Автор: Гольденберг Л.А.
Теги: электротехника импульсные устройства электроника цифровая техника
Год: 1981
Текст
Л. М. Го льденберг
ИМПУЛЬСНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Л.М.Гольденберг
ИМПУЛЬСНЫЕ
УСТРОЙСТВА
ДОПУЩЕНО МИНИСТЕРСТВОМ ВЫСШЕГО И СРЕДНЕГО
СПЕЦИАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ СССР В КАЧЕСТВЕ
УЧЕБНИКА ДЛЯ СТУДЕНТОВ РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ СПЕ-
ЦИАЛЬНОСТЕЙ ВУЗОВ
МОСКВА • РАДИО И СВЯЗЬ • 1981
ББК 32.847
Г63
УДК 621.374
Гольденберг Л. М.
Г63 Импульсные устройства: Учебник для вузов. — М.:
Радио и связь, 1981. — 224 с., ил.
85 к.
Излагаются основы теории и схемотехники импульсных устройств.
Основное внимание уделяется устройствам на интегральных схемах. Рас-
сматриваются элементная база импульсных устройств, комбинационные и
последовательностные устройства, методы и схемы формирования прямо-
угольных и непрямоугольных импульсов, функциональные устройства тех-
ники связи и управления.
Предназначен студентам вузов связи и радиотехнических факультетов,
будет полезен и специалистам, работающим в области импульсной и циф-
ровой техники.
г 30401—005
* 045(01)—81
2404000000
ББК 32.847
6Ф2
РЕЦЕНЗЕНТЫ: ДАНИИЛ ДАВЫДОВИЧ КЛОВСКИИ,
БЕНИАМИН АРШАКОВИЧ КАЛАБЕКОВ
Издательство «Радио и связь», 1981
ПРЕДИСЛОВИЕ
Современный этап развития импульсной техники связан со все
более широким применением цифровых методов и использовани-
ем интегральных цифровых и аналоговых цепей. Этим и обуслов-
лены методика построения и содержание настоящего учебника; в
отличие от предыдущих изданий (М.: Связь, 1963, 1964, 1973),
здесь основное внимание уделено теории и схемотехнике им-
пульсных устройств на интегральных схемах.
В первых двух главах рассматривается элементная база им-
пульсной техники: вначале простейшие линейные и ключевые эле-
менты, затем основные наиболее распространенные логические
элементы — транзисторно-транзисторные логические схемы
(ТТЛ) и логические схемы с соединенными эмиттерами (ЭСЛ), а
также ключевые устройства на МДП-транзисторах. Для импульс-
ных устройств характерны схемы, содержащие интегральные и
дискретные компоненты; методам их соединения посвящена гл. 3.
В гл. 4 рассматриваются методика построения комбинационных
логических устройств, теория и схемотехника триггеров, некото-
рых субсистем (регистров и счетчиков импульсов), часто исполь-
зуемых в качестве базовых устройств более сложных импульс-
ных систем. Главы 5—7 посвящены теории и схемотехнике форми1-
рователей и генераторов импульсов прямоугольной и непрямо-
угольной формы; здесь рассматриваются импульсные устройства,
построенные не только на логических, но и на аналоговых интег-
ральных элементах (операционных усилителях, интегральных тай-
мерах), а также на дискретных компонентах. В последней главе
рассмотрен ряд функциональных импульсных устройств техники»
связи и управления.
Книга предназначена служить учебником по курсу «Импульс-
ные устройства» (или «Импульсные и цифровые устройства»); ав-
тор надеется, что она будет полезна студентам при выполнении
учебно-исследовательских, курсовых и дипломных работ, а также
специалистам, работающим в области импульсной техники. Автор
благодарит сотрудников кафедры ИВТ ЛЭИС им. проф.
М. А. Бонч-Бруевича В. А. Малева, Г. Б. Малько, Л. Г. Зеличен-
ко, Ю. Т. Бутыльского, М. Н. Поляка, принимавших участие в ее
обсуждении. Автор выражает свою признательность Г. Ф. Роди-
ной за большую помощь в подготовке рукописи к печати.
Автор признателен рецензентам книги профессорах
Д. Д. Кловскому и Б. А. Калабекову за ценные замечания.
ВВЕДЕНИЕ
Импульсные устройства предназначены для формирования и
преобразования электрических сигналов, имеющих характер им-
пульсов и перепадов напряжений (потенциалов) или тока, а так-
же для управления информацией, представленной упомянутыми
сигналами.
На практике используются импульсы разнообразной формы,
прямоугольной (рис. В. 1а), трапецеидальной (рис. В. 16), пилооб-
разной (рис. B.le), остроконечной (рис. В.1г) и др. Форма им-
Рис. В.1
t
пульса (рис. В.2а) характеризуется следующими основными па-
раметрами: амплитудой (максимальным значением) Um\ на-
чальным значением £°, длительностью импульса длитель-
ностью фронта /ф1 (или /ф), длительностью среза tCi длитель-
ностью вершины /вер, снижением вершины АС/.
Понятие временных параметров импульса (/и, /ф, /с, /вер) име-
ет точный смысл только при идеализированной форме импульса
Рис. В.2
4
(см. рис. В.2а). При определении временных параметров реально-
го импульса (см. рис. В.26) пользуются условными уровнями, от-
несенными к амплитуде импульса aUm, Обычно принят уровень
отсчета а=0,1; это означает, что длительность фронта измеряет-
ся в интервале изменения напряжения 10—90% от амплитуды им-
пульса; однако в некоторых случаях принимается а=0,05 или
а=0,01.
Наряду с перечисленными параметрами используются и неко-
торые другие количественные характеристики импульсов, в част-
ности крутизна фронта (т. е. скорость изменения напряжения при
формировании фронта или среза).
Часто приходится иметь дело с последовательностью периоди-
чески повторяющихся импульсов. Такая последовательность ха-
рактеризуется скважностью g, коэффициентом заполнения т] и час-
тотой повторения f:
1 = 0/4» = Ш /=1/0=1/^и,
где 0 — период повторения импульсов.
Основными параметрами перепада напряжения (тока) (рис.
В.З) являются его амплитуда Um и длительность фронта (или
среза) /ф; при использовании в качестве потенциального сигнала
перепада напряжения он характеризуется двумя стационарными
уровнями — низким £° и высоким Е{.
Рис. В.З
Рис. В.4
Наряду с сигналами (импульсами, уровнями напряжения), па-
раметры которых являются аналоговыми величинами (т. е. могу-
щими принимать бесконечное множество значений), в книге рас-
сматриваются цифровые (дискретные) сигналы, параметры кото-
рых могут принимать лишь фиксированные значения, принадле-
жащие некоторому конечному множеству. Отдельные элементы
этого множества могут быть закодированы цифрами (отсюда и
название этих сигналов); в большинстве случаев таких элементов
только два.
Уровни напряжения (потенциалы) и импульсы могут быть за-
кодированы в двоичной системе счисления цифрами 0 и 1: низкий
потенциал или отсутствие импульса кодируется нулем, высокий
потенциал или наличие импульса кодируется единицей. Такое ко-
дирование сигналов обычно называют положительным. Естест-
венно, что допускается (и реально используется) также обратное
кодирование — отрицательное.
Б
Важно подчеркнуть, что 0 и 1 являются лишь информационны-
ми значениями сигналов и не характеризуют их реальных значе-
ний. Если обозначить информационное значение сигнала и через
х, то можно записать, что х=0 при u=EQ и х=1 при и=Е{.
С помощью цифровых сигналов можно кодировать аналого-
вые сигналы, например непрерывно изменяющееся напряжение
или временные интервалы. Идея цифрового кодирования аналого-
вой функции /(/) иллюстрируется на рис. В.4.
Непрерывная функция /(/) заменяется совокупностью ее зна-
чений— выборками — взятыми в дискретные моменты вре-
мени /г, i=0, 1, 2,... (как известно, если частотный спектр функ-
ции f(t) ограничен величиной Й, то согласно теореме Котельнико-
ва функция f(t) может быть восстановлена по выборкам
взятым через интервал дискретизации — /д = 1/2 Q).
Каждая выборка f(^) квантуется по уровню, и ей приписыва-
ется значение kh, если kh<f(ti) < Чем меньше шаг кван-
тования Л, тем точнее можно представить значения выборок. В
простейшем случае бинарного квантования число уровней равно*
двум, и они кодируются символами 0,1. Вообще же число уровней
квантования бывает много больше, например 8—12, и тогда мож-
но достаточно точно кодировать цифровыми сигналами аналого-
вые сигналы, изменяющиеся в широком диапазоне уровней.
Во многих устройствах и прежде всего в цифровых, в которых
формируются и преобразуются дискретные сигналы, их значения
могут изменяться только в результате изменения некоторых уп-
Е1
Е°
равляющих сигналов. Это значит,
— что изменения токов и напряже-
ний в устройстве могут начинать-
— i ся в дискретные моменты време-
Z 4 4 ъ ни /2> • • • ’tn'tn+b ’опреде'
1 1 ляемые моментами изменения то-
р В5 го или иного управляющего сиг-
ис’ ’ нала (см., например, рис. В.5).
Совокупность моментов времени tn, которые могут быть равноот-
стоящими или произвольными, составляет дискретное время.
В связи с этим условимся символом xni обозначать информа-
ционное значение сигнала х в f-й точке устройства на /г-м интер-
вале, т. е. в интервале tn^t<tn+li где t — текущее время.
Для построения импульсных и цифровых устройств использу-
ется элементная база, включающая как линейные элементы (ли-
нейные электрические цепи с сосредоточенными и распределенны-
ми параметрами, операционные усилители и т. д.), так и нелиней-
ные элементы — прежде всего логические, или ключевые. И те и
другие элементы могут быть реализованы как на интегральных
схемах (ИС) различного типа, так и на дискретных компонентах;
в современных импульсных устройствах широко применяются од-
новременно и ИС, и дискретные компоненты. Ниже рассматрива-
ются основные принципы функционирования и схемотехника им-
пульсных устройств на интегральных и дискретных компонентах.
6
Глава 1
ЛИНЕЙНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
1.1. АНАЛИЗ ЛИНЕЙНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Линейными элементами импульсных устройств являются, на-
пример, известные из курсов ТЛЭЦ и «Усилители» линейные элек-
трические цепи с сосредоточенными параметрами (состоящие из
резисторов, конденсаторов и т. п.), линейные импульсные и опера-
ционные усилители, линии задержки с распределенными и сосре-
доточенными параметрами и т. п.
Анализ линейных импульсных элементов или импульсных уст-
ройств с линеаризованными характеристиками чаще всего сво-
дится к определению функциональной зависимости напряжений
(токов) от времени после той или иной коммутации. Всякая ком-
мутация — включение или выключение пассивных и активных эле-
ментов, источников напряжения, короткие замыкания отдельных
ветвей, внезапные изменения отдельных параметров и т. д. — вы-
зывает в цепи переходный процесс. Этот процесс обусловлен тем,
что энергия электромагнитных полей, связанных с цепью, при раз-
личных установившихся режимах различна, а скачкообразное из-
менение энергии, т. е. изменение энергии на конечное значение
за бесконечно малый промежуток времени, невозможно из-за
ограниченной мощности физически существующих источников
энергии.
Исходя из этого, легко прийти к заключению, что напряжение
ис на емкости и ток iL в индуктивности не могут изменяться скач-
ками, так как этими величинами определяются соответственно
энергия электрического поля конденсатора и магнитного поля ка-
тушки. Следовательно, напряжение на емкости и ток в индуктив-
ности в момент коммутации сохраняют те же значения, какие они
имели в момент времени, непосредственно предшествующий ком-
мутации. Именно с этих значений начинают изменяться напряже-
ние на емкости и ток в индуктивности после коммутации.
Однако в ряде случаев напряжение ис на емкости и ток iL в
индуктивности изменяются (нарастают или спадают) после ком-
мутации столь быстро, что в пределах принятой точности расче-
та можно пренебречь временем нарастания (спада) напряжения
ис или тока iL и считать, что они изменяются скачкообразно. Оче-
видно, что в этих случаях следует рассматривать источники, дей-
ствующие в цепи как идеальные генераторы напряжения или то-
ка, могущие развивать в соответствующие моменты времени бес-
7
конечно большую мощность. Такая идеализация оказывается
весьма удобной для качественного и приближенного количествен-
ного исследований переходных процессов в целом ряде импульс-
ных устройств.
Для анализа и расчета переходных процессов в линейных им-
пульсных устройствах можно использовать известные методы:
классический, операторные, основанные либо на Л-преобразова-
нии (преобразовании Лапласа), либо на /-преобразовании, спект-
ральный (частотный), основанный на преобразовании Фурье, ме-
тод интеграла свертки (временной метод).
Все они тесно связаны друг с другом. В дальнейшем будем
пользоваться тем или иным методом в зависимости от того, ка-
ким из них можно наиболее быстро и наглядно получить решение
поставленной задачи. Подробное изложение этих методов, а так-
же методов расчета стационарных режимов и эквивалентных пре-
образований линейных цепей имеется в курсе теории линейных це-
пей [16]. Здесь же только отметим, что при изучении многих им-
пульсных устройств приходится иметь дело с переходным процес-
сом в цепи, описываемой дифференциальным уравнением первого
порядка xdxIdt-^-x^t) =z(t), где x(t) —искомая функция времени
(напряжение, ток); т — постоянная времени цепи; z(t)—напря-
жение (ток) внешнего источника или известная функция этого на-
пряжения (тока). Такие цепи называются цепями первого по-
рядка.
Подобными уравнениями, в частности, описываются переход-
ные процессы в цепях, содержащих наряду с активными сопротив-
лениями и внешними источниками один реактивный элемент — ем-
кость или индуктивность.
Общее решение уравнения можно представить в виде %(/) =
=х\ (0+х2(0, где *1(0—частное решение указанного уравне-
ния; х2 (/)—общее решение однородного уравнения xdx2(t)fdt+
+^2 (/) =0.
Как известно, х2(/) =A^pt, где А — произвольная постоянная;
р= — 1/т — корень характеристического уравнения тр+1 = 0.
Следовательно, x2(t) =Ae~t/x и x(t) =Xi(t)-}-Ae-t/x.
Характер частного решения x{(t) зависит от правой части
уравения z(t), т. е. от характера внешних воздействий.
Покажем важный для рассматриваемых ниже импульсных уст-
ройств случай, когда источники, действующие в цепи при /^0, яв-
ляются источниками постоянного напряжения (тока) и, следова-
тельно, z(t) =z0=const. Частное решение xJZ) тогда также бу-
дет постоянным, так как при Xi = z0 приведенное выше уравнение
превратится в тождество. Если положить в выражении для x(t)
/=оо, получим х(оо)=х1, т. е. Xi равно, как и следовало ожи-
дать, значению искомой функции (напряжения, тока) в устано-
вившемся режиме. Последнее всегда можно определить известны-
ми методами теории линейных цепей (методами законов Кирхго-
фа, контурных токов, эквивалентного генератора и т. п.).
8
Таким образом, x(t) =х(оо)-(-Ае_(/т. Положив здесь /=0, най-
дем А=х(0)—х(оо) и
X (t) = X (со) + [X (0) - X (оо)] е-//т. (1.1)
Таким образом, если в цепи пер-
вого порядка действуют лишь ис-
точники постоянного напряжения
(тока), то можно записать выраже-
ние x(t) для любого напряжения
(тока) в переходном процессе в це-
пи согласно (1.1), предварительно
определив начальное х(0) и устано-
вившееся значение х(оо) и постоян-
ную времени цепи т, что, как пра-
вило, не вызывает никаких затруд-
нений.
Рис. 1.1
Определим теперь интервал вре-
мени \t=t"—t', в течение ко-
торого экспоненциально изменяющаяся функция х(1) (напряже-
ние, ток) возрастает (или убывает) от уровня x(t') до x(t")
(рис. 1.1).
Согласно (1.1) x(t') =х(оо) + [х(0)—x(oo)]e-r/t, откуда
, . X (оо) — X (0) 1 X (оо) — X (0)
t =т1п——--------; аналогично Г = т1п ——------------.
X (оо) — X ((') X (оо) — X (Г)
Следовательно,
Д/ = Г—f = т1п
X (оо) — х (Г)
Х(оо)-Х(0
(1.2)
Этой формулой будем широко пользоваться при определении
длительностей импульсов, фронтов и различных временных интер-
валов.
В качестве примера найдем длительность установления /ф на-
пряжения (тока), изменяющегося по экспоненциальному закону от
начального х(0) до установившегося х(оо) уровня. Если выбрать
10%-ные уровни отсчета, то х(Г) =х(оо) +0,1[х(0)—х(оо)]; x(f) =
=х(оо)+0,9[х(0)—х(оо)], и согласно (1.2)
/ф = т In (0,9/0,1) 2,2 т. (1 .За)
Если приняты 5%-ные уровни отсчета, то
/ф = т1п (0,95/0,05) Зт, (1.36)
а для 1%-ных уровней
^4,6т. (1.3в)
1.2. ЯС-ЭЛЕМЕНТЫ
Свойства /?С-элементов. В импульсных устройствах широко
применяются линейные электрические цепи первого порядка, со-
стоящие из резисторов и конденсаторов. Рассмотрим некоторые
свойства этих цепей. Простейшая 7?С-цепь представлена на рис.
9
1.2а. Пусть на ее вход при /=0 подается
uBx(0 =е 1 (0, где
(1 при t > 0.
перепад напряжения
Согласно (1.1) при нулевых начальных условиях напряжения
uR(t) на резисторе и uc(i) на конденсаторе изменяются при /^0
по экспоненциальным законам: uR(t) = Ee~tlx Uc(t) =Е(1—е_(/т),
где x=RC — постоянная времени цепи.
Рис. 1.2
Временные диаграммы напряжений представлены на рис. 1.26.
Длительность установления напряжения зависит от величины т
и согласно (1.3) /ф=3т (при отсчете на 5%-ных уровнях) или
/ф=2,2т — при отсчете на 10%-ных уровнях.
Рассмотрим теперь реакции /?С-цепи при воздействии на ее
вход прямоугольных импульсов иВх(0 (рис. 1.3а). С этой целью
представим аВх(0 с помощью двух перепадов напряжений (рис.
1.36) и методом наложения определим форму напряжений uc(t)
и uR(t).
На рис. 1 .Зе, г приведены построенные указанным методом
временные диаграммы напряжений uc(t) и uR(t) при различных
соотношеЕиях между постоянной времени цепи т и длительностью
входного импульса ta. Из рис. 1.3в следует, что при малом по
сравнению с t„ значении т форма напряжения на емкости uc(t)
оказывается близкой к форме входных импульсов При
т//и<?0,03 длительность фронта напряжения ыс(^)> равная
Зт, оказывается меньшей /И/Ю, и форма входного импуль-
са может считаться практически прямоугольной. При увеличении
т//и длительность фронта uc{t) растет и при т//и>0,3 напряжение
ис(/) не успевает за время /и возрасти до стационарного значе-
ния. Форма uc(t) оказывается при этом близкой к пилообразной.
При дальнейшем увеличении x/ta амплитуда напряжения ис(/)
уменьшается.
Из рис. 1.3г следует, что при больших значениях x/tK форма
напряжения uR(t) на резисторе оказывается близкой к форме
10
uBX(t). При этом наблюда-
ется завал вершины импуль-
са uR(t) и отрицательный
выброс после его окончания.
Уровни завала и отрицатель-
ного выброса уменьшаются
при увеличении отношения
т//и- При малых значениях
отношения т//и напряжение
uR(t) представляет собой
два импульса остроконечной
формы, начала которых сов-
падают по времени с пере-
падами входного напряже-
ния и имеют полярность этих
перепадов. Амплитуда им-
пульсов оказывается равной
амплитуде Е входного нап-
ряжения, а длительность Зт
(или 2,2 т).
Дифференци р у ю щ а я
цепь. Из проведенного рас-
смотрения видно, что при ма-
лой постоянной времени цепи
т^/и на резисторе 7?С-цепи
получаются два импульса
остроконечной формы и че-
редующейся полярности, на-
чала которых совпадают во
времени с перепадами вход-
ного напряжения; амплиту-
да выходных импульсов рав-
на перепаду входного напря-
жения £, а их длительность
41.вых^ Зт=ЗТ?С. При малых
т /и.вых*С^и.вх (рис. 1.4). Таким образом, такая ЛС-цепь выполняет
задачу укорочения импульсов.
Следует отметить, что форма импульсов на выходе укорачива-
ющей цепи, показанная на рис. 1.46, имеет место лишь при иде-
альных условиях: бесконечно малой длительности фронтов перепа-
дов входного напряжения, нулевом сопротивлении генератора
входного напряжения и отсутствии паразитных емкостей. В неи-
деальных условиях [9, 10] имеет место большее или меньшее ис-
кажение формы выходных импульсов (растяжка фронта и среза,
уменьшение амплитуды, увеличение длительности).
Заметим, что укорачивающую /?С-цепь называют также диффе-
ренцирующей. Это объясняется тем, что при /</и.вх, когда вход-
ное напряжение ивх(/) постоянно, выходное напряжение цВых(0 в
большей части интервала /и.вх равно нулю.
11
Вообще говоря, дифференцирующей цепью (дифференциато-
ром) называют цепь (или устройство), предназначенную для полу-
чения выходного напряжения мВых(0> пропорционального произ-
водной ВХОДНОГО «вх(0:
«вых (0 = т duBI (f)/dt (1.4)
или в операторной форме
^вЫх(Р) = РТ^Вх(Р). (1.5)
где t/вых(р) и t/BX(p)—изображения (по Лапласу) функций
Для /?С-цепи (см. рис. 1.2а) можно записать изображение на-
пряжения на резисторе R в виде UBbiK(p) =pxUBX(p)/l +рт, причем
здесь x=RC. Если, однако, выполняется условие |рт| 1, то мож-
но приблизительно считать справедливыми (1.4) и (1.5). Для сиг-
налов с ограниченным спектром этому условию соответствует тсо<С
<С 1 для всех частот спектра. Для сигналов с неограниченным
спектром это условие не может быть выполнено для всех частот
спектра, что приводит к дополнительным погрешностям при диф-
ференцировании таких сигналов. Чем меньше т, тем точнее RC-
цепь выполняет функции дифференцирующей.
Применение обычного усилителя после дифференцирующей це-
пи позволяет увеличить амплитуду выходного напряжения, но не-
линейность характеристик транзисторов, нестабильность коэффи-
циентов усиления и инерционность транзисторов приводят к сни-
жению точности дифференцирования. Более точные результаты по-
лучаются при использовании в качестве дифференциаторов так на-
зываемых операционных усилителей.
Интегрирующая цепь. Из приведенного выше рассмотрения (см.
рис. 1.3) ясно, что чем больше постоянная времени ^С-цепи (т^>.
^>/и.вх), тем большую длительность /и.вых имеет импульс, форми-
12
руемый на конденсаторе С (рис. 1.5). Другими словами, при т^>
^^и.вх длительность выходного импульса — импульса на конден-
саторе С будет /и.вых^^и.вх- Поэтому говорят, ЧТО RC-ЦвПЬ с боль-
шой постоянной времени является расширяющей цепью.
Расширяющую цепь часто называют также интегрирующей] это
обусловлено тем, что при /^7и.вх выходное напряжение (напряже-
ние на конденсаторе С 7?С-цепи) нарастает почти по линейному
закону (так как т^>/и.вх), если входное напряжение постоянно;
при />/и.вх выходное напряжение спадает медленно и в течение
относительно длительного времени остается постоянным и прибли-
зительно равным тому значению, которое было достигнуто за вре-
мя /и.ВХ*
Вообще говоря, интегрирующей цепью (интегратором) называ-
ют цепь (или устройство), предназначенную для выполнения опе-
рации интегрирования, т. е. для получения выходного напряжения
г/вых (О, пропорционального интегралу от входного нВх(0:
t
^вых (0= f ^вх (0 (1*6)
Т J
о
или в операторной форме
^вых(Р) = -^ ^вх(р), (1.7)
рт
где 1/т—коэффициент пропорциональности.
Для /?С-цепи (см. рис. 1.2) можно записать изображение вы-
ходного напряжения (напряжения на конденсаторе) £/Вых(р) =
^вх(р)/(рт+1), причем x=iRC. Если, однако, выполняется условие
|рт|^>1, то можно приблизительно считать справедливым (1.6),
(1.7). Этому условию соответствует сот^>1, которому должны
удовлетворять частотные составляющие спектра входного сигнала,
чтобы ошибки интегрирования были невелики. Чем больше по-
стоянная времени цепи т, тем точнее /?С-цепь выполняет функции
интегрирования. Однако с увеличением т уменьшается амплитуда
выходных импульсов. Для обеспечения высокой точности интегри-
рования при больших амплитудах выходного сигнала применяют-
ся операционные усилители (см. § 1.3).
Другие применения 7?С-элементов. RC-цепи применяются также
в качестве основных компонентов элементов задержки (см. § 3.6),
в качестве разделительных цепей (не пропускающих постоянной
составляющей напряжения от одного каскада к другому), в ка-
честве цепей связи между каскадами (например, для ускорения
переходных процессов, см. § 2.3) и т. д.
1.3. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Как известно из курса усилителей, операционный усилитель
(ОУ) — это высококачественный усилитель постоянного тока с
большим коэффициентом усиления и обычно с дифференциальны-
ми входами (рис. 1.6а, б, в). На оба входа ОУ — инвертирующий
13
и неинвертирующий — могут подаваться сигналы различного уров-
ня и полярности; в частном случае один из входов может быть за-
землен. Основными свойствами ОУ являются: большое входное со-
противление (десятки или сотни килоом), обеспечиваемое входным
дифференциальным каскадом ОУ; малое выходное сопротивление
(сотни ом); высокий коэффициент усиления по напряжению (де-
сятки или сотни тысяч); выходное напряжение ОУ равно нулю при
нулевых входных сигналах (отклонение мВЫх от нуля при упомя-
нутых условиях невелико — десятки микровольт — и является
сшибкой ОУ; принимаются меры к уменьшению или устранению
этого отклонения).
Напряжение мВых на выходе ОУ зависит от разности входных
напряжений — дифференциального входного напряжения цд=
= ^+вх—Эта зависимость wBMx=f(w+BX—и~ът) =f (ид) имеет
форму, близкую к кусочно-ломаной. На рис. 1.66 приведены пере-
даточные характеристики ОУ; изменение напряжения на одном из
входов приводит к сдвигу передаточной характеристики по друго-
му входу.
Инвертирующий
Рис. 1.6
Линейный режим ОУ имеет место при малых входных сигна-
лах; диапазон |ид| в линейной области исчисляется долями или
единицами милливольт, а коэффициент усиления Ко в этой облас-
ти весьма велик (например, Ко=Ю5).
При достаточно больших значениях входного дифференциально-
го напряжения имеет место режим ограничения выходного напря-
жения:
14
^ВЫХ —
Е+~Е sign и+ при и+ > и~
Е-^Е sign и- при «+ < и-
где Е — имеет значение, близкое к величине напряжения источни-
ка питания ОУ. Во многих случаях при анализе устройств на ОУ
удобно пользоваться идеализированной моделью ОУ для линейно-
го режима работы; в этой модели принимается коэффициент уси-
ления /Со=°°, дифференциальное входное напряжение нд~0, вход-
ное сопротивление (т. е. отношение приращения входного напря-
жения к полученному в результате приращению входного тока)
/?вх=°°> выходное сопротивление /?Вых~0. Передаточная характе-
ристика идеализированной модели ОУ приведена на рис. 1.6в.
В различных применениях используются включение цепей об-
ратной связи (ОС) в ОУ. Пример схемы с отрицательной обратной
связью (ООС) приведен на рис. 1.7а. Здесь при любом авх уста-
Рис. 1.7
навливается такое значение мВЫх, чтобы iz_BI~u+BX~0; если ыВх>
>0, то получается иВых<0 и наоборот. Полагая входное сопро-
тивление ОУ по инвертирующему входу бесконечно большим, по-
лучаем й=12, «вых=—= и, следовательно, коэффи-
циент передачи напряжения в рассматриваемой схеме А~=
== ^вых/авх =—R2/Rl-
Аналогичные рассуждения приводят к выводу, что схема на
рис. 1.76 выполняет роль дифференцирующей цепи «Вых=
=—RCdu^ldt. Если в этой схеме поменять местами резистор и кон-
денсатор, то она будет выполнять роль интегрирующей цепи:
^вых = У
В импульсных устройствах широко применяются ОУ, охвачен-
ные положительной обратной связью; пример такой схемы пока-
зан на рис. 1.7в. Используя идеализированную модель ОУ, нахо-
дим и+вх=Ывых^4/(Яз+^4). Наличие положительной обратной свя-
зи и релейный характер зависимости мВых=/(ив1) (рис. 1.6в) дает
15
возможность применения ОУ для построения таких рассматривае-
мых в последующих разделах импульсных устройств, как триггеры
и мультивибраторы.
В заключение для примера приведем порядок значений элект-
рических параметров усилителя 140УД2: Двх=300 кОм, /?Вых=
= 100 Ом, коэффициент усиления напряжения Ло^35-1О3, выход-
ное напряжение Е-^10 В, £7Ист= 12,6 В.
В настоящее время выпускаются ОУ со значительно лучшими
электрическими параметрами, в частности, ОУ с большими вход-
ным сопротивлением, коэффициентом усиления, быстродействием и
меньшими потреблением мощности и дрейфом нуля.
Глава 2
ТРАНЗИСТОРНЫЕ КЛЮЧИ
И ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ
2.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ
Под ключом понимают элемент, который под воздействием уп-
равляющих сигналов осуществляет различные коммутации: вклю-
чение и выключение пассивных и активных элементов, источников
питания и т. д. В статическом режиме ключевое устройство нахо-
дится в одном из двух состояний — замкнутом (включенном) или
разомкнутом (выключенном). Пример упрощенной ключевой схе-
мы показан на рис. 2.1а. В состоянии «включено» (ключ Кл замк-
нут) уровень напряжения на выходе равен нулю (если пренебречь
Рис. 2.1
сопротивлением замкнутого ключа), а в состоянии «выключено»
(ключ Кл разомкнут) уровень напряжения на выходе ра-
вен Е (если считать сопротивление разомкнутого ключа Кл беско-
нечно большим). Таким образом, при коммутации ключа Кл на
выходе создаются перепады напряжения с амплитудой Um=E.
16
Если управляющий ивх и выходной иВыХ сигналы являются циф-
ровыми двоичными сигналами, информационные значения которых
обозначены соответственно через х и у, то можно сказать, что у
есть некоторая функция х — так называемая логическая или пере-
ключательная функция: у=/(х), причем у=1 при определенном
значении х (0 или 1) и у=0 при другом значении х. Иногда эту
функцию называют также булевой.
В общем случае переключательные функции реализуются логи-
ческими (комбинационными) элементами (ЛЭ), имеющими rn^l
входов I! выходов (рис. 2.16). В комбинационных элементах,
в отличие от другого класса цифровых устройств — конечных авто-
матов (последовательностных схем) (см. гл. 4), информационные
значения у} (/=1, 2,..., п) выходных сигналов в статическом ре-
жиме зависят только от информационных значений хг- (i=l, 2,...,
..., m) входных сигналов, т. е. логический элемент реализует на
каждом выходе некоторую функцию
yj = fj(xlt х2...хт), /=1, 2......п, (2.1)
причем уi=l при некоторых определенных значениях аргументов
Xi и У] = 0 при других значениях хг-, где Xi могут в свою очередь
принимать лишь значения 1 или 0. Напомним, что мы условились
цифрой 1 кодировать высокий уровень напряжения Е1 или наличие
импульса, а цифрой б — низкий уровень напряжения Е° или отсут-
ствие импульса.
Функцию типа (2.1) задают в виде таблицы информационных
значений Хг и r/j, называемой переключательной таблицей, или
таблицей истинности.
Одновходовый ключ может реализовать переключательную
функцию одной переменной х:у=Цх). Очевидно, что здесь воз-
можны два варианта. Первый вариант (табл. 2.1) реализуется
ключом-повторителем у=х\ информационные значения выходного
сигнала равны информационным значениям управляющего сигна-
ла; второй вариант (табл. 2.2) реализуется ключом-инвертором
Таблица 2.2
Таблица 2.1
X У
0 1 0 1
Таблица 2.3
X. 1 У
0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 0 1
(логическим элементом НЕ) у—х (читается «не х>): информаци-
онные значения выходного сигнала обратны значениям управляю-
щего^сигнала. Говорят, что инвертор реализует логическую функ-
цию НЕ или инверсию — отрицание входного сигнала (рис. 2.2а).
Теперь рассмотрим основные переключательные (логические)
функции для многовходовых элементов. Элемент с пг>\ входами
и одним выходом (рис. 2.26) называется конъюнктором, иначе —
17
логическим элементом И, если он реализует следующую логиче-
скую функцию (операцию): сигнал 1 на выходе у имеет место тог-
да и только тогда, когда поданы сигналы 1 на все входы Xi, х2,...,
..., xm одновременно; если хотя бы на один из входов подан сигнал
О, то на выходе также будет 0. Работа элемента И на два входа
Рис. 2.2
Xi, х2 описывается переключательной табл. 2.3, которая определяет
функцию у=^(%1, х2). Как видно из таблицы, у=\ только в слу-
чае, когда xi=l и х2=1. Функция y=/(xi, х2) называется логиче-
ской функцией И или конъюнкцией (логическим умножением) и
записывается в виде у=х\х2 или у=х\/\х2\ аналогично функция
И для m переменных xi, х2,..., хт: у=х\Х2... хт.
Заметим, что элемент И на два входа часто называют вентилем
(клапаном); этот элемент работает как ключ, который пропускает
или не пропускает сигнал, поступающий на один из входов (на-
пример, на вход Xi, называемый в этом случае сигнальным) в за-
висимости от того, подан или нет разрешающий сигнал на другой,
управляющий вход (например, на х2).
Схема с m входами хь х2,..., хт и одним выходом у (рис. 2.2в)
называется дизъюнктором, иначе логическим элементом ИЛИ, ес-
ли она реализует следующую логическую функцию (операцию):
сигнал 1 на выходе имеет место, если хотя бы на одном из входов
действует сигнал 1; сигнал на выходе 0 только в том случае, если
на все входы поданы сигналы 0.
Работа элемента ИЛИ на два входа xi, х2 описывается пере-
ключательной табл. 2.4. Эта таблица определяет функцию у=
=/(xi, х2), которая называется логической функцией ИЛИ, иначе
дизъюнкцией (логическим сложением), и записывается в форме
y=Xi+x2 или y=X\\JХ2. Аналогично можно записать функцию
ИЛИ для m переменных у=Х\ V х2 V • • • V хт-
Заметим, что логические элементы И и ИЛИ обладают свойст-
вом двойственнрсти, которое заключается в том, что один и тот же
элемент в зависимости от способа кодирования уровней сигналов
через 0 и 1 может выполнять функции либо элемента И, либо
ИЛИ; для доказательства этого положения достаточно сравнить
переключательные табл. 2.3 и 2.4. Следовательно, если данный эле-
18
мент выполняет функцию И для высоких уровней, то он одновре-
менно может выполнять функцию ИЛИ для низких уровней. Нао-
борот, элемент ИЛИ, выполняющий функцию для высоких уров-
ней, может выполнять роль элемента И для низких уровней.
Таблица 2.4 Таблица 2.5 Таблица 2.6
х2 1 х, 1 У *2 xi У X, 1 1 1 У
0 0 0 0 0 1 0 0 1
0 1 1 0 1 1 0 1 0
1 0 1 1 0 1 1 0 0
1 1 1 1 1 0 1 1 0
Элементы, реализующие функции И, ИЛИ, НЕ, являются ос-
новными в том смысле, что с помощью их можно создать ключевое
устройство, реализующее сколь угодно сложную логическую функ-
цию типа (2.1). Более того, можно показать, что для построения
сколь угодно сложных логических цепей достаточно использовать
только два элемента из трех основных, а именно: И и НЕ или
ИЛИ и НЕ. Каждую пару указанных элементов можно объеди-
нить и получить универсальный логический элемент, с помощью
которого можно построить любую переключательную схему. Эле-
мент И — НЕ на два входа работает в соответствии с переключа-
тельной табл. 2.5; как видно, здесь информационное значение вы-
ходного сигнала является отрицанием (инверсией) логического
произведения входных сигналов: y=xix2. Второй универсальный
элемент ИЛИ—НЕ на два входа работает в соответствии с табл.
2.6; здесь у=х{\/ х2. Естественно, что элементы И—НЕ и ИЛИ —
НЕ могут иметь не два, а т^2 входов (рис. 2.2г, д).
Широко применяется и универсальный логический элемент И—
ИЛИ — НЕ; этот элемент реализует, например, для четырех пере-
менных Xi, х2, х3, х4 функцию вида (рис. 2.2е) y=XiX2 V *3X4.
Теперь уточним понятие функции, определяемой равенством
(2.1): под /j понимается некоторое логическое выражение, содер-
жащее логические переменные (т. е. переменные, принимающие
лишь два возможных значения: 0 или 1), соединенные знаком ло-
гического сложения, умножения и отрицания. При этом можно рас-
сматривать равенство (2.1) как структурную формулу, определяю-
щую структуру логического элемента, реализующего заданную ло-
гическую функцию. Эта цепь состоит из элементов И, ИЛИ, НЕ,
соединенных в соответствии со структурной формулой. Обычно ло-
гическая функция задается таблицей истинности. При этом струк-
турная формула записывается либо в так называемой совершенной
дизъюнктивной нормальной форме (СДНФ), либо совершенной
конъюнктивной нормальной форме (СКНФ). Первая (СДНФ)
представляет собой логическую сумму (т. е. дизъюнкцию) несколь-
ких логических произведений (конъюнкций), каждое из которых
содержит все переменные (или их отрицания), например, у=
19
=Х1%2 V *1*2; СКНФ представляет собой конъюнкцию нескольких
дизъюнкций, каждая из которых содержит все переменные (или их
отрицания), например у= (xi V *2) (*1 Vxs). С помощью таблицы
истинности СДНФ логической функции записывается следующим
образом: составляется дизъюнкция конъюнкций всех независимых
переменных; число конъюнкций равно числу единичных наборов
таблицы, т. е. числу строк таблицы, где функция равна 1, знак ин-
версии ставится над теми переменными, которые в соответствую-
щих наборах равны нулю.
Например, для табл. 2.7 (в первом столбце таблицы записаны
номера наборов) СДНФ логической функции содержит три конъ-
юнкции: (/ = *3*2*1 V *3*2*1 V *3*2*Ь
Таблица 2.7
Номер набора 1 X, ха *1 У 1 1 Номер набора 1 X, 1 X. У
0 0 0 0 1 4 1 0 0 0
1 0 0 1 0 5 1 0 1 0
2 0 1 0 0 6 1 1 0 0
3 0 1 1 1 7 1 1 1 1
Структурная формула в СКНФ записывается в виде конъюнк-
ции дизъюнкций всех независимых переменных; число дизъюнкций
равно числу нулевых наборов (т. е. числу строк, где функция рав-
на 0); над теми переменными, которые в соответствующих набо-
рах равны 1, ставится знак инверсии.
Например, для табл. 2.7 СКНФ логической функции будет у=а\
= (*3 V *2 V*l) (-^3 V *2V^1) (*3 V*2V *1) (*3 V Х2 V *1) (*3 V *2 V *1)-
Как видно, любая сколь угодно сложная логическая функция мо-
жет быть выражена с помощью логических операций И, ИЛИ, НЕ
и, следовательно, может быть реализована с помощью комбинации
соответствующих логических элементов. Поэтому совокупность ло-
гических элементов И, ИЛИ, НЕ представляет собой функцио-
нально полную систему элементов или базис.
Структурные формулы могут быть подвергнуты различного ро-
да преобразованиям с тем, чтобы упростить (или минимизировать)
их запись с точки зрения, например, числа используемых логиче-
ских операций; при этом логическая функция будет реализована с
помощью меньшего числа логических элементов. Такие преобразо-
вания осуществляются на основе законов алгебры логики: пере-
местительного х\/ у=у\/ х, ху=ух\ сочетательного (*V//)VZ=:
=*VG/V 2)‘> (**/)z=*((/z); распределительного z(x\/у) =хг V yz,
(?V*) (z\Jy)—z\Jxy\ закона отрицания х\/y=xy, xy=x\/y, Для>
одной переменной справедливы соотношения: х\/0=*, * V 1= 1
х\/ х=х, х-0=0, х-1=х, х-х=х, х=х; удобны также тождест-
ва— правила поглощения: х\/ху=х, *(*Vf/)=x> правила склеи-
вания xy\J ху=х, (х\/у) (х\/у) =х и др.
Справедливость упомянутых законов может быть легко уста-
новлена непосредственной проверкой (придавая переменным х, у,
20
z произвольные значения 0 или 1); справедливость тождеств выте-
кает из основных законов и также может быть установлена непо-
средственной проверкой.
Заметим, что на основе теорем алгебры логики разработаны
специальные методы, формализующие процесс упрощения струк-
турных формул (метод карт Карно, метод Квайна — Мак-Класки
и др. [3, 14]). Рассмотрим теперь запись структурных формул в ба-
зисах И—НЕ, ИЛИ—НЕ, И—ИЛИ—НЕ.
Запись структурной формулы в базисе И—НЕ
по таблице истинности производят в следующем порядке: состав-
ляют СДНФ функции или упрощенную (минимизированную) дизъ-
юнктивную нормальную форму (ДНФ), над полученным выраже-
нием ставятся два знака отрицания и, применяя закон отрицания
и другие теоремы и тождества, переходят к базису И—НЕ. При
этом часто полезны соотношения: х=х, х=х-1, xy\J ху = ххууху9
ху=х ху.
Например, пусть ДНФ функции имеет вид: у=х2Х\ \JХъХ\. Ста-
вим два знака инверсии: y=xzX\\Jх$х\ — и используем закон отри-
цания: у = Х2Х\Х$Х\=Х2- 1 Х1- 1 -Хз*1 • 1.
Запись структурной формулы в базисе ИЛИ—
НЕ производят в следующем порядке: составляют конъюнктивную
нормальную форму (КНФ) логической функции, над полученным
выражением ставятся два знака отрицания, переходят к базису
ИЛИ—НЕ; при этом часто полезны соотношения х\/у—х\/ х\/у;
х=х\/0\ x=x\Jх, (x\Jy) (х\/у) = x\Jx\Jy\Jx\Jy\Jу. Для записи
структурной формулы в базисе И—ИЛИ—НЕ целесообразно пред-
ставить в виде ДНФ структурную формулу для инверсной логиче-
ской функции у и затем осуществить инверсию полученного выра-
жения.
Например, пусть у=х3Х2 тогда y=x3x2\J xzX\ =
= х3-х2-1 V 0»О V Х1-Хз-1\/00, где использовано соотношение ху=
=ху V 0- г; z — произвольная функция.
Заметим, что все упомянутые выше ключевые устройства реа-
лизуют логические функции (2.1) и их называют логическими или
комбинационными элементами (см. гл. 4); в этих элементах вы-
ходной сигнал в фиксированный момент времени (без учета пере-
ходных процессов) зависит только от комбинации информацион-
ных значений входных сигналов в этот же момент времени.
Другой класс переключательных схем составляют конечные ав-
томаты (последовательностные устройства) (см. гл. 4), которые
содержат элементы памяти (линии задержки, триггеры и т. п.);
информационное значение выходных сигналов автомата в момент
времени t определяется информационными значениями сигналов,,
поступивших на его вход в этот момент времени, и внутренним со-
стоянием автомата, т. е. его состоянием в предшествующий момент
21
времени. Примерами конечных автоматов являются рассматривае-
мые ниже различного типа триггеры.
Для построения комбинационных логических элементов и ко-
нечных автоматов используются в настоящее время преимущест-
венно различного рода полупроводниковые компоненты (транзис-
торы, диоды) как дискретные, так и интегральные.
2.2. НАСЫЩЕННЫЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ
КЛЮЧ-ИНВЕРТОР
Схема. В ключевых устройствах используются как биполярные
транзисторы с плоскостными переходами типов п-р-п и р-п-р, так
и униполярные транзисторы преимущественно типа МДП (или
МОП) — транзисторы (МДП — металл — диэлектрик — полупро-
водник; МОП — металл — окисел — полупроводник). В транзис-
торных ключах на дискретных компонентах применяются транзис-
торы типа р-п-р и реже типа п-р-п; в ключах же на интегральных
компонентах используются, как правило, кремниевые транзисторы
типа п-р-п и МДП-транзисторы.
В импульсных и цифровых устройствах находят применение все
основные схемы включения транзистора — ОЭ (с общим эмитте-
ром), ОБ (с общей базой), ОК (с общим коллектором) —эмиттер-
ный повторитель, «звезда» (ни один из электродов транзистора не
заземлен), инверсная схема включения.
Однако наибольшее распространение получили схемы с общим
эмиттером, которые и рассматриваются ниже. Для этих схем ха-
рактерно, что коэффициенты усиления тока и напряжения больше
единицы (усилитель мощности) и, кроме того, они инвертируют
уровни сигналов: высокому уровню Д1 входного сигнала соответ-
ствует низкий уровень Д° выходного и наоборот, т. е. схема ОЭ вы-
полняет логическую функцию инвертора, элемента НЕ.
Особенности ключей других типов (ОБ, ОК) будут отмечены да-
лее лишь в той мере, в какой это необходимо для понимания
принципов работы некоторых импульсных устройств.
В связи со все более широким внедрением ИС будем далее рас-
сматривать схемы на базе биполярных транзисторов типа п-р-п;
переход к схемам на транзисторах типа р-п-р сводится к измене-
ниям полярностей включения источников питания на обратные и
полярности сигналов; когда такой переход связан с какими-либо
другими схемными и расчетными изменениями, они особо оговари-
ваются.
В ключевых устройствах транзистор в статическом режиме ра-
ботает в одном из двух граничных состояний, соответствующих
уровням сигнала Е° и Е1. В одном граничном состоянии транзис-
тор открыт и на выходе формируется низкий уровень сигнала Е°;
при этом транзистор может работать как в активном режиме, так
и в режиме насыщения — соответственно говорят о ненасыщенных
и насыщенных транзисторных ключах. В другом граничном состоя-
нии транзистор работает вблизи или в самом режиме отсечки (за-
22
пирания) и на выходе формируется высокий уровень сигнала
Вначале рассмотрим насыщенные транзисторные ключи на дис-
кретных и интегральных компонентах. Схемы ключа на дискретных
компонентах приведены на рис. 2.3 (рис. 2.3а — схема на транзис-
торе типа п-р-п, рис. 2.36 — на транзисторе типа р-п-р); там же
Рис. 2.3
указаны выбранные положительные направления отсчета токов iKT
i&9 и напряжений аб.э, Иб.ю ик.э; напряжения на коллекторе и ба-
зе относительно эмиттера будем обозначать соответственно через
ик и U6-
Модели транзисторов. Для исследования и расчетов транзисторных ключей
используются известные из курса электронных приборов модели транзистора —
эквивалентные схемы, уравнения Эберса—Молла, в которых токи ia, iK, ie выра-
жены как явные функции напряжений на переходах транзистора. Упомянутые
эквивалентные схемы содержат нелинейные элементы (диоды), представляющие
коллекторные и эмиттерные переходы, а взаимодействие между переходами от-
ражено включением генераторов тока (например, генератора тока 01б — парал-
лельно диоду, представляющему коллекторный переход в схеме ОЭ).
Для графоаналитического расчета транзисторных схем используются различ-
ные семейства статических характеристик транзисторов; семейство типичных вы-
ходных и входных статических характеристик транзистора приведено на рис. 2.4.
При этом обычно нелинейные характеристики транзисторов аппроксимируются
кусочно-линейными, и в расчетах учитываются усредненные сопротивления. Так,
например, входная характеристика транзистора в схеме ОЭ имеет вид (рис. 2.5а)
7бо при иб < t/nop,
(2 2У
(“б.э~ + при иб э > t/nop.
23
»б =
где /бо — базовый ток запертого транзистора; в кремниевых ИС часто прини-
мают /бо=О (рис. 2.56); Явх.э — усредненное входное сопротивление; t/пор —
порог входного (Ыб.э) напряжения, при котором отпирается транзистор; для ди-
скретных германиевых транзисторов (и диодов) t/nop«0,l В, но часто прини-
мается в расчетах t/nop = 0; в интегральных биполярных кремниевых транзисто-
рах t/пор» 0,6 В. Аналогичную кусочно-линейную характеристику имеют полу-
проводниковые диоды. Обычно диоды ИС получают путем диодного включения
транзисторов; примеры таких включений для транзисторов с диэлектрической
изоляцией приведены на рис. 2.6.
1 2 3 4
05 05 05 05 05
Рис. 2.6
В первой и четвертой схемах используется только эмиттерный переход; на-
пряжение пробоя t/проб мало, малы также и обратные токи /обр.макс, определяе-
мые при максимальных обратных напряжениях (так как у эмиттерного перехо-
да малые площадь и ширина). В схемах второй и пятой используется коллек-
торный переход и для них характерны относительно большие значения t/проб и
/обр.макс.
В третьей схеме включены параллельно эмиттерный и коллекторные перехо-
ды, вследствие чего t/обр мало, а обратный ток равен сумме обратных токов
обоих переходов.
Упомянутые выше модели (эквивалентные схемы, уравнения Эберса—Молла)
отражают физические процессы и описывают соотношения между токами и на-
пряжениями не только в дискретных, но и в интегральных транзисторах с ди-
электрической изоляцией. Интегральный же транзистор, изолированный л-р-пе-
реходом, имеет уже не трехслойную п-р-п, а четырехслойную структуру типа
п-р-п-р (рис. 2.7а). Этой структуре можно поставить в соответствие структуру
составного транзистора (рис. 2.76), состоящего из основного типа п-р-п и пара-
зитного типа р-п-р, в котором роль коллекторного перехода выполняет изоли-
рующий л-р-переход. На практике подложка (р—область) транзистора с по-
мощью специального вывода подключается к точке с самым низким потенциа-
лом. Поэтому л-р-переход коллектор—подложка во всех режимах работы тран-
зистора оказывается смещенным в обратном направлении и этим достигается
изоляция транзистора. Однако этот закрытый переход оказывает определенное
влияние на характеристики основного транзистора, что и будет отмечено ниже
при рассмотрении статических и переходных режимов.
24
Указанными моделями можно воспользоваться и для анализа динамических
режимов в транзисторе, если только учесть, что коэффициенты передачи транзи-
стора р, а частотнозависимые. Однако более удобной для этой цели оказывает-
ся модель, отражающая процессы изменения заряда в базе транзистора {21].
—г
Б
пТ—фЗмшптвр (3)
V —$5аза (Б)
77 —^Коллектор (к)
~р -фПодложка (п)
а)
Рис. 2.7
ib(t). Однако постоянная времени накопления заряда
Обозначим через Q заряд неосновных носителей в базе (например, электро-
нов в базе типа р). В первом приближении можно считать, что изменение заря-
да во времени dQjdt обусловлено током базы ie(t) и рекомбинацией неравновес-
ных электронов в базе —Q/т, т. е. dQldt=ib(t)—Q/x или
dQ , Q
-^ + — = *6 (0, (2.3>
dt x
где x — среднее время жизни носителей в базе.
В активной области можно полагать — постоянная времени транзи-
стора, включенного по схеме ОЭ в активном режиме, и (2.3) принимает вид
dQ Q
-^- + ^ = «6(0. [(2.4>
dt
В области насыщения изменение заряда также описывается уравнением, ана-
логичным (2.4):— + — =
dt Th
тв, вообще говоря, отличается от (эффективное время жизни в режиме на-
сыщения отличается от времени жизни в активном режиме, так как в режиме
насыщения распределение неосновных носителей в базе существенно отличается
от распределения в активном режиме). Практически для различных бездрейфо-
вых транзисторов тн= (0,54-1 )т^ а для дрейфовых тн>т^ но часто для про-
стоты принимают тн«Тр. Наряду с (2.4) в основе метода заряда лежит соот-
ношение между зарядом в базе и током коллектора в активном режиме
Q(/)«Ta£K(0. (2.5>
где Ta~l/2rtfa, fа — граничная частота транзистора,
В установившемся режиме при t6=/6=const, как следует из (2.4), С=т^7б.
Различным значениям /б соответствуют различные заряды в базе. В области от-
сечки заряд неосновных носителей в базе незначителен и им обычно пренебре-
гают. С ростом тока базы заряд растет и на границе насыщения при некотором
токе базы /б.н достигает значения фгр=т&/б.н. При дальнейшем увеличении то-
ка базы, т. е. в области насыщения, в базе создается избыточный заряд физб^
= Q—Qrp=Tg (7б—/б.н), степень насыщения характеризуется величиной S=>
-Q/Qrp.
В общем случае при скачкообразном изменении тока базы (рис. 2.8) i6(t/
на значение Д/б в соответствии с (2.4) заряд изменяется по экспоненциальному
25
закону
Q (О = <2 (оо) - [Q (оо) - Q (0)] е '/Т₽ , (2.6)
где Q(0)=Tpie(0); Q(oo) =t^ie(oo) и Q(°o)— Q(0) =тр[1б(<»)— й(0)]=ТрД/в.
По такому же закону согласно (2.5) будет изменяться в активной области
и коллекторный ток. Необходимо указать, что часто при использовании высоко-
частотных транзисторов инерционность ключей, обусловленная процессами накоп-
ления и рассасывания зарядов в базе, относительно невелика и решающую роль
при переключении играют процессы перезаряда паразитных емкостей, в том чис-
ле — коллекторного Ск и эмиттерного переходов Сэ и монтажных емкостей.
Статические режимы. В статических режимах ключа транзис-
тор либо закрыт либо открыт (и, возможно, насыщен).
Транзистор закрыт. Пусть на входе ключа действует
низкий уровень напряжения £° и ключ заперт.
Рассмотрим вначале случай, когда транзистор заперт, т. е. оба
его перехода смещены в обратном направлении. Этот случай,
обычно реализуемый в ключах на дискретных компонентах, имеет
место, если для транзистора типа п-р-п ^б.э^О, Нб.к^О (для тран-
зистора типа р-п-р эти условия запишутся в виде «б.э^О, Нб.к^О).
В режиме отсечки токи базы и эмиттера отрицательны, т. е. текут
в направлениях, обратных выбранным (см. рис. 2.3); при этом по
абсолютному значению токи закрытого транзистора р’б.з|=^к.з+
+14э.з|• Если транзистор несимметричный (т. е. р^> 0/, где pj — ин-
версный коэффициент передачи), то *б.з~—/ко, *к.з~/ко, *э.з~
~0г/ко<С/ко, т. е. практически следует считаться только с обрат-
ным током перехода коллектор — база, приблизительно равным
тепловому коллекторному току при обрыве эмиттера (т. е. при
Ь.з=0); в симметричном транзисторе 4.з~ | *э.з| ~/кю/2; |/б.з| =/ко
(заметим, что в справочниках через /ко обозначают коллекторный
ток, измеренный при определенных значениях коллекторного на-
пряжения).
Ток /ко зависит от температуры. Практически считают, что он
удваивается при увеличении температуры на 10° С.
26
Однако и при высоких температурах тепловой ток кремниевых
транзисторов невелик, и поэтому в ИС им практически пренебре-
гают, т. е. считают, что в режиме отсечки ,3=t6.3=1Э.□=0. Напря-
жение на коллекторе запертого транзистора ик>3=£к—
Заметим, что входное </?Вх.з и выходное /?Вых.з сопротивления
запертого транзистора определяются в основном обратными со-
противлениями эмиттерного и коллекторного переходов и в некото-
рых случаях необходимо их учитывать.
В ИС запирающий уровень £° оказывается положительным
(входное напряжение не может менять знак) и имеет место только
«условное» запирание транзистора (ибэ==Е0<;[/ПОр), когда его
эмиттерный переход смещен в прямом направлении; однако уро-
вень Е° меньше порогового уровня £7ПОр=0,6 В и коллекторный
ток транзистора относительно мал, т. е. составляет лишь единицы
процентов от тока открытого транзистора (при воздействии вход-
ного сигнала Ех). Можно себе представить входную характерис-
тику транзистора ИС с большой «пяткой», как показано на рис.
2.56: при 0<wBx<f/nop эмиттерный переход смещен в прямом на-
правлении, но входной ток весьма мал и соответственно весьма
мал коллекторный ток.
Транзистор открыт. Пусть на входе ключа действует вы-
сокий уровень Е1. При этом ключ включен, транзистор открыт;
возможны две области работы открытого транзистора — активная
область и область насыщения.
В активной области эмиттерный переход смещен в прямом на-
правлении, а коллекторный — в обратном, т. е. ^б.эХ), Иб.к<0
(для транзистора типа р-п-р\ 1/б.э<0, ^б.к>0); заметим, что в
кремниевых транзисторах ИС в активном режиме напряжение на
эмиттерном переходе иб.э~£/акт, причем (7Пор< ^акт< t/нас (рис.
2.9) и t/акт^0,7 В. Напомним, что в активной области коллектор-
ный ток приблизительно линейно зависит от тока базы:
*к = Р1б+(Р+1)Ло = Р*б» ’
*к = «is + /ко ~ «is, Р = а/(1 —а). (2.8)
Токи и напряжения на электродах транзистора можно найти гра-
фоаналитически. Для этого достаточно построить нагрузочную ли-
нию АВ (см. рис. 2.4), соответствующую уравнению EK=iKRK+
+ wK, и найти координаты точки пересечения ее с характеристи-
кой транзистора 4к=/(цк.э, и), соответствующей заданному зна-
чению /б-
В области насыщения оба перехода транзистора смещены в
прямом направлении, т. е. «б.э>0, г/б.к>0 (для транзистора типа
р-п-р\ Цб.э<0, цб.к<0). В области насыщения рост тока базы не
приводит к изменению коллекторного тока и
iK<Pi6* (2.9)
В кремниевых транзисторах ИС напряжение на смещенном в
прямом направлении р-п-переходе равно t/Hac (см. рис. 2.9) и со-
ставляет примерно 0,8 В; у германиевых транзисторов напряжение
на открытом переходе около 0,2—0,4 В.
27
Насыщение транзистора в схеме ключа (см. рис. 2.3) можно по-
лучить увеличением тока базы 1§. При некотором значении /б =
= /б.н рабочая точка достигает положения А (см. рис. 2.4) и даль-
нейший рост тока базы практически уже не приводит к росту кол-
лекторного тока. Поэтому условие насыщения может быть запи-
сано в виде
(2.10)
Коллекторный ток достигает значения /к.н= (Ек—икя)/Кк и, сле-
довательно, /б.н=/к.н/р= (Ек—uK,B)/pRK. Напряжение «к.н пример-
но несколько десятков или сотен милливольт. В ИС обычно икл^
— 0,14-0,2 В. Если Ек^>икл, то
Л<н Ek/Rk, /бнЛ2 EK/fi RK. (2.11)
Степень насыщения транзистора характеризует коэффициент
5 = »б//б.н = ₽»б//к.н. (2.12)
На границе насыщения 1’б=/б.н, S=l. С увеличением коэффи-
циента насыщения ключа увеличивается его нагрузочная способ-
ность (условие насыщения удовлетворяется при большом значении
тока /к.н), уменьшается влияние различных дестабилизирующих
факторов на выходные параметры ключа, но, как показано ниже,
ухудшается быстродействие ключа. Поэтому коэффициент насыще-
ния S во всех случаях следует выбирать из компромиссных сооб-
ражений, исходя из условий конкретной задачи.
Во многих практических расчетах, когда можно пренебречь
межэлектродными напряжениями насыщенного транзистора по
сравнению с питающими; последний рассматривают как «стяну-
тый» в эквипотенциальную точку (точку с единым потенциалом
всех электродов), что естественно упрощает расчеты.
В связи со значительным разбросом параметра 0 у различных
транзисторов, а также зависимостью р от температуры условия
насыщения транзистора должны быть выполнены уже при мини-
мальном значении рМИн-
Амплитуды перепадов напряжения и тока
При переключении транзистора из закрытого состояния в со-
стояние насыщения образуется перепад коллекторного напряжения
U кт= ^к.э ^к.н= Ек 7к0Т?к ^к.н’ (2.13)
Так как «кн и IkoRk обычно малы, UKm достигает значения (0,90—
0,39) Ек, т. е. транзисторный ключ коммутирует почти все напря-
,жч₽ие Ек и в этом смысле приближается к идеальному ключу. Пе-
репад тока при переключении 7Кт=/к.н—/ко~7к.н.
Передаточная характеристика. Наряду с входными
и выходными характеристиками транзисторного ключа часто пред-
ставляет интерес передаточная характеристика — зависимость
уровня выходного напряжения ивых=>ик от уровня входного ивх в
стационарном режиме работы ключа. Пример такой характеристи-
ки для ключа на кремниевом транзисторе типа п-р-п (см. рис. 2.3)
28
приведен на рис. 2.10. Участок характеристики MN соответствует
активному режиму работы ключа при его переходе из состояния 1
(напряжение на выходе t/’вых высокое) в состояние 0 (напряже-
ние 1/°Вых низкое).
В переключательных цепях обычно обеспечивается совмести-
мость входных и выходных сигналов, т. е. совпадение по уровням
U°BX и /7°вых, t/'вх и Ь'^ых. Передаточная характеристика позволя-
«А1
^Л/х -Г---
z Рабочая точка „ 1”
иВых / на выходе
А / м
rrO-L
идых
пом
и
ипом
I |Д-
ТО С 1 .7/1
Рабочая и
точка„Она
выходе
и%Г\О,2 & 0,6 Е* 0,86^
। Амплитуда
'сигнала на дходе^
Рис. 2.10
ет наглядно оценить помехо-
устойчивость устройств, т. е.
найти максимально допусти-
мое напряжение помехи, дей-
ствующей на входе ключа
наряду с регулярными сиг-
налами, при которой еще не
происходит изменение логи-
ческих (информационных)
состояний ключа.
