Передающие устройства СВЧ - Казанцев В.И., Вамберский М.В., Шелухин С.А.

Автор: Казанцев В.И. Вамберский М.В. Шелухин С.А.

Теги: электротехника радиоэлектроника электроника электрооборудование свч издательство высшая школа

Год: 1984

Похожие

Электроника. Энциклопедический словарь

Теория и применение устройств СВЧ

Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах

Устройства генерирования и формирования радиосигналов

Текст

М.В.Вамберский
В. И. Казанцев
С.А.Шелухин
Передающие
устройства
СВЧ
Под редакцией д-ра техн, наук, проф.
М. В. ВАМБЕРСКОГО
Допущено Министерством
высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебного пособия
для студентов радиотехнических
специальностей вузов
Scan Pirat

МОСКВА «ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1984
ББК 32 849.4
В 16
УДК 621.396.6
Рецензенты:
кафедра «Радиопередающие
устройства» Ленинградского
этектротехнического института
им. В. И. Ульянова (Ленина)
д-р техн, наук, проф. Д И Во-
скресенский (Московский авиа-
ционный институт)
Вамберский М. В. и др.
В 16 Передающие устройства СВЧ: Учеб, пособие
для радиотехнич. спец, вузов /Вамберский М. В.,
Казанцев В. И., Шелухин С. А.; под ред. М В. Вам-
берского — М.: Высш, шк., 1984. — 448 с., ил.
В пер : 1 р 20 к.
В книге изложены принципы работы, основы теории, методы рас-
чета и конструирования передающих устройств СВЧ, даны основы
теории, методы расчета, параметры и характеристики резонансных и
замедляющих систем, рассмотрены особеиносги работы, расчет и
конструирование каскадов передатчиков на генераторных приборах
различного типа; приведены методы расчета импульсных модуляторов,
ферритовых развязывающих приборов, сумматоров Описаны системы
теплоотвода и магнитные системы
2402020000—07Э
В 001(01)—84 116-83
ББК 32.849.4
6Ф2.19
© Издательство «Высшая школа», 1984
ПРЕДИСЛОВИЕ
Несмотря на широкое практическое использование передающих
устройств сверхвысоких частот *’ (СВЧ), учебных пособий, достаточно
полно отражающих как многолетнюю практику, так и современные
достижения в этой области, мало.
Данная книга отличается от изданных ранее тем, что в ней методи-
чески обобщается известный на сегодняшний день материал о передаю-
щих устройствах СВЧ с позиций инженерной практики.
Передающие устройства (передатчики) СВЧ имеют ярко выражен-
ную специфику и в принципах работы приборов, входящих в их со-
став, и в методах проектирования элементов, узлов и всего передат-
чика в целом. В конструктивном отношении передатчики СВЧ также
существенно отличаются от передатчиков других диапазонов: активные
приборы и колебательные системы генераторов СВЧ очень тесно со-
прягаются друг с другом или представляют собой единое целое. По-
этому в технике передающих устройств передатчики СВЧ составляют
самостоятельную область.
Настоящее пособие написано на основе лекций, читаемых авторами
в МВТУ им. Н. Э. Баумана начиная с 1969 г.
При изложении материала авторы полагали, что читатель знаком
с курсами «Основы радиоэлектроники» и «Антенно-фидерные устрой-
ства», а также с курсом «Радиопередающие устройства».
Предисловие, введение, гл. 1, 2, 7 написаны д-ром техн, наук,
проф. М. В. Вамберским, гл. 3, 4, 6, 8 — канд. техн, наук, доц. В. И. Ка-
занцевым, гл. 5, 10, 11, 12 — канд. техн, наук, доц. С. А. Шелххиным,
гл. 9 — М. В. Вамберским и В. И. Казанцевым, гл. 13 — М. В Вамбер-
ским, С. А. Щелухиным, В. И. Казанцевым, гл. 14 — М. В. Вамбер-
ским совместно с канд. техн, наук, доц. В. П. Абрамовым и В. И. Ка-
занцевым.
Авторы выражают глубокую благодарность рецензентам — зав.
кафедрой «Радиопередающие и антенно-фидерные устройства» МАИ
Д-ру техн, наук, проф. Д. И. Воскресенскому и коллективу кафедры
«Радиопередающие устройства» ЛЭТИ, возглавляемому д-ром техн,
наук, проф. О. В. Алексеевым, за ряд важных замечаний и предложе-
ний, способствовавших улучшению содержания пособия, а также со-
трудникам МВТУ им. Н. Э. Баумана Б. П. Лаврову, И. И. Лебедюку
и В. И. Осипенко, предоставившим ряд материалов, использованных
при написании книги.
Авторы будут признательны читателям за отзывы на книгу, кото-
рые следует направлять по адресу: 101430, ГСП-4, Москва, Неглинная
ул., 29/14, издательство «Высшая школа».
Авторы
*’ К сверхвысоким частотам относим электромагнитные колебания
с частотами от ~ 30 МГц до ~ 300 ГГц (длины волн соответственно
от нескольких метров до долей миллиметра).
1*
3
ВВЕДЕНИЕ
В документах XXVI съезда КПСС говорится о необхо-
димости ускорения научно-технического прогресса. Тех-
ника СВЧ должна сыграть в решении этой задачи важ-
ную роль.
§ В.1. КРАТКИЙ ИСТОРИЧЕСКИЙ ОБЗОР
РАЗВИТИЯ ТЕХНИКИ СВЧ
Техника СВЧ зародилась в 30-е годы нашего столетия.
Использование электромагнитных колебаний не только для
связи, но и для радиолокации, радионавигации, телевиде-
ния, радиоуправления требовало освоения все более высо-
ких частот, на которых генераторные приборы того вре-
мени (электронные лампы) уже не могли работать удовлет-
ворительно. Начались поиски как в направлении совершен-
ствования электронных ламп, так и в направлении создания
принципиально новых генераторных приборов.
Первое направление привело к созданию триодов и тет-
родов СВЧ, работающих в метровом, дециметровом и даже
сантиметровом диапазонах длин волн. Первые триоды СВЧ
(маячковые лампы) были разработаны в СССР в 1940 г. под
руководством Н. Д. Девяткова. Впоследствии появились
металлокерамические триоды, а также тетроды СВЧ, кото-
рые широко используют и в настоящее время.
В конце 40-х годов были созданы первые полупроводни-
ковые триоды—транзисторы. Однако СВЧ полупроводни-
ковые приборы появились примерно через десять лет. Здесь
так же, как и при создании электронных ламп, пришлось
преодолевать трудности, связанные с генерированием СВЧ-
колебаний. В результате в конце 50-х годов были разрабо-
таны первые транзисторы СВЧ (биполярные, полевые) и ге-
нераторные диоды: туннельные (1957), лавинно-пролетные
(ЛПД) (1959) и диоды Ганна (1964).
4
В 1932 г. Д. А. Рожанским и А Н. Арсеньевой был изо-
бретен пролетный клистрон — генераторный прибор, прин-
ципиально отличающийся от электронной лампы. В 1936—
1937 гг. Н. Ф. Алексеевым и Д. Е. Маляровым был создан
многорезонаторный магнетрон — простой, экономичный и
мощный прибор, который явился важной вехой в развитии
техники СВЧ. Именно на магнетронах создавались первые
радиолокационные станции, и именно они в настоящее время
являются наиболее массовыми генераторными приборами
СВЧ. В конце 40-х годов появились лампы бегущей (пря-
мой) волны (ЛЕВ), которые позволили осуществить широ-
кополосное усиление СВЧ-колебаний малой и большой мощ-
ности. В начале 50-х годов разрабатывают лампы обратной
волны (ЛОВ) — перспективные для техники СВЧ генера-
торные приборы, которые позволяют получать большие мощ-
ности при коэффициенте полезного действия 50—90 %,
осуществлять усиление широкополосных сигналов или бы-
струю электронную перестройку частоты.
На сегодняшний день разработано большое количество
электронных электровакуумных и полупроводниковых при-
боров СВЧ, которые дают возможность генерировать элек-
тромагнитные колебания практически во всем диапазоне
СВЧ. Совершенствование этих приборов во многом опреде-
ляет перспективы развития генераторной техники СВЧ на
ближайшее будущее.
В 50-е годы появились невзаимные и быстроуправляемые
элементы фидерного тракта и антенн на основе ферритов,
которые позволили значительно улучшить параметры су-
ществующих передатчиков и открыли возможности прак-
тической реализации их принципиально новых схем.
Следует заметить, что диапазон частот практического
использования электромагнитных колебаний все время рас-
ширяется. Техническое осуществление находят новые прин-
ципы генерирования. В настоящее время с помощью лазе-
ров осваивается световой диапазон, и уже стоит вопрос об
освоении электромагнитных колебаний инфракрасных и
гипервысоких частот, граничащих с гамма-излучением.
§ В.2. ЗНАЧЕНИЕ ТЕХНИКИ СВЧ
ДЛЯ НАРОДНОГО ХОЗЯЙСТВА
И ОБЛАСТИ ЕЕ ПРИМЕНЕНИЯ
Техника СВЧ с каждым годом находит все большее при-
менение в различных областях народного хозяйства. Ее ши-
роко используют в системах связи, радиовещания и теле-
5
видения, радиолокации и радионавигации, телеметрии и ра-
диоуправления, радиоастрономии.
Наша страна и другие страны мира покрыты густой сетью
СВЧ радиорелейных линий, по которым осуществляются те-
лефонные разговоры и телевизионные передачи. Развива-
ется связь через спутники, связь за счет тропосферного и
ионосферного рассеяния.
Сейчас каждый аэро- и морской порт имеют в своем арсе-
нале радиолокаторы и радиомаяки. Радиолокаторы уста-
новлены на борту крупных самолетов и кораблей. Их ис-
пользуют в метеорологии для обнаружения зон сильной
облачности, а также для картографирования местности.
Важную роль передающие устройства СВЧ играют в раз-
витии космической техники. С помощью телеметрических
систем со спутников и космических кораблей передают на
Землю информацию об интересующих параметрах, телеви-
зионные сигналы и т. д.
В военном деле средствами передающей техники СВЧ
создаются искусственные помехи против средств связи и
радиолокации противника.
СВЧ-колебания применяют и в технологических целях.
Их используют, например, для нагревания материалов, что
обеспечивает высокую скорость нагрева и малую инерцион-
ность при управлении процессами. При этом можно осу-
ществлять процесс локально, как по площади (за счет фоку-
сировки луча), так и по глубине (за счет выбора генерируе-
мой частоты). СВЧ-нагрев применяют для сварки пласт-
масс: пленок, листового материала, блоков, гранул, стерж-
ней и т. д. СВЧ-колебания ускоряют затвердевание бетона,
их используют для разрушения твердых материалов (при-
чем можно осуществлять раскалывание в нужном направ-
лении) и горных пород. СВЧ-нагрев сокращает время сушки
и выдержки лесоматериалов (древесины, шпона, бумаги и
фанеры), а также повышает их качество — материал высы-
хает без растрескивания. Следует заметить, что обработка
древесины СВЧ-облучением позволяет уничтожать древес-
ного точильщика. С помощью СВЧ сушат лакокрасочные,
пластиковые покрытия и пропитанные материалы
В последнее время СВЧ-облучение начинают использо-
вать в сельском хозяйстве для стерилизации почвы.
Широкое применение СВЧ-нагрев находит в пищевой
промышленности. Большой интерес представляет его при-
менение для приготовления пищи. Этот быстрый по вре-
мени приготовления способ находит применение в буфетах
б
и кухнях, работающих на подвижных объектах (самолетах,
кораблях, поездах, космических объектах), а также в по-
ходных и домашних кухнях. Сублимационная сушка про-
дуктов, осуществляемая с помощью СВЧ-нагрева, позво-
ляет сохранять не только их аромат, но и белки в большей
степени, чем при других методах. СВЧ-нагрев можно
эффективно применять для размораживания продуктов, де-
зинфекции муки, уничтожения плесени в хлебопродуктах,
стерилизации консервов, молока, фруктов и т. д.
Технику СВЧ широко используют в медицине. Во-пер-
вых, это СВЧ-диатермия — один из способов физиотера-
пии, широко применяемый в настоящее время для лечения
тканей глубинным прогревом. Во-вторых, это метод диагно-
стики (исследование свойств тканей, крови). В-третьих, это
средство для создания с помощью электронных ускорителей
излучений для лечения злокачественных опухолей, стери-
лизации медицинского инструмента и материалов.
Использование СВЧ электромагнитных колебаний в ус-
корителях, применяемых помимо медицины в физике твер-
дого тела, ядерной физике, химии, — самостоятельное на-
правление в технике СВЧ, начавшее свое развитие в 50-е
годы.
В последние годы передающие устройства СВЧ стали ис-
пользовать для получения ионизированных газов и плазмы,
что представляет большой интерес с точки зрения управле-
ния ядерными реакциями (нагрев и удержание плазмы),
а также для получения и ускорения химических реакций,
происходящих в высокотемпературной плазме. В связи с
этим появилось новое направление — плазменная химия.
Передающие устройства СВЧ используют в интроско-
пии для исследования структуры различных объемных тел.
В настоящее время перед энергетиками стоит важная
проблема: обеспечение человечества необходимым количе-
ством энергии. Эта проблема возникла в связи с тем, что
запасы ископаемых видов топлива на Земле ограничены,
а их потребление возрастает. Одним из перспективных пу-
тей решения проблемы является превращение на космиче-
ских объектах солнечной энергии в энергию СВЧ электро-
магнитных колебаний и передача ее узким лучом на Землю
или на другой космический объект.
Интересным направлением использования энергии СВЧ
является создание маломощных реактивных плазменных
Двигателей. Работа этих двигателей основана на воздей-
ствии мощных электромагнитных СВЧ-колебаний на высо-
1
котонизированную плазму. Инжектируемое в двигателе
топливо ионизируется и ускоряется СВЧ-полем, что со-
здает необходимую реактивную тягу. В таких двигателях
нет движущихся частей, они имеют простую конфигурацию
и отличаются долговечностью. Уже сегодня их можно при-
менять для ориентации космических объектов, особенно
там, где на борту имеются источники энергии СВЧ, исполь-
зуемые для связи, радиолокации и т. д.
Перечисленные области практического использования
передающих устройств СВЧ — свидетельство их большого
значения для народного хозяйства как в настоящем, так
и в будущем. Однако использование передающих устройств
СВЧ пока в ряде случаев ограничено их высокой стоимостью,
небольшим сроком службы генераторных приборов (не-
сколько тысяч часов) и невысоким коэффициентом полезного
действия.
Глава 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О ПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ СВЧ
Одним из главных вопросов в технике СВЧ является со-
здание передающих устройств, или передатчиков.
Передатчиком называют устройство, служащее для получения
электромагнитных колебаний, которые могут быть использованы
(передаваться на расстояние в виде электромагнитных волн) в ин-
формационных или энергетических целях.
Передатчики, используемые в информационных целях
для передачи радиосигналов, называются радиопере-
датчиками. В передатчике за счет преобразования энер-
гии источника питания создаются (генерируются) электро-
магнитные колебания
определенной частоты и
мощи ест и. Для получе-
ния сигнала, несущего
информацию, электро-
магнитные колебания
управляются (модули-
руются) по одному или
нескольким параметрам
(амплитуде, фазе, час-
тоте, поляризации).
На рис. 1.1 приведена
типичная структурная
Рис. 1.1. Типичная структурная схе-
ма передатчика СВЧ
схема передатчика СВЧ.
Генератор СВЧ-колебаний Г является важнейшим узлом
передатчика. Помимо генератора в состав передатчика
входят: источник питания ЙП; развязывающий прибор —
развязка Р; фидерный тракт ФТ' нагрузка, например ан-
тенна Н; модулятор М; система автоматической подстройки
частоты АПЧ-, система управления, блокировки и сигнали-
зации СУБС и системы охлаждения СО. В маломощных
передатчиках обычно нет СУБС и СО. В передатчиках,
используемых в энергетических целях, могут отсутствовать
модулятор М, система автоматической подстройки час-
тоты и т. д.
9
§ 1.1. ТРУДНОСТИ ПОЛУЧЕНИЯ
СВЧ-КОЛЕБАНИИ
При освоении СВЧ-диапазона пришлось преодолевать
ряд трудностей генерирования электромагнитных колеба-
ний, которые обусловлены следующими причинами.
С увеличением частоты f все большее влияние на работу
генераторов оказывают паразитные емкости и индуктив-
ности, образуемые конструктивными элементами самих
устройств. При этом модуль реактивного сопротивления
емкостей уменьшается, а индуктивностей увеличивается:
шунтирующие емкости «закорачивают» соответствующие
участки схемы генератора, а на последовательных индук-
тивностях создаются дополнительные падения напряжения,
и тем самым они «разделяют» участки схемы. Поэтому на
высоких частотах и особенно в СВЧ-диапазоне паразитные
емкости (межэлектродные емкости в лампах, емкости р-п-пе-
реходов в полупроводниковых приборах, емкости монтажа
и т. д.) и паразитные индуктивности должны быть сведены
к минимуму. Следует заметить, что в СВЧ-диапазоне даже
короткие выводы электронных ламп, полупроводниковых
приборов, короткие монтажные провода оказывают боль-
шое влияние на работу генераторов.
С увеличением частоты возрастают потери в элементах
генераторных схем. В металлических проводниках они ра-
стут за счет поверхностного скин-эффекта, так как сопро-
тивление проводников возрастает пропорционально У/. От-
дельные элементы генераторов, являясь сложными струк-
турами, имеют ярко выраженную зависимость сопротив-
ления от частоты. Так, некоторые оксидные катоды элек-
тровакуумных приборов могут иметь в СВЧ-диапазоне мак-
симум сопротивления (около 10 Ом). С увеличением частоты
в общем случае возрастают потери и в диэлектриках. На
некоторых частотах СВЧ-диапазона эти потери имеют ярко
выраженные максимумы. В СВЧ-диапазоне возникают также
дополнительные потери на излучение, так как отдельные
конструктивные элементы генераторов, электрическая длина
которых становится соизмеримой с длиной волны СВЧ-
колебаний, работают как антенны, излучая часть полезной
энергии в окружающее пространство.
В СВЧ-диапазоне период электромагнитных колебаний
измеряется наносекундами. В электронных приборах это
время становится соизмеримым с временем прохождения
10
(пролета) электронами межэлектродного пространства, поэ-
тому здесь начинают сказываться инерционные свойства
электронов. При этом за время пролета напряжение на
электродах прибора может существенно измениться. Это
сильно влияет на работу приборов, приводит к росту по-
терь, что ухудшает энергетические характеристики гене-
раторов.
Таким образом, в СВЧ-диапазоне за счет описанных яв-
лений с увеличением частоты при прочих равных условиях
мощность на выходе генератора и его к. п. д. должны умень-
шаться.
Для преодоления трудностей генерирования СВЧ-коле-
баний используют три пути: совершенствуют схемы генера-
торов; совершенствуют сами генераторные приборы; раз-
рабатывают принципиально новые методы генерирования.
Высокочастотный предел применимости генераторов на
электронных лампах удалось несколько повысить за счет
применения специальных схем нейтрализации проходной
емкости лампы (нейтродинных схем) и схемы с общей сет-
кой. Однако это позволило освоить только диапазоны корот-
ких и ультракоротких волн.
Совершенствование генераторных приборов привело к со-
зданию специальных триодов и тетродов, с помощью кото-
рых удалось получить электромагнитные колебания в мет-
ровом, дециметровом и сантиметровом диапазонах волн.
Наиболее эффективным оказался третий путь. Весьма
плодотворной здесь явилась идея использовать взаимодей-
ствие электромагнитных колебаний резонансных и замед-
ляющих систем с динамически управляемыми потоками
электронов. Это привело к созданию магнетронных и клис-
тронных генераторов, генераторов на лампах бегущей
(прямой) и обратной волн, успешно работающих в деци-
метровом, сантиметровом и миллиметровом диапазонах
волн.
Использование физических эффектов, возникающих
в твердом теле (туннельного, эффекта Ганна), и лавинно-
пролетных явлений позволило создать новые типы полу-
проводниковых генераторных диодов, которые в настоя-
щее время совершенствуются. Им, несомненно, принадле-
жит будущее.
§ 1.2. КЛАССИФИКАЦИЯ ПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ СВЧ И ТРЕБОВАНИЯ,
ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К НИМ
В настоящее время разработаны различные передатчики,
которые можно классифицировать по следующим основным
признакам:
по типу генераторных приборов: на
электровакуумных триодах и тетродах, клистронах, маг-
нетронах, лампах бегущей (прямой) и обратной волн, по-
лупроводниковых приборах и т. д.;
по назначению: связные, телевизионные, лока-
ционные, навигационные, телеметрические, систем теле-
управления; используемые в технологических целях, в ме-
дицине, физике, химии; для передачи электроэнергии;
по диапазонам волн: передатчики метровых,
дециметровых, сантиметровых и миллиметровых волн;
по мощности, отдаваемой в антенну:
передатчики малой, средней и большой мощности;
по виду модуляции: с амплитудной, импульс-
ной, частотной, фазовой, амплитудно-импульсной (ДИМ),
частотно-импульсной (ЧЙМ), фазо-импульсной (ФИМ), ши-
ротно-импульсной (ШИМ) модуляцией;
по мобильности: стационарные, передвижные
(бортовые), переносные.
Следует заметить, что каждая классификационная группа
передатчиков имеет определенную совокупность общих осо-
бенностей и может быть предметом самостоятельного рас-
смотрения. В данной книге материал изложен в соответ-
ствии с первым признаком.
К передатчикам предъявляют целый комплекс требова-
ний, которые обусловлены их использованием в различных
целях.
Электрические требования
1. Рабочая частота (длина волны), рабочая полоса ча-
стот, диапазон частот, которые определяются назначением
-прибора.
2. Стабильность частоты. Для передатчиков, использу-
емых в информационных целях, стабильность частоты
должна быть высокой. Для передатчиков, используемых
в технологических, энергетических целях, это требование
не является столь жестким.
12
3. Выходная мощность передатчика. Значения этой ве-
личины лежат в пределах от долей ватт до тысяч киловатт
в непрерывном и до сотен мегаватт в импульсном режи-
мах.
4. Промышленный коэффициент полезного действия
(к. п. д.). Его значения колеблются от долей процента до
80 %, причем к. п. д. должен быть тем больше, чем больше
мощность передатчика или чем более жесткие требования
предъявляются к экономичности его питания (например,
в бортовой аппаратуре).
5. Вид модуляции, диапазон модулирующих частот.
Это требование определяет спектр частот электромагнит-
ных колебаний радиопередатчика.
6. Уровень внеполосного излучения. Каждый передатчик
помимо основных генерирует колебания, которые совер-
шенно не нужны для его работы и могут явиться помехами
для другой аппаратуры. Уровень такой генерации должен
быть небольшим.
Специальные требования
В передатчиках с импульсной модуляцией (радиолока-
ционные, радионавигационные, телеметрические) необхо-
дима определенная форма импульсов, хорошая стабильность
их параметров. В телевизионных передатчиках должна
быть равномерной амплитудно-частотная характеристика
и т. д.
Конструктивные требования
Передатчики должны иметь определенные габариты,
массу, быть вибро-, ударо-, влаго-, пыле- и теплостойкими
и т. д.
Эксплуатационные требования
Эти требования определяют такой важный параметр,
как надежность работы передатчика, устройство органов
его управления, систему блокировки и сигнализации.
С каждым годом к передатчикам, как и к радиоэлектрон-
ному оборудованию в целом, предъявляют все новые и бо-
лее жесткие требования. Так, например, в связи с освое-
нием космического пространства возникла необходимость
расширения температурного диапазона, повышения вибро-
стойкости, ударостойкости. Появились новые требования по
обеспечению радиационной стойкости, грибкостойкости
и т. д. Необходимостью передавать все больший объем ин-
13
формации на очень большие расстояния обусловлено требо-
вание расширить рабочую полосу частот, увеличить мощ-
ность радиопередатчика при высокой стабильности ча-
стоты генерируемых колебаний и т. д.
§ 1.3. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ СОВРЕМЕННЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ СВЧ
Структурная схема передатчика определяется его назна-
чением и предъявляемыми к нему требованиями, в первую
очередь мощностью на выходе и стабильностью частоты.
Рис. 1.2. Структурная схема передатчика типа «усилительная
цепочка»
Простейшие передатчики СВЧ выполняют по схеме, изо-
браженной на рис. 1.1. В качестве генератора Г использу-
ется автогенератор АГ, работающий на нагрузку Н. Для
стабилизации колебаний, генерируемых АГ, можно исполь-
зовать систему автоматической подстройки частоты АПЧ.
По таким схемам создают радиолокационные магнетрон-
ные передатчики, работающие в импульсном режиме; пере-
датчики помех, выполняемые на основе ламп обратной
волны и работающие в непрерывном режиме с частотной
модуляцией; передатчики, используемые в энергетических
целях. В последних двух АПЧ обычно не применяют.
Для повышения выходной мощности передатчика, ста-
бильности частоты генерируемых колебаний и увеличения
объема передаваемой информации передатчики делают мно-
гокаскадными (рис. 1.2). Такие схемы выполняют последо-
вательным включением приборов, работающих в усилитель-
ном режиме, поэтому их называют усилительными
цепочками. Электромагнитные колебания необходи-
мой стабильности создаются в задающем генераторе ЗГ.
Его частоту стабилизируют, например, путем использова-
ния кварцевых резонаторов, помещенных в термостат.
ЗГ, выполненные по сложной схеме, например при работе
в многочастотном режиме, называются возбудите-
лями. На выходе ЗГ колебания обычно имеют неболь-
14
шую мощность и в ряде случаев более низкую, чем на вы-
ходе передатчика, частоту. Это объясняется тем, что на бо-
лее низких частотах задача стабилизации частоты решается
проще. Полученную в ЗГ частоту генерируемых колебаний
приходится умножать, доводя ее до заданного значения.
Поэтому в передатчиках осуществляют умножение частоты
колебаний с помощью включаемых в схему после ЗГ умно-
жителей частоты УЧ. Затем колебания усиливают по ампли-
туде в предварительном усилителе ПУ, и, наконец, в уси-
лителе мощности УМ, составляющих усилительную це-
почку. В схеме Plt Р2, Р:> и Р4 — развязывающие приборы,
исключающие влияние последующих каскадов передатчика
на предыдущие. Следует заметить, что ПУ и УМ могут иметь
по нескольку каскадов с применением дополнительных раз-
вязывающих приборов.
Применение ферритовых развязывающих приборов в пе-
редатчиках, выполненных по схеме усилительной цепочки,
обычно необходимо, так как последовательно включенные
усилительные приборы не могут работать без развязок.
Так, например, в передатчиках с усилительными цепочками
на основе ламп бегущей волны (ЛЕВ) и амплитронов обяза-
тельно применение развязывающих приборов.
Модуляцию в таких передатчиках осуществляют в ЗГ,
где формируется сигнал (обычно широкополосный) с по-
мощью модулятора М1. Сигнал может быть модулирован
также в каскадах предварительного усиления ПУ с по-
мощью М2 и в усилителе мощности УМ с помощью М3.
Может быть такой вариант, когда в ЗГ с помощью Mt осу-
ществляется частотная модуляция, а в ПУ и УМ с помощью
М2 и М3 — амплитудная.
Если в качестве ЗГ используют лампы обратной волны
(ЛОВ) с электронной перестройкой частоты, то УЧ в схеме
не нужен. Если такой передатчик работает в импульсном
режиме, то Mlt М2 и М3 должны модулировать сигналы
соответствующих каскадов импульсами разной длительно-
сти, которая в предыдущих каскадах должна быть больше,
чем в последующих. Кроме того, из каскада в каскад им-
пульсы должны попадать с некоторой задержкой во вре-
мени. Усилительная цепочка обычно представляет собой
широкополосный усилитель мощности с линейной фазо-
частотной характеристикой, который может усиливать без
искажений широкополосный сигнал, создаваемый в ЗГ.
В таких передатчиках можно производить быструю смену
рабочей частоты в маломощном ЗГ.
15
По схеме типа «усилительная цепочка» могут строиться
также передатчики на полупроводниковых приборах. В них
умножение частоты может осуществляться как в предвари-
тельных каскадах, так и в оконечных. Так, после ЗГ, кото-
рый выполняют на транзисторных автогенераторах с квар-
цевой стабилизацией, могут использоваться несколько кас-
кадов УЧ на транзисторах (каждый каскад умножает ча-
стоту в два-три раза). В оконечных каскадах можно ис-
пользовать несколько каскадов УЧ на варакторах (каждый
каскад также умножает частоту в два-три раза). Возмож-
ность использования варакторных УЧ в оконечных каска-
дах обусловлена их сравнительно высоким к. п. д.
Следует заметить, что на выходе передатчиков часто
устанавливают фильтры, которые уменьшают уровень вне-
полосного излучения.
Рис. 1.3. Структурная схема передатчика типа «активной
фазированной антенной решетки»
Необходимость получения большой мощности на выходе
передатчика и малоинерционного электрического управле-
ния диаграммой направленности его антенны привели к соз-
данию передатчиков СВЧ, работающих с фазирован-
ной антенной решеткой (ФАР), а затем пере-
датчиков типа «активная фазированная ан-
тенная решетка» (АФАР). Если построение ФАР
связано с решением вопросов создания антенн, то постро-
ение АФАР в большей части относится к передающей тех-
нике СВЧ.
Структурная схема передатчика типа АФАР изображена
на рис. 1.3. Предварительные каскады такого передатчика
такие же, как и у передатчика, выполненного по схеме уси-
16
лительной цепочки. Принципиально отличаются лишь око-
нечные каскады. Сигнал после ПУ и Р2 попадает в дели-
тель Д, где он делится по мощности на п частей и поступает
в п каналов. В каждом канале находится передающий мо-
дуль (/7Л1), который обычно представляет собой широкопо-
лосный усилитель мощности с фазовой модуляцией, выпол-
ненный либо на электровакуумных, либо на полупроводни-
ковых приборах: каждый ПМ имеет несколько каскадов
усиления с развязывающими приборами и электрически
управляемыми фазовращателями (обычно ферритовыми, или
на основе p-i-n-диодов). Выход каждого ПМ нагружен на
элементарный излучатель, совокупность которых образует
фазированную антенную решетку (ФАР).
Во многих случаях АФАР должна выполнять также
функции приема сигналов. В этом случае она состоит из
приемо-передающих модулей (ППМ), в которые входят пере-
ключатель «Прием—передача» и приемно-усилительный
тракт. Диаграммой направленности АФАР управляют с по-
мощью фазовращателей ПМ (или ППМ), на которые посту-
пают управляющие сигналы от системы управления (СУ)
АФАР.
СУ АФАР может иметь ЭВМ, с помощью которой по
определенным программам можно управлять диаграммой
направленности антенны, обеспечивать периодический, дис-
кретный режим сканирования, самофокусировку и т. д.
Передатчики СВЧ типа АФАР в настоящее время явля-
ются наиболее перспективными как для разных частот
СВЧ-диапазона, так и для различных применений.
Описанные структурные схемы передатчиков СВЧ, хотя
и представлены в обобщенном виде, далеко не исчерпывают
все возможные варианты схемного решения передатчиков.
Глава 2
ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ РАБОТЫ
ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ СВЧ
§ 2.1. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ ЭЛЕКТРОННЫХ
ПРИБОРОВ СВЧ
Энергию источников постоянного напряжения преобра-
зуют в энергию электромагнитных колебаний электронными
приборами с помощью создаваемых в них управляемых
17
электронных потоков. В этом смысле работа генератор-
ных приборов СВЧ такая же, как и приборов более низ-
ких частот (НЧ), например электронных ламп или транзи-
сторов. Однако физические принципы работы приборов
СВЧ существенно отличаются от принципов работы при-
боров НЧ.
В СВЧ-диапазоне, как говорилось ранее, период гене-
рируемых колебаний становится соизмеримым с временем
пролета электронами межэлектродных промежутков (элек-
троны проявляют инерционные свойства), резко возрастает
вредное влияние собственных емкостей и индуктивностей
прибора, его размеры становятся соизмеримыми с длиной
волны генерируемых колебаний. Все это во многом опреде-
ляет специфику работы приборов СВЧ.
Производная энергии электрона по времени при его
движении в межэлектродном пространстве
Ж _ _ ди
dt е dt '
где W — полная энергия электрона, равная сумме его ки-
нетической и потенциальной энергий; U — потенциал элек-
трического поля; е = 1,6 • 10-19 Кл —• заряд электрона.
На низких частотах величина dU/dt мала (близка к ну-
лю), и полная энергия электрона не зависит от его коор-
динат и времени, т. е. при движении электронов в меж-
электродном пространстве их полная энергия не изменя-
ется.
В СВЧ-диапазоне величина dU/dt существенно отлича-
ется от нуля и полная энергия электрона может изменяться
как за счет изменения его кинетической энергии (ускоре-
ния или торможения электрона в высокочастотном поле),
так и за счет изменения потенциальной энергии. Иными сло-
вами, движущиеся электроны при определенных условиях
могут отдавать свою кинетическую или потенциальную
энергию электромагнитному полю.
В приборах СВЧ и НЧ управление электронными пото-
ками имеет различный характер. В приборах НЧ на пути
электронного потока создается быстродействующий ло-
кально расположенный затвор (например, сетка с отрица-
тельным потенциалом в электронной лампе), который путем
очень малой затраты энергии регулирует плотность по-
тока электронов. При этом период управляющего напря-
жения много больше времени пролета электронов, поэтому
18
такое управление называется статическим. С уве-
личением частоты это условие нарушается, затраты энер-
гии на регулирование плотности потока из-за инерционно-
сти электронов быстро растут и этот способ управления
становится нереализуемым.
В приборах СВЧ используют динамическое
управление. Этот процесс длится определенное время
и не всегда имеет локальный характер, а инерционность
электронов здесь используется как положительный фактор.
При этом происходит взаимодействие электронного по-
тока с электромагнитным полем колебательных систем при-
боров и модуляция потока по скорости, что приводит к
его модуляции по плотности.
Передача энергии электронов электромагнитному полю
в электронных приборах СВЧ происходит в результате
взаимодействия электронного потока с электрической со-
ставляющей поля, касательной к траектории движения
электронов. Для эффективного обмена энергией между элек-
тронами и полем необходимо, чтобы электроны, находя-
щиеся в пространстве взаимодействия, все время тормо-
зились полем. Для этого в свою очередь необходимо создать
неравномерный (промодулированный) по плотности элек-
тронный поток и обеспечить в приборе необходимые «тор-
мозящие» фазовые соотношения как в пространстве, так
и во времени. Создание неравномерного по плотности
электронного потока является принципиальным условием,
так как при равномерном потоке общий энергетический
баланс (передача энергии от электронов СВЧ-полю и нао-
борот) будет равен нулю.
Создание электронного потока, промодулированного по
плотности и имеющего определенную структуру, называется
группировкой или фазовой фокусиров-
кой потока. Группировка осуществляется за счет
действия СВЧ электромагнитных колебаний. Механизм
группировки определяет принцип работы и классификацию
приборов и лежит в основе анализа их работы.
Промодулированный поток состоит из движущихся сгу-
стков электронов. Если обеспечить фазовые соотношения
между потоком и СВЧ-полем так, чтобы электронные
сгустки при своем движении оказывались в тех местах
пространства и в те моменты времени, где и когда действует
тормозящее поле, то общий энергетический баланс будет
положительным и энергия электронов будет превращаться
в энергию электромагнитных колебаний.
19
Электроны могут взаимодействовать с СВЧ-полем пли
только в определенных участках потока (как в пролетных
клистронах), или на большей части его длины [как в лам-
пах бегущей (прямой) и обратной волн]. СВЧ-колебания
создаются в резонансных системах (PC) или в замедляющих
системах (ЗС). При этом электронный поток проходит через
PC или ЗС обязательно в местах, где касательная к траек-
ториям движения электронов составляющая СВЧ электри-
ческого поля имеет максимальное значение. PC обеспечи-
вают локальное и сравнительно кратковременное взаимо-
действие электронного потока с электромагнитным полем,
а ЗС — распределенное и длительное. Очевидно, что
оптимальным условием энергообмена является приблизи-
тельное равенство средней скорости движения электронов
и фазовой скорости используемого типа волны. Это
условие называется условием синхронизма*'.
Условие синхронизма при длительном взаимодействии
электронного потока с полем бегущей волны принципиально
можно обеспечить лишь используя в качестве волноведу-
щих систем замедляющие. Это связано с тем, что ско-
рость электронов — материальных частиц — меньше скорости
света, а фазовая скорость волн в обычных волноводах
больше (для Н, Е-волн) или равна (для Т-волны) скорости
света. Снизить фазовую скорость в них можно, заполняя
их диэлектриком, но это приводит к росту потерь энергии.
В ЗС фазовая скорость волн при вакуумном заполнении
намного меньше скорости света (см. гл. 4), что позволяет
выполнить условие синхронизма.
В некоторых случаях в качестве управляющего можно
использовать поле, которое создается пространственным
зарядом электронного потока. Если система неустойчива,
то возникающее возмущение нарастает при движении вдоль
потока. Такое явление имеет место, например, в диодах
Ганна.
Для лучшего усвоения физических процессов, происхо-
дящих в электронных приборах СВЧ, необходимо коротко
остановиться на особенностях токов, протекающих в них.
На НЧ мгновенное значение тока во внешней цепи при-
боров определяется электронами, приходящими на элек-
троды в данный момент времени, т. е. конвекцион-
*> Для передачи энергии электронов СВЧ-полю необходимо, чтобы
их скорости были больше фазовой скорости волны, При равенстве
этих скоростей энергообмен прекращается,
20
н ы м током. При этом перемещение зарядов между
электродами не оказывает влияния на ток во внешней
цепи. На СВЧ, поскольку время пролета электронами меж-
электродных промежутков и период колебаний становятся
сравнимыми по значению, во внешней цепи оказывается
необходимым учитывать еще токи, наведенные электронами
при их движении между электродами (т. е. до момента по-
падания на электроды), а также емкостные токи и токи сме-
щения.
Рассмотрим это на примере плоского диода (площадь
электродов S, расстояние между ними d), в котором от
катода к аноду (по оси х, перпендикулярной плоскости
электродов) движется со скоростью и плоский слой заря-
дов q толщиной dx. К диоду подключен источник перемен-
ного напряжения и с малым внутренним сопротивлением.
В этом случае во внешней цепи диода протекает полный
ток, мгновенное значение которого
1’полн = ео5 dEoldt -f- qv/d = iCMK + ^нав» (2-2)
где ieMK = &0SdE0!dt — емкостный ток; Ео — u/d — напря-
женность электрического поля в межэлектродном простран-
стве без учета влияния заряда; е0 = 8,85-10~12 Ф/м —
электрическая постоянная; iHaB = quid — наведенный ток.
Из выражения (2.2) следует, что при движении электро-
нов между электродами во внешней цепи помимо емкост-
ного протекает еще наведенный ток.
Когда все заряды слоя q достигают анода, ток во внеш-
ней цепи определяется уже непосредственно этими заря-
дами, т. е. является конвекционным, а наведенный ток
уменьшается до нуля. Эти процессы имеют место и на НЧ,
однако 1емк и 1нав малы и ими обычно пренебрегают.
С другой стороны, выражение для мгновенного значе-
ния полного тока в каком-либо сечении межэлектродного
пространства можно записать, исходя из уравнений Макс-
велла:
1'полв = Spu4-Se0 dE/dt = iK0HB-|- i'cm> (2-3)
где iK0HB = S pu — конвекционный ток, ток движения заря-
дов; р — плотность пространственного заряда; Е — напря-
женность электрического поля в межэлектродном простран-
стве с учетом влияния заряда; iCM = S&odE!dt — ток сме-
щения. Если р = 0, то полный ток в данном сечении опре-
деляется только током смещения, равным емкостному
току.
21
Следует заметить, что в общем случае Е Ео, так как
и на амплитуду и на фазу поля Е влияет пространственный
заряд. Поэтому ieMK У 1СМ. Емкостный ток является чисто
реактивным и опережает по фазе напряжение и на 90°,
а ток смещения имеет как реактивную, так и активную
составляющие.
§ 2.2. ДВИЖЕНИЕ ЭЛЕКТРОНОВ
В ЭЛЕКТРИЧЕСКОМ И МАГНИТНОМ ПОЛЯХ
Электронные процессы непременно связаны с движением
электронов, происходящим в вакууме, газе, жидкости или
твердом теле. Электроны поддерживаются в состоянии дви-
жения за счет действия сил электрического и магнитного
полей. В каждом конкретном случае движение электронов
подчиняется своим физическим закономерностям.
Если электроны движутся в пространстве, где электри-
ческое поле отсутствует, то они называются свобод-
ными и их движение подчиняется законам механики.
Такие случаи на практике встречаются редко.
В электронных приборах электроны всегда движутся
в пространстве, где действует электрическое поле. Если на-
пряженность электрического поля Е < 104 -s- 10е В/м, то
электроны называют почти свободными. Их дви-
жение с достаточной степенью точности можно описывать
уравнениями классической механики. Такие электроны обра-
зуют электронные потоки в электровакуумных приборах.
Если электроны движутся с большими скоростями
(у ~ с), то необходимо вводить релятивистскую поправку
массы
mv — т/У 1 — (у/с)2, (2.4)
где т = 9,1 • 10“3- кг — масса покоя электрона; mv — масса
электрона, который движется со скоростью у; с =
= 3-Ю8 м/с — скорость света.
Электроны, движущиеся в пространстве, где действует
очень сильное электрическое поле (Е = 10® ч- 1010 В/м),
называют связанными. К этим электронам относятся
электроны твердого тела, и их движение подчиняется зако-
нам квантовой механики.
Если электрон движется в пространстве со скоростью у,
то его кинетическая энергия
Тк = шу2/2.
(2-5)
22
Потенциальная энергия электрона определяется произ*
ведением его заряда на значение потенциала в той точке,
где он находится:
U„ = — eU. (2.6)
Полная энергия электрона
W = TK-\-Un — (mv2/2)—eU. (2.7)
Так как движение электронов происходит под действием
сил электрического и магнитного полей, то можно записать
F, = —еЕ; (2.8)
F„ = —e[v, В], (2.9)
где Рэ — сила электрического поля (электрическая сила);
FM — сила магнитного поля (магнитная сила); Е и В —
соответственно напряженность электрического и индукция
магнитного полей.
Для выражения (2.9) действует правило левой руки:
если магнитные силовые линии входят в ладонь левой руки, а ее
четыре пальца вытянуты против направления движения электрона
(по направлению электрического тока), то отогнутый большой палец
определяет направление магнитной силы.
Рассмотрим конкретные примеры.
1. Движение электрона в слабом электростатическом
поле
Е
и.
U
2(9-
е,т
еут
Рис. 2.1. Движение электрона
в слабом электростатическом
поле, когда угол между v0 и
Е равен 0 или 180°
Если электрон влетает в рассматриваемое пространство
со скоростью v0 и угол между v0 и Е равен нулю или 180°,
то электрон движется по прямолинейной траектории соот-
ветственно равнозамедленно или
равноускоренно. Если угол меж-
ду v0 и Е имеет другие значения,
то электрон движется по пара-
боле.
Пусть угол между v0 и Е ра-
вен 180° (рис. 2.1) и под дейст-
вием электрического поля элек-
трон из точки 1 с потенциа-
лом Uo перемещается в точку 2
с большим потенциалом U. На
нения энергии т (у2 — г>5)/2 = е (U — (70). Если у0 = б и
основании закона сохра-
23
Uo — 0, то
v=V2e/mVU (2.10)
где U — напряжение, В; v — скорость, м/с.
Выражение (2.10) используют для анализа движения
ускоряемых электронов в электровакуумных приборах.
2. Движение электрона в магнитостатическом поле
В магнитостатическом поле работа, производимая в еди-
ницу времени действующей на электрон силой, определя-
ется как скалярное произведение вектора силы FM на век-
тор скорости v:
A = (F„, v) = — e([v, В], v) = — e([v, v], B) = 0.
Эта работа всегда равна нулю вследствие того, что маг-
нитная сила направлена всегда перпендикулярно вектору
скорости, а следовательно, при движении электрона в маг-
нитном поле его кинетическая энергия не изменяется. Это
значит, что скорость электрона по модулю постоянна, в то
время как направление скорости может меняться.
А. Пусть угол между скоростью v и магнитной индук-
цией В равен нулю или 180°, т. е. электрон движется
в пространстве с продольным магнитным полем.
В этом случае F„ = 0 и магнитное поле не влияет на дви-
жение электрона. Однако, если имеется не один электрон,
а поток электронов, магнитное поле оказывает существенное
влияние на их движение. В процессе движения электроны,
являясь одноименными зарядами, отталкиваются друг от
друга. В результате образуется поперечная составляющая
скорости движения электронов, которая приводит к воз-
никновению магнитной силы. Под ее действием электроны
начинают двигаться по спиралям, что препятствует расте-
канию электронного потока в пространстве и приводит
к его фокусировке. Это явление используют для получения
протяженных электронных потоков в электровакуумных
приборах (см. § 2.4). Приборы с продольным магнитным
полем называются приборами О-т и п а.
Б. Пусть угол между v и В равен 90°, т. е. электрон
движется в пространстве, где действует поперечное
магнитное поле (рис. 2.2).
В этом случае магнитная сила
|F„| = evB.
(2-Н)
24
Поскольку в поперечном поле векторное произведение
Iv, В] имеет максимальное значение, то и магнитная сила
максимальна. Под ее действием электрон начинает двигаться
по окружности, радиус R которой определяется из усло-
вия: в каждый момент времени магнитная сила Рм уравно-
вешивается центробежной силой Рц. Приравнивая Fn и
Fa, получаем evB — mv2/R, откуда
R — mv/(eB). (2.12)
Угловая скорость движения электрона по окружности
(циклотронная частота)
(ла = еВ/т. (2.13)
Как видно из выражения (2.13), <вц, а следовательно, и
период вращения, не зависят от скорости электрона и опре-
деляются только магнитной ин-
дукцией В.
Приведенные соотношения
поясняют движение электронов
в электровакуумных приборах
с поперечным магнитным полем,
которые называются прибо-
рами М-т и п а.
В. Пусть скорость электрона
v имеет произвольное направ-
ление по отношению к магнит-
Рис. 2.2. Движение электрона
в магнитостатическом поле,
когда угол между v и В
равен 90°
ной индукции В. Траектория
электрона в этом случае будет спиральной, причем радиус
спирали определяется поперечной составляющей скорости,
а ее шаг — продольной составляющей.
3. Движение электрона в сложных статических полях
Рассмотрим случай, когда в пространстве, где движется
электрон, действуют одновременно как электрическое, так
и магнитное статические поля.
Уравнение движения электрона в этом случае имеет вид
F = ma = F9 + FM = -e(E + [v, В]), (2.14)
где а — ускорение электрона.
Решение уравнения (2.14) рассмотрим для частных слу-
чаев, имеющих определенный практический интерес. Дви-
жение электрона представим в прямоугольной системе
координат.
25
А. Предположим, что Вх = Ву = 0; Вг = В\ Еу =
= Ег = 0; Ех = —Е, т. е. имеем случай скрещен-
ных полей (Е I В). Записывая (2.14) по осям прямо-
угольной системы координат, получаем
d2y dx D
Решая последние уравнения относительно х и у для
начальных условий: t = 0, х = 0, у = 0, dyldt — 0, по-
лучаем
x~D(\ —cos о)ц/); (2.15)
у = D (го,/— sin ш,/), (2.16)
где
D — тЕ/(еВ2) = Е/(ыаВ).
Выражения (2.15) и (2.16) являются уравнениями ци-
клоиды*), т. е. электрон движется по циклоидальной
траектории.
Рис. 2.3. Движение электрона
в скрещенных статических по-
лях, когда В? = В и Ех =—Е
77777777777777777771!
Катод
Рис. 2.4. Движение электро-
на в скрещенных статических
полях, когда его начальная
СКОРОСТЬ Vy—V
Траектории движения электрона для случая скрещенных
полей в плоском диоде представлены на рис. 2.3. В зависи-
мости от соотношения между напряженностью электриче-
ского поля Е и магнитной индукцией В электрон, покидая
катод, или вновь на него возвращается, не достигнув анода,
*’ Циклоида — это кривая, описываемая точкой круга [в данном
случае с радиусом R (2.12)], катящегося по плоскости. Если круг ка-
тится по цилиндрической поверхности, то описывается эпициклоида,
26
или же попадает на анод. Граничным следует считать тот
случай, когда траектория касательна к плоскости анода
2D = d. При этом значение магнитной индукции называ-
ется критическим — Вкр.
Преобразуя выражение для D, получаем
Вкр = y2tnEI(ed) = ~\/r2mU/e/d. (2-17)
Рис. 2.5. Движение электрона в
скрещенных статических полях,
когда начальная скорость элек-
трона имеет составляющие как по
оси х, так и по оси у
Если В > Вкр, то электрон, вылетая из катода, вновь на
него возвращается. Если В < Вкр, то электрон попадает
на анод.
Если электрон в начальный момент времени (/ = 0) не
находится в состоянии покоя, а движется в направлении
оси у, то траектория его движения имеет уже другой ха-
рактер (рис. 2.4). Электрон
влетает в пространство
взаимодействия со скоро-
стью vy — v. На него дей-
ствуют силы F9 и Fm, на-
правленные в противопо-
ложные стороны. Если
I F9 |> | FM |, то электрон
при движении приближа-
ется к аноду. В противном
случае электрон отклоня-
ется к катоду. Если | F9 |=
= | FM |, то электрон дви-
жется по прямой линии
со скоростью
v — E/B. (2.18)
Рассмотренные примеры
тронов в магнетронных генераторах и лампах прямой или
обратной волны М-типа.
Б. Пусть теперь Ех = Ег = 0; Еу — —Е\ Вх = Bz = 0;
Ву = В. Этот случай также рассмотрим на примере пло-
ского диода (рис. 2.5).
Если электрон влетает в пространство взаимодействия
со скоростью, которая направлена по оси у, то он ускоря-
ется электрическим полем и движется равноускоренно по
прямолинейной траектории.
Если же скорость электрона имеет составляющие как
по оси у, так и по оси х, то электрон движется по спирали
со все увеличивающимся шагом. Радиус спирали опреде-
27
соответствуют движению элек-
ляется поперечной составляющей скорости и магнитной
индукцией В, а шаг спирали — продольной составляющей
скорости, которая зависит от Е.
4. Движение электрона в переменном электрическом поле
Рассмотрим движение электрона между катодом и ано-
дом плоского диода, к которому приложено напряжение,
меняющееся с частотой со: и = Um sin (со/ + ф), где ф —
фаза напряжения и в начальный момент времени (/ = 0).
При расстоянии d между катодом и анодом электриче-
ское поле в рабочем пространстве определяется выражением
£’ = (?7m/d)sin (oj/4-ф). (2.19)
Подставляя (2.19) в (2.14), получаем
=sin (со/+ ф). (2.20)
В результате интегрирования (2.20) при начальных усло-
виях: х = 0, dxldt ~ 0 при / = 0, имеем
х 82
2- = 81Пф — sin (а + ф)a cos ф, (2.21)
где а = со/ = 2л//Т; 9= cod /|/"Um ~ = 2nd ] (т
— фиктивный угол пролета.
Выражение (2.21) представляет собой уравнение движе-
ния электрона вдоль оси х. Рассчитанные по нему про-
странственно-временные диаграммы движения электрона
представлены на рис. 2.6. Видно, что эти диаграммы могут
существенно изменяться в зависимости от соотношения
между временем движения электрона от катода до анода т
(время пролета) и моментом выхода электрона из катода,
т. е. величиной ф.
Время пролета — важный параметр, характери-
зующий электронные приборы СВЧ. Для случая, когда
между катодом и анодом действует постоянное напряжение
и = U,
r = d У 2m/(eU). (2.22)
Если электрон влетает в пространство между катодом и
анодом со скоростью v, а и = 0, то
z = d/v. (2.23)
28
Если между катодом и анодом есть пространственный
заряд, то т возрастает приблизительно на 50 %.
Когда между катодом и анодом действует переменное
напряжение, время пролета т зависит от <р, а электрон мо-
жет иметь различные траектории движения.
Если угол пролета сот = 2лт/Г велик (т > Т), элек-
трон может, не достигнув
к катоду. Он или возвра-
щается обратно на катод,
или, остановившись ме-
жду электродами, начи-
нает снова двигаться к
аноду, попадая на него
после нескольких таких
остановок.
Если т <2 Т, то мо-
жно считать, что элек-
трон движется в посто-
янном поле, которое
определяется значением
Е в момент вылета элек-
анода, начать обратное движение
Рис. 2.6. Пространственно-временные
диаграммы движения электронов в
переменном электрическом поле
трона с катода. В этом
случае, вылетая из ка-
тода, электрон попадает
на анод.
В реальных случаях между электродами действуют как
переменное, так и постоянное напряжение
U = U Um S1П (со^ ф).
Время пролета при этом определяется значением отно-
шения Um/U. Если UmIU 1, то для нахождения т сле-
дует использовать выражение (2.22), если Um!U^ 1, то т
рассчитывают с помощью уравнения (2.21).
Величина ыт, называемая углом пролета, в об-
щем случае показывает, какую часть периода электрон
движется между электродами (изменение фазы переменного
напряжения, приложенного к ним, за время движения).
Если между электродами действуют переменное и постоян-,
ное напряжения, то т зависит от ф и понятие угла пролета
теряет смысл.
Когда между электродами приложено только перемен-
ное напряжение, пользуются понятием фиктивного
угла пролета. Считают, что между электродами дей-
ствует только постоянное напряжение, равное амплитуде
2&
переменного напряжения. U Um [см. (2.21)]. Фиктив-
ный угол пролета, являясь условным обобщенным параме-
тром, не имеет физического смысла.
Рассмотренные примеры поясняют движение электронов
в триодах, тетродах СВЧ, а также в пролетных клистронах.
5. Движение электрона в твердом теле под действием
внешнего электростатического поля
На электроны в твердом теле помимо обычно приклады-
ваемого внешнего электрического поля действует сильное
периодическое поле кристаллической решетки. Воздей-
ствие этого поля на движение электрона можно условно
представить с позиций классической механики введением
понятия эффективной массы электрона
Известно, что скорость движения электрона в твердом
теле определяется как групповая скорость распространения
электронной волны
где h = 6,6-10 34 Дж-с — постоянная Планка; К —
— 2nyr2mW/h—волновое число.
Работа, совершаемая силой F, действующей на электрон,
за время dt,
dW^vroFdt~~Fdt.
г₽ h dK
Отсюда находим
<2-25>
Ускорение электрона
&)гр 2jt d2W dK dK h a
Q"=~dT=z T'dK2!!’ Т0ГДа ~dt = 2л d2r/(dK"-) •
Подставляя последнее выражение в (2.25), получаем
2л/ d'1W/(dK2)a~ т^а'
где
_( h\2 1
т^~\2л) d2W/dK2
эффективная масса электрона.
30
Выражение (2.26) можно трактовать как второй закон
Ньютона, если считать, что электрон, находящийся в перио-
дическом поле кристаллической решетки, является почти
свободным с массой, равной тэф.
Понятие эффективной массы является условным и его
используют лишь для удобства описания движения элек-
тронов в кристаллических телах. Для свободного элек-
трона, когда периодическое поле кристаллической решетки
отсутствует, тэф = т *>. Величина тэф в общем случае
может существенно отличаться от т и принимать как по-
ложительные, так и отрицательные значения. С помощью
понятия эффективной массы можно сравнительно просто
объяснить сложные процессы, происходящие, например,
в диодах Ганна.
6. Общий случай движения электрона в твердом теле
Движение электрона в твердом теле в общем случае опи-
сывается уравнением Шредингера
Й д’? Й2
4^- = ^-V24f-(/n4f, (2.28)
j dt 2т п ' ’
где Т (х, у, z, t) — волновая функция; Un (х, у, z, О — по-
тенциальная энергия электрона; Й = h!2n.
Уравнение (2.28) является волновым уравнением, реше-
нием которого является волновая функция Т (х, у, z, t).
При этом физический смысл имеет не сама функция, а про-
изведение Т (х, у, z, t) Т* (х, у, z, f)dV, которое является
действительной величиной и определяет вероятность обна-
ружения электрона в определенный момент времени t
в элементе объема dV.
В общем случае значение потенциальной энергии U„
электрона зависит от координат и времени, но на практике
зависимостью от времени можно пренебречь. Тогда урав-
нение Шредингера упрощается:
?2Ф + ~(№-(/п)ф=0, (2.29)
где ф (х, у, г) — амплитудная функция Шредингера. Причем
Т (х, у, z, t) = ф (х, у, г) ср (/); ср (/) = er&wt =
п-, / \h V № d2w / h V 1
— -s— , тогда —- = -т,— ------- и, подставив это
\ 2л / 2т dK2 \ 2л J т
выражение в (2.27), получаем тэф = т.
31
Уравнение (2.29) называется амплитудным урав-
нением Шредингера.
Рассмотрим движение электрона через периодическую
последовательность высоких потенциальных барьеров, что
обычно имеет место в кристаллической решетке твердого
тела (рис. 2.7). Высоким потенциальным барьером назы-
вается барьер, для которого выполняется неравенство
Т* < UB, т. е. значение кинетической энергии электрона
Рис. 2.7, Движение электрона
через периодическую последо-
вательность высоких потенци-
альных барьеров
в пространстве между барь-
ерами, равное его полной
энергии, меньше потенциаль-
ной энергии в области барьера.
Решение уравнения Шре-
дингера для областей I и 11
запишем в виде
ф1 (х) = Ле>ах + (2.30)
ф2 (х) = Се₽Л4-£>е~₽Л, (2.31)
где ____
а = /2тГ/Й;
₽ = /2тД7Г^¥)/Й.
С другой стороны, периодичность потенциального поля
решетки позволяет искать решение уравнений Шредингера
в виде функции Блоха
ф (х) = и (х) &Кх, (2.32)
где и (х) — пространственно-периодическая функция с пе-
риодом, равным постоянной кристаллической решетки; К —
волновое число.
Подставляя (2.30) и (2.31) в (2.32), получаем следующие
значения функции и (х) для областей I и II:
Ui (х) = АеВа~^х 4-Ве~'<“ + *>*;
u2 (х) = Се(в—х 4- De~ х.
Для определения амплитудных коэффициентов А, В, С
и D используем граничные условия. Считаем, что функция
и (х) и ее первая производная непрерывны на границах
областей I и II и обладают свойствами периодичности:
|L,-1*L
32
Подставляя в последние равенства выражения для
(х) и и2 (х) и решая их совместно, получаем
~~2^(Г’ sh рй sin аа ch РЬ + cos аа = cos [/С (а + &)]• (2.33)
Если b -* 0, a U„ -+ оо при bU„ = const, то уравне-
ние (2.33) упрощается и принимает вид
Р sin аа/(аа)4- cos аа — cos (Ка), (2.34)
где Р = mabUjti1 — параметр, характеризующий прозрач-
ность барьера.
Рис. 2.8. Графическое решение уравнения (2.34) (а)
и энергетический спектр электрона (6)
Графическое решение уравнения (2.34) представлено на
рис. 2.8, а. По оси абсцисс отложена величина аа, пропор-
циональная У W. По оси ординат отложены значения левой
части уравнения (2.34). Параллельно оси абсцисс прове-
дены две горизонтальные прямые ± 1, которые ограничи-
вают область возможных решений уравнения (2.34), опре-
деляемую его правой частью. Из рисунка видно, что вели-
чина аа может принимать не любые, а вполне определенные
значения, лежащие в пределах заштрихованных областей.
Таким образом, электрон в рассматриваемом состоянии
может иметь не любые, а только разрешенные зна-
чения энергии. Значения энергии, лежащие вне заштрихо-
2 М. В Вамберский и др. 33
ванных областей, являются запрещенными. В ре-
зультате получаются разрешенные и запре-
щенные энергетические зоны (рис. 2.8, б).
При увеличении W энергетическая ширина запрещенных
зон уменьшается, а разрешенных увеличивается. При
Р —> оо разрешенные зоны сужаются, превращаясь в ди-
скретные уровни, определяемые уравнением аа = пл, где
п = ±1, ±2 и т. д. При Р —> 0 запрещенные зоны исче-
зают и электрон становится свободным.
Рассмотренная модель движения электрона называется
моделью Кронига — Пенни. По сути дела, ана-
лиз этой модели приводит к зонной теории твердых тел.
Если рассмотреть зависимость энергии электрона от вол-
нового числа /<, то можно заметить, что она имеет прерыви-
стый характер (рис. 2.8, б), причем разрывы обусловлены
наличием запрещенных энергетических зон и наблюдаются
при значениях К = рл/а, где р = ± 1, ± 2 и т. д. Когда К
изменяется от 0 до ± л/а, от ± л/а до ± 2л /а и т. д., энер-
гия электрона (в пределах разрешенных зон) изменяется
непрерывно. Разрешенные энергетические зоны называются
зонами Бриллюэна.
Когда электрон движется в трехмерном пространстве
потенциальных барьеров, то при различной периодичности
решетки по трем осям разрывы рассматриваемой функции
наблюдаются в направлении осей х, у, г при различных
значениях /<. В результате этого запрещенные зоны для
одних направлений перекрываются с разрешенными зо-
нами для других направлений. Причем энергетический
спектр в целом может получиться сплошным, т. е. без за-
прещенных зон.
Рассмотренный пример поясняет движение электронов
в твердотельных электронных приборах СВЧ.
§ 2.3. ВЗАИМОДЕЙСТВИЕ ПОТОКОВ
ЭЛЕКТРОНОВ С СВЧ-ПОЛЕМ
Взаимодействие потоков электронов с СВЧ-полем должно
обусловливать необходимую группировку потоков и обес-
печивать передачу энергии электронов электромагнитному
полю. При движении электронов в тормозящем электриче-
ском поле в энергию электромагнитного поля преобразу-
ется их кинетическая энергия. При наличии поперечного
магнитного поля и неизменной средней скорости электро-
34
нов в энергию электромагнитного поля преобразуется их
потенциальная энергия. Рассмотрим эти процессы более
подробно на конкретных примерах.
1. Взаимодействие в приборах с дрейфовым простран-
ством
В этих приборах взаимодействие с СВЧ-полем происхо-
дит на определенных участках электронного потока, а его
группировка — на большей части потока, где нет СВЧ-
поля, т. е. в дрейфовом пространстве. Вза-
имодействие носит кратковременный характер.
Схема взаимодействия в таких приборах, имеющих два
и м о д е й с т в и я, представ-
пространства вза
лена на рис. 2.9. В про-
странствах взаимодействия
/ и 2 между металличес-
кими сетками резонансной
системы (PC) действуют
переменные напряжения
W] и и., с частотой w Элек-
тронный поток создается
электронной пушкой (ЭП).
Между PC и ЭП прило-
жено постоянное напряже-
ние^, которое определяет
Рис. 2.9. Схема взаимодействия в
приборах с дрейфовым простран-
ством
кинетическую энергию электронов перед входом в прост-
ранство взаимодействия 1. В пространстве 3, т. е. между
пространствами 1 и 2, нет электрических полей. Это экви-
потенциальное дрейфовое пространство имеет протяжен-
ность s. Электроны, пройдя пространство 2, попадают на
коллектор (/<).
Будем считать, что между сетками пространства 1 дей-
ствует напряжение иг = U1 sin (w/); Uo, а углы про-
лета электронов в пространствах 1 и 2 малы, т. е. поле
в пространстве 1 считается квазистационарным.
Скорость электронов при выходе из пространства 1
v = \г2е/т р С/о + С/х sin (at)
г'п[\+и^т(а!)/(2и0)], (2.35)
где и0 = V 2eUn/m — постоянная составляющая скорости
электронов.
2*
35
ЭП создает равномерный по плотности электронный по-
ток, который влетает в пространство 1 со скоростью v0.
Здесь за счет действия появляется переменная состав-
ляющая скорости vL = sin (io/)/(2(7o). Если электроны
влетают в пространство взаимодействия 1 в тот момент,
когда at == 0, то = 0 и и = v0, т. е. эти электроны не
изменяют своей скорости. Если со/ = пл/2 (п = 1, 3, 5, ....
..., 2k + 1; k = 0, 1, 2, 3...), то v = v0 ± v0U1/(2U0), т. е.
такие электроны или ускоряются или тормозятся. *>
Попадая в дрейфовое пространство 3, электроны потока
оказываются промодулированными по скорости. В про-
цессе движения с неизменной скоростью на пути s более
медленные электроны отстают от более быстрых, а более
быстрые догоняют более медленные. Модуляция электро-
нов потока по скорости превращается в его модуляцию
по плотности. Поэтому в пространство 2 попадает не равно-
мерный поток, а промодулированный по плотности —
в виде сгустков электронов.
Так как в дрейфовом пространстве нет электрических
полей, скорости электронов в нем не изменяются. Если
электроны попадают в пространство 1 в момент времени t,
то в пространство 2 они попадут в момент времени
S
Z = Z + Vo [1 sin (g>O/(2C7o)]
№ t + Hl —sin (ffl/)/(2L/0)| <2 3g.
Vo
В этот момент в пространстве 2 действует переменное напря-
жение: и2 = L\ sin (<вЕ — <р), где ф — сдвиг между напря-
жениями и ы2- Эффективная передача энергии электро-
нов СВЧ-полю пространства 2 может происходить только
в случае, если электронные сгустки пересекают его, когда
напряжение «2 имеет максимальную тормозящую фазу.
При этом в энергию СВЧ-поля преобразуется кинетическая
энергия электронов. Тормозящее электрическое поле в про-
странстве 2 создается автоматически за счет токов, наводи-
мых электронными сгустками в сетках, ограничивающих
это пространство.
*’ Условие со/ = пл/2 при п = 3, 7, 11 и т. д. соответствует мак-
симальной тормозящей, а при п = 1, 5, 9 и т, д. — ускоряющей фазе
напряжения щ.
36
Будем считать, что в пространство 2 в момент времени f
влетает заряд dq. Энергия, отдаваемая этим зарядом СВЧ-
полю *>,
dW = — U2 sin (©/' — <р) dq.
Если среднее значение конвекционного тока потока (его
постоянная составляющая) равно /0, то dq х Iodt, где
dt — элементарное приращение времени. Здесь пренебре-
гаем оседанием электронов на сетки PC и на стенки дрей-
фового пространства (/0 = const). Тогда последнее выра-
жение принимает вид
dW =— U2I0 sin (иС — <р) dt. (2.37)
Подставляя (2.36) в (2.37), получаем
dW = U2I0 sin (at — X sin cot + л 4- 0о — (р) dt, (2.38)
где 9 0 — tos/t)0 — угол пролета в дрейфовом пространстве 3,
когда = 0, т. е. для электронов, не изменивших своей
скорости в пространстве Г, X — 80С\/(2£/0) — параметр
группировки.
Мощность, отдаваемая СВЧ-полю, определяется выра
жением
Т/2
P = -f- dW = U2lnJ-l (X) sin (0о4-л — <р), (2.39)
-Т/2
где J-l (X) — функция Бесселя первого рода первого по-
рядка от параметра X.
Из выражения (2.39) следует, что Р максимально при
X = 1,84 и <р = 90 + л/2. Это может быть достигнуто при
заданной частоте и выбором длины дрейфового простран-
ства s прибора и его режима работы (t/0, U^.
Такое взаимодействие электронов с СВЧ-полем проис-
ходит в пролетных клистронах.
2. Взаимодействие в приборах со скрещенными полями
Пусть электрические поля действуют в плоскостях тра-
екторий электронов, а постоянное магнитное поле — пер-
пендикулярно этим плоскостям. Взаимодействие с СВЧ-по-
лем происходит на всем пути движения электронов и носит
длительный характер
*’ Знак минус перед выражением соответствует случаю, когда
электрон отдает энергию СВЧ-полю.
37
Обобщенная схема взаимодействия в таких приборах
представлена на рис. 2.10, а. Между плоскими анодом
(анодной системой) и катодом приложено постоянное на-
пряжение, создающее в пространстве взаимодействия по-
стоянное электрическое поле Е, направленное от анода
к катоду. В пространстве между анодом и катодом дей-
ствует также СВЧ электрическое поле Е~, имеющее тан-
генциальную Ет и нормальную Еп составляющие. Картина
СВЧ электрического поля (рис. 2.10, а) перемещается вдоль
анодной системы с фазовой скоростью
В
+ +
+ +
+ +
Рис. 2.10. Обобщенная схема взаимодействия в при-
борах со скрещенными поперечными статическими
полями (а); траектории движения электронов (б)
В качестве анодной системы используют или PC или
ЗС. Электроны вылетают из катода нормально к его по-
верхности. Их движение в отсутствие переменного электри-
ческого поля уже рассматривалось в § 2.2.
Когда в пространстве взаимодействия помимо постоян-
ного электрического поля Е действует СВЧ-поле Е"', дви-
жение электронов становится более сложным. В каждый
момент времени и в каждой точке пространства взаимодей-
ствия имеется свое суммарное электрическое поле. Поэтому
на разные электроны действуют разные электрические силы.
Силы F3, действующие на электроны 1, 5, 9 и т. д., опреде-
ляются полем Е + Еп, а на электроны 3, 7 и т. д. — (Е —
— Е„). Эти поля, а следовательно, и электрические силы
нормальны к плоскостям анод—катод. На электроны 2, 4,
6, 8 и т. д. действуют электрические силы, определяемые
полями ]/ Е2 + Е'х- Направление суммарного электриче-
ского поля здесь не совпадает с нормалью к плоскостям
анод—катод, а отклонено на угол, имеющий разный знак
38
в зависимости от направления Ех. Вид траекторий движе-
ния электронов в таких приборах для двух случаев пред-
ставлен на рис. 2.10,’ б.
Один случай соответствует движению электронов 4, 8
и т. д. Эти электроны после выхода из катода ускоряются
не только постоянным полем Е, но и тангенциальной со-
ставляющей переменного поля Ех. Получив энергию от
электрического СВЧ-поля, эти электроны, двигаясь по
циклоиде, под действием магнитной силы, несмотря на
то, что поле Е становится тормозящим, снова попадают на
катод. Электроны 2, 6 и т. д., ускоряясь полем Е, тормо-
зятся составляющей поля Ех. Магнитная сила при этом
уменьшается. Кроме того, при своем движении обратно
к катоду, так же как и электроны 4, 8 и т. д., они испыты-
вают тормозящее действие поля Е. В результате этого элек-
троны 2, 6 и т. д. не попадают обратно на катод, а, оста-
новившись, начинают вновь двигаться к аноду. Эти элек-
троны сравнительно длительное время находятся в про-
странстве взаимодействия и являются «полезными» с точки
зрения взаимодействия с СВЧ-колебаниями. Следует за-
метить, что именно Ех определяет энергообмен в таких
приборах.
Мы рассмотрели особенности движения отдельных элек-
тронов. Остановимся теперь на поведении всего электрон-
ного потока. Все электроны имеют тангенциальную состав-
ляющую скорости, направленную слева направо, т. е.
можно рассматривать дрейф электронного потока в этом
направлении. Ранее (см. § 2.2) было показано, что движение
электронов в поперечных полях происходит со скоростью
v = Е/В = цдр, где цдр — дрейфовая скорость движения
электронного потока (среднее значение тангенциальных со-
ставляющих скоростей отдельных электронов). Следует за-
метить, что тангенциальные составляющие скорости разных
электронов отличаются друг от друга. Так, для электронов
1, 5, 9 и т. д. они имеют значение (£ + Еп)/В, для электро-
нов 3, 7 и т. д. — значение (Е — Еп)В, а для электронов
2, 4, 6, 8 и т. д. — Е/В. Таким образом, в дрейфе элек-
троны 1, 5, 9 догоняют электроны 2, 4, 6, 8, а электроны
3, 7, наоборот, отстают от последних. В результате этого
модуляция электронов потока по скорости приводит к его
модуляции по плотности. Этот процесс определяется со-
ставляющей поля Еп. Электроны группируются в местах
пространства взаимодействия, затемненных на рис. 2.10, а.
Так как электроны движутся не только слева направо, но и
39
от катода к аноду, то по мере приближения к аноду, где Ех
возрастает, они группируются более плотно. Эффективная
передача энергии электронов СВЧ-полю происходит при
выполнении условия синхронизма: пф « о,р =
= Е/В.
Рассмотрим более подробно обмен энергией в таких при-
борах. Как уже было показано, электроны 4 и 8 получают
энергию от СВЧ-поля и являются «вредными», в то время
как электроны 2 и 6 являются «полезными». Такой энерго-
обмен отличается от энергообмена в приборах с дрейфовым
пространством тем, что средняя скорость движения элек-
тронов иДр остается неизменной и можно считать, что в сред-
нем кинетическая энергия электронов не изменяется.
В то же время потенциальная энергия электронов изме-
няется. Так, электроны 2, 6 и т. д., вылетая из катода, сна-
чала ускоряются электрическим полем, затем тормозятся
до остановки, после чего этот процесс неоднократно повто-
ряется. При этом каждый электрон перемещается от катода
к аноду в область с большим потенциалом, а его потенци-
альная энергия уменьшается, преобразуясь в энергию
СВЧ-поля. Торможение электронов в СВЧ-поле компенси-
руется их ускорением, получаемым под действием поля Е,
в результате чего средняя скорость электронов остается
неизменной.
Такое взаимодействие электронов с СВЧ-полем происхо-
дит в приборах М-типа.
3. Взаимодействие в приборах с замедляющей системой
и продольными полями
Электронный поток в таких приборах распространяется
вдоль ЗС и взаимодействует с продольной составляющей пе-
ременного электрического поля определенного типа волны
(рис. 2.11). Взаимодействие потока с полем происходит на
всей длине ЗС и носит длительный характер.
Проведем анализ такого взаимодействия при выпол-
нении условия синхронизма v ~ г>ф. Будем считать при
этом, что все переменные составляющие (скорости электро-
нов, плотности пространственного заряда, конвекционного
тока потока—луча) много меньше постоянных.
ПоЗС распространяется один из возможных типов волны,
который создает взаимодействующую с потоком продоль-
ную составляющую электрического поля
ег=Ег&^‘-^,
40
где Vo = ао + /Ро — коэффициент распространения дан-
ного типа волны; а0 — коэффициент затухания или ампли-
тудная постоянная; р0 — коэффициент фазы.
Следует заметить, что значение у0 соответствует случаю,
когда электронный поток отсутствует, т. е. у0 — коэффи-
циент распространения невозмущенной, или х о-
л о д н о й, волны. Присутствие электронного потока и его
взаимодействие с СВЧ-полем изменяет значение у0 (вместо
у0 получаем у). Анализ взаимодействия в данном случае
сводится к расчету этого изменения.
Сначала рассмотрим, как электромагнитное поле влияет
на поток электронов. Под действием составляющей поля ег
одни электроны потока
ускоряются, другие тор-
мозятся. Происходит моду-
ляция электронов потока
по скорости: v — о0 4-
+ v (г, f), где — посто-
янная составляющая ско-
рости, a v (z, t) — перемен-
ная. Модуляция электро-
нов потока по скорости при-
водит к его модуляции по
где р0 — постоянная составляющая плотности простран-
ственного заряда; р (г, t) — его переменная составляющая.
Далее будем считать, что
v(z, = р (z, t) = p1e>“z^z,
где у — коэффициент распространения электронной волны,
равный по значению коэффициенту распространения элек-
тромагнитной волны
Плотность конвекционного тока в этом случае *'
J = _ ру = Jo 4- (2.40)
где Jo — — р0о0 — постоянная составляющая плотности
конвекционного тока; /1 — —(Po^i + Р1Ц>) — амплитуда
переменной составляющей. Очевидно, что определить
надо Jj.
Найдем pi и vt. Пользуясь уравнением электродинамики
div J = —д p/dt, получаем сначала
Pi = — jyJi/ы •
»' Здесь и далее при анализе членами вида рхих как величинами
второго порядка малости пренебрегаем,
Рис. 2.11. Схема взаимодействия
в приборах с замедляющей систе-
мой и продольными полями
плотности: р = р0 + р (г, t),
41
Подставляем р, в выражение для J(?
Л =-------—т. (2.41)
Со |(/ ®Л’о) — ?1
Далее для определения р, пользуемся следующим уравне-
нием:
т dv/dt — —
откуда, пренебрегая произведением малых величин, имеем
mv0 |(/’w/co) —Yl ‘
(2.42)
he j%t)dz he ^hc
| \Binat ^кона
houb
Рис. 2.12. Эквивалентная
схема отрезка замедляющей
системы
Получим окончательное выражение для амплитуды пере-
менной составляющей тока электронного потока Подста-
вив (2.42) в (2.41) и проведя
соответствующие преобразова-
ния, находим
' = ->7»2С.И.!-ТГ <2-«>
где = »/п0 —электрон-
ное волновое число.
Таким образом, мы опреде-
лили, как действует СВЧ-поле
на поток электронов для слу-
чая, когда отсутствует обрат-
ное действие промодулирован-
ного потока на поле.
Рассмотрим теперь, каким
образом промодулированный
поток возбуждает СВЧ-поле в ЗС. Эквивалентная схема
отрезка ЗС для этого случая представлена на рис. 2.12.
Промодулированный поток наводит в ЗС СВЧ-токи, кото-
рые складываются с токами, образуемыми полем волны,
и гем самым воздействуют на нее Наведенный ток создается
в ЗС в результате наличия тока смещения, проходящего
между потоком электронов и ЗС. Если расстояние между
потоком и ЗС мало, можно считать, что наведенный ток
численно равен конвекционному току, поэтому для эле-
ментарного участка ЗС длиной дг имеем
ди3, = — /Х01'зс дг\ di3C = — ]B0u3Z дг + diK0HB,
где «зс и t3C — соответственно напряжение и ток ЗС, обра-
зуемые полем волны ЗС с продольной компонентой поля ez\
42
tK0HB — Io + /1e'“f-''’z — конвекционный ток; /Хо и jBn —
соответственно погонные сопротивление и проводимость ЗС.
Последние выражения перепишем в виде
<3изг/4г = jXoi3Z', (2 44)
di3Jdz = — jBouK + diK0KJdz.
Считая, что u3Z = U3Ze>ai~^z; i3Z = I3zeiai~yz, получаем
У^Азс ~ ]Хо1 зс» у! зс /^О^зс 4" У11*
Решая эти уравнения, получаем
^зс = — УУоРз<71/(Уо-у2). (2.45)
где у0 = / V ВоХо и рзс = V Хй1В0
— коэффициент распространения и волновое сопротивле-
ние ЗС. Затем, решая совместно уравнения (2.45) и (2.43),
с учетом того, что Ez = у[7зс, имеем
I W (тб-т2)(//<эл-т)2 = 1 ‘ (2'4б)
Уравнение (2.46) называется характеристиче-
ским или дисперсионным уравнением.
Его решение относительно у позволяет определить резуль-
тат взаимодействия электронного потеха с СВЧ-полем.
Мы рассматриваем случай, когда выполняется условие
синхронизма (первоначальная скорость электронов равна
фазовой скорости волны) у0 = /Кэл. Тогда, если считать,
что у мало отличается от уп : у = у0 4 Ду, то характери-
стическое уравнение (2.46) принимает вид *’
<2-471
Из (2.47) находим: Ду = K3Wh W- С = |/’рзс/0/(477())~.
Считая, что = е>(<;, получаем / = e',<f = cos Зср 4
+ / sin Зф или ф = л/6 4- 2лт/3, где т = 0, ±1, ±2 и т. д.
Итак,
Vi — cos (л/6 4- 2лт/3) 4- / sin (л/6 + 2лт/3).
*’ При выводе этого выражения пренебрегли из-за малости чле-
нами (Ду)2 и /2Ду/Сэл.
43
Это уравнение имеет три корня: (vQX = УЗ/2 +//2;
(Z/)2= + /3/2-//2, (К/)з = — /•
Отсюда следует важный вывод, что в результате взаимо-
действия электронного потока с полем ЗС при выполнении
условия синхронизма в ней возбуждаются не одна, а три
волны с одинаковой структурой поля, каждая из которых
имеет свой коэффициент распространения:
Т1 = /К,л(1+С/2) + /ЗС/<вл/2;
у8«/К,л(1+С/2)-/ЗСК,л/2; (2.48)
Тз = /^л(1-С).
Первая волна является затухающей (а > 0), вторая —
нарастающей (а < 0), а третья распространяется, если
пренебречь потерями в ЗС, без изменения амплитуды. Оче-
видно, что интерес с точки зрения передачи энергии элект-
ронами СВЧ-полю представляет вторая волна, у которой
фазовая скорость = v—.f0,меньше скорости элек-
тронного потока. На основании анализа выражения
для у2 может быть построена приближенная так называемая
линейная теория приборов с рассмотренным механизмом
взаимодействия.
В данном случае СВЧ-полю передается кинетическая
энергия электронов. По мере движения вдоль ЗС в резуль-
тате взаимной связи с СВЧ-полем электронные сгустки
становятся более плотными, а амплитуда СВЧ-поля уве-
личивается. При этом сгустки тормозятся, их скорость
уменьшается, а это нарушает условие синхронизма. По-
этому эффективное взаимодействие на большой длине мо-
жет быть обеспечено или подускорением электронов, или
дополнительным торможением волны.
Следует заметить одну особенность, наблюдаемую в при-
борах с длительным взаимодействием: при своем движе-
нии плотные электронные сгустки стремятся расфокуси-
роваться за счет расталкивающих сил, действующих между
электронами. Эти силы тем больше, чем больше плотность
сгустков. Таким образом, в этих приборах действие про-
странственного заряда является серьезным ограничива-
ющим фактором, который проявляется особенно сильно
в мощных приборах.
Рассмотренное взаимодействие электронных потоков с по-
лем наблюдается, например, в лампах с бегущей прямой
волной О-типа.
44
4. Взаимодействие в приборах с неустойчивым
пространственным зарядом
Рассмотрим полупроводниковые приборы, обладающие
объемной отрицательной дифференциальной проводимостью.
Это явление наблюдается у ряда полупроводниковых со-
единений групп Л111 — Ev и Л11 — Bvl с электронной
электропроводностью.
Зависимость скорости электронов от напряженности
электрического поля в таком полупроводнике представлена
на рис. 2.13. На рис. 2.14 изображена его зонная (долинная)
структура. Электроны могут существовать в двух стабиль-
ных состояниях в зоне (долине) 1 или в зонах (долинах) 2.
В зоне 1 они имеют концентрацию пъ эффективную массу
т9ф1 « 0,07m и подвижность ря1 = 5000 4- 8000 см2/(В >с).
В зонах 2 соответственно п2, ~ 0,4m и ря2 = Ю0 •=-
ч- 200 см3/(В-с). Причем т9ф1 <тэф2 и ря2 < ря1.
При слабых полях все электроны находятся в зоне 1
и зависимость v от Е имеет вид v = ря1 Е (пунктир 1 на
рис. 2.13).
С увеличением Е скорость v изменяется по линейному
закону (рл1 = const). Если Е становится больше так назы-
ваемого порогового значения Еп ~ 2 4- 5 кВ/см,
то электроны, ускоряясь полем, начинают переходить из
зоны 1 в зону 2 (междолинный переход). Этот процесс про-
текает практически мгновенно за время порядка 10"13 с.
Подвижность электронов в зонах 2 резко уменьшается,
они «тяжелеют», поэтому при дальнейшем росте Е скорость
электронов уменьшается. При определенном значении поля
Е = Ем = 10 4- 20 кВ/см все электроны переходят из
зоны 1 в зоны 2. При Е Еи у=рл2 Е (пунктир 2 на рис. 2.13.).
При Е = Е№ скорость уменьшается до минимального значе-
ния равного (0,5 — 0,9) цп.
Для полей, лежащих в интервале от Еп до Ея, зависи-
мость v от Е описывается выражением
ц = (М1рЯ1п2ря2) E/(zii-р п2). (2.49)
Следует заметить, что это выражение для данного слу-
чая имеет общий характер и переходит в предыдущие, если
^1,2 = 9.
Зависимость v = [ (Е) на участке значений полей Ем >
> Е > Еп имеет отрицательную производную, что соот-
ветствует объемной отрицательной дифференциальной нро-
15
водимости. Наличие именно этого участка приводит к не-
устойчивости в распределении пространственного заряда.
Схема взаимодействия в приборах этого типа с резонанс-
ной системой представлена на рис. 2.15, а. Электронный
поток создается в полупроводнике «-типа, находящемся
под действием постоянного электрического поля Ео. Полу-
проводник однородный, поэтому поле внутри него также
однородное. Однако оказывается, что однородное распре-
деление поля, а следовательно, и пространственного заряда
при наличии спадающего участка в зависимости v = f (Е)
неустойчиво. Рассмотрим это более подробно.
Рис. 2.13. Зависимость скорости
электронов в арсениде галлия
от напряженности электричес-
кого поля:
Рис. 2.14. Долинная структура
арсенида галлия
I - цп,Е; 2 - цп2Е
Будем считать, что Ео = Еп и скорости электронов мак-
симальны. Предположим, что в каком-то месте полупро-
водника имеется неоднородность в виде примеси, действие
которой приводит к увеличению поля Е. Тогда в этом
месте скорость электронов будет уменьшаться. В резуль-
тате электроны, находящиеся ближе к катоду, догоняют
замедленные электроны, а электроны, уже прошедшие ме-
сто, где действует примесь, начинают с большей скоростью
«убегать» к аноду. Нарушается равномерное распределе-
ние пространственного заряда, возникают слон с отрица-
тельным / и положительным 2 зарядами (слои накопления
и обеднения) (рис. 2.15, в). Этот процесс приводит к даль-
нейшему увеличению напряженности поля в месте распо-
4G
ложения примеси и уменьшению его в остальной части
полупроводника. При этом существенная часть напряже-
ния, приложенного к полупроводнику, падает на область
полупроводника с неоднородностью, поэтому вне ее Е < Е„.
С ростом поля торможение электронов увеличивается
и тем самым ускоряется процесс образования слоев
пространственного заряда,
становясь лавинообразным.
В полупроводнике образуется
область сильного электриче-
ского поля, называемая д о-
меном (рис. 2.15, б). Насы-
щение, соответствующее сос-
тоянию динамического равно-
весия, наступает, когда ско-
рость движения зарядных сло-
ев окажется равной скорости
электронов вне слоев за до-
меном. После образования
домена электронный поток
становится неравномерным.
Обычно домен образуется у
катода, где концентрация при-
месей, так же как и у анода,
больше, чем в остальном объ-
еме полупроводника. Домены,
возникающие у анода, обыч-
но не успевают сформиро-
Рис. 2.15. Схема взаимодействия
в приборах с неустойчивым рас-
пределением пространственного
заряда (а); распределение элек-
трического поля (б) и заряда (в)
в полупроводнике с доменом
сильного поля
ваться.
Домен перемещается от катода к аноду со скоростью од,
приблизительно равной дрейфовой скорости электронов:
цд = Р-л1£Вд = « Ю7 см/с, где Ел — электрическое
поле в области домена, а Евл — вне его.
Поле Еил однородно. Пока домен движется от катода
к аноду, через полупроводник протекает ток Д = е (tiy +
+ п2)рК1£'вд. Когда домен достигает анода, ток возрастает
до значения /2 г» е (пг + «г)н«1^п, т- е- в0 внешней цепи
при Е > Еп протекает прерывистый ток. Это явление на-
зывается эффектом Ганна.
Если во внешнюю цепь включить резонансную систему,
то в ней будут возбуждаться колебания, частота которых
определяется частотой ганновских осцилляций f = vjL =
= 0,02 4- 10 ГГц. Граничные значения частоты определя-
ются максимальной и минимальной толщиной полупровод-
47
ника L ~ 5 мкм -г- 2,5 мм, при которой современными
технологическими средствами можно обеспечить его одно-
родную структуру.
Очевидно, что важным параметром является время обра-
зования домена тд, причем оказывается, что тд + п2) =
= (7 -г- 8) 104 с/см3. Для формирования домена должно
выполняться неравенство тд < L/v^, откуда следует усло-
вие или критерий Кремера, см’2:
(ni + nz)L> 105 * * * * * * 12.
(2.50)
Если это условие не выполняется, то генерация отсут-
ствует.
Проведенный анализ справедлив для случая, когда внеш-
няя цепь прибора не влияет на электронные процессы в по-
лупроводнике. Обычно на практике внешней цепью явля-
ется PC, обладающая большой добротностью. При этом
в PC создаются СВЧ-колебания большой амплитуды.
Поскольку в этом случае полупроводник находится под
действием как постоянного, так и СВЧ переменного электри-
ческих полей процессы взаимодействия потока электронов
с полем усложняются. При этом приборы могут работать
в различных режимах: с задержкой образования домена;
с подавлением домена; с ограничением накопления прост-
ранственного заряда; в гибридном режиме усиления и т. д.
(см. § 10.2).
5. Взаимодействие в лавинно-пролетных приборах
При больших напряженностях полей Е 100 кВ/см
в полупроводниках возникает ударная лавинная иониза-
ция, в результате чего ток через них резко возрастает.
Это явление используют для создания электронных сгуст-
ков. Причем используется пробой не в однородном полу-
проводнике, а в р-/г-переходе, вольт-амперная характери-
стика которого представлена на рис 2.16, а. Использова-
ние р-/г-переходов для этих целей удобно, так как они
имеют малую протяженность и в них легко обеспечить
условия пробоя. Если и < (Упр (Unp — напряжение про-
боя), то обратный ток в р-п-переходе резко возрастает.
Если на такой переход действует кроме постоянного Uap
переменное напряжение иг = t/j sin (ot, то через р-п-пере-
ход, как в обычном транзисторе, работающем в режиме
с отсечкой тока, протекают импульсы тока.
48
При использовании такого перехода в качестве инжек-
тора сгустков электронов в дрейфовое пространство, где
действует СВЧ-поле, можно обеспечить передачу энергии
электронов этому полю.
Схема взаимодействия в
таких приборах с PC изо-
бражена на рис. 2.16, б.
У катода располагается
р+-п- переход (знак плюс
означает повышенную кон-
центрацию носителей в об-
ластях полупроводника с
примесной электропровод-
ностью и более высокой
степенью легирования),
который называется сло-
ем лавинного ум-
ножения. За р+-п-пе-
реходом располагается об-
ласть полупроводника с
собственной /-электропро-
водностью. Эта область
имеет протяженность s и
является дрейфовым (про-
летным) пространством,
где и происходит взаимо-
действие электронов с по-
лем. У анода располага-
ется узкая область с элек-
тропроводностью п+-типа.
В этой области имеет место
я гя зя ья tat
Рис. 2.16. Вольт-амперная харак-
теристика р-п-перехода (а), схема
взаимодействия в лавинно-пролет-
ных приборах (б) и распределение
в иих электрического поля (в), про
странствеино-временные диаграммы
движения электронов (а); временные
зависимости конвекционного (1)
и наведенного (2) токов (б)
малое падение напряжения.
Когда к диоду прикла-
дывают постоянное напря-
жение, несколько большее
t/np, распределение элек-
трического поля в приборе
имеет вид, изображенный
на рис. 2.16, в. В области
р -/г-перехода поле имеет
максимальное значение, близкое к пробивному. В пролет-
ном пространстве поле значительно меньше, но превышает
значение поля, при котором происходит насыщение дрей-
фовой скорости электронов.
49
Когда к диоду прикладывают еще и переменное напря-
жение Ut = UL sin со/, то пробой наступает при отрица-
тельной фазе этого напряжения: равномерный электронный
поток небольшой плотности превращается в электронный
поток, состоящий из сгустков электронов. Процесс образо-
вания сгустков имеет инерционный характер. На низких
частотах (НЧ) эта инерция не проявляется и процесс обра-
зования сгустка по фазе не отстает от напряжения (напря-
женности), поэтому на НЧ сгусток начинает образовываться
в момент, когда со/ л/2. На СВЧ наблюдается отставание
по фазе процесса формирования сгустков от поля прибли-
зительно на со/ ~ л/2, поэтому сгусток образуется в момент,
когда со/ = л (рис. 2.16, г). Этот сгусток инжектируется
в пролетное пространство s (см. ток конвекции 1 на рис.
2.16, д). Далее происходит его дрейф (что изображено
на рис. 2.16, г пространственно-временными диаграммами).
При движении сгусток создает во внешней цепи наведенный
ток 2 (рис. 2.16, д).
Следует заметить, что в результате ионизации образу-
ются электронно-дырочные пары. Дырки, двигаясь к ка-
тоду, в данном случае не участвуют в полезном энерго-
обмене.*1
В пролетном пространстве напряженность электриче-
ского поля значительно меньше пробивного значения и
ударная ионизация здесь практически отсутствует. Однако
поле в этой области превышает значение, при котором про-
исходит насыщение дрейфовой скорости носителей. Поэтому
можно считать, что все электроны дрейфуют с одинаковой
скоростью цдр и имеют одинаковое время пролета т„р.
Условия передачи энергии электронов СВЧ-полю будут
наилучшими, если угол пролета 0 = сотпр = cos/va = л
или f = yap/(2s). В этом случае электроны дрейфуют в про-
странстве s при тормозящей фазе напряжения и отдают
свою энергию СВЧ-полю.
Рассмотренный режим работы прибора называется про-
летным. В приборах с лавинным пробоем можно реали-
зовать и другие режимы работы (см. § 10.3).
*' На практике используют приборы с двумя пролетными простран-
ствами: одно для электронов, другое для дырок. Тогда дырки, так же
как и электроны, участвуют в полезном энергообмене.
50
§ 2.4. СОЗДАНИЕ ПОТОКОВ ЭЛЕКТРОНОВ
В ПРИБОРАХ СВЧ
Электронные потоки в приборах СВЧ создают с помощью
катодов или электронных пушек (в вакуумных приборах)
и с помощью полупроводниковых структур (в твердотель-
ных приборах).
В катодах используется явление термоэлектрон-
ной или вторичной электронной эмис-
сии. Они испускают электроны или в результате подогрева
(подогревной или термоэлектронный катод), или в резуль-
тате его бомбардировки первичными электронами (х о -
лодный катод). Катод является важнейшим кон-
структивным элементом электронных приборов СВЧ, обыч-
но определяя срок их службы.
Катод характеризуется следующими параметрами: ра-
ботой выхода (эВ); рабочей температурой (К); эффектив-
ностью (мА/Вт); плотностью тока (А/см2); сроком службы (ч).
Катод состоит из основания (корпуса или керна), актив-
ного покрытия и подогрева шля (у подогревного катода).
Керны выполняют из листового никеля или молибдена,
обычно они имеют форму трубочек круглого или прямо-
угольного сечения.
Подогреватели изготовляют из вольфрамовой (иногда
с примесью молибдена) проволоки в виде спиралей различ-
ной формы (обычной, бифилярной, складчатой, двойной
и т. д.). Активное покрытие наносят сверху на керн. Тип
катода и его основные параметры определяются преиму-
щественно активным покрытием.
В катодах приборов СВЧ используют оксидные покры-
тия на основе соединений бария, кальция, стронция с до-
бавлением тория. Следует заметить, что эмиссионную ак-
тивность определяет в основном барий, а остальные ком-
поненты добавляют для получения заданных механических
свойств.
Обычные оксидные катоды имеют очень малую работу
выхода (1,1—1,3 эВ), очень большую эффективность (60—
80 мА/Вт), обеспечивают сравнительно большие плотности
тока (0,5 А/см2 в непрерывном режиме и 300 А/см2 в им-
пульсном). Однако они легко окисляются, чувствительны
к бомбардировке ионами или электронами. Кроме того,
с увеличением частоты сопротивление таких катодов воз-
растает и достигает максимума (1—10 Ом при X = 10 см)
Это вызывает дополнительные потери в генераторах.
51
Чтобы катоды в условиях бомбардировки не разруша-
лись, их «укрепляют». Один из методов состоит в том, что
на керн наносят никелевый порошок, после спекания обра-
зующий губчатую поверхность, которую затем пропиты-
вают оксидом. Вместо губки можно использовать прива-
ренную к керну никелевую сетку. Такие катоды называ-
ют синтерированным и. Катоды, полученные спе-
канием предварительно спрессованного в таблетки никеле-
вого порошка и оксида, называют спеченными. Ана-
логичную структуру катода можно получить с помощью
спеченной отдельно из вольфрамового порошка губки, про-
питанной затем активным веществом. Такие катоды назы-
вают пропитанными или импрегнирован-
н ы м и.
Рис. 2.17. Конструкции катодов маг-
нетронов:
а — синтерированный катод с радиальными
выводами; б — импрегнированный акси-
альный катод; в — аксиальный £-катод:
/ — эмигрирующий материал; 2 — цилин-
дры нз никеля с пористой поверхностью
и молибдена; S — изолирующие втулки;
4 — танталовые диски с выводами или шай-
бы и втулки; 5 — подогреватели; <5 —воль-
фрамовая губка
Наконец, вольфрамовую губку можно располагать над
полостью с активным веществом, которое через капилляры
губки будет поступать на поверхность катода. Это так
называемые металлокапиллярные катоды
Лемменса, или L-к а т о д ы.
Все эти катоды хорошо выдерживают бомбардировку,
мало искрят легко восстанавливаются при «отравлении»,
происходящем в результате окисления катода остаточным
кислородом, имеют большой срок службы (до 10 000 ч).
Их поверхность путем механической обработки можно де-
*> Искрение — это кратковременные высокочастотные пробои у по-
верхности катода, которые приводят к его разрушению.
52
лать гладкой, что важно при использовании в прикатодном
пространстве электрических полей больших напряженно-
стей.
В триодах и тетродах СВЧ используют подогревные
оксидные, синтерированные и вольфрамовые (карбидиро-
ванные) катоды.
В приборах СВЧ М-типа (магнетронах, амплитронах
и др.) используют оксидные синтерированные, импрегни-
рованные катоды или катоды L-типа. Примеры конструк-
ций катодов магнетронов представлены на рис. 2.17, а—в.
В пакетированных магнетронах, у которых магнитная
система является неотъемлемой конструктивной частью
прибора, обычно используют аксиальные импрегнирован-
ные катоды (рис. 2.17, б) и £-катоды (рис. 2.17, в). В таких
приборах катод работает в условиях, когда его интенсивно
бомбардируют возвращающиеся электроны и ионы. Вслед-
ствие этого происходит дополнительный разогрев катода,
причем мощность разогрева может достигать 15 % выходной
мощности магнетрона. Бомбардировка уменьшает срок
службы катода и, следовательно, электронного прибора.
Однако энергия саморазогрева в ряде случаев оказывается
достаточной для нормальной работы катода, поэтому подо-
греватель катода можно включать только для запуска при-
бора.
В усилительных приборах М-типа можно использовать
холодные катоды. Это связано с тем, что в вакуумных при-
борах всегда имеются остатки газов (около 108 молекул/см3,
давлениеоколо 10-6Па). Поэтому при значительной мощности
возбуждения молекулы газов, ионизируясь, будут бомбар-
дировать катод, в результате чего и возникнет вторичная
эмиссия. В этом процессе важную роль играет постоянное
электрическое поле, действующее у катода. Время про-
цесса установления тока в приборах с холодными катодами
не превышает 5 нс.
Катоды приборов М-типа должны обеспечивать высокие
плотности тока (около 10 А/см2 при А г» 10 см, 30 А/см2
при А «3 см, 100 А/см2 при А ~ 1 см). Предел увеличения
плотности тока с катода определяется его искрением.
В процессе эксплуатации катоды стареют (вследствие
ухудшения вакуума, уменьшения количества активного
вещества). Процесс старения определяет срок службы като-
да, который для магнетронов составляет 500—900 ч. В конце
концов, когда активное вещество будет полностью израс-
ходовано, за счет бомбардировки может разрушиться (рас-
53
плавиться) керн катода и прибор выйдет из строя. В ряде
случаев выходит из строя подогреватель, так как материал
подогревателя (вольфрам) при работе со временем разру-
шается. Процесс старения в первую очередь зависит от тем-
пературного режима катода: температура катода не должна
отличаться от номинальной больше чем на ±50°.
Большое влияние на скорость старения оказывает воз-
можное нарушение вакуума в приборе. Следует заметить,
что обычно в приборах М-типа ионизированные молекулы
газов за счет действия полей попадают на металлические
электроды и захватываются ими, что улучшает вакуум.
В вакуумных приборах О-типа явление захвата электро-
дами ионов отсутствует, и со временем вакуум в них ухуд-
шается. Поэтому в таких приборах, особенно мощных,
используют ионные насосы (в а к и о н ы).
Оксидные катоды могут создавать высокие плотности
токов (——100 А/см2) только в течение определенного вре-
мени (1—10 мкс). При более продолжительной работе
плотность тока уменьшается приблизительно по экспонен-
циальному закону до ~0,5 А/см2. Если катод работает
в импульсном режиме (длительность импульсов 1—10 мкс,
а длительность пауз около миллисекунды), то он обеспечи-
вает плотность тока около 100 А/см2. Зависимость эмиссии
от времени работы связана с отравлением катода газами,
выделяющимися в результате электронной бомбардировки
катода, перемещением определяющих эмиссию ионов бария
от поверхности катода к керну и наличием запирающего
слоя между керном и покрытием. За время паузы эмиссион-
ная способность катода восстанавливается. При уменьше-
нии эмиссионной способности катода возникает искрение.
Можно считать, что допустимая плотность тока катода,
при которой еще нет искрения, обратно пропорциональна
корню квадратному из длительности импульса.
Во многих приборах СВЧ: клистронах, лампах бегущей
(прямой ) и обратной волны — для создания электронных
потоков используют электронные пушки (ЭП), которые со-
стоят из подогревного катода, управляющего, ускоряющего
электродов и фокусирующих электродов (линз). Управляю-
щим электродом регулируют ток ЭП, т. е. электрод вы-
полняет ту же роль, что и сетка в электронной лампе. Уско-
ряющие электроды разгоняют электроны до необходимых
скоростей, а фокусирующие придают потоку электронов
необходимую форму. Обычно в ЭП мощных приборов эмит-
тирующая площадь катода больше (до 100 раз) площади
54
поперечного сечения потока, что позволяет при ограничен-
ной плотности тока катода получать большой ток потока.
Работа ЭП характеризуется теми же параметрами, что
и работа катодов. Дополнительным параметром является
первеанс потока
р = /оМ3/2- (2.51)
Этот параметр характеризует способность ускоряющего
напряжения создавать ток потока. В приборах СВЧ р =
= 10-6 - 1СГ7 А/В3-12 *>.
Несколько вариантов конструктивных схем ЭП изобра-
жены на рис. 2.18. В ЭП
статической фокусиров-
кой потока (рис. 2.18, а)
электронный поток соз-
дается катодом 1. Током
потока можно управлять
напряжениями, подава-
емыми или на управля-
ющий электрод 2, рабо-
тающий в бестоковом
режиме, или на первый
анод 3. Фокусировка
потока осуществляется
электродами 3 (первый
анод), 4 (второй анод),
образующими электро-
статические линзы, и
соленоидом 5, образую-
щим магнитостатичес-
электростатической и магнито-
Рис. 2.18. Конструктивные схемы
электронных пушек:
а — с электростатической и магнитоста-
тической фокусировкой; б — с короткой
оптикой; I? — мощная; г — магиетронная
с полым потоком
кую линзу. Такие пушки могут работать с одним анодом
и без фокусирующего соленоида 5. Скорость электро-
нов определяется напряжением, подаваемым на анод 4.
Такие ЭП используют в клистронах и в лампах бегущей
(прямой) и обратной волны.
На рис. 2.18, б изображена ЭП скороткой опти-
кой. Она состоит из катода 1 и ускоряющего электрода 2,
находящихся в поперечном магнитном поле. Причем исполь-
зуется поле, при котором работает сам прибор. Такие
катоды применяют в лампах бегущей волны М-типа.
*’ Для первеанса потока используют единицу микроперв: 1 микро-
перв = IO*6 А/В3/2,
55
ЭП (рис. 2.18, в) создает электронный поток большой
плотности. Она состоит из катода / с большой эмиттирующей
площадью, выполненного в форме вогнутой поверхности
вращения, фокусирующего электрода 2 и анода 3. В таких
пушках можно получить большие значения первеанса
луча р.
На рис. 2.18, а изображена так называемая магие-
тронная пушка, создающая полый поток. Эта ЭП
состоит из катода / и анода 2,
Рис. 2.19. Электронный поток при
отсутствии (а) и при наличии (6)
фокусирующего магнитного поля,
полый электронный поток, фокуси-
руемый электрическим полем (в)
находящихся в продольном
магнитном поле. Название
этой ЭП обусловлено тем,
что ее часть в районе эмит-
тирующей поверхности по
конструкции несколько на-
поминает магнетрон. Роль
фокусирующих электродов
выполняют части катода,
расположенные по обе сто-
роны от эмиттирующей по-
верхности и имеющие спе-
циальную форму. В пушке
за счет выбора формы ано-
да действует продольная
составляющая электричес-
кого поля, ускоряющая электроны. В таких пушках также
можно достигнуть больших значений р, они используются
в мощных клистронах и лампах бегущей (прямой) волны
О-типа.
Электронные потоки приборов СВЧ, создаваемые ЭП,
обычно имеют определенную протяженность. Так как во
многих случаях плотность потока получается большой,
электроны при движении взаимодействуют не только
с СВЧ-полем, но и друг с другом, испытывая все время рас-
талкивающее действие. Чтобы не было расфокусировки
потока (рис. 2.19, а), используют продольное постоянное
магнитное поле: при наличии поля поперечная составляю-
щая скорости закручивает электроны вокруг оси потока,
что препятствует его растеканию (рис. 2.19, б). Под дей-
ствием поля электронный поток приобретает форму, в ко-
торой есть веретенообразные участки с периодом s =
= 2лти0/(еВ). Очевидно, что для фокусировки потока поле
должно действовать на всей его длине. Практически это
достигается путем использования или ряда соленоидов,
питаемых постоянным током, или ряда постоянных магнитов
56
(в пакетированных конструкциях приборов), располагае-
мых на определенном расстоянии друг от друга.
Для фокусировки электронного потока можно исполь-
зовать также поперечное постоянное электрическое поле,
которое компенсирует действие расталкивающих сил элек-
тронов. В этом случае отпадает потребность в использова-
нии магнитных систем, имеющих обычно большие массу и
габариты. Один из простейших вариантов такой фокуси-
рующей системы изображен на рис. 2.19, в. В центр полого
электронного потока помещают металлический электрод,
который имеет положительный потенциал. Этот электрод
создает дополнительное электрическое поле, препятству-
ющее растеканию потока в радиальном направлении. Ана-
логичный эффект может быть достигнут, если применить
ряд электростатических фокусирующих линз, располо-
женных вне электронного потока. Электростатическую
фокусировку используют в клистронах и лампах бегущей
(прямой) волны О-типа.
В полупроводниковых приборах СВЧ электронные по-
токи создаются в объеме полупроводниковых структур и
в р-п-переходах под действием внешнего напряжения.
Глава 3
РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕМЫ
ГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
§ 3.1. ОСНОВНЫЕ ТИПЫ И ПАРАМЕТРЫ
РЕЗОНАНСНЫХ СИСТЕМ
В генераторах СВЧ-диапазона, в которых используют
ламповые триоды, тетроды, клистроны, магнетроны, тран-
зисторы, диоды Ганна, ЛПД применяются резонансные
системы (PC). С их помощью осуществляется отбор энер-
гии от потока электронов, а также согласование нагрузки
генератора с прибором.
Применение в генераторах СВЧ LC-контуров с сосредо-
точенными параметрами возможно лишь до коротковолно-
вой части метрового диапазона длин волн для генераторов
малой и средней мощности и до длинноволновой части этого
же диапазона для генераторов большой мощности. Это
объясняется следующими причинами.
Так как резонансная частота контура соо = 1/]/ LC,
то ее увеличение требует уменьшения индуктивности кои-
67
тура L и его емкости С. В СВЧ-диапазоне существенную
часть С составляют собственные емкости генераторного
прибора и паразитные емкости монтажа, параллельные
контуру. При этом чем больше мощность генератора, тем
обычно больше собственная емкость прибора *>. Поэтому
при увеличении частоты начиная с некоторого ее значения
становится невозможным уменьшение емкости контура С
и его перестройка в область более высоких частот осуще-
ствляется уменьшением L. Сначала используют катушку
из одного витка и, наконец, из части витка: конструкция
контура становится неудобной. Уменьшается волновое со-
противление контура р = VL/C и эквивалентное резо-
нансное сопротивление контура R03 = pQ, где Q — доб-
ротность контура. Это ведет к снижению к. п. д. контура
и падению мощности на выходе генератора. Уменьшение
геометрических размеров индуктивной катушки и конден-
сатора контура приводит к ограничению допустимого кон-
|урного тока и колебательной мощности
С ростом частоты увеличиваются потери на излучение,
потери в диэлектрических деталях контура, потери за счет
скин-эффекта в соединительных проводах, увеличивается
также индуктивное сопротивление этих проводников и вы-
водов электродов приборов. Поэтому в СВЧ-диапазоне, на-
чиная уже с метрового диапазона, генератор-
ный прибор и PC объединяют в единый конструктивный
узел. При этом индуктивную часть PC выполняют в виде
отрезка длинной линии с индуктивным входным сопротив-
лением. Входные концы проводников линии жестко закреп-
ляют на выводах электродов генераторного прибора. Про-
тивоположный конец линии может быть замкнут накоротко
(при подключении к ламповым триодам, тетродам) или
разомкнут, если генератор выполнен на диэлектрической
подложке (при подключении к транзисторам, ЛПД).
Емкостная часть PC обычно образуется собственной
емкостью прибора Со. Если же эта емкость недостаточна,
ее можно увеличить с помощью соответствующих конструк-
тивных элементов **'.
*’ Для увеличения рассеиваемой мощности приходится увеличи-
вать площадь электродов прибора.
**> В некоторых случаях реактивное сопротивление генераторного
прибора может оказаться индуктивным. Тогда для образования PC
параллельно подключают отрезки линий с емкостным входным сопро-
тивлением,
58
Эквивалентные схемы PC и графики распределения вдоль
линии СВЧ-тока / (х) и напряжения U (х) для основ-
ного вида колебаний показаны на рис. 3.1. Зависимости ам-
плитуд тока и напряжения вдоль короткозамкнутой на конце
линии (рис. 3.1, а, б)
имеют вид:
U (х) = sin (2лх/Хл);
7 (х) = /тах cos (2лх/Хл);
^7max = Zfl/max.
(3.1)
Здесь х — координата,
отсчитываемая вдоль линии
от ее короткозамкнутого
конца; /тах—амплитуда то-
ка в месте короткого замы-
кания; UmaK — амплитуда
напряжения при х = Хл/4;
Хл—длина волны в линии;
Zo — волновое сопротивле-
ние линии.
В выражениях (3.1) не
учтены пшери в линии, ко-
торые обычно малы В том
же приближении входное
сопротивление линии дли-
ной /, нагруженной на
произвольную нагрузку ZH
Рис. 3.1. Эквивалентные схемы PC,
состоящих из сосредоточенной ем-
кости Со и короткозамкнутого (а) и
разомкнутого (в) отрезков линий,
и распределение вдоль линий амп-
литуд СВЧ напряжения и тока при
работе на низшем виде колебаний
(б, г)
, определяем выражением
у __ у + (2я//Хл)
z“Z,0Zu + /Z„ tg (2л//Хл)'
Для короткозамкнутой линии ZH = 0 и Zz —
= /Zo tg (2л//Хл).
Условие резонанса системы такого типа может быть за-
писано как равенство нулю в сечении а—а (рис. 3.1, а)
суммы реактивных сопротивлений (на резонансной частоте
сой или длине волны в линии Хл0):
1 /(усооСо) + jZ0 tg (2л//Хл0) = 0. (3.3)
Если линия заполнена воздухом или в ней создан вакуум,
а возбуждаемая в линии волна поперечная (Г-волна), то
Хл = X, и, если длину волны в свободном пространстве вы
разить в см, а емкость зазора Со — в пФ, то вместо (3.3)
5
получаем
tg(2n/Ao) = 5,31MC0Zo). (3.4)
Условие резонанса на заданной длине волны А выпол-
няется, если
/ = /о + пХ/2, (3.5)
где /0 = <^7 arctg ; п ~ 0, 1, 2, ... — определяет вид
ZJI
колебаний.
Номер п = 0 соответствует низшему (основному) виду
колебаний, который возбуждается, если длина линии 0<
< l0 < А/4; номер п = 1 соответствует первому обертону,
при котором вдоль линии укладывается несколько больше
половины длины волны, но меньше трех четвертей ее.
При заданном значении сосредоточенной емкости может
быть сконструировано бесчисленное множество PC такого
типа, настроенных на заданную длину волны и отличаю-
щихся друг от друга длиной отрезка линии. С другой сто-
роны, каждой PC с фиксированной длиной линии соответ-
ствует бесконечное множество резонансных длин волн (ре-
зонансных частот). На практике обычно используют PC,
работающие на основном виде колебаний и на первом обер-
тоне.
Если PC образована сосредоточенной емкостью Со, к ко-
торой подключен отрезок разомкнутой на конце линии
(рис. 3.1, в, г), в (3.2) следует подставить ZH = оо. Тогда
условие резонанса можно записать как
l/(tt»oCo) 4- Zo ctg (2я//Ало) = О,
а длину линии, отвечающей условию резонанса на заданной
длине волны А:
/ = /о (п 0,5) Ал/2,
где
> Ал , 5,31АЛ п , о
Z» = 2Sarcctg-C^r: « = 0.1,2,....
Низшему (основному) виду колебаний в линии (и = 0)
соответствует длина линии /0, лежащая в пределах от
Ал/4 до Ал/2.
Зависимость амплитуды напряженности электрического
или магнитного полей в любой точке системы от частоты
имеет бесконечное число максимумов, каждый из которых
наблюдается на резонансной частоте, соответствующей
ьо
возбуждению того или иного вида колебаний. Очевидно,
что минимальной резонансной частоте отвечает низший вид
колебаний.
Основными параметрами PC СВЧ-диапазона являются
резонансная длина волны в свободном пространстве Хо,
резонансная' частота соо или f0, собственная (ненагруженная)
добротность Qo и эквивалентные сопротивления: характе-
ристическое рэ и резонансное /?Оэ.
Собственная добротность PCQ0 пропор-
циональна отношению запасаемой в системе при резонансе
энергии И7зап к средней мощности потерь Ррас, рассеивае-
мой в ней за период.
Qo= (ОоГ зап/Р рас
При сравнении различных типов PC их собственную
добротность оценивают по отношению объема V, в котором
запасается энергия, к объему, в котором она рассеивается.
Последний приближенно рассматривают как объем металла,
по которому протекает нагревающий его ток проводимости,
и рассчитывают как произведение внутренней поверхно-
сти SBH PC на глубину проникновения (толщину скин-слоя)
6: Qo « V/(6SBH).
Отметим, что кроме потерь в стенках PC большую роль
играют потери в контактных соединениях, а также в той
части генераторного прибора (электровакуумного или полу-
проводникового), которая входит составной частью в PC.
Зачастую именно эти два вида потерь определяют собствен-
ную добротность PC.
При включении PC в схему генератора происходит рас-
сеяние мощности и во внешней нагрузке. С учетом этого
различают нагруженную добротность PC
Qn = <Oo№san/(Ppac + PH), (3.6)
где Рн — средняя мощность, рассеиваемая за период в на-
грузке, и внешнюю добротность
<2вн = со0Гзап/Рн. (3.7)
При этом
1/QH=1/Qo+1/QBH.
Коэффициент полезного действия на-
груженной PC определяется следующим образом:
Пк = Рн/(/’рас + Рп) = Qh/Qbh = 1 - Qh/Qo- (3-8)
61
0
0
Рис. 3.2. Эквивалент-
ная параллельная схе-
ма замещения PC
тивность L,
Понятия резонансного /?п, н характеристиче-
ского рэ эквивалентных сопротивлений относятся к экви-
валентной параллельной схеме замещения PC (рис. 3.2)
Такая схема замещения справедлива лишь в узкой полосе
частот вблизи одной из резонансных. При этом резонанс-
ные частоты других («нерабочих») видов колебаний PC
должны значительно отличаться от этой частоты.
Замена реальной PC эквивалентным LC-контуром спра-
ведлива в случае, если хотя бы в узкой полосе одинаковыми
оказываются основные энергетические
показатели (1Узап, Ррас, PJ и их за-
висимости от частоты. Поэтому пара-
метры схемы определяют через амп-
литуду напряжения Uo в том сечении
PC, где она возбуждается генератор-
ным прибором. Для нагруженной PC
#оэ = Съ/[2 (Ррас + Л,)1, для нена-
груженной (на холостом ходу)/?0эхх =
= t/g/(2Ppac).
Характеристическое
сопротивление эквивалент-
ного контура рэ = 7?Оэ/(?н=7?о9.хх/<2о,
эквивалентная индук-
= p9/(0j. Эквивалентная
емкость Сэ = 1/(соорэ) отличается от емкости С(, PC
(см. рис. 3.1)
Приближенно зависимость полной проводимости Уэ эк-
вивалентного LC-контура от частоты вблизи резонансной
частоты
у (VQh4~/2 Асо/юр) (3 9)
9 Рэ
где А со = со — <оэ (оо
Соответствующая зависимость полного сопротивления:
z9=i/y9 = p /(1 +^).
(3.10)
PC генераторов СВЧ должны обеспечивать:
1) высокое значение к. п. д В СВЧ-диапазоне обычно
т1к = 0,5 -г- 0,95;
*’ Более сложная схема замещения может быть составлена в виде
бесконечного числа последовательно включенных параллельных LC-кон
туров, каждый из которых настроен на частоту, соответствующую ра
боте PC либо на основном, либо на одном из высших видов колебаний.
62
2) значение собственной добротности Qo = 200 4- 1000;
3) необходимый диапазон перестройки резонансных ча-
стот, который количественно характеризуется коэффициен-
том перекрытия уп, равным отношению максимальных и
минимальных значений частот или длин волн перекрывае-
мого диапазона. Обычно уп = 1,5 4- 2 для PC сантиметро-
вого диапазона и уп = 5 4- 8 для середины метрового диа-
пазона. При этом во всем диапазоне перестройки должны
отсутствовать ложные (паразитные) резонансы;
4) значения /?Пэ, соответствующие заданному режиму
генератора. При работе с электровакуумными приборами
Ros = Ю3 104 Ом, с полупроводниковыми — на два-три
порядка меньше. В диапазоне перестройки генератора при
уп = 2 обычно допускается изменение Rll3 не более чем
в 2—3 раза;
5) хорошую фильтрацию гармоник в рабочем диапазо! е
генератора. Обычно необходимо подавление мешающих
гармоник на 25 — 50 дБ относительно основного сигнала.
Это важно с точки зрения электромагнитной совместимости
различных радиосистем;
6) достаточную электрическую прочность;
7) электрическую симметрию при необходимое ги исполь-
зовать PC в двухтактной схеме;
8) конструкцию, позволяющую наилучшим образом под-
ключать ее к генераторным приборам, достаточно техноло-
гичную при производстве, жесткую, с небольшой массой
и габаритами, удобную в эксплуатации.
При применении генераторных ламп со шшрьковыми
выводами электродов, особенно при построении генератора
по двухтактной схеме, удобно использовать PC, выполнен-
ные на основе короткозамкнутых отрезков симметричных
двухпроводных линий. Для уменьшения излучений таких
отрезков их, как правило, экранируют, чаше всею поме-
щая весь генератор в замкнутый отсек корпуса аппаратуры.
Генераторные полупроводниковые приборы СВЧ имеют
выводы, удобные для стыковки с элементами схемы, вы-
полняемой на диэлектрической подложке. В этом случае
PC образуется отрезками несимметричной полосковой или
микрополосковой линии и реактивностями генераторного
прибора (емкостью р-п перехода, индуктивностью выводов),
включенными на входном конце линии. К выходному концу
непосредственно или с помощью реактивных элементов
связи подключается нагрузка Такие PC принято рассмат-
ривать как согласующие (трансформирующие) цепи.
63
Металлокерамические триоды и тетроды СВЧ имеют
осесимметричную конструкцию с кольцевыми выводами
электродов. Такие выводы, обладая малой собственной ин-
дуктивностью, позволяют увеличить максимальную рабо-
чую частоту генераторов, построенных на этих приборах.
Наилучшим образом с ними стыкуются коаксиальные ли-
нии, проводники которых надеваются на кольцевые выводы
электродов *>. Для образования PC применяют коротко-
замкнутые отрезки коаксиальных и радиальных линий,
а также тороидальные PC.
Для выполнения требований, предъявляемых к PC,
а также с целью обеспечения более удобного конструктив-
ного сопряжения с генераторными приборами при создании
PC можно использовать неоднородные линии, в которых
волновое сопротивление меняется либо скачком в каком-то
сечении, либо плавно вдоль линии — по линейному или
экспоненциальному закону.
Нужно иметь в виду, что PC различного типа широко
используют также во вспомогательных цепях генерато-
ров, в блоках передатчиков для контроля их работы, при
испытаниях отдельных узлов на высоких уровнях мощно-
сти и т. д. В этих случаях используют короткозамкнутые
отрезки прямоугольных и круглых волноводов.
§ 3.2. РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕМЫ
НА ОСНОВЕ ОТРЕЗКОВ ОДНОРОДНЫХ ЛИНИЙ
В коротковолновой части метрового диапазона волн,
а также в длинноволновой части дециметрового диапазона
(примерно до частоты 1000 МГц) для создания PC ламповых
генераторов применяют индуктивные короткозамкнутые от-
резки двухпроводных симметричных линий. Проводники
линий возбуждаются в противофазе, структура электро-
магнитного поля в линии соответствует Т-волне. Так как
такие PC симметричны электрически, их удобно исполь-
зовать в двухтактных генераторах. Концы проводников,
образующих двухпроводную линию, соединяют между со-
бой неподвижной жесткой перемычкой, через которую
к анодам ламп подключают источник анодного напряжения
В однотактных генераторах можно использовать одно-
проводные линии — проводник над заземленной плоско-
*> Выпускают также металлокерамические лампы для применения
в СВЧ-диапазоне с отрезками несимметричных полосковых линий на
диэлектрических подложках,
64
стью (шасси), а также симметричные или несимметричные
полосковые линии.
В генераторах на лампах с кольцевыми или дисковыми
выводами электродов наиболее целесообразно использо-
вать отрезки коаксиальных линий. Для уменьшения их
длины в ряде случаев применяют центральный проводник
линии в виде спирали.
На рис. 3.3 показаны поперечные сечения линий, от-
резки которых применяют в PC различных генераторов
СВЧ. Формулы для расчета их волнового сопротивления Zo
приведены в табл. 3.1.
а *- двухпроводная; б — двухпроводная в круглом экране; 6 двухпровод-
ная в прямоугольном экране: г — двухпроводная ленточная; д — однопро-
водная над проводящей плоскостью; е — коаксиальная; ж — коаксиальная
с квадратным внешним проводником; э симметричная полосковая линия;
и несимметричная полосковая; к — плоскопараллельная с круглым вну-
тренним проводником
Рассмотрим порядок расчета PC, выполненных на основе
отрезков короткозамкнутых однородных линий. Исходными
данными являются: длина волны X или диапазон длин волн
^тах и Xmin; значение сосредоточенной емкости Со, вклю-
ченной в начале линии; конструкция, габариты генератор-
ного прибора; форма и размеры выводов его электродов
(эти данные вместе с длиной волны определяют выбор типа
линии).
3 М. В Вамберский и др.
65
Таблица 3.1
Тип линии
Двухпроводная
в круглом экране
в прямоугольном экране
ленточная
Волновое сопротивление. Ом
276 lg(D/d+j/(D/d)2-i)
, [Сл (L —О),, л£> //,, лО,,
276 * 1<th^-2F-th2h /(th4Tth2ft)J
120nD/d
Однопроводная над про-
водящей плоскостью
1381g (4D/d)
Коаксиальная
с квадратным внешним
проводником
(1/Ке) 1381g (D/d)
1381g {0,84/tg [jtd/(8D)]}
Полосковая симметрич-
ная:
2dO < 2
2dD>2
Полосковая несимметрич-
ная
(200/Ке) (1 — 2£/Г»)/(1 4-2d/D)
(200/Кё)/[1 +(2d/D)/(l -2//D)]
377/i /Г /Ц7\-o.sse-l
±12. / 1 + 1,735е-<>’»724(--
]/e!l7/L \h)
Плоскопараллельная с
круглым внутренним про-
водником
138 lg [4D/(nd)]
Диаметр проводников двухпроводной линии выбирают
равным или близким к диаметру соответствующего вывода
электрода. Диаметры проводников коаксиальной линии
определяются диаметрами кольцевых выводов металло-
керамических ламп.
1. Выбирают волновое сопротивление линии и рассчи-
тывают ее геометрические размеры в поперечном сечении
по соотношениям, приведенным в табл. 3.1. Выбор волно-
вого сопротивления в известной степени определяет доб-
ротность PC и ее электрическую прочность.
Известно, что максимальная собственная добротность
коаксиальной линии имеет место при отношении диаметров
проводников Did — 3,6, что соответствует волновому со-
противлению Zo = 77 Ом, причем при изменении Did от
2,5 до 5 собственная добротность линии меняется мало.
66
При постоянном погонном сопротивлении линии по-
тери в проводнике падают при уменьшении амплитуды
СВЧ-тока, протекающего через него. С этой точки зрения
следует увеличивать волновое сопротивление линии. Но так
как по конструктивным соображениям диаметр наружного
проводника коаксиальной линии или расстояние между
проводниками двухпроводной линии не должны быть чрез-
мерно большими, то волновое сопротивление увеличивают
за счет уменьшения диаметра внутреннего проводника
коаксиальной линии или диаметров проводников двух-
проводной. Однако при этом растет /?х и увеличиваются
потери в линии. Рекомендуется поэтому выбирать волновое
сопротивление коаксиальных линий в пределах 30—70 Ом,
а двухпроводных 200—400 Ом.
Для обеспечения заданной пробивной прочности диа-
метр коаксиальной линии или расстояние между центрами
проводников двухпроводной линии должны удовлетворять
следующему условию:
lgp,
где £пр — пробивная напряженность поля, которая для
воздушного плоского зазора при различных условиях
эксплуатации может иметь значения 5—20 кВ/см; Um —
максимальное напряжение на конце линии, подключенном
к аноду лампы, Um — Uo при параллельном питании анод-
ной цепи и Um = Ея 4- Uo, если проводники линии нахо-
дятся под высоким напряжением питания генераторного
прибора £а; k — 0,217 для двухпроводной линии и k =
= 0,435 для коаксиальной; функция размеров 0 = 2D Id
для двухпроводной линии и 0 — D/d для коаксиальной.
Напомним, что при фиксированном D электрическая проч-
ность коаксиальной линии максимальна при Zo = 60 Ом.
В коаксиальной линии размер D ограничен также усло-
вием невозбуждения продольных типов волн:
-D<Z)max = (2Xmin/n) — d. (З.П)
2. По заданным значениям емкости Со и диапазона длин
волн Хт1п —Xmax при условии, что перестройка PC выпол-
няется перемещением короткозамыкателя, определяют ми-
нимальную и максимальную длину линии из выражения
(3.5) с использованием найденного значения Zo. Как пра-
вило, предусматривают работу системы на основном виде
колебаний, т. е. с п = 0.
3*
67
Таблица 32
Погонный параметр Тип линии
двухпроводная коаксиальная
Ri, Ом/см Cj, пФ/см М, мкГн/см 1,67- 10~4а 1 /• / 1/Д2+1/Д2 0,121b 1g (2D/d) 9,2 • 10-зр. 1g (2D/d) 0,83- 10-‘а У[ (1/Г> + 1/d) 0,242е 1g (D/d) 4,6 • 10"Зц 1g (D/d)
3. По формулам (табл. 3.2) рассчитывают погонные па-
раметры Clt Lt, которые определяют значения эле-
ментов схемы замещения линии, приведенной на рис. 3.4.
Погонная проводимость линии Gr при ее заполнении возду-
хом пренебрежимо мала. Длина каждой ячейки равна
принятой единице длины, например 1 см.
Рис. 3.4. Схема замещения линии
В формулах, приведенных в таблице, линейные раз-
меры выражены в см, частота f — в МГц; е и р — относи-
тельные диэлектрическая и магнитная проницаемости среды,
заполняющей пространство между проводниками линий;
коэффициент а зависит от материала проводников линии
или от материалов покрытий этих проводников и равен для
Си— 1; Ag (монолит) — 0,965; Ag (покрытие) — 1,51; А1 —
1,27; латуни — 1,93.
4. Определяют эквивалентное резонансное сопротивле-
ние ненагруженной PC (на холостом ходу). При этом R03 хх
рассматривают как образованное параллельным соедине-
нием двух эквивалентных сопротивлений: собственно линии
R9Jt и генератора R 9Г. Таким образом R03 хх = RsrRs:./(R3r +
+ Ran)-
Эквивалентное сопротивление генератора определяется
потерями внутри генераторного прибора (лампы или тран-
зистора): в диэлектриках, электродах (за счет их поверх-
ностного сопротивления) и т. д. Полный учет этих потерь
чрезвычайно сложен, однако в первом приближении можно
68
считать, что 7?эг ~ (1,0 -5- 1,5) /?9Л. Потери в генераторном
приборе с ростом частоты возрастают, наименьшее значение
/?9Г соответствует коротковолновой части дециметрового
диапазона волн, наибольшее — длинноволновой.
Эквивалентное сопротивление линии RS1 в свою очередь
рассматривают как параллельное соединение двух сопро-
тивлений R'3Jl и Ra„, соответствующих потерям в проводни-
ках линии и в переходном сопротивлении между провод-
никами и короткозамыкающим элементом:
Я9Л ~ RanRsn/(Rsn + Rm)-
Причем R^ = L/o/(2Ppac л) определяется мощностью по-
терь, рассеиваемой в проводниках линии, которую можно
рассчитать интегрированием выражения для потерь в каж-
i
дом элементарном участке линии: Ррй^ л = § dPpac (х).
о
Так как элементарная мощность потерь dPPK (х) =
= 0,5/2 (x)Rrdx, то
^эл~ Pl I Lsin2 (2л/Д) + 2л ctg (2л Jj'
Численный анализ последнего выражения показывает,
что большее значение R'a„ имеет место при работе линии на
основном виде колебаний (/ = /0). При переходе на обер-
тоны, для которых I = /0 4- пХ/2,
п' __22“ / Г Z0-f-«X/2 , X , /9 Zo\"|
^эл ~ Ri I Lsin2 (2л/0Д) 2л Ctg ГЛ J]'
Переходное сопротивление между короткозамыкающим
элементом и проводниками линии гкз определяет эквивалент-
ное сопротивление Ra„- Из условия равенства мощности
Потерь в этих сопротивлениях следует, что
Rm = 2о/[гкз sin2 (2л//Х)].
Контактные короткозамыкающие элементы позволяют
получить гкз = (3 -т- 5) • 10-2 Ом.
5. Характеристическое сопротивление эквивалентного
контура р9 = 1/(сооСэ) определяется емкостью эквивалент-
ного контура С9 = Со 4- Сэл, где С9Л — эквивалентная
емкость отрезка линии — может быть найдена из условия
равенства электрической энергии, запасаемой в этой емко-
.сти за период СВЧ-колебаний, и энергии, запасаемой в рас-
69
пределенной емкости отрезка линии длиной /:
i
0,5U^C3J1 = 0,5Сх{72 (х) dx.
о
Интегрирование этого выражения показывает, что на
основном виде колебаний Сэ может быть рассчитана по
соотношению
Р __Г1 Г0’5 (2л^оА)~1
э 0 L sin (4nZ0/M J'
§ 3.3. РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕМЫ С ОТРЕЗКАМИ
ЛИНИЙ, СОДЕРЖАЩИМИ НЕОДНОРОДНОСТИ
Ступенчато-неоднородные линии. В ряде случаев по
конструктивным соображениям, а также, например для
улучшения фильтрующих свойств, расширения диапазона
перестройки PC в качестве составной части PC используют
ступенчато-неоднородные отрезки линий. Коаксиальная
линия может состоять из нескольких отрезков, имеющих
разные диаметры внутренних и внешних проводников,
т. е. обладающих разными значениями волновых сопротив-
лений; могут быть изменены размеры двухпроводной или
полосковой линии и т д Эти неоднородности приводят
к возбуждению высших типов волн, локализованных вблизи
неоднородности. Поля таких волн имеют в основном реак-
тивный характер, поэтому поглощением мощности, связан-
ным с их возбуждением, в первом приближении можно
пренебречь. Неоднородность может быть учтена включением
в эквивалентную схему линии некоторой реактивной про-
водимости. Скачкообразные изменения размеров провод-
ников линии учитывают включением сосредоточенной ем-
кости.
На рис. 3.5 приведена эквивалентная схема PC-со сту-
пенчатой неоднородностью, наличие которой отражено раз-
личием волновых сопротивлений однородных участков —
ZOi на участке длиной 1Г и Z02 на участке длиной /2 и вклю-
чением на границе однородных участков емкости Сн.
Резонансное условие для сложной PC, состоящей из
параллельно включенных участков линий, записывается
для выбранного сечения (например, а — а) в виде равен-
ства нулю суммы реактивных проводимостей, определяе-
мых пересчетом к этому сечению проводимостей отдельных
участков; Увх1 + Ув + Увх2 = 0, где Ya = /СН/(5,31Х) —
70
проводимость емкости, отражающей в эквивалентной схеме
неоднородность линии; Увх2 = — j/lZ02 tg (2л/2/А)] — вход-
ная (со стороны клемм а — а направо) проводимость ко-
роткозамкнутого отрезка линии длиной /2; УВХ] = —/7XBXi;
Xbxi — входное (со стороны клемм а — а налево) реактив-
ное сопротивление участка линии длиной llt нагруженного
на конце сосредоточенной емкостью Со.
Используя соотношение (3.2) и имея в виду, что Za =
= —/5,31А/С0, получим
с 1 + 1 ctg (2ят)
Сн | 1 и qZ. 01 \ Л/ \ Л/
5,31% ф 5,31% 1£/2л~М
CqZqi \ К/
(3.12)
Уравнение (3.12) решается относительно длины коротко-
замкнутого участка линии /2 при заданных длине волны А,,
волновых сопротивлениях Z01, ZOi и длине начального
участка системы 1Х.
Рис. 3.5. Эквивалентная
схема PC со ступенчато-
неоднородной линией
I I I
в) q’p “ «I'lJkW
Рис. 3.6. Графическое решение резо-
нансного уравнения для PC со сту-
пенчато-неоднородной линией (а) и по-
лосы пропускания системы (б)
Когда емкость Сн мала, ее влиянием на настройку PC
можно пренебречь. В этом случае получаем из (3.12)
Л_7 Со ffitg(2n/2/A) + tg(2n/1/X) /ч |Ч\
01 5,31 l-mtg(2jt/i/A) tg (2л/2/%) ’ '
где т = Z02/Z01 — фактор неоднородности.
Как видно из уравнения (3.13), PC можно перестраи-
вать, не изменяя общей длины системы I = + /2 измене-
нием либо емкости Со, либо места включения неоднород-
ности (/2, а стало быть, и /х = I — 12). Возможна также
71
перестройка системы одновременным изменением Со и /2.
Коэффициент перекрытия диапазона уп = Xmax/^mm будет
зависеть в том числе и от фактора неоднородности. Пред-
ставим уравнение (3.13) в следующем виде:
mtg [х(1 — G/014-tg (xlt/l) _ а_
1— т tg [х (1 — /,//)] tg (xZL/Z) х
Fl (х) = (х),
(3.14)
резонансные частоты как
Рис. 3.7. Радиальная линия (а)
и распределение в ней амплитуд
напряжения и тока (б)
где х = 2л/А; а = 2jt//(cC0Z01); с — скорость света.
На рис. 3.6, а показано графическое решение этого
уравнения. Корни уравнения (3.14) х0, х1( ... определяют
I работе на основном виде ко-
лебаний (соо), так и при ра-
боте на высших типах
....
Полосы пропускания PC
(рис. 3.6, б) располагаются в
окрестности каждого значе-
ния резонансной частоты. Ши-
рина полос пропускания опре-
деляется нагруженной доб-
ротностью эквивалентного
контура на соответствующем
виде колебаний.
Для выполнения требова-
ний по фильтрации высших
гармоник, всегда присутствующих в спектре СВЧ-тока ге-
нератора, необходимо, чтобы резонансные частоты (й0,
®2, ••• не были бы кратными, что, как видно из рис. 3.6,
в данном случае выполняется.
Если аналогичным образом найти резонансные частоты
PC с короткозамкнутым отрезком однородной линии
[см. (3.4)1, то окажется, что с достаточной точностью вы-
полняются следующие равенства: Зи0, со2 = 5®0 и т. д.,
т. е. PC, образованные из отрезков однородной линии, об-
ладают низкими фильтрующими свойствами для нечетных
гармоник.
Плавно-неоднородные линии. Когда трудно получить
одновременно большое значение /?Оэ.хх ПРИ перестройке PC
в широком диапазоне частот, лицейный закон перестройки,
хорошие фильтрующие свойства и т. д., в PC включают
отрезки плавно-неоднородных линий. В них волновое со-
противление вдоль линий изменяется по определенному
закону, для чего в двухпроводных линиях обычно изменяют
расстояние между проводниками линии; в коаксиальных —
72
диаметры проводников (чаще всего наружного); в полоско-
вых — ширину полоскового проводника.
К плавно-неоднородным линиям относят и радиаль-
ную линию (рис. 3.7), у которой с увеличением радиуса
растет погонная емкость, а погонная индуктивность и вол-
новое сопротивление уменьшаются. Для таких линий Zo (г)=
= Wh/г = Zrfjr, где Zo — волновое сопротивление в на-
чале линии, на начальном радиусе r0; Zo (И — волновое
сопротивление на некотором текущем радиусе г. Радиаль-
ные линии обычно возбуждают электрическим полем в ем-
костном зазоре d, диаметр которого 2г0-
Амплитуды напряжения и тока в PC изменяются по
радиусу следующим образом:
U= AJ0(2nr/k) + BA0(2nr/Z), (3.15)
1 = — / [A Jx (2лг/К) + BNt (2nr/Z)]/Z0 (г). (3.16)
Здесь Jfj^rcr/K), Л,0,1(2лгА) — соответственно функции
Бесселя и Неймана нулевого и первого порядков; А и В —
постоянные, определяемые граничными условиями.
Выражения (3.15) и (3.16) позволяют построить приве-
денные на рис. 3.7, б распределения амплитуд напряжения
и тока в радиальной линии. На рисунке сплошными ли-
ниями показано распределение для основного вида колеба-
ний, пунктиром—для первого обертона.
Условие резонанса (для начала радиальной линии,
г = г0)
/CoZo/(5,3U) + y(ro, Я) = 0. (3.17)
Первый член выражения (3.17) является нормирован-
ной по Zo проводимостью емкостного зазора, второй член —
нормированной входной проводимостью радиальной ли-
нии, короткозамкнутой на радиусе г = R. Используя (3.15)
и (3.16), получим
' Y(r0, R) =
____ • Д (2лго,'л) А'р (2л7?Д) — (2лг0/Х) Jo (2л/?/Х)
1 JQ (2лг0/Х) АГ0 (2л/?/Х) - 1У0 (2лг0Д) Jo (2nR/k) ’
Расчет такой PC производится по уравнению (3.17)
с учетом (3.18). При этом обычно задают значения Со, X,
r0, h. Графически или численными методами находят зна-
чение R. Если емкость Со не задана, ее определяют как
-емкость соответствующего конденсатора: Со = ^Rrnrl/d,
где е0 — электрическая постоянная вакуума, ег — относи-
;73
тельная диэлектрическая проницаемость материала, запол-
няющего зазор.
Если заполнение зазора — воздух или вакуум (ег = 1),
Co = O,28r?/d. (3.19)
При этом если г0 и d в (3.19) выражены в см, то Со полу-
чаем в пФ. Иногда соотношение (3.19) уточняют, добавляя
к чисто «торцевой» емкости емкость боковой поверхности
центральной части PC, ограничивающей радиальную ли-
нию в ее начале, на длину верхней (рис. 3.7, а) крышки
PC. В этом случае
Со = О,28го (r0/d +1,25 In hid). (3.20)
§ 3.4. РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕМЫ ДРУГИХ ТИПОВ
В генераторах, фильтрах, волномерах и других узлах
радиопередатчиков СВЧ применяют PC в виде высокодоб-
ротных объемных резонаторов, обычно имеющих слабую
связь с нагрузкой для обеспечения высокой нагруженной
добротности. Ниже приводятся конструктивные схемы и
основные расчетные соотношения для наиболее употреби-
тельных типов объемных резонаторов.
Рис. 3.8. Сечение четвертьволно-
вого (а) и полуволнового (б) коак-
сиальных резонаторов
Рис. 3.9. Сечение торо-
идального резонатора
1. Коаксиальные четвертьволновый и полуволновый ре-
зонаторы. Длина I четвертьволнового резонатора (рис. 3.8,а)
должна быть (при работе на низшем виде) несколько меньше
V4 за счет укорачивающего действия емкости между тор-
цом центрального проводника и наружной стенкой. Уча-
сток длиной /запр представляет собой запредельный
волновод, устраняющий излучение из открытого конца
коаксиальной линии.
Длина полуволнового резонатора (рис. 3.8, б) I =
— (п + 1)А,/2, где п — 0, 1, 2, ... . Нулевой номер соот-
ветствует низшему виду колебаний.
Собственная добротность таких резонаторов с учетом
только потерь в проводниках линии
Qo = 2jtZo/(X/?i).
Здесь длина волны А выражена в см; 7?j — погонное сопро-
тивление линии — в Ом/см
Добротность медного полуволнового резонатора с уче-
том потерь в торцевых стенках
е.= 1зооп/(!+24У^).
где линейные размеры выражены в см.
Максимальный внутренний диаметр внешнего провод-
ника коаксиальной линии определяется условием отсут-
ствия высших (продольных) типов колебаний (3.11).
2. Тороидальный резонатор (рис. 3.9). Соотношения
размеров, характерные для тороидального резонатора,
D < А/2; I < А/4; t < I
Эквивалентная индуктивность, выраженная в мкГн,
~ 2 • KE2/In D /d. Емкость определяется по соотноше-
ниям (3.19) или (3.20). Резонансная длина волны такого
резонатора
, nd -• Г 41 /, . 8/ , I \ . D
А = I/ — I 4- — In-j- In -5-,
2 Г t \ 'nd t J d ’
а добротность
где п — удельная объемная проводимость материала про-
водников резонатора, выражена в (Ом-см)*1; Rs— по-
верхностное сопротивление материала проводников (выра-
жено в Ом) на рабочей длине волны А, см; Rs = 0,045а/фЛА.
Коэффициент а определяется материалом проводника
(см. § 3.2, п. 3).
3. Прямоугольные объемные резонаторы. Резонатор об-
разуют, закорачивая с двух сторон отрезок прямоуголь-
ного волновода с внутренними размерами поперечного се-
чения а X b см2. Настройке в резонанс соответствует слу-
чай, когда вдоль длины резонатора I укладывается целое
число полуволн. Он может возбуждаться в зависимости
от характера и места включения элемента связи либо на
волне типа Нтпр, либо на волне типа Етпр. Индексы т, п,р =
= 0, 1, 2, ... соответствуют числу полуволн одной из ком-
понент СВЧ электромагнитного поля, укладывающихся
75
в резонаторе вдоль широкой стенки волновода а, узкой b
и длины резонатора I соответственно.
Резонансная длина волны (в свободном пространстве)
X = 2/У"(т/а)2 + (п/Ь)2 + (р//)2.
При работе на волнах Е-типа возможно возбуждение
колебаний с р = 0. Основным видом колебаний в прямо-
угольном объемном резонаторе является колебание типа
Н1П. При этом собственная добротность резонатора
Qo = KR,ob (а2 + Z2)3/2 /[2Z3 (а + 2&) + 2а3 (/ + 2fe)].
4. Круглые цилиндрические объемные резонаторы. Та-
кие резонаторы получают, закорачивая с двух сторон от-
резок круглого цилиндрического волновода. Как и в преды-
дущем случае, для настройки в резонанс требуется, чтобы
вдоль длины резонатора I укладывалось целое число полу-
волн р. При возбуждении колебаний Е-типа возможна ра-
бота со структурой поля, которой соответствует р = 0.
Резонансная настройка наблюдается при длине волны (в сво-
бодном пространстве)
где %кр — критическая длина волны данного типа.
В круглых резонаторах могут возбуждаться колебания
типов Нтпр или Етпр, при этом т равно числу полуволн
поля, укладывающихся по азимутальному углу вдоль пол-
ной длины окружности, ап — числу полуволн поля, укла-
дывающихся на внутреннем диаметре резонатора D.
На рис. 3.10 приведена диаграмма собственных видов
колебаний круглого резонатора. Добротность резонатора
при колебаниях типа Нп1
0-0 206+/? <т П + 0.73 (Р/02]3/2 . .
при колебаниях типа Ео1о
<?о-О,38Х^а/[1 + 0/(2/)],
а при колебаниях Но11
О - л fiiip n[i+0.i7(Wl3/2
Уо —U,o1jU<O 14-0,17 (Z7/Z)3 '
Наиболее высокую добротность получают при возбуж-
дении резонатора на колебаниях типа Напр, максимальное
ее значение соответствует равенству длины резонатора I его
76
диаметру D;
Qo max = 0,66X7?^.
При работе круглого резонатора на колебаниях типа Нопр
высокочастотные токи в стенках резонатора протекают по
замкнутым концентрическим окружностям. Это позволяет
использовать для подавления нежелательных видов коле-
Рис. 3.10. Диаграмма видов колебаний
круглого резонатора
Рис. 3.11. Схема PC магнет-
рона типа «щель—отверстие»
5. Магнетронные резонаторные системы. Магнетронная
PC (рис. 3.11) состоит из цилиндрических резонаторов 1 —
сквозных отверстий диаметром D, выполненных в медном
анодном блоке 3 толщиной /а и внутренним диаметром
da = 2га. Резонаторы с помощью щелей 2 соединены с про-
странством взаимодействия 4 — полым кольцом, заклю-
ченным между анодным блоком и катодом 5 с наружным
диаметром dK. Такие резонаторы принято называть резо-
наторами типа «щель — отверстие». Между резонаторами
системы существует сильная электромагнитная связь.
В магнетронных генераторах применяют также резона-
торы лопаточного (рис. 3.12, о), щелевого (рис. 3.12,6)
и других типов.
Каждый цилиндрический резонатор с щелью можно рас-
сматривать как одиночный виток индуктивной катушки,
образованный проводником ленточной формы и нагружен-
ный на плоский конденсатор, электроды которого пло-
щадью /а х /щ находятся на расстоянии <7Щ д-уг ст друга
(рис. 3.13). Силовые линии СВЧ магнитного поля Н, наво-
77
димого вокруг витка с током I, замыкаются через соседние
резонаторы, связывая их. Электрическое поле Е в основ-
ном концентрируется в щели резонатора, но краевые поля
выходят в пространство взаимодействия и в отверстие ре-
зонатора.
Система состоит из N резонаторов, образующих кольцо,
поэтому эквивалентная схема имеет вид, представленный
на рис. 3.14. В схеме L — эквивалентная индуктивность
одиночного резонатора; С — эквивалентная емкость оди-
ночного резонатора, образуемая емкостью плоского конден-
сатора щели резонатора Сщ, торцевой емкостью Ст (емкость
между поверхностями А и Б анодного блока, см. рис. 3.13)
и емкостью цилиндрического резонатора Ср, Ссв — емкость
связи между соседними резонаторами через пространство
взаимодействия (между торцом сегмента резонаторного
блока и поверхностью катода).
Рис. 3.12. Схема PC магнетронов лопа-
точного (а) и щелевого (б) типов
Так как система резонаторов образует замкнутое кольцо,
то на резонансной частоте в нем должно укладываться
целое число длин волн. Математически это условие можно
записать в виде
(pnN — 2т или <рл = 2m/N,
где п = 0, 1, 2, ... — номер вида колебания; срл — фазовый
сдвиг между колебаниями в соседних резонаторах, соответ-
ствующий п -му виду.
Очевидно, что количество возможных видов колебаний
равно N ф- 1, так как п = 0, 1, 2, ... , N. Каждый вид
колебаний имеет свою резонансную частоту (собственную
частоту). При строгой симметрии PC, когда N четное, фа-
зовые сдвиги <рл видов колебаний с п = 0, ..., N/2 — 1
совпадают с точностью до знака с фазовыми сдвигами видов
78
cn - N/2 + 1......N. Поэтому собственные частоты видов
сп = 0ил = ^, /1=1 и п = N — 1 ит. д. совпадают.
Можно говорить, что при четном N число возможных ви-
дов сокращается до N/2 + 1, а самый большой номер вида
колебаний п = N/2.
При нарушении симметрии (за счет устройств связи
с нагрузкой или устройств перестройки PC) появляется от-
личие собственных частот дублирующих друг друга видов
колебаний. В этих условиях возможно возбуждение в PC
одновременно двух видов колебаний, имеющих очень близ-
кие условия возбуждения (близкие значения <рл), но не-
сколько отличающихся по частоте. Это так называемые «ду-
плеты».
Рис. 3.13. Эквивалентное
представление одиночного
резонатора витком, на-
груженным на емкость
щели
Рис. 3.14. Эквивалентная схема
магнетронной PC
В магнетронных генераторах всегда используют четное
количество резонаторов, при этом основным видом колеба-
ния является л-вид, которому соответствует фазовый сдвиг
между соседними резонаторами в 180°. Номер л-вида равен
N/2. Работа магнетрона на этом виде колебаний наиболее
устойчива.
Собственные частоты видов колебаний магнетронной PC
можно рассчитать, пользуясь эквивалентной схемой. На
рисунке показаны в й-й ячейке PC СВЧ-токи в проводниках
и потенциалы узловых точек. Видно, что U3l = — U12.
Поскольку U12 = Л^/О’ШдСсв); t/34 = 7ft/(/w«CCB); Ik-i =
e — h-i, h = ^+i — h, to Un = 12»* — +
79
4- ^+1)1/(/®3Ссв) Так как разность фаз колебаний в сосед-
них резонаторах <p„, то ik~i — a 4+1 = 1*е/Фли, сле-
довательно, U31 — 2t* (1 — cos <ря)/(/со,.Ссв).
Входная проводимость пространства взаимодействия со
стороны резонатора Увх = ik/U3i = /солСсв/[2 (1 — cos<pn)l,
а входная проводимость резонатора Ур =/co„C + 1/(/солЛ).
При резонансе Ym + Yp = 0, откуда
1/1/^1си/с (3.21)
coo If 1 2(1 — cos <рл)’ ' '
где <Оо— Эквивалентные параметры L и С PC рас-
считывают приближенно.
Имея в виду, что индуктивность контура есть отношение
магнитного потока Ф, пронизывающего контур, к току
в контуре; считая магнитное поле Н в отверстии резонатора
однородным и выражая все линейные размеры в сантиметрах,
определяем: среднюю длину силовой линии поля Н: lzp =
= 2/а + D; напряженность магнитного поля с учетом тока
в соседнем резонаторе: Н = 2//(2/а + £>); площадь кон-
тура, определяющую магнитный поток, S = лО2/4 и сам
поток Ф — n-0HS; индуктивность, определяемую магнит-
ным потоком через отверстие, = р0лО2/[2 (2/а + О)],
где р0 — магнитная постоянная (р0 = 4л-10-7 Гн/м).
Если магнитное поле в щели считать спадающим линейно
от Н до нуля на границе с пространством взаимодействия,
тогда индуктивность, определяемая потоком в щели, L2 =
= р0/щ^щ2/[2 (2/а + 0)1.
Суммарная эквивалентная индуктивность, выраженная
в мкГн,
L- 4л 10-3 (пО2/2 + /щ<1щ)/(2/а + Р).
С аналогичными допущениями рассчитывают составля-
ющие эквивалентной емкости, пФ,
С ~ 8,85 • 10 '2 [/а/щ/б!щ + (2/а/л) In (D/dM)J.
Пользуясь соотношением (3.21), рассчитаем значения
относительных собственных частот различных видов коле-
баний восьмирезонаторной системы для характерного слу-
чая, когда емкость Ссв = 0,2С. Результаты расчета приве-
дены на рис. 3.15. Видно, что по частоте виды колебаний
отличаются очень мало. Так, собственная частота л-вида
(п. = 4) лишь на 0,4 % выше собственной частоты вида
с п = 3. Это ведет к тому, что при работе генератора воз-
буждаются не только основной л-вид колебаний, но и сосед-
80
ние «паразитные» виды. При этом существенно снижается
стабильность генерируемой частоты, которая в этом случае
изменяется скачкообразно. Падает также мощность в на-
грузке и к. п. д. генератора.
Увеличить частотный интервал между л-видом и колеба-
ниями других видов удается с
представляют собой металли-
ческие кольца, припаянные
к сегментам резонаторного
блока через один (рис. 3.16).
При возбуждении в систе-
ме колебаний л-вида по связ-
кам ток не протекает, так как
точки их соединения с сег-
ментами блока имеют один и
тот же СВЧ-потенциал. В этом
случае снижается частота соо,
так как к эквивалентной ем-
кости С добавляется некото-
рая дополнительная емкость.
При возбуждении паразитных
видов колебаний появляется
разность потенциалов между соседними точками контакта
каждой связки с сегментами. По связкам течет ток, что
помощью
0,98-
0,96
0,90
0,86
0,82
связок, которые
/ 2 3 4 п
Рис. 3.15. Собственные частоты
различных видов колебаний
восьмирезоиаторной PC магне-
трона
Рис. 3.16. Подключение связок в PC маг-
нетронов:
а — двойных (над и под резонаторным блоком);
б — одинарной, пропускаемой через окно в ло-
патках PC
Рис. 3.17. Схема раз-
иорезонаторной систе-
мы щелевого типа
эквивалентно подсоединению параллельно каждому кон-
туру некоторой индуктивности. Суммарная индуктивность
каждого резонатора уменьшается и собственные частоты
.81
паразитных видов повышаются. л-Вид при этом окажется
самым длинноволновым, а разделение по частоте между
ним и «паразитными» видами колебаний увеличится до
10—15 %, что вполне достаточно для устойчивой работы
магнетрона.
Для PC магнетронов миллиметрового диапазона приме-
нение связок сопряжено с большими конструктивными и
технологическими трудностями. При этом потери в PC
растут, а добротность и мощность генераторов снижаются.
Поэтому в этом случае для разделения видов колебаний
по частоте применяют разнорезонаторные бло-
ки (рис. 3.17).
§ 3.5. СВЯЗЬ РЕЗОНАНСНЫХ СИСТЕМ
ГЕНЕРАТОРОВ СВЧ С НАГРУЗКОЙ
Как отмечалось ранее, возбуждение PC генераторов
СВЧ производится в подавляющем большинстве через ем-
кость активных приборов, являющуюся неотъемлемой
частью PC, т. е. для возбуждения PC используют связи, по
типу относящиеся к дифракционным или электронным.
Вывод энергии на нагрузку производится с помощью
устройств связи: конденсатора связи, магнитной (индук-
тивной) петли, отверстия или щели. Нагрузку подключают
к PC генератора линией передачи, входное сопротивление
которой при согласовании является чисто активным и
равно ее волновому сопротивлению.
Устройства связи должны отвечать следующим требова-
ниям:
1) трансформировать волновое сопротивление линии
связи с нагрузкой в такое вносимое сопротивление гвн,
которое обеспечивало бы требуемое значение эквивалент-
ного резонансного сопротивления PC R03‘,
2) в них не должно быть больших потерь;
3) иметь малое реактивное сопротивление;
4) иметь достаточную электрическую прочность;
5) устройства их регулировки должны быть конструк-
тивно простыми и надежными.
На рис. 3.18, а приведена схема эквивалентного парал-
лельного контура, связанного с нагрузкой. На схеме Zo —
волновое сопротивление линии связи, согласованной с на-
грузкой; Хсв — сопротивление связи; гк — активное со-
противление собственных потерь в контуре. Эта схема
82
трансформируется в схему (рис. 3.18, б), в которой гвн =
= Хсв/^о — вносимое сопротивление.
Если эквивалентное сопротивление ненагруженного кон-
тура Т?09,хх = pl/rK, то нагруженного /?09 = р|/(гк + гвн),
поэтому к. п. д. контура
Лк = 1 ' ^Оэ/^Оэ. хх = ^*вн/(^*к “Ь ^*вн) •
Тогда для сопротивления связи получаем
Хсв = ±рэК(^о/^оэ.хх)Лк/(1 “Лк)- (3-22)
При расчете устройств связи с нагрузкой считают, что
значение Zo задано, р9 и Т?091хх определены расчетом PC,
/?09 — расчетом генератора. В этом случае соотношение
(3.22) преобразуют к виду
Хсв = ± р9 VZ0!R03 - Zo/^o9.xx-
(3.23)
Наиболее широко используют емкостную связь, которой
соответствует знак минус в (3.22) и (3.23), и индуктивную
связь (знак плюс в указанных формулах).
Рис. 3.18. Эквивалентные схемы кон-
тура, связанного с нагрузкой согла-
сованной линией связи
Рис. 3.19. Схема емкостной
связи
1. Емкостная связь. Такая связь осуществляется через
конденсатор связи Ссв. Его помещают в PC там, где имеется
максимум электрического СВЧ-поля. Одну из обкладок
конденсатора выполняют в виде металлического диска,
соединенного с линией связи. Вторая образуется стенкой
PC. Емкостную связь регулируют, изменяя емкость кон-
денсатора связи удалением или приближением диска
к стенке PC (рис. 3.19). Эквивалентная схема элемента
связи в этом случае — последовательно соединенные индук-
83
тивность LCB штыря связи длиной ZCB и диаметром <ф„ и
емкость Ссв конденсатора, образованного диском диаметром
Осв с зазором относительно стенки PC Лсв.
Сопротивление емкостной связи
Лев — <иДв — 1/(С|)Ссв) = Л/. — Лс-
Задавая при конструировании ZCB и dCB, рассчитывают
индуктивность, нГн,
LCB = 2/св [2,3 1g (4ZCB/dCB) - 1 + Йсв/(2/св)]
и ее сопротивление на рабочей длине волны, Ом,
XL = 188,5LCB/X,
подставляя в приведенные выражения размеры в см.
Размер hZB при этом также оказывается заданным соот-
ношением: = I — lZB, причем зазор проверяют на элек-
Рис. 3.20, Схема разме-
щения витка индуктивной
связи в короткозамкну-
том отрезке коаксиальной
линии
трическую прочность. Необходимо,
чтобы выполнялось следующее не-
равенство: hZB U0/Eap, где Uа —
напряжение, действующее в сече-
нии, куда включен элемент ем-
костной связи.
Имея в виду, что I Лс | =
= I Хсв | + I Л/. I, определяют
емкость связи, пФ,
Ссв = |Хс|/(5,31Х),
и, используя формулу для рас-
чета емкости плоского конденса-
тора, находят диаметр диска связи, см:
DCB~3,8]/CJ^.
2. Индуктивная связь. Обычно такая связь осущест-
вляется через виток связи, который помещен в максимуме
магнитного поля PC. Связь максимальна, когда плоскость
витка перпендикулярна магнитным силовым линиям. По-
этому регулировку индуктивной связи проще всего осущест-
вить вращением плоскости витка.
При использовании в PC отрезков короткозамкнутых
линий витки связи целесообразно вводить через отверстие
в короткозамыкателе (поршне). При перестройке такой
системы изменением ее длины в линию связи с нагрузкой
приходится включать гибкую вставку, что усложняет кон-
струкцию.
81
Основное достоинство индуктивной связи в том, что она
не нарушает электрической прочности системы, так как
в месте размещения витка связи электрическое поле близко
к нулю.
На рис. 3.20 показано размещение витка связи площадью
SCB в короткозамкнутом отрезке коаксиальной линии.
Центр витка находится на расстоянии от плоскости
короткого замыкания. Сопротивление связи для рассмат-
риваемого случая есть сумма сопротивлений взаимоиндук-
ции виток — PC и собственной индуктивности витка Хсв =»
= соЛ4 + a>Z,CB, где и/И = 377 —cos sin а— сопро-
гср
тивление взаимоиндукции, выраженное в омах; гср =
= (D + d)/4; а — угол между плоскостью витка и плоско-
стью, в которой лежат касательные к силовым линиям
магнитного поля в месте их пересечения с плоскостью витка.
Рис. 3.21. Схема ком-
пенсации собственной
индуктивности витка
связи
Рис. 3.22. Схема кондук-
тивной связи нагрузки с
короткозамкнутым отрез-
ком коаксиальной линии
Сопротивление собственно индуктивности витка связи
рассчитывают с учетом формы витка. Индуктивность круг-
лого витка диаметром DB из провода круглого поперечного
сечения диаметром d,B, выраженная в нГн, может быть
определена следующим соотношением:
LCB = 6,28Z)B[2,31g (8DB/dB) —2].
Индуктивность квадратного витка со стороной квадрата
а из круглого провода диаметром dB, нГн,
Z,CB = 8a[2,31g (2a/dB) — 0,77].
Расчет индуктивной связи ведут методом последователь-
ных приближений.
Влияние собственной индуктивности витка связи умень-
шится, если компенсировать ее последовательно включен-
. 85
ным конденсатором Ск (рис. 3.21). Конденсатор может быть
заменен короткозамкнутым емкостным шлейфом. Компен-
сирующая емкость определяется из условия резонанса:
“LCB — 1/(соСк) = 0.
Как предельный случай индуктивной связи можно рас-
сматривать так называемую кондуктивную связь (рис. 3.22).
Площадь витка связи в этом случае определяется контуром
1—2—3—4\ причем /ц = ZCB/2; а = 90°.
Область применения кондуктивной связи ограничена,
так как регулировка такой связи затруднена.
Связь через щели (отверстия). Для осуществления это-
го вида связи необходимо прорезать щели в стенке,
отделяющей объем PC от фидерной линии, идущей к нагруз-
ке. При этом связь магнитного типа возможна в том случае,
если щель пересекают линии СВЧ-тока, протекающего
в стенках PC. Связь электрического типа образуется, когда
часть силовых линий СВЧ электрического поля из объема
резонатора через щель (отверстие) проходит в объем фидер-
ной линии. Простых конструктивных методов регулировки
такой связи пока не существует.
§ 3.6. СПОСОБЫ ПЕРЕСТРОЙКИ
РЕЗОНАНСНЫХ СИСТЕМ
Основным способом перестройки по частоте PC, в кото-
рых использованы однородные и неоднородные коротко-
замкнутые отрезки линий, является плавное изменение их
длины. В системах с сосредоточенными емкостными элемен-
тами можно для перестройки использовать изменение этих
емкостей. Из уравнения (3.3) видно, как можно перестроить
PC, выполненные на основе отрезков однородных линий
этими способами.
1. Перестройка изменением длины.
Для перестройки PC этим методом необходимо, чтобы
в конструкции PC имелись подвижные короткозамыкающие
поршни в случае использования отрезков коаксиальных
линий, прямоугольных и круглых волноводов и коротко-
замыкающие мостики в случае двухпроводных линий.
Широко используют подвижные короткозамыкающие
контактные поршни и мостики, в конструкцию которых
входят либо плоские, либо спиральные пружины, обеспе-
чивающие надежный контакт проводников.
Пружинные контакты должны иметь малое переходное
контактное сопротивление, которое бы не изменялось при
86
частых перемещениях короткозамыкателя вдоль проводя-
щих стенок PC. Для уменьшения контактного сопротивле-
ния надо увеличивать удельное давление. Так как СВЧ-ток
протекает по поверхности металлических элементов кон-
струкции, необходимо, чтобы между собой контактировало
достаточно большое количество точек на соприкасающихся
поверхностях. В пределе эти точки должны сливаться
Рис. 3.23. Конструкции контактных короткозамыкающих механизмов:
а — рессорно-пружннный поршень для круглых резонаторов; б — ламельно-
пружинный поршень для коаксиальных линий; в — поршень со спиральными
пружинами для коаксиальной линнн; г — короткозамыкающнй мостик с цан-
говыми контактами
в сплошную линию. Пружинные контактные «коротко-
замыкатели» выполняют обычно из фосфористой или берил-
лиевой бронзы. Долговечность и надежность прибора
в целом зависят от удачного подбора контактирующих пар
материалов. Если проводящие поверхности PC посеребрены,
то контактные пружины для увеличения плавности хода
рекомендуется хромировать, никелировать или покрывать
родием, палладием.
87
Поршень (рис. 3.23, а), предназначенный для перестрой-
ки круглых объемных резонаторов, имеет пружинные
контактные элементы 2 рессорного типа, которые крепят
на теле поршня 1 пайкой через кольцевые накладки 3.
Пружинные ламели 2 к кольцевому телу поршня 1
(рис. 3.23, б) припаивают как по наружному диаметру
поршня, так и по внутреннему, что позволяет использовать
его для перестройки коаксиальных PC. Поршень со спи-
ральными пружинами показан на рис. 3.23, в.
Механизмы перемещения поршней должны обеспечить
их возвратно-поступательное движение с помощью штоков 4,
вворачиваемых в тело поршня.
Рис. 3.24. Поршень с контак-
тами, вынесенными из пучности
тока
Рис. 3.25. Схема PC с поршнем,
у которого [контакты вынесены
из пучности тока (а) и эпюры
амплитуды СВЧ-тока в линии
при lK < Х/4 (6); lK = Х/4 (в)
На рис. 3.23, е изображен короткозамыкающий мостик
с контактами цангового типа для PC, выполненной из
отрезка двухпроводной линии. В конструкции (рис. 3.24)
к телу поршня 6 припаяны через накладки 4 пружинные
ламели 2, к.концам которых для улучшения качества кон-
такта с помощью пайки крепят контактные кольца 1. С флан-
цем поршня винтами соединена ходовая гайка 5 с накаткой,
которую перемещают по резьбе на внешнем проводнике 3
коаксиальной линии. Поршень в этом случае движется по
винтовой линии.
Для снижения потерь в подвижных контактах применяют
смещение из пучности тока плоскости контактного соедине-
88
ния (рис. 3 24 и 3.25). Если длина контактных ламелей
поршня достаточно велика, то, как видно из рис. 3.25,
амплитуда СВЧ-тока, протекающего через контактное со-
противление, уменьшается. Расчеты показывают, что при
lK = к/8 потери снижаются вдвое, при 1К — к/6 — в четыре
раза. Из рис. 3.25, б ясно, что при работе системы на первом
обертоне с /к — к/4 контактные потери пренебрежимо малы.
Рис. 3.26. Схема коаксиальной PC с контактным поршнем, в котором
выполнены трансформаторы сопротивления, снижающие контактные
потери (а), и эквивалентная схема такой PC (6)
Недостатком таких устройств является то, что при
перестройке PC нельзя обеспечить одинаково малые потери
на всех частотах диапазона перестройки.
Перестроить PC можно, применяя контактные
поршни с четвертьволновыми трансформаторами. Одна
из конструкций такого поршня в коаксиальной PC и ее
эквивалентная схема показаны на рис. 3.26, а, б. На этом
рисунке Zo — волновое сопротивление регулярного участка
коаксиальной линии длиной 1^, гКЗ—переходные сопро-
тивления между пружинными контактами поршня и провод-
никами линии — внутренним и наружным. Участок, на
котором включены эти сопротивления, при расчете полагают
не имеющим длины. Zni и Z02 — волновые сопротивления
участков линий длиной /2. Первая образована зазором
между наружным проводником PC и наружной стенкой
бесконтактной части поршня: вторая — между внутренним
проводником и внутренней стенкой поршня. Z03 и ZOi —
волновые сопротивления короткозамкнутых линий той же
длины, образованных кольцевыми полостями внутри порш-
ня. Размеры поршня обычно выбираются так, что Z01 ~
~ Z02 Zo! /оз = Z04 = Z0/2.
Если считать, что переходное сопротивление не искажает
распределения тока и напряжения в PC, то эквивалентная
89
схема упростится (рис. 3.27), причем Z3 = l2, Zon = Z01 4-
+ Z02.
При двукратном перекрытии диапазона длин волн
(\naxAmin = 2) и длине поршня l2 =с A.min/4 потери в систе-
ме снижаются настолько, что гкз, определяющее эквивалент-
ное сопротивление (см. § 3.2), можно брать на порядок
меньше обычного. Однако,
таты, Z01 и Zn2 должны
быть достаточно малыми
(20/(Z01+Z0a) ~ 10], что
понижает электричес-
кую прочность PC.
чтобы получить такие резуль-
Рис. 3.28. Конструктивные схемы
бесконтактной перестройки коакси-
альной (а) и полосковой (б) линий
металлическими поршнями
а
Рис. 3.27. Расчетная (упрощен-
ная) эквивалентная схема PC
Перестроить PC генераторов малой и средней мощности
можно с помощью бесконтактных поршней
(рис. 3.28). Эквивалентная схема таких PC, где в начале
отрезка включена «укорачивающая» сосредоточенная емкость
Со, та же, что и на рис. 3.27. Только в этом случае Zo —
волновое сопротивление регулярных участков линии длиной
и Z3; ZOn — волновое сопротивление «поршневого» участка
линии длиной /2, представляющее собой сумму волновых
сопротивлений отрезков, образованных зазорами между
телом поршня и либо внутренним, либо наружным провод-
ником.
На рис. 3.28, а стрелками показано направление СВЧ-
токов в проводниках системы и в теле поршня. Видно,
что отрезки линий, образованных зазорами между телом
поршня и проводниками системы, включены последова-
тельно, поэтому волновое сопротивление эквивалентного
им участка на схеме рис. 3.27 Zon = Z01 + Z02.
Условие резонанса в системе, имеющей такую эквива-
лентную схему, можно получить, приравняв нулю сумму
90
входных сопротивлении участков, например, в сечении
а — а*}:
tg (2л/3/Л)-j-— tg(2nZ3/X) t _(oC|)Z|) tg (2nZ1/X)
1 — т tg (2nZ3/X) tg (2nZ2/X) tt>C0Z0+tg (2nZ1;/Z) ’ ’
где т = ZJZOn — фактор неоднородности.
Для построения настроечной кривой нужно учесть, что
фиксированы длина поршня 12 и суммарная длина линии
h + h + /3- При перестройке контура меняется соотно-
шение между /1 и 13.
Применение бесконтактного поршня позволяет получить
хорошие результаты, если фактор неоднородности т доста-
точно велик, 2 4- 10. Так как Zo выбирают равным
50—100 Ом, это означает, что зазоры между телом поршня
и проводниками линии должны быть малыми. Для обеспе-
чения электрической прочности и стабильности настроечной
кривой они должны также не изменяться при перемещении
поршня вдоль линии. Это выполняется, если зазоры запол-
нить диэлектриком (с относительной диэлектрической про-
ницаемостью в), который будет обеспечивать механическую
фиксацию положения поршня. Электрическая длина линии
поршня 12 в этом случае увеличивается в|/'е раз. В качестве
диэлектрика можно использовать фторопласт-4, полиэтилен
(обладают малым коэффициентом трения при движении
вдоль металлических проводников). Поршни могут быть
сделаны также из алюминия или его сплавов с последую-
щим получением на их поверхностях пленки из алюмино
оксида.
Бесконтактные поршни произвольной длины можно
использовать для перестройки круглых объемных резона-
торов, возбуждаемых на волне НОпр. В этом случае поршень
может не контактировать со стенками резонатора, так как
отсутствуют токи с торцевой поверхности поршня на цилин-
дрическую поверхность резонатора. Такая конструкция
поршня обеспечивает затухание других видов колебаний
Коаксиальные и полосковые PC можно перестраивать,
применяя диэлектрические поршни, изготов-
ленные из материала, в котором потери энергии СВЧ малы
Этому случаю также соответствует эквивалентная схема
PC, изображенная на рис. 3.27, если на участке поршня
не возбуждаются высшие типы волн.
*’ Это же уравнение справедливо и для системы, схема которой
изображена на рис, 3.26. При расчете полагают Z2 = Z3,
91
2. Перестройка PC емкостным или индуктивным мето-
дами. Эти методы позволяют перестраивать системы в не-
больших пределах или проводить их подстройку. В объем
PC вводят либо сосредоточенную переменную емкость, либо
индуктивность (обычно короткозамкнутый виток, металли-
ческая пластинка)
а)
Рис. 3.29. Эквивалентные схемы PC с пере-
стройкой сосредоточенными емкостью (а) и
индуктивностью (б)
Эквивалентные схемы PC с емкостной (а) и индуктивной
(б) перестройками представлены на рис. 3.29. Емкость
Спер для увеличения диапазона перестройки надо включать
в сечение линии, по возможности более близко расположен-
ное к пучности электрического поля, но с учетом обеспечения
необходимой электрической прочности конструкции Индук-
тивный элемент перестройки Lnep нужно с той же целью
включать вблизи или в месте короткого замыкания линии.
Расчет длин линий Zb Z2, I = const при заданной X и Спер,
Lnep или настроечных кривых X = f (Спер, Lnep) при 12,
I — const ведут по уравнению резонанса, которое записы-
вают для каждого конкретного случая.
На рис 3.30 показаны некоторые конструктивные схемы
емкостных и индуктивных элементов подстройки.
Перестройку PC, выполненных из отрезков микрополос-
ковых линий, обычно разомкнутых на конце, производят
чаще всего в узких пределах сосредоточенными
малогабаритными полупеременными
конденсаторами. Возможно также применение для
подстройки электрически управляемых варикапов
(варакторов), подключаемых к линии с использованием
блокировочных и разделительных элементов
Для ступенчатой подстройки микрополосковых PC в про-
должение основного отрезка линии на диэлектрическую
подложку наносятся отделенные друг от друга проводящие
участки малой длины Зазоры между основной линией и
92
следующими за ней участками при подстройке могут после-
довательно перекрываться перемычками, образуемыми при
пайке или сварке. Возможна ступенчатая электрическая
перестройка с помощью коммутирующих СВЧ-
диодов (p-i-n-диодов), а также плавная подстройка при
использовании электрически управляемых
емкостных элементов из сегнетоэлек-
триков.
Для перестройки PC автогенераторов, выполненных на
диодах Ганна, ЛПД, транзисторах, используют гиро-
магнитные резонаторы (ГР) — ферритовые мо-
нокристаллические шарики малых размеров (диаметром
Рис. 3 30 Конструктивные схемы со-
средоточенных элементов подстройки.
а — емкость в коаксиальной линии, б,
в — емкости в двухпроводной линии, г —
пластина на короткозамкнутом конце двух-
проводной линии, д — короткозамкнутый
виток в тороидальном резонаторе
0,5—1,5 мм), включаемые в PC. ГР размещают либо в отвер-
стии диэлектрической подложки под микрополосковой
схемой, либо в центре специального витка связц с PC авто-
генератора, либо внутри объемного резонатора волновод-
ного или коаксиального типа в пучности СВЧ магнитного
поля. В последнем случае крепление ГР осуществляют
с помощью диэлектрических ножек, перемещением которых
можно изменять степень связи ГР и PC автогенератора.
ГР подмагничивают до насыщения внешним полем Не,
создаваемым электромагнитом постоянного тока, значение
93
которого, а следовательно, и значение подмагничивающего
поля можно регулировать.
При возбуждении ГР СВЧ электромагнитным полем
в нем наблюдается ферромагнитный резонанс, если частота
возбуждающего поля / равна резонансной
А) = ?ЯС, (3.25)
где у = 35,18 МГц/(кА/м) = 2,8МГп/Э — гиромагнитное
отношение электрона.
На частотах в малой окрестности /0 ГР ведет себя как
параллельный колебательный контур. При f — f0 реактив-
ное сопротивление, вносимое ГР в PC, становится равным
нулю, а эквивалентное активное сопротивление, напротив,
очень большим. Перестройка PC происходит за счет сильной
зависимости вносимого ГР реактивного сопротивления от
частоты вблизи /0.
Основным видом колебаний при ферромагнитном резо-
нансе является однородная прецессия спинов электронов
в незаполненных ядерных оболочках. Для возбуждения
только этого вида необходимо, чтобы магнитные поля (и
постоянное подмагничивающее и СВЧ возбуждающее резо-
натор) были в объеме ферритового образца однородны.
Это возможно, если резонатор будет иметь форму эллипсоида
вращения (например, шара для однородности постоянного
поля Н), а его размеры будут малы по сравнению с длиной
волны (для однородности СВЧ-поля).
Как видно из (3.25), резонансная частота ГР, имеющих
форму шара, зависит только от внешнего подмагничивающего
поля, *> причем эта зависимость линейна. Отсутствие зави-
симости /о от намагниченности насыщения феррита позво-
ляет обеспечить достаточную температурную стабильность
резонансной частоты, а следовательно, и частоты генерации.
Промышленностью выпускаются шаровидные ГР как из
монокристаллов со структурой граната, так и из монокри-
сталлов со структурой шпинели. В основном используют
железо-иттриевые (ЖИГ) и кальций-висмут-ванадиевые
(КВВГ) гранаты.
При тщательной полировке поверхности шаровых ГР
диаметром ~ 1 мм в сантиметровом диапазоне ширина
частотной резонансной кривой (при Не = const) составляет
*’ Частота ферромагнитного резонанса в образцах, имеющих
форму эллипсоида вращения, определяется внутренним полем подмаг-
ничивания, которое в свою очередь зависит и от намагниченности
образца,
94
на половине высоты максимума 1 — 2 МГц, что обеспечивает
собственную добротность ГР Qo = 104 4- 105. Изменяя Не,
можно перестраивать частоту автогенераторов в диапазоне
двух-трех октав. ГР можно использовать на частотах от
1 до 40 ГГц. При более низких частотах из-за роста потерь
уменьшается собственная добротность ГР. При более высо-
ких — чрезмерно увеличивается требуемое поле электро-
магнита и, следовательно, становятся большими его масса
и габариты.
Если для создания высокодобротных ГР использовать
ферриты с гексагональной структурой и большим внутрен-
ним полем анизотропии, то высокочастотный диапазон
расширяется. Это обусловлено тем, что такие ГР настраи-
вают на заданную частоту суммарным магнитным полем:
анизотропии и внешним, добавляемым электромагнитом.
К сожалению, ГР могут работать только до мощностей
порядка нескольких десятков милливатт. При больших
уровнях мощности свойства монокристаллических феррито-
вых образцов ухудшаются из-за нагрева, в них также возни-
кает эффект дополнительного нелинейного поглощения,
который приводит к уменьшению добротности ГР.
Глава 4
ЗАМЕДЛЯЮЩИЕ СИСТЕМЫ
ГЕНЕРАТОРНЫХ ПРИБОРОВ СВЧ
§ 4.1. ОСНОВНЫЕ ПРЕДСТАВЛЕНИЯ
Генераторы независимого возбуждения, в которых при-
менены PC, имеют узкую полосу рабочих частот, что яв-
ляется недостатком, обусловленным частотными характе-
ристиками именно резонансных систем. Автогенераторы
с PC также имеют общий недостаток: изменение их частоты
возможно лишь при перестройке PC. Такая перестройка
обычно осуществляется механически и имеет малое быстро-
действие.
Этих недостатков можно избежать, если использовать
замедляющие систем (ЗС), в которых обеспечивается дли-
тельное взаимодействие электромагнитной волны с электрон-
ным потоком (см. гл. 2).
Если фазовая скорость электромагнитной волны не изме-
няется в широкой полосе частот, то генераторы независимого
95
возбуждения с такой ЗС при постоянной скорости электрон-
ного потока будут широкополосными. В автогенераторах
с ЗС появляется возможность быстро перестраивать частоту
генерации, изменяя ускоряющее электроны напряжение,
если фазовая скорость электромагнитной волны ЗС зависит
от частоты.
ЗС представляют собой линии передачи СВЧ, в которых
граничные условия для электромагнитных колебаний путем
введения металлических неоднородностей периодически ме-
няются в направлении распространения электромагнитной
волны. Такая периодичность позволяет рассматривать ЗС
как совокупность одинаковых ячеек, расположенных по
ее длине на одном и том же расстоянии друг от друга (п е-
риоде системы Lc).
Внутри каждой ячейки создают емкостные зазоры между
хорошо проводящими металлическими элементами кон-
струкции. Высокочастотное электрическое поле в зазорах
должно быть направлено параллельно движению электрон-
ного потока и иметь достаточно большую напряженность,
обеспечивая эффективное торможение электронов.
Поскольку ячейки ЗС совершенно одинаковы, распре-
деление компонент электромагнитного поля в них также оди-
наково. При этом поля в точках, отстоящих друг от друга
на расстояние Lc, сдвинуты по фазе на некоторый угол ф0.
Для продольной составляющей электрического поля
в таких точках без учета зависимости поля от времени
(множитель elu>i опущен) можно записать *>
^(z + Lc) = £i(z)e-/4’"> (4.1)
где z — ось выбранной системы координат, совпадающая
с продольной осью ЗС.
Угол (ро может иметь как положительное, так и отрица-
тельное значение в зависимости от того, куда движется
электромагнитная волна — в положительном или отрица-
тельном направлении оси г. При этом значения <р0 = О
и I ф0 I = л являются граничными и определяют полосу
пропускания ЗС, которую молено рассматривать как поло-
совой фильтр, образованный последовательным
включением большого числа реактивных (если не учитывать
потери) четырехполюсников, эквивалентных ячейкам сис-
темы. Частоты о)о и ыл электромагнитной волны в системе,
*’ ЗС при этом считают бесконечной или подключенной на обоих
концах к согласованным нагрузкам,
96
при которых (р0 (соо) = 0 и I Фо («„) I = л, являются ре-
зонансными частотами этих четырехполюсников или соб-
ственными частотами ячеек ЗС.
На рис. 4 1, а схематично показана ЗС, образованная
периодическим включением в волновод металлических
пластин — ламелей. В емкостном зазоре между ними длиной
d возбуждается электрическое поле, направленное по оси
z, которое может быть использовано как тормозящее. Рас-
пределение этого поля вдоль г при у = 0 в фиксированный
момент времени для слу-
чая (р0 = л/6 показано
на рис. 4.1, б. Как вид-
но из рисунка, зависи-
мость (4.1) может быть
записана в следующем
виде:
Ez(z) = Af (г), (4.2)
Рис. 4.1, Замедляющая система (а) и
распределение продольного электри-
ческого поля Ег в ее емкостных за-
зорах (б)
где 6 = 0, ±1, ±2, ...—
номер ячейки ЗС; А—
амплитудный коэффи-
циент, определяемый
мощностью возбужде-
ния; f (г) — функция,
описывающая распределение амплитуды поля в ячейках
Для ячейки с номером k = 0
/(*) = !
f(z) = O
при 0 < z d;
при dsZz^Lc.
(4-3)
В случае, когда <р0 = я/6, длина замедленной волны
в ЗС Хо = 12LC, а в общем случае
А.о = Лс2л;/(ро.
(4-4)
Теперь выражение (4.1) может быть записано следующим
образом:
Ez(z, t)=*Af(z)tfW-^, (4.5)
где коэффициент фазы £0 = Фо/^-с = 2л/Х0 определяет ф а-
зовую скорость замедленной волны оф0 = g»/0o.
Так как функция f (z) периодическая, а распределение
компонент поля во всех ячейках одинаково, ее можно пред-
4 Л1. В Вамберский и др
97
ставить в виде разложения в комплексный ряд Фурье:
Ш = 2 Cne-'n23K/4 (4.6)
п = — со
где Сп=~ J /(г)е/п2Я2//'<: dz — коэффициенты разложе-
с о
ния; п = 0, ±1, ±2, ... — номер члена гармонического
ряда Фурье.
Подставляя (4.6) в (4,5), получим
Елг, = J Cne~in2nz/L^
= У, A„eJ;[“'-(Po + 2ltn/Lc)2J =
— оо
со со
= 2 4ej(ffl'-W = 2FM(2, t). (4.7)
— со — со
Выражение (4.7) позволяет представить электромагнит-
ный волновой процесс в ЗС в виде суммы так называемых
пространственных гармоник, каждая из
которых имеет свои амплитуду Ап — АС„, коэффициент
фазы
Ра = Ро Ч- 2лтг/Д. (4.8)
и фазовую скорость
Цм = ®/Рп- (4.9)
Пространственная гармоника с п = 0 называется осно-
вной или нулевой. Гармоники с номерами | п | > О
называют высшими.
Поле каждой пространственной гармоники на периоде
системы получает свой фазовый сдвиг. Для нулевой гармо-
ники он определяется уже известным углом ср0 = р0Ес,
для высших гармоник —
фя = фо + 2да. • (4 10)
Самый малый фазовый сдвиг на ячейку ЗС соответствует
нулевой гармонике; Ее фазовая скорость самая большая,
так же как и длина волны, определяемая (4.4). Для высших
гармоник
Кп = /,с2л/ф„ = LCXO/(LC -|- /гХ0);
= 4-^) = СфоЕс/(Д + иХо). (4.11)
98
По определению, групповая скорость элек-
тромагнитной волны
Так как из (4.8),то групповая скорость
для всех пространственных гармоник одна и та же, что и
соответствует их физической сущности. Зависимость игр от
X может быть записана также в виде уравнения
Рэлея
__ А® _ d (УфпРл) л dvq,n < п
В отличие от временных пространственные гармоники
не разделимы. Достаточно сложным периодическим гранич-
ным условием, например, таким, как на рис. 4.1, удовлет-
воряет лишь бесконечная сумма пространственных гармо-
ник, хотя каждая из них в отдельности представляет собой
частное решение волнового уравнения, вытекающего из
решения общих уравнений Максвелла. Следовательно,
только вся сумма (4.7) соответствует реально существую-
щему физическому процессу распространения электро-
магнитной энергии в ЗС.
В зависимости от знака фазового угла <р0 и номера гар-
моники п фазовая скорость может быть положительной
(прямая гармоника), совпадая по направлению
С групповой скоростью, или отрицательной (обратная
гармоника), если фазовая скорость направлена проти-
воположно групповой. Так как —л <р0 eg л, гармоники
с п^1 являются прямыми, с п «С—1—обратными.
Основная гармоника может быть прямой или обратной
в зависимости от знака <р0.
Генераторные приборы с длительным взаимодействием
электронного потока с электромагнитным полем работают
обычно на основной гармонике (п 0), обладающей самой
большой амплитудой — максимальным значением коэффи-
циента Сп = Со. Иногда работают на гармонике с I п I = 1.
Для распределения поля в зазорах ЗС (рис. 4.1), описан-
ного соотношениями (4.3), интегрирование [см. (4.6)] дает:
При этом если <р0 = —Зл/4, a d/Lc = 0,8, то соотношение
между амплитудами наиболее интенсивных гармоник
Со : С+1 : С_х = 0,686 : 0,509 : 0,187.
4* ' 99
Прн работе генератора условие синхронизма выпол-
няется для одной из гармоник поля. Электронный поток
отдает свою энергию избирательно именно той гармонике,
с которой он движется синхронно. Это можно рассматри-
вать, как свидетельство физической реальности простран-
ственных гармоник — неразделимых составляющих реаль-
ного физического процесса передачи энергии электромагнит-
ным колебаниям в ЗС. Электронный поток для гармоник
является как бы зондом, с помощью которого можно «нащу-
пать» каждую гармонику, изменяя значение скорости потока
и ее направление. При передаче энергии электронов одной
гармонике растет мощность всего волнового процесса,
движущегося по ЗС, увеличивается амплитудный коэф-
фициент А, а соотношение между амплитудами простран-
ственных гармоник, определяемое только граничными усло-
виями в ЗС, остается неизменным.
4.2. ОСОБЕННОСТИ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО ПОЛЯ
В ЗАМЕДЛЯЮЩИХ СИСТЕМАХ
Компоненты электромагнитного поля в ЗС, как и в
любых других системах, должны удовлетворять уравнениям
Максвелла, которые для всех волн, распространяющихся
вдоль оси z по закону, описываемому множителем е/(мГ-рлг),
сводятся к волновому уравнению. С точки зрения взаимо-
действия электромагнитного поля с электронным потоком
наибольший интерес представляет продольная компонента
электрического поля Егп, для которой волновое уравнение
имеет вид
^\Егп + ё2пЕга = 0, (4.13)
где Дд_ — двумерный оператор Лапласа по поперечным
координатам.
Поперечный коэффициент распространения gn, фазовый
коэффициент вдоль оси г ₽„ = 2лД„ = а>/оф„ и коэффи-
циент распространения в свободном пространстве k —
= (о/с = 2лД связаны между собой уравнением
(4.14)
Для простоты будем считать, что вариации поля вдоль
оси х (см.рис. 4.1) равны нулю. В этом случае (4.13) следует
записать как
Ф+^£гл = 0. (4.15)
100
В обычных направляющих системах (волноводах) фазовая скорость
больше скорости света u‘g£ > 0. Решением уравнения (4.15) является
линейная комбинация периодических функций
£гл = (В sin gny + D cos gny) e1 ~^г), (4.16)
где В и D — амплитудные коэффициенты, определяемые граничными
условиями.
Как видно нз (4.16), существуют такие плоскости у = const, в ко-
торых составляющая поля Ег = 0 и характеристическое сопротивле-
ние Zy =• EzlHx = 0. Эти плоскости повторяются по оси у периодиче-
ски, установка в них гладких металлических стенок, проводимость ко-
торых может считаться бесконечной, не приведет к изменению струк-
туры поля.
Замедленным волнам соответствуют [такие значения
фазовых коэффициентов 0Л, при которых 0Л > k2, и, следо-
вательно, gn < 0. Заменим в (4.15) gn на — ул, полагая,
что ул = 1^₽п — £2>0:
&Егп
ду2
УпЕгп = 0.
(4.17)
Рис. 4.2. Распределение продоль-
ного поля в ЗС по осн у при бес-
конечно удаленном экране
хг, приводит к тому, что возбужде-
волн со структурой, описываемой
В этом случае поля в системе описываются монотонно
изменяющимися функциями
• £« = (B1shy„t/ + D1chy^)e/(“/-M, (4.18)
которые являются решением уравнения (4.17).
Следовательно, на осн у может существовать лишь одна точка, где
поле Ег обращается в нуль при любых г. Соответственно ЗС может
быть ограничена лишь одной гладкой металлической поверхностью,
установленной параллельно
плоскости хг. Положение этой
плоскости по оси у определяет
граничные условия, а значит и
амплитудные коэффициенты Bj
И Так, если металлическую
стенку отнести на расстояние
у — оо от края ЗС, изображен-
Иой'на рис. 4.1, то в (4.18) поле
нужно считать равным нулю в
бесконечном удалении от начала
координат н, следовательно,Ох=
(рис. 4.2).
Установка где-либо еще
Гладкой металлической повер-
хности с бесконечной проводи-
мостью, параллельной плоскости
иие в такой системе замедленных
выражением (4.18), невозможно. Это связано с тем, что не могут быть
101
удовлетворены граничные условия по тангенциальной составляющей
Ег. Если же для замедленной волны Е-типа, пользуясь (4.18) и урав-
нениями Максвелла, найти компоненту Нх, а затем характеристическое
сопротивление Zy для произвольной точки по оси у, то окажется,
что это сопротивление должно быть отличным от нуля, чисто реак-
тивным и обеспечивать при этом индуктивную реакцию.
Анализ выражения (4.18) показывает, что поля волн
пространственных гармоник, возбуждаемых в ЗС, экспонен-
циально убывают по мере удаления от поверхности у = О
в направлении- оси у, т. е. замедленные волны являются
обязательно поверхностными. Уменьшение ампли-
туды каждой пространственной гармоники вдоль оси у
происходит в соответствии с ее коэффициентом затухания ул.
При этом в соответствии с (4.8) при увеличении номера
гармоники | п | коэффициент затухания растет, т. е. высшие
гармоники быстрее затухают при отходе от поверхности
ЗС. Если на поверхности ЗС соотношение между амплиту-
дами гармоник зависит только от коэффициентов Сп, то по
мере удаления от ЗС поле становится более «гладким»,
приближаясь по распределению в направлении оси z к основ-
ной гармонике. Это еще раз подтверждает, что для взаимо-
действия с электронным потоком следует использовать
основную гармонику или гармоники с I п | = 1.
§ 4.3. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
И ХАРАКТЕРИСТИКИ ЗАМЕДЛЯЮЩИХ СИСТЕМ
Наиболее важным параметром ЗС является коэффи-
циент замедления n-й гармоники
/п = с/пфл = Ш„. (4.19)*
В генераторных приборах с длительным взаимодействием
электронного’ потока с полем требуемое замедление харак-
теризуется значениями 1„ =5 + 30. Как показывают (4.8),
(4.9), наименьший коэффициент замедления соответствует
основной гармонике. Чем выше номер гармоники, тем
больше замедление:
tn = Io [ 1 Ч- (иХо/Ес)], (4.20)
где 10 — коэффициент замедления нулевой гармоники (п =
— 0). Однако, как мы уже говорили, использование высших
гармоник в качестве рабочих ограничено.
Так как генераторные приборы и соответственно ЗС
должны работать в широкой полосе частот, в качестве
102
наиболее важной характеристи
дисперсионную х ар;
ставляющую собой зависимость
1п от длины волны X в свобод-
ном пространстве. При работе
ЗС на одном и том же типе
волны дисперсионная харак-
теристика существует в преде-
лах полосы пропускания, т. е.
в пределах изменения фазово-
го угла 0 ф0 -С I л |. Этому
диапазону соответствуют дли-
ны волн, лежащие между Хо
и Xml, Для которых фазовые
сдвиги основной гармоники
равны либо нулю, либо ±л.
В соответствии с (4.8)—(4.10)
/л = фД/(2лАс), (4.21)
и, следовательно, дисперсион-
ные характеристики гармоник
должны лежать между пря-
мыми, выходящими из нача-
ла координат: для основных
гармоник между
/о = 0, (фо = 0) и
Io — — ' '<Р° = — Л")’
где знак плюс соответствует
прямой, а минус — обратной
гармонике.
Для гармоник с I п I = 1
нике между
/Л = + А (ф±1 = н
(ф-i = — л) и 1п =
и обычно рассматривают
ктеристику, пред-
коэффициента замедления
Рис. 4.3. Возможные области
существования дисперсионных
характеристик основной и±1-х
гармоник (заштрихованы):
а — основная гармоника прямая;
б — основная гармоника обратная
при прямой основной гармо-
:2л);
3 X . о \
= 2 (ф+1 = 3л).
При обратной основной гармонике
ln=±Q, (ф+1 = ±2л), /«=22^,
(Ф+1 = л) и /» = —4гс’ (ф-х = —Зл).
103
На рис. 4.3 показаны возможные области существования
дисперсионных характеристик основной и ±1-х гармоник.
Положительными принимают групповую скорость и
соответствующий ей коэффициент замедления /гр = с/пгр.
В соответствии с (4.12)
<4-22>
Таким образом, касательные к дисперсионным характе-
ристикам пространственных гармоник в точках, соответ-
ствующих одному и тому же значению X, лежащему внутри
полосы пропускания, сходятся в одну точку на оси ординат,
отсекая отрезок (гр. На границах полосы пропускания при
X «= Хо и X = X]Я[, пгр = 0, а /гр = оо. Отметим также, что
внутри полосы пропускания фазовая скорость и, следова-
тельно, коэффициент замедления 1п должны изменяться
монотонно.
Рис. 4.4. Дисперсионные характеристики ЗС с основной прямой гар
моиикой (а) и основной обратной гармоникой (б)
Дисперсионные характеристики для ЗС представлены
на рис. 4.4, причем характеристики обратных гармоник
(пунктирные кривые) перенесены из IV в I квадрант системы
координат, а групповая скорость для иИх условно рассмат-
ривается как отрицательная.
Производная ветвей дисперсионной характеристики,
соответствующих обратным гармоникам, всегда положи-
тельна и не может быть равна нулю, как у прямых гармоник.
Это означает, что фазовая скорость обратных гармоник
сильно зависит от частоты, тогда как фазовая скорость
прямых в полосе рабочих частот может оставаться почти
постоянной.
Второй основной параметр ЗС служит для оценки эффек-
тивности взаимодействия электронного потока с электри-
104
ческим полем той или иной пространственной гармоники.
Очевидно, что эффективность взаимодействия Тем выше,
чем больше разность потенциалов, создаваемая тормозящим
полем данной гармоники на единице Электрической длины
системы:
= 4СД„/(2л).
Эффективность взаимодействия больше, если та же на-
пряженность тормозящего поля создается при прохождении
через ЗС СВЧ электромагнитной волны меньшей мощности.
Поэтому количественно эффективность взаимодействия оце-
нивают сопротивле-
нием связи
p3c = £^/(2p^),
где Р — мощность суммар-
ного электромагнитного
процесса, передаваемая по
ЗС совокупностью беско-
нечного числа пространст-
венных гармоник. Коэффи-
циент 2 в знаменателе со-
ответствует переходу от
подставляемой в формулу амплитуды напряженности поля
Егп к ее эффективному значению.
Значение сопротивления связи меняется — убывает в
направлении оси у в соответствии с (4.18). Обычно рзс
определяют в плоскости у — const (при отсутствии вариаций
поля вдоль координаты х), где пропускают электронный
поток. У различных ЗС сопротивление связи может иметь
значения от нескольких десятков до нескольких сотен омов.
Наибольшее значение сопротивление связи имеет для
основной гармоники. С ростом номера гармоники оно падает
не только из-за уменьшения амплитуды продольного элек-
трического поля соответствующей гармоники, но и из-за
роста коэффициента фазы 0„.
Сопротивление связи зависит от длины волны, поэтому
его значения обычно относят к соответствующим точкам
дисперсионной характеристики. Зависимость рзс = f (X)
также является характеристикой ЗС.
СВЧ-токи, протекающие в поверхностном слое металли-
ческих проводников ЗС, вызывают потери энергии, которые
105
количественно в децибелах определяются выражением
Лпог= 10 lg(PBX/PBblx),
где Рвх — подаваемая на вход ЗС, а Рвых — снимаемая
с выхода ЗС мощность.
Потери обычно измеряют экспериментально. При этом
в измеренные потери включают и потери в входных и выход-
ных устройствах (переходах) ЗС и потери на отражение.
Важная характеристика ЗС — зависимость потерь от час-
тоты обычно имеет вид, представленный на рис. 4.5, где
fr — — полоса рабочих частот.
§ 4.4. ТИПЫ И ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУКЦИЙ
ЗАМЕДЛЯЮЩИХ СИСТЕМ
Конструкции ЗС, а также входных и выходных устройств
определяются необходимостью выполнить требования полу-
чения заданных значений дисперсии, сопротивления связи
и согласования в полосе рабочих частот. Кроме того, в ЗС
должна рассеиваться более или менее значительная теплота,
они должны иметь необходимую электрическую прочность,
достаточно малые массу и габариты *’, а также быть техно-
логичными в изготовлении.
Рис. 4.6. Спиральные ЗС:
а — круглая спираль; б — ее крепление с помощью диэлектрических
стержней; в — прямоугольная спираль: г — прямоугольная спираль
с реактивными поддержками
ЗС могут быть образованы путем преднамеренного иска-
жения конфигурации обычных фидерных линий так, чтобы
длина пути, пробегаемого электромагнитной волной, была
*’ В миллиметровом диапазоне длин волн для обеспечения техно-
логичности изготовления, увеличения электрической прочности и теп-
лоемкости конструкций ЗС, размеры их элементов стараются увели-
чить.
106
больше того расстояния, которое проходит электронный
поток между двумя идентичными точками в соседних ячей-
ках — принцип геометрического замедле-
ния.
Наиболее характерными представителями этого типа ЗС
являются спиральные (рис. 4.6, а). Однозаходные
(однопроводные) спирали широко применяют в лампах
прямой волны О-типа. Электронный поток в виде тонкого
луча пропускают по оси спирали. Спираль обычно закреп-
ляют между четырьмя диэлектрическими стержнями, выпол-
ненными из керамики или кварцевого стекла (рис. 4.6, б).
Двухпроводные спирали со встречной намоткой используют
в лампах обратной волны.
Рис. 4.7. Меандровые ЗС:
а — полосковая; б—с реактивными поддержками
Прямоугольная спираль (рис. 4.6, в) часто встречается
в усилительных приборах прямой волны М-типа. Электрон-
ный поток в этом случае пропускают сбоку проводников.
Для крепления прямоугольной спирали (С) к корпусу
(Л) лампы и отвода теплоты, выделяющейся на проводниках
спирали при оседании на них части электронов потока,
применяют четвертьволновые поддержки (рис. 4.6, г), введе-
ние которых, однако, уменьшаетширокополосность системы.
В первом приближении можно считать, что по проводникам
спирали распространяется со скоростью света поперечная
волна. Из геометрии системы следует, что коэффициент
замедления не зависит от длины волны и определяется как
отношение длины витка спирали к ее шагу. Таким образом,
дисперсия однозаходной спирали (без учета влияния реак-
тивных поддержек) должна быть очень слабой, а такая ЗС —
широкополосной.
В изогнутой полосковой линии (рис. 4,7, а), называемой
также м е а н д р о в о и линией, преобладает попереч-
ная волна, скорость распространения которой вдоль полос-
107
кового проводника определяется материалом подложки *>.
Электронный поток пропускают вблизи поверхности ЗС.
Применение находят также линии типа «меандр
с реактивными поддержками» (рис. 4.7, б).
Они образованы вертикальными участками бугелей (АВ),
соединенными между собой перемычками (ВС). Горизон-
тальные участки бугелей (А К, В К) выполняют роль чет-
вертьволновых поддержек. Можно считать, что в таких
системах используют геометрическое замедление, как и в
системах типа «петляющий волновод» (рис. 4.8).
Рис. 4.8. ЗС типа «петляющий
волновод»
Рис. 4.9. ЗС типа «диафрагми-
рованный волновод»
Последние легко представить себе как плоский волновод
со срезанной узкой стенкой, изогнутый подобно полосковой
линии (см. рис. 4.7, а). Электронный поток пропускают
справа от края ЗС вблизи плоскости О — О (рис. 4.8).
Часто ЗС образуют последовательным вклю-
чением резонаторов того или иного типа. Так,
на рис. 4.9 представлена ЗС, полученная включением
диафрагм в круглый волновод. У такой системы основная
гармоника — прямая. Благодаря удобству теплоотвода ди-
афрагмированный волновод можно использовать в мощных
усилителях прямой волны О-типа. Электронный поток
пропускают вдоль оси системы. Для повышения связи
между резонаторами в диафрагмах прорезают специальные
отверстия.
Находят применение ЗС типа «гребенка» (рис. 4.10, а)
и «встречная гребенка» (рис. 4.10, б), а также «ш т ы р и»
и «в с т р е ч н ы е ш т ы р и», у которых глубина впадин
между гребнями или длина штыря таковы, что на них укла-
дывается примерно четверть длины распространяющейся
в системе электромагнитной волны.
*’ Часто используют бериллиевую керамику, обладающую хоро-
шей теплопроводностью, высокими механическими характеристиками
и низкими диэлектрическими потерями на СВЧ,
108
В ЗС «лестница в волноводе с висту-
п о м», называемой также системой Карпа, ив
лестничных штыревых системах со связ-
ками используют полуволновые штыревые резонаторы.
В первом случае (рис. 4.11) можно считать, что П-образный
волновод по своей широкой стенке нагружен штырями,
длина которых примерно равна Х/2. Во втором (рис. 4.12, а)
такими резонаторами периодически нагружена двухпро-
водная линия —линия связок. ЗС Карпа используют
В усилителях прямой волны. Лестничные штыревые системы
со связками или их модификации — бугельные
системы со связками (рис. 4.12, б) — являются
основными для амплитронных усилителей, работающих на
обратной волне. Бугели (согнутые в виде буквы П штыри)
в последнем случае применены взамен прямых штырей, что
позволило уменьшить габариты приборов. Дальнейшее раз-
витие этих систем привело к тому, что в малогабаритных
усилительных приборах появились вместо бугелей лопатки
(ламели) с отверстиями, через которые пропускают связки
(рис. 4.13).
Рис. 4.10. ЗС типа «гребенка» (а) и
«встречная гребенка» (б)
Рис. 4.11. Лестничная ЗС в
волноводе с выступом (сис-
тема Карпа)
Для отвода тепла от ЗС при воздушном охлаждении на
их внешних стенках делают радиаторы. При жидкостном
охлаждении в стенках систем выполняют каналы, по кото-
рым пропускают охлаждающую жидкость. Штыри систем,
Изображенных на рис. 4.6, г, 4.7, б, 4.11, 4.12, часто изго-
товляют из медных трубок, подключаемых к каналам сис-
темы охлаждения.
Устройства ввода и вывода энергии, входное и выходное
устройства ЗС выполняют с использованием обычных эле-
ментов связи — штырей, петель и отверстий (щелей) Их
широкополосное согласование зачастую представляет собой
109
сложную задучу и ограничивает полосу рабочих частот
приборов.
Следует также иметь в виду, что в приборах ЗС разме-
щают обычно в вакуумируемом объеме, поэтому в конструк-
циях входного и выходного устройств должны быть вакуум-
но-плотные диэлектрические окна. На рис. 4.14 показаны
устройства связи спиральной ЗС с внешними прямоугольным
(а) и коаксиальными (б, в) волноводами. В первом случае
волноводный вывод 1 надет на стеклян-
ную колбу лампы 3 и возбуждается
штырем связи 2, которым заканчива-
ется или начинается спиральная ли-
ния 4. Согласование производится
реактивным шлейфом 5 с передвижным
Рис. 4.12. Лестничная
(а) и бугельная (б)
системы со связками
Рис. 4.13. Ламельная ЗС со связ-
ками
короткозамыкающим поршнем 6. Наиболее широкополосное
согласование с коаксиальной линией обеспечивается при
использовании связанных спиралей, как показано на рис.
4.14, в. - ’
Рис. 4.14. Устройства связи спиральной ЗС с прямоуголь-
ным (а) и коаксиальными (б, в) волноводами
В ЗС со связками входные и выходные устройства выпол-
няют с их помощью. Связки либо подключают к штырям,
НО
возбуждающим прямоугольный или П-образный волновод,
либо они переходят в проводники коаксиального волновода.
Одна из возможных схем возбуждения встречно-штыре-
вой ЗС показана на рис. 4.15. Систему согласуют с помощью
перестраиваемого шлейфа, в который переходит первый
(возбуждаемый) штырь ЗС.
Для повышения устойчивости работы усилителей бегу-
щей волны в ЗС вводят поглотители энергии СВЧ. Погло-
тителями могут быть сос-
редоточенные резисторы,
закрепляемые на элемен-
тах ЗС, например, на про-
водниках спирали пример-
но на середине ее длины,
или нанесенные на провод-
ники ЗС поглощающие
слои. Такие поглотители
являются взаимными:
они вносят одинаковое
Рис. 4.15. Возбуждение встречно-
штыревой ЗС
затухание для электромаг-
нитных волн, распростра-
няющихся как в прямом,
так и в обратном направлениях. При этом неизбежно
снижается либо коэффициент усиления, либо коэффици-
ент полезного действия усилителя.
Можно, однако, использовать невзаимные по-
глотители, например ферритовые вентили, встроен-
ные непосредственно в ЗС (см. гл. 14). Ферритовый вентиль
при соответствующем включении будет поглощать энергию
СВЧ, переносимую волной, отраженной от нагрузки. Не
следует думать, что вентиль будет поглощать обратные
пространственные гармоники: они являются лишь компо-
нентами единого волнового процесса-
§ 4.5. МЕТОДЫ РАСЧЕТА
ЗАМЕДЛЯЮЩИХ СИСТЕМ
При расчете ЗС обычно необходимо:
1) определить дисперсионную характеристику;
2) найти структуру электромагнитного поля в объеме
системы, т. е. распределение в пространстве амплитуд
составляющих поля;
- 3) рассчитать по известной структуре поля сопротивле-
ние связи ЗС в заданных ее сечениях, электрическую проч-
Ш
ность, волновое сопротивление в местах подключения вход-
ного и выходного устройств.
Все это можно сделать, решая уравнения Максвелла при
заданных граничных условиях. Использование такого ме-
тода, называемого полевым, сопряжено с большими
трудностями, которые в основном определяются сложностью
граничных условий.
Часто используют метод «частичных обла-
ете й», состоящий в том, что ограниченный проводящими
поверхностями сложный по конфигурации объем разбивают
на несколько простых областей, ограниченных поверхно-
стями, совпадающими по возможности с координатными.
В этих «частичных» областях уравнения Максвелла обычно
решаются относительно легко, причем компоненты поля
находят с точностью до постоянных коэффициентов. Послед-
ние определяют в процессе «сшивания», когда приравнивают
друг к другу поля или отношения полей на границе приле-
гающих областей. Для упрощения учитывают обычно только
основной тип волны. Для анализа ЗС применяют также
вариационные и другие методы.
В настоящее время полевым методом с помощью ЭВМ
можно проанализировать многие типы ЗС. Если при расчетах
дисперсионных характеристик не учитывать некоторые
явления и факторы, упрощать граничные условия, то это
приводит лишь к незначительным погрешностям. Менее
точным, как правило, является определение структуры
поля.
В ряде случаев с большим успехом может быть применен
метод эквивалентных схем, базирующийся
на теории цепей. Периодическую ЗС представляют в виде
цепи четырехполюсников, каждый из которых соответствует
одной ячейке ЗС. Пренебрегая потерями, эквивалентный
четырехполюсник представляют совокупностью только ре-
активных элементов. Используют схемы П- или Т-типа
(рис. 4.16, а, б), в которых Z и У — реактивные сопротив-
ления и проводимости, описывающие каждую ячейку ЗС,
включая и элементы связи между соседними ячейками.
Связь напряжений на входе и выходе k- ячейки описывается
соотношением
Аналогично связаны между собой и токи в элементах
ячеек. Составив уравнение для одного из узлов эквивалент-
ного четырехполюсника, на основании первого закона
112
Кирхгофа получим
cos <ро = 1 + ZY.
Фазовый набег на ячейку ЗС ср0 может меняться от О
до±л- Имея это в виду и подставляя частотные зависимости
Z и У, можно получить граничные частоты полосы пропуска-
ния системы: <d0, при которой ф0 = 0, и, следовательно,
ZY — 0, и а)я, при которой
ф0 = ±л, cos <р0 = —1 и
ZY — —2. В полосе про-
пускания, таким образом,
—2 и образующие
эквивалентный четырехпо-
люсник Z и Y должны
быть противоположного
знака.
Дисперсионное уравне-
ние для основной гармони-
ки имеет следующий вид:
. __ с __X arccos (1 +ZZ)
0 — Гфо 2л£с •
Рис. 4.16. Эквивалентные схемы
ЗС, составленные из П-четырехпо-
люсников (а) или Т-четырехполюс-
ников (б)
Ветви дисперсионной характеристики, соответствующие
высшим гармоникам, легко получить из (4.20).
Сопротивление связи, опр/еделяемое методом эквива-
лентных схем, оказывается равным «холодному» волновому
сопротивлению, и выражение (2.45) можно переписать как
p3C=/Z/y = /Xo/Bo.
Точность полученных таким образом решений зависит
от правильного выбора эквивалентной схемы и точности
В определении значений параметров ее элементов. В боль-
шинстве случаев получить зависимость' Z и Y от геометри-
ческих размеров системы трудно.
Для примера составим эквивалентную схему штыревой
или бугельной ЗС (см. рис. 4.12) со связками. Линию связок
на одну ячейку системы в этом случае можно представить
йоследовательно включенными погонными индуктивностями
2£св и параллельно включенными погонными емкостями Ссв.
В каждую ячейку входит также резонансный элемент —
полуволновой штырь с эквивалентными параметрами £шт
и Сшт. Схема четырехполюсника Т-типа, эквивалентного
ячейке такой ЗС, приведена на рис. 4.17.
113
Границы полосы пропускания определяют через эквива-
лентные параметры
®о = 1 (Сев Сшт), (Од — а>о ]/" 1 2Lmi/Lcn.
Штыревые и лестничные ЗС, а также системы типа
меандровой линии, прямоугольной спирали и др., в которых
используют ряды параллельно расположенных в простран-
стве проводников, поддаются достаточно точному расчету
методом многопроводцыхлиний (рис. 4.18).
Это приближенный метод, предполагающий, что вдоль про-
водников системы устанавливается электромагнитное поле
Т-типа, а в плоскости, ортогональной к проводникам, поля
удовлетворяет уравнению Лапласа. Электрическое поле
в этой плоскости в таком случае можно представить как
градиент скалярного потенциала
данного проводника многопровод-
ной линии, т. е. напряжения между
этим проводником и металлическим
экраном, расположенным вокруг ЗС.
Рис. 4.18. Многопровод-
ная линия, эквивалент-
ная штыревым ЗС
Рис. 4.17. Эквивалентная
схема ЗС со связками
Потенциалы соседних проводников обличаются по фазе на
Фо, т. е. электромагнитная энергия распространяется попе-
рек проводников линии (по оси г). Каждый проводник
с номером i на концах нагружен на известные сопротивления
Z‘li2, значения которых могут периодически изменяться
вдоль многопроводной линии (по оси г). Часть этих сопро-
тивлений может быть равна нулю, если один или оба конца
проводников линии замкнуть на металлический экран.
Потенциалы и токи проводников линии связаны между собой
уравнениями, аналогичными телеграфным уравнениям двух-
проводной линии. При этом картина распределения потен-
циала и тока вдоль каждого проводника линии соотвещтвует
114
стоячей волне. При составлении уравнений, связывающих
через волновую проводимость потенциалы и токи штырей,
учитывают граничные условия на их концах. В результате
устанавливается связь между фазовым сдвигом на ячейку
системы, длиной волны и волновой проводимостью. Вычисле-
ние волновой проводимости в данном методе является наибо-
лее трудной частью задачи.
Глава 5
СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
И ФАЗЫ В ПЕРЕДАТЧИКАХ СВЧ
§ 5.1. ТРЕБОВАНИЯ К СТАБИЛЬНОСТИ
ЧАСТОТЫ И ФАЗЫ В ПЕРЕДАТЧИКАХ СВЧ
И ОСНОВНЫЕ ДЕСТАБИЛИЗИРУЮЩИЕ ФАКТОРЫ
Стабильность частоты является одной из важнейших
характеристик передающего устройства. В любой радио-
системе независимо от ее назначения, диапазона рабочих
частот, а также от того, в непрерывном или импульсном
режиме она работает, повышение стабильности частоты
передатчика позволяет уменьшить необходимую ширину
полосы приемника и тем самым увеличить дальность дей-
ствия и повысить помехоустойчивость системы. Кроме того,
высокая стабильность частоты является необходимым усло-
вием качественной передачи информации, точного определе-
ния параметров цели, а также облегчает решение проблемы
электромагнитной совместимости, что очень важно при
современной загруженности околоземного пространства
электромагнитными колебаниями, и т. д.
Нестабильность частоты характеризуется абсолют-
ным А/ (t) = f (t) — /0 или относительным
Д/ (0//о отклонением мгновенной частоты f (t)
от ее среднего значения f0. Наблюдая частоту генератора
в течение значительного промежутка времени, можно
выделить медленно и быстро меняющиеся составляющие.
Медленные изменения обычно являются результатом старе-
ния деталей генератора, а также воздействия на генератор
медленно меняющихся внешних условий (температуры,
влажности, давления и т. п.).
Быстрые изменения происходят вследствие пульсаций
напряжения источников питания, резких изменений пара-
115
метров нагрузки, вибраций, а также тепловых и дробовых
шумов автогенератора.
Медленные изменения мгновенной частоты обусловли-
вают ее долговременную нестабильность, быст-
рые — кратковременную.
Долговременную нестабильность частоты определяют
как разность усредненных на интервале т частот в конце
и начале интервала наблюдения Т (т Т):
Д/д = А>(Л т)-М0, т).
Относительную долговременную нестабиль-
ность частоты можно оценить как Л/д/Д) (О, т)-
Абсолютную кратковременную нестабильность
частоты определяют как среднеквадратичное отклонение
мгновенной частоты относительно среднего значения
, Т ,1/2
А/кр= 1 f T)dt\ ,
относительную как
/, т .
I \ о /
Понятия долговременной и кратковременной нестабиль-
ности частоты в принятом виде носят качественный харак-
тер, так как значения нестабильностей зависят от выбора
интервалов усреднения т и наблюдения Т. Для устранения
неоднозначности при определении долговременной неста-
бильности выбирают Т в пределах от одного месяца до
одного года и t = 1 суткам; при определении кратковре-
менной — Т = 100 с и т от 0,001 до 0,1 с в зависимости от
режима работы системы.
На работу ряда систем влияет кратковременная неста-
бильность фазы сигнала, определяемая аналогично кратко-
временной нестабильности частоты:
/ Т .1/2
Дфкр = I ~т \ Дф2 (*» *) dt) .
\ о I /
Требования, предъявляемые к стабильности частоты и
фазы передатчиков радиосистем СВЧ, достаточно высоки.
Так, в допплеровских радиолокационных станциях (РЛС),
работающих в непрерывном режиме, точность определения
116
скорости объекта тем выше, чем меньше уход частоты за
интервал Т ~ ^D/c, где D — максимальная дальность
объекта; с — скорость света. Обычно относительная кратко-
временная нестабильность в таких системах не должна быть
больше 1СГ7—10“® за время Т
В импульсных РЛС требования к стабильности частоты
определяются в основном применяемыми способами обра-
ботки сигналов при приеме. Так, в РЛС с селекцией движу-
щихся целей, использующих когерентно-импульсный метод,
при изменении частоты не происходит полного подавления
отражений от неподвижных объектов. В этих РЛС допусти-
мая нестабильность частоты за время импульса тем меньше,
чем больше длительность импульса:
Д^опт=с0,25/т, (5.1)
а допустимая нестабильность частоты за период следования
импульсов (от импульса к импульсу) Д/доп т зависит от
требуемого коэффициента подавления отражений от непод-
вижных объектов k0
Д/дОПг^^о/(2лт). (5.2)
При рабочей частоте системы, например 10 ГГц, допусти-
мые относительные нестабильности составляют соответ-
ственно
(ДШопг^З.бПр-8- 10-Т); (ДЖопГ^1,5(1(Нч-1(Н).
Если передающее устройство содержит усилитель СВЧ,
то качество работы радиосистемы зависит не только от
стабильности несущей частоты генератора, но и от изменения
фазы колебаний на выходе усилителя по отношению к фазе
колебаний на его входе. Так как изменение фазы Д<рт
в течение импульса непосредственно связано с изменением
частоты А/т = Дфт/(2лт), то, используя соотношение (5.1),
можно найти допустимое изменение фазы в течение импульса
на весь высокочастотный тракт передатчика, рад:
Дфдопг^2лт —= 1,57.
Практически установлено, что это значение должно быть
еще меньше:
Дфдопт=1 рад.
117
Из (5.2) получим допустимый сдвиг фазы от импульса
к импульсу
Афлоп Г (5.3)
В генераторах СВЧ для повышения стабильности частоты
и фазы используют в основном те же способы, что и в гене-
раторах более низкочастотной части радиочастотного диапа-
зона.
Их можно разделить на следующие основные группы:
параметрическая стабилизация; стабилизация с помощью
высокодобротных резонансных систем (в том числе электро-
механических); стабилизация методом синхронизации; ста-
билизация путем автоматической подстройки частоты.
К параметрической стабилизации относят:
1) применение элементов и узлов (сосредоточенных
индуктивностей и емкостей, объемных резонаторов, длинных
линий и т. д.), обладающих высокой стабильностью свойств;
2) термокомпенсацию температурных уходов частоты
генератора или резонансной частоты объемного резонатора
с помощью термочувствительных элементов и деталей,
а также термостатирование узлов генераторов, наиболее
чувствительных к изменениям окружающей температуры
и определяющих частоту колебаний;
3) ослабление влияния нагрузки на генератор.
К стабилизации с применением высокодоброт-
ных электромеханических резонанс-
ных систем относят:
1) использование резонаторов из материалов, обладаю-
щих пьезоэффектом: кварца, титаната бария и др. Пьезо-
электрический резонатор здесь эквивалентен электрическому
контуру высокой добротности;
2) применение внешних по отношению к генератору
высокодобротных резонансных систем, которые обеспечи-
вают затягивание частоты стабилизируемого генератора.
При стабилизации методом синхронизации ис-
пользуют колебания высокостабильного внешнего источ-
ника. Практически реализация этого метода существенно
облегчается возможностью применения ферритовых /-цир-
куляторов, которые позволяют разделить канал синхросиг-
нала и канал сигнала автогенератора.
Стабилизация с помощью систем автомати-
ческой подстройки частоты (АПЧ) осущест-
вляется путем сравнивания частоты (фазы) генератора с
частотой (фазой) эталонного генератора (активный эталон)
118
или с резонансной частотой (фазой) колебаний эталонного
высокодобротного резонатора (пассивный эталон). Отклоне-
ние регулируемой величины от номинального значения
приводит к возникновению напряжения ошибки, которое
воздействует на орган управления частотой генератора.
§ 5.2. ПАРАМЕТРИЧЕСКАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ
ЧАСТОТЫ
гр и нелинейной
Рис. 5.1. Эквива-
лентная схема СВЧ
автогенератора
Параметрическая стабилизация частоты может быть
применена практически во всех типах генераторов СВЧ.
Большинство способов такой стабилизации направлено на
уменьшение дестабилизирующего воздействия внешних ус-
ловий на генератор.
Рассмотрим физические механизмы влияния внешней
среды на стабильность частоты генераторов СВЧ. В наибо-
лее общем виде эквивалентная схема автогенератора СВЧ
может быть представлена в виде параллельного соединения
двух проводимостей (рис. 5.1): линейной
Ye. Нелинейная проводимость—это эк-
вивалентная электронная проводимость,
равная отношению комплексных амп-
литуд первых гармоник тока резонан-
сной системы и высокочастотного напря-
жения Yе = I1/U1- В ламповых и полу-
проводниковых автогенераторах СВЧ
роль нелинейной проводимости играют
активные элементы—лампы и полупро-
водниковые приборы, в остальных типах
генераторов СВЧ (магнетроны, ЛБВ и
т. д.) наличие нелинейной проводимости
обусловливается сгруппированным электронным потоком.
Линейный элемент Ур представляет собой эквивалентную
проводимость PC генератора с учетом внешней нагрузки
Известно, что условие длительного существования коле-
баний в автоколебательной системе имеет вид
Уе + Ур = 0. (5.4)
В общем случае для комплексных проводимостей Ye =
*= ge + ibe и Yp = gp + jbp
ge = ~gp, (5-5)
be = —bp. (5.6)
119
Частота колебаний в основном определяется соотноше-
нием (5.6), а ее стабильность — зависимостями проводи-
мостей Ье и Ьр от дестабилизирующих факторов, а также
величинойд **. Если одна из реактивных проводи-
мостей меняется' под воздействием дестабилизирующего
фактора, то происходит такое изменение частоты автоколеба-
ний, какое необходимо для восстановления равенства (5.6).
Естественно, чем больше I ? I, тем меньшее изменение
I 0<0 |
частоты для этого требуется и, следовательно, будет выше
стабильность частоты автогенератора.
В большинстве автогенераторов СВЧ (кромеполупровод-
никовых) доминирующим является воздействие внешних
факторов на параметры PC, т. е. на линейную проводимость
Ьр. Воздействие на проводимость Ье значительно слабее и
его можно не учитывать.
Влияние температуры на частоту и на детали генератора
количественно оценивают так называемым темпера-
турным коэффициентом (ТК). Под ТК «г
какого-либо параметра z понимают отношение приращения
этого параметра, происходящее при изменении температуры
на 1 °C, к начальному значению:
a^ = Az/(zA/), (5.7)
где Az — приращение параметра г, происходящее при изме-
нении температуры на А/.
Некоторые параметры зависят от температуры нели-
нейно, поэтому, приводя значения коэффициента аг, следует
оговаривать температуру, для которой он рассчитан (или
измерен).
Оценить влияние температуры на стабильность частоты
генератора за счет изменения параметров его PC можно,
найдя связь между температурным коэффициентом частоты
(ТКЧ) af и температурными коэффициентами емкости ас
и индуктивности aL эквивалентного PC параллельного
контура. Рабочая частота генератора определяется выраже-
нием
f = fo + Afe,
где — (2л УЬСУ — собственная резонансная частота PC;
L, С — эквивалентные индуктивность и емкость PC; А/, —
♦’ Полагаем, что условие устойчивости колебаний по частоте
д (Si>)/d<o < 0 выполнено (Sfc = be т 6р),
Г20
частотная поправка, учитывающая влияние на резонансную
частоту нелинейной проводимости Y(. Как уже отмечалось,
Д/е обычно слабо зависит от температуры, поэтому можно
принять, что относительное изменение частоты генератора
вследствие изменения индуктивности на AL и емкости
на ДС
Д^о = —0,5(Д£/£ + ДС/С). (5.8)
Сравнивая (5.7) и (5.8), получаем выражение для ТКЧ
генератора
а, = — 0,5 (ад + ас). (5.9)
В PC с сосредоточенными параметрами при нагревании
геометрические размеры катушки индуктивности и конден-
сатора обычно увеличиваются, следовательно, ас и aL > 0
и температурный коэффициент частоты <С 0, т. е. частота
генератора уменьшается. В PC с распределенными парамет-
рами (особенно, если она построена на объемных резонато-
рах) связать температурные изменения геометрических
размеров с соответствующими изменениями эквивалентных
индуктивности ДЬ и емкости ДС значительно сложнее.
Здесь удобно получить выражение для af через температур-
ный коэффициент линейного расширения (ТКР) а/ мате-
риала, из которого сделан резонатор. При увеличении
температуры резонатора на Д/ его линейные размеры и,
следовательно, длина волны собственных колебаний воз-
растают в (1 + а(Д/) раз, а частота соответственно умень-
шается во столько же раз. Относительное изменение частоты
Д//^о= —а/Д//(1 + а,Д/)
или, считая, что аг 1,
Д/7/о~—а, Ы.
(5.10)
Из (5.10) следует, что ТКЧ количественно примерно
равен коэффициенту линейного расширения материала, из
которого сделан резонатор:
az = Д//(/о Д/)яаа,.
(5.Н)
PC генераторов СВЧ обычно содержат элементы, выпол-
ненные из различных материалов, имеют достаточно слож-
ную конфигурацию, поэтому экспериментально измеренные
значения af обычно на (20 + 30) % превышают az.
В ламповых автогенераторах СВЧ на стабильность
частоты сильно влияют нестабильности межэлектродных
121
емкостей лампы, которые составляют существенную часть
общей емкости PC. Влияние внешней температуры на меж-
электродные емкости невелико, так как обычно рабочие
температуры электродов генераторных ламп более тысячи
градусов Цельсия. Значительно сильнее на эти емкости
влияет режим работы генераторной лампы, причем при
изменении температуры вследствие изменения мощности
рассеяния меняются как геометрические размеры электро-
дов, так и плотность объемного заряда в межэлектродном
пространстве. Опыт проектирования и эксплуатации авто-
генераторов дециметрового диапазона волн, собранных по
схеме с общей сеткой на металлокерамических лампах,
показывает, что их ТКЧ составляет <^1,5-Ю-5.
В автогенераторах с замедляющими системами частота
генерируемых колебаний сильно зависит от напряжения
на ЗС и от температурных изменений эмиссионной способ-
ности катода, распределения пространственного заряда
в электронной пушке, магнитного поля фокусирующей
системы (вследствие температурных уходов поля постоянных
магнитов или температурных изменений сопротивления
катушек электромагнитов). Механизм воздействия темпе-
ратуры на частоту автогенераторов с ЗС сложен, поэтому
теоретически значение коэффициента af для таких приборов
оценить трудно.
В полупроводниковых автогенераторах СВЧ значительно
влияние температуры на параметры активного элемента,
поэтому кроме уходов частоты за счет влияния PC нужно
учитывать ее изменения за счет непостоянства проводи-
мости Ье.
Рассмотрим влияние влажности и атмосферного давле-
ния на уходы частоты генераторов. Влияние этих факторов
особенно велико для передвижных передатчиков, в част-
ности установленных на самолетах.
Изменения давления в процессе полета могут привести
к деформации элементов конструкций автогенераторов (на-
пример, диафрагмы в перестраиваемых магнетронах); влаж-
ность влияет на частоту в основном через изменение диэлек-
трической проницаемости воздуха, заполняющего внутрен-
нее пространство PC. Для PC с распределенными парамет-
рами относительные изменения частоты при изменении
давления и влажности на 1 % соответственно <^(3 4- 10) -10'8
и (1 4- 5)-КГ7.
Следует иметь также в виду, что влияние влажности на
частоту колебаний увеличивается с ростом температуры.
122
Рассмотрим наиболее часто используемые в СВЧ-диапа-
зоне способы параметрической температурной стабилизации
частоты. В общем случае температурную стабилизацию
осуществляют, применяя термостабильные элементы и узлы,
температурную компенсацию и термостатирование PC или
их элементов. В генераторах метровых волн термостабиль-
ными должны быть конденсаторы и индуктивные катушки,
составляющие PC.
В термостабильных конденсаторах постоянной емкости
в качестве диэлектрика применяют керамику с малым
температурным коэффициентом диэлектрической проница-
емости ТКе (порядка 5-10*5 град'1) и малым температур-
ным коэффициентом расширения ТКР (порядка (2ч-3)-10'в
град*1.
Переменные конденсаторы будут термостабильны, если
их изготовлять из металлов и сплавов, имеющих малые
значения ТКР, таких, как инвар (ТКР 10*6 град*1) и
суперинвар 1(0,03 -5- 0,04)-10*6 град*1].'За счет специальной
технологической обработки (наклепа) этих материалов
можно получить и отрицательные значения ТКР: для инвара
до —(0,4 -е 0,5)-Ю*6 град*1; для суперинвара до —(1 -н
•ч- 1,5) • 10'6 град'1.
Температурный коэффициент индуктивности можно
уменьшить (как и на более низких частотах) если исполь-
зовать каркасы’из диэлектрика, обладающего малыми ТКР
(керамика типа цельзиановой) или если индуктивные
катушки изготовлять методом горячей намотки или вжига-
нием.
Материалы с малыми ТКР (инвар и суперинвар) приме-
няют для изготовления PC или наиболее ответственных
их деталей в дециметровом и сантиметровом диапазонах
волн.
Повышение температурной стабильности частоты термо-
компенсацией происходит за счет применения элементов
PC с ТКР, которые позволяют компенсировать температур-
ные уходы частоты. Для термокомпенсации PC с сосредото-
ченными параметрами обычно используют конденсаторы
с отрицательными ТКЕ У объемных резонаторов компен-
сацию осуществляют путем применения дополнительных
элементов из материала с ТКР, отличным от ТКР материала
резонатора. Отклонение частоты, вызванное изменением
размеров термокомпенсатора, должно быть противополож-
ным тому, которое вызывается изменением размеров самого
резонатора.
123
В качестве примера рассмотрим термокомпенсацию
цилиндрического объемного резонатора, настроенного на час-
тоту fo (рис. 5.2). Изменение температуры объемного резо-
натора на Д/ вызывает приращение резонансной частоты
= —az Mf0.
Если термокомпенсирующий подстроечный штырь изго-
товить из материала с ТКР большим, чем ТКР azi мате-
риала резонатора и колпачка системы термокомпенсации,
и если размеры конструкции таковы, что I > 1Х, то темпе-
ратурное изменение размеров
подстроечного штыря вызывает
изменение резонансной частоты
Д/2 = (“zi — az)/AZ df/dl, где
df/dl — коэффициент настройки.
Результирующее изменение
частоты
Д/ = Д/1 + Д/2 = — az Д//о
+(azi — ai) IЫ -£
Рис. 5.2. Термокомпенсация
цилиндрического объемного
резонатора:
/ — резонатор; 2 — термокомпен-
сирующий штырь; 3 — колпачок
системы термокомпенсации
Приравняв Д/ нулю, найдем
условие компенсации
aZ1/az=l + fo/(/^).
Отсюда следует, что термокомпенсацию можно осущест-
вить несколькими путями: или выбором aZ1>aZ) или
выбором длины I и коэффициента настройки df/dl.
Отметим, что термокомпенсация PC позволяет'сущест-
венно повысить стабильность частоты передатчика только
в тех случаях, когда резонатор оказывает решающее влия-
ние на его стабильность, т. е. связь PC с нагрузкой мала,
а следовательно, мало и ее дестабилизирующее действие.
И наконец, температурную стабилизацию осуществляют
термостатированием узлов, определяющих стабильность
частоты. Этот способ особенно надежен при сильных пере-
падах температуры, как, например в передатчиках, установ-
ленных на самолетах, и в аппаратуре, предназначенной для
космических полетов.
Влияние влажности на стабильность частоты может быть
ослаблено путем герметизации элементов и узлов (индук-
тивных катушек, конденсаторов, фидерных линий и т. д.),
124
отдельных блоков генераторов СВЧ, а также использова-
нием для их изготовления материалов, не подверженных
действию влаги.
Весьма эффективным средством борьбы с уходами частоты
вследствие изменения давления является герметизация
элементов и блоков генераторов.
§ 5.3. ВЛИЯНИЕ НАГРУЗКИ НА ЧАСТОТУ
И ФАЗУ КОЛЕБАНИЙ ГЕНЕРАТОРОВ СВЧ
Рис. 5.3. Эквивалентные схемы авто-
генератора с нагрузкой
Нагрузка автогенератора вносит в его PC не только
активную, но и реактивную проводимость, что приводит
к изменению частоты и фазы выходного сигнала. Рассмот-
рим эквивалентную схему (рис. 5.3, а), где Ye = ge +
-j- jbe — нелинейная электронная проводимость; Ур0 =
= gpo + lbpo = gpo + /26рУро — проводимость PC; gp0 —
проводимость, обусловленная активными потерями в PC;
Уро = gpoQo — Характеристическая проводимость PC; бр —
относительная расстрой-
ка PC; бр = Aif0/f0-,. У' =
=ё'н + /б« — проводи-
мость, вносимая нагруз-
кой.
В СВЧ-диапазоне
проводимость, вносимую
нагрузкой, удобно вы-
разить через модуль Гн
и фазу ф коэффициента
отражения по напряже-
нию на входе фидерной
с нагрузкой. Входная проводимость такой линии
линии, соединяющей генератор
Y -V 1 ~ +/2ГН
' вх — 1+Г2 +2Гнсозф ’
где Уо = 1/Zn — волновая проводимость линии.
Выходное устройство генераторного прибора, трансфор-
мирующее эту проводимость к зажимам PC генератора,
можно представить в виде эквивалентной схемы (рис. 5.3, б),
состоящей из идеального трансформатора с коэффициентом
трансформации kr, реактивных проводимости Ь' и сопро-
тивления X'.
При малых значениях Ь' й X' проводимость, подключен-
ная к PC,
n=yBx/^r =
а'М).
kT (1+Гн+2ГиСОЗФ) '
(5.12)
125
Общая проводимость генератора с учетом проводимости
нагрузки определяется соотношением
Го(1-Г-’)
^вых = £вых + А>ых — gpO + ge + ^2, (J _|_ ps +2Гн COSlp)
+ , (>. + 2 + coJt)). (5.13)
Рассмотрим вариации частоты и фазы, происходящие
под влиянием нагрузки и определяющиеся изменением
реактивной части выходной проводимости Ьвых.
1. Влияние нагрузки на фазу выходного колебания
в усилителях СВЧ. Вариации фазы, обусловленные изме-
нением проводимости, определим из соотношения
Дф = arctg bBb,xQ„/yp0, ’ (5.14)
где QH — нагруженная добротность PC. Считая, что реак-
тивная составляющая электронной проводимости Ье прак-
тически не меняется при изменении нагрузки, и используя
(5.13), получаем
Дф = arctg ^26pQH + ^Ур0(14-Г2+2Г1Созф)) ’ 15)
При настройке PC на частоту входного сигнала рас-
стройка 6р = О, а изменение фазы
Рп 3<п Ф
Дф = arctg—------• (5.16)
v &аф-созф v '
В выражении (5.16) а = (1 + Г2Н/2ГН); 0р = QH/QBH;
Qbh — — внешняя добротность PC при согласо-
ванной нагрузке. Максимальный уход фазы соответствует
значению ф = arccos (—1/а), получаемому из условия
д (Дф)/дф = 0:
Дфтах = arctg 20рГн/(1 — Г2н). (5.17)
2. Влияние нагрузки на частоту выходного сигнала
автогенератора СВЧ. В стационарном режиме для автоге-
нератора выполняется условие равенства нулю суммарной
реактивной проводимости
^вых= Ье + Ьро + Ьн = 0. (5.18)
Пренебрегая, как и ранее, влиянием нагрузки на Ье,
с учетом (5.13) и (5.18) найдем изменение частоты генера-
126
тора, вызванное изменением нагрузки:
дх ______________ с ________ГрГн sin . q.
Z°~ Г°^Ур0^+^+2ГнС^у (5Л9)
С использованием введенных выше обозначений по-
лучаем
Д/о = — fo sin ф/[2(?вн (а + cos ф)]. (5.20)
Выражение (5.20) определяет затягивание частоты авто-
генератора (рис. 5.4).
Определим наибольшее отклонение частоты при фикси-
рованном модуле коэффициента отражения Гн. Из условия
д (Д/о)/дф = 0 найдем значение фазы коэффициента отра-
жения, соответствующее максимальному отклонению ча-
стоты | Д/о max |:
cos ф = — i/a. (5.21)
Подставив это значение в (5.20), получим
| Д/omax ! = /o/[2QBH (а2 - 1)1/2] = /оГн/[Свн (1 - Г*)]. (5.22)
Обычно затягивание частоты, соответствующее опреде-
ленному значению модуля коэффициента отражения Гн,
оценивается по к,о эффициенту затягивания
Fr, равному удвоенному значению максимального откло-
нения частоты
^г = 2|Д/отах| = /о/[СвН(а2-1)1/2]. (5.23)
Иногда для определения коэффициента затягивания
удобно использовать величину Лсту = (1 + Гн)/(1 —Гн).
В этих случаях соотношение (5.23) приобретает вид
2/orB/[QBH(l ~ П)] • (5.24)
или
Fr = fo ($т и — 1 )/(2Qbh^ctI/)-
В паспортах генераторных приборов обычно приводят
значения коэффициента затягивания F0.2, соответствующего
коэффициенту отражения Гн = 0,2 (k„u — 1,5). Зная FOi2,
можно найти затягивание частоты при других Г„ или kcru:
/?г = 4Ж2Гн/(1-Гг,);
Fr=l,2Fo2(fey-l)/^y- (5.25)
При выводе соотношения (5.19) не учитывалась зави-
симость проводимости нагрузки от частоты генерируемых
127
колебаний. В действительности входная проводимость фи-
дерной линии YBX зависит от частоты даже при условии,
что сама нагрузка не является частотно-зависимой. Рас-
смотрим генератор, соединенный с нагрузкой фидерной ли-
нией длиной I. Коэффициент отражения от нагрузки равен
Гн — Гне/Ф“. Тогда фаза волны на выходных- зажимах
генератора
Ф = Фн + 4л//Хв = фи + 4л/Х//(сХв), (5.26)
где Хв — длина волны в линии (волноводе); X — длина волны
в свободном пространстве; с — скорость света.
При изменении частоты в небольших пределах отноше-
ние X/Xg будем считать постоянным. Принимая также <рн =
= const, приходим к выводу, что соотношение (5.26) опре-
деляет линейную зависимость фазы от частоты.
Рис. 5.5. Влияние длины линии,
соединяющей автогенератор с
нагрузкой, на его частоту
Рис. 5.4. Графики затягивания час-
тоты автогенератора при разных
I Гн I
Частоту автогенератора в установившемся режиме по-
лучим в результате совместного решения уравнений (5.20)
и (5.26):
f = f0 + Д/о = /о - fo sin ф/[2(?ви (а + cos ф)], (5.27)
описывающего изменение частоты генератора при извест-
ных Гн и ф на входе линии. Решение удобно находить гра-
фически (рис. 5.5). Точки пересечения кривой, отображаю-
щей зависимость (5.20), и прямой (5.26) соответствуют иско-
мым решениям. При одном и том же значении <рн количество
решений зависит от длины линии, соединяющей генератор
с нагрузкой. При малой длине линии (/ = /,) решение
только одно, при большей длине возможно несколько реше-
ний (/ = l2, I = 13). Устойчивыми являются решения, для
которых выполняется условие
(W)
линии > (д//дф)геяератОра.
128
Для случаев, приведенных на рис. 5.5, устойчивым ре-
шениям соответствуют точки 1,2,4, 5, 7, 9.
Если данной длине линии соответствует несколько устой-
чивых решений, то возникает вопрос, какая из возможных
частот будет генерироваться. Опыт показывает, что в по-
добных случаях, например, при I = /2> если генератор ра-
ботает в импульсном режиме, часть импульсов генериру-
ется на частоте f и часть — на частоте Таким образом,
автогенератор при работе может «перескакивать» с одной
частоты на другую (если
используется один и тот
же вид колебаний PC).
Этот эффект носит название
эффекта длинной
линии.
Эффект длинной линии
проявляется не только в
импульсном режимеработы
генераторов, но и в непре-
рывном режиме при работе
на длинную линию непос-
тоянной длины (рис. 5.6, а)
Рис. 5.6. Проявление эффекта длин-
ной линии при изменении ее длины
(а) и при изменении фазы коэффи-
циента отражения от нагрузки (б)
или на нагрузку с перемен-
ной фазой коэффициента
отражения <р„ (рис. 5.6, б).
Как видно из рисунков,
при плавном уменьшении
длины линии, например от I = Г до I = Г, частота импуль-
сов автогенератора меняется сначала плавно от /д до /в,
а потом меняется скачком от fB до /с (рис. 5.6, а). При
плавном изменении фазы от ф'н до <р„ наблюдается харак-
терная петля затягивания частоты 4' — А — В — В'
(рис. 5.6, б).
Из рассмотрения рис. 5.5 можно сделать вывод, что эф-
фект длинной линии проявляется лишь при длине линии,
превышающей некоторую критическую — /кр. Кри-
тическая длина определяется производной уравнения (5.27)
в точке ф = л:
. 5с
кр_‘2лГ012(^т[7-1)Т-
Очевидно, что если прямая f = f (ф) имеет наклон боль-
ший, чем касательная к функции затягивания в точке
ф = л, то существует только одна точка пересечения этих
б М. В. Вамберский и др, 129
зависимостей и, следовательно, только одна частота уста-
новившихся колебаний, что исключает скачкообразные из-
менения частоты.
При исследовании влияния нагрузки на частоту и фазу
колебаний автогенераторов или усилителей, в которых ис-
пользуют приборы с замедляющими системами, эквивалент-
ная схема, представленная на рис. 5.3, неприменима. В этих
случаях необходимо учитывать влияние отражений на
взаимодействие электронного потока с СВЧ-полем, проис-
ходящее на всей длине ЗС, а также неоднородностей внутри
прибора. Поэтому общих соотношений для Дф и Д/о полу-
чить не удается. Выражения, по которым можно оценить
влияние коэффициента отражения от нагрузки на уходы
фазы в усилителях на ЛБВ О-типа и на амплитронах, сле-
дующие.
В усилителях на ЛБВ О-типа
Дфтах^0,168РвыхГ2н (1 -ПЫХ)/(СРО), (5-28)
где Рвых — выходная мощность ЛБВ; Рп = U0I0 — мощ-
ность, потребляемая от источника питания; Гвых — коэф-
фициент отражения выхода ЛБВ; С — параметр усиле-
ния ЛБВ.
Для усилителя на амплитроне
Дфтах 2 arcsin [ГВЫХГН (Kp/d)1/2], (5.29)
где Кр — коэффициент усиления амплитрона; d — его об-
ратное затухание; Гвых — коэффициент отражения на вы-
ходе амплитрона.
Эффективным средством уменьшения дестабилизирую-
щего влияния нагрузки на частоту колебаний в передатчи-
ках СВЧ является использование ферритовых развязываю-
щих приборов. Сформулируем требования к развязываю-
щим приборам, применяемым для этих целей. Учитывая,
что интерес представляют малые отклонения фазы и ча-
стоты, соответствующие малым значениям Г„, запишем
(5.17) и (5.22) в виде
Дфтах ^2ррГ'н; (5.30)
Д/отах — А>ГН/QBH- (5.31)
Здесь Гн — коэффициент отражения на выходе генератор-
ного прибора с учетом включения между генератором и на-
грузкой развязывающего прибора, связанный с Гн и пара-
метрами развязывающего прибора (вентиля) зависимостью
Гц = Гц/(апраобр)> (5.32)
130
где апр, аобР — затухания при распространении волны через
вентиль соответственно в прямом и обратном направлении.
С учетом (5.30), (5.31) и (5.32) можно выразить параметры
вентиля через допустимые уходы фазы и частоты:
«прКобр =г2РрГн/(Д<рдоп); (5.33)
^пр^обр fоТ'н/(Фвн Д/0 доп)"
(5.34)
В выражение (5.34) для удобства расчета можно ввести
коэффициент затягивания частоты, воспользовавшись, на-
пример, формулой (5.25):
апр«обр =3= 2,4/?0.2Гн/( Д/о доп). (5.35)
При применении усилителя СВЧ на базе ЛБВ О-типа
и амплитронов требования к вентилям определяются на
основании (5.28) и (5.29). Имея в виду (5.32), получаем для
усилителей на ЛБВ О-типа
апра05р ^0,168РВЫХГН (1 - Пых)/(СР0Дфдоп) (5-36)
и для амплитронных усилителей
^пр^обр 2ГВЬ|ЧГН (KP/d)1/2/(A<pJlon). (5.37)
§ 5.4. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ С ПОМОЩЬЮ
ВЫСОКОДОБРОТНЫХ РЕЗОНАТОРОВ
Известно, что стабильность частоты генераторов с PC
тем выше, чем больше добротность PC. Ослабление связи
с нагрузкой эквивалентно увеличению добротности PC,
т. е. повышению стабильности частоты Однако это связано
с уменьшением мощности, отдаваемой генератором в на-
грузку, поэтому ослабление связи с нагрузкой целесо-
образно использовать только в генераторах малой мощности,
например в измерительной аппаратуре и в маломощных
ступенях многокаскадных передатчиков. Увеличение соб-
ственной добротности PC ограничено физическим пределом
уменьшения потерь в них. Кроме того, во многих генера-
торах PC оказываются сильно связанными с электронными
потоками. Все это затрудняет стабилизацию генерируемой
частоты.
Повышению добротности PC генераторов может способ-
ствовать подключение внешнего резонатора, обладающего
гораздо большей добротностью, чем добротность PC стаби-
лизируемого генератора. Физически стабилизирующее дей-
ствие внешнего резонатора объясняется тем, что вносимое
б*
131
им в PC генератора реактивное сопротивление по модулю
значительно превышает активное, а это равносильно уве-
личению добротности PC генератора. В стационарном ре-
жиме частота автогенератора определяется условием ра-
венства нулю суммарной реактивной проводимости Ьвых
(5.18). Если в результате воздействия каких-либо деста-
билизирующих факторов это равенство нарушается (на-
пример, электронная проводимость получает приращение
ДЬе), то его восстановление происходит за счет изменения
частоты автогенерации, при котором реактивная проводи-
мость PC изменяется на ДЬр0 = —\Ье. Чем больше доброт-
ность PC, тем меньшему изменению частоты генерации соот-
ветствует приращение ДЬр0.
Коэффициент стабилизации показывает,
во сколько раз увеличивается стабильность частоты при
подключении внешнего резонатора, и равен отношению
крутизны наклона d^bldf
кривой реактивной прово-
димости PC с учетом внеш-
него резонатора к крутизне
наклона dbp0/df кривой ре-
активного сопротивления
собственной PC генератора.
К нагрузке
Рис. 5.7. Схема генератора (а) с
внешним высокодобротным резона-
тором и частотные зависимости (б)
реактивной проводимости PC:
Рис. 5.8. Включение ста-
билизирующего резонато-
ра в цепь обратной связи
автогенератора
/ — антнпаразитное сопротивление;
2 — реактивная диафрагма; 3 — стаби-
лизирующий резонатор: 4 — магнетрон
На рис. 5.7, а в качестве примера показана конструктив-
ная схема подключения стабилизирующего внешнего резо-
натора к магнетрону. При совпадении частоты генератора
с собственной резонансной частотой резонатора последний
не влияет на работу магнетрона, что обеспечивается подбо-
132
ром длин отрезков волноводов 1г и /2. Длина обоих отрезков
должна составлять нечетное количество четвертей длины
волны в волноводе. На рис 5.7, б показаны частотные за-
висимости реактивной проводимости PC магнетрона без
стабилизирующего резонатора (пунктирная линия) и с ним
(сплошная линия). Точки —а, а, 0 соответствуют резонанс-
ным частотам системы (возможным частотам автогенера-
ции). Нежелательные виды колебаний на частотах, соответ-
ствующих точкам а и —а, подавляются путем включения
последовательно с внешним резонатором антипаразитного
сопротивления. При этом на частоте основного вида коле-
баний сопротивление резонатора велико, поэтому ток через
него и антипаразитное сопротивление мал. На нежелатель-
ных видах колебаний добротность внешнего резонатора и
сопротивление малы, поэтому ток через антипаразитное
сопротивление возрастает. Сильное затухание благодаря
большим потерям в антипаразитном сопротивлении затруд-
няет возбуждение дополнительных видов колебаний. Вли-
яние антипаразитного сопротивления регулируется реак-
тивной диафрагмой. Следует иметь в виду, что с увеличе-
нием подавления нежелательных видов колебаний неиз-
бежно растут и потери на основном виде колебаний. Таким
образом, получение высокостабильной частоты связано в та-
кой системе с потерей части мощности генератора.
В автогенераторах, в которых в качестве активных эле-
ментов используют усилительные приборы и которые имеют
внешнюю цепь обратной связи, стабилизирующий резона-
тор можно включить в цепь обратной связи. Примерами та-
ких устройств являются автогенераторы на ЛБВ (рис. 5.8)
И стабилотронные генераторы.
Условия баланса амплитуд и баланса фаз для рассмат-
риваемой схемы имеют вид
КРТ (f0)а0= 1; фр + фф + фг = 2лп, (5.38)
где — коэффициент усиления усилителя по мощности;
Г (/о) = (1 — QH/Qo)2 ~ коэффициент передачи проходного
высокодобротного резонатора по мощности на резонансной
Частоте; а0 — затухание в цепи обратной связи, включаю-
щее потери в направленном ответвителе, аттенюаторе, фа-
зовращателе и тракте; фф — фазовый сдвиг, вносимый фа-
зовращателем, фа — фазовый сдвиг в усилителе, направ-
ленном ответвителе, аттенюаторе и тракте СВЧ; фр =
= arctg 2QHA///0 — фазовый сдвиг, который претерпевают
колебания, распространяясь через проходной резонатор;
133
QH'— нагруженная добротность стабилизирующего резона-
тора.
Наиболее нестабильным по фазе элементом схемы явля-
ется усилительный прибор. Всякое изменение сдвига фаз
в нем Д<ру должно компенсироваться равным по значению
и противоположным по направлению сдвигом фаз на ста-
билизирующем резонаторе, так как фазо-частотная харак-
теристика именно этого элемента в цепи обратной связи
имеет наибольшую производную dq>p/df. Для малых изме-
нений частоты вблизи резонансного значения
Д<Рр ~ = — Дфу.
Нестабильность частоты вследствие вариаций фазы на
усилительном приборе определяется выражением
Д///о = -Фу/(2(2н). (5.39)
Пользуясь выражением (5.39) и зная зависимости уходов
фазы на усилительном приборе от различных дестабилизи-
рующих факторов, можно оценить стабилизирующее дей-
ствие внешнего резонатора в конкретных случаях.
Одной из разновидностей стабилизации частоты с по-
мощью высокодобротных резонаторов является квар-
цевая стабилизация. Высокая стабильность ча-
стоты генераторов, стабилизированных кварцем, объясня-
ется как большой добротностью кварцевых резонаторов,
так и высокой стабильностью их резонансных частот.
В СВЧ-диапазоне непосредственная стабилизация на основ-
ной частоте колебаний кварцевого резонатора ограничи-
вается размерами и прочностью кварцевых пластин. Од-
нако при возбуждении кварцевого резонатора на высших
гармониках стабильные колебания можно получить вплоть
до метрового диапазона волн, а используя умножение ча-
стоты исходного кварцевого генератора, и на более высо-
ких частотах. Поскольку умножение частоты обычно сопря-
жено с потерями мощности, оно осуществляется в мало-
мощных каскадах передатчика, а полученное колебание
стабильной частоты затем усиливается.
На СВЧ широко применяют так называемую диапа-
зонно-кварцевую стабилизацию частоты (ДКСЧ).
Синтезаторы (рис. 5.9) — устройства, реализующие
ДКСЧ, — позволяют получить колебания любой частоты
из определенного дискретного ряда с заданным шагом, при-
чем относительная нестабильность частоты получаемых ко-
лебаний близка к относительной нестабильности частоты
134
ном синтезе вы-
Рис. 5.9. Структурная
схема генератора сетки
стабильных частот (син-
тезатора)
опорного кварцевого генератора (ОКГ). Датчик опорных
частот 1 содержит ОКГ, устройства преобразования ча-
стоты ОКГ (умножители, делители, генераторы гармоник
и т. д.), а также фильтры и усилители и служит для полу-
чения из колебания ОКГ нужного набора опорных частот.
Синтезирующее устройство 2 преобразует колебания опор-
ных частот так, чтобы на выходе получить колебание за-
данной частоты.
Синтезаторы строят либо по пассивному, либо по актив-
ному принципу. При пассив:
ходной сигнал формируется в син-
тезирующем устройстве путем ум-
ножения, деления, суммирования
опорных частот. Нужные состав-
ляющие преобразованных колеба-
ний при этом выделяются узко-
полосными фильтрами, реализа-
ция которых составляет основную
трудность построения пассивных
синтезаторов.
При активном синтез
нерируется специально вводимым в
мым генератором, который непрерывно подстраивается под
одну из опорных частот обычно с помощью фазовой автопод-
стройки (ФАП). Благодаря фильтрующему действию си-
стемы ФАП в активных синтезаторах узкополосные фильтры
не нужны.
е
выходной сигнал ге-
схему перестраивае-
§ 5.5. АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА
ЧАСТОТЫ И ФАЗЫ В СВЧ-ДИАПАЗОНЕ
, Одним из эффективных способов стабилизации частоты
является автоматическая подстройка частоты (АПЧ). Струк-
турная схема генератора с АПЧ представлена на рис. 5.10.
Часть мощности стабилизируемого генератора подают иа
Дискриминатор, в котором производится сравнение ча-
стоты генератора с частотой эталона. Напряжение ошибки,
определяемое разностью сравниваемых частот, подают на
усилитель—преобразователь и затем на управляющее уст-
ройство. Последнее воздействует на генератор и изменяет
его частоту, приближая ее к частоте эталона.
Системы АПЧ в зависимости от типа используемого дис-
криминатора подразделяют на системы частотной автопод-
стройки (ЧАП) и системы фазовой автоподстройки (ФАП).
135
В дискриминаторах систем ФАП производится сравнение
не частот, а фаз колебаний генератора и эталона. Сравне-
ние может производится на частоте генератора или, после
преобразования, в области более низких частот.
Работа дискриминатора и управляющего элемента ха-
рактеризуется их статическими характери-
стиками (рис. 5.11). Статическая характеристика дис-
криминатора — это зависимость напряжения ид на его
выходе от отклонения частоты (фа-
зы). Статическая характеристика
управляющего элемента — это за-
висимость изменения частоты А/
стабилизируемого генератора от
напряжения иу, подаваемого на
управляющий элемент.
Рис. 5.11. Типичные ста-
тические характеристики
дискриминатора (а) и уп-
равляющего элемента (б)
Рис. 5.10. Структурная схема генера-
тора с АПЧ
Поскольку изменения частоты, вызываемые управляю-
щим элементом, должны компенсировать уходы частоты
генератора, статические характеристики дискриминатора и
управляющего элемента на рабочих участках должны
иметь производные разных знаков, т. е.
SaSy<0, (5.40)
где = dujd Sy = d (&f)/dur
Чем круче рабочие участки характеристик, тем, оче-
видно, выше качество системы АПЧ. В то же время, как
правило, при увеличении крутизны характеристики дискри-
минатора уменьшается ширина ее рабочего участка 2А/М *>,
что вызывает в свою очередь сужение полосы частот АПЧ.
*’ Ширину рабочего участка характеристики 2ДД, в дальнейшем
будем называть просто шириной характеристики,
13Q
Эталоны частоты могут быть пассивными и активными.
К активным относят источники высокостабильных колеба-
ний, в качестве которых в СВЧ-диапазоне используют ге-
нераторы, стабилизируемые кварцем, или молекулярные
генераторы. С помощью кварцевой стабилизации частоты
генераторов СВЧ можно получить колебания с относитель-
ной нестабильностью до (1 4- 2)-10~в. В молекулярных ге-
нераторах электромагнитные колебания возникают при
переходе атома или молекулы из одного энергетического
состояния в другое. При этом обеспечивается долговремен-
ная относительная нестабильность до 10~9, кратковремен-
ная— до 10~12. Однако существенными недостатками, за-
трудняющими широкое применение молекулярных гене-
раторов, является их малая мощность (10-9—ICC10 Вт).
В качестве пассивных эталонов частоты обычно исполь-
зуют высокодобротные резонаторы.
Управляющие элементы, применяемые в си-
стеме авто подстройки генераторов СВЧ, можно разделить
на три основные группы:
1) электронные, в которых на частоту воздействуют
с помощью электронного устройства, изменяющего режим
работы стабилизируемого генератора или собственную ча-
стоту его PC;
2) механические, воздействующие на частоту путем меха-
нического изменения параметров PC стабилизируемого ге-
нератора;
3) электромагнитные, когда используют изменение маг-
нитной проницаемости ферритовых вкладышей PC под воз-
действием внешнего магнитного поля.
Электронное управление частотой широко применяют
в системах АПЧ ламповых генераторов дециметрового диа-
пазона, генераторов на ЛОВ, магнетронах, настраиваемых
напряжением, а также в некоторых других генераторах
магнетронного типа. Возможность электронного управле-
ния частотой магнетронных генераторов и генераторов на
ЛОВ следует из зависимостей частоты этих автогенераторов
от питающих напряжений. В ламповых генераторах в ка-
честве электронного управляющего элемента можно при-
менить реактивную лампу, подключаемую к анодно-сеточ-
ному контуру автогенератора.
Основное достоинство электронного управления часто-
той — практическая безынерционность. и обычно, кроме
того, малая управляющая мощность. Однако диапазон элек-
тронной подстройки, как" правило, невелик и часто оказы-
137
вается недостаточным для компенсации уходов частоты
генератора.
Для расширения диапазона подстройки применяют меха-
нические управляющие элементы. В генераторах дециметро-
вых волн таким подстраивающим элементом может быть
подвижная пластина конденсатора или виток в полости
анодно-сеточного резонатора, его поршень и т. д. В мйгне-
Рис. 5.12. Схема дискриминатора
с двумя детекторными секциями,
включаемыми непосредственно в
фидерный тракт (а), и зависимости
напряженности Е вдоль линии
(б, в, г)
тронах в отверстия резона-
торов можно вводить ме-
таллические стержни (ин-
дуктивная настройка),
можно изменять расстояние
между анодным блоком и
специальным настроечным
кольцом (емкостная нас-
тройка). Перемещение под-
страивающих элементов
производят с помощью
электродвигателей (обычно
асинхронных двухфазных),
управляемых магнитными
усилителями. Основное
преимущество механичес-
ких управляющих элемен-
тов — возможность обес-
печить работу АПЧ в дос-
таточно широкой полосе
частот (до 10—20 %). Основной недостаток — значитель-
ная инерционность, обусловленная инерцией исполнитель-
ного механизма
Весьма малоинерционной является электромагнитная
подстройка генераторов СВЧ, осуществляемая с помощью
ферритовых вкладышей, помещаемых в PC генераторов и
подмагничиваемых магнитным полем, пропорциональным
управляющему напряжению.
Одной из наиболее важных частей системы АПЧ явля-
ется диск.риминатор — элемент, реагирующий на
отклонение частоты (или фазы) колебаний стабилизируе-
мого генератора относительно частоты (или фазы) колеба-
ний эталонного источника. Значение и полярность выход-
ного напряжения дискриминатора зависят от отклонения
частоты (фазы) и его знака
Рассмотрим дискриминаторы СВЧ-диапазона, где напря-
жение ошибки получают в результате сравнения частот
138
стабилизируемого генератора и эталона. На рис. 5.12, а
показана схема дискриминатора, состоящего из отрезка
фидерной линии с двумя детекторными секциями, который
нагружен на высокодобротный резонатор. Расстояние между
плоскостями включения детекторов в тракт равно (2п +
+ 1) Л.в/4 (А,в — длина волны в фидерной линии, а п —
= 0, 1, 2 и т. д.). На рис. 12, б, в, г представлено распреде-
ление напряженности электрического поля Е вдоль линии
(по координате г). Расстояние между местом подключения
к линии второй детекторной секции и резонатором подби-
рают так, чтобы при частоте генератора, равной собствен-
ной частоте резонатора f0, значения Е в месте подключения
детекторных секций были одинаковыми (Ех = Е2)
Рис. 5.13. Схема дискриминатора с двумя рас-
строенными резонаторами (а) и зависимости на-
пряжений от частоты (6)
(рис. 5.12, б). Входное сопротивление высокодобротного ре-
зонатора, а следовательно, амплитуда и фаза отраженной
ют него волны зависят от частоты. Однако при небольших
отклонениях частоты генератора от f0 изменением актив-
ной составляющей входного сопротивления резонатора
можно пренебречь и считать поэтому, что амплитуда отра-
женной волны не зависит от частоты. Изменение фазы отра-
женной волны приводит к изменению фазы стоячей волны.
Причем в зависимости от того, уменьшается или увеличи-
вается частота падающей волны, максимум напряжения
стоячей волны смещается в разные стороны, вызывая со-
ответствующие изменения в напряжениях, снимаемых с де-
текторных секций (рис. 5.12, в, г).
На рис. 5.13, а изображена схема дискриминатора с дву-
мя резонаторами, собственные частоты Д и /2 которых не-
сколько отличаются между собой. Резонаторы связаны
с детекторами, нагруженными на резисторы Rt и R2. СВЧ-ко-
13.9
лебания от генератора поступают на вход резонаторов.
Если частота генератора расположена точно посредине
между частотами fr и [равна f0 (рис. 5.13, б)], то при усло-
вии идентичности резонаторов и детекторов напряжение
на выходе дискриминатора ия = и2 — и2 между точками
1 и 2 равно нулю. При отклонении частоты генератора от f0
равенство между токами детекторов нарушается, следова-
тельно, на выходе дискриминатора появляется разностное
напряжение ил, полярность которого зависит от знака рас-
стройки частоты генератора относительно f0.
Существенным недостатком рассмотренных дискримина-
торов является необходимость использования двух детек-
торов, а в последнем случае и двух резонаторов. Неиден-
тичность характеристик этих элементов может привести
к существенным погрешностям системы АПЧ.
Рис. 5.14. Схема дискриминатора с «модулируемым» резонатором (а);
смещение резонансной кривой при «модуляции» (6); изменение напря-
жения иа выходе дискриминатора (в)
Этого недостатка нет у дискриминатора, в котором ис-
пользован один детектор и модулируемый резонатор
(рис. 5.14, а). Собственная частота резонатора f0 периодиче-
ски в небольших пределах меняется (например, путем из-
менения его объема), т. е. происходит «модуляция» резона-
тора. На рис. 5.14, б показаны пунктиром крайние положе-
ния его резонансной характеристики при такой модуляции.
Если частота генератора равна f0, напряжение на выходе
детектора имеет вид, показанный на рис. 5.14, в (сплошная
линия). При отклонении частоты генератора от f0 амплитуда
переменного напряжения на выходе детектора растет, а фаза
его зависит от знака ухода частоты относительно f0
(рис. 5.14, в). Сравнивая фазу этого напряжения с фазой
модулирующего напряжения, можно определить знак ухода
частоты генератора,
140
Дискриминаторы могут создавать на основе устройств,
обладающих на СВЧ свойствами мостовых схем (рис. 5.15, а).
Часть мощности из основного тракта через высокодоброт-
ный проходной резонатор поступает в плечо Н двойного
волноводного тройника. Другая часть ответвляемой мощ-
ности через фазовращатель подается в плечо Е двойного
тройника. Волна, попадающая в плечо Е, возбуждает плечи
/ и 2 синфазно (Ее и Ее на рис. 5.15, б), а волна, попадаю-
щая в плечо Н, возбуждает те же плечи противофазно
(Е'н и Ен). При частоте генератора, равной собственной ре-
зонансной частоте резонатора, с помощью фазовращателя
Рис. 5.15. Схема дискриминатора на двойном волноводном трой-
нике (а) и напряженности электрического поля в плоскостях
включения детекторов при /г = /0 (6) и (в)
добиваются фазового сдвига л/2 между колебаниями, по-
ступающими в плечи Е и Н тройника. Поэтому напряжен-
ности поля в плоскостях включения детекторов Е' и Е"
оказываются равными по амплитуде и и, = 0. При откло-
нении частоты генератора от /0 проводимость проходного
резонатора становится комплексной, и колебания, посту-
пающие через него в плечо И, меняют фазу на угол <р
(рис. 5.15, в). Этот угол тем больше, чем больше отклоне-
ние частоты и добротность резонатора. Фазовые соотноше-
ния между напряженностями в плечах 1 и 2 меняются, что
приводит к неравенству напряженностей Е' и Е" и, следо-
вательно, к появлению на выходе схемы напряжения ид,
полярность которого определяется знаком отклонения ча-
стоты, а значение — углом <р.
141
Такие дискриминаторы можно реализовать и в случае
использования коаксиальных, полосковых или микрополо-
сковых фидерных трактов.
§ 5.6. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ СПОСОБОМ
СИНХРОНИЗАЦИИ
Одним из действенных способов стабилизации частоты
генераторов СВЧ является их синхронизация высокоста-
бильным внешним источником (рис. 5.16). Синхронизирую-
щий сигнал СВЧ поступает от источника через плечи / и 2
ферритового циркулятора в стабилизируемый генератор,
который является активным двухполюсником (магнетрон,
генератор на ЛПД и т. д.). Выходной сигнал через плечи 2
и 3 поступает в полезную нагрузку. Отражения от полезной
нагрузки в случае ее рассогласования поступают через
плечо 4 в балластную нагрузку. Источник синхросигнала
должен обеспечивать мощность, значительно меньшую, не-
жели мощность стабилизируемого генератора. Кроме того,
благодаря использованию в схеме четырехплечего циркуля-
тора влияние на работу источника последующих каскадов
может быть сведено к минимуму. Эти обстоятельства су-
щественно облегчают стабилизацию частоты самого источ-
ника синхросигнала.
Рис. 5.16. Структурная схема
автогенератора со стабилизацией
частоты путем синхронизации
Рис. 5.17. Эквивалентная
схема стабилизируемого
автогенератора с источни-
ком синхросигнала
В эквивалентной схеме (рис. 5.17) стабилизируемого ге-
нератора с источником синхросигнала источник синхрони-
зирующего сигнала представляет собой генератор с напря-
жением uc = и внутренним сопротивлением Z,-.
Этот генератор соединен с PC стабилизируемого генератора
142
линией без потерь с волновым сопротивлением Zo и идеаль-
ным трансформатором с коэффициентом трансформации kr.
Если пренебречь потерями, вносимыми в тракт циркулято-
ром при передаче синхросигнала из плеча 1 в плечо 2, то
его влияние скажется только на фазовом сдвиге синхросиг-
нала. В эквивалентной схеме это может быть учтено выбо-
ром длины I соединительной линии. В схеме Ye — экви-
валентная электронная проводимость стабилизируемого ге-
нератора; gp, Lp, Ср — параметры его PC с учетом полезной
нагрузки; Ур = gp + / [<oLp — l/(wCp)J.
Процесс синхронизации нелинеен и описывается слож-
ными дифференциальными уравнениями. Простые, пригод-
ные для инженерных расчетов соотношения, характеризую-
щие процесс синхронизации, можно получить, рассматри-
вая влияние внешнего синхронизирующего сигнала на авто-
генератор как результат воздействия волны напряжения,
отраженной от нагрузки. Такая трактовка очень наглядна,
поскольку явления при синхронизации становятся эквива-
лентными явлению затягивания частоты (см. § 5.3).
Рассматривая процессы синхронизации, обычно прене-
брегают изменением электронной проводимости Ye под дей-
ствием синхросигнала и, кроме того, ограничиваются слу-
чаем малого синхросигнала: U'c Ur, где U'c — амплитуда
синхронизирующего напряжения, пересчитанная к PC ге-
нератора, a Ur — амплитуда напряжения, вырабатывае-
мого стабилизируемым генератором. При этом влияние син-
хросигнала на амплитуду Ur оказывается пренебрежимо
малым. Тогда в рамках принятых допущений воздействие
синхронизирующего сигнала можно представить как резуль-
тат подключения к PC генератора внешней синхронизиру-
ющей проводимости
* _T0(l-^+/2rHsin1|,)
с 4(1+Г^+2Гнсо8ф) ”
Ур Л Гн + созАр\ . rosinip /С 41\
k2T \ a-f-cos Ар / > k2T (a 4-cos Ар) > ' ’ '
где Уо = 1/ZO; Гн = U'c/Ur = (Рс/Л)1/2; а = (1 +
+ Гн)/(2ГН), Рс — мощность синхронизирующего сигнала;
Pj — мощность на выходе стабилизируемого генератора.
При подключении к РС проводимости Ус меняется в об-
щем случае и амплитуда, и частота автоколебаний. Иссле-
дование переходного процесса показывает, что если по его
окончании частота колебаний становится равной частоте
14?
синхросигнала <ос, то между напряжениями йс и йг уста-
навливается фазовый сдвиг ф, удовлетворяющий равенству
А У о sin ф
Дюе - <ос - (Оо щ Cp(a+cos,|,) -
_________УрШр sin ф ________ы0 sin ф
2ш0 Cpk'j- (а + cos ф) 2QBh (а + cos ф) ’ ' '
Границы полосы синхронизации определяются экстре-
мумами функции sin ф/(а + cos ф), т. е фтах = л +
+ arccos (1/а) и фт|п = л — arccos (1/а).
Ширину полосы синхронизации найдем, подставляя эти
значения в (5.42):
2Д(ос = <Oo/[QBB (а2 - 1)1/2] = 2<o0rH/[QBH (1 - П)]. (5.43)
Выражая (oo/QBH через коэффициент затягивания частоты
FOi2 (5.25), получим ширину полосыА синхронизации в виде
2Д®с = 9,6лГ0.2(Рс/Р1)1/2/(1-/>с/Р.). (5.44)
Из выражения (5.44) можно найти полосу частот, в пре-
делах которой применим метод синхронизации для стаби-
лизации частоты (в зависимости от соотношения мощностей
источника синхросигнала и стабилизируемого генератора и
степени его связи с нагрузкой).
Глава 6
КАСКАДЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
НА ТРИОДАХ И ТЕТРОДАХ
§ 6.1. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ И КОНСТРУКЦИИ
ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП СВЧ СО СТАТИЧЕСКИМ
УПРАВЛЕНИЕМ ЭЛЕКТРОННЫМ ПОТОКОМ
В диапазонах метровых, дециметровых длин волн и длин-
новолновой части сантиметрового диапазона в качестве ге-
нераторных приборов широко используют триоды и тет-
роды, имеющие специальную конструкцию. В этих приборах
управление электронным потоком, как и в низкочастотных
лампах, электростатическое.
На работу генераторных ламп в СВЧ-диапазоне влияют
инерционные свойства электронов, которые можно харак-
144
теризовать фиктивным углом пролета. Явления в ламповом
триоде можно анализировать по пространственно-времен-
ным диаграммам, т. е. зависимостям координаты х электро-
нов в межэлектродном пространстве от времени (см. § 2.2).
Для одного из возможных случаев такая диаграмма приве-
дена на рис. 6.1, а При ее построении не учитывалось вза-
имное электростатическое
расталкивание электронов, а
проницаемость лампы прини-
малась равной нулю, т. е.
считалось, что сетка полно-
стью экранирует анод от ка-
тода, в то же время оставаясь
абсолютно прозрачной для
электронов.
Как видно из рассмотрения
пространственно-временных
диаграмм, угол пролета элек-
тронами промежутка катод—
сетка (его длина dCK) больше,
чем промежутка сетка—анод
dac. Это объясняется значи-
тельно большим ускоряющим
напряжением на аноде.
Сеточный ток (рис. 6.1, в)
возникает в момент времени
tlf когда лампа отпирается.
Этот ток наводится в цепи
сетка—катод движущимися
от катода к сетке электрона-
ми и возрастает до момента
4, так как в это время уве-
личивается число таких элек-
тронов. С момента t2, когда
электроны начинают пересекать плоскость сетки и дви-
гаться к аноду, общий ток ic уменьшается, так как, удаля-
ясь от сетки, электроны наводят в сеточной цепи противо-
положно направленную составляющую тока.
С этого же момента времени t2 в анодной цепи начинает
протекать ток ia (рис. 6.1, г), наводимый электронами, дви-
жущимися к аноду. Заметим, что при работе на низких
частотах (t2 — t-^IT пренебрежимо мало, и анодный ток
начинает протекать, когда ес Е'с (рис. 6 1, б), i е. мгно-
венное напряжение на сетке превышает напряжение сдвига
Рис. 6.1. Движение электронов
в триоде с учетом их инерци-
онных свойств:
а —пространственно-временнйе ди-
аграммы; б — зависимость от вре-
мени мгновенного напряжения на
сетке (Ес —напряжение смещения,
С7с — амплитуда напряжения воз-
буждения, Ес — напряжение сдви-
га), в, г — зависимости от времени
сеточного и анодного токов
145
В момент t = t3 «передние» электроны достигают анода
и противоположно направленные составляющие сеточного
тока, наводимые электронами, которые движутся в одном
и том же направлении, но по разные стороны от сетки, ста-
новятся равными, а сеточный ток ic — равен нулю. Он оста-
ется таким до t = /4, начиная с которого ес Е’с. Анодный
ток становится равным нулю только при t = t5, когда анода
достигает последний электрон, пролетевший через плоскость
сетки при ес > Е'с. Электроны, попавшие в промежуток
катод—сетка в период времени от до /4, но не успевшие

