Текст
Ю.С. Забродин
ПРОМЫШЛЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Допущено
Министерством высшего и среднего специального образования СССР в качестве учебника для студентов энергетических и электромеханических специальностей вузов
МОСКВА «ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1982
ББК 32.85 3 12
УДК 621.38 (075.8)
Рецензенты:
кафедры «Электронные н магнитные цепи», а также «Диэлектрики и полупроводники» Ленинградского электротехнического института (зав. кафедрами — проф. В. И. Анисимов и проф. В. В. Пасынков); кафедра «Промышленная электроника» Киевского
политехнического института (зав. кафедрой — проф. В. С. Руденко)
Забродин Ю. С.
312 Промышленная электроника: Учебник для вузов.—М.: Высш, школа, 1982. — 496 с., ил.
В пер.: 1р. 50к.
В книге рассматриваются принцип действия полупроводниковых приборов, транзисторных усилителей и интегральных схем импульсной и цифровой техники; выпрямители, инверторы, преобразователи частоты и т. д.
Предназначается для студентов энергетических и электромеханических специальностей.
2403000000—350
--------------96—82
001(01)—82
6Ф0.3
ББК 32.85
Юрий Сергеевич Забродин
ПРОМЫШЛЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Научный редактор В. А. Лабунцов. Редактор издательства Т. И. Артемова. Художественный редактор Т. М. Скворцова. Технический редактор Э. М. Чижевский. Корректор Г. И. Кострикова.
ИБ № 2963
Изд. № ЭР-277. Сдано в набор 24.09.81. Подп. к печати 31.05.82. Т-06777. Формат G0X90/I6. Бум. тип. № 1. Гарнитура литературная. Печать высокая. Объем 31 усл. п. л. Усл. кр.-отт. 31. Уч.-изд. л. 33,25. Тираж 75 000 экз. Зак. № 648. Цена 1 р. 50 к. Издательство «Высшая школа». Москва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14.
Ярославский полиграфкомбинат Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли. 150014, Ярославль, ул. Свободы, 97.
Издательство «Высшая школа», 1982
ПРЕДИСЛОВИЕ
«Промышленная электроника» относится к числу наиболее важных курсов для подготовки современных инженеров — электриков, электромехаников, электроэнергетиков и инженеров других электротехнических специальностей. В этом курсе, стоящем в учебных планах указанных специальностей почти сразу за курсом «Теоретические основы электротехники», будущие специалисты изучают: основные типы приборов и схем, используемых в электронике; принцип действия и особенности линейных, импульсных и цифровых устройств для обработки сигналов в электронных системах управления и отображения информации; принцип действия и особенности выпрямителей, инверторов и других преобразователей электрической энергии, применяемых в электроприводе, электрической тяге, элекгротехнологии, электроэнергетике и т. д. Даже из этого краткого общего перечня видно, что промышленная электроника является базой дальнейшего прогресса, в частности основой автоматизации многих областей
промышленности, транспорта и энергетики.
В то же время для большинства перечисленных специальностей промышленную электронику можно отнести скорее к общеинженерным, чем к специальным дисциплинам. Из этого следует, что главная цель данного курса — не столько научить студента разрабатывать те или иные функционально законченные электронные устройства (изучение электроники в таком объеме предусмотрено для подготовки инженеров соответствующего профиля в рамках специальности «Промышленная электроника»), сколько научить его понимать принцип действия этих устройств, уметь грамотно эксплуатировать их и формулировать задание на разработку нового устройства. Это и отражено в названиях указанной дисциплины «Промышленная электроника (общий курс)» или «Основы электроники», под которыми она значится в учебных планах большинства электротехнических специальностей.
Предлагаемый учебник написан в соответствии с действующими типовыми программами по курсу «Промышленная электроника» для ряда специальностей.
При написании учебника по этому курсу автор неизбежно сталкивается с трудной задачей, обусловленной, с одной стороны, разнообразием и быстрым развитием современных электронных устройств, существенно различающихся назначением, принципом действия, уровнем мощности и иными признаками, с с другой — ограниченным числом лекционных часов и соответственно ограниченным объемом книги.
Эти два фактора определяют и некоторое различие в программах данного курса для отдельных групп специальностей. Так, для специальностей, связанных с системами управления и контроля (автоматизация энергосистем и релейна я защита, энергетическая кибернетика и др.), повышенное внимание уделяется информационной электронике — усилителям, генераторам сигналов, логическим схемам, импульсной и цифровой технике, индикаторным приборам, электронным блокам питания аппаратуры. В то же время для таких специальностей, как автоматизированный электропривод, электрификация железнодорожного транспорта, электротермические установки, электрические сети и системы, электрические машины, более важны разделы силовой преобразовательной техники выпрямители средней и большой мощности, ведомые сетью и автономные инверторы, преобразователи частоты и т. д.
Необходимость учета всех этих факторов заставила несколько расширить ъем учебника, чтобы обеспечить возможность выборочного использования н ТеР?ала в соответствии с конкретными требованиями тех или иных специаль-
нап ^ЗЛ0Жение материала книги основывается на современной элементной базе: смоДУ С° схемами на дискретных транзисторах (биполярных и полевых) рас-схем^еНЬ1 Различные устройства обработки информации на интегральных микро-ах> включая БИС. Дано описание разнообразных индикаторных приборов,
3
предназначенных для отображения информации. Изложение вопросов преобразовательной техники базируется на применении полупроводниковых приборов — диодов, тиристоров, силовых транзисторов. Значительное внимание уделено импульсным преобразователям постоянного напряжения, автономным инверторам и другим преобразователям, получающим в последнее время все большее развитие.
Научный редактор проф. В. А. Лабунцоз
Предлагаемая книга предназначена служить учебником по дисциплине «Промышленная электроника (общий курс)» или близкой ей по содержанию дисциплине «Основы электроники» для студентов электроэнергетических и электромеханических специальностей.
Ввиду общеинженерной направленности этих дисциплин материал по устройствам промышленной электроники, определяющий главное в содержании книги, дается с точки зрения выяснения принципов действия устройств, выявления важнейших их характеристик и показателей, а. также уяснения основ расчета. Материал по полупроводниковым приборам, составляющим элементную базу современной промышленной электроники, излагается с позиций изучения их принципов действия и необходимости учета влияния параметров этих приборов на работу рассматриваемых устройств.
Основой настоящей книги является курс лекций по промышленной электронике, читаемый автором на электроэнергетическом и электромеханическом факультетах, а также на факультетеГэлектрификации и автоматизации промышленности и транспорта Московского энергетического института. При работе над учебником автор стремился использовать опыт преподавания предмета, накопленный на кафедре промышленной электроники этого института.
Большую творческую помощь при подготовке учебника оказали автору сотрудники кафедры канд. техн, наук, доц. В. В. Попов, канд. техн, иаук, доц. Е. Е. Чаплыгин, канд. техн, наук, доц. Ф. М. Яблонский и ст. преподаватель М. Л. Фраткина, принявшие участие в обсуждении методики и структуры книги и прочитавшие отдельные ее главы, за что автор выражает им искреннюю благодарность. Автор признателен зав. кафедрой промышленной электроники д-ру техн, наук, проф. В. А. Лабунцову за большую помощь при разработке плана построения рукописи и ее научное редактирование, а также Д-ру техн, наук, проф. И. Л. Каганову за многочисленные советы и ценные замеча-чания. Автор благодарит д-ра техн, наук, проф. В. И. Анисимова, д-ра техн, наук, проф. В. В. Пасынкова, д-ра техн, наук, проф. В. С. Руденко и канд. техн, наук, доц. В. И. Сенько за ряд замечаний, сделанных ими при рецензировании рукописи.
Все замечания и пожелания по улучшению содержания книги будут приняты с благодарностью. Следует направлять их по адресу: 101430, Москва, К-51, ул. Неглинная, д. 29/14, изд-во «Высшая школа».
Автор
ВВЕДЕНИЕ
В Основных направлениях экономического и социального развития СССР на 1981 — 1985 годы и на период до 1990 года, принятых XXVI съездом КПСС, в числе главных задач повышения эффективности производства указывается на дальнейшее ускорение научно-технического прогресса и перевод экономики на путь интенеивного развития. Эти задачи невозможно решить без широкого применения электроники для целей автоматизации производства во многих отраслях промышленности, на транспорте, в электроэнергетике и т. д. Расширение сферы использования электроники — главная особенность научно-технического прогресса на современном этапе.
Электрони ка охватывает обширный раздел науки и техники, связанный с изучением и использованием различных физических явлений, а также разработкой и применением устройств, основанных на протекании электрического тока в вакууме, газе и твердом теле. Промышленная электроника (применение электроники в промышленности, на транспорте, в электроэнергетике) и радиоэлектрони ка (применение электроники в радиотехнике и телевидении) являются важнейшими составными частями электроники, рассматриваемой в широком смысле.
В свою очередь, в промышленную электронику, обеспечивающую разнообразные виды техники электронными устройствами измерения, контроля, управления и защиты, а также электронными системами преобразования электрической энергии, входят:
1) информационная электроника, к которой относятся электронные системы и устройства, связанные с измерением, контролем и управлением промышленными объектами и технологическими процессами;
2) энергетическая электроника (преобразовательная техника), связанная с преобразованием вида электрического тока для целей электропривода, электрической тяги, электротермии, электротехнологии, электроэнергетики и т. д.
Промышленная электроника постоянно развивается. Это определяется в первую очередь непрерывным совершенствованием ее элементной базы. Элементная база промышленной электроники прошла несколько этапов развития.
Начало развития промышленной электроники было положено созданием электровакуумных и газоразрядных приборов. Низкая надежность, сложность эксплуатации, большая потребляемая мощность, громоздкость реализации явились в последующем тормозящими факторами расширения областей применения электроники. Электровакуумные приборы в настоящее время находят ограниченное применение в промышленной электронике, а газоразрядные приборы используются преимущественно в виде элементов индикации.
5
Дальнейшему развитию информационной электроники способствовало создание в 1948 г. транзистора, а энергетической электроники — разработка и последующее совершенствование силовых полупроводниковых приборов (диодов, тиристоров и транзисторов).
Применение транзисторов позволило на определенном этапе значительно повысить надежность, уменьшить потребление мощности, габариты, а также затраты на производство и эксплуатацию электронной аппаратуры. Однако общая тенденция улучшения указанных показателей в условиях возрастающей сложности электронной аппаратуры, связанной с усложнением возлагаемых на нее задач, вызвала необходимость перехода от аппаратуры на дискретных компонентах к ее интегральному исполнению. Начиная с 70-х годов все большая часть электронной аппаратуры стала производиться на интегральных микросхемах. Современный этап развития информационной электроники характеризуется широким использованием компонентов микроэлектроники, включая большие интегральные схемы.
Развитие энергетической электроники стимулируется всевозрастающим требованием повышения удельного веса электроэнергии, потребляемой на постоянном токе и на переменном токе нестандартной частоты, а также непрерывным совершенствованием элементной базы (увеличением единичной мощности силовых полупроводниковых приборов, улучшением их динамических показателей, появлением приборов новых типов). Все это позволяет создавать более эффективные условия генерирования, передачи и распределения электроэнергии, повышать электровооруженность труда, а также использовать более производительную технологию в различных отраслях промышленности.
ГЛАВА ПЕРВАЯ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
§ 1.1. ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ ПОЛУПРОВОДНИКОВ. БЕСПРИМЕСНЫЕ И ПРИМЕСНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКИ
Полупроводники занимают по электропроводности промежуточное положение между металлами (проводниками электрического тока) и диэлектриками. Знание физической сущности электропроводности важно для последующего изучения принципа действия полупроводниковых приборов, их параметров и характеристик.
Особенность электропроводности полупроводников обусловливается спецификой распределения по энергиям электронов атомов, которое характеризуется энергетической диаграммой полупроводника.
Прежде чем перейти к рассмотрению энергетических диаграмм кристаллических тел, ознакомимся с энергетической диаграммой изолированного атома.
В соответствии с принципами квантовой меха- /у ники электроны атома могут обладать определенны- е ми значениями энергии или находиться на опреде- ------------
ленных (разрешенных) энергетических ______
Уровнях (рис. 1.1). В изолированном атоме существует конечное число энергетических уровней, на каждом из которых могут одновременно находиться ____________
не более двух электронов, различающихся направлением спиновых моментов (принцип Паули). Электроны низших уровней сильно связаны с атомом. По мере увеличения энергии уровня, занимаемого электроном, эта связь ослабевает. ~
В отсутствие внешних воздействий, увеличивающих энергию электронов, атом находится в исходном (невозбужденном) состоянии, при котором все низшие энергетические уровни заняты электронами, Рис. 1.1. Эиер-а верхние — свободны. При наличии внешних воз- готическая диа-Деиствий (тепловые кванты — фононы, кванты све- Хинного'3 ато' то Т pCJoarinUlU dJU"
ротоны, электрическое или магнитное поле и ма
7
др.) электроны атома приобретают дополнительную энергию и переходят на более высокие энергетические уровни (возбуждение атома) или вовсе освобождаются от атома и становятся свободными, не связанными с атомом (ионизация атома). При этом внешнему воздействию подвержены электроны высоких энергетических уровней, слабее связанные с атомом.
Согласно квантовой теории, энергетическая диаграмма группы
близко расположенных однотипных атомов претерпевает изменения по сравнению с изолированным атомом (рис. 1.2).
jy Вследствие взаимодействия атомов друг с другом раз-
е решенные уровни энергии электронов соседних ато-
. = мов смещаются, образуя близко расположенные
2ZZZZZZZ смещенные уровни эне ргии — под-=~ " уровни. При этом смещению подвергаются и
уровни высоких энергий, где электроны слабо связа- ны с атомами. Подуровни образуют так называемые ~...- — зоны разрешенных уровней энер-
гии, которые отделены друг от друга запрещенными зонами. Число подуровней в каждой из разрешенных зон равно количеству атомов в группе.
== Кристалл твердого тела характеризуется боль-~ ~ шим количеством близко расположенных атомов.
Поэтому число подуровней, входящих в разрешенные зоны его энергетической диаграммы, довольно велико.
Рис. 1.2. Энер-
гетическая диаграмма группы (четырех) близко расположенных атомов
Носители заряда в беспримесных (чистых) полупроводниках
На электропроводность твердого тела оказывает существенное влияние расположение двух соседних зон разрешенных уровней энергии в верхней части энергетической диаграммы (рис. 1 2). В зависимости от электронной структуры атома и строения кристаллической решетки между соседними зонами разрешенных уровней энергии либо может сохраниться запрещенная зона, либо ее может и не быть. Эти две вероятности, а также ширина запрещенной зоны опре
деляют три класса кристаллических тел: проводники, диэлектрики и полупроводники. Расположение двух соседних зон разрешенных уровней энергии в верхней части их энергетических диаграмм приведено на рис. 1.3.
В металлах (рис. 1.3, а) энергетическая диаграмма представляет собой непрерывный спектр разрешенных значений энергии, а в полупроводниках и диэлектриках — прерывистый (рис. 1.3, б, в). В полупроводниках и диэлектриках зоны разрешенных значений энергии отделены запрещенной зоной энергии А Й73. На энергетических диаграммах рис. 1.3 можно выделить две характерные зоны разрешенных значений энергии: нижнюю (заполненную), или в а-лентную, зону и верхнюю (свободную), или зону проводимости. В отсутствие внешних воздействий на электроны
8
(электрического и магнитного полей, облучения квантами света), а также при Т = О К все уровни энергии нижней зоны заполнены электронами, в верхней зоне электронов нет.
Рассмотрим различие в электропроводности указанных трех классов кристаллических тел с точки зрения особенностей их энергетических диаграмм.
В металлах зона проводимости непосредственно примыкает к валентной зоне (рис. 1.3, а). Электронам валентной зоны достаточно сообщить весьма малую энергию, чтобы перевести их в зону свобод-
Зона проводимости
Валентная зона а)
Зона проводимости
Зона проводимости
АШЛ
Запрещенная зона
'Валентная зона 6)
Запрещен-ная зона
'Валентная зона В)
Рис. 1.3. Энергетическая диаграмма металла (а), полупроводника (б) и диэлектрика (в)
ных уровней. Поэтому уже при воздействии только электрического поля в металле имеется большое число свободных (не связанных с атомами) электронов, которые и обеспечивают его высокую электрическую проводимость.
В полупроводниках (рис. 1.3, б) свободная зона отделена от валентной зоны запрещенной зоной энергии Дй^в. Величина ДЖ, определяет энергию (в электрон-вольтах), которую нужно сообщить электрону, расположенному на верхнем энергетическом уровне в валентной зоне, чтобы перевести его на нижний энергетический уровень в зоне свободных уровней. Необходимость сообщения достаточной энергии для преодоления запрещенной зоны затрудняет переход электронов из валентной зоны в зону проводимости, что приводит к уменьшению числа свободных электронов в полупроводнике по сравнению с металлом и, как следствие, к уменьшению его электрической проводимости.
Способность преодоления электронами запрещенной зоны зависит от внешних факторов. Особенно значительно влияние температуры кристалла, которое проявляется воздействием на электроны атомов полупроводника тепловых квантов (фононов), излучаемых при тепловых колебаниях кристаллической решетки. Повышению температуры соответствует увеличение энергии фононов и рост числа электронов, способных получить необходимую энергию для преодоления
9
запрещенной зоны. По этой причине с повышением температуры проводимость чистых полупроводников возрастает.
Ширина запрещенной зоны кристаллических твердых тел, относящихся к полупроводникам, не превышает 3 эВ. Их электрическая проводимость возникает при температуре выше 80—100 К.
Диэлектрики (рис. 1.3, в) отличаются от полупроводников более широкой запрещенной зоной. У них АЦ73> 3 эВ и может достигать 6—10 эВ. В связи с этим проводимость диэлектриков мала и становится заметной лишь при температуре не ниже 400—800°С или сильных электрических полях (пробой).
Наличие на энергетической диаграмме запрещенной зоны обусловливает особенности образования носителей заряда в полупроводниках по сравнению с металлами. Рассмотрим эти особенности на примере германия и кремния, получивших наибольшее распространение при изготовлении полупроводниковых приборов.
Германий и кремний принадлежат к IV группе Периодической системы элементов. На внешней оболочке их атомов находятся четыре валентных электрона. Ширина запрещенной зоны германия равна 0,72 эВ, кремния — 1,12 эВ. Кристаллическая решетка этих полупроводников имеет одинаковую тетраэдрическую структуру. Двумерная (плоскостная) модель кристаллической решетки имеет вид, показанный на рис. 1.4, а (на примере германия).
В отсутствие структурных дефектов и при Т = 0 К четыре валентных электрона внешней электронной оболочки каждого атома участвуют в так называемых парноэлектронных или ковалентных связях с соседними атомами. Эти связи характеризуются перекрытиями внешней электронной оболочки каждого атома с внешними электронными оболочками рядом расположенных четырех атомов кристалла. При таком перекрытии каждые два электрона принадлежат двум соседним атомам и все четыре электрона внешней оболочки атома участвуют в создании парноэлектронных связей с четырьмя соседними атомами. Парноэлектронные связи показаны на рис. 1.4, а в виде двух параллельных линий, связывающих атомы, расположенные в соседних узлах кристаллической решетки. Участие всех электронов атомов
= Зена
—n-g- проводимости
Валентная зона.
Запрещенная зона.
Рис. 1.4. Возникновение свободного электрона и дыркн в кристалле полупроводника (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (б); схема движения дырки в кристалле полупроводника (в)
10
кристалла в создании ковалентных связей между атомами свидетельствует о нахождении электронов на уровнях энергии валентной зоны (рис. 1-3,6; 1.4,6).
Повышение температуры кристалла вызывает увеличение энергии фононов. При некоторой температуре энергия фонона становится достаточной для освобождения электрона от связей с атомами кристаллической решетки. Валентный электрон освобождается от связей и становится свободным (рис. 1.4, а). Освобождение электрона от связей с атомами соответствует на энергетической диаграмме его переходу с уровня валентной зоны на уровень зоны проводимости (рис. 1.4, 6). Свободный электрон способен изменять свою энергию и перемещаться между узлами кристаллической решетки под воздействием электрического поля, т. е. участвовать в создании тока.
Образование свободного электрона сопровождается разрывом ковалентной связи между атомами и появлением в месте разрыва так называемой дырки (рис. 1.4, а). Отсутствие электрона в ковалентной связи равносильно появлению в данном месте положительного заряда, который и приписывают дырке. На энергетической диаграмме (рис. 1.4, 6) образование дырки после перехода электрона в зону проводимости отождествляют с появлением вакантного уровня энергии в валентной зоне, позволяющего электронам валентной зоны (находящимся в ковалентных связях с атомами) изменять энергию под воздействием электрического поля, т. е. перемещаться в кристалле от атома к атому и участвовать в создании тока. Фактическое перемещение валентных электронов под воздействием внешнего электрического поля при их последовательном заполнении образовавшегося разрыва ковалентной связи формально может быть заменено движением дырки между узлами кристаллической решетки в противоположном направлении. Действительно, валентный электрон, получив необходимую энергию, заполняет (компенсирует) дырку с приближением к ней. Дырка исчезает, и восстанавливается ковалентная связь у данного атома, но возникает новая дырка в той ковалентной связи, откуда ушел электрон. Исчезновение дырки в одном месте кристалла и ее появление в другом учитывают (условно) как движение дырки (рис. 1.4, в).
Важность учета движения дырок как самостоятельных носителей заряда обусловливается различием в подвижностях свободных электронов и валентных электронов, перемещающихся по вакантным уровням энергии.
При температуре выше абсолютного нуля переход из валентной зоны в зону проводимости возможен у многих электронов. В результате этого процесса, получившего название термогенерации носителей заряда, в полупроводнике создается некоторая концентрация электронов tit в свободной зоне и равная ей концентрация дырок pi в валентной зоне (индекс i означает, что речь идет о чистых, беспримесных полупроводниках; при этом щ, pt называют ^собственными концентрациями носителей 3 а Р я д а в полупроводнике). Концентрация носителей заряда за-
П
висит от температуры кристалла, ширины запрещенной зоны и определяется зависимостью
2k Т
п. = р. = Ае , (1.1)
где А — коэффициент, числовое значение которого зависит от рода кристалла; k — 1,37 • 10~23 Дж/К — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура.
Из выражения (1.1) следует, что концентрация носителей заряда в полупроводнике и его электрическая проводимость увеличиваются с повышением температуры и уменьшаются с ростом ширины запрещенной зоны.
Электроны и дырки являются подвижными частицами. Постоянство их концентрации, определяемой из соотношения. (1.1), при неизменной температуре обусловливается тем, что в любом элементе объема полупроводника одновременно действуют два процесса: термогенерация носителей заряда, а также исчезновение электронов и дырок за счет возвращения электронов из зоны проводимости на вакантные уровни валентной зоны (рекомбинация носителей заряда). Соответствующая концентрация устанавливается из условия динамического равновесия, при котором число вновь возникающих носителей заряда равно количеству рекомбинирующих носителей.
Носители заряда в примесных полупроводниках
При производстве полупроводниковых приборов помимо чистых полупроводников, в частности чистых германия и кремния, являющихся исходными материалами, используют примесные полупро-водни ки.
Введение примеси связано с необходимостью создания в полупроводнике преимущественно электронной либо дырочной электропроводности и увеличения электрической проводимости. В связи с этим различают соответственно электронные (n-типа) и дырочные (/2-типа) полупроводники.
Для получения полупроводника с электропроводностью п-типа в чистый полупроводник вводят примесь, создающую в полупроводнике только свободные электроны. Вводимая примесь является «поставщиком» электронов, в связи с чем ее называют донорной. Для германия и кремния, относящихся к IV группе Периодической системы элементов, донорной примесью служат элементы V группы (сурьма, фосфор, мышьяк), атомы которых имеют пять валентных электронов.
При внесении такой примеси атомы примеси замещают атомы исходного полупроводника в отдельных узлах кристаллической решетки (рис. 1.5, а). Четыре электрона каждого атома донорной примеси участвуют в ковалентной связи с соседними атомами исходного материала, а пятый («избыточный») электрон, не участвующий в кова-12
лентной связи, оказывается значительно слабее связанным со своим атомом. Для того чтобы оторвать его от атома и превратить в свободный носитель заряда, требуется значительно меньшее количество энергии, чем для освобождения электрона из ковалентной связи. В результате приобретения такой энергии (например, энергии фонона при комнатной температуре кристалла) «избыточный» электрон покидает атом и становится свободным, а атом примеси превращается
в положительный ион (и о -низания атома примеси). В условиях достаточно большой концентрации атомов примеси их ионизация создает некоторую концентрацию в кристалле полупроводника свободных электронов и неподвижных положительных ионов, локализованных
AW, <7
а) 6)
Рис. 1.5. Возникновение свободного электрона в кристалле полупроводника п-типа (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (б)
в местах расположения атомов примеси. Слой полупроводника остается электрически нейтральным, если освободившиеся электроны не уходят за пределы слоя. При уходе электронов под
воздействием каких-либо факторов в другие слои кристалла оставшиеся положительные ионы донорной примеси создают в данном слое нескомпенсированный положительный объемный заряд.
На энергетической диаграмме полупроводника п-типа (рис. 1.5, б) вводимая примесь приводит к появлению в запрещенной зоне вблизи
л о к а л ь-заполненных
зоны проводимости близко расположенных друг от друга ны х валентных уровней энергии, электронами при температуре абсолютного нуля. Число локальных уровней определяется количеством атомов примеси в кристалле. На рис. 1.5, б локальные уровни показаны пунктиром. Так как ширина мала (в зависимости от типа исходного полупроводника и материала донорной примеси А’Д7д = 0,01 0,07 эВ), при комнатной
температуре практически все электроны донорных уровней перейдут в зону проводимости и смогут участвовать в создании тока.
Концентрация электронов в зоне проводимости (свободных электронов) при этом определяется преимущественно концентрацией сведенной примеси Nд, а не собственными электронами валентной зоны, преодолевающими широкую запрещенную зону АЦ73. В соответствии С этим концентрация электронов пп в полупроводнике n-типа существенно выше концентрации дырок рп, образующейся в результате перехода электронов из валентной зоны в зону проводимости. Можно считать, что в полупроводнике /2-типа ток создается в основном электронами. Другими словами, электроны в этом случае являются о с-°в я ым и носителями заряда, а дырки — неос-0 в н ы м и носителями заряда.
13
Рис. 1.6. Возникновение дыркн в кристалле полупроводника p-типа (а) и отражение этого процесса на энергетической диаграмме (б)
В полупроводниках p-типа введение примеси направлено на повышение концентрации дырок. Задача решается использованием в качестве примеси элементов III группы Периодической системы (индий. галлий, алюминий, бор), атомы которых имеют по три валентных электрона. При наличии такой примеси каждый ее атом образует только три заполненные ковалентные связи с соседними атомами исходного полупроводника в кристаллической решетке (рис. 1.6, а). Четвертая связь остается незаполненной. Недостающий валентный электрон для заполнения связи принимается от одного из соседних атомов кристаллической решетки, так как требуемая для такого перехода энергия невелика. Переход электрона приводит к образованию дырки в ковалентной связи соседнего атома, откуда ушел электрон, и превращению атома примеси в неподвижный отрицательный ион. В результате за счет примеси достигается повышение концентрации ды
рок в полупроводнике. Атомы примеси, принимающие валентные электроны соседних атомов, называют акцепторными, а саму примесь — акцепторной.
В условиях достаточно большой концентрации атомов акцепторной примеси в кристалле полупроводника создается некоторая концентрация дырок и отрицательных ионов. Пока число дырок в данном слое полупроводника остается равным числу отрицательных ионов в нем, в слое сохраняется зарядная нейтральность. Если вошедшие из других слоев электроны заполнят некоторое число существующих дефектов валентной связи (рекомбинация электронов с дырками), в данном слое появится нескомпенсированный отрицательный объемный заряд, создаваемый ионами акцепторной примеси.
Рассмотрим процесс образования дырок в полупроводнике р-типа, исходя из его энергетической диаграммы. При наличии акцепторной примеси в запрещенной зоне энергетической диаграммы исходного полупроводника вблизи валентной зоны появляются локальные уровни энергии, свободные от электронов при температуре абсолютного нуля (рис. 1.6,6). Число локальных уровней определяется концентрацией атомов примеси в кристалле. Так как разность А1Еа между энергией акцепторных уровней и энергией верхнего уровня валентной зоны мала (в зависимости от типа полупроводника и материала акцепторной примеси АЦ7а = 0,014-0,07 эВ), то при комнатной температуре все акцепторные уровни будут заняты электронами, перешедшими из валентной зоны. В валентной зоне появится большая концентрация дырок.
14
Концентрация дырок в валентной зоне при этом определяется преимущественно концентрацией внесенной акцепторной примеси , а не дырками, возникающими при термогенерации носителей заряда за счет преодоления валентными электронами широкой запрещенной зоны AIF3. В соответствии с этим концентрация дырок рр в полупроводнике p-типа существенно больше концентрации свободных электронов пр. По этой причине ток в дырочном полупроводнике переносится в основном дырками. Дырки в этом случае являются основными носителями заряда, а электроны— неосновными носителями заряда.
Таким образом, в примесных полупроводниках концентрации основных носителей заряда (пп — электронного полупроводника и рр —дырочного полупроводника) создаются за счет внесения примеси, а концентрации неосновных носителей заряда (рп, пр — соответственно электронного и дырочного полупроводников) — за счет термо-генерации носителей заряда, связанной с переходом электронов из валентной зоны в зону проводимости. Необходимая примесь вносится в количестве, при котором концентрация основных носителей заряда существенно (на два-три порядка) превышает концентрацию неосновных носителей заряда. В зависимости от концентрации введенной примеси удельная проводимость примесного полупроводника возрастает по сравнению с чистым полупроводником в десятки и сотни тысяч раз.
Характерной особенностью полупроводников рассматриваемых типов является то, что произведение концентраций основных и неосновных носителей заряда при данной температуре является постоянной величиной и определяется соотношением
ппРп = Рр”р = Pi”t = ^2е kT . О -2)
где П; — рг — собственные концентрации носителей заряда в чистом полу проводнике.
В соответствии с выражением (1.2) концентрация неосновных носителей заряда в примесном полупроводнике меньше концентрации собственных носителей заряда в чистом полупроводнике. Это связано с тем, что с увеличением концентрации основных носителей заряда возрастает роль рекомбинаций, вследствие чего концентрация неосновных носителей заряда уменьшается. Равновесие достигается, когда при данной температуре произведение концентрации носителей заряда в примесном полупроводнике становится равным произведению концентрации носителей заряда в чистом полупроводнике.
Зависимость концентрации носителей заряда от температуры накладывает ограничения на температурный диапазон применения полупроводниковых приборов. Рабочий диапазон температур характеризуется существенным превышением в примесных полупроводниках концентрации основных носителей заряда над неосновными и рр > пр) при концентрации основных носителей заряда, лизкой к концентрации внесенной примеси (ппл; 1МЯ и pt,^Na).
15
При температурах, превышающих верхний температурный предел, причиной нарушения условия пп » рп и рр » пр является повышение роли концентрации носителей заряда, создаваемых в кристалле , при термогенерации за счет преодоления валентными электронами запрещенной зоны AIF3. При этом может оказаться, что концентрация носителей заряда и электрическая проводимость в полупроводнике будут определяться не концентрацией внесенной примеси, а . концентрацией собственных носителей заряда — электронов и дырок ! (вырождение примесного полупроводника в собственный полупроводник). Верхний температурный предел зависит от ширины запрещенной зоны полупроводника и составляет для германия 75 — 85°С, а для кремния 150 — 170°С. В этом проявляется существенное преимущество кремния как материала для полупроводниковых приборов.
При температуре ниже рабочего диапазона концентрация неосновных носителей заряда, создаваемая термогенерацией, ничтожно мала. Основную роль здесь играет понижение концентрации основных носителей заряда (и уменьшение электрической проводимости) вследствие уменьшения количества ионизированных атомов примеси. Нижний температурный предел работы полупроводниковых приборов составляет от •—55 до —60°С.
Время жизни носителей заряда
Процесс рекомбинации в примесных полупроводниках играет большую роль во многих полупроводниковых приборах.
Предположим, что в некотором слое кристалла полупроводника n-типа с помощью какого-либо внешнего воздействия, например облучения световым потоком, созданы концентрации дырок р0 = = + Ар(0) и электронов п0 = пп + Ал(0), превышающие равно-
весные концентрации, определяемые выражением (1.2) для данной температуры. Абсолютные приращения концентрации носителей заряда обоих знаков Ар(0) = Ап(0) (слой остается электрически нейтральным), так как в данном примере повышение концентрации носителей заряда обусловливается увеличением числа переходов электронов из валентной зоны в зону проводимости. Однако относительное приращение концентраций дырок существенно больше относительного приращения концентраций электронов р0/рп » п01пп, поскольку пп > рп. •» Иными словами, можно считать, что внешнее воздействие привело к образованию в слое полупроводника n-типа неравновесной концентрации неосновных носителей заряда (дырок) при оставшейся почти неизменной концентрации основных носителей заряда (электронов). Процесс уменьшения концентрации носителей заряда в слое до значения равновесных после прекращения внешнего воздействия следует рассматривать как рекомбинацию дырок с электронами в условиях высокой концентрации электронов. Спад начальной концентрации дырок Ар(0) во времени подчиняется экспоненциальному закону
16
— t It
b.p (0 = &p (0)e p
(1.3)
T __характеристическая постоянная, называемая временем
жиз₽ни дырок в электронном полупроводнике (параметр тр соответствует времени, в течение которого избыточная концентрация неравновесных дырок уменьшается в е раз).
соотношение, аналогичное (1.3), можно записать и для дырочного полупроводника. Процесс уменьшения концентрации носителей за-яда здесь следует рассматривать как рекомбинацию неравновесных электронов с дырками в условиях высокой концентрации дырок. Ха
рактеристическую постоянную тп в этом случае называют временем жизни электронов в дырочном полупроводнике.
Параметры тр, тп входят в число основных для примесных полупроводников. Их уменьшение, в частности, сказывается на повышении быстродействия полупроводниковых приборов. Обычные значения тр,тп находятся в пределах 10~7 — 10~Б с, но в ряде случаев могут быть
больше или меньше.
Рекомбинация носителей заряда, когда свободный электрон непосредственно переходит из зоны проводимости в валентную зону, т. е. заполняет дырку в ковалентной связи атомов (прямая рекомбинация), мало вероятна. Причиной этого является редкость события, [при котором электрон и дырка находились бы одновременно в одном и том же месте кристалла и имели бы небольшую скорость. Основную роль в рекомбинации носителей заряда играют так называемые центры рекомбинации — ловушки, имеющие в запрещенной зоне энергетические уровни, способные захватить электроны. Процесс рекомбинации с участием ловушки протекает в две стадии: свободный электрон вначале переходит на уровень ловушки, а затем в валентную зону.
Центрами рекомбинаций могут быть примесные атомы, дефекты кристаллической решетки, расположенные в объеме или на поверхности кристалла. Для повышения интенсивности рекомбинационных процессов (уменьшения тр, тп) в примесный полупроводник вводят в небольшом количестве золото или никель, создающие эффективные центры рекомбинаций носителей заряда. Время жизни носителей при этом снижается до 10~9 — 10~8 с.
Дрейфовое и диффузионное движения носителей заряда
В отсутствие электрического поля в кристалле и одинаковой концентрации носителей заряда в объеме полупроводника электроны и Дырки находятся в непрерывном тепловом (хаотическом) движении, распределенном по всем направлениям. Ввиду хаотического харак-Ра Движения носителей заряда ток в кристалле равен нулю.
Электрическое поле и неравномерность распределения концент-я Ции носителей заряда являются факторами, создающими упоря-ви еНн°е Движение носителей заряда, т. е. обусловливающими элект-ческий^ток в кристалле полупроводника. Направленное движение ителей заряда под воздействием электрического поля называют
дрейфом (дрейфовое движение), а под воздействием разности концентраций носителей заряда —диффузией (диф фузионное движение). В зависимости от характера дви жения носителей заряда различают соответственно дрейфов Ы1 и диффузионный токи в полупроводниках, а в зависимости от типа носителей заряда •— электронные и дырочны составляющие этих токов.
Перемещение носителей заряда в кристалле под воздействием электрического поля происходит при непрерывном их столкновении с узлами кристаллической решетки и атомами примеси. Носители заряда перемещаются в кристалле с некоторой средней скоростью пропорциональной напряженности электрического поля:
‘-'ср п ~ РпЕ ’ аср Р ~ Р-рЕ-
(1.
и ж н о переме
Коэффициент пропорциональности называют п о д в стью электронов (р.п) и д ы р о к (цр). Электроны щаются в направлении, противоположном действию поля, а дырки — в направлении действия поля. Этим объясняется наличие знака минус в формуле (1.4). Движение дырок, обусловливаемое замещением ва лентными электронами дефектов ковалентных связей атомов в решет ке, является более затруднительным, чем свободных электронов Поэтому при одинаковой напряженности электрического поля сред няя скорость электронов выше, чем дырок, и цр. Так, для германия = 3800 см2/(В - с), и,, = 1800 см2/(В - с), а для кремния рп = 1300 см2/(В • с), = 500 см2/(В • с).
Плотности дрейфовых составляющих тока в кристалле ются величиной заряда, переносимого носителями через сечение в единицу времени:
определи-единичное
др П - Яп®ср п>
(1.
•/др Р — ЯРиср р>
(1,5а)
где п, р — концентрации электронов и дырок в объеме полупро водника; q—заряд электрона.
Знак минус в выражении (1.5) означает, что принятому направ лению тока соответствует противоположное направление движения электронов.
С учетом (1.4) соотношения для плотностей дрейфового электронного и дырочного токов приобретают вид
*^др П ~ ЯЩ^П^У (1 -б)
•/др р = ЯРРрЕ- (1 -6а)
Суммарная плотность тока, протекающего через полупроводник под действием электрического поля,
J = = ^др п + р — ЯпРпЕ ЯРРрЕ- (1 -7)
18
g чистых полупроводниках п = р, но рп примерно вдвое выше По этой причине в чистых полупроводниках электронная составляющая плотности тока в то же число раз больше дырочной, g примесных же полупроводниках концентрации п и р различаются на несколько порядков, в связи с чем в электронном полупроводнике ппейфовый ток обусловливается преимущественно электронами, а в дырочном — дырками.
Из формулы (1.7) следует, что плотность тока (проводимость) полупроводников зависит от концентрации носителей заряда и их подвижности. Подвижность носителей заряда уменьшается с ростом температуры. Это объясняется повышением интенсивности тепловых колебаний атомов в кристаллической решетке и увеличением вероятности столкновений с ними электронов и дырок. В чистых полупроводниках, несмотря на снижение подвижности носителей, плотность тока и проводимость увеличиваются с ростом температуры вследствие повышения концентрации носителей заряда. В примесных полупроводниках в рабочем диапазоне температур концентрация носителей заряда мало изменяется, так как ее определяет главным образом концентрация основных носителей заряда, созданная примесью (все атомы примеси ионизированы). В связи с этим плотность
тока и проводимость здесь с ростом температуры несколько уменьшаются вследствие уменьшения подвижности (р = Т~3/2). Ввиду меньшей подвижности носителей заряда удельное сопротивление кремния больше, чем германия.
Диффузионное движение носителей заряда возникает, когда имеется различие в концентрации электронов (дырок) в соседних слоях полупроводника. Носители заряда перемещаются из слоя с большей концентрацией в слой с меньшей концентрацией. Если в данном слое постоянно поддерживается более высокая концентрация носителей заряда, чем в соседнем с ним слое, то создается непрерывный диффузионный поток носителей заряда в направлении убывания концентрации.
Плотности потоков носителей заряда пропорциональны градиенту их концентрации; при одномерной диффузии (когда концентрация вдоль оси х падает: dn/dx<_ 0 или dp!dx<Z 0) их находят из соотношений
4иф п = (-- д)г»J-4-) = 4е -
\ ах / dx
(1.8)
^диф р — qDp f ----------------qDp . (1,8а)
\ dx ] dx
Коэффициент пропорциональности называют коэффициен-г°м диффузии электронов (Dn) и дырок (Dp). *\°эффициент диффузии равен числу носителей заряда, диффундирующих за 1 с через площадку в 1 см2 при единичном градиенте концент-Р Ции, и имеет размерность см2/с. Коэффициент диффузии связан с
Движностью носителей заряда соотношением Эйнштейна
D = фг[А,
(1-9)
19
где фг = kT/q— тепловой потенциал, выражаемый, так же как и электрический потенциал, в вольтах; Т — абсолютная температура (при Т = 300 К <рг = 0,025 В). В кремнии при комнатной температуре Dn а; 32 сма/с, а; 12 сма/с.
Зависимость срг и р от температуры обусловливает и температурную зависимость коэффициента диффузии (О s Г-1'2).
Носители заряда, выходящие из слоя с повышенной концентрацией и входящие в слой с меньшей концентрацией, по мере продвижения рекомбинируют с носителями заряда противоположного знака (носители заряда обладают конечным временем жизни). Их концентрация уменьшается по экспоненциальному закону, стремясь к равновесной. Расстояние, на котором избыточная концентрация носителей заряда уменьшается в е раз, называют диффузионной длиной L (соответственно Ln — для электронов и Lp — для дырок). Иными словами, это среднее расстояние, на которое носитель заряда может переместиться за время своей жизни. Диффузионная длина связана с коэффициентом диффузии и временем жизни носителей заряда соотношениями
= (1.10)
Lp = /Dpip . (1.10а)
§ 1.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Принцип действия и вольт-амперная характеристика диода
Диодами называют двухэлектродные элементы электрической цепи, обладающие односторонней проводимостью тока. В полу-
fl)
Рис. 1.7. Полупроводниковый диод:
а — полупроводниковая р-я-структура диода; б — условное графическое обозначение диода; в— упрощенная (идеальная) вольт-амперная характеристика диода
проводниковых диодах односторонняя проводимость обусловливается применением полупроводниковой структуры, сочетающей в себе два слоя, один из которых обладает дырочной (р), а другой — электронной (л) электропроводностью (рис. 1.7, а). Обозначение диода на электронных схемах и его упрощенная (идеальная) вольт-амперная характеристика показаны на рис. 1.7,6, в. Принцип действия полупроводникового диода основывается на специфике процессов, протекающих на границе раздела р- и л-слоев, в так называемом электронно-дырочном переходе (р-л-переходе)
20
Электрические процессы в р-га-переходе в отсутствие внешнего напряжения
В германиевых и кремниевых диодах двухслойная р-п-структура с 1 8, й) создается введением в один из слоев монокристалла ак-пторной примеси, а в другой — донорной примеси. При комнатной Ц мпературе атомы акцепторов и доноров можно считать полностью Тонизированными, т. е. практически все акцепторные атомы присоединяют к себе электроны, создавая при этом дырки, а донорные атомы отдают свои электроны, которые становятся свободными. Кроме основных носителей заряда в каждом из
слоев имеются неосновные носители заряда, создаваемые путем перехода электронов основного материала из валентной зоны в зону свободных уровней.
На практике наибольшее распространение получили р-«-структуры с неодинаковой концентрацией внесенных акцепторной Nа и донорной примесей, т. е. с неодинаковой концентрацией основных носителей заряда в слоях рр X.N а и пп & « Nn. Типичными являются структуры с Nя » Nn (рр » пп). Распределение концентраций носителей заряда для таких структур показано на рис. 1.8, б на примере германия, где приняты рр= 1018 см'3, пп = 1015 см'3. Концентрация собственных носителей заряда в германии при комнатной температуре п, = 2,5 • 1013 см'3. Концентрации неосновных носителей заряда, существенно меньшие концентраций основных носителей заряда, составят для рассматриваемой структуры в соответствии с (1.2) «р« 109см'3,р„^ 1012см'3.
В ^-«-структуре на границе раздела слоев АВ возникает разность концентраций одноименных носителей заряда: в °дном слое они являются основными, в Другом — неосновными. В приграничной ласти под действием разности концентраций возникает диффузионное движение новных носителей заряда во встречном управлении через границу раздела. Дыр-лас113 области Диффундируют в «-об-ЛаДЬ’ электроны из «-области — в р-об-комбЬ' '^'ЫРКИ’ вошедшие в «-область, ре-а «НИРУЮТ с электронами этой области, ДЫр КтР°НЬ1, вошедшие в р-область, — с
Ми p-области. Вследствие двух факто
Рис. 1.8. Образование р-п-перехода в р-я-структуре полупроводника:
а __ р-п-структура полупроводника; б — распределение концентраций носителей заряда; в — составляющие тока в р-п-пере-ходе; г — распределение заряда; д —диаграмма напряженности поля; е — потенциальный барьер в р-п-переходе
21
ров (ухода основных носителей заряда из приграничных областей и их рекомбинации с носителями заряда противоположного знака) концентрации основных носителей заряда (рр и пп) в обеих приграничных областях, суммарная ширина которых /0, снижаются (рис. 1.8,6). Кроме того, в соответствии с выражением (1.2) снижение концентрации носителей заряда одного знака сопровождается повышением концентрации носителей заряда другого знака. Вследствие этого в приграничной p-области повышается концентрация электронов, а в приграничной «-области — концентрация дырок. Таким образом, становится понятным характер распределения концентрации носителей заряда в р-п-переходе, показанной на рис. 1.8, б сплошными линиями.
Важнейшим следствием диффузионного движения носителей за-i
ряда через границу раздела слоев является появление в пригранич-:
ных областях объемных зарядов,
создаваемых ионами
атомов примесей. Так, при уходе дырок из p-слоя в нем создаете) нескомпенсированный отрицательный объемный заряд за счет остав шихся отрицательных ионов акцепторных атомов примеси. Элект
роны же, ушедшие из «-слоя, оставляют здесь нескомпенсированньп положительный объемный заряд, создаваемый положительными иона ми донорных атомов примеси. Наличие объемного заряда являете; главной особенностью р-«-перехода. Кривая распределения объемной заряда в р-п-переходе показана на рис. 1.8, г. Ввиду наличи) объемного заряда в р-п-переходе создаются электричес кое поле и разность потенциалов. Кривые Е(х) и <р(х) показаны на рис. 1.8, д, е (за нулевой принят потенции,) «-слоя). Отметим, что рассмотренный процесс формирования р-«-пе рехода происходит уже на этапе введения в монокристалл акцептор ной и донорной примесей.
Толщина слоя объемного заряда /0 составляет доли мик рометров и зависит от концентрации примеси (основных носителе! заряда) в р- и «-областях (от удельного сопротивления слоев). Объем ные заряды по обе стороны границы раздела равны и создаются, ка: известно, неподвижными ионами примеси. Если бы концентраци: акцепторной N а и донорной Nn примесей были равны (симметричны р-п-переход), то концентрации отрицательных ионов слева от границ) раздела и положительных ионов справа были бы также равны и / «-переход имел бы одинаковые толщины слоев /07, и 10п. В рассматрг ваемом случае несимметричного р-п-перехода (N а Na) концещ рация неподвижных отрицательных ионов слева от границы раздел АВ будет выше концентрации неподвижных положительных ионо справа (рис. 1.8, а), в связи с чем равенству объемных зарядов обои знаков (рис. 1.8, г) здесь будет отвечать условие /оп » 10Р. Иным словами, р-п-переход толщиной /0 будет преимущественно сосрещ точен в «-области, как в более высокоомной.
Внутреннее электрическое поле, созданное объемными зарядам) является фактором, под действием которого обеспечивается раве) ство потоков носителей заряда через переход в обоих направления: т. е. равенство нулю суммарного тока в отсутствие внешнего элек
22
ческого поля. Это обусловливается тем, что внутреннее электри-Р сКОе поле с потенциальным барьером ф0 (рис. 1.8, е) 4 здает тормозящее действие для основных и ускоряющее •— для С„основных носителей заряда. Таким образом, внутреннее электрическое поле приводит к уменьшению плотности диффузионного тока J иф чеРез переход и появлению встречного ему дрейфового тока плотностью /др-
Плотность диффузионного тока Jдиф, обусловленного основными носителями заряда (рис. 1.8, в), направлена вдоль оси х и состоит из потока дырок, перемещающихся под действием диффузии из p-области в n-область, и потока электронов, диффундирующих из «-области в р-область.
р Плотность дрейфового тока /Др (рис. 1.8, в) соз-
дается неосновными носителями заряда прилегающих к р-п-переходу слоев с толщиной, равной диффузионной длине: Ln — для электронов p-слоя и Lp — для дырок n-слоя (рис. 1.8, а). Неосновные носители заряда, совершая тепловое движение в этих слоях, успевают за время своей жизни попасть в область действия электрического поля, увлекаются этим полем и перебрасываются через переход. Таким образом, плотность дрейфового тока определяется потоками подходящих неосновных носителей заряда из прилегающих к р-п-переходу слоев. Она зависит от концентрации неосновных носителей заряда в слоях и диффузионной длины. Дрейфовый ток имеет направление, противоположное направлению диффузионного тока.
Равенству нулю тока через переход в отсутствие внешнего напряжения соответствует уменьшение диффузионной составляющей тока до величины его дрейфовой составляющей. Равенство составляющих тока J диф = /др создается установлением соответствующей величины потенциального барьера <р0 в p-n-переходе. Величина потенциального барьера <р0 (называемого также контактной разностью потенциалов) зависит от соотношения концентраций носителей заряда одного знака по обе стороны перехода и определяется соотношением
<р0 = фг In = фг In -^2- . (1.11)
Рп пр
Высота потенциального барьера зависит от температуры ввиду зависимости от нее теплового потенциала и концентрации неосновных носителей заряда в слоях полупроводниковой структуры. Более сильное влияние температуры на концентрацию неосновных носителей заряда, чем влияние на величину фГ, приводит к тому, что с ростом температуры высота потенциального барьера уменьшается. При комнатной температуре для германия ф0 = 0,3ч- 0,5 В, а для кремния <Ро = 0,6— 0,8 В. Различие в значениях ф0 объясняется большей величиной A1F3 в кремнии и, следовательно, меньшей концентрацией неосновных носителей заряда (при одинаковой температуре и оди-аковух концентрациях внесенных примесей).
*ход неосновных носителей заряда через р-п-переход из прилегших к нему слоев, казалось бы, должен привести к уменьшению
23
их концентрации с приближением к границе р-п-перехода. Вмест с тем концентрации неосновных носителей заряда в прилегающих i р-п-переходу слоях сохраняются на уровнях рп и пр (рис. 1.8, б) так как в условиях динамического равновесия уменьшение концент рации неосновных носителей заряда за счет их ухода через р-п-пе реход будет постоянно восполняться носителями того же знака з; счет их диффузии из противоположных слоев.
Электрические процессы в р-п-переходе при наличии внешнего напряжения
Подключение к р-п-структуре внешнего напряжения ( н а п р я жения смещения) приводит к изменению условий перенос заряда через р-п-переход. Существенную роль при этом играет по лярность внешнего напряжения, с которой оно прикладывается р-п-переходу. Рассмотрение процессов в р-п-переходе при наличи внешнего напряжения имеет непосредственное отношение к изученш вентильных свойств полупроводникового диода и его вольт-амперно характеристики.
Прямая ветвь вольт-амперной характеристики диода
Рассмотрим случай, когда внешнее напряжение подключено р-п-структуре в прямом направлении, т. е. плюсом источника к вь: воду p-области, а минусом источника — к выводу п-област: (рис. 1.9, а'). При таком подключении источника создаваемое им элей трическое поле направлено противоположно внутреннему полю . переходе, что приводит к уменьшению результирующего поля в р-п переходе. Объемный заряд обоих знаков, сосредоточенный в переход по разные стороны границы раздела, будет определяться не тольк величиной <р0, обусловливаемой, как было показано, диффузионны движением носителей заряда под действием разности их концентраци в приграничных слоях, но и внешним напряжением U а. Если пр« небречь падением напряжения в слоях р- и n-структуры, то объемном заряду в переходе будет отвечать напряжение <ро — U а, меньше чем в отсутствие внешнего источника. Следовательно, уменьши ся и обусловленный напряжением объемный заряд в р-п-переход Величина <ро — Ua определяет высоту потенциального барьера р-п-переходе при включении внешнего напряжения в прямом напра лении (рис. 1.9,6). Уменьшение объемного заряда (потенциально барьера) проявляется в сужении р-п-перехода, которое происход в основном за счет n-слоя, как более высокоомного.
Уменьшение потенциального барьера облегчает переход основнь носителей заряда под действием диффузии через границу раздела соседние области, что пригодит к увеличению диффузионного то! через р-п-переход (рис. 1.9, в). Указанное явление называют и жекцией носителей заряда через р-п-переход.
Вместе с тем дрейфовый ток через р-п-переход, создаваемый п токами неосновных носителей заряда, подходящих из приграничнь 24
еВ толщиной L к р-п-переходу, остается без изменения. Разность СЛффУзИ0НН0Г0 и ДРейФ0В0Г0 токов определяет результирующий пя м о й ток через р-п-переход (прямой ток диода). Плотность Прямого тока
потенциальный барьер
а)
р |ф | > /7
о । !!
х
о
5)
Ф\
Рр
—1 IlTTl!
Р,п
Пп
•'дифп ПроХ
В)
Z Рп„
\ % ч>
О
А— ^диф дрф 0-12)
С повышением приложенного внешнего напряжения диффузионный ток увеличивается (так как уменьшившийся потенциальный барьер способны преодолеть основные носители заряда, обладающие меньшей энергией), в связи с чем возрастает прямой ток через р-п-переход. Примерный вид прямой ветви вольт-амперной характеристики р-п-перехода (диода) показан на рис. 1.9, г (ток /а на рис. 1.9 равен произведению плотности тока Ja через р-п-переход на площадь его сечения S).
В кремниевых диодах величина <р0 выше, чем в германиевых. Одинаковая величина внешнего напряжения Ua здесь создает меньшее относительное снижение потенциального барьера, чем в германиевых диодах, и обусловливает меньший прямой ток при одинаковой площади р-п-перехода. Большая величина <ро является одной из причин большего падения напряжения в кремниевых диодах (0,8—1,2 В) по сравнению с германиевыми диодами (0,3—0,6 В) при протекании тока в прямом направлении. Таким образом, падение напряжения Д£7а в полупроводниковых диодах не превышает 1,2 В, что выгодно отличает их от диодов других типов, в частности электровакуумных и газоразрядных (ионных).
Рассмотрим распределение неравновесных концентраций носителей заряда в прилегающих к р-п-переходу слоях (рис. 1.9, в), создаваемых диффузией носителей через смещенный в прямом направлении р-п-переход. Это важно для лучшего уяснения вида прямой ветви вольт-амперной Характеристики диода и представления общей картины протекания т°ка через диод в цепи с внешним источником.
При прямом смещении р-п-перехода диффузионные составляющие т°ка существенно превышают дрейфовые составляющие. В связи с ЭтИм избыточные концентрации неравновесных носителей заряда в
L-n
г)
Полупроводниковый подключении внеш-в прямом
Рис. диод него
1.9.
при
напряжения направлении:
а — схема включения; б — потенциальный барьер при прямом напряжении; в — распределение концентраций носителей заряда; г—прямая ветвь вольт-амперной характеристики
25
прилегающих к р-«-переходу слоях, создаваемые диффузиеи носителей через р-«-переход, будут значительно превышать сниженщ концентрации одноименных (неосновных) носителей заряда, создаваемое вследствие их ухода через р-«-переход за счет дрейфа. Иными словами, граничные концентрации электронов пр(0) и дырок рп(0), а также распределение концентрации «р(х) и рп(х) в прилегающих к переходу слоях (рис. 1.9, в) будут определяться входящими в эти слои в результате диффузии через р-«-переход электронами и дыр
ками.
Граничные концентрации входящих в p-слой электронов пр(О) и в «-слой дырок рп(0) влияют на градиенты концентрации неравновесных носителей заряда на границе с р-«-переходом и тем самым согласно (1.8) определяют соответственно диффузионные составляющие токов 7ДИф„ и /дифр, протекающие через р-«-переход.
Граничные концентрации неосновных носителей заряда связаны с прямым напряжением на р-п-переходе соотношениями s
МО) = прое i Рп (0) =Р»ое
где пР0 — равновесная концентрация электронов в p-слое; рп(1 — равновесная концентрация дырок в «-слое.
Экспоненциальный характер зависимости граничных концентраций от приложенного прямого напряжения определяет экспоненциальную зависимость от него диффузионных составляющих, а следовательно, и анодного тока на прямой ветви вольт-амперной характеристики (рис. 1.9, г).
Диффундируя в глубь слоев, неравновесные электроны рекомби-
нируют с дырками p-слоя, а неравновесные дырки — с электронам!
«-слоя. В связи с этим концентрации неравновесных носителей заряда
уменьшаются по экспоненциальному закону до значений равновесных концентраций (рис. 1.9, в). На расстоянии диффузионных длин
Ln и Lp их концентрации уменьшаются в е раз.
В несимметричном р-«-переходе концентрация
дырок в
р-слое
на несколько порядков превышает концентрацию электронов в «-слое (рр > Пп), а для концентраций неосновных носителей заряда характерно обратное соотношение: «ро < рп0. Этим объясняется, что в несимметричном переходе граничная концентрация рп(0) » > пр(0) и ток через р-«-переход создается в основном диффузией дырок из p-слоя в «-слой (дырочной составляющей диффузионного тока), p-слой, осуществляющий эмиссию дырок через р-«-переход, называют эмиттером. Поскольку основой при получении р-«-структуры диода обычно служит полупроводниковый материал «-типа, «-слой называют базой.
Неравновесная концентрация дырок в близлежащем к р-«-пере-ходу слое базы создает положительный заряд. Его компенсируют вошедшие под действием сил электрического притяжения электроны от отрицательного полюса источника, в связи с чем базовый слой
26
етСя электрически нейтральным. Эти электроны увеличивают °СТцентрацию основных носителей заряда в примыкающем к р-п-пере-коН базовом слое (нарис. 1.9, в не показано). Ее распределение Х°оль оси х соответствует распределению вдоль этой оси концентрации Веравновесных дырок, вызванной их диффузией через р-п-переход. Н "непрерывные диффузия дырок через р-п-переход и их рекомбинация с электронами в прилегающем слое базы создают непрерывный приток электронов от отрицательного полюса источника, а следовательно, и ток в рассматриваемом участке цепи. Таким образом, в то время как прямой ток в р-п-переходе определяется диффузионным током дырок, ток в основной части базового слоя и внешнем выводе обусловливается дрейфовым током электронов. В примыкающем к р-п-переходу базовом слое прямой ток равен сумме диффузионного тока дырок и дрейфового тока электронов. Уменьшение дырочной диффузионной составляющей тока по мере удаления от границы р-п-перехода объясняется уменьшением градиента концентрации дырок вследствие их рекомбинации с электронами. Описанное явление обычно наблюдается при относительно большой ширине n-слоя в так называемых диодах с толстой базой.
В диодах с тонкой базой, когда ее толщина соизмерима с диффузионной длиной дырок Lp (рис. 1.9, в), большинство дырок успевает в результате диффузии пройти базу без рекомбинации, в связи с чем ток в базе будет преимущественно определяться диффузионным током дырок.
Подобные процессы наблюдаются и в слое эмиттера. Избыточная концентрация электронов, созданная в прилегающей к р-п-переходу области под действием диффузии, компенсируется повышением там концентрации дырок (на рис. 1.9, в не показано). Однако для несимметричного р-п-перехода роль электронной составляющей диффузионного тока в общем токе, протекающем через переход, мала. Ее роль несущественна и в токе, протекающем через эмиттерный слой. Ток через эмиттерный слой обусловливается в основном дрейфовым током дырок ввиду существующей в этом слое напряженности электрического поля от внешнего источника.
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики диода
При подключении к диоду источника внешнего напряжения в обратном направлении (рис. 1.10, а) потенциальный барьер возрастает на величину U h и становится равным <р0 + U h (Рис. 1.10, б). При этом увеличиваются объемный заряд в р-п-пере-Ходе и его ширина. Возросший потенциальный барьер затрудняет прохождение через р-п-переход основных носителей заряда, вследствие чего диффузионный ток, создаваемый этими носителями, умещается. Дрейфовый же ток, обусловленный концентрациями неос-овных носителей заряда по обе стороны перехода (7др = 7др р 4-оц Дрп)’ можно считать неизменным (рис. 1.10, в). Однако теперь будет превышать диффузионный ток. Через диод будет протекать
в обратном направлении:
27
J b ' 'др ИпФ’
(1.14
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики диод, показана на рис. 1.10, г. При небольших обратных напряжения: (участок 0—1) увеличение обратного тока наблюдаете: за счет уменьшения диффузионной составляющей. При обратно»
напряжении, соответствующем точке 1 и большем, основные носи тели заряда не способны преодолеть потенциальный барьер, в связ!
Рис. 1.10. Полупроводниковый диод при подключении внешнего напряжения в обратном направлении:
с чем диффузионный ток равен нулю Этим объясняется отсутствие роста об ратного тока при увеличении обратной напряжения (участок характеристик: левее точки 1).
Приведенная на рис. 1.10, в диа грамма распределения концентрацит соответствует обратным напряжениям превышающим напряжение в точке / Она подтверждает неизменность обрат кого тока на рассматриваемом участке
В отсутствие инжекции распреде ление концентраций носителей заряд; в прилегающих к р-п-переходу слоя: характеризуется уменьшением концент раций неосновных носителей вслед ствие их ухода через р-и-переход. Н; границах р-ц-перехода для неосновные носителей заряда действует ускоряю
щее поле р-га-перехода, вследствие чег< их концентрация там равна нулю. По скольку в прилегающих к р-ц-перехо
ду слоях полупроводник должен ос таваться электрически нейтральным уменьшение в них концентрации не основных носителей заряда вызывав'
г — схема включения; б — потенциальный барьер при обратном напряжении; в — распределение концентраций носителей заряда: г — обратная ветвь
вольт-амперной характеристики
аналогичное уменьшение концентрации основных носителей заряда. Однакс ввиду существенно большей концент рации основных носителей заряда эт< снижение слабо отражается на их зна
чениях (на рис. 1.10, в не показано). I
Составляющие дрейфового тока (7ДрР и /Др„) создаются неос новными носителями заряда (дырками и электронами), диффунди;
рующими к границам р-п-перехода из прилегающих к ним слоев Они определяются по градиентам концентрации неосновных носи телей заряда на границах р-п-перехода, т. е. из условия их диффу; зии в направлении перехода, и не зависят от приложенного напря жени я U
Обратный ток„ создаваемый неосновными носителями заряда, зависит от их концешраций вр- и n-елоях, а также от рабочей по.
28
хности р-п-перехода. Этим объясняется тот факт, что в мощных веР х, имеющих большую площадь р-п-перехода, обратный ток ^льше, чем в маломощных. Поскольку концентрация неосновных сителей заряда является функцией температуры кристалла, об-На-гный ток диода также зависит от температуры. По этой причине обратный ток иногда называют тепловым. Увеличение обратного тока с ростом температуры подчиняется примерно экспоненциаль-
ному закону.
Как известно, концентрация неосновных носителей заряда уменьшается с ростом ширины запрещенной зоны на энергетической диаграмме полупроводника. Ширина запрещенной зоны в кремнии (1 12 эВ) больше, чем в германии (0,72 эВ). В силу этого обратный то'к в кремниевых диодах на несколько порядков меньше, чем в германиевых, и кремниевые диоды допускают эксплуатацию при более высокой температуре полупроводниковой структуры (135—140°С против 50—60°С у германиевых диодов). Кроме того, кремниевые диоды применимы при более высоких обратных напряжениях, чем герма--ниевые (2500—3500 В против наибольших значений 500—600 В у германиевых диодов).
Полная вольт-амперная характеристика диода
Полная вольт-амперная характеристика полупроводникового диода приведена на рис. 1.11. От характеристики идеального диода (см. рис. 1.7, в) она отличается наличием некото-
рого падения напряжения на приборе при пропускании прямого тока и обратного тока в случае приложения обратного напряжения.
Как известно, прямой ток диода создается основными, а обратный — неосновными носителями заряда. Концентрация основных носителей заряда на несколько порядков превышает концентрацию неосновных носителей. Этим и обусловливаются вентильные свойства р-п-перехода, а следовательно, и диода.
Проведенному теоретическому анализу вольт-амперной характеристики диода соответствует ее запись в аналитической фор-
Рис. 1.11. Идеализированная вольт-амперная характеристика диода
(1-15)
Ае s = sJДр — ток насыщения (тепловой ток), создаваемый неос-(вными носителями заряда; срт—тепловой потенциал.
д При П — о согласно соотношению (1.15) /а = 0. В случае применяя прямого напряжения (U = U а> 0) в (1.15) единицей можно Ренебречь и зависимость / а(6/а) будет иметь экспоненциальный
29
характер. В случае обратного напряжения (U — Ub<Z 0) можно не учитывать достаточно малую величину е^ь/Чт и тогда /а = /ь = -Is.
Учет дополнительных факторов, влияющих на вольт-амперную характеристику диода
В проведенном анализе, позволяющем главным образом объяснить принцип действия полупроводникового диода, не учитывалиа некоторые факторы, отражающиеся на его реальной вольт-амперно!
характеристике.
На прямую ветвь вольт-амперной характеристики диода оказы
вает влияние объемное сопротивление слоев р-н
Рис. 1.12 Обратная ветвь вольт-амперной
структуры (особенно при больших токах), уве личивающее падение напряжения АС/а на дио де. В кремниевых диодах это влияние боле! значительно, чем в германиевых, так как из-зг меньшей подвижности носителей заряда удель ное сопротивление кремния выше. С учетол падения напряжения в слоях в кремниевы) диодах при протекании прямого тока АС/ а = = 0,8ч- 1,2 В, а в германиевых АС/ а = 0,3ч 4- 0,6 В.
На обратную ветвь вольт-амперной харак теристики диода оказывают влияние т о 1
характеристики ре- утечки через поверхность р-п-перехода I альных диодов генерация носителей заряда которая является причиной возможного про боя р-п-перехода. Оба фактора приводят к тому, что обратна!
ветвь вольт-амперной характеристики диода принимает вид, пока занный на рис. 1.12.
Ток утечки связан линейной зависимостью с напряжением U ь Он создается различными загрязнениями на внешней поверхностт
р-п-структуры, что повышает поверхностную электрическую прово димость р-п-перехода и обратный ток через диод. Эта составляюща! обратного тока обусловливает появление наклонного участка 1—( на характеристике диода (рис. 1.12).
Влияние генерации носителей заряда в р-п-переходе обычно ска зывается при повышенных обратных напряжениях. Оно проявля ется вначале в нарушении линейной зависимости изменения обратной тока от напряжения Uъ (участок 2—3), а затем в резком возрас тании обратного тока (участок 3—5), характеризующем пробой р
п-перехода.
В зависимости от причин, вызывающих появление дополнитель ных носителей заряда в р-п-переходе, различают электричес кий пробой и тепловой пробой. Электрический про бой, в свою очередь, может быть лавинным или туннельным. Рае смотрим эти виды пробоя.
30
винный пробой обусловлен лавинным размножением
J ^лей в р-и-переходе в результате ударной ионизации атомов н0СИрыми носителями заряда. Он происходит следующим образом, ^’основные носители заряда, поступающие в р-и-переход при дей-”и обратного напряжения, ускоряются полем и при движении в ствИ стаЛ'киваются с атомами кристаллической решетки. При соот-неМствующей напряженности электрического поля носители заряда Впиобретают энергию, достаточную для отрыва валентных электронов. Пои этом образуются дополнительные пары носителей заряда — электроны и дырки, которые, ускоряясь полем, при столкновении с атомами также создают дополнительные носители заряда. Описанный процесс носит лавинный характер.
Лавинный пробой возникает в широких р-n-переходах, где при движении под действием электрического поля носители заряда, встречаясь с большим количеством атомов кристалла, в промежутке между столкновениями приобретают достаточную энергию для их ионизации.
В основе туннельного пробоя лежит непосредственный отрыв валентных электронов от атомов кристаллической решетки под действием сильного электрического поля. Образующиеся при этом дополнительные носители заряда (электроны и дырки) увеличивают обратный ток через р-и-переход. Туннельный пробой развивается в узких р-и-переходах, где при сравнительно небольшом обратном напряжении имеется высокая напряженность поля.
Лавинный и туннельный пробои сопровождаются появлением почти вертикального участка 5—4 на обратной ветви вольт-амперной характеристики (рис. 1.12). Причина этого заключается в том, что небольшое повышение напряжения на р-и-переходе вызывает более интенсивную генерацию в нем носителей заряда при лавинном или туннельном пробое.
Оба эти вида пробоя являются обратимыми процессами. Это означает, что они не приводят к повреждению диода и при снижении напряжения его свойства сохраняются.
Тепловой пробой возникает за счет интенсивной термогенерации носителей в р-и-переходе при недопустимом повышении температуры. Процесс развивается лавинообразно и ввиду неоднородности p-и-перехода обычно носит локальный характер. Лавинообразное развитие теплового пробоя обусловливается тем, что увеличение числа носителей заряда за счет повышения температуры вызывает увеличение обратного тока и, следовательно, еще больший Разогрев участка р-и-перехода. Процесс заканчивается расплавлением ’ооэ участка и выходом прибора из строя.
1епловой пробой может произойти в результате перегрева отдель-
0 участка р-и-перехода вследствие протекания большого обратного Те Э пРи„лавинном или туннельном пробое (участок 4—5 на рис. 1.12). п"л°Бой пробой здесь является следствием недопустимого Роя 1Щения обратного напряжения (перенапряжения). Велика ве-р-п-Ность наступления теплового пробоя при общем перегреве
Перехода ввиду ухудшения, например, условий теплоотвода.
31
В этом случае он может произойти при меньшем напряжении U ь. минуя стадии лавинного или туннельного пробоя.
Возможность теплового пробоя р-п-перехода учитывается указанием в паспорте на прибор допустимого обратного напряжения U ЬЯ01 и температурного диапазона работы. Величина допустимого обратного напряжения устанавливается с учетом исключения возможности электрического пробоя и составляет (0,54-0,8) t7np.
Емкости р-п-перехода
Емкость р-п-перехода равна сумме так называемых барьерной и диффузионной емкостей.
Барьерная (или зарядная) емкость характеризуется сосредоточением по обе стороны границы раздела р- и n-слоев объемных зарядов, создаваемых ионами примесей. Физическим аналогом барьерной емкости приближенно может служить емкость плоскопи конденсатора. I
Наличие барьерной емкости проявляется протеканием тока череЯ р-п-переход вследствие изменения объемных зарядов (а следовательноЯ ширины р-п-перехода) при изменении напряжения на переходе Л определяется соотношением Сб = dQIdU. Зарядная емкость возрастает! с уменьшением толщины р-п-перехода, т. е. при снижении обратногЯ напряжения. Она выше при прямых напряжениях, чем при обратныхЯ Величина барьерной емкости зависит от площади р-п-перехода и моЯ жет составлять десятки и сотни пикофарад. Зависимость барьерном емкости р-п-перехода от обратного напряжения используется в в а| р и к а п а х (параметрических диодах), применяемых в качестве конденсаторов переменной емкости, управляемых напряжением. Я
В отличие от барьерной емкости, определяемой шириной области объемного заряда р-п-перехода, диффузионная емкости обусловливается изменением суммарных зарядов неравновесных элекЯ тронов и дырок соответственно слева и справа от р-п-перехода в реЯ зультате изменения напряжения на нем (см. рис. 1.9, в). Так каш эти заряды создаются за счет диффузии (инжекции) носителей череЯ р-п-переход, диффузионную емкость следует учитывать при прямом напряжении смещения. В несимметричных p-n-переходах, для котоЯ рых рр » пп, диффузионная емкость определяется преимущественна суммарным зарядом неравновесных дырок в n-слое, величина котсЯ рого изменяется при изменении прямого напряжения.
Величина диффузионной емкости зависит от протекающего через р-пЯ переход прямого тока и может составлять сотни и тысячи пикофара» т. е. она существенно больше барьерной емкости. Таким образомЯ при прямых напряжениях смещения емкость р-п-перехода опредеЯ ляется в основном диффузионной емкостью, а при обратных напряШ жениях, когда диффузионная емкость равна нулю, — барьерной емкостью.
32 Я
Методы создания р-п-переходов
При изготовлении диодов полупроводниковые р-п-структуры создаются по сплавной или диффузионной технологии (сплавные и диффузионные диоды).
При сплавной технологии р-п-переход получают путем вплавления таблетки акцепторного элемента в пластину германия или кремния n-типа. Акцепторным элементом для германия служит индий, а для кремния — алюминий. При этом атомы расплавленной таблетки акцепторного элемента, диффундируя в исходный полупроводник, компенсируют в его близлежащей области донорную примесь и придают этой области дырочную электропроводность.
Диффузионная технология нашла наибольшее применение при изготовлении кремниевых диодов, в частности р-п-пере-ходов для диодов средней и большой мощности. Исходным материалом здесь также является кремний n-типа. Для создания p-слоя используют диффузию акцепторного элемента (бора или алюминия) через поверхность исходного материала. Диффузия может производиться из трех состояний акцепторного вещества: твердого, жидкого или газообразного. При диффузионном методе достигаются достаточно точная воспроизводимость глубины p-слоя и концентрации примеси в нем на большой площади р-п-перехода, что важно для получения требуемых параметров диодов.
Типы диодов
Промышленностью выпускаются германиевые и кремниевые диоды. Преимущества кремниевых диодов: малые обратные токи, возможность использования при более высоких температурах окружающей среды и больших обратных напряжениях, большие допустимые плотности прямого тока (60—80 А/см2 против 20—40 А/см2 у германив' вых); преимущества германиевых диодов: малое падение напряжения при пропускании прямого тока (0,3—0,6 В против 0,8—1,2 В у кремниевых).
По назначению полупроводниковые диоды подразделяют на выпрямительные диоды малой, средней и большой мощности, импульсные Диоды и полупроводниковые стабилитроны.
Выпрямительные диоды малой мощности. К ним относятся диоды, поставляемые промышленностью на прямой ток до 300 мА. Справочным параметром выпрямительных диодов малой мощности является ток (допустимое тока), который опре-
Допустимый выпрямленный
сРеднее значение прямого тока), который определяет в заданном диапазоне температур допустимое среднее за пери-тл Значение длительно протекающих через диод импульсов прямого 50 Г СИнУсоидальной формы при паузах в 180° (полупериод) и частоте 1 Ц. Максимальное обратное напряжение этих диодов лежит в диа-ппо°Не От десятков вольт до 1200 В. На более высокие напряжения ыщленностью выпускаются выпрямительные столбы, использую-2 —648 , •
33
щие последовательное соединение диодов. Обратные токи не превью
шают 300 мкА для германиевых диодов и 10 мкА для кремниевых.
С точки зрения частотных свойств диоды рассматриваемого
типа подразделяют на низкочастотные (до 400 Гц) и частотные (10—20 кГц). Конструкция выпрямительных малой мощности приведена на рис. 1.13, а на
высоко-диодог примере
Рис. 1.13. Конструкция маломощных германиевых выпрямительных диодов Д7А — Д7Ж (а)'.
1 — внешний вывод (анод); 2 — трубка (штенгель); 3 — стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 — внутренний вывод анода; 6 — таблетка индия;
7 — кристалл германия; 8 — кристаллодержатель; 9 — внешний вывод (катод);
вольт-амперная характеристика диода Д7Ж (б)
сплавного германиевого диода Д7Ж (7а.ср.доп. = 300 мА, ДЙДоп=ч = 700 В), а его вольт-амперная характеристика — на рис. 1.13, б Выпрямительные диоды средней мощности. К этому типу отно сятся диоды, допустимое среднее значение прямого тока которы: лежит в пределах 300 мА — 10 А. Больший прямой ток этих диодо по сравнению с маломощными диодами достигается увеличением раз меров кристалла, в частности рабочей площади р-п-перехода. Диод! средней мощности выпускаются преимущественно кремниевыми В связи с этим обратный ток этих диодов при сравнительно больше площади р-п-перехода достаточно мал (несколько десятков микр( ампер). Теплота, выделяемая в кристалле от протекания прямого обратного токов в диодах средней мощности, уже не может быть ра' сеяна корпусом прибора.
Для улучшения условий теплоотвода в этих диодах применяй дополнительные охладители-радиаторы. Радиаторы изготовляют 1 металла, обладающего хорошей теплопроводностью (обычно сплав алюминия) и развитой поверхностью для лучшей передачи теплод в окружающую среду. Для улучшения излучающей способности р, диаторы часто подвергают чернению. В качестве радиатора иног, может быть использовано шасси прибора. Для крепления радиато; корпус диода имеет стержень с винтовой нарезкой. Диоды с плоек основанием корпуса крепят (прижимают) к радиатору с помощ! фланцевого соединения. Пример возможной конструкции выпряь
34
тельных диодов средней мощности приведен на рис. 1.14, а. На ,е 1 14, б приведена вольт-амперная характеристика диода Д205
-«»у. - «о в>-
Мощные (силовые) диоды. К данному типу относятся диоды на токи оТ 10 А и выше. Отечественная промышленность выпускает силовые диоды на токи 10, 16, 25, 40 и т. д. до 1000 А и обратные напряжения
Рис. 1.14. Конструкция кремниевых выпрямительных диодов средней мощности Д202 — Д205 (а):
/ — внешний вывод (анод); 2 — трубка (штеигель); 3 — стеклянный изолятор; 4 — корпус; 5 — внутренний вывод аиода; 6 — алюминий; 7 — кристалл кремния; 8 — теплоотводящее основание; 9 — кристаллодержатель; 10 — внешний вывод (катод);
вольт-амперная характеристика диода Д205 (б)
до 3500 В. Силовые диоды имеют градацию по частоте и охватывают частотный диапазон применения до десятков килогерц.
Мощные диоды изготовляют преимущественно из кремния. Кремниевая пластина с ц-га-переходом, создаваемым диффузионным методом, для таких диодов представляет собой диск диаметром 10—100 мм и толщиной 0,3—0,6 мм. Пример возможной конструкции мощного диода показан на рис. 1.15.
Рассмотрим некоторые специфические особенности мощных диодов.
Работа при больших токах и высоких обратных напряжениях связана с выделением значительной мощности в р-п-переходе. В связи с этим здесь должны предусматриваться эффективные методы отвода теплоты. В установках с мощными диодами применяют воздупп^е и жидкостное охлаждение. При воздушном охлажде 1k отвод теплоты производится с помощью радиатора и прох wk вдоль его теплоотводящих ребер потока воздуха. При э^ ’Kgu
дение может быть естественным, если отвод теплоты в сРеду определяется естественной конвекцией возду' дательным, если используется принудительный об^ 1
Ра и его радиатора с помощью вентилятора.
При жидкостном охлажден ~
специальным каналам пропускается тепло'
пример, вода, антифриз, трансформаторное масло, синтетические диэлектрические жидкости. В последние годы широкое применение
получило испарительное охлаждение, основанное на отводе теплоты за счет образования пузырей пара у теплоотводящей поверхности охладителя. Образовавшийся пар поступает в теплообменник, связанный с внешней средой. Система испарительного охлаждения ос-
Рис. 1.15. Конструкция мощного крем-ниевого диода
ВЛ-200:
1 — внешний гибкий вывод (анод); 2 — стакан;
3 — стеклянный изолятор;
4 — внутренний гибкий вывод анода; 5 — корпус;
6 — чашечка; 7 — кристалл с р-п-переходом;
8 — кристаллодержатель (катод); 9 — шпилька для крепления к радиатору
нована на принципе непрерывного замкнутого цикла: испарение жидкости в корпусе диода в результате его нагрева в процессе работы — конденсация паров в теплообменнике вследствие охлаждения — поступление охлажденной жидкости вновь к нагретой поверхности. В качестве жидкости при испарительном охлаждении применяют воду, этиловый спирт, фреон.
Другая особенность мощных диодов — необходимость их защиты от кратковременных перенапряжений, возникающих при резких сбросах нагрузки,। коммутационных и аварийных режимах, а так же атмосферных воздействиях. При этом г диоду прикладывается в обратном направленш помимо напряжения, обусловленного схемог (на которое производится выбор диодов), до-полнительный импульс напряжения. При отсутствии защитных мер диод может выйти и: строя.
Выход диода из строя связан вначале с электрическим пробоем р-п-перехода, который затем переходит в тепловой пробой, проис ходящий часто не внутри р-п-перехода, а
месте выхода его на поверхность кристалла Причина заключается в том, что в реально! диоде в месте выхода р-п-перехода на поверх ность имеются участки, в которых существенн сужена область объемного заряда. Это обу словливается рядом факторов (нарушени структуры кристалла, различные загрязнени поверхности и т. д.). Естественно, что напр: женность поля в этих участках выше, а напр: жение электрического пробоя ниже, чем вну ри р-п-перехода. Поэтому при перенапряж' ниях возникает электрический пробой р-п-пер-
хода в этих участках и весь обратный ток проходит через ни: Плотность тока достигает достаточно больших значений даже пр сравнительно небольших обратных токах. Температура в учаси пробоя резко повышается, что в конечном счете приводит к тепл' вому пробою и расплавлению кремния вблизи участка пробоя.
Таким образом, защита силового диода от перенапряжений з; ключается в переводе возможного электрического пробоя р-п-пер1
36
a)
U.
О
Рис. 1.16. Полупроводниковая р-п-струк-тура лавинного диода («) и обратная ветвь его вольт-амперной характеристики (б)
а с поверхностных участков в объемные. Поверхностный пробой тоаняют за счет создания косого среза (фаски) по поверхности плас-У У монокристалла и применения так называемого метода защитного' ТоЛьца (рис. 1.16, а). Метод основан на внесении меньшей концентра-и акцепторной примеси в периферийную кольцевую часть монокристалла по сравнению с внутренней. В связи с этим концентрация основных носителей заряда в периферийной части p-области будет меньшей, а толщина слоя объемного заряда (ши-пина р-п-перехода) —большей, чем в центральной части. Благодаря указанным мерам напряженность поля на наружной поверхности р-п-перехода будет существенно меньшей, чем в его внутренней области. При наличии перенапряжений возможный электрический пробой р-п-перехода может произойти только в объемной части, причем, пробой носит лавинный характер. Поэтому силовые диоды с такой р-n-структурой называют лавинными. Обратная ветвь вольт-амперной характеристики лавинного диода показана на рис. 1.16, б (кривая /). Там же приведена обратная ветвь вольт-амперной характеристики обычного диода (кривая 2).
Перенос возможного электрического пробоя в объемную часть перехода обеспечивает не только повышение и стабильность уровня напряжения лавинного пробоя U я, но и значительное повышение мощности, рассеиваемой прибором при обратном напряжении благодаря его способности пропускать достаточно
большой обратный ток без перегрева локальных участков. Последнее достигается тем, что лавинный пробой р-п-перехода носит объемный характер, распределяясь по большому числу микроканалов. Лишь при значительном обратном токе, когда пробой охватывает всю объемную часть перехода, в принципе возможен перегрев прибора и выход его из строя вследствие теплового пробоя. Поэтому действие импульсов перенапряжения должно быть кратковременным даже в случае применения лавинных диодов.
Рассмотрим подробнее параметры, характеризующие загруз-к У м°Щных диодов по току и напряжению и являющиеся важнейшими при их применении.
боковая загРУзка диода зависит ®т теплового режима работы его упРоводниковой структуры и характеризуется максимально до-никахМЬ1М средним значением прямого тока Iа тах ДОп- В справоч-I на Диоды указывается предельный прямой ток протеТ°РЬ1й пРедставляет собой среднее за период значение длительно при пауЮЩеГ°1 Чорез ди0д импульсов тока синусоидальной формы максима Х В (полУпериод) и частоте 50 Гц. Току Zn соответствует льно допустимая температура нагрева полупроводниковой
37
структуры в условиях охлаждения, оговариваемых в справочника: на диоды.
Поскольку основным критерием токовой загрузки диода являете; допустимая температура его полупроводниковой структуры, отличи* /а max доп от /п зависит от конкретных условий охлаждения В ре альном устройстве. Важную роль при выборе токовой нагрузкг играет форма кривой тока, протекающего через диод, и частота Так, например, при той же форме кривой прямого тока, для которой указывается ток /п, но частоте, много меньшей 50 Гц, существенш будут сказываться колебания температуры полупроводниковой струк туры, обусловливаемые повышением температуры при протеканщ импульсов тока и ее понижением при охлаждении в токовых паузах; Максимальное значение температуры может превысить допустимое что приводит нередко к повреждению прибора. При этом то! /а max доп следует выбирать меньше тока /п. Данные для выбор! диодов по току, соответствующие конкретным видам кривой проте кающего тока, приводятся в справочниках. В основу расчетов поло, жена мощность потерь в полупроводниковой структуре диода в про' цессе его работы. В подавляющем большинстве случаев ток /п явля, ется предельно допустимым параметром использования диода по ток при длительной работе.
Мощные диоды характеризуются также токовыми параметрам: режима перегрузки и аварийного режима (ток рабочей перегрузки ток аварийной перегрузки, ударный ток). Током рабоче: перегрузки /р.п называют среднее значение тока диода, н вызывающего превышения максимально допустимой температур полупроводниковой структуры из-за малого (указываемого в спр: вочниках) времени его протекания (/р.п>/а шах доп)- Ток аварийной перегрузки /ап соответствует среднее зн: чение прямого тока, воздействие которого допускается лишь огр: ничейное число раз за время службы прибора (/а,п > /р.п)- При это предполагается принятие защитных мер от выхода диода из стро> Ударный ток /уд определяет максимальную амплитуду щ пульса аварийного тока синусоидальной формы длительностью 10 n: при нормируемой начальной температуре полупроводниковой стру туры без последующего приложения обратного напряжения (/уд; >/а max доп)- При этом предполагается, что ко времени окончат действия ударного тока средства защиты успевают исключить дал нейшее протекание тока через диод.
Специфика работы мощных диодов проявляется и в необходимое' более тщательного подхода к их выбору по обратному напряжении
В процессе работы к диоду могут прикладываться периодичес! повторяющиеся дополнительные перенапряжения, обусло ливаемые внутренними факторами (например, при переходе дио; из открытого состояния в закрытое), а также случайные и е п о торяющиеся перенапряжения, вызываемые внешними прич; нами (атмосферными воздействиями или перенапряжениями в пита: щей сети). В связи с этим для выбора диода по напряжению испол зуют три каталожных параметра: рекомендуемое раб;
38
ее напряжение t/p, определяющее максимально допустимое Платное напряжение диода без учета возможных перенапряжений;
овторяющееся напряжение (7П и неповторя-П щ е е с я напряжение U ип, характеризующие значения Знатного напряжения с учетом соответственно внутренних и внешних Факторов (L/Hn> ^п> ^р). Для лавинных диодов L/Hn = Дл (см. рис. 1.16,6).
В ряде мощных преобразовательных установок требования к среднему значению прямого тока, обратному напряжению (или к обоим параметрам), превышают номинальные значения параметров существующих диодов. В этих случаях задача решается параллельным или последовательным (а при необходимости и параллельнопоследовательным) соединением диодов.
Параллельное соединение диодов предназначено для увеличения суммарного прямого тока. Оно используется
с принятием мер по выравниванию прямых токов приборов, входящих в группу. Это необходимо для исключения перегрузки по току отдельных диодов, приводящей к выходу их из строя вследствие перегрева. Причиной неравномерного распределения токов является несовпадение прямых ветвей вольт-амперных характеристик приборов ввиду разброса параметров. Неравномерность токораспределения в
двух диодах при их непосредственном параллельном соединении вследствие различия прямых ветвей вольт-амперных характеристик иллюстрирует рис. 1.17, а. Для выравнивания токов используют диоды с малым различием прямых ветвей вольт-амперных характеристик (производят их подбор по прямой ветви вольт-амперной характеристики). Широко распространены также индуктивные делители тока (рис. 1.17,6). При введении в каждую из параллельных ветвей дополнительной индуктивности возникает э. д. с. самоиндукции при нарастании тока в ветвях, вследствие чего различие токов в параллельных ветвях, вызванное разбросом параметров диодов, становится менее ощутимым. Выравнивание токов может быть в принципе обеспечено и введением в параллельные ветви дополнительных активных сопротивлений, однако при этом создаются дополнительные потери мощности, особенно при больших токах.
ис. 1.17. Прямые ветви вольт-амперных характеристик диодов, используемых для параллельного соединил (а), схема выравнивания токов диодов с помощью индуктивных делителей тока (б)
39
Последовательное соединение диодов пред назначено для увеличения суммарного допустимого обратного нап ряжения. При воздействии обратного напряжения через диоды, вклк ченные последовательно, протекает одинаковый обратный ток I (рис. 1.18, а). Однако ввиду неизбежного различия обратных веа вей вольт-амперных характеристик общее напряжение будет рас
Рис. 1.18. Схема последовательного соединения диодов и обратные ветви их вольт-амперных характеристик (а); схема выравнивания обратных напряжений, прикладываемых к диодам (б)
пределяться по диодам неравномерно. К диоду, у которого o6pai ная ветвь вольт-амперной характеристики идет выше, будет прилс жено большее напряжение. ,
Неравномерность распределения напряжения на последовательн работающих диодах является нежелательной. Превышение хотя б: на одном из диодов обратного напряжения над напряжением пробе может привести к пробою не только данного, но и всех остальны диодов вследствие повышения на них обратного напряжения. ;
Для исключения неравномерного распределения обратного напр? жения диоды в последовательной цепи шунтируют резисторами . (рис. 1.18,6). Выбор сопротивления шунтирующих резисторов пре изводят, исходя из того, чтобы ток, протекающий через резистор 1 был на порядок больше обратного тока диодов. При этом неидентш ность обратных ветвей вольт-амперных характеристик диодов б у де слабо влиять на равномерность распределения обратных напряжений
Импульсные диоды. Импульсные диоды нашли широкое прим нение в маломощных схемах промышленной электроники и автомг тики. Требования, предъявляемые к этим диодам, связаны с обесп чением быстрой реакции прибора на импульсный характер подв] димого напряжения — малым временем перехода диода из закрыто! состояния в открытое и обратно. 1
Инерционность процесса переключения диода из закрыт го состояния в открытое обусловливается продолж! тельностью времени, требуемого для накопления необходимых ков центраций неравновесных носителей заряда в близлежащих i р-п-переходу слоях (дырок в n-слое и электронов в p-слое) noepej ством возникшей за счет прямого напряжения диффузии носителей
40
а через переход (см. рис. 1.9, в). Вследствие этого падение на-33 жения на диоде при отпирании сначала имеет относительно боль-ПР,Я величину, а затем, снижаясь, достигает установившегося Ш чения- Время, в течение которого падение напряжения на диоде залает от максимального до 1,2 установившегося значения, называют рПр е м е н е м установления прямого сопротивления (^со-
процесс переключения диода из открытого состояния в закрытое быстром изменении полярности подводимого напряжения ха-актеризуется резким увеличением обратного тока (иногда на один-пва порядка больше установившегося значения) и его спаданием до остановившегося значения в течение некоторого интервала времени. Такой характер изменения обратного тока свидетельствует о постепенном восстановлении высокого сопротивления диода в обратном направлении при переводе его в непроводящее состояние.
Возникновение броска обратного тока обусловлено тем, что избыточные неосновные носители заряда, созданные по обе стороны р-п-перехода на этапе протекания прямого тока (см. рис. 1.9, б), втягиваются полем обратно в р-п-переход под действием приложенного к нему обратного напряжения. Обратный ток спадает до номиналь-ного значения лишь после того, как концентрации неосновных носителей заряда по обе стороны р-п-перехода достигнут установившихся значений (см. рис. 1.10, б) вследствие ухода носителей заряда через переход и рекомбинации с носителями заряда противоположного знака. Время, в течение которого обратный ток достигает 1,2 установившегося значения, называют временем восстановления обратного сопротивления (/восст).
Таким образом, время /Уст определяет длительность процесса накопления неравновесных носителей заряда в приграничных к р-п-переходу п- и p-слоях при отпирании диода, а время /Е0ССТ —длительность процесса их рассасывания при запирании. В диодах с несимметричным р-п-переходом (рр > пп) главную роль в этих процессах играют соответственно накопление и рассасывание дырок в базе.
Значения параметров /уот и /восст в импульсных диодах могут составлять от долей наносекунды до сотен наносекунд (1 нс = 10~9 с). Малые значения этих параметров достигаются за счет уменьшения времени жизни дырок в базе. Импульсные диоды имеют малую площадь р-п-перехода, а их базовый слой обладает повышенной реком-инационной способностью носителей заряда. Последняя обусловливается примесью золота, атомы которого создают эффективные ценТРы рекомбинации (ловушки) для носителей заряда.
Кремниевые стабилитроны. В полупроводниковых стабилитронах пользуется свойство незначительного изменения обратного напря-ппоб Я НЭ /’«'пеРеходе при электрическом (лавинном или туннельном) шое °е (Рис‘ 1-19)- Как указывалось, это связано с тем, что неболь-когоУВеЛИЧение напРяжения на р-и-переходе в режиме электричес-ря иробоя вызывает более интенсивную генерацию носителей за-и значительное увеличение обратного тока. Участок 1—2 на
41
Ц Uct %
Vermin
рис. 1.19 является рабочим участком вольт-амперной характеристик] полупроводникового стабилитрона.
Главным параметром прибора является напряжение стабилизации равное напряжению пробоя (7пр. Шкала напряжений у промышлен пых типов стабилитронов лежит в пределах 3—180 В.
Точка 1 на характеристике соответствует минимальному тою стабилитрона, при котором наступает пробой. Необходимость полу чения малого значения /Сттш является одной и причин выполнения стабилитронов из кремния Точке 2 соответствует максимальный ток стаби литрона, достижение которого еще не грози тепловым пробоем /?-п-перехода. В зависимо сти от типа стабилитрона величина /ст та может составлять от 2 мА до 1,5 А. Парами ром, характеризующим наклон рабочего участк характеристики, является динамическое сопрс тивление стабилитрона гд = Д(7СТ/А/СТ. Величин гд для низковольтных стабилитронов лежит пределах 1—30 Ом, а для высоковольтных -18—300 Ом. Показателем зависимости напр; жения (7СТ от температуры служит темпер, турный коэффициент нестабильности напряж ния (ТКН). Он определяет изменение в проце тах напряжения [7СТ при изменении темпер туры окружающей среды на ГС. Для кре: ниевых стабилитронов ТКН может быть п
Iст max
4
Рис. 1. 19. Вольт-амперная характеристика полупроводникового стабилитрона
ложительным и отрицательным и составлять зависимости от типа прибора 0,0005—0,2 %/°'
§ 1.3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Транзистор, или полупроводниковый триод, являясь у равляемым элементом, нашел широкое применение в схемах усилени а также в импульсных схемах. Отсутствие накала, малые габарип и стоимость, высокая надежность — таковы преимущества, благ даря которым транзистор вытеснил из большинства областей техни! электронные лампы.
Биполярный транзистор представляет собой трехслойну полупроводниковую структуру с чередующим' типом электропроводности слоев и содержит два /?-п-перехода. зависимости от чередования слоев существуют транзисторы тип р-п-р и п-р-п (рис. 1.20, а, б). Их условное обозначение на электрс ных схемах показано на рис. 1.20, б, г. В качестве исходного ма1 риала для получения трехслойной структуры используют герман и кремний (германиевые и кремниевые транзисторы).
Трехслойная транзисторная структура создается по сплав! или диффузионной технологии, по которой выполняется и двухсл ная /7-п-структура полупроводниковых диодов (см. § 1.2). Трехсл ная транзисторная структура типа р-п-р, выполненная по сплав!
42
ехнологии, показана на рис. 1.20,3. Пластина полупроводника Т типа является основанием, базой (отсюда и название слоя) конст-%кЦйй- Два наРУжных р-слоя создаются в результате диффузии в Рух акцепторной примеси при сплавлении с соответствующим материалом. Один из слоев называется эмиттерным, а другой —
е)
Рис. 1.20. Полупроводниковая структура транзисторов типов р-п-р (а) и п-р-п (б); их условные обозначения в электронных схемах (в, г); сплавная транзисторная структура типа р-п-р (<?); пример конструктивного исполнения маломощного транзистора (е):
1 — донце корпуса; 2 — колба; 3 — внутренний вывод эмиттера; 4 — таблетка индия; 5 — кристаллодержатель; 6 — пластина германия л-типа; 7 — таблетка индия; 8 — внутренний вывод коллектора; 9 — стеклянный изолятор
коллекторным. Так же называются и /т-п-переходы, создаваемые этими слоями со слоем базы, а также внешние выводы от этих слоев.
перехода — ин жектирова-носителей заряда в базу, функ-) перехода — сбор носите-заряда, прошедших через базовый слой. Чтобы носители
Функция эмиттерного н и е (эмигрирование) i Ния,, коллекторного ЗаГ)И 3 3 Р Я Д а, i.uuu;
собиАа’ ИнжектиРУемые эмиттером и проходящие через базу, полнее бол Рались коллектором, площадь коллекторного перехода делают испоШе площади эмиттерного перехода. Пример конструктивного щтения маломощного транзистора показан на рис. 1.20, е.
аналоЛаНЗИСТ°Рах типа п~Р~п функции всех трех слоев и их названия через бЧНЫ’ ИЗменяется лишь тип носителей заряда, проходящих п-р-п ___а3у: в нриборах типа р-п-р — это дырки, в приборах типа
43
Принцип действия транзистора и его основные параметры
Принцип действия биполярного транзистора рассмотрим на пр] мере структуры типа р-п-р (рис. 1.21, а). Сначала покажем pacnpi деление концентрации носителей заряда в слоях транзисторной стру]
туры и разности потенциалов, создаваемой объемными зарядам /?-п-переходов, в отсутствие внешних напряжений (рис. 1.21,6, в
Обозначение концентраций основных и неосновных носителей заряда здесь то же, что и для диода. Индекс «О» в обозначениях указывает на распределение концентраций в слоях в отсутствие внешних напряжений. Соотношение концентраций основных носителей заряда
Рис. 1.22. Транзисторная структура типа р-п-р (а), распределение концентраций носителей заряда (б) и внутренней разности потенциалов (в) при наличии внешних напряжений
Рис. 1.21. Транзисторная структура типа р-п-р (а), распределение концентраций носителей заряда (б) и внутренней разности потенциалов (в) в отсутствие внешних напряжений
в эмиттерном и коллекторном слоях транзистора несущественно, на рис. 1.21, б они приняты одинаковыми. Отличие же в концент} циях основных носителей заряда эмиттерного и базового слоев весь важно, так как оно влияет (что будет показано в дальнейшем) на i раметры транзистора, в частности на коэффициент передачи тока Концентрация основных носителей заряда в базе должна быть мн'
меньше концентрации основных носителей заряда в эмиттере, т.; pp(j» пп0. Таким образом, для транзистора базовый слой долг быть более высокоомным, чем эмиттерный. Это достигается за с
использования высокоомного исходного полупроводника /г-ти С учетом того, что для определенной температуры произведем рп — величина постоянная, полная картина распределения кони
44
1ИЙ в слоях транзистора будет иметь вид, показанный на пяс 1-21, б.
Р р отСутствие внешних напряжений на границах раздела трех слоев азуются объемные заряды, создается внутреннее электрическое ° „е и между слоями действует внутренняя разность потенциалов. Потенциальный барьер в каждом из переходов устанавливается та-ой величины, чтобы обеспечивалось равновесие диффузионного и ейфового потоков носителей заряда, движущихся через переходы противоположных направлениях, т. е. равенство нулю протекающего через них тока (см. § 1.2). Поскольку концентрации основных , неосновных) носителей заряда в эмиттерном и коллекторном слоях приняты одинаковыми, потенциальные барьеры в обоих р-п-перехо-дах согласно выражению (1.11) будут равны. Если за нулевой уровень отсчета принять потенциал базы, то распределение разности потенциалов в транзисторе в отсутствие внешних напряжений будет иметь вид. показанный на рис. 1.21, б.
Внешние напряжения подключают к транзистору таким образом, чтобы обеспечивалось смещение эмиттерного
перехода в прямом направлении, а коллекторного перехода — в обратном направлении. Это достигается с помощью двух источников напряжения (7Э и (7К (рис. 1.22, а). Напряжение Ua подключается положительным полюсом к эмиттеру относительно базы, напряжение UK — отрицательным полюсом к коллектору относительно базы (схема с общей базой). '.уИзучим процессы, протекающие в эмиттерном переходе, базовом
слое и коллекторном переходе транзистора.
Поскольку в эмиттерном переходе внешнее напряжение U3 действует в прямом направлении, потенциальный барьер для дырок— основных носителей зарядов эмиттерного слоя — уменьшается и дырки из эмиттера под действием диффузии будут в большем количестве переходить (инжектировать) в область базы (рис. 1.22, а, б). Аналогичным образом увеличится диффузионный поток электронов (основных носителей заряда области базы) в эмиттер. С учетом достаточно малой для смещенного в прямом направлении р-п-перехода составляющей дрейфового тока, создаваемой неосновными носителями заряда областей, ток эмиттерного перехода и цепи эмиттера можно записать в виде
/э=/эг+/эп- (1-16)
Дырочная составляющая тока 1эР создается потоком дырок, переходящих из эмиттера в базу. Большинство дырок в последующем ЭдСТИГаеТ коллектоРа и вызывает коллекторный ток транзистора.
ктронная составляющая тока 19п обусловлена движением элек-точНОВ г? базы в эмиттер. Она замыкается по входной цепи через ис-т и не используется полезно (для создания тока в коллек-
п е п°И цепи)- Таким образом, функция эмиттерного своХ°да и процессы в эмиттерном переходе вою Дя5Ся к инжекции носителей заряда (ды-в базу.
45
Одним из важнейших показателей эмиттерного перехода являете: так называемый коэффициент инжекции у, показы вающий, какую часть от полного эмиттерного тока составляет ег дырочная составляющая:
Т = /ЭД. (1-17)
эмиттерного перехода необходимо, чтобь эмиттерного тока /эп была существен» Это достигается значитель
С точки зрения качества электронная составляющая меньше его дырочной составляющей /эр. ным (на два-три порядка) превышением концентрации основных но сителей заряда (дырок) в эмиттере над концентрацией основных но сителей заряда (электронов) в базе (рр0 » пп0). Как указывалось задача решается применением высокоомного исходного полупровод ника для создания базового слоя и введением большой концентрации акцепторной примеси для получения эмиттерного слоя. Для выпус каемых промышленностью транзисторов коэффициент инжекции у — = 0,974- 0,995.
Процессы в базовом слое определяются основном поведением дырок, перешедших в баз' через эмиттерный переход. Инжектируемые дырки попадая в базовый слой, повышают концентрацию дырок в базе вбли зи эмиттера по сравнению с равновесной концентрацией рп (рис. 1.22, б). На границе с эмиттерным переходом создается концен трация дырок р„(0). Величину этой концентрации, зависящей от под веденного напряжения Uэ, находят из соотношения, аналогичноп (1.13а) для диода:
иэ/
pn(ty = pn<£ . (1.18
концентрации рп(0) развивается диффузионно' базе в сторону коллектора, т. е. в направлени)
Под действием движение дырок в меньшей концентрации. Концентрация дырок в базе на границе -коллекторным переходом устанавливается близкой к нулю, так ка: дошедшие до коллекторного перехода под действием диффузии дырю ускоряются полем перехода и перебрасываются в коллектор. Устано вившееся при определенном напряжении U3 (определенном токе эмит тера и соответствующей величине д„(О))распределение концентрацш дырок в базе показано на рис. 1.22, б.
Ввиду относительно малой толщины базового слоя /б (соизмери мой с диффузионной длиной дырок Lp) закон распределения концен, трации дырок в базе при диффузии рп(х) близок к линейному. Гра диент концентрации дырок в базе в соответствии с выражением (1.8а определяет диффузионный ток дырок в ней в направлении коллек торного перехода. ]
Описанный характер движения дырок в базе возможен тольк! тогда, когда количество находящихся в объем базы дырок равно количеству электронов а распределения их концентраций близки (объемный заряд дыро: скомпенсирован объемным зарядом электронов), т. е. при условш электрической нейтральности базы.
46 J
Электроны, компенсирующие объемный заряд дырок, поступают цепи базы одновременно с дырками, входящими в слой базы сразу п° после подключения напряжений U3 и Us. В установившемся режиме концентрации дырок рп и электронов пп близки. Распределение концентрации электронов на рис. 1.22, б показано пунктирной кривой.
Наличие дырок и электронов в базе приводит к тому, что в процессе диффузии некоторая часть дырок рекомбинирует с электронами , ис. 1.22, а). В результате актов рекомбинации количество дырок, пошедших до коллектора, не будет равно количеству дырок, поступивших из эмиттера, и, следовательно, дырочная составляющая коллекторного тока 1кР будет меньше дырочной составляющей эмит-терного тока 1эР. Вследствие рекомбинации некоторого числа дырок с электронами в процессе их движения через базу концентрация дырок уменьшается, что приводит к уменьшению их градиента концентрации по оси х и некоторому отличию кривой рп(х) от линейного закона (рис. 1.22, б).
Вместе с тем акты рекомбинации дырок с электронами создают недостаток электронов, требующихся для компенсации дырок, постоян-но’ входяших в базу из эмиттера. Необходимые электроны поступают по цепи базы, создавая базовый ток транзистора /бр (рис. 1.22, а). Следовательно, разность между дырочными составляющими эмиттер-ного и коллекторного токов представляет собой ток базы, обусловленный рекомбинацией в ней дырок. В соответствии с этим запишем соотношение для дырочных составляющих токов транзистора:
/эр=/нр + /бр. (1.19)
Для определения части дырок, прошедшей из эмиттера в коллектор, вводят коэффициент переноса дырок в базе б, который равен отношению дырочной составляющей коллекторного тока к дырочной составляющей эмиттерного тока:
8 = /кр//эр. (1.20)
Желательно, чтобы величина коэффициента б как можно меньше отличалась от единицы. Способы приближения к единице коэффициента б направлены на сокращение потерь дырок в базе за счет актов рекомбинации. Это достигается увеличением времени жизни дырок в базе и сокращением времени их нахождения в базе. Сокращение времени нахождения дырок в базе связано с уменьшением толщины зового слоя /б и увеличением скорости их прохождения через базу.
леднее используется в так называемых дрейфовых транзисторах коэДж создания в слое базы ускоряющего поля. Типовые значения
Ффициента б для транзисторов лежат в пределах 0,96—0,996. ходаЗложенное позволяет уяснить и роль коллекторного р-п-пере-хода’ предназначенного для перевода дырок, достигших этого пере-
Кол Коллекто„РнУю область (рис. 1.22, в).
тавляюц61”10/311111^ Т0К тРанзистоРа /к, обусловленный дырочной сос-Ц и е и т И 'кр (Рис- 1-22, а), связан с током эмиттера /э к о э ф ф и-° м передачи тока а-
47
а=1криэ. (1.21)
Умножив числитель и знаменатель равенства (1.21) на 1ЭР, полу. «Тим
lap GC = ----
О
'э р
(1-22)
р П, П Пг р
&
0
Рис. 1.23. Диа грамма составляющих токов в транзисторе
Следовательно, коэффициент а тем ближе к 1, чем меньше отличаются от 1 коэффициенты у и 6. Способы приближения к 1 коэффициента а связаны со способами увеличения коэффициентов у и 6 (увели-, чение разности концентраций основных носителей заряда в слоях эмиттера и базы, увеличение времени жизни дырок в базе, уменьшение ширины базового слоя, создание ускоряющего поля в слое базы).
Наличие коллекторного перехода, включенного в обратном наш равлении, приводит к появлению дополнительной неуправляемой составляющей тока коллектора, обусловленной протеканием обратного тока коллекторного пере, хода /к0 (рис. 1.22, а). Как известие (см. § 1.2), обратный ток создаете} дрейфом неосновных носителей за ряда из близлежащих областей об; ратно включенного р-п-перехода, i данном случае концентрациями ды рок рп0 в базе и электронов np0 i коллекторе (см. рис. 1.21, б). По скольку концентрации неосновные носителей заряда зависят от темпе ратуры, величина обратного ток: также зависит от нее, поэтому это: в ы м. От величины тока эмиттер:
ток часто называют тепл ток /и0 не зависит. На рис.
о
1.23 дана наглядная картина протекани: токов через транзистор в рассматриваемой схеме.
В соответствии с изложенным ток эмиттера /э равен сумме дыро1 ной /эр и электронной 1эп составляющих: /э = /эР + 1эп. Ток koj лектора /к состоит из дырочной составляющей /ир и теплового ток /н0 (4 = 4? + /к0). Ток базы /б равен алгебраической сумме эле! тронной составляющей тока эмиттера /эп, рекомбинационной дыро1 ной составляющей 1Ър и теплового тока Iи0 (/б = 1эп + /б — /к0). 8
Управляющее свойство транзистора, характеризующе изменение выходного (коллекторного) тока /и под действием подвод! мого входного тока /э (или напряжения Пэ), обусловливается измене нием дырочной составляющей коллекторного тока /ир за счет измене ния дырочной составляющей эмиттерного тока 1эр (рис. 1.23). Таким о( разом, принцип действия биполярного транзистора основан на соэ дании транзитного (проходящего) потока носителей заряд из эмиттера в коллектор через базу и управлении коллекторным (вь: ходным) током за счет изменения эмиттерного (входного) тока. Сл( довательно, биполярный транзистор управляется током.
48
Основное соотношение для токов транзистора составляется по первому закону Кирхгофа:
/а = /« + /б- (1 -23)
С учетом теплового тока /к0 и соотношения (1.21) токи /и и /6 можно выразить через 1Э.
' к — э ~Г ' К о, /б= (1 _а) /а —/к0
(1.24)
(1.25)
Статические вольт-амперные характеристики транзистора
При использовании транзисторов в различных схемах представляют практический интерес зависимости напряжения и тока входной
характеристи-коллекторные
цепи (входные вольт-амперные к и) и выходной цепи (выходные или
вольт-амперные характеристики). Эти характеристики могут быть записаны аналитически или построены графически. Последний способ наиболее прост и нагляден, поэтому он нашел преобладающее применение. Вольт-амперные характеристики снимают при относительно медленных изменениях тока и напряжения (по постоянному току), в связи с чем их называют статическими. Вид характеристик зависит от способа включения транзистора.
Существуют три способа включения транзистора: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) и ром (ОК). О способе включения с
р nt п Пг р
Рис. 1.24. Схема включения транзистора с общей базой (схема ОБ)
общим колле к т о -общей базой говорилось
при рассмотрении принципа действия транзистора. Различие в способах включения зависит оттого, какой из выводов транзистора является общим для входной и выходной цепей. В схеме ОБ общей точкой входной и выходной цепей является база, в схеме ОЭ — эмиттер, в схеме ОК — коллектор.
В силу того, что статические характеристики транзистора в схемах ОЭ или ОК примерно одинаковы, далее рассматриваются харак-Ристики только для двух способов включения: ОБ и ОЭ.
схе ХеМа ОБ (Рис- 1-24). Выходные характеристики транзистора в На Ме ОБ отражают зависимость тока коллектора /и от напряжения тепа0,?ЛеКТОРе относительно базы (7кб при фиксированном токе эмит-рассь/3’ = ^(^кб)/э = const (рис. 1.25, а). Здесь, как и ранее, отрИцдТРивается транзистор типа р-п-р, поэтому напряжение t/KS { ^Вольт-амперные характеристики имеют три характерные области: сильная зависимость /к от (7иб (нелинейная начальная область),
49
II— слабая зависимость Ц. от ыкб (линейная область), III — проб.
коллекторного перехода.
Для схемы ОБ характерно расположение начальной области
левее оси ординат. Это обусловлено тем, что напряжение на колле! торном переходе транзистора в схеме ОБ определяется суммой вну
ренней разности потенциалов ф0 и внешнего напряжения (7кб. Пр Uv5 = 0 и заданном токе эмиттера дырки перебрасываются в koj
лектор из базы под действием внутренней разности потенциалов ср
при [7кб = 0 ток /к Ф 0. Чтобы уменьшить ток /к,
нужно
встречный поток дырок через переход, т. е. перевести коллекторны
б)
Рис. 1.25. Выходные характеристики транзистора, включенного по схеме ОБ (а); иллюстрация эффекта модуляции базы в транзисторе (б); зависимость коэффициента передачи тока а от тока эмиттера /э (в)
переход путем изменения полярности напряжения Uk0 в режим и жекции носителей заряда (в режим эмиттера). При подаче некот рого напряжения положительной полярности Пкб (на рис. 1.25 откладывается влево от точки 0) потоки дырок через коллекторн переход будут взаимно скомпенсированы и ток 1* = 0. Естествен! что с увеличением тока /э для этого необходимо подать напряжеь (7кб большей величины. Этим объясняется смещение влево нача. ных участков характеристик при большем токе /э.
Особенностью характеристик в области II является их небольп подъем при увеличении напряжения UK6.
Некоторое увеличение тока /к обусловливается увеличением ко; фициента передачи тока а транзистора вследствие возникают,! эффекта модуляции толщины базового с л < (эффекта модуляции базы), а также роста тока 1а0 = F(HK6).
Эффект модуляции базы связан с расширением коллекторн перехода /к за счет увеличения объемного заряда в нем (см. § 1. вызванного повышением напряжения (7кб (рис. 1.25, б). Поскол! расширение перехода происходит главным образом за счет базов слоя, как более высокоомного, повышение напряжения (7кб приво
50
еньшению толщины базового слоя /б, а следовательно, к умень-к У ю ЧИсла актов рекомбинаций дырок с электронами в ней, увеличению коэффициента а и тока /к.
Эффект модуляции базы иллюстрируется рис. 1.25, о, на котором « значения с индексом 1 относятся к напряжению {/кб1, а с индек-° ° 2 — к напряжению t/i;G2 (Дкб2 > /7кб1).
С Постоянство задаваемого тока /э при снятии коллекторных ха-актеристик обусловливает постоянство градиента концентрации ды-пок dpldx на границе перехода П1 с базой. В связи с этим кривые распределения концентраций в базе рп2(х) и рп1(х) идут параллельно доуг ДРУГУ- Из рис. 1.25, б следует, что начальные уровни концентраций дырок на границе эмиттерного перехода с базой получаются неодинаковыми, в частности рга1(0)> рп2(0). Это может быть, как следует из выражения (1.18), только .в случае уменьшения напряжения на переходе П1. Таким образом, изменение тока /к с изменением напряжения Дкб при /э — const, связанное с изменением коэффициента а из-за эффекта модуляции базы, сопровождается также изменением напряжения на эмиттерном переходе. Иными словами, м о-дуляциябазы создает внутреннюю обратную связь по напряжению в транзисторе.
Если предположить, что для транзистора задается не ток /э, а напряжение U35, определяющее напряжение на эмиттерном переходе, то при подаче напряжения t/K02 > Uk61 концентрация дырок не изменится (рга2(0) = /Лг1(0)) и кривая рп2(х) примет вид, показанный на рис. 1.25, б пунктирной линией. Больший наклон пунктирной кривой отражает увеличение эмиттерного тока /э2 по сравнению с /э1, а следовательно, и коллекторного тока. В данном случае изменение тока коллектора при проявлении эффекта модуляции базы наблюдается не только за счет изменения коэффициента а, но и за счет обратной связи, влияющей на ток эмиттера.
Некоторое возрастание тока /н на выходных характеристиках при повышении напряжения Uk6 вследствие увеличения коэффициента о. за счет эффекта модуляции базы (рис. 1.25, а) характеризуется д и ф ф е ре векторного
жет быть найдено из коллекторных характеристик как отношение приращений напряжения и тока. Для маломощных транзисторов величина гк(б) составляет 0,5—1 МОм.
ную РИ = 0 зависимость /к = F(Uk5) представляет собой обрат-хода ХВЬ вол^т'амперной характеристики коллекторного р-п-пере-щую z бРатный ток коллекторного перехода определяет составляю-В об В коллекторном токе транзистора.
и еопротЛаСТИ выходные характеристики практически линейны области Ввление гк(б> можно принять неизменным. Тогда для этой кой формеВИСИМ°СТЬ = ^(^кб) можно представить в аналитичес-
нциальным перехода rK
сопротивлением кол-__ dUкб I
‘б> _'17Tk=const’ К0Т0Р°е м°-
— ЯЛ> + Uk6/ гк (6) + /к о
(1.26)
51
и тем самым уточнить соотношение (1.24), полученное без учета э< фекта модуляции базы.
Наличие составляющей /к0 в выражении (1.26) является одно: из главных причин температурной зависимости в ь: ходных (коллекторных) характеристик трак з и с т о р а. Влияние температуры приводит к изменению тока /J
и смещению характеристик вверх при повышении температуры (пун: тарные кривые на рис. 1.25, а) и вниз при ее снижении. Такое я воздействие на коллекторные характеристики (в меньшей степей) оказывает и зависимость от температуры коэффициента а- Это об;
словлено тем, что в рабочем диапазоне температур наблюдается hi
которое увеличение коэффициента а с ростом температуры.
Коллекторные характеристики можно считать эквидистантным
в небольшой области изменения тока /э.
При этом
равным прир;
щениям тока /э соответствуют примерно равные приращения то: /к (рис. 1.25, а). В большом диапазоне изменения эмиттерного то:
характеристики нельзя считать эквидистантными в силу их бол< густого расположения при малых и больших токах /э и более ре, кого — при промежуточных значениях. Причиной этого являете зависимость коэффициента а от тока эмиттера в виде кривой с ма: симумом при некотором токе /э (рис. 1.25, в). Увеличение коэфф:
циента а и достижение им максимального значения с возрастание эмиттерного тока объясняется относительным уменьшением чис^ актов рекомбинаций дырок в базе с ростом количества входящих нее дырок, т. е. повышением коэффициента переноса 6 при увелич нии тока /9. После достижения максимума последующее уменьшен! коэффициента передачи тока а обусловливается уменьшением коэ, фициента инжекции с ростом тока /э. Для маломощных транзист ров максимуму коэффициента а соответствует ток эмиттера, равнь 0,8—3 мА.
Для транзистора существует предел повышения коллекторно:
Рис. 1.26. Входные характеристики транзистора, включенного по схеме ОБ
Рис. 1.27. Схема включения транзистора с общим эмиттером (схема ОЭ)
52
ояжения ввиду возможного электрического пробоя коллектор-ЙЗго перехода (область III на рис. 1.25, а), который может перейти в°тепловой пробой. Величина допустимого напряжения Ur6 указывается в справочниках.
Входные характеристики транзистора в схеме ОЬ с 1-26) представляют собой зависимость /э = F(Ua6)UK6 = const и о виду близки к прямой ветви вольт-амперной характеристики р-п-
Рис. 1.28. Выходные (а) и входные (б) характеристики транзистора, включенного по схеме ОЭ
Ю
перехода (диода). Входная характеристика, снятая при большем напряжении £/кб, располагается левее и выше. Это обусловливается эффектом модуляции базы, приводящим к повышению градиента концентрации дырок в базе и увеличению тока /э. Указанное явление было рассмотрено ранее.
Схема ОЭ (рис. 1.27). В схеме ОЭ вывод эмиттера является общим
для входной и выходной цепей транзистора. Напряжения питания ^бэ> ^кэ подаются соответственно между базой и эмиттером, а также между коллектором и эмиттером транзистора. Без учета падения напряжения в базовом слое напряжение U6a определяет напряжение на эмиттерном переходе. Напряжение на коллекторном переходе находят как разность UK3 — UQa.
В ы х о д н ы е характеристики транзистора в схеме у-э определяют зависимость коллекторного тока IK = F(UKa) при 'б ~ const (рис. 1.28, а). Как и для схемы ОБ, здесь можно выделить три характерные области: I — начальная область, II— относительно слабая зависимость /к от £/кэ, HI — пробой коллекторного пе-
Коллекторные характеристики транзистора в схеме ОЭ отличаются от соответствующих характеристик в схеме ОБ. В частности, и начинаются из начала координат и участок I располагается в т>ехВ0М квадРанте- При UK9 — 0 напряжение на коллекторном пеки Xе Равно ибэ. коллекторный переход открыт и инжектирует дыр-в б базу. Потоки дырок через коллекторный переход (от коллектора I ~3Х и От эмиттера в коллектор) взаимно уравновешиваются и ток к~ 0. По мере повышения напряжения Uкэ в области I прямое нап
53
ряжение на коллекторном переходе снижается, его инжекция умен] шается и ток /к возрастает. На границе с областью II прямое напр: жение снимается с коллекторного перехода и в области II на пер ходе действует обратное напряжение. Точке перехода от области к области II соответствует напряжение Дкэ порядка 0,5—1,5 В.
Отличие характеристик для схемы ОЭ в области II покажем, bi разив в (1.26) ток /э через /б и ток /к в соответствии с формулой (1.23 После замены Uкб на Uкэ получаем коллекторные характерист! ки транзистора в схеме ОЭ, записанные в аналитической форм!
Д =
h +
Ct
1 — Ct
(б) - О
Д о ~ ? Д Д'
и-^
гк (б)/!1 + И
+ U 4~ ₽) 7К о>
(1-
где (3 = Д/Д = а/(1 — а) — коэффициент передачи т । к а в схеме ОЭ.
Коэффициент (3 показывает связь тока коллектора с входным г ком Д. Если для транзисторов коэффициент а = 0,9-4- 0,99, то к эффициент (3 = 94- 99. Иными словами, транзистор в схеме ОЭ да< усиление по току. Это является важнейшим преимуществом вклг чения транзистора по схеме ОЭ, чем, в частности, определяется бол< широкое практическое применение этой схемы включения по cpai нению со схемой ОБ.
Выражение (1.27) можно переписать в виде
Д — Дкэ/гк (Э) -J-/ко <э> , (1.27
W гко) = гк(б)/(1 + ₽), /к0(э) == (1 + Р)/Ко-
Так же как и в схеме ОБ, коллекторные характеристики име1
некоторый наклон к оси абсцисс (рис.
1.28, а), вызванный эффекто
модуляции базы. Однако этот наклон в схеме ОЭ больше, чем в cxei
ОБ, так как малые изменения коэффициента а под действием изм
нения напряжения на
коллекторном
переходе дают
значительнь
изменения коэффициента (3 = а/(1 — а). Указанное явление учит! вается вторым слагаемым в правой части уравнения (1.27а). Дифф
ренциальное сопротивление гк(э) коллекторного перехода в cxei ОЭ в 1 + [3 раз меньше дифференциального сопротивления гк(б> схеме ОБ и составляет 30—40 кОм.
Из принципа действия транзистора
известно,
что
через вывод
баз
протекают во встречном направлении две составляющие тока (сг рис. 1.27): обратный ток коллекторного перехода /к0 и часть toi эмиттера (1 — а)Д. В связи с этим нулевое значение тока баг (Д = 0) определяется равенством указанных составляющих токо т. е. (1 — а)Д — До. Нулевому входному току соответствуют т< эмиттера Д — До/(1 — а) = (1 + |3)Д0 и ток коллектора Д = аД • + До = аД0/(1 — а) + До = (1 + ₽)Д0- Иными словами, при н левом токе базы через транзистор в схеме ОЭ протекает ток, наз! ваемый начальным или сквозным током /к0(Э) и ра
54
” (1 I ₽) Этим обусловливается наличие третьей составляю-НЫй тока /к в выражениях (1.27) и (1.27а). Таким образом, ток кол-ЩеИтора при входном токе, равном нулю, в схеме ОЭ в 1 + |3 раз боль-fLT чем в схеме ОБ.
Если же эмиттерный переход перевести в непроводящее состояние, е подать напряжение Пбэ > 0, то ток коллектора снизится до V (пис. 1-28, а) и будет определяться обратным (тепловым) током оллекторного перехода, протекающим по цепи база — коллектор. Область характеристик, лежащая ниже характеристики, соответствующей /б = 0, называют областью отсечки.
У Коллекторные характеристики в схеме ОЭ, так же как и в схеме ОБ подвержены температурным смещениям. Однако температурные воздействия здесь проявляются сильнее, чем в схеме ОБ. Это обусловлено, во-первых, наличием множителя 1 + |3 перед /к0 в формуле (1.27) и, во-вторых, более сильными температурными изменениями коэффициента (3 = сь/(1 — а) при относительно малых температурных изменениях коэффициента а-
Более резко здесь выражена и неэквидистантность характеристик, так как зависимость коэффициента а от тока эмиттера (коллектора) сильно сказывается на зависимости коэффициента (3 от тока /э(/к).
Необходимо указать и на тот факт, что в схеме ОЭ пробой коллекторного перехода наступает при коллекторном напряжении в 1,5—2 раза меньшем, чем в схеме ОБ.
Входные (базовые) характеристики транзистора отражают зависимость тока базы от напряжения база — эмиттер при фиксированном напряжении коллектор — эмиттер: /б = = F(U59)uK9 = const (рис. 1.28,6).
При Uкэ = 0 входная характеристика соответствует прямой ветви вольт-амперной характеристики двух р-п-переходов (эмиттерного и коллекторного), включенных параллельно. Ток базы при этом равен сумме токов эмиттера и коллектора, работающего в режиме эмиттера.
При UK3<z О ток базы составляет малую часть тока эмиттера. При определенной величине U59 подача напряжения UK9<Z 0 вызывает уменьшение тока /б, т. е. смещение вниз характеристик относительно кривой со значением UR9 = 0. Дальнейшее увеличение абсолютной величины UR3 также смещает характеристики к оси абсцисс вследствие уменьшения тока /б из-за эффекта модуляции базы.
В токе /б присутствует составляющая /к0. Поэтому при UK3<Z 0 ВХ0Дные характеристики исходят из точки с отрицательным значением тока базы, равным /к0.
Схема замещения транзистора в физических параметрах
Представление транзистора схемой замещения (эквивалентной Осе^д необходимо для проведения расчетов цепей с транзисторами. Метл** ИнтеРес представляет схема замещения в физических пара-Кйм \ ’ В КОТ°Р°Й все ее элементы связаны с внутренними (физичес-и) параметрами транзистора. Использование такой схемы заме
55
щения создает удобство и наглядность при анализе влияния парг метров прибора на показатели схем с транзисторами.
14иже рассматриваются схемы замещения транзисторов ОБ и О: для переменных составляющих токов и напряжений применительно к расчету схем с транзисторами, работающими в усилительном ре жиме, в частности усилительных каскадов. Такие схемы замещена
а-i.
а.) 5)
Рис. 1.29. Схема замещения транзистора в физических параметрах, включенного по схемам ОБ (а) и ОЭ (б)
справедливы для линейных участков входных и выходных характер ристик транзистора, при которых параметры транзистора можн считать неизменными. В этом случае используют так называемы! дифференциальные параметры транзистора, относящиеся к небол^ шим приращениям напряжения и тока. Наиболее точно структур; транзистора при этом отражает Т-образная схема замещения.
Т-образная схема замещения транзистора ОБ показана н; рис. 1.29, а. По аналогии со структурой транзистора (см. рис. 1.24) она представляет собой сочетание двух контуров: левого, относящ< гося к входной цепи (эмиттер — база), и правого, относящегося • выходной цепи (коллектор — база). Общим для обоих контуров яе ляется цепь базы с сопротивлением гб.
Охарактеризуем элементы, входящие в схему замещения.
1. Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода (вклк ченного в прямом направлении). Это сопротивление определяете выражением
гэ = | (1.2
l(7K6=const.
Сопротивление гэ позволяет учесть связь между напряжением 1 эмиттерном переходе иэ и проходящим через него током гэ. Объем» сопротивление эмиттерной области является низкоомным, поэтов оно, как и сопротивление вывода эмиттера, в схеме замещения 1 учитывается. Величина гэ зависит от постоянной составляющей toi эмиттера /э и связана с ней соотношением
гэ = <р7//э = 0,025//э. (1.2
Числовое значение гэ лежит в пределах от единиц до десятков о
56
о Объемное сопротивление базы гб. Оно определяется в направле-дрохождения базового тока в слое базы от границы с эмиттер-ниИ переходом. Базовый слой является сравнительно высокоомным НЫ1бт,тчно гс> гэ. Числовое значение гб зависит от типа транзистора * составляет 100-400 Ом.
и з Эквивалентный, источник тока а1я. Он учитывает транзитную оставляющую приращения эмиттерного тока, проходящую через область базы в коллектор.
4 Дифференциальное сопротивление коллекторного перехода (включенного в обратном направлении). Это сопротивление определяется выражением
г = I
к <б) din |/3=const
(1.30)
Сопротивление гк<б), как было показано, учитывает изменение коллекторного тока с изменением напряжения (7кб вследствие эффекта модуляции базы. Значение гк(б) лежит в пределах 0,5—1 мОм.
5. Источник напряжения еикб во входной цепи. Он определяет напряжение внутренней положительной обратной связи и отражает влияние эффекта модуляции базы на входную цепь транзистора, в частности изменение входного напряжения под действием изменения коллекторного напряжения. Числовое значение коэффициента обратной связи е сравнительно мало (10~4 — 1СГ3), поэтому источник напряжения еикб в схему замещения часто не вводят.
6. Емкости Сэ(б), СК(б) эмиттерного и коллекторного переходов. Каждая из них, так же как емкость одиночного р-я-перехода, равна сумме барьерной и диффузионной емкостей соответствующего перехода.
Величина барьерной емкости зависит от напряжения смещения р-я-перехода, в частности при прямом смещении барьерная емкость больше, чем при обратном (см. § 1.2). Следовательно, барьерная емкость эмиттерного перехода больше, чем коллекторного перехода.
В отличие от барьерной емкости, определяемой шириной области объемного заряда р-л-перехода, диффузионная емкость характеризует изменение заряда в базе, вызванное изменением напряжения на переходе (см. § 1.2). Изменение заряда в базе под действием напряжения на эмиттерном переходе связано с инжекцией носителей ряда в базе, а под действием напряжения на коллекторном пере-из^е с эффектом модуляции базы. Для того чтобы заряд в базе лектНИЛСЯ НЭ ОДНУ и ТУ же величину, изменение напряжения на кол-ния °РНОМ пеРеходе должно быть большим, чем изменение напряже-кость*а эмиттеРном переходе. Это означает, что и диффузионная ем-топип,ЭМИТтеРного перехода больше диффузионной емкости коллек-р ог° перехода.
У вьХЧИНЫ емкостей ^э<6' и ^к(б) зависят от типа транзистора. Так, низкочас°ЧаСТ°ТНЫХ тРанзистоРов они существенно меньше, чем у Сэ(б)> опп°ТНЬ1Х' ^ЛЯ ериентировочной оценки укажем, что емкость ределяемая преимущественно диффузионной емкостью, сос
57
тавляет сотни пикофарад, а емкость Ск(б), определяемая в основно барьерной емкостью, — десятки пикофарад.
Несмотря на указанное различие в величинах эмиттерной и ко лекторной емкостей, влияние емкости СК(б> на работу транзистор в области повышенных частот проявляется сильнее, чем влиян: емкости Сэ(б). Это связано с тем, что емкость Сэ(б) зашунтирован малым сопротивлением гэ, а емкость Ск(б> — большим сопротивлен ем гК(б). Поэтому емкость Ск(б) приходится учитывать в схеме зам щения при частотах, составляющих десятки килогерц, а емкое Сэ(б) — при частотах, превышающих единицы и десятки мегагер При работе на средних частотах (десятки герц и единицы килогер емкости переходов не учитывают и в схему замещения не включаю
7. Дифференциальный коэффициент передачи эмиттерного ток более точно характеризующий величину а для малых приращений эт го тока. Он выражается соотношением
«= -^1
йД 1Укб=const
(1.3
Величину коэффициента а в области средних частот принима
неизменной.
С переходом в
область повышенных частот,
при которь
начинает сказываться . время прохождения дырок лекторный и базовый токи отличаются по фазе от а коэффициент а уменьшается. При повышенных
через базу, ко
эмиттерного
ток
частотах коэфф
циент передачи тока становится комплексной величиной (а ~ а0 + /а(®)), модуль и аргумент которой следует рассчитывать для со< ветствующей частоты. О частотных свойствах транзистора судят так называемой граничной частоте fa, при которой л дуль коэффициента передачи тока |ц| уменьшается в lz2 раз. Ч; тота [а входит в число основных параметров транзистора. В завис мости от частоты fa различают низкочастотные (f„. < 3 МГц), ере нечастотные (3 МГц < /а <30 МГц), высокочастотные (30 МГц < < 300 МГц) и сверхвысокочастотные (fa > 300 МГц) транзи
торы.
Т-образная схема замещения транзистора ОЭ приведена i рис. 1.29, б. Сопротивления гэ, гб имеют тот же физический смьг и тот же порядок величин, что и в схеме ОБ. Источник напряжени учитывающий обратную связь, в схеме замещения не показан вви, малого значения коэффициента обратной связи. Поскольку входнг током в схеме ОЭ является ток базы транзистора, в выходную це: схемы замещения включен источник тока Направления токо так же как и для схемы ОБ, подчиняются условию 1Э = iK + 1б.
Сопротивление гк(э) = гк<б)/(1 + ₽), как указывалось, учит вает изменение коллекторного тока с изменением напряжения t вследствие эффекта модуляции базы. Так как исходным в схеме С является ток базы, который в 1 + (3 раз меньше тока эмиттера, при переходе от схемы ОБ к схеме ОЭ в 1 -ф |3 раз уменьшается ; только активное, но и емкостное сопротивление коллекторного г рехода. Это означает, что в схеме ОЭ СК(Э) — (1 -ф (3)СК(б)- Увел
58
е емкости СК(Э) приводит к еще большему ее влиянию в области ^вишенных частот, чем Сэ(э) = Сэ(б). В связи с этим емкость Сэ(э) П схеме ОЭ обычно не учитывают.
в дифференциальный коэффициент передачи тока в схеме ОЭ g = 1 является также частотно-зависимым. Если
г d/б |t/K3=const
граничную частоту в схеме ОЭ определять, как и в схеме ОБ, по снижению коэффициента передачи тока в /2 раз, то /₽==/«/(!-Ь₽)’ (1-32)
т е. частотные свойства транзистора в схеме ОЭ хуже, чем в схеме ОБ.
Транзистор как активный четырехполюсник, h-параметры транзистора
Параметры транзистора, входящие в Т-образную схему замещения (рис. 1.29), непосредственно характеризуют физические свойства используемой трехслойной полупроводни-
ковой структуры. Они могут быть рассчитаны по геометрическим размерам слоев и параметрам материала, из которого изготовлен транзистор. Однако прямое их измерение невозможно, поскольку границы раздела слоев и переходов структуры недоступны для подключения измерительных приборов. По этой причине в качестве измеряемых параметров транзистора выбраны те, которые отражают свойства транзистора как чет ырехполюс-
Рис. 1.30. К определению параметров транзистора как четырехполюсника
ника (точнее, трехполюсника).
Транзистор можно представить в виде
линейного четырехполюс-
ника, если в качестве измеряемых токов и напряжений принимать относительно небольшие их приращения, накладывающиеся на по-
стоянные составляющие. Такие ограничения, как указывалось, приходится принимать во внимание ввиду того, что входные и выходное характеристики транзистора нелинейны и параметры транзистора зависят от режима его работы по току и напряжению входной и выходной цепей. Для небольших приращений (малых сигналов) напряжений и токов параметры транзистора как четырехполюсника связаны линейной зависимостью как между собой, так и с физическими параметрами его Т-образной схемы замещения.
Связь между входными (Uit Д) и выходными (U2, 12) напряжениями и токами четырехполюсника (рис. 1.30) выражается системой двУх уравнений. Выбрав два из входящих в эту систему параметров за независимые переменные, находят два других.
Для транзистора как четырехполюсника в качестве независимых еременных обычно принимают приращения входного тока АД доходного напряжения АД2, а приращения входного напряжения м 1 и выходного тока А/2 выражают через так называемые /г-пара-етРЫ транзистора:
59
At/, = АиДЛ + Л12Д1/2, (1.32
Д/2 = Л21Д/, + Л22Д[/2. (1.34
Параметры, входящие в уравнения (1.33), (1.34), определяют: hu = Д[/1/Д/1 — входное сопротивление транзистора при неизмен ном выходном напряжении (Д[/2 = 0); ft21 = Д/2/Д/1— коэффици ент передачи тока при неизменном выходном напряжении (ДП2 = 0) h12 = Д£7 i/Д £7 2—коэффициент обратной связи по напряжению пр неизменном входном токе (ДЛ = 0); ft22 = Д/2/Д£/2— выходну! проводимость транзистора при неизменном входном токе (ДА = 0)
Конкретные значения Л-параметров зависят от схемы включени транзистора, т. е. от того, какие токи и напряжения являются вход ными и выходными. В справочниках обычно приводят ft-параметры измеренные в схеме ОБ для средней полосы частот при типовых зна чениях постоянных составляющих тока и напряжения.