Помехи в ключах могут
быть как статическими, на-
пример, изменения входных
напряжений, связанные с па-
дением напряжения на об-
щих шинах цепей питания
(«земля»), так и импульс-
ными (кратковременными).
Импульсные помехи "Обу-
словлены как внешними
электромагнитными полями,
так и индуктивной и емкост-
ной связью между сигналь-
ными линиями цепей, а так-
же переходными процесса-
ми в последних (из-за не-
согласованности линий и на-,
грузок).
29
Так, если на выходе имеется сигнал 1 (точка А рис. 2.10), то
запас помехоустойчивости МА равен разности входных напряже-
ний |£°м—{7°вх|, а если сигнал 0 (точка В), то запас помехоустой-
чивости NB равен разности входных напряжений |£^—(7^x1 •
Динамические режимы. Рассмотрим переходные процессы пере-
ключения — процессы включения и выключения.
Включение ключа. Пусть в исходном состоянии ключ
(см. рис. 2.3а) закрыт, транзистор заперт некоторым обратным
напряжением аб.э.з<0. Рассмотрим процесс включения при подаче
на вход транзистора в момент времени t' отпирающего перепада
тока /16 = const (рис. 2.11).
Задержка включения. Прямое смещение эмиттерного перехода
не может возникнуть мгновенно; задержка отпирания транзистора
после подачи отпирающего тока обусловлена изменением заряда
входной емкости Свх. Напряжение на емкости Свх в исходном со-
стоянии равно аб.э.з- Под действием входного тока это напряжение
возрастает до нуля и затем достигает установившегося значения.
Считая, что перезаряд усредненной (по интервалу изменения на-
пряжений) емкости Свх происходит постоянным током 7!б, устано-
вим, что напряжение Иб.э на входе транзистора возрастает по ли-
нейному закону.
Время задержки включения транзистора
^з.вкл = ^3° С*вх | ^б.э.з |/^б* (2. 14а)
Если, например, Свх = 50 пФ, /1б=1 мА, иб.э.з = —2 В, то /103 =
= 0,1 мкс. В (2.14а) предполагается, что отпирание транзистора
начинается при аб.э—0. Однако, как отмечалось, кремниевые
транзисторы, входная характеристика которых обладает значи-
тельной «пяткой» (см. рис. 2.9), включаются при некотором поро-
говом напряжении С7Пор>0 (t/пор~0,6 В). Тогда задержка вклю-
чения определится временем
*з.вкл = /I0 = Свх [| аб.э.з I + f/nop]//i. (2.146)
Фронт включения. С момента t=tf\ т. е. с момента отпирания
эмиттерного перехода транзистора, в его базу поступает положи-
тельный перепад тока — (см. рис. 2.11); пусть /1б=5/б.н?
S 1, /б.н = /к.н/р, 7к.н~£к//?К’
Заряд в базе Q и коллекторный ток гк будут возрастать в соот-
ветствии с (2.5) и (2.6).
В момент времени t"' заряд достигает уровня Qrp, ток /к —’
уровня /к.н- Так как процессы здесь происходят по экспоненциаль-
ному закону, можно по (1.2) определить непосредственно
/10 _т ]П <2(°°)-<2(П
Ф ₽ Q(oo)-<?(/"')
Так как Q(oo)=t3Zi6, <2(Г')=0; <2(Г) ^Сгр=т₽/б.н, то
Л° = тй1п----------= Telnf 1 +----
Ф 3 /I / Р /1 — /
Уб—/б.н \ 7б.н
(2.15)
30
За время /10ф напряжение ик достигнет уровня t/K.n~0.
В случае отпирания транзистора так называемым «сильным»
сигналом при /*б^>/б.н можно, используя соотношение 1п(1+х)~
~х при x<gl, получить из (2.15):
(2-16)
Очевидно, что сокращение длительности включения можно по-
лучить прежде всего при увеличении отпирающего тока и при-
менении более высокочастотных транзисторов.
На практике часто отпирающий перепад тока Pq оказывается
примерно равным /к.н, и, следовательно, при этом /10ф~та =1/2л/а.
Необходимо подчеркнуть, что здесь не учтено время перезаря-
да паразитных емкостей, шунтирующих коллекторную цепь тран-
зистора Свых- Как отмечалось, при использовании высокочастот-
ных транзисторов именно время перезаряда СВЫх является опреде-
ляющим в общей длительности фронта /10ф. В запертом ключе на-
пряжение на СВых=£к; с отпиранием транзистора емкость Свых
разряжается через транзистор примерно постоянным током /с=
= рЛб и время разряда оказывается приблизительно
= ^вых^к/^с* (2-17)
Общая длительность включения
/вкл = /1°4Л0- (2.18)
Длительность накопления заряда
По истечении времени /Вкл транзистор находится в режиме на-
сыщения, токи транзистора практически не меняются, а заряд в
базе продолжает нарастать до уровня ТнДб с постоянной времени
тн; за время /н= (2-?3) тн завершается процесс накопления зарядов
и транзистор переходит в стационарный режим.
Выключение ключа. Пусть в исходном состоянии ключ
открыт, транзистор насыщен.
Задержка выключения. Пусть в некоторый момент времени Р
на вход насыщенного транзистора подается запирающий перепад
тока (рис. 2.12): ток базы скачком изменяется от положительного
уровня Рь до отрицательного /°б. Отрицательный ток приводит к
уменьшению заряда, накопленного в базе (к так называемому
рассасыванию заряда), в соответствии с переходной характеристи-
кой транзистора (2.6). Очевидно, что пока заряд в базе Q>
>Qiv(Qh36=Q—Qrp>0), коллекторные ток и напряжение не ме-
няются. Длительность рассасывания /р=/013 определяется време-
нем, в течение которого заряд Q уменьшается от исходного уровня
Q(f)=Tp/16 до граничного (здесь предполагается, как было уже
отмечено, тн~Тр) Qrp — Q^')—т^б.н. Согласно (1.2)
yoi _/ ~т in т 1п /Об-!б т 1n I ;б| + 4
7б | + Z6.H
(2.19)
так как Q(oo) ==тр/°б. Следовательно, задержка выключения /013,
обусловленная рассасыванием избыточного заряда в базе /013=/р,
31
» р ₽ Q(oo)-Q(/") ₽ /0_/бн ₽
тем меньше, чем меньше степень насыщения транзистора и боль-
ше запирающий ток.
При сильном запирающем сигнале, когда
(2.20)
можно непосредственно из (2.19) получить приближенные выраже-
ния для длительности задержки выключения
I I'Sh <2-21>
Фронт выключения. В момент завершения рассасывания избы-
точного заряда режим транзистора соответствует границе активной
области. С этого момента начинается спад коллекторного тока по
экспоненциальному закону с постоянной времени -гр от начального
значения 1К.Н.
32
Согласно (1.2) длительность спада импульса тока
/01=т in Q(°°)-Q(O..=T ]п , = t lnf 1+-M, (2.22)
ф ₽ Q(oo)-Q(f") ₽ /0 ₽ |/0| J’
так как Q(oo) =тэ/°б; Q(/") =тр7б.н, Q(t"')=O. Вместе co спадом
коллекторного тока растет коллекторное напряжение: ик=Ек—
—iKRK (см. рис. 2.12). При запирании транзистора «сильным» сиг-
налом, т. е. при |/°б|^>/1б, получаем из (2.22)
I |/о|. (2.23)
ф р б.н / I о I v
Общая длительность выключения /Выкл = ^01з+^01ф, и при «силь-
ном» запирающем сигнале /выкл — трГб/рОб! • Заметим, что при ис-
пользовании высокочастотных транзисторов длительность фронта
перепада коллекторного напряжения при запирании транзистора
определяется в основном длительностью заряда выходной емко-
сти СВых, шунтирующей транзистор, т. е. /01ф~ЗСВых#вых.
По мере запирания транзистора возрастает его входное сопро-
тивление, и поэтому со временем начинает уменьшаться и ток ба-
зы транзистора, так как практически цепь базы управляется источ-
ником с конечным выходным сопротивлением (в идеализированной
модели входное сопротивление запертого транзистора бесконечно
велико и входной ток содержит только тепловую составляющую).
Быстродействие ключевого элемента определя-
ется максимально допустимой частотой следования входных сигна-
лов, представляющих кодовые символы 0 и 1, каждый из которых
приводит к переключению элемента. Очевидно, что быстродействие
зависит от разрешающего времени элемента, т. е. от общей дли-
тельности переходного процесса, возникающего при воздействии
переключающего сигнала и обусловленного инерционностью тран-
зистора и влиянием паразитных параметров (например, перезаря-
дом паразитных емкостей в процессе переключения). Для оценки
разрешающего времени используются временные параметры —
длительности задержки включения /103 и фронта выключения /10ф>
длительности задержки /013 и фронта /01ф включения. Часто для
характеристики быстродействия ключевого (логического) элемента
используется среднее время задержки сигнала при его передаче че-
рез элемент:
и = °>5(^ + ^0)- (2-24)
Заметим, что при конечной длительности фронта входного си-
гнала, что обычно и имеет место, задержки включения и выклю-
чения отсчитываются либо на 10%, либо, чаще, на 50%-ных уров-
нях входного и выходного сигналов.
2.3. ЦЕПИ СВЯЗИ МЕЖДУ КЛЮЧАМИ
Общие сведения. Управляющие сигналы, действующие на вход
ключа, формируются обычно другими ключами. Связь между клю-
чами осуществляется посредством некоторой цепи связи. Основные
2—137 зз
функции этой цепи заключаются в том, чтобы обеспечить нормаль-
ную работоспособность ключей. Это, в частности, означает, что ес-
ли уровень напряжения на выходе первого ключа высокий, то на
входе другого ключа должен действовать уровень, при котором
второй ключ открывается и работает в заданном режиме; наобо-
рот, если первый ключ открыт, то на входе второго ключа должен
действовать достаточно низкий уровень, при котором второй ключ
закрыт (или «условно» закрыт). При этом в обоих режимах обес-
печиваются необходимая надежность (помехоустойчивость) и вы-
полнение других возможных условий работоспособности. Цепь свя-
зи может оказывать существенное влияние на переходные процес-
сы, возникающие при переключении, и, следовательно, на быстро-
действие ключей.
Рассмотрим вначале некоторые цепи связи, используемые в
ключевых устройствах, на дискретных компонентах.
Ключи с резисторной связью. На рис. 2.13 приведена типовая
схема соединения транзисторных ключей с помощью резисторной
цепи связи.
Рис. 2.13
Пусть транзистор Л насыщен цВых1 = Ик.н, при этом транзистор
Т2 должен быть закрыт, т. е. Цб.э2^^пор. Определяя «б.э2 согласно
эквивалентной схеме (рис. 2.14), запишем
ик.н^2 ^6^14“ ^коа^х^а гт /п qc\
«6.32 - [Ri R* < Цюр- (2 25)
Если транзистор 1\ закрыт, то Т2 должен быть открыт и насы-
щен, т. е. ток базы Т2 должен быть
1*62 1б.н2 = ^к.нг/Рг или *62 = ^2^6.112 =
где S2 — требуемый коэффициент насыщения Т2, IK.n2f /б.н2— соот-
ветственно коллекторный ток Т2 в режиме насыщения и насыщаю-
щий ток базы Т2. Определяя ток i&2 согласно эквивалентной схеме
(рис. 2.15), запишем
“ Atoi^Ki — а Еб + ^б.н ^К.Н2 /q од\
162=----------------------------ъ (Д2Ь)
34
Заметим, что если транзисторный ключ в закрытом состоянии
работает не в режиме отсечки, а в активном режиме при малом
коллекторном токе, то последние неравенства должны удовлетво-
ряться, если вместо 7Koi и /ког писать 1К,3 [например, /к.з = (0,05.
0,1)7к.н] и 1б.3, а под UПОр понимать условный уровень запирания
транзистора.
Рис. 2.14
5
иЬ.Э2
Рис. 2.15:
Из (2.25) и (2.26) можно определить параметры цепи связи,
при которой обеспечивается выполнение условий работоспособно-
сти. При упрощающих предположениях «к.н=0, Ыб.н=0, /koi^ki'C;
<СЕК, (7пор=0 найдем из (2.25) и (2.26)
( — Е'6/?1 +/?2) < 0
ИЛИ /?2^Еб//кО2 и
Ек 1К.П2
«К1 + Rt R2 ₽»
Пренебрегая значением EdR2, найдем
7?i -С Рг^к/^к.на RvX'
(2.27)
(2.28)
(2.29)
Очевидно, что эти условия должны выполняться в худшем слу-
чае при /ко2=7ко2макс и ₽2=02мин- В частном случае, когда нагруз-
кой ключа служит только резистор Rk2, ток /к.н2=Ек//?К2 и ус-
ловие (2.29) принимает вид /?1^₽2/?к2—7?кь При нагрузке /?К1 =
=Rk2=Rk это условие будет R{^. (р2— 1)Як~02Як-
Сокращение длительности переключения. Длительность пере-
ключения можно сократить, в частности, применением ускоряющих
емкостей и отрицательной обратной связи.
Применение ускоряющей емкости. Для ускорения
переходных процессов, возникающих при переключении, исполь-
зуют так называемую ускоряющую емкость С, шунтирующую ре-
зистор Ri (см. рис. 2.13).
Благодаря емкости С при запирании через цепь базы Т2 про-
текает значительный ток, в результате чего длительность включе-
ния Т2 сокращается. Начальное значение этого тока примерно рав-
но Ек/ (7?к1+7?вх2) , где Евхг— входное сопротивление открывающе-
гося транзистора Т2. По мере заряда емкости С ток базы падает по
2* 35
экспоненциальному закону с постоянной времени тс~CCftill (/?Ki+
+#вх2)) И стремится к уровню, примерно равному £k/(^ki+#i +
“Н-^вхг)- Наоборот, при отпирании 7\ ток разряда емкости С, про-
текая через базу 7г, приводит к ускорению процессов рассасыва-
ния заряда в базе и сокращению длительности выключения тран-
зистора Т2 (емкость обычно составляет примерно сотни или тыся-
чи пикофарад).
Применение отрицательной обратной связи.
Сокращение длительности переключения может быть достигнуто,
если предотвратить сколько-нибудь существенное насыщение от-
крытого транзистора, т. е. существенное превышение базовым то-
ком открытого транзистора значения Z6>H=£K//?kp. Эта задача ре-
шается введением в схему ключа нелинейной отрицательной обрат-
ной связи (ООС).
Пример ненасыщенного ключа с ООС показан на рис. 2.16а.
Пока напряжение база — коллектор иб.к больше падения напряже-
ния Ir0Rq на сопротивлении Ro, диод Д заперт, отрицательная об-
ратная связь не действует. При увеличении входного сигнала
(входного тока) увеличивается ток базы io и соответственно ток
коллектора iK=pi6. Однако при достаточно большом входном сиг-
нале ток г’вх достигает такого значения, при котором напряжение
^б.к станет равным падению напряжения in0Ro на сопротивлении
Ro, диод Д отпирается и начинает действовать ООС. Теперь рост
тока г'вх мало влияет на режим транзистора, так как значительная
часть входного тока идет теперь непосредственно через диод, и
транзистор не переходит в режим насыщения. Другими словами, с
началом действия ООС коэффициент усиления Кг=Д/к/А/вх резко
падает действительно при запертом диоде Кг~Р, а при открытом
Лт~₽/(р+1)<1, так как /?д+'#о+#вх<С (₽+1)7?к. Заме-
тим, что на начальном этапе процесса включения рассматриваемо-
го ключа при большом входном сигнале отрицательная обратная
связь не действует (диод остается закрытым), и поэтому длитель-
ность фронта включения оказывается малой.
36
В настоящее время для устранения или уменьшения насыщения
открытого транзистора используются диоды Шоттки, включаемые
параллельно переходу база — коллектор транзистора (рис. 2.166).
Диод Шоттки ДШ представляет собой переход металл — (обычно
алюминий) — полупроводник. Диод Шоттки включается парал-
лельно коллекторному переходу транзистора, но в интегральных
схемах он вместе с транзистором составляют единую структуру —
транзистор Шоттки. Когда транзистор открыт или работает в ак-
тивном режиме, напряжение ив,к транзистора отрицательно и во
всяком случае меньше порогового уровня отпирания ДШ'. Uq,k<Z
<£Люрдш> Диод Шоттки закрыт и не влияет на работу ключа. При
росте тока базы и переходе транзистора в режим насыщения
растет г/б.к>0 и при Иб.к= f/пордщ отпирается диод
Шоттки; при этом ток базы транзистора уменьшается (t6=/BX—
—^*дш)> ток в коллекторной цепи равен сумме токов — коллектор-
ного и диода Шоттки: /кш=1к+*дш- Так как £Люрдш~0,5 В (а для
кремниевого транзистора £7ПОр~0,6 В), можно практически счи-
тать, что в транзисторе Шоттки избыточный заряд в базе не на-
капливается и отсутствует задержка на рассасывание избыточного
заряда при выключении транзистора.
Резисторно-транзисторные логические элементы. На базе рассмотренных
ключей с резисторной связью могут быть построены логические элементы, со-
ставляющие так называемую резисторно-транзисторную логику (рис. 2.17а). Эле-
мент управляется входными сигналами (перепадами напряжения), являющимися
выходными сигналами других аналогичных элементов.
Транзистор Т находится в одном из двух стационарных режимов: либо за-
перт, либо открыт (и насыщен). Транзистор заперт только в том случае, когда
на все входы поданы низкие уровни напряжения Е° (т. е. напряжения пк.н, сни-
маемые с коллекторов предыдущих насыщенных транзисторов). Транзистор Т
открыт и насыщен, если хотя бы на один вход подан высокий уровень напряже-
ния Е1 (т. е. хотя бы один из предыдущих транзисторов заперт).
Пусть информационные значения входных сигналов будут 0 (низкий уро-
вень) и 1 (высокий уровень). Если на все входы поданы сигналы 0, то транзи-
стор Т заперт и на его выходе высокий уровень, т. е. сигнал 1; если хотя бы на
один вход подан сигнал 1, то транзистор открыт и выходной сигнал 0.
37
Таким образом рассматриваемая схема реализует логическую функцию
ИЛИ—НЕ; при этом функция ИЛИ реализуется входными резисторами Ri, а
функция НЕ — инвертором на транзисторе Т.
Насыщенные ключи с непосредственной связью. На рис. 2.176 приведена схе-
ма непосредственной связи транзисторных ключей ОЭ: коллектор предыдущего
транзистора соединяется непосредственно с базой последующего. Принцип рабо-
ты заключается в следующем.
Пусть транзистор 1\ открыт и насыщен: при достаточно большом управляю-
щем токе базы цц=11б этого транзистора остаточное напряжение wk.hi на его
коллекторе оказывается весьма малым (например, ак.н<0,1 В). Напряжение на
базе транзистора Г2 равно коллекторному напряжению транзистора иб2=«кь
При Uki = Wk.h напряжение на базе Т2 принимает значение столь малое, что Т2
практически закрывается; другими словами, напряжение Иб не превосходит услов-
ный пороговый уровень, при котором транзистор, работающий в активном режи-
ме, при малом коллекторном токе /*к считается закрытым.
Параметры схемы должны быть выбраны так, чтобы при закрытом преды-
дущем транзисторе (например, Т2) был открыт и насыщен последующий тран-
зистор (например, Тз), т. е. в последнем должно соблюдаться условие насыще-
ния |3гб>1к. Ток базы 1б открытого транзистора Т5 примерно равен току, проте-
кающему через коллекторное сопротивление предыдущего закрытого транзисто-
ра Т2, т. е.
h « (£к — ик.з)/Кк = (^к ~
где Ык.з — напряжение на коллекторе закрытого транзистора Т2, а «б.н — напря-
жение на базе последующего насыщенного транзистора Г3, причем «б.н = «к.з.
Коллекторный ток открытого транзистора (без учета тока базы последующе-
го закрытого) (Ек—uK,n)IRK=(EK—u^/Rh. Учитывая значения (б и fK, полу-
чаем из соотношения (3/б>£к условие насыщения транзистора £>1.
На основе рассмотренных ключей можно построить логические элементы с
непосредственными связями.
Насыщенные ключи с диодной связью. В схеме, приведенной на рис. 2.18а,
связь между ключами на транзисторах Т\ и Т2 осуществляется с помощью крем-
ниевого диода Дем; при токе г’д.см, превышающем всего несколько десятков мик-
роампер, диод Дем открыт, напряжение на нем практически постоянно и не зави-
сит от тока: ид.см=(/см, причем (/См~ 0,64-0,8 В.
Очевидно, что в рассматриваемой схеме независимо от состояний ключей
диод Дем всегда открыт и при этом U62=«ki—(/см, т. е. диод Дем создает по-
стоянное смещение уровня Иб2 относительно акь поэтому его и называют сме-
щающим.
Если, например, Т\ насыщен, ак.ш = +0,1 В, то при (/см=0,8 В «б2~—0,7 В
и Т2 закрыт. При необходимости увеличить запас по запиранию Т2 включают
последовательно два или больше смещающих диодов.
Если транзистор Т\ закрыт, то через базу Т2 протекает прямой ток /'б~
« (Ек—Uсм—иб.н2)/Дк1, который обеспечивает насыщение ключа на транзисторе
Т2, т. е. предполагается, что /'б^/б.н2=£,к/₽2/?к2. В процессе переключения клю-
чей диод Дем выполняет такую же роль, что и заряженный конденсатор в це-
пях связи. Действительно, когда транзистор Т\ закрыт, через диод Дем проте-
кает большой ток /'б: в его базе накоплен значительный заряд. При включении
Т\ моц Дем обеспечивает значительный обратный ток базы Т2, вследствие чего
транзистор Т2 быстро выключается. Важно, чтобы в качестве Дем использовал-
ся такой диод с накоплением заряда (ДНЗ), чтобы время рассасывания заряда
в нем было не меньше длительности выключения транзистора Т2.
Диодная связь ключей применяется в интегральных устройствах, где обыч-
но используются кремниевые транзисторы, обладающие «правой» характеристи-
кой: транзистор закрыт и при небольшом прямом напряжении на базе (при
uc<(/nop, где (/пор~0,6 В), поэтому здесь источник Еб можно исключить (Еб =
= 0), так как напряжение смещения, создаваемого на одном или двух последо-
вательно соединенных диодах Дем, достаточно для надежного запирания тран-
зистора Т2.
Диодно-транзисторные логические элементы (ДТЛ). Диодно-транзисторная
схема (рис. 2.186) реализует логическую функцию И—НЕ входных переменных
38
(сигналов): у=Х\Х2... хт\ транзистор служит для инвертирования сигналов, а
диоды Дь Д2, •••» Дт для реализации функции И входных сигналов. Только в
том случае, когда на всех входах действуют высокие уровни напряжения Е1,
диоды заперты и через базу транзистора протекает большой ток, равный разно-
сти токов через резисторы Да и Дб (если не учитывать малые обратные токи
Рис. 2.18
через запертые диоды); при этом транзистор насыщен, напряжение на его кол-
лекторе цк.и низкое и представляет собой низкий уровень Е° (t/=0). Если хотя
бы на одном входе действует низкий уровень Е°, то соответствующий диод от-
крыт, через него идет большой ток, вследствие чего напряжение иА мало, тран-
зистор закрыт, его коллекторное напряжение высокое (примерно равное Ек) и
это напряжение представляет собой высокий уровень Е1 (t/=l).
Связь между входным логическим элементом И и инвертором НЕ осуществ-
ляется с помощью кремниевых диодов Дсш, Дсмг-
Вольт-амперная характеристика кремниевого диода 1д=[(ид) при ид>0
расположена практически вертикально (без учета начальной <пятки>). Следова-
тельно, независимо от значения тока диода /д (если только /д превышает неко-
торый малый уровень) напряжение на диоде положительно и постоянно. Поэто-
му цепочка диодов Дсш и Дсмг может рассматриваться как источник постоян-
ного смещения, равного 2нд.см.
Заметим, что схемы ДТЛ реализуются не только на дискретных компонентах,
но и на интегральных, однако в последнее время интегральные ДТЛ схемы
практически полностью вытеснены элементами ТТЛ, рассматриваемыми в сле-
дующем параграфе.
2.4. ТРАНЗИСТОРНО-ТРАНЗИСТОРНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ
ЭЛЕМЕНТЫ (ТТЛ-ЭЛЕМЕНТЫ)
Схема элемента. В настоящее время транзисторно-транзистор*
ные логические элементы являются наиболее распространенными
интегральными микросхемами. Существует ряд вариантов схем
элемента ТТЛ, отличающихся в основном устройством инвертора.
Вначале рассмотрим принцип работы элемента на примере схемы
39
с простым инвертором, приведенной на рис. 2.19а. В схеме два ос-
новных каскада: входной — на многоэмиттерном транзисторе Тм—
реализует функцию И входных сигналов и выходной — на транзис-
торе Тх — реализует функцию НЕ.
Каждый из m эмиттеров (обычно т^8) служит входом эле-
мента. Если обозначить через хг-, /=1, 2,..., пг, и у соответствен-
m SxodoB
но информационные значения входных и выходных сигналов, при-
чем кодировать и для входных и для выходных сигналов низкий
уровень напряжения Е° через 0, а высокий Е1 через 1, то элемент
ТТЛ реализует логическую функцию И—НЕ входных сигналов
у = х1х2 • • (2.30)
Формально схема элемента ТТЛ аналогична схеме диодно-тран-
зисторного элемента (рис. 2.196): эмиттерные переходы Тм играют
роль входных диодов, а коллекторный переход Тм выполняет роль
одного смещающего диода; однако связь между эмиттерными и
коллекторными переходами в многоэмиттерном транзисторе, обус-
ловленная диффузией носителей в его базе, приводит в элементах
ТТЛ к явлениям, не встречающимся в элементах ДТЛ.
Интегральный многоэмиттерный транзистор представляет собой
совокупность т транзисторных структур, имеющих общий коллек-
тор, причем эмиттеры располагаются так, что взаимодейст-
вие между ними через участки пассивной базы практически отсут-
ствуют.
Основная, наиболее распространенная схема элемента ТТЛ
приведена на рис. 2.20; она содержит сложный инвертор, построен-
ный на транзисторах 7\, Т2, Тз, благодаря которому повышается
нагрузочная способность и быстродействие логического элемента.
При подаче на вход сложного инвертора высокого уровня на-
пряжение (Цк.м=£Лвх на рис. 2.20) отпирается и насыщается тран-
зистор Л, отпирается транзистор Т2 и емкость Сн быстро разряжа-
ется большим током транзистора Т2. С разрядом емкости Сн насы-
щается транзистор Т2 и на выходе инвертора появляется низкий
уровень напряжения Цвых=^оВЫх=^к.н=О,2 В (заметим, что для
насыщения транзисторов и Т2 должно выполняться условие
[/1вх=^б.э1+^б.э2 = 2иб.н= 1,6 В). При этом диод До обеспечивает
40
запирание транзистора Тз- Действительно, напряжение на эмиттер-
ном переходе Тз и диоде До меньше суммы их порогового уровня:
^б.эЗ = ^к.э1 + ^б.э2 ^к.э2 f/до = ^к.ц 4" ^б.н ^к.н ^дО = ^б.н
^до 2t7nop,
так как, например, иб.н=0,8 В, t7nOp=0,6 В, [/д0=0,7 В.
Рис. 2.20
Когда на вход инвертора подан низкий уровень (иКм=£^°вх),
транзисторы 7\ и Т2 закрываются, Тз отпирается, емкость Сп быст-
ро заряжается через малое выходное сопротивление эмиттерного
повторителя на транзисторе Тз. В обоих состояниях сложный ин-
вертор обладает малым выходным сопротивлением и обеспечива-
ет высокие нагрузочные способности и быстродействие элемента.
На практике выпускаются элементы ТТЛ и с другими модифи-
кациями сложных инверторов в зависимости от требований к быст-
родействию, допустимой рассеиваемой мощности, виду передаточ-
ной характеристики, нагрузочной способности.
Статические режимы элемента ТТЛ рассмотрим на примере
схемы рис. 2.20. Для простоты принимаем, что напряжения на сме-
щенном в прямом направлении диоде или р-и-переходе равно 0,8 В
(независимо от значения тока) и напряжение коллектор — эмит-
тер в режиме насыщения транзистора равно 0,2 В. Типовые значе-
ния сопротивлений для схемы рис. 2.20: Дб = 4кОм, /?1 = 1,6 кОм,
Т?2= 1 кОм, 7?з= 130 Ом, напряжение источника питания Е=5 В.
Открытое состояние элемента. Пусть на все входы транзистора
Гм поданы высокие уровни напряжения (uBXi = £1, i=l, 2,
т. е. информационные значения всех входных сигналов Xi=l (i=
= 1, 2,... ,m). (Типичное значение напряжения Е{, подаваемого с
выходов предыдущих аналогичных элементов ТТЛ, равно 3,5 В).
При этом все m транзисторных структур Тм работают в инверсном
активном режиме, напряжение на коллекторе Гм ик.м=Мб.э1 + Нб.э2
много меньше Е' (оно примерно равно 1,6 В) и обеспечивает на-
сыщение транзисторов Тх и Т2 (при этом 1б1~*б,м). Выходное на-
пряжение— коллекторное напряжение насыщенного транзистора
41
Tt — равно 0,2 В. Напряжение на коллекторе Тх (относительно
«земли») равно 0,84-0,2=1 В. Таким образом, на последователь-
ном соединении перехода база — эмиттер транзистора Тз и диоде
До имеется прямое напряжение 0,8 В, недостаточное для отпира-
ния транзистора Тз’, поэтому он практически закрыт, и через диод
До протекает незначительный прямой ток (микроамперы).
Найдем теперь условия нормального функционирования эле-
мента в открытом состоянии. Все токи и напряжения для схемы в
открытом состоянии, кроме ивх, имеют верхний индекс 0. Суммар-
ный входной ток транзистора Тм равен /°Вх.м= Р;/°б.м~^аД°б.м, где
/°б.м — ток базы в рассматриваемом режиме ai — инвер-
сный коэффициент передачи одной структуры. Входной ток незна-
чителен и практически пропорционален числу входов иг, на кото-
рые поданы высокие уровни Е1.
В свою очередь, /°б.м= (Ек—и°б.к.м—«°б.э1—«°б.Э2)/Дб- Коллектор-
ный ток /°к.м=/0б.м4-^°вх.м равен току базы транзистора Тр. /°б1 =
==7°к.м, а 7°к1=(£к—и°к.э1—и°б.э2)/Д1- При принятых данных
/о м = 5~8'°’8 = 0,65 мА; /2х = ₽/;б.м <0,025-0,65 «0,016 мА,
(так как 0,025)
/°,=(5—0,2—0,8)/1,6 = 2,5 мА.
Условие насыщения будет /%<?₽!Ал или Pi>7°Ki//06i. При
учете упомянутых выше параметров получаем, что условием насы-
щения Ti будет Pi^5, что всегда обеспечивается.
Базовый ток транзистора Ti будет /062=/%i—«0б.э2/Д2=/°к14*.
4-/°б1—и°б.Э2/Д2, т. е. при параметрах элемента ТТЛ /0б2~2,35 мА.
Коллекторный ток транзистора Т2 /°К2=/д4-^н определяется из-за
малости тока диода /д практически только током нагрузки /н : /ок2~
«/°H«sn/1BX, где п — число элементов ТТЛ, нагружающих рас-
сматриваемый элемент, /*вх — входной ток одной насыщенной
транзисторной структуры нагрузочного элемента (/’вх определяет-
ся ниже).
Максимальное значение нагрузочного тока в элементах, сред-
них по быстродействию и нагрузочной способности, не выше 16 мА;
следовательно, условие насыщения Т2 Р2>/0к2//°б2=/0в//°б2 прини-
мает вид 02^8, что всегда выполняется.
Таким образом, в открытом состоянии элемента ТТЛ транзис-
тор Тм — в инверсном активном режиме, транзисторы Ту и Т2 на-
сыщены, Тз заперт. В открытом состоянии он потребляет от ис-
точника Е ток /°пит ~/°б м-Н°к1 ~ 0,654-2,5=3,15 мА и мощность
ро=£/опитЯ:,16 мвт
Закрытое состояние элемента имеет место, если хотя бы на
один из входов подан низкий уровень напряжения Е° (в данном
примере £°=0,2 В), при этом ивых=Е{.
Пусть, например, ивх\ = Е° (т. е. Х[ = 0), a uBX2=ивхт=Е} (т. е.
х2=хз= ... = хт=1). В этом случае первая транзисторная струк-
тура Тм будет насыщена (и’б.э17м =0,8 В); потенциал базы Тм от-
42
носительно «земли» будет и1б = и1б.Э1м+£°= 1 В (все токи и на-
пряжения для схемы в закрытом состоянии, кроме ивх, имеют
верхний индекс 1). Переходы база — эмиттер других транзистор-
ных структур Ты смещены в обратном направлении и эти структу-
ры работают в инверсном активном режиме. Потенциал кол-
лектора Тм равен сумме напряжений г/вх1 = £’°=0,2 В и напряже-
ния коллектор — эмиттер насыщенной структуры и1к.э.м=0,2 В;
^к1м=£,°4-ик.э1м=0,4 В, следовательно, и сумма напряжений на пе-
реходах база — эмиттер транзисторов 1\ и Т% также
равна 0,4 В, а поэтому транзисторы Т\ и Т2 заперты
<f/nop=0,6B, Мб.э2<t/nOp=0,6 В). Режим транзистора Т3 за-
висит от подключенной нагрузки. Благодаря тому, что тран-
зистор Т\ закрыт, на базу транзистора Тз через резистор
Ri поступает прямое смещение, транзистор Т3 открыт и
напряжение на выходе высокое. Обычно желательно,
чтобы транзистор Т3 в процессе переключения не насы-
щался, а работал в активном режиме (тем самым на выходе ре-
ализуется режим эмиттерного повторителя, выходное сопротивле-
ние мало и перезаряд паразитных емкостей, шунтирующих выход,
протекает быстро).
Для того чтобы транзистор Т3 не был насыщен, необходимо,
чтобы р3</1бз//1кз, причем
^кЗ= (^к ^к.эЗ ^Д° ^вых)/^3>
^3= (^к ^б.э3 ^Д0
Так как напряжения и^.эз и г^б.эз примерно равные, то практи-
чески условие ненасыщения Т3 будет Рз<7?1/7?з. При /?1 = 1,6 кОм,
/?з= 130 Ом требуется (J3< 12. Активный режим работы Т3 обеспе-
чивается благодаря малости тока нагрузки (т. е. входных токов
последующих элементов, работающих в инверсном режиме) и,
следовательно, малости 03.
Напряжение на выходе и1ВЫх=Е——Р^з представля-
ет высокий логический уровень Е1. Как видно, этот уровень зави-
сит от тока нагрузки.
В режиме холостого хода при 7^=0, если принять, например,
Е=5 В, w1K.33=0,4 В, Цдо=О,8 В, то получим и1вых=3,8 В. Срав-
нительно большой ток в закрытом состоянии протекает только в
резисторе /?б*
/k = (^-«i)^6=(5-l)/4=l мА,
где «б — потенциал базы Тм относительно земли. При ненагружен-
ной схеме токи через резисторы Ri и Rs малы, и поэтому от источ-
ника питания потребляется ток 7‘пит~1 мА, а мощность Р‘ =
= Е/‘пит=5 мВт. Средняя мощность, потребляемая от источника,
p=(po+pi)/2=ll мВт.
Определим еще ток эмиттера насыщенной транзисторной струк-
туры, нагружающий предыдущий, открытый элемент. Так как
транзистор Т\ закрыт, то его базовый ток Z’oi—O, ток коллектора
Т„ /'к.м — О и ток первого эмиттера Тм /'Bxi~/16.m~ 1 мА.
43
Статические характеристики элемента. Рассмотрим основные
статические характеристики.
П ередаточная характеристика — зависимость между
входным и выходным напряжением элемента, снятая при постоян-
ных токах (при нагрузке на один элемент), приведена на рис,
2.21а.
При низком входном напряжении (обычно не превы-
шает 0,4 В) на одном из входов (на других входах действуют вы-
сокие уровни) Тм насыщен, напряжение Иб.э! низкое, Т\ закрыт, Т2
закрыт, напряжение на выходе аВЫх высокое иВых=£'1 (величина
Ех зависит от нагрузки Б1 ^2,4 В, но обычно Б1 ~4 В, например,
E! = 3,6 В). Это состояние (область I на рис. 2.21а) сохраняется с
ростом напряжения авх до тех пор, пока не достигнет уровня V,
при котором отпирается транзистор Т\.
При увеличении входного напряжения растет потенциал базы
Тм: Иб.м=авх+иб.э.м, потенциалы на коллекторе Тм и базе Т\ так-
же возрастают: аб.э1 = ^вх+^к.э.м.нас, т. е. uo.ai растет примерно так
же, как и входное напряжение. При авх=У=иб.э1—Ин.э.м.нас~0,74-
4-0,8 В будет Иб.э1~0,6 В и открывается Т\.
Напряжение на эмиттере 1\ начинает возрастать вместе с рос-
том потенциала базы, отставая от него на иб.эГ, в результате через
Т?2 протекает ток; этот же ток практически течет и через резистор
в результате чего будет снижаться потенциал коллектора 7\
(номиналы сопротивлений резисторов и Т?2 близки, и коллектор-
ное напряжение Т\ будет снижаться на такую же величину, на ка-
кую возрастает потенциал эмиттера; на участке II коэффициент
усиления К—1). Выходное напряжение элемента будет ниже aKi
на значение аб.эз+^д, и практически выходное напряжение (при
нормальной нагрузке) будет снижаться (при авх>У~0,7 В) с та-
кой же скоростью, что и входное.
При напряжении аВх= 1Л = Иб.э1 + Иб.э2—^к.э1м«1,4 В отпира-
ется транзистор Т2 и теперь Л и Т2 в активной области (участок
характеристики III, здесь /Сз>1). При этом большая часть тока
эмиттера 7\ идет через базу Гг, транзистор Т2 открывается и по
мере увеличения входного напряжения (при aBX=V2~l,6 В) он
44
насыщается. Вскоре насыщается и транзистор Л. Выходное на-
пряжение снижается до Е°, транзистор Тм переходит в инверсно-
активный режим (участок характеристики IV). Заметим, что нали-
чие наклонного участка II (рис. 2.21а) приводит к тому, что поме-
ха в интервале напряжений 0,6—1,4 В, накладывающаяся на вход-
ной сигнал 0, будет практически проходить на выход в инвертиро-
ванном виде и будет налагаться на логическую 1. В некоторых
модификациях ТТЛ элементов этот недостаток устранен.
В связи с тем что Vi и V<2 близки по значению, для простоты
расчетов часто применяют идеализированную передаточную харак-
теристику рис. 2.216, в которой предполагается
«1,5 В и не учитывается наклон на участке II: предполагается,
ЧТО При UBx<t/nop и ^ВЫХ- Е\ а при aBx>t/nop ивых=Е°. Переда-
точную характеристику, близкую к идеализированной, имеет вы-
пускаемый промышленностью элемент ТТЛ, в котором резистор R2
заменен резисторно-транзисторной цепью [3].
Входная характеристика элемента — зависимость
между входным током и входным напряжением. На рис. 2.22
приведены передаточная и типичная входная характеристики
элемента.
В областях /, //, III передаточной характеристики транзистор
Тм насыщен и входной ток протекает через 7?б, входная характе-
45
ристика линейна (участок /вх) и входное сопротивление примерно
равно 7?б (в рассматриваемом варианте У?б = 4 кОм), входной ток
^вхте (Е Ивх Ыб.э1м) IRe-
В области Ивх входной ток является разностью токов ifl6 и tei
(iei — ток базы транзистора Л). Напряжение а"вх, при котором
входная характеристика пересекает горизонтальную ось, соответст-
вует равенству токов: iR и iei-
Йз равенства и t'ci можно найти и"вх; оно несколько выше,
чем £/пор; следовательно, при увеличении входного напряжения от
О до Е1 вначале переключаются выходные транзисторы Л и Тз, а
затем вслед за ними — транзисторы Тм и 7\. В самом начале об-
ласти IV передаточной характеристики переключается выходной
транзистор Тг- Входной транзистор Тм все еще насыщен, но вход-
ной ток быстро спадает с повышением входного напряжения из-за
того, что ток iH(5 перераспределяется между входной цепью и
цепью базы транзистора У,. В области 7/вх входное сопротивле-
ние— несколько сотен ом (300—400 Ом). При ывх>и"вх (в облас-
ти ///вх) транзистор Тм включен инверсно; ввиду малости р/ мал
входной ток (не более 40 мкА, обычно 10—20 мкА) и велико вход-
ное сопротивление, примерно 2 МОм. При напряжении uBX>7 В
входной ток резко возрастает вследствие пробоя эмиттерного пе-
рехода транзистора Тм, поэтому обычно не допускается подача на
вход напряжений, превышающих 5,5 В.
В импульсных устройствах, где возможно значение входного
напряжения, превышающее 5,5 В, включают ограничивающий диод
между входом и положительным полюсом источника.
При отрицательных напряжениях на входе (область 0вх) вход-
ной ток резко возрастает уже при |авх| >1,5 В и резко возрастает
рассеиваемая мощность в элементе. Поэтому допустимое значение
отрицательного входного напряжения — не более 0,8 В (не ниже
—0,8 В).
В логических элементах напряжение не может стать отрица-
тельным. В импульсных же схемах.отрицательное напряжение по-
лучается, например, в мультивибраторах при разрядке конденсато-
ра, включенного во входную цепь элемента. Для защиты элемента
здесь приходится включать ограничивающие диоды между эмитте-
рами и «землей» (отрицательным полюсом источника), в некоторых
сериях ТТЛ-элементов такие диоды имеются в самих элементах.
Выходная характеристика — зависимость выходного
напряжения от выходного тока (нагрузкой являются однотипные
элементы).
Рассмотрим эту характеристику для двух статических режимов
элемента. Типичная выходная характеристика открытого элемента
(при сигнале 0 на выходе) приведена на рис. 2.23а. При малых
токах нагрузки (до 20 мА) характеристика — прямая, определяе-
мая выходным сопротивлением насыщенного транзистора Тг (при-
мерно 10 Ом). При отсутствии нагрузки (iBMx=0) уровень ивых~
«0,05 В; далее, при возрастании iBux растет и аВЫх-
46
При максимальной нагрузке (iBMx=16 мА) нВых=0,2 В при до-
пустимом значении £°~0,4 В. В сериях с повышенной нагрузочной
способностью максимальный ток равен 48 мА. Максимальный ток
нагрузки ограничен допустимым уровнем выходного напряже-
ния Е°.
Выходная характеристика закрытого элемента (на выходе ло-
гическая 1) приведена на рис. 2.236. При увеличении тока нагруз-
ки увеличивается падение напряжения на Дз, а также на транзис-
торе Тз и диоде До-
Выходное сопротивление зависит от сопротивления нагрузки и
обычно лежит в пределах от нескольких десятков до 200 Ом. Ха-
рактеристика практически линейна, и только при малых токах
(меньше 2 мА) напряжение падает быстрее — транзистор Т3 рабо-
тает в активной области — в режиме эмиттерного повторителя (па-
дение напряжения на резисторе Д3 меньше напряжения на
Дь т. е. Т3 не насыщен, выходное сопротивление Двых~
~/?1/Рз~80 Ом).
При росте тока напряжение на Дз растет до тех пор, пока Тз не
войдет в насыщение; в результате выходное сопротивление изме-
нится и станет ДВых~Дз- В модификациях более мощных элемен-
тов характеристика пересекает ось тока (т. е. ток короткого замы-
кания) примерно при 1Вых^50 мА.
Коэффициент нагрузки. Заметим, что входной ток
различен в зависимости от состояния элемента; при входном сиг-
нале 1 ток fBX^40 мкА, а при сигнале 0 г’вх^С 1,6 мА. Коэффициент
нагрузки п определяет число входов (элементов), которые могут
быть подключены одновременно (параллельно) к выходу одного
элемента. Элемент с нормальной нагрузочной способностью имеет
п=10. Это означает, что в состоянии 1 на выходе выходной ток
10-40 мкА=400 мкА, а при состоянии 0— 10-1,6 мА=16 мА. Эле-
менты с повышенной нагрузочной способностью имеют л=30
(гвых^^ЗО* 1,6=48 мА).
Надо иметь в виду, что при объединении двух или больше
эмиттеров многоэмиттерного транзистора общий входной ток при
сигнале 0 остается неизменным (ток распределяется между парал-
47
лельно включенными входами): при 0 на входе транзистор Тм на-
сыщен, входной ток определяется сопротивлением fa и не зависит
от параметров Тм. При сигнале 1 и при объединении эмиттеров
многоэмиттерного транзистора входной ток увеличивается.
Динамические характеристики элемента. Рассмотрим основные
количественные характеристики переходных процессов переключе-
ния элемента.
Быстродействие элемента. Важной характеристикой
логического элемента является его быстродействие; оно зависит от
длительности переключения — включения и выключения — элемен-
та под действием входных сигналов, снимаемых с других элемен-
тов ТТЛ.
Конечная длительность процессов переключения обусловлена,
прежде всего, перезарядом паразитных емкостей (в основном ем-
кости нагрузки элемента), а также инерционностью транзисторов.
Длительности включения и выключения элемента определяют-
ся соответственно (рис. 2.24): /Вкл~^10з+/10ф, /выкл — ^з+^ф, где
/10Ф — длительность фронта включения (т. е. длительность спада
выходного импульса — длительность установления уровня Е°);
/01Ф — длительность фронта выключения (т. е. длительность фронта
выходного импульса — длительность установления уровня Е1), а
/103, ^01з — соответственно задержка сигнала при переключении эле-
мента из состояния 1 в состояние 0 (т. е. при включении) и, наобо-
рот, из состояния 0 в состояние 1 (при выключении).
48
Важным параметром логического элемента, характеризующим
его быстродействие, является также среднее время задержки
'з.ср = °.5( W1)- (2.31)
Длительности фронтов выходных импульсов отсчитываются, как
указывалось во введении, на уровнях 0,1 и 0,9 от амплитуды Um
(иногда на уровнях 0,7 и 2,7 В, т. е. примерно на уровнях 0,2[/т и
0,8J7m), а задержки /103 и /013 измеряются, как правило, на уров-
нях 0,5t7m (см. рис. 2.24) входного и выходного сигналов.
Длительность включения элемента. Пусть в ис-
ходном состоянии элемент (см. рис. 2.20) выключен (например,
^вх1 = £'°, ивх2=Е1), транзистор Тм насыщен, Т\ и Т2 закрыты, Тз
открыт (рис. 2.25), и пусть в некоторый момент времени t\ на пер-
вый вход Тм подается нормализованный сигнал — положительный
перепад напряжения, нарастающий до Е1 с довольно большой ско-
ростью; высокая скорость нарастания напряжения обусловлена
тем, что входная паразитная емкость элемента заряжается через
малое выходное сопротивление предыдущего закрытого элемента
(выходное сопротивление эмиттерного повторителя). Вместе с рос-
том ^вх1 происходит заряд входной емкости транзистора Т\ и на-
растает потенциал Иб1 его базы; при достижении этим напряжени-
ем примерно 0,65 В транзистор Т\ открывается (момент /2). С мо-
мента t2 начинает падать потенциал цК1 на коллекторе транзистора
Т1, что приводит через некоторый интервал Д/2 к закрыванию
транзистора Тз, этот интервал мал, так как транзистор Тз до мо-
мента /3 работал в активном режиме. С ростом входного напряже-
ния и потенциала Цб1 растет потенциал эмиттера Лив некоторый
момент /3 открывается транзистор Т2, выходное напряжение цВых
начинает уменьшаться и достигает уровня Е°. Длительности спада
выходного сигнала и задержки включения /103 существенно зависят
от емкости нагрузки (эта емкость разряжается через малое сопро-
тивление насыщающегося транзистора Т2). На практике длитель-
ности /103 и /10ф составляют примерно 8—20 нс.
Заметим, что открытый элемент потребляет от источника пита-
ния несколько больший ток, чем закрытый, что обусловлено насы-
щением транзисторов Л и Л, токи же Ашт и Рпит зависят от со-
противлений /?б, Ri, tR2.
Длительность выключения элемента. Пусть в ис-
ходном 'состоянии элемент включен: ивх{ = ивх2 = Е11 ивых = Е°1 и
пусть, начиная с некоторого момента, входное напряжение цВХ1 на-
чинает уменьшаться. При этом имеет место разряд входной пара-
зитной емкости через открывающийся транзистор Т2 предшествую-
щего элемента. Однако только тогда, когда входное напряжение
снизится до порогового уровня (момент ^4), при котором открыва-
ется переход эмиттер — база Тм, и транзистор Тм перейдет в пря-
мой активной режим (т. е. при напряжении цВх1~Иб.э1+иб.э2~
— 1,6 В), из эмиттера Тм начинает вытекать ток, изменяются на-
49
правления токов, протекающих в базы Т\ и То (разряжается вход-
ная паразитная емкость транзистора), и через малый интервал
времени (1—2 нс) транзистор 7\ закрывается (момент /5), коллек-
торное напряжение цК1 начинает возрастать и в момент /б (при
увеличении uKi примерно на 1 В) открываются транзистор Тз и ди-
од Д. Так как транзистор Т2 открыт (благодаря заряду, накоплен-
ному в его базе), протекает ток по цепи £,' Тз, Д, Т2, что приводит
к появлению выброса потребляемого от источника питания тока
/пит* Транзистор Т2 начинает закрываться в момент t7 (рассасыва-
ние заряда в Т2 происходит протекающим через него током); вмес-
те с закрыванием транзистора Т2 заряжается выходная емкость,
нагружающая элемент. С ростом напряжения на коллекторе Т2 и
зарядом емкости уменьшается ток, протекающий через Дз, Тз, Т%,
и он достигает стационарного для выключенного состояния уровня.
В момент /8 транзистор Т2 закрыт, напряжение на выходе достига-
ет уровня Е1.
Следует иметь в виду, что появление выброса тока /Пит в про-
цессе выключения элемента приводит к возрастанию (возможно в
несколько раз) потребления средней мощности элементом при воз-
растании частоты переключений. На длительность переключения
элемента и среднюю задержку влияют напряжение источника пи-
тания (с увеличением Е средняя задержка уменьшается, но уве-
личивается потребление мощности) и температура окружающей
среды.
Помехоустойчивость. Допустимые пределы статических
помех для элементов ТТЛ определяются допустимыми значениями
уровней Е1 и £° и видом передаточной характеристики иВых=
=f(uBX) с учетом влияния температуры окружающей среды, на-
грузки (число нагрузочных элементов) и стабильности источников
питания.
При номинальном значении напряжения £, температуре /°=
= +25° С и максимальной нагрузке (/1=10) типичные значения
£* = 3,3 (или 3,6 В), £°=0,2 В.
Если определить предельные значения управляющих уровней,
приводящих к изменению состояния элемента по пороговому зна-
чению t7nop=l,5 В, получим предельные значения статических по-
мех: (71пом=£1—(7пор=3,3—1,5= 1,8 В; U°n0M= Unop—£°= 1,5—
—0,2= 1,3 В. Однако для практических расчетов чаще используют
предельные уровни помех, исходя из максимально допустимого
нижнего уровня £°Вых.макс и минимально допустимого верхнего
уровня Е^ых.мин выходного напряжения: например, принимают
£1вых.мин== 2,4 В, £%ых.макс==0,4 В.
В наихудших условиях работы элемента ТТЛ для наихудших
и температурных условий гарантируется допустимый уровень ста-
тических помех не меньше 0,4 В.
Необходимо отметить, что элементы ТТЛ могут быть источни-
ками сильных помех, обусловленных упомянутыми выше импульса-
ми (пиками) тока в шинах питания. Эти импульсы вызывают
50
ударно-возбуждаемые затухающие колебания и на соседних шинах
могут привести к ошибкам (ложным срабатываниям) других эле-
ментов.
Варианты элементов и вспомогательные схемы. На практике ис-
пользуется ряд вариантов схем элементов ТТЛ, обладающих улуч-
шенными статическими или динамическими характеристиками, а
также некоторые вспомогательные схемы [3, 4].
Варианты схем ТТЛ: а) для улучшения формы переда-
точной характеристики резистор /?2 иногда заменяется транзистор-
но-резисторной цепью; б) для защиты многоэмиттерного транзис-
тора от опасных входных отрицательных перепадов напряжения
между эмиттерами и «землей» включаются диоды; в) в элементах
ТТЛ с большим быстродействием вместо диода До используется
транзистор; г) для уменьшения потребляемой мощности в элемен-
те ТТЛ принимается минимальное значение Е (потребление мощ-
ности пропорционально £2) и увеличиваются сопротивления, преж-
де всего резисторов Дб и Дь В микромощных элементах ТТЛ ре-
зисторы имеют сопротивления, примерно в 10 раз превышающие
fix значения в рассмотренном элементе (/?б = 40 кОм, Д1 = 20 кОм,
Д2=12 кОм, Д3=500 Ом), рост сопротивлений ведет к уменьше-
нию быстродействия элемента; д) существенное увеличение быст-
родействия элемента можно получить благодаря устранению насы-
щения. Это достигается благодаря применению нелинейной отри-
цательной обратной связи. В настоящее время с этой целью вы-
пускаются элементы ТТЛ с транзисторами Шоттки (см. § 2.3,
рис. 2.166).
Вспомогательные схемы. В серии микросхем наряду с
основными элементами входят и некоторые вспомогательные, вы-
полняющие разнообразные функции и находящие широкое приме-
нение в цифровой и импульсной технике. Прежде всего укажем на
расширитель по ИЛИ (рис. 2.26а). Расширитель подключается к
элементу, имеющему дополнительные выводы от коллектора и
эмиттера транзистора Т\. Подключение расширителя, показанное
на рис. 2.266, приводит к элементу И—ИЛИ—НЕ, реализующему
51
логическую функцию входных переменных y=xix2\/ Х3Х4. К данно-
му элементу может быть подключено несколько расширителей, од-
нако подключение каждого расширителя увеличивает потребление
мощности и уменьшает быстродействие элемента вследствие увели-
чения паразитной емкости, шунтирующей цепи коллектора и эмит-
тера 7\ (примерно на 20—30%). Обычно в серию включаются 1—-
4 расширителя с числом вхо-
дов от 2 до 8.
В импульсных устройст-
вах широко применяются
для различных целей так на*
зываемые схемы с «откры-
тым» коллектором — эле-
менты ТТЛ, выходной тран-
зистор Т2 которых имеет от-
крытый выход, т. е. не имеет
коллекторной цепи (рис.
2.27). К выходу могут быть,
в частности, подключены различные индикаторные элементы (лам-
пы накаливания, реле и т. п.). Максимальный выходной ток Тг
в этом элементе определяется из условия насыщения Тг.
Входные характеристики, пороги переключения, помехоустой-
чивость и т. п. определяются здесь так же, как и для обычного
элемента.
2.5. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ ТОКА И ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ
С СОЕДИНЕННЫМИ ЭМИТТЕРАМИ (ЭСЛ-ЭЛЕМЕНТЫ)
Переключатель тока (ПТ). Основное свойство ПТ заключается
в том, что транзисторы переключателя работают без насыщения;
достигается это благодаря переключению постоянного тока опреде-
ленного значения с помощью малого изменения управляющего на-
пряжения (примерно десятых долей вольта). Обычно источник по-
стоянного тока представляет собой источник напряжения и резис-
тор.
Рассмотрим принцип работы ПТ на примере простейшей схемы
(рис. 2.28), в которой оба транзистора Л и То предполагаются
идентичными. Пусть ивх=Еб, при этом оба транзистора работают
в активном режиме, ток
/э = (Еб- u<J/R3« Еб/Яэ, (2.32)
где г/б.э=^б.э1 = ^б.эо, ^б.э^^б; Ев — опорное напряжение; ток /э
делится пополам между и То: Ь1 = *эо=/э/2; выходное напряже-
ние uKi = uKo~E—1эЯк/2. При росте ubx>Eq растет напряжение
Иб.эь растет ток гэь и так как = падает цкГ, вместе с
тем рост 1э1 вызывает рост ид и уменьшение Иб.эо, уменьшение то-
ков г’эо, *ко и рост ик0. Дальнейшее увеличение ивх приводит к пол-
ному запиранию TQ и при этом ukq=Et uBi=E—ток /э пол-
ностью идет через транзистор 7\.
52
При уменьшении «вх относительно Ев будет уменьшаться ток
i'ki, увеличиваться икь расти iKo и уменьшаться ико, при некотором
значении иВх<£б транзистор закрывается, ток /э протекает че-
рез То и ик0=Е—IzRK, uki—E.
Таким образом при изменении ывх на некоторое значение 2Air
симметрично относительно Ев, т. е. при изменении uBI от ы’вх^,
^Ео+Ли до ы°вх^£б—Au, ток /э переключается: он будет проте-
кать либо через Т1г либо через То-
Амплитуда входного перепада, переключающего транзистор из
одного состояния в другое, UmBi^2Au. Выходной перепад напря-
жения Um вых — ЛЛъ Заметим, ЧТО ВЫСОКИЙ ВХОДНОЙ уровень u‘BI
соответствует высокому логическому уровню Е\ а низкий входной
уровень и°Вх — низкому логическому уровню £°; другими словами,,
опорное напряжение должно быть £0<Еб<£'1, и обычно для сим-
метрии выбирают Ео=О,5- (Е1-\-Е°). Так как можно записать
иВх=иб.э1—«б.эо+£б, а при запирании (или отпирании) изменения
напряжения Диб.э1 и Диб.эо имеют противоположные знаки, полу-
чаем, что
IA uBI | = | А Мб.э114* | А «б.эо |= 21А и$э
Будем полагать, что запирание транзистора означает уменьше-
ние тока эмиттера 41 от 0,9/э до 0,1/э (или от 0,95/э до 0,05/э).
Для этого достаточно, чтобы напряжение «б.э1 уменьшилось (при
комнатной температуре) всего на 0,1—0,2 мВ [3]. Таким образом,
для переключения ПТ достаточно, чтобы амплитуда перепада на-
пряжения была £Лпвх^2| Д«б.э|, т. е. примерно нескольких десятых
долей вольта.
Высокая скорость переключения ПТ обусловлена следующим:
а) открытые транзисторы работают в активной области (без
захода в область насыщения);
б) перезаряд паразитных емкостей, шунтирующих коллекторы,
протекает весьма быстро, так как при малых перепадах напряже-
ния сопротивления RK оказываются весьма малыми (сотни ом);
53
в) постоянная времени процесса включения или выключения
транзисторов равна здесь тв (а не тр~рта в схеме с ОЭ), так как
здесь транзисторы работают практически в схеме с ОБ (длитель-
ность переключения примерно единицы наносекунд).
Схема и принцип работы элемента ЭСЛ. Типовая схема эле-
мента ЭСЛ приведена на рис. 2.29а. В этой схеме входные управ-
ляющие сигналы подаются на базы т транзисторов Tj, Т2,... Тт;
транзистор То — опорный, на его базу подается опорное напряже-
ние Ео, причем
Еб = 0,5(Е1 + Е°),
где £* и Е° — соответственно высокий и низкий логические уровни
входных сигналов. Выходные сигналы снимаются с соединенных
коллекторов входных транзисторов и с коллектора опорного тран-
зистора через эмиттерные повторители (транзисторы ГВЫх1 и
Твых2). На первом выходе «выи реализуется логическая функция
ИЛИ—НЕ, а на втором иВЫх2 — функция ИЛИ входных сигналов:
У1= V V ‘ * 'V ^т» 1/а= V ^2 V * ’ "V xmi (2.33)
причем принята одинаковая кодировка входных и выходных сигна-
54
лов: высокий уровень Е1 кодируется 1, низкий уровень Е° кодиру-
ется 0 (т. е. если иВых1=£’, то yi = l, и т. п.). Нетрудно убедиться
в том, что рассматриваемая схема действительно реализует упомя-
нутые логические функции.
Рассмотрим вначале режим, когда на все входы действуют
низкие уровни: uBxi = aBX2= • • • ивх т=Е° (xi=х2= .. ,хт=0). При
этом входные транзисторы Т\ ... Тт закрыты (Ей<.Ео) и ток в ре-
зисторе 7?э протекает через опорный транзистор То. Потенциал в
точке Б на коллекторе То
U^=E Ь?К2^к2 и Ывых2 = иБ ^акт> (2.34)
так как ТВЫХ2 работает в активном режиме и напряжение база —
эмиттер Иб.э.вых2 транзистора ГВЫх2 равно (7акт~0,7 В (ТВЫх2 в ак-
тивном режиме потому, что напряжение иб.к.Вых=—»’лК2/?к2«^
«—0,8 В).
Из (2.34) и равенства 1вк2=а/э-Нб.вых2®:!/э. (так как а«1»
1*6.ВЫХ 2С/Э) найдем
“°ВЫХ2 « £-= E-(E6-Uam) -1/ак, (2.35).
Кв
(транзистор То также в активном режиме и иб.э=(/акт). Для тога
чтобы «°Вых2^£0, как следует из (2.35), должно быть
^(Е—(/акт—Е°)/(Еб—(/акт). Например, при £=5,2 В, (7аКх=
= 0,7 В, £б=4,1 В, Т?к2=300 Ом, 7?э= 1,2 кОм, £°=3,75 В послед-
нее неравенство удовлетворяется.
Итак, и°ВЫх2 — низкий уровень, т. е. t/2=0, и на выходе реали-
зуется логическая функция ИЛИ входных сигналов. Напряжение
на первом выходе высокое £'. Действительно, когда все входные
транзисторы закрыты, потенциал в точке А (см. рис. 2.29а) и1л=
— Е 1б1/?кь а1вых== —ар.э т вых i=£—IciRki—Uokt- Итак, и'вых“
=£', т. е. t/i = l, t/i=x, V*2 • • • xm.