Рис. 6.2. Эквивалентная схема
генераторного триода с учетом
индуктивностей выводов и меж-
электродных емкостей (а) и эк-
вивалентная PC (б), получаемая
при соединении электродов три-
ода в узел:
Сас, Сск, Сак — внутриламповые
емкости между анодом и сеткой,
сеткой и катодом, анодом и катодом
соответственно; La, Ьс, 4К — индук-
тивности выводов анода, сетки и
катода
Рис. 6.3. Эквивалентная схема
входной цепи генераторного три-
ода (а) и векторная диаграмма то-
ков и напряжений в этой схеме (б)
пересечь плоскость сетки, после момента t — будут тор-
мозиться полем сетки. После остановки они начнут дви-
гаться обратно к катоду. Начиная с этого момента в зави-
симости ie (/) появится обратный выброс сеточного тока,
обусловленный движением электронов от сетки к аноду и
к катоду. Сеточный ток полностью прекратится при t = te,
когда последний электрон под действием сменившего по-
лярность переменного напряжения на сетке достигает ка-
тода.
Заметим, что возвращаемые на катод полем сетки элек-
троны бомбардируют катод, отдавая ему кинетическую энер-
гию, что может вызвать его перегрев.
146
Анализ зависимостей, приведенных на рис. 6.1, показы-
вает, что если при достаточно низких частотах и принятых
допущениях количество электронов, достигших анода, равно
их числу вылетевших из катода, когда промежуток катод—
сетка открыт, то на СВЧ анода достигает тем меньшее коли-
чество электронов, чем больше угол пролета. Это ведет
к уменьшению амплитуд как импульса анодного тока, так
и его первой гармоники, что должно быть отражено экви-
валентным снижением крутизны анодно-сеточной характе-
ристики лампы. Импульс анодного тока растягивается,
угол отсечки анодного тока по сравнению с его низкочастот-
ным значением увеличивается. Это также уменьшает ампли-
туду первой гармоники анодного тока. Начало импульса
анодного тока запаздывает по времени на А/ = /2 — tlt
появляется сдвиг по фазе между управляющим напряже-
нием и первой гармоникой анодного тока. Крутизна анод-
Но-сеточной характеристики S, таким образом, не только
уменьшается, но и приобретает комплексный характер.
Выходное сопротивление лампы, которое тоже является
комплексным, возрастает.
Появление сеточного тока на СВЧ свидетельствует о не-
обходимости увеличивать в этом диапазоне частот мощность
возбуждения генератора. С увеличением угла пролета элек-
тронов или рабочей частоты растут амплитуда первой гар-
моники сеточного тока и мощность возбуждения генератора;
входное сопротивление, имеющее обычно комплексный ха-
рактер, уменьшается.
Будем считать в дальнейшем Ez = Е'с = 0. В этом слу-
чае поле сетки за время от tx до /4 является ускоряющим для
электронов, движущихся от катода к сетке, и тормозящим
для электронов, летящих к аноду.
На низких частотах все электроны, покинувшие катод
в положительный полупериод напряжения на сетке, проле-
тают плоскость сетки и достигают анода. При этом элект-
роны, движущиеся к сетке, потребляют от источника воз-
буждения через посредство ускоряющего поля сетки та-
кую же энергию, которую отдают этому источнику элек-
троны, летящие от сетки к аноду. На СВЧ потребляемая от
источника мощность может оказаться гораздо больше.
Электроны, движущиеся от сетки к аноду в течение вре-
мени от /4 до /5, продолжают потреблять энергию источ-
ника, как и электроны, возвращаемые на катод за время
от /4 до /6: сначала эти электроны, двигаясь по инерции
к сетке, тормозятся ее полем, отдавая ему свою кинетиче-
147
скую энергию. После остановки поле сетки ускоряет их,
заставляя возвратиться на катод. Дополнительная мощ-
ность возбуждения генератора расходуется частично на
разогрев катода, а частично выделяется в виде колебатель-
ной мощности в анодной РС или рассеивается на аноде.
Таким образом, пролетные явления в лампе в проме-
жутке катод—сетка ведут к снижению колебательной мощ-
ности на выходе генератора, к падению к. п. д. анодной
цепи, росту мощности возбуждения (к снижению коэффи-
циента усиления генератора с независимым возбуждением
или к увеличению необходимого коэффициента обратной
связи для автогенератора).
Как показывают расчеты, при значениях фиктивного
угла пролета промежутка катод—сетка порядка 120° лишь
половина вылетевших из катода электронов пролетают пло-
скость сетки. Остальные возвращаются на катод. Это зна-
чение угла пролета считается критическим. Гене-
ратор работает при меньших значениях этого угла. По кри-
тическому значению фиктивного угла пролета между като-
дом и сеткой может быть найдено критическое значение
длины волны, определяющее высокочастотную границу при-
менимости той или иной генераторной лампы:
xKp=3ooodCK//Z77 (6.1)
Подстановка в (6.1) длины промежутка сетка—катод
в см, а амплитуды напряжения на сетке в В дает Хкр в см.
Считается, что расчеты режимов генераторов на совре-
менных СВЧ триодах и тетродах можно с достаточной для
практики точностью проводить по хорошо известным мето-
дикам без учета пролетных явлений, если минимальная
рабочая длина волны
X>4500dCK//tT^ (6.2)
Если неравенство (6.2) не выполняется, считают, что
использование данной генераторной лампы неэффективно и
вместо нее лучше применить другую.
В СВЧ-диапазоне предельная рабочая частота генера-
торной лампы иногда ограничивается значением межэлек-
тродных емкостей и индуктивностей выводов электродов.
С учетом этих параметров эквивалентная схема генератор-
ного триода имеет вид, представленный на рис. 6.2, а.
Предельная частота генерации, очевидно, не может быть
148
выше собственной частоты эквивалентной PC (рис. 6.2, б),
получаемой при соединении выводов электродов в один
узел.
Индуктивности выводов, как и межэлектродные емко-
сти, приводят также к дополнительным потерям мощности.
Особенно характерно в этом отношении влияние индуктив-
ности катодного вывода, которая даже в удачных конструк-
циях генераторных ламп не может быть сделана малой.
На рис. 6.3, а изображена эквивалентная схема входной
цепи генераторной лампы с учетом межэлектродной емко-
сти Сск и катодной индуктивности LK. Протекающий по этой
индуктивности суммарный катодный ток первой гармоники
/к должен находиться в фазе с переменным напряжейием
(7СК, действующим между сеткой и катодом (рис. 6.3, б).
Напряжение t/K = /wLK/K опережает этот ток и напряже-
ние Uск по фазе на л/2. Входной ток /вх, определяемый
в первом приближении как ток через емкость Сск, сдвинут
по фазе относительно напряжения (/ск также на л/2. Отно-
сительно напряжения возбудителя (7ВХ = (7К + (/гк этот
ток имеет меньший фазовый сдвиг. Активная составляющая
тока обусловливает появление активной проводимости
входной цепи лампы gejl ~ co2LKSCCK, растущей с увеличе-
нием рабочей частоты и зависящей как от индуктивности
катодного вывода, так и от межэлектродной емкости сет-
ка—катод.
Рассмотрим особенности конструкции генераторных ламп
СВЧ. В метровом и длинноволновой части дециметрового
диапазонов длин волн в двухтактных схемах используют
двойные лучевые тетроды и пентоды типа ГУ-29, ГУ-32.
Их входные и выходные цепи хорошо экранированы друг
от друга. Экранирующая и защитная сетки общие для обеих
половин лампы. Их СВЧ-потенциал одинаков с потенциа-
лом катода. Это резко снижает паразитную обратную связь
через индуктивность вывода экранирующей сетки. Выводы
через стеклянный баллон для уменьшения индуктивности
делают короткими и разносят их для снижения паразитной
емкости. Лампы этого типа обладают высокими электриче-
ской прочностью и механической жесткостью. Их обычно
применяют с PC из отрезков короткозамкнутых симметрич-
ных двухпроводных линий.
Широкое применение в дециметровом и сантиметровом
диапазонах длин волн нашли металлокерамические лампы
С ’.плоскопараллельными электродами.
149
Для уменьшения угла пролета расстояния между элек-
тродами в таких лампах делают небольшими — от сотых
долей до 1 мм. Межэлектродные емкости прм этом удается
сохранить относительно малыми за счет уменьшения пло-
щади электродов. Выводы ламп имеют аксиальную форму,
04У
Рис. 6.4. Конструкция импульсного
металлокерамического триода средней
мощности:
/— анодный радиатор; 2 — анод; «?~ ка-
тод; 4 — вывод сетки; 5 — вывод катода
и подогревателя; 6 — вывод второго конца
подогревателя
их выполняют в виде
металл и чес ки х дис ков,
колец или цилиндров
достаточно большого ди-
аметра. Выводы такой
формы имеют минималь-
ную индуктивность и
обеспечивают хорошее
сопряжение с PC коак-
сиального, тороидаль-
ного или радиального
типов. В самой лампе
выводы электродов за-
жимаются между кера-
мическими кольцами и
припаиваются к ним.
Этим обеспечиваются
вакуумно-плотная гер-
метизация межэлектрод-
ных промежутков, вы-
сокие точность установ-
ки электродов и меха-
ническая жесткость.
Применение вместо стек-
ла высокочастотной ке-
рамики снижает диэлек-
трические потери и по-
вышает собственную до-
бротность PC генерато-
ров, в которые включе-
ны керамические де-
тали ламп.
В металлокерамических лампах применяются подогрев-
ные катоды, позволяющие получать (по постоянной состав-
ляющей) плотность тока 1,5 А/см2 и более. Время их разо-
грева у современных ламп не превышает 1 с.
Генераторные металлокерамические лампы средней и
большой мощности для нормальной работы необходимо
принудительно охлаждать. Поэтому к анодам ламп кре-
150
пят радиатор с ребристой разветвленной поверхностью
или с отверстиями, через которые продувают охлаждаю-
щий воздух.
Для маркировки металлокерамических ламп (например, ГИ-7Б,
ГС-16Б) используют следующие обозначения: буквы ГИ — генератор-
ная импульсная, ГС — генераторная сантиметровая; цифра, гаранти-
рующая определенный комплекс свойств в соответствии с ТУ или
ГОСТом; буква Б, означающая, что лампа нуждается в принудительном
воздушном охлаждении (буква А на этом же месте в обозначении лампы
соответствует жидкостному охлаждению).
Рис. 6.5. Конструкция маломощного
титанкерамического триода:
/— вывод анода; 2 —вывод сетки; 3—
вывод катода и подогревателя; 4 —
вывод подогревателя
Рис. 6.6. Конструкция ме-
таллокерамического тетро-
да средней мощности:
/ — радиатор; 2 —вывод анода;
3 — вывод экранирующей сетки;
4 — вывод управляющей сетки;
5 — вывод катода и подогрева-
теля; 6 — вывод подогревателя
На рис 6.4 показана типичная конструкция импульс-
ного генераторного металлокерамического триода средней
мощности с радиатором на анодном выводе. Маломощный
титанкерамический триод изображен на рис. 6.5, тетрод
средней мощности — на рис. 6.6.
В настоящее время промышленностью выпускаются ге-
нераторные лампы этого типа, позволяющие получить при
непрерывном генерировании в дециметровом диапазоне
длин волн уровни мощности в несколько сотен киловатт
151
с коэффициентом полезного действия 60—70 %. В импульс-
ном режиме они позволяют получать мощности до единиц
мегаватт
Металлокерамические лампы имеют широкий диапазон
перестройки рабочей частоты, хорошую линейность харак-
теристик, относительно низкую мощность, сравнительно
низкое постоянное анодное напряжение. Маломощные ме-
таллокерамические триоды работают на частотах до 10 ГГц.
§ 6.2. СХЕМЫ И КОНСТРУКЦИИ ГЕНЕРАТОРОВ
НА ТРИОДАХ И ТЕТРОДАХ
Ламповые генераторы СВЧ (условно будем включать
сюда генераторы коротковолновой части метрового, деци-
метрового, и сантиметрового диапазонов) в радиопередат-
чиках могут работать как в режиме генератора с независи-
мым возбуждением, так и в режиме автогенератора.
Как уже говорилось, проводимость входной цепи гене-
раторной, лампы в этом диапазоне приобретает комплекс-
ный характер и может быть довольно значительной. Это
осложняет задачу согласования входной цепи генератора
с источником возбуждения, будь то предшествующая сту-
пень передатчика (для генератора с независимым возбужде-
нием) или выходная цепь согласуемого генератора (для
автогенератора). Наиболее просто задача согласования во
входных цепях решается применением настраиваемых РС,
включающих в себя индуктивности соответствующих выво-
дов и входную межэлектродную емкость. Этим объясня-
ется широкое распространение в СВЧ-диапазоне двухкон-
турных схем генераторов, несмотря на то что их настройка
сложнее, чем одноконтурных.
Для уменьшения блокирующего влияния индуктивностей
выводов электродов следовало бы использовать в генера-
торе три контура. Эквивалентная схема РС в этом случае
должна выглядеть так, как показано на рис. 6.2, б, причем
индуктивности La, Lz и LK в реальном генераторе есть сумма
индуктивностей выводов и внешних индуктивностей, пред-
назначенных для настройки генератора на заданную рабо-
чую частоту. Однако трехконтурные генераторы чрезмерно
сложны в настройке, работают неустойчиво и поэтому прак-
тического применения не находят.
Конструкции современных генераторных ламп таковы,
что индуктивность по крайней мере одного из выводов —
или сеточного, или анодного — пренебрежимо мала. Это
152
дает возможность сделать СВЧ-потенциал одного из элек-
тродов равным нулю (заземлить). У ламп металлокерамиче-
ской серии минимальна индуктивность сеточного вывода.
Поэтому металлокерамические лампы наиболее часто вклю-
чают по схеме с общей сеткой (рис. 6.7), которая содержит
анодно-сеточный и катодно-сеточный контуры и проход-
ную емкость анод-катод Сак. Индуктивности контуров вклю-
чают в себя внешние индуктивности: сосредоточенные при
работе в длинноволновой части метрового диапазона и от-
резки линий, при работе на более коротких волнах и ин-
дуктивности анодного и катодного выводов.
В генераторах с независимым возбуждением входной
сигнал подают в катодно-сеточный контур, усиленный сни-
мают с анодно-сеточного. Коэффициент усиления в схеме
с общей сеткой ниже, чем в схеме с общим катодом, однако
такая схема устойчивее, так как проходная емкость Сак
в 50—100 раз меньше емкости Сас (через которую возможно
паразитное самовозбуждение в схе-
ме с общим катодом). Особенно
устойчивы генераторы на металло-
керамических (иногда и металло-
стеклянных) тетродах с кольцевыми
выводами. В таких генераторах
анодно-сеточный контур включают
между анодом и экранирующей
сеткой, катодно-сеточный — между
катодом И управляющей сеткой. Рис. 6.7. Схема с общей
По СВЧ обе сетки имеют нулевой сеткой
потенциал. Высокое постоянное на-
пряжение, примерно равное анодному и поданное на эк-
ранирующую сетку, снижает влияние пролетных явле-
ний, увеличивая скорость электронов. Кроме того, в тетрод-
ных генераторах достигается большое значение коэффици-
ента усиления по мощности за счет большой крутизны
анодно-сеточных характеристик и малых по сравнению с три-
одами равной мощности токов управляющей сетки.
В автогенераторах схему с общей сеткой используют
потому, что имеется конструктивная возможность заземлить
сеточный вывод. Заземлять катод нельзя из-за значитель-
ной индуктивности его вывода. Положительная обратная
связь, осуществляемая в этом случае через проходную ем-
кость Сак, может оказаться недостаточной для самовозбуж-
дения или для получения энергетически выгодного режима
автогенератора (критического или перенапряженного). По-
153
этому в большинстве случаев в конструкцию автогенера-
тора вводят дополнительные элементы обратной связи
между анодно-сеточным и катодно-сеточным контурами.
Принципиальные электрические и конструктивные схемы
двухконтурных автогенераторов и генераторов независимого
возбуждения отличаются незначительно: в генераторах с не-
зависимым возбуждением должна быть предусмотрена связь
входной (катодно-сеточной) PC с ис-
точником возбуждения, а в автоге-
нераторах — дополнительная об- Та|_|
ратная связь. /г*
Рис. 6.8. Двухтактная схема
генератора с общим катодом (а)
и эквивалентная схема его
анодной PC (б):
Рис. 6.9. Двухтактная
схема генератора с общей
сеткой
Сас, Сас — емкости половин сдво-
енного тетрода между анодом и эк-
ранирующей сеткой
В некоторых случаях генератор независимого возбужде-
ния можно выполнить по одноконтурной схеме. При этом
входная (сеточная) цепь делается нерезонансной.
Если с учетом дополнительных элементов обратной связи
реактивность, включенная между анодом и катодом, со-
хранит емкостный характер (емкость Сак на рис. 6.7), то
автогенератор по схеме будет эквивалентен емкостной трех-
164
точке. Частота генерации в этом случае определяется в ос-
новном настройкой анодно-сеточной РС. Коэффициент обрат-
ной связи и, следовательно, энергетика генератора сильно
зависят от настройки катодно-сеточной РС. Перестройка
последней слабо влияет на частоту генерации.
В генераторах коротковолновой части метрового и длин-
новолновой части дециметрового диапазона волн в качестве
РС применяют индуктивные отрезки симметричных двух-
проводных линий совместно с межэлектродными емкостями.
В этих случаях симметрия РС делает особенно удобной
двухтактную схему.
Двойные пентоды и лучевые тетроды со штыревыми выво-
дами электродов используют в длинноволновой части СВЧ-
диапазона в схеме с общим катодом (рис. 6.8, а). В двух-
тактной схеме с общей сеткой, где используют одинарные
триоды, напряжение накала на подогреватели подают че-
рез трубки-проводники катодно-сеточной линии (рис. 6.9).
Так как емкости между одними и теми же электродами
двух ламп (или половинами сдвоенной лампы) одинако-
вые, то контуры обеих схем симметричны, как это пока-
зано для анодного контура на рис. 6.8, б. Середины корот-
козамыкающих мостиков по СВЧ изолируют от корпуса
с помощью блокировочных дросселей. Выравнивающие кон-
денсаторы Св применяют для выравнивания СВЧ-потен-
циала и предотвращения излучения через трубки проводни-
ков катодно-сеточной линии. Элементы связи с источником
возбуждения и с нагрузкой могут быть выполнены различ-
ными способами, но они не должны нарушать симметрию
схемы.
Принципиальная схема однотактного лампового авто-
генератора метровых волн показана на рис. 6.10. Анодно-
сеточная РС образована индуктивным входным сопротив-
лением анодной двухпроводной или полосковой линии дли-
ной /а, внутриламповой емкостью и монтажной емкостью
«анод—корпус прибора». Необходимое автоматическое сме-
щение обеспечивается цепочкой RcCt. Разделительный кон-
денсатор Ср позволяет подключить источник анодного пи-
тания через блокировочный дроссель к началу анодной
линии. Катодно-сеточный контур АкСск включает в себя
катодный дроссель Ск, который часто выполняют из посе-
ребренной медной трубки. Щупом регулировки дросселя
можно подбирать нужное значение коэффициента обратной
связи В режиме с независимым возбуждением дроссель
должен быть заменен вторичной обмоткой ВЧ трансформа-
155
тора, с помощью которого обычно и осуществляется связь
катодной, в данном случае входной, цепи генератора с ис-
точником возбуждения. Длина проводника, образующего
Ьк, от вывода катода до заземленной точки должна быть
менее четверти длины волны.
В ламповых генераторах на металлокерамических трио-
дах с кольцевыми выводами электродов, как это уже отме-
чалось, конструктивно удобно ис-
пользовать в качестве PC корот-
козамкнутые отрезки коаксиаль-
ных и радиальных линий. Труб-
чатые проводники этих линий не-
посредственно или через кольцевые
блокировочные конденсаторы наде-
вают на выводы электродов, так
что нет необходимости в дополни-
Рис. 6.11. Генератор на
металлокерамическом три-
оде с односторонним рас-
положением PC
Рис. 6.10. Схема однотактного
автогенератора метровых волн
с общей сеткой
тельных монтажных проводах в СВЧ-цепях. Находят
применение два основных конструктивных варианта
таких генераторов: с односторонним и с двусторонним
расположением контуров. В первом случае (рис. 6.11)
анодно-сеточная линия образована внутренней поверхно-
стью анодной трубы и наружной поверхностью трубы,
надеваемой на сеточный вывод. Внутренняя поверхность
этой трубы является наружным проводником коаксиаль-
ной катодно-сеточной линии. Такая конструктивная схе-
ма особенно удобна, когда необходимо обеспечить прину-
дительное воздушное охлаждение анода лампы, при-
чем генератор имеет относительно небольшую длину, так
как обе PC — входная и выходная — расположены одна
156
внутри другой с одной стороны лампы. Генератор удобен
при эксплуатации, заменить лампу легко.
В схеме с независимым возбуждением связь с возбудите-
лем осуществляется с помощью петли связи, встроенной
в короткозамыкающий поршень катодно-сеточной линии
Рис. 6.12. Возможные варианты дополнительной обратной связи:
а — емкостно-емкостиая; б — емкостио-иидуктивная; в — индуктивно-
индуктивная; г — емкостно-кондуктивная; д — дифракционная
(индуктивная связь). Связь с нагрузкой может быть выпол-
нена любым способом (см., например, рис. 6.11). Дополни-
тельную обратную связь, требуемую в режиме автогенера-
ции, выполняют по одной из
рис. 6.12. Для подачи напря-
жений питания необходимы раз-
делительные конденсаторы, один
из которых Ср1 может представ-
лять собой металлизированное
внутри и снаружи керамическое
кольцо, к которому припаяны
контактные пружинные ламели.
Такой конденсатор надевают на
схем, изображенных на
Рис. 6.14. Схема генератора
с общей сеткой на тетроде с
кольцевыми выводами элек-
тродов
Рис. 6 .13. Короткозамыкающий пор-
шень с разделительным конденсатором:
/ «— сеточный цилиндр; 2 — тяга; 3 — ка-
тодный цилиндр
анодный радиатор. Второй разделительный конденсатор Ср2
встраивают в короткозамыкающий поршень катодно-се-
157
точной линий, конструкция которого приведена на
рис. 6.13.
Двусторонняя конструкция, для построения которой
анодный радиатор лампы необходимо снимать, не имеет
каких-либо существенных преимуществ перед рассмотрен-
ной выше и поэтому ее используют редко.
На частотах до нескольких сотен мегагерц специальные
тетроды с кольцевыми выводами электродов можно приме-
нять в схемах с общей сеткой (рис. 6.14). По СВЧ экрани-
рующая и управляющая сетки имеют один и тот же потен-
циал, так как межэлектродная емкость относительно ве-
лика. Чтобы подать напряжение
на экранирующую сетку Ес2, оба
короткозамыкающих поршня в
РС делают с разделительными
конденсаторами.
Рис. 6.16. Конструктивная схема од-
ноконтурного генератора на металло-
керамическом триоде
Рис. 6.15. Схема генератора
с общим катодом на тетроде
с инверсией выводов:
1 — входная РС; 2 — анод; 3 —
катод; 4— управляющая сетка;
5 — анодная РС; 6 — анодный
радиатор; 7 — экранирующая
сетка
Применение схемы с общим катодом возможно при ин-
версии выводов, когда кольцевой вывод управляющей
сетки располагают внутри катодного (рис 6.15). Такие
схемы обеспечивают получение коэффициента усиления
25 — 30 дБ, что в свою очередь позволяет устанавливать
электровакуумную лампу лишь в выходной ступени пере-
датчика, подавая напряжение возбуждения от транзистор-
ных ступеней. Генераторные тетроды в этом случае должны
иметь цилиндрические электроды
Если в РС генератора применить отрезки полосковых
линий, то можно выполнить схему с общим катодом без
инверсии выводов.
158
Конструкция привода одновременной перестройки вход-
ной и выходной PC генераторов обычно довольно сложна.
Генератор получается проще, если использовать только
одну PC на его выходе. Это возможно, когда активная со-
ставляющая входного сопротивления генераторной лампы
много меньше его реактивной, емкостной, составляющей,
равной 1/(<оСск). В этом случае напряжение возбуждения
подводят по коаксиальному кабелю, который подключают
к входной цепи через согласующий конический переход.
Конструктивная схема такого генератора без блокировоч-
ных и разделительных элементов показана на рис. 6.16.
Напряжение накала в нем подают через отверстия в провод-
никах конического перехода с помощью проходного изоля-
тора, который одновременно используют как опорный.
§ 6.3. РАСЧЕТ ЛАМПОВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Исходными данными для расчета обычно являются: ко-
лебательная мощность, подводимая к нагрузке Ра; рабочая
длина волны X или диапазон рабочих длин волн Xmin —
— XmaxJ тип генератора (с независимым возбуждением или
автогенератор); режим работы (непрерывный или импульс-
ный, характеризуемый частотой следования FM и длитель-
ностью ти прямоугольных импульсов, скважностью s„ =
= 1/(Fht„) или частотой следования пакетов импульсов
F„, числом импульсов пи и длительностью ти в пакете при
пакетно-импульсной модуляции).
Тип генераторной лампы выбирают так, чтобы на корот-
кой длине волны Хт;п заданного диапазона выполнялось
неравенство (6.2). Это обеспечивает энергетически выгодный
режим генератора. При этом упрощается его электрический
расчет. Учитывая потери мощности в контуре, лампу сле-
дует выбирать так, чтобы ее номинальная мощность была
не меньше той колебательной мощности Plf которую потре-
буется развить в анодной цепи: Рг = Ри/т]к.
При этом ориентировочные значения коэффициента по-
лезного действия контура в зависимости от Xmin могут при-
ниматься следующими: цк — 0,95 для Xmin =1 м; г]к =
= 0,9 для Xmin = 50 см и т], = 0,6 для Xmin = 20 см.
Для усилителя по схеме с общей сеткой Рх может быть
снижена примерно до 0,9 Рн/г]к, так как часть мощности
возбуждения — «проходная» мощность — поступает непо-
средственно в выходной контур.
159
При выборе лампы необходимо, Конечно, учитывать ее
массогабаритные характеристики, мощность, потребляемую
для питания подогревателя катода, стоимость, надежность,
время готовности к работе и другие показатели. После вы-
бора генераторной лампы производят электрический расчёт
режима ее работы, конструктивный расчет РС генератора,
а также расчет или выбор блокировочных и разделительных
элементов.
Электрический расчет. Такой расчет в большинстве слу-
чаев проводят для энергетически выгодного критического
режима. При заданной колебательной мощности и выбран-
ной лампе целесообразно рассчитывать генератор так, чтобы
Лк было максимально *>. Как известно, r]K = 1 —
— Ros/Roa.ii.x = 1 — QH/Qo- В реальных конструкциях раз-
личные виды потерь (см. § 3.2) не позволяют получать зна-
чения R03M или Qo очень высокими. Так, правильно вы-
полненные коаксиальные РС, подключенные к металлоке-
рамическим лампам, имеют собственную добротность, рав-
ную 500—1200, двухпроводные — 300—600. Собственные
добротности РС, образованных межэлектродными емко-
стями ламп и сосредоточенными индуктивностями (один
или несколько витков медного посеребренного проводника
диаметром несколько миллиметров), лежат в пределах
200—400. Поэтому целесообразно повышать цк, снижая не-
обходимое для критического режима значение R03. В реаль-
ном генераторе это получают регулированием связи с на-
грузкой.
Так как ROa = UJIA, желательно, чтобы заданная мощ-
ность была получена при малой амплитуде переменного
напряжения на аноде (7а и большой амплитуде первой гар-
моники анодного тока /а1. Поэтому выбранную генератор-
ную лампу целесообразно использовать полностью по току.
Если в справочных данных указан ток эмиссии катода 1е,
то в качестве одного из исходных данных следует задавать
амплитуду импульса анодного тока, принимая /ам =
= (0,8 0,9) 1е.
Для ламп с оксидным катодом в качестве одного из пре-
дельно допустимых эксплуатационных параметров обычно
указывают максимально допустимую постоянную состав-
ляющую анодного тока /а0доп. Расчет на полное использо-
вание выбранной лампы по току можно вести, исходя из
*’ Возможно также проведение расчета с целью получения мак-
симального общего к. п. д. t] = ЛкЛа> гДе Ла — к> п’ Д’ анодной цепи,
160
значения fa0 = /а0доп. Угол отсечки анодного тока 9 необ-
ходимо выбирать так, чтобы обеспечить большую амплитуду
первой гармоники анодного тока при достаточно высоком
значении электронного к. п. д. анодной цепи т]а. При этом
уменьшение 9 ведет к росту т)а, но /аХ уменьшается за счет
изменения коэффициента ах первой гармоники разложения
косинусоидального импульса тока, имеющего максимум
при 9 = 120°. Кроме того, увеличивается требуемое для
получения критического режима значение амплитуды на-
пряжения возбуждения Дс и мощности возбуждения Рт
(особенно в схеме с общей сеткой за счет роста «проходной»
мощности).
При расчете генераторов независимого возбуждения с об-
щей сеткой обычно принимают 9 = 90°. Для автогенера-
торов с общей сеткой «проходная» мощность не имеет зна-
чения и угол отсечки, как и для автогенераторов с общими
катодом или анодом, можно задавать в диапазоне 60—80°.
Для схем генераторов с общей сеткой характерны соот-
ношения:
1) амплитуда переменного напряжения на анодно-сеточ-
ной PC, приложенного между анодом и сеткой: t/ac = t/a +
+ иг,
2) мощность, выделяющаяся в PC, Рк ~ 0,5 (7ас/а1 =
— Рг + Рпрох. где Рх = 0,5 ТА,/аХ — колебательная мощ-
ность, создаваемая анодной цепью генератора;
3) «проходная» мощность Рпрох = 0,5 Дс/аХ;
4) мощность, потребляемая от возбудителя: Рвк =
— 0,5 Uc (/сх + /ах) = РС1 + РпрОх больше мощности, рас-
ходуемой в сеточной цепи: РС1 = 0,5 t/c/cX, на Рпрох.
Напомним также, что если значение /ам задано или опре-
делено заданным значением /а0 через коэффициент постоян-
ной составляющей разложения косинусоидального им-
пульса тока а0, то критическому режиму соответствует
коэффициент использования анодного напряжения £кр =
= UJEa, определяемый (рис. 6.17) из уравнения линии
критических режимов ia — <SKpea:
'/(1 (6'3)
Здесь SKp — крутизна линии критических режимов
в анодной системе координат. При определении этого пара-
метра используют идеализированные характеристики анод-
ного тока. Ориентировочно для металлокерамических трио-
в М. В. Вамберский и др. 161
дов SKp = (0,2 4- 0,4) S, где S — крутизна идеализирован-
ных анодно-сеточных характеристик анодного тока.
Расчет генератора на получение заданной мощности
в нагрузке. Его выполняют следующим образом.
1. Определяют по реальным характеристикам или выпи-
сывают из справочника, паспорта лампы, ТУ параметры
идеализированных характеристик анодного тока и пре-
дельно допустимые параметры генераторной лампы. Если
генератор предназначен для работы в импульсном режиме,
то определять и в дальнейшем использовать в расчетах
надо «импульсные» параметры, т. е. соответствующие ре-
альным статическим характеристикам, снимаемым в им-
пульсном режиме при больших значениях анодного тока
и напряжения Е,
Рис. 6.17. Идеализированные ста-
тические характеристики генера-
торной лампы и динамическая ха-
рактеристика 1 генератора в крити-
ческом режиме
Рис. 6.18. Зависимость ко-
эффициентов разложения ко-
синусоидального импульса
от угла отсечки
2. Задавшись углом отсечки 9 и определив коэффициенты
а0 и ОС} (рис. 6.18), по выбранному значению /ам или /а0
находят гармонические составляющие импульса анодного
тока. /О1 <3.^1 ам, /а0 ам.
3. Колебательную мощность, развиваемую анодной
цепью,
/31 = /3к-/3поох = ~- Ли,ох^0.9~ (6.4)
* к прол * F| ' *
на этом этапе расчета определяют приближенно, так как
«проходная» мощность может более чем на 25 % отличаться
от принятого в (6.4) значения, равного 0,1 Рл. Уточнение
162
может потребоваться также и в том случае, если расчет
РС даст значение т)к, существенно отличное от принятого
в соответствии с приведенными выше рекомендациями.
4. Определяют амплитуду переменного напряжения
между анодом и катодом Ёа =
5. Рассчитывают амплитуду переменного напряжения
на контуре (7ас = 2PJlai = 2Рн/(т)к/а1) и амплитуду напря-
жения возбуждения Ёс = t/ac — t/a. Эту амплитуду можно
определить также из выражения
= + <6-5>
где D — проницаемость лампы. Если найденные значения
f/c отличаются друг от друга более чем на 10 %, целесо-
образно расчет уточнить. Для этого определяют «проход-
ную» мощность через амплитуду Uz, найденную из (6.5),
р
уточняют значение мощности Pi = — Рпрох> а затем и
напряжений t/a и (7С.
6. Из выражения (6.3) рассчитывают коэффициент ис-
пользования анодного напряжения и постоянное напряже-
ние на аноде: Еа = (7а/Скр.
Полученное значение не должно превышать допустимое.
7. Находят мощность, подводимую от источника пита-
ния, Ро = Еа1а0, и рассеиваемую на аноде Р, — Ро — Plt
проверяя при этом, выполняется ли условие Ра Ёалоп.
В справочниках допустимую мощность рассеяния на
аноде приводят для непрерывного режима генерации, поэ-
тому если рассматривают импульсный режим, то подстав-
ляют Раср = Pals„. Если режим генерации пакетно-импульс-
ный, то Раср = РаЕптип„.
8. Далее рассчитывают электронный к п. д. анодной
цепи лампы т)а = Pi/P0.
9. Рассчитывают эквивалентное сопротивление анодно-
сеточного контура А?Оэ = (7ас//а1.
10. Находят постоянное напряжение смещения на сетке
Ez e S (1 -cos 0)cos 0 "* Е°’
При этом напряжение сдвига Е'а для уже известного на-
пряжения на аноде Еа может быть определено либо по при-
веденному сеточному напряжению Ес0 £' = —DEa + Ес0,
либо по напряжению сдвига Е'сн для номинального анодного
напряжения Еаа. Е’е = Е’е„ + D (Еаа — Еа).
6* 163
11. В дальнейшем по реальным статическим характери-
стикам сеточного тока находят амплитуду импульса /см
как значение сеточного тока при ес = ecmax = Ес + t/c и
= ^amin ~ Еа Uа.
Определив угол отсечки сеточного тока 0С =
= arccos | EJUZ | и соответствующие ему коэффициенты
а0 (0С) и «j (0С), приближенно рассчитывают гармонические
составляющие сеточного тока: /с0 с* О,7ао (0С) /см; Лл —
— 0,7сс2 (0С)/СМ.
Числовые коэффициенты учитывают отклонение формы
импульса сеточного тока от косинусоидальной из-за нели-
нейности характеристик этого тока.
Если в справочных данных такие характеристики лампы
не приводятся, то для ориентировочного расчета критиче-
ского режима металлокерамических генераторных триодов
СВЧ можно пользоваться соотношениями: /с0 (0,2 -ь
-ь 0,4) Iа0 и /С1 — 1»8/со.
Эти же приближенные соотношения могут быть реко-
мендованы для расчета составляющих тока экранирующей
(второй) сетки при работе генераторных тетродов в крити-
ческом режиме. Ток управляющей сетки этих ламп значи-
тельно меньше: /с0 ~ О,О5/ао.
12. Рассчитывают мощности, действующие в сеточных
цепях: колебательную Рс1, расходуемую в цепи управляю-
щей сетки, и возбудителя Рвх, а также мощность, рассеивае-
мую на сеточном сопротивлении автоматического смещения
или на внутреннем сопротивлении источника принудитель-
ного смещения Рс0 = | Ес I 7с0.
Мощность, рассеиваемая на управляющей сетке, Рс =
= РС1 — Рс0 не должна превышать допустимую Рслоп.
Так как в схеме с общей сеткой СВЧ-потенциал экрани-
рующей сетки такой же, как и управляющей, мощность,
рассеиваемая на второй сетке, Pt2 = Рс20 + 0,5С7с/с31, где
Рс20 = Ez2IzW — мощность, подводимая от источника пи-
тания экранирующей сетки; Ес2 — постоянное напряжение
на этой сетке; /с20 и /с21 — постоянная составляющая и
амплитуда первой гармоники тока экранирующей сетки.
Обязательна проверка неравенства: Рс2 sg Pz2лоп.
13. Для генератора независимого возбуждения рассчи-
тывают коэффициент усиления по мощности Кр = Рр/Р^.
При расчете автогенераторов определяют коэффициент
обратной связи, при котором обеспечивается критический
режим генератора k = 1Щиа и активную входную про-
водимость генератора gCK = /cl/t/c.
164
В соответствии с теорией двухконтурных автогенерато-
ров для схемы с общей сеткой при емкостной связи между
контурами соСак > &£ск- Чем больше левая часть этого не-
равенства, тем меньше фазовый сдвиг, создаваемый цепью
обратной связи <рк, и, следовательно, тем выше электрон-
ный к. п. д. анодной цепи, меньше расстройка PC относи-
тельно генерируемой частоты и соответственно больше т]к.
Поэтому, как уже указывалось, обычно создают внешнюю
дополнительную обратную связь, эквивалентную емкости
Сдоп, включенной параллельно межэлектродной Сак. Расчет
внешней цепи обратной связи выполняют так, чтобы ы (Сак+
+ Сд0П) = (5 -г l)kgZK.
Расчет резонансных систем генераторов. Такой расчет
производят на основании материала 3-й главы. В качестве
емкостного элемента обычно используют межэлектродную
емкость лампы. При этом необходимо сделать следующее
замечание: паспортные значения этих емкостей изготовители
приводят по результатам измерений мостовыми методами
на частотах « 1 МГц. При проектировании целесообразно
использовать значения межэлектродных емкостей, найден-
ные квазистатическим расчетом по известным конфигу-
рации и геометрическим размерам электродов и межэлек-
тродных промежутков.
Эти емкости, входящие в состав PC генератора, оказы-
ваются меньше паспортных значений внутриламповых ем-
костей.
Рассчитывая PC генераторов на металлокерамических
лампах коротковолновой части диапазона дециметровых
волн, особенно неперестраиваемых, необходимо также учи-
тывать, что внутренняя часть лампы от места подсоедине-
ния цилиндрических проводников внешних коаксиальных
линий PC до межэлектродного промежутка также представ-
ляет собой один или даже несколько отрезков коаксиальных
линий с различными (в общем случае) волновыми сопротив-
лениями. Поэтому даже если внешняя часть PC выполнена
в виде однородной линии, с учетом внутриламповой части
приходится рассчитывать более сложную систему, состоя-
щую из нескольких отрезков линий с емкостями на их сты-
ках, учитывающими неоднородности.
На рис. 6.19, а упрощенно показаны внутриламповая
(длиной /а) и внешняя (длиной /ас) части анодно-сеточного
контура при односторонней конструкции PC. Рассматри-
вая эквивалентную схему (рис. 6.19, б), можно сделать
вывод о том, что PC анодно-сеточной цепи в этом случае
165
состоит из двух короткозамкнутых отрезков линий, соеди-
ненных через последовательно включенную межэлектрод-
ную емкость Сас. Волновое сопротивление ZOa внутрилампо-
вой части определяется диаметром собственно анода d3 и
внутренним диаметром внешнего цилиндра анодной линии
dA. При расчете ZOa обычно приходится учитывать влияние
керамического кольца части корпуса лампы, которая элек-
трически разделяет сеточный и анодный выводы.
Рис. 6.19. Схемы анодно-сеточной PC с учетом внутрилам-
повой линии:
а — конструктивная, б. <з — эквивалентные
Для упрощения расчета внешней части анодно-сеточной
PC можно перейти к эквивалентной схеме рис. 6.19, в, в ко-
торой эквивалентная емкость Сас должна иметь сопротив*
ление, равное последовательно включенным сопротивле-
&
Рис. 6.20. Эквивалентная
схема PC двухконтурного
автогенератора с общей сет-
кой
нию емкости Сас и входному со-
противлению внутриламповой
линии длиной /а:
Саг = Сас/[ 1 + (oCacZ0 atg (2л Ь )] .
При расчете PC двухконтур-
ных автогенераторов с общей
сеткой и емкостной обратной
связью обычно исходят из того,
что как фазовый угол цепи об-
угол (ps, определяемый
ратной связи, так и фазовый
пролетными явлениями, равны
нулю. В этом приближении частота генерации должна
совпадать с собственной частотой общей PC генератора,
эквивалентная схема которой приведена на рис. 6.20, где
CL = Сак -4- Сдоп. Емкости С',г и ССк, если это необходимо,
определяют с учетом влияния внутриламповых отрезков
линий.
166
Как уже отмечалось, рабочая частота генератора в ос-
новном зависит от настройки анодно-сеточной РС. Ее
длину /ас рассчитывают по соотношению (3.5), при этом
вместо Со в формулу подставляются
Сэкв = Сас 4~ Сак/(1 + £)•
Это вызвано тем, что для схемы (см. рис. 6.7) должны
выполняться условия: Хк ф- Хск ф- Хак = 0 и Хск = kX.,K,
где Хас, ск,ак—реактивности, включенные в автогенера-
торе между соответствующими электродами.
Аналогичным образом определяют и длину /ск катодно-
сеточной РС, изменяя которую подбирают коэффициент
обратной связи. При этом в формуле (3.5) вместо Со нужно
подставлять емкость С^кв = (CaK/7e) — Сси.
Глава 7
КАСКАДЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
НА ПРОЛЕТНЫХ КЛИСТРОНАХ
§ 7.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ОСНОВЫ ТЕОРИИ
ПРОЛЕТНЫХ КЛИСТРОНОВ
Конструктивная схема пролетного клистрона с четырьмя
объемными резонаторами, работающего в режиме усилителя
мощности (генератора с независимым возбуждением), изоб-
ражена на рис. 7.1. Объемные резонаторы 1 (входной резо-
натор), 2, 3 (промежуточные резонаторы), 4 (выходной ре-
зонатор) связаны между собой электронным потоком. Между
Ними образуются три пролетных (дрейфовых) про-
странства. Электронный поток (л у ч) создается элек-
тронной пушкой 8. Пройдя через цепочку резонаторов, он
попадает на коллектор 6. Электронный поток фокусируется
Магнитами 7. Объемные резонаторы можно подстраивать
С помощью подстроечных элементов 5. Так как промежу-
точные резонаторы служат для улучшения характеристик
пролетных клистронов и оказывают только количественное
влияние на их работу, принцип действия и основы теории
пролетного клистрона рассмотрим для случая, когда число
резонаторов равно двум.
Усиливаемый сигнал подают на входной резонатор РС,
настроенный на частоту сигнала, который возбуждает в нем
167
электромагнитные колебания. Под их действием происхо-
дит модуляция электронов потока по скорости, приводя-
щая к его модуляции по плотности. Электронный поток
перед входом во второй резонатор оказывается состоящим
из электронных сгустков. Последние, проходя через второй
резонатор, отдают возбужденным в нем колебаниям часть
своей энергии, после чего попадают на коллектор клистрона.
При включении клистрона колебания во втором резонаторе
отсутствуют. Их возбуждение происходит за счет токов,
наводимых в резонаторе электронными сгустками.
Рис. 7.1. Конструктивная схема четырехрезонаторного
пролетного клистрона
Для дальнейшего анализа воспользуемся основными
соотношениями, полученными в § 2.3, пример 1. Можно
считать, что в выходном резонаторе развивается мощность
СВЧ-колебаний, определяемая выражением (2.39). Макси-
мальное значение этой выходной мощности получают при
X — 1,84 и sin (8о + л — <р) = 1:
РВыхтах=0,582ад. (7.1)
При этом можно определить требуемую протяженность
дрейфового пространства
s==^_o^o = 1 17.10-з^х. (7.2)
Коэффициент усиления клистрона по мощности
КР= 101g -^ = 20 1g,Пк, (7.3)
где /’вых — мощность на выходе клистрона; Рях — мощ-
ность на его входе; а = /?0,i,2/Qh 1.2 — характеристиче-
ское, а /?оэ1,2 — резонансное эквивалентное сопротивления
168
входного и выходного резонатора; Qhi,2 — нагруженные
добротности входного и выходного резонаторов; т)к — к. п. д.
выходного резонатора.
Так как обычно Vi!U1 = 5 + 8; рп ~ рэ2; QH1 > Qh2;
т)к > 0,8, то КР получают около 15 дБ.
Электронный к. п. д.
Лэ — ?вых/Ро — U1 (X)/(UqIо) — (X), (7.4)
где Ро = U0I0 — средняя мощность луча; | —
коэффициент напряженности режима. Если 1=1, а
Jj (1.84) = 0,582, т. е. имеет максимальное значение, то
Лэ max = 58,2 %. На самом деле I < 1, так как в противном
случае часть электронов будет отбрасываться от второго
пространства взаимодействия в дрейфовое пространство.
Кроме того, часть электронов оседает на стенках дрейфового
пространства (трубы дрейфа) *\ сетках резонаторов, ска-
зывается вредное действие сил пространственного заряда,
расталкивающих электронные сгустки, и влияние конеч-
ного времени пролета электронов через пространства взаи-
модействия. Все это приводит к тому, что реальные значе-
ния электронного к. п. д. получаются более низкими (ц, =
— 10 к- 25 %) и двухрезонаторные пролетные клистроны
обычно не используют на высоких уровнях мощности.
Ширина полосы рабочих частот пролетного клистрона
определяется добротностью его резонаторов. Так как доб-
ротности резонаторов, особенно входного, обычно велики,
то ширина полосы рабочих частот таких приборов неболь-
шая и составляет единицы процентов.
В выражениях (7.1) — (7.4) не учтен ряд важных фак-
торов, поэтому они имеют оценочный характер. Однако
в них могут быть введены поправочные коэффициенты, учи-
тывающие тот или иной фактор.
Вредное расталкивающее влияние пространственного
заряда, т. е. продольную разгруппировку,
можно учесть, вводя поправку на параметр группировки X
(2.38):
X' = (Х sinhs) !(hs), (7.5)
*’ Электронный поток в клистроне движется в пространстве,
ограниченном металлической поверхностью круглой цилиндричес-
кой формы. Эта поверхность образуется последовательно располо-
женными друг за другом отрезками труб, которые называются тру-
бами дрейфа.
169
где /i = (l/u0)|^eJo/(mF0fo) = l^3n-102Ji/2/[/o/4 — параметр
пространственного заряда; Jn — постоянная составляющая
плотности тока луча
Так как УeJt>l(me,ovl)) = соп, где ып — частота соб-
ственных колебаний электронной плазмы, то h = ®„/у0 =
= 2л/Хп, где Хп — плазменная длина волны Поэтому h
можно трактовать как волновое число разгруппировки.
Если hs = л, то X' — 0 и выходная мощность клистрона
близка к нулю Очевидно, что влияние разгруппировки
ограничивает длину дрейфового пространства Для учета
продольной разгруппировки в расчетные выражения вместо
X следует подставлять X'.
Влияние конечного времени пролета в пространствах
взаимодействия резонаторов 1 и 2 можно учесть, вводя
поправочные коэффициенты взаимодействия (связи) элек-
тронного потока с полем:
.. sin 0Ъ2/2
Л^ = “^Г’ (76)
где 91,2 = tod-^lvu — углы пролета пространств взаимо-
действия резонаторов 1 и 2 длиной соответственно dr и d2.
Учет этих коэффициентов приводит к уменьшению X и
РВЬ1Х, которые рассчитывают по выражениям:
PBM = U2I0Jl(X)Mi
Влияние стенок дрейфового пространства можно учесть,
вводя поправочный коэффициент % = 2 3. Действие сте-
нок приводит к уменьшению разгруппировки электронного
потока силами пространственного заряда. В первом при-
ближении можно считать, что h уменьшается в % раз.
Выражение (7 3) для коэффициента усиления с учетом
поправочных коэффициентов принимает вид
XP = 201g
АМШ J1 (X')
/GA
26Л
X
где G, = 1 /А?Оэ1 и 62 = 1 /Rna2 — активные проводимости
резонаторов 1 и 2 с учетом активных проводимостей, вно-
симых в резонаторы электронным потоком.
Для режима линейного усиления при малом входном
сцпщдр (X 1, J, (X') ~ X'/2) и при согласованной на-
грузкечна
выходе
Хр = ХРл = 20 1g .
(7-7)
UP
Из выражения (7 7) следует, что увеличивая 0О (т. е. s),
как будто бы можно увеличивать и КРл. Однако это не так.
При увеличении s изменяется также и X, т. е. сказывается
вредное воздействие механизма продольной разгруппи-
ровки. Если в (7.7) подставить выражения для 0О и X',
то Крл окажется пропорциональным sin hs и достигает
своего наибольшего значения при hs = л/2. При этом
s = А„/4 — 1,84 • 10'3t7J/2A/t71, т. е. в этом случае s полу-
чится в л/2 раз больше, чем в выражении (7.2). Это ограни-
чение приводит к тому, что у двухрезонаторного пролет-
ного клистрона Крл не превышает 15 дБ.
Для режима, при котором выходная мощность достигает
максимального значения (мощности насыщения)
(X1 = 1,84 и J. (X') = 0,582),
КР = ХРн20 1g °-158^А>. (7.8)
О» /GA
Сравнение выражений (7.7) и (7.8) в приближении, когда
пренебрегают влиянием разгруппировки (X имеет боль-
шое значение и X ~ X'), показывает, что КРл — Кри =
= 4 дБ, т. е. в режиме максимальной выходной мощности
коэффициент усиления КРн в 2,5 раза меньше коэффициента
усиления в режиме линейного усиления КРл.
Влияние продольной разгруппировки накладывает
ограничения на значения Jo и Uo пролетных клистронов.
Так как sin hs sS 1, то 1,84, т. е.
M2^7,74[t/1/x(/0l2rt70 и U30^ где S =
= /0/Jo — площадь поперечного сечения луча.
Из последних выражений видно, что плотность тока
луча не может быть выбрана очень большой и ее максималь-
но возможное значение уменьшается с увеличением длины
волны обратно пропорционально А,2. В то же время напря-
жение луча — Un должно при гом же значении Ро увели-
чиваться с ростом длины волны пропорционально А2. Это
приводит к тому, что для питания мощных клистронов де-
циметрового диапазона волн требуются очень большие на-
пряжения (до нескольких сотен киловольт). Применение
таких напряжений связано с конструктивными сложностя-
ми: необходимо увеличивать межэлектродные расстояния,
а также принимать меры для защиты обслуживающего
персонала от действия высоких напряжений и рентгенов-
ского излучения.
Рассмотренные выше двухрезонаторные пролетные кли-
строны редко используют на практике из-за низкого к. п. д.
171
и коэффициента усиления. Значения этих параметров можно
повысить, используя не два, а большее число резонаторов,
расположенных между входным и выходным резонаторами.
Промежуточные резонаторы являются ненагруженными и
обладают высокой добротностью (1000 и более). Промоду-
лированный электронный поток возбуждает в этих резо-
наторах электромагнитные колебания на частоте, равной
частоте входного сигнала. Амплитуда этих колебаний го-
раздо больше, чем на входном резонаторе Под их воздей-
ствием происходит дополнительная модуляция электрон-
ного потока, в результате которой достигается лучшая
группировка (каскадная группировка) элек-
тронного потока в сгустки, что приводит к увеличению
к. п. д. и коэффициента усиления прибора. Теоретическое
максимальное значение коэффициента 1]э для трехрезона-
торного клистрона составляет 73,8 %. При этом амплитуда
входного сигнала должна быть большой, т. е. условие
X I здесь не выполняется.
Увеличение числа резонаторов приводит к дальнейшему
увеличению т)э, но уже в меньшей степени.
Повышение к. п. д. пролетных многорезонаторных кли-
стронов может быть получено путем рекуператив-
ного торможения электронов вблизи коллектора,
когда на коллектор подают напряжение приблизительно
на 30 % меньше, чем Un. При этом уменьшается мощность,
рассеиваемая на коллекторе, в результате чего к. п. д.
увеличивается. Однако несколько возрастают токи резо-
наторов и т р у б дрейфа клистрона. Входная мощность
в режиме рекуперации может быть уменьшена на 20 %
по сравнению с обычным режимом.
Для обеспечения хорошей каскадной группировки элек-
тронного потока промежуточные резонаторы клистрона
должны быть расстроены по отношению к частоте входного
сигнала. При трех резонаторах средний расстраивают в сто-
рону более высоких частот
Многорезонаторный клистрон можно рассматривать как
последовательное соединение нескольких двухрезонатор-
ных клистронов с общим электронным потоком. При этом
очевидно, что общий коэффициент усиления такого клист-
рона будет больше. Для его оценки в дБ можно использо-
вать эмпирическое выражение
15 + 20(У-2), (7.9)
где N 2 — число резонаторов.
172
Обычно на практике W -sS 8, так как увеличение числа
резонаторов усложняет конструкцию прибора, его наст-
ройку, повышает вероятность самовозбуждения.
Как уже отмечалось ранее, пролетные клистроны яв-
ляются узкополосными приборами. Ширина полосы рабо-
чих частот клистронов определяется добротностью резона-
торов и их относительной настройкой. Обычно входной и
выходной резонаторы настраивают на среднюю частоту
входного сигнала Расстройка входного резонатора хотя
и приводит к расширению рабочей полосы частот, сопро-
вождается отражением части входной мощности, а рас-
стройка выходного резонатора не влияет на группировку
электронного потока и не имеет смысла. Расстройка проме-
жуточных резонаторов во многом определяет как ширину
полосы рабочих частот клистрона, так и группировку
электронного потока. Настройку резонаторов производят
так, чтобы получить более широкую полосу рабочих частот
или максимально возможное значение к. п. д. или коэффи-
циента усиления. Расстройкой промежуточных резонато-
ров можно получить ширину полосы рабочих частот до
10 %. Она ограничивается значениями нагруженной доб-
ротности выходного резонатора. Однако при этом значения
коэффициента усиления будут уменьшаться. Частично
этого удается избежать, если предпоследний резонатор на-
страивать на частоту немного большую, чем средняя ча-
стота сигнала. На практике настройку осуществляют с по-
мощью подстроечных элементов (см. рис. 7.1) в рабочем
(«г о р я ч е м») режиме.
§ 7.2. ПАРАМЕТРЫ, ХАРАКТЕРИСТИКИ
И ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУКЦИИ ГЕНЕРАТОРОВ
НА ПРОЛЕТНЫХ КЛИСТРОНАХ
В настоящее время пролетные клистроны находят ши-
рокое применение в мощных передатчиках СВЧ радиолока-
.Ционных, телевизионных систем и систем связи дециметро-
•вого и сантиметрового диапазонов. Они являются перспек-
тивными приборами для создания передатчиков миллимет-
рового диапазона.
Пролетные клистроны позволяют развивать очень боль-
шие мощности СВЧ-колебаний, так как в этих приборах
^электронная пушка и коллектор могут быть конструктивно
вынесены за пределы основного рабочего объема прибора
и вопросы энергетического обеспечения электронной пушки
173
и коллектора, например отвод теплоты, могут решаться
автономно.
Основные параметры усилительных пролет-
ных клистронов: средняя частота f0 (длина волны А,о), вы-
ходная мощность, коэффициент усиления, к. п. д., ширина
полосы рабочих частот. Максимальные значения выходной
мощности, которые можно получить в пролетных клистро-
нах, связаны с диапазоном длин волн, в котором они рабо-
тают. В дециметровом диапазоне при непрерывном режиме
работы выходные мощности могут достигать 1000 кВт, в сан-
тиметровом диапазоне 300 кВт, в миллиметровом 10 кВт.
При импульсном режиме работы значения выходной мощ-
ности могут принимать соответственно значения: 100 МВт
(дм); 20—30 МВт (см); 100 кВт (мм)
Значения коэффициента усиления лежат в пределах
30—55 дБ, к. п. д. до 50%, ширина полосы рабочих частот
составляет единицы процентов (не более 10 %).
Важным параметром клистронов с точки зрения проек-
тирования источников питания (импульсных модуляторов),
а также расчета режимов модуляции являются их стати-
ческое /?кс и динамическое 7?кд сопротивления:
Rkc — Uo/Io', (7.10)
о
Якд = Д[/0/Д7о= з~/?кс, (7.11)
так как /0 = pU^2-
Основными характеристиками пролет-
ных клистронов являются зависимости выходной мощности
Т’вых °т входной Рт (амплитудная или мощностная харак-
теристика); зависимость Рвых от частоты f (частотная
характеристика) и зависимость фазы напряжения
на выходе от Un или частоты f (фазовые характе-
ристики).
Амплитудные характеристики пролетного клистрона
изображены на рис. 7.2. Ход зависимостей Рвых (Рвх) на
примере двухрезонаторного клистрона можно объяснить
ранее полученными выражениями. Так как Рвх ~ U‘,
а иг = 2UnX/e0, то Рвх ~ X2; Рвых ~ т. е. Ifr, где
/21 — амплитуда первой гармоники тока выходного резо-
натора, определяемая из равенства
Т’вых = (X) = i/;/2i/2 или /-21 = 2/o</i (X).
Отсюда Рвых ~ I/, (X)]2. Зависимость Р„их (Рвх) качественно
повторяется зависимостью [Ji (X)]2 от X2. Последняя имеет
максимум при X = 1,84, что соответствует оптимальной
группировке.
174
Как видно из рис. 7.2, при определенных значениях PBS
выходная мощность также достигает своего максимального
значения. В этой области значений Рвх имеет место также
максимальное значение к. п. д. Сплошной линией на рис. 7.2
изображена амплитудная характеристика многорезонатор-
ного пролетного клистрона при расстройке промежуточных
резонаторов, штриховой — для случая, когда все резона-
торы настроены на одну и ту же частоту. Видно, что при
этом выходная мощность получается несколько меньше, чем
в первом случае, а коэффициент усиления при малых зна-
чениях, определяемый крутизной кривой, — несколько
больше. Режим без расстрой-
ки резонаторов целесообраз-
но использовать для усиле-
ния слабых сигналов.
Рис. 7.2. Амплитудные характе- Рис. 7.3. Частотные характе-
, ристики пролетного клистрона ристики пролетного клистрона:
а —в настроенном состоянии; б—«
при неоперативной перестройке
резонаторов
На том же рисунке изображена зависимость коэффи-
циента усиления Лр от входной мощности для случая рас-
строенных резонаторов. В режиме максимальной мощности
Коэффициент усиления меньше, чем при малых значе-
ниях Рвх.
На рис. 7.3 изображены частотные характеристики. Их
вид определяется настройкой резонаторов PC клистрона.
Ширина полосы рабочих частот А/ пролетного клистрона,
определяемая на половинном уровне выходной мощности,
составляет несколько процентов от f0 (рис. 7.3, а). Более
высокие значения А/ могут быть получены при некотором
увеличении входной мощности. При этом частотная харак-
теристика несколько расширяется и становится двугорбой
175
(штриховая кривая). Двугорбость кривой объясняется тем,
что условия оптимальной группировки при больших значе-
ниях Рпх наблюдаются не на частоте f0, а на частотах, не-
сколько отличных от нее.
Некоторое увеличение А/7/о (до 5 %) можно получить
при расстройке промежуточных резонаторов. Если резо-
наторы конструктивно не сос-
тавляют единое целое с вакууми-
руемой частью прибора (т. е.
являются внешними), то полосу
можно расширить также с по-
мощью подключения внешних
активных нагрузок, т. е. изменяя
добротности резонаторов. Анало-
гичный эффект можно получить,
если выходная цепь будет ши-
рокополосной, для чего можно
использовать двух- или трехре-
зонаторные системы или отрез-
ки ЗС. Клистроны с отрезками
ЗС получили название клистро-
нов с бегущей волной или тви-
стронов. Они позволяют полу-
чать ширину рабочей полосы до
15 % при к. п. д. ~50 % и коэф-
фициенте усиления 40 дБ. На
рис. 7.3, б представлена зави-
симость Рвых (/) (при Рвх = const)
при одновременной механичес-
кой подстройке всех его резона-
торов на каждую частоту в по-
одной частоты на другую можно
осуществлять с помощью одного привода, связанного со
всеми подстроечными элементами. Однако поскольку в
большинстве случаев подстроечные элементы резонаторов
не связаны механически друг с другом, процесс перестрой-
ки является весьма трудоемким, требует высокой квали-
фикации настройщика и значительных затрат времени.
Диапазон перестройки А/ = /max— fmm получается срав-
нительно небольшим и составляет 5—10 % от средней
частоты /0.
На рис. 7.4 представлены фазовые характеристики кли-
строна. Зависимость сдвига фаз между колебаниями во
входном и выходном резонаторах клистрона от напряжения
Рис. 7.4, Фазовые характе-
ристики пролетного клист-
рона*
а — зависимость сдвига фаз от
ускоряющего напряжения 4/0;
б — зависимость сдвига фаз от
ДМ
лосе А/. Перестройку с
176
(рис. 7.4, а) имеет вид
ф = ®о 4" ^/2 = ojs/Voл/2 = cos -|-л/2.
Эту характеристику можно аппроксимировать прямой
линией с крутизной d(f/dU0 ~ — 0,53 °/В. Обычные сред-
ние значения полного запаздывания по фазе в клистронах
составляют 1000—3000°. Относительное изменение фазо-
вого сдвига, вызываемое изменением напряжения At70, не-
трудно получить из последнего выражения:
Дф/Ф = — At/o/(2^o). (7.12)
Типичные значения фазовой чувствитель-
ности (изменение величины фазового сдвига на процент
изменения напряжения) 5—15°.
Рис. 7.5. Конструктивная схема трехлучевого пролетного
клистрона
Выражение (7.12) является статической характеристи
кой при фазовой модуляции. На рис. 7.4, б изображена
177
зависимость сдвига фаз от изменения частоты вблизи [п
(штриховая линия). Для значений Aflfa= ±2 % она мо-
жет быть с достаточной степенью точности аппроксимиро-
вана прямой линией (сплошная линия). Очевидно, что эта
характеристика определяется фазовыми характеристиками
резонаторов PC клистрона.
Выходную мощность пролетных клистронов можно уве-
личить, совмещая в одной конструкции несколько клистро-
нов, т. е. создавая так называемые многолучевые
клистроны. Использование одновременно несколь-
ких электронных потоков в общей PC позволяет при том же
значении ускоряющего напряжения повысить суммарный
ток и тем самым выходную мощность. Конструктивная
схема трехлучевого клистрона изображена на рис. 7.5.
Каждый из электронных лучей проходит через четыре ре-
зонатора. Резонаторы каждого горизонтального ряда свя-
заны друг с другом электронной, а вертикального — элек-
тромагнитной связью. Для расширения полосы рабочих
частот многолучевых клистронов вместо PC применяют ЗС.
Такие клистроны называются многолучевыми
клистронами бегущей волны. Многолуче-
вые клистроны могут иметь десятки лучей, фокусировка
которых осуществляется одной магнитной системой, что дает
выигрыш по мощности питания. В многолучевых клистро-
нах ускоряющее напряжение может быть в несколько раз
ниже, чем в однолучевых, поскольку эффект увеличения
мощности здесь достигается за счет увеличения суммарного
тока лучей. Первеанс в таких клистронах увеличивается
в п раз, где п — число лучей. Главным недостатком много-
лучевых клистронов является сложность их конструкции
и изготовления.
Масса, габариты, потребляемая мощность клистронных
генераторов помимо самих клистронов определяются фоку-
сирующими магнитными системами. Более выгодными с этой
точки зрения являются пролетные клистроны с электро-
статической фокусировкой (рис. 7.6), хотя масса этих
клистронов обычно на 20 % больше массы самих клистро-
нов с магнитной фокусировкой (без фокусирующей системы).
В таких клистронах поток электронов фокусируется рядом
последовательно расположенных друг за другом электро-
статических линз. Фокусировка может иметь один цикл
(если число резонаторов равно трем) или несколько цик-
лов — периодическая фокусировка (если число резонато-
ров более трех). Фокусирующие электростатические линзы
178
создаются с помощью кольцевых электродов. Эти электроды
обычно соединены с катодом. Вследствие этого входная
емкость клистрона (важный параметр при импульсном ре-
жиме работы) несколько увеличивается (приблизительно
на 15 пФ за счет каждого фокусирующего электрода).
Коэффициент усиления клистронов с электростатиче-
ской фокусировкой такой же, как и у клистронов с магнит-
ной фокусировкой, а электронный к. п. д. обычно несколько
выше. Это объясняется тем, что отработанные электроны
(медленные электроны, отдавшие свою энергию электро-
магнитному полю РС) удаляются из общего потока и осе-
дают на стенках выходного резонатора, увеличивая при
этом его ток. В клистронах же с магнитной фокусировкой
отработанные электроны удерживаются в потоке магнит-
ным полем. Это снижает потенциал потока и соответственно
электронный к. п. д.
Рис. 7.6. Конструктивная схема пятирезонаторного пролет-
ного клистрона с электростатической фокусировкой
Средняя мощность клистронов с электростатической
фокусировкой определяется способностью резонаторов рас-
сеивать теплоту. Следует заметить, что тепловые потери
выходного резонатора при плохой конструкции клистрона
могут составлять около 40 % общих тепловых потерь*1.
За счет этих потерь электронный к. п. д. может быть на
2,5—5 % ниже, чем у клистронов с магнитной фокусировкой,
а не выше, как говорилось ранее.
У клистронов с электростатической фокусировкой могут
быть получены следующие значения импульсной мощности.
При первеансе электронного потока в 1 микроперв: 300 кВт
в дециметровом диапазоне волн, 100 кВт — в десятисанти-
метровом и 10 кВт — в трехсантиметровом; при первеансе
*’ При 15 кВт средней мощности и первеансе 0,5 микроперва тем-
пература в выходном резонаторе может достигать 800 °C,
179
1,5 микроперва соответственно — 10 МВт, 1 МВт, 100 кВт.
Чем выше первеанс, тем труднее фокусировать электрон-
ный поток. При допустимом уменьшении длины резонато-
ров и увеличении диаметра потока максимальное значение
первеанса составляет около 1,5 микроперва. Ширина по-
лосы клистронов с электростатической фокусировкой со-
ставляет около 3 %, диапазон перестройки до 15 %.
Рис, 7,7, Пример конструктивного решения элементов пролет-
ных клистронов;
/ — емкостной элемент подстройки резонатора с сильфоном; 2 — выходной
резонатор PC клистрона; 3—коллектор, охлаждаемый водой; 4—выходное
устройство с окном — герметизирующим диэлектрическим диском
Преимуществом клистронов с электростатической фоку-
сировкой является то, что в них не может возникнуть ион-
ная бомбардировка катода. Если электроны ионизируют
оставшиеся атомы или молекулы газа, то образовавшиеся
ионы «убираются» поперечным электрическим полем и не
попадают на катод. Кроме того, траектории электронов
мало зависят от напряжения питания, так как при измене-
нии ускоряющего напряжения изменяется и напряжение
на фокусирующих линзах. При изменении ускоряющего
напряжения, естественно, изменяются выходная мощность,
коэффициент усиления и ширина полосы рабочих частот
клистрона. Клистроны с электростатической фокусировкой
180
являются сравнительно короткими приборами, так как на
большой длине трудно осуществлять хорошую фокуси-
ровку этим способом. Их электрическая длина не превы-
шает 1000°, а фазовая чувствительность — 5°. Следует за-
метить, что клистроны с электростатической фокусировкой
чувствительны к внешним магнитным полям и требуют
экранировки.
Как следует из описанных ранее клистронов, их основ-
ными конструктивными элементами являются помимо элек-
тронной пушки резонансная система с элементами пере-
стройки и связи и коллектор. Пример конструктивного
решения этих элементов приведен на рис. 7.7.
Рис. 7.8. Конструктивная схема
мощного импульсного трехрезо-
наторного клистрона со свинцо-
вой защитой:
/ — свинцовый кожух коллектора;
2, 3, 4— выходной, промежуточный
и входной резонаторы с подстроеч-
ными элементами: 5 — катод элек-
тронной пушки; 6 — катодная нож-
ка; 7 — бак с маслом; 5 —свинцо-
вый кожух пролетных труб с элек-
тронной пушкой; 9 — входное ус-
тройство с окном с герметизирующей
прокладкой; 10 — фокусирующие
соленоиды; 11 — выходное устрой-
ство с окном в виде герметизирую-
щего керамического конусного кол-
пака; 12 — коллектор
Как уже отмечалось ранее, для питания мощных про-
летных клистронов, особенно дециметрового диапазона
волн, требуются напряжения до нескольких сотен кило-
вольт. При таких напряжениях электроны в потоке раз-
гоняются до очень высоких скоростей и при попадании на
181
трубы дрейфа и коллектор вызывают интенсивное рентге-
новское излучение. Для защиты обслуживающего персо-
нала от облучения в конструкциях мощных клистронов
предусматривают свинцовые кожухи. Толщина таких ко-
жухов у коллектора может составлять около 50 мм, в обла-
сти труб дрейфа — около 20 мм Ускоряющее напряжение
в клистронах обычно подают на катод, а PC клистрона за-
земляют. У мощных импульсных клистронов собственно
катод укрепляют на стойке, выполненной из керамики,
например 22ХС. В результате образуется так называемая
катодная ножка, которую погружают в масляный
бак, где может размещаться и импульсный трансформатор.
Конструктивная схема такого клистрона с тремя резона-
торами и свинцовой защитой изображена на рис. 7.8.
§ 7.3. РЕЖИМЫ РАБОТЫ ПРОЛЕТНЫХ
КЛИСТРОНОВ
В большинстве случаев пролетные клистроны работают
в режиме усиления. При усилении амплитудно-модулиро-
ванных сигналов, в том числе однополосных, они работают
на линейном участке амплитудной (мощностной) характе-
ристики (см. рис. 7.2). Для получения наибольшего значе-
ния коэффициента усиления клистрон необходимо настраи-
вать на минимально возможную полосу. В режиме усиле-
ния амплитудно-модулированных сигналов к. п. д. клист-
рона приблизительно в четыре раза меньше его максимально
достижимого значения. В таком режиме большая часть
подводимой к клистрону энергии выделяется в виде теплоты
в коллекторе. Некоторое увеличение к. п. д. можно полу-
чить, снижая напряжение на коллекторе, о чем уже гово-
рилось в § 7.1. Рабочую точку обычно выбирают на сере-
дине линейного участка характеристики. Для получения
линейной модуляционной характеристики, т. е. малых не-
линейных искажений, следует применять отрицательную
обратную связь по внешней цепи Заметим, что в режиме
усиления произведение полосы пропускания на коэффи-
циент усиления является неизменным, а именно: при увели-
чении ширины полосы пропускания клистрона (расстройке
его резонаторов) коэффициент усиления уменьшается.
Если надо усиливать сигналы, промодулированные по
частоте, фазе, или импульсно-модулированные, целесооб-
разно работать в режиме максимальной выходной мощности
т. е. насыщения. В этом случае к. п. д. имеет большое зна-
182
чение, а амплитуда сигнала на выходе получается более
стабильной. При этом ослабляется паразитная амплитуд-
ная модуляция. При усилении модулированных сигналов
необходимо путем расстройки резонаторов РС достигать
необходимого значения полосы пропускания.
Выходная мощность пролетного клистрона зависит от
параметров его нагрузки. Изменение модуля коэффициента
отражения (Кстц нагрузки) и его фазы значительно меняет
выходную мощность (рис. 7.9) Видно, что выходная мощ-
ность при определенной нагрузке может на 10—20 % пре-
вышать свое номинальное значение. Следует заметить, что
при работах с большими значениями Ксти элемент связи
с нагрузкой работает в тяжелом режиме, так как часть
отраженной от нагрузки мощности рассеивается в элементе
связи. Поэтому на выходе клистрона, как отмечалось
в § 5.3, следует включать развязывающий прибор.
Рис. 7.10. Зависимость выходной
мощности умножительиого двух-
резонаторного пролетного клис-
трона от ускоряющего напряже-
ния при п = 10
Р
оых
__________I_________I_________i
/ J 4 Ксги
Рис. 7.9. Зависимость норми-
рованной выходной мощности
от # ст и нагрузки пролетного
клистрона
/ш*наихудшая фаза отражения; 2-=*
наилучшая фаза отражения
Пролетные усилительные клистроны можно использо-
вать так же, как автогенераторы. Для этого в выходной
фидер устанавливают направленный ответвитель и часть
Выходной мощности подают на вход клистрона, образуя
цепь положительной обратной связи. В эту цепь обычно
включают аттенюатор и фазовращатель, регулировкой ко-
торых обеспечивают выполнение оптимальных условий само-
возбуждения. В настоящее время применяются автогене-
раторные клистроны, у которых цепь обратной связи обра-
зована конструктивными элементами клистрона. Основные
183
параметры клистронов в режиме автогенерации приблизи-
тельно такие же, как и в режиме усиления.
Так как промодулированный по плотности электронный
поток в пролетных клистронах может содержать большое
число высших гармоник, то их можно использовать для
умножения частоты. Обычно для этой цели применяют двух-
резонаторные пролетные клистроны, которые позволяют
умножать частоту до 10 раз. С помощью умножительных
клистронов можно получить стабильные колебания в санти-
метровом и даже в миллиметровом диапазонах волн, ис-
пользуя в качестве задающих генераторы более низкой
частоты, стабилизированные на гармониках кварца. Вы-
ходная мощность таких клистронов не превышает несколь-
ких сотен милливатт, а к. п. д. мал и составляет единицы
процентов.
Выходной резонатор умножительного клистрона настро-
ен на п-ю гармонику входной частоты и, поэтому его раз-
меры много меньше размеров входного резонатора. В вы-
ходном резонаторе возбуждается напряжение
и2п = Um sin (not — <рл), (7.13)
где п — коэффициент умножения.
Для выходной мощности, используя (2.39), нетрудно
получить
Рп = [/2ДоЛ(пХ), (7.14)
где Jn (пХ) — функция Бесселя первого рода п-го порядка
от аргумента пХ.
Анализ зависимости Jn (пХ) от параметра группировки
X для различных п показывает, что основные максимумы
наблюдаются при 1,84 > X > 1. Чем больше п, тем ближе
соответствующее максимуму значение X к единице. Так как
в области максимумов функции Jn (пХ) более чувстви-
тельны к значениям X, чем функция (X), то и умножи-
тельный клистрон должен быть более чувствителен к изме-
нению ускоряющего напряжения, входной мощности и
расстройке входного резонатора. При выбранном значении
ускоряющего напряжения входная мощность подбирается
по максимальному значению выходной мощности. Зависи-
мость выходной мощности умножительного клистрона от
ускоряющего напряжения, представленная на рис. 7.10,
имеет менее монотонный характер, чем в режиме усиления.
В режиме умножения входная мощность клистрона воз-
184
растает пропорционально ла по сравнению с режимом уси-
ления клистрона с той же выходной мощностью. Это объяс-
няется тем, что с увеличением п значение параметра груп-
пировки X уменьшается [в (2.38) вместо ш следует под-
ставлять ш/я], а это приходится компенсировать увеличе-
нием Ult т. е. входной мощности.
В последнее время пролетные клистроны начали исполь-
зовать в качестве смесителей частот.
Глава 8
КАСКАДЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
НА МАГНЕТРОНАХ
§ 8.1. УСТРОЙСТВО МНОГОРЕЗОНАТОРНЫХ
МАГНЕТРОНОВ
Магнетроны следует отнести к наиболее эффективным
и широко применяемым в СВЧ-диапазоне генераторным
приборам. Это автогенераторы, которые работают на фик-
сированной частоте или с перестройкой в относительно
узком диапазоне частот (5—10 %) дециметровых, санти-
метровых и миллиметровых волн как в режиме непрерыв-
ной генерации, так и в импульсном или пакетно-импульс-
ном режиме. Достигнутые на сегодняшний день уровни
мощности в импульсном режиме составляют единицы —
десятки мегаватт в дециметровом диапазоне и десятки кило-
ватт в миллиметровом. Соответствующие значения средней
или непрерывной мощности: сотни киловатт в дециметро-
вом и десятки — сотни ватт в миллиметровом диапазонах.
К. п. д. магнетронов дециметрового диапазона достигает
75—85 %, длинноволновой части миллиметрового 15—25 %.
При укорочении длины волны к. п. д. магнетронов умень-
шается .
Значительная часть магнетронов непрерывного генери-
рования, предназначенных для использования в быту, про-
мышленности, сельском хозяйстве, работают на частотах
0,915 и 2,45 ГГц, выделенных в СВЧ-диапазоне для этих
применений. Мощности таких приборов колеблются от
десятков ватт до 100 кВт при к. п. д. до 70—80 %.
С электрической точки зрения магнетрон — это диод,
имеющий катод (с подогревателем) и массивный анод коль-
цевой формы, в теле которого размещены связанные между
185
собой и с пространством между анодом и катодом (простран-
ством взаимодействия) объемные резонаторы той или иной
формы (см. § 3.4). Эти резонаторы образуют РС магнетрона.
Катод с цилиндрической эмигрирующей поверхностью рас-
положен коаксиально вну-
три анода Постоянное
электрическое поле между
анодом и катодом имеет
радиальное направление
Прибор помещают в пос-
тоянное магнитное поле с
индукцией В, направлен-
ное вдоль оси магнетрона,
т. е. ортогонально постоян-
ному электрическому полю.
Таким образом, магнетрон
относится к приборам, ра-
ботающим в скрещенных
постоянных электрическом
и магнитном полях.
Относительная конст-
руктивная простота маг-
нетрона объясняет его тех-
нологичность, сравнитель-
но невысокую стоимость
и простоту всего магнет-
ронного передатчика Не-
маловажным является эко-
номичность и достаточно
высокий срок службы маг-
нетронов, достигающий в
тысяч часов и более. Рас-
Рис. 8.1. Конструкция восьмире-
зонаторного неперестраиваемого
магнетрона
настоящее время нескольких
смотрим основные узлы многорезонаторного магнетрона с
фиксированной частотой (рис. 8.1).
Анодно-резонаторный блок / изготов-
ляют обычно из вакуумной бескислородной меди высокой
очистки. Резонаторы блока состоят из «индуктивного» от-
верстия 2 и «емкостного» зазора — щели 3 Между щелями
находятся сегменты, над и под которыми в специально про-
резанных пазах расположены две линии связок //, электри-
чески соединяющих сегменты через один друг с другом
В магнетронах дециметрового и длинноволновой части сан-
тиметрового диапазонов используют обычно 8—12 резона-
торов, миллиметрового диапазона — до 40 резонаторов и
186
более Кроме резонаторов типа «щель—отверстие» приме-
няют также резонаторы щелевого и лопаточного типов
(см рис. 3.12)
Анодный блок является фактически корпусом прибора,
поэтому конструктивно удобно его заземлять, подавая от-
рицательное напряжение питания —Ея на катод
Катодный узел 4 (в сечении АА условно не раз-
резан) состоит из металлического керна 15, на поверхности
которого в пределах высоты анодного блока образован
эмиттирующий слой 9 Внутри катода располагается подо-
греватель 8. Выводы катода 15 и подогревателя 14, 15 про-
ходят через керамические 13 (или стеклянные) герметизи-
рующие изоляторы Рассматриваемый катодный узел имеет
аксиальную конструкцию с вертикальным выводом через
отверстие в магнитной системе, так же как изображенные
на рис. 2.17, б, в
Для того чтобы распределение СВЧ-поля по толщине
анодного блока /а было равномерным, последнюю, а сле-
довательно, п длину эмиттирующей части катода /к выби-
рают так, чтобы выполнялось неравенство
/а = /к<Х/(4-ь5). (8.1)
Анодные блоки большей толщины и соответственно более
длинные катоды применяют только в сверхмощных магне-
тронах
Радиусы анодного блока гл и катода гк определяются
рабочей длиной волны, на которую должна быть настроена
PC магнетрона, п связаны между собой соотношением
SM = га/гк = 1,5-7- 2,5 Таким образом, размеры эмитти-
рующей поверхности катода ограничены и уменьшаются
с укорочением рабочей длины волны магнетрона. Это при-
водит к тому, что плотность тока эмиссии, которую требу-
ется получить с магнетронных катодов, чрезвычайно вы-
сока, особенно в миллиметровом диапазоне длин волн, где
у магнетронов обычной конструкции она может достигать
значений 160—200 А/см2 (в импульсе).
При работе магнетрона (см § 2 3, п. 2) часть эмиттиро-
ванных катодом электронов возвращается обратно на катод
Эти электроны дополнительно разогревают его и выбивают
вторичные электроны. За счет этого явления, которое назы
вается обратной бомбардировкой, на ка-
тоде магнетрона рассеивается от 3 до 15 % мощности,
отбираемой у источника питания. Так как обратная бом-
бардировка, возникающая после начала генерации, может
187
привести к значительному перегреву катода, целесообразно
снижать напряжение накала после подачи напряжения £а
или совсем отключать питание подогревателя, возможность
чего часто предусматривается в схемах питания мощных
магнетронов.
Еще одно явление, осложняющее работу катода магне-
трона, — это искрение, возникающее у поверхности
катода, как правило, в импульсном режиме при больших
анодных токах и напряжениях. Полностью избежать искре-
ния не удается, поэтому для небольшого (в процентном от-
ношении) количества импульсов оно считается нормальным
явлением. Однако при искрении из катода вырываются
частицы эмиттирующего слоя, что с течением времени может
привести к полному разрушению катода или к недопусти-
мому снижению тока эмиссии. Обычно интенсивность искре-
ния высока в начале работы прибора, когда при подаче вы-
сокого напряжения из катода или анода выделяются пары
или газы. По мере увеличения «тренированности» прибора
газовыделение уменьшается, число искрений снижается,
снова возрастая к концу срока службы магнетрона.
Перечисленные явления: высокая плотность юка эмис-
сии, обратная бомбардировка катода и искрение — сильно
ограничивают срок службы катода, а следовательно, и всего
магнетрона.
Если конструкция катодной ножки неудачна, то проис-
ходит заметная утечка энергии СВЧ через катодный вывод
как на основной частоте, так и на ее гармониках и на
частотах паразитных видов колебаний. При этом эффекте,
если его не удается подавить внутри магнетрона, необхо-
димо для обеспечения электромагнитной совместимости
тщательно экранировать магнетронный передатчик.
Вывод энергии из магнетрона чаще всего осу-
ществляют с помощью петли связи 5, помещаемой в один
из резонаторов анодного блока. Петля связи либо соединена
с центральным проводником 10 герметизированного коак-
сиального разъема, либо переходит в штырь, электрически
возбуждающий вывод энергии, выполненный, например,
на прямоугольном волноводе. При использовании прямо-
угольных и круглых волноводов применяют также щеле-
вую связь выходного волновода с одним из резонаторов
магнетрона.
Размер магнитной системы магнетрона
часто определяет массу и габариты магнетронного генера-
тора. Современные магнетроны обычно имеют пакетирован-
188
ную конструкцию, т. е. поставляются заводом-изготовите-
лем вмонтированными в магнитную систему. В герметизи-
рующие объем прибора крышки 12 впаивают стальные по-
люсные наконечники 7 кольцевой формы, к которым плотно
прилегают полюсы постоянного магнита 6. Через отверстие
в них и в полюсных наконечниках пропускают катодную
ножку и трубку для откачки магнетрона 16. Встраивание
полюсных наконечников в корпус прибора позволяет
уменьшить длину немагнитного зазора и, следовательно,
массу магнитной системы. Для выравнивания постоянного
магнитного поля в пространстве между анодом и катодом
на керне последнего 15 крепят пермаллоевые кольца 17.
В конструкции современных магнетронов, как правило,
включают также узел перестройки частоты.
§ 8.2. ОСНОВЫ ТЕОРИИ МАГНЕТРОННЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ
В пространстве взаимодействия магнетрона, т. е. между
анодом и катодом, электроны движутся под действием двух
статических полей: электрического с напряженностью *'
Е^Ея/(гя-гк), (8.2)
(где Ея — напряжение между анодом и катодом) и магнит-
ного с индукцией В, которое направлено ортогонально
электрическому. Под действием двух сил: электрической
(2.8) и магнитной (2.9) — электрон движется по циклоидаль-
ным траекториям, если электроды магнетрона плоские
В кольцевом пространстве взаимодействия электроны дви-
жутся по эпициклоидальным траекториям. Радиус обра-
зующего эти кривые круга в соответствии с (2.12) и (2.18)
Р=^Еа/[(га-гк)В2], (8.3)
где т и е — масса и заряд электрона.
При этом, как видно из рассмотрения рис. 2.3, в зависи-
мости от соотношения анодного напряжения и индукции
постоянного магнитного поля возможны три режима работы
такого диода: докритически й, в котором 2R >
*’ Приближенный характер (8.2) определяется тем, что электроды
в магнетроне не плоские, а имеют цилиндрическую поверхность. Од-
нако ширина пространства взаимодействия га — гк мала сравнительно
с его длиной л (га + rk) по средней окружности. Поэтому погрешность
формулы (8,2) невелика.
189
> ra — гк; критический (2R = ra — гк) и з а к p и-
тический (2/? < га — гк) Если зафиксировать на-
пряжение на аноде Еа, то ток через диод, в котором элек-
троны движутся под действием скрещенных статических
полей, зависит от индукции В (рис. 8.2) Значение Вкр
определено соотношением (2.17). В системе координат
Еа—В критическим режимам соответствует парабола
(рис. 8.3), описываемая следующим выражением:
F _Вп-(г.1-гку-
“ КР 2т/е
(8-4)
Использование докритического режима для генерации
энергии СВЧ невозможно, так как эмиттированные като-
дом электроны, ускоряясь полем Е, быстро покидают про-
странство взаимодействия, отдавая кинетическую энергию
на разогрев анода.
Еа = const
Рис. 8.2. Зависимость
анодного тока диода от
индукции подмагничива-
ющего поля:
/ — область докритических
режимов: // — область за-
критически х режимов
Рис. 8.3. Парабола
критических режимов
работы магнетрона
/ —. область докритичес-
ких режимов, //—область
за критических режимов
В закритическом режиме средняя скорость электронов
(скорость центра образующего круга) направлена по каса-
тельной к поверхности катода (анода) и определяется как
скорость дрейфа электронов в пространстве взаимодей-
ствия полученным в § 2.3, п. 2 соотношением
пдр = Е/В (8.5)
В режиме генерации кроме статических полей в простран-
стве между анодом и катодом действует СВЧ электрическое
поле, соответствующее по структуре тому типу волны и
190
Рис. 8.4. Форма электронного
потока в восьмирезонаторнон
магнетроне (заштриховано)
тому виду колебаний, которые возбуждаются в резонато-
рах анодного блока. В магнетронной PC (см. § 3.4) исполь-
зуют низший тип волны, при котором в резонаторах воз-
буждаются поля с постоянной в направлении оси прибора
(по толщине анодного блока) амплитудой. Что касается
видов колебаний в магнетронной PC, то они отличаются
друг от друга фазовым сдвигом <рл = 2x,ti/N между колеба-
ниями в соседних резонаторах.
Основной для магнетрона л-вид характеризуется про-
тивофазностью колебаний в соседних резонаторах (фЛ72 —
=л). Для его получения чис-
ло резонаторов N должно быть
обязательно четным.
В пространстве взаимодей-
ствия СВЧ электрическое по-
ле с амплитудой Е™ удобно
рассматривать разложенным
на две составляющие: нор-
мальную Еп и тангенциаль-
ную Ех (см. рис. 2.10). Нор-
мальная составляющая, мо-
дулируя электроны по ско-
рости, приводит к модуляции
электронного потока по плот-
ности. Тангенциальная сос-
тавляющая СВЧ электричес-
кого поля, параллельная
направлению средней скорос-
ти электронов цдр, ускоряет
вылетевших из катода в тот момент времени, когда в
данной области пространства взаимодействия Ех было
направлено противоположно цдр. Эти электроны успе-
вают описать лишь часть эпициклоиды и попадают вновь
на катод, создавая тем самым обратную бомбардировку.
Они отбирают лишь незначительную энергию у СВЧ-поля,
а действующий в магнетроне механизм фазовой фокуси-
ровки выводит их «из игры», отправляя немедленно на ка-
тод. Действие этого же механизма приводит к тому, что
оставшиеся в пространстве взаимодействия электроны груп-
пируются в тех его областях, где направления Ех и идр
совпадают, т. е. тангенциальное поле для этих электронов
оказывается тормозящим, и энергия источника питания,
расходуемая на их ускорение, при торможении передается
полю.
какую-то часть электронов,
191
В магнетроне с цилиндрическими анодом и катодом ме-
ханизм группировки (фазовой фокусировки) заставляет
электронный поток в пространстве взаимодействия образо-
вать так называемое «колесо со спицами» (рис. 8.4). Элек-
тронная «втулка» этого колеса в прикатодной области со-
стоит из электронов, втягивающихся в «спицы», а также
попавших под действие поля Ех с ускоряющей фазой и воз-
вращающихся на катод. «Спицы» колеса — это плотные
сгустки электронов, которые вращаются вокруг катода,
пролетая емкостные щели резонаторов в моменты времени,
когда тормозящее поле Ех в них максимально. В режиме
генерации «спицы» движутся синхронно с СВЧ-полем, т. е.
^др —- (8.6)
где ифп — фазовая скорость основной пространственной
гармоники *> электромагнитного поля в РС магнетрона при
возбуждении в ней n-го вида колебаний. Количество эле-
ктронных «спиц», формирующихся в пространстве взаимо-
действия магнетрона, равно числу максимумов амплитуды
поля Ех в этом пространстве, соответствующих тормозящей
фазе этого поля. Следовательно, при работе на л-виде
число «спиц» равно Л7/2.
Найдем скорость вращения вокруг катода «колеса со
спицами», находящегося в синхронизме с п-м видом коле-
баний. За период Тп СВЧ-колебаний соответствующего
вида спица должна продвинуться от одного максимума
тормозящего поля до другого. Так как число максимумов
по длине окружности анода равно п, период обращения
«спицы» вокруг катода Тепп = пТп, откуда следует, что
угловая скорость вращения «спиц»
®ипл = 2л/л/п. (8.7)
Электрон, находящийся в «спице» на окружности сред-
него радиуса (га + гк)/2, имеет линейную скорость
vcp = rxpoyxnn=~ (ra + rK). (8.8)
В то же время скорость этого же электрона определяется
(8.5). Следовательно, (8.6) может быть выполнено при на-
*’ Естественно, что РС магнетрона можно рассматривать как ЗС
типа «цепочка связанных резонаторов», замкнутую в кольцо. Взаимо-
действие электронов происходит с основной (нулевой) пространствен-
ной гармоникой поля, так как для нее сопротивление связи макси-
мально.
192
пряжении на аноде, определяемом в первом приближении
уравнением
Е3
в (гл — гк)
(га + гк).
д \ а । к/
Отсюда следует, что
Еа~В(г*а-г?)^.
(8.9)
Выражение (8.9) нуждается в уточнении. Примем во
внимание то обстоятельство, что на электрон, синхронно
движущийся в «спице» с угловой скоростью <вспи, действуют
три силы (рис. 8.5). Это уже известные силы электрическая
и магнитная, которая в данном случае является центро-
стремительной, и центробежная сила
Рис. 8.5. Схема сил,
действующих на элек-
трон в пространстве
взаимодействия магне-
трона
Fu = mco^n„r, (8.10)
где г — радиус траектории, по кото-
рой в данный момент времени дви-
жется электрон, постепенно смещаю-
щийся от катода к аноду.
Так как рано или поздно этот
электрон в генерирующем магнетроне
должен оказаться на аноде и, отдав
свою потенциальную энергию СВЧ-
полю, принять участие в создании
анодного тока, суммарная работа
электрической и центробежной сил
должна быть больше или в крайнем
случае равна работе магнитной силы. Работа электрической
л/
силы Дэ = е£а, магнитной Ам = еВ + гк)(га — гк).
Точное определение работы центробежной силы затруд-
нено тем, что электрон внутри «спицы» движется по
сложной траектории. Результаты, дающие достаточно хо-
рошее совпадение с экспериментальными, получают при
расчете этой величины следующим образом *>:
Дц=| m.(y>lnnrdr== ~ т г*а.
гк
•’ При выводе этого выражения принимается во внимание то, что
на катоде линейная тангенциальная (направленная касательно поверх-
ности катода) скорость электронов должна быть равна нулю,
7 М, В. Вамберский и др. 193
С учетом этого вместо соотношения (8.9) получаем
Р R /г2 г2 1 1 т /О 1 1\
Сап^И(Га-Гк)~ - уу — ) . («.11)
Формула (8.11) определяет так называемое пороговое
напряжение на аноде магнетрона. При напряжениях Еа <
< Еап анодный ток равен нулю, так как все электроны,
эмиттированные катодом, возвращаются на него. Генера-
ция при этом отсутствует.
При напряжениях Еап «с Ел < Елкр выполняется усло-
вие синхронизма, анодный ток при увеличении Еа и при
фиксированном значении магнитной индукции быстро на-
растает. Электроны внутри каждой «спицы» движутся по
участкам эпициклоид, увеличивая кинетическую энергию
(за счет ускорения напряжением источника питания анод-
ной цепи) и тормозясь СВЧ электрическим полем до полной
Рис 8.6. Парабола критичес-
ких режимов и прямая поро-
гового напряжения для рабо-
чего вида колебаний магне-
трона
Рис. 8.7. Диаграмма ви-
дов колебаний восьмире-
зонаторного магнетрона:
Заштрихована область док-
ритических режимов
остановки. При этом электроны смещаются от катода к ано-
ду, теряя потенциальную энергию. После остановки элек-
троны опять разгоняются электрическим полем и вновь
тбрмозятся до полной остановки. Такие циклы повторяются
многократно, если радиус образующего круга (8.3) доста-
точно мал. Энергия, набранная на последней перед анодом
петле эпициклоиды, полностью передается аноду при соуда-
рении с ним. С увеличением Еа возрастает радиус образу-
ющего круга, а вместе с ним — энергия, затрачиваемая на
разогрев анода. Поэтому к. п. д. магнетрона уменьшается
при приближении £а к значению £акр.
194
Самовозбуждение магнетрона начинается при Ея —Е ,п.
С ростом Ея амплитуда (и мощность) генерируемых СВЧ-
колебаний увеличивается по мере увеличения плотности
электронов в сформированных «спицах». Лишь при доста-
точно больших Ея плотность электронов возрастает на-
столько, что границы «спиц» начинают размываться за счет
электростатического расталкивания (разгруппировки) элек-
тронов. При этом рост мощности СВЧ, генерируемой магне-
троном, замедляется.
Сказанное выше иллюстрируется диаграммой, построен-
ной в плоскости Ея — В для одного из рабочих видов коле-
баний (рис. 8.6). На эту диаграмму, кроме прямой Еяп —f (В),
рассчитанной по (8.11), нанесена
также парабола критического ре-
жима (8.4). Как видно, при В = ВГ
диапазон рабочих напряжений на
аноде лежит в пределах от Ел до
Е& = Еа кр (BJ. При Ва > Ва2
магнетрон переходит в докрити-
ческий режим, генерация срыва-
ется.
Точка касания прямой Вап с
параболой критического режима
(координаты Bamtn и BmIn) опреде-
ляет, очевидно, минимально воз-
можные для магнетрона значения
магнитной индукции и анодного напряжения. Из сопос-
, тавления (8.11) с (8.4) получаем:
£am,n= J 7(^4= (8Л2)
Вт1п = 2^^Д1(8.13)
На рис. 8.7 представлена диаграмма видов колебаний
восьмирезонаторного магнетрона. Видно, что ниже всех
расположена прямая, соответствующая пороговому напря-
жению основного для магнетрона л-вида колебаний (п = 4).
При фиксированном значении магнитной индукции л-вид
является самым низковольтным. Чтобы не возбуждались
паразитные виды колебаний, достаточно, очевидно, при
фиксированном значении индукции установить напряже-
ние на аноде больше порогового для л-вида, но меньше
порогового для ближайшего паразитного вида, имеющего
номер п = (А7/2) — 1.
7* 195
Рис. 8.8. Траектории дви-
жения электронов в «спи-
це»
Движение электронов во вращающихся синхронно с СВЧ-
полем «спицах» очень сложное. На рис. 8.8 показаны траек-
тории трех электронов в системе координат, вращающейся
вокруг центра катода с угловой скоростью <оспл.
Невозможность достаточно полно учесть особенности
траекторий всех электронов в пространстве взаимодействия
магнетрона приводит к тому, что, изложенные выше основы
теории магнетрона не являются’точными. Однако они до-
статочны для практической работы радиоинженера.
§ 8.3. ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ
МНОГОРЕЗОНАТОРНЫХ МАГНЕТРОНОВ
Основными параметрами магнетронов яв-
ляются рабочая частота f0 или диапазон рабочих частот
для перестраиваемых магнетронов и колебательная (по-
лезная) мощность Р (непрерывная или импульсная). Если
магнетрон предназначен для работы в импульсном режиме,
то к его параметрам относят также максимальную и мини-
мальную допустимые длительности импульса, максимально
допустимую частоту повторения импульсов или максималь-
нодопустимый коэффициент заполнения при работе пакетно-
импульсными посылками (отношение суммарной длитель-
ности импульсов в пакете к периоду повторения пакетов).
Важным параметром магнетрона является его к. п. д.
Полный к. п. д. магнетрона т] = ПэЛк определяется про-
изведением электронного к. п. д. i%, т. е. к. п. д. процесса
преобразования энергии источника анодного питания в энер-
гию колебаний, и к. п. д. PC магнетрона цк. Последний
параметр зависит от рабочей частоты и лежит в пределах
0,9—0,95 для дециметровых магнетронов и 0,6—0,65 для
магнетронов миллиметрового диапазона волн.
Значение электронного к. п. д. магнетрона зависит от
режима его работы. Потенциальная энергия электрона, ко-
торую он теряет, пересекая пространство взаимодействия,
Un = I е | Ел. Попадая на анод, электрон передает ему ту
кинетическую энергию, которая определяется его ско-
ростью в момент соударения, т. е. Тк = В худшем
с энергетической точки зрения случае электрон имеет при
этом максимально возможную скорость, т. е. скорость его
движения в верхней точке петли эпициклоиды. В свою
очередь эта скорость вдвое больше скорости центра обра-
зующего круга: Umax == 2идр. Следовательно,
196
2mEl
7\ = m7----H2 • Разность U„ — Тк идет на генерацию
a Va~ rк)
СВЧ-колебаний. Поэтому
_ L/n — TK tn” ______Ea /g 1 л\
Пэ~ Un e B*(ra-rKy
В соответствии с (8.4) 2 (m/e)/(ra — rK)2 = B'^/E акр.
Подставив это соотношение в (8.14), получаем
(8.15)
В формуле (8.15) значение Вкр соответствует по пара-
боле критического режима рабочему напряжению магне-
трона Еа, а £акр — рабочему значению индукции В.
Как видно из (8.15), к. п. д. магнетрона может быть
очень высоким. И действительно, магнетронные генераторы
являются самыми эффективными источниками энергии СВЧ.
Так, например, т] магнетро-
нов, работающих на f0 =
= 2,45 ГГц, приближается к
90 %. В миллиметровом ди-
апазоне, где возрастают не-
учитываемые (8.15) потери,
а т]к уменьшается, полный
к. п. д. магнетронов лежи!'
в пределах 20—30 %.
Рабочие харак-
теристики магнетро-
на — это его вольт-амперные
характеристики, которые сни-
маются при работе магнетро-
на на согласованную нагруз-
Рис. 8.9. Рабочие характерис-
тики магнетрона:
Pl > Р2 > Р-,; В, > В2 > В2; гр >
> Т]2 > "Из, Л > f2 > fa
ку и при постоянных значе-
ниях магнитной индукции В; зависимости при тех же
условиях колебательной мощности Р, к. п. д. и частоты
генерируемых колебаний от постоянной составляющей
анодного тока /а. Эти зависимости, как и вольт-амперные
характеристики при В = const, представляют в коорди-
натах /а — £а в виде линий постоянных значений Р, т], /
(рис. 8.9).
Анализируя ход рабочих характеристик, следует иметь
в виду, что магнитную индукцию в рабочем режиме изме-
нить невозможно. Поэтому выбор рабочей точки произво-
жу
дят на кривой, соответствующей рекомендуемому значе-
нию В.
При движении по кривой В ~ const с ростом £а резко
растет анодный ток. Динамическое сопротивление магне-
тронов /?мд — &EJ&1* ls=const лежит обычно в пределах
50—150 Ом.
С увеличением Еа и соответственно /а (при В = const)
генерируемая мощность Р растет, что легко объясняется,
поскольку Р = При этом к. п. д. магнетрона сна-
чала также немного увеличивается (уплотняется группи-
ровка электронов в «спицах» за счет увеличения амплитуды
СВЧ электрического поля), а затем незначительно умень-
шается в основном из-за разгруппировки «спиц» силами
электростатического отталкивания.
При смещении рабочей точки вдоль кривой с В = const
происходит изменение генерируемой частоты. Это явление
называется электронным смещением часто-
т ы (ЭСЧ) и количественно оценивается по изменению ра-
бочей частоты в МГц на 1 А изменения анодного тока.
У обычных (нестабилизированных) магнетронов сантимет-
рового диапазона ЭСЧ достигает нескольких МГц/A. При-
чина этого явления в том, что электронная проводимость
магнетрона, кроме отрицательной активной составляющей,
имеет и реактивную — емкостную составляющую. Наво-
димый на сегментах анодного блока СВЧ-ток также имеет
емкостную составляющую, соответственно сдвинутую по
фазе относительно тормозящего электрического поля. Мо-
мент прохождения центров электронных «спиц» через цент-
ры щелей PC несколько отстает от максимумов поля в ще-
лях, что эквивалентно увеличению эффективной емкости
PC магнетрона. Поэтому частота генерации ниже собствен-
ной частоты PC на л-виде. С ростом /а (при увеличении £а)
растет определяемая формулой (8.5) одр. Условие синхро-
низма (8.6) в соответствии с (8.9) должно выполняться на
более высокой частоте. Емкостный сдвиг по фазе между
наведенным током и тормозящим полем уменьшается, а ра-
бочая частота растет, как показано на рис. 8.10, для паке-
тированного магнетрона.
Левая и нижняя заштрихованные области на рис. 8.9
являются нерабочими, так как в них генерация магнетрона
неустойчива. Справа и сверху рабочие характеристики огра-
ничены из-за возникновения искрений.
При импульсной работе магнетрона положение рабочей
точки на одной из характеристик, так же как и ЭСЧ, опре-
198
деляют не только амплитуду импульса анодного напряже-
ния, но и допустимое изменение этого напряжения во время
импульса. Обычно, исходя из требуемой стабильности ча-
стоты магнетронных генераторов, допускают изменение
анодного напряжения во время импульса не более чем на
1—3 %. Заметим, что, как правило, довольно жесткие тре-
бования предъявляют и к времени нарастания и спада
анодного напряжения. Если это время сравнительно велико,
возможно возбуждение паразитных низковольтных видов
колебаний. Их прямые пороговых напряжений не приве-
дены на рис. 8.7, но они дол- ср
жны быть расположены ниже ?sg<>
прямой с п = 4.
Рис. 8.10. Электронное
смещение частоты магне-
трона
Рис. 8 11. Нагрузочные харак-
теристики магнетрона:
Р, > -Р2 > н, > Р4; г д?2 । > । ।
Нагрузочные характеристики магне-
тронов (рис. 8.11) снимают при номинальных значениях
магнитной индукции В и анодного тока /а. Магнетрон при
этом работает на нагрузки, коэффициент отражения кото-
рых Г = Ге/Ч>н меняется как по модулю (от 0 до 1), так и
по фазе (от 0 до 360°). В таких условиях, как и у всех авто-
генераторов СВЧ с РС, у магнетрона наблюдают явление
затягивания частоты. Рабочая частота передатчика может
резко изменяться за счет эффекта длинной линии (см § 5 3)
Не остается постоянной и колебательная мощность Нагру-
зочные характеристики магнетронов изображают в виде
кривых постоянных значений частоты и мощности Эти
кривые наносят на круговую диаграмму, по радиусу кото-
рой откладывают модуль коэффициента отражения (или
Ксту от 1 до оо), а по углу — его фазу.
Заштрихованная часть диаграммы является нерабочей.
.Работа магнетрона здесь неустойчива по частоте, кривые
Л/ = const расположены слишком близко друг к другу.
199
Важным параметром магнетрона является коэффи-
циент затягивания частоты Fr, опреде-
ляемый как абсолютное максимальное изменение генери-
руемой частоты при изменении фазы коэффициента отра-
жения нагрузки на 360° и фиксированном значении его
модуля, равном 0,2 (Ксти = 1.5). У обычных магнетронов
десятисантиметрового диапазона Fr достигает 10—15 МГц,
у магнетронов трехсантиметрового—15—20 МГц.
Как видно из рис. 8.11, при работе на не полностью
согласованную нагрузку, если правильно подобрать <рн,
может быть получена большая мощность, чем при Г = 0.
Это обстоятельство используется практически. На выходе
магнетрона в фидерном тракте устанавливают рассогласо-
ватель с регулируемыми модулем и фазой коэффициента
отражения. Если магнетрон работает на нагрузку, соот-
ветствующую окрестности точки А, это означает, что полу-
чен режим максимальной мощности-. При изменении <рн
примерно на 180° (точка Б) можно получить за счет сни-
жения мощности режим с более высокой стабильностью
частоты, так как кривые А/ = const в окрестностях точки Б
проходят менее густо. Стабильность самого режима, его
независимость от изменений полезной нагрузки достигается
только при включении после рассогласователя развязыва-
ющего прибора — вентиля или циркулятора (см. гл. 14).
§ 8.4. СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ МАГНЕТРОНЫ
И МАГНЕТРОНЫ С ПЕРЕСТРОЙКОЙ ЧАСТОТЫ
К наиболее существенным недостаткам обычных много-
резонаторных магнетронов следует отнести сравнительно
низкую стабильность их рабочей частоты (<^10*3 с учетом
как ЭСЧ, так и затягивания частоты) и трудности, связан-
ные с перестройкой рабочей частоты Эти недостатки в из-
вестной степени преодолеваются в современных разновид-
ностях магнетронных генераторов.
1. Стабилизированные магнетроны. Повышение стабиль-
ности частоты генерируемых колебаний требует увеличения
эталонности и нагруженной добротности PC магнетрона.
При этом, чтобы оставалось высоким значение полного
к. п. д. магнетрона, нельзя допускать уменьшения к. п. д.
его PC т)к = 1 — QH/Qo- Это означает, что, оставляя связь
с нагрузкой достаточно сильной, необходимо увеличивать
собственную добротность Qn PC магнетрона. Возможности
такого увеличения в рассмотренных ранее типах анодно-
20Q
9 р 1 2
Рис. 8.12. Конструкция коаксиального
магнетрона с механической настройкой
частоты
резонаторы с колебаниями типа
резонаторов может быть очень
резонаторных блоков весьма ограничены: структура полей
в них определена требованиями обеспечить максимум взаи-
модействующей с электронным потоком компоненты Ех,
а объем резонаторов жестко связан с рабочей частотой.
Одним из известных способов стабилизации частоты
автогенераторов с РС является применение внешних высоко-
добротных резонаторов
(см. § 5.4). Этот способ
и используют в коакси-
альных и обращенных
коаксиальных магнетро-
нах (КМ и ОКМ), в кон-
струкцию которых вхо-
дит высокодобротный
стабилизирующий резо-
натор, сильно связанный
с «внутренней» РС маг-
нетрона. Энергию выво-
дят из этого резонатора.
Таким способом удается
значительно увеличить
QH общей РС магнетрона
без уменьшения щ В
качестве высокодоброт-
ного стализирующего
резонатора применяют
полуволновые цилинд-
рические (см. §3.4) или
коаксиальные объемные
Я011. Добротность таких
высокой — до нескольких тысяч. Их легко перестраивать
изменением длины с помощью бесконтактных поршней.
' Особенно наглядно преимущества этих приборов про-
являются в коротковолновой части сантиметровых и в об-
ласти миллиметровых волн. По сравнению с обычными
магнетронами КМ и ОКМ имеют примерно на порядок
более высокую стабильность частоты (ЭСЧ уменьшается
в 10 раз и более, коэффициент затягивания частоты — при-
мерно в 5 раз); в несколько раз хвеличивается срок их
службы; к. п. д. и мощность при прочих равных условиях
увеличиваются на 20—30 %. Диапазон механической пере-
стройки КМ и ОКМ также несколько больше (до 15—20 %).
На рис. 8.12 показана конструкция КМ. Снаружи анод-
но-резонаторного блока лопаточного типа 4 расположен
201
стабилизирующий коаксиальный резонатор 3, длина кото-
рого / = Хв/2 определяется длиной волны в коаксиальном
волноводе, работающем на волне типа Нп. Структура поля
при возбуждении резонатора на волне типа Н011 такова,
Рис. 8.13. Упрощенное изображе-
ние конструкции ОКМ:
/—лопатки анодного блока, 2— вывод
катода, 3 — щели связи анодных и
круглого резонаторов, 4 — выходной
волновод, 5 — вакуумное окно с диа
фрагмой связи, 6 — круглый стабили
знрующий резонатор, 7 — кольцевой
катод; 8 — перестраивающий поршень
что амплитуда полей по
углу остается постоянной.
У внутренней стенки резо-
натора магнитное поле на-
правлено вдоль его оси,
т. е. так же, как и в резо-
наторах 5 анодного блока.
Их связь со стабилизиру-
ющим резонатором легко
осуществляется через щели
6, которые в количестве
N/2 прорезают симметрич-
но во внутренней стенке
этого резонатора. При ра-
боте магнетрона на л-виде
колебаний связанными со
стабилизирующим оказыва-
ются те резонаторы, в ко-
торых колебания синфазны.
Это увеличивает устойчи-
вость работы КМ без при-
менения связок, что осо-
бенно важно в коротковол-
новой части СВЧ-диапазо-
на. Бесконтактный поршень
1 предназначен для пере-
стройки рабочей частоты
магнетрона. На его внеш-
ней относительно объема резонатора поверхности размещен
поглотитель 9, который подавляет нежелательные виды
колебаний в нерабочей части резонатора и уменьшает па-
разитное излучение с торца магнетрона. Вблизи катода 7
размещен поглотитель излучения 8. Выходное устройство
выполнено на волноводе 2 с участком, трансформирую-
щим сопротивления
В ОКМ, применяемом в миллиметровом диапазоне волн,
катод располагают снаружи анодно-резонаторного блока
(рис. 8.13). В результате эмигрирующая поверхность ка-
тода увеличивается, что увеличивает мощность и долго-
вечность приборов.' Стабилизирующий резонатор — круг-
202
Рис. 8.14. Конструкция ме-
ханизма перестройки магне-
трона с помощью емкостной
коронки
лый (цилиндрический), помещен внутри анодно-резонатор-
ного блока и возбуждается на волне Нои. Связь его с резо-
наторами анодного блока такая же, как в КМ. Отбор энер-
гии в ОКМ осуществляется с помощью волновода, связан-
ного со стабилизирующим резонатором через вакуумное
окно в его торце. Длина резонатора также должна быть
равна Хв/2.
2. Механическая перестройка. Механическая перестрой-
ка магнетронов долгое время использовалась лишь для
медленной неоперативной подстройки рабочей частоты.
В настоящее время разработаны
механизмы быстрой перестрой-
ки частоты как обычных, так и
коаксиальных магнетронов, ко-
торые обеспечивают скорость
перестройки порядка нескольких
тысяч циклов в секунду, а на-
иболее быстродействующие из
них — до 10е цикл/с.Эти меха-
низмы имеют высокую надеж-
ность, созданы достаточно про-
стые и точные системы отсчета
частоты. Все это позволяет не
только подстраивать (или мед-
ленно перестраивать) частоту
генерации, но в импульсном режиме изменять ее от имп-
ульса к импульсу, осуществлять частотную модуляцию.
Перестройка частоты в обычных магнетронах произво-
дится наиболее часто тремя методами, которые сводятся
к изменению резонансной частоты PC магнетрона: измене-
ние эквивалентной емкости PC магнетрона; изменение ее
эквивалентной индуктивности; комбинированный метод —
одновременное изменение обоих эквивалентных парамет-
ров PC.
При первом методе изменяют обычно емкость связок,
для чего в вакуумированный объем прибора (рис. 8.14)
вводят емкостную коронку 1 — кольцо с вырезанными
в нем канавками. Оно может перемещаться вверх или вниз
относительно связок 2. Передачу возвратно-поступатель-
ного движения в вакуумированный объем прибора произ-
водят через сильфон 3, изготовляемый из нержавеющей
стали. Этот способ неприменим для магнетронов высокого
уровня мощности, так как существенно снижает электри-
ческую прочность прибора.
203
Для перестройки магнетронов с использованием второго
метода в «индуктивные» отверстия резонаторов анодного
блока вводят медные штыри, закрепленные на кольцевой
коронке. Последнюю размещают над анодным блоком;
Рис. 8.15. Упрощенная
конструкция магнетрона
с вращательной пере-
стройкой:
I — вал электропривода; 2—
подшипники; 3 — вал диска;
4 — зубчатый настроечный
диск, 5 — герметизирующая
верхняя крышка корпуса;
6 — анодно-резонаторный
блок; 7 — катодный узел;
8 — элементы магнитной
муфты
возвратно-поступательное переме-
щение на нее передается через
сильфон Ход коронки для пере-
стройки частоты на 8—10 % сос-
тавляет обычно несколько милли-
метров. При использовании такого
элемента на высоком уровне мощ-
ности штыри надо охлаждать.
Рис. 8.16. Схема вибрационного
механизма перестройки коак-
сиального магнетрона:
1—мотор электропривода; 2 — ко-
ленчатый вал с эксцентриком; 3—
механизм отсчета частоты; 4 — ша-
ровой шарнир, 5 — детали меха-
низма, связанные резьбовым сое-
динением; 6 — зубчатое колесо чер-
вячной передачи, 7—сильфон; 3—
выходное устройство с вакуумным
окном; 9—катод, 10 — лопатки анод-
ного блока; 11 — поршень резона-
тора; 12 — червяк медленной пере-
стройки; 13 — гибкая диафрагма
При комбинированном способе перестройки используют
металлический диск с зубцами по окружности. Число зуб-
цов равно числу резонаторов в анодном блоке. Зубчатый
настроечный диск вращается над резонаторами (рис. 8 15),
емкость и индуктивность которых изменяются при про-
хождении над ними зубцов диска. При этом частота пере-
страивается на 5—8 %. Количество циклов перестройки
за один оборот диска равно числу резонаторов в анодном
204
блоке. Легко подсчитать, что если электромотор привода
вращается со скоростью 1800 об/мин, а магнетрон имеет
10 резонаторов, то скорость изменения частоты составляет
300 цикл./с. Ось настроечного диска имеет магнитную
связь с приводом, расположенным вне вакуумированного
об,ъема прибора. Такая перестройка называется враща-
тельной (роторной), максимальная скорость изменения ча-
стоты с ее использованием — до нескольких тысяч циклов
в секунду.
Для передачи возвратно-поступательного перемещения
на емкостные или индуктивные коронки обычных магнетро-
нов или на поршни резонаторов КМ и ОКМ используют
механизмы с зубчатыми передачами или гидроприводы.
При этом для относительно быстрой перестройки требуется
большая мощность. Максимальная скорость перестройки
не превышает 1—2 цикф/с для зубчатых передач и
50—60 для гидроприводов.
Широко используемый вибрационный механизм пере-
стройки при его применении в КМ показан на рис. 8.16.
Такие механизмы обеспечивают скорость перестройки не-
сколько сотен циклов в секунду
Пьезоэлектрический метод перестройки обеспечивает
самую высокую скорость, большую долговечность при
простоте устройства, малых массе и габаритах, отсутствии
сильфонов и движущихся деталей. Пьезоэлектрический
датчик, расположенный внутри магнетрона, выполняют
в виде двухслойной консоли. Ее верхний и нижний слои
при приложении напряжения поляризуются в противопо-
ложных направлениях, так что если верхний слой расши-
ряется, то нижний сжимается, в результате чего консоль
изгибается. Закрепленная на конце консоли индуктивная
коронка (например, в обычном многорезонаторном магне-
троне) перемещается, вызывая изменение генерируемой
магнетроном частоты.
Магнетроны можно перестраивать и с использованием
внешней PC. Такую перестройку применяют в приборах
непрерывного генерирования малой и средней мощности.
В этом случае, кроме основного с противоположной стороны
анодного блока, выполняют дополнительное выводное уст-
ройство, к которому подключают короткозамкнутый реак-
тивный шлейф. Его длину можно изменять перемещением
короткозамыкающего поршня При этом будет изменяться
реактивное сопротивление, вносимое в PC магнетрона,
а следовательно, и его частота Этот способ можно приме-
205
Рис. 8.17. Электрическая схема
включения МНН (с заземленным
анодом):
1 = эмиттирующий катод; 2 - уп
равляющий электрод; 8 — выход на
внешнюю' PC; 4 —анодный блок
(встречно-штыревая ЗС); 5—холод-
ный катод; 6 — магнитная система
Рис, 8.18. Конструктивная схема
МНН:
/«эмигрирующий катод; 2 —накаль-
ный вывод; 3 — управляющий элек-
трод; 4 — кольца, образующие основа-
ние ЗС; 5 —холодный катод и второй
накальный вывод; 6 — штыри ЗС; 7—
кольцевые керамические элементы
корпуса
нить для быстрой перес-
тройки частоты генерации,
если использовать соответ-
ствующий механизм для
быстрого изменения длины
реактивного шлейфа. В час-
тности, возможна электри-
ческая перестройка длины
шлейфа при включении в
него электрически управ-
ляемых фазовращателей —
ферритовых или на р-1-п-
диодах.'
3. Магнетроны, настра-
иваемые напряжением
(МНН). Наличие у обыч-
ных магнетронов ЭСЧ по-
казывает, что в них прин-
ципиально возможна пере-
стройка частоты путем из-
менения напряжения на
аноде. Магнетронные PC
имеют Q„ — 100 -г- 200,
поэтому максимальная от-
носительная перестройка
частоты при изменении £а
не превышает 0,1—0,3 %.
Кроме того, малые значения
/?мд приводят к резкому
изменению 1а и Р при из-
менении Еа. Чтобы полу-
чить большие изменения
частоты генерации, необхо-
димо значительно умень-
шить нагруженную доброт-
ность PC магнетрона и,
кроме того, ограничить
анодный ток, чтобы стаби-
лизировать генерируемую
мощность.
Эти требования выпол-
нены в МНН, называемых
также митронами. В них в
качестве анодного блока
206
в)
используют встречно-штыревую ЗС, замкнутую в кольцо
Эта широкополосная ЗС помещается во внешний низко-
добротный резонатор, с которым имеет сильную связь.
Нагруженная добротность внешней PC не превышает нес-
кольких единиц. Для ограничения анодного тока эмигри-
рующий электроны катод вынесен из пространства взаи-
модействия, которое образовано в МНН встречно-штыревой
ЗС и холодным («ложным») катодом, размещаемым в цен-
тре ЗС. К холодному катоду
относительно заземленной ЗС
прикладывают напряжение —
£а. Изменение этого напря-
жения слабо влияет на анод-
ный ток и генерируемую мощ-
ность, но сильно изменяет
частоту генерации. Анодный
ток и мощность в основном
определяются режимом эмит-
тирующего катода и регули-
руются напряжением на уп-
равляющем электроде, выне-
сенном из пространства вза-
имодействия
На рис. 8.17 приведена
электрическая схема включе-
ния МНН, конструктивная
схема которого показана на
рис. 8.18. Кольца 4, образую-
щие основание ЗС, являются
СВЧ-выводами прибора и сое-
диняются с внешней низкодоб-
ротной PC, в качестве кото-
рой используют короткозам-
Рис. й.19. Варианты включе-
ния МНН в низкодобротную
внешнюю PC:
а — тороидальную или радиальную
(/, 2, 3 — выводы накала, управля-
ющего электрода и холодного катода
соответственно, 4 — внешняя PC);
б — из двух короткозамкнутых от-
резков П-волновода н участка связи.
в — образованную емкостью МНН и
короткозамкнутым отрезком волно-
вода (/—ступенчатый трансформа-
тор сопротивлений)
кнутые отрезки П-образных или прямоугольных волноводов,
тороидальные и радиальные PC. Варианты соединения МНН
С различными внешними PC даны на рис. 8.19. В схеме
(рис. 8.19, б) используют две PC, выполненные из отрезков
Широкополосного П-образного волновода, замкнутых на
одном конце и нагруженных на другом на МНН, представ-
ляющий собой эквивалентную емкость См, и на неоднород-
ность, образованную устройством связи с эквивалентной
емкостью Ссв. Длины этих PC 1г и 12 меньше Хв/4. Линия
связи при соответствующем подборе ее длины — /св обеспе-
чивает широкополосную перестройку генератора. При ис-
207
пользовании схемы, представленной на рис. 8.19, в, полоса
перестройки определяется широкополосностью ступенча-
того трансформатора сопротивлений, через который осуще-
ствляется переход от короткозамкнутого суженного волно-
вода длиной /j с включенным на конце МНН к волноводу
стандартного сечения.
Основные физические процессы в МНН подобны тем,
которые протекают в обычном многорезонаторном магне-
троне. Электроны, эмиттированные «горячим» катодом, под
действием небольшого (по сравнению с £а) ускоряющего
напряжения, на управляющем электроде £у и постоянного
магнитного поля с индукцией В, а также под влиянием
напряжения Еа, описывая сложные траектории, втяги-
ваются в пространство взаимодействия, где начинают дви-
гаться вокруг холодного катода. Незначительные перво-
начальные флуктуации плотности электронного потока при-
водят к возбуждению в ЗС электромагнитных колебаний.
Обычно это колебания л-вида. Амплитуда СВЧ электри-
ческого поля между штырями ЗС невелика из-за малой
добротности РС. Поэтому говорят о формировании в элек-
тронном потоке не «жестких спиц», а волны плотности объем-
ного заряда, для которой в силу замкнутости пространства
взаимодействия в азимутальном направлении выполняется
резонансное условие: фаза волны при обороте вокруг ка-
тода должна изменяться на 2лп, где п — целое число.
Из условия синхронизма (для л-вида колебаний) может
быть найдена зависимость частоты генерации от напряже
ния на аноде. В соответствии с (8.9)
f = EaN/[2n(rl-rl)B], (8.16)
где N = 6 -5- 12 — число штырей в ЗС МНН (всегда чет-
ное). Линейная зависимость частоты генерации от напря-
жения на аноде МНН подтверждается экспериментально.
Изменяя напряжение- Еа, можно не только медленно
изменять генерируемую частоту, но и осуществлять частот
ную модуляцию. При этом модулирующая частота может
быть настолько высокой, насколько это позволяет источ-
ник питания анода, вплоть до частоты генерации, поскольку
скорость вращения электронного потока вокруг холодного
катода меняется с изменением Еа практически безынер-
ционно. Повышая напряжение на управляющем электроде
£у (но не более чем до Еа), можно регулировать плотность
электронного потока, а вместе с ней — анодный ток и гене-
рируемую мощность. Это позволяет получать достаточно
208
глубокую (5—10 дБ) и также практически безынерционную
амплитудную модуляцию. Следует заметить, что при такой
модуляции, как и при медленных изменениях £у, несколько
меняется и генерируемая частота (А/ = 10 -5- 20 МГц)
Для ее стабилизации требуется не только поддерживать
постоянными Еа и £у, но и включать на выходе МНН
развязывающие приборы для ликвидации затягивания ча-
стоты. За счет этого явления может нарушиться также ли-
нейность характеристики перестройки МНН.
Рис. 8.20. Характеристики МНН при B = const
в зависимости от Еа при £у= const (а) и в за-
висимости от £у при £а = const (6)
Современные генераторы на МНН обычно работают
в непрерывном режиме и обеспечивают в дециметровом и
сантиметровом диапазонах длин волн мощность в несколько
сотен ватт при относительно узкополосной перестройке
частоты (5—30 %), если мощность на выходе колеблется
в пределах 2 дБ; единицы ватт при широкополосной пере-
стройке в октаву (2 : 1) и более при колебании выходной
мощности до 3 дБ К- п. д. этих генераторов ниже, чем
у магнетронов, но все же достаточно высок (20—60 %
в зависимости от частотного диапазона). Типичные харак-
теристики МНН в зависимости от напряжений на аноде
(при В = const и £у = const) и на управляющем электроде
(при В = const и Еа = const) приведены на рис. 8.20.
Крутизна электронной перестройки частоты при изменении
Еа составляет 0,5—5 МГц/B и при изменении Е„ — 0,1—
0,5 МГц/В.
Для устранения зависимости выходной мощности МНН
от £а при работе с перестройкой частоты или в режиме
ЧМ используют довольно простые схемы автоматической
регулировки выходной мощности, в которых регулирующий
сигнал с амплитудного детектора воздействует на Ег
209
Глава 9
КАСКАДЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
НА ЛАМПАХ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
§ 9.1. ОСОБЕННОСТИ И СРАВНИТЕЛЬНЫЙ
АНАЛИЗ ПРИБОРОВ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
В лампах бегущей волны происходит длительное взаи-
модействие бегущей электромагнитной волны с электрон-
ным потоком. В этих приборах вместо узкополосных РС
используют широкополосные ЗС. Электромагнитное поле
ЗС представляет собой сумму бесконечного множества про-
странственных гармоник, одни из которых являются пря-
мыми (их фазовая скорость совпадает по направлению с груп-
повой скоростью электромагнитной волны), другие — обрат-
ными (фазовая скорость противоположна групповой).
В лампах бегущей волны электронный поток синхронно
взаимодействует либо с прямой гармоникой, либо с обрат-
ной. В дальнейшем приборы первого типа будем называть
ЛБВ, второго — ЛОВ. Хотя за лампами прямой волны за-
крепилась аббревиатура ЛБВ, само понятие — лампа бе-
гущей волны — имеет более общий характер.
Независимо от того, используется ли при взаимодей-
ствии механизм скоростной модуляции, как в приборах
О-типа, или механизм фазовой фокусировки (приборы
М-типа) между ЛБВ и ЛОВ имеется важное принципиаль-
ное отличие. В ЛБВ (рис. 9.1, а) наблюдается такая связь
между полем в ЗС и электронным потоком, при которой
электронный поток отдает полю часть своей энергии, в ре-
зультате чего его амплитуда растет, оно все сильнее воз
действует на поток, формируя плотные сгустки, или «спи-
цы», которые в свою очередь сильнее воздействуют на поле.
В ЛОВ (рис. 9.1, б) направления групповой скорости
электромагнитной волны в ЗС и электронного потока вза-
имно противоположны и поэтому электронный поток кроме
обычной для него роли звена, по которому энергия источ-
ников питания передается электромагнитной волне, вы-
полняет также роль звена принципиально не-
устранимой положительной обратной
связи. Действительно, на начальном участке взаимодей-
ствия вблизи выхода ЗС на электронный поток воздействует
поле уже усиленной электромагнитной волны, а ее усиление
происходит при взаимодействии поля с уже сгруппирован-
210
ним в сгустки электронным потоком. Очевидно, что ЛОВ
любого типа должны иметь меньшую устойчивость по срав-
нению с ЛБВ, т. е. быть более склонными к самовозбужде-
нию. При выполнении в ЛОВ условия баланса амплитуд
(баланс фаз в данном случае выполняется как условие син-
хронизма) приборы легко переходят в режим автогене-
рации.
ЛБВ, как и пролетные клистроны, используют обычно
в качестве генераторов с независимым возбуждением в уси-
лительных цепочках. Если необходимо получить автогене-
раторный режим, искусственно создают внешнюю цепь
обратной связи.
Рис. 9.1. Схематическое
представление энергообмена
между электронным потоком
и электромагнитной волной
в ЗС:
д —= в ЛБВ; б — в ЛОВ
фазовая скорость гармоники,
находящейся в синхронизме с
электронным потоком)
Рис. 9.2. Дисперсионные ха-
рактеристики ЗС с основными
прямой (а) и обратной (б)
гармониками
Приборы обратной волны такие, как ЛОВ М-типа (кар-
синотроны), а также ЛОВ О-типа, используют в основном
как автогенераторы. Амплитроны и битермитроны широко
применяют в режиме синхронизированных генераторов,
для которых характерно захватывание частоты генерации
внешним сигналом.
Дисперсионные характеристики ЗС с основными прямой
и обратной гармониками (рис. 9.2, а, б) отличаются друг
от друга. Если для первых в диапазоне рабочих длин волн
2Н
Kj — ?.2 характерна независимость коэффициента замедле-
ния I = с/Цф от длины волны (частоты), то для вторых
коэффициент замедления изменяется от 4 до /2. Это озна-
чает, что у ЛБВ при фиксированном напряжении, опреде-
ляющем скорость электронного потока, условие синхро-
низма выполняется хотя бы приближенно в полосе рабочих
частот и при изменении частоты сигнала не требуется под-
стройка рабочего напряжения. При работе ЛБВ в режиме
автогенератора с внешней цепью обратной связи перестройка
частоты генерации должна проводиться с помощью фазо-
вращателя.
У ЛОВ в соответствии с рис. 9.2, б при изменении на-
пряжения, определяющего скорость электронного потока,
будет меняться частота, на которой выполняется условие
синхронизма. Так как последнее для автогенератора на
ЛОВ является условием баланса фаз, перестройка его по
частоте выполняется за счет изменения напряжения. Эта
чисто электрическая перестройка частоты может осуществ-
ляться с высоким быстродействием.
ЛОВ может работать и в усилительном режиме. ЛОВ-
усилители используют либо как узкополосные резонансные
усилители, перестраиваемые по частоте изменением напря-
жения, либо как широкополосные усилители. В последнем
случае внутреннее сопротивление источника анодного пи-
тания должно быть выбрано так, чтобы с изменением рабо-
чей частоты менялись анодный ток и напряжение на аноде,
т. е. происходила автоматическая подстройка ЛОВ. Это,
однако, сопровождается изменением выходной мощности
усилителя.
В § 2.3 были описаны два механизма передачи энергии
электронного потока электромагнитному полю при их дли-
тельном взаимодействии, относящиеся к приборам с бегу-
щей волной М- и О-типа (примеры 2 и 3 соответственно).
В каждом из этих типов приборов различают такие, где
поток взаимодействует с прямой пространственной гармо-
никой ЗС (ЛБВМ и ЛБВО) и где поток взаимодействует
с обратной гармоникой (ЛОВМ и ЛОВО).
Сравним основные параметры приборов бегущей волны
М- и О-типов. Различия между приборами этих типов
весьма существенны и в значительной степени определяют
специфику их применения.
1. В приборах М-типа электроны при взаимодействии
передают СВЧ-полю потенциальную энергию.
Средняя скорость электронов при их движении вдоль ЗС
212
при этом не изменяется, она определяется, как и у магне-
тронов,. напряженностью электрического и индукцией маг-
нитного статических полей в соответствии с (2.18) Таким
образом, условие синхронизма при взаимодействии не на-
рушается, и принципиально в приборах этого типа есть
возможность получать высокие значения к. п. д.
В приборах О-типа электроны при взаимодействии от-
дают электромагнитному полю ЗС кинетическую
энергию. Условие синхронизма в этих приборах может вы-
полняться лишь приближенно, скорость электронов должна
быть несколько больше фазовой скорости взаимодействую-
щей гармоники. При этом передаваемая полю часть кине-
тической энергии потока определяется разностью между
скоростями движения электронов в потоке и фазы взаимодей-
ствующей гармоники. Как только эта разность становится
равной нулю и условие синхронизма выполняется точно,
передача энергии от электронов полю прекращается. До-
пустимой разностью этих скоростей и определяется зна-
чение к. п. д. приборов О-типа. Оставшаяся кинетическая
энергия потока может быть после окончания процесса
взаимодействия частично возвращена источнику ускоря-
ющего напряжения при рекуперативном торможении элек-
тронного потока на подлете к коллектору. Однако несмотря
на это, к. п. д. приборов О-типа меньше, чем приборов
М-типа.
2. В приборах М-типа нет необходимости создавать элек-
тронные потоки малого поперечного сече-
ния; взаимодействие поля эффективно и с потоками, эмит-
тируемыми катодами с большой эмиссионной поверхностью,
такими, как катоды у магнетронов (см. § 2.4).
В приборах же О-типа механизм взаимодействия таков,
что необходимо применение электронных пушек
(ЭП), формирующих электронный поток в виде тонкого
луча и обладающих относительно малым первеансом (2.51).
Поэтому большая часть приборов М-типа работает при ме-
нее высоких питающих напряжениях, чем приборы О-типа
равной выходной мощности. Габариты и масса источников
питания приборов М-типа тоже меньше.
Наконец, ЛБВО, так же как и клистроны, при работе
с напряжениями более 50 кВ приходится экранировать
для устранения рентгеновского излучения.
3. В приборах М-типа все электроны или их значитель-
ная часть оседают на элементах ЗС, выполняющей роль
анода, и разогревают их. Поэтому в этих приборах кон-
213
струкции ЗС должны быть термостойкими или
о х л а ж д а емы м и. Кроме того, размеры анодно-резо-
наторных блоков зависят от длины волны, и аноды поэтому
нельзя делать массивными, и на них нельзя рассеивать
значительные тепловые мощности.
У приборов О-типа и у клистронов размеры коллекторов
ограничиваются лишь конструктивными соображениями,
а перенос мощности на элементы ЗС за счет оседания элек-
тронов при хорошей фокусировке луча может быть сделан
очень малым
Это означает, что, несмотря на меньший к. п. д., с точки
зрения получения большой мощности ЛБВ О-типа и кли-
строны имеют определенные преимущества перед приборами
М-типа.
4. В приборах О-типа отбор энергии ведется вдоль
длины электронного потока малого поперечного сече-
ния. Для получения высоких уровней мощности и больших
коэффициентов усиления приходится использовать ЗС и
электронные потоки большой протяженно-
сти.
В приборах М-типа отбор энергии более эффективен,
а кроме того, он происходит при смещении электронного
потока в направлении, ортогональном поверхности ЗС.
В результате этого, несмотря на громоздкость магнитных
систем (см. § 13.5), масса и габариты приборов М-типа
меньше, чем у приборов О-типа, т. е они создают большую
мощность на единицу массы и объема.
5. Постепенный отбор энергии в усилительных прибо-
рах О-типа с электронными потоками большой протяжен-
ности позволяет получать хорошую электрическую раз-
вязку входа таких усилителей от выхода, особенно при
секционировании ЗС и использовании поглотителей. Уси-
лители прямой волны этого типа обладают высокой устой-
чивостью.
Усилители М-типа при использовании такой же гармо-
ники менее устойчивы из-за влияния внутренней обратной
связи.
Достижимые значения коэффициента устойчивого уси-
ления для ЛБВ О-типа й клистронов 30—60 дБ, а у усили-
тельных приборов М-типа 6—30 дБ.
6. К важным характеристикам усилителей СВЧ отно-
сится их фазовая стабильность, которая из-
меряется как изменение фазового сдвига в приборе при из-
менении на 1 % напряжения питания (или анодного тока,
214
или входной мощности). В приборах М-типа в результате
фазовой фокусировки формируются электронные потоки
с плотными «спицами», скорость которых мало
меняется при изменении режима, в том числе и мощ-
ности входного сигнала (чаще всего усилители этого типа
работают в режиме насыщения). Кроме того, эти приборы
имеют малую электрическую длину (у ам-
плитронов, например, она не превышает 600—1000 °) *>.
В то же время в приборах О-типа изменение ускоряю-
щего напряжения сильнее сказывается на
скорости электронных сгустков и при большой
длине ЗС (десятки—сотни длин волн) это приводит
к сильной фазовой нестабильности.
Если у усилителей М-типа фазовая нестабильность не
выходит за пределы 0,5—3 град на процент изменения тока
анода, то у приборов О-типа этот параметр имеет значения
5—40 град на процент изменения напряжения на кол-
лекторе.
7. Как известно, в приборах М-типа имеет место явле-
ние обратной бомбардировки катода. Это позволяет во
многих случаях заменять термоэмиссионные катоды вто-
рично-эмиссионными, не нуждающимися в подогревателях
и имеющими больший срок службы и надежность. А так
как обратная бомбардировка возникает только после на-
чала генерации, во многих усилительных приборах М-типа
можно в импульсном режиме, используя вторично-эмис-
сионный катод, отказаться от сложных, дорогих и громозд-
ких импульсных модуляторов и управлять работой уси-
лителя с помощью входного СВЧ-сигнала. Такой безмоду-
ляторный режим питания позволяет уменьшить массу и
габариты передатчика, его стоимость, повысить техниче-
ский к. п. д.
8. Скорость электронного потока в ЛОВО пропорцио-
нальна в соответствии с (2.10) квадратному корню из уско-
ряющего напряжения, в то время как в ЛОВМ (2.18) —
Напряжению на аноде Это означает, что при одинаковых
дисперсионных характеристиках ЗС (рис. 9.2, б) измене-
ние частоты в генераторах на ЛОВМ при одном и том же
изменении напряжения больше, нежели в генераторах на
ЛОВО.
*’ Малая электрическая Длина обеспечивает хорошую линейность
фазо-частотных характеристик (ФЧХ) приборов,
215
Результаты проведенного таким образом сравнения яв-
ляются основанием для выбора того или иного типа гене-
раторного (усилительного) прибора.
При разработке новых систем часто возникает необхо-
димость в новых генераторных приборах. Выработка тех-
нического-задания на создание таких приборов, определе-
ние основных требований к ним должны производиться
радиоинженерами — разработчиками радиотехнических си-
стем с учетом возможностей и принципиальных особенностей
приборов различных типов. ’
§ 9.2. ГЕНЕРАТОРЫ НА ЛАМПАХ
БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ М-ТИПА
1. Классификация. Генераторные приборы этого типа
кроме деления по виду используемой гармоники (на ЛБВМ
и ЛОВМ) классифицируют (рис. 9.3) по способу создания
электронного потока.
По используемой гармонике
Рис. 9.3. Классификация приборов М-типа
Для генерирования больших мощностей с высоким
к. п. д. применяют приборы цилиндрической конструкции
с катодом (см. рис. 2.17) магнетронного типа. Это приборы
216
с распределенной эмиссией катода, роль коллектора в кото-
рых выполняет цилиндрический анодный блок (ЗС, кон-
структивно замкнутая в кольцо, имеющая электрически
разделенные вход и выход). Из этих ламп амплитроны
(ЛОВ) освоены лучше, чем ультроны (ЛБВ). Элек-
тронный поток в них замкнут (рис. 9.4, а), как и в магне-
тронах. Последние с точки зрения общей классификации
могут быть причислены к рассматриваемым приборам, но
работают только как автогенераторы, поскольку ЗС в них
замкнута
Рис. 9.4. Конструктивные схемы приборов М-
типа с замкнутым электронным потоком (а),
дематронов линейной (б) и цилиндрической (в)
конструкций, приборов с инжектированным
лучом (г):
/—•катод; 2— ускоряющий анод; 3 — иеэмиттирую-
щий катод; 4 — коллектор
Эмигрирующий катод с распределенной эмиссией может
создавать и разомкнутый электронный поток. В этом слу-
чае катод обычно плоский, а ЗС параллельна ему. Так
как не все электроны попадают на ЗС, для сбора оставшихся
электронов используется коллектор (/(). К таким приборам
относятся работающие на прямой волне дематрон.ы
(рис. 9.4, б, в). Использование разомкнутого электронного
потока, с одной стороны, повышает устойчивость и расши-
ряет полосу усиления, с другой — снижает к. п. д.
*’ Замыкание ЗС превращает ее в PC,
217
Приборы с инжектированным лучом (рис. 9.4, г) имеют
электронную пушку с короткой оптикой (см. рис. 2.18, б),
создающую в пространстве взаимодействия между ЗС и
неэмиттирующим катодом ленточный поток электронов.
Электронная пушка сложнее эмигрирующего катода и
имеет на один-два порядка меньший первеанс. Поэтому
приборы с инжектированным лучом обладают меньшими
возможностями при генерации высоких уровней мощности.
Однако такие ЛБВМ, как б'иматроны, могут иметь
полосу усиления порядка октавы, а ЛОВМ в автогенера-
торном режиме (к а р с и н от р о и ы) обеспечивают более
чем тридцати процентную перестройку .рабочей частоты при
изменении напряжения в относительно небольших преде-
лах. Конструктивная схема этого прибора отличается от
изображенной на рис. 9.4, г тем, что имеется только вывод
энергии СВЧ, находящийся на конце ЗС, ближнем к ЭП.
Дальний конец ЗС, расположенный вблизи коллектора,
нагружен на внутриламповую согласованную нагрузку,
обеспечивающую режим бегущей волны в ЗС внутри
диапазона рабочих частот прибора.
При работе на рассогласованную внешнюю нагрузку
отраженный сигнал мало влияет на частоту и выходную
мощность прибора, так как поглощается, пройдя ЗС, в со-
гласованной внутриламповой нагрузке. Это значительно
ослабляет эффект длинной линии в генераторах, построен-
ных на таких приборах. К группе ЛОВМ с инжектирован-
ным лучом относится также усилитель обратной волны —
битермитрон (рис. 9.4, г), имеющий вход у коллек-
торного конца ЗС. Прибор работает в режиме принудитель-
ной синхронизации, когда частота генерации навязывается
входным сигналом. Заметим, что приборы с инжектирован-
ным лучом могут, как и дематрон (рис 9.4, б), иметь линей-
ную конструкцию, в которой ЭП с ускоряющим анодом
находится левее неэмиттирующего катода.
В комбинированном приборе — бидематроне —
имеется ЭП и секционированный катод, у которого часть,
примыкающая к ЭП, — неэмиттирующая. Ближняя к кол-
лектору и выводу энергии СВЧ (прибор работает на пря-
мой волне) часть катода обладает распределенной эмиссией
и является также источником электронов. Первая секция
усилителя работает как биматрон на инжектированном
луче, хорошо усиливая сигнал в достаточно широкой по-
лосе частот. Во второй (выходной) секции происходит с до-
статочно хорошим к. п. д. наращивание СВЧ-мощности
218
сигнала за счет использования тока эмиссии высокой плот-
ности с выходного участка катода. С целью повышения
устойчивости ЗС прибора также делают секционированной.
В бидематронах используют достоинства усилителей с рас-
пределенной эмиссией катода (возможность получать боль-
шие уровни мощности) и усилителей с инжектированным
лучом (высокий коэффициент широкополосного усиления).
2. Амплитроны. Это ЛОВМ (рис. 9.4, а), которые явля-
ются усилителями обратной волны с разомкнутой ЗС и
с замкнутым в пространстве взаимодействия электронным
потоком. По внутренней поверхности цилиндрического анод-
ного блока прибора размещены ячейки ЗС обычно штыре-
вого, бугельного или ламельного типов со связками (см.
рис. 4.12, 4.13). В ЗС используют минус первую простран-
ственную гармонику. Связки разомкнуты, а в их разрыве
оказывается одна «холостая» ячейка ЗС, которая разделяет
выводы энергии из амплитрона. Выводы могут быть выпол-
нены на основе прямоугольных или коаксиальных волно-
водов и возбуждаться подсоединением концов связок. Чтобы
исключить возможность самовозбуждения на паразитном
для амплитрона магнетронном л-виде колебаний, число
ячеек ЗС всегда берут нечетным, в пределах N = 11 ч- 21.
Вдоль двухпроводной линии связок распространяется
волна, близкая по структуре к поперечной. Возбуждение
связок — противофазное, т. е. между потенциалами (отно-
сительно корпуса) точек на связках, лежащих в одном по-
перечном сечении, сдвиг по фазе равен л. Такая линия свя-
зок с периодически (на расстоянии Lc по внутреннему ра-
диусу анодного блока) подключенными полуволновыми
резонаторами — штырями сводится к эквивалентной схеме,
приведенной на рис. 4.17. Если фазовый набег на ячейку
схемы равен 0, то с учетом противофазности возбуждения
линии связок фазовый угол <р0 в (4.10) нужно принимать
равным 0 + л, а для основной обратной гармоники cp_j =
« 0 + л — 2л = 0 — л. Это означает, что фазовая ско-
рость используемой в амплитроне обратной гармоники *)
цф = — ®Lc/(0 — л) = ®£с/(л — 0). (9.1)
При выполнении условия синхронизма в результате фа-
зовой фокусировки в пространстве взаимодействия ампли-
*’ В (9.1) угол (л —0) — это сдвиг по фазе между СВЧ-потен-
Циалом соседних штырей в направлении движения энергии по ЗС ампли
троиа.
210
трона формируется электронное «колесо со спицами». Число
«спиц», как и в магнетроне, равно числу максимумов тор-
мозящего поля вдоль длины окружности анода:
n = N (л-0)/(2л). (9.2)
При этом угловая скорость «спицы» (8.7) и пп ~ 2nfln,
где f — центральная рабочая частота, на которой фазовый
угол равен 0. Следует отметить, что выражения (9.1) и (9.2)
совершенно аналогичны таковым для магнетронов, но у по-
следних ЗС замкнута, отсюда и некоторое различие в этих
выражениях. Итак, магнетрон возбуждается только при
точном выполнении (8.7). В амплитроне же число «спиц»
(9.2) должно быть целым. Это необходимо, чтобы электрон-
ный поток был замкнутым. Но угол 0 изменяется при ра-
боте усилителя в полосе частот. Допустимое изменение 0 и,
следовательно, полоса рабочих частот могут быть ориенти-
ровочно определены соображением, что каждая «спица»,
сделав полный оборот вокруг катода, должна застать в ис-
ходной точке поле такой фазы, которая может отличаться
от тормозящей не более чем на ±л/2. При большем откло-
нении фазы «спица» попадает в ускоряющее поле и, следо-
вательно, разгруппируется. Указанное отклонение фазы
набегает за полный оборот спицы Допустимое на одну
ячейку изменение фазы | Д0 | = л/(2У).
Пороговое напряжение амплитрона определяется соот-
ношением (8.11), в котором под fn следует понимать сред-
нюю частоту рабочей полосы, а под п — число «спиц» в со-
ответствии с (9.2).
Имея в виду, что в полосе пропускания ЗС угол 0 из-
меняется от 0 до л, а число спиц п должно быть целым, можно
по (9.2) найти оптимальные значения 0т, соответствующие
определенной зоне генерации с номером т и числу спиц п.
Первой зоной считается та, которой соответствует самое
большое п = (N — 1)/2. Для этой зоны 0j = л/N. При
работе во второй зоне п — (N — 3)/2, а 02 = Зл/ЛС Пер
вая зона согласно (8 11) является самой низковольтной,
но в качестве рабочей не используется из-за малой ширины
рабочей полосы, что объясняется большой крутизной дис-
персионной характеристики ЗС (рис. 9.5) на участке, соот-
ветствующем этой зоне. Поэтому используют обычно вто-
рую зону, в которой усиление происходит в полосе длин
волн X, —Х2, составляющей 8—12 %.
Так как вторая зона является более высоковольтной,
при подаче на амплитрон напряжения питания возможно
220
в е
180‘
его самовозбуждение на частоте, соответствующей прибли-
зительно середине первой зоны. В установившемся режиме
это самовозбуждение обычно срывается. В импульсном
режиме при подаче Ел от модулятора самовозбуждение в пер-
вой зоне может проявляться на фронтах импульса напря-
жения питания
Амплитронные усилители работают в режиме принуди-
тельной синхронизации. Если входная мощность СВЧ-сиг
нала — Рвх меньше некоторой пороговой мощности Рпор,
зависящей от потребляемой мощности источника питания
Рй = Еа/а, где /а — постоян-
ная составляющая анодного
тока, амплитрон оказывается
в режиме самовозбуждения
и генерирует паразитные ко-
лебания. При /’Вх==^>пор ПРО-
ИСХОДИТ захватывание частоты
генерации амплитрона и при
дальнейшем увеличении Рвх
мощный сигнал на выходе
усилителя воспроизводит час-
тоту и с определенным сдви-
гом фазу входного сигнала.
Режим усиления является на-
сыщенным и выходная мощ-
ность Рвых слабо зависит от
изменения Рвх. «Спицы» электронного облака сформиро-
ваны жестко и одинаковы вдоль всего пространства взаимо-
действия, поэтому наводимый «спицами» СВЧ-ток в шты-
рях ЗС не меняется при изменении Рвх. Коэффициент уси-
ления амплитрона Кр = 10 1g РВЬ1Х/РВХ имеет значения
17—20 дБ при Рвх ~ РПОр и падает до 3—5 дБ при значи-
тельном увеличении Рвх. ЗС амплитрона имеет малую элек-
трическую длину, хорошо согласована в полосе рабочих
частот и поэтому вносит малые потери (~ 0,5 дБ) (как го-
ворят «прозрачна на проход»). Мощность Рвх проходит
на выход, суммируясь с мощностью, развиваемой в ЗС
электронным потоком. Поэтому электронный к. п. д. ампли-
тронов
Пэ = (^вых-^вх)/^0-
л? л
Рис. 9.5. Участок дисперсной
ной характеристики ЗС ампли-
трона и две первые зоны гене
рации (усиления)
Сказанное поясняет ход амплитудных характеристик
амплитронов, нанесенных сплошными линиями на рис. 9.6.
Каждая из характеристик соответствует постоянному зна-
221
чению подводимой мощности Ро. Заштрихованная область
является нерабочей, для нее Рвх < Рпор. Штриховые пря-
мые соответствуют постоянным значениям коэффициента
усиления.
В усилительных цепочках, состоящих из двух амплитро-
нов, входной прибор обычно работает в режиме большого
коэффициента усиления (Кр =12-5-15 дБ) при несколько
сниженном к. п. д. Выходной прибор при пониженном коэф-
фициенте усиления КР = 6 4- 12 дБ обеспечивает на вы-
ходе большую мощность при к. п. д. до 80 — 85 %. Коэф-
Рис. 9.6. Амплитудные характе-
ристики амплитрона
фициент усиления и к. п. д.
цепочки оказываются дос-
таточно высокими. Во из-
бежание паразитной гене-
рации в импульсном режи-
ме работы длительность
импульса, питающего вто-
рую ступень цепочки, со-
кращают, подавая напря-
жение питания на второй
прибор с задержкой так,
чтобы не попасть в зашт-
рихованную на рис. 9.6
зону.
Так как потери в ЗС
амплитрона малы (он «про-
зрачен»), то такие передат-
чики могут работать с пониженной мощностью без вклю-
чения выходной ступени усилительной цепочки. Кроме
того, в передатчиках появляются большие возможности
по резервированию.
Работа амплитронов в усилительных цепочках ослож-
няется тем, что в режиме генерации согласование входа при-
бора резко ухудшается. Появляется так называемое «горя-
чее» рассогласование, неустранимое в полосе рабочих ча-
стот. Даже при хорошем «холодном» согласовании во вход-
ном и выходном устройствах ЗС амплитрона (К„и <
< 1,1 -5- 1,3) у работающего на согласованную нагрузку
усилителя входа в полосе рабочих частот может пре-
вышать значения 3—5. Это связано с тем, что наводимые
в ячейках ЗС СВЧ-токи возбуждают электромагнитные
волны, движущиеся как на выход прибора (эти волны уси-
ливаются по пути), так и на вход. Эти «обратные» (в отли-
чие от пространственных гармоник) волны в произволь-
222
ных по длине прибора сечениях ЗС интерферируют. Пол-
ного гашения этих волн можно добиться лишь на одной
частоте рабочей полосы, в качестве которой выбирают сред-
нюю частоту. Наличие «горячего» рассогласования входа
амплитрона приводит к необходимости ставить перед ним
развязывающий прибор (ферритовый вентиль или циркуля-
тор), рассчитанные на работу в режиме короткого замыка-
ния и предназначенные для того, чтобы не пропускать зна-
чительную по мощности обратную
волну на возбудитель.
Рабочие. характеристики амп-
литронов при В = const и f = const
подобны магнетронным (см. рис.
8.9), но ограничены справа областью
срыва усиления при больших анод-
ных токах, как показано на рис.
9.7, а. Работа в полосе частот для
всякого прибора обратной волны
(см. рис. 9.2, б) связана со смеще-
нием вольт-амперных характерис-
тик (рис. 9.7, б). Это означает, что
если амплитрон работает в полосе
fi — fz от стабилизированного ис-
точника питания (горизонтальная
прямая /), то рабочие точки на
краях полосы 6v?yT занимать по-
ложения А и Б что вызовет боль-
шие изменения шодного тока и
выходной моще гти, а также не-
стабильность фа >ы сигнала на вы-
ходе. Более оптимальна в этом
Рис. 9.7. Вольт-амперные
характеристики амплит-
рона при f = const (а) и
В = const (б)
смысле стабилизация ток', характеризуемая вертикальной
прямой 2. В импульсном режиме предпочтительна работа
амплитронов от модуляторов с мягкими коммутаторами
И формирующей искусственной линией. Вольт-амперная
характеристика таких модуляторов имеет вид прямой 3
на рис. 9.7, б.
В настоящее время амплитроны, как и ультроны, ис-
пользуют с неподогревными (холодными) вторично-эмис-
сионными катодами. Это упрощает схему передатчика и
уменьшает расход мощности на питание подогревателя.
В этом случае, если нет входного СВЧ-сигнала, ток в при-
боре равен нулю. Заметим, что в пространстве взаимодей-
ствия всегда имеется некоторое количество свободных элек-
223
тронов. При подаче входного сигнала часть этих электро-
нов под действием ускоряющего СВЧ-поля, отобрав от
него некоторую энергию, возвращается на холодный вто-
рично-эмиссионный катод. Соударение электронов с като-
дом вызывает эмиссию новых электронов, часть из которых,
попав в соответствующую фазу СВЧ-поля, участвует в обрат-
ной бомбардировке катода. Этот процесс носит лавинообраз-
Рис. 9.8. Схема двухступенчатого ам-
плитронного усилителя при питании
от одного модулятора:
ИТ — импульсный трансформатор модуля-
тора, /?с — согласующий резистор; Рх н
Р2 — вентили, обеспечивающие развязку
входов амплитронов; Л1 и А2—входной
и выходной амплитроны
ный характер и прибор
приходит в рабочее сос-
тояние не более чем че-
рез 5—10 нс. При ис-
пользовании таких като-
дов в приборах, обра-
зующих импульсную
усилительную цепочку,
не нужна задержка им-
пульса напряжения пи-
тания выходной ступени
усилителя, так как воз-
буждение прибора пол-
ностью управляется
входным сигналом.
Питание двухступен-
чатого усилителя можно
производить от одного модулятора по схеме, представ-
ленной на рис. 9.8.
Как было сказано выше, амплитрон с холодным катодом
начинает генерировать в момент подачи СВЧ входного сиг-
нала, при этом напряжение питания £а может быть по-
дано значительно раньше. Однако если напряжение пита-
ния не отключать, то после прекращения действия вход-
ного сигнала генерация продолжается. Это — паразитная
генерация с неконтролируемой частотой и фазой на выходе
прибора. Для того чтобы не использовать в схеме сложный
и дорогой импульсный модулятор, а питать импульсный
прибор от выпрямителя, необходимо в момент окончания
СВЧ входного сигнала разрушить спицеобразную струк-
туру электронного потока. С этой целью в области «холо-
стого» резонатора 1 (рис. 9.9) создают пространство дрейфа,
где отсутствует эмиссия электронов, а в катод 4 встроен
управляющий электрод 2, изолированный от катода и
ЗС 3. На управляющий электрод (рис. 9.10) подают в мо-
мент окончания входного СВЧ-сигнала короткий импульс
положительного относительно катода напряжения. Ампли-
224
туда этого импульса в 4—5 раз меньше Еа. В результате на
управляющем электроде собираются из пространства дрейфа
электроны, структура потока в пространстве взаимодей-
ствия разрушается, и прибор отключается. Импульсный
ток управляющего электрода обычно не превышает 0,25 /а.
Таким образом, для выключения усилителя можно исполь-
зовать маломощный модулятор, к форме импульса которого
не предъявляется жестких требований.
Рис. 9.9. Схема усилителя
с замкнутым электронным
потоком, пространством дрей-
фа и управляющим электро-
дом
Рис. 9.10. Схема подачи
питания на амплитрон
или ультрон с частично
безмодуляторным пита-
нием:
/ — холостой резонатор, 2 —
управляющий электрод; 3 —
катод; 4 — ЗС, ИТ — импуль-
сный трансформатор моду-
лятора управляющего элек-
трода
На схеме рис. 9.10 конденсатор Ср является раздели-
тельным и обеспечивает подачу на управляющий электрод
во время действия СВЧ-импульса через резистор Rr анод-
ного напряжения Еа. Конденсатор Сн на выходе выпря-
мителя является накопительным, его емкость определяется
допустимым спадом во время импульса. Такой частично
безмодуляторный режим питания используют как в ампли-
тронных, так и в ультронных передатчиках, где он осо-
бенно эффективен.
При необходимости амплитрон может работать в режиме
мощного высокостабильного автогенератора, перестраивае-
мого по частоте (рис. 9.11). Автогенератор, выполненный
по такой схеме, называется стабилотроном. На
выходе прибора включают рассогласователь, от которого
в начальный после включения напряжения Е3 момент
времени отразится часть энергии паразитной генерации
8 М. В Вамберский и др. 225
незасинхронизированного амплитрона. Пройдя через ЗС *>
и фазовращатель, включенный во входную цепь, энергия
отраженных колебаний будет поглощена в оконечной на-
грузке, за исключением спектральных составляющих, ча-
стоты которых приблизительно равны резонансной частоте
/0 внешнего высокодобротного резонатора. Энергия этих
составляющих частично отразится от места подсоедине-
ния резонатора и вернется на вход амплитрона. Таким обра-
зом, на частоте цепь обратной связи оказывается зам-
кнутой и при выполнении условий баланса фаз (с помощью
Рис. 9.11. Схема стабилотрона:
А —амплитрон; РР — регулируемый рассогласователь; РФ — регу-
лируемый фазовращатель; ВР — высокодобротный перестраиваемый
резонатор; СН — согласованная нагрузка: Р — ферритовый вентиль
фазовращателя) и амплитуд (регулировкой отраженной мощ-
ности с помощью рассогласователя) стабилотрон возбуж-
дается и генерирует мощные колебания, высокостабильные
по частоте, что определяется добротностью резонатора. По-
следний вынесен из нагревающегося объема прибора и
включен во входной тракт, где мощность сравнительно
мала. Следует, однако, отметить, что современные коак-
сиальные магнетроны не уступают стабилотронам ни по
степени затягивания, ни по электронному смещению ча-
стоты.
Основные достоинства усилителей с зам-
кнутым электронным потоком, обеспечивающие их широ-
кое применение в многоступенчатых усилительных цепоч-
ках передатчиков на средних и высоких уровнях мощности:
высокий к. п. д. (до 90 %); возможность генерировать
большую мощность СВЧ при относительно невысоких на-
пряжениях; высокие линейность ФЧХ и стабильность фазы
на выходе приборов; относительная простота конструкции
приборов, его высокая технологичность и низкая стои-
*’ В схеме используют свойство прозрачности ЗС амплитрона на
проход.
226
рвх
Рис. 9.12. Амплитудные характерис-
тики и формирование сгустков элек-
тронов в ненасыщенном (/) и насыщен-
ном (2) дематроне
мость. Передатчики на этих приборах достаточно просты,
имеют малые массу, габариты и стоимость.
Недостатки усилителей с замкнутым электронным пото-
ком состоят в том, что их можно использовать лишь при
импульсной и частотно-фазовых видах модуляции; ширина
полосы рабочих частот ограничена (она составляет 8—15 %);
коэффициент устойчивого усиления не выше 15—20 дБ
(два последних недостат-
ка в меньшей степени
проявляются в ультро-
нах).
Эти приборы широко
применяют в передатчи-
ках различных РЛС как
наземных, так и борто-
вых, в энергетических
установках и т. д.
3. Дематроны — лам-
пы прямой волны (см.
рис. 9.4, б, в) — также
имеют катод с распре-
деленной эмиссией и разомкнутый электронный поток.
Механизм взаимодействия в них в общих чертах рассмот-
рен в § 2.3 (пример 2). Рассмотрим теперь, каким образом
в этих приборах электроны потока передают энергию пря-
мой волне.
Сгустки электронов при плоской конструкции прибора
начинают формироваться под действием фазовой фокуси-
ровки у входного конца ЗС. Если сгустки будут оконча-
тельно сформированы (т. е. достигнут ЗС) лишь у коллек-
торного конца (К), то амплитудная характеристика дема-
трона окажется линейной (рис. 9.12, схема 1, кривая 1).
Коэффициент усиления при достаточной длине ЗС может
быть довольно большим (20 дБ и более), но к. п. д. при-
бора — низким. Это связано с тем, что значительная часть
электронов будет оседать на коллекторе, не передав всю
потенциальную энергию полю. Прибор работает в ненасы-
щенном режиме.
Если дематроны работают в режиме насыщения, то ам-
плитудная характеристика (схема 2, кривая 2 на рис. 9.12)
нелинейна, при этом их к. п. д. удается поднять до 35 —
40 % при коэффициенте усиления 12—15 дБ.
Отсутствие замкнутости электронного потока, работа
на прямой волне и применение широкополосных ЗС поз-
8*
227
воляет расширить полосу рабочих частот дематрона до
20—30 %. При использовании вторично-эмиссионного ка-
тода такой прибор полностью управляется входным СВЧ-
сигналом и работает в безмодуляторном режиме с подачей
на анод (ЗС) и коллектор постоянного напряжения. Ста-
бильность фазовой характеристики и относительно малые
габариты позволяют использовать дематроны в ячейках
АФАР. Высокопервеансный катод с распределенной эмис-
сией обеспечивает получение значительной как импульсной,
так и средней мощности.
4. Биматроны (ЛБВМ) — усилители с инжектирован-
ным лучом — могут иметь конструкцию с цилиндричес-
кими электродами (см. рис. 9.4, г) и с плоскими электро-
дами (рис. 9.13). Рассмотрим, как работают эти приборы.
Вылетевшие из катода 1
электроны оказываются
под действием статичес-
ких магнитного с индук-
цией В и электрического
с напряженностью Е,
создаваемого ускоряю-
щим анодом 2, полей.
Двигаясь по циклоиде,
электроны на вершине
первой петли вводятся
в пространство взаимо-
действия между ЗС и
со скопостью v=
Рис. 9.13. Схема плоского биматрона
(ЛБВМ) и подачи на него питающих
напряжений
неэмиттирующим катодом 5
== ^ I = 2EIB. В дальнейшем, если не учиты-
dt l* = *max
вать влияние электродинамических сил, электронный по-
ток должен двигаться, образовав плоскую ленту, парал-
лельно ЗС в направлении к коллектору 4 со скоростью
v — (Еа 4- EK)/(dB), где d — расстояние между катодом 5
и внутренней поверхностью ЗС. Это возможно при условии,
если 1Е/В — (Еа + EK)/(dB), т. е. электростатическое поле
в пространстве взаимодействия должно быть вдвое больше
поля ускоряющего анода (иначе электронный поток будет
отклоняться либо к ЗС, либо к катоду 5).
При подаче на вход ЗС сигнала электронный поток ока-
зывается под действием нормальной и тангенциальной со-
ставляющих СВЧ электрического поля, которые осущест-
вляют фазовую фокусировку. За счет этого электронный
поток приобретает волнистую форму с утолщениями в об-
228
ластях тормозящей фазы СВЧ тангенциальной составляю-
щей электрического поля. Амплитуда волны электронного
потока вдоль длины усилителя возрастает, ее «гребень»
приближается к ЗС, увеличивается и амплитуда электро-
магнитного поля в ЗС.
Для анализа процесса усиления в ЛБВМ в случае
малых амплитуд СВЧ-поля (линейное приближение) запи-
сывают характеристическое (дисперсионное) уравнение от-
носительно коэффициента распространения у = а + /0
волны в ЗС аналогично тому, как это показано в § 2.3, п. 3.
При этом учитывают двумерность движения электронов
в пространстве взаимодействия (не только к коллектору,
но и в направлении к ЗС или катоду 5). Анализ этого урав-
нения показывает, что если в ЛБВО возбуждаются три
волны (2.48), то в ЛБВМ — две, причем у взаимодейст-
вующей (усиливаемой) волны а = —DK31i, где D =
== /РзсЛЛэлЛЕ — параметр усиления; Кзд = 2л/Хзс; Хзс —
длина волны взаимодействующей пространственной гармо-
ники ЗС. По мере распространения от входа ЗС к выходу
амплитуда электрического поля возрастает по закону е, —
= Егзхегаг, а коэффициент усиления по мощности, если
длина ЗС равна Lx, записывается в децибелах как Кр =
= —8,68Z.3Ca. Так как начальные потери в усилителе около
6 дБ (они идут на возбуждение в ЗС невзаимодействующей
волны), то в децибелах
КР = 8,68ОД9Дзс - 6 = 54,6£W3t - 6,
где N3S. = L3Zfk3Z. Расчет коэффициента усиления по по-
следнему выражению дает хорошее совпадение с экспери-
ментальными результатами при малом входном сигнале.
К. п. д биматронов, как и других приборов с разомкну-
тым электронным потоком, меньше, чем к. п. д. приборов
с замкнутым потоком Значение этого параметра зависит
от мощности входного сигнала С ее уменьшением группи-
рование электронов на начальном участке пространства
взаимодействия проходит слабо, основная часть потока дви-
жется вдали от ЗС, отдавая свою энергию коллектору. Для
повышения к. п. д. ЛБВМ можно использовать понижение
потенциала коллектора (рекуперативное торможение).
Коэффициент усиления этих приборов достигает 30—
40 дБ, однако при этом для сохранения устойчивости при
наличии отражений от нагрузки приходится вводить при-
мерно на середине ЗС участок дрейфа. Для этого ЗС раз-
бивают на две секции и нагружают концы, примыкающие
229
друг к другу, на согласованные нагрузки. Иногда ограни-
чиваются введением в ЗС сосредоточенного поглотителя
(3 см рис. 9.13) *). Эти меры снижают к. п д усилителя.
У лучших приборов этого типа он составляет 50 — 60 %.,
Полоса рабочих частот биматронов при достаточно вы-
сокой линейности ФЧХ достигает 40 % и более. Уровни
мощности, на которых в настоящее время целесообразно
использовать ЛБВМ с инжектированным лучом, состав-
ляют единицы—десятки киловатт в непрерывном и сотни
киловатт — единицы мегаватт в импульсном режиме.
Слабая зависимость фазы выходного сигнала от уско-
ряющего напряжения и входной мощности позволяет ре-
комендовать эти приборы для использования в допплеров-
ских РЛС и системах с ФАР. Они находят применение
также и в системах связи.
5. Автогенераторные ЛОВМ с инжектированным элек-
тронным лучом — карсинотроны — находят применение как
мощные источники непрерывных или импульсных СВЧ-ко-
лебаний, допускающие быструю перестройку частоты в ши-
роком диапазоне. Их используют в передатчиках с частот-
ной или импульсной модуляцией и передатчиках помех
Основные конструктивные особенности этого прибора
отмечены при рассмотрении классификации (см. рис. 9.3)
и конструктивных схем приборов М-типа (см рис. 9.4, г).
Плоский вариант конструкции и схема подачи питающих
напряжений аналогичны представленной на рис. 9.13, но
вывод энергии должен располагаться в начале ЗС (у ЭП),
а согласованная нагрузка 3 включена в конце ЗС у кол-
лектора.
Условия формирования электронного потока и основные
принципы механизма взаимодействия электронов с полем
в ЛОВМ остаются теми же, что и в биматронах, но взаимо-
действие происходит с основной обратной гармоникой.
В качестве ЗС обычно используют встречно-штыревую си-
стему Действующий в приборах с обратной волной меха-
низм положительной внутренней обратной связи (см.
рис. 9.1, б) приводит к тому, что прибор самовозбуждается
при превышении током луча некоторого пускового зна-
чения /0ПуСк (при этом выполняется условие баланса ампли-
туд) Возбуждение происходит на той частоте, где взаимо-
*' В этом случае Кр уменьшается на зат} хание а поглотителе, вы-
раженное в дБ,
230
действие происходит синхронно, т. е.
уф = (£а+ £К)/(<£В), (9.3)
что в данном случае соответствует балансу фаз.
В ЛОВМ используют ЗС с линейной в широкой полосе
частот дисперсионной характеристикой. На ее линейном
участке иф = //£. Здесь £ — коэффициент, характеризую-
щий данную ЗС. Из (9.3) следует, что
/ = Л(£а + £к), (9.4)
где А — коэффициент пропорциональности, определяющий
в конкретном приборе зависимость частоты генерации от
питающего напряжения.
Для выяснения условий самовозбуждения ЛОВМ необ-
ходимо, как и в предыдущем случае, составить дисперсион-
ное уравнение для постоянной распространения волны
в ЗС с учетом того, что направления групповой скорости
волны и скорости электронов противоположны. Если учесть
также, что амплитуда поля у коллекторного конца ЗС дол-
жна быть (из физических соображений) равна нулю, а у вы-
вода энергии — максимальной, то получим, что амплитуда
поля распределена вдоль длины ЗС £зс по косинусоидаль-
ному закону. При этом должно выполняться условие
Z?M3C = (2m-l)/4, (9.5)
где т — 1, 2, 3, ... — номер вида колебаний. Соотношение
(9.5) показывает, что, как и все автогенераторы СВЧ,
ЛОВМ имеет бесчисленное множество зон генерации, каж-
дой из которых соответствует свой номер вида т. Значению
т = 1 соответствует такой режим генерации, при котором
вдоль длины ЗС укладывается четверть периода распреде-
ления амплитуды поля.
Подставив в (9.5) значение параметра D, можно найти
пусковой ток:
^Опускт (2/И 1)
£а+£к
(9.6)
Таким образом, каждая зона генерации имеет свое зна-
чение пускового тока; минимален пусковой ток первой
зоны /Опуск1. В реальных условиях за счет действия не учи-
тываемого в (9.6) объемного заряда пусковой ток второй
зоны /0пуск2 — 4/0пуск1- При переходе из одной зоны в дру-
гую изменяются частота генерации и мощность колебаний
основной частоты, возможна одновременная генерация
231
сразу нескольких частот, в том числе комбинационных.
Отсюда ясно, что ток луча должен находиться в пределах
^Опуск!.^ /о ^Л)пуск1*
Основные рабочие характеристики ЛОВМ приведены на
рис. 9.14. Следует отметить, что одновременно с перестрой-
кой частоты при изменении питающих напряжений меня-
ется и генерируемая мощность. К недостаткам этих прибо-
ров следует отнести также наблюдаемые на практике срывы
генерации (разрывы частотной характеристики), которые
вызываются, как правило, рассогласованием концов ЗС.
Рис. 9.14. Зависимость выходных парамет-
ров ЛОВМ (карсинотрона) от тока луча и
питающих напряжений
Современныё приборы этого типа выполняют в линей-
ном (плоском) варианте для сантиметрового диапазона длин
волн. Для дециметрового диапазона с целью уменьшения
габаритов они имеют цилиндрическую конструкцию. Вы-
ходная мощность в непрерывном режиме доходит до не-
скольких десятков киловатт при к. п. д. ~ 50—60 %, пере-
крытие по частоте — до 1,5 и более.
§ 9.3. ГЕНЕРАТОРЫ НА ЛАМПАХ
БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ О-ТИПА
В приборах бегущей волны О-типа осуществляется дли-
тельное взаимодействие электронного потока с СВЧ-полем
замедляющей системы и продольным фокусирующим маг-
нитным полем. ЗС может иметь широкую полосу пропу-
скания, что позволяет создавать усилители с шириной по-
лосы рабочих частот 20—50 % и более на ЛБВ, а также
автогенераторы, перестраиваемые напряжением в диапа-
зоне порядка октавы на ЛОВ.
Широкополосность усиления и широкодиапазонность
перестройки являются главными отличительными особен-
ностями этих приборов.
232
1. ЛБВО. Конструктивная схема мощной ЛБВО изо-
бражена на рис. 9.15. В ней ЗС 4 представляет собой це-
почку резонаторов, выполненных в виде диафрагмирован-
ного круглого волновода. Соседние резонаторы сильно
связаны друг с другом через щели, прорезанные в диафраг-
мах. Электронный поток создается электронной пушкой 1.
Рис. 9.15. Конструктивная схема ЛБВО
Пройдя через ЗС, поток попадает в коллектор 6. Входное
устройство прибора 8 и выходное 7 выполнены в виде отрез-
ков прямоугольного волновода, связанных с входным и вы-
ходным резонаторами ЗС через щели. Для их согласования
используют подстроечные элементы 2, представляющие со-
бой отрезки того же волновода с короткозамыкающими
поршнями. Входное и выходное устройства герметизиро-
ваны с помощью диэлектрических перегородок (окон) и
сильфонов. Согласование входного и выходного фидеров
можно обеспечить также вращением первой и последней
диафрагм ЗС, имеющих азимутальную неоднородность. Во
избежание самовозбуждения ЛБВО в ее ЗС помещают по-
глотитель 3. Магнитное поле, фокусирующее электронный
поток, создается магнитной системой 5, состоящей из ряда
электрических или постоянных магнитов.
Механизм взаимодействия электронного потока с элек-
тромагнитным полем ЗС в таких приборах описан в § 2.3
(пример 3). Электроны в процессе взаимодействия модули-
руются по скорости, что приводит к модуляции потока по
плотности. Благодаря взаимной связи между полем и по-
током при его движении от входа ЗС к выходу этот процесс
нарастает, а кинетическая энергия электронов при их
торможении передается полю. В рассматриваемом приборе
практический интерес представляет только волна с коэф-
233
фициентом распространения у2 (2 48)
?2 = /Л9Л(1+С/2)-КЗСЛ9Л/2. (9.7)
Видно, что электронный поток распространяется со ско-
ростью (постоянная составляющая) и0 = <£>/Кэл, несколь-
ко большей чем фазовая скорость волны иф = <л/К9л (1 +
+ С/2). Поскольку эффективная передача энергии потока
полю имеет место, когда скорость потока больше фазовой
скорости волны на 5—10 %, соотношение между скоро-
стями и0 и Уф называется условием примерного син-
хронизма.
На практике режим усиления в этих приборах наблю-
дается при отклонении у0 от уф на ± 5 — 10 %, т. е. и при
v0 < уф *’•
Пользуясь (9.7), можно получить выражение для коэф-
фициента усиления ЛПВО в линейном режиме. Считаем,
что составляющая переменного электрического поля, сов-
падающая с направлением распространения электронного
потока (осью г) и определяющая его взаимодействие с по-
лем,
ег = Ег^-™.
На входе ЗС, т. е. при г = 0,
е =Е
На выходе ЗС
е e-^9J,(l + C/2)LK+/3CK9iLJC/2,
где Азс — длина ЗС.
Коэффициент усиления по мощности в режиме малого
сигнала
КРл = 20 1g = 20 1g е/зскэлЧс/2 =
I ez вх I
= 8,68 • /ЗСКэЛзс/2 = 47,ЗСД/зс.
Остальные две парциальные волны, возбуждаемые в ЗС
(2.48), не участвуют в процессе усиления. Их влияние на
Крл можно учесть так же, как и в случае ЛБВМ, введением
дополнительных потерь, которые составляют 9,54 дБ Вы-
*> В горячей ЗС значение пф получается меньше, чем в холодной,
поэтому условие примерного синхронизма все равно выполняется.
Более подробно см. § 11.3.
234
ражение для Крл в этом случае приобретает вид
^ = 47,30^-9,54. (9.8)
Зависимость Крл от CN3. представлена на рис. 9.16,
где штриховой линией изображена типичная зависимость,
получаемая в эксперименте. Из рисунка видно, что экспе-
риментальная зависимость хорошо совпадает с теоретиче-
ской.
Так как электрическая длина ЗС Мзс определяется ее
геометрической длиной L3C, то создается впечатление, что
в ЛБВО можно получать очень большие значения КРл.
Однако это не так. С уве-
личением Л'зс (L3C) нару-
шается линейность режима,
так как переменные сос-
тавляющие скоростей элек-
тронов, плотности прос-
транственного заряда, кон-
векционного тока луча
становятся большими по
сравнению с постоянными
составляющими, и выра-
жение (9.8) становится не-
точным. Физически это
Рис. 9.16. Зависимость коэффици
ента усиления ЛБВО от CNX
означает переход в нели-
нейный режим, который ограничивает значение КРл. При
больших длинах ЗС за счет перманентного торможения
электронов нарушается условие примерного синхрониз-
ма, в результате чего качество энергообмена ухуд-
шается. Становится трудно хорошо сфокусировать элек-
тронный поток. При больших значениях КРл также воз-
растает опасность самовозбуждения ЛБВО из-за рассогла-
сования ЗС Поэтому практически используемые значения
N* лежат в пределах 10—30. Параметр С = )ЛРзс^о/(4(/о),
называемый параметром усиления, имеет значения от 0,02
до 0,2. Максимальные значения КРл лежат в пределах
30—60 дБ.
Как упоминалось ранее, чтобы обеспечить устойчивый
режим работы усилителя, ч ЗС ЛБВО встраивают погло-
титель. Рассчитаем затухание в поглотителе, необходимое
для устойчивой работы ЛБВО. Пусть модули коэффициен-
тов отражения по напряжению на входе и выходе ЗС соот-
ветственно Гвх и Гвых. ЛБВО имеет коэффициент усиления
235
К'р, а поглотитель ослабляет мощность проходящей через
него волны в П' раз. Если мощность на входе ЛЕВО — Рвх,
то на выходе имеем Рвьп = РакКр/ГГ. С выхода часть этой
мощности отражается
^отР = ЛвыхГ-вЬ1Х = РвхГ^Ь1ХЛр//7'.
Отраженная волна распространяется ко входу ЛЕВО, при
этом ослабляется в П' раз и на входе претерпевает вторич-
ное отражение Мощность вторично отраженной волны
Лотр = ЛвхГвхГвыхЛр/(/7 ;2.
Для того чтобы ЛЕВО не самовозбуждалась, необхо-
димо, чтобы Рвх > Р;тр или Рт > РВХГВХ Гвых К'р/(П')2. При
этом
ГвхГ'вых/<р/(/7')2 < 1 .
Из последнего неравенства определяем П, выраженное
в дБ:
П> 10 1g (ГВХГВЫХ
Если Гвх = Г вых= 1, т. е. имеет место полное отраже-
ние на входе и выходе ЛБВО, то
П>КР12. (9.9)
Из (9.9) следует, что затухание, вносимое в ЗС погло-
тителем, не должно быть меньше половины Кр ЛБВО без
поглотителя. Реальные значения П = 5 4- 10 дБ, а коэф-
фициента усиления Кр = 15 4- 35 дБ. В маломощных
ЛЕВО Кр достигает 60 дБ.
Если поглотитель является сосредоточенным **>, важно
правильно выбрать место его размещения в ЗС. Если погло-
титель находится в начале ЗС, то ухудшается группирова-
ние электронного потока в сгустки и тем самым сущест-
венно снижается коэффициент усиления. Поглотитель, рас-
положенный в конце ЗС, заметно уменьшает коэффициент
усиления, так как в нем ослабляется уже усиленный сиг-
нал. Итак, оптимальным местом размещения поглотителя
*’ Во всех приборах бегущей волны отраженная от выхода волна
приходит на вход прибора практически без потерь.
**’ На практике используют сосредоточенные поглотители, которые
по сравнению с распределенными позволяют получать более высокие
значения Кр-
236
является участок ЗС, находящийся вблизи середины ее
длины.
Определим электронный к. п. д. ЛБВО. Воспользуемся
для этого выражением (9.7). Будем считать, что кинетиче-
ская энергия электронов за счет того, что их скорость не-
сколько превышает фазовую скорость второй парциальной
волны, передается электромагнитному полю ЗС. Передача
энергии прекращается, когда строго выполняется условие
синхронизма у0 = уф2,
= ®/[K3J1 (1 ф-С/2)] = v0/( 1 -|- С/2).
Кинетическая энергия отдельного электрона, переда-
ваемая электромагнитному полю,
ДТ^ = mvo/2 — mu|2/2.
Если С <J1, то ДТК ~ (тио/2)С. Энергия, затрачивае-
мая на ускорение электрона источником постоянного на-
пряжения Uo, равна mvo/2. Поэтому электронный к. п. д.
ЛБВО может быть приближенно определен как
т)9 = ДТк/(тпо/2) С. (9.10)
Если ориентироваться на приведенные выше значения
параметра усиления С, то значения электронного к. п. д.
ЛБВО при режиме линейного усиления не превышают
20 %. Из анализа работы ЛБВО в нелинейном режиме сле-
дует, что амплитуда первой гармоники тока электронного
потока определяется выражением /j = 2I0Jy (X), где
J1 (X) — функция Бесселя первого рода первого по-
рядка от параметра группировки X (2.38), а выходная мощ-
ность ____
Рвых=27о^оС-|/^)ХЛ(Х). (9.11)
Выражение (9.11) имеет максимум при X = 2,41
P,.blx=l,546C/o(7o. (9.12)
Видно, что электронный к. п. д. в этом случае
т)э=1,546С. (9.13)
Но и в нелинейном режиме значение т|э ЛБВО получается
меньше, чем у многорезонаторных пролетных клистронов
и ЛБВМ.
237
Повысить к. п. д. ЛБВО можно, применяя изохрон-
ные ЗС, у которых фазовая скорость рабочей простран-
ственной гармоники постепенно уменьшается по длине.
Для этого необходимо по определенному закону умень-
шать по длине ЗС ее шаг Lc. Можно также использовать
дополнительное ускорение электронного потока, конструк-
тивно разбивая ЗС на несколько частей и подводя к ним
напряжения, возрастающие от входа ЗС к ее выходу. Для
повышения к. п. д. в ЛБВО также можно использовать
режим рекуперации (рис. 9.17), т. е. уменьшать напряже-
ния на коллекторе по отношению к Uo на 20—30 %. В ре-
зультате к. п. д. ЛБВО удается довести до 50 %.
Рис. 9.17. Схемы подачи питающих напряжений
на управляющий электрод 1, ускоряющий анод 2
и коллектор 3 в мощных ЛБВО с рекуперацией
Ширина рабочей полосы частот ЛБВО определяется
дисперсионной характеристикой ее ЗС и согласованием
с входным и выходным фидерами. Дисперсионная характе-
ристика должна иметь горизонтальный участок, ширина
которого обычно превышает 30 % от средней частоты и мо-
жет доходить до 100 %. Следует заметить, что чем шире
полоса, тем труднее обеспечить хорошее согласование на
входе и выходе прибора, а это ограничивает полосу рабо-
чих частот ЛБВО,
2. ЛОВО. Лампы обратной волны О-типа работают
обычно в режиме самовозбуждения Их конструктивная
схема отличается от схемы ЛБВО тем, что выходное устрой-
ство прибора располагается у ЭП там, где у ЛБВО распо-
ложено входное. Это отличие обусловлено тем, что группо-
вая скорость электромагнитной волны направлена от кол-
лектора к электронной пушке, т. е. в противоположную
сторону по отношению к направлению электронного по-
238
тока и фазовой скорости рабочей пространственной гармо-
ники. Устройство 7 (см. рис. 9.15) обычно отсутствует.
В ЛОВО поглотитель расположен у коллектора там, где
у ЛБВО находится выходное устройство. В данном слу-
чае поглотитель выполняет роль согласованной нагрузки,
в которой поглощается энергия волны, отраженной от не-
идеально согласованного выхода или от нагрузки ЛОВО.
Если такой поглотитель — нагрузка отсутствует, волна,
отраженная от выхода, приходит к коллектору практически
без потерь, претерпевает вторичное отражение и оказы-
вает заметное воздействие на работу ЛОВО. Поглотитель
должен также поглощать энергию положительных простран-
ственных гармоник ЗС, взаимодействующих с электрон-
ным потоком.
ЛОВО работает на обратной пространственной гармо-
нике, обычно первой, для которой выполняется условие
синхронизма. Электронный поток, попадая в ЗС, начинает
взаимодействовать с обратной пространственной гармони-
кой, интенсивность которой на выходе лампы максимальна.
Происходит интенсивная модуляция потока по скорости,
сопровождающаяся модуляцией по плотности. Отличие
ЛОВО от ЛБВО заключается в наличии положительной
обратной связи между электронным потоком и полем, ко-
торая имеет место по всей длине потока. В результате этого
ЛОВО легко самовозбуждается. Уровень установления
колебаний определяется потерями.
Самовозбуждение ЛОВО наблюдается при определен-
ных значениях тока луча /0: при малых значениях /0 нару-
шается условие баланса амплитуд и лампа не самовозбуж-
дается. Зависимость выходной мощности ЛОВО от 70 при
(/0 = const представлена на рис. 9.18, а. Самовозбуждение
начинается при пусковом значении тока
^0 пуск = у-Д" ^^зс)пуск. (9.14)
нзс ЗС
где (CW3l)nyCK — пусковое значение параметра CN3C.
Если пренебречь потерями в ЗС и влиянием простран-
ственного заряда, то (CNзт)пуск = 0,314 и выражение (9.14)
принимает вид
/опуСК = О,124С/о/(рзЛзс), (9.15)
что справедливо для случая линейного режима. Выражение
(9.15) можно получить из (2.47), если в его правой части
239
вместо +1 подставить —1, так как рзс ЛОВО изменяет
свой знак на обратный.
При /0 > /опуск с увеличением тока луча Рвт моно-
тонно возрастает. Из-за положительной обратной связи
между электронным потоком и полем возможен режим уси-
ления регенеративного вида, для чего у ЛОВО должны
быть и вход и выход. Режим регенеративного усиления
наблюдается при значениях /0 несколько меньших 70пуск.
При приближении /0 к /Опуск коэффициент усиления Др
резко возрастает (рис. 9.18, а).
Рис. 9.18. Зависимости Рвых и Кр ЛОВО от то-
ка луча /0 (а) и Кр от частоты f для разных
значений Uo (б)
Если в режиме усиления изменять частоту, то зависи-
мость от f имеет резонансный характер (рис. 9.18, б).
Ширина резонансной кривой определяется полосой ча-
стот, в которой выполняется условие синхронизма. При
изменении Uo резонансная кривая смещается в ту или дру-
гую сторону по оси /. ЛОВО в режиме усиления представ-
ляет резонансный высокодобротный усилитель с электрон-
ной перестройкой по частоте в широкой полосе.
Однако наиболее часто ЛОВО используют в режиме
автогенерации. Дисперсионная характеристика ЗС обычно
имеет вид, представленный на рис. 9.2, б, и при измене-
нии Uo изменяется скорость электронного потока и условие
самовозбуждения выполняется уже на другой частоте,
т. е. имеет место эффект электронной перестройки частоты.
Если считать, что в ЛОВО выполняется условие син-
хронизма, и0 ~ Уф,-1, то можно записать, что
1 Г 2е ,, ыЬс
Уф.-1-Уо=У
где Lz — шаг ЗС; <р_х — разность фаз колебаний в сосед-
них ячейках ЗС.
240
Отсюда получаем, что
/ = ]/~2 - -fo-'P-1 t/1/2 (9.16)
' у т 2n,Lc о •
Так как в ЗС, используемых в ЛОВО дисперсия обычно
аномальна, dv^/df > 0, то с увеличением ускоряющего на-
пряжения Uo частота f растет. Взяв от выражения (9.16)
производную по Uo, получим крутизну электронной пере-
стройки
> = /2 ~ UT'/2- (9.17)
"L/q F fit
Рис. 9.19. Зависимость
Рвых и f ЛОВО в режиме
генерации от ускоряюще-
го напряжения Uo
Из выражения (9.17) видно, что крутизна электронной пере-
стройки уменьшается при увели-
чении utl.
Выходная мощность ЛОВО в
режиме генерации
Т’вых = ^0 (7о — /опуск)- (9.18)
Так как 70пуск зависит от Uo,
то с его увеличением РВЫ11 сначала
растет, достигает своего максиму-
ма, а потом начинает уменьшаться
(рис. 9.19). На этом рисунке пред-
ставлена также типичная зависи-
мость / от Uo. Рвых можно изме-
нять также, меняя 70, но при этом с увеличением 10
происходит уменьшение генерируемой частоты /0.
Электронный к. п. д. ЛОВО для линейного режима ра-
боты
г]э^0,84С, (9.19)
т. е. не превышает нескольких процентов.
При работе в нелинейном режиме ЛОВО значения
Т’вых и те же, что и для ЛБВО.
Выражение для Рвых ЛОВО при /0 > 70пУск можно
представить в виде
7\ых= (1 /о пуск/7о)
или
Р вых — 1,546Ct/o7o (1 —7ОПуск/7о).
Если /опуск/4 < 1. ТО
Р ~ 1,546СУ / =°.973p'/3/W/3 (9.20)
ВЫХ ’ 00 ’ • ЗС 0 0 • '
241
Если считать, что U0/10 = const, то выражение (9 20)
принимает вид
(9.21)
где ____
Ср = 0,973
практически постоянна.
3. Параметры и характеристики. ЛБВО используют для
широкополосного усиления сигналов как малой, так и
большой мощности в передатчиках, выполненных по схеме
усилительной цепочки.
У ЛБВО могут быть получены в дециметровом диапазоне
волн в непрерывном режиме значения выходной мощности
до 100 кВт, в сантиметровом — до 10 кВт, в миллиметро-
вом — до 1 кВт. В импульсном режиме у ЛБВО получают
мощности: 5 МВт, 5 кВт соответственно для сантиметрового
и миллиметрового диапазонов. Значения коэффициента уси-
ления обычно лежат в пределах 30—60 дБ; Коэффициент
усиления в линейном режиме рассчитывают по формуле
(9.8) с учетом потерь в поглотителе
KPq = 47,3CW3C —9,54 —/7. (9.22)
К. п. д. ЛБВО обычно равен 20—30 %. Полоса рабочих
частот ЛБВО намного больше, чем у пролетных клистро-
нов, и может составлять, как уже отмечалось ранее, 50 %
и более Следует заметить, что в мощных ЛБВО значение
полосы рабочих частот уменьшают до 10—15 %, в резуль-
тате чего удается увеличить значение к. п. д. до 30 % и бо-
лее, а значение коэффициента усиления до 40 дБ.
Статическое сопротивление участка ЗС — ЭП ЛБВО
Rq = Uo/1o = UT'/2/P
и изменяется при изменении Uo.
Рабочими характеристиками ЛБВО являются: зависи-
мости выходной мощности РВЬ1Х от входной Р11Х и напряже-
ния Uo (амплитудные характеристики), зависимость Рт1х
от частоты f (частотная характеристика) и зависимость
сдвига фазы Дер от изменения и напряжения Un (фазо-
вые характеристики) (рис. 9.20) Зависимость Рвых от Ркх
имеет тот же вид, что и у пролетных клистронов Началь-
ный участок этой зависимости (до точки Д) имеет линейный
характер. Коэффициент усиления здесь не зависит от Рвх.
242
Это так называемый динамический диапазон.
К- п. д. в динамическом диапазоне получается небольшим
При увеличении Рих Рвых достигает своего максимума (ре
жим насыщения), а потом начинает уменьшаться В точке
максимума к. п. д. ЛБВО — наибольший
Уменьшение выходной мощности, происходящее начи-
ная с некоторого значения Рвх, связано с тем, что входной
сигнал не обеспечивает оптимальной фокусировки электрон-
ного потока в сгустки Происходит слишком быстрое их
формирование и при своем дальнейшем движении вдоль
ЗС они тормозятся и выпадают из синхронизма. При этом
происходит их расфокусировка Для получения оптималь-
ного по выходной мощности режима Рвх должна быть та
кой, чтобы формирование (насыщение) сгустков заканчи-
валось в конце ЗС, у ее выхода Следовательно, каждому
значению Ркх соответствует свое оптимальное значение
длины ЗС, т е. N3e
Рис. 9.20. Зависимость Р KD и Дф от Рп„ (а) и
ВЫХ г Вл
Р от Uo при разных значениях Рвх (б)
Зависимости Рвых от Uo для разных значений Рвх на-
зываются также характеристиками взаимо-
действия Из рис. 9.20, б следует, что существует оп-
тимальное значение (70, при котором поток электронов наи-
более эффективно взаимодействует с полем ЗС. Кривые
на рис. 9.20, б имеют «тупую» вершину. Это свидетельст-
вует о невысокой чувствительности ЛБВО к изменению (70,
поэтому допускается нестабильность напряжения Uo в пре-
делах ±1 %. Следует заметить, что максимум зависимо-
стей Рвых от Uo смещается при изменении Рвх.
На рис. 9.21 изображена частотная характеристика
ЛБВО *’ Она определяется в первую очередь дисперсион-
*' Частотной характеристикой называют также зависимость Кр
ОТ / при Рвх = const.
243
ной характеристикой ЗС. Последняя должна иметь гори-
зонтальный участок со слабой зависимостью фазовой ско-
рости от частоты. В ЛБВО можно получить перекрытие по
частоте fmax/fmin = 2 -ь 3, а Д///о 100 % и более. Огра-
ничивающим фактором может явиться качество согласова-
ния входа и выхода ЗС ЛБВО. Из рисунка видно, что ча-
стотная характеристика имеет неравномерности в полосе
Д/. Ширину Д/ обычно определяют из условия снижения Кр
на крайних частотах (/min и /max) на 3 дБ по сравнению со
значением на средней частоте f0. Допустимое отклонение Кр
в полосе Д/ также не должно превышать 3 дБ от значения
Кр на частоте /0-
Рис. 9.21. Зависимость Рвых от f
На рис. 9.22 изображена фазовая характеристика: за-
висимость разности фаз Дер между колебаниями на входе
и выходе ЛБВО от Д(70/(70. Фазовые характеристики не-
обходимы при создании допплеровских радиосистем и широ-
кополосных усилительных цепочек. Фазовая характери-
стика может быть приближенно описана зависимостью
Дф~—1О5Л/зсД(/о/{7о, (9.23)
где Дер — выражено в градусах.
Видно, что для получения хорошей фазовой стабильно-
сти необходимо обеспечить хорошую стабильность напря-
жения Uo, так как фазовая чувствительность (изменение
фазы на 1 % изменения (70) составляет при К31. = 20
около 20°. Полная фазовая задержка для ЛБВО равна
8000—10 000э На рис. 9.20, а была представлена зависи-
мость Дф от Рвх, из которой следовало, что при изменении Рвх
244
появляется паразитная фазовая модуляция из-за влияния
входного сигнала на энергообмен в ЛБВО.
В связи с тем, что ЛБВО можно использовать для уси-
ления слабых сигналов, а также в связи с тем, что возра-
стают требования к качеству сигналов на выходе передат-
чиков, важно знать шумовые характеристики ЛБВО. Шумы
возникают за счет работы катода ЭП, неидеальной фокуси-
ровки электронного потока и попадания электронов на ЗС,
влияния ионов оставшегося внутри ЛБВО газа. Шумы
в ЛБВО можно снизить, уменьшив /0. улучшив фокуси-
ровку потока в ЭП, используя специальные ее конструк-
ции, улучшив фокусировку электронного потока магнит-
ным полем на всей длине взаимодействия, применяя кон-
струкции ЗС, в которых наблюдается минимальное оседа-
ние электронов. Исследования показали, чтоб ЛБВОобычно
устанавливается стоячая шумовая волна. Поэтому целе-
сообразно входное устройство прибора располагать в том
месте ЗС, где имеет место узел этой волны. Дополнитель-
ного уменьшения шумов можно достигнуть, охлаждая
ЛБВО.
Шумы в ЛБВО и других усилительных приборах СВЧ
оценивают с помощью коэффициента шума
rz' _ ^вых/^ш вых
Аш — р ip ’
гвх/' швх
где Ршвых, Рш вх соответственно мощности шумов на выходе
и входе ЛБВО. Если К'щ = 1, то шумы в приборе отсут-
ствуют. Коэффициент шума обычно измеряют в децибелах:
Кш — Ю 1g Кш' У малошумящих ЛБВО /Сш — 2,5 4-
+ 20 (К|П = 4-5-13 дБ), у сильношумящих — К'ш =20-5-
4- 1000 (Кш = 13 ч- 30 дБ).
В последнее время ЛБВО начали применять для усиле-
ния нескольких сигналов, т. е. использовать их в много-
частотных режимах.
Теория этого вопроса сложна и вывод всех соотношений
сопряжен со значительными математическими трудностями.
Поэтому остановимся лишь на некоторых выводах, полу-
ченных из проведенных в этом направлении исследований.
Если на вход ЛБВО подать два гармонических сигнала,
частоты которых tOj и <о2 лежат в полосе усиления, то это
приведет к появлению в спектре электромагнитного сигна-
ла высших гармоник (nwj, m<o2, где п, т = 1, 2, 3, ...
а т. д.) и комбинационных частот (nwj ± гисо2). В зависимо-
сти от выбранного режима работы ЛБВО возможно либо
245
одновременное усиление каких-то гармоник или комбина-
ционных частот, либо подавление ненужных составляю-
щих. Процесс взаимодействия электронного потока с элек-
тромагнитным полем в многочастотном режиме имеет слож-
ный характер. Происходит перераспределение энергии
между составляющими спектра, так как в процессе взаимо-
действия фазовые соотношения между ними изменяются.
Р
г6ых!^\
0,8 0,9 0}2/COt
г)
Рис. 9.23. Характеристики ЛБВО в двухчастотном
режиме работы
Если на вход ЛБВО подано два сигнала с разными частот-
ными спектрами, то под режимом усиления понимают та-
кой режим, когда и на выходе превалируют усиленные сиг-
налы с теми же спектрами. На рис. 9.23 представлены ха-
рактеристики ЛБВО, работающей в двухчастотном ре-
жиме. Из рисунка видно, что при значитетьной разности
в уровнях входных сигналов (Рпх2 PK\i или Рвх2 РВ1Л)
их взаимное влияние невелико, и выходная мощность
(рис. 9.23, а) и к. п. д. (рис. 9.23, б) практически не за-
висят от соотношения входных мощностей. Если Рвх2 и
Рвх1 соизмеримы, то сигналы сильно влияют друг на друга.
Положение области взаимного влияния на оси абсцисс за-
висит не только от отношения РлуЛ/РпУл, но и от их абсо-
лютных значений. Это становится ясно при рассмотрении
рис. 9 23, в, на котором приведены зависимости РВЫ1х и
Рвых2 от Рвл для различных значений Рву2
246
Следует заметить, что суммарная мощность взаимодей-
ствия в двухчастотном режиме всегда меньше, чем в одно-
частотном, из-за ухудшения качества группировки элек-
тронного потока полем суммарной волны. Это связано с тем,
что электроны могут одновременно ускоряться полем од-
ного сигнала и тормозиться полем другого. При двухчастот-
ном режиме работы в ЛБВО при уменьшении отношения
(Oa/coj наблюдается эффект подавления одного сигнала дру-
гим, и падают мощности комбинационных частот. На
рис. 9.23, г представлена зависимость РвуЛ/РвуЛ от
обеспечивающая равенство выходных мощностей РВЫ11 —
= Рвыю- Преимущественное усиление одного из сигналов
по сравнению с другим имеет место при определенных соот-
ношениях между их частотами, коэффициентами усиления
и крутизнами мощностных характеристик при одночастот-
ном режиме.
Многочастотный режим ЛБВО изучен мало.
Рис. 9.24. Конструкция электронной пушки мощной ЛБВО
ЛОВО работают в диапазоне частот от 0,5 до 790 ГГц.
В основном на практике их используют в качестве маломощ-
ных задающих генераторов, перестраиваемых напряже-
нием в широком диапазоне частот.
Выходная мощность ЛОВО в дециметровом диапазоне
Волн — несколько ватт, в сантиметровом — доли ватт,
В миллиметровом — единицы милливатт. К. п. д. не пре-
вышает нескольких процентов.
ЛОВО обеспечивают широкий диапазон электронной
перестройки (в дециметровом и сантиметровом диапазонах
taax/fmin = 2, В миллиметровом — /max//min = 1,2 -т- 1,6).
' В генераторной ЛОВО при широком диапазоне пе-
рестройки получают невысокую стабильность генери-
руемой частоты. Дифференциальная крутизна частотной
247
характеристики составляет 2,5—10,5 Мгц/В. Типичное
значение температурного коэффициента частоты равно
±0,001 %/град. Крутизна ухода частоты по накалу со-
ставляет 5—10 Мгц/В; по первому аноду 0,5—1,5 Мгц/В.
Перепад выходной мощности при перестройке 5—10 дБ.
Характеристики ЛОВО были рассмотрены ранее и представ-
лены на рис. 9.18, а, б и 9.19.
Рис. 9.25. Конструкция коллектора мощной ЛБВО
Если говорить об особенностях конструкций приборов
бегущей Волны О-типа, то следует в первую очередь оста-
новиться на ЛБВО большой мощности. Основными кон-
структивными узлами этих приборов являются электрон-
ная пушка, замедляющая система и коллектор. Примеры
конструктивного решения этих узлов для мощной ЛБВО
сантиметрового диапазона волн представлены на рис. 9.24—
9.26.
s
к ^-5
Рис. 9.26. Конструкция ЗС типа «клеверный лист»
Отметим, что конструктивные решения ЭП и К ЛБВО
мало отличаются от таковых для пролетных клистронов.
ЗС ЛБВО типа «клеверный лист», изображенная
на рис. 9.26, представляет собой цепочку связанных элек-
тромагнитным полем (через щели) и электронным потоком
резонаторов. Она позволяет получать на выходе мощности
248
в этом месте подключить
Рис. 9.27. Конструкция ЗС
типа «модифицированная спи-
раль» или«кольцо—стержень»
большие, чем при использовании ЗС спирального типа.
ЛЕВО с ЗС типа «клеверный лист» приближаются по вы-
ходной мощности к пролетным клистронам. В мощных
ЛЕВО используются также ЗС типа «модифицированная
спираль» или «кольцо—стержень» (рис. 9.27). Этот тип
ЗС имеет недостаток — малое значение коэффициента уси-
ления ЛБВО, приходящееся на единицу длины ЗС. Как
это уже отмечалось ранее, у ЛБВО в ЗС помещают поглоти-
тели. У мощных ЛБВО это следует делать через 15—30 дБ
усиления. ЗС можно разорвать и
внешние нагрузки. Такие наг-
рузки хорошо развязывают вы-
ход от входа и от них легко от-
водить теплоту.
В последнее время ЛБВО
начинают изготовлять методом
печатных схем. Они представля-
ют значительный интерес с точ-
ки зрения построения АФАР.
ЗС таких ЛБВО — это или двой-
ные логарифмические спирали
(Цф/с~0,02), или ЗС типа «гре-
бенка», нанесенные методами
печатных схем на диэлектрические подложки. Все эле-
менты таких ЛБВО, кроме катода и его держателя, из-
готовляют методами печатных схем.
В плоских спиральных ЗС электронный поток создается
цилиндрическим катодом, а в качестве ускоряющего элек-
трода используют цилиндрические сетки. Коллектор рас-
полагают по периферии ЗС.
В ЗС типа «гребенка» электронный поток формируется
специальными электродами ЭП и фокусируется на длине
взаимодействия с помощью бариевых магнитов.
«Печатные» ЛБВО позволяют получать непрерывные
уровни мощности в дециметровом диапазоне волн — 100—
500 Вт, в сантиметровом — 25—30 Вт, импульсные соот-
ветственно — 10 кВт и 1 кВт. Полоса рабочих частот таких
ЛБВО составляет около 20—30 %; к. п. д. 20—30 %, коэф-
фициент усиления в режиме насыщения около 10 дБ.
В заключение следует отметить, что ЛОВО могут рабо-
тать и без поглотителя, располагаемого у коллектора.
В этом случае ЗС у коллектора замкнута накоротко и обес-
печивает полное отражение. В выходном фидере размещают
отражающий элемент (диафрагму). ЛОВО без поглотителя
249
называются резонансными, поскольку ЗС в них
превращается в РС. Резонансные ЛОВО имеют меньшие,
чем обычные ЛОВО, значения пускового тока, больший
к п. д. и на отдельных участках частотной характери-
стики малую крутизну перестройки. Если в ЛОВО такого
типа сделать вход и создать внешнюю цепь обратной связи,
то в сантиметровом диапазоне на отдельных участках рабо-
чих частот можно получить генерацию с кратковременной
нестабильностью частоты около 10~в.
Глава 10
КАСКАДЫ ПЕРЕДАТЧИКОВ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
§ 10.1. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ СВЧ
В настоящее время промежуточные и выходные каскады
передающих устройств СВЧ малой и средней мощности
часто выполняют на транзисторах. Достаточно развитые
сейчас методы суммирования мощности позволяют создать
полупроводниковые передатчики с выходной мощностью
до единиц киловатт и выше в длинноволновой части СВЧ-
диапазона
Особенности мощных транзисторов СВЧ. При примене-
нии мощных транзисторов в СВЧ-диапазоне возникает ряд
трудностей, обусловленных физическими ограничениями на
максимальные напряжения между электродами транзисто-
ра и максимальную плотность тока эмиттера. Частотные
свойства усилительных транзисторов характеризуются зна-
чением максимальной частоты усиления /утах, при превы-
шении которой коэффициент усиления транзистора по мощ-
ности Кр в малосигнальном режиме становится меньше
3 дБ Для большинства мощных СВЧ-транзисторов эта
частота близка к граничной /гр *>•
/гр = и3/(2«Г6), (Ю.1)
где и3 — скорость перемещения неосновных носителей в базе;
№6 — толщина базы.
.*’ /гр — частота, для которой выполнено условие /гр = /J р |,
где р — коэффициент передачи транзистора по току в .схеме с общим
эмиттером; f — частота, на которой измеряют р. При | р | = 1 f — /гр,
250
Известно, что максимальное значение и3 ~ 105 м/с, по-
этому повышение частоты /гр возможно, очевидно, путем
уменьшения толщины базы Минимальная же толщина
базовой области ограничена критическим значением напря-
женности электрического поля Е„р, при превышении ко-
торого наступает пробой. Вводя Епр в соотношение (10.1),
получаем теоретический предел произведения максимально
допустимого напряжения между коллектором и базой Uk6 max
на граничную частоту frp
U«6maxfrp ~ Е прО3/(2л).
Для кремния Е„р «2-105В/см и, следовательно,
^кбтах/'гр = 3 *10® В-МГц. Очевидно, для повышения frp
необходимо, чтобы t/K6max уменьшилось, т. е. уменьшилась
бы выходная мощность транзистора.
Ограничивающим фактором является и эффект от-
теснения, когда при высоких уровнях инжекции ток
неосновных носителей заряда оттесняется к краю эмиттера
и поэтому плотность его определяется не всей площадью
эмиттера, а только ее частью, расположенной вблизи пери-
метра. Так как существует предельное значение плотности
эмиттерного тока, превышение которого ведет к разруше-
нию прибора, э4>фект оттеснения ограничивает мощность
транзистора.
Если же создать многоэмиттерные транзисторы, эмиттер
которых выполнить в виде большого числа параллельно
соединенных ячеек, то удается значительно увеличить от-
ношение периметра эмиттера к его суммарной площади.
Это в свою очередь позволяет увеличить ток, практически
не увеличивая емкости переходов, и, следовательно, повы-
сить мощность при одновременном увеличении граничной
Частоты.
Анализ работы транзисторных усилителей мощности
(ТУМ) СВЧ. При анализе работы ТУМ используют стати-
ческие характеристики транзисторов (рис. 10.1) Удобные
аналитические зависимости получают путем их линейной
аппроксимации (пунктир). Параметрами аппроксимиро-
ванных характеристик являются крутизна S, напряжение
сдвига Е' (рис 10.1, а), а также крутизна линии крити-
ческого режима SKp. Оптимальным по выходной мощности
(по коэффициенту усиления) и по к. п. д. на низких часто-
тах является критический режим. Существенное падение
усиления в этом частотном диапазоне происходит только
в перенапряженном режиме В диапазоне же СВЧ, где,
251
как правило, рабочие частоты близки к граничной частоте
транзистора frp, усиление заметно снижается уже в недо-
напряженном режиме. На рис. 10.1, б область значитель-
ного усиления по мощности ограничена слева линией А,
называемой линией граничного режима. Там
же изображена и линия критического режи-
ма Б. Крутизна линии граничного режима Srp меньше
крутизны линии критического режима SKp и может быть
оценена по формуле
^гр — 15РВЫХ/Ек,
где Рвых, Вт — выходная мощность, а £к, В — напряже-
ние коллекторного питания транзистора в типовом режиме
работы.
Рис. 10.1. Статические характеристики транзистора:
/ — область отсечки; 2 — активная область; 3 — область насыщения
В области высоких и сверхвысоких частот при анализе
работы ТУМ приходится учитывать инерционные явления,
связанные с конечным временем движения носителей, а
также емкости р-п-переходов и индуктивности выводов
транзисторов. В этих целях можно использовать эквива-
лентную схему транзистора (рис. 10.2), на которой г'6 —
сопротивление базы от входной клеммы прибора до актив-
