ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие.............................................  3
Глава 1. Элементы схем и их модели ...	5
1-1. Эквивалентные генераторы и простейшие’ цепи . .	5
1-2. Основные свойства р-п переходов и биполярных трап- 17
зисторов .........................................
1-3. Основные свойства полевых транзисторов ...	25
1-4. Схемы включения транзисторов в линейных режимах 28
Глава 2. Отрицательная обратная связь, устойчивость и
быстродействие......................................35
2-1. Что такое точность?............................  35
2-2. Обратная связь...................................37
2-3. Операционный усилитель и преобразование сигналов	40
2-4. Влияние о. о. с. иа дрейф, шумы и линейность . .	41
2-5. Проблема устойчивости...........................-43
2-6. Примеры схем иа ОУ .........	47
Глава 3. Дифференциальные схемы..........................49
'3-1. Дифференциальный ОУ. внешние параметры и включе-
ние с о. о. с...................................49
3-2.. Дифференциальные каскады .......	50
3-3. Дифференциальные ОУ К153УД1..................... 54
3-4. Примеры применений дифференциальных ОУ ...	57
3-5. Схема умножения на дифференциальных каскадах .	59
Глава 4. Аналоговые ключи и коммутация аналоговых сиг-
налов ............................................  60
4-1. Основные свойства	ключевых	схем..................61
4-2. Ключи для однополярных сигналов тока и напряжения 63
4-3. Мостовая диодная	схема...........................65
4-4. Ключевые схемы на Полевых транзисторах ...	68
Глава 5. Схемы взаимных преобразований сигналов посто-
янного тока я импульсных сигналов.....................*	70
5-1. Компараторы....................................  70
5-2. Схемы слежения — хранения (фиксации напряжений) 73
5-3. Частотно- и широтно-импульсные модуляторы иа ОУ 74
5-4. Специализированные элементы преобразования напря-
жения во временной интервал.....................76
5-5. Частотно-импульсные модуляторы на управляемых ав-
токолебательных мультивибраторах	.....	79
116
5-6. Преобразователи сигналов ШИМ и ЧИМ в сигналы
постоянного тока................................  81
Глава 6. Логические, схемы и преобразователи информации 83
6-1. Логические (цифровые) схемы . -...................S3
6-2. Цифро-аналоговые преобразователи .	...	.	88
6-3. Аналого-цифровые преобразователи .	. . .	«	90
Глава 7. Помехи........................................    93
7-1. Возникновение помех и проектирование схемы »	>	93
. • 7-2. Фильтрация и экранирование .....................98
7-3. О выборе приборов при наладке..................  102
Глава 8 Усилители мощности и источники питания . ,	104
8-1. Особенности импульсных н линейных усилителей мощ-
ности ........................................ ......	104
8-2. Защита усилителей от помех и перегрузок ...	110
8-3. Стабилизаторы ..............................	,	112
Список литературы ........................... , ‘	. •	118
119
МИХАИЛ ВЛАДИМИРОВИЧ ГАЛЬПЕРИН
Введение в схемотехнику
Редактор К. Ф. Копылова
Редактор издательства Н. В. Ефимова
Технический редактор Н. П. Собакина
ИБ.№ 1498
Сдано в набор 17.06.81. Подписано в пе-
чать 10.11.81.' Т-28599. Формат 84Х108'/м.
Бумага типографская № 3. Гарнитура
шрифта литературная. Печать высокая.
Усл. печ. л. 6.3. Уч.-изд^ л.8,28. Тираж
40 000 экз. Заказ № 787. Цена. 40 к.
Энергонздат, 11311s, Москва, М-114,
Шлюзовая наб., 10
-Владимирская, типография «Союзполиграф-
пр?“а> при Государственном комитете
СССР по делам издательств, полиграфии
и книжной, торговли.
600000, г. Владимир, Октябрьский
проспект, д. 7 -
120
ПРЕДИСЛОВИЕ
В старину существовал термин «инженерное искусство». В на-
ше время термин вышел из моды, ио искусство осталось. И разра-
ботчик-создатель электронной схемы и человек, ее применяющий,
должны им владеть. В электронике оно заключается в том, чтобы
одновременно охватить все существенные факторы, которые могут
повлиять на техническое решение, н, таким образом, представить
себе схемную конфигурацию, которая позволит решить данную за-
дачу. Эйнштейн и -Пуанкаре говорили о важности эстетического
элемента прн построении физической теории или математической
доктрины. По-видимому, всякий синтез связан с эстетическим вое*
приятием объекта синтеза, причем наиболее эффективные решения,
как правило, оказываются и наиболее «красивыми». Это в полной
мере относится и к созданию электронных схем.
Эта книга — попытка па конкретных примерах показать методы
^построения электронных схем. Значительная ее часть уделена ком-
понентам электронных схем, их характеристикам и способам пред*
ставленая в виде упрощенных моделей. Эти знания нужны не толь-
ко для создателя схем, они нужны и человеку, их применяющему,-•
иначе он никогда ие сможет заставить схему работать так, как ему
нужно, или будет применять сложное оборудование н приемы там,
где можно обойтись очень простыми средствами.
Средн многочисленных отраслей современной электроники важ-
нейшую роль п вычислительной технике, измерениях, промышленной
автоматике, 4 технике регулирования я управления играют схемы
усиления и преобразования сигналов постоянного тока, которые те-
перь чаще называют аналоговыми. Если бы эти сигналы былн’дей-
ствительно постоянными, то они перестали бы быть «сигналами».
На самом деле под аналоговым сигналом понимают электрический
сигнал тока илн напряжения, который может изменяться как очень
медленно, так и сколь угодно быстро. Аналоговыми эти сигналы
называются потому, что их амплитуды пропорциональны фнзичес-
ким величинам, информацию о которых они содержат. Так, анало-
говый сигнал напряжения между катодом н управляющей сеткой
кинескопа аналогичен яркости изображаемых иа экране объектов,
а сигнал напряжения низкой частоты в усилителях — интенсивности
н тону звука.
Наряду со схемами обработки аналоговых сигналов рассмот-
рим схемы, в которых информация представлена частотой и шири-
ной импульсов и, наконец, в виде кодов или чисел (логические в
цифровые схемы).
Появление и совершенствование интегральных микросхем из-
менили взгляд на самые принципы схемотехники н кривели к рас-
паду ее иа две ветви: проектирование фуикцонально законченных
изделий конкретного назначения и проектирование схем более или
1*
3
менее универсальных. Последние рано или поздно начинают произ-
водиться в виде монолитных (выполненных в одном кристалле по*
лупроводника) интегральных микросхем (ИМ'С), в происходит
процесс «освоения» интегральными микросхемами все более слож-
ных функций. Так ’как число активных элементов в ИМС практи-
чески перестает быть ограничивающим фактором, многие идеи, ра-
нее не находившие себе воплощения из-за громоздкости, теперь
оказались наиболее эффективным решением. Кроме того, получение
компонентов с высокой идентичностью характеристик позволило
выдвинуть совершенно новые иодходы к решению целого ряда за-
дач. Многие функции реализуются нетрадиционными, приемами, и
часто структуры ИМ.С не могут быть описаны в привычных терми-
нах «резистор», «конденсатор», «транзистор», так как необходимые
свойства получаются путем образования соответствующнх облас-
тей в кристалле, среди которых выделить эти элементы невозмож-
но. Поэтому принципиальные электрические схемы ИМС, изобра-
женные в традиционной форме, скорее оказываются эквивалентны-
ми схемами. Постепенно деятельность разработчиков функционально
законченных изделий вытесняется в области все более высокого
уровня (например, радиоприемник может строиться не из ИМС —
отдельных каскадов, а из ИМС усилителя высокой частоты с гете-
родином, усилителей промежуточной и низкой частот и т.д.).
Прн этом от разработчика изделий требуется-ясное понимание
природы физических процессов в используемых ИМС. Без такого
понимания к схеме будут предъявлены либо завышенные требова-
ния, которым она не сможет удовлетворять, либо ее возможности-
окажутся недоиспользованными, а прн выборе нэ ряда схем с од-
нотипными функциями конкретной схемы для решения данной за-
дачи возможны грубые ошибки. Поэтому средн схем, которые рас-
смотрены здесь, будут как ИМС, так и схемы на дискретных (на-
весных) компонентах. Последние часто будут приводиться для
иллюстрации требований к компонентам и методов проектирования.
Автор признателен доктору техн, наук Д. Е. Полонникову за
внимание при  обсуждении принципов написания данной книги,
К Ф Копыловой за ценные советы н скрупулезное редактирование,
а также А. А, Беловой и Г. С. КазеевоЙ, оказавшим неоценимую
помощь при подготовке рукописи.
Отзывы и замечания по книге направляйте по адресу: 113114,
Москва, М-114, Шлюзовая паб., 10, Эпергоиздат.
Автор
Г л а в a 1
ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМЫ И ИХ МОДЕЛИ
Универсально, лишь то, что достаточно грубо.
Поль Валери. «Тетради»
1-1. Эквивалентные генераторы и простейшие цепи
Чтобы в электрической цепи протекал тох, ома должна обра-
зовывать замкнутый контур. Сила дока, т. е. заряд, проходящий
через любое сеченне контура в единицу времени, определяется за-
коном Ома: Ь=Пх.х/(Ян+Яг), где I — сила тока в амперах, А; «х.х—
напряженке холостого хода источника, равное его электродвижущей
силе (э. д.с.) ее в вольтах, В; /?а и Д. —активные сопротивления
нагрузки и источника э.д. с.'в омах, Ом. Если измерить напряжение
ненагруженного источника, то оно равно их к =4- Подключив
к нему ^известное сопротивление нагрузки (ркс. 1-1), обнаружим,
Аг
Рис. 1-1. Представление
источника в виде генера-
тора э. д. с. с последова-
тельным внутренним со-
противлением Яг-
РйС. 1-2. Представление
источника в виде генера-
тора тока I с параллель-
ным внутренним сопро-
тивлением Rr. .
что прибор покажет напряжение uil^iRK<u3i.x=eF, где ин и Яя из-
вестны, поэтому можно подсчитать I. При появлении тока I «внут-
ри» источника происходит падение напряжения на внутреннем со-
противлении /?г-
Таким-образом, источник электрической энергии можно пред-
ставить как генератор э. д. с., соединенный последовательно с его
внутренним сопротивлением.. Из закона Ома следует принцип су-
перпозиции для линейных цепей, гласящий, что при наложении
1 Этим способом нельзя точно определить э. д. с., так как сам вольтметр
отбирает от источника энергию, в при намерения ток цепи яс равен нулю.
Чтобы точно~определить ег и , -надо учитывать внутреннее сопротивление
вольтметра.
5
(совмещении) контуров линейных электрических цепей действия
источников э. д. с. алгебраически складываются. Линейность цепи
означает, что сопротивления в ней не зависят от токов и напря-
жений. Многие цепи и схемы, с которыми приходится сталкиваться,
являются линейными, а следовательно, поддаются достаточно про-
стым расчетам. Более того, если во всем рабочем диапазоне токов
и напряжений схема не описывается законом Ома, то обычно ее
характеристику ток’—напряжение удается разбить на отдельные
линейные участки, на каждом из которых закон Ома выполняется.
Сам генератор э. д. С. не имеет внутреннего сопротивления, оно
равно нулю. Поэтому токи, порождаемые внешними источниками,
через генератор э. д. с. замыкаются накоротко. Генераторов э. д. с.
в природе не бывает — любой источник обладает конечным внут-
ренним сопротивлением. Генератор э. д. с. — это модель источника,
справедливость которой связана с обязательным выполнением не-
равенства Rr<£.Rn. Очевидно, что схёмы-источннкн с малыми Rr,
близкие по свойствам к генераторам э. д. с, ие следует включать
между собой параллельно во избежание возникновения больших
токов.
Нередко в электронных схемах ближе к истине оказывается
модель источника электрической энергии или сигнала, соответст-
вующая не неизменному напряжению на нагрузке Ra, а току в
ней, мало зависящему от сопротивления R». Из закона Ома видно,
что это выполняется, если Rr^>Rn- В этом случае источник можно
представить генератором тока, не зависящим от сопротивления на-
грузки Яа, т. е. источником с бесконечно большим сопротивлением.
Внутреннее сопротивление Rn реального источника в этой модели
включают параллельно генератору тока (рис. 1-2). Так как un^iRH,
a i пр» источнике—генераторе тока есть постоянная величина
(1=/к.э при /?н=0), то при размыкания цепи нагрузки /?н->оо и
ин->-оо — на выходе должно оказаться бесконечно большое Напря-
жение, что невозможно. Таким образом, если генератор э. д. с. «не
терпит» коротких замыканий выхода (ток I равеи ос), то генератор
тока, наоборот, «не терпит» холостого хода (т. е. обрыва нагрузки,
когда напряжение на выводах есть о©). Это’ правило построения
моделей цепей показывает, что свойства последних иоренным об-
разом меняются при его нарушении. Любой реальный источник
можно представить схемой с генератором тока или схемой с гене-
ратором э, д, с. По отношению к Rn обе схемы рис. 1-1 и 1-2 экви-
валентны, т. е. для обоих представлений и ток в Rnt и напряжение
на Rh будут одинаковы. Но для Я«>Яг, как уже указывалось,
естественно считать источник генератором напряжения, а при
ЯкЯг—-генератором тока. Из сказанного следует, что н отличие
от генераторов э. д.с. генераторы тока можно соединять парал-
лельно, но нельзя — последовательно.
Другой параметр, характеризующий цепь, — это мощность, От-
даваемая источником а нагрузку. Напряжение ии характеризует ту
«элементарную» работу, которую источник совершает, «пропуская»
единицу заряда через Ян- Вместе с тем i есть число единичных за-
рядов, проходящих через R9 в единицу времени. Но полная работа,
совершаемая источником в единицу времени, есть мощность, отда-
ваемая в Ян, и она равна «элементарной работе» и*, умноженной
иа число «элементарных работ» в единицу времени, т. е. «»«—
=«2/Ян=12Ян, где мощность обозначена Рн. Отсюда следует, что
6
единицей мощности электрического тока может служить I Вт*
* 1 В • I А.
Определим, когда источник отдает в нагрузку максимальную
мощность. Если нагрузка мала (т. е. Ru-*00), то ток в ней мал, и
Р3 будет мала. Еслн нагрузка велика (Rn~+&K то напряжение иа
будет мало, и потому Ря также будет мала. Поэтому следует ожи-
дать, что Ря будет максимальна (Рк.макс) при некотором среднем
значении /?н. Для схемы рис. 1-1 можно записать: Рв—/2/?я=
в[«х-х/(Ян+#г)]2/Ян> Здесь «х.х и /?г — постоянные величины. Гра-
фик зависимости Ря от Ra показан на рис. 1-3. Из него видно, что
Римам соответствует значение RB^RV. Легко показать, что для
схемы рис. 1-2 зависимость Ря от /?а также определится графиком
рис. 1-3. Подставив в выражении для Рн величину R^R^ получим,
что ^н.макс=«хЛ/4/?г или »2/?г/4. Прн сопротивлении Rw=Ret соот-
ветствующем мощности Рв.маис, отнюдь не достигается наибольший
коэффициент полезного дей-
ствия (к. п.д.) источника,
т. е. максимум отношения
мощности в нагрузке ко
всей рассеиваемой мощно-
сти. С энергетической точки
зреиня представления источ-
ника на рис. 1-1 и 1-2 яе
эквивалентны, и нх выбор
для описания схем зависит
-часто именно от этого.
Сопротивление цепи рис> Зависимость мощности в на-
можно  рассматривать как . грузке от соотношения RF и R&.
коэффициент, показываю-
щий, как велико падение
напряжения в ней при дан-
ном токе. Вместо него можно использовать понятие проводимости g—
величины, обратной сопротивлению н соответственно показываю-
щей, какой ток в цепи вызывает данное напряжение: i=ug. Во
многих случаях это удобнее. Например, при параллельном включе-
нии сопротивлений и Rz общее сопротивление R{| цепи есть R=*
== 1/(1//?<-I-1//?г) ==#t/?2/(/?i+#2), а проводимость определяется
.проще, g ц =g1+g2.
Можно представить себе проводимости, токи через которые за-
висят не только от напряжения на их зажимах в данный момент,
но и от значений токов в напряжений в предыдущие моменты вре-
мени. В простейших'случаях — это линейные зависимости от вре-
мени действия источников:
u = irtlC,	(1-0
или
z i=uTtlL,	(1-2)
где и и I — напряжение и ток на выводах элемента; «г и — на-
пряжение холостого хода и ток идеальных генераторов; t—время
от начала действия в цепях постоянных ir м йр; С и L-—некоторые
постоянные коэффипиеиты.
В зависимости (1-1) сопротивление Г/С со временем растет, но
и первый момент после включения тока оно бесконечно мало. Коэф-
7
фицнент С называется емкостью. Из (1-1) следует, что размерность
С — секунда/Ом«=[с/Ом). Эта величина именуется фарадой [ф].
Емкость в 1 Ф—-это емкость металлического шара прямерно-с раз-
мерами Земли. Элементы, специально изготовляемые так, чтобы
для них выполнялось соотношение (1-1), называют ковденсатора-
.ми. Из определения емкости следует, что генератор э. д. с. ие мо-
жет быть нагружен на идеальный конденсатор, так как в момент
его иодключення ток в цепи будет бесконечен.
Во втором случае выражение (1-2) означает, что проводимость
цепи t[L со временем линейно растет, но. в первый момент —при
включении иг — она равна нулю. Коэффициент L называется ин-
дуктивностью, и его размерность — Ом-секунда=[Ом«с]. Эта ве-
личина называется генри 1Гн). Из определения индуктивности сле-
дует, что. генератор тока ие может быть нагружен на идеальную
катушку индуктивности, так как в момент ее подключения напря-
жение в цепи будет бесконечным.
Физические реализации проводимостей, для которых токи и на-
пряжения зависят от времени, связаны с обратимыми-преобразова-
ниями энергии источника в энергию физических полей. Хотя емкост-
Рис. 1-4. Схема для ана-
лиза процесса заряда
емкости С от источника
э. д. с.
Рис. 1-5. Процессы в схеме рнс.
1-4.
/ _ процесс варила при постоянном
токе заряда, равном urfR', 2—форма
напряжения на емкости С; 3 — форма -
напряжения на сопротивлении к.
ный характер проводимости могут иметь цепи, в которых нет кон-
денсаторов-приборов; однако он обычно связан со способностью
накапливать заряд где q —заряд) и соответственно энер-
гию в виде электростатическо50 поля. Индуктивность — величина,
обычно связанная с превращением энергии электрического тока в
энергию магнитного поля, но 'индуктивный характер проводимости
могут иметь и цепи, лишенные внешнего сходства с катушками ин-
дуктивности. Емкость «запоминает» образовавшееся на ней (за
счет проходившего тока) напряжение н при уменьшении внешней
э.д.с. отдает во внешнюю цепь накопленный заряд, действуя при
разряде как генератор напряжения. Индуктивность «запоминает»
ток, протекающий через нее под действием внешней э. д. с., и, ког-
да это действие прекращается, начинает действовать как генератор
тока.
• Рассмотрим теперь простейшие случаи взаимодействия источ-
ников с емкостной и индуктивной проводимостями; Обратимся к
схеме рис. 1-4 и примем, что в момент временя £«0 ключ Кл замы-
кается (здесь. R и. С могут быть резистором и конденсатором, но
могут и характеризовать электрические свойства элементов цепи),
8
Первоначальный заряд на емкости равен нулю, в напряжение иа
ней равно нулю. В течение первого после замыкания ключа, очень
малого отрезка времени Afj на емкости появится напряжение (1-1):
buci—uobti/RC, причем i&Uz/R прнктическн не изменится за время
Д/j. Однаио уже иа следующем малом интервале надо учесть
появившееся иа емкости напряжение Дись так как ток заряда ста-
нет не udRt но («о — &Uci)iR. Для некоторого, более удаленного
момента времени t ток заряда, таким образом, равеи (ио—uc)/R,vne
ис—напряжение, накопившееся иа емкости. Поэтому приращеияе
напряжения за малый интервал времени, следующий за t, равно
Дмсв(ио— uc)MIRC. Так как ис будет расти, стремясь достичь
«о» то Д«с на каждом следующем интервале времени Д/ будет
становиться все меньше. В результате huel^t, т. е. мгновенная ско-
рость изменения напряжения ис (иначе — производная от ис по
времени duc(dt), будет уменьшаться, а само нарряжение плавно
стремиться к напряжению щ по закону
«с(О = ио(1-е"-,/1?е).	(1-3)
где е—иррацнонное число — основание натуральных логарифмов,
равное примерно 2,7183... Существенно, что в (1-3) RC имеет раз-
мерность времени [с] (см. выше размерность С), а потому пока-
затель степени при е есть безразмерная величина. Темп процесса
заряда емкости определится величинами а* и RC. Напряжение
uc(t) никогда ие принимает значения и& но к нему монотонно при-
ближается, его график приведен на рис.' 1-5. Полезно помнить, что
за время t*=RC напряжение ис становится равным 0,63 «о. а за
время t—2,3 RC — примерно 0,9 и0. Можно считать, что прн t=*
= (6—7)RC получается ис^щ с ошибкой менее 0,15%. Величина
~RC численно равна тому времени, за которое uc(t) стало бы рав-
но Uq, если бы начальный темп процесса заряда duddt=udRC оста-
вался неизменным с ростом ис. Именно такова была ситуация,
описываемая уравнением (J-1)—там ток заряда-ие зависел от «с.
Так как сумма падении напряжений на R и С есть ис в любой мо-
мент времени, то напряжение на R есть .
Пусть теперь емкость заряжается от генератора тока хг в со-
ответствии с уравнением (1-1), ио ток зависит от времени. Как
будет зависеть от времени пс(/)? Разобьем график зависимости
iT(tj нй отдельные участки очень малой длительности А/, такие,
чтобы ток на каждом из них можно было .считать постоянным
(рис. 1-6, а), и перенумеруем их от I до п (Z=l, 2, 3,...п). Тогда
элементарное приращение напряжения на 1-ом участке есть А«с=
••irAf/C. Если теперь значение Д/ сделать бесконечно малым dt
(т. е. Д-/-+-0), то и Дис->0, но их сумма будет конечной величиной—
интегралом (/-><»):
uc(f) = ис (т) = lim
д«с
л,
(1-4>
где x=t— время зарялэ
Цепь, обладающую такими свойствами, называют интегрирую-
щей цепью. Предположим, что iP(t) изменяется по закону гармони-
ческого колебания, например, косинуса
/г (/) == гг0 cos at,	(1-5)
9
где *)== 2л/— круговая частота; f— обычная частота, равная еди-
нице, деленной на молный период колебаний.
Рассмотрим рис. 1-6,6. Понятно, что в течение первой четвер-
ти периода iP(i) напряжение Uc{i) будет пляша возрастать, но
темп этого возрастании на интервале от 0 до 774 будет замедлять-
ся, потом с момента Т/4 ir станет отрицательным, т.е. изменит
свое направление на противоположное, я ие{1) начнет убывать.
Прн этом сначала убывание будет ускоряться (до Т/2), а далее—
Рис. 1-6. Процесса в цепях, с конденсаторами.
замедляться и к моменту	станет равным нулю; начиная
от 3774’н до Т снова пойдет рост. Далее процесс повторится. За-
кон изменения Uc(i) — также гармонический, но синусоидальный:
он сдвинут по осн абсцисс так, что колебания «с(0. запаздывают
по отношению к ir(t) на время Т/4.
Прибегнем к обычной модели синусоидальных колебаний. Бу-
дем изображать величину, изменяющуюся по синусоидальному за*
коиу, iP (г) в виде стрелки — вектора длиной ko, начало- которой
закреплено в точке 0, а конец вращается вокруг этой точка, опи-
сывая круг (рнс. 1-6, в). Спроектируем точкп этого круга на вер-
тикальную прямую у. Отклонения точки — проекции конца вектора
па прямой у от иулевой точки на этой прямой — есть fro cos а. Угол
а в момент времени t можно вычислить так: если частота враще-
ния, выраженная в периодах в секунду (1/с), «есть f, то полный
оборот на угол 2л радиан (360е) стрелка-вектор совершит за вре-
мя T=\!f, значит, скорость изменения угла а есть 2лД рад/с.
Обозначив величину 2л/ через а, получим закон (1-5), а развернув
колебания точки на оси у во времени — косинусоиду lr(t) рнс. 1-6,6.
Теперь рассмотрим закон изменения «с(0- .Эти колебания можно
моделировать вращением с частотой f другой стрелкн-вектора,-по-
вернутой относительно стрелки 1Г на л/2 (90е) в направлении, про-
тивоположном вращению обеих стрелок. -Таким образом, изменение
»е(0 есть синусоида:
иС (0 «	И - я/2) « “смаке sin <*•
10
Рис. 1-7. Цепь с индуктив-
ностью -и скачкообразным
подключением источника
э.д. с.
Угол сдвига между такими векторами будем называть фазо-
вым или фазой и говорить соответственно об опережении или от-
ставании по фазе. Здесь <р=—л/2, т. е. «с (О отстает по фазе от
ir(0 на угол. л/2. И действительно, напряжение на емкости запаз-
дывает по отношению к току.— это мы уже видели, рассматривая
реакцию на скачкообразное воздей-
ствие (см. рис. 1-5). Вместе с тем
амплитуда напряжения на емкости
будет пропорциональна периоду Т
или обратно пропорциональна час-
тоте Д
В линейных цепях реакцию на
любое воздействие можно предста-
вить в виде суммы реакций на набор
элементарных скачков, из которых
надо предварительно построить вход-
ное воздействие (аппроксимировать
его) так, как это было сделано на
ряс. 1-6, а для ir(t). Таким образом,
зная реакцию цепи на скачок, можно
предсказать реакцию цепи на любой
тип воздействия. Другой универсаль-
ной характеристикой цепи является
реакция на синусоидальный сигнал,
так как реакцию на любое периоди-
ческое воздействие можно предста-
вить суммой реакций на отдельные
частоты, из которых это воздействие
составлено.
Теперь обратимся к схеме рис.
1-7 и, замкнув в момент времени
f=0 ключ, изучим изменения напря-
жения и тока в цепи. По определе-
нию L -ток в цепи в первый момент
равен нулю. Это значит, что на ин-
дуктивности L будет падать все на-
пряжение «о, а на /? — ничего. В дальнейшем появится ток в индук-
тивности, но но мере его нарасгания будет уменьшаться напряже-
ние,- приложенное к L. Словом, процесс аналогичен происходящему
в емкостной цепи рис. 1-4, только напряжение и тон поменялись
ролями. Поэтому
“L W <= “о е-<я/£; uR (t) = а, (1 — е~*я/£),
а ток во всей цепн есть ur(1)//?. Здесь постоянной времени оказы-
вается величина L/R.
Рассуждения, аналогичные предыдущим, покажут, что
«д (0 обгоняет по фазе й,(/). Бела индуктивность нагружает ге-
гератор э.д.с. иг(t) = ur(5cosа Я=0, то uL(i) опередит й(/>
по фазе на л/2 (90°). Векторная диаграмма для этого случая показана
на рис. 1-8. Таким образом, из симметрии уравнений (1-1) и (1-2)
следует глубокая симметрия в свойствах емкостных я индуктивных
проводимостей. Для амплитуд синусоидального сигнала-можно го-
ворить о соблюдении закона Ома (ври данной частоте). Действи-
тельно, чтобы получить амплитудное значение колебаний, т. е, вы-
числить длину вектора «смаке на рис. 1-6, в, надо амплитудное
К L макс
макс
Рис. 1-8. Векторная диаг-
рамма при синусоидальном
воздействии «г на индуктив-
ность
11
значение ic(i) умножить на 1/<оС. Итак, можно перейти к опреде-
лению амплитуд синусоидальных сигналов, рассматривая только
зависимость ях от частоты;
“Смаке = | «С<ш) | “ I ‘с (“) |/®С = ‘„/аС- U-6)
Аналогично для индуктивности получим:
'Ьыил = I ‘L (и) I = I “L (и) I= “„>/<>*-•	(! -7)
Здесь прямые скобки означают, что рассматриваются длины
соответствующих векторов, т, е. их модули или абсолютные вели-
чины, равные амплитудам «с. 1с и «х, с'х без учета фазовых соотно-
шений. Величины 1/шС и ©L играют роль сопротивлений, поэтому
их естественно . назвать модулями реактивных сопротивлений
|zc| = i/wC, |zx|=tt>L, но. эти соотношения ничего не' говорят
о фазах- колебаний. Заметим, что если векторы ic и их на
векторных диаграммах повернуть, т. е. задать, входным .воздейст-
виям ненулевой фазовый угол, то и векторы, изображающие выход-
ные реакции (ис и U соответственно), повернутся иа тот же угол.
Вместе с тем фазовые сдвиги я/2 и ~л/2, получившиеся на диа-
граммах рис. Г-6, в и 1-8, сохранятся. Qhh представляют характери-
стики реактивных сопротивлений z, поэтому г -также разумно пред»
ставить в виде векторов на той же плоскости.
Таким образом, гармонические сигналы данной частоты и ре-
активные сопротивления на плоскости можно представить вектора-
ми со следующим правилом умножения;.модули (ддины) перемно-
жаются, а фазовые углы складываются.
Правила суммирования реактивных Сопротивлений* (проводимо-
стей) можно свести к следующим: при последовательном соедине-
нии по правилу параллелограмма складываются сопротивлении, а
при параллельном — проводимости. Аналогично: токи параллельно
соединенных генераторов тока или напряжения последовательно
включенных генераторов напряжения также складываются по пра-
вилу параллелограмма.
Но эти правила в точности соответствуют правилам сложения
комплексных чисел, если их представлять в виде точек—вершин
векторов на плоскости, а поэтому можно написать формулы (1-6) и
(1-7), введя мнимую единицу, т. е. представив uc(w), 4?(<»), 2е(®),
frx(w), Ux(cb) и Zx(w) как функции комплексной переменной /в),
где /•'И'—1 — мкнмая едйница:
1С (№)
И
(1-8)
7t (/“>)»
UL W
jaL -
(4-9)
Здесь введение аргумента вместЪ w и употребление V н I
означают, что>-учтены и модуль (длина вектора на диаграммах
рис. 1-6, в и 1-8)7'и фазовые углы.
Преобразовав zc*	//®С, можно видеть, что и гс и
?х=/<оГ-— чисто мнимые величины; они-не имеют действительных
.12	'
Таблица 1-1
№ п/п	Схема-		Z	1ZI	Схема I |puc .1-9|	Название звена-* —схемы рис. 1.9
1	if г		1 /шС	1 (йС	a	КвазидиффереН” пирующее
2	^z '			e)£	3	
3	' Тс		1 /юС -	- 1 ®C	3	Инерционное первого порядка, апериодическое
4			/ш!	<oL	a	
5	ННп 1с=М.		До - /wTft+ 1 То == Roc	~«. ' V 1+(®TO)’	a	Форсирующее
6	р		jinTf, + 1 ]<йС 7*о ~ RoC	Ki+w G)C	3	Интегро диф- ференцирующее
7	""*"vz~'rv		1—<оэ Tg jiaC - T, = 1^LC	(nC	a	Резонансное,, колебательное, второго порядка
8	а		jdiL t„=--Vlc	tot l-»2rj	6'	
13
№ D/O	1*выхИквх1	Ф		
1 2		(йТ	 V 1+(<оГ)2 Т = RC или L/R	arctg(l/»T)		
3 4	1 V 1 + (шТ)2 Т ~ RC или L/R	arctg(— wT)		
5	R	ю7\) Н~ 1 /? + /?о у 1 + (Шт^2 т —	г R+R,	aretg (s>T0) + + arctg (—oT) /		
6	*j>7*o4~ 1 V1 + (иг)2 т=т0 + яс	arctg (шТ^) + + arctg (—«>Т)		
7	й)Т	 V [l-(aT,^ + {u>T)t Т — RC или L/R	Л — - arctg	G)T	
8				
14
Продолжение табл. 1-!
15
частей, но имеют разные знаки, поскольку «разворачивают» векторы
токов и напряжений в разные стороны.
Удобство такого представления проводимостей в том, что мож-
но обращаться с zct Zl и R как с обычными алгебраическими ве-
личинами, складывая их, умножая и т. д. Тем самым можно вычис-
лять полные проводимости и сопротивления RLC-пепей до форму-
лам для чнсто активных цепей.
Например, параллельное соединение конденсатора С и резис-
тора R дает:
R
RljtoC_________
>C~H ’
(1-10)
откуда [при вычислениях необходимо умножение числителя и зна-
менателя (1-1D) на величину (l—jcoRC), называемую комплексно-
сопряженной знаменателю] _ _________
|г1=д//1 + ш!Я2С2.	(1-11)
.Частота o)c=l/RC называется сопрягающей. Если о)Со)с==
то |z| -R, так как o2R2C2<l. Если	то
O)2R2C2>1 н(г[а= 1/соС, а при w —<ос \z\=R!V'2. Если через z
протекает синусоидальный ток, то напряжение на г окажется
сдвинутым по фазе на угол, тангенс которого есть отношение мни-
мой к действительной части z. Нетрудно подсчитать, что этот угол
<p=arctg(—(uRC) —емкость	вызывает запаздывание напряжения
по отношению к току, и <р оказывается, как и следовало ожидать,
отрицательным. При (о=юс получаем ф=—я/4 (так как tgq>®—4)г
при ш<(0с ф = 0, а при (о>о)с <₽-*-— л/2 (так как tg <₽-*•—<ю).
В табл. 1-1 приведены схемы и формулы для расчета важней-
ших RC-, RL- и LC-цепей. Наряду со значением полного сопротив-
ления даны амплитуды (модули) и фазы выходных сигналов .на-
пряжения ивых для схем рнс. 1-9 при синусоидальном ие с единич-
ной амплитудой. В таблице указано, в какую из схем рис. 1-9, а или
б включено данное г. Для схем включения (рис. 1-9,6) падение
напряжения на сопротивлении R можно определить как разность
ит — «вых. Для «идеальных» параллельного и последовательного
колебательных контуров (резонансное, колебательное звено второ-
го порядка) значения z на резонансной частоте становятся соот-
ветственно бесконечно большим и бесконечно малым, поскольку век-
торы полных проводимостей и сопротивлений L и С в этих цепях
на резонансной частоте оказываются равными и направленными в
противоположные стороны. В правом столбце табл. 1-1 показаны
переходные процессы а цепях при замене генераторов синусоидаль-
ных сигналов в схемах рнс. 1-9, а, б на генераторы скачкообразного
сигнала рис. 1-10.
Свойства реальных компонентов — резисторов, конденсаторов и
катушек индуктивностей — могут существенно отличаться от их
идеальных моделей. Этн отличия зависят от технологии, материала
н условий эксплуатации.
Резисторы, помимо активного сопротивления, обладают ощути-
мой на высоких частотах проходной емкостью, включенной парал-
лельно активному сопротивлению и составляющей от сотых долей
до единиц пикофарад. Лакопленочные и иные резисторы, в которых
используются сплошные слои проводящего материала, почти не име-
ют собственной индуктивности, и ею можно пренебречь вплоть до
частот в сотни мегагерц, но между нх проводящим слоем и други-
16
мн частями схемы образуются паразитные конденсаторы с емкостя-
ми до нескольких, пикофарад. Как правило, эти емкости больше,
чем проходные. Другой недостаток резисторов этих типов—силь-
ная зависимость активного сопротивления от времени, температу-
ры и влажности. Обычно сопротивления резисторов не выходят из
пределов, оговоренных в технических условиях, но нельзя приме-
нять нх в устройствах, рассчитанных на меньшие отклонения. На-
пример, если расчетное сопротивление резистора 10 кОм прн до-
пустимом отклонении ±100 Ом (т.е. 10 кОм±1%), то не следует
брать резисторы МЛТ или аналогичные км с номиналом 10 кОм±
±10% и отбирать среди них тот, сопротивление которого уклады-
вается в диапазон 9,9—10,1 кОм. Дело в том, что уже в процессе'
пайки сопротивление резистора «уйдет» значительно больше, чем на
100 Ом, и шансы, что оно «вернется», весьма невелики.
Проволочные резисторы обладают значительно большей темпе-
ратурной и временной стабильностью, но у них больше паразитные
емкости и значительны паразитные-индуктивности. Для уменьшения
последних прибегают к так называемой бифилярной (встречкой)
намотке проволоки на каркас, однако снизить индуктивность до
уровня пленочных сопротивлений не удается. Вместе с тем в цепях,
где точность и стабильность активных элементов имеют решающее
значение, проволочные резисторы незаменимы.
Реальные конденсаторы еще больше отличаются от идеальных.
