Н.А.Филинюк
АКТИВНЫЕ
УКВ ФИЛЬТРЫ

ББК 32.844
Ф51
УДК 621.372
Редакционная коллегия:
Белкин Б. Г., Бондаренко В. М., Борисов В. Г., Геништа Е. Н., Горохов-
Гороховский А. В., Ельяшкевич С. А., Жеребцов И. П., Корольков В. Г., Смирнов А. Д.,
Тарасов Ф. И., Хотунцев Ю. Л., Чистяков Н. И.
Филинюк Н. А.
Ф51 Активные УКВ фильтры. — М.: Радио и связь,
1984. — 56 с, ил. (Массовая радиобиблиотека.
Вып. 1077).
35 к.
Рассмотрены физические основы работы, принципиальные схемы и
конструкции активных фильтров УКВ и СВЧ диапазонов. Приведена ме-
методика расчета принципиальных схем и конструкций. Даны рекомендации
по повышению их стабильности.
Для подготовленных радиолюбителей.
2402020000-090
Ф 046@0-84 97'84 ББК 32844
6Ф2.13
РЕЦЕНЗЕНТ канд. техн. наук М. И. МАКЛЮКОВ
Редакция литературы по электронной технике
© Издательство «Радио и связь», 1984

ПРЕДИСЛОВИЕ
Основным элементом многих радиоэлектронных конст-
конструкций являются фильтры. Роль этого узла исключительно велика. Известно,
например, что важнейшие качественные показатели супергетеродинных радио-
радиоприемников, такие как селективность по соседнему и зеркальному каналам,
определяются характеристиками фильтров УПЧ и входных контуров соответ
ственно. В генераторах, частотных детекторах и ряде других узлов частотно-
избирательные элементы играют определяющую роль.
Радиолюбители широко используют ультракоротковолновый (УКВ) диа-
диапазон частот 30—3000 МГц, в котором выделены частоты 144—146, 430—440
и 1215—1300 МГц для осуществления радиолюбительской связи. Запущенные
20 октября 1978 г. радиолюбительские спутники «Радио-1» и «Радио-2», ре-
ретрансляторы которых работают на частотах 145,88—145,92 МГц, позволяют
расширить возможности радиолюбительской связи в этом диапазоне частот.
При построении телевизионных приемников и антенных усилителей радиолю-
радиолюбителям также приходится осваивать технику УКВ. Применение современных
полупроводниковых приборов и элементов полосковой техники позволяет уве-
увеличить промежуточную частоту СВЧ приемников до сотен мегагерц. Все это
требует совершенствования УКВ техники.
При построении высокоселективных фильтров УКВ диапазона встречаются
значительные трудности, обусловленные ухудшением добротности реактивных
элементов и прежде всего — индуктивности. При этом радиолюбитель не всег-
всегда может воспользоваться современными достижениями техники и технологии
(серебрение, применение диэлектрических материалов с малыми потерями, ис-
использование поверхностных акустических волн и т. д). Применение УКВ ак-
активных фильтров (АФ), имеющих высокие технические параметры и легко ре-
реализуемых в радиолюбительских условиях, позволяет успешно преодолеть эти
трудности.
В предлагаемой книге рассматриваются основы построения активных УКВ
фильтров, их разновидности, конструкции и порядок расчета. Учитывая, что
техника их выполнения отличается от техники выполнения низкочастотных
фильтров, в первой главе рассмотрены принципы работы и расчета элемен-
элементов УКВ АФ, а во второй — описаны схемы и конструкции различных типов
УКВ АФ. Приведенные в книге формулы, графики и таблицы с параметрами
полупроводниковых приборов позволяют, используя технику полосковых ли-
линий, реализовать большинство из рассмотренных схем.
При написании книги автор исходил из предположения, что читатель зна-
знаком с физикой работы и параметрами транзисторов, а также с методами рас-
расчета низкочастотных пассивных LC-фильтров. Дополнительные сведения по
зтим вопросам можно найти в книгах, приведенных в списке литературы.
Отзывы о книге просим направлять по адресу: 10Г0О0, Москва, Почтамт,
а/я 693, издательство «Радио и связь», Массовая радиобиблиотека.
Автор
3

ЭЛЕМЕНТЫ УКВ АФ
ПОНЯТИЕ АКТИВНОГО ФИЛЬТРА
Электрическим фильтром называется линейный четырехполюсник, пред-
предназначенный для того, чтобы выделить из состава сложного электрического ко-
колебания, подведенного к его входу, частотные составляющие, расположенные в
заданной полосе пропускания фильтра, и подавить частотные составляющие в
заданной полосе (полосах) задерживания.
Количественно подавление сигнала оценивается коэффициентом затухания
А, равным отношению мощности сигнала Рвх, подаваемой на вход фильтра, к
мощности сигнала РВыл, поступающей с его выхода в согласованную нагрузку.
Коэффициент затухания, выраженный в децибелах, связан с мощностями Рвх и
Рвых соотношением Л=10^(РВх/Рвых). Фильтр обладает малым затуханием Ап
для сигналов с частотами, расположенными в полосе пропускания (для иде-
идеального фильтра Лп = 0), и большим А3 для сигналов с частотами, расположен-
расположенными в полосе задерживания фильтра (для идеального фильтра AQ = oo).
Идеальный фильтр характеризуется только полосами пропускания и задер-
задерживания, т. е. резким переходом от затухания, равного нулю, к затуханию,
равному бесконечности. У реального фильтра затухание постепенно увеличива-
увеличивается от Аа до А3 с изменением частоты.
Фильтры различаются- по взаимному расположению полос пропускания и
задерживания, виду линии передачи, рабочей частоте, принципу действия, воз-
возможности перестройки, используемому виду энергии, уровню мощнрсти и др.
По взаимному расположению полос пропускания и задерживания фильтры де-
делятся на следующие типы: фильтр нижних частот (ФНЧ), фильтр верхних ча-
частот (ФВЧ), полосно-пропускающий фильтр (ППФ), полосно-заграждающий
фильтр (ПЗФ), многополосновой (мультиплексер).
Все типы рассмотренных фильтров делятся на неуправляемые и управля-
управляемые. Управляемым называется фильтр, один или несколько параметров кото-
которого могут изменяться под действием управляющего воздействия по заданно-
заданному закону.
Наиболее характерные точки и области амплитурно-частотной характеристи-
характеристики (АЧХ) фильтров показаны на рис. 1. Основные параметры, характеризу-
характеризующие фильтры: верхняя и нижняя граничные частоты t/B, /H; частоты среза /Ср
/срн, fcPB; центральная частота fo= (/сР в-ffcp н)/2; абсолютная полоса пропуска-
пропускания А/=/сРв—/ср н; относительная полоса пропускания Af/fo=W; затухание в
полосе пропускания Лп; затухание в полосе задерживания Л3. Более подробно
с характеристикой этих параметров, а также с анализом предъявляемых к ним
требований можно ознакомиться в [6].
К УКВ фильтрам относятся такие, диапазон рабочих частот которых 30—
3000 МГц. Все фильтры этого диапазона по принципу действия делятся на пас-
пассивные и активные. Пассивные фильтры строятся на основе только пассивных
элементов: конденсаторов, индуктивностей, резонаторов, отрезков линий пере-
4

дачи и т. д. В состав активных фильтров кроме пассивных элементов входят
активные приборы: транзисторы, электронные лампы, диоды с отрицательным
сопротивлением и т. д. Для работы активного фильтра необходим источник пи-
питания. Его энергия расходуется на компенсацию потерь сигнала в пассивных
элементах. Это обеспечивает увеличение добротности колебательной цепи и, сле-
следовательно, повышение ее селективности.
Рис. 1. Частотные характеристики различных типов фильтров:
а — ФНЧ; б — ФВЧ; в — ППФ, г —ПЗФ; д — многополосового
Появление активного фильтра явилось результатом определенной эволюции
в проектировании фильтров, которую можно представить следующим образом.
«Классическая» теория фильтров оперирует в первом приближении с реактив-
реактивными элементами (L и С) без потерь. Потери учитываются в виде поправок к
идеализированным формулам. Это усложняет расчет, а вид характеристики ре-
реального фильтра ухудшается. Но на очень низких и очень высоких частотах
(например, в УКВ диапазоне) невозможно игнорировать потери в конденсато-
конденсаторах г с и кндуктивностях rL. Приходится учитывать их также строго, как ве-
величины L и С. Улучшить характеристики фильтра можно путем уменьшения
слияния на них внешних цепей. Это достигается включением на входе и выхо-
выходе фильтра развязывающих эмпттерных повторителей. Такой вариант «элек-
«электронного» .RLC-фильтра является переходным между пассивным и активным
фильтрами. Но изоляция от внешних потерь недостаточна, если чрезмерно ве-
велики собственные потери LC-контура. Следующим шагом является компенса-
компенсация гс и гь путем введения в контур отрицательного сопротивления. Такое
5

решение позволяет не только улучшить АЧХ, но и решить еще одну важ-
важную задачу современной электроники — обеспечить миниатюризацию фильтра. В
пассивных ФНЧ требуемые электрические характеристики реализуются при ис-
использовании колебательных LC-контуров с высокой добротностью. Но добротность
этих контуров определяется в основном постоянной времени ib — LjrL индук-
индуктивности L, которая пропорционально зависит от ее объема и массы. Доброт-
Добротность же контура с компенсацией потерь не зависит от его размеров, что поз-
роляет осуществить его миниатюризацию. При этом надо всегда учитывать, что
стабильность такого контура обратно пропорциональна коэффициенту увеличе-
увеличения добротности m = QT/Q0, где QT — добротность контура с компенсированны-
компенсированными потерями; Qo — собственная добротность пассивного контура.
Второй причиной, сдерживающей миниатюризацию пассивных LC-фильтров,
являются большие индуктивности контуров, а следовательно, и большие разме-
размеры, которые возрастают с уменьшением частоты. Построить компактный высо-
высококачественный LC-фильтр на диапазон очень низких частот практически невоз-
невозможно. Это побудило отказаться при построении фильтров от применения ин-
дуктивностей и использовать только ^С-элементы.
Последнее принципиально может дать огромный выигрыш в габаритных
размерах. Действительно, размер омического сопротивления \R почти не связан
с его номиналом, а размер конденсатора зависит от его емкости. Выбирая
большие сопротивления i/?, можно выполнить малогабаритную /?С-цепочку да-
даже на очень низких частотах настройки <ao~l/RC. Отсутствие индуктивности в
таком фильтре исключает влияние на его параметры внешних магнитных полей.
Однако добротность i^C-цепи не превышает 1/2. Это связано с тем, что в RC-
системе происходит непрерывная потеря энергии. Для повышения добротности
можно, так же как и в LC-контурах, подключить отрицательное сопротивление.
Но так как их добротность низкая, необходимо обеспечить большие коэффици-
коэффициенты увеличения добротности т, что обусловливает худшую стабильность по
сравнению с аналогичными LC-фильтрами. Поэтому при построении активных
#С-фильтров нашли применение решения, основанные на использовании усилите-
усилителя с большим коэффициентом усиления с отрицательной обратной связью через
/?С-цепь, а также на использовании гираторов, усилителей с ограниченным ко-
коэффициентом передачи и конверторов отрицательного сопротивления.
ОСОБЕННОСТИ УКВ ФИЛЬТРОВ
Электромагнитные колебания УКВ диапазона обладают рядом физиче-
физических особенностей и свойств, отличающими их от смежных участков спектра и
определяющих особенности УКВ фильтров. Это прежде всего соизмеримость
длины волны в верхней части УКВ диапазона с линейными размерами эле-
элементов фильтра, а также соизмеримость времени пролета носителей заряда в
активных приборах, используемых в фильтрах, с периодом электромагнитных
колебаний.
Первое свойство обусловливает требование учета геометрических размеров
элементов фильтров при расчете и является одним из ограничений использо-
рания в УКВ диапазоне некоторых типов ^С-фильтров. Второе свойство обус-
обусловливает частотную зависимость параметров транзисторов, что ограничива-
ограничивает частотный диапазон применения /?С-фильтров. По этим- причинам активные
^С-фильтры не получили распространения на частотах выше 50 МГц.
6

В качестве миниатюрных фильтров УКВ диапазона находят применение
пассивные фильтры на основе сосредоточенных 7Х-элементов, микрополоско-
вых и коаксиальных линий передачи, ферритов и сегнетоэлектриков. Так же
как и низкочастотные фильтры, лучшими параметрами в этом диапазоне ча-
частот обладают фильтры, имеющие большую добротность: ферритовые, сегне-
тоэлектрические и коаксиальные. Из них коаксиальные фильтры характеризу-
характеризуются худшими массогабаритными характеристиками и не могут быть изготов-
изготовлены в интегральном виде. Сегнетоэлектрические и ферритовые фильтры об-
обладают низкой температурной стабильностью и высоким затуханием в полосе
пропускания 3—20 дБ. Эти виды фильтров не могут быть изготовлены в ра-
радиолюбительских условиях, так как требуют специального оборудования.
Общим недостатком всех рассмотренных фильтров является зависимость
их электрических параметров, и прежде всего добротности, от геометрических
размеров. Например, собственная добротность объемного резонатора Qo об-
обратно пропорциональна корню квадратному из рабочей частоты, т. е. Qo~
~ l/j/7 и пропорциональна отношению его объема V к площади поверхности
S, т. е. Qo~ (V/S). Это указывает на принципиальную трудность миниатюри-
миниатюризации коаксиальных и полосковых фильтров. Аналогичные трудности возни-
возникают и при миниатюризации пассивных LC-фильтров. Попытки уменьшить раз-
размеры индуктивности этих фильтров не привели к положительным результатам,
поскольку их добротность уменьшается пропорционально квадрату ее линей-
линейных размеров.
Таким образом, для миниатюризации фильтров УКВ диапазона целесооб-
целесообразно использование методов и средств построения фильтров, электрические
параметры которых, и прежде всего добротность, не зависили бы от геометри-
геометрических размеров. С точки зрения радиолюбительской практики фильтры дол-
должны иметь простую технологию изготовления и легко настраиваться. Таким
требованиям отвечают активные фильтры, создаваемые на основе обобщенных
преобразователей сопротивления (проводимости) — сокращенно ОПС.
ОБОБЩЕННЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ СОПРОТИВЛЕНИЯ -
ОСНОВНОЙ ЭЛЕМЕНТ УКВ АФ
Компенсировать активные потери в колебательном контуре фильтра
можно за счет подключения к нему активного элемента, обладающего отрица-
отрицательным сопротивлением. Понятие «отрицательное сопротивление» введено фор-
формально по аналогии с понятием «положительное сопротивление», характеризу-
характеризующим положительный знак рассеиваемой на нем мощности. В общем случае
мощность Р, рассеиваемая в каком-либо элементе электрической цепи, имеет
постоянную Ро и перехменную Р„ составляющие: Р = Ро~\-Р^ .
Любой элемент электрической цепи по отношению к постоянному току яв-
является только потребителем энергии, а по отношению к переменному — это не
всегда так. Если сдвиг по фазе ср между мгновенным значением тока i и на-
напряжением и равен нулю, т. е. ср=.О, то Р„ >0. Элемент в данном случае яв-
является активным сопротивлением, потребляющим переменную мощность. При
|ср|=90о элемент имеет сопротивление чисто реактивного характера и не по-
потребляет переменной мощности: Р^ = 0. В промежуточном случае 0<|ф|<
<90° элемент обладает комплексным сопротивлением с положительной ак-
активной составляющей /?>0. Когда сдвиг по фазе 90°< | ср| <>180°, мощность
7