ной части базы; га — активная составляющая сопротивле-
ния эмиттерного перехода; гв — сопротивление потерь кол-
лектора; Cs — емкость эмиттерного перехода; Ска — «ак-
тивная» часть емкости коллекторного перехода (барьерная
емкость обратносмещенного перехода); Скп — «пассивная»
емкость коллекторного перехода (конструктивная емкость
252
между коллектором и выводом базы). Генератор тока iK =
= S„un учитывает связь между коллекторным током и
напряжением и„ на эмиттерном переходе; L6, LK и Ls —
индуктивности выводов электродов; г9 — стабилизирующее
эмиттерное сопротивление.
Элементы эквивалентной схемы LK, L3, L6, Скп, r'a
можно считать линейными, не зависящими от токов и на-
пряжений (иначе гово-
ря, от режима работы
транзистора); элементы
С9, гэ, Ска и крутизна Sn
нелинейны и их нужно
задавать в виде пара-
метров нелинейных фун-
кциональных зависимос-
тей (рис. 10.3). Зависи-
мости, изображенные на
рис. 10.3, а, б, в, можно
аппроксимироватьследу-
ющими соотношениями:
(r9 = 70e""/,pV₽0,
jK =/ое"п/ч’1; (10.2)
?9 = ZoeUn/4,T/(cdpPo),
Рис. 10.2. Эквивалентная схема тран-
зистора
где /0 — тепловой ток коллектора при ип = 0; ро — ста-
тический коэффициент усиления по току транзистора для
схемы с общим эмиттером (ОЭ); <рт — температурный по-
тенциал, равный 0,026 В при 300 К; ?9 — заряд, накапли-
ваемый емкостью С9; оъ, — граничная частота коэффициента
передачи транзистора по току в схеме с ОЭ. Значения г9,
Sn и С\ эквивалентной схемы можно найти из соотношений
(10.2):
r9 = du„/dira = р0<Рте
Sn = diK/dun = /ое'^/фу = Po/r9;
(10.3}
Ca = dqa/dun = /ое“п/ф'/(<рта)рРо)= 1/(<иргв).
Как и статические характеристики, рассматриваемые
нелинейные зависимости можно аппроксимировать отрез-
ками прямых (пунктир). При такой кусочно-линейной ап-
проксимации анализ работы транзисторных усилителей
можно провести на основе эквивалентной схемы рис. 10.2,
полагая, что г9, С9, Sn постоянны при иа > £б> а при
u„ =g; Е'б они изменяются скачком, принимая значения
г3 = оо, С, = 0, Sn — 0. Емкость Ска при аппроксимации
считают линейной.
Кусочно-линейная аппроксимация может быть прове-
дена по различным критериям. Часто за сопротивление га
принимают его дифференциальное значение при коллектор-
ном токе, равном его постоянной составляющей в рабочем
,режиме транзистора iK — 1к0. В этом случае
гэ = С,О26₽о//кО.
Значения ро обычно приводят в паспорте транзистора.
'Следует заметить, что значения р0 имеют для транзисторов
большой разброс, поэтому при расчетах обычно выбирают
Рис. 10.3. Вольт-амперные (ВАХ) и вольт-кулоновые (ВКХ) характе-
ристики нелинейных элементов эквивалентной схемы транзисторов:
а — ВАХ сопротивления г3‘, б — ВКХ емкости Сэ, в — зависимость iK от
г — ВКХ емкости CRa
некоторое среднее значение Частоту определяют, зная
•паспортное значение граничной частоты /гр:
«р = 2nfrp/₽n.
По значению Ск = Ска + Скп, приводимому в паспорте,
можно найти Ска и Скп, пользуясь приближенной зависи-
мостью
Ска МО,25 н- 0,5) Ск.
Рекомендуется при нахождении параметров эквивалент-
ной схемы сначала определить Sn, выраженную в A/В, по
соотношению
5П = 42,5/кг/(1 + 3,66 10-3Q,
254
где f„ — температура перехода в градусах Цельсия; 1к1 —
амплитуда первой гармоники коллекторного тока, А, а за-
тем рассчитать гэ по второму соотношению (10.3).
В зависимости от значения высокочастотного сигнала
различают два режима работы ТУМ: при малом сигнале —
режим класса А и при большом сигнале — режим с отсеч-
кой коллекторного тока класса В или С. В малосигнальном
режиме транзистор рассматривают как линейное устрой-
ство, параметры его эквивалентной схемы считают по-
стоянными и равными их значениям в рабочей точке. В ре-
жиме большого сигнала при анализе учитывают нелиней-
ные свойства транзистора, проявляющиеся в резком изме-
нении состояний эмиттерного и коллекторного переходов.
Так как промежуточные и выходные каскады радиопере-
дающих устройств обычно работают в режиме большого-
сигнала, остановимся на анализе именно этого режима.
Анализ усложняется тем, что в общем случае и ток, и
напряжение на входе транзистора при работе с отсечкой
имеют негармоническую форму. Это является следствием
нелинейности характеристик транзистора и конечного вну-
треннего сопротивления источника колебаний, подаваемых
на вход усилителя. В зависимости от соотношений между
полными сопротивлениями источника возбуждения, цепи,
находящейся между ним и транзистором, и входа транзи-
стора на частоте сигнала различают два основных случая:
при большом внутреннем сопротивлении R, источника
входной ток близок к синусоидальному (источник можно
представить в виде эквивалентного генератора тока); при
малом Ri входное напряжение приближается к синусои-
дальному (источник можно представить в виде эквивалент-
ного генератора напряжения). В СВЧ-диапазоне входной
ток за счет подавления высших гармоник тока индуктив-
ностью входного электрода, а также индуктивностью цепи
связи между источником колебаний и входом транзистора
обычно является близким к синусоидальному.
Форма сигнала на выходных клеммах транзистора зави-
сит от сопротивления нагрузки. Обычно считают, что на-
грузка на выходных клеммах транзистора обладает фильт-
рующими свойствами, т. е. ее сопротивление току первой
гармоники значительно превосходит сопротивление току
высших гармоник. Это позволяет считать напряжение на
выходных клеммах транзистора синусоидальным. Далее
в СВЧ-диапазоне сопротивление г3 оказывается большим,
чем сопротивление емкости Са на частоте основной гармо-
255
ники, поэтому его можно не учитывать. Предполагают
также, что эквивалентный генератор тока iK = Sn (и„ — Е'6)
работает на чисто активную нагрузку и режим транзистора—
граничный.
Анализ, проведенный в рамках перечисленных допуще-
ний, позволяет выявить основные особенности усилителей
с ОЭ и ОБ (общая база) и получить соотношения, по кото-
рым можно произвести их электрический расчет. В про-
цессе такого расчета по заданным значениям выходной мощ-
ности и рабочей частоты в предположении использования
транзистора в граничном режиме определяют мощность воз-
буждения транзистора, мощность, потребляемую им от ис-
точника питания, к. п. д. по коллектору, коэффициент уси-
ления, входное сопротивление транзистора первой гармо-
нике тока и сопротивление нагрузки ZH, при котором реали-
зуется расчетный режим.
Анализ показывает, что и в схеме с ОЭ, и в схеме с ОБ
значение вещественной части входного сопротивления тран-
зистора RBX мало (порядка единиц Ом) и уменьшается с уве-
личением мощности транзистора.
В усилителе с ОЭ коэффициент усиления по мощности
обратно пропорционален квадрату частоты, в то же время
благодаря отрицательной обратной связи через индуктив-
ность Ls он мало чувствителен к изменению нагрузки.
Практика показывает, что в этих усилителях Кр уменьша-
ется до двух-трех на частотах f ~ frp.
В схеме с ОБ частотная зависимость Кр значительно
слабее, но вследствие положительной обратной связи через
L6 коэффициент усиления более чувствителен к изменениям
нагрузки. Кр уменьшается до двух-трех на частотах значи-
тельно более высоких чем в схеме с ОЭ: f ~ (2 4- 3) fTp.
Поэтому рекомендуемый интервал рабочих частот тран-
зистора составляет от (0,2 4- 0,3) /гр до frp для схемы с ОЭ
и от (0,2 4- 0,3) frp до (2 4- 3) frp в схеме с ОБ. Усилители
с ОБ на частотах свыше 1 ГГц используют значительно
чаще, чем усилители с ОЭ.
1. Входная и выходная СВЧ-цепи ТУМ. Для реализа-
ции расчетного электрического режима работы транзистора
нужно подать на него напряжение возбуждения от источ-
ника с определенным внутренним сопротивлением, а к вы-
ходным зажимам присоединить определенное сопротивле-
ние нагрузки (рис. 10.4.) Входная цепь трансформирует
внутреннее сопротивление источника возбуждения Zr так,
чтобы выходное сопротивление левой части схемы на клем-
256
мах 2—2' было комплексно-сопряженным с входным сопро-
тивлением транзистора
Zz = Zfx, (10.4)
что согласует вход транзистора с выходом источника воз-
буждения. Выходная цепь преобразует сопротивление Z2
в ZH, обеспечивая тем самым оптимальный электрический ре-
жим работы ТУМ. Так как основная функция входной и
выходной СВЧ-цепей — согласование и трансформация со-
противлений, их часто называют согласующими.
Кроме того, эти цепи обеспечивают фильтрацию высших
гармоник, а в широкополосных усилителях — еще и тре-
буемую АЧХ усилителя.
Рис. 10.4. Обобщенная структурная схема
согласования транзистора по входу и выходу:
/ — входная СВЧ цепь, // — транзистор, III —
выходная СВЧ цепь
СВЧ-цепи усилителя обычно проектируют в два этапа.
Сначала рассчитывают цепь из элементов с сосредоточенны-
ми постоянными, осуществляющую необходимую трансфор-
мацию сопротивлений. При этом нужно, чтобы эта цепь
включала реактивные элементы входного и выходного пол-
ных сопротивлений (импедансов) транзистора в качестве
рабочих и могла быть достаточно просто конструктивно
реализована. Затем заменяют сосредоточенные элементы
цепи распределенными, эквивалентные схемы которых
с нужной степенью точности совпадают с заменяемыми эле-
ментами в рабочем диапазоне частот. Задачу расчета СВЧ-
цепей решают по-разному в зависимости от требуемой ши-
рины рабочей полосы усилителя.
Согласующие цепи узкополосных ТУМ. Если усилитель
работает на фиксированной частоте или в узкой полосе
рабочих частот (порядка нескольких процентов от цент-
ральной частоты /0), обычно применяют электрические цепи
простейшего вида, которые состоят из трех реактивных
9 М. В. Вамберскнй и др. 257
элементов, соединенных по Т- или П-образной схеме
(рис. 10.5).
Если известно сопротивление нагрузки Z2 = Т?2 + №
(или проводимость У2 = g2 + /Ь2), можно определить пара-
метры цепи согласования, обеспечивающие на входе нуж-
ные значения Zr или Yv Реактивную составляющую выход-
ного сопротивления (проводимости) устройства, находя-
щегося слева от клемм 1—Г, можно считать включенной
в Xj поел или в binap> поэтому, не нарушая общности задачи,
можно считать, что Zx — Ух = gr. Тогда для определе-
ния параметров согласующих цепей имеем:
glgi + (bl пар + Ь3 посл) (Ь2 пар + Ьз поел + Ь2) — Ь3 поел = 0; ц q gj
gz (Ь1 пар “Ь Ьз посл) gl (bz пар ”1” Ь3 поел “Ь Ь3) — 0,
RiRz + (Xi посл + Х3 пар) X
Х (Х2 посл + *3 пар + Хг) — ^Зпар = 0; (10.6)
Rz (Xi посл + -^Зпар) — R1 (Х2 посл + *3 пар + Х2) = 0.
В этих уравнениях для индуктивных элементов X > 0,
а b < 0, для емкостных — наоборот.
В каждой из систем уравнений (10.5), (10.6) три вели-
чины заданы (glt g2, b2 или Rlt R2, X2) и три неизвестны.
Поэтому при инженерном расчете схем согласования одну
из искомых величин можно выбрать, исходя из каких-либо
дополнительных соображений, а две другие определить
в результате решения уравнений.
Рис. 10.5. Схемы Т- (а) и П- (б)
образных цепей согласования
Рис. 10.6. Эквивалентные схе-
мы входного (а) и выходного (б)
сопротивлений транзистора в
узкой полосе частот
В общем случае входное и выходное сопротивления тран-
зистора на рабочей частоте имеют как индуктивную, так
и емкостную составляющие. Однако для многих мощных
транзисторов СВЧ (особенно в дециметровом диапазоне
258
длин волн) приближенно можно считать, что во входном
сопротивлении преобладает индуктивная составляющая,
а в выходном — емкостная. Это позволяет представить
ZBX и ^вых в виде цепей, показанных на рис. 10.6.
Таблица 10.1
Тнп схемы входной цепи
Расчетные формулы
~(1 + <?2)- 1
Г
(1 +?2)- 1)
id-1
2-^1 1
9 >^-1
При £1>1 <?2>^-1
Л 2 Л2
= Х2 =---------R* -
4 ]Л|ч1+‘?2)-1
гл ^?2 V
•С2==з-• Л1==-- =
1/^-(1+?2)-1
г А2
*.-7^+/к(,+л-1)
Обычно сигнал к усилителю подводят от возбудителя
с помощью фидерного тракта, имеющего волновое сопротив-
ление Zo = Ri = 50 Ом. В этом случае входную цепь
удобно строить по первой схеме (табл. 10.1), считая вход-
ную индуктивность транзистора включенной в индуктив-
ность L2 схемы. При этом Xi и Х3пар получаются отрица-
тельными, что приводит к необходимости их реализации
в виде емкостей и С3.
9*
259
Для согласования выходного каскада передатчика с ан-
тенной (или фидерным трактом, соединяющим антенну с пе-
редатчиком) чаще всего используют цепь в виде П-образ-
ного фильтра низких частот (вторая схема табл. 10.1).
Выходную емкость транзистора при этом считают включен-
ной в емкость Ci, a q при расчете задают. Следует иметь
в виду, что q тем больше, чем значительнее перепад согла-
суемых вещественных частей сопротивлений Ri/R2- С уве-
личением q уменьшается полоса частот, в пределах которой
достигается согласование.
Иногда реактивность Х3 во второй схеме выполняют
в виде последовательного соединения индуктивности L3 и
емкости С3 : Х3 = coL3 — 1/соС3. Тогда при соответству-
Рис. 10.7. Схема межкаскадной
ющем выборе L3 и С3 можно
ограничить полосу пропуска-
ния цепи со стороны низких
частот, улучшив фильтрую-
щие свойства схемы.
Если усилитель состоит
из нескольких каскадов, то
требуется согласовывать вы-
цепи ход одного каскада со вхо-
дом последующего При этом
применяют уже рассмотренные цепи в несколько модифи-
цированном виде (рис. 10.7). Здесь индуктивность Ь2 (эле-
мент Xi2) служит для компенсации выходной емкости тран-
зистора предыдущего каскада (элемент Хо). Параметры
остальных элементов рассчитывают по формулам первой
схемы табл. 10.1.
Согласующие цепи, предназначенные для работы в узко-
полосных усилителях, обеспечивают полное согласование
(коэффициент отражения Г = 0) только на одной рабочей
частоте диапазона (обычно на центральной). Поскольку
в реальных условиях бывает допустимо некоторое рассогла-
сование, можно определить рабочую полосу цепи, в пре-
делах которой рассогласование остается приемлемым:
Г=£-Г
х х доп*
(Ю.7)
Допустимое значение модуля коэффициента отражения Гдоп
можно определить по допустимому значению рабочего за-
тухания согласующей цепи
Ьр.Доп= 101g 1/(1 —ГД0П).
(10.8)
260
Для оценки широкополосности конкретной согласую-
щей цепи производят расчет сопротивления Zf на ее входе
(на клеммах /—Г, на рис. 10.7) в некотором диапазоне
частот. При этом элементы согласующей цепи L и С, а также
параметры эквивалентных схем входа и выхода транзистора
считают частотно-независимыми. Коэффициент отражения
на клеммах 1—Г
Обычно вещественная часть входного сопротивления
транзистора меньше вещественной части выходного сопро-
тивления, вследствие чего ширина рабочей полосы ТУМ
определяется в основном качеством согласования по входу.
Поэтому фильтрация высших гармоник обычно осуществля-
ется в выходной цепи.
Согласующие СВЧ-цепи широкополосных ТУМ Для про-
ектирования согласующих цепей широкополосных ТУМ
нужно иметь достоверную информацию о входных полных
сопротивлениях транзисторов и о значениях сопротивле-
ния ZH, обеспечивающих оптимальный режим работы ТУМ
в заданной полосе частот. Эти величины можно найти рас-
четным путем, применив соотношения, полученные в
результате анализа эквивалентной схемы транзистора
(см. рис. 10.2). Этот метод удобен, если известны параметры
эквивалентных схем конкретных транзисторов в широком
диапазоне частот. Однако разработчики не всегда имеют
данные об этих параметрах, особенно на частотах свыше
1—1,5 ГГц. Кроме того, в этом диапазоне на работу уси-
лителя влияют паразитные параметры транзистора. Они
зависят как от конструктивных особенностей самого тран-
зистора, так и от конструкции усилителя (или измеритель-
ной установки). Поэтому даже если в результате сложных
экспериментов удается определить параметры эквивалент-
ной схемы транзистора, их нельзя считать универсаль-
ными, т. е. в полной мере пригодными для описания пове-
дения транзистора в устройстве другой конструкции. Это
обстоятельство и является причиной того, что при проек-
.тировании ТУМ (особенно широкополосных) применяют
методы, когда транзистор представляют как четырехполюс-
ник, характеризуемый или входным и выходным пол-
ными сопротивлениями и коэффициентом усиления или
S'-параметрами (элементами матрицы рассеяния). Эти ха-
рактеристики на СВЧ можно определить легче и, главное,
261
более точно, чем элементы эквивалентной схемы транзи-
стора.
Необходимо помнить, что S-параметры пригодны для
описания только линейных четырехполюсников и поэтому,
строго говоря, являются характеристиками транзисторов
только при работе в малосигнальном режиме. S-параметры,
измеренные в режиме большого сигнала, можно рассматри-
вать как коэффициенты линеаризации матрицы рассеяния
по первой гармонике. Опи-
Рис. 10.8. Эквивалентные схемы
входного (а) и выходного сопротив-
лений (б) транзистора в широкой
полосе частот
сание транзистора с помо-
щью таким образом изме-
ренных S-параметров яв-
ляется достаточно точным,
только если входная и вы-
ходная СВЧ-цепи усили-
теля обеспечивают высо-
кую фильтрацию высших
гармоник тока. На прак-
тике на частотах до 2—3
ГГц обычно используют описания транзистора с помощью
полных сопротивлений, а на более высоких частотах —
с помощью S-параметров.
2. Проектирование СВЧ-цепей широкополосных ТУМ
с использованием измеренных полных сопротивлений тран-
зисторов Для облегчения проектирования измеренные
полные сопротивления транзистора целесообразно предста-
вить в виде простейших цепей, содержащих частотно-не-
зависимые и реактивные элементы. Входное сопротивление
большинства мощных транзисторов СВЧ в широкой полосе
частот можно описать последовательной RLC-цепью
(рис. 10.8, а) (или просто /?Л-цепью), выходное — цепью,
представленной на рис. 10.8, б (или просто параллельным
/?С-соединением).
Выходные цепи широкополосных ТУМ. Основная функ-
ция выходной цепи широкополосного ТУМ — обеспечить
согласование нагрузки с выходным сопротивлением тран-
зистора в заданной полосе частот. Поэтому, если считать
сопротивление нагрузки чисто активным и неизменным в по-
лосе частот, задача проектирования выходной цепи сво-
дится к синтезу цепи согласования активной нагрузки
с комплексным сопротивлением (рис. 10.8, б). Известно,
*’ Полагают, что измеренные в оптимальном энергетическом ре-
жиме /вых комплексно сопряжены с сопротивлениями ZH, обеспечиваю-
щими этот режим.
262
что в конечной полосе частот полное согласование комплекс*
ных сопротивлений невозможно. Поэтому стоит задача в за-
данной полосе частот получить заданный коэффициент от-
ражения. При этом чем меньше полоса частот, тем мень-
ший коэффициент отражения можно получить при исполь-
зовании согласующей цепи, состоящей из определенного
количества реактивных элементов. В предельном случае,
если цепь имеет бесконечное число элементов, максималь-
ная полоса согласования Асопс соответствует «столообраз-
ной» зависимости модуля коэффициента отражения Г от
частоты (рис. 10.9, а). При согласовании последователь-
ной /?Л-цепи
АсопС = nR/[L In (1/Г)], (10.9)
а при согласовании параллельной /?С-цепи
Асопс = n/[RC In (1/Г)]. (10.10)
Обычно частотную зависимость Г выбирают либо мак-
симально плоской (описываемой с помощью по-
линома Баттерворта), или чебышевской (описывае-
мой с помощью полинома Чебышева) (рис. 10.9, б). Затем
задают степень согласования (максимально допустимое зна-
чение Г) или максимально допустимое рабочее затухание
(10.8) в заданной полосе и рассчитывают цепь, обеспечи-
вающую такое согласование.
Рис. 10.9. Частотная характеристика Г при
согласовании в полосе частот Дсо:
а — предельный случай (число элементов согла-
сующей цепи бесконечно велико), б — число эле-
ментов согласующей цепи конечно (сплошная ли-
ния — чебышевская, пунктир — максимально
плоская)
Сравнение характеристик, получаемых с помощью цепи
определенного типа, с предельными значениями полосы
согласования (10.9), (10.10) позволяет судить об оптималь-
ности найденного решения.
263
Широкое распространение в ТУМ СВЧ получили вы-
ходные согласующие цепи, представляющие собой фильтры
нижних частот (ФНЧ) с ограниченной полосой пропуска-
ния (рис. 10.10, а).
Следует отметить, что хотя схемы таких цепей совпа-
дают с ФНЧ, по своим характеристикам они отличаются
от последних. Основное отличие состоит в том, что если
на входе и выходе обычных ФНЧ сопротивления приблизи-
тельно равны, то в согласующих цепях значения /?вых и
/?„ могут существенно отличаться. Поэтому при со = 0
обычно имеет место отражение (рис. 10.10, б):
Го — (/?н ~ ^вых)/(^н + ^вых)-
Характеристики таких согласующих цепей протабули-
рованы. Из таблиц по заданным значениям относительной
ширины рабочей полосы частот W = 2 (сов — сон)/(сов -ф сон)
и перепада согласуемых активных сопротивлений /?вых//?н
определяют количество п элементов согласующей цепи и
их параметры, обеспечивающие Г sS Гдоп.
Рис. 10.10. Схема согласования с помощью цепи типа ФНЧ с ограни-
ченной полосой пропускания (а) и ее частотная характеристика (б)
Схемы ФНЧ удобны для реализации на СВЧ, так как
в них индуктивности включены последовательно, а емко-
сти — параллельно. В качестве первой емкости Сх можно
использовать выходную емкость транзистора. При этом
влиянием индуктивности LBbIX обычно пренебрегают. Цепь,
представленная на рис. 10.10, а, когда фильтр начинается
с емкости, применима только для RBMJRa > 1. Если для
конкретного транзистора RBbl./RB < 1, то первым элемен-
том цепи, начиная от /?вых, должна быть индуктивность,
для чего емкость транзистора компенсируют параллельной
индуктивностью и уже затем ставят согласующую цепь.
Входные цепи широкополосных ТУМ. Основная функция
входной цепи широкополосного ТУМ — выравнивание амп-
264
Рис. 10.11. Схема входной согласу-
ющей цепи типа ФНЧ
литудно-частотной характеристики усилителя и обеспече-
ние постоянства (с заданной степенью точности) выходной
мощности в пределах рабочей полосы. Последнее особенно
важно при проектировании усилителей, в которых тран-
зистор включен по схеме с ОЭ, где, как отмечалось ранее,
коэффициент усиления по мощности обратно пропорцио-
нален квадрату частоты. Коэффициент усиления усилителя
с ОЭ можно откорректировать или путем отражения необ-
ходимой части входной мощности, или путем поглощения
избыточной мощности в специальных балластных сопро-
тивлениях.
В первом случае входная цепь должна полностью согласо-
вывать транзистор с источником возбуждения на верхней
частоте диапазона <ов, а при
уменьшении частоты коэф-
фициент отражения должен
увеличиваться по закону
Гвх (со) = 1 — (со/сов)3.
Эта задача может быть
решена применением двух-
секционной цепи типа
ФНЧ (рис. 10.11). Харак-
теристики таких цепей и значения их элементов протабу-
лированы.
Недостатком подобных входных цепей является наличие
отраженной волны, которая может привести к нарушению
режима работы предыдущего каскада. Необходимую раз-
вязку обеспечивают с помощью ферритовых развязывающих
приборов (см. гл. 14), а в усилителях со сложением мощно-
сти — путем использования в качестве делителей и сумма-
торов квадратурных мостовых устройств (см. гл. 13).
Коррекцию коэффициента усиления с поглощением из-
быточной мощности в балластных сопротивлениях в мощ-
ИЫх усилителях применяют довольно-редко из-за того, что
поглощаемую мощность трудно рассеивать.
При относительно малой ширине рабочей полосы (при
*Ч/юн<1,2) коэффициент усиления транзистора обычно
корректируется; его уменьшение с ростом частоты, если
*о необходимо, компенсируют подстройкой входной и вы-
ходной цепей усилителя. Схемы входных цепей таких уси-
лителей с ОЭ практически совпадают со схемами усилителя
с ОБ, причем они выполняют только функции согласования
источника возбуждения со входом транзистора.
265
Тип входной цепи широкополосного усилителя с ОБ
во многом определяется добротностью входа транзистора
Qbx = (юв — ®Н)ЛВХ//?ВХ. Если добротность невелика (QBX <С
< 1), в качестве согласующих целесообразно использовать
цепи на основе ФНЧ с ограниченной полосой пропускания;
если 1 < QBX < 3 4- 4 — цепи на основе полосовых фильт-
ров (ПФ).
Остановимся подробнее на входных цепях с ПФ. Схему
ПФ можно получить из ФНЧ. При преобразовании ФНЧ
(см. рис. 10.10, а) в ПФ (рис. 10.12, а) индуктивности про-
дольных ветвей заменяют последовательными, а емкости
параллельных ветвей — параллельными ЛС-контурами.
Рис. 10.12, Схема согласования с помощью ПФ (а) и ее частотная
характеристика (б)
При этом частотная характеристика приобретает вид, пока-
занный на рис. 10.12, б. Полоса пропускания ПФ Асо =
— сов — сои численно равна частоте среза ФНЧ-прототипа.
Значения индуктивностей в продольных ветвях и емкостей
в поперечных ветвях ФНЧ и ПФ одинаковы, а остальные
элементы ПФ выбираются из условия настройки контуров
в резонанс на частоте соо = (совсон)1/2, т- е>
bfCz = (l/co0)3. (10.11)
При создании на практике полосового фильтра в каче-
стве дополнительных элементов в схему включают блоки-
ровочные и разделительные элементы.
На первом этапе с помощью таблиц рассчитывают фильтр-
прототип (ФНЧ). Исходными данными является частота
среза Асо (ширина полосы пропускания ПФ), максимально
допустимое значение Гдоп (или затухание Lp доп) в пределах
этой полосы и перепад значений согласуемых сопротивле-
ний. После этого по (10.11) находят значения индуктивно-
стей и емкостей, которые нужно включить в параллельные
и последовательные ветви ФНЧ для перехода к ПФ. Вход-
266
ную индуктивность транзистора нужно учитывать при вы-
полнении индуктивности фильтра, присоединяемой к /?вх.
3. Практическая реализация согласующих и корректи-
рующих цепей. Элементы конструкции ТУМ. Транзистор-
ные усилители СВЧ с точки зрения конструкции в боль-
шинстве случаев являются гибридными устрой-
ствами: транзистор—это навесной элемент; входную
и выходную согласующие цепи и цепи питания выполняют
по пленочной технологии на диэлектрических подложках.
При изготовлении электрических цепей ТУМ наиболее
удобным типом фидерного тракта является микрополоско-
вая линия (МПЛ) (см. рис. 3.3, и). Однако область частот,
в которой целесообразно применять МПЛ, ограничена.
Обычно МПЛ не рекомендуют применять на частотах ниже
100 МГц, поскольку отрезки СВЧ-цепей становятся
слишком длинными. Применение МПЛ на высоких часто-
тах сопровождается увеличением потерь и возрастанием
возможности возбуждения в линии волн высших типов.
Поэтому рабочая частота должна быть ниже критической
частоты поперечной электрической волны самого низкого
порядка:
Г<^Р = 75/(й/^Л),
где h выражено в мм; / — в ГГц. Длина волны в линии,
а следовательно, и размеры многих элементов СВЧ-цепей
определяются эффективной диэлектрической проницаемо-
стью еэЛф: ___
Хл = X/]/ еэфф,
елл = £+1 + ^1+1°М-1/2
эфф 2 2 \ ' 1Г /
При создании схем ТУМ сосредоточенные элементы рас-
считанных цепей можно заменять распределенными, пред-
ставляющими собой отрезки МПЛ определенной длины
с определенным волновым сопротивлением, и выполнять
их по пленочной технологии в планарном исполнении.
Однако использование сосредоточенных реак-
тивных элементов позволяет в ряде случаев зна-
чительно уплотнить монтаж схемы. Можно считать, что
индуктивные катушки и конденсаторы имеют свойства эле-
ментов с сосредоточенными параметрами, если их размеры
малы по сравнению с длиной волны в линии [составляют
Не более (0,05 4- 0,1) Ял]. Сосредоточенные индуктивности
выполняют в виде витка МПЛ (рис. 10.13, а), в виде круг-
267
лой и квадратной спиральной катушки (рис. 10.13, б, в)
либо в виде отрезка МПЛ с большим волновым сопротив-
лением (рис. 10.13, г).
Варианты. выполнения сосредоточенной емкости пока-
заны на рис. 10.13, д, е, причем емкость (рис. 10.13, д)
включена в линию параллельно.
Рис. 10.13. Конструкции сосредоточенных индук-
тивностей (а—г), емкостей (д—ж):
1 — изолирующая прокладка
В некоторых случаях, особенно в длинноволновой
части СВЧ-диапазона, используют микроконденсаторы
(рис. 10.13, ж), имеющие форму прямоугольного паралле-
лепипеда, две противоположные стороны которого металли-
зированы и облужены. С возрастанием рабочей частоты
увеличиваются технологические трудности изготовления
элементов с сосредоточенными параметрами и растут потери
в них. Поэтому область применения таких элементов в на-
стоящее время ограничена частотами 2—3 ГГц. Формулы
для расчета параметров сосредоточенных элементов сведены
в табл. 10.2
Конфигурации наиболее часто используемых распре-
деленных элементов и их эквивалентные схемы
без учета паразитных параметров типа краевых емкостей
отрезков линий, различного рода неоднородностей (углов,
скачкообразных изменений ширины проводников и т. д.)
представлены в табл. 10.3. Здесь же даны формулы для
расчета их параметров.
263
Таблица 10.2
Параметры сосредоточенных элементов Расчетные формулы*
Индуктивность витка, нГ (см рис. 10.13,а) А = 0,2л£>к [2,3 Ig(4DK/U7) —0,5]
Размер D и индуктивность, нГ, круглой спиральной ка- тушки (см рис 10.13,6) D = d + (2М — 1)6 + 2U7; L = [5(D 4- d)2№]/( 15D - 7d)
Размер D и индуктивность, нГ, квадратной спиральной катушки (см. рис 10.13,в) £> = d + (2M—1Д+2№; L = [6 (D + d)2№]/( 15£> - 7d)
Индуктивность отрезка МИЛ с большим волновым сопротивлением, нГ (см. рис. 10 13,г) L = 0,21 [In (8/i/U7) + (0,l77U7)2//i2]; Wlh s= 2; L = 0,628//{ 0.5Г/А + 0,9 + + 0,318 In [Г/(2/i)+ 0,94]]; W/h>2
Емкость расширенного участка МП Л, пФ (см рис. 10.13, 6) C = 0,884- 10 2eS//i
Емкость пленочного конден- сатора, пФ (см рис. 10.13,е) C = 0,884- lO~%S/d
*> Все размеры в мм; N — число витков; Ь— шаг спирали.
Отметим, что в реальных схемах с распределенными эле-
ментами эквивалентные емкости и индуктивности зависят
от частоты. Все это вызывает отклонения частотных харак-
теристик цепей от расчетных, причем эти отклонения опре-
деляются числом элементов исходной цепи, видом частот
иой характеристики, электрическими длинами используе-
мых отрезков. Для цепей с распределенными элемен-
тами при чебышевской форме частотной характеристики
исходной цепи рекомендуется ограничивать максималь-
ные электрические длины используемых отрезков на
центральной частоте рабочего диапазона значением, рас-
считываемым по соотношению, рад:
®эл max < 2л/5 — 0,5 (®в — СОН)/(КСОвСОн) ~ 0,15«,
где п — число реактивных элементов.
269
Таблица 10.3
Вид распределенного
элемента
Варианты эквивалентной цепи с сосредоточенными
элементами н формулы для их расчета
2?0
6эл=е л/4
(/^Хл/8)
т _ tg (®»л/2) 7
L- - Zo
С= sin 9эл
Zoto
tg (вэл/2)
Z0<o
, » взл .
0
л
бэл п/4
(I Хл/8)
f 8 6ЭЛ 7 ,
ь = _лГ/о’
_______ вэл
2со Zo
г tg ®ЭЛ 7
при Вэл л/10;
L~ 3,33Z0/y еэфф> нГ
(при I в м)
0
| < ^ЗЛ I
0
бэл л/4
(/^Хл/8)
г __ вэл Zo _
2со ’
с . 8 6эл
л2 coZo
с_ tge9Q
Zo w
при Вэл < л/Ю;
С =а 3,33 • 103 J_ х
/ о
X Р^^эфф, пФ
Продолжение табл. ГО1Я
Вид распределенного
элемента
Варианты эквивалентной цепи с сосредоточенными
элементами и формулы для их расчета
0
^02 201
еЭлЬ 6эл2=5Я/4
. _яПеэл2 tg(eM1/2) _ .
L---------S~Z»2H--------й— z»‘-
с _ tg (Оэлг/2) . sinB
со Z02 coZO]
®эл11 ®ЭЛ2 Л/4
т __ 809л2 „
Q _ вэл2__________ tg 6ЭЛ1
2 со Zag coZ01
^ОЪ^ЗЛ! ^02^ЭЛ2
При переходе от исходных цепей с сосредоточенными
элементами к цепям с распределенной структурой количе-
ство расчетных соотношений становится меньше, чем число
подлежащих определению характеристик. Это объясняет
определенную свободу выбора параметров и дает возмож-
ность удовлетворить дополнительным технологическим или
конструктивным требованиям.
На этапе технического проектирования для оптимиза-
ции частотных характеристик усилителя целесообразно ис-
пользовать ЭВМ. При этом обычно ставится задача так на-
зываемого параметрического синтеза, т. е.
оптимального выбора числовых значений параметров со-
гласующих или корректирующих цепей. В качестве целевой
функции, подлежащей минимизации, используют максимум
коэффициентов отражения на входе и выходе усилителя
в рассматриваемой полосе частот. При синтезе цепей обычно
накладывают ограничения на предельные конструктивно
выполнимые значения волновых сопротивлений: 10 < Zo <С
100 — 150, Ом.
На рис. 10.14 представлены принципиальная схема (а)
широкополосного ТУМ дециметрового диапазона длин волн
и пример ее конструктивной реализации (б). Усилители,
выполненные по такой схеме, обеспечивают коэффициент
271
усиления 7—10 дБ при к. п. д. свыше 45 % в полосе при-
мерно ±20 % от центральной частоты Емкости С, и С9
разделительные, емкость Св — блокировочная. Дроссели
L2 и Ls обеспечивают режим по постоянному току. Длина
отрезка, образующего индуктивность L2, равна четверти
длины волны на средней частоте диапазона. Индуктивность
6)
Рис. 10.14. Принципиальная схема
ТУМ дециметрового диапазона длин
волн (а) и его топология (б)
Ls, кроме того, компен-
сирует на средней час-
тоте диапазона влияние
выходной емкости тран-
зистора. Входная цепь
усилителя (С2 + С3; L^,
Ct + Cs; LBX) является
корректирующей двух-
секционной цепью типа
ФНЧ (см. рис. 10.11).
Выходная цепь Г4; С8+
+ С7 — двухэлементный
фильтр НЧ с ограничен-
ной полосой пропуска-
ния. Конструктивно ем-
кости С2, С7 и все индук-
тивности выполнены из
отрезков микрополоско-
вых линий. Возможность
изменения индуктивнос-
тей и емкостей за счет
подключения соответст-
вующих перемычек позволяет настраивать усилитель. Ем-
кости С4, С3, С4, С6, Св, С8, С9 — сосредоточенные. Весь
усилитель выполнен на плате из керамики 22ХС или
поликора, его размер 48 X 30 X 1, транзистор — КТ91 ЗБ.
4. Особенности проектирования ТУМ с использованием
параметров матрицы рассеяния транзистора. Параметры
матрицы рассеяния транзисторов обычно используют при
проектировании ТУМ, работающих в диапазоне частот
свыше 2—3 ГГц.
Транзистор характеризуют матрицей рассеяния
5 =
'S’u <S\2
^21 "$22
(10.12)
элементы которой Su и S22 представляют собой коэффи-
циенты отражения от входа и выхода транзистора, а эле-
272.
менты S12 и S21 — коэффициенты передачи по напряжению
соответственно с выхода транзистора на вход и с входа на
выход, измеряемые обычно при включении транзистора
в стандартную пятидесятиомную линию.
При проектировании по S-параметрам транзистора стоит
задача обеспечить максимально возможный коэффициент
усиления по мощности при условии устойчивой работы уси-
лителя. Отметим, что при представлении транзистора его
входным и выходным сопротивлениями в явном виде об
устойчивости усилителя не упоминается. Дело в том, что
сопротивления транзистора измеряют на требуемом уровне
мощности в режиме его согласования по входу и выходу.
Отражения от нагрузки при этом отсутствуют, а внутрен-
няя обратная связь в самом транзисторе автоматически учи-
тывается в измеренных сопротивлениях. Поэтому проекти-
рование усилителя в этом случае сводится, по сути дела,
только к реализации в устройстве того режима работы
транзистора, в котором измерялись сопротивления, а этот
режим, естественно, устойчив.
Коэффициент усиления по мощности КР транзистор-
ного усилителя (см. рис. 10.4) связан с S-параметрами
транзистора следующим образом:
КР = (1~Г<Н1-Г|)^_ 15 |2 (1 оjз)
]1_Г1г;)21 i-s22r2)s'
где Г2 — коэффициент отражения на входе выходной согла-
сующей цепи; Гг — коэффициент отражения на выходе
входной согласующей цепи со стороны транзистора; Гх ==
= Su + S12^2ir2/(1 — S22f2) — коэффициент отражения на
входе транзистора с учетом Г2.
Коэффициент усиления максимален при
Гг = Г,опт = Й, f2 = f2onT = St2, (10.14)
т. е. при согласовании усилителя по входу и выходу
Кр max = | S21 (2/( 1 — Г?опт) (1 Г-2 опт)- (10.15)
Таким образом, на первый взгляд, задача проектирова-
ния усилителя заключается в создании входной и выход-
ной цепей, обеспечивающих выполнение условия комплекс-
ного сопряжения коэффициентов отражения (10.14), и, та-
ким образом, совпадает с рассмотренной ранее задачей син-
теза согласующих цепей по заданным сопротивлениям
Однако зачастую оказывается невозможным реализовать
рассчитанные по (10.15) значения коэффициентов усиления,
так как усилитель теряет устойчивость. Остановимся на
этом подробнее.
При анализе транзисторных усилителей обычно руко-
водствуются так называемым импедансным критерием устой-
чивости, согласно которому достаточным условием устойчи
вости активного четырех-
Рис. 10.15. Зависимость коэффици-
ента усиления и модуля коэффици-
ента отражения на входе транзис-
тора от модуля коэффициента от-
ражения нагрузки
полюсника является поло-
жительность вещественных
составляющих входной и
выходной проводимостей.
Вещественная составляю-
щая проводимости связана
с соответствующим коэф-
фициентом отражения за-
висимостью
Rey=(l/Z0)[|l—Г|2/(1—Г2)]
где Zo — волновое сопро-
тивление линии, в которую
включен четырехполюсник.
Из этого соотношения сле-
дует, что вещественная
составляющая проводимости положительна при условии,
если Г < 1. Анализ показывает, что I\ < 1, если
Г2 < [| S12S211 - /| S12.S2112 — (1 — | Sn 2) (| А |2 — | 52212)]/...
...(| А |2 —| S2212), (10.16)
где А = SUS22 — S125я. Это ограничение обычно не позво-
ляет выполнить условие Г2 = 5*2 и, следовательно, полу-
чить максимальное усиление.
На рис. 10.15 приведены расчетные зависимости коэф-
фициента усиления Кр и модуля коэффициента отражения
1\ от Г2 для разных соотношений между фазами ф22 эле-
мента матрицы S22 и фгг коэффициента отражения Г2. При
этом одно из них фгг = —ф22 соответствует максимально
возможному при данном Г2(сплошные линии), а другое
Фгг = —ф22 ± 180° — минимально возможному коэффици-
енту усиления (штриховые линии). Расчет проведен для
транзистора КТ640А-2 с использованием его параметров
274
рассеяния, измеренных на одной из частот в сантиметровом
диапазоне длин волн, причем полагали, что на входе усили-
теля Гг = Г*. Анализ зависимостей позволяет сделать вы-
вод, что коэффициент усиления очень сильно зависит как
от Г2, так и от фг2- При приближении Г2 к значению, опре-
деляемому неравенством (10.16), коэффициент усиления
растет. Однако при этом Гх велик, что затрудняет практв
ческое выполнение входной согласующей цепи.
Задачу оптимального проектирования широкополосных
ТУМ решают обычно методами машинного проектирования
с использованием ЭВМ.
§ 10.2. ГЕНЕРАТОРЫ НА ДИОДАХ ГАННА
Работа генераторов на полупроводниковых диодах осно-
вана на использовании отрицательной активной составля-
ющей полного сопротивления (проводимости) диодов. Экви-
валентная схема диодного генератора представляет собой
соединение полного сопротивления (проводимости) диода
и полного сопротивления (проводимости) внешней цепи.
Если сопротивление потерь (с учетом мощности, потребляе-
мой нагрузкой) полностью компенсируется отрицательной
активной составляющей сопротивления диода, имеет место
режим автогенерации; если компенсация частична, то мо-
жет происходить регенеративное усиление колебаний, по-
ступающих от внешнего источника. Диодные усилители
являются активными двухполюсниками, поэтому требуют
специальных устройств для разделения входного и выход-
ного колебаний (например, циркуляторов). Физическая при-
рода появления отрицательного активного сопротивления
(проводимости) у полупроводниковых диодов может быть
различной. У диодов Ганна (ДГ) это обусловлено процес-
сами (см. § 2.3, п. 4), происходящими в объеме полупро-
водника (обычно арсенид галлия).
Выражение для тока, протекающего через диод Ганна,
нетрудно получить из (2.49)
I = eS (п^я! + ПгЦлг) Е = en0Sv^,
где S — площадь поперечного сечения полупроводнико-
вого образца; удр — средняя дрейфовая скорость электро-
нов; па = nt + п2 — общее число электронов проводимости.
В слабом поле (Е < Еп) n2 nlt п0 п,м I, eSnopnE
(рис. 10.16). В сильном поле (Е > Е„) /г, /г2; п0 ж п2
и /2 т eSn0u„2E, причем /2 < Л» так как
271
При промежуточных значениях электрического поля Еп <
< Е <; £м значения тока уменьшаются от Д до /2, т. е.
зависимость / от Е имеет спадающий характер-
д1 (Е)/дЕ<0
и полупроводник обладает отрицательной дифференциаль-
ной проводимостью
Для образования домена (см. § 2.3) и, следовательно,
для получения колебаний тока во внешней цепи необходимы
как высокая равновесная концентрация электронов п0
в зоне проводимости, так и достаточная для того, чтобы
смог образоваться домен, протяженность L образца, по-
этому одним из важных параметров приборов, основанных
на эффекте Ганна, является произведение n0L.
Как указывалось в § 2.3, в приборах с n0L 1012 см-2
могут образовываться домены, поэтому именно такие при-
боры используют в автогенераторах СВЧ-колебаний. При-
боры, у которых 1010 < n0L < 1012 см-2, характеризуются
стабильным распределением электрического поля. Их мож-
но использовать в качестве стабильных усилителей СВЧ-
колебаний, поскольку при Е > Е„ они обладают отрица-
тельной проводимостью. При n0L <; 1010 см2 полупровод-
ник абсолютно устойчив, так как при таких п0 и L распреде-
ние электрического поля вдоль диода становится неодно-
родным, и диффузионные потоки электронов компенсируют
эффекты, связанные с уменьшением дрейфовой скорости
при Е> Еп. Такие приборы не могут быть использованы
ни как автогенераторы, ни как усилители.
Произведением n0L определяется и вид вольт-амперной
характеристики образца. Если n0L < 1012 см*2, ток через
образец повторяет зависимость дрейфовой скорости от на-
пряженности поля (рис. 10.16). При n0L > 1012 см-2 в образ-
це может образоваться домен и картина меняется (рис. 10.17).
При нарастании напряжения от нуля до Un — E„L поле
в образце, скорость носителей, а следовательно, и ток
нарастают в соответствии со статической характеристикой
скорость — поле (участок а на рис. 10.17) Как только
поле в образце достигает значения £п, в нем формируется
домен, поле вне домена падает до £вд (см. рис. 2 15, б)
и соответственно падает ток до 1г (точка 2 на рис. 10.17).
При дальнейшем увеличении приложенного к образцу на-
пряжения ширина домена растет и поле в нем увеличива-
ется. Падение напряжения на домене при этом растет быст-
рее, чем приложенное к образцу напряжение, вследствие
276
чего поле в образце вне домена еще несколько уменьшается.
Ток через образец уменьшается пропорционально полю
до /mm (участок б*' характеристики). При уменьшении
напряжения на образце с доменом ток через образец прак-
тически не меняется до точки 3 (участок в). Разница между
напряжениями, соответствующими возникновению домена
(7П и его исчезновению (7гаш (напряжение гашения), возни-
кает потому, что для рассасывания домена поле внутри
него должно быть меньше Е„; поле же в образце (внешнее
по отношению к домену) Егаш = UTaaJL должно быть зна-
чительно меньше Еп.
Рис. 10.16. Зависимость дрейфовой
скорости носителей одр от напря-
женности электрического поля Е
Рис. 10.17. Вольт-амперная
характеристика образца при
образовании домена
1. Режимы работы генераторов на диодах Ганна. В за-
висимости от параметров диода и схемы, в которую он вклю-
чен, а также от напряжения питания генераторы на диодах
Ганна (ГДГ) могут работать в различных режимах, значи-
тельно отличающихся как по энергетическим показателям,
так и по частотам.
Доменные режимы Меняя сопротивление нагрузки,
можно получить три доменных режима: пролетный, с за-
держкой образования домена, с подавле! ием домена.
Пролетный режим соответствует работе гене-
ратора на малое активное сопротивление нагрузки Ra.
При этом падение напряжения на /?н мало и не оказывает
заметного влияния на процессы формирования и движения
доменов. Частота колебаний в пролетном режиме соответ-
ствует частоте ганновских осцилляций
/пр ^др/Е
(10.17)
*' Участки б н в характеристики иногда называют динамическими.
277
Для арсенида галлия одр « 105 м/с и соотношение (10.17)
принимает вид
/=пр=100/Ь, (10.18)
где fnp выражена в ГГц, если L — в мкм.
Если нагрузка резонансная, то при незначительном па-
дении напряжения на ней (что соответствует низкой доб-
ротности нагрузки) внешняя цепь играет роль частотно-
избирательной системы. Коэффициент полезного действия
ГДГ в пролетном режиме очень мал, поэтому практического
применения этот режим не нашел.
Рис. 10.18. Напряжение на диоде Ганна и ток его цепи при
работе ГДГ в режиме с задержкой образования домена
Режим с задержкой образования до-
мена соответствует работе ДГ на параллельный резонанс-
ный контур с высокой добротностью, когда эквивалентное
сопротивление /?09 так велико, что минимальное напряже-
ние на диоде t/mjn = Uo — Ult где Ux — амплитуда пере-
менного напряжения на контуре (рис. 10.18), становится
в определенные моменты времени меньше порогового. Когда
возрастающее напряжение на диоде достигает Un, в образце
формируется домен, который движется от катода к аноду
в течение времени Если период Т переменного напряже-
ния и (/) таков, что к моменту рекомбинации домена на
аноде суммарное напряжение и = Uo + Ь\ sin со/ < Un,
следующий домен не возникает, пока это напряжение не
сравняется с Un. Таким образом формирование домена за-
держивается на время t2.
278
Частота генерации / равна собственной частоте резонанс*
ного контура и, если Uo = Uny может изменяться в преде-
лах
/пр/2</</„р. (10.19)
При Uo > U„ диапазон перестройки уменьшается. Энер-
гетически режим с задержкой образования домена более
выгоден, чем пролетный, поскольку время /2, в течение ко-
торого ток велик, больше времени рассасывания домена
в пролетном режиме. Максимальный электронный к. п. д.
равен примерно 6—8 %. При уменьшении ROa режим с за-
держкой образования домена переходит в пролетный, а при
увеличении — в режим с подавлением домена.
Рис. 10.19. Напряжение на диоде Ганна и ток в его цепи при работе
ГДГ в режиме с подавлением домена
Режим с подавлением домена возни-
кает, когда напряжение на диоде падает ниже напряжения
гашения игяш во время движения домена от катода к аноду
(рис. 10.19). При U < С/гаш домен рассасывается и рабо-
чая точка перемещается на восходящую ветвь характери-
стики. Импульс тока в этом режиме имеет значительный
провал, что уменьшает амплитуду первой гармоники тока.
Вследствие этого максимальный к. п. д. приблизительно
в 2,5 раза меньше, чем в режиме с задержкой образования
домена. Область рабочих частот для этого режима
/пР/2 <7 < (2-т-3)/пр.
(10.20)
279
При рассмотрении доменных режимов время образова-
ния домена тд считалось пренебрежимо малым. В реальных
случаях эта величина конечна, что искажает картину. По-
этому верхний частотный предел существования доменных
режимов можно оценить, полагая, что время формирова-
ния домена должно быть значительно меньше периода СВЧ-
колебаний, например тд<0,17 = 0,1//. Время образова-
ния домена связано с концентрацией носителей в полупро-
воднике тд « (1,5 + 6) • 104/л?о. Следовательно, / < п0 (1,5 -5-
4- 6)-103. Для типичной концентрации п0 — 1015 см-3
/ <5 (0,15-т-0,6)-1010 Гц. Это позволяет сделать вывод
о том, что доменные режимы работы ГДГ на практике реа-
лизуются только в дециметровом диапазоне длин волн, на
частотах порядка единиц гигагерц. Из-за низких энергети-
ческих характеристик в этом диапазоне длин волн ГДГ
оказываются неконкурентоспособными по сравнению с дру-
гими твердотельными источниками СВЧ-колебаний, на-
пример с транзисторными генераторами.
Режим ограниченного накопления объемного заряда
(ОНОЗ). Если рабочая частота, напряжение питания Uo и
амплитуда высокочастотного напряжения таковы, что
значения напряжения на ДГ пробегают через область, со-
ответствующую отрицательной дифференциальной проводи-
мости за время, малое по сравнению с тд, то домен не успе-
вает сформироваться. При этом электрическое поле в об-
разце остается однородным, и ВАХ диода повторяет по
форме статическую зависимость (рис. 10.20) Такой режим
н >сит название режима ограниченного на-
копления объемного заряда (ОНОЗ). Для
его реализации нужны очень однородные образцы, так как
неоднородности ускоряют формирование домена. Кроме
того, домен не должен успеть сформироваться за время, по-
ка напряжение на ДГ больше Un, и должен успеть рассо-
саться, пока оно меньше Un. Оценки показывают, что эти
ограничения удовлетворяются, если 2 -104 < n/f < 2 • 105,
где п выражено в см'3, а / — в Гц.
В режиме ОНОЗ частота генерации определяется только
внешней резонансной системой и не связана с пролетной
частотой. Это дает возможность существенно увеличить
толщину используемых образцов, что в свою очередь позво-
ляет подводить к диоду большую, чем в доменных режимах,
мощность. При этом увеличивается и колебательная мощ-
ность, отдаваемая генератором в нагрузку. К- п д. ГДГ
в режиме ОНОЗ в несколько раз превышает к. п. д. в до-
280.
менныА режимах (это объясняется значительным увеличе-
нием отношения 7max//min = IJImin и, следовательно, уве-
личением Ли/Ло), поэтому режим ОН ОЗ является наиболее
энергетически выгодным. Электронный к. п. д. в этом ре-
жиме достигает 14—17 %.
Гибридные режимы. К гибридным относят все режимы,
являющиеся промежуточными между доменными и ОНОЗ.
В гибридных режимах в образце в течение большей части
периода существует несформировавшийся домен. Однако
время формирования этого домена настолько велико, что
он начинает влиять на протекающий ток только тогда,
Рис. 10.20. Напряжение на диоде Ганна и ток в его цепи
при работе ГДГ в режиме ОНОЗ
когда меняющееся напряжение проходит большую часть
падающего участка ВАХ. Для приближенных оценок пара-
метров гибридных режимов можно считать, что при возра-
стании напряжения на ДГ рабочая точка перемещается по
статической ВАХ (рис. 10.21), а при убывании напряжения
вследствие влияния домена ток равен /т1П до тех пор, пока
напряжение не станет ниже порогового. При U < U„ домен
рассасывается. Максимальные значения к. п. д. в этом
режиме примерно такие же, как и в режиме ОНОЗ.
Режим отрицательной проводимости. Режим отрица-
тельной проводимости возможен при различных значениях
Ефоизведения n0L.
281
Если n0L < 1012 см-2, ДГ при включении во внешнюю
цепь имеет отрицательную проводимость на пролетной ча-
стоте и ее гармониках, поэтому его можно использовать
для стабильного узкополосного усиления. Практического
применения эта вариация режима не нашла.
Рис. 10.21. Напряжение на диоде Ганна и ток в его цепи
при работе ГДГ в гибридном режиме
Более интересным оказался режим, реализующийся при
n0L > 1012 см-2. Оказывается, если при таких значениях
n0L толщина образца мала (L ~ 10 мкм), напряжение пи-
тания достаточно велико [t/0 ~(3 4- 4) С/п], а сопротивле-
ние нагрузки меньше определенного значения, то движу-
щиеся домены в образце самопроизвольно не возникают и
ДГ имеет стабильную отрицательную проводимость в ши-
роком диапазоне частот. Этот режим позволяет создавать
широкополосные регенеративные усилители с полосой ра-
бочих частот порядка октавы, коэффициентом усиления
до 20 дБ и с такой же примерно выходной мощностью, что
и при работе в автогенераторном режиме, близком к ОНОЗ.
Итак, с точки зрения использования в передающих
устройствах перспективными являются гибридные режимы
и режим ОНОЗ. На рис. 10.22 приведены характеристики
уровня выходной мощности ГДГ, а также их к. п. д.
2. Расчет генераторов на диодах Ганна. Для расчетов
ГДГ удобно использовать эквивалентную схему диода
Ганна (рис. 10.23, а), где активный элемент представлен
282
Рис. 10.22. Максимальные зна-
чения выходной мощности и
к. п. д. ГДГ (5), ГЛПД в
IMP АТТ-режиме (непрерыв-
ный) (2) и ГЛПД в TRAPATT-
режиме (импульсный) (1)
в виде параллельного соединения отрицательной проводи-
мости — gr и «горячей» емкости Сг, а эквивалентная схема
крепления полупроводникового образца в корпусе состав-
лена из гк — сопротивления, учитывающего потери в пас-
сивной области кристалла и
в элементах крепления, LK—
индуктивности проводника,
подключающего кристалл к
корпусу, и Ск — емкости
корпуса.
В бескорпусных диодах
роль LK и Ск играют неодно-
родности узла крепления
диода в схему.
Значения параметров эк-
вивалентной схемы gr и Сг
зависят от структуры полу-
проводникового кристалла,
напряжения питания Uo, тем-
пературы, рабочей частоты f
и т. д. Следует отметить, что
даже для диодов одного типа
от экземпляра к экземпляру
наблюдается существенный
разброс в значениях этих
величин. Для оценки gr и Сг
можно использовать соотно-
шения
|-<?г| = (0,1-т-0,3)//?0;(10.21)
Сг = (1,5 -т- 2) Со в ре-
жиме ОНОЗ; Сг = (2 5) Со
в остальных режимах, где
Ro — сопротивление диода в
слабом поле, определяющее
угол наклона начального
участка ВАХ (см. рис. 10.16); Со — емкость образца в
«холодном» состоянии, рассчитываемая как емкость плос-
кого конденсатора (для диодов из арсенида галлия, напри-
мер, (е «12,5) Со ~ Ю“4 S/L пФ, если S выражено в мкм2,
а С — в мкм).
Ориентировочные значения величин для элементов эк-
вивалентной схемы крепления: LK «0,3 -* 0,6 нГ; Ск =
= 0,2 -ь 0,5 пФ; rK = 1 -т- 2 Ом.
283
Если внешнюю резонансную систему представить в виде
одиночного колебательного контура, то эквивалентная схе-
ма ГДГ будет состоять из двух связанных контуров —
контура диода и контура внешней цепи, причем элементом
связи явится емкость Ск (рис. 10.23, б). Для реализации
стационарного автогенераторного режима в схеме должны
быть выполнены условия баланса амплитуд и фаз
£B-gT = 0; (10.22)
бн + &г = 0, (10.23)
где gK, bw — соответственно вещественная и мнимая состав-
ляющие проводимости схемы, пересчитанные к внешним
клеммам активного элемента 1—Г, а Ьг = /ыСг- Выпол-
нение условия баланса фаз (10.23) обеспечивается при
определенной расстройке контуров относительно частоты
генерации /: = 1, где х, = 1(//Л)2 — UV1 — норми-
рованная относительная расстройка i-ro контура; /, — резо-
нансная частота этого контура; kt = (2л/,Ск рД'1 — коэф-
фициент связи ьго контура; рэ1 — его характеристическое
сопротивление; i = 1, 2 соответственно'для контура диода
и внешнего контура.
Рис. 10.23. Эквивалентная схема диода Ганна (а)
и генератора на его основе (б)
При достаточно сильной связи (в реальных конструк-
циях) активная проводимость всей схемы на клеммах 1—1'
ga = rK (1 Н-ГиХ^/Гк) (2л/Сг)2.
К- п. д. резонансной системы (контура)
Лк = ( 1 - Го л/Гн)/( 1 + ГКХ?/ГН) = [( 1 - QBh/Qo) ( 1 + ГкХ^/Гн)]-1.
Первый множитель правой части этого равенства учи-
тывает к. п. д. эквивалентного контура внешней цепи с со-
противлением собственных потерь гОн, собственной доброт-
ностью Qo и внешней добротностью QBH, а второй — потери
мощности в контуре диода.
284
При расчете ГДГ с использованием эквивалентных схем
надо знать параметры диода. Поскольку на практике раз-
работчики пользуются усредненными значениями этих па-
раметров, конструкции, созданные по результатам расчета,
как правило, нуждаются в экспериментальной доработке.
Рис. 10.24. Структурная схема
усилителя с циркулятором на
диоде Ганна
Рис. 10.25. Структурная
схема усилителя с двойным
тройником на диоде Ганна
Структурные схемы усилителя на ДГ показаны на
рис. 10.24 и 10.25. Диод нагружен на комплексную прово-
димость У л (а>) или в отсутствие согласующей цепи на вход-
ную проводимость Гц (<о) циркулятора (тройника). Без уче-
та потерь в схеме коэффициент усиления
КР = I (Гл (®) - У (®))/(Ул («) + У (<->)) I2,
где У(<о) — входная проводимость диода, включенного в ли-
нию.
Задача согласующей цепи — обеспечить получение устой-
чивого усиления в требуемой полосе частот. Синтез опти-
мальной согласующей цепи может быть осуществлен мето-
дами теории цепей.
3. Примеры конструкции генераторов на диодах Ганна.
Конструкция ГДГ обычно включает в себя резонансную
систему, элементы связи с нагрузкой и элементы для по-
дачи питания на диод. Резонансная система ГДГ может
быть выполнена на основе коаксиальных, полосковых (мик-
рополосковых) или волноводных резонаторов (рис. 10.26)
Коаксиальный ГДГ (рис. 10.26, а) перестраивается ме-
ханически с помощью короткозамыкающего поршня 4.
Диод Ганна 1 включен последовательно во внутренний
проводник линии. Вывод энергии осуществляется посред
28.
ством петли связи 3. Для блокировки по постоянному току
в конструкции предусмотрена диэлектрическая прокладка 2.
На рис. 10.26, б изображена топология микрополоско-
вого генератора на диоде Ганна 1, перестраиваемого ва-
рактором 2. Резонансная система образована отрезком
МПЛ с подстроечным шлейфом 5. Отрезок связанных МПЛ 4
служит элементом связи между резонансной системой гене-
ратора и контуром варактора. В конструкции предусмот-
рены блокировочные и разделительная емкости 6, в каче-
стве которых используют миниатюрные керамические кон-
денсаторы. На контактные площадки 3 подают напряже-
ние питания ГДГ и управляющее напряжение варактора.
Рис. 10.26. Конструкции генераторов на диоде Ганна:
а — коаксиальный, перестраиваемый поршнем; б — мнкрополосковый, пере-
страиваемый варактором; в — волноводный, перестраиваемый ферритом
Волноводный ГДГ, перестраиваемый гиромагнитным
резонатором (ГР), схематически показан на рис. 10.26, в.
Бескорпусный диод Ганна 1 припаян к медному радиатору 4,
поверхность которого совпадает с плоскостью узкой стенки
волновода. Радиатор изолирован по постоянному току от
волновода диэлектрической прокладкой 5. Диод Ганна со-
286
единен с витком связи 2, плоскость которого параллельна
узкой стенке волновода. Второй конец витка 2 закорочен
на широкую стенку волновода. В центре витка расположена
сфера 3 из железо-иттриевого граната (ЖИГ), укрепленная
на торце винта 7, с помощью которого подбирают ее опти-
мальное положение. Управляющее магнитное поле Не пер-
пендикулярно широкой стенке волновода. Диод Ганна и
виток вместе со сферой образуют замкнутый через блокиро-
вочную емкость 5 последовательный контур. При подаче
на диод напряжения питания в этом контуре возникают
колебания, частота которых практически совпадает с ча-
стотой ферромагнитного резонанса (ФМР) сферы. Прецесси-
рующий магнитный момент сферы ЖИГ возбуждает в волно-
воде волны, интенсивность которых (а следовательно, и
мощность на выходе генератора) зависит от положения
поршня 6. Перемещением поршня добиваются равномерной
мощности по диапазону перестройки. Так как виток па-
раллелен узкой стенке волновода, взаимодействия тока
витка с полем волны основного типа Н10 волновода нет,
благодаря чему возбуждение волновода осуществляется
только прецессирующим магнитным моментом гиромагнит-
ного (ферритового) резонатора, и частота генерации неза-
висит от положения поршня 6.
§ 10.3. ГЕНЕРАТОРЫ НА ЛАВИННО-
ПРОЛЕТНЫХ ДИОДАХ
Принцип действия ЛПД основан на взаимодействии ла-
вины носителей, образовавшейся в результате лавинного
пробоя р-п-перехода при достаточно большом обратном
напряжении, с высокочастотным полем (см. § 2.3, п. 5).
Отрицательное активное сопротивление в этом случае по-
является, так как переменный ток через диод оказывается
сдвинутым по фазе по отношению к переменному напря-
жению на диоде на угол, близкий к 180°.
Генераторы на ЛПД (ГЛПД) могут работать в различ-
ных режимах. Рассмотрим сначала так называемый
/Л4Л47Т-режим *>. Предположим, что концентрации носи-
телей в различных областях диода значительно (на несколь-
*’ Слово IMP АТТ — сокращение, в котором отражены названия
важнейших механизмов, предложенных для объяснения принципа дей-
ствия ЛПД: IMPact Ionization Avalance — ударная лавинная иониза
НИЯ и Transit Time — пролетное время,
287
ко порядков) отличаются друг от друга, т. е. диод имеет,,
например, р+-п-п+-структуру (рис. 10.27). При подаче на
такой диод небольшого обратного напряжения Uo ток через
диод практически отсутствует. Напряжение почти целиком
приложено к обедненному носителями слою шириной s.
Так как концентрация носителей в «-области значительно
меньше, чем в р+ и «+-областях, можно считать, что весь
запорный слой лежит в области п. Напряженность поля
в диоде определяется распределением зарядов по теореме
Гаусса: дЕ/дх = р (х)/е. Полагая р (х) = е = const,
находим
E.J0 "Р" '<0-X>S (10.24)
( Ем — рх/е при 0<x<s,
где Ем = Е (s) + рА/е; е — диэлектрическая проницае-
мость материала диода. При повышении Uo напряженность
электрического поля Ем в запорном слое растет и при Uo =
= (7пр становится больше £пр = (1 6)-107 В/М, соот-
ветствующего ударной ионизации в небольшой части 6 «
~ (0,1 4- 0,2)s запорного слоя,
которая называется слоем
умножения. Отдельные элек-
троны и дырки получают от
внешнего поля энергию, дос-
таточную для того, чтобы вы-
Рис. 10.27. Распределение элек-
трического поля вдоль образца
с р+-п-п+- структурой (Ма, Л1Д,
—концентрации носителей
в слоях полупроводника)
Рис. 10.28. Схема соединения
диода с р+-п-п+-структурой с
резонансной системой
рваться из системы валентных связей. Это приводит к появ-
лению новых пар свободных носителей, и процесс иониза-
ции развивается лавинообразно: наступает лавинный про-
бой запорного слоя. Генерируемые в слое умножения дырки
уходят в р+-область, а генерируемые электроны инжекти-
288
руются в n-область (пролетное пространство), где и проис-
ходит их взаимодействие с СВЧ-полем. Если напряжен-
ность электрического поля превышает значение, обеспечи-
вающее насыщение дрейфовой скорости, то через пролет-
ное пространство дырки дрейфуют со скоростью насыще-
ния Рдр.1111С. При постоянном напряжении Uo ток во внеш-
ней цепи тоже постоянен.
Если же диод подключен к резонансной системе LC
(рис. 10.28), а напряжение Uo = Unp, то при выполнении
соотношения (§ 2.3) временные зависимости напряжения и
токов имеют вид, изображенный на рис. 2.16, г, д. Это
означает, что благодаря задержке в развитии лавинного
процесса и соответствующему выбору длины пролетного
пространства обеспечивается сдвиг по фазе, равный 180°
между приложенным к диоду напряжением и первой гармо-
никой наведенного тока, т. е. диод обладает отрицательным
сопротивлением переменному току (отрицательным динами-
ческим сопротивлением), и его можно использовать для
генерирования колебания на частоте fi м = ^p.Hac/(2s).
Поскольку при перестройке внешнего резонатора сдвиг
фаз между напряжением и током уже не равен 180°, то ге-
нерируемая мощность уменьшается. Обычно один диод
обеспечивает возможность генерации примерно в октавной
полосе частот, но при этом на краях диапазона мощность
в несколько раз уменьшается по сравнению с ее значением
на центральной частоте.
При повышении частоты генерируемых колебаний нуж-
но уменьшать длину пролетного пространства (§2.3) и, сле-
довательно, толщину слоя умножения. Это же при постоян-
ной £пр ведет к необходимости уменьшать рабочее напря-
жение. В свою очередь уменьшение напряжения приводит
к уменьшению мощности. Показано, что предельная вы-
ходная мощность ГЛПД в IMP А ГГ-режиме, обусловли-
ваемая этими «электронными» ограничениями на частоте /,
определяется соотношением Р1ыхтах лДтрЦдр/^л2^/2),
где Хс = L/(2nfeS) — модуль емкостного сопротивления
диода; S — площадь поперечного сечения диода. Видно,
что предельная выходная мощность уменьшается обратно
пропорционально квадрату рабочей частоты.
Другим фактором, ограничивающим предельную мощ-
ность ГЛПД, является разогрев полупроводникового пере-
хода. Анализ показал, что в этом случае предельная вы-
ходная мощность уменьшается обратно пропорционально
рабочей частоте, т. е. тепловые ограничения оказываются
10 М. В. Вамберский и др. 289
определяющими в более низкочастотной части СВЧ-диа-
пазона (на частотах примерно 12—13 ГГц для Ge и 80—90
90 ГГц для Si).
Максимальный электронный к. п. д. генерации в
IMP А ГУ-режиме, очевидно, получают, когда =
— 0,51/0, амплитуда импульсов тока 1м — 2/0 и /х = 4/0/л:
т]э — Рt/Рo = 0,5/it/i/(/ot/o) = 1/л 0,3.
Практически получаемые значения к. п. д. составляют
(10—15 %). На примере рассмотренной р+-я-я+-структуры
диода удобно пояснить принцип IMP А ТТ-режима, но
диоды этого типа не являются оптимальными с энергетиче-
ской точки зрения. Более оптимальны диоды с p+-ti-i-n+‘,
p-t-n-структурами, а также структуры с двумя пролетными
пространствами р+-р-п-п+, в которых используется пролет
носителей обоих типов, образующихся в общем слое умно-
жения. В настоящее время синтезируют и еще более слож-
ные многослойные структуры, обеспечивающие увеличение
мощности и к. п. д.
Для проведения расчетов генераторов на ЛПД удобно
представить диод без корпуса в виде эквивалентной схемы
(рис. 10.29, а). Параллельный контур ЬАСЛ эквивалентен
слою умножения; индуктивность Ьд, через которую проте-
кает первая гармоника лавинного тока tK0Hf i, соответствует
отставанию по фазе лавинного тока от напряжения на слое
умножения Uf, на угол ~л/2; через емкость протекает
ток смещения trM л слоя умножения; СА = eS/6, S — пло-
щадь поперечного сечения слоя умножения Параллель-
ное соединение генератора тока t„aB1 (щ>) и емкости С„ отра-
жает явления, происходящие в пролетном пространстве —
передачу энергии от сгустков носителей высокочастотному
полю и ток смещения iLv n (Сп = eS/ (s — 6)) в пролетном
пространстве. Резистор rs — эквивалентное сопротивление
потерь в полупроводнике.
Для удобства анализа эту эквивалентную схему преоб-
разуют к виду, изображенному на рис. 10.29, б или на
рис. 10.29, в. На схеме рис. 10.29, б
Ri + jXL = (jaCА 4
'конз 1\ 1 I
“6 /
/wCh + ^W1,
и1 )
в схеме на рис. 10.29, в: —gr 4- jbr ~ (Ri 4- jXL) 4
*’ Ранее при рассмотрении физической сущности 1МРАТТ-ре-
жима токами смещения пренебрегали.
290
Элементы эквивалентных схем зависят от характеристик
полупроводникового материала, толщины слоев и прило-
женного к диоду напряжения.
Эквивалентная схема ЛПД, вмонтированного в корпус
или включенного в линию, такая же, что и схема ДГ (см.
рис. 10.23, а) (сопротивление rs объединяют с гк). Это дает
возможность все, что было сказано в § 10.2 по поводу рас-
чета генераторов на диодах Ганна, отнести к расчету ГЛПД
в ДИРАТТ-режиме. Следует, однако, иметь в виду, что
собственная добротность ЛПД обычно больше, чем ДГ.
Поэтому при одних и тех же способах перестройки частоты
пределы перестройки ГЛПД меньше.
Рис. 10.29. Эквивалентные схемы ЛПД в /МРЛГГ-режиме
Данные, характеризующие уровень выходной мощности,
и значения к. п. д., полученные в ГЛПД, работающих
в /МРАТТ-режиме, приведены на рис. 10.22. Конструк-
ции таких генераторов аналогичны конструкциям ГДГ.
Рассмотрим работу ГЛПД в Т RAP АТТ-режтле *>.
Идеализированные временные зависимости тока через ЛПД
и напряжения на нем в ТRAPATT-режиж представлены
на рис. 10.30. Видно, что ЛПД в этом режиме эквивалентен
ключу, способному быстро переходить из непроводящего
состояния в проводящее и обратно. Для быстрого замыка-
ния нужно, чтобы диод сначала был пробит, и затем область
пробоя охватила бы все ранее обедненное носителями про-
летное пространство. Это произойдет, если область пробоя
будет распространяться вдоль диода со скоростью, превы-
шающей максимально возможную скорость ухода носите-
лей из зоны пробоя УдР.нас. Тогда пролетное пространство
1 *’ Слово TRAPATT — сокращение, образованное начальными
фквами слов TRApped Plasma — захваченная плазма и Avalanche
Triggered Transit — пробег области лавинного умножения.
10*
291
заполняется проводящей плазмой, и пока эта плазма не
рассосется, проводящее состояние диода сохраняется.
Работу ЛПД в 'ГРДРЛТТ-режиме можно объяснить
следующим образом. Пусть в момент времени t0 через диод
начал протекать ток /И- Если напряжение на диоде Uo <
< Unp, то максимальная напряженность электрического
ноля в нем не превышает пробивного значения и ток /и яв-
ляется током смещения:
In = eSdE(x, t)/dt. (10.25)
В соответствии с (10.24) и (10.25) распределение поля
в обедненном слое зависит от времени и от координаты х:
Е(х, 0 = £м-Р*/е + [М/(е5)]. (10.26)
Это значит, что напряженность с течением времени по-
вышается тем быстрее, чем больше ток 7И. Такой рост про-
должается до момента tlf
когда максимальная напря-
женность поля станет равной
£пр (рис. 10.31). Описанный
процесс, по сути дела, пред-
ставляет собой заряд током /п
Рис. 10.30. Временные зависимости
напряжения (б) на ЛПД и токов
(а) через него в Г/МРДГГ-режиме
Рис. 10.31. Распространение
ударной волны пробоя через
запорный слой
конденсатора с емкостью, равной емкости обедненного слоя
s, при этом напряжение на диоде возрастает на
t/n-t/o = /HS(^-4/(e5).
В момент /1 начинается пробой перехода и зависимость
(10.26) приобретает вид
£(х, 0 = Епр-(рх/е) + /иа-М/(е5), (10.27)
т. е. с течением времени растет значение координаты х,
при котором напряженность достигает Епр. Говорят, что
вдоль х распространяется ударная волна лавин-
292
кого пробоя. Скорость движения фронта этой волны
можно найти из (10.27)
v^P — dx/dtE (х. о = £пр = 7и/(р5).
Если ток через диод достаточно велик 1и/8 (>• рУдр.Нас»
то УфР Удр. „ас и через небольшой промежуток времени
h—ti = s/y4p вся область s оказывается заполненной элек-
тронно-дырочной плазмой. Падение напряжения на диоде
уменьшается до t/min, определяемого эквивалентным со-
противлением внешней цепи RH, Um-in = Uo — IuRa, на-
пряженность поля в слое s также падает до Еты = L^min/s.
Вся плазма оказывается захваченной этим слабым полем
(отсюда и название режима).
Начиная с момента t2 электроны и дырки вытягиваются
из «-области, причем сначала из приконтактных мест.
Там, где протекает процесс рассасывания плазмы, носителей
становится меньше. Границы обедненных мест движутся
к центру слоя s со скоростью дрейфа носителей в слабом
поле Удр.рас. Время, которое проходит до слияния обеих
границ (до перехода области $ в обедненное состояние),
определяется как ZB0CCT = ts — t2 = s/(2vip-pK). В течение
/восст падение напряжения на диоде мало, ток через диод
постоянен и равен /и- После рассасывания плазмы ток пре-
кращается, напряжение на диоде становится равным перво-
начальному значению Uo.
Такое состояние диода сохранится до начала следующего
импульса тока. При значительном токе /и длительности
процессов повышения напряженности поля и распростране-
ния ударной волны значительно меньше ^ВОС(;т, поэтому
частота генерации в ТТМРЛТТ-режиме
f?R = ЦТ [^восст + (^4 ~ < 1 Двосст= 2vдр. pac/s.
Скорость рассасывания плазмы одр. рас соответствует
очень малому значению напряженности и, следовательно,
много меньше УДр.рас. Поэтому fTR < fIM = пдр. ,,ac/2s.
Для различных структур frR (0,1 -ь 0,3) f/м-
Для того чтобы описанный процесс повторился через
время Т, нужно, чтобы в момент t0 + Т через диод протекал
следующий импульс тока. Как следует из (10.27), чтобы
это произошло, необходимо приложить к диоду в момент
времени /0 импульс напряжения с амплитудой UiX. Обычно
считают, что Utl 2Г7пр.
Такой импульс можно сформировать внешней цепью,
возбуждая ЛПД сначала в ЛИРЯТТ-режиме (рис. 10.32, а).
293
Для этого ЛПД соединяют фидером длиной I с фильтром
нижних частот (ФНЧ); согласующее устройство (СУ)
согласует нагрузку Zo с выходом фильтра на частоте $tr-
Частота среза ФНЧ больше }tr, но меньше f/м, и поэтому
фильтр пропускает колебания с частотой {tr и отражает
колебания с частотой f/м (практически являясь для них
коротким замыканием). Ввиду этого для /М РЛТТ-режима
эквивалентная схема генератора имеет вид, представленный
на рис. 10.32, б. Генерируемые ЛПД IMP А ТТ-колебания
распространяются к короткозамкнутому концу линии,
отражаются от него и возвращаются к диоду через время
t = cll/v (и—скорость рас-
пространения волны в ли-
нии). Напряжение этих
колебаний накладывается
на напряжение Со и обес-
печивает нужное для раз-
вития ТРАРАТТ-режмма
значение напряжения Un.
Таким образом, период
процесса Т (частота генера-
ции [tr) определяется дли-
ной линии I. Однако от-
раженные колебания не
должны возвратиться к
Рис. 10.32. Структура включения
ЛПД so внешнюю цепь (а) в TRA-
РА ТТ-режиме и эквивалентная
схема (6)
диоду ранее завершения процесса рассасывания плазмы,
т. е. должно быть выполнено условие Т > /восст. Это огра-
ничивает диапазон рабочих частот ГЛПД в TRAPATT-
режиме: //« < 1ДВОССТ.
Проведенный анализ позволяет оценить энергетические
характеристики генератора в этом режиме. Считая времен-
ные зависимости тока и напряжения меандрами, получаем
отношения амплитуд первых гармоник к постоянным состав-
ляющим /j/Д = UJUq = 4/л. Тогда г) = Рг/Рй —
= = 8/л2 « 0,8.
Несмотря на столь большие значения к. п. д., реализация
Т'А’ДРЛТ'Т-режима сопряжена с целым рядом трудностей.
Так, для осуществления генерации в этом режиме необхо-
димы очень большие плотности тока, которые при допусти-
мых значениях температуры перехода обеспечить практи-
чески невозможно (поэтому обычно TRAPATT-генераторы
используют в импульсном режиме). Кроме того, TRAPATT-
режим сложно возбудить. Задачи оптимизации синтеза
внешней цепи и проектирования генератора с максималь-
224
ним к. п. д. (или с максимальной мощностью) требуют
применения ЭВМ.
Данные, характеризующие выходные мощности и к. п. д.,
получаемые в ГАИ А47Т-режиме, приведены на рис. 10.22.
Конструкция коаксиального ЛПД Т'А’Л/’ЛТ'Т'-генера-
тора схематично показана на рис. 10.33. ФНЧ 3 обеспечи-
вает в плоскости А—А режим короткого замыкания для
ЛИ А47Т-колебаний, которые возбуждаются в коаксиаль-
ном резонаторе 2 при подаче напряжения питания на диод 1.
Рис. 10.33. Конструкция ЛПД-генератора. работающего в TRA-
РЛГГ-режиме
Так как этот резонатор на частоте слабо связан с нагруз-
кой, нагруженная добротность его велика и амтитуда
напряжения на диоде достигает значения, необходимого
для возбуждения ТАИА47Т-режима. Напряжение питания
подают на диод через фильтр нижних частот 4, выходная
мощность передается в нагрузку через разделительную
емкость Ср.
§ 10.4. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Полупроводниковые умножители частоты по принципу
работы можно разделить на две группы. К первой группе
относятся устройства, действие которых основано на синхро-
низации автогенератора с частотой nj\ опорным ст налом
с частотой mf1 (п, т — целые числа, причем т < /?); ко
второй группе относятся умножители, содержащие нели-
нейный элемент, на вход которого подают сигнал с частотой
Д. На выходе такого устройства в отличие от входа сигнал
295
несинусоидален. С помощью соответствующих фильтров из
его спектра выделяют гармонику требуемой частоты nft.
В передающих устройствах в основном применяют умножи
тели частоты второй группы. Рассмотрим их подробнее.
Нелинейные элементы, используемые в умножителях час-
тоты, могут быть либо четырехполюсниками (рис. 10.34, а),
либо двухполюсниками (рис. 10.34, б, в). Фильтр Фъ
настроенный на частоту входного сигнала препят-
ствует попаданию высших гармоник в источник возбуж-
дения; фильтр Фп обеспечивает
прохождение в нагруз-
ку только нужной, п-й,
гармоники входной час-
тоты. Кроме того, в об-
щем случае обе цепи осу-
ществляют согласование
нелинейного элемента с
источником возбуждения
и с нагрузкой. Роль не-
линейного четырехпо-
Рис. 10.34. Схемы умножителей час
тоты
люсника играет транзис-
тор, нелинейных двухпо-
люсников — полупровод-
никовые диоды.
Основными парамет-
рами любого умножите-
ля частоты являются:
коэффициент умножения
и; входная мощность Рвх на частоте ft; выходная мощ-
ность Рп на частоте пД; уровень подавления побочных
составляющих в спектре выходного сигнала k„, =
= 101g(P„/Pft), где Pk — выходная мощность на частоте kfa
полоса рабочих частот А/ = /в — /„*>. Кроме того, для
транзисторных умножителей важны такие
энергетические параметры, как коэффициент усиления по
мощности Кр = Рп/РКх и к. п. д. г) = Рп/Р0, где Ро — мощ-
ность, потребляемая от источника постоянного тока; а для
диодных умножителей — коэффициент преоб-
разования т)Пр = Рп/Рт- Так как т]пр может достигать до
60—70 %, в мощных каскадах передатчиков используют
преимущественно диодные умножители.
Принципиально умножение частоты можно осуществить,
используя любой нелинейный двухполюсник, в том числе
*' Очевидно, должны быть выполнены соотношения fx > /и; nj\ <
</в.
296
и резистор. Однако коэффициент преобразования умножи-
теля на нелинейном резисторе не может быть больше 1/п2,
в то время как использование нелинейных реактивных эле-
ментов дает возможность получить коэффициент преобра-
зования, близкий к единице. Такой нелинейной реактив-
ностью в диодных ум-
ножителях частоты мо-
жет служить нелинейная
емкость р-п-перехода.
Зависимости ее и заря-
да q, накапливаемого
в этой емкости, от на-
пряжения и на переходе
показаны на рис. 10.35.
Здесь и далее принято,
что при u Ss 0 диод зак-
рыт.
Емкость запертого
перехода — барьерная,
она зависит от напря-
жения и:
С = Сп/(1 + и/фк)\
(10.28)
где Са—емкость при и—
= 0; фк = 0,2 4- 0,7 В —
контактная разность по-
тенциалов перехода; у—
Рис. 10.35. Зависимости емкости (а}
перехода и заряда (6), накопленного
в переходе, от напряжения
показатель степени, за-
висящий от распределения примесей в переходе (для
разных типов умножительных диодов у = ]/2 -г- %).
При отпирании перехода (и < 0) к барьерной емкости до-
бавляется диффузионная СДИф, которая обычно превышает
первую на несколько порядков.
Заряд, накапливаемой емкостью С,
С с Ф7
9== j Сб1ц = т^[(фк + гг)^-ф'-^ (Ю.29>
о
Свойства варакторов-диодов, используемых для умно-
жения частоты, описываются эквивалентной схемой
(рис. 10.36, а), где С (и)—емкость перехода в закрытом
состоянии; Rs — эквивалентное сопротивление потерь
297
в полупроводниковом материале и контактах диода; Ls —
индуктивность выводов диода; Ск — емкость корпуса дио-
да; R — эквивалентное сопротивление потерь за счет ре-
комбинации неосновных носителей в открытом р-п-пере-
ходе (рекомбинационные потери); г — эквивалентное со-
противление потерь за счет конечного времени восстановле-
ния закрытого состояния перехода (инерционные потери).
При этом R пропорционально времени рекомбинации не-
основных носителей тр; г пропорционально времени восста-
новления тв; Ls и Ск обычно считают частью внешней по
отношению к диоду цепи.
Из схемы рис. 10.36, а следует, что существует конечная
область частот, в пределах которой варактор можно рас-
сматривать как преиму-
щественно нелинейную
емкость и где при ум-
ножении частоты уро-
вень потерь меньше до-
пустимого. Пределы этой
области зависят как от
параметров элементов
эквивалентной схемы,
так и от того, работает
ли варактор в режиме
запертого перехода (i0TK = 0) или в режиме с частичным
отпиранием перехода (когда в течение части периода вхо-
дного напряжения переход открыт и (отк 0).
В режиме запертого перехода потери в варакторе зави-
сят только от Rs и диод можно характеризовать доброт-
ностью Q = [2л/С ((/„) где С (Un) — емкость диода
при смещении и = Un (Un указано в паспорте диода).
С увеличением частоты добротность падает, поэтому можно
считать, что в режиме запертого перехода рабочая область
час ют варактора ограничена сверху. Частота, на которой
добротность равна единице, называется предельной
частотой умножения;
а)
Рис. 10.36. Эквивалентные схемы ум-
ножительного диода
пред = 1/[С (с/п) 2л£5].
(10.30)
Потери в варакторе в режиме запертого перехода тем
меньше, чем меньше частота выходного сигнала nfL по срав-
нению с предельной Обычно
«А < (0,05 ч- 0,1) /пред.
(10.31)
298
Для серийно выпускаемых арсенид-галлиевых варакторов
предельные частоты составляют 100—300 ГГц, поэтому
максимальные частоты выходного сигнала для них равны
примерно 10—25 ГГц.
При работе в режиме с частичным отпиранием перехода
при повышении частоты добротность варактора сначала
увеличивается, а затем уменьшается. Объясняется это тем,
что рекомбинационные потери (/?) с ростом частоты стано-
вятся меньше, а инерционные (г) становятся больше. Таким
образом, рабочий диапазон частот в этом режиме ограни-
чен и со стороны верхних, и со стороны нижних частот.
Приближенно считают, что нижняя граничная частота /н
определяется в основном рекомбинационными потерями,
а верхняя /в — инерционными. Если ввести понятие о доб-
ротности диода по рекомбинационным Qp и инерционным QB
потерям Qp в = (2n/rpfB)-1, то граничные частоты можно
определить, приравнивая эти добротности единице:
Д,= 1/(2лтр); fB = 1/(2лтв),
и условие малости потерь выполняется в диапазоне частот
(10.32)
Обычно потери в арсенид-галлиевых варакторах при отпи-
рании перехода велики, поэтому наилучшие энергетиче-
ские характеристики умножителей на их основе получаются
или при работе в режиме запертого перехода, или при отпи-
рании его на время, малое по сравнению с периодом вход-
ного сигнала. В этом случае при анализе работы умножи-
теля можно не учитывать частичного отпирания перехода и
пользоваться эквивалентной схемой (рис. 10.36, б).
Малыми потерями в режиме с частичным отпиранием
обладают специальные диоды, у которых тв невелико, так
называемые ДНЗ—диоды с накоплением заряда. Для
этих диодов при выполнении условия (10.32) можно поло-
жить ~ оо, г ~ 0, а все потери считать учтенными вели-
чиной Rs. Емкость ДНЗ при запертом переходе описы-
вается зависимостью (10.28) при у = */6, а Сдиф весьма
велика. Тогда приближенно
С б?заКр <?тах/^доп При U 0,
( 1 U.uu)
С=Сдиф = оо при и<0,
где идоп — максимальное допустимое обратное напряже-
ние на переходе; qmsx — заряд при и = ияоп (рис. 10.35, б).
299
При таких допущениях и ДНЗ описывается простой экви-
валентной схемой (рис. 10.36, б). Рабочая частота умножи-
теля на ДНЗ ограничена сверху соотношением (10.30),
причем в этом случае значения /пред меньше, чем для арсе-
нид-галлиевых варакторов, и составляют 10—30 ГГц. По-
этому ДНЗ используют в более низкочастотных умножи-
телях, нежели арсенид-галлиевые варакторы.
1. Анализ работы диодных умножителей частоты. Диод-
ные умножители частоты строятся по двум схемам — па-
раллельной (см. рис. 10.34, б) и последовательной (см.
рис. 10.34, в). При их анализе фильтры Ф, и Фп считают
идеальными. Тогда в умножителях параллельного типа
через диод протекают только токи входной и выходной
п[х частот, а в умножителях последс^вательного типа на диоде
падает напряжение этих же частот.
Анализ умножителя параллельного типа. Ток через
диод содержит две гармоники:
i = /i cos oil/ 4- In cos (nedit 4- <p„). (10.34)
Интегрируя (10.34), найдем заряд в нелинейной емкости
I
q = ^idt = q0A-<h sin ац/ 4~</n sin (nad 4-ф«), (10.35)
о
где qx = /i/coij qn — 1п/(пыг) — амплитуды гармоник за-
ряда; £?о — постоянная составляющая заряда, обусловлен-
ная смещением на диоде.
Подставляя (10.35) в аналитическую зависимость и =
= и (<?), полученную из (10.29), разложим эту периодиче-
скую (с периодом входного сигнала) функцию в ряд Фурье
и выделим в спектре напряжения постоянную составляю-
щую, первую и п*ю гармоники:
и = Uо 4- UЛ sin <В1/ 4~ т sin (п<О1/ 4~ фп) 4~
4- иcos [(01/ 4- срл — (n — 2) л/2] —
— Uап cos [п(О1/ 4- (га — 2) л/2].
Здесь первый член определяет постоянное напряжение
на диоде. Составляющие напряжения, описываемые вторым
и третьим членами, отстают по фазе на л/2 соответственно
от токрв первой /х cos о^/ и n-й ln cos (пы^ 4- ср,,) гармо-
ник. Поэтому можно считать, что эти члены определяют
эквивалентные емкости диода по соответствующим гармо-
300
никам:
С1э = ^71/17Cl S Пэ — QnlUсп == In!(fltftyUсп)‘
При условии
<рл == (п — 2) л/2
(10.36)
составляющая напряжения, описываемая четвертым чле-
ном, находится в фазе с током первой гармоники, а пятым —
в противофазе с током п-й гармоники, т. е. четвертый член
определяет эквивалентное сопротивление диода по первой
гармонике
R1, = Ual/Ial — U а1/(ф1<]1)>
а пятый — эквивалентную э. д. с. диода п-й гармоники
= Uan COS (jKilyt ф- Фл)•
Все это с учетом эквивалентной схемы диода
(рис. 10.36, б) позволяет умножитель частоты параллель-
ного типа представить в виде эквивалентных схем по пер-
вой и по п-й гармоникам (рис. 10.37; а, б) Согласно
а) б)
Рис. 10.37. Эквивалентные схемы диодного
умножителя параллельного типа
этим схемам на входной частоте fr диод обладает комплекс-
ным сопротивлением Zt = Rr + jXlt где Rx = Rs ф- R13,
Аф = —(йфС^)-1; на выходной частоте сопротивление диода
равно Zn = Rn + jXn, где Rn = — Uan/(n^qn) ф- Rs —
отрицательное сопротивление, отражающее передачу мощ-
ности в нагрузку; Х„ = (amojC^)"1.
Для согласования входной и выходной цепей диода
должны быть выполнены условия
Ri= /?«ф- Ris'i WjLi — l^coiCi) = l/^iCjg); $
I Rn I = Rh, n<i)iLn — 1/(H«1C„)= 1/(«<B1C„9).
*’ Роль фильтров Ф1 и Фп играют последовательные колебатель-
ные контуры, настроенные на частоты R и nR соответственно.
301
Соотношения (10.37) для реактивных составляющих,
по сути дела, свидетельствуют о необходимости настройки
в резонанс входной и выходной цепей умножителя. Именно
этому резонансу и соответствует принятое ранее при анализе
допущение (10.36).
Рассмотрим энергетические соотношения в умножителе.
При резонансе в цепи первой гармоники часть мощности
Рв,, развиваемой источником elt рассеивается на сопротив-
лении потерь Rs (Pis), остальная мощность преобразуется
в мощность PMJlp п-й гармоники. Эта преобразуемая мощ-
ность равна мощности, выделяемой в сопротивлении Ri3.
Следовательно, уравнение баланса мощностей в цепи пер-
вой гармоники имеет вид
/’вх = /’»., + /’вх. пр - 0,51?RS + 0,5 =
— 0,5 ((Oi^j.)2 (Рх- + Ri3)- (10.38)
Согласно закону сохранения энергии, мощность Р„х.пр
равна мощности, развиваемой эквивалентным источником
еп в цепи п-й гармоники
/’вх. пр = o,5(7?//?ls = PiRi3/(Rs + /?!,) = 0,5UanI„.
Запишем уравнение баланса мощностей в этой цепи:
/’вх. пр = Рп + Pns = 0,5 + ^в + 0,5
где Рп — полезная мощность п-й гармоники в нагрузке;
— мощность, рассеиваемая в сопротивлении потерь
Rs-
Следовательно,
Pn = P^.npRJ(R» + RJ- (Ю.39)
Из выражений (10.38) и (10.39) находим коэффициент
преобразования умножителя параллельного типа
|'пр = />п//’вх = + (10.40)
Анализ умножителя последовательного типа. В умно-
жителе последовательного типа (см. рис. 10.34, в) напря-
жение на диоде представляет собой сумму постоянного на-
пряжения смещения и переменных напряжений входного
и выходного колебаний:
u = (70-|-(71 sin «1/ + (7Л sin (na^t -фф„), (10.41)
302
а ток через диод t = Cdu/dt является нелинейной функ-
цией напряжения. Используя аналитическую зависимость
С (и) (10.28) и соотношение (10.41), можно найти ток в виде
периодической функции времени, разложить эту функцию
в ряд Фурье и выделить из спектра составляющие с часто-
тами <0} И П'Ор
Сравнивая выражения, полученные после таких преоб-
разований, с (10.41), представляют умножитель последо-
вательного типа в виде эквивалентных схем по первой и
/г-й гармоникам*’ (рис. 10.38, а, б). На рисунке $1Э—
эквивалентное сопротивление диода по первой гармонике;
Рис. 10.38. Эквивалентные схемы диодного
умножителя последовательного типа
С1Э и С„3 — эквивалентные емкости диода по первой и
л-й гармоникам; = 1/(<о(Со/?Л.) и Rsn = l/fncoj^Co/^jJ—•
эквивалентные сопротивления потерь в диоде, пересчитан-
ные в параллельные схемы замещения; i„ — эквивалент-
ный генератор тока /г-й гармоники. Согласно схемам на
входной "и выходной частотах диод представляет собой комп-
лексные проводимости Уг = 1/Rrt + 1//?э + i^iC13 и Yn =
= —G + 1//?„г + jno^Cns, где •—G — отрицательная про-
водимость, отражающая передачу мощности /г-й гармоники
в нагрузку.
Для согласования входной и выходной цепей умножи-
теля должны быть выполнены условия
1/Aj = l//?ji + 1//?!=,; (Oi^i + 0)jC13 — l/(<o1L1) = 0; /]g 42)
j — G+1/Rsri\=l/RK', n(i>iCn+nao1C„3—l/(nao1L„)=Q.
Рассмотрев энергетические соотношения, найдем коэффи-
циент преобразования
Ппр = Ял+R» RSn + R-.i ’ (10.43)
*’ Роль фильтров Ф, и Ф,, играют параллельные колебательные
контуры, настроенные на частоты R и nft соответственно,
303
Таким образом, умножитель параллельного типа можно
представить в виде двух эквивалентных схем по первой и
п-й гармоникам, в которых должно выполняться условие
последовательного резонанса (рис. 10.37), а умножитель
последовательного типа — в виде двух эквивалентных схем
по тем же гармоникам, в которых должно выполняться
условие параллельного резонанса (рис. 10.38). Выражения
для коэффициентов преобразования и для мощностей совпа-
дают по виду. Различие в исходных предпосылках — пред-
ставление тока диода в виде суммы двух гармонических
составляющих в умножителе параллельного типа или пред-
ставление переменного напряжения на диоде в виде суммы
двух гармонических составляющих в умножителе после-
довательного типа — не приводят к принципиальной раз-
нице в выводах при анализе работы умножителор.
Полученные соотношения применимы как в случае ра-
боты диода в режиме запертого перехода (арсенид-галлие-
вые варакторы), так и в случае работы диода в режиме
с частичным отпиранием (ДНЗ). Специфика режима обус-
ловливает лишь необходимость применения при анализе
определенных конкретных аналитических зависимостей на-
пряжения от заряда в умножителях параллельного типа
и емкости от напряжения в умножителях последователь-
ного типа. Для анализа умножителей, работающих в ре-
жиме запертого перехода, используют зависимость С (и)
в виде (10.28) и зависимость
(1 —у)?
и =
— Фк
получаемую из (10.29).
Для умножителей, работающих с частичным отпиранием
перехода, используют С (и) в виде (10.33) и
u — q/C3SKr, при <7^0;
закр ' (10.44)
« = 0 при 7=0.
2. Расчет диодных умножителей частоты. Для проведе-
ния расчетов конкретных умножителей необходимо знать
параметры их эквивалентных схем.
Эквивалентные емкости диода С1Э и С,э зависят от его
параметров Сн, и у, коэффициента умножения п, напря-
жения смещения Uo и амплитуды первой гармоники напря-
жения иг. Результаты количественного анализа показы-
вают, что можно пренебречь этими зависимостями и счи-
304
тать, что
1э - Пэ - '-'О*
где Со — емкость, соответствующая и = Uo.
Теми же факторами, что и емкости, определяется и
амплитуда эквивалентной э. д. с. Uan диода в параллель-
ных умножителях и амплитуда тока 1п эквивалентного
генератора в последовательных умножителях. Эквивалент-
ное сопротивление диода по первой гармонике зависит
кроме указанных величин еще от сопротивления нагруз-
ки RH. Ввиду этого при использовании полученных при
анализе соотношений для проведения конкретных расчетов
нужно задаться значениями /?н, Uo и иг. При этом руко-
водствуются следующим. Поскольку с ростом U± увеличи-
вается выходная мощность умножителя, Ъ\ желательно уве-
личивать. Однако при этом возрастает обратное напряже-
ние на переходе. Неравенство, ограничивающее максималь-
ное значение обратного напряжения
Uq = Umax Пд0п, (10.45)
является первым из условий, которому должны удовлетво-
рять U0 и U1.
Вторым условием является выполнение неравенства
Umm 0, при котором переход заперт.
В режиме с частичным отпиранием перехода от соотно-
шения между Uo и Ur зависит время, в течение которого
диод открыт, а следовательно, и мощность на выходе, и
коэффициент преобразования. Поэтому в этом режиме вто-
рым условием, позволяющим совместно с (10.45) найти Uo
и Ult является обеспечение оптимального по энергетиче-
ским показателям времени отпирания диода.
Сопротивление нагрузки выбирают также из условий
оптимизации энергетических показателей умножителя. Ис-
следование зависимостей выходной мощности Рп и коэф-
фициента преобразования т]пр от Ra показывает, что обе
величины имеют максимум при изменении RH, однако зна-
чения R„, соответствующие этим максимумам, разные.
Наилучшие энергетические характеристики всего переда-
ющего тракта обеспечивают выбор нагрузки, исходя из
условия максимума т]пр.
При расчете умножителей частоты обычно бывают за-
даны частота входного сигнала Д, коэффициент умноже-
ния п и выходная мощность Рп. Расчету предшествует вы-
<ор умножительного диода. Подбирают те диоды, для кото-
305
рых f-i и nft лежат внутри их рабочего диапазона. Затем
производят электрический расчет умножителя, в результате
которого определяют параметры эквивалентных схем ко
входной и выходной частотам, а также входную и выходную
мощность и коэффициент преобразования. Пригодными
считают те диоды, которые по данным расчета способны
развить мощность, равную или большую заданной.
Величиной, ограничивающей возможности реализации
оптимальных (по мощности или по г]Пр) энергетических ре-
жимов умножителя, может явиться допустимая мощность,
рассеиваемая диодом Рдоп. Поэтому в процессе электриче-
ского расчета нужно проверять выполнение неравенства
R п (1 Лпр)/Лпр = Ррас Рдоп*
После этого рассчитывают фильтры Фг и Фп. Филвтр Фг
имеет обычно характеристики фильтра нижних частот
(ФНЧ), фильтр Фп — характеристики полосно-пропуска-
ющего фильтра (ППФ). В качестве граничных частот полосы
заграждения можно принять 2Д для ФНЧ и (п ± 1)/х для
ППФ. Кроме требуемой частотной зависимости затухания
фильтры 0! и Фп должны обеспечить согласование источ-
ника возбуждения с диодом и диода с нагрузкой.
Сравнение характеристик умножителей параллельного
и последовательного типа позволяет отметить следующее.
Умножитель параллельного типа имеет меньшие входные
и выходные сопротивления (что иногда затрудняет про-
цедуру согласования с нагрузкой и источником возбужде-
ния), значение обеспечиваемого им коэффициента преоб-
разования быстрее падает с ростом коэффициента умноже-
ния. Но умножители параллельного типа имеют и ряд пре-
имуществ: диод в них можно заземлить, это существенно
упрощает конструкцию системы теплоотвода, что важно
в мощных умножителях (поэтому мощные умножители с не-
большими коэффициентами умножения «<34-4 строятся
обычно по параллельной схеме).
Для реализации больших коэффициентов умножения
предпочтительнее последовательная схема.
Сравнивая характеристики умножителей в режиме за-
пертого перехода и в режиме с частичным отпиранием, от-
метим, что при прочих равных условиях (совпадение опти-
мальных рабочих частот, одинаковые значения Rs, (7ДОП,
Ррас, Со) использование умножителей на ДНЗ позволяет
существенно увеличить выходную мощность. При неболь-
ших коэффициентах умножения (п — 2; 3) т]пр примерно
306
одинаковы, а при увеличении п коэффициент преобразова-
ния умножителя на ДНЗ уменьшается медленнее. Поэтому
умножители на ДНЗ лучше применять при больших п.
Общим недостатком рассмотренных двухконтурных ум-
ножителей частоты является уменьшение т]пр с ростом п.
3. Схемы диодных умножителей частоты. В передатчиках,
работающих в метровом и нижней части дециметрового
диапазонов, диодные ум-
ножители частоты созда-
ют по схемам с со-
средоточенными
постоянными
(рис. 10.39). Здесь роль
фильтров выполняют
последовательные кон-
туры, настраиваемые
таким образом, чтобы
входная цепь вместе с
диодом имела резонанс
на частоте (Oj, а выход-
ная вместе с диодом —
на частоте /г<оР Согла- Рис. 10-39- Схемы диодных умно
сование по выходу и жителей
входу обеспечивается
переменной кондуктивной (рис. 10.39, а) или емкостной
(рис. 10.39, б) связями. В первой схеме смещение подается
от внешнего источника через блокировочный дроссель, во
второй — смещение автоматическое, за счет токов диода,
работающего в режиме частичного отпирания. В схеме ут-
роителя (рис. 10.39. б) для
Рис. 10.40. Конструкция микро-
полоскового диодного умножителя
увеличения коэффициента
преобразования использо-
ван холостой контур, на-
строенный на частоту вто-
рой гармоники 2<ор
На более высоких часто-
тах диодные умножители
частоты выполняют в виде
устройств с распре-
деленными посто-
явными на волноводах,
коаксиальных, полоско-
вых или микрополосковых
линиях. Конструкция микрополоскового умножителя
схематически показана на рис. 10.40. Входной ФНЧ об-
307
разовая емкостями 1, 3 и отрезками линий 2 и 4, игра-
ющими роль индуктивностей; выходной ППФ — связан-
ными полосковыми резонаторами 7. Смещение на диоде 5—
автоматическое, образуется за счет падения напряжения
на сопротивлении 6, напыленном на подложку. Керамичес-
кая емкость 8 выполняет роль разделительного конденсатора.
Отметим, что диодные умножители частоты при коэффи-
циентах умножения п — 2, 3 имеют высокие коэффициенты
преобразования —до 60—70 %. Такие умножители позво-
ляют получить мощности до нескольких десятков ватт
в метровом и длинноволновой части дециметрового диапа-
зонов и до нескольких ватт в сантиметровом диапазоне.
Глава 11
УПРАВЛЕНИЕ КОЛЕБАНИЯМИ
В ПЕРЕДАТЧИКАХ СВЧ
§ 11.1. СТАТИЧЕСКИЕ МОДУЛЯЦИОННЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Для передачи информации с помощью высокочастотных
колебаний необходимо, чтобы один или несколько их пара-
метров изменялись в соответствии с передаваемым сигна-
лом. При непрерывной работе передатчика такими меняю-
щимися параметрами могут быть амплитуда, частота или
фаза высокочастотных электромагнитных колебаний. При
работе в импульсном режиме помимо перечисленных — это
длительность импульсов и период их следования. Если
изменяется только один параметр, то модуляция может
быть амплитудной, частотной или фазовой — это простые
виды модуляции. Если изменяются несколько параметров,
то виды модуляции сложные: амплитудно-частотная, ча-
стотно-импульсная (ЧИМ), широтно-импульсная (ШИМ),
временная импульсная (ВИМ) и т. д.
О целесообразности использования в передатчике того
или иного вида модуляции можно судить по статическим
и динамическим модуляционным характеристикам приме-
няемых электронных приборов. Для любого вида модуля-
ции статическая модуляционная характеристика (СМХ)
представляет собой зависимость изменяемого при модуляции
параметра колебания от управляющего напряжения при
его медленном (статическом) изменении. При амплитуд-
308
ной модуляции ламповых или транзисторных генераторов
СВЧ статическими модуляционными характеристиками
обычно являются зависимости амплитуды первой гармоники
анодного (коллекторного) тока 1а1 (/к1) от значения
управляющего напряжения.
Несмотря на существенные различия в устройстве и
принципе действия клистронов, магнетронов, ЛБВ и дру-
гих приборов СВЧ,по схеме питания большинство из них
представляют собой диоды, поэтому в них возможна моду-
ляция, по своим свойствам близкая к анодной. Сеточная
модуляция или ей аналогичная возможна в приборах, элек-
тронные пушки которых имеют специальные электроды для
управления током луча. СМХ в этом случае — это зависи-
мости тока луча 10 (в магнетронах, амплитронах и МНН —
постоянной составляющей анодного тока 7в0) от управля-
ющего напряжения. В СВЧ-диапазоне ввиду трудности
измерения токов иногда в качестве СМХ удобно использо-
вать зависимость колебательной мощности в нагрузке от
управляющего напряжения.
Для неискаженной передачи сигналов СМХ по току
должна быть линейной, а по мощности — иметь квадратич-
ный характер (так как мощность пропорциональна квад-
рату тока).
СМХ амплитудной модуляции ламповых и транзистор-
ных генераторов СВЧ качественно практически не отли-
чаются от их модуляционных характеристик в диапазоне
более низких частот.
У таких электронных приборов СВЧ, как клистроны,
ЛБВ, а также приборов М-типа (при постоянном значении
магнитного поля), у которых катод вынесен из пространства
взаимодействия (ЛБВ и ЛОВ М-типа, МНН), ток связан
с ускоряющим напряжением Uo законом степени трех вто-
рых
где р — первеанс электронной пушки для цепи ускоряю-
щего напряжения.
Колебательная мощность на выходе генераторов про-
порциональна мощности Ро = U0I0, потребляемой ими от
источника питания
где t] — к. п. д. прибора.
309
СМХ этих приборов по мощности и току при модуляции
изменением ускоряющего напряжения имеют вид (рис. 11.1)
Л,ь,х = 1]^о/2; /о = риГ- (11.1)
Если катод находится в пространстве взаимодействия
(как у магнетрона или амплитрона), связь между анодным
током 1а и анодным на-
Рис. 11.1. Статические модуляцион-
ные характеристики амплитудной
модуляции генераторов СВЧ по уско-
ряющему (анодному) напряжению:
(7П — пороговое напряжение, /п — пус-
ковой ток
пряжением иа описыва-
ется зависимостью
1а=р(В)иПа, (П.2)
где п — 5 4- 10; р (В) —
величина, аналогичная
первеансу и зависящая
от значения рабочей ин-
дукции магнитного по-
ля В.
Если электронный
прибор имеет в составе
электронной пушки
ток луча 70 и напряжение на этом электроде
электрод, предназначен-
ный для управления то-
ком луча (первый анод
или ускоряющий элек-
трод), то законом степе-
ни трех вторых связаны
т 3/2
Л> — PlUai ,
(11.3)
где pt — первеанс луча по напряжению uai- В этом случае
связь между током луча и ускоряющим напряжением лй-
нейная:
Io = kUOt
причем k — коэффициент, который определяется свойствами
прибора. В таких приборах амплитудную модуляцию можно
производить изменением управляющего напряжения иа1.
При этом (например, для ЛБВО) коэффициент усиления
прибора меняется пропорционально и$. Выходная мощ-
ность прибора связана линейной зависимостью с коэф-
фициентом усиления по мощности Л'р и с мощностью, по-
310
требляемой от источника питания,
Рвых <УЭ КрРо <УЭ KpUnh <УЗ U'ayUn,
поэтому ее зависимость от модулирующего напряжения
иа1 оказывается квадратичной, что соответствует линейной
модуляции.
Наличие статических модуляционных характеристик
по току позволяет сформулировать требования к модули-
рующему устройству. Так, сопротивление луча в отсут-
ствие модуляции Ro = UOu/IOa является сопротивлением
нагрузки для источника постоянного смещения в цепи того
электрода, который используют для модуляции. Зная Ro,
можно определить мощность источника смещения
/’ом — R^uh/Ro-
Динамическое или дифференциальное сопротивление
R^ — du/dl при небольших амплитудах модулирующего
напряжения Uj (см. рис. 11.1) можно считать сопротивле-
нием нагрузки переменному с частотой модуляции току.
Так как при выполнении (11.2)
di — pnu^du, то R^RJn.
Зная /?д, можно оценить требуемую мощность модулятора
по переменному току
Лш = //Ь/(2/?д). (11.4)
При импульсной модуляции R9 — сопротивление при-
бора постоянному току в течение импульса; дифференциаль-
ное сопротивление /?д позволяет оценить влияние измене-
ний питающего напряжения вершины импульса на работу
прибора.
В случае угловой модуляции под статическими модуля-
ционными характеристиками понимают зависимости индек-
са модуляции Л4 (отклонения частоты или фазы) от значе-
ния модулирующего напряжения:
Л1 = Л1(и). (11.5)
Наиболее важным параметром СМХ является ее кру-
тизна
S — dMIdu. (11.6)
При фазовой модуляции крутизна, выраженная в рад/В,
3 = Зф = dtp/du, (Н.7)
311
а при частотной модуляции, в мГц/В,
S = Sf = df/du. (11.8)
В СВЧ-диапазоне в приборах, имеющих резонансные
системы с сосредоточенными параметрами, угловую моду-
ляцию можно осуществлять, изменяя параметры контуров
(емкости Ск или индуктивности LK). В этом случае вид мо-
дуляционной характеристики определяется конкретным спо-
собом осуществления модуляции. В электронных приборах
с замедляющими системами угловую модуляцию осуще-
ствляют путем изменения ускоряющего напряжения. При
этом вид СМХ определяется зависимостью между средней
скоростью ц0 электронных сгустков и ускоряющим напря-
жением. В приборах О-типа эта зависимость (если ц0 вы-
ражать в м/с) имеет вид
цо = 6-1ОЧ/У2;
в приборах М-типа (2.18):
v0 — U0/(dB).
Если s — длина пути пролета электронных сгустков
то время пролета
ts=s/v0, (11.9)
а колебания при распространении вдоль замедляющей си-
стемы приобретают фазовый сдвиг
<р5 = ю/5. (11.10)
Изменение времени пролета при изменении ускоряю-
щего напряжения Uo в усилителях вызывает изменение
Рис. 11.2. Статические модуляционные характеристики
угловой модуляции для приборов О- (а) и М- (б) типов
фазозого сдвига, а в автогенераторах приводит к наруше-
нию баланса фаз Sep = 2л/г на данной частоте и к его вос-
312
становлению на другой частоте, т. е. к изменению частоты:
(a = d(ps/dt. (11.11)
Если учесть характер связи между ускоряющим напря-
жением U9 и скоростью р0, то у приборов О-типа СМХ имеет
квадратичный характер, а у приборов М-типа — линейный
(рис. 11.2, а, б соответственно).
В приборах СВЧ всякое изменение питающего напря-
жения сопровождается изменением тока луча и времени
пролета электронов, поэтому обычно имеет место смешанная
амплитудно-угловая модуляция, что требует совместного
рассмотрения СМХ амплитудной и угловой модуляций.
§ 11.2. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Амплитудная модуляция (AM) — измене-
ние амплитуды несущего колебания в соответствии с моду-
лирующим сигналом. Амплитудно-модулированное колеба-
ние можно записать в виде
i (t) = I (/) cos (юо^ + <Ро)- (П-12)
Характер огибающей сигнала I (f) определяется моду-
лирующим сигналом s (/). Если его представить в виде
тригонометрического ряда, то выражение (11.12) имеет вид
i (t) = 7Н cos w0/ 4- — тп [cos (соо 14- 4-
п
4- J, тп [cos (ю° - - <Рл]. (11.13)
п
где тп — коэффициент модуляции по n-й гармонике моду-
лирующего сигнала.
Из (11.13) следует, что AM-колебание состоит из несу-
щей и двух боковых полос, причем их частоты отличаются
от несущей на При усилении АМ-сшнала его спектр
определяет требования к ширине полосы пропускания уси-
лителя СВЧ.
AM возможна практически во всех типах генераторных
и усилительных приборов СВЧ, однако чаще всего ее ис-
пользуют в клистронах, ЛБВ и ЛОВ.
Как уже отмечалось в § 11.1, в приборах СВЧ, где источ-
ник электронов вынесен из пространства взаимодействия,
СМХ по току имеет вид 1 — ри^1, где ыу — управляющее
313
напряжение. Роль последнего в пролетных клистронах,
а также в ЛБВ и ЛОВ О-типа (при постоянном напряже-
нии первого анода unl) играет ускоряющее напряжение Uo;
ЛБВ и ЛОВ М-типа напряжение первого анода ио1; в МНН—
напряжение управляющего электрода иу. В ЛБВ О-типа
управляющим может быть также и иа1 при постоянном уско-
ряющем напряжении Uo. Таким образом, в передатчиках,
в которых использованы эти приборы, в принципе возмож-
на АМ изменением всех перечисленных напряжений. Прак-
тическое применение того или иного способа АМ обуслов-
лено конкретными его особенностями, такими, как энерге-
тика процесса, степень паразитной угловой модуляции,
требования к модулирующему устройству, и т. д.
АМ ускоряющим напряжением Uo имеет целый ряд весьма
существенных недостатков: СМХ нелинейна; мощность,
потребляемая от источника модулирующих колебаний,
обычно велика (соизмерима с мощностью модулируемого
каскада). Кроме того, АМ ускоряющим напряжением со-
провождается в усилительных каскадах значительной па-
разитной фазовой модуляцией, в автогенераторах — пара-
зитной частотной модуляцией. Поэтому этот вид АМ обычно
не применяют, и АМ производят изменением напряжений
на первом аноде иа1 или на специально вводимых в конструк-
цию приборов управляющих электродах (сетках). Сеточный
ток в области линейной модуляции отсутствует, следова-
тельно, мощность, потребляемая от модулятора, равна нулю.
Паразитная фазовая модуляция также отсутствует.
АМ в ЛБВ О-типа обычно производят изменением на-
пряжения на первом аноде иа1. Статическую модуляцион-
ную характеристику по мощности в этом случае можно по-
лучить, используя (Н.З) и (9.12):
/О р U3/2 II 3/2
Лвых = 1,546(WonK = 1,546 ) b,)P'Ual =
= O,97PLV^o/34t]k, (И.14)
Где г)к — коэффициент полезного действия колебательной
замедляющей системы.
Как следует из (11.14), по выходной мощности модуля-
ция линейна. Схема АМ ЛБВ изменением напряжения на
первом аноде представлена на рис. 11.3. Мощность по по-
стоянному току, потребляемая от источника напряжения
смещения Еа1и, РО1 = EalHIoin, где IaiH — ток первого
анода в отсутствии модуляции.
314
Мощность, которую должен развить модулятор, можно
найти по (11.4), используя равенство R3 = (2/3)/?QJ —
= (2/3) (Д,)1н//„1н).
В лампах прямой волны М-типа при постоянном значе-
нии магнитной индукции В ток луча также связан с напря-
жением на первом аноде законом степени трех вторых
(11.15)
Выходная мощность для этих приборов может быть най-
дена по обычному соотношению
/’вых = П^оЛ) = (5) Ua? = CjUai2. (11.16)
К. п. д. г] практически не зависит от иа1, поэтому при
постоянном ускоряющем напряжении он постоянен. Зави-
симость (11.16) не квадратичная, поэтому AM по первому
аноду в ЛБВ М-типа неиз-
бежно сопровождается нели-
нейными искажениями.
Усилительные приборы
СВЧ часто работают в режиме
усиления AM-колебаний. Для
неискаженного усиления АМ-
сигналов необходимо нахо-
диться в пределах линейного
участка зависимости выход-
Рис. 11.3. Схема амплитудной
модуляции ЛБВ типа О по
первому аноду
ной мощности от входной,
причем рабочую точку выби-
рают в середине этого участ-
ка. При таком режиме ра-
боты средний ток луча за время, равное периоду моду-
лирующего сигнала, не меняется, следовательно, и мощ-
ность, потребляемая прибором от источника питания, ос-
тается неизменной. Так как выходная мощность (особенно
при глубокой модуляции) изменяется сильно, то и к. п. д.
существенно меняется при изменении Рв![. Это приводит
к увеличению мощности, рассеиваемой в приборе, для
уменьшения которой и увеличения к. п. д. в режиме уси-
ления AM-колебаний целесообразно понижать ускоряющее
напряжение примерно на 25 — 30 % по сравнению с его
номинальным значением.
При использовании для усиления AM-сигналов ЛБВ
О-типа нужно иметь в виду, что изменение входной мощ-
ности в этих приборах приводит и к фазовой модуляции
315
выходного сигнала. Это происходит за счет изменения ско-
рости электронного потока при изменении мощности, отби-
раемой от него. Такое преобразование AM в фазовую коли-
чественно оценивают коэффициентом преобразования, обыч-
но выраженным в град/дБ:
£n = d<pp/dPBX, (11.17)
где фр — сдвиг фазы, зависящей от входной мощности;
dPBX — изменение входной мощности.
Если на входе ЛБВ действует AM-сигнал с коэффициен-
том модуляции т, то максимальное изменение входной
мощности, дБ,
ДРВХ = ± 201g (1 -|- tn) = ± 8,68 In (1 4- т).
При этом паразитная девиация фазы, град,
Д<рр = 8,68йп1п(1 +т). (11.18)
Рис. 11.4. Схема амплитудной
модуляции магнетронного гене-
ратора
AM можно использовать и в автогенераторах СВЧ,
обычно в ЛОВ О- и М-типа. СМХ по мощности этих при-
боров описываются выражением (11.16), поэтому основные
особенности модуляции, отмеченные для ЛБВ, остаются
в силе и для этих приборов.
Следует иметь в виду, что
в связи с существованием
минимального тока луча, при
котором возникает устойчи-
вая автогенерация, симмет-
ричную AM с коэффициентом
модуляции, равным единице,
на этих приборах получить
невозможно.
Иногда AM применяют и
в магнетронах, работающих
в непрерывном режиме, причем единственный путь ее осу-
ществления — изменение анодного напряжения Еа. Глу-
бина модуляции ограничена значениями Еап и Еакр, опреде-
ляемыми срывом устойчивых колебаний л-вида. Проще
всего осуществить амплитудную модуляцию по схеме, по-
казанной на рис. 11.4, изменяя ток магнетрона с помощью
последовательно включенного переменного сопротивления,
реализуемого в виде электронной лампы.
В автогенераторах AM неизбежно сопровождается пара-
зитной частотной модуляцией. Девиацию частоты при этом
можно определить по соотношениям, приведенным в § 11.3.
316
§ 11.3. УГЛОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Высокочастотные колебания в общем случае можно запи-
сать в виде
I (/) = I max COS Ф (/) = 1 max COS [J (0 (() dtj,
где Ф (/) — полная фаза колебания; ю (/) — мгновенная
частота колебания.
При угловой модуляции в соответствии с модулирующим
сигналом меняется полная фаза колебания Ф (/). Поскольку
изменение Ф (/) всегда сопровождается изменением частоты
и для любого закона изменения полной фазы можно найти
соответствующий эквивалентный закон изменения мгновен-
ной частоты, то можно считать, что конкретные проявления
угловой модуляции — фазовая модуляция (ФМ) и частот-
ная модуляция (ЧМ) — взаимосвязаны.
В простейшем случае модуляции синусоидальным напря-
жением с частотой й
и (й) = Uq sin й(
уравнение промодулированного по фазе колебания имеет
вид
i (/) = /max cos (d)ot -f- ф0 Лф sin Й/). (11.19)
При линейной ФМ максимальное отклонение полной
фазы от ее значения в отсутствие модулирующего сигнала
пропорционально амплитуде модулирующего напряжения:
Лф = SqUu и не зависит от частоты модулирующего сиг-
нала й.
Величина Лф (девиация фазы) принимается за и н д е к с
фазовой модуляции
Дф = Л/ф. (11.20)
Найдем мгновенную частоту колебания, промодулиро-
ванного по фазе:
ю (/) = дф (t)/dt = ю0 + Лфй cos й(. (11.21)
Видно, что максимальное приращение мгновенной ча-
стоты Лю = Лфй зависит не только от амплитуды модули-
рующего напряжения, но и от его частоты.
При ЧМ по закону модулирующего сигнала меняется
отклонение частоты модулируемого колебания от среднего
значения ю0. Поэтому при модуляции косинусоидальным
напряжением мгновенная частота ю (() = ю0 + Лю cos й/,
где Лю = SfU® — девиация частоты.
337
Так как Ф/Z) = jj со (/)dt,
б
получаем промодулированное по частоте колебание в виде
i (0 = /max COS (®0/ + Sin й/ ф ф0) (1 1 -22)
Величина
M/ = A(o/Q (11.23)
называется индексом частотной модуля-
ции.
Отличие выражений (11.19) и (11.22) состоит в том, что
при ЧМ девиация частоты пропорциональна амплитуде мо-
дулирующего напряжения и не зависит от его частоты,
при ФМ этими свойствами обладает девиация фазы.
При практическом использовании колебаний с угловой
модуляцией (УМ) большое значение имеет их спектр. Из-
вестно, что уравнения (11.19) и (11.22) можно представить
в виде
t (/) — Imax О (/Ч) COS СОд/ ф
+ У, Уа(Л4)[со8(со0фпй)/ф(— l)"cos(«)o — пй)М, (11.24)
«= । J
где М — индекс модуляции.
Таким образом, спектр колебания с УМ представляет
собой бесконечную сумму гармонических колебаний, при-
чем частоты соседних составляющих отличаются на частоту
модуляции й. амплитуда несущей частоты пропорциональ-
на функции Бесселя нулевого порядка Jo (М), а амплитуды
боковых —функциям Бесселя п-го порядка Jn (М) с аргу-
ментом, равным индексу модуляции.
В отличие от спектра АМ спектр УМ-колебания теоре-
тически бесконечно широк. При М ф 1 спектры ЧМ- и
ФМ-колебаний можно ограничить несущей и двумя боко-
выми (как и при АМ); в случае же 74 1 значения Jo (Л4)
существенно уменьшаются, а значения Jn (Л1) растут, при-
чем максимальными оказываются амплитуды спектральных
составляющих, частоты которых удалены от несущей при-
мерно на девиацию частоты.
На практике под шириной спектра сигнала при УМ при-
нимают интервал частот 2Fn, вне которого амплитуда лю-
бой гармоники меньше 1 % амплитуды немодулированного
318
колебания. При модуляции гармоническим колебанием
с частотой F ширина спектра определяется выражением
2F„~2F(1 + M + M1/2); F = Q/(2n). (11.25)
При модуляции сложным сигналом в это выражение
надо подставить наибольшую модулирующую частоту F =
= Fmax. Так как при ФМ Л4Ф не зависит от й, а при ЧМ
М/ уменьшается с увеличением й, при ФМ ширина полосы
оказывается большей, чем при ЧМ. Отметим также, что
при индексах модуляции, удовлетворяющих условию
Jo (М) = 0, т. е. 714 = 2,41; 5,62; 8,56 и т. д., в спектре
отсутствует несущая частота, и вся мощность передатчика
распределяется среди боковых частот.
В автогенераторах УМ приводит к нарушению баланса
фаз на определенной частоте и к восстановлению его уже
на другой частоте, т. е. УМ является частотной. В усили-
телях при постоянной частоте входного колебания УМ
проявляется в изменении сдвига фаз между входным и вы-
ходным колебанием, т. е. является фазовой.
Рассмотрим особенности осуществления УМ в автогене-
раторах СВЧ различных типов Наиболее часто ЧМ с боль-
шими значениями девиации частоты используют в автоге-
нераторах на МНН и ЛОВ (как О-типа, так и М-типа).
В автогенераторах на МНН зависимость между анод-
ным напряжением Еа и частотой генерации / линейна
(8.16). Эта зависимость, по сути дела, является СМХ МНН
f = S/aEa. У современных МНН крутизна Sfa СМХ по анод-
ному напряжению довольно велика: 0,5—5 МГц/В.
Частота автогенераторов на МНН зависит также от
напряжения на управляющем электроде Е}, однако СМХ
по управляющему электроду уже нелинейна, да и кру-
тизна ее Sfy меньше, чем Sfa- Обычно S/y ~ 0,1 ч- 0,5 МГц/В.
При изменении как напряжения Еа, так и напряжения
Еу меняется не только рабочая частота, но и выходная мощ-
ность МНН, следовательно, ЧМ неизбежно сопровождается
паразитной AM. Так как выходная мощность более чувстви-
тельна к изменениям управляющего напряжения, целе-
сообразно ЧМ осуществлять изменением анодного напря-
жения. Для компенсации имеющейся паразитной AM в этом
случае можно часть модулирующего напряжения в нуж-
ной фазе подавать на управляющий электрод.
Для ЛОВ О-типа зависимость генерируемой частоты от
ускоряющего напряжения квадратична (9.16): t =
==—0,445Д1/-’/Д, МГц, для ЛОВ М-типа — линейна (9.4):
319
f = 0,2 (Ea + EK)/(LtdH), МГц. Значения крутизны этой
характеристики для ЛОВ О-типа, МГц/В
Sf = df/dU0 = —O,2225t7r1/2/Lc, (11.26)
для ЛОВ М-типа, МГц/В
Sf = 0,2/(L. dH).
(11-27)
У большинства ЛОВ О-типа на практике значения кру-
тизны получаются несколько меньшими, чем дает подсчет
по формуле (11.26), и составляют примерно 0,755/. Такое
несовпадение можно объяснить тем, что при выводе соотно-
шения (11.26) было принято, что иф_! ~ ц0. В действитель-
ности же Рф-j < у0.
Напряжение на первом аноде ЛОВ О-типа ыа1 также
влияет на генерируемую частоту, однако ЧМ по первому
аноду сопровождается значительно более сильной пара-
зитной AM, чем ЧМ по ускоряющему напряжению. Поэтому
целесообразно осуществлять ЧМ изменением ускоряюще-
го напряжения Uo. Значение напряжения UOll, соответ-
ствующее несущей частоте, можно вычислить по (9.16),
а необходимое изменение \U0, равное амплитуде модули-
рующего напряжения, определится из соотношения А(/о =
= U<> = 1(/о + А^с/0,445Р - Uo„.
Рис. 11.5. Схема частот-
ной модуляции О-типа
ЛОВ ускоряющим напря-
жением
Рис. 11.6. Схема частотной моду-
ляции М-типа ЛОВ с подавлением
паразитной амплитудной модуля-
ции
Паразитную AM, возникающую при изменении уско-
ряющего напряжения, можно скомпенсировать соответ-
ствующим изменением напряжения на первом аноде. Схема
ЧМ ЛОВ О-типа по ускоряющему напряжению с такой ком-
пенсацией представлена на рис. 11.5.
320
Большим достоинством ЛОВ М-типа является возмож-
ность осуществить линейную ЧМ. Обычно для этого изме-
няют ускоряющее напряжение, так как изменение напря-
жения на холодном катоде сильнее сказывается на генери-
руемой мощности. Для получения ЧМ с подавлением пара-
зитной АМ необходимо (как и в случае ЛОВ О-типа) одно-
временно изменять ускоряющее напряжение и напряжение
на первом аноде (рис. 11.6).
В МНН, а также ЛОВ (и О-типа и М-типа) между Uo и
70, а также между Еа и 1а зависимость в первом приближе-
нии линейная, поэтому частотный модулятор в этих слу-
чаях работает на примерно постоянную нагрузку
Rr = Ro = ЕаИа ИЛИ Rc = R0=U0/I0,
а мощность его можно оценить по формуле
Рам = Uti/(2Rr),
где U<> — амплитуда модулирующего напряжения.
УМ возможна и в магнетронных, а также стабилотрон-
ных генераторах, однако, как правило, реализуемые зна-
чения девиации частоты в этих случаях меньше. Для моду-
ляции магнетронных генераторов в принципе можно ис-
пользовать явление электронного смещения частоты. Из-
вестно, что при небольших изменениях анодного тока коэф-
фициент электронного смещения частоты
аэсч^ДД?д/Д£а. (11.28)
Соответственно изменение частоты
Д/ = аэсчДадд- (И-29)
В стабилотронных автогенераторах стабилизирующее
действие внешнего резонатора уменьшает влияние измене-
ний анодного напряжения на частоту генерации. Количе-
ственно относительное изменение рабочей частоты Д///о,
соответствующее относительному изменению анодного на-
пряжения \Еа/Еаа, можно оценить, пользуясь соотноше-
нием:
Д///о~0,4- 1О-3/?оД£а/(/?д£ан). (11.30)
Однако УМ магнетронов и стабилотронных генераторов
с использованием электронного смещения частоты обычно
сопровождается глубокой паразитной АМ и применяется
поэтому сравнительно редко.
11 М. В Вамберский и др.
321
Более перспективным методом является осуществление
г1М путем синхронизации этих автогенераторов внешним
генератором (рис. 11.7). Для магнетронов полоса частот,
в которой имеет место синхронизация 2Д/С, тем больше,
чем больше отношение мощности Рс синхросигнала к мощ-
ности Р и меньше нагруженная добротность QH резонанс-
ной системы магнетрона:
2A/c//0 = (Pc/P)V2/Qh. (11.31)
Рис. 11.7. Функциональная
схема частотной модуляции
путем синхронизации магне-
трона внешним ЧМ-генера-
тором
Большим достоинством этого способа ЧМ является от-
сутствие паразитной AM.
Для стабилотронных генераторов девиация частоты огра-
ничивается не полосой синхронизации, а полосой частот,
соответствующей допустимому
расфазированию (см. § 9.2).
В усилителях УМ реализу-
ется как фазовая, т. е. частота,
определяемая входным сигна-
лом, не меняется.
Статической модуляционной
характеристикой ФМ в пролет-
ных клистронах является зави-
симость фазового сдвига между
колебаниями в выходном и
входном резонаторах и ускоря-
ющим напряжением Uo. С уче-
том (11.9) и (11.10) получаем эту зависимость в виде
ф = ф^+ л/2, где
Ф,= 10-7ws/(6t/i/2). (11.32)
Крутизна этой СМХ
= d<pJdU0 = — фД(2(/0) •
(11 33)
При Д(/оUon связь между относительным изменением
ускоряющего напряжения и соответствующим изменением
фазового сдвига определяется выражением Лф/фн =
= —Д(/0/(2(/0н). Как это отмечалось в § 7.2, изменение
фазового сдвига Дф, выраженное в градусах на процент
изменения напряжения Uo,называется фазовой чувствитель-
ностью клистрона. Типичные значения
Дф/(АС/ o/U он) — 10.
322
Фазовая чувствительность клистрона к изменениям
остальных питающих напряжений значительно меньше.
Так, по сеточному напряжению она равна примерно
1 град/%. Поэтому осуществление ФМ целесообразно изме-
нением ускоряющего напряжения. Следует, конечно, по-
мнить, что ФМ при этом неизбежно сопровождается пара-
зитной амплитудной модуляцией.
В ЛБВ О-типа в режиме большого сигнала сдвиг усили-
ваемого колебания по фазе определяется фазовой скоростью
усиливаемой волны иф.у, которая в общем случае отлича-
ется от фазовой скорости иф собственной волны замедляю-
щей системы в отсутствие тока луча. Связь между иф, иф.у
и ц0 определяется соотношением
^.y = M°>58 + 7T0’42)-
Этой фазовой скорости соответствует фазовая постоян-
ная
₽Ф. у = см/Пф. у = 0,58®/ио + 0,42®/иф.
Набег фазы усиливаемого колебания на длине замедля-
ющей системы L3Z
Ф = Рф. уЛзс = ®ЕЗС (0,58/по + 0,42/иф). (11.34)
Первое слагаемое в (11.34) представляет собой часть
общего фазового сдвига ф.?, меняющуюся при изменении
ускоряющего напряжения Uo, т. е., фактически, статиче-
скую модуляционную характеристику ФМ. Выражение для
<ps имеет ту же структуру, что и (11.32). Естественно по-
этому, что крутизна СМХ для ЛОВ О-типа может быть
найдена по (11.33). Подставляя в него
Ф, = 0,58<в/.зс/ц0,
получим
Sf = —0,58(oL3c/(2U0v0). (11.35)
Приближенно можно считать, что
<оЛзс/и0 = 2л/Лзс/и0 2лЬзсДзс = 2лМзс, (11.36)
где Z3C — длина замедленной волны; Мзс — число длин за-
медленных волн, укладывающихся на длине замедляющей
системы. Учитывая (11.36), получаем
S, О,58лЛ'зс/(/о. (1137)
11*
323
При небольших изменениях ускоряющего напряжения
AU0 «С Uo* на основании (11.37) приращение фазы
Дф ~ Sf &U0 = — 105Л7зс Д/70/(/0н. (11.38)
Электрическая длина ЛБВ обычно велика (Мзс — не-
сколько десятков), поэтому даже при небольшом изменении
ускоряющего напряжения сдвиг фазы может меняться
весьма значительно.
Изменения напряжения на первом аноде ЛБВ также вы-
зывают изменения фазового сдвига усиливаемых колебаний,
однако эта зависимость значительно слабее. Следует иметь
в виду тот факт, что одновременные увеличения или умень-
шения ускоряющего напряжения и напряжения на первом
аноде вызывают противоположные по знаку изменения фа-
зового сдвига. Это обстоятельство можно использовать для
компенсации паразитной ФМ.
В ЛБВ М-типа средняя скорость электронных сгустков
связана с питающими напряжениями соотношением
v0~v* = (Ea + EK)/(dB).
Время пролета сгустка вдоль замедляющей системы
ts = L3Jv0 = L3C dBl(Ea + Ек).
Волна, распространяясь вдоль замедляющей системы
с фазовой скоростью, примерно равной о0, приобретает фа-
зовый сдвиг, рад,
Ф5 = ®^ = со£зсс/5/(£а + £'к). (11.39)
Это выражение представляет собой СМХ фазовой моду-
ляции в ЛБВ М-типа. Видно, что она имеет вид гиперболы.
Крутизна характеристики
<$<₽ = dqsldEa= — <ps/(Ea + Eu).
При АЕ„ £он изменение фазового сдвига примерно
пропорционально &Еа, т. е.
Аф? = — <ps кЕа/(Еа + Ек). (11.40)
Фазовая чувствительность ЛБВ М-типа значительно
меньше, чем ЛБВ О-типа и составляет обычно 3—5 град/%.
ФМ (правда, неглубокая) возможна и в амплитронных
усилителях. Электрическая длина замедляющей системы
этих приборов в «горячем» состоянии (в присутствии элек-
тронного потока) отличается от электрической длины в «хо-
324
лодном» состоянии. Это отличие зависит от тока 1а, что поз-
воляет говорить об электронном смещении фазы с коэффи-
циентом аэсф:
А(р = О-эсф а*
При типовых режимах работы амплитрона значение а9Сф
таково, что изменение фазы усиливаемого колебания лежит
в пределах всего 0,2—1 град/% изменения анодного
тока. Это затрудняет получение глубокой ФМ. Если изме-
нения анодного тока невелики, то Д<р можно оценить, зная
изменение анодного напряжения амплитрона \Еа и его
дифференциальное сопротивление /?д: Д<р = а^кЕа/Е^.
В радиопередатчиках СВЧ часто приходится усиливать
колебания, промодулированные по частоте или фазе. Основ-
ным требованием, выполнение которого обеспечивает-уси-
ление таких колебаний с минимальными искажениями, яв-
ляется равномерность амплитудно-частотной характери-
стики усилителя *' и линейность его фазо-частотной харак-
теристики в полосе частот большей, чем спектр усиливае-
мого модулированного сигнала. В усилителях на много-
резонаторных клистронах эти требования удовлетворяются
путем специальной подстройки резонаторов. Достижимые
значения полосы частот, в пределах которой модулирован-
ный сигнал качественно усиливается, для клистронов со-
ставляют несколько процентов.
В ЛБВ О-типа полоса частот равномерного усиления
определяется дисперсионной характеристикой замедляю-
щей системы и допустимой разницей между скоростью
электронов потока и фазовой скоростью волны, с которой
она взаимодействует. Полоса частот обычно имеет ширину
порядка 20—50 %. В усилителях на ЛБВ М-типа получают
еще более широкие рабочие полосы за счет того, что для
них условие синхронизации выполняется в принципиально
более широкой полосе частот.
Следует отметить, что для уменьшения паразитной AM
при усилении колебаний с УМ нужно работать на участке
насыщения мощностной характеристики Рвых (Рвх) клист-
рона или ЛБВ.
Перспективными усилителями колебаний, промодулиро-
ванных по частоте и фазе, являются амплитроны. Макси-
мальная неравномерность АЧХ этих приборов в рабочей
*' Ширина рабочей полосы обычно оценивается по спаду выходной
мощности до половинного уровня.
325
полосе частот обычно не превышает 6—8 %, что значи-
тельно лучше, чем у ЛБВ и клистронов, ФЧХ в рабочей
полосе линейна, причем при усилении сигналов с УМ они
имеют очень малую фазовую чувствительность, что позво-
ляет существенно снизить требования к стабильности на-
пряжения источников питания.
§ 11.4. ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В передающих устройствах СВЧ широкое применение
получила импульсная модуляция (ИМ), когда огибающая
модулированного колебания имеет вид прямоугольных им-
пульсов (рис. 11.8, а). Основными параметрами колебаний
при ИМ являются амплитуда импульсов Аи, их длитель-
ность ти, период повторения Ти или частота следования
Л'и “ 1/7и. Прямоугольная форма модулирующих импуль-
сов обеспечивает максимальную энергию ИМ-сигнала при
заданной амплитуде, что очень важно, поскольку в реаль-
ных условиях амплитудные значения напряжения или
тока ограничены электрической или тепловой прочностью
приборов и свойствами их катодов.
Рис. 11.8. Импульсно-модулированный сигнал (а) и его спектр (б)
Спектр импульсно-модулированного колебания состоит
из несущей и двух боковых полос:
а (0 —
ти . I vsin (пйти/2)
„-Sin С00/ + - - /---------
_ J п
п==1
sin (coo + nQ) 14-
СО
+ L v ^2w)sin(ra._w
п = 1
(П-41)
где Q =
326
Ширина спектра радиосигнала, как и при любом виде AM,
оказывается вдвое больше ширины спектра модулирующего
сигнала. Обычно в отсутствие каких-либо специальных тре-
бований к сигналу считают, что полоса пропускания канала,
необходимая для прохождения последовательности прямо-
угольных радиоимпульсов, может быть определена как
2Л/=2/ти, (11.42)
т. е. пренебрегают в спектре всеми составляющими, имею-
щими порядок п > 2л/ти^ = Sr, где Sr = 7"и/ти —
скважность.
Важными энергетическими характеристиками передат-
чика, работающего в импульсном режиме, являются импуль-
сная, пиковая и средняя мощность.
Импульсная мощность передатчика — это мощность,
развиваемая передатчиком во время импульса
Ри = ч1- f Р(ОЛ,
и о
где р (/) — мощность за один период высокочастотных ко-
лебаний.
При прямоугольной форме импульсов р (/) за время
импульса не меняется, и импульсная мощность совпадает
с пиковой Р„, т. е. с мощностью, развиваемой передатчиком
в течение одного ВЧ-периода, соответствующего макси-
мальной амплитуде модулирующей огибающей *\ Так как
непосредственно измерить как пиковую, так и импульсную
мощность трудно, широкое распространение получило по-
нятие средней мощности
Рср = /’и/5и. (11.43)
Средняя мощность передатчика, работающего в импульс-
ном режиме, определяет тепловой режим как самого пере-
датчика, так и отдельных его элементов. Будет показано
(см. § 12.1), что и требуемая мощность источника питания
импульсного передатчика определяется его средней мощ-
ностью.
Обычно ИМ осуществляют в одной или нескольких це-
пях питания генератора СВЧ с помощью специальных
устройств импульсного питания — импульсных м о-
Ввиду неидеально прямоугольной формы реальных радиоим-
пульсов обычно Ри < Рп,
327
дуляторов. Основные типы модуляторов, особенности
их работы, а также их расчет рассмотрены в гл. 12.
Так как в любой схеме ИМ есть паразитные реактивно-
сти и в них неизбежно запасается энергия, обеспечить иде-
альную прямоугольную форму модулирующих импульсов
напряжения невозможно. Реальные импульсы характери-
зуются конечными длительностями переднего фронта тф и
спада тс импульса, а также определенной неравномерностью
плоской вершины Дц (рис. 11.9). Обычно под длительностью
переднего фронта модулирующего импульса тф понимают
время, за которое напряжение вырастает от 0,05 до 0,95 U л
Рис. 11.10. ВАХ магнетрона,
модулирующий импульс и оги-
бающая радиоимпульса
Рис. 11.9. Реальная форма моду-
лирующего импульса
Требования к форме модулирующих импульсов зависят
от типа применяемого генератора СВЧ, от продолжитель-
ности процессов установления в нем высокочастотных коле-
баний и их срыва. Длительность переднего фронта тф не
должна быть меньше времени /уст установления СВЧ-коле-
баний. Эксперименты показывают, что
/уст ~ (100 ч- 150) ТВЧ, (11.44)
где Твч = 1//; f — частота СВЧ-колебаний.
При микросекундных радиоимульсах для сантиметро-
вого диапазона длин волн параметры модулирующего им-
пульса обычно определяются соотношениями
тф = (0.1 -5- 0,2) ти, тс = (0,2 4- 0,3) ти. (11.45)
328
Насколько плоской должна быть вершина импульса
при модуляции автогенераторов, зависит от допустимой
нестабильности частоты в течение импульса, а при модуля-
ции усилителей СВЧ — от допустимого изменения фазы
СВЧ-колебаний за время импульса. Если к передатчику
не предъявляют жестких требований по этим параметрам,
то допустимый спад плоской вершины импульса для при-
боров магнетронного типа и для прочих приборов СВЧ
соответственно
₽ = Дц/t/M^ 0,02 н-0,05 и ₽ 0,05-ь 0,1. (11.46)
Если необходима повышенная стабильность частоты как
в течение импульса, так и от импульса к импульсу, пара-
метры модулирующего импульса должны определяться за-
висимостью частоты (или фазы) СВЧ-колебаний от напря-
жения (или тока), т. е. СМХ и ЧМ (ФМ) генераторного
прибора. Статическими модуляционными характеристика-
ми ИМ обычно являются вольт-амперные характеристики
приборов СВЧ.
Рассмотрим способы осуществления ИМ в автогенера-
торах СВЧ. Для большинства автогенераторов СВЧ вольт-
амперные характеристики можно аппроксимировать с той
или иной степенью точности ломаными линиями. На участке
от начала координат до пороговых значений Un
(рис. 11.10) СВЧ-колебания еще не развились и эквивалент-
ное сопротивление прибора очень велико; на рабочем участ-
ке при значениях напряжения большем U„ сопротивление
прибора резко падает. При амплитуде модулирующего им-
пульса, соответствующей точке А СМХ, сопротивление ге-
нератора постоянному току Rv — Um/Ih является сопро-
тивлением нагрузки для модулятора в течение импульса.
Оно определяет импульсную мощность, развиваемую моду-
лятором.
Дифференциальное сопротивление 7?д = du/dl на рабо-
чем участке при линейной аппроксимации
/?д~([/и-[/п)/(/и-/п). (11.47)
Значение /?д, как это видно из рис. 11.10, позволяет
оценить влияние генераторного прибора на спад плоской
вершины огибающей СВЧ-колебаний.
В случае магнетронных и амплитронных генераторов
единственно возможной является ИМ анодным напряжением.
При Еа < Un = Еап магнетрон генерирует шумы, наблю-
даются искрения и пробои. Для уменьшения времени пре-
329
бывания магнетрона в этом режиме длительность переднего
фронта импульса тф должна быть возможно меньше. Однако
при слишком большой крутизне переднего фронта, когда
время Тф меньше времени установления колебаний л-вида,
возможен «проскок» области возбуждения этих колебаний,
что опять-таки приводит к искрениям и пробоям. Обычно
Тф выбирают или по (11.45), или так, чтобы скорость нара-
стания анодного напряжения, кВ/мкс,
dEaldt ~ Еап/тф = 50-г- 30.
Неравномерность плоской вершины импульса приводит
к электронному смещению частоты. Поэтому, зная допусти-
мое изменение частоты Д/доп за время импульса, можно по
(11.29) определить допустимое изменение Л^адоп и коэффи-
циента неравномерности Рдоп:
доп = А/доп/?д/СХ9сч, Рдоп = Д^доп^д/(^эсч^и). (11.48)
Если Л/доп не задано, то обычно принимают Рдоп
~ 0,005 4- 0,015. При уменьшении напряжения вероят-
ность возбуждения паразитных колебаний мала, поэтому
жестких требований к тс не предъявляют, считая возмож-
ным выбирать его по (11.45). Следует отметить, что осцилля-
ции напряжения на спаде модулирующего импульса обычно
недопустимы, так как это может привести к излучениям во
время пауз.
Опыт подтверждает, что форма огибающей радиоимпуль-
са близка к форме импульса анодного тока (рис. 11.10).
Как следует из построений, радиоимпульс короче модули-
рующего и его длительность ти связана с длительностью
модулирующего импульса т соотношением
ти (0,8-4-0,9) т, (11.49)
а относительное изменение плоской вершины импульса тока
А/и//и более значительно, чем изменение модулирующего
напряжения ku/U^:
Поскольку ВАХ амплитрона весьма сходны с ВАХ маг-
нетрона, способы осуществления ИМ в стабилотронных
генераторах практически одинаковы. Правда, стабилизи-
рующее действие внешнего резонатора уменьшает влияние
изменения анодного напряжения на вершине импульса на
частоту генерируемых колебаний. Экспериментальные дан-
ные позволили установить, что коэффициент электронного
330
смещения частоты для стабилитронов аэсч = (0,0003 -ь
-т- 0,0004)///а, МГц/A, что примерно на порядок меньше
значений для магнетрона.
Рассмотренные ранее в § 11.2 СМХ амплитудной моду-
ляции ЛОВ О-типа позволяют сделать вывод о том, что
ИМ в этих приборах целесообразнее осуществлять по пер-
вому аноду, т. е. по схеме, аналогичной показанной на
рис. 11.3. Принципиальное отличие заключается в том, что
на первый анод подают теперь исходное отрицательное за-
пирающее напряжение 100—300 В, а в качестве источника
импульсного напряжения используют импульсный модуля-
тор. Время установления автоколебаний в ЛОВ О-типа
обычно всего ~0,01 мкс, поэтому эти процессы можно не
учитывать при формулировании требований к длительности
переднего фронта модулирующих импульсов в тех случаях,
когда ти^>0,1 мкс. Недостатком ИМ по первому аноду
в высоковольтных ЛОВ является наличие во время пауз
высокого ускоряющего напряжения Uo между катодом и
ЗС, что может привести к ионизации остатков газов в лампе.
В этих случаях рекомендуется ИМ путем одновременной
подачи модулирующих импульсов и на анод, и на ЗС.
Осуществление ИМ в ЛОВ М-типа также подобно созда-
нию в них амплитудной модуляции в режиме непрерывной
генерации и может производиться по первому аноду. Мини-
мальная длительность импульса ограничена временем уста-
новления колебаний. В ЛОВ М-типа оно составляет 0,01 —
0,1 мкс, поэтому на выходе прибора можно получить радио-
импульсы с передним фронтом не менее 0,1 мкс. Отсюда
следует, что минимальная длительность рабочих импуль-
сов должна быть около 1 мкс. В паузах между импульсами
лампа запирается по первому аноду отрицательным напря-
жением, составляющим около 10—15 % от положительного,
необходимого для нормальной работы лампы. Недостатком
такого способа модуляции является наличие в паузах между
импульсами рабочего напряжения на ЗС Еа и на холодном
катоде £к. Это приводит к тому, что между ЗС и катодом
постоянно действует напряжение Еа + Ек порядка 10—
15 кВ. Протекающий в цепи ЗС — холодный катод импульс-
ный ток может вызвать вторичную эмиссию с катода и
в паузах между импульсами, что в свою очередь исказит
передаваемую импульсную последовательность. Это явле-
ние можно устранить подачей импульсов и на первый анод,
и на катод и замедляющую систему (рис. 11.11). При этом
нужно, чтобы длительность ту импульсов, подаваемых на
ЗЗР
первый анод, была несколько меньше длительности т2 им-
пульсов, подаваемых на катод и замедляющую систему.
В ламповых автогенераторах СВЧ ИМ осуществляют
обычно изменением анодного напряжения. Напряжения на
сетках ламп выбирают, исходя из требований реализации
критического режима работы. Потребляемый от модуля-
тора в течение импульса ток равен постоянной составляю-
щей анодного тока генератора /о0. Нагрузкой модулятора
является сопротивление генератора постоянному току /?г =
—ЕаПао- Статическими модуляционными характеристиками
Рис. 11.11. Схема импульсной
модуляции ЛОВ типа М с пода-
чей модулирующих импульсов
на первый анод, катод и ЗС
Рис. 11.12, Статические моду-
ляционные характеристики лам-
повых генераторов при анодной
модуляции:
I — область перенапряженного ре-
жима; //—область недоиапряжеи-
ного режима
при ИМ, как и при обычной амплитудной анодной модуля-
ции ламповых генераторов, являются зависимости тока
1ао и амплитуды первой гармоники анодного тока /О1 от
Еа. Так как при работе ламповых генераторов в перенапря-
женном и критическом режимах эти характеристики ли-
нейны (рис. 11.12), то и сопротивление генератора /?г—
величина постоянная, независящая от Еа. Поэтому в слу-
чае ИМ ламповых генераторов модулятор работает на прак-
тически постоянную нагрузку Rr, шунтированную емкостью
Сак лампы. Требования к длительности фронтов тф и тс
остаются для ламповых генераторов такими же, как и для
генераторов, рассмотренных ранее. Неравномерность плос-
кой вершины определяют обычно соотношением (11.46).
Способы ИМ в таких усилительных приборах СВЧ, как
пролетные клистроны, ЛБВ О- и М-типа имеют много об-
332
щего. Обычно ИМ реализуют путем импульсного измене-
ния либо ускоряющего напряжения Uo (в клистронах и
ЛБВ О-типа), либо напряжения между замедляющей си-
стемой и холодным катодом Еа + Ек (в ЛБВ М-типа).
Импульсные значения напряжений должны соответство-
вать таким режимам усилителей, при которых на выходе
обеспечивается максимальная мощность. Требования к дли-
тельностям фронтов модулирующего импульса тф и тс также
определяются соотношением (11.45), а допустимая неравно-
мерность плоской вершины зависит от допустимого изме-
нения фазы выходного колебания за время импульса Дфто,
и может быть найдена, если известна крутизна СМХ
фазовой модуляции:
Рдоп Афдоп/о)*
Общим недостатком при модуляции такими способами
является значительная мощность, которая потребляется
от модулятора
Ром = С^ои/ои/$и,
где £70и и 70и — импульсные значения модулирующего на-
пряжения и тока луча.
Этот недостаток устранен в клистронах, где имеется
специальная сетка, изменением напряжения на которой и
осуществляется ИМ, и в ЛБВ О-типа при использовании
для модуляции первого анода. Однако в этих случаях при
ИМ высокое ускоряющее напряжение, соответствующее
максимальной мощности, оказывается приложенным к при-
борам и во время пауз между импульсами. Это может при-
вести к пробоям приборов, а в случае ЛБВ — и к непол-
ному запиранию тока луча ввиду наличия емкостной связи
между электродами. Поэтому более совершенным, но более
сложным в смысле технической реализации является способ
модуляции по нескольким электродам прибора одновре-
менно. Так, например, в ЛБВ можно подавать модулирую-
щие импульсы и на первый анод, и на ЗС. Для исключения
паразитной фазовой модуляции неравномерность напряже-
ния на вершине модулирующих импульсов должна иметь
различный наклон. Если, например, напряжение на вер-
шине модулирующего импульса по первому аноду умень-
шается к концу импульса (что характерно для модулято-
ров с частичным разрядом накопительной емкости, см.
§ 12.2), то модулятор, обеспечивающий напряжение для ЗС,
должен создать импульс с увеличением напряжения к кон-
333
цу. Это можно осуществить, используя модулятор с пол-
ным разрядом неоднородной формирующей линии. Кроме
того, длительность импульса, подаваемого на замедляющую
систему, должна быть несколько меньше длительности им-
пульса, подаваемого на первый анод. Это повышает надеж-
ность работы ЛБВ.
ИМ амплитронных усилителей осуществляется подачей
импульсного напряжения анодного питания. Время нара-
стания и установления колебаний у всех приборов магне-
тронного типа имеет один и тот же порядок, поэтому требо-
вания к длительностям фронтов импульса могут быть при-
мерно такими же, как и при модуляции магнетронов. Сле-
дует иметь в виду, что скорость нарастания модулирующего
импульса связана с возможностью возбуждения амплитрона
на низковольтных паразитных видах колебаний. Чем меньше
крутизна фронта, тем больше вероятность возбуждения
этих видов. Это касается и спада импульса. Кроме того,
недопустимы пульсации напряжения на плоской вершине
модулирующего импульса, так как они могут привести
к срыву режима усиления и к генерации шумов. Допусти-
мую неравномерность плоской вершины можно определить,
как и ранее, по известным значениям электронного смеще-
ния фазы. Для амплитронов эта величина имеет значения
0,5 — 0,8 град/%, поэтому Рдоп ДфДОп/?д/[(0,5 — 0,8)/?г].
Для амплитронов /?д~(0,1 4- 0,2)/?г- Большим недо-
статком амплитрона при работе в режиме ИМ является то,
что при снятом анодном напряжении он практически без
ослаблений пропускает поступившую на вход мощность.
Чтобы такого прямого прохождения энергии не было,
в предыдущем каскаде также должна быть осуществлена ИМ.
В отсутствие входного сигнала при поданном анодном
напряжении амплитрон генерирует шумы. Чтобы избежать
этого, длительность импульса, модулирующего предыду-
щий каскад, должна быть несколько больше длительности
импульса, модулирующего амплитрон (примерно на 10—
15 %), т. е. необходимо, чтобы при всех возможных неста-
бильностях как подача, так и снятие анодного напряжения
происходили при поданном на вход высокочастотном сиг-
нале.
В радиопередающих устройствах СВЧ каскады часто
работают в режиме усиления импульсно-модулированных
сигналов. При этом необходимо, чтобы усилитель работал
в режиме насыщения по мощности, когда изменение ампли-
туды входного радиоимпульса вызывает наименьшие изме
334
нения усиленного сигнала на выходе. Ввиду того, что воз-
действие высоких ускоряющих напряжений на прибор
в паузах между импульсами нежелательно, наряду с ИМ
в предыдущих каскадах следует осуществлять ИМ и в са-
мом усилительном каскаде. Причем для сокращения дли-
тельности переходных процессов в усилителе (в конечном
счете для уменьшения длительности фронта радиоимпульса
на выходе усилителя) нужно, чтобы входной радиоимпульс
начинался несколько ранее и заканчивался позднее, чем
модулирующий импульс высокого напряжения в усилителе.
Такие меры позволяют получать мощные радиоимпульсы
с крутыми фронтами. Так, в усилителях на пролетных
клистронах достигнуты тф и тс порядка (0,03 4- 0,04) мкс.
Глава 12
ИМПУЛЬСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
ПЕРЕДАТЧИКОВ СВЧ
§ 12.1. СПОСОБЫ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ
ИМПУЛЬСНОГО ПИТАНИЯ.
ТИПЫ ИМПУЛЬСНЫХ МОДУЛЯТОРОВ
Импульсный режим работы передающих устройств осу-
ществляется путем подачи на генераторный прибор от источ-
ника питания в нужный момент времени импульса напря-
жения.
Простейшая схема импульсного питания показана на
рис. 12.1. Здесь К— быстродействующий коммутатор
(ключ), замыкающий цепь на интервалы времени, соответ-
ствующие длительности импульса т; RT — эквивалентное
сопротивление генераторного прибора. Источник питания
должен развивать мощность Ри, равную мощности, потреб-
ляемой генератором в течение импульса. Обычно ве-
лика, а работает источник только в течение коротких про-
межутков времени т, т. е. используется нерационально.
Поэтому на практике применяют методы импульсного пита-
ния, основанные на накоплении энергии. Эта энергия на-
капливается в течение сравнительно длительного проме-
жутка времени — т между импульсами (Ти — период
повторения импульсов) в специальном накопителе. Прене-
брегая потерями в накопителе, можно найти соотношение
335
между Ри и мощностью источника:’
/’нет = РмМ(Т И — Т) — Ptf! 5и = /’ср-
(12.1)
Таким образом, при работе с большими скважностями 5И
источник питания должен развивать мощность, равную
средней мощности Pcp, потребляемой генератором.
Простейший вариант схемы импульсного питания с на-
коплением энергии предоставлен на рис. 12.2. Накопитель
энергии (НЭ) и коммутатор (К) обычно рассматривают как
один функциональный блок, называемый импульсным
модулятором. Импульсные модуляторы различают
по типу накопителей и по режиму их работы.
Рис. 12.1. Простейшая
схема импульсного пи-
тания
Рис. 12.2. Схема импульс-
ного питания с накопле-
нием энергии
1. Классификация импульсных модуляторов по типу
накопителя. Накопитель может быть построен так, что
энергия будет накапливаться либо в виде энергии электри-
ческого поля (в емкости) (рис. 12.3, а), либо в виде энергии
магнитного поля (в индуктивности) (рис. 12.3, б).
В установившемся режиме работы в схеме (рис. 12.3, а)
количество электричества q3 = 13,ср(Тц —т), накапливае-
мое в емкости С при ее зарядке от источника, равно коли-
честву электричества qp = 1р^р т, теряемому этой емко-
стью при ее разрядке. Поэтому для средних значений за-
рядного /3.Ср и разрядного /р.ср токов выполняется соот-
ношение
/з.ср = /р.ср/^и. (12.2)
Средний ток разряда накопителя равен постоянной со-
ставляющей тока генераторного прибора во время импульса.
Поэтому ток /З.ср, нагружающий источник питания, в
раз меньше /и» т. е. емкостный накопитель играет роль
трансформатора тока. Напряжение, до которого заряжается
емкость, зависит от вида зарядной цепи, но обычно при-
мерно совпадает с напряжением источника Е. Так как на-
336
пряжение на емкости во время импульса приложено к гене-
раторному прибору, а рабочее напряжение генераторных
приборов достаточно велико, при применении емкостного
накопителя необходим высоковольтный источник питания.
В схеме (рис. 12.3, б) в положении I ключа ток через
индуктивность возрастает и достигает через промежуток
времени Т — т максимального значения 7И. При перебра-
сывании в этот момент времени ключа в положение II этот
ток замыкается через генераторный прибор, создавая на
нем падение напряжения Un = InRr и обеспечивая в те-
чение времени т мощность Ри = 1иии. Нарастание тока
в индуктивности проис-
ходит по закону
Rl
(12.3)
6)
а)
Рис. 12.3. Схемы импульсных моду-
ляторов:
а — с емкостным накопителем; б — с ин-
дуктивным накопителем
где RL—суммарное ак-
тивное сопротивление
цепи разрядки накопи-
теля.
Придостаточно малом
Rl, выбирая соответст-
вующим образом индуктивность L, можно получить задан-
ное значение тока /и практически при любом значении на-
пряжения Е источника, в частности и при Е Un- Оче-
видно, что модулятор с индуктивным накопителем выпол-
няет функции трансформатора напряжения, и при его
применении необходим низковольтный источник питания,
который может обеспечить достаточно большой ток In-
Следовательно, тип используемого в модуляторе накопи-
теля определяет требования к источникам питания.
Кроме рассмотренных иногда используются комбиниро-
ванные накопители, которые содержат как индуктивность,
так и емкость.
2. Классификация импульсных модуляторов по режиму
работы накопителя. Модуляторы могут быть как с полной,
так и частичной разрядкой накопителя. В обоих момент
начала импульса обусловлен перебросом ключа из поло-
жения I в положение II (см. рис 12.2). В модуляторах с пол-
ной разрядкой накопителя длительность импульса равна
времени разрядки накопителя, и поэтому нет необходимо-
сти в строгой фиксации момента возвращения ключа в по-
ложение I. В модуляторах с частичной разрядкой длитель-
337
ность импульса обусловлена режимом работы ключа, по-
этому момент переброса его в положение I должен быть
строго фиксирован.
§ 12.2. ОСНОВНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ИМПУЛЬСНЫХ
МОДУЛЯТОРАХ С ЕМКОСТНЫМ НАКОПИТЕЛЕМ
1. Зарядка накопительной емкости от источника посто-
янного тока. Основной энергетической характеристикой
процесса зарядки накопителя является его к. п. д. т]3.
Определим эту величину как отношение энергии ДЛ3, за-
пасаемой в накопителе в процессе зарядки, к энергии ЛЛ11СТ,
расходуемой при этом источником питания. Энергия, запа-
саемая в емкости С при ее зарядке, зависит от значений
напряжения цн на этой емкости в начале процесса и цк
в конце его:
ДД3 = С(и=-Ы[!)/2. (12.4)
При этом источник питания с напряжением Е расходует
энергию
Т— т
ДДИСТ= 5 Ei3dt, (12.5)
О
где f3 = Cduc!dt — мгновенное значение зарядного тока.
Тогда
Т— т
ДЛНСТ = у ЕС ~dt = EC (ик — и„). (12.6)
и
Следовательно, к. п. д. зарядного процесса
т]3 = Д Л3/Д Л ист = (мк + и„)/(2Е). (12.7)
При одном и том же источнике значения цк и и„ опре-
деляются видом зарядной цепи накопителя и его режимом
работы.
В качестве элементов зарядной цепи обычно используют
резисторы или индуктивные катушки (рис. 12.4). Составляя
уравнения баланса напряжений для этих схем, дифферен-
цируя их по времени и решая полученные дифференциаль-
ные уравнения, найдем зарядные токи и напряжения на
емкости для зарядки через /?3:
i3 = (f — ци) е-//7?зС//?3;
uc = «H + (E-MH)[l-e-z/(R3c)] (12.8)
338
(12.9)
и для зарядки через индуктивную катушку
i3 = (Е — и„) sin со//(шЛ3);
«с = «н + (Е — «н) (1 — е-0^ cos at),
где иа — начальное напряжение на емкости: а = /?3/(2L3);
« = V 1/(A3Q - [/?з/(2L3)р ~ (Z.3Q-1/2 = «о,
так как в этом случае со очень мало.
Временные зависимости зарядного тока и напряжения
на емкости для рассмотренных случаев представлены на
рис. 12.5.
При зарядке через резистор ик -> Е. Поэтому, имея
в виду (12.7), можно прийти к выводу, что в этом случае
работа в режиме полной
разрядки (ин = 0) энер-
гетически невыгодна,
так как к. п. д. заряд-
ного процесса мал
т]3=«к/(2£')=^0,5. (12.10)
схемы зарядки емкости
Рис. 12.4.
через резистор (а) и индуктивность (б)
При зарядке через
индуктивность измене-
ние напряжения на ем-
кости носит затухающий колебательный характер с периодом
Т3 — 2л/(Оо = 2л (£.3С)1/2 и при /->оо, ис-^Е.
Максимальное значение напряжения на накопителе (в мо-
мент времени t = Т3/2)
Метах =»„ + (£-«,) (1 + е-'РУ), (12.11)
где Q3 = (L3C)t/2/R3 — добротность контура, составленного
из зарядной индуктивности и накопительной емкости.
Обычно Q3 1, поэтому справедливо приближенное ра-
венство
Чс max — “Ь (Е UH) [2 Л/(2ф3)].
При иа = 0 «сгоах — Е [2 — n/(2Q3)], т. е. в момент
времени t = Т3/2 напряжение на емкости примерно вдвое
превышает напряжение источника питания. К. п. д. заряд-
ного процесса г]3 = 1 — n/(4Q3) при этом близок к единице.
Так, при вполне реальном значении Q3 = 10, «стах = 1,842?
и т]3 = 92 %. Для того чтобы получить такие значения,
разрядка накопительной емкости на нагрузку должна на-
339
чинаться в момент t = TJ2, т. е. период следования им-
пульсов должен быть строго определен
Ти-т —Т3/2 = л (ДС)1'2; Ти^л(Л3С)1/2. (12.12)
Отсюда можно найти необходимое значение зарядной
индуктивности
L3 = Tft/(n2C) ~ О,\TWC = 0,1 /(PC). (12.13)
При малой частоте повторения импульсов F значения L3
могут быть довольно большими. Кроме того, этот дроссель
должен быть рассчитан на пропускание значительного тока
/Зтах = С/((ооС3) — Е (С/С3)1/2, что усложняет его конст-
руктивное выполнение. Необходимое значение зарядной
индуктивности можно существенно уменьшить, включив
последовательно в цепь зарядный диод Д, (см. рис. 12.4, б).
При этом в момент времени t = Т3/2 протекание тока в цепи
прекращается, после чего напряжение на емкости остается
примерно постоянным и равным максимальному. Необхо-
димость в выполнении условия (12.13) отпадает.
Рис. 12.5. Зависимости напряжения на накопительной емкости и за-
рядного тока от времени:
а — зарядка через резистор; б » зарядка через индуктивность
При использовании емкостного накопителя с зарядкой
через индуктивность в режиме частичной разрядки значи-
тельно увеличить «стах по сравнению с Е, как следует из
(12.11), нельзя. В то же время при ик и и„, близких к Е,
к. п. д. зарядного процесса и при зарядке через резистор
340
достаточно высок. Поэтому в модуляторах с частичной раз-
рядкой накопительной емкости более удобным оказывается
применять зарядки емкости через резистор.
2. Разрядка накопительной емкости через электронный
прибор. В течение длительности импульса т, когда ключ
находится в положении 11, накопитель замкнут на генера-
тор (см. рис. 12.3, а), и на-
копительная емкость разря-
жается через эквивалентное
сопротивление генераторного
прибора RT. При этом вре-
менные зависимости разряд-
ного тока и напряжения (рис.
12.6) на емкости выглядят
следующим образом:
«к е-7(С«н).
р V
Рис. 12.6. Временные зависи-
мости напряжения иа накопи-
тельной емкости и генераторном
приборе
пс = ик(е)-^СЛв). (12.14)
Здесь R„ = Rr + /?,; /?,—
эквивалентное сопротивле-
ние ключа. Время отсчитывается с момента начала разрядки
емкости.
На рис. 12.6 Дик = ipRi — падение напряжения на
ключе (коммутаторе).
§ 12.3. ИМПУЛЬСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
С ЧАСТИЧНОЙ РАЗРЯДКОЙ
НАКОПИТЕЛЬНОЙ ЕМКОСТИ И ИХ РАСЧЕТ
Режим частичной разрядки накопителя предполагает
строгую фиксацию моментов переключения коммутатора.
Практически безинерционными коммутаторами, позволяю-
щими формировать весьма малые по длительности импульсы
(до долей микросекунды), являются электронные лампы.
Простейшая принципиальная схема модулятора пред-
ставлена на рис. 12.7. В интервале времени между управ-
ляющими импульсами, подаваемыми от подмодулятора,
модуляторная лампа Лг заперта отрицательным смеще-
нием — Ez. Происходит заряд накопительной емкости С
от источника Е через резисторы R3 и Rt до напряжения ик,
близкого к Е. Лампа Лг открывается положительным им-
пульсом подмодулятора; ее сопротивление становится ма-
341
лым, вследствие этого замыкается цепь разрядки накопи-
тельной емкости. Емкость разряжается через лампу
анодную цепь генераторного прибора Л2 (а также частично
через Hl), создавая на Л2 напряжение, необходимое для
генерации. По окончании импульса подмодулятора лампа Лх
запирается, снимается напряжение с генераторного при-
бора, процесс генерации прекращается. Следовательно,
длительность импульса модулятора определяется длитель-
ностью управляющего импульса, подаваемого на сетку мо-
дуляторной лампы. Для того чтобы
во время импульса модуляторная
лампа не шунтировала источник
питания, ее анод соединен с ним
через достаточно большое сопро-
тивление /?3.
висимости напряжений на
сетке модуляторной лам-
пы, на накопительной ем-
кости и на генераторном
приборе
Рис. 12.7. Принципиальная схема
импульсного модулятора с частич-
ной разрядкой накопительной ем-
кости
Основное назначение резистора 7?! — замкнуть цепь за-
рядки накопительной емкости. Во время ее разрядки рези-
стор шунтирует генераторный прибор, поэтому сопротивле-
ние 7?! должно быть достаточно большим по сравнению
с эквивалентным сопротивлением генератора 7?г. Графики
напряжений на сетке модуляторной лампы ес, на накопитель-
ной емкости ис и на нагрузке иг показаны на рис. 12.8.
В реальных схемах из-за наличия паразитных емкостей
форма импульса напряжения на нагрузке отличается от
прямоугольной (пунктир на рис. 12.8). Для удобства ана-
лиза все паразитные емкости можно свести к двум: емко*
342
сти Clt включающей выходную емкость модуляторной лампы
и паразитные емкости между корпусом и элементами моду-
лятора, соединенными с ее анодом, и емкости С2, включаю-
щей входную емкость генераторного прибора и паразитные
емкости между корпусом и элементами модулятора, соеди-
ненными с катодом генератора. К моменту отпирания моду-
ляторной лампы емкость Сг заряжена до того же напряже-
ния, что и накопительная емкость; на емкости С2 заряд
отсутствует. После отпирания лампы Лг ее ток заряжает
емкость С2 и разряжает емкость СР После запирания лам-
пы Лх емкость С2 разряжается через резистор Ri (ip) и гене-
раторный прибор (Гр), а
источника питания. Эти
процессы и обусловли-
вают конечность време-
ни нарастания и спада
напряжения иг, причем
длительность фронта им-
пульсов Тф и длитель-
ность спада тс тем боль-
ше, чем больше суммар-
ная паразитная емкость
схемы Со = Сг + С2.
На протекание про-
цессов нарастания и
спада напряжения боль-
шое влияние оказывают
емкость С1 вновь заряжается от
Рис. 12.9. Основные типы ВАХ гене-
раторных приборов СВЧ:
а «триодный», б «магнетронный»
вольт-амперные характеристики
генераторных приборов и модуляторных ламп.
В целях упрощения анализа сведем ВАХ генераторных
приборов к характеристикам, аппроксимируемым линей-
ной зависимостью тока от напряжения при /?г= const
(рис. 12,9, а), и характеристикам, к которым применима
кусочно-линейная аппроксимация двумя отрезками с суще-
ственно отличными углами наклона (рис. 12.9, б). Зави-
симость первого, «триодного», типа свойственна ламповым
и транзисторным генераторам. Зависимостями второго,
«магнетронного», типа с той или иной степенью точности
описывают ВАХ остальных генераторных приборов СВЧ-
диапазона.
1. Формирование переднего фронта импульса. При рас-
смотрении процесса формирования переднего фронта им-
пульса можно пренебречь изменением напряжения на на-
копительной емкости за время тф. Поэтому для анализа
можно использовать схему, представленную на рис. 12.10, а.
343
Для токов, протекающих в схеме, справедливо соотношение
ia — l'cl 4” l'c2 + Iri + ir + Ir3, (12.15)
где
• /“» dllfi a Z“» dllr t Up
1с1==~С11г; tc2 = C2~di~: 1ri = r;:
lr Иг/₽r. ^Rs ” «a)/R3 (Uc Wa)/
При uc = const из равенства uc = ua 4- иг <
что dua/dt = —dur/dt. С учетом этого сумма токов
рядки паразитных емкостей
• • • у-, dlZp
lc = Id 4" гс2 = С0 ,
а ток в цепи питания
IR3 = «г/^3-
следует,
i переза-
Таким образом, соотношение (12.15) принимает вид
ia = Со + иг (1/7?! 4- 1/Яг 4- 1/Я3). (12.16)
Значение анодного тока ia модуляторной лампы опре-
деляется видом ее вольт-амперной характеристики
(рис. 12.11). Режим работы лампы (смещение ес1) обычно
выбирают таким образом, чтобы после окончания переза-
рядки паразитных емкостей точка А, определяемая рабочим
током 1а ~ (1,1 -т- 1,2) /и модуляторной лампы во время
импульса, оказалась бы в области перегиба характеристики.
Рис, 12.10. Эквивалентные схемы модулятора во время формирования
переднего фронта импульса
Это соответствует критическому режиму работы лампы.
Выбор рабочей точки правее А ведет к возрастанию паде-
ния напряжения иат|п на модуляторной лампе и, следо-
вательно, к увеличению потерь в модуляторе; выбор рабочей
точки левее и ниже точки А приводит к возрастанию сеточ-
344
ных токов модуляторной лампы и, следовательно, к увели-
чению мощности, требуемой от подмодулятора.
Применив кусочно-линейную аппроксимацию характе-
ристик (рис. 12.12), можно получить для тока ia следующее
выражение:
ia = iamaX-Ur/Rl, (12.17)
где /Отах — значение анодного тока лампы в момент ее
отпирания при иа = ис\ Rt — внутреннее дифференциаль-
ное сопротивление лампы на пологом участке характери-
стики. На основании (12.16) и (12.17) эквивалентную схему
для рассмотрения процесса формирования переднего фронта
импульса можно представить в виде рис. 12.10, б.
Рис. 12.12. Изменение токов
и напряжения в процессе
формирования переднего
фронта импульса для гене-
раторных приборов с ВАХ
«триодного» типа;
a = arctg P=*arctg (l/#i +
4" 1//?з 4" 1/^?г)
Рис. 12.11. Семейство типич-
ных вольт-амперных харак-
теристик модуляторного те-
трода:
сплошные линии реальные,
пунктир s аппроксимация
Уравнение (12.16), описывающее рост напряжения на
генераторе, с учетом (12.17) запишем в виде
dur । 1 । , л-* п 1 1 । 1 । 1 । 1
Л" + С^7Нг==/атах/С°’ где ~ Ж + Ж + Ж + R^'
По окончании процесса перезарядки паразитных емко-
стей ток ic становится равным нулю, поэтому весь ток 1а
протекает через проводимость 1//?х (см. рис. 12.10, б) и
«г = /дтах^х- Так как напряжение на генераторе в этот
момент равно номинальному значению U^, то =
Учитывая последнее равенство, а также начальное усло-
вие ыг = 0 при t — 0, получаем решение дифференциаль-
345
ного уравнения для иг в виде
иг = (/и(1-е"'/со«2). (12.18)
Учитывая определение тф (рис. 11.9), получаем
Тф~ЗС0/?2. (12.19)
Рис. 12.13. Изменение токов и
напряжений в процессе форми-
рования переднего фронта им-
пульса для модуляции генера-
торных приборов с ВАХ «маг-
нетронного» типа;
6 =arctg (1//?д+l/«i)^arctg 1//?д
Приведенный вывод и соотношение (12.19) справедливы
только в случае, когда /?г = const, т. е. для модуляции
генераторных приборов, имеющих ВАХ «триодного» типа.
Процесс установления нап-
ряжения на генераторе про-
исходит в этом случае следу-
ющим образом (рис. 12.12).
В момент отпирания моду-
ляторной лампы к ней при-
ложено напряжение ис, до
которого зарядилась накопи-
тельная емкость, и весь ток
ia = Ja max идет на переза-
рядку «паразитных» емкостей
(точка В).По мере их переза-
рядки ток ic уменьшается,
токи гг, и i/?3 растут, рас-
тет и напряжение на генера-
торе цг. Когда процесс пе-
резарядки закончен, основ-
ная часть тока модуляторной
лампы течет через /?г и /?х,
а напряжение на генераторе становится равным номиналь-
ному значению пг = (7И (точка А).
Если сопротивление /?г зависит от напряжения на гене-
раторе, решение уравнения (12.16) значительно услож-
няется. Получим приближенную формулу для расчета тф
в случае, когда модулятор работает на генератор с ВАХ
«магнетронного» типа. При увеличении напряжения на ге-
нераторе пока оно не достигло порогового Un (рис. 12.13),
т. е. при перемещении рабочей точки из В в D сопротивле-
ние генератора очень велико, поэтому можно считать, что
перезарядка паразитных емкостей происходит только через
модуляторную лампу. Соотношение для токов имеет вид
Со^ = /атах-«1Ж
(12.20)
346
Это дифференциальное уравнение с начальным условием
иг = 0 при t = 0 имеет решение
ur=/aUl-e-'/R.
(12.21)
При иг Un сопротивление генератора падает до ма-
лого значения Лд, вследствие чего процесс перемещения
рабочей точки из положения D в положение А происходит
быстро. Это дает основание с достаточной степенью точности
принять за тф время, в течение которого напряжение на
генераторе достигает Un:
t/n = 7amax/?.[l-e-M/?.Co)];
Тф=/?;С0 1П( 1
Un У1
/ Pl*
a maxAt /
(12.22)
2. Формирование заднего фронта (спада) импульса. При
рассмотрении процесса формирования заднего фронта им-
пульса, как и ранее, пренебрегаем изменением напряжения
на накопительной емкости. При этом эквивалентная схема,
лятора для анализа процесса формиро-
вания заднего фронта (спада) импульса
позволяющая проанализировать этот процесс, приобретает
вид, изображенный на рис. 12.14, а *>.
Используя второй закон Кирхгофа, получаем уравнение
для токов
г<= = 0?1 + г\ + 6?3> (12.23)
где
ic = -C0~-; ir = ur/Rr; iRi = uv/Ri\ iR3 = ut/R3.
*’ Соображения для составления эквивалентной схемы те же, что
И в предыдущем разделе с учетом, что R^ = оо,
347
Дифференциальное уравнение, решение которого описы-
вает процесс уменьшения напряжения, имеет вид
т + w sj-k+e + r;' (12-24>
При t — 0 иг = £/и, поэтому
За длительность спада импульса тс обычно принимают
время, в течение которого напряжение на генераторе умень-
шается до 0,05 следовательно,
tc = 37?sC0. (12.25)
Если значение тс не удовлетворяет техническим требо-
ваниям к форме импульса, следует изменить схему модуля-
тора, поставив вместо резистора индуктивную катушку L
с шунтирующим диодом Д (рис. 12.14, б). Индуктивность
выбирают такой, чтобы ток в ней не успел существенно вы-
расти за короткое время переднего фронта импульса. При
этом можно считать, что после того как напряжение на на-
грузке увеличится до номинального значения t/и, ток
в катушке меняется по закону
где Rl — активное сопротивление дросселя, обычно не-
большое. Поэтому, пренебрегая изменением напряжения
на генераторе за время импульса, имеем
iL^UutlL. (12.26)
К моменту запирания модуляторной лампы (t = т) этот
ток достигает значения IL = UtftIL. После запирания
лампы II протекает через паразитную емкость Со, разряжая
ее. Суммарный ток разрядки этой емкости
lc = + ip + г/?з-
Л,
Учитывая, что иг == L, получим для иг следующее
уравнение:
сРиг , 1 dur . 1 п
(12.27)
где 1//?х = 1/7?г + 1//?3.
348
Начальные условия имеют вид
ur = Un", = + при 1 = 0. (12.28)
Характер процесса уменьшения напряжения зависит от
k2 = a2-l/(LCe), где а = 1/(2/?2С0).
Если k2 0 т. е. /?2 sg 0,5 (L/C0)1/2, изменение иг носит
апериодический характер:
иг = (A ch kt + В sh kt) е~а‘.
Постоянные А и В определим, используя начальные
условия (12.28):
А = (/и; В =—a(Un-j-2/iRs)/k.
Для простоты примем за t = тс момент времени, когда
напряжение на генераторе обращается в нуль. Тогда
1 ъ
th йтс =— А/В-, те = -г arcth ~ ——. (12.29)
с ' с k xKLC^+a v ’
Так как при t > тс напряжение иг становится отрица-
тельным, вследствие односторонней проводимости генера-
торного прибора можно считать, что /?г -> оо и в дальней-
шем апериодичность процесса обеспечивается включением
в схему диода Д с внутренним сопротивлением Ria sg
0,5 (LC0)O2. Этот диод называют гасящим.
Если k2 < 0, процесс изменения напряжения ыг носит
колебательный характер:
иг = (A cos a>t А-В sin bit)
где (о = [ 1/(ЕС0) — а2]1/2; А = Utf, В = —а (1/и +
+ 2ILRx)/(a. Тогда
тс — -• arctg -7,7 Д, . (12.30)
с а> st/(Z.C0) + o
Включение в схему диода и в этом случае после смены
знака иг обеспечивает гашение колебаний.
Выражения (12.29) и (12.30) позволяют определить тс
при использовании генераторных приборов с ВАХ «триод-
ного» типа. При работе модулятора на приборы с ВАХ
«магнетронного» типа за тс принимают время, в течение
которого напряжение иг уменьшается от ur = Un до 0. При
этом считают, что /?г~сс и а = 1/(2/?3С0). Имея в виду,
349
что иг = Un при I = 0, получаем решение в виде
+ )]. (12.31)
3. Формирование вершины импульса. Процесс формиро-
вания вершины импульса протекает по-разному, в зави-
симости от того, какой элемент шунтирует генераторный
прибор и замыкает зарядную цепь накопительной емкости —
резистор R; или индуктивность L.
a) 6)
Рис. 12.15. Эквивалентные схемы моду-
лятора для анализа процесса формирова-
ния вершины импульса I = —-1 г -
При рассмотрении процесса формирования вершины им-
пульса в модуляторах с шунтирующим сопротивлением
обычно пренебрегают влиянием цепи питания, поэтому для
его анализа можно использовать эквивалентную схему
(рис. 12.15, а), для которой ic = ia = iH, т. е.
~Cd-^ = {uc-uM = utlRs, (12.32)
где Ri — эквивалентное сопротивление модуляторной лам-
пы на крутом участке ее характеристики, так как при умень-
шении напряжения на накопительной емкости на Аис
рабочая точка А на характеристике переходит в положе-
ние А' (рис. 12.16).
Решая (12.32), получаем
Нг = (/ие-4с(/гн+й'1)]> (12.33)
поскольку при t = 0 ит = ии. За время импульса напря-
жение на нагрузке падает на
Au = t/и - t/He~T/[c t/Hr/[C (R„ 4- R;)], (12.34)
а относительное изменение напряжения на нагрузке или
коэффициент неравномерности (спада)
плоской вершины импульса
₽ = Au/t/H = T/[C(RH + R,')]. (12.35)
350
Рис. 12.16. Изменение напря-
жений и токов при уменьшении
напряжения на накопительной
емкости (0 = arctg !//?'•)
Рассмотрим процесс формирования вершины импульса
в модуляторах с шунтирующей индук-
тивностью, которые чаще всего используют при ра-
боте на генератор с нелинейной вольт-амперной характе-
ристикой «магнетронного» типа. В этом случае для анализа
используют эквивалентную схему разрядной цепи, пока-
занную на рис. 12.15, б. Для
этой схемы
Л* ис иг : , иг Un .
“С ^r==~R'- = li + —
= (12.36)
Используя соотношения
(12.36), получим уравнение
du? 1
Un R'lR^
С(/?; + Рд) L^R' + R^
R^ t
~LC(R[+Ra) ’
решение которого при начальном условии ur = t/и при
t = 0 имеет вид
ur
t/H(l +
+ + (12.37)
Разложим e~ +/?д^ в ряд и ограничимся двумя пер-
выми членами, тогда
Up = t/и —
RiR*
C(R- + Rj+(R'c + R\)LUli L (12l38)
Выражение в квадратных скобках (12.38) описывает
процесс уменьшения напряжения на генераторе за время t.
Относительное изменение напряжения на нагрузке за время
t = т составит
^И - “г (т)
RtR
U^W + Rj 1 1 (R't-\-RjL
(12.39)
351
Первое слагаемое в (12.39) характеризует уменьшение на-
пряжения на нагрузке, обусловленной разрядкой емкости;
второе — увеличение падения напряжения на модулятор-
ной лампе за счет возрастания тока в шунтирующей индук-
тивности.
Выражение для рс обычно используют при расчетах
в несколько измененном виде
„ т (Uia — u ) /и R т
Рс=(^ + ^д)С—(12'40)
4. Расчет импульсных модуляторов с частичной разряд-
кой накопительной емкости. Исходными данными для рас-
четов обычно являются: напряжение на выходе модуля-
тора t/и; ток на выходе модулятора /и; длительность мо-
дулирующего импульса т; частота следования импульсов Ей
(или скважность 5И); основные характеристики формы им-
пульса: длительность фронта импульса тф; длительность
спада импульса тс; коэффициент неравномерности плоской
вершины импульса Р; тип модулируемого генераторного
прибора и его основные характеристики (в частности, его
ВАХ).
Обычно расчет модулятора начинают с выбора модуля-
торной лампы. Лампу выбирают по максимальному напря-
жению famax на ее аноде и по рабочему анодному току 1а.
Обычно Еатах ~ (1,2 -т- 1,3) t/H; 1а — (1,1 1,2) /и- На-
пряжение на управляющей сетке должно быть таким,
чтобы лампа обеспечивала ток, равный 1а, примерно в точке
перегиба характеристики (см. рис. 12.11). По характери-
стикам лампы определяют смещение Ес, обеспечивающее
устойчивое запирание лампы в промежутках между импуль-
сами, а также значения ее внутреннего сопротивления на
пологом и на крутом участках характеристики.
Далее по соотношению 7?3 = 7?г У'Зи (Ег — t- и//и)
находят сопротивление резистора R3. Затем, задавшись
значением паразитной емкости Со ~ 100 -ь 200 пФ *\
сравнивают тс с значением 37?ГСО. Если тс >> 37?ГСО, выби-
рают схему модулятора с шунтирующим сопротивлением,
если тс 37?ГСО — схему с шунтирующей индуктивностью.
Если нагрузкой модулятора является прибор с ВАХ «маг-
нетронного» типа, сразу останавливаются на схеме с шун-
*’ Таково ориентировочное значение Са при работе на вакуумные
приборы СВЧ.
352
тирующей индуктивностью. Далее расчет проводят в за-
висимости от выбранной схемы.
а) Модулятор с шунтирующей индуктивностью. Счи-
тая Ра = = 0,5р, по (12.40) и (12.39) находят накопи-
тельную емкость С и шунтирующую индуктивность L.
Выбирают гасящий диод по обратному напряжению Uaon >
> (/и, максимальному току Zmax Urfc/L и мощности
рассеяния Ра > 0,5/lLF» = 0,5 ((/ит)2Ги/^- Оценку тф и
тс импульса производят по (12.19), (12.29) или (12.30) при
работе на приборы «триодного типа» и по (12.22) и (12.31)
при работе на приборы с ВАХ «магнетронного типа».
б) Модулятор с шунтирующим сопротивлением. Шун-
тирующее сопротивление определяют как Кг ~ (10 -*- 15) /?г,
накопительную емкость — по (12.35); форму импульса
оценивают по (12.19) и (12.25).
§ 12.4. ИМПУЛЬСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
С ПОЛНОЙ РАЗРЯДКОЙ НАКОПИТЕЛЯ
И ИХ РАСЧЕТ
В модуляторах с полной разрядкой накопителя коммута-
тор только замыкает цепь разрядки в начале импульса,
заканчивается же импульс после того, как накопитель пол-
ностью разрядится. Поэтому в качестве коммутатора можно
использовать или газонаполненные лампы — тиратроны,
или тиристоры. Модуляторы с такими коммутаторами имеют
ряд преимуществ по сравнению с модуляторами на элект-
ронных лампах: малые значения падения напряжения на
коммутирующих элементах, возможность пропускания через
них весьма значительных разрядных токов, менее жесткие
требования к форме управляющих импульсов.
Однако модуляторы с полной разрядкой простого емкост-
ного накопителя практически не применяют вследствие
крайне неудовлетворительной формы импульса на нагрузке.
Этот недостаток устраняют, применяя более сложные на-
копители, а именно формирующие линии.
На рис. 12.17, а представлена эквивалентная схема уча-
стка однородной линии с распределенными параметрами,
соединенного коммутатором К с резистором Рг (Со и Lo —
погонные емкость и индуктивность линии). Основными па-
раметрами однородной линии являются ее волновое сопро-
тивление ZQ = (L0/C0)1/2 и скорость распространения эле-
ктромагнитного возмущения вдоль линии v = (Z.0C0)~1/2.
Процесс зарядки линии аналогичен процессу зарядки ем-
12 М. В Вамберский и др. 353
кости, равной Со1, где I — длина линии. Если линия заря-
жена до напряжения Ел, то в ней запасена энергия
А = О,5Со1Ел-
(12.41)
Рассмотрим процесс разрядки полностью заряженной
линии с распределенными постоянными. Пусть в момент
времени t = 0 коммутатор К замыкает линию на активное
сопротивление /?г. В это время линия ведет себя как источ-
ник напряжения Ел с
внутренним сопротивле-
нием Zo (рис. 12.17, б).
Ток, протекающий в
цепи,
/ = £л/(2о + /?г);
на сопротивлении /?г па-
дает напряжение
(7 г= (7?г 4” Zo),
(12.42)
Рис. 12.17. Эквивалентная схема от-
резка однородной линии с распреде-
ленными постоянными (а) и процесс
разрядки линии через сопротивление
генератора (б — е)
а на внутреннем сопро-
тивлении линии
U л — Ел2о/(7?г + Zo).
(12.43)
Распределенные ем-
кости линии постепенно
начинают разряжаться
до напряжения t/r, т. е.
можно считать, что
вдоль линии от ее начала
к разомкнутому концу
распространяется волна
Эта волна достигает ра-
напряжения U, (рис. 12.17, в).
зомкнутого конца линии в момент времени t = l/v (рис.
12.17, г) и, отразившись в той же фазе, движется к началу
линии (рис. 12.17, д). При этом распределенные емкости
линии разряжаются до напряжения
Е'л = Ел — 2£л = Ел (£r - Z0)/(flr 4-Zo). (12.44)
В момент времени t -= 2//и обратная волна достигает
начала линии (рис. 12.17, е). Таким образом, в интервале
354
0
, Rr
E«Pr>ZB
0
E^r^0
0
иг
ЕП/2
21/v
а)
t
Еп
-о
времени от t = 0 до t — 21 /и на сопротивлении нагрузки Rc
напряжение сохраняется постоянным и равным Ur.
При t = 21/v напряжение на выходных клеммах линии
становится равным Е’л, и описанный процесс повторяется.
На рис. 12.18 показан процесс изменения напряжения
на нагрузке, соответствующий разрядке линии. При /?г > Zo
(рис. 12.18, б) напряжение Ел
меньше, чем £л/2, напряже-
ние на сопротивлении Rr по-
ложительно, и его изменение
во времени носит ступенча-
тый характер. Если Rt < Zo
(рис. 12.18, в), процесс изме-
нения напряжения также сту-
пенчатый, но в некоторые ин-
тервалы времени напряжение
на нагрузке становится от-
рицательным. Особенно же
важен для практики случай
равенства волнового сопро-
тивления линии Zo и сопро-
тивления генератора RT, так
как при этом за время 21/v
линия разряжается полно-
стью, а на нагрузке при этом
появляется прямоугольный
импульс напряжения амплитудой Ел/2 и длительностью
21/v (рис. 12.18, а).
Таким образом, в отличие от обычной накопительной
емкости линия с распределенными постоянными позволяет
при полной разрядке получить на нагрузке прямоугольный
импульс напряжения; сопротивление нагрузки Rr и дли-
тельность импульса т однозначно связаны с параметрами
линии соотношениями
/?,=Zo = (Eo/Co)1/2; (12.45)
т = 2/(Е<А)1/2. (12.46)
Расчет по формуле (12.46) показывает, что даже при ко-
ротких импульсах (т ~ 1 мкс) необходимая длина линии
становится слишком большой и конструктивно неудобной
(при воздушном заполнении I — 150 м). Поэтому на прак-
тике применяют искусственные линии, обра-
зованные конечным числом ЕС-ячеек. Свойства такой ли-
___I________।
21/v ‘tl/v 6l/v t
5)
21/v Wv\ 61/и~ t
В)
Рис. 12.18. Изменение напряже-
ния на нагрузке при различных
соотношениях между волновым
сопротивлением линии и сопро-
тивлением генератора
12*
355
нии при увеличении числа ячеек приближаются к свойст-
вам линии с распределенными постоянными. Как правило,
линия имеет от четырех до шести ячеек. Искусственные
линии, используемые в модуляторах, обычно называют
формирующими.
Волновое сопротивление формирующей линии
Z0 = (Ln/C„)1/2 = (£/C)1/2; £ = С — пСп, (12.47)
где п — число ячеек линии; Ьп, Сп — индуктивность и
емкость одной ячейки; L, С — суммарные индуктивность
и емкость. Время задержки, обеспечиваемое формирующей
линией,
t3 = (LC)V2. (12.48)
Отсюда длительность импульса, вырабатываемого моду-
лятором,
т = 2т3 = 2(£С)1/2. (12.49)
Воспользовавшись (12.47) и (12.49) для определения L
и С, получаем
C = t/(2Z0); L = tZ0/2. (12.50)
Обычно составляет величину порядка тысяч омов.
При этом непосредственная разрядка линии на генератор
затруднена, так как для согласования пришлось бы приме-
нять линии со слишком большими волновыми сопротивле-
ниями и соответственно слишком малыми емкостями ячеек,
сравнимыми с паразитными емкостями монтажа. Поэтому
в схемах модуляторов применяют разрядку линии на гене-
ратор через повышающий импульсный трансформатор.
В этом случае линия и источник ее питания работают при
более низких Напряжениях.
На рис. 12.19 представлена типичная схема модулятора
с формирующей линией (ФЛ). Зарядка линии через индук-
тивность L3 носит колебательный характер (см. рис. 12.5).
Максимальное напряжение, до которого заряжается ли-
ния, примерно вдвое превышает э. д. с. источника, Ел ~ 2£,
и с помощью зарядного диода Д3 поддерживается примерно
постоянным. Управляющий импульс открывает коммута-
тор Л1, и линия начинает разряжаться через первичную
обмотку импульсного трансформатора ИТ, В это время за-
рядная индуктивность предохраняет источник питания от
замыкания через коммутатор.
356
Эквивалентное сопротивление генератора, приведенное
к первичной обмотке ИТ, должно быть равно Zo = krRr,
где kr — коэффициент трансформации. Зарядная индуктив-
ность должна быть такой, чтобы накопительная линия
успела зарядиться до максимального напряжения ко вре-
мени прихода управляющего импульса с подмодулятора.
Обычно принимают согласно (12.13)
L3 = 0,08/(Е2С). (12.51)
Рис. 12.19. Принципиальная схема
модулятора с полной разрядкой
формирующей линии
Зарядный диод должен выдерживать обратное напряже-
ние, равное напряжению источника, С/доп Е, и пропу-
скать максимальный за-
рядный ток
73max = £/(L3/Q1/2. (12.52)
Если генераторный при-
бор имеет ВАХ «магнетрон-
ного» типа, модулятор ра-
ботает на нелинейную на-
грузку. При этом услож-
няется процесс разрядки
линии и искажается форма
импульса на нагрузке.
Для согласования модуля-
тора и генератора в этом
случае применяют корректирующую цепочку Ск, /?к. Ее
постоянную времени тк выбирают равной времени уста-
новления СВЧ-колебаний в генераторе. Обычно
тк = Ск/?к~100Гвч, (12.53)
где Твч — период генерируемых СВЧ-колебаний. Если це-
почка подключена к первичной обмотке ИТ, RK = Zo.
В некоторых генераторных приборах, в частности гене-
раторах магнетронного типа, возможны искрения, в момент
которых /?г -> 0. Это может привести к перезаряду линии
до напряжения, примерно равного —Ел, которое являлось
бы начальным в процессе дальнейшей подзарядки линии от
источника питания. Как отмечалось ранее (см. рис. 12.5),
при таком заряде напряжение на линии может значительно
превысить обычное. Элементы схемы, не рассчитанные на
такой режим, могут выйти из строя. Для снятия обратного
напряжения на линии служит цепь восстановления ДЕ, RB.
Суммарное сопротивление этой цепи RbS должно обеспечить
не слишком большой начальный разрядный ток. Обычно
357
/?в2 выбирают, задаваясь допустимым остаточным напря-
жением Д£ост на линии к моменту начала ее подзарядки.
Принимая At/ост = 0,05£л, получают
= 0,07 (£3/С)1/2. (12.54)
Диод цепи восстановления должен выдерживать обрат-
ное напряжение £доп S» Ед и максимальный ток /тах =
= £л/£„2. При выборе диода нужно учесть, что на его
аноде должна рассеиваться мощность
Pa = HbRiB, (12.55)
где /эф = /max (ЯвзСЛкк/З)1''2; /эф — эффективное значе-
ние тока в цепи восстановления; F№K — частота искрений
в магнетроне; FHCK ~ (0,01 4- 0,1) FH.
Выбрав диод и определив его внутреннее сопротивление
RiB, можно найти RB = RBx — RiB- Резистор RB подбирают
по мощности
РВ = Ц*РВ. (12.56)
Форма импульса на выходе модулятора зависит в основ-
ном от ИТ.
При расчете модулятора с полной разрядкой формирую-
щей линии исходными данными являются тип генератор-
ного прибора; напряжение на выходе модулятора Un, ток
на выходе модулятора /и; длительность импульса т; ча-
стота следования импульсов £и или скважность £и; основ-
ные параметры формы импульса тф, тс и 0.
Сначала, определив сопротивление нагрузки постоян-
ному току RT = Uи//и и задавшись характеристическим
гопротивлением линии Zo в пределах 25—100 Ом, находят
необходимый коэффициент трансформации ИТ kT =
= (Z0/£r)1/2. Затем с учетом к. п. д. ИТ г)ит ~ 0,85 + 0,95
находят напряжение на первичной обмотке t/1 =
и ток в ней = /и/^гЛит)- найденному напряжению иг
и к. п. д. разрядной цепи формирующей линии т]р ~ 0,9 -=-
ч- 0,95 находят напряжение, до которого должна быть
заряжена линия £и = 2t/1/rf/)2.
По £л, /г, т и FH выбирают коммутирующий прибор.
Затем рассчитывают формирующую линию. Суммарные зна-
чения емкости С и индуктивности L линии находят по
(12.50). Число ячеек п Эг (0,5 ч- 0,8) т/тф.
Конструктивно линия может быть выполнена в виде
цилиндрической катушки с индуктивностью L. Суммарная
J58
емкость образуется обычно одинаковыми конденсаторами
ячеек Сп = С/п, присоединенными к отводам катушки.
Напряжение источника питания находят, зная Ел : Е ~
~ (0,53 ч- 0,55) Ел\ зарядную индуктивность определяют
по (12.51); зарядный диод подбирают по максимальному за-
рядному току (12.52) и обратному напряжению С/доп Ел.
§ 12.5. МАГНИТНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
В магнитных импульсных модуляторах коммутирующими
приборами являются нелинейные индуктивности (магнит-
ные коммутаторы). Простейшая схема такого модулятора
представлена на рис. 12.20, где С — накопительная ем-
кость, L — зарядная индуктивность, Rn — сопротивление
нагрузки, — магнитный коммутатор. Этот дроссель кроме
рабочей обмотки с числом витков п имеет в общем случае
еще и обмотку смещения с числом витков лс.
Обычно магнитные импульсные модуляторы питаются от
источника переменного тока.
Рассмотрим работу схемы сначала в отсутствие тока
в обмотке смещения, /с = 0. Когда сердечник дросселя Еу
находится в ненасыщенном состоянии, его индуктивность
велика, и магнитный коммутатор практически размыкает
цепь, связывающую накопитель С с нагрузкой. Накопи-
тель заряжается от источника через зарядный дроссель L.
Так как ток ij в разрядной цепи в это время отсутствует,
напряжение накопителя ис приложено к рабочей обмотке
дросселя и уравновешивается его э. д. с. самоиндукции.
ис = — е/л = п ddb/dt, (12.57)
где Ф — магнитный поток в сердечнике дросселя. Из (12.57)
следует, что магнитный поток Ф растет одновременно с за-
рядом накопителя, меняясь по закону
Ф = Фо + ~ J ис
(12.58)
где Фо — начальное значение магнитного потока.
Как только изменяющийся магнитный поток достигнет
значения Ф9, соответствующего насыщению сердечника,
индуктивность магнитного коммутатора резко уменьшится.
При этом замыкается цепь разрядки накопителя и конден-
сатор С разряжается на нагрузку. Длительности процес-
сов зарядки и разрядки накопителя и амплитуда импульсов
напряжения на нагрузке зависят от параметров элементов
35Э
схемы. Последние могут быть подобраны таким образом,
что после разрядки конденсатора начинается его заряд
током противоположного направления, при этом и сердеч-
ник перемагничивается в противоположном направлении
(рис. 12.21).
В установившемся режиме сердечник перемагничивается
по симметричной петле гистерезиса, на-
сыщаясь через каждую половину периода колебаний э. д с.
источника. При таком сим-
метричном режиме работы на
нагрузке выделяется перио-
дическая последовательность
одинаковых по амплитуде и
длительности разнополярных
импульсов, период которой
равен периоду
Рис. 12.21. Временные зависи-
мости напряжений и магнитной
индукции (магнитного потока)
в сердечнике магнитного комму-
татора (симметричный режим
работы)
э. д. с.
Рис. 12.20. Принципиальная
схема магнитного импульсного
модулятора
Коммутатор работает тем лучше, чем больше его индук-
тивность в ненасыщенном режиме и чем меньше она в на-
сыщенном режиме. Выполнение этих требований дости-
гается за счет использования режима глубокого насыщения
ферромагнитного сердечника и применения магнитных ма-
териалов, обладающих узкой петлей гистерезиса и насы-
щающихся при малых значениях напряженности магнит-
ного поля (например, пермаллои). При дальнейшем рас-
смотрении будем считать, что характеристика намагничива-
ния материала сердечника магнитным полем с напряжен-
ностью Н может быть аппроксимирована ломаной линией,
360
В(Ф)
В(Ф)
нм
на)
а) 5)
Рис. 12.22. Зависимости индук-
ции в сердечнике магнитного
коммутатора от тока в рабочей
обмотке в отсутствие тока сме-
щения (а) и при определенном
токе смещения (б)
Ьс
показанной на рис. 12.22, а. Как известно, эквивалентная
индуктивность катушки пропорциональна производной маг-
нитной индукции сердечника по току dB/di. Поэтому при
такой аппроксимации индуктивность ненасыщенного дрос-
селя стремится к бесконечности, а индуктивность насыщен-
ного дросселя тем меньше, чем ближе к горизонтали зави-
симость В от Н (z).
Чтобы получить на нагрузке однополярные импульсы,
дроссель подмагничивают постоянным током 7С, проте-
кающим в обмотке смещения.
В этом случае из закона Ам-
пера
iin + Icnc = Hl, (12.59)
где I — средняя длина маг-
нитной силовой линии в сер-
дечнике дросселя L±.
Из выражения (12.59) по-
лучаем
— Hl/п — lcnjn. (12.60)
Если дроссель насыщен,
т. е. Н = 0, из (12.60) следу-
ет, что
1'1 = Лс = — Ijijn. (12.61)
Таким образом, в промежутках между импульсами через
рабочую обмотку дросселя протекает ток смещения /1С,
обусловленный током подмагничивания. Это означает, что
зависимость магнитной индукции В в сердечнике дросселя
от тока z в рабочей обмотке будет сдвинута относительно
начала координат на /1с (рис. 12.22, б), и, следовательно,
сердечник будет перемагничиваться по несимметричной
петле гистерезиса.
При этом возможен такой режим работы, когда сердеч-
ник насыщается только в одном направлении и в нагрузке
появляются однополярные импульсы. Накопительная ем-
кость в этом случае заряжается не только током источника е,
но и током /1с (рис. 12.23). Такой асимметричный режим
работы с одним циклом насыщения сердечника за период
и принимают обычно в магнитных импульсных модулято-
рах.
В магнитных модуляторах длительность разрядки т
накопителя значительно меньше длительности Т3 его за-
рядки. Количественно соотношение между этими величинами
361
оценивается коэффициентом сжатия
х = Т3/т.
(12.62)
Рис. 12.23. Временные зависи-
мости напряжений, тока и маг-
нитной индукции в сердечнике
магнитного коммутатора (асим-
метричный режим работы)
Для получения требуемых на практике коротких им-
пульсов коэффициент сжатия должен быть очень большим
(порядка нескольких сотен). Однако исследования показы-
вают, что пропорционально
Л'2 растет объем сердечника
коммутирующего дросселя и
резко падает к. п. д. модуля-
тора. Поэтому применяют
многозвенные магнитные им-
пульсные модуляторы, пред-
ставляющие собой каскадное
соединение рассмотренных
ранее схем. При этом коэф-
фициент сжатия равен произ-
ведению коэффициентов сжа-
тия отдельных звеньев.
Несмотря на то что число
элементов в таком модулято-
ре больше, его размеры могут
оказаться существенно мень-
ше, а к. п. д. выше, чем в
однозвенном модуляторе с
тем же коэффициентом сжа-
тия. Количество звеньев обыч-
но не превышает 4—5. Для
улучшения формы импульса
на выходе модулятора в ка-
честве накопительного эле-
мента в последнем звене обычно используют формирую-
щие линии (ФЛ).
Пример схемы четырехзвенного магнитного импульсного
модулятора приведен на рис. 12.24. Входной трансформа-
тор Тр повышает напряжение на входе схемы. Общая ем-
кость ФЛ и емкости накопительных конденсаторов должны
быть равны между собой. При этом обеспечивается их пол-
ная перезарядка, т. е. полная передача энергии из одного
звена модулятора в другой. Процессы перезарядки емко-
стей носят колебательный характер, причем время разрядки
конденсатора k-ro звена связано с собственной частотой со*
362
контура С/;, Lk, Cft+1 соотношением
tk = л/соА,
(12.63)
где cofe = (Л*„С\./2)~12; Lkli— индуктивность коммутирующего
дросселя k-ro звена в состоянии насыщения; Ск/2 — общая
емкость контура с учетом равенства Ск = Ск+1.
Рис. 12.24. Принципиальная схема четырехзвенного
магнитного импульсного модулятора
Таким образом, (k + 1)-е звено обеспечивает коэффи-
циент сжатия
%k — ikl^k+i — g>*+i/co*,
(12.64)
если соответствующим образом выбраны индуктивности
дросселей звеньев £(*+1)и и L*„, а именно:
и = (12.65)
Поэтому для схемы на рис. 12.24 принципиальным яв-
ляется выполнение неравенства
Li > L2 > L3.
Длительность выходного импульса определяется време-
нем разрядки формирующей линии на согласованную на-
грузку (12.49). Магнитное состояние сердечников коммута-
торов L2 и L3, а следовательно, и время их перехода в со-
стояние насыщения зависит соответственно от напряжений
на емкостях С2 и С3 и на формирующей линии. В постоянном
подмагничивании дросселей L2 и L3 нет необходимости,
так как получение однополярных импульсов в нагрузке
обеспечено асимметричным режимом работы первого звена.
Импульсный трансформатор применен для согласования
сопротивления нагрузки с внутренним сопротивлением ФЛ.
Недостатком схемы является то, что конденсаторы всех
звеньев заряжаются до одинаково высокого напряжения.
Если же в качестве коммутаторов используют автотранс-
363
форматоры или трансформаторы насыщения, то этот недо-
статок устраняется.
В заключение отметим, что использование магнитных
коммутаторов значительно повышает эксплуатационную
надежность модулятора. Магнитные импульсные модуля-
торы весьма перспективны при получении импульсов боль-
шой мощности. Для их работы не требуются синхроимпуль-
сы, т. е. отпадает необходимость в подмодуляторе.
Основными недостатками магнитных импульсных моду-
ляторов являются относительно низкая стабильность ча-
стоты следования импульсов, трудность получения различ-
ных частот следования и необходимость синхронизации
всего радиотехнического устройства от модулятора.
Глава 13
КОНСТРУКТИВНЫЕ УЗЛЫ
ПЕРЕДАТЧИКОВ СВЧ
§ 13.1. ФИДЕРНЫЕ ТРАКТЫ
Высокочастотные фидерные тракты (ФТ) связывают
между собой отдельные блоки передатчика, служат для
канализации сигналов (энергии) от передатчика к нагрузке,
соединяют с передатчиком или отдельными его блоками
контрольно-измерительную аппаратуру.
Поэтому основными параметрами ФТ передающих
устройств являются полоса рабочих частот, затухание, до-
пустимая мощность, волновое сопротивление. Кроме того,
ФТ и их элементы должны иметь оптимальные массогаба-
ритные характеристики, удовлетворять требованиям по
термо- и влагостойкости, выдерживать (если это необхо-
димо) вибрации, ускорения и ударные нагрузки, быть
удобными при монтаже и в эксплуатации и, что очень важно,
особенно при массовом производстве, иметь малую стои-
мость.
В передающих устройствах СВЧ используют как ФТ на
линиях передачи, в которых основным типом волны является
Т-волна (двухпроводные, коаксиальные, полосковые и мик-
рополосковые *'), так и ФТ на линиях передачи, в которых
*' Строго говоря, основная волна в МПЛ лишь приближается по
структуре к Т-волне, поэтому говорят о распространении квазипопереч-
ной, квази Т-волны,
364
Т-волна принципиально не может распространяться (пря-
моугольные, круглые, Н-, П-образные и диэлектрические
волноводы).
Двухпроводные линии применяют в передатчиках мет-
рового и длинноволновой части дециметрового диапазонов
длин волн. Рабочая область частот ограничена со стороны
высоких частот ростом затухания вследствие увеличения
потерь на излучение, потерь в проводниках линии и в ди-
электрике.
Область применения коаксиальных линий — дециметро-
вые волны Область рабочих частот ограничена сверху по-
явлением волноводных типов волн
f <2с/[л (£> + <*) е1'2], (13.1)
где с — скорость распространения электромагнитных коле-
баний в свободном пространстве. В коаксиальной линии
с ростом частоты колебания затухают медленнее, чем в
двухпроводной линии, из-за отсутствия потерь на излуче-
ние.
Полосковые и микрополосковые линии применяются
в передатчиках малой и средней мощности метрового и
дециметрового диапазонов волн, когда необходимо, чтобы
передатчик имел прежде всего малые массу и габариты Как
и в случае использования коаксиальных линий, диапазон
рабочих частот ограничен сверху появлением высших ти-
пов волн. Для полосковой линии
f<c/(2/ieV2), (13 2)
для микрополосковой линии
/<с/[4/г(е — 1)V2].
Излучение из полосковых и микрополосковых линий
должно быть мало. Основными в этих и в коаксиальной
линиях в случае заполнения ее диэлектриком являются
потери в диэлектрике, дБ/м:
ссе = 0,9- lOV^tgS. (13.3)
Основным типом ФТ в передатчиках сантиметровых волн
являются полые металлические волноводы различных ти-
пов Волноводные ФТ имеют более узкий диапазон, чем ФТ
на основе линий передачи, работающих на Т-волне. Рабочая
полоса частот волновода ограничена со стороны нижних
частот увеличением затухания, а затем и полным прекра-
щением (отсечкой) распространения колебаний основного
365
типа; со стороны верхних частот — возникновением усло-
вий для распространения колебаний высших типов.
Прямоугольные волноводы стандартных размеров при
работе на основном типе волны Н1п обеспечивают пере-
крытие ПО частоте fmax/fmit, 1,4 4- 1,5; круглые волно-
воды— примерно 1,13—1,17; П- и Н-волноводы значи-
тельно более широкополосны: стандартом предусмотрены
серии ЭТИХ ВОЛНОВОДОВ С /тах//тЫ = 2,4 и 3,6.
В полых волноводах затухание обусловлено только по-
терями в металле, поэтому затухание в них меньше, чем
в ФТ других типов. В миллиметровом диапазоне волн по-
мимо полых металлических применяют диэлектрические
волноводы.
Важной характеристикой ФТ с точки зрения возмож-
ности использования того или иного типа линии передачи
в передающих устройствах является допустимая переда-
ваемая мощность. Допустимая мощность в ли-
нии передачи пропорциональна площади ее поперечного
сечения и квадрату максимальной напряженности электри-
ческого поля, при которой еще нет пробоя. Иными словами,
допустимая мощность ограничена электрической прочно-
стью линии. Электродинамический анализ позволяет полу-
чить для конкретных линий передачи аналитические вы-
ражения для определения предельной пробивной мощности
Рпр. За Р„р принимают мощность бегущей волны, при пере-
даче которой по линии максимальная напряженность эле-
ктрического поля в линии равна пробивной напряженно-
сти Е„р.
Для коаксиальной линии
Рпр = EiipdV/2 In (D/d)/0,48; (13.4)
для полосковой линии
Рар = 5,4£“р/12е1/2 (0,1 + t/h) (4 + W/h); (13.5)
для прямоугольного волновода (для волны типа Д10)
Рпр = £'пр^ {1 — [%/2а)]2}1/2/1,51;
где а, b — поперечные размеры волновода; для круглого
волновода (для волны типа Нц и Н01)
Рпр = ^рлг2[1 — (%/Хкр)211/а/1,58, (13.6)
где Хкз = 3,41 г для волны гипа 11п; Лкр = 1,64 г для
волны До1; г — радиус волновода.
366
Если в (13.4) — (13.6) размеры линий D, d, а, Ь, г
выражены в м, Епр — в кВ/м, то Рпр получают в кВт.
При рассогласовании нагрузки пробивная мощность
снижается за счет перенапряжений в максимумах стоячей
волны и равна Рпр/К^и-
В выражениях (13.4) —
(13.6) не учтены возможные
неоднородности, приводя-
щие к локальному увели-
чению напряженности элек-
трического поля и, таким
образом, облегчающие воз-
никновение пробоя. Обычно
поэтому допустимую мощ-
ность для линии передачи
вычисляют с необходимым
запасом
Рдоп^Рпр/(3-4-5). (13.7)
На частотах ниже ЮГГц
пробивная напряженность
воздуха Епр незначительно
зависит от частоты, на бо-
лее высоких частотах она
Ерр-НГ? кВ/м