Установим связь ft-параметров транзистора с их физическим параметрами в схеме ОБ.
С этой целью воспользуемся схемой рис. 1.29, а. Примем в не напряжение е«кб — 0, переменные составляющие заменим прира щениями: иэ6 = Д[/,, 1Э = ДД, икб = ДС7 2, iK = Ыг, а ток i6 вы разим через входной ток: i6 = (1 — а)Д/1.
Для входной цепи транзистора (см. рис. 1.29, а) при ДП2 = имеем
ДС/i — Д/, [гэ Д- (1 —а.) гб],
откуда
hn = гэ + (1 —«К-
Для того же режима (ДП2 = 0) ток выходной цепи
Д/2 — аД/v
(1.
т. е.
Й21 = а. (1.36
В отсутствие приращений входного тока (Д/) = 0) ток в выходно: цепи г
&U2
ДС/2
гк (б) + f6 Гк (б)
или
/l22 — 1 /Гк (б) •
Для этого же режима напряжения на входе и выходе соответс' венно равны
(1.37
At/X — Д/2Гб> Д^2 Д^2ГК (б) ’
откуда
^12 Гь1Гк (б) *
(1.3:
60
улученные соотношения для ^-параметров используем для вы-аЖения физических параметров транзистора через его ^-параметры:
гэ = /гп (1 /г21) h^Jh^,
гй = /г12//г22,
г — 1 //г22, к (б)
(1.39)
а = /г21
Типы транзисторов
Деление транзисторов на типы связано с их назначением, а также применяемой технологией создания трехслойной транзисторной структуры. Наиболее характерными признаками деления транзисторов по назначению являются частота усиливаемого сигнала (низкочастотные, среднечастотные, высокочастотные и СВЧ-транзисторы) и допустимая мощное ть рассеяния в коллекторном переходе Рк. Показателем частотных свойств транзистора, как отмечалось, является частота Д,
Допустимая мощность рассеяния Рв определяется условиями отвода теплоты от коллектора. Мощность Рв имеет прямую связь с энергетическими показателями выходной (нагрузочной) цепи транзистора. По допустимой мощности в коллекторном переходе различают транзисторы малой мощности (Рк< 0,3 Вт), средней мощности (0,3 В г < Рв < 1,5 Вт) и большой мощности (Рк > 1,5 Вт). При энергетическом расчете выходной цепи транзистора рассчитывают мощность Рк и выбирают тип транзистора по мощности. При использовании транзисторов средней и большой мощности следует увеличивать теплоотвод для обеспечения допустимой температуры
полупроводниковой структуры. С этой целью предусматривают поглощение теплоты массивным корпусом аппаратуры, на котором кре-
пится транзистор, или, как и в мощных диодах, применяют радиатор
для теплообмена с окружающей средой.
Повышение мощности транзисторов связано с увеличением их нагрузочной способности по току /э и напряжению Uk6 (или Ub3 для схемы ОЭ). Задача увеличения тока решается увеличением рабочей поверхности эмиттера и коллектора. Повышение нагрузочной спо-сооности ч по напряжению достигается путем перевода возможного Режима пробоя коллекторного перехода в область более высоких напряжений. В настоящее время выпускаются транзисторы общепромышленного назначения на ток /э = 12ч- 15 А и напряжение ^кб = 1204- 150 В.
По технологии изготовления различают сплавные, диффузионные, диффузионно-сплавные, конверсионные, эпитаксиальные и планарные транзисторы.
Принцип изготовления сплавных транзисторов ч Же> что и сплавных диодов. Отличие заключается лишь в том, вплавление примесных таблеток здесь производится с двух сто-
61
«
рон исходной полупроводниковой пластины. По сплавной Text логии изготовляют низкочастотные транзисторы малой, средней большой мощности.
Диффузионная технология позволяет создавать yci ряющее поле в базе для нии коллектора, в связи
Рис. 1.31. Трехслойная транзисторная структура (а), распределение концентраций акцепторной и донорной примесей (б) и результирующей примеси (в) ной
носителей заряда, проходящих в направо с чем транзисторы, изготовленные по так технологии, называют дрейфовым Диффузионную технологию использу] при создании высокочастотных и СВЧ-тра зисторов. Технология изготовления дщ фузионных транзисторов напоминает те нологию изготовления диффузионных дй дов. Отличие заключается в том, что д: получения двух р-п-переходов произг дится диффузия двух видов примеси (; норной и акцепторной) на неодинаков? глубину. Этот метод двойной диффуз рассмотрим на примере изготовления п маниевых транзисторов типа р-п-р.
Исходным материалом является гep^ ниевая пластина p-типа с некоторой к( центрацией N а1 (рис. 1.31, а, б). Доне ная и акцепторная примеси, вводим методом диффузии, имеют следу юн особенности. Коэффициент диффузии , норной примеси (сурьмы) больше, ч акцепторной примеси (индия). Концент] ция акцепторной примеси задается боль донорной. В результате диффузии дв? компонентной примеси получают расп деление концентраций акцепторной и , норной примесей, 1.31, б. ~ на большую глубину, так как коэффицш диффузии ее атомов больше, а акцепт лая примесь создает большую концент Тип электропроводности пластины по г. концентрации акц а — (рис. 1.31, в). На участ!
О — Xi и х2 — xs акцепторная примесь преобладает над донор» На участке xi — х2 соотношение концентраций обратное. Таг образом, получаем полупроводниковую структуру транзистора п р-п-р с двумя р-п-переходами на границах раздела слоев. В силу то что в слое базы распределение концентрации донорной примеси yl вает по глубине, в ней создается ускоряющее поле для дырок, п ходящих в направлении коллектора.
Принцип создания транзисторной структуры при д и ф ф у г онно-сплавной технологии подобен диффузионн Здесь создается аналогичное рис. 1.31, б распределение концентра!;
показанное на р: Донорная примесь проник
при диффузиои-технологин
поверхности.
цию у
бине определяется разностью созданной торной и донорной примесей N
62
сей по глубине и в базе действует ускоряющее поле. Диффу-прйМе равные транзисторы также являются высокочастотными ЗЙ°"<Ьовыми транзисторами. Отличие их технологии изготовления дрв ©чается в том, что диффузия акцепторной и донорной примесей заКЛ.ествляется при вплавлении в исходный материал таблетки, пред-оСУ ляЮщей собой сплав двухкомпонентной примеси. Преимущества и такой технологии являются меньшие требования к обработке Ва еохности исходного материала и возможность получения более тонкого базового слоя.
По технологии, близкой к диффузионно-сплавнои, изготовляют
онверсионные транзисторы, в которых в качестве исходного материала используют германий, содержащий донор-HYIO и акцепторную (медь) примеси. Содержание акцепторной примеси больше донорной, в связи с чем исходный материал является полупроводником p-типа. Медь обладает высоким коэффициентом диффузии й германии. Поэтому при проведении операции сплавления с целью создания эмиттерного слоя из близлежащей к нему области происходит диффузия атомов меди в эмиттерную область. В результате из слоя, примыкающего к эмиттеру, удаляется акцепторная при-
месь, вследствие чего происходит изменение типа электропроводности (конверсия) и создание базового /г-слоя. Этот метод позволяет получать тонкие базовые слои большой площади. Он нашел применение при изготовлении мощных высокочастотных транзисторов.
Эпитаксиальные транзисторы представляют собой разновидность транзисторов, получаемых с помощью диффузионной технологии. Их особенностью является малое объемное сопротивление коллекторного слоя, что существенно при работе транзисторов в импульсном режиме. Для получения малого сопротивления коллекторного слоя требуется низкоомный исходный материал (с большим содержанием примеси). Однако это приводит к образованию узкого коллекторного перехода, что увеличивает емкость коллекторного перехода и уменьшает пробивное напряжение. В эпитаксиальных транзисторах эти недостатки исключаются благодаря созданию ла границе с коллекторным переходом высокоомного слоя (рис. 1.32).
Принцип создания таких слоев основан на явлении эпитаксии — ориентированного наращивания полупроводникового слоя, структура которого повторяет структуру подложки. Для эпитаксиального наращивания чаще всего применяют газофазные реакции восстановления в водороде чистого полупроводника из хлоридов
Рмания (кремния) с осаждением его на монокристаллическую подложку полупроводника. В процессе наращивания в газовую фазу Д оавляют вещества, необходимые для легирования' создаваемого оя требуемой примесью до нужной концентрации.
эпитаксиальных транзисторах типа п-р-п (рис. 1.32) исходным типа^ИаЛ°М является низкоомная полупроводниковая пластина п-слой' ч3 Которой наРаЩивается высокоомный эпитаксиальный п-Дают JfaTeM „методом последовательной или двойной диффузии соз-базовый p-слой и эмиттерный п-слой.
63
Планарные транзисторы (рис. 1.33) выполняют; технологии, наиболее полно отражающей современные достижег в производстве полупроводниковых приборов. Процесс создав планарных транзисторов сопровождается диффузией примесей в пл кую (планарную) кремниевую пластину, осуществляемой локаль: т. е. с помощью защитных масок, полученных методами фотоли графин. Выбор кремния' для планарных транзисторов обуслов.
Рис. 1.32. Структура эпитаксиального транзистора: / — низкоомный коллекторный слой; 2 — эпитаксиальный высокоомный лг-слой: 3 — базовый слой; 4 — эмиттерный /1-слой
Б 2 3
к
Рис. 1.33. Структура планарного транзистора:
1 — слой двуокиси кремния SiO2;
2 — металлизация базы; 3 — метал, лизация эмиттера
вается возможностью использования двуокиси кремния SiO2 — ст кого соединения для создания масок при проведении локальной д1 фузии и защиты р-п-переходов от влаги и агрессивной среды. I верхностное окисление кремния является одной из составных о раций в производстве планарных транзисторов. Из других преш ществ кремниевых транзисторов следует указать их меньш стоимость по сравнению с германиевыми, а также возможность • боты при более высоких напряжениях и температурах. Планарн технология позволяет изготовлять транзисторы групповым мето; по 300—400 шт. на общей пластине при достаточно точном восп; изведении требуемых параметров. Она нашла применение и в п{? изводстве мощных транзисторов. J
Метод создания слоев транзисторной структуры по планарн технологии, как отмечалось, связан с локальной диффузией пример Если в число операций при планарной технологии помимо диффуз входит эпитаксиальное наращивание слоев, то технология полу' ется планарно-эпитаксиальной. Такое же назван имеют соответственно и транзисторы. П ланарная и планарно-эпштщ спальная технологии нашли широкое применение в производстве и тегральных микросхем. *
§ 1.4. УНИПОЛЯРНЫЕ (ПОЛЕВЫЕ) ТРАНЗИСТОРЫ
К классу униполярных относят транзисторы, принц! действия которых основан на использовании носителей заряда толь: одного знака (электронов или дырок). Управление током в унии:
64
I х транзисторах осуществляется изменением проводимости к а-|ляРньа через который протекает ток транзистора под воздействием г а Лпического поля. Вследствие этого униполярные транзисторы ГЛ ваК>т также полевыми.
1на3Й0 способу создания канала различают полевые транзисторы с I „епеходом, встроенным каналом и индуцированным каналом. Р1оследние Два типа относят к разновидностям МДП-т р а н з и с-т о Р0 в’
Повышенный интерес к этим приборам обусловлен их высокой биологичностью, хорошей воспроизводимостью требуемых пара-те 0Bj а также меньшей стоимостью по сравнению с биполярными Мпанзисторами. Из электрических параметров полевые транзисторы отличает их высокое входное сопротивление.
Транзисторы с р-п-переходом
проведем конструк-
полевого
1.34. Конструкция ' ) обозначения
Рис.
транзистора с р-п-переходом (а); условные обозначения полевого транзистора с р-п-переходом и каналом n-типа (б); с р-п-переходом и каналом p-типа (в)
Анализ работы полевого транзистора с р-га-переходом на его модели, показанной на рис. 1.34, а. В приведенной ции канал протекания тока транзистора представляет собой слой полупроводника п-типа, заключенный между двумя р-га-переходами. Канал имеет контакты с внешними электродами прибора. Электрод, от которого начинают движение носители заряда (в данном случае электроны), называют и с-током, а электрод, к которому они движутся, — сто ком. Полупроводниковые слои p-типа, образующие с га-слоем два р-п-пере-хода, созданы с более высокой концентрацией примеси, чем п-слой. Оба p-слоя электрически связаны между собой и имеют общий внешний электрод, мый затвором, конструкцию имеют и полевые транзисторы с каналом г Условные обозначения полевых транзисторов с каналами п- и p-типов приведены на рис. 1.34, б, в.
Полярность внешних напряжений, подводимых к транзистору, показана на рис. 1.34, а. Управляющее (входное) напряжение пода-ется между затвором и истоком. Напряжение U3a является обратным Для обоих р-га-переходов. В выходную цепь, в которую входит канал к стоИСТ°Ра’ ВклюЧ£ется напряжение UCB положительным полюсом
Управляющие свойства транзистора объясняются тем, что при менении напряжения <7ЗИ изменяется ширина его р-га-переходов, Р Дставляющих собой участки полупроводника, обедненные носи-3—648
65
называе-Подобную
транзисторы с каналом р-типа.
телями заряда. Поскольку p-слой имеет большую концентрацию меси, чем «-слой, изменение ширины р-«-переходов происходг-основном за счет более высокоомного «-слоя (эффект модуляции
рины базы). Тем самым изменяются сечение токопроводящего ка и его проводимость, т. е. выходной ток /0 прибора.
Особенностью полевого транзистора является то, что на
провс
мость канала оказывает влияние как управляющее напряжение
Рис. 1.35. Поведение полевого транзистора с р-я-переходом и n-типа при подключении внешних напряжений: °—Узи<°- = 6-y3H = °. Уеи>0: в - «зи<0, Уси>0
так и напряжение Uza. Влияние подводимых напряжений на пров мость канала иллюстрирует рис. 1.35, а—в, где для простоты н<
казаны участки «-слоя, расположенные вне р-«-переходов.
На рис. 1.35, а внешнее напряжение приложено только- к вхо, цепи транзистора. Изменение напряжения <7аи приводит к измене
проводимости канала за счет изменения на одинаковую вели1
его сечения по всей длине канала. Но выходной ток /0 = 0, пос! ку ^си = о.
Рис. 1.35, б иллюстрирует изменение сечения канала при воз ствии только напряжения Uca(UBa = 0). При UCB> 0 через к; протекает ток /0, в результате чего создается падение напряжен
возрастающее в направлении стока. Суммарное падение напряж<
участка исток
сток равно <70И.
В
силу этого потенциалы точек
нала «-типа будут неодинаковыми по его длине, возрастая в нап лении стока от нуля до Uca. Потенциал же точек p-области отн
тельно истока определяется потенциалом затвора относительно тока и в данном случае равен нулю. В связи с указанным обра' напряжение, приложенное к р-«-переходам, возрастает в направлю от истока к стоку и ^-«-переходы расширяются в направлении ст Данное явление приводит к уменьшению сечения канала от ист к стоку (рис. 1.35, б). Повышение напряжения Uca вызывает ув1 чение падения напряжения в канале и уменьшение его сечени! следовательно, уменьшение проводимости канала. При некото’ напряжении иси происходит сужение канала, при котором гран! обоих р-«-переходов смыкаются (рис. 1.35, б) и сопротивление ла становится высоким. >
На рис. 1.35, в отражено результирующее влияние на канал об напряжений UЗа и б/си. Канал показан для случая смыкания переходов.
66
р осмотрим вольт-амперные характеристики полевых транзисто-
1 n-re-переходом. Для этих транзисторов представляют интерес РоВ да вольт-амперных характеристик: стоковые и стоко-затворные. Два тоКовые (выходные) характеристики по-о г о транзистора с р-п- переходом и к а н а-л е п. типа показаны на рис. 1.36. Они отражают зависимость Л °а стока от напряжения сток — исток при фиксированном напряжении затвор — исток /0= F(Uеи)иза = const и представляются в виде семейства кривых. На каждой из этих кривых можно выделить три характерные области: I сильная зависимость тока /0 от напряжения U (начальная область); II—слаба™ зависимость тока /с от напряжения HI — пробой р-п-пере-
Рис. 1.36. Семейство стоковых (выходных) характеристик полевого транзистора с р-я-переходом и каналом я-типа
хода.
рассмотрим выходную характеристику полевого транзистора при (7зи = 0 (см. рис. 1.35, б). В области малых напряжений UCa (участок О—а) влияние напряжения <7СИ на проводимость канала незначительно, в связи с чем здесь имеется практически линейная зависимость /0 — = F(UCB). По мере увеличения напряжения 17си (участок а—б) сужение токопроводящего канала оказывает все более существенное влия-
ние на его проводимость, что при-
водит к уменьшению крутизны нарастания тока. При подходе к границе с участком // (точка б) сечение токопроводящего канала уменьшается до минимума в результате смыкания обоих р-га-пере-ходов. Дальнейшее повышение напряжения на стоке не должно приводить к увеличению тока через прибор, так как одновременно с ростом напряжения Uca будет увеличиваться сопротивление канала. Некоторсе увеличение тока /0 на экспериментальных кри-вых объясняется наличием различного рода утечек и влиянием налуН°Г° электРического поля в р-га-переходах, прилегающих к ка-
Участок III резкого увеличения тока /0 характеризуется лавин-з м пробоем области р-га-переходов вблизи стока по цепи сток —
вор. Напряжение пробоя соответствует точке в.
ка Риложение к затвору обратного напряжения вызывает сужение Поэт^' (см. рис. 1.35, а) и уменьшение его исходной проводимости. Ряже°МУ начальные участки кривых, соответствующих большим нап-(рис Гчщ На затвоРе’ имеют меньшую крутизну нарастания тока емньш ’ ®ВИДУ наличия напряжения UЗп перекрытие канала объ-щем 3аР«ДОм р-га-переходов (см. рис. 1.35, в) происходит при мень-
пряжении и границе участков I и II будут соответствовать 3*
67
Рис. 1.37. Стоко-затворная характеристика полевого транзистора с р-п-переходом и каналом я-типа
х а р а к те го транзг зависимость д
меньшие напряжения сток — исток. Напряжениям перекрн канала соответствуют абсциссы точек пересечения стоковых ха* теристик с пунктирной кривой, показанной на рис. 1.36. При м ших напряжениях наступает и режим пробоя транзистора по 1 сток — затвор. ;
Важным параметром полевого транзистора является напряж; на затворе, при котором ток стока близок к нулю. Оно соответст напряжению запирания прибора по s затвора и называется на п р я же ем запирания или о т с е ч <7зи0. Числовое значение U зи0 рг напряжению Uca в точке б вольт перной характеристики при UЗа = Поскольку управление выход; током полевых транзисторов прой дится напряжением входной цепи, них представляет интерес так назы; мая переходная или стоко-затвор вольт-амперная характеристика. С 1 ко-затворная стика полево тора показывает
стока от напряжения затвор — ис при фиксированном напряжении сто! исток: /с = F(U3a)uca = const. Прил' ный вид этой характеристики пока на рис. 1.37. Стоко-затвориая хар теристика связана с выходными хар теристиками полевого транзистора и может быть построена по н
Основными параметрами полевого транзистора являются: маг мальный ток стока /стах, максимальное напряжение стока £7СИ, напряжение отсечки Йзи0, внутреннее сопротивление rt, крутизна входное сопротивление гвх, а также межэлектродные емкости ; вор — исток С3и, затвор — сток С3с и сток — исток Сси.
Максимальное значение тока стока /с соответствует его значению в точке в на выходных характеристи; (при Uзи = 0). Максимальное значение напрял ния сток — исток [70Я гаах выбирают в 1,2—1,5 раза меш напряжения пробоя участка сток — затвор при <7ЗИ = 0. Н ап[ жению отсечки Uзи0 соответствует напряжение на при токе стока, близком нулю. Внутреннее сопр г ___________ т#7еи I
л е н и е ' t — — транзистора характеризует
выходной характеристики на участке П (см. рис. 1.36). К р о __________________________________________ I
н а стоко-затворнои характеристики —
“Ози l[7C[1=const
жает влияние напряжения затвора на выходной ток транзисто Крутизну S находят по стоко-затворной характеристике приб( (рис. 1.37). Входное сопротивление rBX = dUЗи/
затв о т I
нак
у т
от
68
a.)
Suex
Lc С
---0
I истора определяется сопротивлением р-«-переходов, смешенных I тРа?атном направлении. Входное сопротивление полевых транзис-в °бР с p-n-переходом довольно велико, что выгодно отличает их от |т°Р°лярных транзисторов. Межэлектродные емкости ^йП° q связаны главным образом с наличием в приборе р-«-пере-Сзй в (да. рис. 1.34), примы-как>1ДиХ соответственно к истоку и. стоку.
У Полевые транзисторы с р-п переходом выпускаются на токи 4 Д° 50 мА и напРяжения 50 В. Приведем типичные члачения параметров этих транзисторов: U3и0 = 0,8— 10 В, 7 = 0 02ч- 0,5 МОм, S = 0,3ч-1 7 мА/B, гвТ = Ю8Ч- Ю9Ом, Сзи = 20 пФ,Сзс =
= 2ч- 8 пФ.
Влияние темпера
-----0 Я 5)
Рис. 1.38. Схема замещения полевого транзистора с р-п-переходом в области высоких (а) и низких (б) частот
туры на характеристики и
параметры рассматриваемого класса транзисторов обусловливается температурными зависимостями контактной разности потенциалов <ро и подвижности носителей заряда (электронов или дырок).
Величина <р0 фактически является одной из составляющих напряжения обратносмещенных р-«-переходов. Изменение <р0 в зависи-
мости от температуры приводит к изменению напряжения на переходах и их ширины, а следовательно, к изменению сечения токопроводящего канала и его проводимости. С ростом температуры контактная разность потенциалов <р0 уменьшается (см. § 1.2), что сказывается на увеличении сечения канала и повышении его проводимости. Вследствие уменьшения подвижности носителей заряда (см. § 1.1) проводимость канала уменьшается с повышением температуры.
Влияние температуры на характеристики и параметры полевого транзистора оказывается достаточно сложным и по-разному проявляется в конкретных типах приборов этого класса. Температурные зависимости характеристик и параметров транзисторов приводятся в справочниках.
Схема замещения полевого транзистора с р-«-переходом показана на рис. 1.38, а. Она характеризует работу транзистора на участке выходных характеристик для переменных составляющих тока и апряжения. При ее построении были использованы следующие соображения. Ток прибора на участке II определяется напряжением за чатв°ре (входе) и крутизной, в связи с чем в выходную цепь схемы в “ещени« ВВеДен источник тока S«Bx. Параллельно источнику тока на тЮченс) сопротивление гг, учитывающее влияние напряжения стока TPoZnpH6opa- ?еличини сзи, Сзс, Сси отражают влияние межэлек-Дляднь’х емкостей на работу транзистора в области высоких частот, ппи области низких частот схема замещения полевого транзистора нинимает вид, показанный на рис. 1.38, б.
69
МД П-транзисторы
В отличие от полевых транзисторов с р-п-пер входом, в коте затвор имеет непосредственный электрический контакт с близлежг областью токопроводящего канала, в МДП-т ранзисто] * затвор изолирован от указанной области слоем диэлектрика. По
причине МДП-транзисторы относят к классу полевых транзист с изолированным затвором.
МДП-транзисторы (структура металл — диэлектрик — полу: водник) выполняют из кремния. В качестве диэлектрика использ
а) б)
С хтх С
-L1E& -С1ЕГ
81 г)
С хт-к С
JjBZ _С1Э=л д) е)
Рис. 1.39. Условные обозначения МДП-транзисторов со встроенным каналом «-типа (а), р-тнпа (б) н выводом от подложки (в); с индуцированным каналом re-типа (г), p-типа (д) и выводом от подложки (г)
окисел кремния SiO2. Отсюда другое название этих транзисторо! МОП -транзисторы (структура металл — окисел — полу! водник). Наличие диэлектрика обеспечивает высокое входное coi тивление рассматриваемых транзисторов (1012—1014 Ом).
Принцип действия МДП-транзисторов основан на эффекте и: пения проводимости приповерхностного слоя полупроводника границе с диэлектриком под воздействием поперечного электричес! поля. Приповерхностный слой полупроводника является токопр! дящим каналом этих транзисторов. МДП-транзисторы выполн
двух типов — со встроенным и с индуцированным каналом.
МДП-транзисторы представляют собой в общем случае четы, электродный прибор. Четвертым электродом (подложкой), вып няющим вспомогательную функцию, является вывод от подлой исходной полупроводниковой пластины. МДП-транзисторы мо быть с каналом п- или p-типа. Условные обозначения МДП-транз торов показаны на рис. 1.39, а—е.
Рассмотрим особенности МДП-транзисторов со встроенным : налом. Конструкция такого транзистора с каналом n-типа показ: на рис. 1.40, а. В исходной пластине кремния p-типа с помощью д фузионной технологии созданы области истока, стока и канала п-ти
Слой окисла SiO2 выполняет функции защиты поверхнос близлежащей к истоку и стоку, а также изоляции затвора от кана. Вывод подложки (если он имеется) иногда присоединяют к исто] Стоковые (выходные) характеристики п
левого транзистора со встроенным канал д-т и п а для случая соединения подложки с истоком показаны рис. 1.40, б. По виду эти характеристики близки к характеристик полевого транзистора с р-п-переходом. Рассмотрим характеристи при UЗа = 0, что соответствует соединению затвора с истоком. Вне
70
^пряжение приложено к участку исток — сток положительным »ееюС ом к стоку. Поскольку (73и = О, через прибор протекает ток, наделяемый исходной проводимостью канала. На начальном уча-оГ1Р 0—а, когда падение напряжения в канале мало, зависимость
) близка к линейной. По мере приближения к точке б падение ' пояжения в канале приводит ко все более существенному влиянию
Рис. 1.40. Конструкция МДП-транзистора со встроенным каналом n-типа (а); семейство его стоковых характеристик (б); стоко-затворная характеристика (в)
1С,МА
его сужения (пунктир на рис. 1.40, а) на проводимость канала, что уменьшает крутизну нарастания тока на участке а—б. После точки б токопроводящий канал сужается до минимума, что вызывает ограничение нарастания тока и появление на характеристике пологого участка //.
Покажем влияние напряжения затвор — исток на ход стоковых характеристик.
В случае приложения к затвору напряжения (Пзи<; 0) поле затвора оказывает отталкивающее действие на электроны — носители заряда в канале, что приводит к уменьшению их концентрации в канале и проводимости канала. Вследствие этого стоковые характеристики при 17зи<; 0 располагаются ниже кривой, соответствующей ^зи = 0. Режим работы транзистора (U3K<Z 0), при котором происходит уменьшение концентрации заряда в канале, называют режимом обеднения.
При подаче на затвор напряжения £7ЗИ> 0 поле затвора притя-гДвает электроны в канал из p-слоя полупроводниковой пластины, концентрация носителей заряда в канале увеличивается, что соответствует режиму обогащения канала носителями. Про-Димость канала возрастает, ток /с увеличивается. Стоковые харак-__Рустики при (7ЗИ> 0 располагаются выше исходной кривой (17 зи = вВи?Ля тРанзистора имеется предел повышения напряжения Uc3 затв н?9тУпления пробоя прилежащего к стоку участка сток —
°Р- На стоковых характеристиках пробою соответствует дости-
71
л
жение некоторой величины Пеи.пр (область III). В случае с/зи: напряжение Uai увеличивается, в связи с чем при U3B<Z 0 пре наступает при меньшем напряжении Uca- <
Примерный вид стоко-затворной характерис ки транзистора со встроенным каналом люстрирует рис. 1.40, в. Ее отличие от стоко-затворной характе
Рис. 1.41. Конструкция
ис^ов
2 В В В)
МДП-транзистора с иидуцирйванным каналом п-', (а); семейство.его стоковых характеристик (б); стоко-затворная характеристика (в) ;
тики транзистора с р-п-переходом (см. рис. 1.37) обусловлено : можностью работы прибора как при (7ЗИ -< 0 (режим обеднен так и при 11зи> 0 (режим обогащения).
Конструкция МДП-транзистора с индуцированным каналой типа показана на рис. 1.41, а. Канал проводимости тока здесь : циально не создается, а образуется (индуцируется) благодаря 1 току электронов из полупроводниковой пластины в случае пр: жения к затвору напряжения положительной полярности о сительно истока. За счет притока электронов в приповерхн ном слое происходит изменение электропроводности полупроводн: т. е. индуцируется токопроводящий канал n-типа, соединяю: области стока и истока. Проводимость канала возрастает с повь нием приложенного к затвору напряжения положительной по. ности. Таким образом, транзистор с индуцированным каналом’, ботает только в режиме обогащения. j
Стоковые (выходные) характеристики ’ левого транзистора с индуцированным ) налом n-типа приведены на рис. 1.41, б. Они близки по bj аналогичным характеристикам транзистора со встроенным капа и имеют тот же характер зависимости /е = Отличие зак
чается в том, что управление током транзистора осуществляется ь ряжением одной полярности, совпадающей с полярностью напрй ния Пси. Ток 1С равен нулю при П3и = 0, в то время как в тран( торе со встроенным каналом для этого необходимо изменить поД ность напряжения на затворе относительно истока. Вид с)
72
.затворной характеристики транзистора с кодированным каналом показан на рис. 1.41, в. И МДП-транзисторы обоих типов выпускаются на тот же диапазон оков и напряжений, что и транзисторы с р-п-переходом. Примерно ТяКОй же порядок величин имеют крутизна S и внутреннее сопротивление /у. Что касается входного сопротивления и межэлектродных мкостей, то МДП-транзисторы имеют лучшие показатели, чем транзисторы с р-п-переходом. Как указывалось, входное сопротивление них составляет I012—1014 Ом. Значение межэлектродных емкостей не превышает: для Сзи, Сси —10 пФ, для Сзс — 2 пФ. Схема замещения МДП-транзисторов аналогична схеме замещения полевых транзисторов с р-п-переходом (см. рис. 1.38).
МДП-транзисторы широко применяются в интегральном исполнении. Микросхемы на МДП-транзисторах обладают хорошей технологичностью, низкой стоимостью, способностью работы при более высоком напряжении питания, чем микросхемы на биполярных транзисторах.
§ 1.5. ТИРИСТОРЫ
Тиристор — это четырехслойный полупроводниковый прибор, обладающий двумя устойчивыми состояниями: состоянием низкой
проводимости (тиристор закрыт) и состоянием высокой проводимости (тиристор открыт). Перевод тиристора из закрытого состояния в открытое в электрической цепи осуществляется внешним воздействием на прибор. К числу факторов, наиболее широко используе-
1.42.
Условные динистора тиристора тиристора
обозначения (а), одноопе-(б), двухопе-(в), фототи-
Рис.
тиристоров: рационного рационного
ристора (г), симистора (д')
мых для отпирания тиристоров, относится воздействие напряжением (током) или светом (фототиристоры).
Основными типами являются
Диодные (рис. 1.42,а) и триодные (Рис. 1.42,
'В Д И О Д Н___ г_________ г
прибора из закрытого состояния в напряжение между ______.. __________
граничной величины, являющейся параметром прибора.
0 Дн ы х тиристорах управление состоянием производится по цепи третьего — управляющего электрода. Цепи управляющего электрода при этом могут выполняться либо °Дна, либо две операции изменения состояния тиристора. В зависимости от этого различают одно- и двухоперационные тиристоры. В кооперационных тиристорах (рис. 1.42, б) по
D пи Управляющего электрода осуществимо только отпирание ти-н стора. С этой целью на управляющий электрод подается положи-
б—г) тиристоры,
ы х тиристора
анодом и
(д и н и с т о р а х) : открытое связан с катодом достигает
переход тем, что некоторой В т р и-прибора
. По
х
73
тельный относительно катода импульс напряжения. Запирание одя операционного тиристора, а также динистора производится по це| анода изменением полярности напряжения анод — катод. Д в у] операционные тиристоры допускают по цепи упрй ляющего электрода как отпирание, так и запирание прибора. Д] запирания на управляющий электрод подается отрицательный щ пульс напряжения. В фототиристорах (рис. 1.42, г) отпирание прибора производится с помощью светового пульса.
—0 £ 0-
W A Ъ
им-
Pt П/Пг р?
Pt
/7,
/0—-(+)
Р |1 ©4+ 4/ i[
<^Аг.
"l
ЛД- ji и-фИ
Hirp н !Ml 1
пг
К
Рис. 1.43. Полупроводниковая структура тиристора
П,
<+) <-) (+)<-)
(-)(+)
Ы (-)
Рис. 1.44. Составляющие токов в тй ристоре при включении внешних нг пряжений
&
Все перечисленные приборы выполняют функцию бесконтактноп® ключа, обладающего односторонней проводимостью тока. Прибор® позволяющий проводить ток в обоих направлениях, называют с и мД метричным тиристором (симистором). По своем® назначению симистор (рис. 1.42, д') призван выполнять функции двуД обычных тиристоров (рис. 1.42, б), включенных встречно-параллельно®
Анализ принципа действия указанных типов тиристоров проведем следующим образом. Достаточно подробно рассмотрим работу одно® операционного тиристора (рис. 1.42, б), как наиболее распространен® ного, а для других типов покажем их особенности. Я
Тиристор представляет собой четырехслойную полупроводников вую структуру типа р-п-р-п с тремя р-п-переходами (рис. 1.43), вЯ которой рх-слой выполняет функцию анода, а п2-слой— к а-Я то да. Управляющий электрод связан с р2-слоем структуры. Основ-Я ной материал в производстве тиристоров — кремний. Четырехслой-Я ная структура обычно создается по диффузионной технологии. Ис-Я ходным материалом является кремниевая пластина n-типа толщинойЯ 70—600 мкм (в зависимости от типа тиристора). Вначале методом! диффузии акцепторной примеси с обеих сторон пластины создают! транзисторную структуру типа р^п^-р^. Затем после локальной сб-1 работки поверхности р2-слоя вносят донорную примесь в р2-слой для 1 получения четвертого п2-слоя. I
74
(£< 0, U аа < 0) соответствует
а
E/Rh
‘<д
а,+агЧ
a^cc^l
U2
Ч
'nep ^a.
Рис. 1.45. Вольт-амперная характеристика тиристора
lyt 1у О
Иля удобства изучения процессов, протекающих в тиристоре, едставим его в виде структуры, изображенной на рис. 1.44. Рас-ПР трение проведем с помощью вольт-амперной характеристики ти-сМсТора (рис. 1.45) при включении внешних напряжений в соответствии с рис. 1-44.
рассмотрим обратную ветвь вольт-амперной характе-иСтики тиристора, которая снимается при токе управления /у = 0.
Обратному напряжению тиристора /С,"А 11 - п' ----~ -
подключение внешнего напряжения отрицательным полюсам к аноду и положительным — к катоду.
Полярность напряжения на тиристоре и его распределение по переходам структуры показаны на рис. 1-44 без скобок.
Приложение обратного напряжения к тиристору вызывает смещение среднего перехода Л2 в прямом направлении, а двух крайних переходов и П3 — в обратном. Переход П2 открыт, и падение напряжения на нем мало. Поэтому можно предположить, что обратное напряжение Ub распределяется главным образом по переходам ГЦ
и П;,. Однако в процессе изготовления тиристора концентрация примеси в р2- и п2-слоях обеспечивается достаточно высокой по
сравнению с концентрацией в pt- и пг слоях и переход ГЦ получается узким. С приложением обратного напряжения переход ГЦ вступает в режим электрического пробоя при напряжении, существенно меньшем рабочих напряжений Uь. Обратное напряжение, по существу,' прикладывается к переходу 77lt т. е. обратная ветвь вольт-амперной характеристики тиристора (рис. 1.45) представляет собой обратную ветвь вольт-амперной характеристики перехода П (.
Таким образом, способность тиристора выдерживать обратное напряжение возлагается на р-п-переход 77 (. Проведенный в § 1.2 анализ обратной ветви вольт-амперной характеристики диода целиком применим к этому p-n-переходу. В частности, здесь аналогично Решается задача получения лавинной характеристики для защиты тиристора от перенапряжений.
Проанализируем поведение тиристора при подведении к нему напряжения в прямом направлении (£> 0, 77 ак > 0). Полярность внешнего напряжения на тиристоре и переходах структуры показана на рис. 1.44 в скобках. Крайние переходы П (, ГЦ смещаются в прямом направлении, а средний переход 77 2 — в обратном.
связи с этим напряжение на приборе оказывается приложенным рактически к переходу 772. Вначале рассмотрим случай отсутствия ока управления (7У = 0). Этот режим, как и предыдущий, справедлив и для динистора.
75
Анализ процессов в тиристоре^при (7ак2> 0 удобно проводив воспользовавшись так называемой двухтранзисторн Я аналогией. При наличии на тиристоре напряжения в прядЯ направлении его можно представить в виде двух транзисторов тиЯ р-п-р и п-р-п: транзистора Тt типа ргП{-р2 и транзистора Т2 тЛ п2-р2-П1 (см. рис. 1-44). Эмиттерным переходом для первого транзЯ тора является переход ГЦ, для второго транзистора Т2 — перем /73. Переход П2 служит общим коллекторным переходом обоих трД зисторов. При этом полярность напряжений на переходах соотвЯ ствует той, какая требуется для работы обоих транзисторов в уя лительном режиме: эмиттерные переходы смещены в прямом напрЯ лении, а коллекторный — в обратном.
Представив тиристор в виде сочетания транзистора Т( с коэф™ циентом передачи тока и током эмиттера /э) и транзистора ТЯ коэффициентом передачи тока а2 и током эмиттера /э2, нетрудно in казать составляющие тока в приборе (см. рис. 1.44). СоставляющЦ (1 — ®1Кэ1 — это ток базы транзистора Тf, составляющая а(/э1а ток коллектора этого транзистора. Токи транзистора Т( обусловлен! главным образом движением дырок через пгбэзу. В транзисторе Я ток переносится в основном электронами (пунктирные стрелки Я рис. 1.44). Его составляющие (показаны на рис. 1.44 сплошными ля ниями) представляют собой: (1 — а2)/э2 — ток базы, а2Ц2 ~ тЯ коллектора. Поскольку коллекторный переход смещен в обратна направлении, через него протекают также составляющие, обусля ленные неосновными носителями заряда: дырки л(-области создам ток /кр, электроны /?2-области — ток /яп. Токи /кр и /кп образует суммарный ток (см. рис. 1.44). 1
Одним из факторов, влияющих на прямую ветвь вольт-амперня характеристики тиристора, является зависимость к оз я фициентов и аг от тока. Примерный вид этой зависи мости показан на рис. 1.46. Большее значение коэффициента а2 сравнению с а( объясняется меньшей толщиной р2-базы по сравнения с пгбазой (см. рис. 1.44). В связи с этим п(-базу часто назв!вают тол| той, а р2-базу — тонкой. Требуемая зависимость коэффициентов а от тока создается в процессе изготовлен^ приборов. Так, например, широко прим! няется шунтирование перехода /73, чЯ приводит к уменьшению эффективное^ эмиттера транзистора Т2 и коэффициент! а2 в области малых токов.
После выяснения составляющих токся тиристора и установления зависимости ка эффициентов а от тока можно рассмо^ реть прямую ветвь вольт-амперной харак теристики прибора (рис. 1.45). 1
На начальном участке 0—б, соответст вующем малым значениям прямого напряг жения U а, ток /а мал. Коэффициенты и а2 близки к нулю. Близки к нули
Рис. 1.46. Зависимость коэффициентов а± и а3 от тока
кже составляющие токов а^э1 и ос2/э2 перехода П2. Ток Т3 ез переход П2, а следовательно, и ток через тиристор /а 5еЕеТ равен току т. е. в данном случае будет опреде-6 ться обратным (тепловым) током /к0 перехода П 2. Таким образом, участок 0—б прямой ветви вольт-амперной характерис-на ' щиристора представляет собой обратную ветвь вольт-амперной т рактеристики р-п-перехода П 2, смещенного в обратном направ-
лении-
По мере роста анодного напряжения, а следовательно, и напряжения на коллекторном переходе увеличиваются ток /к и анодный ток через тиристор. Причина возрастания тока /к связана, как известно, с увеличением тока утечки по поверхности перехода и умножением в нем носителей заряда. Увеличение тока через прибор сопровождается повышением коэффициентов и ос2. С некоторого значения тока /а необходимо учитывать составляющие токов транзисторов а(/э1 и а2/э2, протекающие через коллекторный переход. Вследствие того что повышение напряжения U a приводит к увеличению тока /к, а также составляющих ос(/э1, аг/э2, на вольт-амперной характеристике появляется участок б—в с более сильной зависимостью тока /а от напряжения Uа.
Ток /а можно найти, определив ток /п2, протекающий через коллекторный переход:
П2 —- а1Л>1 + Я2^Э2 +
(1.40)
С учетом того, что в любом сечении прибора при /у = 0 протекает один и тот же ток Iа(/п2 = /Э1 = /Э2 = 7а), соотношение (1.40) приобретает вид
/П2 — Ла— (ai 4"аа)4 (1.41)
откуда
________________
1 -- (Я1 + Я8)
(1.42)
Вьфажение (1.42) подтверждает наличие участков 0—б и б—в на вольт-амперной характеристике тиристора. При малых напряжении и токе /а (участок 0—6) сумма коэффициентов передачи тока + ос2^ 0, анодный ток //к. На участке б — в ток /а возрастает за счет увеличения тока /к и суммы а( + ос2, которая, однако, не достигает единицы на этом участке.
1очка в является граничной, в которой создаются условия для отпирания тиристора. Напряжение на приборе в точке в называется а пр я же ни ем переключения (/пер.
Усмотрим более подробно процесс перехода тиристора из закрытого состояния в открытое (участок в—г). При этом объясним сущ-напЪ ДВУХ ЯВЛеНИЙ’ связанных с отпиранием прибора: 1) уменьшение пОлРяЖения На пеРех°де Я г и тиристоре', 2) действие внутренней и-вжитяльной обратной связи в приборе, благодаря которой процесс имеет скачкообразный характер.
77
Причиной перехода тиристора из закрытого состояния в открытЯ является повышение роли составляющих ос(/Э1 и ос2/э2 и соответЛ венно их суммы + а2)/а в токе через переход П2 по сравнен!» с током /к. По мере приближения к точке в увеличение тока черИ прибор происходит главным образом за счет составляющих и ос2/э2, а не за счет увеличения тока /к — /к0, вызываемого пов» шением напряжения на переходе Пz. В точке в роль составляющЯ «1/э1 и а2/э2 и их суммы (ос( + а2)/а столь значительна в баланЯ составляющих токов (1.41), протекающих через переход /72, что да л Я нейшее увеличение тока 1 а возможно лишь за счет уменьшения тоМ /к, а следовательно, уменьшения обусловливающего этот ток напрЯ жения на переходе П2 и тиристоре Ua (отпирание прибора). Я
Уменьшение напряжения на переходе объясняется тем, что увЯ личение составляющих токов а{1э1 и а2/э2 через переход П2 вызывай увеличение потока электронов в п(-базу и дырок в р2-базу и соотвеЯ ственно появление в базах избыточных носителей заряда, снижатЯ щих потенциальный барьер коллекторного перехода. Одновременна с этим избыточные носители заряда в базах снижают потенциальньЯ барьеры эмиттерных переходов П ( и 773, вызывая дополнительную инжекцию носителей заряда. Это приводит к еще большему возрас! танию коэффициентов и ос2 и заполнению носителями зарядов обЯ их баз тиристора. В приборе действует внутренняя положительная обратная связь, приводящая к лавинообразному развитию процессЯ его отпирания. Я
Участок г—д соответствует открытому состоянию тиристора. Я точке г напряжение на переходе П2 равно нулю, ток /к —0, суммЯ коэффициентов ос2 == 1- Ток через переход И2 равен сумме сскЯ тавляющих а11э1 и а2/э2. Напряжение на приборе Ua в точке г равна сумме напряжений на переходах П j и 773, смещенных в прямом напя равлении. Ц
При перемещении по кривой от точки г к точке д ток через тири<Я тор возрастает, что увеличивает коэффициенты а( и а2, а также цЯ сумму (ос( 4- &2> !)• Баланс составляющих токов через коллектор! ный переход достигается изменением полярности напряжения нЯ переходе П2 («переполюсовка» коллекторного перехода на рис. 1-44М вследствие чего ток /к изменяет направление. Иными словами, кол1 лекторный переход под действием избыточных зарядов — дырок 1 р2-базе и электронов в п(-базе, создаваемых потоками носителей col ответственно первого и второго транзисторов, переводится в про! водящее состояние, обеспечивая встречную инжекцию носителей заряда (ток /к теперь уже не является обратным током коллекторнога перехода П 2). I
Таким образом, коллекторный ток /к играет существенную роли в работе тиристора, обеспечивая баланс составляющих токов через коллекторный переход. Необходимая величина /и устанавливается благодаря изменению напряжения на коллекторном переходе поД действием зарядов, накапливаемых в базах тиристора. |
На участке г~д все три р-п-перехода прибора находятся под пря-| мым напряжением смещения. Напряжения на переходах ПП3 про^
78
воположны по знаку напряжению на переходе П 2- В связи с этим ^дение напряжения на приборе (0,75—1,5 В) примерно равно падению 110пряжения на одном, переходе (как в диоде). Увеличение падения К°ппяжения на тиристоре при движении по кривой от точки г к точке д объясняется повышением напряжения на переходах и ростом падения напряжения в слоях полупроводниковой структуры с увеличением тока.
рассмотрим поведение тиристора при наличии тока управления 11 > 0). С этой целью получим выражение для его анодного тока. При 0 также справедливо выражение (1.40), определяющее ток коллекторного перехода по его составляющим. Как и в предыдущем случае, /п2 =41 = но в ток 4г будет входить /у, поэтому /э2 = __/а4- /у. С учетом приведенных соотношений решение (1.40) относительно /а дает
Л: + у 1 — («1 + а2)
(1.43)
В соответствии с выражением (1.43) ток управления приводит к более крутому нарастанию анодного тока. Это связано, во-первых, с наличием в числителе выражения (1-43) составляющей а217 и, во-вторых, с большим значением коэффициента ос2 вследствие возрастания тока /э2 на величину тока управления. Ввиду появления дополнительной составляющей аг17 в токе коллекторного перехода и повышения коэффициента а2 переключение тиристора из закрытого состояния в открытое происходит при меньшем напряжении на приборе (см. рис. 1 45). Процесс, связанный с переходом тиристора из. закрытого состояния в открытое, происходит при /у =0= 0 подобно, рассмотренному. Влияние тока /у на вольт-амперную характеристику тиристора иллюстрируют участки кривых 0—е и 0—ж, показанные для двух значений тока управления /у2> 4 и
При некотором значении тока управления участок закрытого состояния тиристора на прямой ветви вольт-амперной характеристики исчезает и характеристика приближается к прямой ветви вольт-амперной характеристики простого р-п-перехода (ветвь 0—г—д). Наблюдается так называемое спрямление характеристики. Значение тока /у, при котором происходит спрямление характеристики, определяет ток управления спрямления 4-спр-
Тиристор как ключевой элемент нашел широкое применение в Цепях постоянного и переменного токов. Рассмотренный режим работы, когда отпирание прибора следует после достижения на нем напряжения переключения t/nep (переключение по цепи анода), используется лишь в схемах с динисторами.
Для тиристора переключение по цепи анода представляет интерес-лишь с точки зрения анализа принципа действия и вольт-амперной характеристики этого прибора. Практическое примененье нашел ре--жим отпирания по управляющему электроду, т. е. за счет подачи на Управляющий электрод отпирающего импульса напряжения. Сущность этого режима отпирания тиристора заключается в следующем.
В исходном состоянии тиристор закрыт, ток управления равен
79
вольт-амперной характе] тиристоре в закрытом и
прямых токов от десят] и напряжения от десят!
применяются в релеино:
нулю. Напряжение источника питания Е меньше напряжения пе ключения тиристора Umv. При £> 0 рабочая точка тиристора рас ложена на прямой ветви вольт-амперной характеристики 0 — в. рез нагрузку и тиристор (см. рис. 1.44) протекает малый ток, соотв ствующий рабочей точке на этой ветви. В требуемый момент врем( подают импульс управления Еу, задавая необходимый для отпирал тиристора импульс тока управления, больший тока спрямления. ристор открывается, и рабочая точка переходит на ветвь г — д. 1 через тиристор и нагрузку находят теперь из соотношения /а — 1В = (Е — Ua)/RB, где Uа — падение напряжения на тиристоре, оп деляемое рабочей точкой на ветви г — д. Задачу определения tokoi напряжений удобно решать графически, построив линию, проходящ через точки с координатами (0; E/Ra) и (Е‘, 0) (см. рис. 1.45). Ко< динаты точек пересечения этой линии с стикой определяют ток и напряжение на крытом состояниях.
Тиристоры выпускаются на диапазон миллиампер до нескольких сотен ампер вольт до нескольких киловольт.
Тиристоры малой и средней мощности
коммутационной аппаратуре. Их справочными параметрами по т< служат допустимое значение среднего п р я & го тока (как для маломощных выпрямительных диодов и дно, средней мощности; см. § 1.2) или максимальный постоя и ы й прямой ток. Параметром по напряжению этих тирис ров является максимально допустимое напр ж е н и е , которое определяется по наименьшему из значений пряз го (t/nep при /у = 0) и обратного напряжений, соответствующих на лу крутого нарастания обратного тока.
Мощные тиристоры используются в системах преобразования эл трической энергии. Параметры по току (/п, /р.п, /уд) и напряжен (f/p, Ua, UBB) у них те же, что и для мощных диодов (см. § 1.2). Па метры по напряжению указываются по наименьшему значению п] мого и обратного напряжений. Мощные тиристоры выполняют с теп отводом. Способы теплоотвода здесь те же, что и для мощных диод Подобным же образом решаются задачи последовательного и пар. лельного соединения тиристоров.
Из других наиболее существенных параметров необходимо указ: обратный ток тиристора, напряжение и т цепи управления, соответствующие переходу тиристора( закрытого состояния в открытое. Динамические параметры тиристо характеризуют время перехода тиристора из закрытого состояния открытое (время включения /В11) и время в о с ста новления запирающих свойств (время выключен» Q- з
Восстановление запирающих свойств осуществляется за счет пр ложеиия к тиристору обратного напряжения. Величина tB опредеЛ ет время, в течение которого происходит полное рассасывание нос телей заряда в базовых слоях ранее проводившего тиристора при пр. 80
ожении обратного напряжения, по окончании которого к прибору ^0^ет быть вновь приложено напряжение в прямом направлении без пасеиия его самопроизвольного отпирания. Процесс восстановления Драющих свойств происходит за счет двух факторов: протекания ^ратного тока через тиристор, при котором отводится основная часть „оСителей заряда, накопленных в базах прибора, и рекомбинации оставшихся носителей заряда. Величины /вк и /„определяют частотные свойства тиристора и зависят от его типа. Время /вк составляет от 1 — 5 до 30 мкс, а время /в — от 5—12 до 250 мкс.
фототири стор (см. рис. 1.42, а) по принципу действия подобен рассмотренному. Отличие заключается в
том, что увеличение
Рис. 1.47. Полупроводниковая структура счмистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)
числа носителей заряда в тиристоре, необходимое для его отпирания, производится не за счет тока управления, а за счет освещения прибора (Ра-слоя на рис. 1.44). С этой целью в корпусе прибора предусматривается специальное окно. Фототиристоры нашли широкое применение в высоковольтных установках преобразования электрической энергии, поскольку они позволяют надежно решать задачу развязки по напряжению выходной цепи прибора и системы управления.
Вольт-амперные характеристики двухоперационного тиристора (см. рис. 1.42, в) такие же, как и у однооперацион-и°го. В двухоперационных тиристорах запирание осуществляется не зменением полярности напряжения анод — катод, а пропусканием -Рез управляющий электрод импульса тока, противоположного по аправлению току отпирания. При этом используется свойство внутренней положительной обратной связи, действующей в приборе. При ропускании встречного тока в цепи управляющего электрода ток базы ля^ЗИСТ0ра уменьшается, что приводит к уменьшению всех состав-н ющих токов тиристора, а следовательно, к снижению анодного тока На т0™иранию пРибора. Двухоперационные тиристоры выпускаются 4-648
81
В симметричных тиристорах (с и м и с т о р । см. рис. 1.42, д) с помощью комбинации р- и n-слоев создают полуг водниковую структуру (рис. 1.47, а), в которой как при одной, та при другой полярности напряжения выполняются условия, coon етвующие прямой ветви вольт-амперной характеристики обычн тиристора. Прибор способен проводить ток в обоих направлени его вольт-амперные характеристики приведены на рис. 1.47, б.
Верхняя часть структуры симистора (рис. 1.47, а) состоит из с ев nlt pi и п4 Ее крайние слои металлизации электрически объе йены и связаны с внешним выводом А прибора. В нижней части стр туры слой металлизации, имеющий контакт с внешним выводе^ прибора, связывает электрически слои р2 и п3. Вывод от центра ной части щ-слоя является управляющим электродом тиристо Слои с противоположным типом электропроводности образую' структуре пять р-п-перехолов.
Предположим, что тиристор закрыт и к внешнему выводу А от сительно вывода В подано напряжение положительной полярно (на рис. 1.47, а показана без скобок). При этом переходы /7а, с щаются в прямом направлении, а переход П3 — в обратном. Все вн нее напряжение будет приложено к переходу П3.
При подаче на управляющий электрод импульса напряжения ложительной полярности относительно вывода А переход П5 сме ется в прямом направлении и инжектирует электроны из п4-сло Pi-слой. Инжектируемые электроны под действием диффузии пре дят Pi-слой в направлении перехода П2. Прямое напряжение на реходе П2 будет ускоряющим для электронов, которые входят в слой. Вошедшие электроны снижают потенциал п2-слоя относите но рт-слоя, прямое напряжение на переходе П2 увеличивается, приводит к инжекции дырок из ргслоя в щ-слой. Пройдя под л ствием диффузии п2-слой, дырки попадают в ускоряющее поле пере да П3 и перебрасываются в р2-слой. Диффузионное движение ды] в р2-слое в направлении внешнего вывода В возможно лишь по п огибания перехода /74 (на рис. 1.47, а показано стрелкой), так j поле перехода /74 для дырок будет тормозящим.
В результате протекания дырочного тока через р2-слой в нем^ здается падение напряжения, которое увеличивает прямое смеще перехода /74. В свою очередь, увеличиваются инжекция электро из «з-слоя в ра-слой и последующий их переход в п2-слой во вст[ ном направлении. Появление дополнительного числа электроне) п2-слое вызывает еще больший поток дырок в направлении внешн вывода В. .|
В приборе действует внутренняя положительная обратная св? приводящая к лавинообразному процессу нарастания тока через ц бор и отпиранию правой половины тиристорной структуры prn2-pl Таким образом, в результате подачи импульса управления е ществляется переход тиристора с участка закрытого состояния 0 я участок открытого состояния б — в вольт-амперной характерна рис. 1.47, б.
При подведении к тиристору напряжения противоположной 5
на ки
82
ости (на рис. 1.47, а показана в скобках) поведение прибора оп-яя^Тдяется структурой левой его части п{-р }-п,-рг, соответствующей Рбычному тиристору с внешним напряжением, приложенным в прямом наПРимисторы выпускаются на токи до 160 А и напряжения до 1200 В.
§ 1.6. КОМПОНЕНТЫ МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ
Современное развитие всех областей промышленности характеризуется 'значительным усложнением задач, возлагаемых на электронную аппаратуру. В этих условиях построение аппаратуры на основе дискретных компонентов (транзисторов, диодов, резисторов, конденсаторов и т. д.) не может удовлетворить предъявляемых к ней требований. Множество компонентов, разветвленность межэлементных соединений, обилие паек, низкая плотность монтажа приводят к значительной трудоемкости изготовления, большим массе и габаритам, высокой стоимости и низкой надежности аппаратуры при таком принципе ее выполнения.
Микроэлектроника — это современное направление электроники, охватывающее конструирование, изготовление и применение электронных узлов, блоков и устройств с высокой степенью миниатюризации. Микроэлектроника решает проблемы существенного повышения надежности, уменьшения массо-габаритных показателей и стоимости электронной аппаратуры.
В основу микроэлектроники положен интегральный принцип изготовления и применения электронных компонентов, при котором каждый компонент представляет собой не отдельно взятый транзистор, диод, резистор, конденсатор и т. д., а их неразъемное схемное соединение, представляющее собой некоторый узел, блок или целое устройство электронной аппаратуры. В связи с этим компоненты микроэлектроники носят название интегральных микросхем или просто микросхем. Количество элементов, входящих в микросхему, может достигать нескольких сотен, тысяч и более (см. § 3.16).
По конструктивно-технологическим признакам интегральные микросхемы классифицируются на полупроводниковые (монолитные), гибридные и совмещенные.
° полупроводниковых интегральных м и к-Росх ем а х все элементы изготовляют в общей полупроводниковой подложке (кристалле кремния) в процессе общих технологических операций. В качестве активного элемента применяют биполярный или олевой (МПД) транзистор. В соответствии с этим полупроводнико->е микросхемы подразделяют на биполярные и МДП-микросхемы.
в биполярных микросхемах используются почти ключительно транзисторы типа п-р-п. Это объясняется большим с тР°Действием кремниевых транзисторов типа п-р-п по сравнению су Ранзисторами типа р-п-р и возможностью получения для транзи-
тов типа п-р-п большего значения коэффициента а. Оба преимуще-
83
ства транзисторов типа п-р-п. обусловлены тем, что подвижность коэффициент диффузии электронов в кремнии почти в три раза выщ чем дырок (см. § 1.1). Задача получения больших значений коэфф’ циента а облегчается также благодаря широкому применению фосф ра — лучшего донорного диффузанта для кремния, обладающего х рошей растворимостью в кремнии. Тем самым облегчается зада> создания сильнолегированной эмиттерной области транзистора i сравнению с базовой для увеличения коэффициента инжекции у, следовательно, и коэффициента передачи а.
Пассивные элементы в биполярных микросхемах изготовляют i основе /2-п-переходов (диоды и конденсаторы) и слоев полупрово ника (резисторы). При этом диоды получают на основе транзисто; ных структур с использованием его /2-п-переходов; например, ан дом диода является эмиттер транзистора, а катодом — соединенна вместе базы и коллектор. Такой принцип получения диодов на пра: тике оказывается проще, чем специальное формирование /?-п-перех; дов. Емкость конденсаторов, создаваемых на основе р-п-перехо; (где используется его барьерная емкость при обратном напряжений получается относительно небольшой (400 пФ). Созданные же друг® ми методами конденсаторы занимали бы больший объем кристалл В связи с указанным конденсаторы в полупроводниковых микросх мах находят ограниченное применение. Индуктивность как элеме! здесь вообще не используют.
В МДП-м икросхемах преимущественное распространен! получили полевые транзисторы с индуцированным каналом. Напр жение пробоя участка сток — затвор в микросхемных МДП-транз сторах существенно выше, чем коллекторного перехода в биполя, ных транзисторах. По этой причине МДП-микросхемы применяют; при более высоком напряжении питания, чем биполярные микросх мы. При соответствующем включении МДП-транзистор может бы; использован и как пассивный элемент — резистор. Это позволя' создавать микросхемы только на основе МДП-структур. Техн; лргия изготовления МДП-микросхем существенно проще технод гии изготовления биполярных микросхем.
Полупроводниковые микросхемы изготовляют групповым мет; дом, при котором за один технологический цикл одновременно пол' чают несколько тысяч микросхем. Исходной является кремниев; пластина диаметром 30—50 мм и толщиной 0,2—0,3 мм. Пластш представляет собой основу 300—500 микросхем, причем одновремё: но обрабатывается партия до сотни пластин. Площадь одной микр; схемы определяется единицами квадратных миллиметров (или дай долями единицы) с числом активных и пассивных элементов, соста ляющих десятки, сотни и тысячи штук. Размеры участков криста^ ла, занимаемых каждым элементом, измеряются микрометрами. Ср динение элементов в микросхемах производят частично в объев кристалла, а частично — металлизацией на поверхности. ,
Электрическая изоляция элементов в МДП-микросхемах о сущее’ вляется межэлементными областями исходного полупроводник (рис. 1.48, а). Для изоляции элементов в биполярных микросхем* 84
наибольшее применение получило создание вокруг каждого элемента обратносмещенного р-п-перехода (рис. 1.48, б) и размещение элементов внутри охватывающих слоев диэлектрика (рис. 1.48, в). Обратное смещение р-я-переходов, расположенных между двумя соседними элементами (рис. 1.48, б), создается подачей на подложку p-типа самого низкого отрицательного потенциала. Слой диэлектрика (рис. 1.48, в)
Рис. 1-48. Выполнение транзисторных структур в МДП-микросхемах (й), в биполярных микросхемах с изолирующими p-n-переходами (б) и с изоляцией диэлектриком (в)
представляет собой пленку двуокиси кремния, получаемую в процессе изготовления микросхемы.
Процесс изготовления микросхем базируется на планарной и планарно-эпитаксиальной технологии. Полупроводниковые слои создаются способами локальной диффузии и эпитаксиального наращивания. Важнейшими этапами получения слоев требуемой конфигурации
являются создание защитных слоев из двуокиси кремния и их прецизионное фотолитографическое локальное травление. В связи с этим термическое окисление кремния и методы фотолитографии входят в число основных операций в производстве полупроводниковых микросхем.
В гибридных интегральных микросхемах на керамической подложке методом последовательного нанесения пленок получают пассивные элементы (резисторы, конденсаторы, индуктивности, соединительные проводники). Активные элементы (транзисторы), а также диоды в микроминиатюрном бескорпусном исполнении применяют в качестве навесных элементов. Использование дискретных элементов объясняется отсутствием в настоящее время отработанной технологии получения пленочных транзисторов и диодов. Микросхемы с толщиной пленки менее 1 мкм относят к тонкопленочным, а более 1 мкм — к тол сто пленочным.
Тонкие пленки, из которых создают пассивные элементы, получают методом осаждения в вакууме через трафареты. В основу технологии положены испарение материала путем его нагрева до соответствующей температуры и последующая конденсация материала 3 фазы на более холодную подложку.
Исходным материалом при производстве толстопленочных икросхем являются различные проводящие пасты для созда-151 проводников, контактных площадок, обкладок конденсаторов,
85
индуктивностей и резисторов, а также диэлектрические пасты для и лучения диэлектриков конденсаторов. Пасты наносят на керамич, скую подложку через трафареты с последующим вжиганием.
В совмещенных интегральных микросх '» мах активные элементы создают по планарной или планарно-зи
таксиальной технологии в объеме полупроводника, а пассивные эл менты получают методами пленочной технологии.
Интегральные микросхемы предназначены для решения самь разнообразных задач. В соответствии с функциональным назнач нием интегральные микросхемы подразделяют на логические элеме] ты, усилители, генераторы и т. д. В общем виде их можно разделит на два больших класса: цифровые и аналоговые (л i не иные) микросхемы (подробнее см. гл. 2, 3).
ГЛАВА ВТОРАЯ
УСИЛИТЕЛИ
§ 2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилителем называют устройство, предназначенное для увеличения параметров электрического сигнала (напряжения, тока, мощности). Усилитель (рис. 2.1) имеет входную цепь, к которой под-
ключается усиливаемый сигнал, и выходную цепь, с которой выходной сигнал снимается и подается в нагрузку.
Основными параметрами усилителя являются коэффициент усиления по напряжению Ки — = ивых/^вх, коэффициент усиления ПО току Ki = /вых/^вх и коэффициент усиления по мощности Кр = =
Р вх ^вх/ вх
Рис. 2.1. К определению п ар аметр ов усилится я
— Ku Ki .
Для усилителя возможны различные значения коэффициентов усиления Ku, Ki, Кр, но принципиально то, что коэффициент усиления по мощности Кр больше (обычно существенно больше) единицы. Из этого следует обязательное условие, согласно которому больше единицы будет также один из двух других коэффициентов усиления (Ко или Ki ) или все три коэффициента, что часто и имеет место на практике. При Ku < 1 и Ki < 1 устройство потеряло бы смысл как усилитель.
Коэффициенты усиления Ku, Ki, Кр являются взаимосвязанными параметрами. Вместе с тем при расчете или выборе усилителя для конкретного случая применения предпочтение может отдаваться одному аз указанных параметров. Это зависит от того, какой параметр сигна-Ла на выходе усилителя (напряжение, ток или мощность) является определяющим. Наиболее часто им служит напряжение выходного Сй1'нала. По этой причине в справочниках по усилителям, как прави-Ло> указывается параметр Ки.
87
Коэффициенты усиления Ku, Ki, Кр следует считать основну из большого числа параметров, характеризующих усилитель и за! сящих от его назначения. Другие параметры рассматриваются дал по ходу изложения материала.
Классификация усилителей
Все усилители можно подразделить на два класса — с линейн и нелинейным режимами работы.
Куеилителям с линейным режимом раб т ы (или усилителям мгновенных значений) предъявляется Tpe6oi ние получения выходного сигнала, близкого по форме к входное Искажения формы сигнала, вносимые усилителем, должны быть х нимальными. Это достигается благодаря пропорциональной переда усилителем мгновенных значений напряжения (тока), составляют, во времени входной сигнал. Коэффициенты усиления здесь рассчит вают по амплитудным или действующим значениям (в случае сину< идального сигнала) напряжения и тока.
Важнейшим показателем усилителей с линейным режимом рабо является амплитудно-частотная характернот к а (АЧХ), отражающая зависимость модуля коэффициента усил ния Ки, определенного для синусоидального входного сигнала, частоты. В зависимости от вида АЧХ усилители с линейным режим работы подразделяют (рис. 2.2) на усилители медленно изменяющего, сигнала (усилители постоянного тока — УПТ), усилители звуков частот (УЗЧ), усилители высокой частоты (УВЧ), широкополосн усилители (ШПУ) и узкополосные усилители (УПУ).
Характерная особенность УПТ — способность усиливать сип лы с нижней " ' ” “ *' “
0). Верхи
частотой, приближающейся к нулю (fB
Рис. 2.2. Классификация усилителей
88
частоты /в в УПТ может составлять в зависимости от назна-гРанИ IQ3_ю8 Гц. УЗЧ характеризуется частотным диапазоном от
чеНИ ков герц (/н) Д° —20 кГц (/в). УВЧ имеют полосу пропускания ДесЯ3,ятКОв килогерц до десятков и сотен мегагерц. ШПУ имеют ниж-0Т,а границу частоты примерно такую же, как УЗЧ, и верхнюю — НЮ1°УВЧ. На основе ШПУ выполняются линейные импульсные усили-каК уПУ характеризуются пропусканием узкой полосы частот.
усилителях с нелинейным режимом part ты пропорциональность в передаче мгновенных значений вход-° % сигнала отсутствует. После достижения некоторой величины на-Н2яжения входного сигнала при его увеличении сигнал на выходе усилителя остается без изменения (ограничивается на некотором уровне) Такие усилители нашли применение для преобразования входного сигнала, например синусоидального, в импульсный сигнал {усилители-ограничители), Они используются также для усиления импульсов (нелинейные импульсные усилители).
В данной главе рассматриваются преимущественно усилители с линейным режимом работы. Специфика нелинейного режима работы усилителей описана в § 3.2.
В настоящее время усилительная техника базируется на л и н е ft-ных (аналоговых) интегральных микросхемах, что учитывается смысловой направленностью представленного материала.
§ 2.2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Принцип построения усилительных каскадов
Многие усилители состоят из нескольких ступеней, осуществляющих последовательное усиление сигнала и обычно называемых каскадами. Число каскадов в таких многокаскадных усилителях зависит от требуемых значений коэффициентов усиления К/, Ки, Кр. В зависимости от выполняемых функций усилительные каскады подразделяют на каскады предварительного усиления и выходные каскады. Каскады предварительного усиления предназначены для повышения уровня сигнала по напряжению, а выходные каскады — для получения требуемых тока или мощности сигнала в нагрузке.
Схемы усилительных каскадов характеризуются большим разнообразием. Они могут отличаться числом и режимом работы используемых транзисторов при усилении переменного сигнала. Вместе с тем принцип построения главных цепей усилительных каскадов один и тот же. Принцип построения и работы различных каскадов удобно показать на примере структурной схемы рис. 2.3, а, действитель-н°идля усилительных каскадов на одном транзисторе.
Основными элементами каскада являются управляемый элемент °’, функцию которого выполняет биполярный или полевой тран-истор, и резистор R. Совместно с напряжением питания Е эти элемен-ы образуют выходную цепь каскада. Усиливаемый
89
сигнал ип, принятый на рис. 2.3., а для простоты синусоидальны! подается ”на вход УЭ. Выходной сигнал пвых снимается с выхода Л или с резистора R. Он создается в результате изменения сопроти ления УЭ и, следовательно, тока i р выходной цепи под воздействия входного напряжения. Процесс усиления основывается на преобраз вании энергии источника постоянного напряжения Е в энергию пер
Рис. 2.3. Принцип построения (а) и временные диаграммы (б) усилительного каскада Д
менного напряжения в выходной цепи за счет изменения сопротивле^Л ния УЭ по закону, задаваемому входным сигналом. Я
Для усилительных каскадов, питающихся постоянным напряжед нием, важно выявить сущность получения переменного выходногД напряжения (или приращений напряжения обоих знаков на выходеЯЦ при переменном напряжении на входе. Я
Ввиду использования для питания источника постоянного напряЯ жения Е ток i в выходной цепи каскада является однонаправленными (рис. 2.3, а). При этом переменный ток и напряжение выходной цеп™ (пропорциональные току и напряжению входного сигнала) следуете рассматривать как переменные составляющие сум-д марных тока и напряжения, накладывающиеся на их постоянные» составляющие fa и Uа (рис. 2.3, б). Связь между постоянными и пере-Я менными составляющими должна быть такой, чтобы амплитудные» значения переменных составляющих не превышали постоянных сос-Я тавляющих, т. е. Iа > 1т и Uа > Um. Если эти условия не будут» выполняться, ток i в выходной цепи на отдельных интервалах будет! равен нулю, что приведет к искажению формы выходного сигнала. ! Таким образом, для обеспечения работы усилительного каскада при | переменном входном сигнале в его выходной цепи должны быть созданы 1 постоянные составляющие тока /п и напряжения Uп. Задачу решают я путем подачи во входную цепь каскада помимо усиливаемого сигнала I соответствующего постоянного напряжения Пвх.п (или задания coot- 1 ветствующего постоянного входного тока /вх п). 1
Постоянные составляющие тока и напряжения определяют так 1 называемый режим покоя усилительного каскада. Параметры i
90
ма покоя по входной цепи (/вх.п, ^вх.п) и по выходной цепи (/п, Р/) характеризуют электрическое состояние схемы в отсутствие входного' сигнала.
н Таким образом, усилительные свойства каскадов усиления основываются на следующем.
В При подаче на управляемый элемент напряжения входного сигнала токе выходной цепи создается переменная составляющая, вслед-в вие чего на управляемом элементе образуется аналогичная составляющая напряжения, превышающая переменную составляющую напряжения на входе. Усилительные свойства проявляются тем сильнее, qeM больше сказывается влияние входного сигнала на выходной ток управляемого элемента и чем сильнее проявляется воздействие изменения тока в выходной цепи на изменение напряжения на управляемом элементе (т. е. чем выше сопротивление /?).
Показатели усилительных каскадов зависят от способа включения
транзистора, выполняющего роль управляемого элемента. В связи с этим анализ усилительных каскадов на биполярных транзисторах проводится ниже для трех способов включения: с общим эмиттером (ОЭ), общим коллектором (ОК) и общей базой (ОБ). Каскады рассматриваются в предположении синусоидальной формы кривой усиливаемого сигнала в области средних
частот, для которых реактивное сопротивление дополнительно вводимых в схемы конденсаторов можно считать равным нулю, а влиянием паразитных емкостей схемы и транзистора, а также зависимостью коэффициента а транзистора от частоты — пренебречь (частотные свойства каскадов рассматриваются в § 2.4). Анализ проводится на примере каскадов на транзисторах типа р-п-р.
Усилительный каскад ОЭ
Существует множество вариантов выполнения схемы усилитель
ного каскада на транзисторе ОЭ. Это обусловлено главным образом особенностями задания режима покоя каскада. Особенности усили-
тельных каскадов ОЭ рассмотрим на. примере схемы рис. 2.4, получившей наибольшее применение при реализации каскада на дискретных компонентах.
Основными элементами схемы являются источник питания Ек, управляемый элемент — транзистор Т и резистор RK. Эти элементы образуют главную цепь усилительного каскада, в которой за счет протекания управляемого по цепи базы коллекторного тока создается усиленное переменное напряжение на выходе схемы. Остальные элементы
Рис. 2.4. Схема усилительного каскада ОЭ
31
каскада выполняют вспомогательную роль. Конде саторы Ср1, Ср2 являются разделительными. Конденсатор ( исключает шунтирование входной цепи каскада цепью истс ника входного сигнала по постоянному току, что позволяв во-первых, исключить протекание постоянного тока через источи входного сигнала по цепи Ек — Rt — Rr и, во-вторых, обеспечу независимость от внутреннего сопротивления этого источника 1 напряжения на базе (7бп в режиме покоя. Функция конденсате' Ср2 сводится к пропусканию в цепь нагрузки переменной состава ющей напряжения и задержанию постоянной составляющей. ]
Резисторы R t, R2 используются для задания режима покоя к| када. Поскольку биполярный транзистор управляется током, | покоя управляемого элемента (в данном случае ток /кп) создае| заданием соответствующей величины тока базы покоя /бп. Резисв Ri предназначен для создания цепи протекания тока /бп. Совмесв с R2 резистор Rf обеспечивает исходное напряжение на базе {/бп| носительно зажима «+» источника питания. |
Резистор /?э является элементом отрицательной обратной свя! предназначенным для стабилизации режима покоя каскада при изн нении температуры. Конденсатор Сэ шунтирует резистор R3 по | ременному току, исключая тем самым проявление отрицатель® обратной связи в каскаде по переменным составляющим. Отсутств конденсатора Сэ привело бы к уменьшению коэффициентов усилев схемы. I
Название схемы «с общим эмиттером» означает, что вывод эм| тера транзистора по переменному току является общим для входи и выходной цепей каскада. 1
Температурная зависимость параметров режима покоя обусл| ливается зависимостью коллекторного тока покоя /кп от температуй Основными причинами такой зависимости являются изменения! температуры начального тока коллектора /ко(э)> напряжения Я и коэффициента (3. Температурная нестабильность указанных пая метров приводит к прямой зависимости тока /кп от температуры. И отсутствии мер по стабилизации тока /кп его температурные измЯ ния вызывают изменение режима покоя каскада, что может привей как будет показано далее, к режиму работы каскада в нелинейи области характеристик транзистора и искажению формы кривой Я ходного сигнала. Вероятность появления искажений повышая с увеличением амплитуды выходного сигнала. Я
Проявление отрицательной обратной связи и ее стабилизийя щего действия на ток /кп нетрудно показать непосредственно на Я ме рис. 2.4. Предположим, что под влиянием температуры токЯ увеличился. Это отражается на увеличении тока /эп, повышая напряжения U3n = /эп/?э и соответственно снижении напряжЯ ^бэп = ^бп — Ёэп- Ток базы /бп уменьшается, вызывая уменьшу тока /кп, чем создается препятствие наметившемуся увеличению Я /кп- Иными словами, стабилизирующее действие отрицателЯ обратной связи, создаваемой резистором R3, проявляется в том,Я температурные изменения параметров режима покоя передакЯ
обратной связи в противофазе на вход каскада, препятствуя ИвП самым изменению тока /кп, а следовательно, и напряжения £7КЭП. теМПоиннип действия каскада ОЭ заключается в следующем. При -—I постоянных составляющих токов и напряжений в схеме пола вход каскада переменного напряжения приводит к появле-i следова
наличии
никэ переменной составляющей тока базы транзистора, а
Рис. 2.5. Графическое определение режима покоя каскада ОЭ на коллекторных (а) и базовой (б) характеристиках транзистора
тельно, переменной составляющей тока в выходной цепи каскада (в коллекторном токе транзистора). За счет падения напряжения на резисторе £?к создается переменная составляющая напряжения на коллекторе, которая через конденсатор Ср2 передается на выход каскада — в цепь нагрузки.
Рассмотрим основные положения, на которых базируется расчет элементов схемы каскада, предназначенных для обеспечения требуемых параметров режима покоя (расчет по постоянному ток у).
л Анализ каскада по постоянному току проводят гр афо-ан а-и тическим методом, основанным на использовании гра-пореСКИХ ПостР°ений и расчетных соотношений. Графические пост-тик111151 пР°в°Дятся с помощью выходных (коллекторных) характерис-НаглТРаНЗИСТ°Ра (Рис- 2.5, а). Удобство метода заключается в (U ЯДНО,С™ нахождения связи параметров режима покоя каскада щихП(п /кп С амплитУДНЫми значениями его переменных составляю-ХОДНЬ?1ХОДНОГО напряжения £7ВЫхт и тока /кт), являющимися ис-ца и пРи расчете каскада.
емую лЫХоДных характеристиках рис. 2.5, а проводят так называ-м у т 0 ки н и ю нагрузки каскада по постоянно-координа г пРе^ставляюЩУю собой геометрические места точек,
ты и /к которых соответствуют возможным значениям
93
ада Аналитически зависимость точки (режима) покоя ия> характеризующего баланс = SoS»” «« жении в выли"
/7НЭП= Ек -— I кнЕк J энЕэ — Ек I каЕк
^'кэц напр
Поскольку коэффициент а близок к единице, без ности можно записать
^Еэ. а
особой
(2.
погре:
^кэп ~ Ек ^кп (Ек ~Г Еэ).
(2.
Выражение (2.2) является графическим уравнением прямой. | связи с этим построение линии нагрузки каскада по постоянному ток. удобно провести по двум точкам, характеризующим режим холостое, хода (точка а) и короткого замыкания (точка б) выходной цепи каскад (рис. 2.5, а). Для точки a /кп = 0, UK3B— —Ек а для точки б 1/^= = О, /кп = EJ(RK + /?э). Выбрав по входной (базовой) характерно тике /б = F(U6b) необходимое значение тока базы покоя /бп, тем са мым определим координаты точки П пересечения соответствующе! выходной характеристики при /б = /бп с линией нагрузки каскад; по постоянному току (рис. 2.5, а). \
При определении переменных составляющих выходного напря-! жения каскада и коллекторного тока транзистора используют л и-нию нагрузки каскада по переменному ток у.'. При этом необходимо учесть, что по переменному току сопротивление'; в цепи эмиттера транзистора равно нулю, так как резистор /?э шун- ’ тируется конденсатором Сэ, а к коллекторной цепи подключается) нагрузка, поскольку сопротивление конденсатора Ср2 по переменному; току мало. Если к тому же учесть, что сопротивление источника пи- тания Ев по переменному току также близко к нулю, то окажется») что сопротивление каскада по переменному току определяется соп-) ротивлениями резисторов /?,. и Ra, включенных параллельно, т. е. /?н~ = Ек I! Ен- Сопротивление нагрузки каскада по постоянному J току /?н_= RK + Ra больше, чем по переменному току /?н~ = Ек II Ея- )
Поскольку при наличии входного сигнала напряжение и ток ! транзистора представляют собой суммы постоянных и переменных ’ составляющих, линия нагрузки по переменному току проходит через точку покоя П (рис. 2.5, а). Наклон линии нагрузки по переменному току будет больше, чем по постоянному току. Линию нагрузки по переменному току строят по отношению приращений напряжения к току: АПКЭ/Д/К = Ек || Ен-
При подаче иа вход каскада (см. рис. 2.4) напряжения пвх в базовой цепи транзистора создается переменная составляющая тока {’б~, связанная с напряжением ивх входной характеристикой транзистора (рис. 2.5, б). Так как ток коллектора через коэффициент (3 пропорционально зависит от тока базы, в коллекторной цепи транзистора создаются переменная составляющая тока tK~ (рис. 2.5,а) и переменное выходное напряжение пвых, связанное с током гк~ линией нагрузки по переменному току. При этом линия нагрузки ш>
енному току характеризует изменение мгновенных значении перемколлеКтора и напряжения на транзисторе ика или, как гово-Т°Ка перемещение рабочей точки. Рабочая точка перемеща-Рят’ вниз от точки покоя П при положительной полуволне входного егПпоя3!сения и вверх — при отрицательной полуволне. Очевидно, ^/исключения искажений выходного сигнала необходимо, чтобы ДабОчая точка при перемещении вверх по линии нагрузки не заходила в область нелинейных начальных участков выходных характеристик, а при перемещении вниз — в область начальных токов коллектора /кО(э)- Работа каскада без искажений выходного сигнала достигается за счет обеспечения соответствующей величины входного сигнала и правильного выбора режима (точки) покоя.
Рассмотрим факторы, которые следует учитывать при выборе точки покоя и расчете конкретного каскада. Исходными параметрами являются амплитудные значения переменных составляющих напряжения UBMsm и тока нагрузки 1вт, мощность в нагрузке Рв и сопротивление нагрузки RB. При существующих связях между указанными параметрами в принципе достаточно знать только два из них, например Uвых и Ян. чтобы найти все остальные.
Для исключения возможных искажений усиливаемого сигнала параметры режима покоя должны удовлетворять следующим условиям (рис- 2.5, а):
^кэп>^выхт + А^иэ» (2-3)
/цп ^кт "Ь /ко (э) max > (2.4)
где А(/кэ — напряжение на коллекторе, соответствующее области нелинейных начальных участков выходных характеристик транзистора; /к0(Э) max ~ начальный ток коллектора, соответствующий максимальной температуре.
Ток ZIim связан с выходным напряжением каскада соотношением
/ — вых /я __ Uвых т ?2 5)
Кт Шн Rb~ '
Чтобы увеличить коэффициенты усиления каскада, величину /?к выбирают в 3—5 раз больше Ra.
По выбранному току /кп находят ток базы покоя:
/6n = i^LZ^L, (2.6)
Г
а по входным характеристикам транзистора (рис. 2.5, б) — напря-ЖеНИе Ц>эп-
Ток эмиттера покоя связан с токами /бп и /кп соотношением
Лп = (1 + Р) /бп + /ко (э) =---- "°* (1 4- Р) + /ко (Э) « 1ци. (2.7)
Г
При выборе величины Ек (если она не задана) необходимо руководствоваться условием
95
Er — ^кэп Л<п^к Н- эл ,
(2.1
где
(2.L
//эн = ЛхЛ « 'кА- (2.'
При определении величины U3a исходят из следующих сообр жений. Повышение напряжения U3n сказывается на увеличении те; пературной стабильности режима покоя каскада, так как при этс сопротивление R3 получается больше и тем самым увеличиваете глубина отрицательной обратной связи по постоянному току в ка каде. Однако при этом необходимо повышать напряжение питаю Е„ схемы. В соответствии с указанным величину выбирают ра ной (0,1-г- 0,3)Дк.
С учетом выражения (2.8) получаем
R — ^вэп + /кп^к к 0,74-0,9
Сопротивление R3 находят из отношения
ЯЭ = £ЛЛКП. (2.1
При расчете элементов входного делителя следует исходить i таких соображений. С точки зрения температурной стабильност режима покоя нужно, чтобы изменение тока базы покоя /бп (всле; ствие температурной нестабильности напряжения слабо отр жалось на изменении напряжения /7бп.
Для этого требуется, чтобы ток делителя /д, протекающий чер< резисторы Д i и R2, превышал ток /бп через резистор Однако пр условии /д» /бп сопротивления Rt и R2 получаются малыми и ок зывают сильное шунтирующее действие на входную цепь транзи тора. Поэтому при расчете элементов входного делителя вводят о раничения:
^б = ^Н^ = (2-?5)гвх, = (2 — 5) 7дп ,
(2.1
(2.1.
где гвх — входное сопротивление транзистора, характеризующее col ротивление цепи база — эмиттер переменному току (гвх = Д/7бэМ/б Соотношение для расчета сопротивлений и R2 получаем и схемы рис. 2.4:
__ ^эп ~Ь ^бэп ^2 J.
/д /д
R (2<lf
/Д + /бп
Тип транзистора выбирают с учетом частотного диапазона работ каскада (по частоте [а или fp), а также параметров по току, напр} жению и мощности. Максимально допустимый ток коллектора тра! зистора /к,доп Должен быть больше наибольшего мгновенного зн; ченмя тока коллектора в каскаде, т. е. /ктах = /кп + 1кт < /к.д< 96
9 5 а)- Транзистор по напряжению обычно выбирают с учетом Отношения f/кэ. Доп>£к- Мощность Рк = Пкп7кп, рассеиваемая в С°° пекторном переходе транзистора, должна быть меньше максималь-К°Лдопустимой мощности Рк.доп транзистора. Кривая предельно до-Н° тогмой мощности представляет собой гиперболу, для каждой точки Sojofi = ^к.доп (рис. 2.5, а).
Таким образом, расчет каскада по постоянному току решает за-выбора элементов схемы для получения в нагрузке необходимых параметРов выходного сигнала.
Важными показателями каскада являются его коэффициенты
усиления по току Ki, напряжению Ки и мощности Кр , а также входное 7?вх и выходное /?ВЫх со-
противления. Задача определения этих показателей решается при расчете усилительного каскада по переменному току. Метод расчета основан на замене транзистора и всего каскада его схемой замещения по переменному току. Схема замещения каскада ОЭ приведена на рис. 2.6, где транзистор представлен его схемой замещения в физических параметрах (см. рис. 1.29, б). Расчет по переменному ти, используя схему замещения транзистора в h- параметр ах.
Расчет каскада производится для области средних частот, в которой зависимость параметров от частоты не учитывается, а сопротивления конденсаторов в схеме равны нулю и на схеме рис. 2.6 не показаны. По переменному току сопротивление источника питания равно нулю, в связи с чем верхний вывод резистора на схеме замещения связан с выводом эмиттера. Входной сигнал, как и ранее, принимается синусоидальным. Токи и напряжения в схеме характеризуются их действующими значениями, связанными с амплитудными значениями коэффициентом 1/]/2.
Определим входное сопротивление каскада 7?вх. го находят из параллельного соединения сопротивлений /?2 и опротивления гвх входной цепи транзистора:
rs
Рис. 2.6. тельного
ls Д НН
^вых
Схема замещения усили-каскада ОЭ в физических параметрах
току можно также вес-
^x = ^ll^llrBx. (2.16)
чепе713 опРеделения сопротивления гвх выразим напряжение £7бэ v з ток /б. Поскольку внутреннее сопротивление источника тока с (рис. 2.6) велико, а гк(э) 4- || RH»гэ, имеем
ибэ = Iог6 + Кгэ >
Нэ — 7б [гб -р (1 4- Р) гэ]. (2.17)
97
Поделив левую и правую части уравнения (2.17) на ток /6 дим
— гб + (1 • (2.1
Подсчитав в первом приближении RM по величине гВх с учет возможных значений r6, р и гэ, указанных в § 1.3, и условия Rt || R2 > (24- 5)гвх, получаем, что входное сопротивление каска ОЭ не превышает 1—3 кОм.
Для определения коэффициента усиления каска по току Ki — /н/^Вх выразим ток /н через /вх. С этой целью вг чале определим ток /б через /нх:
/б=/вх^. (2.
При определении тока /н через /б можно не учитывать сопроп ление гэ, весьма малое по сравнению с сопротивлениями элемеш выходной цепи:
"Д" — (2J
«в
С учетом выражения (2.19) имеем
7 _ I й Rbx (э) II Яв II (
' н — 1 вхР „ •
лвх
Подставив полученное соотношение в выражение для коэффщ ента усиления по току, находим
Гк О) II II . (2 \
гвх «н
Видно, что коэффициент Rj пропорционален коэффициенту р тр зистора и зависит от шунтирующего действия входного делител) значений сопротивлений RK, Ra. Соотношение (2.22) подтвержд
сказанное ранее о необходимости выбора Ri || /'вх и выполнен условия /?Б> RH. Для ориентировочной оценки R/ можно прип. 'вх и ^к(э) » II Дн- Тогда выражение (2.22) принимает )
Ri
II
Таким образом, каскад ОЭ обладает довольно значительным эффициентом усиления по току, стремящимся в пределе при Ra^ к коэффициенту передачи тока транзистора р. )
Коэффициент усиления каскада по напрял нию Ru = ^вых^г можно найти, выразив напряжение на нагру через ток нагрузки Ug = /ERa, а напряжение источника — че входной ток каскада:
Ru = -------=
' ВХ (Rr + ^вх)
Яв+Явх
98
Подставив в (2.24) соотношение (2.23), находим
К и ₽ -- 11 Rh- . (2.25)
“1“ ^вх
В соответствии с выражением (2.25) можно заключить, ,иеНт усиления каскада по напряжению тем больше, чем Ф.и,ош R тпянзистооа и сопоотивление выходной пеп э<.. по ср
что коэф-выше ко-НЛийиент р транзистора и сопротивление выходной цепи каскада авнению с сопротивлением входной цепи. В частности, коэффи
а)
Рис. 2.7. Схема усилительного каскада ОК (а) и его схема замещения в физических параметрах (6)
циент усиления по напряжению возрастает с уменьшением внутреннего сопротивления источника сигнала. Коэффициент Ко в схеме ОЭ составляет 20—100.
Усилительный каскад ОЭ осуществляет поворот по фазе на 180° выходного напряжения относительно входного. Для иллюстрации этого положения предположим, что напряжение ц,,х, имеющее положительную полярность, увеличивается (или воздействует, например, положительная полуволна входного напряжения; рис. 2.4). Повышение напряжения цЕХ уменьшает ток базы и соответственно ток коллектора транзистора. Падение напряжения на резисторе Уменьшается, что вызывает увеличение напряжения отрицательной полярности на коллекторе (или появление на выходе каскада отрицательной полуволны напряжения). Инверсия фазы выходного напряжения в каскаде ОЭиногда учитывается знаком «—» в выражениях для /(и
Коэффициент усиления по мощности Кр = ^вых/^вх = KuKi в схеме ОЭ составляет (0,24- 5) • 103.
Выходное сопротивление каскада рассчитывают относительно его выходных зажимов:
Явых = Як II Гк (э) • (2.26)
Поскольку гк(э) » /?к, выходное сопротивление каскада ОЭ определяется величиной /?к.
99
Усилительный каскад ОК (эмиттерный повторитель)
Схему рис. 2.7, а называют каскадом ОК, потому что коллект ный вывод транзистора по переменному току является общим эле родом для входной и выходной цепей каскада. Эмиттерным повто телем схему называют вследствие того, что ее выходное напряжей снимаемое с эмиттера транзистора, близко по величине входн| напряжению (ип = ит + ибэ« ит) и совпадает с ним по фазе!
Резистор /?э в схеме выполняет ту же функцию, что и резне] RK в схеме ОЭ, — создание изменяющегося напряжения в выход] цепи за счет протекания в ней тока, управляемого по цепи ба! Функция конденсатора Ср2 сводится к передаче в нагрузку перем ной составляющей выходного сигнала. Резисторы R b R2 предназ чены для задания режима покоя каскада. Для повышения входи сопротивления резистор R% в схему часто не вводят. Расчет каск по постоянному току проводят по аналогии со схемой ОЭ.
Рассмотрим параметры каскада ОК по переменному току. С э' целью представим каскад его схемой замещения (рис. 2.7, б) и с лаем выкладки, подобные выполненным для схемы ОЭ.
Входное сопротивление каскада ОК определи ся параллельно соединенными сопротивлениями Rlt R2 и сопрот лением входной цепи транзистора гвх:
= R1 II ^2 II гвх •
При определении гЕХ выразим напряжение через ток /б:
[гб + (1 + ?) (О + II /?н)]
и поделим напряжение UBX на ток /б:
Гвх = гб + (1 + ?) (гэ + ^ЭП RH). (2,
В отличие от выражения (2.18) здесь сопротивление гэ для схе ОК входит в сумме с || RB, в связи с чем сопротивление вход! цепи транзистора гвх и входное сопротивление R каскада ОК бо ше, чем в схеме ОЭ. Поскольку гэ обычно много меньше Дэ || гб меньше второго слагаемого правой части выражения (2.27), } входного сопротивления эмиттерного повторителя можно
R2 II [(1 +^)(ДЭ 1Ю-
записи
(2.
При выборе высокоомного входного делителя входное сопрот ление каскада получается достаточно большим. Так, при (3 = 5( R3 II Rn — 1 кОм RBX = 51 кОм. Однако при повышенных входн сопротивлениях нельзя пренебрегать сопротивлением гк(э), шун рующим входную цепь каскада (рис. 2.7, б). В этом случае более т ное выражение для входного сопротивления
Явх = Ri II Rt II [(1 + ₽) (R3 II О
Высокое входное сопротивление является Преимуществ каскада ОК-
100
каскада имеет вид
II гк <э) • (2-
одним из важнейш
входное сопротивление требуется в случае применения кас-Выс°К° согласующего звена при работе от источника входно-
када в обладающего высоким внутренним сопротивлением-20 Хе же приемы, что и для схемы ОЭ, используем при определении лфипиента усиления по току Д/. Соотношение /9°19) действительно также для схемы ОК- Поскольку ток /н здесь ляется частью тока /э, выражение (2.20) приобретает вид
/В = (1 + ?) h и с учетом (2.19) получаем
R* II Rh
(2.30)
/в = /вх(1 -Н)
г вх *\н
(2.31)
Коэффициент усиления по току в схеме ОК
Д/ = (1 4- Р) Лвх. А II Rh Гвх RH
(2.32)
т. е. он также зависит от соотношений Двх и гвх, Дэ и Дн. В предположении Двх~ имеем
Д/ » (1 + ft) -э 11 Rh- . (2.33)
RH
Согласно выражениям (2.32) и (2.33) каскад ОК обеспечивает усиление по току. При Дэ = Дк и одинаковых значениях Дн коэффициенты усиления по току в схемах ОК и ОЭ примерно одинаковы.
Коэффициент усиления по напряжению Ду рассчитывают по формуле (2.24). При подстановке в нее Д/ (2.33) имеем
д^1 +fi) (2.34)
“г ^вх
Для оценки коэффициента Ду примем Двх » Дг, а величину Двх определим приближенно по (2.28): Двх~ (1 + Р)1ДЭ II При этом Kuw 1. Точный расчет дает Ки< 1 и в пределе Ду стремится к единице. Это свойство каскада ОК используют, когда необходимо повысить мощность сигнала при сохранении величины его напряжения.
Поскольку Ду «1 .коэффициент усиления помощ-н°сти Др близок по величине к Д/.
Выходное сопротивление Двых каскада ОК, представляющее собой сопротивление схемы со стороны эмиттера 1Рис. 2.7, б), определяется из соотношения
£вых = II (тэ + Гб f1" R* } ~ Ъ II гэ. (2.35)
II \ 1 “Г Р )
сопротивление каскада мало (10—50 Ом). Это свойство когда необходимо решать задачу согласования выходной
Усилителя с низкоомным сопротивлением нагрузки. При этом Д ОК применяют в качестве выходного каскада усилителя.
Выходное ^пользуют.
Усилительный каскад ОБ
Схема каскада ОБ приведена на рис. 2.8, а. Его элементы Е
предназначены для задания тока /эп в режиме покоя. Остальные
менты каскада выполняют те же
Рис. 2.8. Схема усилительного каскада ОБ (а) и его схема замещения в физических параметрах (б)
2
функции, что и в схеме ОЭ. В п ципе реализация схемы ОБ дс кает использование и общего точника питания Ек.
Рассмотрим параметры ус тельного каскада ОБ по пере ному току. Для этого BOCHOJ емся его схемой замещения, веденной на рис. 2.8, б.
Расчет по схеме рис. дает
Rbx ~ ii Рэ,+ 0 — а) ^б1 •
Согласно выражению входное сопротивление определяется главным । сопротивлением гэ и состав 10—50 Ом. Малое входное со
кас обр
тивление является существе! недостатком каскада ОБ, так этот каскад создает большую рузку для источника вход сигнала.
По переменной составляющей ток коллектора связан с током э тера соотношением /к = а/э. Поскольку цепь эмиттера транзит входит во входную цепь каскада, коэффициент усиления по току з меньше единицы. Соотношение для Ki, полученное из расчета с2 рис. 2.8, б, имеет вид з
Я,-: II Як
Коэффициент усиления по току в схеме ОБ существенно (в 10 раз) меньше, чем в схемах ОЭ и ОК.
Расчет коэффициента усиления по напряжению дает
К и »
ДкПДн . Яг “I” Явх
Согласно выражению (2.38), коэффициент усиления по на’ жению каскада ОБ возрастает с уменьшением внутреннего сопр( ления источника входного сигнала. Простейшие расчеты пог, вают, что при Дг -> 0 коэффициент усиления по напряжению када ОБ приближается к величине Ки каскада ОЭ.
Выходное сопротивление каскада ОБ
^вых = Rk П ГК (б) ~
102
При рассмотрении статических характеристик транзистора / 1.3) отмечалось, что в схеме ОБ выходные характеристики отучаются большей линейностью, а транзистор может использоваться лИ ^льшем коллекторном напряжении, чем в схеме ОЭ. В соответ-ПР и с этим каскад ОБ будет вполне оправдан при необходимости сТ учения повышенных значений выходного напряжения, когда П скад ОЭ не может быть применен ввиду невозможности использо-К ния транзистора по напряжению или недостаточной линейности В„пактеристик. Усилительный каскад ОБ при этом служит в качестве выходного каскада усилителя, а каскад ОК — в качестве предвыходного каскада. Каскад ОК будет представлять для каскада ОБ источник входного сигнала с малым внутренним (выходным) сопротивлением, что важно для применения каскада ОБ.
Фазоинверсный каскад
Фазоинверсный каскад (каскад с разделенной нагрузкой) предназначен для получения двух выходных сигналов, имеющих сдвиг по фазе в 180°. Схема фазоинверсного каскада приведена на рис. 2.9, а. Она получается из схемы ОЭ (см. рис. 2.4) при отключении конденсатора Сэ и подключении второй нагрузки Т?н2 через Срз к 7?э. Выходные сигналы снимаются с коллектора и эмиттера транзистора. Сигнал «ВЫх2, снимаемый с эмиттера, совпадает по фазе с входным сигналом ивх (рис. 2.9, б, в), а сигнал ивых1, снимаемый с коллектора (рис. 2.9, г), находится с ним в противофазе. Диаграммы, приведенные на рис. 2.9, б—г, иллюстрируют получение обоих выходных сигналов.
Рассмотрим показатели фазоинверсного каскада. Входное сопротивление каскада рассчитывают по аналогии с каскадом ОК:
Рис. 2.9. Схема фазоинверсного каскада (а) и его временные диаграммы (б, в, а)
ЮЗ
— R1 II Rl II кб + (1 + ?) О"Э + R3 II ^нг)1 > (2|
или приближенно |
Rbx ~ О + ?) (гэ + Ra II Rh^)' (2|
Коэффициент усиления по напряжению по первому выходу 4 определяют по аналогии с каскадом ОЭ, а по второму выходу KJ по аналогии с каскадом OK: I
К и 11 R^- , (J
Rr + ^вх I
XU2 ~ + P) 11 ^h2) . J
Rr + Rbx |
Коэффициенты усиления каскада по обоим выходам могут на диться в различных соотношениях между собой. Это определяй в основном соотношениями величин RK || KHi и R3 II Rai- При вы! нении равенства (1 + Р)(КЭ II Кна) — Р(Кк II KHi) коэффициенты! ления по обоим выходам получаются одинаковыми. я
Поскольку в знаменатели соотношений (2.42), (2.43) ссзме! с Rr входит величина Квх (2.41), большая выражения в числите коэффициенты усиления Кт, Ки2 оказываются меньше единиш
§ 2.3. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРА!
Принцип построения усилительных каскадов на полевых т| зисторах тот же, что и каскадов на биполярных транзисторах. | бенность заключается в том, что полевой транзистор управляя по входной цепи напряжением, а не током. По этой причине зад режима покоя в каскадах на полевых транзисторах осуществляв подачей во входную цепь каскада постоянного напряжения со<л ствующей величины и полярности. Этой особенности уделяется Я ное внимание при анализе каскадов на полевых транзистора! постоянному току. .1
Полевые транзисторы, так же как и биполярные, имеют три сЯ включения. В соответствии с названиями электродов различают! кады с общим стоком (ОС), общим истоком! и общим затвором (ОЗ). Каскад ОЗ обладает низким в| ным сопротивлением, в связи с чем он имеет ограниченное прЦ ческое применение. Поэтому ниже рассматриваются только касй ОС и ОИ. Рассмотрение ведется для транзисторов с каналом п-Я С учетом изменения полярности напряжений питания его можнЦ пользовать и для усилительных каскадов на транзисторах с Ц лом p-типа. Я
Усилительный каскад ОИ Я
Схема усилительного каскада ОИ приведена на рис. 2.10. КЯ выполнен на МДП-транзисторе со встроенным каналом n-типа, рЦ которого возможна как в режиме обогащения, так и в режиме ш
104
Основными элементами каскада являются источник питания иеВ11 транзистор Т и резистор 7?с. Нагрузка подключена через раз-тельный конденсатор СР2 к стоку транзистора. Основные элемен-ДеЛкаскада выполняют вспомогательную роль. Элементы Дв, Rs, Ra Тпедиазначены для задания 17вип в режиме покоя. Резистор Ди соз-пРед каскаде отрицательную обратную связь по постоянному току, дает ь
Рис. 2.10. Схема усилительного кас- Рис. 2.11. Графическое определение када ОИ режима покоя каскада ОИ на вы-
ходных характеристиках транзистора
служащую для стабилизации режима покоя при изменении температуры и разбросе параметров транзистора. Конденсатор Си предназначен для исключения отрицательной обратной связи по переменному току. Разделительный конденсатор Ср1 обеспечивает связь каскада с источником входного сигнала.
Принцип выбора режима покоя тот же, что и для схемы на биполярном транзисторе (рис. 2.11). Соотношения (2.3) и (2.4), используемые при выборе режима покоя, здесь можно записать в следующем
^сип --> ^вых m + А£/си , (2.44)
/сп>/от. (2.45)
7 Точка покоя П размещается на линии нагрузки по постоянному / 2’ к<ж>Рая проходит через точки а и б (рис. 2.11). Для точки а Линия УС1' = + £с’ для точки 6 Uca = °’ /о = + #и)-
гРУзки по переменному току определяется сопротивлением являе В многокаскадных усилителях нагрузкой каскада
тоЧИо ся Вх°дная цепь последующего каскада, обладающая доста-₽Узка ВЬ1Соким входным сопротивлением Двх. В таких случаях наг-ЛяетСя Каскада по переменному току в значительной степени опреде-МеНьщеС(??РотивленИем выбираемым по меньшей мере на порядок “вх- По этой причине для каскадов предварительного уси
105
ления наклон линии нагрузки по переменному току (прямая в-незначительно отличается от линии нагрузки по постоянному т< и в ряде случаев их учитывают одной прямой а—б.
Рассмотрим вопросы, связанные с осуществлением требуем режима покоя в каскаде (задание величин Ucim и ~ коя /сп и напряжение сток — исток покоя <7СИП ни ем
/сп). Ток стока , связаны соотно;
транзистора представляет через точку
(2.
U СО! ПО1
^сип = &e ~~ Лш (*с +' Ra) и определяются напряжением затвор — исток соответствующим точке покоя. Напряжение (7ЗИП параметр стоковой характеристики, проходящей П (рис. 2.11).
Как известно (см. § 1.4), полевой транзистор со встроенным налом может работать как в режиме обогащения канала носител: заряда, так и в режиме обеднения. Поэтому полному диапазону । ходных характеристик этого транзистора соответствует напряже затвор — исток, изменяемое не только по величине, но и по зн (см. рис. 1.40, б). По указанной причине в режиме покоя напря.. ние на затворе может иметь как положительную, так и ompi тельную полярность относительно истока и даже быть равным, ну
Рассмотрим случай, когда (7аип < 0. Поскольку он являете; тому же типичным для каскада ОИ на полевом транзисторе с j переходом (см. рис. 1.36), излагаемый ниже принцип Задания ' буемого режима покоя целиком переносится и на указанный кас(
Элементами, предназначенными для создания напряже Цшп< 0 в режиме покоя, являются только резисторы Ra и RBt рис, 2.10), резистор RA не нужен. Необходимые величины и по; ность напряжения получаются на резисторе Ra в результате пр кания через него тока /ип = /сп. В связи с этим выбор Ra произве по величине
= UamHcn. (2
Резистор R3 предназначен для обеспечения потенциала зар равным потенциалу нижнего вывода резистора Ra, т. е. для по; напряжения (7ЬИП с резистора Ra между затвором и истоком т’ зиетора. Сопротивление Ra выбирают на несколько порядков мег входного сопротивления транзистора. Это необходимо для исключи влияния температурной нестабильности и разброса значения в ного сопротивления транзисторов на величину входного conpd ления каскада. Значение Ra принимают равным 1—2 МОм.
Помимо обеспечения требуемого напряжения (7аип резистор создает отрицательную обратную связь в каскаде, препятствую; изменению тока /сп под действием температуры и разброса naps ров транзистора. Тем самым функция резистора 7?и сводится т? к стабилизации режима покоя каскада. С целью повышения стаб ности часто идут на увеличение Ra сверх значения, нужного для ( печения напряжения (7ВИП. Требуемая при этом компенсация И точного напряжения Uan осуществляется подачей на затвор сое’ 108
юшего напряжения t/8n путем включения в схему резистора #i. Условия указанной компенсации получаем соотношение, которое И3 У быТЬ использовано для расчета сопротивления R^
Паип = - Узп = lCnRa - Ео --3-
(2.48)
(2.49)
Еэ + Ri
р> _ ecr3 иип 6ЗИП
Величину Пип определяют с учетом выбора напряжения
Е0 Есип UBn IcaRc .
Величина Rc оказывает влияние на частотные свойства
(2.51)
питания:
(2.50)
каскада; ее рассчитывают, исходя из верхней частоты диапазона С точки зре-нИЯ расширения частотного диапазона, сопротивление Rc желательно уменьшать. Приняв в качестве известной величину внутреннего сопротивления транзистора гг, получим оценку возможных значений
Rc = (0,054-0,15)^.
Относительно напряжения (7ИП можно высказать те же соображения. что и для напряжения (7ЭП в каскаде ОЭ: повышение напряжения Um благоприятно сказывается на стабильности точки покоя вследствие увеличения сопротивления Ra, однако при этом возрастает требуемое напряжение источника питания Еа. В связи с указанным напряжение 1/ип выбирают порядка (0,14-0,3) Ес. По аналогии с выражением (2.10) имеем
Е _ Ц<Гп + /сп/?с С 0,74-0,9
При Пзип > 0 необходимость включения резистора Ra диктуется требованием стабилизации режима покоя. Включение резистора Я1 здесь обязательно. Выбор элементов производится с использованием соотношений (2.48) — (2.51). При этом в выражениях (2.48), (2.49) следует соответственно либо положить напряжение (7ЗИП равным нулю, либо изменить знак перед напряжением Пзип. Режим 0 является типичным для полевых транзисторов с индуцированным каналом (см. рис. 1.41,6). Поэтому с учетом изменения знака перед [7ЗИП соотношения (2.48), (2.49) используют для расчета Цепей смещения каскада ОИ на этих транзисторах.
и Выбор типа транзистора производят с учетом тех же данных, что в каскаде ОЭ. Учитывают максимальный ток стока Zcmax, мак-мальное напряжение 1/ситах и максимальную рассеиваемую мощ-в транзисторе Pptnax (рис. 2.11).
оСу^асКад так же как и схема ОЭ на биполярном транзисторе, УЩествляет поворот по фазе на 180° усиливаемого сигнала. Пос-(ри^е11Ие на вход, например, положительной полуволны напряжения ’ 2.11) вызывает увеличение тока стока и соответственно повы-На 6 напРяжения на резисторе и уменьшение напряжения стока. ПолярЫХ°Де бУдет выделена полуволна напряжения отрицательной
107
Проведем анализ каскада по переменному току. Поскольку щ зитные емкости каскада определяются межэлектродными емкост полевого транзистора и зависят от схемы включения, анализ Kact будем проводить по полной схеме замещения транзистора рис. 1.38, а), учитывающей и межэлектродные емкости. Схема мещения каскада ОИ показ на рис. 2.12, а.
Схема замещения основ на использовании источника ка St/Bx в выходной цепи. < противления Rc, RH, вклю1 ные параллельно в выход, цепи, определяют сопротив ние нагрузки Ra~ = Rc |( ; Сопротивления Ra, R, в сх< замещения каскада ОИ так включены параллельно. 1 скольку входное сопротив, ние каскада, как правило, щественно больше Rr, в ходи напряжение каскада принима равным Ег. Емкости раздел тельных конденсаторов Ср1, ( и конденсатора Са достаток велики и их сопротивления4 переменному току близки к н эти конденсаторы, как и блок не показаны.
3)
Рис. 2.12. Схема замещения каскада ОИ с источником тока (а) ком напряжения
И ИСТОЧНИ-
(б)
замещения
лю. Поэтому на схеме
рованный конденсатором Си резистор Ra,
Выражение для коэффициента усиления каск да по напряжению для средних частот, когда сопротивл ния оставшихся в схеме велики, записывается в ивх
замещения конденсаторов еще достаток виде
__ SUbx (ri II ^н~ )
(2.
или
Ки =
Srt^
(2.5
коэффиц-а м усиления р полевого транзистора. С учетом соотй§ Sri — И формула (2.53) принимает вид
Произведение Sri называют стати ческим е н т о шения
Ки =
(2.2
основании выражения (2.54) возможен второй вариант пос?
На
роения схемы замещения каскада ОИ — с источником напряжен^ pt/BX (рис. 2.12, б).
108
g случае, когда схема ОИ является каскадом предварительного йЛения в многокаскадном усилителе, /?н~ = Rc || /?вх л? /?с. Если ^честь к тому же, что Rc « гг, то коэффициент усиления каскада по напряжению KuftiSR0. (2,55)
Входное сопротивление каскада ОИ определяется параллельно соединенными сопротивлениями R, и R8:
RBX = Ях Н Ra.
(2.56)
Выходное сопротивление каскада ОИ
#вых = Ro II rt« Ro.
(2-57)
При переходе в область высоких частот необходимо учитывать входную и выходную емкости каскада.
При расчете входной емкости должны быть учтены межэлектродные емкости С3и, транзистора (рис. 2.12, а), а также емкость монтажа входной цепи См (емкость деталей и проводов входной цепи каскада по отношению к шине «—» источника питания). Указанные емкости создают на высоких частотах реактивные составляющие токов входной цепи, определяющие суммарный входной ток каскада:
^свх = cw 4" сзс 4~ . (2.58)
Токи /сзи, 1с м определяются входным напряжением t/BX каскада, а ток /сзс — напряжением сток — затвор. Поскольку напряжение на стоке находится в противофазе с входным напряжением, напряжение между затвором и стоком будет равно UBJ + ^вых = 0 + 4 Ku)UBx.
С учетом указанного определяем емкостный входной ток каскада:
iсвх ~~ /“^зи^вх 4* /“Сдд (1 + К и) UES ju>CMUBX, или
свх = /ш^вх {^зи 4- (1 + Ки) Свс 4- См] = ,
где Свх — входная емкость каскада;
Свх = Сзи 4- (1 + Ки) Сво 4- См. (2.59)
Если принять для примера Сзя= 10 пФ, С3с = 2 пФ, См = 2 пФ к Ки ~ 50, то входная емкость составит 114 пФ, причем определяющим будет второе слагаемое в выражении (2.59).
Выходная емкость каскада зависит от межэлектродных емкостей участков сток — исток и сток — затвор, а также емкости монтажа выходной цепи. Расчет выходной емкости производят по ои же методике, что и расчет входной емкости:
^ВЫХ Сса 4-
14-Кц «и
Сзс 4- См.
(2.60)
109
Усилительный каскад ОС (истоковыи повторитель)
Схема истокового повторителя близка по виду к схеме ОК. В честве примера на рис. 2.13, а показана схема ОС, выполненная! полевом транзисторе с встроенным каналом. Элементы /?!, /?3 с местно с Rn используются для задания режима покоя транзистор выбираемого с учетом амплитуды выходного сигнала. 1
0+Е.
Е
а)
Рис. 2.13. Схема усилительного каскада
3) !,
ОС (а) и его схема замещения
Выбор и обеспечение режима покоя производят по аналогии, каскадом ОИ. При этом учитывают, что элементы, опрёделяюцц. сопротивления каскада по постоянному и переменному токам, ра< положены в цепи истока транзистора. Нагрузкой каскада по пост< янному току является резистор 7?и, а по переменному току — /?н~ = = RB il
Для истокового повторителя напряжение на нагрузке совпади* по фазе с входным напряжением и связано с ним соотношением :
U^UBX-U3a. (2.61;
Напряжение Ua, в свою очередь, в соответствии со схемой заме щения транзистора является функцией напряжения U31V действующе го на входе транзистора (см. рис. 1.38, a): i
= Жи (rt || Rn~),
или
U =___________Уд
'-/ЗИ — о
(2.62),
Выражения фициента
Поскольку
(2.61) и (2.62) используем для определения усиления каскада по напряж
UH SR;!!#»-) i\u-------— -----г---------
^вх 1 4~ ||
Rn~, соотношение (2.63) записывают в
коэф-;
е н и ю;
(2.63)
виде
НО
(2.64)
К (Ыэициент усиления Ки зависит от крутизны транзистора и г JOJ каскада по переменному току. С увеличением S и ко-Яжн?Уиент усиления по напряжению стремится к единице. В связи эффи“ истокового повторителя целесообразно использовать тран-С ЭТИ пы с повышенными значениями крутизны. Важность прибли-зИСТ°я к единице коэффициента усиления по напряжению в большинстве случаев диктуется необходимостью уменьшения влияния Ткости Сзи на входную емкость каскада.
Схему замещения истокового повторителя часто представляют источником напряжения в выходной цепи, подобно схеме рис. 2.12, б с каскада ОИ. Для нахождения эквивалентных параметров схемы замещения преобразуем выражение (2.63), заменив в нем S = р/г, и раскрыв гг II Ra~ = • 7.7— ' После простейших преобразований получаем выражение для Ки через статический коэффициент усиления зранзистора р:
(2.65)
Поделив числитель и знаменатель правой части выражения (2.65) на 1 + р и заменив Ku = Ua/UBX, находим
Пн = 7^- Пвх------------------ (2.66)
1 + (А Н
На основании выражения (2.66) строим схему замещения каскада (рис. 2.13, б). В выходную цепь такой схемы замещения входит эквивалентный источник напряжения —-— t/B с эквивалентным 1 + fl
внутренним сопротивлением г;/(1 + р). Входная цепь схемы замещения (рис. 2.13, б) состоит из тех же элементов, что и схема замещения ОИ.
По схеме замещения определяем выходное сопротивление каскада ОС:
Явых = Яи 1| «4- (2‘67)
II 1 + fl S
Величина /?вых в схеме ОС имеет меньшее значение, чем в схеме ОИ, и составляет 100—3000 Ом.
Выгодно отличается рассматриваемая схема и по величине вход-н ° г о сопротивления /?вх. Поскольку напряжение затвор— исток транзистора в схеме истокового повторителя равно разности (УВх — 67ВЫх, собственный входной ток транзистора получается существенно меньшим, чем в схеме ОИ, и температурная нестабильность сопротивления участка затвор — исток проявляется слабее, что допускает применение более высокоомных резисторов Ri’ R3. В соответствии с указанным каскады ОС обеспечивают су-
111
о большее сопротивление А?вх (до нескольких мегом), приводимые расчеты показывают, что и входная! кость истокового повторителя существенно меньше, чем в ( каде ОИ.
Для истокового повторителя необходимо учитывать емкост составляющие входного тока цепей затвор — сток и затвор —щ транзистора, а также составляющую тока емкости монтажа вход цепи каскада. Поскольку напряжение стока неизменное, составл щая тока емкости С3о определяется, как и для емкости монтажа' напряжением (7ВХ. Составляющая тока емкости С3и зависит от на^ жения 1/8И = Йвх — ЙВЫх = (1 — Ду)1/вх. Суммарный емкост] входной ток истокового повторителя •
1с вх “ вх^зс + Ом О —К и) + См],
откуда
Свх — Сдс + Сзи (1 —АД) + См. (2.;
Из сравнения выражений (2.68) и (2.59) следует, что входная । кость истокового повторителя меньше, чем в схеме ОИ. При СЬи = 10 пФ, Сзс — 2 пФ, См — 2 пФ и Ки= 0,85 емкость Свк = 5,5 l против 114 пФ в схеме ОИ. Соотношение (2.68) показывает целесоа разность приближения к единице коэффициента Ки истокового пй торителя, так как при этом уменьшается влияние на входную емкое’ одной из самых значительных емкостей
транзистора — Сзи.
§ 2.4. МНОГОКАСКАДНЫЕ
С КОНДЕНСАТОРНОЙ
УСИЛИТЕЛИ связью
При усилении малых входных сигналов может оказаться, чг одного усилительного каскада недостаточно для получения нужного к эффициента усиления. В этом случае задачу решают с помощью мног каскадных усилителей, получаемых путем последовательного соед нения отдельных каскадов (рис. 2.14). В многокаскадных усилителе выходной сигнал первого и любого промежуточного каскада служг, входным сигналом последующего каскада. Нагрузкой указанны каскадов является входное сопротивление последующего каскад.: Входное и выходное сопротивления усилителя определяются соо' ветственно входным и выходным каскадами.
Рис. 2.14. Структурная схема многокаскадного усилителя
112
V эсЬфициент усиления многокаскадного усилителя равен пронзаю коэффициентов усиления входящих в него каскадов:
Ua Сш| ^ВЫХ2
Er Er U вх2
Ku
КтКиз ...Kun. (2.69) ^BX N
Связь каскадов в многокаскадном усилителе может осуществлять-с помощью конденсатора, трансформатора или непосредственно. R5 соответствии с этим различают усилители с конденсатор-^ой трансформаторной и непосредственной связью. ;
В настоящее время усилители применяются преимущественно в интегральном исполнении с непосредственной связью между каскада (см. § 2.7). Исключение составляют узкополосные усилители радиотехнических устройств высокой частоты, где связь усилительных каскадов интегрального исполнения, а также связь источника входного сигнала с входом усилителя и выхода усилителя с нагрузкой могут осуществляться через трансформатор (одна из обмоток которого образует с дополнительно вводимым конденсатором параллельный колебательный контур). Конденсаторы в усилителях интегрального исполнения могут применяться как навесные элементы для связи источника входного сигнала с входом усилителя, выхода усилителя с нагрузкой, а также для связи отдельных усилителей между собой. В качестве элемента связи конденсатор используется в усилителях звуковых частот, усилителях высокой частоты и широкополосных усилителях.
Для многокаскадных усилителей важными являются амплитудно-частотная, фаз о-ч астотная и амплитудная характеристики. В данном параграфе эти показатели рассматриваются для усилителей, в которых в качестве элементов связи используются конденсаторы, поскольку этот случай является более общим. Рассмотрение проводится для наиболее общего случая — на примере многокаскадного усилителя с конденсаторной связью между каскадами. Материал базируется на применении в усилителях биполярных транзисторов.
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя
В многокаскадных усилителях с конденсаторной связью (рис. 2.15) нагрузкой промежуточного каскада является входная цепь последующего каскада. С учетом замены Ra на /?кх анализ, проведенный в 9 2.2, действителен и для промежуточных каскадов. Число каскадов в многокаскадном усилителе определяют по выражению (2.69), исходя из требуемого коэффициента усиления. Каскады рассчитывают (выбор и обеспечение режима покоя, расчет по переменному ТокУ) в последовательности от оконечного каскада к первому. Сначала проводят расчет оконечного каскада, который обеспечивает получение тРебуемой мощности (тока или напряжения) сигнала на нагрузке 5—648 из
По коэффициенту усиления оконечного каскада определяют п! метры его входного сигнала, являющиеся исходными для рас! предоконечного каскада, и т. д. вплоть до первого (входного) I када. Расчет вначале ведут для средней частоты f(l, что позво! пренебречь влиянием конденсаторов в усилителе (их сспротиЕл! принимают равным нулю или бесконечности для конденсаторов, с| щих в схеме замещения параллельно) и не учитывать зависим!
Кф
я
е,
-0+
0-£к
Рис, 2.15. Схема многокаскадного усилителя с конденсаторной I связью ]
параметров транзисторов от частоты. Учет свойств транзисторов влияния конденсаторов в случае необходимости производят, исх из диапазона частот усиливаемого сигнала, чем обеспечивается т| буемая полоса пропускания частот усилите^ Наличие в схеме усилителя конденсаторов и зависимость пар метров транзисторов от частоты приводят к тому, что при изменен] частоты входного сигнала напряжение на выходе усилителя из.\
[•М
fe'
няется как по амплитуде, так и по фазе. В соответствии с этим коэя фициент усиления по напряжению характеризуется комплексна величиной, определяемой модулем коэффициента усиления и углом фазового сдвига q> выходного синусоидального напряжена усилителя относительно входного. Зависимость модуля коэффициент усиления Ки от частоты определяет амплитудно-частотную хари териапику усилителя, а зависимость угла фазового сдвига <р от чЯ тоты — его фазо-частотную характеристику. В области низШ частот полосы пропускания указанные зависимости при чисто актия ной нагрузке обусловливаются наличием конденсаторов в схеме, а| области высоких частот — главным образом частотными парамед рами транзисторов. Обычно на практике можно независимо иссл| довать влияние элементов, определяющих ход указанных характе ристик в области высоких и низких частот. 5
Рассмотрим особенности работы усилителя в области нН к и х ч а с т о т.
При расчете в § 2.2 коэффициентов усиления одиночных каскадй сопротивление конденсаторов переменному току хс = 1/®С прини
равным нулю. Как указывалось, такое предположение дей-!йаЛ°ельно для полосы средних частот. Коэффициент усиления уси-СТВеля для этнх частот соответствует величине Кио (рис. 2.16, а), лиТ„ой произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов. PaBfjo мере снижения частоты начинает сказываться уменьшение сводимости межкаскадных конденсаторов связи Ср в усилителе.
Потса, средних
О Поноса
। пропускания ।
а)
5)
Рис. 2.16. Общий вид амплитудно-частотной характеристики многокаскадного усилителя с конденсаторной связью (а), влияние емкости конденсаторов связи на амплитудно-частотную характеристику усилителя в области низких частот (б)
Вследствие падения напряжения на конденсаторах уменьшается напряжение сигнала, поступающее на первый каскад от источника входного сигнала и на последующие каскады с выходов предыдущих. Падение напряжения на конденсаторах приводит к уменьшению амплитудных значений сигналов на выходе каждого каскада и усилителя в целом, что проявляется снижением его коэффициента усиления в области низких частот (рис. 2.16, а). Влияние конденсаторов Ср является причиной того, что в усилителе с конденсаторной связью коэффициент усиления Ки -> 0 при /-> 0. „Характер зависимости коэффициента усиления в области низких частот определяется величиной емкости конденсаторов Ср. В частности, с увеличением их емкости снижение коэффициента усиления происходит при более низких частотах (рис. 2.16, б).
Необходимо отметить, что на коэффициент усиления усилителя ® области низких частот оказывают влияние также конденсаторы ^э- Их влияние проявляется в том, что с уменьшением частоты снижаются коэффициенты усиления каскадов вследствие уменьшения шунтирующего действия конденсаторов на резисторы
Уменьшение модуля коэффициента усиления в области низких частот Киа учитывается коэффициентом частотных искажений усилителя
Ми = Кт/Кин, (2.70)
который представляет собой произведение коэффициентов частотных ажений, обусловленных каждым из конденсаторов в усилителе:
Мн = МиС1 МнС2 . . . MhCN .
5*
115
Коэффициент частотных искажений, обусловливаемый влияй каждого из конденсаторов, рассчитывают с учетом его постоям времени тнс и частоты ®н по формуле |
Так, для конденсатора Ср1 (см. рис. 2.15) постоянная времИ тнр1 — где ^вх1 — входное сопротивление пепЛИ
каскада; для конденсатора Cai тН91 = Са1(/?4 || RT13), где сопротивление транзистора 7\ со стороны эмиттера (7?т1Э^га); Я конденсатора Ср2 тНр2 = Ср2(/?вх2 + /?вых1), где /?вх2 — входМ сопротивление второго каскада. Аналогично определяются постгДИ ные времени и для других конденсаторов в схеме. Я
При расчете .усилителя на требуемую область низких часЯ исходным параметром является низшая частота полЯ пропускания 4п усилителя для усиливаемых сигналов. Частоте Я соответствует коэффициент частотных искажений Мн — ЛЯ (рис. 2.16, а), величина которого зависит от назначения усилитеЯ Так, например, для усилителей звуковых частот величину МЯп чаМ принимают равной ]/2. Согласно выражениям (2.71) и (2.72), задЯ сводится к выбору таких значений емкостей конденсаторов в усиД геле, чтобы произведение коэффициентов частотных искажений, оЯ словливаемых наличием конденсаторов в схеме, составляло Мн« =А1НП. -.дИ
Как отмечалось, наличие конденсаторов в схеме приводит к Я явлению и фазо-частотных искажений. В полосе средних частот, тЯ влияние конденсаторов не проявляется, сдвиг по фазе выходнсЯ напряжения усилителя относительно входного возможен только 'И величину пл, где п — число каскадов усилителя, осуществляющая изменение фазы сигнала на 180°. Как известно, ими являются лйтЯ каскады ОЭ (или ОИ), поскольку схемы ОБ и ОК (а также ОЗ и Оя фазу сигнала не поворачивают. »
С понижением частоты входного сигнала появление фазового сдвЯ га обусловлено тем, что ток в цепях с конденсаторами опережает м фазе напряжение. Так, например, в области низких частот входи® напряжение каждого каскада будет создаваться входным током eil костного характера, протекающим через конденсатор Ср. В связи с этим напряжение, поступающее на вход каскада после кондешЦ торов, будет иметь опережающий фазовый сдвиг относительно напрд жения источника (для первого каскада) и выходного напряжен® предыдущего каскада (для промежуточных каскадов). В результат фазовый сдвиг выходного напряжения усилителя относительно ег| входного напряжения в области низких частот имеет опережают^ характер, его угол равен сумме углов фазовых сдвигов, создаваемы^ всеми конденсаторами в схеме:
<₽н = Фнр1 + Фнр2 + *Рнэ1 + Фнрз + фнэз + ••• •
Угол фазового сдвига, создаваемого каждым из конденсаторов]
116
т из выражения, отражающего связь между коэффициентом на^оТНых искажений (2.72) и фазовым сдвигом:
Л4нС = /1 +(tg<pHC)2 = —,
cos<pHC
(2.74)
откуда
%с = arctg-..^-- "н^нс
Для иллюстрации влияния конденсаторов на частотные и фазо-е искажения предположим, что емкости всех конденсаторов в усилителе, кроме Ср 2 (см. рис. 2.15), довольно большие. Тогда амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики усилителя в области низких частот будут обусловлены конденсатором Ср2. Амплитудно-частотная характеристика усилителя будет определяться из условия Мн — = Мир2 по выражению (2.72), а фазо-частотная—но выражению (2.75) для Ср2. Вид характеристик показан на рис. 2.17, а, б сплошными линиями. При этом угол фазового сдвига в усилителе, обусловленный конденсатором Ср2, сра —>• л/2. Для частоты входного сигнала, при которой Л4Ы = = |/2, угол фазового сдвига согласно выражению (2.74) <рн — л/4 (рис. 2.17, а, б). Влияние всех конденсаторов усилителя вызывает спад амплитудно-частотной характеристики при больших частотах и согласно соотношению (2.73) — увеличение фазового сдвига (пунктирные кривые на рис. 2.17, а, б).
Рассмотрим работу усилителя в области высоких частот.
Факторами, влияющими на характеристики усилителя в области высоких частот, являются зависимость коэффициента Р транзистора от частоты и наличие емкости коллекторного перехода СК(Э) (для каскадов ОЭ). Уменьшение коэффициента усиления усилителя в области высоких частот обусловливается снижением коэффициентов усиления отдельных каскадов вследствие уменьшения модуля коэффициента р транзисторов, а также шунтирующего действия емкостей СК(э). О степени уменьшения коэффициента Р судят по граничной частоте /р, на которой его значение снижается в }/~2 раз относительно величины р0, действительной для области средних частот.
В области высоких частот коэффициент передачи тока р является комплексной величиной:
(2.75)
б)
^ио
О
ш
a) ддд
К ио
\ I
^/4-Д' Ъ
°
f
f
Рис. 2.17. К объяснению влияния конденсаторов на амплитудно-частотную (а) и фазо-частотную (б) характеристики усилителя
(><)
1 4-1 )
(2.76)
117
в связи с чем, а также с учетом емкости СК(Э) создается отстаю! фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного.
Уменьшение коэффициента усиления каскада в области высб частот характеризуется коэффициентом частотных искажений
Мвк = / 1 -р (о>тв)2, (2
где
тв = (2
— эквивалентная постоянная времени касг в области высоких частот.
Постоянная времени тр, примерно равная времени жизни н. новных носителей заряда в базе (дырок в транзисторах типа р-п-связана с граничной частотой /р выражением
а постоянная времени тк определяется параметрами коллектор! цепи каскада (см. рис. 2.6):
~ Ск (э) (/"к (Э) II Rr II (2.'
Угол фазового сдвига, создаваемого одним каскадом усилен находят из соотношения
Ф„1: = — arctga)Ts. (2,
Согласно выражению (2.77), коэффициент частотных искажен: увеличивается с ростом частоты, что соответствует уменьшению ь эффициента усиления каскада. При этом угол фазового сдвига, сс даваемого каскадом, стремится к величине — л/2. ?
Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики каска;
области высоких частот показаны на рис. 2.18, а, б.
Для
многокаскадного
а)
5)
«и
кт ме.п
О
V о
-Л/2
----п+-^ к । Г'
I
Рис. 2.18. К объяснению влияния частотных свойств транзисторов на амплитудно-частотную (а) и фазо-частотную характеристики усилителя (б)
усилителя коэффициент частотных иск-женин в области высоких частот нах дят по произведению коэффициенте! частотных искажений, вносимых ка( кадами:
мв (2.8|
а угол фазового сдвига — как сум»| углов фазовых сдвигов, создаваемы’ каскадами:
Фв = Фв1 + Фв2 + • • + q>BiV .
Амплитудно-частотная и фазо-ча< тотная характеристики усилителя
- области высоких частот показаны и рис. 2.18 пунктирными кривыми.
i Расчет усилителя в области вь I соких частот связан с обеспечение
в
118
ей частоты /вп полосы пропускания усилителя (см. рис. 2.16, а), Веп₽леляемом на уровне Мвп. На рис. 2.16, а принято Мвп = AfHn, оП" 'их равенство при определении полосы пропускания частот уси-Х°ТЯдя в принципе не обязательно. Расчет сводится к выбору типа лиТезИСтора по частоте /р и определению тв, при которых обеспечи-тратся необходимые коэффициенты частотных искажений каскадов, входящих в Усил™ь-
Амплитудные и фазовые искажения усилителя относятся к классу и н е й н ы х , так как они не вызывают изменения формы Лсиливаемого синусоидального сигнала. При более сложной форме Осиливаемого сигнала, характеризующегося спектром гармонических составляющих, амплитудные и фазовые искажения усилителя являются причиной появления несоответствия между формой выходного и входного напряжений вследствие нарушения связи между гармоническими составляющими по амплитуде и фазе.
Амплитудная характеристика усилителя
Амплитудная характеристика отражает зависимость амплитуды выходного напряжения от изменения входе. По этой характеристике судят о возможных пределах изменения входного и выходного сигналов усилителя. Ее снимают при синусоидальном входном сигнале для области средних частот.
Типичный вид амплитудной характеристики усилителя показан на рис. 2.19. Участок 1—3 соответствует пропорциональной зависимости амплитуды выходного напряжения от амплитуды входного сигнала Егт, которые связаны между собой коэффициентом усиления усилителя Кио. Амплитудная характеристика не проходит через начало координат ввиду наличия на выходе напряжения собственных помех и шумов усилителя. Участок ниже точки 1 амплитудной характеристики не исполь-
зуется, так как здесь полезный сигнал трудно отличить от напряжения собственных помех и шумов усилителя. По величине £4тП/Лл/о оценивают уровень минимальных напряжений входного сигнала 1 У в с т в и т е л ь н о с т ь) усилителя.
При достижении некоторого значения входного сигнала Егт, соответ-ующего точке 3, пропорциональность зависимости выходного напря-НичИЯ от БхоДного сигнала нарушается. Причиной является огра-х ение Максимального напряжения одной или обеих полуволн вы-0бГГО СИГнала на неизменном уровне. Ограничение создается чно в оконечном каскаде усилителя, работающем при наибольшем
амплитуды напряжения на
Uin ах
ивыхз
buxif.
и
ивых2
^вЫХ!
Рис. 2.19. Амплитудная характеристика усилителя
tffoixfn
П
119
входном сигнале, и связано с нарушением требуемой связи парам ров режима покоя каскада с амплитудными значениями его пер^И ных составляющих напряжения и тока 1см. (2.3), (2.4)]. Ограни чД напряжения одной из полуволн обусловливается перемещением^ бочей точки характеристики каскада вдоль линии нагрузки по менному току в область начальных участков коллекторных х^И теристик, а другой полуволны — перемещением рабочей точйИ область отсечки коллекторного тока (см. рис. 2.5, а). Д
Для получения наибольшей амплитуды выходного напряжвЯ необходимо, чтобы точка покоя выходного каскада размещалась!^! середине его линии нагрузки по переменному току. При этом р^Н ограничения по амплитуде будет устанавливаться одновременно^ обеих полуволн выходного напряжения. При невыполнении укаЯ ного условия режим ограничения амплитуды наступит вначале лД для одной из полуволн и граничной точке 4 линейно нарастаюнИ| участка амплитудной характеристики (рис. 2.19) будет соотвепД вать меньшая величина (7ВЬ1хт. Д
Отношение амплитуды максимально допустимого выходного Д ряжения к минимально допустимому D = t/max/fAnin называем динамическим диапазоном усилителя. Д
При входном напряжении синусоидальной формы сигнал наЛ ходе усилителя, строго говоря, нельзя считать чисто синусоидЯ ным. Ввиду неизбежной нелинейности входных и выходных вольтЯ перных характеристик транзисторов возникают искажения фоШ кривой выходного напряжения. Это относится как к синусоидальнЯ входному напряжению, так и к входному сигналу любой другой (Я мы. Такие искажения, вносимые усилителем, называют н ел и ня н ы м и. С увеличением амплитуды входного напряжения вел ища ность вольт-амперных характеристик транзисторов проявляется сйЯ нее, поэтому при большем напряжении входного сигнала нелинейм искажения, вносимые усилителем в кривую выходного напряжена возрастают. Я
Нелинейные искажения, создаваемые усилителем, оценивают Я синусоидального входного напряжения, исходя из состава выспИ гармонических составляющих в кривой выходного напряжения, щ явление которых вызвано отличием формы напряжения нвых от Я нусоиды. Мерой оценки служит коэффициент нелине! ных искажений (клирфактор) усилителя, указываем! в процентах: 1
4ej2E5±5iLloO=!5En±H±Slo(), 1 /77 |
где Р2, Р3, Рц,-.. — мощности, выделяемые в нагрузке под возда ствием 2-й, 3-й, 4-й,... гармонических составляющих напряжен| (l/2, l/3, IZ4); Pi — мощность в нагрузке, обусловленная основн| гармонической составляющей напряжения (UP)- |
120 I
§ 2.5. КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
Каскады усиления мощности обычно являются выходными (оконеч-А ) каскадами, к которым подключается внешняя нагрузка, и ^^дназначены для получения в нагрузке требуемой мощности. В пРеА с указанным энергетические показатели этих каскадов явля-СВЯя весьма существенными и при анализе усилителей им уделяется Основное внимание.
Каскады усиления мощности отличаются большим разнообра-Они могут выполняться на биполярных и полевых транзисто-
.4/
-us^0
'в U/<3
Рис. 2.20. Расположение точек покоя на коллекторных характеристиках транзистора в режимах классов А, В и АВ
зием. ~— - „„
пях включенных по схеме ОЬ, Оэ’(ОИ) ИЛИ ОК (ОС). По способу подключения нагрузки усилительные каскады могут быть трансформаторными и бестрансформаторными.
Важным является также класс усиления, используемый в каскаде.
В усилителях мощности нашли применение три класса усиления: класс А, класс В и класс АВ, отличающиеся положением точки покоя на линии нагрузки по постоянному току. Особенности указанных классов покажем на примере коллекторных характеристик транзистора ОЭ.
