Радиопредавателна техника и радиорелейни линии - Тихчев Х.Г.

Автор: Тихчев Х.Г.

Теги: радиотехника предаватели

Год: 1989

Похожие

УКВ техника за радиолюбители

Телефонна техника

Радио предавателна техника

Импулсна техника

Текст

ХТИХЧЕВ
РАДИО ПРЕДАВАТЕЛНА
ТЕХНИКА
И РАДИОРЕАЕЙНИ
ЛИНИИ
УЧЕБНИК ЗА
ТЕХНИКУМИТЕ
ПО ЕЛЕКТРОТЕХНИКА
И ПО ОБОБЩЕН ИЯТА
ТЕХНИКА
< ЛЙЧНА X
библиотека)
С, V J «I -jj/
Проф. к.т.н. инж. ХРИСТО Г. ТИХЧЕВ
РАЛИОПРЕДАВАТЕЛНА
ТЕХНИКА
И РАДИОРЕЛЕЙНИ
ЛИНИИ
УЧЕБНИК ЗАТЕХНИКУМИТЕ ПС ЕЛЕКТРОТЕХНИКА
И ПО СЪОБЩЕНИЯТА. СПЕЦИАЛНОСТИ РАДИОТЕХНИКА
И ТЕЛЕВИЗИЯ И ЕКСПДОАТАЦИЯ НА РАДИОЕЛЕКТРОННИ УСТРОЙСТВА
Трет о стереотипно издани^
®,?жа8'*с мздАтелстео „ техника"
СО*ИЯ. 1ЯВ7
УДК 621.396.61 (075.8) : 621.396.48 (075.8)
Кжгата „Радаепредавателна техника и радиорелейни линии" е учебник по
едноименката дисциплина, изучавана в технику мяте по елмстротехника и по съ-
общеннята. Съдържа десет главк, осем от конто са посветени на радиопредава-
телиата техника, а две —на радиорелейните линии. Пояснены са подробно фи-
зичните процеси, режимите на работа и схемотехниката па различимте видове
сгьпала, с конто се изграждат радиопредавателите с различно предназначение,
включнтелио и тези. използувани в радиорелейните линии. Разглеяани са съшо
характеристиките на радиорелейните линии, начините на уплътняване на радио-
каналите в тях и особеностите на антенно-филерните трактове.
Второто издание на учебника е одобрено от МНП пэ предложение на ко-
ыисия в състав.
председател— проф. к.т.н. инж. Георги Д. Ненов
рецензент — ст. н. с. I! ст. инж. Петър Т. Петров
научен редактор — инж. Искра Неделчева
членове: инж. Радка Берова — зав. редакция
инж. Г.ило Полов — представите.'! на МНП
® Христа Геиов Тихчев, 1984'
с/о Jusxulor, Soli»
ПРЕДГОВОР
Учебникът е написан в съответствие с програглата на курса
„Радиопредавателна техника и радиорелейни линии", конто се изуче-
на в техникумите по електротехника и по съобщенията— специ-
алности радиотехника и телевизия и експлоатация на радиоелек-
тронии устройства.
В първата част—„Радиопредавателна техника", са разгледани
подробно всички видове стъпала, с помощта на конто се изграж-
дат съвременните радиопредаватели с различно предназначение,
включително и тези на радиорелейните линии. Това са различии-
те видове генератори иа хармонични колебания1, високочестотни-
те мощни усилватели, амплитудните, честотните и фазовите мо-
дулатори, умножителите на честота и др. Значително внимание е
отделено на физическите пронеси, протичащи в тези стъпала,
както и на техиите заместващй електричсски схеми Изложение-
то на материала се съпровожда- и от най-важните формул», конто
спомагат за по-пълното изясняване на количествените «.отноше-
ния между отделяйте физически величин» и са необходими при
проектиране.
Във нтората част—„Радиорелейни линии", са разгледани ус-
тройството и действието на съвременните радиорелейни линии.
Особено внимание е отделено на различните начини за уплътня-
ване на радноканалите.
За второго издание учебникът е частично преработен. Всички
символи в текста, формулите и фнгурите са приведен» в съот-
ветствие с препоръките на МЕК.
Всички эабележки и препоръки, конто биха допринесли за по-
добряване иа учебника, ще бъдат приети с удоволствие и благо-
дарное г.
>) Термииът колебание е синоним на трегггение (бел. ред.).
3

ЧАСТ 1
РАДИОПРЕДАВАТЕЛНА ТЕХНИКА
ГЛАВА I
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ
УСТРОЙСТВА
1.1. ОСНОВНИ ПРОЦЕСИ В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТОРОЙСТВА
И СТРУКТУРНИ СХЕМИ
а. Радиопредавателна станция
Радиопредавателната станция е част от бистемата за радиосвръзка, пред-
назначено да предана информация иа расстояние с помошта на радиовълнн.
Радиопредавателната станция се състои от следиите основни час и:
— радиопредавателна устройство (РПДУ) или накратко радиопреда вател\
— предавателня антена",
— електрозахранващо устройств’,
— система за управление, блокировка и сигнализация или накратко си-
стема УБС.
В маломощните радиопредавателни станции УБС може да липсва.
В повечето случаи маломощните портат ibhh (носими и возпми) радиопреда-
вателни станции се обедиияват в общ корпус с радиолриемно устройство и обра-
зуват приемно-предавателна радиостанция. Тя се състон от радиолриемно ус-
тройство (радиоприемник), раднопредав телно устройство (раднопредавател), обща
приемно-лредавателна антена и общо утектр эахранващо устройство.
Първата част на настоящий учебник— „Радиопредавателна техника", е"по-
'.ветена иа радиопредавателните устройства, конто са основни съставнн части
иа радиопредавателните станции. Във втората част—„Раднорелейни лиини", кон-
то е по-малка по обем от първата са даденн основни сведения за устройството
на радиорелейинте линии с уплътняваие на радиоканала по честота и по време.
Разлнчните видове антенн и фидерните устройства към тях се изучават в
курса „Основн на радиоелектроника а”.
б. Основни процеси в радиопредавателните устройства
Във всеки раднопредавател се осъщест яват три осиовии процеса:
— произвеждане (генериране) на високочестотио носещо колебание (трепте-
ние);
— управление (модулация) на восещото колебание в съответствие с преда-
вавия информационен сигнал;
— усилване на мощността на модулираните колебания до такава стойност,
че на изхода на радиопредавателя да се получи изискваната от него мсщност.
Високочестотното носещо колебание се генерира (произвежда) от устройство
наречено генератор. В литература а се срещат още номенованията автогене-
5
ратор и задаващ генератор, тъй като.чрез него се задава (определи) иосеша-
та честота на раднопредавателя. Освен това се използува н наименованием вьз-
будител, тъй като той възбужда следващнте усилвателни ступала. Възбудителят
на един радиопредавател може ла представлява едностъпално устройство, т. е.
прост генератор. В много от сьвремеините радиопредаватели обаче възбудителят
е сложно многостъпалпо устройство, което съдържа един или няколко високо-
стабилнн по честота генератори н още много други стъпала. Пример за такъв
възбудител, който произвежда тъста мрежа от дискретни високостабилни по че-
стота носещн колебания, е цифровият синтезатор на честота.
Усилването на немодулираните й модулираиите носещн колебания в радио-
предавателя се нзвършва от високочестотни усилватели на мощност. Те могат
да бъдат теснолентови и широколенгови. Броят на усилвателните стъпала в един
радиопредавател може да бъде различен. Това завнси предн всичко от мощност-
та, която трябва ла се получи на изхода на дадения радиопредавател. Във всич-
ки случаи обаче независимо от мошността на раднопредавателя задаващият му
генератор се прави с малка мощност (от порядъка иа 10 pW до 10 mW) с цел
да се осигури висока стабилност на честотата на носещото колебание иа радио-
предавателя. От друга страна, нзходната мошност на раднопредавателя (в зави-
симост от неговото предназначение) може да бъде от няколко десетици милива-
та до няколко мегавата. Оттук следва, че колкото по-мошеи е един радиопреда-
вател, толкова по-голям е броят на неговите усйлвателни стъпала. В частност
микромощните радиопредаватели могат да се състоят само от едно стъпало, т. е.
да не съдържат усилвателни стъпала, докато мотните и свръхмощните радио-
прелавателп съдържат 54-10 и повече усилвателни стъпала.
Първото усилвателио стъпало. което се намира непосредствено след зада-
ващня генератор, се нарича отделително (буферно) стъпало. То отдели (защи-
тява) задаващия генератор от влиянието на следващнте усилвателни стъпала.
По-точво то намалява дестабилизиращото влияние на тези стъпала върху често-
тата на задаващия генератор. Последнего усилвателио стъпало на радиопредава-
вателя се нарича изхобно или крайне усилвателио стъпало. Останалнте усил-
вателни стъпала, конто се иамират между крайнего стъпало и задаващия гене-
ратор, се наричат междинни усилвателни стъпала. В иякои от радиопредавате-
лите първпте междинни усилвателни стъпала освен за усилване се изполэуват още
и за умножавзне иа честотата. В този случай те се наричат умножители на често-
та. Умножаването па честотата в межлинните стъпала на раднопредавателя
позволява да се понижн честотата на носещото колебание, което се произвежда
от задаващия генератор, за да се постигне по-висока стабилност.
Модулацията, (управлението) на носещото колебание се нзвършва пропор-
ционално на моменУната стойност на прелавания информационен сигнал. Стъпа-
лото, в което се извършва процесът модулация, се нарнча модулационно стъ-
пало иа раднопредавателя.
Хармоничното иосещо колебание сс опнева със синусна илн косинусиа функ-
ция. То има три парамегьра — амплитуда, честота и фаза. Поради това при не-
го са възможии трн вида модулации: амплитудча (AM), която може ла бъде
двулентова и едноленгова. честотна (ЧМ) и фазова (ФМ).
Частпи случаи на тези три вида модулации са раднотелеграфните маиипу-
лаини: амплнтудна, честотна и фазова.
Амплитудиата радиотелеграфна манипулация може да бъде тонова и безто-
нова. Първата се използува при тоналното телеграфираие, а втората — при обик-
иовеното телеграфираие.
Честотната радиотелеграфна манипулация може да бъде обнкновена и дву-
канална. Първата се използува при чесютното телеграфираие (ЧТ), а втората —
при двуканалното честотно телеграфираие (ДЧВ).
Фазовата радиотелеграфна манипулация може да бъде също обикиовеиа и
двуканзлна — съответно при фазово телеграфираие (ФТ) и двуканално фазово
телеграфираие (ДФТ).
Освеи хармонично колебание в качеството на иосещо колебание може
да се използува последователност от импулси. Основните параметрн иа такава
6
последователност от ямпулси са амплитуда иа импулсите, честота иа повторение
на импулсите, фаза на импулсите и продължителност (широчина) на импулсите.
Тона определи и следиите нъзможии видове импулснн модулации: амплитудно-
импулсна (АИМ); чРстотно-импулсна (ЧИМ); фазово-импулсна (ФИМ); ши-
рочинно-импулсна (ШИМ).
Поради по-голямата си шумоустойчивост напоследък намират все по-голямо
приложение и оше дЬа сида, импулснн модулации: кодово-импулсна модулация
(КИМ) и делта модулация, наричана оше диференциална кодово-импулсна мо-
дулация (ДКИМ).
В последимте годиин усилено се разработват нови още по-шумоустойчнви
видове модулациии. при конто в качеството иа иосещо колебание се използува
широко лентов -шумоподобен сигнал. Необходимо е да се лтбележн, че при
преминаване от .по-прост към. по; сложен вид иосещо колебание се усложиява
цялата система за радносвръэка и в частност структурата на радиопредавателно-
те устройство, което е част от нея.
В някои случаи за подобряване на належдността и качеството иа радио-
свръзката се използуват комбинираии видове модулации, като например АИМ-ЧМ,
КИМ-ФМ и др.
В реэултат иа модуланията в изхода на раднопредавателя се подуцава мо-
лулнран високочестотен сит нал с определена мошност. Той постъпва в радно-
нредавателната.антепа, която преобразува енергнята му в енергня иа модулнра-
ни рдяновълни, нзлъчвани в пространство™.
в. Структурни схеми на радиопредавателните устройства
Структурните (блоковите) схеми дават иай-обща представа за съставннте
части на дадено устройство и взанмната връзка между тих. С помощта на тези
схеми можем по-лесно да си изясннм кои са основните процеси в това устрой-
ство и в каквз последователност се извършват.
Най-простата структурна схема на един радиопредавател на амплитудно
модулирани колебания е показана на фиг. 1.1. Високочестотният тракт на радио-
предзвателя се състои от два блока — задавйщ генератор (ЗГ) и усилвател иа
мощност (УМ). В задаващия генератор се създава ргенерира) високочестотното
иосещо колебание. В усилвателя на
ыощност това колебание се усилва*
и освен това се подлага навъздей-
ствието на модулиращия информа-
ционен сигнал (с буквата М е оз-
начен модулаторът). В резултат на
това въэдействие се получава 'ам-
плитудно модулирано колебание.
То постъпва в раднопредавателна-
та автеиа, която излъчва в прос-
транство™ амплнтудно модулирани
радиовълни.
По-подробна структурна схема
на едни радиопредавател на амплн-
тудио модулирани колебания е по-
:шзаиа ва фиг. 1.2. Високочестот-
ннят тракт тук е представеи при-
мерно със седем блока. Първиит блок е задаващият генератор, който в
конкретния случай е показан като кварпово стабилизираи генератор (л/).
Генерираното иосещо колебание с честота /0 въэбужда отделителното (буферно-
го) усилвателио стъпало (ОУС). Следващнте два олока са умножители на често-
та. В показания пример първият от тях умножава честота-га иа носещото коле-
бание три пъти, а вторият — два пъти. В резултат иа това в изхода иа в
7
умиокител на честота носещото колебание е с честота, шест пъти по-високэ
от честотага на задаващия генератор След умножителите на честота следва
блокът на междинните усилвателни стъпала (МУС). Той може да съдържа едно»
или повече усилвателни стъпала. Последните два блока от структуриата схема
представляват предпоследио (предкрайно) усилвателно стъпало (ПКУС) и послед-
Цзпючник в
на информа-Ь-' 7
ция
Фиг. 1.2
U-зг
ио или крайне уенлвателно стъпало (КУС). В случая тези два блока са елно_
временно и модулнруеми стъпала, тъй като в ткх носещото колебание е подло-
жено на въздействнето иа модулиращия сигнал, постъпващ от модулаторния
блок А1. Символично нзточникът на информационен електрически сигнал е пред-
ставеи като микрофон, а честотата на този сигнал е означена с К. В най-общ
случай на мястото на микрофона можем да си представим други източнипн на
информационен електрнческн сигнал.
На фиг. 1.3 е показана опростена структурна схема на раднопредавател
на честотно модулиранн колебания. И тук високочестотният тракт е представен
само с два блока — блок иа задаващия генератор и блок на усилвателите иа
мощност. Модулйруемо стъпало в тозн случай обаче е блокът на задаващия
генератор, тъй като в него се извършва честотната модулация. Модулаторът
е показан като блок Af. По-подробна структурна схема на такъв радиопре-
давател е показана на фиг. 1.4. Задавящият генератор (Г) е показан като
U.
•ГС-генератор на хармоничии коле-
,банг)я. Следват два блока усилвате- •
• ли, първнят от конто изпълнява
функцията на отделцтелен усилвател
(ОУ). Остаиалите четири блока из-
лълияват аиологичнн функции как-
то в схемата от фиг. 1.2, с тази
разлика, че модулируемо стъпало-
.тук е първото стъпало на високо-
честотния тракт на предавателя —
ЛС-генератора. Друга приннмпна
разлика е и тазн, че всички уснл-
ватели във високочестотння тракт
(от отделителиия усилвател до край-
него стъпало включително) изпълня-
ват ролята на усилватели на честот-
номодулирани колебания, докато в
усилвател, двата умножителя на често-
та и междинните усилватели са усилватели само на носешото колебание.
Модуляторного стъпало в случая е означено като блок честотен модулатор (ЧМ).
На фиг. 1.4. с пунктир е показано необходимого изменение в структуриата
схема за поЛучаване на раднопредавател с фазов модулатор. Както се вижда от
фигурата, разликата между двата предавателя (с .честотен модулатор и с фазовь
зг
“я
• УМ
J
м
t
с
Фиг. 1.3
предавателя от фиг. Г.2 отделителинят
8
модулатор) се състои в следното. В предавателя с честотен модулатор модулация-
та се осъществява в генератора на носещо колебание. Честотният модулатор въз-
деАструва пряно върху честотата на генерираното носещо колебание. В предава-
теля с фазов модулатор молулапията се осъществява в едно от първите усилва-
телни стъпала, следващи след отделителния усилвател. фазовият модулатор въз-
Фиг. 1Л
действува върху моментната стойиост иа фазата на носещото колебание, прк
коего се получава фазово модулирано колебание. На практика обаче фазовите
модулаторн се използуват не за получаване на фазово модулиранн колебания, а
като устройства, с конто по косвен начин се Получават честотно молулнрани
колебания. За тази пел, предн да постъпятла входа иа фазовия модулатор, мо-
дулиращите електрическн снгизли преминават през интегриращ четмриполюсник
(Е1Ч). Таяв предварителио преобразуваии, те предизвикват в изхода на фазово
модулируемото стъпало честотно модулиранн колебания.
На фнг. 1.5 е показана опрсстена структурна схема на радиолокациоиен
предавател. Тя се състои от два блока—блок на мощен УКВ генератор н блок
на модулатор (М). Модулаторът изработва периодически повтарящи се видео-
импулси на иапрежение с правоъгълна форма. За мошния УКВ генератор тези
импулсн служат като захраиващо напрежеиие. УКВ генераторът е магнетронен
и генерира високочестотии радиоимпулсн само в интервал от време, когато към.
него постъпват правоъгълните видеоимпулсн от модулаторния блок. Радион.чпулси-
те от изхода на магнетрониия генератор постъпват в радиопредавателната антена.
Продължителността на излъчваните радиоимпулсн е от порядъка на части от
микросекундата, а периодът на тяхното повтореине — от порядъка на милнсе-
куиди.
Опростената структурна
схема на раднопредавател на
радиорелейна линия с честотна
модулация е подобна на тазн,
която е показана на фиг. 1.3.
Структуриата схема на ра-
диорелеен предавател с нмпулс-
на модулация е показана на фиг.
1.6. Както се вижда от тази оп-
ростена схема, предавателят
съдържа във високочестогння си
тракт само задаващ генератор
(/'). В него се извършва ампли-
тудна манипулация (т. е. отпушване и запушване), управлявана от пореди-
ца правоъгълни импулсн, предварителио модулиранн от информационния
сигнал по един от видовете импулсна модулация — най-често това е фазово-
импулсна модулация. По този начин високочестотните модулиранн колебания в
този вид радиопредаватели се получават като продукт на един от комбииираннте-
видиве модулации. В случая комбинир^ната модулация е от вида ФИМ-АМ.
мощен укв
ГЕНЕРАТОР
Фиг. 1.5
9
1.2. КЛАСИФИКАЦИЯ И ОСНОВНИ ПОКАЗАТЕЛИ
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
а. Класификация на радиопредавателните устройства
Радиопредавателните устройства се класифнцират въз основа на различии
признаки.
Например въз основа на предназначение™ си те могат да бъдат разделени
на радиоразпръсквателни, радиосВьрзсчнл, телевизионни, радиолокационнч,
рюдионавигационни, радиотелеме.тричнн, .предаватели за радиотелеуправле-
ние и др. ' ".
В зависимост от мястото на работата си радиопредавателите се делят на
.неподвижна (стационарна) и подвижни. Подвижннте от своя страна се делят
на корабни, самолетни, автомобилни, носими и др.
В зависимост от работната дължина на вълната радиопредавателите биват
хвръхдълговълнови, дълговълнови, средновълнози, късовълнови, ултракъсовълно*
ви и радиопредавателн от оптическая обхват (лазерни радиопредаватели).
УКВ-радиопредавателите от своя страна се делят на метрови, дециметрови,
сантиметрови и милиметрови. 1
В зависнмост от нзходната си мощност радиопредавателите се разделят на
микромощни (с мощност до 0,1 W), маломощна (над 0,1 W до 10 W). сред-
номощни (над 10 W до 1 kW), мощни (над 1 kW до 100 kW) и свръхмощни
(над 100 kW).
По вида на предаваннте ииформационци сигнали радиопредавателите се раз-
делят на:
— телеграфии, за предаване на бавнн (със скэрост до 20—31 думи в мину
та) и бързи (със. скорост стотици думи в минута) телеграфии сигнали;
— фототелеграфии, предназначенн за предаване на неподвижна изображе-
ния (черно-бели или цветни);
— телефонии, предиазначепи за предаване на разбираема реч (те се из-
лолзуват предимно за служебни цели},
— телефонии, предназначенн за предавшие иа художествена реч и музика
(тук спадат радиоразпръсквателните радиопредавателн);
, —видеопредаватели (твлевизионни предаватели), предиазиачени за преда-
»аве на подвижни изображения (черно-бели или цветни);
— сондиращи импулсни предаватели, предназначенн за предаване на сон-
лиращн импулсн (тук спадат радйолокационните предаватели, радиосондирагците
«етеорологичви предаватели и др.);
— свързочни импулсни предаватели, предназначенн .за предаване на те-
лефонии, телеграфии, командна, телеметрични и други сигнали с помощта
Ш импулсни видове модулации.
6. Основии показатели на радиопредавателните устройства
Всекн радиопредавател се хЙрактеризира с определеяи технически показате*
ли, конто съответствуват иа изискванията, предявявани към него в зависимост
от предназначение™ му. Всички технически показатели могат да бъдат разделе.
10
ни на няколко основни групи: електрически. конструктивы, експлоатацион-
ни н др.
Електрически показатели. Към тих спадат: мощност на радиопредавателн,
работен честотен обхват, нестабилност на честотата на носещото коле-
бание, общ (промишлен) коефициент на полезно действие, коефициент на
фплтрация на висшите хармониц.ч, дълбочина на амплигудната модулация (при
AM) или максимална девиация на честотата (пдн Ч.М), допустими нелинейна
амплитудно- честотни и фазово-чегтотни изкрцвявания и др.
1. Мощност на радиопредавателя. Под мощност на радиопредавателн е
ттрието да се разбира изходната колебателна мошиост в носещ режим," т. е. при
лнпса на модулиращ електрически сигнал. В никои случаи изходндта мощност
се определи не в носещ режим, а по специален начин. Например при телеви-
знонните предаватели на образ щндеопредаватслите) като нзходна мощност се
определи макснмалната (върховата) нзходна мощност, конто съответствува на
нивою на сиихроимпулсите в модулиращия пилен в щеосигпал. При' раднолока-
циоиниге предаватели под изходна мощност се разбира макснмалната мощност
на радиоимпулсите.
Мощността на радиопредавателн е един от основните му показатели. Тя
•определи максималисте покривано разстояиие и надеждността на радносвръзката.
Така дефинираната изходнз мощност на радиопредавателите се измерва вьрху
изкуствен антенен еквивалент (изкуствена антена). Сьпротпвлен пето на изкуст-
вената антена трябва ла бъде чисто активно и равно на вълновото (характернс-
тичното) сьпротивление на фидерната линия, включена между пзхода на преда*
вателя н предавателиага антена. При съвременните предаватели използуваните
фидери най-често имат вълново сьпротивление 50 2.
2. Работен честотен обхват на радиопредЬвате.гя. Той завися от ,иего-
вото предназначение. Радиопредавателят може да бъде предвиден за работа само
на едва или на няколко фикенранн честоти. В други случаи той трябва да може
да работи на производна чесгота в дадеи иепрекъснат честотен обхват. Ако е
много голям, работният честотен обхват се раздели на няколко подобхвата, кон-
то се превключват с орган за избор иа подобхватите. Избнраието на производив
честота от кой да е подобхват се извършва с орган за плавна настройка на
честотата иа предавателя. Широчината на отделиите честотии подобхвати сз
характернзира с техния коефициент на честотно покритне:
Zmax ^mar
fmin ' ^min
където /таж н /т1п са съогветно макснмалната и миннмалната честота иа даде-
ння подобхват.
3. Нестабилността на честотата на радиопредавателя е иегов най-ва-
жен качествен показател. Тя представлява максимално въэможното отклонение
{изменение) иа честотата на носещото колебание под възлейстаие иа различимте
дестабилизиращи фактори. Разлнчават се кратковременна и дълговременна
нестабилност иа честотата. Първата се определи за интервал от време, по ма-
лък от 1 s, а втората — за интервал, по-голям or 1 s. При изменение на често-
тата иа носещото колебание се нзмества целнят честотен спектър иа модулнра-
пия сигнал на радиопредавателя. При голяма нестибилност на честотата могат
да се получат смущения в рздиоканалите на сьседните по "честота радиопреда-
ватели.
Количествена оценка за нестабилността на честотата се дава с величините
абсолютна нестабилност на честотата Д/ н относителна нестабилност на
честотата &f!f0, където /0 е номииалната стойиост на носещата честота, а
Д/—нейното изменение.
Нестабилността иа честотата на радиопредавателя се определи от нестабил-
ността на честотата на задаващия генератор, който генернра носещото колебанне.
4. Общият коефициент на полезно действие на един радиопредавател се
определи с отиошеннето на високочестотната мощност в антенная кръг Рвк към
/""а'ИЧНА \
I БИБЛИОТЕКА ) 11
\ Tayoy
иялата електрическа мощност, коисумнрана в радиопредаватели от захранвашнте
токонэточннцн Ро6щ:
г.о6щ^-р-----
7обт
Общият коефициент на полезно действие чобщ има °с°бено голимо значение
при мошните н свръхмощните радиопредаватели и е един от иай-важиите пока-
затели. При микромощните и маломощните радиопредаватели той е в граиицнте
от единнцн процента до 10—2Je/o, а при мощннте и свръхмощните предавателя
достига до 30—60%.
5. ' Широчината на честотния спектър на излъчваннте от радиопредавател-
ната станция модулнрани колебания се определи от широчината на спектъра на
модулиращия сигнал, от Вида на модулацията и от лентата на пропускане н&
аитенно-фидерната система.
6. Паразитни измчвания. Всичкн излъчеии колебания с честота извън
иоминалния честотен спектър са вредни, тъй като могат да създадат сериозни
смущения в други радиосвръзки, осъшествявани по други радиоканали. Прието
е такива смущаващи радиоизлъчвания да се наричат паразитни. Пай-голям дял.
от тях се лада на излъчените колебания с честота, кратна на тази на носещото
колебание (висшн хармоници иа носещото колебание). Внсшите хармоници в
нзходната верига на радиопредавателя се отстраняват посредством филтър. Най-
чест’о той представлява система от няколко свързанн помежду си колебателни
кръгове с лента на пропускане, равна на номнналната широчнна Ъа работния
честотен спектър на модулирания изходен радиосигнал.
Друг’вид паразитни радноиздъчваная се появяват при премодулация, еъэ-
никваща, когато амплитудата иа модулиращия сигнал превиши номнналната стой*
ноет, съответстуваща на стопроцентна модулация.
Ако между антеннте на два предавателя, разположени близко един до друг
има връзка, може да възникне взаимна модулация иа излъчваните колебания'
7. Дълбочината на модулацията в предавателя се определи посредством'
коефнциеита на модулация М при AM, посредством девиацията на честотата До>
при ЧМ йлн посредством девиацията на фазата (индекса на модулация) ^=тфП
при ФМ.
Качеството на модулацията и степента на иэкривяване на предаваните елек-
трнчески информационна! сигналя се оценяват със следните показатели — коефи-
циент на нелинейна изкривявания, амплитудно-честотни изкривявания,
фазово-честотни изкривявания и ниво на паразитна модулация.
Конструктивин показатели. Към конструктивните показатели на предава-
теля спадат размери, тегло (маса), тип на конструкцията, механически здравина.
топлоустойчивост, влагоустойчнвост и др.
Размерите и теглото (масата) имат особеио важно значение за подвиж-
иите раднопредавателн. За да се намалят размерите, се нзползуват миниатюрна
електрически и конструктивни елемеити, разположени оптимално. Освеи това
тези елементн, главно конструктивните, е желателно да се изработват от леки
сплавн и пластмаси. Всичкн материали и елементи, използувани н предавателите,
трябва да бъдат влагоус тойчиви и теплоустойчива и да могат да работят нор-
мално при зададена отиосителна влажност и в определен температурен интервал.
Конструктивного оформяване на възлите и блоковете на предавателя трябва да
осигурява простота и удобство както в процеса на производството, така и при
екенлоатацията и ремонта им.
Експлэатацнонни показатели. Най-важните експлоатационни показатели са
тези, конто характеризират надеждността на предавателя. Тук спадат и показате-
лите, определящи безопасността и сигурността на работата му. При мощните и
свръхмощните цредаватели, при конто се използуват много високи захраиващи
иапрежения (от порядъка на хиляди и десетки хиляди волта), е много важно
гарантнрането на безопасността на обслужващия персонал. Важно е също така
12
взвмаието на мерки за принудително спазване на правилната последовате'лносг
на операцинте при пускане и спиране на предавателя (предпазване от случайни
грешни действия, конто биха прелнзвикали повреда). Това се осигурява от си-
стемата УБС (управление, блокировка и сигнализация) на предавателя. Към екс-
плоатационните показатели спадат и времето за пускане в действие, времето
за пренастройка от една работна честота на друга, времето за премииаване от
един вид работа към друг, удобството при профилактика и ремонт и др.
1.3. КРАТКА ИСТОРИЯ НА РАЗВИТИЕТО
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
Историята на развитието на радиопредавателните устройства от охкриването
иа радното до диес условно може да се раздели на долампов период, ламлов
период и период на внсдряване на полупроводиикови прибори Доламповият пе-
риод заиочва от 1896 г. и завг.ршва примерно около 1918 г. Ламповият период
започва от 1913 г. (създаването на първия лампов генератор) и продължава и
днес. Периоды на внедряване на полупроводиикови прибори в раднопредачател-
ните устройства започва примерно от 1960 г. и продължава и поиасгоящем.
а. Долампов период. Първата радиовръзка, прн която ci били предадени
съобщеиия с помошта на радиовълни. е осъществена от изобретателя на радио-
то— руския професор Александър Степанович Попов ирез 1896 г- Неговирт ра-
диопредавател е бал от нскров тип н е представлявал усъвършенствувзн вибра-
тор на Херц. Управлението (модулацията) на високочестотните колебания се е
извършвало посредством телеграфеи ключ.
Искровшпе предаватели са притежавалн съшествени недостатъци Най-
важният от тях е широкият честотен спектър на излъчваннте колебания, който
създава силии смущения в работата на съседните по честота радиостанции. Друг
недостатък е невъзможността за предаване на телефонии и други сигнали от
аналогов вид. С тях са предавший само телеграфии (дискретнн) сигнали.
Едновременио с усъвършенствуваието иа искровите предаватели през 1911 г.
се появяват дъговите предаватели. Наличието на падащ участък във волт-
амперната характеристика на волговата лига означава, че в този участък тя при-
тежава отрицателно диференцнално вътрешно съпротчвление. Волтовата дъга
като двуполюсиик с отрицателно съпротивлеиие, включена последователнр в ко-
лебателен кръг, се използува за компенсиране иа активного загубно съпротивле-
ние на кръга. По този начин се получават незатихващи високочестотни колеба-
ния. Те се преаават в антенння кръг и се излъчват от ачтената в окопного
пространство. Колебания га в предавателя се упрзвляват, като се въз.юйствува
върху тяхната честота чрез свързване пачъсо на част от навивкнте иа бобината
на кръга. По този начин се получава честотна манипулаггия.
Дълговите предаватели са работилн преданно на дългн вълни и мошността
им е достигнаяа до няколкостотин килозата. Техният к. и. д. е бил сравнителио
голям (от порядъка на 60%). С дъгови радиопредаватели са огъщественч и
първите предявяинч на телефонии сигнали. Посл»»дпв«телио във веригата на
антенния кръг са били включен» мотни микрофоии. При г редаване на говор
или музика сытротивленпето иа микрофона се измеия пропорционално на преда-
вайте сигналн. Това водн до изменение на общото загубно съпрогивлеиие на
антенния кръг в такт с прадананите сигналн, ксето от своя страна води до из-
менение на амплитудата на кръговия ток. По този начни се колучавали ампли-
тудко-модулнранъ колебания. Недостатък на дъговнте предаватели е голямата
вестабнлност на честотата, широкият честотен спектър на излъчваните радно-
сигнали и ннерънонносгта на дъговия разряд (поряди което те са могли да ра-
стят само на дълги вълни). Освен това иеобходимостта от включване иа ми-
..ррфок в антепката верига е ограничавала мошността на предавзтелите на ам
1литуд»1о-модулирани колебания.
Малко след дъговите предаватели се появеват и елсктромаг.гжянте преда-
13
ватели. Те са електрически гевератори иа променлив ток с повышена честота.
Както е известно, честотата на генерираиите колебания от електрическите ма-
шини 31 променлив ток аависн от броя иа чифтовите полюси и ьчесготата на
въртене и е право пропорциоиална на тях Коефициенттт иа полезно дей-
ствие hi електромашинните предаватели е сыцо много голям — от горядъка на
404-60’/с- Произволството и експлоатоцията на електромашинните предаватели
са били по-трудни, отколкото на дъговнте, но те са притежавали по-висоин ка-
. чествени показатели — по-тясна 1естотна лента и uo-малка иестабилност на
честотата, Недостатък иа електромашинните предаватели е била тяхната кон-
структивна сложност и невъзможността им да произвеждат колебания с много
висока честота,
б. Лампов период. Първите електронни генератери с радиолампи се поя-
в’ват през 19 3 г. Усъвършенствуването на радиолгмпите и особено уврличава-
н?то на тяхкатл мошност става причина постепенно в интервала от време 19134-
1918 г, те да изместят електромашинните н дъговнте предаватели.
Първокачалйо ламповите радиопредаватели са работилк само в обхвата на-
дългите и средните вълни. Непосредствено след Първата световиа война започ-
ват да се строят късовълновн радиопредаватели.
След 1935 г. се появяват и първите УКВ-ЧМ радиопредаватели, работещн а
метповия обхват с използуване иа честотна модулация. През време на Втората
светсвна война се усвояват интепзивно обхватите иа дециметровите и иа сан-
тиметровите вълнн. Разр^ботват се различии типове мощнн и свръхмощни ра-
диолскационин предаватели. След Вгората световна война започва масово строи-
телство из телевизнонни предаватели, отначало н обхвата на метровите, а по-
късио и в обхвата на дециметровите вълни. Строителството на послединте става
възможпо след усвояваие на произволството на мощни многорезонаторнн уснлва-
телни клнстронн* След 1 '50 г. се разраства приложение™ на радиорелейное ли-
нии, конто пре дставляват многок шални ретранслацнонни радиосвър.зочнн систе-
ма По тях одновременно могат да бъдат предавай?» по няколко хилядн телефон-
ии разговори илн няколко телевизионии прогреми Използуваните в радиорелей-
ните липни предаватели работят в обхвата до 124-13 GHz. Въпреки появага на
полунроводникови прибори (транзнсторн и интегралки схеми) ламповите предава-
тели не са изгубили сноето значение. Продължава тяхиото използуване особено
при голем и мощности (мощните и свръхмошннте предаватели) и при свръхвисо-
кн често'-и канет ронии н магнетроннн предаватели).
в. Пеппод на гнедряваие на полупронодниковихе прибор». Първнте-
транзит гори се явяват през 1948 г. Масовото им приложение в радиопреда'вател-
ниге устройства започва след J96) г., когато се появяват първите мошнн висо-
исчгстотни транзисторы с многоемнтерна структура. Понастоящем всички мик-
ромощни и маломощни и част от средиомощннте предаватели ее нравят печтк
изключително с лслупроводникови приборы (транзнсторн и интегр.-лни схеми).
Това се дължи на гелените им преднмства в сравнение с радиолампите- по-мал-
ки размеры и тегло. по-дьлъг живот, по-висока надеждност и г. н. Непрекъсна-
тото усъвършеистауване иа полупроводникоаите прибори и създаваието на все
по-мошнн н по-високочестотни транзнсторн открива иови перспектнвн в раз-
витие™ на радиопредавателиате техника.
г. Най мов период — внедряване на лазерните предаватели в радио-
сьързочннте снстемн. В последимте години успешно се усвояват милиметро-
вият, децимилиметрсвият (субмилнметровият), а също и оптическият вълнов обхват.
Разни се лев клон от радчоелектрониката •— к в а н то в а т а електронни а.
Генераторите на елрктромагнитни колебания в оптический вълнов обхват са ус-
тройства, в конто прети чат квантово-механичны процесн в молекулите и атопи-
те. За целите на радновръзките се създават и използуват квантов и гене-
раторы— лазер и. Те произееждат стабилни по честота моиохроматнчн»
(едночестотни) светлизни колебания, квито позволяв ат да бъдат излъчеки кон-
цеитрирлно в много тесен лъч. а тора има много голямо значение в съаремеи-
ните насочеин системы за радцоезръзкг (радиорелейните линии). Едко от тези-
предимсгва е иамаляванетэ па'размерите из прнемно-преданзтелните устройства
при запазване на голям ксефвйжент на усилваве на аитеиите. Друге важно-
14
преЛгмство на лазериите радиосвързочии системи с възможността за сдиовре-
Именно предзваие hi голимо количество информация, тъй чато честотата иа носе-
thoTO колебание е много висока. Лазерите намират голямо приложение »
глобадвите спЪтйикови системн за свръзка н в системите за свръзка прн далеч-
иите космически полети.
Въпросн и задачи
1. Кон са осиовните пронеси, протичащи в раднопредавателя?
2. Да сг начертаят с-рукгурни схеми на предаватели с амплитудна. честог-
на и фазова модулация.
3. Да се опише класнфиканията на съвремениите предаватели въз основ т
на различии критерии.
4. Да се опишзт осиовните качествени показатели (електрически, конструк-
тивен и експлоатационпи) на предавателите.
5. Да се опншат накратко осиовните пёриодн от развитиетоиа предавателите.
ГЛАВА 2
ВИСОКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
21. ПРИНЦИП НА ДЕЙСТВИЕ НА РЕЗОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ
НА МОЩНОСТ
а. Общи сведения за внсокочестотните усилватели на мощносг
При разглеждане на структурните схеми на радиопредава тел ните устройст-
ва беше отбетязачо, че те са мим остъпалнн (фиг. 1.2). По-голямата част от стъ-
палата на един съвременен радиопредавател представляват усилватели на мощ-
иост. Те се делят на междмннк усилватели на мощносг и краев усилвател на
мощносг- Кряйният усилвател на мощиост е едно ст най-пажниге стъпала на
радиопредазителя. Тей определи изходната внсокочесготи? мощносг на радио-
предазателя. осиовнзта част от консумиранатв мощност и общий коефнциент и»
полезного му действие.
Предназначенного на межлиините усилватели иа мощиост е да усилят мощ-
ността на високсчестртиите колебания (произвежданн от задаващия генератору
до нсобходимата за възбуждане на крайното стъпало.
Едки от главните качествен^ показатели на високочестоткия усилвател из
мощност е неговият коефициент на полезно действие. Той представляла отно-
шенного на колебателнгта мощност в изходната »;у вериге към мощиостта, коя-
то усилвателят консумиъа от захргнващиге тскочзтйчннци. Друг важен качест-
вен показател е не<пенят коефициент на усилеанЧ на мсщност Кр. Той пр<д-
ставлява отношение изходната колебатрдна иощкост към колебателйата мош-
ноет, която се подава за възбуждане не входнвта му верига.
Внсокочестотните усилватели на мощносг се делят иа два оснсвни вида —'
резонансна и апериодична. По-голямо приложение намират резоиансиите усил-
ватели на мощност, тъй като имат по-голям к. п. д. и по-голям коефициент на
усилеане иа мощност. Апериодичиите усилватели ва мощност намират приложе-
ние в междииннте усилвателни стъпала в случайте, когато радиопредавзтелят
трябвз да работи в широк честотен обхззт и за предпочитане е междиннкте му
15
стъпала да са ненастройваеми. В тези случаи крайнего стъпало
«а радиопредавателя се нэпълнява като резонансен усивател на мощност
или като апериодиочен усилвател на мощност с аревключваеми октаени филтри
ма висшите хармоници. От казаиого дотук се вижда голямата роля, конто има
резонансният уснлвател на мощност в радиопредавателите.
€. При ни и в на схема на резонансен уснлвател на мощност (РУМ)
Принципната електрическа схема на един транзисторен резо-
нансен усилвател на мощност е дадена на фиг. 2.1. Основните
елементи на усилвателя са активен трнполюсвик — тран-
зистор, нас троен колекторен колебателен кръги
Фиг. 2.1
източник на постоянно захранващо колекторно
напрежение Ucc- Допълнителни елементи на усилвателя са
източникът на преднапрежение Ur,s в базовата верига и блокира-
щите коядензатори в базовата и колекторната верига.
Резонансннят усилвател на мошкост от енер-
гийна гледна точка може да се разглежда като
лреобргзувател на енергяята на постоя иния ток
на колекторния то к оиз г очник в е и е р г и я на про-
менлнв ток, честотата на конто се определи от
честотата на възб; д.ителното и а п ре ж е н не. Тей има
две основни електрически вериги: входна (верига на упрзвлява*
щия електрод — в случаи база; а), и нзходна (верига на излод-
ния електрод — в случая колектсра).
®. Верига на управяяве1ция едектрод (входна верига) иа РУМ
В базовата верига (фиг. 2.1; на усилвателя е включена вто-
рил ната намотка па високочестотиия трансформатор, посредством
конто от предното стъпало мостьпва висог.очеггкогпно възйади*
телно напрежекие. То може да бъде некто модуливлвэ, т/ка и
1G
яемодулирано (само носещо висок очестотно колебание). Първона-
чално ще разгледаме работата на РУМ при усилване на немодули-
рани колебания, тъй като този случай е по-прост и по-лесно мо-
гат да се разберат основните пр щеси, протичащи в усилвателя.
По-нататък те бъдат разгледани и особеностите при усилване на
модулирани колебания. Приемаме, че във входната верига постъп-
ва високочестотно хармонично възбуждащо напрежение с амп-
литуда Ц,/ и моментна стойност
(2.1) ubl = Ubl coswt.
Освен променливото възбудително напрежение в управляла
щата верига на транзистора се подава и постоянно захраннащо
напрежение UB, което се нарича преднапрежение. То е необхо-
димо за определяне на положението на началната рабства точка
иа усилвател» върху полето на статичните характеристики на
транзистора. Пид начална или изходна работна точка (нарича се
еще работна точка на покой) се разбира работната точка, която
•се установява в статичен режим на усилвателя, т. е. при липса
на променлчво възбудително напрежение и при наличие на состоян-
ии захранващи напрежения в колекторната и базовата верига •
Източникът на преднапрежение се шунтира с бловиращ конден-
затор Сб, чийто капацитет се избира така, че за високочестотни-
те токове, протичащи във веригата на управляващия електрод,
съпротивлението му да бъде много по-малко от вътрешното съ-
противление на източника на преднапрежение. Прн липса иа този
колдензатор променливата състевка на базовия ток ще протича
грез нзточиика на преднапрежение и ще има загуба на промен-
ливотокова мощност, разсейвана в активного съпротивленне на
токонзточника. Тази загуба на колебателната мощност във вход-
иата верига на транзистора е за сметка на високочестотната въз-
будителна мощност, постъпваща от предното стъпало.
Общото моментно напрежение, което действува в управляв^-
щата верига иа транзистора, ще отбелязваме с ия. То е сума
ют преднапрежението Up и моментната стойност на вмсокоче-
•стотиото възбудителж напрежение
К2.2) uB~Uв-t-Ubi cos u>t.
Преднапрежението в базовата верига прн резснансните уснл-
«атели на мошност може да бъд? както положително, така и от-
рицателно. Тева зависи от режима на работа s който искаме да
«оставим усилвателя. Символ ьт UB тук се нздолзува като алгеб-
рична величина, конто крие н себе си съотзетния знак. Необхо-
димо е да подчертзем изркчно, че по до жите лвата и отри-
ца’-елната с т о й н о с т н а п р е д и а п р е ж е н и е т о т р я б-
’) Тук я иннататьк в учебиэда в ик-хчеа на амчлктудатв за краткост не е
«кясаиа букват» nt J .ьлчото озаачечие из ямш>«тудата е Ubi№,),
2 одникэ
17
на да разбираме в следиия смнсъл. Ахо постската
па прнложеното предналрежемне съвпада с ус-
ловната положительна посоха за дадення тип трап*
аистор (NPN или PNP), казваме, че то е положителио.
Ако посокатана приложеното предкап реженне е
обратна на условно вриетата положителна посо-
ка, ккзваме, че то е отрицатели о. В такъв обобщен
смнсъл я при NPN, н при РЫ.р транзистори полежи»
телиото преднаяреженне измества работната. точ-
ка на уенлвателя надяско от координатного нача-
ло, а отрицателното — налявс от чего. При нуле-
ва стойиост на предиапрежението работната '.оч-
ка съвпада с координатного начало. В конкретката
схема, показала на фиг. 2.1. активният грнполюеннк е бнпэл*
реи транзистор тип NPN. Условната положителна потока за на-
прежението, действуващо в базовата верига, t .плюс* към база™
та и „минус* към винтера Изгочннкът за предваорежевке (фиг ЗЛ)
е включен с „плюс1’ към базата и с .минус4 към еми.ера, т. е.
посоката на мегового налрежение съвпада с условната положи-
гелна посока и следователно това преднапрежение е полозрител-
но. Рабстната точка в този случай ще се намира от ко»
ординатното начало, Като имаме предвид разположенкето па
базовите характеристики на колекторния ток, в какъв режим ще
работа траизистсрът завися от стойността иа преднапрежекцето.
Нека предположим, че преднапрежеиието UB е по-малко от на-
презкеннего на запушване U'B на транзистора (фиг. 2.2). Тогава
транзи:торът за работяата точка е запушен н следователю рабо-
18
ти в режим клас С. Както с? вижда от фиг 2.2» ко/ гктсринят н
базовият ток протичат през no-малкл част от нэловипата на пе-
риода на възбудителното променлмво напряжение и нмат формата
на токови импулси, отсече.ни от косинусоида. Тези токови им-
цулси се характернзнрат със следните два параметъра — ампли-
туда на импулса и токов ъгъл (ъгъл ни отсечка на тока) 6.
Амплитудата на импулса на колекторния ток ще означим с 1СМ,
а тази на базоввя ток с 1ВМ. Тъй'като напрежекието на зачушвя-
не за идеализнраните характеристики иа колекториыя гс(ид) к ка
базовия 4(ий) ток е еднс и съшо точсвнят ъгъл иа колек-
торния ток вс и токовьят ъгъл на базовия ток 6Д съвпада? по
стойност. Затога по-нататък ще означаваме б без индекс и ще
подразбнраме, че се отпася ецновремгнио и за двата тока. Ще
припомним, че ъгълът аа отсичсде 6 на дадем тон (тс-
ковият ъгъл) представлява полоэинага от стой-
иостта на фазовия ъгъл, в течение на който про-
тнча токът за един период на възбудигелиото
н а п р е ж е и и е.
г. Изходна верига на РУМ
При този режим на раоота, както вече i азахме, колекторният
ток представлява последователност от юеинусоидални токови
импулси (фиг. 2.2). Той може да се представи в ред на Фурие
като сума от едва постоянна съставка 7СУ1Г и безброй много хар-
монйци с честоти, кратни на честотата на повторение на импул-
сите (честотата на възбудитслиото напрежение) се.
(2.3) <с=4?ди+4:~ = Аслг4-41+4в+ ” Ь4л+-”
Първият хармоник се слисва с изрдза
(2-4) Zfl=/flcosa»4
където /е1 е амплитудата му.
Вторият хармоник е
(2.5) 42 = 7,2 cos 2ю/,
където 7,2 е амплитудата му и т. н.
Теоретично броят на хармониците е безкрэй’О голям. Техните
амплнтуди обаче иамаляват много бързо с увеличение на номе-
ра им. Ето защо практически интерес представляват само пър-
вите няколко хармоника. На фиг. 2.3 графично е она1ледеио раз-
лагането иа последователността от колекторни токови импулси
на постоянна съставка, първн, втори и трети хармоник.
Както се вижда от фиг. 2.1, колекторният ток /с протича
през паралелиня колебателен кръг, след това пр<-з параде л но
19
свързаните колекторен тококзточник и блокиращ кондензатор С$
и през участъка емитер — колектор на транзистора, Източник на
енергия в колекторната верига е източникът на постоянно за-
хранващо напрежение Uc. Неговото предназначение е дадоставя
Фиг. 2.3
постояннотоковата енеогчя в колекторната верига на транзистора
с цел тя да се преобра вува във вксокочестотна променливотоко-
ва энергия Мощността, консумирчна ст токоизточиииа, е
(2.6) PcAV~^CAV^CC‘
Като се нижда, тя в право прояорциокална както на напрежение-
то на токоизточника Ucc, така и на постоянната съставка на ко-
лекторнмя ток Icav коксумираи от токоизточника.
Всички съставки иа кэлекториия ток (фиг. 2.1) протичат през
колебателния краг. Той обже има различно съпротивление за
постояниата съставка fVAV, за първия, вторив и т. в. хармоници.
На фиг. 2.4 е показана зави<!и^остта пя еквивэлентвото сопро-
тивление на кАлебателния кръг въе функция от честотата. При
20
резонансния усилвател на мощност колебателиият кръг се наст-
ройва на честотата на възбудителното променливо напрежение
•о, т. е. на честотата на първия харминик на колекторния ток и
представлява максимално съпротивлеине за него. Това съпротив-
ление се нарича резонансно сопротивление на колебателния кръг
и се определя с израза (фиг. 2.1)
(2.7) А’с-/’27^-
vk'x
Тук Ск, г„ са параметрите на колебателния кръг, а р е ксе-
фициентът на включването му към изходчата верига на транзи-
стора. Тъй като изходното сопротивление на транзисторите е
сравнителпо малко, вияаги р<1, т. е. винаги' кръгът е непълно
включен към нзходната верига иа транзистора. По този начин се
намалява нейното шуитиращо действие върху кръга.
Съпротивлеиието на колебателния кръг за постоянната състав-
ка на колекторння ток lCAV е много малко. Пора ди тази причи-
на падът иа постоккното аапрежеиие върху крьгэ. на практика
се преиебрегва и се приема, че между колектора и еютера на
транзистора се подава цялото на*~Ч!жение на кслекторння токс-
нзточник Ucc.
За внешите хармоницн на колекторнля ток !сЪ /cSt... колеба-
телният кръг е силно разстроеп и (практически представлява късо
съединение (фиг. 2.4). Следователно с достатъчиа за практиката
точиост може да се приеме, че тр също не давят пад на напре-
жение върху него.
И така, въпреки че транзисторът работа в силно нелвнеен
режим (режим клас С) и колекторният ток е богат на вис ши хар-
моници, върху колебателния кръг се получава практически чисто
хармонично напрежение с честота, равна на честотата на възбу-
дителното.
Моментната стойност на променливото напрежение, което се
21
получава върху колебателния кръг като пад на напрежение от
първия хармоник на колекторвия ток lci е
(2.8) uK—iciR^=IaRc cos mt=U«. cos mt.
Моментната стойност aa общото напрежение, действуващо
между колектора и е ит .ра на транзистора, ще отбелязваме с
ис. Това напрежение е алгебрична сума от две събираеми— по-
стоянна състаэка Uc и променлива съставка Преди да дадем
израз, койго опксва промендивата съставка на ис, необходимо е
да обясним фазоват» разлика между нея и възбудителното на-
преженке иь1.
През положягеланя период на възбудителното напрежение
ки>0 първият хармоник на колекторния ток /с, протича в посо-
ка от емитера през захранващия токсиз сочник и колебателния
кръг към колектора. Той създава върху колебателния кръг пад
на напрежение ик с полярное, „плюс” към токочзточника и „ми-
нус” към колектора. Този пад на напрежение има посокэ, об-
ратна на посоката на Uc. Общото напрежеаие, действуващо меж-
ду колектора и емитера, което е алгебрнчна сума от Uc и ик,
през този полупериод ще бъде равно на разликата от Uc и «к.
Това е показано на фиг. 2.5. На положителкия полупериод на
възбудителното напреженне «м съответстьува отрицателен полу-
период иа променлквата съставка на общото колекторно напре-
жение ис.
През отрицателния полупериод на възбудителното аапреже-
ние първият хармоник на колекторния ток 1а смени посоката си
и протича от колекгора през колебателния кръг и захранващия
гокоизточннк към емитера. Падът иа напрежение върху колеба-
23
22
телния кръг ик също смени посоката си—„плюс* към колектора
и „минус* към токоизточника. В този полупериод посоката на
ик се оказва едпаква с тази на Uc. Моментната стойност на
напрежението между колектора и емитера ис е равна на с у м ата,
от Uc и ик. Тя се описва с израза
(2.9) ис = Uс—Uк cos wZ.
Фиг. 2.7
На фиг. 2.6 са дадени графиките съответно на възбудително-
то напрежение иь1, на общото базово напрежение ив (напреже-
нието, действуващо между база и емитер), на колекторния
и баэовия (ZB) ток, на първия хармоинк на колекторния тек icl,
иа променлнвото кръгово напрежение ик и на общото колекторно
напрежение ис (напрежението, действуващо между колектора и.
емнтера). На максималната стойност на при wZ=O съответ-
ствува максимална стойност на ив (uB=USAi=lJa+Ubi), максн-
мална стойност на колекторния и базовия ток (/cw, /вм) и мини-
малка стойност на uc(.Uc.m!k—Uc—U*)- На минималната стойност*
на възбудителното напрежение съответствува минималиа стойност
на nB(uBM;N=UB- мииималяа стойност на първня хармоник
на колекторния ток, минимална стойност иа променлнвото взоре-
жение върху колебателния кръг и максимална стойност на
общото колекторно напрежение UcWcm — Uc+U*)-
На фиг. 2.7 е изобразсна принципната електрическа схема на
лампов РУМ с пентод.
2.2. РЕЖНМИ НА РАБОТА НА РБЗОНАНСНИЯ УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНССТ
Съществуват два ос новин вида класификации на режим ите на
работа на РУМ: в зависимост от положението на работната.
течка в покой и според напрегнатостта на режима.
а. Класнфикация на режимите на РУМ в зависимост
от положеяието на работната точна в покой
Точката в покой се определи от постоянните захранващн иа-
прежения Uc и UB при липса на възбудително напрежение (иь1=0)^
Режим клас А. Този режим е нлюстриран с фиг. 2.8. При не-
го колекторният ток протича през целия период на възбудител-
Фиг. 2.9
ното напрежение (6 = 180°). Основното му предимство са малките
нелинейки изкривявания, а основният н€достатък— малцият
к. п. д. на колекторната верига (tjc^204-25%).
Режим клас В. Този режим на работа е илюстриран с фиг. 2.9
25
Прн к?го колекториият ток протвча през половкната от периода
на възбудителното напрежепие и има формата на последовател-
soct от токови импулси, представляваШи само пеложнгелните
полувълни на косинусоида. Токовият ъгъл при тозя режим е
0=90°.
<*т. 2.19
Режим клас АВ. Този режим е илехтриран с фиг. 2.10 и е
тмеждинен по отношение на режимнте кдас А и клас В. При него
асолекторният ток протяча през по-голяма част от периода в
сравнение с режим клас В. Токовият -ьгьл се движн в интервала
90° 0 180°.
Режим клас С. Този режим е илюстриран с фиг. 2.11. При
li6
него колекториият ток протича през интервал, по-малък от поло-
вин период. Колекториият ток предстазлява последователкост от
косикусоадалии токови импулси с токов ъгъл 6 <90°.
По отношение на к. я. д. на колекторната верига режимите
се подреждат така. При режим клас Ак<п. д. е най малък. По-
голям е к. п. д. при режим клас АВ, още по голям — при режим
клас В и най-голям — при режим клас С.
При резонаэснвтё усилватели на мощност наличието иа висши
хармоници в колекторния ток не окавва вредно влияние. Те се
филтрират от колекторния колебателен кръг н създават незна-
чителен пад на напрежеиие върху него. Голеыият к. п. д. е един
от най-важните показатели ка РУМ. Ето защо в РУМ се изпол-
зува ;:редимно режим клас С, при който к. п. д е най-голям
(i]c«70-:-80%).
Тези класификации на режимите на работа са валндни неза-
висимо от вида на активния триполюсник, използуван в усилва-
тсля. Има никои малки специфични особености в зависиыост от
това, дали активният триполюсник е биполярен транзистор, уни-
полярен транзистор или лампа. Например в общата класификацнч
за режимите клас А, АВ, В и С се прави и едко допълвнтепно
разделяче да два подвида в зависимост от товг, дали тече или ие
тече гок гъв веригата на управляващия електрод. При липса на
такъв ток към символа на съотеетния режим се постав» индекс
йзличието му — индекс „2",. Напрямео при ламповия
Ра са възможни режимите йа работа клас А„ АВ.. В. и С.
КРИ 1о~® и режим на работа А2, АВ9, В? и С2, когато протича
решетъчен ток /о>0 (фиг. 2.12 и фиг. 2.13).
Тъй като биполярният транзистор се управлява с ток, режим
на раоота без ток в управляващата верига принципно е невъз-
27
можен. Следователи» при него възможните режим» на работа са
само тези с индекс „2*. Този индекс обаче не се пише. а се
подразбира. Режимите на работа на РУМ с униполярен (полеви)-
Фиг. 2.13
транзистор бы трябвало да се означават с индекс и1“, понеже
той работи без ток в управляващата верига. И този случай оба-
че „1“ не се пише, а се подразбира.
б. Класификация на режимите на РУМ по напрегнатост
При този вид класификация режимите на работа на усилвате-
ля се разделят на ненапрегнат, граничен и напрегнат. Крите-
риям въз основа на конто ги класифицираме, е следният. Ако
работната точка на усилвателя при ив—UBW и uc — UCMIN допир»
до линията на граничен режим, казваме, че усилвателят ра-
боти в граничен режим.- В случайте, когато работната точ-
ка през целия период на възбудителното нанрежеиие не докосва
линията на граничен режим, казваме, че усилвателят рабо-
ти в ненапрегнат режим. Усилвателят работи в
напрегнат режим, когато за част от положителния пблупе-
риод на възбудителното напрежение работната точка премннава
през линията на граничен режим и навлиза в областта на напрег-
нат режим.
Физическите процесс, протичащи в различимте видове активни
триполюсници (радиолампы и транзисторн), се различават прин-
ципно. Затова ще разгледаме напрегнатостта на режимите поот-
делно при радиолампите и при траизисторнте.
28
в. Напрегнатост на режима на лампов РУМ
Напрегнатостта на режима при лампов РУМ с триод се оп-
редели по съотношението между io и 1А. Казваме, че режимът е
граничен, когато 1а е около 15% от iA 0"оя»0,15/я). Когато го<
<0,151А, казваме, че режимът е .ненапрегнат, а когато /о>0,15гл—
режимът е напрегнат. При преминаване от ненапрегнат в напрег-
нат режим става преразпределение на емисионния ток между
анода и уйравляващата решетка. В буферен режим, когато реше-
тъчният ток е равен на нула (/о=0), режимът е силно ненапрег-
иат. С увеличаване на напрегнатостта на режима все по-голяма
част от емисионния ток прот.ича през решетъчната верига. В сил-
но напрегнат режим е възможно протичането на по-голямата част
от емисионния ток през решетъчната верига, т. е. възможно е
съотношението Ig>Ia-
При генераторни тетроди и пентоди (тъй като решетките при
тях сз повече от едва) е необходимо да уточним по отношение
на коя решетка се определя напрегнатостта на режима. На прак-
тика напрежеиието, което се подава към антидинатропната ре-
шетка, е или нула, или е отрицатели© (при амплнтудна модуля-
ция чрез тази решетка). Следователно токът й е равен на нула
м тя работи в силно ненапрегнат режим. Норма л ните режими на
работа на РУМ с тетрод и пентод са такива, че токът на управ-
ляващата решетка по стойност не превишава 5=8% от стой-
«остта на анодния ток. Следователно и тя работи в ненапрегнат
режим. Режимът на екранната решетка обач.е може да бъде гра-
ничен, ненапрегнат или напрегнат. Казваме, че режимът е грани-
чен спрямо екранната решетка прн съотношение между екранния
и анодния ток 1О2—(0,15- 0,20) 1А. При по-голзгэда стойност на ек-
ранния ток режимът е напрегнат, а при по-малка— ненапрегнат.
Напрегнатостта на режима може да се определи още и по
стойността на коефицнента на използуване па анодного напреже-
«не £. Този коефициент се определя като отношение на ампли-
тудата иа променливото напрежение върху колебателния кръг
UK към постоянного захранващо напрежение в изходната верига
на активния триполюсник. При лампов РУМ £ се определя по
формулата
A—UAMIN . VAMIN
<Z10) ------.1—
Обикновено стойността на § в граничен режим при геаера-
торните триоди е £=0,7ч-0,85, а прн генераторннте пеятоди и
тетроди £=0,85—0,95. Ако стойността на £ е по-малка от съот-
ветната за граничен режим (£<£гр), режимът е ненапрегнат, ако
£>£rP, режимът е напрегнат.
Ос вен това напрегнатосття иа режима е тесно свързана с фор-
мата на анодния ток. В венацрегшт режим с достатъчно прибли-
29
жение може да се приеме, че импулсът на анодния ток има фор-
мата на част от косинусоида (фиг. 2.14а). В граничен режим се
появява леко притъпяване на върха на аноднотоковия импулс-
В напрегнаг режим в средата на импулса на анодния ток се поя-
Фиг. 2.14
вява падина (седловина;, която се задълбочава при увелнчаване
на lianpeniaTocrra на режима (фиг. 2.14 6). Когато амплитудата
на променливото напрежение върху колебателния кръг с гане рав-
на на постоями ото аиодно захранващо напрежение (UK = UA\ при
което £ —1, а мияималното анодно напрежение става равно на
пула (^гЛЛ!ад=^л—^к-"=0), падинат а в импулса на анодния ток
стига до основата му и нмг.удсът се раздели на две части (фиг-
2.14 в).
Ако UK стане по-голяма от UA (т. е £>1), формата на импул-
са на анолния ток придобива вида, показан на фиг. 2.14г, което
съответствува на силко иапрегнат режим. Максимализма стойност
на която практически може да се получи в един резонансен
усилвател на мощност, е от порядъка на £«d,2 (т. е. UK^\t2U
г. Напрегнатост на режима на РУМ с биполярен транзистор*
Тук ще споменем накратко само особеностите, конто внасят
билолярчите транзнсторн в споменатите по-горе критерии, отна-
сящи се до РУМ с генераторен триод.
Граничен режим по иапрегнатост в един РУМ с биполярен
транзистор имаме тогава, когато при преминаваие на възбудител-
ното напрежение през максимум (т. е. когато uB = UBM} минимал-
I.OTO напрежение върху колекторния PN преход е равно на пула
(«ся-^О). В случайте, когато «св<0, т. е. имаме обратна поляри-
зация на колекторния PN преход, казваме, че режимът на транзис-
торния РУМ е ненапрегнат. Когато UtA>0, т. е. имаме права по-
ляризация на колекторния PN преход, казваме, че режимът е на-
прегнат. Накратко премииаването от неиагрегнат в напрегнат ре-
жим при РУМ с биполярен транзистор може да се обясви по
следиия начин. В неиапрегнат режим през целия период на про-
зе)
меклявото напрежение колекторкият PN преход остава отрицател-
но поляризираи, тъй като минимал кото’напрежение върху иего е
отрнцйтелно иСв<0. Токът в колекторната верига се дължи са-
мо на ивжекцмята на неоснОвни токоносители от емитера в база-
Фмг. 2.1Б
"•в, soBfo посредством дрейфи дифузия дрстигат ди колекторния
PN ареход и~протич*т във външната нер';га иа колектора, т. е..
обусларят колекторния ток. При навлизаяе в напрегнат режим за
част от периода Т крлекторният PN проход стзва положително
полярнзирдя (уСд>0). Тогава одновременно с иижекцията на не-
основта токоносители от емитера в базата започва инжекция на
неосновни токоносители н от колектора в базата, чиято посока е
обратна на първата. Резултантиият ток в кплекторката верига се
ЗГ
•явява разлика на два тока — причинениях от емитерната инжек-
ция и причинениях от колекторната инжекция. Следователно ко-
лекхорниях ток (фиг. 2.15— вж. графиката на колекторния ток i'c,
конто съответствува на «у намалява по стойност, и то толкова
повече, колкотс по-голям става тскът от келекторната инжекция.
При UCMlN—Q двата тока (от колекторна и емитерна инжекция)
ставят равни я резултанткнят ток във външната част на колектор-
жата верига става равен на нула При стойкости UCMN<
<0 токът от колекторната инжекция става по-голкм от този от
емиггряата инжекция и резулрантният колекторен ток (фиг. 2.15—
аиж графиката на Гс, конто съответствува аа а'у става отрицате-
лен (»с<0)< т- е- смени посоката си. Този случай съответствува
на коефициент на използуване на постоянного колекторно захран-
ващо напрежеиие Е>1- Формата на импулса на колекторния ток
придобива вида, показан на фиг. 2.15 и се различай принцяпно
ют формата на импулса на анодния ток в енлно напрегиат режим
при §>1 (фиг. 2.14 б). Всичко останало, което беше казано за
жритериите за напрегнатост при лампов РУМ с триод, остава в си-
ла и при транзисторен РУМ с биполярен транзистор.
2.3. ДИНАМИЧНЫ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА РЕЗОНАНСАМ» УСИЛВАТЕЛ
JHA МОШНОСТ
а. Динамични характеристики иа транзисторен РУМ
Нека разгледаме първо динамичните характеристики на РУМ
с биполярен транзистор. При работа на резонансния усилвател на
жощност колекториият ток се измени във времето поради едно-
времеипото въздействие на изменящите се моментам стойиости
на напреженнята въе входиата (ив) и нзходната (at) верига. Сле-
дователно в динамичен режим моментната стойност на кслектор-
а?ия ток 1С е функция на две независима промев^ивн ив и ис,
т.е. 1с—¥(ив> “с)- Базовите етатични характеристики иа кслектор-
яия ток изразяват графично згвисимосттэ на 1С само от иа. -Но
тъй като те се дават във вид иа семейство с параметър U& с
тчхиа помещ може да се определи стойнсстта на и в дина-
кичем режим, Ако са известии във всеми момент стойяостите на
ив и ис, може ца се определи ыоментната стойност на /с. В един
определен момент, от периода на вьабудителното напрежеиие
конкретнее стойкости на ив ис и ic определят в полета на се-
мейството етатични характеристики една строго определеиа теч-
ка, конто се нарича момектка работка течка, а понякегз на-
кр&т&о само работка точка. Ори работа на усилватели, т. е. в
динамичен режим, моментнята работна точка се премества в по-
лето на семейството статичин характеристики, като среминава ох.
32
<една статична характеристика на друга. Линия та, която
о п и с в а в динамичен режим моментната р а б о т н а
точка в полето на статичните. характеристики, се
иарича динамична характеристика на колектор-
Фиг. 2-16
иия ток. В завясимост от полете, в което е построена, дина-
мичвата характеристика е колекторяа (в координатната система
1С—вс) или базова (в координатната система Тъй като
при отсечково-линейна апроксимация статичните характеристики
представляват начупени линии, то и динамичната характеристика,
построена внрху тях, сыцо е начупена линия.. В действятелност
юба« е както статичните характеристики, така и динамичната ха-
рактеристики на колекторния тек са криви линии.
Дстук ставаше въкрос ал д?намичиите характеристики (базо-
ва и кожжторпя) ме колекторния ток. Всичко казано е в сила и
м дндсмнчннте характеристики вч базовня ток. И те се пострся-
ват иърху съответнате семейства етатични характеристики на
О>чог«1Я то:: (бдгови и коле'гторкя).
Нл фкг. 2.1U е псказано нэгледио иг,у са построяват базстата
м колекторната динамична харак теряет на кодектеркий гск.
Под кссрдкнатлата система т. е покггма графйката ка ба-
воеото ^дреженяе cosfttf, д под координатната си-
стема 1С —графнка.та ьв наирежеЕ^е fic--Uc~-
ил cosesf. Меж чу двеге копрдкиатнй;:Ьнстеми е показана гр».-
фш'хта на ммаулс» w& кэдекгерййй ток,’ t-oft-ro се голучава в те-
чение на еднй нк ^ьлбуднгел'«ото ’«гирежевие. Построеми-
те динамично характеристики съответствуэаг на напрегнат режим
клас С.
Прн пострсяването на динамичните характеристики в коя да
е от две-^е коордияатяи системи трябвг да се проследи измеие-
нието на момеитннте стойкости на базового и холекторяото на»
преженне (ив и яе) в течение на един период на възбудителното
налрежеиие и41 и да се потърсят съответннте стойности иа ко-
лекториня ток. С други думи, необходимо е да проследим как
се изменят координатите на работната точка, която описва дина-
мичната характеристика.
Нека се спрем първо върху построяването на базовата дина-
мична характеристика иа колекторния ток (фиг. 2.16 л). Тъй като
усилвателят работи в режим клас С, през време на отрицатеаняя
полупериод иа възбудителното напрежение («ы<0) транзистор»?
е запушен н колекторният ток ё пула. Затова през този
полупериод, когато ив намалява, работната точка, описвянки дя-
камнчната характеристика, се движи по абсцисната ос. Когато
ив придобие минималната см стойност UUB—Uработна-
та точка достнга т. С, която представлява лсвияг край на дина-
мичната характеристика. След това ив започва да расте и работ-
ната точка 'се връща обратно по абсцисната ос до момента, в
конто транзистор»? се отпушва и започва да тече колекторги
ток Оттук работната точка започва да описва вьзходящия учес-
тък на динамичната характеристика, достигайки десиия й край в
т. В с абсциса L/BJIr=UB+Ubi и ордината 1с~1см- Практи-
чески възходящнят участък на динамичната характеристика се
построява по следнич начин. Като се има предвнд, че този учас-
тък е грааолинеен, а всяка права в раввината се определя от
дге Точки, необходимо е да се изберет такова две точки, конто
могат лесно да бъдат' построен*? в дадеиото коордяиатно поле.
За nt рва точка избираме точката на покой, означена на фиг.
2.16 с А'. Тя се характервзира от величяните aB~UB, Ис~-^с *
1с—1ь. Получава се като пресечиа точка на линията на преднй-
прежението uB~UB и продължената с пунктир статична характе-
ристика на колекторния ток с парамегър uf.— Uc. В този случай,
тъй като режимът е кляс С, точката на покой А' се оказва под
абсцисната ос (/п<0). В други случаи например.при режим клас
В точката ка некой А' лежи върху абсциснага ос (/п=0), а при
режим клас АВ и кла<- А същагь точка лежи над абщисната ос
(/„>0). За втора точка избираме т. В. Възходящият учдетък
яс'динамичната характеристика' нйертаваме, като започнем от
горнатз т. В к движении се праволинейно към точката на покой
Д', спираме, когато стигвем абсцвснгтй ос Оттук иаляво дина-
ыичната характеристика продължава по абецмевата ос до т. С.
По аналогичен начни се начертзэа и колекторната динамична
характеристика на колекторння ток (фиг 2.16 6). Възходящият
участък на динамичната характеристика тук сьответглвува ня
отрицателиата полувълна на променлнвото колемтордо напряже-
ние При начертавакето иа този участък използуваме сыцо точ-
ката на покой А' н точхата В, която тук е иресечва точка на
статична га характеристика с парамстър ив~ UBM и вортиквлйата
линия, съответствуваща ня Hc~UCjnijr Точката на покой тук ле-
жи върху вертикал на га линия, съответстЕувада па постоявйого
захранващо колектсряо напрежение uc~Uc. Левият край на ди-
иамичната характеристика (т. В) има абсциса а дес*
ният край (т. С) е с абциса лс=7/сл.
Амплнтудата на импулса иа колекторивя ток се определя ка-
то ордината на точката В (горния край на въ&кодящия участък
на колекторната динамична характеристика).
На фиг. 2.17 са почазаии динамнчните характеристики на един
резонансен усилвател на мощност, работещ в режим клас С при
три различии режима иа напрегнатост. Фиг. 2.1 Та съотаетствува
на неиап регнат режим. Фиг. 2Л76— на граничен ре-
жим, а фиг. 2.17в — на напрегнат режим. За простота на
тези фигури в координатната система ic—uB с показана само по-
ложителната полувълна на възбудителното напрежение аы, а в
координатната система ic~uc— само отрицателн»та полувълна
на променливото колектсрнс напрежение. Дэгяамичните характе-
ристики на РУМ в напрегнат режим се различает от дннамич-
ните характеристики в ненапрегнат и граничен режим. Показанк-
те на фиг. 2.17в динамично характеристики съответсгвуват на
коефициент на използуване на колекториото напрежение, по-го-
лям от коефицнента на използуване s граничен режим, яо по-
малък от единица (5гГ.<Е<!). Тук в импулса на колектсфккя ток
се появява падина (седловина), която води до изменение на вида
иа дянаммчните характеристики. През интервала от вр^е,, когато
се образува седловина в импулса на колекторння ток, в базовата
и колекторната динамична характеристика (фиг. 2.17 в) се полу-
чава падзщ участък. Долният край на шыция участък (т. В)
сьответстиува на най-нкската точка в еедлояиаата на тохеэня
нмпулс. Точката иа пречупвяне на херактернстиките D гъответ-
ствува на амплнтудата на токов, в нмпулс !см. Поради тези осс-
беиости на динамичияте характеристики н > напрегнат режим се
усложняла и начинът на тяхиото по строя эане. F координатната
система 1с—ив посгрсяваке послелсеателно течкяте Р. В н А*.
Точката Д' се намнра като просечна точо иа зертикзлната пра-
ва, построена аа разстознъе U8M от коордниаткото начало, с
продължената с пунктир сгатачна Х5р.чкт -оястикв с параметър
Точката В се намира като ирдасечна точки иа
същата вертккапва прява с падещия участък иа сьщста етэткчна
характеристика. След това се построява течкета па покой 4'.
Псследиата точка D е пресечна точка на лининта на граничен
S4