Рассмотрим теперь режим, когда хотя бы на одном входе, на-
пример первом, действует высокий уровень управляющего напря-
жения: ивц — Е1 (xi = 1); на других входах по-прежнему ивх=
=£°(х2=Хз= ... =хт=0). При этом 71 открыт и работает в ак-
тивном режиме, а другие входные транзисторы закрыты. Напряже-
ние иэ теперь больше, чем в предыдущем случае: w3=wBxi—(/акт=|
=£’—(/акт, а £'>£б; благодаря увеличению ыэ транзистор То за-
крыт. Поэтому теперь и1 б и и'выхг — высокие уровни, т. е. у2= 1
(xi V х2 V • • • \/xm= 1), а и1 а и соответственно и'вых!— низкие
уровни, т. е. z/i=0. Заметим, что входные транзисторы Ti, T2,...t
..., Тт не должны насыщаться при подаче на их базы максималь-
ных отпирающих перепадов напряжения ивх.Макс=£1; для этого не-
обходимо, чтобы коллекторные переходы открытых транзисторов
были бы смещены в обратном направлении (т. е. чтобы напряже-
ние между базой и коллектором ио.к было бы отрицательно или во
всяком случае не превосходило бы порогового уровня отпирания
р-л-перехода). Другими словами, необходимо, чтобы минимальный
55
уровень напряжения на коллекторе (в точке Л) был бы выше мак-
симального уровня входного напряжения на базе транзистора.
В рассматриваемой схеме это условие выполняется благодаря
применению эмиттерного повторителя (выходной транзистор
Т’выхО. Напряжение на выходе эмиттерного повторителя, которое
является входным для последующего элемента, меньше коллектор-
ного напряжения на входных транзисторах на значение напряже-
ния база — эмиттер, т. е. на t/aKT = 0,7 В.
Так как уровни напряжения иБ на коллекторе опорного тран-
зистора Tq совпадают с уровнями коллекторного напряжения (иА)
входных транзисторов, ставится выходной эмиттерный повторитель
(транзистор Твыхг) для выравнивания выходных уровней напряже-
ния на обоих выходах. Следует подчеркнуть, что выходные эмит-
терные повторители не только обеспечивают согласование уровней
напряжения, но благодаря своему малому выходному сопротивле-
нию обеспечивают также повышение нагрузочной способности и
ускорение перезаряда паразитных емкостей, нагружающих схему.
Отметим, что ток /э в l/?3 при ивх=Е1 имеет значение несколько
большее, чем в случае, когда на всех входах ивх=Е°, поэтому при
/?к1=Т?к2 потенциал Us на коллекторе открытого транзистора То
будет несколько больше, чем потенциал иА на коллекторах откры-
тых входных транзисторов. Для выравнивания этих потенциалов
ставят Лк2>Т?к1 (например, J?Ki = 270 Ом, Т?к2=300 Ом).
На практике применяется элемент ЭСЛ, схема которого
(рис. 2.296) несколько отличается от рассматриваемой. Здесь
клемма «+» источника питания Е заземлена. При этом один из
логических уровней напряжения на коллекторах входных транзис-
торов иА и опорного транзистора иБ соответствует нулевому по-
тенциалу— соответственно при закрытых входных или опорного
транзисторов; при этом изменение Е не приводит к изменению ло-
гического уровня, соответствующего нулевому потенциалу; кроме
того, выходы схемы могут быть закорочены на «землю» без воз-
можного повреждения схемы. В этой же схеме вместо отдельного
источника опорного напряжения используется так называемый
встроенный источник (обведен на схеме пунктиром); напряжение
£*б подается на базу То через
эмиттерный повторитель; диоды
Д1 и Д2 обеспечивают темпера-
турную компенсацию изменения
напряжений на эмиттерных пере-
ходах транзисторов элемента.
Передаточная характеристика
для обоих выходов (ИЛИ и
ИЛИ—НЕ) приведена на рис.
2.30 [3]. При возрастании вход-
ного напряжения ивх в положи-
тельном направлении напряжение
Ивых2 (выход ИЛИ) при uBX=U'
(Uf^—1,3 В) начинает возра-
56
U--1J25B
В
Д—
или
U = -1,025В
-/7,7 -0,4
ИЛИ - НЕ
-0,8 Е1
-1
-1,15
1,5 Е °
»8ых2 | ।
закрыт >2&и\
~2
\Т0 закрыт ^То закрыт
7,,'
2 [открыты.
•о)
Рис. 2.30
'В
иВых
стать и при uBX=U"^— 1 В достигает значения Е' (^вых.макс~
—0,74—0,85 В); при дальнейшем увеличении входного напря-
жения г/вых остается равным Е1.
Ширина области перехода 2Ди (см. рис. 2.30) на уровнях 10—
90% от Um=El—Е° составляет примерно 120 мВ.
Напряжение иВЫХ1 (ИЛИ—НЕ) при uBX=U' начинает умень-
шаться, затем при uBX^U" (То — закрыт) продолжает уменьшать-
ся, однако при этом резко уменьшается крутизна характеристики
«вых1=/(^вх), так как при закрытом То (Еэ.бт0=оо) увеличивает*
ся глубина обратной связи и коэффициент усиления каскада на 7\
падает.
При дальнейшем росте ивх (примерно при ивх=—0,4 В) тран-
зистор Т\ насыщается и потенциал коллектора Т\иА приблизитель-
но равен ивх, т. е. рост ивх вызывает рост иА и рост цВЫХ1 (в ак-
тивной области характеристики, когда транзисторы 1\ и То в ак-
тивном режиме, изменение ивх приводит к перераспределению
практически постоянного тока /э между транзисторами и То).
Динамические характеристики. В схемах ЭСЛ длительность пе-
реходных процессов мала. Это обусловлено, как уже было упомя-
нуто в § 2.5, следующими факторами.
Во-первых, открытые транзисторы работают в активном режи-
ме, вследствие чего устраняется задержка выключения, связанная
с рассасыванием избыточного заряда.
Во-вторых, транзистор То работает в режиме схемы ОБ и, кро-
ме того, управляется по цепи эмиттера от источника с малым вы-
ходным сопротивлением — эмиттерного повторителя на транзи-
сторах Г], ..., Тт, что приводит к быстрому переключению Tq.
В-третьих, входные транзисторы Ть ..., Тт также переключа-
ются быстро, так как управляющие перепады напряжения пода-
ются на их базы от выходных эмиттерных повторителей предше-
ствующих элементов ЭСЛ.
В-четвертых, для переключения схемы ЭСЛ требуются малые
перепады управляющего напряжения и при этом сопротивления
резисторов невелики; поэтому скорости перезаряда паразитных
емкостей оказываются большими и длительность этого перезаря-
да невелика.
Быстродействие элементов по упомянутым причинам весьма
велико; обычно /З.ср элемента ЭСЛ не превышает единиц нано-
секунд.
Помехоустойчивость элементов ЭСЛ невелика, так как для пе-
реключения схемы ЭСЛ требуется весьма небольшое значение по-
ложительного или отрицательного перепада напряжения; допусти-
мое значение помехи обычно УПом~ 0,24-0,3 В. Для увеличения
помехоустойчивости необходимо увеличить амплитуду входных пе-
репадов; при этом для предотвращения насыщения входных тран-
зисторов вводят дополнительный сдвиг выходных уровней напря-
жения эмиттерных повторителей относительно коллекторных. Это
достигается с помощью дополнительных смещающих диодов, вклю-
чаемых в цепи эмиттеров выходных эмиттерных повторителей.
57
Потребляемая мощность относительно велика (для достиже-
ния быстрого перезаряда паразитных емкостей в схеме исполь-
зуются резисторы с малым сопротивлением. Обычно РСр порядка
десятков милливатт.
2.6. КЛЮЧЕВЫЕ СХЕМЫ НА МДП-ТРАНЗИСТОРАХ
Характеристики и свойства МДП-транзисторов. МДП-транзи-
сторы — класс полевых транзисторов со структурой металл—ди-
электрик—полупроводник. Полевые транзисторы — униполярные
полупроводниковые приборы. Ток в МДП-транзисторе обусловлен
только свободными основными носителями в проводящем канале
между двумя электродами (омическими контактами) — истоком
и стоком. Проводимость канала модулируется поперечным (пер-
пендикулярным направлению тока) электрическим полем, созда-
ваемым с помощью управляющего электрода — затвора.
В МДП-транзисторах с изолированным затвором имеется ли-
бо встроенный проводящий, либо индуцированный канал.
Проводящие каналы в МДП-транзисторах могут быть либо
л-типа (в которых носителями заряда являются электроны), либо
p-типа (в которых носители заряда — дырки). При этом возмож-
ны два режима работы транзисторов — режим обеднения и режим
обогащения канала носителями заряда. В режиме обеднения рост
абсолютного значения напряжения на затворе и3 приводит к умень-
шению тока стока |ic| транзистора, в режиме обогащения рост
j и» | приводит к росту 11с | •
МДП-транзистор с индуцированным каналом может нормаль-
но работать лишь в режиме обогащения, МДП-транзистор с
встроенным каналом — ив режиме обогащения, и в режиме обед-
нения. В настоящее время по технологическим и конструктивным
соображениям в схемах на дискретных компонентах и в пленочно-
гибридных микросхемах в качестве активных элементов исполь-
ауются преимущественно МДП-транзисторы с встроенным кана-
лом, а в ИС — МДП-транзисторы с индуцированным каналом.
При этом у большинства МДП-транзисторов с встроенным кана-
лом — канал n-типа, а у МДП-транзисторов с индуцированным
каналом — канал р-типа.
Статические характеристики. На рис. 2.31 и 2.32
приведены структуры, условные изображения и типовые статиче-
ские характеристики соответственно для МДП-транзисторов с
встроенным каналом л-типа, для которых {7Пор<0, и индуцирован-
ным каналом p-типа, для которых t/nop<0. Для различных типов
полевых транзисторов пороговый уровень отпирания транзистора
| £7пор| составляет примерно несколько вольт. Рабочая точка от-
крытого полевого транзистора может располагаться либо в поло-
гой области стоковых характеристик (так называемой области
насыщения), либо в крутой области (так называемой триодной
области) характеристик.
В качестве границы между крутой и пологой областями сто-
ковых характеристик обычно принимают геометрическое место
58
точек, для которых приближенно выполняется равенство ис~
— и3—t/nop (см. пунктирную линию на рис. 2.31в). В крутой обла-
сти^ где стоковое напряжение мало (| ис | < | и3—[7Пор |), стоковый
ток ic приблизительно линейно зависит от стокового напряжения
и, кроме того, характеристика ic = f (ис) проходит через начало ко-
ординат. Достаточно хорошая для практических расчетов аппрок-
симация характеристик транзистора в крутой области дается выра-
жением [6, 9]:
Затвор
Сток Исток
Рис. 2.31
5)
Рис. 2.32
^с~и3~^пор
----------8В
----------68
10 15 20 В
59
»c = v[(w3 — Ц10Р)«с— 0,5«2], (2.36)
где v — удельная крутизна (единицы или десятки мкА/В2)—па-
раметр транзистора, который зависит от конструкции и техноло-
гии изготовления транзистора.
В пологой области при | ис | > | и3—(7ПОр| стоковый ток ic прак-
тически не зависит от напряжения ис (выходное сопротивление
^вых=А^с/А^с в этой области достигает сотен килоом); в этой об-
ласти зависимость стокового тока от напряжения затвора вполне
удовлетворительно аппроксимируется квадратичной параболой
ic = 0,5v(M3—(/пор)2.
(2.37)
Одним из важных параметров полевого транзистора является кру-
тизна его характеристики ic=f(u3)
dlc
ди3
«c=const
В пологой области согласно (2.37)
S = v|u3-l/nop|. (2.38)
Обычно для дискретных МДП-транзисторов S не превосходит
1 мА/B, а для МДП-транзисторов ИС — 0,1 мА/В.
Другим важным параметром является масштабный ток /м —
стоковый ток, определенный для МДП-транзисторов с встроен-
ным каналом при напряжениях ы3 = 0, uc=UnOp, а для МДП-тран-
зисторов с индуцированным каналом при u3 = 2f7nOp, uc = UBop.
Из (2.37) получаем /M=0,5vt/2nop.
Заметим, что согласно (2.38) при ц3 = 0 (или u3 = 2Uaop) кру-
тизна транзистора
=’iw
оиз I з ’ з пор
следовательно,
/M = 0,5|t/nop|S0) (2.39)
т. е. все три основных параметра полевого транзистора t/nop, So,
/м тесно связаны друг с другом.
Заметим, что стоковый ток МДП-транзистора зависит от на-
пряжения на подложке ип: изменение напряжения между подлож-
кой и истоком приводит к модуляции проводимости канала; на-
пример, повышение напряжения ип на подложке МДП-транзисто-
ра с индуцированным каналом p-типа (цп>0) приводит к умень-
шению стокового тока tc, так как уменьшается проводимость ка-
нала в результате расширения изолирующего обедненного слоя в
подложке. Следовательно, подложка может выполнять роль вто-
рого затвора; однако входное сопротивление МДП-транзистора по
этому затвору (оно примерно равно сопротивлению обратно сме-
щенного р-и-перехода) во много раз меньше входного сопротив-
ления по основному затвору, изолированному диэлектрическим
слоем. Влияние напряжения ип подложки на статические харак-
60
теристики транзистора может быть учтено изменением его поро-
гового уровня
^пор | «п^=0 = t/пор I wn=0 + А ^пор, (2.40)
где А1/пор = —kn(V|Фп + |—V <?п), фп = 2<рг, фр —0,3 В — потен-
циал Ферми; kn = (0,25-4-2) В1/2 — коэффициент, зависящий, в част-
ности, от уровня концентрации примесей в подложке. Обычно в
дискретных полевых транзисторах подложка непосредственно сое-
динена с истоком, т. е. z/n=0; в МДП-транзисторах ИС это прак-
тически невозможно и поэтому даже при «заземлении» подложки
ее потенциал ип относительно истока может отличаться от нуля,
когда исток не «заземлен».
Быстродействие МД П-т ранзисторов определяется
временем пролета /пр носителей заряда вдоль канала и длительно-
стью перезаряда tc паразитных емкостей (затвор—исток, затвор—
сток, подложка—исток, подложка—сток, монтажных емкостей и
емкостей выводов корпуса); каждая из этих емкостей примерно
равна 0,14-1 пФ. Обычно /Пр<С/с (Лф — доли наносекунды, tc — де-
сятки наносекунд). Поэтому в практических расчетах полевой
транзистор рассматривается как безынерционный прибор — гене-
ратор тока ic=Su (где S — крутизна, и — входное управляющее
напряжение транзистора), шунтированный эквивалентной емко-
стью Со и выходным дифференциальным сопротивлением транзи-
стора /?Вых.
Сопоставление свойств и возможных приме-
нений полевых и биполярных транзисторов. Важ-
нейшим свойством полевых транзисторов является их большое
входное сопротивление по постоянному току: 10124-1014 Ом у
МДП-транзисторов в сравнении с /?вх~103 Ом у биполярных тран-
зисторов в активном режиме и /?вх~102 Ом в режиме насыщения.
Благодаря этому МДП-транзисторы в статических режимах прак-
тически не потребляют тока во входных цепях; тем самым обес-
печивается возможность построения ключевых элементов с боль-
шой нагрузочной способностью. Использование МДП-транзисто-
ров с каналами различного типа проводимости позволяет строить
переключательные устройства, потребляющие весьма мало энергии.
Отметим возможность построения однородных структур на по-
левых транзисторах — они могут выполнять роль и активных и
пассивных (нагрузочных) компонентов. Важно указать также на
значительно более высокую радиационную стойкость полевых
транзисторов, чем биполярных. Весьма существенно, что площадь,
занимаемая МДП-транзистором на поверхности подложки, мень-
ше, чем площадь, занимаемая биполярным транзистором, и это
позволяет повысить степень интеграции в ИС на МДП-транзи-
сторах.
Вместе с тем необходимо отметить и недостатки МДП-транзи-
сторов по сравнению с биполярными; главные из них — относи-
тельно невысокое быстродействие и большое выходное сопротив-
ление включенного МДП-транзистора.
61
Ключи с МДП-транзистором в нагрузке. На рис. 2.33а, б при-
ведены два варианта ключей, в которых МДП-транзисторы Т\ ис-
пользуются как управляющие («активные») компоненты, а МДП-
транзисторы Т2 — как нагрузочные компоненты; схема рис. 2.33а
характерна для ключей на дискретных МДП транзисторах (под-
ложка соединена с истоком); схема рис. 2.336 характерна для
ключей на ИС (подложка заземлена).
Рассмотрим вначале схему рис. 2.33а. Напряжение смещения
на затвор нагрузочного компонента Е3 выбирается либо равным
напряжению источника питания Ес (Е3 = ЕС), либо больше его
(Е3>ЕС). В первом случае при Е3 = ЕС напряжения на стоке от-
носительно истока и'с.и и затвора и'3.я (штрихами отмечены зна-
чения, относящиеся к нагрузочному компоненту) равны (и'3.я =
= и'с.к), вследствие чего нагрузочный МДП-транзистор работает
в режиме, соответствующем пологой области своих характеристик;
действительно, этот режим наступает уже при | и'с.и | | и'3.„ | —
— | t/'nop| и тем более при | и'с.и | = | u'3.H | (т. е. в области правее
пунктирной линии на рис. 2.33в).
Когда |uBI| = | L/'bxI > |£/пор|, например U'BX= —10 В, {7ПОр=
= —4 В, напряжение на выходе ключа, т. е. стоковое напряжение
управляющего транзистора, должно быть низким по абсолютному
значению | аВЫх | = | £/°вых | < | t/пор | (например, =—1 В). Ос-
новная часть напряжения питания Ес при этом должна падать на
нагрузочном компоненте, т. е. напряжение | а'с.и | между стоком
и истоком открытого в пологой области нагрузочного МДП-тран-
зистора Т2 должно быть много больше напряжения |{7°Вых|. Так
как через оба транзистора протекает один и тот же ток 1й=1с,
сопротивление нагрузочного компонента Янагр должно быть много
больше сопротивления управляющего /?упр. Согласно (2.37) при
а3 = —Ес ток стока
4=o,5v' (-е.-"™,)1- (S.-I у;., d/я;. <2.4i>
где R'o — сопротивление МДП-транзистора постоянному току:
^ = 2/v'(£c-|t/'nop|) = 2/5', (2.42)
где S'— крутизна.
62
Из (2.41), в частности, следует, что нагрузочный МДП-тран-
зистор (с источником Ес), работающий в пологой области, можно
представить эквивалентной схемой в виде последовательного сое-
динения резистора с сопротивлением /?'о и источника напряжения
Е'С = ЕС—(7Пор. Согласно (2.42), чем меньше коэффициент vz, тем
больше сопротивление и меньше крутизна транзистора. Например,
при Ес= 10 В, U'nop=—4 В, v' = 3 мкА/B2 получаем S'=18 мкА/B,
/?'®«112 кОм. Крутизна S управляющего транзистора обычно на
порядок больше, а его сопротивление на порядок меньше соот-
ветствующих параметров нагрузочного МДП-транзистора.
Когда ^вх=^0вх(|(У°вх|<|(Упор|), управляющий МДП-транзи-
стор заперт, нагрузочный транзистор по-прежнему открыт (в по-
логой области), причем его эквивалентное напряжение питания
£'С = ЕС—| (/'пор | и, следовательно, напряжение на выходе высокое
по абсолютному значению, приближенно равное | (/'вых | = Е'с =
= ЕС—| (/'пор I (предполагается, что ток fc = 0, т. е. нагрузка не
потребляет тока, и можно пренебречь остаточным током закрыто-
го транзистора и токами утечки).
Пусть, например, (/Пор=(//пор=—5 В, £с=15 В. При (/овх=
— —3 В Т\ заперт и Цвых= (/,вых==—Ес—(/пор=Ю В. При U вх =
=—10 В (/°вых=—3 В, что получается соответствующим выбо-
ром управляющего и нагрузочного транзисторов.
Основным недостатком рассмотренной схемы ключа (при Е3 =
= ЕС) является низкое быстродействие. Действительно, при вы-
ключении управляющего транзистора шунтирующая его емкость
€0 заряжается через большое сопротивление нагрузочного МДП-
транзистора. Кроме того, вследствие нелинейности вольт-ампер-
ной характеристики по мере заряда емкости Со, особенно при
приближении выходного напряжения к уровню lE'c^fc—| (/'пор|»
все более уменьшается ток через нагрузочный МДП-транзистор
и, следовательно, уменьшается скорость заряда. В результате дли-
тельность фронта выключения /01ф достигает сотен или тысяч на-
носекунд.
Для ускорения переходных процессов в ключе (уменьшения
/01ф) затвор нагрузочного МДП-транзистора подключается к спе-
циальному источнику смещения —Е3, причем Е3>ЕС. При
Е3—Ес> | (/'пор| нагрузочный транзистор открыт и работает в кру-
той области характеристик, причем при Е3>ЕС (например Е3 =
= 30 В, £’с=15 В, | (/пор| = 5 В) зависимость i'c=f(Uc) практичес-
ки линейна, т. е. в этом режиме МДП-транзистор выполняет роль
квазилинейного резистора; его сопротивление обычно порядка
единиц или десятков килоом. В результате длительность выклю-
чения сокращается в несколько раз по сравнению с ранее рассмот-
ренным случаем (когда Е3 = ЕС). Следует отметить, что при рабо-
те нагрузочного МДП-транзистора в крутой области, естественно,
уменьшается выходное сопротивление ключа в статическом режи-
ме и увеличивается перепад выходного напряжения при переклю-
чении ключа. Надо, однако, иметь в виду, что для подключения
отдельного источника Е3 необходим специальный дополнительный
63
вывод, что весьма существенно усложняет технологию производ-
ства ИС.
Рассмотрим теперь особенности ключа, в котором подложка
нагрузочного МДП-транзистора заземлена (т. е. в ИС оба МДП-
транзистора 1\ и Т2 изготовляются на общей подложке).
В схеме (рис. 2.336) при изменении выходного напряжения
изменяется напряжение между истоком и подложкой нагрузочного
МДП-транзистора, вследствие чего его пороговое напряжение
[7'пор оказывается не постоянным, а зависимым от выходного на-
пряжения.
С увеличением порогового напряжения уменьшается ток через
нагрузочный, а следовательно, и через управляющий МДП-тран-
зистор, поэтому уменьшается напряжение на выходе открытого
управляющего МДП-транзистора. Это напряжение можно опреде-
лить путем совместного решения уравнений для вольт-амперных
характеристик обоих транзисторов и (2.40), устанавливающего
связь между пороговым уровнем и на-
пряжением подложка—исток нагрузочно-
го МДП-транзистора.
Мощность, потребляемая ключом от
источника питания Ес в стационарных ре-
жимах, определяется напряжением Ес и
током /с, протекающим через транзисто-
ры Ti и Т2. В режиме, когда управляю-
щий транзистор Л заперт (напряжение
на выходе £Двых, логическая единица),
потребляемый ток весьма мал; он опреде-
ляется суммой остаточного тока через
закрытый транзистор и токов утечки. В
режиме, когда транзистор Л открыт, т. е.
^вых=^°вых (логический нуль), потребляемый ток равен току сто-
ка транзистора Т2, потребляемая мощность (порядка единиц мил-
ливатт) в основном рассеивается нагрузочным МДП-транзнстором.
Для уменьшения ее до единиц микроватт весьма перспективно при-
менение ключей на МДП-транзисторах с индуцированными кана-
лами дополняющих типов проводимости.
Ключи на дополняющих МДП-транзисторах («комплементар-
ные структуры» — КМДП). Пример схемы такого ключа приве-
ден на рис. 2.34; здесь в качестве управляющего используется
МДП-транзистор 7\ с каналом n-типа, а в качестве нагрузочно-
го — МДП-транзистор Т2 с каналом p-типа (характеристика тран-
зистора с каналом n-типа аналогична характеристике, приведен-
ной на рис. 2.32в, при и3>0). Управляющее напряжение подает-
ся одновременно на затворы обоих транзисторов; подложки тран-
зисторов соединены с истоками. Пусть вначале ивх = £/°вх<£/(п)пор,
где t/(n)nop — пороговый уровень транзистора n-типа (например,
UQBX= 1 В, 1/(п)пор = 6 В), и 1\ закрыт, при этом транзистор Т2 от-
крыт, так как напряжение затвор—исток транзистора Т2 из2—ии2 =
= ^°вх—Ес и предполагается, что [7°В1—£c<t/(p)nopr т. е.
64
Ес>—t/(p)nop+^°вх (например, СЖПор = —5 В, /70вх=1 В, £*0=10 В).
В рассматриваемом случае выходное напряжение высокое
(С^вых-^с, например, {/1Вых=9 В), потребляемый ток мал.
Если на входе действует высокий уровень напряжения ивт=*
= t/1Bx>^(n)noP, то Г1 открыт, Т2 закрыт (например, U'BX = 9 В,
и1вх—Ес = — 1 В>[/(Р)ПОр = -5 В); при этом иВых~^°вых, напри-
мер, 17°вых=1 В, и потребляемый ток также мал. Заметим, что
при £c>f7(n)nop+ | t/(p)nop| при возрастании (с конечной скоростью)
входного напряжения от UQBX откроется сначала транзистор 7\ и
в течение некоторого времени оба транзистора оказываются от-
крытыми; потребляется большой ток, и следовательно, большая
мощность от источника Ес; поэтому предпочтительнее режим, ког-
да £c<^(n)nop+|t7(p)nop|.
Таким образом, мощность, потребляемая ключом на МДП-
транзисторах с каналами дополняющих типов, в стационарных
режимах незначительна и практически расходуется лишь на пере-
заряд шунтирующих емкостей в процессе переключения.
Нагрузочная способность ключевых устройств на МДП-тран-
зисторах весьма велика, примерно на порядок выше, чем у таких
устройств на биполярных транзисторах; это обусловлено тем, что
входные сопротивления МДП-транзисторов весьма велики, и ток
в цепи изолированного затвора весьма мал. На практике число
ключевых устройств на МДП-транзисторах, которое может быть
подключено в качестве нагрузки к выходу данной ключевой схе-
мы, ограничено допустимым ухудшением длительности фронтов:
рост числа ключевых схем-нагрузок приводит к росту эквивалент-
ной паразитной емкости (за счет входных емкостей схем-нагру-
зок), шунтирующей выходные зажимы рассматриваемой ключе-
вой схемы. Следует отметить, что иногда (например, при каскад-
ном соединении дискретных логических элементов на МДП-тран-
зисторах) для предотвращения пробоя диэлектрического слоя зат-
вора между затвором и подложкой включается так называемый
охранный элемент, роль которого обычно выполняет обратно сме-
щенный р-п-переход. Обратные токи через р-п-переходы значи-
тельно больше тока утечки затвора, что и приводит к снижению
нагрузочной способности ключевой схемы.
Логические элементы на МДП-транзисторах реализуются на
рассмотренных выше ключах. По технологическим соображениям
в интегральных схемах используются лишь МДП-транзисторы с
индуцированныхМ каналом p-типа. На рис. 2.35а, б приведены схе-
мы, реализующие соответственно логические функции ИЛИ—НЕ
и И—НЕ для сигналов отрицательной полярности (логическому
нулю соответствует, например, уровень EQ = — 1 В, логической еди-
нице — уровень Е' = —10 В).
Пример логической схемы на МДП-транзисторах с каналами
дополняющих типов проводимости приведен на рис. 2.35в. Если
на все три входа поданы низкие потенциалы (т. е. логический
нуль), то Т4, Т6 закрыты, Т2, Т3 открыты, выходное напря-
жение высокое, близкое к Е (логическая единица). Если хотя бы
3—137 65
на один вход, например Вхь подан высокий потенциал (1), то Те
открывается и на выходе появляется низкий потенциал (0). Тран-
зистор Tj при этом закрывается. Таким образом, рассматривае-
мая схема реализует логическую функцию ИЛИ—НЕ положи-
тельных сигналов.
Рис. 2.35
Заметим, что в обоих статических режимах (на выходе логи-
ческая 1 или 0) через все транзисторы протекают малые токи за-
крытых транзисторов, и поэтому потребляемая мощность весьма
мала (единицы микроватт). Схемы на дополняющих МДП-тран-
зисторах обладают большим быстродействием, чем схемы на од-
нотипных элементах, благодаря тому, что при их переключении
выходная емкость заряжается через открытые, последовательно
включенные нагрузочные транзисторы и разряжается через откры-
тые, параллельно включенные активные (коммутирующие) тран-
зисторы (частота переключения примерно единицы мегагерц). На-
до, однако, иметь в виду, что с ростом частоты переключений рас-
тет и потребляемая мощность из-за наличия импульсов (пиков)
тока заряда паразитной емкости.
Важным достоинством схемы на дополняющих МДП-транзи-
сторах является весьма малый уровень (Е°~0) логического нуля
(так как при этом все нагрузочные транзисторы заперты, токи че-
рез активные транзисторы и напряжения на них весьма малы).
Уровень Е1 логической 1 определяется разностью напряжения пи-
тания и напряжения на нагрузочных транзисторах, и поэтому зна-
чение Е1 зависит от числа входов (и числа нагрузочных транзи-
66
сторов), и тем самым ограничивается возможное число входов
схемы.
Необходимо отметить, что в настоящее время выпускаются ло-
гические элементы (ЛЭ) на однотипных МДП-транзисторах, об-
ладающие многими свойствами, характерными для схем на допол-
няющих МДП-транзисторах. Идея построения этих ЛЭ иллюстри-
руется схемой инвертора на рис. 2.35г; если 7\ открыт, то также
открыт Т3 и закрыт Т4; если закрыт, то закрыт и Т3, а Т4 от-
крыт. (Таким образом, и здесь выходная емкость перезаряжается
через открытые транзисторы.)
Логические элементы на МДП-транзисторах благодаря ряду
важных достоинств получают все большее применение в импульс-
ной и цифровой технике.
Глава 3
СОЕДИНЕНИЯ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ
ЭЛЕМЕНТОВ И ДИСКРЕТНЫХ КОМПОНЕНТОВ
3.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Цифровые схемы реализуются только на логических элемен-
тах, при этом, конечно, нагрузкой одного элемента могут быть
несколько других и наоборот, на входы данного элемента могут
подаваться сигналы от многих других.
Импульсные устройства оказываются более сложными и мно-
гогранными. Для реализации функциональных свойств и характе-
ристик импульсных устройств наряду с логическими элементами
приходится включать и другие — «внешние» — компоненты: ре-
зисторы, конденсаторы, усилители и т. п. При этом как логические
элементы, так и внешние элементы могут быть как ИС, так и дис-
кретные. Могут быть схемы смешанного типа, содержащие логи-
ческие элементы ИС, а внешние — дискретные компоненты. На-
пример, для получения достаточно больших задержек приходится
применять элементы задержки, содержащие наряду с ИС цепи с
сосредоточенными параметрами (/?С-цепи).
В импульсных устройствах часто имеем дело с управляющи-
ми сигналами, амплитуда и форма которых, в частности длитель-
ность фронтов, таковы, что не позволяют их непосредственно при-
менять для управления интегральными элементами (например,
элементами ТТЛ). И в этих случаях приходится преобразовывать,
сигналы с помощью схем, содержащих дискретные компоненты..
Вместе с тем, в импульсных устройствах нередко требуется при-
менение интегральных ЛЭ различных типов и возникают задачи
согласования уровней управляющих сигналов.
3* $7
Рассмотрим упомянутые здесь задачи и некоторые примеры
базовых элементов импульсной техники, содержащих интеграль-
ные и дискретные компоненты.
3.2. СОЕДИНЕНИЕ ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТОВ
Соединение однотипных логических элементов (нормализация
логических уровней и фронтов). Рассмотрим вначале последова-
тельное соединение двух логических элементов на примере эле-
ментов ТТЛ (рис. 3.1а) и найдем передаточную функцию этой це-
Рис. 3.1
пи аВЫх 2=f (^вх i) • С этой целью учтем передаточные функции
отдельных элементов аВЫх i=f(uBX г), которые для простоты рас-
смотрения предполагаем идентичными, и уравнения связи между
элементами аВЫхг = ^вхг+1 (в частности, для нашего примера
Мвых 1 = ^ВХ 2) •
Построение передаточной характеристики цепи из двух после-
довательно соединенных элементов показано на рис. 3.16; видно,
что входное напряжение wBX2 = aBbixi изменяется на значение Um
от Е1 до Е° при изменении ивх j от V'i до Vz2, а элемент 32 пере-
ключается при изменении авх1 в пределах от до V/z,2.
Таким образом, на активном участке крутизна результирую-
щей передаточной характеристики значительно больше, чем у ха-
рактеристики одного элемента. В цепи из нескольких элементов
стационарные уровни иВЫх (т. е. уровни Е1 и Е°) практически не
зависят от значения напряжения ивх на входе цепи. Другими сло-
вами, можно сказать, что при прохождении входных сигналов че-
рез несколько элементов происходит нормализация выходных
уровней; они определяются лишь характеристикой передачи эле-
68
ментов (предполагается, и это ясно из построения, что коэффи-
циент усиления каждого элемента на активном участке больше
единицы). Из сказанного ясно, что цепь из нескольких последо-
вательно соединенных элементов (практически двух-трех) явля-
ется пороговым устройством и выходной сигнал цепи может иметь
лишь два уровня — высокий и низкий. При этом происходит
также нормализация фронтов. Нормализация фронтов, т. е. уста-
новление длительности фронта выходного сигнала зависит только
от параметров элементов, а не от длительности фронта входного
сигнала, что иллюстрируется на рис. 3.1 в. (Переходные процес-
сы в каждом из элементов на рис. 3.1 в не учтены.) Наряду с этим
отметим, что при последовательном соединении m элементов сред-
ние задержки элементов практически суммируются и общая за-
держка
<3-»
<=1
где /э.ср< — средняя задержка i-ro элемента; при идентичности
элементов /з.срт=яг/з.ср, а длительность фронта определяется
инерционностью одного элемента.
Соединение логических элементов различных типов. Для соеди-
нения логических элементов различных типов, например ТТЛ-эле-
ментов и ЭСЛ-элементов, необходимы согласующие устройства
Рис. 3.2
для соответствующего преобразования уровней напряжения, пред-
ставляющих логические 0 и 1, так как в ТТЛ-элементах и ЭСЛ-
элементах перепады напряжения существенно отличаются друг
69
от друга и, кроме того, эти напряжения имеют различную по-
лярность.
Пример схемы перехода от ТТЛ-элемента к ЭСЛ-элементу при-
веден на рис. 3.2а. На вход подаются стандартные для ТТЛ-эле-
мента положительные уровни Е°тл и Еттл ; напряжения + Е2 и
—Е1 снимаются соответственно от источников питания ТТЛ- и
ЭСЛ-элементов. Часть схемы, обведенная пунктиром, представ-
ляет собой обычный ЭСЛ-элемент, с выхода ИЛИ которого сни-
маются стандартные логические уровни для ЭСЛ-элементов. Вход-
ные отрицательные уровни напряжения, поступающие на вход-
ной транзистор ЭСЛ-элемента, должны быть близки к стандарт-
ным для ЭСЛ-элементов, что обеспечивается делителем 7?Э1—
Пример схемы перехода ЭСЛ-элемента к ТТЛ-элементу приве-
ден на рис. 3.26. Часть схемы, обведенная пунктиром — ЭСЛ-эле-
мент, у которого резистор 7? в коллекторе опорного транзи-
стора То подключается не к «земле», а к +Ё2 источника, исполь-
зуемого для питания ТТЛ-элементов. Уровни потенциала на кол-
лекторе То положительны (при закрытом То) и отрицательны
(при открытом То и отсутствии диода Д); включение диода Д
обеспечивает требуемый уровень потенциала на коллекторе от-
крытого То.
Транзистор Т'1 работает в ключевом режиме; при запертом То
транзистор Т'1 открыт и насыщен, при открытом То он заперт.
Делитель —R2 обеспечивает требуемые значения уровней ЕттлИ
гО
£ТТЛ.
3.3. СОЕДИНЕНИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЛЭ И ДИСКРЕТНЫХ
ТРАНЗИСТОРНЫХ КЛЮЧЕЙ
Элемент ТТЛ управляет ключом на транзисторе типа п-р-п
(рис. 3.3). При иВы1.э=Е° (0 на выходе ТТЛ-элемента) транзи-
стор Т закрыт, так как £°^0,2 В недостаточно для отпирания
транзистора. При иВЫт.3 = Е1 транзистор Т открыт, ток базы его
/б = (Е1-^.э)//?б. (3.2)
Ток /б не должен превышать допустимого для элемента Э зна-
чения (например, 400 мкА), а выходное напряжение элемента не
должно быть ниже Е^ин (например, 2,4 В).
Рис. 3.3
Рис. 3.4
70
Для повышения быстродействия параллельно Re может быть
включен ускоряющий конденсатор; для уменьшения времени вы-
ключения транзистора может быть включен и резистор парал-
лельно переходу база—эмиттер.
Ключ на транзисторе типа п-р-п управляет элементом ТТЛ.
Вариант схемы показан на рис. 3.4; источник питания транзисто-
ра должен иметь Е^.5 В, чтобы не повредить многоэмиттерный
транзистор ТТЛ-элемента.
При низком входном напряжении ивх=Е° транзистор Т закрыт
и выходное напряжение ЛЭ будет низким (0).
Если при иВ1=Е1 транзистор Т открыт и насыщен, то выход-
ное напряжение ЛЭ будет высоким (1).
Элемент ТТЛ управляет ключом на транзисторе типа р-п-р
(рис. 3.5). Так как управляющие сигналы имеют положительную
полярность, то требуется подать на эмиттер транзистора положи-
тельный потенциал ( + Е); коллекторное сопротивление RK под-
ключается к земле или к источнику отрицательного напряжения.
При Ывых.э = Е° («0») через резистор Re и эмиттерный переход
транзистора Т протекает ток и при соответствующем выборе па-
раметров транзистор Т насыщен; когда «Вых.э=Д1, транзистор Т
заперт.
3.4. СОЕДИНЕНИЕ ЛОГИЧЕСКОГО ЭЛЕМЕНТА
И РЕЗИСТОРА
Включение сопротивления на вход элемента. Пусть к одному
или нескольким параллельно соединенным входам элемента вклю-
че.но сопротивление R' (рис. 3.6), это может быть сопротивление
резистора или выходное сопротивление предыдущей цепи. При
этом на входе создается напряжение u'BT = iBXR'. Так как коллек-
торный ток rK.M = t6i при «0» на входе относительно мал, то
iBX ~ 1’в м — (Е— иб.э.мЖ + R{). (3.3)
Следовательно, R' и и'вх связаны соотношением
/?'
= 17?б + /?' ыб.э.м), (3.4)
71
т. е. изменение сопротивления R' приводит к изменению ивт. При
достаточно большом R (например, при R'>2 кОм) входное на-
пряжение ивх достигает уровня, при котором транзистор 1\ насы-
щается (т. е. значения, не меньшего (7б.э1пор+ ^б.эгпор—ик.э.нас.м)-
После насыщения входной ток 1Вх=*бл—*6i; дальнейший рост R1
приводит уже к незначительному росту и'вх. Таким образом, вклю-
чение R'>2 кОм можно рассматривать как подачу сигнала Е1 на
вход элемента. Заметим, что если R' такое, что и'вт соответствует
активной области передаточной характеристики (см. область III
на рис. 2.21), то возможно самовозбуждение элемента [3].
Из изложенного вытекает также требование к внутренним со-
противлениям источников напряжения, которые могут быть под-
ключены на вход ТТЛ-элемента.
При включении источника Евх с внутренним сопротивлением
R', напряжение u'Bx = EBX + iB^R'\ с ростом R' передаточная харак-
теристика сдвигается влево и деформируется (растягивается ак-
тивная область). Напряжение Евх должно быть таким, чтобы с
учетом напряжения на R' входное напряжение и'вх было бы мень-
ше порогового уровня. (Для защиты Тм от больших отрицатель-
ных напряжений ставится защитный диод, у которого катод под-
ключается к эмиттеру Тм, анод — к земле.)
Включение сопротивления на выходе элемента. Рассмотрим
два случая.
Случай 1. Сопротивление R" включено между плюсом источ-
ника и выходом элемента (см. рис. 3.6). Когда ивых = Е' (1) и
/?х,= оо, Т2 закрыт, транзистор Т3 в активной области, диод До
открыт; выходное напряжение Е1 равно, например, 3,6 В. При
включении R"y=oo на катод диода подается через R" высокий
потенциал +Е (5 В), диод До практически закрывается. Таким
образом, включение R" приводит к тому, что выходное напряже-
ние иВЫх~Е>Е{, что иногда требуется. Однако при этом по-
вышается выходное сопротивление элемента (R" вместо выходно-
го сопротивления эмиттерного повторителя), вследствие чего рас-
тет время перезаряда нагрузочной емкости.
При ивых = Е° (0) через насыщенный транзистор Т2 проходит
ток нагрузки, и сумма всех токов через Т2 не должна превышать
допустимого значения, поэтому R" должно быть не меньше неко-
торого предельного значения: R"^E/(/°Вых.макс—п/°н), где п —
число нагрузок, /°Вых.макс— максимальный выходной ток элемен-
та, /°н — ток нагрузки одного элемента.
Случай 2. Сопротивление R" включено параллельно транзи-
стору Т2, что ведет к изменению статических и динамических ха-
рактеристик элемента. С уменьшением R" уменьшается логичес-
кий уровень выходного напряжения Е1, и поэтому сопротивление
R” не может быть меньше некоторого значения, при котором вы-
ходное напряжение Ех станет меньше допустимого (например,
2,4 В; обычно У?" >230 Ом).
72
растет входное напряжение, и
Рис. 3.7
3.5. СОЕДИНЕНИЕ ЛОГИЧЕСКОГО ЭЛЕМЕНТА
И КОНДЕНСАТОРА
Включение емкости на входе элемента. Пусть в исходном со-
стоянии напряжение на конденсаторе Ci (рис. 3.7) ис1(0)=0.
При 1=0 включается источник питания Е, конденсатор заряжает-
ся током эмиттера, практически равным току базы Ти-
uct~№ ^б.э.м) (1 е , (3.5)
где тс = С1/?б.
По мере заряда конденсатор;
с некоторого момента умень-
шается выходное напряжение.
При Uc=Uaop выходное напряже-
ние ТТЛ-элемента иВых принима-
ет значение, которое уже квали-
фицируется как логический О,
т. е. при мвх^ Unop основная часть
тока in6 протекает через базу Т\,
входной ток Тм резко уменьшает-
ся; заряд конденсатора практиче-
ски прекращается. Используя
(1.2), получим, что время заряда
конденсатора
^эар = In [(Е—иб.,.м)/(Е—ue.Э.м ^пор)]’ (3*6)
Заметим, что и здесь, так же как и при включении резистора
на входе элемента, возможно самовозбуждение элемента, если
входное напряжение изменяется относительно медленно в области
III (см. рис. 2.21) передаточной характеристики.
Если необходимо иметь большую задержку в изменении вы-
ходного напряжения, применяют такие схемные решения, при ко-
торых паразитное возбуждение отсутствует. Чаще всего для этой
цели используется /?5-триггер (см. гл. 4), который переключается
ст первого поступившего импульса высокочастотного колебания.
При этом следующие импульсы уже не влияют на работу триг-
гера.
Включение емкости на выходе элемента. При включении ем-
кости С2 на выходе (см. рис. 3.7) увеличивается время задержки
и длительность фронтов выходных перепадов напряжения.
При переключении элемента из 1 в 0 конденсатор С2, заря-
женный до Е1, разряжается через открытый выходной транзистор
Т2, при этом разрядный ток большой, а при большой емкости
(С2>1000 пФ) время разряда сравнительно велико, что может
привести к повреждению Т2.
При переключении элемента из 0 в 1 конденсатор на выходе
повышает потребление тока, что является причиной взаимных по-
мех между элементами. Для ограничения зарядного и разрядно-
го токов дополнительно включают в цепи разряда (заряда) ре-
зистор.
73
3.6. ЯС-ЭЛЕМЕНТЫ ЗАДЕРЖКИ
Элементы задержки с интегрирующей цепью. В импульсных
устройствах используются элементы, позволяющие получить боль-
шие временные задержки сигналов; из этих элементов наиболее
широко применяются /?С-элементы, представляющие собой инте-
грирующие и реже дифференцирующие /?С-цепи, включенные на
вход логического элемента. Рассмотрим простейшие /?С-элементы
задержки.
Пусть напряжение ивх — положительные или отрицательные
перепады, вырабатываемые входным генератором (предполагает-
ся, что внутреннее сопротивление генератора равно нулю; таки-
ми генераторами являются элементы ТТЛ и ЭСЛ, так как их вы-
ходные сопротивления не превосходят 10—30 Ом). Пусть логиче-
ский элемент И—НЕ работает в режиме инвертора (рис. 3.8а).
Рис. 3.8
Определим вначале задержку установления сигнала 0 на вы-
ходе. На временных диаграммах (рис. 3.86) здесь и ниже не учи-
тываются длительности фронтов перепадов, создаваемых логиче-
скими элементами. В исходном состоянии иВх(0)=Ео, элемент
закрыт, конденсатор заряжен до начального уровня ис(0). При
подаче на вход положительного перепада напряжения с амплиту-
дой Um=Ex—EQ конденсатор С заряжается, через некоторый ин-
74
(3.7)
тервал времени А/10 напряжение Uc(t) достигает порогового уров-
ня t/nop, начинает отпираться логический элемент, что приводит
через [З.ср к установлению сигнала 0 на выходе.
Так как во всем интервале AZ10 эквивалентная схема входной
цепи (рис. 3.8в) является цепью первого порядка, можно опре-
делить интервал А/10 согласно (1.2):
где т3 = С(даб) —постоянная времени цепи заряда конденсатора.
Из эквивалентной схемы видно, что
«г (*i) = “г (°) = —~— (£—«б»м) + —
civ с' ' я + v вл“'^ R + Ro
(оо) ~ (Е~ + "°- и“‘-
К П“ Аб К “Г ^хб
Подставив эти значения в (3.7), найдем
л = с« 1 «•> ,n (E-^S + g-W + R0)^p <3 8>
Заметим, что вблизи порогового уровня и затем в процессе от-
пирания логического элемента заметно изменяется входное сопро-
тивление логического элемента и изменяется постоянная време-
ни заряда конденсатора, поэтому получаемые здесь формулы дают
лишь довольно грубые оценки временных интервалов.
Общая задержка установления сигнала 0 на выходе /310 =
= Дtx0 + /З.ср. Очевидно, что (см. § 3.4) должно выполняться усло-
вие tzc(O)< t/nop, откуда следует ограничение сверху на сопротив-
ление:
t/пор-£*
(3.9)
& %.э.м“^поР 6
Пример. При параметрах ТТЛ элементов (£=5 В, ^б.э.м=0,8 В, £°=
= 0,2 В, £?1 = 3,6 В, С7Пор = 1,5 В, 7?б=4 кОм и /?=1 кОм, С=1000 пФ) получаем
Д/10 «0,22 мкс.
Теперь определим задержку Д/01 установления сигнала 1 на вы-
ходе (см. рис. 3.86). В исходном состоянии логический элемент от-
крыт и при подаче (момент /3) на его вход отрицательного перепа-
да напряжения с амплитудой ит = Е^—EQ конденсатор С разря-
жается, ис через некоторый интервал времени Д/01 достигает поро-
гового уровня t/nop, логический элемент начинает запираться и че-
рез /З.ср на его выходе устанавливается сигнал 1.
В интервале Д/01 входное сопротивление ЛЭ велико, и справед-
лива эквивалентная схема входной цепи, приведенная на рис. 3.8г.
Для этой схемы
Ис(/3)==Ис(0) = Е1; «с(оо) = £о,
ис = ^пор» Тр = RC
75
и согласно (1.2)
д ^ = /4-/3 = /?С1п[(Е1-£0)/(17пор-£0)]. (3.10)
Общая задержка установления сигнала 1 будет /з01=Л^01 + ^з,ср.
При принятых в приведенном выше примере параметрах получим
Д/01«1 мкс. Для уменьшения времени Д/01 можно зашунтировать
резистор jR диодом с малым прямым сопротивлением (см. пунктир
на рис. 3.8а).
Необходимо еще раз напомнить, что приведенные выше расчет-
ные формулы являются приближенными. Они не учитывают конеч-
ную длительность фронтов перепадов напряжения, изменение вход-
ных и выходных сопротивлений логических элементов при переклю-
чении (особенно в окрестности С7Пор) и т. д., и поэтому точность
расчета задержек не превышает ±1(10—20)%; тем не менее эти
формулы вполне приемлемы для многих практических расчетов.
Элементы задержки с дифференцирующей цепью. Пусть, как и
ранее, на входе элемента включен генератор положительных и от-
рицательных перепадов напряжения с нулевым внутренним сопро-
тивлением (рис. 3.9а).
В исходном состоянии аВх = £,° элемент ТТЛ закрыт и иВЪ1Х=Е1
(предполагается, что напряжение uR на сопротивлении обуслов-
ленное входным током элемента Э, достаточно мало и равно аНач)«
76
Напряжение на конденсаторе в исходном состоянии (см. эквива-
лентную схему рис. 3.9e) ис(0) =R(E—U6.3.M)/(R+R6)—£°.
Пусть в момент t\ на вход поступает положительный перепад
напряжения с амплитудой С/Тпвх = £1—Е\ что должно привести к
переключению элемента ТТЛ из 1 в 0. На резисторе R формирует-
ся экспоненциальный импульс с начальным скачком, равным вход-
ному скачку С/твх^^1, и напряжение на входе логического элемен-
та Г/я-^ + ^нач.
Конденсатор С заряжается, и на входе элемента Э формирует-
ся экспоненциальный импульс uR(t) = (Е[ + ип&ч)е-1/пс. Пока uR>
>t/пор, элемент Э открыт и uBUX=EQ. Вблизи порогового уровня
t/пор через входную цепь элемента Э и резистор R начинает про-
текать ток; в результате уменьшается постоянная времени цепи
заряда (уменьшается входное сопротивление элемента) напряже-
ние uR в момент t2 достигает уровня [/ПОр и элемент Э выключает-
ся. На рис. 3.96 показаны временные диаграммы без учета /ф и /З.ср<
Длительность интервала Д/01 задержек до момента дос-
тижения входным напряжением логического элемента порогового
уровня [/пор может быть приближенно определена, если, как и вы-
ше, воспользоваться (1.2).
Заметим, что в реальной схеме при запирании имеет место рас-
тяжка среза импульса; последнее может привести к появлению па-
разитных колебаний. Длительность среза выходного импульса оп-
ределяется временем, в течение которого входное низкое напряже-
ние остается в областях II и III передаточной характеристики
(рис. 2.21).
Это в свою очередь, ограничивает сверху постоянную времени
RC. Так как ширина Ди активной области ТТЛ-элемента пример-
но равна 50 мВ, а допустимая длительность изменения напряжения
в области III, при которой нет самовозбуждения, около 200 нс,
то нетрудно видеть, что должно быть RC =С750 нс, т. е. при R =
= 500 Ом должно быть С< 1500 пФ.
При подаче входного отрицательного перепада (моменты /3)'
конденсатор С разряжается через входной генератор и резистор
R. При этом на сопротивлении R образуется отрицательный им-
пульс напряжения. Для ограничения амплитуды отрицательного
импульса и предотвращения возможного пробоя ТТЛ-эЛемента
следует включить диод на входе элемента (см. рис. 3.9а — пунк-
тир); при этом уменьшаются и постоянная времени разряда, и,
следовательно, длительность установления.
3.7. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ТАЙМЕРЫ (ИТ)
Общие сведения. В настоящее время все более широко применяются в каче-
стве базового элемента устройств формирования и преобразования импульсов
так называемые интегральные таймеры (ИТ) [11], которые представляют собой
монолитные интегральные схемы, непосредственно предназначенные для форми-
рования стабильных временных интервалов. Последнее обеспечивается благодаря
применению в схемах с ИТ мостовых времязадающих цепей (см. например,
[10]); принцип работы ИТ иллюстрируется схемой и временными диаграммами
на рис. 3.10.
77
В исходном состоянии ключ Кл замкнут и напряжение на конденсаторе
«с(0) мало и обычно близко к нулю; нс(0) = £У°«0. При подаче запускающего
импульса (момент f) размыкается ключ Кл и конденсатор заряжается через
резистор R. В некоторый момент времени /" напряжение uc(t) достигает уров-
ня Ul (1Р = £Е, где £=У?2/(У?1+У?2)), при котором срабатывает компаратор на-
пряжения КН, т. е. сравнивающее устройство, на выходе которого создается
Рис. 3.10
Рис. 3.11
перепад напряжения (или импульс) в момент равенства входных напряжений на
обоих его входах (см. § 5.2). В момент t" на выходе КН образуется сигнал,
включающий ключ Кл, через который разряжается конденсатор С. Длительность
формируемого интервала времени согласно (1.2) (при пренебрежении токами
закрытого ключа и компаратора) /и=тс1п[(£'—U°)/(E— [У1)], где хс=РС.
Если положить [7°=0, и1 = £,Е, то получим
/и = ЯС1п[1/(1-£)], (3.11)
т. е. /H = const при Tc=/?C=const и стабильность /и определяется в основном
лишь стабильностью параметров R, С. Коэффициент деления g выбирается так,
78
чтобы в момент / = /и (если принять f=0) пересечения экспонентой uc(t) уров-
ня U1 крутизна экспоненты duddt\tz=tn была бы наибольшей. При этом, как
видно из рис. З.Юв, нестабильность уровня С/1, обусловленная нестабильностью
параметров, температуры, оказывает меньшее влияние на интервал /и(Д/'и<
<Д/"И). Так как
, ^UC _//т
ис (О = dt = Е Iх е ’
найдем, что и'c(t) имеет максимум при тОпт = /и. Следовательно, при т=/?С=
= Топт =
t/1=Mc(/H)=£(l -е-’),
и поэтому оптимальное значение коэффициента деления
В = С'1/£=1—е-’агО.бЗ. (3.12)
Схемы интегральных таймеров обычно содержат помимо элементов время-
задающего моста и ряд других — триггеры, формирователи, ключи и другие»
позволяющие реализовать на основе таймера различные импульсные устройства.
Функциональная схема ИТ. На рис. 3.11 показан вариант функциональной
схемы ИТ. Прецизионные резисторы J?2, £з имеют сопротивления 5 кОм. Ко-
эффициенты деления питающего напряжения
ё1 = Яз/(Я1 + *2 + Яз) = 0,33, ?2 = (/?1 + 7?з)/№ + ^ + ^з) = 0,66, (3.13)
и при этом пороговые уровни, поступающие на компараторы KHi и КН& соот-
ветственно равны:
Ut = 0t33Et £/а = 0,66£. (3.14)
Положительный запускающий импульс подается на вывод 2; в результате
срабатывает компаратор КНь его выходной сигнал поступает на <££-триггер Т
(см. ниже гл. 4) и переключает его в состояние, при котором выходное напря-
жение формирователя Ф импульсов, обладающего малым выходным сопротивле-
нием), равно высокому уровню Е1 (логическая 1). При подаче на вход 6 напря-
жения, равного U2, срабатывает компаратор КН2, и его выходной сигнал пере-
ключает триггер в состояние, при котором выходное напряжение формирователя
Ф равно низкому уровню Е (логический 0).
К выходу триггера подключены разрядный ключ на транзисторе Т\ и стро-
бирующий ключ на транзисторе Т2.
Вывод 5 служит для контроля и изменения с помощью внешней цепи поро-
гового уровня U2 (этот вывод часто шунтируется на землю с помощью конден-
сатора емкостью Сш = 0,014-0,1 мкФ). К выводу 8 подключается источник пита-
ния £; допустимый диапазон напряжения питания (5—15 В) позволяет согласо-
вать таймер с логическими ИС, в которых Е обычно примерно равно 5 В, и с
операционными усилителями, в которых обычно £=64-15 В.
Таймер допускает применение внешних времязадающих цепей, содержащих
конденсаторы и резисторы. Модификации таймера позволяют получить времен-
ные интервалы /и в диапазоне от 1 мкс до 200 с. При этом относительная неста-
бильность интервалов при изменении температуры в пределах —504- + 120°С не
превышает сотых или десятых долей процента.
Необходимо учесть, что расширение функциональных возможностей ИТ
связано с использованием достаточно сложных внешних цепей.
Глава 4
КОМБИНАЦИОННЫЕ
И ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫЕ УСТРОЙСТВА
4.1. КОМБИНАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА
Задачи синтеза КУ. Как было отмечено в § 2.1, комбинацией*
ное устройство (КУ) представляет собой логическую схему с m
79
входами (/n^l) и п выходами (п^1), у которой состояния вы-
ходов, т. е. информационные значения выходных сигналов в дан-
ный момент времени (точнее, на данном такте — на данном дис-
кретном временном интервале) определяются лишь состояниями
входов в этот же момент времени (на том же такте).
Синтез КУ выполняется обычно следующим образом. Во-пер-
вых, на основе заданных условий функционирования КУ (напри-,
мер, в виде таблицы истинности, см. § 2.1) составляется струк-
турная формула КУ.
Во-вторых, на основании правил алгебры логики или с по-
мощью специальных методов (карт Карно и т. п. [3, 7]) произ-
водится минимизация структурной формулы КУ. (Необходимо
иметь в виду, что далеко не всегда минимальное число логических
элементов, с помощью которого может быть синтезировано КУ,
является приемлемым критерием минимальной сложности КУ;
часто в качестве такого критерия могут служить, например, быст-
родействие, суммарная стоимость или суммарное число входов
логических элементов, составляющих КУ.)
В-третьих, производят (если это требуется) преобразование
минимизированной структурной формулы к форме, содержащей
лишь логические операции заданного базиса (см. § 2.1).
Наконец, в-четвертых, на основании структурной формулы со-
ставляют функциональную и принципиальную схемы КУ. Ниже
рассматривается ряд примеров КУ, получивших широкое приме-
нение в импульсных и цифровых устройствах.
Примеры КУ с одним выходом. Рассмотрим несколько при-
меров реализации, широко используемых в технике связи и уп-
равления КУ с одним выходом.
Устройство неравнозначности — устройство с дву-
мя входами %1, х2 и выходом у, реализующим логическую функ-
цию, называемую Исключающее ИЛИ: у= 1 только при несовпа-
дении информационных значений входящих сигналов (см. таб-
лицу истинности 4.1); эта функция обозначается: у=Х1Ф%2.
Таблица 4.1 Таблица 4.2 Таблица 4.3
ха *> 1 9 X, Х1 У X, 1 *1 1 S- 1 Р'
С 0 0 0 0 1 0 0 0 0
0 1 1 0 1 0 0 1 1 0
1 0 1 1 0 0 1 0 1 0
1 1 0 1 1 1 1 1 0 1
Согласно табл. 4.1 можно записать структурную формулу по
условиям срабатывания (т. е. для наборов, где у=1):
Z/ = X1XaV^2- (4.1)
Устройство может быть реализовано в базисе И—ИЛИ—НЕ
схемой, содержащей пять логических элементов (два элемента
НЕ, два элемента И и один элемент ИЛИ).
80
Однако (4.1) можно привести к виду, позволяющему реали-
зовать устройство неравнозначности на меньшем числе элемен-
тов. Действительно, так как XiXi = 0, х2х2 = 0, то можно переписать
(4.2) в виде у=%1Х2 \/х\х2 VxiXi \/х2х2= (xi V *2) (*1 V^z); с уче-
том правила отрицания xi Vx2=Xix2 получим
1/ = (Х1 Х/-*а)(*л)- (4-2)
Схема, реализующая последнюю формулу, состоит только из
четырех логических элементов (рис. 4.1а). Заметим, что, как не-
посредственно следует из табл. 4.1, устройство неравнозначности
выполняет роль сумматора одноразрядных двоичных чисел х{ и х2
по модулю два.
Рис. 4.1
Устройство равнозначности — логическая схема с
двумя входами Xj и х2 и выходом у, условия работы которой та-
ковы: сигнал 1 на выходе имеет место только при совпадении
информационных значений входных сигналов; логическая функция
устройства равнозначности представлена в табл. 4.2.
Структурная формула схемы для наборов, где у=1, имеет вид
У = ххх2 V *1*2- (4.3)
Функциональная схема устройства равнозначности, как сле-
дует из (4.3), содержит пять логических элементов в базисе
И—ИЛИ—НЕ: два элемента И, два элемента НЕ и один эле-
мент ИЛИ. Если воспользоваться правилом отрицания xix2=
= XiV^2, то можно переписать (4.3) в виде
у = х& V (хх V х2), (4.4)
откуда следует, что устройство равнозначности может быть реа-
лизовано с помощью лишь четырех элементов: одного элемента И;
двух ИЛИ и одного НЕ. Естественно, что устройства неравнознач-
ности и равнозначности могут быть реализованы и в универсаль-
ных базисах И—НЕ, ИЛИ—НЕ, если преобразовать (4.1) и (4.3)
по методике, рассмотренной в § 2.1.
Например, можно записать в базисе И—НЕ
У = Х1 @ xt = V ~ХЛ = х&Хь ххх2х, (4.5)
и реализовать устройство неравнозначности четырьмя элемента-
ми И—НЕ (рис. 4.16).
81
В заключение следует отметить, что устройства равнозначно-
сти и неравнозначности являются базовыми для построения сум-
маторов, а также цепей контроля четности или нечетности циф-
ровых кодов, широко применяемых в системах обработки инфор-
мации и узлах коммутации сообщений и каналов связи.
Комбинационные сумматоры. Рассмотрим вначале
полусумматор (рис. 4.2а) — логическую схему, предназначенную
для суммирования двух одноразрядных двоичных чисел. Логиче-
ская функция полусумматора задается табл. 4.3, в которой
х2— переменные, S- — частичная сумма (сумма по модулю два),
Р'— перенос в старший разряд: Sz=Xi®x2, P'=XiX2.
Таким образом, полусумматор (см. рис. 4.2а) имеет два входа
и два выхода (S', Р') и реализуется с помощью устройства нерав-
нозначности и схемы И.