В режиме класса А выбор точки покоя 77а (рис. 2.20) производят так, чтобы рабочая точка при движении по линии нагрузки не заходила в нелинейную начальную область коллекторных характеристик и в область отсечки коллекторного тока, т. е. в области искажений выходного сигнала. Иными словами, все рассмотренные каскады работают в режиме усиления класса А. Режим класса А используется в так называемых однотактных каскадах усиления мощности, описываемых далее. Каскады усиления мощности класса А обеспечивают наименьшие нелинейные искажения выходного сигнала, но обладают минимальным к. п. д. Они нашли применение при мощности в нагрузке не более нескольких десятков миливатт.
° режиме класса В (рис. 2.20) точка покоя.77в располагается в крайней правой части линии нагрузки каскада по постоянному току. Режиму покоя соответствует напряжение £7бэ = 0. При аличии входного сигнала ток коллектора транзистора протекает пябЬК0 В течение одного полупериода, а в течение другого транзистор I отает в режиме отсечки тока. В режиме класса В усилитель мощ-вЬ1П0ЛНЯ10т- по двухтактной схеме с использованием двух тран-ств?10?06'.. Каждый из транзисторов служит для усиления соответ-
Ующей полуволны входного сигнала. Выходной каскад при этом
121
обладает более высоким к. п. д. и применяется на более высокие Я ности, чем однотактный. я
Режим класса АВ является промежуточным между! жимами классов А и В. Он позволяет существенно уменьшить ц| нейные искажения выходного сигнала, сильно проявляющиеся режиме класса В вследствие нелинейности начального участка в! ной характеристики транзисторов. Это достигается некоторым ;| щением точки покоя вверх относительно точки (рис. 2.20)1
Каскады усиления мощности рассматриваются на биполярЯ транзисторах, включенных преимущественно по схеме ОЭ. На п| вых транзисторах эти каскады выполняются аналогично. 1
Усилитель мощности класса А с трансформаторным включением нагрузки
Схема усилителя мощности класса А показана на рис. 2.211
выходной цепи протекают
Рис. 2.21. Схема усилителя мощности класса А с трансформаторным включением нагрузки
существенно большие токи, чем в едя рис. 2.4. Это накладывает определи ные ограничения на выбор величД Ra ввиду необходимости уменьшении этом резисторе мощности потерь. ВеЯ чина Дэ здесь не превышает нескол ких десятков ом. 1
Кроме того, ввиду малой величии Ra возникают трудности, связанные! применением конденсатора Сэ для и ключения отрицательной обратной ей зи по переменному току, поскольи величина Сэ должна быть достаточв большой. Поэтому резистор Ra в схегс рис. 2.21 либо вообще не применяет либо включают его, не шунтируя koi денсатором Сэ, а создаваемую при эта отрицательную обратную связь полез!
используют, например, для уменьшения нелинейных искажений! каскаде, коррекции частотной характеристики и т. д. (см. § 2. я Рассмотрение каскада проводится далее при Ra = 0. а
Расчет каскада производят графо-аналитическим методом с Ш пользованием линий нагрузки по постоянному и переменному токай Исходными при расчете являются выходная мощность Рн и сопро тивление /?н. 1
В выходной цепи каскада рис. 2.21 сопротивление по постоянном току относительно мало. Оно определяется активным сопротивл! нием первичной обмотки трансформатора, в силу чего линия нагрузка каскада по постоянному току проводится из точки Ек почти вертикально. i
Для определения угла наклона линии нагрузки каскада по пер^ менному току, проходящей через точку покоя, необходимо опредч лить коэффициент трансформации трансформатора п = wi/w2. i
122
т к как сопротивления п, г2 соответственно первичной и вторич-
-биоток трансформатора малы, то сопротивление нагрузки каскада Н°Йпеременному току определяется приведенным к первичной обмотке сопротивлением 7?н:
Я»- = /г2 (RH + г2) + гх ж п2Ев. (2.84)
Для выбора координат точки покоя £7КЭП, /кп по выражениям (2.3), /2 4) требуется определить величины Указанные
араметры находят следующим образом.
П Мощность переменного тока Рвых.к, поступающая от каскада в первичную обмотку трансформатора (мощность в коллекторной цепи транзистора), и мощность, отдаваемая в нагрузку (Рн), связаны соотношением
рвых.к= РнЧр, (2.85)
гДе — к. ц. д. трансформатора, составляющий величину 0,8—0,9, которая уточняется в последующем при его расчете (выборе).
В случае синусоидальной формы сигнала выходная мощность каскада связана с параметрами UKm, /кт выражением р _____________________Цкт^кт ^кпг ^кт
вЫх.к 2 2₽н~ 2п2Рн ’
откуда с учетом равенства (2.85) находим
(2.86)
п= у -------—
' 2Рвых.к Рн
2Рн«н
(2.87)
Выбор напряжения UKm производят по величине /7КЭП(2.3) с учетом того, что для рассматриваемого каскада 1Л!ЭП близко Ек (рис. 2.22). Величину Ек может определять выбранный ранее источник пита- i
ния. В соответствии с указанным <///Л4/Дх
величину UKm и коэффициент трансформации п можно считать известными.
Для определения /нп можно воспользоваться линией нагрузки каскада по постоянному току или соотношением (2.4), в котором
4m = (2.88)
После нахождения точки покоя транзистора через нее проводится Линия нагрузки по переменному Току под углом, определяемым отношением Д/7КЭ/Д/К = 7?н~.
Выбор типа транзистора связы
Рис. 2.22. Графические построения для расчета каскада класса А с трансформаторным включением нагрузки
123
вают с проводимым расчетом, так как тип транзистора наклад] ет ограничения на ток /кт, напряжение UK3m и мощность Р„, свиваемую в коллекторном переходе:
^к-Доп &тпц~ Лш 4" кт > ^кэ.Доп^ ^кэт = Uкэп 4" Uкт
^к.доп= (2
Поскольку в процессе расчета необходимо обеспечивать требуем условия работы транзистора и отдаваемую им мощность, расчет к; када проводят в несколько приемов по приведенной методике. П этом удобно использовать понятие треугольника мощи с т и, заштрихованного на рис. 2.22, площадь URmIRml% которо! равна мощности Рвых.к, отдаваемой каскадом.
По найденному значению 7КП определяют ток /6п, а затем по и вестным соотношениям (2.14), (2.15) рассчитывают элементы входно: делителя Pi, р2.
Определим к. п. д. каскада. Он равен произведению коэффиц ентов полезного действия коллекторной цепи и трансформатора:
П = ДДтр •
Величину т]к находят как отношение выходной мощности каскад;
Р ________ I ] / /о
1 вых .в
к мощности, потребляемой от источника питания:
Р р г ^11 1
ги ‘-‘к1 кп кэп1 кп’
К- п. д. коллекторной цепи
Р у. __ вых-к
Чк — р г и
(2.93)
(2.94)’
(2.95)
^б'кэп/кп
Из выражения (2.95) следует, что с повышением уровня выходного сигнала к. п. д. увеличивается и стремится к предельной величине, равной 0,5, при !кт = /кп и UKm = Дкэп. Положив т]тр = 1, заключаем, что предельно возможное значение к. п. д. рассматриваемого каскада составляет 0,5. Для исключения режима ограничения амплитуды выходного напряжения параметры выходного сигнала /кто, Дкш принимаются меньше параметров режима покоя. Вследствие этого, а также с учетом того, чтот]тр=^ 1, реальные значения д не превышают 0,35—0,45.
Для определения теплового режима работы транзистора необходимо рассчитать мощность Рк, рассеиваемую в коллекторном переходе транзистора. Мощность Рк характеризуется разностью мощностей, потребляемой каскадом и отдаваемой в цепь трансформатора:
1 — р ___р —[/ !______L и 1
К 1 И 1 вых-в u кэп* кп о °Кт/К7П‘
(2.96)
124
Согласно выражению (2.96), мощность Рк зависит от уровня витого сигнала и при максимальном его значении, когда UKm == у и /кт = /кп, стремится к величине 0,5 Ра, а в отсутствие ^гнала равна Ра. Поскольку при работе каскада возможны пере-сИвы в подаче усиливаемого сигнала, тепловой режим транзистора рассчитывают по мощности Ра.
Двухтактные выходные усилительные каскады
Схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью показана на рис. 2.23. Она выполнена на двух транзисторах f и Тг- Нагрузка подключается к каскаду с помощью выходного трансформатора Тр2. Коллекторная цепь транзистора Ti подключена к первой секции его первичной обмотки И)21, а транзистора Т2 — ко второй секции w2_2- Отношение
чисел витков первичной и вторичной обмоток определяется коэффициентом трансформации «2 = Схе-
Рис. 2.23. Схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью
ма соединения оомоток показана на рис. 2.23. Трансформатор Tplt имеющий коэффициент трансформации выполняет функцию
входного трансформатора каскада. Он обеспечивает подачу входного сигнала на базовые цепи обоих транзисторов. В случае
многокаскадного усилителя обмотка ©вх трансформатора Трг включена в коллекторную цепь предвыходного каскада, выполненного по схеме однотактного усилителя с трансформаторной связью (см. рис. 2.21).
Двухтактный каскад может работать в режиме класса В или АВ. Режим класса АВ осуществляется подачей с помощью резисторов Ri, R2 напряжения смещения на базы обоих транзисторов от источника питания £к. В режиме класса В начальное смещение'не создается и резистор Ri отсутствует. Резистор- R2 при этом используется для обеспечения работы входных цепей транзисторов в режиме, близ-
ком к режиму источника тока.
Рассмотрим сначала работу схемы в режиме класса В.
В отсутствие входного сигнала напряжения на базах обоих транзисторов относительно их эмиттеров равны нулю. Если не учитывать обратные токи коллекторных переходов /к0. обоих транзисторов, то можно считать, что токи в усилителе равны нулю. Напряжение на нагрузке также равно нулю. К коллектору каждого транзистора относительно эмиттера приложено постоянное напряжение источника питания £к.
При подаче входного сигнала, начинающегося с положительной
125
полуволны, на вторичной обмотке ю1_1 трансформатора TpY действЯ отрицательная относительно общей точки обмоток полуволна напи жения, а на вторичной обмотке 10^2 — положительная полуволя В результате транзистор Тг остается закрытым, а через входную ця транзистора 7\ протекает базовый ток z61, обусловленный полув® ной напряжения на обмотке Wj.p При этом транзистор Т\ откры| ется и через него протекает коллекторный ток iKi = |3t01, а в обмот! ®2-i создается напряжение u2-i = На натрут
действует положительная полуволна напряжения ин = u2-iln2. 1
При поступлении на вход каскада отрицательной полуволны Д пряжения полярность напряжений на вторичных обмотках входной трансформатора изменяется на обратную. Теперь в закрытом с<д тоянии будет находиться транзистор Т\, а в усилении сигнала буди участвовать транзистор Т.>. На обмотке щ2-2 трансформатора Тр2 а протекания тока гк2 = (Зг62 (при одинаковых коэффициентах (3 обой| транзисторов) создается напряжение той же величины, которое буди трансформироваться с обратной полярностью в нагрузочную обмотй wa. На нагрузке будет действовать отрицательная полуволна над ряжения. 1
Таким образом, процесс усиления входного сигнала осуществлю ется в два такта работы схемы. Первый такт сопровождается ус| лением одной полуволны напряжения с участием первого транзи! тора, а второй такт — усилением другой полуволны с участием вт|
рого транзистора. я
Описанный процесс работы каскада поясняют графические поси роения, приведенные на рис. 2.24 для одного из тактов усиления например для транзистора 1\. Линия нагрузки каскада по постоям ному току (рис. 2.24), исходящая из точки с координатами (0; £к), пр<| водится почти параллельно оси токов, поскольку сопротивление 1 коллекторной цепи транзистора определяется малым активным cd противлением первичной обмотки трансформатора Тр2. Поскольку
Рис. 2.24. Графический расчет двухтактного усилителя мощности
в режиме покоя П6эп = 0 и той коллектора определяется обратный током коллекторного перехода /к0| линия нагрузки каскада по пере! менному току пересекается с ли! нией нагрузки по постоянному току в точке с координатами (/^1 Ек). Линия нагрузки каска! да по переменному току проводит! ся с учетом того, что Переменным составляющим соот! ветствуют построения, приведенные! на рис. 2.24. |
Определим соотношения, харак4
теризующие энергетические пока-1 затели каскада. I
Мощность выходного сигнала,!
126
„пающая в первичные обмотки выходного трансформатора, определяется площадью заштрихованного треугольника (рис. 2.24); Р = ^Km.4m/2. (2.97)
q учетом потерь мощности в трансформаторе мощность в нагрузке
Р» = Лтра^вых.и- (2-98)
Так как потребляемый от источника питания ток ги является пуль-сИруюШим током с амплитудой !кт, его среднее значение
/и = — f 1кт sin гШ = . (2.99)
тс J тс
О
Мощность, потребляемая каскадом от источника питания,
р (2.100)
ТС
Из выражений (2.97), (2.100) находим к. п. д. коллекторных цепей каскада:
Лк = Рвых:К (2.101)
Р и 4 Ек и к. п. д. всего каскада:
<2-102)
4
Согласно соотношению (2.102), к. п. д. каскада возрастает с увеличением амплитуды выходного сигнала. Положив Uam — Ек ицтр = = I, из (2.102) находим предельное значение к. п. д.: т] = 0,785.
С учетом того, что амплитудное значение UKm не превышает Ек — — ДЙКЭ и что т) тр = 0,8ч- 0,9, реальные значения к. п. д. рассматриваемого усилителя мощности составляют 0,6—0,7, что в 1,5 раза выше, чем в однотактном выходном каскаде.
Определим мощность, рассеиваемую в коллекторных переходах обоих транзисторов:
। р р __________. 2Ек1ат_____1 г у J
к ги гвых-н о икп?кт’
ТС Z
или
^Еа U вт____1 U кт
тс Рц~ 2 ^н~
(2.103)
В соответствии с выражением (2.103) мощность Рк зависит от величины выходного сигнала каскада. Для определения максимальной Рассеиваемой мощности PKmax продифференцируем Рк по UKm и приравняем производную нулю:
dP к _ 2Z?K U^m Q
dUttm кРц~ ^н~
127
откуда найдем величину икт, соответствующую Рктах- (
Uwn == 2Ек/п — Q,64EK. (2.10<
Подстановкой соотношения (2.104) в (2.103) находим выражен!
для подсчета максимальной суммарной мощности, теряемой в тра1 зисторах:
(2.101
Р КтаХ Лт* /?н
При выборе типа транзистора по напряжению необходимо исх< дить из того, что при формировании полуволны напряжения на одно половине обмотки w2 трансформатора Тр2 на второй половине ei обмотки трансформируется равное ему напряжение, которое, суп мируясь с напряжением Ек, определяет напряжение на закрыт^ транзисторе. Максимальное значение напряжения на транзисто{ при этом может составлять 2ЕК. Исходя из этой величины и прои; водят выбор транзисторов по напряжению.
Режим класса В, характеризуемый протеканием через кажды из транзисторов только одной полуволны тока, отличается лучши их использованием по току. Выбор транзисторов по току произв! дится по величине /кт (рис. 2.24). В связи с этим при одном и том я типе транзисторов двухтактный каскад обеспечивает большую мои ность в нагрузке, чем однотактный.
Однако отсутствие в режиме класса В начального смещения npi водит к сильным нелинейным искажениям выходного сигнала. Осно> ная. причина этого явления — нелинейность входной характеристик транзисторов на начальном участке (при малых токах базы).
Влияние нелинейного начального участка входной характерш тики на искажение формы выходного сигнала показано на рис. 2.2! где входные характеристики обоих транзисторов представлены н общем графике. Как видно из рис. 2.25, при синусоидальном входно напряжении ип форма токов z61 и z62 получается искаженной. Всле^ ствие этого будет искажена и форма токов коллекторов zK1, zk2, а сл< довательно, выходное напряжение каскада. В режиме класса А ук? занная причина не проявляется благодаря наличию тока базы поко и исключению из работы начального участка входной характеристик!
Для уменьшения искажений в цепи баз обоих транзисторов ввс дят дополнительные резисторы (например, R2 на рис. 2.23), приб лижающие режим работы источника сигнала к режиму источник тока и ослабляющие тем самым влияние нелинейности входных ха рактеристик транзисторов. Однако из-за падения напряжения и дополнительных резисторах от протекания токов z6 при этом умет шаются коэффициенты усиления каскада.
Более целесообразным при необходимости получения особо точ ного воспроизведения формы сигнала следует считать переход режиму класса АВ, при котором с помощью резисторов R2 (сМ рис. 2.23) задается некоторое начальное напряжение смещения К базах транзисторов, соответствующее началу относительно линейног 128
частка их вольт-амперной характеристики. Расположение входных У оактеристик обоих транзисторов с учетом напряжения смещения показано на общем графике (рис. 2.26).
1?бППри наличии напряжения смещения U6n и начальных токов [ ф 0 обоих транзисторов входной сигнал воздействует на умень-.цсние базового тока одного транзистора и увеличение другого, в связи с чем результирующая входная характеристика каскада по
Рис. 2.25. Влияние нелинейности входных характеристик транзисторов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса В
Рис. 2.26. Уменьшение влияния нелинейности входных характеристик транзисторов на искажение формы усиливаемого сигнала в режиме класса АВ
лучается близкой к прямой линии, показанной на рис. 2.26 пунктиром. Влияние нелинейности входных характеристик на режим усиления исключается. При синусоидальном входном напряжении ток базы транзисторов будет определяться полуволнами синусоиды.
Задание небольшого напряжения смещения С/бп и протекание вследствие этого через элементы каскада небольших постоянных составляющих тока /бп и /кп практически не сказываются на энергетических показателях схемы по сравнению с режимом работы в классе В. Поэтому для режима работы в классе АВ действительны все приведенные ранее соотношения.
Двухтактные каскады усиления мощности выполняют и по схемам, исключающим применение трансформаторов, что обусловливается требованием уменьшения массо-габаритных и стоимостных показателей усилителей, а также возможностью их микросхемного исполнения.
Задачу решают последовательным включением транзисторов в схему (рис. 2.27). При этом возможны два способа подключения на-гРУзки к выходу каскада и соответственно два способа осуществления питания схемы.
При первом способе (рис. 2.27, а) каскад питают от двух источников Ек1 и ек2> имеющих общую точку, а нагрузку подключают
129
между точкой соединения эмиттера и коллектора транзисторов и ci щей точкой источников питания. Транзисторы Tj и Т2 каскада обы| но работают в режиме класса АВ, который обеспечивается посред ством резисторов Rt — R4. Транзисторы управляются двумя пр| тивофазными входными сигналами uBxi и ивх2, которые создают!
Рис. 2.27. Схемы бестрансформаторных двухтактных усилителей мощности: с питанием от двух источников (а, в) и одного источника (б, г)
с помощью предвыходного фазоинверсного каскада. Так же как | трансформаторном каскаде, процесс усиления двухполярного сии нала происходит в два такта. В первом такте участвует тран! зистор 7\, усиливающий отрицательную полуволну напряжения мвХ, при этом транзистор Т2 заперт положительной полуволной нап| ряжения пВХ2- Во втором такте усиливается другая полуволна сиЛ нала с участием транзистора Т2 при закрытом транзисторе ТР |
При втором способе (рис. 2.27, б) питание каскада осуществляй^ от общего источника, а нагрузку подключают через конденсатор <1 достаточно большой емкости. В отсутствие сигналов ивх1 и ивх2 кон! денсатор С заряжен до напряжения 0,5 £к. В такте работы транзися тора Tt транзистор Т2 закрыт и конденсатор выполняет функцию источника питания нагрузки. В такте работы транзистора Т2 той нагрузки протекает через источник питания £к. При этом ток zBJ протекающий через конденсатор С, пополняет его энергией, компем сиру я тем самым отданную в нагрузку энергию в предыдущем такте]
В схемах рис. 2.27, в, г подключение нагрузки и питание каскадов
130
олнены по аналогии со схемами рис. 2.27, а, б. Отличие заклю-БЬ1 ся в том, что в схемах рис. 2.27, в, г используются транзисторы чаеоБ р-п-р и п-р-п, благодаря чему здесь отпадает необходимость тИ Б х противофазных входных сигналах. При положительной полу-В лне сигнала в усилении участвует транзистор Т 1г а транзистор 7\ закрыт- При отрицательной полуволне сигнала поведение транзисторов обратное.
укажем общую особенность схем рис. 2.27 по сравнению со схемой содержащей трансформатор в выходной цепи. В схеме рис. 2.23 мощность (Уга/га)/2, отдаваемая в нагрузку, близка к величине (/2 /(2п2^?н). Иными словами, здесь путем варьирования коэффициента трансформации сравнительно просто решается задача получения требуемой мощности в нагрузке при полном использовании транзисторов по току и напряжению в условиях заданных значений Рв И RB.
В схемах рис. 2.27, а—г это трудно выполнимо, поскольку мощность в нагрузке определяется отношением Пкт/(27?н). Единственной возможностью получения требуемой мощности при заданном значении RH при этом является воздействие на значение Пкт, т. е. на величину напряжения питания каскада. При малых RH транзистор может оказаться недогруженным по напряжению, а при больших
RH — по току.
Следует также отметить особенность каскадов, выполненных по схемам рис. 2.27, а, б, в которых транзисторы Тt, Т.2 имеют разные способы включения: транзистор Т\ — по схеме ОЭ, а транзистор Т2 — по схеме ОК. Так как при указанных схемах включения коэффициенты усиления по напряжению различны, должны быть приняты меры по выравниванию коэффициентов усиления для обеих полуволн входного сигнала. Задачу решают обеспечением соответствующих коэффициентов усиления по двум входам предвыходного фазоинверсного каскада. В схемах рис. 2.27, в, г необходимость в этом отпадает, поскольку оба транзистора работают в одинаковом режиме — включены по схеме ОК.
Все схемы двухтактных выходных каскадов требуют применения одинаковых по параметрам транзисторов, в особенности имеющих равные коэффициенты передачи тока р.
§ 2.6. УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Введение обратной связи ОС призвано улучшить показатели усилителя или придать ему некоторые специфические свойства. Ранее был рассмотрен простейший вид обратной связи в одиночных усилительных каскадах, где она применялась для температурной стабилизации режима покоя. Проанализируем общие закономерности, обусловливаемые введением обратных связей в усилитель. В частности, это необходимо для построения усилителей на современной элементной базе (на линейных интегральных микросхемах).
131
Рис. 2.28. Структурная схема усилителя с обратной связью
Обратная связь осуществляется подачей на вход усилителя сига с его выхода. Иллюстрацией усилителя с обратной связью слуд структурная схема, приведенная на рис. 2.28. Звено обратной сй| характеризуется коэффициентом передачи х, nrijSM зывающим связь параметра (напряжения, тока) выходного сигнаИ этого звена с параметром (напряжением, током) выходной цепи уЯИ лителя. Коэффициент усиления усилителя К. и коэффициент певелДИ цепи ОС х указаны на рис. 2.28 в виде комплексных значений. ЭнМ означает учет возможного фазового слвияМ возникающего на низких или высоких чЯ тотах за счет наличия как в схеме усилИ теля, так и в цепи ОС реактивных элемЯ тов. Если работа усилителя осуществляеЯ в области средних частот, а в цепи ОС Я сутствуют реактивные элементы, то коэффЯ циенты передачи усилителя и звена ОС Я дут характеризоваться действительными зЯ чениями К и х. Я
В усилителях применяются различий виды обратных связей. Вид обратной связи зависит, в частности, от параметра (напряжя ния, тока) выходного сигнала, используемого для создания обратней! связи и способа подачи обратной связи на вход усилителя. Если пЯ раметром выходного сигнала является выходное напряжение усилив ля, то в усилителе будет осуществлена обратная связь пЯ напряжению, если ток выходной цепи — то обрати аЯ связь по току. Возможна и комбинированная обратная связЯ т. е. одновременно как по напряжению, так и ио току. Я
При подаче напряжения обратной связи с выхода четырехполюЯ ника х последовательно с напряжением источника входного сигнал! обратную связь называют последовательной. Когда яя напряжение обратной связи подается на вход усилителя параллельна напряжению источника входного сигнала, обратная связь являете! параллельной. Я
Оба указанных признака определяют конкретный вид обратим связи усилителя: последовательную (параллельную) обратную связ| по напряжению, последовательную (параллельную) обратную связ| по току, последовательную (параллельную) комбинированную обрата ную связь. На рис. 2.29 приведены примеры, иллюстрирующие ня иболее распространенные виды обратных связей в усилителях: по! следовательную обратную связь по напряжению (а), последователи ную обратную связь по току (б), параллельную обратную связь пй напряжению (в). Если при последовательной обратной связи (см. рис. 2.29, а, б) ее влияние сказывается на величине входног| напряжения собственно усилителя £?у, то при параллельной обратной связи (рис. 2.29, в) — на величине входного тока усилителя /у.
132
Воздействие обратной связи может привести либо к увеличению, ибо к уменьшению результирующего сигнала на входе усилителя, к пери°м случае обратную связь называют положительной, втором — отрицательной.
В Отрицательная обратная связь позволяет улучшить некоторые
показатели усилителя, в связи с чем вейное применение. Оценку влияния обратной связи на показатели усилителя рассмотрим на примере схе-мЫ с последовательной обратной связью по напряжению (рис. 2.29, а).
Определим коэффициент усиления усилителя Киж = _= 0BKX/UBi ПРИ наличии обратной связи.
С этой целью выразим напряже-
ние усилителя Uy через напряжение и напряжение обратной связи Uoc'
Uy = U^+Ucc. (2.106)
Разделив левую и правую части выражения (2.106) на выходное напряжение усилителя [)ЕЬГх, получаем
= 0зх. + , (2.107)
Овьп Овых
или
1//СУос + х, (2.108) где х = ^сс1иъъ^ — коэффициент передачи цепи обратной связи.
Из (2.108) находим соотношение ления усилителя, охваченного o6pai
она нашла здесь преимущест-
ву
Рис. 2.29. Виды обратных связей: последовательная обратная связь по напряжению (а), последовательная обратная связь по току (б), параллельная обратная, связь по напряжению (в)
ля расчета коэффициента уси-ой связью:
Лиос=----—-----• (2.109)
«Л*
Для упрощения анализа этого соотношения введем действительные значения Лф-и х:
- • (2.1 10)
1-ЛуХ
J33
Согласно выражению (2.110), при 1>Дих > 0 коэффициент у< ления усилителя с цепью обратной связи /СиОс получается боль) коэффициента усиления самого усилителя Ки. Это соответствует j ложительной обратной связи, когда напряжение Uос подается j вход усилителя в фазе с входным напряжением UBX, вследствие че Uy — UBX + U0G. Выходное напряжение усилителя с положительна обратной связью [/ВЫх = Ku(UBX + UGG)> KuUBX,& следователи? Kt/ос > Ки. \
Случай Kg'z > 1 при положительной обратной связи харакг’ ризует условие самовозбуждения усилителя, кот) на выходе усилителя появляется сигнал, состоящий из спектра част
независимо от сигнала на входе. При комплексных значениях
и х неравенство Жцх| 1 соответствует условию самовозбуждеш
на фиксированной частоте с появлением сигнала на выходе, близко к синусоиде. Этот режим работы усилителя нашел широкое пр
менение в генераторах синусоидального напряжения. При
имеем
Kuw —
Кц
1 ф- КуХ
<Ки.
(2.111
Это соответствует отрицательной обратной связи, когда напря жение U0G подается в противофазе с напряжением UBX, вследстви чего (/у = (/Вх — U0G. Таким образом, коэффициент усиления уси лителя с отрицательной обратной связью Ки<х оказывается меньше чем коэффициент К и в усилителе без обратной связи.
Оценим стабильность коэффициента у си л е ния усилителя с отрицательной обратной связью. С этой целы) продифференцируем выражение (2.111):
dKv }
(1 + /<ух)2 (1 + Кц*)2' <
Умножив левую и правую части уравнения (2.112) на Ки и учтя соотношение (2.111), получим выражение для относительных измё: нений коэффициентов усиления:
dK(j ос dKy/Ku
Ки ж 1+Кц*
Из выражения (2.113) следует, что относительное изменение коэф-j фициента усиления усилителя с отрицательной обратной связью в 1 + Ки* раз меньше относительного изменения коэффициента усиления усилителя без обратной связи. При этом стабильность коэффициента усиления повышается с увеличением глубины обратной связи, т. е. величины 1 -J- Если, например, предположить, что относительное изменение коэффициента усиления усилителя dKu/Ku = 20% и 1 + Ки* = ЮО, то относительное изменение коэффициента усиления усилителя с обратной связью dKuoJKuoc составит всего 0,2%.
134
рассматриваемая возможность повышения стабильности коэффи-нта усиления является ценной в условиях непостоянства коэф-^иеиента усиления усилителя из-за температурных изменений па-Ф» p0B элементов, в частности транзисторов, и их старения. В этом ^nvnae достигается также высокая стабильность коэффициента уси-С„аия при существующем разбросе параметров элементов в условиях массового производства аппаратуры.
При большом коэффициенте усиления Ки и глубокой отрицатель-ой обратной связи удается практически полностью исключить зависимость коэффициента усиления усилителя от изменения его параметров. При этом единицей в знаменателе выражения (2.111) можно пренебречь и коэффициент усиления усилителя будет определяться только коэффициентом передачи цепи обратной связи х:
Ки ос ~ 1 /*, (2.114)
т. е. практически не будет зависеть от Ки и его возможных изменений.
Таким свойством будет обладать, например, усилитель с Ки = = 104 и х — 10'2, коэффициент усиления которого Киос~ 1/х = 100.
Физический смысл повышения стабильности коэффициента усиления усилителя с отрицательной обратной связью заключается в том, что при изменении коэффициента усиления усилителя Ки изменяется напряжение обратной связи, приводящее к изменению напряжения Uy (рис. 2.29, а) в направлении, препятствующем изменению выходного напряжения усилителя. Например, при снижении Ки вследствие изменения параметров усилителя напряжение U0G уменьшается вследствие уменьшения напряжения (рис. 2.29, а), напряжение Uy = UBX — U0B возрастает, что вызывает повышение напряжения С/вых, препятствуя тем самым уменьшению коэффициента усиления Ки.
Повышение стабильности коэффициента усиления усилителя с помощью отрицательной обратной связи широко используется для улучшения амплитудно-частотной характеристики (рис. 2.30) многокаскадных усилителей с конденсаторной связью. Как известно, в области низких и высоких частот коэффициент усиления этих усилителей уменьшается. При наличии отрицательной обратной связи ее действие в указанных областях частот будет ослаблено из-за меньших значений Ки усилителя, что приводит к повышению на границах частотного диапазона коэффициента Усиления и расширению полосы пропускания А/ усилителя (рис. 2.30).
С помощью отрицательных обратных связей, охватывающих отдельные каскады усилителя, решают также задачу уменьшения нелинейных искажений выходного сигнала, а также ослабления влияния помех в усилителе.
Рис. 2.30. Влияние отрицательной обратной связи на амплитудно-частотную характеристику усилителя
135
Рассмотрим влияние отрицательной обратной связи на в х о-ное сопротивление усилителя — UvJIvr i
Согласно рис. 2.29, а, в случае последовательной отрицательн обратной связи [Увх = [7У 4- U0B. Напряжение Uoc связано с напр жением Uv соотношением U0G = Ku^Uy. В связи с этим наход
^вх.ое=(1 +^г7*)^у//вх = Явх(1 4-Кух).
Таким образом, введение последовательной отрицательной обра ной связи позволяет увеличить входное сопротивление усилителям 1 4- К и* раз. Необходимость использования обратной связи с ук занной целью возникает при усилении сигналов от датчике: обладающих большим внутренним сопротивлением, особенно .у усилителей на биполярных транзисторах. i
Наличие отрицательной обратной связи по напряжению приводи.’ как отмечалось, к повышению стабильности выходного напряжена усилителя при неизменном напряжении (/вх. При отрицательней обратной связи по напряжению выходное напряжение С/вых усил! теля меньше подвержено изменению при изменении тока нагрузи что соответствует уменьшению его выходного сопротивления. Bt ходное сопротивление усилителя для рассматриваемого вида обратно СВЯЗИ
^вых-ое Ku*) >
т. е. оно уменьшается в 1 4* Ко* раз.
Отрицательную обратную связь по напряжению, уменыпающу выходное сопротивление усилителя, вводят для обеспечения меньше
зависимости выходного напряжения усилителя при изменяющемс сопротивлении нагрузки Ra. :
На основании проведенного анализа укажем общие закономерное ти влияния отрицательной обратной связи на показатели усилителя Независимо от вида отрицательная обратная связь приводит .
уменьшению входного сигнала непосредственно на входе усилител. (t/y или /у), а следовательно, к уменьшению коэффициента усилени: Киос- Все виды отрицательной обратной связи стабилизируют коэф*
фициент усиления усилителя.
Последовательная отрицательная обратная связь (см. рис. 2.29, а, б\ уменьшает результирующее напряжение t/y на входе усили-
теля, что сопровождается увеличением входного сопротивления
При
этом последовательная обратная
связь по напряжению (СМ!
рис. 2.29, а) «стабилизирует» выходное напряжение усилителя, уменьшая выходное сопротивление 7?ввд О0, а последовательная обратная, связь по току (см. рис. 2.29, б) «стабилизирует» выходной ток усилш теля /н, увеличивая выходное сопротивление ^?вых.ос.
Параллельная отрицательная обратная связь (см. рис. 2.29, в)
приводит к увеличению входного тока /вх, в связи с чем уменьшается входное сопротивление усилителя, а также выходное сопротивление ^вых-ос-
Отрицательная обратная связь нашла преимущественное применение в усилителях. Положительная обратная связь в усилителях
136
, н0 нежелательна, однако она может возникать непроизвольно ° пез внутренние или внешние электрические связи. Такая обратная 4 язь называемая паразитной, может возникать через общие цепи Ситания усилительных каскадов, а также через паразитные взаимо-йндуктивность или емкость между выходными и входными цепями усилителя. о
3 Наличие паразитной обратной связи вызывает изменение амплитудно-частотной характеристики усилителя из-за повышения коэффициента усиления на отдельных участках частотного диапазона или может даже привести к самовозбуждению усилителя, т. е. к возникновению в нем генерации на определенной частоте.
Средствами борьбы с указанным явлением является устранение паразитных связей выходных цепей усилителя с входными. Так, для устранения паразитных связей по цепи питания применяют развязывающие фильтры (цепь /?ф — Сф на рис. 2.15), отделяющие по
переменному току цепи питания входных каскадов от выходных. Устранение паразитных связей каскадов через реактивные элементы достигается соответствующим конструктивным исполнением усилителя, исключающим близкое размещение входного и выходного каскадов и применение длинных проводниковых соединений. Для этого
широко используют экранирование каскадов и монтаж экранированным проводом.
§ 2.7. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Усилители
постоянного тока (УПТ) предназна-
чены для усиления сигналов, медленно
изменяющихся во времени,
т. е. сигналов, эквивалентная частота которых приближается к нулю. Поэтому УПТ должны обладать амплитудно-частотной характеристикой в виде изображенной на рис. 2.31. Связь источника сигнала с входом усилителя и межкаскадные связи не могут быть осуществлены в УПТ посредством конденсаторов и трансформаторов, поскольку это обеспечило бы амплитудно-частотную характеристику, у которой К и — О при f = о (см. рис, 2.16, а).
Для передачи медленно изменяю-
Рис. 2.31. Амплитудно-частотная характеристика усилителя постоянного тока
Щегоея сигнала по тракту усиления необходимы непосредственная (по постоянному току) связь источника входного сигнала с входной цепью усилителя и аналогичная связь между усилительными Каскадами. Наличие непосредственной связи обусловливает особенности задания точки покоя транзисторов в УПТ в сравнении с ранее рассмотренными усилителями.
Так, в усилителях с конденсаторной связью режим каждого каскада по постоянному току (режим покоя) определяется только элементами каскада и параметры этого режима рассчитывают инди-
137
видуалъно для каждого каскада. Конденсаторы, связывающие ус^® лительные каскады по переменному току, отделяют их одновремени® по постоянному току. Благодаря этому изменение по какой-лига® причине режима по постоянному току одного из усилительных ка^В кадов не влияет на режимы по постоянному току других каскаде^® и практически не сказывается на величине выходного напряжений® усилителя. .|®
В УПТ отсутствуют элементы, предназначенные для отделений® усилительных каскадов по постоянному току. В связи с этим выходов ное напряжение определяется здесь не только усиленным полезны^® сигналом, но и ложным сигналом, создаваемым за счет изменения bJ® времени параметров режимов каскадов по постоянному току. Очевидно^® что особенно нежелательны здесь изменения режима по постоянном}®! току в первых каскадах, поскольку эти изменения усиливаются послед® дующими каскадами. (®
Самопроизвольное изменение выходного напряжения УПТ прз^В неизменном напряжении входного сигнала называется д р е й ф о м® усилителя. Причинами дрейфа являются нестабильность нап^В ряжений питания схемы, температурная и временная нестабильностей® параметров транзисторов и резисторов. Напряжение дрейфа выход]® ного напряжения Д{7Вых.др обычно определяют при закороченномИ входе усилителя (ет = 0) по приращению выходного напряжения.® Качество усилителя постоянного тока оценивают по напряжению® дрейфа, приведенному ко входу усилителя (приведенном у® дрейфу): едр = Д(7ВЫХ,^/Kv, гДе Ко — коэффициент усиления® усилителя. Приведенный ко входу дрейф сдр характеризует значе-® ние ложного сигнала на входе усилителя с коэффициентом Ки, ко-® торому соответствует самопроизвольное изменение выходного напря-® жения At/вых.др • С учетом едр определяют диапазон возможного из-® менения входного напряжения ег усилителя, при котором напряжение ® дрейфа A(7Bblx.ftP составляет незначительную часть полезного выход- ® ного сигнала. В зависимости от требований, предъявляемых к® усилителю, минимальное значение ег принимают в десятки и сотни ® раз больше <?др. ®
Непосредственная связь каскадов в УПТ обусловливает особен- ® ности расчета их режима покоя (напряжения и токов при ег = 0). I Параметры режима покоя каскада рассчитывают с учетом элементов, ® относящихся к выходной цепи предыдущего каскада и входной цепи 1 последующего каскада. При выборе схемы каскада особое внимание® уделяется обеспечению стабильности параметров режима покоя в 1 отношении влияния всех дестабилизирующих факторов и особенно 1 изменения напряжения питания и температуры окружающей среды. I
Особенности непосредственной связи каскадов в УПТ рассмотрим I на примере трехкаскадного усилителя (рис. 2.32, а). I
В схеме усилителя выводы коллектора и базы транзисторов со- 1 седних каскадов соединены непосредственно. В этих условиях резне- i торы /?э каждого последующего каскада (осуществляющие внутри- I каскадные отрицательные обратные связи по постоянному току) предназначены также для создания необходимого напряжения (7бэа s
138
Рис. 2.32. Непосредственная связь в усилителях постоян-
ного тока.*
а — простейшая схема многокаскадного УПТ; б — способ подачи входного сигнала в УПТ; в, г — способы повышения коэффициентов усиления усилительных каскадов, входящих в УПТ
в режиме покоя. Это достигается повышением отрицательного потенциала на эмиттере каждого транзистора от протекания через резистор эмиттерного тока до величины, меньшей по абсолютному значению потенциала его базы или, что тоже, потенциала коллектора транзистора предыдущего каскада. Так, для транзистора Т2 второго каскада имеем
^бэп2 ^№1 ^эп2 ^кп! ^эп2^э2-
(2.117)
Во входную цепь усилителя (рис. 2.32, а) последовательно с источником входного сигнала включен источник входного компенсирующего напряжения (7КОмп.вх. Его вводят для того,
139
чтобы при <?г = 0 напряжение £/бп1 соответствовало требуемому чению напряжения в режиме покоя и ток через источник был нулю. С этой целью компенсирующее напряжение выбирают равняв 1/бп1. Возможность получения £/К0Мп.вх иллюстрирует схМ1 рис. 2.32, б, где ЯИ
It __ J1 _ £к^?КОМП2
и КОМП-вх ^бП1 n id ’ ^К0МЛ1 "Г *»К0МП2
Нагрузка RH усилителя (рис. 2.32, а) включена в диагональ мосЗМ образованного элементами выходной цепи оконечного каскада и ЯН зисторами R3, /?4. Такой способ подключения нагрузки используяИ в тех случаях, когда необходимо обеспечить условие Ua — 0 пиИ ер = 0. Схема подключения нагрузки составлена по аналогии со сЯ мой рис. 2.32, б. Резисторы R3, Rs в схеме рис. 2 32, а выполняв роль делителя для создания компенсирующего напряжения выходив цепи каскада, равного £/кп3 при ev = 0, в
£/комд н = - — (2.11Я
«з ч- я
Рассмотрим основные показатели, характеризующие данный усЯ литель по переменному току (для приращений напряжения входном сигнала). Я
Если принять делитель R1==R2 достаточно высокоомным, то длЯ расчета входных сопротивлений каскадов, входящих в усилителя можно воспользоваться общим соотношением Я
^и=^Н-(1 (2.11J
Коэффициент усиления рассматриваемого усилителя равен прбя изведению коэффициентов усиления отдельных его каскадов: Ку =Ц = RoiKosKot- Я
Для оценки коэффициентов усиления каскадов примем RK || RBX^
RK и RBXi<» Rr. Тогда для расчета коэффициентов усиления ка<Ц кадов получим выражения: Я
Кт = foi11 R.™ ~ g -for.; (2.12о|
^вх1 $1^Э1 ^Э1
Ки = р2 fod-gm-i ~ р2 _fom == fo*., (2.1211
^ВХ2 ?2^Э2 I
_р ^кз II (#н ~Ь И ^кз И (^н 4~ II ^1) ^2 122и ^ВХЗ ^ЭЗ I
Видно, что коэффициенты усиления каскадов обратно про пор--циональны сопротивлениям эмиттеров.
Сопротивление R9i, рассчитываемое по режиму температурной; стабилизации первого каскада, имеет величину от нескольких сотен ом до 1—3 кОм. Сопротивления /?э последующих каскадов используют не только для температурной стабилизации, но также для обеспечения-требуемых значений £/бэп в режиме покоя. При связи базы транзиа-
140
последующего каскада с коллектором транзистора предыдущего Т0^када (рис. 2.32, а) напряжение на эмиттере, так же как и напря-каС ие на коллекторе каждого последующего каскада, увеличивается ^еНабсолютной величине в случае транзисторов типа р-п-р). Это вы-Пвает необходимость повышения сопротивления /?э в каждом после-ЗЬю1пем каскаде с целью получения требуемых значений [7ЭЛ. Возникающие при этом трудности связаны с тем, что увеличение Ra при-одит к уменьшению в соответствии с выражениями (2.121), (2.122) коэффициентов усиления последующих каскадов и общего коэффициента усиления усилителя.
Указанный недостаток схемы рис. 2.32, а может быть исключен
при некотором видоизменении ее каскадов, как показано на рис. 2.32, в, г. В схеме рис. 2.32, в сопротивление Ra уменьшается за счет включения резистора Rn и пропускания через резистор Ra дополнительной составляющей тока /д.
Расчет по формуле (2.117) дает:
для схемы рис. 2.32, а
R32 = (2.123)
IЭП2
для схемы рис. 2.32, в
R;(2.124)
Дп2 + /Д
Для схемы рис. 2.32, г задачу решают включением в цепь эмиттера стабилитрона. В результате можно записать
/?эа = . (2.125)
^ЭП2
Резистор R. предназначен для задания необходимого начального тока через стабилитрон с целью вывода его на рабочий участок вольт-амперной характеристики (см. рис. 1.19).
Способ построения УПТ на основе непосредственной связи простейших усилительных каскадов может быть использован для получения сравнительно невысокого коэффициента усиления (порядка нескольких десятков) при относительно большом усиливаемом сигнале 0,05-0,1 В.
При необходимости получения больших коэффициентов усиления (сотни и тысячи) применение этого способа построения УПТ невозможно ввиду сильного проявления дрейфа усилителя, вызываемого нестабильностью напряжения питания и особенно температурной нестабильностью параметров транзисторов, в частности /к0(э) =(!-(-+ |3)/к0. Минимальные изменения напряжения на коллекторах транзисторов первых каскадов, возникающие под воздействием темпера-тУрных изменений тока /к0!э), усиливаются последующими каскадами, создавая недопустимые изменения выходного напряжения усилителя. Применение же температурной компенсации здесь затруднено по технологическим соображениям. Температурная компенсация предполагает включение в схему усилителя термочувствительных элементов, например терморезисторов. Она основана на том, что при
141
изменении температуры приращения токов и напряжении в cxj под влиянием изменения параметров вводимых элементов действу в направлении, обратном их приращениям, вследствие температур! нестабильности параметров транзисторов. В условиях разброса раметров используемых элементов температурная компенсация т бует тщательного подбора термокомпенсирующих элементов д каждого отдельного усилителя с учетом всего температурного д пазона его работы, что неприемлемо при серийном производств< эксплуатации аппаратуры (из-за трудностей ремонта).
Дифференциальные усилительные каскады
Радикальным средством уменьшения дрейфа УПТ является п| менение параллельно-балансных (диффере циальных) каскадов. Одна из наиболее распространенных сх<
дифференциальных усилительных каскадов представлена
рис. 2.33, а. По этой схеме построены каскады, выпускаемые в ви отдельных микросхем (например, К1УТ181, К1УТ221); она испол
зуется также во входных
каскадах многих
УПТ
интегрального и
полнения.
Дифференциальный усилительный каскад выполняют по принци: сбалансированного моста, два плеча которого образованы резист рами и Дк2, а два других — транзисторами 7\ и Т2. Выходке
Рис. 2.33. Схема (а) и упрощенная схема (б) параллельно-балансного (дифференциального) усилительного каскада; способы подачи дифференциального входного сигнала (в, г)
142
ярение снимается между коллекторами транзисторов (т. е. с Ниягонали моста) или с коллекторов.
ДИ На транзисторе Ts собрана схема источника стабиль-о тока /э, определяющего сумму эмиттерных токов /Э1 и /э2
Н анзисторов Tlt Т2. В схему источника стабильного тока входят Тезисторы Ri, R-ъ Rs и источник питания Ен2. Транзистор в диод-Р включении предназначен для повышения стабильности тока /э Н°зависимости от изменения температуры (элемент температурной компенсации). Для определения тока /э найдем напряжение между точками 1—2 схемы. Если пренебречь током /бз, существенно меньшим тока /э, и принять /аз^ /кз = /э, то можно записать
^бэз + I^Rs ~ + ^бэ4 >
(2.126)
где f _______________________ £ц2 ^бэ4 _____, £к2
Ri + Rs Ri + R-2
Из уравнения (2.126) находим / _ (^бэ4 — б'бэз)
(2.127)
Величина /1/?2 в числителе выражения (2.127) существенно больше разности напряжений [7бэ транзисторов Tt, Ту Поэтому ток /э определяется преимущественно сопротивлениями R2, 7?3 и током / 4. Поскольку зависящие от температуры параметры U63i и [76эз входят в выражение (2.127) в виде разности, зависимость тока от температуры проявляется незначительно. Дальнейшее рассмотрение дифференциального каскада проведем на примере схемы рис. 2.33, б, где источник стабильного тока на транзисторе Т3 заменен источником тока /э.
Дифференциальный каскад допускает подачу входных сигналов от двух источников (на оба входа [7ВХ1, Пвх2)илиот одного источника входного сигнала (рис. 2.33, в, г). В последнем случае входной сигнал подается на базу одного из транзисторов или между обеими базами. Входы UM1 и Пвх2 при схемах соединения по рис. 2.33, в, г называются дифференциальными.
Питание каскада производится от источников + ЕК1 и —Вк2 с равными напряжениями. Ввиду последовательного соединения этих источников суммарное напряжение питания схемы Ек = ЕК1 + Ек2. С помощью напряжения питания Ек2 снижают потенциал эмиттеров транзисторов Т\, Т2 относительно общей точки схемы («земли»). Это позволяет подавать сигналы на входы усилителя без введения дополнительных компенсирующих напряжений, что требовалось, в частности, в схеме рис. 2.32, а.
Схема дифференциального каскада требует применения близких "° параметрам транзисторов Т ь Т2 и равенства сопротивлений RK1, Rk2 (рис. 2.33, б). Благодаря этому при входных сигналах, равных нУлю, достигается баланс моста, напряжения на коллекторах обоих транзисторов равны и выходное напряжение, снимаемое с диагонали,
143
U — t/BbIxi — ПЕЫх2 = 0- Высокая стабильность схемы в oj шении изменения напряжения питания, температуры и прочих | торов объясняется тем, что при одинаковом дрейфе по обоим усй тельным каналам каскада напряжения на коллекторах изменяю на одну и ту же величину и В реальных условиях
дрейф на выходе каскада отсутств: за счет существующего разброса параметр транзисторов (например, $ /ко(э)) или их неодинакового; менения во времени некотор дрейф в каскаде все же име ся. Однако он существе! меньше, чем в предыдущих с мах, поскольку величина др фа здесь определяется разнс ным дрейфом двух близких параметрам усилительных ка лов. Идентичность парамет{ транзисторов Tt и Тг ле: достигается при интегралы; (микросхемном) исполнен! когда их изготовление осущес ляется в едином технологи1 ском процессе на общем кр; талле полупроводника. » Схема дифференциально на рис. 2.34, а. Ток 1Э делит т. е. /Э1 = /э2 — /:)/-э2 определяются в х о д н В смещения (базовыми токами покоя): /6nR = /вхсм. Базовые токи, являющиеся соста1
0+.
6)
дг"
а)
Рис. 2.34. Схема дифференциального каскада при входном сигнале, равном нулю (а); потенциальная диаграмма выходных цепей (б)
каскада поровну
Значени
м и
~ бп2“
при ию — 0 показана
между' двумя транзисторами, я эмиттерных токов /э1, Л токами _ 4
эмиттеров транзисторов, протекают в. цепи с и, /э и напряжением питания Екг. Равенств
ЛЯЮЩИМИ ТОКОВ точником тока эмиттерных токов транзисторов будет соответствовать равенство коллекторных токов: !,;1 = Jкг = а
ш и напряжений на ко.
-^-(рнс. 2.34, б), где RK1
лекторах: t/K1 = 6/кг = £/бал ЕК1 —
= /?к2 — Ек (учитываем только абсолютные значения напряжений Данное состояние схемы характеризует режим баланса ка< к а д а или р е ж и м п о к о я. |
Рассмотрим работу схемы при наличии входного сигнала, напрпмс при подаче его на вход транзистора Т, (ПЕХ1 на рис. 2.35, а), пр этом по-прежнему Двх2 =0. Предположим, что напряжение входног сигнала имеет положительную полярность.
Под воздействием входного сигнала через входные цепи обои транзисторов будет протекать входной ток 1№ увеличивающий то базы транзистора Тt и уменьшающий ток базы транзистора Т2- Пр этом токи /э!, /К1 увеличиваются, а токи /э2, /к2 уменьшаются. Из
144
токов обоих транзисторов происходит на одну и ту же вели-меНеН поскольку сумма токов /а1 4- /а2 = /а остается неизменной. ЧИНЙзменения коллекторных токов вызывают изменение потенциаль-„ диаграммы каскада (рис. 2.35, б). Напряжение UK1 = ЕК1 — Н°И/ Rki уменьшается, что вызывает приращение напряжения —Д(7К1, "^птивоположное по знаку (проинвертированное) напряжению ер. Спряжение = EKi — /к2/?к2 возрастает, что создает соответ-
Рис. 2.35. Схема дифференциального каскада при наличии входного сигнала (а); потенциальная диаграмма выходных цепей (б)
ственно приращение напряжения 4-Д[/к2 того же знака (непроин-вертированного по знаку), что и напряжение входного сигнала.
Таким образом, для рассматриваемого способа передачи входного сигнала выход каскада со стороны коллектора транзистора 1\ (ивых]) является инвертирующим, а со стороны коллектора транзистора Т 2 (t/BbIx2) —неинвертирующим. Сигнал, снимаемый с обоих коллекторов, называется дифференци альным:
= 2А^К-
Большие значения напряжения на входе вызывают соответственно большие значения выходного напряжения. Изменения выходных напряжений схемы под воздействием сигнала на входе прекращаются, когда под влиянием входного тока ток базы одного из транзисторов (в рассматриваемом случае ток /б2) становится равным нулю, а ток 4 протекает только через один из транзисторов (Г 0- Выходные напряжения каскада при этом составляют:
Uвых! ^К1 = ЕК1 4^к >
^вых2 ~ К2 ~ ^к! >
^ВЫХ = ^К2 —
Подобно описанным, но с иными знаками приращений, протекают процессы в схеме при изменении полярности подводимого входного 6--64а 145
напряжения или при подключении входного сигнала по рис. 2.33, г. ;
Определим коэффициенты усиления по напряжению диф^
циального каскада. ’
Входной ток каскада при одинаковых параметрах обоих тр?
торов
у ___ ______gr_____ __ gr ________ _______________________
~~ ЯГ + ^ВХ1 лвхз /?г + 2гвх Яг + 2 [гб + (1 + ₽) гэ]
где гвх — входное сопротивление транзистора.
Входной ток создает приращения коллекторных токов ±Д
= ± РЛж и напряжений на коллекторах:
± At/вых 1,2 = ± А/KRK — ± $1MRB-
После подстановки в (2.129) выражения для тока /вх (2.128) и ния на ег определяем коэффициенты усиления ио напряжению када (по обоим выходам (7ВЫХ1, Пвых2):
1 _ ^вых 1,2 _ рЯк _ {i/?K . ег Яг+"гЕХ + 2 [rg + (1 + ?) гэ]
При Rv — 0 выражение (2.130) принимает вид
RV],2 = J^SL = --------.
2''вх 2 [гб + (1 + Р) Гэ}
Коэффициент усиления каскада по дифференциальному вы (ПЕЫХ) при RH =оо находят из соотношения
2АОЕЫХ1,2 = Жк = 2?/?к
ег Яг + 2гвх А'г + 2 [/"б + (1 + Р) гэ]
С учетом сопротивления RH
К ~ (2/^ II ^н)
ил Яг + 2гвх
При RH =оо и Rr — 0
Ru ~ ___ РЯк
гвх гб + (1+Р) гэ
(2-
(2.
Соотношения (2.131), (2.134) используют для оценки коэффиц! тов усиления дифференциального каскада. Коэффициенты усиле по выходам Пвых1 и Пвых2 при Rr = 0 и R„ =оо близки к Ry/2 одиночного каскада ОЭ Гер. выражения (2.25) и (2.131)1. Это объ няется тем, что при Rr = 0 к участку база — эмиттер каждого тр, зистора в дифференциальном каскаде прикладывается половина : пряжения источника входного сигнала ег/2. Поскольку приращег сигналов между коллекторами обоих транзисторов суммируют коэффициент усиления по дифференциальному выходу /<уд блй к значению Ru для того же каскада I см.(2.25), (2.134)].
146
азывалось, схема дифференциального усилительного кас-
Как Ук подачу входных сигналов одновременно на оба входа када Д°ПУ g 23 gy Дифференциальное входное напряжение при сиг-(см- Рис' ’ у х2 неодинаковой полярности будет равно £7ВХ = нал^х Д^х£/вх2°Ха дифференциальное выходное напряжение [7ВЫХ = = ^ияпставляет интерес также подключение входных напряжений аковой полярности, т. е. двух совпадающих по фазе (с и нф а з-одииа сигналов_ Дифференциальный каскад позволяет решать часто Н Ы ечающуюся на практике задачу сравнения с высокой степенью всТдости значений напряжений входных сигналов или увеличения Т°Чразности. Это, в частности, объясняет название «дифференциаль-их/ каскад». При наличии двух синфазных входных сигналов диф-Феоенциальное выходное напряжение пропорционально разности
= (2.135)
При подаче на входы двух сигналов одинаковой полярности необходимо учитывать возможность появления на выходах £/ВЫх1, £7вых2 так называемой выходной синфазной ошибки. Она обусловливается наличием на обоих входах одинакового постоянного напряжения (постоянной составляющей), равного наименьшему из напряжений 7/вх(, t/Bx2. Если, например, £/вх1 > £7вх2, т0 напряжение 1/вЛ можно рассматривать как синфазное напряжение Есинф, приложенное одновременно к обоим входам, а разность 7/вх1 — — ^4x2 = <?г — как дифференциальное входное напряжение между входами. При Rn = Rr2 =0 появление выходной синфазной ошибки можно показать на примере схемы рис. 2.36, а.
В дифференциальном каскаде ком стабильного тока /э при ег -пряжение баланса £/бал = £/к1 = наличие синфазного напряже-ния ^сиыф приводит к повышению напряжения UK3 транзистора Т3 (см. рис. 2.33, а), используемого в схеме в качестве источника стабильного тока, что при неидеальности источника вызывает некоторое увеличение тока /э. Это обусловливает положительные приращения токов эмиттера и кол-ектора транзисторов Тt и Т2 Уменьшение на Д[7бап напряжения баланса [Убал (рис. 2.36,6). подаче синфазной э. д. с. отрицательной полярности уро-. нь баланса увеличивается на ибал- При ег 2> 0 напряжения
рис. 2.36, а с идеальным источни-= 0 и общем напряжении Есииф на-£7к2 не должно изменяться. Однако
I Щ „
, {/ San
Рис. 2.36. Схема дифференциального каскада прн наличии синфазного входного напряжения (а); потенциальная диаграмма выходных цепей (б)
6*
147
на коллекторах получают приращения относительно напра ния £76ал± А77бал. Иными словами, ±АПбал проявляется на 1 ходах ^”ых1> ^выхг как величина синфазной ошибки при усилей При одинаковых параметрах транзисторов Т ь Т2 наличие синфаз э. д. с. не вызывает появления синфазной ошибки на дифференциал^ выходе каскада. Учет синфазных ошибок усиления важен в мн| каскадных УПТ с дифференциальным каскадом на входе. 1
Синфазную ошибку усиления оценивают коэффициенту син
каскада ТСсииФ — Д^бал^сииФ» к рый обычно много меньше d
фазной передачи
Рис. 2.37. Схема дифференциального каскада с динамическими нагрузками
ницы. Качество дифференци/
ного каскада характеризу< отношением КСинф/Кпд, пою вающим способность каск различать малый дифферен альный сигнал на фоне бс шого синфазного напряжен! Выражение \
рактеризует коэффиций ослабления синфй ного сигнала (КО( дифференциального каскг| В современных дифференциал
ист рез! ФУ1
ных усилительных каскадах 1 личина КОСС может составлю от —60 до —100 дБ.
При интегральном нении дифференциальных усилительных каскадов вместо торов широко используют транзисторы, выполняющие цию динамических нагрузок каскада. Подобн схемы позволяют обеспечить существенно большие значения | эффициента усиления Кия по сравнению с рассмотренной схеме имеющей резистивные нагрузки, что важно при создании многою кадных УПТ. Пример построения одной из схем таких каскадов i казан на рис. 2.37. 5
Транзисторы Т3, Ti p-n-p-типа, выполняющие функцию динам ческих нагрузок каскада, близки по параметрам. При этом транзй тор Т3 используется в качестве диода. Ток /К1 транзистора 7\, ng текающий также через транзистор Ts, создает напряжение Ббэз, о ределяющее входное напряжение Ббэ4. Поскольку транзисторы 1 7\ близки по параметрам, ток /к4 будет близок к 1К1 (это свойст! получило название токового зеркала). В этом, в частност заключается главная особенность рассматриваемой схемы. Выходке дифференциальный сигнал снимается с коллектора транзистора Tz-
При ег = 0 схема находится в режиме покоя (баланса). Токи /К13 ₽= Лд = Ла» ^э/2. Ток /и4 протекает через транзистор Тг; /н =1 ивъа =0. |
Предположим, что источник входного сигнала ег имеет поля| ность, показанную на рис. 2.37. Входной ток /вх, протекающий нс
148
направ-
йствием сигнала ег, увеличивает ток /б1 и уменьшает ток /б2. в°3^|трние базовых токов вызывает изменение коллекторных токов:
/ /2 + Acs = V2 - Так как /к4 равен току /к1, 71 / .== /э/2 + РАг ПРИ этом ток нагрузки /н= /к4 — /к2= 2р/вх. Напряжение на выходе Аш = 2P^bxRh- Подача входного напря-ния противоположной полярности вызывает изменение
£ия токов /вх, А и полярности напряжения [Увых. Л Коэффициент усиления каскада по напряжению rz ^вых _ 2р/?н _ 2(3/?н
l\U = ---- --------------------------------
ил 36)
/?г + 2гвх /?,, + 2 [re + (1 + Р) гэ]
ег
При Rr = 0
д- ____ __________________
Гб + U + Р) гэ
(2 Л 37)
В числитель выражения (2Л34) входит сопротивление RK каскада (см. рис. 2.33, а), а в числитель выражения (2.137) — сопротивление RB. В многокаскадных УПТ R„ является входным сопротивлением последующего каскада, величина которого с помощью средств современной схемотехники может быть обеспечена порядка нескольких сотен килоом. Создание же сопротивлений RK подобной величины при
интегральном исполнении каскадов затруднено, поскольку резистивные слои на поверхности кристалла микросхемы занимали бы чрезмерно большую площадь. В связи с этим коэффициент Кил в простейшем дифференциальном каскаде составляет несколько десятков,
а в каскаде с динамическими нагрузками — несколько сотен.
Для дифференциальных усилительных каскадов, а также УПТ
на их основе важным параметром является входное сопротивление. Сопротивление RBX, равное сумме входных сопротивлений транзисторов Tv Т2 (RBX = 2гвх), использовалось ранее при расчете входных токов (см- выражение (2.128)]. Величина RBX
определяет сопротивление нагрузки для источника входного сигнала, поэтому сопротивление RBX целесообразно иметь возможно большим. Поскольку входная характеристика транзистора нелинейна (см- рис. 1.28,6), высокому входному сопротивлению будет соответствовать выбор малых базовых токов в режиме покоя (токов смещения) и соответствен-н° Малых токов /э. При этом дссти-жимые значения входного сопротивления составляют десятки и сотни килоом.
Существенное повышение (до десят-етв мегом) входного сопротивления да-выполнение дифференциального кас-Дана полевых транзисторах (рис. 2.38).
Рис. 2.38. Схема дифференциального каскада на полевых транзисторах
149
По принципу действия эта схема не отличается от схемы рис. 2.3: Аналогично выполняется источник стабильного суммарного т:
истоков /и. Схема применяется также с динамическими нагрузка
В настоящее время техника усиления электрических сигналов^
зируется на интегральной электронике. Как известно, реактив: элементы трудны в интегральной реализации. Учитывая это, по;
ляющее большинство
усилителей
различного
назначения
выполи;
на основе УПТ с непосредственной связью. По такому принци
в частности, создают усилители звуковых частот, усилители высо: частоты, широкополосные и линейные импульсные усилители, уз, полосные (избирательные) усилители. На базе УПТ с непосредств: ной связью выполняют также генераторы синусоидальных колеба: и многие импульсные схемы (см. гл. 3).
Рис. 2.39. Обозначение ОУ в электронных схемах
§ 2.8. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Термин «операционный усилитель» относится к усилителям пой янного тока с большим коэффициентом усиления, имеющим диф^ ренциальный вход (два входных вывода) один общий выход (один вывод). Назва! этих усилителей связано с первоначальн: их применением главным образом для е полнения различных операций над анало: выми величинами (сложение, вычитание, г тегрирование и др.). Однако благодаря д тижениям в области микроэлектроники широкому выпуску операционных усилиз лей в интегральном исполнении открыли их более широкие схемотехнические возмо ности. В настоящее время операционные усилители (ОУ) играют ро многоцелевых элементов при построении аппаратуры самого разлн ного назначения. Они применяются в усилительной технике, устро ствах генерации сигналов синусоидальной и импульсной форм,; стабилизаторах напряжения, активных фильтрах и т. д.
Условное обозначение ОУ показано на рис. 2.39. Один из вход усилителя (Пвх.н, «+») называется не и н в ер тир ую щ и: а второй (t/вх.и, «-«(-инвертирующим. При подаче сигна. на неинвертирующий вход приращение выходного сигнала совпада по знаку (фазе) с приращением входного сигнала. Если же сигнг подан на инвертирующий вход, то приращение выходного сигна. имеет обратный знак (противоположный по фазе) по сравнению' приращением входного сигнала. Инвертирующий вход часто испол зуют для введения в операционный усилитель внешних отрицател ных обратных связей.
Основу ОУ составляет дифференциальный каскад, применяем! в качестве входного каскада усилителя. Выходным каскадом ОУ обы но служит эмиттерный повторитель (ЭП), обеспечивающий требуему нагрузочную способность всей схемы. Поскольку коэффициент yci ления по напряжению эмиттерного повторителя близок к единиц
150
каскадов, используемых для получения требуемого значения ОУ подразделяют на двух- и трехкаскадные.
gy’двухкаскадных ОУ в усилении входного сигнала участвуют
,,----------и один дополнительный каскад,
0 +£,
и &
Рис. 2.40. Принципиальная схема операционного усилителя
связей по усиления
бходимое значение /Сиоу операционного усилителя достигается Нецомощью дополнительных усилительных каскадов, включаемых С ждУ дифференциальным каскадом и ЭП. В зависимости от коли-ттг»та иг п ankQVPMWY пл a nanvupnua тпоблгоклпгл гдапсшпа чества Кноу, Г .. .
входной дифференциальный каскад в трехкаскадных — входной
дифференциальный и два дополнительных каскада. В трехкаскадных ОУ входной дифференциальный каскад обычно выполняют с резистивными нагрузками, а в двухкаскадных— с динамическими нагрузками. Помимо этого, операционные усилители могут содержать вспомогательные транзисторные каскады и элементы, предназначенные, например, для сдвига уровней напряжения в тракте усиления, создания источников стабильного тока, отрицательных обратных синфазным ошибкам и т. д.
Для иллюстрации шего трехкаскадного 14ОУД1). Питание схемы осуществляется от двух источников +£к1 и —с одинаковым напряжением. Источники питания имеют общую точку: ]FK1j = j£K2l = Ек.
Входной усилительный каскад выполнен на транзисторах Т\, Т2 по дифференциальной схеме рис. 2.33, а. Выходы первого каскада связаны с входами второго каскада на транзисторах Т5, Тъ также по дифференциальной схеме. Резистор в цепи коллектора транзистора Ts отсутствует, так как выходной сигнал второго каскада снимается только с коллектора транзистора Т6. Источник стабильного тока во втором дифференциальном каскаде не используется. Требуемая стабильность суммарного тока /э транзисторов Тъ, Т6 достигается с помощью резистора = R5. Падение напряжения на резисторе от протекания тока /э обоих транзисторов повышает потенциал их эмиттеров, что необходимо для непосредственной связи баз транзисторов с выходами предыдущего каскада.
Третий усилительный каскад выполнен на транзисторах Т7, Т8. оыход его связан с входом транзистора Т9, на котором реализован выходной эмиттерный повторитель. Построение третьего усилительного каскада таково, что транзисторы Т7, Т8 представляют собой нэк бы управляемые элементы входного делителя эмиттерного пов-ТоРИтеля. Управление транзистором Т7 производится по цепи базы
рассмотрим принципиальную схему простеи-ОУ, приведенную на рис. 2.40 (микросхема
151
выходным сигналом второго каскада, управление транзистором Ц по цепи эмиттера напряжением на резисторе Р12, создаваемы^ протекания через этот резистор тока эмиттера транзистора Т9. Тр зистор Т8 входит в контур положительной обратной связи, поз ляющей обеспечить высокий коэффициент усиления третьего каска Совместное действие транзисторов Т, и Тй направлено либо на у личение, либо на уменьшение (в зависимости от сигнала на вх транзистора Т&) входного напряжения эмиттерного повторите т. е. потенциала базы транзистора Гв относительно шины — Ек2. ] вышение напряжения на базе транзистора 7в обусловливается уме; шением сопротивления постоянному току транзистора а так увеличением сопротивления транзистора Т8, и наоборот. ;
Рассмотрим характер изменения выходного напряжения ОУ п изменении сигнала на базе транзистора Тг
При входных напряжениях ОУ Uax.B - UBK.B — 0 напряжен на коллекторе транзистора таково, что близкие по величине i тенциалы базы и эмиттера транзистора Т9 относительно шины — j равны 4- Ек и напряжение на выходе ОУ s
Если под действием входных сигналов (показанных на рис. 2( в виде полуволн) напряжение на коллекторе транзистора Т6 увел чится (положительная полуволна), то увеличатся также токи /е, транзистора Тг Это приводит к увеличению токов /б, /э транзисто Т9. Напряжение на резисторе Р12 повышается, что уменьшает напр жение (7бэ и токи /б, /„транзистора Т8. Ввиду возрастания тока, транзистора 7\ и уменьшения тока 1а транзистора Т8 потенция, базы и эмиттера транзистора 1\ относительно шины — EKi становят больше + Еи. На выходе усилителя воздается напряжение полож тельной полярности UBB№ > 0 (на рис. 2.40 показана без скобог
При снижении напряжения на коллекторе транзистора Тй то) транзисторов Т-п Т9 уменьшаются, а токи транзистора Т8 увелич ваются. Это приводит к уменьшению потенциалов базы и эмитте] транзистора Г9 относительно шины -~Ек2, на выходе усилителя бул действовать напряжение отрицательной полярности £7ВЬ1Х<< 0 (; рис. 2.40 показана в скобках). s
Очевидно, максимальное выходное напряжение С/вЫхтах отр цательной полярности будет близко к — £к2 = — Е„, а максимально напряжение положительной полярности (Аъа тах — к + Ем = + Ь
Реакцию усилителя на воздействие входных сигналов легко пр следить, рассмотрев прохождение усиливаемого сигнала по все? тракту усиления (как показано на рис. 2.40, например, при пода положительной полуволны напряжения на неинвертируюший вх при заземленном инвертирующем входе).
Операционные усилители характеризуются усилительна, ми, входными, выходными, энергетическими дрейфовыми, частотными и скоростными п а р а метр а ми. Рассмотрим наиболее существенные из них. 1
Важнейшими характеристиками ОУ являются его амплитуд ные (передаточные) характеристики (рис. 2.41) Их представляют в виде двух кривых, относящихся соответственна 152
-Us>('MB
Инвертирующий вход
Щых max
Н'еинберти-рующий Вход
0X1
Ввых max ".
иНВертирующему и неинвертирующему входам. Характеристики 'нимаю'1' при подаче сигнала на один из входов при нулевом сигнале на дрУг0М- Каждая из кривых состоит из горизонтальных и наклонно участков.
Горизонтальные участки кривых соответствуют режиму полностью открытого (насыщенного) либо закрытого транзистора выходного каскада (эмиттерного повторителя). При изменении напряжения входного сигнала на этих участках выходное напряжение усилителя остается без изменения и определяется напряжениями Uвых тах> ПВЫх max-Указанные значения максимальных выходных напряжений близки к напряжению Ек источников питания.
Г Наклонному (линейному) участку кривых соответствует пропорциональная зависимость выходного напряжения от входного. Угол наклона участка определяется коэффициентом усиления /<иоу = = Д6'ВЫХ/Д6'В1! операционного усили
теля. Значение Лщоу зависит от типа ОУ и может составлять от нескольких сотен до сотен тысяч и более. Большие значения Kuov позволяют при охвате таких усилителей глубокой отрицательной обратной связью получать схемы со свойствами, которые зависят только от параметров цепи отрицательной обратной
Рис.
------------
~~BBblXt В
2.41. Передаточные характеристики ОУ
связи.
Кривые, приведенные на рис. 2.41, проходят через нуль. Состояние, когда (7ВЫХ = 0 при (Увх — 0, называется балансом ОУ. Однако для реальных ОУ условие баланса обычно не выполняется (наблюдается разбаланс). При £/вх = 0 выходное напряжение ОУ может быть больше или меньше нуля (t/№x = +Д(/Вых Или ^вых = “А^вых)- На рис- 2.42 пунктирными линиями показан возможный вид передаточной характеристики реальных ОУ при входном сигнале, подаваемом на неинвертирующий вход. Напряжение 17см0, при котором (Увых = 0, называется входным н а-пряжением смещения нуля. Оно определяет значение напряжения, которое необходимо подать на вход ОУ для создания баланса. Напряжения (7см0 и А(/ВЫх связаны соотношением Псм0 = иоу. Основной причиной разбаланса ОУ является существующий разброс параметров элементов дифференциального усилительного каскада (в частности, транзисторов). Зависимость от температуры параметров ОУ вызывает температурный дрейф входного Напряжения смещения и температурный дрейф выходного напряжения.
Входное сопротивление, входные токи смещения, разность и дрейф ходных токов смещения, а также максимальное входное дифферен-пиальное напряжение характеризуют основные параметры входных
153
цепей операционных усилителен, которые, в свою очередь, завис? от схемы используемого дифференциального входного каскада.
личие входных токов смещения обусловливается
нечным значением входного сопротивления дифференциального кг
када, а их разность — существующим разбросом параметров тре зисторов (различием начальных входных токов смещения). Ц чальные входные токи смещения ОУ
Рис. 2.42. Передаточные характеристики ОУ при наличии разбаланса
дифференциальным каскадом на биполя ных транзисторах определяются тока? баз транзисторов при заземленных вход (базовыми токами транзисторов в режи покоя), а при наличии каскадов на под вых транзисторах — токами утечек затв! ров.
Рис. 2.43. Введение дополнительных резисторов во входные цепи ОУ для исключения разбаланса, создаваемого входными токами
Необходимость учета входных токов возникает при построен! схем на ОУ, когда в цепь одного или обоих его входов включаютс резисторы (рис. 2.43). При неодинаковых величинах сопротивление
резисторов или входных токов падения напряжения на резистора Ri и R2 будут неодинаковыми, что создает между входами дифф! ренциальное напряжение и соответственно вызывает появление ц. выходе некоторого напряжения (разбаланса). Ввиду наличия входное напряжения смещения и входных токов смещения схемы на ОУ при ходится дополнять элементами, предназначенными для начальной и балансировки. Балансировка осуществляется путем подачи на оди. из входов ОУ некоторого дополнительного напряжения и введешг резисторов в его входные цепи.
Максимальным дифференциальным в х о Д
ным напряжением лимитируется напряжение, подаваем!
между входами ОУ в схеме, для исключения повреждения транзи<
торов дифференциального каскада. Для защиты между входами О,
включают встреч но-параллельно два диода или' стабилитрона.
Наличие синфазного напряжения на входах ОУ вызывает появ ление выходной синфазной ошибки усиления Так же как и для дифференциального каскада (см. § 2-7), влияни синфазного входного напряжения оценивают коэффициенте -I ослабления синфазного сигнала (КОСС).
154
Выходными параметрами ОУ являются выходное с о пр о. в л е н и е, а также максимальное выходное н а-ТрЯжение и ток. ОУ должен обладать малым выходным сопротивлением для обеспечения высоких значений напряжения на ыходе при малых сопротивлениях нагрузки. Малое выходное сопротивление (десятки и сотни ом) достигается применением на выходе ОУ эмиттерного повторителя. Максимальное выходное напряжение
Рис. 2.44. Амплитудно-частотная (а) и фазо-частотная (б) характеристики ОУ
воздействие скачка напряжения на входе
(положительное и отрицательное), как указывалось, близко к напряжению питания Ек = £К1 = £к2, которое может составлять 3—15 В. Максимальный выходной ток ограничивается допустимым коллекторным током выходного каскада ОУ. Энергетические параметры ОУ оценивают максимальными потребляемыми токами от обоих источников питания и соответственно суммарной потребляемой мощностью.
Усиление гармонических сигналов характеризуется частотными параметрами ОУ, а усиление импульсных сигналов — его скоростными или динамическими параметрами.
Частотные параметры определяют по амплитудно-частотной характеристике ОУ (рис. 2.44, а), которая имеет спадающий характер в области высокой частоты, начиная от частоты среза /ср. Причиной этого является частотная зависимость параметров транзисторов и паразитных емкостей схемы ОУ. Частота f 1г при которой коэффициент усиления ОУ равен единице, называется частотой единичного усиления. По граничной частоте /вп, которой соответствует снижение коэффициента усиления ОУ в ]/~2 раз, оценивают полосу пропускания частот усилителя, составляющую для современных ОУ десятки мегагерц.
При усилении сигналов ОУ обычно охватывается отрицательной
155
обратной связью по инвертирующему входу. Ввиду создаваем® усилителем в области высоких частот фазового сдвига выходи® сигнала относительно входного фазо-частотная характеристика (Я по инвертирующему входу приобретает дополнительный (сверх В® фазовый сдвиг (рис. 2.44, б). Для некоторой высокой частоты полД фазовый сдвиг становится равным 360°, что соответствует полож! тельной обратной связи по инвертирующему входу на этой, частоЯ Это приводит к самовозбуждению схемы. Для устранения самовЯ буждения в ОУ вводят внешние корректирующие ^С-цепи, позм ляющие несколько изменить ход амплитудно-частотной и фазо-чаЯ тотной характеристик. Параметры /?С-цепей и места их подсоеМ нения к микросхеме (для исключения самовозбуждения) указываюЛ заводом-изготовителем. Я
Динамическими параметрами ОУ являются с кЯ рость нарастания выходного напряжен nfl (скорость отклика) и время установления в 1 ходного напряжения. Они определяются по реакции Ои на воздействие скачка напряжения на входе (рис. 2.45, а, б). СкЦ рость нарастания выходного напряжения оивых находят по отношения приращения выходного напряжения к времени на участке изменен™ выходного напряжения от 0,Шпых до 0,9£7вых. Время установлен'™ выходного напряжения £уст оценивают интервалом времени, в теченЯ которого выходное напряжение изменяется от уровня 0,1 до уровня 0,9 установившегося значения. Ряд схем ОУ допускают введет корректирующих цепей, улучшающих параметры иуВых и /уст. Дл| ОУ Оувых =0,1 -4- 100 В/мкс, а £уст =0,05 4- 2 мкс. I
Широкое практическое использование ОУ в аналоговых схема! основывается главным образом на применении в них различного рода внешних отрицательных обратных связей, чему способствует большой значение коэффициента усиления Киоу, а также высокое входное и малое выходное сопротивления ОУ. Высокие качества параметров современных ОУ позволяют, в частности, без внесения заметной п<| грешности при расчете схем на ОУ принимать Киоу ->оо, К/оу->са и /?вхОУ ->ОО. Я
Рассмотрим некоторые примеры построения аналоговых схем на ОУ, режим работы которого осуществляется в пределах линейного участка
передаточных характеристик. «Я
Инвертирующий усилитель. Инверти! рующий усилитель (рис. 2.46), изменяй?! щий знак выходного сигнала относим тельно входного, создается введением! по инвертирующему входу ОУ с помо! щью резистора Roc параллельной отрицая тельной обратной связи по напряжению-! Неинвертирующий вход связывается с| общей точкой входа и выхода схемыЗ (заземляется). Входной сигнал подается! через резистор АП на инвертирующий^ вход ОУ.
Рис. 2.46. Схема инвертирующего усилителя
156
(2.138)
Показатели схемы можно определить, воспользовавшись урав-нием токов для узла 1. Если принять 2?вхоу —оо и входной ток
/оу = о, то /вх = /00, откуда
-- Up^ВЫХ----- ^0
Ri Roc
При Киоу ->оо напряжение на входе ОУ Uo = Увых//Сцоу -> 0, в связи с чем выражение (2.138) принимает вид
U^R^-UBbJR0G. (2.139)
Следовательно, коэффициент усиления по напряжению инвертирующего усилителя с параллельной обратной связью Кии = „ [7вЫХ/£/вх определяется параметрами только пассивной части схемы:
Кия -RJR1. (2.140)
Выбор Кос = Ri, когда Кии = —I, придает схеме рис. 2.46 свойство инвертирующего повторителя напряжения (инвертора сигнала). Поскольку Uс ->0, входное сопротивление схемы j?EX ~Ri. Выходное сопротивление усилителя
п _ ^выхОУ в + Roc/Ri)
^ВЫХ Tf
^иоу
При Киоу ->ОО близко к нулю.
Неинвертирующий усилитель. Неинвертирующий усилитель (рис. 2.47) содержит последовательную отрицательную обратную связь по напряжению, поданную по инвертирующему входу; входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ.
В силу равенства нулю напряжения между входами ОУ (Uo = 0) входное напряжение схемы связано с выходным напряжением соотношением
(2.141)
U = и ________Q___
вх ВЫХ П I D ’ *\1 “г *\ос
откуда коэффициент усиления неинвертирующего усилителя
Кии— 1 Roc/Rv
(2.142)
При Яос =0 и R1 £ Ки =1.
^ос
Рис. 2.47. Схема неин-еРтаруЮщего усилителя
=оо приходим к схеме повторителя (рис. 2.48)
Рис. 2.49. Схема преобразователя тока в напряжение
Рис. 2.48. Схема повторителя
/57
Входное сопротивление неинвертирующего усилителя /?ВУ, рам входному сопротивлению ОУ по неинвертирующему входу, веля выходное сопротивление /?вых ->0. Его находят из соотноше! (2.141). |
Неинвертирующий и инвертирующий усилители широко исп<| зуют в качестве высокостабильных усилителей различного наЯ чения. ' ч
Преобразователь тока в напряжение. Схема, осуществляю® преобразование тока в напряжение (рис. 2.49), является вариан!
Рис. 2.50. Схема инвертирую-
щего сумматора
Рис. 2.51. Схема неинверти. рующего сумматора (
схемы рис. 2.46 при = 0. Из схемы рис. 2.49 имеем 7ВХ ==70с'”И = -^ВЫх/^ос< откуда Я
вых — ^вх^ос- (2-14аЯ
Малые входное и выходное сопротивления являются важндЯ
преимуществами схемы при ее использовании для преобразовании тока источников сигнала в напряжение. Я
Инвертирующий сумматор. Схема рис. 2.50 выполняется по тидЯ инвертирующего усилителя (см. рис. 2.46) с числом параллельньЯ ветвей на входе, равным количеству сигналов, предназначенных дЯ сложения. Сопротивления резисторов принимают одинаковым)» /?ос =/?i =7? 2 =••• =Rn<^ Квхоу- Я
При /вхоу = 0 имеем Я
^ос = Л + h + ’ • • + 1
или ;<Ц
+ • • • + Пп). (2.14|
Соотношение (2.144) отражает равноправное весовое участие слЯ гаемых в их сумме. Суммирование может производиться и с соответа ствующими весовыми коэффициентами для каждого из слагаемых!
увых = —(/2+... 4-^ 7/J; 4
ВЫд ID * D с • ' п Tt> I ' *
\ A] А2 An / $
это достигается применением различных значений сопротивления резисторов во входных ветвях.
158
Неинвертирующий сумматор. Неинвертирующий сумматор может реализован путем последовательного соединения схемы рис. 2.50 инвертора (см. рис. 2.46). Однако он выполняется проще (рис. 2.51) «я основе схемы рис. 2.47.
При С’о (рис. напряжения на обоих входах ОУ равны „ составляют L\, = Ua = ~При равенстве нулю тока И А1+ /<ОС
ПО неинвертирующему входу (Явюу =оо) имеем
или
£/i+L/2+... +ип^п—^—ивых,
Kit ОС откуда
Пвых = (U1+Ui + --- +UJ- (2.145) nRj
Выбор параметров схемы производят, исходя из равенства единице первого сомножителя в правой-части выражения (2.145):
(/?! + = 1
Интегратор. Схема интегратора (рис. 2.52, а) создается заменой в схеме рис. 2.46 резистора Roa конденсатором. По аналогии со схемой рис. 2.46, ic = iR. Тогда
__ £ di ~ R ’
t
иъых= ~ f ивх^ ^иых 0> (2.146)
J о
где £/ВЫх0 — выходное напряжение при t = 0.
мы (5), иллюстрирующие характер изменения выход* ного напряжения при наличии единичного скачка напряжения на входе
159
Отсчет времени ведут с момента поступления входного сигна^ причем обычно при t = 0 ивх= 0 и ивых = 0. В связи с указанна выражение (2.146) приобретает вид j
t
^вых = ~ ивх^> (2.1 <
О
где т = RC — постоянная интегрирования.
При т = RC — 1 с'1 (например, /? = 1 мОм и С = I мкФ) и тегрирование осуществляется в реальном масштабе времени. Пр других соотношениях R и С масштаб интегрирования может бы1 иным. Так, при R = 1 мОм и С— 0,1 мкФ т =0,1 с'1 и масштаб й| тегрирования во времени составляет 10. ;
Масштаб интегрирования выбирают с учетом параметров входны сигналов, чтобы к концу проведения этой операции выходное напр^ жение усилителя не достигло предельного значения max UTw. max- В противном случае интегрирование будет выполнен неверно. Указанное иллюстрирует рис. 2.52, б, где входной сигна представлен в виде единичного скачка напряжения, а выходное н; пряжение интегратора при неправильном выборе постоянной т тегрирования показано пунктиром.
Интегратор широко используют при построении аналоговых ре шающих и моделирующих устройств. На его основе выполняю' генераторы линейно изменяющегося н а пр а ж е н и я. При входном импульсе напряжения положительной полярности на выходе такого генератора на базе схемы рис. 2.52, а соз-дается линейно нарастающее напряжение отрицательной полярности или положительной при управлении импульсом напряжения отрицательной полярности. Процесс последующего уменьшения выходного напряжения до нуля (штрихпунктир на рис. 2.52, б) обусловливается разрядом конденсатора с постоянной времени т = = C(R 4- /?выхоу). Для уменьшения времени разряда до нуля разряд конденсатора часто осуществляют через включаемый параллельно., ему транзисторный ключ (см. гл. 3). ’
§ 2.9. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ И ЛИНЕЙНЫЕ ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В ряде устройств усиление сигналов необходимо проводить для широкого спектра частот. Амплитудно-частотная характеристика усилителей при этом должна быть равномерной в диапазоне от нескольких единиц или десятков герц до нескольких десятков и сотен мегагерц (см. рис. 2.2). Такие усилители относят к классу широкополосных. Преимущественное применение они получили при усилении сигналов сложной, в частности импульсной, формы, характеризующейся широким спектром частот. Усилители, предназначенные специально для усиления сигналов импульсной формы, называют импульсными.
Требования широкополосное™ предъявляются к усилителям осциллографов, усилителям импульсных сигналов изображения в те-160
видении (видеоусилители), а также импульсным усилителям систем Соматического управления и контроля, радиолокационных, радионавигационных и счетно-решающих устройств, импульсных систем СВЯЗИ и т. д.
{4з большого разнообразия импульсных сигналов наибольшее пйменение получили сигналы прямоугольной формы. Такая форма ^пульсов, в частности, наиболее полно отражает специфику работы Импульсного усилителя. По режиму работы усилительных каскадов различают линейные и .........•”..
нелинейные импульсные усилители. В н е л и-импульсных усилителях транзисторы усилительных каскадов работают в нелинейном режиме с чередованием (в процессе передачи импульса) открытого и закрытого их состояний Сущность нелинейного режима работы усилительного каскада описана в § 3.2.
В линейных импульсных усилителях амплитуда выходного импульса Двыхт пропорциональна амплитуде входного импульса Двх т и связана с ним через коэффициент усиления К и = — ^выхт^вхт- Как и в усилителях переменного и постоянного токов, точку покоя каждого каскада выбирают на линии нагрузки в пределах линейной области выходных характеристик транзистора.
Если принять, что входной импульс имеет бесконечно малые длительности переднего и заднего фронтов (рис. 2.53, «), то импульсный
^выхт О^выхт
О
о)
2.53. Импульсный сигнал на (а) и его искажение на выходе (б) усилителя
н е й н ы х
Рис.
входе
усилитель в процессе усиления такого сигнала должен внести минимально возможные искажения его формы (рис. 2.53, б). Допустимые искажения выходного импульса характеризуются максимально возможными длительностями его переднего фронта (фИ заднего фронта (среза) (ср, измеряемыми обычно на уровне от 0,1 до 0,9 амплитуды напряжения Umxni, а также максимально допустимым спадом плоской вершины АД выходного импульса (более подробная характеристика импульсного сигнала прямоугольной формы дана в §3.1).
Известно, что импульсный сигнал прямоугольной формы характеризуется широким спектром гармонических составляющих. При этом передний и задний фронты импульса определяются высокочастотной частью спектра, а вершина импульса — его низкочастотной частью. Таким образом, качественной передаче входного импульса через усилитель будет соответствовать пропорциональное усиление Им всех составляющих спектра частот входного сигнала. На передачу переднего и заднего фронтов входного импульса, а следовательно, На времена и (ср оказывают влияние высокочастотные свойства Усилителя, в частности значение верхней частоты /в.п полосы пропускания (см. рис. 2.16, а). На передачу плоской вершины влияет значение низшей частоты /н.п полосы пропускания.
161
При увеличении длительности им'пульса ta его гармонически^ ставляющие сдвигаются в область более низких частот. Для п( дачи с минимальными искажениями плоской вершины импульса i лучения минимального At/) частота /н.п усилителя должна стрем;
ся к нулю. |
В период применения дискретных электронных компонентов-нейные импульсные усилители создавались на основе усилителе конденсаторной связью между каскадами. Определенные трудно в обеспечении широкой под
Рис. 2.54. Схема импульсного усилителя в интегральном исполнении
кочастотной и высокочастотной ных элементов L и С.
пропускания частот в та-усилителях (обусловленные области низких частот нал; ем межкаскадных конденсг ров связи, а в области высо; частот даже при использова высокочастотных транзисто, наличием паразитных емкое монтажа), преодолевали це. усложнения входящих в i усилительных каскадов. Т буемая полоса пропускав частот при импульсном сигщ достигалась введением в кац ды дополнительных цепей и коррекции, состоящих из peaK'l
На современном этапе преимущественного использования инт
ральной электроники импульсные усилители выполняют по усилителей постоянного тока (с непосредственной связью между кадами). Разделительные конденсаторы служат лишь для связи вх;
ной цепи усилителя с источником усиливаемых сигналов, хотя ид связь часто осуществляется непосредственно. С учетом указанн;
полоса пропускания интегрального импульсного усилителя на^ нается от частот, равных нулю, что обеспечивает почти без искажен!! передачу плоской вершины усиливаемого импульса. Требуемая rg ница диапазона по высокой частоте, необходимая для передачи | реднего и заднего фронтов, достигается технологическими метода^ обеспечивающими получение высокочастотных интегральных тр| зисторов и ничтожно малых паразитных емкостей межкаскадй интегральных соединений. Импульсные усилители в интегралы^ исполнении реализуются на самые различные значения коэффициент^ усиления по напряжению. .3
На рис. 2.54 показан пример интегрального исполнения ДВМ' каскадного импульсного усилителя с противофазным (парафазнД выходом (микросхема К2УИ183). Входной сигнал может подкщ чаться либо непосредственно (вход 1) к усилителю, либо через ко денсатор Ср1 (вход 2). .Для уменьшения спада вершины импулье, создаваемого конденсатором Ср1 относительно малой емкости, мояп увеличить емкость конденсатора связи путем подключения мея^
162
.;1 1 и 2 дополнительного навесного конденсатора. Коэффициент 'иления по напряжению микросхемы составляет около 10. Времена -- заднего фронтов выходного импульса составляют менее
входами yd-переднего и Qj мкс.
§ 2.10. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Избирательные усилители предназначены для усиления сигналов в некоторой узкой полосе частот. Их частотная ха-
оактеристика должна обеспечивать требуемое усиление в заданной полосе частот и достаточно крутой спад усиления вне этой полосы (рис. 2.55). Полоса пропускания избирательного усилителя 2А/ = /в — /н определяется на уровне где Kjjm — ко-
эффициент усиления при резонансной частоте f Отношение боковых частот усилителей fB/fv = 1,0014- 1,1. ность усилительных свойств
для таких Селектив-оценивают
Ки Кит
О
Рис. 2.55. Амплитудно-частотная характеристика избирательных усилителей
добротностью
(2.148)
величина которой может составлять десят-
И з б и р
Q = f0/(2Af),
ки И сотни.
Частотная избирательность рассматриваемых усилителей создает высокую помехозащищенность систем, работающих на фиксированных частотах, что широко используется в устройствах автоматического управления и контроля. На способности выделения с помощью избирательных (узкополосных) усилителей фиксированных гармонических составляющих из широкого спектра частот входного сигнала основана работа ряда измерительных устройств промышленной электроники. Избирательные усилители широко распространены в радиоприемных и телевизионных устройствах, а также в многоканальных системах связи. Здесь они решают задачу настройки приемного устройства на фиксированную частоту принимаемой станции (канал связи), не пропуская сигналы других частот.
Избирательные усилители при частотах свыше десятков килогерц создают введением параллельного колебательного LC-контура в цепь нагрузКИ усилительных каскадов (резонансные усилители). Низкочастотные узкополосные усилители выполняют с обратными связями через частотно-зависимые Т^С-цепи.
Пример построения усилительного каскада резонансного усили-теля показан на рис. 2.56, а. Его особенностью в сравнении с обычным каскадом (см. рис. 2.4) является наличие колебательного контура в коллекторной цепи транзистора. Связь с последующим усилительным каскадом подобного типа или нагрузкой может осуществляться ЧеРез разделительный конденсатор (как в приведенной схеме) или тРансформатор, первичная обмотка которого определяет индуктивность А колебательного контура.
163
Качественно характер зависимости коэффициента усиления км када от частоты вида рис. 2.55 объясняется зависимостью от частей сопротивления, создаваемого колебательным контуром в коллектД ной цепи транзистора. На резонансной частоте f0 =-------- сопр|
2л VLC I
тивление колебательного контура велико, в связи с чем коэффицие! усиления максимален. При отклонении частоты влево или вправо 1
а) г)
Рис. 2.56. Схема резонансного усилителя (а), его схемы замещения иа резонансной частоте (б, в) и частоте, близкой к резонансной (г)
резонансной сопротивление контура уменьшается ввиду увеличения шунтирующего действия соответственно его индуктивности или ё'Я кости. Это вызывает уменьшение коэффициента усиления каскад»
Определим связь частотной характеристики с параметрами кЯ лебательного контура и элементов каскада. "Я
Если принять суммарное сопротивление потерь в элементах Я и С колебательного контура равным г, то на резонансной частоте кЯ лебательный контур в коллекторной цепи каскада может быть учте’Я активным сопротивлением Я
Я0 = ^/г, (2.1491
где Zc = К UC — характеристическое сопротивление контура. Л Сопротивления /?0 и г определяют добротность используемогЯ контура: Я
QK = ZJr = RJZa. (2.1501
Для выходной цепи каскада на резонансной частоте будет дейст-1 вительна схема замещения по переменному току, приведенная пая рис. 2.56, б, где гК(э) учитывает выходное сопротивление транзистораЯ Величина /?экв — II гк(э> II RH (рис. 2.56, в) определяет эквивалент-Ч ное сопротивление выходной цепи каскада на резонансной частоте®! f0, а также эквивалентную добротность колебательного контура:
*2к. экв — ^экв^с- (2.151)1
164
Определим сопротивление нагрузки каскада на частоте f = со/(2л), близкой к резонансной частоте контура f0 = <о0/2те — ----— . Со-
И" LC
противление R щения следует
экв можно считать неизменным, однако в схеме заме-учесть элементы L и С контура (рис. 2.56, г), т. е.
2 = —V II II Яэкв-/<1>С
Выражение (2.152) приводим к виду
________^экв________
1+/QK.9KB
(2.152)
(2.153)
Преобразуем разность отношений частот в знаменателе выражения (2.153):
2_ _ А = = - /о) V + Ы . (2 154)
/ f W fof ,
Так как частота f принята близкой к f0, то
2------1L да АА = AL, (2 155)
A. f fl t.
Подставив (2.155) в (2.153), получим
у ____ _____1?экв____
2Д/
1 + /Q „ —-
1 1 ~К« Экв f
/о
ИЛИ
I Z I =-------- -------------. (2.156)
Л / 2ДП2
]/ 1 + fo )
Согласно формуле (2.156), сопротивление нагрузочной цепи каскада с колебательным контуром максимально на его резонансной частоте (А/ = 0) и уменьшается при отклонении частоты от резонансной, т. е. с увеличением А/. Поскольку коэффициент усиления каскада пропорционален сопротивлению в его коллекторной цепи [см. выражения (2.24), (2.25)1, то пропорционально изменению сопротивления [ZI от частоты будет изменяться и коэффициент усиления каскада. В частности, уменьшению в ]/~2 раз коэффициента усиления каскада будет соответствовать уменьшение в то же число раз сопротивления \Z\. Приравняв знаменатель выражения (2.156) 1^2, находим
Qk.bkb = foW). (2.157)
С учетом формулы (2.148) приходим к выводу, что добротность Резонансного усилительного каскада определяется эквивалентной
165
добротностью его колебательного контура: Q = QK.3KB. Иными слой ми, необходимая эквивалентная добротность колебательного копту может быть найдена по частотной характеристике каскада. Она ( ализуется согласно (2.151) соответствующим выбором параметра i
На частотах ниже и выше резонансной колебательный конт представляет собой комплексную нагрузку, что обусловливает д явление фазовых сдвигов выходного напряжения относительно вхс ного. Ввиду наличия внутренней обратной связи в транзисторе паразитных обратных связей общий фазовый сдвиг между выходив и входным напряжениями может стать равным 0 или 2л, что мож вызвать самовозбуждение усилителя на частотах, близких к рез нансной. Для исключения самовозбуждения в резонансных усил: телях применяют нейтрализацию. Она осуществляется п средством подключения между входом и выходом каскада /?С-цепе создающих на частотах, близких к резонансной, отрицательную о ратную связь, нейтрализующую действие положительной связи, !
Коэффициент усиления многокаскадного резонансного усилите^ равен произведению коэффициентов усиления входящих в него ка кадов. Если частотные характеристики каскадов одинаковы и ка кады настроены на одну и ту же резонансную частоту, то частотно характеристике всего усилителя будет соответствовать более узкг полоса пропускания, чем полоса частот отдельных каскадов.
В настоящее время резонансные усилители, как и усилители др’ гих типов, применяются преимущественно в интегральном исполн нии. Микросхема избирательного усилителя обычно содержит бол: шую часть элементов реализуемой принципиальной схемы (в тр числе и конденсаторы малой емкости). Исключение составляют индуА тивность L и емкость С колебательного контура, которые использую в качестве навесных элементов. Для ограничения количества диск ретных компонентов широко распространена непосредственная связ? между каскадами в усилителе с включением колебательного контур! лишь в один из каскадов.
Узкополосные усилители с резонансным контуром создают п. частоты свыше десятков килогерц. Для диапазона более низких час тот применение резонансных усилителей нерационально из-за боль ших габаритов элементов PC-контура. В диапазоне звуковых и осц бенно промышленных частот узкополосные усилители выполняют.^ обратными связями через дастотно-избирательные RG цепи. d
Из частотно-избирательных 7?С-цепей наибольшее применен^ получила схема двойного Т-о бразного мост,: (рис. 2.57, а), отличающаяся высокой частотной селективностью ко
эффициента передачи напряжения
и угла фазовой
сдвига <р между напряжениями выхода и входа (рис. 2.57, б). Прв подходе к некоторой частоте /0 коэффициент передачи |х| становится равным нулю, а при ее переходе фазовый сдвиг изменяет знак. Частоту /о называют частотой настройки или частотой
166
вазиРезонанса’ Указанные свойства проявляются при оп-Кедеденных соотношениях между параметрами схемы, например при D. =/?2 = ^’ Кз ройки Д при этом
= RJ2, Cj = С2 = С и С3 = 2С. Частоту наст-находят из соотношения
f =_L J_
'° 2r. RC
(2.158)
Очевидно, для получения частотной характеристики усилителя вида рис. 2.55 двойной Т-образный мост следует включить в цепь
Рис. 2.57. Схема двойного Т-образного моста (а), зависимости его коэффициента передачи и угла фазового сдвига от частоты (б)
отрицательной обратной связи (рис. 2.58, а). Предположим, что используемый усилитель имеет частотную характеристику Ки (Л (рис. 2.58, б) с коэффициентом усиления в области низких и средних частот Кит- При частотах входного сигнала Д отличных от f0, коэффициент передачи цепи обратной связи -> 1 и сигнал с выхода усилителя полностью передается цепью отрицательной обратной связи на его вход. В усилителе действует глубокая отрицательная связь. Коэффициент усиления усилителя с такой обратной связью
а)
Рис. 2.58. Структурная схема включения двойного Т-образ-ного моста для создания избирательного усилителя (а), частотная характеристика избирательного усилителя с двойным Т-образным мостом (б)
167
согласно соотношениям (2.111), (2.114) близок к единице. По приближения к частоте /0 модуль коэффициента передачи | х| д| ного Т-образного моста уменьшается, что вызывает ослабление , рицательной обратной связи и возрастание коэффициента усилег Киос- На частоте /0 — 0 и отрицательная обратная связь отс
ствует. Коэффициент усиления Ки<х на этой частоте равен коэфс циенту усиления Кит используемого усилителя.
Добротность Q (см. (2.148)1, характеризующая избиратели) свойства усилителя, зависит от селективности цепи обратной свя и коэффициента усиления К усилителя (рис. 2.58, б).
Для рассматриваемого усилителей добротность Q =
Для сохранения высокой изб рательности двойного Т-образно моста в усилителе необходим обеспечить режим работы мод по выходу, близкий к холостое ходу, а сигнал подавать от исто ника с малым внутренним сопр тивлением. Иными словами, е следует включать в усилитель ме> входного и выходного каскадо: точность выбора параметров эл.
R, «г
Рис. 2.59. ( усилителя на ОУ разным
=г^
Схема избирательного ’ с двойным Т-об-мостом
Т1
ду эмиттерными Немаловажную ментов /?, С двойного Т-образного моста. При чрезмерном разброд параметров элементов характеристики схемы становяд
ся отличными от приведенных на рис. 2.57, что приводит к нарушу нию требуемого режима работы усилителя. ’
При построении избирательных усилителей с двойным Т-образны) мостом в цепи отрицательной обратной связи удобно использоват схему усилителя с двумя входами (с дифференциальным входньп каскадом). На один из входов подается усиливаемый сигнал, a m второму осуществляется отрицательная обратная связь. Цепь обрат ной связи подключается к тому из входов, для которого выходное сигнал находится в противофазе.
В качестве усилителей могут применяться интегральные усилители постоянного тока и операционные усилители. Пример выпол; нения схемы избирательного усилителя на ОУ показан на рис. 2.59. Помимо частотно-зависимой отрицательной обратной связи, осуществляемой по инвертирующему входу, в схему включена вещественная отрицательная обратная связь (резистор ROlt), обеспечивающая получение требуемого коэффициента усиления выражению (2.142), Кит =1 4- Roc/R'-
повторителями роль играет и
усилителя. Согласно
§ 2.11. ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
Генераторы синусоидальных колебаний осуществляют преобразование энергии источника постоянного тока 168
Рис. 2.60. Структурная схема гене-
ратора синусоидальных колебаний
менный ток требуемой частоты. Они выполняются на основе уси-в перем £0 звеНОМ положительной обратной связи, обеспечивающей лителе реЖИМ самОвозбуждения на требуемой частоте. Структур-УстоИсХема генератора синусоидальных колебаний приведена на НЭЯ 2 60. Коэффициент усиления усилителя и коэффициент передачи РиС’ обратной связи приняты комплексными, т. е. учитывается их звевСИМость от частоты. Входным сигналом для завлИТеля в схеме генератора является часть его выходного напряжения, передаваемая звеном положительной обратной связи (|х| < 1).
Л Для работы схемы в режиме генерации необходимо выполнение двух условий. Первое характеризуется тем, что фазовые сдвиги сигнала, создаваемые усилителем (фу) и звеном обратной связи (Фх)> в сумме должны быть кратными 2л:
фу + Фх = 2пте,
(2.159)
где н = 0, 1, 2, 3, ... .
Соотношение (2.159) определяет уеловие баланса фаз в усилителе с положительной обратной связью. Второе условие находят из выражения (2.110). Как показало в § 2.6, оно определяется неравенством
]Л’||й|>1. (2.160)
Для получения на выходе генератора напряжения синусоидальной формы требуется, чтобы соотношения (2.159), (2.160) выполнялись только при одной частоте.
Физический смысл неравенства > 1 заключается в следующем. Сигнал, усиленный усилителем в раз и ослабленный звеном обратной связи в jxl раз, при выполнении условия (2.159) возникает вновь на входе усилителя в той же фазе, но с большей амплитудой. Иными словами, неравенство ||xl > 1 определяет необходимое условие для самовозбуждения генератора, когда первоначальные изменения токов и напряжений в схеме усилителя, появившиеся после его подключения к источнику питания, вызывают прогрессирующее нарастание амплитуды сигналов соответствующей частоты на входе и выходе усилителя. Равенство I К. (|ж| =1 соответствует переходу генератора к установившемуся режиму работы, когда по мере увеличения амплитуды колебаний происходит уменьшение коэффициента Усиления К усилителя из-за проявления нелинейности характеристик транзисторов при больших амплитудах сигналов. В стационарном режиме сигналы на входе и выходе генератора соответствуют некоторым установившимся значениям благодаря компенсации усилителем ослабления сигнала, создаваемого звеном обратной связи (условие баланса амплитуд).
169
Установившиеся значения напряжений зависят от коэффициЯИ усиления усилителя К для малого сигнала, а также от нелинейн^И характеристик используемых транзисторов. Зависимости коэффиндИ та усиления усилителя от температуры и сопротивления иагруЦИ являются причинами нестабильности амплитуды выходного найИ жения генераторов. Задачу стабилизации амплитуды решают ввЦИ нием в схему генератора стабилизирующих нелинейных элсметЯИ а также вещественных отрицательных обратных связей. ':ЯВ Генераторы синусоидальных колебаний, так же как и избив а-пЗМ ные усилители, выполняют с колебательным ГС-контуром и час^И но-зависимыми 2?С-цепями. ГС-генераторы предназначены для'ЯИ нерирования сигналов высокой частоты (свыше нескольких десятЯИ килогерц), а 2?С-генераторы используются на низких частотах (вплЯИ до единиц герц). ЯН
Генераторы ГС-типа основаны на использовании избирательмИ LC- усилителей, обладающих частотной характеристикой виИ рис. 2.55. Условия для генерации синусоидальных колебаний (2.15я| (2.160) здесь создаются для частоты настройки /0 колебательного кДМ тура, когда его сопротивление является чисто активным. ПредпосвЯ кой выполнения соотношения (2.159) для частоты /0 служит изменен» фазового сдвига фу, вносимого усилителем, при отклонении частоЯ от резонансной, так как сопротивление контура перестает быть актиЯ ным и приобретает реактивный (индуктивный или емкостный) харам тер. Справедливость соотношения (2.160) для резонансной частом обусловливается максимальным значением коэффициента усилен™ на частоте /0. JB
Схемная реализация ГС-генераторов достаточно разнообразия Они могут отличаться способами включения в усилитель колебател-Н ного ГС-контура и создания в нем положительной обратной связЯ Особенности генераторов рассмотрим тЯ примерах схем с однокаскадным усилитЯ лем. .Я
Схемы генераторов приведены на рйЯ1 2.61—2.63. Их усилительный каскад вот полнен на транзисторе ОЭ с известным элементами Г’2, Г(э, Сэ, предназначен ными для задания режима покоя и темпе! ратурной стабилизации. Выходной сигна!| снимается с коллектора транзистора. К схеме однокаскадного усилителя с чнстд активной нагрузкой выходной сигнал на,/ ходится в противофазе с входным сигналом. В связи с этим для обеспечения условия баланса фаз (2.159) звено положил тельной обратной связи на резонансной частоте должно осуществлять поворот на 180° фазы сигнала, передаваемого на вход усилителя.
Рис. 2.61. Схема генератора с трансформаторной обратной связью
е генератора рис. 2.61 параметрами колебательного контура
СХря емкость конденсатора С и индуктивность L первичной обмот-являют аНСфОрМатОра. Сигнал обратной связи снимается с вторичной киаУ1тР индуктивно связанной с обмоткой wit и через разде-обМ°Тьньгй конденсатор Ср1 подается на вход транзистора. Необхо-ЛИТеЛя сЬазировка напряжения обратной связи достигается соответст-Дима Jr подключением выводов вторичной обмотки. Поскольку на-Б^1°жение обратной связи меньше выходного напряжения, отношение °РЯеЛ ВИТКОВ перВИЧНОЙ И ВТОРИЧНОЙ обмОТОК &У1/йУ2> 1-чИС£Сли принять индуктивную связь обмоток wt и w2 идеальной, то обеспечения условия баланса амплитуд необходимо, чтобы для
р > У L/L5 = w1/w2, (2.161)
где р _ коэффициент передачи тока транзистора в точке покоя.
Частота генерируемых г-—* “ * •- -- ~-------" - —
колебательного контура:
колебаний близка к резонансной частоте
2л V LC
(2.162)
Сигнал обратной связи может быть снят непосредственно с колебательного контура. Это достигается благодаря секционированию индуктивной или емкостной ветви колебательного контура. В схемах таких генераторов колебательный контур имеет три точки соединения с усилителем, в связи с чем их называют трехточечными.
В схеме генератора рис. 2.62 («индуктивная трехточка») секционированной выполнена индуктивная ветвь контура. Сигнал обратной связи определяется напряжением на секции wt. Требуемая фаза этого сигнала определяется тем, что напряжения на секциях w2 и Wj_ относительно их общей точки, подключенной к шине —Ек, находятся в противофазе. На вход транзистора сигнал с секции сгд пода-
Рис. 2.62. Схема генератора с трехточечной индуктивной обратной связью
Рис. 2.63. Схема гене ратора с трехточечной емкостной обратной связью
171
ется через разделительный конденсатор Ср1 (Ср1»С), источ питания (представляющий по переменному току сопротивление, б) кое к нулю) и конденсатор Сэ. При L = LK соотношение (2.161) ? ствительно и для данной схемы. ?
Расчет частоты может быть произведен по формуле (2.162), с положить в ней L = LK + L6. д
В схеме генератора рис. 2.63 («емкостная трехточка») колебать ный контур, состоящий из индуктивной катушки L и последовател включенных конденсаторов С', С", включен параллельно выход) цепи усилительного звена. Напряжение обратной связи снимаете) конденсатора С" относительно «земли» и подается на вход транзист, через конденсаторы Ср1 и Сэ, минуя цепь источника питания. Нац жения на конденсаторах С' и С" относительно их общей точки на дятся в противофазе, в связи с чем создаваемая в схеме обратная св! является положительной.
Самовозбуждение генератора обеспечивается при следующих со ношениях параметров в схеме:
С
С"
лвх ОБ
R,; II Rs
(2.1
где rBxоб — входное сопротивление используемого транзистора Q 7?н — сопротивление внешней нагрузки.
Для расчета частоты действительно выражение (2.162), где С = С'С''/(С' + С").
В ЛС-генераторах генерируемая частота, строго говоря, завис1 не только от параметров колебательного конутра, но и от параметр' транзисторов усилительного звена. Это следует, например, из бол точного выражения для частоты колебаний генератора (рис. 2.6|
(2-id
1
^<-'"гвхОЭ С'С"гвхОэ(гк (э) II ^к)
где гвхоэ — входное сопротивление транзистора ОЭ; гк(э) — парамет схемы замещения транзистора; г — суммарное сопротивление потер в элементах L и С колебательного контура. 5
Ввиду зависимости величин L, С колебательного контура и пар£ метров транзистора от температуры наблюдается зависимость от тем пературы и частоты f. В условиях постоянства температуры нестабилй ность частоты вызвана изменением дифференциальных параметро! транзистора в зависимости от изменения положения точки поко’Я усилительного каскада, что, в частности, обусловливает необходи* мость его стабилизации. ’
Нестабильность частоты генераторов оценивают коэффициентом относительной нестабильности
3 юо, f f
где ~ абсолютное отклонение частоты от номинального значения /•
(2.165)
172
В этих случаях оговариваются условия, при которых производят-измерения, в частности диапазоны изменения температуры и на-СЯяжения питания. Коэффициент относительной нестабильности час-ПР ы транзисторных LC-генераторов (при использовании темпера-Т°оной стабилизации с помощью резистора R3, но без принятия специальных добавочных мер стабилизации) составляет единицы процента.
факторами, повышающими стабильность частоты, являются увеличение температурной стабилизации выбранного режима покоя усилительных каскадов, а также применение средств, компенсирующих температурные изменения частоты. Одним из методов компенсации можно считать введение в колебательный контур конденсаторов с зависимой от температуры емкостью (например, тикондовых).
Наибольшая стабильность частоты с коэффициентом — 10"34-... 10'6% достигается при использовании в генераторах кварцевого резонатора. Высокая стабильность частоты обусловливается тем, что кварцевый резонатор, являясь эквивалентом последовательного колебательного контура, обладает высокой добротностью (QK = = 104Ч- 106).
Генераторы АС-типа реализуются в виде гибридных интегральных микросхем, в которых реактивные элементы L, С применяют в качестве навесных.
Построение генераторов на частоты ниже нескольких десятков килогерц становится нерациональным ввиду возрастания габаритов и массы элементов колебательного АС-контура. Для диапазона низких частот применяют RС-генераторы. Они основаны на использовании частотно-зависимых цепей, составляемых нз резисторов и конденсаторов, и аналогично А С-генераторам выполняются по структурной схеме рис. 2.60.
В усилителях, предназначенных для построения генераторов, выходной сигнал, как известно, может находиться в противофазе с входным сигналом (<ру = 180°) или же совпадать с ним по фазе (<ру = 0). В первом случае частотно-зависимая 7?С-цепь обратной связи на частоте генерации должна осуществлять поворот фазы передаваемого сигнала на 180® (сри = 180°), во втором случае фазовый сдвиг передаваемого сигнала должен отсутствовать (фх=0). Решение обеих задач характеризуется большими схемными возможностями 7?С-цепей.
Схема цепи, осуществляющей изменение фазы передаваемого сигнала на 180°, приведена на рис. 2.64, а. Выбор для рассмотрения этой схемы обусловлен наименьшими значениями в ней емкостей конденсаторов, требуемых для построения низкочастотных генераторов.
В схеме рис. 2.64, а (схема лестничного типа «R-пар аллель») используется зависимость от частоты коэффициента передачи и фазы передаваемого сигнала элементарного Г-образного /?С-звена. Поскольку максимальный фазовый сдвиг, вносимый одним звеном на частоте, близкой к нулю, составляет 90°, для получения требуемого Фазового сдвига в 180° цепь должна содержать не менее трех последо-Пательно включенных звеньев. Обычно применяют трехзвенные (реже) четырехзвенные цепи.
173
Зависимости |х] и <ри от частоты для трехзвенной цепи при
= С3 = С и 7?! = 7?2 = R3 = Я приведены на рис. 2.64, б. Ч| /0, при которой угол <рк = 180°, называют квазирезонансной. ( раметрами С и 7? она связана соотношением
с 1
2л/6 RC
(2
4
0
а)
^быХ
-0
Рис. 2.64. Схема трехзвенного 7?С-четырехполюсника (а), зависимости его коэффициента передачи и угла фазового сдвига от частоты (б)
шениях между параметрами
На частоте /ф коэффициент передачи цепи при указанных соб
•/. ~ ' -~ь-~ == —1—. Следовательно, с |Увх I 29
возбуждение генератора возможно, i коэффициент усиления усилителя К.
0ивш
^2 fa
Рис. 2.65. Схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ с трехзвенным РС-четы-рехполюсником
В качестве усилительного зв обычно используют усилители посто ного тока в интегральном исполнен в частности операционные усилите; Схема генератора на ОУ приведена, рис. 2.65. Цепь частотно-зависимой -ратной связи включена между выхо$, и инвертирующим входом усилите^ Требуемый коэффициент усиления у<-лительного звена 29) согла| выражению (2.140) достигается вы(
ром отношения Roc/Ro 29. Входное сопротивление инверз рующего усилителя, равное 7?0, совместно с R3 определяет акт®, ную составляющую сопротивления оконечного звена частотна зависимой цепи обратной связи. В связи с этим для расчета часто^ /о по формуле (2.166) нужно, чтобы = R3 II 7?0 = Я- ТребИ
мая на практике установка необходимой амплитуды колебаний стигается некоторой подстройкой сопротивления 7?ос. ?
Из 7?С-цепей, не осуществляющих сдвига по фазе передаваемой сигнала на квазирезонансной частоте, наибольшее распространен^
174
па схема моста Вина (рис. 2.66, а), амплитудно-частотные и полУчиЛ ные характеристики которой показаны на рис. 2.66, б. фазо-чаСп0сТроении такого генератора на операционном усилителе
ПР?б?) звено частотно-зависимой обратной связи (см. рнс. 2.66, а) (Рис' Ljqt между выходом и неинвертирующим входом ОУ. Элементы включ предназначены для получения требуемого коэффициента R ос
а)
Рис. 2.66. Схема моста Вина (а), зависимости его коэффициента передачи и угла фазового сдвига от частоты (б)
усиления усилительного звена. Поскольку на частоте генерации /0 коэффициент передачи звена частотно-зависимой обратной связи типа моста Вина х = 1/3 (см. рис. 2.66, б), самовозбуждение генератора возможно при Ки> 3. Согласно выражению (2.142), это будет соответствовать выбору отношения Roc/R0 2.
Частота генерации в схеме равна квазирезонансной частоте частотно-зависимой цепи, определяемой из соотношения
2та У R1R2C1C2 2kRC
(2.167)
где = /?2 = # и Ct = С2 = С.
Рис. 2.67. Схема генератора синусоидальных колебаний на ОУ с мостом Вина
Необходимая амплитуда колебаний достигается корректировкой сопротивления или Roc в процессе настройки схемы.
В /?С-генераторах находит также применение схема двойного Т-образного моста (см. рис. 2.57, а).
Применение ОУ с глубокой вещественной отрицательной обратной связью создает высокую стабильность параметров усилительного звена в "'^генераторах. В связи с этим температурная нестабильность частоты еиерат°ров На операционных уси-в телях определяется преимущест-пяпН° зависимостью от температуры
Раметров элементов jRC-звена обратной связи. В зависимости от па используемых элементов в таких генераторах ± 0,14- 3%.
175
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
ИМПУЛЬСНАЯ И ЦИФРОВАЯ ТЕХНИКА
§ 3.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В современной информационной электронике импульс принцип построения систем занимает доминирующее положЯ^И по сравнению в аналоговым. На базе импульсной техники ИИ полняются системы управления и регулирования, устройства иЯН рения и отображения информации. На ней основана цифровая вЯИ слительная техника. ЯМ
В отличие от аналоговых систем, в которых сигналы изменякя^И непрерывно во времени (например, напряжение изменяется проЯИ ционально регулируемой температуре), в импульсных системахнИ пользуются сигналы (напряжение, ток) импульсной формы. 'ЛИ
Преобладающее применение импульсных систем обусловлено"^^™ существенно меньшим потреблением тока (большим к. п. д.), бш^Н высокой точностью, меньшей критичностью к изменению температуЯМ большей помехоустойчивостью. Немаловажную роль играют так^М относительная простота средств представления информации в импу^^И ной форме и наличие эффективных способов ее обработки (преобразМ вани я).
В импульсной технике применяются импульсы различной форгаИ Распространены импульсы, близкие по форме к прямоуго ЛщЯ ной,пилообразной и экспоненциальной к^9 вым (рис. 3.1, а — в), а также импульсы положительной, отрицатели™ ной и чередующейся полярности (рис. 3.1, г). -ДИ
Импульсный сигнал характеризуется рядом параметров. Раи смотрим их на примере реального импульса напряжения с формоЯ кривой, близкой к прямоугольной (рис. 3.2). Я
Такой сигнал вначале быстро нарастает до максимального значеД ния. Затем напряжение может сравнительно медленно изменяться Я течение некоторого промежутка времени, после чего происходите быстрое спадание импульса. Характерными участками импульса яв-gj ляются фронт (передний фронт), вершина ( п л o-t| ская часть) и срез (задний фрон г). Ч
176 1
мй импульса являются амплитуда, длительность, дли-Парам Р длительность среза и спад вершины.
тельностьд^ у д’ а импульса Um определяет Наибольшее зна-А Напряжения импульсного сигнала.
чеНие ниТ‘ельНость импульса /н характеризует продол-'^’ЛНОсть импульса во времени. Ее часто измеряют'на уровне, жИТертствующем половине амплитуды (активная длитель-соотве ность импульса). Иногда
Рис. 3.1. Импульсные сигналы прямоугольной (а), пилообразной (б), экспоненциальной (а), прямоугольной с чередующейся полярностью (г) форм
длительность импульса определяют на уровне 0,1 Um. При относительно малых продолжительностях двух крайних участков импульса длительность tn определяют по его основанию (см. рис. 3.1, а).
Длительность фронта ^фй длительность среза импульса tc характеризуют со
Рис. 3.2. Реальный импульс напряжения прямоугольной формы
ответственно времена нарастания и спада импульса. Наиболее часто пользуются понятиями активных длительно с-теи фронта и среза, представляющими указанные времена изменения напряжения относительно уровней 0,1 Um и
(рис. 3.2). Длительности (ф и (с обычно составляют доли процента от длительности (я. Чем меньше (ф и /с по сравне-Нию с ta, тем меньше отличие сигнала от идеального импульса Прямоугольной формы.
Спад вершины импульсаАУи его относительная величина KUlUm отражают уменьшение напряжения на плоской части импульса. Спад вершины импульса, в частности, создается при прохождении сигнала прямоугольной формы через импульсный усилитель с /?С-связями (см. § 2.9).
Параметрами последовательности импульсов (см. рис. 3.1, а) являются период повторения (следования), частота повторения, пауза, коэффициент заполнения и скважность.
—648 I77
Периодом повторения импульсов няЯИ интервал времени между соответствующими точками (напримеЛ ду началами) двух соседних импульсов.
Величину, обратную периоду повторения, называют частя повторения импульсов: / =1/Т. 'Я
Паузой ta называют интервал времени между окончания ного и началом следующего импульсов: ta = Т — tK. Я
Коэффициент заполнения у характеризуетЯ ношением длительности импульсов к периоду их следования^ - мт. ’ Я
Величину, обратную коэффициенту заполнения, назМ скважностью импульсов: q = Т/Ц = 1 /у. -Я
Импульсный сигнал (последовательность импульсов) обЯ большими информационными возможностями. Для преобразбя электрического или неэлектрического параметра в сигнал имм ной формы наибольшее применение получили время-импул и ый и число-импульсный методы. НосиЯ информации в первом случае является длительность и пульсов, во втором — число импульсов в фиксим ном интервале времени. я
В схемах импульсной техники для обработки и преобразом информации широко применяют цифровые методы. Они базируя на использовании сигнала прямоугольной формы, имеющего два| сированных уровня напряжения. Это позволяет представить см в цифровой форме: уровню высокого напряжения приписывают! вол «Ь, а уровню низкого напряжения — символ «О». На указа! виде сигнала основана, в частности, работа цифровых вычислит ных устройств, а также используемая в них двоичная система счи ния. *1
Цифровая форма представления сигнала упрощает рассмот^ импульсных систем и позволяет использовать при их анализе и;) работке соответствующий математический аппарат (алгебру логи Цифровые методы построения и проектирования импульсных ей занимают в современной электронике ведущее место.
Целью настоящей главы является изучение наиболее характер узлов и схем импульсной и цифровой техники, а также основ их женерного расчета.
§ 3.2. КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ РАБОТЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОР^
Транзисторная импульсная и цифровая техника базируется^ работе транзистора в качестве ключа. Замыкание и размыкание в нагрузки — главное назначение транзистора, работающего в к ЙМ ч е в о м режиме. По аналогии с механическим ключом (рЯ контактором), качество транзисторного ключа определяется в перй очередь падением напряжения (остаточным напряжен® е м ) на транзисторе в замкнутом (открытом) состоянии, а также о] таточным током транзистора в выключенном (закрыт^ состоянии. 3
178
сть рассмотрения свойств транзисторного ключа для уясне-ующего материала вытекает из того, что путем изменения ния пос т„аНзИстора в последовательной цепи с резистором и ис-состоян! питания осуществляются, по сути дела, формирование сиг-точнико^^ сно„ фОрМЫ) а также различные преобразования им-налов сИГНалов в схемах и узлах импульсной техники. Транзи-пульснрйменяют также в качестве бесконтактного ключа в цепях по-
транзисторе (а), графическое опре-закрытого состояний транзистора (б)
Рис. 3.3. Ключевая схема на деление режимов открытого и
стоянного и переменного токов для регулирования мощности, подводимой к нагрузке.
Основой всех узлов и схем импульсной и цифровой техники является так называемая ключевая схема — каскад на транзисторе, работающем в ключевом режиме. Построение ключевой схемы подобно усилительному каскаду. Транзистор в ключевой схеме может включаться с общей базой, общим эмиттером и общим коллектором. Наибольшее распространение получила схема ОЭ. Этот вид включения биполярного транзистора и используется далее при рассмотрении ключевого режима его работы.
Ключевая схема на транзисторе типа р-п-р показана на рис. 3.3, а. 1ранзистор Т выполняет функцию ключа в последовательной цепи с резистором Д'к и источником питания.
Для удобства рассмотрения процессов в схеме в режимах открытого и закрытого состояний транзистора воспользуемся графо-аналитическим методом, основанным на построении линии нагрузки а — по постоянному току (рис. 3.3, б). Линия нагрузки описывается соотношением UK3 = —(Ек— /К/?Д и проводится так же, как для уси-net)ejlbHoro каскада. Точки пересечения линии нагрузки с вольт-ам-рными характеристиками транзистора определяют напряжения элементах и ток в последовательной цепи.
з и с 6 Ж И М 3апиРания (режим отсечки) тран-ЖитеТ°Р а осУЩествляется подачей на его вход напряжения поло-Под « П0ЛяРности (t/BX > 0), указанной на рис. 3.3, а без скобок, запил Иствием входного напряжения эмиттерный переход транзистора дается (Ц.э> 0)
и его ток /э = 0. Вместе с тем через резистор 7*
179
/?б протекает обратный (тепловой) ток коллекторного перехода | Режиму закрытого состояния транзистора соответствует точка ' (рис. 3.3, б). (
Протекание через нагрузку теплового тока 7к0 связано с тем, i транзистор в закрытом состоянии не обеспечивает полного отклк) ния нагрузочного резистора 7?к от источника питания. Малое зн^ ние 7к0 является одним из критериев выбора транзистора для клй вого режима работы. ?
Величину запирающего входного напряжения 7/вх.зап выбир^ из расчета того, чтобы при протекающем через резистор /Д тепло^ токе было обеспечено выполнение условия
^бэ ^вх-зап Л.,^6 -'> 0- (<
ибэ для германиевых транзисторов состав.
ткр итого состояния транзист
Напряжение ет 0,5 — 2 В.
Режим о р а достигается изменением полярности входного напряжения (С/ < 0) и заданием соответствующего тока базы. Открытое состояв транзистора характеризует точка 7И0 на линии нагрузки. ’
Определим необходимые условия для создания открытого состе ния транзистора. С этой целью предположим, что при 77Ех < С 1 базы /б увеличивается постепенно. j
Увеличению тока базы будет соответствовать увеличение тока кс лектора и перемещение рабочей точки из положения 7И3 вверх по fl нии нагрузки. Напряжение UK3 транзистора при этом постепы| уменьшается. f
До некоторого граничного значения тока базы (7g. гр) сохраняет известная пропорциональная зависимость между /к и /б:
(3.3, н а п р я.
!к — Рст-^б + (1 + Рет) ^ко ~ Рст^б > (3'
где рот — статический (усредненный) коэффициент передачи тока транзистора в схеме ОЭ (а не дифференциал* ный коэффициент |3, действительный для малого входного сигнала?
Точка 7И0 при токе базы /б.гр характеризует «полное» открытй транзистора. Через транзистор и резистор RK протекает ток
Л: = кэ .откр) ! ^К’
где ДУкэ.откр — падение напряжения (остаточное ж е н и е ) на транзисторе в открытом состоянии.
Остаточное напряжение ДС7Кэ.откр, являющееся существенным параметром транзистора в импульсном режиме работы, должно быть минимальным. В зависимости от типа прибора напряжение ДТ/кэ.откр! лежит в пределах 0,05—1 В. Ввиду относительно малого остаточного напряжения по сравнению с Ек расчет тока /к открытого транзистору проводится по формуле
4 = ek/rk.
С учетом формулы (3.2) находят граничное з н а ч е н и
180
а базы /б.гр открытого транзистора, при котором наблюда-Т ° К пропорциональная зависимость тока коллектора от тока базы: ^б.гр — ^к'Фст = ^к/фст^в) • (3.5)
Таким образом, точка Мо на рис. 3.3, б представляет собой точку песечения линии нагрузки с начальным участком коллекторной характеристики транзистора при /б=
== /б.гр-
При дальнейшем увеличении тока базы (/б> ;б-гр) остаточное напряжение At/кэ.откр остается почти неизменным, так как все коллекторные характеристики транзистора при /б> > /б гр практически проходят через точку Мо на рис. 3.3, б. Режим работы открытого транзистора при /б> /б гр называют насыщенным, а отношение s = — коэф-
фициентом насыщения транзистора.
Режим насыщения широко используют для обеспечения открытого состояния транзистора. Его открытое состояние при этом становится более устойчивым к воздействию помех во входной цепи, а положение точки УИ0 не зависит от изменения коэффициента передачи тока |3СТ транзистора, в частности, с понижением температуры. В режиме насыщения ток базы транзистора
h = s (3.6)
Нет
где коэффициент s для надежного насыщения транзистора в требуемом температурном диапазоне может составлять 1,5—3. Найденный ток ба-зы обеспечивается параметрами вход-иои цепи ключевой схемы:
Рис. 3.4. Диаграммы напряжений и токов ключевой схемы:
а —входной импульс напряжения; б — ток базы; в — ток коллектора, г —напряжение на коллекторе
/е = (С/вх-Об9)//?б. (3.7)
Рассмотрим процессы, протекающие в ключевой схеме при нали-и на ее входе управляющего импульса напряжения (рис. 3.4, а}. них Нео^Ходим° Для выяснения свойств схемы при передаче импульс-МоугСИГНа^°В’ Примем входной импульс напряжения идеальной пря-ся У°ЛЬНОЙ Ф0Рмы (длительности переднего и заднего фронтов импуль-d Равны нулю).
а интервале /0 — когда входной импульс напряжения отсут-
181
ствует, транзистор заперт напряжением ^7вх.зап положительной лярности. Токи /б, /„определяются тепловым током транзистора|^И (рис. 3.4, б, в). Напряжение на транзисторе (7НЭ = —(Ек — /КОЦИ (рис. 3.4, г). ЦМ
С момента времени tf (рис. 3.4, а) процессы в схеме обусловл^^И ются отпиранием транзистора входным импульсом напряжения ЯИ рицательной полярности /7вх.отп- Это сопровождается изменениМИ тока гк и напряжения нкэ транзистора (рис. 3.4, в, г). Как виднбЯИ диаграмм, характер изменения iK и икэ при отпирании транзистЯИ отличается от вызвавшего их скачкообразного изменения входнаИ напряжения. Отличие обусловлено инерционностью транзистора|И проявляется в постепенных нарастании тока iK и уменьшении нац^И жения икэ. В первом приближении можно принять, что измене ДМ /„(/) и икэ(/) происходят по экспоненте. Тогда инерционность транЦИ стора может быть учтена эквивалентной постоянной времени тв|И = т₽+ тк (2.78) в предположении тк = СК(Э) RK, где Ск(э) — и н т р а л ь н а я (для большого сигнала) емкость коллект стИ ного перехода транзистора в схеме ОЭ.
Если принять, что ток базы в интервале отпирания имеет пряиИ угольную форму С амплитудой /б.Отп « ^вх.отп//?б> ^б.гр (рис. 3.4, то вызванный им ток iK(t) будет изменяться по закону яН
/ — 0тв) *Ц
(0 = Рст^б.отп О е /•
Коллекторный ток возрастает по экспоненциальному законМ стремясь к |Зст/б.оТп > Ек//?к (см. рис. 3.4, в). Однако, достигнув пиИ дельного значения EK/RK, ток tK в дальнейшем не изменяется|И формирование фронта импульса iK заканчивается. Щ
Положив в формуле (3.8) /к = /к, находим длительное тЛ фронта нарастания коллекторного тока транзистора:* .-Л
1ф = т ]П-------------------------------- (3Я
'б.отп"/Лт Я
С учетом того, что /К/|3СТ = /б.гр- а /б.0Тп//б.гР = s, имеем Л
/ф = тв 1п —. (3.10Я
s — 1 Л
Из соотношения (3.10), следует, что длительность фронта импулЛ са сокращается с увеличением коэффициента насыщения транзистора^ Это объясняется тем, что большему коэффициенту s соответствует! больший отпирающий базовый ток, вследствие чего ток коллектора^ достигает установившегося значения за меньший интервал времени.'! Так, например, при тв = 5 мкс и s = 3 получаем /ф = 2,03 мкс. |
При s = 1 (транзистор при отпирании работает в активном режиме)^ соотношение (3.10) не может быть использовано для определения /Ф4| В этом случае уместно говорить об активной длительности фронта, определяемой относительно уровней 0,1 и 0,9 установившегося зна-| чения коллекторного тока (3.8): /ф = тв 1п -°-’9- = 2,2тв. 1!
182
ктеп изменения uK3(f) при отпирании транзистора (рис. 3.4, г) „иняется зависимости икэ(0 = —Ек +
Dr момент времени ts действие входного отпирающего импульса ° ^рния заканчивается. К базе транзистора прикладывается за-
Няпаюшее напряжение £/вх,зап (рис. 3.4, а).
ПИ С приложением запирающего напряжения ток коллектора и напря-ие и э в течение некоторого интервала времени остаются неиз-
>КеН ымиГа транзистор по-прежнему открыт. Создается задержка МеНпирании транзистора. Это объясняется тем, что к моменту времени / транзистор находится в режиме насыщения и при наличии запирающего сигнала ток коллектора поддерживается уходящими из базы в коллектор избыточными носителями заряда (дырками). Только после ухода (рассасывания) избыточных носителей и перехода транзистора в активный режим ток коллектора начинает уменьшаться, а напряжение на коллекторе — возрастать (рис. 3.4, в, г). Помимо ухода избыточных носителей заряда по цепи коллектора их рассасывание осуществляется и по цепи базы за счет протекания обратного тока /б.обр, вызванного запирающим напряжением. Обратный (инверсный) ток базы при этом ограничивается сопротивлением входной цепи: /б.обрUan.san/Rs-
Время, в течение которого происходит рассасывание избыточного заряда в базе, называется временем рассасывания /р (рис. 3.4, в). Это время пропорционально коэффициенту насыщения з. Следующий затем интервал спадания тока iK определяет время заднего фронта (среза) tc коллекторного тока.
При определении /р и tc необходимо решать уравнение, описывающее изменение заряда в базе. Ввиду пропорциональности заряда в базе току коллектора (базы) процесс, протекающий в транзисторе после момента времени ts, выражается через токи транзистора в следующем виде:
>к(0 ?ст(^б.отп
~ЭЛ">.обр)В Рст^б-обр1
(3.11)
где т3 — эквивалентная постоянная времени, примерно равная времени жизни неосновных носителей заряда в базе в режиме насыщения, но меньшая постоянной времени тд (2.79), действительной для активного режима (тд« т₽/2).
„Выражение (3.11) является уравнением экспоненциальной кривой, показанной в интервале /3 — /4 пунктиром (рис. 3.4, в).
Положив в выражении (3.11) tK = EKIRK = Рст/6. гп> находим 1
/ = т' In . Ащп.+_/б-°бР р 1 I 4- I
б.гр 1 б.обр
^РИ ^вх.зап = О ТОК /б- обр = О И
/р = Т.' In S.
(3.12)
(3.13)
183
После выхода транзистора из насыщения ток tK(0 уменьшается! значения /к, также стремясь к — Рст/б.обР (рис. 3.4, в), т.'
гн(^) = (^К + Эст^б-Обр)® ^СТ^б-обр- (3.1
Положив в формуле (3.14) iK = 0, получаем
tc = in -б'гр + Ч . (3j
б.обр
Длительности /ф, /р, tc характеризуют б ы стр о д ей с т в и транзисторного ключа. Как следует из выражений (3.9), (3.12), (З.Ц они зависят от частотных свойств используемого транзистора и пар) метров импульса базового тока. Порядок их величин составляет 1 долей единицы до единиц микросекунды.
В настоящее время широко используется (особенно в интегральнь микросхемах) ключевой режим работы кремниевых транзисторов mui п-р-п.