35
режим с пучкткраната спомагателнэ линия, прекарана през тол-
ките .4' и В'. С помощта на намерените спомагателни точки
построчваме динамячната характеристика, така както с показано
за фиг. 2.1 1 в.
Колекторната динамична характеристика се построява по ана-
логичен начин след иамирзне ча спомагателните точки А', В', В
и D. Точката В' е пресечна точка на перпендикуляра, издигнат
на разстояние UCMlN от координатного начало с продължената
с пунктир статична характеристика ic—uc: (с параметър UBM).
Точката Все намира там, к вдето същият перпендикуляр пресича
Фиг. 2.17
36
линията на граничен режим. Последлата точка D е пресечна точ-
ка на спомагателната линия А' В' с линията на.граничен режим
Построената кодек горна динамична характеристика е показана иа.
фиг. 2.17 в.
б. Динамичны характеристики на лампой РУМ
Дннамичните характеристики на лзмпов РУМ се построяват по аналогичен
начин както при транзисторен РУМ. Кате пример на фиг. 2.18 са показами ли-
намични характеристики на лампов РУМ, райотещ в режим клас В. Чет ирите
случая се различават по режима на нанрегяатост: фиг. 2.18 а сьответствува на
Фиг. 2.18
37
ненапрегнат режим (£<Jrp), фиг. 2.185— па граничен режим (Е=£.р) фиг.
2.18 в— иа лско напрегяат режим (£Г(,<С<1). э фиг. 2Л8г— на силно иапрег-
яят режим (5—1).
Напрегнатостта на режима при гориите четири случаи се измени само чрез
изменение на еквивалеитното ано г. но товарно съпротивление Re при постоянни
захранващи напрежения в аиадиата и решегьчната верига Uд и L/f. и постоян-
на амплитуда Ugl на възбудителното иапрежеиие. При увеличаването на Re се
увеличава надът на променливото иапрежеиие върху колебателния кръг, а сле-
дователно и неговата амплитуда UK. Това води до иамаляваие на Uдм/iy—Uа~
— Ьгк и тъй като lJa/r[=^Uo~t-Ugi остава яекмеенио — до увелнчаване на напрег-
иатостта на режима. При увелнчаване на Re расте и коефициентът на използу-
ване иа анодного напрежеиие £. От сравнен него га четирите случая се вижда.
че при увелнчаване ка Re се вамакява наклоны иа дииамичннтс характеристи-
ки и едновременнс' с това намаляьа амплитудата на импулса иа анодиия ток /Ам.
Динамичные характеристики дават ясна картина за режима иа работа на
усилвателното сгъпгло. По техния вид може да се определи както класът (А, АВ,
В и С), така и напрегиатостга на режима (невапрегнат. граничен и иапрегиат).
в. Уравнение на колекторния (анодния) ток в динамичен режим
Получава се, кйто в ургвяението на идеализираннте статична
характеристики на този ток се заместят базового (решетъчното)
напрежеиие и колекгорното (анодното) напрежеиие със съответ-
ните им изрази ив~UB-vUbl cos tot и uc=Uc—UK cos tot.
Ако тези изразн се заместят в ic~g2S[uB—UB+D(uc—Uc)],
се получэва ураннението на колекторния ток в динамичен режим,
коего е в сила само за яевапрегнат и граничен режим:
(2-П) ic~gn[UB-lWUbi-IWJ cos ыГ].
При заместване на израза за ис в /с—Л'грпс се получава из-
раз, конто е в сила само за тази част от периода иа възбуди-
телното иапрежеиие, в течение на която се получана падииата в
импулса иа колекторния ток:
(2.12) /с-5гр (£/с-£/к cos tot).
С други думи (2.12) описза само падииата в импулса на колек-
торния ток (при напрегнат режим), а остзналата част от импулса
се описва от (2.11), което важи за ненапрегнат и граничен режим.
По подобен качин се получава ураннението иа анодкия ток в
динамичен режим.
2.4. РАЗЛАГАНЕ НА КОСВНУСОИДАЛНИ ТОКОВИ ИМПУЛСИ
НА СЪСТАВНИТЕ ХАРМОНИЦИ
а. Общи сведения за разлагаие на токовите импулси
За получаване иа по-голям к. п. д., както беше споменато. високочестотни-
те усилители ка мощжхт работят в режкми с отсечка на колекторния (анод-
38
ни»’) ток, и то предимно в рейсом клас С. При тези режими на работа колек-
торлият (анодният) ток протича само през част от всекч период иа възбудител-
ното напряжение и представляв» иоследователност от косинуссидални токови
импулси, следващи с честотата иа възбуднтелното напрежеиие. С други думи,
колекториият ток е една периодична нехармонична функция на времето. Така-
к,1 функция, както е известно от математиката, може да бъде представена с без-
краен тригонометричен ред иа Фурне, състоящ се от една постоянна съставка
10 и безброй много хармоничпи синуссидалии и косинусоидалин съставки с чес-
т<пи, равни или кратии ва основиата:
(2 13) у (art) =<4О4-Л! cos oil 4-Д2 cos 2a>f+.. .-|-zln cos n
-f- . .-f-Bj sinwrf-B; sin 2'uf-|~.. .+Bn sinneof-f--...
Тук /ч, Л3, ... , A„, ... и B„ B>.Bn, ... са коефициенти от реда иа Фу-
рне к представляват амплитудите на съответиите хармокици.
При разлагане на четна периодична функция (за която у (ш/)=_у (—cat)] си-
икните съставки в (2-13) липсват, тъй като коефициентнте Вп са равнн на ну-
ли. Зз на се выползуааме от това опростяване иа разлаганете, ще прижмем,
«е вьзбуднтелиото напремение, действуващо в базовата верига на усплзателя,
се и (меня косинусоид,пно (cos о>г е четна периодична функция):
utl^Ubl COS i>>t.
Тогава моментното базово яапрежение и в е четна функция на текущия фа-
»<>в ъгъл <»t:
U^—U^+^bl cos
Четна функция на <ot е и моментният колекторен ток (формулн 2.11 и 2.12)
Поряди това колекториият ток може да се представи със саедния ред на Фурме:
<2.11) ес (“>е)^САу+^ CQ* wZ+4a cos 2<оС-Ь.. .-(-/ся ecs .
б. Коефициенти на разлагане на косинусоидалните импулси
на хармоиичните им съставки
Постояииата съставка както я амплитудите иа хармоннците /с1, /г2,
4s- - . се определят с помощта на иитегралии изрази, конто тук ие са дадени.
М нзчислеиието им ше използуваме т. нар. коефициенти на разлагане на ко-
< инусоидалните импулси, които са функции на токовия ъгъл 6. Ако е известна
•“••литудата иа импулса на колекториия ток в иапрегнат или граничен режим
/гл1, можем да определим 41- 4а, - • • с помощта на формулите
4?дг=ао (в) i'cj»-
4i“‘“iW 4?ль
4215)
4я”“л (в) 1см-
Тук я0 (9), 1X1(6), .... ап(6) са коефициентнте на разлагане иа косинусе*
«далии импулси, съответстнуващн па постоянната съставка, първия, вторня и г. и.
> ирмоник иа тока. Графиките иа зависимостите на тези коефициенти иа разлад-
ит от токовня ъгъл (ъгъла на отсечката) 6 са дадени на фиг. 2.19. Както се
ни ж да от фигурата, коефициентът на разлагане в0(!)), съответствуваш на по-
(|ияниата съставка Icav, непрекъснато се увеличава, започвайки от стойност
ла и стнгайки до стойност 0,5 при изменение на 8, съответио от 0 до 180".
39
Коефициенгьт на разлагане aj (6) започва от куда при 6=0, след това расте,
достига максималиата си стойност при 6=120° н после иамалява до тойност 0,3
при 6=180°. Коефициевтът на разлагане аа(6) също започва от куда при 6=0%
получава максималиа стойност при 6=60°. след което спада отиово до стойност
нула при 6=180°. Останалкте коефицнеити на разлагане имат аналогичен ходе
тази разлика, че за някои междиини стайности иа токовия ъгъл 6 те приемат
отрипателии стойкости. Отрицателиите стойкости иа коефициен гите на разлагане
ав(6) озиачават, че съответните хармоиици са дефазир ни на 180° в сравнение
със случайте, когато коефиниентите на разлагане имат положителни стайности.
Коефициентите иа разлагане ая (6) получават макси малната си стойност ап (6)1Пах
при различии токови ъгли, конто се намират по формулата
Тук я е номерът иа съответиия хармоник.
Както се внжда от (2.15), коефициентите иа разлагане ап(6) са коефиниеши
на пропорциоиалиост между амплитудите иа съответните хармоиици и амплиту-
дата на импулса иа колекторния ток. Това дава основание да направим следии е
заключения, като наблюдаваме хода на кривите от фиг. 2. Г.):
1. Амплитудата на първия хармоник на колекторния ток 1Л е вина! и по-
голяма от постояияата му съставка Icav-
2. При едиа н сына амплитуда на импулса на колекторния ток (/CM=const)
най-голяма амплитуда иа първия хапмоник а следователио иай-голяма ко-
лебателна мощиост в колекториата верига на усилватели се получава при
0=120°. В режим на удвояваис иа честотата (за втория хармоник) и rt-го.т: а
кслебателна мощност се получава при 6=60°, в режим на утрояване {за трети»
дермоинк) — при 6=40° и т. я.
3. С увелнчавапето на номера иа хармоннка я се иамалява максим злната
стойгюст на коефициенга иа разлагане ая(6)г1ях. Следователио се иамалява мзк-
с.<< малната стойност иа амплитудата на съответння хармоник и максималиата ко-
лебателва мощиост Рп, която може да се получи при него.
4. Когато токовият ъгъл дсСтнгне ISO0, амплитудата на първия хармоник
става равна иа постояниата съставка ici~/cAv-
5. При 6=90° амплитудата иа първия уармоиик има същата стойност както-
при 6=180°, но стойиостта на постояниата съставка при 6=90° е зиачите.тно
по-малка от тази при 6= 180°. Това означава, че к. п. д. °на колекторната верига
с значително ло-голям при 6=90°, отколкою при 6=180 .
Освен коефициентите на разлагане ап
на разлагане ₽я и уя, а съшо и коефици-
ентите иа формата g„.
Коефициентът иа формата
/!п з а я-т ия хармоник иа ко лек-
тор иия ток представ л ява отно-
шен и е и а а м л в т у д а т а н а този
хармоник към постояниата
съставка иа т о к а (фиг. 2.19):
(2.17) ^}-Тсау-
Коефициентите на разлагане Ря е
удобно да се използуват при начисление
на хармоииците на колекторния ток
когато са известии токовият ъгъл 6. и
преднапреженнето Urf.
(2.is) /„= (ив-и’в} ₽я (6).
Коефициентите на разлагане уя (фиг. 2.20) се използуват при известииАбг
Uti и UK. Амплитудите иа хармоннцнте иа колекторния ток /сп се получават no-
фо рмулата
(2 .19) 4я=Г21 (Ubl-DUK)-„ (6).
Стойиостите на коефициентите на разлвгане ая, ₽я, уя и па коефициентите-
па формата gn са даденн в табл. 2.1.
Т аблица 2.1
Таблица на коефициентите на разлагане на косинусоидален им пуле
1 е- 1 <„ (в) «I (в). а . (01 а3 (01 п(в) 7* (0) ДЛЯ g, W «г («>
1 1 2 3 4 I 5 6' ! 7 ! в 9 10
0 0.000 0,000 0,000 0,000 0,0000 0,0000 0,0000 2,00 2,00
5 ! 0,018 0,037 0,037 0,037 о.оооо 0,0000 0.0000 2,00 2,00
10 j 0.036 0,073 0,073 0,071 0,0005 0,0010 0.0003 2,00 2,00
15 0.055 0,110 0,108 0,104 0,0019 0,' 038 0,0019 2,00 1,96 !
2J 0,074; 0,1 16 0,141 0,132 0,0045 0,0088 0,0047 1,97 1,91 J
25 I 0,' 91 0,181 0,171 0,155 0.0087 0,0170 0,0096 1,95 1.84 :
30 0,111 1 1 0,215 0.198 0,172 0,015 0,029 0,017 1,94 1,7:4
' 0.129 0.248 0,221 0,181 0,023 0,015 0,028 1,42 1.71 |
40 | 0,1-17 С-,280 0,241 0,185 0,034 0.066 0,045 1,90 1.64 J
40
Т1родълженне на табл. 2.1
I 2 3 4 5 6 *7 8 1 9 | w
45 0,165 0,311 0,256 0,181 0.048 0,091 0 068 1,88 1,55
50 0,183 0,339 0,267 0,171 0,065 0,121 0,101 1,85 1,46
55 0,201 0,366 0,273 0,157 0,086 0,156 1 0,150 1.82 1,36
60 0,218 0,391 0,276 0.138 0,109 0,196 0,218 1,80 1,27 '
65 0,236 0,414 0 274 0,116 0,136 0,239 0.322 1.76 1,16!
70 0,253 0,436 0.267 0.091 0.166 0,288 0,486 1,73 1,06
75 0,269 0,455 0,258 0,067 0,199 0,337 0,765 1,69 0,93
80 0,286 0,472 0,245 0,043 0,236 0.390 1,365 1,65 0.***
85 0,302 0,487 0,230 0,020 0,276 0,445 3,168 1.61 0,76
90 0.319 0,500 0,212 0.00U 0,319 0,500 1,57 0,66
95 0,334 0,510 0.193 -0,017 0.363 0,554 -4.279 1,53 0,578
100 •0,350 0.520 0,172 - 0.030 0.4 И 0,611 -2,366 1,49 0,492
105 0,364 0,526 0.152 —0,039 0,458 , 0,662 — 1,769 1,45 0,418
ПС 0.379 0,531 0.131 —0,045 0,509 0,713 1 -1,488 1,40 0,346
115 0.392 0,534 0,111 -0,047 0,558 0,760 -1,323 1.36 0.284
120 0.406 0,536 0,092 -0,046 0,609 0.805 -1,218 ‘ 1.32 0,227
125 0,419 0,536 1 0.074 —0.042 0.659 <>,843 -1,149 1,28 0,176
130 0,431 0,534 | 0.058 — 0,037 0.708 0,878 -1,101 1,34 0,135
135, 0,443 0,532 0,044 -0.031 0.755 । 0,90? 1 -1,053 1,20 0,098
140 0.453 1 0,528 0.032 -0.024 0.801 | 0,931, | -1.046 1,17 0,071
145 0.463 0,525 0,022 —0,018 0,842 0,955 -1,028 1.13 1 0,008
15) 0.472 0.520 0.014 -0,012 0.881 0,970 -1,017 1.10 1 0,030
155 0,480 0,515 0.008 —0,008 0,917 0,983 -1,012 1.07 0,017
160 0,487 | 0.510 0,004 -0.004 0,944 0,989 -1.006 1,05 0,008
165 0,492 0,506 0,002 -0.002 0,967 0,996 — 1.001 1,03 0,004
170 0,496 0,502 0,001 -0,001 0,985 0,997 -1,000 1,01 0,002
175 0.499 0.500 0.000 0,000 0,996 0,999 -1.000 1 1,00 0,000
180 0.500 0,500 0,000 0,000 1,000 1.000 -1.000 | 1,00 0,000
2-5. ТОВАРНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ
НА МОЩНОСТ
а. Определение на понятието товарно съпротивление
Товар но съпротивление или накратко, товар на един
резонансен усилвател на мощност наричаме е к в и-
валентното съпротивление, което е в.ключено в из-
тоднатаму верига. При РУМ товарът имг селективен ха-
рактер и представлява един или няколко свързани колебателин
кръга. При краев РУМ последние? от свързаните колебателин
кръгове включва в себе си предавателната антена или входния
импеданс на захранващия антената фидер. При ыеждинен РУМ
42
селектаввият товар се състои най-често от еди:’ колебателен
кръг, а в редки случаи от два или повече свързапи кръгове и
нзходът на колебателиата система е свързан с входната верига
иа следващия РУМ, която представлява по сьщество полеэният
товар. Полезният товар при краев РУМ е входного съпрогивле-
ние на ангената. В-най-общ случай съпроГивлението на полезния
товар се различава сыцествено от необходимого товарно съпро-
тнвление за усилвателя. Колебателнзта система, включена между
изхода на усилвателя и полезния товар, изпълнява две основни
аадачи: 1) трансформира съпротивлението на полезния товар до
иеобходимага стойност, която се изисква на изхода на усилвэте-
ля; 2) филтрира висшите хармоници на тока, псраждащи се в из-
ходната верига на усилвателя поради силио нелинейния режим, в
конто той работи. Обикновено колебателиата система е настрое-
на в резонанс за честотата на възбуждащото напрежение. Поради
това еквивалентното товарно съпротивление, което усилвателят
„чувствува“ в изходната си верига, в повечето случаи е активно.
1.Це го означаваме с /?е- Тук ще се абстрахираме от схемного
мзиълненве на еквивалентния товар в изходната верига на усил-
пателя и ще имаме пред вид само еквивалентното му съпротив-
ление /?е. Режимът на работа на усилвателя се определя както
от згхранващите напрежения Uc, Ua и възбудителното напреже-
нне (£41), така и от еквивалентното товарно съпротивление /?с,
което той „чувствува" в изходната си верига.
б. Товарки характеристики
Нека разгледамё по-подробно эависимостта на режима на РУМ
само от измеиението на Д. При това ще предполагаме, че за-
хранващите напрежения и възбудителното напрежение се под-
дьржат неизменни. Зависимостта на режима на работа на един
усилвател от товарного му съпротивление се характерязвра с
г. нар. товарни характеристики.
Товарни характеристики на един усилвател на-
ричаме зависимостите на /с1, /слг, /м, lBAV, на |£/J = ic4il
намощиостите въввходната и изходннте вериги
PCav Ре1> Рс> Рьъ а също и на енергийните му показа-
тели?, gx и т]С от товарного съпротивление при
неизменни захраиващи напрежения Uc, UB и ампли-
туда на възбудителното напрежение Ubl.
За да видим какво влияние сказва измеиението на върху
режима иа работа на усилвателя, ще си послужим първоначално с
динамичните характеристики, построени за различии стойкости на
R, при неизменни постоянни захраиващи напрежения Uc, UB и
неизменна амплитуда на възбудителното напрежение UhX. На
фиг. 2.21 са показани колекторни динамични характеристики на
43
колекторшя ток, построена за пет различии стойности на при
посочёните по-горе огравичителни условия. Всичките минават през
една и съща точка на покой А'. Тя остава неизменна при изме-
нение на /4, тъй като са нензменни постояниите захранващи на-
прежения LJC и UB. Горните краища на динамичните характери-
стики (т. В — виж раздел 2.3) лежат върху едка и съща статична
характеристика с параметър u3~UBM= UB+Ubi — const. Ъгьлът
на наклона иа динамичните характеристики иамалява при увели-
чаване на товарного съпротивление. При А*е=0 динамичната ха-
рактеристика е перпендикулярна на абсцисната ос и на вея съ-
ответствува импулс на колекторния ток с най-голяма амплитуда
/СЛ} и най-голям токов ъгъл 6. Това означала, че постояниата съ-
ставка ICAV и амплитудата на първия хармоник 41 имат най-го-
леми стойности при А\=0. Променлнвото напрежение C./kcoswZ
върху колекторния колебателен кръг е равно на пула, понеже то-
варного съпротивление /?с е равно на нула, Товарните характе-
ристики /С1 /сдк(Ае) и t/b(/?e) са представили на фиг. 2.22.
От тях се внжда, че при Ае0 41(А\.) и Icav(R«} имат най-голя-
ма стойност, a 0/к(/?е) има стойност нула. Но щом (/„=0, про-
мевливотоковата мощност в изходната верига на транзистора също
е равна на нула, тъй като
(2.20) Рг1^0,5С\41-
Следователно товарната характеристика на колекторваза про-
менливотокова мощност Pc{(Re) започва от нула. Консумиранага
от колекторния токозахранващ източник мощност е
РCAV— IcIcaV
44
Тъй като постоянного захранващо напрежение се поддържа
неизменно, PCAV е пропорционална на ICAV. Следователно товар-
ная характеристика PCAV(R.) ще има сьщия вид както товарна-
та характеристика /слк(/?е), н° в друг мащаб.
Мощността, която се разсейва върху колекторния PN преход
па транзистора Рс, е равна на рззлнката от мощностите Pcav и
/'.1(РС=РСЛГ—Рн). При Ре-=0, рг1—о и следователно загубната
мощност Рс е равна на цялата мощност РСли> консумирана от
колекторния токоизточник (Рс=РсауУ Оттук следва, че режимът,
при който товарного съпротивление /?е=0, е най-тежък за тран-
зистора по отношение на разсейваната в него мощност, тъй като
цялата постояннотокова мощност PCAV се разсейва като теплина
iri.pxy неговия колекторен PN преход.
Ако допустимата загубна мощност на транзистора Рс Д0)1 е по-
мадка от тази, която се разсейва в него при Re=0, транзистор »т
•це се повреди. На практика такъв режим (/?е=0) се получава
при силно разстроен колебателен кръг. При мощните и свръх-
мощните радиопредаватели поради тази причина пренастройнането
па резонансните усилватели на мощиост от едка работая честота
иа друга се нзвършва при понижени захраякаши напрежения. Но-
минален захранващи напрежения се подават едва след като ко-
лебателният кръг илн системата от евързани кслебателни кръгове
са настроена в резонанс. От товарните характеристики /bi(Re) и
//мг(/?е) се вижда, че при /?е=0 /Ь1 и lBAV са мелки. -Това озна-
ч«ва, че режимът при Re~0 е силно ненапрегнат.
С увеличаване на Rt (фиг. 2.22) откачало /с! и ICAV спадах
много бавно. Това продължава до достигане на граничен режим.
На фиг. 2.21 е показано, че при Re—Retf> краят на динамнчната
характеристика, движении се по статичната характеристика ив~
достига пейната точка иа пречупване, т. е. точката на
«равичен режим. На фиг. 2.22 през точките Ra—Rtlf върху абс-
цисните оси са издигвати с пуиктнрама линия терпен дикуляри. В
полете на товарните характеристики те нзобразяват жниятл «а
раничен режим. Наляво от нея режимът на РУМ е ненапрегнат
</«/?егр), а надясяо — напрегнат (А*е>/?егр).
Товарнага характеристика на напрежението върху колеба ед-
иня кръг UK(Re} в областта на ненапрегнат режим се изобразява
приблизително с права линия. Това се обяснява по следшы начич.
Пьрвият хармоник на колекторния ток /е1 в областта на ненаирег-
|< т режим иамалява незиачително с увеличавапето из Rt. Пор/ди
гоза може да се приеме, че в областта на ненапрегнат режим
липлятудага аа първия хармонцк на колекторния ток е почти
константна величина /fl ^consL . Оттук следнз, чч амплитудата
Рк—!C\R. в областта на ненапрегнат режим е линейка функция
ма товарного съпротивление Ra.
Променлнвоточовата мощност в ки-лекторната верига Рс1 в об-
45
ластта на иенапрегнат режим е съшо линейна функция на /?е
виж (2.20).
При преминаване от граничен н напрегваг режим (/?е>/?е,г) в
импулса на колекторния ток се появява падина. Тя е толкова по-
, дълбока, колкого по-
Tfi напрегнат е режимът, т. е.
Ф'.и Z..2
колкото по-голямо е то-
варного съпротивление /?е
в сравнение с /?егр (фиг.
2.21). Появата на падина в
импулса на колекторния
ток води до рязко нама-
ление на /л и ICAV в об-
ластта на напрегнат режим
(фиг 2.22). В резулгат на
намалението на /н нараст-
ванего ня напрежението
върху колебателния кръг
UK в областта на напрег-
нат режим при увеличение
на л*е се забавя и може да
се приеме, че U„ остава
приблнзително постоянна
величина (f7K^const). Това
води до намалеине иа про-
менливогоковата мощное г
в облаегта на напрегнат
режим, тъй като UK оста-
ва почти постоянно, а /с1
рязко намалнва с увелича-
вачето на /?е.
Коефициентът на вз-
вод зу ване на ностоячното
колекторно иапрежеиие £
е пропорционален на LZR.
тъй като ^-UjUc, г U(:—
— const. Товарната харак-
теристика ^ (/?,.) има св
характеристика В областей
блнзително линейна функция на /?е.
щия вид както товг.рната
на ненапрегяат режим Е е прк-
а в напрегнат режим нараст-
ав много бавно : увеличавакето иа /?е.
Товарната характеристика на консумираната мощнист PCAi. от
колектйрнич токоцзгочник ^сЛк-(^) е подобна по вчд на товар-
ната характеристика /f 4И(/?е). тъй като Pv.w е линейна функция
нз постоянната съе савка ня колекторния ток (Рс,и~^^с^сл^-
Тъй като ззгубната мощност Рс, която се разсейва върху
колекторния PN преход на транзистора, е PC — PCAV—РсХ, товар-
ната характеристика РС(Р.) се получава като разлика от орднна-
тите на двеге товарки характеристики РсхД/?г) и Рц(^е)-
Коефициентът иа полезно действие иа кслекторката верига на
усилвателя е т/с — Pci/PCAV- Слеадвателно неговата товарна харак-
теристика rjc(/?e) се получава от товарное характеристики Р,. ,(/?,>
и PCA,,(Re) чрез раздепяае на сьстзетните нм лрдиигтн. Тъй като
при Re~ О следвз, че н Началото на товарнага ха-
рактеристика д)с(/?е) съвпада с координатного начало (фиг. 2.22).
В областта на иенапрегнат режим rlC (Rj г почти права линия.
Мгксималната си сгонноеi vlC достига в леко напрегнат режим,
след коего започва да спада много бавно. От сраввението на то-
парните характеристики на двата «ай-важни енергийни показателя
Р[Х и ric се вижда, че най-нодходящ за работа на усилвателя на
мощност е граничнияг режим по напрегнатост. В граничен режим
и Pfl, и f)c имат най-големи стойяости.
2.6. РЕД ЗА ИЗЧИСЛЕНИЕ НА ИЗХОДНАТА КЕРИГА
НА РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОЩНОСТ
Ще разгледаме вьпросите, евързэии с начисление™ на нззодната верига иа
един РУМ, съшо и реда, пс кг-йтс се извършьа това начисление, като за опре-
челеност ще имаме пред вид РУМ с биполярен трзнздегор. Форму лите оставят
в сила и при РУМ с полеви транзистор или лампов РУМ. Необходимое само в
гях да ламеиим индекса С (колектореи) съответио с индекслте D (дрейаов) или.
А (азодек).
При работа из усилвателя в негезата колектпрна вернга се преобразува по-
стоянноточсзата 'зощисст РсАу, оттавана от чолекторния тококтгочннх, н про-
менлизотскова тюшност РсХ, част от ксято се разегйва кате топлива в активно о
загубно сыфотиьление на колекторната колейателка система, а остаиалата част
се отдели в ачтигиото ст противление на голезпия товар ^нтената прн краен
РУМ или вхолнага верига на следваг.ото стъпало при междинек РУМ). Рслята
на преобразувател на постояднотояозата мощност е пр-тменЛяютокова играв трап
чисто} ът (лампатар Поточно ролята иа преобразуаател играе нэходната верига
на транзистора, като нейното сопротивление се управлява от сигнала, подавай
«ъв входяэта г у иорига Това пресбразувзие е съпроводеио с коисумиране в из
ходната верига иа транзистора на част от мощностей Pcav- Прието е тази '-'зет
да се нарнча зпгубна нощногт или оше уозсеяна мощчост в изходната ее-
.•».чг. на тракметгр-л. 7 я се превръша в топльна и се разсейаа в околното
пространство през корпуса на транзистора. Гъй като иреобразуването на пэ-го-
лкм? г'С’цност е гьързаи<> с отделянето на по-голяма заг/бна ъсщчост, към кор-
пус'. на гранзисюра обиккоаеио се прикренва охлаждащ радиатор. По този на-
чин транэчеторът се крздпазвя от прегрчЕане. т. е <и превишаьазе на работ»'а-
та тсмсератсцз иа Рг* врехоаите му иад допустима га. Охлаждзнею из радиатора
на транзистора е или естествени, или п р и и у и и т е л н j в ь з д у т а о. При
•отдайте прела:.атс.:ии раднилачпч рз дна горите се охлзждат както принуди-
те 1но въздущно, така и п р и и у д и г е л н о taasc или г-ринудк-
телно парно <• помощта на цирку'.щваш край радиатора въздущеи поток,
воден поток пли поток от водни пари. Ояладятелната система на ё/.лг мошей
или свръ.;мощен рздиопредаващл яредставлява сложно сьсрътяегие
Загубиата мощност в изходката верига на актнвння триполюснчк на усилва-
теля те озкачаваме с Рс — при биполярен транзистор. Ро — при полеви тран-
зистор и Р4 — при радиолампа. Балансьт на мощностите в изходната верига на
транзистора, чрез конто в случая се прочвяза законът за сохранение на енер-
тията, се описва с израза
<2.21) Pcav-РлА-Рс-
От него се получава, че загубната мощиост, разсейвана в изходната верига
на транзистора, е
<2.22) Pc^Pcav-Pcx-
За всеки активен трииолюсвик (транзистор или лампа) същестг.ува опреде-
лена максимално допустима мощност, която може да бъде ра леечка като теплина
я изходната .му верига без опасност от нарушавшие на нормалната му работа.
Тази мощиост загиси от коиструкцията на актнвння трииолюсник и от начина
на кетового охлаждане. Означава се с РСдо1|— при бшюлярчите транзнстори,
РСда1— при полевнте транзнстори и РА цеп — при радиолямпнте. При нормална
работа разсечната загуби-1 мощност ие трябва да превишава допусгимзга макси-
ма вна уощност
(2.23) РС^РС там-
К о е ф и и и е и т ь г на полезно действие на колекторната в s'
рига на усилвателя се определя като отношение на полезната променливотоко
ва мощност Pci към постояннотоковата мошност PC4V, отдавана от колекторния
зааранващ токоизточник. Ако тези мощности се изразяват съответно с
Рщ-0.5 /tli4=-0,5 aj (0) бС/И ^Uc
и
PCAVa^AV fCM^Ct
-тогава за ijc се получава
(2.24) Чс=0.5 gi (9)ф
Изразът (2.24) представя i(£, като произведение от коефициента на формата
на колекторния ток g^*») и коефициента ::а нзиолзуване н? колекторното напре-
жение От него следвз, че за да се получи голям к. п. д. на колекторната ве
рнга из усилвателя. необходимо е н°гсвияг режии да бъде така подбрей, че g.
и с да бъдат колдото може по-големи.
При зададена сгойиост на Uc коефициентът ва лшолзуваие иа колекторно-
то напрежение £ е толкова по-голям. колкого пэ-голяма е ами'ли’удата на про-
менлгвото напрежение вьрху колебателния крьг. Теза може да с-* по», tai не, ако
еквизалеитното сънропввлеяие R на колебателния кръг е д^стпъгно юлямо
Оказвз се обаче, ча тези две величина £ и g, са взаниноевърззни. Постигачего
на голени стойчости на 'е.слата от ,ях става за смена иа иамалеиието на стой-
яостта на дру:ата. Например пелучл«внето на стойяостя на g, по-големя от
сГ(ч--0.8 у0,85, ее съпровожда с премннаване иа усилвателя в нанрегват режим
я офор.'яне иа падина в средатз ва импулса .га колекгоряиз го*. Тали деформа-
ции на импулса причиияьа нзмакен- е на киеф:.ииены на формата g. С навлчза-
чето в сачэд* напрегнат реж’М, ко.ато ;>£(п, увеличениегс му се сгпрояижда
със значите 1Нс но-голями иама сине на д(. Поради товз г,( започва ns взмаляе£
Максииалната стойност на се полу-ива а л:ко напрегнат режим, т. е при
стой*,осей па ;, малко нс-големи от £гр. Тук е необходимо да се О’-белсжи, че
работ ля а на усилвателя в xanpeiHai режим (i>Lp) не е за нигпоръ -.'дне ч от
други съображейия. Ганге режим и работ.» се съгрочоьгдг- с солям тог гтв ве
ригала нз упраа’язащия електрзд (бззата или упрат.лягащттл рещет> а). Товя во-
48
'И во увеиичаване с» възбулнтелниз мощное г иа усилвателя, а следователно до
(р 1
Л
р
Вторага величина, която определя стойността ня ric, а именно коефилентът
на формата на кояекториия ток дсДН), зчвиси от ’токовня ъгъл на .чолезтсрння тек
О, а съию ч от напрегнатостта ча режима. При:осгровръх косинусоидален нм-
нуле иа кслекторния ток завнсчмостта иа -р/б) от ъгъла 6 е изобрззека графич-
«о на фиг. 2.:'). От тази графика се вижла, че се увеличат при илмагяваие
ма в. Макснмалната стойност иа ксефнцнента на формата е ^«*=2 при ьгъя 6,
клонят към нула. Реализиракето на много малка стойност на в е не целесооб-
разно по ре лица съображетшя. Ог едва страна, при много малки стойностн на в
« необходимо работната точка з покой .4 да се измести знзчително налево, т. е.
базовою предиапреженне Uff да се избере з.чачмтевно по-малко от иапрежекнето
на тапушване иа транзистора Us От друга страна, е необходима голяма амплитуда
mi възбудителното напрежение Ч^. Това води до получаване на такава мянималиа
сгзйчост на базового напрежение 1'ВА11У1 —UB — Ubx. която може да излезе извън
. раниците на допустимата за дзден >я 1рзнзисгор. За вески трл.чзистоо заводът-
сроизводител лава допустимого о >ратяо напрежение на емитерния PN прехов
UBL овр веч ° ке трябва да се превишзвз, тъй като настьпва пробна в този преход.
Освен това ври малък токов ъгъл 0 и особеио при в<90° полезната чро-
меиливотокова мощност РС1, която може да се получи в кслекторната верига на
транзистора. резко започва да намалява с намаление на 8 (в т. 2.4 беше облене-
но. че макснмалната стойност на Pei ct пс.тучава при 0»=Г2ОО). Его зато стол-
он: ।та иа w се избяра в границнте M-t-IZO’; При rosa се получава ергнкителио
добър к. п. ц. т;с н дзета тъчно голяма променливотскова мощност Рс1.
Общият к. л. д. на едно усилвателио стъпа.ю се определи като отношение
на полезната променливотокова мощност в находка)а верига на усилвателя Pct,
«>яго постъпоа э кслебателната система, кьм сумата от всички мощности, кен-
умипани във Bepnrtiie на теза стыило При транзисторен РУМ общнят к. п. л
<1б се определя с помощта на формулата
<2-25) ~ ~^р.,А.р
Гсмг
където Pi| е възбу-дителната мощиост, а Рр w—постояннотоковата м^шност,
която отдава иаточинкът на преднапрежение Ug. Тази мощност (PBAV) сс взе-
ма пред виг само при полсмсителни стойкости на предиаврежеиието ид^>С. В
х-лучанте, когато Uft<S), полага се в (2.25) РВА^^-
Прн хамеов РУМ обшият к. п. д. се определя с
<2.?5) т)«А«’“-р ~р~^р ’
.<А1 ' ’ G2AI,1 стопа
«ъмячч с постениаитскевлтл мо цнегт огдаиана от нэточвик? на п-зстоян-
С^лк
го еку-е-м идпрежеви.* </ft, a e’vTwrlJ е коецността. от.ивм»а« от источника на
отоатитллнетс язнреженод их ламвятз. В дна/ендтетя из (2 20) лнпсна член Р^. JlZj
«ойто да отразчвд мсщността, отдоага от яз’.очйик • их чредтаг.-режеиле 1^., тъй
като пред!'ап;.е;д-5няето тук вина, и е отр-н'.теляо к итточямяът н,< U.; псглъчтЗ"
з не отдэкз мощиост. G” ертлч.цпет-» иа (2 25) и (2.26) се зиждя, че
тргизистортла’ РУМ им-1 по сс «л « общ я. а. от лампозия. защото липемт ч е
ннвете PnTV , и Р ......
ОТХлМ с// W
К<хфи?и<ент*г4е чэ н им ». илиь.<ргд<?о ioin.dj tea
члпие при (»»а/гдгмог) у • и.мге ши сгъг«а.м на радиичре vrat* «и
и са ь*й «млазь: иу хэ f.ветг *эрчЛ?а«с ’и.
4 )
< PjR'.4 ‘[X' ав
. « Т>5£»5- -
Нека сега ее спрем на реда на начисление на изходната верига в РУМ.
Обикновено ::ато изчалвн величина при изчислението се задавят предваригелпо
колебателната мощиост в колеи горна та верига f\ и рабстната честота или работ-
ник честотен обхват (при диапазонните усилватели) f или /min -с/,„ал-
Изчнслеиието започва с избор на транзистор, имаш номпналиа мощиост, во-
голнма или равна на зададеиата в транзитка честота №-го.иша
или иай-малкс равна на удвоена та .-«аб-висока честота от работали честотен об-
хват из усклвателя •

Следвя избе и на стсйиостта на постоянного захранващо напрежение в колек-
торяата вериг? С',: Ако изискваната променлнвотокоза мощност Р ( е приблизи-
телно равна на нокиналнатз мощност иа транзистора. нзбирамс стойиостта иа на-
прежението Сгс. равна на номнвалната стойност, ире.порьчваиа от зазода-ероиз-
водитея. Ако Р е по-малка ст иомчназната мошчост на транзистора. следва, че
в деления случай той няма да се използува напълио помощност. Челесъобразно
е в тааъв случай транзисторът да се използува с номниа.'на стойност из импулса на
колекторния ток 1Смяаж> й недиизползуаакего по могшэст да стане за сметка
на вам* лизанет о на захрачвашето напрежение с/.. В гзкъв случай избираме
*' Ц.” иом-
Следва априксивинпш на стагвчнип' характеристики на транзистора, в резул-
тат на което се определят идеал!:тираните му параметр»: £31, S,p, Че в [). Из-
6ираме стойкое пл на гоковия ы «л й (ввй-чес>о з граинцяте fi - 70—-Л'”). От та-
блица за коефициентите иа разлагане на косииусои.хални чмчулси отчитаме стой-
иоегчте <>а коефициеитите хДЗ) и а(,(й).
Изчмсзвваме коефициент:: на нзпелзуване на колекторнечо наьрежекие в
1раничен режим по формулата
(2.2?;
£1р~0.5 г
• 0.25-
’i(6)5rpi4
Огрелеляме анплитудата на променлнвото напрежение върхе колебателния
крт.г .. максималисте колеыорно напиеженнз
*- Aj
(2-28) UC- UCM- 1/С^1/^СС£ пи.
Следва оиределнне на амплшудага 1(1-_
(2.2 А
г
Cl" UK
Оттук енредеяяме янсочнватв (амплитудата) на импулса на колекторния ток
(2.30) / ^_Z£i_
ГМ Xj(e) -^-'ста.-
Определзме . :остоянмат« сгстазка ва колекторния ток
^•31) AF=“4'®^C « < ^СЛк’т*.
и лосгояинсгс'логага мощносг, огдааана от захраняашяя тскоизточинк
(2-32)
Правим проверка дали йятубмата мощвост, ра. сгйвана върху транзистора, не
превыеава допустимата загубив иоздносг за «озй транзистор
С-’-ЗЗ) Рс~ Рся^~ с^'
Следва определяне на к. и. д.
Рг1
(2.34)
Накрав определяме стойност га ая скнивален-нсто и>варво сьаръгл®'>ение Л
което трябаа да предела?.;як« кслсбателната система. вкачена в изтодиата ве-
рига иа транзистора —
(2.35) £
Тук трибва да отбележиъ, че формула (2.35) ере деля необходима» стсй-
осг ца еквмвалетиното говарно съпрптчеленич \'е, конто транзистор* г нзисхва
за сводта нормална работа. Затоаа в тази формула учяствуват ес.шчиин, конто
гарактерязира« режима иа работа иа транзистора J„ и /<,. Дейсткйт'-.тиата стой-
ност на /?с, която има паралелвичт колебателе;-. кръг (или система» от евърэяии
колебателен кръгове) в точките на включваис към транзистора, завис* от еле-
менттпе на колебателния кръг
2.7. РЕД ЗА ИЗЧИСЛЕНИЕ ИА ЗХОДИАТА ЗЕРИГА
НА РЕЗОНАНСЕН УСИЛВАТЕЛ НА МОШНОСГ
Ще разгледаме начисление!» иа иходнвта верига иа РУМ, като за определение!
ще имаме вред вид РУМ с бшюлярек транзистор. Сдобен-итите при изчисление
на РУМ с полей и транзистор и ламлов РУМ ще поточим накрая. Бъв сходна»
верига на усилватели действ}вдт две наире лжиия (фиг. 3.1) — к роме или во
напрежение (наркчано още възб/дмтеляо) «м~£4> cos «,г, к сто постъпва
от предното стъпало, и ио ст о и н но напрежение (яаричанс още пред-
напреженне). Последното може да има както полсмвите.тяа, така и отритытелпа
стойност и се получава от язшяен источник (фнкенрано йреднапрежеаде) ил.т
посредством нистокниата съставка ка бааовия ток 7^,, и иостевгилата скетавкэ
на емитерния ток >EAV (автоматично преднапреженис).
Формул иге, по конто се определит исобходимите стойност на н U& се
нзвеждат ио следнив начин. Изхс \!>.аме ег уравнением на колекторния той в
динамичен режим (2.11) Знаем че иолекторннят т>зг става равен ^а куля v c— б)
когато текущият фазев ыъл ы/ стане разеч на тейковия ъгъл При тази
условия от (2.11) получазгме уравиението
>с О | UUH + (Пм- Ul\) cos э|.
Оттуи пслучаваме формул* га за зависимое тта «а й от t/£. н UK.
(2.36)
cos е« —