Прежде всего у них есть сопротивление утечки, шунтирующее ем-
кость. Для высококачественных конденсаторов (например, слюдя*
ных, фторопластовых и т.п.) собственные утечки составляют при
малой влажности и нормальной температуре гигаомы (L09 Ом~
= 1 ГОм) и в большей мере зависят от состояния поверхности кор-
пуса или монтажной платы, чем от диэлектрика. Изготовление вы-
сококачественных конденсаторов, больших чем единицы мкФ, с
приемлемыми габаритами и стоимостью — пока не решенная зада-
ча. Конденсаторы с большими емкостями, например электролити-
ческие, имеют сопротивления утечек в сотни, иногда десятки кило-
ом,. но зато могут иметь емкость до десятков тысяч мкФ. Промежу-
точное положение занимают бумажные конденсаторы. Последние
типы конденсаторов имеют еще одну существенную особенность —
абсорбцию заряда. Часть носителей заряда в этих конденсаторах
оказывается химически связанной с материалом диэлектрика. Это
создает эффект нелинейного разряда н кажущегося увеличения
емкости: после как будто полного разряда емкости через некоторое
время на ней снова появляется напряжение. Например, если заря-
женный до номинального напряжения электролитический конденса-
тор разрядить, замкнув его контакты на несколько секунд, то спус-
тя еще несколько секунд после размыкания обнаружим на нем’напря-
жение в несколько процентов от первоначального. Явление абсорб-
ции и другие физико-химические явления в конденсаторах создают
эффект паразитной /?£-цепн, включенной последовательно с ем-
костью и имеющей индуктивность в несколько десятков мкГ и. со-
протквлеиие.порядка долей Ом.
Катушки индуктивности, не имеющие ферромагнитных сердеч-
ников, могут быть достаточно близки к идеальной индуктивности,
но даже в инх сопротивление провода играет роль. В дросселях с
сердечниками нелинейность последних приводит к тому, что отли-
чия от идеальной индуктивности оказываются очень существенны*
ми. Другая особенность, вносимая сердечниками, — потери энергии
—787	17
на их перемагничивание и на вихревые токи Фуко в них. Эта энер-
гия в конечном счете обращается в тепловую н ведет к нагреву
сердечника. Последнее обстоятельство во многом определяет к. п. д.
и качество трансформаторов.
Рис. 1-9. Схемы включений
комплексных сопротивлений к
табл. Ы.
Рйс. 1-10. Скачкообразный
пробный сигнал для изучения
переходных процессов в RC-,
RL- и /?ЬС-цепях.
Ь2.
сторов
Основные свойства р-п
переходов и биполярных гранзи-
Полупроврдниковый диод представляет собой простейший при-
бор, основанный на свойствах р-п перехода. Переход в теле моно-
кристалла полупроводника образуется путем диффузии в него при-
месей, способных отдавать электроны (увеличивать концентрацию
свободных электронов) нл'и отбирать их (т.е. создавать подвижные
вакаиснн для электронов в кристаллической решетке —дырки). Эти
примеси соответственно называются донорными или акцепторными.
Схематично р-п переход показан, на рис 1-11, а. В нолупроводинке
Рис. 1-11. Схематичес-
кое изображение
структуры р-п перехо-
да (а); вольт-ампер-
ная характеристика
(б).
1 — прямая, ветвь, Н —
обратная ветвь.
типа р имеются свободные положительные заряды (дырки), кото-
рые ведут себя как положительно заряженные частицы. .В полупро-
воднике типа п имеются свободные электроны (т.е. отрицатель-
ные заряды). На границе слоев за счет теплового движения часгь
дырок переходит из слоя р в слой п и наоборот. При этом появ-
ляется контактная разность потенциалов Дфк (диффузионный по-
тенциал, потенциальный барьер), препятствующая этому процессу:
слой р возле перехода получает избыточный отрицательный заряд,
а слой п — избыточный положительный. Возникает динамическое
равновесие из-за постоянного движения носителей через переход
(часть электронов возвращается под действием поля обратно в
слой п, часть дырок —в. слой р).
18
Если к р-п переходу приложено внешнее напряжение в прямом
направлении (плюс к слою р н минус к слою п), то это напряже-
ние, скомпенсировав контактную разность потенциалов, создает
прямой ток через переход. Когда напряжение приложено в обратном
направлении, оно увеличивает потенциальный барьер, и проводи-
мость перехода становится весьма малой.
Модель р-п перехода Молла —Эберса дает выражение для то-
ка i через переход в виде
i = >„ (е“/фв - 1),	(1-12)
где io — тепловой ток перехода; и —прямое падение напряжения
иа переходе; е»2,72...; <р9 —температурный потенциал,-равный при-
мерно 25 мВ прн 20 °C:
ф0 = 87 [мкВ, град] 0 [град К] = 23,5 мВ 4- [0,087 0 [град С]] мВ.
Здесь в первом случае температура выражена в градусах Кель-
вина (абсолютная температура), а во втором — в градусах Цель-
сия. Ток Zo мал: для кремниевых р-п переходов он составляет обыч-
но доли или единицы нА, для германиевых —мкА. Поэтому для
и/Фа
прямой ветви характеристики р-п перехода е >1, и обычно
(1-12) пишут в виде
< = (//фв	(1-13)
Уравнение (1-12) хорошо описывает поведение р-п переходов
в области малых и средних прямых токов, где собственные сопро-
тивления слоев не играют существенной роли. Из этого уравнения
следует, что прн обратном смещении’ ток через р-п переход очень
быстро становится практически постоянным, равным i0 и не зави-
сящим от и. Это утверждение близко к истине для германия. Од-
нако в кремниевых р-п переходах обратный ток определяется не
столько составляющей :0, сколько током термогенерации, зависящим
от обратного напряжения:
!т « /тн Vи/ин,	(Ы4)
где 1тн — ток термогеиерации при номинальном обратном напряже-
нии «и1 2.Ток :т вызывается появлением свободных носителей за счет
тепловой энергии и их ускорением под действием- и. При повыше-
нии и именно рост I? определяет пробой перехода. Обычно i-f в крем-
нии больше :0 в 103—10* раз, а в германии — наоборот, iT<Jo. Та-
ким образом, вольт-амперная характеристика кремниевого перехода
имеет вид, показанный на рис. 1-11,6.
Прямой ток через р-п переход определяется носителями заря-
да, неосновными для того слоя, куда они проникают. В процессе
движения через слой полупроводника эти носители сталкиваются с
основными носителями данного слоя, имеющими противоположный
заряд, и рекомбинируют, т. е. взаимно с ними уничтожаются (как
носители заряда). При рекомбинации выделяется энергия в виде
излучения. В некоторых случаях это излучение может находиться
в области видимого света — в этом , принцип действия светонзлу-
* Здесь и далее: номинальный режим есть режим типовых испытаний, ука-
занный в паспортных данных.
2-	19
чающих диодов, широко используемых для индикации и других
целей.
Если концентрации основных носителей в слоях р и п различ-
ны (а следовательно, отличается соответствующим образом и про-
водимость), то р-п переход оказывается смещенным от границы
между слоями в сторону высокоомного слоя. При сильной разнице
между концентрациями носителей прямой ток через переход прак-
тически определяется инжекцией («впрыскиванием») основных но-
сителей низкоомного слоя в высокоомный. Низкоомный слой, имею-
щий высокую концентрацию носителей, служит поставщиком заря-
дов для тока. Такой низкоомный слой называется эмиттером (соз-
дающим эмиссию носителей), а высокоомный слой — базой. Реком-
бинация носителей в базе характеризуется средней длиной пробега
неосновных носителей или средним временем жизни носителей.
Если обратное напряжение, приложенное к р-п переходу, пре-
восходит некоторое предельное значение, то возникает пробой пе-
рехода. Различают несколько типов пробоя: полевой (аналогичный
пробою диэлектрика в конденсаторе), лавинный, связанный с ла-
винообразным нарастанием числа носителей, проходящих через пе-
реход, и, наконец, зенеровский пробой. При лавинном пробое энер-
гии одного носителя в среднем становится достаточно, чтобы вы-
звать при соударениях появление более чем одного вторичного но-'
снтеля (это и есть пробой, вызываемый iT). В принципе механизмы
всех типов пробоя сходны, однако зенеровский пробой отличается
тем, что при ограничении тока через переход последний не разру-
шается, и на нем устанавливается напряжение, равное напряжению
пробоя. На этом основано построение кремниевых стабилитронов—
диодов, имеющих фиксированный уровень пробоя в обратном на-
правлении н используемых в качестве источников стабильного элек-
трического напряжения.
Тепловой ток io и ток • термогенерации ij сильно зависят от
температурного потенциала (pg . а потому и от температуры. Для
германиевых р-п переходов i0 увеличивается вдвое при нагреве
перехода ка каждые 10 °C, для кремниевых — на каждые 5 °C. При-
мерно так же, как i0 германиевых, зависит от температуры ток
кремниевых р-п переходов. А так как обратные тонн у герма-
ниевого и кремниевого переходов примерно равны соответственно
io и iT, то и зависимости этих обратных токов от температуры при-
мерно одинаковы:
W = lt + (, s /о<!р.н-2<в_вв)/10.	(1-15)
где для кремния /о<3’т, а для германия ы? ж — номинальный
обратный ток при номинальной температуре 0Я (обычно 0а = 2О или
25°С). Падение напряжения на прямо смещенном р-п переходе и
также сильно зависят от температуры, так как оно прямо пропор-
ционально (рв . Если преобразовать уравнение (1-13) с учетом тем-
пературной завнскмостн io, то окажется, что
( и = ф8(1п	—о,14[1/град](0 -е„)];	(1 -16а)
* £ Ди/Д0 = и/0 — 3,5 [мВ/град],	(1-166)
где 1п — знак натурального логарифма. Так как Gh для кремниевых
переходов много меньше, чем у германиевых, то и падение напря-
жения на кремниевых переходах обычно существенно больше при
одинаковых прямых токах i.
20	* для кремния , при 20 °C
для германия и = <₽Q [In i/i0H — 0.09 П/град] (0 —-вн)1;
— u/Q — 2.4 [мВ/град],	прим. MaEv
Рассмотрим принцип работы биполярного транзистора. Пусть
толщина базы окажется много меньше, нем диффузионная длина.
Тогда значительная часть неосновных Носителей, инжектированных
в базу эмиттером; будет способна пройти всю ее длину. Поместим
на конце базы еще один слой полупроводника, образующий с базой
переход, смещенный в обратном направлении. Для основных носите-
лей тока в базе проход через этот переход будет запрещен, но для
неосновных, пришедших из эмиттера, он будет «потенциальной ямой»,
т. е. будет открыт, н они свободно перейдут в этот дополнитель-
ный слой, называемый коллектором. Так как-слой базы тонок, то
основная часть носителей, инжектированных эмиттером^ перейдет в
Рис. 1-12. Биполярный транзистор.
коллекторный слой. На рис. 1-12, а показана схема распределения
слоев н носителей в транзисторе п-р-п типа. В линейном усилитель-
ном режиме на базе транзистора п-р-п должно быть малое, поряд-
ка контактной разности потенциалов, положительное смещение от-
носительного эмиттера, в то время как коллекторный слой должен
быть под большим положительным потенциалом относительно ба-
зы. Ток инжекция эмиттера определяется уравнением (1-13), в ко-
тором обычно . Определим усилительные свойства плоскост-
ного транзистора. Обозначим через h# б Коэффициент, показываю-
щий, какая часть тока эмиттера попадает в коллекторный слой. Тог-
да iK=k—•*«> где к, Си-токи эмиттера, базы и кол-
лектора соответственно. Следовательно, 1квйз1вй/(1—^215), н поэ-
тому наибольшую чувствительность коллекторного тока к измене-
ниям базового тока можно обеспечить приближая к 1.
Коаффицнент /1215/(1—/1215) называется статическим коэффици-
ентом усиления по току в схеме с общим эмиттером
/г21Э = *я^1б = ЛЯБ/'(1 “U‘I7)
Если бы /гг£Э не зависел от то его значение определяло бы
свойства транзистора и при больших (порядка »к) и при малых (по
сравнению с режимным дк> сигналах — изменениях токов транзисто-
ра. Иначе говоря, если коллекторный ток был бы -независимым от
напряжения на коллектора и АИэ независим от Г», то выходные ха-
рактеристики транзистора iK(uK) (рис. 1-12,6) при различных As (или
«б) были бы эквидистантными и параллельными оси ик прямыми для
любых значений	самом деле это неверно, так как Нив»
21
а следовательно, и Л21э зависят от ик и £э. Эта зависимость наруша-
ет линейность и иногда должна учитываться. Поэтому характеристи-
ки транзисторов обычно имеют вид, показанный иа рнс. 1-12,6. Ко-
эффициент усиления по току для малого сигнала кц3, как правило,
превышает статический коэффициент hti3 в 1,5—2 раза. Так как ого-
вариваемый паспортный разброс этих параметров редко бывает мень-
ше, то прн обычных расчетах можно принимать их равными друг
АРУН-
Для оценки усиления каскадов на биполярных транзисторах це-
лесообразно ввести крутизну транзистора s=dix/du^, где ие9—на-
напряжение между эмиттером н -базой, равное сумме падений на-
пряжения на объемных сопротивлениях базы ге и эмиттера гэ0 и на
самом эмиттерном р-п переходе. Если йп^>1, что всегда выполня-
ется, то
ssi3/<p0.	(1-18)
Собственное входное сопротивление транзистора (измеряемое
между базой и эмиттером) есть
Лпэ = Г6 + Фе Ws, = Фе А21эЧ	(М9>
где обычно ra0«r6«<fe Л21э/'э'
Рассмотрим, теперь два важных предельных режима работы
транзистора. Прежде всего режим, когда и* меньше йв». Этот режим
называется насыщением. При ием усиление транзистора падает до
очень малых величин, коллектор не только «собирает» носители, но н
инжектирует их в базу, где создается значительный объемный заряд,-
а сам транзистор электрически стягивается почти «в точку», т. е.
в первом приближения электроды транзистора можно считать замк-
нутыми накоротко. Противоположный режим, когда транзистор за-
крыт, называется состоянием отсечки i9 в Ас. При слишком больших
мк в транзисторе возникает пробой. Наряду с пробоями, аналогич-
ными пробоям двухслойной диодной структуры, возможны «проколы»
базы и смыкание коллектора с эмиттером.
Механизмы этих пробоев близки к в основном определяются тем,
что по мере увеличения «к коллекторный р-п переход все сальнее
сдвигается в глубь высокоомного базового слоя и, в иоице концов,
сталкивается с -эмиттерным переходом — толщина базы становится
равной нулю. Заметим, что пробои этого типа сально зависят от
внешнего сопротивления между эмиттером и базой. Если оно равно
нулю, пробой такого рода исключен. По мере роста этого сопротив-
ления увеличивается возможность пробоя, а обрыв цепи базы делает
его зачастую неизбежным. Поэтому сопротивление между базой я
эмиттером в технических условиях обычно ограничено сверху. Для
эмнттерного перехода при задании обратного, запирающего тран-
зистор смещения на базу характерен зенеровский, восстанавливаю-
щийся при ограничении тока пробой. Последнее обстоятельство и
режим насыщения играют основную роль в импульсных и ключевых
схемах.
Структура биполярного транзистора определяет его динамиче-
ские характеристики. Конечное время движения носителей через базу
создает эффект запаздывания, что эквивалентно наличию выходной
емкости со стороны коллектора. Рассмотрим «емкостные» свойства
транзисторной структуры.
Предположим, что на базе структуры рис, 1-12, а задай отрица-
тельный относительно эмиттера потенциал, иа коллекторе—напря-
22
жение, положительное относительно эмиттера и тем.более базы (ключ
Кл на принципиальной схеме рис. 1-13,а в положении /). В эгоы
состоянии эмиттериый переход закрыт, и вокруг'него существует за
счет суммы Ui и жоятажтной разности потенциалов обедненный
носителями слой. Этот слой с зарядами в теле эмиттера и базы эквн«
валентен заряженному конденсатору (барьерная емкость— от по-
тенциального барьера), напряжение на котором равно ut+Афг.
Рис. 1-13. Переходные процессы в простейшем п-р-п
' транзисторном каскаде, работающем в режиме отсечка —
насыщение.
Аналогична ситуация и на коллекторном переходе. Пусть в момент
времени /=0 ключ мгновенно перебрасывается в положение 2. Через
сопротивление Rz начинает протекать ток базы. Прежде чем этот
ток сумеет открыть эмиттериый переход, он должен перезарядить
емкости Ся и Са коллекторного и эмнттерного переходов. Таким об-
разом, на этом этапе эквивалентная схема каскада рис. 1-13, а будет
иметь вид рис. 1-13,6. Сопротивление Rz+rs совместно с емкостью
Са образует апериодическое звено (см. табл. 1-1), последовательно
с которым включено квазидифференцирующее звено, состоящее из
Ск и Rt. Если пренебречь влиянием Ск, то для напряжения на эмит-
терном переходе и3=ибэ справедлив закон (1-3). Однако он будет
соблюден только до тех пор, пока змиттерный переход закрыт. Как
только он откроется, емкость Сэ «исчезнет», а на переходе быстро'
установится напряжение, соответствующее значению (1-16&), где
ток i-6>. Вместе с тем через Сж прямо иа выходной резистор Ri мо-
жет пройти короткий импульс. Таким образом, после открытия эмит-
терного перехода скорость процессов в схеме возрастает, и начина-
ется быстрый процесс разряда Сх и емкостной нагрузки Са. Этот
процесс окончится, когда транзистор попадет в насыщение при
, (1.20)
"21Э°1
где l/вэнас и ^кэнас- остаточные напряжения на базе и коллек-
торе насыщенного транзистора. Обычно последняя величина состав-
ляет от 0,05 до 0,7 В (УКЭяас <£)
Разряд Ск и Сн происходит за счет тока коллектора транзисто-
23
ра, равного ft2j3/6. Транзистор здесь работает как генератор тока.
Формы напряжений сигналов на коллекторе показаны на рис. 1-13, в.
Теперь предположим, 'что ключ Кл вернулся в исходное состоя-
ние (отрицательный перепад uBt иа рис. 1-13, в). В базе транзистора
в этот момент накоплен заряд, образованный неосновными (для ба-
зы) носителями. Прежде чем может начаться процесс закрывания
транзистора (формирования положительного фронта йа коллекторе),
ток в цепи базы, направленный теперь в противоположную сторону,
должен обеспечить рассасывание этого заряда. Следовательно, про-
цесс запирания снова будет носить характер, соответствующий ем-
костной входной проводимости транзистора. Заряд неосновных носи-
телей в базе насыщенного транзистора может быть приближенно оце-
нен как *э? (т — время жизви носителей в базе). Отсюда, зная ток
рассасывания, легко оценить длительность процесса
^рас — ^э^А'б-	U"21)
Например, при т=1 мкс, i„=l мА и (’б=1 мА получим /рас =
= 1 мкс. В процессе рассасывания напряжение на коллекторе почти
не меняется, но по окончании этой стадии и стадии (сравнительно
быстрой) закрывания транзистора начинается формирование поло-
жительного фронта. Теперь цепи базы и коллектора уже ие связаны,
и выходной сигнал схемы, имеет простейшую форму: эквивалентная
схема цепи выхода — апериодическое звено с постоянной .времени
Итак, входная проводимость транзистора носит емкостный (точ-
нее резистивно-емкостный) характер, а со стороны коллектора тран-
зистор в линейных режимах представляет собой генератор тока, шун-
тированный емкостью Ск и большим внутренним сопротивлением кол-
лектора.
. Чтобы охарактеризовать линейный режим, остановимся на зави-
симостях коэффициента передачи й213 от режима, температуры и
частоты усиливаемого сигнала и, исходя из всего сказанного, изобра-
зим транзистор в виде эквивалентной схемы для линейных режимов
рис. 1-14. Здесь re — объемное сопротивление базы, а эмиттерная
цепь представлена как генератор э. д. с. с напряжением холостого
хода*и8, равным постоянному падению напряжения, иа эмнттерномг
переходе (1-16), и с внутренним сопротивлением
гэ - 4/<<гэ s <ре/‘э-	<1-22)
Объемным сопротивлением эмиттера в последнем равенстве пре-
небрегаем, так как эмиттер — ниэкоомный слой.
Коллекторная цепь представлена в виде генератора тока
=• А21Э ‘6 = 5Ибэ ‘э “Cs/'PO <	О'23»
шунтированного большим сопротивлением коллектора и емкостью Ск.
Сопротивление коллектора гк на низкой частоте определяется в
основном зависимостью А213 от напРЯження на коллекторе ик, по-
казанной на рис. 1-15: с ростом «в увеличивается и ft2i3 а это ведет
к увеличению ц<.
Зависимость коэффициента ^219 от частоты определяется конеч-
ным временем движения носителей в базе и ответвлением iK в Сй с
24
ростом частоты. Это эквивалентно снижению Л21Э с частото^ по за-
кону (рис. 1-15), аналогичному снижению коэффициента передачи
апериодического звена (см. табл. 1-1), прячем сопрягающая круговая
частота этой зависимости равна примерно !/т — величине, обратной
времени жизни носителей в базе. В технических условиях обычно
W Ш 0.1	1	10 100 Ю00
Рис. 1-14. Эквивалентная
схема п-р-п транзистора.
Рнс. 1'15. Зависимости /1213/Л^эн '
от и» (кривая /), 0 (кривая 2), f
(кривая 3) и /» (кривая 4).
заданы Сх и /гР=1/2лт. Иногда задают JA^g^) Г (абсолютную вели-
чину Л21э йа определенной частоте /), отсюда легко подсчитать frp
и т. Например, если |й.21э (°) | = Ю0. на низкой частоте и
|Л21Эда МГц) |=2,5, то frp~ |Л21э(100 МГц) -100 МГц/^э (0) |-
=2,5 МГц и т=60 нс1.
Величина Л21э связана.с температурой прямой пропорциональ-
ной зависимостью с коэффициентом пропорциональности для крем-
ния 6^5-10-3 [1/град]. Эта зависимость также показана иа рис. 1-15.
1-3- Основные свойства нолевых транзисторов
Полевые транзисторы с р-п переходом имею.т, как правило, пло-
скую структуру, показанную на рие. 1-16, а: для случая р-каиала
(с носителями — дырками). Переход затвор —канал в'нормальном
режиме смещен в обратном направлении, и поле, индуцирующееся из
затвора в канал, препятствует движению в нем носителей. Увеличе-
ние запирающего потенциала и3и ведет к полному перекрытию кана-
ла при некотором напряжении ио, называемом напряжением отсеч-
ки, а уменьшение иЭи — к увеличению тока через канал вплоть до
ко прн изи=0. Заметим, что при этом регулируется ток основных
1 Иногда граничноЯ частотой называют не сопрягающую частоту дляЛ^^
а сопрягающую частоту (частота среза ® нашем примере й21Б =
-250 МГц.
25
носителей канала. В принципе сток н исток адекватны друг другу,
что и позволяет называть эти транзисторы униполярными.
При заданном ип и постепенном увеличении напряжения сток —
исток |аеи| характеристика »е(ы«и) сначала имеет крутой участок,
но по достижении напряжением иа стоке значения иоя, обеспечиваю-
щего |исм+и3и| >uo, ее иаклои резко уменьшается, и она становит*
ся почти горизонтальной. Это связано с перекрытием канала у стока
за счет -напряжения иси.
Тации образом, вольт-амперные характеристики полевых тран-
зисторов имеют .вид рис. 1-16,6. Пологий участок характеристик
Рис. Г-16. Полевой транзистор с р-л переходом.
G(«ch) называется областью насыщения. Именно в этой области
транзисторы используются в линейных схемах. Для расчетов схем
необходимым является выражение для крутизны в области насы-
щения:
s = s0(l—йзи/uq),	(1*24)
где
Sq = 2tco/U(j.	(1-25)
В импульсных и ключевых режимах (закрыт — полйостью от-
крыт) существенным параметром является проводимость gen (сопро-
тивление ₽си) канала при иси^0, которая оказывается равной кру-
тизне в режиме насыщения:
§си = 1/^си s ПРИ I кси I > I «о кзи I- (1*26)
При напряжениях и»я, открывающих р-п переход затвора, поле-
вой р~п транзистор теряет работоспособность, а если возникающий
ток затвора не будет ограничен иа уровне долей миллиампера, то
р-п переход затвора окажется разрушен. Вместе с тем обрыв цепи
затвора не выводит полевой р-п транзистор из строя. Поэтому при-
нимают меры, гарантирующие отсутствие отпирающих смещений иа
затворе. При правильном смещения* на затворе, когда р-п переход за-
крыт, через цепь затвора протекает обратный ток р-п перехода, для
которого действительно соотношение (1-15).
Полевые транзисторы с изолированным затвором (МОП-траизн-
сторы) отличаются тем, что затвор выполнен в виде слоя проводни-
ка (металла), отделенного от полупроводника канала тонким слоем
изоляции (обычно пленкой окисла S1O2, откуда н название МОП —
металл — окисел— полупроводник).
26
Наличие слоя изоляция обеспечивает ничтожные значения посто«
янных токов затворов, обусловленных только утечками, от !0“12
до 10-‘5—10~17 А. Вместе с тем напряжение пробоя диэлектрика за-
твора обычно не превышает 100 В. Поэтому затвор может быть про-
бит внешней наводкой, и до включения МОП-транзистора в устройст-
во, где между затвором н подложкой появятся ощутимые сопротив-
ления (хотя бы около Ю9—10’° Ом), затвор и один из электродов
транзистора должны быть электрически соединены. Обычно это осу-
ществляется пружинным зажимом, снимаемым по окончании мои-
тажа;
ic
~U-0	0 *Uo -Ujjf
И @@	С@>
Ряс. 1-17. МОП-траизнсторы с встроенным каналом.
/ — подложка' 2 — канал; 3 — слой' изоляции; 4 — металличес-
кий затвор 3; 5, € — металлические выводи истока И я стока С.
Каналы между истоками и стоками МОП-транзисторов в зависи-
мости от требуемых свойств подучаются двумя путями. Во-первых,
канал может быть встроенным, т. е. специально изготовленным
(рис. 1-17, а, б). В этом случае характеристики МОП-транзистора
аналогичны характеристикам транзистора с р-п переходом, но отли-
чаются возможностью «прямых» смещений затвора (рис. 1-!7, в, г,
где характеристики транзисторов ср- и л- каналами условно показа-
ны симметричными). Уравнение (1-24) здесь сохраняет силу, причем
{юдь ice и s переходит к току стока н крутизне при иза=0 и juCHj >
> 1««|.
С точки зрении простоты интегрального исполнения н проектиро-
вания логических и цифровых схем очень эффективны МОП-транзнс-
торы с индуцированным (наводимым) каналом. Рассмотрим структу-
ру рис. 1-18,а. Предположим, что напряжение на затворе постепенно
повышается. В пластине р-полупроводннка присутствуют одновре-
менно не только дырки, но и свободные электроны, но дырок больше.
Эти электроны под действием ’ положительного напряжения на за-
творе будут притягиваться к нему, в то время как основные носи-
тели (дырки) от затвора оттеснятся (рис. 1-18,6). При некотором
напряжении, называемом пороговым, концентрация электронов в тон-
ком слое под затвором окажется выше концентрации дырок. Под за-
твором индуцируется слой п-полупроводиика, перемыкающий п-участ-
27
ки стока и истока. Таким образом, возникает n-каиал (рнс. 1-18, в).
В симметричной структуре аналогичный процесс получится прн росте
отрицательного потенциала на затворе. Здесь индуцируется р-канал.
На рис. 1.18,г показаны характеристики ic(uaa) МОП-транзнсторов с
индуцированными каналами.
S)
Рис. 1-18. МОП-транзисторы с индуцированными кана-
лами.
Рис. 1-19. Эквивалентные схемы полевых транзисторов.
Прн построении эквивалентной схемы полевых р-п транзисторов
(рис. 1-19, о) следует ясно различать режимы, соответствующие
|и«! = ]«сх| + |^зи|>Цо или <«о, так как в точках |«сз| == |«ol резко
меняется значение rc=duCK/di<^ (см. рнс. 1-16,6). В эквивалентных
схемах МОП-транзнсторов (рнс. 1-19,6) необходимо учитывать влия-
ние р-п переходов сток —- подложка и исток — подложка. Совокуп-
ность этих переходов иногда следует рассматривать даже как пара-
зитный биполярный транзистор.
1-4. Схемы включения транзисторов в линейных режимах
Рассмотрим схемы, в которых транзисторы используются в ли-
нейных режимах. Это значит, что биполярные транзисторы будем
считать далекими от насыщения н отсечки, а полевые, как правило,
работающими в зоне насыщения характеристик ic(ucn).
На низких частотах схему рис. 1-20, а удобно со стороны
выхода (коллектора) представлять генератором тока, значение
которого определяется согласно формулам. (1-22) и (1-23)1
K = sU(i,^—	s-^—.	(1-27)
Схема рис.-1-20, а, используемая как усилитель сигналов wBX, на-
зывается усилительным каскадом с общим эмиттером (ОЭ), так как
Рис. 1-20. Каскад с ОЭ.

в ней сигналы задаются в базу и снимаются с коллектора, в то вре-
мя как эмнттерная цепь присоединена к общей шине (т. е. шине,
«заземленной по сигналу»). Этот каскад является инвертором напря.
жения. Действительно, с ростом ивх увеличиваются эмиттериый н
коллекторный тонн, а потому за счет роста уменьшается напря-
жение коллектора. Эквивалентная схема каскада, учитывающая эф-
фекты от режима по постоянному току н сигналы, будет иметь вид
рнс. 1-20,о. В этой схеме учтены и параметры со сторбны входа —
здесь транзистор-оказывается совокупностью генератора- - тока—fee
'г=1и/Л21Э-(режимный параметр) и входного сопротивления’для сиг-
нала:
=	О-28)
Из формулы (1-27) следует, что если а>х — усиливаемый вход-
ной сигнал (причем ипх должно содержать и постоянную составляю-
щую, обеспечивающую режимное смещение базы), то крутизна тран-
зистора в схеме рис. 1-20, а со стороны коллекторной нагрузки fin
+	 О-2»)
При Лв=0 илн при наличии С иа частотах <о>1/С(МЛэ)^
е*э/фвС[см. (1-10) и (1-11)] крутизна каскада (рнс. l-20,a)sK«»s,
где s — собственная крутизна транзистора [см. (1-18)], коэффициент
усиления каскада составляет:
(1-30)
В (1-28) и (1-30) прииито, что /?квых^>/?я в схеме рис. 1-20,6,
что и позволяет считать транзистор здесь генератором тока по отно-
шению к /?н. Действительно, выходное сопротивление транзистора
в этой схеме со стороны коллектора /?КВЫК^'К4-Й21э(^э'^г^й Со"
ставляет для маломощных транзисторов при i&<10 мА от несколь-
29
ких сот килоом до десятков мегаом. Это позволяет использовать
эту схему при фиксированном иа в качестве источника неизменного
тока. Однако в таком применении у нее есть важные недостатки.
Во-первых, для гочного задания тока t3asiK требуется «истратить»
значительное (обычно единицы вольт) падение напряжения на
Во-вторых, температурная нестабильность напряжения иэ на эмнт-
терном переходе, составляющая согласно формуле (1-166) Ма/0—
—3,5 [мВ/град| (8 — абсолютная температура, для нормальных ус-
ловий 0=293 К, иначе 20° С +• 273° С), достаточно велика н может
а}	6}	S)
Рис. 1-21. Генераторы тока на биполярных транзисторах.
создать недопустимую нестабильность iK. Пусть, например, иа =
ег0,5 В, тогда Ди9/Д0^—2 мВ/град. Если /?9=10 кОм, то Д/к/Д0">
=Днэ/ЯэД0”0,2 мкА/град, нлн 1%/10® —что вполне ощутимо. Уве-
личение Ивх и /?э поведет к'росту рассеиваемой в схеме мощности и
нежелательному росту Е. Целесообразнее введение компенсирующего
р-п перехода, имеющего одинаковый с эмнттерным переходом тран-
зистора тепловой режим. Соответствующие варианты представлены
на рис. 1-21.
В схеме рис. 1-21, о предполагается, что при равных токах ц и i2
и равных /?2 и /?э изменения напряжения на диоде и и9 будут при-
мерно одинаковы, поэтому падения напряжения на /?2 и будут
неизменны. Более того, даже при значительном отличии токов и и
i2 компенсирующее действие диода остается существенным. Схема
рис. 1-21,6 обладает примерно таким же уровнем компенсации.
Здесь транзистор Т2 играет роль не только компенсирующего элемен-
та, но н является змиттерным повторителем и сильно ослабляет
влияние выходного сопротивления источника смещении иа ток
коллектора 7\. Компенсация в схемах рис. 1-21, а и б ослабляет дей-
ствие дрейфа эмнттерных переходов на выходной ток в 10—100 раз.
Схему рис. 1-21,в называют повторителем тока-или токовым
зеркалом, и она требует идентичности параметров входящих в нее
транзисторов. Ток, протекающий через Яь равен
i — :	4- ; — i — Е ~ “Kt
1 — *K1 “t* *61 — *Э1 —
ио иК1ашэ1 = (ре ln4i/t3oi, где Got — тепловой ток эммиттерного пере-
хода 77. Вместе с тем
“м%	•	*э1/1эи
«32	*302 г — *Э02 6 '
{эо2 *Э1
*301
30
Если ^эо2 = Mi (транзисторы Т1 и Т2 одинаковы), то == i»j И
*к2 = i«i. Ток, протекающий через Кг, «отражается как -в зеркале» И
становится током транзистора 12. В этой схеме должен быть до*
статочно большим, чтобы изменениями ие{ можно было бы прене-
бречь по сравнению с Е.
Если на базу транзистора подать постоянное смещение, а сиг*
нал задать в эмнттериую цепь, то такси каскад естественно назвать
каскадом с общей базой (ОБ), з его схему изобразить в виде
рис. 1«22, с. Здесь ток источника входного сигнала практически равен
+ Чем
а)
t А- -*....	5Й.	1 1
Рис. 1-22, Каскад ОБ (о) и его эквивалентная схема (б).
выходному току, поэтому в отличие от схемы рис. 1-20, о усиления
по току нет, но эквивалентная крутизна схемы определяется выра-
жением (1-29). Соответственно входное сопротивление 'много мень-
ше, чем в схеме рис. 1-20,а, и равно #9Ч-ф0 /^.Эквивалентная схе-
ма каскада ОБ показана на рис. 1-22,6. Со стороны выхода каскад
ОБ обладает свойствами, аналогичными каскаду рис. 1-20, а.
Полевые транзисторы, включенные с общим истоком (ОИ), вы-
полняют функции, аналогичные схеме ОЭ для биполярных тран-
зисторов. Для схемы рис. 1-23, а имеем ic= (асм — «„)ЯЖ.
В отличие от схемы на биполярном транзисторе здесь исм мо-
жет иметь оба знака относительно 0В или быть равным нулю.
Ток ic может образовываться за счет того, что полевой р-п транзи-
стор с встроенным каналом работают при нулевых и запирающих
(меньших по модулю и$) напряжениях на затворе относительного
истока. Недостаток схемы в том, что разброс параметров полевых
транзисторов велнк и ток tc должен регулироваться индивидуаль-
но. Чтобы получить высокое выходное сопротивление, требуется
соблюдать условия tc^*co и |ис—ися|> 1«с|, первое из которых
Рис. 1-23. Каскад ОИ — генера-
тор тока иа полевом транзисто-
ре (а) и управляемый делитель
напряжения (б).
Рис. 1-24, Простейшие повтори-
тели напряженка.
31
гарантирует отсутствие тока затвора, а второе —работу на участке
насыщения характеристик М“с«) (см. рис. 1-16,0).
Крутизна схемы в режиме усилительного каскада составляет $ся
•w dtc/ducM = s/{sRK + \Y где « — собственная крутизна транзистора.
Если |ис—иСи| <J«ol, а /?и = 0,- т.е. транзистор включен так,
как показано на рис. 1-23, б, то получим управляемый напряжением
«см делитель. Последнее свойство транзистора с р-п переходом ши-
роко используется.
Рассмотрим теперь каскады повторителей напряжения, не со-
здающие усиления напряжений, но обеспечивающие усиление по
току. Это значит, что в этих каскадах не выходной ток, а выходное
напряжение мало зависит от нагрузки. Таким образом, повторители
напряжения со стороны выхода близки по свойствам к генерато-
рам э.д. с.