По построению и характеру работы ключевая схема на транзист) ре типа п-р-п аналогична схеме рис. 3.3, а. Отличие заключается?1 противоположных полярностях напряжения питания Еи и отпира* щего напряжения (Лх.отп, а также в противоположных направлю ниях токов базы, эмиттера, коллектора.
Кремниевые транзисторы, в частности типа п-р-п, имеют довод) но малый тепловой ток 1к0. Влияние тока 1к0 в выходной и входно цепях закрытого транзистора пренебрежимо мало. По этой причиц запирание этих транзисторов осуществимо при С?вх.3ап = Ц)Э = 0- Эт особенность кремниевых транзисторов дает важное практическое пре имущество — возможность исключить дополнительные источники за пирающего напряжения в базовых цепях, необходимые для гёрманиё вых транзисторов. 1
§ 3.3. ИМПУЛЬСНЫЙ РЕЖИМ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ. КОМПАРАТОРЫ. ТРИГГЕР ШМИТТА
Интегральные операционные усилители находят широкое пример некие в импульсной технике. Уровни входного сигнала ОУ в импульсном режиме работы превышают значения, соответствующие линейной области амплитудной характеристики (см. рис. 2.41). В связи с этим выходное напряжение ОУ в процессе работы определяется либо напряжением ^выхгпах> Либо (Дых max-
Работу ОУ в импульсном режиме рассмотрим на примере компаратора, осуществляющего сравнение измеряемого входного напряжения (и^ с опорным напряжением (Uоп). Опорное напряжение представляет собой неизменное по величине напряжение положительной или отрицательной полярности, входное напряжение изменяется во времени. При достижении входным напряжением уровня опорного напряжения происходит изменение полярности напряжения на выходе ОУ, например с £/выхШах на l/Lxmap При Uon = 0 компа-184
осуществляет фиксацию момента перехода входного напряже-рат°Р Нуль. Компаратор часто называют нуль-органом, посколь-НЙЯего переключение происходит при мвх — Uoaw Q.
КУ коМпараторы нашли применение в системах автоматического управ-и в измерительной технике, а также для построения различных импульсного и цифрового действия (в частности, аналого-циф-и цифро-аналоговых преобразователей).
ления узлов ровых
6)
Рис. 3.5. Схема компаратора на операционном усилителе (а), его передаточная характеристика (б), схема компаратора с входными делителями напряжения (в)
Простейшая схема компаратора на операционном усилителе приведена на рис. 3.5, а. Ее характеризует симметричное подключение измеряемого и опорного напряжений ко входам ОУ. Разность напряжений и,,,, — £70п является входным напряжением и0 ОУ, что и определяет передаточную характеристику компаратора (рис. 3.5, б). При
ПОп напряжение и0< О, в связи с чем пвых = l/Um (см. рис. 2.41). При ивх> Uon напряжение и0 > 0 и иВЫх = С^1хтах.
Изменение полярности выходного напряжения происходит при переходе входного измеряемого напряжения через значение Uоа. Ввиду большого значения коэффициента усиления ОУ это изменение носит ступенчатый характер при и0 = мвх— ^оп~ 0. Если источники входного и опорного напряжений в схеме рис. 3.5, а поменять местами или изменить полярность их подключения, то произойдет инверсия передаточной характеристики компаратора. Условию ивх< < с/оп будет отвечать равенство ывых = Пйых max, а условию ывх >
р Оп ИВЫх = Uвых max.
^хема рис. 3.5, а применима тогда, когда измеряемое и опорное апряжения не превышают допустимых паспортных значений вход-Ых напряжений ОУ. В противном случае они подключаются к ОУ помощью делителей напряжения (рис, 3.5, в).
185
1
Широкое применение получил также компаратор, в котором охвачен положительной обратной связью, осуществляемой по неинв|
тирующему входу с помощью резисторов Ri, R2 (рис. 3.6, а). Так компаратор обладает передаточной характеристикой с гистеризвд (рис. 3.6, б). Схема известна под названием триггера Ш м и т g или порогового устройства. ' (
Рис. 3.6. Схема компаратора с положительной обратной связью (а) и его идеализированная передаточная характеристика (б)
Переключение схемы в состояние (Лихтах происходит при д стижении ивх напряжения (порога) срабатывания U а возвращение в исходное состояние иВЬ1х = (Лыхтах — при сниже нии ивх до напряжения (порога) отпускания U отп. Зна чения пороговых напряжений находят по схеме, положив и0 — О
//+ ____Ц
- U оп + ----- Rv
Ср 0П Ят + Яз
гт ___ тт ^вых max 4“ ^ои &
^отп ^оп D , „ ‘Ч.»
\ I “2 2
откуда ширина зоны гистерезиса
Uотп = — (UвЫХ max 4“ £7вых max) •
Т ^2
Схема рис. 3.7,а является частным случаем предыдущей схемы при UОп = 0. Ее пороговые напряжения и зона гистерезиса (рИС. 3.7, б) СОСТаВЛЯЮТ* ” ^^вых max» Uотп ~ — ^^выхтагЙ И 1)г = и(/7вых max £7выхтах), где х = 7? 1/(7? 1 + Т?2). Схема-’
рис. 3.7, а служит основой при построении генераторов импульсов на ОУ (см. § 3.4, 3.5). <
Важнейшим показателем операционных усилителей, работающих-в импульсном режиме, является их быстродействие, которое., оценивается задержкой срабатывания и временем нарастания выходного напряжения. Задержка срабатывания (время задержки выходного импульса) ОУ об-, щего применения составляет единицы микросекунд, а время нараста-. ния выходного напряжения — доли микросекунды.
J86
лучшим быстродействием обладают специализированные ОУ, предреченные непосредственно для импульсного режима работы и по-нацдв1ние общее название «компараторы». Задержка срабатывания их микросхем составляет менее 1 мкс, а время нарастания — сотые та* микросекунды. Более высокое быстродействие достигается, в Д°стности, за счет уменьшения интегральных транзисторов и исклю-чанИя режима их насыщения в схеме ОУ.
Рис. 3.7. Схема компаратора с положительной обратной связью и нулевым опорным напряжением (а), его передаточная характеристика (б)
узлов импульс-
§ 3.4. МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
Мультивибраторы относятся к классу ной техники, предназначенных для генерирования периодической последовательности импульсов напряжения прямоугольной формы с требуемыми параметрами (амплитудой, длительностью, частотой следования и др.). Подобно генераторам синусоидальных колебаний, мультивибраторы работают в режиме самовозбуждения: для формирования импульсного сигнала в мультивибраторах не требуется внешнее воздействие, например подача входных сигналов. Процесс получения импульсного напряжения основывается на преобразовании энергии источника постоянного тока.
Мультивибратор в подавляющем большинстве случаев выполняет функцию задающего (ведущего) генератора, формирующего запускающие входные импульсы для последующих узлов и блоков в системе импульсного или цифрового действия.
Существует большое разнообразие средств и методов построения схем мультивибраторов. В настоящее время для построения мультивибраторов наибольшее распространение получили операционные усилители в интегральном исполнении.
Возможность создания мультивибратора на операционном усилителе основывается на использовании ОУ в качестве порогового узла (компаратора). Схема симметричного мультивибратора на ОУ приведена на рис. 3.8, а. Ее основой служит компара-тор нару с положительной обратной связью (см. рис. 3.7, а), обла-Дающий передаточной характеристикой вида рис. 3.7, б. Автоколеба-ельный режим работы создается благодаря подключению к инвертирующему входу ОУ времязадающей цепи из конденсатора С и рези-
187
стора /?. Принцип действия схемы иллюстрируют временные диагрл мы, приведенные на рис. 3.8, б — г. 1
Предположим, что до момента времени 4 напряжение между вя дами ОУ и0> 0. Это определяет напряжение на выходе ОУ мвы Я == —^№ixmax И на его неинвертирующем входе м(+) = —, х Ц (рис. 3.8, б, в), где х — RJtRi + R2)— коэффициент передачи це| положительной обратной связи. Нал! чие на выходе схемы напряжени — иТъа max обусловливает процесс заря| конденсатора С через резистор R с п| лярностью, указанной на рис. 3.8, а б| скобок. В момент времени 1Л экспоне! циально изменяющееся напряжение и инвертирующем входе ОУ (рис. 3.8, | достигает напряжения на неинвертиру1| щем входе—х (Дихтах. Напряжение J
©
Рис. 3.8. Схема симметричного мультивибратора на ОУ (а) и его временные диаграммы (б — г)
становится равным нулю, что вызывали изменение полярности напряжения нЦ выходе ОУ: иВЫх = (Дыхгаах (рис. 3.8, бЯ Напряжение и(+) изменяет знак и стаже вится равным х(Дых тах (рис. 3.8, вМ что соответствует и0< 0 и ивь =Ц _ г /+ Я
— вых max. •
С момента времени начинается пея резаряд конденсатора от уровня напряЯ жения —хПГыхтгх. Конденсатор стрёя мится перезарядиться в цепи с резися тором R ДО уровня UtbK max « ПОЛЯр! ностью напряжения, указанной на рися 3.8, а в скобках. В момент времени t'l напряжение на конденсаторе достигает] значения х(/^ш тах. Напряжение ud становится равным нулю, что вызывает; переключение ОУ в противоположное состояние (рис. 3.8, б — г}. Далее про-
цессы в схеме протекают аналогично.
Частота следования импульсов симметричного мультивибратора
1 _ 1 _ 1
7 /И14- ^и2 2(и
(3.16) '
Время 4 можно определить по длительности интервала /И1 (рис. 3.8, б), характеризующего перезаряд конденсатора С в цепи с реЗИСТОрОМ R И напряжением (Дых шах ОТ х(/аыхтах до х(7аых max (рис. 3.8, г). Процесс перезаряда описывается известным из ТОЭ уравнением
ис (0 = ис (оо) — (мс(оо) — ис (0)j(3.17)
188
где Отсюда
цс (оо) — ^вых max > (0) —' вых max > Т — CR.
Up (0 — вых max вых max ~Ь вых max) е
(3.18)
Положив В выражении (3.18) uc(ta) = х(Дых гаах, находим: yj]~~ -!- Z/+
. вых max ~ вых max
Г и = Т 1П ----------------- 1
//+ — хГГ“
вых max вых max
(3.19)
~1)— ! //+
_ , вых max ” ивых max
2т 1п-----------------------
п+ ________yjj—
вых max вых max
(3.20)
Если принять для ОУ (3-19), (3.20) примут вид
^вых max
вых тах>
то
соотношения
/и = т1п(1 4-2^/^г),
(3.21)
и
2т In (1 4- 2РДР2)
(3.22)
На рис. 3.9, а приведена схема несимметричного мультивибратора на ОУ, для которого /И1 Ф ta2. Несимметричному режиму работы отвечают неодинаковые постоянные времени времязадающих цепей мультивибратора по полупериодам. В схеме рис. 3.9, а это достигается включением вместо резистора R двух параллельных ветвей, состоящих из резистора и диода. Диод Дг открыт при положительной полярности выходного напряжения, а диод Д2— при отрицательной. В первом случае т4 = CR', во втором — r2 = CR". Вид кривой выходного напряжения при Д"> R' показан на рис. 3.9, б. Длительности импульсов tal, ia2 несимметричного мультивибратора рассчитывают по формуле (3.21) с подстанов-
кой соответствующего значения т112,
/ = 4- = —!— ^И1 ^И2
а его частоту — по формуле
Рис 3.9. Схема несимметричного мультивибратора на ОУ (а), кривая его выходного напряжения (б)
139
На выбор коэффициента передачи х = RE(Ri + /?2) и знач сопротивлений резисторов в обеих схемах накладываются усл ограничения по предельно допустимым режимам работы операг кого усилителя. Так, коэффициент передачи х задают с учетом мг мально допустимого значения напряжения Дотах по дифферент^ ному входу ОУ. В то время как максимальные напряжения на вертирующем и инвертирующем входах ОУ в мультивибратора^ ставляют xt/±xmax, максимальному напряжению на диффере! альном входе Слотах соответствует величина 2xt/^lxmax, < действующая в момент переключения схемы. Исходя из э' х < uo m ах/(2С?™х тах ). Если напряжения питания ОУ = Дка = Е.. и Utaxmax = Ек, то коэффициент передач)
выбирают из условия
(3:
(3.2
вых max*
х < Доддах
2£к
Выбор значений сопротивлений R, Rlt R2 в схемах осуществят с учетом максимально допустимого тока /выхтах операционного у лителя. Выходной ток ОУ образуется из трех составляющих: тока : грузки цкых/7?н1 тока обратной связи по неинвертирующему вхо иВых/(^1 + Ri) и тока обратной связи (»БЫх — uc)!R по инверт рующему входу, максимального в момент переключения схемы. В пре положении Ещ “ Д.-2 = ЕвыХ max ” ЕBbi;, max лт Дк имеем
е С1_ +______L—
KUH r^r2
Для отдельных типов- ОУ максимально допустимый ток завис! ОТ полярности ВЫХОДНОГО напряжения (СДыхшах, ДД1Хтах). В это случае в качестве тока /выхтах выбирают наименьшее из его знач< ний. ’
В схеме рис. 3.9, а условие (3.24) должно выполняться для наи меньшего из сопротивлений R', R". Ограничение по максимуму ср) противлений R, R} вводят для уменьшения влияния нестабильности, входного сопротивления /?вхоу на длительность выходных импульсов и частоту мультивибратора. Исходя из этого, сопротивления R )и выбирают в 3—5 раз (а иногда и более) меньшими входного сопро^ тивления ОУ соответственно по инвертирующему и неинвертирующему входам.
Длительности фронтов генерируемых импульсов определяются временем переключения ОУ при управлении большим уровнем входного сигнала. Достигаемые длительности фронтов зависят от типа используемого ОУ и составляют не более 0,5 мкс.
Распространенной операцией преобразования импульсного сигнала прямоугольной формы, получаемой, в частности, от мультивибратора, является уменьшение длительности импульсов, осуществляемое с помощью так называемой укорачивающей или дифференцирующей цепи (рис. 3.10, а). Дифференцирующую цепь используют для формирования запускающих импульсов последую-
190
&
например одновибратора (см. § 3.5), в момент начала или щих У3^10; ’ импульса прямоугольной формы.
окончан дейСтвия дифференцирующей цепи основывается на про-^рИдеРезаряда конденсатора С в цепи с резистором R под воздей-цессах 1 х импульсов.
ствием дожим, qT0 на вход дифференцирующей цепи поступают
пяпные импульсы прямоугольной формы (рис. 3.10, б). На ин-jSe k - И ™Н’
заряжен до напряжения — Um с Юностью, указанной на рис. 3.10, а £ скобок. Поскольку напряжение на ° нденсаторе не может измениться скачком, изменение полярности входного импульса в момент времени 4 вызывает на выходе цепи скачок напряжения 2Um положительной полярности (рис. 3.10, а). После момента времени процесс в цепи обусловливается зарядом конденсатора С по экспоненциальному закону до напряжения Um (рис. 3.10, в). Если принять внутреннее сопротивление источника сигналов 7?г = 0, то мени т = CR.
Характер изменения конденсаторе с момента ходим по формуле (3.17), где ис(оо) = = Uт, uc(Q) = Um:
= (3.25)
Напряжение на выходе цепи мвых= = — ыс(/) изменяется согласно за-
висимости
о
t
5)
v_
г)
О
ивых
О
ибых
I'
^выхт
t
t
Рис. 3.10. Схема дифференцирующей цепи (а) и ее временные диаграммы (б—д)
постоянная вре-
81
напряжения на времени 4 на-
О
«вык = 2(/me~^. (3.26)
Иными словами, с момента времени дифференцирующая цепь формирует импульс экспоненциальной формы положительной полярности, длительность которого зависит от постоянной време-ни т (рис. 3.10, а).
По окончании процесса заряда напряжение на конденсаторе равно и имеет полярность, указанную на рис. 3.10, а в скобках.
Изменение полярности входного импульса в момент времени /2 вызывает обратный перезаряд конденсатора и аналогичное формирование на выходе цепи импульса напряжения отрицательной полярности (рис. зjo
Таким образом, на выходе цепи создается последовательность импульсов напряжения чередующейся полярности, совпадающих во
191
времени с началом действия входных импульсов. Требуемая длителЯ ность выходных импульсов достигается с помощью соответствуют^ постоянной времени с = CR, которую обычно выбирают много менЙ шей длительности /и входных импульсов. Для выделения выходньЯ импульсов только одной полярности к выходу дифференцирующей ц| пи подключают диод. На рис. 3.10, а пунктиром показан способ вклку чения диода для получения выходных импульсов только положителя ной полярности (рис. 3.10, <?). Если требуются импульсы отрицателе ной полярности, диод включают в противоположном направлении
§ 3.5. ОДНОВИБРАТОРЫ
Одновибраторы
Рис. 3.11. Схема одновибратора (а) и его временные диаграммы (б — д)
предназначены для формирования пря'1 моугольного импульса напряжения трц| буемой длительности при воздействии! на входе короткого запускающего нм-1 пульса. 1
Одновибраторы, так же как мультик вибраторы и триггеры, относятся к? классу схем, обладающих двумя состоя-1 ниями. Однако в отличие от мульти-1 вибраторов, в которых оба состояния’ являются неустойчивыми, в одновибра-’ торах (часто называемых также ждущими мультивибраторами)’ одно состояние устойчивое, а другое —' неустойчивое. Устойчивое состояние ха-! рактеризует исходный режим работы (режим ожидания) одновибратора. Неустойчивое состояние наступает с приходом входного запускающего импульса. Оно продолжается некоторое время, определяемое время-задающей цепью схемы, после чего одновибратор возвращается в исходное устойчивое состояние.
Выходной импульс формируется в результате следования одного за другим двух тактов переключения схемы.
В настоящее время для построения одновибраторов используют преимущественно интегральные операционные усилители. Наибольшее распространение получила схема одновибратора, приведенная на рис. 3.11, а.
Ее основой служит схема мультивибратора рис. 3.8, а, в которой для создания ждущего режима работы параллельно конденсатору С включен диод Дг-
При показанном на рис. 3.11, а направлении включения дио-а Дг схема запускается входным импульсом напряжения положительной полярности. При обратном включении диода Дх (а также Дг) требуется запускающий импульс отрицательной полярности, чему соответствует также изменение полярности выходного импульса.
В исходном состоянии напряжение на выходе одновибратора равно У-Вых шах’ что определяет напряжение на неинвертирующем входе ОУ И(+)= ^'выхтах (Рис- 3.11,6 — г). Напряжение на инвертирующем входе ОУ «(_), равное падению напряжения на диоде Дг от протекания тока по цепи с резистором R, близко к нулю (рис. 3.11, д').
Поступающий входной импульс в момент времени переводит ОУ в состояние t/вых max- На неинвертирующий вход ОУ передается напряжение тах (рис. 3.11, г), поддерживающее его изменившееся состояние. Воздействие напряжения положительной полярности на выходе ОУ вызывает процесс заряда конденсатора С в цепи с резистором R, в которой конденсатор стремится зарядиться до напряжения ШаХ (рис. 3.11, д). Характер процесса заряда находят из уравнения (3.17), где ис(оо) = 1ДЪ1Х шах, ис(0) = 0, т = = CR:
uc(t) = t/iixmax(l -е-'Л). (3.27)
Однако в процессе заряда напряжение на конденсаторе не достигает значения t/вых max. так как в момент времени t2 при «(_>= ис = “^t/выхтах происходит возвращение ОУ в исходное состояние (рис. 3.11, в, г). Положив в (3.27) uc(ta) = xL/JbIxmax, находим длительность импульса, формируемого одновибратором:
Н = т]п —=т!п fl + -М. (3.28)
1 — X \ R2 /
После момента времени /2 в схеме наступает процесс восстановления исходного напряжения на конденсаторе ис = 0 (рис. 3.11, д), который обусловливается изменившейся полярностью напряжения на выходе ОУ. Процесс перезаряда конденсатора в цепи с резистором R определяется зависимостью (3.17), гдеыс(оо) = —ПГыхшах, ыс(0) = 14t/вых max- ОТСЮДЗ
Up (0 (xt/вых max 'Г t/вых max) В Uвых max • (3.29)
Режим восстановления заканчивается тем, что напряжение на конденсаторе достигает напряжения отпирания диода Д1, которое можно принять равным нулю. Положив в формуле (3.29) ис = 0 при t = tB0CCT, находим время восстановления:
-,п+ п-
вых max ~ вых max ^восст т П г,— ’
_ вых max
РИ UBbiX max ~ t/выхтах ИМССМ
tBOCCT = Т 1п (1 + х) = Т In -ддд-Т"
(3.30)
(3.31)
193
Поскольку коэффициент передачи х -< 1 и 1/(1 — /-)> 1 | длительность импульса ta > ZB0CCT. |
Процесс восстановления исходного состояния схемы должен Я завершен к приходу очередного запускающего импульса. В тех слз ях, когда длительность /и соизмерима с периодом следования зар кающих импульсов, возникает С этой целью параллельно резистору R включают ветвь из диода Д2 и резистора R', уменьшающую постоянную времени этапа восстановления. При этом постоянная т в выражении (3.31) составит C(R II R’), а для /и она останется без изменения.
На выбор к и сопротивлений резисторов накладываются те же ограничения, что и для схемы мультивибратора (см. рис. 3.8, а).
задача сокращения времени
0+С ’
§ 3.6. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Генераторы линейно изменяющегося напряжения служат для создания развертки электронного луча по экрану электронно-лучевых приборов, получения временных задержек им-
Cjap
Яи-Вых
5)
г‘>
ut в)
U6x О
вых
I
1 '7F
Сразр
'I,
О
WP
♦
1Сразр
^вых
С
и
О
Рис. 3.12. Пример формы выходного сигнала генератора 'линейно изменяющегося напряжения
Рис. 3.13. Простейшая схема генератора .;? линейно изменяющегося напряжения («)> I временнйе диаграммы, поясняющие его ; принцип действия (б, в); схема генератора « с неизменным зарядным током конденса- ?
тора (г)
пульсных сигналов, модуляции импульсов по длительности и т. Д-Находят применение напряжения, изменяющиеся по линейному закону как при одной (положительной или отрицательной)
полярности, так и при обеих полярностях.
494
изменяющееся напряжение (рис. 3.12) характеризуется льным значением Um, длительно с-очего хода /р, временем обратного коэффициентом нелинейности:
е = ~ и' (3.32)
и' (0) '
м'(0), u(tp) — скорости изменения напряжения во времени (про-Г^водныё) соответственно в начале и в конце рабочего участка.
И3 формирование линейно изменяющегося (пилообразного) яппяжения основано на чередовании во времени процессов заряда и разряда конденсатора.
Простейшая схема генератора, в котором для получения линейно изменяющегося напряжения используют начальный участок экспоненциального заряда конденсатора, приведена на рис. 3.13, а. Функцию элемента, создающего цепь для быстрого разряда конденсатора, выполняет транзистор.
Разряд конденсатора и поддержание на нем напряжения, близкого к нулю, происходит в интервалах паузы /п входного сигнала (рис. 3.13, б, s), когда транзистор Т находится в режиме насыщения. Открытое состояние обеспечивается протеканием тока базы через резистор R5. Линейно изменяющееся напряжение формируется, когда транзистор заперт входным импульсом напряжения отрицательной полярности длительностью /р.
Характер изменения напряжения на конденсаторе при закрытом транзисторе (считаем /к0~ 0) подчиняется закону
цс(/) = £к(1-е^), (3.33)
где т = CRK — постоянная времени зарядной цепи, выбираемая много больше времени tp.
Поскольку для конденсатора duc!dt = ic/C, коэффициент нелинейности (3.32) может быть найден по значениям тока конденсатора в начале и в конце рабочего участка:
/ (0) — / (М
/(0)
(3.34)
Для рассматриваемого случая /(0) — EK/RK, /(/р) = (£к — Um)/RK, откуда е = U,n/EK.
В соответствии с выражением (3.34) идеальной линейности формируемого напряжения (а == 0) соответствует процесс заряда конденсатора на интервале tp неизменным током. Неизменный зарядный ток обеспечивают применением в цепи заряда конденсатора токостабили-зиРУющего элемента, функцию которого обычно выполняет транзистор, включенный по схеме ОБ (или ОЭ). Принцип токовой стабилизации основывается на свойстве коллекторных характеристик транзистора, согласно которому коллекторный ток (ток заряда конденсатора) слабо зависит при заданном токе эмиттера (базы) от напряжения на транзисторе. Схемы с неизменным зарядным током позволяют пол-нее использовать напряжение питания при формировании линейно
195
изменяющегося напряжения. Напряжение Um здесь близко к то же время коэффициент е достаточно мал.
Пример построения схемы генератора приведен на рис.
Постоянство зарядного тока достигается с помощью транзисторЯ^И включенного по схеме ОБ. Стабилитрон Д1 и резистор 7?б обесЯ^И вают постоянство напряжения на базе транзистора Т2. РезистсЯ^И задает его ток эмиттера /э2 = (Ек — UC1. — U352}!R3 и соответсЯДИ но ток заряда конденсатора (ток коллектора) jCaap = /к2 =
На интервале ta (рис. 3.13, б) открытого состояния транзисзМИ 1\ через него протекает ток /к2, напряжение на конденсаторе С бЯВ ко к нулю. На интервале tv, когда транзистор Tj закрыт, ток /к2 ловливает ток гСзар заряда конденсатора. При неизменном ток1ЙИ р 1 С /
напряжение на конденсаторе ис = — I la2di = 1 линейно^^И
меняется во времени. Отношение /К2/С выбирают, исходя из тр«яИ| мого значения Um. При Um« Ек имеем Лй'С ~ £ц^р- ДК
В рассмотренных схемах нагрузка подключается непосредствен но к конденсатору. При наличии нагрузки ток конденсатора ндЖИ тервале равен разности токов заряда по цепи источника питантМИ разряда на нагрузку. Если учесть, что ток разряда возрастает поЗИИ ре повышения напряжения, то результирующий ток конденсатЯИ будет меньше, а его закон изменения будет отличаться от режимаЯИ лостого хода генератора. В схеме рис. 3.13, г, в частности, это тД водит к нарушению постоянства тока конденсатора на интервалеЯИ Подключение нагрузки сказывается на уменьшении амплитуды МИ формируемого напряжения и ухудшении его линейности. В связйМ этим указанные схемы находят применение при высокоомной нагруз^И оказывающей малое шунтирующее действие на конденсатор (коЯИ ток его разряда на нагрузку составляет доли единицы и единицы п|» цента от тока заряда). В противном случае применяют схемы, не име|Я щие непосредственной связи конденсатора с нагрузкой, либо схемам обеспечивающие компенсацию воздействия нагрузки.
В настоящее время генераторы с малым значением коэсЬйшииенвЯ нелинейности (е< 0,01) и слабым влиянием нагрузки на форму вылив ного напряжения создаются с использованием операционных исилитщ лей. В частности, распространены генераторы на основе интегратор^ управляемого входным импульсом напряжения прямоугольной фоЯ мы (см. рис. 2.52, а). -Я
Высокую линейность пилообразного напряжения позволяет обес-Ч печить схема, приведенная на рис. 3.14, а. Генератор выполнен н*| основе схемы рис. 3.13, а. Элементами схемы рис. 3.14, а являютйЯ источник питания Е3, зарядный резистор R3, конденсатор С и разряД ный транзистор Т- Выходное напряжение генератора представляли собой усиленное операционным усилителем напряжение на кондеД саторе, ОУ охвачен отрицательной (резистор R2, а также резистой! Rx и источник питания Ео) и положительной (резистор 7?4) обратными связями.
Управление работой генератора производится транзистором осуществляющим разряд конденсатора до нуля и обеспечивающим
196
время обратного хода t0 формируемого напряжения. Эта функ-МаЛ°е сто возлагается на интегральный транзистор специальной серии цйЯ Чосхем (например, КЮ1) с падением напряжения в открытом со-,микР эд___3qq мкв. Длительность открытого состояния транзисто-
определяется длительностью /п Ра дН0Г0 импульса напряжения положительной полярности (рис. 3.14,6). р д кривых напряжений на конден-оре и на выходе схемы показан на
рис. 3.14, в, г.
1 рассмотрим процессы,
ие в схеме при формировании линейно изменяющегося напряжения.
На интервале ОУ работает в линейном режиме. Если принять для QyWo = O, то напряжение «|_)= ис— =м(+) и для цепи обратной связи по инвертирующему входу можно записать следующее уравнение для
У, — !’q
откуда
R, и,
Rs
токов:
. + R* _е _r^ R1 J° я,
Токи цепи обратной связи инвертирующему входу ОУ связаны соотношением
^вых МС
(3.35)
по не-
(с = . (3.36) R3 Ri
В результате подстановки выражения (3.35) в (3.36), а также учи-du „ тывая, что ic = С--------’ находим
di
duc 1 ис / 1____________R2 \
di С Rs j '
протекаю-
ивЫХ
гг-“'
•с
а)
S)
о
и,
В)
I I ' ^быхтах I I I
г)
О
ибых
И|П
I_lJ^wx J I
t
Щыхтах
'О
Рис. 3.14. Схема генератора линейно изменяющегося напряжения на ОУ (а) и его временные диаграммы (б — г)
1 / Е3 _______Е Rg \
С R., 0 j
(3.37)
Характер изменения во времени напряжения на конденсаторе зависит от соотношений сопротивлений резисторов, определяющих сомножитель второго члена левой части уравнения (3.37). При (-з > (RiR^fR2 и (RtR^/Rz кривая напряжения ис получается соответственно вогнутой или выпуклой формы, а при
RJRi = RilRs (3.38)
^ряжение на конденсаторе изменяется во времени по линейному
197
UC = _L / _ £ _2k_'i t.
C \ R3 R& )
С учетом условия (3.38) имеем 'Щ
“с = 77“ ~ Ео) И
^•*\з ян
откуда Е3> Et>. Я
Условие (3.38) обычно выполняют при соблюдении равЛЯ
R. = RS, /?2 = /?4. Я
Это необходимо для выравнивания входных сопротивления по обоим его входам. Я
При линейном характере изменения напряжения на конденЯ выходное напряжение также будет изменяться по линейному зЯ При Ео = 0 формируется выходное напряжение, как и напряж ис (рис. 3.14, в), имеющее вид «пилы» положительной полярД
Если нужно получить выходное напряжение, изменяющее линейному закону при обеих полярностях (рис. 3.14, г), то Ео вы» ют по требуемому значению начального напряжения на выходея ратора п(0), соответствующему ис = 0. Так, для получения ма мального значения Um пилообразного напряжения начальной в1 чине «вых будет отвечать напряжение ОУ ы(0) = — (рис. 3.14, г). Из выражения (3.35) при ис = 0 находим я
= > Q (.'(П
Напряжению на выходе по окончании интервала tp при этом жЩ но соответствовать напряжение t/вых max- Из выражения (З.З^И учетом условия (3.42) находим отношение сопротивлений резист<|Щг в зависимости от максимального напряжения Uc тах на конденсаМд (рис. 3.14, в): Дт
Rs ___ Ri ____ ^вых max ~Ь ^вых max ।
7?1 R3 UС max
ПрИ Евых max = t/выхгпах J — Ек3 - Ек = t/m/2 ИМееМ
Rs ___ Ri_____2Z?K ____। _ Um________। (2 44jx
7?1 R3 UC max C max
Максимальное напряжение на конденсаторе [7сшах связано ’ & длительностью t{i зависимостью, получаемой из выражения (3.40)|«
UС max =-^-(Е3-Е0)/р. (3-<
Параметры элементов схемы будут определены, если для требуемых значений tp, Um выбрать R3, Е3 и Uc шах- Сопротивления Rt = R3 выбирают в 3—5 раз меньшими входных сопротивлений ОУ Дл3 исключения влияния их нестабильности на работу схемы. Функцию
198
F л чно выполняет источник питания ОУ 4- Ек3. Напряжение ^целесообразно выбирать минимальным, чтобы исключить влия-{/с^^броса параметров используемых резисторов на коэффициент цяе Р йН0Сти формируемого напряжения. Вместе с тем напряжение целине
должно быть много больше напряжения на открытом транзи-определяющем уровень начального напряжения на конден-<rfoPe Вполне удовлетворительным считается выбор Uc тах = 0,3-4-?Тв.
< раСЧет параметров элементов схемы производят в такой последо-оятельности.
8 Во выбранным t/Cmax и = Rs находят R2= Rt и отношение ir = Rt/R3 (3.43), которые используют для определения Ео по оажению (3.42). Напряжение Ео, необходимое для получения требуемого значения Um, создается с помощью делителя с применением источников питания ОУ. Затем из соотношения (3.45) находят емкость конденсатора С.
§ 3.7. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРЫ
Блокинг-генераторы предназначены для формирования импульсов тока или напряжения прямоугольной формы преимущественно малой длительности (от единиц до нескольких сотен микросекунд). Они находят применение в схемах формирования пилообразного тока для осуществления развертки электронного луча по экрану электронно-лучевых приборов с электромагнитным управлением. На основе блокинг-генераторов часто выполняют формирователи управляющих импульсов в системах цифрового действия.
По принципу построения б локинг-генератор представляет собой однокаскадный транзисторный усилитель с глубокой положительной обратной связью, осуществляемой импульсным трансформатором. Процесс формирования выходного импульса связан с отпиранием транзистора и удержанием его в состоянии насыщения (гб> ijfi} Цепью положительной обратной связи. Окончание формирования импульса сопровождается выходом транзистора из режима насыщения или по входной цепи (т. е. базовой цепи при включении транзистора по схеме ОЭ) вследствие уменьшения тока базы, или по выходной (коллекторной) цепи из-за увеличения тока коллектора. Эти два случая °пределяют соответственно две разновидности блокинг-генераторов: с конденсатором в цепи обратной связи (с времязадающим конденсатором) и с насыщающимся трансформатором.
В настоящем параграфе рассматривается блокинг-генера-т°р с конденсатором в цепи обратной с в я-3 и, получивший наибольшее применение на практике в однотактном Варианте.
Схема блокинг-генератора приведена на рис. 3.15, а. Она выполнена на транзисторе ОЭ и трансформаторе Тр. Цепь положительной уратной связи осуществлена с помощью вторичной обмотки трансформатора с коэффициентом трансформации иб = wK/w6, конденсатора С и резистора R, ограничивающего ток базы. Резистор R6 созда-
199
ет контур разряда конденсатора на этапе закрытого состояния зистора. Выходной сигнал может быть снят либо непосредстД коллектора транзистора, либо с дополнительной нагрузочной ки wH трансформатора, связанной с коллекторной обмоткой к| циентом трансформации nH = wjwa. В последнем случае амп!
импульса напряжения можно получить как меньше, так и gf напряжения Ек и обеспечить потенциальное разделение нагру| схемы генератора. Диод Д4, включаемый при необходимости, Л
чает прохождение в нагрузку импульса напряжения отрицатеЯ полярности, возникающего при запирании транзистора. Ветвь цЯ
да Д2 и резистора выполняет функцию защиты транзистора от| напряжений. |
Рис. 3.15. Схема блокинг-генератора (а) я его временные диаграммы (б — ж)
Рассмотрим работу схеИЯ режиме автогенератора ЛИ ная цепь с конденсаторбЯИ отсутствует). ВременныедИ граммы, поясняющие приЯЯ действия, приведены на'ДИ 3.15, б — ж. яЦ
На интервале t0 — т|И зистор закрыт, напряженмЦ его коллекторе равно —Е.:Я пряжения на обмотках тдМ форматора и нагрузке рДИ нулю (рис. 3.15, б — г). ЗаЯ тое состояние транзистора^ дается напряжением на /сон» саторе С (рис. 3.15, а), Я ключенным через обмотку ШЯ выводам база — эмиттер ти зистора. Полярность напржЯ ния, указанную на рис. 3.1Я конденсатор приобретает к вд цу формирования схемой п<_ дыдущего импульса.
Закрытое состояние транз> Зяв тора продолжается до моментЗЖ времени tt, поскольку на инт> ртф вале t0 — происходит переза-ж ряд конденсатора С по гдб — С — R — Дб — (—Дк) и момент времени напряжений!® на конденсаторе становится рав(1_? ным нулю (рис. 3.15, д).
На интервале tl — ществляется отпирание транзистора. Этот процесс обусловливается наличием в схеме положительной обратной связи и
- I осу-
200
г я процессом регенерации или прямым б л о-
назЫБа д р о ц е с с о м.
х и 11 г сть регенеративного процесса отпирания транзистора за-СуЙся в том, что он сопровождается взаимным увеличением базо-хлгочае^'ллекторного токов и протекает следующим образом.
s0S°ri еход в момент времени напряжения ис = ибэ через нуль ^лит к возникновению токов базы и коллектора транзистора.
лРйБ(^,пИрании транзистора напряжение на его коллекторе умень-ПРЙ чт0 вызывает появление напряжения на коллекторной обмот-трансформатора (рис. 3.15, о). Напряжение на коллекторной ^ке -трансформируется в базовую обмотку w6 с полярностью, соот-ствующей увеличению базового тока. Рост базового тока, в свою В еоедь, вызывает увеличение коллекторного тока, снижение напряжения на коллекторе и дальнейшее повышение напряжения на коллекторной и базовой обмотках. Процесс завершается переходом транзистора в момент времени t2 в режим насыщения.
Развитие регенеративного процесса отпирания транзистора возможно, если в схеме создаются условия для увеличения тока базы за счет положительной обратной связи. Это означает, что цепь обратной связи должна обеспечить соотношение для токов транзистора, при котором
Ф > (3.46)
Ток коллектора транзистора равен сумме приведенных к коллекторной обмотке трансформатора токов базы и нагрузки:
г'к = J'hMh- (3.47)
Если принять на этапе регенеративного процесса напряжение на коллекторной обмотке равным Ап, то ток i6 =-----—----- (где гв —вход-
(R 4“ гБх)
ное сопротивление транзистора), а ток iH = — .
пн^н
В результате подстановки выражения (3.47) в (3.46) с учетом полученных соотношений для токов и iK находим условие, необходимое для развития прямого блокинг-процесса в схеме:
1 Г1 (R + Лвх) Р > —Ч Н----------------
'"° [ n^Ra
Интервал — t2 определяет длительность переднего фронта формируем зго импульса. Время /ф в блокинг-генераторах составляет Доли микросекунды.
На интервале формирования вершины импульса tB транзистор Открыт, напряжение А[/кэ на нем мало. К коллекторной обмотке прикладывается напряжение, близкое к Е„, а к базовой и нагрузочной оэмоткам - соответственно напряжения, близкие к Edru и Edn„ (Рис. 3.15, в, г).
Для интервала /в действительна схема замещения блокинг-генера-Тора, приведенная на рис. 3.16, а. Транзистор на схеме изображен в
(3.48)
20»
виде ключа Т, а трансформатор — в виде схемы замещения паразитных параметров (индуктивностей рассеяния, паразит] костей и активных сопротивлений обмоток).
Через коллекторную обмотку и транзистор протекает! (рис. 3.16, а), равный сумме трех составляющих: приведенньца лекторной обмотке тока нагрузки iH = ialnn — EK/(nlRn) и т! зы i6 = i5ln6, а также тока намагничивания ip.. |
Ток намагничивания tp. (см. рис. 3.15, ё) я! балластной составляющей в коллекторном токе транзистора.!
здается под воздей
6)
Рис. 3.16. Схема замещения блокинг-генератора на этапе открытого состояния транзистора (а); петля намагничивания сердечника трансформатора (б); схема замещения блокинг-генератора на этапе формирования выброса напряжения на коллекторе транзистора (а)
приложенного к колЯМ ной обмотке напряж^Н и обусловлен пеогаметд рабочей точки по кримЯ магничивания сердЯ трансформатора из тртД| направлении к точке ЗД 3.16, б). Характер измен! во времени тока tp. завим вида кривой намагничиЯ и числа витков коллектЯ обмотки (ее индуктивИ £КТ Выбором соответсИ щей величины индуктивя коллекторной обмотки ма мальное значение тока li
нение
ограничивают на урД (0,05-ь 0,1)4- Участок йИ мещения рабочей точкиИ петле намагничивания И этом получается достатЯ малым и близким к прямой связи с чем характер измЯ! ния тока во времени t'f] зок к линейному. Для Я tp. будет действительно уЯ ; _ I I _ Ек fl
LL---г * / ц таХ -
~=ЕК, di к
базы t6 (см. рис. 3.15, е) обеспечивает на интервале») насыщения транзистора. Он обусловливается процессе!
Тк
к
откуда находим
Т о режим заряда конденсатора С через входную цепь открытого транзистора (Ц& резистор R под действием напряжения на базовой обмотке трансфорж матора. При этом ток t6 убывает по экспоненциальному закону. Прит!? веденная составляющая 4 в токе коллектора также относительно- • мала и уменьшается во времени.
Зависимые во времени токи ta и создают вначале некоторое убывание тока tK, а затем его нарастание (см. рис. 3.15, ж). ВслеД-
202
— вход-
Цг сиТельно малых составляющих i6 и ток гк на этапе /в Цзие °ТНется преимущественно током 4, т. е. гн«4==£'к''(«в^и)=£'к'/^н-Предел ^иНЯТЬ /в, то ток базы на интервале tB будет изменять-
л по закону р —t/z
сЯ “ k = —т)~— е , (3.49)
»б (Я + гю)
= C(R + гвх) — постоянная времени цепи базы; гвх гДе ТоПрОтивление транзистора в открытом состоянии,
“^плительност ь tB характеризует состояние схемы, при оом создаваемый по цепи обратной связи ток базы (ток заряда К°Т<печсатора) обеспечивает режим насыщения транзистора, т. е.
> z /Р- Однако по мере заряда конденсатора (см. рис. 3.15, д, е) \ базы уменьшается, вследствие чего уменьшается степень насы-т ия транзистора. В момент времени t3 ток базы убывает до значе-ния /‘б = что соответствУет выходу транзистора из режима насыщения. Следующий вслед за этим процесс запирания транзистора определяет момент окончания формирования. блокинг-генератором импульса напряжения длительностью tB (см. рис. 3.15, г).
Время tB можно найти, положив в формуле (3.49) /б = £к/(р7?н):
(3.50)
Переход транзистора в закрытое состояние происходит за счет положительной обратной связи также лавинообразно и называется о б-ратным блокинг-процессом. Его начало обусловливает повышение напряжения на коллекторной и базовой обмотках трансформатора. Обратный блокинг-процесс протекает при взаимном уменьшении токов коллектора и базы и заканчивается запиранием транзистора. Его длительность определяет время среза /с формируемого импульса. Время tc мало отличается от t$. Закрытое состояние транзистора после момента времени поддерживается напряжением на конденсаторе, полярность которого указана на рис. 3.15, а.
Процессы, протекающие в схеме после запирания транзистора в момент времени t4, связаны с разрядом конденсатора и рассеянием энергии, накопленной в магнитном поле трансформатора.
Разряд конденсатора С происходит по цепи и>б — R — Rs — (см. рис. 3.15, а). Вследствие разряда напряжение на конденсаторе изменяется, как показано на рис. 3.15, д.
На интервале tB трансформатор накапливает энергию ввиду подключения его коллекторной обмотки wK к источнику питания и протекания через нее тока намагничивания При запирании транзистора коллекторная обметка трансформатора отключается от источника питания. На ней индуцируется напряжение, препятствующее Уменьшению тока Напряжение самоиндукции возникает также На базовой и нагрузочной обмотках. Полярности напряжений показаны на схеме замещения блокинг-генератора, приведенной на Рис. 3.16, в.
203
Нагрузочная обмотка трансформатора отключена от сопрйН^| ния /?н диодом Д,- Сопротивление цепи /?0 — R — С— (— лико ввиду относительно большого значения R5 (десятки кЯВ Относительно напряжения на коллекторной обмотке диод Д ЯМ чен в прямом направлении. В связи с этим можно считать, 'миЯМИ при запирании транзистора переводится из цепи коллектора Я|Н диода Дг и резистора Rt. Энергия, накопленная в магнитноЯИ трансформатора от протекания тока 1^ на этапе tB, рассеиваетсяиИ тивном сопротивлении Rt. Магнитное состояние сердечника ЯИ форматора изменяется от точки 2 к точке 1 (см. рис. 3.16, б). В«И с R, происходит уменьшение тока до нуля (см. рис. 3.15, е)Я| стоянной времени LJRV Ток iv. в конце интервала /в (см. рис. ЗжН и сопротивление Rt определяют амплитуду выброса напряжейяИ коллекторной обмотке трансформатора при запирании тран.зиМИИ £/выбр =4тах₽1- Величину СОПрОТИВЛеНИЯ RA выбирают, из необходимости защиты транзистора от пробоя его коллектоЯЯ перехода в момент выброса: = Ек + Д тах < (яН
(см. рис. 3.15, б). В отсутствие сопротивления Ri рассеяние эне^М накопленной в магнитном поле коллекторной обмотки, осушестеН1 лось бы в приведенных к коллекторной обмотке сопротивленияхщ| зовой цепи и сопротивлении изоляции коллекторной обмотки. ЯЙ этом амплитуда выброса коллекторного напряжения £/выбр мгад бы превысить допустимое значение.
Транзистор в схеме блокинг-генератора, работающего в аИ генераторном режиме, открывается, когда напряжение на его Шя определяемое напряжением на конденсаторе, достигает нулевого Я чения. Это определяет длительность паузы ta и частоту следовая выходных импульсов блокинг-генератора. Интервал ta характёЦ зуется процессом разряда конденсатора по цепи w6 — R — (—£к) (см. рис. 3.15, а). Конденсатор при этом стремится перезаИ диться от начального напряжения Uc max до —£к (см. рис. 3.15, я Приняв t/Cmax — Ejn^ и пренебрегая тепловым током /к0 транзм стора, находим:
/ц«ОДб1п(1 4- 1/пб), (3.51М
f = 1/Т«1/(/ц + /в). (3.52-Ц
При работе блокинг-генератора в режиме синхронизм- | ц и и в базовую цепь транзистора через конденсатор С( подают вход- а ные импульсы напряжения отрицательной полярности (рис. 3.17, «)•' I Собственную частоту следования импульсов блокинг-генератора вЫ-> | бирают несколько меньшей частоты следования входных импульсов, | т. е. Т2> Тп. Синхронизирующие импульсы осуществляют ornnupa- । ние транзистора раньше момента естественного спадания до нуля' напряжения на его базе (конденсаторе), в результате чего частота , импульсов блокинг-генератора равна частоте следования импуль- : сов синхронизации. Если период собственных колебаний много больше периода повторения синхронизирующих импульсов: Tos>T&, то блокинг-генератор работает в режиме деления частоты (рис. 3.17, б), при котором ТВЬ1Х = п TBS.
204
BF блокинг-генератора возможен и > .г Для g режим работы. ЖДУ “’’случае на базу транзистора по-В этом дополнительное на-
даете51 ие смещения, в результате чего яРяЯ<е^сдао/? остается закрытым до подоходного импульса uw. Запуск бло-генератора осуществляют входными Пульсами напряжения отрицательной И ясности. При этом резистор /?0 под-П°ючают на напряжение дополнительного дачника положительной полярности.
Рис. 3.18. Схема двухтактного блокинг-генератора (а); петля намагничивания сердечника трансформатора (б); временные диаграммы, поясняющие принцип действия схемы (в — э<с)
5)
Рис. 3.17. Временные диаграммы, характеризующие работу блокинг-генератора в режиме синхронизации при Т > Твх (а) и Т » Твх (б)
§ 3.8. ДВУХТАКТНЫЙ БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР
Блокинг-генераторы с насыщающимся трансформатором находят наибольшее применение в двухтактном режиме работы. Двухтактный блокинг-генератор является автогенерато
205
ром переменного напряжения прямоугольной формы. Его матор (рис. 3.18, а) выполняется с сердечником из материалЛ^^И дающего прямоугольной петлей намагничивания (рис. 3.18л|^^| служит общим элементом двух однотактных схем. К матери’Л^И близкой к прямоугольной петлей намагничивания относятся лои, холоднокатаная электротехническая сталь и некоторые Ц^В ферритов.
Двухтактный блокинг-генератор работает в режиме побШВ ного отпирания двух транзисторов. Открытое состояние одногоЯ|И зистора и закрытое состояние другого задаются цепями обратноМИ зи, создаваемыми с помощью базовых обмоток трансформаторЗЦИ ®б2 (обычно принимают ®б1 = ®б2 = Г'б, дак1 == Wr2 = подключения обмоток показана на рис. 3.18, а). ПереключениеЯИ зисторов происходит, когда индукция в сердечнике трансформЯИ достигает индукции насыщения 4~Ss или —Bs (рис. 3.18, б).
Предположим, что после переключения, происшедшего в мЛН времени t0, транзистор Tj оказался открытым, а транзистор закрытым (рис. 3.18, в — д). К обмотке ®К1 прикладывается напряН ние, близкое к Ек, вызывающее напряжение на нагрузке гЯЛ (рис. 3.18, ж). На обмотке w61 индуцируется напряжение с отмИЯ ющей для транзистора Т\ полярностью. Транзистор Т\ открьЯИ насыщен током базы /б1 = £к/(пб/?б) (7?б1 = #б2 = #0). На обЯМ ке ®б2 действует напряжение = ЕДпб с запирающей, для тДИ зистора Т% полярностью. Приложенное к обмотке ®К1 напряжеЯ| вызывает изменение индукции (рис. 3.18, е) и постепенное перемеит^ЛИ рабочей точки из положения 1 в направлении точек 2, 3 по восхцМ щему участку петли намагничивания сердечника (рис. 3.18, б). 'Д1 коллектора iKi (рис. 3.18, в), равный сумме трех составляющих Я ков (t61 = Iq/h-q, in — iijfi-n. — и с), на большей части интДд
вала проводимости транзистора 7\ остается без изменения. Это обуЯ ловливается постоянством всех его составляющих, в том числе и тоМ намагничивания iv„ ввиду прямоугольности формы петли намагничЦ вания. Ц
После перемещения рабочей точки в положение 2 и затем выход! ее на почти горизонтальный участок петли намагничивания сердеЦ ник насыщается, индуктивность коллекторной обмотки уменьшается что вызывает быстрое увеличение тока и соответственно тока В момент времени что соответствует положению 3 рабочей точки] (рис. 3.18, б, в), ток /К1 возрастает до значения Транзистор Т/ выходит из режима насыщения, напряжение на нем увеличивается? а напряжения на обмотках wKi и ®б1 уменьшаются. Это соответствует началу развития лавинообразного блокинг-процесса, связанного с запиранием транзистора Т\.
В процессе запирания транзистора Tt, протекающем достаточно быстро, рабочая точка, характеризующая магнитное состояние материала сердечника трансформатора, не успевает, несмотря на малую индуктивность коллекторной обмотки на почти горизонтальном участке петли намагничивания, достичь положения 4. Следовательно, ток протекавший через транзистор Т\, не успевает уменьшиться
L ц связи с этим под воздействием э. д. с. самоиндукции на об-ЯВряуля- ансформатора сразу же после запирания транзистора 7^ ,goTKax Р тся наПряжения противоположной полярности (указана иадУцИР^ j8, а в скобках), вызывающие отпирание транзистора Т2 ?на РиС‘е ’ а ние в закрытом состоянии транзистора 7\. Открытым и. неистовом Т2 создается цепь протекания уменьшающегося до нуля траН3^ (приведенного к коллекторной обмотке ®к2 и показанного тока g jg, а пунктирной стрелкой) в процессе перехода магнитного яа вдЯНИя сердечника трансформатора в точку 4. Изменившаяся по-С°С ность напряжения на обмотках (в том числе на нагрузочной об-ЛЯтке рис. 3.18, ж) сохраняется на этапе открытого состояния транзистора Т2. При этом на обмотке ®к2 действует напряжение, близкое
к Е
К закрытому транзистору 7\ прикладывается напряжение 2Е.., (вис. 3.18, д'), равное сумме напряжений на обмотках и ®к2. На этом этапе процесс в схеме протекает аналогично рассмотренному. Он характеризуется изменением индукции в сердечнике трансформатора от Е-В s до —В s и перемещением рабочей точки из положения 4 в направлении точки 5, заканчиваясь в момент времени /2, когда рабочая точка на петле намагничивания достигает положения 6 (рис. 3.18, б, а, е).
Длительности интервалов /и1, /и.> характеризуются линейным законом изменения индукции ДВ соответственно от —В s до EBS и от +BS цо —В s. При wKt = щ,2 = wK длительности tui = ta2 = ta
находят из соотношения
2BsSwK
(3.53)
Расчет частоты в герцах выходного
изводят по формуле
напряжения генератора про-
1 = 1 Е
Т ~ 2Д WjSwu
(3.54)
Двухтактные блокинг-генераторы находят преимущественное применение для преобразования энергии источников постоянного тока (например, аккумуляторных батарей) в переменный ток или в постоянный ток другого напряжения для питания нагрузки сравнительно небольшой мощности (десятки и сотни ватт). При использовании генератора в качестве преобразователя постоянного напряжения в постоянное напряжение цепь нагрузки подключают к выходной обмотке трансформатора через выпрямитель со сглаживающим фильтром.
§ 3.9. ОСНОВЫ АЛГЕБРЫ ЛОГИКИ
Как указывалось в § 3.1, в настоящее время для построения систем обработки и преобразования информации широко применяют цифро-ВЬ1е методы. Используемые при этом сигналы близки по форме к пря
207
моугольным и имеют два фиксированных уровня напряжения. уЛВ низкого напряжения обычно приписывается символ (состоянием а уровню высокого напряжения — символ (состояние) «1». 1И
Математическим аппаратом анализа и синтеза цифровых СЯ| служит алгебра логики (булева алгебра), кслЯ изучает связь между переменными (сигналами), принимающими М ко два («О», «1») значения. Символы «О» и «1» в алгебре логики хдИ теризуют состояния переменных или состоя Я их функций, в связи с чем эти символы нельзя рассматргЯ как арифметические числа. Алгебра логики является алгеброй со'Я ний, а не алгеброй чисел, и для нее характерны основные дейстм отличные от принятых в обычной алгебре действий над числамця
Аксиомы, законы, тождества и теоремы алгебры логики Я
В алгебре логики любая переменная может иметь состояний или «1». Поэтому в алгебре логики каждой двоичной переменной,3 пример х, ставится в соответствие обратная или дополнительная кж (инверсная) переменная, такая, что: 3
если х = 0, то х = 1, если х = 1, то х = 0.
Переменную х следует читать как НЕ х.
В алгебре логики в случае одной переменной х действуют следу?®
щие правила (аксиомы):
1) х + 0 = х, 6) х • 0 = 0,
2) х + 1 = 1, 7) х • 1 = х,
3) х -(- х = х, 8) х • х = х, (3.55)
4) х х = I, 9) х • х = 0,
5) (х) — х, 10) (х) = х .
Правила 1—4 характеризуют операцию логического ело-, жения (дизъюнкции), правила 6—9 — операцию логического умножения (конъюнкции) и правила 5,10 — операцию инверсии. Знак логического сложения «+»чи-тается ИЛИ (например, правило 1 : «х или 0 равен х»), Знак логического умножения « • » читается И (например, «х и 0 равен О»).
Правила 1—4, 6—9 поясняются схемами (рис. 3.19, а — з) на двух ключах в соответствии с числом слагаемых (сомножителей) в соотношениях. Положению «Ключ включен» соответствует состояние «1», а положению «Ключ выключен» — состояние «0». Для логического сложения (правила 1—4) ключи в схемах соединены параллельно. Уровень высокого напряжения на выходе (F = 1) будет иметь место, если хотя бы один ключ находится в состоянии «1» (правила 2, 4; рис. 3.19, б, г). Результат суммы в правилах 1, 3 зависит от значения X
208
х —. 1 F = 1, при х = О F — 0; рис. 3.19, а, в). Для логического (пРижения ключи соединены последовательно (рис. 3.19, д — з). У^вень высокого напряжения на выходе (F = 1) будет только в том чае, если оба сомножителя равны единице (оба ключа включены), ^потивном случае результат умножения равен нулю (правила 6, $ пис. 3.19, д, з). Результат умножения в правилах 7, 8 зависит от рачения х (рис. 3.19,
е, ж).
Рис. 3.19. Схемы, иллюстрирующие операции логического сложения (а — г} и логического умножения (д — з)
Для алгебры логики, как и для обычной алгебры, действительны
следующие за коны.
Переместительный закон (закон коммутативности) для логического сложения и умножения:
1) х + у = у + х, 2) х • у = у • х.
(3.56)
Сочетательный закон (закон ассоциативности) для логического сложения и умножения:
1) х + у + г = (х 4 у) +г = х 4 (# 4 г),
2) х • у • г = (х • у) • z = х (у • г).
(3.57)
Распределительный закон (закон дистрибутивности логического умножения по отношению к сложению):
х(у + 3$ — хухг. (3.58)
Для многих случаев алгебраических преобразований полезными являются тождества, относящиеся к двум и трем переменным:
1) ху 4 ху = х,
2) х 4 ху = х,
3) х (х 4- у) ~ х,
4) х (х 4 у) = ху,
5) (х 4 у) (х 4 г) = х 4 уг,
6) ху 4 у = х 4 У- (3.59)
В справедливости тождеств 1 и 2 нетрудно убедиться, вынося за скобку в левой части переменную х. Тождество 3 доказывается с помощью распределительного закона х(х + у) — хх 4 ху = х 4 ху —
8-648
209
= х. Аналогично доказывается и тождество 4. Для доказатёЯ тождества 5 раскроем скобки в левой части: (х + у)(х + г) 3 + xz + ху + yz = х + ху + yz = х + yz. Я
К основным законам алгебры логики относятся законы версии для логических сложения и yj же ни я (теоремы де Моргана): >
X4-p~f-Z = X- Z/-Z, (Я
т. е. инверсия суммы переменных есть произведение их инве'де| к У г = х -I- у + г , (з|
т. е, инверсия произведения переменных есть сумма их инверсий! Справедливость соотношений (3.60) и (3.60а) для двух перемен^ подтверждает табл. 3.1.'
Таблиц®
В общем случае теоремы де Моргана могут быть представленное виде, предложенном Шенноном: Я|
F (х, у, z, ..., +, •) = F (х, у, z, , •, 4-). (3.61V||;
Теорема в таком виде утверждает, что инверсия любой функции/’; получается заменой каждой переменной ее инверсией и одновременна. взаимной заменой символов сложения и умножения. При практическом применении теоремы необходимо строго соблюдать группировки^ членов, выраженные как явными, так и неявными скобками. В каче-'’
стве примера определим инверсию функции F = ху ф ху. По правилу (3.61) находим
F = ху + ху = (х + у) (х + у )
Понятия инверсии и инверсного преобразования играют важную роль при синтезе схем. Использование инверсии на определенном этапе синтеза, в частности, приводит иногда к существенному упрощению функции, а следовательно, и средств ее реализации.
: Логические функции
.Логическая функция может быть записана аналитически различными сочетаниями операций сложения и умножения переменных. Однако с точки зрения представления логической функции и после-
210
И X
F го синтеза логической схемы наиболее удобны формы записи, ЛУ^дторых функция выражается либо в виде суммы произ-яРи 1 н и й переменных, либо в виде произведения
Д м
с Запись логической функции в виде суммы произведений перемен-иазывают дизъюнктивной нормальной Ф "
Гой <ДНФ):
нои
нормальной ф о р-
х 4“ yz 4-
хуг 4- хуг, запись функции в виде произведения сумм — конъюнктивной нормальной формой (КНФ):
х (х 4- у) (у 4- г) (х 4- у + г).
Инверсия любой функции, записанной в дизъюнктивной (конъюнктивной) нормальной форме, по правилу (3.61) дает замену записи на конъюнктивную (дизъюнктивную) нормальную форму. Например, инверсия функции
F — х уг 4- хуг
имеет вид
F = x(z/4-z)(x + i/+?).
Логическую функцию, заданную любым аналитическим выражением, можно преобразовать к ДНФ или КНФ, пользуясь правилами алгебры логики. Для каждой логической функции может существовать несколько равносильных дизъюнктивных и конъюнктивных форм.
Вместе с тем имеется только один вид ДНФ и КНФ, в которых функция может быть записана единственным образом (совершенные нормальные форм ы). В совершенной дизъюнктивной нормальной форме (СДНФ) каждое входящее слагаемое включает все переменные (с инверсиями и без них) и нет одинаковых слагаемых. В совершенной конъюнктивной нормальной форме (СКНФ) каждый входящий сомножитель включает все переменные (с инверсиями и без них) и нет одинаковых сомножителей.
Логическая функция наиболее наглядно и полно представляется так называемой таблицей соответствия или истинности, в которой для каждой комбинации значений переменных Указывается значение функции. Таким образом, таблица истинности определяет алгоритм работы создаваемой цифровой схемы. От табличного представления функции переходят к аналитической записи ее в СДНФ или СКНФ.
Пусть в качестве примера функция F задана в виде табл. 3.2. Для комбинаций переменных 2, 7, 8 функция F истинна (т. е. F — 1), что означает для указанных комбинаций равенство единице следующих произведений: xyz = 1, хуг = 1 и хуг — I. Комбинации переменных,
В* 211
т а б л й!
при которых функция истинна, называют конституент dflHH единицы или минтермами. Представление логичё1мИ функции в виде суммы минтермов определяет ее СДНФ, т. е. в лагМЙЩ случае ‘ИВ1
F — х у г 4- хуг 4 хуг . сЗякаМИ
Функция, определяемая таблицей истинности, может быть пиИиИ ставлена не только ее единичными, но и нулевыми значениями. тЯИ| на основании табл. 3.2 рассматриваемая функция ложна (F — О ЛН| F — 1), если истинно каждое из произведений
х у г, х уг, хуг, ху г хуг, т. е.
F = xyz-\-xyz + хуг 4- ху г 4- хуг. (З.ЯК1
Воспользовавшись законом инверсии, приходим к записи фупк1йПв1 в СКИФ: ijei
F = (х + у + г) (х + у 4- г) (х + у + г ) (х + у 4- г) (х 4- У + г ). (3.6д|| I
Каждый сомножитель в соотношении (3.64) состоит из суммы пешяИЬ | менных, для которых функция обращается в нуль в соответствии*^® I таблицей истинности. Такие суммы называют конституент а- ’ ( I ми нуля или ма кстермами. Таким образом, произведение w I макстермов определяет СКНФ функции. * "5’|
Минимизация функции I
Минимизация (упрощение формы записи) функции' являет- I ся важной операцией при синтезе логической схемы, так как благода- , । ря предварительно проведенной минимизации схема реализуется с а наименьшим числом элементов.
Выявить и устранить избыточность в записи функции можно путем ее преобразований с использованием аксиом, законов, тождеств и теорем алгебры логики. Однако такие преобразования требуют гро- , моздких выкладок и связаны с большой затратой времени. j
Современная алгебра логики располагает рядом приемов, разработанных на основе ее правил, позволяющих производить минимиза- ; 212 *
» нкции более просто, быстро и безошибочно. Для минимизации “цц1° ФУ с числом переменных до пяти-шести наиболее удобным яв-метод карт Карво.
лк ста Карно (рис. 3.20, а — в) представляет собой графическое Аажение значений всех возможных комбинаций переменных. и3 ми словами, карту Карно можно рассматривать как графическое оставление всех минтермов заданного
числа переменных.
О ху ху
1 ху ху
а)
(а),трех (б) и четырех (в) пе-
Рис. 3.20. Карта Карно функции для двух ременных
Каждый минтерм изображается на карте в виде клетки. Карта образуется путем такого расположения клеток, при котором минтермы соседних клеток отличаются только значением одной переменной. В связи с указанным соседними считаются также крайние клетки каждого столбца или строки. Символ «1» характеризует прямое значение переменной, а «0» — ее инверсное значение.
Минтермы минимизируемой функции отмечают единицами в соответствующих клетках карты. Минтермы, не входящие в функцию, отмечают в клетках нулями или оставляют клетки пустыми. На основании распределительного закона (3.58), а также аксиом 1 и 4 в (3.55) два минтерма, находящиеся в соседних клетках, могут быть заменены' одним логическим произведением, содержащим на одну переменную меньше. Если соседними являются две пары минтермов, то такая труп-’ па из четырех минтермов может быть заменена произведением, содер-' жащим уже на две переменные меньше, и т. д. В общем случае наличие единиц в 2" соседних клетках позволяет исключить п переменных. В этом и заключается метод минимизации с применением карт Карло.,
Рассмотрим процесс минимизации на примере четырех переменных У, 2, v функции, заданной следующим логическим выражением:
F — yzv 4- xyv 4 yzv 4 хуг -I- xzv 4 у zv 4- у г v.
С помощью простейших преобразований представим эту функцию в виде
Р = yzv (х + х) + xyv (242)4 yzv (х 4 л ) 4 хцг (v 4- v) 4
213:
= xyzv + xyzv 4- xyzv + xyzv 4- xyzv + x yzv 4- xyzv 4-
4- xyzv 4- xyzv -Fxyzv-yxyzv + xyz v + x у z v 4 x ~y7'z
После исключения повторяющихся членов функция выражЙ в СДНФ: Л
F = xyzv 4- xyzv + x yzv +- xyzv 4- x yzv + xyzv 4- xyzv 4-
В»
ЦИИ
термами x yzv и
-\-xyzv-Fxyzv-+xyzv-\-xyzv. 4
Функция состоит из 11 минтермов, в связи с чем на карте Ка (рис. 3.21) ее будут представлять 11 клеток, отмеченных единиц!
Так, например, первый минтерм ф| ции xyzv будет отображаться клет1
имеющей координаты ху и zv, соотвеЙ венно 11 и 11. Пять клеток карты^® таются свободными. >
Затем на карте Карно необход! определить соседние минтермы (клет! и объединить их в минимальное кол ство групп соседних минтермов (клето! Для наглядности выделенные групцв соседних клеток показывают сплошцГ ми линиями. Минимальное_____количест.
групп соседних минтермов для рассмЦ риваемой функции будет равно трем.л| В первую группу входят две нижн/ клетки второго столбца слева с ми xyz V. В соответствии с аксиомой 4 в (3.55) им
xyzv 4- xyz v = xyz (v 4- v ) = xyz,
в®
v из этой группы может быть исключена.
t. e. переменная
Вторая группа состоит из двух пар верхних клеток крайних столб-, цов, определяющих минтермы xyzv, xyzv» xyzv, xyzv. Сумма этих минтермов дает
у г (х v 4- xv 4- х v 4- xv) = у г [х (п 4- п) 4- х (п 4- е)1 = У 2»
т. е. из группы исключаются две переменные: х и и.
‘Третья группа состоит из восьми клеток второй и третьей строк, для которых v — 1, а переменные х, у, г входят с прямыми и инверсными значениями, в связи с чем переменные х, у, г из этой группы могут быть исключены. Сумма минтермов обеих строк будет равна V.
1/ На основании проведенных операций получаем минимальную функцию, выраженную в ДНФ:
F = хуг 4- у г 4- v.
Ж
214
” «'"Pia Карно позволяет также провести минимизацию той же функ-КНФ п0 нулевым значениям минтермов, находящихся в пустых «йй в х карты (рис. 3.21) и определяющих нулевое значение функции, ее инверсное значение F. Порядок проведения минимизации сохра-Т‘е’ся прежним. Минимизирующие контуры, охватывающие соседние йЯе кИ с нулевым значением минтермов рассматриваемой функции, клеа3аны на рис. 3.21 пунктиром. Из карты Карно находим
F = х у 2 v с уг v 4- хго + xyv .
Воспользовавшись инверсным преобразованием (3.61) находим мйНимальную функцию, выраженную в КНФ, равносильную ДНФ:
F = (х + У + z + и) (у + г + о) (х + г + о) (х -р у + у)
Минимизация функции в ДНФ или КНФ равноправна. Представление результата минимизации в ДНФ или КНФ зависит от вида функции и состава используемых логических элементов. Реализация функции в ДНФ требует преимущественного использования логических элементов И (И — НЕ), а в КНФ — логических элементов ИЛИ (ИЛИ — НЕ) (см. § 3.10).
При использовании логических элементов И (И — НЕ) логическую функцию целесообразно представить в виде произведения переменных, а логических элементов ИЛИ (ИЛИ — НЕ) —- в виде суммы переменных. Задачу решают, воспользовавшись правилом двойной инверсии и теоремой де Моргана. Для рассматриваемой функции соответственно имеем:
F = хугуга, F = х +у -р г + v !/'r г + г т г 4 у 4 х+уЦ-v .
В качестве примеров определим минимальные функции в ДНФ и КНФ, представленные в виде карт Карно для трех переменных (рис. 3.22) и четырех переменных (рис. 3.23).
При нахождении минимальной функции в ДНФ, представленной картой Карно на рис. 3.22, группировочные контуры должны охватывать минтермы крайних столбцов 1 и 4 (первый контур) и минтермы нижней строки (второй контур).
В первой группе минтермов результат не зависит от значений х и г, так как они могут принимать либо состояние «0», либо состояние
Рис. 3.22. Карта Карно функции
гу
08
11
10
01 zv<.
Рис. 3.23. Карта Карно функции
215
«1». Переменные хи z можно исключить. В итоге первое слагаешИИИ ределяемой минимальной функции равно у. Во второй группе мов результат не зависит от значений х и у, следовательно, JhH слагаемое определяется переменной z. Таким образом, имеем мальную функцию в ДНФ:
Л = Ч + 2 -или ^ЯЦ
F\ = Ч г .
Минимальную функцию в КНФнаходятиз группировки двух тых клеток карты: 'ЯН
Л = Ч • г , 4В
откуда 'Й|Н|
р} = у + г, ;ЯИ
т. е. дизъюнктивная и конъюнктивная минимальные формы рассЯЯ ренной функции совпадают.
Для получения минимальной функции в ДНФ, представленной Л той Карно на рис. 3.23, необходимо составить три минимизирующая контура. В первый контур входят нижняя и верхняя клетки крайнЯ го левого столбца, откуда находим первое слагаемое минимальнвМ функции xyv. Второй контур состоит из верхней и нижней клеток втН рого столбца справа, откуда определяем второе слагаемое xyv. И,нЯ конец, третий контур охватывает две верхние строки карты с рез\.ни| татом г. Таким образом, получаем минимальную функцию в ДНфЗр
Лг= X у V + xyv ч- z, ’t.-.
или
Рг — X у V X у V Z.
Минимальную функцию в КНФ находят из трех контуров, охватывающих пустые клетки:
Fs — хуг + хуг + го
с прямым значением
F2 = (х 4- у + г ) (х + у + г ) (г 4- v ),
или
F 2 — х у- у -У г 4 х -f- у 2 4- 2 4- и .
Нахождение логических функций и последущую их минимтгзатг10" широко применяют при проектировании логических схем комбинационного типа (см. § 3.15).
216
§3.10, ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ НА ДИОДАХ И БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
л е м е нт ы (узлы) предназначены для (функциональ-над дискретными сигналами при двоичном
Логические э
лнения различных логических х ) операций .........—......
в особе их представления.
СП преимущественное распространение получили логические эле-нты потенциального типа. В них используются дискрет-м сигналы, нулевому значению которых соответствует уровень низкого потенциала, а единичному значению — уровень высокого по-тейциала (отрицательного или положительного). Связь потенциального логического элемента с предыдущим и последующими узлами в системе осуществляется непосредственно, без пр и-м е н е н и я реактивных компонентов. Благодар я этому преимуществу именно потенциальные логические элементы нашли почти исключительное применение в интегральном исполнении в виде микросхем. С позиций использования логических микросхем потенциального типа и проводится далее рассмотрение логических
элементов.
Логические биполярные микросхемы чаще выполняют на транзисторах типа п-р-п с напряжением питания Ек> 0, Этим объясняется, что используемые здесь сигналы имеют положительную полярность. Уровню высокого положительного потенциала («1») на выходе соответствует закрытое состояние транзистора, а уровню низкого потенциала («О») — его открытое состояние. С этой точки зрения, в частности, и следует понимать действие сигнала на входе логического элемента, имеющего непосредственную связь с другими элементами в конкретной схеме. Для упрощения уровень низкого потенциала сигнала полагаем равным нулю, а процесс перехода транзистора из одного состояния в другое — достаточно быстрым.
Логические интегральные микросхемы являются элементами, на основе которых выполняются схемы цифровой техники.
Рис. 3.24. Условное обозначение логического элемента ИЛИ (а), его таблица истинности и временное диаграммы (б, а)
217
Логический элемент ИЛИ. Логический элемент ИЛИ имеет» сколько входов и один общий выход. Его условное обозначение^ зано на рис. 3.24, а.
Логический элемент ИЛИ выполняет опер а ц и ю ческого сложения (дизъюнкции):
Е = х2 Т х3 Т • • • 4- хп, где F — функция; хь х2. х3,..., хп — аргументы (переменные, двоиМ ные сигналы на входах). ‘ДИ
Здесь функция F = 0, когда все ее аргументы равны нулю, и 'яИ = 1 при одном, нескольких или всех аргументах, равных единмИ Работу схемы двухвходового логичеся1 го элемента ИЛИ иллюстрируют таблвдЦ истинности и временные диаграммы, ДМ веденные на рис. 3.24, б, в. Моделью дв||| входового элемента ИЛИ может служгМ схема с двумя параллельно включенныМ ключами (см. рис. 3.19, а — г). Если оет ключа выключены (аргументы равны цЯ лю), то напряжение на выходе равно нулЯ и F = 0. При одном или двух включеннм ключах напряжение на выходе равно F = 1. J
Наиболее просто элемент ИЛИ реалЦ зуется на диодах (рис. 3.25). ЗначенЯ передачей входного сигнала вследствие отпирания К диодам, для которых входной сигнал
Рис. 3.25. Схема логического элемента ИЛИ на диодах
= 1 на выходе создается
Л 0-1
соответствующего диода.
равен нулю, прикладывается обратное напряжение, и они находятся^ в закрытом состоянии.
На практике возможны случаи, когда число входов используемого^ логического элемента ИЛИ превышает количество входных сигналов. . Неиспользуемые входы заземляют. Тем самым исключается возмож-у ность прохождения помех через элемент ИЛИ от наводок по неисполь- У зованным входам.
Логический элемент сколько входов и один на рис. 3.26, а.
Логический элемент ского у множ
И. Логический элемент И также имеет невыход. Его условное обозначение показано
е н
И выполняет операцию логиче-и
я (конъюнкции):
F
= X, • Хг • Л'з ... X,
(3.66)
Здесь функция F =0, когда хотя бы один из ее аргументов равен нулю, и F =1 при всех аргументах, равных единице.
Работу схемы двухвходового логического элемента И иллюстрируют таблица истинности и временные диаграммы, приведенные на рис. 3.26, б, в. Элемент И является схемой совпадения: сигнал «1» на выходе появляется при совпадении сигналов «1» на всех входах. Моделью двухвходового элемента И может служить схема с двумя по-
218
„„повательно включенными ключами и источником питания (см. 3.19, д - з).
Р Простейшая схема элемента И на диодах приведена на рис- 3.27. ртЛцчие от схемы элемента ИЛИ (см. рис. 3.25) заключается в измерении полярности включения диодов и наличии резистора /?,, подключенного к шине «+» источника питания.
Схема работает следующим образом. При всех входных сигналах, равных единице, на катодах диодов имеется положительный потен-
Рис. 3.26. Условное обозначение логического элемента И (а), его таблица истинности и временные диаграммы (б, в)
циал относительно общей точки и все диоды закрыты. На выходе схемы создается напряжение + ^2), определяющее F = 1.
При нулевом значении сигнала хотя бы на одном из входов соответствующий диод будет проводить ток и шунтировать резистор /?2, выполняющий, как и резистор R в схеме рис. 3.25, роль нагрузки. На
пряжение на выходе при этом определяется падением напряжения на открытом диоде и близко к нулю (F =0). На рис. 3-27 показан ва-
риант, когда х(=0и проводит ток Диод Увеличение числа входов с нулевым значением сигнала приводит только к увеличению числа проводящих диодов, а функция F остается равной нулю.
В случае применения логического элемента И, имеющего число входов, большее количества входных сигналов, неиспользуемые входы элемента соединяют с шиной «+» источника питания (подают сигнал логической «Ь). Диоды неиспользуемых входов будут находиться в закрытом состоянии. Это уменьшает
Рис. 3.27. Схема логического элемента И на диодах
вероятность прохождения помех на выход элемента И от наводок по неисполь-
219
зованным входам. Поведение логического элемента будет зависев комбинации входных сигналов. а
Логический элемент НЕ. Логический элемент НЕ имеет один i один выход. Его условное обозначение показано на рис. 3.28 Элемент НЕ выполняет о п е р а ц
и
(° т а
Ц
Р
и
ю инверсии
t
3)
в)
а)
Рис. 3.28. Условное обозначение
та НЕ (а), его таблица истинности и временные диаграммы (б, в)
логического элемен-
а ни я), в связи с чем его часто называют логическим и н о м. Им реализуется функция
F = ~х.
верт
(3.67
Сигналу х = 0 на входе соответствует F — 1 и, наоборот, при к = = J F = °.
Работу схемы логического элемента НЕ иллюстрируют таблица истинности и временные диаграммы, приведенные на рис. 3.28, б, в*
Логический элемент НЕ представляет собой ключевую- схему нй
транзисторе (рис. 3.29), анализ которой был дан в § 3.2. При х =0 ((/вх =0) транзистор закрыт, напряжение (7КЭ« Ек, т. е. F — I. При х == 1 ((7ВХ = /7вхотп) транзистор открыт, напряжение UK3 — = Аб/нэогкр» О, т. е. F = 0. Открытое состояние транзистора обеспечивается заданием тока базы, вводящего транзистор в режим насы-
щения.
Рис. 3.29. Схема логи-
ческого элемента НЕ
Рис. 3.30. Условное обозначение логического элемента ИЛИ — НЕ (а), его функциональный эквивалент (б) и таблица истинности (в)
220
гический элемент ИЛИ — НЕ. Условное обозначение логичес-J эЛемеНта ИЛИ — НЕ показано на рис. 3.30, а. Он объединяет коГ° нТЫ ИЛИ и НЕ с очередностью проведения операций, показан-эЛ®М5а рис. 3-30, б. В связи с этим входным сигналам, равным едини-Я°Й соответствует логический «0» на выходе, а при нулевых сигналах ке'всех входах F = 1. Для двухвходового элемента ИЛИ — НЕ ука-яа ое иллюстрирует таблица истинности, приведенная на рис. 3.30, в. 33 функциональная операция, выполняемая элементом ИЛИ — НЕ й п входах, определяется выражением
F = Х1 н- хг xs 4- • • • +хп. (3.68)
На рис. 3.31, а приведена схема логического элемента ИЛИ — НЕ, представляющая собой последовательное соединение элемента ИЛИ да диодах и элемента НЕ. Логические схемы подобного сочетания определяют, в частности, класс элементов так называемой д и о д н о -транзисторной логики (ДТЛ). Принцип действия элемента ясен из диаграмм рис. 3.31, б, где показаны сигналы xt и х2 на входах, сигнал у на выходе элемента ИЛИ и выходная функция F.
Логический элемент И — НЕ. Условное обозначение логического элемента И
НЕ показано на рис. 3.32, а. Ему эквивалентна структурная схема, показанная на рис. 3.32, б. Логической «1» на всех информационных входах соответствует логический «0» на выходе элемента. При логическом «0» на одном из входов создается логическая «1» на выходе. Для двухвходового элемента И — НЕ сказанное отражено в таблице истинности на рис. 3.32, в. Логическая функция элемента И — НЕ при п входах отвечает выражению
F = х2 • xs... хп. (3.69)
На рис. 3.33, а приведена^схема логического элемента И — НЕ ~
Аг
At
7
5) *
\
Рис. 3.31. Схема логического элемента ИЛИ — НЕ ДТЛ (а) и его временные диаграммы (б)
ДТЛ. Принцип
Х2 —
I_____
а)
*2~
Г, 32г F
0 0 1
0 1 1
1 0 1
1 1 0
Л
А
б)
в)
Рис. 3.32. Условное обозначение логического элемента И — НЕ (а), его функциональный эквивалент (б) и таблица истинности (в)
221
г/.
t
F\1
t
S)
Рис. 3.33. Схема логического элемента И — НЕ ДТЛ (а) и его временные диаграммы (б)
действия элемента иллюстрируют временные диаграммы рис.
При логических «1» на обоих входах диоды Д t, Д2 закрыты. В ме образуется цепь -+ Еа — Еа — Д' — Д", которая обеспеч^ протекание тока базы /блз EJR§ транзистора. Транзистор и насыщен, F = 0.
При логическом «0» на одном из входов (например, rj отк$| ется диод этого входа (Д J. Образуется-- --------" —
цепь, в которой ток резййЗ
Д1 У Д' д
а}
R& (рис. 3.33, а) протекает через открытый диод (ДО и источник сиг нала логического «О» (х^). При этом цепь Д' — Д" —-эмиттерный переход транзистора — оказывается шунтированной цепью с пр<$ водящим диодом. Ток базы транзистора равен нулю, транзистор закрыт, F — 1.
Поскольку напряжение па открытом диоде входной цепи, а также'
напряжение входа логического «0» реально больше нуля, точка у на рис. 3.33, а имеет некоторый положительный потенциал относительно эмиттера транзистора. В отсутствие диодов Д', Д" это могло бы привести к отпиранию транзистора. При их введении напряжение между точкой у и эмиттером транзистора будет приложено к диодам,
।--------j
а напряжение (7бэ транзистора близко к нулю.
На рис. 3.34 приведена другая схема элемента И— НЕ, реализованная на транзисторах. Схемы такого’ типа образуют класс элементов так называемой транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ).
Основой этого класса элементов является использование многоэмит-терного транзистора Гм. Функция многоэмиттерного транзистора сво-
Х1Х2%
Рис. 3.34. Схема логического элемента И — НЕ ТТЛ
222
к замене диодной части схемы элемента И — НЕ (см. ДиТ з.ЗЗ, а). Подобная замена технологически выгодна, поскольку РйСпТОвление многоэмиттерного транзистора в микросхемах не намно-йЗГсЛожнее, чем изготовление обычного транзистора, а площадь, г°нймаемая многоэмиттерным транзистором в кристалле полупровод-33 меньше диодной части элемента И — НЕ ДТЛ. От обычного янзистора многоэмиттерныи транзистор отличается наличием не-^ольких (например, трех) эмиттерных областей с общими для всего с„анзистора базовым и коллекторным слоями.
При комбинации входных сигналов, когда на одном из входов ,например хх) действует нулевое напряжение (лд =0), ток через резистор R замыкается по цепи эмиттера этого входа. В базу транзистора Tt ток эмиттера /эШ не ответвляется, так как для направления тока /км (указано на рис. 3.34 пунктирной стрелкой) сопротивление база — эмиттер транзистора Тt довольно велико. Транзистор Т\ закрыт. Сигнал на выходе F = 1. Так будет и при нулевом сигнале на большем числе входов элемента.
При наличии на всех входах логической «1» (напряжений, близких к + Ек) все эмиттерные переходы транзистора Та будут находиться под обратным напряжением, а коллекторный переход — под прямым. Ток /бм будет обусловливать ток /км, направление которого показано на рис. 3.34 сплошной стрелкой. Транзистор Т{ будет открыт, его сигнал F = 0. Таким образом, схема рис. 3.34 выполняет логическую операцию И — НЕ.
Наличие усилительного элемента — транзистора — в логических микросхемах ИЛИ — НЕ и И — НЕ классов ДТЛ и ТТЛ определяет
такое их важное преимущество, как сохранение неизменного уровня напряжения, соответствующего логической «1», в процессе передачи сигнала при их последовательном соединении. В связи с этим указанные элементы, а также элемент НЕ являются базовыми в микросхемотехнике. В общем корпусе выпускаемых микросхем обычно содержится несколько элементов одного типа.
Комбинированные логические элементы. Существуют логические элементы в микросхемном исполнении, представляющие комбинацию Ранее рассмотренных элементов и позволяющие осуществлять более сложные логические операции. Некоторые из таких элементов и реализуемые ими функции показаны на рис. 3.35.
На рис. 3.35, а приведен элемент 2И — ИЛИ — НЕ. Выполняемая им логическая операция поясняется функциональной схемой ₽ис. 3.35, б. j-ja рис. 3.35, в представлен элемент 2И — ИЛИ с инверсными входами по И, а его функциональный эквивалент изображен на Рис. 3.35, г.
Параметры логических элементов. К основным параметрам логических элементов (логических микросхем) относятся функциональные возможности элемента, быстродействие, потребляемая мощность й помехоустойчивость.
Функциональные возможности логического элемента определяются коэффициентом разветвления п по выходу и коэффициентом объединения m по
223
,4
входу. Под коэффициентом разветвления п логического элемент нимают количество входов аналогичных элементов, которое быть подключено к его выходу, а под коэффициентом объедц т — число входов, которое может иметь элемент. Иными ело коэффициент п характеризует нагрузочную способность микро
a)
6)
Рис. 3.35. Схема логического элемента 2И — ИЛИ — НЕ (а) и его функциональный эквивалент (6), схема логического элемента 2И — ИЛИ (в) и его функциональный эквивалент (г)
Чем выше коэффициенты пит, тем меньшее количество микросхем потребуется для создания конкретного устройства. Препятствием Я увеличению коэффициента п является ухудшение других пока-Я зателей элемента (помехоустойчивости, быстродействия) или наруш'ёЧ ние нормального режима его работы. 1
Нагрузочная способность активного логического элемента , cyiue-J ственно зависит от типа используемого в нем выходного транзистор-- ( ного каскада (инвертора). Как правило, для большинства типов ин-, тегральных микросхем коэффициент п не превышает 4—10. Для уве-f личения нагрузочной способности к выходу элемента в случае неос> ходимости подключают так называемый буферный усилитель с мощным многотранзисторным инвертором, позволяющим получить п = 20-г 4- 50. Буферный усилитель входит в состав серии интегральных мик-' росхем.
В существующих сериях интегральных микросхем основные логические элементы (ИЛИ — НЕ, И — НЕ) выполняются, как правило.
224
F шим числом входов (m = 24- 6). С целью увеличения коэф-с 116 дТа т применяют схему логического расширителя, подключе-ФййИе0Торой к основным элементам ИЛИ — НЕ, И — НЕ позволяет и0е ч11Ть коэффициент т до 10 и более. Функцию логического расши-УвеЛ в схемах, например И — НЕ ДТЛ, выполняют дополнитель-РйТе яИОды, подключаемые параллельно основным диодам элемента
* 3.33, а).
с Б ы стродействие характеризует время реакции логичес-элемента на изменение сигналов на входах.
К° Показателем быстродействия логических микросхем является реднее время задержки прохождения сигнала через элемент:
/8.0 = (^+/Г)/2,
(3.70)
где /з+— задержка переключения из состояния «0» в состояние «1»; [- — задержка переключения из состояния «1» в состояние «0».
Логические микросхемы подразделяются на сверхбыстродействующие (4.с < 0,01 мкс), быстродействующие (4.с < 0,014- 0,03 мкс), среднего быстродействия ((З.с < 0,034- 0,3 мкс), низкого быстродействия (4.с > 0,3 мкс).
Существенным параметром логических элементов является также потребляемая мощность от источника питания -f-EK. В зависимости от типа (серии) мощность, потребляемая логической микросхемой, составляет 250 мВт — 1 мкВт. Ее обычно определяют по средней мощности, потребляемой элементом в состояниях «0» и «1». Потребляемая мощность связана с быстродействием микросхем. В частности, микросхемы, потребляющие большую мощность, отличаются, как правило, и высоким быстродействием.
Снижение потребляемой мощности при сохранении высокого быстродействия является одной из важнейших задач микроэлектроники. Имеются два пути ее решения. Первый путь предполагает снижение мощности за счет уменьшения токов и напряжений питания. По такому пути идет развитие микросхем на биполярных транзисторах. Второй путь связан с созданием логических элементов, потребляющих мощность только в режиме переключения и не потребляющих ее в статических состояниях («0», «1»). Такие элементы основываются на применении дополняющих МДП-транзисторов (см. § 3.11).
Помехоустойчивость характеризует меру невосприим чивости логических элементов к изменению своих состояний под воздействием напряжения помех. Помехи, действующие на входе логической микросхемы, подразделяются на статические и импульсные (статическая и импульсная помехоустойчивость). Статическими называют помехи, напряжение которых остается постоянным в течение времени, значительно превышающего длительность переходных процессов в схеме. Причиной их появления являются падения напряжения в проводниках, соединяющих микросхемы в устройстве. Статическая помехоустойчивость характеризуется максимальным напряжением по-мехи ип стат, которое может быть подано на вход логического эле-Мента, не вызывая при этом его ложного срабатывания.
225
—
Импульсные помехи обусловливаются различными наволкяДИ соседних работающих установок. По аналогии со статической п<Ди устойчивостью импульсная помехоустойчивость характеризуетсйИ пряжением импульса 17п.и, величина которого зависит от форЯ длительности импульса. 'Я
К действию помех наиболее чувствительны микросхемы, име]Я низкий перепад логических уровней. На помехоустойчивость окЯ вают влияние вид схемы, режим работы транзисторов, напряжМ источников питания и т. д.
Для уменьшения влияния помех необходимо рационально кои новать корпусы микросхем на печатных платах, осуществлять ветств-ующие развязки по целям напряжений питания, а в некото® случаях экранировать цепи связи между элементами или огдельЯ блоки. Я
§ 3.11. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРА^
Из полевых транзисторов наибольшее применение при созлаЯИК логических элементов получили МДП-транзисторы с индуцирован дИК каналом. Это объясняется одинаковой полярностыр напряжейиЯ| требуемых для управления (17зи) и питания (Дс и) этих транзистору® и, следовательно, простым решением задачи последовательного соемИ нения элементов на их основе ЯК
Логические элементы на МДП-трэнзисторах обладают рядом сЯк щественных преимуществ по сравнению с элементами на биполярный» транзисторах. Благодаря высокому входному сопротивлению Л1Д1д| транзисторов логические элементы на их основе обладают высока™ нагрузочной способностью (п> Юч- 20).
Технология получения МДП-транзистора проще, чем биполжИ. ного. К тому же в качестве пассивного элемента — резистора — здеЗИ используют сопротивление проводящего канала МЛП-тоанзистораиИ1 Это позволяет выполнять логические МДП-микросхемы на базе толаИ ко транзисторных структур, что еще более упрощает и удешевляем® их технологию по сравнению со схемами на биполярных гоанзиДу сторах.
В кристалле полупроводника Л\ДП-транзистор занимает меныле/Ж места, чем биполярный. Поэтому МДП-транзисторы позволяют соз-'в давать микросхемы с высокой степенью интеграции для решения бо^Я лее сложных функциональных задач.
К числу преимуществ логических микросхем на МДП-транзистог.'Ж рах следует отнести также возможность создания элементов с низкой,’я| (менее 1 мкВт) потребляемой мощностью. Недостатком этих микросхем-Ш является меньшее быстродействие по сравнению со схемами на бино^-Я лярпых транзисторах. -Я
Логический элемент НЕ. Логический элемент НЕ — инвертор; Я (рис. 3.36, а) — представляет собой, как известно, схему каскада с 1 ключевым режимом работы транзистора. В интегральных микро- 3 схемах на МД11-транзисторах функцию нагрузки выполняет также 226 1
«г].транзистор. На рис. 3.36, б — г приведены схемы элемента НЕ мДП-транзисторах, нашедшие наибольшее практическое приме-113 ие- Транзистор 7\ в схемах является управляющим, а транзистор £еН_ нагрузочным.
н Схемы рис- 3.36, б, в выполнены на МДП-транзисторах с инду-«пованным каналом /7-типа. В схеме рис. 3.36, г применены тран-жтоР с индуцированным каналом p-типа и транзистор Ти с ин-3 ировэнным каналом п-типа (схема на дополняющих МДП-Дранзисторах). Напряжение питания схем имеет отрицательную полярность, в связи с чем состоянию логической «1» (F = 1) здесь соответствует отрицательный потенциал выходной шины («отрицательная логика»). Логическому «О» отвечает близкое к нулю выходное напряжение. Аналогично характеризуется и сигнал, обусловливающий управление схемой. Укажем параметры сигнала, управляющего МДП-транзистором с каналом p-типа. Чтобы транзистор был закрыт, должно быть меньше порогового напряжения Uпор небольшой остаточный ток.
напр яжение Uзи
При этом через транзистор протекает
Рис. .3.36. Условное обозначение логического элемента НЕ (а); схема логического элемента НЕ на однотипных МДП транзисторах (б); схема логического элемента НЕ на однотипных МДП-транзисторах с дополнительным источником питания (в); схема логического элемента НЕ на дополняющих МД! [-транзисторах (г) и его временные диаграммы (д)
227
Для отпирания транзистора к нему прикладывают напряжение: отрицательной полярности, превышающее Uaoj?- I
‘ Рассмотрим принцип действия схемы рис. 3.36, б. При х = 1 в; ное напряжение (рис. 3.36, д) превышает пороговое и транзистор открыт. Падение напряжения А7/Ои0 транзистора Ту мало. Tpai стор Тн также открыт, так как между его затвором и истоком г
кладывается напряжение Ес — А(/си0, превышающее пороговое пряжение. Я
Величина А£7оя0, характеризующая состояние логического Я в схеме, определяется соотношением сопротивлений каналов 7?кн проводящих транзисторов: ®
А^сио = £с о , о ^ку “Г^-КН
Лку
(3.7]
Поскольку напряжение А(/ио0 должно быть малым, необходим! чтобы Яку ₽кн- Указанное условие выполняется благодаря осе бенностям изготовления обоих транзисторов. Технологию микросхе мы выбирают так, чтобы получить в транзисторе Тн более узкий 1 длинный канал, чем в транзисторе Ту. 1
При х =- 0 (рис. 3.36, 5) напряжение входного сигнала меньше по
рогового напряжения 7/ПОр транзистора 7\. и транзистор Ту закрьг Через оба транзистора протекает небольшой ток, определяемый за
крытым транзистором Ту. При этом транзистор Тв работает на границе! его отпирания с напряжением £/зи = 77пор. Логической «1» на выходе' схемы соответствует напряжение Uca3 транзистора Ту, равное Ес — {7пор. Если бы транзистор Тв был также закрыт, то ввиду большего сопротивления его канала логическая «1» характеризовалась бы малым
выходным напряжением.
Таким образом, особенность рассмотренной схемы заключается в том, что при ее переходе из режима логического «О» в режим логической «1» транзистор Тн переходит из открытого в «предзакрытое» состояние.
Схема рис. 3.36, в представляет собой улучшенный вариант предыдущей схемы. Усовершенствование направлено на повышение уровня напряжения логической «1» до значения, близкого к —Ес. Задача решается подключением затвора транзистора Т№ к дополнительному источнику питания |Е3( > j Ео |, благодаря чему открытое состояние транзистора Та распространяется и на режим логической «1».
Как и в предыдущей схеме, уровень логического «О» определяется различием в сопротивлениях каналов проводящих транзисторов. В режиме логической «1» транзистор Ту закрыт, а транзистор Т а Открыт, поскольку напряжение Еа на его затворе превышает по абсолютному значению напряжение стока Ео на величину, большую порогового напряжения транзистора Тв (примерно на ту же величину напряжение на затворе будет превышать и напряжение истока транзистора 7’н). Ток в цепи мал и определяется остаточным током закрытого транзистора Ту. Однако ввиду того что транзистор Г н открыт и сопротивление его канала мало, к транзистору Ту прикладывается напряжение, близкое к —Ес.
228
как и У существу
лбе рассмотренные схемы характеризуются потреблением тока от , оцника питания — Ес в режиме логического «О» (х = 1), так же ' элемента НЕ на биполярном транзисторе. Этим режимом, по , и определяется мощность, потребляемая такими схемами в прОщ— их Работы-
г Потребляемую мощность можно сократить до минимума, если обес-ечить управление транзисторами Ту, Тя, при котором открытому состоянию одного транзистора соответствует закрытое состояние другого. По такому принципу работает схема НЕ на дополняющих МДП - транзисторах (комплементарная МДП -структура) (рис. 3.36, г). В этой схеме в качестве Ту использован транзистор с каналом p-типа, а в качестве Та — транзистор с каналом п-типа. При обратном сочетании транзисторов схема потребует напряжения питания положительной полярности.
Принцип действия схемы на рис. 3.36, г заключается в следующем. Прия= 1 транзистор Ту открыт, так как для него |£73и| > Ц7пор|; транзистор Тн закрыт, поскольку для этого транзистора 0. Вследствие высокого сопротивления канала закрытого транзистора Тв и низкого сопротивления канала открытого транзистора Ту напряжение на выходе близко к нулю (F = 0). Ток, протекающий через структуру, достаточно мал.
При х = 0 транзистор Ту закрыт, так как для него |7/зи| <' < |t/nop|, а транзистор Тв открыт, поскольку U3a > t/nop > 0. Сопротивление канала транзистора Ту велико, а сопротивление канала транзистора Тн мало, в связи с чем ток здесь также весьма мал, а выходное напряжение близко к —£0 (F = 1).
Мощность, потребляемая схемой, не превышает единиц микроватт, причем ее рассчитывают, исходя не из статического режима работы, а из динамического. Это объясняется тем, что мощность потребляется схемой от источника главным образом на этапах ее переключения. *
Логические элементы ИЛИ — НЕ, И — НЕ. Логический элемент ИЛИ — НЕ на МДП-транзисторах с однотипными каналами проводимости получают заменой в элементе НЕ (рис. 3.36, в) одного управляющего транзистора группой из п управляющих транзисторов (рис. 3.37, а). Число входов элемента определяется числом параллельно включенных транзисторов.
Все транзисторы схемы создаются на общей полупроводниковой подложке с общим потенциалом. Общий вывод подложки объединяют с точкой «земля» схемы.
При наличии логической «1» хотя бы на одном из входов схемы Рис. 3.37, а один из управляющих транзисторов открыт и на выходе присутствует логический «0». Уровню логической «1» по входу и выходу соответствует потенциал, близкий к —£с, превышающий пороговое напряжение транзисторов; уровню логического «0» — потенциал, близкий к нулю, меньший Uпор.
Схема элемента И — НЕ на однотипных МДП-транзисторах показана на рис. 3.37, б. Она содержит общий нагрузочный транзистор 'а и группу из п последовательно включенных управляющих тран-
229
зисторов. На выходе схемы будет действовать сигнал логичесй* только при всех одновременно открытых управляющих транз (%1 = х2 = ... = хп = 1).
Схемы элементов ИЛИ — НЕ, И — НЕ на дополняющих транзисторах (комплементарных МДП-структурах) получают последовательного соединения группы транзисторов одного т
&
a)
Рис. 3.37. Схемы логических элементов ИЛИ — НЕ (а) и И — (б) на однотипных МДП-транзисторах
*/— xz—
X-—
^0-
IF
ул
Zf0-
В)
г»
F
параллельного соединения группы транзисторов другого (рис. 3.38, а, б). Тем самым сохраняется описанная специфика рабо' транзисторов в элементарной комплементарной МДП-структу»
В схеме логического элемента ИЛИ — НЕ (рис. 3.38, а) последА
НИ'
вательно соединяют нагрузочные, а параллельно — управляю^ транзисторы. Управляющие транзисторы образуют нижнее пле;
а) б)
Рис. 3.38. Схемы логических элементов ИЛИ — НЕ (а) и И — НЕ (б) на дополняющих МДП-транзисторах
230
ж ля, с которого снимается выходное напряжение, а нагрузочные &еЛИ’Гисторь! — верхнее плечо делителя. Проводящему состоянию трай плеча соответствует непроводящее состояние верхнего и наоборот. Например, при = 1 и х2 = 0 нижнее плечо ^^одит ток ввиду открытого состояния транзистора 7У1 (F = 0), Л еохнее плечо не проводит тока вследствие закрытого состояния & щгзистора Гн1. При = х2 = 0 транзисторы Гуз и закрыты, транзисторы Ttl, Тъ2 открыты (F = 1).
а В схеме рис. 3.38, б нагрузочные транзисторы включены парал-
льно, а управляющие — последовательно, что соответствует построению схемы И — НЕ. При хх = 1 и х2 = 0 транзисторы Tyi и 7н2 открыты, а транзисторы Тп и Ту2 закрыты (F = 1). При xt = х2 = __ 1 транзисторы Tyj и Ту2 открыты, а транзисторы ТН1 и Тъ2 закрыты (Т = 0).
Подобным образом реализуются логические элементы на комплементарных МДП-структурах и на большее число входов.
§ 3.12. ТРИГГЕРЫ
В импульсной и цифровой технике широко используются функциональные узлы, способные сохранять двоичную информацию (состояния «0», «1») после окончания действия входных импульсов. Такие функциональные узлы называют триггерами.
Указанное свойство триггера обусловлено тем, что факторами, воздействующими на его состояния, являются не только внешние управляющие сигналы, но и сигналы самого триггера (сигналы обратной связи).
В интегральной микросхемотехнике триггеры выполняют либо на основе логических интегральных элементов, либо как завершенный функциональный элемент в виде микросхемы.
Интегральные триггеры характеризуются большим разнообразием. Их отличают функциональный признак, определяющий поведение триггера при воздействии сигнала управления, а также используемый способ управления. По функциональному признаку различают триггеры типов R-S, D, Т, J-К и др. По с п о с о б у управления триггеры подразделяют на асинхронные и тактируемые. В асинхронных триггерах переключение из одного состояния в другое осуществляется непосредственно с поступлением сигнала на информационный вход. В тактируемых триггерах помимо информационных входов имеется вход тактовых импульсов. Их переключение производится только при наличии разрешающего, тактирующего импульса.
Триггеры применяют при построении более сложных функциональных устройств (см. § 3.13, 3.14): счетчиков импульсов, регистров и T. д.
/?-3-триггеры. В зависимости от способа управления различают асинхронные и тактируемые R-S-триггеры.
Асинхронные R-S-т р и г г е р ы являются простейший, однако они получили широкое распространение в импульсной
231
и цифровой технике. В частности, они служат основой триггеров га гих типов и требуют для своего построения два двухвходовых ло| ческих элемента типа И — НЕ или ИЛИ — НЕ. «
На рис. 3.39, а приведена структурная схема асинхронного тр^ гера на логических элементах И — НЕ. Схема имеет два выхр? Q — прямой, Q — инверсный. |
Я)
Рис. 3.39. Структурная гических элементах И — НЕ (а), его таблица переходов (б) и
схема асинхронного
ные диаграммы (в)
Г
R
О
Q
t
на ло-времен-
б) А?-5-триггера
О
Асинхронный /?-5-триггер, как и триггер любого другого типа,ж характеризуется двумя состояниями: логической «1» иЯВ логического «О». Состоянию логической «1» соответствует Q = 1, Q =jj| — 0; состоянию логического «0» — Q = 0, Q = 1. Ж
По информационному входу S производится установка триггера чк в состояние логической «1», а по информационному входу R — установ- Ж ка {перевод) триггера в исходное состояние логического «0». Этому'® соответствуют сокращенные обозначения входов и название триггера: > S —• set (установка), R — reset (возвращение в исходное состояние). ,
Принцип действия триггера определяется поведением в нем эле- У ментов И — НЕ. Он иллюстрируется таблицей переходов триггера (рис. 3.39, б), где указаны значения входных сигналов S и R в неко-торый момент времени tn и состояние триггера (по значению его прямого выхода) в следующий момент времени tn+l после прихода очередных импульсов.
При S = 0 и R = 1 подтверждается предшествующее состояние, если триггер находился в состоянии логической «1» (Q = 1, Q — 0), и переход его в состояние «1», если триггер до этого находился в состоянии «0» (первая строка сверху в таблице на рис. 3.39, б). Пусть Q = 1» Q = 0. Если S = 0, то независимо от значения сигнала на втором входе элемента Si И — НЕ Q = 1 (см. рис. 3.32, в). На обоих входах элемента Э2 присутствуют логические «1». Это обеспечивает Q = 0. При Q = 0 и Q = 1 сигнал S = 0 вызывает переключение элемента
232
состояние логической «1» и соответственно элемента Эг в состоя-Э1 логического «О» вследствие появления и на его левом входе логи-
При противоположном соотношении сигналов (3 — 1, R = 0) происходит либо подтверждение нулевого состояния триггера (Q =
0, ^ == 1), либо его переключение из состояния «1» в состояние «0» (вторая строка сверху в таблице переходов). Положение доказывается аналогичным образом. _ _
Значениям сигналов на входе 3 = R = 1 соответствует сохранение
триггером предыдущего состояния (третья строка сверху в таблице переходов). Пусть до появления такой комбинации сигналов на входах в триггере была записана логическая «1» (Q — 1, Q = 0). При наличии S = R — 1 имеем на обоих входах элемента по логической «1». Это обусловливает Q = 0. На правом входе элемента 5, будет логический «0», что дает Q = 1.
При комбинации S = /? = 0 (последняя строка снизу в таблице переходов) один из входов обоих элементов И — НЕ имеет логический «О». Согласно рис. 3.32, в, Q = Q — 1. Такие значения выходных сигналов триггера не соответствуют ни его состоянию «1» (Q = 1, <2 = 0), ни его состоянию «0» (Q = 0, Q = 1). Триггер принимает неопределенное состояние. По указанной причине комбинация сигналов на входе S = R — 0 для асинхронного R- S-триггера на элементах И — НЕ является запрещенной. Рассмотренной схеме триггера соответствуют временные диаграммы, приведенные на рис. 3.39, в. Они построены с учетом таблицы переходов, приведенной на рис. 3.39, б.
На рис. 3.40, а показана структурная схема асинхронного R-S-триггера на двухвходовых логических элементах ИЛИ — НЕ. В от-
личие от предыдущей схемы триггер управляется не инверсными, а прямыми значениями входных сигналов. Работу схемы иллюстрирует таблица переходов, приведенная на рис. 3.40, б.
Состояние логической «1» (Q — 1) триггер принимает при 3=1,
Рис. 3.40. Структурная схема асинхронного /?-5-триггера на логическюгэлементах ИЛИ — НЕ (а), его таблица переходов (б) а временные диаграммы (в)
233
R = 0. Если до этой комбинации сигналов на входах триггер нахоа ся в состоянии логического «0», то при ее наступлении в триггере! писывается логическая «I». Состояние «1» триггера сохраняется, е'<
он находился раньше в этом состоянии. Действительно, при 8 й
для элемента Эг ИЛИ
НЕ
независимо от сигнала
на втором вхЬ
<2 = 0 (см. рис. 3.30, л). Тогда для элемента 3t на обоих входах буя
логические «0» , что обусловливает Q = 1 (см. рис. 3.30, в).
Аналогично можно показать, что при обратной комбинации вхс ных сигналов (8 = 0, R = 1) триггер устанавливается в состоя^ логического «0» (Q = 0).
При 8 = R = 0 в триггере сохраняется предшествующее сос« ние («0» или «1»), Например, при Q = 0 на обоих входах элемента.
присутствуют логические «0», что дает <2=1. Сигнал на правом в де элемента 3i равен единице, вследствие чего (см. рис. 3.30, в) в тр гере поддерживается состояние Q = 0.
Комбинация 8 = R = 1 для схемы триггера на элементах ИЛИ НЕ является запрещенной ввиду неопределенности его ей
стояния. Для этой комбинации Q = Q = 0. Схеме триггера соответед вуют временные диаграммы, приведенные на рис.ДЛО, в.
Из двух рассмотренных схем асинхронных R-S-триггеров тригге! на логических элементах И — НЕ (см. рис. 3.39, а) нашел больше применение ввиду большей распространенности этих элементов > сериях интегральных микросхем.
Н а рис. 3.41, а приведена структурная схема та к т и р у ем о г' R-S-триггера на элементах И — НЕ. Переключения в тактируемо; триггере возможны, как отмечалось, лишь при наличии разрешай: щего сигнала (импульса тактов), подаваемого на вход 74 Эта особенность схемы связана с применением на входах асинхронного R-S-триггера двух управляющих элементов И — НЕ (Э3, 3^1 Принцип действия схемы иллюстрируют временные диаграммы, при1 веденные на рис. 3.41, б.
При нулевых значениях сигналов на всех трех входах (8 = R = = Т = 0) на выходах элементов Э3, действует логическая «1».
Состояние R-8-триггера на элементах Э2 остается без изменения
(интервал времени /л — 4); на рис. 3.41, б принято за нулевое. Состояние триггера сохраняется и при 8 = 1, R = Т = 0 (интервал времени R — /2). В момент времени t2 сигналы логической «1» совпадают по входам 8 и T(S = Т = 1, R = 0). На выходе элемента 3S действует логический «0», а на выходе элемента 34 — логическая «1», что приводит к переключению триггера на элементах Эг, 32 в состояние «1».
Очередное переключение триггера возможно лишь в момент времени 14, когда R = Т = 1,8 = 0, а также в момент времени /5, ког-да 8 = Т = 1, R = 0. Комбинация 8 = R = Т = 1 в триггере должна быть исключена, так как на выходах элементов 3S, 3t при этом присутствовал бы одновременно сигнал «0», что, как известно, запрещено для асинхронного R-8-триггера на логических элементах И — НЕ.
234
Тактируемые Z^-S-триггеры нашли широкое применение в устрой-цифрового действия для хранения двоичной информации в сТВЗние времени, большего ее существования в исходном источнике, теЧ пимер Для хранения промежуточной информации, передаваемой ^счетчиков импульсов и регистров (см. §3.13, 3.14).
°Т триггеры. Р-триггеры имеют один информационный вход. Со-оЯнию логической «1» соответствует единица на входе триггера, С состоянию логического «О» — нулевой уровень входного сигнала.
Рис. 3.41. Структурная схема тактируемого R S-триггера (а) и его временные диаграммы (б)
Рис. 3.42. Структурная схема тактируемого D-триггера (а) и его временные диаграммы (б)
На практике наибольшее применение получили тактируемые (однотактные и двухтактные) D-триггеры. Их обозначение обусловлено свойством сохранять состояние логической «1» после снятия входного сигнала до прихода очередного тактового импульса (delay — задержка).
О-триггеры широко используют при построении регистров (см. § 3.14).
На рис. 3.42, а приведена структурная схема однотактного ^-триггера, выполненная на основе асинхронного 7?-5-триггера.
23 5
Временные диаграммы, поясняющие его принцип действия, изобЯ жены на рис. 3.42, б. ,Ц
Предположим, что к моменту прихода входного сигнала £>-трЯ гер находился в состоянии логического «О» (Q = О, Q = 1). В интЛ! вале времени — t2, когда действует входной сигнал D, состояни триггера не изменяется, так как при этом Т — 0 и сигналы на вход|! элементов ЭрЭг S = R = 1. Действие сигнала Т — 1 в момент вгЯ мени /2 обусловливает на выходе элемента Э5 S = 0, а на выходе эй|
Рис. 3.43. Структурная схема однофазного двухтактного £>-триггера (а) и его временные диаграммы (б)
мента Э4 7? = 1. Это приводит к переключению триггера в состояние! логической «1» (Q = 1, Q = 0). Состояние «1» триггера не изменит-; ся до момента времени так как при Т = 0 сигналы на входах асин-’ кронного триггера S = R = 1. Появление в момент времени сигнала Т = 1 дает /? = 0, S = 1 и вызывает переключение триггера в состояние логического «0».
Принцип действия двухтактных D-триггеров подобен одно-тактным. Отличие заключается в том, что запись информации в них производится с участием одной последовательности тактовых импульсов, а считывание — с участием другой последовательности тактовых импульсов. Обе последовательности тактовых импульсов имеют фазовый сдвиг в 180°.
Двухтактные D-триггеры просто реализуются на комбинированных логических элементах.
На рис. 3.43, а приведена структурная схема однофазного (имеющего один выход) двухтактного Д-триггера на элементе 2И — ИЛИ. Запись единицы в триггере осуществляется при одновременном действии сигналов Тz,D на входах элемента И %, а считывание производится по входу Тг элемента Иг. Процессы в схеме иллюстрируют временные диаграммы рис. 3.43, б.
До момента времени триггер находится в состоянии «0». При наличии в момент времени сигналов на обоих входах элемента И2 происходит изменение состояния триггера (Q = 1). Это состояние
236
„уживается в триггере до момента времени t2 логической «1» на обоих входах элемента И ±
В момент времени /2 Т) = 0, на выходе элемента Их действует ло-дческий «О», что вызывает переход триггера в исходное нулевое состояние.
/-триггер. Характерным свойством Г-триггера является его пе-
пеключение в противоположное состояние с приходом каждого очередного входного импульса. Ввиду широкого применения в счетчиках ^пульсов (см. рис. 3.13) его часто называют триггером со
счетным запуском.
Триггеры Т-типа выполняются на базе двух асинхронных R-S-триггеров (Л4-5-схема), один из которых называют основным (master — основной), а другой — вспомогательным (slave — вспомогательный) (триггеры ОТ и ВТ на рис. 3.44, а).
По М-S-схеме реализуются несколько вариантов Т-триггера. Осо-
бенностью рассматриваемой структурной схемы является наличие в ней дополнительного инвертора (элемент Э6), управляющего ВТ. В связи с этим ее называют часто схемой с инвертором.
Последовательность переключения асинхронных 7?-5-триггеров, входящих в Т-триггер, такая. На этапе фронта входного импульса переключается основной триггер, а по окончании длительности tB входного импульса (на этапе среза) —вспомогательный триггер (рис. 3.44,6). Указанная особенность отражается в другом названии схемы — триггер с внутренней задержкой <Tt).
Режим счетного запуска Т-триг-гера определяет указанные ниже особенности, учитываемые при его построении.
В схеме должны быть созданы условия для сохранения нового состояния после переключения триггера входным импульсом. При этом Должна обеспечиваться необходимая направленность переключения: если триггер находится в состоянии «1», то входной импульс переводит его в состояние «О», и наоборот. Предположим, что после переключения оба триггера установлены в состояние *Ь. Состояние «1» основного триг-
а.)
о)
Рис. 3.44. Структурная схема Г-триггера (а) и его временные диаграммы (6)
237
гера поддерживается единичными сигналами с выходов ЯЯ ментов Э8, Э9. Значения «1»на выходах этих элементов создаются Я| ду того, что сигнал на одном из их входов Т ~ 0. Состояние «1» могательного триггера обусловливается тем, что при Т— 0 на о(Я входах элемента Э3 действует логическая «1», а на выходе элем'Я .93 — логический «0». Избирательность переключения 7-триггера Я стигается наличием связей элементов Э&, Эд с выходами вспомад гельного триггера. Если до прихода очередного входного импуя са Т в триггере записана «1», то по цепям обратных связей на вхя элемента Эд будет логическая «1», а на выходе элемента 67 — лри ческий «0». При поступлении входного импульса Т элемент Э9 пер ходит в состояние «0», вызывая переключение в нулевое состоя»
основного триггера, а после окончания входного импульса в состоим «0» переключается и вспомогательный триггер. Принцип действ.® схемы поясняют временные диаграммы, приведенные на рис. 3.44,
К моменту времени триггеры ОТ и ВТ находятся в состояли «1». В момент времени 1г Т — 1 и триггер ОТ переходит в состоявд «0», однако при этом на выходе элемента Эъ действует логический «(| а на выходах элементов Э.А и Э4— по логической «1». Таким образов на этапе действия входного импульса состояние ВТ не изменяете^ В момент времени i2 Т = 0 и на выходе элемента Эя действует логи ческая «1». На обоих входах элемента Э4 присутствует «1», сигна
на выходе элемента Э4 становится равным нулю, что вызывает пепеаи ключение в состояние «0» и вспомогательного триггера. "д|
С момента времени /3 действие входного импульса направлено наа переключение триггера в состояние «1». Вначале (в момент времен ДИ /3) в состояние «1» переключается триггер ОТ, а затем (в момент вреЗ мени f4) и триггер ВТ. В последующем процессы в схеме повторяются,^!
/-/Г-триггер. /-/(-триггер получают на основе /'-триггер.» (рис. 3.44, я) путем использования в его входных цепях трехвходовыхЯ элементов И — НЕ, позволяющих иметь два дополнительных входаД J и К (пунктирные линии на рис. 3.44, а). Наличие двух дополнитель-Д ных входов расширяет функциональные возможности триггера, вД связи с чем /-/(-триггер называют универсальным. При coot- | ветствующем подключении входов /-/(-триггер, в частности, может выполнять функции R-S, D- и 7-триггеров (рис. 3.45, а — в). J-K-, \
триггер, так же как и все типы триггеров, получаемые на его основе, является триггером с внутренней задержкой: в мо-. мент действия импульса 7 информация записывается в основной триггер, а после его окончания состояние основного триггера передается во вспомогательный. Наличие в работе схемы внутренней временной задержки, определяемой длительностью тактовых импуль-
Рис. 3.45. Схемы триггеров (а),
Dt (б), Tt (в), реализуемых на основе J-/((-триггера
238
часто отражается символом-с t » в обозначении /-/(-триггера Триггеров, выполненных на его основе: J-Kt, R-St, Dt, Tt.
11 R-Sf- и Е\-триггеры являются тактируемыми (рис. 3.45, а, б); p.S -триггер (рис. 3.45, о) получают подачей на вход J сигнала S; К 1----- /г — сигнала /?; /)гтриггер создается введением инвертора
К (рис. 3.45,6). Триггер со счетным запуском (7^-триггер) подключением входов J и К к входу Т.
к ‘-'I •
a на вход л g цепь входа реализуется
§ 3.13. СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ
Подсчет числа импульсов является наиболее распространенной операцией в устройствах цифровой обработки информации. Повышенный интерес к таким устройствам объясняется их высокой точностью, возможностью применения регистрирующих приборов с непосредственным цифровым представлением результата, а также возможностью осуществления связи с ЭВМ.
В устройствах цифровой обработки информации измеряемый параметр (угол поворота, перемещение, скорость, частота, время, температура и т. д.) преобразуется в импульсы напряжения, число которых в соответствующем масштабе характеризует значение данного параметра. Эти импульсы подсчитываются счетчиками импульсов и выражаются в виде цифр. 1
По целевому назначению счетчики подразделяют на простые и реверсивные. Простые счетчики, в свою очередь, подразделяют на суммирующие и вычитающие.
Суммирующий счетчик предназначен для выполнения счета в прямом направлении, т. е. для сложения. С приходом очередного счетного импульса на вход счетчика его показание увеличивается на единицу.
Вычитающий счетчик служит для осуществления счета в обратном направлении, т. е. для вычитания. Каждый счетный импульс, поступающий на вход вычитающего счетчика, уменьшает его показание на единицу.
Реверсивные счетчики предназначены для выполнения операции счета как в прямом, так и в обратном направлении, т. е. они могут работать в режиме сложения и вычитания.
Основными показателями счетчиков являются модуль счета (коэффициент счета К) и быстродействие.
Коэффициент счета определяет число импульсов, которое может быть сосчитано счетчиком.
Быстродействие счетчика характеризуется максимальной частотой /сч следования счетных импульсов и связанным с ней временем ^уст Установки счетчика. Величина /уст определяет максимальное время протекания переходных процессов во всех разрядах счетчика с поступлением на вход очередного счетного импульса.
Счетчики импульсов выполняются на основе триггеров.
Счет числа поступающих импульсов производится с использованием двоичной системы счисления.
239
Покажем особенности двоичной системы счисления.
В повседневной жизни применяется десятичная система ления (система счисления по основанию 10), в которой для представлений?® е' или иного числа используются 10 различных цифр: 0, 1, 2, ... 9. Любое по/1*01^ тельное число в десятичной системе может быть записано в виде ряда:
а = ап 10я + ап_х • 10я-1 4- • 4- 04 101 4- а0 • 10° ф-
4- • Ю-14- Ю-т,
где 10 — основание системы; п и т — любые целые числа; ага, ап__ъ ... а а_ь ..., а_т — коэффициенты, принимающие одно из значений 0, 1, 2, ’.. l’gQ|)’
Для упрощения записи десятичное число записывают с использоваНи только коэффициентов: ем
а — an®n-i • • <*iao> a-i а-т-
В десятичной системе счисления запятая указывает границу между коэфти циентами при положительных (включая нуль) и отрицательных степенях'Го" Если отрицательных степеней нет (целое число), то запятая опускается. Таким образом, например, число 4 681,012 может быть представлено в виде
4681,012 = 4 • 1034-6 • 102 4-8 - 101 -КП 10° 4-0 • 10’1 4- 1 10~2 4-2 - Ю-з.
Места цифр, расположенных относительно запятой (т. е. относительно гра-ницы целой и дробной частей числа), называют разрядами числа. В десятичной системе счисления единица каждого разряда в 10 раз больше соседнего справа (более младшего) разряда.
В двоичной системе счисления (система счисления по,основанию 2) для записи используют только две цифры: Ои 1.
Любое положительное рациональное число здесь представляется в виде
М»’ 2«+ 2я-1 + +₽! -214-^. 2» + ^. 2-1-Ь ... + р_т .2-«,
где 2 — основание системы; п и т — любые целые числа; (А — коэффициенты, которые могут принимать одно из двух значений: 0 или 1.
Как и в десятичной системе счисления, при записи числа двойки и знаки сложения опускаются. Двоичная запись числа имеет вид
b = PnPn-i • • • ?1Ро> Р-i • • • 3-яг-
В двоичной системе счисления запятая отделяет коэффициенты при положительных (включая нуль) степенях двойки от коэффициентов при ее отрицательных степенях. Поскольку в двоичной системе за основание принято число :2, единица каждого разряда в два раза больше единицы соседнего справа (более | младшего) разряда.
Числа 0 и 1 и в двоичной, и в десятичной системах счисления записываются одинаково. Но уже начиная с числа 2 и далее изображение целых чисел в двоичной системе не похоже на их изображение в десятичной системе.
Для изображения числа 2 в двоичной системе необходимо записать его в виде степеней двойки:
2 = I • 214*0 • 20.
Следовательно, число 2 в двоичной системе записывается как 10. Точно так же для числа 3 и 4 можно записать:
3 = 1 - 21 4- I 2°, 4 = 1 • 22 4-0 • 21 4- 0 - 2«.
Числу 3 в двоичной системе соответствует запись 11, а числу 4—100.
Для изображения чисел в двоичной системе счисления необходимо располагать большим числом разрядов, чем для тех же чисел в десятичной системе. Тем не менее применение двоичной системы позволяет существенно уменьшить. 240 I
мее количество аппаратуры и создает большие удобства в эксплуатации циф-pgtJX устройств, так как для представления в цифровом устройстве одного раз-двоичного числа требуется компонент с двумя устойчивыми состояниями Кример, триггер), а для представления одного разряда десятичного числа — Щее сложный компонент с десятью устойчивыми состояниями. Этим объясня-’сЯ1 что двоичная система счисления нашла преимущественное применение в Яровых устройствах и ЦВМ.
Двоичные суммирующие счетчики с непосредственной связью, л в о и ч н ы е - з двоичной с
производят счет поступающих импуль-
счетчи к и исчисления. Ос-узлом двоичного Летчика (служащим также ffo разрядом) является триггер со счетным запуском, осуществляющий подсчет импульсов по модулю 2.
Многоразрядные двоичные суммирующие счетчики с непосредственной связью выполняются путем последовательного соединения счетных триггеров. Счетные импульсы подаются на счетный вход первого триггера. Счетные входы последующих триггеров связаны непосредственно с прямыми выходами предыдущих триггеров: вход второго триггера соединен с выходом первого триггера, вход третьего — с выходом второго и т. д..
Принцип действия двоичного счетчика с непосредственной связью рассмотрим на примере четырехразрядного Схема выполнена на счетных (см. рис. 3.44, а). Работу схемы иллюстрируют временные диаграммы, приведенные на рис, 3.46, бив табл. 3.3.
Перед поступлением счетных импульсов все разряды счетчика Устанавливаются в состояние «О» (Qi = Q2 = Q3 = Q4 — 0) подачей импульса на вход «Установка нуля». При поступлении первого счетного импульса (рис. 3.46, б) первый разряд подготавливается к переключению в противоположное состояние и после окончания действия входного импульса переходит в состояние Q= 1. В счетчик записывается число 1. Уровень 1 с выхода Qi воздействует на счетный вХод второго разряда, подготавливая его к переключению. По окончании второго счетного импульса первый разряд счетчика переходит 9-648 241
сов в I е м е иовным
2°
, Установка нуля”
„Установка нУт"\
t
Вход I /7 2 3 в 5 В 7 в 9 Ю1П213-П15К
I I ( I I I I I i И I I I м г
П | I I | I I I ) I I I I М I П
11 I । 1 1 । 1 i
^1 о Irjoirjatrighjo
в
В) .
t
t
t
Рис.
3.46. Схема двоичного счетчика (а) и его временные диаграммы (б)
счетчика, показанного на рис. 3.46, а. Tf-триггерах с внутренней задержкой
Таблиц,
Число входных импульсов Состояния триггеров счетчика ’jSa
Т, Т3 Т2 ri
0 0 0 0 ° я
1 0 0 0 1 W
2 0 0 1 ° Я
3 0 0 1 1 я
4 0 1 0 ° €
5 0 1 0 1 ’1
6 0 1 1 ° я
7 0 1 1 1 л
8 1 0 0 о Л
9 1 0 0 1 1
10 1 0 1 0 я
11 1 0 1 1 41
12 1 1 0 о д
13 1 1 0 1 "Я
14 1 1 1 0 ’З
15 1 1 1 1
16 0 0 0
в состояние «О», а второй разряд переключается в состояние «1». В счезд чике записывается число 2 с кодом 0010. <3
Подобным образом осуществляется работа схемы с приходом пД следующих импульсов. Первый разряд счетчика, как видно и|| рис. 3.46, б, переключается с приходом каждого входного импульсаЯ второй разряд — каждого второго, третий — каждого четвертогеЯ а четвертый разряд срабатывает на каждый восьмой счетный импулвЯ
По окончании 15-го импульса все разряды счетчика устанавливая ются в состояние «1» (рис. 3.46, б, табл. 3.3), а 16-й импульс переклд чает первый разряд счетчика в состояние «О». Уровень = 0 перея водит второй разряд счетчика в состояние Q2 = 0, что, в свою очеЯ редь, вызывает Q3 = 0, а затем и Q4 = 0, т. е. счетчик переходитЯ исходное состояние. Д
В соответствии с рис. 3.46, б и табл. 3.3 установка в исходное со| стояние «О» двух последовательно включенных триггеров и 7’$| осуществляется четвертым счетным импульсом, трех триггеров (Т А | — Т3) — восьмым и четырех триггеров (7\— Т4) — 16-м счетным! импульсом. Из этого следует, что модуль счета двухразрядного, трехЦ разрядного и четырехразрядного двоичных счетчиков равен соотвегЯ ственно 4, 8 и 16. Модуль счета двоичного с ч е т-| ч и к а находят из соотношения Кеч = 2V, где N — число разрядом счетчика. .Я
В процессе работы двоичного счетчика частота следования импуль| сов на выходе каждого последующего триггера уменьшается вдво® по сравнению с частотой его входных импульсов (рис. 3.46, б). Эт<| свойство схемы используют для построения делителей ч а с| тоты. При использовании схемы в качестве делителя частоты вход| ной сигнал подают на счетный вход первого триггера, а выходной сни|
242
jot с последнего триггера. Выходная и входная частоты связаны ^отношением /ВЫх /вх/^сч-
L Максимальное время установки /устшах в двоичных счетчиках с непосредственной связью характеризуется суммарной задержкой в последовательной передаче информации от младшего к старшему разряду счетчика. Другими словами, параметр ZycTtTiax определяется временем перехода счетчика из кода 2N — 1 в код00...0. gro находят из соотношения
Дет max = Л^А
(3 72)
где 4.т — задержка переключения ^-триггера после окончания счет-ного импульса.
Время установки возрастает с увеличением числа разрядов, что сказывается на быстродействии счетчика. Максимальная час-тОта следования счетных импульсов ограничивается величиной
/вх — (Д уст max) •
(3.73)
При работе счетчика в режиме деления частоты его предельная частота определяется предельной частотой переключения триггера первого разряда, т. е.
/вх — 1 + Д.т)'
(3-74)
Существенное сокращение времени установки двоичных счетчиков, а следовательно, повышение их быстродействия дает использование в счетчиках так называемой последовательной или параллельной переносной связи.
Счетчики с коэффициентом счета Ксч =/= 2N. В рассмотренных двоичных счетчиках коэффициент счета связан определенной зависимостью с числом разрядов (триггеров) счетчика Ксч = 2Л' и может быть равен 2,4,8, 16, 32 и т. д. Однако на практике часто возникает необходимость в счетчиках, коэффициент счета которых не соответствует указанным значениям. В частности, требуются счетчики с коэффициентом счета Кач = 3, 10 и т. д., т. е. счетчики, принимающие в процессе работы соответственно 3, 10 состояний и т. д.
Такие счетчики выполняются на основе двоичных счетчиков. Общий принцип их построения основывается на исключении у счетчика с Дсч = 2N соответствующего числа «избыточных» состояний. Число избыточных (запрещенных) состояний s определяется разностью:
s = 2'v-Xcq, (3.75)
где 2N — количество состояний двоичного счетчика; Ксч — требуемый коэффициент счета.
Число триггеров синтезированного счетчика выбирают по миниму-МУ величины s. Например, при построении счетчика с 7<оч = 3 на двух триггерах и счетчика с Коч = 10 на четырех триггерах следует исключить соответственно 1 и 6 состояний.
Способы построения счетчиков с коэффициентом счета Kcq 2N
9*
243
достаточно разнообразны. Наибольшее распространение получи’ способ принудительной установки в состояние «О» всех разрядов дво1 ного счетчика и способ принудительного насчета. По первому спосс реализуются счетчики с естественным порядком счета, по второму счетчики с принудительным насчетом.
В счетчиках с естественным порядком счес порядок счета такой же, как в двоичных счетчиках. Отличие закл
п.
Рис. 3.47. Схема декадного счетчика с естественным порядком счета
чается в том, что путем введения дополнительных связей счет'зака: чивается раньше значения 2N. Так, у счетчика с Кач = 10 перехо разрядов в состояние «0» будет происходить с приходом не 16-го,
10-го счетного импульса («система 16—6»).
Пример построения счетчика с естественным порядком счета пр:
Кач — Ю приведен на рис. 3.47. Счетчик содержит четыре
^-триг-
гера и пять элементов Э, — Э6, управляющих переключением триг
Таблица 3.'
Число входных Состояния триггеров счетчика 1
импульсов Г. ( тг л j
0 0 0 0 0
1 0 0 0 1
2 0 0 1 0
3 0 0 1 1
4 0 1 0 0
5 0 1 0 1
6 0 1 1 0
7 0 1 1 1
8 1 0 0 0
9 1 0 0 1 ?
10 0 0 0 0
244
qb Та — Та. Запуск триггера 7’п осуществляется непосред-г6ренно счетными импульсами, а запуск триггеров Т(2 — Tti ~ сТетНыми импульсами, проходящими через элементы Э, — Э4.
сЧ До наступления 10-го счетного импульса последовательность пере-юЧения триггеров та же, что и у двоичного счетчика (табл. 3.4).
К Действительно, к приходу счетного импульса на один из входов лементов Эг — Э4 подается логический «О» с выхода Q, = 0 и все они закрыты для пропускания первого счетного импульса на входы Tti —-__ 7 Первый счетный импульс переключает только триггер Тп пер-воГо разряда (см. табл. 3.4). К приходу второго счетного импульса подготовлен к пропусканию счетного импульса элемент Эт (на левом ег0 входе присутствует «1» с выхода Q, = 1, а на правом — «1» с выхода Q4 — !)• Элемент Э2 закрыт по входу Q2 = 0, элемент — по входам Q2 = Q3 = 0, а элемент Э4 — по входу Q4 = = 0. Второй счетный импульс переключает в состояние «О» триггер Тп и в состояние «1» триггер Т(2. К приходу третьего счетного импульса элементы Э, — Э4 закрыты по одному из их входов (Qi = 0) Третий счетный импульс переключает только триггер Тп. В соответствии с табл. 3.4 происходит переключение триггеров разрядов с приходом и последующих четвертого — девятого счетных импульсов.
После девятого счетного импульса триггеры счетчика принимают следующие состояния: Qt = Q4 = 1, Q2 — Q3 = 0. Сигналы Q2 = = Qs = Qi ~ 0 закрывают элементы Э2, Э3, а сигнал Q4 — I подготавливает элемент Э4 к отпиранию при поступлении 10-го счетного импульса.
Поступающий 10-й счетный импульс переводит триггеры Та и Tt4 в состояние «О», обеспечивая нулевое исходное состояние всех разрядов счетчика.
В счетчиках с принудительным насчетом исключение избыточных состояний двоичного счетчика достигается путем принудительной установки отдельных его разрядов в состояние «I» в процессе счета.
Принудительный насчет осуществляется введением обратных связей со старших разрядов двоичного счетчика в младшие, благодаря чему соответствующие младшие разряды вне очереди переключаются в состояние «1».
Вследствие принудительного насчета показания рассматриваемых счетчиков не соответствуют двоичной системе счисления. По этой причине их относят к классу счетчиков с «произвольным» порядком счета.
Рис. 3.48. Структурная схема декадного счетчика с принудительным насчетом
245
Способ реализации счетчиков с принудительным насчетом в S цессе счета покажем на примере структурной схемы счетчика с — 10 (рис. 3.48). Схема состоит из четырех триггеров и цепей обрат; связей с выхода четвертого разряда на запись «1» во второй и тр< разряды.
Таблиц
Число входных импульсов Состояния триггеров счетчика
л Гл п 7\ W
0 0 0 0 0 '1
1 0 0 0 1 Й
2 0 0 1 0 1
3 0 0 1 1
4 0 1 0 о i
5 0 I 0 I
6 0 1 1 0 ।
7 __ 0 1 1 1 J
8 1 0 0 о 1
8* 1 1 1 0 rl
9 1 1 I I ’-Ч
10 0 0 6 0
До записи «1» в четвертый разряд, т. е. до прихода восьмого сче ного импульса, счетчик работает как двоичный (табл. 3.5). С при» дом восьмого счетного импульса «1» записывается в триггер 7\ с о| ществлением обратной связи на запись «1» во вторую и третью яче ки. Таким образом, после восьмого счетного импульса вследств принудительного насчета в счетчик записывается число 8 + 6=1 Девятый счетный импульс устанавливает «1» в триггере Т1г а 1С счетный импульс возвращает счетчик в исходное нулевое состоят
Счетчики с КСч~ 10 называют десятичными или д е к а| ными. Они нашли широкое применение для регистрации числа ц пульсов с последующим визуальным отображением результата (с гл. 4). Десятичные счетчики часто включают последователь (рис. 3.49). i
Последовательное соединение двух схем десятичного счета д| пересчет на 100, трех — на 1000 и т. д. Первая декада производит сч единиц входных импульсов от 0 до 9. Десятый импульс устанавл вает разряды первой декады в состояние «0», а формируемый ею J выходе импульс записывает «1» во вторую декаду, что соответству числу 10. Вторая декада считает десятки (от 10 до 90), третья — сс ни (от 100 до 900) и т. д.
0-9 10-90 109-900
Рис. 3.49. Последовательное соединение'декадных счетчиков
245
Если в пределах всех декад счет ведется в двоичной системе счисле-я то, например, числу 978 будет отвечать код 1001 0111 1000, характеризующий двоично-десятичную систему счи-л е и и я всего счетного устройства.
§ 3.14. РЕГИСТРЫ
регистрами называют функциональные узлы, предназна
ченные для приема, хранения, цци. В зависимости от способа записи информации (кода числа) различают параллельные, последовательные и параллельно - последовательные регистры.
Параллельные регистры.
В параллельных регистрах запись двоичного числа (слова) осуществляется параллельным кодом, т. е. во все разряды регистра одновременно, Их функция сводится только к приему, хранению и передаче информации (двоичного числа). В связи с этим параллельные ре
передачи и преобразования информа-
гистры часто называют р е-
Г Петрами памяти. Рис- 3-50- Структурная схема парал-гг лельных регистров
Параллельный У-разряд- Е 1
ный регистр состоит из N
триггеров, каждый из которых имеет число входов, соответствующих количеству источников информации. Если источник цифровой информации один, то каждый триггер имеет один вход. При двух и
трех параллельных каналах информации триггер разряда выполняется на два и три входа. Запись цифровой информации того или иного канала в регистр осуществляется по цепи управления регистром.
Принцип построения параллельных регистров иллюстрируется неструктурной схемой (рис. 3.50) при одном канале четырехразряд-нои цифровой информации. Обозначения на рисунке: Тх — триггер младшего разряда; Т4— триггер старшего разряда; Эг — Э4— элементы, предназначенные для управления записью информации в регистр; э5 — з8 — элементы, служащие для управления считыва-Нием информации из регистра.