С таза формула межем да определим какъв ще Оъде toki:bh»i чем С за сил
нателя, ако са аададенн н.-гпрежевн.чта ? д, t'w н Ту;' t/„ ct счт.«а за из-
вестна величина, определена при апрэделмацията на параметрите иа транзистора.
Е случайте, когато са известки в, l/'j. и Е'к, фс-рмулата (2.36) се кзл?дзува за
опрсделяие н*
(2.37) L/—U— (Uii—lJ'Je) cosS,
За V— ']Е нс-лучгеа,ес играла
(2.38) О'л— — !с'^, - И» 'к) cos Э.
.5?
ОЧ» 8*se«WMie fci (2.38| a (2.' I) эмуоаии S3 ic ИЗралМ
<с“№ Фм~ •’^4 ) «i—CCS 0).
3» su эелучгм or *2,35} №?аз -а ачплягудага па кчо/лсл на «ояедгорпия
ток fc^, яео^жэдн*» г .ад ледоичн а него ь =» U:
(2.Ш 1сЛ“&л (zAi~ * ) •<! -«>* а».
От (2.40) може да се оирсдели амчвюуйатз иа възбуд.иклиего напрежеиие &’sx’
ккво са изтестон § « г .
С.< Z5>" *
Слад гаг о са «ивес.*« И и определено ««кииаваата момеитиа стоя-
йост «а валжл-то иаиреа^’гие
Р«2» ЧадГ'Чз14'*-
Д«глятт/длта ы яю1уле’. «а бажимж точ (ВА[ се ^определи от сгмейсгвого
с^лнде хагмтгеристинг > ? !ufli «д« irfFc\- Нал-често в каталомте се давят ха-
psxTOtHioTHMruie {и^. ОЙ^вделяоето ч« каау-м» «а базовня ток от демейгтвата
c?4TH4SH х»ра*тсзшггмчп v. i<“ >»<*эаио на фиг. 2 23. Необходимо
е при тоьа «> знаем с«ой»»астите ня мдкси-аь’^ою базсвэ напреженме я
мяМшас-иото йс^ектора.> жапрежтнсе ^сл><,у- да определим 1ВМ, в нслето нт
Фнг. 2.23
стаггаште »кн 4г '\) гтдламс неу.: «алча приз» с® стстоянче tf„,(
тт хоирдлмжяот > .и-'еМ» в и% х ! {*•-?««; - а й тп<- ’и с-.атнчната ху >к-
зврасттвсч &' базой,, тч. жа »> > ,- 4/f w,.v. А«алО" Ччл> а лолето
'^л сгатичт;» с д»|Ч>.. тгрл. >« } >чзД-"'а..а .Арг»>’лл>.а права ил отстоккле
52
Ucmin °т коорди:.атиои> нача • и иамир..ме лресечната и гочка със статичнам
характеристик’ на баз-.-опн -ок. и^гта параметзр
След определяке иг / ( >'О.<ем да и.-ч'тс :•» ыстсяъвага с wti >ча к амалт
туда та иа пьрвня лармоник иа б.. ток !Ov !*₽и .•яиейзоотоечио-и
апроксимация на х..рактер|ч.е snc иа бь-.ч-ии ток импулсьт му iae има форма
т.1 на отсечена коси. \с<>ид» ,i. <i । 2.23 то'и н..»саяь.’нр1н импулг е лс.ис.»ан с
iiviiKTupaiia ли..ин >;. ра-ликг •>’ рга нии. кой .> далее, с Отъята .чинив. Karo
и.тползуваме ксефиннентите на ралтагале ьа косин;сойДални ток-зи имяулен
а,,(й, и я;(0), опре.челямс пнтоы.и.та съгмьит ». тмкчмту з»та на нг.рлия хгрмо-
пик на базовый ч-к. с. н-.’ощта ъ. <i трь ’чи-е
('•43)
(J.441 /„л
Вьзбулителиатд мош«н<г -'V:. коя го ж-стъпва ст предното стъпало се оп-
ределя от израэа
(2.15) ^ C.5L'fi/41'.
АкО нрелаао'.е'кеш ето е по тот. 'пе тио Uв>0, и гоч-.нкът конге те съэяанх
м>тдава мощност Р^*.. ибаэовп» веръга. конто се ааредеая с
(2-46) Pba.~Ub1^
В този случай обс-.ai» мощнее.. xoaso се якадва в бзэовата ьернта, е рапиа
иа сумзта от РЬ1 •< РдЛ>- Тази мощнее' се раз.ейва като топлива в емитерниа
PN преход иа >;>ан.щ-топг т- се означала с Р_. Блтансьт на моын'зстите в базе
-м
пата верига, израэяващ закона за г ьхргаенке в ; сихргюта, Ыс има израз
(. 4/) Т‘з->-г
В случайте, носато преднапрежеиието с отринателио ((.^<0), изгочнииът,
конто го сьзддва. не от лава, а консукяря мошност. Както вече спомен<:дме. от-
рицателното преднзоре'.кенме обикновено се долучам автоматично зз сметка из
пала ча наяред-.еняе oi посто.чннага ' «ставка на Оазовия ток и иостоянвата съ-
ставка на емитортши ток
(2 48) ^ в“~ *.'дЛи рц'( ‘ел*
Тук и са с ь< ротивлениита нт резнетори, вккючени ст-откезио в ба.то-
ата и емитерпата верига.
В този случай (иогато само източеикът вьзбуждаие отлан>
мощност Ры в базевата веря*а. Тази могднест Сс яретзбразува в топ-
линна качто в источника на предка пре Аение тах^ н върху емятсряня PN
прех.гд. Балансы на меш.тостнте сл'дователво еде ин* друт израз;
(2«)
Ако общото пр.-тнапрежекне • баювата верига е образувако от кяколко <ъ-
CiBBKH, еляя от конто са по-южите-тни, а друти О1р»ше'.елни (фиг. 2/21- услож-
ните полежи!е.тои потоки гз нокззани на фигурага ь скоби), източпиаите на по-
ложителио предналрежеиие ще отллнзт мсщиост, а тези ка от, чцателно нредна-
ирежение ще кинсумирзт мощност. На фиг 2.24 са ооказани .чри.-ери азнто на
фнксирано положителио «реднапрежеиле (фиг. 2 24 6), така » на автоматично от-
рннателно иредиапрежсиие <фиг. 2.24 в — автоматично базово нредндпреженче,
фиг. 2.24 г — автоматично емизерно гречйлчреженме). На фиг, 2.2чс? е показам
пример на комбиичрачо преднещрежеиие Посредством делнтелч на и.щре женке
Pi и R-, се сыдава фнксирано цоложите.-пе пре.Анг<фсженнз О'в2. г върху ре-
ристорнте RB и 2? се създават ст-отаетао автемгтичя'т отрчцателне баэово прсд-
53
напре/.еиие Ugi и аитоыатичко отрицдтелно емнт&рно преднапрежение (J£3- Ба.
лачсът на мошностите s tosh случаи има т;зраз
(2.50) е ,гг^ I лл.,| ^Ьд,-8 Г^д-
Тук />t;=0,5 Ubl !ь, е вьс-будителната моцисст. ^'д>1 bav е ЫО1Ц'
чостта, отда&ана or изтгчника на преднапрежение С'да, — /''я1 I HAv е VO111'
Фнг. 2 24
ноеттл. конеумирана от маточника на анто^атичио б-псао преднапрежение 6'Д( и
е MO.HHocira. канс\ тирана от ваточника на автоматично' еяи-
тсрно преднапрежение £/вг
В този случай загубпзта мощиост. kosto се разсейеа като топлива вьрху
емкгериия PN преход е
(2.51) в ' в 41-4 - ‘^‘в ЛI Ч + £• Л '/3^
54
Коефициентът на усиление на ьошност и<? дадепо усилвателно стъпало се
определи с изра. а
(2.52)
При лампоннте рсэснанснн усн.т.-.атели иа мощност ситзват в сила дадеиите
чо-rope формул» и начисление на базовата верига на РУМ с биполярен тран-
тггор. При транзисторнив РУМ (фиг. 2 24д) статичните характеристики ;дд)
и Гд(ид) започват от една и сьщз течка иа абсцисната ос. Поради това напое-
женнето на заиушване й'/( е едно и също и за колекторния, и за базовия ток
и ге имат един н същи токов ъгъл «. При ламповня ГУМ анодният токов ъгъл
* । и решетъчният токов ъгъл 9О са различии. Това се дължн на различимте напре-
жения на отпушване на анодния и ретегъчния ток. Напрежекието на стпушва-
«е нз анодния ток е винаги отрицателно <7о<0, а рететъчмнят тож започва да
те»е при «о\>0. Ргшетъчнияг токов ъгъл вс се определя посредством форму лата
(2.53) cos»o~- .
Тъй като иреднапрежение.го при лампочня РУМ е винаги отрнцатвлко
независимо от това, дели с фиксирано над автоматично (автоматично
решегьчно или автоматично катодио',, неговмт и.тгочииж винаги е кондуматор
на мощност. Балансы на мощностите в упражляващата верига на ламповня РУМ
нмз кзраз
(2-51) pgi “РоауЛ- ро-
Оттук следва, че мошхостта, раэсейваиа върху първата решетка, е
(2.55) Prj — Pgt — Р(}АУ-
Резоиаиспнге венлватели с полеви транзнстори сбиквовеио работал без ток
чч верига та нп.управляващия електрод (гейта), т. е. винаги ргботят в буферен
режим. Поради тази причина ге се еъзбуждаг практически при нулева стой-чосг
н.> въгбудителната мощност. Коефициент иа усилване ид мснцност при тях не се
лефиянра.
Формулнте. изведенн no-iope за ₽VM с бипс.тяреч транзистор от (2.36) до
(2.42), оставят в сила и за РУМ с пилеии транзнстори.
2 S. РЕЛ ЗА ИЗЧИСЛЕНИЕ МА ВЕРИГИТЕ НА ЕКРАННАТА
И ЗАЩИТНАТА (АНТВДИНАТРОННАТА) РЕШЕТКА НА ЛАМПОВ РУМ
Екреинзта решетка прн тетродните и пенгоданте л змии се захранза с носгс-
янио пмокително напрежение LJg^ За да изпьлчява роляга си на елекrpociа-
гпчен екран, тази решетка по отношение на висската честота е евързана към
м.ца посредством блокнрзш кондечзатор. Поради тази причина върху итората
решетка липсва внеокочестотно променливо напрежение. За да ге определи мощ-
исстга. която се отдана вьн верига га на екранпата решетка с г изг очника иа зв-
хранващето напрежение с/^, е необходимо да се знае постоянната съставка на
якранпия ток 4;7Д1'- За да се определи гя обаче, е необходимо да се .чамери ам-
плитудата на импулса на екравння ток /о2м- Тя се определя по аналогичен на-
чин както амплитуда! а на тока иа управляващата решетка. За тази цел е необ-
ходимо да рззполагаме гъс семейство статичии характеристики на екранння ток
yrZ, (“о) кли '<>.> (ил). Стойността на 1ц2м определяме, след като предварително
сме О1ределили макснмалната стойност на напрежението иа унравляващэга ре-
тчеткя и минималната стойност иа анодното напрежение. Обикповено семейстяото
статични характеристики на скрав кия ток на генергторните иентодн и тетроди
започва от същата точка върху абсвнсната ос, отгьдето започва сеыейството
статиччи характеристики иа анодния ток. Следователно полуъглитс на протичане
на анодния и иа екранння ток (токовите ъг.ти) са равни помежду си
(2.56) вС2 = 0л~е.
При ллнейко-отсечкова анроксимаиия гюстояннвта сьстаскз на екраняия ток
^G.2.4k се определи с помощти на формулата
(2-57) /с2др““о(<’о2)/о2уИ-
Ам»титудата на импулса на екраяния ток /г,.,м се определи върху семейст-
вото сгатични характеристики »с2 (ио) като Ъресечна течка иа вертнкаляата права,
излнгната на разстояние ug—Ui.m от координатного начало и статичната харак-
теристика на екранния ток с пэраметър ua~Ua.MIN- Ако разполаi а.».<е със семяй-
ството статич.чи характеристики /ог(мл), амплитудата на импулса 1с2м опреде-
ляме с помошта иа точката, и коло вергнкалзтл. прекарана иа разстояние ил«=
“(’/«лид'- пресича статичиат. характеристики на екранния ток с парамегtp «й-«-
“С'с:л«., За no-голяма точност при определи не на Iq„av се използува ъирнгираит
коефициент, при коею формула (2.57) вридобива виза.
(2-58) <*,о2' /с;2.и-
При генераторни тегролн и пентоти се препоръчва стойиостта на ксригира-
пия коефициент да се приема
Постоянногоковата мощиост, която се отдаст от и ночника иа постоянно ск-
раиио ::д|;ред:еиие 7Л;„. е
(2-w» Pg2a v-—c-oy/oj л v- = Рв2 < Лл™. v
За да не се прегрее н стони екраннага решетка, разсеяиата върху лея мощ-
ност не трябва да превишава допустимата Р^^дон.
Съвременн’ите генераторнн пентода работят с нулево нрзднапрежеиие на
защитната решетка В случайте, когато се нзвършва модулация чрез за
щшната решетка, косещиет режим се избира така, че максималиата стойност"
на моментною напрежение яа зашнгната решетка да бъде равен на нула.
(2-60) С'о,л/-t;os ,и)+ 1^-0.
Въпроси и задачи
I. Ла се начертае принцнпиа електричеи.а схема на реэоизисен успяовгел
на мощиост.
2. Да се начертая’: графике-е яа токовете във входната ж-риг.т на едич ре-
зспаг.сек усилгзтел. рабогещ с бшюлиреи -транзистор, с долови транзистор, с
ЛаМ! с>в триод, г лампов тетрод.
3. Да се начерг-ип трафиквте на токовнге имиулен в итхоанатз иерига на
р.зодансен тсилнател на мошасет, съоттетствуващ иа различии режлми я.- рт-
6лта по оттпинсние на токов -я ъгъл
4. Да се тчтчертзят рариктче на изходинте тт>ковн пмнулси (при рзбог.т и
режим с точова отсечка), еъответствузаптн ра различии нз.-ipv, изт или .т. режи-
ма. Има ля раътика в техните форм» при лачпи и транзнсторн?
э. Кои сз кр> <е> пнте за инре-аеляне на напретцагоегга на ре.с.п’.т -.рн л.г-т-
। очи к транзисторш: РУМ? т
Да се ктчертлнг игнамичнч характеристики иа РУМ в нети,’релит. гра-
кнчсн и нзпрсгна. режим: з) аз грянзисторен РУМ с биполярен транзнсюр-
б) за лампев РУМ с иредавателен триод.
7. Да се пачертгят >рзфиките ил ювэрвите характеристики на РУМ.
8. Как эасиси формата на hmaj лейте на колекторния ток от: а) оредиапре-
жеиието (при постояини остаиали напрежения); б) колекторяотс (анодного) ка-
прежеиие?
9. Да се кз1'>;ртаят семейство дннамични характеристики при няколко стой-
пост на гоьариото съпротивление.
Г ЛАВА 3
СХЕМОТЕХНИКА ИА РЕЗОНАНСНШЕ УСИЛВАТЕЛИ
НА МОЩНОСГ
3.1. ОБЩИ ПРАВИЛА ЗА СЪСГаВЯНЕ НА СХЕМИТЕ
НА РЕЗОНАНСЩПЕ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
Уснлвателят вма две осноекн вериги— вхсдва и изходна Ш«"
разгледаме по-подробно приникните за съставянс на схемата на
«зходната верига на усилветеля. Тези прияцини оставят в сила и
при съетавяме на ежемата на входната вера га. Усидеателите мо-
। аг да бъдат с различии активин грнйслюснмцн — бнаолярни тран-
эистсри, подеви транзистори или радаолампн. 1 ’зползуването на
всеки един от тях виася особености при съставяне на ехемата
на усилватели. Тун еде се занимаем с общи ге прим ц и п и за
състтвякс на схеыите на РУМ независимо от вида иа активные
триполюсяедс. Въпрекм че за рзэглеждакето на тези прниципи еде
изпелэуяаме схеми на РУМ с биполярии транзистори, ге ще бъ-
дат эддодии и за схемите на РУМ с другитс вщоче тринзлюс-
внця
Иэискваикята къы схемата на колгктэрната верига ни един*
транзисторен РУМ се определят от иредвазначението на усилва-
телмото стъпало н режима на неговата работа. Токът в колек-
терката верша на РУМ 1С мохе да се разглежда като съста-
вен от три части — постоянна съставка lCAV, първи хармоник /(1
и висши хармоницн 424-/<3+ .... Всяка едва от тях „предквявс*
различии иэнсквания към схемата на колекторната вернга Пора-
ди това можем да разделим тези мзисивания на три групп.
а. Изискванмя, свьрзаии с първия хармоник
на колекторния ток
Затворената верша за първия хармоник па колекторния ток
/Г1 трябва да включва освен участъка колектор — емитер на тран-
зистора, още и еквивалентния товар на усилватели, в който тряб-
57
ва да се отдели променливотоковата мощное? /?(1, нриизвеждана
ь колекторната верига. При резонансните усилватели на мощност
товарът в колекторната верига има селективен (избирателен) ха-
рактер и се състои от един или иовече колеса гелии крьгове.
(11
Фиг. 3 I
"Тези кръгове включват в себе си полезней товар, какьвто пред-
ел авляиа антеяата (прн краев РУМ), или входната верига на
следващотс сгьоало (при междниен РУМ) С други думи. по от-
ношение иа ггьрвия хармоник на колекторния гок 4, участъкът
колектор емитер на транзистора може да се разглежда като ек
аивалентем променливотокоя генератор, конто генерира мощное г-
га Рг1, а колебателнага система — като товар на този генератор,
конто трябна да консумира изцяло тази мощност (Рм =0,5 t/„/cj).
Всякакъв вид долълннтелни консуматсрн на тази променливото-
кова мощност са нежелателни, тъй като водят до намаление на
ироменли.чотоковата мощност, консумнрава от полезния товар, т. е.
до безиолезни загуби иа тази мощност. В частпост нежелателко
е протичакето на /г) през източника на постоянного колекторво
напрежение Ucc. Една и.теална схема на колекторна верига на
РУМ (по отношение на първия хармоник на колекторния ток)
има вид, показан на фиг. 3.1 а. Тук чрез гвн е показано вне.се-
нсто в колебателния кръг активно съоротннлейне от следвзщия
-колебателен кръг или от входната верига на следващото стъиало.
6. Изисквания, евързанн с висшите хармоницн
на колекторния ток
В затворената верига за висшите
ток трябва да влиза само участъкът
хармоницн на колекторния
колектор — емитер на тран-
шстора, който в случая е еквивалентеи генератор на тези хар-
моници. Остакалата част от колекторната верига за тези хармо-
ници трябва да .представляв? късо съединекие. Едва идеална схе-
ма на колекторната верига на усилвателя по отношение на вис-
шите хармоницн на колекторния ток трябва да ъма вида, пока-
зан нафиг. 3.1 б. Тъй като за висшите хармоницн външиата част
на колекторната верига представлява късо съедкяение. падът на
напрежение от тези хармоницн на тока е равен на куда (“сг=^.
«г3—0,...). Поради това променливото колекторно напрежение на
един идеален РУМ ще бъде разно на пада на напрежение вър-
ху колебателния кръг само от първия хармоник на колекторния
ток (»а —~«ks) Ето защэ за простота вместо ак1 ще пишем ик,
като индексът „I поясвяезод, че става въпрос за първия хар-
моиик, оде се подразбира. Всяко допълнително съпротивление по
отношение на висшите хармоницн, което би дало над на вапре-
жение от тях е нежелателно. От една страна, то ще нзрушн sap-
моничния характер на променливото напрежение върху товара, а
от друга— ще води до загуба ка нромеялкаотокова мощноет. кон-
то трябва да се покрие за сметка на уэелхчеигта консумвцня ня
постояннотокоза мощност от источник? на Ucc.
в. Изисквания, евързанн с постоянната съставка
на колекторния ток
Затворената верига за постояннага съставка на колекторния
ток lCAv трябва да включва само източника на постоянно закран-
ващо напрежение Uc и участъка колектор — емитер на транзис-
тора. Включването на каквото н да е активно съпротивление в
тази верига е нежелателно, тъй като върху него ще се получава
излишен пад на постоянно напрежение, а следователно н излиш-
ка загуба на постояннотокова мощност. Една идеэлна схема на
колекторната верига ка РУМ, валидна само за постоянната съ-
ставка на колекторния ток /Сд1, трябва да има вид, показан на
фиг. 3.1 а.
От казаното дотук следва, че схемата на колекторната вери-
га (изходната верига) на усилвателя, каито и схемата на входна-
та му верига винаги могат да се разглеждат като съчетание на
посочените три по-простн схеми (фиг. 3.1л, б, в).
В никои случаи е удобно пълната схема на усилвателя да се
разглежда като съчетание не на три, а на две по-прости схеми:
една, валидна за всички променливи съставки на токовете и на-
преженията (включително и висшите), наричана променливотоко-
ва схема, и друга, валидна за постояпните съставки на токовете
« напреженията, иаричана постояннотокова схема.
Промеилицотоковите схеми се изгюлзуват доста место. Те са
по-прегледни от пълните схеми, тъй като не включват в себе си
59
захранващнте източницн м всичкн блокиращи елемеигн по отно-
шение на постояняин ток. Прэменливотоковите схемм трябва да
удсзлетворяват едновремевно изигкванията, изложепи в т. а я б.
Едновремеиното ндеално изпълчение на всичкн изискцапии, нз-
лсжени в т. а, о и а, е веиъзможчо при съсгавяне на «.хемата
на един реален >сильател. Възможно е обаче те да бъд?.т излъл-
кени с достаточно за н, ждите на практикага приближение. За
тази цел ее използуват спомагателяи схемни елементи, наречени
б юьирещи. Едки or тях теоретически трябва да нредстаиляват
беэкрайно голимо сопротивление га постоянна а съсгавна на тока
и нулево сопротивление (късо соединение) за прсмеялнзия ток.
Други, обратно, трябва да представляэат косо соединение (т. е.
да имат нулево сопротивление) за востоянния ток и безкрайно
юлямо сопротивление за променливия ток. С тяхна помоги в раз-
личимте учаегьин иа схемата на усилвателя можем да преградим
пътя на постоянния ток и да пропуске» само променлиния или
обратно. Следователно с тяхна помоги имаме чъзможност да съэ-
дадем различен път за постоянния и променливия ток. Като бло-
киращи елементи в електрическгте вериги се използуват бобинн
(наричани а случая дроселч) и кондензагори. На практика обаче
те не представ.жват идеален блокиращи елеменги с изложение
по горе свойства. Не е возможно да се изработи кондензагор,
конто да има безкрзйно голями сопротивление за постоянная ток
и нулево сопротивление за променливия ток, а също така и бо-
бина, която да има безкранио голчма индукгивнист и нулево ак
тивно сопротивление, така че да прсдс гавлява безкрайио голямо
сопротивление за ярсменливня ток и нулево сопротивление аа
постоянвия. тле. За практп-ескнте ну жди обаче това не е необ-
ходимо. Достаточно е тези изискваиия да се нзпълняваг с извест-
но приближение. Във всеки конкретен случай, когзто сз избира
нндукт5!вноёгта или капацнгехъг на ладен блокиращ елемеит,
необходимо е ясно да си предстаэкме с какно сопротивление
трябва да се сраьнява тяхчото сопротивление, за да може да се
приеме за много малко (практически косо соединение) или за мно-
го голямо (практически прекъсната верига).
Необходимо е също да се знэят палы на напреженне, хойто
ше се получи върху дадев блокиращ елемеит, или токът, конто
ще протича през него.
Г<рн със.авяне на схемзта на усилвателя трябва да се обърне
специално внимание върху намаляването на парамтните капай»
тетн и индуктивности, конто допълнителкнте елементи или съе-
динителните проводници «насят в нея. Топа нзнскване е особено
важно при високпчестотните и свръхвисокочесготниге усклвател-
ки стонала. Обнкновено една точка от схемата на усилвателното
стъпало се замасява, евързва се към „маса*. т. е. към мечалиата
конструкция (гласите) па сгъвалото. Пай-често се замасява тази
точка or схемата, която е обща за наколко вериги (наир, общата
60
точка »я входнатк и мзходаата верига усилвател»). При това
вснчки останаля елементи на схемата и пдоодямците, kcwt© ги
съединиват, ще ныат някзгъе. паразите» каощпет спрямо шаснто
на стъпалото, т е към маса, мсА’-о е вреден за работатз на усил-
вателя. За да се получз схема с минимален паразитеи кяпчцитет,
необходимо е да’ се аамаси таз» точка от вся, която би икала
най-голям параеитен капацнгет спрямо м.:са. В резонансните усил-
ватели на мощност най-чесго се замасява емитерът, а порядно
колекторът или базата. В завкснмост от замасекият ежктрод на
трэн&нстора различаваме РУМ с ъ с з а м а с е к , е м и г е р, с ъ с
запасена база и см замасем колемтор. Вникоислучая
може да не бъде зам&сен нито един от електроднте иа транзи-
стора.
Необходимо е да припомним, че понягнятя замасен електрод
и общ електрод са различии. Може да ыма схема на усилвател,
в която общият електрод между входиата и изходната верига да
бьде един, а замасекяят електрод да бъле друг, макор че в по-
вечето случаи се замасява общият електрод.
Обикаовено кзточвикът на эахракване иа коленторната верига
(токоизправител, акумулатор и др.) нма годам паразитеи калаци-
гет спрямо маса. Поради тази причина той трябь-а да се вкчюч-
на в такъв участьк на колекториата верига, внсикочестотият
потенциал иа конто спрямо маса е равен на куда.
Трябва да се има също црелвид, че и блжпращите едемен-
ти притежават паразитеи кападнтет. Ззтсша е необходимо да гн
включваме по такъв начин, че изпълняезйки основната си рода в
схемата, да внасят минимално вьзмажен паразитен калацитет
3 2. CXEftlH НА ЗАХРАНВАНЕ НА ИЗХОДНАТА ВЕРИГА
КА РЕЗОНАНЕЕМ УСИЛВАТЕЛ. НА М УЩНОСТ
а. Видове схемм иа захраика«е от хюсгояанотоков изючннх
Осяо^ните елемЕвтя за кодек горча та верига ка РУМ са:
— учестък калек сор — еиигер нд тванзкстора;
— колехтсре» товар (колзбителен кръг система or сзър-
зани колебатсляи кръгоэе);
— иэтсчкик ка лосточяао аахраиаащо иапрежеиие Г7сг.
Според начина, но който са с ьедкзени иомежду сч тезя тр.л
основия елеменгя, се получават две основни схема за захранване
«г колект^рнкта верига ва транзистора от костоялиотоко&ия из-
точиик: п о с л е д о в а г е л в а и п а р а л е л н а.
При лоследоаетелиа^а схема на захрайвзяе (фяг. 3.2 в) коле-
бателгияг кръг и нзточннкы на захуаквако са сьедтгеяя посля-
донатслно на учасгъка ъолектор — емьтер ма транзистора, а при
паралед-«та схе ма (фиг. 3.2 6)— Еарилеляо.. За яо-голчм» оиеглгд-
61
мост ка фигурите не са показами необходимые блокиращи еле-
мемти. Нуждата от тих к мястото им на включване в схема та ще
разглецаме по-подробно, като изходим от обшите правила за съ-
ставяив на схемата на РУМ, изложен» в ?. 3.1. За конкретное!
ще имаме пред вид схемата на усилвателио стъпало сьс замасен
емитер, тъй като тд се използува иай-често.
С. Ногледок&телна схем® на захранзанс
на колекторняга верига
За да ке внеся пзразитен капацитет переделки на колебател-
кия кръг, източвикът на веете явно* захранващо напрежение Ucc,
както бе вече споменате, трябва да се включи в так-ьв участью
на колектерната верига, чийто промевливотоков потенциал спрямо
маса е равен на нула, При схемата със замасеи емнтер на това
условие отговаря участъкът из колекторната верига между еми-
тера и колебателния кръг (фиг. 32 в). Пример за неправедно
включваке иа захраиващия изгочник е показан на фиг. 3,2 г — из-
точяикът на постоянно напряжение U^c е включен между холйк--
тора :<а транзистора и колебагелияя кръг, т. е. к този участью
• на колекторната нерига, хийто нма висок променливотоков потен-
циал спрямо маса. На тази фкгура с пунктир са показали пара-
зитните «сапацитетч сорямп маса на колекторния токоизто «ник, на,
уреда за измерване на постояниата съставка на колекторния гок„
иа блокмрхщия кондензатор и блокнрвщия дросел. Тези паразит-
ки юшацитети п’унтнраг колебателния кръг на усилватели.
За да не се получава пад на назрежениг от промевливнте съ~
ставки на колекторния ток, а заеднр с това я загуби на промен-
лиэстокова мощност във въгрёшнбто съпротивление на закраива-
щия токонзточяяк, не трябаа да се допуща протнчането из гро-
мсклчзата съетлвка на колекторния сок през него. От друга-
страна, постояниата съставка /сли обезателио трябва да премине
през неге. За разделяет© на /елг от се използува разделят
фялтър, конто се състои от два блокиращи елемента — конденэа-
тор с кепацитег С6 и дросел с нндуктивност L6 (фиг. 3.2 в). По-
стоянната със.-авка Icav протича от «плюса* на захранващия то-
кйизточннк през дросела 16, прел бобика га на колебателния кръг
LK, през учзстъка колектор — емитер на транзистора нъм „мину-
са* за еахранващия токоизеочник. Променливата съставка it^ про-
тича от колектора на транзисторе нрез колебателния кръг. през
блокиршдия коядензатср С6 и врез емитера на транзистора За
да м-оже да се смята, че променливянт ток протича само нрез
блс434ра»ция кокд.еезатор, трябва съпротнЕлението му за пъррня
/.apwHHK на колекторния ток да бъде много но-малко в сравие-
кие съе съпротмнленкето на веригата, сьстояща се от дросела
й захрапчагпия тококзточннк Съпротнвлемието на захранвашия
токаиззочйяк може да бъде различно и в май-общия случай е не-
известно, За да елчмивирзме необходимост га от оъобразяването
с аегоклта стойност, приемами, че то е нула и разчитаме само на
съйротивлекието на дросела. Неговото съпротивление за първия
хармоник на тока 4- трябва да бъде значителво почолймс в срав-
нение със съпретъдленаето на С6, Обикиовено се нреноръчва след-
ното със«ногпеиие между съпротивленията на L6 и Сс за първия,
гермоюи иа тока iCi с чистота ь>:
(3.1) 0^55(50-100)4-.
fc**6
Ако е известен каяаиитетът Сб> нндуктинвост га на дросела La
се овределя по формулата
63
6?
<3.2) £e>(50->iOO)-^.
От друга страна, променянного кодек горно нэпреженме' (меж-
ду колектор и емитер) се еьстои от промеаливите напреженья
върху колебателния кръг и върху блоккращия кондензатор С6.
За да- бъде падът на напрежение върху Сб много пс-малък от
падг г-а напрежение върху колебателния кръг, необходимо е да
бъде спазсно следното съэгношекие между техняте съпротивле-
яня по отношение на вървия хармоннк па колекторния ток:
,ч 1 Не
шСл ^56-г 10.) "
Ако е известно екеявалентвсго съпротнвлемне иа кодебателяня
«ръг Rt, можем да ояределям нападите га Сп.
г . 50-?! СО
С«- а»/?е
Ахо резонансннят усилвател на мощност работи не на една
4>вкскрана честота, а в някакъв честотен обтпат, в горните фор-
мул» (3.1)-*-(3.4) трябва да се поставь нан-ннската от работните
честоти.
Както се вижда от фиг. 3.2 д, кзходиият кашщнтег Скн на
транзистора и блокиращнят капацитет Се образуват еквивалентеи
капацитет, който е включен пзралелно към колебательна кръг.
Това означала, че част от кръгозия ток проткча през тях. В дъл-
говъляовия и срелновълновия обхват отклонение го на една част
от кръговия ток през Си« к Св може да се преиебрегне, тъй ка-
то техник г еквивелгнтен капацитет е много по-малък от калаии-
тета Ск иа кслебателнкя кръг (C«,4<gCK). В обхвата на кьенге
вълни обзче Ск има малка стойлост и С«эх става съъзмерии с
неге. Нещо повече, в никои случая може да се належи като кръ-
гов кападитет да се изколзуеа едгяствеко Cmt заедпо с иосле-
дователяо вкодмеамя v.a него блохнрйщ капацитет В тезн
случаи крысьи- т ток през CHJ, и Св нс може да се преиебрегне
За да не се г.олучя голям над на капрежение върху Св с г кръ-
говиа ток, налета се да бъде удовлетворено оше и следного
съотношенве.
<3.5) G&100Q».
Както се вижда, стойноегга на Св се определи вь.» основа на
две фермт ти (3.4) я (3.5). Като окоичателна стсйност на (?в се
приема ночолямата ст даете изчисленя стойкости. опр^де-
ляието на Се се определя Li с помощи на формула (3 2)
Необходимо е да се отбечгмеи, че формул»: г за опрсде.ыне
сточностите га Се и £е има? ориетп ирозъчен характео и се до-
пускат знзчителии отклонения от изчъелените стойигспг. без да
се наруши работала на схемати
С4
Блокираторе кондевзатори се избнрат не само по капацитет
но също така по вид на диелектрика, конструкция, работка чес-
тота, работно насрежение и допустим ток или допустима реактив-
на мощаосг. Тнпови дросели обикнивеио не се произвеждат от
Фиг. 3.3
чромишлеността. Поради това се палата те да се проехтират за
«секи конкретен случай съобразно работната честота, работного
напрежение. и тока, протичащ през тях.
Предимство на последователната схема на захранване е
това, че включването на блокиращите елементи не причиияаа
увеличение ка паразитния капацитет на скемата. Недостатьк иа
«оследоватглната схема е, че елементите на колебателния крьг
Lx и С„ се намират под постоянно напрежение Ucc спрямо маса.
Това налога те да бъдат съответно изолирани от маса при кон-
структивного им закргпване. При транзисторните усилватели, кон-
то засега са все още с не много голима мощност и се захракват
с ке много високо напрежение, този недостатък не е съществен.
При ламповите мощен и сврьхмощни уснлвзтели този недостаток
може да се окажс съществен. При тях постоянною захраиващс
напрежение в аноднага верига йдА може да бъде or псрядъха
«а !5-i-?8kV. В тези случаи кзолирането на бобииата LK на ко-
лебателния кръг спрямо маса се оказва трудна конструктивна
задача.
В случайте, когато се налага роторът на г.роменливна коаден-
ззтор Ск в колебатеаяня крьг да бъде замасе». се изаэлзува ва-
рианты на после де зателна скгме на захразеане, показан ка фкг. 3.3.
Схемата на последователи» взхренгг.ае на колекторната вери-
га се прилета обикночено в инро^од.1эпазсчните рсаонжгсык усил-
вагели на мои; пост.
Ь Рад««огре.'’- .
i
в. П&ралелна схема на захранване на колекторяата верига
Опросгева пр»яцикна схема на паралелно захранване на колек-
торнзта верига без блокирещи елемеити е показана на фиг. 3.2 б.
Еднз пьяна принципиа електрическа схема на паралелно захрая-
в<ане иа колекторната яерага на РУМ е показана на фиг. 34. От
ноя се вижда, че поетоявната ст-ставка на колекторния ток 1. AV
не протича през бобнната на колебателиия кръг. За 1САЛ. е съз-
ладек отделен път през блокмращия дросел L6. Елементите на
колебателння кръг L,-. и Ск в тозм случай не се наммрат под по-
стоянно захранващс напрежеиие спрямо маса. В конструктяько
отношение това е предимство ла тази схема спрямо схемата с
последователно захранване (особен© при мощните и сврълмощни-
те усилватели).
Нека разгледаме предназначението на блокиращнте елемеити
Lt и Cep Тс образуват разделят фнлтър, конто отдели постоен-
ната състаока на колекторния ток /СА1, от променлината му съ-
ставка tt~. Постоянният ток !см. протича от .плюса" на эахрав-
вапия токоизточник Ucc през дросела £б. пре» участъка колем-
тор -емитер на транзистора към «минуса* на токоизточника.
Пьтят на !cav към колебателчмя кръг се прегражда от блэкира-
щия коидензатор Св). Променливият колекторен ток ic от еми-
тера на транзистора протича през колебателния кръг, през бло-
киращия кондензатор Св( и през колектора на транзистора. Пъ-
тят на през захраизащмя токонзточиик се преграде,да от дро-
села £в. Ако липсва блокиращнят дросел L(.t захрайващнят того-
източник поради малкото си сг>противление би шуатирзл по от
ношение на променливня тех колебателни» кръг. Ако липово бдо-
кнращият кондензатср СС1, би се получило гьсо съединенне на
ззт.ранващия токоизт очник през мелкого съпротнвленке (за пос-
тоянен гок) на кръгоэдта бобина £к.
66
От каэаното дот у к се нижда че катооснозен «рчзначза раз-
познаввне на вида на схемата на вйхранзане (последой-ателна ели
г.аралелна) може да служи протичаиетс «ли непретичавето ва
постэймния ток l~v през колебателния кръг. Прн прогичане на
/ AV през колебатедник кръг схемата е с последд»|пелао азхран-
ване, а в противен случай—с паралелно.
При определяй? на «тойностите не £« и се изхожда от
следните соображения. Дроселът L6 pc i р: мейлов ток е включен
паралелно на кръговатв бобина £н Колкого по-голяма е иядук-
тЦвността не дросела Ц спрямо иидукт^вността та крыовата
бобина £и. толкова по-малка част от кръговня том протича през
дросела. От друга стран?, с увеличение на индуктивнсстта га
дросела расте неговияг паразитеи ънпацатет, който намалява бло-
ккращкте свойства на дросела (т«й зато намала&а негояот о :ъ-
противление). Освен тоез увеличението на иидуктивнсстта на дро-
села се съпрсвожда с увеличение ва дъвжината на проводника I.
с който дроселът е навит. Когато дължияата на проводника I
стане сънзмерима с дължнната кв вълназа на усиленного коле-
бание. дроселът започва да се проявява каю дт.лга линия, дадл-
на накъсо в единив сн край. Както е известно, такава линия има
безкрайно много собствеаи резоадненч честота на паралелен и
последователен резонанс. За честотите на лс-следове телек резо-
нанс дроселът ще има минимално съпротивленил и практически
ще евързва накъсо колсбетелння кръг. Оедэеателнс нормалвкта
работа на РУМ за тези чесюти ще бъде невъзможиа. За да се
избегне гопа вредно явление, необходимо е при чонстру кране то
на дросела да се изпълняна условието
(<6) i„f,<0,25A.
При диапазонните усилватели за сгойносг на z в (Л.6) ».е взе-
ма най-малката дьлжина на вьлиа?а А .-,*.! на усилваните колебания
Стойността на L6 се опред^лч с яомоигса на чзраза
(3.7) £6^(204 :^)U
Капацитетът на блокир-оция кондензатор С<ц не тоябва да се
ззбира изэънредио голям, тъй като големияг капацитет е евързаи
с големи размер» на конденсатора, а следонателн© и с гэля.ч па-
разитом капацитет между тялото во комдензатора и маса 11ри
определяне на С'С1 ’е изхожда от съотношението между негоаото
сънротивленне и съкистивлението на колебателиия кръг /?е:
(3.8) J ^(0i-0,0?)£?B.
'бЗ
При известна стойност на стоьността на Cfli се определи
от нзраза
3‘9^ (9344)^!)^^.'
67
Б.юкгравдегг чондеазатор, включая гаралелно на захравващич
тоггекзточник. грнбза да има кзиаовтет Сб2, който се определи с
формулате
(ЗЛО)
itO
0>*Дб