Рис. 4.2
У
Рис. 4.3
Сумматор (рис. 4.26)— логическая схема, имеющая три
входа (входы разрядов Х[ и х2 суммируемых чисел и вход х3 для
возможного переноса, образованного при сложении младших раз-
рядов). Сумматор может быть образован с помощью двух полу-
сумматоров и элемента ИЛИ. В суммирующем устройстве после-
довательного действия для суммирования многоразрядных чисел
перенос Р подается на вход х3 с задержкой на один такт сло-
жения.
Для ускорения процесса сложения двух n-разрядных чисел
можно построить суммирующие устройства параллельного дей-
ствия, в которых используются п сумматоров одноразрядного
числа.
Устройство «запрет» (рис. 4.3а)— логическое устрой-
ство, в котором сигнал 1, поданный на один из ее входов х (назы-
ваемый сигнальным), приводит к появлению сигнала 1 на его
выходе у только в том случае, если на другом входе z (называе-
мом управляющим, запрещающим) — сигнал 0; структурная фор-
мула этого устройства y=zx\ соответствующая функциональная
схема содержит элемент НЕ (для инвертирования сигнала z) и
элемент И.
Цифровые компараторы. В устройствах дискретной
автоматики, в системах контроля и повышения надежности ком-
мутационных и управляющих устройств применяются компарато-
ры — схемы сравнения двух чисел (слов), двух л-разрядных дво-
ичных кодов А(ап, ап-\, ...» aj и B(bn, bn-it ..., bi), где bi
(i=l, 2, ..., п) цифры 0 или 1.
82
В результате сравнения кодов чаще всего требуется устано-
вить либо факт равенства Л = В, т. е. равенства di = bi для всех
1=1, 2, п, либо факт неравенства Лу=В — если хотя бы в од-
ном k-м разряде акy=bk', иногда установления факта неравенства
А=/=В недостаточно и требуется установить знак неравенства, т. е.
выполнение одного из неравенств: А>В или А<В. Равнозначность
разрядов щ и bi определяется согласно (4.3) истинностью функ-
ции fi = a,ibi\J aj)i\ следовательно, равенство кодов А и В опреде-
ляется истинностью конъюнкций всех функций fi\
fA-B=Kfi- (4-6)
<=1
При /а=в=1 имеет место равенство А = В, в противном слу-
чае при /а=в = 0 имеет место неравенство А=^В. Очевидно, что
аналогично можно установить факт совпадения или несовпадения
кодов Л и В с помощью функции неравнозначности разрядов о<
и bj согласно (4.1) gi = aibi \f ciibi\ если дизъюнкция g функций gi
e^B^Si (4-7)
/=1
равна 1, то Лу=В и Л = В, если £ = 0.
Цифровой компаратор можно реализовать в различных бази-
сах, и в качестве примера на рис. 4.4 показана его реализация
(4.7) на элементах И—НЕ согласно формуле
п-----------------------------------п_____________
gA^B= V (aiBi V dibi) = Л а:МгЬг.
' == i=l
Примеры КУ с несколькими выходами. Наряду с КУ с одним
выходом для многих целей применяются КУ со многими выхода-
ми; обычно они синтезируются из одновыходных КУ. К КУ со
многими выходами относят-
ся дешифраторы, шифрато-
ры, преобразователи кодов.
Дешифратор, услов-
ное изображение которого
показано на рис. 4.5а, имеет
т входов и п выходов и вы-
полняет следующую функ-
цию: каждому входному сло-
ву (m-разрядному коду),
т. е. комбинации единиц и
нулей на входах, соответст-
вует сигнал 1 (или в других
случаях — сигнал 0) на од-
ном определенном выходе;
обычно сигнал 1 появляется
на той выходной шине, но-
83
мер которой (в двоичной форме) совпадает со входным /п-разрядным
кодом. Так, например, если на вход трехвходового дешифратора
подан код 011, то сигнал 1 (импульс или высокий потенциал)’
должен появиться только на выходной шине 3 (двоичное число
011), а на всех остальных шинах — сигнал 0. В полном дешиф-
раторе при т входных шинах имеется п=2т выходных шин, т. е.
для каждой комбинации входных сигналов имеется соответству-
ющая выходная шина.
Из изложенного очевидно, что дешифратор может рассматри-
ваться как совокупность п логических схем устройств Ло, Л\,...,
Лп-\, каждое из которых рассчитано на соответствующую комби-
нацию входных сигналов. Так, полный дешифратор (рис. 4.56) на
три входа (т = 3) должен содержать восемь (п = 23 = 8) элементов
Ло, Ль ..., Л7, сигналы 1 на выходе которых появляются при по-
даче соответствующих входных кодов: Ло—ООО, Л1—001, Л2—010,
Лз—ОН, Л4—100, Л5—101, Л6—ПО, Л7—111.
Элементы Лг могут создаваться на базе конъюнкторов (И)\
сигнал на выходе которых появляется только при совпадении сиг-
налов 1 на всех входах, и элементов НЕ, служащих для инвер-
сии сигналов. Пример реализации схемы Л\ для дешифрации ко-
да 001 приведен на рис. 4.56: yi = XiX2X3.
Таким образом, для построения дешифратора можно исполь-
зовать схемы И, на входы которых подаются входные сигналы и
их инверсные значения.
В общем случае дешифратор содержит п m-входовых схем
И. Подобные дешифраторы называются матричными (МД). Мож-
но построить дешифратор только на двухвходовых схемах [3, 7,
10]; подобные дешифраторы называются пирамидальными (ПД).
Наконец, можно построить дешифратор в виде определенной сово-
купности многовходовых схем И; примером последних являются
так называемые ступенчатые дешифраторы (СД) [7, 10].
Естественно, что можно построить дешифраторы в различных
элементных базисах. В общем случае дешифратор синтезируется
по упомянутой уже выше методике синтеза комбинационных уст-
ройств. В технике связи дешифраторы весьма широко применя-
ются для преобразования цифровой информации, представленной
84
импульсами или перепадами напряжения из двоичной системы
счисления в десятичную.
Шифраторы выполняют задачу, обратную той, которую вы-
полняют дешифраторы: появление 1 на определенном входе при-
водят к появлению соответствующей кодовой комбинации на вы-
ходе. Например, в технике связи шифраторы выполняют задачу
преобразования информации из десятичной системы счисления в
двоичную. Синтез шифраторов производится по указанной выше
методике: составляются таблицы истинности, записываются и ми-
нимизируются структурные формулы, которые затем реализуют-
ся в выбранном элементном базисе.
В настоящее время некоторые типы дешифраторов (шифра-
торов) выпускаются в виде интегральных схем.
Кодопреобразователи предназначены для преобразо-
вания одного цифрового кода в другой; например, для преобра-
зования ^-элементного кода в p-элементный код. Задача преоб-
разования кодов может быть решена с помощью комбинации де-
шифратора и шифратора. Так, можно вначале дешифрировать
^-элементный код и на каждой из 2k выходных шин получить сиг-
нал, соответствующий одной из выходных кодовых комбинаций.
Затем каждый из выходных сигналов дешифратора кодируется в
p-элементном коде с помощью шифратора.
Преобразование одного кода в другой возможно и без предва-
рительной дешифрации первого кода. Для этого достаточно в со-
ответствии с заданными условиями преобразования составить
структурные формулы для каждого из элементов того кода, в ко-
торый следует преобразовать заданный, и затем составить функ-
циональную и принципиальную схемы кодопреобразователя в выб-
ранном элементном базисе.
Быстродействие КУ определяется длительностью переходных
процессов в логических элементах этих устройств, т. е. длитель-
ностью фронтов переключения элементов и, главным образом, за-
держкой распространения сигналов. Максимальная задержка сиг-
нала в КУ определяется числом N последовательно соединенных
логических элементов (Nt3.cp, /з.ср— средняя задержка одного
ЛЭ). В КУ, синтезированных в универсальных базисах И—НЕ,
ИЛИ—НЕ, максимальная задержка сигнала легко определяется
наибольшим числом инверсий, имеющих место над одной или не-
сколькими переменными структурной формулы. Например, в КУ,
реализующем формулу у = х1х3х2^4, максимальная задержка рав-
на 4/з.ср, так как над переменной имеется четыре знака ин-
версии.
Наличие задержек сигналов в ЛЭ и возможные разные пути
распространения сигналов могут привести к неодновременное™
прихода сигналов на входы данного ЛЭ. В результате этого яв-
ления, называемого обычно состязанием сигналов, на выходе ЛЭ
могут появиться ложные кратковременные выбросы. Иллюстри-
рующий пример для ЛЭ ИЛИ—НЕ приведен на рис. 4.6; из него
85
видно, что изменение сигнала х2 0->1 запаздывает относительно
изменения сигнала 1->0, на выходе ЛЭ создается ложный им-
пульс (если указанные изменения сигналов имели бы место одно-
временно, то состояние выхода схемы не изменилось бы). Опас-
ность таких ложных выбросов на выходе КУ состоит в том, что
Рис. 4.6
если КУ нагружен на запоминающий элемент, например на триг-
гер, то импульс может привести к нарушению нормального функ-
ционирования схемы в целом. Для борьбы с опасными состяза-
ниями используется ряд методов [3, 30]; чаще всего для этой це-
ли синхронизируются моменты передачи сигналов от одного уст-
ройства к другому; при этом пауза между синхронизирующими
(тактовыми) импульсами выбирается достаточно большой с тем,
чтобы в течение паузы успели установиться стационарные значе-
ния сигналов.
4.2. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫЕ УСТРОЙСТВА
(КОНЕЧНЫЕ АВТОМАТЫ). ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ
В предыдущем параграфе рассматривались комбинационные
устройства — класс логических устройств, в которых в стационар-
ном режиме векторы выходных сигналов У(уь у2, ..., уп) на дан-
ном &-м такте интервале определялись лишь вектора-
ми входных сигналов Х(х\, х2, ..., хт) на этом же &-м такте (на-
помним, что в цифровых устройствах процессы изменения напря-
жений или токов могут начинаться только в дискретные момен-
ты времени /ь /2, h, tk, эти моменты и определяют временные
интервалы — такты — работы цифрового устройства, внутри ко-
торых возможны изменения и установление стационарных значе-
ний сигналов).
Теперь рассмотрим другой класс цифровых устройств — так на-
зываемые последовательностные устройства или конечные автома-
ты (КЛ) (рис. 4.7d), содержащие наряду с КУ элементы памя-
ти— запоминающие устройства (ЗУ) (рис. 4.76). В этих устрой-
86
ствах выходные сигналы Yh в стационарном режиме на k-м так-
те зависят не только от входных сигналов на этом такте Xk, но
еще и от внутреннего состояния устройства на этом такте, т. е,
от сигналов на элементах памяти Qh:
Yk = F(Xk, Qft). (4.8)
В свою очередь сигналы на элементах памяти Qk на £-м такте за-
висят от их состояния на k—1 предшествующем такте и сигналов
на k-м такте:
Qfc = O(Qfc-1, Хк). (4.9)
Логические функции (4.8) и (4.9) описывают работу конечного
автомата.
Простейшими конечными автоматами являются триггеры; они
же. в свою очередь являются элементами памяти более сложных
КА. Правила функционирования КА могут быть заданы наряду с
(4.8), (4.9) в виде таблицы переходов КА, т. е. таблицы инфор-
мационных значений входных сигналов, внутренних состояний и
выходных сигналов. Эти правила иногда задаются также с по-
мощью графа переключений, состоящего из вершин (например,
кружков), число которых соответствует возможным статическим
состояниям КА (с учетом внутренних состояний элементов памя-
ти), и направленных ветвей, начинающихся и заканчивающихся
на вершинах; при этом на ветвях указывается набор входных сиг-
налов, приводящих к данному переходу КА из одного состояния
в другое (или подтверждающих данное состояние).
Например, граф на рис. 4.7в описывает КА с одним выходом
и одним входом; состояния КА 0 или 1. Переходы из одного со-
стояния в другое обусловлены подачей входных сигналов х=1;
при х=0 состояние автомата не изменяется.
Конечные автоматы и, в частности, триггеры могут быть асин-
хронными и синхронными (тактируемыми). В асинхронных КА
переключение КА (запись информации) происходит в произволь-
ные моменты времени, определяемые моментами поступления
входных информационных сигналов (перепадов напряжения, им-
пульсов).
87
В синхронных КА наряду с информационными входами имеет-
ся один вход С или несколько входов С, на которые поступают
периодические последовательности синхронизирующих сигналов —
тактовых импульсов (ТИ); в синхронных КА запись информации,
определяемой значениями входных сигналов, осуществляется
только в моменты времени, зависящие от моментов поступления
тактовых импульсов ТИ. Другими словами, состояния этих КА
изменяются либо в интервале времени действия логического уров-
ня 1 или 0 тактового импульса, либо только после окончания дей-
ствия ТИ.
Важной характеристикой КА является их быстродействие, оп-
ределяемое длительностью установления стационарных уровней
выходных сигналов и сигналов на элементах памяти при измене-
нии входных информационных сигналов (или ТИ — в синхронных
КА). Задержка в установлении стационарных состояний КА обус-
ловлена, главным образом, инерционностью логических элементов,
из которых построен КА. Если каждый логический элемент задер-
живает сигнал в среднем на время /З.ср, то при распространении
сигнала через I элементов задержка сигнала приблизительно рав-
на //З.ср. Эта задержка определяет разрешающее время /МИн (и
соответственно максимальную частоту возможных переходов КА
/Макс= 1/(/мин)) — интервал времени между моментами поступле-
ния входных сигналов в асинхронных автоматах или ТИ в син-
хронных автоматах, при котором КА надежно переключается в
соответствии с заданными правилами работы в новое стационар-
ное состояние.
Входные управляющие сигналы Xi(t), как и выходные сигналы
yj(t), могут быть как потенциальными (т. е. высокими и низки-
ми уровнями напряжения), так и импульсными. В интегральной
схемотехнике входные и выходные сигналы, как правило, потен-
циальные; в КА на дискретных компонентах, например в транзи-
сторных триггерах на дискретных компонентах, часто управляю-
щие сигналы — короткие импульсы.
Заметим, что так же как в комбинационных устройствах, в
КА могут иметь место опасные состязания сигналов, приводящие
к записи ложной информации в элементы памяти КА и в конеч-
ном итоге к неправильному функционированию КА. Для пред-
отвращения этого явления используются различные схемные или
программные методы; в частности, управление элементами памя-
ти КА должно обеспечить их переключение только после того,
как заканчиваются состязания сигналов. (В связи с этим обычно
и применяются в качестве элементов памяти КА D-триггеры или
JA-триггеры, обладающие «внутренней» памятью, фиксирующей
сигналы возбуждения.) Теория синтеза КА подробно рассмотрена
в [3, 7; 23]; ниже рассматриваются лишь простейшие конечные ав-
томаты — триггеры, счетчики, регистры, являющиеся фундамен-
тальными для импульсных и цифровых устройств современной
техники связи и управления.
88
4.3. ТРИГГЕРЫ
Общие сведения. Триггеры (рис. 4.8) представляют собой, как.
уже отмечалось, простейшие конечные автоматы, обладающие
обычно двумя выходами (Q, Р) и одним или несколькими (/п^1)
а) б) в)
Рис. 4.8
управляющими входами. Выход триггера Q — основной; по ин-
формационным значениям сигнала на этом выходе в стационар-
ном, устойчивом, состоянии Q=1 или Q = 0 (т. е. uq = E1 или
uq = E°) судят о состоянии триггера (триггер в состоянии 1 или 0).
Другой выход Р в нормальном стационарном режиме работы
триггера является инверсным: P = Q, т. е. на выходах триггера дей-
ствуют парафазные сигналы (если Q = l, то P = Q = 0 и наоборот);
возможен, однако, режим, когда условие P = Q не выполняется.
Заметим, что как и все КА, триггеры могут быть синхронными
(тактируемыми) или асинхронными. В зависимости от того, какая
часть тактового импульса ТИ (или управляющего сигнала) при-
водит к изменению состояния триггера, различают:
а) триггеры, управляемые уровнем ТИ (или уровнем управля-
ющего импульса). Эти триггеры переключаются только после того,
как уровень ТИ принимает значение 1 (или в других типах триг-
геров 0) и, естественно, для нормального функционирования этих
триггеров ТИ должен иметь достаточную длительность;
б) триггеры, управляемые обоими фронтами ТИ; такие триг-
геры обладают внутренней (вспомогательной) памятью и часто
реализуются в интегральных схемах (см. триггеры типа Z),
в) триггеры, управляемые одним фронтом ТИ (управляюще-
го импульса). Обычно такое управление — управление с помощью
коротких дифференцированных импульсов — реализуется в триг-
герах на дискретных компонентах.
Ниже рассматриваются основные типы триггеров, нашедшие
наиболее широкое применение в импульсной и цифровой технике.
Асинхронные /?5-триггеры. Рассмотрим вначале асинхронный
триггер /?5-типа (рис. 4.86). Этот триггер является наиболее про-
стым по структуре; он содержит минимальное число — только
два логических элемента. Помимо самостоятельного применения,
асинхронный /?5-триггер входит в качестве составного узла в
структуры триггеров других типов. Этот триггер имеет два уста-
новочных входа — 5 и R. (Вход S — set — установка триггера
состояние Q=l, вход R— reset — вход «сброса», установка триг-
гера в состояние Q = 0.)
89
На рис. 4.9а приведена принципиальная схема 7?5-триггера на
интегральных логических элементах ИЛИ—НЕ. Функционирова-
ние /?5-триггера описывается таблицей переходов табл. 4.4 и ил-
люстрируется временными диаграммами на рис. 4.96. При Rk = 0,
Рис. 4.9
Sh = 0 состояние триггера на k-м такте (интервале не
изменяется и сохраняется таким, каким оно было на предшествую-
щем интервале, т. е. Qk = Qk~l.
Если на k-м такте (в момент t = tk) подается сигнал Sft=l, а
/?А = 0, триггер устанавливается в состояние Q^=l; это значит,
что происходит либо подтверждение предшествующего состояния,
если либо переключение в состояние Qft=l, если пред-
шествующее состояние было Qft-1 = 0. При Sft = 0 происхо-
дит либо подтверждение предшествующего состояния, если Qh~l =
= 0, либо переключение в состояние Qh = 0, если было Qft-1 = l. На-
конец, при £л=1 состояние триггера неопределенное (в том
смысле, что при этом на обоих выходах будут сигналы 0, неопре-
деленное состояние обозначим символом Qft = x); такая комбина-
ция входных сигналов является недопустимой} другими словами,
должно выполняться условие SkRk = 0.
Из сказанного из табл. 4.4а (или укороченной табл. 4.46) сле-
дует, что характеристическое уравнение /?5-триггера может быть
записано в виде
Qk — Sk V Rk (4.10)
Теперь заметим, что сигналы на выходах логических элемен-
тов устанавливаются с задержкой относительно момента измене-
ния сигналов на его входах. Так как средняя задержка сигнала
90
в одном логическом элементе равна /З.ср, то, как видно из вре-
менных диаграмм и порядка переключения элементов, задержка
переключения триггера, т. е. максимальная задержка в установ-
лении уровней сигналов на выходах Q и Q триггера относительно
момента подачи переключающего сигнала на вход, составляет
2/з.ср-
Поэтому для надежного срабатывания /?5-триггера входной
сигнал должен иметь длительности ts и tR не, менее /и.вх.мин =
= 2^з.ср- Разрешающее время триггера также определяется значе-
нием /мин = 2/з.ср И /макс= 1/2^з.ср-
Следует, однако, иметь в виду, что при изменении входных
сигналов с частотой /макс длительность /Ивых будет лишь /3.Ср, что
недостаточно для управления аналогичным триггером. Для полу-
чения выходного сигнала с длительностью 2/3.ср следует увели-
чить разрешающее время до /Мин = 3^3.ср и, следовательно, умень-
шить максимально допустимую частоту изменения входных сиг-
налов ДО /макс = 1/3/з.ср.
Асинхронный ^S-триггер на элементах И—НЕ в силу двой-
ственности логических операций И—НЕ и ИЛИ—НЕ реализует
те же правила работы (таблица переходов табл. 4.5), что и рас-
смотренный выше триггер. Однако, как видно из табл. 4.5, пере-
ключение триггера в состояние Qfe=l происходит при Sfe = 0 и в
состояние Qk = 0 при Rk = 0. При = триггер сохраняет
свое состояние (Qh = Qh~')', комбинация входных сигналов Sk = 0„
Rh = 0 является недопустимой.
Таблица 4.4а Таблица 4.46 Таблица 4.5
Sh Rk Q* рк (Qft ) sk Rk Qfe sk Rk Qk
0 0 0 0 1 0 0 Qk~l 0 0 X
0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1
0 1 0 0 1 1 0 1 1 0 0
0 1 1 0 1 1 1 X 1 1 Qfe-l
1 0 0 1 0
1 0 1 1 0
1 1 0 0 X
1 1 1 0 0 X
В силу сказанного триггер на элементах И—НЕ иногда назы-
вают 7?5-триггером с инверсными входами (R, S) — он управля-
ется сигналами, уровень которых кодируется логическим 0.
Условное обозначение триггера с инверсными входами приве-
дено на рис. 4.8в.
Легко видеть, что характеристическое уравнение /?5-тригге-
ра на элементах И—НЕ записывается в виде
= Qk~l
Временные диаграммы для этого триггера показаны на рис. 4.9г..
91
Заметим, что /?5-триггер может быть реализован также на
элементах И—ИЛИ—НЕ. Возможны и другие схемы триггеров с
двумя входами и двумя выходами [3, 7].
^S-триггеры на дискретных компонентах. Схема 7?3-триггера
на дискретных компонентах приведена на рис. 4.10а. В связи с
Рис. 4.10
"гем что на практике весьма часто в дискретных триггерах ис-
пользуются германиевые транзисторы типа р-п-р, рассматривае-
мая схема изображена на таких транзисторах (при использова-
нии транзисторов типа п-р-п следует изменить полярность источ-
ников питания и полярность включения диодов). По существу эта
схема представляет собой реализацию функциональной схемы (см.
рис. 4.9а) триггера на двух элементах ИЛИ—НЕ, которые вы-
полнены на транзисторах Т\ и Т2\ входы (базы) одних элемен-
тов соединены с выходами (коллекторами) других элементов;
другими входами элементов являются входы е2 (т. е. S и /?),
на которые подаются управляющие (запускающие) сигналы.
Вместе с тем ту же схему триггера можно представить двухкас-
кадным резисторным усилителем, замкнутым в петлю положи-
тельной обратной связи.
В схеме рис. 4.10а, в принципе, возможно состояние электри-
ческого равновесия, при котором оба транзистора и Т2 откры-
ты (работают в активном режиме), токи iKi и /к2 равны друг дру-
гу и все напряжения постоянны. Однако это состояние является
неустойчивым. Если предположить, что коэффициент петлевого
усиления Ко двухкаскадного усилителя, замкнутого в петлю по-
ложительной обратной связи, превышает единицу (До>1), то лю-
бое изменение токов и напряжений приведет к возникновению
регенеративного процесса — лавинообразного нарастания тока
одного транзистора и убывания тока другого. Например, увели-
92 -j
чение коллекторного тока iKi приведет к уменьшению по абсо-
лютному значению коллекторного напряжения | ик\ | транзистора
Т1, которое, в свою очередь, приведет к уменьшению напряжения
| г/621 и тока транзистора базы это вызовет уменьшение iK2,
рост |//к2| и |//6i| и, следовательно, дальнейшее увеличение iKi
(наличие в схеме конденсаторов С2 приводит к ускорению ре-
генеративного процесса). Регенеративный процесс изменения то-
ков и напряжений будет продолжаться до тех пор, пока не пре-
кратится действие положительной обратной связи. Это возможно
при запирании одного транзистора (в нашем примере Т2) или на-
сыщении другого (Т1). В обоих случаях в схеме установится ус-
тойчивое равновесие.
Параметры схемы можно выбрать так, чтобы в стационарном
состоянии равновесия один из транзисторов был бы закрыт, а
другой — открыт и насыщен (в этом случае триггер называется
насыщенным). Таким образом, триггер обладает двумя устойчи-
выми состояниями равновесия: в одном Т{ открыт и насыщен,
Т2 заперт, во втором — наоборот.
Переход триггера из одного устойчивого состояния в другое,
т. е. опрокидывание, или переключение его, осуществляется бла-
годаря воздействию внешнего управляющего (запускающего) на-
пряжения (тока). Это напряжение (ток) может быть введено, на-
пример, в цепь базы одного из транзисторов.
В результате опрокидывания на коллекторах транзисторов создаются поло-
жительные и отрицательные перепады токов и напряжений, которые можно ис-
пользовать для управления другими триггерами или различными ключевыми
устройствами.
Амплитуда Um выходного перепада напряжения в триггере равна измене-
нию напряжения на коллекторе транзистора в результате опрокидывания: Um —
= |ык.з—1/к.от|, где Мк.от — коллекторное напряжение открытого транзистора, в
насыщенном триггере ик.от=Ык.и;
р р
и-=^7(-£к+/Л + и--7+к
*- коллекторное напряжение запертого транзистора; Иб.н — напряжение на базе
насыщенного транзистора. В насыщенных триггерах на германиевых транзисто-
рах обычно |цк.н| |ик.а| и |«б.н|<С£к, И ПОЭТОМУ
Um = R (Ек - !K0RK)/(R + RK). (4.12)
При IkQRk<^Ek
Um = REKl(R + RK). (4.13)
Для обеспечения статических режимов, т. е. двух указанных устойчивых
состояний, должны быть выполнены условия запирания одного транзистора
«б.з^^пор (или f/б.зС^пор для транзистора типа п-р-п) и насыщения другого
ie^/б.н (|t/nop| — пороговый уровень отпирания транзистора, 7б.и — насыщаю-
щий ток базы транзистора). Для рассматриваемой схемы эти условия, как пока-
зано в § 2.3, принимают вид неравенств (2.25) и (2.26) или при сделанных там
упрощающих предположениях (2.27) и (2.28)
Яб<£б//К.; (4-14>
\ / L Аб J /
Необходимо отметить, что если параметры схемы выбраны так, что условия
обеспечения устойчивых состояний выполняются, то автоматически выполняется
93
и условие Ко>1. Действительно, если пренебречь входным сопротивлением от-
крытого транзистора, током /ко и не учитывать зависимость параметров транзи-
стора от режима, можно приближенно записать Д/к1 = рА/бь А/б2=^кА/К1/(/?к+
+ Л)=|/?к₽Агб1/(/?к+Л) и коэффициент петлевого усиления Ло= (At62/At6i)2=
= Р2(/?к/(/?к4-/?))2. Условие Ло>1 сводится к условию £/?к>/?к+/?, или
R < (Р- 1) Як. (4.15)
Очевидно, что если выполняются условия (4.14), то тем более будет выпол-
нено последнее условие.
Подключение нагрузки может нарушать стабильность триггера по постоян-
ному току, т. е. устойчивость стационарных состояний. Действительно, подклю-
чение нагрузки приводит к изменению эквивалентного сопротивления коллектор-
ной цепи что в свою очередь вызывает изменение коллекторного тока и напря-
жения; это изменение влияет на степень насыщения включенного транзистора и
запас надежности по запиранию.
Рассмотрим кратко и лишь качественно процесс переключения триггера (см.
рис. 4.10а) при подаче управляющего (запускающего) сигнала. Пусть для про-
стоты триггер запускается сильным сигналом — положительным импульсом тока
/их, подаваемым в базу открытого транзистора, например, Ti в момент / = 0. Под
действием запускающего импульса в триггере возникает переходный процесс, за-
вершающийся его переключением. Этот процесс можно условно разбить во вре-
мени на четыре этапа: рассасывания, подготовки, регенерации, установления на-
пряжений па коллекторах и базах транзисторов.
Этап рассасывания. Если /DX превышает ток /’б, протекающий через базу
Ti в исходном состоянии, ток базы этого транзистора при />и • и iся отри-
цательным (обратным); под его воздействием происходит рассасывание избы-
точного заряда в базе Т\.
По истечении времени /р (см. § 2.2) транзистор Т\ переходит из режима на-
сыщения в активный.
Этап подготовки. С этого момента начинает убывать коллекторный ток iK и
возрастать по абсолютному .значению коллекторное напряжение |aKi| транзисто-
ра Т\ и соответственно возрастать напряжение |иб2| на базе транзистора Г2
(благодаря тому, что напряжение на ускоряющем конденсаторе С\ в течение
рассматриваемого малого интервала времени практически не меняется, рост на-
пряжения |цбг| равен росту напряжения |aKi|).
По истечении малого интервала /п отрицательное напряжение и§2 на базе
транзистора Т2> возрастая по абсолютному значению, достигает порогового уров-
ня (/пор и транзистор Т2 отпирается.
Этап регенерации. С момента />/п оба транзистора оказываются в активном
режиме, восстанавливается петля положительной обратной связи и в схеме воз-
никает регенеративный лавинный процесс опрокидывания (запирания транзисто-
ра Т\ и отпирания Т2). Если считать, что напряжения на ускоряющих конден-
саторах Ci и С2 в течение короткого интервала регенерации /рег остаются неиз-
менными, и учесть, что входное сопротивление открытого транзистора много
меньше выходного (определяемого сопротивлением /?.<), можно прийти к выво-
ду, что изменения коллекторных токов iKi и 1кг приводят практически к равным
им по абсолютному значению изменениям токов баз £бг и йл соответственно.
При сделанных предположениях коэффициент петлевого усиления по току
во время регенеративного процесса практически равен произведению коэффициен-
тов усиления транзисторов Л и Т2: /Со~Э1р2, т. е. Ко> 1, и выполняется усло-
вие, обеспечивающее лавинообразный характер процесса. Этап регенерации за-
капчивается в момент запирания транзистора Т\. Необходимо отметить, что при
большом управляющем сигнале регенеративный процесс практически отсутст-
вует. Именно такое положение имеет место в рассмотренных выше интеграль-
ных триггерах при управлении нормализованными сигналами.
Этап установления. Процесс установления напряжения на коллекторе запи-
рающего транзистора Т\ связан с зарядом конденсатора током, протекающим
через резистор /?к (в цепи коллектора Ti) и участок база—эмиттер транзистора
Г2; напряжение |aCi| и практически равное ему |кк> | растут по экспоненциаль-
ному закону с постоянной времени С7?н (напряжение wKi достигает практически
уровня — Ек за время ЗС/?К).
94
В процессе заряда Ci через базу Т2 протекает ток, хотя и убывающий, но
все время превышающий уровень насыщения /б.н, и поэтому непрерывно нара-
стает коллекторный ток iK2\ в некоторый момент времени ток iK2 достигает уров-
ня насыщения /к.н и далее остается на этом уровне. В этот же момент времени
напряжение ак2 на коллекторе Т2 достигает уровня ак.н~0.
С установлением стационарных уровней коллекторных напряжений и за-
вершением заряда конденсатора Ci переходный процесс переключения триггера
не завершается. Конденсатор С2, подключенный к коллектору отпирающегося
транзистора Т2, после опрокидывания разряжается от начального уровня, равно-
го почти £к, с постоянной времени C(R\\Re) =ORR6/(R+Rq). Вследствие разряда
С2 напряжение Иб1 на базе запертого транзистора оказывается положительным
и большим стационарного значения t/б.а- По мере разряда Ci разрядный ток
убывает и ищ стремится к Об.з. Длительность установления напряжений н<п и
Uci t7^3C(R\\Ra). Если за период запускающих импульсов емкость С не успе-
вает разрядиться, то из-за различия постоянных времени заряда (CRK) и раз-
ряда С(Д||/?в) ускоряющей емкости в триггере возникает динамическое смеще-
ние (т. е. стационарный остаточный заряд емкости С), влияние которого на пе-
реходный процесс в триггере аналогично влиянию статического смещения; рост
положительного смещения на базе запертого транзистора ведет к увеличению
интервала подготовки и к росту длительности фронта перепада напряжения на
отпирающемся транзисторе, т. е. к ухудшению быстродействия триггера.
Анализ переходных процессов при переключении триггера показывает, что
основными методами повышения быстродействия являются:
применение высокочастотных импульсных транзисторов;
устранение (или уменьшение) запаздывания, обусловленного рассасыванием
неосновных носителей в базе насыщенного транзистора; например, путем приме-
нения ненасыщенных ключей — ключей с отрицательной обратной связью, токо-
вых переключателей;
уменьшение времени установления напряжений на коллекторах и ускоряю-
щих конденсаторах (например, путем фиксации потенциала на коллекторе за-
пирающегося транзистора);
применение различных способов управляемого и форсированного запусков
(см. ниже).
Рассмотрим схемы запуска триггера. Как уже отмечалось, триггеры на ди-
скретных компонентах управляются в большинстве случаев фронтом управляю-
щего сигнала. Поэтому составной частью цепи управления триггера является
укорачивающая (дифференцирующая) цепь. Именно эту роль выполняют ДС-це-
пи (R'C' и R"C") в схеме на рис. 4.10а.
Такая цепь укорачивает время действия на триггер длительных входных им-
пульсов, т. е. позволяет запускать триггер по одному входу, например, ei до
окончания импульса на втором входе е2.
Однако при укорочении этой цепью входного импульса на триггер действу-
ют два коротких импульса (положительный и отрицательный), возникающие
вследствие дифференцирования входного запускающего импульса. В результате
создается опасность двойного срабатывания триггера от одного входного им-
пульса. Разделительные (отсекающие) диоды Д\ и Д2 устраняют эту опасность.
Запуск триггера можно производить, запирая входным импульсом насыщен-
ный транзистор или открывая запертый транзистор (для чего пришлось бы из-
менить направление включения диодов). Однако предпочтителен запуск тригге-
ра запирающими импульсами (т. е. положительными в случае транзисторов типа
р-п-р и отрицательными в случае транзисторов типа п-р-п), так как при этом
требуется источник управляющих импульсов меньшей мощности и емкость уско-
ряющих конденсаторов может быть выбрана меньшей [9].
Схема раздельного запуска на коллекторы [9], изображенная пунктиром на
рис. 4.10а, по принципу действия аналогична схеме раздельного пуска на базы:
запускающий импульс е3 поступает через дифференцирующую цепь C"'R"', диод
Д? и конденсатор С2 на базу насыщенного транзистора и запирает его, вызы-
вая опрокидывание триггера.
В заключение заметим, что на входах триггера включены дифференцирую-
щие цепи и триггер срабатывает в моменты скачков управляющего напряжения
(а не от его уровня); такие входы, в отличие от ранее рассмотренных статиче-
05
ских входов интегральных триггеров, называются динамическими; условное обо-
значение таких входов приведено на рис. 4.106.
Синхронные (тактируемые) .RS-триггеры (RSC-триггеры). Ус-
ловное изображение синхронного RS-триггера приведено на рис.
4.11а. Здесь буквой С обозначен вход тактовых (синхронизирую-
щих) импульсов. Порядок переключения синхронного RS-тригге-
96
ра определяется характеристическим уравнением
Qfc = C*Sft (4.16)
В качестве примера на рис. 4.116 приведена функциональная
схема 7?5С-триггера на элементах И—НЕ; правила его работы
представлены в таблице переходов табл. 4.6, а также с помощью
структурной формулы в базисе И—НЕ
Qk = CkSk CkRkQk~\ (4.17)
полученной двойным инвертированием (4.16). Триггер переклю-
чается в соответствии со значениями сигналов ЗиЛ только в
случае С= 1; значения входных сигналов 3 = 7? = С=1 недопусти-
мые; только при 37?С=0 выходы парафазны (P = Q).
Из рассмотрения процесса переключения (рис. 4.11г) видно,
что задержка установления выходных сигналов относительно мо-
мента подачи тактового импульса не больше 3/3,Ср. Поэтому ми-
нимальная длительность входного импульса /и.вх.мин = 3/3.Ср и раз-
решающее время /Мин = 3/З.ср. Естественно, что аналогичную струк-
туру имеет функциональная схема триггера на элементах
ИЛИ—НЕ; управляемая, очевидно, по инверсным входам (уров-
нями, соответствующими логическому 0).
Таблица 4.6 Таблица 4.7 Таблица 4.8
ск Rk I & Qfe 1 Qfe-1 ck
0 0 0 0 Qfc-l 0 0 0 0
0 0 1 Qfe-1 1 0 1 0 1
0 1 0 Qk— 1 1 0 0 0
0 1 1 Qfc-1 1 1 0 1
1 0 0 Qfe-1 0 0 1 0
1 0 1 0 0 1 1 0
1 1 0 1 1 0 1 1
1 1 1 X 1 1 1 1
Для начальной установки триггеров в определенное исходное
состояние могут быть использованы дополнительные входы /?ДОп,
Здоп- Например, в схеме рис. 4.116 такими входами _могут быть
дополнительные третьи входы 3Д0П на элементе Э\ и ЯДОп на эле-
менте Э2, причем управление по этим входам осуществляется
уровнями, соответствующими логическому 0. Аналогичные уста-
новочные входы могут быть введены в триггеры на элементах
ИЛИ—НЕ и И—ИЛИ—НЕ (рис. 4.11в).
Заметим, что реализация синхронного /?5-триггера на элемен-
тах И—ИЛИ—НЕ (рис. 4.11в) соответствует структурной фор-
муле ___________________
Qk = CkSk Ск, (4.18)
получаемой из исходной (4.16) по указанной в § 2.1 методике.
.D-триггеры (названные так от английского Delay — задерж-
ка) имеют один информационный вход О (иногда — инверсные
4—137 97
входы D и D) и реализуют логическую функцию
Qk = Dk~l,
(4.19)
т. е. информационное значение сигнала на выходе Q на k-м так-
те равно информационному значению сигнала на входе D на пре-
дыдущем (k—1)-м такте.
Легко видеть, что уравнение D-триггера (4.19) получается из
уравнения (/?5-триггера (4.11): Qk=Sk\/ RkQk~l, если в нем поло-
жить Sk=Rk=\Dh~l. Тогда Qft=Dfe-1\/Dft_1Q/l“1=Dft“1. Это значит,
что можно построить D-триггер на основе 7?5-триггера, если на
его вход S подать информационный сигнал D, а на вход R — ин-
вертированный сигнал S(D). Обычно D-триггеры синхронные, так-
тируемые (рис. 4.12а) функционируют согласно таблице перехо-
дов (табл. 4.7).
В соответствии с этой таблицей с учетом значений тактовых
импульсов (полная таблица переходов — табл. 4.8) можно запи-
сать уравнение синхронного D-триггера в виде
Qk =• ck Dk~l V ск Qk~l. (4.20)
Для начальной установки триггера в то или иное состояние
D-триггер так же, как и ранее рассмотренный 7?5С-триггер, до-
полняется установочными входами — входом R установки 0 и вхо-
дом S установки 1, такой триггер обозначают как D/^S-триггер.
На практике широко применяются как однотактные, так и
многотактные D-триггеры, т. е. триггеры, управляемые сдвинуты-
ми друг относительно друга сериями ТИ, подаваемыми на раз-
личные входы триггера.
На рис. 4.126 приведен вариант двухтактного D-триггера, со-
держащего два iRS-триггера — основной (J?S-1) и вспомогатель-
ный (RS-2); отсюда название структуры ОВ или MS (сокращен-
но от английских слов master и slave).
При действии ТИ Cift=l основной триггер /?S-1 принимает ин-
формацию Dft; при этом C2h = 0 (импульсы С2 — инвертированные
98
импульсы Ci) и триггер RS-2 заблокирован. На (Л+1)-м такте
Cih+1 = 0, C2h+I=l, и информация из /?S-1 переписывается в триг-
гер RS-2, т. е. Qk+i=Dh. Легко видеть, что в этом триггере мак-
симально допустимая частота ТИ /макс^ 1/6/3.ср-
В заключение отметим, что в различных устройствах приме-
няются и много других вариантов схем D-триггеров, в частности
D-триггеры, срабатывающие от фронта ТИ (а не по уровню ТИ,
которые рассматривались выше), одновыходные D-триггеры (в
которых Qh=\Dh~l или Qh = Dh~l), D-триггеры с парафазными вхо-
дами (D и D) и др. [3].
Укажем, что в условном изображении двухступенчатого триг-
гера (триггера с внутренней задержкой) вместо Т пишется ТТ
(см. рис. 4.12а).
Т-триггеры на интегральных и дискретных компонентах.
Т-триггер — триггер с одним информационным входом Т (рис.
4.13а). Асинхронный Т-триггер переключается каждый раз, ког-
да на вход Т поступает управляющий сигнал (например, сигнал
1). Таблица 4.9а — таблица переключений Т-триггера в сокра-
щенной записи, а табл. 4.96 — в полной записи.
Таблица 4.9a Таблица 4.96 Таблиц? i 4.10
Tk Qk Qk~l 1 Tk 1 Qk Qfe-1 Jk 1 Kk Qk
0 Qk-i 0 0 0 0 0 .— 0
1 Qfe-l 0 1 1 0 1 — 1
1 0 1 1 — 1 0
1 1 0 1 — 0 1
Из этих таблиц следует запись структурной формулы Т-триг-
гера _ _
Qk = Qk~x Tk V Q*”1 Tk. (4.21)
Рис. 4.13
99
В соответствии с этой структурной формулой могут быть син-
тезированы Т-триггеры в различной элементной базе.
В современных сериях интегральных элементов обычно содер-
жатся D-триггеры и //С-триггеры (см. ниже); Т-триггеры на ин-
тегральных компонентах могут быть легко построены на базе
указанных триггеров путем коммутации выводов соответствую-
щих микросхем. Реализация Т-триггера на базе D-триггера при-
ведена на рис. 4.136; в этой схеме инверсный выход Q D-тригге-
ра соединен со входом D, а управляющие импульсы Т подаются
на вход С тактовых импульсов. Действительно, при Ck = Tk и
= таблица переходов D-триггера (см. табл. 4.7) совпа-
дает с таблицей переходов (см. табл. 4.9а) Т-триггера.
Во многих случаях применяются Т-триггеры с дополнительны-
ми входами, например AST-триггер (Т-триггер с дополнительны-
ми установочными входами R и S), /?Т-триггер (Т-триггер с до-
полнительным ^-входом для установки триггера в состояние 0),
ТС-триггер (тактируемый Т-триггер с дополнительным входом С
тактовых импульсов).
Схемы Т-триггера с общим (счетным) запуском на дискрет-
ных компонентах приведены на рис. 4.1 Зе.
Пусть, например, в исходном состоянии в схеме общего запус-
ка на базы транзистор Ti насыщен: U6i=—0,3 В, uKi = —0,1 В, а
транзистор Т2 заперт: ^62=4-0,5 В, ик2 =—8 В. Тогда диод Д\ в
исходном состоянии открыт, так как иК1>^бь а диод Д2 заперт
напряжением Ud2 = wK2—^62 = —8,5 В. Положительный запускаю-
щий импульс пройдет только через диод Д\ на базу насыщенного
транзистора 7\ и вызовет опрокидывание схемы.
Казалось бы, для этой схемы есть опасность двойного сраба-
тывания триггера от одного входного импульса, если сразу после
опрокидывания триггера откроется диод Д2, а входной импульс к
этому времени еще не закончится. Но отпирание диода Д2 происхо-
дит не сразу, а лишь после того, как разрядится конденсатор С".
Если учесть к тому же, что длительность укороченного импуль-
са, действующего на анод диода Д2, тоже определяется време-
нем разряда конденсатора С" (через резистор R", насыщенный
к этому моменту времени транзистор Т2 и генератор е), то станет
ясно, что двойное срабатывание триггера от одного входного им-
пульса не произойдет.
К моменту следующего запуска конденсаторы С' и С" долж-
ны успеть полностью перезарядиться, диод Д{ окажется при этом
запертым, а диод Д2 — открытым. Поэтому следующий импульс
пройдет через диод Д2 и вызовет опрокидывание триггера.
Подача входного импульса только на базу открытого транзи-
стора осуществляется благодаря использованию в схеме рис. 4.136
резисторно-диодных управляемых вентилей, т. е. схем типа И.
Один из этих вентилей составлен из диода Д\ и резистора R', а
другой — из диода Д2 и резистора R". Именно благодаря управ-
ляемым вентилям общий запуск в схеме рис. 4.13в реализуется в
условиях, характерных для раздельного запуска (запускающий
100
импульс подается только на базу открытого транзистора). Поэто-
му схемы запуска типа рис. 4.13в называются иногда схемами
управляемого счетного запуска.
Принцип действия схемы общего запуска на коллекторы тот
же самый, что и в схеме рис. 4.13в. Заметим, что вход Т в рас-
сматриваемом триггере является динамическим.
//(-триггер имеет два информационных входа J и К, два вы-
хода Q и Q и реализует логическую функцию
Q* = Kk Q*"1 V Jk Q*-1. (4.22)
Полная таблица переключений //(-триггера имеет вид табл.
4.10.
Заметим, что переходы типа 0->0 и 0-»-1 определяются толь-
ко значением сигнала на входе / и не зависят от значения сиг-
нала на /(-входе, поэтому в таблице поставлены соответственно
прочерки в столбце /(. Переходы триггера 1-»-1 и 1-»-0 определя-
ются только соответствующими значениями сигналов на /(-входе;
соответственные прочерки поставлены в столбце /.
Как видно из табл. 4.10, при /=/(=1 триггер переключается
в состояние, инверсное предыдущему, а в остальном //(-триггер
аналогичен /?5-триггеру, в котором функции входов 5 и R выпол-
няют соответственно выходы / и К-
Рассмотрим в качестве примера функциональную схему
//(-триггера, синтезированную по способу «ОВ» на элементах
И—НЕ (рис. 4.14а, б). Во время действия тактового импульса
(С=1) информация, определяемая состоянием входов / и К, за-
Рис. 4.14
101
писывается в основной триггер /?S-1, а по окончании ТИ (0 = 0)
информация переписывается во вспомогательный триггер RS-2.
Пусть, например, триггер установлен в исходное состояние
Q=.l, Q=0, 0=1, Д=0, и пусть на вход триггера поданы сигна-
лы J = 0, /(=1, С=0. Очевидно, что пока С=0, входные элемен-
ты 7, 8 закрыты (на их выходах Е и F сигналы 1); никаких изме-
нений в схеме не происходит.
При подаче ТИ 0=1 на выходе элемента 8 образуется сигнал
/?=0, который переключает триггер /?5-1 в состояние G = 0, Д=1
и вместе с тем закрывает элементы 3, 4: Л = 1, В=1. По оконча-
нии ТИ С=0, на выходах Е и F образуются сигналы 1; при этом
отпирается элемент 4У на его выходе образуется сигнал 0, пере-
ключающий выходной триггер RS-2 в состояние Q = 0, Q = l.
Процесс переключения при других значениях входных сигна-
лов аналогичен.
//(-триггер является универсальным типом триггера, на базе
которого реализуются другие типы триггеров, например RS-y D-,
Т-триггеры.
Для получения Т-триггера достаточно объединить оба входа
J и К в один Т (рис. 4.14в).
В этом легко убедиться, при J = K=T уравнение //(-триггера
(4.22) преобразуется в уравнение Т-триггера. Для получения
D-триггера следует объединить вход / через инвертор с входом К
в общий вход D (рис. 4.14г).
Действительно, если в уравнение //(-триггера (4.22) положить
/к=Ьк~1у Rh = Dk~\ то получим Qk=Dh-1. Заметим, что часто
//(-триггер снабжается еще дополнительными установочными вхо-
дами RS; коммутация выводов микросхемы //(/^S-триггера позво-
ляет получить ряд новых триггерных устройств [3, 7].
Триггеры на МДП-транзисторах строятся на базе рассмотрен-
ных в § 2.6 ключевых элементов, причем могут быть реализованы
все функциональные схемы триггеров типа RS, D, Т, JK. Во всех
этих схемах базовым элементом является триггерная ячейка с
непосредственными связями; в качестве стоковой нагрузки могут
использоваться линейные резисторы, МДП-транзисторы с кана-
лами, имеющими такой же тип проводимости, что и у активных
транзисторов триггерной ячейки или же с каналами дополняю-
щих типов проводимости.
На рис. 4.15 приведены примеры реализации /?S-триггера; схе-
ма на рис. 4.15а — /?5-триггер на МДП-транзисторах с индуциро-
ванными каналами; в схеме рис. 4.156 использованы МДП-транзи-
сторы с индуцированными каналами дополняющих типов (актив-
ные транзисторы 71 и Т2 p-типа, нагрузочные транзисторы Т3, Т4
n-типа). Триггеры на транзисторах с каналами дополняющих про-
водимостей в статических режимах практически не потребляют
тока; в одном из статических режимов открыты транзисторы Ть
Т4 и закрыты Т2, Т3, а в другом — наоборот.
Для управления триггером используются дополнительные вспо-
могательные транзисторы, включенные параллельно активным
102
транзисторам (на практике применяются и другие, часто более
сложные схемы запуска, обеспечивающие более быстрое пере-
ключение триггеров). Пусть, например, в схеме рис. 4.15а в ис-
ходном состоянии Q=l, для переключения триггера подадим
входные сигналы /?=1, S = 0. При этом на затворе транзистора
Рис. 4.15
Т2 оказывается низкий уровень напряжения, транзистор запира-
ется и на выходе Q создается сигнал 1; последний поступает на
затвор Т1, и на выходе Q устанавливается сигнал 0.
Заметим, что в рассматриваемых схемах потенциал изл зат-
вора закрытого транзистора равен потенциалу стока другого, от-
крытого транзистора, и должно выполняться условие и3.п<^пор
([/пор— пороговый уровень отпирания транзистора); это условие
определяет минимально допустимое значение сопротивления в сто-
ковой цепи. Наоборот, выполнение условия и3.п>С7пор на затворе
другого, открытого транзистора определяет минимально допусти-
мое напряжение источника питания схемы.
Триггеры на операционных усилителях. Рассмотрим простей-
шую схему триггера, в которой цепь положительной обратной
связи образована включением резисторного делителя R\R2 меж-
ду выходом и неинвертирующим входом ОУ (рис. 4.16а); напря-
жение на этом входе
WBX ~ _|_2£2 ^вых = а ^вых>
где a = R2/(R\-]-R2) —коэффициент обратной связи.
Учитывая характеристику ОУ при и“вх = 0 (рис. 4.166), легко
видеть, что в схеме возможны два устойчивых состояния, соот-
ветствующие выходным уровням напряжения Е+ и Е~. Уровни
напряжения Г7+ПОр и 1/“Пор соответствуют пороговым значениям
напряжения на инвертирующем входе в статических режимах схе-
мы: t/+nop = a£’+ и i7“nop = a£’~. Пусть, например, в исходном со-
стоянии а~вх=0, и+вх=а£'+, иВЫх=Е+. При подаче на инвертирую-
щий вход импульса, амплитуда которого больше аЕ+, в схеме
восстанавливается действие обратной связи и развивается реге-
неративный процесс, завершающийся переключением схемы во
второе устойчивое состояние: ивых = Е~ (рис. 4.16в).
Естественно, что длительность переключения триггера конеч-
на, она зависит от длительности переходных процессов в ОУ, свя-
163
занных с переключением (отпиранием и запиранием) отдельных
транзисторов ОУ. Для различных типов ОУ длительность фрон-
тов перепадов выходного напряжения составляет от десятков на-
носекунд до единиц микросекунд. Подача на инвертирующий вход
отрицательного импульса приводит к обратному переключению
триггера.
На практике применяются и более сложные схемы триггеров
на ОУ, прежде всего из-за развития цепей запуска и применения
корректирующих цепей для ускорения процессов переключения
[2, 24].
4.4. РЕГИСТРЫ
Общие сведения. Регистры предназначаются для хранения (и,
возможно, преобразования) цифрового кода (двоичного числа,
слова) в течение некоторого промежутка времени. Для запоми-
нания отдельных разрядов числа могут применяться триггеры
различных типов.
Для приема (записи) информации (т. е. разрядов двоичного
кода) в регистр, передачи (считывания) ее, сдвига кода в реги-
стре влево или вправо на определенное число разрядов и других
операций применяются вспомогательные логические устройства и
соответствующие управляющие сигналы. Операции приема и пе-
редачи информации можно реализовать параллельно (все раз-
ряды принимаются или передаются одновременно) или последо-
вательно (разряды кода принимаются или передаются последо-
104
вательно во времени); применяются также регистры, в которых
прием (передача) кода осуществляется последовательно, а пере-
дача (прием) — параллельно.
Соответственно говорят о последовательных, параллельных, по-
следовательно-параллельных, параллельно-последовательных ре-
гистрах.
Параллельные регистры — регистры памяти — используются
главным образом для запоминания в течение некоторого интерва-
ла времени многоразрядного двоичного кода. Последовательные
регистры — так называемые сдвиговые регистры — используют-
ся как для кратковременного хранения двоичного кода, так и для
многих других целей (для создания генераторов кодов, для син-
теза кольцевых счетчиков и управляющих устройств и т. п.).
Любой регистр состоит из отдельных одинаковых блоков, каж-
дый из которых содержит триггер того или иного типа для хра-
нения одного разряда информации (1 или 0) и комбинационное
устройство, служащее для управления процессом записи и считы-
вания информации или других ее преобразований (например,
сдвиг кода влево или вправо). Поэтому синтез регистров сводит-
ся к синтезу отдельных блоков и, возможно, цепей связи между
ними.
Параллельные регистры. Функциональная схема параллельно-
го регистра (двухразрядного на элементах И—НЕ) изображена
на рис. 4.17а. Число триггеров Ть Т2, ..., Тп определяется числом
разрядов числа X=x\f х2, ...» хп (где Xi = 0 или хг=1, i= 1, 2,..., п).
При одновременной подаче на входы ЛЭ Hi сигналов (импуль-
сов или потенциалов), изображающих разряды кода и сигнала
приема Ci, появляются сигналы (импульсы и потенциалы) на вы-
ходах Hi, которые устанавливают соответствующие триггеры в
положения, определяемые аначениями разрядов входного кода.
Для того чтобы считать код, зафиксированный в регистре, т. е.
105
передать его из регистра в другие устройства, следует подать
сигнал «передача» С2 на входы ЛЭ И2. При этом сигналы 1 появ-
ляются на выходах тех схем И2, на входы которых поданы раз-
решающие сигналы (сигналы 1) с соответствующих триггеров.
Заметим, что вместо прямого кода (снимаемого с прямых выхо-
дов триггеров) можно считать обратный код (с инверсных выхо-
дов триггеров). С этой целью используются соответствующие уп-
равляющие сигналы. В зависимости от типа используемых тригге-
ров и цепей управления можно в регистрах производить и ряд по-
разрядных логических операций с уже записанным в регистре чис-
лом и вновь вводимым числом.
Рассмотрим теперь некоторые реализации параллельных ре-
гистров.
Схема регистра рис. 4.17а функционирует по правилам, дан-
ным в табл. 4.11.
Таблица 4.11
С1 L2
0 0 <S 0
0 1 7 , с? Qtk
1 0 ле. К 0
1 1 — —
Таблица 4.12
с* с2
0 0 Q?-1 0
0 1 Q,k-' Qik
1 0 Х{к 1 0
Таблица 4.13
k <?2 л.
1 1 0 0
2 0 1 0
3 0 0 1
Комбинация управляющих сигналов С\=1, Сл2=1, т. е.
CkiCh2=lt недопустима, нельзя одновременно записывать и счи-
тывать информацию. Схема одного разряда (i-ro) регистра на
/5-триггерах (рис. 4.176) функционирует согласно табл. 4.12.
Этот регистр не требует отдельных управляющих схем ввода
разрядов и также, как и предыдущий, не требует предварительной
установки триггеров в нулевое состояние.
Заметим в заключение, что можно реализовать блоки регист-
ра и на других триггерах, в частности на Т-триггерах (последние,
как отмечалось, легко получаются из ZJ-триггеров).
Последовательные регистры. Функциональная схема последо-
вательного регистра (регистра сдвига) на /?5-триггерах приведе-
на на рис. 4.18а. На входы 7? триггеров подаются тактовые им-
Рис. 4.18
106
пульсы (ТИ), под воздействием которых все триггеры переклю-
чаются в состояние 0. Если триггер Тг переключается при этом
из состояния 1 в состояние 0, то на его выходе образуется сиг-
нал переноса (перепад напряжения), вызывающий в свою оче-
редь переключение триггера Л-ы из состояния 0 в состояние 1.
Время задержки сигнала переноса в элементах задержки доста-
точно, чтобы завершились переходные процессы в триггере 7\+i,
вызванные действием ТИ.
Таким образом, при подаче ТИ на входы R (на такте Ck) ин-
формация, зафиксированная в регистре на такте Ck+\ сдвинется
на одну позицию вправо.
Пусть, например, регистр находится в состоянии ООО (Qi = 0,
<?2 = 0, Фз = 0) и перед первым ТИ подан сигнал х=1; тогда со-
стояние регистра станет 10 0; при подаче ТИ (С! = 1) информа-
ция из 1\ переписывается в триггер Т2, и состояние регистра бу-
дет 0 1 0 и т. д.
Если же перед подачей второго ТИ подан сигнал х=1, то еди-
ница записывается в триггер Ть и в регистре будет зафиксирован
код 1 1 0. При действии С2=1 в регистре окажется код 0 11 и т. д.
Входной код, состоящий из п разрядов, записывается в регистр,
состоящий из п триггеров в течение тактов; для полного вывода
этого кода из регистра вновь требуется п тактов.
Весьма просто реализуется последовательный регистр на
D-триггерах (рис. 4.186); на £-м также при Ck=l имеет Qki = xh~1,
Qfe2 = Qik-1, Qh3=Q2k~i (если используются D^S-триггеры, т. е.
D-триггеры с установочными входами, то /?-входы триггеров ис-
пользуются для подачи сигнала установки 0).
Реверсивные последовательные регистры.
В рассмотренных выше последовательных регистрах осуществляет-
ся сдвиг информации вправо. Однако во многих случаях требует-
ся осуществлять сдвиг кода влево; с этой целью следует так сое-
динить триггеры, чтобы при подаче сигнала сдвига ТИ (I—1)-й
триггер Ti-i переключался в состояние, в котором до этого был
х-й триггер Л; в регистре на D-триггерах следует реализовать
D\_i = Q\-. В реверсивном регистре имеется возможность сдвига
информации в обоих направлениях.
Последователь н о-п араллельные и параллель-
но-последовательные регистры строятся на базе сочетания
последовательных и параллельных регистров.
Регистры сдвига с обратными связями. После-
довательные регистры с соответствующими обратными связями
могут выполнять роль кольцевых счетчиков, генераторов кодовых
комбинаций и др. В качестве примера рассмотрим схему регистра
с обратной связью (рис. 4.19а) на Ж-триггерах; пусть в исход-
ном состоянии в регистр записана некоторая информация: напри-
мер, 1011 (Qi = 1, Q2=0, Q3 = Q4=1)« Эта информация сдвигается
вправо на один разряд при поступлении каждого ТИ на вход С;
после первого ТИ в регистре будет информация 1101, после вто-
рого ТИ— 1110, после третьего ТИ — 011 1, после четвертого —
107
вновь 1 0 1 1 и т. д. Таким образом, в регистре циркулирует ин-
формация, причем длина одного цикла Л = 4; на выходе регистра
Q4 появляется периодическая последовательность сигналов с дли-
ной периода L = 4. Можно построить регистры, в которых сигнал
Рис. 4.19
обратной связи, подаваемый на вход первого каскада, будет яв-
ляться логической функцией от выходных сигналов нескольких
последующих триггеров. При этом можно получить циклы различ-
ной длины [3]; максимальная длина цикла в n-каскадном реги-
стре Лмакс=2п. В простейшей схеме, в которой сигнал обратной
связи определяется непосредственно значением выходного сигна-
ла последнего n-го триггера, максимальная длина цикла L=n.
Такая простейшая схема, в которой циркулирует код, выполняет
роль так называемого кольцевого счетчика.
Порядок переходов, например, для трехкаскадного счетчика
на .D-триггерах (рис. 4.196) приведен в табл. 4.13.
На каждом такте кодовая единица, введенная в первый триг-
гер, сдвигается на одну позицию, и при этом только один триггер
переключается из состояния 0 в состояние 1 и находится в этом
состоянии в течение одного такта. Можно построить кольцевые
счетчики на тактируемых //(-триггерах, а также на асинхронных
и Т-триггерах.
4.5. СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ
Общие сведения. Счетчиком называют конечный автомат с од-
ним информационным входом, циклически переходящий из одно-
го состояния в другое под действием входных сигналов (импуль-
сов, перепадов напряжения). Простейшим счетчиком является
Т-триггер; он считает .входные сигналы по модулю 2 (при подаче
двух переключающих сигналов на информационный вход х триг-
гер возвращается в исходное состояние). При том или ином сое-
динении нескольких триггеров получают счетчики с различными
коэффициентами пересчета (модулем счета) Ксч; Кеч — число
входных переключающих сигналов, которое нужно подать на ин-
формационный вход счетчика, чтобы он вернулся в исходное со-
стояние. Если /(сч=2т, где т>0 — целое число, то счетчик назы-
вается двоичным; в общем случае при КСч=£2т счетчик недвоич-
ный и в частном случае при /Ссч=10т счетчик называется деся-
тичным.
108
Состояние счетчика определяется двоичным кодом Q, зафик-
сированным на триггерах счетчика (Qb Q2, Qi). Начальное со-
стояние счетчика определяется кодом Q° (Q°b Q°2, ...» Q°i); при
подаче на вход п входных импульсов счетчик переходит в состоя-
ние Qn (Qni, Qn2, Qnz)- Правила работы счетчика, т. е. поря-
док изменения числа Q при подаче каждого очередного входного
сигнала Qn = f(n), n = 0, 1, 2, Кеч—1, обычно задаются в виде
соответствующей таблицы или графа переключений счетчика или
карты состояний [3, 7]. В счетчиках с естественным порядком
счета каждый входной переключающий сигнал приводит к изме-
нению числа, зафиксированного в счетчике, на единицу. В зависи-
мости от знака этого изменения различают суммирующие и вычи-
тающие счетчики; реверсивные счетчики могут работать в режи-
ме суммирования или вычитания в зависимости от управляющих
сигналов.