Перед записью двоичного числа все триггеры устанавливают в состояние «0» подачей импульса по входу «Установка нуля». Для Задиси в регистр входной информации подают импульс записи, открывающий входные элементы И. Код входного числа записывается в ре-ИстР- Если, например, на входе присутствует код 1011, что соответствует числу 11, то это же число будет записано в регистр. По оконча-
247
нии операции записи информация, записанная в регистр, сохранД ся, несмотря на то что входная информация (число) может изменять Для считывания информации подают импульс по входу «Сч(Я вание». На выходные шины регистра передается код-числа, запися ный в регистр. При этом число,
8)
Рис. 3.51. Схема параллельного регистра на однофазных D-триггерах (а) него временные диаграммы (б)
записанное в регистр, сохранявши.
Для получения новой инф(Ж мации описанные операции повЯВ ряются. * И
При построении параллельнИ регистров наибольшее применеЯВ получили О-триггеры (триггер-«Я щелка»), позволяющие выполняя параллельные регистры на маля| количестве элементов.
На рис. 3.51, а приведена сх'Я ма n-разрядного параллельно» регистра на однофазных О-трйЯ герах (см. рис. 3.43, а) без элем|К тов, управляющих процессом с(Д тывания. Схема служит для запи® информации в регистр по двум кв налам (входы первого канад at, ..., ап, входы второго канаД bi, ..., bn)- Установка нуля вс® разрядов регистра осуществляет» по входу Ту. Запись числа по кЖ налу а производится тактовым и» пульсом Та, а по каналу b — та», товым импульсом Ть. Принтд действия регистра достаточно прост. Процесс записи первого разрыв да числа а иллюстрируют временные диаграммы на рис. 3.51, б. „Ж Последовательные регистры (регистры сдвига). Последовательны^ регистры (регистры сдвига) характеризуются записью числа последов вательным кодом. Регистр состоит из последовательно соединенны-^ двоичных ячеек памяти, состояния которых передаются (сдвигаются)^ на последующие ячейки под действием тактовых импульсов. Тактов вые импульсы управляют работой регистра. Регистры сдвига могу®, управляться одной последовательностью тактовых импульсов. В этоШ случае регистры называют однотактными. При управлении^ двумя, тремя, четырьмя и т. д. последовательностями тактовых им-4 пульсов регистры соответственно относят к д в у х-, т р е х- и ч е тырехтактным, а в общем случае — к м н о г о т а к т-? н ы м.
Частота следования тактовых импульсов обычно неизменна. В мно-| готактных регистрах последовательности тактовых импульсов следую^ с взаимным фазовым сдвигом 2л/т эл. град, где 2л — период следо-1 вания импульсов одной из последовательностей, ат — количество! последовательностей тактовых импульсов. |
248 I
Однотактные регистры сдвига выполняют по структурной хеме рис. 3.52, а, показанной для четырех разрядов. Первая ячейка Цистра относится к его младшему разряду, а четвертая — к старшему. При таком расположении разрядов запись числа в регистр про-йзводится начиная с его старшего разряда. При обратном расположении разрядов в регистре запись числа должна начинаться с его младшего разряда.
Тактовые импульсы подаются на все триггеры ячеек одновремен
но. Их воздействие направлено на переключение триггеров из состояния «1» в состояние «О» с
записью единицы в триггер следующей ячейки.
На рис. 3.52, б приведены временные диаграммы, иллюстрирующие процесс записи информации в регистр. В качестве примера взят код 1011, соответствующий числу 11. Перед записью информации регистр устанавливают в состояние «0». Для этого в отсутствие сигнала на входе подается серия тактовых импульсов с числом импульсов, равным количеству разрядов в регистре. При записи информации одновременно с поступлением кода числа подаются тактовые импульсы. Тактовыми импульсами осуществ-
Т\ 12 3 4
L—____ц._ц._.ц_Л—
I I I I
в*од I tr-jn
। । । ;
1-.я । п l_j ;__।___
ячеиках 0 |r \1
i i
2-/; I I '_____
ячейка\ 0
। „ L—L
ячеика | , 0_____ПУЗ
I
4-я , п ।____
ячеика у |Т^
t
t
£
t
ляется продвижение информации от младшего разряда регистра к старшему. В результате После четвертого так-
Рис. 3.52. Структурная схема последовательных однотактных регистров (а) и их временные диаграммы (б)
тового импульса ячейки регистра принимают состояния, соответствующие коду принятого четырехразрядного числа.
Операция считывания информации из последовательного регистра может быть проведена в параллельном или последовательном коде. Для передачи информации в параллельном коде используют выходы Разрядов регистра. Таким образом, последовательный регистр позволяет осуществить операцию преобразования последовательного кода в параллельный, Считывание информации в последовательном коде Реализуется подачей серии тактовых импульсов.
249
1
ж
й
В. последовательном регистре записанное число может быть сдяИ то тактовыми импульсами на один или несколько (k) разрядов. стаИ ции сдвига соответствуют умножению числа на 2*. Например, J® кода 0010 числа 2 на один разряд дает код 0100 (число 4), на два И ряда — код 1000 (число 8). ДИ
При реализации однотактных регистров сдвига необходимоД тывать следующее обстоятельство. В этих регистрах тактовые импЯ сы воздействуют на перевод в состояние «0» триггеров всех разрЯ одновременно. Поэтому в однотактных регистрах должна быть рец® задача разделения во времени (по меньшей мере на длительность т| товых импульсов /и) операций считывания единицы с триггера кЗ дого разряда и ее переписи в триггер следующего разряда. В проп ном случае перепись единицы в следующий разряд не будет npoi ведена. J
Эта задача может быть решена включением в цепь передачи сий ла от одной ячейки к другой элемента задержки. Элемент задери будет задерживать импульс записи единицы в последующую ячей на время действия тактового импульса. Однако наличие элемент задержки обусловливает критичность работы схемы в отношении д» тельности тактовых импульсов. Кроме того, для элементов задержг состоящих из реактивных элементов L, С, затруднено интегральЯВ исполнение. В связи с указанным разнесение во времени операций «И тывания и переписи единицы осуществляют схемными средствами например выполнением ячеек на триггерах с внутренней задержг^" (R-Sr, Dt-триггерах). j
При использовании триггеров с внутренней задержкой раздел! ниево времени операций считывания и переписи единицы выполняете автоматически, поскольку новое состояние таких триггеров формирЯ| ется после окончания действия тактовых импульсов. ''ЯИ
Другим методом построения однотактных регистров сдвига являёаШ ся использование двухтактного режима их работы. В кажИ дую ячейку таких регистров входят два триггера (основной и допоЯИ нительный). Управление производится одной последовательностей тактовых импульсов. Разделение во времени операций считываниЯ| единицы из предыдущей ячейки и ее переписи в последующую ячейэдМ достигается тем, что считывание единицы из основных триггеров осяН ществляется в момент поступления тактового импульса, а запись едйЯ ницы в них — ио окончании тактового импульса.
В схемном отношении рассматриваемый метод построения однцЯ тактных регистров сдвига наиболее просто реализуется с применением тактируемых О-триггеров. Схема двухразрядного регистра, выполД ненная на D-триггере (см. рис. 3.43, а), приведена на рис. 3.53, Дш Временные диаграммы рис. 3.53, б иллюстрируют процесс поодвиМ жения единицы в регистре в сторону старшего разряда. ’Я|
В отличие от триггера рис. 3.43, а вход «Установка нуля» в триг® гере регистра является инверсным. Инверсный вход «Установка нуля-® всех триггеров объединен с тактируемым входом и связан в основных® триггерах ячеек регистра с шиной тактовых импульсов Т непосред® ственно, а в дополнительных триггерах — через элемент НЕ. Д
250
Рис. 3.53. Схема однотактного последовательного регистра на D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)
В исходном состоянии все триггеры регистра установлены в состояние «О» (рис. 3.53, б). При наличии сигнала на входе первым тактовым импульсом через открытый элемент И.г записывается единица в основной триггер первого разряда (ячейки). Сигнал = 1 передается на информационный вход дополнительного триггера первой ячейки, но поскольку на выходе ее инвертора действует сигнал Т = 0, элемент “г закрыт и дополнительный триггер остается в состоянии «О» (Qi = 0).
По окончании первого тактового импульса на обоих входах элемента И2 дополнительного триггера первой ячейки присутствует единица, он переключается в состояние Q' — 1. Таким образом, результатом поступления первого тактового импульса является запись единицы в оба триггера первой ячейки. Состояние «1» основного триг-ГеРа сохраняется по входам элемента //i(Q5 = I, Т = 0), а допол-НИтельного — по входам элемента Иг (Qt = 1, Т = 1).
Если сигнал на входе регистра равен нулю, то поступление второго актового импульса приводит к запиранию элементов Иг, И2 основ-
251
1-я ячейка.
2-я ячейка
Рис. 3.54. Схема двухтактного последовательного регистра на D-триггерах (а) и его временные диаграммы (б)
ного триггера первой ячейки и переключению его в состояние «Оз При этом основной триггер второй ячейки по входам элемента Я (Qi = 1, Т = 1) переключается в состояние Q2 = 1.
На этапе действия второго тактового импульса дополнительны триггер первой ячейки поддерживается в состоянии Qi = 1 по обоИ^ входам элемента Иi, а дополнительный триггер второй ячейки остает) ся в состоянии Q2 = 0 по обоим входам его элемента Иъ
После окончания второго тактового импульса элементы Mt, Я дополнительного триггера первой ячейки закрываются, что вызывав переключение этого триггера в состояние Qi = 0. Дополнительны* триггер второй ячейки переводится в состояние Q2 = 1 наличие:' единиц на входах его элемента ИТаким образом, происходит пере мещение входной информации во второй разряд регистра.
Каждая ячейка (разряда) многотактного регистра со стоит в общем случае из m последовательно включенных триггеров
252
давление многотактным регистром производится т последователь-стями тактовых импульсов, причем каждая из последовательно-предназначена для управления одноименными триггерами сТееК. Применение многотактного режима работы является еще од-я методом разнесения во времени операций считывания и записи ЙнфоРмацИИ в РазРядах регистра. Главное же преимущество много-Иа^гных регистров — их высокая информативность, обусловленная большим числом выходов каждого разряда.
Построение двухтактных регистров сдвига показано на примере двухразрядного регистра (рис. 3.54, а). Каждая его ячейка состоит из ДВУХ D-триггеров предыдущей схемы. Управление основными триггерами ячеек осуществляется тактовыми импульсами 1\, а дополнительными — 7\- Фазовый сдвиг второй последовательности тактовых импульсов относительно первой равен тс (Т/2).
Процесс записи информации (при наличии единичного сигнала на входе) иллюстрируют временные диаграммы рис. 3.54, б. Первым тактовым импульсом по каналу 7\ записывается единица в первый триг
гер первой ячейки. Затем тактовым импульсом по каналу Тг записывается единица во второй триггер первой ячейки. Вторым тактовым импульсом канала 7\ осуществляется считывание единицы с первого триггера первой ячейки и запись единицы в первый триггер второй ячейки. Вторым тактовым импульсом по каналу Т2 устанавливается в состояние «О» второй триггер первой ячейки, а во второй триггер второй ячейки записывается единица.
Аналогично выполняются регистры сдвига на большее число тактов работы.
Параллельно-последовательные и реверсивные регистры. В параллельно-последовательных регистрах сочетаются свойства регистров параллельного и последовательного действия. Они позволяют осуще-
ствлять запись информации как в последовательном, так и параллельном коде, в связи с чем могут быть использованы для преобразования кодов из последовательного в параллельный и обратно. Эти регистры Допускают однотактный (рис. 3.55) и многотактный принципы построения.
Для преобразования последовательного кода в параллельный серией тактовых импульсов в регистр записывается информация (число) последовательного кода. Выходы разрядов регистра при этом пред-
Выходы параллельного кода.
Входы параллельного кода
Рис. 3.55. Структурная схема параллельно-последовательных регистров
253
ставляют ту же информацию в параллельном коде. Для обратнЛИ преобразования информация в регистр вводится по входам параллрММ ного кода. Посредством серии тактовых импульсов с выхода посл|Я|| него разряда регистра информация считывается в последовательДИ коде. ЯН
Реверсивные регистры предназначены для осуществления сдв|Я кода числа в сторону как старшего, так и младшего разрядов. РегисЯ содержит связи последовательной передачи информации в наппавЛИ нии от младших разрядов к старшим, а также от старших разряди к младшим. Прямой или обратный сдвиг кода осуществляют Упрям ляющим сигналом, вводящим в действие либо прямую, либо обпаМ ную связи между разрядами. ,«
§ З.Тог КОМБИНАЦИОННЫЕ СХЕМЫ. ДЕШИФРАТОРЫ 'Я
При разработке различного рода цифровых управляющих ус18 ройств часто необходимо решать задачу, когда управляющее воздеЯ ствие определяется значениями входных сигналов только в данньд момент времени и не зависит от их значений в предыдущие моментЯ времени. Иными словами, выходной сигнал, характеризующий упраЯ ляющее воздействие, здесь зависит только от наличия соответствуя щей комбинации сигналов на входах устройства. Такой принцип лЯ строения используют, в частности, для управления позиционным исполнительными механизмами, осуществления контроля, сигнале зации и защиты, реализации программного управления последовая тельностью операций по заданному алгоритму и т. д.
Устройства, предназначенные для решения подобных задач, наЯ зывают комбинационными схемами или автомат aJ ми с нулевой памятью. я
Принцип проектирования комбинационных схем заключается £Я следующем. По требуемому алгоритму работы схемы находят упраЯ ляющее воздействие (функцию) от входных сигналов (переменных)! Затем по найденной функции синтезируют логическую схему ее реад лизации. Задачу нахождения функции связывают с необходимостькй построения схемы с минимальным содержанием в ней логических элД ментов. Для этого функция предварительно проходит стадию минимЯ зации, т. е. приведения ее к наиболее простому виду. МатематичеЦ ким аппаратом анализа и синтеза комбинационных схем служи! алгебра логики (см. §3.9). Примером комбинационных схем являются! дешифраторы. й
Дешифратором называют комбинационную логическую* схему, в которой каждой из комбинаций сигналов на входах соответ^ ствует сигнал только на одном из его выходов. Они находят применен ние в управляющих системах для выдачи управляющих воздействий в те или иные цепи в зависимости от комбинации сигналов на входах.; Широко распространены дешифраторы для преобразования кодов;, например двоичного или двоично-десятичного в десятичный.
На рис. 3.56 приведена схема дешифратора, предназначенного для. перевода показаний двоично-десятичного счетчика (см. рис. 3.47)
модулем счета Ю в десятичную систему счета. Сигнал «1» на соответ-^вуюдем выходе дешифратора определяет число, записанное в счет-йК, Так, при нулевом показании счетчика сигнал «1» присутствует т0лько на выходе хо дешифратора (табл. 3.6). При кодах чисел 1, 2, 2 9, записанных в счетчик, дешифрация характеризуется нали-
чдем сигнала «1» соответственно только на одном из выходов xlt х2, х3, •••’ х*‘
Рис. 3.56. Схема дешифратора для перевода показаний двоично-деся тичного счетчика в десятичную систему счета
Таблица 3.6
Число входных импульсов Состояния триггеров счетчика Выходы дешифратора
т, d Т3 с л а Хь Х1 1 Х8 1 х4 Х6 хв X?
0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
1 0 0 0 I 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
2 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
3 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
4 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 б
5 0 1 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
6 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
7 0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
8 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
9 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
Значения сигналов a, b, с, d на выходах счетчика и требуемые при этом показания дешифратора могут быть использованы для определения элементов схемы дешифратора. Так, при нулевом показании счетчика сигнал «1» присутствует на инверсных выходах его тригге-Р°в £см. табл. 3.6), в связи с чем реализуемая каналом хо функция xr~ abed. Аналогично, из табл. 3.6 для канала имеем = a bed, л Для канала х9 — х9 = abed. Логические функции могут быть реали-ованы с помощью четырехвходовых логических элементов И.
255
Однако без предварительной минимизации составленные непос| ственно из таблицы дешифрируемые функции нецелесообразно исп® зовать для схемной реализации. Это привело бы к заведомому усл| нению схемы дешифратора. |
Действительно, табличное выражение, например, дешифрируе1| функции для цифры 9 (канала х9) имеет вид х9 — abed. Вместе с |
только для этого канала характерна кс бинация выходных сигналов триггер счетчика, при которой а = d = 1. В свя с этим для выделения сигнала (логичеей «1») по каналу цифры 9 можно воспольз ваться функцией = ad. Иными словак
Рис. 3.57. Карта Карно дешифратора
канал х9 можно реализовать не на чет| рехвходовом, а на двухвходовом логич' с ком элементе И.
Минимизацию функций дешифратор удобно проводить по карте Карно, кот’
рая составляется в данном случае для чет! рех переменных. Данные табл. 3.6 I пользуют для определения функций к; налов дешифратора х0, хг, х2, Хд и I изображения на карте Карно (рис. 3.57
Минимизирующие контуры составляют индивидуально для ка> дой функции и проводят с использованием пустых клеток ка ты. При этом минимизирующий контур должен охватывать максималь ное число соседних с рассматриваемой функцией пустых клеток, ка! показано на рис. 3.57. Исключения переменных осуществляют обыч ным образом (см. § 3.9).
Из карты Карно находим: xo=abcd, xi = a be d,x2 = ab q xs = aba, x4 = a b c, x5 = a be, xe= a b c, x, = aba, xg = ad, x« — ad Найденные функции используют для построения схемы дешифратор; (см. рис. 3.56). Она составлена из четырех-, трех- и двухвходовы: логических элементов И.
§ 3.16. БОЛЬШИЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
Создание интегральных микросхем, состоящих из 10—15 до 25-100 схемных элементов (компонентов), явилось первым этапом нй пути существенного расширения функциональных возможностей электронной аппаратуры и улучшения ее количественных и качественных показателей. Такие интегральные схемы представляют в большинстве случаев универсальную элементную базу для создания более сложный узлов и схем разрабатываемой аппаратуры. 4
Развитие микроэлектроники направлено на создание больших интегральных схем (БИС), состоящих из тысяч и десят-' ков тысяч компонентов. Граница между обычными и большими интегральными схемами условна. Если до недавнего времени к БИС относили схемы, имеющие 100—200 компонентов в кристалле полупро-256
ника, то теперь считается обычным применение микросхем, со-В°\<ащйх 500—1000 компонентов и более.
№Количество компонентов N в кристалле полупроводника харак-оизует степень интеграции k микросхемы. Степень теграции определяют по формуле k = IgM. В соответствии с этим иНпервой степени интеграции относят микросхемы, содержащие до щ компонентов, ко второй степени интеграции — 11 —100 компонен-„ к третьей степени интеграции — 101—1000 компонентов.
При количествах компонентов 1001 —10 000 и 10001 —100 000 интегральные микросхемы относят соответственно к четвертой и пятой степеням интеграции.
С появлением БИС началось реальное слияние процесса создания интегральных компонентов с производством электронной аппаратуры. Большие интегральные схемы представляют ряд типовых узлов и схем цифровых устройств: счетчики, регистры, дешифраторы и т. д. На их основе реализуются блоки, а также целые электронные устройства.
Большие интегральные схемы создают широкие перспективы применения электроники в промышленности с использованием программного управления, а также средств цифровой вычислительной техники. Огромное значение в этой связи представляют создание в виде БИС микропроцессоров и развитие на их основе микропроцессорной техники.
§ 3.17. МИКРОПРОЦЕССОРЫ
Микропроцессор — это устройство цифровой обработки информации, осуществляемой по программе. По назначению он близок к процессору ЭВМ, однако обладает меньшими функциональными возможностями. Микропроцессор реализуется в виде одной или нескольких микросхем высокой степени интеграции.
Основные определения. Микропроцессор применяется совместно с микроэлектронными запоминающим устройством программы (ЗУП) и запоминающим устройством данных (ЗУД), а также с устройством ввода — вывода (УВВ). По аналогии с ЭВМ система, состоящая из микропроцессора и указанных устройств, получила название микро-ЭВМ или микропроцессорной системы (рис. 3.58).
Устройство ЗУП предназначено для хранения команд, составляющих программу работы микропроцессора, и выполняется таким образом, что информация, записанная в нем, не теряется при перерывах в напряжении питания. Устройство ЗУД используется для хранения данных, предназначенных для обработки микропроцессором, стройство УВВ обеспечивает ввод данных в ЗУД и их вывод к внешним приборам и устройствам.
Микропроцессор состоит из схем, обеспечивающих выборку в°Манд из ЗУП, их дешифрирование и выполнение. В него также (Ап\ЯТ аРиФметическо‘логическое устройство ^У), представляющее собой совокупность схем, реализующих ариф
257
метические и логические операции над данными, устройство уд ления, предназначенное для управления операциями и имеющее зи с ЗУП, ЗУД, и УВВ, различные регистры, служащие временного хранения и преобразования данных и команд. .У
Блоки микропроцессорной системы связаны трактом ng дачи адресов для выборки микропроцессором команд из 3
Рис. 3.58. Общая функциональная схема системы с микропроцессором
и данных из ЗУД или УВВ, а также трактом переда команд из ЗУП в микропроцессор и данных из ЗУД или S в микропроцессор и от него.
Оба тракта передачи информации состоят из некоторого колг ства проводников, каждый из которых может подключаться к соот: ствующим приемникам и источникам микропроцессорной систе осуществляя многократное использование каждого проводника ; создания связи между узлами блоков микропроцессорной систё Это достигается устройством управления микропроцессора, осущ’ вляющим разделение во времени соответствующих связей (м ул ь; плексирование). Тракт передачи информации можно сравн с двусторонней транспортной магистралью, предназначенной для-ставки пассажиров в требуемые пункты назначения.
Система с микропроцессором оперирует информацией в двоич системе счисления. Каждый разряд двоичного числа называется ( том. Таким образом, 1110 является 4-битовым двоичным число» ПО—3-битовым числом и т. д. Крайний слева бит имеет нацболы, вес, в связи с чем он называется старшим битом (разряде* Крайний справа бит имеет наименьший вес, поэтому его назыв?
Старший Sum „„ Бит Младший Бит / H7Dte f \
[ Д Д / |а|о| / |Д / р| Д /1 / | / } ДД д i ' Байт J Байт | | Слово J
Рис. 3.59. Структура двоичного кода микропроцессорной системы
младшим оитом рядом). Обозначение битов i разрядного двоичного чи показано на рис. 3.59. i
Информация, которую об батывает микропроцессор, п, ставляется группой битов, 1 тавляющих слово. Кол' ство битов в слове, несу*
258
Формацию о данных, зависит от типа микропроцессора. Наи-И ее^ распространены слова для передачи данных дайной в 4, 8, боЛи16 бит. Количеством битов в слове для передачи данных опре-' тгяется, в частности, число разрядов приемных регистров, входя-в сверхоперативную память микропроцессора, ^личество битов в слове, предназначенное для передачи данных, йН0 числу проводников, составляющих тракт передачи команд и ^анных микропроцессора. В зависимости от длины слова, предназначенного для передачи данных, микропроцессоры подразделяют соответственно на 4, 8, 12 и 16-битовые.
Длина слова, предназначенного для передачи адресов (адреса-й й ) к ЗУП и ЗУД, может превышать длину слова для передачи данных (соответственно может быть больше и число проводников в тракте передачи адресов). Это позволяет существенно увеличить объем памяти ЗУП и ЗУД. Так,.при 16-битовом адресном слове (16 проводников в тракте передачи адресов) может быть опрошено 216 = 65 536 ячеек ЗУ.
Биты, образующие слово, подразделяют на группы. Группа, состоящая из 8 бит, называется байтом (рис. 3.59). Деление слова ка байты позволяет упростить представление двоичного слова, применив шестнадцатиричную форму записи (шестнадцатиричный код). Перевод двоичного кода в шестнадцатиричный иллюстрирует табл. 3.7. Так, двоичное число, представ-
Таблица 3.7
Десятичное число Двоичный код Шестнадцатиричный код Десятичное число Двоичный код Шестнадцатиричный код
0 0000 0 8 1000 8
1 0001 1 9 1001 9
2 0010 2 10 1010 А
3 ООН 3 11 1011 В
4 0100 4 12 1100 С
5 0101 5 13 1101 D
6 оно 6 14 1110 Е
7 0111 7 15 1111 F
। Машиннь ] _ Цикл выоорки 1 Спить । Посылка ком j адреса д З.УП । из П П П П Тактовые IU /ван чндс ЗУП 1,11 К/1 Исполните// цикл ' 1 ие 1 / 1 Выпалке 1 команд d UL ьны ние ы /1 —“Д 1 1 1 1 -н h 1 *— t
импульсы
Рис. 3.60. Цикл работы микропроцессора
259
схема
Рис. 3.61. Общая структурная микропроцессора
команды, хрг ЗУП, требуется ’ периодов тактовый Время выполнё называется кома: циклом. Он мо-
ленное на рис. 3.59, будет иметь в шестнадцатиричном коде защ| виде E57D18. Представление двоичного слова в шестнадцатирич коде позволяет уменьшить вероятность появления ошибок при сос лении программы работы микропроцессора, а также упростить нику ее трансляции.
Функционирование всех узлов и блоков микропроцессорной! стемы (см. рис. 3.58) осуществляется с помощью генерата тактовых импульё Для выполнения микропра, сором одной щейся в сколько пульсов, команды н ы м составлять один или нескол машинных циклов. В маш-н ы й цикл входят ц щ выборки И ИСПОЛ1 тельный цикл (рис.З.1 Во время цикла выборки миг процессор определяет ад! команды, находящейся в 3^ и считывает эту команду в м ропроцессор. За время испод тельного цикла микропро! сор осуществляет выполне| считанной команды.
Функциональная схема м ропроцессора. Микропроцес( представляет собой достаток сложное цифровое устройст состоящее из большого коли ства функциональных узл Вместе с тем независимо от; па микропроцессора можно 4 делить отдельные функциона ные узлы, составляющие осп-его построения. Такие функд нальные узлы представлены структурной схеме рис. 3.61| Счетчик команд содержит адрес (0, 1, 2, 3, ...) комап выбираемой микропроцессором из ЗУП в текущий момент време Он представляет собой суммирующий счетчик, содержание котор увеличивается на единицу к концу выполнения текущей комап Этим достигается выбор адреса следующей команды из ЗУП. Ми к процессор может работать с подпрограммами. В этом случае в счет команд принудительно записывается число, соответствующее адр первой команды подпрограммы, а к завершению последней кома.
260
^программе счетчик команд устанавливается на адрес команды
6 ровной программы. Количество ячеек (битов), из которых состоит °Сетчик команд, зависит от типа микропроцессора. Так, при 16-би-С вом счетчике команд микропроцессор имеет возможность обращать-Т° к ЗУП, содержащему 216 адресов (команд).
сЯ регистр команд предназначен для хранения в микро-поцессоре команды, считанной из ЗУП, на период ее выполнения.
Выполнение команды осуществляется цепями управления (управ-н и е машинным циклом), которые получают с выходов дешифратора необходимые сигналы для приведения в действие требуемых узлов микропроцессора.
Иформирователь адресов из одного или нескольких регистров, в
операндов состоит которых составляется адрес данных (операнда) перед обращением к ЗУД.
ДЛУ — арифметическо-логическое устройство— осуществляет операции сложения, вычитания, сравнения, а также операции И, ИЛИ над двумя числами (операндами) с выдачей результата по одному выходу. Вид операции задается командным кодом, содержащимся в регистре команд.
Аккумулятор представляет собой основной регистр, предназначенный для ввода данных в микропроцессор и вывода их от него. В аккумулятор поступает операнд из ЗУД перед проведением соответствующей операции в АЛУ. В аккумулятор вводится результат проведенной в АЛУ операции.
Регистры сверхоперативной памяти предназначены для временного хранения данных перед проведением операций в АЛУ. Если, например, требуется провести операцию арифметического сложения двух чисел, то одно число предварительно хранится в аккумуляторе, а второе — в одном из регистров сверхоперативной памяти. У большинства микропроцессоров количество регистров сверхоперативной памяти равно шести.
К началу выполнения программы микропроцессор должен находиться в исходном состоянии. С этой целью предусматривается подача сигнала «Установка нуля», которым все регистры микропроцессора, в том числе счетчик команд, устанавливаются в исходное нулевое состояние. Регистр адреса команд (счетчик команд), устанавливается на соответствующий адрес ЗУП. Старт-адрес первого слова команды обычно представляется числом нуль.
Для иллюстрации процессов, протекающих в микропроцессоре, Рассмотрим, как осуществляется, например, команда передачи операнда из ЗУП в микропроцессор (его аккумулятор), чтобы в последующем подвергнуть этот операнд соответствующей операции.
В ЗУП хранятся коды операций, которые может выполнять микропроцессор, а также адреса операндов ЗУД. Команда передачи дан-(риХс И| в аккумулятор микропроцессора состоит из трех байтов
Первый байт команды характеризует код операции, которую не-аКко,Г1ИМо выполнить (в нашем случае ЗА1в — код команды «Загрузка
Умулятора» микропр&цессора, LDA). Вторым и третьим байтами
261
указывается соответственно 16-битовый адрес операнда, храняц| в ЗУП.
Микропроцессор производит такую последовательность опере при выполнении данной команды.
Хранящийся в ЗУП байт команды с адресом «О» по тракту пере; команд посылается в
микропроцессор, где он принимается рег« 5F16
2-й Вайт 3-й Вайт
Адрес операнда
1-й Вайт
Код операции. LDA
Рис. 3.62. Структура команды «Загрузка аккумулятора» j ром команд. Код операции дешифрируется. С помощью устройд управления подготавливаются соответствующие цепи для ocyujq|| ления операции. Счетчик команд устанавливается на адрес «1» зЯ (содержание счетчика команд увеличивается на единицу). Второй команды, хранящийся под адресом «1» в ЗУП (в нашем случае вт^[а байт, определяющий первую часть кода адреса операнда 4С1в),Д сылается в блок формирования адреса операнда. Счетчик команд п«И водится на адрес «2» команды ЗУП. Микропроцессор с адресом, выбирает третий байт команды из ЗУП (в нашем случае число 51 определяющее вторую часть полного адреса операнда) и посылЯ его в блок формирования адреса операнда. Следующий шаг рабрг микропроцессора связан с выбором операнда из ЗУД по адресу 4С5^ и посылкой его через тракт передачи данных в аккумулятор мии| процессора.
Взаимодействие блоков микропроцессора при выполнении смотренной команды иллюстрирует рис. 3.63.
в
в
i»>
я
Рис. 3.63. Последовательность выполнения команды «Загрузка аккумулятора»
262
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ИНДИКАТОРНЫЕ ПРИБОРЫ И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
§ 4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Эффективное и надежное использование многих систем промышленной электроники невозможно без участия человека-оператора в управлении, который должен получать необходимые сведения о работе системы и контролируемых параметрах. Этой цели служат устройства, предназначенные для преобразования различных данных в видимое изображение и называемые устройствами визуального отображения информации.
Устройства отображения информации могут решать простейшие, но весьма важные задачи контроля состояния системы: «Работает», «Не работает», «Включено», «Выключено», «Стоп» ит. д. В более сложных случаях на них возлагается функция отображения цифровой, текстовой, формульной, графической и условно-знаковой информации, характеризующей технологический процесс, работу производственного объекта, группы объектов и целой системы.
Техническими средствами отображения информации оснащаются контрольно-измерительная и счетно-решающая аппаратура. Ими оборудуются пульты управления индивидуального, группового и коллективного пользования. Важную роль играют устройства отображения для вывода информации от цифровых вычислительных и управляющих машин.
Устройства отображения информации выполняют на основе элементов индикации, преобразующих электрические сигналы в визуальную информацию.
Элементы индикации различают по физическим явлениям, исполь-Уемым для получения изображения. В элементах индикации приме-як>тся следующие физические явления:
1) свечение нити накала при протекании тока (накальные инди-
о\ ’
ем свечение некоторых кристаллических веществ под воздействи-электрического поля (электролюминесцентные индикаторы);
свечение люминофорного покрытия при бомбардировке элек
263
тронами (вакуумно-люминесцентные индикаторы и электрокно-л| вые приборы);
4) свечение газа при электрическом разряде (газоразрядные J менты индикации); (
5) излучение квантов света при рекомбинации носителей зар: в кристаллических веществах (полупроводниковые светодиодные э менты индикации);
6) изменение оптических свойств вещества под воздействием эл трического поля (жидкокристаллические индикаторы).
Электронно-лучевые приборы, известные под названием электр но-лучевых трубок с электростатическим или электромагнитным клонением, обладают широкими возможностями отображения сак различной информации. Ввиду высокой стоимости и больших габа тов электронно-лучевые трубки находят преимущественное при некие в сложных системах для отображения большого объема инф| мации, включающей сотни и тысячи отображаемых символов.
Остальные из указанных элементов индикации используют гл) ным образом для отображения буквенно-цифровой информации ог[ ниченного объема.
Элементы индикации на лампах накаливания отличаются наибов шей потребляемой мощностью и применяются только при необхо; мости максимальной яркости. Недостатком электролюминесцентн} индикаторов является малый срок службы (снижение яркости в । раза за несколько сотен часов). При отображении буквенно-цифро| информации наибольшее распространение получили вакуумно-лю§ несцентные, газоразрядные, полупроводниковые и жидко кристал?! ческие индикаторы. В настоящей главе рассматриваются эти индш торы и схемы управления ими.
§ 4.2. ВАКУУМНО-ЛЮМИНЕСЦЕНТНЫЕ ИНДИКАТОРЫ ‘
Основными элементами вакуумно-люминесцентных индикаторе) являются последовательно расположенные один за другим катод пр мого накала, сетка и несколько анодов, размещенных в одной п| СКОСТИ. I
Накаленный катод, выполняемый в виде нити из тугоплавка металла (вольфрам, молибден), служит источником эмиттируей электронов. Для повышения эмиссионной способности на повей ность катода наносят специальное оксидное покрытие (оксидные $ тоды). f
Аноды выполняют в виде знакосинтезирующих металличес^ сегментов, покрытых люминофором. Каждый сегмент имеет отдельн вывод, к которому прикладывается напряжение положительной I лярности относительно катода- Расположенная между катодом и ai дами металлическая сетка предназначена для управления ток индикатора. При положительном потенциале на сетке относителн; катода (обычно равном потенциалу на анодах) поле сетки оказыва сильное ускоряющее действие на электроны, эмиттируемые катодо Проходя сквозь сетку, электроны попадают затем в поле т 264
лов, к которым подано напряжение. При столкновении с поверх-аВстью' анодов электроны вызывают свечение люминофора (обычно Й°пеное). Сочетание светящихся сегментов создает изображение соот-зе ствующего знака. Индикация производится через поверхность вееКлянного баллона со стороны катода. При потенциале на сетке, близком к нулю, проходящий через сетку поток электронов мал, в вязй с чем свечение анодов отсутствует.
Внешний вид, расположение сегментов и конфигурация воспроизводимых цифр знакосинтезирующего вакуумно-люминесцентного ин-
10J
6)
wm a)
г)
91
Внешний вид (а), расположе-
Рис. 4.1.
ние сегментов (б) и конфигурация воспроизводимых цифр знакосинтезирующего вакуумно-люминесцентного индикатора ИВ-3 (в), воспроизведение цифр 2, 7 в семисегментных индикаторах (г)
пикатора ИВ-3 показаны на рис. 4.1, а — в. В других типах знаковых индикаторов (например, полупроводниковых) сегменты 8, 9 могут отсутствовать, что упрощает конструкцию индикатора и его систему управления. Конфигурация воспроизводимых цифр 2, 7 в семисегментных знаковых индикаторах показана на рис. 4.1, г.
Вакуумно-люминесцентные индикаторы применяются в непрерывном и импульсном режимах работы. Непрерывный режим работы характеризуется напряжением на анодах и сетке до 25 В, суммарным током анодов до 0,5 мА и током сетки до 3 мА. Параметрам импульсного режима соответствуют напряжения на анодах и сетке до 50 В, суммарный ток анодов в импульсе до 5 мА, ток сетки бляемый цепью накала ток не кала до 1 В. Сравнительно низкие напряжения питания и потребляемые токи анодов и сетки этих индикаторов согласуются с параметрами МДП-транзисторов, на которых в настоящее время выполняются Управляющие ключи. Яркость свечения индикаторов составляет 300—500 кд/м2, срок службы не менее 3 тыс. ч, высота отображаемых знаков до 25 мм. Динамические свойства индикаторов характеризует Показатель быстродействия, определяющий время изменения яркости свечения при подаче (снятии) напряжения на сетку (аноды). Время зменения яркости измеряют относительно уровней 0,1 и 0,9 номинального значения яркости. Для вакуумно-люминесцентных иидпка-°Ров оно составляет не более 10~3 с.
Цифровые вакуумно-люминесцентные индикаторы применяются в ортативной контрольно-измерительной и счетно-решающей аппара-УРе. Они предназначены для отображения в десятичной системе счис-НИя информации, записанной в счетчиках, последовательных или
в импульсе до 15 мА. Потре-более 50 мА при напряжении на-
265
параллельных регистрах. Количество используемых индикаторов' но количеству разрядов отображаемого десятичного числа.
Для управления вакуумно-люминесцентными индикаторами пользуют статический и динамические (мультиплексные) метод]
При статическом (непрерывном) методе управд индикатором каждого разряда осуществляют независимо от инд торов других разрядов. Структурная схема такого управления и
Рис. 4.2. Структурная схема статического управления вакуумно-люминесцентным индикатором
Нить нака,
ивх 8-
t
± .
Пример п| схемы ул сегменту
Рис. 4.3. строения равлени я вакуумно-люминесй нтного индикатор^
катером показана на рис. 4.2. Она состоит из декадного счетчт импульсов соответствующего разряда, дешифратора и ключей^ число которых равно количеству анодов в приборе.
Дешифратор предназначен для преобразования кода числа с^ чика (информации о числе) в код индикатора (напряжения управ: ния ключами сегментов), соответствующий отображению опреде.ц ной цифры в индикаторе. Дешифратор, как и счетчик импульсов, е полняют на интегральных МДП-микросхемах, что позволяет осуп ствлять непосредственную связь выходов дешифратора с входами кл чей, выполняемых также на МДП-микросхемах. >4
Предпочтительность реализации ключей на МДП-микросхем обусловлена их более высокими выходными напряжениями и меньф( стоимостью по сравнению с биполярными. Выходной ключ реализу® на дополняющих МДП-транзисторах (комплементарной структур Схема управления одним сегментом вакуумно-люминесцентнд индикатора показана на рис. 4.3 (сегмент 4 на рис. 4.1, б). Напр жение питания индикатора тЕ.й подводится к сетке непосредств^ но, а к сегменту индикатора — с помощью ключа на транзистор?
266
у, f2. Транзистор Ti имеет канал «-типа, а транзистор Т2 — канал „.типа- „
Р [Дри входном напряжении, соответствующем логической «1», тран-ор Ti открыт, а транзистор Т2 закрыт. Транзистор Тt шунтирует Участок сегмент — катод индикатора. Напряжение на транзисторе L близко к нулю. Близко к нулю и напряжение на сегменте, в связи чем его свечение отсутствует Поскольку транзистор Т2 закрыт, ток, потребляемый ключом от источника питания, довольно мал. При
__ 0 транзистор 7\ закрыт, а транзистор Т2 открыт. К сегменту прикладывается напряжение, необходимое для его свечения. Через транзистор Т2 протекает ток сегмента, ток транзистора Т\ близок к нулю. Для регистрации требуемой цифры на входы соответствующих ключей подается логический «О» и ко всем синтезирующим эту цифру сегментам прикладывается напряжение, близкое к ~^Е&. На остальных сегментах ключи обеспечивают напряжение, равное нулю.
Статический метод управления вакуумно-люминесцентными индикаторами находит применение при 2—3 разрядах отображаемой цифровой информации. При большем числе разрядов его использование становится нерациональным из-за большого числа ключей, а главное — большого числа соединений с индикаторами. Уже при трех разрядах количество соединений достигает 33 ( 3 X 9 сегментов -|-3 сетки +3 катода). В этом случае переходят к динамическим (мультиплексным) методам управления индикаторами.
При мультиплексном методе управления одноименные сегменты индикаторов всех разрядов объединяют (рис. 4.4\ Управление объединенными сегментами осуществляют от общего дешифратора и общих выходных ключей. В схему вводят ключи управления индикаторами по цепи сеток КС] — КСп. Они предназначены для адресации отображаемой информации счетных декад СД\ — СДп на относящиеся к ним индикаторы разрядов.
Выборка информации счетных декад и ее адресация на соответствующие индикаторы разрядов могут быть произведены несколькими способами. Из них наибольшее применение получили способ последовательного опроса счетных декад и фазоимпульсный способ.
При последовательном опросе период работы управляющей схемы Разбивается на п тактов, количество которых равно числу счетных Декад, функцию генератора тактов может выполнять кольцевой регистр сдвига, запускаемый импульсами ведущего генератора (мультивибратора). Количество разрядов регистра равно числу счетных Декад. Каждый такт работы схемы характеризуется подключением к Дешифр агору выходов соответствующей счетной декады и подачей апряжения на сетку ее индикатора В течение периода происходит «^довательное отображение информации счетных декад. Она во-бновляется с каждым следующим периодом работы схемы. Во избе-Ние мелькания изображения информация на индикаторах должна Ты ^?РЯТЬСя с частотой /п > 304- 50 Гц. При этом длительность рабо-слр/р Каждого индикатора за период составляет 1/(п/п). Способ по-Разп°ВаГеЛЬНОГО опРоса дает яркость свечения, зависящую от числа
Рядов (счетных декад), он находит применение при числе разрядов
267
Рис. 4.4. Структурная схема мультиплексного управления вакуумно-люминесцентным индикатором
п < 10. При этом обеспечиваются большая длительность работы а индикаторов за период, чем при фазоимпульсном способе, и соотве ственно большая яркость свечения индикаторов. I
Мультиплексная схема, построенная по фазоимпульсному способ основывается на сравнении «опорного кода» числа с кодами чисел сче ных декад. При равенстве кодов (чисел) сеточный ключ индикато[ соответствующей декады обеспечивает подачу к сетке напряжения п тания и индикатор отображает информацию счетной декады. Эт< способ использован в мультиплексной схеме, приведенной на рис. 'М Характерными блоками схемы являются генератор чисел, управЛЯ, мый от ведущего генератора ВГ, и блоки сравнения кодов декад. *
Генератор чисел представляет собой счетчик импульсов с коэфф/ циентом счета 10. Счетчик работает в том же коде, что и счетные Д кады. На этапе индикации генератор чисел осуществляет непрерЫ ный подсчет импульсов В1\ С каждым тактом работы счетчика числ записанное в нем, увеличивается на единицу. При числе 9 очереди
268
пульс ВГ переводит счетчик в состояние «О». Таким образом, пока-ния генератора чисел циклически повторяются от 0 до 9.
33 КоД числа генератора чисел (сигналы его разрядов) преобразует-в код управления сегментами индикаторов. Одновременно код Сисла генератора поступает на блоки сравнения, на которые подают-4 также коды чисел, записанные в счетных декадах.
С Если в данный такт работы генератора чисел его код числа равен оДу числа, записанному, например, в первой счетной декаде СД (, т0 сигнал на выходе блока сравнения кодов этой декады станет равным нулю- Сеточный ключ КСД индикатора Л( перейдет в закрытое состоя-йе и к сетке этого индикатора будет приложено напряжение питания Индикатор Л, воспроизведет число генератора чисел, равное числу, записанному в первой счетной декаде. В других тактах работы генератора чисел его коды чисел будут совпадать с кодами чисел других счетных декад. Аналогичным образом будет воспроизводиться информация и на их индикаторах. При равенстве кодов отдельных счетных декад информация на индикаторах будет отображаться одновременно. Повторная регистрация результатов на каждом индикаторе будет производиться через 10 тактов работы генератора чисел. Частота повторения fА должна составлять 30—50 Гц для исключения мелькания изображения. Из этих соображений выбирают частоту следования импульсов ведущего генератора: fBr = Ю/^ > 300 ~ 500 Гц. Обычно частота fer = 1 4- ? кГц. Длительность работы Гр каждого индикатора за период индикации равна 1/(1(Уп) и не зависит от числа разрядов счетчика. Увеличение количества разрядов не приводит к уменьшению яркости свечения индикаторов.
Сеточные транзисторные ключи KCt — ДС„ выполняют по типу анодных ключей сегментов (см. рис. 4.3). Сетку подключают к выходу ключа на МДП-транзисторах с комплементарной структурой. Напряжением питания сеточных ключей служит общий источник Еа Так как мультиплексное управление обусловливает импульсный режим работы индикатора, его напряжение питания, токи анодов и сетки выбирают в соответствии с параметрами импульсного режима.
Сравнение кодов для каждой декады осуществляется с помощью комбинационной схемы (рис. 4.5). Равенству чисел счетной декады и сенератора отвечает совпадение логических состояний четырех разрядов сравниваемых схем. Элемент c'i выявляет совпадение показаний по первым разрядам, элемент Э Д — г.
п° четвертым.
Г , __________
фазаний характеризуется функ-
xi У, х> У,
хг У г хг Уг
хз Уз хз Уз
Рис. 4.5. Схема
сравнения
кодов
г — по вторым, элемент по третьим, элемент ,Э4 —
Поразрядное совпадение по-
-- vMiio j v iv./i '-м у mi"
Аиеи р _ । ПрИ х = । или
е У = 0, где х и у — соот-ряТСТвенно прямые выходы раз-ТоДов счетной декады и генера-Ра чисел. Для указанной ком-
269
бинации переменных элементы 3t — Э4 должны реализ| функцию F = х у + х у, что и определяет их структуру. Эле Э& формирует выходной сигнал логического «О» при совпадении' разрядов сравниваемых чисел (А\ = F г = Fs = F4 — 1).
§ 4.3. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ
В газоразрядных приборах, предназначенных для отображе информации, используется свечение, сопровождающее электричек
а) 5) г)
Рис. 4.6. Схема включения двуханодного газоразрядного индикатора (а), его вольт-амперная характеристика (б), поверхность катода, участвующая в эмиссии при /а < /ап1ах (в) и /а > Птах (г)
разряд в газе. Это явление одним из первых нашло применениед индикации. Благодаря непрерывному совершенствованию и испо) зованию новых принципов, высокой надежности и долговечности 4 зоразрядные элементы индикации широко распространены на пр'| тике. Приборы выполняются с холодным катодом (без специальна подогрева). Все они относятся к приборам самостоятельного (т. без накаленного катода) тлеющего разряда.
В простейшем виде (рис. 4.6, а) прибор состоит из стеклянной кр бы с размещенными внутри двумя плоскими металлическими эле тродами дискообразной формы, один из которых выполняет функщ катода, а другой — анода. После предварительного создания вакуу прибор наполняют инертным газом. (
Прибор через ключ К и балластный резистор /?а подключают источнику напряжения питания отрицательным полюсом к катоду положительным — к аноду. Катод является источником электрон) которые после прохождения промежутка катод — анод собирают анодом.
Если плавно уменьшать сопротивление балластного резистора А начиная от больших значений, ток через прибор будет постелей увеличиваться в соответствии с его вольт-амперной К р а к тер и с т и к о й (рис. 4.6, б), достигая области тлеющего pi ряда (участка CD на рис. 4.6, б).
Участки Оа и ab при малом токе через прибор характеризую'
270
тИ линейным распределением потенциала в межэлектродном про-П ЖУтке анод — катод в связи с очень малой концентрацией ионов ^объеме- Поэтому свечение газа незначительно. Участок Ьс является Врпеходным к участку тлеющего разряда cd.
П Пр11 тлеющем разряде ток через прибор существенно больше и концентрация положительных ионов в межэлектродном промежутке „вольно велика. Из-за присутствия ионов устанавливается такое определение потенциала, при котором почти все подводимое к привру напряжение приходится на его прикатодную область. В прика-тодной области создается высокая напряженность электрического поля, обеспечивающая участие ионов в электронной эмиссии катода. Электроны покидают катод под воздействием бомбардировки его ионами, получающими ускорение в прикатодной области (ионно-электронная эмиссия).
Вследствие высокой напряженности электрического поля в прикатодной области покидающие катод электроны приобретают на участке свободного пробега большую скорость (энергию), в связи с чем при последующих столкновениях с атомами газа они способны вызвать их ионизацию и возбуждение.
Ионизация обусловлена отрывом валентного электрона от атома и превращением последнего в положительно заряженный ион. Благодаря ионизации у катода в установившемся разряде создается неизменная концентрация ионов.
Возбуждение заключается в переходе валентного электрона атома газа на более высокий энергетический уровень под воздействием столкновения с электроном. В состоянии возбуждения атом находится малое время (до 1СГ7 е), после чего его электрон возвращается на прежний уровень энергии, соответствующий стационарному состоянию Возвращение электрона на стационарный уровень энергии сопровождается излучением кванта света с длиной волны, зависящей от рода газа. Из-за возбуждения большого количества атомов прикагодный слой покрыт интенсивным свечением газа, что и используется для индикации.
Участок тлеющего разряда cd (рис. 4.6, б) характеризуется постоянством плотности эмиссионного тока JK катода и почти неизменным падением напряжения на приборе при изменении тока анода /а (норма л ь н ы й тлеющий разряд). Росту тока I а соответствует пропорциональное увеличение площади катода, участвующей в эмиссии (рис. 4.6, в, г) соответственно при малом и большом токах. В точке d вся поверхность катода участвует в эмиссии (рис. 4.6, г), Течение плотно покрывает катод и имеет его форму.
Дальнейшее увеличение тока возможно за счет более интенсивной °мбардировки катода ионами. Это требует повышения скорости ио-^°в (их энергии) в прикатодной области, т. е. увеличения катодного адения напряжения на приборе. Наклонный участок de (рис. 4.6, б) тносится к так называемому аномальному тлеющему * а 3 Р я д у. Непрерывный режим работы газоразрядных приборов / пустим лишь на начальном участке аномального тлеющего разряда вблизи точки d).
271
возникновения разряда
разряда ({/п.р = Па.тл ) зависят от й
Это связано с тем, что при больших токах аномального тлеюй разряда происходит быстро протекающий процесс распыления к:п под воздействием ионной бомбардировки, уменьшающий срок с,ту> катода- Указываемый в справочниках допустимый ток в непрерьщ режиме часто определяют по максимальному значению тока ан /атах нормального тлеющего разряда. В импульсном режиме pa6i ток в импульсе может быть большим. В этом случае гарантируе полное покрытие свечением поверхности катода, что важно, наприй для цифровых газоразрядных индикаторов. Интенсивность же рас ления катода при этом в среднем может уменьшиться, а его срок сл| бы — возрасти, если среднее значение тока в импульсном режиме' дет меньше тока в непрерывном режиме.
Для создания тлеющего разряда подводимое напряжение Е до; но превышать напряжение возникновения разряда 17в.р (рис. 4.6. Режим работы прибора определяется точкой пересечения линии, грузки (пунктирной прямой) с вольт-амперной характеристикой т ющего разряда. Возникновение разряда осуществляют включен) ключа К, функцию которого в схемах управления индикаторами ,| полняет транзистор, работающий в ключевом режиме.
Напряжения и поддержания териала катода и рода используемого газа. В качестве материал! катода наибольшее применение получили никель и молибден. Лучи® газовым наполнителем по яркости и контрастности свечения являет^ неон (цвет свечения светло-оранжевый), а также его смеси с аргонр криптоном, гелием или ксеноном. Последние обеспечивают снижен^ напряжений возникновения и поддержания разряда, что важно д практического применения приборов.
Простейшими приборами тлеющего разряда являются дв$) электродные световые индикаторы, называем^ в обиходе неоновыми лампами. Форма их электродов может быть мой различной: в виде дисков, колец, стержней и т. д. Индикатор имеют обычное и микроминиатюрное исполнение. Двухэлектрода® индикаторы можно использовать и на переменном токе. В индикат? рах переменного тока электроды попеременно выполняют функн| катода и анода. Форма электродов однотипна (оба электрода, нап]| мер, в виде круглых дисков или колец). Двухэлектродные индикатор выпускаются на широкий диапазон рабочих напряжений (60—1001 и выше) Рабочий ток индикаторов зависит от их типа и может соста лять 0,1—30 мА.
Тлеющий разряд используется при выполнении знаковых и зна| синтезирующих газоразрядных индикаторов.
Знаковые индикаторы — это многокатодные прибор с одним или двумя анодами. Катоды выполняются из тонкой прс^ локи в виде цифр, букв, математических символов, располагаю® один за другим и связаны с внешними выводами прибора. Индий ция производится через стеклянный баллон по свечению, покрыва щему тот или иной катод при тлеющем разряде.
В одноанодных индикаторах анод является общим электродом Д
272
Катодов. При двуханодной конструкции катоды разбивают на две все пь1. Каждая из групп с относящимся к ней анодом предназначена я воспроизведения определенного вида знаков. Так, в индикаторе Й,_4 одна группа катодов используется для отображения четных сел в пределах десяти, а другая — нечетных. Двуханодная конструк-Я а позволяет, упростить схему управления индикатором.
Vй Катоды в знаковых индикаторах располагаются друг за другом Оараллельно торцу (при торцовой индикации) или стенке (при боко-
Рис. 4.7. Знаковые газоразрядные индикаторы: а — схема размещения электродов в одноанодном цифровом индикаторе; б — габаритные размеры цифрового индикатора ИН-18 с боковой индикацией; в — виды сверху и сбоку знакозого индикатора ИН-15Б с торцовой индикацией
вой индикации) баллона (рис. 4.7, а — в). Число катодов обычно не превышает 10—12, чем определяется длина алфавита высвечиваемых знаков. Форму катодов, их размеры и последовательность расположения выбирают из условия минимального затемнения сзади расположенных знаков. Анод выполняют в виде сетки из тонкой проволоки. Для обеспечения соразмеримых расстояний между
анодом и каждым из катодов сетчатый анод размещают в двух плоскостях между катодами (рис. 4.7, а). Режим работы знаковых индикаторов осуществляют при наибольшем токе нормального тлеющего разряда. Это вызвано необходимостью покрытия всей поверхности катода свечением для отчетливого формирования знаков. Напряжение возникновения разряда в знаковых индикаторах Находится в пределах 170—200 В. Потребляемый Ток составляет 2—10 мА на знак.
В знакосинтезирующих (сег-е н т н ы х) газоразрядных индикаторах и Т°ДИ располагаются в одной плоскости (рис. 4.8) имеют форму линейных отрезков. Схема рас-g л°жения отрезков и их число зависят от требований к количеству воспроизводимых знаков.
°Д здесь, также выполняемый в видесетки из тон-10—648
Рис. 4.8. Пример расположения катодов в знакосинтезирующих газоразрядных индикаторах
273
кой проволоки, размещают перед плоскостью катодов. В знако<|| тезирующих индикаторах полностью исключается некоторое искэй! ние знаков за счет теневого эффекта передних катодов, существую^ в знаковых индикаторах. Угол возможного наблюдения для зна! синтезирующих индикаторов составляет 120—150° вместо 60° для зд ковых. Знакосинтезирующие индикаторы выпускаются с больця числом знакомест плоской конструкции. Приборы характеризую^ примерно теми же значениями напряжения возникновения разряд что и в знаковых индикаторах. Потребляемый ток составляет дЦ миллиампера на сегмент.
Газоразрядные индикаторы создаются с высотой отображаем! знаков от 9 мм (миниатюрное исполнение) до 40 мм и более. Возмо; ность получения сравнительно больших размеров знаков являей существенным преимуществом газоразрядных индикаторов. Их д стоинством является также высокая яркость свечения (50—100 кд/Й а также благоприятный для зрительного восприятия светло-оращ| вый цвет свечения. Срок службы газоразрядных приборов не мен 10 тыс. ч, быстродействие 10’4—10~3 с. й
Газоразрядные индикаторы применяются в стационарной кб| рольно-измерительной аппаратуре, например в щитовых устрой вах отображения информации, т. е. в тех случаях, когда не возник^ особых трудностей в использовании газоразрядных приборов из? высокого напряжения управления и большей по сравнению с други)
индикаторами потребляемой
Устройства отображения и
Рис. 4.9. Схема включения одноанодного цифрового индикатора при статическом методе управления
мощности. Л
формации на газоразрядных индм торах выполняются с использовав ем методов статического и мульд плексного управления. ‘-’ll
Статический метод управленя реализуется по структурной сх<Я рис. 4.2. В качестве выходных клт| чей используют высоковольтные я р-п-структуры. Р
На рис. 4-9 приведена схЯ включения одноанодного цифров» индикатора, отображающего ци<я| от 0 до 9. На транзисторах Та — выполнены управляющие клюЭД включенные в цепи катодов инЯ катора (катодные ключи). КолЯ ство транзисторов определяется чм лом катодов в приборе и равно 1| При воспроизведении требуемой ЙЯ ры один из транзисторов откЯ управляющим импульсом дешифруя ра, остальные девять транзистор закрыты. Открытый транзистор W ключает к аноду и соответствующей катоду напряжение +£а, обусловЯ
274
я возникновение разряда и покрытие свечением поверхнос-® этого катода. Резистор /?а обеспечивает необходимую величину ка анода 1 а для яркого и полноценного воспроизведения циф-ь Возникновение разряда по остальным катодам невозможно вви-L малых напряжений между ними и анодом.
™ резисторы 7?0 — совместно с источником смещения 4-£ом предназначены для снижения напряжения на коллекторах закрытых транзисторов до уровня Есм. Напряжение Есы<_ Еа, а их разность £а — Есм недостаточна для возникновения разряда.
При поразрядной цифровой индикации можно применять двуханодные цифровые индикаторы (рис. 4.10, п). Для управления такими индикаторами требуются меньшее количество ключей и более простая схема дешифратора. Одна группа катодов с относящимся к ней анодом предназначена для отображения четных цифр (0, 2, 4, 6, 8), другая — нечетных (1, 3, 5, 7, 9). Катоды обеих групп соединяют попарно. Управление ими производят от общих транзисторных ключей, подключенных к дешифратору счетной декады. Адресацию четных и нечетных цифр осуществляют с помощью двух анодных ключей, выполненных на транзисторах Тъ, Тч.
При открытом катодном ключе соответствующая четная цифра воспроизводится при открытом транзисторе Тй и закрытом транзисторе Тт Это связано с тем, что открытый транзистор Те уменьшает напряжение на аноде нечетной катодной группы до величины
Рис. 4.10. Схема включения двуханодного цифрового индикатора при статическом методе управления (а); пример выполнения схемы анодного ключа на двух транзисторах (б)
10*
275
•^а^кв'С^а! + -^кб)> недостаточной для возникновения разряда в | межутке с нечетным катодом. Регистрация-нечетной цифры осущ вляется при обратном состоянии анодных ключей.
Нечетной цифре в счетной декаде соответствует (см. § 3.13) ческая «1» ее младшего разряда, а четной цифре — логический'« Это позволяет осуществлять управление транзисторами Т6, т триггера младшего разряда счетной декады. Базу транзистора! подключают к прямому выходу триггера, а базу транзистора т% к инверсному выходу. - . -
Источник H-jE’cm и резисторы Rr— R5, Rce, RC1 используют д снижения напряжения на коллекторах закрытых транзисторов. Мг симальное напряжение на коллекторах транзисторов 7\ — Т-а рад +ЕСМ, а напряжение транзисторов Тв, Т7 находят из соотношей!
р. I — Еси п '
ом+ + яа °- -- I
Недостатком схемы анодных ключей, выполненных по рис. 4.10ft является потребление ими тока от источника питания при открыт! транзисторах. Более предпочтительной в этом отношении являем схема анодного ключа на двух транзисторах (рис. 4.10, б). Транз сторы 7\, Т2 включены последовательно в цепи с источником пйч ния. Открытому состоянию одного транзистора соответствует зак«| тое состояние другого. При высоком уровне напряжения на вхё транзистор открыт, напряжение на аноде индикатора близко? нулю. Транзистор Т2 при этом закрыт, так как его база через откр' тый транзистор Т1 связана с нулевым потенциалом схемы. Ток, ng текающий через транзистор 7\ и равный Еa/R6, мал. При ивх =4 транзистор Ti закрыт, транзистор Т2 открыт. Открытое состояв транзистора Т2 обеспечивается протеканием его тока базы /б2 че| резистор R§. Открытым транзистором Т2 осуществляется подача г пряжения питания на анод индикатора. |
Мультиплексный метод управления может быть реализован | структурной схеме рис. 4.4. Информация выводится на одноанодн цифровые или знакосинтезирующие газоразрядные индикаторы. G поименные катоды индикаторов объединяют. Выходные катоду ключи управления собирают по типу схемы, приведенной на рис. 4 Функцию ключей KCi— КСп на рис. 4.4 выполняют анодные тр* зисторные ключи. Анодный транзисторный ключ для каждого ин; катора может выполняться так же, как, например, ключ на транз) торе Т6 в схеме рис. 4.10, а или по типу схемы рис. 4.10, б.
Мультиплексное управление, характеризуемое импульсным 4 жимом питания газоразрядных индикаторов, дает значительное уД1 шение качества свечения и условий работы приборов. При импу; сном режиме питания импульс анодного тока / am выбирают в неско: ко раз большим номинального значения тока в статическом режи: Этим достигаются необходимая яркость свечения, полное покрьй свечением поверхностей катодов (полноценное отображение всех з ков при неизбежном различии в их площади), а также отсутствие ор лов. Поскольку отображение знака каждым индикатором осуп^
276
пяется в течение одного из десяти тактов работы схемы, среднее качение тока индикаторов равно 0,11ат. Оно в несколько раз меньше 3 ка в статическом режиме, что сказывается на уменьшении погребаемой индикатором мощности и увеличении его срока службы.
§ 4.4. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ
Принцип действия полупроводниковых элементов индикации основывается на излучении квантов света при рекомбинации носителей
Рис. 4.11. Светодиод: планарная (а) и полусферическая (б) конструкции; вид сбоку и габаритные размеры светодиодов серии АЛ 102 (в)
заряда, прошедших электронно-дырочный переход, смещенный в прямом направлении. Представителем полупроводниковых элементов индикации является светодиод (рис. 4.11, а, б).
Как известно (см. § 1.1), рекомбинация характеризуется переходом электрона из зоны свободных уровней на уровни валентной зоны. Излучение кванта света, связанное с отдачей энергии электроном при переходе на более низкий уровень энергии, свойственно всем полупроводниковым материалам. Однако для многих из них, например Для германия и кремния, измеряемая энергия мала и излучение находится в невидимой части спектра. Причиной является относительно малая ширина запрещенной зоны А1^3 этих полупроводников, Излучение видимого света при рекомбинации носителей заряда генерируют полупроводниковые материалы, имеющие большую, чем У нермания и кремния, ширину запрещенной зоны. Наибольшее при-/'P’jenH6 при изготовлении светодиодов получили фосфид галлия GaP = 2,2 эВ), арсенид галлия GaAs (AW% = 1,5 эВ) и карбид кРемния SiC (Д№3 = 2,3-f 3,1 эВ).
Длина волны (цвет) излучаемого света определяется разностью ергий уровней, между которыми происходит преимущественный бдреход электронов при рекомбинации. Эта разность может быть щеИЗка к ширине запрещенной зоны (как в арсениде галлия) или мень-р ее (как в фосфиде галлия и карбиде кремния). В первом случае °мбинация носителей заряда сопровождается непосредственным
277
переходом электронов из зоны проводимости в валентную зону! мая рекомбинация). Во втором случае рекомбинация происход рез рекомбинационные центры (ловушки), локальные уровни1 гии которых располагаются внутри запрещенной зоны (неп рекомбинация). Путем подбора типа дополнительно вносимой меси можно задавать требуемые значения локальных уровней самым получать необходимый цвет свечения (в частности, кра( желтый, оранжевый и зеленый). Цвет свечения выпускаемых в на щее время полупроводниковых индикаторов преимущественно:' НЫЙ. -Я
Электронно-дырочный переход светодиодов (рис. 4.11, а, б) полняют несимметричным, с концентрацией дырок в р-слое (эЙ ре), много большей концентрации электронов в n-слое (базе).' самым при прямом напряжении смещения ток в светодиоде созд; преимущественно дырками эмиттера, переходящими под дейст инжекции в базу, где они рекомбинируют с электронами.
Свет в светодиодах генерируется вблизи р-п-перехода, откуг распространяется во всех направлениях прямолинейно. Констру светодиода выполняют такой, чтобы получить наибольшую по ность светоотдачи при наименьшей потере света за счет его пог) ния в толще полупроводника. Этим обусловливаются и малы бариты светодиодов. Интенсивность излучения существенно I шается при выполнении светодиодов из прозрачного материала ) фида галлия). ]
Вольт-амперная характеристика светодиодов подобна хар| ристикам германиевых и кремниевых диодов. Отличие проявля в большем падении напряжения при протекании прямого тока/ связано с большей шириной Д№3 полупроводников, использ^ для производства светодиодов. С увеличением прямого тока их яр| свечения -возрастает. Светодиоды применяют в непрерывном и пульсном режимах работы. Их рабочие напряжения в непрерК режиме составляют 3—6 В, а токи — 5—15 мА. В импульсном ре амплитуда тока может быть в десятки раз больше его среднег| чения. При этом мощность, рассеиваемая в приборе, не должн^ вышать допустимую мощность, составляющую для светодиодов: 100 мВт. Светодиоды характеризуются высоким быстродейс' (10"8—1О‘в с). Яркость свечения составляет 10—100 кд/м2, сроке бы 10—100 тыс. ч. Внешний вид и габаритные размеры светод серии АЛ102 с линзой в отверстии корпуса показаны на рис. 4.
Светодиоды находят применение для индикации режима pa6oi лов и блоков различных систем. Их миниатюрное исполнение ис зуют для создания малогабаритных световых матричных эк] буквенно-цифровой индикации с высокой разрешающей спо| стью. Конструктивно такой экран (рис. 4.12) представляет соба бор из 35 светодиодов (5x7 элементов) на знакоместо, размепй на диэлектрической или металлической подложке (гибридный риант). В интегральном варианте все светодиоды изготовляют щей полупроводниковой пластине. Один вывод каждого с.ве-'О связан с шиной его столбца, а другой — с шиной строки. Отоб 278
| информации на светодиодных экранах производится по принци-F й0ематричной адресации.
। йУ j_ja основе светодиодов выполняют полупроводниковые знакосин-,.рую:цие индикаторы (рис. 4.13, а, б). Число используемых свето-здесь равно количеству сегментов знакосинтезирующего сим-(например, 7, рис. 4.13, б). С целью преобразования свечения то-
Рис. 4.13. Вид сбоку (а) и схема цоколевки цифрового индикатора КЛ104А (б) (1 — общий вывод анодов, 2—4, 6—9 — выводы катодов, 5 — свободный вывод.!
Рис. 4.12. Прин-
цип выполнения
матричных экранов на светодио-
дах
является
светодиод, в свечение сегмента полоску из светорассеивающего
чечного источника, каким
сверху каждого светодиода наносят
материала. Этот принцип применяют при создании светодиодных панелей плоской конструкции с большим числом располагаемых в ряд или в несколько рядов знакомест. Светодиодные панели предназначены для отображения текстовой или цифровой информации. Знакосинтезирующие полупроводниковые индикаторы выпускают с высотой отображаемых знаков до 15 мм.
Благодаря невысокой стоимости, низким напряжениям питания, малой потребляемой мощности и большому сроку службы полупро-водниковые индикаторы наиболее предпочтительны для создания современного переносного и портативного оборудования различного назначения. Их целесообразно применять также в устройствах, предназначенных для отображения большого объема информации.
Схемы управления на полупроводниковых цифровых индикаторах Ри количестве разрядов (знакомест) 2—3 выполняют по статическому методу. При большем числе разрядов используют мультиплекс-1И метод (см. рис. 4.4). Вся информационно-логическая часть схемы Лизуется на интегральных микросхемах.
Ин Мультиплексная схема включения полупроводниковых цифровых ^Дикаторов показана на рис. 4.14. Катодные ключи управления ^дикаторами выполнены на транзисторах — Т7, а анодные клю-вкдю На транзисторах Та1 — Тап. Транзисторы анодных ключей вЬ!ГоЧень1 последовательно с индикаторами. Такое их включение схема1166’ Чем паРаллельное (см. рис. 4.10, а), так как управляющая при этом не потребляет энергию в те такты работы схемы, ког-
279
да информация на индикаторе не отображается. Последовательн< включение анодных ключей для управления полупроводниковые индикаторами осуществимо ввиду низких рабочих напряжений этр индикаторов. Катодные ключи управляются сигналами с выходе дешифратора. Анодные ключи получают сигналы управления от бл] ков сравнения кодов соответствующих декад (см. рис. 4.4). ।
При открытых катодных ключах, но закрытом анодном ключ, например транзисторе Та1 индикатора И1 (рис. 4.14), питание на щ
Рис. 4.14. Мультиплексная схема включения полупроводниковых цифровых индикаторов
не подается и информация на нем не отображается. Ток чер ~ и светодиоды индикатора не протекает. Откры|
дикатор
транзистор Т Я1
анодный и катодные ключи (например, транзисторы Т\, 7\, подключают соответствующие светодиоды через резистор /?а1 к ист нику питания, обеспечивая протекание через них тока необходим величины и отображение информации (в данном случае цифры 4)., Каждый из анодных ключей открывается в течение одного из) тактов работы схемы (см. рис. 4.4), в связи с чем токи, протекаю^ через светодиоды, имеют импульсный характер. Средний ток свё диода /ср связан с током в импульсе 1т соотношением /ср= /т/10, Ц' чем одновременно может быть включено несколько светодиодов (" ментов). Минимальное количество одновременно включенных св> диодов равно двум (при отображении цифры 1 открыты транзист.
Тв), а максимальное — семи (при регистрации цифры 8). И различия в количестве одновременно включенных светодиодов? im при отображении цифр от 0 до 9 будет изменяться. Наибольший протекает при наименьшем числе (два) одновременно включенных тодиодов, т. е. /отИ1ах = (Еа — 1/а)/(2/?а), где Ua — падение на) жения на светодиоде. Поскольку среднее значение тока светод? при этом не должно превышать максимально допустимого 3IJ ния /Ср.доп, получаем расчетное соотношение для выбора conpg ления резистора Z?a: Ra > (Еа — //а)/(20/Ср.даП)- Напряжение*
280
обычно составляет (1,5ч- 2)U а. Транзисторы анодных и катодных ключей (в микросхемном исполнении) выбирают на напряжение Еа Я ТОК 1т шах-
§ 4.5. ЖИДКОКРИСТАЛЛИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ ИНДИКАЦИИ
Жидкокристаллическое состояние вещества является промежуточным между жидким и твердым его состояниями. Вещество, находящееся в жидкокристаллическом состоянии, обладает свойствами и
Рис. 4.15. Ориентация молекуле Рис. 4.16. Конструкция ЖК-индикатора нематическом (а) и холестеричес- (1 — стеклянные пластины, 2 — электроды ком (6) жидких кристаллах из окиси олова, 3 — слой жидкого кристалла, 4 — уплотнительные прокладки, 5 — внешние выводы)
жидкости (текучестью, способностью образовывать капли), и кристаллического тела (упорядоченным расположением молекул), благодаря чему ряд его физических свойств зависит от направления измерения. Общим признаком жидкокристаллических веществ служит удлиненная (сигарообразная) форма их
молекул.
Способностью находиться в жидкокристаллическом состоянии чаще всего обладают органические соединения, причем это свойство
проявляется лишь при определенном для каждого вещества диапазоне температур. За границами этого диапазона вещество принимает свойства либо твердого тела, либо изотропной жидкости. По характеру взаимной ориентации молекул различают три типа жидкокристаллических веществ: нематические, холестерические и смектические.
Интерес к жидким кристаллам (ЖК) для элементов индикации вызван изменением ориентации их молекул под воздействием электри-Ческого поля и связанным с этим изменением светопропускной способности (прозрачности) жидкокристаллических веществ. В таких индикаторах используются нематические и холестерические ЖК. Мектические жидкокристаллические вещества из-за высокой вяз-в°сти широкого применения здесь не нашли. Ориентация молекул нематическом и холестерическом ЖК в отсутствие электрического ля показана на рис. 4.15.
опт >кидких кристаллах наблюдается большое количество электрб-нческих эффектов, влияющих на светопропускную способность.
284
Они могут вызываться либо проводимостью ЖК, л-J электрическим полем (полевые эффект ы).: J электрооптических эффектов, обусловленных проводимостью, на большее применение для элементов индикации нашло динамичеси рассеяние света, а из полевых эффектов — скручивание нематм ской фазы. Ц
Простейший ЖК-индикатор, основанный на эффекте дина)| света (рис. 4.16), состоит из дЦ _____________________________________________
а)
Рис. 4.17. Ориентация молекул отсутствии (а) и наличии
a
Свет б)
в ЖК-индикаторе при (б) напряжения
с нанесенными на внутренй
параллельных стеклянных пластин 1 поверхности прозрачными электродами 2 из окиси олова (при рабе «на просвет») и слоя жидкокристаллического вещества 3 между ним При работе в режиме отражения света один из электродов выполи ется зеркально отражающим (алюминий, никель). Толщина слоя ж| кого кристалла составляет 10—25 мкм. Уплотнительные проклад 4 изолируют объем и определяют зазор между- пластинами. Пров® щие электроды связаны с внешними выводами 5 прибора. Индика! требует внешнего освещения или подсвета. 1
В индикаторах с эффектом динамического рассеяния света в матический ЖК вносится добавка небольшого количества ионий соединений (электролита). При отсутствии напряжения ориентай вытянутых молекул ЖК упорядочена (см. рис. 4.15, а). Молекуй располагаются перпендикулярно плоскостям обоих электроЯ (рис. 4.17, а) или имеют относительно них некоторый наклон. В/й ходной ориентации молекул слой ЖК прозрачен. »я
С приложением напряжения возникает движение ионов элекм лита в направлении электродов (на рис. 4.17, б показано направлен движения только положительных ионов), вызывающее беспоряЖ ное перемещение молекул жидкого кристалла (турбулентное двия ние) и его перемешивание. Создается динамическая неустойчив» ориентации молекул ЖК, и их упорядоченная ориентация иаруД(Ш ся. Молекулы создают сильное рассеивающее действие падаюдО свету, ЖК теряет прозрачность, и цвет его становится молочнсЦ лым. При снятии напряжения питания молекулы ЖК возвращакЯ в исходное состояние ориентации, прозрачность слоя восстанаЖ ваеТся. Ч
и-
282
Присутствие ионов в ЖК обусловливает проводимость индиканов с динамическим рассеянием света и протекание через жидкий кристалл тока при наличии напряжения. Вследствие ионной проводимости создается опасность электролитического распада жидкокристаллического вещества, особенно при питании от источника достоянного напряжения. Для повышения срока службы индикаторов
Рис. 4.18. Ориентация молекул в ЖК-индикаторе со скручиванием нематической фазы при отсутствии (а) и наличии (б) напряжения
их питание осуществляют от источников переменного напряжения (обычно прямоугольной формы) с частотой 25—200 Гц. Амплитуда рабочих напряжений равна 15—30 В. Изменение оптических свойств наступает при пороговом напряжении 5—10 В. Время изменения оптического состояния после подачи или снятия напряжения питания составляет 50—300 мс. Максимально контрастность равна 20—40. Потребляемый ток лежит 5—25 мкА/см2, а мощность — 50—550 мкВт/см2. Срок стигает 10 тыс. ч.
В индикаторах со скручиванием немат Фазы
достигаемая в пределах службы до-
и ч е с к о и («тв и ст»-эффе ктом ) исходному состоянию отвечает скрученная структура молекул нематического ЖК в межэлек-тродном промежутке (рис. 4.18, а). По мере удаления от одной плоскости электрода к другой угол поворота молекул увеличивается и Достигает 90°. Одним из методов создания такой ориентации молекул является полировка внутренних поверхностей стеклянных пластин в одном направлении и затем установка их с поворотом на 90° относительно направления полировки. При работе «на просвет» на внеш-НИе поверхности стеклянных пластин наносят поляризационные пленки. Плоскости поляризации поляризаторов взаимно перпенди-Улярны (скрещены). Если индикатор должен работать в режиме Ражения, то за вторым поляризатором помещают отражатель.
На рис. 4.18, а приведена модель ЖК-ячейки, помещенной между цЛм? поляризаторами со скрещенными направлениями поляриза-п (показаны стрелками). В отсутствие возбуждающего напряжения 0скополяризованная световая волна, образованная первым
283
поляризатором, поворачивается на 90° при прохождении слоя Ян кого кристалла. Ее пропускает второй поляризатор, поскольку пЯ| скость световой волны, прошедшей ЖК, будет совпадать с плосипп^Д поляризации этого поляризатора. ЖК-ячейка оказывается с в |Н лой и прозрачной. Я|
Приложенное к индикатору напряжение (рис. 4.18, б) вызывМ поворот молекул и установку их параллельно вектору электричесЯ го поля. Скрученная структура молекул исчезает. Слой ЖК не Я здает поворота плоскополяризованной световой волны. ПроходяцЯ через ЖК поляризованный свет не пропускается вторым поляриЯ тором. ЖК-ячейка становится темной и непрозрачной. При «Я тии возбуждающего напряжения скрученная структура молем восстанавливается. Второй поляризатор пропускает свет, и ячейя вновь становится светлой. Я
Эффект скручивания нематической фазы в отличие от эффекта Я намического рассеяния света является чисто полевым. Для его реали! зации пропускать ток через ЖК-ячейку не нужно, что дает сущеЯ венный выигрыш в энергопотреблении. Я
Управление индикатором также производят переменным няпД жением. Рабочие напряжения составляют 5—10 В, а пороговое Я пряжение — 0,9—1,5 В. Время изменения оптического состоянЯ то же, что и в индикаторах с динамическим рассеянием света. Макси! мально достигаемая контрастность значительно выше (30—10и Потребляемый ток и мощность существенно меньше (1—10 мкА/м и 5—50 мкВт/см2). Срок службы достигает 50—100 тыс. ч. Ц
Жидкокристаллические индикаторы работают в ограничения температурном диапазоне. Это обусловливается, во-первых, огя ниченным диапазоном температур, при котором вещества проявла ют свойства жидких кристаллов: температура от —5 до —30°С опи деляет их точку плавления^температура от +60 до +80°С соответ ствует точке «просветления». Во-вторых, в области отрицательна температур существенно увеличивается время изменения оптическя го состояния (индикаторы становятся недопустимо инерционными Типичный температурный диапазон индикаторов составляет от Я до +50°С. При отрицательных температурах окружающей среж осуществляют подогрев индикаторов. Я
Жидкие кристаллы нашли преимущественное применение в буШ венно-цифровых индикаторах. Эти индикаторы выполняют со знает синтезированием. Прибор содержит сигнальный и знаковые электЯ ды. Сигнальный электрод выполняют сплошным. Он может быть пД зрачным или отражающим. Прозрачные знаковые электроды имекй вид сегментов. Они создаются во второй электродной плоскости йЦ дикатора. Число сегментов зависит от используемой знакосинтеЯ рующей фигуры и может быть самым различным. Различным можЦ быть в приборе и количество знакосинтезирующих фигур (знакомест® Высота отображаемых знаков в ЖК-инди катерах достигает 50 мм-ч
ЖК-индикаторы, так же как и полупроводниковые индикатора находят в настоящее время все большее применение н являются веса ма перспективными. Они охватывают области применения полупра 284 I
0дНиковых индикаторов. ЖК-индикаторы с большим размером ото-'„аяшемых знаков конкурентоспособны также в областях применения вакуумно-люминесцентных и газоразрядных индикаторов. й элементы индикации на основе жидких кристаллов отличаются т индикаторов других типов наименьшим потребляемым током. По электрическим параметрам они согласуются с интегральными МДП-цикросхемами. Таким образом, ЖК-индикаторы позволяют создавать устройства отображения информации с минимальной потребляемой Мощностью (например, наручные часы). Вместе с тем при создании устройств отображения информации приходится считаться с такими недостатками ЖК-индикаторов, как необходимость внешнего освещения или подсветки, узкий температурный диапазон применения, наименьшее из всех индикаторов быстродействие.
Управление буквенно-цифровыми ЖК-индикаторами производятся преимущественно по статическому методу. Каждый индикатор (синтезирующая фигура) имеет собственную информационно-логическую схему, преобразующую код числа его счетной декады в сигналы управления сегментами. Для исключения влияния электрохимических явлений на срок службы индикаторов как с эффектом динамического рассеяния света, так и с эффектом скручивания нематической фазы их питание осуществляют переменным напряжением. Форма кривой напряжения питания обычно прямоугольная. Выборку сегментов при отображении знаков производят методом инверсии фа-з ы подводимых к сегментам напряжений.
Сущность метода заключается в следующем. К общему сигнальному электроду и знаковым электродам (сегментам) подаются переменные напряжения прямоугольной формы с амплитудой, вдвое меньшей номинальной. При этом напряжения на сегментах могут быть в противофазе или в фазе с напряжением питания общего сигнального электрода (рис. 4.19). Если напряжение на сегменте (например, на сегменте 7) находится в противофазе с напряжением общего электрода, то к нему относительно общего электрода прикладывается переменное напряжение двойной амплитуды, что обеспечивает участие сегмента в отображении знака. Если на-
S3
7 2> Jl 4-1 fl 51
ГПФН
Дешифратор I дпшщ I Счетная декада. ]
Рис. 4.20. Структурная схема управления цифровым ЖК-индикато-ром методом инверсии фазы
t
t
ис. 4.19. Принцип управле-ия цифровым ЖК-индикато-Ром методом инверсии фазы
285
пряжение на сегменте (например, на сегменте 5) совпадает!! фазе с напряжением общего электрода, то напряжение мея| ними равно нулю, что исключает участие сегмента в синтезе я ка. Управление фазой напряжений питания сегментов осуществлю от счетной декады с помощью дешифратора и транзисторных ключа Структурная схема управления семисегментным ЖК-индика! ром методом инверсии фазы приведена на рис. 4.20. Напряжения^ тания индикатора формируются генератором парафазного напряж ния (ГПФН). Напряжение с выхода 1 генератора подается на обц| сигнальный электрод. Каждый из знаковых электродов связан с об$ ми выходами генератора посредством двух ключей. Один из клю>Й управляется сигналом с выхода дешифратора непосредственно,-! другой — через инвертор. |
При поступлении сигнала «/», например, с первого выхода дешй ратора ключ Км открывается, а ключ Ki-г закрывается. Ключ связывает выход 2 генератора с первым сегментом индикатора. Мея| этим сегментом и общим электродом будет приложено перемене напряжение двойной амплитуды с выходов 1, 2 генератора, что обё печивает участие сегмента в отображении информации счетной декаЛ Если на том же выходе дешифратора имеется сигнал «0», то открытй будет ключ Ki-а, а закрытым — ключ Ki-i- Напряжение с выхода^ будет подано и на сигнальный, и на знаковый электроды. Напряжем между ними равно нулю. Участие сегмента в формировании знЯ исключается. Аналогично осуществляется управление и остальны® сегментами индикатора.
Мультиплексный метод построения схемы управления ЖК-инд катерами не получил широкого распространения, что объясняет! недостаточным быстродействием этих индикаторов. 1
ГЛАВА ПЯТАЯ
МАЛОМОЩНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
§ 5.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Выпрямителем называют устройство, предназначенное для преобразования энергии источника переменного тока в постоянный ток. Необходимость в подобном преобразовании возникает, когда питание потребителя осуществляется постоянным током, а источником электрической энергии является источник переменного тока, например промышленная сеть частотой 50 Гц.
В настоящей главе рассматриваются схемы выпрямителей с потребляемой нагрузкой мощностью до нескольких сотен ватт, в связи с чем их относят к классу маломощных выпрямителей. Такие выпрямители предназначены для питания постоянным током различных систем и устройств промышленной электроники, решающих задачи управления, регулирования, переработки, отображения информации и т. д.
При указанной мощности нагрузки задачу преобразования электрической энергии переменного тока в постоянный ток решают с помощью однофазных выпрямителей, питающихся от однофазной сети переменного тока. Структурная схема системы преобразования электрической энергии с однофазным выпрямителем показана на рис. 5.1. Основой ее является выпрямитель ва одном или нескольких диодах, соединенных по определенной схеме. При построении системы преобразования по рис. 5.1 трансформатор на вхо-Де диодной схемы выполняет вспомогательную роль. Его функция сводится к повышению или понижению вторичного напряжения U2 пРи заданном первичном напряжении Ui (рис. 5.2, а, б) с целью по-
рис. 5.1, Структурная схема маломощного источника питания
287
лучения требуемой величины постоянного напряжения на выхода такому принципу выполняется система с однофазным мостов выпрямителем. Вместе с тем имеются схемы выпрямите, в которых трансформатор является их неотъемлемой частью, на] мер схема однофазного двухполупериоднс выпрямителя нофазная ну л ев а
однофазного
с выводом нулевой точки трансформатора ( схема). Соотношение чисел вин вторичной и первичной обмоток тр форматора здесь также определяй величиной постоянного напряжения выходе выпрямителя.
Однофазная нулевая и мостовая мы выпрямления
я
а.)
и1
нашли наиболь
о
иг
б)
о
“d
I I
В) о
Рис. 5.2. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип выпрямления однофазного тока
J2S-J------1—0
1 L_______J 2
а)
1 Г-------1 2
#-1—‘------М?
1 L_______J 2
б)
1 Г'
1J
-t-#
«Ч--------
7 L_____-____I 2
В) *
-J-I
0 ।
1 L_______________I
г)
сглаживающих филь’й индуктивный фильтр; б —
Рис. 5.3. Виды а —простейший стейший емкостный фильтр; в — однозвё] Г-образный LC-фильтр; е — двухзвенный Г-а< ный LC-фильтр |
выпрямителях однофазного
применение в маломощных выпрямителях однофазного то Принцип выпрямления основывается на получении с помой диодной схемы из двуполярной синусоидальной кривой напряже; н2(со/) однополярных полуволн напряжения (cof> (рис. 5.2, в). Нац жение иа (со/) характеризует кривую выпрямленного < пряжения выпрямителя. Ее постоянная составляю!. Ud определяет среднее значение в ы п р я м л е в к о напряжения. I.
Как видно из рис. 5.2, в, кривая выпрямленного напряжен помимо постоянной составляющей содержит переменную (пульсир| щую) составляющую, которая определяется разностью напряжеу Ud (со/) — Ud . Наличие переменной составляющей в подавляюй большинстве случаев является нежелательным. Поэтому осушеств. ют фйльтрацию выпрямленного напряжения путем подключений выходу выпрямителя сглаживающих фильтров (I рис. 5.1).
288
Сглаживающие фильтры выполняют на основе реактивных эле-еНтов — дросселей и конденсаторов, которые оказывают соответственно большое и малое сопротивления переменному току и наоборот—для постоянного тока. Указанные свойства этих элементов используют при построении простейших сглаживающих фильтров: с г л а ж и -вающий дроссель включают последовательно с нагрузкой, а конденса-ор __ параллельно ей. Виды сглаживающих фильтров показаны на лс. 5.3. На рис. 5.3, а, б представлены схемы простейших одноэлементных сглаживающих фильтров, выполненных соответственно на основе дросселя L,t> и конденсатора Сф; на рис. 5.3, в — схема одно-звенного Г-образного LC-фильтра, а на рис. 5.3, г — схема двухзвенного сглаживающего фильтра с использованием двух Г-образных £С-фильтров. Путем надлежащего выбора параметров фильтра полу
чают постоянное напряжение, удовлетворяющее нагрузку в отношении пульсаций.
Наличие сглаживающего фильтра оказывает значительное влияние на режим работы выпрямителя и его элементов. Существенным при этом является характер входной цепи сглаживающего фильтра, определяющий совместно с внешней нагрузкой вид нагрузки выпрямителя. Так, для сглаживающих фильтров, выполненных по схемам рис. 5.3, а, в, г, нагрузка выпрямителя носит активно-индуктивный характер, а для сглаживающего фильтра, выполненного по схеме рис. 5.3, б, — активно-емкостный характер.
Между сглаживающим фильтром и нагрузкой иногда подключают стабилизатор напряжения (см. рис. 5.1), обеспечивающий поддержание с необходимой точностью требуемой величины
постоянного напряжения на нагрузке в условиях изменения напряжения питающей сети и тока нагрузки.
В следующих параграфах более подробно рассматриваются выпрямители, сглаживающие фильтры и стабилизаторы, предназначенные для работы на маломощную нагрузку. Поскольку режим чисто активной нагрузки не является характерным для выпрямителя, его используют только для изучения принципа действия схем выпрямителей и их качественной оценки.
Вместе с тем некоторые из рассматриваемых в настоящей главе вопросов (касающихся схем выпрямителей и сглаживающих фильтров) являются общими также для выпрямителей средней и большой мощности (см. гл. 6). В частности, в отдельных случаях выпрямители средней и большой мощности выполняют по однофазным схемам. Об-Щим для всех выпрямителей является их преимущественное применение при активно-индуктивном характере на-грузки: для маломощных выпрямителей — со сглаживающим ^'фильтром, а для выпрямителей средней и большой мощности — со сглаживающим L-фильтром. Поэтому материал по маломощным вы-Рямителям дан с учетом рассмотрения общих вопросов и используется затем в гл. 6.
289
§ 5.2. СХЕМА ОДНОФАЗНОГО ДВУХПОЛУПЕРИОДНОГО ВЫПРЯМИТ) С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ
Принцип действия схемы. ' Основные соотношения
Схема выпрямителя показан^ рис. 5.4, а. Необходимым элем том выпрямителя является силой трансформатор Тр с двумя втор ными обмотками ш2_, и w2_2, с: занными с первичной обмоткой^ коэффициентом трансформации , = wt/w2^ =wilwz-2- Схема сое нения обмоток такова, что од$ ковые по величине напряжён на выводах вторичных обмоток 1 носительно общей (нулевой) то« сдвинуты по фазе на 180°. Втор ные обмотки трансформатора й ключены к анодам диодов . Выходное напряжение Ud с’иима ся между нулевой точкой тра форматора и общей точкой сое нения катодов обоих диод Принцип действия схемы рассм рим для случая чисто £ т и в н о й использованием временных грамм напряжений и токов, при денных на рис. 5.4, б—з.
При поступлении пол у вол напряжения их положительной лярности (интервал 0 — л рис. 5.4, б) на вторичных ", мотках трансформатора действу, напряжения и2-1 и м2-2 (0 5.4, в) с полярностью относите но нулевой точки, показанной рис. 5.4, а без скобок. К ai| диода Д1 относительно нуле; точки прикладывается папря.
нагрузки /?н д
Рис.
5.4.
Схема
однофазного
двухпр
периодного выпрямителя с выводом левой точки трансформатора (а) и временные диаграммы (б — з)
290
е положительной полярности, а к аноду диода Д2 — отрица-Н** V
Т&!1ЬНОИ.
При указанной полярности напряжений на анодах диод на ин-ервале 0 — тс открыт, а диод Д2 закрыт. Поскольку в открытом состоянии падение напряжения на диоде мало, практически все напряжение «2-1 прикладывается к нагрузке 7?н, создавая на ней напряжение «<г На Данном интервале анодный ток диода равен току нагрузки . = id — и.ъ.ДДп (рис. 5.4, г — е). В конце интервала 0 —тс напряжения и токи в схеме достигают нулевых значений.
н При поступлении напряжения щ отрицательной полярности (интервал л — 2л на рис. 5.4, б) полярность напряжений на вторичных обмотках становится обратной (рис. 5.4 а, в). В проводящем состоянии находится диод Д2, а диод Дг закрыт. К нагрузке /?н прикладывается напряжение «2_2, определяющее напряжение ud той же полярности, что и на предшествующем интервале. Теперь токи в схеме определяются полуволной напряжения положительной полярности И2-2: id = iаг == «2-2//?н (рис. 5.4, д, ж).
В последующем процессы в схеме повторяются: поочередно проводят ток то диод Дх, то диод Д2. Токи и напряжения в схеме изменяются во времени согласно диаграммам рис. 5.4, б — ж.
Определим основные соотношения между токами и напряжениями в схеме. Поскольку при расчете схемы исходными являются среднее значение выходного напряжения Ud (тока Id) и сопротивление нагрузки /?н = UdUd, а также действующее значение напряжения питающей сети (127, 220, 380 Вит. д.), связи между напряжениями и токами находим относительно исходных величин. Расчет проводим, полагая равными нулю падения напряжений на диодах, в обмотках трансформатора, соединительных и подводящих проводах.
Связь между действующим значением вторичного напряжения U2 трансформатора со средним значением выпрямленного напряжения^ находим из кривой рис. 5.4, г, определяя напряжение Ud как среднее за полупериод значение напряжения ц2;
ТС __
ud = J_ f = и^-0Ди2. (5.1)
It J
0
Поскольку величина Ud при расчете выпрямителя является заданной, находим вторичное напряжение:
= 1,117/,, (5.2)
2/2
а также коэффициент трансформации трансформатора:
п = UJU2. (5.3)
gr Как видно из рис. 5.4, г, выпрямленное напряжение пульсирует. ° мгновенные значения ud изменяются в течение полупериода от
максимального значения, равного V2U 2, до нуля. Напряженней помимо постоянной составляющей Ud содержит ременную составляющую, представляющую собой су му гармонических. Разложение в ряд Фурье кривой ud (рис. 5.4 позволяет определить амплитуду высших г а р ник: :
т; . 2f7d
U dmt ~ - 1 ’
где v = 1, 2, 3, ...—номера гармонических; m — эквивалентна число фаз выпрямления (для данной схемы tn = 2). 1
Для оценки качества выпрямленного напряжения пользуются т; называемым коэффициентом пульсации qt , хара теризующим отношение амплитуды м-й гармонической к средней значению напряжения Ud. Коэффициент пульсации обычно опре/ ляют по амплитуде первой (основной) гармонической (v = 1), к’ наибольшей из всех остальных и наиболее трудно трации:
поддающейся
(5.
(5.:
гармоники пульс = 50 Гц составля
а _ Udim _ 2
41 Ud m*-l'
Для рассматриваемой схемы частота первой ции /П(п = 2/с и при частоте питающей сети fc 100 Гц.
Подстановкой в выражение (5.5) m — 2 определяем коэффицие пульсации по первой гармонике:
71 = 0,67, (5.
т. е. амплитуда первой гармонической для данной схемы составля 67% от Ud.
При определении типа диодов необходимо знать среднее зн-чение тока /а, протекающего через каждый из диодов, и пр кладываемое к ним максимальное обратное напр жение U ъ шах*
Поскольку ток id протекает через диоды поочередно (рис. 5.4,1 ж), средний ток через каждый диод составит
/а = 1Д2. (5.
Обратное напряжение прикладывается к закрытому диоду, koi| проводит ток другой диод. При открытом, например, диоде Д2 на и тервале л — 2л (рис. 5.4, ж) на диоде Д1 в обратном направлен^ действует суммарное напряжение двух вторичных обмоток, в свя: с чем иь — 2и2 (рис. 5.4, з) и максимальное обратное напряжение*
Пвтах = 2/2Х, (5.
или
U в шах — d - (^‘
Для расчета силового трансформатора помимо напряжений i и U 2 необходимо знать действующие значения т о к о
292
, и Л> протекающих через его обмотки. По-Кольку ток вторичной обмотки определяется анодным током соответствующего диода (i2 = t’a), расчет тока 12 проводят по кривой • или ia2 (рис. 5.4, е, ж) с учетом известного выражения для нахождения действующего значения тока:
(5.10)
Ток ii в первичной обмотке трансформатора имеет синусоидальную форму (рис. 5.4, б) и для каждого полупериода определяется током вторичной обмотки с учетом коэффициента трансформации п. Ток Л находим, определив амплитуду тока /2т во вторичной цепи:
А™ = — Лп (5-И)
afit rj (-ч Uf X /
откуда
Расчетные мощности обмоток трансформатора Sj иХ2 находят по произведениям действующих значений
токов и напряжений обмоток, атиповую мощность — как среднее арифметическое мощностей Sj и S2:
Sx = UJ1 = 1,23UdId = 1,23Pd> (5.13)
S2 = 2{72/а = 1,74Pd, (5.14)
Si = (S1+S2)/2= l,48Pd. (5.15)
Работа выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке
Как указывалось в § 5.1, режим активно-индуктивной нагрузки представляет интерес для маломощных выпрямителей с точки зрения рассмотрения влияния на процессы в них сглаживающих фильтров с дросселем во входной цепи. Этот режим работы имеет и самостоятельное значение, например при работе выпрямителя на обмотку электромагнита или двигатель постоянного тока.
Процессы в схеме выпрямителя при активно-индуктивной нагруз-(рис. 5.5, а) рассмотрим с помощью временных диаграмм рис. 5.5, з, где для сравнения пунктиром показаны кривые, соответствую-Щие режиму чисто активной нагрузки.
Здесь так же, как и в предыдущем случае, режим работы диодов определяется напряжениями u2_lt u2_2 вторичных обмоток трансформера (рис. 5.5, в). Диод Д, открыт на интервалах 0 — гс, 2л — Зл Ри положительной полуволне напряжения u2_lt а диод Д2 — на ервале л —2 л при положительной полуволне напряжения п2_2.
РИвая напряжения ud (рис. 5.5, г) образуется напряжением и2 вто-
293
Рис. 5.5. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом при активно-индуктивной нагрузке (а) и его временные диаграммы (б — з)
ричных обмоток трансформат© имеет тот же вид, что и при $ активной нагрузке. Отличие, ключается в том, что вследсэ влияния индуктивности ток В Ц, нагрузки id получается сглаж ным (рис. 5.5, д'). Под действ! индуктивности ток id не спадает-нуля при нулевых значениях пряжения ud. Поскольку ток в пи с индуктивностью отстает-фазе от напряжения, максиму тока id следуют с некоторой 5 держкой во времени относитель максимумов напряжения ud.
Форма кривых тока и нап| жения в нагрузке RB одинакоь Поэтому кривая иаи на рис. 5.5' имеет тот же вид, что и кривая: на рис. 5.5, д. Если активное ( противление обмотки дросселя пр нять равным нулю, то среднее зь чение напряжения на нагрузке С будет равно среднему значею напряжения Ud на выходе вып) Мишеля (рис. 5.5, г). Соглас выражению (5.1), Uda = Ud — 0,9(72. При увеличении инду тивности L ее сглаживающее .де ствие повышается и пульсации кривой ud„ уменьшаются. В пр» положении L ->оо переменная ( ставляющая ud будет полност приложена к дросселю L, а на 1 грузке будет действовать толь постоянная составляющая Ud.
Изменение формы кривой id\ сравнению со случаем чисто аки ной нагрузки приводит к изме нию вида кривых токов выпряг ТеЛ Я i aj = , Г а 2 i 2_ 2 И i 1.
Поскольку переключение д1 дов осуществляется при изменен полярности напряжений и и в моменты времени 0, л, 2л, Зл т. д., ток ial (рис. 5.5, е) будет i ределяться током id на интера лах 0 — л, 2гс — Зл проводимо* диода Дг, а ток га2 (рис. 5.5, ж)'.
294
„ком id на интервале к — 2л проводимости диода Д2. Форма кривых оКов гai, 7 аг близка к прямоугольной. Их амплитуда равна Idm Ua/Rw а среднее значение /а = Id!2. Отличие от прямоугольной
Д рМЫ становится менее заметным с увеличением L.
™ Аналогично анодным токам (токам вторичных обмоток трансформатора) претерпевает изменение и первичный ток й. Его кривая при-ближается к двуполярной кривой прямоугольной формы с амплитудой Id!n (рис. 5.5, б).
Приняв при активно-индуктивной нагрузке кривые токов г2, прямоугольной формы, запишем выражения для их действующих значений:
^2
d )--2
(5.16)
Л= IJn- (5.17)
Изменятся по сравнению с режимом чисто активной нагрузки и соотношения для мощностей S1( S2 и 5Т:
5^^71=1,11^, (5.18)
S2 = 27/272 = l,57Pd, (5.19)
ST = (Si + S2)/2 = 1,34Pd. (5.20)
Кривая обратного напряжения на диоде (рис. 5.5, з)при активно-индуктивной нагрузке, как и при чисто активной нагрузке, определяется суммарным напряжением двух вторичных обмоток силового трансформатора, в связи с чем здесь также
max = 2]/~2U2-
Рассмотрим более подробно сглаживающее действие фильтров с индуктивным входом (см. рис. 5.3, а, в, а). С г л а ж и-в а ю щ а я способность фильтров характеризуется коэффициентом сглаживания s, который определяется отношением коэффициента пульсации на входе фильтра q,;s к коэффициенту пульсации на его выходе (?ВЬ1Х:
® ~ 7вх(^7вых • (5.21)
Расчет коэффициента сглаживания по первой (основной) гармо-Иике производят по формуле
S __ ?1вх _ О dim . Odmm (g 22)
41 вых Ud О d3
Г^е (4/im, Udulm — амплитудные значения напряжений первых гармонических пульсаций соответственно на входе и выходе фильтра; ,*</> UdH — постоянные составляющие напряжения на входе и выходе Фильтра.
295
Приняв, что падение напряжения по постоянной составляют! фильтре отсутствует (UdH — Ud), выражение (5.22) можно запис, в виде
S1 — & dim № dnlm • (5.5
Рассчитаем коэффициент сглаживания простейшего индуктивно фильтра, показанного на рис. 5.5, а. Напряжения Udlm и UdHlm Оц| делим как падения напряжения от протекания первой (основн@ гармоники тока пульсации Zn(i>:
UdBlrn ~ (1)АН,
(5.
dim — Al (1) (“nd) А)2 4- RH.
Подстановка (5.24), (5.25) в (5.23) дает
(5:
(“n(l)L)2 +^н Si = ------
Обычно <вП(1)А»/?н. Тогда
W «н На ключа ем, что сглаживающая способное^ фильтра повышается с увеличением чиа фаз выпрямления, а также с увеличешй индуктивности L и уменьшением сопр тивления нагрузки Rn. Сопротивлей уменьшается с увеличением мощно ти нагрузки. В связи с этим использ вание простейшего индуктивного филй ра эффективно в выпрямителях средн] и большой мощности, где он и наш» преимущественное применение. d
В маломощных выпрямителях пр^ менение простейшего индуктивно) фильтра менее эффективно, посколв сопротивление R„ здесь относители велико. Для получения необходимо; коэффициента сглаживания пришло) бы с целью выполнения услов) соn(i)L 7?н значительно завышать дуктивность сглаживающего дроссел
Поэтому в выпрямителях неболыщ мощности задачу решают не увелич нием L, а уменьшением сопротивлеШ цепи нагрузки переменному току пуП включения параллельно нагрузке ко денсатора фильтра, т. е. и с п о л-
sx =
Рис. 5.6. Схема Г-образного LC-фильтра (а), временные диаграммы, иллюстрирующие принцип сглаживания выходного напряжения выпрямителей (б — г)
«и
(5-
__2r.mfcL
~ ~ Rh
основании выражения (5.27)
(5.'
296
0 в а н и ем Г-образного ГС-ф и л ь т р а (рис. 5.6, а). йключением конденсатора можно создать самостоятельную цепь рОтекания переменной составляющей тока, обусловленную пененной составляющей напряжения ud, минуя цепь нагрузки. Поскольку сопротивление конденсатора переменному току мало, падение напряжения на конденсаторе от переменной составляющей т0Ка также мало, чем достигается уменьшение пульсаций напряжения udH. Иными словами, с помощью конденсатора более эффективно осуществляется разделение переменной и постоянной составляющих в выходной цепи выпрямителя: задержание дросселем переменной составляющей напряжения ud и пропусканием им постоянной составляющей в нагрузку. Это явление наглядно иллюстрируют временные диаграммы рис. 5.6, б — г, построенные в предположении I, и С —оо.
Расчет коэффициента сглаживания Г-образного ГС-фильтра проводят по выражению (5.23). Соотношения, аналогичные (5.24), (5.25), с учетом неравенства 1/(соп(1>С) RH имеют вид
£U = U —(5-28)
^dlrn = п(1) (шп (1)^< “ рг~] < (5.29)
\ “n(l)G J
Отсюда
“n(D L — <опП.С 2
«1 =----r-£Q- - (1) ГС - 1, (5.30)
“п(1) С
или в выражении через /с
Sj = (2w^c)2LC — 1. (5.30а)
Для однофазных двухполупериодных выпрямителей т = 2, в связи с чем расчет коэффициента 8Х сглаживающего фильтра здесь проводят по формуле
81 = (4^с)2ГС —1. (5.306)
При расчете элементов сглаживающего ГС-фильтра исходят из необходимости получения требуемого коэффициента сглаживания Sj. Расчетное соотношение для однофазных выпрямителей получаем из выражения (5.306):
ГС= S1+-‘- . (5.31)
(We)2 V
Основными критериями правильного выбора величин Г, С при известном их произведении являются массо-габаритные и стоимостные показатели фильтра. Часто при расчете Г, С приходится учиты-вать дополнительное требование к фильтру относительно его выход-
297
н о г о сопротивления переменному току ZBbIX и пос.Т( ной времени т = CRa, определяемых конденсатором С.
На выходное сопротивление ZBbIX или на постоянную времен сглаживающего фильтра обращают особое внимание, когда Harpj потребляет от выпрямителя ток, содержащий не только постоянщ но и переменную составляющую (усилители, генераторы, импульс формирователи и т. д.). Большое сопротивление ZBbIX сглаживаюц фильтра может привести к нарушению нормальной работы указан: устройств (самовозбуждению питаемых систем, искажению фо, их сигналов). -
При проектировании АС-фильтров необходимо избегать явле„ резонанса. Для этого необходимо, чтобы собственная частота фил ра <0ф = \/У LC была меньше частоты основной гармоники пуль’ ций йП(1) и не кратна ей. При расчете фильтра обычно является ; статочным обеспечение условий 1
<оП(1) L = (5-у Ю)/?н, (5.
---!—- = (0,1 -0,2) RH. (5.3
“п(1) С
Для получения лучшего сглаживания выпрямленного напряжен; применяют многозвенные Г-образные АС-фильтры, состоящие : двух, трех и более отдельных фильтров (см. рис. 5.3, г). Их применя; при s1>100. Расчет производят по суммарному коэффициенту сгл живания с учетом коэффициентов сглаживания входящих звенй «1(1), 81(2), •••:
S1 = Sl(l) S1 (2) S1 (3) • (0,3
Работа выпрямителя при активно-емкостной нагрузке
Активно-емкостная нагрузка выпрямителя (рис. 5.7, а) создает, при использовании конденсатора С для сглаживания кривой выпря: ленного напряжения.
Включение конденсатора параллельно нагрузке изменяет реж! работы выпрямителя по сравнению с работой при чисто активной активно-индуктивной нагрузках. Поведение схемы, обусловливаем процессами заряда и разряда конденсатора, характеризуется и пульсным режимом ее работы.
Состояния диодов в схеме здесь также определяются напряжений ми «2-1 и п2_2. Однако в отличие от предыдущих случаев для отпир? ния диода или Д2 недостаточно только изменения отрицательно полуволны напряжений и2^ или п2_2 на положительную. НеобХ1 димо, чтобы указанные напряжения превысили напряжение на ко; денсаторе С, определяющее потенциал катодов диодов Дг и Д2 и bi ходное напряжения иа (рис. 5.7, а, г).
Пусть на интервалеО — «2_1>0, а «2_2 < 0 (рис. 5.7, а, в)
напряжение на конденсаторе ud > |u2|- На этом интервале оба дИ1 да закрыты. Диод Д.2 заперт, поскольку п2_2< 0, и к диоду Д2 пр;
298
«адывается обратное напряжение, Равное «2-2 + ud. Диод заперт "бедствие того, что напряжение его ваТода относительно нулевой точки, дределяемое напряжением ud, пре-SjinaeT напряжение анода, создаваемое вторичным напряжением /рис. 5.7, а, г). На интервале 0 — &х вагрузка /?н и конденсатор С отделе-НЬ1 запертыми диодами от вторичных обмоток трансформатора. Питание нагрузки производится от конденсатора, разряжающегося на нее с постоянной времени т = CRH.
По мере приближения к моменту времени Оу (рис. 5.7, г) напряжение вторичной обмотки ц2_х увеличивается, стремясь к напряжению на конденсаторе, что приводит к уменьшению обратного напряжения на диоде Д1. В момент времени By ц2_х = ил и диод Дх открывается, подключая конденсатор и нагрузку к напряжению •вторичной обмотки трансформатора «г-i- Интервал Оу — 02 соответствует этапу заряда конденсатора под действием напряжения ц2_х.
Вследствие падения напряжения в цепи заряда от протекания зарядного тока напряжение на конденсаторе, а следовательно, и напряжение иа на интервале 0х — О, оказывается несколько меньше напряжения «2-1 (рис. 5.7, а). Падение напряжения складывается из падений напряжения на активных сопротивлениях первичной и вторичной обмоток трансформатора и соединительных проводов, а также падения напряжения на диоде. Зарядный ток конденсатора, ток вторичной обмотки трансформатора и ток диода tai имеют вид импульсов (рис. 5.7, ё) с амплитудой /аот.С учетом коэффициента трансформации п такую же форму им^еет и первичный ток if (рис.
Процесс заряда конденсатора заканчивается в момент времени 92,
4/
ла2 а)
Рис. 5.7. Схема однофазного выпрямителя с нулевым выводом и сглаживающим С-фильтром (а) и его временные диаграммы (б — з)
299
когда напряжение на нем становится равным напряжению|К (рис. 5.7, a). g
На интервале 02 — 03 диоды Д1 и Д2 заперты. На этом вале происходит разряд конденсатора на нагрузку. Кривая и^зде представляет собой экспоненту с постоянной времени т = CRHf- '
В момент времени г)3 напряжение и2_2 нижней полуобмотки ci новится равным ud (рис. 5.7, а). Диод Д2 открывается и на интерва 03— пропускает импульс зарядного тока га2 конденсату (рис. 5.7, ж). Через первичную обмотку трансформатора протека импульс тока, совпадающий по фазе с напряжением щ (рис. 5.7, i В последующем процессы в схеме повторяются. j
Кривая напряжения ud отличается от аналогичной кривой чисто активной нагрузке (рис. 5.7, а). Наличие конденсатора дела’ ее сглаженной. При постоянной времени т — CRH = (4ч- 8)//0 ко! фициент пульсации выходного напряжения не превышает 0,02—0,0 Его расчет производят по формуле j
=
2л/от
Поскольку id = ud!Ra, ток нагрузки также получается достаточн хорошо сглаженным (рис. 5.7, д). . !
В то время как при активной и активно-индуктивной нагрузкг среднее значение напряжения Ud (без учета падений напряжения схеме) равно 0,9 Uz, при наличии конденсатора напряжение Ud бли ко к амплитудному значению U2ln = 1,41 (7 2 в режиме холостого ход;
Потребление энергии цепью нагрузки из питающей сети переме! ного тока носит импульсный характер. В течение сравнительно к ротких интервалов времени конденсатор получает энергию от исто,-ника, а затем отдает ее в нагрузку. Импульсный характер потреблены энергии сопровождается протеканием через первичную и вторичную обмотки трансформатора, а также диоды импульсов зарядного toi конденсатора. При этом амплитудное значение тока диодов Iam — (34- 8)/d.
Поскольку обратное напряжение на диоде иь определяется рази стью напряжений и2 и ud (рис. 5.7, в), введение конденсатора приводу к расширению интервала действия обратного напряжения на диода (рис. 5.7, з), но максимальное значение Ubmax здесь, как и в предыд^ щих случаях, не превышает 2У 2U 2. з
При использовании емкостного фильтра необходимо учитывай влияние на коэффициент пульсации сопротивления нагрузки. скольку эффективность фильтра повышается с увеличением сопр^ тивления нагрузки, его целесообразно применять при мощности нт грузки не более нескольких десятков ватт.
§ 5.3. СХЕМА ОДНОФАЗНОГО МОСТОВОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ
В схему выпрямителя (рис. 5.8, а) входят силовой трансформато с одной вторичной обмоткой и выпрямительный мост из четырех дис
300
в д4 — Д4. Принцип действия выпрямителя рассмотрим, приняв ^агрузку выпрямителя чисто активной.
11 Выходное напряжение ud при чисто активной нагрузке, как и в еМе с выводом нулевой точки трансформатора, имеет вид однополярных полуволн напряжения и2 (рис. 5.8, в). Это получается в ре-
„удьтате поочередного отпирания диодов Др Дг и Дз> Л-
Диоды Др Д2 открыты на интервале 0 — при полуволне напряжения и 2 положительной полярности (показана на рис. 5.8, а без скобок), создаваемого под действием напряжения ui (рис. 5.8, б, в). Открытые диоды Др Да обеспечивают связь вторичной обмотки трансформатора с нагрузкой, создавая на ней напряжение ud той же величины и полярности, что и напряжение и2 (рис. 5.8, б).
При наличии полуволны напряжения иг отрицательной полярности на интервале полярность
напряжения и2 обратная. Под ее воздействием открыты диоды Д3, Д4, подключающие напряжение и2 к нагрузке с той же полярностью, что и на предыдущем интервале (рис. 5.8, а, в).
Ввиду идентичности кривых иа для выпрямителей (мостового и с выводом нулевой точки трансформатора) для схемы рис. 5.8, а действительны соотношения (5.1), (5.2) между выпрямленным напряжением и действующим значением напряжения U2 и соотношения (5.4) — (5.6), характеризующие гармонический состав и коэффициент пульсации выходного напряжения.
Поскольку ток Ia = UdlRa (рис. 5-8, г) распределяется поровну меж-ДУ парами диодов (рис. 5.8, д, е), Ток /а каждого диода в рассматриваемой схеме также находят из соотношения (5.7).
Обратное напряжение прикладывается одновременно к двум непроводящим диодам на интервале про-в°Димости двух других диодов. При этом оно создается напряжением 'торичной обмотки трансформатора
Z, ГР
J+(—)
1-(+)
4
Рис. 5.8. Схема однофазного мостового выпрямителя (а) и его временные диаграммы (б — ж)
301
и2. Кривая иь для диодов Дг, Д2 показана на рис. 5.8, ж. симальное обратное напряжение определи амплитудным значением напряжения и2: |
(4 шах =/2 U2=^-Ud, (5
т. е. оно вдвое меньше, чем в схеме с выводом нулевой точки.
Различны также выражения для действующего значения тока* и мощностей S2, ST. Это обусловлено тем, что в отличие от схем! нулевой точкой ток i2 здесь синусоидальный, а не пульсирующГ и трансформатор имеет лишь одну вторичную обмотку. g
Ток 12 находят по формуле j
/ _ б/2 _ л Ud ______ тс ,
Ч----п------7=- ~D~-----7= d'
Ян 2/2 Ян 2/2
Д
Ток /j связан с токами /2 и Id соотношением
/ = А = -7= — 4- (5
п 2/2 «
а напряжение с напряжением U2 — выражением (5.3). j
Таким образом, в рассматриваемой схеме параметры первич( обмотки Д, 1Д связаны соответственно с параметрами вторичной! мотки /2, U2 коэффициентом трансформации п. В соответствии сэ расчетные мощности обмоток получаются одинаковыми. Расчет д;
ST = Sj = S2 = 1,23Pd. (5;
Таким образом, преимуществами мостовой схемы выпрямив являются более простой трансформатор, содержащий только о вторичную обмотку, и меньшее обратное напряжение (при дан напряжении [}Д, на которое следует выбирать диоды. Указан преимущества компенсируют недостаток схемы, заключающий^ большем числе диодов. Поэтому мостовая схема нашла преобладаю® применение в выпрямителях однофазного тока небольшой и сред: мощности. {
Режимы работы мостовой схемы при активно-индукт! ной и активно-емкостной нагрузках ничем’ отличаются от аналогичных режимов однофазной схемы с вывоз нулевой точки. Рассмотренный ранее материал можно целиком от сти и к мостовой схеме.
Токи i2, il при активно-индуктивной нагрузке являются переМ ными, и форма их кривых приближается к прямоугольной. Для р чета действующих значений этих токов справедливы соотношет
/2=1/ Tj/^=/d’ (5'<
302
— J = ld!n-
(5.40)
Мощности Sp S2 и ST при активно-индуктивной нагрузке связаны с мощностью Pd выражением
51==52 = 5Т= 1,11/V
(5.41)
Мостовую схему выпрямителя с выводом нулевой точки трансформатора (рис. 5.9), нашедшую применение для создания двух разно-
подярных относительно нулевой точки выпрямленных напряжений Udl и Udi, можно рассматривать как сочетание двух нулевых схем (одной — на диодах Д1, Д3, другой — на диодах Д2, Д^- Равные по величине напряжения Uai и Udi составляют Udl2 суммарного выпрямленного напряжения. Принцип действия схемы достаточно прост и не требует пояснений. Для получения необходимого качества напряжений иа1, ud2 их подвергают фильтрации подключением к каждому из выходов сглаживающего фильтра.
Рис. 5.9. Схема выпрямителя,, обеспечивающая получение двух разнополярных питающих напряжений
§5.4. ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МАЛОМОЩНОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
Анализ принципа действия и режимов работы маломощных выпрямителей однофазного тока проводился в предположении, что активные сопротивления обмоток трансформатора, подводящих проводов, сглаживающего дросселя, а также падения напряжения на диодах равны нулю. В связи с этим приведенные соотношения следует считать приближенными для реальных схем, поскольку вследствие падений напряжения на элементах от протекания токов реальное среднее значение выпрямленного напряжения Ua получается меньше и Уменьшается с ростом тока нагрузки 1а. Это явление отражает в н еш-н характеристика выпрямителя — зависимость Ud =
Рассмотрим сначала внешнюю характеристику выпрямителя без сглаживающих фильтров. Как известно, при отсутствии сглаживающих фильтров кривая ud для маломощных выпрямителей (с нулевым выводом и мостового) имеет вид однополярных полу-°лн напряжения и2 (рис. 5.10). Без учета падений напряжения в схе-е напряжение Ud связано с напряжением U 2 соотношением Ud =
0,9 U2. г з а
К Для реальной схемы это соотношение справедливо при токе нагруз-= 0, на рис. 5.10, 5.11 напряжение на нагрузке указано с инеем «0». При IdZ> 0 ввиду протекания токов через элементы схемы
303
(обмотки трансформатора, диоды, соединительные провода) на щЯ создаются падения напряжения, вследствие чего мгновенные знач<| ния напряжения ud и среднее значение выпрямленного напряжений Ud уменьшаются (рис. 5.10, 5.11). |
Увеличение тока Id приводит к большим падениям напряжения на элементах схемы Поэтому внешняя выпрямителя без фильтра (кривая / на рис. 5.11) имеет спадающий характер. Изменение напряжения Vd подчиняется закону
^ = ^0-ДП, (5.42)
где ДП— усредненное за период падение напряжения на элементах схемы от протекания тока.
Вид внешней характеристики, в частности ее наклон к оси абсцисс, в значительной степени определяется типом используемого трансформа-
и соответственно характеристика сглаживающего
снижению напряжения
Ud
Udo
Udf
Ц12 Udo 0,9 и
Ц(с С- фильтром) j -А Ш(с G-фильтро^ Ч^^Ъольшей емкоотиА
'+
J/ 1(6ез фильтра) W(c LG-фильтром)
U-dO
.ли
V ^акр ^di ^d2
г.
Рис. 5.10. Кривая выходного напряжения выпрямителей с учетом падений напряжения в элементах схемы
Рис. 5.11. Внешние характера® тики выпрямителя 1В
к
Ь
I----1----
3
2
о
&
тора, а именно активными сопротивлениями его первичной и ви ричной обмоток. С увеличением активных сопротивлений характеш стика имеет больший наклон к оси абсцисс. Я
Рассмотрим внешнюю характеристику выпрямителя с ем к о я ным фильтром (С-фильтром) (кривая II на рис. 5.11), которЯ исходит из точки с координатами (0; Ud0 = ]/2П2), поскольку п» I d = 0 конденсатор фильтра заряжается до амплитудного значеНЯ напряжения и2 (рис. 5.12). При IdZ> 0 напряжение Ud уменьшаем по двум причинам: ввиду падения напряжения на элементах схем! на этапе заряда конденсатора и меньшего напряжения на конденЦ торе на этапе его разряда на нагрузку (кривая udl на рис. 5.12). С у^ личением тока нагрузки Id снижение напряжения Ud обусловливав ся главным образом более быстрым разрядом конденсатора вслЦ ствие уменьшения его постоянной времени т. Это явление иллюстИ руют кривыем^! и ud2 на рис. 5.12, показанные для точек 1, 2 внешня характеристики.
304
Ход внешней характеристики выпрямителя с С-фильтром зави-т от емкости конденсатора. С увеличением емкости постоянная времени т разряда конденсатора возрастает, что приводит к по-ущению напряжения Ud. Поэтому с увеличением емкости внешняя характеристика идет более полого, чем яри меньшей емкости (кривая III на рис. 5.11).
' Помимо С-фильтра в маломощных выпрямителях широко
применяется 1 - образный фильтр (LC -фильтр), внешней характеристике выпрямителя с LC-фильтром соответствует кривая IV на рис.
5.П.
Внешняя характеристика выпрямителя с LC-фильтром состоит из двух участков: пологого (сплошная линия) и крутого (пунктирная линия).
Рис. 5.13. Форма анодного тока диода выпрямителя с Г-образным LC-фильтром при ld » /дКр («), /rfKp (б) и Id — I/Ткр (s)
Рис. 5.12. Кривая выход-ного напряжения выпря-мителей с С-фильтром
Пологий участок является рабочим участком внешней характеристики. Как было показано в § 5.2, без учета падений напряжения в схеме величина UM выпрямителя с LC-фильтром и без фильтра составляет 0,9U2. Наклон внешней характеристики выпрямителя с iC-фильтром будет большим из-за дополнительного падения напряжения в активном сопротивлении дросселя фильтра.
Рассмотрим причину появления крутого участка на внешней характеристике выпрямителя с LC-фильтром. С этой целью рассмотрим более подробно кривую анодного тока диода при токе Idi (см. рис. 5.11), например для схемы с выводом нулевой точки (см. рис. 5.5, а). При Наличии этого вида фильтра ток ia, протекающий через диод, можно представить в виде импульса прямоугольной формы с амплитудой Id2 (Рис. 5.13, а), на который накладывается переменная составляющая, обусловленная протеканием непрерывного пульсирующего тока ЧеРез последовательную цепь из элементов L и С под действием Переменной составляющей иа.
Переменная составляющая определяется суммарным реактивным ^противлением L и С, но, поскольку индуктивное сопротивление ЗДыпе емкостного, переменная составляющая тока определяется
648 305
преимущественно величиной L. Соотношения пульсирующих сой ляющих в импульсе анодного тока диодов для двух значений L ng заны на рис. 5.13, а. Пульсирующая составляющая представ® двуполярную кривую тока. Ее пропускание диодами обеспечив! ся благодаря наличию в импульсе тока составляющей тока /d2.
При переходе к меньшему току'нагрузки 1(П (см. рис. 5.11) амп туда импульса анодного тока уменьшается, что обусловливается г$ ным образом уменьшением тока ld (рис. 5.13, б).
Режим работы выпрямителя, при котором с помощью фильтра fij исходит разделение тока id на две составляющие, возможен лищц некоторого критического значения тока IdKp (рис. 5.13, в). При /< < ^кр режим работы выпрямителя изменяется (наступает режим-рывного анодного тока диодов). В этом режиме индуктивность Zj ляется элементом цепи заряда конденсатора от вторичных напряже и 2, вследствие чего напряжение на конденсаторе повышается. На пает режим работы выпрямителя, близкий к режиму работы с С-щ тром. При Id = 0 напряжение Ud = Ud0 = |/2 ввиду заряда^ денсатора до амплитудного значения напряжения и2- Ч
Поскольку ток /rfKp зависит от переменной составляющей тока рабочем участке внешней характеристики, величина IdKp обр| пропорциональна индуктивности сглаживающего фильтра и м| составлять в зависимости от коэффициента сглаживания 0,05^ номинального тока нагрузки. Переход выпрямителя с ЛС-филы к режиму ld<Z. ldKV (вблизи ючки холостого хода) необходимо уч вать ввиду возможного полуторакратного повышения напряжени нагрузке. "<
§ 5.5. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
В ряде случаев к выходному напряжению маломощного выпр; теля, используемому в качестве напряжения питания для некого' электронного устройства, предъявляются требования в отноН^ его стабильности. Ввиду зависимости напряжения Ud от тока наг ки, обусловленной наклоном внешней характеристики выпрями! а также от изменений напряжения U, питающей сети между вы) мителем и нагрузкой включают стабилизатор напряжения рис. 5.1).
Существует два типа стабилизаторов напряжения: парам рические и компенсационные. В первом типе ст лизаторов используется постоянство напряжения некоторых в; приборов при изменении протекающего через них тока. Из полу водниковых приборов таким свойством, как известно, обладает билитрон.
Во втором типе стабилизаторов задачу стабилизации напряЖ решают по компенсационному принципу, основанному на авто» ческом регулировании напряжения, подводимого к нагрузке. )
В настоящем параграфе рассматриваются параметрические ci лизаторы. Компенсационные стабилизаторы, выполняемые на ой усилительных элементов, описываются в § 5.6. -ч
306 <
Схема параметрического стабилизатора напряжения приведена
рис. 5.14. Она состоит из балластного резистора 7?б и стабилитро-0 д. Стабилизатор подключается к выходу выпрямителя с фильт-пом. Нагрузка включена параллельно стабилитрону.
" При изменении напряжения Ud под действием колебания напряжения питающей сети или изменения сопротивления нагрузки ^пряжение на нагрузке изменяется не-
значительно, так как оно определяется даЛо изменяющимся обратным напряжением стабилитрона Пст при изменении протекающего через него тока (см. рис. 1.19).
Приведем основные соотношения, необходимые для расчета параметров стаби-
Рис. 5.14. Схема пара-метрического стабилизатора напряжения
лизатора.
Главным при расчете стабилизатора являются выбор типа стабилитрона на напряжение нагрузки UCT = UB и обеспечение условий его работы, при которых
изменяющийся в процессе работы ток стабилитрона /ет не выходил бы за пределы рабочего, участка, т. е. не был меньше /ет ш|1, и боль-1116 / ст max (см. рис. 1.19).
Основные соотношения для токов и напряжений в стабилизаторе
получаем, воспользовавшись первым и вторым законами Кирхгофа:
I d I н "4" ^ст >
(5.43)
Ud = >
(5.44)
где Ur5 = (/н 4- /ст)/?б.
На основании соотношений (5.43), (5.44) для тока стабилитрона можно записать
ст
U d — U
Ra
Rs
(5.45)
Напряжение UB, определяемое напряжением 17ст, изменяется незначительно, в связи с чем его можно считать неизменным. Тогда в Условиях изменения тока нагрузки (сопротивления /?н) и напряжения [Jd ток 7СТ будет изменяться от некоторого минимального значе-/ст Д0 максимального значения /сттах* Минимальному значе-
Нию тока 7стШ1П согласно выражению (5.45) будут соответствовать минимальные значения Ud min и RB mm, а максимальному значению тока 'ст max — максимальные значения Ud max и RB гаах. Расчет стабили-aiopa сводится к тому, чтобы выбрать величину сопротивления /?б, Ри которой через стабилитрон протекал бы ток /етШт, соответствующей началу его рабочей характеристики (см. рив. 1.19). В связи с ‘ азанным для расчета балластного сопротивления имеем
D d min
(5.46)
ст min "Ь </ц/₽н min
11*
307
(5.
(5J
Ток /ст max = ~d ffl-——--------— > протекающий через стаби$
Ru max
трон в процессе работы схемы, учитывают выбором типа прибора ' току, исходя из того, чтобы ток /ст max не превышал максималн' допустимого значения тока через стабилитрон. Максимальные мо ности, рассеиваемые в стабилитроне и резисторе Rr>, рассчитывав по формулам
Рст max — ttст/ст щах > р _______ шах ^ст)2
--------
Таким образом, в процессе работы стабилизатора напряжение5 нагрузке определяется напряжением на стабилитроне, соответствуй щим вольт-амперной характеристике прибора. Изменение напря>| ния на нагрузке характеризуется изменением напряжения на ста§ литроне при изменении тока /ст. т. е. определяется его дифферен^ альным сопротивлением гд. Показателем качества стабилизации -1 пряжения служит коэффициент стабилизации показывающий, во сколько раз относительное приращение напря> ния на выходе стабилизатора меньше вызвавшего его относителый приращения напряжения на входе:
к __&Ud_ . &UW
А ст
(57
Ud Un
Приращение напряжения на выходе стабилизатора At/a связ' с приращением входного напряжения &Ud соотношением
_ &Ud (Гд II Rn)
11 Re + Гд и Rn
и Яб 7» Гд, соотношение (5.50) м^
(5=
С учетом того, что /?н » гд но записать в виде
At/,
' At/^rд
(5;
стабилизатора напряжения/?
Re гя
(>
R6
Подстановкой (5.51) в (5.49) получаем выражение для коэффици та стабилизации параметрического iz ___________________________ Uh
ст Ud Обычно он не превышает 20—50.
Другим параметром стабилизатора является его выхоДЙ сопротивление 7?вых. Для стабилизаторов рассмотрен! типа /?вых = Гд Н гд.
§ 5.6. КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ ।
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Компенсационные стабилизаторы н а п ж е н и я обладают более высоким коэффициентом стабилизаЦй
308
енЬщим выходным сопротивлением по сравнению с параметрически-и Их принцип работы основан на том, что изменение напряжения на наГрУзке (П°Д Действием изменения UBT или /н) передается на специально вводимый в схему регулирующий элемент (РЭ), препятствующий изменению напряжения Ug.
регулирующий элемент (транзистор) может быть включен либо параллельно нагрузке, либо последовательно с ней. В зависимости
Рис. 5.15. Структурные схемы параллельного (а) и последовательного (б) компенсационных стабилизаторов напряжения
от этого различают два типа компенсационных стабилизаторов напряжения: параллельные (рис. 5.15, а) и п о с л е д о в а т е л ь-ные (рис. 5.15, б).
Воздействие на регулирующий элемент в обоих типах стабилиза-торов осуществляется управляющей схемой, в которую входят усилитель постоянного тока У и источник опорного напряжения ИОН. С помощью ИОН производят сравнение напряжения на нагрузке с опорным напряжением. Функция усилителя сводится к усилению разности сравниваемых напряжений и подаче усиленного сигнала непосредственно на регулирующий элемент.
В схеме рис. 5.15, а стабилизация напряжения на нагрузке достигается, как и в параметрическом стабилизаторе, изменением напряжения на балластном резисторе /?б путем изменения тока регулирующего элемента. Если принять входное напряжение стабилизатора неизменным, то постоянству напряжения на нагрузке будет соответствовать постоянство напряжения на балластном резисторе. Изменение тока нагрузки от нуля до /ятах будет сопровождаться соответствующим изменением тока регулирующего элемента от /нтах до нуля.
В схеме рис. 5.15, б регулирующий элемент включен последовательно с нагрузкой. Стабилизация напряжения нагрузки осуществляйся путем изменения напряжения на регулирующем элементе. Ток Регулирующего элемента здесь равен току нагрузки.
В соответствии с рассмотренным принцип действия компенсацион-Щ стабилизаторов постоянного напряжения основан на изменении Противления регулирующего элемента. Наличие регулирующего емента обусловливает неизбежные потери энергии в стабилизаторе.
309
Оценим оба типа стабилизаторов по мощности потерь. При этом буя исходить из одинаковых условий работы по 47вх, U„ и /н. 1|
Мощность, теряемая в схеме рис. 5.51, а, складывается из потЦ в резисторе R5 и регулирующем элементе и составляет (t/BX — Пн)1 X (/в + /р) + UHIp или (t/BX — С/н)/н + t/BXZp. В схеме рис. 5.1Й мощность теряется в регулирующем элементе. Она равна (ПВх1 — (7Н)/Н, т. е. меньше, чем в предыдущей схеме, на величину UsJj
Таким образом, энергетические показатели, в частности к. п-Я последовательных стабилизаторов, более высокие (особенно при щ роком диапазоне изменения /н), чем параллельных. Это является гд| ной причиной того, что последовательные стабилизаторы нашли на большее применение в практике. Из преимуществ параллельных с| билизаторов следует указать их некритичность к перегрузкам по то| /п, в частности коротким замыканиям выходной цепи. Последоватёя ные стабилизаторы требуют устройств защиты регулирующего Я мента при перегрузках по току. Я
Принципиальная схема компенсационного стабилизатора напЯ жения последовательного типа приведена на рис. 5.16, а. Транзиср
а)
Рис. 5.16. Принципиальная схема компенсационного стабилизатора напряжения последовательного типа (а); способ регулирования выходного напряжения (б); составной транзистор в схеме стабилизатора (в)
310
г служит регулирующим элементом, а усилитель постоянного тока /Анокаскадный) выполнен на транзисторе Т2. Источником опорного ^пряжения является стабилитрон Д, включенный в цепь эмиттера транзистора Т2. Резистор R (показан пунктиром) используют для вуБода стабилитрона на рабочий участок характеристики, если ток /э2 транзистора Т2мал. Резисторы R2 являются элементами входного делителя напряжения. Напряжение между базой и эмиттером транзистора т2 и5э2 = 2 Uon-
Al *Т“ ^2
Силовая цепь стабилизатора, включающая источник питания, транзистор 7\ и нагрузку Ru, представляет собой усилительный каскад на транзисторе 7\ с общим коллектором, в котором С7ВХ — напряжение питания, (7б1 — входное, a Us — выходное напряжения (Дн == Uqi — Для получения требуемого напряжения (Ja необходимо, чтобы напряжение на выходе усилителя (Дк2 = ДС1) было близко к напряжению Us. Для этого питание коллекторной цепи транзистора Т2 осуществляют от отдельного источника — Ек. Усилитель постоянного тока при этом обеспечивает соответствие необходимого напряжения UK2 напряжению его входной цепи Дб2. Указанные соображения положены в основу расчета элементов схемы по заданным параметрам UH, 1Н номинального режима.
Стабилизирующее действие схемы обусловлено наличием в ней глубокой отрицательной обратной связи по приращениям выходного напряжения UB.
Предположим, что под действием уменьшения напряжения (7ВХ напряжение UH (здесь и далее имеются в виду абсолютные значения напряжений) стало меньше номинального. Снижение напряжения 1Д вызывает уменьшение напряжения на базе Дб2 и напряжения (7бэ2 транзистора Т2, а следовательно, .его токов и 7к2. Уменьшение тока /й2 приводит к меньшему падению напряжения на резисторе Rt. и увеличению напряжений Дб1 и Дбэ1 транзистора 7\. Вследствие увеличения напряжения Дбэ1 напряжение UK31 транзистора Т\ уменьшается, повышая тем самым почти до прежней величины напряжение UB. Подобно рассмотренному осуществляется компенсация изменения напряжения UB при увеличении Двх, а также при изменениях тока нагрузки..
Коэффициент стабилизации стабилизатора находят из соотношения
К ст
RK
гВХ2^ +
__Гб2
гк (э)2
II #2
гб2
(5.53)
Где гвх2> гб2> гк(э)2 — соответственно входное, базовое и коллекторное ^противления транзистора Т2; А = 1 ----1- — попра-
Bouu » ГВХ2 ГВХ21^2
ичныи коэффициент, учитывающий влияние динамического со-Ротивления стабилитрона гл и сопротивлений делителя в базовой Цегш транзистора Т2.
311
Выходное сопротивление стабилизатора в нерв приближении (без учета влияния усилителя в цепи обратной свя* можно оценить по сопротивлению транзистора Ti со стороны эм! тера. Приняв (7CJ = const, имеем 7?вых = + r6i/(l + Рх), «
составляет достаточно малую величину. Поскольку усилитель соз ет в схеме отрицательную обратную связь по напряжению, выхода сопротивление получается еще меньше. Для его расчета можно в пользоваться выражением
Р ____ + гп । 'ба ,г .
^ВЫ!Г — д "1" Ь о '
Pl PlP2
Числовое значение коэффициента стабилизации стабилизатё находится в пределах нескольких сотен, а выходное сопротивлен составляет десятые и сотые доли ома. ;
При разработке стабилизатора часто ставится задача регулир вания его выходного напряжения Us. Возможность регулирован напряжения можно показать, выразив напряжение Ua схемы че] параметры входной цепи усилителя:
UB = /д (Ъ + RJ + /бЛ- (5.’
Элементы входного делителя обычно выбирают достаточно низ омными, обеспечивающими выполнение условия /б2. Это обходимо для ослабления влияния изменяющегося в процессе рабе схемы тока /ба на напряжение (7ба, а следовательно, на коэффици, стабилизации стабилизатора. G учетом сказанного вторым чл< в выражении (5.55) можно пренебречь. Тогда получим
t/B=/a(7?1+7?2) = C/62 =
= <иоа + ^бэ2) « иоа (5.