Стойчостате £а1 <'f. и »1 блокнрящите ежменти яри па-
ралелната схема, ойределени с (3.7), (3.9) и (ЗЛО), сасыцо некри-
7нч»и, както и орк по».гл-гдоиателаата схема I гредямството на па-
рзле&ната схе.ъа вече изд ъкдахые. Недостать к е това, че бло-
К'«рщдмге еммекта £« и Се, увеличааст паразитная калацитет на
схемата. Особено обществен ре д о с т а т ь к при ш и р а к о д на*
и а з о и н и т е у с и л в я т е л и е onacaoi тта от попадаве на пара •
зятанте резонанеи на др-чсе.^ в работай» честотен обхват на
усидзателя.-Порздк тсва тазм схема на захранване обикновено се
избягаа-при так
Ако се чапрази сркянзняе ыс&ду двеге схеми на захраяване—
каралелна и воследователна, виждс се, че при последовэтелната
схема (ф-if, 3 ? в) баэккраэдигг дросел £с работа при сравнител-
чс- леки условия Върху него пада совсем мелко г.ромеыливо на-
нрежение, ивэйиква до върху блокиращия кондензатор Се. При
паралелвша схе^.а (фиг. 3.4) ьг.рху блокиращая дросел £б пада
цйлото нроменливс напряжение Ск ccsw/, коего се получава вър-
ху ислекторння колебателен кръг. Дроселът £в заедно с блоки-
ращия иондеязатср Се2 образувет верни!, включена параделно на
колебателний кръг. Поради тодг гози дросел работа при много
ко-тежки условия в сравнение с дросела при последователното
захрЕНвкке Оттук н юисквеичк!а, ко«-то се предявявгч- към него
при изчкелев^ето и грзектирането м-, са много по-високи.
S . СЧёММ Ж МХРАНВАНе ид входидтд вериг а
КА PEiOfi 'НСЕН УС^ЛЗАГЕ'1 ЗА ЖЧЦН^ХЛ
а. Экдсзе схеми нй зах^а^®® с-т ияточнима
«а прйднапрйжоюие
Осиовянте елемеок, участвувалди вьи веригата на управля-
ватин елекгрод на РУМ, са-
— участък база — скн'^Р на трлкзчстсра (в&одна верига на
транзчесора при схема с общ емвгер да усклохтеля);
— изто|жк на иъзЗуднтеляо напрежение t'e:;
— изгоч<ик на постоянно зэхрадагидэ напрежение (йредаапре-
жение) U.,B.
Според начина, ио кото гези три елемента са съединеня
помежду си, две основии схеми. захравчане на
вход на га верига на РУМ — гесде г©®&тглна и наралелна.
Ь8
В опростсн припципен вид тсзи две схеми са показами на фял 15.
При паралелната схема на захрашшве учасгькът база —емитср
на транзистора, изючник’Ы на Влзбуждащо иадрежение <JW и из-
точникът на преднапрежееие Uaa са съедннени паралелио помеж-
Фиг. 3.5
ду си (фиг. 3.5 а). При последе вателиата схема (фиг. 3.5 тезя.
три елем«нта са сньрэаяи последователи® помежду си. За по-гр-
ляма прегледност схеме ге на фиг. 3.5 са дадени без необходим.»
те блокиращв елементи.
б. Последоватсляа схема «а захр&нодве на базовая верига
На фиг. 3.G е показана пьяна принципна .електричесьа схема
на последователно захранване ча базовый верига. В кея има само
един блокмращ елемеит —- коидензаторът Сс Неговото преднз-
значечие е да шуитнрд по променлив то», източника на предка-
прежение Предимство иа мнледователната схема е мей-
ката простота. 1 я моэке да се изполаупа нреди всичко в служите,
когато връзката с предяото стъпало е ипдуктиаьа. Последовател-
но захраяване на базовага верига е невъзкожпо при капацнтивна
69
връзкэ с предното стъййло. На фиг. 2.24 са показани няколко
варианта на последователен схеми пг згхранзане на базовата ве-
рига. В схемата от фиг. 2.24 б изтос^икът на преднапрежение U[iB
е реалнзиран чрез дслител ка напрежение (резисторите А\ я R2),
захранван от източвикз не пастоянмс колекторно напрежение Ucc
на усилвателното стъяало. Тази схема за получаване на предна-
прежеинето посредством делится се използува в случайте, когато
то трябва да бъде положгте.шо (О’а>0). Когато преднапреже-
ниетр г рябка да бъде стриаателао (£/я<0), то се полу':ава като
автоматично преднапрежение от псда на игпреженне ст постоян-
нее съставка иа бкзовн# тас /ил1, върху резистора RB (фиг. 2.24 в),
блскиран по отношение к* вромееяявня ток с коидензатор Са. В
тази случай каламе, че има погждозатгЛяо захранване с авто-
acssanso ба&овв предквпрежевле. На фиг. S54 г е показана схема
ка послед оггтелас захранване на базовата верига с автоматично
емитерио прецнапреженяе. То се получаза аа сметка на ваде на
напрежение яърху резисторе %Е ст йсктоапвата съставка /£л1, на
емнтерши так, протичащ през «его. ^еаиторът RE е шунтиран
ise бткошеяк* ка прсмепя&зиг ток от блокиращия хонденэатор С&
Сьв^ог-ивлеиисто ка резистора .R# н схемата от фиг. 2.24 в ее нз-
<ясяя:»£ во форму дата
(Э.11) «»"-£•
& съпротиелението га резистора Rf в схсмата от 2.24 г — по
формулата
(3.12) •
S горните ферму ди 1/в има этрнцателна стойност (£/д<0). На
фиг. 2.24 д е показана схема ка поелгдователно захранване на
базовата верига с коабиинрено преднапрежение, фиксирано поло-
жмгелно навтоматкчяо стрвдателно ((Ув1<0 и Ф’сз<0).
в, Паралелна скемд на захра>«яаме
ча базовата верига
На фиг. 3.7 с показана вълна крилципиа електрическа схема
на оаралеляс захрзнзане иа базоаага верига Тук източникът на
хфеднапрежение е пскгсзн в общ вид. 3 конкретните схеми той
може да бъде реалнзиран или кати маточник на фиксирано поло-
жмтелно преднапрежение посредством резистиеен делител (фиг.
33 а), или като .източкик ка автоматично отрицателно предна-
прежекие, получавано посредством вада иа напрежение от 1BAV
върху резистора Rs (фиг. 3.86), идя от /глг върху резистора RE
(фкг. 3 8 А На фиг. 3.8 г е показана схема иа наралелно захран-
76
ваяе на базовата верига при комбннирано преднапрежение (фик-
«ирано лоложително и автомачно отрицателно). Съпротивленнето
иа резисторите и от фиг. 3.8 се изчислява по ф'ормулите
(3.11) и (3.12). '
Фиг. 3.8
Нека се спрем накратко върху предназначение™ на блоккра-
щите елементи Сб1, С6, и Lc в схсмите на фиг. 3.7 и 3 8. Блоки-
ращият кондеязотор Се» изаьлнява сыцата роля както при по-
слсдователната схема на захранаане. Той шуитира по променлив
ток источника на преднапрежение, за да ие се получи загуба на
променловотскоаа мощност б неговото вътрешно съпротивление от
71
евентуално протичащ високочестотен променлив ток през дросела
L6 (тъй като дроселът £б ие е идеален и неговото съпротизле-
ние не е безкрайно голямо за променлиния ток). Дроселът £6 играе
същата роля както при схемата на паралелно захранване на ко-
лектсрнатв верига. През него се подава към базата лреднапреже-
нието UB. През него протича също така постоянната съставка иа
баэовия ток IBAV. Ако този дросел липсва (т. е. ако мислемо си
представим, че е сеързан накъсо), усилвателят няма да работа,
тъй като източннкът на преднапрежение ц^малкото си входяо со-
противление ще шунтмра участъка база—емитер на транзистора по
променлив ток и в него няма да може да се подаде необходимо-
то възбудително' напрежеиие Ubi. Индуктивността на се изби-
ра такз^че съпротивлеяието за промснлнвня ток да бъде много
по-голямо от входного сопротивление Z„ на транзистора. Когато
е известно ZM, L6 се спреде ля по формулата
(3.13)
Блокиращият. кондензатор С6, има за задача да прегради пъ~
тя на преднапрежеяието през вторичната намотка на високсчес-
тотния трансформатор. Ако липсва този кондензатор (т. е. ако
мыслено си представим, че е свързан накъсо), източникъ-t ка пргд-
напреженне UB би се затворил накъсо през вторичната намотка
на н. ч. трансформатора (иейното съпротивление за постоянен ток
практически е равно на нула). От друга страна, съпротивлснието
на кондеизатора C9j за променливия ток трябва да бъде много
мелко. В случая пегояото съпротивлеиие се сравним с входного’
съпротивление на транзистора ZM, тъй като те двете образуват
делител за възбудктелюто накфеженне, палучавввс във иторнч-
нага намотка иа в. ч. трансформатора. За да момем да смлтаме,
че това напрежеиие поегьпва почти без эагуба във входната
верига на транзистора, съпротивлението на Cos трябва да бъде
от «орядъка на
(3.14) *----= (0,014-0,5 )Z,a.
От (3.14) апределя^е
(3-15)
Схемите на захранване на управляващвте вериги при ламяоа
РУМ и РУМ с лолеви транзистор са подобии ва тезм при РУМ
с биполярен транзистор.
3.4. СХЕМИ ЗА ЗАХРАНВАНЕ НА ВЕРИГИТЕ НА ЕКРАННАТА
И ЗАЩИТНА?А РЕШЕТКА И НА ОТОПЛЕНИЕТО НА ДАМПОВ РУМ
а. Схема на постояннотоково захранване на веригата
на екрипнага решетка
Екраннлта решетка прл гевераторните д?ентоди и тетроаи се захрднвз с
постоянно поаожително напрежеиие C'G^ 8 заыгсииост от типа на лампа: г не-
говата стойност може да бьде различна, нс във всичкн случаи тя е по-малка от
стойкости на постоянного анодно захранващо напрежеиие Уд. Обикнсвено
(3.16)
(Уй^(0.2~0.8)(/л.
Фиг. 3.9
В заввсимост от начина на получаване на UQ с» въэможнн три различии
варианта сжеми на захранване ка с-крамната решетка, показани на фиг. 3.9. В
схемата на фвг. 3.9 а напрежеимето (J(i се получава от маточника на заодно
вьхранвашо каирежение 1!д с помощта на гасящ резистор, чиете сопротивление
/?0 се определи с фоокулат»
(3.17)
ил-иО1
‘w"
Капаиитетът на блокирашия конденззтор Са (фиг. 3.9 а) « определя така, №
съпротивлеиието ыу за ароыенлнвня ток да бъде много налио и практически яря
честотата на оървия хармокик на екраннмя ток дд представляет иъса съе-
динение. Стойяостта на съпротиаленнсто на Са се съпоставя с тази pa и
определи но формулата
КЮ
(3.13) -
Във втсрата схема (фиг. 3.9 б) напреиението UQt се получая* също or
анодяяя токоизточннк, но с покощга на делвтел на напрежеиие, съ ланей от
двата реэнстора /?] и /?2. Tasu схема има предкметво пред първата, тъй като-
осигурява иочгтабилно екранио надрежёвне Uo. Тя има обаче недсстагъка, че
коису|.кр* !Ю*-голя.ма постоямиотиксвв мощеост, т. е. по-неиионсмичиа е. За да
се «случи стабилно екранно напряжение L'fi , кеаависешо от измененного на ре-
жима на лдмпата (т. е. независещо от изменението на посгоянната съставка на
73.
•екраяяия ток токьг проз делителя /дел да бъде .адачителчо по-1о-
лям от «ъсгоянната съставка на екранния ток. Тез» обаче е СЕързаве с еопъл-
з.ителен газхог. на постоянкотокова мсшиост. При определяне из съяротивленкя-
тэ на резисторн'.е и R% в делителя за агпремелие се изхожда от съотнс-
шеьисто
‘(ЗЛ-О /дм-(345)/С5!Л.
Капацитстьт на блонкраадя кондекзатор £?е (риг. 3.9 S) ее определя йъз о?-
иыи на същите съобрзженк^ как го при лредшпшта схема по формула»
/4 204 Г .
^20) C»^O,tt>RlR2
Съпротивление то ив С? за променлнння ток се сравнит* е еквкаи-геигното
-съяротивленне аа пзрз<:елао вхдючеинте по огношекие «а промеилнвия tos Rk
и Rt. т. е. по отясменне ва +£?)-
3 ссемата от фиг. 3.9 е екраннста решетка се затратна от отделе:! источник
ла постоянно каврежемяе. Таз» скеш с най-нксвомичка по отнешск₽£ иа ком-
сумкранята мощност. За .тредяочитане е rs се й’лолзува. когато режимы на
работа по напрегнатост кг екржката решетка е ерзанателзо постоянен. Когато
в прочеса на усилиатедя напрегнатостта на режн.*г гго отнотченке ва екранч-<а
решетка се нзменя в широки транши* тв-шрчмер ар.? модуляция чрез защитна
решзткаК тазм схема, jsa трамвае •»« е йад’хоялв^. ’i този случай кчйчюлхо-
ляща ч яърмта схема нд зат.ранване (ф*г. v.9<sp Гвсаодяят резистор иэпъл-
«ж^фу&зднята м ка отрицмелш обратна свръжа по плтоянси ток « аатшгпм.
зо' ейеччаза мапрееаагостта на режима, когсто здасотне силно да се уве-
лнчава. Прь увеличение ка се увеличат» «ы#ьг ка наирежевне върху Rq2
ж се намалява UQ '. Това от своя страна, вода, до всмаллв«не’ на patty-гиатоегта
«а режкмз. а следователно и до иамьдеике иа ^ддг-
б. Схеми иа постоямиотоково захранааяе иа керигата
«а за^лнгната решетка
Обикновеяо змцнтяатя решетка я ламповнч РУМ сс езърдва .д^риствэ кьм
маса. Когато в еднв кра£ио стъпало с пентод се нздършва амолктудкэ подула
ция чрез'защитна решетка, необходимо е тч ла се эахравм с постоянно отри-
Фмг. 3.10
нателяо итпреженнс КО€ТО определя режима на мълчанне. Постедсза-
телио с источника на Uqj^ се подав» модулиращият сигнал от т*мксфоонато-
ре« (фяг. ЗЛО) или /?С-усялвател.
в, Схеми на закраиване на отоплктелната верига
Маломощните и средьомошните генераторни ламии имьт катода с инди-
ре кт но отопление, а мотните — с дчректно отепление. Отопянтелната верига
на лампата може да се захранва от источник на постоями^ ила на промеалнво
напрежение. Ьъв всички съеревении стякионзрни предаватели отоплителната
веркга се ззхранва от източпнк на променлнво напрежение. За тази иея се из-
Фиг. 3.1!
омэуват огоплителнн трансфсряатори, конто преобрхзуват напреженмето и» об-
щага електрическв захранващз «режа и необходимого по стойност за всяка лам-
па отоплително напрежение. 3» разлъчните лвмпи в радяспредэдтелнте отоллнтел-
мото нязремсенке меже да нмг различии стойностн. При иаломошинте лямви то е
•С/ ''6,3 V. при средномощните Um*=!2.6 V. а прн мошяюге е от порядъка на ия-
жолко десетки нолт». Лампите в маломощиигс стъпала иа радиопредавателя обнк-
яооеяо се ззхраяват езьрзани перелетав от общ отоодителен трансформатор. При
средяомощнкте, мокните и свръхмоодаите стъпала всяка лампа се затраяаа от
отделен отеплителей трансформатор. На фиг. 3.1 ( а е показано пиралеляо за-
хржаане на отоплителните вериги на лампите от общ отеплителе» трансформатор,
а на фиг. 3. i 1 б—от общ отоплителен трансформатор, на с отделив отоялителка
намотка за всяка лампа. Както вече споменстме, мощнн.е и свръхмощните геие-
раторни лампи са с днректно отопление на катода При захраинтнето нм ст из-
точняк иа промен л иво напрежение може да се пся.ви фон (шум) с честотата на
захраивящито напрежение порадн което се потюкав тгзрззитна амолитудн» моду-
ляция в даденоте усилвателяо стымж? (фиг. 3.12 а). За намаляване на паразит на-
га змплитудна модуляция схемата иа захранване на отоп.тотелнатз верига се пра •
ин със срецка точка. На фяг. 3.126 е показан варнаш на схема със запасена
средня точка ка яторичвата намотка -;а отоилятедошт трилсформгтор. При нали-
чие на такава заметена средне точка върху двата края на -отоолителната жичка
на лампа га спрямо маса се получават две напрежения с еднакви амплитудн, но
с йрс-тивоослсжни фахи, чнзто вл ил кия взаимно се хомпенспрат.
Създавансти на средни точка с помощта нл резпеторен делигел е показано
на фиг. 3.12 в- Недостатьк на тазя схема е каксумираяето на вопълнктелна мощ-
ле<ст от делителя. Много често резисг1ввннят де лите л ее нзпълнява като жнчен
аютеядиометър, средната точка на който се устяновява опятно по минимума на
наразитната амплитуда модуладця. Общего сопротивление г? на делителя (фиг.
3.12 в) се определя по форму лета
(3.21)
Ачлр +4ми
75
Трябва да се иаа предвнд, че върху потенннометъра се създава и здгоматя-
чно отриуателяо предиапреюепие, причг н<»о ст лада иа налреженне вт.рху неге
от лретнчащите псст^янни сьстааки на токовете lAAy* Iqav-
(3-22) -------------------------0,25/?(/ЛЛУ+/олг).
Фиг. 3.13
76
Ьлокиращите коиедензагори С <фнг. 3 12а) и С\. С2 (фнг.3.12б, в) са пред-
назначены да свържат вмсокочестотно накъсо кьм маса двата края на отопантел-
•ата жкчка на лампата. *
При захранйане иа мощните и сврьхмощииге нредавателни лампи с мрежчво
Наярежеьие освен фок с чесюга 50 Hz се нояаяза и фон с чес юза 100 Hz,
иойю се дтлжи на т. игр. м а г и е т р о н с н е ф е к т. За борба с този фон се
използуват лампи с .трлфазен кгтод. При игползуваяе на ламой с обнкновея ея-
«офазен катод се прилага спецназа схема на сг-ързване на отиплигелнизе вери-
ан г,а лампнте, включена в едно сгъпало. Бролт на лзмпиге тряова да бъде чет-
но числе. На фиг. 3.13 е показана схема га на захраияаие на отзллителззйте ве-
риги на две ламин, евързанн за високата честота парадеано. Огоплителни зе на-
нрежения, захранващи двеге ламой, са дефазиранн поме жду си на ъгьл 90 э. То-
на се пос’Ига чрез спецналио включзане на пьрзичниге намотки на дачта отоп-
лителни трансформатора кьм трвфазната мрежа (фиг. 3.13).
Въпроси и задачи
1. Кон са общэпе правила в схемотехинкзта на РУМ?
2. Да се начертаят схемн на транзисторен и ламг.оа РУМ с послелоегтелнэ
и паралелио захранване на изходната верига.
3. Да се начертаят схемн на транзисторен н дампов РУМ с последователдо
и паралгльо захранване на входната им вернга.
4. Да се начертаят различии схемн на захранване на отоплителната верига
на лампов РУМ,
ГЛАВА 4
МЕЖДИННИ УСИЛВАТЕЛИ
В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
4.1. МЕЖДИЖ1И РЁЗОНАНСНИ УСИЛИЛТОЙ НА МОЩЯОСГ
л. О*'ли кзискваиия към междинните усилЕатеди в РЯДУ
Междинят усилсатели па един радиояредава гел се наричат
усилвателяите стъпала, конто се нгмнрат между задаващин гене-
ратор (чървэто стъпадо) и крайкия уевлвател ьа мощност (послед -
ното стъпал.о на предавателя).
По принцип радиолредавателят меже да бъде построен и без'
междинни усилвателви стъпзла. Той може да се състом само от
генератор и крайне усилвателно стъпало или д< он само от едио
единствено стъпало — генератор. Тоха обаче се прави в ^ного
редки случаи при микромощште предават ли. при конто елни от
иай-важните технически показатели са ыалките г аамери и малкото
тегло.
Повечето от съвремеииите радиопредавател?» са сложим хедого-
стьпалки устройства, при коитэ между задф.вящия генератор и
крайнего стъпало са включеии голчи ирой ме&дщ-ич ус»' 1ва»елнл
стъпала. Гехнивт брой е толкова по-голям, колкото по-голяма е
мощността на радиопредавателя. Съвремеиннте радиопредаватели
се произвеждат като маогостъпални устройства с цел преди всич-
ко да се увелнчи стабялността на честотата на васокочестотно
то носещо колебание. Колкото по-голяма е мощносттл на едво
усилвателно стъпало, толкова но-голямо е абсолютисте изменение
на неговкк входен импеданс. Оссбено голема е иесхлбклността на
входннм импеданс на крайнего стъпало воради кеслабилността ва
параметрите на ентената, която участвува в неговкя еквиьалентен
товар. Порами тсиа включвзнето на крайнего усилвателно стъпало
непосредствен^ след задаващия генератор би увеличило силно не-
стабнляостта на честотата му. Ззтова между задаващия генератор
и крайнею стъпало се включпат междннии ус^лвателни сгъпаЛа.
Едпо от оеновннте изнсквання към междинните усилватеди е
да ийат малиа проходка протодимост (У)|2. Това оемгурява слабо
връзка между зходната и чзходната им верига. С други думи, за
всяко от междинните усилэателнн стъпала трябва да се осигуря-
зз слаб? зависимост аа вхрдс.ата . верига от нзходната. Това е
особеко важъ:о за л ървото междиньо усклвателно стъпало, вклю-
чено непосредствен след задаващия генератор. То се нарича
от дели те л н j (буферно) усилвателно стъпало, с което се под-
чертамй, че неговатазадача еда отдели задаващия
генератор от в л и и и и е т о (р е акция та) на с л е два щит е
усилвателии стъпала. Отделигелното стъпало, за да из-
пълняза добре сзопте функции, трябва да работи в силно йена-
прегнат режим, т. е. с малък ток в базевата верига, ако е с би-
полярен транзистор. Отдели гелките стъпала с радиолами се по-
ставят в режим на работа без решетъчея ток (4? =0). Усидвател-
ните стъпала с полеви транзистора по прккцкп работяг без ток
в уяр;г-;’явещата си вериге. Ето заще в с ьвременнкге транзистор-
на радиопредаватели, в конто масово се използуват биполярни
транзнсторм, отдолнтелниге (буферяите) усидаателви стъпала се
правят предимво с полепи транзисгори.
Независимо от мсмцността на рздиопредавателя за. постмгане
s;a маяча нестабялност на честотата задаващнлт му Генератор
обикковено е мигфомощен (от няколчо десеткци инкровата до
еднноди милизатове). Изходната мощное г на радиопредавателите
обаче в някои случаи досужа до еднници мегаеатове. Междивни-
ге усилеателнм стъпала трябва да усилят мсщвостта иа носещо-
то колебание, произвеждамо от мнчромощння генератор, до иеоб-
ходи.мат£ за възбуждаве на крайнего стъпало Оттук следва, че
броят на меж динните усилвателни стъпала оде бъде толкова по-
ыалък, колкото вэ-гочкм е техният коефицнент на усилване на
мощност.
При диапазокмнте междинеи резоиаисни усилватели за ыощ-
пост еквнвалентнотс тодзрпо съпрот?»вленне А*в се измени в ши -
рокн гриилцм, тъй като рабо сеата нм честота се пренастройва
?8
посредством изменение на параметрите !,. и С. на колебагелните
им кръгове. Едковременно с това’обаче се измена и еквнвалент-
ного съиротивленне на последимте:
Изменеиието на екв я валентною товарно съпротнеленив R, на.
усилвателя поди до измене ыи на иеговия режим на работа. То
га бете подробно обясвенэ при разглеж дане на товарннте харак-
теристика на РУМ. Важно изчекване към дизпазонннте радмо-
нретаватели е да имат постоянна доходна'мощност в велия ра-
боген честотен обхват. Допустима га неравномерност на тази мощ-
ност е един от качествените им показатели За да бъде малка
неравномерности а на мощностей в изходната верига на крайний
РУМ, необходимо е да бьде постоянна амплитудата на вьзбуди-
телното му йгпрежение Сгй в целим работен честотен обхват, а
това записи от ра-Зотата на междинните уенлвателяи стъпала. Те
трябва да осигуряват постоянство на общи» коефициент на усил-
ване на мощное г и постоянна вьзбудигелна амплитуда в целпя
работек честотен обхват. Това изискване може да се реалдоира
по няколко различим начина:
чрез работа в напрегнат режим (в този режим амплитуда-
та на доходного напрежеиие остава постоянна при изменение на
Re в широки граници;;
— чрез нзползува: е на система за автоматично р₽гулиране на
усилваие на междинните стъпала;
— чрез използуване на чолебателни кръгове със специалка
настройка на резонансната мм честота (едновременно изменение
на ZK и Ск), позьоляпаща поддьржане на почти еквивалентно
съпрттккление в широк честотен обхват;
чрез използуване на широкслентови усилватели с аперио-
дичен товар.
При съвремепяите транэчеюрни радиопредаватели широка
честотна лента на пропускане в межднещисе усилватели на мощ-
ност се осигуривэ. с помощта на високочестотнн трансформато-
ри, конто ее включват във входа и изхода на всяко усилвагелно
стъпало. Използува се също и система за автоматично регулира-
на ча усилванего
При лам.ювиге радиопредаватели сснгуряиаигго на гореспо-
менатите изисквани..’ към междинните уси"нагели се осыцествя-
ва иай-чесго чрез работа в напрегнат режим При това в междии-
ииге усилватели обичновено се нзползудат пентоди или в краем
случай лъчеви гетроди. Порлдн левите си характеристики тези
ламим имат малък ток във вермгзга на упраг-лзващата решетка,
конто се измени незначително врй изменение на анодного напре-
женис, т. е имат малка зависимо» г .ча входната верш а от изход-
яата. Друге важно предкметао на пентодите и тетродите спрямо
79
грнодите в междинннте усилзателнн стычла е, че при работа в
нвпрегнат режим по екраняа решетка режимы на упрянлявашзта
решетка е неиапрегиаг (тъкът ia е мальк), a срт нужда могат
да се поставят и в буфереи режим (ia—0).
б, Схемн на връзка при междияыите резунакснн усильатели
Пр4’съвремечннтс транзисторни радиопредаватели, конто кмат
сравннтелно тесен работен честотен обхват, т. с. предназначен»
са за работа само в един или в ияколко сьседни радиоканала,
междинниге уснлватели се изпълняват като резонансна ненастрой-
Фиг. 4.1
®аеми. Тяхнага лента на нропускане се оразмерява съобразно с
•брея на рабстнкте капали. При работа само в един радиоканал
колебателната система в колеюорната верига нд всеки междннеи
усилватгл вредетавлява единичен колебателен кръг. Връзката
между отделяйте стъпала в този случай е показана на фвг. 4Л.
На фиг. 4 1а е показана схема с индуктивна (трансформсториа)
връзка между колекторкат» верига на предното стъпало и базе-
вата верига иа следващото, на фиг. 4.1 б—с автотознсформаюр-
ма врьзка, на фиг 4.1а-- с лгпацитивнз връзка със следвищото
стьиало и автотрансформат ерна с колектора, а на фиг. 4.1г —с
капацнтивна еръзка както със следвгщото сгънало, така и с ки-
лектора.
Когаз о предавателят е предназначен за работа, в ияколко ра-
диоканала (чрез изменение‘на честотата на нссещото колебание
«? задазащия генератор), колеоателчата система в кэлег^оркста
80
перига на всяко едко от междинните усилвателни стъпала пред-
ставлена лентов филтьр с някслко свърэанн колебателни кръга.
Аналогичны са схейнте и при ламповпте междинни резонанс-
ни уснлватели.
4.2. МЕЖДИННИ ВИСОКОЧЕСТОТНИ АПЕРИОДИЧНИ УСИЛВАТЕЛИ
В съвременшпе транзисторни радиопредаватели, конто работят в широк
честотен обхват, се и-ползуват високочестотни апериодичии усилватели на мош-
носг. Прев последиите години особеио широко приложение намериха аперио-
личните усилватели от трансформаторов тип. Важен елемент в тях са широ-
ко л е иго ви г е високочестотни трансфор.матор и тип „д ъ л г а
линия*. Наричат гиоще транс форматори на Рутрофпо името на
техиня създател, който 1и е предложил проз 1959 г.
а. Трансформатор на Рутроф (широколентов трансформатор
тнп „дълга линия")
Трансформаторы на Рутроф се сьсгоп от феритен тороидален магнигопрс»
мод, около който са навиги една или няколко нредавателни двупроводни линии.
Предавателната линия, конто се навива около тороида, може дл бъде образуваиа
от два усукани проводника или да бьде коаксиална линия иля лентова линия.
От всички споменати разновидности наи-
тиироко приложение намира трансформа-
торы на Рутроф с една навита предава-
телна линия, направена от два усукани
проводника, гьй като е най-проста и най-
лесно изшьлнима. На фиг. 4.2а е показа-
на схематично конструкцията на транс
форматор с усукана двупроводна личин,
и на фиг. 4.2 б — на трансформатор с лен-
това двунрсводна линия.
, .По своето устройство трансформато-
ры на РутрофэЗаема межднино положе-
ние между системнее с разпределеии и
със съсредоточеии параметри. Поради
това кегосата еквивалевтча схема в об-
ластта на инските честоти е подобна на
схемата на обнкновея трансформатор.. На
фиг. 4.3 а трансформаторы ка Рутроф е
показан като обикновен ичсксчеетотен
трансформатор с Феритен магнитопровод,
а на фиг. 4.3 6 е изобразена иеговата
•опростена еквнвзленгиа схема за най-
янскп.'е ч стогн от работник му чегготск обхват. С
«ото сълротивлеине из еквивален’ткмя генератор, к°иго
форматора, а с R, - еквивалеитеото сьпротивленне на
да ня трансформатора. На фиг. 4 4 трсисфчркаТоръ.. на Ру грофе иоказая като
дъ’га лин ’я : вьлншо €ъярставленне кыа Пйед(:т«мяв4 иеговата еквпвалент-
на схем*, в облзгпа на гчеоки'е честоти.
В обнкноиеы'.к трансформатор капдыитеты между «лчелйнте «д«ивки е с-т-
разява {лршгт’хишс «ъ^ху нс овдте чегтогин саействз. В траисфпрматора на
Рутроф тези кавацк'ет орределг сг<мн1сг.’а ма выыовспо съпрсгнвяе iase р. ко-
R s е означено вьтреш-
захранва входа на травс-
тов чра, включен в изх >-
♦> rjs «erjtfasM'iил «»
ci
рази което вредною му влияние се неутралнзира. Това съществено лредимство
на трансформатора ня Рутроф позволява зиачително да се рззширг лентата му
на пропускаие откъм високите честоти. Конструктивна трудност в случая е по-
лучаването на „силна* връзка между проводницнте на двупроводиата линия. В
частност при иай-иростия вариант това се постнга посредством тяхното усукване.
Фиг. 4.3
При изпълияване’ на усг je лето р=/?£<=/?5 предавателната линия може да се
разглежда като трансформатор на сопротивление с коефициент на трансформа-
ция п = 1 (1:1). При определянего на дължината I на двупроводиата линия се
изхожда от съотношението
(4 2) /^3,125 лт1п
(Xmln е дължината на вълнага, сьответствуващ» иа макснмалната честота от ра-
ботник честотен обхват на трансфорыато~
ра). При предаване на сравнително ви~
соки честоти (малки дължннн на вълна-
та /.) дължината на линията /, която се
иавива около юроидалния мзгнитонро-
вод, определен!' согласно неравенсгвото
(4.2), с твърдс малка. Поради това се на-
малява нпдуктивността на първнчната на-
мотка на трансформатора Z-j, която е важ-
на за областта иа ниските честоти (виж
фиг. ч.З б), а това причинявя с на да и е на
амплитудно-чесготнат» характеристика на трансформатора в Нискочестотната об-
лает. За увеличаване на индуктивността съшествеиа роля игрзе феритният
тороидален магиитопровод, чилто магнитна проницаемост при писки честоти
трябва да бъде достатьчно висока <фбикновено р —200—700).
В областта на високите честоти трансформаторы на Рутроф се хараыери-
зира с параметрите вмчово съпротивление р на дзупроволната линия, коя; о се
иавива около торомлалиия магнитояровод и фазова скорост *7^ на разпростра-
яеиие иа вълнага по цротежение ня линията. Стойностнте на р и Рф зависят
от много фактори и се определят обикновено слитно
Индуктивяостта на пъреичиата намотка 1Л се определи с формулата
j43) L^Aw'pSll,.
където w е броят на навивките на първичиата намотка;
(I — магнитила проняааемсст на фернтадя магнитопровод;
6’ —нлощта на иапречното сеченне на магннтопровода, ст2;
/с — среднаТа дължина на тороидалния матиитог.ровод. ст.
От другл-страна, индуктивността иа първнчната намотка трябва да осигу-
ряла нкльлнение на нерзвенствою
0.4)
82
за да не се получи голимо на.маление иа ксефициен са на предаване на мощ-
ност в облютта на ниските честоти.
Равномериостта на амплнтудао-честотиата характеристика на коефшшента
на предаване на трансформатора завис!! много от свойствата ни тороидзлния
магнитопровод. С повишаване на честотата на предавзния сигнал активните за-
губи в нею нараствдт, а магннтната му проницаемое! намалява. Мною важно
значение има също еднородността на предавателната линия. Трудности!* при
практического реализираие на трансформаторите иа Рутроф нарасгваг с повита-
ване на горната граница на работник честотен обхват.
6. Трансформаторы на Рутроф с коефициент
на трансформация, различен от единица
Нека да разюедаме възможностите за трансформация на сопротивления,
конто предоставят трансформаторите на Рутроф. Схемата с трансформатор на
Рутроф, показана на фиг. 4.4, работи при съгласуване но вход (Rs на генера-
тора е равно на вълновото съпротивление р на дннията, с която е навит транс-
форматорът) и по изход (вълновото съпротивление иа линшиа р е равно иа
сънротивлението Rf на товара). При това положение RS — RL' f- е коефнциен-
тът иа трансформация е равен иа единица
На фиг. 4.5 а е показано как с помощта на трансформаторите на Рутроф
може да се получи коефициент на трансформация на напрежение n—Ut-Ui 0,5
пли коефициент на трансформация на съпротивление п2--0,25. В този случай
трансфорыаторът се състои от две дълги линии, евързапн ногледователно но
ход it паралелно по изход. Схемата работи а режим па пълио съгласуване, -го
ва и"1" < /словията:
— нзходното сьпротивление иа еквивалентния генератор R да бъде равно
иа входного съпротивлеиме на д,е!е последователи!! евързанн линии, т. е. да
бъде два пъти по-голямс от вълновото съчротивлзнве р на тези лилги iRs=?.sy-
— товарного сът.ротинлсние R. та бъде равно иа изходне.о съпротивление
83
на двете свързанн парллелчо линии, т е. да бъде равно на пэловниата or въл-
нойото сопротивление на лининте p?£=0,5p).
От казанок» .следва, че този трансформатор на Рзтроф трансформира то-
варного съпротивленне 0,5 р в съпротпвление 2р, т. е! л»=0,25 при Rs<=-iRL,
Фиг. 4.6
Ако се вгледаме по-добре в схемата на фиг. 4.5 а, ще забеле «им, че точки -
те (Гк 4 са еквипотенциалнч, тъй като и двете са свързаин към маса. Еквнпо
тенпнални се оказзат стадо и точките 5 и 3. Между г. 5 и маса па да половина
та от входного напреженле 0,5 Ui- тъй като последователно са свързани две
еднакви входни съпротнвлеиия, -(Сяг:о едно от конто е Равно на р. Между т. 3
И маса също има пад на иапрежение,
f равно на </а=0,5 Ux. Следователно
точките 5 ; с; ехзнногснциалЕИ,
Ако се свържат накъсо т. 6 с т. 4 н
т, 5 с т. 3, схемата се преобразува в
нова схема, показана на фиг. 4.5 ф.
Таей схема е показана в малко по-
прегледен вил на фиг. 4.6 а. В облает-
фнг .у та на ниските чес'тоти тя може да се
представи н във вида, показана на фиг.
4.6 б, като един автотрансформатор,
в който товарът R, е включен към иоловннетд от навнвкнте на намотката му.
На фиг. 4.7 е показано как се свързват кранщата на бифиляриага иамотка
разгйеждания трансформатор на Рутроф (фиг. 4.5 б).
в. Схема на широколентэв усилвател с трансформатор
па Рутроф
На фиг. 4.8 е показана принцилна електрнческа схема на широколеитов
транзисторен двутактек усмлаател с трансформации на Рутроф. Връзкнте меж-
ду вълк-’вите сопротивлений на предавателаите линии, нзползувани в трансфор-
маторите на Рутроф. и баластн.чге сопротивления към тях са показами на схе-
мата. Трансформаторът ча Рутроф Гру служи за премиизване от чесиметрнчеи
в.тод към симетрнчен изхсд, Г/>4 — за преминаваке от сиыетричеи вход към не-
симетричен иаход, Трг— за образу ване«Д протнвофазна мостова схема, пред-
назначена да раздели общата възбудителна мощност по равно към двата тран-
зистора, а Грз — за образуваиепа протнвофазна мостова схема, предназначена
да събере изходните мощности на двата транзистора върху общ товар.
За нормаяяа работа на тази схема ясекн един от двата транзистора трвбва
да има входнг». съпропшленье от порядъка яа вълвовото сълротимемие pj. Из-
84
ходиото «противление на всеки от транзисторна трябвд да бъде приблизително
равно на вьлнового сьпротивлрние pj. В никои случаи баластиото «.противление
/?С1 може да не се включва. Гогава средната точка на трансформатора Тр3 се
замасява
4.3. Умножители на честота с активны триполюсницн
В съвременннте радиопредаватели намират широко приложе-
ние умножители на честота с активин триполюсняци—биполярни
транзисторы, полеви транзисторы и радиолампи. По същество та-
къв умножител представлява резонансен усилвател на мощност,
колебателният кръг в изходната верига на който е настроен не
на основния (първия) хармоник, а на никой от висшйте хармони-
ци на тока. Поряди това честотата се умножаза цялс число пъ-
ти в зависимост от номера на избрания хармоник. Както бе вече
обяснено при разглеждането на въпроса за хармоничния анализ
на косинусоидални токови импулси (т. 2.4), амплитудите на вис-
шите хармоници на колектсрнкя (анодния) ток намаляват с уве-
личение на номера на хармоника (вж. фиг. 2.19). Следователно
едновремеино с тях ще намалявя и колебателната мощност в из-
хода на умножителя на честота. Ето защо няй-често тькива умно-
жители на честота работят с коефициент на умножение, не по-
голям от я=2 или п—3.
На фиг. 4.9 са показани графнките на токовете и напреже-
нията в един транзисторен резонансен усилвател на мощност, ра_
85
ботещ в режим на удвояване на честотата. Избран е напрегнат
режим клас С (6<90‘). Кслебателният кръг в колекторната вери-
га е настроен в резонанс за втория хармоник на колекторния
ток. Той има само за него голимо сопротивление, а за всичкн
Фиг 4.9
остаиали хармоници съпротивлението му е нищсжно малко. Иа
фигурата е показана отделно графиката на възбудителното на-
прежение «м(0- Вдясно от вея е показана графиката на базово-
то напрежеиие uB(t). Or точка, съответствуваща на UB№ е из-
дигната пунктирана вертг.кална права, пресичаща характеристи-
кнте ic{Ug) и (дй|). Точките на пресичане определят амплиту-
дите на импулсите съответно на колекторния ток 1СМ и на базо-
вая ток /вм. Графиките на колекторния и базовия ток са начер-
тана вдясао от полете на статичните характеристики. Под гра-
фиките на колекторния и базовия ток е показана графиката на
втория хармоник на колекторния ток в резонанс с често-
тата на конто е настроен кслебателният кръг. Под графиката на
ic2(t) е дадена графиката на променливото напрежеиие върху ко-
лебателния кръг «к (t) Вяжда се, че ик (/) има същата честота и
освен това е във фаза с Под графиката на ик(/) е дадена
графиката на колекторното' напрежеиие ис (t). От нея се вижда,
че променливата съставка на кс(/) е равна по амплитуда и об-
ратна по фаза на uK\t). ,
Колебателната мощност, която се отдели в колекторния кръг
на РУМ, работещ в режим на удвояване*на честотата, се опре-
дели от амплитудата на втория кармЪчик на колекторния ток /с2
и се изчислява по формулата
(4.5) />с1=0,5 /с2и„
86
Ако транзисторът работи в н« напрегнат или граничен режим,
т. е. без падина в импулсите на колекторния ток, амплитудата
«а втория хармоник /с2 се определи с формулата
<4.6) 4» = а2(6)/сЛ-
Следователи© в режим на умножение на честотата п пъти ко-
лебателната мощност Рсп може да се определи чрез израза
<4.7) Ля=О,5«„(0)/сл,^с.
Постояннотсковата мощност, която източкикът на постоянно
колекторно напрежеиие Uc отдана в колекторната верига, се оп-
редели по същата формула както при РУМ с настроен колебате-
лен кръг на първня хармоник:
^CAV~ CAV — “о СО ^СМ UС'
Коефицнентът на полезно действие на колекторната верига на
умножителя на чес юга е
<4.8) = ?-=O,5g„(6)5,
г С AV
където gn(0) — an(0)/ao(ti) е коефицнент на формата за n-тия хар-
моник на колекторния ток, а а„ (0) — коефицнент на разлагане на
косинусоидален токов импулс също за n-тия хармоник. От гра-
<флката на този коефициент за втория хармоник а2 (0), изобразена
на фиг. 2.19, се вижда, че той достнга своята макснмална стой-
ност при 6 = 60°. Следователи© за получаване на максимална ко-
лебателна мощност РС1 и максимален к. п. д. на колекторната
верига г;с. в режим на удвояване на честотата оптималната стой-
ност на токовия ъгъл е 0opt=6O°.
Оптималната стойност на 0 при утрояване на честотата е
'Copt = 40°, при учетворяване — 0opt = 3O° и т. н. (вж. т. 2.4). На
практика използуването на по-високи степени на умножение на
честотата е нецелесъобразно поради матката мощност и малкия
«. п. д. на умножителя.
Еквивалентното резонансно съпротивлеиие, което трябва да
има колекториият колебателен кръг в режим на умножение на
честотата п пъти, се определи с израза
От този израз следва, че ако искаме да получим една и съ-
ща амплитуда иа променливото иапрежеиие върху колебдтелния
кръг (при умножение на честотата п пъти), еквивалентното ре-
зонансно съпротивлеиие на кръга Re трябва да бъде приблизи-
тёлно п пъти по-голямо спрямо стойността му в режим на уснл-
иане. Това също е недостатък на умножителя на честота с ак-
тивен триполюсник наред със спо'меиатнте по-горе недостатъци —
ыалката колебателна мощност и малкия к. п. д.
87
Въпреки споменатите недостатъци у.множителите на честота с
активни триполюсници се използуват в -съвременните предавате-
ли, но предимно като един от първнте междинни стъпала, при
конто малкият к. п. д. не е от съществено значение.
Използуваието на умножение на честотата в междинните стъ-
пала на радиопредавателя дава следните предимства:
1. Може да се понижи честотата на задаващия генератор с пря-
мо честотата в изхода на предавателя толкова пъти, с колкого
се умножава честотата. Работата на задаващия генератор при по-
ниски честоти подобрява стабилноетта на честотата на генерира-
аитс колебания. ' - '
2. Използуваието иа у.множителите на честота позволява да
се получат стабнлизирани с кварц колебания с такива високи
честоти, каквито кварцовите генераторн сами не могат да гене-
рират. Най-високите честоти, конто могат да се генерират с тях,.
се ограничават от минималните геометрични ргзмери на изнолзу-
ваните кварцови резонатори. Още по-високи честоти, стабилизира-
ни с кварц, може да се получат, ако след кварцовия генератор
се включат един или няколко умножителя на честота.
3. Умножението на честотата в междинните стъпала на пре-
давателя позволява да се разшири роботният му честотен обхват,
без да се разширява честотният обхват на задаващия генератор.
Това е извънредно ценно, тъй като позволява да се получи по-
висока стабилност на честотата на задаващия генератор
4. Б радиопредавателя, в който има умножител на честота,.
колебателните кръгове на стъпалата вреди него и тези след не-
го са настреени в резонанс за различии честоти. Това рязко от-
слабва паразитната връзка между тях и едновремеино с това на-
малява обратната реакция нг следващите стъпала върху пред-
идещите.
5. Умножителите на честота умножават и изменението на чес-
тотата чли фазата на входния сигнал толкова пъти, колкого е
коефициент'ьт на умножение на честотата. Това се използува в
радиопредавателите с честотна и фазова модулация за нейното
задълбочаване
Въпроси и задачи
1. Канве е предназначението на междинните усилвателни стъпала във гисо-
кочестотния тракт на съвременните предаватели?
2. Да се начертаят различии схеми на междинни усилвателни стъпала, из-
лолзувани във високочестотния тракт на предавателите.
3. Да се опишет особеностите на трансформаторите на Рутроф и да се на-
драен сравнение иа предимствата и недостатъците им енрямо обикнонените
трансформатора -
4. Да се начертаят схемите иа трансформатори на Рутроф с разшчен кое-
фициент на трансформация.
88
5. Да се оиишат особеностите иа транзисторните (ламповите) резонансни
умножители на честота в сравнение с РУМ.
6. Какви функции изпълняват умножителите на честота във високочестотния
тракт на предавателите’
ГЛАВА 5
КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
5.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА КРАЙНИЙ УСИЛВАТЕЛ
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛЯ. КРАЕН УСИЛВАТЕЛ С ПРОСТА СХЕМА
а. Общи сведения за краен РУМ
Краен или изходен усилвател на радиопреда-
вателя се нарича усилвателното стъпало, нзхо-
дът на което е свързан с предавателната антена.
Крайният усилвател на всеки предавател се изпълнява по схе-
ма на резонансен усилвател иа мощност. Към него се предявяват
следните важни изисквания:
— да създава в предавателната антена необходимата промсн-
ливотокова мощност, определена от техническите показатели на
предаватели;
— да има колкото може по-голям к. п. д., тъй като това стъ-
пало е най-мэщното в предавателя я конс>мира основната част
от цялата му захранваща мощност;
— да осигурява в антенага мннимално пиво на мощността на
висшите хармоницн, не по-голямо от допустимото, определено от
техническите показатели иа предавателя.
Следователно-основните качествени показатели на крайняя ре-
зонансен усилвател на мощност са:
Рак — колебателната мощност в ан тенния кръг
(задана се най-често в режим на носеща честота);
т , — ijc’ikc— к о еф и ц и е и т ъ т иа полезно действие, пред-
ставляващ произведение от два коефициета на полезно действие:
к. п. д. и а колекторната верига на транзистора г(С
и к. и. д. на колебателната система у)КГ;
* 1’ - к о е ф и ц и е н т ъ т на ф и л т р а ц и я на висшите
хармоницн.
Крайното стъпало на предавателя може да бъде е д н о т а кт-
но или пр отивста к т но (двутактно). Обикновено всички
микромощни и маломощни предаватели имат крайно стьпало с
еднотактна схема. Крайни стъпала с противотактиа схема се
използуват по-често в мощните предаватели и в случайте, кога-
то предавателната антена е симетрична. Примерки схеми на край-
89
ни стъпала са показами на фиг. 5.! -—ёднотактна схема, и на фиг’
5.7 и 5.10—двухактна схема.
В зависимост от симетрията на нзхода на предавателя спрямо
земя различаваме кранио стъпало със симетричен и з-
Фиг. 5.1
ход и крайне стъпало с иесиметричен изход. Обик-
новено крайннте стъпала с еднотактна схема имат иесиметричен
изход, а тези с двутактна схема — симетричен.
Мотните и свръхмощните предавателн се правят най-често с
крайне стъпало с протнвотактна схема независимо от товэ, дали
изходът е симетричен или иесиметричен с цел да се подобри
фллтрацията на висшите хармоници.
Различаваме още крайне стъпало с проста схе-
ма и край но стъпало със сложна с хема. Казваме, че
крайното стъпало е с проста схема, ако има в колекторнага си
верига един единствен крг>г, който включва в себе си и самата
предавателна антена. Този кръг се нарича ан тенен колеба-
телен кръг. Във всички останали случаи, в конто освен антен-
ния колебателен кръг има и други кръгове, схемата се нарича
сложна. Допълнителните колебателни кръгове при сложната схе-
ма са включени между колекторната верига на транзистора и ан-
тенния колебателен кръг. Загова те се наричат междинни ко-
лебателни кръгове на крайното стъпало. Техняят брой се
определи о г необходимая стойност на коефициента па филтра-
ция Ф на висшите хармоници.
б. Краен РУМ с проста схема
На фиг. 5.2 е показана обобщена принципна електрическа схе-
ма (само по променлив ток) на крайне» стъпало с проста схема.,
Единственият му колебателен кръг е образуван от предавателната
антена с входен импеданс ZA = гА +jXA и от още два реактив-
30
«и елемента Хс и Хк. Реактивният елемент Хс се нарнча
елеменг на колекторна (анодна) свръзка. Другият
реактивен елемент Хн служи за настройване на антенния коле-
бателен кръг в резонанс за работната честота на предавателя
На фиг. 5.3 са показани електри-
ческите схемн на две разновидности '
на крайни стъпала с проста схема. ‘
За простота в тях липсват захран-
ващият токоизточник в колекторна -
та верига и блокиращите елементи.
В схемата на фиг. 5.3 « елементът на
колекторна свръзка има индуктивен
характер (A'c=to£c). Настройващият фиг- °2
елемент има също индуктивен характер (А'н=ы/.и). Ролята на кръ-
говия капацитет в тази схема се изпълнява от входния капацитет
на предавателната антена. В показания случай реактивната съ-
ставка на входния импеданс на антената има капацитивен характер
( Хл=— Втората схема (фиг. 6.36) се различава от пред-
«ата по тона, че елементът на колекторна свръзка
пацитивен характер
и. Сс ) '
Фиг. 5.3
тук има на-
При работа на коя да е честота от работния честотен обхват
на предавателя антенният колебателен кръг трябва да бъде на-
строен в резонанс
(5 .1) А'с + Лн-ЬА'л-О.
Основко предимство на крайний усилвател с проста схема
с иеговата простота по отношение както на схемата, така н на
конструктивного му изпълнение. Друге важно предимство е го-
лемияу к. п. д., който може да се постягне. Тук- са избягнати за-
губите на мощност в активного съпротивление на междннкнте
колебателнн кръгове (те липсват при тази схема). Наред с посо-
ченнте предимства простата схема има следните съществени не-
достатъци. При работа в широк честот£ц_лбхват тя не позво-
лява добро съгласуване на активного съпротивление на антената
91
rA с необходимого товарно съпротивление /?е, което активнияг
триполюсник (транзисторът или лампата) изисква, за да работи в
оптимален режим. Друг важен недостатък е малкият коефициент
на филтрация на висшите хармоницн. Причината за това е, че
схемата съдържа единствен колебателен кръг, който не може да
осигури голяма стойност на коефициента на филтрация. Друг не-
достатък е, че при изключване на антената през време на работа
на предавателя колекторният колебателен кръг силно се раз-
стройва и еквивалентното съпротивление става равно на нула (/?е=
= 0). С това спада до нула и колебателната мощност Рс\ в ко-
лекторната верига на транзистора, поради което рязко се увели-
чава загубната мощност Рс, разсейвана върху колекторния PN
преход. При този режим на работа цялата постояннотокова мощ-
ност PCAV, отдавала от токоизточника Ucc в колекторната вери-
га, се превръща в загубна мощност (Рс — PCAV)- Такъв режим
обикновено се оказва гибелен за транзистора (радиолампата).
За да може крайното стъпало с проста схема да осигури мак-
симална мощност в антената, необходимо е останалите два еле-
мента на колебателния кръг Хс и Хп да се подберат така, че
първо, кръгът да е настроен в резонанс и второ, еквивалентното
му съпротивление /?е да е равно на необходимого товарно съ-
противление, което актнвннят трнполюсник изисква за работа в
граничен режим. Тези изисквання могат да бъдат нзпълнени, ако
елемектите Хс и Хк са плавно регулируеми. С елемента А'н се
настройва колебателният кръг в резонанс, а с Хс се регулира
еквивалентното му съпротивление /?е.
Крайното стъпало с проста схема почти не намира приложение
в съвременните радиопредавателн, с изключение само на никои
мнкромощни предаватели.
5.2. ЕДНОКРАГНИ КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ СЪС СЛОЖНА СХЕМА
Крайното стъпало със сложна схема има в црлекторната си
верига два или повече свързани колебателни кръгове, последният
от конто е антенният кръг. Ще припомним, че кръговете, включе-
ни между антенния кръг и активния триполюсник, се наричат меж-
дин ни. От дефиницияга за стъпало със сложна схема следва.
че в най-нростия случай неговата колебателна система се състои
от един междинен и един антенеп колебателен кръг, както е по-
казано на фиг. 5.4 а (схемата е вредставена в обобщен вид за
променлив ток). Междинннят колебателен кръг е образуван от
елементите Хс, Ха и ХА свр, а антенният колебателен кръг — от
елемеитите , А\н н предавателната антена с входен импе-
данс ZA = t\+jXA. Елементът Хс се нарича елемент ка свръзка
между межтинния колебателен кръг и колекторната верига на
92
1ранзистора. За краткост се нарича оше елемент на ко лек-
тор на свръзка. Елементът Х„ служи за яастройване в резо-
нанс на междинния колебателен кръг. Елементът X сер определя
свръзката между маждинния колебателен кръг и антенния коле-
бателен кръг. За краткост
се нарича елемент на
антенна свръзка. Еле-
ментът Хк.н служи за на-
стройване на антенния ко-
лебателен кръг. Често пъ-
ти изброените по-горе еле-
менти в двата кръга не са
разграничени така, както е
.показано на фигурата. Мо-
же да се случи един и
същи елемент да изпьл-
нява ролята както на
свързващ, така и на на-
стройващ.
Нека разгледаме обнов-
имте енергийни зависимо-
сти в сложната двукръго-
ва схема. Променливотоко-
вата мощност Рс1, която се
генерира в колекторната
верига на транзистора, постъпва ггьрво в междинния колебателен
кръг и от него преминава в антенния колебателен кръг. Премина-
ването й през междинния кръг е свързано с известна загуба на
мощност, която се разсейва като топлина в активното съпротив-
ление на този кръг. Ефективността на преминаването на промем-
ливотоковата мощност през междинния колебателен кръг се ха-
рактеризира с неговия к. п. д. 7]мк, определен с израза
<5.2) ч~=-р^-
Тук Рдк е променливотоковата мощност, конто се прехвърля
ют междинния в антенння колебателен кръг. С други думи,
показед. каква част от мощността Pci, която постъпва от колек-
ториата верига в междинния кръг, се прехвърля в антенния кръг.
Една част от мощността Р&к се разсейва като топлина в загуб-
имте съпротявления на епементите на антенна свръзка zVA<.ep и
антенна настройка Ад„,.а останалата част РА постъпва в антена-
та. Коефициентът на полезно действие на антенкия кръг т?А се
определя с израза
<5.3)
Г‘Ак~ р ’
.Ак
93
От теориита на свързаните кръгове е известно, че при два
свързаии колебателнн кръга влиянието на втория върху първия
от енергийна гледна точка може да бъде изразено чрез т. нар.
внесено съп рот ив л ение Z„„. Последнего се включва в пър-
вия кръг последователи о на съпротивлението на антенната свръзка
XA . Внесеното съпротивление в най-общ случай е комплексно»
т. е. състои се от активна и реактивна част:
(5.4) ZBB -- -ГВ|14~ /Хн.
Ако елементът иа антенна свръзка е чисто реактивен ZAcBp—
=jXA сор и ако антеннйят кръг е настроен в резонанс (т. е. съ-
противлението му при кръгово обхождане е равно на гА), внесено-
то съпротивление е чисто активно:
х2
? _ А сер
'ВИ ~ Гвн--~ •
(5.5)
(5.6)
Обикновено двата евързани колебателнн кръга в кргнното
стъпало са настроен» в пълен резонанс, т е. и междинният, и ан-
теннияг кръг всеки поотделно (когато другият кръг е прекъснат).
е настроен в резонанс. В този случай еквивалентното товарно
съпрегивление Rc, коего представлява колебателната система меж-
ду точките колектор и емитер на транзистора, е
о Хс хс .
Г -+-Г г *
. мк 1 вл
където гмк е собствеиото загубно съпротивление на междинння
колебателен кръг, гь, — внесеното съпротивление от антенния и
млждинния кръг, а г—сумариото им съпэотивление.
От (5.6) се вижда, че товарного съпротивление на транзисто-
ра Re се нзмалява при укеличаване на впесеното съпротивление
гв1, Максималната стойност на Re се получава, ако се разкъса
верига?з на антенния кръг. Тогаса гЕН - О, a Rc прздобива макси-
малната стойност
A'l
(5.7)
А*е max ~~ R*. пх ~~ '
гчк
Тази стойност на юварното съпротивление се нарича съпро-
тивлеыие на празем ход на междннння колебателен крьг. Товар-
ного съпротивление Rt и Съпротивлението на празен ход Rem са
свързани чрез израза
(5.8) j. Ае =Ае пх (1 — Чмк)- P2pQnx (1 —TjMk).
Тук Q.1Z е качественна! фактор на междинння колебателен кръг
1»ри празен ход на същия, а /? —коефицнент на включване на
междиняия кръг к км транзистора.
&4
Сгойността на съпротивлението на елемента на антенна сир ьз-
ка се определи по формулата
(5-9)
A cap
От тази формула се вижда, че съпротивлението на
антенна
Фиг. 5.5
свръзка трябва да бъде толкова по-голямо, колкото по-големи сгв
f:лк И Тд.
На фиг. 5.4 б е дадена друга еквивалентна схема на стъпалогс-
със сложна схема, в която еквивалентното товарно съпротивление
А’е в колекторната верига на транзистора е представеИо като две
паралелно свързанн съпротивлеяия. Едиото от тях е сьпротнвле-
нието /?ем, а другого — XtB„- Тези две съпротивления показват
какво участие вземат поотделно междиннчят кръг (посредством:
A'eni) И антеняият кръг (посредством /?еви) в образуването на
оощото товарно с опротивление /?е:
(5 10)
_ ^«ni »н
е = *елх+С.н
На фиг. 5.5 са показами (по отношение на ироменлквич тек)1
чегири разновидности на дзукръгова сложна схема. Схемата на
фиг. 5 5 а има елемент на колекторна свръзка А'с—ы/ с и елемент
на антенна свръзка АГД =в>ЛЕ Схемата на фиг. 5.5 о има индук-
тивна кочекторна свръзка .Yc = 'o/.c и кападитмава антенна спръз-
95-
«а Лд - — 1/шСА(вр. Схемата па фиг. 5.5 в има капацитивна ко-
лекторна свръзка Хс~ — l;wCc и индуктивна антенна свръзка
<»p=t0^A сер- Схемата на фиг. 5.5 г има двойно капацитивна
свръзка, капацитивна колекторна свръзка Хс = — 1/ыСс и капаци-
тивна антенна свръзка ЛА =— 1/шСА<:вр. Тази схема е известна
още под наименованието схема яп-филтър“.
5.3. ФИЛГРАЦИЯ НА ВИСШИТЕ ХАРМОНИЦИ
В КРАЙНОТО СТЪПАЛО НА ПРЕДАВАТЕЛЯ
а. Общи сведения и основни понятия за фнлтрацията
I
Крайното стъпало на предавателя обикновено работи в режим
клас С и по-рядко в режим клас В (6--70-=-90 ) с оглед получа-
ването на голям к. п. д. При такъв режим на работа в съсгава
на колекторния ток освен постоянната съставка и първия хармо-
ник има и впсши хармоници. Тухните амплитуди /г3, /,3, /г4 и
т. и. зависят от /си и 0.
Колкото по-мощен е предавателят, толкова погголяма е ам-
плнтудата на импулса на колекторния ток 1СМ, а следователно
по-големи са и амплитудите на висшите хармоници. Излъчваиата
от антената мощнест на висшите хармоници е определена с меж-
дународни норми в завнсимост от честотяия обхват на предава-
теля. Съгласно с тези норми за предавателите, работещи в чес-
тотния обхват под 30 MHz, мощността на кой да е внеш хармо-
ник в изхода на предавателя трябва да бъде под 50 mW. За
предавателите, работещи в честотния обхват 30-5-235 MHz (теле-
визионни и радиоразпръеквателни УКВ ЧМ предаватели) при по-
лезна мощвост Pci>25W, мощността на висшите хармоници тряб-
ва да бъде под 1 mW. Тези норми определят при всекм конкре-
тен иредавател иеобходиМата стойност иа коефициента .на фил-
трацмя на висшите хармоници Ф в крайното му стъяато.
Необходнмостта от фмлтрация на висшите хармоници в край-
иото стъпалэ е една от важните причини, псради коего то се
изпълнява като резонансен усилвател на мощност. В изходната
му верига са включени при проста схема един, а яр;; сложна схе-
ма два или ловече свьрзани колебателен кръгове. Колкото по-
големи са изнскванията към стойността на коефициепта на фил-
трация Ф, толкова по-голям е броят на евързаките колебателни
кръгове.
Под чоефицнент на филтрация на л-т ня хармо-
ник в крайното стъпало е пркето да се разбкра
отношение™ на теглото на този хармоьиц в ко-
лекторния ток къи теглото му в антенния ток.
Под теглото на дадем хармоник се разбора отпошеняего «а
96
иеговата амплитуда към амплитудата на хармоника с основна
честота. Теглото на л-тия хармоник в колекторния ток е отно-
шенкето .
<5Л1) '
J€\
а теглото на л-тия хармоник 8 антенния ток е
(5.12)
'Д1
Следователно съгласно с горного определение формулата за
коефициента на фнлтрация Ф в крайното стъпало на един радно-
предавател е
(5.13)
'л л
7 Ал
Мощностиге в антената, сьздавани от първия хармоник на
антенния ток /Д1 и л-тия хармоник на антенния ток се изра-
зяват съответно с формулите
<5.Н) ₽А,-0^,гА;
<5'5>
Ако с помощта на последимте две формули изразим /Д| чрез
/*Д1 к /Лп чрез РДп и гм заместим в (5.13), тя придобива вида
От формула (5.16) следва. че коефициентът на филтрация Ф
е толкова по-голям, колкого по-голяма е мощността на радиопре-
давателя Рм и колкого помалка е допустимата мощност на
висшите хармоници
Изргзът (5.13) може да се представи к като произведение на
два множителя:
(5.17) Ф^’.^-.
гс‘ 'ал
Първнят мнох'ител аоказма колче пъли Ч«ъреияг хармоник рз
антенммя ток /д е по-толям эт пвршя хармэншг на колекторния
ток !С{ Тов« отношение се гпрсдетя от реаовянсннте свойства ча
си-ггегоатй снъ|'М.ы кслео-зтелдя крътр.» в изкод^тз верна на
крайното ступало, вклчпваща т ак-'ениня кръг. Ври проста
схема коитс има • ам»> един ехрдггвек *-элебз.т-:яе» кулд- (ан>еи-
7 ТОТ*
97
ния кръг), стойността на първия множител е прспсрциокална на
качествен!!» фактор на антенния кръг. При сложна схема този
множител завися от качестэените фактсрн на всички колебателин
кръгове, включително и антенния.
Втсрият множител показва колко пъти л-тият хармоник иа
энтеиния ток /Ап е по-малък от л-тия хармоник на колекторния
ток !сп. Този множител не зависи от резонапсните свойства на
колебателниге кръгозе, тъй като за висшите хармоницн те са
силно разстроечи. Стойността на вторая множител зависи ст ви-
да на елементите на връзка между отделимте кръгове. По-точио
той завися от това. дали е индуктивен или капацитивен характе-
рът на тези елементи.
б. Филтрация в крайне стъпало с проста схема
При крайне стъпало с проста схема (фиг 53) има един еле-
менг на свръзка между колекторната верига на транзистора и
антенния кръг — елементът на колекторна свръзка Хс, който мо-
же да бъде индуктивност или капацитет. В зависимост от това
се получават две разновидности на крайно стъпало с проста схе-
ма. На фиг. 5.3 а е показана проста схема с индуктивен еле-
мент на колекторна свръзка L^, а на фиг. 5.3 6 — с ка-
па ц нт и вен елемент на колекторна свръзка Сс. Ако
означим с Ф; (п) коефициента на филтрация за' л-тня хармоник,
при пърния случай (индуктивен елемент на свръзка) и с Фс
коефициенга иа филтрация за л-тия хармоник при втория случаи
(капацитивен елемент на свръзка), между тях има следната връзка:
(5Л8) Фс.4)-;:гФЛ(л).
Вижда се, че при капацитивен елемент на свръзка
ксеф|ициентът на филтрация е л2 пъти по-голям от
този при индуктивен елемент на свръзка (л е но-
мерът на внешня хармоник). При п — 2 (за втори хармоник) Фс;2,=
-=22Ф/(2). при и —3 (за трети хармоник) ФС(3) «=32Ф/ (3) и т. и.
При крайне стъпало със сложна схема колебателната систе-
ма съдържа по-зече от един колебателен кръг, следователно
и повече от един елемент на свръзка. Например на фи». 5.4с е
показана двукры ова сложна схема с два елемента ла свръзка.
Единият е елементът на колекторна свръзка Хс. а другнят—
елементът на антенна свръзка Xf сер. Всеки един от тях може
да бъде индуктивкост или какацятет. Затова са в;ьзмсжни чети-
ри варианта иа двукръговата сложна схема в зависимост от ха-
рактера на елсмеитите на свръзка. Ге са показани на фиг. 5.5
Най-малък коефициент на филтрация от тях има схема га с две
индуктивна свръзки (фиг. 5.5 л). Най-голям коефициент на фил
98
трация има схемата с две капацнтивни свръзки (фиг. 5.5 г). Схе-
мите на фиг. 5.5 б и 5.5 в са равностойни помежду си во отноше-
ние на коефициента на филтрация, тъй като имат по една индук-
тивна н една капацитивна свръзка. По отношение на първите две
схеми те заемат междиннэ положение.
в. Филтрация в крайне стъпало със сложна схема
При двукръгова сложна схема коефициентът на филтрация
може да се представи като произведение от коефициентите на
филтрация на междинния кръг Ф„.. и коефициента на филтра-
цня иа антенния кръг ФАк:
(5.19) Ф = ФЙк.Фа«.
В коефициента на филтрация Ф5-к е включена стойността на работ-
ная качествен фактор QKK на междинния колебателен кръг. а не
на този на нразен ход QVKr
В сложната двукръгова схема трилграцията на хармоняцяте *_е
извършва два пъти и следователно е знаЧителио до-голяма от та-
зи при простата (еднокръгова) схема. При мощните и сиръхмощ-
ните радиопредавателн за постигане на голям киефицнею на фид-
трация се включват по четири, пет и поч.ече междинни колсба гел-
ии-кръгове. Съответно и коефициентът на филтрация се нредста-
вя като произведение от коефициентите на филтрация на стдел-
ните кръгове.
Въпроси и задачи
1. Кои са основните изнсквания към едяо крайне Усилча.елно ciii.a-i вьв
високочестотния тракт ни пр.-даьателя?
2. Да се начартаят различна схеми на краен РУМ с проста схема.
3. Да се иачертаят схеми на краем РУМ със сложна схема.
4. От катни фактори зввнеи филграничта иг висшите хармоняпи в изходна-
та филтрираща верига на предавателя?
Г Ji АВ А 6
ЕЛЕКТРОННИ ГЕЙЕРА ГОРИ НА ХАРМОНИЧНИ КОЛЕБАНИЯ
6.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ГЕНЕРАТОРИТЕ НА ХАРМОНИЧНИ
КОЛЕБАНИЯ
а. Кратки истерически сведения
Електроннинт генератор (наричзн опте автогенератор) на харк-ииични коле-
бания има широко приложение в различии раккаелектронпи устройства. Исюри"
' АЙНУА \
библиотека)