Простейший эмиттериый повторитель на биполярном транзисто-
ре показан на рис. 1-24, а. Его работа основана на том, что устано-
вившееся значение «вых = отличается от uBi только на «бэ. Ес-
ли ива мало по сравнению с иВых, то можно считать, что по постоян-
ному току	Изменения «в» в зависимости от 19 определяют
выходное сопротивление со стороны эмиттера
/г31И.-^^Л + -М^,	(1-31)
01э	*3	«21Э
поэтому, если /1Э, повторитель будет хорошо «отслеживать»
входной сигнал с коэффициентом передачи, равным
<‘-32)
Аналогичные повторители можно строить с применением поле-
вых транзисторов, простейший из них показан на рис. 1-24,6. Одна-
ко в повторителях на полевых транзисторах труднее обеспечить
постоянство выходного уровня от образца к образцу из-за разбро-
са параметров полевых транзисторов и их сравнительно малой кру-
тизны. Выходное сопротивление истокового повторителя равно:
Яи.вых 1 /s»	П-33)
где s — собственная крутизна транзистора (1-24).
Так как в повторителях коллектор (сток) заземлен по сигналу,
то их называют каскадами с общим’ коллектором (ОК) или общим
стоком (ОС). Со стороны входа- свойства повторителей в основном
аналогичны каскадам рис. 1-20, а н 1-23, а.
Одн&ко выходные характеристики повторителей существенно от-
личаются от параметров схем ОЭ и ОИ, причем эти отличия не-
посредственно связаны с тем фактом, что каскады ОЭ н ОИ близки
по свойствам к генераторам тока, а повторители — к генераторам
э. д. с.
Отметим важнейшие из этих отличий. Каскады ОЭ, ОИ, ОБ и
т. д. имеют усиление по напряжению, пропорциональное полному
сопротивлению нагрузки. Поэтому, например,, при нагрузке, состоя-
щей нз параллельно соединенных Кя и Сн, усиление каскадов умень-
шается с ростом частоты сигнала f, начиная с частоты = 1/2л/?нСв,
обратно пропорционально частоте. Соответственно фазовое запазды-
вание растет от нуля до 45° = л/4 при f = fK и стремится к 90е =
== я/2 при />/н. При работе на индуктивную нагрузку каскады «не
32
терпят» скачкообразных изменений сигналов, причем если скачком
происходит увеличение тока, то дело Ограничится потерей линей-
ности (например, транзистор по схеме ОЭ на какое-то время ока-
жется насыщенным за счет резкого падения напряжения'в коллек-
торе}, но если ток скачком уменьшится, это может вызвать выброс
напряжения на коллекторе (стоке), ведущий к выходу транзистора
из строя. Каскады ОЭ и ОИ хорошо работают с нагрузками типа
колебательных контуров, так как энергия колебаний не гасится за
счет потерь в высоком выходном сопротивлении. Такне резонансные
каскады имеют высокую добротность. Выходы каскадов—генерато-
ров тока «ие боятся» сильных изменений нагрузки и, как правило,
даже коротких замыканий. В частности, выходные сигналы каска-
дов могут суммироваться путем короткого замыкания выходов
каскадов между собой.
Повторители обладают характерными особенностями генерато-
ров э.д.с.: они «не терпят» коротких замыканий-выхода (поэтому
обычно не могут непосредственно работать на чисто индуктивную
нагрузку—ток постоянной составляющей сигнала может оказаться,
настолько большим, что либо транзистор, либо индуктивный эле-
мент выходят из строя), а работа на емкостную нагрузку при быст-
рых изменениях входных сигналов может вызвать перегрузку, веду-
щую к нелинейным эффектам и даже выходу из строя.
Рассмотрим работу эмиттерного повторителя рис. 1-25, а на
емкостную нагрузку прн указанных на схеме параметрах и входных
сигналах рис. 1-25, б. Первоначальный постоянный уровень (до мо-
мента h) удерживает повторитель в следующем режиме: иВых =
« и8ц-иБЭ=2В—0,6 Bed,4 В; i8Mn =* («««—*#»)//? =» 1,4 В/
2 кОм=0,7 мА. С приходом положительного скачка в момент tt
конденсатор С не может зарядиться мгновенно — в первый момент
напряжение на нем останется прежним (1,4 В), поэтому эмнттериый
переход резко откроется, ток эмиттера сильно возрастет, а сопротив-
Рис. 1-25. Эмиттериый повторитель на высоких частотах.
ление эмиттерного перехода станет очень малым. Оценим этот ник то-
ка. Напряжение на эмиттерном переходе иа не может быть сущест-
венно большим, чем 0,7—1,0 В, поэтому мгновенно возникший пере-
пад напряжений им—цэ—°с(Л) выделится на объемном сопротивле-
нии базы го.
Пусть «э(Л)1 В, тогда t6(/I) = (uBX.2~мэ—ис)/гб, где гь =
= 504-100 Ом. Получим й(М> (4 В—1 В—1,4 В)/0,1 кОм = 16 мА.
Если даже Л21Э транзистора составит при этом 10—20 (при номи-
нале 50-т-ЮО), то 1э(6) = 2004-300 мА, а Яэвых = <Pq/»а+Гб/й.г1э =
3-7S7
33
ёе500 Ом Таким образом, через транзистор пойдет большой импульс-
ный 1ок. Если С — 1 нФ == 10~9 Ф, то постоянная времени заряда в
момент fi составит всего 5нс = 5*10~9 с, а весь процесс на выходе
займет 20—50 ис (предполагаем бесконечно большое быстродействие
самого транзистора). На самом деле быстродействие транзистора
конечно (хотя и очень велико для современных схем), а составляю-
щая выходного сопротивления (pg Н быстро «догонит» и «перего-
нит» Гб/Л21э , и оценка Яэвых^ <ре /^станет снова правильной. Такой
кратковременный (менее 100 нс) бросок тока обычно не страшен, но
уже при С=10 мкФ = 10~5 ф длительность броска тока , составит
около 30—50 мкс, а это может привести к выходу микромошного
транзистора из строя за счет локального перегрева р-п переходов.
К моменту времени t2 повторитель получит режим мВых = и№—
—Ибэ^4- 0,7 = 3,3 В и is = 3,3 В/2 кОм = 1,65 мА. В этот момент
скачок Ubx(^) закроет транзистор, так как С не может мгновенно
перезарядиться, и на базе окажется напряжение «Вх(/2) = 2 В, а
на эмиттере останется иВЫх = 3,3 В. Конденсатор будет перезаря-
жаться через относительно большое сопротивление R с по-
стоянной времени /?С = 2-103 Ом*Ю-9 Ф = 2 мкс по за-
кону uc(i) =3,3 В (I—e~i/RC) до тех пор, пока напряжение на
нем не станет менее 2 В. С этого момента транзистор начнет при-
открываться, выходное сопротивление повторителя станет равным
(Фе/<в)УЯ>и скорость перезаряда начнет очень быстро возрастать.
Поэтому последний участок заднего фронта на выходе — крутой и
займет время около 0,1 мкс.
Итак, при передаче прямоугольного импульса повторитель вно-
сит в сигнал нелинейные искажения, причем положительный
.(в данном случае-—передний) фронт окажется коротким, а сущест-
венные искажения возникнут при передаче заднего (отрицательного)
фронта. Понятно, что для повторителя иа р-п-р транзисторе карти-
на была бы противоположной.
Аналогичные явления наблюдаются и в истоковых повторите-
лях на полевых транзисторах. Нелинейные искажения возникнут не
только прн мгновенных входных воздействиях на повторитель с ем-
костной нагрузкой (а она есть всегда за счет монтажных емкостей), но
будут возникать всегда, когда скорость изменения входного сигна-
ла превысит максимальную скорость, с которой повторитель спосо-
бен перезаряжать емкость нагрузки без закрывания транзистора.
Это условие означает, что нелинейные искажения отсутствуют, если
duBX/di<i3/C,	(1-34)
где du.nldt — скорость изменения ивх. а 1з/С—максимальная ско-
рость перезаряда С. Так, для нашего повторителя ь/СаНО6 В/с. Из
(1-34) видно, что максимальная частота, передаваемая повторителем
без искажений,	где им — амплитуда входного сигна-
ла. Действительно, ддя сигнала u»x(0 =им sin со t имеем du^/dt-^
— Умсосозсо/, следовательно, максимальная скорость изменения «вх
соответствует моментам времени, когда cos(i)f*=l, и равна \dunf
dZ/naxc в «м <о = 2л«мГ, откуда с учетом неравенства (1-34) и по-
лучаем значение (макс. Для нашего случая (макс^150 кГц при ампли-
туде 1 В. Понятно, что если um^uc?, то нелинейные искажения в
принципе становятся малы. Для рассмотренного повторителя это
справедливо при им<0,24-0,3 В. Характер нелинейных искажений,
получающихся прн (>(махс и больших им, показан на рис, 1-25, в.
34
Глава 2
ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ* УСТОЙЧИВОСТЬ
И БЫСТРОДЕЙСТВИЕ
— Налево! Сворачивай налево, а не то этот
осел тебя переедет, — фермер начал сворачивать —
Нет. нет, направо! Стой! Не туда! Налево!
Направо! Налево, право, лево, пра.., - Стой, где
стоишь, не то тебе крышка!
Марк Твен. «Укрощение велосипеда»
2-1. Что такое точность!
Рассмотрим задачу об усилении малого сигнала постоянного
тока (рис. 2-1). Требования к усилителям, которые при этим будут
выявлены, носят общий характер, Определим коэффициент усиления
по напряжению:
/г — AuBbIX/AuBS,	(2-1)
где Аивк— изменение входного сигнала напряжения, под действием
которого выходной сигнал изменяется на АцЕЫх. Коэффициент k в
(2-1) — безразмерная величина; Требование постоянства k включа-
ет в себя требование линейности,
г. е. независимости k от нВх, на-
грузки и других факторов. Вы-
полнить это требование для лю-
бых «вх невозможно. Поэтому
говорят о линейной шкале выхо-
да «вых.макс, ПОД КОТОРОЙ ПОНИМа-
ют диапазон выходных сигналов,
при котором k имеет постоянное
заданное значение. Понятно, что
ывх.макс = ивых.макс/^- (2-2)
Источник Уаиштвль
Рис. 2-1. Схема усиления мало-
го сигнала.
Еслн k под действием какого-
либо фактора изменится на Д£,
то изменится и uRbix. Это изменение — погрешность от Д£ — соста-
вит UaiAfe.
Кроме напряжения, в качестве сигнала широко используется
сила тока I. Если i — выходная величина, а входным сигналом явля-
ется напряжение, то коэффициентом передачи является крутизна
s — AfBbIS/AaBX,	(2-3)
где AiB£,ix — изменение тока в нагрузке под влиянием Диах. Если
входная величина — сила тока, а выходная напряжение, то коэф-
фициент передачи имеет размерность сопротивления Дивы*/Д1в*.
В дальнейшем, говоря о коэффициентах усиления, будем, как пра-
вило, иметь в виду коэффициент усиления по напряжению k. По-
нятно, что для усилителей с токовым выходом, существует величина
1вых, макс •
Второй основной источник погрешностей, помимо Afe, — дрейф
нуля. В принципе за нулевой уровень отсчета сигнала можно принять
любое его значение, поэтому различают начальный сдвиг нуля и
дрейф нуля—изменение уровни выхода, происходящее без измене-
3’
35
иия сигнала на входе. Дрейф нуля—это частный случай шума схе-
мы, т. е. любого самопроизвольного изменения выходного сигнала
без изменения входного. Под дрейфом понимают наиболее низко-
частотную составляющую шума в диапазоне частот от нуля до сотых
• или десятых долей герца. Дрейф выхода усилителя с выходом по
напряжению,. равный «др. вых, создает относительную погрешность
- бдр ~'«др.вых/«вых.макс-	(2-4)
Аналогично можно определить гдр. вых для силы тока.
Третье требование (независимость выходного сигнала от нагруз-
ки) означает, что усилитель с выходом по напряжению должен по
своим свойствам быть близок к генератору' э. д. с., т. е. иметь пре-
небрежимо малое выходное сопротивление по сравнению с полными
сопротивлениями возможных нагрузок и, следовательно, работать
в режиме, близком к холостому ходу, — относительная погрешность,
вносимая нагрузкой,
6н “ /?ВЫх/(ЯвЫХ 4~ (2‘,г)
где Явых — выходное сопротивление, а /?н — сопротивление нагрузки.
Если выходной величиной является сила тока, то усилитель дол-
жен обладать очень большим выходным сопротивлением и рабо-
тать в режиме, близком к короткому замыканию выхода. Погреш-
ность, вносимая нагрузкой, равна:
6Н =/?н/(йвых4~	(2-6)
Четвертое, требование к усилителю — малое его влияние иа вы-
ходной эффект источника сигнала. Оно означает, что если требуется
усилить и измерить сигнал напряжения и датчик имеет выходное
сопротивление Явых.г, то входное сопротивление усилителя Rnx
должно быть как можно большим, точнее /?Вх>/?ных.г» Действитель-
но, в этом случае отклонения R№, его нестабильность перестают
играть роль, т. е. датчик оказывается в режиме холостого хода. Ес-
_ ли сигнал, получаемый от датчика, — ток и иа выходе усилителя
нужно иметь информацию об этом токе, то желательно иметь /?Вх<
</?вых.г. Если выходной сигнал датчика при холостом ходе мал
для дальнейшего использования (например, несколько милливольт),
то его надо усиливать по напряжению, даже если выходной сигнал
усилителя—ток (иначе в /?н усилителя не удастся создать ток).
При этом датчик должен находиться в режиме холостого хода. Хо-
рошо, если при этом у него действительно малое Явых.г по сравнению
с обычными /?вх электронных усилителей. Если датчик иа холостом
ходу имеет достаточно высокое напряжение, но большое /?>ых.г по
сравнению с Явх, то требуется усиление по току. Если Raux.r мало и.
выходное напряжение велико, то усилитель просто не нужен. Хуже,
если и напряжение холостого хода мало и Яаыхх велико. В этом
случае проблема становится особенно сложной и, насколько, это
возможно,.следует изменить тип датчика.
Наконец, пятое требование, предъявляемое к усилителю, —
быстродействие, т. е. способность изменять выходной сигнал в темпе
с входным. Оно означает, что коэффициент передачи усилителя
ие должен зависеть от скорости изменения входного сигнала или
от набора содержащихся в ием частот (спектра входного сигнала).
В зависимости от конкретных целей вводят ряд величин, характери-
зующих быстродействие: полоса пропускания,.максимальная скорость
нарастания выходного сигнала и время установления. Полосой про*
36
пускания синусоидальных сигналов обычно называют диапазон
частот входного сигнала, для которых коэффициент передачи со-
ставляет не меиее чем / /р^б0,707 от номинального. Максималь-
ная скорость нарастания для линейных систем в принципе связана
с полосой пропускания (ее границей сверху), одиако усилитель очень
редко можно считать достаточно близким к линейной системе, особен,
ио на высоких частотах, поэтому этот параметр следует рассматри-
вать отдельно. Он определяется как скорость нарастания (или спада)
выходного сигнала прн скачкообразном изменении входного сигнала и
зависит от способности схемы создавать ток перезаряда емкостей
[см., иапрймер, формулу для эмнттерного повторителя (1-33)]. Необ-
ходимо также определять.время установления; т. е.- время достижения
выходным сигналом' требуемого значения. Действительно, скорость
нарастания.может.быть велика, но на.последнем участке она может
резко упасть (сигнал долго «доходит» до нужного уровня), или,
нарборот, может возникнуть превышение амплитуды над требую-
щимся значением («выброс») с последующим медленным снижением
к нему или появлением постепенно затухающих колебаний. Послед-
нее обстоятельство очень существенно, так как часто сводит на нет
попытки* повышения быстродействия.
2-2. Обратная связь
Каким образом удовлетворить все те
ные требования, которые предъявляются
чнть инвариантность его выходного сигнала к любым воздействиям,
кроме входного сигнала? Оказы-
вается, существует сравнительно
простой способ: введение отрица-
тельной обратной связи (о. о. с.).
Прн этом выходной сигнал усили-
теля, взятый в определенном мас-
штабе, сравнивается с усиливае-
мым (преобразуемым) сигналом, и
на вход усилителя задается раз-
ность этих величин. Функциональ-
ное назначение самого усилителя
прн этом принципиально меняет-
ся, хотя назначение всей схемы в
целом остается прежним. Уснли.
тель становится элементом, выходной сигнал которого указывает
только на отклонение разности сигналов обратной связи и входного.
Схема усиления приобретает вид, показанный на рнс. 2-2. Пусть для
- этой схемы действительны соотношения:
{Ввых — х Мвх — ^о.с.);
Ло.С. ~	»
многочисленные и слож-
к усилителю, и обеспе-
Усилитель
. Л ЦМ6
вычитания
Цепь ал. с.
Рис, 2-2. Обобщенная схема
введения о. о. с.
(2-7)


где х и Р — коэффициенты передачи усилителя и о. о. с., которые
могут иметь размерности (но дф — всегда безразмерная величина,
так как сравнивать можно только величины одинаковой размерно-
сти) .
Из (2-7) следует:
#вых — х4м/(! "I”	•
(2-8)
37
Предположим, что х£>1, тогда
бвых —	(2-9)
т. е. Ввых зависит только от ЛИх и параметров цепи о. о. с,, опре-
деляющих вид коэффициента передачи р. Стабильности и точности
коэффициента £ достичь сравнительно просто: он может создаваться
чисто пассивной, ие обладающей усилением цепью.
Из (2-9) следует, что соблюдение неравенства
х₽»1	(2-10)
есть фундаментальное условие, обеспечивающее независимость вы-
ходного сигнала схемы от таких параметров, как коэффициент пе-
редачи усилителя х, нагрузка и выходное сопротивление усилителя.
Отметим линеаризующее действие о. о. с.: если даже х и зависит
от сигнала (нелинейность передаточной -характеристики), то Ваю
связан с Л» линейной зависимостью (2-9).
Чтобы определить влияние о. о. с. на источник входного сигна-
ла, заметим, что' на входе усилителя действует разность:
Авх— ^о.с. = Айх— рВвых в Лвх/О Н" ~ ®зых/*> (2-11)
откуда видно, что входной сигнал собственно усилителя уменьша-
ется в (1н-хр) раз и, следовательно, при выполнении условия
(2-10) становится пренебрежимо малым. Л это означает, что влия-
ние усилителя на источняк может быть сделано не зависящим от к»
т. е. параметра самого .усилителя в очень широком диапазоне.
Если сигнал обратной связи будет приведен ко входу со зна-
ком, совпадающим с ЛВх, то обратная связь становится положи-
тельной и усиливает действие Я2х на входе усилителя. В этом слу-
чае выражение (2-8) получит вид:
ВВыг==хЛвх/(1-х0),	(2-12)
и Ввых при хр=1 становится бесконечным, что означает неустой-
чивость схемы.
Положительную обратную свизь широко используют в релакса-
ционных п цифровых схемах, где очень важно ее свойство подтвер-
ждать состояние, передаваемое на вход схемы. При схема
имеет в качестве устойчивых состояний выхода только максималь-
ное илц минимальное значение выхода Звых.мис или в9ых.мвв.
Различают четыре основных вида о. о. с. в усилителях в зави-
симости от типа выходного сигнала — но напряжению и по току —
и в зависимости от типа входного сигнала — со сложением напря-
жений или токов на входе {последние также называют последова-
тельной и параллельной о. о. с. соответственно). Если в качестве
усилители попользуется усилитель напряжения с коэффициентом
усиления k, то для любой схемы с о. о. с. напряжение сигнала
на входе усилителя между точкой S и общей нулевой точкой
усилители стремится к нулю с увеличением'А. Так как обычно
>1, то /ф велик, н в нормально функционирующих схемах сигнал
в точке £ весьма мал («квазинуль сигнала») и определяется фор-
мулой (2-11). Этот сигнал ошибки именуется сигналом (напряже-
нием) статизма, а сама погрешность от конечного значения ftp —
ошибкой статпзма.
При этом усилитель «не знает», что он охвачен о. о. с., и тем
более типа о. о. с., а реагирует только на сигнал иа входе соответ-
ствующим изменением выхода. Для примера рассмотрим простей-
М
шую схему (см. рис. 1-20, а), охваченную о. о. с. Сопротивление
Я8— здесь’'внешний элемент о. о. с., а за нулевую (общую) точку
схемы без о. о. с. примем эмиттер. Если цепь коллектора считать
выходной, то схема оказывается охваченной о. о. с. по току с ал-
гебраическим сложением напряжений на входе, так как через R»
протекает ток нагрузки. Цепью вычитания здесь служит эмит-
терный переход транзистора, и к нему со стороны эмиттера прило-
жено напряжение, пропорциональное току нагрузки1. Определив из
(1-18) крутизну транзистора н заметив, что получим,
используя (2-8), крутизну всей схемы рис. 1-20, а в виде
х	t / Фц
Ни I =. ВвыхМи = Д.„/Д«и 3	= 1 + дв<э/фв •
что совпадает с (1-29). Заметим, что «63= «м—м0.с„ а потому вход-
ной ток сигнала будет в (14-Х0) раз, т.е. в (1 +А*6/фе ) ряз сла-
бее, чем в отсутствие о. о. с. Это значит (1-19), что входное сопро-
тивление каскада возрастет:
s 4>е С1 + 'а/Фе )/<« = *213 (й3 + Фе /(8).
что совпадает с (1-28). Вместе с тем, так как о. о. с. введена по
току, зависимость выходного тока каскада от нагрузки уменьшает-
ся, и действительно выходное сопротивление каскада со стороны
коллектора существенно больше, чем у каскада с ОЭ при /?а—0, и
равно примерно Гк+Лмэ Лэ.
Если в схеме рис. 1-20, а принять эмиттер за точку выхода, а
выходным напряжением считать падение напряжения на R-, (Rg —
нагрузка), то схема становится эмиттерным повторителем. Здесь
выходной сигнал напряжения оказывается полностью подведен к
цепи вычитания, т. е. эмиттериый повторитель — это каскад со
100%-ной о. о. с. по напряжению и сложением напряжений на вхо-
де. В силу этого ок и имеет коэффициент передачи напряжения,
близкий к единице, малое выходное и большое входное сопротив-
ления. Влияние о. о. с. иа нагрузочные свойства схем можно све-
сти в табл. 2-1.
Таблица 1-1
Тяп входного сигнала и сигна- ла о. о. с.	о. о. с. по напряжению		о. о. с., по току	
	Йвх	^вых		^вых
Ток(парадлель-	, Умень-	Умень-	Умень-	Увеличк-
пая о. о. с.)	шается	шается	шается	вается
Напряжение (последова- тельная о. о. с.)	Увеличи- вается	То же |	Увеличи- вается	То же
• Строго говоря, га=®Ф^ также элемент о. о. с., поэтому и считается, что
транзистору «присуща» внутренняя обратная связь.
39
Если сигнал о. о. с. пропорционален выходному напряжению, то
Явых уменьшается (о. о, с. «удерживает» напряжение на нагрузке
неизменным); если сигнал о. о. с. пропорционален току в нагрузке
(о. о. с. «поддерживает» неизменным ток в нагрузке), то /?ВЫх рас-
тет. Аналогично: сравнение напряжений на входе (последователь-,
ная о. о. с.) ведет к повышению Rsx всей схемы, а сравнение токов
(параллельная о. о. с.) — к снижению ее /?вх.
2-3. Операционный усилитель и преобразование сигналов
Назовем идеальным операционным усилителем (ОУ) усили-
тель постоянного тока, имеющий усиление по напряжению и вход-
ное полное сопротивление zax столь большие, что нх можно счи-
тать бесконечными на всех частотах; нулевые дрейф, шумы и сме-
щение нуля; нулевые входные токи; нулевое выходное сопротивле-
ние; выходное напряжение сигнала, которое может одинаково из-
меняться как в сторону положительного, так и отрицательного
напряжения в пределах — иВых-макс—И^вых-хакс относительно ну-
левого потенциала (потенциал шины земли). Понятно, что такой
ОУ может быть идеальным усилителем сигналов как постоянного,
так и переменного тока (любых аналоговых сигналов).
Схема рис. 2-3 — базовая схема включения ОУ. Выходное нап-
ряжение в ней создает ток в нагрузке и через резистор цепи о. о. с.
Яр , а источники входных сигналов uBxj создают токи через рези-
сторы Rj. Так как k усилителя очень велик и усилитель инвертирует
входной сигнал (меняет его знак иа противоположный), то любое
отклонение точки 2 от потенциала, очень близиого к нулю, будет
Рис. 2-3. Схема суммирова-
ния на ОУ с параллельной
о. о. с.
Рис. 2-4. Схема интегриро-
вания на ОУ.
компенсироваться изменением тока в цепи о. о. с. (в точке 2 —
«квазинуль сигнала»). Следовательно, эффективное сопротивление
между точкой 2 и нулевой шиной близко к нулю (а точнее при-
близительно равно Rfr/k). Но это не означает, что точку 2 мож-
но заземлять. При заземлении точки 2 будет разомкнута цепь
о. о. с. Таким образом, схема рис. 2-3 — схема с параллельной
о. о. с. по напряжению. Ее Rex в точке 2 очень мало и мало Rbiu
40
по отношению к нагрузке, включенной между выходом и землей.
В типовых включениях современных ОУ в точке 2 н £BMi со-
ставляют доли ома, а сопротивления в цепях о. о. с. н нагрузке —
не менее сотен ом. Поэтому ОУ со стороны выхода близок к гене-
ратору э. д. с.
Если источники сигналов имеют |.гЬЫх| </??, а их выходные на-
пряжения при подключении к усилителю преобразуются о токи,
текущие через то поскольку в точке 2 тлеется потенциальный
нуль, токи Unj/Rj оказываются строго калиброванными, и их сумма
равна току ивых/#р > протекающему через . Поэтому в схеме
рис. 2-3 реализуется суммирование uDXj со строго определенными
масштабными коэффициентами — R^JRj'.
N	N
(,ВЫХ ~ Яр 2 Г*ВХ/ =	2	(2-13)
Легко модифицировать схему рис. 2-3 в схему с выходом по
току. При этом */?.’ в схеме рис. 2-3 становится нагрузкой, а сама
схема такого вида называется преобразователем напряжение — ток.
Если в схеме с параллельной о. о. с. и выходом по напряже-
нию вместо R& включен конденсатор С (рис. 2-4), то поскольку
напряжение в точке 2 равно нулю, ток заряда конденсатора будет
равен сумме токов Uni/Rj и не будет зависеть от напряжения иа
конденсаторе, равного в данном случае —«вык. Таким образом схе-
ма оказывается эквивалентна интегрирующей цепи, рассмотренной
в гл. 1 [см. формулу (1-4)], а поэтому
Т N
«вых =-уJ2 dl’	<2’14)
о /-1
где i — текущее время, а Т — время от начала интегрирования.
2-4. Влияние о. о. с. на дрейф, шумы и линейность
Рассмотрим источники дрейфа нуля операционного усилители,
исходя из схемы рис. 2-3. Дрейф нуля по напряжению может 'воз-
никать в любой точке внутри ОУ за счет изменений параметров
элементов от температуры, старения н т. п., а также от изменений
питающих напряжений. Поставим задачу: выяснить, какому вход-
ному сигналу эквивалентен дрейф, возникающий в некоторой точке
схемы? Разобьем.ОУ мысленно на #ве части —одну с коэффициен-
том усиления kx (до точки приложения напряжения дрейфа илр) и
вторую с усилением —k3 (после этой точки) н будем считать, что в
этой точке напряжение дрейфа суммируется с выходным сигналом
части Л]. Воздействие напряжения в суммирующей точке иа
Пвых будет в fei раз.больше, чем воздействие ид₽, поэтому выход-
ное напряжение усилители составит:
"вых — “2 к1 *2 “ “др Аа-	<2-15)
41
Если для простоты считать, что напряжения входных сигналов
равны нулю, то поскольку
и = [R, II R,1| ... RN J(R₽ + R, 11 R2 II ... R„ )] «ВЫ1 = ₽uBbIS> (2-16)
из (2-15) получим:
«вых ~— “др Ля/(1 +	Р).	(2'17)
Введем понятие дрейфа, приведенного ко входу, определив его
так:
Идр.др — Идр/^и	(2-18)
тогда дрейф выхода составит:
ЫВЫХ “ ЫДР.ПР ^0 “Ь ^0) ~ иДр.8ЫХ-	(2-19)
Но эта формула совпадает с формулой (2-8), если считать
х=—k и й=Л1^2. Иными словами, приведенный ко входу дрейф и
есть искомая величина, характеризующая в целом дрейф ОУ и по-
казывающая, какому входному сигналу эквивалентен дрейф по на-
пряжению. Значение «др.Пр численно равно отклонению напряжения
в точке S от иуля при нулевом входном сигнале. Из сказанного
видно, что чем «ближе» точка приложения «др ко входу, тем боль-
ший вклад в «цр.пр создает напряжение «др. Отсюда вытекает не-
обходимость иметь минимальный дрейф входных каскадов. Это от-
носится и к паразитным шумам, и к высокочастотным иаводкам.
Наиболее защищенными должны быть входные каскады. На часто-
тах помех и наводок они должны иметь большое усиление, чтобы
подавлять помехи, возникающие в следующих каскадах.
Другим источником дрейфа, иначе влияющим на поведение
усилителя, является составляющая входного тока усилителя, ие за-
висящая от входного сигнала, т. е. режимный входной ток /др вход-
ного каскада, существующий и при нулевом входном сигнале (ток
смещения). Так как по определению входной ток не зависит от
сигнала, его источник можно считать генератором тока, присоеди-
ненным в точке S. Поэтому ток действует аналогично токам в kj,
порождаемым входными сигналами, и вызывает смещение напря-
жения на выходе схемы рнс. 2-3 иа
ивых,'пр£ *лр -	(2-20)
Для схемы интегрирующего усилителя рис. 2-4 получим:
Ивых.др$ — — 1др	(2-21)
Ток 4др будет «интегрироваться», пока иВых не станет равным
^Нвых-манс.
Отсюда следует, что /ДР всегда протекает по цепи о. о. с. между
выходом и суммирующей точкой 2 и не вызывает смещения нуля
в последней, а создает в точке 2 малое напряжение, аналогичное
напряжению статизма. В этом существенное отличие дрейфа, вы-
зываемого 1Др, от дрейфа по напряжению. Последний создает в точ-
ке S напряжение одного знака с «др.Вых, причем это напряжение
обычно много больше напряжения статизма.
Предыдущие рассуждения можио распространить н иа нели-
нейные искажения: чем «ближе» ко входу они возникают, тем боль-
ше влияют на выходной сигнал. В частности, иелннейиые искаже-
ния, возникающие на входе входного каскада, о. о. с. вообще не
компенсирует.
42
2-5. Проблема устойчивости
Поясним простым примером процесс потери устойчивости в си-
стеме с о. о. с. Вероятно, многие, добиваясь нужной температуры
воды в душе, сталкивались с тем, что попытка регулировать темпе-
ратуру, резко изменяя количество горячей воды, оказывается без-
успешной — вода становится то слишком горячей, то слишком хо-
лодной: система с о. о. с., состоящая из человека, душа и крана,
становится неустойчивой и- попадает в автоколебательный режим.
При этом причиной неустойчивости оказываются временные запаз-
дывания в рассматриваемой системе, где угол поворота крана и сте-
пень его воздействия на количество воды играют роль коэффициен-
та усиления, а скорость нашей реакции иа изменение температуры и
скорость, с которой вращается рукоятка, определяют быстродейст-
вие. Уменьшая скорость вращения крана, т. е. быстродействие, мож-
но добиться нужной температуры. В зависимбсти от коэффициента
усиления и быстродействия получение нужной температуры воды
может произойти плавно, а может получиться после нескольких,
последовательно уменьшающихся по амплитуде колебаний около
нужного значения. Таким образом, если система одновременно об-
ладает большим усилением и быстродействием, она может быть
неустойчивой, и этот факт должен учитываться в процессе проек-
тирования схемы ОУ, как н любой другой системы с о. о. с.
Фактически дело обстоит так: выход любого усилительного
каскада нагружен на паразитную емкость, шунтирующую выходной
сигнал на нулевую шину на высоких частотах, и в любом элементе,
реализующем усиление сигнала, носители электрического заряда
движутся с конечной скоростью. Все это явно ограничивает быстро-
действие н коэффициент усиления при высоких скоростях измене-
ния входного сигнала. Уменьшение коэффициента усиления иа вы-
соких частотах связано с увеличением фазового сдвига (т. е. вре-
менного запаздывания). Так как с повышением частоты коэффици-
ент усиления любого усилительного каскада уменьшается, то уве-
личивается запаздывание сигналов на высокой частоте. В конце
концов иа какой-то из частот отрицательная обратная связь ста-
новится положительной, т. е. синусоидальный сигнал этой частоты,
появившись на вкоде усилителя, вызывает отклонение выходного
напряжения с таким запаздыванием, что к этому времени фаза
сигнала на входе успевает измениться иа противоположную, и сиг-
нал* обратной связи вместо того, чтобы компенсировать входной сиг-
нал, усиливает его. В силу того, что в любой реальной системе
существуют шумы, в которых практически присутствуют все часто-
ты, усилитель, охваченный о. о. с., начнет самовозбуждаться, если
дополнительный фазовый сдвиг в контуре усилитель — цепь обрат-
ной связи превышает половину периода на частоте, где коэффи-
циент усиления усилителя, помноженный на коэффициент передачи
цепи о. о. с.» т. е. значение хр нли Ар, превысит единицу. Ниже эту
формудироику придется уточнить, поскольку указанное условие
необходимо, ио ие достаточно для самовозбуждения.
Назовем амплитудно-частотной характеристикой усилителя за-
висимость отношения амплитуды выходного сигнала ко входному
от частоты входного сигнала. Так как коэффициент усиления и диа-
пазон частот/ в котором уснлятель действует, велики, то будем
Строить зависимость коэффициента усиления, выраженного в деци-
белах, от логарифма частоты, причем А(дБ]=201§А. Соответственно
43
Рис. 2-5. ЛАЧХ и ФЧХ аб-
солютно устойчивой систе-
мы с характеристикой типа
апериодического звена пер-
вого порядка.
1*1
/Аб!
100
/*/
М
Рис. 2-6. ЛАЧХ и ФЧХ ус-
ловно-устойчивой системы.
логарифмическая амплитуда-частот-
ная характеристика (ЛАЧл) разомк-
нутой петли усилитель — цепь обрат-
ной связи Ар [дБ] =20 Ig(ftP). >
Назовем фазочастотной характе-
ристикой (ФЧХ) системы зависи-
мость дополнительного фазового за-
паздывания синусоидального сигнала
в ией ф от частоты / этого сигнала
(здесь также по оси абсцисс откла-
дывают логарифм частоты). Обычно
и ЛАЧХ, и ФЧХ строят иа одном
графике. Необходимым и достаточ-
ным условием устойчивости системы
с замкнутым коитуром о. о. с. явля-
ется фазовый сдвиг в той же снсте- ’
ме при разомкнутом контуре о. о. с.,
меиьший л радиаи (т. е. 180°) на час-
тотах, где ЛАЧХ пересекает ось абс-
цисс (усиление АР = 1 или k [дБ] +
Рис. 2-7. ЛАЧХ и ФЧХ снс- + Р[дБ]=0), т. е. частотах среза
темы, неустойчивой прн за- ЛАЧХ. Заметим, то пародок^альное
мыкании о. о. с.	обстоятельство, что устойчивость не
теряется, если фазовый сдвиг в си-
стеме больше л на частотах где
коэффициент усиления больше единицы (А[дБ]+р[дБ]>0),
но меньше л при А[дБ]+Р[дБ]«=0 (такие системы назы-
ваются условно устойчивыми). Этот критерий вереи и прн пересе-
чении ЛАЧХ оси абсцисс не только сверху вниз (снижение усиления
с частотой), но и при пересечении снизу вверх (повышение усиле-
ния с частотой). На рис. 2-5 —2-7 приведены примеры ЛАЧХ и
Существуют минимально-фазовые системы, создающие наимень-
44
ший сдвиг фазы лрн дайной ЛАЧХ, но условия минимальной фазы
не всегда выполняются. Для минимально-фазовых систем сдвиг
фазы асимптотически приближается к. лп/2, если наклон ЛАЧХ
стремится к 20п, дБ/декаду, где декадой называется отрезок лога-
рифмической оси частот, у которого верхняя частота в 10 раз боль-
ше нижней, а число п=1, 2, 3... называется'порядком системы. Чис*
ло п определяет скорость изменения усиления с частотой [. В мини-
мально-фазовых системах легче всего обеспечить устойчивость прн
замыкании контура о. о. с. В частности, ЛАЧХ и ФЧХ иа рис. 2-5 —
2-7 соответствуют минимально-фазовым системам, причем характе-
ристики рис. 2-5 и 2-6 соответствуют усилителям, устойчивым при
замыкании о. о. с., а рис. 2-7 — неустойчивой, а потому непригодной
схеме.