Наряду со счетчиками с естественным порядком счета приме-
няются и счетчики, в которых при поступлении очередного вход-
ного сигнала значение кода изменяется больше, чем на одну еди-
ницу (счетчики с произвольным порядком счета).
Классифицируют счетчики и по способу организации переноса:
счетчики с последовательным, параллельным (сквозным) и после-
довательно-параллельным переносом.
В счетчиках с последовательным переносом i-й триггер счетчика
переключается выходным сигналом (г—1)-го триггера счетчика.
В счетчиках с параллельным переносом на все триггеры счетчика
воздействуют входной (счетный) сигнал счетчика и, кроме того,
управляющие сигналы с выходов других триггеров. В последова-
тельно-параллельных счетчиках все его I триггеров разбиты на ц
групп, в каждой из которых реализуется параллельный перенос;
сигнал переключения j-й группы создается на выходном триггере
(/—1)-й группы.
Важной характеристикой счетчика является его быстродейст-
вие, определяемое разрешающим временем /Мин. сч (или частотой
/макс= 1Дмин. сч), т. е. минимальное допустимым интервалом между
моментами поступления счетных импульсов (или их максимальной
частотой).
Синтез счетчиков с требуемыми параметрами осуществляется
методами синтеза конечных автоматов (3, 7].
Заметим лишь, что исходя из заданного коэффициента пере-
счета Кеч, определяется необходимое число триггеров 1=
=[log2Kc4.1, где И означает наименьшее целое число, большее ве-
личины х (или не меньшее, если х —целое). После выбора типа
триггеров (обычно все триггеры счетчика одинаковы) на основе
заданных правил функционирования счетчика (сформулированных
в виде таблицы переключений, графа и т. п.) определяют функции
возбуждения их входов, в соответствии с которыми синтезируются
комбинационные логические схемы управления триггерами (т. е.
схемы связей между входами одних триггеров и выходами других
и схемы подачи управляющих сигналов).
109
Рассмотрим примеры счетчиков, синтезированных на стандарт-
ных триггерах.
Двоичные счетчики с последовательным переносом. Возможны
варианты счетчиков — суммирующие, вычитающие, реверсивные.
Суммирующий /-разрядный счетчик. Пусть напри-
мер, / = 3, и коэффициент пересчета Лсч = 23 = 8. Правила функцио-
нирования счетчика заданы в таблице переключений (табл. 4.14).
Таблица 4.14 Таблица 4.15
Q3 Q, Q, 1 п п Q3 q2 Qi
0 0 0 0 0 1 1 1
0 0 11 1 1 1 1 1°
0 1 —io 2 2 1 0 J1
0 |1 11 3 3 1 1° 1°
1 Jo -ю 4 4 0 J1 —11
1 0 11 5 5 0 1 1°
1 1 —'0 6 6 0 0 —11
|1 |1 |1 7 8 1° 1° 1°
—1о Jo —ю 8 9 J1 J1 —11
Первый триггер — Г-триггер— переключается от каждого вход-
ного сигнала; каждый предыдущий триггер вырабатывает сигналы
переключения для последующего, причем сигнал переключения —
сигнал переноса — имеет место при переключении предыдущего
триггера из состояния 1 в состояние 0. При подаче Леч = 8 входных
сигналов счетчик возвращается в исходное состояние (Q = 0 0 0) и
на выходе счетчика Q3 образуется выходной сигнал (импульс, пе-
репад напряжений).
На рис. 4.20а, б приведены схемы реализации счетчика соответ-
ственно на Г- и /2-триггерах.
.£/ ГТг—ГТ—L^J
Рис.
4.20
Число импульсов, поданных на вход счетчика, можно опреде-
лить по числу импульсов на выходе и состоянием отдельных триг-
геров счетчика (последние определяются с помощью схем индика-
ции состояний триггера). Если на выходе /-разрядного счетчика
появилось в течение некоторого интервала времени М импульсов,
то на вход счетчика было подано iN импульсов, причем
N = M-2l + at2l-l+ • .+^2'-1+ • . • + а1-2°,
где щ (/=1, 2,...,/) равны либо 0, либо 1 в зависимости от со-
стояния (0 или 1) x-го триггера счетчика.
по
Заметим, что перед началом счета все триггеры должны быть
установлены в нулевое состояние. Для этого обычно подается спе-
циальный импульс гашения на общую шину — так называемую ши-
ну гашения или установки 0.
Вычитающий счетчик. Функционирование вычитающего
счетчика иллюстрируется на примере трехразрядного счетчика таб-
лицей переключений (табл. 4.15).
Как видно, здесь переключение f-го триггера происходит при
переходе (i—1)-го триггера из состояния 0 в состояние 1. Следова-
тельно, в схеме на Т-триггерах (см. рис. 4.20а) следует счетный
вход очередного триггера подключить не к инверсному, а к прямо-
му выходу предыдущего триггера.
Реверсивный счетчик. Реверсивный счетчик имеет наря-
ду с информационным входом дополнительный вход F, на который
подаются управляющие сигналы: при Fh=l счетчик на А-м такте
работает как суммирующий, а при Fh = 0 — как вычитающий [3, 7].
Двоичные счетчики с параллельным переносом. Для увеличения
быстродействия в счетчиках вводится параллельный перенос; вход-
ной информационный сигнал подается на. входы всех триггеров,
кроме того, на входы триггеров подаются (обычно через КУ)
управляющие сигналы, вырабатываемые на выходах предшествую-
щих триггеров.
Счетчики с параллельным переносом чаще всего реализуются
на //(-триггерах с встроенными схемами совпадения по входам
У, К [3, 7].
Недвоичные счетчики. Пусть требуется построить счетчик с
коэффициентами пересчета (т — целое число), т., е.
21~'<КСЧ<21, I — целое число; частным случаем недвоичного счет-
чика, как отмечалось, является десятичный счетчик. Для реализа-
ции такого счетчика необходимое число триггеров / = flog2 Кеч]- Од-
нако счетчик на I триггерах, как было показано выше, имеет 21
устойчивых состояний и, следовательно, должны быть исключены
N = 2l—Кеч — избыточных устойчивых состояний.
Последнее реализуется различными способами. В схемах на
дискретных компонентах широко применяется метод введения об-
ратных связей [3, 7], в ИС — другие методы. Пример структурной
схемы счетчика с обратными связями показан на рис. 4.21а; в
ш
счетчике с / = /1 + /2 + /з триггерами /2 триггеров охвачены обратной
связью, т. е. сигнал, образующийся на выходе группы из /2 триг-
геров, вновь подается на вход этой группы. Для того чтобы интер-
вал времени между входным импульсом и импульсом обратной
связи, поступающим на вход триггера, был бы достаточным для
выполнения счета, в цепь обратной связи вводят элемент задержки,
а импульсы на вход соответствующего триггера подают через эле-
мент ИЛИ, или непосредственно на S-вход К5Т-триггера.
Выходной импульс группы /1 получается при подаче на ее вход
2г« импульсов; выходной импульс группы /2 получается каждый раз,
когда число входных импульсов на ее входе равно 2Z« — 1 (так как
к входным импульсам этой группы добавляется один импульс каж-
дый раз, когда появляется выходной импульс группы /2); один им-
пульс на выходе группы /3 получается при поступлении на ее вход
2/з импульсов.
Таким образом, для схемы рис. 4.19а коэффициент пересчета
tfc, = 2z*- (21*—1)-2,* = 2I—2I1+Z*
Рассуждая аналогично, можно построить схемы счетчиков с
произвольно заданными целыми коэффициентами пересчета.
В интегральной схемотехнике для реализации схем с обратны-
ми связями используются D- и //(-триггеры с дополнительными
/?-, S-входами и тем самым уменьшается число дополнительных
логических элементов, необходимых для ввода сигналов обратной
связи.
В качестве примера рассмотрим схему счетчика с КСч = 3, со-
держащую Z=[log2 Лсч1=2 триггера. Такой счетчик имеет 22 = 4
устойчивых состояния и число избыточных состояний равно 4—3=1.
Пусть, например, требуется исключить состояние счетчика (11),
т. е. оставить состояния 0 0, 0 1, 10; с этой целью достаточно при
использовании УК-триггеров /-вход первого триггера соединить с
инверсным выходом второго (рис. 4.216). Более сложные примеры
недвоичных счетчиков и методика их синтеза приведены в [7].
Глава 5
ФОРМИРОВАТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ
5.1. ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ ИМПУЛЬСОВ
Общие сведения. Ограничителем называют четырехполюсник,
на выходе которого напряжение аВых(0 остается практически на
постоянном уровне, когда входное напряжение uBX(Z) либо превы-
шает некоторое пороговое значение С/'пор (ограничение сверху, или
по максимуму), либо принимает значение ниже порогового С^'пор
(ограничение снизу, или по минимуму), либо выходит за пределы
пороговых уровней С/'пор и 17"пор (двустороннее ограничение). Те
112
значения входного сигнала, которые лежат между пороговыми
уровнями, воспроизводятся на выходе без искажения. Другими
словами, ограничитель является нелинейным четырехполюсником,
обладающим в идеальном случае линейно-ломаной характеристи-
кой uBblT=f(uBX); пример характеристики двустороннего ограничи-
теля показан на рис. 5.1а (характеристика не обязательно должна
проходить через начало координат).
uh
Рис. 5.1
Для ограничения сигналов по амплитуде применяются ключе-
вые элементы— диодные и транзисторные ключи на дискретных
или на интегральных компонентах (при использовании транзистор-
ных ключей наряду -с ограничением можно получить и усиление
сигналов).
В простейшем случае ключ — двухполюсник (например, ключ
на диоде), и в зависимости от способа включения ключа различа-
ют последовательные (рис. 5.16) и параллельные (рис. 5.1в) схемы
ограничителей; последовательная схема работает в режиме огра-
ничения, когда ключ Кл разомкнут, а параллельная — когда ключ
Кл замкнут. Уровень и порог ограничения могут быть заданы с
помощью дополнительных источников напряжения, включаемых в
схему.
Основными требованиями к ограничению являются: высокая
стабильность положения точек излома его характеристики, высо-
кая четкость ограничения (т. е. высокое постоянство выходного на-
пряжения в области ограничения), высокая линейность схемы в
области пропускания (вне области ограничения). Качество ограни-
чения характеризуется коэффициентами передачи (отношением
приращений выходного и входного напряжений) в области ограни-
чения Логр и в области пропускания
При ограничении импульсов возможно растягивание фронтов
из-за переходных процессов в ограничителе, связанных, главным
образом, с перезарядом паразитных емкостей (с инерционностью
электронных приборов в микросекундном диапазоне — диодов,
транзисторов — можно обычно не считаться).
113
Диодные ограничители, как было отмечено, бывают последова-
тельные и параллельные.
Последовательные диодные ограничители. На
рис. 5.2а, б изображены схемы последовательных диодных ограничи-
телей сверху и снизу соответственно. Переход ограничителя из ре-
вых
0-
Л.
д
LCM
•0
0
R
и8ых
Рис. 5.2
жима пропускания в режим ограничения и обратно происходит со-
ответственно при запирании и отпирании диода; примем условно,
что это имеет место при ид=0. При ад>0 диод открыт и
и =___________R и ^пр + Rr £
вых.пр Л + Лпр + Лр вх+ Л + /?пр + ₽г £см.
где 7?пр — среднее значение прямого сопротивления диода; RT —
внутреннее сопротивление генератора входного напряжения или
^вых.пр = ^Спр^ВХ “Ь (1 ^ПР)^СМ» (5-0
где /Спр = Д «вЬ1х/ЛИвх = Я/(Я + Япр + Яг)-
При ИдСО диод заперт и
„ ______В._____и I ^°бр + р
«ВЫХ.ОГР- я + /?обр + яг R + Ro6p + Rr
где 7?обр — среднее значение обратного сопротивления диода или
^вых.огр = Аогр^вх “Ь 0 *огр) ^СМ, (5*2)
где /Corp = Л/ (R +Лобр+^?г) •
Если выполняется условие
Япр + Л « Добр + Rr, [ (5.3)
ТО /Спр^!» /Corp 3 И ^вых.пр ^ВЫХ> ^вых.огр (5.5)
Заметим, что условие ад = 0 выполняется при ивт=ЕСм\ таки^м
образом, и порог ограничения, и уровень ограничения при выполне-
нии (5.3) практически равны опорному напряжению £См- Изменяя
значение и полярность ЕСм, можно в широких пределах изменять
порог и уровень ограничения.
Параллельные диодные ограничители. Схемы па-
раллельных диодных ограничителей сверху и снизу приведены на
рис. 5.3а, б.
114
Коэффициент передачи в режиме пропускания (при запертом
диоде, т. е. при ад<0)
^пр = ^нобр/(^н.обр+^о), (5-6)
где /?н. обр = /?н||#обр~Ян, так как обычно Яобр^>Яц. В режиме огра-
ничения при «д>0
Логр = Ян.пр/(Ян.пр + Яо), (5.7)
где Яя. пр = Я||Япр~ЯПр (предполагается, что сопротивление генера-
тора Яг учтено в ограничивающем сопротивлении Яо).
I) I)
Рис. 5.3
Выходное напряжение в режимах пропускания и ограничения
определяется по-прежнему (5.1) и (5.2) с учетом значений /Спр
(5.6) и Яогр (5.7). Если выполняется условие ЯПр<СЯо<СЯн<СЯобр,
то Апр~1, Логр~0; уровень ограничения (и порог ограничения),
как и в последовательном ограничителе, определяется опорным
напряжением Есм.
Влияние паразитной емкости на работу ограничителя проил-
люстрируем на примере рис. 5.3а при Есм = 0. Во время положи-
тельного импульса выходное напряжение почти равно нулю (рис.
5.Зе). При подаче отрицательного перепада диод запирается, и
суммарная паразитная емкость С0=Сд+Сн + См, где Сд — емкость
диода, Сн — емкость нагрузки, См — емкость монтажа, заряжается
с постоянной времени т= (Яо11Ян)С’о~Яо.нСо~ЯоСо, где Я0.н =
= Яо11Ян. За время >/1ф = ЗЯо.нС выходное напряжение иВых практи-
чески достигает установившегося значения — Е". При появлении
положительного перепада емкость Со стремится перезарядиться до
значения Е1 с той же постоянной времени т—7?0.нС0. Однако, как
только напряжение иъых.достигает нулевого значения, отпирается
диод, и дальнейший заряд емкости практически прекращается. По-
этому длительность фронта £°ф будет меньше длительности фрон-
та /’ф. Согласно (1.2)
115
в частном случае при Е'=Е"
/ф = CqR0 н In 2 « 0,7 C0R0 н.
(5.8)
Двусторонний диодный ограничитель, предназна-
ченный для ограничения сверху и снизу, можно получить путем
соединения односторонних ограничителей. Для этого могут исполь-
зоваться схемы как с последовательным, так и с параллельным
ограничителями. На рис. 5.4а приведен пример схемы двусторон-
него параллельного ограничителя.
Усилители-ограничители. Транзисторный ключ, а также тран-
зисторные логические элементы, рассмотренные в гл. 2, могут ис-
пользоваться в качестве ограничителей, имеющих два порога огра-
ничения: первый порог определяется уровнем входного напряже-
ния uBX(if), ПРИ котором транзистор (или логический элемент) за-
перт, а второй — уровнем uBX(Z), при котором транзистор (ЛЭ) на-
сыщен.
В режимах отсечки и насыщения коэффициент передачи Логр~0,
выходное напряжение практически не зависит от входного (в тран-
зисторном ключе ивых^Ек в режиме отсечки и аВых=^к.н~0 в ре-
жиме насыщения).
Усилитель-ограничитель в режиме двустороннего ограничения
часто применяется для формирования из синусоидального напря-
жения импульсов с крутыми фронтами, при этом рабочая точка
(при авх=0) на характеристике ik = f(uh) выбирается вблизи уров-
ня Ек!%. В таком случае ограничителем пропускаются наиболее
крутые участки синусоиды, и при большом коэффициенте усиления
выходные импульсы обладают короткими фронтами.
Если, например, подать синусоидальное напряжение ивх=
= {77п81п(о/ на вход двустороннего ограничителя с уровнями огра-
ничения + £см и — Есы, то на выходе получим напряжение трапе-
цеидальной формы с длительностью фронта /ф. В соответствии с
116
рис. 5.46 £см=^7п5т((1>/ф/2); если /ф<^0 = 2л/со, можно положить
sin(<х>|/ф/2) ~<х>^ф/2 и ЕСм~ £Лп(о^ф/2, откуда
2 ^см 1 ® £см
Ф Um ® Л Um
Следовательно, длительность фронта выходного напряжения тем
меньше, чем меньше отношение ЕСм/£Лп. Путем многократного огра-
ничения и последующего усиления можно получить прямоугольное
напряжение с весьма крутыми фронтами.
Если входное синусоидальное напряжение генерируется высоко-
стабильным генератором, то период следования и временное поло-
жение перепадов выходного напряжения также высокостабильны.
В качестве усилителя-ограничителя может быть использована
также цепочка логических элементов (см. § 3.2).
5.2. КОМПАРАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ФИКСАТОРЫ
УРОВНЯ
Компараторы напряжения (КН), или сравнивающие устройст-
ва— это устройства, предназначенные для получения перепада на-
пряжения или короткого импульса на выходе иВЫх в момент ра-
венства двух входных напряжений — опорного иоп и входного сиг-
нала ивх (рис. 5.5а). Характеристика иВых=/:(ид), где ид=ивх—иОпг
Рис. 5.5
идеального КН имеет вид, показанный на рис. 5.56. Напряжение
на выходе изменяется скачком в момент, когда разностное напря-
жение Нд=0, т. е. например
{Е1 (логическая 1) при ад>0,
Е° (логический 0) при ад<0.
На рис. 5.5в приведены в качестве примера временные диаграм-
мы напряжений компаратора.
Основными параметрами, характеризующими КН, являются:
стабильность момента сравнения и момента формирования выход-
ного перепада напряжения; быстродействие (длительность фрон-
та выходного перепада); входное сопротивление; разрешающая
117
способность КН (минимальное значение ад, при котором КН на-
дежно срабатывает).
Роль КН могут выполнять такие, рассматриваемые ниже,
устройства, как триггеры Шмитта, мультивибраторы и блокинг-
генераторы в ждущем режиме. В качестве простейшего КН может
служить последовательный диодный ограничитель (см. § 5.1). В
большинстве случаев, однако, КН представляет собой дифферен-
циальный усилитель, выходной сигнал которого возбуждает вы-
ходной каскад — формирователь (триггер или логический элемент),
формирующий уровни напряжения, совместимые с уровнями на-
пряжения других цифровых или импульсных устройств, синтезиро-
ванных на тех или иных элементах (например, типа ТТЛ, МДП).
Компараторы напряжения широко применяются в качестве
нулъ-органа (устройства, формирующего метку-импульс или пере-
пад напряжений всякий раз, когда напряжение «вх(0 принимает
нулевое значение) в селекторах импульсов (см. гл. 8), в устройст-
вах управляемой задержки импульсов (см. гл. 8), в устройст-
вах преобразования уровня аналогового напряжения во временной
интервал, в интегральных таймерах и т. п.
Динамическое смещение. Фиксаторы уровня. Передача перемен-
ного напряжения от одного каскада к другому часто осуществляет-
ся через разделительные /?С-цепи. При передаче периодического
напряжения разделительный конденсатор заряжается в стационар-
ном режиме до уровня, определяемого постоянной составляющей
передаваемого напряжения. Если, например, передаваемое напря-
жение симметрично, т. е. его постоянная составляющая равна ну-
лю, то и среднее за период значение напряжения на конденсаторе
также равно нулю. Это имеет место при условии, когда заряд
конденсатора в течение одной части периода и его разряд в тече-
ние другой части происходят с одной и той жё постоянной времени.
Если периодическое напряжение передается через разделитель-
ный конденсатор на ограничитель (рис. 5.6а), то сопротивления
цепей заряда и разряда оказываются неодинаковыми. При этом
разделительный конденсатор зарядится в стационарном режиме
до некоторого постоянного напряжения даже при отсутствии по-
стоянной составляющей входного напряжения, и напряжение на
конденсаторе явится дополнительным напряжением смещения, ко-
торое совместно с напряжением внешнего источника смещения
-определит порог и уровень ограничения. Это дополнительное сме-
щение будем называть динамическим смещением, в отличие от
статического смещения, определяемого внешним источником.
Пусть, например, на вход схемы рис. 5.6а подано периодическое
напряжение авх(/), форма которого показана на рис. 5.66. Когда
диод открыт, конденсатор С заряжается, причем сопротивление за-
рядной цепи /?зар= (Л+Лпр)Ц/?р-^р(7?+Лр). В течение той части
периода, когда диод заперт, конденсатор разряжается, причем со-
противление разрядной цепи ^?Раз=Лр|| (/?+Л)бр) ~^?р.
В стационарном режиме приращение напряжения Au+C на кон-
денсаторе во время заряда равно убыли напряжения \и~с во вре-
118
мя разряда, и из равенства | Ли+С | = | Ьи~с | определяется значение
среднего уровня напряжения UQ на конденсаторе [9].
Во многих случаях приходится принимать специальные меры
для уменьшения динамического смещения. Существенно, что на-
пряжение UQ зависит от формы входного напряжения и от скваж-
ности входных импульсов; поэтому стабильность порога и уровня
ограничения зависит от стабильности формы и скважности вход-
ных импульсов.
С другой стороны, динамическое смещение часто используется
для фиксации определенного постоянного уровня напряжения. На
рис. 5.6в приведена схема фиксации начального уровня положи-
тельных импульсов. Параллельно сопротивлению нагрузки 7? вклю-
чен диод, обладающий в открытом состоянии малым внутренним
сопротивлением. В течение времени действия положительного им-
пульса конденсатор заряжается, причем постоянная времени за-
рядной цепи т3ар~ С(/?+7?г), где Rr — внутреннее сопротивление
источника входного напряжения. Во время паузы диод от-
крыт и конденсатор разряжается через него, причем по-
стоянная времени тзар~ С(7?Пр + 7?г).
Если сопротивления 7?г и 7?Пр много меньше сопротивления на-
грузки 7?, то Траз<Стзар. При этом в режиме динамического равнове-
сия конденсатор С оказывается заряженным до уровня Uo~E, что
приводит к смещению кривой иВЫх вверх на значение Е (рис. 5.6г).
Таким образом, импульсы напряжения f/вых оказываются зафикси-
рованными снизу на нулевом уровне. Если на вход схемы подавать
отрицательные импульсы, то на выходе их вершины окажутся за-
фиксированными на нулевом уровне. Для фиксации начального1
уровня отрицательных импульсов и вершин положительных следу-
ет в схеме рис. 5.6в изменить полярность включения диода. Уровень
фиксации можно изменять введением напряжения смещения EcyS).
119
5.3. ФОРМИРОВАТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ ИЗ ПЕРЕПАДОВ
НАПРЯЖЕНИЯ
Формирователи на дискретных биполярных транзисторах. Во
многих случаях требуется укорочение импульса или формирование
из входного перепада напряжения импульса с крутым фронтом.
В качестве укорачивающей цепи обычно применяется /?С-цепь
(иногда /?Л-контур, роль которого чаще всего выполняет импуль-
сный трансформатор). Амплитуда и длительность выходного уко-
роченного импульса зависят не только от параметров укорачиваю-
щей цепи, но и от параметров входного импульса (его амплитуды,
крутизны фронта). Для получения коротких импульсов с достаточ-
но большими амплитудами укорачивающие цепи применяются в
совокупности с ключами-усилителями. При этом укорачивающая
цепь может быть включена как на входе, так и на выходе усили-
теля; однако при использовании биполярных транзисторов обычно
используется включение /?С-цепи на входе усилителя (рис. 5.7а).
Рис. 5.7
Принцип работы формирова-
теля заключается в следующем
(рис. 5.76). В исходном состоя-
нии транзистор заперт. При по-
даче перепада UmBT транзистор
отпирается, ток базы /б после на-
чального скачка убывает вследствие заряда конденсатора С. Пред-
полагается, что отпирающий ток базы — сильный сигнал и коллек-
торный ток возрастает практически по линейному закону; за вре-
мя /°ф коллекторный ток достигает уровня /к.н=£кД?к и напряже-
ние ик достигает уровня ак.н«0.
120
Транзистор оказывается в режиме насыщения — формируется
плоская вершина. По мере спада тока базы происходит рассасы-
вание избыточного заряда; в момент Л 1б = /б.н, но из-за инерцион-
ности транзистор еще насыщен; в момент t2 транзистор выходит
из насыщения и в дальнейшем благодаря смещению запирается^
входное напряжение теперь уравновешивается напряжением на
конденсаторе. Для быстрого восстановления после окончания вход-
ного импульса в формирователь включается диод Д, через который
быстро разряжается конденсатор С.
Для грубой оценки длительности /и можно не учитывать инер-
ционность транзистора и предположить, что избыточный заряд в
базе после включения транзистора весьма быстро достигает мак-
симального уровня, и, кроме того, предположить, что процесс рас-
сасывания идет от момента tQ до момента ti~t2, когда ток 1б~
~Л).Н=Л{.н/Р-
При этих предположениях согласно (1.2)
+ , (5.10>
l'S| + '«,
где Тс~ С(7?г+^вх) ; /°б = —Е$1 (Re + /?вх); Л)т=(£Лпвх ^б)/С^г-Е
+(/?вх); Rb* — входное сопротивление открытого транзистора.
Формула (5.10) позволяет выбрать постоянную времени укора-
чивающей цепи при заданном значении /и.
Функциональная схема формирователя прямоугольных импуль-
сов на ИС и элементе задержки. В настоящее время для формиро-
вания прямоугольных импульсов широко применяются ИС и эле-
менты задержки (см. § 3.6).
Вначале рассмотрим принцип работы формирователя на эле-
ментах И—НЕ. Основная структурная схема формирователя с эле-
ментом задержки и идеализированные временные диаграммы при-
ведены на рис. 5.8 и 5.9. Пусть t3D — время задержки перепада на-
пряжения элементом задержки D. В исходном состоянии ивх =
= £°(0) и ^вых=£1(1).
В момент t' входной сигнал принимает значение Е1 (1). Через
интервал /З.ср (точнее — через /103)—в момент t"— появляется
отрицательный перепад на выходе Э\ и одновременно напряжение
на выходе Э2 нВых становится равным Е°(0), так как при t>t' на
обоих входах Э2 действуют сигналы 1. Через интервал времени
Z°3D — времени задержки отрицательного перепада элементом за-
держки D, т. е. в момент f' + /°3D, низкий уровень напряжения Е°
(сигнал 0) появляется на входе элемента Э2 и вновь по истечении
^з.ср (точнее, /013) элемент Э2 переключается в состояние 1,
^ВЫХ = £1‘
Таким образом, на выходе формируется импульс, длительность
которого
iu^t°3D + t3.eP- (5.11>
121
В момент t'" при изменении входного напряжения от Е1 до Е°
происходит восстановление исходного состояния; как видно из вре-
менной диаграммы, длительность восстановления
*вос = ^зО +4.ср» (5*12)
где — задержка положительного перепада элементом задержки.
Обычно ^зл^^з.ср, и за длительность импульса принимается
/и~/°зп; аналогично /Вос~^зп.
В связи с этим в дальнейшем на временных диаграммах интер-
валы /З.ср не показаны, т. е. в формирователях элементы Э\ и Э2
предполагаются безынерционными (</3.ср~0). Часто в элементах
задержки ^зв—^зв; в этих случаях будем опускать верхние индек-
сы; ^03D = l/13D = ^3D-
Структурная схема формирователя с элементом задержки D
на элементах ИЛИ—НЕ не отличается от рассмотренной; импульс
формируется при подаче на вход отрицательного перепада напря-
жения (т. е. при изменении ивх от Е1 до Е°); при этом на выходе
формируется положительный импульс с длительностью tK^t3D\ вос-
становление исходного состояния происходит при подаче на вход
положительного перепада.
Формирователь с элементом задержки на интегральных логи-
ческих элементах. В тех случаях, когда требуемая длительность
формируемого импульса мала (десятки или сотни наносекунд), в
качестве элемента задержки D в структурной схеме рис. 5.9а ис-
пользуется цепочка из т последовательно включенных логических
элементов (см. гл. 3), причем т — четное число: m = 2i, i= 1, 2, 3 ...
(рис. 5.10).
Время задержки перепадов напряжения здесь будет
t3 = т /э.ср = 2 i /зср, (5.13)
где |/3.ср — среднее время задержки одного элемента И—НЕ.
122
Согласно (5.11) и (5.12) длительность формируемого импульса-
/и = 2 i /3 ср 4~ /эср э (5.14)?
и длительность восстановления (паузы)
^ВОС == 2 i t3 Ср + t3 ср.э,
где /з.ср.э — среднее время задержки элементов и Э2.
Рис. 5.10
21 элементов
Обычно для получения импульсов с крутыми фронтами элемен-
ты 31 и Э2 выбираются более быстродействующими, чем элементы
цепи задержки Z); например, и Э2— элементы И—НЕ серии 155-
с /3.ср^20 нс, а элементы цепи задержки — серии 134 с ксР~
— 120 нс; очевидно, что в этих случаях /и~^3.ср = 2й3.Ср; Люс —
— 2й3.ср. Например, при zn = 2i = 4 и Л.ср=120 нс получим импульсы
длительностью /и = 480 нс.
Формирователь с RC-элементом задержки может быть реализо-
ван по схеме, в которой при формировании выходного импульса
имеет место заряд или разряд конденсатора. .
Процессы в формирователе. Для формирования отно-
сительно длинных импульсов элемент задержки D в схеме рис. 5.8
реализуется в виде /?С-цепи (интегрирующей /?С-цепи). На рис.
5.11а, б приведены принципиальная схема формирователя и идеали-
зированные временные диаграм-
мы, иллюстрирующие его работу
(идеализация заключается в пред-
положениях идеализированной
передаточной характеристики эле-
ментов И—НЕ, отсутствия задер-
Рис. 5.11
123
жек в элементах: i/3.cp=O, выходные сопротивления элементов рав-
ны нулю, входные сопротивления элементов бесконечно велики).
В исходном состоянии авх=Е°(0), элементы Э\ и Э2 закрыты, на
их выходах высокие уровни напряжения: иВых = Е1, uc(0) =иВх2 = Е'1.
В момент t' на вход Эх поступает положительный перепад напря-
жения, вследствие чего элементы Э\ и Э2 переключаются в состоя-
ние 0 и конденсатор С разряжается через резистор R и выходную
цепь элемента В момент t", когда Uw2(t") =Un0Pt элемент Э2
переключается в состояние 1. Таким образом, на выходе форми-
руется прямоугольный импульс, длительность которого определяет-
ся временем разряда конденсатора от уровня Е1 до Unop.
При подаче на вход отрицательного перепада напряжения (мо-
мент f") восстанавливается исходное состояние формирователя; в
процессе восстановления конденсатор заряжается до уровня Е1.
Количественные соотношения для идеализированной
схемы. Из временной диаграммы рис. 5.116 согласно (1.2) получа-
ем для длительности импульса
= RC ,n lrE1~EL ^RC ,n -7T-‘ (5-15)
tAiop E* U nop
так как Е0<1/Пор, E1.
Пример. Для элементов ТТЛ серии 155, при /? = 500 Ом, С=6800 пФ,
£!=3,5 В, Е°=0,1 В, Г/Пор = 1,5 В получаем /и = 3,4 мкс. Длительность импульса
можно регулировать изменением сопротивления /?.
Длительность восстановления (на 5%-ных уровнях) /вос~ 3RC.
Для сокращения длительности восстановления можно шунтировать
резистор R диодом Д: заряд конденсатора С будет происходить
выходным током элемента Э\ через диод Д. Однако при этом воз-
можна перегрузка элемента т. е. выходной ток элемента может
превосходить допустимое значение /доп, поэтому целесообразно пос-
ледовательно с диодом включить ограничивающее сопротивление
/?огр=(£1—^д)//доп. Например, при /дОП=20 мА, Е1 = 3,5 В, [/д=
= 0,8 В получаем i/?Orp=130 Ом.
Условия нормального функционирования и вы-
бор параметров формирователя. 1. Влияние неидеаль-
ности характеристик логических элементов на длительность им-
пульсов.
Пусть в формирователе используются ТТЛ-элементы с харак-
теристиками, приведенными на рис. 5.12а. При этом временная
диаграмма напряжения на конденсаторе ис(0=ивх2(0 имеет вид,
показанный на рис. 5.126. В начале разряда конденсатора С вход-
ной ток элемента Э2 весьма мал, так как иВХ2>Уг; поэтому напря-
жение на нем стремится к уровню EQ на открытом элементе Э\.
Когда напряжение аВХ2 на входе элемента Э2 достигает значе-
ния Vi, появляется входной ток элемента Э2 и поэтому увеличи-
вается уровень, к которому стремится напряжение на конденсаторе
С; изменение этого уровня происходит далее и при напряжении
иВх2=У", так как при этом напряжении изменяются входные па-
раметры элемента Э2, т. е. изменяется его шунтирующее действие.
124
Этот уровень на рис. 5.126 обозначен иВХ2мин. В результате изме-
няется и длительность формируемого импульса. В дальнейшем при
рассмотрении процессов формирования и генерирования импульсов
относительно большой длительности будем пользоваться идеали-
зированной передаточной характеристикой, т. е. будем считать, что
переключение элемента происходит скачком, как только управля-
ющее входное напряжение достигает некоторого усредненного по-
рогового урОВНЯ t/nop.
2. Для получения одинаковых уровней напряжения на выходе
формирователя до начала формирования импульса и после окон-
чания формирования, равных f1, необходимо, чтобы конденсатор
разрядился до напряжения, меньшего или равного V': аВх2мин^У'.
3. Условие обеспечения нормального режима работы элемента
Э\. Для того чтобы элемент Э\ не перегружался во время работы,
необходимо, чтобы максимальное значение тока ic. макс через от-
крытый элемент определяемое током разряда конденсатора,
(при отсутствии /?Огр), не превышало допустимого значения /доп:
*о.макс“’ ~ 7? <^/доп ^/1макс,
где п — нагрузочная способность ТТЛ-элементов (обычно п=10);
/1 макс — максимальное значение входного тока элемента, следова-
тельно,
> /?мин ~ ^//доп = А макс- (5.16)
4. Выбор сопротивления R. Минимальное сопротивление R опре-
деляется из (5.16). Заметим, что при этом обеспечивается макси-
мальная скорость разряда конденсатора С и минимальная дли-
тельность фронта импульса (поэтому, как правило, R выбирают
близким к 7?мин). При выбранном R должно выполняться условие
^вхгмин^У7. Для обеспечения указанного условия необходимо,
чтобы (см. рис. 5.12а)
Я<Янр«(Р-Е°)//1. (5.17)
125
Если окажется, что /?1Ф</?Мин, то выходные уровни напряжения
при /?=i/?mhh до начала формирования импульса и после его оконча-
ния будут разными. Устранить указанный недостаток можно путем
последующего ограничения и усиления формируемого импульса
дополнительными логическими элементами или путем использова-
ния логических элементов с большой нагрузочной способностью.
5. Выбор емкости С. Емкость конденсатора С выбирается из
условия получения необходимой длительности импульса /и согласно
(5.15)
C«/H//?ln(£Wnop). (5.18)
6. Длительность формируемого импульса ограничена сверху.
При большой длительности импульса скорость изменения напряже-
ния на конденсаторе (и на входе элемента Э2) может стать столь
малой, что элемент Э2 может самовозбудиться.
Схема формирователя с RC-элементом задержки на логических
элементах ИЛИ—НЕ (СЭЛ) аналогична схеме рис. 5.11а; однако
формирователь на элементах ИЛИ—НЕ управляется отрицатель-
Рис. 5.13
ным перепадом, и формирование
выходного положительного им-
пульса происходит в процессе за-
ряда конденсатора С.
Схема формирователя с RC-
элементом задержки на элемен-
тах И—НЕ, в которой выходной
отрицательный импульс формиру-
ется во время заряда конденсато-
ра С, а не разряда, как это имело
место в схеме рис. 5.11а, приве-
дена на рис. 5.13.
Отрицательный входной пере-
пад при инвертируется эле-
ментом 31 и на выходе схемы (аВых) также образуется отрицатель-
ный перепад; одновременно при t = t' начинается заряд конденса-
тора через резистор R выходным током закрытого элемента. Эр
В момент t'" напряжение ис = ивт2 достигает порогового уровня
126
(Упор, элементы Э2 и Э3 переключаются; на выходе формируется им-
пульс длительности
1И « RC In [(Е1—f0)/^1—(Упор)] (5.19)
(более точно можно оценить /и,
если учесть входное сопротивле-
ние элемента Э2). В момент t" от-
крывается элемент конденса-
тор С разряжается и восстанав-
ливается исходное состояние схе-
мы! /вое 3 КС.
Формирователь с укорачиваю-
щей (дифференцирующей) цепью.
На рис. 5.14а, б показана возмож-
ная схема формирователя и ил-
люстрирующие ее работу идеали-
зированные временные диаграм-
мы (без учета собственных за-
держек логических элементов, ко-
нечной длительности фронтов и
т. п.).
При авх=£’1 элемент Э\ от-
крыт, аВых1 = £°, напряжение на
входе Э2 минимально, элемент Э2
закрыт; если Э2 — элемент ТТЛ,
то, учитывая эквивалентную схе-
му входной цепи закрытого эле-
мента, можно записать для авх2
и ис в исходном состоянии (см.
Рис. 5.14
§ 3.4): аВхг(0)—^вхгмии—~~ (Е—аб.э.м) и ас(0)—Е®—aBX2(0)-
В момент t' на вход элемента Э\ подается отрицательный перепад
напряжения и этот элемент закрывается, на его выходе образуется
положительный перепад напряжения, который передается через
конденсатор С на вход элемента Э2) и последний отпирается; в мо-
мент скачка напряжение wBX2(f) имеет наибольшее значение:
^вх 2 (О = ^вх 2 макс (Е1 — (0))/(Квых 1 “F
где 7?Вых 1 — выходное сопротивление закрытого элемента С за-
пиранием Э1 начинается заряд конденсатора С; по мере роста на-
пряжения ис уменьшается зарядный ток, уменьшается напряжение
иВых 2 и при достижении им порогового уровня (Упор начинает запи-
раться элемент Э2. Таким образом, на выходе формируется прямо-
127
угольный импульс, длительность которого определяется согласно
(1.2):
= С 4" ^вых 1) In (^вх 2 макс/^пор)« (5.20)
(Принято Ubj. 2 мин<С^пор.) В момент t'" на вход подается положи-
тельный перепад напряжения, элемент отпирается, конденсатор
С при t>t" разряжается через выходное сопротивление открытого
элемента и диод Д, который включается для уменьшения амплиту-
ды отрицательного выброса напряжения авх2 (при этом также
уменьшается и длительность установления исходного состояния
схемы).
Заметим, что для нормального функционирования формирова-
теля необходимо, чтобы, во-первых, ивх г(0) = ивх 2 мин<£Аюр, т. е.
(Е э м) R/ (Д + -^?б) ^Лгор или
R < ^макс= ^пор ^б/(£ ^б.э.м ^пор) (5*21)
И, ВО-ВТОрЫХ, Ubtl 2 макс> t/nop, Т. е. (ЕХ—Ис (0) )/?/(7?ВЫх+ /?) > ^пор
ИЛИ
> ^мин = ^вых 1 ^пор/(^—ис (0) — ^пор). (5.22)
Следовательно, сопротивление R ограничено и сверху и снизу.
Пример. При /?б = 4 кОм, /?выи = 40 Ом, £! = 3,5 В, Е°=0,2 В, Е=5 В,
^по₽ = 1,5 В, С/б.8.м=0,8 В, ис (0) = 1 В получаем, что сопротивление 2? должно
удовлетворять условиям 60 Ом<£<2,2 кОм.
На практике используется и другой вариант формирователя, в
котором импульс положительной полярности формируется при за-
ряде С. Здесь резистор 7? подключен к источнику питания логиче-
ского элемента +Е, а не к земле.
Сокращение длительности фронтов. Во всех рассмотренных схе-
мах формирователей длительности фронтов импульсов могут быть
сокращены путем их нормализации (см. § 3.2), т. е. последователь-
ного подключения к формирователю дополнительных логических
элементов, выполняющих здесь, по существу, роль усилителей-огра-
ничителей.
5.4. ФОРМИРОВАТЕЛИ С ЛИНИЯМИ ЗАДЕРЖКИ
Линии задержки (ЛЗ). Как известно из курса «Теория линей-
ных электрических цепей» [16], ЛЗ — это линейный четырехполюс-
ник, на выходе которого входной сигнал (импульс) воспроизво-
дится с временной задержкой /3 (рис. 5.15а).
Для неискаженной передачи сигнала необходимо, чтобы ЛЗ об-
ладала идеальными частотными характеристиками в полосе частот,
занимаемой спектром сигнала, т. е. равномерной амплитудно-ча-
стотной характеристикой и линейной фазочастотной характеристи-
кой. Наклон фазочастотной характеристики dyld® определяет вре-
мя задержки линии. Для неискаженной передачи сигнала произ-
вольной формы, в том числе перепадов напряжения и коротких
импульсов с крутыми фронтами, ЛЗ должна обладать идеальными
частотными характеристиками во всей бесконечной полосе частот.
128
Однако цепи с такими идеальными характеристиками физически
неосуществимы. Поэтому на практике требуют, чтобы характери-
стики ЛЗ в полосе частот, где сосредоточен основной спектр пере-
даваемого сигнала, были более или менее близки к идеальным.
Рис. 5.15
В качестве ЛЗ чаще всего применяются искусственные линии
с сосредоточенными параметрами. Такие линии позволяют получить
заданное время задержки t3 при меньшем объеме линии, но с боль-
шими искажениями сигнала, чем при использовании линий с рас-
пределенными параметрами.
Линия задержки с сосредоточенными параметрами состоит из
ряда последовательно соединенных звеньев фильтров нижних ча-
стот [12]. Формирование импульсов с помощью ЛЗ основано на ис-
пользовании явления отражения электромагнитных волн, распро-
страняющихся вдоль линии.
Если линия разомкнута на конце, то распространяющаяся вдоль
линии волна (напряжения или тока) отражается от конца без пе-
ремены знака: напряжение и ток в отраженной волне соответствен-
но равны напряжению и току в падающей, в результате на нагруз-
ке /?н=°° напряжение удваивается, а ток обращается в нуль: ин=*
= ^пад 4" ^отр = 2^пад‘, ^*н== ^пад—^отр = О»
Если линия короткозамкнута на конце (/?н=0)\ то волна отра-
жается с переменой знака и при этом напряжение на конце обра-
щается в нуль, а ток удваивается. Если 7?н=р (р — волновое со-
противление линии), отраженная волна отсутствует и при дости-
жении волной конца линии устанавливается стационарный режим;
при 0<t/?H=/=p<oo имеет место частичное отражение. Отраженную
волну, идущую к началу линии, можно рассматривать как падаю-
щую, движущуюся в обратном направлении. В зависимости от
соотношения внутреннего сопротивления источника напряжения /?Р
и волнового сопротивления р в начале линии будет иметь места
соответствующий процесс отражения.
Заметим, что на практике при применении ЛЗ часто стараются
согласовать внутреннее сопротивление источника с волновым со-
противлением линии (/?г=р). При этом отражений в начале линии
5—137 1?9
не будет. Линия задержки, используемая для передачи импульсов
с временной задержкой, работает в режиме согласования по выхо-
ду (т. е. /?н=р).
Для формирования импульсов применяются режимы разомкну-
той ЛЗ (/?н=°°) или короткозамкнутой ЛЗ (7?н=0).
Схема формирователя. На рис. 5.156 приведен пример схемы
формирователя с транзисторным ключом и ЛЗ, разомкнутой на
конце. В исходном состоянии транзистор заперт и ЛЗ заряжена до
напряжения иц = «22=—Ек. При подаче отрицательного входного
импульса транзистор отпирается и насыщается, ЛЗ разряжается
через сопротивление Rn=p. При этом на Ra формируется положи-
тельный импульс длительностью 2/3 и амплитудой Ек/2.
В момент t3, когда на вход ключа поступает положительный пе-
репад напряжения, транзистор запирается и ЛЗ заряжается через
RK и открытый ДИОД Д. Если 7?к = р, то заряд линии происходит
также за время 2/э.
Аналогично строятся формирователи с ЛЗ при использовании
других ключевых элементов и, в частности, ключей на ИС [3].
5.5. ТРИГГЕРЫ-ФОРМИРОВАТЕЛИ (НЕСИММЕТРИЧНЫЕ
ТРИГГЕРЫ)
Основные сведения. В технике связи и управления широко ис-
пользуются триггеры-формирователи (несимметричные триггеры,
триггеры Шмитта) —либо в качестве формирователей напряжения
прямоугольной формы (меандра) из напряжения непрямоугольной
формы, либо в качестве порогового (или сравнивающего) устрой-
ства — компараторы напряжения.
Идеализированная передаточная характеристика триггера пред-
ставляет собой прямоугольную петлю гистерезиса (рис. 5.16а) с
Рис. 5.16
пороговыми уровнями входного .напряжения ео и еь при которых
происходит переключение триггера из одного устойчивого состояния
в другое. Такой характеристикой обладает и триггер Шмитта. Ре-
130
альные передаточные характеристики триггера Шмитта отличаются
в большей или меньшей мере от прямоугольной петли — в зависи-
мости от используемых элементов и схемотехники триггера, а так-
же влияния различных дестабилизирующих факторов. Если выход-
ное напряжение ивых = Е° (исходный режим триггера), то при уве-
личении входного напряжения выходное напряжение сохраняется
на уровне EQ до тех пор, пока ивх<еь При достижении входным
напряжением порогового уровня срабатывания ei(wBX=ei) происхо-
дит весьма быстрое скачкообразное переключение триггера в рабо-
чий режим, в котором аВЫх=£'1, при дальнейшем росте иВх состоя-
ние триггера не изменяется и сохраняется высокий уровень Е{ вы-
ходного напряжения. При уменьшении ивх рабочий режим тригге-
ра сохраняется до тех пор, пока ивх>ео; при достижении входным
напряжением порогового уровня отпускания ео (ивх=ео) происхо-
дит скачкообразное переключение триггера в исходное состояние
и при ивх<ео состояние триггера не изменяется. Пороговые уровни
ео и ei (и ширина петли гистерезиса Д«ВХ=61—ео) являются основ-
ными параметрами триггера Шмитта. Понятно, что длительность
переключения (срабатывания) триггера всегда конечна и зависит
от свойств используемых интегральных или дискретных компонен-
тов. Пример применения триггера Шмитта в качестве формирова-
теля импульсов иллюстрируется на рис. 5.166; изменение порого-
вых уровней ео и ei, а также введение смещения входного напря-
жения позволяют регулировать длительность формируемых им-
пульсов, а также использовать триггер Шмитта в качестве срав-
нивающего устройства с управляемыми пороговыми уровнями.
Триггер-формирователь (триггер Шмитта) на дискретных ком-
понентах. Схема триггера Шмитта — триггера с эмиттерной
связью — приведена на рис. 5.17а.
5* 131
Триггер с эмиттерной связью имеет два устойчивых состояния:
в одном Т[ заперт, Т2 насыщен, в другом — наоборот. Переход
триггера из одного состояния в другое осуществляется скачком
каждый раз, когда управляющее напряжение ив1(/) достигает по-
роговых уровней срабатывания ei или ео. Если, например, в исход-
ном состоянии транзистор Т\ заперт, Т2 насыщен, то при ывх=81
транзистор Ti отпирается, восстанавливается петля положительной
обратной связи и возникает регенеративный лавинообразный про-
цесс, который завершается запиранием транзистора Т2.
Через резистор Ra осуществляется не только положительная об-
ратная связь Т2 с Т[, но и отрицательная обратная связь по току в
каскаде транзистора 7\. Однако в процессе опрокидывания опре-
деляющей является положительная обратная связь. Действительно,
в процессе опрокидывания, когда оба транзистора открыты, ток
1Э в резисторе R3 равен сумме токов i3i и ia2 эмиттеров Ti и Т2, и
изменение напряжения на резисторе R3 Д«э=7?э (Ai8J+Д1*э2). Но
Д1Э1>0 (ток i»i растет), Д1Э2<0 (ток ia2 падает) и | АгЭ21 »Д»эь так
как работает в усилительном режиме с коэффициентом усиле-
ния по току, много большим единицы; поэтому результирующее
напряжение Дыэ<0, т. е. положительная обратная связь Т2 с 7\
является преобладающей.
В исходном состоянии при ивх<8о, Т2 насыщен; благодаря на-
пряжению, создаваемому эмиттерным током транзистора Т2 на R3,
Ti заперт; эквивалентная схема триггера имеет вид, показанный на
рис. 5.176; ради простоты транзистор Т2 представлен эквипотенци-
альной точкой, транзистор Ti—бесконечно большим сопротивле-
нием. Условие насыщения Т2
Рг1'б2^>^к2» (5.23) (5.25)
где согласно эквивалентной схеме 1б2= (Ек—ula)f(RKi+R)—«’э/^б,
»К2= (^К—«1э)/Лк2, il3^EKR3/ (R^+Rs) - Условие запирания Л
ч.. < <6'26)
ИЛИ, с учетом «1б.э = «вх—«’э, «вх^Упор + «'э, ГДе Unop — пороговый
уровень запирания транзистора (для германиевых транзисторов
часто принимают t/nop=0).
Из последнего следует, что транзистор Т\ заперт и триггер в
исходном состоянии, если «вх^еь где
81 = Упор + иа & Упор+EK/(R3+ R^)- (5-27)
Если принять УПор=0 и учесть, что R3<^.Rk2, то
8i £&R3Ek/Rk2.
(5.28)
В рабочем режиме транзистор Ti открыт, Т2 закрыт. Запирание
транзистора Т2 может наступить и до того, как Ti окажется в ре-
жиме насыщения, т. е. когда Т\ в активной области.
Условие запирания Т2
«б.Э 2 ^пор
(5.29)
или «б.эг — wBo<^nop> (5.30)
132
где «яб — напряжение на резисторе Re; и°э.о — напряжение на ре-
зисторе R3 при работе транзистора Т\ в активном режиме.
Для определения «яб рассмотрим эквивалентную схему рис.
5.17в и найдем
— (£ц — Р1 *61 ^К1) ^б/(^К1 + ^ + ^б). (5.31)
причем
t61 fa uBX/(0i+1) R3. (5.32)
С учетом (5.30) — (5.32) найдем условие запирания в виде
“вх >е0 = Uпор + 7 , ₽ п” //? • (5-33)
А Г Ъ Ак! / Кэ
где £=/?б/(/?б+/? + /?к1). При t/nop —0 находим 8о~£Ек(1+&Як1//?э).
Если получаем
80 ~ R3 Ек//?к1. (5.34)
Заметим, что уровень входного напряжения, при котором происхо-
дит насыщение 7\ (полагая ик.э.н~0),
енао ^э/(^э 4* Лк1) (5.35)
т. е. при удовлетворении сделанных выше предположений порог во
отпускания приблизительно совпадает с уровнем входного напря-
жения, при котором насыщается входной транзистор 7\.
Естественно, что для нормального функционирования триггера
необходимо, чтобы 8о<8ь Из приближенных выражений для поро-
гов ео и 81 (5.28, 5.34) следует, что должно выполняться условие
Переходные процессы переключения триггера Шмитта в
общих чертах аналогичны процессам переключения симметричного
триггера.
Триггер-формирователь на интегральных расширителях. В на-
стоящее время широко применяется схема триггера-формировате-
ля, построенная на двух интегральных расширителях по ИЛИ
типа ТТЛ р' и р" (рис. 5.18). Эта схема аналогична рассмотрен-
ной выше схеме триггера на дискретных компонентах. В схеме
рис. 5.18 резисторы /?кь /?К2, — навесные компоненты. Кроме то-
го, для регулировки порогов срабатывания и отпускания в схему
133
могут быть введены смещающие напряжения, создаваемые навес-
ными резисторами 7?' и R" делителя напряжения источника пи-
тания.
Основная задача, возникающая при проектировании триггера»
заключается в выборе сопротивлений указанных выше резисторов.
Эта задача решается по известным передаточным характеристи-
кам иВыхр=/(ывхр) каскада, собранного на расширителе по схеме
элемента ТТЛ И—НЕ с простым инвертором (рис. 2.19а), и требо-
ваниям к пороговым уровням триггера.
Триггер-формирователь на логических элементах. Наиболее ши-
роко применяются формирующие триггеры, построенные на ин-
тегральных логических элементах; вариант схемы такого триггера
показан на рис. 5.19а.
На рис. 5.196 приведено построение передаточной характеристи-
ки двух последовательно соединенных элементов 31 и Э2 (см.
§ 3.2). Обозначив через £/Пор значение а’вх, при котором иВыи =
= авых2. и через К. — коэффициент усиления одного элемента, за-
пишем
е;-е; = ((7"-17')/7<. (5.36)
Пусть в исходном состоянии иВх = 0; тогда ивых2=£0) напряжение
и'вх, действующее на входе Э\, зависит от напряжения на парал-
лельно соединенных сопротивлениях 7? и 7?', обусловленного вход-
ным током закрытого элемента Э\' иВх~ £0^7 (£+#')+/вх1(7?||7?');
предполагаем, что это напряжение меньше U'.
С ростом входного напряжения будет возрастать и напряжение
ы'вх. После достижения u'BX=V' начинает уменьшаться аВЫх ь а
после достижения ы'Вх=е'о начинает запираться элемент Эг и воз-
растать г/вых 2.
Таким образом, при u/BI>e/o оба элемента — Э1 и Э2 — рабо-
тают в усилительном режиме, восстанавливается действие положи-
тельной обратной связи (рост иВых 2 приводит, в свою очередь, бла-
годаря делителю R' R к росту u'Bxi) и в схеме развивается регене-
ративный процесс, завершающийся запиранием элемента Э2 и воз-
растанием иВых2 ДО уровня Е*. При уменьшении и'вх и достижении
им значения e'i происходит обратное переключение триггера. Если
предположить, что в процессе лавинообразного переключения триг-
134
гера напряжение ывх(/) практически неизменно и входное сопро-
тивление элемента Э\ много больше сопротивления R', то за время
переключения напряжение и'вх возрастает на Ди,вх= --Аивых г,
R “г *х
где Д«вых 2 = Е1—Е°. В предельных случаях £'мин=2,4 В; Е°макс =
= 0,4 В; ДиВых2мии=2 В, и принимая Ди'вх = 50 мВ, получим R'>
>R/4Q.
Пример. При (Г—</'=0,33 В и К=20(</"—U')/K=e.'l—е'0=15 мВ нахо-
дим, что коэффициент деления делителя должен удовлетворять условию R7(R+
+/?')>Л«,вт/Дм'вых2мин=25-10-3, откуда R'>R/40.
Это неравенство определяет и минимальное выходное сопро-
тивление генератора входного напряжения.
Определим теперь пороговые уровни с0 и ei входного напряже-
ния ивх(0» ПРИ которых срабатывает триггер. Если не считаться
с влиянием входного сопротивления элемента Эь то учитывая, что
Ubx = w'bx 4-(/? (и bi—^вых2)/^, найдем для статических режимов
триггера:
при
^вх = ер ^вых2 = £°>
«ВХ = е1 = е! + Л" ( е1— Е°): (5-37)
А
при
"вх = 60’ ^ВЫХ 2 =
«Вх = ®0 = %---(Е1—г0) (5.38)
А
и ширина петли гистерезиса = —ео-
Применяется и ряд других вариантов триггера на ЛЭ; так, на-
пример, применяется схема, в которой на входе включен эмиттер-
ный повторитель; при этом значительно меньше влияние внутрен-
него сопротивления генератора входных сигналов на пороговые
уровни срабатывания и отпускания триггера.
Триггер-формирователь на интегральном таймере. На инте-
гральных таймерах (см. § 3.7) могут выполняться различные им-
пульсные устройства, в том числе
триггеры, дискриминаторы амп-
литуды импульсов, пороговые
элементы и т. д.
На рис. 5.20 приведена схема
триггера с управляемым порогом
включения; входные сигналы по-
даются на выход 2, т. е. на вход
компаратора KHi таймера; на вы-
вод 6—вход компаратора КН2 —
через резистор R подается напря-
жение источника питания Е; по-
135
роговый уровень включения триггера (от 0 до 8 В) устанавливает-
ся путем подачи управляющего напряжения на вход 5 с помощью
потенциометра 7?.
Компаратор KHi обеспечивает переключение -формирующего
триггера, состоящего из схемы фиксации (компаратор КН2) с вы-
соким входным сопротивлением, триггера Тр таймера и выходного
формирователя с малым выходным сопротивлением.
Ток компаратора КН2 мал, и управление триггером осущест-
вляется током компаратора КНЬ компаратор же КН2 — схема фик-
сации— обеспечивает включение компаратора KHi и триггера при
поступлении на его вход (вывод 6) высокого потенциала.
Глава 6
ГЕНЕРАТОРЫ
ПРЯМОУГОЛЬНЫХ ИМПУЛЬСОВ
6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Для получения импульсов прямоугольной формы с крутыми
фронтами широко применяются устройства, принцип работы кото-
рых основан на использовании электронных усилителей с положи-
тельной обратной связью. К этим устройствам относятся так на-
зываемые релаксационные генераторы — мультивибраторы, бло-
кинг-генераторы. Эти генераторы могут работать в одном из сле-
дующих режимов: ждущем, автоколебательном, синхронизации и
деления частоты.
В ждущем (заторможенном, однотактном) режиме генератор
имеет одно устойчивое состояние равновесия. Внешний запускаю-
щий импульс вызывает скачкообразный переход ждущего генера-
тора в новое состояние, которое не является устойчивым. В этом
состоянии, называемом квазиравновесным, или временно устойчи-
вым, в схеме генератора происходят относительно медленные из-
менения, которые в конечном итоге приводят к обратному скачку,
после чего восстанавливается исходное устойчивое состояние. Дли-
тельность состояния квазиравновесия, определяющая длительность
генерируемого прямоугольного импульса, зависит от параметров
схемы генератора.
Основными требованиями к ждущим генераторам являются ста-
бильность длительности формируемого импульса и устойчивость его
исходного состояния. Ждущие генераторы применяются прежде
всего для получения определенного временного интервала, начало
и конец которого фиксируются соответственно фронтом и спадом
генерируемого прямоугольного импульса, а также для расширения
импульсов, для деления частоты повторения импульсов и для дру-
гих целей.
136
В автоколебательном режиме генератор имеет два состояния
квазиравновесия и не имеет ни одного устойчивого состояния; в
этом режиме без какого-либо внешнего воздействия генератор
последовательно переходит скачком из одного состояния квазирав-
новесия в другое. При этом генерируются импульсы, амплитуда,
длительность и частота повторения которых (т. е. частота автоко-
лебаний) определяются в основном только параметрами генера-
тора.
Основным требованием, предъявляемым к таким генераторам,
является высокая стабильность частоты автоколебаний. Между
тем в результате изменений питающих напряжений, смены и ста-
рения элементов, воздействия других факторов (температуры,
влажности, наводок и т. п.) стабильность частоты автоколебаний
генератора обычно невелика.
В режиме синхронизации или деления частоты частота повто-
рения генерируемых импульсов определяется частотой внешнего
синхронизирующего напряжения (синусоидального или импульсно-
го), подаваемого в схему генератора: частота повторения импуль-
сов равна или кратна частоте синхронизирующего напряжения.
6.2. ЖДУЩИЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ (ЖМВ)
С ВРЕМЯЗАДАЮЩЕЙ ДИФФЕРЕНЦИРУЮЩЕЙ /?С-ЦЕПЬЮ
ЖМВ на интегральных логических элементах. Принципиальная
схема ЖМВ и временные диаграммы, иллюстрирующие его работу,
приведены на рис. 6.1. Управляющий (запускающий) импульс по-
дается на вход Нзап элемента Эх\ формируемый импульс снимается
с выходов элементов Э\ или Э2 (иВыи или иВых2). Здесь и ниже в
качестве логических элементов используются ТТЛ-элементы И—НЕ
(см. рис. 2.20).
В исходном состоянии изап = Е1 (т. е. на входе действует сиг-
нал 1), напряжение мВх2, равное падению напряжения на резисторе
R от входного тока элемента 52, низкое
WBX 2 мин= ^вх = D . D (£ ^б.э.м) (6.1)
и меньше С7ПоР; поэтому элемент Э2 закрыт, иВых2=£'1 (1), элемент
открыт (на обоих входах Э\ действуют сигналы 1) и wBMx=
= Е°(0).
Запуск и опрокидывание. Пусть в момент t' на вход
элемента Э\ поступает короткий запускающий импульс изап = Е°:
в процессе действия импульса на входе Э\ действует сигнал 0, в
результате запирается элемент на его выходе образуется по-
ложительный перепад напряжения, который передается через кон-
денсатор С на вход элемента Э2. Последний отпирается, на его вы-
ходе напряжение становится равным Е° (сигнал 0), и этим уровнем
напряжения поддерживается в закрытом состоянии элемент Э{ и
после окончания действия запускающего импульса. Таким образом,
подача в момент t' запускающего импульса привела к опрокиды-
137
ванию в схеме и тем самым к появлению соответствующих скачков
напряжения на выходах элементов.
Заметим, что для отпирания элемента Э2 необходимо, чтобы
^ВХ 2 (О — ^ВХ 2 МИН “вх 2 MI1U + Д Ы1 > ^пор 2» (6-2)
где Д«1 — перепад напряжения на выходе Э\ и входе Э2\ Unop 2 —
пороговый уровень напряжения переключения элемента Э2. Значе-
ние перепада на входе Э2.
+ (6.3)
где 2?вых 1 — выходное сопротивление Э\.
Из (6.2) с учетом (6.1 и 6.3)
следует ограничение снизу на со-
противление R (обычно необхо-
димо R> 100 Ом).