фиг. 6.
чески първото му приложение е в радиопредавчтелпите устройства. И до днес
той остава кай-важната съставна чга на вески раднопредавател като първо-
източиик на високочестотяото му носещо колебание. В качеството на хетерсдня
генератор»! на ж рмонични колебания е основио стъпало и на всеки съвременен
радиоприемник. Освен това той намира приложение в различии радиоелектроннн
измерители» прибери, в устройства яа телеметрия
и телеуправление, в различии електромедицински
прибори, в съвременните електронии часовиици и т. и.
Не много след изобретяването на първия лам-
поя триод, а 1907 г. от американский инженер Де
Форест се здягява и първнят ламцов генератор, па-
тектоаан нреэ 1913 г. от немския инженер Майс-
иер. Гэга е бС-генерзторът на харооинчни колеба-
вши с иидуктивга (трянсформдториа) обратна свръз-
«в (фйг.6.1), ввречвв генератор на МаИснер в чест
ма негожий сырзтел. Със своя генератор еще през
същата гвдеям Ма^скер построена първия • света
лдмпов рашктелсфонеа предавател. Г'енераторът
иа AUfichep (в транзисторен вариант) намира прило-
жеаяу и джт. Неговата схема е класнческа за ге-
йерате^ яа "харшмччнн колебании.
След ^лкератора на Майснер са патентованм
различна сдеми иа елгжтуоеяя геиерятцрм. От тяж по-важни, конто памирйт при-
ложение и дмес, са генераторы ад Хартлей — 1915 г., генераторът на Хут —
Кюи — 1917 г., генератор-тля Колпигд— 1918 г. и генератбрът на Шембел, съз-
дзден рг еъяетскня учен Шембел— 1933 г. Генграторът на Шембел порадн го-
яемпте ей пргяиыства гред остаяалите .геиератори (без тезис кварцова ста-
Зктиззцня на честотата) веднаге след създавдяёто ей заема първо място по прн-
жпасиие в радиопредавдтычте. Той се лалага и останалнте радиоелектроннн
устройства, в конто отабиляостта на честотата е първостепенек качествен
яжазател.
О®ределе«««е. Ележтрояен । енерат ор на жармоиични коле-
Jaij»pe on:; какрттг.» rwf-uif К’ричаие това радиоелек-
^роимо устройство, коего е. способно с а м ос т оя т е л и о (без
йъадейстрне отвъя; да ароязыежда и ез а г и х ва >ij и ж з р м о-
ммчмя елечгтрмчсскя колебания с определена честота и
определена авядктуда.
Кдоо се разбаоа от <жредем;И1№то. итераторы е самоетоятелиа (автонс-м-
.aj ыйй&телиа система ядя атратко авт о колебателнн система, тъй
като яе ее нуждое за ежвята аорналиа prfeva ст аъищно еъзбужлане, както е
вви^имер ST *» уг.яииатолито, «месйТсляте Млн друсоте радаоелектроини стъпата.
<. ©скг ей «_жга m иа »шгратФри
Е4&«1ф<лб»м'ге resjejssropw яа игзатихващи колебания мота г да бъ-
дв'г виднее. В завнсимост от работния честотен обхват,
акиц«Юстта и друг» яарактериетнки генераторите се строят по
р&з нчря сЕсии. В таз*; глава »це се ограничим с разглеждането
с»м® вл внгеигочесго’й '! п нератори с колебателна система, имаща
эексик нечестен фактор. Фермата на геисраториото напрежеиие в
таккш гевереторк * близка до синусоидалиата.
Осмомяпе елементгч от конто се състои всеки генератор на
мдршоанчни Кчме&шия, са слетите.
I. Изтозмнк на електрическа енбргич - акумула-
тор, галванична батерия, токоизправнтел и др. От енергийна мед-
иа точка генераторьт представляла преобразупагел яа енергията
на захранвагция токоизточник в енергия на хармоничннте колеба-
ния. Произвежданнте от генератора електркчески колебания при-
тежават определена електрическа енергия Тя е лроиорционална
на квадрата на амплитудата на колебания га и се получава за
сметка на електрческата енергия на захранващия токоизточник.
Колкото во-голяма е амплитудата на гекериианкте колебания, тол-
кова по-голяма енергия се черпи от токоизтсчника.
2. Честотноопреде ля щ еле мен я. В по-голямата- част-
от генераторите на хармонични колебания чесготноопрсделящияг
елемеит е колебателен кръг иля система от свързчни колс-
бателни кръгове, представлявагци еквивалентен товар за
генератора. Такъв например е и генсраторът на Майгнер (фиг. 6.1).
В качеството на селективен (избирателен) товар в аноднага си
верига тон има включен паралелен колебателен кръг, състоящ се
от индуктивността LK и капацитета Ск. Резонансната честота на
селективния товар (колебателния кръг) онределя честотата на
генерираните. колебания. Генераторите, конто съдържат колебател-
нн кръгове. е нрието да се наричат LC-генератори. Нафиг. 6.2а
е показана променливотоковата схема на транзисторен вариант на
генератора на Майснер, Неговият еквг.ва пентен товар между ко-
лектрра и емитера е показан отделяй на (риг. 6 26. В други те-
нератори честотноопределягцлят елемеит «(Ж.1 да се съдържа
във веригата на обратна свръзка Такъь е случаят при
/fC-генераторит е на хзрмонични колебания. Нафиг. 6.2 6 като при-'
.мер е показана променливотоковата схема на /^С-генерагор на Вин.
При гози вид генератори еквлаалентният товар е апериодичен, но
коефициентът на обратна свръзка е честотно зависим и има квази-
резонансен характер. На фиг. 6.1 е е показана стделно веригата
на обратна свръзка, а на фиг. 6.2 г - резонзнсният хдраитер иа
модула на коефициента на обратна свръзка (на предаване). Квази-
резонансната честота /0, при конто този коефициепт има макси-
мум. определи честотата на генерираните колебания. При кварце-
вше генератори чесготноэпределящият елемеит е кварцовият ре-
зонатор, конто нредставляаа една електромеханачна колеба-
телна система. В един от схемите ня кварцевые генератори
кварцовияг резонатор може да бъде състазналаст на селективния
товар па генератора, ав друн! —на веригата на обратна свръзка.
При СНЧ генераторите ня хармзпични колебания чесяотиоопрсде-
лящият елеменг е кэлебзгелиа система с разпределени параметра
реализирана о г отрязъци от двупроводни линии или обемчи ре-
зонатори.
3. Трети ос новен еле мент на 1енератора е ве-
ригата на по дожит ел на обратна свръзка. При кла-
еическата схема на Z/Лтенераториге (фиг. 6.2 а) положит ел на та
обратна свръзка о> изхода на акгивння триполюсник към не гонки
101
вход се осъществнза посредством трансформатора (Тр) при под-
ходящо Бключване на изводите на вторичната му намотка. В ни-
кои генераторм еднсаременно с положителната обратна свръзка
в генератора може да сыцествува и отрицателна обратна свръзка
4 “4*4
Фиг. 6.2
с цел да се „одобри формата на авгоколебанията, стабилността
на режима и др. В тези случаи обаче положителната обратна
свръзка нреобладава над отрицателчата. В противен случай гене-
раторът не може да се самовъзбуди. Необходимо е да се обър-
не снимание върху факта, че не пинаги механизмът на положи-
телната обратна свръзка е така очевиден както в схемата на ге-
нератора на Майснер.
4. Четвьрти о с новен елемент на генератора е
у правдива щи ят елемент. Понякога в литературата той се
102
яарича още и клапан. Неговото предназначение е да управлява
(регулира) периодично постьпването на еиергия от източкика на
.захранване в авгоколебателната система, за да се поддьржат в
нея цезатихващи колебания. При електроняите генератори в ка-
'чеството на угфавдаващелементсе изполэуват активин елек-
тронни приборн, конто могат дабъдат:
— активни двуполюсници; туиелки дноди, диодн на
Гън, лавиноьрелетни дноди, магнетрснни и др;
— активни т р и по л юс ни ни: биполярна транзистори, по-
лови транзистора,- радиолампа и др.; <
—активни четириполюсници и многополюсни-
ка и: клистроми, лампа с бягаща вълна, лампи с обратна вълна и др.
Различните електроини прибори дават отражение както вър-
ху схемчте, така и върху конструкциите на генераторите.
5. Пети ос нс вен елемент на генератора е не-
лянейннят елемент. Той ограннчава амплитуда га на авто-
кслебаинята н генератора.
.< В никои случаи един и същи елемент на генератора може да
изпълнява одновременно функциите на няколко от изброепите по-
горе основни елемеяти. Например в транзисторы ите. генератори
(фиг. 6.2 а) транзисгорът одновременно е и управляващ елемент
(клапан) и нелинеен елемент. Амплитудата на авгоколебанията на
генератора при тази схема се ограннчава от долната н горната
кривина на статичните характеристики на транзистора.
6.2. ПРИНЦИП НА ДЕЙСТВИЕ И ФИЗИЧЕСКИ ПРОЦЕСИ
В /.С-ГЕЯЕРАТОРА. ПРЕХОДЕН ПРОНЕС НА САМОВЪЗБУЖДАНЕ
я. Принцип на действие на генератора
Нека поясним схемата на генератора на Манснер (фиг. 6.2 а и
6.1). Той може да се разглежда като получен от един резонансен
усилвател (фиг. 6.3), изходът на който е съединен обратно към
•входа. Това на фиг. 6.3 е показано с прекъсната линия. При по-
ложение j на превключвателя П схемата работи като резонансен
усилвател възбуждан от външен источник на променливс иа-
прежение. Нека допуснем, че усилвателиг работа в режим
клас А и иеговият колебателен кръг е настроен в резонанс с
честогата на възбудителного иапрежение и, — (j\ cos «о/. Приема-
ми, че траясформзгорът (£к, 2.й)-е реализиран с вариометър, кон-
то позволяза да се регулира стойността на амплитудата U2 на
изходното напрежение а2 —б/2 cos ш/. Тъй като усилвателят е вклю-
чен по схема с общ емитер, полярността на променливого напре-
жение на колектора е обратна на полярността на възбудително-
то напрежение. За да получим изходно иапреженне д2 със съ-
едала полярност и със същата амплитуда както възбудителното
103
напрежение, замасяваме по подходящ начин вторичидта намотка
на вариометъра и регулираме неговия коефициент на взаимна ин-
дукция М, докато получим L\cos «/=4/,cos со/.
Ако сега мислено си представим, чё превключэателят П се
Фиг. 6.3
премести ио мен та лко от положение 1 в положение 2, във
входната верига на уси.таателя ще продължава да постъпва съ-
щото възбудително напрежение, както и преди. Схемата ще про-
дължава да произвежда в колекторната си верига променливо
напрежение, но вече без да е необходим външен източник ка
възбудително напрежение (фиг. 6.4). Схемата става независима
(автономна) и се превръща в схема на генератор. Необходимого
променливо възбудително напрежение генераторът получача от
собствения си изход. Генератърът произвежда самостоятелно елек-
трически колебания с честота и амплитуда, конто се определят
изцяло от вътрешните му свойства и не зависят отвън.
Принципната разлика между /.С-генератора на хармонични ко-
лебания и резонансния усилвател на мощност се състои в налн-
чието на пол ожи т е л и а обратна свръзка в генератора,
която му позволява да бъде автономна колебателна система, ра-
ботеща без каквото и да е въздействие отвън. Резонансният усил-
вател обаче се нуждае от външно в ьздейст.вие, без което той не
може да работи. Това е въздействкето, което оказва върху него
външният източник на възбудително напрежение. Възбудителят е
гози, който определя честотата на колебанията във входната и
кзходната верига на усиЛвателя. Ако пзмеияме резонапсиата че-
стота на колебателния му кры (фиг. 2.1), ще се измени стой-
нозтта на еквивалентното товарно съпротивление. Тона се вижда
от фиг. 2.4, където е показана зависимостта на модула на екви-
валентного, товарно съпротивление Z. от кръговата честота <е.
Еднэвременно с измгиението ня Z,. ще се измени и амплитудата
на кроме нлизия пад на напрежение* върху кръга. Ако резо.чансната
101
честота wp на кръга се различала съществепо от честотата на въз-
будителното напрежение ш (т. е. от честотата на прсменливатд
съставка на променливия ток), еквивалентното съпротивление на
кръга може практически да стане равно на нула. Това означав^
че и променливото напре-
женне върху него става
равно на нула (£/,,=0). От
казаното е ясно, чеизме-
не н и е т о иа парамет-
рите на к о л е б а тел -
ния кръг на РУМ не
о к а з в а влияние вър-
ху честотата на
усилваиите от него
колебания. При ге-
нератора обаче чес-
тотата на генери ра-
ните колебания се
Фит. 61
определя главно от
параметрите на колебателния му кръг. Всяко изме-
нение на параметрите LK и Ск на кръга измени честотата на произ-
tc-ждэвате от генератора автоколебания.
б. Самовъзбуждане на транзисторен генератор
Както казахмс, генераторът е самоегоятелна (автономна) колеба-
телна система (фиг. 6.4), която не се нуждае за своята работа от
вънгнко въздействие (вьзбуждане). Нека сега разглеждаме п р о-
цеса на самовъэбуждане па генератора, т. е. прове-
са на самостоятелно възникване на автоколебания в него. По-
точно процесът на самовъзбуждане е преходен пронес, конго
протича в генератора от момента иа включване на захранващия
токоизточодк до момента иа установяване на постоянна амплиту-
да на генерираните автоколебания. В момента на включване на
захранващия токоизточник в генератора липсваг автоколебания.
В колекторната и базовата верига на транзистора протичат само
постоянны токове /ссш и /я1И). Този начален режим на генерато-
ра се нарича режим на покой или начален равновесен режим.
Ако при пострсяване на генератора са изпълнени определена ус-
ловия, това състояние на равновесие (режим на покой)
се оказва неустойчиво и не може да продължн дълго време.
Автоколебанията възниква! поради вътреш ни нкщожно
малки изменения на нос тоя н ните т о к о в е и н а-
преже ни я в генератора. Това дана начало на про нес а на само-
възбуждане, който завършва с установяване на постоянна ампли-
туда и честота на автоколебанията. Този режим, при кой-
!05
то ам плиту да т а и честотата на автоколебанията
са настоянии във времето, се нарича установен
режим на генератора. Ще подвергаем още вед.нъж, че са-
эдовъзбуждането е режимы, в който се намира генераторы при
Фил 6.5
проходами пронес, т. е. след. нарушаване на режима на покой до
започааие на установеняя режим.
След тези най общи сведения чека се спреи по-подробно на
преходима пронес на самовъзбуждане на генератора. Ще иэлол-
вуваме отново като пример генератора на Майснер. На фиг. 6.5 6
е представена пълна принцнпиа електрическа схема на такъв ге-
нератор. В положение / на вревключвателя П генераторы не ра-
боти, тъй като е изключен токозахранващият му източник UC(:- В
106
положение 2 токоизточникът се включва и към генератора по-
стъпват одновременно две постоянно напрежения; между колек-
тора и емитера — напрежението Ucc, и между базата и емитера —
преднанрежението £/В1. Началного базово предяапрежение (/вио==
—UBi се получава от колекторния токоизтечник Ucc посредством
резисторная делител /?п, /?2. Тези две постоянни напрежения опре-
делят в полете на статичните характеристики на транзистора гс (кв)
положението на началната рабства точка А (фиг. 6.5 а), кое.го съот-
ветствува на режим клас А — режима на покой на генератора. От
този момент за почва преходният процес, който може да се раз-
глежда като съставен от два преходни процеса — преходен
процес ио постоянен ток и преходен процес по
променлив ток.
Преходният процес по постоянен ток е свързан с изменение
на общото преднапрежевие UB, което има две сьставни части:
(6.1)
Преднапрежеиието, което се получава посредством делителя
Я1, /?2 и е означено с 6/В1, има псложителна стойност (с7Д1^>0), а
предначрежението L/B, което се получава автоматично от проти-
чането на IBAi, през резистора RB, е отрицателнс» (JJ В ПЪР*
вия момент след включение на захранващия токоизточник в базо-
вата верига постъпва само преяапрежениего ИВ1 Но щом започ-
не да тече базов ток, иеговата постоянна съставка IBAV създава
отрицателно предиапрежение U което се нзважда от 1/В1, и ра-
ботната точка започва да се измества наляво. По този начин
генераторът от режим клас А постепенно прем и*
н а в а към режим клас АВ и дори към клас В или
клас С в зависимост от съпротивлението на RB.
Времето, през което протича преходният процес по досточнее
ток, т. е. преходният процес на изменение на преднапрежеинето
£/й + UB2, завися от времеконстантата на веригнта на аред-
напрежението. Изменението на преднапрежението през време иа
преходния процес е показано на фиг. 6.5 а с прекъсната линия.
Нека сега проследим преходния процес по променлив ток
Необходимо е първо да изясним откъде се взема пъ-рвоначалноте
промемливо напрежерие, с което започва процесьт на самовъз-
буждане на генератора. То се появява вътре в самия генератор
поради следните причини. В колебателния кръг както във всяка
електрпческа верига ‘съществуват електрически флуктуации, кои-
ко имат непрекъснат честотеи спектър, т. е. цредставляват без-
брой много хармомичнн колебания с нищожно малки амплитуди
и честоти от нула до безкрайност. Колебателният кръг има нзби-
рателно (селективно) по характер еквявалентно съпротивление
между точките на включванс. (между колектора и емитера,). Па-
ради тона той резоннра само на тези от колебанията, честотата
на конто съвпада със собствената му резонансна честота /0. В
107
резултат на това върху кръга се създава променливо напрежение
</кна — t/x(п) cosс нищожно малка амплитуда 6'К(П) и честота
Освен флуктуациите съществуват и други причини за създа-
ване на първоначално променливо напрежение върху колебател1-
ния кръг. Такава причина може да бъде единичнинт токов
ик пуле в колекторната верига на транзистора, който прстича в
момента на включване на захранващето напрежение UC(- Единич-
ният токов импулс има сыцо непрекъснат честотен спек-
тър. Колебателнмят кръг резонира само на тази от неговите хар-
мончни съставки, честотата на която-съвпада с неговага резонанс-
на честота /0 и само тя създава променяна пад на напрежение
йк(п) върху него. По този начин обяснихме как се появява пър-
воначалното променливо напрежение «К<П) върху колебателния
кръг и зато ввнаги то има не каква да е производна честота, а
честота, определена от параметрите на колебателния кръг (6.2).
По-нататък преходният пронес по променлив ток се обяснява
по следния начин. Началното променливо напрежение и, .п) върху
кръга се трансфсрмира през верпгата на обратна връзка и по-
стъпва като първоначално възбудително напрежение
иы (и)—Ubi („) cosw„ / с честота /0 и амплитуда Ь'ь\ <П) в управлява-
щата верига на транзистора. Последнего от своя страна предиз-
виква променлив колекторен ток zci — Ici cos <а0/, който протича
през колебателния кръг, свеличавайки първоначалното променли-
во напрежение ик |П) с допълмителна стойност uK=ici/^.. Тук е
необходимо да се нодчертае, че положителната обратна
връзка осигурява необходимата фаза на променливата съставка
на колекторния ток iel, така че сьздаденото от него променливо
напрежение върху колебателния кръг и' съвпада по фаза с пър-
ноначалнето променливо напрежение. По този начин новосъздаде-
ното напрежение и'к се су.мира с първоначалното
(6.3) ы" Ик(п)-ьм\
С други думи, първоначалното променливо напрежение се е уси-
лило от транзистора до новата стойност г". Усиленото напреже-
ние ик създава ново, по-голямо по стойност възбудит е.’.но напре_
жеиие и по-голям променлив колекторен тек icl. Нарасналият ко-
лекторен ток увеличена еще повече променливото напрежение
върху колебателния кръг. Този пронес на увеличение на амплиту-
дата из автоколебанията в генератора продължава непрекъснато,
докато завърши преходният пронес иа самовъзбужлането. В реал-
ннте генсратори той продължава от няколко микросекунди до
няколко милисекунди след включване на захрангащего напреже-
ние. АмплитудаТа на автоколебанията нараства дотогава, докато
' 1 '!<S
настъпи ограничение, дт-лжанто се на нелинейната зависимост на
колекторния ток ст възбудителното напрежение. В та. и схема на
генератор транзисторът изпълнява едновременно две функции: на
регулатор (регулира постъпваието на енергия в колебателния
кръг с необходнмата . фаза) и на нелинеен е ле м е н т, който
яма задачата да ограпичи амплитудата на автоколебания'! а в ге-
нератора. Ако в генератора липсваше нелинеен елемент, амплиту-
дата на автоколебанията би продължила да нарасгва до безкрай-
ност. От казаното следва, че нелииейният елемент е неразделна
съставиа част от всеки генератор. Той oi раничава амплитудата
на автоколебанията до една максимална стойност. Ограничаване-
то на амплитудата на автоколебанията се определя or граничная
режим по напрегнатост (фиг. 6.5 а). След граничим» режим ври
навлизане в напрегнат режим колекторният ток рязко започва да
намалява Тева довежда до намаляване на амплитудата на авто-
колебанията. От друга страна, автоколебанията се ограничават и
поради навлизане в режим с отсечка на колекторкпя ток. Щом
моментната стойност на базового напрежение ив= Ua+
стане по-малка от напрежёнието иа запушване на транзистора
[ин<^и..у колекториият ток става равен на нула (/,—О). Наличие
то на отрицателно автоматично преднапрежение в генератора
67Д, ——/й41//?д<0 (фиг. 6.5 6) води до още псбързо ограничение
на амплитудата иа автоколебанията поради нелинейного нараства-
на на базовия ток 1в{ин). С увеличение на базовия ток iB се уве-
личава по абсолютна стойност отрицателното преднапрежение
£/й.,, намалява се токовият ъгъл Нис това се ограничавэ нараст-
ваието на амплитудата на пьрвия хармоник на колекторния ток
/г| Os раиичението на иарастването на /г1 води до ограничение г а
марасгването на амплитуднте както на променливото напрежение
върху колебателния кръг UK, така и на възбудителното напре-
жение £/ы
В резултат от действието на гореизброените причини в гене
ратора се установяват колебания с постоянна амплитуда, т, е. ге-
нераторы мавлиза а устаиовен (стационарен) режим.
Резултантиото преднагрежение 17й=4/я1+-6'в2, което се получаяа
в устаиовен режим, може да се различава зчачително от начал-
яата стойност £7д;п) Например установеиикт режим на автоколе-
бания, илюстрнрак с фиг. 6.5 а, съответствува на режим клас С
iUB<U'a'), докато режим иа покой (началннят момент от нрецеса
на сгмовъзбуждането) съответстнува на режим клас A 1п)>
>'4>-
От факта, че амплитудата на автоколебанията се ограничена
от нелиъейния елемент, който е эадължителиа съставиа част на
генератора, следва, че генераторы предстааляеа съадествено
нелинейна автоколебателиа система В лъряо приб-
лижение тя може де се разглежда като линейна система само в
10Э
началния период на провеса на самовъзбуждане, по- точно докзто
амплитудата на автоколебанията е не много голяма и нелиней-
ността на статичните характеристики (и на дннамичката характе-
ристика) на транзистора може да се пренебрегва.
Нелизейнмте зависимости между -юковете и напреженията в
инерционността иа активин» триполюсиик създзват големи труд-
ности при математическою моделнране на физическите процеси
в генератора.
в. Самозъзбуждане на дампов генератор
По-горе разгледахме как протича преходният пронес иа само-
зъзбуждаее в един съвременен транзистор Z.C-генератор. На
фиг. 6.5 г е показан лампов вариант на генератора на Майснер, а
на фиг. 6.5 в — решетъчните статични характеристики на анодния
гок iA(uo) и на решетъчиия ток Под семейсгвото статич-
на характеристики е показана графиката на автоколебанията през
креме на прехцдния провес на самовъзбуждането до достигане
яа устаповения режим. Тук е необходимо да се отбележи една
принцнппа разлика между генератора с биполярен транзистор и
ламповин генератор. Транзисторният генератор в началния момент
иа самовъзбуждането се нуждае от външно (фнксирано) положи-
телно предианрежение на фиг. 6.5 а). тъй като статич-
ните характеристики на биполярная транзистор са деснн. При
липса на външно преднапрежение (Uiiw—Q) началната работна
точка А би попаднала в координатною начало, където транзис-
гортьт е иаиълно запушен. Въпреки наличмето иа колекторно за-
храяващо напрежеиие Ucc транзисторът ще остане запушен (тс =
— G, и гевераторът няма да може да се самовъзбудн. Ею
зато еднеаременно с подаванего га Ucc е необходимо да се по-
даде ч пологннгелио предвапрежение 6/в(П(, достатъчно по внеоко
от напрежението на запушване U'e, т. е. По този на-
чин началната рабства точка Л се установяза в такава облает от
волею на статичните характеристики 4(uz). където днференвиал-
ната стръмност О2н<» е достатъчно голяма. за да се удовлетво-
ри необходимою условие за самовъзбуждане на генератора.
Статичните характеристики на лампите са лени При иулевс.
нреднаарежение (Uc,----О) циференциалната им стръмност в точка
та ка покой А (фиг 6.5 д) е достатъчно голяма, за да се удов-
летвори условието за самовъзбуждане. Поради това външен из-
точиик на предналрежение тук не е необходим. Както се вчжда
от схемата на генератора (ф>иг. 6.5 г), в решетг-чнгта верига се. по-
лучава автоматично отрицательно предиалрежение
<0/. Преходкият прсцес на сачовъзбуждането започва при U(,—
= 0 (фиг. 6.5*). Постепенно с увеличазане на амплитудата на ав-
токолебаняята са уаеличава импулсът на решетъчннв тек /од/.
110
Паралелно с това се увеличава посго.чнната съставка на реше-
тъчния ток iaAV, а също така абсслют.чата стойност на ;;редна-
прежението U(1. Каква ще бъде стойносгта на преднапрежечието в
установен (стационарен) режим, завися от съпротивление го Ro.
При /?0 —0 преднапрежението става равно на пула, каквого е би-
ло в изходяия режим яа покой Пои R(i-I 0 преднапрежението в
устаиовен режим може да съответствува на режим клас АВ, клас
В или клас С в зависимост от съпротивление!о /?G
Схемите на генераторите с тюлени транзистора с управляващ
PN преход се строят по съшия начин както схемное на лампо-
вите генератори с тази разлика, че отрицателното автоматично
преднанрежеяне се полх чава за сметка нз нала на напре-
жепие от постояннага съставка на тока на сорса /,41- върху ре-
зистор, включен в тази верига. При генераторите, построен., с по-
леви транзистори с индуииран канал, е необходимо
подавамсто на положи гелио прзднапреженпе 7/с.>0, коею се по
лучава посредством резнетивен делите.т о г постояннотокория из-
то ;ни:< So захранване на дрен’га но аналогичен натки кактс
при генераторите с Сипмлярни транзистори.
6.3. Основни уравнения на 1енератора в установен
режим—баланс на амплитудите и баланс на фазите
В тозн параграф щ»- раз, леждаме общите а л..ли г у дни и фазош
съотпушения в усчанокен режим на leseparopa, конто са валилни
независимо ст вида на кочкретната схема и вида на зктин.'ия три-
нолюсчик. За тази цел чге изпо.тзуваме общовдлндиата схема па
генератор, реичизнраи с активен триполюсник. показан насри ы'.а
На гази фигура генераторы е предстанем като два гршюлюсин-
ка, верижпэ евързани в затворен прьсн-и. Първнят триполюсник
е означен с АТ, което озьачава активен триполюсник На негово
място можем да си представим биполярен транзистор. полеви
транзистор или радиолампа. Между идемте / и •> е включена
вход,нага верига иа активния триполюсник. Амплитудата на про-
менливыо напрежеиие, денегнуващо в тази верига, е означена с
(7,. Ако генераторы е с биполярен транзистор, включен по схема
с общ емйгер, под 7/, трябва да раабцраме U л. Ако активният
триполюсник е полеви транзистор или радиолампа, рключенн по
схема с общ соре или с общ xa~oi, под U> ще разбираме Utl.
Между клемите 2 и 5 на АТ е включена неговата изхо.она вери-
га. Амплитудата на променливото напряжение, дей<>вувзщо в из-
ходната верига на .47', е означена с (/2 Тук под U-. трмГ-иа да
разбираме амплитудата на променливого напрежеиие ггър.с коле-
бателния кры\ конто се озиачаеа с и при транзистори « при
ради,ламин.
ЛИЧУА А
Бмг.лиетгкл 1
Вторият трвяолюсник е означен с ПТ, което означай насинен
триполюсник. Тук са включены всмчки останалн елемеити от схема-
та на генератора без активен* трнполякиик. JB ПТ се съдържа
холебателяият кръг на генератора заедио с слементите, конто об-
«9
раэуват вернгата на положителна обратна свръзка. Амплитудата,
денствувмца между клемите 2 и 3 на входа на ПТ, е означена
< а амплитуд ат 8, действуваща между клемите 4 н 3 на ПТ—
с Климата 4, която е изход на П Т, и свързана непосредст-
веио с клемата 1, т. е. с входа из АТ. Меаду нгяреженмята»
действувещи в“.з гходм&т& и в изхэлаат* верига на АТ и ПТ,
имя слсднага эрьека:
(6.3) r7,=tT; £7,-СТ.
За ко-голяма яснота не фиг. 6.6 б е показано я яв?э вид съ-
дързкението иа триполюсвиакте АТ и ПТ, валидно sa генератор
«а Мяйсяер с бяполярея транзистор.
Поиятяето ксефи^ип ма обратка ctpbaxc- (КОС) из генера-
тора е определено коте отнегпеиие на изходиото иапртечио ьа
ПТ (Lrf) хъм входного на.;;кжсизе на /77“(£/|г):
1 Ахпл|Иьг cwra, че 7еомивът « е оо-врачиаея о" „врълиГ, псралм
•ао«то ту* сьвращйнжчо OB (cCcr/n-i в?ъп«> е зиктеетг* с ОС (оСрвткн саръ»-
жа) — бел. рад.
112
Като имаме пред вид зависимостите (6.3), можем да нзразим
коефицкенга иа обратка свръзка посредством комплексное ам-
плитуди на напреженнята, действуващи във входната верига на
АТ[С\) и в изхотата му верига Ц72):
(6.5) A = 01 •
бГ2
Коефициентът на усилване на напрежение на активння трипо-
люсиик А'ч1 може да се запише въь вида
(6.6) А\г = -^.
Общият коефициент на предаване на двата триполгасннка е
равен на произведение го от коефициента на усилвапе на АТ Ддт
и коефициента на обратна свръзка на IIT К. В установен режим
на генератора са в сила сьогношеннята (6 3). порадн което об-
щият коефпциенг на предаване /\Х\К е равен на единица:
(6.7) Ал1А-1.
Това уравнение се нарича основ но уравнение на ге-
нератора в стационарен режим. В най-общ случай то е
комплексно уравнение, дъй като коефнниентите А\т и А' са ком-
плексна величини. Тойа комплексно уравнение може да се заме-
ни с две реални уравнения: едкого, свързващо модулите (уравне-
ние на модулите) —
<6.8) АлгА'-1.
и другою, свързващо аргументнте, или както еще се нарнчат
фаэдте, на хомплексните коефициенти (уравнение на фазяте) —
(6-9) тЧат4-’<я=0-
Уравнение (6.Я) идоаэява условиети за установена
(стационарна; амплитуда на а вт о к о ле б а н и нт а, а
(6.9)- условие го за у; та но вен а (стационарна) чес-
тоги и а а в г о к о л е 6 а и и я т а Тети уравнения са в сила за
венчки схемн на генератори от грипо;досей гиг* и затова се яарм-
чат основнн уравнения на генератора а стационарен режим Место
пъти ги наричат еще ; равнение п > баланса на ампли-
туд и т е и уравнение иа о а л а я с а лфалите на гене-
ратора в стационарен режем
Тезя две уравнения се срегц?! и к др», г вид Той се иолу чана
По СЛСДЩЩ I... -Н'К СИ ЧДВЗ’Д.И;. изыщи да ПС копире?
наст ще имдме пред вид на мястото на актнвння трнполюсник
биполярен транзистор; изводите обаче са в сила и за осганалвте
вкдове активен триполюсници — полеви транзистора к радиолам-
пи, след замяна на съответните инде кс и иъг. формулиге).
Ако подадем между клемите 1 и 3 на А Т възбудително на-
преженке с амплитуда 1/м, в изходната верига ка транзистора ще
лрогече колекторен ток с амплитуда на първня хармоник /fi, кон-
то се определи с израза
(6.10) Гм Yl(6) (U^-DIA).
При протачаие ва първяя хармоник на колекторния ток през
колебателная кръг върху него се получав* пад на напрежение
(6.11) Ux^~/elZ,
(знакът в—* тук се получава поради вече избраните условии по-
ложителнм посокн на тока iei и напрежението ик върху колеба-
телния кръг). Кито се вэемс пред йид кэразът (5.5), следва, че
(6.12) /./М=ЛТ4.
Имайки пред вид (6.12), можем да представим израза (Uty-
—DUk). съцържащ се в (6.10), ио следиия лачкк:
(6.13) ’ Ubi~DUH--=(K-D)^.
я следователно и це/зня израэ (6.10) в нои лад—
(6.14) 4, - Г21 у. (в) W -D) Ur - Y.x {K—D} (А.
Ако заместим (6.14) в (6.11), волучашвме
(6.15) Zt=~Yn{K--D)lAZ^~YnKU^
След съкращаване на UB (6.15) прядобяеа вида
(6.16) УгЛ/.«-1.
Уравнение (6.16) е същото ос в ива о уравнение на ге-
нератора в ус »а®овей режиж, моего вече полу«ихм& (6 7), ио
тук ю има друг вид. Първмят маожител F21 е оср^днената по
първи хармоник стръмност на транзистора, еторият — К, е коефи-
циеатът иа обратна свръзка, а гретият —Ze. е екяявалевткйят
импеданс на колебателния кръг (за честотата ка автоколебання-
т а). В най-общ случай те са комплекс вн величиям. Комилексното
уравнение (6.16) може да се замени с две реал ни ураяиензя —-
уравнението на баланса на амплэятудкте
(6.17) |Ё„|.
кураьненисто на баланса на фазяте
(6.! 8) >pj, <рА-+¥«~18®° 0
! 14
В последнего уравнение $2t е фазата иа осреднената стръм-
ноет У21 на актнвння елемент, <fK— фазата на коефицнента ма об-
ратна свръзка К, a ф£—фазата на еквизалеитния товар Z.,.
Уравнения (6.17) и (6.18) описват стацнонарния режим на венч-
ки генераторн с активна трилолюемнцн. След включваае иг гене-
ратора протича преходе : лроцес, в края на който се устаноэя-
ват такава амплитуда и таказа честота на азгоколебаянята, конто
удовлетворяват одновременно баланса на амнлнтуджге к баланса
на фазите. » >
При всяко изменение на режима ка работа на генератора се
нарушават уравнения (6.17) и (6.18), незабавио вьзниква (Дохо-
ден пронес, след завършването на който се устодвява ио* ре
жим с нова амплитуда и честотаг—таиива, че за тях отмово да
се удовлетворяват теза две уравнения.
Ако активмият трнполюсник работи в безннерционем режим и
<р2;=0, а ук е точно 180е, съгласнс с (6.18) фазата % на импе-
данса на колебателния кръг трябва да приеме стойност нула
(фе—0). Следователно теперьраните автоколебания съвпадат с ре-
зонанската честота на колебателния «ръг/=/0. Таиъв е иай често
случаят с ламповите генераторн.
При генераторите с билолярии траязиетори, & същс в с поле-
пи транзнстори споменатн.е ло-горе условия се изпълнярат. и то
приблизителио само при иного ниски честоти. При пс-високи чес-
тоти фазатк на стръмиостта не е нуля Както е известно, при
граничната честота по стръмнос г fs—fyn (при която модулът иа
стръкмостта намалява ^2 пъти стрямо стойността му при нис-
ки честоти) фазата на стрълйостта вече има стойност с>я —— 45“.
Ако прмемем, че фазата на коефнциеита па обратна свръзка е
<РК= 180° н заместим <р21 я в уравнекя^то кэ баланса аа фази-
те (6.18), за фазата ка екзн';«л:я~ижя импеданс иа кодебателния
кръг се получлва
-45°4-180 +<p.-i»0J=0; «5 .
Това показва, че в този случай’кс.отаг* ъ*. «придалите авто-
колебания е доста различна от ре<Юнайс«а?д честота и<а ксзеба-
телнии »фъг. Ако вмыем .тред вид, чс в {халияте тргкзнетерня
генератори и фазата иа коефициепта иа обрати» свръзка .*е е
точно 180е, а се разлпчзва от тази стойкое *, фазата на това-
ра <ре меже да придобие още no-юляма стойност к кслебателпв-
ят кръг да се окаже още по-енлно разстроен спрямо честотата
на геигрираните автоколебания. Това е едза г-ыцсствсй чедоста-
тък па транзисторните генератори спрямо ламповите, тъй каго
стабилмссттл на честотата на генератора е най-внеока, ако той
работи с настроен колебателен кръг т. е. ако qpe—0. Този него-
статък обаче може лесно да се кзбегие чрез въвежд аяе на т. вар.
фяэова компенсация в генератора. Тя се свеждя до
115
•uWa, «*! факата ha коефмциенэд нс обратна сврьзха посредством
опткыизмравг iia схемата придобиаа та.хааа стойност, при която
се изпълвава равенството
(6.19) фц 4~ <р« = 180’.
От сравненнето на (6.19) и (6.18) следва, че в този случай
фазата га товара е 0, т. е. колебателният кръг е
настроек в резонанс и честотата на генерираиите
колебания съвпздас ле г свата резонансна често-
та /0
В4 РАВфЗЕСНИ У+.Ж^йШ НА ГЕНЕРАТОРА И ТЯХН4ТА
УСТОЙЧЯЙОСГ, Ш) Я ТЯЪРДО САМОЗЪЗБ'ЛКДАНЕ
а. Основни понктнф* за равновесните режима на генератора
При разглеждане из нроцеса на самовъзбуждане (§6.2) беше
споменато, че в първоьачалчия момент след включение на захраи-
ващия тскоизточник геие^аторът е в т. нар. режим на покой, тъй
като липсват автоколебаний. 8 генератора действуват само по-
стоявнн яаирежения £Л; и £7в и протичат само постоянни то-
хове /С(П) и /S(n). Беше споменато също, че това равновесно
състояиие, ако са изпълнени оиределени условия, се оказ-
ва неустойчиво и яе може да продължава дълго вргме. Автоко-
лебания в генератора зьзвнкваг ог нищожно малки изменения на
восчоянннте токове и напряжения—например от малки ге промеи-
ливи навреженяя «к<п., съгдаваня ±гърху колебателния кръг от
еле< рнчески; е флуктуации в него или от лада на напрежеиие,
конто гфсдиэвиккя едвямичняя токов нмяулс, протичащ през кръга
при включване та Захргнващия юкоизгочник. Тезч малки нромен-
л»да» налрежевня с честота, равна аа резонанс на га честота на кръ-
га («м (.•> — UK (.,) cos vri), са първоярячпна за възникваг.е на ирекод-
иий пр- це на самовьзбуждаяе яг генератора
Лричилата за неустойчивости, на /.зхо-ihoto състояние на рав-
новесие момса да сс обягнн и с помощта на енергийни съотноше-
ния. При малки амплчтуди на собственнте колебания в кръга енер-
гчята, която достаоя първия хармоник на колекторния ток /С1 а
колекторната герига за един период, се оказва по-голяма от тази,
която се рззеейва като теплина върху активниге сопротивления.
В резулчат на това се нслугава излмщък о г енергия, конто уве-
личава кслебателната енергия иг кръга. По-точно излишъкът от
енергия увеличена елехтрдчеекзта енергия иа кондензатора Ск
на кръга
(5.29) Гс=.0,5Сп^ '
и машитлата енергня на бобината Z.* на крьгэ
(6.2!) !¥хл--0,5£к/;'.
116
Както се вижда о г (6.20) к (6 21), на по-голямаза енергия съ-
ответствува и по-голяма амплитуда на колебаиията. Излишькът
от енергня, конто остава & кръга, води до увеличение на ампли-
тудата UK на променливото напрежеиие върху кръга Това от
своя страна пре? веригата на обоатна свръзка предизвиква уве-
личение на амплитудата £/м на нг-збудигелвот > напрежекве. Кол-
кото повече нараства £7к, толкова все но-малък става излишъкът
от енергня, пслучаван като риглика между ечергията, достазена
от /с1 в кръга, г енергичта, *ояго серазсейвав активннте сопро-
тивления, декато чакрая настъпи устанозен режим. В устаиовен
режим цялата енергия. която се доставь от първия хармоник иа
колекторния ток, огива бег осгатък за покризаке на активпите
загуби. Оттук следва, че колебателната егпргмя на кръга не се
измени н амплитудата на аатокслебанията остава постоянна
Нека предположим, че същсствуват ан1х>к алебгкнп в генера-
тора с амплитуда 67и на променлкгата съставка на базового на-
пряжение ив —
t/fclcot,*»r,
и амплитуда £/к на лроменливага съставка иа моментного колек-
торно напрежеиие ис—
и( — Uc—!J» cos bit.
Мощността, която достаея първият хармогзд* ».« колекторния
ток, е
(6.22) Ро = 0,5/г1{7«-
Мощността, която се разсейна каго топлива я актаьнсто съ-
противленне /?, иа колебателняя кръг при същата амплитуда Un, е
и?
(6.23) Р,-=0,5™-
Л®
Мощността, която се подав* кете- възбуднте.теа в базовата ве-
рига на транзистора, е
(6-24) Рм-0,5/м1/м.
Амплитудата L/ti в (6.24) може да ке иэраэи посредством ам-
плитудата Uк, като се еъзеолэуваме ст (6.12).. Тогавг възбуди-
телкгта мощност получава вид*
(6.25) Рл-0,.5Л'/м64.
В устаиовен режим мощността Рг1, конто се доставк в нрега,
компененра точно загубата ка мощността Рк, рвзеейвана като го-
плина в активного съпротивление на колебатеания кръг и па мощ-
ное тта Рь.;.
(6-26) =
117
При това, както вече споменахме, амплитудата на напрежението
върху кръга остана постоянна ((Л = const)
В режим на преходен процес в генератора са възможни два
случая:
1. Доставеиата м о щ в о ст в колекторвата верига
РсХ е п о-г о а я м а от нзра зх о д в аи ите и о щ ноет и ₽к Л~Ры-
Тогава е в сила нерявенството
(6.27) РЛ>РК+РЬ1.
Разлнката от диставената мощност и нзразходванисе мощно-
сти е положи гелна:
(6.28) AP=Pcl-(P1<+Pw)>0,
т. е. получит* се и з л и жъ к от м о щ н о с т, който увеличава ко-
лебателната г/ощност и едновремеино с това промен л ивсто напре-
жение на кръга. В този случай преходният процес в генератора
npoTtm в косока на нарастване на амплитудата на автоколеба-
ния! а.
•2. Доставеяата мощноствколекторната верига
Рл е по-малка от сумгта иа изразходваните мощно-
сти РкрРь1 Тогава е в сила неравенство™
(6.29) е-(<Я+Рм.
Разлнкага от доставепата мощност и израаходваните мощно-
сти е отрицателна:
(6.30) AP=Pcl-(PK-hPti)<0,
т. е. получава се недаст иг на узщкост, който се компен-
сира за сметка на натрупаната вреди Това ко.себателна енер-
гня в кръга. Това води до иамаляване на последната, а следова-
телно и до намалянане на амплитудата UK на напрежението вър-
ку кръга. В тоэи случай преходният процес протича в посоха на
иамаляваяе (на затихване) иа амплитудата на автоколебанията в
генератора.
б. Колебателна характеристика и права
на обратиата свръзна на генератора
I.,
Нека сета се спрем върху възможните равновесии режим» на
генератора. От еяергийна гледна точка раяновесвият режим се
характеризираше с. равенство на доставеиата н изразходваннте
енергии (6.26). В зависимост ст режима на работа на активния
грняолюсник а от етойността на i оефнциента на обратна езръзка
К в генератора могат да се получат един, два или повече рав-
новески режимы. 5es да използуваме математически формули, ще
Н8
разгледаме този въпрос само кзчествено с помогцта на т. нэр.
колебателни. характеристики и гинии на обратна свръзка.
Колебателна характеристика на генератора се нарп-
ча за ви с нмос тт а на тока на първи я хя о моник /, (
от амплитудата иа въэбудителното напрешение
Z7nl при не изменим стойкости на коефицнента на
обратна свръзка К и предаапреженкето Ud. Гази за-
виснмост има нелинеен характер и може да бъде построена по
графо-аналитичен г<ът или екслернментално. Във вторит; случай е
необходимо да се разкъса веригата на обратната свръзка и гене-
раторы да се преведе в режим с външно възбуждане, като оба-
че се спазват условий;а К =const и UB*=const Виды на колеба-
телнята характеристика се определи главно от стойността на пред-
напрежението UB. На фит, 6.7 а са изэбразени няколко колебателни
21рактеристнки, построеви при различим преднапрежения. Вички
те се характеризират с възходкщ участък, който съответствува на
ненапрегнат реЖим, и падащ участък, съответствуващ на капретнат
режим. Точката на прегъваве на всяка характеристике съответ-
ствува на граничен режим по напрегнатост. Линията на граничен
режим на фиг. 6.7 а е изобразена с прекъсната линия. Налявэ от
лея режимы е нанапрегнат, а надясно — напрегиат.
Колебателната характеристика / е построена при лоддържлие
на гакава константна стойност на преднапрежението (UB<_UB\
конто съотвегствува по стойност на токовия ъгъл 9 на режим
жлас А или клас АВ (90 <6<18О ). Характерной ката 2 е построе-
на при друга константна стойност иа преднапрежението (UB~L's),
конто съответствува на режим клас 5(9=90 ), а характеристн-
>ката о при трета стойност UB<iUB, която съотвегствува на
режим клас С (0 <90 ).
11 трите характеристики запечваг от координатною начало.
В случая то съответствува на режима на покой иа генератора,
т. е. на постояннотоковня режим, от който започва процесът на
119
самовъзбуждане. Поради тази причина координатвото начало в
тозн случай се нарича още точка на покоив Колебателната ха-
рактеристика I има найчоляма стръмност в точката на покой. С
увеличаване на амплитудата на възбудителнотб’ напрежение Uti
стръмността н монотонно намалява. В граничен режим тя е ра-
вна на нула, а в напрегнат режим стява отрицателна. Харзктери
стиката 2 и.ма подобен ход, но стръмността й в точката га по-
кой е по-малка от тази на характеристика /.
Колебателната характеристика 3 в точката на покой има
стръмност, равна на иуда, тъй като в тази точка транзисторът е
запушен. Огце веднъж ще напомним, че тази характеристика съ-
ответствува на режим клас С. Транзнсторът остава запушен при
малки стойкости на амплитудата възбудителното напрежение
t/41. Поради тази причина колебателната характеристика нянчено
от координатного начале е слята с абсцмснага ос дотогава, до-
като 1/Ъ1 не лревишн стойността U'U я—U в- Оттук ката-
тък характеристпката тръгва нагоре. Стръмността и постепенно
нараства, достига максиыалиа стойност в ннфлексната точка, след
което намалява, става иула в точката на граничен режим, а в на-
лрегнат режим приема отрицателна стойност.
Линия на обратна свръзка на генератора се нарича
графиката на зависимостта иа амплитудата маиъз-
буднтелното напрежение Ubl от амплитудата на
п ъ ря я я хармоник на колекторния ток /<ъ т. е.
Тази зависимост има приблизитслно линеен характер, поради което
се нарича огце права на обратната свръзка на генератора.Тя по-
казва канва амплитуда Ubi ще се получи между бегата и емитера
при прптичаий иа колекторен ток с амплитуда /Г1 през колсбател-
якя кръг. Па фиг. 6.7 б са показами три прави на обратна свръз-
ка за три различии стоимости на коефгщнента на обратна свръзка
К. Колквто по-голяма е стойността на К, толкова тези прави са
по-волег&ти.
За да проследим как протича процесът на самояъзбуждаге в
генератора и какза амплитуда на автоколебанията се установила
в края на прехо.дния прочее, т. е. в т нар. устанозен (стацнона
реи) режим, необходимо е да рэзгледаме съвмесгно (в об на ко-
ординатна система) колебателната характернстика и правата на
обратка свръзка на даденыя генератор.
в Меке самсвъзбугкдане на юнератора
На фнс. 6.6 е показана една кслебателна характер стикь, коя-
то съотвегствува на режим клас А или АВ. В същото коорди-
иатио поле са построени и графики! е на три линии на обратна
свръзка съответно за три стойностп на коефициент» /<.
Нека да разгледаме равновесии?е режимн, ксито се пол\ча-
120
ват в генератора при трите различии стойиости на К. При К—К'
правата на обратна свръзка преснча колебателната характеристи-
ка в две точки. Едната е координатиото начало О, а другата —
т. /. Т. О определя равновесиото състояние в режим на покой-
То е неустойчиво, тъй като възникналите най-.малки колебания
(ва при мер породени от електрнческите флуктуации) извеждат ге-
нератора от равновесие и в него възниква процес на самовъзбуж-
даие, характеризиращ се с постепенно нарастване на амплитудата
на автоколебанията, докато се достигне второго равновесно съ-
стояние — т. / на фиг. 6.8. Такова самовъзбуждаве на генератора
се нарича меао самовъзбузкдане. В генератора се установяаат
амплитуда на възбудителното напрежение Ubi и амплитуда иа-
първия хармоник на колекторния тот /г), определена от стой-
иостта ка коефнциента К (при /?е = const) При по-малка стойност
на този коефициент, например при К‘<К“ (фиг. 6.8), второго рав-
новесно състояние, съогветствуващо на устаиовения режмм на
генератора, се получава в т. 2, т. е. при по-малки амплитуди Ub\
и /”ь При още по-малка стойност на Д', например К"'<К" (фнг
6.8), правата на обратна свръзка преснча колебателната характе-
ристика само з координатного качало О, т. е. получава се само
един равновесен режим — режимът иа покой. В този случай той
се оказва устойчив и генераторът не може да се саыэвъзбуди.
От енергийна гледна точка тези явления може да се тълкуват
по следния начни. Колебателната характеристика показва в неявен
вид колебателната мощное г Рс1, която пързият хармоник ,/с] вкар-
ва в колебателния кръг. Правата на обратна свръзка показва мощ-
ността Рк4-Р41, която се разсейва а активного съпротнвленяе на
колебателния кръг м в управляващата верига на транзистора При.
К—К‘ и А-К" (фиг. 6.8) вадясно от равновесната точка на по-
кой колебателната характеристика минава над правата на обратна
свръзка. Това означава, че доставената от /fl колебателна мощ-
ност РсХ е по-голяма от сумарната разсеяна мощност Рк+Рьх и
121
излишъкът от мощност води до нарастване на амплитудата на авто-
холебанията. При К—К'" колебателната характеристика минава
под правата на обратна свръзка. Това означаза, че в околиостта на
координатного начало, т. е. при малки възбудмтелни амплитуди,
вкараната в колебателния кръг мощност Pet е по-малка от сумар-
ната загубна мощност Рк +РП. Получава се недостиг ла мощ-
ност, което води до затихваяе на първоначалнс появилите се коле-
бания. Нещо повече, в този случай втора яресечна точ-
ка въобще липсва н следователно колкото и да увелкчавамг ам-
-плитудата на възбудителното напрежеине Uhl, колебателната ха-
рактеристика зинагн ще се намира под правата на обратна свръзка
и първоначално появнлите се колебания винаги ще затихиат, т. е.
тенерагорът няма да може да се самовъзбудн. Генераторы няма
да може да заработи дори и при вьяшно въздействие с голям
-пусков импулс.
г. Твърдь самовъзбуждане на генератора
На фиг. 6.9 са изобразени графнките на една колебателна ха-
рактеристика, съответствуваща на режи» клгс С и трн
•прави на обратна свръзка. Tjk при К~ К' граната на обратна
свръзка и колебателната характеристика имат три лресечни точ-
<ки— координатного начало О, т. 1 н 2. От това следвя, че рав-
новесните режими в генератора ще бъдат също три. Равноврсвм-
ят режим на покой (т. О) е устойчив, тъй като в околността на
т. О правата на обратна свръзка минава кед колебателната харак-
теристика, което означава, че разсейваната сумарна мощност
Р,.-ьРл1 е по-голям а от доставената в крьга колебателна мощност
Рс{. Следователно генераторы няма да може да се самовъзбуди
след включване на захранващач to токоизточник. 11ри ъакъв вид
на колебателната характеристика геиераторът може да заработи
•само при въздействие отвън. Подаденият отвън пусков напрежи-
телен импулс трябва да има амплитуда, по-голяма от 'Jbi (Ubl>Ub\)'
съответствуваща иа равновесната точка 7. Равновесната точка 1 е
неустойчива. В това се убеждаваме от следуйте разсъждення.
Нека доауснем, че генераторът работи с амплитуди Ub\ н Лч»
съответствуващи на равновесиия режим в т. 7. За да проверим
дали режимы е устойчив, мислено си представяме, че генерато-
рът е подложен на яякакво въздействие, което за момент или на-
малява, или узеличава амплитудата Ubl на автоколебанията. Ако
след прекратяване на въздействието генераторът се върие в из-
ходното си равновесно състоявие, следва, че то е устойчиво. Ако
дори и при пай-мелкото въздействие генераторът излиза о» това
равновесно състоянне н не може да се върне в него, а преминава
към друго такова, следва, че то е неустойчив >. Нека сега проследим
какво ще бъде поведението на генератора, ако той се намира в
равновесного състоянне в т. 7. Ако поради някаквн причини (на-
пркмер флуктуации или др) амплитудата Ubi стане но-малка от
UbV генераторът ще се окаже в облает (фиг. 6.9), при коя то ко-
лебателната характеристика ыынава под правата на обратна свръз-
ка, т. е. Pci<CPx+Pbi’ при което доставената в кръга мощиост е
no-малка от израэходваната. Това ще повлече след себе ск на-
маленне на амплитудата на звтоколебанията и в частност още
по-голямо намаление на Ubl. Но и тогава (при намалена стойност
на Ubl колебателната характеристика също се вамира под правата
на обратната свръзка. Това ще доведе до по-нататъшно намале-
ние на амплитудата С/41 и така този преходен процес ще продъл-
жава, докато се досгигне т. О — равновесимят режим на покой.
Колебанията в генератора ще изчезнат и нови няма да могат да
се самовъзбудят, гъй яато. равновесният режим на покой е ус-
тойчив.
Нека сега проследим повецението на генератора, ако той се яа-
мнра в равновесиия режим (т. 7) и поради флуктуации или дру-
ги причини амплитудата С7Ь1 стане по-голяма от U'bV В този слу-
чай геиераторът ще се окаже в облает, при която колебателната
характеристика минава над правата на обратна свръзка. Както ве-
че знаем, това съответствува на неравенството РС}>Р«4-Рь1, кое-
то означавашс, че доставената енергич в кръга е по-гсляма от
«зразходваната. В тозн случай излишъкът от енергия става при-
чина за увеличаване на амплитудата върху кръга UK. а следо-
дагелно и на амплитудата UbX При новата по-голяма стойност
иа £7д1 колебателната характеристика сыцо се намира лад права-
та на обратна свръзка. Оттук следва, че преходният процес иа
увеличение на амплитудата UbX ще продължава, дока го се до-
стигло равновесного състоянне в т. 2. Това равновесно състоявие
се оказва устойчиво. В това можем да се убедим, ако повторим
яаправеннте преди малко разсъждення,, по вече отиасящн се за
123
т. 2. Ако Ubi намалее спрямо стойиостта U'^v колебателната ха-
рактеристика се оказва над правата иа обратна свръзка и доста-
вената в кръга енергия е по-голяма от изразходваната. Това те
доведе до увеличаване на амплитудата £7М. Ако £/м стане по-го-
ляма от £7", колебателната характеристика се оказва под права-
та. на обратна свръзка. Това озмачава, че доставената енергия
е по-малка от изразходваната, което довежда до намаляване на
амплитудата С7д1. Както виждаме, и при увеличение, и при напа-
дение на Ubl спрямо стойиостта U"t преходният прочее протича
в такава посока, че генераторът се врыца автоматично к ъм из-
ходното равновесно състояние (т. 2) Необходимо е да се отбе-
лежи обаче, че ако измененного йа амплитудата Ubi стане много
голямо, например ако Uti спадне под £7Д, автоколебаннята в ге-
нератора се прекъеват (затнхват до нула). Оттук следва, че при
малки изменения иа амплитудата Ь’ь1 около равновесвата й стой-
иост £7" режимы се оказаа устойчив. При големи изменения оба-
че (в случая при £7и<£7/11) рааяовесният режим, определен от т 2,
се' оказва неустойчив. Затоза този равновесен режим в литсрату-
рата ее нарнча еще полу устойчив. При коефицнент на обратна
свръзка, по-малък от К" генераторът въобще няма да
може да се самовъзбуди независимо от стойлостта на начален*
пусков импулс (фиг. 6.9).
В заключение можем да кажем, че когато генераторът има
само един равновесен режим — режимы иа покой (при К—К"'
на фиг. 6.8), автоколебания в него са невъзможни. В случайте,
когато генераторът има два равновесии режима (при К—К' и
К" на фнг. 6.8). автоколебания са възможин и те възникнат в
генератора ссмопроизволно след еключване не захранващото ыу
напрежеиие. В тези случая казаамс, че генеоаторьт работ*; в ре-
жим к а мекс самовъзбуждане. Когато равновесные
режим» са три (фиг. 6.9), автоколебания в генератора са въэмож-
ни, ио само при външио въздействие върху него, и то с голяма
амплитуда на пускоаия импулс (£7tl>L’6I). Такъв режим на рабо-
та на генератора е известен в литературата като режим с твър-
до с а м о в ъ з б у ж д вне, а саммит генератор в този случай
се иарнча чакащ LC-генератор.
д. Условие за самовъзбуждане на генератора
От казаното дотук следва, че един генератор рабстн в режим
с меко самовъзбуждане, ако равновесният му режим на покой е
неустойчив. Математически това условие се взразява с неравек-
ството
(6.31) |Ул <и,](К-О)/?V>1,
124
където j2i (п) е диференциалиата стръмност на статичните харак-
теристики на активния триполюсник в точката иа покой (фиг. 6.5).
Неравеиство.то (6.31) е известно в литературата като условие
за самовъэбуждане иа генератора. От него следва,
че ако не възникват колебания в даден генератор, а желаем да
установим в него режим на меко самовъэбуждане,. необходимо е
да увеличим j2( (п), К или Re. Най-лесно е да увеличим у21 (п), като
лреместим точката на покой чрез подходящ подбор на началното
преднапрежение UB = UBW. При Генераторите с бнполярни тран-
зистори нанример това се постнга (фиг. 6.4 6) посредством резн-
стнвния делител Rt и Rt.
«5. ОБОБЩЕНА ТРИТОЧКОВА СХЕМА НА ЕС-ГЕНЕРАТОР
НА ХАРМОНИЧНИ КОЛЕБАНИЯ
Известии са много схеми на /Х~1енератори на хармонични коле-
бания. По-голямата част от тях могат да се сведат до т. нар.
обобщена триточкова схема, от която те се получават
като частни случаи. Преди да пристъпим към разглеждане на
копирегните генераторни схеми, полезно е да изучим свойства!а
на тази обобщена генераторна схема.
Обобщената триточкова схема (само по променлив ток) е по-
казана на фиг. 6.10. Тя се нарнча триточкова. тъй като актнвни-
ят елемент в схемата е триполюсник и колебателната система се
включва към него в три точки. Последната се състои от три ком-
плексни съпротивления Zb Z2 и Zs. Всяко от тях в най-простия
случай може да лредставлява индуктизпост или капацитет. В дру-
ги случаи всяко от съпротивленмята може да означава еквива-
лентен импеданс на колебателен кръг или на по-сложна колеба-
телиа система. Необходимо е да се запомнят индексите на от-
деляйте съпротивления според мястото на тяхно~о включение, тъй
като този ред на означавшие ще бъде
«назван и по-нататък.
Основиите параметри, конто харак-
тернзират свойства?» на всеки генера-
тор, са товарного съпротивление Ze в
колекторната верига на транзистора и
коефицментът на обратна свръзка К.
Еквивалентното товзрио съпротивлс-
ине Ze се определи с израза
<ы2) z- -£££?
й.
При съставяне на израза за ксигфициента на обратна свръзка
изхождаме от условните положнтелни посокн за капреженията,
действуващн вьв входяата и изходната верига на транзистора.
125
Както се вижда от фиг. 6.10, тези посоки са лриети да съвпгдат
с условните лоложнтелни посоки, приеги при реэонансните усил-
ватели на мощност. Приемаме и условна положителма посока за
тока в колебателния кръг гк, така както е показано на фигурата.
Прн това положение променливите напрежения в базовата и ко-
лекторнята верига се описват съответно с нзразите
(6.33) aM=r‘KZI;
(3.34) «a=4(Z. + Z3).
Коефнциентът на обратна свръзка е
(6.35)
Както споменахме, в нан-общ случай съпротивленнята Z!t Z2 н
Zs за честотата на автоколебанията пределаялкват комплексы»
величиям:
\ +/А11
(6.36) Z2=r2+j^2;
Z3 = /34-/'A'3.
За постигане на внеока стабилност на честотата колебателна-
та система на генератора трябва да нма висок качествен фак-
тор. Това означала, че за честотата на автоколебанията елемеи-
тите Z|, и Z> трябва да нмат малки актявнк състгвки спрямо
реактивннте. Това ни дава основание с достатъчна точиост, ва-
лидна за повечеТо от случайте, да првемем, че
Zjw/Xj;
(6.37) Z2~jX*
Z^JXn.
Замествайкм (6.37) в (6.35), пслучаваме за коефяциентэ на
обратна свръзка израза
От този нзраз се аижда, че ксгато Zo Z2, Z, ск чисто реак-
тивнн, коефициентът на обратна свръзка е рсална величина, т. е.
че фазата му у к е или ^ -- 0°, или <^--180° (?*•= к rad). Но вече
знаем, че от тези две възможни стоимости за фазата реален фи-
зически смисъл има само втората (<?А- = 180°), защото при схема
с общ емитер транзисторът дефаэира промеилнвото колекторна
напреженис на 180° спрпмо входного. Вернгата на обратна свръз-
ка трябва също да дефззнра предаваното през нея променливо
напреженис от колекторната верига към базовата на 180°, ва да
се окаже то във фаза с базового променливо напрежение. И та-
126
ка, за да бъде обратната свръзка положмтелва, трябва коефи-
циентът на обратна свръзка К да бъде отрицателен, т. е. фазата-
му да има стойкое г фА = 180°. Тогава можем да запишем
(6.39) К- х^:<3<0-
Нека в следващит разсъждения нриемем за простота, че ах-
тивйият триполюсник (транзисторът) рабоди в безияерционен ре-
жим. В такъв случай може да се приеме, че фазата на стръм-
ността му е 0. Ако заместим з (6.18) стойвостите д>;1—0 и
<fK- 180°, за фазата на еквнвалентнмя импеданс на колебателния
кръг Zt получаваме <рс = 0.
Това условие се изпълнява и в инерционен реи(им на работа
иа активная триполюсник (ф21 - -0), но при фазова компенсация
(?л 4-^А-= 580°). Тогава честотата иа автоколебанията съвпада със
собствената резонансна честота /(, на колебателния кръг и той е
настроет! в резонанс. Последнего означава, че сумата от всички
реактпвни съпротивлепия при кръгово обхожданс на колебател-
ния кръг (фиг. 6.10) е равна на пула:
(6.40) Arj •+ Aj+Ag«0.
Оттук можем да изразим Xt+Xa посредством Х3:
(6.41) A'j + A's — — А 2.
След заместване на (6.41) в (6.39) се получава
(6.42) А= Д <°-
Оттук следва, че дребта с числите* A's и энаменател Х3 тр.чб-
ва да бъде положителма
(6.43) >0.
Това условие се изпълнява в следните два случая:
!) когато A'j и Х3 са едиовремемио пологкитедни:
(6.44) АЛ1>0, А2>0;
2) когато Xf и Х3 са едновременно отрнцателни:
(6.45) ¥,<0, -¥,<0.
Едновременно с нзпълиението на едното от тези условия тряб-
ва да се изпълнява още и условного за резонанс да кслебател-
яии кръг, т. е. условието (6.40). От последнатз формула следва,
че когато сумата от двете реактивны съпротивлеш'я A'l-t-A'» е по-
ложитеана (случгят. изразен с формула 6.44), третото реактивно
съпротиьлеиие Х3 трябва да бъде обезателио отрицателно, за да
може сумата им да бъде равна иа пула. Във втория случай, ко-
127
гато Ai+X2<0 (6.45), съпротивлението А'3 трябва да бъде ноло-
жнтелмо, за да може сумата им да бъде равна на нула.
След направените по-горе раэсъждення можем да заключим,
че са възможнн два варианта за характера на реактнвните Съпро-
тивления Xt, Х9 и JT3:
(6.46) А\>-0, Х2>0, .¥3<0 — I вариант;
(6.47) .¥,<0, Л3<0, ,¥3>0—И вариант.
Принципните електрически схеми ио променлив ток, съответ-
стзуващи на тези два варианта, са показани иа фиг. 6.11 а и б.
Схемата иа фиг. 6.11 а е генераторът на Хартлей; из-
вестна е още иод наименованнето индуктивна трнточко-
ва схема на LC-генератор. Втората схема (фиг. 6.116)
представлява генераторът на Колпитц; известна е още
под иакменованието капдцитивиа триточкова схема на
/.С-геяератор.
Формулата за еквивалентното товарно съпротивление на гене-
ратора, която се получава от общата формула (6.32), като се взе-
мат пред вид формулите (6.37) и (6.40), е
<6.48) Ze=/?e=—у-,
където r=rl-t-rs-t-rs е сумата от активните състааки на сълро
типленията Zlt Zt л Хя.
В резултаг ст разглеждането на обобщената триточкева схе-
ма установихме какъв може да бъде характерът на реактивните
•съпротннленгя, зключени в трите рамена иа колебателната си
стема. Оказва се, че зъпреки голямото разнообразие от генератор-
ни схеми те се свеждат до един от даага оъзможки варианта—
схема на Хартлей и схема на Колпитц. При това не бяла яапра-
вени никакой ограничения отпоено схемната реализация на реак-
тивните елементи Aj, Xa м,Х3. Не^авенствата (6.46) н (6.47), кон-
то получихме по-горе, показаат само дали даден~*то реактивно
съпротивление има индуктивен или капгцитивен характер. В схем-
нс отношение всяко от тези гъпротдвления може да бъде боби-
на или конденэатср (в наи-простия сличай); може обаче да бъде
128
м разстроен колебателен кръг с индуктивен или капацитивен ха-
рактер и дори система от свързани колебателин кръгове. вход-
ного съпротивление на кояго за честотата на автоколебанията
трябва да има реактивен характер с необходнмия знак съгласно
с (6 46) или (6.47). Нещо повече. направените дотук изводи по-
зволяват. след като знаем кой да е един от трите елеменга А^,
А2, А3, веднага да можем да кажем какъв трябва да бъде ха-
рактерът на реактив ют о съпротивление на останалите два. Тази
.възможиост ще изнотзуваме по-иататък ври необходимост.
Июбразяването на актнвння триполюсник като биполярен ран-
зистор в схемнте на фиг. 6 10 и 6.11 не намалява ни иай-малко
•общносгта на направените изводи. Те са в сила за произволен
•активен триполюсник, вклю чително и полеаи транзистор или ра-
диолампа.
<6.6. ЕДНОКРЪГОВИ СХЕМИ НА ЕС-ГЕНЕРАТОРИ
От всички видове /.Сченератори иай-голямо значение ia прак-
гиката поради свояга простота имат еднокръгоеите еднотактни
генератора.. Те се наричат така, защото съдържат един колеба-
телен кръг и активен триполюсник. По-долу ще разгледаме тек-
тите най-важни представители — генератора иа Колпитц
генератора на Хартлей'и генератора на Май с пер
а. Генератор на Колпитц (генератор с капацитивна обратна
свръзка)
На фмг. 6.12 а е представена като пример пълна иринципна
«електрическа схема иа генератор на Колпитц с биполярен тран-
зистор и заземен по променлив ток колектор. Нека разгледаме
най-напред овростената схема по променлив ток на този генера-
тор, представена иа фиг. 6.12 б. На тази схема личат следните
основни елементи иа генератора: транзистор (който представ-
ляза едновремеияо регулиращ и нелинеен елемент), паралелен
колебателен кръг (честогно определящ елемент) и капа-
цитивен делите л и С} (включен в капацитивипя клон на
колебателния кръг и предсгазляващ верига на ноложителиа об-
ратна свръзка на генератора). Резонансната честота /и на колеба-
телчия кръг, който определи чесг<»гата иа генератора, е
(6.49) /0= ‘ «ыето Ск = f
\ з -к
Нека разгледаме взригата на положите.1на обратна енрз зка.
Ако мнглено си пр>. хстааим, че з да лен момент лепстьува поло-
жи. елна погувълна на вьзбудителнэто налрежение р,;1 (т. е. „плюс*
9 Ра.ъ опредчиа; г л на тсхш ка . .
129
към базата и „минус" към емигера), в сыция момент на нзход-
ната верига на транзистора променливото колекторно напрежеиие
ще има обратен поляритет („минус" към колектора и „плюс* към
емитеря), тъй каго транзисторът, включен в схема с общ еммтер.
Фиг. 6.12
.има свойство да обръща полярността иа изходното напрехсение
спрямо входното. Част от изходното напрежеиие трябва да се
върне през веригата на обратна свръзка във входната верига на
транзистора. Зе да бъде обратната свръзка положителна
върнатото напрежеиие в бааовата верига трябва да има същата’
полярност както първоначалното в.тодно напрежеиие. За да се
изпълни това условие, веригата на обратна свръзка трябва да
обръща полярността на връщаното напрежеиие. При едно хзрмо-
нично колебание (каквото нмаме в генератора) обръщането на
полярността е равностойно на дефазиране йа ъгъл 180°. Поради
това се казна, че веригата на обратна свръзка внася дефазиране
на 180°, ко-ато коефициеитът на обратна свръзка е реална отри-
цателна величина и има фаза ^=180°. При показаното на фиг.
6.126 включване на транзис+ора към капацнтивния делител Сх и
Са коефициеитът на обратна свръзка е реална отрицателна ве-
личина:
(6.50)
тъй като падовеге на напряжения върху кондевэатооите С, и С5
конто са съответно «Й1 и исХ вянаги имат противоположим поляр-
ности спрямо средназа точка Е. На фнг. 612 6 е фикенран мо
мент, когато промеиливнят кръгсв ток <„ протича през капаци-
тивния велител от т. В към т. С. През следващия полупериод
смени посоката си, ио напрежеиията «ы и ис1 са пак с противо-