1 2 3 45 10 20 30 50/ГГц
5)
Рис. 13.1. Зависимости пробивной
напряженности в воздухе от час-
тоты (а) и от давления (б)
резко возрастает (рнс.
13.1, а). Это дает основание при оценках Р„р для f <_
< 10 ГГц считать £,,р~3-103 кВ/м.
При увеличении температуры Еир уменьшается согласно
зависимости Епр Т“3/4, а при увеличении давления растет:
£„ ~ р3Р (пунктир на рис. 13.1, б). Следует отметить, что
при малом давлении начиная с некоторого значения р = ркр,
где Епр = Enpmin, пробивная напряженность возрастает
при уменьшении давления (сплошная линия на рис. 13.1, б).
Значения рКр зависят от частоты и практически во всем
СВЧ-диапазоне линейно растут с повышением частоты
/’ир — 1,57-10-7,
(13.8)
где f — частота в Гц, ркр в Па. Минимальные значения
пробивной напряженности Е/рты тем меньше, чем меньше
рабочая частота, и на частотах 1—10 ГГц составляют,
кВ/м,
Епр min ~(10Н- 100).
03.9)
367
(13.11)
Зависимости £пр от давления в области малых давлений
необходимо учитывать при проектировании ФТ передатчи-
ков, предназначенных для работы на больших высотах,
в условиях космического пространства и т. д.
Теоретические и экспериментальные исследования элект-
рической прочности регулярных линий передачи и отдель-
ных устройств, входящих в ФТ передатчиков (направлен-
ных ответвителей, диэлектрических фазовращателей, ме-
ханических переключателей, переходных устройств, на-
грузок, вентилей и т. д.), показали, что во всех случаях
зависимость пробивной мощности от давления воздуха
в тракте качественно одна и та же
Лц, = 4р8/2, (13.10)
где А — коэффициент, который определяется конструктив-
ными и электродинамическими особенностями устройства.
Пробивная мощность регулярной фидерной линии Рпр
всегда больше пробивной мощности устройств ФТ Рпр.устр,
выполненных на основе этой линии. Для сравнения уст-
ройств по электрической прочности удобно использовать
относительную пробивную мощность
Р' _ р /р
1 пр-1 пр. устр'1 пр
Для большинства устройств и элементов ФТ Р'пр <
< 0,25 -J- 0,4. Допустимые мощности ФТ можно повысить
оптимизацией конструкций входящих в тракт устройств
и принятием специальных мер по увеличению электриче-
ской прочности тракта в целом (повышение давления, исполь-
зование специального диэлектрического заполнения).
Ввиду большого разнообразия типов и конструктивных
модификаций устройств ФТ вопрос оптимизации конструк-
ции для каждого типа устройств решается индивидуально.
Однако существуют некоторые общие рекомендации, кото-
рым нужно следовать при проектировании устройств ФТ
передатчиков в целях повышения их пробивной мощности.
Так, все острые кромки и углы в конструкциях должны
быть скруглены. Ширина неизлучающих щелей в стенках
волноводов, во внешних проводниках коаксиальных ли-
ний или в заземленных пластинах полосковой и микропо-
лосковой линий должна быть сведена к минимуму. В уст-
ройствах ФТ, содержащих диэлектрики и ферриты (ферри-
*’ Неизлучающей является щель, вырезанная в линии параллельно
СВЧ-току,
368
товые вентили, ферритовые или диэлектрические фазовра-
щатели, диэлектрические опоры в коаксиальных линиях,
аттенюаторы, поглощающие нагрузки) должно быть обес-
печено хорошее качество контакта диэлектрических и фер-
ритовых вкладышей с металлической поверхностью, под-
держание определенного теплового режима, отсутствие тре-
щин и т. д. Недопустимы влажность, запыленность поверх-
ности, зазоры между поверхностью и вкладышами. Не
должно быть механических нагрузок на вкладыш, так как
они могут вызвать увеличение внутренних пор или растре-
скивание его, тем самым облегчая развитие пробоя. Осо-
бенно это важно при использовании кристаллических ма-
териалов (например, ферритов). В них механические на-
пряжения могут вызвать нарушения кристаллической ре-
шетки, а это уменьшает электрическую прочность.
В устройствах ФТ, где мощность СВЧ поглощается (вен-
тили, аттенюаторы, нагрузки и др.), теплонагруженные эле-
менты нужно хорошо охлаждать во избежание «теплового»
пробоя
В ФТ высокого уровня мощности не следует применять
материалы, имеющие пористую структуру. Для них элект-
рическая прочность определяется так называемым термо-
ионизационным пробоем, при котором ионизация газа в по-
рах материала приводит к дополнительному местному разо-
греву. Это вызывает еще большее увеличение потерь, по-
явление термических напряжений, ведущих к разрушению
вкладышей. Все это способствует развитию электрического'
пробоя.
Широко распространенным способом повышения элект-
рической прочности ФТ является увеличение в нем давле-
ния воздуха, что согласно (13.10) увеличивает пробивную
мощность (рис. 13.2). Однако повышение давления в тракте
ограничено механической прочностью его элементов, причем
чем больше поперечное сечение тракта, тем раньше прояв-
ляется это ограничение. Так, для латунного стандартного
волновода сечением 23 х 10 мм2 максимально допустимым
является повышение давления в тракте в 2,9 раза относи-
тельно нормального, при этом пробивная мощность тракта
возрастает примерно в 5 раз; для волновода 72 х 34 мм*
*' В местах наиболее интенсивного разогрева диэлектрик или фер-
рит растрескивается. Трещины приводят к локальному увеличению
напряженности электрического поля, а это в свою очередь увеличивает
разогрев. Тепловой пробой обычно развивается при Е < £пр для дан-
ного материала.
369
максимально допустимое повышение давления в 1,75 раза
обеспечивает увеличение пробивной мощности только в
2,5 раза.
В системах с повышенным давлением ФТ должен быть
герметичным. Герметизацию обеспечивают применением
специальных фланцевых соединений и герметизирующих
секций.
Фланцевые соединения должны быть меха-
нически и электрически плотными и неотражающими,
а в случае работы с повышенным давлением или при напол-
нении тракта специальными газообразными или жидкими
диэлектриками и герметичными. Для получения хорошего
согласования соединяемые волноводы необходимо точно вы-
равнять, а контактные поверхности фланцев достаточно плот-
но прижать друг к другу.
Рис. 13.2. Зависимость
пробивной мощности ФТ
от давления:
РПр р — пробивная мощность
при давлении р; Рпр— про-
бивная мощность при нор-
мальном давлении
Рис. 13.3. Дроссельное герметизиро-
ванное соединение с диэлектрической
прокладкой:
I « диэлектрическая прокладка; 2 — гер-
метизирующие прокладки; р0 — нормаль-
ное давление; р, — повышенное давление
Высококачественными и в то же время имеющими менее
жесткие требования на механическую обработку фланцев
и точность выравнивания волноводов являются дрос-
сельные соединения. Их работа основана на
применении короткозамкнутой полуволновой линии
(рис. 13.3): механическое короткое замыкание в точках
В, В' трансформируется через четвертьволновой отрезок
коаксиальной линии и затем через четвертьволновой отре-
зок радиальной линии в электрическое короткое замыкание
370
в точках А, А', несмотря на наличие там механического
зазора. Правильно сконструированное дроссельное соеди-
нение обеспечивает менее 1,02—1,05 в 20%-ной полосе
частот.
Для крупных волноводов дроссельные фланцы очень
громоздки, поэтому применяют фланцы прямоугольной
формы со специальными контактными прокладками
(рис. 13.4). Контактные прокладки изготовляют обычно из
мягкого алюминия, меди или свинца. Для улучшения
электрического контакта края внутреннего отверстия про-
кладок разрезают, а образованные таким образом лепестки
разводят в противоположных направлениях. Герметизи-
рующие прокладки делают из специальной резины. При
соединении фланцев прокладки сжимаются и образуют
хорошее уплотнение.
Для выравнивания фланцев при соединении волноводов
небольших сечений на одном из соединяемых фланцев
делают точно изготовленные направляющие штифты, на
другом — отверстия под них.
В герметизирующих секциях обычно используют диэле-
ктрические разделители, изготовляемые из слюды, кварца
или СВЧ-керамики. В самом простом случае роль такой
секции играет дроссельное фланцевое соединение с диэлект-
рической пластиной (см. рис. 13.3). Материал пластины и
ее толщину нужно выбирать так, чтобы, с одной стороны,
обеспечивалась достаточная механическая прочность в ус-
ловиях требуемого избыточного давления, с другой — чтобы
вносимое пластиной рассогласование было минимальным.
Для малых волноводов предпочтительнее слюдяные пла-
стины. Так, слюдяная пластина толщиной 0,05—0,1 мм
в волноводе 23 X 10 мм2 способна выдержать избыточное
давление до 1,5-10s Па, а в волноводе 28,5 X 12,6 мм2 —
до 1,0-105 Па.
Наибольшую механическую прочность имеют гермети-
зирующие секции в виде диэлектрических (слюдяных, сте-
клянных или керамических) окон, выполняемых с помо-
щью вакуумно-плотных соединений (рис. 13.5). В качестве
диэлектрика используется, например, стекло 1 или кера-
мика 22ХС, которые впаивают в специальную рамку 2,
изготовленную обычно из ковара. Рамку впаивают в волно-
вод Размеры окна можно подобрать таким образом, что
отражения от него на определенной частоте /0 будут от-
сутствовать, возрастая при f /0- Такие окна называют
резонансными. Размеры окна должны быть воз-
371
можно большими, особенно в направлении вектора напря-
женности СВЧ электрического поля. Это уменьшает воз-
можность пробоя со стороны негерметизированной части
тракта и в то же время снижает вносимые окном в тракт
потери *’. Поэтому высоту резонансного окна можно сде-
лать равной высоте волновода, а для согласования компен-
сировать емкостную проводимость окна индуктивной про-
водимостью диафрагмы (рис. 13.5, б).
Рис. 13.5. Герметизирующие
диэлектрические окна:
/«окно; 2— коваровая рамка;
3 — область нормального дав-
ления; 4—область повышенного
давления
Рис. 13.4. Герметизированное со-
единение прямоугольных фланцев:
/ герметизирующие прокладки, 2—
контактная прокладка
Эффективным способом повышения пробивной мощности
ФТ является заполнение тракта или его части диэлектри-
ком, пробивная напряженность которого выше, чем у воз-
духа. Ввиду сложностей технологического характера твер-
дые диэлектрики в этих целях практически не применяют.
Перспективным является использование жидких диэлект-
риков, например кремнийорганических и фторорганических
(11-ФД, ПМС-6, ПМС-10), у которых пробивная напряжен-
ность составляет 14—20 МВ/м, а е ~ 2,5 -5- 2,6. При этом
диэлектрик может служить хладоагентом, что облегчает
задачу охлаждения устройств, входящих в ФТ. Обычно
жидкие диэлектрики применяются для повышения электри-
ческой прочности отдельных устройств ФТ.
*’ Обратно пропорционально размеру окна падает напряжен-
ность электрического поля в диэлектрике, а мощность потерь пропор-
циональна квадрату напряженности.
372
Газообразными диэлектриками можно заполнить весь
тракт и, таким образом, повысить электрическую прочность
тракта в целом. Газообразный диэлектрик должен быть
безвредным в биологическом отношении, инертен по отно-
шению к материалам, используемым в ФТ, обладать высо-
кой теплопроводностью и, наконец, быть дешевым. Наиболее
подходящими с учетом этих требований являются фреон
C2F5C1 и элегаз SF6. Электрическая прочность у них при-
мерно одинакова и в 2,5 раза выше, чем у воздуха. Запол-
нение тракта элегазом под давлением позволяет еще более
увеличивать пробивную мощность ФТ.
§ 13.2. СУММАТОРЫ И ДЕЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ.
СХЕМЫ СЛОЖЕНИЯ
Для получения больших мощностей на выходе передат-
чика применяют специальные схемы сложения.
Обычно осуществляют когерентное сложение мощностей
однотипных генераторов. Обязательным элементом любой
схемы сложения является сумматор (рис. 13.6). В качестве
сумматора можно использовать и обычный двойной волно-
водный тройник («магическое Г»), Сигналы от двух гене-
раторов, подаваемые синфазно в симметричные /7-плечи
тройника, складываются в его третьем /7-плече. В £-плечо
включают согласованную балластную нагрузку (БН). На
рис. 13.6, а изображена схема сумматора на основе трех-
децибельного направленного ответвителя. Для сложения
мощностей на выходе такого сумматора сигналы на его
входы должны подаваться в противофазе.
Рис. 13.6. Схемы сумматоров для сложения мощностей
двух генераторов:
а — трехдецибельный направленный ответвитель; б — гиб-
ридное кольцо с вынесенной балластной нагрузкой; в — гибридное
кольцо со встроенной нагрузкой: г — невзаимный сумматор
На рис. 13.6, б, в представлены схемы сумматоров на
основе гибридного кольца с автономной балластной нагруз-
кой и с нагрузкой, встроенной в схему. Сигналы во входных
373
плечах таких сумматоров должны быть синфазными. Такие
сумматоры обычно выполняют на основе полосковых или
микрополосковых линий.
На рис. 13.6, г изображена топологическая схема не-
взаимного сумматора сантиметрового диапазона волн, вы-
полненного на ферритовой подложке, намагниченной пер-
пендикулярно плоскости чертежа. Сигналы от двух гене-
раторов должны подаваться на входы сумматора в противо-
фазе. Особенностью этого сумматора является наличие раз-
вязки между выходным плечом и обоими входными плечами
(20—30 дБ), а недостатком — сравнительно малая развязка
между входными плечами (около 8 дБ). Использование
невзаимного сумматора позволяет отказаться от развязы-
вающего прибора, что позволяет существенно уменьшить
массу и габариты всего устройства сложения.
Рнс. 13.7, Схемы сложения:
а — с параллельным возбуждением; б — с последовательно-параллельным
возбуждением
На описанных выше элементах строят так называемеы
многополюсные схемы сложения. Сложе-
ние мощности от ряда генераторов можно осуществлять
также с помощью фазированной антенной решетки.
Многополюсные схемы сложения должны передавать
мощность всех генераторов в нагрузку в заданной полосе
374
рабочих частот с минимальными потерями, т. е. с макси-
мальным к. п. д. суммирования и обеспечивать необходимую
развязку между выходным и входными плечами.
Обычно требуется складывать мощности не двух, а боль-
шего числа (4, 6, 9, 16, 36 и т. д.) генераторов. В этом слу-
чае сумматоры строят по разветвленной схеме на основе
описанных выше элементов или используют другие схем-
ные решения, например на основе рупорных облучателей.
Многополюсные схемы сложения могут быть с параллель-
ным и с последовательно-параллельным возбуждением
(рис. 13.7, а, б). В качестве активных элементов схем сло-
жения используются или автогенераторы с синхронизацией,
или генераторы с независимым возбуждением. И в том и
другом случае в каждой схеме сложения должен быть за-
дающий или синхронизирующий генератор (ЗГ или СГ),
роль которого может выполнять также один из генераторов
усилительных каналов (УК). Сигнал от ЗГ или СГ делится
с помощью делителя Д и подается на входы генераторов.
В схеме с параллельным возбуждением (рис. 13.7, а) сиг-
нал от ЗГ поступает на Д, который имеет N выходных ка-
налов. В каждом канале стоит свой усилитель, образуя УК,
соединенный с сумматором С.
В схеме с последовательно-параллельным возбуждением
(рис. 13.7, б) сигнал от ЗГ поступает на Д и возбуждает п
каналов. На выходе усилителей каждого из этих п каналов
включены направленные ответвители НО и часть выходного
сигнала каждого из числа п УК через цепь обратной связи
ОС подается на дополнительные делители, число которых
также равно п. Дополнительные делители запитывают
остальные (т — 1) УК каждой группы. Все N = пт вы-
ходные каналы связаны с С, где мощности складываются.
Обе схемы могут работать в автогенераторном режиме.
Для этого в один из входных каналов С включается НО и
сигнал от него через цепь ОС подается на вход ЗГ. Цепь ОС
с НО в случае автогенераторного варианта схем показана
на рис. 13.7, а для первого канала штриховой линией.
Выбор той или иной схемы сложения определяется ря-
дом соображений: возможностью создания возбудителя не-
обходимой мощности; удобством выполнения делителей и
их фидеров; требованиями к стабильности частоты и фазы
выходного суммарного колебания; особенностями и элект-
рическими характеристиками источников питания и т. п.
Однако главным требованием, предъявляемым к системе
при ее аппаратурной реализации, является получение при
375
равных затратах на ее создание максимального к. п. д.
суммирования.
Существенное влияние на энергетическую эффектив-
ность схем сложения оказывают нестабильности источников
питания выходных усилителей. Питание может быть па-
раллельное, раздельное, групповое.
При параллельном питании (рис. 13.8, а)
все выходные усилители ВУ подключают к одному источ-
нику питания большей мощности ИП. В такой схеме для
ограничения токов при коротком замыкании в каналах
можно применять токоограничительные сопротивления
7?6i> • ••> R&n в каждом канале, либо одно общее /?б0 (пока-
зано пунктиром).
а) В) 6}
Рис. 13.8. Схемы питания:
а _ параллельного; б раздельного; е группового
В схеме с раздельным питанием (рис. 13.8, б) каждый
ВУ имеет свой источник питания. Очевидно, что в этом слу-
чае мощность ИГЦ в N раз меньше, чем в первом случае.
В этой схеме легче осуществлять согласование усилителей
с источниками питания, однако количество элементов в та-
кой схеме значительно увеличивается.
В схеме с групповым питанием (рис. 13.8, в) все усили-
тели разделены на п групп, каждая из которых питается от
своего источника. Питание усилителей в группах осуществ-
ляется параллельно непосредственно или через групповое
балластное сопротивление.
Схема питания должна выбираться в каждом конкрет-
ном случае в зависимости от мощности выходных усилите-
376
лей, типа электронного прибора, заданного режима работы
передатчика, массы, габаритов и т. д.
Для анализа различных схем сложения необходимо
иметь соотношения, связывающие параметры линейных
многополюсников, предназна-
ченных для суммирования и
деления. Чтобы получить такие
соотношения рассмотрим форма-
лизованную обобщенную схему
мостового сумматора (рис. 13.9).
На клеммных плоскостях
сумматора нормированные вол-
ны связаны матричным урав-
нением
[В] = [$2][Л], (13.12)
где [Л] и [В] — матрицы-столбцы Рис. 13.9. Обобщенная схема
нормированных комплексных мостового сумматора
амплитуд падающих (аг) и отра-
женных (Ь^ волн: [SJ — квадратная матрица рассеяния
сумматора, имеющая вид
S11 ... S12 ., . Slzv 1 Sls ‘s11 .. Slm . .SiM
... Skl . _ 1 's*1 . .. Skm .. . SkM
syi ... SNl .. | SZV1 .. SNm .. $NM
— — __ __ —_ _ - — —
Ssi ... Ssz .. _ 1 'sSI . .. s2m .. (13.13)
— __ — — 1 — — 1 — • — -— —
s” ... Su . . sIZV 'sIS Is" • .. SIm .. S!M
Snl Snl .. SnN 1 s"s IS"1 . .. Snm .. . SnM
SV,! ... SMI . $MN 1 £ЛГ2 1 sMl
Здесь индексы k, I = 1, 2 ..., N присвоены входным пле-
чам сумматора; т, п — I, II, М — индексы балластных
нагрузок (Z6i, ..., Z6m); индекс S присвоен выходному
плечу сумматора, нагруженного на нагрузку ZHS.
Ограничимся рассмотрением взаимного варианта много-
полюсников, предназначенных для сложения идентичных
по амплитуде и фазе колебаний. Из анализа работы схемы
можно получить соотношения для элементов матрицы рас-
сеяния «идеального» сумматора, т. е. такого устройства,
которое не имеет собственных диссипативных потерь, а при
377
подаче не флюктуирующих колебаний на его входы в вы-
ходном плече получается колебание суммарной мощ-
ности.
Можно показать, что элементы матрицы рассеяния та-
кого сумматора из-за взаимности устройства, идентичности
входных плеч, отсутствия диссипативных потерь и потерь
на отражение удовлетворяют соотношениям Skl = S!k;
| , = | SiS | = 1//M; = 0; S-"1 = 0.
При развязанных балластных плечах S"m = 0, что по-
зволяет получить условие, связывающее количество балла-
N N
стных и входных плеч 2 S \ S‘k * = N — М — При
< = 1 k=\
этом модули коэффициентов передачи со входов в балласт-
N
ные плечи удовлетворяют равенству У, |S/™|2=1. Из
fe=i
приведенных соотношений следует, что для создания иде-
ального мостового сумматора необходимое число балласт-
ных плеч должно быть на одно меньше числа входных.
Отсутствие потерь на отражение от входов идеаль-
N
ного сумматора выражается равенствами: У S‘k = 0;
fe=i
N N
2 2]S'ft(S‘z)*=o.
/г—1 / = 1
Наконец, всегда можно выбрать такие отсчетные пло-
скости входных плеч идеального сумматора, что для аргу-
ментов элементов матрицы рассеяния б*2 — 0/s = 2л/,
где / = 0, 1,2, ....
Полученные выражения справедливы и для делителей.
На высоком уровне мощности применяют схемы сложе-
ния, составленные из трехдецибельных направленных от-
ветвителей (мостов); цепочечные; с гибридными устройст-
вами .
Первый вариант схем (рис. 13.10, а) является широко
распространенным. В качестве волноводных трехдеци-
бельных мостов в сантиметровом диапазоне на высо-
ком уровне мощности могут быть использованы направлен-
ные ответвители, двойные волноводные тройники или ще-
левые волноводные мосты. С помощью схемы на трехдеци-
бельных мостах можно осуществить суммирование N = 2п,
где п = 1, 2, 3.. , числа каналов. Количество используемых
мостов и, как уже говорилось ранее, балластных нагрузок
37 8
в этом случае на единицу меньше числа каналов, мощность
которых суммируется.
Достоинство таких схем в том, что они построены на
однотипных элементах. Методы расчета и конструирования
мостов и нагрузок достаточно хорошо разработаны. Однако
при значительном количестве каналов (больше четырех) уст-
ройство становится громоздким. Кроме того, таким образом
выходная суммарная мощность ограничена предельным
значением для трехдецибельных мостов.
/ „ НО „
г 1 у4*1—3 НО . БН
3. ЗдБ