R<0. В этом случае элемент должен рассматриваться уже не как потреби-
потребитель, а как источник энергии переменного тока, характеризуемый чисто фор-
формально отрицательным сопротивлением (ОС) /?(-)<0. Таким образом, эле-
элемент с ОС способен выделять мощность по переменному току и тем самым
компенсировать потери энергии в присоединенной к нему электрической цепи.
В настоящее время в качестве ОС широкое применение получили специ-
специальные полупроводниковые приборы. Различают две группы приборов. На
вольт-амперной характеристике (ВАХ) приборов первой группы (туннельных
диодах, динисторах, лавинных транзисторах) имеет участок (рис. 2), где при-
приращения тока А/ и напряжения AU противоположны по знаку, что свидетель-
свидетельствует о наличии ОС. Само сопротивление определяется формулой R(~) = AU/
/А/ и называется статическим ОС. У другой группы приборов (лавинно-про-
летные диоды, инжекционно-пролетные диоды) такой участок на статической
ВАХ отсутствует и ОС наблюдается только при измерении его на переменном
токе в определенном диапазоне частот и называется динамическим ОС.
В рассмотренных приборах появление ОС связано с физическими процес-
процессами, что определяет его значительную нестабильность при изменении темпе-
температуры и напряжения питания. Получить ОС можно также с помощью спе-
специальных схем, в которых используются комбинации полупроводниковых при-
приборов с пассивными ^LC-элементами. 'Например, с помощью преобразовате-
преобразователя сопротивления.
Преобразователем сопротивления (проводимости) называется четырехпо-
четырехполюсник, сопротивление (проводимость) между одной парой выводов которого
^вх(Квх) является функцией сопротивления (проводимости) Zm(YH), подклю-
подключенного к другой паре его выводов (рис. 3). Все преобразователи сопротив-
сопротивления (проводимости) делятся на конверторы
и инверторы сопротивления (проводимости)
(табл. 1).
Конвертором сопротивления (проводимости)
называется четырехполюсник, сопротивление (про-
(проводимость) между одной парой выводов которого
прямо пропорционально зависит от сопротивления
(проводимости) подключенного к другой паре его
выводов. Например, ZBx=TZu.
Инвертором сопротивления (проводимости) называется четырехполюсник,
сопротивление (проводимость) между одной парой выводов которого обрат-
обратно пропорционально зависит от сопротивления (проводимости), подключенно-
подключенного к другой паре его выводов. Например, ZBx = T/Za-
Рис. 3. Схемы пре-
преобразователя сопро-
сопротивления с нагрузкой
Рис. 2. Вольт-амперные ха-
характеристики полупроводни-
полупроводниковых приборов с отрица-
отрицательным сопротивлением:
а — jV-типа, б — S-типа

Таблица 1
Классификация преобразователей сопротивления
Характеристическое уравнение
Zbx = Тk'Zн == ' к/ 'н
z.x-t.iz.-t.y.
'ВХ = ^К *Н = TK/Za
r,x-TJY.-T.Za
Наименование преобразователя
Конвертор сопротивления
Инвертор сопротивления (гиратор)
Конвертор проводимости
Инвертор проводимости (гиратор)
коэффициент пропорциональности Т, связывающий сопротивление (про-
(проводимость) между одной парой выводов преобразователя с сопротивлением
(проводимостью), подключенным к другой паре его выводов, называется коэф-
коэффициентом преобразования. Коэффициент преобразования Т в случае конвер-
конвертора сопротивления (проводимости) часто называется коэффициентом конвер-
конверсии Гк, а в случае инверторов — коэффициентом инверсии Тж.
Из табл. 1 видно, что ОС можно получить как с помощью конверторов,
так и с помощью инверторов сопротивления (проводимости). Например, если
к выходу конвертора сопротивления, имеющего Гк =—1, подключить резистор
Rh, то его входное сопротивление будет отрицательным: R{-\x =—Rn. Прак-
Практически любой четырехполюсник можно рассматривать как преобразователь
сопротивления (проводимости), но ОС можно реализовать только с помощью
преобразователей сопротивления (проводимости), в состав которых входят ак-
активные приборы.
Следует обратить внимание еще на одно важное свойство преобразовате-
преобразователей сопротивления (проводимости), используемое при построении безындук-
безындуктивных фильтров. Если^к выходу инвертора подключить емкость, имеющую
сопротивление ZH=l//(oCH, то его входное сопротивление ZBx = /caCHrH ста-
становится индуктивным с эквивалентной индуктивностью LBX = TyiCn. Последнее
позволяет использовать такую цепь в качестве катушки индуктивности. Эти
свойства преобразователей сопротивления (проводимости) определили их ши-
широкое использование при построении различных активных /?С-фпльтров Кон-
Конверторы и инверторы в этих фильтрах реализуются с помощью комбинаций
усилителен тока и напряжения, охваченных сложными RC-связямп
Коэффициент преобразования сопротивления (проводимости) четырехпо-
четырехполюсника может быть мнимой величиной. Такие преобразователи сопротивления
называются мнимыми преобразователями сопротивления (проводимости). Они
также подразделяются на мнимые конверторы и инверторы сопротивления, ко-
которые по своим свойствам близки к мутатору. Мутатором называется четырех-
четырехполюсник, предназначенный для преобразования элемента одного типа в эле-
элемент другого типа. Существует три класса мутаторов: LR, CR и LC (рис. 4.).
Например, если коэффициент конверсии 7*к = /<окг, то при подключении к его

выходу резистора <RH его входное сопротивление становится индуктивным:
ZBx = J(uKiRh. Аналогичными свойствами обладает L/^-мутатор. Если коэффи-
коэффициент конверсии Гь = к,//и), то при .подключении к его выходу резистора Нп
его входное сопротивление становится емкостным: ZBX = — /кгЛ?н/(о. Аналогич-
Аналогичными свойствами обладает С7?-мутатор. Если коэффициент конверсии Ги =
= Кг(/о)J, то при подключении к его выходу конденсатора Сн, имеющего со-
сопротивление ZH=il//coCH, его входное сопротивление становится индуктивным:
Рис. 4. Обозначения мутаторов различных классов:
а — L^-мутатора; б — С^-мутатора; в — LC-мутатора
?вх = /о)кг/Сн. Аналогичными свойствами обладает LC-мутатор. Для всех му-
мутаторов справедливо следующее свойство. Если, например, мутатор преобразу-
преобразует резистор, присоединенный к его выходу, в индуктивность со стороны вхо-
входа, то тот же мутатор преобразует индуктивность, присоединенную к его вхо-
входу, в резистор со стороны выхода.
Вследствие частотной зависимости параметров элементов преобразовате-
преобразователя сопротивления в диапазоне УКВ коэффициент преобразования становится
комплексной величиной, а такие преобразователи сопротивления (проводимо-
(проводимости) называются обобщенными преобразователями сопротивления (проводимо-
(проводимости). Они объединяют свойства действительных и мнимых преобразователей
сопротивления (проводимости). Для их реализации непригодны многоэлемент-
многоэлементные низкочастотные схемы, что связано с особенностями УКВ диапазона час-
частот и с появлением большого числа паразитных обратных связей. Поэтому з
УКВ диапазоне при построении активных фильтров получили применение обоб-
обобщенные преобразователи сопротивления (проводимости), которые отличаются
простотой схемотехнической реализации. Принцип их построения основан на
использовании частотных зависимостей параметров полупроводниковых при-
приборов.
ТРАНЗИСТОР КАК ОБОБЩЕННЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
СОПРОТИВЛЕНИЯ
Транзистор (от английского слова transfer — переносить и resistor —
сопротивление) можно использовать не только для генерирования, усиления
или преобразования электромагнитных колебаний, но и в качестве обобощен-
ного преобразователя сопротивления (проводимости). Коэффициент преобразо-
преобразования сопротивления транзистором, включенным как четырехполюсник, зави-
зависит от схемы включения. Для применения в УКВ АФ предпочтение отдается та-
такой схеме включения, которая позволяет реализовать ОС на более высоких
частотах и в более широком частотном диапазоне, а ее коэффициент преобра-
преобразования сопротивления (проводимости) в меньшей степени зависит от преоб-
преобразуемого сопротивления (проводимости). Таким требованиям отвечает преоб-
преобразователь сопротивления на биполярном транзисторе, включенном по схеме с
10

общим коллектором (OK) (рис. 5,а). Для анализа воспользуемся Т-образной
схемой замещения транзистора (рис. 5,6). На этой схеме: Za — полное сопро-
сопротивление э.миттерного перехода; Ск — емкость коллекторного перехода; г б —
омическое сопротивление базы; Z'T — преобразуемое сопротивление; id — пере-
переменная составляющая тока эмиттера; /i21B — комплексный коэффициент пере-
передачи транзистора по току, измеренный в схеме с общей базой (ОБ) (с целью
упрощения анализа элементы ^корпуса транзистора не учитываются).
Согласно эквивалентной схеме рис. 5,6 преобразованное полное сопротив-
сопротивление ZBMX = Z3 + A — h21B)ZF, где Z? — преобразуемое полное сопротивление
(с учетом г б и Си).
>^-Уж
Рис. 5. Обобщенный конвертор сопротивления на транзисторе с ОК (а) и его
эквивалентная схема (б), обобщенный инвертор сопротивления на транзисто-
транзисторе с ОИ (в) и его эквивалентная схема (г)
При работе транзистора в активной области и больших токах эмиттера
можно приближенно считать, что Z3-^0; при этом ZBbix~(il—^21Б^Г# ^3 полУ"
ченного выражения находим коэффициент преобразования T=ZBbIX!Zr = \—^2ib'
На частотах, лежащих ниже граничной частоты транзистора 0<сот, ^21Б^
«1/[1+/(со/сот)]. В этом случае коэффициент преобразования сопротивления
биполярным транзистором, включенным по схеме ОК, можно записать в виде
Г=/о)/((от+/(о).
С учетом приведенного выражения
Таким образом, преобразованное сопротивление ZBux пропорционально за-
зависит от преобразуемого сопротивления Zr. Поэтому биполярный транзистор,
включенный по схеме с ОК, можно рассматривать как обобщенный конвертор
11

Таблица 2
Таблица преобразований ОПС на основе биполярного транзистора
с общим коллектором
Преобразованное
сопротивление ZBX
Преобразуемое
сопротивление ZH = 2r
Преобразованное
сопротивление ZBbII
12

сопротивления. Если к его выходу подключить резистор ZV—RT, то выходное
сопротивление становится индуктивным с эквивалентной индуктивностью
LBbix==bRrCOT и проводимостью потерь <3Вых=1//?г (табл. 2). При подключе-
подключении к входу индуктивности Lv выходное сопротивление становится индуктив-
индуктивным с эквивалентной индуктивностью LBbix = ?r и отрицательной проводимо-
проводимостью потерь G(-\bix = —coT/co2Lr. Если к входу такого обобщенного конверто-
конвертора сопротивления подключить емкость Сг, то его выходное сопротивление ста-
становится емкостным с эквивалентной емкостью СВых = Сг и проводимостью по-
потерь СВых = сотСг. В табл. 2 представлены результаты преобразования сопро-
сопротивления двухэлементных цепей, включая последовательный и параллельный
контуры. Видно, что если преобразуемое сопротивление является индуктив-
индуктивным, то активная составляющая выходного сопротивления ОПС становится
отрицательной.
Если преобразуемое сопротивление ZH подключить на выходе ОПС на ос-
сот
нове транзистора с ОК, то входное сопротивление будет ZBbix = (l—/—) 2Н.
Для этого случая результаты преобразования сопротивления различных одно-
одноэлементных и двухэлементных цепей представлены также в табл. 2, из ко-
которой следует, что при подключении к выходу ОПС активного сопротивления
Zn — Rn входное сопротивление становится емкостным с эквивалентной емко-
емкостью Свх= 1/(о)т-/?н), что близко по свойствам к i^C-мутатору. Во всех случа-
случаях, когда преобразуемое сопротивление является емкостным, активная состав-
составляющая входного сопротивления ОПС становится отрицательной.
Приведенная табл. 2 получила название таблицы преобразования и ис-
используется при качественном анализе работы и создании новых УКВ АФ. На-
Например, с ее помощью можно создать безындуктивные схемы, обладающие вы-
высокодобротным индуктивным сопротивлением или реализующие функции коле-
колебательных контуров. В первом случае используется каскадное включение двух
ОПС (рис. 6,а). В качестве первого ОПС используется транзистор VI, к вхо-
входу которого подключен резистор R1. В результате преобразования этого со-
сопротивления выходное сопротивление первого ОПС становится индуктивным с
положительной производимостью потерь (?ВЫх и низкой добротностью Q =
==со/сот<1. Это сопротивление оказывается подключенным к входу второго
ОПС, собранного на транзисторе V2. В результате преобразования сопротив-
сопротивления ZBbixi выходное сопротивление второго ОПС становится индуктивным,
а активная составляющая проводимости потерь имеет отрицательную состав-
составляющую, что позволяет реализовать добротность такой индуктивности, равной
примерно 70.
Во втором случае (рис. 6,6) используется параллельное включение выхода
первого ОПС, собранного на транзисторе VI, на входе которого включен ре-
резистор R1, и входа второго ОПС, собранного на транзисторе V2, на выходе
которого включен конденсатор С1. В результате преобразования сопротивле-
сопротивления резистора R1 выходное сопротивление первого ОПС является индуктив-
индуктивным с положительной проводимостью потерь GBblx\ = l/\Rl, а входное сопро-
сопротивление второго ОПС в результате преобразования емкости С1 является ем-
емкостным с отрицательной проводимостью потерь. Преобразованные индуктив-
индуктивное Дныи и емкостное jXBX2 сопротивления оказываются включенными па-
параллельно, образуя параллельный колебательный контур, а отрицательная про-
проводимость первого ОПС, компенсируя положительную активную проводимость
13

первого ОПС, обеспечивает высокую добротность образованного контура. При
построении УКВ АФ важно не только знать результат преобразования сопро-
сопротивления, но и зависимость этого сопротивления от преобразуемого сопротив-
сопротивления, частоты и положения рабочей точки транзистора.
Рассмотрим влияние этих факторов на выходное сопротивление ОПС. При
малых значениях преобразуемой индуктивности LF как активная #Вых, так и
Рис. 6. Разновидность схем, использующих многокаскадные ОПС:
а — дЛЯ создания полупроводниковой индуктивности; б, в — для создания бе-
безындуктивного параллельного колебательного контура
реактивная Хвых составляющие преобразованного сопротивления являются по-
положительными (рис. 7). Увеличение этой индуктивности ведет к росту индук-
индуктивного и уменьшению активного сопротивления выходной цепи ОПС. При
значениях преобразуемой индуктивности, больших некоторого значения Z/r, ак-
активная составляющая выходного сопротивления становится отрицательной. Это
сохраняется до значения преобразуемой индуктивности Lr кр, получившего на-
наименование критического. Начиная с этого значения дальнейшее увеличение
Lv ведет к резкому изменению знака как активной, так и реактивной состав-
составляющей преобразованного сопротивления.
14