Таким образом, задачу регулирования напряжения решают тем изменения соотношения плеч выходного делителя, что реали ется введением во входную цепь усилителя потенциометра R (рис. 5.16, б). Пределы регулирования напряжения при этом соет ля ют:
I] + ^1-2 /С1
u н max ~ U ОП Д » (у-
/<3
и a mtn Uon г, * ----• (5;
^2 < ^1-2
Если, например, принять Uoa — 10 В, Ri = 300 Ом, R2 = 360 и R1-2 = 240 Ом, то выходное напряжение стабилизатора можно' гулировать в диапазоне от 5 до 15 В.
Напряжение UB стабилизатора связано с напряжения входной цепи транзистора Т\ соотношением
^н = ^б1—^бэ1==^ка—^бэ1
312
лди Ua — Еа — (/б1 4- /к2) R„ —t/ggr (5.60)
Соотношение (5.60) позволяет сделать ряд важных выводов о работе стабилизатора и возможностях его применения. С этой целью рассмотрим два режима работы стабилизатора: (7ВХ — vat, Ra — const ув = const) и (7ВХ = const, Ra — var (7B — var).
При изменении входного напряжения величина Ua стабилизатора изменяется незначительно. Поэтому можно считать, что приращение напряжения Д£/Вх будет скомпенсировано «оответствующим увеличением или уменьшением напряжения (7КЭ1 транзистора 7\. При условии 7Э1 — const smo вызовет в конечном итоге изменение тока базы (и коллектора) регулирующего транзистора посредством измерения тока /к2 усилителя, протекающего через резистор RK. Напряжение Па будет тем стабильнее, чем меньшему значению А(7В будет соответствовать необходимое изменение тока /к2, т. е. чем выше будет коэффициент усиления усилителя. Повышение коэффициента усиления в рассматриваемой схеме достигается увеличением коэффициента 02 и сопротивления Ra. Увеличение сопротивления Rt. при этом требует повышения напряжения питания Ек усилителя.
В условиях изменяющегося тока нагрузки ток базы регулирующего транзистора 7б1 изменяется пропорционально /н, так как /б1 ~ = 7в/(1 + Pi)- Поскольку напряжение (7бэ1 мало (доли вольта), режиму стабилизации напряжения Ua согласно выражению (5.60) соответствует почти неизменная сумма токов /б1 4- /к2. Это означает, что с уменьшением тока Ia ток /к2 увеличивается на величину, на которую уменьшился ток /б1. При изменении нагрузочного тока от 7вШан до нуля ток /к2 изменяется от некоторого минимального значения /к2т1п ДО -”Ша*- 4~ 7K2min « ,” та* = 7б1 max- ТаКИМ ОбрЭЗОМ, ТраНЗИС-
1 4- Pi 14- Pi
тор Т2в схеме рис. 5.16, а необходимо выбирать на коллекторный ток, близкий к максимальному току базы регулирующего транзистора.
С увеличением тока /в транзисторы Тt, Т2 выбираются на большие коллекторные токи. Однако использование рассматриваемой схемы при 7Н> 2004-300 мА неэффективно из-за трудностей в обеспечении высоких значений коэффициента усиления усилителя, а следовательно, и коэффициента стабилизации. Причина заключается в вынужденном уменьшении сопротивления Ra (ввиду больших значений /б1 и /к2), а также в малых значениях коэффициента 0 мощных тРанзисторов.
Задачу уменьшения тока базы регулирующего транзистора при переходе к большим токам нагрузки решают заменой его в стабилиза-Т0Ре составным транзистором (рис. 5.16, в). Составной транзистор представляет собой соединение двух, трех транзисторов и более, при котором база каждого последующего транзистора снязана с эмиттером предшествующего, а коллекторы всех транзи-СТоРов объединены.
Поскольку ток базы каждого транзистора меньше его тока эмит-нра в 1 -|- р раз> Ток управления составным транзистором получает-во много раз меньше тока эмиттера выходного транзистора (т. е.
313
тока нагрузки стабилизатора). Так, для схемы, состоящей из т® транзисторов (рис. 5.16, в), имеем Я
61 1 (1 + Pi-s) 0 + Р1-2) (1 + Pi-1) ( и
где ₽0 — коэффициент передачи тока составного транзистора, чикя вое значение которого равно 103—104. Ч
Тем самым обеспечивается необходимый режим согласования 1 току выходной цепи усилителя и входной цепи регулирующего тр| зистора при больших токах /н. |
Токоотводящие резисторы Rol, Re2 (показаны пунктиром) создай цепи протекания начальных токов /к0(э) транзисторов и TJ исключая их протекание по цепям баз последующих транзистор,^ С их помощью обеспечивается нормальный режим работы схемы ад минимальном токе нагрузки. Для расчета сопротивлений /?01 и R можно воспользоваться соотношением и
«0(1,2) = (1,5 4-2) -. (5.|
^к0 (э1,2) |
Составные транзисторы нашли широкое применение в ставил®
торах на токи 0,5 — 1 А и выше. • Ч
Повышение коэффициента стабилизации (и уменьшение вых® ного сопротивления) компенсационных стабилизаторов также мода достигаться путем увеличения коэффициента усиления усилителя! счет использования в нем большего числа каскадов. Для исключ^ дрейфа напряжения Ua стабилизатора, вызываемого дрейфом « лителя, последний выполняют на основе балансных каскадов с прим нением температурной компенсации. 1
Существенные преимущества в отношении массо-габаритных, стя мостных и качественных показателей дает широко используемый настоящее время интегральный принцип выполнения стабилизатор® при котором вся маломощная часть схемы стабилизатора унифи-Я руется и представляется в виде микросхемы. -я
Стабилизаторы постоянного напряжения выполняют также с й пульсным (ключевым) режимом работы регулирующего элемента (п! меняется транзистор или тиристор). Такие стабилизаторы, назыв| мые импульсными, реализуются на основе импульсных преобразод телей постоянного напряжения (ем. гл. 7). 1
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СРЕДНЕЙ И БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
§ 6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В настоящей главе рассматриваются вентильные преобразователи, работа которых обусловливается питающей сетью переменного тока. При наличии этого общего свойства функции, выполняемые такими преобразователями, существенно различаются. Так, выпрямители, как известно, осуществляют преобразование переменного тока в постоянный. Ведомые инверторы (инверторы, ведомые сетью) преобразуют энергию источника постоянного тока в переменный с отдачей ее в сеть переменного тока, т. е. осуществляют преобразование, обратное выпрямлению. Непосредственные преобразователи частоты (преобразователи частоты с непосредственной связью) преобразуют энергию сети переменного тока в энергию переменного тока с частотой, отличающейся от частоты питающей сети. Преобразователи переменного напряжения предназначены для изменения подводимого к нагрузке напряжения при питании ее на переменном токе, а следовательно, изменения мощности, передаваемой в нагрузку от сети переменного тока.
Выпрямители средней и большой мощности находят применение Для питания постоянным током различных промышленных объектов и установок. Совместно с ведомыми инверторами их используют для питания сети постоянного тока городского и железнодорожного транспорта, в линиях передач постоянного тока, а также в реверсивных тИристорных преобразователях, предназначенных для работы на дви-гатель постоянного тока.
Непосредственные преобразователи частоты применяют для получения переменного напряжения, имеющего частоту ниже промышленной (50 Гц), например, в электроприводе переменного тока с син-Ронными и асинхронными двигателями, а также в электротермии.
Преобразователи переменного напряжения используют для регулирования мощности электропечей сопротивления, ламп накаливания люминесцентных ламп, сварочных аппаратов, асинхронных электро-
315
двигателей, выпрямителей на особо большие токи и напряжение также в других случаях. чК
Наличие питающей сети переменного тока создает опрелелрнД общность электромагнитных процессов, протекающих в этих преое зователях. Принятая последовательность рассмотрения преобрЯ ьателей позволяет перенести ряд положений, получаемых из анал1Я одного типа преобразователей, на другие типы, чем достигается Ж емственность в их изучении. |Ц
Объединяющим фактором является также применение указанЯ преобразователей при средней и большой мощности нагрузки (отЯ сятков до сотен киловатт и выше). В преобразователях на такие мЯ ности возрастает влияние индуктивных сопротивлений, создаваем потоками рассеяния обмоток трансформатора, и ослабляется влЯ ние активных сопротивлений элементов схемы вследствие их рд сительной малости.
Все преобразователи, рассматриваемые в этой и последующих Я вах, строят с использованием диодов и тиристоров средней и больЯ мощности. Общим свойством этих приборов является то, что они гут находиться в двух резко различающихся состояниях: 1) з а к’Я том — при действии обратного напряжения, а для тиристоров Я же прямого напряжения, меньшего напряжения переключения -Д (см. рис. 1.45), и при отсутствии тока в цепи управляющего элекМ да; 2) открытом — при действии прямого напряжения, а Я тиристоров — прямого напряжения в сочетании с током упоавляютМ электрода. Приборы такого типа получили название эл ек т ри-Я ски х вентилей, причем диоды называют н е у п р а в ли| мыми вентилями, а тиристоры — управляемы”
Кремниевые диоды и тиристоры, используемые в преобразовЯ лях средней и большой мощности, имеют обратные токи (а для тЯ сторов — и прямые токи в закрытом состоянии) минимально на Зд порядка меньше, чем прямые токи, протекающие через них в открыв состоянии. При этом прямые падения напряжения на вентилях об® но в 100—1000 раз меньше, чем действующие в их анодных пепяхд ременные или постоянные напряжения. Это позволяет при анад® процессов в преобразователях средней и большой мощности, как Я вило, пренебречь токами вентилей при их закрытом состоянии и паи нием напряжения на вентилях при их открытом состоянии. ДруцД словами, вентили в таких преобразователях обычно можно счиЯ идеальными и при рассмотрении процессов в преобразовЯ лях иногда удобно заменять вентили электрическими ключами мгм венного действия. Лишь при расчете потерь в вентилях необходИ учитывать потери в них при протекании прямого тока, переклад ниях на высоких частотах (500—1000 Гц и выше), а в некоторых Д чаях и при протекании токов в закрытом состоянии. Вследствие бед ших токов и прикладываемых напряжений в изучаемых преобрЯ вателях часто применяют параллельное и последовательное соединен вентилей. Щ
Выбранная для проектирования схема того или иного преобр|Ц вателя должна обеспечивать требования, предъявляемые со crop®
316
аГрузки и питающей сети. В связи с этим при изучении конкретных ” ем преобразователей большое внимание уделяется таким их пока-Сателям, как гармонический состав выходного напряжения и потребляемого тока, внешние и регулировочные характеристики, потребле-ие из сети реактивной мощности.
Выпрямительные установки средней и большой мощности выпол-
няют преимущественно по многофазным схемам. Применение, многофазных схем снижает загрузку вентилей по току, уменьшает коэффициент пульсации и повышает частоту пульсации выпрямленного напряжения, что облегчает задачу его сглаживания. Вместе с тем существуют потребители постоянного тока, которые в силу тех или иных условий получают энергию от однофазных выпрямителей. Такие выпрямители применяют в железнодорожном транспорте на подвижном составе, электрифицированном на переменном токе. Их используют также в некоторых видах сварочных устройств, электровибрато
ров и т. д.
В большинстве случаев в цепь нагрузки выпрямителей средней и большой мощности входит встречная э. д. с. (двигатели постоянного тока, электролитические ванны) и реже — активное сопротивление. Встречная э. д.'с. и активное сопротивление обычно сочетаются с последовательным соединением индуктивности, либо присущей самой нагрузке, либо дополнительно включаемой для лучшего сглаживания потребляемого тока (как указывалось в § 5.2, применение простого индуктивного фильтра наиболее эффективно для выпрямителей средней и большой мощности).
Если учитывать достаточно большую величину индуктивности в цепи нагрузки (что часто имеет место на практике), то независимо от того, содержит ли потребитель встречную э. д. с. и индуктивность или его сопротивление имеет активно-индуктивный характер, режим работы выпрямителя остается одним и тем же. Это позволяет учитывать более простые параметры и LB в цепи нагрузки. Для упрощения анализа часто принимают LH =оо. Случай чисто активной нагрузки при неучете индуктивных сопротивлений в анодных цепях вентилей ха, характеризующих влияние индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора,' используется лишь для качественной оценки процессов, протекающих в схемах (для пояснения принципа их действия).
§ 6.2. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
В большинстве случаев применения выпрямителей средней и большой мощности приходится решать задачу управления средним значе-Нием выпрямленного напряжения Ud. Это обусловливается необходимостью стабилизации напряжения на нагрузке в условиях изменения напряжения питающей сети или тока нагрузки, а также регулирования напряжения на нагрузке с целью обеспечения требуемого Режима ее работы (например, при управлении скоростью двигателей постоянного тока).
317
Регулирование выходного напряжения выпрямителей ц осуществляться трансформатором с отпайками на вторичной ст| или автотрансформатором. Регулирование сводится здесь к измену напряжения U которому пропорционально напряжение Ua. Q ствуют также другие способы регулирования, связанные, напри с введением подмагничиваемых постоянным током дросселей нас) ния в цепи первичной или вторичной обмотки трансформатора.
Значительно более шир
Рис. 6.1. Схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевой точкой трансформатора
мителей рассмотрим на примере
применение для регулиров( напряжения на нагрузке п чил фазовый слое основанный на управленщ времени моментом отпир., вентилей выпрямителя. Он зируется на использован’ схеме выпрямителя управ мых вентилей — тиристоров связи с чем выпрямитель нГ вают управляемы м..|
Однофазные управляемы! прямители выполняют по с< с нулевым выводом трансфо' тора и мостовой схеме. Прщ действия и характеристик^ нофазных управляемых вь| схемы с нулевым выводом, а,
мостовой схемы укажем лишь ее особенности.
Схема однофазного управляемого выпрямителя с нулевым в| дом, выполняемая по аналогии со схемой неуправляемого выпр* теля (см. рис. 5.4, а), приведена на рис. 6.1. Ее анализ будем водить для двух видов нагрузки — чисто активной и активно-ин| тивной. Примем вначале нагрузку чисто активной (ключ вклю ключ /<2 выключен). •
Режиму активной нагрузки соответствуют вре ные диаграммы, приведенные на рис. 6.2, а — е. Пусть на входе
прямителя действует положительная полуволна напряжения сет (рис. 6.2, а), чему соответствуют полярности напряжений на обмсй
трансформатора, указанные на рис. 6.1 без скобок. На интервале!® —тиристоры Т\, Tz закрыты, напряжение на выходе выпрямий ud = 0 (рис. 6.2, в). К тиристорам 7\, Tz прикладывается сумма|
напряжение двух вторичных обмоток трансформатора ifa + « На тиристоре 7\ действует напряжение в прямом направлении, Ц тиристоре Тz — в обратном. Если сопротивления непроводяй тиристоров при прямом и обратном напряжениях считать одина? выми, то на интервале 0 — напряжение на тиристорах (с уче' соответствующей полярности) будет определяться величиной («а-t —«2_2)/2 = и2 (рис. 6.2, е). '
В момент времени &t, определяемый углом ц, от системы управ ния СУ выпрямителя поступает импульс на управляющий электр
318
a)
о
гЛ
<74
ud
F пистора Л (рис. 6.2, б). В результате отпирания тиристор Ту под-I фЧает нагрузку /?н на напряжение и2^ = и2 вторичной обмотки кЛансф°РмаТ0Ра- ^а нагрузке на интервале — к формируется ТР ряжение ud (рис. 6.2, в), представляющее собой участок кривой Спряжения Иа-1 = Ui‘ ^ерез нагрузку и тиристор протекает ток “ с. 6.2, a) id = га1 == При переходе напряжения питания ерез нуль (О = п) ток тиристора Ту становится равным нулю и ти-иСтор закрывается.
Р На интервале 02 — к = а полярность напряжения питания изменяется на противоположную. На этом интервале оба тиристора вы-прямителя закрыты. К тиристору (Рис- 6-2> прикладывается обратное напряжение, а к тиристору Т2 — прямое напряжение, равное и2.
По окончании указанного интервала подается отпирающий импульс на тиристор Т2. Отпирание этого тиристора вызывает приложение к нагрузке напряжения ud — «2-2 = «2 (рис. 6.2, в) той же формы, что и на интервале проводимости тиристора Ту. Через нагрузку и тиристор протекает ток id= ia2— ' ~ ud!Rii (рис. 6.2, б). На интервале 2-п: — проводимости тиристора Т2 напряжения двух вторичных обмоток трансформатора подключаются к тиристору Т г> вследствие чего с момента отпирания тиристора Т2 на тиристоре Ту действует обратное напряжение, равное 2uz (рис. 6.2, е). Максимальному обратному напряжению соответствует значение Ubmax ~ = 2 /2 U2, где U 2 — действующее значение вторичного напряжения трансформатора. В последующем процессы в схеме следуют аналогично рассмотренным. Токи вторичных об-Моток трансформатора определяются токами тиристоров Ту, 2 (рис. 6.2, е, б). Первичный ок Ч (рис. 6.2, а) связан с вто-РИчными токами коэффициен- ’ м трансформации трансформа-
B> Ok
г)
о
d)
0 uat
б)
О
саг
Lai
—Н1
'гГ ТУ /|\ /I
Рис. 6.2. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия однофазного управляемого выпрямителя с нулевым выводом при чисто активной нагрузке
319
тора n = и\/и>2 и имеет паузы на интервалах а. Его первая гар| ника имеет фазовый сдвиг в сторону отставания относительно нап| жения питания. .1
Как указывалось, одной из важнейших особенностей управляв го выпрямителя является его способность регулировать среднее з|| чение выпрямленного напряжения Ud при изменении углаЯ (рис. 6.2,в). При а = 0 кривая выходного напряжения ud соответЯ вует случаю неуправляемого выпрямителя (см. § 5.2) и напряжен! 21/"2~ я
Ud =—-----= 0,9£72 максимально. Углу управления а =1
л 'Я
(180 эл. град) отвечают ud = 0 и Ud = 0. Иными словами, управляв мый выпрямитель при изменении угла а от 0 до 180 эл. град осум ствляет регулирование напряжения Ud в пределах от максимально! значения, равного 0,9 U2, до нуля. Вид кривых ud при различий значениях угла а показан на рис. 6.3, а — г. 1
Зависимость напряжения Ud от угла а называется р е г у л и р| войной характеристикой управляемого выпрямит! ля. Она определяется из выражения для среднего значения напряж’ ния на нагрузке. Это напряжение на интервале а—л соответствуй синусоиде вторичного напряжения (см. рис. 6.2, в или 6.3, б, в), тЛ
№
Ud
g sin Odth Результат расчета дает
“d
а=0
Ud=0,9U,
2Я ЗЯ
fl, -U 1 + cos а
Т " Ud0 2
где Udv = 0,9£72 — среднее знач] ние напряжения на нагрузке п;
а = 0.
(6
О
г)
На рис. 6.4 приведена регул| ровочная характеристика ynpag ляемого выпрямителя (при LH= построенная по выражению (6.1}
о Я 2Я зя гл
Рис. 6.3. Кривые выходного напряжения однофазного выпрямителя при чисто активной нагрузке н различных углах управления а
Рис. 6.4. Регулировочная ха1 рактеристика однофазного управляемого выпрямителя
320
рассмотрим влияние на процессы в схеме рис. 6.1 индуктив-оСти в цепи нагрузки (ключи Къ Кг разомкнуты} при а =5^ О-
Наличие индуктивности La изменяет характер зависимости td(&), повторяющей вид кривой wd(&) (см. рис. 6.2, в) при чисто активной йаГрузке. После момента открывания тиристора ток id (рис. 6.5, б) плавно нарастает, что соответствует запасанию энергии в индуктивности. При спадании тока эта энергия отдается обратно, в результате
пего ток продолжает протекать через нагрузку после перехода напряжения питания через нуль. Длительность интервала проводимости тиристоров Tlt Т2 возрастает, и они остаются в открытом состоянии
в течение некоторого интервала после изменения полярности напря-
жений и и г. По указанной (рис. 6.5, а) появляются участки напряжения и2 отрицательной полярности.
Интервалы этих участков при данном угле а зависят от отношения т = LnlRn. С ростом £н при неизменном значении /?н задержка в уменьшении до нуля тока id возрастает и участки отрицательной полярности в кривой иа занимают больший интервал (пунктирные кривые на рис. 6.5, а, б). При некоторой величине индуктивности LH
причине в кривой напряжения иа
Рис. 6.6. Временные диаграммы напряжений и токов в схеме рис. 6.1 при Дн оо
;Ке ' 6'5. Кривые выходного напря-пРяж а)’ тока нагрузки (б) и на-₽Ис рН,Ия на тиристоре (в) в схеме • в зависимости от величины индуктивности нагрузки
321
эти участки целиком распространяются на интервале а и ток ld присед! тает непрерывный характер. Такое же влияние оказывает и снижеж /?н. Участки отрицательной полярности уменьшают среднее ние напряжения на нагрузке Ud (рис. 6.5, а). В этом проявляется влд! ние параметров нагрузки на форму и величину выходного напряжеЯ выпрямителя. Я
Увеличение длительности проводящего состояния тиристоров Я действием индуктивности нагрузки приводит к изменению форм кривой напряжения на приборах, получаемой как разность потенцй лов их анодов и катодов, по сравнению со случаем чисто актива нагрузки (рис.6.5, в). В частности, в кривой напряжения на тнристаВ появляется участок со значением прямого напряжения, равным 2Я продолжительность которого возрастает с увеличением Ls. Я
На рис. 6.6, а — е приведены временные диаграммы напряжем и токов управляемого выпрямителя в предположении La ->оо. Бом шая величина Ья является наиболее характерным случаем при испоН зовании выпрямителя на практике. Режим работы выпрямителя^ рактеризуется наличием в кривой напряжения ud (рис. 6.6, б) учЯ ков отрицательной полярности, целиком заполняющих интервалов а также идеально сглаженной кривой тока нагрузки id (рис. 6.6,ж В соответствии с указанной кривой тока id токи тиристоров iai,S имеют вид импульсов прямоугольной формы. Среднее значение т» тиристоров связано с током ld соотношением /а = ld!2. Я
Потребляемый от сети ток it является переменным и имеет пряЦ угольную форму (рис. 6.6, а) с амплитудой llm = ldln. Его перш гармоника сдвинута в сторону отставания на угол ср — а отя сительно напряжения питания. Я
Кривая напряокения на тиристоре состоит из участков напряжем 2«2 (рис. 6.6, е). Максимальное обратное напряжение равно 2)/Я (при а < 90°), как и в неуправляемом выпрямителе (см. § 5.2). Этщ же значению соответствует и максимально возможное прямое нам жение на тиристоре (при а > 90°). Я
Наличие в кривой напряжения ud участков отрицательной Я лярности обусловливает отличие регулировочной характеристик управляемого выпрямителя при Ln ->оо от случая чисто актам нагрузки. В частности, для рассматриваемой нагрузки напряжем Ud = 0 при а = 90°, что соответствует равенству площадей, заки чаемых отрезками кривой напряжения ud положительной и отри тельной полярности (рис. 6.6, б). Регулировочная характернее
= F(a), определяемая из выражения Ud — — J ]/2 (/2sin^ a
описывается соотношением И
Ud = Ud0 C°S а- Я
Вид регулировочной характеристики при La -э-оо показанД рис. 6.4. Кривые при 1н = 0и Ln ->оо на рис. 6.6 ограничиваем ласть расположения регулировочных характеристик для промежЯ ных значений оо > La > 0. Я
322
При работе управляемого щрямителя первая гармони-а входного тока t\, как отмечалось, отстает от напряжения литания ui (рис. 6.6, а). Это приводит к потреблению выпря-^и!пелем от сети реактивной мощности, что неблагоприятно сказывается на энергетических показателях установки (подроб-нее о коэффициенте мощности см-в §6.7). Указанное явление можно несколько ослабить, подключив к выходной цепи управляемого выпрямителя так называемый, нулевой д и-о д. Особенности работы выпрямителя по схеме рис. 6.1 с нулевым диодом рассмотрим при активно-индуктивной нагрузке с £,н ->-оо (ключ Ki выключен, ключ Кz включен). Временные диаграммы напряжений и то-kqb, приведенные на рис. 6.7, а— ж, поясняют режим работы схемы.
Отличие проявляется на интервалах а, где ток нагрузки поддерживается энергией, накопленной в индуктивности. В отсутствие нулевого диода ток нагрузки на этих интервалах протекает, как указывалось, по
Рис. 6.7. Временные диаграммы напряжений и токов в схеме рис. 6.1 при наличии нулевого диода
Цепи через один из тиристоров и обмотку трансформатора, на которой действует напряжение отрицательной полярности. Наличие нулевого диода исключает указанную цепь протекания тока гй> так как через диод Д. напряжение вторичной обмотки трансформатора подается на проводящий тиристор в обратном направлении (например, напряжение и.1Л на тиристор Tj, вызывая его запирание, следствие этого ток нагрузки после перехода вторичного напряжена через нуль переводится в цепь диода До, минуя тиристоры и обмот-и трансформатора. Из-за шунтирования диодом выходной цепи выпрямителя в кривой напряжения ud (рис. 6.7, б) на интервалах а создаются нулевые паузы. Интервалы проводимости тиристоров 7\, 2 сокращаются до значения п — а (рис. 6.7, г, д'). Поскольку рас-атривается случай LH ->оо, ток ia идеально сглажен (рис. 6.7, е), т°ки га1! г’а2 (рИС. 6.7, г, д') имеют вид импульсов прямоуголь-
323
ной формы с амплитудой ld и длительностью тс — а. Кривая напря^ ния на тиристоре (рис.6.7, дас), также как и кривая ud, соответствд случаю чисто активной нагрузки. л
Ток первичной обмотки трансформатора обусловливается тока его вторичных обмоток (анодными токами тиристоров Tlt Т2), вел’ ствие чего в токе (рис. 6.7, а) создаются паузы длительностью’ Первая гармоника потребляемого тока t1{i) сдвинута теперь отно< тельно напряжения питания иг на угол <р, равный а/2, в то время к s схеме без нулевого диода фазовый сдвиг между ними был равен? Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя с ну^ вым диодом, как и для случая чисто активной нагрузки, описывае! соотношением (6.1).
Схема однофазного мостового управляем от выпрямителя также выполняется по аналогии со схемой управляемого выпрямителя (см. рис. 5.8, а). Она применяется в;‘ риантах с полным ристоров).
Режим работы выпрямител мых вентил
или неполным чйслом управляемых вентилей (
неполным ч
и регулировочные характеристики м о с т о в я с полным числом у п р а в л j е й такие же, что и однофазного выпрямителу нулевой точкой. Отличие проявляется, как и в неуправляемых s прямителях, в форме кривой напряжения на вентилях, которая в5 стовой схеме определяется напряжением и2, а в схеме с нулевым | водом — напряжением 2н2, т. е. при введении масштабного ко фициента 0,5 кривые напряжения на тиристорах, приведенные* рис. 6.2, е, 6.5, в,6.6, е для схемы с нулевой точкой, будут дейст тельны и для мостовой схемы. По указанной причине тиристоры’ стовой схемы следует выбирать на напряжение l/2t/2, вдвое мены чем в схеме с нулевой точкой. Формы кривых токов первичной и i ричной обмоток трансформатора в мостовой схеме одинаковы и им тот же вид, что и кривая первичного тока в схеме с нулевой точ (см. рис. 6.2, а, 6.6, а).
В мостовом выпрямителе с лом управляемых вентилей (несимметричная | ма) два вентиля управляемые, а два других — неуправляем (рис. 6.8, а). Режим работы схемы подобен режиму однофазной А с нулевым выводом и нулевым диодом. При этом в кривой ud также сутствуют участки напряжения отрицательной полярности (рис. 6.1 а первая гармоника первичного тока имеет фазовый сдвиг относит, но напряжения питания, равный ер = а/2. |
Особенности работы схемы рассмотрим для случая активно-ии тивной нагрузки с LH ->оо (ток id идеально сглажен, рис. 6.8, г) Отпирание тиристоров 1\, Ts производят с задержкой на у^ относительно моментов перехода через нуль напряжения и2. На тервале л — а проводят ток тиристор Т1 и диод Д2. Ток нагр? id (его контур показан на схеме сплошной линией) протекает я вторичную обмотку трансформатора (полярность напряжения кот) обозначена без скобок) и указанные вентили.
324
По окончании интервала л— а п0лярность напряжения и2 изменяется, что вызывает запирание диода Дг и прекращение протекания через него тока id (рис. 6.8, е). •рок нагрузки, поддерживаемый индуктивностью LH, продолжает протекать через оставшийся в открытом состоянии тиристор 7\ и открывшийся диод Д4 (рис. <6.8, д, з). Цепь нагрузки оказывается замкнутой накоротко тиристором 7\ и диодом Дь (контур тока id показан на схеме пунктиром). Иными словами, эти вентили выполняют на интервале а ту же функцию, что и нулевой диод в схеме рис. 6.1.
В момент времени л + а подачей управляющего импульса открывается тиристор Т3. Под воздействием напряжения и2 тиристор Т1 закрывается и к нему прикладывается обратное напряжение (рис. 6.8, д, и). Нагрузка потребляет энергию от сети по цепи: вторичная обмотка трансформатора — диод Д4 — тиристор Т3 (рис. 6.8, а, ж,з). По окончании интервала 2л в схеме возникает состояние, подобное окончанию предыдущего полупериода: диод Дь закрывается, а диод Д2 открывается, образуя совместно с тиристором Т3 короткозамкнутую цепь нагрузки
Рис. 6.8. Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с неполным числом вентилей (а) и его временные диаграммы при LH -э- оо (б — и)
на интервале а-
Таким образом, на интервале а в схеме исключается протекание тока id через вторичную, а следовательно, и первичную обмотки трансформатора. В кривой ud АРис. 6.8, в) отсутствуют участки
НапРяжения и2 отрицательной полярности, а кривые токов 12 имеют вид, показанный на рис. 6.8, б. Угол сдвига первой гармони-и потребляемого тока относительно питающего напряжения
325
§ 6.3. КОММУТАЦИЯ ТОКА, ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ j ОДНОФАЗНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ СРЕДНЕЙ И БОЛЬШОЙ МОЩНОЕ
Как отмечалось, в выпрямителях
средней и
большой
МО1ВД|
возрастает влияние э. д. с., создаваемых в первичной и вторил-обмотках трансформатора их магнитными потоками рассеяния. | обусловливается, во-первых |
носительным увеличением caj индуктивностей рассеяния ц; ухудшения магнитной связи Mei обмотками при выполнении тр| форматора на большую мощн| и, во-вторых, уменьшением ак1 ных сопротивлений в схеме мЬтки трансформатора и мо» выполняются проводом болы!
сечения). 3
Повышение роли индуктив! тей рассеяния сказывается на i цессе перехода тока нагрузи одного вентиля выпрямителя? другой (процесс к ом т а ц и и ). В маломощных ?
прямителях ввиду относитель5 малости индуктивностей рассеяв обмоток трансформатора укаг ный переход тока протекает за роткий интервал времени. Ком
тацию тока в этих выпрямит*
считают мгновенной
ют. В выпрямителях же средн) большой мощности интервал i мутации, характеризуемый уг
у, может занимать довольно
чительную часть длительности.! бочих процессов. Коммутацион процессы здесь оказывают су ственное влияние на работу, и) затели и характеристики вьп ми тел я. Влияние индуктивно^ рассеяния обмоток трансфер, тора L я, L s2, а при более
Рис. 6.9. Схема однофазного уп! ляемого выпрямителя с нулевым^ водом трансформатора и учетом П; зитных индуктивностей (а); времен диаграммы, учитывающие явление > мутации тока тиристоров (б — :
323
х расчетах — и индуктивности питающей сети Lo, учитывается суммарной индуктивностью L.d = Ls2 4- (Lsl 4- Lc)
/или суммарным индуктивным сопротивлением ха = 2л/£а), приведенной к вторичной (вентильной) обмотке трансформатора.
. Процесс коммутации, а также его влияние на показатели и характеристики выпрямителя рассмотрим вначале для однофазной с х е м ы с нулевым выводом. Поскольку неуправляемый вь1прямитель является частным случаем управляемого при а = О, аНализ проводят для управляемого выпрямителя (рис. 6.9, а). При а = 0 все полученные далее соотношения действительны для неуправляемого выпрямителя. Нагрузка принимается активно-индуктивной
с Ln -> со-
временные диаграммы, поясняющие влияние коммутационных процессов в схеме выпрямителя, приведены на рис. 6.9, б — ж. Влияние проявляется в том, что при подаче отпирающего импульса на очередной тиристор выпрямителя по истечении интервала а индуктивные сопротивления ха, и ха2 затягивают процесс уменьшения до нуля тока проводившего тиристора и нарастания до значения 1а тока тиристора, вступающего в работу (рис. 6.9, г). В результате на интервале коммутации у в проводящем состоянии одновременно находятся оба таристора выпрямителя (тиристоры Т\ и Гг на рис. 6.9, а). Эти тиристоры создают короткозамкнутый контур для последовательно соединенных вторичных обмоток трансформатора с суммарным напряжением 2и2 и сопротивлением ха1 + ха2. Если считать ха1 = ха2, то к каждому из этих сопротивлений прикладывается напряжение и2.
Напряжение ud на интервале у определяется выражением
— (u2-i 4- И2-г)/2. (6.3)
Поскольку при отсчете u2-i и “2-2 относительно нулевого вывода обмотки u2-i = ~«2-2> на интервале коммутации ud = 0 (рис. 6.9, б). Вследствие этого при вычислении напряжения Ud заштрихованные площадки на рис. 6.9,6 из расчета выпадают. Таким образом, при конечной длительности этапа коммутации среднее значение выпрямленного напряжения Ud будет меньше, чем при у = 0. Для Ud действительно соотношение
_ Ud = Ud0 cos а — , (6.4)
ГДе ’j]= ——- U2 — 0,9t/2— среднее значение напряжения на наг-К
РУзкепри а=0в режиме холостого хода (без учета коммутаций); АС/<гт— Усредненное коммутационное снижение напряжения за период.
Величину находят из выражения
«• I I .-
&Ud.( = _L_ С |/2~ [j2 sin ЬМ - - —- [cos а— cos (а 4-у)]. (6.5)
тс J тс
а
В формулу (6.5) входит член cosa — cos(a 4- у), который можно пРеделить, рассмотрев более детально коммутационный процесс пере-
327
хода тока, например, с тиристора Т2 на тиристор при его отпирала по окончании интервала а (рис. 6.9, б — d). С отпирания тиристора 5 начинается интервал совместной проводимости обоих тиристоров пп полярности напряжений на вторичных обмотках трансформатор^ указанной на рис. 6.9, а без скобок. Постепенные уменьшение до нуд тока тиристора Т2 и возрастание до величины Id тока тиристора j (рис. 6.9, г) осуществляются под воздействием тока коммутации (рис. 6.9, а, д), протекающего в короткозамкнутом контуре, образу ванном этими тиристорами. I
Ток г'к находят из расчета коммутационного процесса, последа вавшего после отпирания тиристора 7\. Ток коммутации при это удобно представить в виде принужденной и свободной составляющй (рис. 6.9, д): |
^К.пр 4" 4i. св • (6Л
Принужденная составляющая обусловливается суммарным й пряжением контура коммутации 2и2 и его сопротивлением 2ха. П скольку сопротивление контура чисто реактивное, ток tK.np отста: по фазе от напряжения 2и2 на угол к/2: )
г'к.пр = 2^,2 sin (ft 4- а — тг/2) = — U* cos (& + а). (6i 2ха ха
В выражении (6.7) начало отсчета времени принято в точке & = (рис. 6.9, д').
Свободная составляющая
С.св = Ле-а/““\ (6-
где А — некоторая постоянная; т = 2LJR — постоянная времё) контура коммутаций. J
Для выпрямителей средней и большой мощности активное сопр тивление контура коммутации мало (R —>-0),в связи с чем т Тогда 1
С учетом выражений (6.7) и (6.9) имеем
iK — — ——— cos (& 4- а) 4- А. (6.,
*а
Постоянную А находим из начальных условий коммутации & = 0, А = 0:
А = «к.св = —2-(?2 cos а. (6-
Таким образом,
lK = [cos а — cos (& 4- «)]• ха
328
Кривая тока iK определяет закон изменения на этапе коммутации аНодного тока тиристора 7\, а разность Id — iK — изменение анод-його тока тиристора Т2 (рис. 6.9, д). Интервал коммутации у заканчивается при достижении током Zal величины Id. Подстановка в (6.12) ф = у и tK = Id дает
cos а — cos (а -|- 7) = —•. К2 С/2
(6.13)
Рис. 6.10. Внешние характеристики однофазного управляемого выпрямителя (а); временнйе диаграммы, иллюстрирующие уменьшение среднего значения выпрямленного напряжения ) выпрямителя с ростом тока нагрузки (б)
На основании выражений (6.4), (6.5), (6.13) можно определить среднее значение напряжения управляемого выпрямителя с учетом коммутации:
C7d = C7d0cosa----. (6.14)
ТС
Уравнение (6.14) описывает внешние характеристики управляемого выпрямителя. Для различных значений угла управления а они представляются семейством параллельных прямых (рис. 6.10, а).
Наклон характеристик зависит от величины приведенного к вторичной обмотке трансформатора суммарного реактивного сопротивления ха. Выпрямителю, выполненному на диодах (неуправляемый ыпрямитель), соответствует внешняя характеристика со значением ® 0- Ток iK и его составляющие, а также уравнение внешней харак-
еристики для неуправляемого выпрямителя наедят из соотношений (6.7), (6.11), (6.12) и (6.14):
cosft, (6.15)
329
i - У 2 lK.CB ’
«а
pF U2 од
lK = -------- (1 —cos$),
X»
[J — fl ____ >d--&
u d ~ u do
(G._
(6:
(6.
Уменьшение напряжения на нагрузке Ud с ростом тока Id обь няется увеличением коммутационного падения напряжения Д вследствие возрастания угла коммутации у. Указанное поясняв1 для случая неуправляемого выпрямителя временными диаграмме рис. 6.10, б, где показаны кривые напряжения ud, тока 1К и его сост ляющих, а также токов вентилей при двух значениях тока нагру;
> Id-
На рис. 6.9, е приведены кривые напряжения ui и тока ii. Тог на внекоммутационных интервалах определяется (с учетом коэф, циента трансформации п — wi/w2) токами тиристоров iai, ia2, а' этапах коммутации — их разностью. Коммутационные явления схеме выпрямителя приводят к возрастанию фазового сдвига потр ляемого тока относительно напряжения питания. Фазовый сд первой гармоники тока ii(i> увеличивается примерно на угол у/1 составляет для управляемого выпрямителя
Ф « а + у/2. (6.
Кривая напряжения на тиристоре (см. рис. 6.9, ж) отличается аналогичной кривой на рис. 6.6, е увеличением интервала его прово мости на время коммутации. С учетом угла у к тиристору при за: рании прикладывается скачок обратного напряжения, равн 2/2f72sin(a + у).
Коммутационные процессы в однофазном мостов выпрямителе (рис. 6.11) подобны процессам в однофаз! схеме с нулевой точкой. Особенность заключается в том, что на эт коммутации в проводящем состоянии находятся одновременно четыре тиристора. На схеме показан контур коммутации при отпи нии тиристоров Т1, Т2 — -
H
Рис. 6.1!. Схема однофазного мостового управляемого выпрямителя с учетом паразитных индуктивностей
и запирании тиристоров Т3, 7\.
Ток коммутации iK в моего; схеме обусловливается напря. нием и 2 и реактивным сопротив нием ха. Для тока iK и его своС ной и принужденной составляют действительны соотношения (6Т (6.12), полученные для схемь нулевой точкой. Отличие связ: с тем, что в мостовой схеме не средственно в коммутации кая го из тиристоров участвуют ставляющие коммутационного т
330
. г;,., (рис. 6.11). Если предположить, что составляющие 1К1 и гк2 равны, ^’процесс коммутации (переход тока с одной пары тиристоров на дру-ую) заканчивается при iK1 = iK2 = Id. При этом току iK будет соответствовать значение 2/d. На основании указанного правую часть выражения (6.13) необходимо умножить на 2:
cos а — cos (а -Н 7) = —
V'2 U2
(6.20)
Следовательно, уравнение внешних характеристик мостовой схе-МЫ записывается в виде
ud = Ud0 cos а
2 / dxh тс
(6-21)
В мостовой схеме увеличение вдвое тригонометрической функции (6.13) компенсируется уменьшением примерно в то же число раз значения ха за счет лучшей магнитной связи вторичной обмотки с первичной, т. е. уменьшения их индуктивностей рассеяния. В результате при одной и той же мощности выпрямителя внешние характеристики мостовой схемы и схемы с нулевым выводом получаются примерно одинаковыми.
Вид кривых токов tj, г 2 совпадает с кривой тока q в схеме с нулевым выводом (см. рис. 6.9, е). Первая гармоника тока 11(!) в мостовой схеме также сдвинута в сторону отставания относительно напряжения питания на угол <р~ а + у/2. Кривая напряжения на тиристорах в мостовой схеме с учетом вдвое меньшей величины напряжения имеет тот же вид, что и в схеме с нулевым выводом (см. рис. 6.9, ж).
§ 6.4. НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА
За исключением случаев, когда единственно возможным источником питания является сеть однофазного переменного тока, питание постоянным током потребителей средней и большей мощности производится от трехфазных выпрямителей. При выпрямлении трехфазного переменного тока, как отмечалось, достигается лучшее качество выпрямленного напряжения за счет снижения амплитуды пульсаций. Напряжение трехфазных выпрямителей к тому же легче подвергается сглаживанию, так как частота пульсаций здесь существенно выше, чем в однофазных выпрямителях. Облегчающим фактором в построении выпрямительных установок рассматриваемого диапазона мощностей служит и меньшая загрузка вентилей трехфазных схем по току и напряжению.
Из выпрямителей трехфазного тока преимущественное применение На практике получила трехфазная мостовая схема (схема Ларионова), поэтому ее анализу уделяется наибольшее внимание. Однако для лучшего уяснения принципа выпрямления трехфазного тока и режимов Работы выпрямителей вначале рассмотрим трехфазную схему с нуле-ВЬ1М выводом.
331
Схема трехфазного выпрямителя с нулевым выводом
В схему трехфазного неуправляемого выпрямителя с нулевым^ водом (рис. 6.12, а) входит трансформатор со вторичными обмотка соединенными звездой. Первич! обмотки соединяются звездой ] треугольником. Выводы вторичй обмоток связаны с анодами трех е тилей. Нагрузка подключается к щей точке соединения катодов век лей и нулевому выводу вторич! обмоток. Принцип действия сх< рассмотрим с помощью времена диаграмм, приведенных на рис. 6. б— ж, при чисто активной нагруз Индуктивность рассеяния об ток трансформатора и индуктивн! питающей сети принимаем равна нулю. Иными словами, переход f с одного вентиля на другой счи^ мгновенным. J
На рис. 6.12, б показана трехе]: ная система вторичных напряже трансформатора относительно hj вой точки (фазные напряжения иь, ис). В силу того что нагру подключена к нулевому выводу i ричных обмоток и общей точке ( динения катодов вентилей, послед способны проводить ток только 1 положительной полярности вто| ных напряжений. Однако в отк том состоянии может находит только тот из вентилей, для котор фазное напряжение выше, чем у Й других. Каждый из непроводяЕ вентилей будет заперт обратным ’ пряжением, равным разности ] пряжений его фазы и фазы провс щего вентиля. На интервале -условие открытого состояния выг няется для вентиля 7, на интер! &2 — »з — Для вентиля 2, на ин’ вале — для вентиля 3,
интервале — &5 — вновь для f ТИЛЯ 1, И Т. Д.
Таким образом, интервал пр< димости каждого вентиля состав ет ф = 2л/3. Открытый вентиль i
5) О
0
О i . . I La.1>L2a I
г? t
\ud I I !
6)
I
' I
S)
'аз^2с
иы О
Ж)
П&
Рис. 6.12. Схема трехфазного неуправляемого выпрямителя с нулевым выводом (а) и его временные диаграммы при чисто активной нагрузке (б — ж)
r2,09Ud
332
Я1очает напряжение соответствующей фазы к нагрузке. В ре-^льтате на ней действует однополярное пульсирующее напря-еаие представляющее собой участки фазных напряжений «ь, ис (Рис- 6.12, б, в). При чисто активной нагрузке кривая ее тока id — UJRr имеет ту же форму, что и напряжение ud (рис. 6.12, в). Указанной очередности отпирания вентилей соответствуют кривые анодных токов, показанные на рис. 6.12, г — е.
Среднее значение выпрямленного напряжения находят по площади ^штрихованного участка на рис. 6.12, в:
”/3 __
=-1_ f K2'f/2cosW = ^- U2 = l,17i72, (6.22)
2it/3 J 2it
—п/З
где U2 —1 действующее значение фазного напряжения на вторичной обмотке трансформатора.
Коэффициент, связывающий напряжения Ud и U2 в формуле (6.22), больше, чем в однофазных схемах, где Ud = Q,9U2. В связи с этим для получения одинакового напряжения Ud трансформатор следует рассчитывать на напряжение U2 — 0,85Ud, т. е. меньшее, чем в однофазных схемах (U2 = 1,11 £7rf). Лучшие показатели имеет схема и в отношении коэффициента пульсации выпрямленного напряжения. Коэффициент пульсации по первой гармонике находят подстановкой в выражение (5.5) т — 3, откуда следует, что амплитуда первой гармоники пульсации составляет 25% от Ud вместо 67% для однофазных схем. Первая гармоника пульсации имеет частоту, трехкратную частоте сети, и равна 150 Гц против 100 Гц для однофазных двухполупериодных выпрямителей.
Средний ток вентилей /а связан со средним значением тока нагрузки Id = Ud/RR соотношением
/а = /й/3. (6.23)
На рис. 6.12, ж построена кривая обратного напряжения на вентиле /. Обратное напряжение найдено как разность между потенциалами анода и катода. Изменение потенциала анода вентиля 1 определяется фазным напряжением иа, а катода — фазным напряжением иъ при проводящем вентиле 2 или фазным напряжением ис при открытом вентиле 3. Ординаты, заключенные между кривыми иа и “ь(«с), характеризуют мгновенные значения обратного напряжения (Рис. 6.12, б) и кривую «Ь1(&) (рис. 6.12, ж). Напряжение по существу, состоит из участков кривых линейных напряжений иЬа иса, в связи с чем необходимое для выбора вентиля максимальное обратное НапРяжение равно амплитуде линейного вторичного напряжения:
Ub max = /2 /ТU2 = ]/Т U2 = ~ Ud = 2,09t/rf. (6.24)
«5
с Т°ки вторичных обмоток трансформатора i2a, 12Ь, «2с определяют-Лсоответствующими токами вентилей (рис. 6.12, г— е). Кривые анод-1Х Токов содержат постоянную составляющую, равную //3, кото-
333
рая протекает и через вторичные обмотки трансформатора, созй в каждом из трех стержней магнитопривода однонаправд ный поток вынужденного подмагничивав трансформатора. Этот поток замыкается от верхнего^ трансформатора к нижнему через воздух, а в случае неудачной: струкции — через детали крепления магнитопровода и через стаи бак (в масляных трансформаторах). л
Явление вынужденного подмагничивания магнитопровода т.г форматора в трехфазной схеме с нулевым выводом крайне нежела-: но, поскольку оно может привести к насыщению магнитопроводй избежание насыщения приходится увеличивать сечение магнитб вода. Однако это приводит к завышению массо-габаритных пока лей трансформатора и всей выпрямительной установки.
Поток вынужденного подмагничивания может быть исключен дением дополнительных обмоток (т. е. усложнением трансформат] на вторичной стороне и соединением вторичных обмоток зигзГ Однако лучшие результаты дает применение трехфазной мостовой мы, не имеющей потока вынужденного подмагничивания и щей рядом других преимуществ по сравнению с трехфазной нулевым выводом.
обла схем
*3
Схема трехфазного мостового выпрямителя
соде]
Схема трехфазного мостового выпрямителя (рис. 6.13, а) выпрямительный мост из шести вентилей. В нижней группе вен соединены катодами (катодная группа), а в верхней — анодами (г ная группа). Нагрузка подключается между точками соединений тодов и анодов вентилей. Схема допускает соединение как первиЧ так и вторичных обмоток трансформатора звездой или треугод ком. Она может быть применена и без трансформатора.
Анализ схемы проводится при активно-индуктивной нагр| наиболее распространенной на практике. Индуктивности рассе обмоток трансформатора и индуктивности питающей сети принимй сначала равными нулю, а индуктивность LH ->оо. Рассмотрение водится с использованием временных диаграмм, приведенных рис. 6.13, б — и.
В схеме с нулевым выводом ток нагрузки создается под деист фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора, а в Mi вой схеме — под действием линейного напряжения. Ток нагрузки з протекает через два вентиля, один из которых расположен в ка ной группе, а другой — в анодной. Контур тока нагрузки при от тых вентилях 1 и 6 показан на схеме рис. 6.13, а.
Из катодной группы в открытом состоянии будет находиться из вентилей, напряжение анода которого имеет положительную лярность относительно нулевого вывода (фазное напряжение) и большую величину по сравнению с другими вентилями. Из ано группы открытое состояние принимает тот из вентилей, напряя катода которого в данный момент является наибольшим и имев
334
„тельную полярность. Иными Равами, в проводящем состоянии ^пут находиться те два накрест ле-дтих вентиля выпрямительного *асГа, между которыми действует в ^„водящем направлении наибольшее ^инейное напряжение. Укажем на л аграммах фазных напряжений Гоис. 6.13, б) интервалы проводимости вентилей: на интервале &|—&2 проводят вентили 6, 1, на интерва-е — 1)3 — вентили 1, 2, на интервале »з — — вентили 2, 3, на
интервале — ’% — вентили 3, 4, и т д. Таким образом, интервал проводимости каждого вентиля составляет ф = 2л/3, а интервал совместной работы двух вентилей равен it/З. За период напряжения питания происходит шесть переключений вентилей. Схема работает в шесть тактов, в связи с чем ее часто называют ш е с-типульсной.
Определим кривую выпрямленного напряжения ud. Наиболее просто это можно сделать, показав кривые изменения потенциалов выводов нагрузки <pd(_; и относительно нулевого вывода вторичных обмоток трансформатора (рис. 6.13, а). Кривая изменения потенциала формируется из участков фазных напряжений положительной полярности при проводимости вентилей катодной группы, а кривая <pd(_) — из Участков фазных напряжений отрицательной полярности при проводимости вентилей анодной группы (Рис. 6.13, б). Разность указанных потенциалов определяет напряжение НагРУзки ud. Кривая ud, показанная f’a Рис. 6.13, в, состоит из участков инейных напряжений .Моток трансформатора.
вреднее значение выпрямленного пряжения находят по среднему цОпЧению напряжения ud за период т°Ряемости л/3 (заштрихованный * аст°к на рис. 6.13, в):
вторичных
Рис. 6. 13. Схема трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя (а) и его временные диаграммы при LH -> оо (б—и)
335
-н/e — г~ г~ !
Ud = Ц- [ /2 U2il cos М&= (72л= Ш- U2 = 2,34(7 (6£. I
n/J J it л & \и,<0) |
—-/G . Г
Напряжение на нагрузке по сравнению с трехфазной схемой" нулевым выводом получается вдвое большим. Это объясняется те С что трехфазная мостовая схема выпрямителя представляет собой к^’ бы две трехфазные схемы с нулевым выводом, выходы которых вкли^ чены последовательно. При заданном напряжении Ud здесь требует'с' вдвое меньшее напряжение U2: ' -я
<4 = = 0,425(7d, (6.2б)
о у о . '
что сокращает число витков вторичных обмоток трансформатора и снижает требования к изоляции.
Поскольку период повторяемости кривой ud равен 2л/6, трехфаз. ная мостовая схема эквивалентна шестифазной в отношении коэффициента пульсации и частоты ее первой гармоники. Коэффициент пульсации по первой гармонике находят подстановкой в выражение (5$) т = 6, откуда следует, что амплитуда первой гармоники пульсации составляет 5,7%от напряжения Ud против 25% для трехфазной схемы с нулевым выводом. Частота первой гармоники пульсации шестикратна частоте питающей сети и равна 300 Гц, вторая гармоника имф частоту 600 Гц и т. д. . j
Ток нагрузки из-за наличия в ней индуктивности сглажен.Йа рис. 6.13, в он представлен прямой линией со значением Id = Udlt& Поскольку каждый вентиль проводит ток в течение трети периож среднее значение анодного тока /а = Id/3. Кривые токов вентилей показаны на рис. 6.13, г — ж. «!•
При открытом состоянии двух вентилей выпрямительного мо® другие четыре вентиля закрыты приложенным к ним обратным нац® жением. Кривую обратного напряжения строят так же, как и для треа& фазной схемы с нулевым выводом. Так, например, потенциал анЯ закрытого вентиля 7 следует за фазным напряжением иа (рис. 6.13,та а потенциал катода — за напряжением иь при проводимости вептжа 3 или за напряжением ис при проводимости вентиля 5 (так как потд циал катода равен потенциалу шины <pd(+) нагрузки). Разность напм жений между анодом и катодом (рис. 6.13, б) определяет кривую-И вентиля 1 (рис.6.13, и). Как и в трехфазной схеме с нулевым выводи кривая обратного напряжения составляется из участков линей^щ напряжений вторичных обмоток трансформатора и ее максимальна величина равна амплитуде линейного напряжения Ub max = Однако ввиду вдвое большего среднего значения напряжения наяИ грузке соотношение между Ub тах и Ud здесь получается более п{М почтительным, чем в трехфазной схеме с нулевым выводом:
Ub max = (тс/3) Ud = 1 ,045t7d (бЯ
Таким образом, вентили в трехфазной мостовой схеме следует«| бирать на напряжение, близкое к Ud.
336
кривая тока вторичной обмотки трансформатора определяется пКаМИ двух вентилей, подключенных к данной фазе. Один из вентилей »ХОДИТ в ан°ДнУю ГРУППУ, а Другой — в катодную. Так, например, к iZa состоит из токов вентилей 1, 4 (рис. 6.13, з). Вторичный ток „ляется переменным, имеет форму прямоугольных импульсов с ам-„дцтудой /d и паузой между импульсами длительностью тс/3, когда 06а вентиля данной фазы закрыты. Постоянная составляющая во вто-„ачном токе отсутствует, в связи с чем поток вынужденного подмагни-чявания магнитопровода трансформатора в мостовой схеме не создается- «
Для расчета сечения провода вторичных обмоток трансформатора определим действующее значение вторичного тока (рис. 6.13, з)
Ток первичной обмотки трансформатора (рис. 6.13, з) связан с током его вторичной обмотки коэффициентом трансформации (i\ = = i2/n, где п —
Первая гармоника потребляемого тока, как и во всех неуправляемых выпрямителях (без учета коммутации вентилей), совпадает по фазе с напряжением питания.
Коэффициент трансформации п находят из отношения напряжений обмоток:
Uy
(6.30)
Uy п = —Д l/2 0,45t/d
Расчетные мощности первичных и вторичных обмоток равны, в связи с чем им равна и расчетная (типовая) мощность всего трансформатора:
ST = S, = S2 = 3 i/4 ld Ud = Pd = l,045Pd. (6.31) V з з/б з
В соответствии с формулой (6.31) трансформатор трехфазной мостовой схемы выпрямителя выбирают на мощность, близкую к мощности нагрузки, что также является преимуществом этой схемы.
Учет коммутации вентилей в схеме трехфазного мостового неуправляемого выпрямителя
При рассмотрении трехфазной мостовой схемы исходили из равенства нулю индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора и индуктивностей питающей сети, т. е. не учитывали влияние на показа-ели схемы коммутационных процессов, реально имеющих место в '2-648 337
схеме в процессе ее работы. По указанной причине все приведи соотношения следует считать действительными лишь в первом ' ближении, а найденное значение напряжения Ud = 2,3417 2_
ным напряжению UdQ в режиме холостого хода.
Ввиду наличия указанных инду^З ностей, которые учитываются приведен! ми ко вторичной обмотке трансформат «анодными» реактивными сопротивлений ^аа> %аЬ- Хас (РИС- 6.14, й), КЭЖДЫЙ Пер£ тока с одного вентиля на другой в пред» анодной и катодной групп происходи течение интервала коммутации у. тация начинается в точках естествен! отпирания очередных вентилей (рис. 6 б), которым соответствуют моменты ' мени &а, »3. ^4 и т- Д- на рис. 6. Ь В точках естественного отпирания вё лей достигается равенство фазных на жений вторичных обмоток трансформат
На этапе коммутации открыты вентиля (рис. 6.14, г), два из которв анодной или катодной группе участвуй коммутации. В течение интервала f вентиля, заканчивающего работу, сш до нуля, а ток вентиля, вступающего* боту, нарастает до значения id = Id ’ нимаем, как и ранее, La ->-оо). На. 6.14, а указаны контуры протекания нагрузки /d и тока 1К при коммутаций тилей /, 3 (вместе с которыми от также вентиль 2), возникающие в мс времени &3 (рис. 6.14, б, в, г). ,
На этапе коммутации вентилей потенциал шины нагрузки <pd(_> on ляется напряжением ис за счет npoi мости вентиля 2 (рис. 6.14, а, б). П циал же шины нагрузки (pd(_|_j формир} с участием напряжений иа и иъ в кор замкнутом контуре, содержащем откр вентили 1 и 3. Поскольку напряжен^ иъ имеют одинаковую полярность, нс^ > иа, для потенциала можно запз
— иа
<Pd (+, = «»--—-3-
Рис. 6.14. Схема трехфазного мостового-^ равняемого выпрямителя с учетом параз.1 индуктивностей (а); временные диаграммы? тывающие явление коммутации (б —
338
или
<Pd(+) = К + ub)!2.
(6.32)
Иными словами, в процессе коммутации двух вентилей потенциал
соответствующей шины нагрузки изменяется по полусумме напряжений язух фаз, участвующих в коммутации. Как видно из рис. 6.14, б, в, ото вызывает уменьшение выпрямленного напряжения ud на этапе коммутации у, что сказывается и на среднем значении выходного на
пряжения:
Ud^Ud<-MJ,,,,
(6.33)
где — среднее значение коммутационного снижения напряжения.
Мгновенное значение коммутационного снижения напряжения составляет (рис. 6.14, б, в)
и. =ub— Ua + Ub = “b . (6.34)
й 2 2
Разность в числителе выражения (6.34) есть не что иное, как линейное напряжение и2л = К3«2, следовательно,
udy= t72sin&. (6.35)
Величину находим усреднением коммутационных площадок напряжения за интервал л/З (на рис. 6.14, в они заштрихованы):
= _±_ J [у2 sin М& = U2 (1 — cos у). (6.36) о
Задача теперь заключается в отыскании тригонометрической функции, стоящей в скобках в правой части выражения (6.36). Ее находят из выражения для тока короткозамкнутого контура iK (см. рис. 6.14, а). Ток может быть определен, как и для однофазной схемы с нулевым Выводом (см. § 6.3), в виде суммы свободной и принужденной составляющих. Получающиеся при этом соотношения подобны (6.15), (6-16), (6.17) для однофазного неуправляемого выпрямителя с нулевым вызодэм. С учетом того, что ток iK здесь создается под действием линейного напряжения, равного К3п2, ему будет соответствовать выражение
= (1 -cos»). (6.37)
2ха
Ток iK определяет анодный ток вступающего в работу вентиля 3, I Ток завершающего работу вентиля / характеризуется разностью
При ia3 = гк = !d коммутация заканчивается (S = у). Результате из выражения (6.37) имеем
1 — cosy=--l^-. (6.38)
/6 и9
12*
339
С использованием соотношений (6.33), г г т / 31 dxа
ud — иМ ТС
(6.36), (6.38) находим]
(6..
Уравнение (6.39) определяет в н трехфазного мосто
е ш н ю в о г о
ю характерней неуправляемо*
к У _ .
выпрямителя, которая, как и для однофазных выпрямите^ при а = 0 (см. рис. 6.10, а), имеет вид наклонной прямой. Умсньц^ ние напряжения на нагрузке с увеличением ее тока, как отмечалед в § 6.3, связано с повышением коммутационных падений напряжен!* ввиду роста угла коммутации у.
Влияние коммутационных процессов на форму кривых анодй токов (рис. 6.14, г) отражается также на форме кривых первичной вторичного токов трансформатора (рис. 6.14, д). Основная гармош этих токов приобретает отстающий относительно напряжения фа вый сдвиг на угол ср « у/2.
Коммутационные процессы сказываются и на виде кривой обр! ного напряжения на вентиле (рис. 6.14, е), способ построения котб{ был показан ранее. Они приводят к увеличению интервала провс) мости вентиля на угол у и появлению на нем скачка обратного наф жения, равного V^6£72siny. *
я
§ 6.5. МОСТОВОЙ УПРАВЛЯЕМЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ ТРЕХФАЗНОГО ТЙ
Трехфазная мостовая схема получила преимущественное при нение и при построении управляемых выпрямителей трехфазн тока. Анализ схемы выпрямителя (рис. 6.15, а) вначале прове при xaa = xab = xac — 0, а затем укажем их влияние.
Особенность работы управляемого выпрямителя заключаете; задержке на угол а момента отпирания очередных тиристоров от сительно точек естественного отпирания Dy, D2, D3 и т-j (рис. 6.15, б). Это обусловливается задержкой на угол а моментов* дачи отпирающих импульсов на тиристоры (рис. 6.15, в) от сист< управления выпрямителем.
При наличии достаточно большой индуктивности в цепи нагр| задержка вступления в работу очередных тиристоров создает заде' ку на такой же угол а моментов запирания проводящих тиристс (рис. 6.15, д). При этом кривые потенциалов <pd(+), <prf(_; и напряж| ud приобретают вид, показанный на рис. 6.15, б, г. В кривой выпр ленного напряжения создаются «вырезки», вследствие чего ср& значение напряжения Ud уменьшается. Таким образом, при изм нии угла а осуществляется регулирование величины Ud. f
Влияние изменения угла а на кривую ud и среднее значений пряжения (Jd показаны на рис. 6.16, а — г. Поскольку в трех фа.; мостовой схеме выпрямлению подвергается линейное напряже кривая ud на рис. 6.16, а — г, как и на рис. 6.15, г, состоит из V1» ков линейных напряжений вторичных обмоток трансформатора “Ьм ЧСа‘
340
а=60°
90°>а>60°
Рис. 6.16. Кривые выходного напряжения трехфазпого мостового управляемого выпрямителя при La -> оо и различных значениях угла управления а
Ног" & *5' Схема трехфаз-м 0 мостового управляе-BD 0 выпрямителя (а) и его р меннйе диаграммы при
*-н -» оо (б — ж)
При изменении угла а в диапазоне от 0 до 60 (рис. 6.16, a, б) реход напряжения ud с одного линейного напряжения на другое .» ществляется в пределах положительной полярности участков ли! ных напряжений. Поэтому форма кривой напряжения ad и его сре^ значение одинаковы как при активной, так и при активно-индук| ной нагрузках.
При 60° вид кривой аа зависит от характера натру (рис. 6.16, в, г}. Причина зависимости та же, что и в управляв! выпрямителях однофазного тока (см. § 6.2). В случае активно-инд тивной нагрузки ток id продолжает протекать через тиристоры и j ричные обмотки трансформатора после изменения полярности линейного напряжения (рис. 6.16, в, г), в связи с чем в кривой появляются участки линейных напряжений отрицательной по. ности. При LB ->оо эти участки продолжаются до моментов очер кого отпирания тиристоров. Равенству площадей участков и услог Ud = 0 соответствует угол а = 90° (рис. 6.16, г). Значение этого у характеризует нижний предел регулирования напряжения Ud | Ln ->оо. При активной нагрузке участки напряжения отрицател^ полярности отсутствуют и в кривой ud при а > 60° ПОЯВЛЯЮТСЯ HJ вые паузы (штрихи на рис. 6.16, в, г). Напряжению Ud = 0 тег. будет отвечать значение угла а = 120®.
Зависимость среднего значения выпрямленного напряжения угла а (регулировочная характеристика) LH ->оо может быть найдена усреднением кривой ud на интерв я/3 (см. рис. 6.15, г):
Ud — —!— f Кб Uч, sin = Ud0 cos a, (6i
®/3 J
—тс/64-а
т. е. она определяется тем же соотношением, что и в однофазных q мах.
Участок регулировочной характеристики при активной нагру (LH = 0) на интервале 120° > а > 60° находят из выражения |
ГС
Ud ==—!— С Кб U2 sin = Udn [1 + cos (60° 4- a)J. (6? л/3 J i
it / 3 —K a
Регулировочные характеристики трехфазного мостового выпря) теля, построенные по выражениям (6.40), (6.41), приведены рис- 6.17.
Кривые анодных токов тиристоров и токов обмоток трансфор! тора при LB ->оо (см. рис. 6.15, д, ж) отличаются от кривых соотв ствующих токов неуправляемого выпрямителя (см. рис. 6.13, г-наличием отстающего фазового сдвига относительно напряжет (ср = а).
Кривая напряжения на тиристоре приведена на рис. 6.15, ж. Аг литуда обратного напряжения, как и в неуправляемом выпрямите равна l,0457/dO. Этой величиной определяется теперь не только
342
ратное напряжение, но и возможное значение амплитуды прямого Напряжения на тиристоре при регулировании угла а.
На рис. 6.18, й — д приведены временные диаграммы напряжений токов управляемого выпрямителя с учетом
коммутационных процессов, вызываемых индуктивными сопротивлениями xSa, xsb, хас (см. рис. 6.15, а). Коммутационные процессы обусловлены пе-
реходом тока с тиристора, заканчивающего работу, на тиристор, вступающий в работу (рис. 6.18, в) той же тиристорной группы (анодной или катодной). Каждый такой коммутационный процесс начинается в момент подачи отпирающего импульса на очередной в порядке вступления в работу тиристор (рис. 6.18, а.) Коммутация токов продолжается в течение интервала у и протекает так же, как и в схеме неуправляемого мостового выпрямителя (см. § 6.4).
Потенциалы выводов нагрузки на этапах коммутации за счет падений напряжения на реактивных сопротивлениях уменьшаются. Как и в неуправляемом выпрямителе, на интервале у они определяются полу-
Рис. 6.18.' Временные диаграммы напряжений и токов трехфазного мостового управляемого выпрямителя с учетом явления коммутации
Рис. 6.17. Регулировочные Характеристики трехфазно-г° мостового управляемого выпрямителя
343
суммой напряжений двух фаз с коммутирующими вентилями. кД мутационные падения напряжения сказываются на форме крйЯИ напряжения ud и уменьшении его среднего значения Ud (рис. 6.18,ЯИ ud = udQ—&udl.
Расчет среднего значения коммутационных падений напояжеМ производят так же, как и в неуправляемой схеме. Отличие состЯ лишь в том, что напряжение иа-, (рис. 6.18, а) к моменту начала кД мутации имеет отстающий фазовый сдвиг на угол а относителЯ точек естественного отпирания вентилей. С учетом сказанного ссЯ ношения (6.35)—(6.38) для рассматриваемой схемы принимают та'М вид: V
= ~~ U2 sin (а + &), Я
“4т /— /— Яш
AUd-,=—— f —- f/2sin(а + -U2 [cosа — cos (я 4-Д
п/3 J 2 2и . JM
а
(яЯ
iK = | cos а —cos (В + а)], :Д
2xa Д|
cos а — cos (а 4- 7) = . (6.Я
V Ь и 2 Д
Подстановкой выражения (6.43) в (6.42) находим ALCv =
ядЯМ
и среднее значение напряжения на нагрузке с учетом явления комиЯ тации: яВ
Ud = Ud0 cos я —^ld^_ _ (6 Я
>-dB|
Соотношение (6.44) является уравнением внешних ха р 1Д теристик трехфазного управляемого в Д прямителя. Оно является более общим, чем уравнение (6-ЗД поскольку последнее отвечает условию а = 0. Вид внешних харЯ теристик соответствует рис- 6-10, а. Д
Индуктивное сопротивление ха в соотношениях (6.44), а также (6.1ад (6.21), действительных для однофазных схем (соответственно с нулевым вДд дом и мостовой), определяют по напряжению короткого замыкания Uк ТР^И
форматора при номинальном значении первичного тока /1ном: ЯН
ик Д
•*а — , j ’ /щомге ЛИ
НЛИ
х и*к % и, Ж
Снои^2 юо яЦ
344
UK 100 где Ин % — и
относительное напряжение короткого замыкания
. рматора, выраженное в процентах.
Ф и После подстановки формулы (6.45) в (6.44) и деления левой и правой уражения (6.44) на U do имеем
иди
Ud __ _ 3 1 1 и*к %
С/к и2 Ud0 /щом 100
3 \ иг Ij ном Ж /j
-----= cos а — — ------- ---- ------ ------- ------
Udo ” Udo ном 100 /jH0M
транс-
частей
(6.46)
(6.46а)
Соотношение (6.46а) можно выразить в относительных параметрах:
. j\ % .
^cosa-B— , (6.47)
где Ud — Ud/Ud0, Id — IdUdHOM — соответственно выпрямленные напряжение и ток нагрузки, выраженные в относительных единицах;
3 _L U* I <1 ном
го /г2 Ud(s 71ном
Соотношение (6.47) является обобщенным уравнением внешних характери-.. n . , о 1 1 t/j / d ном ._.
стик выпрямителей. При коэффициенте В =-------- ----------уравнение (6.47)
” П Udo /1НОМ
действительно также для однофазной схемы с нулевым выводом, а при
2 1 1 d ном
В=— —— —— -----------—и для однофазной мостовой схемы.
ГО /1 / £ ном
По найденным ранее соотношениям между Ui — nU2 и Ud0 [см. выражения (5.2), (6.25)], а также между 1а и /j [см. выражения (5.17), (5.40), (6.29)1 получаем: В = 0,35 — для однофазной схемы с нулевым выводом, В = 0,7 — для однофазной мостовой схемы и В = 0,5 — для трехфазной мостовой схемы выпрямителя. Кривая тока ii при расчете коэффициентов В принимается состоящей из импульсов прямоугольной формы (т. е. при Вн -> оо и у = 0).
Влияние коммутационных процессов на форму кривых первичного и вторичного токов трансформатора, а также на форму кривой напряжения на тиристоре показано на рис. 6.18, г, д. Как и в однофазных схемах, первые гармоники токов приобретают результирующий фазовый сдвиг, равный <р« а + у/2. Процессы коммутации не сказываются на величинах максимально возможных прямого и обрат-Ного напряжений на тиристоре, которые остаются равными 1,045(7d0.
§ 6.6. ВЫСШИЕ ГАРМОНИЧЕСКИЕ В КРИВОЙ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ И ПЕРВИЧНОГО ТОКА ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Кривая выпрямленного напряжения выпрямителя состоит из двух составляющих: постоянной Ud, равной его Реднему значению, и переменной, определяемой суммой высших гар-онических. Частота каждой гармоники связана с частотой питающей Ти /с соотношением
h = »mfa , (6.48)
1 Дб -у 1 о о
1, 2, 3, ... — номера гармоник; т— эквивалентное число
345
фаз выпрямления (т = 2 для однофазных двухполупериодныхя прямителей — с нулевым выводом и мостового; т =3 для трех| ного выпрямителя с нулевым выводом и т = 6 для трехфазногоз стового выпрямителя). а
На рис. 6.19, а, б приведены кривые выходного напряжений соответственно однофазного и трехфазного мостового управляё| выпрямителей при Z,H ->оо.
Значения амплитуд гармонических Udvm, отнесенные к среднему значению выпрямленного напряжения неуправляемого выпрямителя, находят из соотношения
7,2
7,0
0,8
0,0
о,7
0.67 0,6
75 ' 30 45 60 75
Рис. 6.19. Кривые выходного напряжения однофазного (а) и трехфазного (6) управляемых выпрямителей
m~6
0,057 о
Рис. 6.20. Характер зависим относительного содержания пн гармоники в выпрямленном Я жении выпрямителей при измеж угла а я
2
^0
cos а
J/" 1 + ч2т2 tg2 а
Относительные значения амплитуд высших гармонических" неуправляемых выпрямителей получают из выражения (6.49) станов кой а = 0:
Ц(1чт __ 2 J
ч2т2 - 1 |
Выражение (6.50) характеризует коэффициент пульсации вьпЯ ленного напряжения неуправляемых выпрямителей. При « приходим к соотношению (5.5), использовавшемуся ранее.
На рис. 6.20 приведены кривые для т = 2 и m =6, показывай изменение относительного содержания первой гармоники в вЫШ ленном напряжении при изменении угла а. Как видно из кривый носительное содержание гармонической возрастает с увеличь угла а. а
346-
Неуправляемый выпрямитель
С целью сравнения укажем для однофазного (с нулевым выводом мостового) и трехфазного мостового выпрямителей значения относительного содержания в напряжении ud второй и третьей гармоник, • определяемые из выражения (6.50). Для однофазных выпрямителей =0-133 ^п(2> = 200 г4 Й3Мо=°-057 =300 Гц)>
лЛЯ трехфазного мостового выпрямителя Ud2m/Ud0 =0,014 (f п(2) = ^600 Гц), Ud3m/Ud0 =0,006 (/п(3) = 900 Гц). Меньшее содержание гармонических и их более высокая частота существенно упрощают при использовании трехфазной мостовой схемы задачу сглаживания напряжения и тока нагрузки.
Вид кривой тока первичной обмотки трансформатора, т. е. тока, потребляемого от питающей сети, зависит от типа выпрямителя и характера нагрузки. Входной ток синусоидальной формы возможен только в однофазных неуправляемых выпрямителях (двухполупе-риодном с нулевым выводом и мостовом) при чисто активной нагрузке (рис. 6 21, а). Во всех других случаях он отличен от синусоиды.
В выпрямителях средней и большой мощности, как указывалось, в цепи нагрузки обычно имеется большая индуктивность Гн и ток нагрузки достаточно хо-Если считать
о
Рис. 6.21. Кривые напряжения и тока питающей сети выпрямителей однофазного и трехфазного токов
е)
JP=Ol
рошо сглажен.
->оо, то, как следует из анализа схем, токи вентилей и вторичных обмоток трансформатора, а также потребляемый выпрямителем ток имеют форму прямо-Утольных импульсов. Вид кривых ?°Ка Ц для рассмотренных схем учета коммутационных процес-
Ов) показан на рис. 6.21, б— е.
В однофазных выпрямителях (с ТО «ВЬ1М ВЬ!В°Д°М и мостовом) по-Ребляемый ток состоит из им-Но Ьсов амплитуды I а!п длитель-
СТЬ1° в полпериода (рис. 6.21,
Я/ВЯ/6
Управляемый выпрямитель
2зг
347
б, в). В управляемых выпрямителях ток и его первая г моника отстают по фазе на угол ф = а относительно Hai жения питания ut (рис. 6.21, в). В однофазном выпрямител нулевым выводом (а также в мостовом выпрямителе с неполй числом управляемых вентилей) импульсы тока в кривой it разделе нулевой паузой длительностью а (рис. 6.21, г). Формы кривыхЧо для трехфазного мостового неуправляемого и управляемого выпря телей приведены на рис. 6.21, д, е. \
Отличие тока ц от синусоиды свидетельствует о том, что выпря тель для питающей сети переменного тока является генератором которого спектра высших гармонических. Последнее отражает от нательное воздействие выпрямителя на сеть переменного тока.
Протекание высших гармонических тока по обмоткам генери ров, питающих сеть, вызывает в них дополнительные потери мощ сти и нагрев. Дополнительные потери создаются в передающей ли и промежуточных трансформаторах. Падение напряжения от выа гармонических на внутренних сопротивлениях питающей сети, в ч ности на ее индуктивностях, вызывает искажение формы кривой i ряжения питания, что оказывает вредное влияние на работу дру потребителей. Искажения формы кривой напряжения особенно о тимы, когда выпрямительная установка питается от сети, мощнс которой соизмерима с мощностью, потребляемой выпрямителем.
Разложение в ряд Фурье кривой первичного тока однофазных прямителей (рис. 6.21, б, в) дает
7, (&) — (sin & 4- — sin 3» 4- — sin 5» 4- • • • 4—— sin (>&Й . (6 т.п \ 3 5 м у
В соответствии с выражением (6.51) в токе it помимо основной г сутствуют также 3-я, 5-я, 7-я гармоники и т. д. Амплитуды гармс ческих обратно пропорциональны номеру гармоники:
= — . (6
izn У 1
Амплитуда высшей гармонической по отношению к амплитуде ,1 вой гармоники составляет
1 vm — 11 v/n /71 (1) m — 1 A • (Q
Процентный состав гармонических в кривой тока it по отноше! к амплитуде основной гармоники, принимаемой за 100%, след щий: 3-я гармоника — 33%, 5-я гармоника — 20%, 7-я гармоника 14,3%, 9-я гармоника — 11,1%, 11-я гармоника — 9,1%, и т. Д;
Кривая ii (рис. 6.21, г) определяется рядом Фурье вида J
G (®) — (cos — sin & 4- — cos 3 — si п 3 & 4- -j
vn \ 2 3 2 |
4- — cos 5 — sin 5& + • • •'i, (4
5 2 ) 1
где в данном случае 9 = а. ]
348 3
в кривой первичного тока содержатся аналогичные гармониче-
сКие- Их амплитуда зависит от угла управления а:
/bm = -^-cosv — , (6.55)
т.пч 2
/bn, = —— COS V —— . (6.56)
v 2
Процентный состав высших гармонических при а = 0 такой же, как и для кривых рис- 6.21, б, в, но при регулировании (а = var) он изменяется из-за наличия тригонометрической функции [косинуса в формуле (6.56)].
Гармонический состав в кривой первичного тока трехфазного мостового выпрямителя (рис. 6.21, д, е) находят из ряда (6.54) подстановкой 0 = л/3:
Ч (&) — ——>d (sin &-----— sin 5»--— sm 7&+
т.п \ 5 7
+ _Lsinll&+ ...у (6.57)
В соответствии с выражением (6.57) в кривой тока ц отсутствуют 3-я гармоника и гармоники, кратные ей, что выгодно отличает трехфазный мостовой выпрямитель от однофазных. Благодаря отсутствию 3-й гармоники, в частности, существенно упрощается задача фильтрации гармонических в кривой тока сети. Состав гармонических здесь тот же, что и в однофазных схемах (5-я гармоника — 20%, 7-я гармоника — 14,3%, 11-я гармоника — 9,1%, и т. д.), и подчиняется зависимости (6.53), являющейся универсальной для выпрямителей.
Анализ кривых тока н и напряжения ud проведен без учета влияния на них процессов коммутации вентилей выпрямителя. Известное воздействие коммутационных процессов на форму этих кривых приводит к некоторому отличию значений амплитуд гармонических по сравнению с приведенными. Однако в номинальных режимах работы выпрямителей поправка относительно невелика и при расчетах ее можно не учитывать.
Для исключения влияния высших гармонических на питающую сеть применяют так называемые сетевые фильтры. Сете-вои фильтр обычно представляет собой цепь из последовательно соединенных конденсатора и индуктивной катушки, настроенной в резонанс на частоту соответствующей гармонической тока и подключенной параллельно шинам питающей сети вблизи выпрямительной установки. На частоте гармонической тока такая цепь обладает малым ^противлением и оказывает для гармонической шунтирующее действие, не пропуская ее в питающую сеть.
На частоте питающей сети, более низкой, чем резонансная часто-’ сопротивление цепи из последовательно включенных конденсато-и индуктивной катушки имеет емкостный характер, что сказывает-уР_Также на увеличении коэффициента мощности выпрямительной остановки.
349
§ 6.7. КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ И К.П.Д. ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
При работе устройства от сети переменного тока важно знат; рактер потребляемой им мощности. Наиболее благоприятным гр _ мом является потребление только активной мощности. Это озна| что при синусоидальном напряжении сети потребляемый ток ц синусоидален и не имеет фазового сдвига относительно питакй напряжения. Однако такой режим не характерен для выпрямиЙ средней и большой мощности: потребляемый ими ток, как было казано, несинусоидален, а его первая гармоника сдвинута относите но синусоиды переменного напряжения сети. Наличие фазового с| га свидетельствует о том, что выпрямитель потребляет от сеток мимо активной мощности, равной UdId, также реактивную мощноа Потребление реактивной мощности и наличие в кривой тока высш гармонических приводят к увеличению действующего значения сети и росту потерь при передаче энергии к выпрямительной устакот
Указанное явление характеризуется коэффициент: мощности выпрямителя
К = PJS., (6
где Pi — активная мощность, потребляемая выпрямителем:
Р1 = ^1^1(1) cos ф ; (6,
Sj—полная мощность, потребляемая от сети переменного той равная произведению действующих значений напряжения У(ит Ii, т. е. Si = Dili. _____________________
С учетом гармонических тока /j = /i(i> Ч- /1 (З) + ••• + I
Si — Ux ]/" 1\ (о + /цз) -(-•••+ /ц,) • (6
Без учета потерь энергии в выпрямителе активная мощность j на мощности, отдаваемой в нагрузку, т. е. Pt = UdId.
Подстановка выражений (6.59), (6.60) в (6.58) дает
/1(1) + /?(3) + • • • + /j(v)
где k — коэффициент искажения формы к вой потребляемого тока; cos ф — коэффицие сдвига первой гармоники тока.
Как известно из § 6.2—6.5, угол сдвига ф первой гармоники^ требляемого тока относительно напряжения питания зависит от у управления а и угла коммутации у и при LB ->оо Ч
Ф я» а 4- у/2. (6
Иными словами, для всех схем выпрямителей (кроме выпрями^ с нулевым диодом и мостовых несимметричных выпрямителей) кр фициент сдвига 350
Рис. 6.22. Кривые зависимости коэффициента сдвига от угла управления а и угла коммутации у управляемых выпрямителей
I COS ср = COS (a -j- y/2). (6.63)
Соотношение (6.63) использовано для построения семейства кривых Ф Рис- 6.22, характеризующих зависимость коэффициента сдви-га отугла управления а и угла коммутации у. Согласно кривым, коэффициент сдвига уменьшается с ростом углов а и у. При а = 0 значе-аИя cos ср соответствуют неуправляемым выпрямителям.
Коэффициент искажения k в формуле {6,61) зависит от схемы выпрямителя и характера нагрузки, поскольку, как показано в § 6.6, от этих факторов зависят амплитуды, а также действующие значения гармонических в кривой тока G.
Как указывалось в § 6.6, процессы коммутации слабо сказываются на величине амплитуды гармонических тока ix. Поэтому для подсчета коэффициента k однофазных выпрямителей (с нулевым выводом и мостового) при La ->оо можно воспользоваться кривой 1г, приведенной на рис. 6.21, б или в. Действующее значение первой гармоники тока согласно выражению 4/^ (6.51) равно ~ а действующее зна-т.п У 2
чение самой кривой, характеризующее знаменатель выражения (6.61), составляет
/rf/n, в связи с чем для однофазных выпрямителей (с нулевым выводом и мостового) имеем:
fc = 2/2/«=0,9, (6.64)
X = -X2 cos (a -j- 7/2) = 0,9 cos (a + у/2). TC
(6.65)
С учетом масштабного коэффициента 0,9 кривые, приведенные на рис. 6.22. характеризуют коэффициент мощности X однофазных выпрямителей.
Аналогично, для трехфазной мостовой схемы без- учета явления Коммутации коэффициент k можно подсчитать с помощью кривой Д, приведенной на рис. 6.21, д или е. Действующее значение первой гармоники тока находят по формуле (6.57): !\ и) = —X.3 , адействую-
пп
•Цее значение полного тока — по соотношению (6.28):
Коэффициент искажения k и коэффициент мощности для трехфаз-0 Мостового выпрямителя составляют:
(6.66)
351
k = 3/к = 0,955,
А. = (3/тг) cos (а + ^/2) = 0,955 cos (а Д- ^/2).
Гб1
С учетом коэффициента 0,955 кривые рис. 6.22 определяют (Ди фициент мощности трехфазного мостового выпрямителя. При ковых параметрах нагрузки и том же угле управления а его клЯИ1 циент мощности на 5,5 % выше, чем у однофазных выпрямителеОм
Регулирование управляемых выпрямителей с целью уменыприМ напряжения Ud (возрастание угла а) приводит к снижению их коэаж фициента мощности, что сказывается на загрузке питающей сети ЖЙ активным током индуктивного характера. Для улучшения качесш|г. потребляемой энергии от сети при использовании управляемых прямителей средней и большой мощности принимают меры по к<М \ пенсации их отрицательного воздействия на питающую сеть. Д^| этого к сети, питающей управляемый выпрямитель, подключают Я® t раторы реактивной мощности, например синхронные компенсатора или конденсаторы. С этой точки зрения применение сетевых филЖ ров, предназначенных для исключения из питающей сети высших гэд ионических тока, благоприятно сказывается и на повышении резу»Ж тирующего коэффициента мощности выпрямительной установки.«Д
Важным направлением в повышении результирующего коэф<®/ циента мощности питающей сети является применение компенсацио® ных преобразователей, в частности выпрямителей с искусственной йэм» мутацией тока. В таких выпрямителях коммутацию токов вентилей осуществляют не с отставанием, а с опережением относительно точеи их естественного отпирания, в связи с чем потребляемый ток зд§Д имеет не отстающий, а опережающий характер. Ж
Коэффициент полезного действия (к. п. ДЖ выпрямителя характеризуется отношением активной мощности, Я| даваемой в нагрузку, к полной активной мощности, потребляет® выпрямительной установкой от питающей сети. При идеальном сгж| живании выпрямленного тока к. п. д. выпрямителя определяют’^® соотношения 4Мг
Л = ^/(^ + 2 А/5),
где S АР — суммарная мощность потерь выпрямителя. ]
Активная мощность потерь складывается из следующих составл'Я щих: потерь в вентилях АРВ, силовом трансформаторе АРтр, сглаживая щем дросселе АРдр, делителях напряжения и тока (если такие при® няются), а также во вспомогательных устройствах (системах упр® ления, сигнализации, охлаждения). Общий расход мощности на воЯ могательные нужды выпрямителя обычно составляет 0,5—3% от Ш
Потери в вентилях АРВ складываются из потерь при их перекли чении и потерь от протекания прямого тока. При работе на частя 50 Гц потери при переключении можно не учитывать. В результД можно записать Д
АД, = твАДа/а.
352
лдесь тв — количество вентилей в схеме выпрямителя; А{/а и /а — □ответственно падение напряжения и средний ток вентиля.
Потери в силовом трансформаторе
\РТР = АРС + ДРМ,
где АРС — потери в стали трансформатора; АРМ — потери в меди трансформатора.
Потери мощности в сглаживающем дросселе определяются главным образом активным сопротивлением его обмотки:
ДРд = I2dRa. (6.70)
Коэффициент полезного действия выпрямительной установки часто представляют в виде произведения к. п. д. трансформатора г|тр и к. п. д. выпрямительной части схемы 7]в.е. Второй сомножитель без учета потерь во вспомогательных устройствах и ДРдр примерно равен к. п. д. используемых вентилей:
Пв.с=Лв = ^/(^ + ^а). (6-И)
Величина А{/а диодов и тиристоров с изменением режима работы изменяется незначительно и в зависимости от их типа составляет: 0,3—0,6 В для германиевых диодов, 0,8—1,2 В для кремниевых диодов и 0,6—1,5 В для тиристоров. Поэтому к. п. д. вентилей с повышением напряжения Ua возрастает, приближаясь к значению, близкому к единице, и оказывает относительно меньшее влияние на общий к. п. д. выпрямительной установки, чем, в частности, к. п. д. трансформатора Г]тр.
§ 6.8. ИНВЕРТОРЫ, ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ
Переход от режима выпрямления к режиму инвертирования
Инвертированием называют процесс преобразования энергии постоянного тока в энергию переменного тока. Инверторы, ведомые сетью, осуществляют такое преобразование с передачей энергии в сеть переменного тока, т. е. решают задачу, обратную выпрямлению.
Ведомые инверторы выполняют по тем же схемам, что и Управляемые выпрямители. На Рис. 6.23 приведена двухполу-периодная схема однофазного ведомого инвертора с нулевым выводом трансформатора. В качестве источника инвертируемой энергии принята машина Постоянного тока М, работа ю-Щая в режиме генератора. Индуктивность Ld осуществляет
Рис. 6.23. Схема однофазного ведомого инвертора с нулевым выводом
353
сглаживание входного тока инвертора, а реактивные сопротивлетИ и хаа учитывают индуктивности рассеяния обмоток трансфогмИ тора и индуктивности питающей сети. 'ям
Прежде чем перейти к рассмотрению электромагнитных прп>дИ сов и характеристик ведомого инвертора, укажем основные положМ ния, отличающие режим инвертирования от режима выпрямлен1^!
При выпрямлении источником энергии (генератором) являрОЯ сеть переменного тока. Поэтому при а = 0 кривая тока ilt потреблЯ мого от сети, совпадает по фазе с напряжением питания ut. При L Д = оо и ха1 = ха2 = 0 форма тока П близка к прямоугольнЯ (рис. 6.24, а). Тиристор 1 открыт при положительной полярности Я пряжения м2-1> а тиристор 2 — при положительной полярности Я пряжения «2-2 (Рис- 6.24, б). Машист! постоянного тока в схеме рис. 6.23 Я ботает в режиме двигателя с потребленЯ! энергии от сети. К машине приложим напряжение Ud с полярностью, указаний на рис. 6.23 в скобках. Я
При работе схемы в режиме инверти! рования машина постоянного тока явЯ ется генератором электрической энергии! а сеть переменного тока — ее потребит^ лем. В условиях сохранения в схеме Я же направлений токов ial, ia2 и id (чя определяется наличием тиристоров) геЯ раторному режиму работы машины будя отвечать полярность напряжения Еа, укЯ занная на рис. 6.23 без скобок. Изменена
Рис. 6.24. Кривые напряжения и тока питающей сети, а также последовательность работы тиристоров в управляемом выпрямителе (а, б) и в ведомом инверторе
(в, г)
Рис. 6.25. Кривые напряжения и тока питающей сети (а), а также последовательность работы тиристоров ведомого инвертора с учетом угла опережения р (б)
354
Г поляРностИ подключения машины к цепи постоянного тока является ! днИм из условий перевода данной схемы в режим инвертирования.
Показателем потребления энергии сетью служит фазовый сдвиг । 180° тока it относительно напряжения Ut (рис. 6.24, в). Это означа-
ем что тиристоры схемы в режиме инвертирования должны находить-сЯ’в открытом состоянии при отрицательной полярности напряжений кричных обмоток трансформатора: тиристор 2— при отрицательной полярности напряжения и2_а, а тиристор 1 — при отрицательной полярности напряжения (рис. 6.24, г). При таком режиме отпирания тиристоров осуществляется поочередное подключение вторичных обмоток трансформатора через дроссель Ld к источнику постоянного тока (см. рис. 6.23), благодаря чему достигается, во-первых, преобразование постоянного тока id в переменный ток (рис. 6.24, в) и, во-вторых, передача энергии в сеть.
Указанному режиму отпирания тиристоров при инвертировании соответствует на рис. 6.24, г значение угла управления а = л, отсчитываемого в направлении запаздывания относительно точек естественного отпирания вентилей (0, л, 2л и т. д.).
Запирание ранее проводившего тиристора при отпирании очередного тиристора в ведомом инверторе осуществляется под действием обратного напряжения, создаваемого напряжением сети со стороны вторичных обмоток, трансформатора (чем главным образом и обусловливается название инвертора — «ведомый» или «ведомый сетью»). Очевидно, к ранее проводившему тиристору при отпирании очередного тиристора будет приложено обратное напряжение (равное сумме напряжений двух вторичных обмоток) только в том случае, если очередной тиристор отпирается в момент, когда на подключенной к нему обмотке действует напряжение положительной полярности. Иными словами, реальное значение угла а при работе инвертора, исходя из условия запирания тиристоров, должно быть меньше л на некоторый угол р (рис. 6.25, б), т. е. а = л — р. Если же очередной тиристор отпирать при а = л, то условие для запирания ранее проводившего тиристора не будет выполнено, этот тиристор останется в открытом состоянии, создав короткое замыкание цепи с последовательно включенными вторичной обмоткой трансформатора и источником постоянного тока. Такое явление называют срывом инвертирования или опрокидыванием инвертора.
Угол р, отсчитываемый влево от точек естественного отпирания R> 2л, ..., называют углом опережения отпирания вентилей (тиристоров). С углом задержки отпирания а он связан соотношением
® — а (6.72)
или
а -ф- р = к. (6.72a)
Таким образом, для перевода схемы из режима, выпрямления в Режим инвертирования необходимо: 1) подключить источник постоянного тока с полярностью, обратной режиму выпрямления; 2) обеспе-
355
к
чить протекание тока через тиристоры преимущественно при от! нательной полярности вторичных напряжений, проводя их отпира| с углом опережения 0. Указанные положения использованы при 1 строении временных диаграмм на рис. 6.26, иллюстрирующих nt цессы, протекающие в схеме однофазного ведомого инвертора (2 рис. 6.23). I
Следует отметить, что рассмотренный способ перевода выпря"^ теля в режим инвертирования не является единственно возможна Для него характерны сохранение прежнего направления тока i* изменение полярности постоянного напряжения Ud. Если же пр; ставить себе, что к зажимам источника постоянного тока подключ второй преобразовательный агрегат (трансформатор и группа ти{ сторов), аналогичный первому, но с обратным направлением вкл чения тиристоров, то в такой системе можно перейти к режиму hubs тирования при изменении направления тока id в генераторе и с пре ней полярностью напряжения Ud. При этом, когда первый arpeft работает в качестве выпрямителя, а машина — в качестве двигател второй агрегат может быть закрыт. При переводе машины в реж; генератора второй преобразовательный агрегат начинает работу как инвертор с соответствующим углом 0, а первый агрегат запирав ся. Оба указанных способа перевода из режима выпрямления в реж’ инвертирования и обратно используют в реверсивных преобразо| телях (см. § 6.9). '
Работа однофазного ведомого инвертора с выводом нулевой точки трансформатора
На рис. 6.26, а приведены кривые вторичных напряжений тра! форматора инвертора, а на рис. 6.26, б, в — сигналы управления ' ристорами. Индуктивность сглаживающего дросселя Ld ->оо, в а зи с чем ток id в цепи генератора (входной ток инвертора) считаем ш ально сглаженным (рис. 6.26, г). 1
На интервале 0 — а (рис. 6.26, а) проводит вентиль 2. Его аноднв ток ta2 (рис. 6.26, д), равный току id, протекает под действием э. Д? Ed источника постоянного тока через вторичную обмотку трансфс матора навстречу напряжению м2_2, полярность которого указана5' рис. 6.23 в скобках. Полуволна напряжения и2_2 отрицательно полярности определяет на этом интервале напряжение ud инверто (рис. 6.26, а). ’
По окончании интервала а, т. е. с опережением на угол 0 отно§ тельно точки л, подачей управляющего импульса отпирается ти{ стор 1. Ввиду наличия реактивных сопротивлений ха1 и ха2 в ай{ ных цепях тиристоров наступает коммутационный процесс перехо тока id с тиристора 2 на тиристор 1, длительность которого опреде^ ется углом у. Как и в выпрямителе, этот процесс протекает под Д( ствием тока iK в контуре с обоими проводящими тиристорами и харг теризуется величиной ud = 0 (рис. 6.26, а). По окончании комму! ции ia2 = 0, a iax = id.
356
На интервале от л — 0(9 = р — у — угол, в течение которого к тиристору 2 прикладывается обратное напряжение, необходимое для восстановления его запирающих свойств) до 2л — р генератор обеспечивает протекание тока через другую вторичную обмотку трансфор-
матора и тиристор 1. Участок напряжения zzg-i определяет кривую и инвертора на этом интервале. В последующем процессы, протекающие в схеме, связаны с чередованием коммутационных интервалов, когда ток проводят два тиристора, и интервалов одиночной работы тиристоров. В связи с тем что используются участки синусоид Иг-], «2-2, соответствующие преимущественно отрицательным полуволнам, среднее значение напряжения инвертора Ud имеет полярность, противоположную режиму выпрямления (рис. 6.26, а).
Кривая напряжения на тиристоре (рис. 6.26, е) определяется суммой напряжений вторичных обмоток трансформатора. Максимальное прямое напряжение равно 2 K2t/a, а обратное — 2 (/21]г sin 9. Длительность действия обратного напряжения на тиристоре, определяемая углом 6 или соответствующим ему временем /п.в=_?__,
360°• f с не должна быть меньше величины ®min = 360° /с/в, необходимой для восстановления запирающих свойств тиристора (4 — время выключения тиристора, /п.в — время, предоставляемое тиристору Для выключения, т. е. для восстановления его запирающих свойств).
Кривые напряжения сети щ и отдаваемого в сеть тока щ приведены на рис. 6.26, ж. Амплитуда Т0Ка равна ld/n, где п = wjw., — коэффициент трансформации трансформатора. На этапах коммутации й определяется разностью то-°в встулающего в работу и завершающего работу тиристоров.
Рис. 6.26. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу схемы ведомого инвертора, изображенной на рис. 6.23
357
Для выявления основных закономерностей в ведомом инвы рассмотрим более детально процесс коммутации в схеме, связан например, с переходом тока id с тиристора 2 на тиристор 1.
Ток короткозамкнутого контура г|( (см. рис. 6.23), от которой висят характер изменения анодных токов тиристоров и длителы коммутационного интервала, определяется, как и в управляемо! прямителе (см. § 6.3), суммой свободной и принужденной состав щих (рис. 6.26, з).
Приняв, как и для управляемого выпрямителя, за нуль отс времени (!) = со/) начало коммутации, приходим к тому, что сой шения (6.7), (6.11), (6.12) будут действительны и для инвертора, становкой в них а = л — р находим:
\;.пР = ~-2 -~2 cos (Ф — р),
/Г и2 0 гк.св =---------------- COS р,
ха
iK = */2 и? jcos (О- — р) — cos Й).
Ток 1Н (рис. 6.26, з) на этапе коммутации определяет ток га разность (Jd — гк) — ток za2 (Рис- 6.26, д). В управляемом выпря теле вид кривой тока гк определяется током гк пр на отрицателе участке (рис. 6.9, д), а в ведомом инверторе — на положитель участке (рис. 6.26, з). Указанное приводит к некоторому разли’ изменения во времени токов zaI и га2 на интервале коммутации,? этих преобразователей (см. рис. 6.9, г и 6.26, д).
Коммутация токов заканчивается в момент времени & — у достижении равенства zaj = iK ~ Id, в связи с чем из выраже (6.75) получаем
Id = — [cos (₽ — т) — cosp]. (6
ха
Соотношение (6.76) отражает связь между инвертируемым то'
1а, вторичным напряжением [Д, а также углами (3 и у. При неиз:
U
ных угле опережения р и напряжении
2 увеличение инвертируе
го тока приводит к уменьшению разности р — у = 6 за счет ро
угла коммутации, т. е. уменьшению времени действия обрати напряжения на запираемом тиристоре. Таким образом, критерг выбора угла р является обеспечение при максимально допустимом, ке /rfmax необходимого угла бШ1п, требуемого для восстановле) запирающих свойств тиристоров, с целью исключения срыва ннвер рования. Для тока /rfmax выражение (6.76) принимает вид
7<Zmax —' (COS —COSp),
Ха
откуда
358
У max x&
P = arccos [ COS 9min
/2 U2
(6.78)
Если пренебречь активными сопротивлениями в цепи источника питания (генераторе и дросселе Ld), то э. д. с. генератора будет полностью уравновешиваться средним значением напряжения Ud, т. е. Ud — Ed. Среднее значение напряжения Ud имеет отрицательную полярность по сравнению с режимом выпрямления, причем коммутационное падение напряжения (рис. 6.26, а) здесь проявляется в увеличении абсолютной величины напряжения Ud.
Если принять у = 0, то в соответствии с рис. 6.26, а для модуля напряжения Ud будет справедливо соотношение
2тс—(3
У2
ТС—3
Отсюда
Ud cos 3, (6.79)
или
,, 2 У 2 U2 п nit
где Ud0 = —-------- = 0,9C7a.
К
Из сравнения выражений (6.80) и (6.2) следует, что с учетом замены угла а на угол р напряжение Ud инвертора при у = 0 описывается тем же соотношением, что и напряжение Ud выпрямителя. На рис. 6.27, а показана обобщенная регулировочная характеристика преобр азователя, ведомого сетью, в соответствии с которой при изменении угла а от 0 до ^2 преобразователь работает в режиме управляемого выпрямите-Ля> а при изменении угла а от п/2 До к—рш1п (т. е. при изменении уг-Ла Р от тг/2 до pmin) — в режиме ведомого инвертора.
Усредненное за полу период значение коммутационного падения Напряжения также находим 'Из кривых рис. 6.26, а:
(6.80)
вечная характеристика управляемого преобразователя, ведомого сетью (а); вид входных характеристик ведомых инверторов (б)
и d = Udo cos р,
359
(₽—•() Л
J V2 U2 sin iWO, 'll
с-Р .Ц
:os(₽ — у) — cos р|, (бЦ
cos (P — т) — cos p 1
2 '
щений напряжения среднее 3HaJ
dy — 71
откуда
ди di = П
ИЛИ
А1Лг( = U jo
С учетом коммутационных п ние напряжения инвертора
Ud = Udo cos p + \Ud,. (6.8|
Подстановка выражения (6.82) в (6.83) дает Ц
,, ,, cos (₽ - т) + cos ₽ 1
— udo ---------------• (6(Я
Соотношение (6.84) определяет противо- э. д. с. инвертора, напрД ленную встречно и равную напряжению источника Ed. Равене™ Ud = Ed во всех режимах работы инвертора обусловливается тем! что угол у является функцией входного тока инвертора ld. В ча<Я ности, повышение Ed вызывает рост тока ld (увеличение мощи остам отдаваемой источником в сеть), что увеличивает угол у и повышая напряжение Ud до значения Ed. Предел повышения Ed в инвертоЯ ограничивается уменьшением разности р — у до минимально доЯ стимой величины 9min, т. е. 'Я
„ cos 0min + cos В 'Я
Ed шах — Ud шах = Ud0 ------------- • (6.8Я
Зависимость напряжения Ed, питающего инвертор, от тока ld щ зывают входной характеристикой инвертор® Уравнение характеристики находят путем определения &U.
ражения (6.81) с учетом (6.76):
и из I
м°
В
(6.8
и подстановкой последнего в формулу (6.83):
Ed = Ud^Ud0^ + ^
(6.1
Уравнение входной характеристики инвертора отличается | уравнения внешней характеристики управляемого выпрямителя п| раметром р под знаком косинуса и знаком «+» перед членом, учит| вающим коммутационное падение напряжения. Коммутационно падение напряжения приводит к тому, что увеличение тока Id обусло*
360
ивает повышение напряжений Ed и Ud. В выпрямителях связь меж-t ld и Ud обратная.
w Графически входные характеристики инвертора изображаются сеМейством параллельных прямых (при Ld ->оо) с фиксированными значениями угла |3 (рис. 6.27, б). Повышение тока Id, как известно, сопровождается увеличением угла коммутации у. По этой причине перемещение рабочей точки инвертора вправо по каждой из характеристик вызывает уменьшение угла 9, представляемого тиристорам оя восстановления запирающих свойств. При достижении некоторого значения тока /угол 9 становится равным минимально допустимому значению 9m,n. При дальнейшем увеличении тока Id необходимое условие для восстановления запирающих свойств тиристоров не выполняется, что приводит к срыву инвертирования. Очевидно, с уменьшением угла |3 предел повышения тока ld наступает при меньшем его значении. Предельные значения тока Id находят из точек пересечения входных характеристик стак называемой ограничительной характеристикой инвертор а, показанной на рис. 6.27, б пунктиром.
Для определения уравнения ограничительной характеристики выразим cos р из соотношения (6.77):
cos р = cos 9mi„ — -'"д— (6.88)
/2 и,
и подставим его в (6.87). После упрощения находим
Ed max = Ud max = U d0 COS 6min - J*™**8.. . (6.89)
Графически ограничительная характеристика изображается прямой, имеющей наклон, обратный наклону входных характеристик Инвертора. Для сравнения на рис. 6.27, б приведена также прямая с параметром 9 = 0.
Полученные соотношения используют при расчете схемы инвертора. Заданными обычно являются максимальное инвертируемое напряжение Edmaj и ток Idmax. По времени /в используемых тиристоров определяют угол 9min и cos 9min. Задавшись значением Угла |3, из выражения (6.85) находят параметр Ud0 и вторичное напряжение силового трансформатора (72 = Ud0/Q,9. По известному значению напряжения приемной сети Ui определяют коэффициент трансформации трансформатора п = U JUz, а из выражения (6.89) — допустимое значение приведенного к вторичной обмотке сопротивления
Из кривых тока 1а находят действующие значения токов первичной и вторичных обмоток трансформатора, а также расчетные мощности обмоток. Ввиду сравнительно большого числа переменных окончательному выбору параметров схемы по приведенной методике мо-Ут предшествовать несколько уточняющих расчетов.
и ^Определим коэффициент мощности ведомого тора X. Согласно соотношению (6.61), он равен произ-коэффициента искажения k на коэффициент сдвига cos <р.
» е р ВеДению
361
Угол сдвига ср первой гармоники отдаваемого в сеть тока i ,, рис. 6.26, ж) относительно напряжения близок к л — ф1—3 Величина cos ср для ведомого инвертора, как и его активная мощ| по цепи первичной обмотки, получаются отрицательными. Это с
ветствует тому, что инвертор по отношению к сети является исто* ком энергии. Поскольку коэффициент мощности принято считать ложительным, cos <р для ведомого инвертора рассчитывают по абсо] ной величине:
cos<p==cos(^—-р/2). I
Из формулы (6.90) следует, что для увеличения коэффициента ности необходимо осуществлять работу инвертора при наименй! угле опережения р. Минимальное значение угла р находят из реж! Edmax и lama*’ ПРИ котором угол 9, представляемый тирист^ для восстановления запирающих свойств, равен 9Ш1П, а угол .7; = Ymax-
R = 0 -U т
г min min 1 I max
И
COS <p = COS (9min 4- 7max/2). (61
Отличие от синусоиды отдаваемого в приемную сеть тока it с детельствует о том, что коэффициент k ведомого инвертора мещ единицы. При прямоугольной форме кривой тока (без учета | мутационных процессов) гармонический состав потребляемого с^ тока определяется рядом (6.51), в связи с чем, как и для управу мого выпрямителя, здесь коэффициент k = 0,9 [см. (6.64)1. В ведо| инверторах применяют те же средства для улучшения коэффицие мощности, что и в управляемых выпрямителях (см. § 6.7). л
Принцип действия и характеристики однофазного ведомого ин| тора, выполненного по мостовой схеме, подобны рассмотренной. С бенности мостовой схемы управляемого выпрямителя против cxj с нулевым выводом распространяются и на ведомые инверторы.
Работа трехфазного мостового ведомого инвертора -5
В ведомых инверторах, как и в выпрямителях, стремятся пр| нять (где это возможно) трехфазную мостовую схему. Ее отли| лучшее использование тиристоров по току и напряжению, а та: более высокий коэффициент мощности. Ввиду меньшей амплит и более высокой частоты пульсации напряжения ud для сглажива тока id здесь требуется реактор Ld с существенно меньшей индук: ностью, чем в однофазных схемах.
Электромагнитные процессы в трехфазном мостовом ведомом верторе (рис. 6.28, а) качественно подобны процессам в рассмотр ном однофазном инверторе. Режим инвертирования характеризуй значением угла а> 90° при той же последовательности отпира: тиристоров (рис. 6.28, б), что и в управляемом выпрямителе J рис. 6.18, а). Связь между углами а и р та же, что и ранее [см. выра ние (6.72а)1. Указанным значениям угла а соответствует отпира
362
цписторов и протекание через них 1 L при преимущественно отрицательной полярности фазных напряжений. Поэтому и здесь напряжение (рис. 6.28, в), составляемое из Участков линейных напряжений отрицательной полярности и определяющее противо-э. д. с. инвертора у , имеет полярность, обратную режиму выпрямления (рис. 6.28, а). Принцип построения кривой напряжения ud тот же, что и для схемы выпрямителя.
Кривые токов тиристоров на рис. 6.28, г показаны с учетом комму
тационных процессов в предположении идеального сглаживания тока id (рис. 6.28, в), т. е. при Ld —>оо. Процесс коммутации протекает так же, как и в управляемом выпрямителе. При отпирании очередного тиристора (например, тиристора 3) линейное напряжение, на которое подключены тиристор, вступающий в работу, и тиристор, заканчивающий работу (в данном случае тиристор /), имеет полярность, необходимую для
запирания тиристора, заканчивающего работу, и отпирания тиристора, вступающего в работу. Процесс коммутации продолжается в течение интервала у и характеризуется наличием в короткозамкнутом контуре тока iK (рис. 6.28, а, б). На интервале коммутации кривая потенциала шины постоянного тока (cpd(_) или <pd(+)) определяется полусуммой фазных напряжений участвующих в коммутации фаз. По окончании коммутации к закончившему работу тиристору в течение интервала 9 прикладывается обратное напряжение, необходимое его запирания. С учетом процес-Са коммутации длительность прово-лящего состояния тиристора ф, как в выпрямителе, увеличивается на
лгОДу, г. е.
ф = 2г/3 -ф у.
Рис. 6.28. Схема трехфазного мостового ведомого инвертора (а) и его временные диаграммы (б —е)
363
Среднее значение тока, равное в однофазной схеме с нулевым ЯИ водом 7d/2, здесь составляет Id/3.
Вид кривой напряжения на тиристоре показан на рис. 6.28,Як Она построена из кривых напряжений рис. 6.28, б, определяющий потенциалы анода и катода тиристора. Максимальное напряжен^® на тиристоре, как и в выпрямителе, равно амплитуде линейного Д пряжения и составляет |/б U2. ди
Процессы коммутации, как следует из анализа предыдущей схем» оказывают существенное влияние на характеристики и покаялтЖк ведомого инвертора. Получающиеся для мостового инвертора соотЯ| шения подобны соответствующим соотношениям для однофазной' ведомого инвертора или трехфазного мостового управляемого вып(Д мителя. Указанное обстоятельство используется при анализе рЖ сматриваемой схемы ведомого инвертора. яи
Ток коммутации iK, равный сумме свободной и принуждений составляющих, при отсчете его от момента начала коммутации о$Д сывается соотношением вида (6.75):
i = [Cos (ft — p) — cos P|.
2лга
С учетом сомножителя j/3/2 формулы (6.76)—(6.78) для трехфав ного мостового инвертора принимают такой вид: а
I. = [cos (Р — у) — cos Р), (6.Й
2хя Я|
Id max = U* (cos emin — COS P), (6.9g
я
p = arccos [ cos 9mjn--2^Xa . (6.Я
\ UU Я
Среднее значение против о-э. д. с. и н в е<| тора с учетом явления коммутации определяется выражешй (6.84) при Ud0— 3 U2 = 2,34 (У2, а его максимально допустим
« Я
значение — соотношением (6.85). я
Способ получения уравнения входных характер!
стикинвертора Я
Ed = Ud^Ud0cos$ + ^ (б|
R Я
и уравнения ограничительной характеристик
Ed max = Ud max = U du COS 9mln — (6|
n Ж
здесь тот же, что и для однофазного инвертора. Вид характерист| 364 1
показанный на рис. 6.27, б, остается справедливым и для трехфаз-„ого мостового ведомого инвертора.
Определим сомножители коэффициента мощности усматриваемой схемы. Для этого воспользуемся кривыми напряжения иа и тока i2a на Рис- 6.28, е. С учетом коэффициента трансформации приведенные кривые определяют напряжение ut и ток = iiA первичной обмотки трансформатора.
Ток i2a создается токами тиристоров 1 и 4 и является переменным. Согласно рис. 6.28, е, его первая гармоника i2a(i) имеет такой же фазовый сдвиг ф = л/3 + л/3 — р + л/3 + у/2 = л — (Р — -[/2), что и в однофазном инверторе, в связи с чем для коэффициента сдвига здесь также действительно выражение (6.90).
Как отмечалось в § 6.6, процессы коммутации незначительно сказываются на гармоническом составе кривой тока В предположении прямоугольной формы кривой тока 12а на рис. 6.28, е ее гармонический состав определится рядом (6.57), а коэффициент искажения, как и для трехфазного управляемого выпрямителя [см. равенство (6.67)], составит k = 3/л = 0,955 против 0,9 для однофазных ведомых инверторов.
§ 6.9. ТИРИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА ПОСТОЯННОГО ТОКА
Электропривод на основе двигателей постоянного тока используется в различных отраслях промышленности — металлургии, машиностроении, химической, угольной, деревообрабатывающей и др. Развитие электропривода направлено на создание высокопроизводительных машин с высокой степенью автоматизации.
Регулирование скорости двигателей постоянного тока занимает важное место в автоматизированном электроприводе. Применение с этой целью тиристорных преобразователей является одним из самых современных путей создания регулируемого электропривода постоянного тока.
Управление скоростью двигателей постоянного тока осуществимо тремя способами:
1) изменением напряжения на якоре при неизменном токе обмотки возбуждения;
2) изменением тока обмотки возбуждения при неизменном напряжении на якоре;
3) комбинированным изменением напряжения на якоре и тока об-мотки возбуждения.
Напряжение на якоре или ток обмотки возбуждения (ОВ) измене помощью управляемых выпрямителей, из которых наибольшее Рименение получили однофазные и трехфазные мостовые выпрямители, тметим, что при управлении двигателем по цепи обмотки возбужде-й я Управляемый выпрямитель выполняется на меньшую мощность ми°пДает ЛУЧШИМИ массо-габаритными и стоимостными показателя-Дея ^ДНако следствие большой постоянной времени обмотки возбуж-
Ия электропривод обладает худшими динамическими свойствами
365
к
Рис. 6.29. Структурная схема реверсивного ти ристорного преобразователя
(является менее быстродействующим), чем при управлении по якоря. Таким образом, выбор цепи управления определяется конй ными требованиями к приводу. л*|
При работе с теми или иными производственными механизм часто необходимо изменять направление вращения двигателя (oci ствлять реверс). Изменению направления вращения обычно сопу вуют такие требования, как быстрое! то же время плавное) торможение и п, ный набор скорости.
Реверс направления вращения при; ного двигателя может достигаться и| нением полярности подводимого к як, напряжения либо изменением направле тока обмотки возбуждения. С этой це, в цепь якоря или обмотки возбуждё вводят контактный переключатель или! пользуют два управляемых тиристор; преобразователя.
Структурная схема реверсивного! ристорного преобразователя с контакт) переключателем в цепи обмотки як’< (используется двигатель постоянного т< независимого возбуждения) показана рис. 6.29. В этой схеме, как и в болый стве преобразователей, предназначен! для электропривода, режим выпрямлд чередуется с режимом инвертировав Так, например, при наборе скороста
режиме пуска и ее стабилизации в условиях повышения нагрузки1 валу двигателя тиристорный преобразователь работает в режимеъ прямления, сообщая энергию двигателю. При необходимости том жени я и последующего останова двигателя поступление энергии нему от сети через преобразователь прекращают, переводя последи в режим инвертирования. Машина постоянного тока под действй инерционной массы на ее валу переходит в режим генератора, в вращая накопленную энергию через преобразователь в сеть пере^! ного тока (рекуперативное торможение). )
Работу схемы рис. 6.29 удобно проанализировать с помой) рис. 6.30, на котором приведены совмещенные внешние характер стики реверсивного тиристорного преобразователя, соответствую^ режимам выпрямления и инвертирования. Характеристики пока ны без учета их нелинейности в области малых токов /d, вызываем прерывистостью тока id преобразователя в этой области в условй реальных значений индуктивности Ld <оо сглаживающего дрос ля. Поскольку механические характеристики двигателя постд’ ного тока независимого возбуждения М — F(ri) определяются нац жением, приложенным к якорю, и характером его изменения в. висимости от нагрузки, семейство внешних характеристик преоб зователя на рпс. 6.30 можно рассматривать и как семейство меха 366
еСких характеристик двигателя (при I0B = const, п ~ U d, М ~ 1 d). Момент нагрузки на валу двигателя Л4Н принят постоянным и не за-исящим от частоты вращения п.
8 Предположим, что контактный переключатель П на рис. 6.29 находится в положении 1. Для осуществления режима пуска тиристорный преобразователь (ТП) вводят в режим выпрямления (РВ)
Рис. 6.30. Совмещенные внешние характеристики реверсивного тиристорного преобразователя постоянного тока
с Углом управления близким к 90°. Двигатель начинает набирать скорость с прямым направлением вращения при небольшом напряжении Ud, полярность которого указана на рис. 6.29 без скобок. Текущие значения Ud, ld при прямом направлении вращения двигателя определяют траекторию перемещения рабочей точки преобразователя в квадранте /. Увеличение частоты вращения двигателя при нуске осуществляется повышением подводимого напряжения Ud за счет уменьшения угла управления а, чем достигается переход рабочей точки на выше расположенную внешнюю характеристику преобразователя. Сглаживающий дроссель Ld в цепи постоянного тока ‘П препятствует быстрому нарастанию тока /d при переходе рабочей т°Чки с одной характеристики на другую. Вследствие указанного Этопам перехода на рис. 6.30 соответствуют пунктирные кривые, поклон которых относительно оси токов зависит от темпа пуска
367
двигателя и величины Ld. Повышение частоты вращения двигатеж будет происходить по зигзагообразной кривой, состоящей из пул тарных участков и участков внешних характеристик выпрямителй Повышение темпа пуска двигателя сопровождается увеличением пусковых токов. В условиях необходимого их ограничения на уровне преобразователя, определяющем предельно допустимые зна. чения анодных токов тиристоров, сокращение периода пуска достигается приближением тока I d«m\n к току ldmRx. При высоком темпе пуска и большой величине Ld изменение угла а будет происходить при практически неизменном токе Id, в связи с чем режиму пуска будет соответствовать перемещение рабочей точки по прямой, параллельной оси Ud, со значением ld = /dmax. Задачу ограничения токов ре-шают установкой в преобразователе датчика тока /йтах, сигнал которого вводится в систему импульсно-фазового управления и воздействует на характер изменения угла а в режиме пуска. В системе осуществляется отрицательная обратная связь, обеспечивающая при пуске неизменный ток /d« /dmax. Помимо указанного, эта обратная связь выполняет функцию токовой отсечки, защищающей преобразователь от перегрузок по току в аварийных режимах.
Режим пуска заканчивается переходом рабочей точки на внешнюю характеристику с углом а, при котором обеспечивается требуемая частота вращения двигателя. С целью стабилизации частоты вращения при изменении нагрузочного момента в систему вводят отрицательную обратную связь по скорости, воздействующую на угол it
Напряжение, пропорциональное частоте вращения, снимается с тахогенератора, устанавливаемого на валу двигателя, и подается в систему импульсно-фазового управления преобразователем.
Торможение двигателя осуществляют переводом преобразователя в режим инвертирования, что означает переход рабочей точки на характеристики преобразователя в квадранте II (рис. 6.30). Для этого контактор П в схеме рис. 6.29 переключают в положение 2 (чем достигается изменение полярности подключения двигателя к преобразователю) и увеличивают угол а до значения п/2, задав соответствующий угол [3 = л — а. Машина постоянного тока переходит в режим генератора, и у нее возникает тормозной момент. Кинетическая энергия, накопленная инерционными массами на валу двигателя, преобразуется в электрическую энергию и отдается через преобразователь в сеть переменного тока. В результате торможений частота вращения двигателя и индуцируемое им напряжение Ud снижаются. Уменьшаются ток Id и создаваемый тормозной момент. Рабочая точка перемещается вправо по характеристике преобразовать ляс параметром |з, обозначенным на рис. 6.30 рб. Для того чтобы сохранить тормозной момент на данном уровне, добившись тем caMW более быстрого останова двигателя, необходимо увеличить угол т. е. осуществить переход на ниже расположенные входные хараКТД ристики инвертора, как показано на рис. 6.30. Снижение частоты вр^ щения будет происходить по зигзагообразной кривой, включают» промежуточные пунктирные участки и участки входных характер® стик инвертора. те
368 Ц
Для максимального сокращения времени торможения двигателя необходимо создать максимальный тормозной момент, т. е. проводить т0рможение при максимальном токе Id. Допустимый максимум тока I при малых углах [3 (вблизи р6, р5) лимитируется ограничительной характеристикой инвертора (рис. 6.30), а при больших углах р (как н в режиме выпрямления) — нагрузочной способностью используемых тиристоров.
Если после останова двигателя вернуться к углам управления но контактор не переключать, то преобразователь начнет работать в режиме выпрямления, создавая на двигателе напряжение, полярность которого будет противоположна первоначальной. Это приведет к изменению направления вращения двигателя (реверсу). Работе привода будет соответствовать область характеристик в квадранте III. Последующие торможение и останов двигателя требуют переключения контактора в первоначальное положение 1 и перехода преобразователя к углам опережения р (квадрант IV). Процессы пуска и останова двигателя при обратном направлении вращения протекают аналогично.
Таким образом, схема с одним преобразователем и переключателем в состоянии обеспечить изменение направления вращения двигателя и рекуперативное торможение привода при любом направлении вращения. Однако сравнительно большое время срабатывания контактора (десятки и сотни миллисекунд) ухудшает такой показатель привода, как быстродействие. Недостатком системы является и то, что надежность ее работы зависит от безотказной работы контактора.
Более совершенная система тиристорного электропривода реализуется на основе двух тиристорных комплектов, обеспечивающих протекание в цепи двигателя тока того или иного направления без применения контактора. В таком преобразователе, называемом реверсивным, создаются благоприятные условия для автоматического управления приводом при различных режимах его работы.
Преобразователи, входящие в систему, могут соединяться двумя способами — по перекрестной или встречно-параллельной схемам, которые для трехфазного мостового преобразователя показаны на рис. 6.31, а, б. Схемы отличаются количеством вторичных обмоток силового трансформатора. Вследствие более простой конструкции трансформатора преимущественное применение нашла встречно-параллельная схема (рис. 6.31, б), которую и будем Использовать при дальнейшем анализе.
Работа тиристорных групп /, II в реверсивном преобразователе Характеризуется попеременным использованием в них режимов выпрямления и инвертирования. Различают два режима управления Тиристорными группами — совместное и раздельное.
При совместном управлении отпирающие импульсы подаются на тиристоры как одной, так и другой групп во всех реумах работы привода, задавая одной группе режим выпрямления, а Другой — режим инвертирования. Углы управления оц, ап со-°тветственно тиристорами групп / и II связаны между собой услови-еы равенства средних значений напряжения Uax выпрямителя и ин-13~ 64S 369
Рис. 6.31. Перекрестная (а) и встречно-параллельная (б) схемы соединения i прямителей в реверсивном преобразователе
•Ж
вертора (совместное согласованное управление), имеющих одинаков? полярность в схеме. Если тиристорная группа I находится в режй выпрямления, а тиристорная группа /I — в режиме инвертировал то полярность их напряжений Udal и Ud$n будет соответствен^ полярности напряжения Ud на двигателе, указанной на рис. 6-31? без скобок. При изменении режима работы тиристорных групп поля кость напряжений Udai и станет обратной. Режим совместно, управления при задании тиристорной группе / режима выпрямлена а тиристорной группе II — режима инвертирования иллюстрир? диаграмма рис- 6.32, а, где по кривым линейных напряжений втор! ных обмоток трансформатора построены кривые напряжений иЬ и udan (без учета явления коммутации). Углы ai и оси указаны моменту отпирания тиристора 1 обеих групп.
Из равенства средних значений напряжений двух тиристор^ групп (7ducosai и —Uaocosau получаем:
cos + cos aH = О,
370
“11-«1
2 cos -LXi cos ——— = 0, 2 2
откуДа находим условие совместного согласованного управления реверсивным преобразователем:
ctj + ац = 180°.
(6.98)
az
Рис. 6.32. Кривые выходного напряжения реверсивных преобразователей при совместном и согласованном управлении (а), уравнительного напряжения и тока (б, в)
При работе тиристорной группы II в режиме инвертирования ее углы опережения согласно равенству (6.72) рц==п — ац. С учетом условия (6.98) при согласованном управлении имеем pn=aj_ Диалогично при работе тиристорной группы / в режиме инвертирования, а // — в режиме выпрямления [3i = ац.
Задание одной тиристорной группе условия для работы в качестве выпрямителя, а другой — в качестве инвертора определяет для двухкомплектного реверсивного преобразователя его постоянную готовность к работе либо в режиме выпрямления, либо в режиме инвертирования при возможности осуществления прямого и обратного направлений вращения двигателя.
Если прямому направлению вращения отвечает полярность подводимого напряжения Ud, указанная на рис. 6.31, б без скобок, то пуску двигателя с прямым направлением вращения будет соответствовать работа преобразователя в режиме выпрямления, обеспечиваемом тиристорной группой /. Пусковой режим будет осуществляться через тиристорную группу / путем уменьшения угла ац проходя значения а ц а2, • квадранта / на рис. 6.30, каки для схемы рис. 6.29. потребление энергии от сети через тиристорную группу / будет продолжаться и в стационарном режиме работы привода при частоте вращения /гном. При этом, как и при пуске, тиристорная группа // будет находиться в готовности к осуществлению инверторного режима 'Феобр азователя.
Режим инвертирования через тиристорную группу // наступает Ри торможении двигателя, требуемом либо для перехода на более ’Чзкущ частоту вращения,либо для реверса. Торможение двигателя осу
13*
371
ществляется путем увеличения угла ai, что вызывает перемещеДВ рабочей точки привода в область характеристик квадранта II (поекпД| ку частота вращения мгновенно измениться не может). В случае Д рехода на более низкую частоту вращения после торможения рабЖ чая точка через некоторое время вновь возвращается в область хараЯ теристик квадранта /, но занимает положение с меньшей ординатож При реверсе угол ai продолжают увеличивать, вызывая увеличенЖ и угла |3ц (со скоростью, определяемой требуемым темпом торможенЖ и допустимым при торможении током IJ до значения ai = (Зц = после чего тиристорную группу // переводят в режим выпрямлений а тиристорную группу / — в режим инвертирования. Процесс той можения и следующий за ним разгон с обратным направлением врж щения двигателя протекает так же, как и в схеме рис. 6.29. Ж
Реверсивный преобразователь с совместным управлением мВ тиристорных групп позволяет создавать электропривод постоянная тока с высокими динамическими свойствами. Ш
Недостатком преобразователей с совместным управлением явмК ется необходимость принятия мер по уменьшению так называем»
уравнительного тока. >Я|
Уравнительный ток возникает под действием уравнительного^Ш ~ пряжения иу, создаваемого разностью мгновенных значений напояЯЯ ний uai и ига двух тиристорных групп. Кривая напряжения «Яя = Ud\— Ud\\ при работе тиристорной группы / в режиме выпрям» ния, а тиристорной группы // — в режиме инвертирования в слу^И; ai = показана на рис. 6.32, б. Уравнительный ток протекаетК| внутренним контурам преобразователя, образуемым открытыми -лдг ристорами двух тиристорных групп с входящими в эти контуры « ричными обмотками трансформатора. Так, например, на интервал! &1 — (рис. 6.32, а) ток iy протекает через тиристоры 5, 6 грума / и тиристоры 4, 5 группы // (см. рис. 6.31, б). тИ
Поскольку активные и реактивные сопротивления внутренДВ контуров малы, ток ty, обусловливаемый напряжением пу, без пИ| нятия специальных мер был бы довольно большой, что могло бы пив вести к повреждению тиристоров из-за перегрузок по току. |К
Для уменьшения уравнительного тока в схему вводят насыщгМ щиеся или ненасыщающиеся ограничительные реакторы. Насыщав щиеся реакторы включают в схему так, как показано на рис. 6.313® Два реактора, относящиеся к тиристорной группе (например, ЯК и Л03), участвующей в преобразовании энергии, под действием ЯМ текающего через них тока находятся в состоянии насыщения. ДД других реактора (Ло2, Loi) при этом не насыщены и участвуют в ошВ ничении тока iy. При использовании ненасыщающихся реактсяИ можно ограничиться включением в схему только двух из них (ЯК LOi или Ло2, А03). Индуктивности реакторов выбирают из расчетаааИ раничения среднего значения уравнительного тока 1У (рис. 6.32ИВ на уровне, не превышающем 10% от номинального тока Id. ЯК-
Необходимость применения ограничительных реакторов ухуДШ» ет массо-габаритные показатели системы. Поэтому режим совмш»
372
лого управления используют при создании высокоточных электроприводов с повышенными требованиями к быстродействию.
Проблема уменьшения уравнительного тока полностью исключается в случае раздельного управления двумя тиристорными группами. При этом отпадает необходимость в ограничительных реакторах.
Принцип раздельного управления сводится к то-му, что отпирающие импульсы подаются на тиристоры только той из двух тиристорных групп, которая в данный момент времени участвует в преобразовании тока. В переходных режимах, когда вступает в работу другая тиристорная группа, прекращается подача отпирающих импульсов на тиристоры работавшей тиристорной группы, а затем после некоторой паузы, в течение которой происходит спадание токов работавшей тиристорной группы до нуля и запирание ее тиристоров, подаются отпирающие импульсы на тиристоры группы, вступающей в работу. Между углами управления а, и ап реверсивных групп выдерживается то же условие (6.98) согласованного управления. Требуемая блокировка в подаче отпирающих импульсов осуществляется по системе управления преобразователем с использованием датчиков тока.
Необходимость создания паузы в работе тиристорных групп (до 5—10 мс в зависимости от параметров нагрузки) приводит к некоторому ухудшению быстродействия привода. Тем не менее современные реверсивные преобразователи с раздельным управлением вполне удовлетворяют требованиям подавляющего большинства промышленных электроприводов постоянного тока.
§ 6.10. НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Непосредственные преобразователи частоты (НПЧ) предназначены для одноступенчатого преобразования энергии переменного тока частоты в энергию переменного тока другой (обычно более низкой) частоты f2. В этих преобразователях кри
вая выходного напряжения составляется из участков напряжений сети благодаря осуществлению с помощью тиристоров непосредственной связи цепи нагрузки с сетью переменного тока. НПЧ выполняют с однофазным или трехфазным выходом и с однофазным или трехфаз-
ным входом. Для получения более качественной формы кривой выходного напряжения (с малым содержанием высших гармонических) преобразователи обычно питают от сети трехфазного тока.
По принципу действия НПЧ подобны двухкомплектным реверсивным тиристорным преобразователям (см. § 6.9) и выполняются по аналогичным схемам. Схема трехфазно-однофазного НПЧ, состоящая из двУх мостовых тиристорных групп, соединенных встречно-параллель-Но> приведена на рис. 6.33. Нагрузка ZH преобразователя имеет активно-индуктивный характер (индуктор низкочастотного нагрева, низкоскоростные асинхронные двигатели в преобразователях с трех-Фэзным выходом, сеть переменного тока частоты /2 и т. д.).
Вид кривой выходного напряжения преобразователя показан на Рис. 6.34, а. Она формируется при той же, что и в реверсивном пре-
373
Рис. 6.33. Схема непосредственного преобразователя частоты
образователе, последовательности (1, 2, 3, 4, ...) вступления в ту тиристоров обеих групп, но при циклическом изменении во времёЗД углов отпирания тиристоров (рис. 6.34, б). В результате кривая Д ходного напряжения составляется из участков линейных напряжём» вторичных обмоток трансформатора с S новной гармонической uH(i), близкЖ по форме к синусоиде.
Если бы нагрузка была чисто Ж тивной, то переменное напряжение .Ж ней создавалось бы при поочередной® боте тиристорных групп /, // толькж режиме выпрямления. При формироЖ нии полуволны напряжения пололо тельной полярности в режиме выпр.дЦ ления с углом сц, изменяемым отЯВ до 0 и обратно, работала бы тирис'гЖ ная группа /, а при формировании^® луволны напряжения отрицателвМ| полярности в режиме выпрямлен®®! углом ап, изменяемым в тех же поста лах, — тиристорная группа II. В лю® момент времени работа системы на ч® то активную нагрузку связана сЯ|| треблением энергии от сети переменном тока либо через тиристорную групДге либо через вентильную группу II. ||||
При активно-индуктивной нагру^а как известно, имеются интервалы вЖ мени, в течение которых напряж|ий «„(И и ток tH, принятый на рис. 6.3‘Я» синусоидальным, находятся в против фазе (интервалы 0 — й)24, л — ®'М| В указанных интервалах времени печивается работа соответствующей ии| ристорной группы в режиме инвеяИ| рования. Так, например, на интерЯВ и 2/i — -п: тиристорная группа I рабздН|
ет в режиме выпрямления, а при достижении точки « она®» реводится в . режим инвертирования, который продолжается»® момента времени На интервале от точки иг/2 Д°
ристорная группа II работает в режиме выпрямления. На рис. 6.3К инверторному режиму работы тиристорной группы // соответстяИ| интервал 0 — <о24- На тех участках, где напряжение wri(i> и ТПЛ» находятся в противофазе и тиристорные группы работают в реЖяИ инвертирования, энергия, накопленная в реактивных элемеЙИ нагрузки, возвращается в сеть переменного тока частоты f±-
В НПЧ известное из анализа работы реверсивных преобразо|Ш» лей согласованное раздельное управление тиристорными груп^ЯИ получило большее распространение на практике, чем согласовали
L74
управлении.
у При совместном
оВместное управление. Это связано с большими трудностями в ограничении уравнительного тока, возникающего в НПЧ при совместном управлении отпирающие импульсы подаются на Тйристоры обеих групп, задавая в зависимости от формируемой полуволны напряжения для одной из них режим выпрямления, а для дру
Рис. 6.34. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во времени углов ос* и ап (б) НПЧ при синусоидальном законе управления
гой — инвертирования. Вследствие того что при формировании кривой выходного напряжения частоты /2 углы сп и ан периодически изменяются, в уравнительном напряжении иу двух тиристорных групп возникает гармоническая выходной частоты f2- При этом для ограничения протекающего через тиристоры уравнительного тока требуются ограничительные реакторы — LOi существенно боль-щей индуктивности, что обусловливает в большинстве случаев недопустимые падения напряжения на них от протекания переменного Тока нагрузки iH и уменьшение напряжения 0н.
При раздельном управлении тиристорные группы работают по-°Иередно, в связи с чем необходимость в ограничительных реакторах ^падает. Режим работы каждой тиристорной группы связывают с Жирностью формируемой полуволны напряжения и направле-Пем ТОка как и в реверсивном преобразователе, здесь также осуществляют задержку (блокировку) в подаче отпирающих импульсов и тиристоры вступающей в работу группы, что необходимо для ис-
•очения короткого замыкания вторичных обмоток трапсформато-Через тиристоры обеих групп. Так, например, после того как тирис
375
торная группа / проработала сначала в режиме выпрямления, а за; на интервале « — и2^2 (рис. 6.34, а) — в режиме инвертировав управляющие импульсы в момент времени и2?2 снимаются с тириб ров группы / (используется сигнал датчика тока, определяющего^ мент снижения до нуля тока iH или тока тиристоров). К проводив^ тиристорам этой группы прикладываются напряжения в обратг направлении, требуемом для их выключения, под действием втор ных напряжений сетевого трансформатора. Подачу управляюц импульсов к тиристорам группы // осуществляют с некоторой задер кой относительно момента времени (о2/2, гарантирующей завершен процесса восстановления запирающих свойств ранее проводив^ тиристоров группы /. Рассмотренная особенность работы НПЧ п раздельном управлении обусловливает появление токовых пауз пой моментов времени <о24, ®2/2 (на рис. 6.34, а не показаны). Вмест тем токовые паузы, определяемые главным образом временем вык. чения /в используемых тиристоров, малы (до Г сетевой частоты 50 а по отношению к периоду выходной частоты — еще меньше) и пр тически их можно не учитывать при анализе процессов в схеме. !
Согласованность режима раздельного управления тиристорнй группами при формировании кривой выходного напряжения Н обусловливается связью углов управления ai и ан в соответст с соотношением (6.98) или равенствами ai = |3ц, ап = Возм, ный диапазон изменения углов aj и aii при формировании кри. выходного напряжения (если исключить из рассмотрения интервс у и 0) близок к 180°.
Определим основные соотношения, связывающие закон изменен во времени углов управления а и форму кривой выходного напряжен?