НО „ БН.
Н-2
но
НО „
и II Г—I БН
а)
1 .. НО.
Н0н Выход
'ЗОБ "Выход
2
св iii г и a iii f4,. и cz
БН, [^780B ^^10lgH ВН"
3 н
6/
Рис. 13.10. Схемы сложения высокого уровня мощности:
а —. с трехдецибельными мостами; б — цепочечная; в — с гибридным
устройством
Цепочечные схемы (рис. 13.10, б) позволяют
складывать мощность произвольного числа каналов и по-
лучить выходную мощность, превышающую электрическую
прочность входных волноводов. Однако для реализации
таких схем требуются разнотипные НО, конструкция уст-
ройства громоздкая.
Третий вариант схем суммирования представлен на
рис. 13.10, в. Синфазные колебания от N генераторов по-
ступают на входы гибридного волноводного устройства и воз-
буждают суммарную волну в выходном волноводе увели-
ченного сечения. На выходе гибридного устройства ставят
подавляющий фильтр ПФ, который пропускает только
основной тип волны и выполняет роль балластной на-
грузки, обеспечивая развязку между входными плечами.
Переход П на требуемое сечение волновода присоединен
к выходу ПФ. Такая схема позволяет получить суммарную
379
6)
Рис. 13.11. Цепочечная схема сло-
жения в квазиоптическом лучеводе:
а — линзовом; б — зеркальном; в
схематическое изображение квазиоптн-
ческого направленного ответвителя
КНО, представляющий собой
мощность, превышающую ее предельное значение для вход-
ных волноводов. Кроме того, при числе каналов больше
четырех все устройство оказывается более простым в конст-
руктивном отношении по сравнению с первыми двумя за
счет использования в нем меньшего числа элементов.
Если на выходе передатчика необходимо получить зна-
чения мощности, превышающие ее предельные значения
для используемых волноводов, то в этом случае, особенно
в коротковолновой части СВЧ-диапазона, следует пере-
ходить на квазиоптические сумматоры. Применение ква-
зиоптически х лучеводов
позволяет создавать сум-
маторы, удовлетворяющие
требованиям электрической
и тепловой прочности.
На рис. 13.11 приведе-
ны цепочечные схемы сло-
жения соответственно в
линзовом (а) и зеркальном
(б) лучеводах. Основным
элементом этих схем явля-
ется квазиоптический на-
правленный ответвитель
плоскую проволочную ре-
шетку, расположенную под углом 45° к оси лучевода (рис.
13.11, в).
Лучевод эффективно возбуждается волной Нц круглого
волновода, имеющего в определенном сечении скачкообраз-
ное изменение диаметра. Волна Н1г на скачке частично
преобразуется в волну Еп. При оптимальных размерах
скачка и синфазной суперпозиции волн Нп, Е1Г в раскрыве
конического перехода потеря мощности на возбуждение
волн высших типов составляет 0,08 дБ. Потери мощности
в лучеводах могут быть сведены к минимуму применением
четвертьволновых согласующих покрытий в линзах, а также
тщательной юстировкой углового положения зеркал.
Волна рабочего типа, возбужденная в лучеводе, про-
ходя сквозь периодическую структуру ЕНО и отражаясь
от нее, испытывает искажение амплитудно-фазового рас-
пределения поля. При этом мощность волны рабочего типа
преобразуется в мощность паразитных волн, что приводит
к дополнительным потерям. На рис. 13.12 приведены гра-
фики потерь на преобразование гауссовского пучка волн,
прошедшего через проволочную структуру / и отраженного
ЗЬО
от нее 2, в зависимости от коэффициента прохождения (КП),
КНО по мощности для Kf0 = 0,361; 0,0267; Кх0 = 10, где
= 2л/Х — волновое число; г0 — радиус проволок, х0 —
полуширина гауссовского пучка, на которой поле спадает
в е раз.
Анализируя схему сложения двух колебаний с комплекс-
ными амплитудами аъ а2 (см. рис. 13.11, в), с помощью
матрицы рассеяния приходим к следующим соотношениям
для комплексных амплитуд Ь3, Ь4 волн на выходе плечей
3 и 4:
b3 = - / V1 - й2; Ь4 = — / У1 — ki й4 + /гря2,
где kp — действительное число, характеризующее прозрач-
ность проволочной решетки, при условии, что все плечи
КНО согласованы
Рис. 13.12. Зависимость по-
терь на преобразование гаус-
совского пучка волн в КНО
от коэффициента прохожде-
ния
Рис. 13.13. Схема сложения
(деления) трех каналов
Возможны два варианта построения схемы сложения.
В первом плечо 3 является балластным (Ь3 — 0); разность
фаз на входах /, 2 <рх — <р2 = л/2; КП — 1/(1 + В). Во вто-
ром случае плечо 4 — балластное (Ь4 = 0); q>j — <р2 = —л/2;
КП — В/(\ + В). Здесь В — Р1/Р2 — соотношение мощ-
ностей на входах / и 2, а нормировка комплексных ампли-
туд «и d2 проведена таким образом, чтобы
Р, = I й, ,2/2.
Если считать, что амплитуда Лх есть амплитуда волны,
возрастающей в результате сложения на цепочке КНО
381
в лучеводе волн с одинаковыми амплитудами й2, то первый
случай соответствует цепочечной схеме в зеркальном, а
второй — в линзовом лучеводе. Следует отметить, что про-
волочные структуры с малым периодом (Дг0 = 0,0267)
предпочтительнее с точки зрения уменьшения потерь на
преобразование в КНО сумматора. Общие потери процесса
многоканального суммирования за счет преобразования
в К.Н0 по схеме зеркального сумматора с таким распо-
ложением проволочных решеток, какое показано на
рис. 13.11, б, оказываются меньшими, чем в линзовом
сумматоре.
Рис. 13.14. Структурная схема передающего модуля АФАР
При построении радиопередатчиков СВЧ часто возни-
кает необходимость в сложении сигналов разных частот.
Аналогичная проблема возникает и при приеме таких сиг-
налов. Для этих целей используются особые схемы сложе-
ния (деления) каналов (стволов). Одна из таких схем с тремя
стволами изображена на рис. 13.13. Выходной сигнал со-
стоит из сигналов трех частот /2 и Л Сигналы через
полосовые фильтры Фь Ф2 и Ф3, настроенные соответственно
на эти частоты, попадают на выход через Т-образные трой-
ники, подключенные к общему фидеру. Согласование схемы
достигается выбором расстояний между каналами (ство-
лами), согласующими диафрагмами в тройниках, а также
выбором добротности фильтров. Штриховые стрелки на
рис. 13.13 соответствуют прохождению сигналов при деле-
нии стволов. Очевидно, что такая схема может быть реали-
зована на основе Т-образных ферритовых Т-циркуляторов.
Весьма перспективным методом сложения мощностей
является метод с использованием АФАР (см. рис. 1.3).
Так как в схемах с АФАР число передающих модулей (ПМ)
п может быть очень большим (до нескольких тысяч), мощ-
ность на выходе каждого ПМ может быть небольшой (сред-
нее значение — доли или единицы ватт). Это позволяет ис-
пользовать в таких схемах электронные приборы сравни-
тельно малой мощности (полупроводниковые транзисторы,
ЛПД и др.).
382
Рис. 13.15. Схемы синхронизации:
а — внешней; б — внутренней; в — внеш-
ней, обеспечивающей сложение мощ-
ности четырех автогенераторов
тя всех или группы ПМ здесь
каскады включают фазовраща-
Однако элементной базой АФАР являются уже не элек-
тронные приборы, а ПМ, выполненные на их основе. Один
из вариантов структурной схемы ПМ изображен на рис. 13.14.
Задающий генератор ЗГ д
один, в предварительные
тели Ф, обеспечивающие
электронное сканирование
диаграммой направленнос-
ти антенны с помощью ло-
гического устройства ЛУ.
Если ПМ полупроводнико-
вые, в их предварительных
или выходных каскадах
могут быть использованы
умножители частоты УЧ.
На выходе ПМ ставят по-
лосовые фильтры ПФ, ко-
торые препятствуют попа-
данию в элементарные из-
лучатели ЭИ ненужных
колебаний. В таких схемах
целесообразно предусмат-
ривать также (на рис. 13.14
не показано) автоматичес-
кую подстройку амплиту-
ды и фазы колебаний на выходе каждого или группы ПМ.
При сложении мощности автогенераторов СВЧ возни-
кает необходимость в их синхронизации, что можно осуще-
ствить с помощью ферритовых Y- или Х-пиркуляторов.
К одному из плеч У-циркулятора подключают автогенера-
тор, к третьему — выходной фидер, ко второму подводят
синхронизирующий сигнал. В Х-циркуляторе к четвертому
плечу подключают балластную нагрузку, поглощающую
отражения в выходном фидере. В качестве синхронизиру-
ющего генератора можно использовать один из автогенера-
торов, мощности которых складывают. На рис. 13.15 при-
ведены схемы синхронизации четырех автогенераторов от
внешнего синхрогенератора СГ (а) и одного из внутренних
автогенераторов 1\ (б). Схемы построены на основе ферри-
товых У-циркуляторов. Для их настройки используют ре-
гулируемые фазовращатели Ф. На рис. 13,15, в изобра-
жена схема сложения мощностей четырех автогенераторов
с внешней синхронизацией, выполненная на основе четы-
рех магических 7' и двух У-циркуляторов.
383
§ 13.3. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ, БЛОКИРОВКИ
И СИГНАЛИЗАЦИИ
Современный передатчик представляет собой довольно
сложный комплекс, включающий генераторы, усилители,
умножители, модуляторы, источники питания, систему
охлаждения и т. д. Правильная и надежная его эксплуата-
ция обеспечивается специальными устройствами, объеди-
ненными в систему управления, блокировки и сигнализа-
ции СУБС. Эта система осуществляет управление передат-
чиком (необходимую последовательность операций при его
включении и выключении), блокировку (защиту от пере-
грузок, а также безопасность при работе операторов) и сиг-
нализацию о готовности передатчика к очередной операции,
о режимах работы отдельных цепей и систем, о выходе из
строя его отдельных узлов.
Несмотря на многообразие передающих устройств и су-
ществующие между ними различия, основные принципы
построения систем УБС являются общими.
1. Включение и выключение передатчика. Передатчик
должен включаться в определенной последовательности.
В первую очередь напряжения питания подают на устрой-
ства защиты, системы охлаждения, цепи управления и
вспомогательные цепи. Затем подают напряжения накала
на генераторные и усилительные приборы, лампы, входя-
щие в состав модуляторов, тиратроны мощных выпрямите-
лей и отрицательные напряжения смещения на электроды,
запирающие модуляторные, усилительные и генераторные
приборы и вентили выпрямителей. Спустя некоторое время,
необходимое для прогрева (в мощных приборах оно со-
ставляет несколько минут), подают высокое напряжение
на аноды модуляторных ламп, на возбудитель и на те
электроды усилительных приборов, включение которых
под напряжение не приводит к появлению тока (например,
в ЛБВ — на замедляющую систему и коллектор, в МНН —
на анод и т. д.). Только после этого высокое напряжение
подают на электроды, управляющие током. Если в составе
передатчика имеется несколько усилительных ступеней,
то их включают в порядке нарастания мощности.
Пуск передатчика обычно состоит из ряда последова-
тельных операций, каждая из которых задается оператором
(нажатием кнопки «Включение»), а осуществляется СУБС.
Готовность передатчика к очередной операции фиксируется
сигнальными лампами.
384
Количество операций пуска может быть сокращено
СУБС до двух или даже до одной. При двух операциях
пуска нажатие кнопки «Пуск» вызывает автоматическое вы-
полнение в жесткой последовательности всех действий по
включению напряжения вплоть до подачи высокого напря-
жения на мощные ступени, а нажатй’е на кнопку «Включе-
ние высокого напряжения» — выполнение и этой операции.
Выключение передатчика производится путем срабаты-
вания пусковых цепей в обратном порядке. Кроме того,
обычно предусматривается возможность автоматического
аварийного выключения передатчика (иногда это осуще-
ствляется нажатием только одной аварийной кнопки).
2. Обеспечение безопасности работы операторов, защита
передатчика и его элементов. Как правило, в мощных пере-
датчиках предусматривают две независимые друг от друга
системы блокировки, обеспечивающие безопасность опе-
раторов, — электрическую и механическую. Системы эти
строят так, чтобы опасное для жизни напряжение можно
было подать на передатчик только тогда, когда оператор
не имеет доступа к элементам, находящимся под высоким
напряжением. Если такая возможность появляется, высо-
кое напряжение должно автоматически выключаться, а
емкости фильтров выпрямителей и накопительные емкости
модуляторов должны разряжаться на землю механическими
замыкателями.
Системы защиты передатчика и отдельных его элемен-
тов должны обеспечивать электрическую, термо-, гидро-
и аэрозащиту аппаратуры. Электрическая защита предох-
раняет аппаратуру от токов и напряжений, превышающих
допустимые значения; термозащита контролирует тепловой
режим аппаратуры и предохраняет ее от перегрева; гидро-
и аэрозащиты контролируют работу систем охлаждения по
интенсивности водяного или воздушного потока, охлажда-
ющего передатчик или отдельные его блоки, и отключа-
ют передатчик при уменьшении интенсивности охлажде-
ния.
СУБС осуществляют свои функции с помощью ряда
элементов.
Электрическое реле — наиболее широко ис-
пользуемый тип элементов СУБС. Реле замыкают или раз-
мыкают соответствующие электрические цепи под воздей-
ствием изменения тока, напряжения, частоты, температуры
и др. По характеру величины, на которую реагирует вос-
принимающий орган (обмотка), реле делятся на токовые
13 М В Вамберский и Др» 385
реле, реле напряжения, мощности, частоты, тепловые или
температурные. В зависимости от того, на увеличение или
на уменьшение контролируемого параметра реагируют реле,
их называют максимальными или минимальными. Важным
параметром реле является их быстродействие, характери-
зуемое временем срабатывания. У безынерционных реле
/ср < 0,001 с, у быстродействующих — до 0,05 с, у обыкно-
венных— до 0,15 с, у реле замедленного действия tcp >
> 0,15 с. Реле, у которых время срабатывания больше 1 с,
называются реле времени.
Исполнительные органы реле — контакты — могут вклю-
чаться либо непосредственно в управляющую электриче-
скую цепь (реле прямого действия), либо
в цепь управления более мощным выключателем — контак-
тором (реле косвенного действия).
Механические контакты имеют целый ряд недостатков:
они подвержены износу; их нормальная работа нарушается
при ударах, тряске, вибрации, при наличии пыли, влаги,
при изменении атмосферного давления, ориентировки реле
в пространстве и т. д. Кроме того, в ряде случаев они не
обеспечивают требуемого быстродействия. Поэтому все
большее распространение получают бесконтактные устрой-
ства, обладающие релейными свойствами: электронные и
полупроводниковые реле типа триггеров, а также реле на
тиристорах. Время срабатывания триггерных и тиристор-
ных схем весьма мало, в пределах 0,5—10 мкс. Для комму-
тации малых токов в триггерных реле используют тран-
зисторы, для коммутации больших токов — накальные и
безнакальные тиратроны. Весьма значительные токи, до
сотен и тысяч ампер, можно коммутировать с помощью
тиристоров.
Основными элементами системы электрической защиты
являются плавкие предохранители, автоматические выклю-
чатели, реле максимального тока (РМА), искровые разряд-
ники. Плавкие предохранители и автоматические выклю-
чатели ставят обычно на общем входе блока питания пере-
датчика. Если протекающий ток превышает допустимый,
предохранитель перегорает, а автомат срабатывает, отклю-
чая цепь. Автоматы более удобны тем, что позволяют быстро
включать цепь после отключения.
Реле максимального тока применяют для токовой за-
щиты отдельных цепей. Их обычно включают в общий мину-
совой провод мощного высоковольтного выпрямителя, в цепи
накала отдельных приборов, в цепи питания отдельных
386
электродов (например, в цепь коллектора и в цепь ЗС ЛБВ).
При превышении током определенного значения РМА кон-
тактами отключает соответствующую цепь.
Для защиты аппаратуры передатчика от местных пере-
напряжений используют искровые разрядники, которые
включают параллельно с защищаемым объектом. Они про-
биваются при недопустимом перенапряжении. Довольно
распространенным (особенно в мощных радиосистемах) ви-
дом нарушения нормальной работы передающего устрой-
ства является внутривакуумный электрический пробой
в генераторном или усилительном приборе. В этих случаях
система УБС должна обеспечивать эффективную защиту
как источника питания, так и самого прибора. Примене-
ние обычных схем релейной защиты часто не эффективно,
так как быстродействие в мощных цепях составляет деся-
тые доли секунды, что достаточно только для предохране-
ния источника питания. Поэтому наиболее распространен-
ной является быстродействующая защита, работающая по
принципу шунтирования защищаемого прибора управляе-
мым ключевым элементом. Особенностью такой «параллель-
ной» защиты является то, что элемент, выполняющий функ-
ции ключа, в запертом состоянии длительное время нахо-
дится под высоким напряжением, равным номинальному
напряжению прибора Отпирание же ключа происходит
при напряжении более низком, чем номинальное, так как
при пробое напряжение на защищаемом приборе резко
падает. В качестве ключей удобно использовать твердо-
тельные управляемые вентили (тиристоры). Импульс, от-
пирающий ключевой элемент, вырабатывается схемой управ-
ления, которая срабатывает от датчика, сигнализирующего
о пробое в приборе. Таким датчиком чаще всего является
трансформатор тока, первичная обмотка которого вклю-
чена последовательно с защищаемым прибором.
Основными элементами гидро- и аэрозащиты являются
гидро- и аэроконтакты — устройства, контролирующие ко-
личество хладоагента (воды, воздуха или др.), протекающего
через охлаждаемый объект. Такие контакты включают по-
следовательно в цепь питания реле, срабатывание которого
подготавливает цепь включения напряжений накала. При
размыкании любого из этих контактов размыкается цепь
питания реле, а его контакты в свою очередь отключают на-
кальное и высокое напряжения. При построении системы
термозащиты аппаратуры используют элементы, изменяю-
щие свои параметры при изменении температуры, например
13*
387
a) S) 8)
Рис. 13.16. Условные изображе-
ния цвета сигнальных ламп:
а зеленый; б — красный; в
желтый
сигнальных ламп на схемах
различного рода термометры, биметаллические элементы,
термометрические сигнализаторы.
Для сигнализации в СУБС используют лампы, цифро-
вые индикаторы, а также акустические приборы — звонки,
сирены и др.
В качестве сигнальных ламп применяют лампы накали-
вания или неоновые лампы. Все сигнальные лампы сна-
ружи обычно прикрывают цветными колпачками (зелеными,
желтыми или красными).
Зеленый цвет указывает, что
данная цепь отключена; жел-
тая сигнализирует о включе-
нии вспомогательных цепей;
красная—о включении цепей
высокого напряжения. Ус-
ловные изображения цвета
показаны на рис. 13.16.
В качестве примера рассмотрим схему питания радио-
передатчика средней мощности, работающего в импульс-
ном режиме (рис. 13.17). Питание осуществляется от сети
трехфазного тока 380 В, 50 Гц. Блок питания состоит из
четырех выпрямителей: ВП1 обеспечивает питание экран-
ных цепей ламп подмодулятора и модуляторной лампы;
ВП2 питает аноды ламп подмодулятора; ВПЗ питает моду-
лятор; ВП4 — выпрямитель смещения ламп подмодулятора
и модуляторной лампы.
Напряжение на передатчик подают, замыкая ручной
рубильник РР. Перед этим должны быть заперты все двери
шкафа передатчика (при этом замкнуты дверные контакты
механической блокировки 1Д, 2Д, ЗД и 4Д), а также вклю-
чены автоматы защиты Bl, В2, ВЗ и В4. При замыкании
ручного рубильника РР включается система водяного
охлаждения генератора, а также через трехфазный транс-
форматор Тр1 напряжение подается на шестифазный вы-
прямитель, питающий систему УБС. На щите СУБС в этот
момент зажигается табло «Нет охлаждения» (лампа ЛН5).
Как только в системе водяного охлаждения установился
нормальный расход воды, срабатывают гидроконтакты ГК.
Замыкаясь, они подготавливают линию 3—4 к включению
передатчика и, кроме того, замыкают линию 5—12 и раз-
мыкают линию 5—14. При этом табло «Нет охлаждения»
гаснет, и загорается табло «Готов», сигнализирующее о го-
товности к включению. Следующей операцией является
нажатие кнопки КНЗ «Накал». При этом замыкаются цепи
388
питания обмотки контактора Кт! (линия 3—4) и обмотки
реле Р5 (линия /—2). Контактор срабатывает, обеспечивая
подачу напряжения на трансформаторы накала, выпрями-
тель смещения ВП4 и на вентиляторы обдува модулятора
РР
К системе
водяного
охлаждения
Р4/ Р5
<Д 2А
ВЗ \
th.
гИ
7 —-
Кн1
7^7 к.
Кг 2
is
т
РЗ
ВП2
Аноды под-
модулятора.
8П1 Зкраны
модулятора и
подмодулятора
Ф- 16
п®
&20
&22
74
М2
Прогрет
Высокое
Нет охлаждения
Максимальная
защита ВПЗ
Реле контроля
максимальной
зашоты влз
Накалы включены
Рис. 13.17. Схема электропитания импульсного радиопередатчика сред-
него уровня мощности
Реле контроля
Включения Кт,
Контактордклю-
чения накалод и
смеш£ния„Нокол"
Контактор дклю
чения ВПТВП2,
вяз,высокое"
Реле контроля
включения кг 2
впз
Высокое
ВЛ4-
Смещение