На рис. 8 представлены частотные зависимости составляющих преобра-
преобразованного сопротивления. Как видно из графиков, такой ОПС позволяет реа-
реализовать ОС в широком частотном диапазоне. Максимальную частоту, на ко-
которой активная составляющая преобразованного сопротивления становится
Рис. 7. Зависимость действительной
№вых//"б) и мнимой (ХВЫх/гб) со-
составляющих выходного преобразо-
преобразованного сопротивления ОПС от ин-
индуктивности LT преобразуемого со-
сопротивления для транзистора типа
ГТ313 (/э = 10 мА, ик„=-~Ю В
f//T = 0,5)
Рис. 8. Частотные зависимости дей-
действительной Явых/Гб И МНИМОЙ
^вых/^б составляющих выходного
преобразованного сопротивления
ОПС при различных значениях па-
параметра A = (dT~]/L1Cb2
равной нулю, называют предельной частотой ОПС fn. Для рассматриваемо-
рассматриваемого типа ОПС она равна максимальной частоте генерации транзистора: fn =
= (/макс[7].
Большое значение при построении УКВ АФ имеет тот факт, что кривая
частотной зависимости ОС имеет перегиб на частоте QonT. В соответствии с
иммитансным критерием устойчивости цепь, содержащая ОС, будет обладать
абсолютной устойчивостью в случае, когда результирующая активная состав-
составляющая сопротивления цепи, образованной ОС и присоединенной пассивной
цепью, будет положительной на частоте, где мнимая составляющая результи-
результирующего сопротивления этой цепи равна нулю. Подбирая значение преобразу-
преобразуемого сопротивления таким образом, чтобы преобразованное ОС было меньше
активного сопротивления пассивной цепи, присоединенной к ОПС, на цент-
центральной частоте фильтра, можно обеспечить его абсолютную устойчивость. Ес-
Если центральная частота фильтра i/0 будет совпадать с частотой перегиба QOnT,
то отрицательное сопротивление на других частотах будет меньше, чем на
частоте f0, что обеспечивает устойчивость фильтра во всем диапазоне рабочих
частот.
15

Как видно из рис. 8, частота Q зависит of коэффициента AQ =coT]/^ LrCK2t
что указывает на способ обеспечения совпадения центральной частоты фильт-
фильтра jfo с оптимальной частотой преобразования йОпт. Этой цели можно добить-
добиться подбором граничной частоты транзистора сот, преобразуемой индуктивно-
индуктивности LT или емкости коллекторного перехода СК2. С практической точки зрения
наиболее удобным оказывается последний способ, при котором путем измене-
изменения напряжения на коллекторе регулируется емкость коллекторного перехода.
Диапазон такой регулировки ограничен активной областью работы транзистора.
Рис. 9 Рис. 10
Рис. 9. Зависимость действительной RBux/Z0 и мнимой XBbix/Z0 составляющих
выходного преобразованного сопротивления ОПС от тока эмиттера /д (а) и
напряжения между коллектором и базой UKe (б) транзистора. Штриховыми
линиями обозначены расчетные зависимости (fff? = 0,5; Lr = 5 нГн; ZQ=50 Ом)
Рис. 10. Семейство зависимостей $вх/гб (а) и Хвх/гб (б) от емкости конден-
конденсатора Сн при #H = const (///т = 0,5; /э-=10 мА; ?/Кб=—5 В)
16

Анализ влияния положения рабочей точки транзистора, характеризуемой
током эмиттера /э и напряжением между коллектором и базой транзистора
UkB , показывает (рис. 9), что минимальное влияние /э и UkB на ZBux на-
наблюдается при номинальных токе /ЭНОм и напряжении ?/^Бном, а максималь-
максимальная крутизна изменения этого сопротивления наблюдается при изменении тока
/9 и напряжении ^^Б от нуля до номинального значения.
Аналогичные зависимости получаются при преобразовании емкостного со-
сопротивления конденсатора Сн, подключенного к выходу ОПС (рис. 10, 11).
Однако максимальное значение ОС вход-
входной цепи наблюдается здесь на более
низких частотах и отсутствует резкий пе-
переход от отрицательного к положитель-
положительному сопротивлению при значении Сп-=
= СНкр, как это происходит при преобра-
преобразовании индуктивности Lv.
Аналогичный обобщенный конвертор
сопротивления может быть реализован с
помощью полевоого транзистора, вклю-
включенного с общим стоком, но формула
для его коэффициента конверсии являет-
является более сложной
При включении полевого транзисто-
транзистора с общим истоком (ОИ) зависимость
бго входного сопротивления ZnBX от со-
сопротивления нагрузки ZH на частотах,
значительно меньших граничной частоты
(Ds полевого транзистора по крутизне, оп-
определяется выражением
Рис. 11. Семейство частотных зави-
зависимостей RBxlf6 и Хъх/гб при раз-
различных емкостях конденсатора Сн
(Z0=50 Ом; /Э = Ю мА; UKb =
= —5 В; Л,=50 Ом).
которое получено из упрощенной экви-
эквивалентной схемы полевого транзистора
(рис. 5,г). На этой схеме и в формуле приняты следующие обозначения: Ссз и
Сиз — емкости сток-затвор и исток-затвор; Ri— дифференциальное сопротивление
затвор-исток; S — крутизна; G — дифференциальная проводимость канала; Д=
= (H*sRi/lS; ? = ССЗ/Сиз.
Таким образом, входное сопротивление обратно пропорционально сопро-
сопротивлению нагрузки. Поэтому полевой транзистор, включенный с ОИ, можно
рассматривать как обобщенный инвертор сопротивления с коэффициентом ин-
инверсии 5пи = Д(со2+/со/оK).
В табл. 3 представлены результаты преобразования данным инвертором
сопротивлений R, L- и С- элементов. Видно, что если преобразуемое сопротив-
сопротивление является индуктивным, то активная составляющая преобразованного со-
сопротивления становится отрицательной. Следует обратить внимание на резуль-
результат преобразования таким инвертором емкости С. В этом случае преобразо-
преобразованное сопротивление является индуктивным с добротностью Ql = cos/o), боль-
большей единицы, что позволяет использовать такую цепь в качестве аналога ин-
индуктивности. Подключив ее в качестве нагрузки к обобщенному конвертору
17

Таблица 3
Таблица преобразований О ПС на основе полевого транзистора
с общим истоком
Преобразуемое
сопротивление 2H = Zr
Преобразованное сопротивление ZBX=ZBblx
сопротивления, образованному полевым транзистором VI (рис. 6,в), к входной
цепи которого подключена емкость С/, можно реализовать параллельный ко-
колебательный контур без катушек индуктивности и изготовить его в виде по-
полупроводниковой микросхемы.
УПРАВЛЯЮЩИЕ ЭЛЕМЕНТЫ УКВ АФ
Важным преимуществом УКВ АФ на основе ОПС является простота
управления его параметрами. Наиболее широко используется электронное уп-
управление, осуществляемое путем введения в схему электрически управляемых
сопротивлений (p-t-л-диодов, варикапов) и резонаторов (сегнетоэлектрических
и ферритовых).
Основные требования, предъявляемые к управляющим элементам УКВ
АФ: возможность электрического изменения управляющего параметра емкости,
1(8

сопротивления, индуктивности; наличие большого диапазона изменения управ-
управляющего параметра; высокая добротность (для реактивных элементов); малая
потребляемая мощность; высокое быстродействие; высокая температурная ста-
стабильность; малые габаритные размеры и масса.
С точки зрения как промышленного выпуска УКВ АФ, так и радиолюби-
радиолюбительской практики наиболее полно этим требованиям отвечают p-i-я-диоды и
варикапы.
Диоды с /ы'-/г-структурой состоят из трех областей полупроводника, две
из которых (р и п) являются низкоомными (сильнолегированными), и распо-
расположенной между ними высокоомной (слаболегированной) области полупровод-
полупроводника р- или n-типа (рис. 12). Этот слой обыч-
обычно называется i-слоем.
В УКВ АФ используется свойство p-i-n-jxu-
ода изменять комплексное (активное и реак-
реактивное) сопротивление под действием внешне-
внешнего управляющего сигнала.
При отсутствии напряжения смещения или
при обратном напряжении смещения p-i-n- ^ ^ R крис.
структура представляет собой конденсатор, ем- талла р_;„я_дИОда
кость которого определяется геометрическими
размерами и диэлектрической проницаемостью i-области.
При прямом напряжении смещения вследствие инжекции дырок из р-об-
ласти и электронов из д-области в i-область создается электронно-дырочная
плазма, ведущая к значительному уменьшению активного сопротивления рл-п-
диода. Это сопротивление изменяется от десятков тысяч ом при нулевом сме-
смещении (п) до десятых долей ома при токе в несколько десятков миллиампер
(гг) (рис. 13), что позволяет использовать его в качестве коммутируемого эле-
Рис. 13. Зависимость
активного сопротивле
ния p-i-n-диода г от
прямого тока /
Рис. 14. Частотная за-
зависимость коэффициента
качества /Сд /ы'-я-диода
мента при построении УКВ АФ с дискретным управлением. Возможности р-
f-л-диода как коммутируемого элемента принято оценивать коэффициентом ка-
качества /Сд=Г1/г2, который в УКВ диапазоне составляет 100—200 единиц и
уменьшается с частотой (рис. A4).
Недостатком p-i-n-диодов является их малое быстродействие (время пе-
переключения 10~~6 с), связанное с накоплением зарядов в i-области и медленным
19

их рассеиванием при изменении напряжения с прямого на обратное. Большим
быстродействием обладают p-i-rn-диоды (диоды с барьером Шотки), представ-
представляющие собой трехслойную структуру, одна из областей которой (/тг-область)
является металлической. Они не имеют двойной инжекции, не содержат плаз-
плазмы из электронов и дырок в i-области. Параметры современных p-t-n-диодов
приведены в табл. 4.
Таблица 4
Тип
прибора
ГА501А
КА503А
ГА504А
КА507А
КА508А
КА509А
КА510А
КА511А
КА512А
КА517А
КА520А
КА521А
КА523А
КА524А
Основные
Диапазон
волн
3 см
СВ, ДВ*
св, дв
св, дв
2—20 см
СВ, ДВ
СВ, ДВ
св, дв
св, дв
св, дв
св, дв
св, дв
св, дв
св, дв
параметры
150
150
200
600
—
2500
4000
—
—
—
—
/ы-п-диодов
tW в
19
19
500
200
200
30
30
—
300
800
300
500
300
С, пФ
0,45—1
0,12—0,18
0,5 —0,8
0,8 —0,12
0,9 —1,2
0,7 —,1,2
0,7 —1,4
0,5 —0,75
0,3 —0,7
0,15—0,3
0,4 —1
0,63—0,77
0,9 —1,5
0,5 —0,8
Rs, Ом
3,9
3,2
1,5
—
1,5
1,5
2,5
2,5
5
2
1,5
0,5
~
* Здесь СВ и ДВ обозначены диапазоны сантиметровых A — 10 см) и дециметровых
A0—100 см) волн.
Варикапом называется полупроводниковый диод, используемый в качест-
качестве электрической управлямой емкости. Наиболее широкое применение для
электронной настройки получила р-я-структура варикапа. Емкость такой струк-
структуры зависит от приложенного напряжения, как показано на рис. 15.
При отсутствии напряжения смещения подвижные носители заряда в та-
таком полупроводниковом диоде покидают область, непосредственно прилегаю-
прилегающую к р-я-переходу, в результате чего образуется узкая область некомпенси-
некомпенсированного неподвижного заряда, который носит название обедненного слоя
Рис. 15. Зависимость емкости Св и
добротности QB варикапа от прило-
приложенного к нему напряжения U
20
Рис. 16. Распределение зарядов в
полупроводниковом диоде

или слоя пространственного заряда (рис. 16). Если приложить к диоду напря-
напряжение обратного смещения, подвижные носители заряда переместятся в на-
направлении от перехода, тем самым расширяя обедненный слой. Это явление
приводит к появлению зависящей от приложенного напряжения зарядной ем-
емкости перехода. При приложении к диоду прямого смещения вследствие пони-
понижения потенциального барьера р-я-перехода происходит движение дырок из
р-области в /г-область и встречное движение электронов. В результьате заряд
в р- и п- областях изменяется под действием приложенного напряжения, что
эквивалентно диффузионной емкости р-/г-перехода.
Диффузионная емкость, преобладающая при прямом включении диода,
характеризуется сильной зависимостью от температуры и частоты и имеет низ-
низкую добротность. Поэтому варикапы в основном используются при обратном
смещении, когда преобладает барьерная емкость, добротность которой Q =
= 1/(?>/?<,Св, где Св— емкость варикапа в рабочей точке; Rs — омическое сопро-
сопротивление р- и я-областей полупроводника.
К основным параметрам варикапа относятся: номинальная емкость СНОм
при обратном напряжении ?/обр = 4 В; максимальная Смаке и минимальная
Смин емкости при минимальном и максимальном обратных напряжениях; доб-
добротность Q при обратном смещении 4 В; температурный коэффициент емкости
(ТКЕ), характеризующий отношение относительного изменения емкости при
заданном напряжении к вызвавшему его абсолютному изменению температу-
температуры; коэффициент перекрытия по емкости Кс = (Смакс + Ск)/(СМин + Ск), где
Ск— емкость корпуса варикапа; граничная частота варикапа /Гр=!1/2я/?8СМин;
качество варикапа, характеризующее его возможности в схемах коммутатора,
Кв=(]А4з—1)/(Лп—Л) = 1/со2С2в^+#5-, где Л3 — затухание коммутатора,
использующего данный варикап в режиме резонанса напряжений (режим «за-
«закрыто»); Ап — затухание в режиме «открыто»; co0=l/]/"LsCB — резонансная ча-
частота; Ls— индуктивность выводов варикапа; R+s и R~s—эквивалентное оми-
омическое сопротивление р- и /z-областей соответственно к режимам «Открыто» и
«Закрыто». Коэффициент качества варикапа пропорционален квадрату доб-
добротности.
Параметры современных варикапов приведены в табл. 5.
При использовании p-i-я-диодов и варикапов в УКВ диапазоне необходи-
необходимо учитывать не только рассмотренные параметры, но и элементы корпуса, со-
сопротивление которых становится соизмеримым с сопротивлениями полупровод-
полупроводниковой структуры. Учет этих элементов осуществляют с помощью физичес-
физической эквивалентной схемы, изображенной на рис. 17, которая
в УКВ диапазоне применима как к p-i-я-диодам, так и к ва-
варикапам. На этой схеме Ls и Ск — индуктивность и емкость
выводов и корпуса диода Их значения зависят от выполнения
корпуса диода и составляют: Ls^B—5) нГн, Ск«@,1 —
—0,5) пФ. В бескорпусном варианте исполнения, используе-
используемом в гибридных микросхемах с общей герметизацией, в УКВ
диапазоне этими величинами можно пренебречь.
Рис. 17. Эквивалентная схема варикапа и р-г-я-диода в ди-
диапазоне УКВ
21