Цепь о. о. с. усилителя может быть апериодическим звеном
первого порядка, образуемым /?С-цепъю, состоящей из н пара-
зитной емкости между точкой S й нулевой шиной (см. рис. 2-3 и
соответствующие схемы гл. 1). Это паразитное звено вносит фазо-
вый сдвиг, асимптотически приближающийся к л/2, а следователь-
но, чтобы вся система усилитель — цепь о. о. с. была устойчивой,
Ф усилителя ие должно превышать л/2 до частоты среза fci> =
=<оср/2л (см. рис. 2-5 и 2-6). Принято говорить о необходимом
запасе по фазе, равном л/2.
Качество усилителя будет тем выше, чем больше его усиление
в возможно большей полосе частот. Поэтому иа первый взгляд ка-
жется, что иаилучшей формой ЛАЧХ усилителя будет характери-
стика рис. 2-6. Однако эта характеристика-часто бывает неприем-
лема, так как при задании на вход усилителя, охваченного о. о. с.,
резко изменяющегося входного воздействия, в системе усилитель —
цепь - о. о. с. возникают очень медленно затухающие собственные
колебания на частотах fi н ft (велико время установления). По-
этому от характеристик вида рис. 2-6 обычно отказываются и стре-
мятся получать характеристики типа апериодического звена, по-
казанные на рис. 2-5.
Рассмотрим влияние о. о. с. на быстродействие усилителя (и •
-вообще систем с обратной связью). Обратимся снова к формуле
(2-8) и положим, что х убывает с ростом частоты. Однако до тех
пор, пока условие (2-10) выполняется, существенных изменений в
амплитуде выходного сигнала схемы с о. о. с. ие произойдет. Более
того, фазовое запаздывание будет дополнительно «поддерживать»
амплитуду сигнала неизменной вплоть до той частоты, пока
Поэтому ЛАЧХ системы с о. о. с. можно оценить по ЛАЧХ системы
без о. о. с. простым приемом (см. рис. 2-5). Предположим, что иа
рис. 2-5 показана ЛАЧХ |£дБ (/)( для некоторого ОУ, а р от часто-
ты ие зависит. Полоса пропускания по- уровню —3 дБ(ул2/2«=
=0,707) составляет 100 Гц. Пусть при /=0 £=30 000, а коэффици-
ент усиления с о. о. с. |к^ |=10 на низких частотах. Проведем го-,
ризонталь на уровне 20 дБ, соответствующем |£р ] = 10, и заметим
частоту, соответствующую точке пересечения графика |£дБ(/)| й
этой горизонтали. В данном случае она равна 300 кГц. Это — верх-
няя частота fB полосы пропускания схемы с о. о. с. по уровню —
3 дБ. Как и следовало ожидать, цолоса увеличилась примерно в
|йр |=3000 раз (30 000-1/10= 3000). На самом деле влияние ₽(/)
-обычно делает такую оценку несколько завышенной.
45
Расширение полосы пропускания ведет к увеличению скорости
нарастания напряжения иа выходе при скачкообразном сигнале на
входе, но не всегда — к сокращению времени установления. На
рис. 2-8 показаны переходные процессы в двух усилителях с о. о.'с.
Скорость нарастания и полоса пропускания у первого из них (/)
выше ио время установления — много больше, чем у второго (II).
Поэтому во многих применениях переходный процесс (//) предпоч-
тительнее. Например, быстродействие цифрового вольтметра с уси-
лителей II будет выше (измерение можно начинать раньше), а в
звуковоспроизводящей аппаратуре усилитель с переходным процес-
сом по типу I совсем непригоден — он будет давать <звон> при
резком возникновения или исчезновении сигнала.
Сказанное об усилителях постоянного тока с. о. о. с. относится
и к схемам усиления и преобразования сигналов переменного тока.
Особенность будет заключаться р том, что устойчивость надо будет
проверять ие только иа создающей части ЛАЧХ в области верхних
частот, но н на спаде на низких частотах. Например, если инверти-
рующий усилитель переменного тока с ЛАЧХ I (рнс. .2-9) охватить
частотно-независимой о. о. с., то он может быть неустойчив. Необ-
ходимо, сохранив частоту сопряжения неизменной, изменить по-
стоянные времени *кваэидифференцирующих цепей так, чтобы на-
клон характеристики вблизи fn ие превышал 40 дБ/декаду. При-
пер такой характеристики— ЛАЧХ II на рнс. 2-9.
Заметим, что полоса пропускания с введением о. о. с. расши-
рится и в область низких частот. Например, без о. о. с. полоса уси-
лителя с ЛАЧХ II простирается от fR=100 Гц до fB=1000 Гц. Если
0=1/10, а }Ар|=10,‘то с о.о.с. /я=1 Гц, a fB =100 кГц. Принцип
отыскания полосы тот же, что и на рис. 2-5.
. . 2-6. Примеры схем на ОУ
Смеситель-усилитель (сумматор) сигналов неремениого тока*
Требуется произвести суммирование сигналов звуковых частот
(fe=20 Гц, /в—12 000 Гц) от трех низкоомных источников с одно-
46
однополярное питание с дели-
Рис. 2-10. Схема суммирующе-
го смесителя — усилителя сиг-
временным выравниванием уровней и усилением. Максимальные ам-
плитуды сигналов П|макс=200 мВ, Н2максв1 В, и8макс = 2 В. Задача
может быть просто решена с помощью ОУ, например, интегральной
микросхемы К1УТ531А.
Принципиальная схема смесителя показана на рис. 2-10. Эле-
менты /?5, С$ корректируют ЛАЧХ усилителя, обеспечивая его
устойчивость с о. о. с.,Так как усиление производитси на переменном
токе, то может быть использовано
телем иа стабилитронах Д1, Д2.
Напряжение со средней точки и00
стабилитронов необходимо для
задания смещения на неинверсный
вход (см. гл. 3).
Конденсаторы Ci—С9 отделя-
ют входные масштабные резисто-
ры Ri—/?з от источников сигна-
лов по постоянному тбку. Это -по-
зволяет не обращать внимание на
смещение входа (точки Е) н вы-
хода усилителя примерно до уров-
ня 4-13 В (мсо), который .в дан-
ной схеме играет роль условного
нуля усилителя н обеспечить высо-
кую' стабильность режима усили-
теля — обратная связь по посто- налов переменного тока иа ба-
янному току имеет коэффициент зе ОУ.
передачи рп = 1. На переменном
токе, когда сопротивления конден-
саторов малы, будем иметь согласно (2-13):
Яд #6	.
«ВЫХ = -	«( -	«2 -	«3 .
где знаки минус в правой части означают инверсию, которая для
данного применения не играет роли,
Чтобы монтажные емкости (единицы или десятки пикофарад)
ие влияли на fB, выбираем R& =100 кОм (например, Тв—100 кОмХ
Х100 пФ = 10 мкс, что соответствует /в=1/2лГв = 16 кГц). Прн
1«вых.м»кс| =6 В получим, что вклад каждого сигнала не должен
превышать (1/3) «Вых.ма*с=2 В. Соответственно
“ Ъ “1мам«В = 10 *0»:	= «е “2маМ''2В - 50
Конденсаторы Ср-С3 следует выбрать так, чтобы T^RiCim
^RuC2=RiCi^iJ2nfes8 мс, что обеспечит полосу пропускания со
стороны нижних частот (см. квазидиффереицирующее звено в табл.
1-1). Получаем:
С± = Тн/Z?! = 8 мс/10 кОм =0,8 мкФ (^ 1 мкФ);
C2 = Th/R2^ 0,2 мкФ; Са = 0,1 мкФ.
Заметим, что при выборе Cj—Сз принято, что точка S зазем
лена по сигналу (параллельная о. о. с.). Если RH, как показано на
схеме, равно 10 кОм, то Сб*»Р1 = 1 мкФ.
47
Прецизионные детекторы-выпрямители на ОУ. Схемы выпрям-
ления (детектирования) должны пропускать на нагрузку напряже-
ние одного знака (например, положительную полуволну сигнала
переменного тока) и исключать попадание напряжения другого.зна-
ка. Из рассмотрения характеристик р-п переходов видно, что при
малых входных сигналах они оказываются плохими детекторами—•
выпрямителями переменного тока: из-за нелинейности прямой ветви
характеристики полупроводниковых диодов (см. рис. 1-11) пропус-
каемые к нагрузке полуволны сигнала могут быть малы и искаже-
ны. Иногда эти искажения полезны, иногда вредны. Рассмотрим
.схемы, обеспечивающие прецизионное однополупериодное (рис.
Рис. 2-11. Схемы прецизионных детекторов на базе ОУ
К1УТ531А (К153УД1).
2-11, а) н двухполупериодное (рис. 2-11,6) выпрямление сигналов
в диапазоне частот от 0 Гц до десятков кГц.
В схеме рис. 2-11,0'при отрицательном входном сигнале диод
Да открыт, а для ОУ автоматически за счет глубокой о. о. с. выпол-
няется равенство: ивх//?1==—ивых//?2, поэтому независимо от харак-
теристик Д2 ивых линейно зависит от uEt при ивх<0: «выхя
При uas>0 обратная связь через Ra фактически об-
рывается, но открывается диод Дь через который проходит сигнал
о. о. с., поддерживающий в точке S квазипуль сигнала. При этом
иа выходе усилителя (вывод 6 микросхемы) окажется потенциал,
близкий к Пд = ф0ln(uBX/Zo/?j), где ig — тепловой ток диода. Этот
Тютенпиал лежит в пределах 0,5—1 В и смещает Да в обратном
направлении. Выход схемы через Ra оказывается соединенным с
квазинулем. Заметим, что второй вывод сопротивления нагрузки
схемы должен быть присоединен к точке с нулевым потенциалом.
Назначение С2, /?з аналогично подобным элементам в схеме
рис. 2-10.
Если схему рис. 2-11, а модифицировать и присоединить к ней
суммирующий усилитель, как это показано на рис. 2-11,6, то по-
лучим двухполупериодный выпрямитель, реагирующий на , абсолют-
ное значение сигнала. Действительно, выбрав сопротивлеиия рези-
сторов из соотношений RaRjRiRy*2\ R^RiRzKRx+Ri)', R?~
—TMAsllAe, получим:
Г /	\	\	1	^6	,	л.
«ВЫХ ~ «ВХ— n II— П D ~ «ВХ D («ВХ > 0)
t\	Al У	\ Аз /	J	/<4
48
ЫВЫХ =--- Ивх (ИВх < 0)»
откуда ВИДНО, ЧТО «Вых = [UsxIRe/R* при любых «вх. Необходимо
следить, чтобы сигналы иа выходах ОУ не выходили за пределы
•Линейных шкал ±10 В. Сопротивление резисторов Rz и Rc целесооб-
разно выбирать в пределах 20—100 кОм, а. R«, Rs— исходя из
нужного усиления всей схемы. Однако ие следует применять
R$/R* >20-s-30, чтобы не ухудшать стабильность.-
Г л а в а 3
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
... В равновесье — протиаоупор;
Так две стены, упавши друг на друга,
Единый образуют свод...
М. Волошин. «Бунтовщик»
3-1. Дифференциальный ОУ» внешние параметры и включение
с о. о. с.
Рассмотрим ОУ, условно показанный на рнс. 3-1 и имеющий
два входа. Предположим, что усиливается только разность напря-
жений между этими входами. Если одни из входов, называемый
неинверсным (обозначаемый <+>), подключен к нулевой шине, то
дифференциальный усилитель пре-
вращается в обычный ОУ, причем
его другой вход —инверсный (обо-
значаемый «—») играет роль обыч-
ного входа. Обратная связь-в диффе-
ренциальном усилителе включается
между выходом и инверсным входом,
и иа инверсный вход входные сигна-
и,
л.ы могут задаваться так же, как в
обычном ОУ, в то время как к иеин-
версиому входу может приклады-
ваться напряжение смещения или
дополнительного Сигнала. Рассмот-
Рнс. 3-1. Схема включения
дифференциального ОУ.
рим характеристики дифференциального усилителя при охвате его
о. о. с. Имеем:
2
Иных ~ ^0
г₽
“вых *(ИО U*BX-LS),
где k — коэффициент усиления разности входных сигналов. Если
k очень велик, то
«вых=—“eax-s-^- + «<Bx+»^14--^\	(3-1)
4—787
49
так как
uo ивх«4-» k — ивх«+”	(3'2)
Таким образом, в дифференциальной схеме о. о. с. действует
так, чтобы выравнять напряжения между входами, н .потенциал
точки 2 примерно равен потенциалу мвх<4->-'
Важнейшим свойством дифференциального усилителя является
возможность получения очень высокого -входного полного сопротив-
ления по неннверсному входу. Предположим для простоты, что
ивх<—»“0, тогда нз (3-1) Н' (3-2) получим, что ток, протекающий
через 2вх.д, равен
}	__ивх«4~» ио ^вх<+» (г “Ь )
*вх.д-------------------7—---------»
гвх.д	яггвх.д
откуда видно, что входное дифференциальное полное сопротивление
по неннверсному входу zBxp (прн включении о. о. с.) оказывается
очень велико}
г _____	_2	—&*••••	(З-ЗЪ
Х'Дг + гР '	.	'
где z/(z+z^)—коэффициент передачи цепи о.о.с. Таким образом,
свойства дифференциального усилителя по неннверсному входу на-
поминают обычный усилитель с последовательной о. о. с., но при
этом источник сигнала имеет общую нулевую шнну с выходным
сигналом усилителя. Кроме Zu.s, усилитель имеет входные сопро-
тивления между входами и нулевой шиной, однако обычно они
много больше ги.д и ими до известного предела можно пренебречь.
Влияние дрейфа н шумов по напряжению для дифференциаль-
ного ОУ ие имеет особенностей по сравнению с обычным ОУ, рас-
смотренным в гл. 2, ио воздействие входных токов на работу диф-
ференциального усилителя может быть существенно ослаблено.
Если входные токн усилителя примерно равны друг другу, то,
включив в цепи обоих входов равные полные проводимости, влия-
ние этих токов на выходное напряжение удается снизить в 10 раз
н более.
Обычно предполагается, что выход дифференциального ОУ
никак не реагирует на синфазные (т. е. одинаковые) сигналы на
его входах. Это не совсем верно, н добиться этого — не всегда
простая задача. Однако с точки зрения подавления помех, напри-
мер проникающих по цепям питания, нлн работы усилителя в схе-
мах сравнения это — очень важное свойство.
Сами .по себе изложенные особенности дифференциального ОУ
очень полезны н, как это будет видно нз дальнейшего, могут ши-
роко использоваться, однако построение ОУ по дифференциальной
схеме главным образом определяется иными обстоятельствами,
к рассмотрению которых и перейдем.
3-2. Дифференциальные каскады
Приведенный дрейф по напряжению одиночного каскада цд
биполярном транзисторе определяется дрейфом обратного тока кол-
лектора 7Кбо> коэффициента усиления по току й21э и напряжё-
50

Крутизна каскада со стороны каждого из коллекторов може*
быть оценена по аналогии с формулой (1-29)•
___________I______________*ЭХ ;Э2
S“~ ’Рв/‘м + Ч’в/‘э2 “М'м + ^Г 1 ’
где :‘э1 и i32 — токи эмиттеров Л и Гг
Если 1Э£=«Э1*Н92 не зависит от сигналов, а каскад сбалансиро-
ван iэl~iQ2'^'iэi^=iэ, ^к1=^к2’ то коэффициент усиления для
сигнала, снимаемого между выходами, составляет4
<3'5>
или примерно равен коэффициенту усиления одиночного каскада,
собранного по схеме с ОЭ.
Важным свойством дифференциального каскада является его
линейность. Пользуясь уравнением (1-13), можно показать, что от-
носительные изменения для каждого плеча AsK/Ausx и Д£п/йпА«вх
при малых Д«вх Hi3S«=const практически равны нулю Для срав-
нения заметим, что каскад на одиночном биполярном транзисторе
по схеме с ОЭ имеет AA/AA«BX=l/<pg во. всем «линейном» диапазоне
(при отсутствии о. о; с., введенной, например, установкой внешнего
рёзистора в цепи эмиттера)
Указанные свойства (малый дрейф и высокая линейность) обу-
словливают широкое использование дифференциальных каскадов в
качестве входных каскадов ОУ и других линейных усилителей
Дифференциальный каскад обладает высокой .помехоустойчи-
востью благодаря тому, что синфазное (одновременное и одинако-
вое) изменение напряжений на его базах почти не меняет напря
жений на выходах. Способность к подавлению синфазных сигналов
важна как в дифференциальных ОУ (см. §3 1), так и в принципе
для подавления помех (см. гл. 7)
Линейность дифференциального каскада способствует его по-
вышенной помехоустойчивости к электромагнитным наводкам вы-
сокой частоты Действительно, если такие наводки и попадут на
входы, на выходе они появятся в виде неискаженных сигналов той
же частоты и при работе на емкостные нагрузки просто отфильт-
руются
В одиночном каскаде, собранном по схеме с ОЭ или ОБ, си
туация иная Пусть, например, на вход каскада (см рис. Г-20, а)
при наличии С попадает вместе с сигналом звуковых частот сигнал
высокой частоты. Из-за нелинейности усиления, т.е. из-за нелиней-
ной зависимости i8 от «вх, во время положительных полупериодов
напряжения высокой частоты возрастание тока га будет больше,
чем спад этого тока во время отрицательных полуволн мах. Поэто-
му изменятся постоянная составляющая и напряжение на резпсто
ре ₽э, т е. на переходе эмиттер — база появится дополнительное сме-
щение Если сигнал высокой частоты модулирован сигналом -звуко-
вых частот, то дополнительное смещение будет изменяться по за
кону сигнала звуковой частоты и усиливаться вместе с полезным
сигналом. Произойдет паразитное детектирование наводки высокой
частоты
Дифференциальные каскады можно строить и на полевых тран-
зисторах. Хотя дрейф таких каскадов по напряжению гораздо вы-
52
ше, чем у схем на биполярных транзисторах, и составляет 100—
500 мкВ/*С для непарных (навесных) и 20—40 мкВ/’С для специ-
ально отобранных в пары или совместно изготовленных полевых
транзисторов, а усиление обычно мало (10—20 против 50—500 у би
полярных схем) малые входные токи и высокое #вх оказываются
часто их большими преимуществами Это особенно откосится к
схемам на МОП-транзисторах, у которых	и	Ом
иа постоянном токе.	*
Если надо получить малый iBX при большом и малый дрейф
по напряжению, то простые дифференциальные каскады не дают
удовлетворительного решения
В начале 70-х годов специально для высококачественных ОУ
были разработаны транзисторные структуры со сверхвысокими ко-
эффициентами усиления по току Л21э Эти транзисторы, имея
Рис 3 3 Разновидности дифференциальных каскадов.
й21э от 1000 до 50000 при io»(U*l мА и мкн=2-5 В, позво-
ляют снизить 1Вх до десятков наноампер, сохранив крутизну кас-
када на уровне 5—50 мА/B и при ЯвХ.д>1 МОм. Однако у таких
транзисторов малы напряжения пробоя ^КЭпроб (очень тонкая
база), поэтому для обеспечения обычных уровней синфазных сиг
налов на входах дифференциальных ОУ (например, ±10 В) прихо-
дится прибегать к схемам специального типа с так называемыми
следящими связями*. Так как принцип следящей связи широко ис-
пользуется и для других целей, рассмотрим схему такого каскада,
показанную на рис. 3-3, а, подробнее.
Собственно входная дифференциальная пара — это транзисто
ры Tj и Т2. В эмнттерной цепи у них помещен обычный генератор
тока на биполярном транзисторе Напряжение «0 эмиттеров Ту
и Тг подается на эмиттерный повторитель Т$, эмиттер которого пи
тается током генератора 1г. Уровень напряжения эмиттера Т$ сдви-
* В англоязычной литературе выразительно называются boot-
strapping («привязанная подошва»).
53
гается в положительную сторону прямосмещеииыми р-п перехода*
ми Д] и Да, но изменения uq практически полностью передаются в
базы транзисторов Т3 и Tt. Если считать, что падения напряжения
на всех р-п переходах примерно равны я составляют примерно и&,
то йрн нулевых напряжениях на входах имеем: по=—мсэ; иа эмит-
тере — около нуля; иа базах и Тк— примерно +2uea, а на
коллекторах Tt я Т2—|-«вв. Таким образом, цепь Т& Дь Дъ 7*8,
Г4 поддерживает на Л и 7$ перепад напряжений около 2uq9 (при-
мерно 1,5 В), обеспечивая линейный режим Т( и Тц независима от
сдвига н<>. Поэтому, если входные сигналы иа базах Т| и Т2 син-
фазны, то так как uq «следит» за ними, и коллекторные потенциа-
лы Т] и Т2 «следуют» за входами. Тем самым достигается очень
высокий уровень подавления синфазных сигналов и обеспечивается
малое падение напряжений на Ti н Тл.
Коллекторные токи транзисторов Гз и 7*4 практически равна
токам коллекторов Т\ и Тъ поэтому прн появлении сигнала разба-
ланса иа входах («полезного» дифференциального сигнала) воз*
инкаюший разбаланс токов 7*, и Т2 (при сохранении и иа неиз-
менными) полностью передается на сопротиилеиня нагрузки.
Итак, весь схемный узел Tit Т3, Дь Да с эмиттериыми перехо-
дами Ts, Тг, Т4 оказывается «привязан» к синфазному сигналу, ио
усиливает противофазный. Для элементов, указанных иа схеме
рис. 3-3,0, имеем: дифференциальный коэффициент усиления k =
= 150, входвое сопротивление ДВх.д>1 МОм и входные токи /вх —
=ie<60 нА. Балансировка таких каскадов проводится обычно за-
данием' внешнего тока в один из коллекторов (со знаком «+» или
«—»). При этом возникает разбаланс напряжения иа выходе кас-
када, который через о. о. с., охватывающую весь усилитель, урав-
нивает входные напряжения на базах 7*1 н 7*2 н приводит выход
всего ОУ к нулю. Для каскада рис. 3-3, а остаточный приведен-
ный ко входу дрейф после балансировки входа составляет менее
1 мкВ/аС. и проблемой является выравнивание температур тран-
зисторов Л и 7*2. .
другой путь получения высоких и малых lBz — примене-
ние в плечах дифференциальных каскадов составных транзисторов,
что не исключает использования транзисторов со сверхвысоким
Лз1Э‘ Действительно, транзисторная пара, составленная так, что
Первый транзистор работает в режиме эмиттериого повторителя,
причем его эмиттер соединен с базой второго транзвстора и эмит-
териый ток есть базовый ток второго, образует подобие транзисто-
ра с общим коэффициентом передачи по току, равным произведе-
нию 12 э обоих транзисторов. Простейший дифференциальный кас-
кад из двух составных транзисторов показан иа рис. 3-3, б.
3-3. Дифференциальные ОУ К153УД1
Эта распространенная схема монолитного интегрального ОУ вы-
пускается во всех промышленных странах под разными наименова-
ниями. Ее основа —очень удачная разработка Р. Видлара — уси-
литель ц А709.
Принципиальная схема ОУ приведена на рис. 3-4, а, а его ос-
новные параметры сведены в табл. 3-1. Это дешевый усилитель,
обладающий характеристиками, позволяющими широко применять
его как в качестве самостоятельного элемента, так н в составе бо-
лее сложных схем.

Таблица 3-1
Наименование параметра	Единица измерения	Нормы характеристик		
		Минимум	Среднее значение	Максимум
Коэффициент усиления иа низкой частоте	ДБ	86	92	98
Приведенный ко входу тем- пературный дрейф смеще- ния-нуля по напряжению	мкВ/°С	—	15	30
Начальное смещение нуля (без установки нуля)	мВ	—	6	—
Входной ток по каждому - входу*	мкА	—	0,5	1,5
Разность . входных токов **	нА		200	300
Дрейф разности входных токов	гА/’С	—	2	3
Входное дифференциальное сопротивление	кОм -	too	250	—
Допустимый синфазный си- гнал, на входах	В	±5	—	—
Шкала выходных сигналов при нагрузке 2 кОм	В	±10	—	—
Коэффициент подавления синфазных сигналов	ДБ	—	86	—
* Иногда называется током смещения.
*• Иногда называется током сдвига.
Схемное решение К1УТ531 еще ие несет на себе сильного отпе*
чатка технологии монолитных интегральных микросхем и близко к
схемам на дискретных компонентах или гибридным интегральным
микросхемам. Первый дифференциальный каскад Л, Т2 собран по
обычной схеме с генератором тока на транзисторе 7з. Второй кас-
кад— разностная дифференциальная схема на составных транзи-
сторах (Те—Те), отличающаяся тем, что сигнал в ней снимается с
одного плеча. Далее включен еще один разностный каскад на тран-
зисторах T]i—Ti2. Он образован транзисторами разной проводи-
мости,. и его собственный дрейф велик. Но каскад включен после
двух каскадов с малым дрейфом, поэтому это обстоятельство явля-
ется несущественным. Особенность каскада состоит в том, что ис-
пользуемый в нем р-п-р транзистор Т(2 имеет малый коэффициент
передачи й21Э = 2, и сам каскад служит преимущественно ие для
усиления, а для сдвига уровня сигнала по постоянному току. За-
метим, что коллекторный ток Ti2 сравнительно мал (40—60 мкА),
а основной-ток транзистора Гц разветвляется в два резистора
внутренних обратных связей Я10 и flie. Каскад на Тц —Ti2 нагру-
жен на каскад (на транзисторе Т13), включенный по схеме с 03,
иа выходе которого имеется эмиттерный повторитель с дополни-
тельной симметрией (транзисторы 'Т14—Та). Эмиттериый повтори-
тель на транзисторе Гч, питая нагрузочные цепи входного каскада,
обеспечивает правильное соотношение режимов входного и разно*
56
стиого. (Tg—7Э) каскадов и способствует подавлению синфазной
составляющей. Ток каскада Т6—Т6 в основном определяет ток
транзистора Ts, при этом образуется еще одна цепь подавления
синфазной составляющей через влияние на режим генератора тока
на 7з (неполное токовое зеркало!). Резистор Я10 создает еще одну
цепь стабилизации режима в условиях разброса параметров эле-
ментов монолитной структуры усилителя и вместе с тем подавления
синфазного сигнала, так как ток через этот резистор является
второй составляющей тока через Т$. Через резистор каскады
Тн—7(2 и Т1з—7]5 охвачены о. о. с., которая, ие только стабилизи-
рует режим, но ,н фиксирует усиление этих каскадов. Включение
коллекторной нагрузки 7ig (Я12, 7js и Я13) обеспечивает достаточно
высокое ее значение (транзистор 71з, «повторяя» на своем эмит-
тере сигнал базы, тем самым увеличивает эффективное значение
’ Я12 до нескольких сотен килоом — типичная следящая связь). Ток
около 0,32 мА, протекающий "через Ria, создает смещение по току
выходного повторителя, поэтому при отсутствии тока нагрузки
транзистор 715 не закрыт, и выходное сопротивление ие возрастает
слишком резко. Это способствует улучшению линейности и облег-
чает стабилизацию на высоких частотах. Транзисторы 71—Т2 ра-
ботают при токах коллектора 15—20 мкА и имеют при этом /г21э =
= 40. Соответственно коэффициент усиления этого каскада состав-
ляет около 12.
Второй каскад благодари тому, что ои образован составными
транзисторами, имеет входное сопротивление примерно 100 кОм и
малые входные токи. Вместе с тем, так как коллекторные токи
транзисторов 76 и Т9 практически равны базовым токам Т7 и 78,
сигналы на базах 7? и 78 вдвое ниже, чем на базах Тв и Т9,
и коэффициент усиления каскада на 76—Т9 составляет 30—50.
(входное сопротивление, следующего каскада на 7ц больше кол-
лекторной нагрузки — около 100 кОм). Если бы не было обратной
связи через Ra, то коэффициент усиления каскадов на 7ц—Ti3 и
7]з в общей сложности составил бы около 1700 (8—10 — для 7ц—
712 и' 160—200 — для 7i8), одиако обратная связь через Я15 снижает
его примерно до 120. Таким образом, общее усиление схемы в от-
сутствие нагрузки составляет (45—70) • 103, причем благодаря
о. о. с. мало зависит от нагрузки.
Типовая схема включения усилителей К153УД1 показана на
рпс. 3-4,6. Ток, протекающий через резистор с большим сопротив-.
леиием Яоз» может изменяться в диапазоне ±5 мкА по отношению
к току коллекторной цепи Т2 и обеспечивает установку нуля уси-
лителя. Благодаря цепи Ct—Як и конденсатору С2 формируется
частотная характеристика рис. 3-4, в, обеспечивающая устойчивость
при включении о. о. с. Следует обратить внимание на характеристи-
ку зависимости максимального неискаженного синусоидального
сигнала от частоты, также показанную на рис.-3 4, в.
3-4. Примеры применений дифференциальных ОУ
Повторители напряжения на ОУ. Дифференциальный ОУ яв-
ляется одной нз лучших схем для отделения (развязки) источника
сигнала с высоким выходным сопротивлением от сравнительно низ-
коомной нагрузки. Действительно, если включить усилитель по схе-
ме рис. 3-5, а, то его дифференциальное входное сопротивление в
Соответствии с формулами § 3-1 составит не менее иескольних
5?
сотен мегаом, а выходное напряжение (с точностью до сотых до-
лей процента) будет повторять сигнал
Если желательно, чтобы входной ток усилителя не проходил
через источник сигнала, а сам сигнал — напряжение переменного
тока, то можно модифицировать схему в соответствии с рис, 3-5, б.
Здесь в цепях входов усилителя включены резисторы с небольши-
ми сопротивлениями (чтобы разность входных токов существенно
не смешала нуль на выходе), но введена следящая связь через
R3 и Rt, благодаря -которой напряжение в точке А оказывается
равным 0,99 «вх, поэтому ток сигнала через Ri равен (ывх —
0,99«bx)//?i=0,01 Um/Rit что равнозначно повышению Ri в 100 раз,
т.е. Явх = 100-100 кОм =10'МОм.
Рис. 3-5. Примеры схем иа ОУ.
R
е)
Получение индуктивной проводимости п «умножение» емкост-
ной проводимости с помощью ОУ. Проблема получения больших
индуктивных и емкостных проводимостей без" использования гро-
моздких и создающих значительные иаводки дросселей или кон-
денсаторов стоит достаточно остро в технике построения фильтров
на низких частотах. Использование ОУ позволяет просто и изящно
решить эту задачу путем синтеза схем, обеспечивающих выполне-
ние равенства (1 = 1) и (1=2) или, что то же самое, (1=8) и
(1=9), по отношению к внешним источникам сигналов и соответст-
вующих фазовых соотношений.
Для получения большой емкости требуетсй, чтобы модуль вход-
ного сопротивлении схемы уменьшался пропорционально частоте
входного сигнала, а отбираемый от источника ток увеличивался.
Пусть к неинверсному входу дифференциального ОУ, включенного
повторителем (см. рис. 3-5, а), подключена апериодическая цепь
первого порядка (инерционное звено), тогда сигнал на его выходе
будет равен сигналу на конденсаторе. Если теперь источник сигна-
ла соединить через малое сопротивление с выходом усилителя
Трис. 3-5, в), то иа самых высоких частотах от источника будет от-
бираться ток, равный примерно uJRi. При снижении частоты про-
порционально будут возрастать сигналы на конденсаторе и иа вы-
58
ходе усилителя, а’потому и будет убывать ток через R\. В резуль-
тате получим зависимость тока от частоты, близкую к (1=8), а
при- скачкообразном ис зависимость тока от времени, сходную с
той, что: требует формула (1 = 1). Эквивалентная схема умножите-
ля емкости рнс. 3-5, в показана иа рис. 3-5, г.
На указанном принципе построен и простейший гиратор — схе-
ма, имеющая индуктивную входную проводимость (рис. 3-5, д).
Сигнал, проходящий через конденсатор С на иеииверсный вход,
увеличивается с частотой, поэтому ток, отбираемый от источника «с
через сопротивление Яь уменьшается с ростом частоты и отстает
по фазе от ас(<р-»-я(2 при ©-><»). Таким образом, оказываютси до-
полнены условия индуктивного характера входной проводимости,
выражаемые соотношениям!! (1-2) и (1-9). Эквивалентная схема
гиратора показана иа рис. 3-5, е.
' 3-5. Схема умножении на дифференциальных каскадах.
Схемы умножения аналоговых сигналов, реализующие операцию
о=ху, ранее применялись только 'в измерительной и аналоговой
вычислительной технике. Рассматриваемая ниже простая и недоро-
гая схема была разработана применительно к возможностям инте-
гральной электроники и сразу нашла широкое применение в радио-
Рис. 3-6. Схема умножения с использование
ем дифференциальных каскадов на биполяр-
ных транзисторах.-
и телевизионной технике в качестве практически идеального моду-
лятора или смесителя — преобразователя частоты.
Действие схемы основано иа том, что коллекторный ток тран-
зистора с генератором тока в цепи эмиттера зависит и от тока ге-
нератора, и от напряжения база — эмиттер и, если добиться неза-
висимой регулировки этих величин, является произведением функ-
ций от них. Схемой, в которой такая независимая регулировка осу-
ществима, является дифференциальный каскад.
Действительно, в схеме рнс. 3-2 ток коллектора любого из
транзисторов прямо пропорционален и вместе с тем зависит от
разности и,— и2 в соответствии с уравнением (1-13). Эта зависи-
мость нелинейна, но, используй принцип, аналогичный принципу
ко
построения токового зеркала (см. рис,-4 -21, в), можно ее линеари-
зовать.
Остается сформировать .схему так, чтобы умножение правильно
реализовывалось при любой комбинации знаков входных сигналов.'
Для этой цели можно использовать не одни, а два «умножающих»
дифференциальных каскада (рис. 3-6). Здесь- tex2=«ex2/^M2i
а разность выходных токов й *22 линейно зависит от 4Вхз
И «ад*.
<11 - >12 = (>а + >м) - (41 + <ia) =
= [(4+М-('С->Вх2)1^.
благодаря тому что «; и «г зависят от «ад по. логарифмическому,
а токи Izu i‘h, <22, от «1—«2—ио показательному закону. Поэтому
•	-	2«ВХ1 «3X8
*231 — lS2 — ; Г> . П
<м *<М1 Када
Очевидно что после подключения нагрузочных феаиеторов- -к
выходным зажимам напряжения с них должны подаваться на диф-
ференциальный ОУ.
Схема умножения ряс. 3-6 дает для большинства применений
достаточную точность: ' Погрешность составляет около 1% шкалы
выхода. Схема обладает очень высоким быстродействием
10 МГц и ввдж).
Глава 4
АНАЛОГОВЫЕ КЛЮЧИ И КОММУТАЦИЯ АНАЛОГОВЫХ
СИГНАЛОВ
«Без вызова не входить»
Популярное объявление
Практически не существует сколько-нибудь значительного уст-
ройства или системы, в которой ие требовалось бы менять направ-
ления передачи сигналов, включать и отключать их от каких-то
приемников, т.е. производить с ними операции коммутации. Про-
стейшим аналогом ключа является обычный электрический выклю-
чатель. Формально операция коммутации сигнала может быть оп-
ределена как умиожеаие сигнала «(/) или i(f) иа функцию двоич-
ной логики, принимающую значения 0 или 1 и зависящую от логи-
ческих (цифровых) или аналоговых аргументов.
Ключевые схемы—необходимый элемент измерительных :сис-
тем, аналого-цифровых (АЦП) и цифро-аналоговых (ЦАП> преоб-
разователей. Постепенно они вытесняют слаботочные электромеха-
нические реле и искатели в многоканальных системах связи, в ча-
стности в телефонии.
60
4'1. Основные свойств* ключевых схем
Идеальный ключ в принципе должен обладать следующими
свойствами.* иметь два входа (выхода) или вход и выход для ана-
логовых коммутируемых сигналов, т. е. две точки, которые либо
замкнуты накоротко, либо, разомкнуты; иметь две (минимум) точки
подключения управляющего сигнала (или сигналов), принимающе-
го значения 0 или 1; не вносить ни в замкнутом, ни в разомкнутом
состоянии никаких помех Напряжения или тока в цепи коммутируе-
Рис. 4-1. Основные схемы включения аналоговых электронных ключей
(д~г) и их.условные обозначения иа функциональных схемах (д, е).
кого сигнала (в частности, сигналы управления ие должны влиять
на аналоговые коммутируемые сигналы никоим образом, кроме
умножения их на 0. и 1 в зависимости от значения функции управ-
ления); скорость замыкания и размыкания аналоговых , входов
(выходов) должна быть бесконечно велнка.
На самом деле ии одно из этих условий полностью не выпол-
няется, что и определяет погрешности ключевых схем.
Прежде всего каждый ключ имеет конечное сопротивление
между аналоговыми входом и выходом как в замкнутом, так и в
разомкнутом состояниях (соответственно z3 и zp или R# и Яр). Ка-
чество ключа во многом определяется отношением Rp/Ra, причем
желательно, чтобы Rg-+0, а Погрешность, Вносимая конеч-
ными £р п определяется формулами:
6р
(4-1)
бз =
(4-2)
«I
Соответственно в разомкнутом и замкнутом состояниях. Здесь 2Н—
полное сопротивление нагрузки.