Ь Л
Одновременно срабатывает реле Р5, размыкая линию 5—12
и замыкая 11—20, вследствие чего гаснет табло «Готов»
и загорается табло «Накалы включены». Пара контактов
реле Р5 в линии 3—6, замыкаясь, обеспечивает самоблоки-
рование этого релей контактора Кт1 так, что и после размы-
кания кнопки КнЗ питание подается на обмотки Р5 и Кт1.
Наконец, замыкание еще одной пары контактов реле Р5
приводит к подаче напряжения на схему реле времени Р2.
По истечении нужного для прогрева накалов времени реле
времени Р2 срабатывает. Замыкаются его контакты в ли-
нии 3—3, подготавливая к включению цепь питания кон-
тактора Л?2. Одновременно контакты этого реле размы-
389
кают линию 11—20 и замыкают 11—22, табло «Накалы
включены» гаснет и загорается табло «Прогрет».
Последней операцией по включению передатчика явля-
ется нажатие кнопки Кн4 «Высокое», что вызывает сраба-
тывание контактора Кт2 и реле Р4. Контактор обеспечи-
вает подачу напряжений на выпрямители ВП1, ВП2 и
ВПЗ. При срабатывании реле самоблокируется цепь пита-
ния обмоток Р4 и Кт2 (линии 3—8 и 3—10), размыкается
линия //—22 и гаснет табло «Прогрет», замыкается линия
11—24 и загорается табло «Высокое».
Выключение передатчика осуществляется в обратном
порядке. В случае необходимости отключить схему можно
и одним нажатием кнопки Кн1. При этом последовательность
отключения соблюдается автоматически.
В цепи нагрузки высоковольтного выпрямителя ВПЗ
стоит реле максимальной защиты по току Р1. Оно сраба-
тывает, если ток генераторного прибора превышает допу-
стимое значение. При этом замыкается цепь питания реле
РЗ максимальной защиты (линия 9—18). Срабатывание
реле приводит к размыканию цепи питания обмоток реле
Р4 и контактора Кт2, а это переводит схему в режим
«Прогрет», высокое напряжение снимается. Одновременно
загорается табло «Максимальная защита ВПЗ». Для по-
вторного включения высокого напряжения нужно нажать
кнопку Кн5 «Деблокировка защиты». При этом обмотка
реле РЗ обесточивается и передатчик переходит в режим
«Прогрет»
При недопустимом снижении расхода воды в системе
охлаждения гидроконтакты ГК размыкаются, при этом
обесточиваются обмотки Кт1, Кт2, Р4 и Р5, отключается
все питание, кроме питания схемы СУБС, и зажигается
табло «Нет охлаждения».
§ 13.4. СИСТЕМЫ ОХЛАЖДЕНИЯ
В передающих устройствах СВЧ значительная часть
мощности, потребляемой от источников питания, выделя-
ется на различных элементах в виде теплоты. Количество
выделяемой тепловой мощности определяется мощностью
выходных ступеней передатчика и зависит от типов приме-
няемых генераторных приборов, их к. п. д. С уменьшением
длины волны, особенно с переходом в миллиметровый диа-
пазон, к. п. д. генераторных приборов снижается, растут
390
тепловые потери. В различных типах передатчиков выде-
ляющаяся в виде теплоты мощность, которую необходимо
отвести от тепловыделяющих элементов и рассеять, состав-
ляет от 30 до 80 % мощности, потребляемой от источников
питания. Необходимость отвода теплоты от таких элемен-
тов определяется в первую очередь ограниченной термо-
стойкостью как конструкций тепловыделяющих элементов,
так и используемых в них материалов. Часто требование
поддерживать температуру того или иного узла (элемента)
радиопередатчика в заданных пределах (иногда очень узких)
вызывается необходимостью обеспечить стабильность ка-
кого-то электрического параметра передатчика, например
рабочей частоты, и т. д.
Наиболее мощными источниками тепловыделения в пере-
датчиках СВЧ являются аноды и коллекторы генератор-
ных приборов, их катодные и сеточные выводы, кристаллы
твердотельных генераторов, резонансные и замедляющие
системы, развязывающие приборы, обмотки фокусирующг х
электромагните в (соленоидов). В мощных генераторных
приборах основная часть теплоты выделяется на анодах
(коллекторах), но из-за рассеяния электронных потоков и
оседания части электронов на корпусах приборов, замед-
ляющих системах и других элементах конструкции на них
также может наблюдаться значительное тепловыделение.
Системы охлаждения в передатчиках предназначены для
отвода излишней теплоты от тепловыделяющих элементов.
Построение систем охлаждения определяется применяемым
способом теплоотвода Эти способы могут быть основаны
на использовании эффектов теплопроводности и естествен-
ной конвекции воздуха, вынужденной конвекции воздуха,
вынужденной жидкостной конвекции, поверхностного ки-
пения, конденсации в тепловых трубах. Количественно про-
цесс теплоотвода при различных способах можно описать
уравнением
Pma = CS\T, (13.14)
где Ротв — мощность, отводимая от тепловыделяющего эле-
мента с поверхностью теплообмена 3 при разности темпе-
ратур теплоносителя и поверхности тепловыделяющего
элемента Ar, °C, С— коэффициент теплообмена (табл. 13.1).
Значения этого коэффициента дают возможность оценить
применимость того или иного способа для отвода тепловой
мощности в заданных условиях (S и АТ).
391
Таблица 13.1
Явление Способ теплоотвода С. Вт/(м2-К)
Естественная конвекция воздуха Естественное охлаждение 2—10
Вынужденная конвекция воздуха Принудительное воздуш- ное охлаждение 10—100
Вынужденная конвекция масел Принудительное жидкост- ное охлаждение 300—1000
Вынужденная конвекция «воды То же 1000—3000
Поверхностное кипение воды > 500—45 000
Капельная конденсация воды Тепловые трубы 40 000—120 000
Теплоотвод с естественным охлаждением не требует спе-
циальных систем и применяется в передатчиках малой мощ-
ности — до нескольких десятков — сотен Вт.
Принудительное воздушное охлаж-
дение широко применяют для создания систем охлажде-
ния передатчиков СВЧ с выходной мощностью в несколько
киловатт. В этом случае системы охлаждения достаточно
просты по конструкции, удобны для обслуживания, эконо-
мичны. Аноды и коллекторы генераторных приборов, охла-
ждаемых этим способом, имеют выводы с воздушными ра-
диаторами, через которые продувают охлаждающий воздух.
На рис. 13.18 показана конструктивная схема воздушного
охлаждения генераторного прибора, в котором на анод
(коллектор) подается высокое напряжение питания. Для
обеспечения электрической прочности в систему охлажде-
ния включен трубчатый керамический изолятор 3, выпол-
няющий одновременно роль воздуховода и опорного изоля-
тора крепления генераторного прибора. В одной из труб
•воздуховода обязательно помещают аэроконтакт 5, по-
движная лопасть которого поворачивается под действием
воздушного потока, замыкая или размыкая соответствую-
щие контакты, включенные в систему УБС. Такую же роль
могут играть и центробежные контакты, устанавливаемые
в двигателе вентилятора 7. Как правило, воздушные системы
охлаждения работают как вытяжные, засасывая воздух
392
у тепловыделяющего элемента и выбрасывая его через вен-
тилятор. В качестве последних применяют высокооборот-
ные вентиляторы с электро-
приводом—центробежные для-
создания больших напоров
при малых расходах воздуха
и осевые для малых напоров
и при больших расходах воз-
духа. Необходимый для от-
вода 1 кВт мощности расход,
воздуха зависит от площа-
ди радиатора и составляет до»
Рис. 13.18. Схема воз-
душного охлаждения
анода (коллектора) ге-
нераторного прибора:
/ — воздухозаборник; 2—
ан одн ы й (кол лекторы ы й)
радиатор генераторного
прибора, 3 — трубчатый
керамический изолятор;
4—элемент каркаса (шас-
си), 5 — аэроконтакт,б—»
брезентовая звукопогло-
щающая труба; 7 — вен-
тилятор
Рис. 13.19. Схема кон*-
струкции теплообмен-
ника для жидкостного
охлаждения анода
(коллектора) генера-
торного прибора:
/—генераторный прибор;
2—его анод (коллектор);
3—уплотнение; 4— внут-
ренний цилиндр теплооб-
менника (рубашка); 5 —
наружный цилиндр теп-
лообменника (корпус);
входной и вухоДиой
гидроразъемы
1 м3/мин и более. Расход мощности в системе принудитель-
ного воздушного охлаждения (питание электропривода)
0,1 — 0,2 кВт на 1 кВт отводимой мощности.
393
Принудительное жидкостное охлаж-
дение используют в передатчиках СВЧ с уровнями ге-
нерируемой мощности более нескольких киловатт. Системы
воздушного охлаждения в этом случае требуют в соот-
ветствии с (13.14) значительного увеличения поверхности
теплообмена (площади радиатора). В системах конвекцион-
ного замкнутого жидкостного охлаждения в качестве тепло-
носителя используют дистиллированную воду, что обеспе-
чивает наиболее высокие значения коэффициента тепло-
обмена (см. табл. 13.1). Дистилляция воды, а также ее тща-
тельная постоянная фильтрация для очистки от образую-
щихся при работе примесей необходимы для предотвраще-
ния образования накипи, засорений системы, а также для
снижения потерь на токи утечки через систему охлажде-
ния. Однако вода замерзает при отрицательных темпера-
турах.
Чтобы обеспечить работоспособность или хотя бы го-
товность к включению передающего устройства при низких
температурах, в качестве теплоносителей применяют вод-
ные растворы спиртов, смеси этиленгликоля с водой, транс-
форматорное масло, кремнийорганические и фтороргани-
ческие жидкие диэлектрики.
Эффективность водяных систем охлаждения характери-
зуется следующими параметрами: для отвода 1 кВт тепло-
вой мощности требуется расход воды 1,5—2 дм3/мин. При
этом мощность, затрачиваемая в системе водяного охлажде-
ния на отвод 1 кВт, лежит в пределах 0,15—0,3 кВт
На рис. 13.19 приведена одна из конструкций для отвода
теплоты от анодов (коллекторов) генераторных приборов.
Если охлаждаемый электрод находится под высоким напря-
жением, корпус теплообменника устанавливают на опор-
ных керамических изоляторах Ко входному и выходному
гидроразъемам подключаются гидроизоляторы — сверну-
тые для компактности в спираль и залитые эпоксидным
или другим компаундом отрезки полиэтиленовых труб. Дли-
на гидроизоляторов должна быть такой, чтобы обеспечива-
лось приемлемо низкое значение потерь, возникающих при
протекании токов утечки через охлаждающую жидкость
с недостаточно высоким значением удельного объемного
сопротивления. В других случаях для охлаждения ферри-
товых развязывающих приборов, резонансных систем, эле-
*' Меньшие значения приводимых параметров соответствуют бо-
лее мощным передатчикам.
394
ментов фидерного тракта и т. д., между стенкой прибора
и рубашкой создают каналы с большим периметром, но
малой площадью поперечного сечения, через которые про-
пускают высокоскоростной турбулентный поток охлажда-
ющей жидкости. Турбулентность в охлаждающих каналах
при небольших скоростях движения жидкости можно со-
здать искусственно оребрением внутренней поверхности
каналов (вихревое охлаждение).
Системы принудительного жидкостного охлаждения вы-
полняются обычно двухконтурными (рис. 13.20). В замкну-
том внутреннем контуре циркулирует теплоноситель, ко-
торый отводит теплоту от охлаждаемого элемента 1 во
второй теплообменник, например жидкостно-воздушный ра-
диатор 2. Во внешнем контуре можно использовать воздух,
техническую воду и т. д.
Рис. 13.20. Схема двухконтурной
жидкостно-воздушной системы ох-
лаждения:
/ — теплообменники приборов передат-
чика; 2 — жидкостно-воздушный ради
атор; 3 — продувочный вентилятор: 4—
фильтр пылевой; 5 — воздухозаборник;
6—перекрывной газовый вентиль; 7 —
клапан предохранительный; 8 — мано-
метр, 9 —газовый редуктор; 10 — инди-
катор уровня жидкости; 11—бак с теп-
лоносителем; 12 — баллов с нейтраль-
ным газом; 75— непроливающиеся гид-
роразъемы, 14 — вентили перекрывные;
15 — блок фильтров тонкой очистки;
16 — циркуляционные насосы; /7 — об-
ратные клапаны; 18 — ограничитель
расхода (дроссель); 19 — клапан пере-
пускной, 20 — блок фильтров грубой
очистки
Во внутреннем контуре такой системы охлаждающая
жидкость подается из бака 11 двумя (для повышения на-
дежности) центробежными насосами 16. Можно использо-
вать и шестеренчатые насосы, однако они сильнее загряз-
няют систему продуктами износа. Некоторая часть тепло-
носителя (до 10 % общего расхода жидкости) циркулирует
через фильтры тонкой очистки 15, весь теплоноситель про-
ходит очистку от механических примесей в блоке 20. Для
предотвращения кавитации и возможного подсоса воздуха,
а также чтобы иметь свободу во взаимном расположении
бака и насосов, введена система наддува бака нейтральным
газом, в качестве которого обычно применяется азот. Во
внешнем контуре через пылевой фильтр в радиатор 2 заса-
сывается воздух. На входе и выходе теплообменника 1
395
часто устанавливают гидрореле,контакты которых включа-
ются в систему УБС передатчика. В стационарных уста-
новках применяют ротаметры для контроля за расходом
жидкого теплоносителя в единицу времени, измеряют тем-
пературы жидкости на входе и выходе теплообменника.
В контур фильтра тонкой очистки иногда встраивают дат-
чик кондуктометра — прибора для измерения электропро-
водности воды.
Рис. 13.21. Форма
ребер анодного
(коллекторного) вы-
вода вапотрона
Рис. 13.22, Схема испарительной системы
охлаждения:
} — аиод (коллектор) вапотрона; 2 — резер
вуар с кипящей жидкостью, 3—опорные изо-
ляторы; 4—гидроизоляторы; 5 — поплавковая
камера; 6 — уравнительная линия; 7 — кон
денсатор; 8 — внешняя теплопоглощающая
среда
Для охлаждения анодов (коллекторов) генераторных
приборов с большими удельными потоками мощности от
100 до 200 Вт с одного квадратного сантиметра поверхности
вывода выгоднее применять экономичные системы парово-
дяного охлаждения, в которых теплоотвод осуществляется
поверхностным кипением. Такие системы на-
зывают испарительными. Аноды рассматриваемых генера-
торных приборов (вапотронов) имеют вид массивных мед-
ных цилиндров с зубчатыми ребрами. Форму ребер
(рис. 13.21) подбирают так, чтобы при кипении жидкости
396
паровая пленка у их поверхности, мешающая передаче
теплоты, постоянно разрывалась. Пар по паровой магист-
рали системы охлаждения (рис. 13.22) переносит теплоту
в конденсатор. Затем он охлаждается, а образовавшаяся
жидкость стекает по сообщающейся системе в резервуар
с тепловыделяющим элементом. Такие системы довольно
компактны, не нуждаются (во внутреннем контуре) в на-
сосах, надежны в эксплуатации.
В последнее время начали широко применять способ
теплоотвода, основанный на использовании тепловых
труб (рис. 13.23), в которых также испаряется охлаждаю-
щая жидкость, например вода. Испарение теплоносителя
Рис. 13.23. Схема тепловой трубы:
/—зона испарения; 2 — зона конденсации
3 — паровой канал, 4 — фнтнль, 5— кор
пус
Рис. 13.24. Осесимметрич-
ная тепловая труба для
охлаждения генераторно-
го транзистора;
1— корпус транзистора; 2—•
корпус тепловой трубы; 3 —
ее фитиль
производится в замкнутом объеме, внутри которого проис-
ходит транспортировка пара, а вместе с ним и теплоты за
счет разности давлений пара в зонах испарения и конденса-
ции. Конденсат доставляется обратно в зону испарения за
счет капиллярного эффекта, т. е. за счет сил молекуляр-
ного натяжения. Для того чтобы эти силы были больше,
внутри тепловых труб вдоль стенок помещают фитиль —
материал с небольшими сообщающимися порами и хорошей
смачиваемостью.
Для работы такой системы охлаждения не требуется
какой-либо внешней энергии. Эффективность тепловых труб
слабо зависит и от сил гравитации, что позволяет исполь-
зовать их в бортовых системах космических аппаратов.
Тепловые трубы — по существу проводники теплоты, теп-
лопроводность которых на три порядка превышает тепло-
проводность меди. С их помощью можно отводить теплоту
от элементов, расположенных внутри герметизированного
397
объема. Предельные значения отводимой мощности опре-
деляются площадью поперечного сечения фитиля и его
способностью всасывать конденсат. Капиллярная струк-
тура фитиля образуется либо при спекании частиц, либо
представляет собой тканые сетки, стекловолокно, сочета-
ние продольных, спиральных и других канавок. Корпус
тепловой трубы может быть выполнен из различных мате-
риалов, в том числе и керамических. С помощью тепловой
трубы, например, диаметром 13 мм мощность 200 Вт пере-
дается на 600 мм (длина трубы) при температуре зоны испа-
рения и конденсации порядка 370 К (разность температур
~0,5 К). Медный стержень таких же размеров при разно-
сти температур его концов 70 К смог бы передать всего
5 Вт. Тепловые трубы могут оказаться особенно эффектив-
ными для охлаждения мощных твердотельных генераторов
СВЧ (рис. 13.24). На рисунке мощный генераторный тран-
зистор ввернут в отверстие с резьбой, выполненное в зоне
испарения тепловой трубы. Аналогичным образом исполь-
зуют радиальные тепловые трубы для отвода теплоты от
коллекторов ЛБВ О-типа. Следует отметить, что наиболь-
ший эффект дает конструктивное объединение тепловых
труб с генераторными приборами и другими тепловыделя-
ющими элементами.
§ 13.5. МАГНИТНЫЕ СИСТЕМЫ
Передатчики СВЧ в большинстве случаев имеют в своем
составе магнитные системы, предназначенные для созда-
ния постоянного магнитного поля в тех или иных областях
(воздействие на движущиеся потоки электронов, подмагни-
чивание ферритовых вкладышей в развязывающих или
управляющих ферритовых приборах).
Магнитное поле при магнитной фокусировке в приборах О-типа
должно быть направлено строго по оси прибора. Полярность прило-
женного магнитного поля при этом никакого значения не имеет. Ра-
диус спиральной траектории движения электронов должен быть и не
слишком большим, чтобы не допустить оседания электронов на стенки
дрейфового пространства, и не слишком малым, чтобы не снизить эффек-
тивность взаимодействия. Этим и определяется оптимальное значение
индукции внешнего магнитного поля, выраженное в Тл:
ЯопТЧ'<Х/2)1/2/'л, (13.15)
где /0 — ток луча в А; Ц, — потенциал на оси луча относительно ка-
тода в В; гл — допустимый радиус электронного луча в мм.
Соотношение (13.15) показывает, что с уменьшением гл фокуси-
рующее поле растет, Характерные для приборов О-типа значения тре-
398
буемого для фокусировки магнитного поля лежат в пределах 0,04—
0,2 Тл, при этом большие значения соответствуют приборам милли-
метрового диапазона.
Для создания фокусирующего магнитного поля в при-
борах О-типа используют либо соленоиды и электромаг-
ниты постоянного тока, либо постоянные магниты. Длина
объема, в котором создается магнитное поле, обычно не
менее нескольких десятков длин рабочей волны к, в то
время как диаметр поперечного сечения ЗС обычно меньше к.
Соленоиды и электромагниты в настоящее время при-
меняются преимущественно с приборами высокого уровня
мощности (~1 МВт в импульсе и более) и с приборами ко-
ротковолновой части миллиметрового диапазона. Габариты
и масса таких магнитных систем обычно очень велики.
Соленоиды (рис. 13.25) состоят, как правило, из
нескольких секций — «галет» 1, которые заполняются вит-
ками провода квадратного или ленточного поперечного се-
чения для повышения коэффициента заполнения. На «щеч-
ках» галет выполняют закрытые рубашкой каналы 5 для
подключения их при необходимости в жидкостную систему
принудительного охлаждения. Секции соленоидов монти-
руют на медной трубе 2, которая иногда служит внешним
экраном ЗС. Для уменьшения полей рассеяния секции
соленоида с торцов зажимают пластинами из магнитомяг-
кой стали (ярмо магнитной системы). Снаружи магнитный
поток замыкается через детали магнитопровода 3. На кон-
цах соленоида устанавливают юстировочные приспособле-
ния 4, которые предназначены для точного совмещения оси
прибора с осью соленоида и фиксации прибора в этом поло-
жении. Секции соленоида электрически соединяют так,
чтобы их магнитные потоки складывались. При этом число
витков в каждой секции может быть различным. Таким
способом добиваются либо однородности магнитного поля
на оси соленоида, либо его распределения по заданному
закону. Обычно торцевые секции имеют большее число вит-
ков. Естественно, что для питания соленоида должен быть
предусмотрен источник. В систему питания соленоида вклю-
чают реле тока, контакты которого используются в системе
УБС для исключения возможности подачи на генераторный
прибор ускоряющего напряжения в отсутствие фокуси-
рующего поля.
Для создания фокусирующего магнитного поля в про-
странстве дрейфа мощных клистронов применяют часто
электромагниты постоянного тока. На
399
рис. 13.26 показан многорезонаторный клистрон с фокуси-
рующим электромагнитом, состоящим из двух секциониро-
ванных катушек 5 и магнитопровода 1. Катушки включень*
в цепь питания параллельно, так чтобы их магнитные по-
токи складывались. Для выравнивания поля в корпусе
клистрона монтируют магнитомягкие кольцевые полюсные
наконечники 3. Такая конструкция электромагнита не
является оптимальной с точки зрения минимизации полей
рассеяния *>.
Описанные соленоиды и электромагниты требуют значи-
тельных расходов энергии на питание, существенно утяже-
ляют и усложняют конструк- п|п
Рис. 13.25. Соленоид для мощной ЛБВ
типа О:
I секции соленоида; 2 — медная труба;
3 «_ элементы магнито провода; 4 — юстиро-
вочные приспособления; 5 — зазоры для раз-
мещения каналов системы охлаждения
Рис. 13.26. Мощный кли-
строн с фокусирующим
эл ектромагнитом:
/ —* ярмо электромагнита;
2 —» коллектор клистрона с
гидроразъемамн; 3—полюс-
ные наконечники в корпусе
клистрона; 4 — выходной
волноводный фланец; 5 —
секции катушек; 6 — основа-
ние клистрона; 7 — входной
волноводный фланец; 8
катодная ножка клистрона
к. п. д. прибора и соответствующим увеличением выходной
мощности за счет уменьшения оседания электронов луча
на элементы ЗС в приборах бегущей волны или на пролет-
ные трубы в клистронах. В генераторных приборах милли-
метрового диапазона для создания больших фокусирующих
*' С этой точки зрения катушки электромагнита должны разме-
щаться как можно ближе к рабочему зазору, в котором создается маг-
нитное поле,
400
полей используют сверхпроводящие соленоиды, охлаждае-
мые в сосудах Дьюара жидким гелием.
Генераторные приборы О-типа малой и средней мощ-
ности в настоящее время выпускаются по большей части
пакетированными. Это значит, что фокусирующая магнит-
ная система входит в общий корпус прибора и является
неотъемлемой частью его конструкции. Часто в них ис-
пользуют МПФС — магнитную периодическую
фокусирующую систему. Как уже говори-
лось, при условии совпадения направления магнитного
поля с осью, вдоль которой движется электронный поток,
Рис. 13.27. ЗС лампы бегущей
волны с МПФС:
/ss-кольцевые постоянные магниты;
2—полюсные наконечники из омед-
ненной магнитомягкой стали; 3—
медные кольца; 4 — связанные
резонаторы, образующие ЗС
Рис. 13.28. Лампа бегущей волны
типа О сантиметрового диапазона,
пакетированная с МПФС, выходной
мощности ~ 100 Вт:
/ — корпус лампы с МПФС: 2 — вол-
новодные вход и выход; 3 — коллектор
с радиатором
качество фокусировки не зависит от полярности магнит-
ного поля. Это обстоятельство позволяет производить фо-
кусировку постоянными магнитами кольцевой формы, раз-
мещаемыми снаружи ЗС прибора с чередующейся поляр-
ностью (рис. 13.27). Полюсные наконечники МПФС 2 в этом
случае являются частью ЗС, образуя стенки связанных
резонаторов 4. Если используют спиральную ЗС, она раз-
мещается внутри осевых отверстий полюсных наконечни-
ков МПФС. Кольцевые магниты 1 изготовляют чаще всего
методами керамической технологии из магнитотвердых
бариевых ферритов (ферроксдюров). Электронный поток
как бы «пульсирует» вдоль оси ЗС; он расширяется внутри
полюсного наконечника и сужается между полюсами. Пра-
вильную юстировку и подбор необходимого значения маг-
нитного поля осуществляют при сборке прибора. На
рис. 13.28 изображен внешний вид лампы прямой волны
(ЛБВ) средней мощности сантиметрового диапазона волн
с МПФС. Использование МПФС сильно уменьшает поля
401
рассеяния, наводимые магнитной системой вокруг прибора.
Фактически прибор становится самоэкранированным. Од-
нако внешние магнитные поля, наводимые сторонними ис-
точниками, могут сильно воздействовать на работу лампы
с МПФС. Отсутствие полей рассеяния, компактность МПФС,
использование в качестве основного материала ферроксдю-
ров, имеющих удельную плотность примерно вдвое ниже,
чем металлические магнитотвердые материалы, — все это
приводит к тому, что масса ЛБВ с такой фокусировкой
снижается не менее чем на порядок по сравнению с прибо-
рами той же выходной мощности с соленоидами. Значи-
тельно упрощается и конструкция всего передатчика.
Рис. 13.29. Магнитная система пакетированной ЛОВ типа О (а) и
внешний вид ЛОВ с такой магнитной системой (б):
I — подковообразные фокусирующие магниты; 2 — магнитомягкие наконеч-
ники; 3 — корпус лампы с цоколем и мягкими выводами; 4 — коллектор
с радиатором; 5 — коаксиальный вывод энергии
В пакетированных ЛОВ О-типа, а также клистронах
применяют магнитные системы с однородным полем, созда-
ваемым на оси прибора постоянными магнитами подко-
вообразной, стержневой, а иногда и кольцевой формы
(рис. 13.29). Постоянные магниты обычно объединены
в общий узел литой силуминовой рубашкой.
В приборах М-типа постоянное магнитное поле направ-
лено ортогонально постоянному электрическому полю, дей-
ствующему между анодом и катодом.
402
В большинстве случаев индукция постоянного магнитного поля вы-
бирается так, чтобы выполнялось соотношение
1,5 s£ <Оц/<о -< 2,5,
чему соответствует
В = (1,5 4-2,5) • 10 V/2,8,
где рабочая частота выражена в МГц, а В — в Тл.
Более высокие значения магнитной индукции характерны для
приборов больших уровней выходной мощности. В десятисантиметро-
вом диапазоне обычно В =
= 0,15-г- 0,25 Тл, в трехсан-
тиметровом — 0,4 — 0,7 Тл, в
миллиметровом диапазоне ин-
дукция магнитного поля увели-
чивается до 3 Тл.
Протяженность прибо-
ров М-типа в направлении
приложения постоянного
магнитного поля ограниче-
на и связана с рабочей
длиной волны. Обычно этот
размер корпуса прибора
(без учета длины катодного
вывода и трубки откачки)
ненамного превышает тол-
щину анодного блока /а и
лежит в пределах от 1 до
1,5л0. Таким образом, про-
порциональное росту час-
тоты увеличение требуе-
мого магнитного поля со-
провождается уменьшением
длины немагнитного зазо-
ра, в котором это поле
должно создаваться, а так-
же площади его попереч-
ного сечения. Для прибо-
ров М-типа немагнитный
объем относительно невелик
одинаковыми размерами по
В настоящее время приборы М-типа выпускаются паке-
тированными, при этом в их конструкции используют по-
стоянные магниты. Масса магнитной системы составляет
70—90% общей массы прибора, стоимость ее может со-
ставлять половину стоимости пакетированного прибора.
Рис. 13.30. Магнитные системы при-
боров типа М со стержневыми (а, в),
рогообразным (б), подковообразным
(г) постоянными магнитами:
I — постоянные магниты; 2 — магни-
топровод; <3—магнитом ягкие полюсные
наконечники; 4 — магнитомягкие шун-
ты; 5 — магнитомягкие полюсные на-
конечники. встроенные в корпус при-
бора
и характеризуется примерно
всем трем направлениям.
403
Тем не менее это гораздо выгоднее, чем использование чрез-
вычайно громоздких и тяжелых электромагнитов, требую-
щих как источников питания, так и систем охлажде-
ния.
Основным материалом для изготовления постоянных
магнитов приборов М-типа до настоящего времени явля-
ются магнитотвердые сплавы с высокими значениями коэр-
цитивной силы Нс и остаточной индукции Вг системы желе-
зо — никель — кобальт — алюминий. Наиболее часто при-
меняются сплавы ЮНДК 24 (для подковообразных магни-
тов), ЮНДК 25А и ЮНДК 25БА (для прямолинейных или
слабо изогнутых магнитов), ЮНДК. 35 Т5. Изделия из этих
сплавов могут быть получены только литьем с последующей
термомагнитной обработкой. Поэтому магниты сложных
конфигураций изготовляют обычно из нескольких отливок,
скрепляемых силуминовой рубашкой. Так как материал
магнитов очень тверд и хрупок, крепежные отверстия пре-
дусматривают заранее еще в отливках, в них запрессовы-
вают стальные пробки, в которых можно просверлить от-
верстие и при необходимости нарезать резьбу.
В последнее время промышленность осваивает изготов-
ление постоянных магнитов из сплава самария с кобальтом
(SmCo5). Этот материал обладает максимальной магнитной
энергией в 2—3 раза большей, чем у лучших сплавов си-
стемы ЮНДК, что позволяет существенно снизить массу
и габариты магнитных систем. Однако пока этот материал
очень дорог.
На рис. 13.30 приведены наиболее распространенные
схемы конструкций магнитных систем для мощных прибо-
ров М-типа, в которых используют постоянные магниты
стержневой, рогообразной и подковообразной форм. Маг-
нитные системы, показанные на рис. 13.30, а, г, имеют
в полюсных наконечниках отверстия, через которые про-
пускают катодные выводы и трубки для откачки приборов
(штенгели). Система (рис. 13.30, б) предназначена для при-
бора с катодным и накальным выводами через траверсы,
ортогональные к его оси. Для линейных усилителей М-типа
применяют системы, аналогичные изображенной на
рис. 13.30, в. Для изменения магнитного поля в магнитных
системах предусматривают шунты из магнитомягкой стали,
с помощью которых можно перераспределять магнитный
поток. Вместо систем с подковообразными магнитами
(рис. 13.30, г) часто используют цельнолитые Ф-образные
(рис. 13.31).
404
При конструировании магнитных систем целесообразно
для уменьшения влияния различных приборов друг на
друга делать их экранированными. Это весьма существенно,
например, при конструировании АФАР. Примеры построе-
ния таких экранированных магнитных систем для малогаба-
ритных приборов М-типа изображены на рис. 13.32. В си-
стеме (рис. 13.32, б) использованы кольцевые самарий-ко-
бальтовые магниты с радиальным намагничиванием.
Рис. 13.32. Экранированные
магнитные системы для мало-
габаритных приборов типа М:
/—постоянные магниты; 2—по-
люсные наконечники; 3 — маг-
ннтопровод — экран; 4 — отвер-
стия для катодных выводов и от-
качных трубок; 5 — отверстие
для вывода энергии
Рис. 13.31. Магнетронный
генератор с Ф-образной маг-
нитной системой:
I — механизм перестройки маг-
нетрона; 2 — корпус магнетрона;
3 _ ф-образный магиит; 4 —
крепежные шпильки; 5 — ребра
радиатора; 6 — основание; 7 —
катодный вывод; 8— коаксиаль-
ный вывод энергии; 9—волно
воднокоаксиальиый переход
Магнитные системы ферритовых развязывающих прибо-
ров предназначены для намагничивания ферритовых вкла-
дышей.
Для У-циркуляторов характерны системы типа изобра-
женных на рис. 13.32, а, но без осевых отверстий. В резо-
405
нансных вентилях и фазовых циркуляторах используют
магнитные системы, аналогичные приведенной на
рис. 13.30, в. В развязывающих приборах высокого уровня
мощности, например фазовых циркуляторах, применяют
электромагниты. Продольное магнитное поле в волновод-
ных фазовращателях и циркуляторах на эффекте Фарадея,
используемых в миллиметровом диапазоне длин волн, соз-
дается, как правило, соленоидами.
Глава 14
РАЗВЯЗЫВАЮЩИЕ ПРИБОРЫ
ПЕРЕДАТЧИКОВ СВЧ
§ 14.1. РОЛЬ РАЗВЯЗЫВАЮЩИХ ПРИБОРОВ
В ПЕРЕДАТЧИКАХ СВЧ
Ферритовые развязывающие приборы являются невзаим-
ными устройствами, в которых электромагнитная энергия
со входа на выход передается практически без потерь и
почти не проходит с выхода на вход, поглощаясь в самом
приборе или в специальной нагрузке. Таким образом вход
оказывается развязанным с выходом. Нёвзаимные свойства
развязывающих приборов обусловлены свойствами намаг-
ниченного феррита.
Применение развязывающих приборов в передатчиках
СВЧ не только значительно улучшает параметры передат-
чиков, но и позволяет реализовать принципиально новые
схемы и использовать новые генераторные приборы. Рас-
смотрим наиболее характерные случаи использования раз-
вязывающих приборов.
При работе генератора на нагрузку стабильность ча-
стоты, фазы и отдаваемой мощности существенно зависит
от параметров нагрузки и от их изменения во времени.
В тех случаях, когда нагрузка недостаточно согласована
с фидерным трактом, а его длина от генератора до нагрузки
велика, генератор работает нестабильно даже при неизмен-
ных параметрах нагрузки (эффект длинной линии). Ради-
кальным средством устранения любого влияния нагрузки
на генератор является включение в фидерный тракт развя-
зывающего прибора на выходе генератора. Без развязы-
вающих приборов сложно создавать многокаскадные уси-
лители мощности, а реализация усилительных цепочек на
406
мощных приборах типа ЛБВ и амплитронов практически
невозможна. Без применения циркуляторов невозможно
использование двухполюсных генераторных приборов (дио-
дов Ганна, ЛПД). Встраивание развязывающих приборов
внутрь электровакуумных генераторных приборов некото-
рых типов позволяет улучшать их параметры.
В качестве развязывающих приборов используют фер-
ритовые вентили — невзаимные четырехполюсники, или
циркуляторы — невзаимные 2п полюсники, где п — число
плеч циркулятора. Циркуляторы обычно используют в вен-
тильном режиме, когда в одно из плеч включена согласо-
ванная нагрузка, в которой поглощается энергия отражен-
ной от выхода волны. В вентиле энергия обратной волны
поглощается в самом приборе.
Вентили характеризуются следующими параметрами:
прямыми потерями (прямое затухание) Lnp, определяю-
щими поглощение (малое) энергии, передаваемой в прямом
направлении; обратными потерями (обратное затухание)
Лоб, определяющими поглощение (большое) энергии, пере-
даваемой в обратном направлении — коэффициен-
том стоячей волны, определяющим степень согласования
входа и выхода. Эти параметры обычно задают в полосе
рабочих частот.
В циркуляторах, имеющих три плеча и более, энергия
передается из входного плеча только в одно выходное,
остальные плечи — развязаны. Циркулятор характери-
зуется параметрами: вносимыми потерями LBH, развязкой
£раз, ^стУ- Параметры также задаются в полосе рабочих
частот.
У современных развязывающих приборов
Бпр, LBB^0,5 дБ; БОб. ^раз^20 дБ; КстУ^1,2.
В зависимости от условий эксплуатации и конструкции
передатчика развязывающие приборы характеризуют также
допустимым уровнем средней и импульсной мощности; ин-
тервалом рабочих температур; допустимыми механическими
воздействиями; надежностью; сроком службы; габаритами
и массой.
*' Для характеристики вентиля используют также параметр
В — L0$lLa9, который называется вентильным отношением.
407
§ 14.2. ОСНОВНЫЕ ТИПЫ РАЗВЯЗЫВАЮЩИХ
ПРИБОРОВ И ИХ ОСОБЕННОСТИ
Если в феррите действует магнитное поле Н = Но + h&at,
где Но — постоянная, а /ie'a/ — переменная составляющие
этого поля, причем Но направлена по оси z прямоугольной
системы координат х, у, г, то связь между векторами индук-
ции и напряженности СВЧ магнитного поля может быть
записана в виде
b = ЦоИ/1,
где
-jk О
ц О
О Цз
ц==
тензор магнитной проницаемости феррита. Из кососиммет-
ричности тензора ц (различные знаки у недиагональных
членов) следует, что можно создавать ферритовые невзаим-
ные приборы. Компоненты тензора — величины комплекс-
ные, т. е. ц — ц' — /р"; k = k' — jk", Цз = цз — /р-з, так
же как и относительная диэлектрическая проницаемость
феррита еф = бф — /бф, причем р.", k", рз определяют маг-
нитные, а бф — диэлектрические потери в феррите. Когда
величины ц", цз, бф невелики, будем считать, что р~р.';
k ~ k'\ ц3 ~ цз ~ 1 и бф ~ 8ф. Компоненты тензора р. на-
магниченного до насыщения феррита определяются соотно-
шениями
../ _ 1 , (а2- 1) КТ + б'2 + 26//Т+^ _ ~ . ра .
Н— (а2 _ 1 )2 + 4а2б2/( 1 + б2) 1Та2_1>
л/__________(о2—1)Р _ Р .
(а2-1)2+4а262/(1 4- 62)~ а2—1 ’
= йр(а2+1)_____. (14 П
Н (а2_1)2-|_4а2§2/(1+§2)-
___________26ра________.
(а2—1)2 + 4а262/(1 +62) ’
a = Ytfo/(f/T + 6^Y#o/f;
6 = v &H/f,
где 6 = 10“3 — IO-2 — фактор Ландау—Лифшица, опреде-
ляющий магнитные потери в феррите; р и ст — соответ-
408
ственно относительные намагниченность феррита (0 < р <
<С 4) и внутреннее постоянное поле подмагничивания (0 <
< о < 4); у = 35,17 МГц/кА — гиромагнитное отношение;
М — намагниченность феррита (в намагниченном до насы-
щения феррите М = Ms, где — намагниченность насы-
щения); &Н — ширина кривой поглощения ферромагнит-
ного резонанса.
Если СВЧ магнитное поле в ферритовой среде имеет
круговую поляризацию в плоскости, перпендикулярной
направлению подмагничивающего поля, то магнитные про-
ницаемости для волн с противоположными направлениями
вращения являются скалярными и для правополяризован-
ной волны (если смотреть по направлению поля Но) вектор
магнитного поля h вращается по часовой стрелке:
Р+ = р- k = 1 +p/(s> — 1),
для левополяризованной волны —
Н- = p + * = 1 +р/(ст-Ь 1).
В расчетных соотношениях для ряда ферритовых при-
боров используют также в качестве параметров *>
£/р~ —р/(ст2 + ро—1); (14.2)
Hi = (P2-&2)/P^ 1 +р(р + <у)/(<з2 + ро- 1), (14.3)
где р^ — относительная магнитная проницаемость попе-
речно (перпендикулярно направлению распространения
электромагнитной волны) намагниченного феррита — ска-
лярная величина. Если феррит не насыщен, то приближен-
но выражения (14.2) и (14.3) можно записать в виде
|£/р|~р; (14.4)
0,9 —р2. (14.5)
Зависимости компонентов р от аир (рис. 14.1, а, б)
обусловлены спецификой взаимодействия СВЧ магнитного
поля с намагниченным ферритом.
Характерно, что изменение величин р', k', р", k" и р_|£,
р+ в области значения а = аи ~ 1 и величин (А/p), р'^ и
(Л/р)", pj_ в области значений о = ~pr(p/2)2+ 1—р/2
носит резонансный характер. Первая область называется
областью продольного, а вторая — областью п о-
перечного ферромагнитного резона н-
*’ Выражения (14,2) и (14,3) приведены для 6=0,
409
с а для случая безграничной ферритовой среды *>. Вели-
чины р/ и ц" при изменении о меняются монотонно. В развя-
зывающих приборах, где используют ферритовые образцы
конечных размеров, резонансное значение внутрен-
него подмагничивающего поля зависит от формы образца
и его ориентации и лежит в пределах
о± = К(р/2)2+ 1 — р/2< о < 1 = ст.
Резонансную область характеризуют шириной кривой
поглощения АН (рис. 14.2).
Область значений ст, меньших резонансного значения,
исключая область резонансных
Рис. 14.1. Зависимости компонен-
тов тензора магнитной проница-
емости феррита от относительного
подмагничивающего поля о:
а—для действительных; б— для мни-
мых компонентов
потерь, называют доре-
зонансной, а соот-
ветствующую область зна-
чений ст, больших резо-
нансного значения, —
зарезонансной.
Рис. 14.2. Зависимость потерь
в феррите от подмагничиваю-
щего поля на различных час-
тотах
В дорезонансной области следует выделить область нена-
сыщенного феррита (на рис. 14.1 граница показана пункти-
ром), в которой намагниченность М <М{и области с отри-
цательным значением
1 -р<ст<У(р/2)2+ 1 — p/2 = CTj .
В соответствии со значением подмагничивающего поля
все развязывающие приборы принято делить на дорезонанс-
*’ При продольном резонансе направление подмагничивающего
поля совпадает с направлением распространения электромагнитной
волны, при поперечном резонансе оно перпендикулярно последнему.
410
ные, резонансные и зарезонансные. Дорезонансные
приборы — это циркуляторы и вентили со смещением
поля. Резонансные приборы — вентили, в ко-
торых используется явление ферромагнитного резонанса.
Зарезонансные приборы — это циркуляторы
(чаще всего У-циркуляторы). Возможность и целесообраз-
ность использования той или иной области подмагничива-
ющих полей и того или иного типа развязывающего прибора
определяется: средней длиной волны Хо (или средней часто-
той /0); полосой рабочих частот; импульсной мощностью;
средней мощностью; массогабаритными характеристиками.
Средняя частота /0 во многих случаях является опреде-
ляющим фактором, так как возможность реализации раз-
вязывающего прибора в той или иной области подмагничи-
вающих полей связана с частотной зависимостью потерь
в феррите (рис. 14.2). Кроме резонансных потерь (области
II), обусловленных ростом р", k" или (£/р)" и и" в области
резонанса, в ненасыщенном феррите имеют место так на-
зываемые потери в «слабых полях» (область I), которые не
учитываются выражениями (14.2). Эти потери, вызванные
как естественным ферромагнитным резонансом в локаль-
ных областях, где вследствие анизотропии ненасыщенного
феррита внутреннее поле может достигать резонансного
значения, так и колебаниями стенок доменов, возрастают
с уменьшением частоты. В то же время область резонансных
потерь с уменьшением частоты смещается в сторону мень-
ших подмагничивающих полей. При достаточно малых ча-
стотах (/~ 0,75 4- 1,5 ГГц для различных марок ферри-
тов) области потерь в слабых полях и резонансных потерь
сливаются в единую область. Поэтому дорезонансные при-
боры с приемлемым уровнем потерь могут быть реализо-
ваны только в высокочастотной области СВЧ-диапазона.
Несколько ниже лежит низкочастотная граница резонанс-
ных вентилей (0,4—1 ГГц и, наконец, зарезонансные при-
боры с допустимым уровнем потерь могут быть реализованы
вплоть до частот 0,1—0,2 ГГц.
Широкополосность развязывающих приборов ограниче-
на дисперсией электромагнитной волны в фидерном тракте,
а также частотной зависимостью тензора магнитной прони-
цаемости феррита. Дисперсия волны приводит к тому, что
оптимальная структура электромагнитного поля, необхо-
димая для создания того или иного развязывающего при-
бора в месте расположения ферритового образца, имеет
место только в сравнительно узком диапазоне частот (на-
411
пример, положение плоскости круговой поляризации СВЧ
магнитного поля в прямоугольном волноводе). При изме-
нении частоты в широких пределах структура поля суще-
ственно меняется, что приводит к ухудшению параметров
развязывающего прибора даже при оптимальных параметрах
феррита. Следует отметить также, что для фидерных трак-
тов с большой дисперсией (прямоугольный, круглый вол-
новоды) рабочая полоса частот ограничена одномодовым
режимом работы. Для прямоугольного волновода, напри-
мер, практически используемое перекрытие по частоте
fmax/fmin 1,5. На основе фидерных трактов с малой дис-
персией (полосковых, микрополосковых, коаксиальных)
можно строить широкополосные приборы. Однако здесь
необходимо принимать специальные меры для создания
требуемой структуры электромагнитного поля, что в общем
случае является сложной задачей.
Частотная зависимость компонентов тензора магнитной
проницаемости также существенно влияет на широкопо-
лосность развязывающих приборов. Для резонансных вен-
тилей полоса рабочих частот в простейшем случае даже
при оптимальной структуре поля определяется шириной
резонансной кривой. Для развязывающих приборов типа
У-циркуляторов ширина рабочей полосы пропорциональна
отношению &/р. Максимальные значения этих величин
наблюдаются в дорезонансной области подмагничивающих
полей (й/р > 1), за резонансом | £/ц | < 0,1 -ь 0,3. Поэтому
наиболее широкополосными У-циркуляторами (с перекры-
тием по частоте 2 : 1 и более) являются дорезонансные;
зарезонансные У-циркуляторы имеют, как правило, полосу
рабочих частот не более 10—20 %.
Значение импульсной мощности во многих случаях мо-
жет явиться определяющим при выборе типа прибора. При
достаточно большой мощности (в импульсе) возможны элек-
трический пробой прибора и нелинейные явления в феррите.
Причины возникновения электрического пробоя и способы
его устранения являются общими для устройств, работаю-
щих на высоком уровне мощности, поэтому здесь рассмат-
риваться не будут. Нелинейные явления, которые обуслов-
лены возбуждением спиновых волн в феррите, появляются
при превышении (по мере увеличения мощности Р) неко-
торого порогового значения амплитуды СВЧ магнитного
поля
'CoP = vj/^. (И-6)
412
где АНК — ширина кривой поглощения спиновых волн.
Энергия спиновых волн передается кристаллической ре-
шетке и выделяется в виде теплоты, т. е. в феррите проис-
ходят дополнительные потери. Нелинейные явления прояв-
ляются при Р > Рпор в дорезонансной и в резонансной
областях. В дорезонансной области появляется дополни-
тельный пик потерь, в резонансной — происходит ушире-
ние резонансной кривой, причем ее максимум уменьшается
(рис. 14.3). Как следует из выражения (14.6), Лпор, опреде-
ляемое параметрами феррита, может быть несколько увели-
чено за счет применения спе-
циальных марок ферритов.
Однако увеличение АН и &
уменьшение Ms может при-
вести к ухудшению других
параметров прибора: к росту
потерь, к снижению термо-
стабильности и т. д. Увели- п „
чение АНК также имеет фи- мощности на ход зависимости
зический предел. Следует от- потерь в феррите
метить, что связь /гпор с по-
роговой мощностью Р„ор в каждом конкретном случае оп-
ределяется типом фидера и амплитудой СВЧ магнитного
поля в области, где размещен ферритовый образец.
Нелинейные явления могут возникать и при достаточно
высоком уровне непрерывной мощности. Однако в боль-
шинстве случаев определяющими при непрерывной работе
являются тепловые явления, связанные с выделением боль-
шого количества теплоты в ферритовых образцах и их разо-
гревом. Разогрев приводит, как правило, к уменьшению
намагниченности феррита и ухудшению невзаимных свойств
приборов, а при недостаточно эффективном охлаждении
может привести даже к механическим повреждениям —
растрескиванию ферритовых образцов (из-за разницы между
температурными коэффициентами линейного расширения
феррита и металла). Перегрев может вызвать также тепло-
вой пробой, который обычно приводит к полному разруше-
нию ферритов.
С точки зрения обеспечения работы на максимальном,
уровне средней мощности предпочтительны циркуляторы.
В них энергия обратной волны поглощается специальной
нагрузкой, а не самими ферритовыми образцами, кроме
того, последние могут иметь развитую, хорошо охлаждае-
мую, поверхность при сравнительно небольшой толщине
413
(фазовые циркуляторы и /-циркуляторы с секционирован-
ными тонкими ферритовыми образцами).
На высоком уровне непрерывной мощности, особенно
в дециметровом диапазоне длин волн, используют резо-
нансные вентили, отличающиеся простотой конструкции.
Однако в этих приборах энергия отраженной волны погло-
щается в сравнительно небольшом объеме ферритовых об-
разцов со стороны, обращенной к нагрузке. Это должно
быть учтено при проектировании таких приборов.
Массогабаритные характеристики развязывающих при-
боров существенно зависят от значения необходимого под-
магничивающего поля, так как на долю магнитной системы
приходится значительная часть объема и всей массы при-
бора. Это в первую очередь относится к развязывающим
приборам миллиметрового, дециметрового и метрового диа-
пазонов волн, а также к приборам, предназначенным для
работы в интегральных схемах СВЧ низкого и среднего
(до нескольких Десятков ватт) уровней мощности. В при-
борах высокого уровня мощности (ВУМ) наличие системы
охлаждения существенно снижает долю массы магнитной
системы в общей массе прибора. Кроме того, такие приборы
используют обычно в стационарных системах, и поэтому
требования к их массе и габаритам менее жесткие.
Общие рекомендации по применению ферритовых раз-
вязывающих приборов можно сформулировать следующим
образом.
1. В качестве развязывающих приборов высокого уров-
ня импульсной (до нескольких мегаватт) и непрерывной
(до нескольких киловатт) мощности в сантиметровом и ко-
ротковолновой части дециметрового диапазонов длин волн
целесообразно использовать фазовые циркуляторы, /-цир-
куляторы, резонансные вентили на основе прямоугольных
волноводов, полосковые приборы на основе симметричной
полосковой линии увеличенной высоты (/-циркуляторы и
резонансные вентили с гребенчатым центральным провод-
ником). Последние два типа приборов можно использовать
также в длинноволновой части дециметрового диапазона.
2. В качестве широкополосных развязывающих прибо-
ров (с перекрытием по частоте 2 : 1 и более) используют
циркуляторы и вентили со смещением поля, работающие,
как правило, при магнитных полях в области значений
pj ~O. Для получения перекрытия по частоте 3 : 1, 4 : 1
и более в полосковых вентилях со смещением поля приме-
няют слоистые ферритовые вкладыши с различной намаг-
414
ниченностью насыщения и при неоднородном намагничи-
вании. Полосковые конструкции таких приборов работают
на низком (менее 1 Вт) уровне мощности из-за нелинейных
явлений и плохого охлаждения, вследствие использования
ферритовых образцов достаточно большой толщины. Доре-
зонансный режим работы таких приборов ограничивает
низкочастотную границу их реализации частотами порядка
1 ГГц.
3. Развязывающие приборы для интегральных схем
СВЧ работают на низком и среднем уровне мощности и
обычно выполняются на основе микрополосковой линии.
В сантиметровой и коротковолновой части дециметрового
диапазона длин волн используют дорезонансные циркуля-
торы, как правило, на сплошной ферритовой подложке
с подмагничиванием области полоскового разветвления.
Такие приборы отличаются компактностью конструкции,
малыми массой и габаритами и достаточно широкой полосой
рабочих частот. В длинноволновой части дециметрового
диапзона применяют зарезонансные У-циркуляторы на
диэлектрической подложке со встроенным ферритовым об-
разцом, имеющим чаще всего форму диска. Такая конструк-
ция обеспечивает сравнительно небольшой уровень потерь
при приемлемых массе и габаритах магнитной системы.
В средней части дециметрового диапазона могут использо-
ваться микрополосковые резонансные шлейфные вентили,
не уступающие зарезонансным У-циркуляторам по уровню
потерь и имеющие меньшую массу и габариты магнитной
системы. Развязывающие приборы для интегральных схем
СВЧ могут работать до уровней средней мощности порядка
единиц ватт, а при охлаждении — до ста ватт.
§ 14.3. РЕЗОНАНСНЫЕ ФЕРРИТОВЫЕ ВЕНТИЛИ
Резонансные вентили находят широкое применение и
выполняются обычно на основе прямоугольного волновода
или полосковой линии. Эти приборы отличаются конструк-
тивной простотой, технологичностью, надежностью, хоро-
шими электрическими характеристиками, в них можно
обеспечить эффективный отвод теплоты, выделяющейся
в ферритовых образцах. Принцип работы резонансных
вентилей основан на невзаимном поглощении в намагни-
ченном феррите энергии волн с разным направлением вра-
415
щения вектора СВЧ магнитного поля. Поэтому для созда-
ния таких приборов на основе конкретного фидера необ-
ходимым является наличие в нем областей с круговой
(или с эллиптической, но близкой к круговой) поляризацией
СВЧ магнитного поля.
В прямоугольном волноводе с волной Hw (рис. 14. 4, а)
круговая поляризация имеет место в плоскостях, парал-
лельных узким стенкам волновода и расположенных сим-
метрично относительно его середины на расстоянии
х0 = arctg У1 — (Х/2а)2/(Х/2а).
Направление вращения вектора магнитного поля в этих
плоскостях меняется на обратное при изменении направле-