Основные
Тип
прибора
KB 109 А
КВ112А
KB 110 А
КВ102А
Д901А
КВ107А
КВ107А
КВ113А
КВ114А
КВ104А
КВ115А
КВШ1А
KB 116
КВ119А
пФ
2,3—28
9,6—14,4
•12—118
14—23
22—32
26,4—39,6
10—40
54,4—81,6
54,4—81,6
90—120
100—700
168—252
168—252
400—600
1
ПРИ ^обр' в
25
4
4
4
4
4
2—9
4
4
4
0
1
1
4
1
| при /, мГц
1—10
1
1—10
1—10
50
1—10
1—10
1
1
1—10
1—10
1
1—10
с
D—5,5
1,8
2,5
2,5
3,6—4,4
5—7
1,5
4,4
4,4
2,5
1,1—1,2
18
18
единиц
300
200
300
40
25
il80
20
300
300
100
—
12
100
100
1
ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ УКВ АФ
Диапазон УКВ захватывает частоты, на которых происходит переход
от элементов с сосредоточенными параметрами к элементам с распределенны-
распределенными параметрами. Приведенные в технической литературе данные говорят о
том, что изготовлять пригодные для практического применения сосредоточен-
сосредоточенные индуктивности в диапазоне частот выше 200 МГц и сосредоточенные ем-
емкости в диапазоне частот выше 2,0 ГГц становится затруднительно, так как
межвитковая емкость катушек индуктивности и индуктивность выводов кон-
конденсаторов приводит к появлению паразитного резонанса. Например, провод-
проводник длиной 30 мм и диаметром il мм обладает индуктивностью около 25 нГн.
При емкости монтажа схемы около 12 пФ такой проводник будет резониро-
резонировать с емкостью на частоте, близкой к 300 МГц. Уменьшение емкости монта-
монтажа до 3—4 пФ приведет к повышению резонансной частоты проводника до
600 МГц. Поэтому уже в верхней части метрового диапазона частот начина-
начинает проявляться влияние индуктивностей выводов сосредоточенных конденсато-
конденсаторов. Уменьшение индуктивностей выводов конденсаторов позволяет создать со-
сосредоточенные емкости, которые можно применять до частот 2 ГГц (напри-
(например, конденсаторы типа КДО-9, КЮ-17, К10н42 и др.).
Ограничения, налагаемые на использование в УКВ схемах сосредоточен-
сосредоточенных реактивных элементов, приводят к реализации реактивных элементов в
виде распределенных цепей. Однако размеры этих цепей в УКВ диапазоне мо-
могут иметь настолько большие размеры, что целесообразность их применения
становится сомнительной. Поэтому в этом диапазоне частот приходится выби-
выбирать компромиссные решения, комбинируя сосредоточенные и распределенные
элементы.
Основным пассивным элементом любой схемы является проводник или,
используя терминологию техники цепей с распределенными параметрами, ли-
линия передачи, осуществляющая связь между элементами схемы.
22

Таблица 5
параметры варикапов
1
при иобр, В
3
4
4
4
4
4
2,9
—
4
—
0,8
1
1
при /, мГц
50
50
50
50
50
50
ilO
10
10
10
—
10
1
1
/обр, мкА
0,5
1
1
1
il
'1
100
1
10
'5
1 • КО
1
1
1
Максимальная мощносп
мВт
5
100
90
90
90
100
100
2
100
—
—
при t°C
50
—
50
50
50
50
50
25
2
50
—
—
> сигнала
при Uo6v, В
25
25
45
45
45
45
5,5—16
45
150
45
100
4
10
12
В радиолюбительской практике широко используется печатный монтаж,
когда функции проводников выполняют плоские проводящие дорожки, обра-
образованные на листовом изоляционном материале. При этом электрические свой-
свойства материала, его толщина, а также размеры проводников и их взаимное
расположение не оказывают существенного влияния на параметры реализуе-
реализуемой схемы. При построении СВЧ АФ, особенно дециметрового диапазона волн,
геометрические размеры и физические свойства проводников и изоляционных
листовых материалов оказывают значительное влияние на параметры УКВ АФ
и их требуется учитывать в расчетах. Кроме того, используя специальную кон-
конфигурацию и определенные размеры передающих линий, можно реализовать
некоторые реактивные элементы, необходимые для создания УКВ АФ.
При создании промышленной аппаратуры дециметрового диапазона волн
используют коаксиальные и микрополосковые линии передачи. Элементы, реа-
реализованные с помощью коаксиальных линий, обладают большой добротностью,
но крайне нетехнологичны. Этот недостаток отсутствует у элементов и схем,
выполненных на основе микрополосковых линий, при производстве которых
используется технология пленочных микросхем. Но реализация УКВ АФ на ос-
основе этих линий передачи практически невозможна в условиях радиолюби-
радиолюбительской практики. В этом случае наиболее пригодны полосковые линии пере-
передачи и эле-менты на их основе. Рассмотрим порядок их построения и расчета.
Полосковая линия представляет собой дальнейшее развитие принципов
двухпроводной и коаксиальной линии. Заменим у коаксиальной линии наруж-
наружный круглый проводник прямоугольным и будем увеличивать размер а при
круглом или прямоугольном внутреннем проводнике (рис. 18). Удалив в пре-
пределе боковые узкие стенки, приходим к конструктивному варианту симметрич-
симметричной полосковой линии, изображенному на рис. \8,в. Эта линия образована дву-
двумя металлическими лентами, между которыми проходит третья, более узкая,
металлическая полоса или круглый стержень. Если размер в сечении линии
меньше половины длины волны, то поле может лишь «провисать» в попереч-
23

ном направлении, спадая в обе стороны по экспоненте. Заметного излучения
высокочастотной энергии из линии не происходит, если ширина а лент не менее
чем в 5 раз превышает расстояние в между пластинами. Показанная на рис.
18,б полосковая линия называется симметричной» Ее центральная лента обыч-
обычно называется полоском, а боковые широкие ленты — заземляющими пласти-
Рис. 18. Разновидности линий передачи УКВ диапазона.
а, б — коаксиальные, с круглым и прямоугольным сечением; в — симметрич-
симметричная полосковая; г — несимметричная полосковая
нами, так как они обычно соединяются с общей шиной прибора. Простота,
компактность, дешевизна и малая масса — основные достоинства полосковой
линии. Недостатком полосковых линий по сравнению с коаксиальными и вол-
новодными являются большие потери, которые включают потери на излуче-
излучение, а также диэлектрические потери, так как обычно между заземляющими
пластинами и полоском находится твердый диэлектрик.
При конструировании УКВ АФ, применяются несиметричные полоско-
вые линии (рис. 18,г), отличающиеся от симметричных отсутствием одной за-
заземляющей пластины. Это существенно упрощает монтаж и настройку УКВ
АФ, но ведет к некоторому уменьшению добротности полосковых элементов за
счет возрастания потерь на излучение. Основные размеры несимметричной по-
полосковой линии представлены на рис. 18, г.
В качестве материала для промышленных полосковых линий чаще всего
используют керамику на основе окиси алюминия AI2O3 с относительной диэлек-
диэлектрической проницаемостью 8Г = 9,3—9,8. В радиолюбительских условиях на-
наиболее подходящий диэлектрик для изготовления полосковых линий и узлов —
полистирол, полиэтилен, фторопласт и стеклотекстолит. Технология изготовле-
изготовления существенно упрощается, если эти материалы уже покрыты медной фоль-
фольгой толщиной 0,05—0,15 мм. С технологией изготовления полосковых линий из
этих материалов можно ознакомиться в [1]. Параметры диэлектриков приве-
приведены в табл. 6.
Расчет полосковой линии удобно производить с помощью графиков, при-
приведенных на рис. 19, которые связывают ее геометрические размеры с харак-
характеристическим сопротивлением Zo и относительной диэлектрической проница-
проницаемостью материалов. Для увеличения точности расчета рекомендуется вместо
геометрической ширины полоска W использовать эффективную ширину И^эфф —
= W-\-kW, которая отличается от W на поправку Д№, учитывающую конеч-
конечную толщину t проводника. Зависимость относительной величины kWjt от hjt
представлена на рис. 20.
Из приведенных графиков видно, что существует определенная свобода
выбора геометрических размеров полосковой линии. Однако следует учиты-
24

Характеристики диэлектрических материален
Материал
Полиэтилен
Полистирол
Фторопласт
Плексиглас (органиче-
(органическое стекло)
Текстолит
Гетинакс
Стекловолокно, связан-
связанное фторопластом
ПТ-1
ПТ-5
ПТ-7
ПТ-10
ПТ-16
Фторопласт-4
Стеклотекстолит ОФ-2
Стеклотекстолит СКМ-1
Фольгированный стекло-
стеклотекстолит СФ-1А
Параметр
8Г
tg6
8Г
tg6
8г
tg6
8Г
tg6
8г
tg6
8Г
tgfi
8Г
tg6
8г
tg6
8г
tg б
8Г
tg6
ег
tg6
8г
tg6
8Г
tgS
8Г
tgS
8Г
tg6
8Г
tg6
j Таблица 6
Частота, ГГц (длина волны, см)
0,1 C00)
—
2,55
0,0001
2,1
0,0002
2,58
0,0067
3,95
0,05
5,0—6,5*
0,04
—
—
2,48*
G—9). Ю-4*
5*
7,5-Ю-4*
7*
9-Ю-4*
10*
12-Ю-4*
16*
2.Ю-3*
2,2*
2,5-Ю-4*
6*
B5—35)-Ю-3*
4,16—4,83*
C—6). Ю-3*
6*
B,5—3,5). Ю-2*
0,3 A00)
—
2,55
0,00035
2,1
0,00015
—
—
—
—
—
—
2,8
0,003
—
—
—
—
—.
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—¦
3 A0)
2,26
0,00031
2,55
0,00033
2,1
0,00015
2,28
0,0051
3,35
0,04
,—
—.
—
—
—
—
—
—.
—
—
—
—
—
—
—
—
—¦
—
—
—
* Приведены результаты измерений на частоте 1 мГц.
Рис. 19. Расчетные графики, связывающие характеристическое сопротивле*
ние Zo несимметричной полосковой линии с ее геометрическими размерами
(W, К) и относительной диэлектрической проницаемости подложки ег
25

вать следующие соображения. Анализ поля в полосковой линии показал, что
при h^W большая часть энергии поля сосредоточена в области, равной при-
приблизительно тройной ширине полоска, и, следовательно, если выполняется ус-
условие a>3W, то ширину заземляющей пластины можно считать удовлетворя-
удовлетворяющей расчетным требованиям. Толщину
диэлектрика h следует уменьшать для обе-
обеспечения малых потерь на излучение. Одна-
Однако для сохранения постоянного волнового
сопротивления уменьшение h должно сопро-
сопровождаться уменьшением ширины полоска
W, что, в свою очередь, приводит к увели-
увеличению потерь в проводнике. В промышлен-
промышленности наметился ряд стандартных толщин
диэлектрика: /i=0,25; 0,5; 0,75; 1,0; 11,6 мм.
Для радиолюбителей можно рекомендовать
размеры /i=l,0; 1,5; 2,0 мм. Для уменьше-
уменьшения габаритных размеров полосковой линии,
а также подавления возникающих в ней
высших типов волн следует уменьшать ши-
ширину проводящего полоска. С другой стороны, уменьшение ширины полоска при-
приводит к увеличению потерь и затрудняет монтаж элементов УКВ АФ. Поэтому
целесообразно выбирать №=0,5—3 мм. Для обеспечения малых потерь в провод-
проводнике необходимо, чтобы его толщина была по крайней мере в три раза больше
глубины скин-слоя.
При расчете устройств на основе полосковых линий важно знать длину
волны Яе в ней, которая связана с длиной волны в свободном пространстве
X соотношением Я8 =Я/|/егэфФ, где еГЭфФ— эффективная относительная ди*
электрическая проницаемость среды в линии. Величина ]/л8ГЭфФ=^Де называ-
называется коэффициентом укорочения длины волны в линии и может быть найдена
с помощью графика рис. 21.
Рис. 20. Графики для расчета
эффективной ширины полоска
Гэфф
Рис. 21. Расчетные графики, связывающие коэффициент укорочения длины в
микрополосковых линиях ЯД в с ее геометрическими размерами W, К и отно-
относительной диэлектрической проницаемостью подложки ег
При проектировании УКВ АФ используются как сосредоточенные, так и
распределенные реактивные элементы, выполненные на основе полосковых ли-
26

ний. Возможные конструкции этих элементов показаны на рис. 22. Приведен-
Приведенные конструкции конденсаторов используются, когда необходимо получить ма-
малые значения емкости. При последовательной емкости менее 1 пФ использует-
используется зазор полосковой линии (рис. 22,а). Емкость в зависимости от ширины за-
Рис. 22. Конструктивное выполнение емкостей и индуктивностей с помощью
отрезков полосковой линии передачи:
а, б — последовательная емкость; в, г — параллельная емкость; д, е, ж — по-
последовательная индуктивность; з, и, к — параллельная
зора S можно оценить по графику рис. 23,а. Когда необходимо получить по-
последовательные емкости от 1 до 10 пФ, используют гребенчатые конденсаторы
(рис. 22,6). Расчет емкости такого конденсатора (в пикофарадах) производит-
производится по формуле С«2(ег+1)воВМ(#—1), где N — число секций; В —длина сек-
секций, см; 8о — относительная диэлектрическая проницаемость среды, располо-
расположенной между электродами; М=0,614(Д/5H>25(№У/г)°>439.
Параллельная емкость может быть выполнена в виде низкоомного отрез-
отрезка полосковой линии с характеристическим сопротивлением Z\ длиной h (рис.
22,в). Значение этой емкости вычисляется с помощью графика, приведенного
на рис. 23,в. В случае, если необходимо осуществлять подстройку параллель-
параллельной емкости, ее можно выполнить секционированной, как показано на рис.
22,г, запаивая зазоры в процессе настройки.
В качестве простейшей индуктивности используется высокоомный отрезок
полосковой линии, включаемый последовательно или параллельно основному
27

полоску (рис. 22 Д з). В тех случаях, когда требуется индуктивность от 0,5 до
нескольких наногенри, она выполняется в виде прямоугольного полоска, а ее
значение определяется с помощью графика (рис. 23,6). Для уменьшения раз-
размеров, а также осуществления подстройки такую индуктивность выполняют
в виде змейки (рис. 22,и). Для получения больших значений индуктивности
Рис. 23. Графики для расчета:
а — последовательной емкости в виде зазора полосковой линии; б — индук-
индуктивности в виде отрезка высокоомного полоска; в — параллельной емкости
применяются спиральные плоские катушки индуктивности круглой и квадрат-
квадратной форм (рис. 22,е, ж).
Используя такие катушки, получают индуктивность до сотни наногенри.
Индуктивность спиральных катушек рассчитывается (в наногенри) по форму-
формуле L = 393r2cpn2/(8rCp+ll/), где гср — средний радиус спирали, см; п — число
витков; /= (dH—<iB)/2; dB, dB — наружный и внутренний диаметры, см.
Важным параметром катушек индуктивности является добротность, кото-
которая достигает максимального значения Qmrkc при отношении наружного и
внутреннего диаметров 5-1.
Смакс/УГ= 2,4 (W/kr) УГрТы
где kr = \~2 — постоянная, учитывающая «вытеснение» тока из углов прово-
проводящей полоски; р — удельное сопротивление материала проводящей полоски,
Ом-см; W — ширина проводника см; f — частота, ГГц.
Добротность также увеличивается с ростом ширины проводника катушки
W при постоянстве других параметров.
Прямоугольные спирали по сравнению с круглыми имеют меньшую доб-
добротность, их используют для получения наибольшей индуктивности при допу-
допустимом уменьшении добротности
Для развязки цепей сигнала и питания в УКВ АФ метрового диапазона
(MB) применяют низкочастотные i^C-фильтры, а в ДМ диапазоне — четверть-
четвертьволновые шлейфы. Они представляют собой отрезок микрополосковой линии с
характеристическим сопротивлением Zm и длиной /ш=^/4|/"вэфф (рис. 22,и).
Входное сопротивление такого шлейфа ZBx = Z2o/ZH равно бесконечности, когда
сопротивление нагрузки ZH=0. Если один конец шлейфа, к которому подво-
подводится постоянное напряжение, закоротить облокировочной емкостью, то его
второй конец не будет оказывать влияние на цепь сигнала в полосе частот от
fi до /2. Характеристическое сопротивление шлейфа Zm зависит от коэффици-
28