Приведенную на рис. 6.34,а кривую выходного напряжений принципе следует рассматривать как напряжение на выходе одной тиристорных групп (tii )• Ее можно представить в виде пульсируюн составляющей (с частотой, кратной частоте питающей сети), налож ной на кривую среднего значения напряжения тиристорной груш изменяющегося вследствие модуляции угла управления аг В ча ности, изменение среднего значения выходного напряжения по си соиде будет определять его первую гармоническую tzH(i) (рис. 6.34,' Точность, по-видимому, будет тем выше, чем меньше частота f2 по ср нению с fv
Из теории выпрямителей известна зависимость среднего зна ния напряжения от угла управления a- Ud — Ud0 cosa. Если прев речь пульсирующей составляющей и рассчитывать напряжение й (мн) по кривой изменения среднего значения напряжения тирист ной группы /, то приведенное соотношение в несколько изменен? виде определит зависимость выходного напряжения НПЧ от хар тера изменения угла ai :
“п = ^„,0 cos a, (/), (6
где UHm0 — максимальное выходное напряжение, соответствую углу ai = 0 (для трехфазной мостовой схемы UBm0 = 2,341/2); ai ( периодическая функция изменения во времени угла ai.
376
Из формулы (6.99) следует, что, задавая соответствующий закон изменения во времени угла си (/), можно получить на выходе преобразователя напряжение, значение которого изменяется периодически ро любому требуемому закону.
Определим закон изменения си (/) для НПЧ с синусоидальным выходным напряжением и амплитудой 11нт (без учета пульсирующей составляющей):
Нн = ^arn s<n “V- (6. 1 00)
Из совместного решения уравнений (6.99), (6.100) находим характер зависимости угла си для тиристорной группы /:
ai — arccos (5 sin <»./) (6.101)
и угла ап = 180° — ai для вентильной группы II:
ан= arccos (—£sinw20- (6.102)
В выражениях (6.101), (6.102) коэффициент £ = UBm/UBm0 определяет глубину регулирования амплитуды выходного напряжения. При $ = 1, что соответствует максимальному выходному напряжению, углы а: и ап необходимо изменять согласно (6.101), (6.102) в пределах от 0 до 180° по линейному закону, которому отвечают сплошная и пунктирная ломаные линии а< и ап на рис. 6.34,6. Характеру изменения угла ai при £ = 1 соответствует построенная на рис. 6.34, а кривая напряжения ив(щ ).
В течение первой четверти периода частоты f2 (рис. 6.34, а, б), когда формируется восходящая часть полуволны напряжения ив положительной полярности, углы at отпирания тиристоров группы I
изменяются от 90° до 0, а углы an отпирания тиристоров группы II — от 90 до 180°, что соответствует режиму выпрямления тиристорной группы / и режиму инвертирования группы II (последнее необходимо, если при активно-индуктивной нагрузке ток 1В еще не успел изменить направление). В течение второй четверти периода, когда образуется нисходящая часть той же полуволны напряжения ин, режим работы групп сохраняется, но при этом он связан с увеличением углов от 0 до 90° и уменьшением углов au от 180 до 90°.
Полуволна напряжения ив отрицательной полярности формируйся аналогичным образом. Однако теперь тиристорная группа I работает в режиме инвертирования с углами ai, изменяющимися от до 180° и затем снова до 90°, а тиристорная группа II — в режиме Спрямления с диапазоном изменения углов от 90° до 0 и затем вновь До 90°.
Уменьшение коэффициента £ = UsmlUHm0 позволяет осуществлять Регулирование амплитуды выходного напряжения преобразователя. При 1 уГЛЫ сц и an изменяются в меньших пределах и им соответствую? значения минимальных углов, большие нуля, и значения мак-Сальных углов, меньшие 180°. Так, при Е = 0 = at! = 90° и
% = 0.
При 1 закон изменения во времени углов аь ап отличается
от линейного. Построенные по выражениям (6.101), (6.102) кри изменения во времени углов и ап при I = 0,9 и 0,4 приведенв рис. 6.34, б.
Коммутация тока в НПЧ рассматриваемого типа осуществи ся, так же как в выпрямителях и ведомых инверторах, под действ напряжения питающей сети. Поэтому минимальные значения у( а и |3 не должны быть меньше суммы угла коммутации у и угла 0mj;
Рис. 6.35. Кривая выходного напряжения (а), характер изменения во* времени углов а, и (б) НПЧ при трапецеидальном законе управления 4
= 2n.fit3 восстановления запирающих свойств тиристоров. Tai образом, реально возможный диапазон изменения углов а.] и ап1
формировании кривой выходного напряжения получается мен! 180°. Верхнему пределу регулирования напряжения соответств коэффициент £ = 0,9ч- 0,95. f
Управление по арккосинусоидальному закону [см. соотноше:
(6.101) и (6.102)] изменением углов а при формировании синусоидЁ
ного выходного напряжения связано с определенным усложнен
системы управления преобразователем. В тех случаях, когда к фб
кривой ип не предъявляются повышенные требования, использ; более простой в реализации трапецеидальный закон формирова) выходного напряжения (рис. 6.35, а, б). Он характеризуется из
нением по линейному закону углов а, ап на интервалах 6 и посто' ством углов аь ап на интервалах п — 26 при формировании об*
полуволн выходного напряжения. Без учета пульсирующей соф ляющей кривая напряжения ип получается трапецеидальной фор
373
регулирование выходного напряжения производится изменением диапазона управления углами alt ап при сохранении неизменным угла 6. При уменьшении угла 6 закон изменения во времени углов и соответственно выходного напряжения ин приближается к прямоугольному.
г Трехфазные преобразователи выполняют на основе трех однофаз-ных. Необходимый фазовый сдвиг выходных напряжений в 120° здесь осуществляется путем сдвига на указанный угол сигналов, управляющих изменением углов а трех преобразователей. Преобразователи могут выполняться регулируемыми по выходной частоте. Нижний предел регулирования частоты может быть близок к нулю. Верхний предел ограничивается отношением питающей частоты к выходной частоте которое обычно не бывает ниже двух. Это объясняется существенными искажениями формы кривой выходного напряжения при переходе на более высокие частоты /2- С целью расширения верхнего предела регулируемых частот питание преобразователей производят от источников тока более высоких частот, например 400 Гц. В этом случае выходная частота имеет реализуемый диапазон от 0 до 150—180 Гц.
§ 6.11. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ и ОСНОВНЫЕ УЗЛЫ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ ТИРИСТОРНЫМИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ, ВЕДОМЫМИ СЕТЬЮ
Система управления (СУ), обеспечивающая подачу отпирающих импульсов на тиристоры преобразователя любого типа, совместно с преобразователем решает комплекс задач, связанных с формированием и регулированием его выходного напряжения.
В ведомых сетью преобразователях с естественной коммутацией (управляемых выпрямителях, ведомых инверторах, реверсивных преобразователях, непосредственных преобразователях частоты) существует общность в реализации систем управления. Она обусловливается идентичностью управляющего воздействия СУ на силовую схему, которое проявляется в изменении момента подачи отпирающих импульсов на тиристоры по отношению к синусоидально изменяющейся кривой напряжения сети (т. е. угла управления а).
Поэтому, несмотря на то что приводимый ниже материал относится к управляемым выпрямителям, его почти целиком можно отнести и к остальным преобразователям данного класса.
В силу того что СУ рассматриваемых преобразователей осуществляют регулирование фазы управляющих импульсов, их часто называют системами импульсно-фазового управления (СИФУ).
Общими требованиями, предъявляемыми к системе управления преобразователем, являются:
1) надежное отпирание тиристоров силовой схемы во всех режи-f,;ax ее работы;
2) плавное (в необходимом диапазоне) регулирование угла а по-Аачи управляющих импульсов на тиристоры;
379
3) высокая помехоустойчивость и надежность.
Системы управления выполняют по синхронному асинхронному принципам.
Синхронные системы импульсно-фазового управления
Синхронный принцип импульсно-фазового управления преобт зователями является наиболее распространенным. Его характерна ет такая функциональная связь узлов СУ, предназначенных для лучения управляющих импульсов, при которой синхронизация упрг ляющих импульсов осуществляется напряжением сети перемени! тока. ।
Сущность синхронного принципа построения СУ и функционер ное назначение ее узлов покажем на примере выполнения канала < равления одним тиристором преобразователя (рис. 6.36). В схему j нала входят генератор опорного напряже н| ГОН, нуль-орган НО и усилитель-формиров т е л ь УФ отпирающих импульсов.
Генератор опорного (развертывающего) напряжения ГОН форм рует изменяющееся во времени напряжение синусоидальной, tj угольной, пилообразной и других форм. С помощью НО опорное пряжение генератора сравнивается с управляющим напряжен^ «уа преобразователя. Когда опорное напряжение (в процессе его yi личения или уменьшения) достигает напряжения иуа, на выходе I возникает импульс, который после предварительного усиления* формирования подается в управляющую цепь тиристора преобра| вателя.
Изменяющееся во времени опорное напряжение создается с уча тием напряжения сети переменного тока (одной или нескольких фаз), в связи с чем опорное напряжение и формируемый импульс си хронизированы во времени с напряжением сети переменного той Путем изменения величины напряжения иуя осуществляются сдв1 во времени выходного импульса и регулирование угла а, а слей вательно, и выходного напряжения преобразователя. .1
Управляющее напряжение иул может представлять собой разной (или быть пропорциональным ей) некоторого напряжения устав*! и напряжения, характеризующего регулируемый параметр (напр; жение Ud, ток Id, частоту вращения якоря двигателя пит. д.). В этс случае система будет охвачена отрицательной обратной связью i регулируемому параметру, что обеспечит его стабилизацию. Если-качестве управляющего напряжения использовать переменный ср нал, например синусоидальной формы низкой частоты, то будет ос ществляться модуляция угла а по синусоидальному закону, что тр буется для формирования кривой выходного напряжения непосре ственных преобразователей частоты. л
Генератор опорного напряжения совместно с нуль-органом пре ставляют фазосдвигающее устройство ФСУ, явл ющееся важнейшим в синхронной системе управления (рис. 6.36). П скольку работа ФСУ основана на сравнении двух напряжений (оно’ 380
jjqj-0 И управляющего), его принцип действия называется вертикаль-
ЯЫМ- 4, Л
Синхронные системы управления многофазными преобразователя-могут быть выполнены по многоканальному и одноканальному способам.
В многоканальной системе управления /рис. 6.37) регулирование угла а осуществляется от общего управляющего напряжения при выполнении каждого канала по типу рис. 6.36.
Количество каналов равно числу тиристоров в схеме преобразователя (так, в СУ трехфазного мостового управляемого выпрямителя число каналов равно шести). При соответствующей синхро-
Рис. 6.36. Структурная схема канала управления тиристором преобразователя при синхронном принципе построения СУ
Рнс. 6.37. Структурная схема многоканальной системы управления преобразователем
низации фазосдвигающих устройств от сети переменного тока (фази-ровки) система формирует для тиристоров в фазах а, Ь, с управляющие импульсы, симметричные относительно точек естественного отпирания (см. рис. 6.15, в), что требуется для работы схемы.
Многоканальный способ управления получил широкое распространение благодаря простоте выполнения СУ, унификации ее узлов, а также применимости для различного типа преобразователей. Вместе с тем в таких системах предъявляются повышенные требования к идентичности регулировочных характеристик фазосдвигающих устройств а = F(uya) отдельных каналов во всем диапазоне изменения управляющего напряжения. Различие регулировочных характеристик приводит к отличию углов а по каналам управления тиристорами, асимметрии управляющих импульсов, что создает, например, в управляемых Выпрямителях дополнительные низкочастотные пульсации выпрямленного напряжения.
В одноканальной системе управления регулирование фазового сдвига управляющих импульсов производится по одному каналу с помощью общего фазосдвигающего устройства, импульсы которого затем распределяются по цепям формирования запускающих импульсов для каждого из тиристоров преобразователя. Благодаря применению общего фазосдвигающего устройства одноканальная система способна обеспечить самые высокие требования в отношении симметрии управляющих импульсов. Однако из-за усложне
331
ния системы управления, особенно для реверсивных преобразогй лей и НПЧ, одноканальный способ построения СУ менее распроф нен.
На систему управления возлагаются часто достаточно сложный дачи по формированию и управлению выходным напряжением вентй ного преобразователя. СУ может обеспечивать стабилизацию вы| ного напряжения, его изменение по необходимому закону, реверс i
Рис. 6.38. Схема генератора опорного напряжения с диодным коммутатором (а), кривые напряжений управляющих трансформаторов (б) и опорного напряжения (в)
ходного напряжения, требуем логику включения и отключен^ т. д. Способы решения задач*! висят от конкретных требовЯ в отношении управления вьг| ным напряжением преобразова ля. Схемотехнически же их pej ют с применением операционй усилителей (см. §2.8), а
Рис. 6.39. Схема генератора опорного напряжения с транзисторным коммутатором (а), кривая опорного напряже- Я ни я (б)
техники (см. гл. 3). Вместе и нуй
узлов импульсной и цифровой тем такие узлы, как генератор опорного напряжения орган, представляющие вместе фазосдвигающее устройство,? также усилитель-формирователь являются обязательными для сис/ мы управления преобразователями рассматриваемого класса. S узлы рассмотрим более детально на примере типовых схем.
Генератор опорного напряжения. В качестве генераторов one ного напряжения и0 наибольшее распространение получили г е н| раторы с пилообразной (одно- или двуполярнд формой кривой выходного напряжения. получения такого сигнала предпочтение отдается способу, основ|и 382
на заряде конденсатора в цепи с большой постоянной времени /рИс. 6.38, а, 6.39, а), а также способу синтезирования напряжения дилообразной формы из отрезков трехфазных синусоидальных напря-дений (рис. 6.40, а —в).
работу схемы рис. 6.38, а рассмотрим на примере формирования рилообразното напряжения канала управления тиристором I трех-Лазной мостовой схемы управляемого выпрямителя (см. рис. 6.15, 6.38, б, в).
Часть схемы рис. 6.38, а, которая подключена с помощью диода дз к конденсатору, выполняет функцию диодного коммутатора. Она управляется напряжениями вторичных обмоток маломощных транс-фэрматоров Тра, Трс, питаемых трехфазным сетевым напряжением. Напряжения обмоток на рис. 6.38, в сдвинуты по фазе на 60° и подключены таким образом, чтобы обеспечивалось запирание диода Д3 при положительной полярности напряжения фазы иа трехфазного управляемого выпрямителя (см. рис. 6.38, б), т. е. тогда, когда должно формироваться линейно изменяющееся напряжение на конденсаторе в процессе его заряда через резистор R% и источник питания + Е.
На интервале Ид — &в (см. рис. 6.38, <?) диод Д3 заперт благодаря превышению положительного потенциала на его катоде относительно анода (напряжения на конденсаторе и0). На интервале Вд — В3 запирание диода Д3 осуществляется напряжением ut трансформатора Тра, а на интервале &3 — &5 — напряжением и3 трансформатора Трс. При запертом диоде Д3 происходит заряд конденсатора через резистор R2 от источника питания Е.
Срабатывание (переключение) нуль-органа НО с выдачей сигнала на формирование отпирающего импульса для тиристора / происходит в момент времени В4, когда нарастающее напряжение «0 достигает величины иуа (см. рис. 6.38, в). Путем изменения управляющего напряжения от некоторого минимального значения Uyo до максимального значения Uy$o° осуществляется регулирование угла а в диапазоне от 0 до л/2, необходимом для работы управляемого выпрямителя. Схема способна обеспечить работу и ведомого инвертора, для которого требуется диапазон изменения угла а от л/2 до л.
В момент времени 05 напряжение на конденсаторе и0 становится ранным напряжению на обмотке трансформатора и3. Условие запирания диода Дз снимается, вследствие чего происходит относительно быстрый разряд конденсатора до нуля по цепи С — Д3 — R । — Тря. После перехода напряжения и3 через нуль открывается диод Д2, через который будет протекать разность токов обмотки трансформатора и резистора/?2 гда=—------— с превышением первой составляю-
Щей над второй. Напряжение на конденсаторе до наступления очередного такта его заряда в момент времени близко к нулю.
В схеме рис. 6.39, а функцию коммутатора выполняет транзистор работающий в ключевом режиме. Синхронизирующим напряже-Нйем является напряжение ии находящееся в противофазе с напряжением иа трехфазного мостового управляемого выпрямителя. Иными
383
словами, схема также предназначена для канала управления тип стором 1 выпрямителя. "
Опорное напряжение (рис. 6.39, а, б) формируется на этапе 3 крытого состояния транзистора, когда в его базовой цепи действу напряжение отрицательной полярности. Открытый диод Д^ этом уменьшает напряжение на базе транзистора Т до величины п
дения напряжения на диоде, защищая тем самым транзистор от вб можного пробоя его эмиттерного перехода. Благодаря большой ц стоянкой времени заряда т = CR2 напряжение на конденсаторе рабочем участке, как и в предыдущей схеме, изменяется почти линейному закону (рис. 6.39, б). Формирование опорного напряжен^ заканчивается при отпирании транзистора в момент времени 2 Через открывшийся транзистор осуществляется разряд конденсате до нуля в цепи с резистором R3. Резистор R3 ограничивает импуд разрядного тока конденсатора до величины, допустимой для тра зистора. По окончании разряда через транзистор протекает ток, равщ E/(Rz 4 7?3), напряжение на конденсаторе ER3!{R2 + /?3) близ к нулю, поскольку Rz^> R3.
Преимуществом схемы с транзисторным коммутатор!
(рис. 6.39, а) против схемы с диодным коммутатором является мал потребление мощности от трансформатора, управляющего работ транзистора. В схеме рис. 6.38, а управление диодом Д3 связано значительной потерей мощности, главным образом в резисторе А от протекания через него тока в контуре, образованном вторичны'! обмотками управляющего трансформатора и диодом Зато схе| с диодным коммутатором обеспечивает большую длительность раС чего участка в опорном напряжении. При соответствующем выбо постоянной времени т = CR3 длительность пилообразного напряж' ния может достигать 220°, в то время как в схеме рис. 6.39, а она н превышает 180°. Однако при необходимости это свойство может быт
придано и схеме с транзисторным коммутатором путем питания ег входной цепи от вторичных обмоток двух трансформаторов, сдвину тых, как и в схеме рис. 6.38, а, на 60°.
Анализ обеих схем был проведен без учета влияния входной цеп нуль-органа. В ряде случаев влияние нуль-органа проявляется том, что при срабатывании в момент равенства иа = иуа нуль-орга создает шунтирующую цепь для конденсатора. Вследствие шунти рующего действия нуль-органа после его срабатывания напряжен^ на конденсаторе остается близким к напряжению иуа до наступлений
момента полного разряда до нуля через коммутатор.
Обе схемы широко используются в СУ управляемых выпрями' лей и ведомых инверторов. В реверсивных преобразователях, а такж в НПЧ они не нашли применения, поскольку для последних перехс^ от диапазона изменения угла а = 04- 90° к диапазону а = 904- 18|
должен сопровождаться изменением знака управляющего напряже
ния Нуг. Иными словами, от генератора здесь требуется двуполяи
ная кривая опорного напряжения с обеспечением а =90° при «у.д
— 0. Если к тому же кривая опорного напряжения будет симметрия
ной, то фазосдвигающее устройство позволит осуществить во все)
384
A
В
С
В)
о
U
ыПн
; У-
диапазоне изменения угла а требуемый режим согласованного управления входящими в эти преобразователи двумя тиристорными группами, т. е. ai 4~ an = 180s.
На рис. 6.40, а приведена схема генератора опорного напряжения, йСпользуемая в СУ реверсивных тиристорных преобразователей. Принцип ее работы основан на синтезе двуполярного линейно изменяющегося напряжения из отрезков трехфазных синусоидальных напряжений (рис. 6.40, в). В схему входят три однофазных трансформатора Тра^ Tpi» Трс, первичные обмотки которых соединены звездой и подключены к трехфазному напряжению питающей сети. Схема соединения вторичных обмоток на рис. 6.40, а показана для генератора канала управления тиристором 1 одной из тиристорных групп преобразователя (рис. 6.40, б).
В соответствии со схемой соединения вторичных обмоток трансформаторов опорное напряжение определяется суммой напряжений: полуволны напряжения и1(_) трансформатора Тра отрицательной полярности, напряжения и2 трансформатора Трь, находящегося в противофазе с фазным напряжением иь питающей сети, и напряже-
; । wit ।
•^ ! Iх! '
uf
В) о
U-ца
г)
ния и3(+) трансформатора Трс положительной полярности.
Потребляемый от генератора ток мал. Поэтому для уменьшения сопротивления прямому току диодов Дг> служащих для выделения необходимой полярности напряжений вторичных обмоток
Риг. 6.40. Схема генератора опорного напряжения с синтезированием пилообразного напряжения (а); кривые напряжений выходных обмоток трансформатора (б) и опорного напряжения (в); получение управляющих напряжений для СУ двух тиристорных групп преобразователей (г)
трансформаторов Тра, Тра, в их
Депи включены балластные нагрузочные резисторы R lt
Вид результирующей кривой опорного напряжения показан на Рис. 6.40, в. Кривая симметрична относительно горизонтальной оси. закон изменения во времени напряжения близок к линейному на интервале 4л/3. Углу a = 90э соответствует сигнал uya =0.
Как известно, в реверсивном тиристорном преобразователе работе 0Дной тиристорной группы в режиме выпрямления отвечает согласованный режим инвертирования другой тиристорной группы. В их системах управления, обычно выполняемых по многоканальному спо-°оу, схемы генераторов каналов управления одноименными тири-
385
Выход
*
nw u0
-0 0-
Рис. 6.41. Простейшая схема нуль-органа
сторами двух групп однотипны. Необходимые значения углов, йй ап при их связи aj -Ь ац = 180° задаются управляющими напряя ниями иус(1 и «у, одинаковыми по величине, но противоположны по знаку. Управляющие напряжения для фазосдвигающих устрой, систем управления двух тиристорных групп создаются с помой делителя напряжений (рис. 6.40, г). Команде на реверс соответств изменение полярности управляющего сигнала uya, что вызывает1 менение полярности напряжений Uya[ и uya , а следовательно, и менение режима работы тиристорных групп. »
Нуль-орган. Простейшей схемой нуль-органа может служить лительный каскад на транзисторе с общим эмиттером, работающц ключевом режиме. Формирование-3 ходного импульса происходит прй| менении состояния транзистора п| достижения равенства и0 = uya. Е мер такой схемы нуль-органа прив< на рис. 6.41. ...
При и 0<С. Uya диод Д заперт 6g ным напряжением, равным uytt -з Транзистор Т открыт, напряжений выходе нуль-органа близко к н| Открытое состояние транзистора сс ется протеканием тока базы через зистор 7?б. Повышение напряженку до уровня uya вызывает отпир-; диода Д и запирание транзисторе
К транзистору прикладывается напряжение, близкое к —Ек, что, детельствует о появлении сигнала на выходе нуль-органа. Возмо также построение входной цепи нуль-органа, при котором ре» срабатывания отвечает переход транзистора из закрытого состое в открытое. ?!
На практике для уменьшения порога срабатывания и фронта растания напряжения на выходе схему нуль-органа выполняй виде двух- или трехкаскадного усилителя с импульсным ре»^ работы транзисторов. Существенное повышение чувствителен* дает применение нуль-органа (компаратора) на операционном ус теле (см. рис. 3.5, а, в). л
Сигналом для последующих узлов формирования управляв импульсов тиристора преобразователя может служить перепад н; жений на выходе нуль-органа или короткий импульс, получа после дифференцирования. j
Усилитель-формирователь. Мощность сигнала, получаем® выхода фазосдвигающего устройства, обычно невелика. УсилИ формирователь предназначен для усиления и формирования имп$ перед их подачей в цепь управляющего электрода силового! стора. В общем случае схему усилителя-формирователя можно-ставить в виде выходного формирователя импульсов, синхр® рованного сигналом от нуль-органа. Отпирающие импульсы с в
386
формирователя передаются в цепь управляющего электрода силового тиристора обычно с помощью импульсного трансформатора. Последний предназначен для исключения потенциальной связи между тиристором, находящимся под потенциалом силовой схемы, и системой управления, являющейся низковольтным устройством.
Построение схемы усилителя-формирователя зависит от требований, предъявляемых к параметрам отпирающих импульсов, в частности к их длительности и мощности.
Необходимая длительность управляющих импульсов зависит от типа схемы преобразователя и характера нагрузки. Так, в трехфазном мостовом управляемом выпря-
Рис. 6.42. Формы сигналов управления тиристорами преобразователя
Рис. 6.43. Диаграмма управления тиристором
из
которых расположён в катодной
здается двумя тиристорами, один
группе, а другой — в анодной. Для данного выпрямителя требуется обеспечить присутствие отпирающих импульсов одновременно на двух следующих по порядку работы тиристорах: 1 и 2, 2 и 3, 3 и 4 и т. д. Это необходимо для осуществления его пуска и создания работоспособности в режиме прерывистых токов, когда ток нагрузки уменьшается до нуля к моменту отпирания очередного тиристора. Задачу Решают подачей сдвоенных управляющих импульсов со сдвигом в оО либо импульсов длительности, превышающей 60° (рис. 6.42, а, б). ^Двоенные импульсы получают, например, путем подачи на блок усилителя-формирователя помимо сигнала от фазосдвигающего устрой-СТВа данного тиристора также сигнала от фазосдвигающего устройства тиристора, вступающего в работу через 60°.
Широкие управляющие импульсы могут быть равны интервалу Роводимости силового тиристора ф (для трехфазной мостовой схе-Ь1 ф = 2л/3) или быть меньше ф. В первом случае начало форми-с вания отпирающего импульса для силового тиристора связывают Поступлением сигнала от его фазосдвигающего устройства, а окончу ^формирования — с поступлением сигнала от фазосдвигающего
Ройства тиристора, вступающего в работу через 120° (тиристора
38?
той же анодной или катодной группы). Во втором случае длительное-управляющих импульсов определяется параметрами формирую^ схемы усилителя-формирователя.
В преобразователях, предназначенных для работы на якорь д&] гателя постоянного тока, применяют в основном сдвоенные узщ импульсы длительностью 7—10° (400—550 мкс), а в преобразователя' предназначенных для работы на обмотки возбуждения электричесй! машин (постоянного тока или синхронных), — широкие импуль! длительностью 70—120° (3,9—6,6 мс). ।
Управление широкими импульсами создает специфику в nocrpoi нии схемы усилителя-формирователя, обусловливаемую трудности передачи широких импульсов в цепь управляющего электрода силой го тиристора через импульсный трансформатор. Задачу решают путе передачи через выходной трансформатор пакета двуполярных импуЛ1 сов требуемой длительности с последующим их выпрямлением пе® подачей в цепь управления тиристора (рис. 6.42, в). Частоту сл» вания импульсов в пакете выбирают 5—10 кГц, что позволяет Я пользовать малогабаритный трансформатор. '
Выходной формирователь импульсов рассчитывают на создай управляющего напряжения Uy между управляющим электродом! катодом тиристора для обеспечения нужного тока управляюще! электрода из условия надежного отпирания используемых тирисЯ ров. Необходимые данные получают из диаграммы управления тиЯ стором, приводимой в каталогах и справочниках. 1
Диаграмма управления тиристором показана на рис. 6.43. Облай гарантированного отпирания тиристора расположена между граня ными кривыми I и II. Кривая I соответствует входной характерисЯ ке прибора с максимальным входным сопротивлением, а кривая II -входной характеристике прибора с минимальным входным сопрот! лением (для прибора того же типа). Координаты точек, отвечают» значениям напряжения Uy и тока /у, при которых происходит оти рание всех тиристоров данного типа (с учетом разброса их парам! ров), лежат в пределах заштрихованной области. Границы этойЛ ласти обычно приводятся для максимальной, минимальной и коми ной температур. На диаграмме проводятся линии максимально Й пустимых значений напряжения t/ymax и тока /утах, а также йЯ вая допустимой по режиму нагрева мощности, рассеиваемой в уг™ ляющем переходе прибора. 1
Очевидно, отпирание используемого тиристора будет обеспечеЯ если внешняя характеристика выходного формирователя (пря® МN) будет проходить над областью значений напряжения и токаЯ равляющего электрода, соответствующих отпиранию. Так как^вв реннее сопротивление выходного формирователя обычно мало, ч| внешняя характеристика определяется дополнительно вводимые цепь управляющего электрода ограничительным резистором Точка М определяет напряжение (7вьге вторичной обмотки трэд форматора выходного формирователя в режиме холостого хода (Я отключенной от нее цепи управления тиристором). Точка А' харая ризует режим короткого замыкания участка управляющий электрод
388
катод тиристора. Ей соответствует ток / = Участок А В
Бнешней характеристики определяет возможные значения напряжения и тока цепи управляющего электрода при отпирании тиристоров данного класса с учетом существующего разброса по входным характеристикам. Точке В отвечает наибольший потребляемый ток от выходного формирователя, в связи с чем на этот ток и производят его
расчет.
Выходные формирователи импульсов выполняют на т р а н з и-сторах и маломощных тиристорах. Транзистор-
ные формирователи применяют для создания запускающего тока до 5 А. Тиристорные формирователи используют преимущественно в СУ преобразователей с групповым соединением силовых тиристоров (последовательным, параллельным или последовательно - параллельным), когда амплитуда выходного тока составляет десятки ампер.
Транзисторные формирователи строят по схеме усилителя с трансформаторным выходом. Схемы таких усилителей помимо выходного транзисторного формирователя с трансформаторным выходом содержат предварительный формирователь импульсов требуемой длительности (обычно одновибратор), запускаемый от нуль-органа. Связь транзисторного формирователя с одновибратором осуществляется посредством одного или нескольких каскадов усиления импуль-
а)
Рис. 6.44. Схема транзисторного формирователя импульсов (а), форма сигнала на входе (б), кривая выходного напряжения (в)
Сов.
Указанные схемы выходных Формирователей создают напряжение и ток управляющей цепи силового тиристора прямоугольной Формы. Однако более рациональной считается форма управляющего сигнала, показанная на рис. 6.44, в. Большой по величине, но небольшой по длительности (50—100 мкс) начальный импульс обеспечивает надежное отпирание тиристора при малом времени протекания процес-и малых потерях энергии в тиристоре при переключении его из за-РЫтого в открытое состояние. Далее импульс продолжается на мень-ем Уровне, необходимом для поддержания тиристора в открытом состоянии.
При такой форме импульса помимо сокращения потерь энергии тиристоре при переключении (за счет крутого нарастания управляю-ег° тока) существенно уменьшается мощность потерь от управляю-
389
импульс вызывав
щего тока, а также мощность выходного формирователя. Вследстй уменьшения (в 1,5—2 раза) импульса на его горизонтальном уча ке упрощается и задача передачи через трансформатор импульс! большой длительности.
Схема транзисторного формирователя с указанной формой кри|Я управляющего напряжения приведена на рис. 6.44, а. Она предст^ ляет собой усилительный каскад на транзисторе с трансформаторнД выходом, питающийся от двух источников с неодинаковой величин® напряжения (Ei>E2).
В исходном состоянии транзистор Т закрыт. Запирание ocvnmfe вляется по цепи его эмиттера за счет падения напряжения на диЖ Д± от протекания тока по цепи источник питания +Е2— резисО Е2- Исходному состоянию транзистора соответствует закрытое (Ж стояние диода Дь поскольку напряжение на конденсаторе С, рЖ ное превышает напряжение Е2. «К
Отпирающее транзистор напряжение (рис. 6.44, б) является у^Ц ленным сигналом одновибратора, запускаемого от нуль-органа фа!В сдвигающего устройства. Длительность входного одновибратором в соответствии с требованием к пульсу формирователя.
Поступающий в момент времени t:l входной отпирание транзистора Т. Открытые транзистор Т чают конденсатор С к первичной обмотке выходного трансформер ра, вследствие чего возникает процесс разряда конденсатора на грузочную цепь вторичной обмотки (управляющую цепь силовс тиристора). Благодаря наличию резистора Ri напряжение на конде] саторе С после момента времени уменьшается, что вызывает сниж ние напряжения ut на первичной и напряжения иу на вторичной с| мотках трансформатора. Управляющее напряжение связано с наир жением ut соотношением иу =ибп, где п =wjw2 — коэффици^ трансформации трансформатора.
При уменьшении напряжения на конденсаторе С до величины диод Д1 открывается, создавая цепь питания формирователя от 1 лее низкого напряжения источника Е2. Величина напряжения (без учета падения напряжения на транзисторе и диоде Д4) опреде, ет после момента времени t2 напряжение iq на первичной обмотк напряжение иу —Е21п на управляющей обмотке трансформатО
Окончание в момент времени (3 входного импульса вызывает за! рание транзистора и окончание формирования управляющего импЙЦ са. После указанного момента времени следует этап восстановле исходного состояния схемы. Он сопровождается зарядом кондеи) тора С до напряжения Et и уменьшением тока намагничивания тра* форматора до нуля. Ток намагничивания замыкается по цепи периной обмотки трансформатора через диод Д2 и стабилитрон Д3. ИЩ цируемое при этом в первичной обмотке напряжение отрицательн полярности ограничивается с помощью стабилитрона на уровне < (рис. 6.44, в), что защищает транзистор от перенапряжения. Для i ключения подачи напряжения отрицательной полярности на упр 590
импульса задай» управляющему
дяющий электрод тиристора его управляющую цепь шунтируют диодом Дь* Этаже задача может быть решена включением диода последовательно с ограничительным резистором Ду.
Из тиристорных формирователей преимущественное распростра
нение получили схемы, основанные на использовании для создания
управляющего импульса энергии предварительно заряженного кон денсатора. Пример такой схемы приведен на рис. 6.45.
Предварительный заряд конден-
сатора С осуществляется через резистор R и диод Д при положительной полярности напряжения на вторичной обмотке питающего трансформатора Тр^. Конденсатор заряжается до амплитудного значения напряжения. Формирование
Рис. 6.45. Схема тиристорного формирователя управляющих импульсов
выходного импульса происходит во время действия напряжения отрицательной полярности на вторичной обмотке того же трансформа-
тора, т. е. когда диод Д закрыт. Для формирования выходного импульса на тиристор Т подают отпирающий импульс, синхронизированный сигналом нуль-органа фазосдвигающего устройства. При отпи-
рании тиристора конденсатор разряжается на нагрузочную цепь вторичной обмотки импульсного трансформатора Тр%. Кривая управляющего напряжения приобретает форму импульса, задний фронт которого характеризуется экспонентой разряда конденсатора с постоянной времени, определяемой емкостью С и сопротивлением цепи управления силового тиристора Тс, приведенным к первичной обмотке трансформатора Тр2. Запирание тиристора Т происходит после спадания до нуля разрядного тока конденсатора.
Асинхронные системы импульсно-фазового управления
В рассмотренных синхронных системах управления момент получения управляющего импульса (т. е. угол управления а) отсчитывается от некоторой точки напряжения питающей сети (например, от момента его перехода через нуль). Такая синхронизация от напряжения питающей сети осуществляется посредством генератора опорного напряжения. Начало отсчета угла а либо совпадает с моментом синхронизации, либо сдвинуто относительно него на некоторый постоянный фазовый угол.
В асинхронных системах управления связь во времени управляющих импульсов с соответствующими точками напряжения питающей сети играет вспомогательную роль, например служит для ограничения минимальных и максимальных значений углов управления а. ^амп же управляющие импульсы получают без синхронизации узлов системы управления напряжением сети переменного тока. Фазосдви-гающее устройство, принципиально необходимое для синхронных систем, здесь отсутствует.
391
Требуемый угол а управления тиристорами в асинхронных систем создается как результат регулирования интервалов между имп$ сами (частоты их следования) в замкнутой системе с преобразовапгеА или его нагрузкой.
Принцип построения асинхронной системы управления для тр( фазного мостового управляемого выпрямителя иллюстрирует фу) циональная схема рис. 6.46. Необ
Рис. 6.46. Функциональная схема асинхронной системы управления преобразователями
ме создается отрицательная
димые для этой схемы шесть вых ных каналов управляющих импу? сов с фазовым сдвигом между на в соседних каналах в 60® получд от распределителя импульсов Р запускаемого от ведущего генерато ВГ регулируемой частоты. Изменен частоты ВГ осуществляется най| жением регулятора Pf под действа! напряжения уставки и напряжен" датчика Д регулируемого парамед (напряжения или тока преобразд теля, частоты вращения якоря дви: теля и т. д.). Сигналом датчика в с.
обратная связь по регулируемо
параметру.
Благодаря наличию отрицательной обратной связи в схеме ai магически создаются углы управления а, обеспечивающие в coon ствии с уставкой требуемые значения регулируемого парамет преобразователя или его нагрузки.
,, Асинхронные системы управления преобразователями примен-
при существенных, искажениях напряжения питающей сети, в ча‘ ности при значительной несимметрии трехфазных напряжений.^ величине и фазе. Использование в таких условиях синхронной сне, мы невозможно ввиду получающейся недопустимой асимметрий углах а по каналам управления тиристорами. Наиболее распростй йены асинхронные СУ в преобразователях, потребляющих мощное соизмеримую с мощностью питающей сети.
§ 6.12. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Построение регулируемых преобразователей переменного нап> жения основывается на использовании полупроводникового комму* тора, функцию которого чаще всего выполняют два включенных в.
речно-параллельно тиристора в цепи с питающим переменным пап
жением и нагрузкой. В таких устройствах применяют фазовые,
на понижен»
пенчатый, фазоступенчатый,
широтно-импульсный
частоте и другие методы регулирования переменного напряжен!
Фазовые методы регулирования переменного напряжения. Фазог методы регулирования базируются на управлении действующим з, чением переменного напряжения на нагрузке путем изменения Д тельности открытого состояния одного из включенных встречно-
392
Рис. 6.47. Схема преобразователя переменного напряжения (а) и ее варианты: с диодами, шунтирующими тиристоры в обратном направлении (б), и общим тиристором (в)
рал дельно тиристоров (рис. 6.47, а) в течение полупериода частоты
сети.
Фазовое регулирование возможно с отстающим углом правления а (рис. 6.48, а), с опережающим углом
управления а (рис. 6.48, в) либо с тем и другим (двустороннее фазовое регулирование, рис. 6.48, г). Диаграммы напряжений и токов, показанные на рис. 6.48 для однофазных преобразователей переменного напряжения, соответствуют чисто активной нагрузке. Фазовое регулирование преобразователей переменного напряжения аналогично принципу фазового регулирования
управляемых выпрямителей. Отличие обусловливается схемой соединения тиристоров в этих преобразователях, вследствие чего участки синусоид переменного напряжения, составляющие кривую выходного напряжения в управляемых выпрямителях, являются однополярными.
Приспособе регулирования, соответствующем рис. 6.48, а, запирание тиристоров осуществляется После достижения точек тс, 2тс, Зтс,... (рис. 6.48, б) за счет изменения Полярности переменного напряжена питания по окончании каждого °лупериода (естественная коммута-НИя). При способе регулирования, оответствующем рис. 6.48, в, г, пирание тиристоров необходи-производить до окончания те-
Рис. 6.48. Временные диаграммы, иллюстрирующие фазовые методы регулирования переменного напряжения:
а, б — напряжения и тока нагрузки, а также напряжения на тиристоре при отстающем угле управления а; в —напряжения и тока нагрузки при опережающем угле управления а; г — напряжения и тока нагрузки прн двустороннем фазовом регулировании
393
кущей полуволны напряжения питания. Это возможно только за <4 принудительной коммутации тиристора. Задачу решают введением! схему узлов принудительной коммутации либо заменой одноопеЙ ционных тиристоров на двухоперационные.
Характер зависимости действующего значения напряжения нагрузке от угла а (регулировочную характера тику) для фазового регулирования с отстающим и опережаю» углами управления с. (рис. 6.48, а, в) находят соответственно из cod ношений
2
। sin2 IMS- , Ua
тс—а
2
ж
или
в относительных единицах при чисто активной нагрузке
it — a + — sin 2a 2
(6.Г(
U — действующее значение переменного напряжения на вж
где I
(U = при отсутствии и U = U2 при наличии входного трансфс матора), равное выходному напряжению при a = 0.
Аналогичную зависимость для двустороннего фазового регул-щ вания (рис. 6.48, а) находят из выражения 1
Ua
2
I sin2 ,
откуда
— (тс—2a 4-sin 2a) .
(6.
Рис. 6.49. Регулировочные характеристики при фазовых методах регулирования переменного напряжения:
/, 2 —- при отстающем и опережающем углах управления а; 3 — при двустороннем фазовом регулировании
Регулировочные характеристик построенные по выражениям (6. Н и (6.104), приведены на рис. 6.49.4
При рассматриваемых способ регулирования в случае чисто I тивной нагрузки кривые тока, | требляемого от сети, и тока iH падают по форме с кривой напря| ния ин и при 0 отличны от си| соиды. Иными словами, для э| преобразователей, как и для выЯ мителей, важное значение ига оценка эффективности потребла| мощности от сети — коэффип.ия мощности к — k cos <р (см. § Коэффициент искажения k отражу
394
в — опере-и коэффи-
(6.105)
(6.106)
оТЛичие формы кривой тока от синусоиды. Параметр <р характеризует гоЛ сдвига первой гармоники потребляемого тока от кривой напряжения питающей сети. Для способа регулирования в соответствии с О0С. 6.48, а первая гармоника тока имеет отстающий угол сдвига относительно напряжения, а в соответствии с рис. 6.48, ^аюЩ™- Для обоих этих способов коэффициент сдвига длент искажения определяются соотношениями
тс — «4- 0 ,5 sin 2а
COS <Р = -- ---------- '
— а)2 4- — а) sin 2а 4- sin'3 а
(тс — а)2 4- (тс — а) sin 2а Ц- sin2 а тс, тс — а 4- (J ,5 sin 2а)
При двустороннем фазовом регулировании (см. рис. 6.48, а) <р = О и cos <р = 1, а коэффициент искажения
k = У (тс—2а -ф sin 2а) /тс . (6-107)
Расчет коэффициента мощности с использованием соотношений (6.105)—(6.107) дает
K=Ua/U, (6.108)
т._ е. в одиночных преобразователях переменного напряжения независимо от используемого метода фазового регулирования коэффициент мощности равен относительному напряжению на нагрузке и связан с ним линейной зависимостью (кривая 1 на рис. 6.50). Одинаковый коэффициент мощности для рассматриваемых методов фазового регулирования получается за счет больших искажений кривой тока гн на рис. 6.48, г, чем на рис. 6.48, а, в, т. е. за счет меньшего коэффициента k.
Для увеличения коэффициента X регулирование мощности потребителя осуществляют, когда это возможно (например, при работе на нагревательные сопротивления электропечей), от группы преобразо-вателей, питающихся от общей сети. Повышение коэффициента мощности объясняется тем, что токи основных и высших гармонических, создаваемые в питающей сети отдельными преобразователями, суммируются геометрически, в связи с чем фазовый сдвиг суммарной основ-иой гармоники по отношению к напряжению питания и суммарные амплитуды высших гармонических получаются меньшими, чем при одном преобразователе, работающем на полную мощность. Сущест-аенный эффект при этом достигается за счет комбинации рассмотрен-«ых способов регулирования. Указанное иллюстрируется кривой 2 На рис. 6.50 для двух преобразователей при управлении по законам, соответствующим рис. 6.48, а, в.
Наличие индуктивности в цепи нагрузки вносит отличие в характер изменения тока нагрузки и напряжения. Влияние индуктивности Рассмотрим при фазовом методе регулирования с отстающим углом Тирания тиристоров (см. рис. 6.48, а). Схема преобразователя с
395
/?Ь-нагрузкой и временные диаграммы, поясняющие его работ приведены на рис. 6.51, а — г.
При чисто активной нагрузке ток iH достигает нулевого значен! при переходе напряжения питания через нуль (см. рис. 6.48, а). Ц тервал проводимости тиристоров ф = л, — а,. Вид кривой iH(&) Cf падает с кривой ив(Ь). Индуктивность ‘
LH замедляет нарастание тока iH при отпирании тиристоров и препятствует его уменьшению при снижении напряжения и (рис. 6.51, в). Ток iH продолжает протекать через нагрузку и соответствующий тиристор и после перехода напряжения питания через нуль, достигая нулевого значения спустя интервал 8 в пределах очеред-нойщолуволны напряжения и. Интер-вал'проводимости тиристоров увеличивается на угол 8, т. е. ф = п — — а + 8. За счет увеличения интервала проводимости тиристоров в кри
Рис. 6.51. Схема преобразовав ля переменного напряжений^ индуктивностью в цепи нагруз (а) и его временные диаграй (б — г)
Рис. 6.50. Зависимость коэффициента мощности преобразователя переменного напряжения от относительного напряжения на нагрузке’.
1 — для одиночных преобразователей; 2—при комбинации способов регулирования для двух преобразователей
вой ив, так же как в управляемых выпрямителях, появляются дополё тельные участки напряжения и (рис. 6.51, б), отсутствовавшие п; чисто активной нагрузке. Интервал паузы в кривой выходного нап| жения сокращается до значения а — 8. Указанное приводит к из® нению и формы кривой напряжения на тиристоре (рис. 6.51, г). Д( ствующее значение напряжения на нагрузке, определяемое по фс
муле
/ К-рб
Он = -|/ — f (yYЬ)2sinWft , I/ 71 J г а
396
е относительных единицах дает
— = I — Ггс — (а — 8) -|—— sin 2а---— sin 28
С J/ " L 2 2
(6,109)
Ток в нагрузке на интервале проводимости каждого тиристора л находят из анализа переходного процесса, обусловленного отпиранием тиристора. Его можно определить в виде суммы двух составляющих: принужденной и свободной. Принужденная составляющая
тока /н.пр отстает на угол <р = arctg - от напряжения питания
_ _
и= |/2c/'sincol = ]/2l7sin&. Ей соответствует соотношение
i«.«p--^TT sin(»_T). (6.110)
Свободная составляющая тока спадает по экспоненциальному закону:
&—«
*н.св = 4е " (6.111)
с постоянной времени г = Лн/7?н = tgq>/a>.
В момент времени & = а сумма принужденной и свободной составляющих, определяющая ток iH, равна нулю:
УТ С - , X , Л Л
—- --------sin (а — <р) А = 0,
откуда определяем коэффициент А:
А =------— sin (а — ф). (6.112)
К
С учетом выражений (6.110), (6.111) находим
/2 U
У-----------
V
(&—а)
sin (& — ф) — sin (а — ф) е
. (6.113)
При чисто активной нагрузке (Ln = 0, ф = О, 1§ф == 0) соотношение (6.113) приводится к виду
т- е. кривая тока iH на интервале проводимости тиристоров определяется синусоидой напряжения питания (см. рис. 6.48, а).
После подстановки в (6.113) значения & = тг -|- 8, соответствующего току гн = 0 (рис. 6.51, б, в), получаем уравнение
397
тс-}-8—a
sin (8 — <р) + sin (а — ф) е *g ’ = 0, (6 1]
которое может быть использовано для определения угла 8. 1
При активно-индуктивной нагрузке преобразователя представ^ ет интерес определение так называемого критического зц
чения угла управленй а = акр, при котором интервалы п» водимости тока 8 полностью занимаЦ интервалы а- В этом случае (рд| 6.52) ток 1Я спадает до нуля в момЖ времени ® = it 4- а (т. е. момент Запирания одного тиристора совпадает во времени с моментом отпира» другого тиристора), паузы в кривей тока гн и напряжения ин отсутствЖ. и длительность проводящего состоя-ния каждого тиристора ф становмЖ равной 180°. Из уравнения (6. И следует, что такой режим имеет при а = акр = ф = 8 = arctg —
Ка J»
Действующее значение напряжения на нагрузке максимально и’Ж-
Рис. 6.52. Временные диаграммы, иллюстрирующие работу преобразователя переменного напряжения при критическом значении угла управления
носительная его величина согласно соотношению (6.109) равна едйЖ це. Кривая тока iH становится непрерывной и синусоидальной. В соответствии с выражением (6.113) при а — а.кр имеем
<„ = , ' ~ Sin (! — Ч>). (6.1
Очевидно, аналогичный режим работы будет и при углах > <х> 0. Диапазон углов а от нуля до акр характеризует неуправж|| мую зону преобразователя, где изменение угла а не вызывает изуг$ нения действующего значения напряжения на нагрузке и ее Для осуществления нормальной работы схемы в этой зоне (создадИ непрерывного тока нагрузки) необходимо подавать на тиристИ управляющие импульсы достаточной длительности (рис. 6.52), чт®| при малых углах а< акр они перекрывали по длительности момД перехода тока нагрузки через нуль. В противном случае отпираюпД импульс для очередного тиристора закончится раньше, чем преид| тится ток в параллельном ему тиристоре, и тиристор не сможет» крыться — произойдет пропуск его отпирания. Исходя из наИМШЦ шего угла о. — 0 длительность отпирающих импульсов должна бет| не меньше <р. Я
Проведенный анализ работы схемы рис. 6.47, а может быть псЦ несен и на один из ее вариантов (см. рис. 6.47, б). В схеме рис. 6.4Цв используются дополнительные диоды Дх, Д2> включенные встре^Ц параллельно тиристорам, в связи с чем обратное напряжение иаЦ| 398 /4В
лсторах в процессе работы близко к нулю. Это позволяет облегчить Требования к выбору тиристоров по напряжению, так как он будет поводиться только по максимальному значению прямого напряже-Ток нагрузки соответствующего направления протекает в данной схеме через последовательно включенные тиристор и диод. Кривая кратного напряжения на диоде при регулировании имеет тот же вид, qTo и кривая обратного напряжения одноименного тиристора в схеме рцс. 6.47, а.
В схеме рис. 6.47, в используется только один управляемый вентиль. Ток нагрузки протекает через три последовательно включен-1!Ь!х вентиля (тиристор Т и два накрест лежащих диода). Ввиду наличия диодов Д1 — Д4 на тиристоре Т будет действовать напряжение прямого смещения независимо от полярности полуволны напряжения / в связи с чем запирание тиристора (и соответственно применение схемы) возможно только при чисто активной нагрузке; оно осуществляется за счет уменьшения до нуля тока гн в моменты перехода напряжения и через нуль. При наличии индуктивности в цепи нагрузки схема теряет способность фазового регулирования, поскольку моментам перехода тока через нуль будет соответствовать напряжение прямого смещения на тиристоре и тиристор будет находиться в состоянии непрерывной проводимости тока независимо от угла управления а-Ток гн будет иметь синусоидальную форму согласно зависимости (6.П5).
Схемы трехфазных преобразователей переменного напряжения с фазовым регулированием выполняют по аналогии с однофазными. Наиболее распространенные варианты схем трехфазных преобразователей приведены на рис. 6.53, а — г.
В схеме рис. 6.53, а питание осуществляется от трехфазного напряжения с нулевым проводом. Элементы трехфазной нагрузки с включенными встречно-параллельно тиристорами соединены звездой. В схеме рис. 6.53, б три звена трехфазной системы соединены треугольником. Трехфазные преобразователи, выполненные по этим схемам, состоят из трех рассмотренных ранее однофазных схем при питании от напряжений, имеющих фазовый сдвиг в 120°. Питание отдельных преобразователей в схеме рис. 6.53, а осуществляется фазным напряжением, а в схеме рис. 6.53, б — линейным. Работа преобразователей каждой фазы при фазовом регулировании не зависит от процессов, протекающих в двух других фазах.
Преобразователь на рис. 6.53, в выполнен по схеме, аналогичной схеме рис. 6.53, а, но без нулевого провода. Схема преобразователя На рис. 6.53, г содержит три тиристорные группы, соединенные треугольником, и является модификацией схемы рис. 6.53, в. В обеих схемах в контур тока нагрузки каждой фазы входит также сопротивление нагрузки другой фазы, а на отдельных интервалах — и сопротивления двух других фаз. Иными словами, работа всех трех фаз при Фазовом регулировании, например, с отстающим углом а (в данных схемах при отпирании тиристоров в каждой фазе со сдвигом на угол относительно перехода фазного напряжения через нуль) взаимо-изана. Вследствие этого форма кривой напряжения на нагрузке
399
к
Рис. 6.53. Схемы трехфазпых преобразователей переменного напряжения: с независимой работой преобразователей в каждой фазе, соединенных звездой (а) и треугольником (б); с взаимозависимой работой отдельных преобразователей трехфазной системы при включении звездой (в) и треугольником (г)
(«нл, «нв, «нс) в этих схемах будет отличаться от кривой напряжения на нагрузке в однофазных и трехфазных (рис. 6.53, а, б) схемах. В схемах рис. 6.53, в, гона будет составляться под воздействием напряжений всех трех фаз, а в токах нагрузки (1нА, isB, 1иС) будут отсутствовать гармонические, кратные трем (как и в любой трехфазной системе, соединенной звездой). Однако повышения коэффициента мощности при регулировании здесь не происходит по сравнению с однофазными преобразователями, поскольку повышение коэффициента k за счет исключения указанных гармонических компенсируется соответствующим снижением coscp (т. е. сохраняется общая для фазового регулирования закономерность, согласно которой Z = UJU). К недостаткам схемы рис. 6.53, в в сравнении со схемой рис. 6.53, г следует отнести необходимость подачи отпирающих импульсов одновременно на два, а в отдельные моменты времени и на три тиристора, а также большую загрузку тиристоров по току.
Максимальные значения прямого и обратного напряжений на тиристорах в схеме рис. 6.53, а определяются амплитудой фазного напря'ъ жения 1^2/3 Uл, а в схемах (рис. 6.53, б — г) — амплитудой линей» ного напряжения V2(7Л. я
Рассмотрим подробнее применение преобразователей переменного!
400
^Пряжения при построении управляемых выпрямителей на повышение напряжения, где получил распространение фазовый метод регулирования преобразователей. При этом схему выпрямителя (однофазного или трехфазного) выполняют на неуправляемых вентилях (диодах), 3 управление его выходным напряжением осуществляют со стороны рервичной обмотки питающего трансформатора (т. е. при более низком напряжении) за счет встречно-рараллельного включения тиристоров (рис. 6.54). Поскольку диоды выпускается на более высокие напряжения, тем тиристоры, такой принцип построения высоковольтных управляемых выпрямителей часто позволяет уменьшить количество вентилей, включаемых последовательно на вторичной стороне, а следовательно, и их общее количество в схеме. Главное же, благодаря чему отдается предпочтение последовательному соединению диодов, а не тиристоров на вторичной стороне трансформатора,
заключается в том, что это позволяет исключить повышенные требования к изоляции выходных цепей низковольтной системы управления выпрямителем, так как они теперь будут подключаться к тиристорам, расположенным на первичной стороне относительно низкого напряжения, а не на вторичной (высоковольтной).
Рис. 6.55. Схема преобразователя со ступенчатым регулированием переменного напряжения (а) и его временные диаграммы (б, в)
Рис. 6.54. Схема однофазного мостового выпрямителя, управляемого оо стороны первичных обмоток трансформатора
Рассмотренный принцип построения выпрямителей дает также определенные преимущества при больших токах нагрузки и малых напряжениях, когда возникает необходимость в параллельном соедине-Нии большого числа вентилей. Применение тиристоров на первичной Ст°роне трансформатора позволяет существенно сократить их общее количество в выпрямителе (а в отдельных случаях и общее количе 14-648 401
ство используемых полупроводниковых приборов), что сказывается,® упрощении устройства управления ими.
Ступенчатый метод регулирования переменного напряжения. С® пенчатый метод регулирования характеризуется ступенчатым из,в нением амплитуды (действующего значения) переменного напряжен® подводимого к нагрузке, без изменения формы его кривой. Этот тод осуществляется
с
б)
Рис. 6.56. Схема преобразователя с двухступенчатым фазовым регулированием напряжения (а) временные д”' (б-д)
переменного и его диаграммы
помощью трансформатора, выводы от втор,Ж ной обмотки которого через включение встречно-параллельно тиристоры связана с нагрузкой (рис. 6.55, а). Отпирание ристоров происходит при переходе nepgl менного напряжения через нуль (р^У 6.55, б, в). Регулирование мощности в грузке (например, с целью изменения тед. пературы печи в определенном диапазон!) осуществляется системой управления, торая производит избирательную подяВу отпирающих импульсов на соответствующую пару включенных встречно-паргйи лельно тиристоров. Сложная констрт^-ция трансформатора, наличие болыцД> количества тиристоров, а также невозможность плавного регулирования мощности в нагрузке являются недостатками данного метода регулирования. Преиади-щества метода — отсутствие искажений^ кривой потребляемого от сети тока, да также фазового сдвига тока относительно напряжения питающей сети (при чисто активной нагрузке).
Фазоступенчатый метод регулирования переменного напряжения. Фазоступенчатый метод регулирования основывается на совместном использовании ступенчато' го и фазовых методов регулирования. Он реализуется по схеме с трансформатору на входе вида рис. 6.55, а. В зависимости от числа ступеней вторичного напряжен® трансформатора и2 (тиристорных пар) существует двух-, трех-, четырех-и мное®-ступенчатое фазовое регулирование. Ц Сущность фазоступенчатого метода сводится к использованию фазового регЯЦ рования для плавного изменения ДеИ|а| вующего значения напряжения на наград ке в пределах каждой ступени выходной напряжения. Осуществляя широкий ЛЦ» пазон плавного регулирования наПР?'$8» ния, фазоступенчатый метод обеспечили
402
более высокие значения коэффициента мощности по сравнению с фазовыми методами. Принцип фазоступенчатого метода более подробно рассмотрим на примере двухступенчатого регулируемого преобразователя, приведенного на рис. 6.56, а.
Управляющие импульсы на отпирание тиристоров Т1; Т2 низшей ступени подаются в моменты перехода напряжения питания через нуль. Отпирание тиристоров Т3, Tt высшей ступени производят с отстающим фазовым сдвигом на угол а, относительно указанных моментов времени.
При угле а = 0 моменты поступления отпирающих импульсов на включенные в одинаковом направлении тиристоры обеих групп (7\, и Т2, Т4) совпадают. Однако управляющие импульсы приводят к поочередному отпиранию только тиристоров Т3, Т4 высшей ступени. Тиристоры Т\, Т2 остаются в закрытом состоянии под действием разности напряжений и2_2 — и^, являющейся для них запирающей. Таким образом, при а = 0 напряжение на нагрузке определяется напряжением и2_2 высшей ступени (рис. 6.56, б). Полуволна напряжения пн положительной полярности формируется при открытом тиристоре Т3, а полуволна напряжения отрицательной полярности — при открытом тиристоре Т4.
При углах п > а > 0 (рис. 6.56, в, г) управляющие импульсы на отпирание тиристоров Т3, 1\ следуют с задержкой во времени относительно управляющих импульсов на отпирание тиристоров Т\, Т2- На интервалах а проводит либо тиристор Т\ (при положительной полярности напряжения либо тиристор Т2 (при отрицательной полярности напряжения в связи с чем на указанных интервалах кривая напряжения и,. определяется отрезками синусоиды напряжения и2_1. Управляющий импульс, поступающий спустя интервал а на тиристор Т3 (или вызывает его отпирание и запирание под действием напряжения и2_2 — ранее проводившего тиристора нижней ступени. Напряжение на нагрузке до окончания текущей полуволны напряжения питания определяется напряжением и2_2 вторичной обмотки трансформатора (рис. 6.56, в, г).
Подача управляющих импульсов на тиристоры высшей ступени с углом а — п (рис. 6.56, <Э) не приводит к их отпиранию, вследствие чего напряжение на нагрузке определяется синусоидой напряжения и2-1 низшей ступени в условиях поочередной проводимости тиристоров Л, т2.
Таким образом, при плавном управлении углом а (моментом отпирания тиристоров Т3, Т\) преобразователь осуществляет изменение действующего значения напряжения на нагрузке в пределах от U2_t
^2-2- Регулировочную характеристику (7„ = F(a) находят из расчета действующего значения напряжения двухступенчатой кривой We. 6.56, в):
^ = -8/ _L С (j/S'^/sinwa + j (/r£/2.J2sinW&, (6.116) Г о а
Или после упрощения
i4' 403
и
н
к \ 2 / к
гс — а
Н-----sin 2а
2
(6.117)
На рис. 6.57 приведены временные диаграммы напряжений и тр;
ков, иллюстрирующие процессы, протекающие в схеме рис. 6.56, й при фазоступенчатом методе управления.
Широтно-импульсный метод регулирования переменного напряжения на пониженной частоте. Широтно-импульсный метод регулирования на пониженной частоте основывается на изменении числа перио-
Рис. 6.57. Временные диаграммы напряжений и токов для схемы с двухступенчатым фазовым регулированием
дов переменного напряжения, подво-димого к нагрузке. Для его реализа'-, ции требуется схема вида рис. 6.47, а или б, в. Диаграммы напряжений на рис. 6.58 иллюстрируют принцип работы преобразователя переменного напряжения при данном методе регулирования. Этот метод позволяет осуществить регулирование мощности в нагрузке в диапазоне от до нуля. Его недостатком является присутствие гармонических в токе сети с частотами ниже 50 Гц, что обусловливается импульсным характером потребления энергии от сети. Указанный недостаток в значительной степени ослабляется при питании от общей сети переменного тока группы из нескольких преобразователей, когда отсутствие потребления тока одним преобразователем компенсируется потреблением тока другими преобразователями.
Рис. 6.58. Временные диаграммы ? пряжений, иллюстрирующие прИНК широтно-импульсного метода регУ рования на пониженной частоте,»
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
§ 7.1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Преобразователи постоянного напряже-
ния предназначены для изменения значения постоянного напряжения. Они служат для питания нагрузки постоянным напряжением Ua, отличающимся по величине от напряжения источника Е (рис. 7.1, а). При этом иногда необходимо стабилизировать напряжение Ua при изменении напряжения источника и тока нагрузки либо изменять
напряжение UH по определенному закону независимо от Е.
Рассматриваемые в настоящей главе преобразователи основаны на использовании импульсных методов преобразования и регулирова-
ния постоянного напряжения. Поэтому их называют импульсными
преобразователями постоянного напряжения (ИППН). Выходное напряжение таких преобразователей характеризуется последователь-
ностью импульсов прямоугольной формы зой /п, амплитуда которых близка к напряжению питания Е (рис. 7.1, б). Выходное напряжение преобразователя ив характеризуется средним значением UH. Требуемого качества выходного напряжения с точки зрения пульсаций здесь добиваются, так же как и в вы-
с
длительностью /и и пау-
а)
прямителях, включением между выходом преобразователя и нагрузкой сглажи-пающего фильтра.
В основе принципа действия ИППН дежит ключевой режим работы регулирующего полупроводникового прибора, осуществляющего периодическое подключение напряжения питания Е к выход-Н°Й цепи преобразователя. Малые падение напряжения на регулирующем
Рис. 7.1. ИППН (а) и его кривая выходного напряжения (б)
405
приборе в открытом состоянии и протекающий ток в закрыто!» обусловливают высокий к. п. д. рассматриваемых преобразователе® Их способность регулировать выходное напряжение используют пр> построении регуляторов и стабилизаторов постоянного напряжения? ИППН широко применяют также в электроприводе для управлений частотой вращения двигателей постоянного тока. В этом случае схема» преобразователя должна обеспечивать управление не только мощ.-ностью, отдаваемой источником питания в нагрузку, но и мощностью, от нагрузки в источник питания, что необходимо, в частности, при, рекуперативном торможении двигателя постоянного тока.
Питающим напряжением ИППН могут служить, например, кон-ь тактная сеть постоянного тока городского или магистрального электрифицированного транспорта, а также различные источники посто*. янного тока: аккумуляторные батареи, топливные элементы, солнеч» ные батареи и т. д. Задачу регулирования постоянного напряжение с помощью ИППН можно решать и при первичной питающей сет4 переменного тока. В этом случае на входе ИППН включают неупраа^ ляемый выпрямитель. Система неуправляемый выпрямитель — ИППН-является конкурирующим вариантом управляемого выпрямителя»
Регулирование выходного напряжения ИППН осуществляете^ -импульсными методами путем изменения параметров выходны^ импульсов. Наибольшее применение получили широтно-импульсный? и частотно-импульсный методы регулирования, а также их комбинация. '£
Широтно-импульсный метод регулировав ния (ШИР) осуществляется изменением длительности (ширины)» выходных импульсов /и (рис. 7.1, б) при неизменном периоде их еле-* дования (Т = const, / = 1/Т = const). Среднее значение выходного* напряжения преобразователя при широтно-импульсном регулировании связано с напряжением питания соотношением *
ПН = -^Е=7Е, (7 Л
где у —tjT — коэффициент регулирования (преобразования).
В соответствии с (7.1) диапазон регулирования выходного напряжения ИППН с ШИР составляет от нуля (/и = 0, у = 0) до Е = Т> у =- 1).
При частотно-импульсном методе регулирования (ЧИР) изменение выходного напряжения производит^ ся за счет изменения частоты следования выходных импульсов (/ = \/Т =var) при неизменной их длительности (/и = const). РегулЙ? ровочные возможности преобразователя характеризуются cootho-J шением
Ua=^E = tJE. (7-1
Выходному напряжению, равному Е, здесь соответствует предел Ejg| ная частота следования импульсов, равная 1//и, а нулевому выхожу ному напряжению — нулевая частота / ->0. W
406
Совместное использование ШИР и ЧИР (комбинированное регу-
лирование) заключается в изменении двух параметров выходных импульсов: /и и /.
Один из наиболее широко распространенных принципов построе
ния ИППН иллюстрирует схема рис. 7.2, а. Регулирующий элемент
условно показан в виде ключа, фуг тиристор (или силовой транзистор). В выходную цепь преобразователя входит нагрузка ZH активно-индуктивного характера и при необходимости сглаживающий L-фильтр (дроссель Аф). Применение дросселя в ИППН с соответствующей индуктивностью обычно НЕ-
ляется достаточным для сглаживания выходного напряжения (тока), хотя в общем случае не исключены и более сложные сглаживающие фильтры, например Г-об-разный LC-фильтр (конденсатор Сф такого фильтра показан пунктиром). Диод До, включенный в обратном направлении относительно напряжения выходной цепи (обратный диод), является необходимым элементом схемы и предназначен для создания в ней контура протекания тока нагрузки при разомкнутом ключе Д.
Рассмотрим процессы, протекающие в таком преобразователе. Для этого воспользуемся временными на рис. 7.2, б — г.
КОТОРОГО обычно выполняет
Рис. 7.2. Схема основных цепей ИППН (а) и его временные диаграммы (б — г)
диаграммами, приведенными
На интервалах включенного состояния ключа (Д — /2, t3 — /4, ?5~ t6) напряжение питания Е подключается ко входу сглаживающего фильтра (рис. 7.2, а — в), ивых = Е, диод До закрыт. Через нагрузку протекает ток !н (показан сплошной линией) от источника питания. На интервалах отключенного состояния ключа (/2 — t3, t4— 4) связь выходной цепи с источником питания отсутствует, однако ток через нагрузку продолжает протекать (рис. 7.2, г). Он поддерживается энергией, накопленной реактивными элементами — дросселем £ф и индуктивностью нагрузки на интервале протекания тока от источника питания. Ток нагрузки !н замыкается через проводящий обратный диод До, вследствие чего иВЫх = 0. Без учета’ падений напряжения на активных сопротивлениях дросселя Бф и подводящих проводах напряжение на нагрузке Дн = ДВЬ1Х, определяемое средним значением ивых(0, находят по формуле (7.1) или (7.2). Ток !н состоит из Участков экспонент нарастания и спадания (соответственно в цепях
407
с источником питания Е и диодом До) с постоянной времени т = (£ф + Лн)//?н- Среднее значение тока /и = UH/RH.
При переходе к большим мощностям нагрузки (свыше 100 кВ| возникают трудности в построении преобразователей по схей рис. 7.2, а. Они вызваны большими токами нагрузки, а значит необходимостью применения большого
Рис. 7.3. Принцип построения многотактных ИППН
числа параллельно включенные тиристоров, используемых в к» честве ключа. Кроме того, прД больших токах нагрузки труд ноосуществима конструкций дросселя Лф с большой индуц! тивностью, что затрудняет вва полнение требований по допу<| тимым пульсациям в кривой ид ка нагрузки.
ИППН большой мощности выполняют по многотактномй принципу, основанному на па! раллельном включении т от| дельных преобразователей, рж ботающих на общую нагрузи тока (рис. 7.3). Для умен® й ” ключи Д'), К2,
от общего источника постоянного шения пульсаций выходных тока iB и напряжения ия и Toija источника питания ключи Ki, К2, •••> Кт работают с вза-« имным фазовым сдвигом на угол 2л/т. Указанные трудное^ при этом исключаются вследствие того, что каждый пр%| образователь многотактной системы нагружается током, в т раз меньшим тока iH. Облегченный режим работы преобразователей со?, здается также благодаря меньшей в т раз частоте их переключения.! Многотактные ИППН допускают режим поочередной работы, входящих-преобразователей и режим работы с перекрытием. i
На рис. 7.4 приведены временные диаграммы, иллюстрирующиД принцип действия трехтактного ИППН с поочередной paj б от ой блоков. Периодичность работы каждого блока характеризуется периодом тактов Тт (рис. 7.4, а). Последовательность включ^ ния их ключей сдвинута во времени на Т^/3. В результате аналоги’^ ный сдвиг во времени приобретают также напряжения uit и2, токи i j, i2, is (рис. 7.4, а — в). За счет фазовых сдвигов результирующее напряжение на нагрузке (рис. 7.4, г) имеет частоту следований выходных импульсов, в три раза большую, чем для отдельных преоб! разователей. Суммарный ток нагрузки системы zH =il + 12 +’» также лучше сглажен, чем ток нагрузки отдельного преобразователя
В режиме работы с перекрытием обычно число преобразовател® системы т> 3. На рис. 7.5 приведены временные диаграммы, хараш теризующие рассматриваемый режим при т = 4. Включение ключ® преобразователей здесь также производится со сдвигом во времен д в данном случае равным 7^т/4. Режиму работы с перекрытием соотв^аИ ствует увеличение времени включенного состояния ключей каЖДОМ из преобразователей до значения ta> ТТ. В результате в диапазона 408 Я
Рис. 7.4. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия трехтактного ИППН с поочередной работой блоков
Рис. 7.5. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип действия преобразователя в режиме работы с перекрытием
о
регулирования tB от Трт до Тт отсутствуют интервалы времени, цЯ к нагрузке не прикладывается напряжение со стороны преобразо телей, и пауза в эквивалентном напряжении пнэкв (рис. 7.5 i Эквивалентное напряжение на нагрузке
_______ k р ^н.экв
т •
где k — число преобразователей, у которых одновременно замкну все ключи. ;
При tB — Т\ напряжение на нагрузке максимально, значек
«н.экв во всех интервалах выходного напряжения равны Е. ВелЙ не Е равно и среднее значение напряжения на нагрузке Пн.экв. Че‘ все преобразователи протекает постоянный ток /н=/1 + /2+... -И
При < Тт имеем U. экв < Е. Ток отдельных преобразовав лей из-за относительно б/ ,ьшой длительности паузы по отношен к tn будет сильно пульсирующим (рис. 7.5, а — г). Ток же иагру' iH, равный сумме токов отдельных преобразователей и определяй напряжением пн.экв с относительно малой длительностью паузы получается хорошо сглаженным (рис. 7.5, д).
§ 7.2. УЗЛЫ ПРИНУДИТЕЛЬНОЙ КОНДЕНСАТОРНОЙ КОММУТАЦН ТИРИСТОРОВ
В ИППН на однооперационных тиристорах перевод тиристор! закрытого состояния в открытое с целью формирования на вых преобразователя импульсов напряжения (см. рис. 7.2, в) осущесгв ется подачей в цепь его управляющего электрода отпирающего пульса от системы управления. Для создания паузы tn в кривой,^ ходного напряжения по окончании времени /и тиристор нужно за реть. Для осуществления операции запирания ток тиристора ходимо уменьшить до нуля, после чего к тиристору в течение неко/по го времени приложить обратное напряжение. |
Указанные условия, требуемые для запирания тиристора, в> ких преобразователях, как управляемые выпрямители и завися! инверторы, создаются воздействием переменного напряжения пит щей сети при отпирании другого тиристора преобразователя. Г цесс запирания тиристоров под действием питающей сети пере' ного тока называют естественной коммутацией^
В преобразователях, рассматриваемых в данной главе, пита осуществляется постоянным током, в связи с чем запирание тирЩ ра здесь возможно лишь путем принудительной подачи на прибор^ пульса напряжения отрицательной полярности с использова^ предварительно заряженного конденсатора. Такую коммутацию нято называть принудительной (искусственна Этот вид коммутации наряду с ИППН применяется в тиристору автономных инверторах (см. гл. 8), а также в тиристорных выкли| телях и прерывателях постоянного тока.
Таким образом, для проведения принудительной коммутации^ му основных цепей тиристорного ИППН (см. рис. 7.2, а) Д°поЛ 410
лементами коммутации, образующими коммутационный 3 е л (КУ). Помимо конденсатора в КУ могут входить также дополнительные элементы — дроссели, тиристоры и диоды, которые кроме запирания основного тиристора преобразователя используют дЛЯ решения вспомогательных задач (начального заряда конденсатора при пуске, его дозаряда или перезаряда в процессе работы и т. д.).
Принцип действия узлов принудительной коммутации. Узлы параллельной и последовательной коммутации
Схемы коммутационных узлов довольно разнообразны. Они различаются как способами соединения основных элементов, непосредственно участвующих в запирании тиристора преобразователя (силового тиристора), так и способами выполнения цепей, предназначенных для решения вспомогательных задач.
На рис. 7.6, а, б и 7.7, а, б приведены в упрощенном виде наиболее
в)
^Ис- 7.6. Примеры выполне-Ия узлов параллельной коммутации (а, б); кривая тока ^мутирующего конденсато-д На этапе приложения кси-ому тиристору обратного напряжения (в)
Рис. 7.7. Примеры выполнения узлов последовательной коммутации (а, б); кривая напряжения на конденсаторе на этапе приложения к силовому тиристору обратного напряжения (в)
распространенные схемы КУ, применяемые в тиристорных преобра зователях. Обозначения на схемах: То — силовой тиристор преобра-/’ зователя; До — обратно включенный диод; ZH — нагрузка активно! индуктивного характера (сглаживающий дроссель для упрощения це показан). В коммутационные узлы схем также входят: коммутирую-щий дроссель LK; коммутирующий конденсатор Ск, предварительно» заряжаемый до напряжения £7(0) с полярностью, указанной на схе-’ мах; коммутирующий тиристор Тк, предназначенный для управления моментом запирания силового тиристора. Особенностью схем' рис. 7.6, а, б является наличие диода Д, включенного встречно-параллельно силовому тиристору. Вспомогательные цепи, предназначенные для начального заряда и перезаряда коммутирующих конденса-: торов, на схемах не показаны. Эти цепи рассматриваются при после-;, дующем изучении схем преобразователей с коммутационными уз-, лами. д
Рассмотрим процессы, протекающие в схемах при запирании си-' левого тиристора, которые следуют после подачи управляющего им-( пульса на отпирание тиристора Тк.
В схемах рис. 7.6, а, б процесс коммутации обусловливается об-’ разованием колебательного контура, в который входят включенные встречно-параллельно тиристор Тс и диод/7, конденсатор Ск и открытый тиристор Тк. В схеме рис. 7.6, б помимо указанных элементов в контур коммутации входит источник питания Е< [/(0).
В момент времени с отпиранием тиристора Тк (см. рис. 7.6, в\ в контуре коммутации начинается колебательный процесс перезаряда, конденсатора, в котором ток ic имеет вид полусинусоиды (активным,' сопротивлением контура, вносящим затухание, обычно можно пре-, небречь). Направление тока ic указано на схемах. На интервале /1 — t2 (см. рис. 7.6, в) ток ic протекает через открытый тиристор То навстречу току iH. На этом интервале под действием возрастающего, тока ic происходит уменьшение тока тиристора. В момент времени, t2 ic = iH и ток силового тиристора равен нулю. С этого времени возрастающий по синусоидальному закону ток ic протекает через диод Д‘% Цепь протекания тока iH при этом создается диодом Д, ток которого^ равен разности ic — iB. Во время протекания тока через диод Д на* силовом тиристоре действует обратное напряжение, требуемое длф восстановления его запирающих свойств. Обратное напряжение® определяемое падением напряжения на диоде, составляет 0,8—1,2 В.^ Время протекания тока через диод Д характеризуется интервалов — 4 (см- Рис- 7.6, в), на котором zc> zH. Указанный интервал^ определяет время /п.в, предоставляемое коммутационным узлом дЛЙ| восстановления запирающих свойств силового тиристора. Условие® необходимое для запирания тиристора, следует считать выполнен ным, если время /п.в будет не меньше времени восстановления запчЦ рающих свойств (времени выключения) прибора tB, т. е. ta.B >
Отметим еще одну особенность схем рис. 7.6, а, б. На этапе прот® кания коммутационного процесса запирания силового тиристорА элементы КУ создают связь нагрузки с источником питания и нагрузЯ ка продолжает потреблять энергию от источника питания до окончаЯ 412 Я
ния этого процесса. Причина заключается в том, что на этапе коммутации элементы КУ подключаются либо параллельно силовому тиристору (см. рис. 7.6, а), либо параллельно нагрузке (см. рис. 7.6, б). р соответствии с этим такие схемы относят к узлам параллельной коммутации.
В схемах рис. 7.7, а, б коммутирующий конденсатор при отпирании тиристора Тк подключается через диод До к тиристору Тс (в схеме рис. 7.7, б в цепь входит также конденсатор (Д большой емкости, заряженный до напряжения 0,5Е). Под действием тока конденсатора Ск ток ранее открытого тиристора Тс быстро (практически мгновенно) спадает до нуля и к тиристору прикладывается обратное напряжение. При этом ток 7В активно-индуктивной нагрузки замыкается через открытый обратный диод До.
С отпиранием тиристора Тк в схемах рис. 7.7, а, б также создается колебательный контур Д. — Ск, в котором происходит процесс перезаряда коммутирующего конденсатора. В схеме рис. 7.7, а в контур коммутации входит источник питания Е, а в схеме рис. 7.7, б — конденсатор большой емкости С2, заряженный до напряжения 0,5Е. В колебательном контуре схем процесс перезаряда конденсатора начинается от его начального напряжения 77(0) (рис. 7.7, в). При этом на силовом тиристоре с помощью конденсатора поддерживается обратное напряжение иь, необходимое для запирания тиристора. Время действия обратного напряжения /п.в определяется интервалом, в течение которого изменяющееся в процессе перезаряда напряжение на конденсаторе достигает некоторого уровня напряжения 77у (рис. 7.7, в), являющегося параметром схемы. В схеме рис. 7.7, а конденсатор Сн в процессе перезаряда подключается параллельно тиристору Тс через проводящие тиристор Тк и диод До, в связи с чем обратное напряжение на силовом тиристоре здесь действует до момента перехода через нуль напряжения на конденсаторе (77у = = 0). В схеме рис. 7.7, б в цепь подачи обратного напряжения на тиристор Тс входит конденсатор С заряженный до напряжения 0,5Е, вследствие чего обратное напряжение на силовом тиристоре будет присутствовать при изменении напряжения на конденсаторе Ск от 77(0) до 0,5 Е, т. е. 77у = 0,5£.
В схемах рис. 7.7, а, б элементы КУ включены последовательно с силовым тиристором и нагрузкой, в связи с чем на этапе коммутационного процесса в этих схемах нагрузка оказывается отделенной от источника питания и конденсатора закрытым силовым тиристором И не получает от них энергии. Напряжение на нагрузке в этих схемах становится равным нулю с момента отпирания коммутирующего тиристора. В соответствии с указанным схемы рис. 7.7, а, б относят к Узлам последовательной коммутации.
Коммутационные характеристики узлов принудительной коммутации
В рассматриваемых КУ время 7П.В, предоставляемое силовому тиристору для восстановления запирающих свойств, не является величи-
413
Рис. 7.8. Общая схема замещения контура коммутации на этапе приложения к силовому тиристору обратного напряжения
ной постоянной. При неизменных значениях LK и Ск время /п в за d висит от напряжения питания и тока нагрузки гн. При работе ИППЦ/ в условиях изменения Е и гн важно, чтобы связанные с ними измене-5 ния не приводили к нарушению соотношения (п.в>7в. В npo-f тивном случае тиристор не может быть заперт и будет оставаться.' постоянно в открытом состоянии, что, естественно, нарушит работу преобразователя. -
Зависимость времени fn,u от указанных параметров определяет^ коммутационную характеристику, используемую^ для расчета коммутационного узла.
При определении коммутационных характеристик узлов парал4 лельной коммутации (см. рис. 7.6, а, б) необходимо исходить из вре? менной зависимости тока коммутирующего, конденсатора tc(() (рис. 7.6, в), а узлов пос-* ледовательной коммутации (рис. 7.7, а, б) напряжения на нем ис(/) (рис. 7.7, в).
Во всех рассматриваемых схемах переза4 ряд коммутирующего конденсатора на этапа» запирания силового тиристора осуществляя ется в колебательном контуре, создаваемо^ элементами LK, Ск. В связи с этим указан^* ные зависимости целесообразно представить^ в обобщенном виде, используя обобщенную схему замещения контура перезаряда кон;у денсатора (рис. 7.8), действительную для КУ^ на этапе запирания силового тиристора.
В схему замещения входят основные эле^ менты контура коммутации LK и Ск с началь^
ными значениями тока /г (0) и напряжения £7(0), коммутирую^ щий тиристор Тк, а также источник напряжения Ек цепи перез^ ряда коммутирующего конденсатора, напряжение которого для кажк дой конкретной схемы определяют отдельно.
В контуре коммутации схемы рис. 7.6, а дополнительный источник напряжения отсутствует, т. е. Ек — 0. В контур коммутации схем!» рис. 7.6,6 входит напряжение источника питания Е, направленное встречно напряжению £7(0), в связи с чем здесь Ек ——Е. Конту» коммутации схемы рис. 7.7, а содержит источник питания Е, а контур коммутации схемы рис. 7.7, б — напряжение, равное 0,5£, дейст^ вующее на конденсаторе С2 фильтра цепи постоянного тока. Указан» ные напряжения в этих схемах включены с полярностью, согласной® полярностью напряжения £7(0), в связи с чем для схемы рис. 7.7, 3| £к = Е, а для схемы рис. 7.7, б Ек — 0,5Е. «
С целью упрощения расчетов пренебрегаем активными сопротивЯ лениями соединительных проводов, а также потерями в элементов контура коммутации LK, Ск и в тиристоре Тк при его отпирании. Д
Расчет тока ic(i) по схеме замещения рис. 7.8 дает: Д
/’/ U (0) + £„ V , , . Г { . IL(0) Zc ] 7 аЦ
----7---- +/Ц0)2 sm + aretg — , 6-М \ zc J L u(0)-j-£KJ ЛИ
414
где ®0= l/yrLKCK — угловая частота контура коммутации; Zo = = ]/Ц7ск — его характеристическое (волновое) сопротивление.
Выражение (7.3) является обобщенным для рассматриваемых коммутационных узлов.
В схемах рис. 7.6, а, б коммутирующий дроссель не входит в цепь протекания тока нагрузки и перед отпиранием коммутирующего тиристора Il (0) = 0. С учетом сказанного выражение (7.3) для схем рис. 7.6, а,б принимает вид
«с (fl = }ст sin —— sin а>0/, (7.4)
, U (0) 4- EK
где Icm— ——2-----------амплитуда тока конденсатора в контуре
2С
коммутации.
Введем обозначение
е = .f (0) + Е« , (7.5)
Е v
характеризующее относительное значение начального напряжения в контуре коммутации. С учетом этого обозначения записываем выражение (7.4) в виде
г'с (0 — Еsin “</• (7.6)
2с
Длительность действия обратного напряжения на силовом тиристоре /п.в, или в угловых единицах 6 = ®0/п.в> определяется в схемах рис. 7.6, а, б интервалом, в течение которого ic > iH (ем. рис. 7.6, в). Поскольку длительность коммутационного интервала относительно мала, а индуктивность в цепи нагрузки обычно велика, ток гн на коммутационном интервале не успевает заметно измениться, его принимают равным току нагрузки к моменту коммутации (/1 на рис. 7.6, а) и обозначают /(0). Например, для импульсных преобразователей с большой индуктивностью сглаживающего дросселя /(0) = /в = 7/н/7?н.
Время в угловых единицах, предоставляемое силовому тиристору Для восстановления запирающих свойств, находят из соотношения (7.6) как разность <оо^3 — (см. рис. 7.6, в):
е = 2агс1г/(7^Г')!-'- (7'7)
введем обозначение:
X ==———£---коэффициент нагрузки коммутационного узла, пос-
Е
Ле чего выражение (7.7) приобретает вид
9 = 2 arctg т / (у)2-1 • (7-8)
416
7.9. Коммутационные характерис-узлов параллельной коммутации
Рис.
тики
(а)’, ток конденсатора в узлах параллельной коммутации (б)
Соотношение (7.8) является обобщенным выражением коммуТаУ ционных характеристик для схем рис. 7.6, а, б, причем для схему рис. 7.6, а е = , а для схемы рис. 7.6, б е = - Е . Коммута^
ционные характеристики для этих схем представлены графически на’ рис. 7.9, а. Они показывают зависимость угла 9 от коэффициента нагрузки х при постоянных значениях коэффициента е. Харак-тер и стики выходят из общей точки со значением 9 = п При X = 0 (7(0) = 0) и имеют спадающий характер. Углу 0 == Q соответствует равенство 7(0) =j = km или '/. = е-
Характер зависимости 9 =3 — F(x) поясняется диаграммой рис. 7.9, б. Повышение начального напряжения на конденсаторе 77(0) приводит к увеличению тока 1Ст (пунктирная кривая на рис. 7.9, б) и возрастанию угла 9. При этом коммун тационная способность КУ повышается, поскольку схема способна обеспечить запирание тиристора при большем токе нагрузки. Увеличение напряжения
77(0) отражается на увеличении коэффициента е, в связи с чем коммутационные характеристики при больших значениях коэффициента ё располагаются правее. '5-
При одинаковых параметрах LK, Ск и одинаковых значениях 77(0), Е амплитуда тока 7Ст в схеме рис. 7.6, а больше, чем в схеме рис. 7.6, б, и ей соответствуют большие значения угла 9. Это позволяет заключить, что схема рис. 7.6, а при прочих равных условиях обладает более высокой коммутационной способностью. Указанно^ отражается и в большем значении для нее коэффициента е. Если, например, положить 77(0) — 2Е, то для первой схемы е = 2, а для второй е = 1. При 77(0) = Е коэффициент е для схемы рис. 7.6, б раве^ нулю и она теряет способность к коммутации, в то время как в схеМе рис. 7.6, а коммутационная способность сохраняется.
Определим коммутационные характеристики КУ (см. рис. 7.7, а, б). В этих КУ коммутирующий дроссель LK расположен в цепи протекания тока нагрузки, следовательно, в схеме замещения рис. 7.8 7Ь (0) = 7(0). Начальное напряжение на конденсаторе, как и для предыдущих схем, принимаем равным 77(0). С учетом сказанного, а также введенных ранее обозначений выражение (7.3) для рассматривав мых схем можно записать в виде
«с (0 = {crn sin (<щ/ + 8) = -7- V s2 + X2 sin /о>(/ + arctg-^), (7-9^ \ е /
416
E f-------
где lcm= -----V s2 + x2 — амплитуда тока конденсатора в контуре
коммутации; 6 — arctgy/e— угол сдвига, обусловливаемый начальным током коммутирующего дросселя.
Кривая тока ic(t) для схем рис. 7.7, а, б показана на рис. 7.10, а. Угол 9, представляемый силовому тиристору для восстановления запирающих свойств, находят из кривой uc(t) на рис. 7.7, в. Напряжение uc(t) определяют по известной формуле ис = — Г lcdt:
С J
uc(t) = —Е /е2 4- COS + arctg-M + Ек. (7.10)
\ е }
Вид кривой uc(t) показан на рис. 7.10, б. Угол 9 оценивают по длительности изменения напряжения на конденсаторе от начального значения [7(0) до напряжения [7у (рис. 7.10, б). После подстановки в выражение (7.10) ис ——Uy получаем
0 = “(/п.в = агсШ + X2 . (7.11)
х V + х2 — * +s
Уравнение (7.11) описывает коммутационные характеристики схем рис. 7.7, а, б, приведенные на рис. 7.10, в для различных значений коэффициента &. Кривые 9(’Х) также имеют спадающий характер. Причиной уменьшения угла 9 с ростом тока нагрузки (коэффициента 7) здесь является более быстрый процесс перезаряда конденсатора из-за большего влияния на него тока 7(0) (рис. 7.10, а, б).
С возрастанием коэффициента е коммутационные характеристики располагаются выше, что объясняется увеличением угла 9 за счет повышения напряжения [/(0) на конденсаторе и меньшим влиянием на перезарядный процесс тока /(0).
При одинаковых параметрах коммутационных узлов 7(0), <Д0), LK, Ск коэффициент е для схемы рис. 7.7, а будет больше, чем для схемы рис. 7.7, б, вследствие чего в первой схеме будут 11 большие значения угла 9.
Рис. 7.10. Форма тока конденсатора (а) и напряжения на конденсаторе (б) в узлах последовательной коммутации; их коммутационные характеристики (в)
417
Этим обусловлена более высокая коммутационная способность схемм рис. 7.7, а. Так, например, при 7/(0) = Е для схемы рис. 7.7,
Ь'(0)-;Е „ , - <7(0)+0,5Е ,
е = -.- — = 2, а для схемы рис. 7.7, б е = —------------= 1,5 <
Е Е 1
Коммутационные характеристики и приведенные соотношения ис-1 пользуют для расчета элементов LK, Св коммутационных узлов тири-1, сторных преобразователей. 2
Исходными данными для расчета служат напряжение источника;' питания Е (или диапазон его изменения), а также ток /(0), протекающий через силовой тиристор и нагрузку к моменту начала коммута-' ции.
Расчет элементов LK, Ск начинают с определения или выбора на-’ чального напряжения на конденсаторе перед коммутацией 7/(0)Т Выбор величины 7/(0) производят с учетом обеспечения возможно, меньших напряжений на остальных элементах схемы преобразовав теля, в частности на силовых и коммутирующих тиристорах, так ка® напряжения на этих элементах зависят от 7/(0). Для поддержания вы^ бранного напряжения 77(0) используют дополнительные цепи заряду конденсатора или цепи отвода от КУ избыточной энергии. Указанны.? цепи рассматриваются в последующем при изучении конкретных схе$ преобразователей.
По выбранной величине 77(0) рассчитывают коэффициент
U ("О) I Е
е — ——«_ используемого коммутационного узла.
Е кг
Расчет элементов КУ производят на предельный (критический^ режим работы, характеризующийся наименьшим значением угла 6* Этому режиму обычно соответствуют наибольший ток /(0)шах и най| меньшее напряжение источника питания ЕМа. Параметры критиа ческого режима учитывают коэффициентом укр, который выбир1Ц ют, исходя из амплитуды тока 1Ст для этого режима. '/
Для узлов параллельной коммутации (см. рис. 7.6, а, б) согласий соотношению (7.6) 1Ст — nElZc, откуда после деления на /(0) й‘ учета выражения (7.8) получаем: л
/Ст//(0) = е/Х>1, (7.1^)'
у =______!_____ (7.13)
z V(°) Ж
Для узлов последовательной коммутации (см. рис. 7.7, a, 6)~v§
Е
соответствии с выражением (7.9) 1ст~------- V ®2 + X2 > °ткудаД||
Zc W
/Ст//(0> = ]Д2/х2 М , (7-ЙГ
X = -------21..ZZZ . (7.1'В
V VcJ1 (°»2-1 <
Выбор больших значений 1Ст для узлов принудительной номад® тации нецелесообразен из-за роста потерь мощности в коммутирУ К"®
щем тиристоре, конденсаторе, активных сопротивлениях коммутирующего дросселя и соединительных проводах. В связи с указанным отношение /Ст//(0) для критического режима принимают равным 1,1—3. При этом следует отметить, что с ростом отношения IСт/7(0) уменьшается время перезаряда конденсатора в КУ. В преобразователях с невысокой частотой следования выходных импульсов (для ИППН ( = 50ч- 100 Гц) длительность интервала коммутации занимает незначительную часть периода следования выходных импульсов. Поэтому в таких преобразователях целесообразно принимать [Ст/1 (0) = = 1,14- 1,3. При повышенной частоте следования выходных импульсов (для ИППН f> 100 Гц) становится актуальной задача сокращения времени перезаряда конденсатора в КУ. В этом случае можно принять /Ст/1(0) — 24- 3. По выбранному для критического режима значению 1СтП(О) с учетом формулы (7.13) или (7.15) рассчитывают коэффициент хкр, а затем и характеристическое сопротивление Zc контура коммутации:
р .
Zc =----~ Хкп- (7-16)
° / (0) А.кр \ /
Далее по значению /кр и коммутационной кривой 0(/, е) соответствующего коммутационного узла находят угол 0кр критического режима, а по известному времени tB используемых силовых тиристоров с учетом необходимого запаса — угловую частоту:
®о=—Ц—, (7.17)
^зап*в
где /гзап == 1,24- 1,5 — коэффициент запаса.
По значениям Z,. и соц определяют параметры 7К, Ск коммутационного узла:
7К = Ze/o>0, (7.18)
Ск= 1/К4). (7.19)
В целях иллюстрации методики проведем расчет элементов узла коммутации по схеме рис. 7.6, а для импульсного преобразователя со следующими данными; Е = 200 В, /(0) = 50 A, tB = 20 мкс, U(0) = 200 В.
U (0) + Ек 200 +0
Определяем коэффициент е: е —---------д-~-------------
/Р
ст
— 1 >25. При этом коэффициент нагрузки
= 1. Принимаем ______________1
7«Р= [Ст[1 (0)“ 1,25 = °’8’
Е 200
-----= 0,8------=3,2 Ом. Из
I (0) 50
параметром е = 1 (см. рис. 7.9, а) для I по времени /в силового тиристора и
Е
200 £
а характеристическое сопротивление Zc = уКр
коммутацИОННОй характеристики с псу--------у
Хкр =0,8 находим 9 = 1,29 рад. Затем i коэффициенту запаса йзап = 1,25 определяем угловую частоту:
1,29 рад
“о = —7= 51,6- 103 •
0 1,25 • 20 • IO"6 с
величины Дк, Ск коммутационного узла составят:
L 3,2 1
= 62 мкГц; Св= -- _ = 6,0 мкФ.
51,6 • 103 3,2 .51,6- 10'1
419
к
§ 7.3. ИППН С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ И КОММУТИРУЮЩИМ» КОНТУРОМ, ПОДКЛЮЧАЕМЫМ НА ЭТАПЕ КОММУТАЦИИ J
ПАРАЛЛЕЛЬНО СИЛОВОМУ ТИРИСТОРУ
Данный и последующие параграфы настоящей главы посвящен^ рассмотрению конкретных вариантов схем ИППН. Схемы отличают-f ся структурой коммутационного узла, используемого для запираний силового тиристора. При рассмотрении принципа действия большой внимание уделяется определению начального напряжения на кон< денсаторе (7(0) и напряжений на тиристорах, являющихся важней® шими критериями при выборе схемы для практического применения:!
Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующий контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно сило4 вому тиристору (т. е. КУ по типу рис. 7.6, а), приведена на рис. 7.11, ai Кроме силового и коммутирующего тиристоров схема содержит «пе# резарядный» тиристор Тп, осуществляющий подготовительный для! очередной коммутации перезаряд коммутирующего конденсатора.. Дроссель сглаживающего фильтра на схеме не показан. Полагаем* что он учитывается суммарной достаточно большой индуктивностью цепи нагрузки ZH.
Необходимая последовательность подачи управляющих импульсов-на тиристоры (рис. 7.11, б) обеспечивается системой управления прей образователя. Начало формирования импульса выходного напряже^ ния обусловливается подачей управляющего импульса на силовой тиристор. Процесс коммутации в схеме начинается с приходом импульса на отпирание коммутирующего тиристора. Поступление уп-. равляющего импульса на отпирание перезарядного тиристора совпа-' дает во времени с управляющим импульсом силового тиристора.
Пуск схемы связан с подачей управляющего импульса на отпирание тиристора Тв при запертом тиристоре Тс. При отпирании тиристора Тк происходит процесс заряда конденсатора по цепи Е — Ск— LK — — ZH до напряжения, близкого к Е. В дальнейшем процес-
сы в схеме обусловливаются сигналами управления (рис. 7.11, б)» Через несколько тактов наступает установившийся режим работа! схемы. ’
Рассмотрим процессы, протекающие в схеме в установившемся режиме (особенности начального, пускового, режима опишем поз'д; нее). '
К моменту времени (рис. 7.11, а) конденсатор Ск заряжается до напряжения (7(0) с полярностью, указанной на рис. 7.11, а в скоб' ках. К тиристору Тс прикладывается напряжение Е в прямом направ» лении (рис. 7.11, е). Напряжение ын = 0, ток нагрузки проводит диШ До. К параллельно включенным тиристорам Тк, Тп прикладывает^ напряжение, равное (7(0) — Е; для тиристора Тп — в прямом напряг лении, для тиристора Тк— в обратном (рис. 7.11, ж). X
В момент времени отпирается тиристор Тс. К нагрузке прикл» дывается напряжение Е, диод До запирается. Через нагрузку ПР?< текает ток от источника питания. В связи с отпиранием в тот же мж мент времени тиристора Та открытые тиристоры Тс, Та создают к°н®
420 Ж
тур колебательного перезаряда конденсатора Ск через дроссель LIV К концу перезаряда полярность напряжения на конденсаторе изменяется на обратную (указана на рис. 7.11, а без скобок), что необходимо для проведения коммутации силового тиристора. К тиристору Тп прикладывается обратное напряжение, и он запирается. Напряжение на конденсаторе к концу перезаряда близко к первоначальному значению.
Для запирания тиристора Тс в момент времени t3 подачей управляющего импульса отпирается тиристор Тк. В схеме наступает описанный в § 7.2 коммутационный процесс, обусловленный протеканием тока ic по цепи с тиристором То и диодом Д. На интервале /3 — tt под действием тока ic (рис. 7.11, д) происходит уменьшение до нуля тока силового тиристора, на интервале — /в к тиристору прикладывается запирающее напряжение (рис. 7.11, е), равное падению напряжения на диоде Д от протекания через него разности токов ic — гн.
В момент времени /в ic = iH (рис. 7.11, 3), ток диода Д равен нулю и он запирается. Полярность напряжения на конденсаторе Ск указана на рис. 7.11, я в скобках, а его величина превышает Е. В связи с этим диод До отпирается, образуя цепь замыкания тока гн; напряжение
= 0; к тиристору Тс прикладывается напряжение Е в прямом направлении (рис. 7.11, е). С запиранием диода Д и °тпиранием диода До в схеме образуется контур Е — Ск — Д; — Тк — До, в котором Свершается процесс перезаря
а.)
Рис. 7.11. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно силовому тиристору (а); временные диаграммы, иллюстрирующие его работу (б — ж)
421
да конденсатора (интервал времени 4—/6 на рис. 7.11 Ц Ток диода До на этой стадии равен разности iH — ic. ЗаверщЯ щий этап обусловливается отдачей энергии, накопленноЙЯ дросселе LK, в цепь источника питания и конденсатор. Он 3 рактеризуется уменьшением тока ic до нуля и дозарядом кондя сатора до напряжения (7(0) (рис. 7.11, г, д). После спадания в мойЯ времени 4 тока ic до нуля тиристор Тк запирается и к нему прийЙ дывается обратное напряжение, равное (7(0) — Е (рис. 7.11, ж), rag за /п в кривой выходного напряжения (рис. 7.11, в) продолжается® момента времени /7, когда происходит очередное отпирание силовж тиристора. В последующем процессы в схеме повторяются.
Из анализа процессов в преобразователе следует, что уменьтпе^ выходного напряжения до нуля (рис. 7.11, в) происходит не в момйй отпирания коммутирующего тиристора, а спустя время /с, в течей? которого ток нагрузки протекает через тиристор Тс и диод Д (укай| ные элементы создают связь нагрузки с источником питания). вызывает как бы появление дополнительного импульса в кривой^ ходного напряжения на интервале tc (заштрихованная площадка® рис. 7.11, в). Указанное характеризует особенность схем ИППМ параллельной коммутацией, отмечавшуюся в § 7.2. Ж
Для схемы преобразователя представляет интерес нахождение,® чального напряжения на конденсаторе (7(0), которое используется пЯ расчете элементов LK, Ск, а также, как видно из рис. 7.11, ж, определи ет выбор коммутирующего и перезарядного тиристоров по напряжению
Напряжение 17(0) является одним из параметров установившёЙ! ся режима перезаряда конденсатора, наступающего спустя нескольга периодов работы схемы. Для оценки параметров установившегося .р| жима процессы колебательного перезаряда конденсатора в КУ уд6$ но рассматривать на фазовой 7рис. 7.12), где Za = У LK/CK
несса перезаряда конденсатора в схеме рис. 7.11, а
плоскости в координатах Zc/C,ЛЦ — характеристическое сопротивлей| контура перезаряда, составлен ного из элементов LK, Ск. Тод ic и напряжение ис при кбщ бательном процессе сдвинув по фазе на 90°. Преимуществ® метода фазовой плоскости яв'л^ ется его наглядность и кбМ пактность при большого числа заряда. Удобство заключается и в с о отв етств у ющ ем
штаба по осям Zcic и ис тра| тория точки, отображаю!® перезарядный процесс, соста. ляется (при допущении отс| ствия потерь) из дуг окружЭД тей соответствующего радиусД-отрезков прямых.
рассмотрев циклов пбЙ этого меЛЕ том, что I® выборе м®
422
Процессы, протекающие в КУ при перезарядах конденсатора, начнем рассматривать с этапа пуска, когда после отпирания тиристора конденсатор Ск оказывается заряженным до напряжения Е (точка /Кна рис. 7.12). Затем в соответствии с диаграммами рис. 7.11, б отбираются тиристоры Тс и Тп. В контуре Ск — Ьк — 7\ — Тс происходит процесс подготовительного перезаряда конденсатора. Без учета потерь энергии в контуре перезаряда процесс на фазовой плоскости будет описываться дугой окружности 1—2—3 с радиусом, равным Е. Ордината точки 2 определяет амплитуду перезарядного тока / = ElZc. К концу перезаряда напряжение на конденсаторе равно
^-Е (точка 5).
Траектория изображающей точки 3—4—...—8 характеризует перезарядный процесс, сопровождающий коммутацию силового тиристора. На участке 3—4 ic<. iH = /(0) и ток ic протекает через тиристор То во встречном направлении. Участок 4—6 соответствует этапу протекания тока 1С через диод Д и приложению к тиристору То обратного напряжения. Угол между точками 4, 6 характеризует 9. По достижении точки 6 1С = /(0) и диод Д закрывается. Диод До при этом открыться не может, поскольку напряжение на конденсаторе в точке 6 ис< Е и к диоду приложено обратное напряжение, равное Е — ис. При закрытых диодах Д и До путь тока продолжающегося перезаряда конденсатора создается через нагрузку по цепи Е — Ск — Lw — Тк — ZH. Поскольку индуктивность в цепи нагрузки велика (LH» LK), ток iH на этом интервале остается практически неизменным, т. е. после точки 6 конденсатор перезаряжается постоянным током /(0). Этапу перезаряда конденсатора постоянным током соответствует отрезок прямой 6—7. Этап продолжается до момента достижения конденсатором напряжения Е (рис. 7.12), что обусловливает отпирание диода До и переход тока iH в цепь этого диода.
На рис. 7.12 дуга окружности 7—8 характеризует завершающий
этап перезаряда конденсатора рассматриваемого коммутационного ? процесса. Контур перезаряда на этом этапе состоит из источника пи-। тания Е и элементов Ск, LK, Тк, До. Поскольку в контур перезаряда * входит источник питания Е с полярностью напряжения, встречной
| протеканию тока 1С, центр дуги окружности 7—8 расположен в точ-
£ ке 1. Как видно из рис. 7.12, напряжение на конденсаторе при завершении первого такта перезаряда (в точке S), равное Е + Zc/(0), по-। лучилось большим, чем в начале (в точке /).
* Очередной цикл перезаряда конденсатора наступает спустя вре-। мя паузы /п в момент отпирания тиристоров Тс и Г,, (участок 8—9
к подготовительного перезаряда). Затем при отпирании тиристора Тк
I происходит «рабочий» перезаряд конденсатора, сопровождающийся В запиранием силового тиристора (участок 9—10—11—12). В этом цик-В ле перезаряда участок, соответствующий ic — /(0), отсутствует, так В как к моменту запирания диода Д (точка 11) напряжение на конден-
паторе ис> Е и при запирании диода Д сразу же происходит отпира-
1 Ние диода До.
Ц Последующие циклы перезаряда протекают аналогично. Напря-
^ение на конденсаторе закончившегося цикла определяет начальное
423
напряжение очередного цикла перезаряда. Без учета потерь энергии в цепях перезаряда перезарядный процесс конденсатора имеет вид раскручивающейся спирали, что характеризует наличие в контур^ коммутации эффекта последовательного накопления энергии. Он проявляется в повышении напряжения на конденсаторе после каждого цикла перезаряда. Основная причина этого явления — получение конденсатором дополнительной энер. гни от дросселя LK на этапе завершения коммутационного процесса (участки 7—8, 11—12 и т. д.).
Однако в реальных условиях процесс перезаряда конденсатора со провождается некоторой потерей энергии. Энергия частично теряется в активных сопротивлениях соединительных проводов, активном сопротивлении обмоток коммутирующего дросселя £к, конденсаторе, тиристорах и диодах. Из-за наличия потерь после некоторого числа циклов перезаряда конденсатора с начала пуска схемы в коммутационном узле устанавливается баланс, который характеризуется ра-венством энергии, дополнительно поступающей в конденсатор и рассеиваемой в перезарядных цепях. На фазовой плоскости (рис. 7.12) состоянию баланса энергии в КУ соответствует достижение установившегося цикла (кривая перезаряда установившегося цикла показана пунктиром), для которого напряжение на конденсаторе в конце перезаряда равно напряжению на нем к началу цикла.
Таким образом, параметры установившегося цикла следует определять, исходя из потерь энергии в цепях перезаряда с учетом используемых типов конденсатора, тиристоров, диодов, а также параметров коммутирующего дросселя. Напряжение (7(0) установившегося цикла зависит от тока /(0). Возможные значения (7(0) на практике лежат в пределах от 1,5 £ до 2,2 Е. По напряжению (7(0) производят выбор
Рис. 7.13. Упрощенный вариант схемы рис. 7.11, а (а); форма управляющих импульсов преобразователя (б)
;___п_
t
коммутирующего и перезарядного тиристоров. Тиристор 71с, а также диоды Д, До выбирают на напряжение! равное Е.
На рис. 7.13, а показан упрощен: ный вариант рассмотренной схемы; Вместо тиристора Тк здесь используется диод Дк. Регулирование выхода ного напряжения осуществляется изменением во времени момента отпирания не коммутирующего, а пере?' зарядного тиристора Та (рис. 7.13,6)?. При отпирании тиристора Тп вначале происходит подготовительный пере: заряд конденсатора через тиристорЫ-Тп, Тс и сразу же вслед за нИМ через диод Дк — «рабочий» переза? ряд, сопровождающий запирание о» лового тиристора. С учетом того, 4Tj в этой схеме интервал t2 — 4
424
сутствует, временные диаграммы рис. 7.11, в — ж будут действительны и для схемы рис. 7.13, а. Ей соответствуют те же значения напряжения t/(0). Для проведения начального заряда конденсатора с целью осуществления режима пуска от системы управления не требуется формирования специального управляющего импульса. Начальный заряд конденсатора осуществляется по цепи Ск — — Дк — ZH при подключении схемы на напряжение пита-
ния Е.
§ 7.4. ИППН С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ И КОММУТИРУЮЩИМ КОНТУРОМ, ПОДКЛЮЧАЕМЫМ НА ЭТАПЕ КОММУТАЦИИ ПАРАЛЛЕЛЬНО НАГРУЗКЕ
Схема преобразователя с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно нагрузке, показана на рис. 7.14, а. Его узел коммутации выполнен по схеме рис. 7.6, б. Тиристор Т3 предназначен для проведения подготовительного заряда конденсатора перед очередной коммутацией силового тиристора.
Последовательность подачи управляющих импульсов на тиристоры от системы управления показана на рис. 7.15, а. Тиристор Т3 отпирается одновременно с силовым тиристором. Изменением задержки во времени поступления импульса на коммутирующий тиристор регулируют длительность выходных импульсов и величину напряжения на нагрузке Ua-
Процессы, протекающие в схеме, рассмотрим вначале с помощью метода фазовой плоскости (рис. 7.14, б).
Режим пуска преобразователя осуществляется при поступлении отпирающих импульсов на силовой и зарядный тиристоры. С их отпиранием к нагрузке прикладывается напряжение Е, а в образовавшейся цепи Е — То — Т3 — LK — Ск происходит процесс колебательного заряда конденсатора с полярностью, указанной на рис. 7.14, а без скобок. Без учета потерь энергии в контуре конденсатор заряжается до напряжения 2Е. На фазовой плоскости процессу началь-
Рис. 7.14. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно нагрузке (а); фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в узле коммутации (б)
425
ного заряда соответствует дуга окружности 0 — 1с центром в точке с коорд®, цатами (— £; 0). По окончании заряда к тиристору Т3 прикладывается запирав щее напряжение Е, а конденсатор приобретает напряжение с полярностью, обходимой для проведения коммутации. -ij
К концу интервала проводимости силового тиристора поступает импуду' на отпирание тиристора Тк. С его отпиранием наступает коммутационный пр0С цесс перезаряда коммутирующего ко»; денсатора, характеризуемый кривой 1' ' 2—... —5 на рис. 7.14, б. ~~
На участке 1—2 ток перезаряжаю-щегося конденсатора 1С протекает чере»
Рис. 7.15. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме преобразователя рис. 7.14, а
тиристор Тс навстречу току нагрузки в нем. С момента времени, определяемого точкой 2, ток тиристора Та равен нулю На участке 2—3 к тиристору Тс прикладывается обратное напряжение, рав-ное падению напряжения на диоде Д от протекания через него разности токов гС — гн- В точке 3 ток этого диода рав’ён нулю и диод запирается. Полярное^, напряжения на конденсаторе в точке1--,? является запирающей для диода Д0/и он остается в закрытом состоянии. При этом ток нагрузки из цепи диода Д переходит в цепь конденсатора. После то^у ки 3 конденсатор продолжает перезаряжаться током zH, принимаемым неизменным и равным /(0). По достижении точки 4 напряжение на конденсаторе становится равным нулю, что вызывает отпирание диода До и переход тр^ нагрузки из цепи конденсатора в цёп.ь этого диода. Напряжение на нагрузкр равно нулю. После точки 4 следует завершающий этап перезаряда конденсатора, обусловленный спаданием тока Iq в колебательном контуре Ск — LK — Тк — До- Через диод До при этом протекает разность токов гн — 1С . На участке 4—5 энергия, накопленная в дросселе, отдается в конденсатор и,его напряжение повышается на величину 4/(0).
Поступление очередных отпирающих импульсов на тиристоры вызывает аналогичные процессы перезаряда конденсатора. Отличие заключается в том, что во втором и последующих циклах перезаряда отсутствуют участки с неизменным током ic = /(0). Это связадо
с тем, что в момент запирания ДИ°Аа Д (например, в точке S) напряжение Да конденсаторе имеет полярность, необходимую для отпирания диода До,-Кривая, характеризующая процесс перезаряда конденсатора без учеТ-Я потерь энергии, имеет вид раскручивающейся спирали, что свидетеле", ствует о наличии в схеме эффекта последовательного накопления энергии Причина явления здесь та же, что и в предыдущей схеме,— подзаряд КЖ денсатора спадающим током коммутирующего дросселя на участках 4—5, После нескольких перезарядных циклов из-за наличия потерь энергии, соП^ вождающих перезаряд конденсатора, в схеме наступает установившийся реЖЙ“ж
426
((оторому соответствует замкнутая кривая на рис. 7.14, б (показана пунктиром).
Параметры установившегося режима (/(0) и (70 для рассматриваемой схе-мы, как видно из рис. 7.14, существенно различаются. Возможные значения у(0) лежат в диапазоне от 2,5 Е до 3,2 Е, a U,, — от 0,5 Е до 1,3 Е. Указанное зависит от факторов (см. § 7.3), определяющих потери энергии в цепях перезаряда коммутирующего конденсатора.
Временные диаграммы, иллюстрирующие характер изменения напряжений И токов в схеме рис. 7.14, а, приведены на рис. 7.15, а — е. От диаграмм для схе-ды рис. 7.11, а они отличаются главным образом видом кривой ис (1), смещенной в область отрицательных значений напряжения на величину Е (рис. 7.11, г; 7,15, в). С точки зрения использования тиристоров по напряжению рассмотренная схема не отличается от предыдущей. Коммутирующий тиристор и тиристор Г3 здесь также следует выбирать на напряжение (1,5~-2,2)Е. Недостатком схемы является повышенное напряжение на коммутирующем конденсаторе.
§ 7.5. ИППН С ПАРАЛЛЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ И КОММУТИРУЮЩИМ ДРОССЕЛЕМ В ЦЕПИ ОБРАТНОГО ДИОДА
Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим дросселем в цепи обратного диода приведена на рис. 7.16, а. Каки в схемах рис. 7.11, а, 7.13, а, здесь использован узел принудительной коммутации (см. рис. 7.6, а). Особенностью рассматриваемой схемы является включение коммутирующего дросселя LK в цепь обратного диода До. Благодаря такому включению максимальные напряжения на коммутирующем конденсаторе и тиристорах схемы не превышают величины Е. Из всех ИППН с параллельной коммутацией схема рис. 7.16, а в этом смысле наилучшим образом удовлетворяет пред-являемым требованиям.
Начальный заряд конденсатора Ск производится до напряжения, близкого к Е (полярность указана в скобках), от источника питания по цепи LK — Т,. — ZH подачей отпирающего пускового импульса управления на тиристор Тя. Последовательность импульсов, управляющих тиристорами Тс и 7\ в режиме регулирования напряжения, показана на рис. 7.16, б. На рис. 7.16, в—л приведены времен-,\ние диаграммы, поясняющие работу схемы. Принцип ее действия будем рассматривать при наличии в цепи нагрузки большой индуктивности, обеспечивающей хорошее сглаживание тока /н.
К моменту времени тиристоры преобразователя заперты, конденсатор Ск заряжен до напряжения Е с полярностью, указанной на рисунке в скобках (рис. 7.16, а, г). Напряжение на нагрузке равно нулю, ток нагрузки протекает через диод До и дроссель L, : (рис. 7.16, в, к). В момент времени подачей управляющего импульса отпирается тиристор Тс. К нагрузке прикладывается напряжение Е- С момента времени (( начинается переход тока tH из цепи диола До в цепь источника питания. Ввиду наличия индуктивности Lr в Цепи диода До процесс продолжается в течение интервала временя G — (j, в котором ток 1до спадает до нуля, а ток силового тиристора Нарастает от нуля до /н (рис. 7.16, ж, к). Процесс протекает под воздействием напряжения Е, прикладываемого к дросселю £в (Рис. 7.16, а, е). Длительность интервала определяют из
! соотношения
427
1
tr — t = -(0) Lk . i
1 e
-fts
За счет приложенного к др0$ селю напряжения диод Дп на тервале tx —t'\ не проводит тока^а напряжение на конденсаторе не ид. меняется. В момент времени ук^ занный переход тока заканчивается, диод До запирается, что вызывает отпирание диода Дп и про-текание процесса подготовительного перезаряда конденсатора С в контуре с открытыми тиристором То, диодом Дп и дросселем LK. Процесс перезаряда носит колебательный характер. По окончании перезарядного процесса полярность напряжения на конденсаторе изменяется на обратную., а его величина близка к Е.
На интервале — t3 напряжения на элементах схемы остаются без изменений и определяются напряжениями источника питания и конденсатора.
В момент времени /3 поступает управляющий импульс, отпирающий тиристор Тк. В схеме протекает коммутационный процесс пе,-резаряда конденсатора в контуре Ск—LK—ТС(Д). Под действием встречного тока ic ток силового тиристора спадает до нуля (интервал /3—на рис. 7.16, д, ж), а на интервале /4—к тиристору прикладывается обратное напряжение (рис. 7.16, д, з), равное падению напряжения на диоде Д от протекающего через него на этом интервале тока ic—iH. В момент времени /5 ic = tH и ток диода Д равен нулю. Однако при
Рис. 7,16. Схема ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим дросселем в цепи обратного диода (я)’ временные диаграммы, характеризующие процессы в преобразователе (б—л)
428
этом напряжение ис <Е и диод До остается закрытым. С момента времени /5ток tH переходит в цепьЕ—CK—TK—LK—ZH. Индуктивность £ в этой цепи много меньше индуктивности в цепи нагрузки, поэтому она не оказывает влияния на процесс перезаряда конденсатора на этом интервале. В связи с этим на интервале Ц—Ц ic= ЦО), а напряжение на конденсаторе увеличивается по линейному закону до* напряжения Е (рис. 7.16, г, 3). На интервале /6—Ц конденсатор оказывается подключенным параллельно тиристору Тс, что обусловливает появление линейного участка в кривых иД1) и и тс (О на рис.
рис. 7.1 6, в, з.
Когда напряжение на конденсаторе достигает величины Е (момент времени /6), диод До отпирается и ток нагрузки из цепи конденсатора переходит в цепь этого диода (рис. 7.16, д, к). Открывшийся диод До фиксирует напряжение на конденсаторе Ск на уровне Е, сохраняя это напряжение неизменным (рис. 7.16, а, г). Тиристор Тк переходит в непроводящее состояние. Напряжение на нем, равное разности напряжений питания и конденсатора, близко к нулю (рис. 7.16, и). После момента времени Ц напряжения на элементах схемы остаются без изменений. Их уровни определяются напряжением питания Е и напряжением на конденсаторе, также равным Е, с полярностью, указанной на рис. 7.16, а в скобках. С приходом очередного импульса на отпирание силового тиристора в момент времени Ц процессы в
схеме повторяются.
Рассмотренному циклу перезаряда конденсатора соответствует фазовый портрет на рис. 7.17. Точка 1 определяет состояние конденсатора КУ по окончании предыдущего цикла перезаряда или после заряда конденсатора при пуске. Участок 1—2—3 (точки на рис. 7.17 соответствуют моментам времени на диаграммах рис. 7.16, б—л) опи
сывает процесс подготовительного перезаряда конденсатора в цепи с диодом Дп и тиристором Тс. Участок 3—4—5—6 характеризует коммутационный процесс, сопровождающийся запиранием силового
тиристора. Участок 5—6 отвечает этапу неизменным током /(0). Возвращению схемы в исходное состояние соответствует участок 6—1. В схеме отсутствует эффект последовательного накопления энергии, так как по окончании коммутационного процесса энергия, накопленная в дросселе LK, отдается при отпирании диода До не в цепь конденсатора, а в нагрузку.
Из временных диаграмм рис. 7.16, г~л следует, что все элементы схемы преобразователя, за исключением диода До, выбирают на напряжение источника питания Е. Диод До необходимо выбирать на обратное напряжение, равное 2Е. Максимальное обратное напряже-
перезаряда конденсатора
процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле схемы рис. 7.16, а
429
ние прикладывается к этому диоду в момент времени (рис. 7.16 и равно сумме напряжений источника питания и коммутируют^ дросселя.
§ 7.6. ИППН С ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ КОММУТАЦИЕЙ
Пример построения схемы ИППН с последовательной коммут^ цией показан на рис. 7.18, а. Его коммутационный узел выполнив по схеме рис. 7.7, а. Комв^ тирующий конденсатор расположен в диагонали мо2 та, образованного из четьь рех коммутирующих тириф. торов 7Kj Для комм^. тации силового тиристора поочередно отпирают по дда
Рис. 7.18. Пример построения схемы ИППН с последовательной коммутацией (а); фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле (б)
коммутирующих накрест жащих тиристора 7к1 и
7КЗ и 7к4. При полярное® напряжения на конденсат^ ре, указанной на рис. 7-18^а без скобок, для запиран^ тиристора Т(. отпирают тир® сторы ТК1 и Тк2, а при полярности, указанной в ско(^ ках, — тиристоры 7к3 и Т& Такая последовательность отпирания тиристоров позв& ляет исключить «холостый» (подготовительные) перезаряды коммутирующего кон
денсатора и использовать оба его такта перезаряда ДЛЯ
коммутации силового тирис? тора. Как при отпирании тш ристоров ТК1 и Тк2, такипрй отпирании тиристоров Ti&V TKi в схеме образуется коЩ
тур коммутации, в который входят источник питания Е, кой® мутирующий дроссель Lh и коммутирующий конденсатор В обоих случаях напряжение конденсатора прикладывается ми? нусом к аноду тиристора Тс и плюсом — к его катоду (через провр| дящий диод До).
Пуск схемы производится отпиранием одной пары коммутируй щих тиристоров (например, 7к3 и Гк4) при запертом тиристоре 1'^ В контуре с открытыми тиристорами через дроссель Le осуществлю ется начальный заряд конденсатора от источника питания ,‘Ж по колебательному закону (участок 0—1 на фазовой плоскости рис. 7.18, б). Без учета потерь энергии в цепи заряда конденсат<а| 430
зарядится до напряжения —2Е с полярностью, указанной на рис. 7.18, а без скобок. Затем последовательность импульсов, поступающих от системы управления, подчиняется режиму работы преобразователя при регулировании выходного напряжения (см. рис. 7.20, а).
Спустя время tH после отпирания тиристора Тс отпираются тиристоры Тк1, Тк2, создающие аналогичный контур перезаряда конденсатора (ток ic контура показан пунктиром) с тем отличием, что перед их отпиранием ток дросселя равен /(0), а конденсатор заряжен до напряжения 2Е с полярностью, встречной напряжению питания. При отпирании тиристоров Тк1, Тк2 конденсатор Ск подключается через диод До к тиристору Тс обратной для него полярностью. Ток тиристора Тс достаточно быстро спадает до нуля и к нему прикладывается запирающее напряжение. Ток нагрузки замыкается через обратный диод До- Запертый тиристор То отделяет коммутационный узел от цепи нагрузки. Ток дросселя LK переходит из цепи силового тиристора в цепь конденсатора. Это обусловливает тот факт, что начальный ток конденсатора при перезаряде равен току /(0), протекающему через коммутирующий дроссель. На фазовой плоскости рис. 7.18,6 начальные условия схемы при перезаряде характеризуются точкой 2.
Перезаряд конденсатора осуществляется при наличии в контуре источника питания Е и поэтому описывается на фазовой плоскости дугой окружности с центром в точке (+£; 0). В точке 3 ток ic = 0 и конденсатор заряжен с полярностью, указанной в скобках. К тиристорам ТК1 и Тк2 прикладывается обратное напряжение (Uc — Е)/2, и они запираются. Очередной процесс коммутации при отпирании тиристоров Т^, Тм (участок 3—4—5), а также последующие процессы протекают подобно рассмотренному.
Как видно из рис. 7.18, б, напряжение на конденсаторе при каждом такте его перезаряда повышается и без учета потерь энергии фазовая траектория имеет вид раскручивающейся спирали. Указанное отражает наличие в преобразователе эффекта последовательного накопления энергии в конденсаторе, который проявляется здесь намного сильнее, чем в предыдущих схемах. Это связано, во-первых, с поступлением энергии в конденсатор в процессе его перезаряда от источника питания и, во-вторых, с передачей в конденсатор энергии, накопленной в дросселе перед коммутацией. Установившемуся Циклу, который характеризуется равенством энергии, получаемой и теряемой в коммутационном узле, соответствуют довольно значительные напряжения на конденсаторе, при которых £7(0) = (5-?10)£ или более. Ввиду создаваемых перенапряжений на элементах возникает опасность выхода их из строя, вследствие чего рассматриваемая схема без дополнительных мер по отводу избыточной энергии °т коммутационного узла не может быть применена на практике. ‘Задачу решают введением в схему цепи сброса (показана пунктиром), Доставленной из дополнительной обмотки wc дросселя LK и диода Дс. Число витков w,. обмотки сброса больше числа витков основной обмотки: П — W0!wq.
431
t
fl
t
fl
t
1)
0
Е/п
T\U(O)
Е/п
f5\
U(0)
Принцип действия цепи сброса иллюстрируется временными диаграммами рис. 7.19, а—г. Напряжение uc(t) и ток ic(t) с момента времени отпирания коммутирующих тиристоров (например, ТК1 ц Т}.Д изменяются, как показано на рис. 7.19, а, б. Характер их изменения описывается уравнениями (7.9), (7.10) (если бы в схеме отсутствовала цепь сброса, то после момента времени ts напряжению ис и току 1С соответствовали бы пунктирные кривые). Напряжение uLa на обмотке дросселя (рис. 7.19, в), определяемое разностью uc(i)— Е, имеет вид двуполярной кривой.
Полярности напряжений на обмотках двухобмоточного дросселя на интервале ti—t2 показаны на рис. 7.18, а в скобках. Диод До закрыт, в связи с чем цепь сброса на этом интервале не оказывает влияния на процессы пере-заряда конденсатора в КУ- Напряжение на обмотке сброса в п раз превышает напряжение Иц, основной обмотки. К диоду До прикладывается напряжение в обратном направлении: пи^Д-Е., Спустя время П—(2 полярности напряжений на обмотках изменяются (рис. 7.19, в), что характеризует отдачу энергии, накопленной в дросселе, в
U(O)+F
lcSp fl
0
конденсатор Ск. В момент времени t3 напряжение на обмотке сброса, направленное встречно напряжению источника питания, равно Е. Это вызывает отпирание диода До в цепи сброса. На основной обмотке дросселя напряжение равно Е/n (рис. 7.19, в).
С отпиранием диода Де создается цепь отдачи энергии, накопленной в дросселе в цепь источника питания, поэтому ее поступление в конденсатор прекращается. Ток дросселя из цепи конденсатора переходит в цепь обмотки сброса (рис. 7.19, б, г). Если не учитывать активные сопротивления обмоток дросселя и их индуктивности рассеяния, то такой переход тока можно считать достаточно быстрым. На этапе отдачи энергии дросселя в цепь источника питания напряжения на его обмотках не изменяются: напряжение на об-
Рис. 7.19. Временные диаграммы, характеризующие электромагнитные процессы в коммутационном узле схемы рис. 7.18, а (а — г); фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора при наличии цепи сброса (д')
432
мотке wc равно Е, а напряжение на обмотке w0—Е/п. Процесс сброса энергии заканчивается при достижении током гсбР нулевого значения. Напряжение на конденсаторе (рис. 7.19, а), достигнув в момент времени L значения J_i_2 Е, остается далее неизменным. Оно определяет зна-п
чение напряжения [/(0) перед очередной коммутацией силового тиристора.
Аналогично проявляется влияние цепи сброса и на последующие процессы перезаряда коммутирующего конденсатора. Напряжение обеих полярностей на конденсаторе фиксируется на уровне ” Е п
(на практике за счет активных сопротивлений обеих обмоток дросселя и их индуктивностей рассеяния напряжение на конденсаторе
получается несколько выше).
Фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора при наличии цепи сброса приведен на рис. 7.19, д. Ввиду идентичности протекания процессов в обоих тактах перезаряда конденсатора Ск кривая, характеризующая его установившийся режим, симметрична относительно оси абсцисс. Участки 1—2, 4—5, 7—8 отражают прекращение роста напряжения на конденсаторе при вступлении в работу цепи сброса.
На рис. 7.20, а—е приведены временные диаграммы, поясняющие работу преобразователя три формировании кривой выходного напряжения. В кривой «н(0 (рис. 7.20, б) пауза наступает с момента отпирания коммутирующих тиристоров, что является признаком применения в схеме узла последовательной коммутации. Напряжение {7(0) = - Е определи-п
ет уровни максимальных напряжений на силовом и коммутирующем тиристорах. Максимальное обратное напряжение Действует на диоде Да при °тпирании коммутирующих ти-Рйсторов и составляет (1/(0) + + Е)п + Е = 2(1 + п)Е.
Рис. 7.20. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме преобразователя рис. 7.18, а при формировании кривой выходного напряжения
15-648
433
Увеличение коэффициента трансформации п двухобмоточного дросселя благоприятно сказывается на уменьшении напряжения (7(0) ,ц напряжений на тиристорах, однако при этом возрастает обратное напряжение на диоде До. В связи с указанным выбирают п = 1,5ч- 3 что соответствует (7(0) = (1,33ч- 1,67)5 и обратному напряжению на диоде До, равному (5ч-8)5.
Схемы ИППН с последовательной коммутацией нашли меньшее распространение на практике, чем схемы с параллельной коммутацией. Это объясняется более сильным проявлением в них эффект^ последовательного накопления энергии и необходимостью введения для его устранения специальных цепей отвода избыточной энергии од КУ, усложняющих схему преобразователя. Кроме того, ИППН с последовательной коммутацией, как правило, требуют применения большего числа вспомогательных тиристоров.
§ 7.7. ДВУХТАКТНЫЕ ИППН
Двухтактные ИППН относятся к простейшему типу преобразователей, выполняемых по многотактному принципу (см. § 7.1). Мно-готактный способ построения ИППН, как известно, уменьшает загрузку тиристоров по току, исключая при этом их нежелательное параллельное соединение. -
Двухтактные ИППН реализуют на основе двух преобразователей, поочередно работающих на общую нагрузку. Важным преимуществом этих преобразователей помимо уменьшения вдвое тока силовых тиристоров является возможность работы с общим узлом принудительной коммутации, осуществляющим поочередное запирание силовых тиристоров обоих преобразователей (с отсутствием «холостых» подготовительных перезарядов).
Схема двухтактного ИППН с параллельной коммутацией приведена на рис. 7.21, а. Она состоит из двух ветвей с силовыми тиристорами Т 1( Ts и Т2, причем тиристоры Ти Т2 выполняют также роль коммутирующих приборов по отношению друг к другу. Диаграммы, поясняющие принцип работы преобразователя, показаны на рис. 7.21, б—е. ;
На интервале (г—12 на нагрузке действует напряжение Е в результате отпирания в момент времени тиристоров Тг, Т¥ По окончании интервала ta отпирается тиристор Тг- Тиристор 72 образует контур колебательного перезаряда конденсатора, под действием которого вначале запирается тиристор Tt, а затем и тиристор Ts. Процесс коммутации протекает так же, как и в схемах рис. 7.11, а, 7.16,‘Д-На начальном этапе ток ic < (н протекает через тиристор 7\, уменьшая его ток до нуля. Затем ток ic^> iB протекает через диод Д1, а на завершающем этапе — через тиристор Т3, диод До и источник питания Е. Тиристор 7\ запирается на этапе протекания тока ic через ДИОД Д(, а тиристоры Т’з и Т3— после достижения ic =0. По окончании перезаряда напряжение на конденсаторе имеет обратную полярность. На интервале t2—ts иа = 0, а ток (н протекает чере? диод До.
434 4
На интервале /3—А проводят ток тиристоры Т2, Т4. Их запирание производят отпиранием тиристора Тг Процесс коммутации протекает аналогично. По окончании интервала паузы вновь отпираются тиристоры 7\, Та и т. д.
Пуск схемы осуществляют подачей отпирающих импульсов на одну из пар накрест лежащих тиристоров, например Тг и 1\. Параметры установившегося цикла перезаряда, в частности напряжение <7(0), определяют из равенства энергии, дополнительно поступающей в контур коммутации и теряемой в нем. Примерный вид кривой установившегося цикла перезаряда конденсатора на фазовой плоскости показан на рис. 7.21, ж. Напряжение [7(0) установившегося цикла, зависящее от величины потерь энергии в цепях перезаряда конденсатора и тока 7(0), может составлять от 1,5 £ до 2,5 Е. Уровень [/(0) определяет класс используемых тиристоров по напряжению.
! § 7.8. РЕВЕРСИВНЫЕ ИППН
\ Реверсивные импульсные пре-I образователи постоянного напряжения обеспечивают не только регулирование выходного напряжения, но и изменение его полярности. Они находят применение Для регулирования частоты и направления вращения двигателей ( постоянного тока.
Реверсивные ИППН выполня-• 5от по тиристорной мостовой схеме с нагрузкой, включенной в Диагональ моста (рис. 7.22).
I Встречно-параллельно тиристорам подключены диоды, предназначенные для создания цепи протекания тока активно-индуктивной нагруз-при запертых тиристорах. По-15’
Рис. 7.21. Схема двухтактного ИППН (а); временные диаграммы, поясняющие его принцип действия (б—в); фазовый портрет процесса перезаряда конденсатора в коммутационном узле (ж)
435
мимо основных элементов схема дополняется узлами принудительной коммутации (на рис. 7.22 не показаны) для проведения операций запирания тиристоров.
Рассматриваемые преобразователи допускают несколько способов управления тиристорами.
Способ управления, показанный на рис. 7.23, а, б, характера-зуется поочередным переключением накрест лежащих тиристоров. В течение периода работы схемы вначале проводит ток одна пара тиристоров, а затем другая. Выходное напряжение преобразователя имеет вид двуполярной кривой (рис. 7.23, в). Среднее значение этого напряжения находят из соотношения
Ub = Е,
где — интервал проводимости тиристоров Т\ и Т2 (длительность импульса положительной полярности); /и2 — интервал проводимости тиристоров Та и Т4 (длительность импульса отрицательной полярности).
При /И1> /и2 выходное напряжение имеет положительную полярность (рис. 7.23, в), при /И1 =- /и2 UH = 0 (рис. 7.23, г) и при ^и1< /и2 полярность выходного напряжения отрицательна (рис. 7.23, д). Наи-
большие напряжения на нагрузке, равные ±Е, получаются, когда интервалы tB1 или /и2 равны нулю.
Недостатком рассмотренного способа управления тиристорами реверсивного преобразователя являются значительные пульсации выходного напряжения, что требует применения большой индуктивности сглаживающего дросселя.
Пульсации уменьшаются при переходе к режиму управления тиристорами, при котором на интервале /И1 или /и, создается нулевой
Рис. 7.22. Схема основных цепей реверсивных ИППН
Рис. 7.23. Временные диаграммы, иллюстрирующие процесс Ф°Р“е. рования кривой выходного напря® . ния реверсивных ИППН в поочередного переключения накре лежащих тиристоров
436
уровень (пауза) напряжения на выходе (см. рис. 7.1, б). В схеме рис. 7.22 это обеспечивается переводом тока нагрузки на одном из указанных интервалов в короткозамкнутый контур, создаваемый тиристором и диодом общей вентильной группы, например, анодной.
На интервале /и при формировании регулируемого выходного напряжения положительной полярности открыты тиристоры Т t, Т2 (см. рис. 7.22). Для создания паузы 1п тиристор 7\ закрывают, а тиристор Т2 оставляют открытым. При этом ток нагрузки переходит в короткозамкнутый контур с тиристором Т2 и диодом Д4. Образование очередного импульса в кривой выходного напряжения осуществляется отпиранием тиристора Т\.
Формирование регулируемого напряжения отрицательной полярности производится за счет переключения тиристора Т3 при постоянно открытом тиристоре Т4. На интервалах паузы ток нагрузки протекает через тиристор Ti и диод Д2.
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
§ 8.1. АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ И ИХ КЛАССИФИКАЦИЯ
Автономные инверторы — устройства, преобразую-, щие постоянный ток в переменный с неизменной или регулируемой частотой и работающие на автономную (не связанную с сетью пере-? менного тока) нагрузку. В этом главное отличие автономных инверторов от ведомых инверторов, также преобразующих постоянный ток в переменный, но работающих на сеть переменного тока. Нагрузкой автономного инвертора может быть единичный потребитель (асинхронный двигатель, электрическая установка) или разветвленная сеть потребителей (несколько нагрузок, работающих по своему графику).
Основой автономного инвертора является вентильное переключающее устройство, которое может выполняться по однофазным и трехфазным схемам (с нулевым выводом или мостовым). Модель однофазного мостового инвертора, в которой вентили заменены ключами, показана на рис. 8.1, а.
В качестве ключей в автономных инверторах служат транзисторы и одно- или двухоперационные тиристоры. При использовании однооперационных тиристоров схему дополняют элементами, предназначенными для коммутации тиристоров. Одним из главных элементов является конденсатор. Важно отметить, что назначение конденсаторов может не ограничиваться лишь запиранием тиристоров. Конденсаторы могут применяться для формирования кривой выходного напряжения инвертора и определять характер процессов, протекающих в схеме. В связи с этим схемы автономных инверторов подразделяют на автономные инверторы напряжения (АИН), автономные инверторы тока (АИТ) и автономные резонансные инверторы (АИР).