Формулы (4-1) и (4-2) записаны для источника сигнала — ге-
нератора э. д. с. и следуют из схем рис. 4-1, а. Когда источником
является генератор тока, его коммутацию нельзя производить (по
крайней мере, если теоретически принято, что Rr->-<x>) последова-
тельным ключом; ключ должен быть включен параллельно нагрузке
и источнику сигнала (схемы рнс. 4-1,6), при этом формулы (4-1)
и (4-2) сохраняют силу, но логические состояния схем меняются на
обратные.
Иногда коммутацию производят с помощью двух ключей — по-
следовательного и параллельного, что позволяет существенно повы-
сить точность в разомкнутом состоянии (рнс. 4-1, в, г)
На рис. 4-1, <3, е показаны условные обозначения ключей, ко-
торые будут использоваться в тех случаях, когда требуется ука-
зать не просто наличие ключа (для этого сохранится символ кон-
такта), но и цепи управления ключом.
Влияние сигналов управления и смещений, задаваемых иа ком-
мутирующие элементы ключей, может проявляться двояко: в виде
статических помех (токовые утечки 1у-т в разомкнутом состоянии и
смещение нуля по напряжению идр в замкнутом) и в виде динами-
ческих помех, возникающих в моменты переключения.
Динамические помехи при переключениях определяются не
только проникновением крутых фронтов сигналов управления на
«.(fjjis
Рис. 4-2. Эквива-
зыходы ключевых схем через внутренние ем-
кости коммутирующих элементов или емкости
монтажа, но и рассасыванием объемных заря-
дов, накопленных в кристаллах полупровод-
никовых элементов. Последнее относится к
переключению из состояния «замкнут» в со-
стояние «разомкнут». Эти помехи, амплитуда
и форма импульсов (напряжения и тока) ко-
торых сильно зависят от вида нагрузки, удоб-
леитная схема для но характеризовать универсальными парамет-
оценки переходных рами: заряд помехи q и эквивалентная вы-
процессов в цепях ходная емкость ключа Сзкв. При этом предпо-
с ключами.	лагается, что С»» в начальный момент време-
ни состояния «разомкнут» заряжена до напря-
жения ua=q/C3ia, и разряд происходит
целиком через z„ (в силу малого выходного сопротивления
цепей, лежащих перед СЯИв, это обычно соответствует действитель-
ности). Соответствующая эквивалентная схема приведена иа рис.
4-2. Если ключ нагружен на нагрузку Zx~М) (например, суммирую-
щая точка ОУ), то приходится рассматривать ток помехи иа иы-
ходе.ключа, ,и в этом случае играет роль тип нагрузки ключевой
схемы (например, в случае управления интегрирующим ОУ ток
будет заряжать конденсатор).
Важной характеристикой ключевых схем является возможность
объединения их выходов или входов при построении многоканаль-
ных коммутаторов. Чтобы подчеркнуть это свойство, ниже иа схе-
мах будут введены соответствующие обозначения. Если у схемы
указаны вход (Вх.) и выход (Вых.), это означает, что коммутируе-
мый сигнал может подводиться извне только ко входу, а нагрузка
подключается к выходу. Прн этом схемы обычно могут объединять-
ся в последовательные цепи (выход одного ключа присоединен ко
62
входу другого} или подключаться к общему источнику сигнала, но
их выходы ие могут быть объединены (попадание сигнала на вы-
ход разомкнутого ключа запрещено). Таковы схемы рис. 4-3, а — в,
В иных, более совершенных схемах вход и выход полностью «взаи-
Рис. 4-3. Простейшие аналоговые ключи.
мозамеияемы», и для таких схем введено обозначение Коммутируем
мых точек (выводов) *Вх.}Вых.*. Эти схемы в указанном смысле
аналогичны электромеханической контактной труппе.
4-2. Ключи для однополярных сигналов тока и напряжения
Для однополярных сигналов напряжения в простейших случаях
могут нспользоватьсп ключевые схемы иа одиночных биполярных
транзисторах. Схемы таких ключей приведены иа рис. 4-3, а, б.
У этих схем предусмотрено управление от логических элементов а
положительными сигналами 0 в диапазоне 0—0,5 В и 1 в диапа-
зоне +2,2 —4,5 Ё. Для обеих схем транзисторы Т] служат для
Переключения токов от сравнительно высоковольтных источников
£*1. Когда Tt Насыщен входными сигналами управления, то ток от
источников £1 не проходит иа базу транзистора Тз, выполняющего
роль ключевого элемента, и переход база —эмиттер последнего
оказывается смещен в обратном направления. При этом ключи
разомкнуты. Обратные токи кремниевых переходов — это препму»
щественйо токи термогенерации, зависящие от приложенного нд»
пряженяя в соответствии с (1-14). Схемы реализованы так, чтобы
обратные смещения были минимальны и не превышали 0,5 В. Для
эпитаксиально-планарных кремниевых транзисторов токи утечей
при этом ие превышают 1 мкА, В замкнутом состоянии, когда и?
Имеют противоположные значения и токи источников насыщают
транзисторы Т2, ключи такого рода характеризуются малым диф?
ференциальным проходным сойрмйвлейиеМ #а, лежащим в дяапа»
6
/ 2 f 5 б
Рнс. 4-4. Зависимость смещения
выходного напряжения иДР от
тока базы ключевого транзисто-
ра.
Сопротивление ключей рнс.
.зоне 5—20 Ом, однако имеют смещение по напряжению иДР (оста-
точное напряженке) около нескольких милливольт. Это напряже-
ние мало, если к нагрузке обращен эмиттер и оно нелинейно
зависит от тока базы,- как показано на рис. 4-4. Для большинства
маломощных транзисторов и транзисторных структур ток миниму-
ма лежит в пределах 1—3 мА.
Ключи (см. рис. 4-3, а, б) принципиально не допускают задания
на их аналоговый вход сигналов с полярностью, противоположной
отмеченной на схемах, так как при этом переходы транзисторов Т?
и в замкнутом, и в разомкнутом состояниях неправильно смещены.
По той же причине выходы ключей одной полярности не могут
быть объединены: может возникнуть зенеровский пробой эмиттер-
ных переходов закрытых ключей
при большом сигнале, идущем че-
рез открытый ключ на объединен-
ный выход.	- '
Ключи, показанные на рис.,
4-3, а, б, .сохраняют хорошие ра-
бочие характеристики только прн
весьма низкоомных источниках
входных аналоговых сигналов
(например, выход ОУ), потому
что в противном случае токн уп-
равления, текущие от источника
иу в базу Т2, не будут шунтиро-
ваться через выход источника
аналогового сигнала на нулевую
шину н могут вызвать значитель-
ные напряжения «др. - .
4-3, а, б в разомкнутом, состоянии
достаточно велико благодаря тому, что сигнал, прошедший через
обратное сопротивление коллекторного перехода, выделяется на
сравнительно малом сопротивлении, состоящем из последовательно
включенных сопротивления базы и выходного сопротивления фор-
мирователя на Ть пбсле чего -попадает на смещенный в обратном
направлении эмиттерный переход. Для кремниевых приборов со-
противление /?р составляет обычно более 100 МОм.
Существенного улучшения работы по таким параметрам, как
заряд выброса q и ток утечки, можно достичь, объединяя ключи
иа разнополярных транзисторах по выходам и задавая на аналого-
вый вход одного из них нулевой пдтенциал.
Схема, приведенная на рнс..4-3,в, имеет те же сигналы управ-
ления, что и схемы "на рис. 4-3, а, б, и может эффективно исполь-
зоваться в ЦАП и в случаях, когда требуется коммутация преци-
зионных опорных напряжений с .высоким быстродействием. Время
переключения выхода здесь может быть около . 5—30 нс (подроб-
нее эти вопросы рассмотрены в гл. 6).
Прн необходимости коммутировать однополярные сигналы- тока
от высокоомных источников применяют простые двухдиодные ключи
(см. рнс. 4-3, е, &). Когда от схемы управления приходит положи-
тельный, сигнал напряжения иу (рис. 4-3, а), днод Д1 открыт, и
входной сигнал через цепь управления и источник питания шунти-
рован на нулевую шину. Г1рн этом диод Д2 оказывается закрыт
обратным смещением, и входной ток в нагрузку не проходит. При
задании сигнала	№пи управления, которая может иметь
64
относительно высокое выходное сопротивление» закрывается диод
Ди а ток коммутируемого источника через Да проходит в нагрузку.
В схеме рис. 4-3, д меняютси полярности сигналов и включения
диодов .на обратные. Заметим, что данные схемы позволяют под-
ключать к одному проходному диоду Да несколько управляющих-
сигналов через несколько диодов.
4*3. Мостовая диодная схема
Диодный мост, показанный на рнс. 4-5, может служить в каче-
стве аналогового ключа. Если токи 1л и /в равны нулю (или извне
заданы управляющие потенциалы «д<0 и «в>0), то напряжение
ип не будет проходить на /?и (ключ разомкнут). В противном слу-
чае диоды откроются и потенциал «Вх' через сравнительно малые
сопротивления открытых диодов попадет
на Дв. (ключ замкнут). Рассмотрим по-
дробнее работу и свойства этой схемы.
Обозначения на рис. 4-5 соответствуют
замкнутому состоянию ключа. Приняв
для прямых характеристик диодов ап-
проксимацию (1-13) и заметив, что
— ияр+ияых, т. е. представляет собой
сумму собственного смещения нуля клю-
ча иЯ9 н выходного напряжения «вых,
определяющегося «вх и /?н, можно по-
казать, что достаточными условиями
равенства нулю иЯ9 являются: попарная
идентичность диодов Дь Да и Да, Д< и
равенство токов /д н 1в. При 1л=1в с
точностью 10% можно получить сдвиг
нуля «др <2,5 мВ.
Дифференциальное (по переменной
составляющей) /?8.д и усредненное
сопротивления ключа отличаются друг
от друга. При 1л = 1в=1, используя урав-
нение (1-13), имеем:
d (uM — я,)	21
diB ~Фв г2_,-2
Рис. 4-5. Схема диодного
мостового ключа в- замк-
нутом состоянии.
(4-3)
тогда как •
uBX — «o _ <р9 1п_£+‘н	(4.4)
ч (и	:'и i — iH
Вычисленные по формулам (4-3) и (4-4) величины df«sx—«о)/<Ди
и («вх-—«о)Дя ие являются истинными значениями R3.a и /?#.«₽ и
меньше их на величину объемных омических сопротивлений материа-
ла г5. При токе диодов, равном 1—10 мА, гБ составляет 5—15 Ом.
Графики значений (/?зд—гБ) и (^з.ср““гБ)« вычисленные по(4-3)
и (4-4), показаны па рис. 4,-6.
Из выражений (4-3) и (4-4) и графика рис. 4-6' видно,' что ра-
бочей областью значений 1я можно считать
/ц<51/6.	(4-5)
5—787
65
. Температурная нестабильность ио при выполнение (4-5) опреде-
ляется нестабильностью Дэ.ср.
При-точном выполнении равенства 1л=1в температурный сдвиг
нуля отсутствует, а прн малых сигналах описывается уравнением, По-
лученным из (1-16, б), duAt>/d0=Uap/0. Следовательно, нестабиль-
ность нуля прямо пропорциональна начальному смешению нуля и со-
ставляет, при иДр<2,5 мВ d«„/d0<10 мкВЛС. Добившись, чтобы
мдрСО, 1. мВ, можно получить ^«ЯР/40<О;5 мкВ/°С. Это означает,
что при наличия компенсации остаточного смещения нуля мостовой
Рис. 4-7. Полная схема про-
стейшего диодного мостово-
го ключа.
Ряс. 4-6. Зависимости Да.д И Да.ср
от гн для схемы рис. 4-5.
ключ с попарным выполнением Дь Д2 и Дг, Д« может .использовать-
ся для. коммутации сигналов не только высокого уровня, ио и сиг-
налов с диапазонами Я десятки милливольт.
Широко применяемая схема мостового ключа показана иа
рис. 4-/. В разомкнутом Состоянии управляющие потенциалы пода-
клея в точки ид, ив так, чтобы обеспечить закрывание диодов моста.
Здесь возможны два варианта. Первый из них применен в схеме
рис. 4*7. Ои состоит в задании через диоды Д$ и Де в точки ил и ив
потенциалов управления, превышающих любые возможные значения
Ubx\ В этом случае динамическое проходное сопротивление ключа в
разомкнутом состоянии оказывается очень велико. Действительно,
прн выходном сопротивлении источников иул и иув/?вых у оно опре-
деляется формулой Дрх£йД^р/2Двыг.у, где Добр — обратное сопротнв.
ленке диодов моста (предполагается, что ДобР>Даых.у; Да, Да>
$^Двых.у)-
Для современных кремниевых микроплоскостиых или мезадио-
дов, а также коллекторных переходов* эпнтакснальио-планариых
транзисторов Добр составляет 10—50 МОм. При Д»ых.у< 1 кОм име-
ем Др.д>0,5-10* МОм, т- е. практически обратное сопротивление
ключа в наибольшей мере определяется качеством печатной платы,
монтажом и т. п. Однако в этой схеме на выходе существуют не-
желательные утечки. Они образуются обратными токами диодов
«6	'
Дъ, Дь 1*ут=1об>г—А>бр4 0 могут составлять от 0,01 до 10 мкА в диапа-
зоне температур до 4-50° Q Взаимная компенсация г’обрз и loop*
здесь -вряд ли может быть эффективной. Приходится стремиться к
малым значениям JoSp.
- Другой вариант размыкания мостовой схемы ключа — отключе-
ние токов 1а 'и 1в	При этом ликвидируются утечки 1уг, но
обратное проходное дифференциальное сопротивление становится
равным /?о®р и уменьшается до 10—50 МОм.
Важнейшим параметром, определяющим правильное функцио-
нирование схемы рис. 4-7, является качество схем — источников то-
ков 1а и «в, их стабильность, высокое выходное сопротивление й точ-
ность соблюдения равенства /4=fa. Действительно, если выходное
сопротивление источников й и iB недостаточно велико, то не соблю-
дается баланс токов 1а и i‘b по диапазону изменения w8x, причем это
нарушение баланса происходит в неблагоприятную сторону. Кроме
того, деление сигнала на делителях, образуемых прямыми сопротив-
лениями диодов Д( н и выходными сопротивлениями генераторов
тока, увеличивает эквивалентное проходное сопротивление ключа в
Рис. 4-8. Мостовой ключ с управляемыми
генераторами тока в цепях смещения.
замкнутом состоянии. В качестве эффективных генераторов тока
наиболее удобно использовать пару транзисторов п-р-п и р-п-р в ре-
жимах; разобранных в гл. 1 (см. рнс. 1-21).
х Полная схема ИМС ключа с управлением показана на рис. 4-8.
Транзисторы Г» и Г» в этой схеме формируют сигналы управления
генераторами токов- 1а и ia на транзисторах Л и Г5,. В качестве дио-
дов используются коллектор — базовые переходы транзисторов Гв—
Те, причем транзисторы Г*, Ге и Г8; а также Г$, 7т и Ге могут из-
готовляться в единой области подложки, что возможно благодаря
схемному объединению их коллекторов. Пары идентичных транзисто-
ров иа схеме обведены пунктирными линиями. Такой прием упро-
щает технологию, а главное, позволяет получить попарно-идентич-
ные переходы Ге—Г8 н Г?—Ге, чем обеспечиваются равенства ioe&ioa
5»	67
й io7&i<>9. Резисторы Ri—Rq и Rio—Rm должны иметь одинаковые
температурные коэффициенты (равенство	Остаточный раз-
брос 1л и 1в, обусловленный неточностью резисторов, остаточными
параметрами транзисторов Т2 н Т3 в режиме насыщения и разбалан-
сом перепадов напряжений на переходе эмиттер—база Л и Т$ мо-
жет сниматься внешней подстройкой резисторов Rm или /?т. При ра-
боте с сигналами высокого - уровня необходимости в подстройке
обычно нет.
Входной сигнал управления иу<0,5 В (ключ замкнут) или «у>
>2,3 В (ключ разомкнут). Прн выполнении схемы на дискретные,
(иавесиых) элементах в качестве п-р-п транзисторов 71, Т2, Т$ могут
быть использованы КТ315Г, а в качестве р-п-р транзисторов —
КТ316Г илн КТ351Б - Транзисторы Ге-19 заменяют диодами Д220,
диодными оборками КДС523 или КД906А (Б, В).	-
4-4. Ключевые схемы на полевых транзисторах
Юк
К7315Г
ЕСн*~15В
Рис. 4-9. Простой ключ на
полевом транзисторе с уп-
равлением от логических
элементов.
М.
ЗОк
Tt ф Дк/Ао*,
КШМ

Полевые транзисторы широко используют для реализации клю-
чевых элементов, так как отсутствие или малость токов управляющих
электродов снижают составляющие дрейфа тока ключей. Однако
проектирование таких схем требуёт строгого учета характеристик и
структур самих транзисторов.
В ключевых схемах полевые транзисторы применяют при малых
напряжениях сток — исток, т. е. в режимах, далеких от режима насы-
щения- выходных характеристик (ре-
жим, в котором их используют в уси-
лительных каскадах). Прн этом со-
противление канала полевого тран-
зистора, т, е. соиротивлеиие сток —
исток, примерно равно величине, об-
ратной крутизне /?з.д=1/з [см. вы-,
ражение (1-26)].
На рис. 4-9 показан простейший
ключ на полевом транзисторе с р-п
переходом совместно с управляющим
каскадом на биполярном транзисто-
ре. Вход управляющего каскада рас-
считан на сигналы 1 —Ь 2,3—4,5 В
и 0—0—0,5 В. Когда транзистор 7\
насыщен, на затвор полевого тран-
зистора Т2 попадает потенциал,, близ-
кий к нулю; когда Л закрыт, на затворе запирающий потенциал
Заметим, что ключ. рис. 4-9 может служить как дли коммутации
тока, так и для коммутации напряжений и является униполярным,
как и транзистор Т2, ио пе допускает появления положительных (от.
иосительно земли), потенциалов на входе и выходе. Действительно,
при появлении на входе или выходе и>0 переход канал—затвор
открывается, и ток от цепи управления поступает в цепь аналогового*
сигнала.
При токовом входном сигнале и коротком замыкании на выходе
(например, работа иа суммирующую точку ОУ с параллельной
о. о. с.) сопротивление ключа «э.я определяем, подставив в (1-26)
68
значение so=2W“o- При коммутации сигналов напряжения Яэ.д
зависит от входного сигнала:
“Л'оО < *.,« < “5/2iC« (I “о I - I “.X I).
Где ив1 — коммутируемый сигнал. При |uBx|>|u0[ сопротивление
Яэ.д становится равным Rp.a. Для этого ключа оно очень велико и
составляет сотни мегаом и более, Значения Е, а следовательно, и-
ивх ограничены допустимыми напряжениями затвор — канал. Прак-
тически для обычных транзисторов с р~п переходами /?з.д<0,5 кОм.
Рис. 4-Ю. Ключ иа полевых
транзисторах с р-п переходом и
цепями управления.
Рис. 4-11. Ключевая схема на
обедненном МОП-транзисторе
(со встроенным л-каналом).
Ток утечки от цепей управления определяется обратным сопротивле-
нием затвор — канал, а динамические помехи при переключениях —
емкостью затвор — канал.
Для того, чтобы сделать ключ рис. 4-9 двухполярным, его мож-
но модифицировать в соответствии со схемой рис. 4-10, в которой
диод препятствует возникновению прямого тока в переходе затвор—
канал, а конденсатор С обеспечивает перезаряд емкости затвор —
канал при замыкании ключа. Значение коммутируемого сигнала огра-
ничивается необходимостью соблюдения условия размыкания ключа
Мвх<£—Uq.
Исключить влияние тока затвора в любых режимах можно, ис-
пользуя в.качестве коммутирующего элемента полевые транзисторы
с изолированным затвором — МОП-транзисторы. Однако в этом слу-
чае возникают проблемы, связанные с утечками через подложку.
Если использовать полевые МОП-транзисторы, работающие в
режиме объединения и имеющие n-канал, то благодаря высокой кру-
тизне этих приборов и возможности работать при больших поло-
жительных смещениях на затворе удаетси построить схему ключа-
рис. 4-11 для-коммутации токов и малых напряжений (0—0,1 В),
обладающую очень хорошими характеристиками: RB.j<100 Ом,.
Rp >500 МОм при практически полностью отсутствующих 1ут.
Прн сигнале управления 0 (напряжение менее 0,5 В) ключ замк-
нут, при сигнале управления 1 (напряжение 2,3 В) ключ разомкнут.
В других случаях, в особенности при выполнении целых комму-
тационных специализированных устройств в виде больших интеграль-
ных схем (БИС), широко используют приборы, работающие с- обо-
гащением, которые хотя и имеют худшие значения Ra.a (100— 
§00 Ом), однако позволяют выполнить всю схему (например, много-
канальной коммутатор с управлением) в виде одного монокристалла.
6$
Глава 5
СХЕМЫ ВЗАИМНЫХ ПРЕОБРАЗОВАНИЙ СИГНАЛОВ
постоянного тока и импульсных Сигналов
*<А можешь ли ты стать каким-нибудь другим
зверем, например мышью?» — спросил Кот.
Шарль Перро. «Кот в сапогах»
При измерении физические величины, как правило,- первоначаль-
но преобразуются в аналоговые сигналы тока или напряжения. Меж*
ду тем передача информации на большие расстояния, ее запоминание
(например, запись иа магнитофоне) или обработка с помощью циф-
ровых вычислительных машин требуют иных форм представления,
так как аналоговые сигналы плохо поддаются точному длительному
запоминанию и сильно искажаются прн передаче по проводам за
Счет потерь и помех. Поэтому существует множество схем преобра-
зования аналоговых .сигналов тока или напряжения, прежде всего
сигналов постоянного тока, в сигналы других видов: аналогово-циф-
ровые преобразователи (АЦП), широтио-импульсные (ШИМ) и час*
тотио-импульсиые модуляторы (ЧЙМ). Первые будут рассмотрены
в гл. 6. Здесь остановимся на двух типах элементов, необходимых
для построения АЦП, — компараторах и схемах слежении (хране-
ния), а также на схемах взаимных преобразований сигналов постоян-
ного тока и сигналов ШИМ или ЧИМ.
s«l. Компараторы
Простейшим преобразователем сигналов постоянного тока в им-
пульсный сигнал является компаратор. Определим компаратор как
элемент, реализующей функцию:
1 при 2 Авх^> О
Лвых =	(5-1)
О при 2 АВх/ < О
/
где SA»xj — сумма входных аналоговых сигналов (сигналов тока
или напряжения), причем значение функции в нуле не определяется.
Эта неопределенность вполне соответствует.физической сущности яв-
лений в реальных схемах пороговых элементов, частным случаем ко-
торых являются компараторы. Природа не знает точных значений
(всегда'существуют шумы), ие может быть и- точного, нулевого зна-
чения SAbxj, которое существовало бы в течение времени,-отличного
от нуля. Поэтому выход компаратора может и должен находиться
только в одном нз крайних состояний: 0 нлн 1.
Неопределенность состояния выхода компаратора при нулевом
входном сигнале нет необходимости уточнять еще по одной причин^}
реальный компаратор всегда обладает петлей гистерезиса, отличная
от нуля. Действительно, можно сконструировать схему компаратора
с положительной (рнс. 5.1, а), нулевой (рис. 5.1,6) или отрицателе
иой (рис. 5.1, в) петлей гистерезиса. При этом наличие последней
означает появление автоколебаний в схеме, когда аргумент функций
70
Лвых находится в зоне изменения состояния и?. Автоколебания возни-
кают потому, что в зоне ие оба возможных состояния выхода оказыва-
ются неустойчивыми (рис.Л-1, в). Появление автоколебаний недопусти-
мо, поэтому отрицательная петля гистерезиса для воспроизведения
функции (5-1) непригодна. Точная настройка на нулевую петлю гисте-
резиса физически невозможна; дрейф компонентов схемы приведет к
появлению либо положительной, либо отрицательной петли гистере-
зиса. Это относится и к компараторам, имеющим пороговые элемен-
ты с положительной обратной связью (п. о.с.). Можно получить ха-
Рис. 5-1. Формы передаточных характеристик вход—выход компара-
торов.
рактеристнку (5-1), используя О,У без обратной связи и не вклю-
чая в схему пороговый-элемент (рис. 5-1, г). Такая характеристика
недопустима для многих применений из-за наличия зоны состояния
выхода вида не «нуль» и ие «единица», в которой компаратор мо-
жет затягивать фронт на выходе^на неопределенное время. Практи-
чески это означает появление условий, часто недопустимых для ра-
боты последующих логических элементов.
Из сказанного ясно, что компаратор должен обладать положи-
тельной петлей гистерезиса, которая вместе с тем должна быть ми-
нимальной, т. е. требования к компаратору могут быть сформулиро-
ваны следующим образом:
«г-*0;	тк->0,	(5-2>
где «г —петля гистерезиса; тк —время переключения выхода.
Практически достичь условий, близких к идеальным, выражен-
ным в (5-2), можно, соединив последовательно ОУ с большим коэф-
фициентом усиления и нелинейной о. о. с., предохраняющей его от
перегрузок, и пороговый элемент с умеренной петлей гистерезиса и
высоким быстродействием (последнее, естественно, относится и к уси-
лителю). Усилитель может служить и в качестве сумматора для об-
разования SAbxj. Вопрос состоит в построении схемы порогового-
элемента. В-его основу должна быть положена схема, подтвержда-
ющая за счет п. о. с. состояние на своем выходе путем передачи ча-
сти выходного сигнала на вход с ;ф>1. Для того, чтобы входной
^игнал мог иеревести схему в противоположное состояние, ему при-
дется скомпенсировать сигнал подтверждения, равный	где
АВых*— значение сигнала на выходе схемы, соответствующее данному
крайнему состоянию. Это и есть причина возникновения петли гисте-
резиса при п. о. с.	.
71
Одна нз возможностей построения пороговых элементов — ис-
пользование ОУ с п. о. с. Кажется привлекательным для ее введения
использовать неинверсный вход дифференциального ОУ. При этом
требуется получить петлю гистерезиса в определенных пределах (не
слишком большую, и не слишком малую) и, что еще важнее, исполь-
зовать сам усилитель в линейном режиме, чтобы за счет перегру-
зок не уменьшилось быстродействие. Кроме того, обычно для рабо-
ты с последующими логическими элементами требуется, чтобы вы*
Рнс. 5-2. Схемы пороговых элементов.
ходное. напряжение менялось в достаточно узких пределах как в
состоянии 1, так и в состоянии 0. Для получения достаточно ограни-
ченного выходного напряжения усилителя в его о. о. с. между выхо-
дом и инверсным входом можно включить зенеровский диод (ста-
билитрон). После пробоя такой диод благодаря малому сопротив-
лению в этом режиме обеспечит глубину о. о. с., большую, чем у
п. о. с., которая может быть введена, через делитель. Именно такая
ситуация и нужна, так как в этом случае о. о. с. «остановит» действие
п. о. с., и вместе с тем в диапазоне выходных сигналов, при которых
диод будет закрыт, ю. о. с. окажется весьма малой. Таким образом,
схема порогового элемента приобретает вид рис. 5-2, а, где для сим-
метрии характеристики выхода включены два стабилитрона. Заметим,
что в этой схеме в случае изменений после фиксации состояния
будет изменяться и потенциал иеинверсного входа, что в свою оче-
редь приведет к Изменениям выхода.
Такая зависимость ивых от иах неудобна. Ее можно существен-
но снизить, если /?2 заменить иа .два встрёчио-параллельно включен-
ных диода, как показано на рис.’ 5-2, б. При этом потенциал неин-
версного входа практически перестанет изменяться при напряжениях
«вх, превышающих Дсрк — контактную разность потенциалов р-п пе-
реходов диодов. Способность пороговой схемы выдерживать пере-
грузки входа без перегрузок усилителя становится практически не-,
ограниченной. Для управления логическими цепями не требуется сим«
метричного перепада «вых, а вполне достаточно + иОт-*-0 (иС7 — иа-
напряженне пробоя стабилитрона). Обычно допустимо 'вместо 0
иметь небольшой сигнал противоположного знака, который при не-
обходимости легко может быть скомпенсирован. Для потенциальных
интегральных микросхем на биполярных транзисторах (например,
К155, К133, К158) целесообразно иметь +uCJ и — ипр (прямое паде-
ние напряжения на стабилитроне). Таким образом, получаем схему
рнс. 5-2, б. Петля гистерезиса для нее несимметрична относительно
72
нуля и равна:
“г - (% + “пр) (*0+ + W
ВхЛ
^О
JM.
ДстЪ
Дст1
ОУ.
Рис. 5'3. Компаратор на
н этот факт можно н должно учесть* прн введении ограничений в
предварительном суммирующем ОУ, образующем ЛЁАвх/. Введение
такого усилителя с коэффициентом усиления k сузят иР в k раз.
' Полная схема компаратора
получает вид, показанный на рис.
5-3. Схема дополнена инвертором
фазы выходного сигнала н имеет
два входа, * что позволяет сравни-
вать однополярные сигналы.
Вместо - дифференциального
ОУ с п. о. с. в качестве порогово-
го элемента можно использовать
интегральную микросхему триггера
Шмитта (триггер с эмиттерной
связью). Эта микросхема входит
в серии К122 и К118.
Две основные характеристики
компаратора (рис. 5-3) выражаются следующим образом;

Up —	4” ^у»
(5-4)
где Ur.n — петля гистерезиса порогового элемента; k — коэффициент
усиления суммирующего усилителя без о. о. с; тп и ту —• времена за-
держки сигналов в пороговом элементе и усилителе. Используя ОУ
типа К153А, можно получить «Р<5 мВ, тк<10 мкс.
$-2. Схемы слежения — хранения (фиксации напряжений)
Иногда эти схемы называют схемами аналоговой памяти, так
как их задача — запоминание на определенное время (период хра-
нения) сигнала, который был на входе в период слежения. Очевид-
ная трудность построения — наличие систематических составляющих
дрейфа у ключевых схем и ОУ. Дело в том, что в той или иной фор-
ме все схемы фиксации построены иа заряде конденсаторов до уров-
ня, равного входному напряжению ивх, я сохранения этого уровня
неизменным в течение времени фиксации тф. Работа схемы фиксации
должна проходить в двух режимах: режим слежения, когда напря-
жение иа запоминающем конденсаторе С$ следует за uat, и режим
хранении. Переходы от одного режима к другому должны быть прак-
тически мгновенными. Последнее требование теоретически выполнить
невозможно, так как нельзя построить схему, с бесконечно большой
скоростью перезаряжающую конденсатор (ток через кее должен
быть бесконечно велик). Однако время переключения может быть до-
статочно малым и не вносить существенной погрешности.
В качестве простейшей схемы фиксации можно использовать ин-
тегрирующий усилитель. В схеме иа рис. 5-4, а в зависимости от ре-
жима усилитель является либо инвертором (т. е. усилителем с коэф-
фициентом передачи—1) с ограниченным быстродействием (режим
слежения) —последнее определяется постоянной времени Я^Сф, ли-
бо интегрирующим усилителем с «оторванным» входом. Так как в
режиме слежении конденсатор Сф получает заряд, обеспечивающий
6-737	73
напряжение иа нем, равное ивх, то при разрыве цепей Я и Яр клю-
чами н Лл2 напряжение остается на Сф. Точностные и прочие
характеристики этого устройства и требования к ОУ аналогичны
тем, что рассматривались для интегрирующей схемы в гл. 2.
В схеме, изображенной на рнс. 5-46, используется неинверсный
вход дифференциального усилителя. Эта схема имеет существенно
большей быстродействие, поэтому ее можно рекомендовать для. ра-
Рнс. 5-4. Схемы слежения — хранения (фиксации или запоминания
напряжений).
боты совместно с АЦП. Влияние входных токов дифференциального
усилителя может, быть уменьшено в этой схеме, если ее дополнить
до полной симметрии обоих .входов, как это показано на рис. 5-4, в.
5-3, Частотно- и широтно-импульсные модуляторы на ОУ
Частотно-импульсным модулятором называют схему, в которой
происходит генерация импульсов напряжения или тока, частота ко-
торых /вых связана со входным сигналом Д8х напряжения или тока
прямой пропорциональной зависимостью:
/вых = s/-^bx = 1/Твых»	(5-5)
где Sf — крутизна преобразовании, имеющая размерность Гц/В или
Гц/А, а Твых — период колебаний иа выходе схемы.
Уравнение (5-5) можно написать в виде «/АвхГВых=1, где про-
изведение входного сигнала иа период колебаний—постоянная ве-
личина. Произведение, аналогичное стоящему в левой части, получали
с помощью интегрирующего ОУ. Действительно, если иа входе ин-
тегратора (см. гл. 2) задан постоянный сигнал иВх, то его выходное
напряжение
Нвых в ^вх
Если зафиксировать Ивых=Иоп, прн котором отсчет / прекратит-
ся, и потом сразу начать новый цикл с нуля, то в результате получим
схему, для которой действительно соотношение
/вых = 1/ТВых ~ ^В2//?Си0П.	(5*6)
Вместо фиксации момента; когда	можно запоминать
иа интеграторе напряжение Нол и возвращать под действием мВх вы-
74
ход интегратора к нулю, а момент «вых“0 фиксировать компарато*
ром. Пример такой схемы, эффективно использующей дифференцн-
альиый вход ОУ для задания начального «вых—йов» показан на
рис. 5*5, а. Здесь ждущий мультивибратор МВ генерирует по снгпа-
лу переключения компаратора К импульс с калиброванной вольт-се-
кундной площадью. Добиваются этого включением на его выходе
ключа и точной фиксацией длительности промежутка времени, когда
Рис. 5-5. Частотно-нмнульсный мо-
дулятор на базе интегрирующего
ОУ.
Рис. 5-6. Широтно-импульсный мо-
дулятор на ОУ.
Вых.
ключ замкнут. Вариант такого мультивибратора показан ниже иа
рис. 5-11, а. Действие схемы основано на том, что прн поступлении
с мультивибратора иа вход <+» дифференциального ОУ импульса с
амплитудой «он н длительностью /«мп иа выходе ОУ (при нулевом
входном сигнале на входе «—>) появится напряжение
ину = коп(1 "Ь^имп/ЯС).
Так как импульс мультивибратора практически мгновенно соз-
дает иа выходе интегратора сиачок напряжения (рис. 5-5, б}, то он
неизбежно возвращает компаратор К в положение ожидания мо-
мента перехода к отрицательному напряжению на выходе усилите-
ли ОУ.
Если учесть действие иЛ1, то промежуток времени Гвых между
срабатываниями К можно определить из равенства
«ВЫХ	= «ну ~ «ОП (1 4* ^имл/^Q
и-ли
ГцЫХ — (ЯС+ /ими) аоп/иВХ’
Сравнивая последнюю формулу с (5-5), можно видеть, что
•Авх н Sf=lJ(RC+tKua)uoJi. Понятно, что при «вхСО компаратор К
должен запускать мультивибратор отрицательным перепадом, а не
положительным, как показано иа рис. 5-5, б, и ПопСО.
Рассмотрим .организацию широтно-импульсного модулятора
ШИМ с использованием дифференциального ОУ. В схеме рнс. 5-6, а
фиксирующее звено -(см. рис. 5-4, в) дополнено цепью подведения то-
ка ion (резистор R). Когда ключи на схеме замкнуты, цепь не влияет
на слежение за напряжением uBS, но при нх размыкании происходят
интегрирование от фиксированного напряжения иаых=^вх до нуля.
Дополнив схему компаратором К и триггером Тг, управляющим со-
стоянием ключей, получим полную схему ШИМ-преобразоваиия. Вре.
менная диаграмма работы схемы показана на рис. 5-6, б. Из нее вид-
но, что длительность импульса на выходе Тг прямо пропорциональ-
на иВх.
Рассмотренные схемы рис. 5-5 и 5-6 страдают одним общим не-
достатком: сравнительно большим объемом оборудования. Это, в
свою очередь, приводит к накоплению ошибок от различных элемен-
тов. В целом погрешности колеблются в пределах 0,1—1% в зависи-
мости от состава и качества элементов.
Диапазоны изменения выходных величии находятся в сильной
зависимости от динамических характеристик используемых ОУ, в том
числе и тех, что употреблены в компараторах. Максимальная девиа-
ция f частотных модуляторов составляет 0—100 кГц без специаль-
ных мер по повышению быстродействия и при их применении может
быть доведена до 0—500 кГц. Диапазоны длительности ШИМ могут
находиться *в пределах от 0—100 мкс до 0—100 с.