ента перекрытия по частоте Kf = f2l\fi и определяется формулой
где Хвх.мин — минимально допустимое значение входного сопротивления шлей-
шлейфа в рабочей полосе частот (в пределах 20—100 Ом). При конструировании
УКВ АФ неоднократно возникает задача соединения элементов схемы с за-
заземляющей пластиной. В низкочастотных печатных платах для связи с зем-
землей служит проводящая полоска, соединенная в одном, иногда в нескольких
местах с корпусом и имеющая длину и форму, которая определяется только
Рис. 24. Конструктивное выполнение электрического соединения между зазем-
заземляющей пластиной / и полоском 2:
а — в центральной области подложки; б — у края подложки
удобством монтажа. В УКВ АФ этот вариант связи с корпусом аппаратуры
не подходит. Это связано с тем, что проводник, связывающий заземляемую
точку с корпусом, обладает индуктивностью, которая соизмерима с индуктив-
ностями УКВ АФ и растет пропорционально длине (приблизительно 0,5—1
нГн/мм). Поэтому соединение с заземляющей пластиной должно осуществлять-
осуществляться по кратчайшему пути, например путем сверления отверстия в плате в ме-
месте заземления и установки перемычек (рис. 24).
РАЗНОВИДНОСТИ УКВ АФ И ИХ КОНСТРУИРОВАНИЕ
ОСНОВНЫЕ ТИПЫ И ПАРАМЕТРЫ
В зависимости от взаимного расположения полос пропускания и за-
задерживания УКВ АФ разделяются на ФНЧ, ФВЧ, ППФ и ПЗФ. Кроме того,
наблюдается тенденция построения фильтров с АЧХ сложного вида (рис. 41).
Такие фильтры называются сложночастотными (СЧФ). Все перечислен-
перечисленные типы фильтров могут выполняться как с фиксированными параметрами
(фиксированные УКВ АФ), так и с управляемыми параметрами (управляемые
УКВ АФ).
Как уже отмечалось, основным элементом УКВ АФ является ОПС. При
этом он может служить двум различным целям, а именно: для создания ОС
(в качестве двухполюсника) и для получения требуемой передаточной функ-
функции (в качестве четырехполюсника). В первом случае УКВ АФ представляет
пассивный LC-фильтр, к элементам которого подключены два вывода ОПС, а
вторые два вывода нагружены преобразуемым сопротивлением ZH (рис. 25,а).
Обычно ОПС подключается к элементам колебательного контура или вместо
них (например, вместо катушки индуктивности). Коэффициенты передачи та-
такого фильтра в прямом и обратном направлениях равны, и его называют вза-
взаимным УКВ АФ Во втором случае УКВ АФ представляет отрезок линии пе-
передачи, в разрыв которого между входом и выходом включаются ОПС и эле-
29

менты i/?LC, реализующие совместно с ОПС требуемую частотно-избиратель-
ную функцию передачи (рис. 25,6). Коэффициент передачи такого фильтра в
полосе пропускания в прямом направлении превышает коэффициент передачи
в обратном направлении, и его называют невзаимным УКВ АФ.
Рис. 25. Обобщенные схемы УКВ АФ:
а — взаимного; б — невзаимного
Использование в УКВ АФ транзисторов позволяет в одной схеме решать
несколько функциональных задач. Например, объединить функции преобразо-
преобразования частоты и фильтрации. Такие фильтры называются функциональны-
функциональными УКВ АФ.
Кроме рассмотренных основных групп УКВ АФ, ППФ и ПЗФ подразделя-
подразделяются на узкополосные (А///о<10%) и широкополосные (Д///0>10%). Управ-
Управляемые УКВ АФ с малым диапазоном управления относятся к подстраива-
подстраиваемым фильтрам, а с большим диапазоном управления — к перестраиваемым.
В зависимости от технологии изготовления УКВ АФ подразделяются на
фильтры с дискретными элементами, гибридные и полупроводниковые инте-
интегральные УКВ АФ.
Основными параметрами полосовых УКВ АФ являются: центральная ча-
частота полосы пропускания (затухания) /0; абсолютная полоса пропускания
(затухания) iA|/; относительная полоса пропускания (затухания) А///о; коэффи-
коэффициент передачи (затухание) на центральной частоте Ко(Л0); неравномерность
коэффициента передачи (затухание) в полосе пропускания (затухания)
А/С(АЛ); коэффициент передачи (затухание) вне полосы пропускания (зату-
(затухания) Kf(Af); входное и выходное сопротивление фильтра (обычно 50 Ом).
Предъявляются свои требования к коэффициенту шума Fm, динамическому
диапазону Д и стабильности параметров в диапазоне изменения дестабилизи-
дестабилизирующих факторов (температуры, сопротивления нагрузки и генераторов, а так-
также напряжения питания).
Управляемые УКВ АФ принято характеризовать дополнительными парамет-
параметрами: диапазоном управления Ду, характеризуемым отношением максимально-
максимального значения управляемого параметра ^у.макс к его минимальному значению
Ху мин: Ду=А'у.макс Ду.мин", допустимым изменением в диапазоне управления
фиксированных параметров АХфг; законом управления XYl=fl(F); быстродей-
быстродействием, характеризуемым максимальной скоростью изменения управляемого
параметра в единицу времени: vY=(Xy макс—Яу.мии)/А?у, где А^у — время,
необходимое для изменения управляемого параметра; мощностью сигнала уп-
раБления, затрачиваемой на управление Ру; запасом устойчивости УКВ АФ в
диапазоне управления /Су.
При проектировании и эксплуатации УКВ АФ обычно используются не
все вышеперечисленные параметры, а лишь их совокупность, достаточная для
решения поставленной технической задачи.
30

Рис. 26. Однорезонаторный взаимный полосно-пропускающий УКВ АФ:
а — принципиальная схема; б — топология платы
противление катушки Ы, трансформируясь в выходную цепь транзистора, оп-
определяет индуктивный характер ее сопротивления с эквивалентной индуктив-
индуктивностью 1вых и отрицательным активным сопротивлением 1/?(->вых, которое,
компенсируя активные потери в конденсаторе С2У позволяет реализовать боль-
большую добротность контура.
На частоте fou где емкость конденсатора С2 резонирует с -индуктивностью
?вых, сопротивление контура чисто активное и значительно превышает харак-
характеристическое сопротивление линии передачи Zo, что обеспечивает прохожде-
прохождение сигнала с минимальными потерями (максимальный коэффициент переда-
передачи). На частотах выше f0 уменьшается сопротивление конденсатора С2, а на
частотах ниже f0 уменьшается сопротивление индуктивности 1Вых, что ведет
к снижению коэффициента передачи фильтра, т. е. определяет его селектив-
селективные свойства.
Для обеспечения работы транзистора в линейном режиме в схему фильт-
фильтра вводятся цепи питания. В рассматриваемом фильтре они включают: дели-
делитель напряжения, собранный на резисторах R2 и R3, и ограничительный рези-
резистор \R1, который вместе с конденсатором С4 образует ФНЧ, исключающий
влияние источника питания на параметры фильтра. Конденсаторы С1 и СЗ
являются разделительными. Уменьшая их емкость, можно уменьшить влияние
сопротивлений нагрузки и генератора, что позволит повысить селективность
фильтра.
В метровом диапазоне волн рассмотренный фильтр можно выполнить на
сосредоточенных элементах, а в дециметровом диапазоне волн следует исполь-
использовать комбинацию распределенных и сосредоточенных элементов. На рис.
26,6 представлена топология платы этого фильтра. Он выполнен на под-
подложке из стеклотекстолита типа СФ-1А толщиной 2 мм и размером 30x24
мм. В качестве линии передачи служит полосок / шириной 3 мм. Конденса-
Конденсаторы С1 и СЗ выполнены в виде зазоров 2 и 4 типа «ласточкин хвост». Роль
31
ПОЛОСНО-ПРОПУСКАЮЩИЕ УКВ АФ
'Простейший полосно-пропускающий УКВ АФ представляет от-
отрезок линии передачи, параллельно которому включен параллельный колеба-
колебательный контур, образованный конденсатором С2 и индуктивным сопротивле-
сопротивлением выходной цепи транзистора VI, на входе которого включена катушка
индуктивности Ы (рис. 26,а). Транзистор используется в качестве ОПС. Со-

параллельного конденсатора С2 играет низкоомный отрезок линии передачи
3, а в качестве индуктивности Ы используется высокоомный отрезок линии
передачи 5.
Такой фильтр позволяет реализовать затухание вне полосы пропускания
около 15—20 дБ при полосе пропускания, равной 1%, и коэффициенте пере-
передачи на частоте /0, равном единице. Его коэффициент шума /Сш = 3,2 дБ.
Для расширения полосы пропускания фильтра, увеличения затухания вне
полосы пропускания и уменьшения неравномерности коэффициента передачи в
полосе пропускания строят многоконтурные фильтры. В отличие от НЧ АФ
при проектировании УКВ АФ для уменьшения влияния паразитных реактив-
реактивных элементов используются активные приборы, заземленные с одной сторо-
стороны. Поэтому при выборе пассивного фильтра, прототипа УКВ АФ, применя-
применяются схемы, имеющие лестничную структуру. Учитывая, что к контурам та-
таких фильтров подключаются активные приборы, в схему вводятся дополни-
дополнительные реактивные элементы, обеспечивающие развязку цепей питания и сиг-
сигнала. Вследствие ограниченной добротности последние, как правило, ухудша-
ухудшают параметры фильтра. Поэтому при выборе пассивного фильтра-прототипа
исходят из возможности использования его реактивных элементов, формирую-
формирующих АЧХ, для развязки цепей питания и сигнала. При выборе схемы пассив-
пассивного фильтра-прототипа исходят также из требования минимального количеств
ва индуктивностей в схеме. В метровом диапазоне это связано с ее больши-
Рис. 27. Двухрезонаторный взаимный полосно-пропускающий УКВ АФ:
а — принципиальная схема; б — топология платы; в — АЧХ (РВх=0,12 мВт-
штрихпунктирная линия; 1,2 мВт — шриховая; 2,4 — мВт — непрерывная)
32

ми, (относительно других элементов) размерами, а в верхней области децимет-
дециметрового диапазона — с ее низкой добротностью и малыми номинальными зна-
значениями (особенно в элементах связи), соизмеримыми с паразитными индук-
тивностями.
С учетом рассмотренных требований при построении многоконтурных вза-
взаимных УКВ АФ наиболее широко используются цепи, состоящие из параллель-
параллельных колебательных контуров, объединенных емкостными связями. В качестве
примера на рис. 27 представлена принципиальная схема, топология платы и
АЧХ двухконтурного фильтра. Он состоит из идентичных контуров, образо-
образованных с помощью конденсаторов С2, С8 и ОПС на транзисторах VI, и V2>
на входе которых включены катушки индуктивности L1 и L2. Этот фильтр
также выполняется на подложке из стеклотекстолита типа СФ-1А толщиной
2 мм и размером 30X48 мм. Его элементы выполняют аналогично элементам
предыдущего фильтра. Подстройка осуществляется изменением индуктивностей
катушек L1 и L2 путем закорачивания «ступенек» меандров 7, изменением ем-
емкостей конденсаторов С2, С8 контуров путем запаивания перемычек 2 и из-
изменением емкости конденсатора связи СЗ с помощью запаивания перемычек 3.
Зависимость параметров фильтра от этих элементов подчиняется законам из-
изменения, присущим связанным контурам. Такой фильтр, выполненный на ча-
частоту fo=640 МГц с абсолютной полосой пропускания 10 МГц, обеспечивает
затухание вне полосы пропускания более 40 дБ при расстройке ±40 МГц и
имеет коэффициент шума 9,2 дБ.
Расчет фильтров этого типа заключается в расчете пассивного фильтра-
прототипа с последующей заменой индуктивностей контуров транзисторной
индуктивностью, реализуемой с помощью ОПС.
Недостатком таких многоконтурных УКВ АФ является необходимость ис-
использования большого количества транзисторов, равного числу контуров. Это
ухудшает энергетические характеристики фильтра и уменьшает его стабиль-
стабильность. Транзисторы не могут быть идентичными, поэтому при изменении тем-
температуры, мощности сигнала или напряжения питания их характеристики из-
изменяются по-разному, что ведет к расстройке фильтра, проявляющейся в из-
изменении его АЧХ. Этот недостаток отсутствует во взаимном многоконтурном
УКВ АФ, схема которого представлена на рис. 28. Она состоит из одного
ОПС на транзисторе VI, выход которого подключен параллельно отрезку ли-
Рис. ?8. Взаимный полосно-пропу-
скающий УКВ АФ со сложной це-
цепью преобразуемого сопротивления
Рис. 29. Взаимный безындуктивный
полосно-пропускающий УКВ АФ, в
котором использовано каскадное со-
соединение ОПС
33

нии передачи и конденсатору С8, а к его входу подключены два параллель-
параллельных колебательных контура с емкостной связью. Колебательные контуры на-
настраиваются таким образом, чтобы на частотах, соответствующих полосе про-
пропускания, их сопротивление имело индуктивный характер. Это сопротивление,
трансформируясь в соответствии с таблицей преобразования (табл. 2) обус-
обусловливает появление на выходе ОПИ индуктивного сопротивления Хвых с от-
отрицательной активной составляющей /?(->Вых. Это сопротивление, являясь ча-
частотно-зависимым в полосе пропускания резонирует с конденсатором С&> обес-
обеспечивая селективные свойства фильтра, а ОС $(->вых повышает его доброт-
добротность. В отличие от предыдущего рассматриваемый фильтр более сложен в
настройке.
Рассмотренные УКВ АФ можно выполнить вообще без катушек индуктив-
ностей. Для этой цели следует использовать каскадное соединение двух ОПС,
например как показано на рис. 29. Транзисторы VI и V2 образуют каскадно-
соединенные ОПС. На входе ОПС на транзисторе VI включен резистор R4,
наличие которого обеспечивает индуктивный характер выходного сопротивления
ОПС. Это сопротивление, трансформируясь вторым ОПС на транзисторе V2,
обеспечивает индуктивный характер сопротивления выходной цепи транзистора
V2. Это сопротивление, обладающее отрицательной активной составляющей, сов-
совместно с конденсатором С5 образует высоко добротный контур. Особенностью
цепи питания является выбор резисторов R1 и \R2 таким образом, чтобы эмит-
терные токи обоих транзисторов были равными. При настройке фильтров рези-
резисторы \R1 и \R2 удобно заменить потенциометром, введя дополнительные цепи
развязки, исключающие прохождение сигнала в цепи питания. При использова-
использовании УКВ АФ с многокаскадными ОПС следует всегда помнить, что они об-
обладают худшей (температурной) стабильностью.
Другой путь построения безындуктивных полосно-пропускающих УКВ АФ
заключается в закорачивании цепи между базой и коллектором транзистора как
по переменному, так и по постоянному току (рис. 30). В этом случае парал-
Рис. 30. Взаимный безындуктивный
полосно-пропускающий УКВ АФ, в
котором использовано преобразова-
преобразование диффузионного сопротивления
базы транзистора
лельно коллекторному переходу транзистора оказывается включенным диффу-
диффузионное сопротивление базы транзистора.
В случае высокого уровня инжекции носителей тока (ток эмиттера транзи-
транзистора должен быть близок к предельному значению) и малого постоянного на-
напряжения на коллекторном переходе (что обеспечивается закорачиванием вы-
выводов коллектора и базы по постоянному току) диффузионное сопротивление
базы транзистора имеет индуктивный характер и играет роль преобразуемой
индуктивности. Это сопротивление, трансформируясь в цепь эмиттера транзис-
транзистора, определяет индуктивный характер выходного сопротивления, которое об-
лгдает отрицательной активной составляющей. Необходимость использования
34