Рис. 14.4. Конструктивные схе-
мы резонансных вентилей в
прямоугольном волноводе:
а — Н-вентиль; б — Е-вентилъ; / —
. ферритовые вкладыши
ния распространения элек-
тромагнитной волны. Если в
волноводе поместить намагни-
ченные до резонансного зна-
чения поля ферритовые пла-
стины так, как это показано
на рис. 14.4, то потери в них
для волн с различным на-
правлением распространения
различны (малы для одного
и велики для другого), т. е.
такой прибор является резо-
нансным вентилем.
Ферритовые пластины мо-
гут быть расположены либо
в плоскости И [Я-вентиль
(рис. 14.4, а)], либо в плоскос-
ти Е [Е-вентиль (рис. 14.4,6)1.
Ориентация ферритовых пла-
стин определяет отличия как
мости этих приборов, так и
частотных пределов примени-
уровней рабочей мощности. Пос-
леднее связано с возможностью интенсивного отвода теплоты
в //-вентиле при хорошем тепловом контакте между широ-
кой плоскостью ферритовой пластины и волноводом. Раз-
личие же частотных пределов применимости обусловлено
различием в значениях внутреннего и внешнего подмагни-
чивающих полей. Внешнее значение резонансного поля
ферритового образца, имеющего форму эллипсоида враще-
ния и намагниченного по оси z, определяется формулой
416
Киттеля, которую можно представить в следующем виде:
oeP = V (^4L-p2+1+i^-i—(14.7)
где <тер = yHelf — относительно резонансное внешнее под-
магничивающее поле; Nх, Ny, N, — размагничивающие
факторы по соответствующим осям, причем Nx + Ny +
+ Nz = 1. Тонкие длинные ферритовые пластины можно
считать предельным случаем вырождения эллипсоида.
Для 77-вентиля Nг ~ 1; Nx ~ ~ 0; <тр ~ 1 + р; о~1.
Для Е-вентиля
A^l; =
Таким образом, в случае тонких пластин внутреннее
поле в /7-вентиле соответствует значению поля при про-
дольном ферромагнитном резонансе er,, = 1, а в Е-вентиле —
значению поля при поперечном ферромагнитном резонансе
<4. = ]/"+ 1 - р/2 < 1.
Большое значение этого поля для //-вентиля позволяет
уменьшать потери в слабых полях, благодаря чему длинно-
волновая граница этих приборов находится в дециметровом
диапазоне длин волн. Для Е-вентилей эта граница лежит
в сантиметровом диапазоне.
Остановимся несколько подробнее на вопросах расчета
и конструирования //-вентилей, которые достаточно ши-
роко используют при работе на ВУМ в дециметровом диа-
пазоне.
1. Выбор марки феррита. Чтобы исключить потери в сла-
бых полях, намагниченность насыщения феррита должна
удовлетворять условию
М, f min/Y /7а>
где /min — минимальная частота рабочего диапазона, кото-
рый обычно не превышает ±10—15 % от среднего значе-
ния, /7а — поле анизотропии выбранной марки феррита.
При работе на высоком уровне импульсной мощности
необходимо, чтобы значение порогового поля /inop было
как можно больше. Кроме этого, целесообразно использо-
вать марку феррита с более высокой температурой Кюри,
в значительной степени определяющей термостабильность
прибора и его работоспособность на высоком уровне сред-
ней мощности.
14 М. В. Вамберский и др
417
2. Определение размеров ферритовой пластины. Попереч-
ные размеры пластины 2m и п (рис. 14.4) наряду с х0 опре-
деляют погонные потери (прямые и обратные) и вентиль-
ное отношение. С другой стороны, выбор этих размеров за-
висит от теплового режима, на который влияют в свою
очередь как погонные потери, так и уровни проходящей
и отраженной мощности.
Ширину пластины 2m обычно выбирают в пределах
(0,2 -т- 0,4) а, причем чем больше уровень мощности, тем
шире должна быть пластина.
Толщину пластины п выбирают в пределах (0,05 -? 0,1) Ь,
причем чем выше уровень средней мощности, тем меньше
должна быть п.
Рис. 14.5. Конструктивная схема резонансного вентиля в
коньковом коаксиальном волноводе
Длину пластины определяют, исходя из требуемого
уровня (в первую очередь) обратных и прямых потерь.
Обычно длина равна (1 2) Хв, где Хв — длина волны в вол-
новоде, соответствующая Хо. При этом получают обратные
потери Lo6 > 20 дБ и прямые — Lnp = 0,5-4- 1 дБ во всем
диапазоне рабочих частот. После выбора размеров пла-
стины следует провести расчет ее теплового режима и в слу-
чае необходимости внести коррекцию в ее размеры. В вен-
тилях дециметрового диапазона длин волн, работающих
на БУМ, ферритовые вкладыши обычно состоят из после-
довательности отдельных элементов длиной 20—40 мм,
которые припаивают к волноводу друг за другом. Такая
конструкция позволяет уменьшать механические напря-
жения, возникающие из-за различия в температурных
коэффициентах расширения феррита и материала волно-
вода.
418
3. Согласование вентиля. Если пластины достаточно
тонкие, обычно не надо принимать специальные меры по
согласованию прибора. При необходимости могут быть
использованы либо плавные скосы ферритовой пластины
по толщине, либо ступенчатое уменьшение размеров к ее
концам.
4. Расчет магнитной системы вентиля. Значение внеш-
него подмагничивающего поля определяют по выражению
(U.7).
В области дециметровых волн на среднем и высоком
уровнях мощности иногда целесообразно применять резо-
нансные вентили, выполненные на основе конькового
коаксиального волновода (рис. 14.5), поперечное
сечение которого представляет собой коаксиальную линию
с металлической перегородкой («коньком») между наруж-
ным и внутренним проводниками. Такую конструкцию
особенно целесообразно использовать в тех случаях, когда
фидерный тракт передатчика выполнен на основе коакси-
ального волновода. В этом случае сравнительно просто мо-
жет быть сделан переход от коаксиального к коньковому
коаксиальному волноводу. В первом приближении конь-
ковую коаксиальную линию можно рассматривать как
свернутый в кольцо прямоугольный волновод. Поэтому
большинство общих соотношений и рекомендаций для вен-
тиля в прямоугольном волноводе справедливы и в этом
случае.
Так же как и в прямоугольном волноводе, в коньковом
коаксиальном волноводе имеются две поверхности, соответ-
ствующие круговой поляризации вектора СВЧ магнитного
поля. Эти поверхности криволинейные и определяются
уравнением
tg(0/2) = 2Aep/yr(2n/X)2 — k2c, (14.8)
где 9 — угол, отсчитываемый от металлической перего-
родки; р — текущий радиус; d < 2р < £>; kc = 2лДкр;
Хкр — критическая длина волны конькового коаксиального
волновода, может быть определена из отношения:
kcD — tg(kcD/2) _ kcd—ig(ked/2') ,Ул „
1+fecDtg(^D/2) 1 + kcd tg {kcd 2) '
Геометрические размеры конькового коаксиального вол-
новода целесообразно выбирать таким образом, чтобы поло-
жение поверхности круговой поляризации у наружного
14* 419
Рис. 14.6. Конструк-
тивная схема резона-
нсного вентиля в по-
лосковом волноводе о
гребенчатой замедля-
ющей структурой
проводника располагалось под углом 90’ относительно
перегородки. В этом случае в коньковом коаксиальном
волноводе можно расположить две ферритовые пластины
при одном и том же направлении подмагничивающего поля
(рис. 14.5). В реальных конструкциях d обычно выбирают
в пределах (0,3 н- 0,33) Хо, a D определяют из совместного
решения (14.8) при е =90°, 2р =
= D и (14.9).
Переход на коаксиальный волно-
вод может быть плавным или ступен-
чатым. Конструкция плавного пере-
хода показана на рис. 14.5. Длина
перехода в этом случае равна Ао/2,
а высота перегородки плавно умень-
шается до нуля. Углы ря и 6Я могут
быть определены из соотношений
₽„ = arctg[(d-c)/X0];
6Я = 2 arctg (10z»/)38 tg ₽я/2),
где Zo — волновое сопротивление ко-
аксиального волновода.
Полосковые и микро-
полосковые резонансные
вентили отличаются компактно-
стью конструкции, небольшой массой
и габаритами по сравнению с вол-
новодными, что особенно существен-
но в дециметровом диапазоне длин
волн. В таких вентилях прежде всего
необходимо искусственно создавать
области с круговой поляризацией СВЧ
магнитного поля, поскольку в по-
с Т-волной это поле поляризовано
можно либо частично заполнять вол-
с большим значением е, либо исполь-
зовать полосковый проводник определенной формы.
Наиболее распространенной конструкцией полоскового
вентиля, широко использующегося в дециметровом диа-
пазоне при работе на ВУМ, является конструкция с г ре-
бенчатой замедляющей структурой
(«гребенкой») (рис. 14.6). Полосковый проводник 3, рас-
положенный между заземленными пластинами 1 симметрич-
ной полосковой линии, имеет ряд реактивных шлейфов
длиной I =- (0,1 -ь 0,125) Хо, расположенных с шагом А
лосковом волноводе
линейно. Для этого
новод диэлектриком
420
b/3. Ширина зазора между шлейфами примерно равна
ширине шлейфов. При такой форме полоскового провод-
ника в плоскости, перпендикулярной плоскости провод-
ника и отстоящей от места присоединения шлейфов на рас-
стояние Aj ~ 0,02 Ло, имеет место круговая поляризация
СВЧ магнитного поля. Ферритовые пластины 2 распола-
гают симметрично относительно этой плоскости. То, что
полосковый проводник имеет гребенчатую форму, приводит
к замедлению электромагнитной волны (коэффициент за-
медления равен 2—3) и к возможности уменьшить про-
дольные размеры ферритовых пластин и вентиля в целом
по сравнению с размерами вентилей в прямоугольном вол-
новоде. Так, для обеспечения обратных потерь при Тоб >
> 20 дБ в полосе частот 20—40 % длина ферритовой пла-
стины должна иметь размеры (0,5 -е 0,7) Ло. Ширину фер-
ритовых пластин 2т выбирают в пределах (0,05 -ь 0,1) Хо,
а толщину п ~ (0,1 -е 0,2) Ь.
W77
Ж
Рис. 14.7. Схемы выполнения полоскового проводника для
резонансных вентилей с реактивными шлейфами
При выборе марки феррита и при рассмотрении тепло-
вых явлений в данном случае справедливы те же соображе-
ния, что и для //-вентиля в прямоугольном волноводе.
Реализация резонансного вентиля с «гребенкой» в ми-
крополосковом варианте связана с технологическими и
конструктивными трудностями, возникающими при созда-
нии монолитных ферритодиэлектрических подложек.
В микрополосковом исполнении наиболее часто приме-
няют резонансные вентили с реактивными шлей-
фами (рис. 14.7). Два реактивных шлейфа, присоеди-
ненные к основному полосковому проводнику под углом
90°, обеспечивают, с одной стороны, согласование прибора,
так как реактивности шлейфов взаимно компенсируются
друг другом, а с другой — создают в месте сочленения по-
перечный ток, равный току в основном проводнике волно-
421
вода и сдвинутый относительно него по фазе и направлению
на 90°. Эти токи возбуждают в области сочленения СВЧ
магнитное поле с круговой поляризацией, куда помещают
цилиндрический ферритовый элемент диаметром (1 -и 3) W,
где W — ширина полоскового проводника. Достоинствами
такой конструкции являются простота, малые габариты.
Следует отметить, что при рассмотренных формах цен-
трального проводника нельзя получить оптимальных элек-
трических характеристик вентиля, поскольку из-за влия-
ния феррита и паразитных параметров (емкости) сочлене-
ния оптимальные значения, экстремумы обратных и пря-
мых потерь, а также К„и оказываются, как правило, раз-
несенными по частоте. Поэтому в реальных конструкциях
вентилей необходимо использовать дополнительные согла-
сующие реактивные элементы и трансформаторы полных
сопротивлений.
§ 14.4. ФЕРРИТОВЫЕ ЦИРКУЛЯТОРЫ
У-ц и р к у л я т о р ы, выполненные на основе прямо-
угольного волновода, применяют как на низком, так и
на высоком уровнях мощности в миллиметровом и санти-
метровом диапазонах длин волн. Эти приборы работают
в дорезонансной области подмагничивающих полей. Про-
стейшая конструктивная схема такого У-циркулятора
(рис. 14.8) включает в себя симметричное волноводное со-
членение в //-плоскости 1, цилиндрический ферритовый
вкладыш 2 и магнитную систему 3.
Рис. 14.8. Конструктивная схема У-циркулягора,
выполненного на основе прямоугольного волновода
Наиболее наглядно принцип работы такого прибора объ-
ясняется явлением дифракции плоской электромагнитной
422
волны на ферритовом круглом цилиндре. При этом распре-
деление электрического поля на внешней поверхности ци-
линдра, обусловленное суммой падающей и рассеянной
волн, зависит от его геометрических размеров и электри-
ческих параметров. При определенных значениях этих
параметров в случае ненамагниченного феррита (или диэ-
лектрика) дифракционная картина поля имеет вид, пока-
занный на рис. 14.9, а. Это распределение можно рассматри-
вать как суперпозицию двух азимутальных пространствен-
ных гармоник с равными амплитудами, распространяю-
щихся по поверхности цилиндра в противоположных на-
правлениях. Когда к цилиндру приложено внешнее поле,
фазовые соотношения между этими гармониками меняются * >,
и узлы дифракционной картины поля поворачиваются.
Рис. 14.9. Дифракционная картина элек-
трического поля на внешней поверхности
ферритового цилиндра:
а — в отсутствие подмагничивания (изотроп*
ный феррит), б — при значении подмагничи-
вающего поля соответствующем режиму цир-
куляции
При некотором значении подмагничивающего поля один
из узлов располагается по центру изолированного плеча
(рис. 14,9, б). При этом распределение электрического
поля, возбуждающего это плечо, соответствует нераспро-
страняющейся в нем волне Н20- В центрах входного и вы-
ходного плеч амплитуды электрического поля равны и
между плечами происходит передача энергии с малыми по-
терями При подаче энергии в выходное плечо она будет
*’ Строго говоря, при этом меняются и амплитудные соотношения,
однако чтобы не усложнять описание, этим фактом можно пренебречь.
Отменим лишь, что равенство амплитуд в этом случае можно восста-
новить изменением диаметра цилиндра.
423
передаваться в изолированное и т. д. Параметры циркуля-
торов Лраз и Lrh существенно зависят от согласования плеч.
Для симметричного У-циркулятора, дБ,
Лраз^201g
' ст U
L„H^201g^CTt/+1)2 +БФ,
^лстЦ
Рис. 14.10. Типичные частотные ха
рактеристики У-цнркулятора
где KZTu — коэффициент стоячей волны, одинаковый для
всех плеч симметричного У-циркулятора; —потери
в феррите.
Частотные характеристики такого У-циркулятора, при-
веденные на рис. 14.10, имеют резонансный характер, ра-
бочая полоса частот составляет обычно 3—5 %. Ориентиро-
вочный расчет парамет-
ров ферритового вкла-
дыша можно провести по
следующим приближен-
ным выражениям:
/?Ф = О,38Хо/1/ еф;
р~Кеф/(8,5/ёф- 14).
(14.10)
Обычно значение р,
найденное по выражению
(14.10), невелико и, как
правило, соответствует
ненасыщенному ферри-
ту. Поэтому внутреннее
поле Но должно опреде-
ляться по кривой намагничивания для выбранной марки
феррита. Значения внешнего подмагничивающего поля
могут быть определены из выражения
H' = Ho+NzM
и для относительных значений поля
ое = о + Nzp.
Для расширения полосы рабочих частот в волноводное
сочленение 2 (рис. 14.11) вводят дополнительные элементы.
Наиболее часто используют диэлектрические трансформа-
424
Рис. 14.11. Конструктивная схе-
ма У-циркулятора, выполнен-
ного на основе прямоугольного
волновода с дополнительными
элементами, расширяющими по-
лосу рабочих частот
торы в виде кольца 3, в отверстие которого вставлен ферри-
товый вкладыш 1. Наряду с этим могут быть использованы
дополнительные согласующие штыри 4. Наконец, ферри-
товый вкладыш может состоять из двух половин со специ-
ально подбираемым зазором А между ними. При этом по-
лоса рабочих частот может
быть увеличена до 20—30 %.
В общем случае расчет
таких приборов достаточно
сложен. Отметим только, что
при использовании состав-
ного ферритового вкладыша
ориентировочный расчет мож-
но производить по выраже-
ниям (14.10) с заменой еф на
. //Д Ь-Д\
еакв = 6 Д--—-),гдее-
относительная диэлектричес-
кая проницаемость материала
зазора. Подбирая размер
зазора в пределах Д/й =
= 0,1 ч-0,2, можно добиться
расширения полосы рабочих
частот до 10 —12 % без су-
щественного увеличения вно-
симых потерь.
Широкое применение при
работе на ВУМ в сантиметро-
вом и коротковолновой части
дециметрового диапазонов на-
ходят фазовые цирку-
ляторы. Приборы этого
типа могут работать на уровнях мощности до сотен киловатт
средней и нескольких мегаватт импульсной мощности.
Эта возможность определяется тем, что в циркуляторах,
как это отмечалось выше, в отличие от резонансных венти-
лей отраженная энергия поглощается не в ферритовых
вкладышах, а в специальных нагрузках. Кроме того, в от-
личие от У-циркуляторов невзаимный узел фазовых цир-
куляторов — невзаимный фазовращатель — имеет более вы-
сокую электрическую прочность и более легкий тепловой
режим при поглощении энергии прямой волны. Фазовые
циркуляторы строят по мостовой схеме, в состав которой
входят трехдецибельные делители и сумматоры мощности
425
и взаимный и невзаимный фазовращатели. Один из вариан-
тов такой схемы показан на рис. 14.12, где в качестве де-
лителя и сумматора использованы двойные волноводные
тройники. Невзаимный фазовращатель обеспечивает
фазовый сдвиг прямой волны такой же, как и взаимный
фазовращатель Ф2, и фазовый сдвиг обратной волны, рав-
ный <р + л. При передаче энергии из входного плеча 1
в выходное плечо 2, после равного деления в тройнике 7\,
происходит ее суммирование практически без потерь в //-
плече тройника Т2, поскольку амплитуды и фазы волн,
прошедших через фазовращатели Фг и Ф2, одинаковы.
При обратной передаче энергии волны, прошедшие через
фазовращатели Ф} и Ф2, имеют относительный фазовый
сдвиг л и складываются в f-плече тройника 7\. Их энер-
гия поглощается в балластной нагрузке БНЪ т. е. фазовый
циркулятор работает в вентильном режиме.
Рис. 14.13. Схема щелевого
моста
У/(Я-ир)
®/
5
%4Ш
и—ГЯ—н-
Рис. 14.12. Структурная схема
фазового циркулятора
Отметим, что в большинстве фазовых циркуляторов для
уменьшения длины невзаимного узла вместо одного невза-
имного фазовращателя используют два с невзаимным фа-
зовым сдвигом л/2 каждый. Такие фазовращатели вклю-
чают в плечи моста встречно. При этом очевидно, что в верх-
нюю ветвь схемы (рис. 14.12) необходимо включить допол-
нительно взаимный фазовращатель с фазовым сдвигом л/2.
Одной из наиболее распространенных является кон-
струкция фазового циркулятора с использованием щеле-
вого моста (рис. 14.13). Такой мост представляет собой два
волновода с общей узкой стенкой (щелью). На участке
связи /щ стенка удалена, т. е. фактически здесь имеет ме-
сто волновод удвоенной ширины, в котором помимо ОСНОВ-
426
ной волны Н10 может распространяться и волна Н20.
При подаче сигнала на одно из плеч (например, /) в обла-
сти связи возбуждаются обе волны. Амплитудные и фазо-
вые соотношения волн таковы, что плечо 2 при этом не
возбуждается. На участке /щ фазовые соотношения волн
меняются, так как фазовая скорость волны Н20 больше, чем
волны Н10. При определенной длине /щ в плечах 3 и 4 воз-
буждаются волны с одинаковой амплитудой, но сдвинутые
относительно друг друга по фазе на 90°.
Длина щели