Длительность запускающего
импульса /н.зап должна быть до-
статочной, чтобы обеспечить пе-
реключение обоих элементов Э\
И Эъ'- ^и.зап2/з.ср»
Состояние квазиравно-
весия. Состояние, в котором
элемент Э\ закрыт, а Э2 открыт,
является квазиравновесным; в
этом состоянии происходит заряд
конденсатора С через выходное
сопротивление элемента Э[ и резистор R. По мере заряда конденса-
тора убывают ток заряда и напряжение иВХ2 на резисторе./?; вме-
сте с тем растет напряжение z/вых i на выходе
При достижении напряжением uBI2 порогового уровня t/nop?
элемент Э2 начинает закрываться.
Длительность состояния квазиравновесия определяет длитель-
ность формируемого импульса и может быть оценена (так же как
в § 5.3.7) согласно (5.20)
— С (R + ^вых 1) In (WBX 2 макс/^Aiop з)-
(6.4)
138
Обратное опрокидывание и восстановление ис-
ходного состояния. В процессе запирания элемента Э2 (с
момента /") возрастает напряжение на его выходе и при достиже-
нии им. значения £7ПОр 1 открывается элемент Э\. Таким образом,
после момента t" оба элемента Э\ и Э2 оказываются в открытом
состоянии, и в результате действия положительной обратной связи
возникает регенеративный процесс, приводящий к весьма быстрому
полному отпиранию элемента Э\ и запиранию элемента Э2 (заме-
тим, что при формировании коротких импульсов при большой ско-
рости изменения напряжения на входе Э2 регенеративный процесс
может отсутствовать). Теперь, после обратного опрокидывания,
происходит процесс восстановления исходного состояния, связан-
ный с разрядом конденсатора С через выходное сопротивление
открытого элемента Э\ и диод Д (диод включается в том случае,
если на входе интегрального элемента Э2 диод отсутствует; при
отсутствии диода отрицательный выброс напряжения на входе эле-
мента Э2 может привести к его повреждению).
Нагрузка обычно подключается к выходу элемента Э2. Это свя-
зано с тем, что, как видно из временных диаграмм, импульс на
выходе Э2 имеет лучшую форму и, кроме того, очевидно, что под-
ключение нагрузки к выходу приводит и к изменению длитель-
ности, формируемого импульса (за счет изменения начальных скач-
ков напряжения Aui и постоянной времени заряда конденсатора).
Другой вариант ЖМВ на интегральных логических элементах.
Рассмотрим вариант ждущего муль-
тивибратора с дифференцирующей
времязадающей цепью, в котором
формирование импульса происхо-
дит в процессе заряда конденсатора
С током источника питания Еп
(рис. 6.2а).
В исходном состоянии элемент
Э2 открыт, а элемент Э1 закрыт; дей-
ствительно, на оба входа Э2 поданы
Рис. 6.2
139
высокие уровни напряжения (сигналы 1), сигнал 0 с выхода За
подан на входы Эг, напряжение «Вых1 на выходе 31 высокое (E’J
и напряжение «с близко к нулю.
Запуск и опрокидывание. В момент t' (рис. 6.26) на
вход Э2 поступает отрицательный запускающий импульс (сигнал
0) и элемент Э2 переключается из состояния 0 в состояние 1; вы-
ходной сигнал Э2 поступает на вход Э\ и последний переключается
в состояние 0; отрицательный перепад напряжения, образованный
на выходе Эь передается через конденсатор С на вход Э2 и удер-
живает элемент Э2 в состоянии 1 и после окончания действия за-
пускающего импульса. Таким образом, в результате запуска про-
изошло опрокидывание — элемент 31 открыт, элемент Э2 закрыт.
Состояние квазиравновесия. В состоянии квазиравно-
весия (31 открыт, Э2 закрыт) происходит заряд конденсатора С
током источника Еп через резистор R и открытый элемент Эь По
мере заряда конденсатора убывает ток заряда и растет напряже-
ние «вх 2- При достижении этим напряжением уровня U„op 2 (мо-
мент t") начинает отпираться элемент Э2, уменьшается напряже-
ние на его выходе и вскоре оно достигает значения СЛюр 2, при ко-
тором начинает запираться элемент Эь
Обратное опрокидывание и восстановление ис-
ходного состояния. В течение весьма короткого интервала,
когда оба элемента Э\ и Э2 открыты, в цепи действует положитель-
ная обратная связь и развивается регенеративный процесс, завер-
шающийся полным отпиранием элемента Э2 и запиранием Эь Пос-
ле этого в схеме идет процесс восстановления исходного состояния,
связанный с разрядом конденсатора С через диод Д и выходное
сопротивление закрытого элемента Э] (при отсутствии диода Д
наряду с большой длительностью восстановления напряжение
Ивх 2 может значительно превысить напряжение источника Еп и
привести к повреждению элемента Э2).
По мере разряда конденсатора устанавливается выходное на-
пряжение Ивых 1 на выходе Эь
Как и в предыдущем случае, подключение нагрузки к выходу
31 нецелесообразно, так как это приводит к изменению длительно-
сти формируемого импульса.
Длительность импульса в рассматриваемой схеме мо-
жет быть оценена по формуле (ср. § 5.3, ф-ла 5.19):
1п [(Ивх г макс ^**)/(^вх 2 макс ^пор 2)]» (®ф®)
где тс=С(Т?||^1вх2); Л'вхг — входное сопротивление закрытого
элемента Э2; для ТТЛ-элемента ^'вхг — ^б, «вх2 макс определяется
из схемы рис. 6.2а; можно приближенно считать иВх2 макс ~ Еп, т. е.
/и « [CRR6/(R + R6)] ln[(£n-£0)/(£n-l/nOP2)L (6.6>
Заметим, что схемы на элементах ИЛИ—НЕ (например, эле-
ментах ЭСЛ) практически не отличаются от схем на элементах
И—НЕ, однако управляются они импульсами положительной по-
лярности.
140
Ждущий мультивибратор на дискретных компонентах. Типичная
схема ЖМВ на дискретных компонентах — транзисторных ключах-
инверторах — приведена на рис. 6.3а; эта схема аналогична схеме
на интегральных логических элементах (см. рис. 6.2а), роль кото-
рых здесь выполняют инверторы на транзисторах Ть Т2. Принцип
работы схемы иллюстрируется временными диаграммами на рис.
6.36.
Рис. 6.3
В исходном устойчивом состоянии транзистор Т2
открыт и насыщен, а транзистор 7\ заперт. Реализация этого режи-
ма обеспечивается выбором параметров схемы. На базу транзисто-
ра Т2 подано прямое смещение от источника ЕСм (для схемы на
транзисторах типа п-р-п напряжение смещения положительно, а
типа р-п-р — отрицательно). Во многих случаях источником пря-
мого смещения Т2 служит источник коллекторного питания, т. е.
ЕСМ=ЕК.
Для насыщения Т2 необходимо, чтобы выполнялось неравенство
^б2^^см/^б> > т* е*
Яба Рг ^кг^см/^к* (6.7)
Если Есм=£к, условие (6.7) принимает вид
Яб2<02Як2. (6.8)
Условие запирания транзистора Л будет таким же, как в симметричном
триггере на дискретных компонентах:
Яб1<£б//ко1. (6.8а)
При записи (6.7) и (6.8а) пренебрегли малыми напряжениями на коллекто-
ре и базе насыщенного транзистора, т. е. считали последний эквипотенциальной
точкой. Если такое предположение недопустимо (например, Ек и Есы — низкие
141
напряжения, примерно 3—5 В, а используется кремниевый транзистор, у которо-
го в режиме насыщения напряжения на базе Иб.н~0,8 В и на коллекторе
«к.н~0,15 В), то
*ба = (£см — ибян)/^бя ^к.нг/^8 = (Е к — ^к.нг)/^2 ^К2>
откуда получаем условие насыщения
^бя Ра ^К2 (^см ^бгн)/(^*к —WK2h)‘ (6*9)
Как правило, Uk2h«^£k и уточненное условие (6.9) принимает при ЕСм=£к
вид
/?62<P2/?K2(^CM-Иб2н)/^К« (6.10)
Напряжения на коллекторах транзисторов в исходном состоянии
UKi = WK13 = £к ^KOl^K^^Kf WK2 = UK2H» (6.1 О
причем часто принимают ик2н = 0. Конденсатор С2 заряжен до напряжения
UC2 (ty = WK13 Иб2Н ~ Ек- Atoi^Kl W62H~£k* (6.12)
Запуск и состояние квазиравновесия. В исходном
состоянии схема находится до тех пор, пока внешний запускающий
импульс не вызовет ее опрокидывания в состояние квазиравнове-
сия. Методы и схемы запуска ждущего мультивибратора аналогич-
ны методам и схемам раздельного запуска триггера.
При запуске мультивибратора возникает лавинообразный пере-
ходный процесс, завершающийся запиранием транзистора Т2 и от-
пиранием и насыщением транзистора 1\. Этот процесс носит такой
же характер, что и в триггере; на временных диаграммах рис. 6.35
для простоты конечная длительность фронтов не учитывается.
В результате опрокидывания мультивибратора в состояние ква-
зиравновесия напряжение z/6i на базе Т\ становится положитель-
ным: rz6i>0, а напряжение на коллекторе 7\ уменьшается скачком
ОТ уровня Мк1з (6.11) ДО Нк1н~ 0.
Если предположить, что емкость С2 столь велика, что за время
опрокидывания напряжение uct (/) не меняется и остается равным
нс,(0), то окажется, что напряжение z/62 также уменьшается скач-
ком ОТ ИСХОДНОГО уровня Z/62H ДО уровня
«б2( + 0)«-^(0). (6.13)
Напряжение иК2 на коллекторе запирающегося транзистора Т2
увеличивается до уровня z/K23~ REK/(RЧ-^кг). При R^Rk2 получаем
Ем.
В состоянии квазиравновесия конденсатор С2 стремится пере-
зарядиться по цепи, показанной на рис. б.Зв, от исходного значения
ис ,(0) до уровня
«с,(о°)(Ecu + R62IkM). (6.14)
По мере перезаряда конденсатора напряжение на базе Т2 ра-
стет (падает по абсолютному значению), так как г/б2(^) ~(0»
Мб2(/) стремится к уровню
иб2 (°0) = ^см + Rc2 4о 2- (6.15)
Этот процесс длится до момента t = tKl когда Мбг^и) становится
равным (7Пор и отпирается транзистор Т2. Часто за порог отпирания
142
транзистора принимается напряжение (7пор=0; именно этот случай
изображен на рис. 6.36.
Условие насыщения транзистора Tj в состоянии квазиравновесия запишем в
виде
Pl l6i > 6ц» (6.16)
где и i’ki — токи базы и коллектора Tj.
Как видно из схемы рис. 6.3, коллекторный ток iKi имеет две составляющие:
ток (Ен—wK]H)//?ki~Ek//?ki через резистор /?К1 и ток ip разряда конденсатора
С2; значение последнего будет максимальным в начале режима квазиравнове-
сия:
1*р.макс + /коа^бг) /^62 • (6.17)
При Есм=Ек и г’р.макс «2Ек/1?б2. Следовательно, /имакс ~ЕкД₽к14-
+/р.маке, и учитывая, что после окончания заряда Ci ток 6>i ~Ек/(</?К2+Я) —
—Еб//?бь перепишем условие насыщения Tj (6.16):
Pl (£К/(Я«2 + Я) - £б/Яб1) > £н/ЯК1 + /рмакс. (6.18)
Это неравенство определяет соотношение параметров мультивибратора, при
котором гарантируется насыщение Tj в течение всего интервала квазиравнове-
сия.
Для лавинообразного опрокидывания необходимо, чтобы коэффициент пет-
левого усиления Ко превышал единицу; последний равен произведению коэффи-
циентов усиления каскадов на транзисторах 7'1 и Т2, приближенно можно счи-
тать
(6.19)
Обратное опрокидывание и восстановление ис-
ходного состояния. В момент t=t* 1/62(61) = (Люр, от-
пирается транзистор Г2, рост коллекторного тока Т2 приводит
к переходу транзистора Т\ из режима насыщения в актив-
ный. После этого восстанавливается петля положительной
обратной связи и возникает лавинообразный процесс обратно-
го опрокидывания, завершающийся запиранием транзистора
Ть Затем, так же как и в триггере, в течение короткого про-
межутка времени коллекторный ток Т2 нарастает до макси-
мального значения, транзистор Т2 переходит в режим насыщения,
и напряжение ик2 на его коллекторе достигает уровня Икгн — О.
С момента отпирания транзистора Т2 происходит процесс вос-
становления исходного состояния, связанный с зарядом конденса-
тора С2 и разрядом конденсатора Сь Заряд конденсатора С2 идет
через цепь £к, Якь С2, /?ВХ2, где J?BX 2 — входное сопротивление
транзистора Т2, причем обычно i/?BX 2<С/?кь
С зарядом С2 связаны экспоненциальный фронт нарастания на-
пряжения цК1 на коллекторе Т\ и незначительный выброс на диа-
грамме напряжения uq2 (рис. 6.36). Разряд конденсатора Сь так
же как в триггере, идет через параллельно соединенные резисторы
R и /?бГ, во время разряда увеличивается степень запирания тран-
зистора 7\.
Основные количественные соотношения.
Длительность восстановления. Постоянная времени цепи заряда т3ар =
= (7?ki + 7?bx2)C2«i/?kiC2, а постоянная времени цепи разряда С' Ti = Ci'/W?6i/(Я +
+Яб1). Обычно Тэар>Ть и поэтому длительность восстановления мультивибра-
тора определяется длительностью заряда С2; следовательно, можно принять
'вое = (3 -Г 5) тзар = (3 - 5) /?к1Са. (6.201
143
Длительность импульса. Длительность /и формируемого импульса без учета
длительности фронтов и времени рассасывания заряда определяется длитель-
ностью состояния квазиравновесия, т. е. временем, в течение которого напряже-
ние г/62 на базе Т2 возрастает в процессе перезаряда С2 от Иб2( + 0) до ибг(М ~
«(7пор. Согласно (1.2)
— ТР2
Кб2 (°°) — ^62 ( + 0)
W62 (°°) W62 (^и)
(6.21)
где U62(+ 0) и Нб2(°°) определяются (6.13) и (6.15) соответственно;
Тр2 — С2/?б2
(6.22)
— постоянная времени цепи разряда С. Следовательно, (6.21) можно переписать
в виде
. __ 1 ^см + + /КО2^б2 - ^KO^Ki ~Ь Цб2Н
и~ 2 62 ° £см +W?62-<4op
В частном случае при ЕСы = Ек, /koi/?ki <£к, t/nOp = 0
f р. in А>— ________/к02^'1а_
ГИ«С2 Кд2 1П 2 — •
' \ “Г ‘‘КО2^б2 /
Если при максимальной температуре заданного диапазона
_____КО2Макс/?б2_____ |
2 (Ек -|" когмаке^бг)
то можно ограничиться первым приближением в (6.24)
/и«С2/?б2 (о,7 —---------------------------1 .
I 2 (£к + /кЛ)/
так как 1п2«0,7 и 1п(1—х) «—х при |х| <1.
В более грубом (нулевом) приближении
/и 0,7С2/?б2.
(6.23)
(6.24)
(6.25)
(6.26)
(6.27)
Амплитуды импульсов. Амплитуды импульсов на коллекторах 7\ и Т2 (без
учета напряжения на электродах насыщенного транзистора) равны соответ-
ственно:
Umi^Ex 7Koi/?K1^EK;
R + RM (Ек~1кМ* R + RKa Е“-
(6.28)
Регулировка и стабильность длительности формируемого импульса.
Как видно из (6.23) и (6.24), длительность импульса можно регулировать
путем изменения следующих параметров:
постоянной времени tp2=C2/?62I однако изменение /?б2 в широких пределах
нецелесообразно, так как приводит к изменению глубины насыщения Т2 и, сле-
довательно, к изменению длительности рассасывания заряда в базе Т2 и к не-
стабильности полной длительности импульса; изменение С2 осуществляется обыч-
но только дискретно путем переключения или подключения дополнительных кон-
денсаторов;
напряжения НбгС00), т- е- смещения Ес*\ в таком случае ЕСм обычно созда-
ется делением напряжения Ек;
начального скачка ибг( + 0); в таком случае в качестве резистора J?Ki при-
меняется потенциометр и левая обкладка конденсатора С2 подключается к части
резистора /?КГ, другой путь — регулировка напряжения на коллекторе закрыто-
го транзистора Т\ с помощью источника управляющего напряжения Еупр, под-
ключаемого к коллектору Т\ через диод.
Из (6.23) — (6.24) видна зависимость стабильности длительности импульсов
от стабильности параметров схемы; при заданном разбросе последних нетрудно
определить границы изменения.
Um2^
144
Особо следует отметить зависимость /и от температуры; с ростом темпера-
туры растет ток IKQ и уменьшается длительность интервала квазиравновесия (□
температурной стабилизации длительности импульса см. § 6.10).
6.3. ЖДУЩИЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ
СХЕМАХ С ЭЛЕМЕНТАМИ ЗАДЕРЖКИ
Принцип работы. Ждущие мультивибраторы (ЖМВ), построен-
ные на /?5-триггерах и элементах задержки, находят широкое при-
менение в импульсных и цифровых устройствах, так как они по
основным показателям лучше ЖМВ с времязадающей цепью в
петле обратной связи (см. рис. 6.3). Схема ЖМВ с /?5-триггером
на элементах И—НЕ и иллюстрирующие временные диаграммы
приведены на рис. 6.4а, б. Как видно из схемы, структурной частью
ЖМВ является рассмотренный выше (§ 5.3) формирователь пря-
моугольных импульсов с элементом задержки (часть схемы обве-
дена пунктиром).
Рис. 6.4
Исходное состояние. В исходном, устойчивом состоянии
ЖМВ триггер на элементах Эг и Эз находится в состоянии: Q =
=0, Q=l, т. е. Uq = E°, а<г = £‘, Ui = £’, U2=£*. Действительно, на
входах элемента Э2 действуют, как видно из схемы рис. 6.4а,
взаимно инвертированные сигналы; если на одном входе 0, то на
другом 1 и, следовательно, 5=1.
145
Запуск и опрокидывание. В момент t' на вход ызап (S-
вход триггера) поступает короткий отрицательный запускающий
импульс 0, под действием которого в триггере устанавливается
<2 = 1 (через время /3.Ср) и <2 = 0 через 2/3.ср, т. е. по истечении вре-
мени 2/3.ср устанавливаются напряжения: uq = E' и uq = E°. Поло-
жительный перепад напряжения uq переключает элемент и щ
становится равным Е°.
Состояние квазиравновесия. Отрицательный перепад
напряжения с выхода Э[ поступает на вход элемента задержки D
до тех пор, пока этот перепад не появится на выходе элемента за-
держки D\ поэтому в течение времени_t3D сохраняется временно
устойчивое состояние триггера (Q = 1, Q = 0).
Обратное опрокидывание и восстановление ис-
ходного состояния. По истечении времени t3D, т. е. в момент
t", отрицательный перепад напряжения с выхода Э\ поступает на
R-вход триггера, в результате_чего триггер переключается через
время 2/ЗСр в состояние Q = 0, <2=1.
Положительный перепад напряжения с выхода Э\ через времч
t3D, т. е. в момент t'”, поступает на R-вход триггера, и таким обра-
зом на оба входа триггера (R и 5) действуют теперь сигналы 1 и
он оказывается в исходном состоянии. Как видно из временных
диаграмм, на выходах Q и $ триггера соответственно формируют-
ся прямоугольные импульсы длительностью ^и<г=/зо+2^3.Ср, taq =
='/зо+/з.ср. Обычно /зо^>/з.ср; при этом можно считать
Ги Q Q ^3 D’ (6.29)
длительность восстановления iBoc~/3D.
Совершенно аналогично функционирует схема ЖМВ с ^S-триг-
гером на элементах ИЛИ—НЕ, запускаемая, однако, импульсом
положительной полярности.
Схема с элементом задержки на логических элементах. Так же
как и в формирователе (см. § 5.3), элемент задержки D может
быть реализован в виде цепочки из четного числа m = 2i (i=
= 1, 2, 3 ...) логических элементов И—НЕ (ИЛИ—НЕ). При этом
tsD^mts.cp, где t3.Cp — средняя задержка одного логического эле-
мента цепи задержки.
Схема с RC-элементом задержки. Для получения импульсов от-
носительно большой длительности применяют ЖМВ на .RS-тригге-
рах с RC-элементом задержки (см. § 5.3). Вариант схемы этого
мультивибратора показан на рис. 6.4в.
В исходном состоянии, как было отмечено выше, Q = 0, иг = Е1,
щ = Е1 и конденсатор С заряжен до уровня напряжения иг = Е1.
Запуск и опрокидывание. При подаче на вход S (эле-
мент Э3) короткого отрицательного запускающего импульса триг-
гер переключается: Q = l, Q = 0, т. е. uq = E\ uq=E°. Перепад Е*
с выхода Q-триггера отпирает элемент 3lt и на его выходе обра-
зуется отрицательный перепад напряжения.
Состояние квазиравновесия. С отпиранием элемента начи-
нается разряд конденсатора С через резистор R и малое выходное
146
сопротивление элемента В некоторый момент времени напря-
жение и2 = ис достигает порогового уровня t/nop2, при котором на-
чинает закрываться элемент Э2.
Обратное опрокидывание и восстановление ис-
ходного состояния. В процессе запирания элемента Э2 на-
пряжение UQHa его выходе возрастает и при достижении им поро-
гового уровня t/nop з отпирания Э3, последний открывается, оба эле-
мента — Э2 и Эз — триггера открыты, и в триггере развивается ре-
генеративный процесс, завершающийся полным запиранием эле-
мента Э2 и отпиранием 53, т. е. обратным опрокидыванием тригге-
ра и, следовательно, ЖМВ. После этого происходит процесс вос-
становления исходного состояния, связанный с зарядом конденса-
тора С через выходное сопротивление элемента и шунтирую-
щий диод Д. Длительности формируемого импульса и восстановле-
ния оцениваются по тем же формулам, что и в соответствующем
формирователе импульсов без обратной связи (см. § 5.3). Заметим,
что в схемах ЖМВ на 7?5-триггерах могут быть использованы и
другие типы формирователей, например, формирователь с зарядом
конденсатора (см. § 5.3).
Сопоставление схем. ЖМВ на 7?5-триггерах обладает рядом
достоинств по сравнению с ЖМВ с дифференцирующей /?С-цепью
в цепи обратной связи:
1) времязадающая цепь непосредственно не связана ни с одним
из выходов, и подключение нагрузки к любому из них практически
не влияет на длительность формируемого импульса;
2) на обоих выходах формируются импульсы, форма которых
близка к прямоугольной;
3) отсутствуют нежелательные выбросы напряжения; особенно
важно отсутствие отрицательных выбросов, так как режим работы
большинства логических элементов с входными отрицательными
напряжениями не допускается техническими условиями.
6.4. ЖДУЩИЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ НА ОПЕРАЦИОННЫХ
УСИЛИТЕЛЯХ (ОУ)
В различных схемных вариантах ждущих мультивибраторов на
ОУ используется включение конденсатора в цепь обратной связи
по инвертирующему или неинвертирующему входу ОУ. Пример
схемы ЖМВ приведен на рис. 6.5а; здесь конденсатор включен в
цепь обратной связи по неинвертирующему входу.
В исходном состоянии и+вх = 0 ток через конденсатор не
протекает, напряжение u~B1L~UoUy где Uon— опорное напряжение;
при 1/оп>0 ОУ работает в режиме ограничения с отрицательным
уровнем выходного напряжения: иВЫх=Е~~—Е, где Е — напряже-
ние питания ОУ.
Запуск и опрокидывание. Подача отрицательного запу-
скающего импульса с амплитудой Um зап>^оп через дифференци-
рующую цепь C'R' на инвертирующий вход ОУ приводит к росту
выходного напряжения, а последнее передается через конденсатор
147
С на неинвертирующий вход и приводит к дальнейшему росту
«вых и т. д. Таким образом, в результате запуска в схеме возника-
ет регенеративный процесс опрокидывания; напряжение и+вх уве-
личивается приблизительно до 2Е (скачок напряжения на выходе
и, следовательно, на неинвертирующем входе равен Е+—Е~~2Е),
и так как 2E>t/on, на выходе ОУ сохраняется уровень Е и после
окончания действия запускающего импульса (рис. 6.56).
Состояние квазиравновесия. После опрокидывания
происходит перезаряд конденсатора С с постоянной времени
тс=С7?; по мере заряда С убывает ток через резистор R.и убывает
напряжение ы+вх; при достижении последним уровня UOn возника-
ет процесс обратного опрокидывания.
Обратное опрокидывание и восстановление ис-
ходного состояния. При н+вх=£Л>п ОУ переходит в усили-
тельный режим, восстанавливается действие положительной обрат-
ной связи, уменьшение выходного напряжения передается через
конденсатор С на неинвертирующий вход и т. д.; возникающий ре-
генеративный процесс завершается переключением ОУ в режим
ограничения с уровнем выходного напряжения нВых=£_~—Е.
Восстановление исходного состояния связано с разрядом кон-
денсатора С; с целью сокращения длительности восстановления ре-
зистор R шунтируется диодом.
Длительность формируемого импульса равна
длительности состояния квазиравновесия:
/1=Тс,„ (6 30)
(°°)—ui (о и°п
так как ы+Вх(оо) =0, u+BX(t') л^2Е, u+BX(t") = UOn-
148
Из последнего выражения видно, что можно регулировать дли-
тельность импульса как изменением постоянной времени RC, так
и изменением уровня опорного напряжения £70П; обычно напряже-
ние t/on получают с помощью резистивного делителя от источника
питания Е, и в этих случаях регулировку ta легко осуществить из-
менением коэффициента деления упомянутого делителя.
Другой вариант ЖМВ на
ОУ приведен на рис. 6.6;
здесь времязадающий кон-
денсатор включен в цепь об-
ратной связи по инвертиру-
ющему входу.
В исходном состоянии
напряжение на выходе отри-
цательно ивых=Е~=—Е, на-
пряжение и_вх, совпадающее
с напряжением на времяза-
дающем конденсаторе С,
практически равно нулю:
и~вх~0 (ток Е/R резистора R протекает через открытый диод);'
напряжение на неинвертирующем входе и+вх =—аЕ, где
—R2I (iRi+iRs) — коэффициент деления делителя RiR2.
Опрокидывание имеет место при подаче на неинвертирующий<
вход короткого положительного запускающего импульса с ампли-
тудой [7тзап>аД- Возникающий в результате запуска регенератив-
ный процесс завершается переключением ОУ в состояние ограни-
чения с высоким выходным уровнем напряжением иВых=Д+« +Е.
В процессе опрокидывания напряжение и+В1 на неинвертирую-
щем входе возрастает до значения и+В1=аЕ, а напряжение и_вх.
остается равным нулю, так как напряжение на конденсаторе С не
изменяется скачком.
В состоянии квазиравновесия конденсатор С заряжается через
резистор R (диод Д при этом заперт) и напряжение и~вх стремит-
ся к уровню u~BX(oo) = +Е. В момент, когда и~В1, возрастая, до-
стигнет уровня напряжения аЕ на неинвертирующем входе, ОУ
переходит в режим усиления, восстанавливается действие положи-
тельной обратной связи, происходит обратное опрокидывание, w
напряжение на выходе принимает значение иВых~—Е.
После этого происходит процесс восстановления исходного со-
стояния: конденсатор С разряжается через резистор R, и напря-
жение ис стремится к уровню — Е, но при ис = 0 отпирается диод
(предполагаемый идеальным вентилем), и напряжение ис и рав-
ное ему напряжение и~в1 фиксируются на нулевом уровне.
Длительность формируемого импульса
»вх(~) = 1п—, (6.31)
“Гх(~)-«Гх(О Е~аЕ 1-06
149
а длительность восстановления, как легко видеть,
/ВОс = /?С1п(1 + а). (6.32)
Длительность импульса регулируется путем изменения коэффи-
циента деления а.
«.5. ЖДУЩИЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ
ТАЙМЕРАХ (ИТ)
Схема ЖМВ на ИТ (см. § 3.7) и соответствующие временные
диаграммы приведены на рис. 6.7. В исходном состоянии разряд-
ный транзистор Ti открыт благодаря достаточно высокому уровню
выходного напряжения триггера Тр таймера; потенциал вывода 7
близок к нулю и, следовательно, начальное напряжение на конден-
саторе ис(0) ^R'EI(R + R'); выходное напряжение низкое, равное
Е° (логический 0). Запуск ЖМВ производится положительным им-
пульсом на вывод 2 (на вход компаратора KHi); амплитуда им-
пульса должна быть не меньше t/li = £i£=0,33£. В результате сра-
батывает компаратор КНЬ переключается триггер Тр, запирается
транзистор Т[ и конденсатор С заряжается через резистор R. В
момент i" напряжение uc(t") достигает уровня С//2=^2£=0,66£,
отпирается компаратор КНг, триггер переключается в исходное со-
стояние, отпирается транзистор Тi и конденсатор С разряжается
через резистор R до уровня ис (0).
Длительность заряда конденсатора, определяющая длитель-
ность ta выходного импульса, равна
4Я = rc In -E~Uc(Q)- = RC in = RC In------*------.
E—U2 (1 -0,66) 0,34 (/? + «')
(6.33)
150
Обычно
R'<^R и /н«/?С1пЗ« 1,1/?С (6.34>
(сопротивление /?' ограничивает разрядный ток). Длительность
восстановления определяется током разрядного транзистора
/к : ^Boc~C(t712—ис(0))//к. Длительность tB0C может быть весьма
малой, в сотни раз меньше длительности импульса /и. На практике
применяются также другие варианты ЖМВ на ИТ.
6.6. ЖДУЩИЙ МУЛЬТИВИБРАТОР, ФОРМИРУЮЩИЙ
ИМПУЛЬСЫ БОЛЬШОЙ ДЛИТЕЛЬНОСТИ
Для формирования и генерирования импульсов большой дли-
тельности — миллисекундного диапазона — практически не могут
быть использованы схемы на биполярных транзисторах, рассмот-
ренные в предыдущих параграфах. Это объясняется тем, что дли-
тельность импульсов в этих схемах определяется постоянной вре-
мени времязадающей /?С-цепи, где емкость С ограничена габари-
тами конденсатора, а сопротивление резистора R ограничено, как
правило, различными требованиями к режиму (по постоянному
току) транзисторов, к температурной стабильности длительности
импульсов и т. п. Использование в формирователях и генераторах
импульсов МДП-транзисторов, имеющих весьма высокое входное
сопротивление, позволяет существенно увеличить возможную дли-
тельность формируемых импульсов.
В качестве примера, иллюстрирующего идею использования
МДП-транзисторов в формирователях и генераторах импульсов,
укажем на возможность включения истокового повторителя на
МДП-транзисторе между точками а и б на рис. 6.1а.
Так как входное сопротивление МДП-транзистора с изолиро-
ванным затвором имеет порядок 1014 Ом, можно выбрать сопротив-
ление резистора R примерно 100 МОм, и при выборе емкости С
порядка нескольких тысяч пикофарад, что легко реализуется, мож-
но формировать прямоугольные импульсы длительностью порядка
единиц секунд.
6.7. АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ (МВ)
С ВРЕМЯЗАДАЮЩИМИ ДИФФЕРЕНЦИРУЮЩИМИ ЦЕПЯМИ
Мультивибратор на интегральных логических элементах. Схема
автоколебательного мультивибратора с дифференцирующими вре-
мязадающими цепями на инверторах — элементах И—НЕ приве-
дена на рис. 6.8а; эта схема отличается от соответствующей схемы
ЖМВ (см. рис. 6.1а) тем, что в ней включена еще одна времяза-
дающая /?С-цепь; диоды Д\ и Д2 выполняют в рассматриваемой
схеме ту же роль, что и в схеме ЖМВ (при использовании в ка-
честве инверторов элементов ТТЛ, содержащих на своих входах
встроенные диоды, например серии 130, отпадает необходимость в
диодах Д1 и Д2).
151
Процессы формирования импульсов в рассматриваемой схеме
аналогичны соответствующим процессам в схеме ЖМВ. Схема
имеет два квазиравновесных состояния: в одном состоянии эле-
мент Э1 закрыт, а Э2 открыт, а в другом — наоборот, элемент Э\
открыт, а элемент Э2 закрыт.
Рис. 6.8
Пусть, например, элемент Э{ закрыт, Э2 — открыт, при этом
конденсатор С2 заряжается выходным током Э\, протекающим
через резистор R2 (диод Д2 закрыт), напряжение иВх2 положитель-
но и достаточно велико. Оно поддерживает Э2 в открытом состоя-
нии, напряжение на конденсаторе Ci близко к нулю (этот конден-
сатор довольно быстро разряжается в рассматриваемом интервале
времени через выходной транзистор элемента Э2 и диод Д\), на-
пряжение «вх 1 — низкое напряжение прямосмещенного диода
Д1 — и оно поддерживает элемент 31 в закрытом состоянии. По
мере заряда С2 убывает зарядный ток и уменьшается напряжение
иВх2 на резисторе R2, в момент достижения напряжением «Вх2 по-
рогового уровня t/nop начинает запираться элемент Э2 и возрастать
напряжение иВых2’> рост «Вых2 передается через конденсатор Ci на
вход элемента 31, последний отпирается и развивается регенератив-
ный процесс изменения токов и напряжений, завершающийся пол-
ным запиранием элемента Э2 и отпиранием Э\ — переходом муль-
тивибратора во второе квазиравновесное состояние. Теперь будет
заряжаться конденсатор Ci через резистор Я1 и выходное сопро-
тивление элемента Э2 и вместе с тем будет разряжаться конденса-
тор С2 через выходное сопротивление элемента 31 и диод Д2.
Таким образом, в мультивибраторе имеет место автоколеба-
тельный режим. Период автоколебаний без учета длительности
процессов опрокидывания равен сумме интервалов квазиравнове-
сия: 0 = tni +/и2, причем и /И2 вычисляются по формулам, анало-
гичным (6.4).
Обычно Ri=\R2=R, С\ = С2=С и с учетом (6.4) получаем
и
0 = 2С (Я +Я^) In -“д”кс- • (6-35)
где Я1вых — выходное сопротивление закрытого элемента.
152
Естественно, что и здесь сопротивление /?, как и в ЖМВ, и в
формирователе, ограничено сверху и снизу условиями нормального
функционирования.
Выходные импульсы в рассматриваемой схеме имеют форму,
близкую к прямоугольной; однако значения положительного и от-
рицательного скачков выходного напряжения неодинаковы; легко
заметить, что их отношение практически определяется соотношени-
ем RKJR+R'bu*) и, например, при R = 2 кОм, 7?1ВЫх = 0,2 кОм упо-
мянутое отношение не меньше 0,9, т. е. форма выходных импуль-
сов действительно близка к прямоугольной.
При расчете мультивибраторов целесообразно выбирать сопро-
тивления R по возможности большими (близкими к предельным),
при этом улучшается форма выходных импульсов и, кроме того, их
длительность меньше зависит от параметров ИС (в частности, от
^вых); после выбора R значение С определяется по заданной дли-
тельности формируемых импульсов.
Недостатком рассмотренной схемы является возможное жесткое
возбуждение колебаний при условии, что оба элемента Э\ и Э2
одновременно закрыты. Такое состояние может возникнуть, напри-
мер, когда с включением источника питания напряжение питания
нарастает относительно медленно, заряд конденсаторов происходит
медленно, при небольших токах и возможно, что при этом ни на
одном из резисторов или R2 напряжение не превысит t/nOp; тог-
да оба элемента останутся в закрытом состоянии.
Режим мультивибратора, когда оба элемента закрыты, можно
предотвратить, если на входы элементов подать положительное
смещение (заметим, что режим, когда оба элемента открыты, не-
возможен благодаря применению относительно малых сопротивле-
ний резисторов /?ь /?2).
Положительное смещение на входы элементов Э\ и Э2 (или на
вход хотя бы одного из этих элементов) можно создать автомати-
чески; если учесть, что это смещение должно быть подано только
в случае, когда на выходах обоих элементов Э\ и Э2 высокие уров-
ни напряжения (когда оба элемента закрыты), и должно быть
отключено, когда мультивибратор работает нормально (один эле-
мент закрыт и его выходное напряжение высокое, а другой — от-
крыт и его выходное напряжение низкое), то достаточно использо-
вать на выходе мультивибратора логический элемент И.
В схеме мультивибратора (рис. 6.86) элемент И на выходе
реализован с помощью двух элементов И—НЕ Э3 и Э4. Пр»
У!=1, 1/2=1 имеем уз=0, t/4=l, и на вход Э2 поступает высокий
уровень напряжения, который приводит к отпиранию Э2 и возник-
новению режима автоколебаний. Если на один из входов Э3 посту-
пает сигнал 0, то */з=1, 1/4 = 0, т. е. резистор /?2 как бы заземлен, и
мультивибратор работает в нормальном режиме.
Мультивибратор на дискретных компонентах. Рассмотрим ос»
новные принципы работы и количественные соотношения в муль-
тивибраторах.
153
Схема автоколебательного мультивибратора
показана на рис. 6.9. Мультивибратор обладает двумя со-
стояниями квазиравновесия: в первом состоянии транзистор 1\ за-
перт, Т2 насыщен, во втором — наоборот. Переход из одного со-
стояния в другое осуществляется лавинообразно.
• В первом состоянии квазиравновесия (т. е. в первом полупе-
риоде колебаний) разряжается конденсатор С\ (через цепь £См,
/?бь Ci, транзистор Т2), и по мере убывания разрядного тока, про-
текающего через /?бь растет напряжение U6i на базе 7\. В момент,
когда Wei достигает порогового (условно-нулевого) уровня, отпи-
рается транзистор Tf, рост его
коллекторного тока приводит к вы-
воду транзистора Т2 из режи-
ма насыщения и восстановле-
нию петли положительной об-
ратной связи. В результате
развивается регенеративный
процесс, завершающийся за-
—’ пиранием транзистора Т2 и пе-
и реходом схемы во второе со-
к2 стояние квазиравновесия. Те-
__ перь разряжается конденсатор
С2 через резистор i/?62 и насы-
Рис- 6.9 щенный транзистор 7\. Второй
полупериод колебаний завер-
шается в момент достижения напряжением ивъ порогового (нулево-
го) уровня; в этот момент отпирается транзистор Т2 и происходит
обратное опрокидывание в первое состояние квазиравновесия.
Заметим, что в первом полупериоде наряду с разрядом конден-
сатора С\ идет заряд конденсатора С2 (по цепи £к, С2, вход-
ное сопротивление насыщенного транзистора Т2) с постоянной вре-
мени, примерно равной T?KiC2, а во втором полупериоде — заряд
конденсатора с постоянной времени, примерно равной
Следует иметь в виду, что мультивибратор с насыщающимися
транзисторами представляется автоколебательной системой с жест-
ким режимом возникновения автоколебаний, так как в мультивиб-
раторе возможно устойчивое состояние равновесия, когда оба
транзистора насыщены, и для возникновения автоколебаний в этом
случае необходим внешний запускающий импульс.
Условия насыщения транзисторов Т2 или 7\ в первом или вто-
ром состояниях квазиравновесия определяются соотношениями,
аналогичными (6.18). Условие запирания транзисторов всегда вы-
полняется, так как отрицательные перепады напряжения на кол-
лекторе отпирающегося транзистора (и базе запирающегося) до-
статочно велики для запирания транзистора.
Условие возникновения регенеративного процесса в петле по-
ложительной обратной связи сводится к требованию, чтобы коэф-
фициент петлевого усиления при работе транзисторов в активном
режиме был больше единицы. Это условие [см. (6.19)] практически
всегда выполняется.
154
Основные количественные соотношения.
Период автоколебаний. Длительность интервалов квазиравновесия (полупе-
риодов колебаний) определяется так же, как для ждущего мультивибратора»
(6.23—6.27).
Длительность первого полупериода (транзистор Т\ закрыт, Т2 насыщен) со-
гласно (6.23)
— ^1^61 In
Есм 4~ 4~ Л<01^б1 Л(02^КД 4~ Ц61Н
^СМ 4" 01^61 -- ^пор
длительность второго полупериода насыщен, Т2 закрыт)
/И2
£СМ 4~ 4~ Л<02^бД KOl^Kl 4~ Цб2Н
Есм 4" Л<ОД^бД ^пор
(6.36>
(6.37}
Период автоколебаний 0 равен сумме длительностей полупериодов: 0~/И1 + ^ж>.
В частном случае при ЕСы = Ен, Uaop^0, и^сЕк, Иб2н<£к, Zkoi£ki<^£k
tn + /И2 = С^б11п (2 - —- ^₽б1р —) + ctR6t In X
\ £к + 1 ко1*Ч51 /
х /2 — Лсод^бд \
\ ^К4-/КО2^6Д /
(6.38>
Если при максимальной рабочей температуре выполняется условие (6.25),.
то в первом приближении
е ^с,кв, (0.7 - -°'5, -) + С,Ъ. (о,7 —) . <6 39>
\ £к + 1 к01 ^61 / \ £к“г*код^бд /
а в нулевом приближении
0 « 0,7 + 0,7 С2/?б2. (6.40)
В симметричном мультивибраторе при Ci = C2=C, /?oi =^62=^6
0=1,4С/?б. (6.41)»
Напомним, что (6.38) — (6.41) для периода автоколебаний получены без уче-
та длительности фронтов /ф и времени рассасывания заряда /р в базах насы-
щенных транзисторов и поэтому справедливы только в тех случаях, когда дли-
тельности полупериодов /И1 и ta2 достаточно велики по сравнению с /ф и /р.
Отметим также следующее. В интервале /щ вместе с разрядом конденсато-
ра Ci происходит заряд конденсатора С2 с постоянной времени, примерно рав-
ной СдЯкГ, для того чтобы напряжения на конденсаторе С2 и коллекторе Л
успели достигнуть установившегося значения, необходимо, чтобы
3C2/?Ki < *И1« 0,7 (6.42>
Аналогично должно выполняться условие
ЗС^/?кд </и2^0,7 С2/?бд* (6.43)’
При Ci = C2 = C и \Rki = Rk2=R должно быть /?к<0,23Яб.
Нестабильность периода автоколебаний определяется нестабильностью пара-
метров схемы и транзисторов: особо следует указать на температурную неста-
бильность периода; с ростом температуры растет /к0 и 6 уменьшается. Регули-.
ровка периода производится методами, аналогичными методам регулировки дли-
тельности импульса ждущего мультивибратора.
Скважность импульсов. Если считать рабочими импульсы длительностью
/и2, формируемые на коллекторе транзистора Т2, то скважность этих импульсов
I = е//Ид = 1 + /ихЛид» 14- Ci^i/с^бд. (6.44).
Для симметричного мультивибратора /И1 = /и2 и £=2.
Определим предельное значение £Макс. Согласно (6.42) должно выполняться
условие
Ct < 0,23 С2/?б2//?К1. (6.45),
155
Так как обычно асимметрия в мультивибраторе достигается только примене-
нием конденсаторов различной емкости С^С2, а другие параметры одинаковы:
Rki=iRk2=^Rk, /?6i=i^62=^6, то согласно (6.44) с учетом (6.45) получим
^£макс = 1+0,237?б/^к ИЛИ
Бамако =1+0,23 ₽. (6.46)
Особенности мультивибраторов на дрейфовых транзисторах.
Для сокращения длительности фронтов импульсов или для увели-
чения частоты автоколебаний в мультивибраторе иногда использу-
ются высокочастотные дрейфовые транзисторы.
Особенностью этих транзисторов является малое обратное про-
бивное напряжение эмиттерного перехода, что приводит к резкому
сокращению длительности импульсов и периода автоколебаний.
Для предотвращения пробоя эмиттерных переходов в базовые
цепи мультивибратора на дрейфовых транзисторах включаются
так называемые отключающие диоды [6].
Методы улучшения характеристик мультивиб-
раторов. Для стабилизации длительности импульсов применя-
ются стабилизированные источники питания, термостатирование
всей схемы мультивибратора, электромагнитная экранировка, а
также резисторы и конденсаторы, параметры которых мало ме-
няются с изменением внешних условий (температуры, влажности
и т. д.).
Температурная стабильность мультивибратора. Как было ука-
зано выше, с изменением температуры изменяются длительность
импульса, формируемого ждущим мультивибратором, и период ав-
токолебаний самовозбуждающегося мультивибратора.
Стабилизация длительности импульса (или периода колебаний)
осуществляется выбором соответствующих параметров мультивиб-
ратора и специальных режимов работы или путем различных схем-
ных решений.
Из (6.39) и других ф-л следует, что для температурной стаби-
лизации длительности импульса (или периода колебаний) следует
выбрать сопротивление /?б малым.
Однако при малых для получения заданной длительности
импульсов приходится увеличивать емкости конденсатора С (Сь
С2), что приводит к увеличению длительности заряда емкостей,
т. е. времени восстановления, а для уменьшения этой длительно-
сти приходится уменьшать коллекторные сопротивления /?к. Одна-
ко такой путь не всегда приемлем, так как уменьшение /?к при-
водит к росту коллекторного тока открытого транзистора, который
может превысить допустимое значение, что скажется на надежно-
сти мультивибратора.
Наиболее широко применяется метод стабилизации длительно-
сти импульсов (или периода колебаний), основанный на включе-
нии в базовую цепь транзистора Т2 (в случае автоколебательного
мультивибратора — в цепи баз обоих транзисторов Т\, Т2) диода
с малым обратным током; полярность включения диода такова,
что в режиме квазиравновесия он закрыт и тем самым изолирует
перезарядную цепь от тока базы запертого транзистора Т2.
156
Улучшение формы импульсов. На рис. 6.10 показана схема
мультивибратора с отключающими диодами Д\ и Д2. Во время
заряда конденсатора, например Сь диод Д2 заперт и ток заряда
протекает через Д"зар, а не через Дю, вследствие чего потенциал
коллектора запирающегося транзистора Т2 почти скачком прини-
мает значение Ек. Когда транзистор Т2 открыт, конденсатор Ci
разряжается, диод Д2 открыт, и коллекторной нагрузкой транзи-
стора можно считать /?"к=^к211-^"зар, так как сопротивление диода
мало по сравнению с 7?"зар.
Сокращение времени восстановления. В ряде случаев возникает
важная задача сокращения длительности восстановления ждущего
мультивибратора (или длительности заряда конденсаторов автоко-
лебательного мультивибратора). В схеме рис. 6.10 для этой цели
применен фиксирующий диод Дф. На катод диода Дф подается на-
пряжение Еф<Ек. Поэтому заряд конденсатора Ci практически
прекращается, как только напряжение иК2 на коллекторе запираю-
щего транзистора Т2 достигнет значения Еф. Заметим, что при этом
сокращается и длительность формируемого импульса, так как
уменьшается начальный перепад напряжения на коллекторе Т2 и
базе Tt; теперь этот перепад равен (без учета влияния 1ко и малых
напряжений на электродах насыщенного транзистора) не Ек, а Еф
и длительность импульса (щ^С^бАпЦЕк+ЕфУ/Ек].
Мультивибраторы с ненасыщающимися транзисторами. Задерж-
ка, обусловленная рассасыванием заряда в базе насыщенного
транзистора, приводит, в частности, к тому, что мультивибраторы
с насыщающимися транзисторами не могут быть использованы
для генерирования импульсов с высокой частотой повторения (на-
пример, свыше 20 МГц). Для предотвращения насыщения откры-
тых транзисторов можно использовать нелинейную отрицательную
обратную связь в транзисторных ключах. Применяется также схе-
ма автоколебательного мультивибратора с ненасыщающимися тран-
зисторами, в которых используются токовые переключатели (см.
§2.5).
157
Интегральный аналог дискретного МВ. Основные идеи и схемо-
технические решения, примененные в рассмотренных выше муль-
тивибраторах на дискретных компонентах, используются и для
реализации многих типов интегральных мультивибраторов.
В качестве примера укажем на интегральный мультивибратор
119ГФ2 (рис. 6.11), в котором только конденсаторы и С2— на-
весные (на схеме указана нумерация выводов ИС). Как видно из
схемы, в этом мультивибраторе используются инверторы с нели-
нейной отрицательной обратной связью (диоды Д2, Л), а также
отключающие коллекторные диоды Дь Д3. В мультивибраторе ти-
па 218ГФ1 предусмотрены, кроме упомянутых схемных решений в
схеме 119ГФ2, также рассмотренные выше меры, предотвращаю-
щие пробой эмиттерных переходов транзисторов.
Управляемые автоколебательные МВ. Рассмотренные выше ав-
токолебательные мультивибраторы на логических элементах могут
работать с внешним управлением: при этом генерация колебаний
начинается лишь при подаче на специальный вход управляющего
сигнала. Например, если в мультивибраторе (рис. 6.8а) на верхнем
входе элемента Э\ действует вместо сигнала 1 сигнал 0, то он не
генерирует колебания; он генерирует лишь при действии сигнала 1.
6.8. АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ НА ОУ
Принцип функционирования автоколебательного мультивибра-
тора на операционном усилителе иллюстрируется схемой и времен-
ными диаграммами на рис. 6.12а, б.
Так. же как в триггере и ждущем мультивибраторе, положи-
тельная обратная связь реализуется благодаря резистивной связи
между выходом и неинвертирующим входом ОУ. Моменты пере-
ключения МВ из одного состояния квазиравновесия в другое опре-
деляются моментами встречи изменяющегося напряжения на кон-
денсаторе С с пороговыми уровнями t/+nop и 1/"пор напряжения, за-
даваемыми значениями напряжения и+вт в состояниях квазиравно-
весия.
При ивых = £+« + £
а при «ВЫх=— Е J
“в+х = ипОР= (-£Я8 + £см R1)/(R1 + RJ.
Заметим, что при ЕсМ = 0 |(/+р| = |С7— р| = /?, E/(R1 + /?2),
а при Есм>0 Unop | t/nop|‘
Пусть, например, в первом состоянии квазиравновесия иВых=
= +Е, при этом u+Bx='U+nop>u~bi, напряжение и~вх, равное на-
пряжению ис на конденсаторе С, возрастает по экспоненциальному
закону с постоянной времени тЭар=С7? и стремится к уровню +Е.
В момент, когда ывх станет равным U+nOp, ОУ переходит в усили-
тельный режим, восстанавливается петля положительной обратной
связи, и возникающий регенеративный процесс завершается пере-
ключением схемы во второе состояние квазиравновесия. Теперь
«вых = —Е, и+вх= |'U-nOp| <и_вх, конденсатор С разряжается с по-
стоянной времени Храз—RC, и напряжение и-вх=ис стремится к
уровню —Е. В момент, когда | и~вх | = | U_nop |, происходит пере-
ключение мультивибратора вновь в первое состояние квазиравно-
весия.
Таким образом, мультивибратор генерирует напряжение пря-
моугольной формы меандр, причем, как легко видеть, период авто-
колебаний
6 — ^и1 “Ь ^и2>
ис (оо) — ис (0) Е — (/пор
где ^и1 — тзар In t . .. . — RC In
(оо) - UC (/и1) Е _ (у+р
= RC In — ^См В*- •
ERi £см Ri
, In _Rc 1п И. + 2^, + £„«, .
— Е — б'пор ER1 ~ Еси R1
В частном случае, при Есм=0
*и1 = *и2 = ЯС1п(1 + и 6 = 27?С1п(14-2/?2/Е1).
(6.51)
(6.52)
(6.53)
При применении ОУ в мультивибраторах следует учесть, что
максимальные напряжения на входах и максимальный выходной
ток не должны превосходить соответствующие допустимые значе-
ния. Поэтому при расчете МВ (выбор ОУ, расчет делителя, выбор
159
опорного напряжения Дсм и сопротивления R) следует провести
соответствующий анализ выполнения условий нормального функ-
ционирования МВ [24].
6.9. АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ТАЙМЕРАХ
В импульсных устройствах используется ряд модификаций МВ
на интегральных таймерах и, в частности, на ИТ, функциональная
схема которого дана в § 3.7.
Простейшая схема МВ и иллюстрирующие ее работу времен-
ные диаграммы показаны на рис. 6.13. При иъыт=Е1 конденсатор
С заряжается через резистор R, и в момент, когда ис(1) = [/12=.
=0,66£, срабатывает компаратор КН2 таймера; переключается
триггер Тр, и на выходе формирователя Ф устанавливается низкий
уровень напряжения f°«0. При этом конденсатор разряжается
через резистор R, и при достижении напряжением uc(t) уровня
f/'i = 0,33£ вновь переключается триггер таймера, на выходе вновь
создается уровень напряжения Е1. Длительность формируемых им-
пульсов
t„ = RC In
El-u\
E1 — Ul2
.f1 —0.66E
(6.54)
длительность паузы
E° — l/l Ul,
ta = RC\n-------- «/?Cln —
£° — t/} t/{
ЯС In 2 «0,7 RC. (6.55)
Период автоколебаний 0=/и+^п, частота автоколебаний [=1/0.
Нестабильность частоты обусловлена в основном нестабильностью
длительности /и из-за возможной нестабильности уровня Е1 на вы-
ходе формирователя и влиянием нагрузки. Для повышения ста-
бильности обеспечивается заряд конденсатора от наибольшего
возможного в схеме уровня напряжения Е (а не уровня Е1).
160
6.10. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ КОЛЕБАНИЙ
МУЛЬТИВИБРАТОРОВ
Дестабилизирующие факторы. Стабильность частоты колебаний
автоколебательного мультивибратора, как и стабильность длитель-
ности импульсов и пауз между ними, формируемых ждущими
мультивибраторами, часто оказывается недостаточней.
Относительно низкий уровень стабильности частоты мультивиб-
раторов обусловлен рядом факторов, прежде всего нестабиль-
ностью напряжения источника питания и изменением температуры
окружающей среды. Выше уже была отмечена возможность повы-
шения стабильности мультивибраторов благодаря определенной
методике выбора параметров. Рассмотрим здесь некоторые ва-
рианты схем мультивибраторов с относительно высокой стабиль-
ностью колебаний.
Мультивибратор с линией задержки. На рис. 6.14 дана схема
и временные диаграммы мультивибратора, построенного на ЛЗ и
элементе ТТЛ. При подаче на вход иу управляющего положитель--
Рис. 6.14
кого перепада напряжения на выходе элемента Э возникает отри-
цательный перепад, который через время Т3 появляется на втором
входе элемента Э, что в свою очередь вызывает на его выходе по-
ложительный перепад и т. д. Таким образом в мультивибраторе
возникают автоколебания с периодом 0»2Т3, где Т3 — время за-
держки ЛЗ, причем Т33>/з.Ср. Так как длительность Т3 может быть
весьма стабильной, то и частота f может быть весьма стабильной.
Рассматриваемый мультивибратор целесообразно применять
для генерирования импульсов с достаточно высокой частотой по-
вторения (при />500 кГц) с тем, чтобы объем ЛЗ был не слиш-
ком велик.
В качестве ЛЗ может быть использована цепочка из четного
числа последовательно соединенных логических элементов (инвер-
торов).
6—137 161
логических элементов и
(приблизительно Акв~ 1
К!
-----ЮН
э,
lil
Мультивибраторы, стабилизированные кварцем. На рис. 6.15
приведена простейшая схема автоколебательного мультивибратора
с кварцевым резонатором.
Практически период автоколебаний не зависит от параметров
определяется только параметрами кварца:
0 = 2л]/ДТС^ (6.56)
Г, Скв«0,1 пФ).
Такие мультивибраторы испо-
льзуются для генерирования ко-
лебаний с частотой примерно 1 —
10 МГц. Для подстройки частоты
и6ых в узких пределах можно последо-
0 вательно с кварцем включить
конденсатор с переменной емко-
стью. На практике применяется
ряд разновидностей мультивиб-
раторов с кварцем [12].
%
Эг
ЁП
Рис. 6.15
6.11. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
Общие сведения. Наряду с мультивибраторами, для формирова-
ния прямоугольных импульсов применяется и другой класс релак-
сационных генераторов — так называемые блокинг-генераторы, в
которых цепь положительной обратной связи создается с помощью
импульсного трансформатора (т. е. трансформатора с ферромаг-
нитным, чаще всего ферритовым сердечником, обладающего малы-
ми паразитными параметрами — индуктивностью рассеяния и па-
разитными емкостями).
Рассмотрим кратко работу блокинг-генератора в ждущем и ав-
токолебательном режимах.
В связи с тем что блокинг-генераторы, как правило, строятся
на дискретных компонентах, предполагается использование тран-
зисторов типа р-п-р.
Блокинг-генераторы применяются в качестве источников ко-
ротких импульсов (длительностью от сотых долей до десятков ми-
кросекунд) с крутыми фронтами, повторяющихся с относительно
большой скважностью, а также в качестве преобразователей по-
стоянного напряжения низкого уровня в напряжение более высоко-
го уровня.
Ждущий режим блокинг-генератора. Схема ждущего блокинг-
генератора на транзисторе ОЭ и соответствующие временные диа-
граммы приведены на рис. 6.16 и 6.17.
Будем считать, что сердечник трансформатора в процессе рабо-
ты не насыщается; обозначим через Л ток в первичной обмотке
wK, *2 — ток во вторичной обмотке w6, i'2—п12 — ток i2, приведен-
ный к первичной обмотке, n=w^jwK — коэффициент трансформа-
162
ции, rH=nH«H — приведенный к первичной обмотке ток нагрузки,
/2 ц = WBI а'к.
Обмотки wK и wo включены так (начала обмоток отмечены
точками), чтобы обратная связь была положительной; последнее,
в частности, означает, что при возрастании коллекторного тока на-
Рис. 6.16
пряжение и2 на обмотке отрицательно, что способствует откры-
ванию транзистора.
Активная нагрузка подключена с помощью дополнительной
обмотки wB=nBwK, поэтому пересчитанное в коллекторную цепь
ее сопротивление 1^.'в=Дв1п2в. Будем в дальнейшем считать /?'я
Рис. 6.18
заданной величиной; если RB подключено к коллектору через раз-
делительный конденсатор, то следует считать пя=1. Назначение
шунтирующей цепочки Rm, Д, показанной на рис. 6.16 пунктиром,
будет выяснено ниже. Резистор RK (или R3), также показанный на
рис. 6.16 пунктиром, иногда включается для ограничения коллек-
торного тока на уровне, не превосходящем допустимый для дан-
6* 163
ного транзистора; резистор |/?доп включается, как будет показано
ниже, для возможного регулирования или стабилизации длитель-
ности формируемых импульсов.
На рис. 6.18 приведена упрощенная эквивалентная схема бло-
кинг-генератора, в которой параметры цепи базы и нагрузки пере-
считаны в коллекторную цепь (в первичную обмотку); здесь LK —>
индуктивность коллекторной обмотки, /=1!—i'2—i'H — ток намаг-
ничивания, Гб=ш'б — приведенный ток базы, i/?'BI=/?BX/n2 — при-
веденное к коллекторной обмотке входное сопротивление RBi
транзистора ОЭ (предполагается, что в схеме рис. 6.16 7?э=0;
при наличии /?д0П вместо 7?в1 следует учитывать ^?Вхэ=^Вх+Лдоп);
в эквивалентной схеме не учтены паразитные емкости и индуктив-
ности рассеяния трансформатора.
Исходное состояние. В исходном состоянии транзистор заперт.
Для получения ждущего режима напряжение смещения Ев на ба-
зу транзистора выбирается запирающим, т. е. положительным для
транзистора типа р-п-р и отрицательным для транзистора типа
п-р-п. При этом напряжение на базе запертого транзистора «бз=
,^Еб.
Напряжение на коллекторе транзистора ик=—Ек, напряжения
на обмотках wK, wq соответственно равны: «1=0, «2=0; ток на-
магничивания и магнитный поток в сердечнике равны нулю (на-
чальным намагничиванием, обусловленным током 1К0, пренебре-
гаем): /=0.
Исходное состояние является состоянием устойчивого равнове-
сия, в котором блокинг-генератор может находиться сколь угодно
долго.
Запуск и опрокидывание. Блокинг-генератор запускается введе-
нием в цепь базы (с помощью дополнительной специальной об-
мотки в импульсном трансформаторе или через разделительный
конденсатор на коллектор или базу транзистора и т. п.) отпираю-
щего импульса тока. При отпирании транзистора восстанавливает-
ся действие положительной обратной связи и возникает лавинооб-
разный (регенеративный) процесс роста коллекторного iK и базо-
вого io токов транзистора: рост скорости изменения коллекторного
тока iK=ii приводит к росту абсолютного значения напряжения
м2 (на базовой обмотке а>б), имеющего отрицательную полярность;
последнее приводит к росту is и к дальнейшему росту iK.
Если коэффициент петлевого усиления Ло>1» то рост токов iK,
1б и напряжений Ui, «2 на обмотках трансформатора носит лавино-
образный характер. Регенеративный процесс изменения токов и
напряжений длится до тех пор, пока действует положительная
обратная связь и выполняется условие /Со>1; нарушение этого
условия наступает при переходе транзистора в режим насыщения
в результате роста базового напряжения |«б| = |«2| и спада кол-
лекторного напряжения |«К|=-Ек—|«i| (вследствие роста |«i|),
В результате опрокидывания напряжение |«i| возрастает
практически до уровня Ек, а |ык| уменьшается практически до ну-
ля (точнее, до |ык.н|)•
164
Перепад напряжения на базовой обмотке равен примерно иЕк>
и перепад напряжения на нагрузке итзых«пнЕк. Временные диа-
граммы рис. 6.17 приведены без учета длительности фронтов.
Формирование вершины импульса. Вершина импульса форми-
руется в интервале работы транзистора в режиме насыщения.
Предполагается, что рассматривается случай, когда в схеме ис-
пользуются высокочастотные транзисторы, а формируются импуль-
сы относительно большой длительности (/и^>тр). При этом мож-
но считать, что накопление заряда в базе завершено в процессе
опрокидывания, и в режиме насыщения заряд в базе практически
не меняется. После опрокидывания к обмоткам трансформатора
оказываются приложенными напряжения |u1|=£K, |и2|=и£к, и
в соответствии с законом электромагнитной индукции магнитный
поток и соответственно ток намагничивания / должны возрастать
во времени. Как видно из схемы рис. 6.18, увеличение тока / при-
водит к увеличению коллекторного тока /к, который в свою очередь
обусловливает рост уровня граничного заряда Qrp(t)==xa iK(t) в
базе транзистора. В конечном итоге этот процесс приводит к тому,
что транзистор в некоторый момент времени переходит из режима
насыщения в активный. В этот момент и завершается формирова-
ние вершины импульса.