высокого уровня инжекции определяет худшие шумовые свойства такого УКВ
АФ по сравнению с фильтром, изображенным на рис. 26—29.
Рассмотренные фильтры относятся к группе взаимных. Подавая сигнал не
в цепь эмиттера, а в цепь базы транзистора, можно использовать невзаимные
свойства транзистора для построения невзаимных УКВ АФ (рис. 31). Подоб-
Рис. 31. Невзаимный полосно-пропускающий УКВ АФ:
а — принципиальная схема; б — топология платы; в — частотна* зависимость
коэффициента А затухания и группового времени задержки t3
ные фильтры позволяют реализовать такие же параметры АЧХ, как у анало-
аналогичных взаимных фильтров, но коэффициент передачи в обратном направле-
направлении составляет около 20 дБ.
Невзаимные фильтры обладают большей устойчивостью, чем взаимные, но
сложны в настройке, и их параметры в большей степени зависят от сопротив-
сопротивления генератора и нагрузки. Поэтому требуется использовать развязывающие
вентили при каскадировании таких фильтров.
Топология платы полосно-пропускающего невзаимного УКВ АФ, схема ко-
которого изображена на рис. 31,а, представлена на рис. 31,6. Фильтр выполнен
на подложке размером 48X30 мм. Для уменьшения размеров в схеме исполь-
использованы сосредоточенные конденсаторы типа К10-9. Возможно использование и
других типов конденсаторов, граничная частота которых лежит выше макси-
максимальной рабочей частоты фильтра. При пайке конденсаторов необходимо стре-
стремиться к тому, чтобы длина их выводов была минимальной.
Для уменьшения влияния сопротивления генератора можно уменьшить ем-
емкость конденсатора С7, но при этом возрастает коэффициент шума фильтра.
Поэтому для узкополосных УКВ АФ используется автотрансформаторное под
35

ключение генератора, как показано на рис. 31,а. При создании широкополос-
ьых фильтров для этой цели применяют направленные ответвители и транзи-
транзисторные вентили
ПОЛОСНО-ЗАГРАЖДАЮЩИЕ УКВ АФ
К большинству устройств УКВ диапазона предъявляется требование
передачи определенных частот сигнала от одного блока к другому с мини-
минимальным затуханием. При этом нежелательные частоты достаточно надежно
подавляются ППФ. Однако если на какой-то определенной частоте помеха
особенно велика, то для ее подавления должны быть приняты специальные
меры. В этом случае один или несколько ПЗФ, подавляющих только опреде-
определенные нежелательные частоты, оказываются более эффективными по сравне-
сравнению с ППФ, рассчитанным на подавление широкого диапазона частот вне
требуемой полосы пропускания.
Простейший полосно-заграждающий УКВ АФ (рис. 32,а) представляет
собой отрезок линии передачи, параллельно которому включен последователь-
последовательный колебательный контур, образованный конденсатором С2 и индуктивным
сопротивлением выходной цепи транзистора VI, на входе которого включена
Рис. 32. Простейший полосно-заграждающий УКВ АФ;
а — принципиальная схема; б — топология платы
индуктивность Ы. Транзистор VI, используется в качестве ОПС. Сопротивле-
Сопротивление индуктивности катушки Ы, трансформируясь в выходную цепь транзи-
транзистора VI, определяет индуктивный характер ее сопротивления с эквивалент-
эквивалентной индуктивностью L0KB и отрицательным активным сопротивлением ^(~Лкв,
которое, компенсируя активные потери в конденсаторе С2, позволяет реализовать
большую добротность контура. На частоте f0, где емкость конденсатора С2 ре-
резонирует с индуктивностью 1экв, сопротивление контура чисто активное и стре-
стремится к нулю, шунтируя линию передачи. Это обеспечивает минимальный коэф-
коэффициент передачи фильтра на частоте f0. На частотах, лежащих выше и ниже
частоты fo, сопротивление контура возрастает, что ведет к росту коэффициента
передачи фильтра, т. е. определяет его селективные свойства.
Для обеспечения работы транзистора VI в линейном режиме в схему
фильтра вводятся элементы цепей смещения R2, R3 и развязки Rl, Cl C3—
С5.
В метровом диапазоне волн полосно-заграждающие УКВ АФ, так же как
и ППФ, выполняются на сосредоточенных элементах, а в дециметровом диа-
36

Рис. 33 Рис. 34
Рис 33 Зависимость АЧХ простейшего полосно-заграждающего УКВ АФ от
напряжения Ukb (V — ГТ313, /Э='Ю мА)
Рис. 34. Двухконтурный полосно-заграждающий УКВ АФ:
а — принципиальная схема; б —АЧХ (штриховой линией показана АЧХ при
отключенном питании)
Для расширения полосы режекции А/ или вносимого затухания на часто-
частоте /о используются многоконтурные ПЗФ. Наибольшее применение получили
фильтры, образуемые несколькими последовательными колебательными конту-
контурами, включенными в линию передачи на расстоянии четверти длины волны
один от другого. В качестве примера на рис. 34,а представлена высокочастот-
высокочастотная часть схемы (цепи питания не показаны) такого двухконтурного полос-
полосно-заграждающего УКВ АФ н его АЧХ. Этот фильтр, выполненный на тран-
37
пазоне волн следует использовать комбинацию распределенных и сосредото-
сосредоточенных элементов. На рис. 32,6 представлена топология платы простейшего
ПЗФ. Он выполнен на подложке из стеклотекстолита типа СФ-1А толщиной 2
мм и размером 30X24 мм. В качестве линии передачи служит полосок / ши-
шириной 3 мм. Конденсаторы С1—СЗ выполнены в виде зазора полоска. Для под-
подстройки отрезок полоска, образующий конденсатор С2, выполняется секциони-
секционированным, что позволяет путем подпаивания секций осуществить увеличение
емкости конденсатора С2. Остальные элементы выполнены аналогично элемен-
элементам простейшего полосно-пропускающего УКВ АФ, изображенного на рис.
26,6.
Рассмотренный УКВ АФ позволяет реализовать затухание на частоте /о
около 20—25 дБ при полосе режекции, равной 1%. Потери вне полосы запи-
запирания составляют около 0,5—1 дБ. Подстройку фильтра на требуемую часто-
частоту /о можно осуществить путем изменения напряжения между коллектором и
базой транзистора (рис. 33).

зисторе типа 2N5109, обеспечива-
обеспечивает затухание на частоте /о=1 ГГц
более 50 и 40 дБ в полосе частот
fo=±6 МГц. Большое практиче-
практическое значение имеет тот факт, что
при выключении напряжения пи-
питания вносимое фильтром затуха-
затухание составляет менее 1 дБ
(рис. 34,6).
Полосно-заграждающие УКВ
АФ можно строить также без при-
применения катушек индуктивностей.
_ _ Например, путем использования
Рис. 35. Безындуктивный полосно-заграж- х,тт л гм-rr- / Оп
дающий УКВ. АФ, в котором использова- многокаскадных ОПС (рис. 35), в
но каскадное соединение ОПС качестве которых используются
Рис. 36. Безындуктивный полосно-заграждающий УКВ АФ, в котором исполь-
использовано преобразование диффузионного сопротивления базы транзистора:
а — принципиальная схема; б — АЧХ
транзисторы VI и V2, или путем использования транзистора с соединенными по
постоянному и переменному току выводами базы и коллектора (рис. 36).
УПРАВЛЯЕМЫЕ АФ И АФ СО СЛОЖНОЙ ФОРМОЙ АЧХ
В УКВ ДИАПАЗОНЕ
При работе широкополосного усилителя в октавном диапазоне частот
вторая и последующие гармоники входного сигнала, а также комбинаци-
комбинационные частоты усиливаются. Это вынуждает применять на выходе подобных
устройств управляемые широкополосные фильтры. В системах частотообразо-
вания не удается получить достаточно чистый сигнал, поэтому на их выходе
также устанавливаются управляемые полосовые фильтры. Управляемые фильт-
фильтры с переменной полосой пропускания широко используются в приемных
трактах с фиксированной настройкой. Радиоприемное устройство, снабженное
регулировкой полосы пропускания, позволяет согласовать ее с шириной спек-
спектра принимаемого сигнала, получить максимальное отношение сигнал-шум,
улучшить помехоустойчивость и обеспечить высококачественный прием.
В качестве управляемых параметров XYi полосовых УКВ АФ используют-
используются: центральная частота полосы пропускания fo, абсолютная полоса пропуска-
38

ния А/, относительная полоса пропускания Д/У/о и коэффициент передачи Ко
на частоте f0.
Наиболее часто возникает задача управления одним из перечисленных па-
раметрв при минимальном (допустимом ЛХфг) изменении других Хф{ фикси-
фиксированных параметров. Причем управляемый параметр может изменяться плав-
плавно в фильтрах с аналоговым управлением и скачкообразно — в фильтрах с дис-
дискретным управлением. Применение транзисторных ОПС позволяет реализовать
в диапазоне УКВ все необходимые способы управления.
Например, если нужно осуществить управление центральной частотой по-
полосы пропускания /0, сохраняя неизменными коэффициент передачи Ко и абсо-
абсолютную полосу пропускания А/ фильтра, в простейшей схеме полосно-пропус-
кающего УКВ АФ (рис. 26) необходимо, чтобы емкость конденсатора С1 и
активная проводимость G фильтра в процессе управления оставались постоян-
постоянными, а перестройка осуществлялась изменением эквивалентной индуктивной
проводимости BL фильтра, реализуемой с помощью ОПС на транзисторе VI.
Учитывая, что /0 изменяется обратно пропорционально проводимости Bl, для
обеспечения постоянства проводимости G необходимо, чтобы она имела одина-
одинаковый знак приращения как от изменения проводимости Вь, так и от измене-
изменения частоты /0. Это достигается при вариации индуктивности катушки L1
преобразуемой проводимости (рис. 37,а). Эту индуктивность можно изменять
Рис. 37. Полосно-пропускающий УКВ АФ с перестраиваемой центральной ча-
частотой:
а — принципиальная схема без цепей питания и управления;
б — с дискретным управлением; в — с аналоговым управлением
дискретно путем секционирования ее и шунтирования отдельных секций с по-
помощью p-i-n-тоАОъ на землю.
Принципиальная схема такого УКВ АФ представлена на рис. 37,6. В схе-
схеме используется транзистор типа КТ371 и /?-?-я-диоды типа А517. В качестве
секционированной индуктивности L1 применяется высокоомный отрезок поло-
сковой линии типа «меандр». Управление фильтра осуществляется следующим
образом. При отсутствии управляющих напряжений \Uy\ и UY2 сопротивление
диодов V3, V2 велико (десятки килоом) и они не влияют на параметры филь-
39

тра. Преобразуемая индуктивность Ы определяется всей длиной меандра, и
фильтр настроен на нижнюю рабочую частоту foi (рис. 38). При подаче на
диод V3 отпирающего напряжения Uv2
его сопротивление уменьшается до деся-
десятых долей ома и часть меандра оказы-
оказывается закороченной на землю, что ве-
ведет к уменьшению индуктивности катуш-
катушки L1 и изменению центральной частоты
фильтра на /02- При подаче управляюще-
управляющего напряжения на диод V2 происходит
дополнительное уменьшение индуктивно-
индуктивности катушки Ы и фильтр перестраивает-
перестраивается на более высокую частоту /оз. При-
Применение в качестве управляющих эле-
элементов p-i-я-диодов позволяет путем
Рис. 38. АЧХ фильтра, схема кото- п°ЛбоРа сопротивлений резисторов R4%
рого изображена на рис. 37, б
R5 корректировать ток диодов V2, V3
для выравнивания коэффициентов пере-
передачи фильтра на частотах /oi, /02, /оз.
В случае необходимости осуществить плавное управление частотой /0 пас-
пассивная идуктивность L1 (рис. 37,6) заменяется активной низкодобротной ин-
индуктивностью, выполненной в виде второго ОПИ на транзисторе V2, между
базой и коллектором которого включено электрически управляемое сопротив-
сопротивление. Его роль играет /ы'-я-диод VI. В соответствии с таблицей преобразо-
преобразования (табл. 2) эквивалентная индуктивность выходной цепи транзистора V2
линейно зависит от активного сопротивления на его входе, что позволяет уп-
управлять этой индуктивностью путем изменения тока через p-Z-я-диод.
При управлении параметрами многоконтурного УКВ АФ для плавного из-
изменения одного управляемого параметра Хуг при сохранении неизменными дру-
других фиксированных параметров Хфг в схеме УКВ АФ осуществляется одновре-
одновременное изменение параметров нескольких элементов. На рис. 39 изображена
принципиальная схема, топология платы и АЧХ невзаимного полосно-пропуска-
ющего УКВ АФ с электронной подстройкой. Назначение компонентов схемы
такое же, как и в фильтре, изображенном на рис. 32,а. Для подстройки цен-
центральной частоты в пределах /о —А/ в схему введены варикапы VI и V2. Пу-
Путем изменения запирающих напряжений UYi и Uy2 (см. рис. 37,а) осущест-
осуществляется компенсация реактивного сопротивления катушек индуктивностей Ы
и L2, за счет чего и осуществляется подстройка частоты /0. Фильтр,
рассчитанный на частоту /0 = 95 МГц, выполнен конструктивно в виде
гибридной микросхемы в металлостеклянном корпусе на бескорпусном
транзисторе типа КТ354 и варикапах типа КВЫ4А=5. Коэффициент
шума фильтра равен 4,8 дБ. Перестройка частоты /0 в более широком
диапазоне сопровождается изменением как коэффициента передачи /Со,
так и полосы пропускания /0. Для компенсации этих изменений в схему
необходимо вводить дополнительные элементы, что усложняет схему фильтра,
ухудшает его стабильность и затрудняет настройку. В этом случае предпочте-
предпочтение следует отдавать УКВ АФ с дискретным управлением. На рис. 40,а пред-
представлена принципиальная схема фильтра с управляемой в широком диапазоне
B430—3640 МГц) частотой /о, фиксированными коэффициентом передачи Ко
40

Рис. 39. Невзаимный полосно-пропускающий УКВ АФ с электронной подст-
подстройкой:
а — принципиальная схема; б — топология платы; в — АЧХ
и относительной полосой пропускания Af/f. Фильтр состоит из одного ОПС на
транзисторе V3 типа КТ3115 и двух многоэлементных реактивных цепей 1 и
2, коммутируемых к входу транзистора V3 с помощью рЛ-п-диодов VI и V2.
41

При отсутствии напряжения на диодах во всем рабочем диапазоне частот
УКВ АФ вносит затухание более 30 дБ. При подаче управляющего напряже-
напряжения, например, на диод VI к входу транзистора V3 подключается первая ре-
реактивная цепь /, настроенная на частоту /0i=2430 МГц, а при подаче напря-
напряжения на диод V2 и нулевом смещении на диоде VI к входу транзистора под-
Рис. 40. Невзаимный полосно-пропускающий УКВ АФ с дикретным управле-
управлением:
а — принципиальная схема; б — АЧХ
ключается вторая реактивная цепь 2 (рис. 40,6) настроенная на частоту
/02=3648 МГц.
Комбинируя УКВ АФ с пассивными компонентами схемы, можно реализо-
реализовать функциональные устройства, имеющие сложночастотные формы АЧХ. На
рис. 41,а представлена эквивалентная схема полосно-пропускающего УКВ АФ, в
Рис. 41. УКВ АФ со сложночастотной формой АЧХ:
а — эквивалентная схема; б — АЧХ
полосе пропускания которого при подаче управляющего напряжения реализу-
реализуется АЧХ ПЗФ. УКВ АФ образован пассивным ППФ, состоящим из двух па-
параллельных колебательных контуров C1L1, C6L5 и последовательного колеба-
колебательного контура C5L4. К параллельным контурам с помощью емкостных свя-
связей, образованных конденсаторами С2 и С7 подключены активные резонаторы
C3L2, C8L6, выполненные согласно рис. 26,а, а к последовательному контуру
с помощью индуктивной связи подключен третий активный колебательный кон-
42