Широкие диапазоны девиации частоты и длительности импульсов
трудно практически осуществить в специализированных элементах,
рассматриваемых ниже. Эти последние, уступая в ширине диапазо-
нов, требуют значительно меньше оборудования и во многих случаях
точнее схем на ОУ.
5-4. Специализированные элементы преобразования напряже-
ния во временной интервал
Для получения импульса с длительностью, пропорциональной
входному сигналу, необходимы интегрирующая цепь и компаратор
для определения момента начала разряда интегрирующего конденса-
•тора. Такая структура реализована в- ИМС рис. о-7, отличающейся
от обычного ждущего мультивибратора более строгими требования-
ми к генератору тока <р и параметрам транзисторов Т$ и Ге, обра-
зующим компаратор. Для того, чтобы развязать цепи запуска и соб-
ственно схему ШИМ, предусмотрен дополнительный ключ иа тран-
зисторе Л. В схеме, показанной иа рис. 5-7, вместо диодов исполь-
зуются транзисторы в диодном включении.
Генератор тока в схеме рис. 5-7 реализован на транзисторах Г3
и Г* по схеме с компенсацией температурной нестабильности перепа-
дов эмиттер — база.
Разберем сначала работу схемы в отсутствие цепи Ru—Г3.
В исходном состоянии транзисторы Л и Г 2 закрыты, и иа их объеди-
ненных коллекторах образуется напряжение, равное и№. Если на
76
вход Запуск задай скачкообразный положительный перепад напря-
жения, то транзистор Т\ открывается и кратковременно насыщается,
фиксируя на коллекторах Т\ и Тг напряжение, близкое к нулю. При
этом, так как заряд конденсатора мгновенно ие меняется, иа пра-
вой пластине конденсатора С2 (т. е. базе Г$) возникает перепад,
равный иК9нас—ивхотноснтельио земли (^КЭаас—остаточное напря-
жение на коллекторе насыщенного транзистора), закрывающий тран-
зистор Гв и диод — коллекторный переход транзистора Г6 (этот диод
необходим, чтобы ликвидировать токи утечки эмиттерного перехода
Рис. 5-7. Широтно-импульсный модулятор — ждущий мультивибра-
тор.
Гб). Потенциал коллектора Г5 возрастает и через эмиттерный повто-
ритель на транзисторе Tj н делитель напряжения Ru, R13 насыщает
транзистор Г2, подтверждая состояние схемы. Так схема оказывается
в квазиустойчнвом состоянии, соответствующем формированию Гвых
иа выходе (эмиттере Г?). Так как перед запуском напряжение иа ба-
зе Гв равно ^вэнаст^д	— напряжение эмиттер— база
транзистора Г9 в насыщении, а Уя — напряжение на открытом диоде
коллектор — база транзистора Ге), то сразу носле опрокидывания
схемы напряжение в это» точке "нБ5=(А,эяао—уд+укэ»асТоК
коллектора Г* перезаряжает С2 через сопротивление насыщенного
транзистора Г» и источник питания. Перезаряд благодаря стабили-
вации тока осуществляется почти линейно. В этом режиме напряже-
ние иа правой пластине Cg (базе, транзистора Гб) описывается
уравнением
“65 (0  инб5+ ip ilCgt	, (5-7)
где
‘р = (Я1-“э«)/Яи:	(5-8)
u8t—напряжение эмиттера а отсчет времени t ведется от момен-
та запуска схемы. Когда напряжение.на базе Г# становится больше
77
нуля и равным <*065, Г5 н Т6 начинают открываться, схема опроки-
дывается и возвращается в исходное состояние после заряда че-
рез ₽» н смещенные в примем направлении переходы Г$ и Ге.
Указанные иа схеме номиналы соответствуют Гвых.мако™! мс прн
0<пта<10 В. Запуск от логических схем осуществляется перепадом
0,3—(2,3—4,5) В. Конденсатор С*— слюдяной (типа КСО), резис-
тор — типов БЛП, МРГЧ или иного типа повышенной стабиль-
ности. Точная настройка Твых.макв осуществляется подстройкой Ri,
Rs или Rio. В варианте на дискретных компонентах п-р-п транзисто-
ры КТ315Г (КТ373А); 7\ —КТ361Г кли КТ351Б.
График напряжений в схеме показан на рис. 5-8.
Если считать ip постоянным, то длительность выходного, импуль-
са определится нз выражения (5-7) в виде
лр	(цнб5~~ Ц>бв) ^2 _	у- Q,
* вых—	.	1	(5-9)
прн |«иИ|«0 или а.х-«УБэ<1ас+Уд+£/кэвааг!,ых=0- Иными слова-
ми, характеристика элемента будет иметь небольшую зону нечувст-
вительности, -равную ^Бэн8с"*"^д^"^кэнас (линия /, рис. 5-9). Зона
нечувствительности мала (<0,5—1 В) по сравнению со шкалой пВх
Рис. 5-8. Временная диаграмма ра-
боты схемы рис. 5-7.
Рис. 5-9. Характеристики эависи-
мости длительности выходного им-
пульса Гвых от Мвх (для схемы рис.
5-7).
(0—10 В) и может быть скомпенсирована (линия 2, рис. 5-9) зада-
нием в коллекторы Та и Ft от сравнительно высокоомного источника
такого ТОКа ^омп, чтобы има/^С/вЭнас+^д+^КЭнас» в схеме
рис. 5-7 эта цепь состоит из резисторов Rt и Ri.
Заметим, что ip должен обеспечивать насыщение транзистора Те,
т. е. <р>^м/Лз1э» где ^к»“ток коллектора насыщенного транзисто-
ра Ts (если цепь Ru—Т8 и /ф отсутствуют).
При должном качестве транзисторов (например, КТ315Г н
КТ361Г), конденсатора С» (должен иметь малые утечки и темпера-
турную нестабильность) н резистора Ra схема иа рнс. 5-7 может
обеспечить погрешность преобразования в диапазоне ОД—0,2%.
78
В отсутствие Ян—Тв схема имеет два связанных друг с другом
недостатка. Во-первых, заряд конденсатора Cg В паузе между пре-
образованиями происходит по закону
(5-10)
где uKi,2 — коллекторное напряжение транзисторов Л и Тг, T=R$Ca
и / отсчитывается от конца интервала Тлт. Это означает, что для то-
го, чтобы обеспечить Ubi,2^«bx перед следующие преобразованием и
ие потерять точность из-за их разности, требуется время tn** (6-5-7) Г.
Во-вторых, если ивх скачком или достаточно быстро и с достаточно'
большой амплитудой уменьшится на Д^вх, то через Ct пойдет ток,
равный Дивх/Яв. Если этот ток окажется больше /р, то транзистор Тг
закроется перепадом напряжений и произойдет запуск схемы. По-
пытки устранить первый недостаток, уменьшая Яв, усугубляют вто-
рой и наоборот.
В качестве выхода из положения можно использовать такой
прием: создать для компаратора на транзисторе Тг подтверждение
состояния, т. е. охватить его дополнительной п. о. с. Проще всего это
сделать, подключив, как показано на рис. 5-7, дополнительный источ-
ник тока ц на транзисторе Гв и резисторе Ян, который должен уве-
личивать ток базы транзистора Те в режиме насыщения, но отклю-
чаться во время формирования Твы*. Реально прн 1р& 100-5-200 мкА
иметь 1-5-2 мА, что позволяет снизить сопротивление резистора Яв
в схеме рис. 5-7 примерно в 5—10 раз. Соответственно и-fn умень-
шится в такое же число раз.
5-5. Частотно-импульсные модуляторы на управляемых автоко-
лебательных мультивибраторах
Если в формуле (5-9) u«econst, то Твых обратно пропорцио-
нально ip.- Следовательно, управляя ip в кольцевой схеме из двух
широтно-импульсных модуляторов рис. 5-7, построенной так, чтобы
Выходной импульс одного запускал второй и наоборот, можно по-
лучить)
f — 1/2ТВых = fp/2 (aHgs—Цэбб) ^2»
т. е. частотную модуляцию (5-5).
При этом необходимость в ключах иа Л и Тг (см. рис. 5-7) отпа-
дает. Формирование перепадов можно осуществить и на коллекторах
транзисторов Г9. Таким образом, приходим к автоколебательному
мультивибратору с управляемыми генераторами тока в цепях пере-
заряда конденсаторов (рис. 5-10, а). Однако просто мультивибратор
не будет иметь линейной характеристики нз-за того, что в зависи-
мости от частоты (т. е. от ip) будет меняться инсб, так как время
паузы tn между импульсами иа каждом выходе мало. Заряд кон-
денсаторов Ci и Сг происходит по уравнению (5-10). Для того, что-
бы процесс заряда можно было считать законченным, необходимо
время не меиьшее, чем бТащ, Приемы сокращения времени дереза-'
ряда, реализованные в схеме рнс. 5-7, здесь малопригодны.
Обратим внимание иа то, что перепады напряжений на выходах
схемы рнс. 5-10, а постоянны. Следовательно, можно фиксировать
эти напряжеиня иа уровнях, значительно меньших, чем Е, используя
для формирования напряжений выходов только начальные, крутые
участки экспоненты (5-10). Так, если фиксировать в качестве Пере-
79
пада значение £$==£/3, то время достижения этого уровня составит
всего <ф=0,4Т, где T^RtCz^RiCt. Для фиксации уровней в ехеме
рис. 5-10, а использованы диоды Д1 и Дг. Графики напряжений в
схеме показаны на рис. 5-10, б. Определим частоту автоколебаний
схемы. По аналогии с (5-9) имеем для двух полупериодов колебаний
схемы:
«jCi/fpi; Гвыха = u2Ca/tp2,
где и^игЗ&Еф,
Рис. 5-10. Частотно-импульсный модулятор по схеме управляемого
симметричного мультивибратора.
Уравнение для частоты имеет вид:
f = 1/(Гвых< + Т’выхг) “ ^pi * р»/(<*1^х*ря "Ь
Следовательно, главное условие линейности —идентичность гене-
раторов токов перезаряда fpi и iv3 конденсаторов Сг и Cg и равенст-
во ui=ua, так как только в этом случае f линейно зависит от ip=>
*₽lpl = lp2.
Отметим одно важное обстоятельство, относящееся к схеме
рис. 5-10, а. Дело в том, что если оба транзистора Л и Га одновре-
менно окажутся насыщены, например, сразу после включения пита-
ния, то автоколебания в схеме не возникнут. Отсюда следует, что
не нужно выбирать !рмив много большим, чем ‘рмии»«ик//121эм»ч-
где Грмян — минимальный ток генераторов тока, соответствующий
минимальной f-, iBx — ток насыщенных Л и Г5; Л21Эмиа—мнинмаль*
но возможный коэффициент передачи по току этих транзисторов.
Максимальная девиация (отклонения) частоты ограничена свер-
ху временем фиксации уровней на коллекторах закрытых транзис-
торов Г4 и Тг, т. е. для нашего случая /макс^й.ЗбДг.тС,
При указанных на схеме номиналах частота генерации изменяет-
ся линейно в диапазоне от 2 до 10 кГц при изменении от 10 до
—10 В. Подстройка характеристики преобразования может произво-
диться делителем /?з> Rt', конденсаторы Ct, С2 — слюдяные (типа КСО
с допуском 5%); резисторы Rz, —БЛП, МВСГ, МРГЧ (допуск
менее 1%).
80
Схема рис. 5-10, а может работать в диапазоне частот примерно
до 100—500 кГц. На более высоких частотах в характеристику пре-
образования будут вноситься существенные нелинейные искажения
за счет конечного времени выхода транзисторов из насыщения. По-
этому в радиотехнических диапазонах требуются схемы ЧИМ с не-
насыщенными транзисторами, В таких схемах либо вводится нели-
нейная о. о. с. через диоды Шоттки, защищающая транзисторы от на-
сыщения, либо переходят к схемам с питанием эмиттеров транзисторов
от генераторов тока. Схемы этих типов могут работать до частот
в десятки мегагерц.
5-6. Преобразователи сигналов ШИМ и ЧИМ в сигналы посто-
янного тока
В основе преобразователей ШИМ- и ЧИМ-сигналов в постоян-
ный ток обычно лежит принцип усреднения ШИМ-сигнала на фильт-
рах низкой частоты. В случае ШИМ-сигнала, имеющего постоянную
частоту, или ЧИМ-сигнала рис. 5-5, б достаточно ключа с опорным
напряжением на входе и с фильтрами, осредняющими импульсы ка-
либрованной вольт-секундной площади (рис. 5-11,а).
Рис. 5-11. Схемы демодуляции ШИМ (а) и ЧИМ (б) сигналов и
ждущий МВ (в) с калиброванной стабильной длительностью' выход-
ного импульса 40 мкс и временем восстановления (паузы) менее
10 мкс.
81
Для сигнала, показанного на рис. 5-10,6, необходимо сначала
Сформировать калиброванные импульсы. С этой целью фронтом им-
цульсов ЧИМ-сигнала запускают ждущий мультивибратор с высо»
кой стабильностью длительности (рис. 5-11, е). Сигналы такого муль-
тивибратора периодически включают ключ — формирователь ампли-
туды Кл, и импульсы с выхода последнего осредняют на ОУ с
многозвенными фильтрами (рис. 5-11,6).
Основная задача здесь — построение ждущего мультивибратора
с достаточно быстрым восстановлением исходного состояния. Дело
в том, что коэффициент нередачн всей схемы
Ывых//вх — яИоп ^имп ^уф»
где а — коэффициент, показывающий, производится ли запуск муль-
тивибратора от одного (например, положительного) или от обоих
фронтов импульсов входного сигнала (соответственно аг=1 или в =
= 2); «оп — перепад, равный амплитуде импульсов иа выходе клю-
чевых схем; /пмп — длительность импульса мультивибратора; &Уф —
коэффициент усиления по постоянному току ОУ с фильтрами. В слу-
чаях, показанных на схемах рис, 5.11, йуф=Яр /(2ЯХ4“ДХ).
Таким образом, выгодно иметь ^нмп как можно больше. Однако
/имя принципиально ограничено сверху максимальной входной часто-
той /ямп < 1/л/вх.мако, иначе импульсы мультивибратора станут длин-
нее периода. Для упрощения фильтрации, выгодно использовать ко-
эффициент а=2. Вместе с тем требуется время на восстановление
исходного состояния схемы мультивибратора /п, которое не может
быть нулевым. Выше при рассмотрении схем ШИМ. и ЧИМ на муль-
тивибраторах были выработаны некоторые приемы, снижающие tn.
Следуя им, можно прийти к схеме рис. 5-11, в, в которой предусмот-
рены два входа для получения а=2, Генератор тока заменен резисто-
ром, поскольку условие постоянства тока разряда конденсатора
здесь ие накладывается, но приняты меры для стабилизации перепада
на коллекторах Tt, Г2. Диоды Д1—Д2 включены так, что при высо-
ком потенциале иа коллекторах Т t, Г2 токи, текущие через Д\ и Д2|
одинаковы, что обеспечивает температурную стабильность уровня ог-
раничения, так как последний становится равен Е$ независимо от
дрейфа Д1 н Да- Исходя из этого выбирается из равенства (Е\—
В этой схеме не действует фактор, ограничиваю-
щий Re снизу, как это было в схемах ШИМ, поэтому нетрудно по-
лучить /?вС8=0,1-ьО,05/?1Сз. Так, как перезаряд Сз при формирова-
нии импульса н в процессе восстановления происходит по закону
(6-10), но отношение уровня отсечки к напряжению Е может быть,
выбрано менее или равным 1/3, то нетрудно получить время восста-
новления tu^0,2/ямп, что вполне удовлетворительно: В схеме можно
использовать транзисторы типа КТ315Г, диоды — типа Д220.
Выходное сопротивление ключевых схем, работающих на фильт-
ры в схемах рис. 5-11, а и б, должно быть мало по сравнению с со-
противлением фильтра, причем примерно одинаково в обоих состоя-
ниях. В противном случае при демодуляции и фильтрации могут
возникнуть существенные нелинейные искажения. С этой точки зре-
ния оптимальным представляется применение схем типа рис, 4-3, в,
82
Глава 6
ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ИНФОРМАЦИИ
... Смотря, отрежь
Не больше и не меньше ты, чей фунт.
Хотя б превысил иль уменьшил вес
На часть двадцатую двадцатой доли
Ничтожнейшего скрупула, хотя бы
На волосок ты отклонил иглу
Твоих весов — то смерть тебя постигнет.
Шекспир. «Венецианский купец»
(перевод Щепкнвой-Куперник)
6-1. Логические (цифровые] схемы
Для операций над логическими сигналами (0 и I) и представ*
леиия информации в цифровой форме служат логические схемы. Не
рассматривая многочисленные способы представления цифровой ин-
формации (отличающиеся как с формально-логической, так и со схем*
ной точки зрения), остановимся вкратце на схемотехнике трех полу*
чнвшях сейчас наибольшее распространение типов логических микро*
схем. Все они — потенциального типа, т, е. построены иа базе простых
усилителей постоянного тока с непосредственными связями без ис-
пользования конденсаторов. При построении всех трех использован
тот факт, что на основе одного элемента, выполняющего логическую
функцию И—НЕ или ИЛИ—НЕ, можно построить любую, сколь
угодно сложную систему для обработки цифровой информации.
Элемент И—НЕ (вентиль, схема совпадения) имеет на выходе
сигнал 1, когда хотя бы на одном нз входов есть сигнал 0. Входов
может быть от двух до восьми (в большинстве случаев). Только в слу-
чае, когда иа всех входах оказываются сигналы 1, выход схемы И—
НЕ становится нулем (0). Элемент ИЛИ—НЕ, напротив, имеет на
выходе сигнал 0, когда иа любом из входов имеется 1, и его выход
переходит в состояние 1 при сигналах 0 иа всех входах. Таким обра-
зом, если поменять названия сигналов 0 и 1 на противоположные,
то элемент И—НЕ станет схемой ИЛИ—НЕ, а элемент ИЛИ—НЕ —
И—НЕ. На рис. 6-1, а показана принципиальная схема двухвходово-
го элемента И—НЕ транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ). Его
Рис. 6-1. Базовые схемы ТТЛ,
83
функциональное обозначение (оно уже встречалось выше} показано
на рнс. 6-1, б. Для упрощения логических цепей часто используют
«логические расширители по ИЛИ». Схема такого четырехвходово-
го расширителя показана на рис. 6-1, в, а на рис. 6-1, г —его функ-
циональное обозначение. Эти две схемные конфигурации являются
основными. Практически все схемы ТТЛ строят на их‘основе—раз-
личия могут быть только и числе входов.
Схемы рис. 6-1 работают следующим образом. Транзисторы Ti
представляют собой миогоэмиттеряые • транзисторные структуры.
Эквивалентная схема Г] с резистором показана на рис. 6-1, д.
Если иа любом из входов оказывается низкий уровень' (0), лежа-
щий в диапазоне 0—0,5 В, то эмиттерный’ переход данного входа
смещается в прямом направлении, и через него начинает проходить
ток. На эквивалентной схеме рис. 6-1, д этому соответствует про-
хождение тока через диоды Д1 п (или) Дч. При этом коллекторный
переход закрыт (Д3 на . рнс. 6-1, д ие проводит). Базовый ток
транзистора отсутствует, и он также закрыт. Следовательно, иа
коллекторе Т2 появляется высокий уровень (близкий к +Е=+5 В),
а иа эмиттере — потенциал, близкий к О В. Поэтому в схеме рнс.
6-1, а эмиттерикй повторитель иа Т3 открывается током, протекаю-
щим через /?2, а транзистор Г4 закрывается.
На выходе схемы рпс. 6-1, а формируется сигнал 1, лежащий
в пределах 2,4—4,5 В. Если все входы схем рис. 6-1 находятся под
высокими потенциалами (1 —в пределах 2,3—4,5-В), то эмиттер-
ные переходы 7\ закрываются, так как базовый ток Ти протекая
через открытый (смененный в примом-"направленнн) коллекторный
переход Ti и базу Г2, сместит их в обратном направлении, что со-
ответствует смещению напряжения иа входах обоих диодов Д\ и
Д2 (рис. 6-1, д) в сторону высокого уровня. Дноды Д\ н Дг окажут-
ся закрыты, а Дз открыт для базового тока Т%. Транзистор Т2 на-
сыщается, и в схеме рис. 6-1, а потенциалы точек Ди В стйиовякя
одинаковыми. При этом транзистор насыщается, а транзистор Та
и диод Д оказываются почти полностью закрытыми. На выходе схе-
мы устанавливается ннзкнй потенциал 0, лежащий в пределах 0—
0,4 В. Если выходы схемы рис. 6-1, в присоединить соответственно
к точкам А и В схемы рис. 6-1, а, то какой бы из транзисторов Гз
ни оказался насыщенным, на'выходе схемы рис. 6-1, а окажется 0.
Такан схема будет выполнять функцию 2-4И-2ИЛИ-НЕ. При всех
1 на входах любого транзистора 7\ на выходе схемы будет 0.
Схемы ТТЛ обладают значительным быстродействием (такто-
вые частоты до .12 МГц у насыщенных схем рис. 6-1 и до J5Q МГц
у схем с барьерами Шоттки, чему соответствует время задержки
распространения сигнала от 15—45 до 3—5 ис) и хорошей нагру-
зочной способностью. Перезаряд емкостных нагрузок осуществля-
ется очень быстро через повторитель на Гз или насыщенный тран-
зистор Г4. Однако оив потребляют значительную мощность п име-
ют сравнительно малый допустимый уровень помех (<0,4 В).
Значительная рассеиваемая мощность и разнородность исполь-
зуемых элементов структуры препятствуют увеличению количест-
ва схем иа единице площади кристалла, что снижает возможность
интеграции (в последнее время эти трудности в известной мере
удалось преодолеть). В цепях, где быстродействие не является кри-
тическим фактором, а требуются максимальная помехоустойчивость
п (или) технологическая простота, используются схемы Иа МОП-
транзисторах одного типа проводимости. В логических элементах
34
используют МОП-структуры с индуцируемым каналом, работающие
(см. § 1-3) в режиме обогащении, т. е. проводящие тбк только при
прямых смещениях затвора. Преимущество таких структур в логи-
ческих схемах по сравнению с транзисторами со встроенным кана-
лом — отсутствие необходимости в источнике смещения для активных
транзисторов (для полевых транзисторов с р-п переходом или
МОП-транзисторов, работающих в режиме обеднения, необходи-
мо иметь источник смещения, обеспечивающий закрывание транзи-
стора, и использовать резистивные делители). Веи схема может быть
Рнс. 6-2. Базовые логические схемы на'МОП-структурах.
построена только иа МОП-структурах, выполняющих две функции?
активного элемента — транзисторного ключа и иассивной нагрузки
(сопротивления).
Пример схемы И—НЕ приведен на рис. 6-2, а, а схемы ИЛИ-
НЕ — на рис. 6-2, б. В первой ив них на выходе будет уровень 1
(отрицательнее — 7,5 В) до тех пор, пока иа затворе хотя бы одно-
го из транзисторов или Т2 имеется потенциал 0 (положительнее
—2,3 В), н, следовательно, транзистор не проводит ток. Если на
обоих затворах Т5 и Ts потенциалы 1 (отрицательнее —7,5 В), то и
Г] и Г2 проводят ток, н на выходе оказывается потенциал 0 (поло-
жительнее —2,3 В). До второй схеме потенциал 1 иа любом из зат-
воров Т[ или Т2 создаст 0 на выходе, и только при нулевых сигна-
лах иа обоих входах на выходе будет 1. В схемах рис. 6-2 на затво-
ры транзисторов Г3 подают открывающий потенциал —27 В. Ток от
источника смещения затворов Г8 не потребляется, и потому его
мощность невелика, но необходимость в нем неудобна. Вместе с
тем это позволяет иметь все МОП-структуры в схеме однотипными.
В настоящее время строят схемы, в которых в. качестве нагру-
зочных транзисторов Т3 используют МОП-структуры с проводящим
каналом, образующимся за счет поверхностных состояний полупро-
водник—диэлектрик и при нулевых смещениях затвора. В таких эле-
ментах источники смещении затворов Т3 и питания объединены, но
в схеме применяют МОП-структуры двух типов. Для обозначения
элемента рис. 6-2, а иа функциональных схемах, используется символ
рис. 6-1,6, а дли схемы рис. 6-2,6 —символ рис. 6-2, в. Схемы рис.
6-2 ц их аналоги обладают существенно большей помехоустойчиво-
стью, чем ТТЛ-схемы, п меньшим быстродействием (обычно в пре-
делах 1 МГц тактовой частоты переключений). При этом, так как
65
быстродействие ниже, то н помехи, ими создаваемые, слабее (см. Гл.
7). Однако потребляемая, мощность все же значительна.
Одним из больших достижений схемотехники и технологии яви-
лось создание комплементарных (с дополнительной симметрией)
МОП-схем, не Потребляющих мощность в статическом режиме, ио
Тлеющих быстродействие ие меньшее, чем обычные МОП-схемы.
сиовиая идеи комплементарных схем заключается в использовании
транзисторных МОП-структур с индуцированными каналами обоих
<апов проводимости. Комплементарные схемы И—НЕ и ИЛИ—НЕ
Рнс. 6-3. Базовые логические схемы на компле-
ментариых (с дополнительной симметрией)
МОП-структурах.
показаны на рис. 6-3, а и б соответственно, а характеристики тока
стока в зависимости от напряжения затвора применяемых транзи-
сторов имеют вид рис. 1-18, г, В схеме рнс. 6-3, а до тех пор, пока
хотя бы на одном из входов потенциал ниже 0,4 Е = 5 В (0), про-
водимость транзисторной - цепи Л и Тз отсутствует, а проводимость
Га и Г4 велика. На выходе фиксируется потенциал, близкий к Е (1).
Если 1 окажется на обоих входах (затворах Л и Гг), то проводи-
мость п Т4 станет нулевой, а цепи — Тз— велика. На выходе
фиксируется нулевой потенциал.
В схеме на рис. 6-3,6 если 1 присутствует на любом входе, то
иа выходе будет 0 (проводит Т\ или Т2, цепь Гз, Г4— закрыта), прп
0 на всех входах —иа выходе 1. Если нагрузкой элементов служат
такие же схемы, то мощность будет потребляться только при пере-
ключениях— через схемы пойдут токи перезаряда емкостен затво-
ров. Для этих схем характерны высокая помехоустойчивость (0,3—
0,4 Е) ы очень малое потребление тока, поэтому именно разработка
комплементарных схем сделала возможным создание электронных
наручных часов и микро-ЭВМ.
Рассмотрим теперь элементы дли запоминания двоичной инфор-
мации и счета импульсов — триггеры. Если схемы И—НЕ соединить
так, как показано иа рис. 6-4, а, то получившаяся конфигурация
может находиться только в одном из двух устойчивых состояний:
состояние 1, когда 1 на выходе Q (прямом) и 0 на Q (инверсном);
состояние 0, когда Q-0 и Q« 1. Элементы И—НЕ здесь замкну-
ты в кольцо положительной обратной связи, удерживающей схему
в приобретенном состоянии. Если на любой из входов R или S за-
дать нмпульс 1 при разрешающих сигналах иа других входах дан-
ного вентили, то иа выходе этого вентили появится сигнал 0, уста-
86
навливающий триггер в соответствующее состояние. Например, пусть
иа входы схемы 1 поданы сигналы 1, д на входы схемы 2— 0. Тог-
да на схему 3 придет сигнал 0, и независимо от предыдущего со-
стояния триггера его выход станет в положение Q = 1, Q = 0. Ком-
бинация «1 на всех входах триггера» запрещена, так как состояние
его в результате такого воздействия будет неопределенно (1 пли 0).
RS- Tptinepl	RS-TpMtcp 2
с	1	1	1	1—		2Г	a	в	p	p	а	d		
и	-П 1	1	H	0	I	1	0	1	7	0	0	7
В	1		d	l£Z	1	0	1	7	0	7	7	0	7
Р	_1)—	-4	k	0	1	z	7	0		7	7	0
Р	=q—		1	1	0	0	7	7.	I	7	0
в	j i	b	b	1—	0	i	1	0	7	1	0	0	7
d	Il —			1	0	1	1	0	1	1	0	7
в	'll	n		0	1	1	1	0	0	1	1	a
	II	lT		1	1	0	0	1	1	7	7	0
8)	ej
Рис. 6-4. Триггеры потенциального типа.
Поэтому использовать эту схему непосредственно для счета импуль-
сов нельзя. Эта схема называется tfS-триггером н служит для за-
поминания двоичных цифр. Ряд таких триггеров может образовать
регистр дли запоминания двоичного числа (кода).
Для подсчета импульсов при сохранении установочных входов
используют принцип двухтактных схем триггеров (их называют
/К-триггерами). Пример такого триггера показан на схеме рис.
6-4,6. Здесь «S-триггер / называют ведущим, а /?5-триггер 2 —ве-
домым. Если иа входах схемы / и К имеются сигналы 0, то им-
пульсы 1, приходящие иа вход С, не могут изменить состояния схе-
мы. Если 7 — 0, а К = 1, то импульс С = 1 установит Р = Q = 0 и
€7
Р — Q •= если / ». 1, а К ™ 0, то импульс С == 1 даст Р “
= Q = 1,P=Q=O. При i "» К. «• 1 триггер будет пересчитывать
импульсы, частота изменений состояний его выхода будет в 2 раза
меньше частоты импульсов на входе С. Как в режимах установки,
так и в счетном режиме по переднему фронту импульса на входе
С происходит изменение состояния триггера 1, а состояние тригге-
ра 2 не меняется. При переходе С из 1 в.О состояние триггера ! не
меняется, а происходит перепись информации из триггера I в триг-
гер 2. Состояния обоих триггеров становятся одинаковыми. Такое
разделение- такта дает возможность закончиться переходным про-
цессам в схеме и исключает неопределенные состояния при счете.
В табл, на рис. 6-4, г приведена последовательность состояний в
схеме рис. 6-4,6 при счете импульсов, а на рис. 6-4, в — соответст-
вующая временная диаграмма работы, в которой учте.ны запаздыва-
ния в элементах схемы,
Если соединить /Л-триггеры последовательно так, что выход
Q предыдущего будет управлять входом С последующего, то полу-
чим' многокаскадный счетчик импульсов, двоичный код на выходах,
которого покажет общее число импульсов, пришедших на вход С
первого (входного) триггера. Усложняя схему, можно построить ре-
версивные счетчнкн, способные вести и прямой (увеличивающий
код), и обратный счет. Если число входных импульсов в счетчике
превысит максимальный код, который может быть в нем записан,
то счетчик сбросится в нуль (все триггеры будут иметь состояние
Р = Q = 0), и счет начнется сначала. На этом принципе построены
делителя частоты. Максимальный код счетчика, состоящего из У
триггеров, соответствует числу 2N—1 (все N триггеров находятся в
положении Р = Q я I),
6*2.Цифро>аналоговые преобразователи
Цифровые сигналы (коды) занимают господствующее положе-
ние в вычислительной технике, хотя вероятно, что это в основном
связано с особенностями нашего мышления или привычек и удоб-
ствами технологического воплощения. Так или. иначе, но это обсто-
ятельство заставляет обратить внимание иа преобразователя типов
код — постоянный ток (ЦАП) и постоянный ток— код (АЦП):
Построение ЦАП основано иа генерациям соответствующих це-
пях напряжений или токов, , пропорциональных весам разрядов.
Пусть, например, имеется 8-разрядиый двоичный код и вес стар-
шего разряда — 1, тогда веса остальных разрядов составляют соот-
ветственно 1/2, 1/4,..., 1/128. Выходной сигнал 8-разрядиого ЦАП бу-
дет квантован по уровню с шагом квантовании 1/255 от шкалы, а
общее число его выходных уровней — 28=256 (с учетом нулевого
уровия). Действительно, максимальный двоичный 8-разрядвый код
11111111 в 255 раз больше минимального отличного от нуля кода
00000001. Таким образом, если весовой ток, приписываемый стар-
шему разряду, вавеи 1 мА, то максимальный ток будет равен
1 мА-2—(1мА/2л’)., где — число разрядов кода. Наиболее, рас-
пространенным, н, видимо, целесообразным методом построения
ЦАП является суммирование весовых токов с помощью ОУ. При
шкале выхода ОУ 0—10 В для нашего примера соиротивлеиие в це-
пи его о. о. с. должно быть равно 10[B]-2w/l mA-(2-v+1—1)=5 кОм
с погрешностью порядка единицы младшего разряда. Вопрос, сле-
88
довательно, заключается в точном формировании весовых токов,
что может производиться' различными путями, и_ рассмотрению ко-
торых и перейдем.
Простые типы ЦАП с использованием ключей вида рис. 4-3 по-
казаны па схемах рис. 6-5, а, б. Первая схема использует парал-
лельные цепи образовании суммируемых токаи, пропорциональных
весовым -соотношениям между разрядами (иа схеме принято, что
входной код — двоичный). Для нее подходит любой из ключей
рнс. 4-3, а, б или в. При использовании в качестве суммирующего
усилителя быстродействующего дифференциального ОУ время пре-
Рис. 6-5. ЦАП с резистивными цепями-задания весовых то-
ков.
3" &6ых. макс
образования оказывается меньше 2 мкс при погрешности, меньшей
0,1%, если не накладываются ограничения, связанные с качеством
масштабных-сопротивлений.. Последнее Ьбстоятельство существенно,
так как при интегральном исполнении получение точных резисторов
многих номиналов может быть затруднено.- В связи с этим эффек-
тивнее представляется схема с цепочечным делителем
рис. 6-5, б, также показанная длй случая двоичного кода. В этой
схеме может быть применен только ключ типа рис. 4-3, в, но при
этом достаточно иметь резисторы только двух номиналов -н(или од-
ного при разбиении одного из типов резисторов иа два одинаковых
резистора, соединенных параллельно или последовательно). Однако
даже и в этом случае исполнение в виде интегральной микросхемы
затруднено и стоимость схемы высока.
Дифференциальный каскад иа биполярных транзисторах может
служить основой эффективного "решения (по крайней мере, для
двоичного кода), обеспечивая переход к преобразователю, построен-
ному на комбинированных генераторах тока. Пусть есть .генератор
тока иа биполярном транзисторе iOa. Если его ток задать &'Объеди-
ненные эмиттеры пары достаточно идентичных биполярных транзи-
сторов, базы которых. находятся под одинаковым напряжением, то
ток поровну поделится между коллекторными Цепями. Будем счи-
тать ток одного коллектора масштабным током старшего М-го раз-
7—787	89'
ряда, ток другого подадим в эмиттеры точно такой же пары. Тог-
да коллекторный ток одного транзистора второй пары есть мас-
штабный ток (N—1)-го разряда, а коллекторный ток другого вдет
в эмиттеры третьей пары, п т. д. Приходим к цепочечной схеме де-
ления тока, показанной па рве. 6-6, где диоды Дд1—Дд» образуют
цепь задании базовых потенциалов.
Коммутация токов i>—и осуществляется диодными ключами
Дг—Да так* как это было показано в гл. 4 для схемы рпс. 4-3, а.
Положительные потенциалы управления на входах 1—ЛГ определи-
Рпс. 6-6. ЦДЛ с транзисторной цепью
задания весовых токов.
ют пули преобразуемого кода (диоды Дх открыты, Д1 — закрыты
и соответствующие разрядные токи t не попадут в суммирующую
точку QV)» а отрицательные уровни на этих входах—единицы
(диоды Дл закрыты, а Д: —открыты и сооответствующие разряд-
ные токи протекают через суммирующую точку и резистор обрат-
ной связи ОУ).
Основные источники ошибок схемы рис. 6-6—несимие^рия
транзисторных пар и конечное значение fta^-Для того, чтобы полу-
чить 8-разрядный преобразователь, обеспечивающий погрешность
менее 0,5%, требуется ^1э>500 у нары транзисторов старшего
tf-го разряда н одцого-Двух последующих.
6-3. Аналого-цифровые преобразователи
Наиболее распространенные структуры АЦП показаны на
рнс. 6-7.
Схема вне. 6-7г а называется обычно следящим преобразовате-
лем—в ней сравнение идет непрерывно. Компаратор К построен
так, чтобы его входные сигналы суммировались с определенными
90
масштабными коэффициентами или весами, подобно тому, как это
происходит в* суммирующем ОУ, н имеет прямой и обратный логи-
ческие выходы.
Кроме него, в структуре преобразователя рис. 6-7, а имеются:
цифро-аналоговый преобразователь ЦАП; реверсивный счетчик
импульсов Сч, способный как увеличивать имеющийся в нем код
Рис. 6-7. Схемы АЦП.
(импульсы поступают иа вход «+»), так и уменьшать его (вход
«—»), причем выходы счетчнка, кроме внешних цепей считывания
кода, подключены ко входам ЦАП; схемы совпадения И—НЕ, обо-
значаемые знаком &; вторые входы последних присоединены к ге-
нератору тактовой частоты ГТИ, дающему постоянно импульсы
определенной частоты.