Обратное опрокидывание и восстановление исходного состоя-
ния. В момент перехода транзистора в активный режим восстанав-
ливается действие положительной обратной связи и возникает ре-
генеративный процесс обратного опрокидывания, аналогичный про-
цессу при запуске блокинг-генератора.
Этот процесс обусловливает быстрое рассасывание граничного
заряда Qrp в базе через переход коллектор—база (так как напря-
жение и& весьма быстро становится положительным), и транзистор
запирается.
Заметим, что за время обратного опрокидывания ток намагни-
чивания / трансформатора практически не успевает существенно
измениться и к моменту запирания транзистора сохраняет соответ-
ственно то максимальное значение /макс, которого он достиг во вре-
мя формирования вершины импульса.
Таким образом, в магнитном поле трансформатора оказывается
запасенной определенная энергия. Восстановление исходного со-
стояния связано с рассеянием этой энергии — спадом тока намаг-
ничивания в контуре LxR'n (см. эквивалентную схему рис. 6.18; в
режиме восстановления транзистор Т заперт, и полагаем /к=0,
R вх= °0)•
Этот процесс в зависимости от соотношения параметров может
быть как колебательным, так и апериодическим и обычно заверша-
ется сравнительно быстро. Как правило, стремятся обеспечить
апериодический режим, для чего трансформатор шунтируют це-
почкой 7?ш, Д (рис. 6.16), которая практически не сказывается на
процессе формирования вершины (когда диод Д заперт) и влияет
лишь на форму обратного выброса.
165
Необходимость обеспечения апериодического процесса объясня-
ется тем, что в колебательном режиме напряжение «2 во время
второго полупериода колебаний становится отрицательным, и воз-
никает опасность того, что последнее приведет к запуску блокинг-
генератора, т. е. режим окажется не ждущим, а автоколебатель-
ным. Напряжение иг на контуре LKC0 во время апериодического
выброса имеет отрицательную полярность, вследствие чего появ-
ляется отрицательный выброс напряжения на коллекторе и, благо-
даря трансформатору, положительный выброс напряжения на ба-
зе транзистора.
Заметим, что наличие цепочки /?ш, Д приводит также к умень-
шению амплитуды обратного выброса напряжения на коллекторе,
что важно для предотвращения пробоя транзистора.
Основные количественные соотношения.
Условие возникновения регенеративного процесса. При наличии положитель-
ной обратной связи для возникновения регенеративного процесса необходимо,
чтобы коэффициент петлевого усиления /Со>1-
Оценим коэффициент Ко из следующих простых соображений. Приращение
тока базы Д^б вызывает приращение тока коллектора AtK=PAi6, если пренебречь
влиянием нагрузки и полагать, что во время регенеративного процесса ток на-
магничивания не изменяется, то изменение тока в первичной обмотке трансфор-
матора, равное Д1К, приведет при замкнутой петле обратной связи к изменению
тока во вторичной обмотке: Д1к/л=рД1б/и, где n=w^wK — коэффициент транс-
формации.
Таким образом, коэффициент петлевого усиления по току /С0~₽/и и условие
возникновения регенеративного процесса будет 0/л>1; это условие всегда вы-
полняется, так как р^>1, а п<\.
Условие насыщения транзистора. В результате опрокидывания транзистор
насыщается. В режиме насыщения напряжение на базе |иб| по абсолютному
значению должно быть не меньше некоторого уровня |ибн|. Так как напряжение
и2 на базовой обмотке равно —пЕк, то ив~—пЕк+Еъ и |«б|=л£к—£б. Следова-
тельно, необходимо, чтобы пЕк—Ео> | Иб.н|, откуда следует, что
л>(|мб.н| + £б)/^к. (6.57)
Напомним, что для маломощных германиевых транзисторов в зависимости
от значений токов базы и коллектора |ыб.н| = (0,2—0,7) В, а для кремниевых
транзисторов |цб.н| = (0,4-? 1,2) В.
Длительность импульса. Под длительностью импульса /ж будем понимать
длительность вершины импульса, т. е. тот промежуток времени, в течение кото-
рого транзистор насыщен и блокинг-генератор находится в режиме квазиравно-
весия.
Для определения /ж следует определить тот момент времени, в который
транзистор выходит из режима насыщения, т. е. момент, в который возрастаю-
щий коллекторный ток iK(t) достигает значения
»к(/и) = р/б(и. (6.58)
В нашем случае согласно эквивалентной схеме рис. 6.18 ток iK в режиме насы-
щения
<к = / + «б+‘н- (6-59)
Определим приближенно составляющие коллекторного тока. В режиме насыще-
ния Ик.н~0 и |Ы1|=ак<У/^«£к; поэтому
р
/-гЧ (6.60)
Ен
166
т. е. ток намагничивания нарастает практически по линейному закону. Приведен-
ный ток нагрузки, как видно из рис. 6.18а,
=EK/RH. (6.61)
Так как ц2=—пЕк=const, ток базы
|’б (0 1*6 = № ^б)/ЭКВ = пЕк. D > (6.62)
'вх.экв
где
а=1—Еъ/пЕк, (6.63)
Лих.экв=>/?вх4“^доп> Ддоп — сопротивление резистора, который может быть вклю-
чен в цепь базы. Пренебрегая приведенным значением тока базы (в момент
ta Гб = ш’б<О'к) и подставив (6.60), (6.61) в (6.59), найдем
iK(t) = EK(t/LK+l/R’a). (6.64)
Подставляя значения 1к(/и) и io (/и) в (6.58), найдем
/и«£к(Рпа/ЛВХэкв-1/^). (6.65)
Заметим, что при /?Доп^>Евх длительность /и практически не зависит от входно-
го сопротивления насыщенного транзистора:
?ла//?дОп —1/#н)« (6.66)
Вместе с тем изменением /?доп можно регулировать длительность импульса в
широких пределах.
Из формулы (6.67) и описания процессов очевидно влияние различных па-
раметров схемы на длительность импульса. Например, рост индуктивности на-
магничивания LK влечет за собой рост длительности импульса (с ростом LK
уменьшается скорость роста тока намагничивания j и замедляется рост коллек-
торного тока). Увеличение нагрузки (уменьшение R'h) приводит к сокращению
to (рост i'H приводит к росту iK). Увеличение Еб (уменьшение коэффициента а)
приводит к уменьшению отрицательного напряжения на базе, что вызывает
уменьшение тока базы и степени насыщения транзистора и, следовательно,
уменьшение ta- Аналогично можно проанализировать влияние Ек, п, р. Заметим,
что с ростом температуры растет 0 и увеличивается длительность формируемо-
го импульса.
Длительность и амплитуда выброса. Обратный выброс на обмотках транс-
форматора обусловлен спадом тока намагничивания в контуре ЕкС&ш.ъ, где
через /?ш.э обозначено эквивалентное сопротивление, шунтирующее контур LKC0.
Для случая критического режима (7?ш.3=1/2)^LK/Co) амплитуда и длитель-
ность обратного выброса выражается формулами, известными из курса ТЛЭЦ
А Um к = 0>74 /макс^ш э, (6.67)
/В«3£к/Яшэ, (6.68)
где /макс — значение намагничивающего тока в конце формирования вершины
импульса.
При этом напряжение между коллектором и эмиттером превышает значе-
ние Ек: | Мн.мак с | =En+AUm. Естественно, что максимальные напряжения на пе-
реходах не должны превышать допустимых абсолютных значений.
Автоколебательный режим блокинг-генератора. Для получения
автоколебательного режима в блокинг-генераторе необходимо
включить в цепь базы конденсатор С и выбрать напряжение сме-
щения Еб отрицательной полярности для транзистора типа р-п-р
(рис. 6.19а) и положительной — для транзистора типа п-р-п. При
этом, очевидно, устойчивое исходное состояние невозможно, если
выполняется условие возникновения регенеративного процесса.
167
Процессы в автоколебательном блокинг-генераторе мало отлича-
ются от процессов в ждущем. После окончания формирования вер-
шины импульса и запирания транзистора (момент /=/') конден-
сатор С оказывается заряженным до некоторого максимального
напряжения г/смакс*, по мере разряда конденсатора через базовую
обмотку трансформатора, источник Еб и резистор напряжение
не на базе транзистора падает, стремясь к уровню (рис. 6.196)
ис (оо)« иб (оо) = — [£б + 1к0 7?б] « — Е6. (6.69)
В некоторый момент t=tu достигает такого уровня
Ьпор(^пор^О), при котором транзистор отпирается и коэффициент
усиления транзистора возрастает настолько, что коэффициент пет-
левого усиления /Со превосходит единицу; в этот момент начинает-
ся новый цикл работы блокинг-генератора: вновь формируется им-
пульс, заряжается конденсатор С, и после запирания транзистора
процесс повторяется.
Длительность периода автоколебаний 0 складывается из дли-
тельности импульса /и и длительности паузы /п: 0 = /и+^п.
Длительность /и определяется примерно так же, как в ждущем
режиме. Кроме того, /И<С'0, и поэтому 0«:/п. Длительность паузы
определяется временем разряда конденсатора в цепи первого по-
рядка (ток разряда изменяется относительно медленно, и напря-
жением на индуктивности намагничивания можно пренебречь):
ta = CR6 In —“Смака , (6.70) ис (°°) ис
где «с(/п) = «б(и = ^поР«0. (6.71)
За время напряжение ис достигает значения ПсМакс~лЕк, и
можно приближенно записать
0«/п«С7?б1п(14-пЕк/Еб).
(6.72)
Часто в качестве Еб выбирают источник достаточно большого на-
пряжения Ек, и при этом меньше сказывается влияние изменения
/ко на величину 0.
168
6.12. СИНХРОНИЗИРОВАННЫЕ АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ
ГЕНЕРАТОРЫ
Общие сведения. Синхронизированные генераторы широко при-
меняются в тех случаях, когда необходимо обеспечить строгое вре-
менное согласование работы двух различных устройств, например
временной развертки осциллографа и генератора исследуемого на-
пряжения. Не менее важно применение синхронизированных ге-
нераторов в качестве делителей частоты, для чего необходимо
обеспечить режим синхронизации при кратном отношении частот
колебаний генератора и внешнего сигнала.
В качестве синхронизирующего можно использовать периоди-
ческое напряжение любой формы, однако наибольшее применение
получили короткие импульсы и напряжение синусоидальной формы.
Использование коротких синхронизирующих импульсов с крутым
фронтом обеспечивает наиболее жесткую временную согласован-
ность между колебаниями генератора и внешним сигналом. Сину-
соидальное синхронизирующее напряжение применяется обычно в
тех случаях, когда требуется особо высокая стабильность частоты
синхронизирующего напряжения. Последняя может быть, как из-
вестно, достигнута при использовании генератора синусоидальных
колебаний с кварцевой стабилизацией.
Вначале рассмотрим синхронизацию блокинг-генератора, а за-
тем распространим полученные результаты на мультивибраторы.
Синхронизация блокинг-генераторов. Пусть в момент f к бло-
кинг-генератору подключается источник периодического напряже-
ния «син в виде коротких (по сравнению с периодом повторения)
импульсов с амплитудой 1/тСин.
На практике ввод синхронизирующего напряжения в блокинг-
генератор осуществляется точно так же, как и ввод запускающих
импульсов в ждущий блокинг-генератор. Временная диаграмма
напряжений на базе транзистора приведена на рис. 6.20а; предпо-
лагается, что генератор синхронизирующих импульсов включен
Рис. 6.20
169
последовательно с конденсатором в базовую цепь транзистора;
t/'nop — уровень напряжения на базе, при котором отпирается тран-
зистор, и в блокинг-генераторе возникает регенеративный процесс
опрокидывания.
До момента t' блокинг-генератор работает в автоколебатель-
ном режиме, и период собственных колебаний, определяемый его
параметрами, равен во- В момент t' приходит первый синхронизи-
рующий импульс, и напряжение на базе транзистора становится
(см. рис. 6.20а) Нб(О ==Нб.а(О+Исин(О» где «б.а(0 —напряже-
ние на базе в автоколебательном режиме. uciss(tf)=—UmcWH —
синхронизирующее напряжение. Таким образом, напряжение на
базе транзистора во время действия синхронизирующих импуль-
сов на короткое время понижается. При этом оказываются воз-
можными два случая.
В первом из них разность напряжений Иб.а—^тсин=^б в мо-
мент t' оказывается недостаточной для отпирания транзистора.
Период повторения синхронизирующих импульсов 9Син выбирает-
ся обычно несколько меньшим периода автоколебаний 0О. Вслед-
ствие этого второй синхронизирующий импульс приходит в момент,
когда напряжение £/б.а оказывается несколько большим, и, таким
образом, этот импульс располагается выше на временной диаграм-
ме и ближе к началу периода автоколебаний (точка Л2)«
От периода к периоду наблюдается перемещение синхронизи-
рующих импульсов относительно моментов отпирания транзистора
до тех пор, пока какой-то импульс (см. рис. 6.20а) не придет в
момент, непосредственно предшествующий пересечению экспо-
нентой уровня t/nop. Теперь синхронизирующий импульс оказыва-
ется расположенным достаточно низко, и отпирание транзистора
происходит в момент его действия. Через время 0еИн приходит сле-
дующий (пятый) синхронизирующий импульс, вновь открывающий
транзистор, и т. д.
Важно отметить, что, хотя положение точки А4 на временной
диаграмме и§(1) зависит от начальных условий, положение сле-
дующей точки А5 определяется формой напряжения u&(t) в авто-
колебательном режиме и длительностью периода Осин- Таким обра-
зом, в этом случае уже после второго отпирания транзистора син-
хронизирующим импульсом устанавливается стационарный ре-
жим, при котором период колебаний синхронизированного генера-
тора 9син оказывается в точности равным периоду синхронизирую-
щих импульсов.
Во втором случае уже первый из синхронизирующих импульсов
приходит в момент, когда разность z/6-а—t/тсин оказывается доста-
точной для отпирания транзистора. При этом, очевидно, сразу же
после подачи второго синхронизирующего импульса устанавлива-
ется стационарный режим синхронизации.
Рассмотренный выше режим синхронизации, при котором 0Г ==
= 0син, не является единственно возможным. Изменяя величины
6о, 9син и С/тсин, можно получить большое число других видов ре-
экимр. Так, если уменьшить примерно в два раза значение 9СИн
170
при неизменной величине Оо, то после итпирания транзистора ка-
ким-либо синхронизирующим импульсом следующий располагает-
ся на временной диаграмме настолько высоко, что он не в состоя-
нии открыть транзистор (рис. 6.206).
При этом отпирание транзистора происходит один раз в два
периода синхронизирующих импульсов, т. е. возникает синхрони-
зация при кратном отношении периодов колебаний синхронизиро-
ванного и синхронизирующего напряжений. Частота колебаний ге-
нератора оказывается в два раза ниже частоты синхронизирую-
щих импульсов, т. е. имеет место режим деления частоты.
Если и далее уменьшать период 0СИн, то можно получить режим
кратной синхронизации при большем значении коэффициента де-
ления.
Из приведенного описания режима синхронизации следует, что
при изменении параметров 0о, 0Син и £/тСин в небольших пределах
может наступить скачкообразное изменение кратности. В [9] оп-
ределены области значений параметров, в пределах которых ре-
жим синхронизации с данным значением кратности устойчив.
Рассмотренный выше режим синхронизации короткими импуль-
сами отличается жесткой временной связью между синхронизи-
рующим напряжением и колебаниями в генераторе. Действитель-
но, транзистор всегда отпирается фронтом синхронизирующих им-
пульсов, обладающим пренебрежимо малой длительностью.
Заметим, что при синхронизации блокинг-генератора синусои-
дальным напряжением в стационарном режиме опрокидывание ге-
нератора происходит, как и ранее, в моменты времени, когда на-
пряжение достигает значения (7Пор, т. е. при «б.а=^пор—иСИн.
Синхронизация мультивибраторов. Все основные положения,
относящиеся к синхронизации блокинг-генераторов, применимы и
к мультивибраторам. Для того, чтобы убедиться в этом, рассмот-
рим процесс синхронизации в мультивибраторе (рис. 6.21) при по-
даче на базу одного из транзисторов коротких синхронизирующих
импульсов отрицательной полярности. Временные диаграммы для
случая деления импульсов с кратностью, равной шести, представ-
171
лены на рис. 6.22. При открытом транзисторе 1\ синхронизирую-
щие импульсы, очевидно, не оказывают практически никакого
влияния на работу мультивибратора, но когда этот транзистор
заперт, импульсы иСИн вызывают преждевременное его отпирание.
При этом период колебаний генератора 0Г оказывается кратным
периоду 0син.
Заметим, только что при синхронизации импульсами, подавае-
мыми на базу одного из транзисторов, период колебаний мульти-
вибратора 0Г оказывается равным или кратным значению 0СИН, но
отдельные его части (импульс и пауза) оказываются несинхрони-
зированными. Для синхронизации обеих частей синхронизирую-
щие импульсы должны подаваться одновременно на базы обоих
транзисторов.
Глава 7
ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ
НЕПРЯМОУГОЛЬНОЙ ФОРМЫ
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В технике связи и управления, в измерительной и других об-
ластях техники используются импульсы напряжения и тока не
только прямоугольной, но и непрямоугольной формы, например
пилообразной или более сложной формы. Известны многие мето-
ды формирования таких импульсов. В основном эти методы бази-
руются на следующих идеях.
1. Для формирования сигналов определенного класса исполь-
зуются специализированные устройства; такими устройствами яв-
ляются, например, генераторы импульсов напряжения пилообраз-
ной формы (см. § 7.3).
2. Используются универсальные формирователи, состоящие из
определенным образом соединенных функциональных блоков (ин-
теграторов, дифференциаторов, сумматоров и т. п.); такие форми-
рователи преобразуют входные простые сигналы (например, пря-
моугольные или синусоидальные) в сложные сигналы требуемой
формы; универсальные формирователи могут быть, например, син-
тезированы в аналоговой области с использованием операционных
усилителей и набора линейных и нелинейных функциональных пре-
образователей, а в дискретной или цифровой области — с исполь-
зованием импульсных и цифровых фильтров [8].
3. Используется некоторая аппроксимация функции f(t)\ опи-
сывающей требуемый сигнал u(t) (чаще всего применяется кусоч-
но-полиномиальная аппроксимация: кусочно-постоянная, кусочно-
линейная и т. д.). В настоящее время формирующие устройства
для воспроизведения зависимостей f(t), аппроксимирующих сигна-
172
лы u(t) — генераторы функций, чаще всего представляют собой
кусочно-ступенчатые аппроксиматоры, реализуемые на базе циф-
ро-аналоговых преобразователей (ЦАП), идея построения кото-
рых рассматривается в § 7.7.
4. Используется представление функции f(t) комбинацией
функции <pk(O из некоторого ортогонального или неортогонально-
го базиса
k
базисные функции <рк (t) суть, например, тригонометрические функ-
ции, функции Уолша, Хаара, Лагерра, сплайн-функции, функции
Котельникова и т. д.
Естественно, что при реализации упомянутого здесь метода
формирования сложных сигналов необходимо генерировать с по-
мощью специальных устройств сигналы, соответствующие базис-
ным функциям.
7.2. ПРИНЦИПЫ ФОРМИРОВАНИЯ И ОСНОВНЫЕ
ПАРАМЕТРЫ ИМПУЛЬСОВ НАПРЯЖЕНИЯ
ПИЛООБРАЗНОЙ ФОРМЫ
Напряжение пилообразной формы (рис. 7.1а) характеризуется
следующими основными параметрами: начальным уровнем
амплитудой Um, длительностью рабочего /раб и обратного /Обр хо-
дов, периодом повторения 0, а также производным параметром —-
средней скоростью рабочего хода: КСр=^т/'/раб. Напряжение пи-
лообразной формы во время рабочего хода изменяется по закону,
близкому к линейному, поэтому его называют линейно изменяю-
щимся (ЛИН). Для оценки степени линейности рабочего участка
напряжения пользуются понятием коэффициента нелинейности
Т=(|КмаксН|КМин|)/|Кмин|, где
at 1Ь1раб
нения напряжения во время рабочего хода;
— скорость изме-
макс И Кмин — СООТВеТ-
ственно максимальное и минимальное значения скорости.
В практически используемых схемах генераторов скорость на-
пряжения во время рабочего хода обычно изменяется монотонно,
J73
и величина у равна относительному изменению скорости нараста-
ния напряжения во время рабочего хода:
Т = |(^нач-^кон)/^нач|= IА ТОнач I, (7-1)
где Кнач, Ккон — соответственно значения скорости в начале и кон-
це рабочего хода.
Среди многочисленных применений пилообразного напряжения
отметим получение временной развертки, регулируемой временной
задержки импульсов, преобразование непрерывных значений в ди-
скретные, получение сигналов с фазово-импульсной модуляцией
и пр. Для получения напряжения пилообразной формы обычно ис-
пользуется заряд или разряд конденсатора во время рабочего хо-
да с последующим восстановлением исходного состояния во время
обратного хода. Поэтому устройства первого типа называются ге-
нераторами линейно растущего, а второго — генераторами линей-
но падающего напряжений. Их функциональные схемы совпадают
(рис. 7.16); отличие состоит лишь в характере зарядного и разряд-
ного двухполюсников.
В генераторе линейно растущего напряжения зарядным двух-
полюсником является устройство, обеспечивающее по возможности
постоянный ток заряда конденсатора (стабилизатор тока), а раз-
рядным — управляемый ключ, который размыкается на время ра-
бочего хода и замыкается во время паузы между рабочими ходами.
В генераторе линейно падающего напряжения разрядный двух-
полюсник представляет собой стабилизатор тока, обычно управ-
ляемый, т. е. подключаемый к конденсатору во время рабочего хо-
да; зарядным двухполюсником здесь обычно является резистор,
постоянно подключенный к конденсатору.
Постоянство зарядного (разрядного) тока оказывается необхо-
димым для поддержания неизменной скорости заряда конденса-
тора:
(7.2)
при этом согласно
Keadu/dt = ilC.
Коэффициент нелинейности определяется
(7.1) и (7.2) соотношением
Кнач — ^коп
Кнач
A i
*нач — *кон
1нач
*нач
(7.3)
Y =
где Ai — изменение значения тока через конденсатор за время ра-
бочего хода. Заметим, что £Лп~Лср^раб, где Кср=»ср/С, т. е.
1"ср ^раб/£
(обычно при малом значении у за icp принимают значение тока в
начале рабочего хода).
Для нормального функционирования генератора между сопро-
тивлениями зарядного 7?заР и разрядного Rpa3p двухполюсников
должны выполняться следующие соотношения:
для генератора линейно растущего напряжения:
iRsapC^paap во время рабочего хода,
Лзар^Лразр во время обратного хода;
174
для генератора линейно падающего напряжения:
ь^зар^^разр во время рабочего хода,
Л?зар<;Лразр во время обратного хода.
Выполнение этих условий обеспечивает отсутствие заметного
влияния разрядной цепи на процесс заряда конденсатора и заряд-
ной — на процесс разряда. Кроме того, при выполнении указанных
требований начальное напряжение на конденсаторе близко к ну-
лю в генераторе растущего напряжения и близко к £ в генерато-
ре падающего напряжения.
Генераторы пилообразного напряжения обычно выполняются о
внешним управлением. При этом длительность рабочего хода опре-
деляется длительностью внешнего управляющего импульса прямо-
угольной формы. Однако при необходимости можно построить схе-
мы генераторов, работающих в ждущем (с запуском от короткого
импульса) или автоколебательном режимах, а также в режиме
синхронизации. Такого рода генераторы, являющиеся, по существу»
мультивибраторами с линейным разрядом конденсатора, описа-
ны в § 7.5.
7.3. ПРОСТЕЙШИЙ ГЕНЕРАТОР ПИЛООБРАЗНОГО
НАПРЯЖЕНИЯ (ГПН)
В простейшем случае, когда не требуется высокая линейность
рабочего участка выходного напряжения, применяют заряд (рис.
7.2а) или разряд конденсатора через резистор J?. После размыка-
ния ключа Кл конденсатор заряжается по закону
и = Е(1— е~^т), где т = /?С.
175
Если во время рабочего хода использовать лишь начальный
участок экспоненты, т. е. при /Раб<Ст, или, другими словами, при
Um^.E, можно считать u(t)> при 0<:7^/раб линейно изменяющим-
ся напряжением. Учитывая, что 1вач=Е/Я, a iKoh= (Е—Um)/R, на-
ходим согласно (7.3) коэффициент нелинейности:
y = Um/E. (7.4)
Можно определить у и по формуле
y = Um/E=l-e~tpa6lx «граб/т.
Из (7.4) следует, что коэффициент нелинейности у оказывается
здесь равным UmIE. Обычно это отношение называется коэффи-
циентом использования напряжения источника питания. При этом
для получения достаточно малого значения у приходится выби-
рать значение Е во много раз большим амплитуды Um, т. е. плохо
использовать напряжение источника питания. Таким образом, про-
стейшая схема с зарядом или разрядом конденсатора через рези-
стор оказывается пригодной лишь при сравнительно невысокой ли-
нейности (примерно 10%).
Принципиальная схема простейшего ГПН с транзисторным
ключом и соответствующие временные диаграммы напряжения
приведены на рис. 7.26, в.
В исходном состоянии, при транзистор насыщен и ток ба-
зы /1б^£’к/1/?б>/б.н=-у2=£'к/₽1/?к. Предполагается, что Дг>^
^>Двх (Двх — входное сопротивление открытого транзистора, вы-
ходное напряжение и=ик,н~0).
Формирование рабочего хода происходит в интервале времени
/раб, когда транзистор заперт благодаря воздействию входного
отрицательного импульса (в действительности, начало рабочего
хода оказывается задержанным относительно момента f на зна-
чение /301, обусловленное процессом рассасывания заряда из базы
насыщенного транзистора, но обычно /301<^/Раб и на временной
диаграмме этот интервал не показан). В конце рабочего хода (мо-
мент t") напряжение на выходе (и на коллекторе транзистора)
примерно равно Um, причем {ЛпС^к.доп. Однако при случайном
увеличении длительности управляющего импульса или при обры-
ве в цепи конденсатора С возможен пробой транзистора (обычно
для предотвращения пробоя включается фиксирующий
диод Дф; при напряжении u^E$(Um<E$<\UK.non) отпирается
диод и фиксируется коллекторное напряжение на уровне Еф (при
и<Еф диод закрыт). Коэффициент нелинейности согласно (7.4)
у=ит/ЕЭкв, где из-за наличия сопротивления Дн, учитывающего
сопротивление нагрузки и выходное сопротивление закрытого тран-
зистора, £’экв=£’кДн/ (Дк+Дн) (влиянием тока 7к.о пренебрегаем,
1ак как
Следовательно,
у = -^- Л + -М. (7.5)
176
Из (7.5) видно, что сопротивление нагрузки оказывает сущест-
венное влияние на коэффициент нелинейности и в этом заключает-
ся еще один недостаток рассматриваемого ГПН. Только при
имеем
Обратный ход формируется после прекращения действия вход-
ного импульса; при t>\t" транзистор отпирается и, хотя ток базы
/Ч большой, он работает в активном режиме, так как напряжение
на коллекторе благодаря наличию конденсатора не изменяется
скачком. Конденсатор разряжается практически постоянным то-
ком 1сразр=р/1б—так как 1н«/к.н< р/1б’, длительность
обратного хода
4- CUm CUm
*Обр ~ ~ .
1С разр р
Учитывая, что длительность рабочего хода
t CUm CUm = CUm
РЭб «Сзар ~ EK/RK /к.н ’
получаем
^обр/^раб = ^к.н/Р = 1
(7.6)
(7.7)
(7.8)
где S — коэффициент насыщения транзистора.
Для* сокращения /Обр при заданном /раб можно было бы увели-
чить коэффициент насыщения S (уменьшить /?б), но это приводит
к увеличению длительности задержки выключения транзистора.
7.4. ГПН СО СТАБИЛИЗАТОРАМИ ТОКА
Стабилизатор тока. В простейшем ГПН по мере заряда кон-
денсатора убывает ток заряда и, следовательно, уменьшается ско-
рость напряжения во время рабочего хода. Для получения идеаль-
ного ЛИН необходимо, чтобы ток заряда конденсатора оставался
неизменным. Этого можно в значительной мере достигнуть, если
заряд (или разряд) конденсатора производить не через резистор,
а через стабилизатор тока (рис. 7.3а), в котором ток практически
не зависит от напряжения. Идеальная 1 и реальная 2 вольт-ам-
перные характеристики стабилизатора тока приведены на рис.
7.36. Примерно такой является характеристика 1к=/(ик) транзи-
стора в схеме с общим эмиттером в широком интервале изменения
напряжения ик при постоянном токе базы (рис. 7.Зе). Разность
токов заряда конденсатора Ai=iHa4—iK0H при использовании тран-
зистора в качестве стабилизатора тока будет невелика и, следова-
тельно, относительно мал будет и коэффициент нелинейности у
(единицы процентов). Однако на практике редко используют в ка-
честве стабилизатора непосредственно транзистор ОЭ с фиксиро-
ванным током базы из-за заметных изменений коллекторного то-
ка (и, следовательно, скорости заряда) при изменении окружаю-
щей температуры и других дестабилизирующих факторов.
177
Наиболее широко применяется стабилизатор с отрицательной
обратной связью по току (рис. 7.3г), принцип работы которого
заключается в следующем. Напряжение между базой и эмиттером
Нб.э, а следовательно, и ток базы /б здесь определяются разностью
напряжений uR и £Ст:
«б.э = ^ст — (7*9)
Параметры схемы выбираются таким образом, чтобы транзи-
стор работал в активном режиме. При этом всякое изменение то-
ка вызывает такое изменение величин uRl и ц, что измене-
ние ослабляется и таким образом осуществляется отрицательная
обратная связь.
Пусть во время рабочего хода напряжение нст на стабилизато-
ре убывает; при этом уменьшение тока iK и, следовательно, тока
ia приводит к уменьшению напряжения на резисторе R и согласно
(7.9) к росту «б.э и росту тока базы транзистора /б, ослабляя тем
самым уменьшение тока стабилизатора.
Оценим коэффициент нелинейности ЛИН при использовании
стабилизатора тока y=^i/iBaL4. Начальный ток стабилизатора на
основании (7.9) и с учетом того, что £Ст^«б.э (Ест примерно 10—
15 В), определяется током
^нач = ^к.нач ^з.нач Ecr/R. (7.10)
Приращение тока i=iK за время рабочего хода
А^^вых.б, (7.П)
178
где Um — амплитуда напряжения на стабилизаторе, т. е. между
коллектором и базой транзистора, а /?вых.б~р/?вых.э — выходное
сопротивление транзистора, включенного по схеме ОБ (ток эмит-
тера транзистора практически постоянен и приблизительно равен
Ёст//?). Из (7.10) и (7.11) получаем
Y = Д^Лнач #/£«₽ Явых.э- ^7.12)
Следовательно, выигрыш в коэффициенте нелинейности при
введении отрицательной обратной связи по току определяется ко-
эффициентом усиления по току р транзистора в схеме с ОЭ. При
этом у~1%. Реальные значения -у оказываются большими, чем
вычисленные по (7.12), из-за влияния сопротивлений, шунтирую-
щих транзистор или стабилизатор в целом, обусловленных нагруз-
кой и цепями, обеспечивающими восстановление исходного напря-
жения на конденсаторе (обратный ход).
Классификация ГПН со стабилизаторами тока. Как уже ука-
зывалось выше, принцип действия большинства схем генераторов
пилообразного напряжения заключается в использовании заряда
или разряда конденсатора во время рабочего хода через стабили-
затор тока. Учитывая принципиальную общность почти всех при-
меняемых на практике схем генераторов, целесообразно рассмат-
ривать их как варианты одной и той же схемы. При этом они от-
личаются друг от друга, главным образом, лишь способом созда-
ния напряжения смещения в цепи стабилизатора тока. По этому
классификационному признаку различают следующие типы гене-
раторов:
1. Генераторы, в которых стабилизатор тока реализован в ви-
де отдельного структурного элемента со специальным источником
напряжения £Ст; примеры таких генераторов рассматриваются
в § 7.4.
2. Генераторы, в которых источник напряжения £Ст стабилиза-
тора тока реализован в виде заряженного конденсатора. Подоб-
ный генератор рассматривается в § 7.4. Необходимо отметить, что
этот генератор по другому классификационному признаку часто
относят к группе компенсационных устройств. Идея построения та-
ких устройств основана на том, что стабилизация зарядного (или
разрядного) тока конденсатора С может быть достигнута, если
последовательно с ним включить источник, напряжение которого
изменяется по тому же закону, что и на конденсаторе С, но имеет
обратную полярность. Роль такого источника напряжения выпол-
няет усилитель. В зависимости от способа включения усилителя
различают схемы с положительной и отрицательной обратной
связью.
На рис. 7.4а показан вариант функциональной схемы компен-
сационного генератора с положительной обратной связью (ПОС):
если коэффициент усиления усилителя /Со= + 1, то повышение по-
тенциала в точке ai при заряде конденсатора С компенсируется
точно таким же повышением потенциала в точке а2, и зарядный
ток i останется неизменным. Конечно, в практических схемах
179
вследствие того, что коэффициент усиления Ко не остается в про-
цессе работы постоянным и точно равным 1, а также в результате
нестабильности других параметров схем наблюдается определен-
ное непостоянство тока i и большее или меньшее значение коэффи-
циента нелинейности напряжения на конденсаторе и выходного
Рис. 7.4
напряжения аВЫх* Генератор, описанный в § 7.4, реализует функ-
циональную схему рис. 7.4а, и поэтому его называют компенса-
ционным генератором с ПОС.
3. Генераторы, в которых роль источника напряжения стабили-
затора тока выполняет источник питания схемы. Подобный гене-
ратор рассматривается в § 7.4. Этот генератор по другому класси-
фикационному признаку относится к компенсационным генерато-
рам с ООС (отрицательной обратной связью); функциональная
схема такого генератора показана на рис. 7.46.
Если в этой схеме коэффициент усиления Ко бесконечно боль-
шой, то можно считать, что напряжение на выходе конечно при на-
пряжении на входе усилителя, равном нулю: а=0 (т. е. аВых=
= ис), и зарядный ток i=E0/K постоянен. Конечно, в реальных
схемах /С0=#оо, но при достаточно большом значении Ко изменение
зарядного тока i по мере заряда конденсатора С мало и коэффи-
циент нелинейности также мал. Заметим, что в соответствии с
функциональной схемой рис. 7.46 строятся интегрирующие опера-
ционные усилители, предназначенные для реализации математиче-
ской операции интегрирования. Действительно, при достаточно
большом коэффициенте усиления Ко и ж О, | ^вых| ~ | иС |
гДе i=E0/tR, или в общем случае: i««Bx(0/('^)> если
вместо источника Ео действует источник изменяющегося напряже*
ния «вх(0 и, следовательно, иВых(7)JuBx(O^^
Генератор с отдельным стабилизатором тока. На рис. 7.5а при*
веден вариант схемы генератора линейно растущего напряжения.
В стабилизаторе тока применен транзистор Т2 типа п-р-п. При
этом оказывается возможным применить источник напряжения
Ест, оба полюса которого находятся под постоянным потенциалом
относительно заземленной точки. Это условие, как известно, по
возможности должно быть выполнено при построении любой схе-
180
мы. При использовании в качестве Т2 транзистора типа р-п-р по-
тенциалы обоих полюсов источника £Ст относительно заземленной
точки изменяются во время работы схемы. Это приводит к необ-
ходимости применения отдельного источника ЕСт, полностью изо-
лированного от «земли». При этом емкость указанного источника
Рис. 7.5
относительно «земли» оказывает существенное влияние на работу
генератора. Вместо двух источников (ЕСт и Ек) в схеме рис. 7.5а
можно применить один с двумя выводами, напряжения которых
относительно «земли» равны —Ек и —(ЕСт + Ек).
Выходное напряжение снимается с конденсатора С.
В исходном состоянии транзистор 7\ насыщен, а Т2 работает
в активном режиме. При этом благодаря наличию отрицательной
обратной связи через транзистор Т2 и, следовательно, 1\ проходит
ток, приблизительно равный отношению ECT/iR. После подачи по-
ложительного импульса ивх закрывается Ть конденсатор С заря-
жается практически по линейному закону через описанный в § 7.4
стабилизатор тока (включенный между точками а—б, см. рис. 7.5).
После окончания входного импульса транзистор Т\ открывается, и
конденсатор С разряжается. При этом в течение почти всего об-
ратного хода транзистор 7\ работает в активном режиме, и лишь
когда напряжение на конденсаторе С и на коллекторе упадет
до долей вольта, транзистор переходит в режим насыщения.
Для нормального функционирования схемы необходимо в пер-
вую очередь, чтобы в исходном состоянии выполнялось условие
насыщения 1\: Ек/<Кб>ЕСт/{№.
Вторым условием нормального функционирования является не-
допущение перехода транзистора Т2 в режим насыщения во время
рабочего хода. Действительно, во время рабочего хода напряже-
ние на стабилизаторе и приблизительно равное ему напряжение
между коллектором и эмиттером транзистора Т2 уменьшаются,
что может привести к его насыщению. Поэтому необходимо обес-
печить выполнение условия Ек> | нВых.о| + Um+ | ак,021мин, где
|ак.э2|мин — допустимое (с некоторым запасом) напряжение между
181
коллектором и эмиттером Т2 (обычно 0,5—1 В) при котором еще
не наступает насыщение.
На рис. 7.56 приведена схема ГПН, формирующего линейно
падающее напряжение во время рабочего хода; работа генератора
мало отличается от работы рассмотренного выше варианта (рис.
7.5а).
Ключевой транзистор 7\ в исходном состоянии открыт и на-
сыщен.
Сопротивление RK выбирается достаточно малым так, чтобы в
исходном состоянии на нем падало небольшое напряжение (1—
2 В). Можно, однако, в этой схеме отказаться от использования
режима насыщения 7\ и выбрать /?к=0. При этом в исходном со-
стоянии транзистор Т{ работает в активной области и иВыхо=
=ЕК—ак.э1 будет близко к Ек при достаточно малом значении
Ик.эЬ
После запирания транзистора 7\ входным импульсом конденса-
тор С разряжается практически по линейному закону через стаби-
лизатор тока СТ. Для поддержания Т\ в запертом состоянии во
время рабочего хода амплитуда входного напряжения должна
превышать амплитуду Um выходного напряжения. Длительность
рабочего хода
^раб С^АпЛнач = CRU^lE^f. (7.13)
Сразу после окончания входного импульса транзистор Ti отпира-
ется и конденсатор С заряжается током £с»ар=*к1—*k2=*ki—
—ECT/R, где для случая /?к=0 /К1 ~ (Мбь С ростом ис ток iKi и за-
рядный ток /сзар уменьшаются.
Длительность обратного хода определяется из формулы
1 1обр
и (7
О
Теперь очевидно, что сокращение длительности обратного хода
при заданных значениях /раб, £Лп> Pi и выбранном значении на-
чального тока стабилизатора гНач оказывается возможным лишь
за счет уменьшения /?б.
Важным достоинством рассмотренных схем является малый
коэффициент нелинейности у, обусловленный отсутствием в соста-
ве самих схем сопротивлений, существенно шунтирующих стабили-
затор тока или транзистор стабилизатора. По сравнению с про-
стейшей схемой с зарядом через резистор здесь, помимо меньшего
значения у, обеспечивается хорошее использование источника кол-
лекторного питания.
Существенным недостатком схем рис. 7.5а, б является плохая
нагрузочная способность из-за сильного влияния сопротивления
нагрузки на коэффициент нелинейности, так как это сопротивле-
ние непосредственно шунтирует конденсатор.
Компенсационные ГПН с положительной обратной связью. Схе-
ма генератора, приведенная на рис. 7.6а, относится к компенса-
182
ционным схемам с положительной обратной связью и реализует
функциональную схему (см. рис. 7.4а); роль усилителя выполняет
здесь эмиттерный повторитель на транзисторе Та! транзистор Т\ —«
ключевой. Вместе с тем, как показано ниже, во время рабочего
а) 5)
Рис. 7.6
хода конденсатор С заряжается через обычный стабилизатор тока
СТ, в котором роль источника постоянного напряжения Ест выпол-
няет конденсатор большой емкости СЕ.
В исходном состоянии транзистор Т\ насыщен благодаря до-
статочно большому току базы, протекающему через резистор 7?б-
Диод Д открыт, и через транзистор Т\, резистор R и диод Д про-
текает ток, приблизительно равный EK/R. Конденсатор С при этом
разряжен до напряжения ак.ш, близкого к нулю. Транзистор Т2
вместе с элементами и Еэ можно в это время рассматривать как
эмиттерный повторитель. При этом напряжение на выходе генера-
тора «вых оказывается также близким к нулю. Конденсатор СЕ в
исходном состоянии заряжен до напряжения, равного разности,
потенциалов между точкой А и эмиттером Т2, т. е. оно близко к Ек.
При подаче входного импульса отрицательной полярности
транзистор Ti запирается и конденсатор С начинает заряжаться
через диод и резистор R.
По мере заряда конденсатора потенциал базы транзистора Т2
становится более положительным и последний сильнее отпирается.
При этом возрастает и потенциал эмиттера Т2, а следовательно,,
и потенциал точки А, что приводит через некоторое время к запи-
ранию диода Д (следует заметить, что коэффициент усиления
эмиттерного повторителя в упомянутом интервале времени мал„
так как его выход шунтируется малым сопротивлением открытого
диода). После этого схема приобретает вид, показанный на рис.
7.66. Конденсатор С при этом заряжается через обычный стабили-
затор тока СТ с источником напряжения ЕСт в виде заряженного
конденсатора СЕ. Напряжение на конденсаторе С и отличающееся
от него на малое значение «б.э2 выходное напряжение «вых линей-
183
но растут. Влияние разряда СЕ во время рабочего хода оказывает-
ся несущественным, если емкость СЕ, по крайней мере, в сотни
раз превышает С (при значении у примерно одного процента).
После окончания входного импульса транзистор отпирается
и начинается процесс восстановления, состоящий из двух этапов.
В начале процесса конденсатор С разряжается через транзистор
Ti подобно тому, как это было в генераторе рис. 7.5а.
В течение этого этапа диод остается запертым, и лишь когда
напряжение aKi упадет почти до нуля, а потенциал катода диода
станет равным Ек, диод отпирается. После этого начинается вто-
рой этап — заряд конденсатора СЕ (несколько разрядившегося за
время рабочего хода) через диод Д и выходное сопротивление
эмиттерного повторителя на транзисторе Т2.
Для того чтобы транзистор Т2 был открыт во время заряда
СЕ, обычно включают в цепь эмиттера Т2 источник смещения Е9
последовательно с резистором
Заметим, что в рассматриваемой схеме, нагрузка, подключае-
мая к эмиттеру Т2, непосредственно не шунтирует конденсатор С
и поэтому мало влияет на коэффициент нелинейности.
Компенсационные ГПН с отрицательной обратной связью. Схе-
ма генератора, приведенная на рис. 7.7а, относится к компенса-
ционным схемам с отрицательной обратной связью; вместе с тем,
как показано ниже, во время рабочего хода конденсатор С разря-
жается через обычный стабилизатор тока СТ, в котором роль ис-
точника напряжения Ест выполняет источник коллекторного пи-
тания Ек.
В исходном состоянии ключевой транзистор 1\ насыщен благо-
даря достаточно большому току его базы (Ек+Еэ)/Дб. Напряже-
ние Иб2 на базе транзистора Т2 стабилизатора тока при этом рав-
но —Еэ + ак.н1~—Еэ. Напряжение £э~1 В достаточно для запи-
рания транзистора Т2. Напряжение аВЫх в исходном состоянии
^вых 0 = Er Лю 2 Rr ~ Ек
Конденсатор С заряжен до напряжения иСо~Ек+Еэ. При за-
пирании транзистора 1\ входным импульсом транзистор Т2 откры-
вается, так как его база через резистор Д оказывается подключен-
ной к точке с напряжением + £к. Напряжение и&2 становится при
этом положительным, т. е. в момент ti возникает положительный
перепад на временной диаграмме напряжения аК1 = аб2 (рис. 7.76).
Напряжение аВЫх в этот момент также претерпевает скачок, что
обусловлено постоянством напряжения на конденсаторе С во вре-
мя скачка.
После момента t\ схема приобретает вид, показанный на рис.
7.7в; конденсатор С разряжается от уровня иСо через обычный ста-
билизатор тока СТ с отрицательной обратной связью. Роль источ-
ника напряжения Ест здесь играет источник коллекторного на-
пряжения Ек, а транзистор Т2 шунтируется по переменной состав-
ляющей резистором J?K. Напряжение на конденсаторе убывает со
184
(7.14)
скоростью K~EtdRC. Коэффициент нелинейности записывается в
следующем виде [ср. с (7.12)]:
Y==^m_R/-----!--+ —Y (7.15)
?2 \ ЯвыЦЭ «к /
В (7.15) учтено шунтирующее влияние сопротивления 7?к; как
видно из схемы, сопротивление для переменного тока оказыва-
ется включенным параллельно выходному сопротивлению транзи-
стора /?вых1э. Следует отметить, что в отличие от схем, описанных
в предыдущих параграфах, запертый транзистор Т\ здесь не под-
ключается параллельно конденсатору С, а шунтирует по перемен-
ной составляющей резистор 7?. При этом сопротивление запертого
транзистора не оказывает влияния на коэффициент нелинейности,
а лишь несколько изменяет начальный ток разряда конденсатора.
Выходное напряжение нВых, отличающееся от напряжения ис
во время рабочего хода на малое значение Иб.Э2 (десятые доли
вольта), также изменяется практически по линейному закону. Во
время рабочего хода растет ток базы транзистора стабилизатора
тока. Последнее приводит к росту напряжения на базе Г2.
185
После окончания входного импульса транзистор 7\ насыщает-
ся, напряжения ик1 и «62 скачком падают до исходного уровня
(примерно равного —Еэ), а Т2 запирается. После запирания тран-
зистора Т2 конденсатор С заряжается через резистор 7?к и насы-
щенный транзистор Тх до исходного уровня. При этом длитель-
ность обратного хода
U = (3^5)C/?K. (7.16)
Для сокращения длительности обратного хода /Обр можно при-
бегнуть к тем же мерам, что и для уменьшения времени восстанов-
ления в ждущих мультивибраторах (см. гл. 6): включению диода
Дф, фиксирующего начальный уровень напряжения на коллекторе
транзистора Т2> или включению эмиттерного повторителя между
коллектором Т2 и правой обкладкой конденсатора С.
В ряде случаев начальный скачок в выходном напряжении ока-
зывается нежелательным. Для его устранения можно включить
последовательно с конденсатором С резистор.
В рассмотренном выше генераторе для поддержания транзи-
стора Т2 стабилизатора тока запертым в исходном состоянии ис-
пользовался ключевой транзистор 7\. Эту же задачу можно ре-
шить и с помощью диодного ключа.
На практике применяется и ряд других вариантов рассмотрен-
ной здесь схемы генератора. В частности, все более широкое при-
менение получают компенсационные генераторы, в которых роль
усилителей с большим коэффициентом усиления выполняют линей-
ные интегральные усилители (см. ниже).
Генераторы пилообразного напряжения на операционных уси-
лителях. Основная схема ГПН на ОУ (рис. 7.8а) аналогична рас-
смотренной выше схеме ГПН компенсационного типа с отрица-
тельной обратной связью. Во время рабочего хода (в интервале
t'—t") ключ разомкнут, конденсатор С заряжается, растет выход-
ное напряжение.
Если полагать входное дифференциальное напряжение (и~вх—
—^+вх) и входной ток ОУ равными нулю, то во время рабочего
хода
t t
^вых ис = — f ic dt -j- ис (0) = —— f uBX dt -f- uc (0).
J ~ дЬ J
0 0
Заметим, что здесь выходной сигнал оказывается пропорцио-
нальным интегралу от входного сигнала. В частном случае при
«вх — Евх — Const
^вых ~ £„//₽С+«с(0), (7.17)
т. е. выходное напряжение растет по линейному закону (рис. 7.86).
Естественно, что в реальных схемах из-за конечного значения
коэффициента усиления усилителя, дрейфа нуля, утечки конденса-
тора, влияния температуры и шунтирующих сопротивлений коэф-
фициент нелинейности у не равен нулю; если, например, учесть
186
лишь конечность коэффициента усиления Ко усилителя, то у—
—Kidic-am будет порядка 1//С0-
При t>t" замыкается разрядный ключ Кл, и конденсатор раз-
ряжается до начального уровня мс(0), после чего в момент t"f
может быть вновь начато формирование рабочего хода.
Рис. 7.8
Заметим, что в этой схеме генератора и в других, ранее рас-
смотренных, пилообразное напряжение во время рабочего хода из-
менялось с монотонно убывающей скоростью (у>0). При исполь-
зовании ОУ благодаря наличию неинвертирующего входа могут
быть созданы схемы ГПН, формирующие ЛИН с у=0 или у<0
(вогнутая кривая Пример такой схемы приведен на рис.
7.8в.
Здесь осуществляется отрицательная обратная связь (резисто-
ры R2, 7?i) и положительная обратная связь (/?3). Во время рабо-
чего хода, при разомкнутом ключе, конденсатор С, как видно из
рис. 7.8г, заряжается по экспоненциальному закону с постоянной
187
времени тс = С7?э, ^?э=|/?41квх, где гвх — входное сопротивление
схемы рис. 7.80 относительно точек а—&, шунтирующее конденса-
тор. Найдем это сопротивление. Для этого предположим, что на-
пряжение между точками а—b получило приращение &и, и опреде-
лим rBX=Au/Ai3, где Д/3 — приращение тока i3 при условии, что
конденсатор С отключен, источники Ео, Евх и резистор 1R4 (рис.
7.8д) закорочены; кроме того, учтем, что ОУ — идеальный, его
входные токи равны нулю, и можно считать u“BX=w+Bx, т. е. при-
ращения напряжения на инвертирующем и неинвертирующем
входах одинаковы.
Согласно схеме 7.80 можно записать
Д и = Д i3 /?3 + Д «вых (7.18)
и, с другой стороны, ки=Д1*2^2 + Д«вых, Дг2=Ли =—Из на-
писанных уравнений следует, что
rBX = Att/Ai3 = (7.19)
Таким образом, сопротивление гвх отрицательно, и эквивалент-
ное сопротивление цепи заряда конденсатора 7?э=-/?41квх=
=^4Гвх/(^4 + гвх) может быть и положительным и отрицательным,
т. е. заряд конденсатора может происходить по экспоненциально-
му закону как с убывающей скоростью (постоянная времени поло-
жительна, Т?4> |гвх|), так и с возрастающей скоростью (постоян-
ная времени отрицательна, i/?4< |гвх|).
В частном случае, при ^4=|гвх|, ^4^2=^1^?з эквивалентное
сопротивление цепи заряда бесконечно велико, конденсатор заря-
жается от идеального генератора постоянного тока и во время ра-
бочего хода напряжение на конденсаторе растет по линейному за-
кону. Естественно, что в реальных условиях, когда ОУ и ключ Кл
неидеальны и имеет место разброс параметров резисторов, закон
изменения напряжения на конденсаторе будет отличен от линей-
ного.
Во время рабочего хода напряжение на конденсаторе изменяет-
ся (например, возрастает по линейному закону) и соответственно
изменяется напряжение на выходе схемы (см. рис. 7.8е). Во.время
рабочего хода ОУ должен работать в линейном режиме (усили-
тельном режиме, а не режиме ограничения), т. е. максимальная
длительность рабочего хода /раб.макс не должна превышать интер-
вал, в течение которого ивых возрастает от Е~ до Е+. Необходи-
мость линейного режима ОУ налагает определенные ограничения
на сопротивления Ri—R4. Действительно, как видно из рис. 7.8в,
при u“BX=u+BX=uBX имеем
«»ых=--^ + «вх(Я1 + Яг)/Я1, (7.20)
а в линейном режиме должно Е_<«Вых<£'+ и, следовательно,
должны удовлетворяться неравенства
Е~<-Ео R^ + и„ (Rt 4- R^ < Е+. (7.21)
188
В заключение заметим, что изменение Ео приводит к смещению
вдоль оси абсцисс передаточной характеристики иВых=/(«вх): при
увеличении Ео характеристика смещается вправо.
При замыкании ключа Кл конденсатор разряжается через
ключ и формируется обратный ход пилообразных импульсов.
7.5. ЖДУЩИЕ И АВТОКОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ
МУЛЬТИВИБРАТОРЫ С ЛИНЕЙНЫМ РАЗРЯДОМ
КОНДЕНСАТОРА
Ждущие мультивибраторы. Рассмотренные в предыдущих па-
раграфах генераторы пилообразного напряжения управлялись
импульсами прямоугольной формы с длительностью, равной дли-
тельности рабочего хода /раб пилообразного напряжения.
В ряде случаев возникает необходимость в построении генера-
торов, вырабатывающих один период пилообразного напряжения
каждый раз после подачи на его вход короткого запускающего
импульса. Такие генераторы аналогичны ждущим мультивибрато-
рам (гл. 6), но отличаются от них линейным, а не экспоненциаль-
ным законом изменения напряжения на времязадающем конденса-
торе С.
Ждущие генераторы пилообразного напряжения могут исполь-
зоваться в качестве простейших устройств регулируемой временной
задержки или преобразователей напряжений во временной интер-
вал с линейной зависимостью временной задержки от уровня уп-
равляющего напряжения. Если в обычном ждущем мультивибра-
торе с коллекторно-базовыми связями заменить резистор Кб2 ста-
билизатором тока, то времязадающий конденсатор С в режиме
квазиравновесия будет разряжаться по линейному закону. Рас-
смотрим, однако, другую реализацию линейного разряда конден-
сатора.
Схема, изображенная на рис. 7.9, отличается от схемы обычно-
го ждущего мультивибратора с коллекторно-базовыми связями
включением времязадающего конденсатора С в цепь эмиттера
транзистора Т2. Транзистор Т3 вместе с элементами R и Е ст СО-
ставляет стабилизатор тока СТ.
В исходном состоянии транзистор Т\ заперт, а Т2 насыщен. Ток
стабилизатора (1=ЕСт/Д) протекает через насыщенный транзи-
стор Т2. При этом конденсатор С оказывается заряженным до
напряжения
,. р : Rui Rk2 р ’ Ест RkI R«t
со~ к Rki + Як» * R Rki + Як» ’
В исходном состоянии выходное напряжение иВых~ис^ Пара-
метры 7?б1, К' и Ест выбраны таким образом, что при насыщенном
транзисторе Т2 потенциал базы usi транзистора 1\ оказывается ни-
же Еъ на (0,5—1 В) и Т\ надежно заперт.
При подаче в момент t\ запускающего импульса изап с ампли-
тудой, превышающей разность Ек—иСо, диод Д открывается, и
189
запускающий импульс попадает на базу транзистора Т2. После
рассасывания заряда, накопленного в базе, Т2 выходит из режима
насыщения, его,ток начинает убывать, потенциалы ик2 и, следова-
тельно, «61 растут. После преодоления запаса по запиранию тран-
зистора Л последний отпирается и начинает действовать положи-
тельная обратная связь, приводящая, как обычно в мультивибра-
торе, к скачку напряжений и токов. В результате скачка транзи-
стор Т] насыщается, а потенциалы ик\ и «62 становятся равными
Еэ. Транзистор Т2 при этом запирается, так как потенциал его
эмиттера ис, оказывается значительно выше потенциала базы Ел.
После запирания транзистора Т2 конденсатор С разряжается по
линейному закону через обычный стабилизатор тока СТ.
После достижения напряжением ис уровня Ея потенциалы ба-
зы и эмиттера транзистора Т2 оказываются равными и Т2 отпира-
ется. При этом вновь вступает в действие положительная обратная
связь, и в результате второго скачка транзистор Т[ запирается,
а Т2 насыщается.
В процессе восстановления исходного состояния после второго
скачка конденсатор С заряжается через насыщенный транзистор
Т2 и параллельно включенные резисторы 7?к1 и Rk2. Ток 1о2 эмитте-
ра Т2 при этом равен сумме зарядного тока конденсатора С и то-
ка стабилизатора i. По мере заряда конденсатора С ток ia2 спадет
и в момент, когда i32—i, заряд конденсатора С прекращается, а
напряжение на нем достигает уровня ис,. Напряжения uKi, и^2 и
«кг в это время повторяют напряжение ис.
Остановимся на основных количественных соотношениях для
параметров данной схемы. Длительность выходного импульса tn,
равная длительности рабочего хода /раб, записывается здесь, оче-
видно, в следующем виде:
190
Uпп Uт С Ир Eq
tu = tfa6=^=-^ = RC^^. (7.23)
Длительность рабочего хода можно регулировать изменением
параметров ЕСт или R, влияющих на ток i и, следовательно, на
скорость разряда конденсатора С.
Длительность обратного хода /Обр определяется процессом заря-
да конденсатора С:
/обр = (3 4-5)С(Як1||Яи2). (7.24)
Автоколебательные мультивибраторы. Рассмотренный выше
мультивибратор с линейным разрядом конденсатора можно легко
перевести в автоколебательный режим, если резистивную связь
(R'—7?6i) между коллектором Т2 и базой 7\ заменить емкостно-
резистивной связью (CiiRei) и подать прямое смещение на базу
В этом случае мультивибратор не имеет устойчивого состояния.
Принцип действия мультивибратора аналогичен описанному в
гл. 6 применительно к мультивибратору с двумя коллекторно-ба-
зовыми связями. Особенностями рассматриваемой схемы являют-
ся включение одного из времязадающих конденсаторов С в цепь
эмиттера Т2 и использование в качестве разрядной цепи для этого
конденсатора обычного стабилизатора тока СТ на транзисторе Т3.
Рассмотрим управляемый автоколебательный мультивибратор
на ИС (рис. 7.10а).
191
В этой схеме элементы 3] и Э2 — ТТЛ-элементы с открытыми
выходами (см. гл. 2). При иу=Е° мультивибратор находится в ис-
ходном устойчивом состоянии: иВЫх=Е1, ui=E° (выходной тран-
зистор элемента Эх открыт и насыщен), элемент Э2 закрыт (вы-
ходной транзистор этого элемента закрыт, что равносильно обры-
ву его выходной цепи), конденсатор С заряжен до некоторого на-
чального уровня «с(0), определяемого входной цепью элемента
Э2 (например, до уровня 0,8 В).
При подаче на управляющий вход положительного перепада
напряжения (иу=Е1) ток через соответствующий переход много-
эмиттерного транзистора элемента Э2 становится практически
равным нулю, при этом конденсатор С начинает заряжаться от
источника питания через сопротивление Re в цепи базы этого
транзистора. Когда напряжение на втором входе элемента Э2 до-
стигнет порогового уровня (Упор~ 1,5 В), элемент Э2 начнет от-
крываться, что приведет к запиранию элемента т. е. к опроки-
дыванию триггера на элементах Эь Э2 (в процессе опрокидывания
напряжение «с практически не меняется, и именно поэтому схему
на элементах Эх, Э2 можно в интервале опрокидывания рассматри*
вать как триггер). В результате опрокидывания выходной транзи-
стор Э\ закрывается (что равносильно обрыву выходной цепи эле-
мента Эх) и конденсатор С разряжается почти постоянным током
через элемент Э3, который при этом может рассматриваться как
стабилизатор тока с отрицательной обратной связью (рис. 7.106).
Действительно, при уменьшении тока разряда конденсатора С
уменьшается напряжение на резисторе Re, что приводит к увели-
чению тока базы транзистора Л и, следовательно, транзистора Т2.
Поэтому ток разряда конденсатора, являющийся коллекторным
током транзистора Т2, остается примерно постоянным. В результа-
те уменьшения напряжения на конденсаторе С уменьшается на-
пряжение и2, и когда последнее достигнет Упор, происходит опро-
кидывание триггера на элементах Эх, Э2, ыВЫх становится равным
£’, ui=£° и элемент Э3 закрывается. Теперь конденсатор С начи-
нает заряжаться через входную цепь элемента Э2, и когда и2 до-
стигнет порогового уровня Упор, вновь произойдет опрокидывание
триггера и т. д. Таким образом, имеет место автоколебательный
процесс, на выходе формируются прямоугольные импульсы. Дли-
тельность импульсов определяется временем разряда конденсато-
ра постоянным током; как видно из рис. 7.106, этот ток ic «
« (Е—3Ue.a)/Re- Если учесть, что изменение напряжения на кон-
денсаторе в процессе заряда и разряда примерно равно Упор, най-
дем, что длительность разряда конденсатора /И1 (т. е. отрицатель-
ного импульса на выходе) будет
/И1 С УпОр/1С раз = CRfi ипор/(Е 3 У(5.э).
Хотя заряд конденсатора происходит по экспоненциальному зако-
ну, можно в первом приближении считать, что длительность /И2
заряда (и, следовательно, положительного импульса на выходе)
192
примерно равна /иь Поэтому период автоколебаний
О « 2 /И1 = 2 CR6 С7ПоР/(£-3 U6.s).
Например, при Е=5 В, f/nop=l,5 В, |1/б.э=0,7 В имеем 0«С7?б-
Генератор пилообразного напряжения на интегральных тайме-
рах (ИТ). В гл. 6 были рассмотрены схемы ждущих и автоколе-
бательных мультивибраторов на ИТ. Если в этих схемах заменить
времязадающие резисторы на стабилизаторы тока, то получим со-
ответствующие схемы ГПН (точнее, мультивибраторов с линейным
разрядом конденсатора) [1'1].
7.6. ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ ТОКА ПИЛООБРАЗНОЙ
ФОРМЫ (ГПТ)
Принципы формирования импульсов тока пилообразной формы.