тур L3C4. Подавая напряжение на этот активный контур, реализуют АЧХ по-
лосно-заграждающего УКВ АФ на частоте fOi (рис. 41,6).
Комбинируя трехдецибельные делители мощности, как показано на рис.
42,а, и УКВ АФ, можно строить активные мультиплексеры. На входе такого
Рис. 42 Рис. 43
Рис. 42. Активный УКВ мультиплексер:
а — эквивалентная схема; б — АЧХ
Рис. 43. Генератор:
а — схема (цепи питания не показаны); б — зависимость нестабильности гене-
генерируемых мощности ДРГ и частоты Af0 от температуры /° С
мультиплексер а располагаются широкополосные малошумящие усилители 1 и 2,
а к каждому выходу Л^-канального делителя мощности подключаются группы
невзаимных полосно-пропускающих УКВ АФ, входы которых соединены. Каж-
Каждый фильтр настраивается на частоты, отстоящие одна от другой на 4Af.
Амплитудно-частотная характеристика такого мультиплексера на 32 канала
изображена на рис. 42,6 (показаны АЧХ 16 каналов). Абсолютная полоса про-
пропускания каждого канала 5 МГц, потери в полосе пропускания (равны нулю.
Каналы A6) перекрывают диапазон частот 360—435 МГц.
Рассматриваемые УКВ АФ являются потенциально неустойчивыми устрой-
устройствами. При увеличении значения преобразуемой индуктивности на выходе
ОПС там происходит рост ОС, и при полной компенсации активных потерь в
фильтре он возбуждается и может быть использован как генератор (рис. 43,
а). При этом выходную цепь генератора можно настроить как на основную
частоту /о, так и на частоту гармоники 2f0. На рис. 43,6 представлены экспе-
43

риментальные зависимости изменения частоты Д/о и мощности ДРГ колебаний
такого генератора при изменении температуры от —20 до +40° С. Генератор,
собранный на транзисторе 2N5101, имеет основную частоту /0=1,55 ГГц и
обеспечивает на второй гармонике [2 = 3,1 ГГц выходную мощность 60 мВТ.
СТАБИЛИЗАЦИЯ ПАРАМЕТРОВ
Изменение параметров УКВ АФ происходит вследствие влияния де-
дестабилизирующих факторов на элементы фильтра, которые можно разделить
на две группы: активные и пассивные. К первой относится ОПС, который
обычно выполняется на основе транзисторов, а ко второй — пассивные эле-
элементы схемы: конденсаторы, индуктивности и резисторы. Степень воздействия
дестабилизирующих факторов на элементы первой и второй групп различна.
Во-первых, учитывая, что УКВ АФ — это малосигнальное устройство, можно
пренебречь влиянием мощности сигнала на пассивные элементы схемы. Их па-
параметры также не зависят от режима питания и изменения сопротивлений ге-
генератора и нагрузки.
Основной дестабилизирующий фактор, влияющий на пассивные элемен-
элементы,— это изменение температуры, которое оценивается температурными коэф-
коэффициентами сопротивления, емкости и индуктивности. Параметры ОПС под-
подвержены воздействию всех выше рассмотренных дестабилизирующих факторов.
Оно проявляется в изменении преобразованного сопротивления. Сами измене-
изменения зависят не только от амплитуды колебаний дестабилизирующих факто-
факторов, но и от их среднего значения (положения рабочей точки, номинального
сопротивления генератора и нагрузки и т. д.). Сравнение их с температурны-
температурными коэффициентами пассивных элементов показывает, что основной причиной
нестабильности параметров УКВ АФ является ОПС. Поэтому решение зада-
задачи стабилизации параметров УКВ АФ обычно сводится к стабилизации или
компенсации изменений параметров ОПС.
Влияние режима питания ОПС на значение и характер преобразованного
сопротивления показывает, что минимальные значения этой нестабильности
наблюдаются при условии обеспечения номинальных токов и напряжений
транзистора, для чего используются схемотехнические решения, применяемые в
транзисторных УКВ усилителях.
Для осуществления термокомпенсации УКВ АФ используют либо зависи-
зависимость параметров ОПС от положения рабочей точки транзистора — термоком-
термокомпенсацию по постоянному току, либо зависимость преобразованного сопротив-
сопротивления от преобразуемого сопротивления — термокомпенсация по переменному
току
При реализации первого способа обычно используют зависимость коэффи-
коэффициента преобразования от тока эмиттера транзистора. Увеличивая с ростом
температуры ток эмиттера транзистора, обеспечивают стабилизацию активной
составляющей преобразованного сопротивления, наиболее сильно подвержен-
подверженного влиянию температуры. С этой целью параллельно ограничительному ре-
резистору в цепи эмиттера транзистора (или вместо него) включается терморе-
терморезистор, сопротивление которого уменьшается с ростом температуры. В табл.
7 приведены экспериментальные результаты исследования параметров полосно-
пропускающего УКВ АФ, в котором использован данный способ стабилизации.
44

Таблица 7
Зависимости температурных нестабильностей частоты и коэффициента передачи
от температуры
Диапазон изменения
температуры, °С
+ 30-Ь + 85
—15-^ + 85
—'55Н- + 85
Температурная нестабиль-
нестабильность частоты /о, %/°С
±2
±5
±20
Температурная нестабиль-
нестабильность коэффициента переда-
передачи /Со, дБ
±0,2
±0,5
±1,0
Недостатком данного способа является слабая зависимость коэффициен-
коэффициента преобразования Тк от тока эмиттера /э вблизи его номинальных значений,
что обусловливает значительную температурную нестабильность параметров
УКВ АФ в "случае широкого диапазона изменения температуры.
Второй способ заключается в изменении преобразуемого сопротивления
таким образом, чтобы преобразованное сопротивление оставалось неизменным
в заданном температурном диапазоне. Один из вариантов УКВ АФ, в кото-
котором применен способ термокомпенсации, изображен на рис. 44,а. В этом не-
Рис. 44. Невзаимный УКВ АФ с цепью термокомпенсации:
а — принципиальная схема; б — требуемая температурная зави-
зависимость изменения напряжения на варикапе VI; в—зависи-
в—зависимость АЧХ от изменения температуры
45

взаимном полосно-пропускающем УКВ АФ емкость входного контура замене-
заменена варикапом VI. Если управляющее напряжение на варикапе изменяется от
температуры так, как показано на рис. 44,6, то обеспечивается стабилизация
параметров фильтра в широком диапазоне температур (рис. 44,в). Для реали-
реализации требуемого закона изменения управляющего напряжения в схему филь-
фильтра введена цепь, состоящая из резистора R1 и терморезистора R3.
Изменение сопротивлений нагрузки и генератора взаимных УКВ АФ ве-
ведет к изменению их добротности. Эта зависимость тем больше, чем больше
добротность фильтра. Уменьшить это влияние можно путем включения на вхо-
входе и выходе УКВ АФ трансформаторов, как показано на рис. 45, или венти-
Рис. 45 Рис. 46
Рис. 45. Полосно-запирающий УКВ АФ с уменьшенным влиянием сопротивле-
сопротивления генератора и нагрузки (цепи питания не показаны)
Рис. 46. Принципиальная схема транзисторного УКВ вентиля
лей. Вентилем называют невзаимный четырехполюсник, входное и выходное
сопротивление которого согласовано с характеристическим сопротивлением ли-
линии передачи, прямой коэффициент передачи максимален (в идеальном случае
равен единице), а обратный коэффициент передачи минимален (в идеальном
случае равен нулю). Пассивные вентили на основе ферритов имеют потери в
прямом направлении около 0,3—0,5 дБ, а в обратном направлении создают
затухание около 20 дБ/ Активные вентили на основе биполярных транзисторов
в прямом направлении имеют нулевые потери или усиливают сигнал, а в об-
обратном направлении вносят затухание около 30—40 дБ. Причем в УКВ диапа-
диапазоне транзисторные вентили имеют в 5—10 раз лучшие массогабаритные ха-
характеристики, чем ферритовые, и могут быть изготовлены в радиолюбитель-
радиолюбительских условиях.
Принципиальная схема такого вентиля представлена на рис. 46. Она со-
состоит из следующих элементов: транзистора VI, включенного по схеме с об-
общим эмиттером (ОЭ), согласующей цепи на входе транзистора, роль которой
играет конденсатор С/, и согласующей цепи на его выходе, роль которой иг-
играет параллельный колебательный контур L1C3, настроенный на верхнюю ра-
рабочую частоту вентиля; и двух Т-образных аттенюаторов R1—R3 и R8—R10,
уменьшающих прямой коэффициент передачи схемы до единицы. Остальные
элементы служат для обеспечения рабочей точки транзистора в активной обла-
области и развязки цепей сигнала и питания.
В отличие от пассивных фильтров параметры УКВ АФ зависят от мощ-
мощности сигнала (рис. 27,в). Это связано с нелинейными свойствами транзисто-
транзистора. С ростом амплитуды напряжения сигнала Ur вследствие нелинейных
свойств транзистора на выходе фильтра возрастают амплитуды гармоник, ко-
46

торые уменьшают мощность выходного сигнала на основной частоте f0 (табл.
8). В результате происходит уменьшение коэффициента передачи УКВ АФ.
Уровень мощности, при котором происходит уменьшение коэффициента
передачи фильтра па 1 дБ по сравнению со значением коэффициента переда-
передачи /Со в малосигнальном режиме, называется мощностью насыщения УКВ АФ.
Для маломощных транзисторов типа ГТ313, КТ371 он составляет примерно
10—100 мкВт, а при использовании мощных транзисторов типа КТ913 —
—10 мВт.
Таблица 8
Зависимость максимального уровня комбинационных составляющих сигнала
на выходе УКВ АФ от входной мощности сигнала
(транзистор типа КТ640А, центральная частота 0,6 ГГц)
Мощность входно-
входного сигнала, мкВт
Максимальный
уровень комбина-
комбинационных составля-
составляющих сигнала, дБ
3
—50
10
—44
30
—38
100
—32
150
—28
300
-—22
1000
—18
1500
—15
3000
—13
Повысить уровень насыщения, а также стабильность УКВ АФ при изме-
изменении температуры можно с помощью пассивных элементов. На рис. 47 изо-
изображена схема взаимного полосно-запирающего УКВ АФ, аналогичная схе-
схеме, показанной на рис. 32,а. Здесь параллельно и последовательно с выход-
выходной цепью ОПС на транзисторе VI включены катушки индуктивности L2 и
L3. Вследствие того что катушка L3 включена параллельно цепи эмиттер-кол-
Рис. 47. Полосно-запирающий УКВ
АФ с расширенным динамическим
диапазоном (цепи питания не пока-
показаны)
Рис. 48. . График, определяющий,
связь между параметром М ППФ,
количеством резонаторов п и требу-
требуемым подавлением Л/
лектор транзистора, высокочастотная составляющая тока ?э, подводимая к
змиттеру транзистора, разделяется на составляющую тока ?'э, протекающую
через эмиттерный вывод, и составляющую тока г'ь, протекающую через катуш-
КУ L3. Так как Гэ<ь, то и результирующий уровень мощности насыщения
47

УКВ АФ возрастает. Катушка L3 выполняет еще одну положительную роль.
При ее подключении частотные зависимости индуктивного ХВЫх и активного
(^(~Ux) сопротивлений цепи эмиттер — коллектор транзистора становятся
линейными в широком диапазоне частот (см. рис. 8). Это особенно важно при
построении управляемых полосно-заграждающих УКВ АФ, когда для измене-
изменения /о и сохранения неизменным коэффициента передачи Ко необходимо ли-
линейное изменение реактивного сопротивления Л"ВыХ и постоянство ОС №~1)ъых
при перестройке частоты f0.
Индуктивность катушки L2 выбирается значительно больше эквивалент-
эквивалентной индуктивности ?вых = ^вых/о) цепи эмиттер — коллектор транзистора VI.
В результате изменение индуктивности LBbix под действием дестабилизирую-
дестабилизирующих факторов оказывает меньшее влияние на результирующее индуктивное
сопротивление колебательного контура, что также повышает стабильность па-
параметров УКВ АФ.
РАСЧЕТ
В различных практических случаях, например при разработке пресе-
лекторов для супергетеродинных приемников, требуются узкополосные ППФ
с возможно меньшими потерями на центральной частоте и заданным высоким
затуханиехМ на некоторой частоте полосы задерживания. Так, для супергете-
супергетеродинного приемника с промежуточной частотой 30 МГц необходим фильтр
предварительной селекции с высоким затуханием на частоте, отстоящей на 60
МГц от средней частоты полосы пропускания, для подавления помех по зер-
зеркальному каналу. У этих приемников в диапазоне УКВ ширина полосы сиг-
сигнала обычно очень мала по сравнению с используемыми частотами. Поэтому
при расчете фильтра предварительной селекции все внимание уделяется обес-
обеспечению требуемого затухания Л/ на этой частоте при минимальных потерях
Ло на центральной частоте полосы пропускания. При расчете взаимного УКВ
АФ, образованного параллельными колебательными контурами (резонаторами)
с емкостной связью (рис. 27,а), для случая произвольного числа контуров по-
потери Ло на частоте /о будут минимальными при следующем выборе нормиро-
нормированных параметров фильтра-прототипа нижних частот [2]: W'i = l, go=gi =
= g2=-~gn=gn+i=l — и определятся собственной добротностью контуров Qo*
и их количеством п (рис. 48). При расчете пассивных фильтров существует
оптимальное число контуров, обеспечивающих минимальные потери в полосе
пропускания фильтра. Например, при Л/= 30 дБ оптимальное число контуров
/г = 4.
В УКВ АФ добротность контуров можно увеличить путем выбора соот-
соответствующего значения преобразуемого сопротивления. Это позволит снизить
количество контуров проектируемого АФ. Однако при таком расчете всегда
следует помнить о том, что чувствительность добротности УКВ АФ к изменению
дестабилизирующих факторов растет пропорционально коэффициенту увеличе-
увеличения добротности контура m = Qr/Qo, где QT—добротность активного контура;
Qo — собственная добротность пассивного контура. Это цена, которую нужно
заплатить за увеличение добротности. Для того чтобы реализуемая чувстви-
чувствительность добротности УКВ АФ была по возможности малой, коэффициент
увеличения добротности т контура должен быть не более 20. Чтобы снизить
чувствительность добротности фильтра, следует использовать возможно боль-
48