- Если «вх Отличается от «о.е, то на выходе компаратора К по-
является сигнал, включающий нужный канал счета импульсов, что
приводит схему в состояние, когда «вх—«о.с, т.е. код соответству-
ет «вх. Однако схема может находиться в режиме^колебаний даже
при неизменном ывх — код счетчика при этом меняется на 1 млад-
шего разряда то в большую, то в меньшую сторону.
Для правильной работы схемы необходимо, чтобы полное вре-
мя установления сигнала на выходе компаратора К, включающее
время переходного процесса в счетчике точ после задания на один
из его входбв импульса, время устаиовлення сигнала на выходе
ЦАП Тдап и время переходного процесса в компараторе тк, было
меньше интервала между тактовыми импульсами ти:
т 4- т 4- Tv- < т . •	(6-1)
сч 1 пап К и	4	'
Схема рис. 6-7, б (с поразрядным уравновешиванием) облада-
ет бблыпим быстроде'йствием, чем рассмотренная -схема при пре-
образовании быстро и скачкообразно меняющихся сигналов. В ней
имеются цифровой регистр Ра вместо счетчика-и логическое устрой-
ство управления УУ. Схема работает, как правило, по команде
7’
91
извне. По этому внешнему сигналу Рг устанавливается в 0. Далее,
в старший (обладающий наибольшим «весом») Af-н разряд Рг уст-
ройством управления УУ заносится 1 н производится первый такт
сравнении. Еслп положение, выхода компаратора ие изменяется, то
УУ иа следующем такте заносит 1 в (Я—1)-й разряд, и произво-
дится новое сравнение. Если после занесения 1 в А/-й разряд ком-
паратор меняет свое состояние, то иа следующем такте АГ-й разряд
сбрасывается в нуль, a (N—)-й также устанавливается в 1. Вооб-
ще если после занесения в (N—г)-й разряд сигнал 1 оказывается
иа выходе компаратора *—», то иа следующем такте (N—Г)-й раз-
ряд сбрасывается в 0. Если ситуации противоположна — оставля-
ется в положении 1. Таким образом, после АЧ-1 такта в Рг оказы-
вается код, наиболее близко соответствующий ивт нлн ia. Для этого
преобразователя действительно правило (6-1) с заменой Тсч на вре-
мя изменения кода в регистре, в которое входит ц элементарный
цикл УУ. Этот преобразователь требует включения перед его вхо-
дом схемы слежения — хранения (см. § 5-2), так как во время пре-
образования ик ие должно изменяться.
. Заметим,, что если время тПр, через которое можно считывать
выходной сигнал, изменившийся скачкообразно, для схемы рис, 6-7, а
составляет (при N разрядах счетчика):
тпр = (2W — 1) ти1	(6-2)
то для схемы рнс. 6-7, б
тлр — А7ти,	(6-3)
однако соотношения (6-2) и (6-3) не характеризуют полностью ис-
тинное соотношение быстродействий преобразователей. Если вход-
ной сигнал меняется со скоростью, меньшей чем иВж.макс/(2*—1)ти,
то преобразователь рнс. 6-7, а оказывается эффективнее. Он исполь-
зуется также во всех случаях, когда необходимо постоянное нали-
чие кода иа выходе преобразователя.
Точность схем на рис. 6-7, а, б ограничивается точностью ЦАП
и компараторов. Понятно, что если совокупная погрешность ЦАП
и компаратора больше, чем цВх.макс/2А’, н составляет «Вх.майс/2М;
то младшие разряды с номерами, меньшими Af—М, оказываются из-
лишними.
Обратимся и схемам иа рис. 6-7, в и г. Первая из них состоит
из широтно-импульсного модулятора ШИМ, вентиля (схемы сов-
падения), генератора тактовой частоты и счетчика. Выход ШИМ до
момента его запуска 10 равен нулю. Начиная с to, формируется им-
пульс, во время которого выходной сигнал ШИМ равен единице;
длительность этого импульса пропорциональна входному сигналу,
причем она должна быть выбрана так, чтобы максимальному вход-
ному сигналу соответствовало число периодов тактовой частоты,
равное (2iV—1), рде* Я— число разрядов в счетчике. С помощью
схемы, совпадения выходной импульс ШЯА4-преобразователя «за-
полняется» импульсами точной тактовой частоты, поступающими от
ГТИ, и после их пересчета счетчиком иа выходе последнего полу-
чается код, пропорциональный* входному сигналу.
Погрешность преобразователи "определяется точностью элемен-
та ШЙМ. При этом существенны: точность пуля (Гвых=Ю при ыВх=
“О, ио Твыхт^О. при «вх>0, так как важно отсутствие как зоны не-
чувствительности, так н импульса при «вх—0) и линейность харак-
теристики преобразовании в длительность ТВых импульса ШИМ.
92-
Преобразователь иа рис. 6-7, г состоит из частотно.-импульсиого
модулятора ЧИМ, частота импульсов иа выходе которого f про-
порциональна входному сигналу [см (5-5)], иостроейного по типу
схемы рнс. 5-5, а; генератора, синхроимпульсов ГСИ\ схемы совпа-
дения н. счетчика Сч. Когда иа нижний вход схемы совпадения, по-
мещенной после УЯМ-преобразователя, приходит стробирующий
импульс от ГСП, -имеющий длительность тСи= (2я— 1)/$у аВх.макс,
где .IV — число разрядов счетчика, тО в последнем накапливается
крд, пропорциональный цвх. Передний фронт импульса ГСП устанав-
ливает счетчик Сч в 0.
Важнейшими достоинствами схем преобразователей
риб.6-7, в и а являются их относительная простота, в особенности для
первой схемы, а также высокая помехоустойчивость по отношению
к высокочастотным и периодическим помехам. Последнее прежде
всего относится к преобразователю рис. 6-7, г, который при счетё
импульсов ЧИМ осредняет значение «вх за период времени тСи.
Глава 7
ПОМЕХИ
Вытапливай воск, но сохраняй мед.
Козьма Прутков. «Плоди раздумья»
7-1. Возникновение помех и проектирование схемы
Не существует электронных схем, .на работу которых ие влия-
ли бы помехи. В линейных цепях с аналоговыми сигналами помехи
искажают полезный сигнал, н приходится говорить о допустимом
уровне искажений. В схемах с импульсными и цифровыми сигнала-
ми допустимый уровень помехи определяется порогом срабатыва-
ния элемента, на вход которого она поступает (помеха не должна
опрокидывать триггер, запускать ждущий мультивибратор и т. д,).
В любом случае вводят допустимые отношения^ уровней сигнал/по-.
меха. Здесь будут рассмотрены проблемы подавления аддитивных
(т. е. суммирующихся с сигналом) помех в диапазоне частот до
нескольких мегагерц, так как с ними чаще всего приходится бо-
роться на практике.
Основное -внимание уделим случаям, когда путь проникновения
помех отлиЧеи от пути сигнала. Здесь главную роль играют раци-
ональное конструирование и соответствующие схемные решения.-
Проблема подавления помех, попадающих на вход подобно сигналу
и .вместе с ним, как это бывает, например, в радиоприемнике, реша-
ется способами, относящимися скорее к радиотехническим методам
преобразования сигналов, а не к схемотехнике как таковой. Это от-
носится и к методам шумоподавления, основанным на нелинейных
преобразованиях сигналов (например, система Долби), получившим
сейчас широкое распространение.
В линейных схемах основными источниками помех могут быть
источники питания (пульсации 50, 100 Гц), собственные шумы
электронных компонентов (в основном транзисторов), внешние ис-
точники дальнего электромагнитного поля (рентгеновские устаиов-
93
ки, мощные радиостанции и т. д.) и ближних электрического и маг-
нитного нолей (сетевые провода, Трансформаторы и т. п.). Наконец,
затухающие автоколебания с ограниченной амплитудой, появляю-
щиеся в схеме из-за неправильно введенных или (и) паразитных
обратных связей, могут ошибочно приниматься за иомехи.
Термины «дальнее» и «ближнее» поля связаны с тем, что если
источник электромагнитного поля находится от схемы иа расстоя-
нии, большем чем Х/2л^5«107//[м] (здесь X —длина волны, f—
частота в герцах), то электрический и магнитный компоненты поля
комплексно воздействуют иа схему (как электромагнитное поле
излучении антенны радиостанции иа антенну приемника). Если рас-
стояние от источника значительно меньше Л/2л, то компоненты по-
ля можно учитывать порознь, представляя воздействие электричес-
кого поля в виде емкостной связи источник — схема, а магнитного —
в виде связи через их взаимную индуктивность.
Рассмотрим воздействие помех на цепь входа (рис. 7-1, а).
На этой схеме иоказаиы усилитель У и источник сигнала «д (н'а-
пример, термопара при измерении температуры, звукосниматель в
электропроигрывателе, детектор в радиоприемнике — по отношению
к усилителю низкой частоты) и эквивалентные источники напраже-
ния помех Ute и ип^ Если помеха может в равной мере попадать
иа оба провода, соединяющие датчик с усилителем (такое «неве-
дение» свойственно, например, электрическим и электромагнитным
наводкам), то ее называют синфазной или продольной («пв иа
рис, 7-1, о). Другой тип номехи образует разность потенциалов
между проводами линии связи; такая помеха приложена к входным
зажимам усилителя аналогично полезному сигналу и. называется
дифференциальной, • противофазной или поперечной «пД. Поперечную
помеху, если она лежит в полосе частот самого сигнала, очень
трудно от него отделить. Продольная помеха приложена иначе, чем
полезный сигнал, и это сильно облегчает борьбу с ней. Поперечная
помеха может наводиться на схему извне (магнитные наводки), но
94-
может возникать и из взведенной продольной в самой схеме. По-
этому важно исключить действие, продольной помехи, не дав ей пе-
рейти в поперечную,
Другой путь попадания в схему, характерный для электромаг-
нитных помех дальнего поля (рнс. 7-1,6), — источник питания. Да-
же если фильтрация и стабилизация напряжения в нем достаточ-
ны, нельзя забывать, что сетевые провода — превосходная антенна,
а емкость связи между сетевой и выходной обмоткамиснловоготран-
сформатор'а" может "быть достаточна 'велйка?~Ъсновной метод до-
ддвленйя,..1аких помех — включение заземленного экрана (в виде
тонкого проводящего слоя) между первичной и .вторичной обмотка-
ми трансформатора (рис. 7-1,6).
Помехи могут наводиться и непосредственно в проводах и ме-
таллических корпусах деталей самого усилителя. Особо опасными
в этом отношении являются электролитические конденсаторы и по-
тенциометры. Поэтому, насколько возможно, по переменным со-
ставляющим корпуса этих деталей должны быть соединены накорот-
ко с нулевой шиной.
Наряду с помехами типа наводок в измерительной аппаратуре
промышленных объектов приходится сталкиваться с помехами, про-
никающими через гальванические связи/Так, например, термопара,
с помощью которой измеряется температура в металлургической
печи, часто оказывается накоротко нли через относительно малое
сопротивление соединенной с мощными источниками напряжения
постоянного и переменного тока. Схема воздействия такой помехи
на усилитель показана на рнс. 7-1, в. Предположим, что усилитель
имеет идеальный дифференциальный вход (см. гл. 3), тогда при
идентичных линиях связи он полностью подавит помеху. Однако,
если линии связи отличаются друг от друга; на входе усилителя
возникает поперечная помеха «пя, которая усилителем подавляться
не будет.
Рассмотрим иа конкретном примере, как образуются помехи
под воздействием электрического поля. Пусть имеется схема, состо-
ящая, как и прежде, из датчика, усилителя и линии связи, на ко-
торую воздействует наводка от сети-" переменного тока 220 В, 50 Гц.
Полная эквивалентная схема такого воздействия показана на
рис. 7-2, а, где и /?2 — входные сопротивления усилителя (ес-
ли, например, верхний входной вывод замкнут на шину земли усн-
Рис. 7-2. Проникновение помех ца вход усилителя через емкостные
связи.
95
лятеля, то #2®»0), конденсаторы Ci и — паразитные -емкости
между входными выводами и шиной земли, а Сз—Св — между.про-
водами источника помехи (в нашем примере —сеть) иа и линиями
связи датчика («д, выходное сопротивление источника сигнала RK).
Оценить с достаточной точностью для расчетов параметры модели
рис. 7-2, а и ей подобных практически невозможно. Преимущество
таких эквивалентных схем в том, что они позволяют наглядно
представить себе ситуацию-с качественной стороны.
В схеме рнс. 7-2, а разумна предположить, что связями через
С4, .Cq и Cq можно пренебречь (эти емкости много меньше Сз/ Са и
Cj), полные сопротивления цепей и Я2ИС2 близки к чисто ак-
тивным и Rs (емкости С\ и С2 достаточно малы, чтобы при fn=
=50 Гц <Da#tCi и 0)пЛйС2с1), а емкость между проводами- сети
и шасси нли шиной земли Су'&Съ и Сз. При таких предположениях
для- оценки поперечной помехи можно воспользоваться эквивалент-
ной схемой рис. 7-2, б. Напряжение поперечной помехи можно пред-
ставить, в виде
«пд = «а /?д (Л ~ Шд + *1 + Л) -
где 7i = Cg/?i и Т2*=СъЁ2-
Предположим, что Сз^Ю пФ н пФ (это очень малый
разбаланс малых емкостей), /?д = 1 кОм. Рассмотрим два крайних
случая.
1. Однополюсный вход — один яз входных выводов усилителя
заземлен (??3=0, #i —1 МОм), тогда амплитуда помехи равна:
“пд.макс — 220[В]- VT .аге-50[Гц]-10» [OMf. 10-» (с]/ЮЧОи]=1 мВ.
2. Идеальный дифференциальный вход (^=#2»! МОм):
Мпд.макс£2201Вр РТ-2я-50 [Гц]. 10’ (Ом]-10—’ (с]/2-10- [Ом] £
= 50 мкВ.
В первом случае вся продольная помеха перешла в -попереч-
ную, во-вт'ором за счет высокой симметрии схемы поперечная помеха
уменьшается в 20 раз. Отсюда следует: необходимо возможно более
близкое расположение проводов линий связи между собой (вырав-
нивание С» и С$); линии по возможности должны быть витыми
-парами и располагаться перпендикулярно к проводникам — источни-
кам наводок; по. возможности следует использовать сбалансирован-
ный дифференциальный вход, не следует делать входные сопротив-
ления . чувствительных устройств (Ri, Rs) больше, чем это необхо-
димо. ’
Очень часто возникновение помех ‘обусловлено способом про-
кладки Шин питания и нулевых шип («земли»).
Рассмотрим последовательную схему разводки , питания
(рис. 7-3, а), где от * шин питания постоянного тока «+» и «—»
(любая из них может, в частности, считаться «землей») питаются
устройства 1—3. Пусть отрезки шин питания А, С, Е и В, D, F
включены последовательно. Заметим теперь, что отрезки шин пи-
тания Я, В, С, D, Ё, Ft так же как и сам источник, неизбежно об-
ладают хоть я малыми, но вполне определенными собственными
комплексными сопротивлениями. Провода шин питания можно рас-
сматривать как #£С-линин с распределенными параметрами с экви-
валентной, схемой' провода рнс. 7-3, б, в которой суммарная распре-
96
деленная емкость между шинами «+» и <—» составляет 30—*
300 пФ/м, а индуктивность около 0,01—1,0 мкГ/м. Последние пара-
метры зависят от сечения и способа прокладки провода..
Устройства 1—3 н процессе. работы отбирают переменные во
времени мощности от источника питания и, следовательно, могут
рассматриваться как источники переменных д. с., подключенные
к шинам «+» в «—». Поэтому на отрезках шин питания появятся
соответствующие переменные напряжения и помехи. Мало того, ес«
ли устройства 1—3 .последовательно обрабатывают один н тот .же
сигнал, то через шины питания возникают обратные связи, которые
могут приводить к искажению переходных процессов и даже потере
Рис. 7-3. Помехи, зависящие от монтажа шин питания
ИП — источник питания.
устойчивости всей схемы. Пусть, например 1—3'~~ каскады усиле-
ния переменного тока, причем 1 —мощный выходной каскад, - а
2 и 3 — предварительные каскады с малым . потреблением. Тогда
на отрезках А и В неизбежно будут выделяться гармоники выход-
ного сигнала, вызванные действием каскада /, и, следовательно, эти
отрезки будут играть роль элементов обратной связи для усилителя
в целом. Нетрудно убедиться, что при последовательном монтаже
рис. 7-3, а установка емкостных фильтров между шинами «+> и
«-»-> ^внутри устройств 2 и 8 вряд ли может спасти положение.
Если устройства /—-5 обрабатывают разнородные сигналы, по-
следовательный монтаж шин питания все равно может приводить к
большим неприятностям.' В случае цифровых или импульсных, схем
возникают сбои, зачастую случайного характера. Время ’ переключе-
ния у современных цифровых и импульсных элементов очень мало,
так что независимо от частоты их запуска короткие фронты пере-
ключающихся импульсных схем «дифференцируются» ла собствен-
ных индуктивностях шин питания, и иа этих последних возникают
помехи в виде коротких импульсов — пиков, достигающих больших
амплитуд. Так, на шине длиной 1 м и сечением 0,5 мм цифровая
схема с фронтами 10—20 нс и переключаемым током 50 мА может
вызвать помеху до 2—3 В. Причем семи источники питания таких
97
схем обычно имеют номинал 5—б В, а сигнал 1 лежит в диапазоне
2—3 В. Последствия понятны.
Еще большую опасность как источники помех представляют
собой схемы с коммутируемой индуктивностью: блокииг-генераторы,
генераторы Роэра, реле и электромагниты. Выходная часть каска-
да усиления импульсов с индуктивной нагрузкой показана на
рис. 7-3, в. Включение диода в этой схеме необходимо — в против-
ном случае при резком размыкании тока (закрывании транзисто-
ра) на коллекторе образуется выброс напряжения, который теоре-
тически может быть бесконечно большим, и транзистор окажется
пробит. Выброс тока (за счет энергии, накопленной в индуктивно-
сти) через диод попадает в цепь питания. На рис. 7-3, г показаны
типичные формы испульсных помех на шинах питания. Такне по-
мехи приводят не только к сбоям цифровых схем. В линейных це-
лях они вызывают затухающие колебания, ио,-так как йомехи пе-
риодически повторяются,- эти колебания могут никогда не спадать
до нуля. Прн поверхностном взгляде возникает впечатление само-
возбуждения линейной схемы! Найти такого рода ошибки иногда
бывает очень трудно.
Радикальным решением рассмотренной проблемы является ра-
диальный монтаж шин питания —для разобранного нами случая
он показан на рис. 7-3, д. Во многих случаях достаточно радиаль-
ного монтажа шины «нуля» (рис. 7-3, е), где «—» условно принят
за нулевую щину. Например, в схеме рис. 7-3, е установка индиви-
дуальных емкостных фильтров-или тем более ЯС-фильтров в шинах
питания становится эффективной. Особо важным является «разде-
ление нулей» сигнала и питания, т. е. прокладка нулевых проводов
(шнн земли) так, чтобы возвратные токи питания силовых выходных
цепей не протекали по тем же проводам, что и токи маломощных
сигналов. Необходимо, как правило, иметь -единую физическую точ-
ку нуля на выходе источника питания.
В любом случае при проектировании монтажа следует весьма
тщательно прослеживать контуры, по которым проходят токи пи-
тания и сигналов, и по возможности делать их индивидуальными.
При этом следует учесть; что наряду с последовательным монтажом
опаснейшей ошибкой является «петлевая» прокладка шин нуля и
пнтания, т. е. присоединение одной и той же шины к источнику дву-
мя концами.
7-2. Фильтрация и экранирование
Если схема спроектирована правильно, то приходится считаться
в основном с помехами, поступающими иа ее вход, и прежде всего
с продольной помехой. Дифференциальный вход — действенный и
часто достаточный способ подавления продольной помехи. Однако
он не избавляет от поперечных помех.
. Если уж поперечная помеха появилась, то простейшим н ши-
роко распространенным приемом ее подавления является введение
«фильтра, не пропускающего частоты помехи. Однако и здесь реше-
ния «в лоб» могут не улучшить ситуации, Предположим, что иа
вход усилителя звуковых частот действует электромагнитная на-
водка от близко расположенной мощной радиостанции. Эта высо-
кочастотная помеха детектируется элементами усилителя (напри-
мер, за счет нелинейности входной, характеристики транзистора —
см. § 3-2) и усиливается вместе с полезным сигналом, Если вход
08
усилителя несимметричен, то #С-фнльтр. низкой частоты, включен-
ный т^к, как это показано на рис. 7-4, а, может практически пол-
ностью «уничтожить» помеху. Действительно, если RC&5 мкс=
= 10 кОм-510 пФ, то уже на частотах выше 30 кГц сигналы на
входе усилителя будут ослабляться, а в диапазонах радиоволн
практически полностью подавляться: для частот средних, и ко-
ротких волн ослабление составит сотни н тысяча раз. Вместе с тем
полезный сигнал практически не будет ослабляться, так как R—
= 10 цОм<Явх=1 МОм, частота 1/2л7?С=30 кГц лежит вне диа-
пазона авуковцх частот.
Пример иа рнс. 7-4, а конкретен, и в случае иных значений
Rn, частот сигналов н помех величины R и С будут иными. Преж-
де всего отметим, что таким способом нельзя уменьшить электри-
Рис. 7-4. Схемы включения
фильтров для подавления попе-
речной помехи.
ческую или магнитную наводку от сети — частота сети лежит в по-
лосе полезного сигнала. Предположим тогда, что для уменьшения
электрической сетевой наводки используется дифференциальный
вход. Здесь окажется, что простой фильтр непригоден: в дифферен-
циальной схеме он внесет сильнейший разбаланс в линии связи и
резко увеличит сетевую поперечную помеху. В этом случае следует
использовать симметричный фильтр (рис. 7-4, б), цричем качество
его симметрирования непосредственно определяет величину попе-
речной помехи4'от'сети, возникающей из продольной помехи.
Фильтрация (подавление) продольных помех очень эффектив-
но осуществляется путем вспользов'ания так называемого продоль-
ного трансформатора (режекторного дросселя), включение которого
показано на-рис. 7-4, з. Здесь по отношению к полезному (диффе-
ренциальному) сигналу трансформатор не является- индуктивным
сопротивлением благодаря встречному включению обмоток, но про-
дольным (синфазным) помехам он оказывает индуктивное сопро-
тивление, равное индуктивности обмоток. Схема особенно эффектив-
на для подавления высокочастотных помех, когда в качестве сер-
дечника дросселя может использоваться просто* небольшое ферри-
товое кольцо, в которое продевается (одйн или несколько раз) ви-
тая пара сигнальных проводов.
Помехи, порождаемые магнитными полями, пропорциональны
площади пересекаемого переменным магнитным потоком контура и
зависят от ориентации этого контура по отношению к источнику
наводки. Электродвижущая сила, наводимая магнитным полем во
99
входных контурах схем типа рис, 7-4, будет создавать поперечную
помеху, поэтому дифференциальный вход здесь не помогает, в про-
стейших случаях можно обойтись фильтрам».' Другой путь — мак-
симально возможное уменьшение площадей контуров, охватываемых
цепями, и их правильное ориентирование по отношению к источни-
кам магнитных полей (вдоль силовых линий).
Естественным приемом борьбы с.магнитными помехами являет-
ся экранирование проводов линий связи. Однако выбор схемы эк-
ранирования является сложной задачей. В табл. 7-1 приведены раз-
личные схемы экранирования, свивки проводов и соответствующие
им уровни подавления помех для частот от 30 до 100 кГц. Подав-
ление указано в децибелах (взято отношение помехи в незащищен-
ном проводе к уровий помех в дайной схеме).- На больших часто-
тах и подавление выше.	-
Таблица 7-1
100
В схемах 1—6 табЛ.7-1 цепи заземлены с двух сторон. Возврат*
ные тонн -источников сигнала (выходное сопротивление Rr) прохо-
дят через, шину земли полностью или частично, поэтому площадь
контура, пересекаемого магнитным полем, велика. В. схемах 7—11
табл. 7-1 проводник возвратного тока источника сигнала располо-
жен близко .к сигнальному проводу, поэтому подавление магнитных
наводок здесь. принципиально выше. В схемах 4—2 табл. 7-1 маг-
нитного экранирования днет, так как контур, пересекаемый магнит-
ным потоком, не изменился по сравнению с Простым проводником.
Заземление -экрана с одной стороны обеспечивает, экранирование
только от электрического поля. Заземление обоих концов экрана
(схема 3) дает сравнительно малый эффект,. поскольку значитель-
ная часть возвратного тока проходит по шине земли. Кроме того,
экран образует с шиной земли контур, в котором в свою очередь
появляется магнитная наводка. Витая пара, заземленная -с обеих
концов (схема 4), обеспечивает ' некоторое подавление магнитной
наводки, зависящее от распределения тока между возвратным про-
водом пары и шиной земли. Доиятио, что. добавление экрана даст
-эффект только при заземлении экрана с обоих концов (схемы 5 и 6).
Средн схем с иезаземленным источником сигнала наилучшей
оказывается схема 7, в которой площадь контура минимальна бла-
годаря соосности экрана и центрального сигнального провода. Не-
сколько хуже подавление в витой паре (схема 8) из-за влияния
электрических полей и неправильной геометрии, что видно из срав-
нения со схемой 3. Схема 11 уступает другим, так как в ней маг-
нитные находки в контуре экран — земля могут проникать в сиг-
нальную цепь. Приведенные данные относятся к ультразвуковым
частотам. Для улучшения степени экранирования иа низких часто-
«ах нужно выбирать экранированные провода в кабели с возмож-
но меньшим сопротивлением оплетки, при этом наилучшей схемой
экранирования является схема 10, в которой сопротивление экрана
играет меньшую роль.
Экранирование может существенно снижать не только магнит-
ную, но в электрическую наводку. Одиако здесь требуется осто-
рожность: при присоединении экрана к точке схемы, в которой уро-
вень шумов велик, помеха может попадать на вход усилителя че-
рез большую-емкость сигнальный провод — экран интенсивнее, чем
в случае отсутствия экрана.
Таким образом,-эффективное электрическое экранирование свя-
зано'прежде всего с получением минимальной емкости между сиг-
нальными проводами и экраном. Одно из возможных решений этой
задачи показано на рнс. 7-5. Возвратный (нулевой) провод датчи-
Рнс. 7-5. Схема экранирования
входных цепей дифференциально-
го усилителя.
ка проложен отдельно, ио в том же экране, что и сигнальный про-
вод, Экран- присоединеи-"не к нулевой шине усилителя, а к средней
точке эмнттериой цепи входного дифференциального- каскада. Бла-
годаря этому потенциал .экрана «следит» за входным синфазным
.161
сигналом, т. е. за напряжением продольной помехи, и эффективная
емкость экран — сигнальный провод для продольной помехи умень-
шается в 1/(1—k) раз, где k — коэффициент передачи эмиттерного
повторителя.
В предыдущих главах такой прием увеличения входного сопро-
тивления уже рассматривался. Заметим, что он способствует н улуч-
шению пропускания высоких частот по линии связи. В схеме с
дифференциальным входом этот прием позволяет улучшить отноше-
ние сигнал/помеха в сотни *н даже тысячи раз. Радикальным мето-
дом подавления продольной помехи оказывается и гальваническое
разделение цепей. Это значит, что на входе усилителя устанавлива-
ется некоторое устройство, не позволяющее протекать току про-
дольной помехи по замкнутому контуру через «землю» усилителя,
ио передающее сигнал датчика иа вход усилителя. В нем может
и должно использоваться преобразование энергии сигнала в какую-
то другую форму (например, в электромагнитное поле, электричес-
кий заряд или излучение), передача этой энергии и обратное пре-
образование в сигнал электрического тока. Прн этом возможны
варианты: одновременно с разделением усиление или преобразова-
ние в другую форму представления информации н т. д.
Наиболее распространенным примером гальванического разде-
лителя является обычный трансформатор. Если полезный сигнал
является сигналом переменного тока, то прн достаточно большой
индуктивности первичной обмотки он будет передаваться неиска-
женным в цепь вторичной, в то время как сигнал продольной поме-
хи, приложенный к обоим выводам первичной обмотки, яе будет
создавать э. д. с. во вторичной обмотке. Степень подавления про-
дольной помехи будет определяться межобмоточнымн емкостями и
утечками.
х 7-3. О выборе приборов при наладке
Одним из существенных .источников ошибок при макетировании
и наладке готовых схем является неправильный выбор измеритель*
ных приборов. Этот вопрос тесно связан с проблемами помех и
самовозбуждения.
' Укажем сначала на грубые ошибки при измерениях:
1.	Использование прибора с низким"классом точности для точ-
ных измерений. Например, попытка установить выходное напряже-
ние прецизионного стабилизатора (точность 0,1%) с помощью
обычного тестера (погрешность 2,5%).
2.	Применение измерительных приборов с низкоомным входом
для измерений в высокоомных цепях.
3.	Подключение к цепям, чувствительным к емкостной нагрузке,
приборов с малой активной составляющей входной проводимости,
но со значительной входной емкостью. Например, измерение сигна-
ла в резонансном высокочастотном каскаде осциллографом со
входной емкостью кабеля я самого прибора в несколько десятков
или даже сотен пикофарад. Иногда при этом схема может не толь-
ко изменить свои характеристики, ио и потерять устойчивость. Это
бывает, например, при оценке коэффициента усиления широкопо-
лосного ОУ путем измерения сигнала в суммирующей точке. Один
нз способов уменьшить эффекты, связанные со входной емкостью
приборов, — включение последовательно в сигнальном конце изме-
рительного кабеля маломощного резистора типа М.ЛТ или анало-
102
гичиого ему, вывод которого может служить щупом. Конечно, если
имеется соответствующий кабель, то следует пользоваться им. Сле-
дует учитывать, что подключение последовательного резистора мо-
жет несколько понизить чувствительность намерения.
Более сложный характер носят ошибки, связанные с ограни-
ченной полосой пропускания измерительных приборов. Поясним
этот вопрос на конкретном примере. Предположим, что с помощью
генератора синусоиды и осциллографа проверяется полоса пропус-
кания схемы, построенной на базе Оу. Диапазон рабочих частот, в
котором должен быть измерен коэффициент передачи, составляет
0—1 МГц. Формально для этой цели годится любой осциллограф с
такой полосой пропускания. На практике, однако, его использование
может привести к совершенно ложным заключениям и ошибочным
решениям. Дело в том, что упомянутая схема имеет в своем составе
быстродействующий ОУ, коэффициент усиления которого без о. о. с.
превышает единицу иа частотах в десятки мегагерц. Такой ОУ мо-
жет за счет погрешностей в выборе корректирующих цепей или
просто из-за плохого монтажа самовозбудиться на частоте 10—
20 МГц. Эти частоты лежат вне полосы пропускания осциллографа,
н потому колебания, вызванные самовозбуждением, останутся неза-
меченными. Здесь возможны три ситуации.
Первая ситуация: амплитуда помехи от самовозбуждения мала
(десятки или сотни милливольт). В этом случае наличие самовоз-
буждения скорее всего никак не отразится на осциллограмме полез-
ного сигнала, что опасно, так как режим самовозбуждения с огра-
ниченной малой амплитудой автоколебаний прн небольших измене-
ниях условий может внезапно переходить в режим самовозбуждения
с большей амплитудой автоколебаний. Вторая ситуация: авто-
колебания имеют большую амплитуду (порядка шкалы ОУ). Осцил-
лограмма покажет сильные нелинейные искажения полезного сиг-
нала, особенно на частотах выше 10 кГц, а при отсутствии сигна-
ла— смещение нуля ОУ, которое может меняться при попытках на-
строить нуль, но меняться «нелогично», возможно скачками. Дело
в том, что высокочастотная помеха, хотя и «не пройдет» через уси-
литель вертикального отклонения осциллографа, может быть детек-
тирована одним из его каскаде® и усилена остальными. Кроме то-
го, автоколебания могут иметь значительную постоянную составляю-
щую. Третья ситуация: осциллограмма покажет, что на выходе ОУ
имеется большой (по сравнению со шкалой ±10 В) потенциал сме-
щения нуля (от 2—3 до 10—12 В), а полезный сигнал на выходе
отсутствует, так что создается впечатление неисправности ОУ или
грубой ошибки в схеме.
Наличие самовозбуждения в двух последних ситуациях можно
проверить путем существенного изменения емкостей корректирую-
щих конденсаторов или подключением конденсатора параллельно
сопротивлению цепи о. о. с. — если при этом напряжение на выходе
изменится, то самовозбуждение есть, и надо сделать устойчивой
работу схемы на высокой частоте, а не искать ошибку в монтаже
и не менять ОУ. Заметим, что из-за возможного наличия значитель-
ной постоянной составляющей в автоколебаниях показания вольт-
метров, подключаемых на выход ОУ, могут совпадать или быть
близкими к показаниям осциллографа. Поэтому при наладке ши-
рокоиолоснЫх схем желательно иметь в своем распоряжении осцил-
лограф с полосой пропускания, соответствующей всему диапазону
частот, прорекаемых схемой, а не только рабочей части этого диа-
пазона.
109
Рассмотренные частные случаи ошибок в измерениях лозволя-,
ют указать на важный общий принцип: выбирая схему измерения
при наладке устройства, необходимо рассматривать их как единое
целое и результат измерения — как результат взаимного влияния
устройства и измерительного прибора, отдавая себе отчет в том,
каким образом это взаимодействие отражается на свойствах и уст-
ройства, и измерительного прибора.
' Г л а в а 8
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ И ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
... Постарайся же с толком истратить налич-
ность.
На чужое не зарясь, взаймы не йрося.
Омар Хайям. «Рубайат»
8-1. Особенности импульсных и линейных усилителей мощности
В гл. 1 было отмечено, что источник дает максимальную мощ-
ность в том случае, если его выходное сопротивление и сопротивле-
ние нагрузки равны между собой. Однако на практике обычно про-
блема заключается не в отборе максимальной мощности от источ-
ника, а в построении источника сигнала, который отдавал бы в
нагрузку требуемую мощность, потребляя как можно меньшую от ис-
точника питания. Действительно, та часть общей энергии, которая
не попадает в нагрузку, обращается в тепло в самой схеме. Необхо-
димость сохранения температурного режима схемы в заданных пре-
делах приводит к тому, что приходится устанавливать теплоотводя-
щие радиаторы, увеличивая объемы и -площади размещения элемен-
тов н т. д. Если элементы схемы оказываются в температурных
режимах, близких к критическим, то резко снижаются их сроки
службы и надежность. Таким образом, одновременно с выполнени-
ем требований точной передачи сигналов в схемах с мощным выхо-
дом требуется получение максимального’ коэффициента полезного
действия (к. и. д.):
т) = Р п1Р а = Рr/(P н + ^р)»
где Рв — мощность, отдаваемая в нагрузку; Ра — вся потребляемая
мощность; Рр — мощность, рассеиваемая собственно схемой (напри-
мер, усилителем).
Для импульсных сигналов обычно несложно получить т), близ-
кий к 1. Рассмотрим, например, схему усилителя — формирователя
прямоугольных импульсов рис. 8-1, предназначенного для управле-
ния микродвигателями,' низковольтными осветительными приборами,
реле, шаговыми искателями и т. п. Сигнал на входе усилителя — ти-
повые уровни 0 и 1 (0—0,4 и 2,3—4,5 В соответственно) логических
биполярных микросхем потенциального типа (сернн К155, К158, К13$,
К134 и т. п.). Когда на входе усилителя 1, потенциал эмиттера Л
положительнее 4-1,7 В, на базе Та— около 4-0,3 В, а на. эмиттере
Тг— около 4-1 -В. В этом состоянии транзистор Та закрыт» а 7\ и Т2
находятся в линейных режимах эмиттерных повторителей. При ле-
104
-------ннк электропн-
—£и, то #з=5,1 кОм н
О-Е^-ЮВ
, т°
Л
реключении входного сигнала в положение О '(^0,4 В) транзистор
7\ «стремится» Сдвинуть потенциал базы Та примерно к —1,7—2 В.
Но прн этом потенциал эмиттера Га становится достаточно отража-
тельным, чтобы открылся переход база — эмиттер Тз, причем, так
как напряжения насыщении ь'бзнзс для	и _ Т3 не превосходят по
модулю 0,75 В, транзисторы Т2 и Тз насыщаются, и потенциал
базы Та становится равным Минас»8—(1,2—1,5)В. Транзистор 7\ и
диоды смещения уровня Д1( Д2 практически закрываются. Если ток
нагрузки ограничен значением 1 А, то для насыщения Тз достаточен
ток базы около 70 мА. Это следует из того, что для Тз минималь-
ный /*213“20 [см. (1-20)]. Транзистор Т2 также насыщен, его
коллекторный ток 1кавас равен сумме базового тока Тз и тока iat~
,»2 мА, т. е. /кгяас=72 мА. Соответственно при Ег=—15 В
С|£а|/Мнас“200 Ом, а сопротивление резистора R3 должно бьръ
выбрано так, чтобы гарантировать насыщение Т% т. е.
u62»ac|/i«2».o = 3 кОм, где Л21э2 равен минимальному
значению й21э для транзистора Тз.