Токи пилообразной формы с линейным изменением во время ра-
бочего хода используются для создания временной развертки в-
электроннолучевых трубках при магнитном отклонении луча. По-
этому задачу создания пилообразного тока рассмотрим примени-
тельно к случаю, когда нагрузкой генератора является отклоняю-
щая катушка. Эквивалентную схему последней можно представить
состоящей из индуктивности Lq, активного сопротивления /?0 и эк-
вивалентной емкости Со (рис. 7.11). Сопротивление г0, показанное
на рисунке, обычно включается параллельно отклоняющей катуш-
ке для сокращения длительности переходных процессов. Для того
чтобы отклонение пятна на экране трубки происходило с постоян-
ной скоростью, напряженность магнитного поля, создаваемого ка-
тушкой, а следовательно, и ток i0 должны изменяться во время
рабочего хода по линейному закону
i0 = kit. (7.25)
Найдем форму тока ir, создаваемого генератором, и напряже-
ние на катушке «о, при котором обеспечивается линейное нара-
стание тока i0. Из рассмотрения схемы рис. 7.11 получаем
= Wlo 4* Идо — Со —\-Roio = kiLo + ktRot. (7.26^
at
Форма напряжения u0(;Z) показана на рис. 7.116; во время ра-
бочего хода uQ представляет собой постоянное напряжение kiLdf
на которое наложена линейно изменяющаяся составляющая kiR^t.
При этом постоянное напряжение kiLQ, приложенное к индуктив-
ности Lo, вызывает линейное изменение тока в ней, а линейно на-
растающая составляющая ktR^t компенсирует увеличение падения
напряжения на активном сопротивлении Rq катушки. При отсут-
ствии составляющей kiRQt падение напряжения uR ° во время ра-
бочего хода с ростом тока /0 не увеличивалось бы, а уменьшалось»
что привело бы к снижению скорости нарастания тока /о- Рабочий
участок тока имел бы в этом случае экспоненциальную форму вме-
сто линейной.
7—137 193
Важно отметить, что для получения линейного рабочего хода
тока в катушке необходимо определенное отношение q между на-
чальным скачком и скоростью нарастания напряжения на катуш-
ке. Это отношение
?опт = ЛА Ro ~ Л/*о (7.27)
не зависит от скорости ki нарастания тока, а определяется лишь
параметрами катушки. При необходимости увеличить скорость
нарастания тока следует пропорционально увеличить начальный
скачок и скорость нарастания напряжения на нагрузке.
Рис. 7.11
1)
В тех случаях, когда ?=#^опт, появляется нелинейность рабоче-
го участка пилообразного тока. Так, при ^>*?опт скорость роста
напряжения на катушке kiRo оказывается слишком малой для дан-
ного,начального скачка kiLQ. При этом скорость роста напряжения
на Ro оказывается большей, чем скорость k$Ro. Напряжение на Lo
надает; и скорость нарастания i0 также уменьшается. При ?<?опт
наблюдается увеличение скорости изменения iQ. Для определения
требуемой формы тока 1Г, поступающего от генератора, учтем, что
= i0 + *г о 4" (7.28)
194
Ток ir9 повторяет (в ином масштабе) кривую напряжения на
катушке uQ: iT9 = (kiLo+k^ot)/rQ. Ток ico при указанной форме на-
пряжения на катушке, а следовательно, и на конденсаторе Со во
время рабочего хода должен, очевидно, быть постоянен, что обес-
печивает линейный рост напряжения uQ:
ico = Cq dUft/dt = kt Cq Ro-
Для создания в момент /=0 мгновенного скачка напряжения
kiL0 ток ic9 помимо постоянного значения kiRoCo должен содержать
также бесконечно короткий импульс с бесконечно большой ампли-
тудой (вида 6-функции). Этот импульс можно рассматривать как
предел, к которому стремится ток конденсатора при подаче на не-
го напряжения в виде перепада с наклонным фронтом длитель-
ностью Л, если Л->0: ic 0h=^i^oCo6(/) .
После окончания рабочего хода скорость роста тока постепенно
падает и затем ток начинает спадать. Перемена знака производ-
ной di^dt приводит к изменению полярности напряжения иЬ9. На-
пряжение Ur9 остается в это время почти постоянным. В зависи-
мости от соотношения напряжений ur9 и uL9 суммарное напряже-
ние ио может быть в это время как положительным, так и отрица-
тельным. Последний случай соответствует достаточно большой
скорости спада тока io в начале обратного хода и, следовательно,
большим отрицательным напряжениям uLo (рис. 7.116, сплошная
линия). При малой скорости спада обратный выброс иЬ9 может
оказаться настолько малым по сравнению с напряжением uR^t что
суммарное напряжение на катушке не изменит своего знака (рис.
7.116, пунктирная кривая).
Во время спада напряжения ио конденсатор Со должен разря-
жаться, что соответствует изменению знака тока i0.
Из приведенного рассмотрения следует, что для создания пило-
образного тока в катушке можно воспользоваться одним из двух
способов.
В первом к катушке прикладывается напряжение, форма ко-
торого показана на рис. 7.116, получаемое от генератора с малым
внутренним сопротивлением Rr. При этом обычно считают, что ток
в катушке создается идеальным генератором напряжения.
Второй способ заключается в использовании генератора с та-
ким большим внутренним сопротивлением Rr, что форма тока ока-
зывается принудительно заданной генератором и не зависит от па-
раметров катушки, на которую нагружен этот генератор.
Таким образом, в данном случае можно говорить о генераторе,
близком по своим свойствам к идеальному генератору тока.
В реальных условиях ток i0 в катушке в силу ряда причин от-
личается по форме от идеального. Так, при построении генерато-
ров по первому из описанных выше способов не удается обеспе-
чить условие J?r=0, а также получить идеально линейное нараста-
ние напряжения на нагрузке во время рабочего хода. В генерато-
рах, работающих по второму принципу, не удается создать началь-
ный импульс тока с бесконечно большой амплитудой и бесконечна
7* 195
малой длительностью. Кроме того, закон нарастания ir(t) во вре-
мя рабочего хода здесь обычно также несколько отличается от ли-
нейного [9].
Схема ГПТ. Простейшая схема ГПТ, основанная на использо-
вании первого из указанных выше принципов, показана на рис.
7.11в. В исходном состоянии ключевой транзистор Т\ насыщен,
конденсатор С разряжен практически до нуля. Транзистор Т2 в
это время заперт, так как потенциал его базы приблизительно ра-
вен —Еэ (1—2 В). При подаче входного прямоугольного импуль-
са отрицательной полярности длительностью /раб транзистор Т\ за-
пирается и конденсатор С начинает заряжаться, как это было в
случае простейшего генератора пилообразного напряжения (см.
§ 7.3). Наличие резистора р, включенного последовательно с кон-
денсатором С, приводит к появлению начального скачка Дик.э1 на-
пряжения ик.э1, обусловленного протеканием тока заряда конден-
сатора С через резистор р. По мере заряда конденсатора С ток
заряда спадает, падение напряжения на резисторах \R и R' умень-
шается и, следовательно, ик.э1 растет по экспоненциальному закону.
После окончания входного импульса транзистор отпирается
.и конденсатор С разряжается через транзистор Т2 в резистор р.
.Напряжение «62 на базе транзистора Т2 отличается от ик.э1
лишь на постоянное значение Еэ. Положительное напряжение, при-
ложенное к базе транзистора Т2, отпирает его и благодаря свой-
ствам эмиттерного повторителя напряжение на отклоняющей ка-
тушке «о во время рабочего хода практически полностью повто-
ряет по форме напряжение йог. Некоторое отличие наблюдается
лишь в начале рабочего хода, когда напряжение и0 не может из-
мениться скачком из-за емкости Со. При этом, как указывалось,
наблюдается нелинейность начального участка тока в катушке в
интервале длительностью 3CoR вых.э.п*
После окончания рабочего хода транзистор Т2 запирается. Те-
перь отклоняющая катушка Lq^o с емкостью Со представляет со-
бой изолированный колебательный контур, в катушке индуктив-
ности и конденсаторе которого запасена энергия. Для ускорения
процесса рассеяния этой энергии и, следовательно, сокращения
длительности обратного хода контур шунтирован сопротивлением
Го- Последнее выбирается из условия обеспечения критического
режима в контуре.
Следует заметить, что если режим в контуре выбран таким, что
.напряжение и0 изменяет знак во время обратного хода, то транзи-
стор Т2 может открыться. В этом случае контур во время обратно-
го хода оказывается шунтированным малым выходным сопротив-
лением эмиттерного повторителя и процесс восстановления в от-
клоняющей катушке может оказаться чрезмерно длительным. Это
соображение и определяет включение в схему источника напряже-
ния Еэ, обеспечивающего надежное запирание транзистора во вре-
мя обратного хода.
В генераторе предусмотрены две регулировки: скорости изме-
нения ki рабочего участка (изменением сопротивления р) и коэф-
196
фициента нелинейности ут (изменением сопротивления J?')- Регу-
лировки величин ут и ki взаимно связаны, и поэтому регулировка
линейности должна осуществляться после подбора требуемой ско-
рости ki.
Очевидно, что рассматриваемая схема генератора пригодна
лишь при сравнительно малых амплитудах напряжения на актив-
ном сопротивлении катушки, т. е. при lntRo^iEK.
Для повышения линейности напряжения на катушке можно
использовать различные схемы генераторов пилообразного напря-
жения. Для получения пилообразного тока можно применить так-
же схемы, в которых генератор напряжения требуемой формы уп-
равляет генератором тока с большим внутренним сопротивлением
[9].
7.7. ГЕНЕРАТОРЫ ФУНКЦИИ
Функциональная схема. Как было отмечено в § 7.1, практиче-
ски любой сигнал, форма которого описывается функцией f(t),
может быть приближенно воспроизведен путем форми-
рования ступенчатого напряжения u(t) в интервале [/о —fn-i], та-
кого, что |/(/)—где 8 — погрешность аппроксимации
(рис. 7.12а).
Рис. 7.12
Если в заданном интервале |70... ^n-i] выбрать множество зна-
чений независимой переменной /0, ..., tn_\, ti<Zti+i, то под сту-
пенчатой функцией u(t) понимается функция u(t) =ai = const,
i=0, 1, ..., и—1.
Значения ti обычно задаются двоичным кодом Xi и каждому
значению u(ti) ставится в соответствие /n-разрядное двоичное
число ф(Хг). Если, например, /и=8, то восьмиразрядным кодом
возможно представить 28=256 различных уровней; это число оп-
ределяет разрешающую способность аналого-цифрового преобра-
зования.
Точность воспроизведения функции /(/), естественно, зависит и
от числа узлов аппроксимации, и от числа разрядов, которым ко-
дируются аналоговые уровни в узлах; конечно, на точность аппрок-
симации влияют и инструментальные ошибки, обусловленные не-
точностью и дрейфом параметров генератора функций (ГФ). Функ-
197
циональная схема ГФ с применением цифро-аналогового преобра-
зователя (ЦАП) представлена на рис. 7.126. Генератор тактовых
импульсов вырабатывает периодическую последовательность ко-
ротких импульсов; период повторения этих импульсов задает дли-
тельность интервала —Zi-i дискретизации ступенчатого на-
пряжения. Для получения точного и стабильного интервала в
генераторах ТИ часто используется кварцевая стабилизация (см.
§ 6.11). Счетчик импульсов вырабатывает параллельный двоичный
код (например, восьмиразрядный) Xi, представляющий величину
ti (минимальному интервалу Д/ соответствует приращение числа,
фиксированного в счетчике, на одну единицу младшего разряда;
это приращение обусловлено поступлением на вход счетчика оче-
редного тактового импульса). Код х< поступает на вход управляе-
мого запоминающего устройства ПЗУ (или дешифратора кода, со-
стоящего из регистров кодовых комбинаций и схемы управления
выборкой), на выходе которого создается двоичный код <р»=
=<р(х,)> этот код поступает на вход цифро-аналогового преобра-
зователя (ЦАП). На выходе создается на каждом i-м такте уро-
вень напряжения «<=#(/<), соответствующий коду <pf, т. е. ЦАП
реализует линейную операцию F преобразования кода в напряже-
ние Ui=F(<pi). В результате на выходе ЦАП создается ступенча-
тое (кусочно-постоянное) напряжение. Последнее может быть
сглажено фильтром нижних частот (ФНЧ), и таким образом мож-
но получить сигнал u(f), близкий по форме к требуемому f(t).
Структура ЦАП. Принцип работы ЦАП заключается в преобра-
зовании цифрового кода в сопротивление (проводимость) или на-
пряжение, и поэтому основными устройствами цифро-аналогового
преобразователя являются дешифратор входного кода с управ-
ляющими ключами и резисторная цепь (7?-цепь).
Идея цифрбуправляемого сопротивления (проводимости) и на-
пряжения иллюстрируется на рис. 7.13а, б, в. Под действием циф-
рового сигнала х< (0 или 1) замыкаются или размыкаются ключи
и тем самым подключается (или отключается) резистор или реа-
лизуется то или иное деление опорного напряжения. Для преобра-
зования многоразрядного кода в сопротивление (проводимость),
или напряжение синтезируются многополюсные цифроуправляе-
мые резисторные цепи (обычно последовательного или параллель-
ного типа). При этом каждый разряд преобразуемого кода (кроме
знакового) управляет определенным ключом, который в зависимо-
сти от логического значения разряда (0 или 1) либо замыкается,
подключая опорный источник питания к соответствующему полюсу
резисторной цепи, либо остается разомкнутым. Выходной сигнал
получается в результате суммирования токов или напряжений на
резисторах.
В качестве примера укажем на широкоиспользуемую в цифро-
аналоговых преобразователях резисторную цепь вида R-2R (рис.
7.13г). Двухпозиционные ключи Кл> (/ = 1, 2, ..., т) этой цепи уп-
равляются входным m-разрядным кодом <р,. Естественно, что уро-
вень выходного напряжения цепи зависит от положения ключей.
198
Действительно, рассмотрим напряжение й, в /-м узле в предпо-
ложении, что справа от щ-vo узла цепь разомкнута. Легко видеть,
что слева от /-го узла (слева от линии а—b на рис. 7.13г) дейст-
вует эквивалентный генератор напряжения uj-i с выходным со-
противлением, равным 2R (последнее не зависит от положения
ключей слева от линии а—Ь). Если ключ Кл; подключен к опорно-
му напряжению t/on, то напряжение в /-м узле й;==0,5 (f70n+
+ й>-1), а если ключ Кл, подключен к земле, то й>=0,5й,_1. Таким
образом,
uj = 0,5 (uj—i + ^;t/on), (7.29)
где
, (1, если Кл,- подключен к t/on,
| 0, если Кл;- подключен к земле.
Полагая в последовательности (7.29) j=m и исключая члены,
содержащие йт-\, йт_2, ... получаем
«вых = «т = иоп £ kj 2-'т~>+", (7.30)
у=1
т. е. уровень выходного напряжения определяется значением вход-
ного кода (значением коэффициентов kj, /=1, 2 ...) и напряжени-
ем [70П.
199
Заметим, что выходное сопротивление всей цепи равно Л неза-
висимо от положения ключей, и выходной ток — ток в сопротивле-
нии нагрузки J?H: 7Вых=йвых/(Я+'Кн), а напряжение на нагрузке
&Н^=^нЙвЫх/ (lR "4" J?h) •
Только при выполнении условия напряжение на нагруз-
ке йн«йВых и реализуется с соответствующей точностью преобра-
зование входных кодов в ступенчатое напряжение на нагрузке.
Структура АЦП. Задачей аналого-цифрового преобразователя
(АЦП) является выработка двоичных кодовых сигналов, пред-
ставляющих периодические выборки аналогового сигнала. Реше-
ние задачи аналого-цифровых преобразований может быть полу-
чено на базе применения цифро-аналоговых преобразователей
(ЦАП). Функциональная схема АЦП, в которой используется
ЦАП, приведена на рис. 7.14.
Код
Рис. 7.14
Тактовые импульсы поступают на вход двоичного многоразряд-
ного счетчика, выход которого поступает на ЦАП. Выходное на-
пряжение u(t) ЦАП сравнивается в компараторе с входным ана-
логовым уровнем напряжения й(/), и в тот момент /*, когда эти
напряжения оказываются равными друг другу, снимается двоич-
ный код, зафиксированный в счетчике. На практике используются
и другие принципы построения АЦП (с применением ЦАП или
без ЦАП) в зависимости от элементной базы, требуемой скорости
и точности преобразования, характера входных сигналов.
Цифровое преобразование сигналов. Все более широкое при-
менение находят методы формирования сигналов требуемой фор-
мы, основанные на соответствующехМ функциональном преобразо-
вании цифровых (кодовых) представлений некоторых исходных
сигналов (например, синусоидальных или прямоугольных импуль-
сов). Принцип такого преобразования иллюстрируется на рис.
7.15. Входной аналоговый сигнал u3X(t) поступает на АЦП и
Рис. 7.15
200
представляется последовательностью двоичных кодов х(пТ), п—
= 0, 1, 2 где Т — интервал дискретизации сигнала За-
тем по определенному вычислительному алгоритму Ф коды х(пТ)
преобразовываются в коды у(пТ)=Ф[х(пТ)]. Последние посту-
пают на ЦАП, выходное ступенчатое напряжение йВЫх('О которого
может быть сглажено фильтром нижних частот, и таким образом
получается аналоговый сигнал ивых(1). Очевидно, что в зависимости
от алгоритма преобразования кодов Ф можно сформировать сиг-
налы той или иной формы.
В настоящее время в качестве цифрового преобразователя ча-
ще всего применяются линейные цифровые фильтры (ЦФ) [8],
т. е. устройства, реализующие линейное преобразование Ф вход-
ных кодов в выходные:
М N
Y (пТ)=Ф[х (пТ)] = ^ahx (nT—kT) + V Y (nT—iT)t (7.31)
fe=0 i=l
где akt bi — постоянные вещественные числовые коэффициенты;
М, N — целые числа.
Выбор значений коэффициентов, а также М и N определяет то
или иное преобразование кодов и, следовательно, формирование
сигналов той или иной формы.
Как видно из (7.31), ЦФ может быть реализован с помощью
сумматоров, умножителей и элементов задержки (сдвиговых реги-
стров). Понятно, что алгоритм Ф ЦФ может быть реализован и
программным путем на универсальной цифровой машине или на
микропроцессорах [7]. Заметим, что в ряде случаев предпочти-
тельнее применение нелинейных цифровых фильтров, реализую-
щих нелинейный алгоритм Ф преобразования кодов, представляю-
щих входные сигналы (например, алгоритмы детектирования
и т. п.).
Глава 8
ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
8.1. СЕЛЕКТОРЫ ИМПУЛЬСОВ
Общие сведения. Во многих устройствах техники связи и управ-
ления возникают задачи селекции (выделения) из последователь-
ности импульсов лишь тех из них, которые обладают определен-
ным признаком (параметром) или совокупностью признаков (па-
раметров).
Устройства, осуществляющие селекцию импульсов, называются
селекторами. На выходе селектора импульсы должны иметь ту же
форму, что и на входе. Однако во многих случаях необходимо
лишь регистрировать появление импульсов с определенным при-
201
знаком (т. е. с определенными значениями параметров xit по кото-
рым выполняется селекция), а форма выходного импульса роли не
играет. Применяемые в этих случаях устройства являются, по су-
ществу, квазиселекторами; в них появление импульса с определен-
ным признаком на входе фиксируется появлением скачка напря-
жения (или короткого импульса) на выходе.
Основными параметрами импульсов, по которым осуществляет-
ся селекция или квазиселекция, являются их амплитуда, длитель-
ность и временное положение. Ниже рассматриваются принципы
построения различных типов селекторов (квазиселекторов).
Амплитудные селекторы (АС). Амплитудный селектор макси-
мальной амплитуды (AC) U>Eumt. обнаруживающий импульсы,
амплитуда >U которых превышает пороговый уровень Емин, строит-
ся на основе ограничителей снизу (по минимуму). При этом уро-
вень ограничения определяет пороговый уровень селекции (рис.
8.1а). В качестве примера на рис. 8.16 приведена схема селектора,
в основе которого использован последовательный диодный ограни-
читель с порогом ограничения +£,мин=£'см^н/(Л+^н), где Лн —
входное сопротивление нагрузки.
Рис. 8.1
В частном случае при Емиа=0 АС становится селектором им-
пульсов по их полярности. Аналогично можно построить АС
(U>EKaa) с использованием других типов ограничителей.
Амплитудный селектор минимальной амплитуды (U<EM&KC),
выделяющий импульсы, амплитуда U которых не превышает уро-
вень £Макс, можно построить по схеме, показанной на рис. 8.2а; соот-
ветствующие временные диаграммы — на рис. 8.26. В качестве
расширителя импульсов, который необходим, поскольку входные
импульсы имеют конечную длительность фронтов (не показаны
на рисунке), можно использовать, например, ждущий мультиви-
братор; элемент «запрет» пропускает сигнал и3, если нет сигна-
ла и2.
Амплитудный селектор (ЕМИп<и<Емакс), выделяющий из
входной последовательности импульсы, амплитуда U которых за-
ключена в определенных пределах EMm<U<EM&KC, можно по-
строить по структурной схеме, показанной на рис. 8.3а (расши-
ритель импульсов на рисунке не показан); соответствующие вре-
202
менные диаграммы представлены на рис. 8.36. Сигнал Ui прохо-
дит на выход схемы «запрет», если нет сигнала и2.
Временные селекторы импульсов (ВС). Роль временного се-
лектора однополярных импульсов, выделяющего лишь те из
$
Рио. 8.2
входных импульсов авх, которые по времени совпадают с селек-
торным импульсом, могут выполнять логические схемы И и «за-
прет».
Временной селектор одополярных импульсов, сдвинутых от-
носительно опорных, селекторных импульсов, на заданный про-
Рис. 8.3
межуток времени t3, можно создать по схеме рис. 8.4а, где элек-
трическая или электронная цепь задержки обеспечивает задерж-
ку селекторных импульсов на время /3, а схема совпадения И
выполняет роль ВС, выделяющего импульс, совпадающий во
времени с селекторным (рис. 8.46).
Схема совпадения И может иметь несколько входных кана-
лов: в таком случае сигнал на выходе появится лишь при сов-
203
падении во времени всех входных сигналов, в том числе и селек-
торного импульса. Схему- совпадения на несколько входов мож-
но использовать для регистрации наличия определенной кодо-
вой комбинации импульсов в заданной импульсной последова-
тельности. В частности, схема И с цепью задержки на входе
(рис. 8.4в) может использоваться для выделения из входной по-
следовательности импульсов, следующих с интервалом 0. В этом
случае время задержки t3 цепи задержки (ЦЗ) выбирается рав-
ным периоду 0. При этом каждый из входных импульсов откроет
схему И через время 0 = /3 и позволит пройти через селектор им-
пульсу, следующему через один период. Очевидно, что будут про-
ходить также импульсы, следующие с частотой, кратной 1/9; в
этом заключается недостаток рассматриваемой схемы.
Селекторы импульсов по длительности (ДС). Селекторы им-
пульсов ДС применяются для выделения из входной последова-
тельности лишь тех импульсов, длительность /и которых удовле-
творяет одному ИЗ условий /и>/мин, 4</макс, /мин</и ^/максл ГДе
/мин и /макс заданные пороговые уровни. Обычно требуется лишь
регистрация наличия во входной последовательности селектиру-
емых импульсов; поэтому, как правило, селекторы по длительно-
сти являются квазиселекторами. Рассмотрим основные принципы
построения ДС.
Селекторы импульсов максимальной длитель-
ности (/и>/мин). На практике применяется два принципа по-
строения таких селекторов. Первый из них заключается в том,
что импульсы, модулированные по длительности, преобразуются
в импульсы, модулированные по амплитуде, с последующим при-
менением амплитудной селекции. Второй принцип основан на пре-
образовании имвульсов, модулированных по длительности, в им-
пульсы, модулированные по фазе (по временному положению), с
последующим применением временной селекции.
На рис. 8.5а, б приведены структурная схема и временные
диаграммы работы ДС (/и>/мин), построенного по первому прин-
ципу. В качестве преобразователя длительности импульсов в ам-
204
плитуду применяется интегратор, роль которого выполняет, на-
пример, генератор пилообразного (линейно изменяющегося) на-
пряжения (ЛИН), запускаемый на все время действия входного
Рис. 8.5
импульса; в этом случае амплитуда импульсов и' на выходе ин-
тегратора будет пропорциональна длительности входных импуль-
сов. Пороговый уровень напряжения ЕМИП в АС выбран соответ-
ствующим пороговой длительности /мин. При этом на выходе ам-
плитудного селектора появляются лишь те импульсы из серии
и', амплитуда которых больше /Гмин и, следовательно, импульсы
и", регистрирующие появление во входной последовательности
таких импульсов, у которых длительность превышает /мин.
Импульс 2 обладает пороговой длительностью /мин и соответ-
ствующий ему импульс из серии и' имеет пороговую амплитуду
£мин/ импульсы 3 и 4 имеют длительность, большую £мин, и соот-
ветствующие им импульсы серии и' проходят через АС и посту-
пают на формирователь F, задачей которого является формирова-
ние выходных (регистрирующих) импульсов требуемой формы
(роль формирователя может выполнять, например, усилитель или
дифференцирующий контур, блокинг-генератор или ждущий муль-
тивибратор и т. д.). Длительность импульса 1 /П1<7мин, поэтому
амплитуда соответствующего ему импульса в серии и', меньше
порога £МИн и импульс 1 не проходит через АС.
205
Качество рассматриваемого селектора оценивается ^режде
всего стабильностью порогового уровня /мин, которая в свою оче-
редь зависит от ряда факторов: от стабильности скорости ЛИН,
порогового, уровня ЕМИн, от стабильности амплитуды входных
импульсов (последнее особенно существенно при использовании
в качестве интеграторов /?С-цепей) и от ряда других причин.
Из-за указанных нестабильностей и ввиду того, что формиро-
ватель срабатывает только в том случае, если напряжение и" на
его входе превосходит некоторый уровень £7Пор, изменение дли-
тельности входных импульсов в окрестности /мин на Д/р не при-
водит к срабатыванию ДС; минимальное значение А/р определя-
ет зону нечувствительности селектора. При проектировании ДС
задание А/р определяет требования к стабильности амплитуды
входных импульсов, к стабильности скорости ЛИН и к стабиль-
ности порогового уровня формирователя.
Второй принцип построения ДС (/>/Мин) иллюстрируется
структурной схемой и временными диаграммами, изображенными
на рис. 8.5в, г. На временной селектор поступают входная пос-
ледовательность импульсов авх и импульсы и', задержанные от-
носительно входных на время t3, равное пороговой длительности
/мню т. е. —/Мин). При этом сигналы и" на выходе ВС
возникают лишь в том случае, когда одновременно существуют
напряжения на обоих входах, т. е. при длительности входного им-
пульса, большей длительности задержки /э. Этот случай имеет
место при воздействии входных импульсов 2 и 3.
Селекторы импульсов минимальной длитель-
ности (/и</макс). Основные принципы построения селекторов,
реагирующих на импульсы, длительность /и которых не превыша-
ет некоторой пороговой длительности /макс, во многом совпадают
с принципами построения рассмотренных выше селекторов макси-
мальной длительности. Действительно, структурная схема послед-
него, приведенная на рис. 8.5а, может выполнять функции и ДС
_(/и</макс), если в ВС применить вместо схемы совпадения схему
«запрет» (рис. 8.6а). Здесь входные импульсы управляют схемой
2
I i
% 1
к
I r ।
- w ii П i
ц''_ \tj=t)piKc _ I
Ji
u'ff *
IT
t
^fo/z |~|
t
Рис. 8.6
206
«запрев»: в интервале /и действия входного импульса схема «за-
прет» не пропускает положительные укороченные импульсы и"
(отрицательные импульсы и" вообще через схему «запрет» не
проходАт либо благодаря функциональным свойствам самой схе-
мы, лиоо потому, что на ее входе включен дополнительный се-
лектор цмпульсов положительной полярности). Импульсы и”' ре-
гистрируют наличие импульсов с длительностью, меньшей поро-
говой (импульс 1); эти импульсы управляют формирователем, на
выходе которого получаются сигналы требуемой формы (рис,
8.66).
На практике применяются и некоторые другие функциональ-
ные схемы селекторов.
Селекторы импульсов заданной длительнос-
ти (^мин^С блакс ). Вариант функциональной схемы такого се-
лектора и иллюстрирующие его работу временные диаграммы
изображены на рис. 8.7а, 6. Здесь ждущие мультивибраторы
Рис. 8.7
ЖМВХ и ЖМВ2 (или другие ждущие генераторы прямоугольных
импульсов) запускаются соответственно фронтами и срезами
входных импульсов и формируют импульсы и\ и и2 длительностью
Тх и Т2, причем ТХ<Т2. Укороченные импульсы и3, получающиеся
в результате дифференцирования, подаются на один из входов
схемы совпадения, на другой ее вход поступают импульсы их.
Схема совпадения И выполнена так, что импульс щ на ее вы-
ходе появляется лишь в том случае, когда на ее входах совпада-
ют во времени положительный их и отрицательный импульсы из.
Из временной диаграммы видно, что такое положение имеет
место для импульса 2, у которого tn2>T2—Тх. Для импульса /,
у которого /И1<Т2—Тх, и для импульса 3, у которого ^из>^2» сиг-
налы их и из не совпадают и выходной сигнал отсутствует.
Таким образом, рассматриваемая схема реагирует лишь на
входные импульсы, длительность /и которых лежит в пределах
^мин<^и^^максл где ^макс = Т2 и 1щш.= Т'2—Тх. Следовательно, если
пороговые длительности /Мин и /МакС заданы, ждущие мультивиб-
раторы ЖМВХ и ЖМВ2 должны рассчитываться на формирова-
ние импульсов длительности Ломакс—И Т2 = /макс.
207
В качестве примера рассмотрим широко применяемую на
практике схему дискриминатора (рис. 8.8а), которая мол^ет се-
лектировать импульсы с длительностью ta в диапазоне /МИя—/Макс
ют десятков наносекунд до единиц секунд. Величина /мин ЮпРеДе’
Ti, формируемого ЖМВ\\
.ляется длительностью импульса
Рис. 8.8
^мин=7’ь а /макс = Л + ^2, где Т2— длительность импульса ЖМВ2;
Ti и Т2 определяются соответственно параметрами ЖМВХ и
ЖМВ2 (ЖМВ запускается при подаче положительного перепада
на вход S и отрицательного — на вход /?). Элементы И—НЕ
Э\ и Э2 предназначены для задержки входного импульса и тем
•самым предотвращают появление ложных коротких импульсов на
«выходе Э3 до того, как сработает ЖМВ\.
Как видно из временных диаграмм (рис. 8.86), когда длитель-
ность входного импульса /и.вх</мию ЖМВХ включается, ЖМВ2
выключен, элемент Э3 остается в закрытом состоянии и сигнала на
выходе нет. При /мин</и.вх</макс ЖМВ2 включается в момент об-
разования отрицательного перепада на выходе Э3, в течение вре-
мени Т2 совпадают уровни напряжения на входе Э4 и на выходе
образуется сигнал, свидетельствующий о том, что длительность
входного импульса находится в пределах селекции. Наконец, при
^и.вх>/макс элемент Э4 оказывается все время в закрытом состоя-
нии, и на выходе сигнал не формируется.
8.2. УСТРОЙСТВА УПРАВЛЯЕМОЙ ВРЕМЕННОЙ
ЗАДЕРЖКИ ИМПУЛЬСОВ
Общие сведения. Обычные линии задержки (ЛЗ) (см. § 5.4)
применяются для задержки импульсов на некоторый фиксирован-
208
ный интервал времени; при этом форма задержанного импульса
мало отличается от формы импульса, действующего на входе ЛЗ.
Во многих случаях необходимо, однако, решать другую зада-
чу— сформировать импульс (той или иной формы), запаздываю-
щий во\времени относительно входного. При этом время задерж-
ки t3 ддлжно быть величиной регулируемой, зависящей, напри-
мер, от некоторого уровня напряжения, или некоторой заданной
функцией времени
/3 = /(0. (8.1)
Заметим, что функция (8.1) может быть кусочно-непрерывной
(в этом случае Т3 — аналоговая величина, которая может прини-
мать произвольные значения внутри некоторого временного ин-
тервала) или дискретной (в этом случае, как правило, время за-
держки t3 принимает лишь значения /3=пД/3, где л=1, 2, 3...—
целое число, Д^3 — квант задержки).
Рассмотрим вначале аналоговые методы получения регулиру-
емой задержки импульсов и прежде всего метод, основанный на
сравнении времязадающего (например, линейно изменяющегося)
напряжения u(t) (или тока) с некоторым пороговым уровнем
t/nop (например, постоянным); момент равенства этих напряже-
ний фиксируется формированием перепада или импульса напряже-
ния, задержанного относительно входного, пускового импульса
(или начала действия времязадающего напряжения). При изме-
нении порогового уровня или времязадающего напряжения изме-
няется временное положение точки сравнения упомянутых на-
пряжений, а тем самым и длительность задержки выходного им-
пульса относительного входного.
Функциональная схема метода сравнения напряжений и ил-
люстрирующие ее работу временные диаграммы приведены на
рис. 8.9. В качестве расширителя импульсов можно использовать
ждущий мультивибратор или триггер, который переключается в
исходное состояние выходным импульсом (ом. пунктир на
функциональной схеме). Роль времязадающего напряжения мо-
жет играть, например, линейно изменяющееся напряжение, фор-
мируемое генератором пилообразных импульсов, управляемых им-
пульсами az. Функции сравнивающего устройства — компаратора
напряжения (см. § 5.2) — могут выполнять различного рода по-
роговые устройства. В качестве формирователей могут применять-
ся укорачивающие цепи, ключевые устройства, ждущие блокинг-
генераторы и т. п. Как видно из временных диаграмм, изменение
t/пор или средней скорости времязадающего напряжения приводит
к изменению /э.
Обычно устройства задержки подобного типа используются в
диапазоне микросекундных задержек; стабильность задержки за-
висит от стабильности компараторов напряжений, их инерционно-
сти И Т. П.; обычно нестабильность Д^э.максЛз.макс (ДАз.макс— мак-
симальная абсолютная ошибка — разность между истинным и из-
209
меренным значениями времени задержки) не превышает зде£ь не-
скольких процентов. /
Естественно, что не обязательно каждому блоку функциональ-
ной схемы сопоставлять отдельное устройство; можно два) и бо-
лее блоков совместить в одной схеме. Метод сравнения на^тряже-
Рис. 8.9
ний используется и для формирования переменных во времени
интервалов задержки. Пусть, например, задана последователь-
ность импульсов uBX(t) и требуется сформировать последователь-
ность импульсов uBbr!L(t), задержанных (внутри интервала 0) от-
носительно соответствующих импульсов uBX(t) на время t3=at,
a=const; на рис. 8.10а показан случай, когда задержка i-ro им-
пульса последовательности uB*(t) равна t3i = iAt3.
Для решения подобной задачи можно использовать компара-
тор напряжения; импульс на его выходе появится в момент t,
когда его входные напряжения совпадут ul(t) = u2(t); если выб-
рать где t'— локальное время, отсчитываемое от
%691 lz lJ I* { /
ичь^\\ ! I I I ! I t
JI J | т I IJ______
^/*4^ ty ^5
Рис. 8.10
210
момента подачи i-ro импульса последовательности uBI(t) (каж-
дый импульс «вх(О приводит к формированию отрезка Ui(/) —
функции fi(t') на входе компаратора), то для получения задерж-
ки t3=j(t) необходимо выбрать управляющее напряжение ua(f) =
=fi(f(h)=f2(t)- Например, при выбранной линейной функции
& = const, получаем ua(t)=bf(t), и для формирования
линейно переменной задержки t3=f(t)=at нужно выбрать ua(t) =
= bat, т. е. u2(t)—также линейно изменяющееся напряжение со
средней скоростью Ьа. На рис. 8.106 показана реализация пос-
леднего примера. Заметим, что если U\(t) и u2(t) имеют различ-
ную полярность, то длительность задержки t3 будет во времени
не возрастать, а убывать.
Теперь рассмотрим другой аналоговый метод получения регу-
лируемой задержки — фазометрический, основанный на сдвиге
времязадающего синусоидального напряжения по оси времени.
Такой сдвиг получается в результате сдвига фазы синусоидаль-
ного напряжения. С изменением фазы меняется временное поло-
жение точки сравнения синусоидального времязадающего напря-
жения и порогового уровня и тем самым изменяется интервал
задержки (рис. 8.11а). Основная функциональная схема, реали-
зующая фазометрический метод, и соответствующие временные
диаграммы приведены на рис. 8.116, в, где 1 — расширитель им-
пульсов; 2 — ждущий генератор синусоидальных колебаний; 3 —
фазовращатель; 4 — формирователь; 5 — временной селектор;
6 — формирователь импульсов длительностью п0, п — целое чис-
ло; 7 — формирователь селекторного импульса; 8 — устройство
управления фазовращателем и формирователем 6.
Заметим, что для увеличения стабильности задержки можно
использовать схему, в которой применен стабилизированный
в* *
211
кварцем генератор синусоидального напряжения (при этой не-
стабильность задержки может оказаться всего порядка 10г5).
Формирование квантованных задержек. Функциональная схе-
ма, изображенная на рис. 8.12а, реализует метод формирования
интервалов задержки, принимающих лишь дискретные значения
/3=иД/3, где п — целое число, Д/3— квант задержки. В э!ой схе-
ме имеются два счетчика — основной ОС и управляющий УС и
устройство сравнения — устройство равнозначности УР многораз-
рядных чисел, записанных в ОС и УС.
а) ё)
Рис. 8.12
Пусть в УС записано число п и с момента t' (рис. 8.126) дей-
ствия импульса авх и отпирания схемы И на вход ОС поступает
последовательность импульсов с периодом повторения Д/3. Через
время пД/э в ОС окажется число, равное а, сработает устройство
равнозначности (УР) и на его выходе образуется импульс, за-
держанный относительно начала входного импульса на время
/3=яД/3. Задержанным импульсом возможен и сброс числа в ОС,
после чего можно подавать очередной импульс серии ивх (сброс
счетчика ОС часто осуществляется срезом импульса Ui(t)). Вре-
мя задержки можно регулировать изменением числа п, записан-
ного в УС (обычно этот счетчик является реверсивным), а также
изменением кванта задержки Д/3 (последнее обычно реализуется
путем изменения частоты стабилизированного генератора сину-
соидального напряжения, служащего исходным для формирова-
ния последовательности импульсов un(t)).
8.3. РАСПРЕДЕЛИТЕЛИ И МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ ИМПУЛЬСОВ
Распределители импульсов (рис. 8.13а) предназначены для
преобразования входной последовательности импульсов x(t), по-
являющихся в моменты /i(z=I, 2, ..., L), в выходные импульсы,
появляющиеся соответственно на выходах i/i(i=l, 2, ..., L); рас-
пределители — циклические устройства, т. е. входные импульсы,
появляющиеся в моменты 1ь+к(К<Ь), появляются на выходе ук
(рис. 8.136). Чаще всего распределители импульсов реализуются
212
в видё схем, состоящих из счетчиков импульсов и дешифрато-
ров. 1
Пример схемы распределителя на четыре выхода приведен на
рис. 8.12в. Легко убедиться в том, что схема реализует распре-
Рис. 8.13
деление импульсов, соответствующее табл. 8.1 (в первом столбце
приведено 'количество импульсов входной последовательности).
Таблица 8.1
i У1 У» Уъ I Ук
0 1 2 3 4 1 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0
Очевидно, что в качестве распределителей импульсов мо-
гут быть использованы без дополнительных дешифраторов коль-
цевые счетчики (см. § 4.4). Часто задачей распределителя явля-
ется коммутация входного сигнала x(t) на тот или другой выход
в зависимости от значения некоторого кода (двоичного чис-
ла) — адреса соответствующего выхода. Вариант схемы однораз-
рядного распределителя приведен на рис. 8.14а. Код (адрес) по-
дается на вход дешифратора; и на одном из его выходов созда-
ется сигнал, открывающий соответствующую схему. И, через ко-
торую проходит входной сигнал (в момент подачи импульса син-
хронизации). Для коммутации многоразрядных сигналов приме-
няют соответствующее число одноразрядных схем.
213
Мультиплексором называют устройство, предназначенное для
коммутации сигнала с одного из нескольких входов на один вы-
ход у; следовательно, мультиплексор выполняет задачу, обратную
распределителю. Для построения мультиплексора также можно
использовать комбинацию дешифратора и логических элементов.
Возможный вариант одноразрядного мультиплексора на восемь
входов приведен на рис. 8.146; здесь использован универсальный
базис И—ИЛИ—НЕ.
8.4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ УРОВНЯ АНАЛОГОВОГО
НАПРЯЖЕНИЯ ВО ВРЕМЕННОЙ ИНТЕРВАЛ
И В ЧИСЛО ИМПУЛЬСОВ
Рассмотрим широко применяемые на практике методы преоб-
разования уровня аналогового напряжения Во временной интер-
вал и преобразования последнего в число цифровых импульсов.
Идея преобразования напряжения uBx(t) во временной интер-
вал основана на сравнении в компараторе напряжений (КН)
uB*(t) и некоторого опорного напряжения uon(t), обычно линей-
ного изменяющегося u0JI=Kt, и фиксации момента равенства упо-
мянутых напряжений. Функциональная схема преобразования
214
уровня напряжения во временной интервал, а последнего — в
число ^мпульсов приведена на рис. 8.15.
Пусть опорным напряжением иоп в КН являются пилообраз-
ные импульсы (с линейным изменением напряжения во время
рабочего кода) и пусть входные сигналы uB1L(t)—уровни напря-
жения (например, амплитудно-модулированные прямоугольные
импульсы — АИМ сигналы) или медленно изменяющиеся анало-
говые сигналы (рис. 8.16).
Рис. 8.16
Автоколебательный мультивибра-
тор МВ вырабатывает периодически
повторяющиеся прямоугольные им-
пульсы Ui, длительность которых
определяет длительность рабочего хо-
да пилообразного напряжения иоп. В
момент равенства амплитуды входных
АИМ сигналов (рис. 8.16) или уровня
входного медленно изменяющегося на-
пряжения создается перепад напряже-
ния на выходе компаратора. Таким об-
разом, напряжение и2 представляет
собой прямоугольные импульсы, моду-
лированные по длительности, и, следо-
вательно, происходит преобразование АИМ сигналов в ШИМ сиг-
налы (широтно-модулированные сигналы). Последние могут быть
укорочены (дифференцированы) и преобразованы в фазомодули-
рованные сигналы (ФИМ сигналы).
Длительность импульсов и\ мультивибратора и, значит, дли-
тельность рабочего хода должна быть достаточно большой с тем,
чтобы линейно изменяющееся напряжение успело возрасти до
максимально ожидаемого уровня входного напряжения. Точность
преобразования уровня входного напряжения во временной ин-
тервал (длительность импульсов ц2) зависит от упомянутых выше
параметров компаратора и, естественно, от степени линейности
пилообразного напряжения; оценка точности преобразования да-
на в [10].
Для реализации аналого-цифрового преобразования — преоб-
разования уровня входного напряжения (например, АИМ сигна-
лов) в число цифровых импульсов — напряжения ui и и2 пода-
215
ются на входы логического элемента И, в интервале времени сов-
падения импульсов Ui й и2 элемент И открыт, и на его выход про-
ходит последовательность тактовых импульсов; число этих им-
пульсов фиксируется счетчиком и пропорционально (с некоторой
точностью) длительности импульсов и2 и, следовательно, ампли-
туде входных импульсов.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Характерная особенность данного учебника заключается в том,
что в нем весьма сжато .рассмотрены лишь основные принципы и
схемы формирования и преобразования сигналов, представленных
импульсами или потенциалами (перепадами напряжения). При
этом из методических соображений некоторые вопросы изложены
более подробно, другие — весьма лаконично, а третьи, по сущест-
ву, только упомянуты. К первым относятся такие базовые вопросы
современной импульсной техники, как принципы функционирова-
ния и схемотехника ключевых элементов, триггеров, формирова-
телей, генераторов импульсов, построенных на цифровых и анало-
говых компонентах, прежде всего на интегральных схемах с бипо-
лярными транзисторами (типов ТТЛ, ЭСЛ). Ко вторым относятся,
например, вопросы синтеза логических устройств и некоторых пос-
ледовательностных устройств (счетчиков, регистров), функцио-
нальных устройств техники связи и т. п. К третьим относятся рас-
смотрение структур и применение новых базовых импульсных
устройств — гибридных интегральных схем (например, инте-
гральных таймеров), цифро-аналоговых и аналого-цифровых пре-
образователей и т. п.
Естественно, что на характере построения учебника сказался
чрезвычайно малый его объем. Однако не только объем книги оп-
ределил ее архитектуру в целом и методику изложения отдель-
ных вопросов. Дело в том, что учебная литература по импульсной
и цифровой технике не может поспевать ни за ‘бурным прогрессом
технологии элементной базы, ни за соответствующим развитием
теории и схемотехники импульсных и цифровых устройств. Темпы
развития электроники теперь таковы, что уже через несколько лет
устаревают или существенно изменяются интегральные цифровые
и аналоговые микросхемы, во многом совершенствуются методы
проектирования и использования импульсных и цифровых уст-
ройств. Этим обусловлена специфика курса «Импульсные устрой-
ства» (или «Импульсные и цифровые устройства») и соответст-
вующего учебника; в нем на основе рассмотрения ряда относитель-
но простых устройств излагаются только некоторые базовые идеи
анализа и синтеза импульсных и цифровых схем и основные прин-
ципы их функционирования и, кроме того, на ряде примеров ука-
зываются тенденции дальнейшего развития схемотехники и мето-
дов расчета и проектирования этих схем.
216
Перспективы развития импульсных устройств в значительной
мере связаны с прогрессом электронных компонентов. Укажем,
например, на развитие транзисторно-транзисторной логики с дио-
дами Шоттки, на появление инжекционной интегральной логики
(И2Л) как развитие логических схем с непосредственной связью
(см. § 2.3), позволяющей создать ключи и другие устройства с
большим быстродействием при малой потребляемой мощности
(это обусловлено отсутствием резисторов в схеме, отсутствием на-
копления заряда в базе открытого транзистора, малой величиной
паразитных емкостей и небольшой разницей логических уровней).
Большие перспективы связаны с развитием МДП-структур, в ча-
стности комплементарных МДП интегральных схем (см. § 2.6),
n-канальных МДП-транзисторных.
Особо следует указать на совершенствование больших инте-
гральных схем (БИС), занимающих все более определяющее по-
ложение в структуре импульсных и цифровых устройств и приво-
дящих к существенным изменениям в -принципах и методах их
проектирования. Так, например, для синтеза формирователей им-
пульсов различной формы, делителей частоты импульсов, форми-
рователей серий импульсов по детерминированному или случайно-
му законам , и т. п. все чаще применяются цифровые методы с ап-
паратной или программной реализацией, с использованием уни-
версальных логических элементов, интегральных схем со средним
и большим уровнем интеграции (счетчиков, регистров, полупровод-
никовых ЗУ), микропроцессорных комплектов [32].
Представляется, однако, что, овладев основными идеями и ме-
тодами, рассматриваемыми в учебнике и постоянно следя за пе-
риодической литературой -по аналоговой и цифровой технике, сту-
денты и специалисты сумеют решать задачи проектирования и
использования импульсных устройств аппаратуры связи 80-х го-
дов.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Цыпкин Я. 3. Теория импульсных систем. М.: Физматгиз, 1963.
2. Агаханян Т. М. Основы транзисторной электроники. М.: Энергия, 1974.
3. Будинский Я. Логические цепи в цифровой технике/Пер. с чешского.
Под ред. Б. А. Калабекова. М.: Связь, 1977.
4. Микроэлектронные схемы цифровых устройств/Букреев И. Н. М.: Сов.
радио, 1975.
5. Бутыльский Ю. Т., Поляк М. Н. Проектирование импульсных и цифро-
вых устройств на интегральных логических схемах. Л.: ЛЭИС, 1977.
6. Методы и схемы временной задержки импульсных оигналов/Важени-
на 3. П. М.: Сов. радио, 1971.
7. Гольденберг Л. М., Бутыльский Ю. Т., Поляк М. Н. Цифровые устрой-
ства на ИС в технике связи. М.: Связь, 1979.
8. Гольденберг Л. М., Л ев чу к Ю. П., Поляк М. Н. Цифровые фильтры.
М.: Связь, 1974.
9. Гольденберг Л. М. Импульсные и цифровые устройства. М.: Связь,
1973.
10. Гольденберг Л. М. Теория и расчет импульсных устройств на полу-
проводниковых приборах. М.: Связь, 1969.
11. Дьяконов В. П. Интегральные таймеры и их применение в импульс-
ных устройствах (обзор). Зарубежная радиоэлектроника. 1978, № 6, с. 48—62.
12. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Сов. радио,
1972.
13. Аналоговые и цифровые интегральные схемы/Под ред. С. В. Якубов-
ского. М.: Сов. радио, 1979.
14. Гусев В. В. Основы импульсной и цифровой техники. М.: Сов. радио,
1975.
15. Войшвилло Г. В. Усилители. М.: Связь, 1977.
16. Белецкий А. Ф. Основы теории линейных электрических цепей. М.:
Связь, 1967.
17. Полупроводниковые кодирующие и декодирующие преобразователи
напряжения/Смолов В. Б. М.: Энергия, 1967.
18. Кловский Д. Д. Теория передачи сигналов. М.: Связь, 1973.
19. Синтез активных RC-цепей/Под ред. А. А. Ланнэ. М.: Связь, 1975.
20. Аналоговые интегральные схемы/Под ред. Коннели Дж.: Пер. с англ.
Под ред. М. В. Гальперина. М.: Мир, 1977.
21. Ицхоки Л. С., Овчинников Н. И. Импульсные и цифровые устройст-
ва. М.: Сов. радио, 1972.
22. Конов К. Н. Импульсные схемы с интегральными ТТЛ элементами. Со-
фия: Техника, 1975.
23. Проектирование цифровых вычислительных машин/Майоров С. А., Но-
виков Г. Т. М.: Высшая школа, 1972.
24. Проектирование радиоэлектронных устройств на интегральных схе-
мах/Под ред. Шаца С. Я. М.: Сов. радио, 1976.
25. Расчет элементов импульсных и цифровых схем радиотехнических
устройств/Под ред. Казаринова Ю. М. М.: Высшая школа, 1976.
26. Расчет и проектирование импульсных устройств/Под ред. Л. М. Голь-
денберга. М.: Связь, 1975.
27. Расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах/Под
ред. Т. М. Агаханяна. М.: Сов. радио, 1975.
28. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и инте-
гральным схемам/Под ред. Н. Н. Горюнова. М.: Энергия, 1972.
218
29. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем.-
М.: Энергия, 1973.
30. Малев В. А. Структурная избыточность в логических устройствах. М.:
Связь, 1978.
31. Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры/Под ред. Б. Фе-
Высоцкого. М.: Сов. радио, 1978.
32. Прангишвили И. В. Микропроцессоры и микро-ЭВМ. М.: Энергия, 1979^.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие 3
Введение.............................................................. 4
Глава 1. Линейные элементы . . . ,...................... 7
1.1. Анализ линейных элементов ............ 7
1.2. 7?С-элементы...................................................... 9
Свойства ЛС-элсментов. Дифференцирующая цепь. Интегрирующая цепь. Другие
применения ЛС-элементов
1.3. Операционные усилители.......................................... 13
Глава 2. Транзисторные ключи и логические элементы .... 16
2.1. Основные понятия *................................................16
2.2. Насыщенный транзисторный ключ — инвертор..........................22
Схема. Модели транзисторов. Статистические режимы. Динамические режимы
2.3. Цепи связи между ключами..........................................33
Общие сведения. Ключи с резисторной связью. Сокращение длительности пере-
ключения. Резисторно-транзисторные логические элементы. Насыщенные ключи
с непосредственной связью. Насыщенные ключи с диодной связью. Диодно-тран-
зисторные логические элементы (ДТЛ)
2.4. Транзисторно-транзисторные логические элементы (ТТЛ-элементы) . 39
Схема элемента. Статические режимы. Статические характеристики элемента.
Динамические характеристики элемента. Варианты элементов и вспомогательные
схемы
2.5. Переключатели тока и логические элементы с соединенными эмитте-
рами (ЭСЛ-элементы)...................................................52
Переключатель тока (ПТ). Схема и принцип работы элемента ЭСЛ. Передаточ-
ная характеристика. Динамические характеристики
2.6. Ключевые схемы на МДП-транзисторах ...... 58
Характеристики и свойства МДП-транзисторов. Ключи с МДП-транзистором в
нагрузке. Ключи на дополняющих МДП-транзисторах («комплементарные струк-
туры» — КМДП). Нагрузочная способность. Логические элементы
Глава 3. Соединения интегральных логических элементов и дискрет-
ных компонентов.......................................................67
3.1. Общие сведения.................................................. 67
3.2. Соединение логических элементов..............................., 68
Соединение однотипных логических элементов. Соединение логических элемен-
тов различных типов
3.3. Соединение интегральных ЛЭ и дискретных транзисторных ключей . 70
Элемент ТТЛ управляет ключом на транзисторе типа п-р-п. Ключ на транзисторе
типа п-р-п управляет элементом ТТЛ. Элемент ТТЛ управляет ключом на тран-
зисторе типа р-п-р
3.4. Соединение логического элемента и резистора.......................71
Включение сопротивления на вход элемента. Включение сопротивления на вы-
ходе элемента
3.5. Соединение логического элемента и конденсатора....................73
Включение емкости на входе элемента. Включение емкости на выходе элемента
3.6. RC-элементы задержки..............................................74
Элементы задержки с интегрирующей цепью. Элементы задержки с дифферен-
цирующей цепью
3.7. Интегральные таймеры (ИТ) ..... ... . 77
Общие сведения. Функциональная схема ИТ
Глава 4. Комбинационные и последовательностные устройства . . 79
4.1. Комбинационные устройства....................................... 79
Задачи синтеза КУ. Примеры КУ с одним выходом. Примеры КУ с несколькими
выходами. Быстродействие КУ
4.2. Последовательностные устройства (конечные автоматы). Основные по-
нятия , . . , ...... . . • . • . 86
220
Стр.
4.3. Триггеры........................................................ . 89
Общие сведения. Асинхронные RS-триггеры. RS-триггеры на дискретных компо-
нентах. Синхронные (тактируемые) flS-триггеры (Я8С-триггеры). D-триггеры,
/-триггеры на интегральных и дискретных компонентах. JK-тригтеры. Триггеры
на МДП-транзисторах. Триггеры на операционных усилителях
4.4. Регистры............................................................,104
Общие сведения. Параллельные регистры. Последовательные регистры
4.5. Счетчики импульсов...................................................108
Общие сведения. Двоичные счетчики с последовательным переносом. Двоичные
счетчики с параллельным переносом. Недвоичные счетчики
Глава 5. Формирователи импульсов.......................................112
5.1. Ограничители амплитуды импульсов.....................................112
Общие сведения. Диодные ограничители. Усилители-ограничители
5.2. Компараторы напряжения и фиксаторы уровня............................117
Компараторы напряжения. Динамическое смещение. Фиксаторы уровня
5.3. Формирователи импульсов из перепадов напряжения......................120
Формирователи на дискретных биполярных транзисторах. Функциональная схе-
ма формирователя прямоугольных импульсов на ИС и элементе задержки. Фор-
мирователь с элементом задержки на интегральных логических элементах. Фор-
мирователь с НС-элементом задержки. Схема формирователя с НС-элементом
задержки на логических элементах ИЛИ—НЕ (ЭСЛ). Схема формирователя с
НС-элементом задержки на элементах И—НЕ. Формирователь с укорачивающей
(дифференцирующей) цепью. Сокращение длительности фронтов
5.4. Формирователи с линиями задержки................................... 128
Линии задержки (ЛЗ). Схема формирователя
5.5. Триггеры-формирователи (несимметричные триггеры).....................130
Основные сведения. Триггер-формирователь (триггер Шмитта) на дискретных
компонентах. Триггер-формирователь на интегральных расширителях. Триггер-
формирователь на логических элементах. Триггер-формирователь на интеграль-
ном таймере
Глава 6. Генераторы прямоугольных импульсов.........................136
6.1. Общие сведения......................................................136
6.2. Ждущие мультивибраторы (ЖМВ) с времязадающей дифференцирую-
щей ЯС-цепью.............................................................137
ЖМВ на интегральных логических элементах. Другой вариант ЖМВ на инте-
гральных логических элементах. Ждущий мультивибратор на дискретных ком-
понентах
6.3. Ждущие мультивибраторы на интегральных схемах с элементами за-
держки ..................................................................145
Принцип работы. Схема с элементом задержки на логических элементах. Схема
с ЯС-элементом задержки. Сопоставление схем
6.4. Ждущие мультивибраторы на операционных усилителях (ОУ) . , 147
6.5. Ждущие мультивибраторы на интегральных таймерах (ИТ) . . . 150
6.6. Ждущий мультивибратор, формирующий импульсы большой длитель-
ности ................................................................151
6.7. Автоколебательные мультивибраторы (МВ) с времязадающими диф-
ференцирующими цепями....................................................151
Мультивибратор на интегральных логических элементах. Мультивибратор на
дискретных компонентах. Интегральный аналог дискретного МВ. Управляемые
автоколебательные МВ
6.8. Автоколебательные мультивибраторы на ОУ.............................158
6.9. Автоколебательные мультивибраторы на интегральных таймерах , 160
6.10. Стабилизация частоты колебаний мультивибраторов ..... 161
Дестабилизирующие факторы. Мультивибратор с линией задержки. Мультивиб-
раторы, стабилизированные кварцем
6.11. Блокинг-генераторы .............................................. 162
Общие сведения. Ждущий режим блокинг-генератора. Автоколебательный ре-
жим блокинг-генератора
6.12. Синхронизированные автоколебательные генераторы....................169
Общие сведения. Синхронизация блокинг-генераторов. Синхронизация мульти-
вибраторов
Глава 7. Генераторы импульсов непрямоугольной формы . . . . 172
7.1. Общие сведения......................................................172
7.2. Принципы формирования и основные параметры импульсов напряжения
пилообразной формы . , * .......... . 173
221
7.3. Простейший генератор пилообразного напряжения (ГПН) , , , 175
7.4. ГПН со стабилизаторами тока.......................................177
Стабилизатор тока. Классификация ГПН со стабилизаторами тока. Генератор
с отдельным стабилизатором тока. Компенсационные ГПН с положительной
обратной связью. Компенсационные ГПН с отрицательной обратной связью. Ге-
иераторы пилообразного напряжения на* операционных усилителях
7.5. Ждущие и автоколебательные мультивибраторы с линейным разрядом
конденсатора.........................................................189
Ждущие мультивибраторы. Автоколебательные мультивибраторы. Генератор пн-
дообразного напряжения на интегральных таймерах (ИТ)
7.6. Генераторы импульсов тока пилообразной формы (ГПТ) ... 193
Принципы формирования импульсов тока пилообразной формы. Схема ГПТ
7.7. Генераторы функций..................................................197
Функциональная схема. Структура ЦАП. Структура АЦП. Цифровое преобра-
зование сигналов
Глава 8. Функциональные устройства.......................................201
8.1. Селекторы импульсов.................................................201
Общие сведения. Амплитудные селекторы (АС). Временные селекторы (ВС). Се-
лекторы импульсов по длительности (ДС)
8.2. Устройства управляемой временной задержки импульсов . . 208
Общие сведения. Формирование квантованных задержек
8.3. Распределители и мультиплексоры импульсов..........................212
8.4. Преобразователи уровня аналогового напряжения во временной ин-
тервал и в число импульсов...............................................214
Заключение............................................................. 216
Список литературы...................................................... 218
Лев Моисеевич Гольденберг
ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА
Редактор И. С. Балашова
Художник Л. В. Брылев
Художественный редактор А. А. Данилин
Технические редакторы Г. И. Колосова, Л. А. Горшкова
Корректор Л. А. Буданцева
ИБ № 628
Сдано в набор 24.07.80 г. Подп. в печ. 1.10.80 г.
Т-17617 Формат 60x90/ie Бумага тип. № 2 Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 14,0 Уч.-изд. л. 14,78 Тираж 40 000 экз.
Изд. № 18514 Зак. Ха 137 Цена 85 к.
Издательство «Радио и связь». Москва 101000, Чистопрудный бульвар, д. 2
Типография издательства «Радио и связь» Госкомиздата СССР
Москва 101000, ул. Кирова, д. 40
I
ВНИМАНИЮ ЧИТАТЕЛЕЙ!
В издательстве «Радио и связь» в 1981 году
выходят в свет следующие учебники для вузов связи:
Аваков Р. А., Шилов О. С. Основы автоматической
коммутации.
Излагаются основы телефонии, вопросы построения совре-
менных систем автоматической коммутации, принципы рабо-
ты электронных и квазиэлектронных АТС с программным уп-
равлением. Приводятся понятия о телефонной нагрузке; ка-
честве обслуживания вызовов и методах расчета оборудова-
ния. Рассматриваются вопросы организации междугородной
связи и построения общегосударственной автоматической ком-
мутируемой телефонной сети.
Для студентов электротехнических вузов связи, обучаю-
щихся по специальности «Основы автоматической коммута-
ции».
Теория сетей связи/Рогинский В. Н., ХаркевичА. Д.,
Ш н е п с М. А., Т о л ч а н А. Я.
Рассматриваются общие характеристики сетей электросвя-
зи и их элементов с точки зрения выполнения сетью основной
функции — доставки информации; излагаются методы струк-
турного анализа и синтеза сетей связи, распределения кана-
лов, потоков и методы управления сетями связи, а также об-
щие принципы построения Единой автоматизированной сети
связи (ЕАСС) и вторичных сетей.
Для студентов электротехнических вузов связи, обучаю-
щихся по специальности «Автоматическая электросвязь».