130
подожни полярности спрямо средната точка Е. I I така трябва да
запомним, че за да се изпълиява фазового условие
при генератора на К о л п и т ц, емитерът в и и а г и се
включва към средната точка на капацитмвния
делител С, и С2. 14
Абсолютната стойност (моАулът) на ксефициента иа обратна
свръзка завися от съогп эшението между капацитетяте и С*.
(6.51) К= £*- •
Този нзраз е приблизителен, тъй като е получеи без отчита-
нето на актмвннте вагуби в елементите на колебателния кръг н
на влиянието иа входната и изходвата проводимост на актнвния
триполюсник.
Нека се спрем no-по дробно на веригнте, през конто протича
/с>п. и lBAV. Общият нзточник на токоэахргнване Ucc е включен
между колектора на транзистора и земя. Той е шунтнран за про-
менлнв ток с блокиращия кондензатор Сб1 (колехторът се оказва
замасен по променлав ток). Постоянният колекторен ток протича
от „плюса" на токоизточника Ucc през участъка колектор— емн-
тер на транзистора, през блокиращия дросел £б към маса и след
това към „минуса* на токоизточника Ес, конто е свързан към
маса. Дроселът L6 в случая е включен в схемата само за да дя-
де път иа постоянната съставка на емитерния ток LEAV=!CAV +
+ Ib.w от емитера на транзистора към маса. Неговото съпротиеле-
нне за променлив ток трябва да бъде достатъчно голямо за да
не шунтира колебателния кръг. Много често дроселът 1.6 в този
случай се замени с резистор /?а, тъй като дроселът е по-скъп
елемент, а освен това може да има паразитни резонаисии често-
ти в работния честотен обхват на генератора. Замяиата му с ре-
зистор е особено целесъобразна, когато генераторът е микромо-
щен и когато е необходимо микроминиатюрно конструктивно из-
пълнение. Иэползуването на резистор има и други предимства,
като например увелнчаване на темиературната стабнляост иа ре-
жима на работа на транзистора и др. Недостатъкът, че върху
резистора се изразходва постояннотокова мощност, в този случай
ня.ма съществено значение, тъй клто генераторите са микромощни
и енергннните показатели при тях са несъществени.
Делнтелят, образуван от резисторите /?( и R2, се включва за
получаване на положително преднапрежеиие в транзистора. Както
вече знаем, то е абсолютно необходимо като иачално прецнапре-
жение Unw при генераторите с биполярны транзмстори. Блокира-
щият кондензатор Сся се включва между колебателния кръг и
базата, за да прегради пътя на преднапрежението (/я през кръ-
говата бобина L3 към маса. Постоянната съставка на базовия ток
/длг протича от средната точка на делителя R„ R2 през участъка
база — емитер на транзистора, през блокиращия дросел L6 към
131
маса, от „минус' към .плюс' през токоизточннка Ucc, през ре-
зистора /?2 към средната точка иа делителя. 1ъй като делигеляг
/?1» ^?2 по отношение на променливия ток е включен като едно
еквивалентно съпротивление:
<6.52, •
транзистора. От тях май-голима стойност има входната проводи-
мост Уц=6ц 1-у<оСп. по-малка е изходната проводимое? >'2а =
=G2j+/<oC22 и нан-малка е проходиэта К,а. Ако нлнянието на по-
следната се пренебрегне, за резонансната честота Д на еквивалент-
ния колебателен кръг се получава приблвзително
паралелно на колебателния кры. /?/( ье трябва ла има матка стон-
ност, за да не шунтира кръга. При мзлки стойкости на /?, и /?.,
с£ конеумира и ненужно голима постоянно юкова мощност в де-
лители.
6. Генератор на Клан
(6.54)
където
Пълпага принцнпна електрическа схема на генератор на Клал
със замасен по промеилив ток колектор е представена на фиг. 6.13.
Тя представлява подобрей вариант на схемата на Колпитц. Ве-
ригата на положителна обратна свръзка е реалнзпрана посредст-
вом конделзагорите С, и С2, включени в капацитпвния клон на
колебагелннн кръг па генератора. Променлпвите напрежения ubi
и и,}, получавани съотаетно върху кондензаторите С, и С2 и оп-
ределящи коефнциента па обратна свръзка, имат вннаги проти-
воположна полярности. Дотук схемата ча генератора на Клан
повтаря схемата иа Колпитц. Новото з нея е третият кондензатор
С3. конто е включен в нндуктпвния клон иа колебателния кръг.
Налнчието на този кондензатор позволява да се увеличат стой-
ностнте на С1 и С2 и да се намали нлнянието върху чсстотата иа
входяата Еп, изходната >21 и проходната К12 проводимост на
С,=Са 4- С22.
При едва и съща стойност на общин кръгов капацитет кол-
кото по-малка е стойността на С9, толкова по-големи се получават
стойностнте на С\ и С2.
В схемата из Клан от фиг. 6.13 блокирагцнят дросел, който
трябва да даде път на постояниата състаика на емптерния ток
към маса, е заменен с резистор /?л. Тъй като върху последняя
се получава пэстоянло падение иа напрежекие lEAV RE, постоянна-
та съставка на колекториото напряжение Uc (действуваща меж-
ду емитер и колектор) няма да бъде равна иа напрежението иа
(захранващия токоизточннк UC(:, както е например в схемата от
фиг. 6.12 а. В този случай
(6.55)
<Zcc +
Всичко оставило, което беше казано за схемата на колпнтц,
важи и за схемата на Клан.
в. Генератор на Хартлей (генератор с автотрансформаторна
обратна свръзка)
Нафиг. 6.14 е предсгавеиа примерна електрическа схема на ге-
нератор на Хартлей със замасен по промеилив ток колектор, а на
фиг. 6.15 еквивалентнага н променливогокова схема.
Резонансната чес гота на колебателния кръг /0 без отчитане
влияннето на активная триполюсник се определи с формулата
(6.56)
О
vUi+^K-’
Веригата на положителна обратна връзка тук е реализирана
посредством индуктивностите А, и Г2, образувагци индуктивния
клон на колебателния кръг. Не е трудно да се убедим, че при
ЛИТЧА
БИЬАИОТЕКА
133
132
показаиото включване на емитера иа транзистора към средната
точка Е иа индуктмвния делител на напрежения £, н £, промен-
ливите напрежения между база и емитер иь1 и между колектор
и емитер ил се изменят противофазно. С други думи, веригата
на обратна свръзка обрьща полармостта на предаваното обратно
към входа напрежение, т. е. обратиаТа връзка е положителиа. На
фиг. 6.14 и 6.15 полярноеста на напрежемията ис1 я ам е посо-
чена за момент, когато кръгсвият ток протича в посока от т. В
Фиг. 6.15
през т. Е към т. С.
Трябва да се запомни,
че за да се мзпълия-
ва фазовото условие
при генератора на
Хартлей, емитерът
вииаги трябва да се
включва в междин-
н а т а точка на инд у к*
т и в и и я д е л и т е л £]. £2.
Абсолютната стойност
(модул ът) иа коефициента
на обратна свръзка тук
зависи от съотношението
между индуктивностите
£i в £, и се изразява по-
средством формулата
(6.57)
Този израз е приблизителен, тъй като не отразява активиите
134
загуби на колебателлия кръг и влияняето на проьодимостите иа
транзистора. Когато между бобините £j и L2 има магнитна ьръз-
ка, вьв формула (6.57) трябва да се вземе пред вид н коефицн-
ентът «а взаимна индуктивное! Af между тях. От формула (6.57)
се виждз, че ако искаме да изменим стойността ка коефициента
на обратна свръзка, трябва да изменим съотношението между
£t и !..ъ заназвайкн стьййостта на общага кръгова индуктивност
неизменна.
В пъяката прннцишш елгктрическа схема, показана ня фиг 6.14,
лкпева блокиращ дросел между емитер и маса, тъй като посте
пойнте съогавкв иа баговкя и кояекторнмя ток lBAV и lCAV про-
точат през бобнмата Lt »а коле бате л >«я кръг. Подожителиото
предшап женяе в схемата на генератора се получава посредством
реэиепявкк делител /?8 и -Ням да яроследямме подробно
занедреянт? тоаоеи вериги эд iCAV и /элг,т«.й като това taasapa-
скхме ecse арн схемата эд Колпитц.
г. Геиерагс^ ма кй© (геяедотвр с T^»c^sp«®w«®
o^feroe спръэка)
В г. 6.2 разгледахаае една пълэд приникши едектркческа схе-
ме «а генератор на Майсчер (фат. 6.5 б), затовл тук няма да се
сивране повторно на тазн схема. Ше припомним само, «ее реэо-
«амсната честота на колебатеяния кръг, определяла честотата ка
автоколебаиипта, се нзразява с формула (6.2), в която не е от-
разеко влкаикето на проводнмостта на транзистора. Абсолютиста
стойност (модулът) на коефициента ва обратна свръзка при гене-
ратора на Майснер се определя с израза (фиг. 6.5 б):
(6.58) К=~-
*-2
От тази формула се вижда, че ако искаме да кзмениме К,
трябва да нзмеяяые вреди всичко коефицнеята на взаимна ин-
дукция Af между бобината на колебателния кръг L2 н бобиват»
ка обратна свръзка £а. Същото можем да постигнем, ако изме-
ияме и ичдузслвпостта £2, вчлючада между колектор и емитер.
Това обзче ие е желателмо, тъй мято би се изменил коефицнея-
тът на вхлючване на колебателния кръг към язходната верша
на транзистора (колектор — емитер), а заедмо с това и еквиналент-
иото товарцо съпрогивление /?г, което представлява колебател-
ен* г кръг за пърямя хармоник !сХ на колекторния ток. Еквиоа-
лентното тояаргю съпротивление при тази схема (фиг. 6.50) е
<6.59) /?е -p\Q.
Тук велйчнната р е коефициеят да включгане на колебател-
135
гия кръг към колекторната верига на транзистора и се определи
с израза
(6.60) р =
където £к е общата индуктивност ма колебателния кръг.
Дотук разгледахме по един вариант от схемите на генерато-
ра на Колпитц (включителио и схемата на Клан), на Хартлей и на
Майснер. Тези генератори могат да бьдат изпъляенн и по раз-
личии други схемни варнаити.
я. Протикотвкткм (двутактик) хх*ми на еднокръгови
£С-гемратори
Освеи едиэтакгиите едиокръгови LC-генератори, конто раж-,
гледахме по-горе, в практиката намират приложение и двутактпи
еднокръгови LC-генератори. Породи по-голямата сложност иа схе-
мата обаче, те ее дзпол.зуват: зщчнтелио гпо-рядко само в-.тези
случаи, когато въпреки по-слож.ната схема предимствата им пред,
еднотактните генератори са съществени. Например във високо-
кач£С'”ве‘ЖТ£ магнитофона от съществено значение е четинте ?ар-
мОннци в генераторите за преднамагнит ване да бь-
дат колкото може по-малки. В това отношение противотактните
генератори при равни други условия могат да осшчрят значи-
телно по-ииско ниво на четните хармсницн. Именно порадн тези
си преднмства те намират широко приложение в съвремеините
висококачествени магнитофона Сквен това противотактните гене-
ратори намират приложение и във всички случаи, когато товгрът
иа генератора е симетричен.
Нека най иапред разгледаме схемата на противотактеи едно-
кръгов генератор на Колпитц. На фиг. 6.16 е изобразена опро-
стена лроменливотокова електрическа схема на такъв генератор.
Неригата иа положнтелна обратна свръзка и тук както при обнк-
новения генератор на Колпитц е реализирапа посредством капа-
цитивен делнтел в капацигнвния клон иа колебателния кръ! Ка-
пацитивният делигел обаче тук е ло-сложен. Той съдържа четн-
ри кондензатора (С,, C2l Сг и С\), евързани послед она гелио по-
между си. Средната точка на капацитивния делител с замасепа,
а къы двата му противоположим края (т. е. в прстивоположните
краища иа колебателния кръг) са св ьрзани колекториге иа два га
транзистора. Тъй като емитерьте на носледните са замасени, т. е.
включени са към средната точка на делителя, следка, че промеи-
ливите напряжения, действуващи между колектор и емнгер на
двата транзистора, са с противоположим полярности. За да бъде
изнълнено фазовото условие <>ри този генератор, трябва веригата
на обратив свръзка да бъде реализирана така, че да се подана
133
към базата иа вески един от двата транзистора напрежеиие с
полярност, обратна на полярността на колекторното му напреже-
ние. Схемата, показана на фиг. 6.16, удовлетворяв» това изнсква-
не. Нека прлемем, че в един произволен момент токът А в коле
Фиг. 6.16
бателния кръг протича през капацнтлвния делител в .потока от
т. С" към т. С'. Тогава напреженняга върху кондеизаторите от
канацятниния делител те имат означената на схемата поляриост.
Ироменлнното колекторно напрежеиие U'f, върху първия транзис-
тор (Г'), което се получава общо върху двата кондензаторе С]
н С3, има огрнцате.тна поляриост спрямо маса. 11ромснливото ба-
зово иапрежеиие Uhi из същия транзистор се получава като над
на напрежеиие от кръговия ток върху кондензатора С;1 и има по-
ложи гелиа поляриост спрямо маса. Следователно фазовото усло-
вие— канреженията С'л1 к U'tl да имат противоположив поляр-
ности, е нзпълнеио по отношение па транзистора Г. 11роменлиао-
то колекторно иапрежеиие на транзистора Т' се получава
кат ) над на иапрежеиие от кръговия ток /„ общо върху конден-
загорите Ся и С4 и има положителна полярност. базового про-
менлизо напрежеиие U'hi па същия транзистор се получава вър-
xv кондензатора С2 и има огрицателна полярност Следователно
променливите напряжения U'bl и U'\ и на втория транзистор (Г")
имат противоположим полярности, с коего е изнълнено фазовото
условие и за него.
Коефициеитът на обратна сврьзка за транзистора /'-се опре-
дели с мзраза
Аналогично за тран иктора Г" коефвш.ешът па обратна свръз-
ка с
137
A" = accSc.) ’
За да бъде схемата напълно симетричиа, трябва Л' —А".
С2=С3 и С. — Ск.
Фиг. 6.17
През следваздм полупериод крьговияг ток ZK смени лосохата
<, което води до обръщаие на полнрисстта иа падовсте на на-
прежения върху коидензаторите » капацлтинпмя делнтел. Смени
се с обратна к поляркостта на променлмвите базови и колектор-
ни напрежения на двата транзистора, но условието за противо-
положен полярности на U'hi и U‘c) и на А7" и L7" се запазеа.
На фиг. 6.17 е д&дена иълна принципов електрическа схема
иа протиеотактен едпокръгов генератор на Колпитц с последо-
иателно захранваке на колекторната верига и паралелно захран-
ваие иа базовата верига. В срчвиеиие с променливотоковата схе-
ма от фиг. 6.16 тук колебателният кръг е замасен по промеилив
ток н средата на индуктивния си клон (средата на кръговата бо-
бина Тъй като колебателният кръг при иротивотактнкте схе-
мн се замасява само в единия си клон, капацнтнвикят клон в
схемата на фиг. 6.17 не трябиа да бъде замасен в средната си
точка. Това позволява обединяването на двата кочдснзатора Cs и
Cg от фиг. 6.16 в един кондензатор С, (фиг. 6.17). Когдензато-
рите (?| и Ci от фиг. 6.16 са представени на фиг. 6.17 като два
еднакви кондеязатора С2. Коефициентът на обратна свръзка при
така построения капацитивен делител с три конденсатора (С2, С1(
С2). конто е един и същи за двата транзистора, се определи с
формулата
<6.63)
138
На фиг. 6.18 е представена схема на противотактен еднокръ-
гов ;енераторна Хартлей. Двата транзистора Т и 7" са вклю-
чено с грите си елекгрода к ьм нет точки от индуктивния клон
на колебателния кръг (броят на електродите е общо шест, но
Фш. 6.18
двата емитера са включени към една и съща точка—маса). При
показаното включване фазовото условие се изпълнява и за двата
транзистора. Както лроменливзте напрежения L/'. и 7/, (на 1"),
така и променливите напрежения U"b, и 7/"( (на Г") имат взаим-
иолротивололожни полярности. В това не е трудно да се убедим,
ако повторим аналогичните разсъждения, направени за противо-
тактната схема иа Колпитц от фиг. 6.16. Коефицкентът на обрат-
на свръзка К' по отношение на транзистора Г’ се определи с
израза
(6.64)
а коефнциентът К" по отношение на транзистора Т" — с израза
<6Ь» Л “ •
При напъ.»но симетрична схема L^ = Lt, L2 — L3 и
Схемата, показана на фиг. 6 18, има последователно захран-
вапе на колекторната верига и паралелно захранване на базовата
верига. Преднапрежението при тази схема е комбинирано - поло-
жителио 77Д1, получавано посредством делителите R2 и Rit и от-
рицателно автоматично Uls2, получавано посредством резисторите
Rf. от постояниата съетавка на емитерння ток
Схема на противотактен генератор на Майснер е нредставена
139
на фиг. 6.19. Тя се различен* от фиг. 6.18 по том, че вапреже-
нията на обратна свръзка U'tl и се получават във втория-
ните намотки, съответно 12 и а не посредством индуктивен де-
лител, както е на фиг. 6.18. Във вснчко останало даете схеми св
Фиг. 6.19
прпличат. Генераторы на .Манснер, чиято схема е дадеиа на
фиг. 6.19, е предназначен за нисокочестотио изтрнване и пред-
намагнитнапе е стереомагнитофон. 11зтрнвашата глава и записва-
щите глави тук са иключени към колебателиия кръг на генера-
тора посредством трансформаторна връзка. Генераторы се включ-
ва и изключва посредством електронен ключ — третня транзи-
стор, включен в о.'ицата емнтерна нерига към маса последонагел-
ио с резистора 71 Й.
е. Ред за начисление на еднокръгови /С-генераторм
lianonpi гените /С-генератори памнр,п широко приложение к ськременннте
рллиослектрокни устройства и в частност к съвре.мгиннтс риацонрелавателн ио-
рааи простотата на своята схема За полу чана не на no-.тобра стабилност на че-
стотата па геперпршнте от тях ko.tV'uiisih Kuio правило те имат малка мовшост --
от п'ряцька па едчници милнвата.
1 Ьчислението на едпокръговия /.C-i сператор се с кетон от начисление на ре-
140
-•гима на неговия активен триполюсник и начисление на колебателния му кръг.
Обикновено като входнн (начадим) даннн при нзчисленнето служат работннят
честотен обхват, допустнмата аестабилиост на честотата, необходимая амплитуда
на въэбудителното напрежеиие на следиащото стъпало при зададенн параметрн
на неговата входна верига (Rn, Сях). Въз основа на тезн данин изчислението
се провежда в слединя ред:
1) избор на схемата на генератора;
2) нзбор на активен триполюсник н апроксимация на неговите параметрн в
режим на голям сигнал;
3) начисление на режима на работа на активння триполюсник иа генератора;
4) изчнслсние на колебателиия кръг на генератора, включнтелно връэката
му със следващото стъпало.
От всички- схеми на еднокръгови генератори най-голямо приложение в
практиката иамнрат схемите иа Колпитц, Клал, Шембел — Колпитц н Шембел —
Клал. От активннте трнполюсиици в сьвременните генератори иай-голямо при-
ложение намнраг бнполярните транзистори, а след тях полевите транзистори.
Раднолампите се срещат само я генераторите на по-старите радиопредаватели и
яа по-старите радиоелектроннн устройства. Тук, разбнра се, става въпрос за
маломощните ДС-генератори, в конто стабилността' иа честотата е първостепе-
неи качествен показател, а не за мощните генератори. каквито са например
ДС-геиераторите, предназначени за закаляване на метални детайли, за топене
а метали, н полупроводннци, за сушене иа лървесина и др. Те могат да имат
мощност от порядъка иа едикицн н дорн стотицн киловатове и в тях ззсега ра-
днолампите като активны триполюсннци ням.зт друг конкурент.
6.7. ДВУКРЪГОВИ СХЕМИ НА Z-C-ГЕНЕРАТОРИ
Схемите на двукръговите генератори се различават помежду
си главно по вида на връзката между двата колебателнн кръга,
която може да бъде електрониа, капацитивпа или ин-
дуктивна
Двукръгов генератор с електрониа връзка (генератор
на Шембел)
Схемата иа двукръговия генератор с електрониа връзка меж-
ду кръговете е създадеиа от съветския учен Шембел през 1933 г.
Юсновната цел на Шембел при създаваието на тази гхема е била
да се подобри стабилността на честотата на генератора на хар-
ыонични колебания. И наистина схемата на Шембел притежава
«ай-висока стабилчост на честотата измежду всичкн Z.C'-геиерато-
ри на хармонични колебания. Поради това тя намира широко
приложение в практиката, когато стабилността иа честотата на ге-
нератора е първостепенен качествен показател.
За да поясним основната •’‘идея, йоято лежи в основата на
•схемата на Шембел и допринася за по-високата стабилност на
честотата, ще изходим от генератора на Хартлей. Па фиг. 6 20 а
•е показана опростена променливотокова схема на тозн генератор
със замасен колектор. Ако прекъснем колекторната верига в мяс-
141
того, показано с кръстче, и там включим втори колебателен кръг,
яолучаваме двукръговия генератор, показам на фкг. 6,206. За не-
го е характерно. че двата колебателин кръга не са равностойни
по cneoiumie на фуякютте, конто изпълиават. Например, ако
♦иг. 6.23
:>вър»«м кзкъсо вторюя кръг. генераторът ще продължава да ра-
вптн (фиг. 6.206). Акосвържем обаче иакъсо първня колебателен
кръг. автошлебаннята в генератора ще изчезиат. Оттук следва,
че psaanra ка вторая колебателен кръг е второстепенна. Осиов-
яиат колебателен кръг ка генератора е коъгът /, наречен птре-
аил. Той е честотио определякцикт кръг, защото определя често-
тата на гемерираннте автоколебания. Когато е свързам само този
кръг, както е в схемата на Хартлей (фиг. 6.20 а), прмнудени сме
142
да включим вершата на следващото стъпало към него В так вв-
еду чай входният импеданс ка следващото стъпало се оказва
съсгавна част на еквивалентния колебателен кръг на генератора.
Всяко изменение на входния капацитет и входного активно съ-
противление на следващото стъпало ще ироменя резонансната
честота /, на еквнвалеитиия колебателен кръг на генератора, а
следователно и честотата на генерирвиите автоколебания. В схе-
мата на Шембел (фиг. 6.20 6) можем да включим входната вери-
га на следващото стъпало към вторая кръг // наречен въмшен.
Поранят хармоник на колекторния ток /С1 протича през него,
създава променливо напрежение и отдели някакиэ колебателка
мощност, която може да се нзползува за възбуждвне на следва-
адот стъпало. Втормят колебателен кръг има същата резонансна
честота, iumcto и първмят. Всички изменении на входиия импеданс
на следващото стъпало е том случай щг изменят резонаисната
честота иа вторня колебателен кръг. Честотата на генерираеите
колебания обаче ще остана неизменна, тъй като тя се определя
от първия кръг, а следващото стъпало не оказва влияние върху
него. В дейсгвнтелиост пора ди слаба та връзка между двата ко-
лебателнн кръга, конто се дължи на про «одна та лроводимост К]2
на транзистора, влиянието, което оказва следващото стъпдло вър-
ху вторая кръг, ще се отразява слабо и върху г.ървия кръг. Ако-
актнвиият триполюсник яиа проходна ттроводымост У12—0, връз
ката между вътрешммя к външния колебателен кръг ще бъде
чисто електронна н следващото стъпало ияма да влияе върху въ-
трешния кръг, а следователно и върху честотата на автоколеба-
никта. На практика това нс може да се получи, ио все пак тази
схема има зиачително по-внеока стабилност на честотата от обик-
новената еднокръгова схема, показана на фиг. 6.20 а. Стабилиост-
та на честотата на генератора на Шембел ще е еще ио-висока.
ако външният (вторилг) колебателен кръг се настрои в резонанс
за никои от висшите хармоницн на колекторния ток. За тази цел,
ако в изхода на генератора трябва да се получи честота /<„ не-
обходимо е вътрешннят колебателен кръг да има два или три
пъти no-ияска резонансна честота. Генераторът ще генерира ос-
иовно колебание с честота, равна иа резонансната честота на
вътрешния кръг, ио иеговият колекторен ток ще ст.държа хар-
моикци с честоти, кратнн на основната честота, тъй като всеки<
от /.С-генераторнте работи нормално в режим с отсечка на ко-
лекторния ток (клас АВ, клас В или клас С). Въишнпят колеба-
телен кръг се настроена на този хармоник, чиято честота съвпала
с желаната нзходна честота. При това положение, тъй като двата
кръга са яастроени на различии резонансы! честогн, реакцията,
която би оказал външнпят колебателен кръг върху вътрешния
пре г проводимостта Х12 на транзистора, ще бъде много по-слаба,
отколкото в случая, когато двата колебателен кръга са настрое-
143
«и в резонанс на една и сыца честота. На фиг. 6.20в е показана
пълна принципнд елекгрическа схема иа генератор на Шембел с
биполярен транзистор, в който вътрешната чагт е из гьлнена по
схема на Хартлей. Ето защо за по-голяма конхреткост тази схе-
ма се нарича не просто схема на Шембел, а схема Шембел
Хартлей. На фиг. 6 20г е показана пълна принципна схема на
генератор Шембел Хартлей с пентод. За да бь.те по-
малка вредиата приходна нр жоднмост на ламиага (между
управляващата решеткз и анода), екраннага решетка се замася-
ва по променчив ток с блокиращ кондензатор (С52). Замасява се
и защитна та решетка.
На фиг. 6.20 ел нжазани вариант и на схемата на Шембел,
когаго върешната част е изпълнена по схема на Хартлеи. При
и.зпълнение на вътрешната част по схема Колпитц, Клан или
Майснер се получават и останалите разновидности на схемата иа
Шембел, конто носят състветно иаименованията генератор
Шембел — К о л п и т ц, г е я е р а т о р Шембел К ла н и ге-
не р а т о р Шембел — Майснер.
Ако вьншнчят колебателен кръг във венчки споменатн по-
тере схем» на Шембел се замени с апериодичен товар (резистор,
бобина или паралелно евързани резистор и бобина), се получават
нови варианти на схемата на Шембел с апериодичен външен
кръг.
За получанане иа още по-висока стабилност на честотата
вътрешният колебателен кръг се екранира, като се постаяя в за-
творена метална кутня. Ехранирането иремахва паразитннте мои-
тажпи калаиитивни връзки между вътрешния и въвшнкя колеба-
телен кръг (респ. въшииия апериодичен товар), с което се иама-
ля’ва връзкага между тях, а следователи» и влиянието на външ-
иия кръг върху вътрешния.
4Т8. УКВ ГЕНЕРАТОРИ НА ХАРМОНИЧНН КОЛЕБАНИЯ
И -КЗ УСИЛВАТЕЛИ НА MOUlttOCT
а Особености на електронинте генератори и усилватели,
работещи в обхвата на УКВ
Елсктромагиитните колебания в УКВ обхват имат свои осо-
беностн кам о ио отношение на i енернраиего. така и по отиоше-
ннето на хси.тването, изл ь-ншети и развространението им.
С п.шишаване нт честогата ид геиерирашпе и усилвачите ко-
лебания и полунроводниковнте и елекгровакуумните прибори. а
също така и в колебателните системи заночвзг да се проявяваг
ефекти, и шяипето на конто при носки честоти не сс злбелязва
и това не Си взема под внимание. За п< вишаванс на честогата
из. геиерирашпе колебания с необходимо да се памаляваг капа-
144
цитетът я индуктиЕкостта на колебателния кръг ка генератора
При ниски честоти паразитннте реактивности на усилвателния
ярибэр могаг да се пренебрегнат спрямо елементлте LK и Ск
«а коле$агел»ия кръг. В УКВ обхвата обаче LK и Ск ставят
много малки и съазмерями с вътрсшните реактивности на ектив-
яий триполюсник. При тези условия еквиваленткага колебателна.
•система иа генератора се оказва мвогокръговд, състааевд о г
много реакгмвйй елементи, свьрздни помежду си по сложен
гначии.
За повншаване иа качествения фактор на колебателната си-
стема иа генератора в УКВ обхват се използуват отрязъця от
двупроводии линш;, коаксиални линии, лентоБИ<лннни, а също и
сбемни резонатори.
В УКВ обхват се налага да се отчита и инертное тт а в
работяга на полупроводниковчте и електровакуумните прибори.
Скоростга на преминвване на токоносителите (електрони и лун-
ки) през базата на едич транзистор или през междуелектроднпте
пространства яа една радиолампа е крайня и при това значително
по-малка от скоростта на свеклина га. Поради тази причина се
оказва кранио и иремето за премннаване т„р на токоносителите
г.рез т»х. Времето на ирем^наване тпр не зависи от честогата на
’’силваните или генерираните колебания. При зададен постоянно-
токив режим във венчки честитни (вълновк) обхвати усилваиите
колебания премина ват през уенлвателния прибор за едно и също
нреме — тпр. При миски честоти това време за преминаване не се
забеляэвя, тъй като е много малко в сравнение с периода Т на
усилеаните колебания (спр< Т). В обхвата на УКВ обаче времето
на преминаване е толкова по-забележимо, колкото е по-висока
честотата ва усилвзните колебания и по-малък техният период
При оценка на инертността на даден полупроводников или
електровакуумен прибор е много по~удобно и по-нагледво напол-
зу ването не на времето на премиъаване спр, а на паршетъра
ъ г i л на г. р е м и я з в а н е 6пр. Ъгълът на преминаване показ-
®а с колко се променя фазата иа усилваното колебание, докато
то поемиие през усилвателния прлбор. Връзката между 6пр и -сор
се нэразява с формула га
46.66) 4>>в<дтпр",2?г/тир.
О г не» се вижда, че яря едно и също време на премчнаване
•ъгълът ва преминаване е толкова по>пмям, колкото по-висока е
рабигнзта честота f.
Иска поясним това с едик првыер. Ако времето на премина-
®зие иа тоцоносителяте ирез дадек полупроводников или елек-
тровакуумеч ..рибор е JG~iOs, съгласне с формула (6.65)
•ъгълът иа преминазале при честота ’ОМНд jqc бъде
"S э «зрг 2 Г- АИР
из
йпр=2к/т„р=2п. 10.106.5.!0-w=0,0314rad-l,8°,
а при честота 500 MHz ще бъде
8йр=2п/тЮр=.2к .500. 10е.5- 10~w-U,57 rad=»90°.
От горного следва. че при честота 10 MHz този прибор все
още може да се разглчжда като безииерционен, тъй като 6,р е
много малък (8ИР<2°). При честота 500 MHz обаче приборът
ще работа в силно ийерциснен режим, тъй като уснлвамите от
него колебания ще зйкъсняаат но фаза на 90° (6пр=9О°).
Както виждаме, в обхвата на УКВ ъгълът н₽. преминанане 9пр
може да достатке д© няколко десетки градусы, порадл което
не може да бъде пренебрегает. При генераторите съобразявавето
с 6пр се свежда до правилно установив»не на фазата на напре-
жечието на обратна свръзка, т. е. до избор на подходяща стой-
ност на фагага на коефнциента на обратна свръзка. Докато при
ннски частота, при конто усилвателният прибор рэкета практи-
чески в безинерцисяен режим, фаза та ла коефициевта на обратна
сврезка трябва да бъде 13СГ, в обхвата на УКВ тя трябва да се
коригира с ъгъл, равен по абсолютна стойност и обратен по знак
на ъгъла на преминаваие 6пр.
Схемите на. генераторите в УКВ обхват, конто .«вползуват ре-
зонаненн линии, са най-често двукръговн или трикръгови. Необ-
ходимо е да подчертаем, че многскр ьговата колебателна система
тук е не само неизбежна, но и необходима. Тя позволена лесно
да се реалнзирз необходимата стойност на фазгга на ксефициента
на обратна свръзка у*, като се вземе пред вид и ъгълът К,Р.
Конструктивного излълнеяие. както яа електроваку>мните, та
ка п иа йолупрозодниковиге прибори, конто работах в УКВ об-
хваз, к различно. Основнпя? стреме» при тахното конггруктавж»
и технологично изпълнеиие е да се получат малки мнждуелектрол-
ни касацитеги. малки индуктивности на изводите и малко време
на преминаване на тохояосвгелите през прибора.
б. Ламасвя 'еяерзтори на мегровм вълнн
Те намиртг приложение в импулсиясе радиолскационни поедаватели, конто
раоотят в мегровия обхват, в з’редавателите «а -адиосондзъе л т. я. На фиг. 6.2»
е псьь.:.анл примеря? 5:лемг на елмотахтея генератор с двупроводна линия, вклю-
чена между ан.>да л решегкао на ламзата. В схемата ,.е наползу,зг лампа ’
УКБ конструкция, коя «о им.-' малая индуктивности на изволите см. Посади това
я схемата те не са пкка.чани. Покааачи са трите межл^елекгрсдвч капаиитети
'"ПК’ ’--тл н '^xo' |‘оиго BJiH3at ® тага сисгемл ча генератора. Тоа« ге-
нератор е даулрьгов с капшЕЛГИвпа вр-ь-кг мехглу <рт.1о#ете и съе тсмасеиа
рев с-кв .2° промеялие. ток. Таааза схежл кз генератор може. ла раОсти само на
.'орлага чесипа и» серъзка (/—/,), за която сгас-а еквивагеитпа еа йигзадитя.--
яа Tpnio"!tcca схема (генератор за Колиитд).
Кси .д«гелкият кртг мс'к.!’у аяс>'-« я решггкчта е образуван от междуелек-
тродиия каяадитет и сходного съврстиз. сане на двущроводигта линия, очъ«
сена (ссързана накъсо) веднниясв край. Дължшниа на цвуоровода.ла *икяя сг
входа й до подвижння окъсител I определи работиата честота енесатор .
Най-често тази линия работн в режим не оснояев тон. Таза озчелп?®. че тьл-
жинена на зь.лидза яа генерираните колгбакия е малм» ыо-гсяяць о» учетворе-
Фнг. fc.21
•РИГ. 6.2?
ягта дължииа на лишила I или .'<"о2а л. Пои т-ва сьотношснз-; елодаото
съгротнвлсике на яПивив нкз ин.чулгпьеь характер Индуат<1веи е хдрзчтерьт
и на ежчмле.чтн ?то с? лре имение на пара»гл.«о зяяк- «свате ле-эдду яяола и
решеткзта двувопв »цьа линия и кячанитег С
Колгбателният крьг между рете-кжа и хатс^а < обр^зував ст ттрлелно
включеиите капацитет <?ЭЛ и чшдуч тивчоот Lv По-течче казшс иг дуктиввостта
на този колебателен кръг :е с -ратува зг паралелне включта-те по чроменлив
ток кр'ыова индуктявност Lt и икдукт авност ка доосела Lix , тъй като кеч !ен.
загорите Сг1 и ( J2 -л блокчраши и по ироменлнк ок те осыцест- «ват късо
съединение. Но доиеже кидукгивк.истта на дрчхела if. е ы..ого пи-г'Д,едма от
индуктивносгта практически «•квиви.тентч'ага мклукти«:юсг- между решетка и
катод е равна ни Z.M. Тази инлукгинпк» е нлщ-«.в?н • иромеиликд, «.ъй кат<? по-
средством нея се регулирз кеефи-чиея«'1ч « а ofipanw чн»п>зкя- К на .енератсф,:.
11остояиисго заграяюаа.-.о «1Л.1режение нъм аноде в» даф^та гидана дрез
дросела и двупроводиата линия. Бявкирашаят ко;«деъз«тор /азделя по
постоянен ток веригата яа т-тзду от решеткага, а гл. птюменлиз то? гчьрзва
накъсо двупроводната линия. <. решерката Начале, но вч." зчег игс ре?чхтор Р- и
кондензатор служат за създавазе га автоматично отри^ателио ьрсднач реже
мне с помощи на поснящнате състаь -д'на регогттчния ток
Връзкаг„ .чсжду генератора и • г.гъпзло в раз* зеждания ispnaep
14'7
е ьвготрснсф'зрыаторна. Елокнращите чоидеизатори С’ и се разделителин.
1е пропуска* високочесготнчте ко?ебл>:ия от генератора .чьи входа иа следва
щото сгьпало, а прегргжаат пьтк на яэстояькото заодно напрежение
Н.« фиг. 3.22 е оказана схема ш двухактен генератор на метрови вълни с
сб'ц.а p-.!Uc»Ka В този пил генератор» се йеползуьаг две отделив ламин или една
гнойна лампа. В latipuww обчаат широко приложение намират двойиите (егроди,
катэ ягаръмер ГУ-2Ь, I У-32, ГУ 17 ГУ-18 и др Показаната схема на фиг. 6.22
ес дна -pnow. В ней са и,-ползу паи».. отрчз-.»;и от двупроводии линии ив дьата
ъолебат•„•«!> кр-иа (шъден к удгихся). Нес лодината честота на автоколебания*
ts на автогенератор? <' уст товязл лосредстоом регулиране ка дължината на
анолната лвуггроеодна еинкя. при коего се измена коефнциентът на обратна
с връзка К и незьачнтелкс се влияе върху чесготага на генерираните колебании.
Както се гижда or схезсла, зргз ка-.едт ата д?уприводна линия се псдава отоп-
яитглно ядирежедае към лампиге, поради което не са необхэлпми катодни
дросчли
в. Ламновм гевераторн на децмметрови вълни
В гози зил г-иералори се и.зползуьат мегзлокерамичнн радиолампи с ци-
линдричои изводи иа елекгродиче. Цилу.ндричт.иге наводи имат много малка ин
дуктивност, която праь'ткч-сл.1 може да се .;реиебре! не. З.тгоаа в генераг.орите
на дециметров» вълни, в '.-гто се нзпо-зь^ьет лампи с цмлиидрични изводи, от
ькгреп’ните {даразиток^е) км ре«кт (внести се вземат пред вид само между-
епечтродян ге кгпацитети
Като въшпни елементи в колебателната система на генераторите на деци-
метрови вълни обИлНовеяо се из.:.<.лзунаг отрхзъви от коаксиллни линии, окъсе-
ви к едиася край. 1е «мат вхздно стпрогизление с индуктивен характер за
честотата на ) снерираняте колебании.
Фи» 6.23
На фиг. 6.23 е показал сднотДкген генератор »а дециметровн вълнн. Той
спада към даукрыссите гемератори < кашшттивна връзка. Изкълнен е по схема
с общ® решетка, контэ к случая е замас'щ®. Ансдният колебателен ко^г се съ-
стой о? междуелектродшп капацитет С4О и аноднзта коаксиална линии с дм-
жина 1а- Хатодният колебателен кръг се състоа от мечедуелектродъня капацитет
148
Сск и катодыета коаксиалва лляня «. пъяиятла 1Л. Всчка от коаисяалнкге линии
ге състои от въян на и вътрешна тръбг. В разтгежданря пример въШЕЯИте Фг
би на диете к.,акснални линии са с един и сыин дискетър и са реалнзирави
като продължеяяе една 'is друга. Врьзката къ», следв-зтното сты.гяо се осъ-
UI ествчва от анодния колебателен кръг посредством свързващ коядензаюи
Фиг 6.21
И тук както при схемета на фиг. 6.22 «естотата Ра генерг.раяиге колеба-
ния се упаноьява посредством изменение иа дклжияата 1а на анодлата коа:.-
стглна линия, ? коефиЕиенты иа обратна свръзка--ло- ре яством аъл>кииага на
катодната коаксналва ..иння
На фнг. 6.24 е показан начречен разрез на коястру кемита иа яру) варнаки
иа еднотактен генератор на гециметроСи змии, Чо сзо»пз екпивалентка елевгри-
ческа схема той е идентичен с показания теперйтор на фиг 6-23, но в кон-
структивно отношение, се рязличавх съществеио "г чете Двете кояксиалнъ
линии са обращувани от три коипентричсо разположеан едия в друг цисиндрч
с различен диаметър. Еътрсшната гозгрхяост sa най-вълшяия гылилдьр А и
въкшната повърхн^сг на средн;.» цилиндър В образуем ьн- дната коакснилна
линия. Въ -решната понърхност ка среиия цилрадър В и вы.шната юаьр-тиост
на наб-вътреишня циликдър С образуват казодката чоаксиялаа линия. Внжда се,
че както анодната, така и катодяата коаксиал.на линия са разположенн от ег-
на и съша страна сиря-ю радислам.- аза, Тоаг дает следиатс галемв ирсдимстча
в сравнение с коиструкпията, гокг;з"':а на ф ;г. 6 2<
— по-бързо и ао-удоб.чо може да се смени радиолампа га при зочредт;
— no-лесно може да се осъщеетсъ огл.зждаоето на анода;
— дължината яа ионструктжята ка геаераторг е па-малки.
Кападативиага връзка между аватя колебателин кръга (вподвия и катоднчя)
тук се оомцестеява освен чрез междуелектре иия кашовтет га лампата ГАО
още чрез от вора в средни ! цилнндър В. Зй увелнчававе ма качественин фактор
на колебателната сж.ема па ген» ритора. пйв'ьрдяоствте нт ту-.ливдрите, образу-
ващн деете коаксиал.чи линии, ебккловево се посрейряаат млн позйтяват. >
149
г. Миогорезенатсрон клистронн* усильатзлк на мощност
В обхвата на децимегроыне и особено на сантимегровите въл-
нн широко приложение намврат алисгроните. Те са електрсваку
умяк нрйборм, дейстьието на конто се основана на принципа на
взаимодействие между електроаеп поток с применлива илы ноет
Фиг. 6. га
и електрическо поле на обемен резонатор. Този резонатор е осно-
вен вид колебателна система в кьеовьлновата част на УКВ об-
хват Понастоящсм многорезонаторните клистрони се използуват
главно като мощии усилватели в ралиспредавателн, работещи в
дециметровия и сайт» метровая ноцибхват. За тази цел се изпол-
зуват четирирезеиатории дрейфови клистроии (например ври всич-
ки съвременни мощнн телевизионии предавателя в IV и V теле-
визионни подобхвати)
' Най-пооста принципна схема на един двурезояатиргн клистро-
нем усилвател е показана на фиг. 6.25 а. Схемата се състон от
елестрсвакуумен прибор, външннте части на двата резонатора и
захранващн токоизточници. Електровакуумният прибор съдържа
електронен прожектор (образован от термоемисиоиен катод /,
упраьтяваш електрод 2 и ускорявши електрод 5), две двойки ре-
шетки (6], (i2 и О3, GA и колектор 8. Първага двойка решетки
G], 0'2 влнза в състава на пър'вия обемен резонатор 4, а вгорята
двойка решетки G3, Ot в състава на втория обемен резонатор 5.
Решеткиге се правят с много тънка яичка. Те са прозрачна
за електронния поток, конто се движи в посока от електронния
прожектор към колектора, но практически са ненрозрачни за елек-
трическото поле. Поради тази причина високочестогното електри-
ческо поле вьв всеки от деата обемни резонатора може да се
счнта локализнрано в пространството между сьответната двойка
решетки.
Обнкнсвено ускоряващоят електрод 3 се свързва с външната
поБърхност на двата резонатора, коя. о е замасена. На катода се
г.одава отрив.ателно напрежечие от изгочника UAA, което в зави-
симое! от мощността на клистрона може да бъде от стотици
волта до стотици киловолта. Ко лекторы се захраяза о г източник
«а не много голямо положнтелно нзнреженме U, c. Скоростта, с
конто електрониге напускат електронния прожектор, се определи
ст ускоряяащэто действие на напрежението UAA.
{6.67) v— 6.106 у UАА, m/s.
Обемният резонатор 4, който се вьзбужда от външния източ
ник на УКВ колебания, се нарича входен. Резонаторы 5, който
е евързаа с полезния товар на усилвателя, се наричз изход ей,
Връзката между входния резонатор 4 и коаксиалния кабел, по
който посгъг.ват УКВ колебания га. предназначен!! за усилване, е
индуктивна и се осыцествявз посредством бримка^а б, образува-
на от прод ьлжението на жилою на коаксиалния кабел, което е
запоено към еътрешната певърхност на резонатора. По аналоги-
чен на-шн е осъщгствена връзката z помощта на брнмката 7 меж-
ду нзхсдний коаксиален кабел и резонатора 5. Двата резонатора
трябва да бъдат еднгкви за да са еднакви и техннте собствен^
чес го тн. В малки грачици резонансные честоти на резонаторчте
се изменят с помощта па регулноагците виатове 9. Простракст во-
то между двата резонатора (по-точко между решеткиге Сг2 и (73;
се нарича пространство на дрейфа млн пространство на
груп.ирането. Върху електронния поток, който предеинава през
това пространство (т. е. по . протежение на разстояннято S), не
окззват влияние никаким постсянни електрически полета, тъй като
резонаюрчте са замасени по постоянно капреженке.
При отсъствие на възбуждащ УКВ сигнал електрониге, нзлъ-
чеаи от катода, под действието на ускоряващото напреженке UАА
15 i
придобиват скорост v0, с която се движат по оста ка клистрона
в восока към колектора 8. -Те образуваг еднороден елехтронен
поток с постоянна п.ты ноет. Преминавайкч през решетки ie Glr
Gi ч О8, G4, той не индуцира в резонатори-е ток, тъй наго броят
иа влизнците в пространством, обградено между двойкага ре-
шетки (например между »Оа). иброят на напуска щите го е лек-
трон и е примерно еднак-ъв. Поради това индуктираният ток прак-
тически е равен на нула и в сбемните резонатори не се нт>збуйо-
дат колебания. Електроните, достигайки колектора, му отдаэат
своята кинетичча ееергия, която се отдели във вил на топлина.
В колекторната верига протичг достойней колекторен ток /к0.
При възбуждапе на входния резонатор 4 от някакъв въ <шсн
източкик на УКВ колебания между двойката решетки G, и G2 се
получава променливо напрежение с мемен.на с'ойност u.t и про-
г.орционално на него променливо електрическо ноле. Това -юле
оказва върху електроните, конто се намират в чрос. раксгвото
между G, и и2, ту ускиразащо, ту забавягдо въздействие, реду-
ващч се през всеки полупериод. Например, ако в далей момент
решетката С, ямз положителен потенциал, решет ката G2 ще има
отрицателен потенциал. Електроните, конто са се оказали в този
момент в междурешетъчното пространство, ше изпитват върху
себе си едноъремекнэто въздействие на двете решетки. Решетка-
та G,, която те вече са преминали (т. е. решетката, която е оста-
нала след тях), ще гн притегля с пол&жителния см потенциал към
себе си и ще забавя сяхнсто движение напрел. Втората решетка
Gs. която е пред тях к през която предстоя едва сета да пре-
мина г, ще гл отблъеква с отринателния он потенциал назад и
също ще забавя тяхното движение в посоха към колектора. С
други думи,’електемческото поле между твете решетки и, и Ga
тормози д₽кже1-чето на електроните, намиращи се в тяхното меж-
дурешелъчно пространстве, и електроните го напускат с иоенже-
на скэрост. Акс електроните са навлеьли в това пространство
със скорост т'о, излигат от неге със скорое г %—Др. В резултаг
на тома те ще изостанат от електроните, кочто са кгемииали г.рез
сыцяте решетки малко предн това и се дтижаг пре ди тях По
този начин в електронния поток се получава ргдзкъснане.
В следвйнгия полупериод решетите G, и G? промешу тшляр
шалы си — G2 стана отрицателна я започва да тласка напрел
еле<ст .тоните, Чоиге вече са приминали през нея, г. с. нътлейстзу-
ва ускорйвлщо върху гяхпогс движение, a G2, коят< се иаьшра
пред електроните, г’ма полсжЕтелна поляркост и щс ги яритегля
към себе си. г. е сына ще усчорява тяхното движение. Порази
тора езн екектрояи ще налусъзг междурешетъчното пространст-
во i.'s, 62 с иойншеап скорое г с0 тДъ. Движении се v пе« ишеча
скоргкт в нростсш.ст»о”0 на гручиране между двата рее-онатора
!т с. между решетките G2 и Ga), те ще настигнет движещите се
вреди тях с понижена скорост електрони. Задните елекгрони ще
догонват прсдните. поради което там електронният поток ще става*
все по-плътен и по-плътен. Ще се образува сгъстяваие (пакет; от
електрэни с голяма плътмосг. През следващия полупериод на
възбудителното напрежение премпнаващите през междурешетъч-
кото простаноид (J. и С/2 електронн отново ще излязат с кама-
лена скорост vc, — At', а електроните, г-реминаващи след тяг; (ко-
гато променливото напрежение смени полярности си), ще излязат
с позишена скорост -vu f-At'ii в прос грансгвото на групирак ще на-
стигнет нредвцущите електрони. По гозн начин ще се образува
втори „аакет“ елекгроии с голяма плътност.
И така на всеки период на възбудителното напрежение ще
съотв£чс1вуиа нсз „пакет** огсгьсгени сла-тронч. По този начин
пърният резонатор накъсва равиомерния електронен поток, кой го
премипава през него на „пакет;!'* от сгъстечи елекгрсни с често-
та, равна на чесгэт-на на възбуднгелното надрежете. Пре?.-«га-
вайки през междурешегьччото пространство 'Л, на втория ре-
зонатор 5, тези електронни „па кет и** ще възбулят в него колеба-
ния със същата честота, ио с по-гсляма мощност. Зггубвайки
ЗНЁЧчтелаа част от своята енершя, тъй като сй я отдали като
колебателна енертия във втория резонатор 5, електроните попа-
дат върху колектора.
Групирането на електроните и „лакети** с голяма плътност
в пространс гпото иа групиране (т. е. между решетмгге Gt и (?3)
е онагледено на фиг. 6.25 б с помощта на пространствено-време-
ва диаграмэ. От нея се вижда как модулацлята на електроните
по скорост се превръща в модуляция во плътност порази това,
че no-Сьрзите електрони догоняат ио-бавните. Петрове на гру-
пиране са електроните, преминали през първия резонатор V в мо-
мент, когато променливото напрежение а} мчнава през ;дла (от
отрицателна кьм положителга стойност).
Разсттннието между двата резонатора 4 и 5, както се еижда
от пристранствено-ьремевата дна; рама, трябва да бъде такова,
че най-голямата пльтност в електренните „пакети" да съвнада
с раввината на решетката Пя на втория резонатор 5. Коефнииен-
тът на полезно действие, на двурезонаторния клистрон е от поря-
дька на 15—2;)%. Съвременните мошни клистрэкя от дрейфов
тип се правят многорезояаторнн. Прн тях се получавзт няколко
пространства 1 а групиране (простоанс гви на дрейф). Коефициеи-
тъг на полезно действие при миогорезэнаторните клиорони дэе-
тлга 40--45°/о при нзходна мощност от порядъка иа 10 -50 kW
в кепрекъснат режим и коефициент на усилване по мощност от
порядъкт на 10 000.
153
Л- Магнегронни генератори
Оенсвна c ue гавна час г на магнетронните генератори е магне-
тронът електровакуумен прибор, предназначен за генернргяе на
мощна колебания в УКВ обхват. Най-голямо приложение намяра
я сантиметровия обхват, но се използува също и в милиметровив,
а в никои случаи и в дециметрозня обхват
От различайте типове магкетроин. конто са създелени в про-
теса на развитие на елсктровакуумната техника, масово приложе-
ние е намерил мно.’срезанатсрният магнетрон. Поради
тази причина ще разглсдаме именно неговмя принцип на действие.
По своя режим на работ а магнетроните се делят на две голе
ми групи: им пулен и и с непрекьенато действие.
Импулсните магнетроии могат .да отдавят импулена мощаост, де-
стстаща 15- 20MW при анодио язпрежение от порядъка нг 40—
£0 kV и к. п. д. от торядъка на 50 —70%.
Маптетронит? предназначена за непрек ьсиаг режим на рабо
та, отдавят чощност от няьолдо вата ю няколко килозата при
антдно напреженке от няколко стотици волтове до няколко кк-
ловллта.
Имнулсните мзгнетроии иамнрат .»свовяо приложение а пре-
даватели ге на радиолокационные сгонции. Б тях анодного навре-
экение се подава към магнетрона не нелрекъснатс. а под форма-
та на нравоъгълнг импулси, редунащи се с паузи между тях.
Продължителността на импулси?е t or порядъка на няколко мик-
уосекунди, а на паузите (когато магнетроны не работа)-- някол-
асо милисекунди. Поради тази причина средната мощност, конто
коксумира магнетронът от анодния си источник на захранване, е
хиляди пъти no-малка от мощността на захранващите импулси.
Магнетроните с ненрекъснаг р<-ж:;м на работа напоследък за-
пачкала да намират приложение в медицивата, в мебелната, в
хранителната промитпленост и в други области.
Съвременните многорезонаторни магнетрони имат цилиндртчна
асонбтрукция. Па фиг. 6.26 е показан напречен разрез на един та-
къв магнетрон. Той се състои ст следиите основни съставни
части; катод /, а н о л е н блок 2. съдържащ обе к н и р е-
зонатори (УКВ колебателнн кръгове) 3, пространство на
взаимодействие 4, затворено между катода «• анеднкя блок
ай намиращо се в постоянно хоч<ченно магнитно поле, устрой-
ство за извеждане навксо коп ее тот нага енергия
Д която се произвежда от магнетрона.
Катодът / е предназначен дй излъчва електронен поток
към анода. Разяоложен е по оста на магнетрона и има формата
на цилиндър, околната повърхност иа който е излъчваща. Колко-
то по мощен е магнетроны, толкова по-голям трябва да бъде
диаметърьт на катода, за да може да осигури по-голям електро-
нен поток. Обикнозено диаметърът на катода е около половина-
154
та иг зътрешния диаметър на анодння блок. При импулсните
магнетрони обикновено катоды е оксиден, огигуряващ голяма
плыносг на тбка в течение на импулснте и възста.ювяващ свои-
те емисионни свойства в паузите. При магнетроните с непрекъс-
нато действие и мощност, по-голяма
ст десетина вата, се използуват впсо-
котемпературни катоди от волфоам
или ториран волфрам.
Аноднияс блок 2 се изработва из-
цяло от електролитна мед. Неговата
вътрешяа цилиндрична повърхност е
разделена на се!менти 6 от проценте
", конто свързват резонаторите <3 с про-
странството на взаимодействие 4. Най-
характерното за многире'онаторния
магнетрон е това, че анодният му блок
•съдържа срзвнително голямо количе- ф1,г 56
•ство обемни резонатори 3, откьдето
идва и яеговото наименование „многорезонаторен-. Броят на резона-
торнте се движи от 6 до 40, като при това е винаги четен. Форма-
та на резонаторите меже да бъде различна.
Аводннят блок отвък завършва с радиатор, подибрявещ ох-
лаждането на анода. Обикновено анодният блок се замасявд, а
анодното захранващо напрежеиие U АА се подава с отрчцателна
полярност към катода, конто е добре изолиран от анодния блок.
Устройство то за извеждане на високочестот-
н а 1 а енергия 5 от магнетрона към полезная товар (предана-
телна антена или др) се изпълнява по различен начин в зависи-
мое! ст вида иа фидера. Ако изходният фидер е коаксиален ка-
бел, свръзката между него и магнетрона се грани индуктивна.
Тя се реализира с помощта на една евързваща навивка (евързва-
тца бркмка) 5, която се разполага в един от обемиите резонатори
3. Ако изходният фидер е вълновод (нълноведът се използува при
много малка дължина на въдиэга), свръзката между него и маг-
нетрона става с помон’та на процен, конто съедин'аа един от
резонаторцте на магнетрона с вълноводния фидер.
Както виждаме, свръзката на фидера с магнетрона се правя
само с един от неговиге резонатори. Практически обаче високо-
честотна енергия се стигма не само от него, а от цялата коле-
бателча система, т. е. от всичкн резонатори тъй като свръзката
между тях е силна.
В пространство!о на взаимодействие ^затворе-
но между катода и анодния блок, се нзвършва взаимидействнето
между излъчБания от катода електронен поток и трите полета в
магнетрона: постоянно електоическо, постоянно магнитно и висо-
кочестотно елекгрическо.
Постоянного електрическо поле се създава от за-