щие собственные добротности контуров. Это является одной из причин выбо-
выбора диэлектрической подложки фильтра с возможно меньшими диэлектрическими
потерями (,tg6 должен быть минимальным).
Задаваясь числом контуров я, с помощью графика (рис. 48) определяют
требуемую добротность контура, которая обеспечивает заданшлг параметры
Ло, Af и W УКВ АФ: Qt = M/WiAq, где Ло— в децибелах; М — коэффициент,
определяемый по рис. 48.
На основании параметров низкочастотного фильтра-прототипа рассчитыва-
рассчитывают значения LC-элементов фильтра-прототипа УКВ АФ. Для этого исполизу-
ют расчетные формулы, приведенные, например, в [2] или любом другом
справочнике по расчету пассивных полосковых LC-фильтров с помощью филь-
фильтров-прототипов нижних частот.
Реальная собственная добротность контуров Qo пассивного фильтра-прото-
фильтра-прототипа зависит от технологии их изготовления и определяется собственными
добротностями QL и Qc образующих их элементов. Для параллельного коле-
колебательного контура Qo = QcQlI(Qc-\-Ql).
Соотношения между собственной добротностью пассивного Qo и активно-
активного QT контуров зависят от внесенной в пассивный контур отрицательной про-
проводимости G(-\mx'.
которая реализуется с помощью ОПС. Преобразуемая индуктивность, подклю-
подключаемая к входу ОПС с целью реализации требуемой проводимости б^вых,
находится по графику рис. 49.
В результате преобразования индуктивности Lr с помощью ОПС на его
выходе кроме отрицательной активной проводимости С(~>Вых реализуется эк-
эквивалентная индуктивность LBbix, значение которой определяется с помощью
графика рис. 50. Если она включается параллельно индуктивности контура,
номинал последней должен быть изменен таким образом, чтобы результирующая
индуктивность контура соответствовала расчетной для фильтра-прототипа.
Расчет полосно-заграждающего УКВ АФ также начинают с определения
параметров фильтра-прототипа. Затем, зная реальную добротность пассивных
элементов,, определяют требуемую добротность контуров QT, при которой обес-
обеспечивается заданное затухание Ло на центральной частоте /о полосы затуха-
затухания. В случае расчета ПЗФ на базе одинаковых последовательных колеба-
колебательных контуров, связанных между собой четвертьволновым отрезком линии
передачи (рис. 34,а), требуемая добротность контуров определяется прибли-
приближенным выражением
, Г Ле—101g(g0grt+1/4)-j
гДе go* gn + u w'l — параметры низкочастотного фильтра-прототипа; W — отно-
относительная полоса задерживания фильтра; Ло — затухание, выраженное в деци-
децибелах.
На основании найденных значений добротностей Qo и QT определяют ОС,
которое необходимо реализовать с помощью ОПС. По графикам, приведенным
на рис. 49, рассчитывается преобразуемая индуктивность Lr.
49

При выборе транзистора для реализации ОПС необходимо руководство-
руководствоваться следующими критериями: для получения минимального коэффициента
шума предельная частота транзистора должна соответствовать условию
0,1/т</о<10,5/т; наибольшая рассеиваемая мощность на коллекторе транзи-
транзистора определяется мощностью насыщения фильтра; для повышения термоста-
Рис. 49 Рис. 50
Рис. 49. График, определяющий связь между приведенными значениями преоб-
преобразованной отрицательной проводимости на- выходе ОПС и преобразуемой ин-
индуктивностью
Рис. 50. График, определяющий связь между приведенными значениями пре-
преобразуемой индуктивности и преобразованной индуктивностью на выходе ОПС,
реализованного на транзисторе с ОК
Таблица Э
Основные параметры УКВ транзисторов
Тип тран
зистора
КТ3115
КТ640А
КТ371А
КТЭ54
КТ913А
КТ919А
КТ372А
U
н
7
4
3
1,2
1,0
2,0
4,5
<
з
о
5
30
5
5
200
500
5
о
Я
W
7
15
5
5
10
10
5
н
СП
а.
0,07
0,6
0,1
0,03
4,7
10
0,05
О)
80
—
130
. 80
40
35
0,33
1,3
1,2
1,3
5
7,5
0,65
б1
0,56
3,0
1,5
1,2
25
50
1,2
4,5
5,5
4,7
3,5
и
с
3
0,5
15
25
2,8
1,25
7,5
56

бильности транзистор должен быть кремниевым; корпус транзистора должен
соответствовать технике исполнения фильтра; в ДМ диапазоне требуется ис-
использовать транзисторы с полосковыми выводами.
Параметры современных транзисторов, используемых в УКВ АФ, приведе-
приведены в табл. 9.
В заключение рассмотрим пример расчета.
Пример. Рассчитать активный УКВ ППФ, электрическая схема которого
изображена на рис 27,а, со следующими параметрами: центральная частота
/о = 600 МГц; относительная полоса пропускания Wo = 0,033; затухание на цен-
центральной частоте полосы пропускания Ао— 1 дБ; затухание при отстройке на
б/= 80 МГц от центральной частоты Л/=-30 дБ; число резонаторов я = 2; про-
проводимость генератора и нагрузки Gr = GH = 0,02; материал подложки — тесто-
лит.
Используя формулы, приведенные в [2] на с. 407, 408 и параметры филь-
фильтра-прототипа нижних частот, рассчитываем параметры пассивного фильтра-
прототипа.
Задаемся индуктивностью резонатора L0 = 4 нГн. Определяем емкость ре-
резонатора: Со == 1 /ш2о^ 1 = 1 /6,2в2-б2-1016• 4-10-9 =17,6 пФ.
Находим параметры инверторов проводимости:
Рассчитываем емкости конденсаторов Сг и С&
С2=С8 = С0—С01-С3= 15,371 пФ.
Определяем собственную добротность резонаторов:
Qc = 1/tg 6 = 1/0,05=20.
По номограмме (рис. 48) для п = 2 и Л/= 30 дБ находим коэффициент
М=70.
51
Рассчитываем емкости конденсаторов связи:
Определяем краевые емкости:

Рассчитываем относительную полосу пропускания фильтра на уровне
Л/=30 дБ:
«^ = 26 ///0 = 2-80-106/6-108 = 0,27.
Определяем добротность резонаторов:
QT = M/Wx Ao = 70/0,27-1 = 259.
Находим требуемую отрицательную проводимость:
G(-)^l/^Z(j_ 1 \-i/"l7,6-10-" ( 1 JL\
°вых— Г l0 \ Qc "" QT I \ 4.IO-9 V 20 259/ "~
= 3,06-10-3 Ом-1.
Исходя из условия /о<О,5 /т и используя данные табл. 7, выбираем тран-
транзистор типа КТ354, имеющий Гб = 10 Ом и /т = 1,2 ГГц.
Для уменьшения влияния разброса сопротивления базы транзистора на
точность расчета в цепь базы последовательно с катушками индуктивности
L/, L2 включаем омическое сопротивление 51 Ом (обычно сопротивление вы-
выбирается в пределах 20— 100 Ом).
Находим отношения:
Q = f/fT = 6-108/1,2.109 = 0,5;
! в ! = 5 35.
ОЙ^О + Лб) 3.06.10-ЧЮ + 51)
По номограмме (рис. 49) определяем 2сот&2(/(-)вых?г Ю5=16 000, откуда
вычисляем значение преобразуемой индуктивности:
16 000 16 000
I __ __ =11,8 нГн.
2.105coTQ2G^ 2.105.6,28.1,2.109.0,25.3,G6.10-3
Определяем отношение
1щпЬх _^ 6,28-1,2»10».0,5>11,8-10~8__
^б + ^б ^ 61 — » •
Используя номограмму (рис. 50), определяем соаых т/(гб+^б) ^1» откуда
находим эквивалентную индуктивность цепи эмиттер — коллектор транзистора:
Учитывая, что индуктивность резонатора ?о<^вых, определяем индуктив-
индуктивность дополнительной катушки ?ДОп, которую необходимо включить парал-
параллельно цепи эмиттер-коллектор транзистора:
, LBblx<Z.o 11,6-4
Д°П~ ^вых-Ьв ~ 11,6-4 -6ЛНГН-
Рабочая точка транзистора в рассчитываемом фильтре должна находить-
находиться в середине активной области. Поэтому расчет элементов питания R2—R6
производится аналогично расчету цепей питания высокочастотного усилителя.
Топология платы и АЧХ рассчитанного фильтра представлены на рис. 27,
бив.
Точность результатов, получаемых в процессе расчета с использованием при-
приведенных формул, во многом зависит от погрешности определения параметров
52

физических эквивалентных схем транзисторов (см рис. 56,г). Приведенные в
табл. 9 параметры являются усредненными. Поэтому повышение точности рас-
расчетов может быть достигнуто путем экспериментального определения парамет-
параметров транзисторов с помощью измерительных схем, описанных в [8] или с по-
помощью генератора и измерителя мощности электромагнитных колебаний [9].
Проведя измерения для всех схем включения транзистора и рассчитав коэф-
коэффициенты /См, можно определить искомые параметры биполярного транзистора:
/т==/изм/(км, Тк=1/2я/измЯбм, Ък = КкмКбм1Кэм—\, Ск1 = Ск/?к,( Гб = Тк/Ск1,
/макс='0,5/изм ]/"/Сбм/<"км И уНИПОЛЯрНОГО трЭНЗИСТОра: /т^/изм^м, Сс3 =
= Зо/2л[пзшКим, Си з = So/2 я/и змДЛч, G = So/K3m, где тк — постоянная времени кол-
коллекторной цепи, §к — коэффициент разделения емкости коллектора (верхние ин-
индексы у коэффициента /См обозначают схему включения транзистора).
Частота измерений должна выбираться приблизительно равной 0,lfT. Для
исключения в процессе измерений самовозбуждения транзисторов, особенно в
схемах с общей базой, эмиттером, истоком и затвором, рекомендуется включать
последовательно с транзистором аттенюатор, вносящий затухание б—10 дБ и
имеющий характеристическое сопротивление, равное сопротивлению генератора.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Рассмотренные в книге УКВ АФ выполнены с применением транзисторов,
включенных по схеме с ОК, работающих как обобщенный преобразователь
сопротивления. Однако это далеко не единственное решение. В качестве ОПС
могут быть использованы и другие схемы включения биполярного и полевого
транзисторов, а также их каскадное соединение.
Биполярный транзистор, включенный по схеме с ОБ(ОЭ), в области значе-
значений преобразуемого сопротивления, при которых на его выводах реализуется
отрицательное сопротивление, также обладает свойствами обобщенного конвер-
конвертора (инвертора) сопротивления. При подключении в схеме с ОБ к его входу
емкости выходное сопротивление имеет емкостной характер с отрицательной ак-
активной составляющей. При подключении к его выходу индуктивности входное
сопротивление становится индуктивным с отрицательной активной составляю-
составляющей. В дециметровом диапазоне частот отрицательное активное сопротивление
входной цепи такого ОПС значительно меньше, чем выходной цепи. Его пре-
предельная частота равна fn = fT и уменьшается с ростом индуктивности в цепи
базы. При подключении в схеме с 03 к его входу индуктивности выходное со-
сопротивление становится емкостным с отрицательной активной составляющей.
Недостатком такого преобразователя является его низкая предельная частота
(менее 1 ГГц).
Полевой транзистор, при использовании его в качестве ОПС, обладает свой-
свойствами аналогичными ОПС на биполярных транзисторах. В области значений
преобразуемых сопротивлений, обеспечивающих реализацию ОС, полевой тран-
транзистор, включенный по схеме с общим стоком и затвором, обладает свойствами
обобщенного конвертора сопротивления, а по схеме с общим истоком — свойст-
свойством обобщенного инвертора сопротивления. Преимуществом ОПС на полевом
транзисторе является более высокая предельная частота (например, при исполь-
использовании транзистора типа ЗП321 в качестве обобщенного конвертора сопротив-
сопротивления предельная частота реализации ОС равна 20—40 ГГц, а при использо-
использовании в качестве инвертора сопротивления она равна 7 ГГц), а также лучшие
Шумовые свойства в диапазоне СВЧ.
53

Широкие перспективы дальнейшей миниатюризации УКВ АФ открываются
при реализации их на основе ОПС, использующих полевые транзисторы с за-
затвором Шотки (ПТШ), технология изготовления которых позволяет реализовать
УКВ АФ в виде полупроводниковых микросхем.
Исследования двухзатворных полевых транзисторов показали, что их можно
рассматривать как двухкаскадные ОПС. Соединяя с общей шиной различные
пары его электродов, можно реализовывать различные комбинации ОПС. Та-
Такие включения позволяют создавать на одном кристалле ПТШ высокодобротные
полупроводниковые аналоги индуктивностей и двухрезонаторные АФ, обладаю-
обладающие повышенной температурной стабильностью. Применение высокодобротных
полупроводниковых аналогов индуктивности в согласующих цепях (вместо пас-
пассивных элементов, которые занимают до 80% поверхности кристалла) позволя-
позволяет решать одну из важных проблем СВЧ микроэлектроники, связанную с мини-
миниатюризацией широкополосных усилителей.
Основные задачи, стоящие перед разработчиками УКВ АФ, заключаются в
повышении стабильности параметров, снижении коэффициента шума, увеличе-
увеличении максимальной мощности сигнала и частотного диапазона их использова-
использования .Решение этих задач возможно путем использования новых видов и типов
транзисторов, а также новых схемотехнических решений и реализацией адап-
адаптивных УКВ АФ.
Разработка УКВ АФ с применением пассивных элементов на основе поверх-
поверхностных акустических волн и приборов оптоэлектроники позволит в дальнейшем
значительно улучшить параметры и расширить функциональные возможности
устройств УКВ диапазона.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Изюмова Т. Н., Свиридов В. Т. Волноводы, коаксиальные и полосковые ли-
линии.— М.: Энергия, 1975—112 с.
2. Маттей Д, Л., Янг Л. Я., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие це-
цепи и цепи связи: Пер. с англ./Под ред. Л. В. Алексеева и Ф. В. Кушнира.—М.:
Связь, 1971. —440 с.
3. Николаев И. М., Филинюк Н. А. Микроэлектронные устройства и основы
их проектирования. — М.: Энергия, 1979.—З'Зб с.
4. Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/Под ред.
Б. Л. Перельмана.— М.: Радио и связь, <Ш811.—656 с.
5. Справочник по элементам полосковой техники/Под ред. А. Л. Фельдштей-
ка-. — М.: Связь, 1979.—336 с.
6. Маклюков М. И. Инженерный синтез активных 1/?С-фильтров низких и ин-
франизких частот.'—М.: Энергия, 1971.—;Ш4 с.
7. Филинюк Н. А. Активные СВЧ фильтры на основе обобщенных преобразо-
преобразователей иммитанса.— Радиотехника и электроника, 19ФЗ, т. '28, № 5,
с. 817—833.
8. Аронов В. Л., Федотов Я. А. Испытания и исследования полупроводниковых
приборов. — М.: Высшая школа, 19715. — 325 с.
9. Филинюк Н. А., Песков С. Н., Павлов С. Н. Определение параметров физи-
физической эквивалентной схемы ВЧ транзисторов. — Известия вузов СССР. Сер.
Радиоэлектроника, 1982, т. 26, № 112, с. 38—43.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие 3
Элементы УКВ АФ 4
Понятие активного фильтра 4
Особенности УКВ фильтров 6
Обобщенный преобразователь сопротивления — основной элемент
УКВ АФ 7
Транзистор как обобщенный преобразователь сопротивления . . 10
Управляющие элементы УКВ АФ 18
Пассивные элементы УКВ АФ 22
Разновидности УКВ АФ и их конструирование 29
Основные типы и параметры 29
Полосно-пропускающие УКВ АФ 31
Полосно-заграждающие УКВ АФ 36
Управляемые АФ и АФ со сложной формой АЧХ в УКВ диапазоне 38
Стабилизация параметров 44
Расчет 48
Заключение 53
Список литературы 53

НИКОЛАЙ АНТОНОВИЧ ФИЛИНЮК
АКТИВНЫЕ УКВ ФИЛЬТРЫ
Редактор Е. А. Богатырев
Редактор издательства Н. В. Ефимова
Художественный редактор Н. С. Шеип
Обл. художника В. Е. Карпова
Технический редактор И. Л. Ткаченко
Корректор Т. С. Власкина
ИБ № 862
Сдано в набор 16.11 83 Подписано в печать 09.02.84
Т-06603 Формат 60X90/i6 Бумага кн.-журн. Гарнитура литературная Печать высокая
Усл. печ. л. 3,5 Усл. кр-отт. 3,875 Уч.-изд. л. 4,30 Тираж 20 000 экз. Изд. № 19869
Зак. № 127 Цена 35 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 5 В ГО «Союзучетиздат»
101000 Москва, ул. Кирова, д. 40