Определим т| схемы рнс.-8-1. Мощность Рв прн 0 на входе, токе
нагрузки £я==1 А и Ен=—30 В составит около 30 Вт. Рассеиваемая
мощность составит: на Т8 не более Укэна<Ав0,5 ВХ1 А=0,5 Вт; на
/?4~около Е2//?4. Прн |Е2| = 15 В получим Рл<<!,2 Вт; на осталь-
ных элементах схемы около 150 МВт. Таким образом,
:	-	, 30Вт_____________________
4 “ 30 Вт+ 0,5 Вт +1,2 Вт +0,15 Вт 2 ,95’ .
В этой схеме использован дополнительный источник электропи-
тания —Ез. Если вместо него использовать ” л
^4—300 Ом (?В4=3 Вт), поэто-
му п уменьшится до 0,88..
Не останавливаясь сейчас на
функциях элементов #i, S2, .Яз,
-Дз и Д4, заметим, что мощность,
рассеиваемая на ключевом тран- .
зисэоре Тз, невелика, так что Тз,
может быть установлен даже без'
дополнительного теплоотвода. {fa
Иная, ситуация складывается
в схемах усиления , синусоидаль-
ных сигналов. Прн питании схемы
постоянным током tj не может
превышать л/4^0,78.
Это видно из графика полу-
волны синусоидального сигнала
(рис. 8-2, а),, где заштрихованная -
область соответствует «бесполез-
ной» части Е.
^На.самом деле получить зна-
чение к. п. д. 0,78 невозможно: ре-
альные значения q >при питании постоянным током редко превышают
0,7. Простые схемы с 03 и ОК в качестве усилителей мощности си-
нусоидальных сигналов малопригодны: для них теоретический предел
К.1Г.Д. составляет 0,5 (при трансформаторной связи с нагрузкой),
а. практический — около 0,4. О схемах, в которых каждый транзис-
8—787	105
Зк
Я,
Юк
Д3
Рис. 8-1. Усилитель мощности
логических сигналов.
Bs
2,Чк
-6 Е,-5В
,ибце
тор постоянно проводит ток, говорят как о схемах с режимом А, По-
этому в переходят к схемам, в которых каждая нз полуволн сину-
соиды передается в нагрузку отдельным активным прибором и л
может быть близок к л/4. Об активных приборах в этих схемах го-
ворят, чго онн работают в режиме В. Простейшая схема такого ро-
да—выходной повторитель в ОУ К153УД1 (см. гл. 3).
Рио, 8-3. Повторителя с дополнительной симметрией (а, б) н нх вклю-
чение на выходе ОУ с о. о. с. (в)
Основной недостаток схем такого типа—наличие зоны нечув-
ствительное^ или малой чувствительности при прохождении сигна-
ла через нуль. Действительно, обратившись к схеме эмнттерного по-
вторителя, показанной на рис. 8-3,0, заметим, что при иВх==О оба
перехода эмиттер —база закрыты. Для того, чтобы входной сигнал
начал передаваться на выход схемы, необходимо задание некоторо-
го «вх, существенно отличающегося от нуля й обеспечивающего по-
явление проводимости соответствующего транзистора (+Овх для по-
явления тока в плече Л или —аВх—в Та). Характер нелинейных ис-
кажений в Повторителях с дополнительной симметрией (режимы А и
АВ) проиллюстрировав на рве. 8-2,6. Форма колебании на выходе
показана сплошной давней, иа входе—штриховой.
106
Существуют два основных способа уменьшения искажений: во-
первых, переход к смешанному режиму АВ, прн котором ток через
транзисторы, когда uBS==0, не равен нулю, но мал по сравнению с
максимальным током нагрузки: во-вторых, применение глубокой
о. о. с. Этн методы не исключают друг друга и могут эффективно
совмещаться. Вариант схемы повторителя, работающего в режиме
АВ, показан на рис. 8-3, б. Здесь падение напряжения на германие-
вых диодак типа Д9 обеспечивает такую разность потенциалов баз
Ti и Т2, при которой через выходные транзисторы протекает не-
большой начальный ток. Но, как правило, просто перехода к режиму
АВ прн ннзкоомных нагрузках, так же как и только введения о. о. с.,
бывает недостаточно для уменьшения нелинейных искажений до
приемлемого уровня. Предположим, что повторитель рис. 8-3, б на-
гружен на Ян = 100 Ом. Ток транзисторов Ta, Ti в нулевой точке
(ток покоя) составляет около i=l мА, поэтому выходное сопротив-
ление повторителя (два плеча параллельно) равно Ф9 /2г=
=25 мВ/2мА=12,5 Ом. Однако при максимумах выходного неиска-
женного сигнала «вых=±14 В ток в нагрузке составляет около
140 мА, а выходное сопротивление рабочего плеча — около
0,2 Ом. Таким образом, вблизи нулевой точки коэффициент передачи
равен примерно 0,9, а прн больших сигналах — 0,99. Это создает не-
допустимый во многих случаях уровень нелинейных искажений око-
ло 10%.
Предположим теперь, что повторитель включен на выходе ОУ по
схеме рис. 8-3, в. Оценим уровень нелинейных искажений. Благодаря
о. о. с. выходное сопротивление повторителя уменьшится в k раз
(k — коэффициент усиления ОУ) и, если в качестве ОУ использовать
интегральную микросхему К153УД1, составит при «вх=0 не более
0,01 Ом. Ясно, что нелинейные искажения составляют при этом со-
тые доли процента, что почти всегда допустимо. По мере того, как
уменьшается Ян, должны увеличиваться ток покоя эмиттерного по-
вторителя 1нач н (или) усиление в контуре о. о. с.
Для оценки относительного уровня искажений б (прн б<£1) или
и /вач можно использовать приближенные формулы:
ч'0+^„аЛн=6; яа’ ₽=	’
где k — коэффициент усиления по напряжению всего усилительного
тракта, охваченного о. о. с.; 0—коэффициент передачи цепи о. о. с.;
Ян — сопротивление нагрузки. Так, например, чтобы получить бС
^0,1% при Ян = 5 Ом, £=104 н 0 = 0,01 (коэффициент усиления схе-
мы с о. о. с. по напряжению равен 100), требуется 1Нач=50 мА. Для
типовых значений в усилителях низкой частоты бС0,5% при Ян=
«5 Ом и £0 = 20 также имеем 1Нач=50 мА.
Вместо повторителей с дополнительной симметрией, показанных
иа рис. 8-3, часто используют каскады с квазндополнительной сим-
метрией, в которых мощные транзисторы обоих плеч одинаковы.
Чтобы уяснить принцип работы таких схем, рассмотрим сначала по-
вторитель на составных транзисторах, показанный на рнс. 8-4, а.
Учитывая, что ток эмиттера первого транзистора равен току базы
второго, и соотношение (1.31), получаем:
*81 - *82^21921 Яэвых1 = ф9 /*я1 =
^ЭВЫХ2 = ^ЗВЫХ1^21Э2 ~ Фе
8*
107
где £э.вых1 -* выходное сопротивление Л со стороны эмиттера;
#».вых2 — выходное сопротивление Тг, т. е. всего повторителя. Ко-
эффициент передачи согласно (1-32) составит при ^21Э1 >^21Э2^>^:
/яэг S1.
А21Э2 + 1
Покажем, что характеристики схемы рис. 8-4, б идентичны ха-
рактеристикам повторителя рис. 8-4, а. Схему рнс. 8-4, б можно рас-
сматривать как двухкаскадный усилитель ОЭ, охваченный о. о. с. с
Р»1. Схема такого-усилителя — модели без о. о. с. — представлена
Рнс. 8-4. Повторитель с квазидополиительной сим-
метрией.
иа рис. 8-4, в. В ней учтено, что когда о. о. с. включена, транзистор
Га нагружен на суммарное сопротивление со стороны эмиттера и
диода Д 2фе /ia.Коэффициент усиления Л от базы к коллектору
в соответствии с (1-30) примерно равен:
- ^ВХ2 W2<₽e ft2132 W2*aT
где ^вх2=а21Э2Фо /^2 ~ входное сопротивленце транзистора Т2 со сто-
роны базы. Коэффициент усиления каскада иа транзисторе Т3 равен:
^*(2%
Поэтому нолцый коэффициент усиления усилителя на рис. 8-4, в
А = Aj k2 = й21Э2»
Выходное сопротивление каскада на Т2 и всей схемы рис. 8-4,в
можно считать равным 2ф0 /jal(нагрузка в коллекторе Та). Учиты-
вая формулы для усилителей с о.о.с., получаем для коэффициента
усиления Ар и выходного сопротивления /?вых схемы с о.о.с.
рис. 8-4,6j
108
А2!Э2	... „	~ 2% "а . 2<Ре
<> ” ----------- - 5 Явы* = “г—зг;— =-—7—.
"21Э2 + 1	"«132 ' 1	*82
Но последние параметры совпадают с параметрами повторителя
на составном транзисторе рис. 8-4, а. Следовательно, если соединить
схемы рис. 8-4, а н б в одну, как показано на рис. 8-4, а, то полу-
ченная схема равносильна эмиттерному повторителю на составных
транзисторах с дополнительной симметрией. Ее выходное сопро-
тивление равно А*,н приведенные выше оценки нелинейных ис-
кажений. остаются в силе. Отметим, что при отсутствии дйода Д
(рис. 8-4, б) в схеме рис. 8-4, г появится разбаланс выходных сопро-
тивлений.
На рис. 8-5 показан выходной усилитель низкой частоты с по-
вторителем по схеме рис. 8-4, г на выходе и дифференциальным вход-
Рис. 8-5. Пример каскада усиления низкой частоты с повто-
рителем с дополнительной симметрией на выходе.
пым каскадом, обеспечивающим высокую линейность (см. гл. 3). Бла-
годаря емкостному делителю на и Се создается равномерность-
нагрузки плеч прн однополярном мощном источнике электропитания.
Заметим, что цепи о. о. с. по сигналу и по постоянному току частич-
но объединены (R3, Rto, Ян, Rn), ио из-за наличия С* для пере-
менной составляющей 0 ££аЯз||/?12/(/?н+/?з||Я12), тогда как по по-
стоянному току Р^/?з/(аз+/?12). Каскад обеспечивает мощность в
нагрузке до 10 Вт-при /?н = 4,5+6 Ом, б<1%, 1нач=50-?-80 мА и
^0,52, причем основной причиной снижения tj по сравнению с теоре-
тически максимальным значением является наличие резисторов /?8 и
/?9, иа которых рассеивается около 1,5 Вт. Прн повышении напря-
жения питания до —30 В выходная мощность может быть увеличена
до 15 Вт.
Рассмотрим некоторые характерные приемы, использованные в
схеме рнс. 8-5 и широко распространенные в практике построения
подобных усилителей. Конденсатор Сз создает следящую положи-
109
тельную обратную связь, фактически замыкая накоротко по пере-
менной составляющей выход усилителя и точку соединения Rt и #5.
Обозначив ик2л, и i'K2~ — переменные составляющие коллекторного
напряжения и тока транзистора Тъ и RBX.n — входное сопротивление
повторителя на —Те, определим	нз уравнения
иК2~ = (^ВХ.П '! R4) 4“ °ВЫХ''“ ^BX.n/(R« “Г Явх.п)»
где «вых~~ напряжение сигнала на выходе повторителя, причем
^Bbix^“^nuK2~ (йп=0,9-5-0,99— коэффициент передачи повторите-
ля), и принято, что i«2.~ не зависит от ик2~. Вычисляем:
ui:2~ — £к2~ R4Rex.11/lR4 4“ (1 — &п) ^вх.п]»
откуда видно, что связь через Сз обеспечивает увеличение действую-
щего значения R& в 1/(1— £п) = 10-г100 раз. Это приводит к тому,
что коэффициент усиления всей схемы по переменному току без
о. с. (коэффициент передачи делителя а равен нулю) оказывается
равен А=1э2/?вхп/гп/4фе .Для нашего случая Ап>0,9; /?вх,п>ЮкОм
и fe^sOOO. Конденсатор Cs и резистор Rt> выбирают так, чтобы
RiC3> 1/2л/н, где /в — нижняя граничная частота усйлителя.
Обратная связь по сигналу резко повышает входное сопротив-
ление всего каскада. Схема подобна дифференциальному ОУ при
возбуждении его по иеинверсиому входу (см. гл. 3), и поэтому ее
входное сопротивление /?вх со стороны базы 7\ равно:
«« = 4А,1э1.11(Ч>е/ад(1+^)-
Если ^asl/p^=40, то /?вх> 12 кОм — сопротивление, достаточ-
ное для того, чтобы существенно не нагружать предварительные кас-
кады. .
Если не предусмотреть коррекцию частотной характеристики, .то
при замыкании о. о. с. схема практически неизбежно самовозбудится.
Включением конденсатора формируется апериодическая частот-
ная характеристика (см. гл. 2), обеспечивающая устойчивость прн
замыкании о. о. с. Так как влияние постоянной времени коллекторной
цепи Т2 ослабляется при включении о. о. с. в раз, то постоянная
времени схемы для'верхних частот выразится формулой
Тв == 1/2л/в 4q>0	s 1,5 мкс.
В схеме рнс. 8-5 использованы диоды типа Д9Б(Г, Д), транзисто-
ры типов КТ361Г, КТ201В (7*, Ts), ГТ402И (Т8), ГТ404Г (Т4),
ГТ703Г или ГТ905А (Т6, Те).
8-2. Защита усилителей ат помех и перегрузок
Мощные каскады являются сильными источниками помех для
предварительных каскадов. В случае импульсных сигналов мощный
каскад типа рассмотренной схемы рис. 8-1 создает в цепях коллектор-
ного питания (Ев н Ег) и земли сильные импульсные помехи, спо-
собные изменять состояние маломощных логических схем. Для устра-
нения этого явления контур: Ек (или Е2)—выход мощного каска-
да— шина земли нагрузки — нулевой провод источника Ен нигде
не должен иметь общих участков с контуром токоЬ питания и сиг-
налов маломощных схем (в данном случае равен 5 В). Потенциально
две независимые шины земли должны соединяться одним проводом,
ПО
проложенным непосредственно между выводами «ОВ» (земли) источ-
ников питания Ei и Ев.
В мощных линейных каскадах прохождение токов нагрузки и
(или) режимных токов выходных каскадов через цепи питания и
нулевые шииы входных каскадов может приводить к самовозбужде-
нию или искажениям выходного сигнала за счет паразитных обратных
связей. Искажения могут иметь характер «звона» при резких изме-
нениях уровня ^входных сигналов — постепенно затухающих высоко-
частотных колебаний на выходе. Самовозбуждение (обычно иа уль-.
тразвуковых частотах) особенно опасно тем, что при нем на выход-
ных транзисторах выделяется большая (порядка пиковой нли даже
больше) мощность. Это может вести к очень быстрому разогреву
выходных транзисторов и их тепловому пробою. Меры против ука-
занных явлений аналогичны тем, что быди описаны для случая им-
пульсных усилителей. Существенным для линейных схем оказывается
выбор точки заземления конденсаторов частотной характеристики
усилителя. В схеме рис. 8-5 — это конденсатор Ct. Обычно оказыва-
ется правильным соединение с силовой шиной земли («ОВ» нагрузки).
Подключение и отключение нагрузок реактивного характера мо-
жет вызвать пиковые перегрузи выходных транзисторов. Для им-
пульсного усилителя рис. 8-1 наибольшую опасность представляют
индуктивные нагрузки — выбросы при отключении тока в zB могут
вызвать пробой Т3. Поэтому целесообразно включение диода Д4 для
их демпфирования (отвода тока). Не менее важно создать защиту и
оптимальный режим работы для логических элементов — источников
входного сигнала. Схемы транзисторной логики (см. гл. 6), для ра-
боты с которыми предназначена схема рис. 8-1, обычно рассчитаны на
«втекающие» токи нагрузки (присоединение ее к положительному
полюсу источника питания) и плохо «держат» нагрузку, создающую
«вытекающие» токи (когда нагрузка соединена с землей). Чтобы
обеспечить правильный режим источников сигнала, в схеме устанав-
ливают резистор /?1. Другое назначение Rt — отключение тока на-
грузки при обрыве входной цепи. Это существенно для защиты-ряда
видов нагрузок, рассчитанных на импульсное возбуждение с относи-
тельно малой длительностью импульсов (например, обмотки им-
пульсных микроэлектродвигателей). Резистор Rz защищает источник
сигнала от выхода из строя в случае ошибки в подключении питания
к схеме рис. 8-1. Действительно, прн попадании на вывод Et отри-
цательного напряжения коллекторный переход 7\ будет смещен в
прямом направлении, так же как и переходы на выходе логического
элемента. Если не ограничить возникающий прн этом ток, то выход
нз строя источника сигнала и Ti неизбежен.
Резистору Rs н диоду Дз в схеме принадлежит двоякая роль.
С одной стороны, во время •процесса отключения тока в гн ток, про-
текающий через Rs, обеспечивает ускоренное рассасывание носителей
в базе выходного транзистора н тем самым способствует сильному
увеличению быстродействия схемы. С другой стороны, когда Т3 за-
крыт, ток через /?& обеспечивает положительное смещение на его
базе н не дает цепи базы- Та оказаться «оторванной». На первый,
взгляд Rs можно было бы соединить с шиной земли, а не с Е^
Однако в этом случае обратный ток коллектора Т3, достигающий прн
больших Ев 1—2 мА, не дал бы транзистору Т3 полностью закрыться.
Начался бы его саморазогрев, дальнейший рост обратного тока и
т. д. В схеме появилась бы тепловая положительная обратная связь,
ведущая к разрушению Т3. Диод Дз, ограничивая потенциал базы
111
Рис. 8-6. Схема повтори-
теля с защитой от пере-
грузки по выходу.
закрытого транзистора Т3, резко снижает в режиме iH = 0 ток через
Т2, зашнщая последний от ненужного рассеяния мощности.
В линейных усилителях обычно требуется защита выходных
транзисторов от переходных процессов при включении нагрузки и от
саморазогрева. Первая может осуществляться наиболее просто за
счет резисторов R% и /?0, стоящих в эмиттерных цепях транзисторов
Тб, Гв в схеме рис. 8-5. Если это окажется недостаточным, то при-
бегают к ограничению тока баз. Схема
с защитой такого рода показана на рнс.
8-6. Транзисторы защиты Тэ и в нор-
мальном режиме закрыты, но при чрез-
мерном увеличении тока через какой-
либо из эмиттерных переходов Ts или
Та и соответственно Rt или R2 падение
напряжения на эмиттерном переходе Т3
или Т4 увеличивается и открывает его.
Транзистор защиты «отбирает» ток от
базовой цепи Ть Т2, препятствуя даль-
нейшему росту выходного тока.
Защита от саморазогрева в линей-
ных каскадах осуществляется путем ус-
тановки элементов начального смещения
(диоды Д] н Д2 иа схеме рис. 8-5) на
радиаторы (а лучше —прямо на крыш-
ки корпусов) выходных ’транзисторов.
Тем самым реализуется о. о. с. по режи-
му: температура — ток смещения. По-
нятно, что в любом случае площадь радиаторов должна быть доста-
точной, и должен быть обеспечен хороший тепловой контакт между
корпусами мощных транзисторов и радиаторами.
Заметим, что в схемах мощных усилителей кремниевые приборы
в выходном каскаде далеко не всегда имеют преимущество перед
германиевыми. Дело в том, что последние сохраняют линейность до
уровней ыоэ и мк около 1—1,5 В, тогда как кремниевые начинают
насыщаться при «бэ н мк около 2,5—5 В. Поэтому переход к крем-
ниевым транзисторам обычно целесообразен только при амплитудах
выходных сигналов, превышающих 15—20 В.
8-3. Стабилизаторы
Схема стабилизатора рис. 8-’
ной эмиттерный повторитель, на
Рнс. 8-7. Простейший «пасснв-
йый» стабилизатор напряжения.
представляет собой просто состав-
вход которого подано напряжение
«ст от стабилитрона. Схема пита-
ется от нестабилизированного вы-
прямителя. Данная схема рассчи-
тана на 12 В выходного напряже-
ния Uswx и номинальное напря-
жение выпрямителя (прн £а=0)
«пх“18 В. Изменяя «ст и ивх,
можно менять «вых. Идеальный
стабилизатор напряжения должен
обеспечивать: независимость «вых
от «вх, т. е. Д«вых/Д«ах=0, н неза-
висимость «вых ОТ /?Н, т. е. /?вых=
=0. Определим первый из этих
параметров. Изменение иапряже-
ния на стабилитроне Дцс» зависит от изменения йп: ДмСт=Д^тЛст.д,
где Лст.д—дифференциальное сопротивление стабилитрона, задаваемое
в технических характеристиках, а :Ст—ток через стабилитрон. Так как
гСтв(«вх—Uct)/Ri—1ц, где Ья—ток базы Ть который примем незави-
симым ОТ Ивх, ТО ДМет = /?С1.д(ДИвх—ДИст)//?1,'Откуда (при
ДИдт = Д«вх Лст.д/(Ri 4~ Лст.д) = Д«вх Лст.д/Ri •
Так как «вых=«ст—«бэ1—«бэг,
то
Д^ВЫх/А^ВХ — RctJlJRi •
В нашем случае Д«вых/Днвх^0,05, так как Лст.д=25 Ом для
Д813,
Зависимость ивыя от /?» характеризуется выходным сопротивле-
нием стабилизатора Ляык^Диаых/Ай- Величина ДмВых складывается
из изменений «ст при изменениях ивх и i>i, вызванных Ыв, и измене-
ний напряжениймежду базами и эмиттерами транзисторов-Л и Т3,
Если выходное сопротивление источника нестабнлизироваиного пита-
ния есть Лист, то прн изменении будет изменяться  uBS: Д«ах=
=ЛистД1н, но, как мы видели, изменения мВх ведут к изменению мвых;
Таким образом, получим первую составляющую Лвых Лвых1 =
«ЛжстЛст.д/Ль Далее при изменениях iB будет меняться ток fa, а
следовательно, и ток стабилитрона iCT. Имеем по этому фактору
Д/Ст=—Д^ЯМ21Э1^21Э2 и Амвых~Аист’ следовательно, вторая состав-
ляющая
Rb!“ = | ~дг7" I ~ АэтЭ2 ’
Наконец, собственное выходное сопротивление повторителя.со-
ставит:
„	~ Фе- I	I	I
^ВЫХЗ — . "г ,	' h •/	• 4, h I
*И Л21Э2	• Л21Э2 *Э1	2191П21Э2
где го2—5 Ом; гб1 = 100 Ом; 'л1~!'(52“,н'/^21э2'Для нашегр примера,
если tuCl А и Лист=2 Ом, то Л6ых1=0,1 Ом;‘ Лйых2^0>02 Ом и
₽вйхз^0,25 Ом. Таким образом, полное выходное сопротивление схе-
мы рис. 8-7 составляет 0,37 Ом. Следовательно, выходное напряже-
ние схемы изменяется от «макс = 12 В (при повышении напряжения
сети на 10% и iH=0) до «мин=11,5 В (при снижении напряжения
сети иа 10% и /н=1 А).
Для многих целей такое изменение «вых бывает приемлемо, од-
нако в отсутствие конденсатора С схема рис. 8-7 может не удовлет-
ворять требованиям по уровню пульсаций. Действительно, степень
снижения пульсаций в этой схеме прн С=0 равна очевидно,
ДИвых/ДМвх=0,05. Если уровень пульсации мвх прн /н = 1 А равен, на-
пример, 0,1 В, то пульсации на выходе составят 5 мВ. Для таких
схем, как чувствительный усилитель переменного тока, это много.
Прн наличии в цепи питания стабилитрона конденсатора С уровень
пульсаций снизится для двухполупернодного источника мвх в
•4nf0C(#i/4) раз. Отсюда можно определить емкость конденсатора С,
Например, если пульсации должны быть снижены в 20 раз, то С=
= >20 мкФ. Определим, наконец, максимальную мощность рассеива-
ния на Тг. Эта мощность зависит от выбора напряжения м6Х ,хх ПрН
ia=0. Последнее определяется из следующего соотношения;
мвх.хх “ мк.мин 4" ивых "к 1«вх,хх 4" Лист ^н»
ИЗ
где «к.мин—минимальное напряжение между коллекторами транзис-
торов и эмиттером Тг, при котором и Тг сохраняют линейный ре-
жим1, a O.IUbs.xs — возможное уменьшение «вх.хх за счет. 10%-ного
снижения питающей сети. Имеет «к.млн=2 В; /?Ист*в=2 В, откуда
hbs.xx=(12 В+2 В + 2 В)/0,9 = 18 В.
Наибольшая мощность Рг рассеивается на Тг при максимальном
напряжении сети и токе нагрузки 0,5iH=0,5 А (см. гл. 1, рис. 1-3).
Имеем при этом Р2®*0,5 А (иВх.хх+ОЛ“вх.х.х—ивых—/?Ист-0,5 А) =
s3,5 Вт.
У простейшей схемы рис. 8-7 есть два существенных недостатка:
уровень пульсаций выхода велик даже при тщательной фильтрации
входного напряжения, н выходное напряжение сильно (примерно на
5%) меняется При изменениях тока нагрузки и uBI. Существенно
Рис. 8-8. Линейный стабилизатор напряжения с глубо-
кой о. о. с.
лучшие характеристики могут быть получены при использовании
«активной» стабилизации, т. е. прн введении о. о. с. Рассмотрим схе-
му рис. 8-8. Нетрудно видеть, что1 она представляет собой ОУ е
мощным составным эмнттериым повторителем иа выходе. Так как
сигнал о. о. с. снимается с выхода повторителя (эмиттер Тг), то
схема в целом имеет свойства ОУ. Ее выходное сопротивление без
•о.о.с. равно /?выхз для схемы рис. 8-7, т. е. составляет около
0,25 Ом. При включении о. о. с. &ых"а‘0,25 Ом/йЙ^Ю-4 Ом. Также
практически исключается влияние изменений — Ем на Ивых.
Питание собственно ОУ смещено до уровней 0 и —18 В, причем
напряжение литания ОУ снижено до минимально допустимых зна-
чений. Средняя точка питания ОУ выбрана иа уровне —9 В,, общая
шина земли стабилизатора играет роль «положительного» источника
для схемы ОУ, а напряжение —18 В — «отрицательного». Таким об-
разом, напряжение около —9 В, поступающее от стабилитрона Д1 —
источника опорного напряжения на иеинверсный вход ОУ, близко к
«естественному» уровню входов ОУ. Любые изменения «ст вызовут
изменения ивых- Фактически именно стабильность мсг определяет ка-
чество стабилизации ивых, поэтому рассмотрим этот вопрос под-
робнее.
Здесь широко распространены две ошибки. Первая,, наиболее
грубая, заключается в том, что питание опорного стабилитрона, про-
изводят от —Ех через резистор. При этом забывают, что диффереи-
114
циальное сопротивление стабилитрона Дст.д отнюдь не равно нулю,
поэтому изменения и пульсации —Ем в лучшем случае будут ослаб-
лены в 50—100 раз, т. е.,-каков бы ни был коэффициент усиления
ОУ, выходное сопротивление стабилизатора Д8ых=Двых1г0,1 Ом, где
/?Вых1 — параметр схемы рис. 8-7, а Д«вых/ЛДм^0,01. Другая ошиб-
ка носит более «тонкий» характер — питание опорного стабилитрона
производят через резистор со сравнительно малым сопротивлением,
подключенный к выходу стабилизатора (т. е. от иВых). Нетрудно
убедиться, что в этом случае Ар петли о. о. с. может существенно
уменьшится. Итак, ток опорного стабилитрона должен быть строго
постоянен н независим от uBbJX, —Ем и т. д.
В качестве опорного стабилитрона следует брать температурно-
компенсированные стабилитроны (например, Д818) при токе, соот-
ветствующем их точке наилучшей стабильности (обычно 10 мА).
В отсутствие таковых можно использовать обычный стабилитрон,
включая последовательно с ним встречно такой же стабилитрон (он
будет работать как обычный прямо смещенный диод) в качестве
температурно-компенсирующего элемента. Опорный стабилитрон сле-
дует конструктивно располагать как можно дальше от силовых эле-
ментов схе?лы и питать от источника неизменного тока.
Одни и| вариантов питания опорного стабилитрона приведен на
схеме рис. 8-8. Транзистор Т3 совместно со стабилитроном и ре-
зистором Д? образует генератор тока, причем подключение Д& к вы-
ходу стабилитронной цепи Дг—Дз обеспечивает практическую неза-
висимость тока в цепи Д: от отклонений, и остаточных пульсаций на-
пряжения в цепи Дг—Дз. Ток коллектора Ts выбран 10 мА. Дрейф
и<и в схеме рис. 8-8 составляет около 1 мВ/°С.
Другими причинами нестабильности схемы рис. 8-8 оказываются
дрейф по напряжению ОУ и дрейф его входных токов. Однако эти
дестабилизирующие факторы по крайней мере на десятичный порядок
слабее, чем дрейф ист- Наконец, следует учесть возможность дрейфа
сопротивлений резисторов Дь Дг, Rt,- поэтому желательно В качестве
таковых использовать проволочные резисторы.
Стабилизатор рис. 8-8 рассчитан иа выходные напряжения от
—11 до —16 В. Оценки необходимого значения — Еи и мощности
рассеивании иа проходном транзисторе Т2 аналогичны проведенным
для схемы рис. 8-7. Недостаток схемы рис. 8-8 — необходимость до-
полнительной маломощной обмотки и однополулериодиого выпрями-
теля с фильтром для питания ОУ и источника исг (напряжение —Ев).
Дополнительным источником погрешностей в схеме рис. 8-8 могут
быть сопротивления соединительных проводов. Поэтому цепи земли
«ст и ОУ, с одной стороны, мощного источника —Ем и источника
—Ев, с другой, должны соединяться только иа выходном выводе в
точке заземления Дг. Вместе с тем & должен быть присоединен к
выходу в точке подключения нагрузки. Конденсатор (Д обеспечивает
малое выходное сопротивление при быстрых изменениях нагрузки,
когда ОУ может не успеть отработать возмущение (из-за уменьше-
ния коэффициента усиления на высоких частотах). Полезно шунти-
ровать этот электролитический конденсатор бумажным или керами-
ческим конденсатором емкостью 0,05—1,0 мкФ. Одновременно Ci яв-
ляется элементом коррекции, необходимым для обеспечения устой-
чивости при включении о. о. с. Дополнительная цепь коррекции —
Да, С2. Номиналы этой цепи желательно подобрать в уже собран-
ной схеме, поскольку они могут зависеть от слабых и неучтенных
паразитных обратных связей.
115
Вь/л.
Рис. 8-9. Схема защи-
ты линейного стабили-
затора.
При выполнении упомянутых предосторожностей стабилизаторы,
построенные по схеме рис. 8-8, обеспечивают стабильность выходного
напряжения лучше. 0,1%, /?вых<10“8 Ом, пульсации и шум иа вы-
ходе—менее 100 мкВ от пика к пику.
Схемы рис. 8-7 и 8-8 не имеют защиты выхода от коротких за-
мыканий. Установка в цепи выхода предохранителя далеко не всег-
да эффективна: «быстродействие» предохранителей недостаточно, и
пробой проходного транзистора может на-
ступить раньше, чем расплавление предо-
хранителя. Поэтому В' современных схемах
стабилизаторов обычно предусматривают
электронную защиту от перегрузки по то-
ку. Примером может служить схема рис.
8-9. В ней падение напряжения на измери-
тельном'сопротивлении /?j пропорциональ-
но току нагрузки in.
В рабочем состоянии транзисторы Л н
Тз закрыты, ио если lBRt превысит допус-
тимое значение, то 7\ н Та открываются и
глубоко насыщаются. Падение напряжения
на них при этом составляет около 0,1 В,
Выход схемы (эмиттер Tz) подключают
обычно к выходу источника опорного на-
пряжения стабилизатора (коллектор Т$ на
схеме рис. 8-8), а /?: —в разрыв шины
земли между выпрямителем и стабилиза-
напряжение стабилизатора при срабатыва-
нии схемы защиты становится практически равным нулю, и его про-
ходной транзистор закрывается.
Основная трудность в проектировании и наладке схем защиты —
снижение их чувствительности к броскам тока, возникающим в мо-
мент включения схемы и обусловленным процессом заряда конденса-
торов фильтров на выходах стабилизаторов (например, заряд С: при
включении схемы рис. 8-8). Действительно, конденсатор Ct схемы
рис. 8-8 и измерительный резистор Rt (рис. 8-9) образуют /?С-цепь,
подобную.цепи рис. 1-4, и процессы в иен при включении питания бу-
дут соответствовать эпюре рис. 1-5. Чтобы избежать таких ложных
срабатываний, предусматривают апериодический фильтр R3C
(рис. 8-9). Резистор Rt может одновременно служить для измере-
ния тока нагрузки в схеме. Так как резистор Rt включен перед ста-
билизатором, то он влияет только на выходное сопротивление неста-
билизироваиного источника и практически не ухудшает выходное со-
противление самого стабилизатора.
1, поэтому опорное
Список литературы
Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. —М.: Энергия, 1977. — 608 с.
Малин Б. В., Сопнн М. С. Параметры и свойства полевых тран-
зисторов.— М.: Энергия, 1967. — 112 с.
Линейные интегральные схемы/Под ред. Кониелн. — М.: Мир,
1977. — 440 с.
Гальперин М. В., Злобин Ю. П., Павленко В. А. Усилители по-
стоянного тока. — М: Энергия, 1978. — 248 с.
116
Проектирование и применение операционных усилителей/Под
ред. Г. Тоби, Л. Хьюлсмана и Д. Грэма.—М.: Мир, 1974. —512 с.
Дж, Рутковский. Интегральные операционные усилители. Спра-
вочное руководство. — М.: Мир, 1978. —326 с.
Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектрон-
ной аппаратуре.—М.: Советское радио, 1974. — 312 с.
Милехин А. Г. Радиотехнические схемы на полевых транзисдо-
рах. — М.: Энергия, 1976.— 142 с.
Кофлин У., Дрисколл У. Операционные усилители и линейные
интегральные схемы. — М.: Мир, 1980.— 592 с.
Угрюмое Е, П. Элементы и узлы ЭЦВМ. — М.: Высшая школа,
1976. —232 с.
Полупроводниковые кодирующие и декодирующие преобразова-
тели напряжения/Под ред. В. Б. Смолова и Н. А. Смирнова.— Мл
Энергия, 1967. —280 с.
управляющие вычислительные машины в АСУ технологически-
ми процессами, т. t/Под ред. Т. Харрисона.—М.: Мир, 1975.—53<с.
Отт Г. Методы подавления шумов и помех в электронных си-
стемах.— М.: Мир, 1979. — 320 с.
Кудрин И. Г. Устройства шумоподавления в звукозаписи. — М.:
Энергия, 1977.— 88 с.
Степаненко И. П. Основы микроэлектроники. — М.: Советское
радио, 1980. — 424 с.
Современные линейные интегральные микросхемы и их приме-
нение.— М.: Энергия, 1980. — 272 с.
Мейзда Ф. Интегральные схемы: технология и применение. —
М.: Мир. 1981. —340 с.
. Якубовский С. В., Барканов Н. А., Кудряшов Б. П. Аналого-
вые и цифровые интегральные схемы/Под ред. С. В. Якубовского,—
М.: Советское радио, 1979.— 336 с.
ББК 82.841
П7
УДК 621.3.049.77
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ
И. В. Антик, Г. Т. Артамонов, А. А. Воронов, Л. М. Закс,
В. К. Левин, В. С. Малов, В. Э. Низе, Д. А. Поспелов,
И. В. Праигишвили, Ф. Е. Темников, Ю. М, Черкасов,
А. С. Шаталов.
Гальперин М. В.
Г 17 Введение в схемотехнику — М.: Энергоиздат,
1982.— 120 с., ил.— (Б-ка по автоматике: Вып,
623).
40 к.
В книге излагаются принципы построения в методы разработки
электронных схем. Рассмотр.-ны основные свойства компонентов схем,
операционные и дифференциальные усилители, ключевые элементы,
схемы ширбтио- ц частотно-импульсной модуляции, логические схемы,
усилители мощности И т. д. большое внкмавие уделено методам подав^
ления помех.
Рассчитана на широкий круг читателей, интересующихся современ-
ной электроникой.
г2401000000-127	ББК32.841
051(01)-82.	6Ф0.3
© Эвергонздат, 1982