155
хранзащою напряжение UAA, което действува между катода и ано-
да. Неговнте силови линии са разположени радиално между анода
и катода с център ист: на магнетрона. Електрическсто поло усхо-
рява излъчсниге от катода електрони в направление кьм анада,
като им О1даьа част от своята енергия.
Постоянного магнитно иоле се сьздаеа от вьншен
постоянен магнит, между подкосите на който се гкоставя магне-
тронът Наличного на магни гно поле, сплавите линии на което
трябва да бьдат разпсложекки перпендикулярно спрямо силбвите
линии но постоянною електрическо поле, е принципчо необходи-
мо за работата на магнетрона Необходимости от магнитно поле
е определила и наимевовавиетс на прибора „магнетронЗз да се
осигури оззимноперпенднкулярно разг.элиженне на магнитною я
електрическото поле, магнетронът се разполага така между по-
дкосите на постоянния магнит, че магнитною поле да пронизва
пространство го на взаимодействие 4 успоредно на оста на магне-
трона. Магнитната индукция Б в магнетрона трябва да има зна-
чителна стойност (от порядъка на 0.14-11).
Освек. тези две кръстосани полета в динамичен режим върху
електронния поток действуза и високочестотчотз електрпческо
поле на обемните резонаторы. Конфигурациям на юса поле за
един момент от периода на високачестотките колебания е пока-
зана на фиг. 6.27 (озваченията са същяте, както на фиг. 6.26).
Както се вижда от фягурата, нормалната работа на магнетрона
се характерызккра с това, че вигоксчестотнлте напрежения между
съседните сегменти 6 са нзместени по фазана 180°. Ако номери-
раме последс-вателно зсички секменти, можем да каж«.м, че във
всеки момент от времето, когато потенциил ът на нечетяите сег-
менти е положителен, на четнике е отрицателен и обратно. Та-
156
кън тип колебания се наричат к-колебання. С този термин се
подчертаза обстоятелството, че фьзите иа иапреженнята на два
съседпи сегмента са игместеии на ъгъл 180“ или ~ rad.
Доту к се запознахме с разлижите полета, действу ваш и в про-
странстисто между катода и анода (простралството на взаимо-
действие 7). Нека сега разглетаме принципа из действие на магне-
трона. След- включване на анодното напргжечие ЦАЛ електроннте.
излъчеии от катода, ноладаг под зшяншпа на постоянною уско-
ряващо поле на анода и на постоянною магнитно ноле, в резул-
тат на което започват да се въртят по сложив траектория около
катода. Но този начни в пространство го на взаимодействие 7 се
сьздава нъртящ ее електронен облак. В обедните резонатора на
аиодния блок същесгвуват (както вы; венчки електричсски вери-
ги) елекгри^ески флуктуациокнн колебания с нищожно малки
амплитуди. Въртящият се електронен облик влиза вьё взанмо
действие с тях. Взаимодейстпието се оказва нан-енлно с тази от
съставкнте на флуктуацнонните колебания, честотата иа конто
у.товлетнорява условного за вьзликваце на тс колебании в магне-
трона. В реэултат на това взаимодействие елсктрэнше отдават
енергия на възниквагцнте ^-колебания в резонатораге Тези п-ко-
лебания започват да нарастват по амплитуда и ->т своя страна
г.каз'зат обратно въздействие върху електронния облак, което се
игразява в това, че в електронния облак започват да сеочертаьат
радиации еекторп на разреждаие н сгьстяване на електроните.
Това право м обратно взаимодействие протича ненрекъевато.
В резултат амплитудата на тс-колебаннята бьрзо нараства. а елек-
троните във въртящмя се електронен облак бързо се прегрупврат
в споменатмте радиалнн еекторп, докато сблакът се прерърие вьв
въртящи се електроннм спнци. Технчят^ид е показан на фиг. 6.2S.
Така протича преходният пропсу иа самонъз буж да-
ме на високочестотни Автоколебания в магнетро-
на. Той трое много кратко време (части ст мнкросекундата) и
за»ъ|>шБЭ с т. мар. устанозен режим на жатоколебания..
В усткноиен режим на автоколебания въргяздите се електров-
аы спици предстйвдяват устойчиво динамично состояние на елек-
Трснния обдан и се явкзкт своеобразен кянелк, по конто здздтро-
явте се движет от катода към анода. Това движение ставя но
сложим цпклични криви (ф**г. 6.28). като при ясени цикъд елек-
троните отддв^т енергия на тс-колебаннята в резонатормте. Оче-
видао е, че във всяка спица сыцествува дииакпнно равнонес’ве,
т. е. колкчествато електрони, конто постъпеивт от катода, и спи-
цзта, е равно на количестззто слектрозм, конто излизат от нея и
попадвт вт>рг.у анода.
Броят нд слицнтс е равен на половината от брея ва релонато-
рите. 'Ьгловйта честота на въртене иа спяците около катода е
равна на кръговата честота ка гемерираиите автоколебания (тс-
колебания). Устаковсният режим се характериэира м с изпъляение
на 'яде ёдйо условие (наречено условие за сн«фйзност)г кэето се
състои в това, че преминаването на въртяците се елехтронии
спици под процепитг на резонаторите стана точно тогава когато
тяхиото ноле е забавящо, а не ускоряващо за електроните, обра-
Фиг 6.2d
зунащи спициге. При изпълнеиие на тоаа условие движещите се
» спициге елеитрони отдана г енергия нс ыгсскочестотного поле.
Както вече знаем, сяоятэ екергик електроните лолучавзг or пос-
тояийото електрнчсско ноле, Следователно може да се каже че
екергнята на внсокочесготните колебания в обемните резонатори
на магнетрона (в колебателната система иа магнетрона) се полу-
лава за. смепса на преобразуваната енертня, отдявана от изтячннка
на анодно захранващо напрежеиие (7лЛ.
Режимы на работа на магнетрона се определи от анодното
напрежеиие I!от кндукцяята на псстояннсто магнитно поле В
и от товара Z, Ако приемем, че магнетроны работи еъс зада*
ден активен товар Ц (с оптимална стойност), консуммоаната мощ-
вост А,. полезна '5 мощност Ра1 к п. д. т(а и честотата на ге-
нернравите колебания / се определит от стой костите на (.’7. и В
п литера гущпа при ои» нка за режим;’ на магнетрона като изход-
ки промевливя величины се приемы посточиниит аноден гок ,,
и о.остсянното ачодно напрежеиие U». Поратн тоаа работайте ха-
рактеристики ха магнетрона строят в координатната си?гема
1ТЛ\ Към работ ните карамеристикн на магнетроне спадат
следы: ге а мйкем-»-’ ги:
— йолт-гмлерните характеристики //Л=»;,(7Л4И) ярк .5-*const;
1-58
—лимздте на едиакви мощности с/д = v) при Pel=cc»Si
— линяете на еднакви к. п. д. LfA-vs[/AW) при const
— лннямтг на едкааеа честота Ь'л —при /«const.
Теза зарзктеристнкн се cfcfi«ai експерзменталио за всеян теш
♦иг. ъ.?)
одкетрсй Те позмшават да се нзбере неодходнмемт режим при
ексслоатация па шагает роив. На фш. 6.29 с& показами типови
работай характеристики на един ямнулсеи иагчегроп < ноадеши.*1~
м честота /—3,6Grix. Работаете характервстикп с*_ «.неэдт в
огрютсеиа обааст ва вапрсженизт4 « к токоьене /44V. гы; като
ар» малки ачодни напряжения магнетроне.? юиа ^алгк к. п. д.
Прл съдеем малым злодни каярежерче в магнетрона ге мсгат
«е иьзбудят к^чеблжя, тьй като не кол.е да Swe нзпълнено
158
условмето за счнфазност. При малки стойкости на ансдкия тик
магиетроките работят неустойчиво, отдават малка мощност и
инят малък к. п. д. Много гслемите стойкости на аиодния ток са
ограничен» от прегсзарването на катода, прееишаване иа допус-
тимага загубна мощност, разсейвана върху анода, и не.усточчива-
та работа? Непригодните за иэползуване участъци от рабогните
характеристики на фиг. G.29 са защрихоазни. На практика въз-
можносгиге за изменение па режима на работа на магнетрона са
лоста ограниченя. При аададен постоянен магнит магнитната ин-
дукция има строго определена стойност В. В полето на характе
ристиките, дахени нг фиг. 6.29, намираме характеристика га UA—
•“‘FiKut') йРа S—const, конто съотеетствува на тази стойност
на нндукшгата В, и върху нет избнраме точката, конто ще опре-
дели предгочитания от нас режим на работа на магнетрона. Тази
точка определи каква стойност трябва да има постсянната състав-
ка.на анодния ток 1AAV и постоянного а под но напрежение UA.
Изборът на работната точка еднозначчо определи както честота-
та на генерираннте колебания /, така н изходната мощиост Ра1 и
к. п. д. на магнетрозния генератор.
ГЛАВА 7
СТАБИЛИЗАЦИЯ НА ЧЕСТОТАТА НА ГЕНЕРАТОРНОЕ
НА ХАРМОНИЧНИ КОЛЕБАНИЯ
7.1. НеСТАБИЛМОСТ КА ЧЕСТОТАТА НА TWEPATOFFTE
И ДЕСГАБЙЛНЗИРАШИ ФАКТОРИ
а. Общи сседендм за нестабнлкостга на честотата
Честотата из ьвтмомсбаниата на генератора яе е гостошьа змг времето, s
се узденя ненрекъсиато около няхаква средня гтойвост пом на вымеш-
ан я аъпшчн Ikv^k генератора) прикинь. Првчнаите, порами а<жтэ ее измен»
•честотата ва генератора, по-иататък те нарвчаме дестабиаиларашл честотата
•фвкторя или KSkoanto дестабилизиращи факторн. Стшбнлкостга и®
честотата ил автоколебанията, произвеасдакм ст генератора, огр-гдели ствбихасст*
га не честотата as носедапо колебавже не радяопредаъагезя иди, както н&крат
«9 се назем, ставили ост та «а честотата к» р а д ио с р о д * в а т е'л а.
Последната е един от най вакоште йоклмгели на ееаки радиспредеэттл. Особе-
ио строги нзисквания към ста&лнссгтя иа честотата се првдявяват към радио-
раэпръсквателйите предасателн, а съод» н към ртдиосвързочянте аредлэатели.
Броят на едаовременио оаботещкте рааностаг’чяи е гелии, а определечит? зя
•всяка елка ;т честотни ленти са много тесии. При «иска ггабилавдст ла чес
тотата те онха се ему тачали взаккзд. При внеока стэбчмюст на честстзта ва
раднооредЕ^й^е я се оСлекчават аимително условняты га мизане в рсаиосуъзва
и поддържането н. Нкпример, аис е висока стабялвостта на честотата ва wa-
вящня гег.ератор н раднспре.я«ва,'е;л и «а хечерелки.чня генератор в сьотчетив»
злу рэдкепрнемгий (я другая край н;, радноликиячг), е аъзнолгко пли-анс в p«w о-
160
еръзха без „търссме“ к поддържането и без иепрегьсната настроена на честота-
га. Освея това е вълможио устаноаяваието на пс-тясна лента на пропускам. на
приемника, което води при други рзвии условия до увелнчавзне ва стжипеиието
оояедон сигнал,шум.
Това говор» достатъчно за голямото значение, което имэ стабнляопта иа
честотата на генераторите. ... :
Нестабнлност иа честотатана един генератор иаричаме
яэмененкето в ъ в времето кв честотата иа геиериранвте от
него автоколебания, иреднзвикано от'въздействието на>
различии дестабилнзиращи факторн.
За количестве** оценка на кестабнлн-зс«та «а честотата на генератора се
използуват понятsisrc абсолютна и огносителна кестабилност.
Абсолютна нестабилн&ет се нарнчз разликата между текущата стойисст
а честотата / н нейнага номкиалка стойност fc
(7.1)
Относителна кестабилност се нарича отношеннетз на абсолюгната веста
билност на честотата към нейизта номиналиа стойност:
Д/
(7.2)
Чесго пъти в практиката е по-удобно да се определи отношенкето Д/// вмес-
то Д///о. при което се явява една малка грешка в оиределянего на отноентелиа-
та несталнлкост иа честотата.
Честотата кв автоколебанията на генератора нейната стабилиост зависят от
параметрите нл колебателната система и режима на работа на актнвния трипо-
люсник.
Честотата иа геиерираиите колебания се определи от резскаисната честота
на еквивалеитння колебателен кръг f'o, в който влнзат не само индуктивностите
и кзпаиитетите на пасивния триполюсник на генератора, но н реактивните к ак-
типките проводимости иа актиннкя му триполюсник к индуктивностнте и капа-
имтетите на съединктелните проводници, т. е. монтажннте паразитки реактив-
ности. От това следы, че измсиеиието на /0 се предиэвиква както от измеиение-
то на първнчниге (основкитс) пераметрн на кръга, така и от нзменевието на
вторичинте (внесеките от актнвния триполюсник к монтажа) паразитки параиетри
иа кръга. Тода са т. нар «реки причини за изменение иа честотата на ге-
нератора. При тях дестабнлйэирашите факторн влияят пряно върху елемемтите
(параметрит*.) иа колебателния кръг (на колебателна г» система) и изменит не-
тчжата собствен» честота. Осееи тях съшествувят и т. нар. косо е ин причини.
Те изменят честогата на генератора, като оказва? вчиянке върху фазовите ъг-
ля ем. фя. конто уччетвуеат в урзвяението иа баланса иа фазнте (6.18).
Както ьчаем, всяко изменение на кой да е ст тези ъгли нарушена ба-
ламся на фвзмте. В резултат на тева мъэнккне преходен провес н генератора,
зю&го закърш&а с устав ;мыие иа нов баланс иа фонте, ко вече прн нова чес-
тотэ. 3 това се съетоя влйяянето нл кдоа«й«е причини въ£ ху честотата.
& Етрлаяиосг з ф?вксй5>аша сп<?со&«ос7 кйяебателзи» кръг
.зм геа«?ратор&
КолебяГеляпят кры (колебателната система} га «ен.ржгора протнводейстаука
ш влкиннетс на лестевмтизирдтач-е 4‘!кторн- Това xetoev свойстаа се оцен'яза
посредством кеняпчг! а етзлоняост и фикспратка способ в ист.,
Ета.юлност на tcc-Atf-aeuMnit к^. г*, и.,р«чв о> «л-Оя^тта мс да здодева
ненз<<С|П1Н л«кто ьървичв1лге, гам я вторч’отгге (гарвэгтиите) .и саркжгри, :.он-

16!
то определят еквизалентната му резонансна честота /0. С други думк, еталон-
ността на колебателния кръг (колебателната система) характеризнра споссбността
му да иротшюдействува на преките дестабилизиращи причини. Съвременните
технологии за изработване на кръговите бобнни и кондеязатори позволяват по-
стнгакето на висока еталониост на.техннте параметри. Влсшавааето на еталои-
носгта на еквивалентната колебагелна система се дьлжи главно на нёстабнл-
ността (ниската еталониост) иа вторичннте й параметри, т. е. иа междуелектродните
капацитети, ггндуктивиости к съпрот явления иа актив ните триполюсннцн и иа мон-
тажиите съедикителни проводнице. Влиянието на последните се намалява при ио-
слаба връзка между колебателната система» актнвння трилолюсннк. При зададена
стойност на съпротивлението на кръга Zj =/?’о, което той трябаа да има в точките
на включвадето сн между колектора и емитера на транзистора връзката на по-
следний към холебателния кръг ще бъде толкова no-слаба, колкого по-голям е ек-
внвалеитннят качествен фактор иа кръга Q'. Тук със символа „прим*, постанен
над f0, Ze и Q, се подчертава. че става въпрос за параметри на еквнвалентния
колебателен кръг, който включва в себе сн и внесените проводимости от тран-
зистора.
Фпксираща способност на колебателния кръс се нарича способности му
да противодействуем на косвекнте дестабилнзнрашн прнчинн. конто възденству-
ват върху честотата на генератора посредством изменение ва фазовнте ъгли
<рк н Тя е толкова по-голяма, колкого по-голям е еквквалентният качествен
фактор Q', тъй като на него съответствува стръмна фазова характеристика на
колебателния кръг. Тогава прн един и съ’ии дестабилизяращи фактори честота-
та на генератора се нзменя по-малко. За да обясним това, ще приемем, че гене-
раторът е фазозокомпеиснран, т. е. нзпълнено е условнето
(7.3) ^г+ч>к=»180*.
Тогава фазата на колебателния кръг (фазата на товара) 5>е съгласно с урав-
ненного на баланса на фазите не може да нма друга стойност освги нула (q>e=
=0). Това озиачава, че генераторът трябва да генернра автоколебания с често-
та, прн която колебателинят кръг ще е настроен в резонанс, т. е. че честотата
на генератора по принуждение трябва да съвпааа точно с резоианечата честота
на кръга /=/0.
За по-голяма простота-ще обеднним ®и+фи—180“ в един общ фазев ъгъя
^1,к:
(7.1) Ч>2! к”¥21+<рк- 180*.
Тогава уравиеннето на баланса на фазите прндобива вида
(7.5) tp2i_ к“Н?е^0.
При фазево компенсираи генератор <р2( , “0, което се внжла от формула
(7.3); при това и ч>, «=0.
Нека сега допускем, че под влияние на дестзбилнзнрашите фактори обшият
фазов ъгъл е получил изменението и- От (7.5) следва, че щом ъгъ-тът
Ф2| к е получил изменение Aq;,, к, следва и ъгълът да получи изменение Ayt.
При това тези две изменения А?21 к и Д<ре трябва да бьдат равнн по абсолютна
стойност н обратим по зрак, за да се получи отново баланс ва фаанте.
От казаното по-горе следват две важни заключения:
1. За да получим генератор с висока стабилност на честотата, трябва да се
стремим към колкого е възыожно по-голяма стойкое? на еквивалектння качест-
вен фактор на кръга (/. За тазк цел не е досгатьчно само да изберем бобины
и кондензаторн с голям ка<чествеи фактор, а трябва да на мал мы до минимум вне-
семте в кръга проводимости от актнвння триполюсник.
162
2. Желателио е генераторът да бъде построен така, че да работи с настроен
колебателен кръг, т. е. честотата на генератора да съвпадз точно с реэонанснз-
та честота /0 на еквивалеитнкя колебателен кръг. Това се тостига с изпълне-
ние на условяетс (7.4) за пьяна фвзова компенсация. При и?бран качествен фак-
тор ((>'=const) стръмността на фазовата характеристика е различна за различ-
имте точки от йен. Тя е нап готяма в средната й част, т. е. в точката, конто съ-
ответстзува на резонансиата честота /д на колебателния кръг. В тази точка фик-
свращата способност на колебагелнкя кръг е наЯ-геляма, анегтабилисстта иа ге-
нератора — иай-малка.
в. Общи зависимости за нестабилността на честотата
на генератора от дестабнлизиращите фактсрн
Тук ще се слрем по-подробио на преките дестабнлнэиращи факторн, конто
влияяг направо върху резонансиата честота fa на колебателния кръг на генера-
тора. При това навсякьде по-долу под колебателен кръг ще разбираме пълин»
(екънвалеитння) колебателен кръг, включващ в себе си както пърличяите еле-
менти L* и Ск, така и ннесените проводимости от активння триполюсник и съе-
дииителннте проводннци. За простота ще отбглязваме иегова« реаоиянсна чес-
тота само с /о, еквиоалентната му нндуктнвност с £*, а екзяваленгння ну капа-
пнтет с С.
Прекн дестабилизирашн факторнздгенератора са измененията ка тем-
пе рят у р ат а, на вахраиващите" напрежения, мехами че с к и те
деформации и сътресенни, действуващи иърху елемеп-
тите, от конто есъс-тавек, н в ме нен к е т о я а в л а г ата иа окал-
иата среда, наатмосферното иалвгаие и др.
Прк еднокръговите £С-генератори с пына фазова компенсация честотата на
генератора съвпада с резонансиата честота на колебатслмья кръг, която се опре-
деля с нззестнатв формула на Томсов:
(7-6)
1
Ако прмемем, че под влияние на дестабилкзнрашкте фактсрн общат* индук-
тивном на колебателния кры Дк се е изменила с Д£к. а обишят крыов капа-
цитет С* — с ДС*, честотата на генератора ще се измени с Д/. Тога»а
(77)

От (7.2), (7.6) и (7.7) се камнри .фъзката -:ежду относмтеяката аестабил-
ност на честотата на генератора Д///о и отиосктелнитс иесгабалностк ат ч?ра-
„ д/-к АС,
метрите ка колебателния му кръг -у—- и —
(’8)
Д/ 1 / д£ж ДСК \
. ел —-J------Т’—----- ! •
/о ? \ с; )
Знакът .минус* в тази формула показва, че с уиелнченке но иьдуктивност-
та и капацитетв на кръга честотгта на генератора се намалява и обратно- Фер-
мулата показва още, че отноентелиата нестабилност на параметрите Lx и Ск на
163
иояс&тлггия кръг трябва да бъде по-малкз от зададечата допустима нестабил-
я®;т на честота на генератора.
Нека да ра?гле-г,»ме когпделио аяильиега на различимте дестабнлизиращи
фвзтпрз.
г« Hesa-йАнлност иг честотата порок изменение
на температурата
Температурата на елементите на колебателния кръг може да се измени по
две пряччкн. Пъри®, ноже да ее изменя г.колната температура. Това
ныа съществено яакчеине иодеижинте радиостанции (возимм и носима). При
уях температурят» нй о«х*еяя»та среда ноже да се измени в голени границ» и д>
оказва значително влияние върху честстатг на задаващия генератор. Прн ста-
циокарните р4Д»$стдш№з. конто ы разполежепн обикновено в закрнти помеще-
ния» «Зйснекяето на теъгдаратурата на экс««ата среда става в сравнително по-
мзяки границ». Следояатслно вяияннето на те'мпературата на околната среда вър-
жу задаващия генератор е по-сздбо. Второ, температурата ча детайлите на кръ-
га може да се намека ст загрянаигто нм вследствие на протичэщия през тях
гак. Загрява се и дктивният триполюсник жзрадн протнчащня през него ток. При
това се нзнеэдгг «егсъчте проводимости — сходна, изходна и проход на а те
учас<вув« э ехвивалентннй колебателен кръг и изменят резонансната му честот .
Зя сбеекчаваме на задачатз за стябнлизацнч на честотата задавашиге гене-
ратора се правят с мелка нсъ.да.ст от пергдъка на еднници михивати. Поради
тоьа загряването нг елементизе на колебатекиик кръг от разсейваната в ткх ви-
сочочеиотма мошност ияма сывестпено значение. Загряването на активння три-
йолтсснйъ (биц мкрен или лолевн транзистор) е по-значнтелно. Необходимо е той
да работн в сблеичеи режим. Затоаа активните трнполюенкци в генераторите се
зкатзуеат «ри загубив мощное?, знаънтетно по-мазка от допустимата.
Прн изменение на температурата капацатетите н индуктивностнте се изме-
нят поради изменение на жнейнкте раамери иа бобините и кондензаторите в
соответствие с техмите ктеф«чнеггг« ял линейно разширепне. Едиовремеино с
тока температурата влаге върху диеяектрическдта проннцяемост а на нзолацион-
н.чте ин чатерналч и ьърху актиевого «.проявление на проводнкците на бо-
бнните.
За да накалим одяшисто на скалиата температура върт у честотата на гене-
ре, ерз, оеобено в сдучткте когато тя се итыэдя в широки границ». можем да
гастынде яо дна иачаяа. Г «.рвг.йт иячнк е да постажш> колебателиия кръг на ге-
иерзтера я термостат, с ксето да го жэад^раче от елмякието на температурата
м ©колг. та ргда. Tosh bfb«< обаче се esSwtta и то дчобено прн пор атнвните
рзд*-астхямп.з, тъй кзто укгличам сбеиэ, геглято и к -чсучацнзта иа електро-
еиергда, Втсръит начни ер? кепстру ирам? т*»«« колебателнн^ кръг, че той да има
малък температуре» коефнькент ня‘ пестагаг». Гова се постиг» иоспедс.гэсм прн-
лагянс-га иа г. глр. температур аз комленевцкя иа колебателния
жръг.
д. Еест&бнляост на че* тотата пЪрада изменение
се захранвщцмте каиреасеккя
Измененмето из захракзвагме'е иеггрежевня влняе върху честогата на гене-
ратора ьакто пряко, такй и носпено (посредством изменение ил баланса иа «ра-
зите). При К’меаенге гга вяэрана.няите напрелгсияй се изменят езреметркте на
яктивяяя гриполюсэдяг и в 48 и вост фазгт? на стръмността з.у уг!, входиата, из-
ходлата и проходнага проаокпмост. Тс учзствуидт кдхто в моду да. така и г.ъв
фазата на ксе-^ицнеига на обр^гмя свръзка. Следователно изменечието
164
яа звхранващчте напрсження води да нзменеяие яа фазовите ъгли ?к! и
4>к в баланса на фазите, а отгук до измгиеиче на честотата м ress-рато
Това влияние върху честотата е толчовд яо-нажо, колкого е пе-голяма
фиксирашата способное? на голе-зтелнна ».ръг. Прякото влияние на за-
храиващитс напрежеиня върху честотата на генератора се изразява в следното.
Входната, изхеднзта и прочодидга проьодимосг и» актмвиня три> люсиик участ-
вуем? к»то сьставви еледсяти в ек-ивгиенння жомРвтеле» кръг. Тяхчото иаме-
неине при изменение на лэхранвакгите идауежеиия крсмеяя р*зонансидта «густо-
та иа колебателния кръг, а следователно и честотата яа генератора.
е. Иестйбилиост иа чесгстата иорадм мемамичин сыресент’Я
и рибрацми
Мехаиичинте смресеияа и внбрацви »а генератора водит до изменение на
*4 даците га и индуктивисстта из еидцвадантния му колебателен кръг. Насриыер
при вибрации се измена комжеяиеп» на ротс-рыле г;ле тяян сгрямо статооните
иа кондензатора с промевлнв кякгцчтет. Иэменя се съ-ЦО раэстояпного на -'ъе-
дикителннге лроводницн спрямо ехрлиа (спрямо мает), а следователно w теяният
капаинтет и т. н. Влиянието яа аиСрац^ите в сравнение с другнте дестгбилизир*-
щн фактори може да се окажл с ио-гмино иля но-ыалко заячевие за ладен радио-
предавать в ззавсимост от условна™ на негов1та ехеялоатаиия. При подвижин-
те радиопредаватели (авггс-лобнлнл, самолетйи. кор*бня) вибряцинте оказва? съ-
шествено влияние върху честотата. Загова яри тез» релизпредаязтели се взема”
съответии мерки r,ps проехтнрането, хснструиравети ы монтажа.
В заеодгхи условии пядаижийте радиопредяватеди ее педлагат на механиче-
ски изпнтакия за издръжливост среоф сътрес&тия и вибрации с помощта на спе-
циални агрегати. иаре>;еии тръектчки.
ж. Нестабмлност на честотата поради изменение tut влага rs
к налягането
Измененного ка влагата е един ст важните дестабклизярдши фактор», измто
и измеиеннето яа температурстд. То е особеж» съижтвеко при задеващите ге-
нератор» с плавен честотен обхват, в конто се нзползува промеилив въэдушеи
вендензатор.
Влиянием» на влагата върху честотата се проииям посредством изменение
иа днелектрическега проницаемое? ? иа въздуха. ноете ттря эдздушнин коидеи-
затор води до изменение иа иетоакя агпгьигет. Семи го»м при голяма влаж-
неет на възлуха аърху повърхиостта на пластнните из въмушния кондеиздтср
кондензнра вода, кое? о също вода до изменение на дшшзьпета му. Поради тези
причини променливнят въздутен хондеизатстр ври псдвяжни.-е радиостанции м
особеио при корабиите се херметяэнрз.
Изменеиието ва налягането иа ььздуха съц;о влмяе върху честотата иа ге-
нератора поради изменение на днелсктрччесхата проницаемост иа въздуха Прн
нъздушеи промеилнв кондеизатор в колебатеяиня кръг на генератора ьзменечне-
тс иа налягането води до изменение на честотата посредством измее»нието иа а
на въздуха. Особено голяма релв има изменс-нието на салят ането прн санолет-
инте радиостанции, тъй като в зависимое? от височш-ата то нма широки граниии.
При изменение на внеочината значително се изменят сътго температурит а н
влагата. Всичкн тези факторн при самолет ните радиостанции действучат върху
честотата одновременно.
165
з. Нестабилност на честотатг. поради реакцията
на следващите стъпала
Ако реакцията (въздействие!о) на слслпгщите стъпала върху задававши ге-
нератор е промеилпва, тя също става причина за изменение на честотата иа ав-
токолебанмята. Особено силно е злиянигто иа стъпалото, включено пепосре.тстве-
ни след задаващия генератор. Проводимости ка неговата входна верига се оказ-
ва включена в колебателния кръ1 на генератора и всяко нейно изменение волн
дс изменение на честотата на автоколебанията. 3.1 отстраняване на това влияние
първото уснлвателно стъпало, включено след генератора, се поставя в буферен
(отделителей) режим на работа. Този режим в ндеалния случай се хграктеризира
С липса на ток във входната верига. Това може да се постигие при използуване
иа по.тевн транзнстори. Бипблярните транзнстори поради принципа на своето
действие не могат да реботят без ток във входната верига. За намаляваче на
влияинето нл тяхната яходиа верига върху честотата на генератора желателно с
да се поставят в режим с колкого може по-малък входен ток.
Реакцията иа мощйнте стъпала иа радиопредавателя върху задаващия ге-
нератор може да се оеъщестчява посредством техните разсеянн магнитни полета,
а също чрез създаване на паразитки електродвнжещи напрежения в эахранва-
щите проводннци ча генерзаора. За намтляззне иа дестабилизнращото влияние
на мощните стъпала върху задаващия генератор се правя щателно магнитно и
еяектростатично екраннраие на аенчкн неговн елементи. Друг начин за намаля-
ване на реакцията на следвзщнте стъпала вьр.чу генератора е използуване иа
умножение на честотата е първите стъпзла след генератора. За намаляване на
влияинето върху генератора през захранващите проьодницн необходимо е в тях
да се включчат рззвърззащи (разделяши) фялтри.
Относнтелната нестабилност на честотата на един /.С-генератор прн едно-
временно оьздействие на различимте дестабнлнзнращн факторн е от порядъка на
10“*-т-10" 3 В най-добрип случай, когато се вземат всички възможпи мерки за
псдобривзне на стябнлността, минималнага относителна нестабилност на честота-
т* на /..(^-генератора при с циовременното въздейстече на разлнчните дестабили-
зиращн факторн се получзва от порядъка на 10—*. Когато нзискванията към ста-
бияностга на честотата са още по-ьнсоки, необходимо е да се използуват коле-
бзтелни снстеми с повисока еталониост и по-голяма фикенраща способност —
например кварцовн резонатори
7.2. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА КВАРЦОВА СТАБИЛИЗАЦИЯ НА ЧЕСТОТАТА.
КВАРЦОВН ГЕНЕРАТОРЙ С ИНДУКТИВНА РАЗСТРОЙКА
НА КВАРЦОВИЯ РЕЗОНАТОР
а.. Кварцовн резонатор»
Кварцовичт резонатор представлява елёктромеханпчна колеба-
телна система с разпределени параметр.!. Той има вид на плас-
тинка, която се кзрязза от кварцов кристал. Кварцовият кристал
е минерал (по химически съетав представлява силициев двуокис
SiO2). Той има вид на шестоъгълна призма с лнрамиди в краища-
та (фиг. 7.1 и). Ккарцовия г кристал има няколко оси на симетрия—
една оптична ос г, три електрпчески оси х и три механичии оси
у. Олтичката ос съединява ньрховете на противоположимте пи-
рамид». При производство™ на кварцовите резонаторы пирамиди-
те на кварцовия кристал се отстраняват, а плдстинкнте (кварцо-
166
вите резонаторн) се изрязват от шестбъгълна га призма. Една
електрическа и една механична ос са показами на фиг. 7.16, къ-
лето е изобразена основата на шестоъгълната призма. Електри-
ческите оси съвпадат с диагоналите на шестоъгълника, а меха-
Фнг. 7.1
ннчните сьединяват среднте на срещуположните му стели. Съще-
ствуваг различии начини за изрязване на пластинките от кварце-
вин кристал в зависимост от ориентацията им спрямо трите вида
осн — електрическа, механична и оптична, конто образуют право-
ъгълна гростракствена координатна система xyz. Така получава-
«ите кеэрцови пластинки имат и различии свойства. Прието е в
литературата изрязванего на пластинката по определена ориента-
ция да се нарича накрагко срез. Строга теория на тези срезове
все още ие е създадена. Затова оптимални срезове с различно
предназначение са определеии само по експсриментвлен път. До-
сега са се наложили например срезовете, посети наименованията:
АТ срез, ВТ срез, СТ срез, DT срез, GT срез, МТ срез, NT срез,
X срез и др. На фиг. 7.1в е показан един от най простите видо-
ве— X срез, Ориентацията на изрязаната пластинка спрямо трите
•оси се вижда добре на фиг. 7.1г. От всички видове срезове кай-
jMacoeo приложение нма АТ срез.
Механичннте колебания на кварцовата пластинка могат да
бъдат използуваки за получаване ка електрически колебания по-
ряди правит. и обратния пиезоелектрически ефект.
Правият пиезоелектрически ефект се сЪстои в това, че механич-
•ните деформации нй кварцовата пластинка прсдпзвикват появява-
«е на електрически заряди върху нейните стени. Обратно, ако
кварцовата пластинка бъде поставена в електрическо поле, то
предизвиква механични деформации в нея (свиване, разгягане,
огъване и др.). В това се състои обратният пиезоелектрически
•ефект.
След като бъде изрязана от кварцовия кристал (по един от
•споменатите по-горе срезове), кварцовата пластинка се подлага
«а допълнителна обработка до получаване на необходнмата фор-
ма и необходимите геометрични ра'змери. След това върху срещу-
167
подожните стеки на пластннката се напася тънък проводим слой
(сребърен). Плаетинката се зггваря в корпус (метален или стък-
лен), а от двата проводмми слоя (електродите на властинката)
през корпуса се прокарват изводи. В такъв вид кварцовата пла-
стинка се нарича кварцоа резонатор и мма строго определен»
електрически свойства.
5 Електрически параметр» в» кварцовите резокатери
Електродяте на кварцовия резонатор (сребърнкте слоеве, нанс-
сени върху двете срещуположни стеии на кварцоелта плас^чка)
образуват кондензатор с капацитет Cw който (както прн всеми
плосък кондензатор) е право пропорционален на ллощта sa елечтро-
Фиг. 7.2
дите 5 и ив днелектриччата проницаемост г на жварцовата пла-
стинка и обратно пропорцноаален на дебедкмата не пластикката gfc
(7.9) С„-е4-
Ако кв^рцовата пластинка (квдрцоаият резонатор) не прите-
жёвате пиеэоелектрическм свойства, всяко променливо напряже-
ние, приложено между електродите й, би предяэвикало чисто ка-
пацитнвен ток 1С, който протича през капацитета Со. В д&йстьп-
телност при гфмлагвне на променливо напреЛкевие от вида и~
= (Zees(фиг. 7.2а) протича ток/(<), конто освен капацитив-
ния ток ic{i) има още една съставка /\(/). дължаща се на пи#зо-
електрическите свойства на кварцовата пластинка:
168 ~
Нека поясним накратко поради какай причини се появяэа вто-
рите съставха на тока i/t). Променливото напрежение u~Ucos«4
приложено между електродите на резонатора, създава пррменлн-
о електрическо поле с ннтеизивиост с -£'cos at Тъй като квар-
иовата пластинка се намира в това поле, то поради явлението об-
ратен пиезсежктрически ефект тя ще започне да трептн (ще за-
почн* да се свива и разтяге) в такт с приложено™ напрежение-
С други думи, приложено™ електричещ-о капреженяе и = U cos wf
чрез обратная пиезоелектрически ефект ще причнии периодичнн
механнчии деформации в кварцовата пластинка, извършващи се
принудително с честотата на напрежението <д. Тези механнчнн де-
формации от своя страна поради явлението прав пиезоедектрнче-
ски ефект ще предизвикат появата на електрически заряди върху
противоположните стени на пластииката, т. е. върху електродите
па пластинката. Тези заряди във всеки момент нмат противопо-
ложна знаки (помежду сн), на се кроме нят периодично и право-
пропорциокално иа нзвършващите ite механичкн деформации на
кварцовата пластинка. Именно тези заряди (псявявзщи се поради
пиезоелектрическите свойства за кварцовня резонатор) създават
допълнителната състадка на тока конто е пропорциснална!
иа медаикчните деформации на квзрцовата пластинка и има също
честота f Амплитудата и фазата на тази съставка обаче
зависит от разлнката. ъежду честотата на прнложеното въяшно-
напрежение f и собствеиата (реэоиансната) честота на кварцовия
резонатор Амплитудата гл механичяите треп тения (колебания}
на квдрцовйя резонатор, а следователно и амплитудата на пкезо-
електрическия ток !ч става найголяма, когато /—
Понеже кварцовият резонатор представляв^ електромехаиич-
иа колебателна система с разпределени параметр!!, той има без-
кр&йво много собствени честоти на механичен резонанс. От тях
най-голямо практическо значение има най-ниската собствен* че-
стота, конто се нарича още основен тон на резонатора. По-ви-
еоимте собстеекн честоти се наричат обертоном на резонатора,
Те наыират приложение в кварцовите генератори, когато трябва
да се ствбялнвнря честотата на генератор, който работн в УКВ-
обхват, т. е. яри честоти над 20—30 MHz.
Въпреки че кварцовият резонатор е колебателна система с
разпределени параметри, той може да бъде представен с екви-
валемтна електрическа схема със съсредоточсни парапетри, но-
само в тесе» честотен интервал, около една коя да е от споме-
катите му собствеви честоти. Например ва фиг. 7.2 б е показана
еквивалентна схема, валидна в околиостта ня пъреата собствена
честота /, на кварцовия резонатор. Тя лредставлява паралеле»
колебателен кръг. В десния му клон е включен капацнтетъг
Сс — между-слектродният капацитет на резонатора. Левият клоп
моделира пиезоелектрическите свойства на мзарцовкя резонатор.
Той предстазлява последователно евързани три елемента: капа-
169>
щнтет Сд, индуктивност £, н загубив съпротивление гд. Те се на-
уичат динамични параметри иа кварцовия резонатор, тъй
като се проявязат само в динамичен режим (когато кварцовата
пластинка трети). Капацитетът Со се проявява както в динами-
чен, така и в статичен режим, т. е. и тогава, когато пластннката
не трети. Поради тази причина той. се нарича статичен па-
уаметър на резонатора. <
На фиг. 7.2 6 токовете, протичащи в двата клона на колеба
телния кръг, както и общият ток са изобразени посредством тех-
жите комплексни амплитуди /д, /с» и /.
Еквивалентното съпротивление ин кварцовия резонатор в най-
общ случай е комплексно и може да се представи като последс-
«ателно свързани едно активно и едно реактивно съпротнвлеяме
(фиг. 7.2 в):
{7.10)
Of фкг. 1.26 се вижда, че както активного, така и реактив-
ного съпротивление зависят от честотата на колебанията, с кои-
то се възбужда кварцовият резонагор. Э^еисимостта от честога-
та на реактивного съпротивление -¥,.,(/) е показана иа фиг. 7.2 г
{горе). От нея се вижда, че при чгстотета на механичния резо-
нанс/, (серийяата резонансна честота на левая клон на колеба-
телння кръг) реактивного съпротивление на кварцовия резонатор
става равно ка нула:
<7Л1) -**СЛ)=О-
В този случай общото съпротивление на резонатора има ми-
жямална стойност:
{7.12) • Zqf—^qgtBln—Rqe^f^
Под графиката Xg<f(f) ка фиг. 7.2 г е показана графиката на
«одула на общото съпротивление иа кварцовия резонатор 'Zg,].
Както се вижда от нея, при серийната резонансна честота мо-
дулът |Z,OI има минималка стойност, определяла : формула (7.12).
Както трябва да се очзква съобразно еквивалеитната схема
от фиг. 136, кварцовият резонатор в околността на най-ниската
механична резонансна честота /, има две електрически резонанс-
ни честоти /, и /0. По-ниската от тях fg е честотата на серийния
резонанс, а по-високата /0.— Честотата на паралелния резонанс на
колебателния кръг. В действителиост еобствената честота на ме-
ханичните колебания на кварцовата пластинка съвпада с резонанс-
иата честота /, на еквивалентната електрическа схема. Тези две
резоиансни честоти се описват съответно с формулите
<7.13)
Jq 2l^LgCq
170
(7.14)
1
~СпСд~
Со •+ Сд
Резонансните честоти f9 и /0 са разположени много близко
«дна до друга. Връзката между тях .може да се изрази посред-
стеом формулата
(7.15) • /o=A(‘+^-)-
И така видяхме как кварцовият резонатор, който представля-
ва сложна електромеханична колебателна система с разпределени
параметри, може да се замени з околността на една от множе-
ството си честоти на собствени колебания (в случая вървата или
основната честота) с един прост колебателен кръг. Не трябва да
забравяме обаче, че тази еквивалеитна електрическа схема е в си-
ла само в честотния интервал, ограничен отделу малко под /ч и
отгоре Малко над /0. При работа на кварцовия резонатор в окол-
ността на друга от мест отите му на собствени колебания той пак
се замени с подобен колебателен кръг, но вече с други стойко-
сти на параметрите Lq, Cq и rq в левия му клон. Десният клон,
който съдържа паразитния междуелектрпден капацитет Со на
кварцовия резонатор, остава винаги един и същ, тъй като не е
свързан с механичните вибрации и резоканси на кварцовата пла-
стинка. Ето эгщо в лшературата деспият клон на еквивалентння
колебателен кръг се нарича статичен, а капацитетът Cv —
статичен капацитет. Левият клон (Lg, Сд и г9) се нарича
динамичен, а параметрите му — Динамични параметри
ма кварцовия резонатор.
Високата стабилност на честотата иа кварцовите генератори
се дължи на високата еталониост (стабилност на параметрите)
и голямата фиксираща способност (поради високия качествен фак-
тор) на кварцовия резонатор като колебателна система. Висока е
еталонноетта на кварцовия резонатор, понеже кварцът е един от
яай-твърдкте мннерали и резонаторната пластинка, която се из-
рязва от него, има високостабилии честоти на собствени колеба-
ния. Благодарение ка високата си твърдост и малките размера
кварцовата пластинка лесно може да се защити от действието на
външните механични деформации и вибрации. При обккновения
колебателен кръг със съсредогочени L- и С-параметри големите
размер» на неговите елементи (бобини и кондензаторн) затрудня-
ват борбата с механичните дестабилизиращи фактори.
Борбата с другия важен дестабнлизиращ фактор — изменевие-
то на температурага на околната среда, се води също сранител-
но по-лесно при кварцовия резонатор в сравнение с обикновения
колебателен кръг. Първо, поради малките си размери кварцови-
ят резонатор лесно може да се термостатира. Второ, в последно
време са откритн и се язползуват масово при пронзаодството на
171
кьйрцовн резонаторн такива срееоае, при конто ТКЧ (гемлера-
турният коефициент на честотата) на кззрцовня резонатор е бли
зък до пула. Ахо при това се приложи и термокомпемсацня на
кварцевая резонатор, нестабнлността ва честотата може да се на-
правя още по-малка. Това е особемо важно за подвижннте радио-
станций, към конто се вредявиват изисквания за висока стабил-
ноет на честотата и одновременно с това за малки лазмерн, тег-
до и конехмация на електроенергнр.
Голямата фиксираща способност на кварцевня резонатор се
дължи иа висооя му качествен фактор — от порядъка яа десе-
ТЕЦИ И С7ОТИЦИ ХИЛЯ ди и дори до и.чколко мялиона, дожато при
обикяовеяите LC-колебвтелни кръгове (със съсредоточени парг-
метри) качественият фактор в иай-добрия случай ста до
500—600.
Наред с големнте предимства използунан'ето ва кварцозяте ре-
зонаторн за стабилизация на честотата има и никои недостатъци.
Основная? от тях е липсага на диапазоняост, т. е. невъзможност
да се работн в плавен честотен обхват. Един кварцов резонатор
може да се нзполэува за стабилизация само на една честота или
иа честоти, кратки иа нея. Този недсстатък в последно време
успешло се пргодолива. Цифровмте екятезатори позволяет само
с един високостабилен спорен кварцев генератор да се получат
множество високостабилни честоти, расположен» с такава стъпка
една от друга, каквато е необходима.
в. Квгроовк генератори, работещи при индуктивна рдзетройк»
на кварцовид резонатор
Съществузат различии стеки на кварцовн генератори. Всичкн
тези генератори могат да се разделят на два осиогки вида:
— каарцови генератори, работещи при индуктивна разстройка
на кварцовия резонатор;
— кварцовя генератори, работещи ори серией резонанс на
кварцовмя резонатор.
Тук ще се спреи по-подробно на първия вид кварцочм геие-
ратори. При тях кварцовнят резонатор трепти на честотата, намира-
ша се между честотнте на сернйчня резснанс и на паралелния
резонанс /0(/¥</</с), за конто той представляла еквивалентно
индуктивно сълротивленне. Този вид кварцови генератори се иа-
ричатоще кварцовн генератори от осцилаторентнп.
Това наименование не е много удачно и постепенно престаза да
се употребчва.
Нека видим колко разновидности на генераторнн схемн могат
да бъдзт създалени при използуване на кварцовия резонатор като
эквивалента пндуктнвност. Знаем, че обобщената триточкова схе-
ма има две основни разновидности — индуктивна трнточкова схе-
172
va и капацитивна триточкова схема. От това следва, че са въз-
можнн следниге три основии варианта на схемн на кварцови ге-
нератори, показами иа. фиг. 7.3.
При първата (фиг. 7.3 а) квэрцовнят резонатор като еквива.
лентна индуктивност (А\>0) е включен между базата и емитера
а при втората (Aj>0)— фиг. 7.3 б. мсхсду кслектора н емитера
Тези две схеми спадах към обобщената индуктивна триточкова
схема. Реализирани с биполярни транзисторн, те имат този недо-
статък, че в първия случай кварцовият резонатор се ыунтира от
сравнително ннското входно съпротивление на транзистора, а във
сгория елучай — от неговото изходно съпротивление. В грегага
схема (фиг. 7.3 в) кварцовият резонатор като еквчвалентна индук-
тивное? ^>0 е включен между базата и колектора на транзи-
стора. Тази схема на кварцов генератор спада към обобщената
капацитивна триточкова схема. Тук кварцовият резонатор се шун-
тира най-слабо, тъй като е включен паралелно иа проходната
проводимост К)2 на активная триполюсник, която е сравштелмо
малка. Etc защо при използуване на биполярни транзисторн като
активни триполюсинци последната схема намира иай-широко при-
ложение. тъй като осигурява най-висока стабилност на честотата
Тя има и друго съществено предимство пред първнте две —
удобна е за хибридно интегрално нзпълчение, тъй като не гъ-
държа индуктивности
На фиг. 74 а е показана пьяна прикпилиа елсктрнческа схема
на кварцем генератор с кварцов резонатор, включен между ба-
эата и кслектора. Тя е със замасен по промёнляв ток емитер и
паралелно захранване на колекторната верига. Базозлта верига г
с комбимнрано паралелно н последователю» захранване. Делигелят
Rv Rz осигурява положитглно фиксирано лреднопреженне, a RC-
групата (/?£. С£)— автоматично отрицателяо предкапреженме за
сметка на ностоянната състаекя на емитеркия ток Лдг.
На фиг. 7.4 б е представена пьяна прккципка електричсска
•схема с кварцов резонатор, включен между базата и емитера.
Тя е с последователно захранване на кодекториага верига. За-
хранване го на базовата верига е «акте в предизта схема.
173
Реактивного съпротнвленне А'2 в схемите иа фиг. 7.5 а и &
понякога се кзпълкява във вид на колебателен кръг. И в двете
схеми той трябва да има резонансна честота, по-висока от често-
татв на автоколебанията на генератора, за да представлява еквн-
валентна индуктипност. 1ези две схемни разновидности са пока-
зами само ио лроменлнв ток на фи»-. 7.5. Те имат това предимст-
во пред схемите от фиг. 7.3 а, в, че поэволяват между колектора
и емитера да се получи променливо яапрежение с по-голяма ам-
а)
Фиг. 7.5
ллитуда. Освен това налкчието на колебателен кръг позволява
работа на тези схеми не само на основеи тон, но евентуално н
на обертон на кварцовия резонатор. Техен недостатък е по-нис-
ката стабилност на честотата в сравнение с аналозите им без ко-
лебателен. кръг. Затова в случайте, когато се изисква висока ста-
билност на честотата, се използуваг схемите без колебателен кръг
(фиг. 7.3), к то пред» всичко схемата с кварцов резонатор междс
базата и колектора.
7.3. КВАРЦОВИ ГЕНЕРАТОРИ, РАБОТЕЩИ ПРИ СЕРИЕЙ РЕЗОНАНС
НА КВАРЦОВИЯ РЕЗОНАТОР
Тези генератори се разделят на еднотранзисторни и многотран-
зисторни. Еднотрамзисторинте от своя страна се разделят на ге-
174
нератори с кварцов резонатор във веригата на об-
рат и а т а свръзка и генератори с кварцов резона
тор, включен п о с л е д о в а т е л н о в к о л е б а т е л н и я к р ъ г.
Ще разгледаме най папред първия вид кварцовн генератори.
а. Генератори с кварцов резонатор във веригата на обратна
свръзка
От обобщената триточкова схема на генератор се вижда, че
кварцовият резонатор може да бъде включен последователно във-
веригата на обратна свръзка на две места. Тези две възможности-
са показани на фиг. 7.6. В единил случай (фиг. 7 6 а) резонато-
Фиг. 7 6
рът е включен в базовия участък на веригата на обратна свръз-
ка, а във втория случай (фиг. 7.6 б) — в емитерния участък При*
включването на кварцов резонатор коефмциентът на обратна
свръзка на генератора се променя. Той вече не закиси само от
елементите Хг и Х2 на колебателния кръг. както е при обикно-
вевата триточкова схема на LC-генераторше. Въпху него оказва
допълнитглио влияние и включениях кварцов резонатор. Напреже-
нието на положнтелна обратна свръзка иг, коетэ се получава
върху елемента А\ на колебателния кръг (фиг. 7.6), не се подава
направо между базата и емитера на транзистора, а през делителя
на напрежеиие, образуваз от съпротивлението на кварцовия ре-
зонатор Zq и входная импеданс на транзистора Z,,.. В този слу-
чай кварцовият генератор ще заработи при тази чес то га, при кои-
то иай-добре се изпълнява условнето за самовъзбуждане. За че-
стотата на серийния си резонанс кварцовият резонатор има минн-
мално съпротивление, равно на съпротивлението гч, в дкнамичния
клон на еквивалентната му заместваща схема (фи!. 7.2 б). Точно
тази честота през делителя ла напрежеиие Zq и Zin в базова-
та верига на транзистора ще постъпва пай-високо напрежение от
веригата на обратната свръзка. Следователно условието за само-
гътб’.гкдане се изпълнява иай-добре за серийната резонансна че-
175
стота к® кварцовия резонатор Д и генераторът ще заработн при
тази честота, За всички честоти, по-високи или по-жски от нея,
сълротивлението на резонатора Zq е по-голяыо (фиг. 7.2 г) и през
делителя на напрежение Z4 и Zrt към базовата верига би постъп-
вкло по-ниско възбудителио напрелвение. При това възбудотелно-
то напрежение С/ы ще бъде толкова по-иисио, колкото повече се
отдалечачаме от серийната резонансна честота
Разновидностите на генератарите с кварцоз резонатор, вклю-
чен последователно във вернгата на обратна свръзка, са много.
Всяка от схемкте на еднокръговите LC-генераторн (следите на
Майснер, Хаотлгй, Колпитц, Клап, а също и вариант ите Шембел—
176
Колпитц, Шембел— Клал и т.н.) може да се превър.че в кварцов
генератор от разглеждания по-горе вид. За тази цел е необходи-
мо да се разкъса веригата на обратна свръзка в базовия или
емитериия участък и на мястото на разкъсването да се включи
кварцов резонатор със серийна резонансна честота, равна на че-
стотата на генератора.
На фиг. 7.7 са покаэани пълни принципни електрически схеми
на кварцов» генераторы с кварцов резонатор във веригата на
«обратна свръзка. Кварцовия? генератор от фиг. 7.7 а е построен
на осиовата на схемата на Майснер, а генераторкте от фиг. 7.7 б
и 7.7 г — въз основа на схемата на Хартлей. Различието между
тях се състои само в това, че в едната схема кварцовият резона-
тор е включен последователио в базовия участък, а в другата —
в емитериия участък иа веригата на обратна свръзка. На фиг.
7.7 в е представен кварцов генератор въз основа на схема Кол-
питц, а на фиг. 7.7д — въз основа на генератора иа Клал.
б. Генератори с кварцов резонатор, включен последователи©
в колебателния кръг
На фиг. 7.8 а е показана променлнвотоковата схема на едно-
кръгов LC-генератор на Колпитц. Приемаме, че той работи при
честота. съвпадаща с резонансиата честота на колебателния си
кръг. Нека сега разкъсаме веригата на колебателния кръг на този
генератор з една коя да е точка и в мястото на разкъсЕЗне вклю-
чим Поспелова гелио кварцов резонатор със серийна резонансна
честота f4, съвяадаща с честогэта н« генератора приди разкъсва*
иете. За тази честота кзарцоенят резонатор представлява чисто
активно съирзтивлепие г„. Слгдока.’елно негоиото ГаЛ.очъане яяма
да измени резакаьсната честота ка екзивалеятния холебателеа
кръг и гевера’юрът ые п^одъяжи да работи при същатэ частота,
при кояго е работал и ир?ди ч».лкнааие на кварцсзия реэсдатпр.
? 2 Радсвиродгм I ц *’*л ге ».
ЛИ ЧЙД->
КИбЛИСТЕКА
!77
Стабилността на честотата му обаче рязко ще се увелнчп поради
рязкото увелнчаване на качествения фактор на колебателния кръг
след включването на кварцовия резонатор. В това можем да се
убедим лесно, ако сравним израза за качествения фактор, който
има .колебателният кръг вреди включване на кварцовия резонатор
(7.16) Q' = -^’
с израза за качествения фактор на еквивалентния колебателен
кръг след включване на кварцовия резонатор
Q" —
(7.17)
Гк+Л'7
•От сравненного се вижда, че при включване на кварцовия ре-
зонатор в кръга се увеличава както общата пндуктнвпост на кръ-
га, така и общего му загубно съпротивленне. Индуктивността
обаче се увеличава много повече от загубното съпротивление,
поради което качествеиият фактор се увеличава Q">Q'. Напри-
мер, ако един генератор, конто работи на честота /—10 MHz, има
индуктивиост на кръга от порядъка на £K=«5;iH и загубно съпро-
тивление от порядъка на качествеиият фактор на кръга
съгласно с формула (7.16) е
'£к 2к. 10.10!.5. 10” 314 _ 1П_
1
<7 =
3
3
При тази честота (10 MHz) кварцовият резонатор има индук-
тивност от порядъка на £?~10 mH и загубно съпротивление от
порядъка на След включване на кварцовия резонатор по-
следователно в колебателния ZC-кръг новата стойност на качест-
веяия фактор Q", определена по формула (7.17), е
п„_ “(/-к+л9) 2тг. 10. 1045.10--Ч-1О. 10 *) 628 000
— - — — — ---- .. ---- — — ---/ vvU.
3-1-8 • п
Следователно включването на кварцовия резонатор последова-
тели© в колебателния кръг на генератора в този пример увели-
чава качествения фактор от (/-105 на (/’ = 57 000. Както се
вижта, качествеиият фактор нараства близо с три порядъка (око-
ло 550 пъти). Оттук следва. че на три порядъка ще се увеличи
н фиксиращата способност на колебателния кръг и приблизител-
но толкова пъти ще се иамали нестабилността на честотата па
генератора.
На фиг. 7.9 са показанн пълни прниципнн електрически схеми
на три различии варианта генератори с кварцов резонатор, вклю-
чен последователи© в Z-C-колебателиия кръг. Както вече споме-
нахме ио-горе, едно от основните изисквания при този вид гене-
ратори е собствената честота на колебателния кръг /0 без резо-
178
иатора (т. е. при свързан накъсо кварцов резонатор).и серийната
честота на резонатора да съвпадат. При това условие генера-
торът произвежда колебания, честотата на конто съвпада със
серийната честота /9 на кварцовия резонатор.
На „фиг. 79 а е поха-
зана схема на генератор
по схема на Шембел —Ко.>
нитц с кварцов резонатор,
включен последователно в •
индуктивиия клон на коле-
бателния кръг. Генерато-
рът е с полеви транзистор
с управляващ PN преход и
N канал. Генераторът ра-
боти с отрицателно пред-
напрежение 77о<0, полу-
чено автоматично като над
па напрежеиие върху /?5
от протичащата през него
постояна съставка на тока
на сорса ISAV. Преднапре-
жението UG се подава към
управляващия електрод
(гейта) през /?ш, включен
паралелно на кварцовия ре-
зонатор. Изходното напре-
жение на генератора се
снема от резистора Ra,
конто в този случай пред-
ставлява външиият апери-
одичен кръг на генератора
на Шембел.
На фиг. 7.9 б е показа
на схема на генератор на
Хартлей с кварцов резо-
натор, включен последова-
телно в капацитивния клон
на колебателния кръг. Гене-
раторът е изпълнен с MOS
транзистор със собствен N
дрейнът (D) иа полевия тра
жеиието е отрицателно и автоматично.
На фнг. 7.9 в е показана схе'мата на генератор на Клан с квар-
цов резонатор, включен последователно в индуктивиия клон на
колебателния кръг. И в тази схема по променлив ток е зэмасен
дрейнът. Този вид полеви транзистори (с нндуциран канал) има
десни статични характеристики. /д(«о). За да може да се само-
възбуди генераторът (както и при генераторите с биполярен
173
/ёнератор на ХартлеЯ
с Q-резонатор 6 йрога В
Нг-
ТС
г. 7.9