Рис. 14.14. Конструктивная схема
щелевого моста с уменьшенной ши-
риной волновода на участке связи
Для улучшения согласования ширину волновода на
участке связи несколько уменьшают (рис. 14.14). Можно
также использовать реактивные штыри. Невзаимные фазо-
вращатели, выполненные на основе прямоугольного вол-
новода, в конструктивном
отношении подобны резо-
нансным вентилям Д-типа
(см. рис. 14.4, а). Анало-
гичны и рекомендации по
выбору местоположения
и поперечных размеров
ферритовых пластин.
Невзаимный фазовый
сдвиг определяется ком-
понентой тензора магнит-
ной проницаемости k. Ориентировочная необходимая дли-
на ферритовой пластины
/________а
* 8/г (2т/а) (п/Ь)
Так как обратно пропорциональна k, в невзаимных
фазовращателях такого типа используют дорезонансную
область подмагничивающих полей, при работе в которой
могут быть получены достаточно большие значения k (и
малая длина /ф) при сравнительно небольших абсолютных
значениях подмагничивающего поля. Однако обычно выби-
рают значения k < 1, так как при этом условии получается
более высокая добротность фазовращателей (отношение
невзаимного фазового сдвига к вносимым потерям), что
соответствует значениям о < У 1—р.
427
Невзаимные фазовращатели должны обеспечивать необ-
ходимый фазовый сдвиг в требуемой полосе рабочих частот.
Обычно такие фазовые волноводные циркуляторы имеют
хорошие электрические характеристики в полосе рабочих
частот 15 — 20%.
Полосковые У-ц и р куля тор ы в настоящее
время являются наиболее
Рис. 14.15. Конструктивная
схема полоскового У-цир-
кулятора:
/—ферритовые диски; 2—маг-
ниты; 3—диэлектрические пла-
стины; 4 — подводящие полос-
ковые проводники; 5 — цент
ральное разветвление
распространенными развязываю-
щими приборами. Это обуслов-
лено простотой и технологич-
ностью их конструкции, срав-
нительно хорошими электри-
ческими характеристиками
практически во всем СВЧ-диа-
пазоне, простотой настройки
и регулировки. Следует отме-
тить также, что для одной и
той же рабочей длины волны
в ряде случаев может быть пос-
троен ряд приборов начиная
от миниатюрных циркуляторов
для интегральных схем СВЧ
и кончая массивными прибора-
ми, предназначенными для ра-
боты на ВУМ с системами -ох-
лаждения.
Надо иметь в виду, что тер-
мин «У-циркулятор» отражает
только геометрию прибора,
принцип же его работы может
быть основан на различных
электродинамических закономерностях.
Большую группу У-циркуляторов составляют приборы
резонансного типа (рис. 14.15), работа которых
обусловлена электродинамическим резонансом в феррито-
вом резонаторе, образованном одним или двумя феррито-
выми дисками. По периметру резонатора укладывается
один период пространственных ± 1-х гармоник переменного
электрического поля, распространяющихся в противопо-
ложных направлениях по азимуту и образующих стоячую
волну. Так же как и в выполненном на прямоугольном вол-
новоде У-циркуляторе, режиму циркуляции соответствует
совпадение положения одного из узлов стоячей волны с раз-
вязанным плечом. Такой прибор может быть построен как
на симметричном, так и на несимметричном полосковых
428
волноводах. В точке циркуляции*) должны вы-
полняться два соотношения между геометрическими раз-
мерами прибора и электродинамическими параметрами фер-
рита, которые называются уравнениями цирку-
ляции:
/?ф = О,29Хо/фЛефр.± ,
h = 0,00153 (1411)
“z Hi
Для симметричного волновода т = 2,
— 1 +0.432Л/1Г = 1 — 0,00456Zo Увц ;
для несимметричного волновода т = 1,
1/[1 1,735еЯ°",7а4 (Vr/Ai)-°’83e],
где ед — относительная диэлектрическая проницаемость ма-
териала, заполняющего полосковый волновод.
Расчет таких приборов проводится при совместном ре-
шении уравнений (14.11) и выражений (14.2), (14.3) или
(14.4), (14.5). Поскольку в этой системе количество параме-
тров больше числа связывающих их соотношений, то реше-
ние не однозначно, что позволяет в каждом случае учесть
конкретные требования к прибору и к условиям его экс-
плуатации.
Приборы резонансного типа просты по конструкции и
надежны в эксплуатации. Основным их недостатком явля-
ется сравнительно небольшая полоса рабочих частот
Д/7/о ~0,3/г/ц.
Реальные значения Д///о = Ю н- 15 % для дорезонанс-
ных и 7—10 % для зарезонансных приборов. Для расшире-
ния полосы рабочих частот используют включаемые во все
плечи корректирующие четырехполюсники, простейшими
из которых являются четвертьволновые трансформаторы.
В дециметровом диапазоне длин волн, особенно в ее длин-
новолновой части, размеры ферритового диска и, следова-
тельно, магнитной системы оказываются достаточно боль-
шими. При работе на ВУМ этот фактор обычно не имеет
большого значения, так как наличие системы охлаждения
*’ Точкой циркуляции называется точка на оси частот (длин волн),
соответствующая средней частоте f0 (длине волны \,), полосы цирку-
лятора.
429
и большие фидерные тракты существенно снижают относи-
тельную долю размеров магнитной системы в габаритах
прибора. Однако уже при средних уровнях мощности не-
обходимо уменьшать размеры ферритового диска. С этой
целью в область У-разветвления или в плечи /-циркуля-
тора включают реактивные элементы, а полосковое развет-
вление выполняют в виде замедляющей структуры и т. д.,
этим добиваются снижения резонансной частоты полоско-
вого резонатора.
Рис. 14.16. Схема полос-
кового У-циркулятора с
емкостями
Рис. 14.17. Функции Д (чр), (Ф),
/з(Ф), ft (Ф)
Один из простейших способов — применение емкостных
элементов, включенных во все плечи У-циркулятора
(рис. 14.16). Уравнения циркуляции для данного случая
при 1г±%ф ==£ 0,5; k/ц < 0,1 имеют вид
it W + <^ф)2 A •
(14 12)
h/Xo = 0,00153 [f3 (ф) + (kJW ft (ф)],
где ^±7?ф = 2л/?фК8фН±Ао; С — емкость, включенная в
каждое из плеч, выражена в пФ; fr (ф), f2 (ф), /3 (ф),
ft (ф) — функции угла связи ф = arcsin (И7(27?ф)], пред-
ставленные на рис. 14.17.
По уравнениям (14.12) совместно с выражениями (14.2)
и (14.3) можно рассчитать прибор так же, как и в предыду-
щем случае.
430
Общим недостатком приборов с уменьшенными разме-
рами является небольшая полоса рабочих частот — еди-
ницы процентов.
. Микрополосковые конструкции У-цир-
куляторов реализуются на основе тех же расчетных соот-
ношений, что и полосковые. Эти конструкции в значитель-
ной степени удовлетворяют современным требованиям к мас-
согабаритным характеристикам, технологичности и надежно-
сти. Основой конструкции таких приборов является ферри-
товая или ферритодиэлектрическая подложка с нанесен-
ной на ее поверхности полосковой схемой (рис. 14.18).
.4-4
Рис. 14.18. Конструктивные схемы микрополосковых
У-циркуляторов
Сплошные подложки применяют в приборах сантиметро-
вого и коротковолновой части дециметрового диапазонов
длин волн, работающих в дорезонансной области подмагни-
чивающих полей. В приборах дециметрового диапазона,
работающих в зарезонансной области, используют ферри-
тодиэлектрические подложки. Форма подложки может быть
прямоугольной или иметь 120°-ную симметрию, что обеспе-
чивает лучшую симметрию электрических характеристик
прибора. Используемые на практике подложки имеют тол-
щину 0,5—2 мм.
§ 14.5. РАЗВЯЗЫВАЮЩИЕ ПРИБОРЫ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
ИНТЕГРАЛЬНОГО ТИПА
В электровакуумных генераторных приборах для фор-
мирования электронного потока необходимой конфигура-
ции используют постоянное магнитное поле. Кроме того,
как правило, такие приборы необходимо охлаждать. Кон-
струкции же ферритовых развязывающих приборов также
включают в себя магнитную и охлаждающую системы.
Поэтому появляется возможность существенно уменьшить
431
массу и габариты передатчика СВЧ, если использовать для
генераторного и развязывающих приборов общие системы
для создания магнитного поля и охлаждения. В настоя-
щее время разработаны приборы СВЧ интегрального типа,
в которых конструктивно объединены электровакуумный
генераторный и ферритовый развязывающий приборы с об-
щей магнитной системой, а теплоотвод осуществляется
через общую систему охлаждения.
Электродинамическую систему развязывающего при-
бора с ферритовыми вкладышами можно размещать как
внутри вакуумируемого объема генераторного прибора,
так и вне его. В первом случае увеличивается электрическая
прочность, что особенно важно при работе на высоком
уровне импульсной мощности
Рис. 14.19. Конструктивная схема усилительной цепочки
Ферритовые приборы, применяемые в генераторах инте-
грального типа, должны соответствовать специфике кон-
струкции электровакуумного прибора. Рассмотрим кон-
кретный пример. На рис. 14.19 изображена конструктивная
схема усилительной цепочки передатчика, состоящая из
двух пакетированных с магнитной системой амплитронов 1
и У-циркулятора 2. Из корпусов амплитронов выступают
катодные ножки 4, выводы энергии 3 и штенгели для от-
качки 5. У-циркулятор со своей магнитной системой и по-
432
глощающей нагрузкой 6 выполнен традиционно. Направ-
ления магнитных полей, создаваемых внутри приборов раз-
дельными магнитными системами, показаны на чертеже
стрелками.
Совмещенная интегральная конструкция генераторного
прибора с циркулятором может быть создана, например, по
схеме, приведенной на рис. 14.20. На этой схеме: 1 — ци-
линдрический объем занятый свернутой в кольцо замедля-
ющей системой амплитрона,
ствия и катодом; 3 — ка-
тодная ножка; 6 — штен-
гель; 4 — активная часть
магнитной системы (коль-
цевые магниты); 5 — маг-
нитопровод. Кольцевой
объем 2 (на чертеже за-
штриховано) может быть
использован для размеще-
ния в нем развязывающей
секции прибора. Однако
ни резонансные вентили,
ни циркуляторы обычной
его пространством взаимодей-
Рис. 14.20. Схема интегральной
конструкции усилителя СВЧ
конструкции в такой объем поместить невозможно. Поэтому
применяют резонансный вентиль на гребенчатой полосковой
линии, причем центральный гребенчатый полосковый
проводник выполняют в виде части кольца с гребнями
(рис. 14.21). Ферритовые вкладыши набираются из отдель-
ных пластинок, закрепляемых на корпусе по окружности.
В кольцевом объеме можно также разместить полоско-
вый У-циркулятор, в котором использованы ферритовые
вкладыши кольцевой формы (рис. 14.22).
Использование интегральных конструкций такого типа
позволяет не только снизить массу и габариты усилитель-
ных ступеней передатчиков, но и уменьшить длину соеди-
нительных отрезков линий, что ведет к повышению стабиль-
ности фазо-частотных характеристик усилителя.
Ферритовые резонансные вентили, встроенные в электро-
вакуумный прибор, могут быть применены в качестве не-
взаимных внутриламповых поглотителей, ослабляющих вли-
яние внутренних обратных связей и повышающих устой-
чивость усилителей (см. гл. 9). Для того чтобы резонансный
ферритовый вентиль имел достаточно высокое вентильное
отношение, ферритовые вкладыши размещают в областях
ЗС, в которых СВЧ магнитное поле имеет поляризацию,
433
близкую к круговой. Плоскость, в которой располагается
вектор СВЧ магнитного поля, должна быть ортогональна
направлению постоянного магнитного поля. В прямоуголь-
ном волноводе имеются две плоскости, параллельные узким
стенкам, в которых СВЧ магнитное поле кругополяризо-
вано, и в вентилях на таких волноводах можно использо-
вать протяженные ферритовые пластины, длина которых
определяется требуемым значением обратных потерь. Од-
нако в ЗС конфигурация СВЧ поля периодически изме-
няется вдоль продольной оси системы, т. е. поляризация
Рис. 14.21. Резонансный фер-
ритовый вентиль в «сверну*
той» полосковой линии с
гребенчатым центральным
проводником:
I — ферритовые вкладыши; 2
центральный проводник
Рис. 14.22. Конструктивная
схема полоскового У-цирку-
лятора:
/ центральный проводник
кольцевой формы; 2 — феррито-
вые вкладыши
СВЧ магнитного поля будет круговой лишь в дискретных
точках системы. Поэтому и ферритовый вентиль должен
иметь дискретную структуру и состоять из вкладышей отно-
сительно малых размеров, каждый из которых размещается
в своей ячейке ЗС. Положение вкладышей определяется
структурой электромагнитного поля в каждом конкретном
типе ЗС.
На рис. 14.23, а изображена встречно-штыревая ЗС,
а также показано распределение СВЧ тока /, протекающего
по штырю. Такие токи наводят вокруг каждого штыря СВЧ
434
магнитное поле, силовые линии которого являются зам-
кнутыми кривыми. Если токи в штырях i и i + 1 сдвинуты
по фазе на л/2, то создаваемые ими магнитные поля: сум-
мируясь, например, в точке А, создают поле
(рис. 14.23, б), поляризованное по кругу в плоскости, орто-
гональной к штырям линии. При размещении на стенках
ЗС в точках типа А ферритовых вкладышей, намагничен-
ных в направлении, совпадающем с направлением штырей,
можно получить резонансный вентиль, если значение по-
стоянного магнитного поля окажется равной резонансному
значению, определяемому формулой Киттеля (14.7).
Рис. 14.23. Встречно-штыревая ЗС и распределение СВЧ-тока
в штыре (а); суммирование СВЧ магнитного поля в плоскости,
ортогональной штырям (б)
Согласование резонансного магнитного поля с полем
генераторного прибора, фокусирующим электронный поток
(в приборах О-типа) или искривляющим траекторию
движения электронов (в приборах М-типа), производится
путем выбора материала вкладышей с необходимой намаг-
ниченностью насыщения и их формы, от которой зависят
размагничивающие факторы. Из-за дискретного характера
областей с поляризацией СВЧ магнитного поля, близкой
к круговой, получение у таких вентилей высокого вентиль-
ного отношения является сложной задачей.
Использование встроенных в ЗС вентилей особенно пер-
спективно для усилительных приборов М-типа (например,
амплитронов). Они позволяют без существенного снижения
к. п. д повысить коэффициент усиления за счет снижения
уровня порогового входного сигнала, уменьшить уровень
паразитных излучений, получить более стабильную ФЧХ
усилителя. Наилучшие результаты могут быть получены
при одновременном применении вентилей, встроенных в ЗС,
и вентилей (циркуляторов), совмещенных с прибором на
его входе и выходе.
435
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Сформулируем ряд общих рекомендаций по созданию
передающих устройств СВЧ.
1. Разработчикам передатчиков обычно задают: на-
значение передатчика; род его работы, условия эксплуата-
ции, мобильность; рабочую частоту (длину волны), диапазон
рабочих частот; стабильность частоты, мощность передат-
чика (может определяться самим разработчиком по задан-
ной дальности действия или требуемой плотности потока
энергии на определенном расстоянии от передатчика);
к. п. д.; подробные сведения о сигнале и его спектре: вид
модуляции, полоса модулирующих частот; уровень побоч-
ных излучений, вид источника питания; вид нагрузки пе-
редатчика; особые требования, например, ограничение по
массе или габаритам, климатические требования, требова-
ния на ударостойкость (вибростойкость), герметизацию
и т. д.
2. На основании технического задания по требуемым
параметрам сигнала на выходе передатчика и желательному
значению к. п. д. разработчики выбирают структур-
ную схему передатчика и генераторные приборы, необхо-
димые для ее практической реализации. При этом чем больше
мощность передатчика, тем более тщательно следует ре-
шать задачу оптимизации его структурной схемы и особенно
выходных каскадов.
Если необходимо получать большие мощности при узко-
полосных сигналах и сравнительно невысокой стабильности
частоты, то передатчик следует строить по схеме рис. 1.1.
Если сигнал широкополосный *\ а стабильность его ча-
стоты должна быть высокой, то передатчик следует выпол-
нять по схеме усилительной цепочки (см. рис. 1.2). Если
*’ Широкополосным сигналом называется сигнал, у которого про-
изведение его длительности на ширину частотного спектра больше 10.
436
в ’проектируемой системе должна быть антенна с электрон-
ным сканированием диаграммы направленности, то пере-
датчик должен работать совместно с ФАР или выполняться
по схеме АФАР (см. рис. 1.3).
При выборе генераторных приборов в первую очередь
следует определить, какие каскады передатчика должны
выполняться на основе электровакуумных приборов (ЭВП),
а какие на основе полупроводниковых (ПП). Следует пом-
нить, что ПП в общем случае не позволяют получать на
один прибор достаточно высоких мощностей. Поэтому вы-
ходные каскады мощных передатчиков, как правило, вы-
полняют на ЭВП. Передатчики малой мощности, предвари-
тельные каскады мощных передатчиков, а также передат-
чики АФАР можно выполнять как на ПП, так и на ЭВП.
Сравнительный анализ генераторных приборов СВЧ может
быть проведен по данным табл. 3.1 и рис. 3.1.
Рис. 3.1. Зависимости средней (сплошные линии) и импульсной (штри-
ховые) мощностей, достигнутых на разных типах генераторных прибо-
ров в СВЧ-диапазоне (а), аналогичные зависимости к. п. д. прибо-
ров (б):
fZK — пролетные клистроны; ТВ — триоды и тетроды вакуумные; Т == тран-
зисторы биполярные; М — магнетроны; ДГ — диоды Ганна
Помимо параметров, перечисленных в таблице, генера-
торные приборы можно характеризовать частотно-
энергетическим коэффициентом, который
определяется как произведение средней мощности в ваттах
на квадрат частоты в гигагерцах. Для различных ЭВП
предельно достижимые значения этого параметра лежат
в пределах 102—106 Вт-ГГц2. Минимальные его значения
получают у триодов и тетродов, максимальные — у про-
летных клистронов. Использование передатчиков типа
АФАР на ПП, по-видимому, позволит увеличить значение
этого параметра в целом для передатчика на 1—2 порядка.
437
Основные параметры и характера
Электровакуумные уси
Тип прибора Диапа- зон /, ГГц Р , Вт вых’ К.п.д., % А///. % дБ Д(р* на 1 % измене- ния EQ Напря- жение пита- ния £а, кВ
сред- няя (непре- рыв- ная) им- пуль- сная (max)
Триоды и тет- роды СВЧ 0,2-4 1-Ю6 106—10’ 50—80 2—10 10—20 - 0,7-15
Пролетные кли- строны 0,3—100 до 10е 10'— 108 30—60 1—8 30—60 5—15 До 200
ЛБВО 0,2—50 102— 10» 100—10’ 20—40 До октавы 30—50 ‘ 30 До 100
Усилители бегущей волны М-типа С замкну- тым элек- тронным потоком (амплит- роны, уль- троны) 0,5—20 10—10- 10е—10’ До 90 10—15 10-15 0,5—2 До 40
С разомк- нутым эле- ктронным потоком (биматро- ны, демат- роны и др.) 0,5—20 10—10* 10е 35—50 10—30 15—30 0,5—2 До 40
Электровакуумные авто
Тип прибора Диапа- зон f. ГГц р , Вт вых’ К. п. д- % Диапа- зон пере- стройки, % Ста- биль- ность Р вых Стабиль- ность частоты Напря- жение пита- ния, кВ
сред- няя (непре- рыв- ная) им- пул ь- сная (max)
Магнетроны1 Неперест- раиваемыс магнетро- ны 0,915 2.45 До 10* - ДО 90 Нет - Низкая До 30
438
Таблипа 31
стики генераторных приборов СВЧ
латегьные приборы
Масса, габариты Стоимость Достоинства Недостатки
G РС — большие С РС — высокая Диапазонная мехамическаяпере- стройка (в два раза и более); высокая стабильность мощности при перестройке Сложность РС; малый Кр
Большие Высокая Большие значения ^вых и Кр Малое Д/Д; высокое напряжение питания: рентгеновское излу чение; большие мас- са, габариты, стой мость
Большие для мощ- ных при- боров Высокая Широкая полоса частот; боль- шой Кр', большая РвыХ Малый к. п. д.; низ кая стабильность фа- зы; высокая стой мость
Малые Низкая Большая Рвьп при высоком к. п. д.; сравнительно низкое на- пряжение питания; высокая стабильность фазы. При исполь- зовании вторично-эмисснонного катода и управляющего электро- да возможна работа в импуль- сном режиме без модулятора Малый Кр\ высокий уровень паразитных излучений; повышен ные требования к развязке
Средние Средняя Сравнительно низкое напряже- ние питания; хорошая линей- ность ФЧХ и высокая стабиль- ность фазы. При использовании вторично-эмиссионного катода (дематрои) возможна импульс- ная работа в безмодуляторном режиме Малый к. п. д.; высо- кий уровень паразит- ных излучений
генераторные приборы
Масса, габариты Стоимость Достоинства Недостатки
Малые Низкая Большая высокий к. п. д.: малые масса, габариты, стои- мость Излучение из катод- ной ножки
Тип прибора Диапа- зон f, ГГц ₽„ь,х’ Вт К- п.д.. % Диапа- зон пере- стройки, % Ста- биль- ность р вых Стабиль и ость частоты Напря- жение пита- ния, кВ
сред- няя (непре- рыв- ная) им- пуль- сная (max)
| Магнетроны км. окм 0,5—30 До 10‘ 10е—10’ До 90 10—12 Высо- кая Высокая До 30
ОКМ 30—100 10— 102 1()4— Ю5 15—30
Магнетро- ны, наст- раиваемые напряже- нием (МНН) 0,5—20 1 — ю* — 30—60 Мало- мощные > 200; мощные 10-20 » — 0,5—5
ЛОВО 0,5—500 10-2-410 — 1—20 20—200 6—11 дБ 2,5—10 МГц/В (по нап- ряжению на ЗС) 1-10
ЛОВМ (карсино- троны) 1—20 До 10* 10е—10’ До 50 30—40 - — До 30
Полупроводни
Тип прибора Диапа- зон л ГГц p вых> Вт К.п.д., % bf/f. % Диапазон перест- ройки, % Кр, ДБ Напря- жение пита- ния, В
Биполярные транзисторы СЧ rf» Г- ~ I 1111 1 20—40 5—20 2—5 0,5—2 осл © о 1 1111 СО -С* <т, । сл о е> е> j-20—40 - 3-7 Десят- ки
Полевые тран- зисторы 3—4 4-7 7—10 10—15 5—15 3—5 2—3 0,5—2 40—50 30—40 20—30 20—25 ]От 20 /до 40 - 4—5 »
ЛПД TRAPAT1 (импульс- ные) До 10* сотни десятки 10—20 От 50 до 20 - - - >
440
Продолжение табл. 3 1
Масса, габариты Стоимость Достоинства Недостатки
Мал ые Средняя Большая ^вых при высоком к. п. д.; высокая стабильность частоты; малые масса, габариты, стоимость Малый диапазон ме- ханической перест- ройки; излучение из катодной ножки
>- Низкая Большой диапазон электричес- кой перестройки; высокий к.п.д.; малые масса, габариты, сто- имость; при перестройке f про- порциональна Е^ Малая PBb|J
» Средняя Большой диапазон электричес- кой перестройки, способность работать на высоких частотах Малый к. п. д.: ма- лая рвых: /Е,
» * Большая ^вых при высоком к. п. д.; большой диапазон элек- трической перестройки; малые масса, габариты; при перестрой- ке f пропорциональна Е& Плохая стабильность мощности при перес- тройке; высокий уро- вень паразитных из- лучений
ковъи приборы
Масса, габариты Стоимость Достоинства Недостатки
Малые Низкая Малые габариты, масса; низкие напряжения Малая ^вых; малый к. п. д.; температур- ная нестабильность
* * То же То же
» » »
441
Т ип прибора Диапа- зон f, ГГи р ВЫХ’ Вт К. П.Д.. % &I/I. % Диапазон перестрой- ки, % КР, дБ Напря- жение пнта- ния, В
1 ЛПД IMP АТТ (непре- рывные) От 2 до 100 От 10 до 1 От 20 до 10 - - - Десят- ки
Дноды Г ан п а От 2 до 100 Or 1 до 0.1 От 12 до 2 - До октавы - *
Очень важным параметром является срок службы, или
долговечность генераторных приборов. Для ЭВП децимет-
рового и сантиметрового диапазонов волн опа доведена сей-
час до 10 000 час.
При выборе генераторного прибора необходимо выде-
лить главный параметр, имеющий наиболее важное зна-
чение для заданного случая. Так, для выходных каскадов
передатчика таким параметром во многих случаях является
к. п. д. прибора, определяющий к. п. д. всего передатчика.
Если речь идет об усилительных приборах, то в выходные
каскады следует ставить приборы с большим значением
к. п. д., но, допустим, с меньшим значением коэффициента
усиления. Так, в передатчиках, выполненных по схеме
типа «усилительная цепочка», в оконечных каскадах в ка-
честве усилителей мощности целесообразно использовать
амплитроны (к. п. д. до 90 %, Кр = 10 4- 15 дБ), а в пред-
варительных — ЛБВО (к. п. д. = 20 4- 40 %, КР = 30 4-
4- 50 дБ). В полупроводниковых усилительных цепочках
из этих же соображений каскады умножения на варакто-
рах, которые имеют коэффициент преобразования 60—
70 %, ставят также на выход цепочки. В усилительных
цепочках, которые используются в передатчиках радиоло-
каторов с селекцией подвижных целей, важным парамет-
ром является линейность фазовой характеристики. Для
этих передатчиков, как и для усилительных цепочек пере-
дающих модулей АФАР, большое значение также имеет
стабильность фазы. При построении передатчиков по схеме
АФАР важным параметром является стоимость одного ватта
генерируемой мощности. Для бортовых передатчиков су-
щественно среднее значение получаемой мощности, прихо-
дящееся на единицу массы или объема передатчика Для
космических передатчиков важным параметром с точки
442
Продолжение табл. 3-1
Масса, габариты Стоимость Достоинства Недостатки
1 * $ >
9 »
зрения не только источников питания, возможности кото-
рых обычно строго ограничены, но и с точки зрения тепло-
отвода является к. п. д. Для приборов, используемых
в энергетических установках, весьма важен высокий к. п. д.
Необходимая мощность на выходе передатчика дости-
гается или с помощью одного прибора (например магне-
трона в радиолокационных передатчиках), или с помощью
наращивания мощности по последовательной (усилитель-
ная цепочка) или параллельной схеме (в схеме сложения).
3. После того как выбор структурной схемы и генера-
торных приборов сделан, решается задача по-
строения на основе этих приборов принципиальной схемы:
ее оптимизация и конкретизация (выбор цепей согласова-
ния, развязывающих приборов, схемы задающего генера-
тора или системы автоматической подстройки частоты
и т. д.).
После расчета схемы передатчика следует его общая
и частная конструкторская проработка
с позиции обеспечения минимальных габаритов, массы и
с точки зрения удовлетворения требованиям, накладывае-
мым условиями изготовления передатчика и его эксплуа-
тации.
РЕКОМЕНДУЕМАЯ ЛИТЕРАТУРА
1. Леб едев И. В. Техника и приборы СВЧ: В 2-х т. / Под ред.
Н. Д. Девяткова.—М.: Высш, школа, 1970, 1972.
2. Ней ман М. С. Курс радиопередающих устройств.—М.: Сов,
радио, 1965.
3. Дро бов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства. —
М.: Сов. радио, 1969.
4. СВЧ энергетика. В 3-х т.! Пер. с англ. / Под ред. Э. Д. Шли-
фера. — М.: Мир, 1971.
5. Епи фанов Г. И. Физические основы микроэлектроники. — М.:
Сов. радио, 1971.
6. Каг анов В. И. СВЧ полупроводниковые радиопередатчики. —
М.: Радио и связь, 1981.
7, Шир окополосные радиопередающие устройства (Радиочастот-
ные тракты на полупроводниковых приборах) / Алексеев О. В., Голов-
ков А. А., Полевой В. В., Соловьев А. А.; Под ред. О. В. Алексеева. —
М.: Связь, 1978.
8. Про ектирование радиопередающих устройств СВЧ / Ут-
кин Г. М., Благовещенский М. В., Жуховицкая В. П. и др.; Под ред.
Уткина Г. М. — М.: Сов. радио, 1979
9. Мик аэлян А. Л. Теория и применение ферритов на сверхвысо-
ких частотах. —• М.—Д.: Госэнергоиздат, 1963.
10. Вамберский М. В., Абрамов В. ПКазанцев В. И. Конструи-
рование ферритовых развязывающих приборов СВЧ / Под ред.
М. В. Вамберского. — М.: Радио и связь, 1982.
11. Радиопередающие устройства / Клягин Л. Е„ Козырев В. Б.,
Ляховкин А. А. и др.; Под ред. В. В. Шахгильдяиа. — М.: Связь, 1980.
12. Дулин В. Н. Электронные и квантовые приборы СВЧ. — М.:
Энергия, 1972.
13, Федоров Н. Д. Электронные и квантовые приборы СВЧ. —
М.: Атомиздат, 1974.
14. Верещагин Е. Л-1. Модуляция в генераторах сверхвысоких ча-
стот / Под ред. В. Я. Сморгонского. — М.: Сов. радио, 1972.
15. Уманский В. С. Усилительный тракт импульсных передающих
устройств СВЧ. — М.: Сов. радио, 1973.
16. Голант М. Б., Маклаков А. А., Шур М. Б. Изготовление ре-
зонаторов и замедляющих систем эчектронных приборов / Под ред.
Н. Д. Девяткова. — М.: Сов. радио, 1969.
17, Силин Р, А„ Сазонов В, П, Замедляющие системы, М,: Сов.
радио, 1966,
444
18. Бычков С, И., Буренин Н. И., Сафаров Р. Т. Стабилизация
частоты генераторов СВЧ. — М.: Сов. радио, 1962.
19. Галин А, С. Диапазонно-кварцевая стабилизация частоты
СВЧ. —М.: Связь, 1976.
20. Андреевский М. Н. Конструкции генераторов дециметровых и
метровых волн, — М.: Оборонгиз, 1965.
21. Терентьев С. Н., Картавых В. Ф. Триодные передатчики деци-
метровых волн. — Киев: Гостехиздат УССР, 1962.
22. Захарьящев Л. И. Конструирование СВЧ каскадов на резонан-
сных линиях и спиральных фильтрах. — М.: Сов. радио, 1974.
23. Цейтлин М. Б., Фурсаев М. А., Бецкий О. В. Сверхвысокоча-
стотные усилители со скрещенными полями / Под ред. М. Б. Цейт-
лина. — М.: Сов. радио, 1978.
24. Мощные электровакуумные приборы СВЧ: Пер. с англ. / Под.
ред. Л. Клэмпитта. — М.: Мир, 1974.
25. Кацнельсон Б. В., Ларионов Л. С., Калугин А. М. Электрова-
куумные электронные приборы: Справочник. В 2-х кн. — М.: Энер-
гия, 1970.
26. Справочник по радиолокации: Пер. с англ. / Под ред. А. С. Ви-
ницкого. — М.: Сов. радио, 1979. Т. 3. Радиолокационные устройства-
и системы.
27. Каганов В. И. Транзисторные радиопередатчики. — М.: Энер-
гия, 1976.
28. Маттей Д. Л„ Дне Л., Джонс Е. М. Т, Фильтры СВЧ, со-
гласующие цепи и цепи связи. В 2-х т.: Пер. с англ. / Под ред.
Л. В. Алексеева и Ф. В. Кушнира. — М.: Связь, 1971, 1972.
29. Балабанян Н. Синтез электрических цепей.—М.: Госэнерго-
издат, 1961.
30. Полупроводниковые приборы в схемах СВЧ / Под ред. М. Хау-
эса, Д. Моргана: Пер. с англ. / Под ред. В. С. Эткина. —М.: Мир,
1979.
31. Полупроводниковые приборы СВЧ: Пер. с англ. / Под ред.
Ф. Брэнда. — М.: Мир, 1972.
32. Меерович Л. А., Ватин И, М„ Зайцев Э. Ф., Кандыкин В. М.
Магнитные генераторы импульсов, — М.: Сов. радио, 1968.
33. Холин А. Т, Автоматика и телеуправление на радиостанциях.
Изд. 2-е, доп. — М.: Связь, 1973.
34. Райцын Д. Г. Электрическая прочность СВЧ-устройств. —
М.: Сов. радио, 1977.
35. Мельников Ю. А. Постоянные магниты электровакуумных-
СВЧ-приборов. — М.: Сов. радио, 1967.
36. Волохов В. А., Хрычиков Э. Е., Киселев В. И. Системы охлажде-
ния теплонагруженных радиоэлектронных приборов. — М.: Сов. ра-
дио, 1975.
37. Алексеев О. В.. Соловьев А. А. Стабильность частоты генерато-
ров гармонических колебаний и вопросы проектирования синтезато-
ров частоты. — Л.: изд. ЛЭТИ им, В. И, Ульянова (Ленина), 1978.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие................................................... 3
Введение...................................................... 4
§ В.1. Краткий исторический обзор развития техники СВЧ 4
§ В.2. Значение техники СВЧ для народного хозяйства
и области ее применения................................. 5
Глава 1. Общие сведения о передающих устройствах СВЧ ... 9
§ 1.1. Трудности получения СВЧ-колебаний............. 10
§ 1.2. Классификация передающих устройств СВЧ и тре-
бования, предъявляемые к ним ........................... 12
§ 1.3. Структурные схемы современных передатчиков СВЧ 14
Глава 2. Физические основы работы электронных приборов СВЧ 17
§ 2.1. Особенности работы электронных приборов СВЧ 17
§ 2.2. Движение электронов в электрическом и магнит-
ном полях ............................................. 22
§ 2.3. Взаимодействие потоков электронов с СВЧ-полем 34
§ 2.4. Создание потоков электронов в приборах СВЧ ... 51
Глава 3. Резонансные системы генераторов СВЧ................. 57
§ 3.1. Основные типы и параметры резонансных систем 57
§ 3.2. Резонансные системы на основе отрезков однород-
ных линий ............................................. 64
§ 3.3. Резонансные системы с отрезками линий, содержа-
щими неоднородности.................................... 70
§ 3.4. Резонансные системы других типов................ 74
§ 3.5. Связь резонансных систем генераторов СВЧ с на-
грузкой ............................................... 82
§ 3.6. Способы перестройки резонансных систем....... 86
Глава 4. Замедляющие системы генераторных приборов СВЧ 95
§ 4.1. Основные представления..................... 95
§ 4.2. Особенности распределения электромагнитного поля
в замедляющих системах...................... 100
§ 4.3. Основные параметры и характеристики замедляю-
щих систем........................................ 102
§ 4.4. Типы и особенности конструкций замедляющих си-
стем 106
§ 4.5. Методы расчета замедляющих систем.......... 111
Глава 5. Стабилизация частоты и фазы в передатчиках СВЧ ... 115
§ 5.1. Требования к стабильности частоты и фазы в передат-
чиках СВЧ и основные дестабилизирующие факторы 115
§ 5.2. Параметрическая стабилизация частоты......... 119
§ 5.3. Влияние нагрузки на частоту и фазу колебаний ге-
нераторов СВЧ ........................................ 125
§ 5.4. Стабилизация частоты с помощью высокодобротных
резонаторов .......................................... 131
§ 5.5. Автоматическая подстройка частоты и фазы в СВЧ-
диапазоне ............................................ 135
§ 5.6, Стабилизация частоты способом синхронизации , , 142
446
Глава 6, Каскады передатчиков на триодах и тетродах....... 144
§ 6,1. Особенности работы и конструкции генераторных
ламп СВЧ со статическим управлением электронным
потоком.............................................. 144
§ 6.2, Схемы и конструкции генераторов на триодах и тет-
родах ............................................... 152
§ 6.3. Расчет ламповых генераторов ................... 159
Глава 7. Каскады передатчиков на пролетных клистронах ... 167
§ 7.1. Принцип действия и основы теории пролетных кли-
стронов ............................................. 167
§ 7.2. Параметры, характеристики и особенности конструк-
ций генераторов на пролетных клистронах.............. 173
§ 7.3. Режимы работы пролетных клистронов........... 182
Глава 8. Каскады передатчиков на магнетронах ......... 185
§ 8.1. Устройство многорезонаторных магнетронов .... 185
§ 8.2. Основы теории магнетронных генераторов...... 189
§ 8.3. Параметры и характеристики многорезонаторных ма-
гнетронов ........................................... 196
§ 8,4. Стабилизированные магнетроны и магнетроны с пе-
рестройкой частоты................................... 200
Глава 9. Каскады передатчиков на лампах бегущей волны . . , 210
§ 9.1. Особенности и сравнительный анализ приборов бе-
гущей волны.......................................... 210
§ 9.2. Генераторы на лампах бегущей волны М-типа . . . 216
§ 9.3. Генераторы на лампах бегущей волны О-типа . . , 232
Глава 10. Каскады передатчиков на полупроводниковых при-
борах .............................................. 250
§ 10.1. Транзисторные генераторы СВЧ ............... 250
§ 10.2. Генераторы на диодах Ганна............... , 275
§ 10.3. Генераторы на лавинпо-пролегпых диодах . , , , 287
§ 10.4. Умножители частоты.......................... 295
Глава 11. Управление колебаниями в передатчиках СВЧ . . . 308
§ 11.1. Статические модуляционные характеристики элек-
тронных приборов..................................... 308
§ 11,2. Амплитудная модуляция....................... 313
§ 11.3, Угловая модуляция .......................... 317
§ 11,4. Импульсная модуляция......................... 326
Глава 12. Импульсные модуляторы передатчиков СВЧ.......... 335
§ 12.1. Способы осуществления импульсного питания. Ти-
пы импульсных модуляторов............................ 335
§ 12.2. Основные процессы в импульсных модуляторах
с емкостным накопителем.............................. 338
§ 12.3. Импульсные модуляторы с частичной разрядкой
накопительной емкости и их расчет.................... 341
§ 12.4. Импульсные модуляторы с полной разрядкой нако-
пителя и их расчет .................................. 353
§ 12.5. Магнитные импульсные модуляторы.............. 359
Глава 13. Конструктивные узлы передатчиков СВЧ............. 364
§ 13.1. Фидерные тракты.............................. 364
§ 13.2. Сумматоры и делители мощности. Схемы сложения 373
§ 13.3. Системы управления, блокировки и сигнализации 384
§ 13.4. Системы охлаждения........................... 390
§ 13.5, Магнитные системы , , ....................... 398
447
Глава 14. Развязывающие приборы передатчиков СВЧ........ 406
§ 14.1. Роль развязывающих приборов в передатчиках СВЧ 406
§ 14.2. Основные типы развязывающих приборов и их осо-
бенности ........................................... 408
§ 14.3. Резонансные ферритовые вентили.............. 415
§ 14.4. Ферритовые циркуляторы...................... 422
§ 14.5. Развязывающие приборы для электровакуумных
генераторов интегрального типа ......... ... 431
Заключение .............................................. 436
Рекомендуемая литература ................................ 444
Михаил Владимирович Вамберский
Виктор Иванович Казанцев
Сергей Алексеевич Шелухин
ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА СВЧ
Зав. редакцией Л. А. Романова. Редактор С. В. Никитина. Мл. редакторы
Е. И. Попова, И. А. Исаева. Художник Ю. Д. Федичкин. Художественный
редактор Т. М. Скворцова. Технический редактор Н. В. Яшукова. Корректор
В. В. Кожуткина
ИБ № 3994
Изд. № ЭР — 334. Сдано в набор 10 05.83. Подп. в печать 01.12 81. Т-20092.
Формат 84ХЮ81/з2 Бум тнп. 1. Гарнитура литературная. Печать высокая.
Объем 23,52 усл печ. л 23,52 усл. кр-отт. 23,6 уч.-изд. л. Тираж 18 000 экз.
Зак. № 685. Цена 1 р. 20 к.
Издательство «Высшая школа*, 101430, Москва, ГСП-4, Неглинная ул., д. 29/14
Отпечатано с матриц ордена Октябрьской Революции, ордена Трудового Крас-
ного Знамени Ленинградского производственно-технического объединения
«Печатный Двор» имени А. М. Горького Союзполиграфпрома прн Государст-
венном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торгов-
ли. 197136, Ленинград, П-136. Чкаловский просп., 15 во Владимирской типо-
графии «Союзполиграфпрома» при Государственном комитете СССР по делам
-издательств, полиграфии н книжной торговли. 600000, г. Владимир, Октябрь-
ский проспект, д. 7