Особенности АИН рассмотрим на примере однофазной мостовой схемы, где вентили для простоты представлены ключами (рис. 8-1, аг Источник питания Е здесь работает в режиме источника н а-пр яжени я (например, аккумуляторная батарея), чем и обусловливается название инверторов этого типа. При питании схемы от 438
выпрямителя на входе АИН включают конденсатор большой емкости
с целью шунтирования источника питания по переменному току для придания ему свойств источника напряжения. Формирование кривой
выходного напряжения осуществляется путем использования соот-
ветствующего закона (алгоритма) п ристоров. При наиболее простом алгоритме поочередно переключаются накрест расположенные ключи (вентили) — сначала включены ключи /(ь Кг. затем ключи Ка, К4- Кривая выходного напряжения состоит из последовательности двуполярных импульсов с амплитудой, равной Е (рис. 8.1, б). Ток в нагрузке определяется кривой выходного напряжения и характером нагрузки. В случае применения однооперационных тиристоров в инвертор должны входить коммутационные узлы, основанные на принципе принудительной конденсаторной коммутации. При использовании двухоперационных тиристоров и транзисторов отличие заклю-
ереключения ги-
да
чается лишь в отсутствии узлов принудительной коммутации.
В АИТ конденсатор подключают параллельно нагрузке, а источник питания работает в режиме источника т о-к а. Такой режим создается путем включения в цепь источника питания дросселя La с большой индуктивностью (рис. 8.1, а). Кривая выходного напряжения формируется при поочередной проводимости ключей, расположенных по диагонали. Конденсатор, подключенный параллельно нагрузке, участвует в формировании кривой выходного напряжения и обеспечивает запирание тиристоров. Кривая напряжения в простейшем случае (при чисто активной нагрузке) состоит из участков экспонент заряда и разряда конденсатора (рис. 8.1, в). Инверторы тока выполняются только
Рис. 8.1. Модель ключевой схемы однофазного мостового автономного инвертора (а); кривые выходных напряжет ний АИН (б) и АИТ (в); кривая выходного тока
АИР (г)
на однооперационных тиристорах.
В АИР конденсатор можно включать последовательно с нагрузкой или параллельно ей. Характер протекающих процессов в главных цепях ключевой схемы обусловливается колебательным
процессом перезаряда конденсатора в цепи с источником питания и индуктивностью, специально введенной или имеющейся в составе нагрузки, в связи с чем ток в цепи нагрузки (рис. 8.1, г) приближается по форме к синусоиде. АИР обычно выполняют на однооперационных тиристорах. Помимо формирования кри-
439
вой тока (напряжения) нагрузки конденсаторы здесь осуществляют операцию запирания тиристоров.
Основные области применения автономных инверторов следующие;
I) питание потребителей переменного тока (АИН, АИТ) в устройствах, где единственным источником энергии является аккумуляторная батарея (например, бортовые вторичные источники питания); а также резервное питание ответственных потребителей при возможном отключении сети переменного тока (электросвязь, вычислительная техника); ,
2) электротранспорт (АИН, АИТ), питающийся от контактной сети или какого-либо источника постоянного тока, где в качестве тяговых электродвигателей желательно иметь простые, надежные и дешевые короткозамкнутые асинхронные двигатели;
3) электропривод с асинхронными и синхронными двигателями (АИН, АИТ), где инвертор служит источником регулируемых напряжения и частоты;
4) преобразователи постоянного напряжения одной величины в постоянное напряжение другой величины (АИН, АИТ, АИР);
5) устройства для получения переменного тока (АИН, АИТ, АИР) необходимой частоты от источников прямого преобразования энергии (термо- и фотоэлектрические генераторы, топливные элементы, МГД-генераторы), вырабатывающих энергию на постоянном токе; ч
6) электротермия (АИТ, АИР) для получения переменного тока повышенной частоты (плавка металла, нагрев и закалка изделий).
В отдельных случаях к автономным инверторам предъявляется требование в отношении не только прямой передачи энергии от источника питания в нагрузку, но и обратной передачи энергии от нагрузки в источник питания, что, в частности, необходимо для реализации рекуперативного торможения асинхронных двигателей.
§ 8.2. СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ И РЕГУЛИРОВАНИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ ОДНОФАЗНЫХ АИН
Однофазные АИН чаще всего выполняют по мостовой схеме (рис. 8.2). Нагрузка (обычно активно-индуктивного характера) включается в диагональ моста, образованного тиристорами Тj—Т4 и обратно включенными диодами Д^—Д^. Диоды предназначены для пропускания тока активно-индуктивной нагрузки на интервалах времени, когда ток имеет направление, обратное для тиристоров (Д и‘ оды обратного, встречно г о или «реактивного» тока).
Формирование кривой выходного напряжения характеризуется процессами, протекающими Р главных цепях инвертора (с тиристорами Tj— Tv диодами ДсТ Д4 и нагрузкой) при задании соответствующих интервалов пров°--
Рис. 8.2. Схема главных цепей однофазного мостового АИН
440
димости тиристоров. Для простоты способы формирования рассматриваются без учета процессов, протекающих во вспомогательных цепях принудительной коммутации и занимающих существенно меньшую часть периода выходного напряжения. В связи с указанным узлы принудительной коммутации, предназначенные для запирания однооперационных тиристоров, на рис. 8.2 не показаны. Такой подход позволяет отразить сущность процессов формирования (а также регулирования) выходного напряжения, общих как для транзисторных инверторов, так и для инверторов на одно- и двухоперационных тиристорах. Влияние коммутационных узлов в АИН учитывается в § 8.4.
Формирование кривой выходного напряжения инвертора в виде импульсов чередующейся полярности и одинаковой длительности
Формирование кривой пн (рис. 8.3, б) требует поочередного отпирания накрест лежащих тиристоров 7\, Т2 и Т3, Т4 (см. рис. 8.2), так что каждый из них открыт в течение ф = 180° (рис. 8.3, а). В установившемся режиме кривая тока zH активно-индуктивной нагрузки симметрична и состоит из участков экспонент с постоянной времени т = Ьа/Да.
На интервале 80—проводят ток тиристоры 7\, Т\. Напряжение на нагрузке равно ьЕ и имеет полярность, указанную на рис. 8.2 без скобок. В момент времени тиристоры Т9, Ti запираются, а тиристоры ТТ2 отпираются. За счет наличия индуктивности в цепи нагрузки ток iH под действием э. д. с. самоиндукции сохраняет на интервале (после переключения тиристоров) прежнее направление. Поскольку тиристоры Ts, 7\ заперты, а тиристоры Tv Уг в таком направлении (см. рис. 8.2) проводить ток не могут, ток Нагрузки на этом интервале Проводят диоды Д2. Отпи-
Рис. 8.3. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения однофазного мостового АИН в виде импульсов чередующейся полярности и одинаковой длительности
441
раннем диодов вызывается изменение полярности выходного напряжения на нагрузке. Энергия, запасенная в индуктивности Лн на пре/ дыдущем этапе работы схемы, отдается в цепь источника питанця и нагрузки. Таким образом, роль обратных диодов сводится к пр0-. пусканию реактивного тока нагрузки после переключения тиристоров;
В момент времени 02 ток га становится равным нулю, диоды Д2 переводятся в непроводящее состояние (рис. 8.3, б, г). Поскольку на тиристорах Т\, Т\ управляющие импульсы поддерживаются .в течение == 180®, эти тиристоры с момента времени 02 подключают нагрузку к источнику питания. Ток в нагрузке после перехода через нуль изменяет направление. Совпадение после момента времени знаков напряжения ин и тока гн означает, что нагрузка потребляет энергию от источника питания.
В момент времени % происходит очередное переключение тиристоров, связанное с запиранием тиристоров Тотпиранием ти-ристоров Т3, Т4. Процессы протекают аналогично. На интервале — !,-i ток активно-индуктивной нагрузки проводят диоды Д3, Д4-а на интервале — &6 — тиристоры Та, 1\. В последующем процессы в схеме повторяются. Кривые токов, протекающих через тиристоры и диоды инвертора, показаны на рис. 8.3, в—е.
Рассмотрим гармонический состав кривой выходного напряжения инвертора (рис. 8.3, б). Разложение кривой напряжения ип в ряд Фурье дает
4£ / J ।
uB (ut>t) =- sin u>£ ---sin 3w/ 4---sin 5(»1 + • • • + ,
~ \ 3 5
--sin | . (8.1)
Его первая гармоника uH(i> (“0 =------sin и/ имеет амплитуду
-
UBm(D = — Е = \,27Е и действующее значение -
тс 4 •
(1) = —— Е = 0,9Е. ;
я К 2 4
S.
Из выражения (8.1) следует, что 3-я гармоника составляет 33,3%, 5-я — 20% и 7-я — 14,3% от основной. Для выделения на нагрузке первой гармонической выходное напряжение инвертора подвергают фильтрации путем установки между инвертором и нагрузкой фил-Иг ров. г
При рассмотренной форме кривой выходного напряжения per.$J лирование его величины (например, действующего значения перво?-гармоники) возможно лишь путем изменения напряжения Е. $5
Г-
Широтно-импульсный способ формирования и регулирования'^ выходного напряжения инвертора j
При широтно-импульсном способе формирования и регулирований (ШИР) кривая выходного напряжения состоит в течение периода 4g
442
К импульсов длительностью tB (рис. 8.4) при /<72 однополярных импульсах в каждой из его полуволн (здесь К = 2, 4, 6, ...). Путем из-
менения длительности импульсов осуществляют регулирование вы-
ходного напряжения, в частности действующего значения его первой гармоники. Рассмотрим сначала более простые случаи, когда К = 2.
ШИР с зависящей от параметров нагрузки формой кривой выход-
ного напряжения. Этот вид ШИР осуществляется изменением длительности открытого состояния тиристоров ф от 0 до 180°. Процессы, протекающие в схеме инвертора (см. рис. 8.2) с рассматриваемым режимом управления тиристорами, иллюстрируют временные диаграммы рис. 8.5, а—д. Его особенностью по сравнению с предыдущим режимом является наличие интервалов р = о>772 — ф, в течение которых все тиристоры инвертора заперты. Поведение схемы на указанных интервалах сле
Рис. 8.5. Временные диаграммы однофазного мостового АИН при ШИР с зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения
Рис. 8.4. Пример формы кривой выходного напряжения АИН при широтно-импульсном регулировании
дует рассмотреть более детально, поскольку на интервалах проводимости тиристоров ф процессы в схеме протекают так же, как и в предыдущем случае.
Рассмотрим процессы, протекающие в инверторе, например, по окончании интервала — % (рис. 8.5, в, г) проводимости тиристоров Т9, Т\. Контур протекания тока на этом интервале показан на рис. 8.2 сплошной линией. По окончании указанного интервала все тиристоры находятся в запертом состоянии. Однако из-за накопленной в индуктивности нагрузки энергии ток iH прекратиться не может. Контур протекания тока (на рис. 8.2 показан пунктиром) создается Диодами Дь Д2, которые отпираются после запирания тиристоров Т’з, Л- В результате отпирания этих диодов с момента времени -!), к нагрузке прикладывается напряжение Е противоположной полярности. Энергия, запасенная в индуктивности, отдается в источник питания и нагрузку 7?н, а ток гн уменьшается по экспоненциальному
443
закону. В момент времени &3 ток 1а становится равным нулю, диодЯ Д2 запираются (рис. 8.5, д) и напряжение иа =0. Пауза в крив вой напряжения ин продолжается до момента времени &4 отпираниЯ тиристоров 7\, Т2. С момента времени &4 процессы в схеме обусловь лены приложением к нагрузке напряжения с полярностью, указанном на рис. 8.2 в скобках, и нарастанием по экспоненциальному закон} тока iB (рис. 8.5, б, в). !j
Аналогично протекают процессы в схеме и после запирания ти) ристоров Ть Т2. Вследствие проводимости обратных диодов (npi запертых тиристорах) на интервалах |3 на нагрузке возникают до полнительные импульсы (рис. 8.5, б), что приводит к нежелательном] увеличению действующего значения выходного напряжения инвер^ тора. Требуемая на интервалах р пауза в выходном напряжении за-£ нимает лишь их незначительную часть. |
Нежелательность явления усугубляется тем, что длительности дополнительных импульсов зависит от постоянной времени т = Т — La/Ra. В условиях возможного на практике изменения параметре» нагрузки LH, RH длительность этих импульсов также будет изменяться, что создает зависимость выходного напряжения (действующего значения всего напряжения или его первой гармоники) инвертора^-от параметров нагрузки. Возможен случай, когда с увеличением по| стоянкой времени т ток /н не успевает достигнуть нулевого значения^ в пределах интервала р (пунктирная кривая на рис. 8.5, в). Тогда дополнительные импульсы целиком занимают интервалы |3 и паузы в кривой ин (0 отсутствуют. Форма кривой выходного напряжения «н(0 получается такой же, как у нерегулируемого инвертора (см. рис. 8.3, б). Увеличение угла ф (уменьшение угла (3) при этом не приводит к регулированию напряжения и тока нагрузки.
ШИР с не зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения. Независимость от параметров нагрузки формы кривой выходного напряжения и сохранение в ней требуемой при регулировании паузы (J достигаются, если на интервалах р обеспечить одновременную проводимость двух тиристоров, относящихся к общей группе (катодной или анодной) инверторного моста'. 7\, Та или Т2, 7\ (см. рис. 8.2). При этом на указанных интервалах на* грузка замыкается накоротко через шины «+» или «—» источника питания и напряжение на нагрузке равно нулю.
Временные диаграммы, характеризующие широтно-импульсный способ регулирования выходного напряжения инвертора с таким режимом управления тиристорами при К — 2, приведены на рис. 8.6, а—е. Режиму управления (рис. 8.6, а) соответствует длительность интервала проводимости каждого тиристора ф = 180°. Тиристоры полумостов, к которым подключены выводы нагрузки (Т\, Т4 и Т2, Та), переключаются в той же последовательности, что и в нерегулируемом инверторе (см. рис. 8.3, а): открытому состоянию одного тиристора соответствует закрытое состояние другого тиристора. Отличие заключается в создании фазового сдвига на угол а в последовательности переключений тиристоров обоих полумостов. Тем самым на интервалах р = ф — а осуществляется одновременная
444
проводимость то тиристоров Т 2, 7\ (интервал й2—на рис. 8.6, а, б), то тиристоров 1\, Т3 (интервал 05 — В6). Интервал |3 определяет паузу в кривой выходного напряжения. Интервал ос характеризуется открытым состоянием одной из пар накрест лежащих тиристоров и определяет длительность импульсов в кривой выходного напряжения.
Характер происходящих в инверторе процессов отличается от рассмотренных режимов лишь на интервалах |3. Здесь процессы обусловливаются замыканием тока активно-индуктивной нагрузки через оставшиеся в проводящем состоянии тиристор и диод, подключенные к общей питающей шине и образующие для нагрузки короткозамкнутый контур. Так, на интервале 02—ток проводят тиристор Т4 и диод Д2, а на интервале 05 — 06 — тиристор Т। и диод Д3. Кривые токов тиристоров и диодов показаны на рис. 8.6, в—е.
Рис. 8.6. Временные диаграммы однофазного мостового АИН прн ШИР с не зависящей от параметров нагрузки формой кривой выходного напряжения
Рис. 8.7. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР в соответствии с рис. 8.6, б
АИН при рассматриваемой форме кривой выходного напряжения Позволяет осуществлять его регулирование в диапазоне от нуля до Наибольшего значения изменением угла а от 0 до 180°. Наибольшему значению выходного напряжения соответствует кривая ин(/) на рис. 8.3, б. На рис. 8.7 приведены кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения инвертора При регулировании. Изменение амплитуд гармонических подчиняется зависимости
Um, = sin va/2, (8.2)
Це v = 1, 3, 5, 7, 9,... — номера гармоник.
445
Как видно из рис. 8.7, в кривой выходного напряжения при р^ гулировании имеется довольно значительное содержание наинизще^, 3-й гармоники, наиболее трудно подвергаемой фильтрации. Для уЛуч,! шения гармонического состав3 целесообразно переходить к ШИР е числом импульсов на протяжении периода К> 2 (например, /(==§;.
Рис. 8.8. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения АИН с ШИР при
К = 8
Рис. 8.9. Кривые выходного напряжения АИН при однополярной (а) и двуполярной (б) ШИМ
см. рис. 8.4). Для получения формы кривой с К> 2 интервал = = 180° разбивают на К/2 интервалов, в которых производят переключение используемых в инверторе ключевых элементов (тиристоров или транзисторов). При этом угол а (длительность выходных импульсов) изменяется в диапазоне от 0 до 2/К • 180°. На рис. 8.8 привел дены кривые, характеризующие относительный гармонический состав выходного напряжения (см. рис. 8.4) при регулировании.
Формирование кривой выходного напряжения инвертора с уменьшенным содержанием гармонических
Содержание гармонических может быть существенно снижено при использовании широтно-импульсной модуляции (ШИМ), пр^ которой кривая выходного напряжения инвертора формируется^; виде импульсов, промодулированных по синусоидальному закону (рис. 8.9, а). Применение ШИМ обеспечивает преимущественное'^ держание в кривой выходного напряжения основной гармоники и минимальное содержание высших гармонических с близкими^ основной гармонике частотами (в частности, 3-й, 5-й и 7-й), хотя гЖ, моники с более высокими частотами могут быть значительны. Му эти гармонические могут быть легко отфильтрованы с помощью про<% тейших фильтров, устанавливаемых перед нагрузкой. Регулирован»^ выходного напряжения (действующего значения его первой гармонике!
446
осуществляется изменением ширины ‘выходных импульсов (глубины модуляции).
Кривая выходного напряжения, показанная на рис. 8.9, а, характеризует однополярную ШИМ, так как выходные импульсы в течение полупериода имеют одинаковую полярность. Применяется также двуполярная ШИМ, при которой вместо пауз в кривой выходного напряжения на рис. 8.9, а содержатся импульсы противоположной полярности.
На рис. 8.9, б показана двуполярная кривая выходного напряжения, получаемая одним из методов улучшения гармонического состава выходного напряжения. Поскольку он обеспечивает исключение некоторых, в частности наиболее нежелательных низших гармонических (3-й и 5-й или 5-й и 7-й), его называют методом избирательного исключения гармонических.
Метод основывается на задании фиксированных углов Yi и у2 переключения тиристоров в инверторе. При yj = 23,62° и у2 =33,3° в кривой выходного напряжения отсутствуют 3-я и 5-я гармоники, а при yj = 16,25° и у2 = 22,07° — 5-я и 7-я.
Регулирование выходного напряжения можно производить либо по цепи питания, либо с помощью самого инвертора путем изменения фазового сдвига сигналов управления одной пары тиристоров полумоста относительно сигналов управления другой пары при переключении тиристоров в каждом полумосте с указанными значениями углов у.
§ 8.3. СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ И РЕГУЛИРОВАНИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ ТРЕХФАЗНЫХ АИН
Трехфазные АИН выполняют по мостовой схеме (рис. 8.10), состоящей из шести тиристоров Тi—Тв и шести диодов —Дв. Диоды включены встречно-параллельно тиристорам и выполняют ту же функцию, что и аналогичные диоды в однофазной схеме (см. рис. 8.2).
Рис. 8.10. Схема главных цепей трехфазного мостового АИН
Рис. 8.11. Кривые линейных напряжений трехфазного мостового АИН в режиме Ф — 180е (а) и при
ШИР с Кл.в == 4 (6)
447
Нагрузка активно-индуктивного характера включена звездой (может применяться и включение треугольником). В качестве вентилей могут служить одно- и двухоперационные тиристоры или транзисторы (ком-мутационные узлы, необходимые при использовании однооперавдон-ных тиристоров, на рис. 8.10 не показаны). ‘
При рассмотрении процессов формирования кривой выходного напряжения все вентили считаем идеальными ключами.
Трехфазные инверторы допускают те же способы формирования кривой выходного напряжения, что и однофазные. Рассмотрим наиболее распространенные способы формирования кривой выходного напряжения: при неизменной длительности проводимости тиристоров ф =180® и широтно-импульсный способ (рис. 8.11).
Формирование и регулирование выходного напряжения инвертора при неизменной длительности проводимости тиристоров $ = 180°
Данному способу формирования кривой выходного напряжения инвертора отвечает алгоритм переключения тиристоров на рис. 8.12, а. Каждый тиристор проводит ток в течение ф = 180°,. Последовательность вступления тиристоров в работу соответствует порядку следования их номеров при относительном фазовом сдвиге в 60®. Тиристоры, относящиеся к одной фазе (например, тиристоры Тt и Ti фазы 4), не могут быть открыты одновременно. При рассматриваемом алгоритме переключения исключается также одновременное закрытое состояние тиристоров одной фазы. В любой момент времени одновременно проводят ток три тиристора, два из которых относятся к какой-либо одной (катодной или анодной) группе, а один — к другой (соответственно анодной или катодной) группе, т. е. 123, 234, 345, 456 и т. д.
Кривые линейных напряжений на нагрузке показаны на рис. 8.12, б—г, а кривые фазных напряжений — на рис. 8.12, д—ж.
Кривая линейного напряжения состоит из импульсов с амплитудой Е чередующейся полярности длительностью в 120®, разделенных паузой в 60°. Напряжения «дВ, иве, uca сдвинуты по фазе на угол в 120°. Импульсы напряжения с амплитудой Е положительной или отрицательной полярности создаются при проводимости накрест лежащих тиристоров двух фаз, определяющих рассматриваемое линейное напряжение. Так, например, в кривой Uab (рис. 8.12, б) импульсы напряжения положительной полярности получаются при открытых тиристорах Тя и 1\, а импульсы напряжения отрицательной полярности — при открытых тиристорах Тх и Тй (см. рис. 8-10). Интервалам паузы в кривых линейных напряжений соответствуют открытые состояния тиристоров общей группы (катодной или анодной) двух фаз, формирующих линейное напряжение. Интервалы паузы в кривой Uab характеризуются одновременно открытыми тиристорами Т। и Т.Л или Ti и Та,.
Фазные напряжения uao, Ubo, Uco (рис. 8.12, д—ж) имеют виД ступенчатой кривой со значениями напряжения 1/3 Е и 2/3 Е. Это оП-448
ределяется тем, что в любой момент времени одновременно проводят ток три тиристора инвертора, подключающие нагрузки в фазах ZA, Zb, Zc на напряжение источника питания Е таким образом, что две из них (например, ZA и Zc на интервале 0—60е, рис. 8.12, а) включаются параллельно между собой и последовательно с третьей (в данном случае ZB) нагрузкой. В связи с
этим очевидно, что в условиях равенства сопротивлений нагрузки в фазах ZA = ZB = Zc (нагрузка симметричная) напряжения фаз, нагрузки которых включены параллельно, равны ±’/3 Е, а напряжение фазы, нагрузка которой включена последовательно, равно ±2/3 Е. Фазные напряжения также имеют взаимный фазовый сдвиг в 120°.
Форма кривой выходного напряжения инвертора является удовлетворительной для работы ряда нагрузок, в частности для питания асинхронных двигателей. В кривой выходного напряжения отсутствуют четные гармоники, а также гармоники, кратные трем. Низшими гармоническими являются 5-я и 7-я [см. формулу (6.57)1. Характер распределения амплитуд гармонических в линейном напряжении подчиняется
зависимости иЛ1т ——-— Е, а в VTC
2 фазном напряжении 7/фт, == --- Е.
\тс
Основная (1-я гармоника) в линейном напряжении составляет 1/лпг (ц = 2
=------- Е=1,1£' с действующим
ТС
значением Ул (1) = Е = 0,78£. ТС
Аналогичные параметры основной гармоники в фазном напряжении
Рис. 8.12. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного мостового АИН при — 180°
равны: (Уфт! — — Е = 0,64£ и t/ф а) = _LjL Е = 0,45Е. Амплитуды Тс тс
5-й и 7-й гармоник равны соответственно 20 и 14,3% от амплитуды основной гармоники.
Регулирование выходного напряжения инвертора при рассмотренной форме кривой производят по цепи питания, например, применением на входе инвертора управляемого выпрямителя или импульсного преобразователя постоянного напряжения.
449
Широтно-импульсный способ формирования и регулирования выходного напряжения инвертора
Принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазных АИН при ШИР подобен однофазным АИН. В кривой линейного напряжения вместо одного импульса длительностью 2л/3 (см. рис. 8.11, а) при ф = 180° необходимо получить несколько импульсов (например, два) длительностью ос, регулируемой от 0 до зт/3, ф паузой между ними р = зт/3 — а (см. рис. 8.11, б). Задачу решают
путем проведения в инверторе по окончании интервалов а до-полнительных переключений так, чтобы на интервале р одновременно были открыты три тиристора, относящиеся к одной (катодной или анодной) группе.
Рис. 8.13. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирования кривой выходного напряжения трехфазного мостового АИН с ШИР при Кл.в — 4
Рис. 8.14. Временные диаграммы, иллюстрирующие принцип формирован^ кривых линейного и фазного 1,апРяЛ)ф ний трехфазного мостового АИН с
при Кл.и — 8 (а) и Кл.а = 12 (б)
450
При этом проводящие тиристоры и шунтирующие их диоды на интервалах |3 создают короткозамкнутую связь всех трех фаз (выводов) нагрузки по шине «-р» или «—» источника питания, что обеспечивает равное нулю напряжение на нагрузке. Фазные токи активноиндуктивной нагрузки на интервалах |3 замыкаются между фазами в образовавшейся короткозамкнутой цепи. В связи с этим последовательность переключения тиристоров в инверторе с ШИР при формировании кривой напряжения, соответствующей рис. 8.11, б, должна быть такой: 123, 135, 234, 246, 345, 135, 456, 246 и т. д.
Рассмотрим принцип формирования и регулирования напряжения, обеспечиваемый режимом управления (алгоритмом переключения) тиристорами (рис. 8.13, а). На протяжении периода каждый тиристор находится в проводящем состоянии в течение трех интервалов длительностью 60° + а, 60° и р. При этом открытому состоянию тиристора одной фазы (например, тиристору Т J отвечает закрытое состояние другого тиристора той же фазы (в данном случае тиристора Т4) Дополнительные переключения по сравнению с режимом, показанным на рис. 8.12, а, как отмечалось, необходимы для осуществления одновременной проводимости трех тиристоров, относящихся к общей группе, т. е. для создания в кривой выходного напряжения интервалов паузы р. Так, на интервале от 60°—13 до 60° открыты тиристоры 7\, Т3, Т5, на интервале от 120°—р до 120° — тиристоры 7\, Т4, Т6, на интервале от 180°—р до 180° — тиристоры Т Т3, 7\, и т. д. На интервалах а формирование импульсов в кривых линейного и фазного напряжений инвертора (рис. 8.13, б—ж) происходит так же, как и при алгоритме переключения тиристоров в соответствии с рис. 8.12, а. В результате кривая линейного напряжения содержит четыре импульса на протяжении периода (/Q.h == 4) с амплитудой Е, а кривая фазного напряжения — шесть импульсов (Дф.н = 6) с амплитудой, равной 1/з Е и 2/3 Е (рис. 8.13, б—ж).
Трехфазные АИН допускают ШИР и при большем числе импульсов в кривых линейного и фазного напряжений. Поскольку в кривой фазного напряжения на интервале в 60° в общем случае может быть целое число импульсов:
Аф.н6о°= 1, 2, 3, 4, 5,. (8.3)
то число импульсов в этой кривой на протяжении периода
Аф.н= 6, 12, 18, 24, 30,..., (8.4)
и соответственно число импульсов в кривой линейного напряжения на протяжении периода
Ал.н = 2/ЗАф.н = 4, 8, 12, 16, 20, ... . (8.5)
Алгоритмы переключения тиристоров при /Сл.н> 2 выполняются по аналогии с рассмотренным режимом управления (рис. 8.13, а). На рис. 8.14, а, б приведены алгоритмы переключения тиристоров соответственно при Ал.в = 8 и Ал.в — 12.
451
Необходимость увеличения числа импульсов в кривой выходного напряжения инвертора обусловливается стремлением улучшить его гармонический состав при регулировании. Зависимости относительного гармонического состава линейного напряжения АИН при /(л н = = 4, Кл.я = 8 и Ал.н = 12 показаны на рис. 8.15, а—в. При Алн = = 4 в выходном напряжении инвертора имеется довольно значитель-
Рис. 8.15. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав линейного напряжения АИН с ШИР при Кл н = 4 (а), /Сл.н = 8
(б) и /Сл.и = 12 (в)
ное содержание 5-й и 7-й гармоник, причем при 15° их значения соизмеримы с основной гармоникой. При /(л я ~ 8 в выходном напряжении велико содержание 11-й гармоники. При /Слн = 12 относительный гармонический состав примерно такой же, как в случае регулирования выходного напряжения по цепи питания с использованием кривой рис. 8.11, а. В частности, этим видом кривой определяются значения гармонических на верхнем пределе регулирования при ШИР (а = 60°, а — 30°, а = 20°; рис. 8.15, а—в).
При определении амплитудных или действующих значений напряжения гармонических данные, получаемые из рис. 8.15, а—в, необходимо умножить соответственно на 1,1 Е или 0,78 Е.
§ 8.4. УЧЕТ КОММУТАЦИОННЫХ ПРОЦЕССОВ В АИН
Рассмотренные способы формирования кривой выходного напряжения АИН базируются на проведении в соответствующей последовательности переключений полупроводниковых приборов, используемых в качестве ключевых элементов инверторного моста. В подавляющем большинстве способов формирования ключевые элементы/ относящиеся к общей фазе (полумосту), переключаются поочередно'/ т. е. отпиранию одного элемента отвечает запирание другого элемента, и наоборот.
452
В инверторах на транзисторах указанный режим работы осуще’ ствляется снятием отпирающего сигнала с базовой цепи одного транзистора и подачей его в базовую цепь другого транзистора той же фазы. Необходимость учета этого режима связана с рассеянием энергии в транзисторах (коллекторных р-п-переходах) при переключениях («коммутационные» потери) и протеканием через них и источник пи-
тания импульса «сквозного» тока на коротких интервалах, когда оба транзистора открыты.
В тиристорных инверторах для проведения операций переключения (во избежание короткого замыкания источника через последовательно включенные тиристоры общей фазы) перед отпиранием одного тиристора следует предварительно запереть другой тиристор. Это требует сокращения интервалов проводимости тиристоров на время 6, что учитывают при построении системы управления инвертором. Так, например, если формируется кривая выходного напряжения с ф — 180°, то реальная длительность проводимости тиристоров должна составлять ф = 180° —6. В инверторах на двухоперационных тиристорах в течение интервала 6 подается импульс отрицательной полярности на управляющий электрод тиристора, который нужно запереть. В инверторах на однооперационных тиристорах интервал 6 соответствует запиранию тиристора под действием узла принудительной коммутации.
Режим поочередного запирания тиристоров в каждой фазе осуществляется так называемым фазным узлом принудительной коммутации с общим коммутирующим конденсатором. Один такт перезаряда конденсатора в таком коммутационном узле обеспечивает запирание тиристора анодной группы, а другой — катодной группы.
/В АИН наибольшее применение получили фазные узлы принудительной параллельной коммутации, выполняемые на основе схемы рис. 7.6, а. Построение такого коммутационного узла (КУ) для схемы однофазного полумостового инвертора показано на рис. 8.16, а. В однофазном мостовом инверторе нужны два аналогичных КУ, а в трехфазном — три. Поскольку процессы, протекающие во всех этих
схемах, на этапах коммутации одинаковы, их удобно рассмотреть на примере схемы рис. 8.16, а. \
Коммутационные процессы проанализируем при г* "чжании двуполярной кривой, соответствующей рис. 8.3, б. ^Цние
связано с поочередным отпиранием и запиранием ” фазы. В отличие от мостового инвертора амплиг пульсов в полумостовом инверторе (рис. 8.16, г Меньше. Это обусловлено тем, что при проводя’ Ка здесь подключается не на полное напряж Е, а на напряжение 0,5а конденсатора Cj Для создания искусственной средней точи считать емкости этих конденсаторов д<"
Жения на них неизменными и равны ^40
Коммутационные процессы в схс „и ' усилительный
Поочередными перезарядами комм'
усилителя 143.
489
Необходимость увеличения числа импульсов в кривой выход -4 напряжения инвертора обусловливается стремлением улучшить**01*0 гармонический состав при регулировании. Зависимости относите.еГ° ного гармонического состава линейного напряжения АИН пгт v Ь"
Рис. 8.15. Кривые, характеризующие относительный гармонический состав линейного напряжения АИН с ШИР при Кп н = 4 (а), Кл н = 8 (б) и Кл.н = 12 (в)
ное содержание 5-й и 7-й гармоник, причем при 15° их значения соизмеримы с основной гармоникой. При Кл.н = 8 в выходном напряжении велико содержание 11-й гармоники. При Ал н = 12 относительный гармонический состав примерно такой же, как в случае регулирования выходного напряжения по цепи питания с использованием кривой рис. 8.11, а. В частности, этим видом кривой определяются значения гармонических на верхнем пределе регулирования при ШИР (а = 60°, а = 30°, а = 20°; рис. 8.15, а—в).
При определении амплитудных или действующих значений напряжения гармонических данные, получаемые из рис. 8.15, а—в, необходимо умножить соответственно на 1,1 Е или 0,78 Е.
§ 8.4. УЧЕТ КОММУТАЦИОННЫХ ПРОЦЕССОВ В АИН
Рассмотренные способы формирования кривой выходного напряжения АИН базируются на проведении в соответствующей последовательности переключений полупроводниковых приборов, используемых в качестве ключевых элементов инверторного моста. В подавляющем большинстве способов формирования ключевые элементы, относящиеся к общей фазе (полумосту), переключаются поочередно, т. е. отпиранию одного элемента отвечает запирание другого элемента и наоборот.
452
В инверторах на транзисторах указанный режим работы осуще’ ствляется снятием отпирающего сигнала с базовой цепи одного транзистора и подачей его в базовую цепь другого транзистора той же фазы. Необходимость учета этого режима связана с рассеянием энергии в транзисторах (коллекторных р-п-переходах) при переключениях («коммутационные» потери) и протеканием через них и источник питания импульса «сквозного» тока на коротких интервалах, когда оба транзистора открыты.
В тиристорных инверторах для проведения операций переключения (во избежание короткого замыкания источника через последовательно включенные тиристоры общей фазы) перед отпиранием одного тиристора следует предварительно запереть другой тиристор. Это требует сокращения интервалов проводимости тиристоров на время 6, что учитывают при построении системы управления инвертором. Так, например, если формируется кривая выходного напряжения с ф = 180°, то реальная длительность проводимости тиристоров должна составлять ф = 180° —6. В инверторах на двухоперационных тиристорах в течение интервала 6 подается импульс отрицательной полярности на управляющий электрод тиристора, который нужно запереть. В инверторах на однооперационных тиристорах интервал 6 соответствует запиранию тиристора под действием узла принудительной коммутации.
Режим поочередного запирания тиристоров в каждой фазе осуществляется так называемым фазным узлом принудительной коммутации с общим коммутирующим конденсатором. Один такт перезаряда конденсатора в таком коммутационном узле обеспечивает запирание тиристора анодной группы, а другой — катодной группы.
В АИН наибольшее применение получили фазные узлы принудительной параллельной коммутации, выполняемые на основе схемы рис. 7.6, а. Построение такого коммутационного узла (КУ) для схемы однофазного полумостового инвертора показано на рис. 8.16, а. В однофазном мостовом инверторе нужны два аналогичных КУ, а в трехфазном — три. Поскольку процессы, протекающие во всех этих схемах, на этапах коммутации одинаковы, их удобно рассмотреть на примере схемы рис. 8.16, а.
Коммутационные процессы проанализируем при формировании Двуполярной кривой, соответствующей рис. 8.3, б. Ее получение связано с поочередным отпиранием и запиранием тиристоров одной фазы. В отличие от мостового инвертора амплитуда выходных импульсов в полумостовом инверторе (рис. 8.16, а) оказывается вдвое Меньше. Это обусловлено тем, что при проводящем тиристоре нагрузка здесь подключается не на полное напряжение источника питания Е, а на напряжение 0,5Е конденсатора Ci или С2, предназначенных Для создания искусственной средней точки источника питания. Будем считать емкости этих конденсаторов достаточно большими и напряжения на них неизменными и равными ±0,5 Е.
Коммутационные процессы в схеме рис. 8.16, а обусловливаются поочередными перезарядами коммутирующего конденсатора в кон-
453
туре либо с тиристором 7"к1, либо с тиристором Тк2 и протекают п v добно процессам в схеме двухтактного ИППН (см. рис. 7.21 ж' В коммутационном узле также проявляется эффект последовательное накопления энергии, в связи с чем напряжение на конденсаторе (j($ здесь также определяют из условия установления равенства энергии дополнительно поступающей и теряемой в КУ в процессе перезаряд^ конденсатора. Установившемуся циклу перезаряда также соответ'* ствует кривая рис. 7.21, ж. Такими же получаются и значения напряжения £7(0) перед коммутацией тиристоров — от 1,5 Е до 2,5£*
Рассмотрим более подробно процессы, протекающие в схеме. Предположим, что к моменту
Рис. 8.16. Схема однофазного ио-лумостового АИН с параллельной коммутацией (а); временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (б — е)
времени Н проводит ток тиристор Т2. К нагрузке приложено напряжение 0,5 Е, а конденсатор заряжен до напряжения (7(0) (рис. 8.16, в, г). Полярности напряжений ив и ис указаны на рис. 8.16, а без скобок. Через открытый тиристор Т\ в нагрузку протекает ток tH.
В момент времени /.от системы управления инвертором поступает отпирающий импульс на тть ристор Тк2. Открывшийся тиристор Тк2 и встречно-параллельно включенные тиристор Т2 и диод Д2 образуют контур колебательного перезаряда конденсатора Ci(. На начальном интервале Ч—/3 (рис. 8.16, д) ток ic, изменяющийся по синусоидальному закону, протекает через тиристор Т2 навстречу току iB, вследствие чего ток тиристора уменьшается до нуля.
После достижения током ic величины тока нагрузки iH = /(0), принимаемого на этапе коммутации неизменным, ток 1С продолжает протекать в том же контуре, но уже через диод Д2. На интервале К ТИрИСТОру 7\ прИ--;
кладывается обратное напряжение (рис. 8.16, е), равное падению на; пряжения на диоде от протеканРЯ через него разности токов ic В момент времени /3 ток диода 4?? равен нулю и диод запирается^#
Напряжение на конденсаторе,^ моменту времени ts обычно больДШ
454
£ и имеет обратную полярность, в связи с чем создаются необходимые условия для отпирания диода Дг. При отпирании диода полярность напряжения на нагрузке изменяется(рис. 8.16, в) и образуется контур протекания тока iH активно-индуктивной нагрузки, а также контур перезаряда коммутирующего конденсатора на завершающемся интервале t3—Контур протекания токов 1В и ic на рис. 8.16, а показан пунктиром. По окончании перезаряда напряжение (7(0) на конденсаторе равно напряжению на нем до начала перезаряда, но имеет обратную полярность. Полярность напряжения (7(0) соответствует той, которая необходима для последующей коммутации тиристора Т!.
По окончании в момент времени 4 коммутационного процесса перезаряда конденсатора Ск, в течение которого выполняются условия для восстановления запирающих свойств тиристора 7\, подается сигнал управления на отпирание тиристора 7\ (рис. 8.16, б). Однако этот тиристор не будет проводить тока /и, так как он имеет направление, противоположное прямому направлению тиристора Тв связи с чем ток tH продолжает протекать через диод Д\. Ток нагрузки из-за наличия в ней индуктивности с момента времени t3 уменьшается по экспоненциальному закону с постоянной времени т = LH/RH. Энергия, запасенная в индуктивности нагрузки на этапе проводимости тиристора Т2, отдается в цепь источника питания (конденсатор СО и активное сопротивление нагрузки.
Ток /н начинает протекать через тиристор 7\- с момента времени t5 (рис. 8.16, в), когда ток нагрузки, протекающий через диод Дъ становится равным нулю. С момента времени 4 направление тока iH изменяется и нагрузка вновь начинает потреблять энергию от источника питания (конденсатора С j). Ток нагрузки нарастает по экспоненциальному закону с постоянной времени т = LB/RH, стремясь к значению E/2RB. В случае возможного изменения параметров нагрузки LH и /?н, а в связи с этим и момента времени 4 перехода тока /н через нуль, возникает необходимость в управлении силовыми тиристорами АИН (выданном случае Тj и 7\) «широкими» импульсами, или «пакетами» импульсов. В противном случае отпирания силового тиристора в нужный момент может не произойти.
В момент времени 4 отпирается тиристор Тк1. Процессы, протекающие в схеме, аналогичны рассмотренным и связаны с запиранием тиристора Тъ а также формированием напряжения положительной полярности на нагрузке.
Рассмотренную схему характеризуют сравнительно высокое напряжение (7(0) на коммутирующем конденсаторе и обусловленные им Повышенные значения прямого и обратного напряжений на коммутирующих тиристорах (до 2,5 Е). Максимальное напряжение на силовых тиристорах Тj и Т2 не превышает значения Е.
На рис. 8.17, а приведена схема полумостового инвертора, в которой предусмотрены меры по уменьшению напряжения на конденсаторе. Задача решена введением элементов Ro, ДС1 и Дс2, предназначенных для отвода (сброса) избыточной энергии от конденсатора. Отвод избыточной энергии осуществляется после каждого такта пе-
455
резаряда конденсатора путем его разряда до напряжения Е через Ре3Так°Р после момента^“н™^ (рис. 8.17 г) такой разряд осу.'
1ак, нос пнопями 77,, Д^ (рис. 8.17, а), а после момента
=»ЯТ- п д Сопроттденяе R, выбр!
пают больше характеристического сопротивления контура комму, рают иольш р j в связи с чем конденсатор разряжается ™ЦХпяжения Е по экспоненциальному закону. Вследствие указан-нш' разрядов начальное напряжение (7(0) на конденсаторе к началу каждой очередной коммутации равно Е. Уменьшение начального напряжения на конденсаторе перед коммутацией обусловливает не-напряжен которые особенности протекания
электромагнитных процессов при его перезаряде. Это иллюстрируют временные диаграммы рис. 8.17, в—е и фазовый портрет процесса перезаряда на фазовой плоскости (рис. 8.18). Нумерация точек на фазовой плоскости совпадает с индексами моментов времени на диаграммах.
На интервале Н—(3 (см. рис. 8.17, г, д) отличие от предыдущей схемы заключается в том, что,из-за начального напряжения (7(0) = = Е напряжение на конденсаторе к моменту времени (3 меньше Е. В связи с этим при запирании диода Д2 отпирания диода не про-
Рис. 8.17. Схема однофазного полу-мостового АИН с параллельной коммутацией и цепью сброса (а); временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме на этапе коммутации (б — е)
Рис. 8.18. Фазовый портрет процесса перезаряда коммутирующего конденсатора в схеме АИН рис. 8.17, а
456
исходит. После момента времени /3 конденсатор продолжает перезаряжаться по цепи нагрузки неизменным током ic = iB = /(0) до напряжения Е. Лишь после этого отпирается диод и наступает завершающий этап процесса перезаряда (интервал 4—/4). Сразу же по окончании процесса перезаряда следует разряд конденсатора по цепи Д1—LK—RC—Дс,,—Е до напряжения Е (отвод от конденсатора избыточной энергии). На этапе перезаряда конденсатора током 1п = -- 1(0) (интервал t3—t3) в кривых uH(t) и Мг2(0 появляются линейные участки, обусловленные линейным законом изменения напряжения на конденсаторе. Аналогично протекает процесс перезаряда конденсатора и в следующем такте, связанном с коммутацией тиристора Т i.
Таким образом, напряжение ис = UCm> достигаемое на конденсаторе к концу перезаряда, определяет максимальное значение напряжения на конденсаторе, а напряжение ис = Е — его начальное напряжение U(O) перед коммутацией. По напряжению UCm производят выбор коммутирующих тиристоров. Оно зависит от напряжения Е, тока /(0) и характеристического сопротивления Zc (рис. 8.18):
Uст Е ЕД (0). (8.6)
Возможные значения UCm лежат в пределах от 1,2 Е до 1,8 Е. Мощность, теряемую в резисторе Д. при отводе избыточной энергии от конденсатора, определяют из соотношения
= (UCm-E)\ (8.7)
где /к — частота следования коммутационных процессов.
Например, при /к = 200 Гц, Ск = 20 мкФ, Е = 200 В и UCm = = 1,8 Е мощность потерь составляет 51,2 Вт.
§ 8.5. АВТОНОМНЫЙ ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНВЕРТОР ТОКА
Схема однофазного мостового АИТ приведена на рис. 8.19, а. В нее входит инверторный мост на тиристорах 7\—Т4, в диагональ которого включена активно-индуктивная нагрузка ZH, а параллельно ей — конденсатор С. В цепи постоянного тока расположен дроссель Ld с достаточно большой индуктивностью.
Кривая выходного напряжения иа = ис формируется путем периодического перезаряда конденсатора С в цепи с источником питания Е и дросселем La при поочередном отпирании накрест лежащих тиристоров инвертора. Конденсатор С, характер изменения напряжения во времени которого определяет us, осуществляет запирание проводившей пары тиристоров при отпирании другой пары.
На рис. 8.19, б—к показаны временные диаграммы для установившегося режима. Предположим, что до момента времени S-f = = ®Н (где ®— выходная частота инвертора) проводят ток тиристоры и Т\ (рис. 8.19, б). При этом напряжение на конденсаторе имеет полярность, показанную на схеме без скобок. В момент времени ftj
457
Рис. 8.19. Схема однофазного мостового АИТ (а) и его временные диаграммы (б — к)
подачей управляющих импульсов отпи! раются тиристоры Т3, Т4, в результат! чего конденсатор С подключается па* раллельно тиристорам 7\, 7\. Под дей. ствием встречного тока конденсатора токи тиристоров Ти Т2 быстро спадают до нуля, к тиристорам прикладывается обратное напряжение, определяемое напряжением конденсатора (рис. 8.19, з), и они переводятся в непроводящее состояние. Длительность действия обрати ного напряжения на тиристорах (время) предоставляемое для восстановления их запирающих свойств) характеризуется интервалом, в течение которого напряжение отрицательной полярности на конденсаторе уменьшается до нуля (рис. 8.19, в) в процессе его перезаряда в цепи с источником питания, дросселем Ld и открытыми тиристорами Т3, Т4 (рис. 8.19, а). Этот интервал определяется углом 9 = /п.в®. Аналогично осуществляется запирание тиристоров Т3, Т4 при отпирании тиристоров Ти Т2. , =
Кривая переменного напряжения на нагрузке (рис. 8.19, в) состоит из участков, соответствующих каждому такту перезаряда конденсатора. Ток id (рис. 8.19, г), потребляемый от источника питания, благодаря большой индуктивности дросселя Ld достаточно хорошо сглажен и имеет малые пульсации. Этот ток поочередно протекает через тиристоры Т 1г Т2и Т3, Т\, определяя форму кривых их анодных токов (рис. 8.19, д, а), а также форму кривой тока инвертора (рис. 8.19, ж) .равного сумме токов нагрузки гн и конденсатора г'с.
При отпирании каждой пары накрест лежащих тиристоров конденсатор подключается отрицательным полюсом к точке а и положительным полюсом к точке б, что определяет характер кривой иаб, приведенной на рис. 8.19, и. Напряжение на дросселе Ld равно разности иаб— Е (рис. 8.19, а, к). Если пренебречь активным сопротивлением о°-мотки дросселя, то его напряжение uL = Ldildt будет определяться только
Рис. 8.20. Кривые напряжения и токов однофазного мостового АИТ (а), его схема замещения (б) и простейшая векторная диаграмма (в)
переменной составляющей при равной нулю постоянной составляющей. Из этого следует, что постоянная составляющая напряжения иаб равна Е. В свою очередь, это означает, что среднее значение напряжения на конденсаторе (нагрузке) в течение полупериода (рис. 8.19, в) также равно Е.
Ввиду наличия в схеме трех накопителей энергии (Ld, С, Е„) полный теоретический анализ инвертора приводит к громоздким вычислениям, в связи с чем при анализе АИТ часто пользуются приближенным м е -годом основной гармони-к и, обладающим наглядностью и удобством при изучении процессов.
Этот метод состоит в замене кривых напряжения на нагрузке «н (рис. 8.19, в) и тока инвертора /и (рис. 8.19, ж) их первыми (основными) гармониками. Такая замена создает некоторую погрешность в расчетах, однако, как показывает эксперимент, она не превышает 10—15%. Для трехфазных АИТ, где указанные кривые меньше отличаются от синусоиды, точность расчетных соотношений получается выше. Важным преимуществом метода основной гармоники является возможность применения векторных диаграмм для анализа режимов работы и характеристик АИТ.
В АИТ индуктивность входного дросселя Ld обычно достаточно велика. При анализе методом основной гармоники индуктивность дросселя принимают равной бесконечности. При таком предположении ток id получается идеально сглаженным, а кривые токов тиристоров и инвертора (рис^в.19, д—ж) имеют прямоугольную форму. Кривые напряжения на нагрузке пп и тока инвертора 1и с учетом принятых допущений показаны на рис. 8.20, а. Первая гармоника тока инвертора Цщ) связана с кривой тока 1И при Ld = оо соотношением
А(1) ~ К2 /И(1) sin<W = — ldsinwt, (8.8)
ТС
2 1^2"
где /и(1) = —-— ld — действующее значение первой гармоники 7С
тока инвертора; 1 d — ток во входной цепи.
Таким образом, приняв напряжение пн(со/) и ток /и (со/) синусоидальными, анализ инвертора можно проводить по схеме замещения Для первой (основной) гармоники (рис. 8.20, б) с использованием векторной диаграммы рис. 8.20, в. Вектор напряжения UH направляют по вертикальной оси. Вектор тока /н активно-индуктивной на-
459
грузки отстает от вектора Ун на угол <рн = arctg , Вектоо тока 1С опережает вектор напряжения Ua на 90°. Следовательно вектор тока равный сумме /н + /с, опережает вектор напряжения U„ на угол 6. Опережающий характер вектора /и<1) является обязательным для АИТ, так как угол 6 определяет время, предоставляемое тиристорам для восстановления запирающих свойств:
tn.B — е 360о “ 360о . f ’ (8-9)
где Т — период; f — выходная частота инвертора.
Угол 6 не может быть меньше величины 6 min, которой соответствует минимально допустимое значение /п.в, равное времени выключения (восстановления запирающих свойств) используемых тиристоров (/в):
Omin = 360° • ft*. (8.10)
Для АИТ наибольший интерес представляет зависимость его выходного напряжения от тока нагрузки (выходная характеристика), определяемая в ходе последующего анализа.
Из векторной диаграммы рис. 8.20, в определим проекцию вектора тока /И(1) на вертикальную и горизонтальную оси:
/и (1) cos 0 =/нсоз Фн, (8.11)
/и (1> sin 0 = 1С—/Hsinq>H. (8.11а)
Физический смысл соотношений (8.11) становится ясным, если умножить их левые и правые части на Ua. Выражение (8.11) при этом будет характеризовать баланс в схеме активной энергии, а выражение (8.11а) — реактивной энергии. Активная энергия (мощность), отдаваемая инвертором, потребляется нагрузкой Дн; реактивная мощность, потребляемая инвертором, равна разности мощностей генерируемой конденсатором и потребляемой нагрузкой. Необходимость в потреблении инвертором реактивной мощности связана а обеспечением угла 6 для запирания проводивших тиристоров. Разделив выражение (8.11а) на (8.11), получим
tge_—<s.i2>
/н//с COS <рн
Введя обозначение
В=/н//с=1/(шСгн), (8.13)
соотношение (8.12) можно привести к виду
tg0 = 1-~-sin<fg-. (8.14)
В cos ун
Коэффициент В называют коэффициентом (ф а к тором) и а г р у з к и.
460
Воспользуемся уравнением баланса активной мощности в инверторе, согласно которому в отсутствие потерь вся энергия, потребляемая от источника питания, отдается в нагрузку:
о, cosO. (8.15)
Выразив в (8.15) /и<1> через 1а, приходим к выражению
£= 2j/2 ^cos0j (8 16)
которое является частным случаем важнейшего для АИТ соотношения
Е = aaUH cos 0 , (8.17)
где аа — коэффициент, определяемый схемой инвертора.
Для однофазных схем (с нулевым выводом и мостовой) аи = = 2 )/2 Л = 0,9, для трехфазной схемы с нулевым выводом аи = = 3)/6/(2n) = 1,17 и для трехфазной мостовой схемы аа = 3J/”6/n = = 2,34. Указанные значения коэффициентов известны из теории выпрямителей.
Выражение (8.17) используем для определения напряжения на
нагрузке инвертора:
£/а =-------—
аи cos 0
В соответствии с формулой (8.14)
-J— = Ktg2 е + 1=1/p~5sin(faV + i. cos о I/ \ В COS /
(8.18)
(8.19)
Поскольку величина l/cos6 зависит от параметров нагрузки 7?н, LH, напряжение (7Н инвертора также является зависимым от них.
Соотношение (8.17) позволяет выявить важную для теории автономных инверторов тока зависимость
Уи = cos б>
где Ua = Е/аа — расчетное напряжение инвертора, зависящее только от напряжения питания Е и схемы инвертора.
Указать напряжение UB непосредственно на схеме инвертора нельзя, но им удобно пользоваться на векторных диаграммах (рис. 8.21), что оправдывает введение этого напряжения. Из выражения (8.20) следует, что вектор напряжения Ua совпадает по направлению с вектором тока /И(ц. Геометрическим местом конца вектора Уи, например при изменении параметров нагрузки и стабилизации напряжения Ua путем регулирова-
Рис. 8.21. Векторная диаграмма АИТ
461
ния напряжения Е, будет окружность, построенная на векторе как на диаметре. г
Выражение, описывающее выходные характеристики АИТ, На; ходят подстановкой (8.19) в (8.18) с последующим приведением к безразмерной форме записи:
Чц ТI ____. 1
Е н cos 0
, ГZ 1 — д sin Ун \2 j |/ ( В cos ун /
(8.21)
Найденная зависимость определяет внешние (выходные) характеристики АИТ в общем виде. Их графическое изображение отряжает
зависимость относительного напряже-
ния на нагрузке — Ua от коэффи-Е
циента нагрузки В или Ва = В costpH и характеризуется семейством кривых на рис. 8.22 при фиксированных значениях cos<pH.
Как следует из внешних характеристик АИТ, с ростом коэффициента нагрузки В (т. е. с увеличением тока нагрузки) выходное напряжение снижается.
Рассмотрим внешнюю характеристику при cos<pB =1, что соответствует чисто активной нагрузке и коэффициенту Ва = В = 1/(<оСРн).
На рис. 8.23, а показаны кривые напряжения на конденсаторе (нагрузке) и на тиристоре инвертора для одной из точек средней
Рис. 8.22. Внешние характеристики АИТ
Рис. 8.23. Кривые выходного иа? пряжения и напряжения на тира® торе при различных токах нагруз®0
462
области выходной характеристики (5а =0,54-0,8). Вид кривых характеризуется экспоненциальным процессом перезаряда конденсатора с постоянной времени т = CRH. Напряжения на конденсаторе в начале и в конце каждого полупериода равны по величине и противоположны по знаку, а его среднее значение в течение полупериода равно Е.
При переходе в область малых значений коэффициента Ва (больших сопротивлений Ra и, следовательно, малых токов нагрузки) постоянная времени т перезаряда конденсатора увеличивается (рис. 8.23, б), что приводит к возрастанию угла 6, стремящегося при Ва —>0 к 774. Кривая напряжения на конденсаторе приближается к треугольной форме. Равенство среднего за полупериод значения выходного напряжения напряжению Е достигается за счет увеличения амплитуды выходного напряжения. Этим объясняется повышение действующего значения напряжения на выходе инвертора при уменьшении тока нагрузки. При переходе к режиму холостого хода (Ва —>0) напряжение на выходе инвертора неограниченно возрастает (в отсутствие потерь, т. е. в идеальном инверторе) и может превысить допустимые пределы для нормальной работы элементов (конденсатора, тиристоров). Ввиду опасности выхода из строя элементов вследствие перенапряжений режим холостого хода для рассматриваемого инвертора является недопустимым.
При переходе инвертора в режим больших токов нагрузки (Ва> > 0,8) за счет уменьшения сопротивления RH постоянная времени перезаряда конденсатора уменьшается, вызывая уменьшение угла. 6 (рис. 8.23, в). При том же напряжении питания Е напряжение на выходе инвертора также уменьшается и приближается к прямоугольной форме. Однако режим Uu = 1 для инвертора невозможен^ Е
поскольку угол 6 здесь равен нулю (см. рис. 8.22). Предел увеличения тока нагрузки (коэффициента Ва) характеризуется ординатой, для которой 0 = 0min. Из выражения (8.21) находим
аи Г/ _____ 1
£ Hmin ~ cos0min ’
где 0min определяется по формуле (8.10).
Возьмем в качестве примера / = 400 Гц и /„ = 100 • 10'8 с. Тогда Qmin =360 • 400 100 Ю'“ = 1^°, cos 6min =0,9686 и
(8.22>
t/н min = ГОЗ.
Е
Таким образом, на основании изложенного можно сделать вывод, что для рассматриваемой схемы инвертора недопустим режим холостого хода и имеется предел увеличения тока нагрузки.
При активно-индуктивной нагрузке спадающий характер выходных характеристик сохраняется и обусловливается той же причиной, что и при чисто активной нагрузке. Отличие заключается в том, что индуктивность нагрузки осуществляет некоторую компенсацию реактивности конденсатора, что приводит к уменьшению угла 0 и вы-
463-
ходного напряжения инвертора при тех же значениях параметра В а. Этим объясняется смещение характеристик к оси ординат с уменьшением cos<pH.
Рассмотренную схему часто применяют с трансформаторным включением нагрузки (рис. 8.24). Использование трансформатора необходимо для получения требуемой ве-
Рис. 8.24. Схема однофазного мостового АИТ с выходным трансформатором
Рис. 8.25. Схема однофазного АИТ с нулевым выводом
личины выходного напряжения при заданном напряжении Е. Процессы, протекающие в схеме, аналогичны рассмотренным. При замене Za на приведенное к первичной обмотке сопротивление нагрузки ZH — = ZHra2, а также /н на 7Н = IJn и Z7H на Ц. = nUH, где п — wjws — коэффициент трансформации трансформатора, все приведенные ранее соотношения остаются в силе и для схемы рис. 8.24. С учетом замены-^- L/H на -2s- -^S- и Вя = —!— cos <рн на Вя =--1---cos срн
Е н п Е а <oCZH а ACZH
внешние характеристики АИТ, приведенные на рис. 8.22, действительны и для схемы инвертора с трансформатором.
На рис. 8.25 приведена схема однофазного АИТ с нулевым выводом. Трансформатор имеет две первичные полуобмотки, которые подключены к тиристорам Тi, Т2. Средний (нулевой) вывод связан дросселем Ld большой индуктивности с источником питания. Нагрузка Za подключена к вторичной обмотке, имеющей коэффициент трансформации п — a>1~1 W1~2 — . Про-
цессы в таком инверторе в принципе не отличаются от процессов в мостовом АИТ (см. рис. 8.19, а) и могут быть рассмотрены по тем же временным диаграммам (см. рис. 8.19, б—к).
При поочередном отпирании тиристоров Т 1( Тг происходят перезаряды конденсатора в цепи с источником питания и проводящим тиристором. При отпирании одного из тиристоров конденсатор подключается параллельно другому тиристору с полярностью напряжения, необходимой для запирания последнего. Поскольку конден-464
сатор подключен параллельно вторичным обмоткам трансформатора, напряжения на обмотках и нагрузке определяются кривой напряжения на конденсаторе. Следовательно,
ын = ис1п. (8.23)
Вид кривой ис зависит от емкости конденсатора и приведенного к вторичной обмотке (конденсатору) сопротивления нагрузки ZH = n2ZH. С учетом той же замены параметров, что и для схемы рис. 8.24, приведенные ранее соотношения, а также выходные характеристики действительны и для однофазного АИТ с нулевым выводом.
Схема трехфазного параллельного АИТ выполняется по принципу однофазного. Инвертор (рис. 8.26, а) содержит трехфазный инверторный мост на тиристорах Т4— 7'в с дросселем Ld во входной цепи. Нагрузка может быть включена треугольником или звездой. Конденсаторы Са, Св, Сс подключены параллельно нагрузке, но могут быть также соединены и звездой.
Длительность проводящего состояния каждого тиристора составляет ф = 120°. При этом в любой момент времени открыты два тиристора, относящиеся к разным фазам. Чередование совместной работы тиристоров подчиняется такой последовательности: 12, 23, 34, 45, 56, 61, 12, ... (рис. 8.26, б). Отпирание тиристоров производят короткими импульсами, как и в однофазном инверторе, в момент начала их интервалов проводимости. Запирание каждого тиристора осуществляют с по
Рис. 8.26. Схема трехфазного мостового АИТ (а) и его временные диаграммы (б — к)
16—648
465
мощью конденсатора, подключенного к его фазе, с момента отпирания следующего тиристора, относящегося к той же группе. Так запирание тиристора Тj осуществляется конденсатором СА при отпирании тиристора Ту Принцип действия схемы иллюстрируют временные диаграммы, приведенные на рис. 8.26, в—к.
Если принять Ld = со, то во входной цепи инвертора будет пр0. текать постоянный ток id =Id (рис. 8.26, в). Ток Id преобразуется проводящими тиристорами в переменный ток инвертора 1И, характеризующий здесь фазные токи iB, ic (рис. 8.26, г—е). Фазные токи сдвинуты относительно друг друга на 120° и имеют вид прямоугольных импульсов длительностью в 120° с паузой в 60е. Действующее значение первой гармоники фазного выходного тока определяется соотношением
Д(1> ==/ а (1) = I в (1) = /с (1) =-ld- (8.24)
Кривые выходного напряжения инвертора иАв, ивс, исА (рис. 8.26, ж—и) составляются на протяжении периода из шести участков, характеризующих перезаряды конденсаторов СА, Св, Сс. Каждый участок кривых формируется при проводимости двух соответствующих тиристоров. Приближение к синусоиде кривых напряжения здесь лучше, чем в однофазных инверторах. Вид кривой напряжения на каждом тиристоре на этапе закрытого его состояния определяется напряжениями конденсаторов, подключаемых параллельно ему через проводящие тиристоры той же группы. Так, для тиристора Тj (рис. 8.26, к) на интервале 120—240®, когда проводит ток тиристор Т3, кривая иу, определяется напряжением конденсатора СА (иАв), а на интервале 240—360®, когда открыт тиристор Т5 — напряжением конденсатора Сс(исА)-
При использовании метода основной гармоники и векторных диаграмм расчет трехфазного мостового инвертора проводят по его фазному напряжению в предположении, что нагрузка и конденсаторы соединены звездой (рис. 8.27) (при включении ZH и С треугольником их следует пересчитать в звезду). Соотношения (8.9) — (8.14) с учетом (8.24) действительны и для трехфазного инвертора. Соотношение (8.17), а затем и последующие получают из уравнения баланса мощности по аналогии с (8.15). Для трехфазного АИТ имеем
Е1й = и, cos 0, (8.25)
где Дн.ф — фазное напряжение.
К соотношениям (8.17), (8.18) приходим после подстановки в (8.25) выражения (8.24). Коэффициент аи, как указывалось, равен 3]/б/л; =2,34. С учетом этого коэффициента, а также равенства Zh — Zh.cJi ~%Аф ~~ гВф 2Сф ходные характеристики на рис. 8.22 действительны и для трехфазного параллельного инвертора тока.
Рис. 8.27. Схема соединения звездой нагрузки и конденсаторов в трехфазных АИТ
466
§ 8.6. АИТ С ОБРАТНЫМ ВЫПРЯМИТЕЛЕМ
Близкая к синусоиде форма кривой выходного напряжения АИТ (особенно трехфазных) является существенным их преимуществом по сравнению с автономными инверторами напряжения. По этой причине АИТ имеют предпочтительное использование в качестве источников напряжения неизменной частоты (например, 50 или 400 Гц).
Однако сильная зависимость выходного напряжения АИТ от параметров нагрузки вынуждает принимать меры по управлению и стабилизации выходного напряжения.
Как отмечалось, основной причиной нестабильности выходного напряжения в АИТ является из
менение соотношения проводимос-
тей конденсатора и нагрузки (т. е. Рис’ 8>28, Структурная схема АИТ реактивной мощности конденсата- н
ра, а также активной и реактив-
ной составляющих мощности нагрузки). Изменение этого соотношения приводит к изменению угла 6 и напряжения на нагрузке (8.18).
Задачи регулирования и стабилизации выходного напряжения АИТ решают одним из следующих способов: а) изменением напряжения питания Е путем использования во входной цепи инвертора управляемого выпрямителя или импульсного преобразователя постоянного напряжения; б) введением в схему инвертора компенсирующего устройства {компенсатора), с помощью которого осуществляется управление соотношением указанных мощностей. В случае применения компенсатора Д’ последний включают параллельно выходной цепи инвертора (рис. 8.28) с целью изменения активной или реактивной мощности, потребляемой от АИТ, при изменении параметров нагрузки (тока нагрузки). В качестве компенсатора в АИТ служит обратный неуправляемый или управляемый выпрямитель либо индуктивно-тиристорный компенсатор (см. § 8.7).
Использование в качестве компенсатора неуправляемого выпрямителя основывается на том, что такой выпрямитель потребляет от источника переменного тока активную мощность, а управляемый выпрямитель — как активную, так и реактивную мощность. Для увеличения к. п. д. инвертора выпрямитель со стороны постоянного тока включают на шины основного источника питания (рис. 8.29), так что выпрямитель В возвращает часть преобразованной инвертором И энергии вновь в источник питания. Поэтому выпрямитель, обеспечивающий в схеме функцию компенсирующего устройства, называют обратным.
Рассмотрим работу АИТ с обратным выпрямителем (рис. 8.29). Предположим, что обратный выпрямитель выполнен по той же схеме, что и инвертор. По переменному току выпрямитель подключен к инвертору через трансформатор Трв с коэффициентом трансформации
467
пв = w 1В/г®2в> а нагрузка ZH к инвертору — через инверторный трансформатор Три с коэффициентом трансформации пи —wlsi/w2n.
Рассмотрим вначале неуправляемый обратный выпрямитель (схема выпрямителя выполнена на неуправляемых вентилях — диодах).
Рис. 8.29. Структурная схема АИТ с обратным выпрямителем
Рис. 8.30. Векторная диаграмма АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем
Векторная диаграмма АИТ с неуправляемым выпрямителем приведена на рис. 8.30.
Для выходной цепи инвертора действительно следующее векторное соотношение:
/и =/с+ /; + /<>. в. (8.26)
где 7Я — ток инвертора по первой гармонике (индекс 1 здесь и далее для простоты опускаем); /н = /н/пи ~ приведенный к первичной обмотке трансформатора Три ток нагрузки; 7О.В — входной ток обратного выпрямителя.
На векторной диаграмме, как и ранее (см. § 8.5), строим вектор приведенного к первичной обмотке Тр., напряжения нагрузки 1ТВ = — пи0п, а также векторы токов /н, 1с- Известно, что входной ток неуправляемого выпрямителя совпадает по фазе с напряжением, в связи с чем вектор /о.в должен быть направлен вертикально, как и вектор напряжения UB. В соответствии с указанным векторная диаграмма для токов выходной цепи инвертора будет иметь вид, показанный на рис. 8.30.
Стабилизирующему действию обратного выпрямителя = const, l/H = const при Е = const) будет отвечать постоянство угла 9 меж-468
ду векторами Ua (или 7И) и вектором напряжения О'а, а также неизменный ток /с — Ujvt>C. Отсюда следует, что при изменении тока нагрузки конец вектора /о в будет перемещаться по линии MN, проходящей параллельно вектору и удаленной от него по оси абсцисс на величину тока /с. На рис. 8.30 в качестве примера пунктиром показана векторная диаграмма для другого значения тока нагрузки /н1.
Определим основные закономерности для АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем. Для этого запишем уравнения связи выходного напряжения инвертора с напряжением питания Е и аналогичное соотношение для выпрямителя:
Е = aaU'a cos 0, (8.27)
Е = ав — И' , (8.27а)
/!в
или
Е = aanaUa cos 6, (8.28)
Е = ав Ua. (8.28а)
/2В
Считаем, что инвертор и выпрямитель выполнены по одной и той же схеме, т. е. аа = ав. Из соотношений (8.28) находим
cosO = l/nB. (8.29)
Выражение (8.29) показывает, что угол 6 инвертора зависит только от коэффициента трансформации пв трансформатора Трв, что обусловливает стабильность выходного напряжения инвертора. Согласно соотношениям (8.28),
Пы = — ^Е=—-----------------1— . (8.30)
Мп Cos и
Важный вывод, который также можно ражения (8.29), заключается в том, что, значении 9 cos 9 < 1, неуправляемый обратный выпрямитель применим только при понижающем коэффициенте трансформации выпрямительного трансформатора (nB> 1, ®(в>
сделать на основании вы-поскольку при конечном
> ®2в)-
На рис. 8.31 показана внешняя Характеристика АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем в относительных. единицах. Выходная Характеристика состоит из двух участ-ков. Участок а—b соответствует «бедственной» выходной характеристике АИТ. На этом участке напряже-
ние. 8.31. Внешняя характеристика АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем
469
ние на выходе инвертора Un мало, обратный выпрямитель заперт и не принимает участия в работе. В точке b выпрямитель вступает в работу, ограничивая дальнейшее увеличение ВЬь ходкого напряжения инвертора на уровне пъ (в относительных едщ ницах). Участок Ь—с характеристики представляет собой отрезок прямой, параллельной оси абсцисс. Точка а характеризует граничный
Рис. 8.32. Принципиальная схема трехфазного АИТ с неуп: равляемым обратным выпрямителем
режим работы инвертора по току. Ей соответствует минимальный угол 6 = 0mln, предоставляемый тиристорам инвертора для восстановления запирающих свойств.
В практических схемах АИТ с обратным выпрямителем подклю
чение последнего к выходу инвертора обычно осуществляют с помощью автотрансформаторной связи, что позволяет исключить специальный трансформатор выпрямителя. Схема трехфазного АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем приведена на рис. 8.32-Она состоит из трехфазного инверторного моста на тиристорах 71—Те и выпрямительного моста на диодах Дл—Д6. Дроссели LdB1, LdBi предназначены для обеспечения работы выпрямителя в режиме непрерывного тока. Первичная обмотка трансформатора имеет выводы, к которым подключены входы переменного тока обратного выпрямителя. Такое подключение создает необходимое снижение
напряжения на входе выпрямителя по сравнению с выходным напряжением инвертора (пв = w1/w2B>T). Нагрузка подключена к отдельной обмотке щ2и и для нее коэффициент трансформации па =
При использовании управляемого обратного в ь1‘ пр ямителя (см. рис. 8.29) с выхода инвертора потребляется дополнительно не только активная, но и реактивная мощность. Из теории управляемых выпрямителей известно (см. § 6.6), что ПРЙ
470
а =# 0 первая гармоника входного тока (в данном случае i0.B) имеет отстающий фазовый сдвиг на угол а относительно входного напряжения (ин)- Таким образом, векторная диаграмма для токов (рис. 8.33) будет отличаться от векторной диаграммы на рис. 8.30
направлением вектора /о.в-
Чтобы определить основные закономерности для АИТ с управляемым обратным выпрямителем, составим уравнения связи Ua
с А по цепи инвертора и выпрямителя вида (8.27), (8.27а), (8.28), (8.28а). Соотношения (8.27), (8.28), характеризующие инвертор, действительны и для данного случая. Уравнения для выпрямителя имеют вид
Е = ав Uacosa, (8.31)
Е = ав UH cos а. (8.32)
Рис. 8.33. Векторная диаграмма АИТ с управляемым обратным выпрямителем
Из соотношений (8.28) и (8.32) находим
cosa=nBcos0. (8.33)
На основании выражения (8.33) можно заключить, что с помощью управляемого обратного выпрямителя осуществима не только стабилизация, но и регулирование выходного напряжения инвертора-Поскольку при стабилизации напряжения 0 = const, угол а также должен быть неизменным. Коэффициент трансформации пв может быть в принципе как понижающим, так и повышающим. При понижающем коэффициенте трансформации (пв> 1) управление углом а выпрямителя для регулирования напряжения Un производят с учетом неравенства a <; 0. При повышающем коэффициенте трансформации (пв с' 1) соотношение обратное: 0. Возможен также слу-
чай непосредственного подключения выпрямителя к выходам инвертора, когда пв = 1. При этом cosa = cos0 и управление выпрямителем производят при а = 0. На практике трансформатор Трв используют преимущественно при повышающем коэффициенте трансформации, так как за счет увеличения угла а уменьшается ток /и (т. е. снижается загрузка инвертора по току и повышается к. п. д. системы).
Внешние характеристики инвертора в относительных единицах Па участках стабилизации находят подстановкой в формулу (8.28) COS0 ИЗ (8.33):
Г 7
Е н
пе
cos а
(8.34)
Каждая характеристика семейства (рис. 8.34) состоит из двух Участков. Спадающему участку соответствует запертое состояние 6ьШрямителя. Этот участок определяется собственной характерис-
471
тикой инвертора. Уровень l/cos6min характеризует предел комму; тационной способности инвертора (минимально возможное выходное напряжение и максимально допустимый ток нагрузки). Увеличение угла а приводит к росту напряжения стабилизации и увеличению спадающего участка. В пределе при а = 90° выходная характерис-
Рис. 8.34. Внешние характеристики АИТ с управляемым обратным выпрямителем при а = 0
тика инвертора определяется его собственной характеристикой.
Очевидно, стабилизация выходно-го напряжения при изменяющемся токе нагрузки, а также при постоянных напряжении Е и угле а будет осуществляться за счет изменения тока обратного выпрямителя /о.в. Конец вектора тока /о.в (см. рис. 8.33) при этом будет перемещаться по линии MN, параллельной вектору 1/и(/и) и удаленной от него по оси абсцисс на величину тока вектора /с.
§ 8.7. АИТ С ИНДУКТИВНО-ТИРИСТОРНЫМ КОМПЕНСАТОРОМ
Этот метод стабилизации (реже регулирования) выходного напряжения АИТ основывается на включении в выходную цепь инвертора (рис. 8.28, 8.35) аналога регулируемой индуктивности с целью компенсации реактивности конденсатора в условиях изменения тока нагрузки.
Векторная диаграмма токов инвертора с индуктивно-тиристорным компенсатором приведена на рис. 8.36. В отличие от предыдущих векторных диаграмм (см. рис. 8.30, 8.33) индуктивно-тиристорный компенсатор создает составляющую тока, вектор /к которого
Рис. 8.35. Структурная схема АИТ с индуктивно-тиристорным компенсатором
Рис. 8.36. Векторная диаграмм АИТ с индуктивно-тиристорны компенсатором
472
направлен параллельно оси абсцисс навстречу вектору тока /с. При одинаковых параметрах нагрузки и питающих напряжениях это вызывает уменьшение вектора тока /и и соответственно загрузки тиристоров инвертора по току по сравнению с использованием обратного выпрямителя.
Стабилизирующее действие компенсатора основывается на том, что при изменении тока нагрузки происходит изменение задержки моментов отпирания тиристоров Тк1, TKi относительно моментов отпирания тиристоров инвертора. Благодаря этому изменяются эквивалентная индуктивность компенсатора и ток /к, что обеспечивает неизменность угла б, а следовательно, и напряжения (7Н. Очевидно, при этом конец вектора /к будет скользить по линии MN, параллель
ной вектору Ua и удаленной от него по оси абсцисс на величину вектора тока 1С. В отличие от АИТ с управляемым обратным выпрямителем, где для стабилизации выходного напряжения достаточно задать требуемый неизменный угол а задержки отпирания тиристоров выпрямителя, здесь для осуществления стабилизации необходимо иметь связь текущего значения напряжения на выходе инвертора с углом отпирания тиристоров компенсатора. Иными словами, в схеме должна быть осуществлена обратная связь по напряжению.
Принцип действия индуктивно-тиристорного компенсатора основан на применении встречно-пар аллельных тиристоров, включенных последовательно с индуктивностью (рис. 8.37, а).
Примем напряжение на входе синусоидальным (рис. 8.37, б)-.
и ~]/2U sin u>t.
Если предположить, что тиристоры 7К1, Тк2 отпираются в моменты времени л/2, Зл/2, 5 л/2 и т. д., то ток в цепи будет таким же, как и в отсутствие тиристоров:
/Г U . . . ,п.
г„ = --- sm (со/ — п/2).
Угол управления тиристорами для этого случая принимается равным ну-
Рис. 8.37. Индуктивно-тиристорная цепочка (а); импульсы управления тиристорами, а также кривые напряжения и тока цепочки при а = 0 (б) и а > 0 (в)
473
лю (а = 0) и отсчитывается от указанных моментов времен Ток i'K при а = 0 имеет максимальное значение. ;
При а> 0 (рис. 8.37, в) кривая тока 1К имеет импульсный харак тер и состоит из отрезков синусоиды длительностью п — 2а.
С ростом угла а длительность полуволн тока гк будет сокращаться и при а = л/2 iK = 0. При этом важно отметить, что первая гармоника тока iH (г'к(1) на рис. 8.37, в) имеет фазовый сдвиг относительно напряжения на входе, равный п/2 в сторону отставания. Иными словами, при изменении угла а индуктивно-тиристорная цепочка по первой гармонике тока представляет собой аналог регулируемой индук-
Рис. 8.39. Схема индуктивно-тиристорного компенсатора при включении треугольником (а);кри-вая линейного тока (б)
Рис. 8.38. Относительный гармонический состав кривой тока компенсатора при изменении угла а
тивнести. Оценку такого приближения дает разложение в ряд Фурье кривой тока гк, результат которого представлен на рис. 8.38. Кривые показывают отношение действующих значений гармонических составляющих тока /к, к действующему значению его первой гармоники /К(1)о при а == 0. Наибольшее значение 3-й гармоники составляет 14% и 5-й — 4,8% от основной. Остальные гармонические не учитываются ввиду их малости. Выражение для первой гармоники тока при изменении угла а имеет вид
_/2 U
1к (I) — -
(jyL
sin 2а \ . .
------ sin шг.
Отсюда следует, что изменению угла а соответствует эквивалентная индуктивность, зависящая от угла а:
2а sin 2а те те
(8.35)
474
При а = 0 Аэкв = L и при а = л/2 Лэкв =оо.
Индуктивно-тиристорный компенсатор получил наибольшее применение в трехфазных АИТ. Узел компенсации здесь состоит из трех соединенных треугольником индуктивно-тиристорных цепочек (рис. 8.39, а). Благодаря такому соединению в кривой линейных токов Ал, Ав, Ас отсутствуют гармоники, кратные трем. Кривая линейного тока компенсатора близка к синусоиде (рис. 8.39, б) и, по существу, состоит из суммы первых гармоник токов двух межфазных индуктивно-тиристорных цепочек.
Применение индуктивно-тиристорного компенсатора в АИТ имеет существенное преимущество перед обратным выпрямителем. Оно обусловлено тем, что при регулировании и стабилизации выходного напряжения компенсатор практически не потребляет активной мощности, в связи с чем потери мощности в системе малы. В АИТ с обратным выпрямителем (как неуправляемом, так и управляемом) стабилизация и регулирование осуществляются с потреблением части активной мощности от инвертора и возвращением ее в источник питания. В результате циркуляции активной мощности в цепи источник питания — инвертор — обратный выпрямитель в системе наблюдаются потери энергии. Эти потери возрастают с уменьшением тока нагрузки, особенно при переходе к режиму холостого хода, когда вся преобразованная мощность инвертора передается через обратный выпрямитель вновь в источник питания.
§ 8.8. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ РЕЗОНАНСНЫЙ ИНВЕРТОР БЕЗ ОБРАТНЫХ ДИОДОВ
Резонансные автономные инверторы (АИР) предназначены для преобразования постоянного напряжения в переменное напряжение повышенной частоты (от 500 —1000 Гц до 5—10 кГц и выше). Одной из основных областей применения таких преобразователей является электротермия (индукционная плавка металла, индукционный нагрев и закалка изделий). АИР находят применение и в качестве источников переменного напряжения повышенной частоты, а также используются для преобразования постоянного напряжения одной величины в постоянное напряжение другой величины. В последнем случае выходным напряжением преобразователя является выпрямленное и сглаженное напряжение инвертора.
АИР обычно выполняют однофазными (преимущественно по мостовой схеме) с использованием однооперационных тиристоров. Конденсатор в АИР может включаться параллельно нагрузке или последовательно с ней. В зависимости от этого различают параллельные и последовательные АИР. Процессы, протекающие в АИР, характеризуются колебательным (резонансным) перезарядом конденсатора в цепи с индуктивностью, в которую может входить индуктивность нагрузки.
Параллельные АИР выполняют по схеме рис. 8.19, а, в которой индуктивность Ld и конденсатор С рассчитывают так, чтобы при от-
475
пирании пары накрест лежащих тиристоров (7\, Т2 или Т3, TJ пр_ цесс перезаряда конденсатора имел колебательный характер и За канчивался в течение полупериода. В результате ток инвертора / имеет форму двуполярных импульсов в виде полуволн синусоиды® а входной ток id получается прерывистым. Если паузы между окон-
чанием протекания тока через одну пару тиристоров и моментом отпирания тиристоров следующей пары малы или равны нулю, то напряжение на нагрузке близко к синусоиде.
На практике в АИР чаще используют последовательное или последовательно-параллельное включение конденсаторов.
На рис. 8.40 приведена простейшая схема резонансного инвертора, состоящая из инверторного моста на тиристорах 7\—-7\ и последовательно включенных в его диагонали конденсатора С, нагрузки ZH и дополнительного дросселя L.
Кривая тока выходной цепи инвертора ia(t) (тока нагрузки ia)
Рис. 8.40. Простейшая схема АИР
Рис. 8.41. Временные диаграммы, иллюстрирующие электромагнитные процессы в схеме рис. 8.40.
формируется путем попарного отпирания накрест расположенных тиристоров инверторного моста (рис. 8.41, а, в). Характер зависимости ги(/) обусловливается колебательным процессом перезаряда конденсатора С с частотой
2я ]/ (L + L^)C
(8.36)
последовательного колебательного контура, образованного реактивными элементами выходной цепи, при его подключении проводящими тиристорами к источнику питания Е.
476
В рассматриваемой схеме частота собственных колебаний контура /о связана с частотой следования отпирающих импульсов на тиристоры инверторного моста (т. е. с выходной частотой f инвертора) соотношением /0> /. Благодаря этому колебательные процессы перезаряда конденсатора (с близким к синусоидальному законом изменения тока iH = 1и) заканчиваются до отпирания очередной пары тиристоров инвертора (рис. 8.41, а, в, г), а в кривых тока нагрузки и источника питания создаются паузы. Токовая пауза необходима для проведения операции запирания проводившей пары тиристоров перед отпиранием очередной пары. По окончании перезаряда (например, к моменту времени G) напряжение на конденсаторе UСт> Е, в связи с чем к проводившим тиристорам (в данном случае тиристорам Т3, 7\) прикладывается запирающее обратное напряжение, равное {UCm — £)/2 (рис. 8.41, ё). Длительность перезарядных процессов конденсаторов, равная половине периода собственных колебаний контура Т0/2 = 1/(2/0), определяет длительности открытого состояния тиристоров и двуполярных импульсов кривой напряжения инвертора «и (рис. 8.41, б). Наличие в кривой тока нагрузки паузы характеризует работу АИР с естественным режимом запирания тиристоров. Необходимое при этом различие в частотах /0 и f подчиняется условию поддержания на проводивших тиристорах требуемой длительности обратного напряжения с целью их запирания:
/пв= —-------—- > k3aat^ (8.37)
11 «В Of Of «эяЫ В' ' '
Ч */0
где /п.в — время, предоставляемое тиристору для восстановления запирающих свойств; £зап = 1,2ч- 1,5 — коэффициент запаса; — время выключения тиристора.
Анализ АИР методом основной гармоники
Метод основной гармоники, допускающий использование векторных диаграмм, является удобным для анализа резонансных инверторов. Предпосылкой его применения служит близкая к синусоиде "форма кривой выходного тока инвертора и напряжения на конденсаторе (рис. 8.41, в, д), если пауза в кривой тока ia достаточно мала. В этом случае паузу можно вообще не учитывать. Другими словами, анализ проводят для граничного режима, временные диаграммы для которого приведены на рис. 8.42, а—д (такой режим в схеме рис. 8.40 возможен лишь при идеальных тиристорах, у которых Д = 0).
Выходное напряжение инвертора (напряжение иа), имеющее вид двуполярной импульсной кривой (рис. 8.42, б), заменяют его первой гармоникой:
МИ(1) === Uит(1} Sin mt, (8.38)
4£
где 77Ит(1)=---- — амплитуда первой гармоники;
ТС
<о = (1>0 = у 1/(Б + Бн) С — угловая выходная частота.
477
Действующее значение первой гармоники напряжения
£и(1) £ = 0,9£.
7С
(8.39)
Из кривой рис. 8.42, г находим связь среднего значения тока, потребляемого от источника питания, с действующим значением вы-
ходного тока инвертора /в:
h = — 4- (8.40)
7С
Составим уравнение баланса активной мощности:
=7/H/„cos(pB. (8.41)
После подстановки выражения (8.40) в (8.41) находим связь действующего значения напряжения на нагрузке с действующим значением первой гармоники напряжения инвертора:
Ua = ^12- Е—1— (8.42)
п cos cos <ра
Поскольку напряжение инвертора принято синусоидальным и действующее значение зависит только от напряжения £ [см. выражение (8.39)1, реальную схему инвертора можно представить его схемой замещения с источником синусоидального напряжения (рис. 8.43). Схему замещения и соответствующую ей векторную диаграмму используют для рас
чета инвертора.
При расчете элементов L и С обычно являются заданными напряжение на нагрузке Ua и параметры RH, LH, coscpH. Векторную диаграмму АИР (рис. 8.44) строят следующим образом.
Откладывают вектор напряжения Ua, на котором как на диаметре проводят окружность. Под углом Фн = arctg-^2- к вектору UB Яя 1
проводят линию направления вектора 77И(1>. Точка пересечения с окружностью определяет модуль вектора Ua<\}.
При u> = и>0 выходная цепь инвертора оказывается настроенной в резонанс. Это означает равенство суммарного напряжения на индуктивных сопротивлениях напряжению на конденсаторе, находящемуся с ним в противофазе (рис. 8.44). Для модулей этих напряжений справедливо равенство
478
+ Ul = Uc. (8.43)
От источника uH(i) (см. рис. 8.43) потребляется только активная мощность. Ток нагрузки ZH совпадает по фазе с напряжением нИ(1) (см. рис. 8.42, б, е; 8.44) и определяется напряжением нИ(1) и активным сопротивлением нагрузки:
4 = 4 = и
и(1)/Яа. (8.44)
Рис. 8.43. Схема замещения АИР
Рис. 8.44. Векторная диаграмма АИР
Напряжение на нагрузке помимо (8.42) определяется также соотношением, получаемым из векторной диаграммы:
= Vul to + (W • (8-45)
Из условия баланса напряжений на реактивных элементах (8.43) находим связь их параметров:
щ (L 4~ LH) = 1 /<»С (8.46)
или
При выборе параметров L и С исходят из значения добротности выходной цепи инвертора:
Q = Zc/Ra,
(8.48)
где Zc = V(L + La)IC —характеристическое сопротивление выходной цепи.
Добротность Q в зависимости от мощности инвертора лежит в пределах от 2—5 до 10—12. На основании (8.47) и (8.48) находим расчетное соотношение для емкости конденсатора С:
С ~——
(8.49)
479
Расчетное соотношение для индуктивности L получается подстановкой в (8.47) выражения (8.49):
L = -^S--LH. (8.50)
<13
Внешние характеристики АИР
Из векторной диаграммы рис. 8.44, а также из соотношения (8.42) следует, что при неизменном напряжении питания Е выходное напряжение АИР зависит только от значения cos<pH. Уменьшение cos<pa
Рис. 8.45. Внешние характеристики АИР
Z7z 0 йс
Рис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания
вызывает увеличение выходного напряжения инвертора (рис. 8.45). Спадающий характер реальных выходных характеристик при фиксированных значениях cos<pH объясняется зависимостью Е = F(fd) источника питания (его внешней характеристикой), а также падениями напряжения на вентилях и активном сопротивлении дросселя.
Важной особенностью АИР (по сравнению с АИТ и АИН) является его работоспособность в режиме короткого замыкания нагрузки. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания приведена на рис. 8.46, где Ul — Uc = Ia<aL — /и —J— .
взС
Ток инвертора /и = Ua/Ra при этом ограничивается суммарным активным сопротивлением обмотки дросселя L, подводящих проводов, падением напряжения на вентилях и может оказаться чрезмерно большим.
При отключении нагрузки (режим холостого хода) работа инвертора невозможна, так как при этом прекращается формирование кривой выходного напряжения (тока). Для обеспечения работоспособности инвертора при отключении нагрузки к его выходу иногда подключается балластный резистор с небольшим потреблением мощности.
Способ компенсации реактивности нагрузки
В некоторых случаях применения АИР нагрузка обладает большой индуктивностью LH (например, индуктор электротермической
480
|ИКЗРТ У установки). Из-за малого cos<pH = RJV (4,,)2 -f- R2a возтЬа iioTO\ ности оптимального использования тиристоров инвертор ря?-*1 д’ напряжению для получения требуемых мощности и наг0 грузки. Задачу решают подключением параллельно денсатора Спар (рис. 8.47), настроенного в резонанс с ртв!е1 указанного параллельно включенный конденсатор выг^ лижение к синусоиде кривой напряжения «а. c°<st
Таким образом, выходная цепь инвертора оказыва^дну ' ленной из двух резонансных контуров, настроенных на частоту <о = <в0. Один из колебательных контуров является последовательным (L—С), а другой (Тн—Ян—Спар) — параллельным. Для параллельного колебательного контура дейст-
пар
Рис. щим
подключаемым па-нагрузке
8.47. Схема АИР с компенсирую-конденсатором, раллельно
вительна
векторная
48. У Я рис. 8.4гр У;, ная И«Т 11, схемы /ННУ приведём- s'
ри' уд
диаграмма, приведенная на ^нс^
В последовательном колебательном контуре при резонам (В^ жения u'c = ul и находятся в противофазе, в связи с че: ла^.^У дельному колебательному контуру и нагрузке прик^/Ж напряжение uH = uB(d- В параллельном же колебательно.тайУ’Я при резонансе наблюдается равенство реактивных сост^рео а Я токов /с пар = /и р, в связи с чем ток инвертора будет оп^Фв' активной составляющей тока нагрузки /н = /аа = /„cos ' нагрузки
/н =
(1)
;.44)' у ’О’
Сравнение полученных соотношений с выражениями (8. показывает, что введение компенсации позволяет уменысх^б'* инвертора /и и соответственно токи тиристоров, а питание ществить более высоким напряжением, что, в свою очереУ щ приятно сказывается на к. п. д. преобразователя. Таким ^цй’1 по достигаемому эффекту рассмотренный способ компенсасЬа г аналогию с использованием понижающего трансформатора тания низкоомных нагрузок переменного тока.
Расчетное соотношение для индуктивности L получается подстановкой в (8.47) выражения (8.49):
£ = -^-£а. (8.50)
СО
Внешние характеристики АИР
Из векторной диаграммы рис. 8.44, а также из соотношения (8.42) следует, что при неизменном напряжении питания Е выходное напряжение АИР зависит только от значения cos<pH. Уменьшение cos<pa
Рис. 8.45. Внешние ха рактеристики АИР
0
Рис. 8.46. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания
вызывает увеличение выходного напряжения инвертора (рис. 8.45). Спадающий характер реальных выходных характеристик при фиксированных значениях cos<pH объясняется зависимостью Е = FUd) источника питания (его внешней характеристикой), а также падениями напряжения на вентилях и активном сопротивлении дросселя.
Важной особенностью АИР (по сравнению с АИТ и АИН) является его работоспособность в режиме короткого замыкания нагрузки. Векторная диаграмма АИР в режиме короткого замыкания приведена на рис. 8.46, где UL = Vc = = 7И —5— .
О)С
Ток инвертора /и = при этом ограничивается суммарным активным сопротивлением обмотки дросселя А, подводящих проводов, падением напряжения на вентилях и может оказаться чрезмерно большим.
При отключении нагрузки (режим холостого хода) работа инвертора невозможна, так как при этом прекращается формирование кривой выходного напряжения (тока). Для обеспечения работоспособности инвертора при отключении нагрузки к его выходу иногда подключается балластный резистор с небольшим потреблением мощности.
Способ компенсации реактивности нагрузки
В некоторых случаях применения АИР нагрузка обладает большой индуктивностью Ен (например, индуктор электротермической
480
установки). Из-за малого coscpH — (<°LH)2 + 7?н возникают труд-
ности оптимального использования тиристоров инвертора по току и напряжению для получения требуемых мощности и напряжения нагрузки. Задачу решают подключением параллельно нагрузке конденсатора Спар (рис. 8.47), настроенного в резонанс с La. Помимо указанного параллельно включенный конденсатор вызывает приближение к синусоиде кривой напряжения ин.
Таким образом, выходная цепь инвертора оказывается состав
ленной из двух резонансных контуров, настроенных на одну и ту же
частоту <о = <о0. Один из колебательных контуров является последовательным (L — С), а другой (Le—/?н—Спар) — параллельным. Для параллельного колебательного контура дейст
Рис. 8.47. Схема АИР с компенсирующим конденсатором, подключаемым параллельно нагрузке
Рис. 8.48. Векторная диаграмма для схемы инвертора, приведенной иа рис. 8.47
вительна векторная диаграмма, приведенная на рис. 8.48.
В последовательном колебательном контуре при резонансе напряжения Ид — ul и находятся в противофазе, в связи с чем к параллельному колебательному контуру и нагрузке прикладывается напряжение иа = wH(i). В параллельном же колебательном контуре при резонансе наблюдается равенство реактивных составляющих токов /д пар = ^н р’ в связи с чем ток инвертора будет определяться активной составляющей тока нагрузки /и = 1н а = /исо8<рн, а ток нагрузки
г _ (О
7н — ~ *
у (ОЩН)3 + я2
Сравнение полученных соотношений с выражениями (8.44), (8.45) показывает, что введение компенсации позволяет уменьшить ток инвертора /и и соответственно токи тиристоров, а питание схемы осуществить более высоким напряжением, что, в свою очередь, благоприятно сказывается на к. п. д. преобразователя. Таким образом, по достигаемому эффекту рассмотренный способ компенсации имеет аналогию с использованием понижающего трансформатора для питания низкоомных нагрузок переменного тока.
481
§ 8.9. АИР С ОБРАТНЫМИ ДИОДАМИ
В рассмотренной ранее схеме АИР условия для запирания про-
водивших тиристоров создаются на этапах токовых пауз в кривой is(t). С увеличением частоты относительная продолжительность то
ковых пауз возрастает и они занимают значительную часть периода кривой ia(t). С ростом частоты мощность, отдаваемая в нагрузку,
уменьшается, а форма кривой tH(/) существенно отличается от синусоиды.
Для улучшения показателей инвертора при переходе в область повышенных частот (от 2—3 до 5— 10 кГц) исходную схему инвертора (см. рис. 8.40) дополняют обратными диодами. Схема АИР с обратными диодами приведена на рис. 8.49. Дроссель L, как и в схеме рис. 8.47, вводят при малой величине Ls (когда конденсатор Спар может отсутствовать) или при большой величине £н, когда компенсирующий конденсатор Спар используется.
Рис. 8.50. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме прерывистого тока нагрузки
Рис. 8.49. Схема АИР с обратными диодами
Особенность процессов, протекающих в схеме, заключается в том, что каждый такт отпирания накрест расположенных тиристоров сопровождается формированием двух полуволн кривой тока нагрузки. Первая полуволна обусловливается колебательным характером процесса перезаряда конденсатора от источника питания через открытые тиристоры, а вторая — процессом обратного перезаряда конденсатора через шунтирующие их обратные диоды. За время формирования второй полуволны тока нагрузки создаются условия для восстановления запирающих свойств проводивших тиристоров: к тиристорам прикладывается обратное напряжение, равное падению напряжения на обратных диодах от протекания через них тока перезаряжающегося конденсатора (тока нагрузки).
482
В инверторе возможны два режима работы: прерывистого тока нагрузки и непрерывного тока. Режиму прерывистого тока отвечает соотношение частот ш0>-2о>, где о>0 =2л/Т0 — собственная резонансная частота выходной цепи, а <» = 2п/Т — выходная частота инвертора. Временные диаграммы, характеризующие процессы в
инверторе в режиме прерывистого тока нагруз-к и, приведены на рис. 8.50.
С отпиранием в момент времени t0 тиристоров Т3, 74 (рис. 8.49, 8.50, а, б) создается контур колебательного перезаряда конденсатора С в цепи с источником питания, нагрузкой ZH и дросселем L. В этой цепи на интервале t0—ti формируется полуволна тока ф (рис. 8.50, б). К моменту времени ток и токи тиристоров Т3, Ti (рис. 8.50, г) уменьшаются до нуля. За счет наличия в цепи перезаряда источника питания напряжение на конденсаторе в момент времени ti (рис. 8.50, в) превышает напряжение Е (полярность напряжения на конденсаторе указана на рис. 8.49 без скобок). Вследствие этого с момента времени Ц наступает второй полупериод колебательного (обратного) перезаряда конденсатора по цепи с диодами Д3, Д4. Процесс продолжается на интервале ti~t2 (рис. 8.50, б), в течение
которого энергия, накопленная в конденсаторе, отдается в цепь источника питания и нагрузки. К тиристорам Т3, Т4 (рис. 8.50, е) прикладывается обратное напряжение, рав-
ное падению напряжения на диодах Д3, Д4 (0,8—1,2 В) от протекания через них тока нагрузки (рис. 8.50, д). К моменту времени t2 ток tH уменьшается до нуля, диоды Д3, Д4 запираются. Напряжение на конденсаторе снижается до уровня uc<Z Е (рис. 8.50, в) и остается неизменным до отпирания очередной пары тиристоров. На интервале ток гн== 0 (рис. 8-50, б) и к тиристорам Т3, Т4 прикладывается напряжение в прямом направлении, равное полуразности напряжений источника питания и конденсатора (рис. 8.50, е).
В момент времени t3 отпираются тиристоры Т j и Т2 и происходят аналогичные процессы перезаряда конденсатора: на интервале t3—14—с проводящими тиристорами Тt и Т2, на интервале /4—/6 — с проводящими диодами Ei и Д2. При этом к тиристорам Т3, Т4 прикладывается в прямом направлении напряжение Е. В последующем процессы в схеме повторяются.
Временные диаграммы, характеризующие процессы в инверторе в режиме непрерывного тока
Рис. 8.51. Временные диаграммы, иллюстрирующие процессы в схеме рис. 8.49 в режиме непрерывного тока нагрузки
483
нагрузки, приведены на рис. 8.51, а—е. Режиму непрерывного тока соответствует соотношение собственной резонансной частоты выходной цепи и частоты следования управляющих импульсов, при котором о>0< 2<о или То> Т/2. Очередное отпирание тиристоров осуществляется здесь до завершения перезаряда конденсатора в цепи с обратными диодами, в связи с чем кривые тока нагрузки и напряжения на конденсаторе приближаются по форме к синусоиде (рис. 8.51, а—в). Необходимые условия для запирания тиристоров по окончании их интервала проводимости создаются в процессе формирования кривой тока нагрузки, когда проводят ток обратные диоды (рис. 8.51, б, д, е).
Благодаря близкой к синусоиде форме кривой тока tH(/), а также лучшему использованию тиристоров по току режим непрерывного тока нагрузки нашел преимущественное применение на практике.
§ 8.10. АИР С УДВОЕНИЕМ ЧАСТОТЫ
Рис. 8.52. Схема АИР с удвоением частоты (а) и его временные диаграммы (б —е)
Ограничение в использовании резонансных инверторов по частоте обусловлено увеличением мощности потерь в тиристорах при их переключениях, а также конечным временем выключения тиристоров. Одним из эффективных путей повышения рабочей частоты является работа инвертора в режиме, при котором частоте переключения тиристоров соответствует частота f = 2/\ тока нагрузки. Такой режим работы характерен для АИР с удвоением частоты.
Схема инвертора с удвоением частоты приведена на рис. 8.52, а. В нее входит инверторный мост на тиристорах ТTi и диодах Д1— Д4 с конденсатором С и дросселем L, включенными в диагонали моста. Активно-индуктивная нагрузка ZH подключена параллельно другой диагонали инверторного моста через разделительный конденсатор Ср. Ёмкости конденсаторов С и Ср равны (хотя иногда принимают С> Ср). В цепи постоянного тока инвертора расположен сглаживающий дроссель Ld, индуктивность которого превышает индук
484
тивности L и La. Процессы в схеме поясняют временные диаграммы, приведенные на рис. 8.52, б—д.
Работа схемы основана на поочередном отпирании накрест лежащих тиристоров Т t, Т2и Т3, Т4 (рис. 8.52, б) и подключении ими конденсатора С и дросселя L параллельно выходной цепи инвертора. Ток в нагрузке (рис. 8.52, д) представляет собой разность тока источника питания (id = Id) и тока перезаряда конденсаторов С и Ср в контуре с открытыми тиристорами инвертора. Так, с момента времени t0 формирование полуволны тока i3 связано с колебательным процессом перезаряда конденсаторов Ср и С в цепи с дросселем L, нагрузкой ZH при открытых тиристорах и Т2 (контур перезаряда показан на рис. 8.52, а пунктиром). Полярность напряжения на конденсаторе С перед перезарядом указана на схеме без скобок. Процесс перезаряда протекает в два этапа. На первом этапе (интервал t0—t^ он сопровождается протеканием тока колебательного контура гк через тиристоры 7\, Т2 (рис. 8.52, в), на втором, после изменения направления тока гк, — через шунтирующие их диоды Дь Д2. Ввиду отдачи энергии конденсаторов в цепь нагрузки процесс перезаряда носит затухающий характер. Этим объясняется уменьшение амплитуды тока iR на этапе его протекания через обратные диоды. На интервале ti—i2 создаются условия, необходимые для запирания ранее проводивших тиристоров Тt, Т2- К ним прикладывается обратное напряжение, равное падению напряжения на диодах Дh Д2. На интервале ^2—4 (РИс- 8-52, в) тиристоры инвертора заперты. Ток нагрузки на этом интервале определяется током id — Id заряда конденсатора С„ (рис. 8.52, <?).
С момента времени t3 формирование очередной полуволны тока гн обусловлено отпиранием тиристоров Ts, Tt и связано с аналогичным процессом перезаряда конденсаторов С и Ср. Полярность напряжения на конденсаторе С перед перезарядом указана на рис. 8.52, а в скобках. В дальнейшем процессы в схеме повторяются.
Рассмотренный режим работы инвертора характеризуется наличием интервалов паузы (п (рис. 8.52, <?) в токе ia контура С—L.
Для приближения к синусоиде кривой тока i3(t) элементы контура выбирают с таким расчетом, чтобы (п = 0 (рис. 8.52, е). Указанному отвечает соотношение частот f = 2/0, где г ______________________ 2тг
/о — - .....•
Существенной особенностью рассмотренной схемы является ее работоспособность в режиме короткого замыкания в выходной цепи, а при наличии дополнительного балластного резистора — ив режиме холостого хода.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Александров Ф. И., Сиваков А. Р. Импульсные преобразователи и стабилизаторы. —Л.: Энергия, 1970.
2. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. — М.: Советское радио, 1977.
3. Аналоговые и цифровые интегральные схемы / Якубовский С. В., Барканов Н. А., Кудряшов Б, П. и др. — М.: Советское радио, 1979.
4. Б а р с к и й В. А. Раздельное управление реверсивными тиристорными преобразователями. —/Я.: Энергия, 1973.
5. Бедфорд Б., Хофт Р. Теория автономных инверторов: Пер. с англ./Под ред. И. В. Антика. — М.: Энергия, 1969.
6. Б е р н ш т е й н И. Я. Тиристорные преобразователи частоты без звена постоянного тока. —М.: Энергия, 1968.
7. Бирзниекс Л. В. Импульсные преобразователи постоянного тока. — М.: Энергия, 1974.
8. Бондаренко В. Г. Генераторы синусоидальных колебаний. — М.: Связь, 1976.
9. Букреев И. Н..Мансуров Б. М. .Горячев В. И. Микроэлектронные схемы цифровых устройств. —М.: Советское радио, 1975.
10. Булатов О. Г., Иванов В. С., Панфилов Д. И. Тиристорные схемы включения высокоинтенсивных источников света. — М.: Энергия, 1975.
И. Булатов О. Г., Олещук В. И. Автономные тиристорные инверторы с улучшенной формой выходного напряжения. — Кишинев: Штпин-ца, 1980.
12. Быков Ю. М. Непосредственные преобразователи частоты с автономным источником энергии. — М.: Энергия, 1977.
13. В и н о г р а д о в Ю. В. Основы электронной и полупроводниковой техники. — М.: Энергия, 1972.
14. Вишневский А. И., Руденко В. С., Платонов А. П. Силовые ионные и полупроводниковые приборы. — М.: Высшая школа, 1975.
15. Гельман М. В., Л о х о в С. П. Тиристорные регуляторы переменного напряжения. —М.: Энергия, 1975.
16. Г л а з е н к о Т. А. Полупроводниковые преобразователи в электроприводах постоянного тока. — Л.: Энергия, 1973.
17. Глазенко Т. А., Гончаренко Р. Б. Полупроводниковые преобразователи частоты в электроприводах. —Л.: Энергия, 1969.
18. Г л е б о в Б. А. Блокинг-генераторы на транзисторах. — М.: Энергия, 1972.
19. Г о л ь д е н б е р г Л. М. Импульсные и цифровые устройства. — М.: Связь, 1973.
20. Г р о ш е в А. А., С е р г е е в В. Б. Устройства отображения информации на основе жидких кристаллов. — М.: Энергия, 1977.
21. Ж е м е р о в Г. Г. Тиристорные преобразователи частоты с непосредственной связью. —М.: Энергия, 1977.
22. 3 а б р о д и н Ю. С. Узлы принудительной конденсаторной коммутации тиристоров. —М.: Энергия, 1974.
23. Забродин Ю. С. Автономные тиристорные инверторы с широтно-импульсным регулированием. — М.: Энергия, 1977.
24. 3 г у р с к и й В. С., Лисицын Б. Л. Элементы индикации (справочник). — М.: Энергия, 1980.
25. Иванчук Б. Н., Липман Р. А., Рувинов Б. Я- Тиристорные усилители в схемах электропривода. —М.: Энергия, 1966.
26. И з ъ ю р о в а Г. И., К а у ф м а н М. С. Приборы и устройства промышленной электроники. — М.: Высшая школа, 1975.
27. Импульсные элементы автоматики и вычислительной техники / Е ф р е' м о в В. Д., Захаров В. К., Мелехин В. Ф. и др. — Л.: Энергия, 1977.
28. Индикаторные устройства на жидких кристаллах /Готра 3. Ю.>
486
Вистинь Л. К., Пархоменко В. В. и др. — М.: Советское радио, 1980.
29. И ц х о к и Я. С., Овчинников Н. И. Импульсные и цифровые устройства. — М.: Советское радио, 1972.
30. К а г а н о в И. Л. Электронные и ионные преобразователи. — М.: Энергия, 1956.
31. Каганов И. Л. Промышленная электроника. — М.: Энергия, 1961.
32. К а г а н о в И. Л. Промышленная электроника. —М.: Высшая школа, 1968.
33. Каганов И. Л. Ионные приборы. — М.: Энергия, 1972.
34. Калашников Б. Е., Кривицкий С. О., Эпштейн И. И. Системы управления автономными инверторами. —М.: Энергия, 1974.
35. Лабунцов В. А., Р и в к и н Г. А., Ш е в ч е н к о Г. И. Автономные тиристорные инверторы. — М.: Энергия, 1967.
36. Л е р и е р М. И., Р ы ж е в с к н й А. Г., Ш л я н д и и В. М. Цифровая индикация. —М.: Энергия, 1970.
37. М а к г л и н Д. Микропроцессоры. Технология и применение. — М.: Энергия, 1979.
38. Марис Ж. Операционные усилители и их применение. — Л.: Энергия, 1974.
39. Мелешкина Л. П., А л е к с е е в а Г. Е., Ф р а т к и и а М. Л. Руководство к лабораторным работам по основам промышленной электроники. — М.: Высшая школа, 1977.
40. Мощные управляемые выпрямители для электроприводов постоянного тока / Аптер Э. М., Жемеров Г. Г., Левитан И. И. и др. — М.: Энергия, 1975.
41. Носов Ю. Р. Оптоэлектроника. —М.: Советское радио, 1977.
42. Основы импульсной и цифровой техники/Г у с е в В. В., Зе л и ч е н-к о Л. Г., К о и е в К. В. и др. — М.: Советское радио, 1975.
43. Основы промышленной электроники / Под ред. В. Г. Герасимова. — М.: Высшая школа, 1978.
44. П а с ы н к о в В. В., Чиркин Л. К- , Шинков А. Д. Полупроводниковые приборы. —М.: Высшая школа, 1981.
45. Полупроводниковые выпрямители / Под ред. Ф. 14. Ковалева и Г. П. М о с т к о в о й. — М.: Энергия, 1981.
46. Поскробко А. А., Братолюбов В. В. Бесконтактные коммутирующие и регулирующие полупроводниковые устройства на переменном токе. — М.: Энергия, 1978.
47. Проектирование радиоэлектронных устройств на интегральных микросхемах / Под ред. С. Я. Ш а ц. — М.: Советское радио, 1976.
48. Промышленная электроника / Руденко В. С., Сенько В. И., Т р и ф о н ю к В. В. и др. — Киев.: Техника, 1979.
49. Р а с к н и Л. Я. Стабилизированные автономные инверторы тока на тиристорах. — М.: Энергия, 1970.
50. Рогинский В. Ю. Электропитание радноустройств. — Л.: Энергия, 1970.
51. Розанов JO. К. Основы силовой преобразовательной техники. — М.: Энергия; 1979.
52. Руденко В. С., Сенько В. И., Чиженко 14. М. Преобразовательная техника. — Киев.: Вища школа, 1978.
53. Руденко В. С., Сенько В. 14., Чиженко В. 14. Основы преобразовательной техники. —М.: Высшая школа, 1980.
54. Рутковски Д. Интегральные операционные усилители: Пер. с англ. — М.: Мир, 1978-
55. Системы управления тиристорными преобразователями частоты /Бизи-ков В. А., Миронов В. Н., Обуков С. Г. и др. — М.: Энергия, 1981.
56. Соучек Б. Микропроцессоры и микро-ЭВМ: Пер. с англ. — М.: Советское радио, 1979.
57. Справочник по интегральным микросхемам / Под ред. Б. В. Тара-барина. — М.: Энергия, 1980.
4Я7
58. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам / Под ред. Н. Й. Горюнова. — М.: Энергия, 1976.
59. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Ч и ж е н-к о. — Киев: Техника, 1978.
60. Стабилизированные автономные инверторы с синусоидальным выходным напряжением / Ковалев Ф. И., Мосткова Г. П., Чванов В. А., и др. —М.: Энергия, 1972.
61. С т е п а н е н к о И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. — М.: Энергия, 1977.
62. Тиристорные преобразователи высокой частоты / Беркович Е. И., И в е н с к и й Г. В., Иоффе Ю. С. и др. — Л.: Энергия, 1973.
63. Тиристорный следящий электропривод / Лебедев А. М., Найдис В. А., Орлова Р. Т. и др. — М.: Энергия, 1972.
64. Тиристорный электропривод постоянного тока/ Солодухо Я. Ю., Белявский Р. Э., Плеханов С. Н. и др. — М.: Энергия, 1971.
65. Т о л с т о в Ю. Г. Автономные инверторы тока. — М.: Энергия, 1978.
66. Т ы ч и н о К- К- Пересчетные декады. — М.: Энергия, 1976.
67. Угрюмое Е. П. Элементы и узлы ЭЦВМ. — М.: Высшая школа, 1976.
68. Ф е д о т о в Я. А. Основы физики полупроводниковых приборов. — М.: Советское радио, 1970.
69. Хильбурн Д., Я ж у л и ч М. Микро-ЭВМ и микропроцессоры: Пер. с англ. — М.: Мир, 1979.
70. Чебовский О. Г., Моисеев Л. Г., Сахаров Ю. В. Силовые полупроводниковые приборы (справочник). — М.: Энергия, 1975.
71. Ш а л и м о в а К. В. Физика полупроводников. — М.: Энергия, 1976.
72. Ш в е ц к и й Б. И. Электронные измерительные приборы с цифровым отсчетом. — Киев: Техника, 1970.
73. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. —М.: Советское' радио, 1979.
74. Ш и п и л л о В. П., Булатов О. Г. Расчет полупроводниковых систем управления вентильными преобразователями. — М.: Энергия, 1966.
75. Ш и п и л л о В. П. Автоматизированный вентильный электропривод. — М.: Энергия, 1969.
76. Я б л о н с к и й Ф. М. Газоразрядные приборы для отображения информации. —М.: Энергия, 1979.
Предметный указатель
Автономный инвертор 438.
-----напряжения 438.
-----резонансный 438.
-----тока 438, 457.
Акцепторная примесь 14.
Алгебра логики 207.
Алгоритм переключения тиристоров 439.
Амплитудная характеристика усилителя 119.
Амплитудно-частотная характеристика усилителя 88, 113.
Асинхронная система управления 380, 391.
Асинхронный триггер 231.
База полупроводникового прибора 26, 43, 46.
Барьер потенциальный в электронно-дырочном переходе 23.
Барьерная емкость электронно-дырочного перехода 32, 57.
Байт 259.
Беспримесный полупроводник 10.
Биполярный транзистор 42.
Бит 258.
Блокинг-генератор двухтактный 208.
-----однотактный 199.
Вакуумно-люминесцентный индикатор 264.
Валентная энергетическая зона 8.
Варикап 32.
Вентиль полупроводниковый 316.
Ведомый инвертор 315, 353, 362.
Внешняя характеристика выпрямителей 303. -----малой мощности 303.
-----средней и большой мощности 329, 330, 340, 344.
Внешняя характеристика ведомого инвертора 360, 364. -----инвертора тока 462, 469.
----- резонансного инвертора 480.
Вольт-амперная характеристика диода 20, 24, 27, 30. — — тиристора 75.
Время выключения тиристора 80, 412.
— предоставляемое для выключения 358, 412.
Время жизни неравновесных носителей заряда 17.
Вход усилителя дифференциальный 143. -----инвертирующий 150.
-----неинвертирующий 150.
Входная вольт-амперная характеристика биполярного транзистора 49, 53, 55.
Входная характеристика ведомого инвертора 360.
Входные токи смещения усилителя 144.
Выпрямитель 287.
— однофазный 287, 317.
— трехфазный 331.
— управляемый 318, 324, 340.
Выпрямительный диод 33, 34, 35.
Выход усилителя дифференциальный 145.
Выходная вольт-амперная характеристика биполярного транзистора 49, 53, 72.
-------полевого транзистора 67, 70.
Газоразрядный индикатор 270.
Генератор линейно изменяющегося напряжения 160, 194.
— опорного напряжения 380, 382. — синусоидальных колебаний 168. Генерация носителей заряда 11, 30. Гибридная интегральная микросхема 85.
Граничная частота усиления биполярного транзистора 58, 59, 61.
Двоичный счетчик 241.
Двойной Т-образиый мост 166. Двухоперационный тиристор 73. Двухтактный регистр сдвига 250. Двухтактный импульсный преобразователь 434.
Двухтактный усилительный каскад 125, 129.
Десятичный счетчик 246.
Дешифратор 254.
Диаграмма энергетическая 7, 8, 9, 13, 14.
Дизъюнкция 208.
Динамический диапазон усилителя 120.
Динамическая нагрузка усилительного каскада 148.
Диод выпрямительный 33, 34, 35. — импульсный 40. — лавинный 37.
— полупроводниковый 20.
— силовой 35.
Диод обратного тока 440.
Дифференциальный усилительный каскад 142.
— вход усилителя 143.
489
— выход усилителя 145.
Дифференцирующая цепь 190.
Диффузионная длина 20.
Диффузии коэффициент 19.
Диффузионная емкость электроннодырочного перехода 32, 57.
Диффузионный ток 23.
Диффузионное движение носителей заряда 19, 46.
Диффузия носителей заряда 19, 23, 46.
Диффузионный транзистор 61. Добротность усилителя 163, 165. Донорная примесь 12.
Дрейф носителей заряда 17, 18, 23, 62.
Дрейф усилителей постоянного тока 138.
Дрейфовый ток 23.
Дрейфовый транзистор 62.
Дырочный полупроводник 14.
Емкость барьерная (зарядная) электронно-дырочного перехода 32, 57.
Емкость диффузионная электронно-дырочного перехода 32, 57.
Естественная коммутация 410.
Жидкокристаллический индикатор 281.
Запрещенная энергетическая зона 8.
Зарядная емкость электронно-дырочного перехода 32, 57.
Затвор полевого транзистора 65.
Зона энергетическая 8. — — валентная 8. -----проводимости 8. -----разрешенная 8. -----свободная 8.
Знаковый индикатор 272.
Знакосинтезирующий индикатор 273.
Импульсный диод 40. — усилитель 89, 160.' Импульсный преобразователь постоянного напряжения 405. ----------двухтактный 434.
Инвертирование тока 353.
Инвертирования срыв 355.
Инвертирующий вход усилителя 150.
Инвертирующий усилитель 156. Инвертор, ведомый сетью 315, 353, 362.
— автономный 438.
— напряжения 438, 440.
— резонансный 439, 475.
— тока 438, 457.
Индикатор 263. — знаковый 272. — знакосинтезирующий 273.
Индикатор вакуумно-люминесцентный 264.
— - газоразрядный 270.
— жидкокристаллический 281.
— полупроводниковый 277.
Индуктивно-тиристорный компенсатор 472.
Инжекции коэффициент 45.
Инжекция носителей заряда 24, 45. Интегральная микросхема 83. -----аналоговая 86. -----биполярная 83. ----- гибридная 55. -----совмещенная 86. -----цифровая 86.
Интегратор 159.
Ионизация атомов примеси 13, 14. Искажения в усилителе линейные 119. -------нелинейные 120.
Исток полевого транзистора 65.
Канал в полевом транзисторе 65, 66.
Карта Карно 213.
Каскад усилительный 89.
Ключевой режим работы транзистора 178.
Коллектор транзистора 43.
Коллекторный переход полупроводникового прибора 43, 45, 47, 76. Комбинационная схема 454.
Коммутационная характеристика 414.
Коммутационный узел 410.
Коммутация тока в выпрямителях 326, 337.
Коммутация естественная 410.
— параллельная 413.
— последовательная 413.
— принудительная 410, 453.
Компаратор 184.
Компенсатор индуктивио-тиристор-ный 472.
Компенсационный стабилизатор напряжения 306, 308.
Компенсация реактивности нагрузки в резонансных инверторах 481. Комплементарная структура 229, 266.
Конверсионный транзистор 63.
Контактная разность потенциалов 23.
Концентрация носителей заряда 11, 15, 44, 46.
Конъюнкция 208.
Коэффициент диффузии 19. — инжекции 45.
490
— насыщения транзистора 181.
— передачи тока в транзисторе 47, 54.
— переноса носителей заряда 47. Коэффициент нелинейных искажений 120.
— ослабления синфазного сигнала 148.
— синфазной передачи 148.
— частотных искажений 115.
Коэффициент искажения 350.
— сдвига 350.
Коэффициент мощности ведомого инвертора 361, 365.
----выпрямителя 350.
---- преобразователя переменного напряжения 394, 403.
Коэффициент передачи звена обратной связи 132.
Коэффициент пульсации 292, 333, 336.
— сглаживания 295, 296, 297.
— стабилизации 311.
Крутизна стоко-затворной характеристики полевого транзистора 68.
Лавинный диод 37.
Лавинный пробой электронно-дырочного перехода 31.
Линейные искажения в усилителе 119.
Линия нагрузки усилительного каскада по переменному току 94.
----------по постоянному току 93.
Ловушка рекомбинационная 17. 41. Логические функции 210.
Логические элементы на диодах и биполярных транзисторах 217.
----на полевых транзисторах 226. Логический элемент И 218, ----ИЛИ 218.
----НЕ 220, 226.
Матричный экран 278.
МДП-микросхемы 84.
МДП-транзнстор 65, 70.
----с встроенным каналом 70.
---- с индуцированным каналом 72.
Метод основной гармоники 459.
— фазовой плоскости 422.
Микропроцессор 257.
Микросхемы 83.
— аналоговые 86.
— биполярные 83.
— гибридные 85.
— совмещенные 86.
— цифровые 86.
Минимизация функции 212.
Минтерм 212.
Многоканальная система управле-
ния 381.
Модуляции базы эффект 50.
Мощности коэффициент 350, 361, 365, 394, 403.
Мощные (силовые) диоды 35. Мультивибратор — несимметричный 189. — симметричный 187.
Мультиплексный метод управления индикаторами 267.
Напряжение диода обратное 28, 30, 38, 40.
Напряжение смещения электроннодырочного перехода 24, 27.
Насыщения транзистора коэффициент 181.
Начальный (сквозной) ток транзистора 54.
Неинвертирующий вход усилителя 150.
— усилитель 157.
Нематический жидкий кристалл 281. Непосредственный преобразователь частоты 315, 373.
Нелинейных искажений коэффициент 120.
Несимметричный мультивибратор 189.
Носители заряда неосновные в примесном полупроводнике 13, 15. -----основные в примесном полупроводнике 13, 15.
-----собственные в беспримесном полупроводнике 11.
Нулевой диод 323.
Нуль-орган 380, 386.
Область отсечки коллекторного тока транзистора 55.
Обратная ветвь вольт-амперной характеристики диода 27.
Обратная связь в усилителе 131. — отрицательная 133. — положительная 133.
Обратное напряжение диода 28, 30, 38, 40.
Обратный выпрямитель в инверторе тока 467.
Обратный ток диода 28, 30, 37, 40. ----- коллекторного перехода 48.
Ограничительная характеристика ведомого инвертора 361, 364.
Одновибратор 192.
Одноканальная система управления 381.
Однотактный регистр сдвига 249. Операционный усилитель 150, 184.
Опрокидывание инвертора 355.
Основные носители заряда в примесном полупроводнике 13, 15.
Остаточное напряжение транзисто-
49!
pa 178.
Остаточный ток транзистора 178.
Охлаждение диодов 35.
Ошибка синфазная усиления 148.
Падение напряжения в диоде 25.
Параллельная коммутация 413.
Параллельное соединение диодов 39.
Параметрический стабилизатор 306. Передачи тока коэффициент 47, 54. Переноса носителей заряда коэффициент 47.
Переход электронно-дырочный 20.
----несимметричный 21.
----коллекторный 43, 45, 47, 76.
----эмиттерный 43, 45.
Планарный транзистор 64.
Подвижность носителей заряда 18.
Покоя режим 90, 91, 93.
Полевой транзистор 64.
----с встроенным каналом 64, 70. ---- с индуцированным каналом 64, 72.
----с электронно-дырочным переходом 64.
Положительная обратная связь в усилителе 133.
Полоса пропускания усилителя 114, Полупроводник беспримесный 10, — дырочный 14.
— примесный 12.
— электронный 13.
Полупроводниковый диод 20.
— индикатор 277.
— светодиод 277.
— стабилитрон 42.
Порог отпускания триггера 186.
— срабатывания триггера 186.
Последовательная коммутация 413. Последовательное соединение диодов 40.
Потенциальный барьер 23.
Преобразователь частоты непосредственный 315, 373.
— переменного напряжения 315, 392.
— постоянного напряжения 405.
— реверсивный 369.
Приведенный дрейф усилителя 113.
Примесный полупроводник 12.
Примесь акцепторная 14.
— донорная 12.
Принудительная коммутация 410, 453.
Принцип Паули 7.
Пробой электронно-дырочного перехода 30.
— лавинный 31.
-------тепловой 31.
—------туннельный 31.
---- — электрический 30.
Прямая ветвь вольт-амперной характеристики диода 24.
Пульсации коэффициент 292, 333, 336.
Равновесная концентрация носителей заряда 12, 15.
Раздельное управление реверсивным преобразователем 373.
Разность потенциалов контактная в электронно-дырочном переходе 23. Разрешенная энергетическая зона в полупроводнике 8.
Реверсивный преобразователь 369. Реверсивный импульсный преобразователь 435.
Регистр 247.
Регулировочная характеристика ведомого инвертора 359.
----- преобразователя переменного напряжения 393.
-----управляемого выпрямителя 320, 342.
Рекуперативное торможение электрической машины 366.
Режим покоя усилительного каскада 90, 91, 93.
Режим управления реверсивным преобразователем раздельный 373. --------------------согласованный 370. ----------совместный 369.
Резонансный инвертор 439, 475.
Рекомбинация носителей заряда 12. -------прямая 17.
-------С участием ловушки 17, 41.
Светодиод 277.
Свободная энергетическая зона 8.
Свойство управляющее транзистора 48.
Сглаживания коэффициент 295, 296, 297.
Сглаживающий фильтр 288, Сдвига коэффициент 350.
Сетевой фильтр 349.
Симистор 74, 82.
Симметричный мультивибратор 187.
Синфазная ошибка усиления 148.
Синхронная система управления 380.
Система управления 379.
-----асинхронная 380, 391.
-----импульсно-фазовая 379.
----- многоканальная 381.
-----одноканальная 381.
-----синхронная 380.
Собственные носители заряда в полупроводнике 11.
Совместное управление реверсивными преобразователями 370.
Согласованное управление реверсивными преобразователями 370.
492
Составной транзистор 313.
Сплавной электронно-дырочный переход 33.
Способ компенсации реактивности нагрузки 480.
Срыв инвертирования 355.
Стабилизатор напряжения 289. — — компенсационный 306, 308. -----параметрический 306.
Стабилизации коэффициент 311. Стабилитрон 42.
Статический метод управления индикаторами 266.
Степень интеграции 257.
Сток полевого транзитора 65.
Стоко-затворная характеристика полевого транзистора 68, 72, 73.
Ступенчатый способ регулирования переменного напряжения 402. Схема замещения транзистора -----— биполярного 55, 59, -----полевого 69.
Счета коэффициент 239.
Счетчик импульсов 239.
Таблица истиности (соответствия) 211.
Тактируемый триггер 231, 234.
Тепловой пробой диода 31.
Тепловой ток диода 29.
Теорема де Моргана 210.
Термогенерация носителей заряда 11.
Тиристор 73.
— двухоперационный 33, 81, — двухэлектродный 73. — однооперационный 73. — симметричный 74, 82. — трехэлектродный 73. Тлеющий разряд 271. Ток диода -----обратный 28, 30, 37, 40. -----прямой 25, 33, 34, 35, 39. ----- тепловой 29.
Ток диффузионный 23.
— дрейфовый 23.
Таковое зеркало 148.
Ток транзистора — — начальный 54. ----- тепловой 48.
Ток уравнительный 372.
Токи смещения усилителя 144. Торможение рекуперативное электрической машины 366.
Транзистор биполярный 42.
-----диффузионный 61.
-----диффузионно-сплавной 62.
-----дрейфовый 62.
-----конверсионный 63.
-----планарный 64.
-----планарно-эпитаксиальный 64. -----составной 313.
----сплавной 61.
----эпитаксиальный 63.
Транзистор полевой 64.
----с встроенным каналом 64, 70. ---- с индуцированным каналом 64, 72.
----с электронно-дырочным переходом 64.
Треугольник мощности 124.
Туннельный пробой электроннодырочного перехода (диода) 31.
Угол опережения отпирания вентилей 355,
Узел коммутации 411.
---- параллельной 413.
----последовательной 413.
Управление реверсивным преобразователем согласованное 370.
-------совместное 370.
-------раздельное 373.
Управляемый выпрямитель 318, 324, 340.
Управляющее свойство транзистора 48.
Уравнительный ток в реверсивных преобразователях 372.
Усилитель 87.
— дифференциальный 142.
— высокой частоты 88.
— звуковых частот 88.
— импульсный 89, 160.
— инвертирующий 156.
— многокаскадный 112.
— мощности 125, 129.
— неинвертирующий 157.
— операционный 150, 184.
— постоянного тока 88. 137,
— узкополосный 88, 163.
— широкополосный 88, 160.
Усилитель с линейным режимом работы 88.
— с нелинейным режимом работы 89.
Усилитель с обратной связью 131.
Усилительный каскад 89.
Усилитель-формирователь 380, 386.
Условие баланса амплитуд 169. ----фаз 169.
Фазовой плоскости метод 422.
Фазовый способ управления выпрямителями 318.
-------преобразователями переменного напряжения 392.
Фазоинверсный каскад 103.
Фазосдвигающее устройство 380.
Фазоступенчатый способ регулирования переменного напряжения 402. Фазочастотиая характеристика усилителя ИЗ.
Фильтр сглаживающий 288.
493
Фильтр сетевой 349.
Фототиристор 74, 81.
Функции минимизация 212.
Функция логическая 210.
Характеристика усилителя амплитудная 119.
-----амплитудно-частотная 88, 113.
-----фазочастотная 113.
Характеристика ведомого инвертора входная 360.
— — — ограничительная 361, 364. Характеристика выпрямителя внешняя 303, 329.
Характеристика коммутационная
414.
Холестерический жидкий кристалл 281.
Цепь дифференцирующая 190.
Цепь сброса 432, 455.
Частота граничная биполярного транзистора 58, 59, 61.
Частотно-импульсный метод регулирования импульсных преобразователей 406.
Частотных искажений коэффициент 115.
Чувствительность усилителя 119.
Ширина запрещенной энергетической зоны 8, 10.
Широкополосный усилитель 88, 160. Широтно-импульсный метод регулирования автономных инверторов напряжения 442, 450.
-----— импульсных преобразователей 406.
Экран матричный 278.
Электрический пробой электроннодырочного перехода 30.
Электронно-дырочный переход 20.
-----коллекторный 43, 45, 47, 76. -----несимметричный 21.
-----эмиттерный 43, 45.
Электронный полупроводник 13.
Элементы индикации 263.
—----вакуумно-люминесцентные
264 '
-----газоразрядные 270.
-----жидкокристаллические 281.
-----полупроводниковые 277.
Эмиттер полупроводникового прибора 26, 43.
Эмиттерный электронно-дырочный переход 43, 45.
Энергетическая диаграмма 7, 8, 9, 13, 14.
Эпитаксиальный транзистор 63.
Эффект модуляции базы в транзисторе 50.
Эффект последовательного накопления энергии в узлах коммутации 424, 426, 431.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ............................................................ 3
Введение ............................................................... 5
Глава первая. Полупроводниковые приборы................................ 7
§ 1.1. Электропроводность полупроводников. Беспримесные и примесные полупроводники .... 7
§ 1.2. Полупроводниковые диоды..................................... 20
§ 1.3. Биполярные транзисторы...................................... 42
§1.4. Униполярные (полевые) транзисторы........................... 64
§ 1.5. Тиристоры .................................................. 73
§ 1.6. Компоненты микроэлектроники................................. 83
Г лава вторая. Усилители............................................... 87
§ 2.1. Общие сведения.................................'• - • - 87
§ 2.2. Усилительные каскады на биполярных транзисторах............. 89
§ 2.3. Усилительные каскады на полевых транзисторах .............. 104
§ 2.4. Многокаскадные усилители с конденсаторной связью........... 112
§ 2.5. Каскады усиления мощности.................................. 121
§ 2.6. Усилители с обратной связью.............................. 131
§2.7. Усилители постоянного тока................................. 137
§ 2.8. Операционные усилители............................... .... ItO
§ 2.9. Широкополосные и линейные импульсные усилители .... 160
§ 2.10. Избирательные усилители .................................. 163
§ 2.11. Генераторы синусоидальных колебаний ...................... 168
Глава третья. Импульсная и цифровая техника............................ 176
§ 3.1. Обшие сведения.............................................. 176
§ 3.2. Ключевой режим работы биполярных транзисторов .... 178
§ 3.3. Импульсный режим работы операционных усилителей. Компараторы. Триггер Шмитта............................................. 184
§ 3.4. Мультивибраторы ............................................ 187
§ 3.5. Одновибраторы............................................... 192
§ 3.6. Генераторы линейно изменяющегося напряжения................. 194
§ 3.7. Блокинг-генераторы . . ......................... 199
§ 3.8. Двухтактный блокинг-генератор ..... .............205
§ 3.9. Основы алгебры логики...................................... 207
§ 3.10. Логические элементы на диодах и биполярных транзисторах . . 217
§ 3.11. Логические элементы иа полевых транзисторах ........ 226
§3.12. Триггеры ............................................ . . 231
§ 3.13. Счетчики импульсов............................... .......239
§ 3.14. Регистры . . 247
§3.15. Комбинационные схемы. Дешифраторы ..........................254
§ 3.16. Большие интегральные схемы..................................256
§3.17. Микропроцессоры . . ............................... 257
Глава четвертая. Индикаторные приборы и их применение...................263
§ 4.1. Общие сведения.............................................. 263
§ 4.2. Вакуумно-люминесцентные индикаторы......................... 264
§ 4.3. Газоразрядные элементы индикации.............................270
§ 4.4. Полупроводниковые элег/энты индикации . . .............277
§4.5. Жидкокристаллические элементы индикации......................281
Глава пятая. Маломощные выпрямители однофазного тока.................. 287
§ 5.1. Общие сведения ............................................ 287
§ 5.2. Схема однофазного двухполупериодного выпрямителя с нулевым выводом....................................................... . 290
§ 5.3. Схема однофазного мостового выпрямителя......................300
495
§ 5.4. Внешние характеристики маломощного выпрямителя однофазного тока..........................................................303
§5.5. Параметрические стабилизаторы напряжения....................306
§ 5.6. Компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения . . . 308
Глава шестая. Ведомые сетью преобразователи средней и большой мощности 315
§ 6.1. Общие сведения..............................................315
§ 6.2. Управляемые выпрямители однофазного тока....................317
§ 6.3. Коммутация тока, внешние характеристики однофазных выпрямителей средней и большой мощности ................................326
§ 6.4. Неуправляемые выпрямители трехфазного тока..................331
§6.5. Мостовой управляемый выпрямитель трехфазного тока . . . 340
§ 6.6. Высшие гармонические в кривой выпрямленного напряжения и первичного тока выпрямителей.......................................345
§ 6.7. Коэффициент мощности и к. п. д. выпрямителей................350
§ 6.8. Инверторы, ведомые сетью....................................353
§ 6.9. Тиристорные преобразователи для электропривода постоянного тока ............................................................. 365
§6.10. Непосредственные преобразователи частоты................... 373
§ 6.11. Принципы построения и основные узлы систем управления тиристорными преобразователями, ведомыми сетью.......................379
§ 6.12. Преобразователи переменного напряжения.....................392
Глава седьмая. Импульсные преобразователи постоянного напряжения. . . . 405
§ 7.1. Принципы построения импульсных преобразователей постоянного напряжения.........................................................405
§7.2. Узлы принудительной конденсаторной коммутации тиристоров . . 410
§ 7.3. ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно силовому тиристору ............................................................420
§ 7.4. ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим контуром, подключаемым на этапе коммутации параллельно нагрузке . . . .425
§ 7.5. ИППН с параллельной коммутацией и коммутирующим дросселем в пепи обратного диода............................................427
§ 7.6. ИППН с последовательной коммутацией.......................430
§ 7.7. Двухтактные ИППН...........................................434
§ 7.8. Реверсивные ИППН............................................435
Глава восьмая. Автономные инверторы....................................438
§ 8.1. Автономные инверторы и их классификация.................... 438
§ 8.2. Способы формирования и регулирования выходного напряжения однофазных АИН.................................................... 440
§ 8.3. Способы формирования и регулирования выходного напряжения трехфазных АИН......................... ......................... 447
§ 8.4. Учет коммутационных процессов в АИН..................... 452
§ 8.5. Автономный параллельный инвертор тока...................... 457
§ 8.6. АИТ с обратным выпрямителем................................ 467
§ 8.7. АИТ с индуктивно-тиристорным компенсатором................. 472
§ 8.8. Последовательный резонансный инвертор без обратных диодов 475
§ 8.9. АИР с обратными диодами....................................482
§ 8.10. АИР с удвоением частоты....................................484
Список литературы......................................................486
Предметный указатель................................................. 489