/оператор на к'лап
с 0-резонатор
6 крьга
[. По промен тив ток
ор. И в тази схема
е замасен
преднапре-
траязистори), е необходимо на унравля ващня електрод да се по-
дале положнтелно преднапреженне (7о>0. То се получава от об-
глия захранващ токоизточних с помощта на резнетивния делятел
Я Ъ-
Както ее вижда, в трите схемн, иоказани на фиг. 7.9, пара-
лелно на кварцовия резонатор е включен шунтиращ резистор /?ш,
чред незнатен да предотврати евентуалното самовъзбуждане на
гене ратора при честота, близка до честотата на паралелния резо-
нам с на квириовия резонатор. Обикиовено 7?ш=(5-е-1О) гч. Съпро-
ти вленкето на г?ж трябва да бъде знатително по-голямо от съпро-
тн в лен него ва резонатора сри серией резонанс 2^=-д; (за да не
го шунтира) и яизчително гомалко от съпротивлението на резо-
натора блкзо до паралелния резонанс Zq^jioLt (за да го шунти-
ра и не позволи на генератора да работи с индуктивна разстройка).
в. Мнеготранзистор^и кварце:.» генератори, работещи
кри сериен резонанс на кварцовия резонатор
Тук ще .разгледаие само три схеми на кварцовм генератори
от този вид: на Хегиер, Батлер и Мичам.
На фиг. 7.10 е показана пълна принципва електрическа схема
ris генератора на Хегнер. Той се сьстон от един двустгпален
/.'С-усилвател, Всяко от стъпалата работи по схема с общ емитер,
следователно полярността на изхсднотс= напрежение на усилватели
774 съвпада с поляоноегта на входного му напрежение (7|. Поло-
жителната обратна свръзка на генератора е реализирана, като
част от чзходнотс напрежечие Uout се връща обратно към входа
ча усилвателн (напрежението Utl) посредством делителя на напря-
жение, обра' уван от съярстивленяето на кварцовия резояатор Zv
180
и входного съпротивление Z,-.. нэ уоиьателя, Генераторът рабо-
ти при серийма резонансна честота на кварцовия резонатор f~fq,
тъй като при кея коефициентът на ноложителяата обратна свръз-
ка е най голям. Това се дължи на факта, че при тази честота
Фиг 7.11
съпротинлението на кварцовия резонатор Z7, което образуна юр
ноте рамо на делителя във веритата на обратна свръзка, гридо-'
бива минималка стойност Zq min гу. Коефициентът на обратна
свръзка в този случай се определи с формулата
(7Л8> •
От нея се вижда, че когато съпрстивлениего на кварца Z,,
придобива минимална стойност, коефициентът на обратна свръзка
става по-голям. А вече знаем, че колкого по голам е ксефиииен-
тът на обратна свръзка, толкова по-лесао се изпълнява усло-
вието за самовъзбуждане на генератора (вж. формула 6.31)
На фиг. 7.11 е лредставена пълна лринцннка електрпческа
схема на генератор на Батлер. Както генераторът на Хегнер и
той съдържа двустъпален /?С-усилвател, който < баче с ъщестаено
се отлнчава от усилвателя в с.емата на Хегнер. Първого стъпа-
ло работа по с.-.ема с обща базе, а второго— по схема с общ
колектор. В това именно се кряе прачината за но-зисока стабил-
ност на честотата на генератора на Батлер в сравнение с гене-
ратора на Хегнер. Двата генератора ча пръв поглед нзглеждат
18i
подобии. И при двата кварцовият резонатор е включен във вери-
гата на обратна свръзка от изхода на второго усилвателно стъ-
пало към входа на първото. Коефициентът на обратна свръзка
се изразява с една и съща формула (7.18). И двата генератора
Фиг 7.12
имат честота, която се определя от серийната резонансна честота
на кварцовия резонатор /=/„ тъй като при иея коефициентът
иа обратна свръзка Л' е най-голям. Серийният колебателен кръг
(и в двата генератора) е образуван ст кварцовия резонатор, вход-
ная импеданс на първото стъпало (с Т‘) и изходния импеданс
на второго стъпало (с 7’")— фиг. 7.11 б. Неговият качествен фак-
тор зависи не само от загубното съпротивление на кварцовия
резонатор .*•„ во и от активните съставни части: /?'/я на входния
импеданс на първото стъпало и Rt"out на изходния импеданс на
второго стъпало. Колкого са по-юлеми Rln и Roat, толкова по-
нисък ще бъде еквивалентният качествен фактор на кръга, е
следователно и по-малка ще бъде неговата фиксираща способ-
ност. Идеята иа Батлер в предложената от него схема е да се
намалят до възможния минимум съпротивленията Rln и Roa(, за
да се увеличн качествеаият фактор на серийния колебателен кръг.
От всички възможни варианты той е избрал оптималния. Първото
стъпало има схема със замасеиз база, 1ъй като при нея входното
съпротивление е най-ыалко. Второто стъпало има схема с общ
колектор, тъй като при нея вэходното съпротивление е най-малко.
Еквивалентният качествен фактор се получава много голям, а
нестабилността на честотата е много малка. Именно поради това
тази схема намира голямо приложение в практиката.
На фиг. 7.12 е дадена лълиа прииципна електрическа схема
ва генератора на Мичам, но за простота в еднотранзистореи ва-
риант— само с транзистора Т. Другият транзистор Т* не участ-
вува в схемата ва генератора. С него е реализирано отделителмо-
182
го (буферного) стъпало, следващо след генератора. В действител-
ност генераторът иа Мичам в повечето случаи е мпогостъпален,
сьдържащ две, три и дори повече усилвателни стъпала. Но и
този опростен вид не пречи да се разбере основната идея, която
лежи в неговата схема. 1 'ай-важната съставка част от генератора
иа Мичам е четирираменният мост, образуван от един кварцов
резонатор и три резистора. Единият от тези резистори е с
нелинейно съпротивление — варистор, което се измени във функ-
ция от амплитудата на приложено™ върху него напрежение. По-
ложителната обратна свръзка в генератора е реализирзна посред-
ством вторичната намотка и'2 на високочестотния тра юформатор
на изхода на генератора. Напрежението, което се получава в краи-
щата на тази намотка с необходима! а прлярност, се подана към
входа на усилвателя посредством споменатия вече четирираменен
мост. В момента на самовъзбуждане на генератора, когато ам-
плитудата на автоколебанията е нищожно малка, варнсторът /?4 в
моста има такова съпротивление, че мостът е силно разбалансиран
и иеговият коефициент на предаване по напрежение е най-голям.
Включеният в едното от рамената иа моста кварцов резонатор
има за задача да определи честотата на автоколебанията на гене-
ратора. Мостът е така оразмерен, че коефициентът му на преда-
ване е най-голям за серийиата резонансна честота на кварцовия
резонатор, поради което генераторът се самовъзбужда именно за
тази честота. С нарастване на амплитудата иа автоколебанията
падът на напрежение върху варистора се увеличена, поради
което се изменя неговото съпротивление, и то в тгкава посока,
че разбалансирането на моста намалява. При това се намалява
коефициентът на предаване на моста. Пълен баланс на моста не
се получава, тъй като тогава иеговият коефициент на предаване
би станал равен на нула, положнтелната обратна свръзка ще се
прекъсве и генераторът ще пресгане да работи. Мостът тук
играе ролята на нелинеен елемент, който ограничава нарастването
на амплитудата на автоколебанията в стационарен режим до една
не много голяма стойност. Прн повечето генераторнн схеми роля-
та на нелинеен (ограничаващ) елемент се нэп длинна от актнвння
триполюсник, като амплитудата на автоколебанията се ограничава
при сравнително голяма стойност. В схемата на Мичам ограниче-
ние™ става при много малка амплитуда, което е основното й
предимство. При малка стационарна амплитуда на автоколебани-
ята кварцовият резонатор се самозагрява малко от високочестот-
ните токове, протичащи през него. Следователно в малки граници
ще се изменя и неговата резонансна честота, а поради това малка
ще бъде и нестабилността на честотата на генератора, предиз-
викана от самозагряваие на кварцовия резонатор. Друго предим-
ство е, че усилвателните стъпала (в случая само едно) работят
в линеен режим без нелинейнн изкривявания, при което се полу-
чаваг сравнително чисти хармонични колебания. Това е от особено
183
важно значение при генераторите на подносещи честоти в мне-
гоканалните уплътиителни уредби за жични и радиорелейни
свръзки, поради което този генератор се използува често в тях.
г. Обертояови кварцовн генератори
Максим алната работяа честота, прн която кварцовнте резоне-
тори могат да работят на основен тон (на оснсвно колебание), се
ограинчава ст минималннте геомегрични размери на кварцоватз
пластинка и в частносг от нейната дебелнна. Повишаването на
честотата на кварцовия резонатор изисква нсмаляваие на дебелн-
яата на пластннката. При честота от порядъка на 10 MHz дебе-
лината на кварцовата пластинка е около 0,3 пил. Израбстванет»
на по-тънки пластинки е възможно, обаче те са чулливи и се из-
ползуеат рздко.
При по-висски честоти се използувз работа на ктарцовия ре-
зонатор яа обертон, т. е при механпчни колебания на кварцовата
пластинка не на основнага частота иа собстьени колебания, а на
никоя от вис щите й собствен» честоти.
На фиг. 7.13 е показана пъпната ярннципва електрическа схема
иа генератора на Баглер, работещ в режим на обертон на квар-
роьия резонатор. За да меже кварцовият генератор да рибо-я
при желания п тя обертон на кварцовия резонатор, в схемата са
направенн следните променй. Парно, във веригата на положител-
яата обратна свр'ьзка последователно с кварц>вия резонагор е
аключен серией £С-колебагелен кръг, настроен на честота, съвяа-
даша с желания л-ти обертон (в схемата ог фиг. 7.13 резонансна
та честота на този колебателен кръг е означена с п fv, а е ос-
181
новната серийна резонансна чест.отя на резонатора). Второ, в ко-
лекторната верига на първото усилвателно стъпало е включен пара-
лелен колебателен кръг с резонансна честота, съвпадаща също с
желания обертон (/« = «/<?). При това положение генераторът може
Фиг. 7.14
да работ» само при желания л-ти обертон. За всеки друг обертон,
а така също и за основеия тон генераторът не може да работ»,
тъй като коефмциентът на обратна свръзка практически става
равен на иула. Това се дължи на включения серией колебателен
кръг послецователно с кварцовия резонатор. При резонансната
си честота той има минимално съпротивлечие, а за всички често-
ти под и над нея негоэото съпротивление рязко нараства. Наслед-
ного осягурява максимална стойност на коефициента на обратна
свръзка само за честотата на серийная резонанс на допълнително
включения колебателен кръг. За другите обертонове коефициен-
тът на предаване става равен на нула, тъй като съпротивлението
на този кръг теоретически клони към безкрайност. От друга
страна, включваието на паралелния колебателен кръг в колектор-
ната верига на първия транзистор води до това, че първото стъпа-
ло уеилва само колебанията на л-тия обертон. За всички остана-
ли честоти неговият коефицнент иа усилване клони към нула.
Както се вижда от фиг. 7.13, паралелно на кварцовия резона-
тор е включена компенсираща индуктивност £НС1,П> предназначена
да компснсира вредного влияние на междуелектродняя капацитет
на резонатора Со. При много високи честоти весового съпротив-
ление може да стане много малко и да шунтира динамичная кпон
на кварцовия резонатор Lg, Сч и гч При това кварцовият резо-
натор престава да трепти, а генераторът продължава да работа,
тъй като положктелната обратна свръзка се осъществява през
капацитета Со. Автоколебанията обаче не са стабилни по честота.
За да се избегне вредного влияние на капацитета Со, паралелно
на него се включва £кокп ~ такава стойност, че да се образува
18а
паралелен колебателен кръг £комп, Со, настроен б резонанс за
л-тия обертон, на конто работи генераторът. Генераторът не мо-
же да работи, ако резонаторы не трепти, тъй като веригата на
обратна свръзка се прекъсва поради голямото съпротивлеиие на
паралелния кръг.
На фиг. 7.14 са показани още две схеми на обертонов» квар-
цови генератори. Едната е построена на базата на генератор на
Хартлей (фиг. 7.14 а), а другата — на генератор на Колпитц
.(фиг. 7.14 б). Кварцовият резонатор е включен във веригата на
обратна свръзка на генератора. За да бъде принуден кварцовият
резонатор да трепти ва желания л-тн обертон, трябва собствена-
та честота /0 на колебателния кръг да бъде равна на За ос-
таналите честоти кръгът ще бъде разстроеи и усилвателят яяма
да усилва (генераторът няма да работи). Вредного влияние на
Со тук се намалява чрез допълнителеи неутрализиращ ковденза-
тор Сн, включен така, че да се образува мостова схема. Мосто-
вата сХема при фиг. 7.14 а се състои от двете индуктивности
Lj и Z.2 и от двата капацитета Со и С„, а при фиг. 7.14 6—от
капацитетнте С2, Ся, Си и Со. Капацигетът С„ се избира така, че
когато кварцовият резонатор не трепти, мостовата схема е балэг-
сирана и веригата на обратна свръзка е прекъсната. При разтреп-
тяване иа резонатора мостовата схема се разбалаясир'ва, осигу-
ряваики необходимата стойкост на коефициснта иа обратка свръзка
на генератора. Тези схеми се иаричат мостоеи обертонова схе-
ми на кварцови генератори.
ГЛАВА 8
УПРАВЛЕНИЕ .(МОДУЛАЦИЯ) НА НОСЕЩОТО КОЛЕБАНИЕ
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
8.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА МОДУЛАЦИЯТА
а. Необходнмост от иосещо колебание при радиосвръзките
При радиосвръзките предаваието на сообщения на раэстояиие посредством
радиовълни се извършва с, помощта иа иосещо колебание. То се използува ка-
то преносител на' ииформацията, преданана от еднния край иа радиолинията до
другия б край. В началото иа раднолниията (в предавателния пункт) информацня-
та се ввася в носещото колебание посредством пронеса модуляция, а в противо-
положная it край (в приеммия пункт) тази информация се изплнча обратно от но-
сещото колебание посрет с гном процеса демодуляция (детекция). При модула-
цията иоеешото колебание се нарича. още ‘високочестотно носещо колебание,
а модулиращият сигнал — нискочесто'тно модулиращо колебание,- В този слунай
термииите .високочестотио" и .нискбчестотио* се употребяват ие в абсолютен,
а в относителен смисъл. Те подчертават, че честотата на носещото колебание е
по-висока от честотата на модулиращия сигнал. Отиошението им трябва да бъде
186
ее по-малко от десет при качествено предаване на модулиращия сигнал. Обнк-
новено то е значИтелно по-голямо от десет.
Устройството, в което се извършва прочесы на модулзцията, се нарича мо-
дулационно устройство. В тази глава се разглеждат електрически-) е схеми и
принципы- на действие на различите видове молулауионни устройства, конто
се използуват както в съвременните радиопредавателн, така и в други радио-
електронни устройства.
<5. Видове модулиращи сигнали
Подлежащите иа предаване съобшения могат да бъдат например звукови
колебания (говор, музика или различии звукови ефекти), печатей текст (буквен,
цифре» илн смесей), светлинни образи на подвижни или неподвижнн обекти и
т. н. Както виждаме. съобщеииятя могат да бъдат пай-различни по своята при-
рода. Те се преобразуват във вид. удо<£еи за предаване или както още се каз-
ва, в сигнал (модулиращ сигнал). Това става с помощта на п реобраз у вате лни
устройства. Например, когато съобщението е звук, в качеството иа преобразу-
вател се използува микрофон, който преобразува звуковите вълни в слектри-
чески сигнал. Акосъобщеиието представлява подвижни светлинни образи (какъв-
то е случаят при телевизиоиното предаване), тяхното преобразувапе в електри-
чески сигнал се извършва с помощта на телевизиониа. предавагелна тръба от ти-
па суперортикон, видикон и др.
в. Блокояа схема на радиопредавател от гледна точка
на процеса модуляция
Съвременният радиопредавател в зависимост от своето пред-
назначение може да представлява сложно устройство, съдържа-
що в себе си мнЬго отделяй стъпала. Оттук следва, че и блоко-
вата му схема ще бъде също така сложна. От гледна точка на
Фиг. 8.1
модулационния процес обаче както най-простият, така и най-слож-
лият радиопредавател могат да бъдат предстатени с помощта
187
иа една опростена блоков» схема ст вида на тази, показана не
фиг. 8.1. Тя съдържа два осповни блока: генератор 3, който про-
мзвежда носещото колебание и модулационно устройство, което
от своя страна се състои от две части — модулятор 5 и вйсоко-
честотно модулируемо стъпало 4-
Модулвращият сигнал въздействува пряко върху модулатора
5 и измени безинерционно неговото състояние. Модулаторът от
своя стгана чзмечя режима на работа на модулируемого стъпало
4. Последнею променя никои от параметрите амплитуда, честота
или фаза на носещото колебание, което премииава през него От
модулационното устройство модулираните електрически колебания
аостъпват я антената на радиопредавателя. Тя ги преобразува в
модулирани електромагнцтни' вълни, конто се излъчват по посока
на ириемния пункт.
г. Видове посети колебания
След като изтъкиахме необходвмостта от носещо колебание,
а във връзка с това и необходнмостта от процеса модуляция,
следва да язясиим още два важни въпроса. Първият от тях е
какъв вид трябва да има носещото колебание, а вторият — какви
са въэможните му кюдулации. Тези два въпроса са веразделно
свързани помежду си. Възможнвте видове модулацин зависят от
вида на нзбраното носещо колебание н обратно, избраният вид
модулацня предполага (нзисква) определен вид иосещо колебание.
По принцип като носещи мбгат да бъдат използувани раз-
личии вндсзе колебания. Най-просто е хармоничното носещо ко-
лебание, т. е. колебаиието, което се описва със синусна или ко-
синусна функция. В началняя етап от развитието на радиотехни-
ката за целите на радиосвръзките са бвля кзползуванч само хар-
монячни носещи колебания. Значителен» по-късно, с развитието на
многоканалните връзки, започва г.рилагането и на по-сложни ви-
дове, каквито са например импулсните носещи колебания. В по-
следно вреие се преминава към кзползуване на още по-сложни
видове, кате например т. нар. шумопоЗсбни носещи колебания.
Тенденцията за изиолзуване на по-сложни носещи колебания се
дължи на стремежа да бъдат създадени по-плумоустойчиви си-
стеми за радиосвръзка. Усложняването на носещото колебание
обаче е свървано с усложъяване и оскъпяване на радиосвързочна-
та апаратура като цяло. По тези причини по-сложннте видове
носещи колебания се използуват само там, където е целееъобраз-
но и иаложително. В радиоразпръекването, което е най-масовият
вид радиосвръзка, а също така в голяма част от служебннте
радиосвръзки се използува изключнтелно хармонично носещо ко-
лебание.
188
д. Вцдове модуляции на носещото колебание
Хармоничното носещо колебание (ток. напрежение, електромаг-
нитно поле и т. и.) се характеризира с три параметъра: ампли-
туда, честота и фаза. Изразът за момеитката стойност на промен-
линия ток i(t), протичащ във входа иа радиопредавателната анте-
$н) честота на носещото колебание
Модулиращ сигнал\Нй^е л0
I - Г. 1,^е5ан\е
\ДблнострсМ Горн о
странично коле-
гк
Спактър на AMколебание
Носещо колебание
д;
й
Спектър на че- Долма стра- Горна сгпра-
дулирущ сигнал ничча лерта нична^ лента
Фиг. 8.2
на в носещ режим (т. е. при л и пса на модулиращ сиг-
нал), има следим» вид (фиг. 8.2 а):
•(8.1) i (/) --= /(я) cos (а>(и>Г 4- -ра,,) = /(в) cos (2я/(«/+?{•<))•
Параметрите — амплитуда астата и натляс. фаз»
S83
<р(1г), в носещ режим са постоянни, поради което носещото коле-
бание не съдържа с себе си никаква информация. Внасяието иа
информация в носещото колебание, т. е. процесът на неговата
модулация, е свързан с изменение на някой от параметрите му —
амплитуда, честота или фаза. Оттук следва, че при хармонвчно
носещо колебание са възможнитри вида прости модулации:
амплитудна (AM), честотна (ЧМ) и фазоеа (ФМ).
При амплитудната модулация модулиращият сигнал измени
(управлява, модулира) амплитудата на носещото колебание. При
това амплитудата се измеия право пропорционално (т. е. линейно)
в зависимост от .момевтната стойност на модулиращия сигнал.
Например, ако предаваиото съобщение е един тон, т. е. едио хар-
монично звуково колебание с честота 2 = 2ttF, модулиращият сиг-
нал ще се описва примерно с функцията (фиг. 8.2 б)~.
(8.2) «я(/)=Ua cos й/*= Ua cos 2tcF/.
Амплитудата на носещото колебание ще се измени пропорцн.
онално на модулиращия сигнал и ще се описва с израза (фиг. 9.2 в*
(8.3) / (/)=7(11)+Д/cosS/=/(н) (1 cos2/ \ =
\ Л") /
= /»„)(! +/И cos 52/).
От (8-3) се вижда, че в носещ режим, когато модулиращият
сигнал е равен иа нула иа(/)=0, амплитудата на носещото коле-
бание е постоянна и равна иа 7(и). В процеса на модулацията ам-
плитудата на носещото колебание се изменя около стойността
/(н). Максималната стойност на това изменение в из-
раза (8.3) е означена с Д7, а моментната стойност
на измеввнието иа амплитудата /(в)— с Д/cosQ/. Отио-
д/
шението г—> т. е. отношеиието на максималната стойност на из-
менение на амплитудата Д7 към стойността й в носещ режим
/(и) се нарича коефицнент на амплитудна модулация, дълбо-
чина на модулацията или коефициент на модулация и се от-
белязва със символа Л1:
(8.4)
Моментната стойност на модулнраиото носещо-
колебание в радиопредавателната антена (антенният ток) /дм
(фиг. 8.2 в) при модулиращ сигнал от вида (8.2) има израза
(8.5) 7(»)(1 + A4cos 2/) cos (ш(Н)£-уф(П)).
На фиг. 8.2 г е показан честотният спектър на амплитудие-
модулнраиото колебание, изобраэено на фиг. 8.2 в и описано с из-
раза (8.5), а на фиг. 8.23 — честотният спектър. на модулираиа
190
колебание, когато модулиращият сигнал не е хермоничен, а по-
t.iojKt и.
При честотна модулация модулиращият сигнал и<,(/) из-
мени (модулира) честотата на носещото колебание. Докато в но-
сещ режим (при честотата на носещото колебание е
(8.6)-- /(/)ь=/(н)=const,
то в режим на модулация честотата се измени около стойността
/(н) в зависимост от модулиращия сигнал
(8.7) /(/)-/„>+Д/cosQZ.
Амплитудата на изменението иа честотата Д/ се нарнча ам-
плитуда на честотната девиация (честотното отклонение)
или накратко честотна девиация.
При фазова модулация модулиращият сигнал измени
(модулира) фазата на носещото колебание около стойността й в
носещ режим. От (8,1) се вижда, че фазата на носещото колеба-
ние в носещ режим (т. е. при липса на модулиращ сигнал) е
т. е. тя е линейна функция на времето. В процеса.
на модулация с модулиращ сигнал от вида (8.2) текущата фаза
<р(0 на модулмраното носещо колебание се описва с израза
(8.8) <р (/)=w.h t+<р(я) 4-Д?со8 2/.
Тук с Дф е означена амплитудата на изменението на фазата в
процеса на модулацията. Прието е тя да се нарича амплитуда
на фазовата девиация или още индекс на модулация. Освев със
символа Д'» тази величина се огбелязва още и с т.
Дотук разглелахме трите основни вида модуляции: ам-
плитудыа, честотна и фазова; конто са възможни при едно хар-
мовично носещо колебание. Освен тях са възможни и т. нар. с м е-
сени видоэе модулации. Те се получават, когато модулиращият
сигнал въздействува директно и едиоврс менно върху повече от
един парапет ър на носещото колебание. При хармонично носещо
колебание като пример за смесеиа модулация може да се посо-
чи амплитудко-фазовата модулация (АФМ). При нея модулн-
ращият сигнал въздействува одновременно както върху амплнту-
дата, така и върху фазата на носещото. колебание.
Освен хармонично носещо колебание може да се използуаа
и иосещо колебание, представляващо периодична последовател-
еос !• от правоъгълин импулси (фиг. 8.3 а). Такова импулсно нссе-
що колебание се характеризнра със следннте параметра: ампли-
туда на импулсите h, чесгЛота на повторение на импулсите
f^\jT (или кръгова честота на импулсите ы—2-nf), фаза на
импулсите <f (определяща положением им спрямо такпювите
точки) и продължителност или тиронина на импулсите т. От-
гук следва, че са възможни четирн основни (единички) вида
модулации при такова импулсно носещо колебание. Те са:
19’
— амплитуднс-импулсна модуляция (МАМ), при която про-
шорционално на модулиращия сигнал се измени само амплитуда*
та на нмпулсите (фиг, 8.3 в);
— итрочиино-импулсна модуляция (ШИМ), при която широ-
чината (продължителност-
та) на нмпулсите се из-
меня в съответствие с мо-
ментната стойност на мо-
дулиращих сигнал (фиг.
8.3 г);
— фазоео-импулсна
модуляция (ФИМ), прн
конто фазата на импул-
снте, т. е. положе нието им
спрямо тактовите точки се
изменя проперционално на
модулиращия сигнал (фиг.
8.3 е);
— честотно-импулсна
модуляция (ЧИМ), при
която честотата на повто-
рение на нмпулсите сё из-
меня пропорционалио на
модулиращия сигнал (фиг.
8.3 d).
Между ФИМ и ЧИМ
>зката между фазовата и
честотната модуляции на синусондаляо носещо колебание.
Когато разглеждаме въпроса за видовете модуляции, необхо-
димо е да споменем и за т. нар. паразитни модуляции. Послед-
уйте биват същите видове, както и полезките модулации. Разли-
чието между полёзните и паразитните модуляции се състои само
в това, че при пьрвите носещото колебание се модулира от по-
лезен модулкэащ сигнал, а пря вторите от смущаващ (паразитен)
модулиращ сигнал. Паразитните модулацкн са вредни, тъй като
в приемния пункт на радиолннията (след модулацията) иаред с
«полезния информационен сигнал се получава н параздтен (смуща-
ващ) сигнал. Последнмят се наслагва върху полезния сигнал и за-
труднява неговото срисмале. При голяма интензивкест на пара-
зитки® (см)щаващия) сигнал прнемансто на полезния сигнал ста-
ва практы ескн невъзможно. .
192
8.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ НА МС-ДУЛАЦИСМНКТЕ УСТРОЙСТВА
а. Видове модулационнн характеристики
Характеристиките на всяко модулационно устройство, конто определят ка-
чество™ и ефективността ка модулационния пронес, извършващ се в пего, се
наркчат модулацаонни характеристики. Те позволяват ао удобен и магл еден
«пчии да се оценят всички важни качесгвени показатели на модулационното уст-
ройство Мсдулационните характеристичнее разделят ка два основни вида —
апатична л динамична.
Статичните модуламиояни характеристики оиисват рабо-
тяга на модулационното устройство във функция от статично деЯствуващ моду-
Нращ сигнал Статичного действие в този случай трябва да се разбира като мно-
го бавно изменение във времето, протичащо съС скорост, клонятца към нула.
Това е равностайно иа иодулации с модулирдщ сигнал, честотата на изменение
иа който клоки към нула. В този случай казваме, че се нзвъригва статична
модулация. При нея липсват ограничимте колебания (страивчните лента), конто
се лояеява при кормалния мсдулащонен пронес Поради тази причина статич-
иите модула знании характеристики отразяват само частично, а не нялостно ра-
ботала иа молулационното устройство.
Дннаыичйите модулационни характеристики описват ра-
ботата на чодулациспного устройстве във функция от модулирапыя сигнал при
динамичен (нормалей) режим на модуляция. Динамичните модулациоини харак-
теристики в сравнение със статичните ии дават доцълнителни сведения за ка
чествотэ и ефектнвиостта на модулаииоиняя процес. Например те отразязат до-
иълнително появявашяге се лииейии и иелинейни (при ЧМ и ФАЛ) изкривянзння
н модулиртното колебание, конто се дължат иа ограничената лента на пропуска-
не иа колебателните кръгове и блокирашнте кокдензатори и чросели в модула-
внонното устройство. Те огчитат също така я линейните и нелинейняте изкри-
кваиия, пораждашм се в канала на модулнрашия сигнал (от входа иа предава-
теля до молулационното устройство).
<. Статична модулацмонна характеристик*
От различимте епцички модулацнонии характеристики най-*~олямо значение
има тази, която нзобрззянв зависнмостта на молулнраинг иараметър на иосещо-
тс колебание {амплитуда, честота, фам; or еноаа напрежение ив модулационно-
то устройство, което се умршлява (мсдулира) от ыодулнрагцня сигнал.
Ktiip'wp йсаэвивта статична мемулацноина характеристика на едно тр-н-
еисторн-i *м|>л‘гтулис-м>>дулхииоиво устройстве нэпбрчзяпа заоисимостта на
оъраик харнопиЕ ив хоаск; эряия му тоя iei от зовя напрсК'ннс (44» • ^fcX
моего Едоненаье гтагично 3.£ в). В зависимое* от точ». втрху ког ст яа-
преясекията ня модула&иоиного устройство възлейстаувз молулярагцияг сктем,
се родучааат различие изчиии яа ос-мчестаяваие ва лмилмтудва мэдудгция. Все-
ми or тях се харзатеризира със своя етгтмчна мэдулациоека характеристика.
При ммуаелмя ва пп^лздпредаеамегц (,'в статачмта модулаыиоама харзкге-
кгккг. илбразяма ваиислместга я» пт реяв хзриоипг на ис-ллкториия ток lci от
преАнлг.режемнс.'О Пр;» пюдулацз» на с.ъзбуднтелн-зто Еапрсжечи» Иц
Батжчяеса >пду-ы знойна пряктеристяка и зоб,-asst t заъиегшмгг* При
мо<у*яим» ел посгокнкс™ ег^екторис '.-ас; е.хекяе гт*->ячшп * здулаигюнзл
риракгерис^нка д*ва ^вгисилоегги ,.(/<)-
Ако ъзау-нращнхг еиглаз *>«4,-ейс.ть^ва сдиоърсмеяго рърху пстече ог ына
шраме;ър с лохутимх * Ст- »яз«»е вмплигудки
voxyaak'i* И»нрц^ер Bjs: •ps4sr»CTut«ftf’re 1«ад»*ипрхвлв'-теда егаромо прилс-
женне ияммре м кг>лен.м^ла мос-у лоции. При трепете
К№е»т.хрих 'здуэдЕиь, swpflecp моа.-лмравв..» w~ua.~ ъъкдейк«яуха е.щ«з®р-»ле-

! *3
вс върху постоянного колекторно напрежение Uc. върху преднакрсжението Us
я върху амплитудата U6\. В този случай стагичната модулдниоииа характерис-
тика изобразим зЕВВсиността (i/'c. UB* Иы) •* s® сиена при едковремепно
правопропорционалва изменение на Uc, UB и Уя.
Фиг. 8.4
При ламповнте радиопредаватели модулируемого стъпало меже да бъде ре-
ализнрано с триод тетрод или пентод. В качестзотс на модулируем параметър при
тех (аналогично както при трангнсторинте предаввтели) може да се избере пред-
няпрежението UOt амплитудата на възбуднтел.мото напрежение Uglt постоянного
анодяо напрежение £/д. Освен тях сбаче е възмокиа още и модулацил на иа-
пръжението на екраниата решетка UO2 и иа прсдназрежението и,- автидинатрои-
кат* решетка </из- В зависимое? or вида на модулируем»» параметър се полу-
чават и съответиите статични модулационни характеристики: /а1 i UQ), lai {Ug,),
lax Wa), lai Wen) H 4»s (^’о£). Я *УК ca възможил различен видояе комбннира-
ия ыодулаций. От тях иай-голяыо распространение намирвт амедко-^куанната
модуляция със статична модулационна характеристика !ei (Ug, U^ и хом&и-
нираната лентодка модуляция със статична модулационна характеристика /Д1
(1'03’ Hq)-
Примерен сид иа статична модулационка характеристика при модуляция на
постоянного кояекторио напрежение Uc е показан иг фиг. 8.4 л. За получават-
ва иеиякрдаеяа модулацир е необходимо модулациояяото устройство да работ»
в гриикднте на лииейния участък на стзтичната сн модулационяа характеристика.
Краитцата иа лийе^ния участък на тази характеристика са означеии с точхнте
С и В. а средата му — с течка та А. Необходимо е пос гояпиото волгкторио на-
пряжение в носещ режим UC^(JC^ да се вэй5ере така.че дъ съошвотствуза на
точката А, маисималиият режим — на точката С (при Uq—UomI. а нииималннят
режим —на точката В (при ио—м^г^). В такъя случай обаче коефяанектъг
на иодулация М се нолучава по малък от едмннда. Доспчаието н< 100-процент-
на дълбочина на модуляция е евързаио с иелииейин нзкривяван.чя пора-
дъ нжаизлне в долвия и в горяия криволииздн участък иа статъчнатг модула-
циовйв характеристика.
194
За сравнение на фи . 8.4 <5 е показана примерна статячиа моду.'ицнонна ха-
рактеристика паи честотиа модуляция, а на фнг. 8.4 в — ири фазора модуляций.
Максималният режим (г. С) сьетветствувя «я «б ~ Уддр мич*мглнмят режим
(т В) — на vo=>U!jMrN, а режимы на носещо колебание (т. 4) —на ~-0
в. Амплитудна модулационна х«раоерт.тмка
Тя е една от осчоииите дииаыичии модулашюини характеристики. Пр.ч ам-
плитудой модулация тя изобрззява зааисимостга иг коефмцййнта на модуляция
М(UJlL f, или
_______X____J______L______J_______X_______
3 О 2d 40 6Q 80 100 %
3)
Фиг. 8.5
195
/л от жмшмпудат* ям иокулиршемя сигнал Uo при постоями честота на същия
(34J)- пр.’ A»const.
Примере:; вид ла гжгеа характеристика о показан не фиг. 8.5 а. Горнняг
криволинеен у«.?ст>к на тгчч характеристика се дыхи иа нелинейността в лол-
иич и а горикя кп?Й ла статичиата модулзцщщнд характеристика, а също и на
иелинейвите нзкрнвг.вавие, конто се получен»? в канала на модулиращия сиг-
нал. Амалит гднам модулациояна характеристика позволяй да се определи гы-
плктуАяп иа модулиращия гамм ио при задалеаа стойност иа коефвдиеета
иа модулация М.
За сравнение из фиг 3.5 б и в са > оказан амгиитудяите модулацноини ха
ра:стер'кт1Жй съответно при честотна и фззсаг модулация. Вадьт им е аиалоги-
теистози ка хараэтрдожата
t. Ляюлтудио»чест<»тва мздуяаш^ана ха^&пермгтнха.
При ам «лит у лиг аодулзич» т«эк дмимчгсаа модулаиионяа характеристика
изобрззлва жмсимеспх ла кое.(мщгжа яа модулация Ai от *Ncrorara на мо
дулпр&тгля шкал I при постоавма csofotoir на ксгэвзта амплитуда
*8.10) Л4~ М (F) при £’й «-const.
f рин“р«п вид не тмая зврагтерчстйча е кочаэчч на фиг. 8.5 г. Както се
вижда от ?-я, кОефицье^тът яа исдулмцвя Л* иаизиява при иай-ниските н най-
вигснме честоти. Том аеньс се дължи ил амплитудиз-честслийте изкрнвд-
Вояия ч канала на моАугкращяя ,ьсигл. Влияние оказва и широчината иа леи-
тага на ярснускаке яа модулируемою сгымхо. Колкото no-тясиа е лентата на
пропускам; «а соиб. тел те кръгтч». през юято премипават кодулираянге ко-
леЛзиич, г. е. колкого но^олям е техйлт качествен фактор Q. толкова по-ие-
равяомеряо се грзиусъат стовнхчнчте Ней силно се подчнскдт сграннч-
г»гг гъсгветгтвтазаки ка кги-висок«ге модулнрашк честоти гЯ4.
’‘.палкаеО на харач^е раетжа. a Af'F? е сбяастта иа ниските мо.дулираши често-
fis се дължи иа акг1лиг,дк->сесготяше из ривявакия, псрсждащи се в моду-
автзра. При при?ктиед»дс иа вале&телдата система, пред която премииааат мо-
дуечраж колебания pato яия» й вачестк».-»» фЯпср се изчкедяаа така, че да
кроиускт чкетгг мя соеч'т-ср ка 'ези .клс^м'чя с долустлмч акититудио-честотии
П=Ж честстча модугчнги* »г.д.тетуаио честотната мог улационч* яарактеррсти-
к» A/tfl «релстачяеза глеи’имеет и чсстстцзт» дс-шцпп с» чееггт.та A fe:
ас.,-уаираш та снпсья ерк пэскмнна «мплч.уд* 'J«а сьгцпя. ”ри фгзоьт моду-
д»‘*чм т'вяя хаоактернсгнка яредстязлч^а прн п<д:>ояниа амплитуда 1;^
Тъ:1 като эи;ъ иа тгш «аракни-нсшк i ,лр< А.-»!, ЧМ и ФМ е егн <къд, иа
фиг. 8.5 г го .лрдиигтната сс ссаеи оеф»,цт?лита ns кмдгятудна модулацчч М в
•:..ес5й са но.есеяд още w а/, •< •'К!г^ч г. е ъ.»ч<.ртзй«Т5 арафиса гй (*•) с в 1Кла
Я а* «с’-чссгэт. ifcle И -Т1с,м (*•}.
й. Ммулажомг* «а издыкаАекте пзмрмм*М!ЧИ1
При амплрт/дт а модуокция тя ыс^разяв» зависимостта на коефиг.цедга к»
ЧТ4ГТСЙЧТ.Г1 хзмря»я1ц‘нк т 'гг мефидмеита «а чоду'ация М гцг-л постоянна че-
с*«£я ид иддтагтрдщня »
li)
яри

Примерен вид на тази характеристика за три честотл иа моду терашия сиг-
нал е показам на фиг. 8.5 д. В съвременимте разррлсквателни радиопредавателн
v^0,5-rl°/o> н служебните радиопредавггеда >£5%, а в радиоппеламтелите иа
ралиорелейните линии v<OJ т-0,3%-
Модулацисинитс характеристики иа нелияейииге изкривявания при частотна
модулация
(8.12) v--v(A/) при F~con*t
и при фазова модулация
(8ЛЗ) v“v(?K<tM) пРв 6-con»t
имат аналогичен вид на 1алн при амплитудна модуламни. Поради тази причина
по абсцисиата ос не фиг. 8.5 д освен коефнциевта на модулация А! в скоби са
поставепи девиации га на честотага Д/ и индекса на модулация тфм.
8.3. АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ, РЕЖИМ НА РАБОТА И ОСНОВНИ
ЗАВИСИМОСТИ ПРИ АМПЛИТУДНОМОДУЛАЦИОННИТЕ УСТРОЙСТВА
а. Приложение на амплитудиата модулация
В обхвата от 3 kHz до 30 MHz амплитудната модулация е
по«ти единствен вид модуляция, който се използува в радиопре-
давателите. В този честотен обхват спадат всички радиопредава-
тели за звуково разпръсквгяе. радиопредавателите, предназначен
за телефонии и телеграфии служебии свръзки, радионредавателк-
те за корабна и самолетна навигация и др. В честотния обхват над
30 MHz амплитудна га модулация намира по-ограничено приложе-
ние. Например в обхвата на метровите в-ыши амплнгудната мо-
дулация намира приложение в радиопредазателите за самолетнн
радиовръзки.- АмпЛитуднагв модулация намира също така прило-
жение и в телевизиониите предаватели яа образ, конто работят
в обхвата на метровите и Д5цнаетровите вълни (I, Ш, IV и V те-
левизионни обхвати).
б. Видове амплитудномодулациоиик устройства
ПриАМ модулируемого стъпало, ьърху което въз-
действува модулаторът, обшшовеио предстаеиява един резо-
нансен усилвател на мощност (РУМ). Както знаем, транзисторчият
РУМ има две вериги — базова и колекторга. В зависимост от тс-
ва върху коя от тези две вериги вьёдейстзуаз модулаторът, раз-
личаваме два основни вида амплитудна модулации: ба зов а и
колек горна. Те от своя страна имат по няколко разновидности.
Базовата модулация се раздели на:
— базова модулация на пред ня пре жението, кога-
то модулиращият сигнал управляла преднапреженнето на мо-
дулируемого стъпало;
197
— базова модулааия на възбудителното напре-
жение, когзто мсдулиращнят сцгвал управляла амплитудата на
вьзбудителното напрежение на модулируемого стъпало; този
вид базоад модулация те нарича още усилване на ампли-
туд и о к о д ул и р а н ч колебания.
Холекторпата модулация се разделя на:
— единична колекторна модулация (или само ко-
лекториа модуляция), когато модулнращпят сигнал упраа-
лява постоянного кслекторно напрежение Uc на модулируемого
стъпяло;
— двойна колекторна модулация, когато модулнра-
ацият сигнал управлява едновременно както постоянного колек-
торно напрежение Uc. така и предкапрежението UB (обикновеио
модулацията последнего се получава автоматично);
--’роима колекторна модулация, когато модулира-
щвя г сигнал управлява едкевременко постоянного колекторно на-
прежение Uc, преднапрежеаието 1/ь и амплитудата на възбуди-
телното натрежение £/й чт модулируемого стъпало За да сё по-
лучи модулация на вьзбудителното напрежение (ая), е необ-
ходимо да ее мсдулира предидущото стъпало по едки от два-
та възможни начина - - чрез модулация на лреднапрежението или
чрез модулация на постоянного колекторно напрежение (обикяо-
вено се предчочита вториит начич);
зато матична колекторна модулация. когато мо-
дулиращият сигнал управлява принудително възбудителного на-
преженке Utl или прецналрежекието UBl или и двете заедно, а
модулация -а на колекгорного гадранващо напрежение Uc(ui2) се
получава автоматично.
Дотук разглддахме възможниге видове амплитуди» модуляции
втранзисторните мо тулдруеыи стъпала. При лэмпов и те
млдулсруе^и стъпала различаваме също две основни вида ам-
плитуднм модулация: решет^чна и алодна- Всяка едка от тях
има по няколко разновидноеги. В н*й-общ случай, ако радиолам-
•’эта е пентод, модулирует-ият усилвател има слединге вериги:
верига на упразляващата решетка, на екранната решетка, иа аи-
тидинатрэнната решетка н анодна верига В зависимост от това,
з кон от тези в риги дейетвува мсдулиращият сигнал, се полу-
чазат няколко разновидности на решетъчиа и анодна модулация.
Решетъчните модуладии са с-ледните:,
— модуляции на преднапрежениетс и* управля-
ващата решгтк а — С?о(яс)"
—модулация на амплитудата на възбудител-
иото напрежение—и^(иау,
— модулация и а постоянного е к р а нз> о напреже-
ние (7СТ(«Я);
— модулация »>а предиаирежейието на "регагв
(ачтидинатроинатд; решето — Х
19d
Към аиодните модулация спадат:
— анидна модулация (модулация ла постоянного анод-
но напрежение) — UA(ua\
— анодноекранна модулация (одновременна модула-
ция на анодного и екранното постоянно захрзннащо напреже-
«ие) —Г7х(ца), и^и-аУ,
— автоматична а и о д в а модулация (аналогична на
явтоматичната колекторна модулация).
От вснчки гореизброени разновидности на змплнтудни моду-
ляции Широко приложение з практиката намират само никои. В
съвременните транзисторни радиопредаватели с аммлнтудна моду-
лация се използува почти иэключително тройната колекторна мо-
дулация; В ламповите радиопредаватели с амвлитудка модулация
най-шнроко приложение намират анодчага модулация (в свръх-
мощните и мощните иредаватели), анодко-екраината модулация и
модулзцията на преднапрежениёто на третата решетка (в средн о-
мощните и маломощните предаватели).
в. Режими на работа на амплитудкомодулацнояните
устройства
В провеса на амплитудната модулация се измени амплитудата
на носещото колебание, проворционалзо на моменгната стойност
иа модулиращня сигнал. На фиг. 8.2 б е показана графиката на
модулирация сигнал ии, когато той представлява хармоиично (си-
нусоидално илр косияусоидалио) колебание. Под графькзта на
модулиращня сигнал е показана графика ла амплнтудио модули-
раното колебание.
Както се вижда от фиг. 8.2 в, в течение на един период на
модулиращия сигнал амплитудата иа модулираното колебание се
измени в граннците от една минималка лэ една максимална стой-
вост. Максямаляата стойност се получава в момента, когато мо-
дулнратцият сигнал има максимална стоГгност. Режимы на рабо-
та на модулируемого стъпало в този момент се нарича макси-
мален режим на модулация (или само максимален
р е ж и и).
В момента, когато модулиращня г сигнал има минималка стой-
яост, амплитудата за модулираисто колебание е минималка. Тозч
режим се нарича мвн имя лен режим на модулация (или
само минимален режим). При ли пса на модулнращ сигнал
(uq-Q) режимы на модулациоивото стъпало се нарича носещ
режим. Тези три режима н? фиг. 8,2 б са отбелязани сьответно
о буквите С, В и А. По-нататьк, когато става въпрос за един от
тези три режима на модулация, ще пишем съотзегно икдексите
(max’)—'при максимален режим, (т/л) — при минимален режим, и
(н)—при носещ режим. В соответствие с гореказаното амплиту-
< ЛИЧ Н А \ i 99
библиотека)
дата на модулирания ток /А(/) в изхода иа предавателя за тезл
три режима ще бъде съответао:
— в максимален режим lA {uQ}^ I мтпх}=1А (я)(1 4-Лэ');
— в минимален режим lA\ua)=IAAfnll,) =/А(к}(1— М\
— s носещ режим /д(ьа)=А(>).'
г. Основни еяергкйнн зависимости при амплитудиа кодула ни»
Както виждаме, при амплитуднз модуляция амплитудата на
тока в изхода на радиопредавателя не е постоянна, а иея?екьс-
нато се изменя. Изменението на амплитудата на модулнраиото
колебание означава изменение и ва средната високочестотна моед-
нэст в антената РА Псследната ще бъде най-голяма в максима-
лен режим на модуляция —
(8.14) РА
(тах)^ 0.5(mor) ГА (н) (1+Л1Ггл=РА(я)(Н-МА
а най-малка в минимален режим —
Ра imini =0,5/|(т/>)гА=0,5 РА (|>) (1 -М? гА.-
(S-15)
шьдето
<816) ^(Н)=0.5/*(в)гл
е средната мощност на високочестотното колебание в носещ ре-
£3им, гА е активного съяротивлеине на предавателаата антена, а
Л(жсх)» ^А<т>л). ^А(н, са «мплитудите на антенния ток сьответно в
максимален, минимален н носещ режим.
Както се. вижда от формула (8.14), прн коефициент ка моду-
лацвя Л4=1 (при 100% дълббчина иа модулацията) средната из-
ходка мбщност в максима №# режим Рд е четнри пъти по-
голяма от съответната мощаост в носещ режим:
(МП Р» w.,-P.M0 +!)*-«₽»,.>•
За тези случай мощността в ^жизмалем режим е равна иа пула:
(sis)
Модулиравото иссещо колебание е сложно. То може да бъде
разложено на проста (хармоничин) колебания. При модуляция с
едкя тон (8.S) амплятудно модулираното колебание (8.5) може да
се ризложн. на следннте три колебания:
(8.1 У) /А (0=/А {И; cos t0(H J-i-0,5 /И/А (Н) ’"оз («(>,)—Я) 14-
+*Д5 гИ/л (н) cos («(К) 4 Я) t.
2*!П
Първото от тях с кръгоаа честота <1>(Н) и амплитуда /д(и) е
равно на носещото колебание при липса на модуляция. Второго-
колебание има кръгова честота w(H)—2 и амплитуда 0,5Л1/А(и). То
се нарича долно страмично колебание. Третото колебанье с кру-
гов а честота ги(н;4-0 и амплитуда 0,5Л//А(в) се нарича горно
странично колебание. От сравнепието на немодулираното носещо
колебание, описано с формула (8.1). и модулираното носещо ко-
лебание, описано с формула (8.5), се заключена следиото. Самого-
носещо колебание /А ,н) cos ад(Н) i както при липса на модуляция
(носещ режим), така и при наличие на модулацня остава непро-
менено. При модуляция обаче към него се прибавят и двете стра-
ницам колебания — долно и горио. Местотното отместване на стра-
ничните колебания под и над носещата честота ш,Н) е точно равно
на честотата на модулиращия сигнал Q. Колкого по-энсока е че-
стотата на модулиращия сигнал, толкова по-встраки от носещото
колебание са разположени долното и горного странички колебания
и обратно. Ако например носещото колебание има честота f(H)=
— 100000 Hz, а модулиращия? сигнал в един случай има честота
Fi =5.100 Hz, а в друг случай — чест-иа 7^ = 10 000 Hz, страннчиите
колебания (долао и горно) ще имат сьогвегно слединге честоти:
— в първия случай /(н!—F| =9990)Hz и /;н>-Ь/:| = 100 100 Hz;.
— във вторив случай/(в)—F> = 9000) Hz и /(H)+-F2= 110000 Hz.
Спекгърът на ампдитудно модулизаното колебание при моду-
ляция с един тон (виж формула 8.5) е показзн иа фиг. 8.2 г. Тук
той е пргдставеи с три спектрални линии, конто съответствуват
иа носещото колебание с честота /(н) и на двете страничнн коле-
бания— долно с честота /(н>—F и гордо с честота /(и)-ьЛ Ампли-
тудите на тези три спектрални литии са означени съответно със
стойкости /А(и>, 0.5 М1Х и 0 5 7И/Д(в), което следва о? форму-
ла (8.5). Спектърът на модулиращия сигнал е представен само с
една спектрална линяя, която съотаетствува на модулиращата
честота F
На практика модулнращият сигнал много рядко може да бъдг-
просто хармоничнз колебание. Найчесготой е един случаен про-
нес с честоген спгсгьр, ограничен между едиз най-ннска чгстота
Fmin и «дна нзй-впсока честота Fntx (фиг 8 2<?). 8 таза случай
ямплитудио мэдулиртното колебание съдържа освен носещото-
колебание и две симетрично раигэложени спрямз него дол и а и
горна страничка леити На фтг 8.2 д е показана спектрал-
ната диагрзма какго на модулиращия сигнал, така и на амлли-
тудно модулираното калабание. Шнрочинага на спектьра на ам~
плитудко модулираното колебание в този случай се определя от
нан-високата модули таща честота Лп.„ и е равна из нейката уд-
воена стойност, г. е. на 2Fwait.
Както вече спомемахме, в процеса на модулацкята амплиту-
дата ка колебаннето с носеща честота /(ч) не се измени и остава
205
шостояйез. Изменят се само амплитудное на страяичните колеба-
ния, конто в режкм на мълчание стапат ргвнн на нуле. Оттук
•следва, че и мощността на носещото колебание РА(И) (тук става
въпрсс за средната мощност на това колебание) не се измени з
процеса иа модулацията и залазва с^ойнсстта си таказз, каквзто
-е в носс-щ режим.
Мощността на стравичните леити се променк в процеса на
модулацията и завися о.' ам далудата на Ммдулирйщия сигнал (о г
коефициента на модулаций Л1);
Р =4’ +Р =
A сип Аж сер ' Аг стр
<8 20) - 2.0,5 (0,5 Л1/А (я, )2 лл-0,5 Л®РА (и/
Тук с РА с1[) е означена средната мощиост на диете странички
леити, усреднена за един период на модулиращия сигнал, а с
РАлстр 13 гетр са оэначеин средаите мощности съотяетно на
долката и горната страничка лента. Както се вийсда от формула
та, мощността на ограничите ленти Рд става равна на нула
при Л/--и и придобиза макиималча стойност
(8.21) ₽Аегр{,„О1)«РАдс.р +/3AfCrp «6.5 рд(н)
три максимална стойност иа коефициента на модулация А4(лы>х) —1
Общага изход.ча мощност на радиопредаватели прн АМ РАмм»
усреднена за един период на модулиращня сигнал, е равна на
•сумата от средната мощиост на носещото колебание РА(Н) и
-средната мощност на дзете страничии ленти РЛсгр
рл~. -/г^„+Р,„,-Рлм-о,5лрра(ч-
<8 22) -(l+<WAP)PA1„.
При М-1 средната мощност иг амчлитудно модулиракото
колебание е
<8-2-’) {Mi-
Tee с 50% по-голяма от мощността в носеэд- режим РА.В),
Увелкчегиетс се дължи на мощността на даете с-р^нички лейте
РА «о- Само страничвмте леити обаче гъдьржат з себе сн ин-
формация за предаваного съобщение, а тяхната мощнее? s май-
добрия случай (при М— i) представлява едва 33% от общага из-
лодиз мощност иа радиопредавателя Останалата част (примерно
€7% при М~ !> се пада на колебаннето с носеща частоте, което
не съдържа в себе си нкгеэква информация. Това е едки същест-
вен недостатък иа амплитудната цодулация. Той се мзбагва при
•едиолентовата амплитуд на малулацив (която се означала в лите-
ра гурата със скмволнте SSB). При нея в изхода не радиопреда-
202
вателя се получава само едната странична лента, а носещото ко-
лебание и другата странична лента са подгиснати. По този начин
ичлата изхсдна мощност на раднопредавателя е съсре доточена б
излъчваната странична лента, която коси информация за преда-
ваното сообщение. При ед.лолентовата модулация подтискането
на едната странична лента иа амплитудио модулираното колеба-
ние дава нъзможнрст оснен подобряването на енергийниге пока-
затели да се намали дна пъти широчината на излъчвания често-
тен сиектьр. Гова позволява да се увеличи ::.ца пъти орлят на
радиоканалнге в зададен честотек обхват.
8.4. БАЗОВИ И РЕШЕТЪЧНИ АМПЛИГУДНОМОДУЛАЦИОННИ
УСТРОЙСТВА
а. Модулация на преднапрежението
На фиг. 8.6 са показани две принципни електрически схеми на
амплитудномодулационни устройства с модуланкл на лреднапре-
жението II в двете схеми модулиращият сигнал и., -- б/., cos 121
Фиг. 8.6
се прибавя последователно към лреднапрежението 3 една-
та схема (фиг. 8.6 а) модулиращият сигнал действува в базовата
203
верига, а в другата (фиг. 8.6 б) — в емитерната верига на едил
резонансен усилвател на мощност. И в двата случая се получава
модулация на преднапрежението. Ако модулиращият сигнал е ед-
ко хармонично колебание, както е показано на фигурата, момент-
ната стойност на преднапрежението UB се описва с израза
(8 2 4) UB (иа) = UB (и) + Ua cos £21.
Тук с UB (н) е означена постоянната стойност на нреднапреже-
нието, което се установява при липса на модулиращ сигнал. При
този вид модулация амплитудата на възбудителного напрежеиие
Ubi и колекгоркого захранващо напреженке не се променят. Про-
меня се обаче моментната стойност на напрежението цв. т. е.
резултангното напрежеиие, действуващо между базата и емитера
/8 25) “в =UB(ua)+ Un cos <в)4-
'""' +t/0cos2i+t7wcost4Ht
За по-голяма прегледност на фиг. 8 7 са изобразени г рафиките
на резултантного напрежеиие и3 при две различии стойкости на
преднапреже.чнето. Когато говорим за стойност на пред гапреже-
нието имаме пред вид нгтэвата атгебрична (т. е. заедно с него-
вия знак), а не арягметична стойност. Следователно в разглежда-
ния пример преднапрежението UBl е по-голямо по стойност от
преднапрежението На по-голямата стойност на преднапреже-
нието съответсгвува по-голяма максималиа стойност на резул-
тантного напрежеиие U BMX~>Uвмг. по-голяма амплитуда на импулса
на колекторния ток 1слп>1сла и по-голяма стойност на токовия
ъгъл 6i>82.
Оттук следва ,че при модулация на преднапрежението се полу-
чава модулация на импулса на колекторния ток /см и модулация
па неговия токов ъгъл 9 Това от своя страна води до модулация
на амплитудата на първня хармоник на колекторния ток 1,л. Ка-
заиото дотук е илюстрирано на фиг. 8.8. На нея <_е вижда как
около преднапрежението в носещ режим UB{U} се наслагва моду-
лиращият сигнал, а около резултантного преднапрежение се на-
ела гв г високочестотното носещо колебание. На фигурата са пока-
зали толките С, Л и В, конто характеризират съотаетно макси-
мален режим, носещ режим и минимален режим
при модулация На фигурата са изобразени колекториият ток
г'с (£) и неговият първи хармоник iei (/). Вижда се, че амплтудата
на първия хармоник на колекторния ток /а се измени пропорцио-
наляо на модулиращия сигнал
В максимален режим на модулация (т. С), когато модулира-
щият сигнал кридобива своята максималиа стойност, прёднапре-
жението става ив=и3^тЬ'!1 —UB(тлх), а амплитудата на първия
хармоник на колекторния ток придобива най-голяма стойност
4г (тал). В минимален режим (т. В), когато модулиращият сигнал
204
приема своята минималка стойност, преднапрежението стаза и^ —
=/-'в(ю—= UPi(min), а амплитудата иа първия хармоник на ко-
лекторния ток приема своята минимална стойност /г( При
100-процентна модулация /С1 0. Статичъата модулационна ха-
Фяг
рактерястика, конто при модулацяч на преднанрежеанзго изобра-
зила завнсимостта ка амплитудата на първия хармоник на кодек-
торнич тек от преднапрежението /,.({Us), е показана на фиг. 8.9.
Плд^статичната модулационна характеристика е показано как се
«зметч предитпрежението зз един период на мэдулира-
щия СИП12Л, а вдясно от статичаата ысдулациыша ?.арак1еристк-
«а е показана графикатд на амплитудата ил пъриия хармоник на
колекторния ток Ici(дй).
Както се вижда от фиг. 8.9, долният и горният участък на
ста.ичната модуланионна характеристика са нелинейни. Пълоото
използуване на тази характеристика в процесс на модулацията би
довело до значителиг нелинейни изкривяванпя в амплитудно мо-
Фиг. fi.y
дулираното колебание. ЯГосещият режим на амялитудномодула-
ционното стъпало се определя от преднапрежението Върху
статмчиата мсдулационна характеристика той е отбелязан с т. А.
I оложението яа тази точка се нзбира в с ре дата на лиаейния учас-
тья на статичяата модулационна характеристика
В процеса на модуляция на преднапрежениего се получада из-
менение с честотата на модулиращия сигнал и на постоянната,
съставка на базовия ток /д41, на модулируемая резонансен усил-
вател иа мощност. Ако означим с /й амплитудата на тази про-
мснлква съставка, мощността, която модулаторът отдана в базо-
вата верига, се определя с израза
(8.26) Ра=0,5£/а/я.
Тук амплитудата на мидулиращото напрежение Us} се опреде-
ля с форм улан а
(8.27) Ua — 0 (тих} UВ <и) — Uв (") В (min),
а амплитудата на модулиращия ток /а — с формулата
(8-28)
В последната формула с е означена стойността на!
постоянната съставка на базовия ток 'в максимален режим. Тя
може да се изчисли чрез амплитудата на импулса на базовия ток
в максимален режим с помощта на израза
(8.29) 1ВД у {тах) — % (Ьд lma,) 1ВМ
където РВ(тОГ) е ыълъг на отсичане на базовия ток в максима-
лен режим.
Поиведените по-горе формула са в сила за схемата, показана
на фиг. 8.6 а. Те оставят в сила и за схемата на фиг. 8.66, ако
в тях на мястого на //M;z(„,a,t се постави което пред-
стенлява стойността на постоянната съставка на емнтерняя ток
на РУМ ,в максимален режим на модуляция. Тъй като емитерни-
ят ток е значигелно по-голям от базовчя, следва. че схемата от
фиг. 8.6 6 изисква много по-мощен модулятор от схемата от фиг.
8.6 а.
Режимът по напрегнатост на амплитудномодулацион-
ното стъпало при базова модуладия. на предиапреженнето е не-
напрегнат. Той се изменя от силно напрегнат режим и дости-
га гранитен режим в г. С (фиг. 8.8), която съответствува
ча максимален режим на модуляция.
Коефициентът иа полезно действие се променя в-процеса нз
модулацията. В максимален режим, който е граничен по напрег-
натост, к. п. д. ijc,raax) е о г норядъка на 60—70% В носещ ре-
жим
(8.30) г1с ,н) —тк {nux)i(l -Ь Af),
т. е. намалява 1 4- М пъти в сравнение с максимален режим (при
А!=-1 т/г(и) -30—35%). Mr-чкпят к. п д. е характерен за базовата
модуляция.
207
S. Усилван© на амплмтудно модулирани колебаний
(модулация на яьзбудйтелиото напрежение) при транзисторны
усилватели
Всяко едно усилвателно стъпало на амплитудно модулирани
колебания одновременно с това предстаалява и чмплитудномоду-
лационно стъпало с модулация на вьзбудителното напрежение,
тъй кдто амплитудата на последното се измена пропорционално на
Фиг. 8.10
модулвращия сигнал ии. В това амнлитудномодулационно етъпа-
ло преднаорежението L’B и захранващото колек юрно напрежение
Uc остават неизмеипи в процеса на модулация. По своята нрин-
ципна елекгрическа схема то не се различала от един обнкновен
резонансен усилвател на мощнее г. Тук статичната модулациоинз
характеристика представлява заадсимост на пърейя хармоник на
колекторил» ток /с, от амплитудата на в-ьзбудителното иапреже-
яие (J3l. На фиг. 8.10 са показами три статичьи модулационми ха-
рактеристики, гнети сьотаетно в режим» тласове А, В и С. Снс-
мането нм се извършва, като кървоначалмо се установят постояв-
ните напрежения (7t я Us i»u такъв начип, че да състветстнуват
«а един ог тези класс ве (клг.с А, клас В или клас С). ’.3<ед това
се подгва в"ьзбудителио нзлэежение с амплитуда, лкменяща се
от пула до едаа максимална стойност. ограничена от допустима-
те параметра на транзистора (/сдо,., исыа. иЕла1, РСК1П)
Носешкчт режим тук се огредсля от сго?иостта че. ъълбудн-
телната амплитуда конто се язбира така че оосещият ре-
жим да съответствува на средата на лккейкня учаслъи на ста-
тична га моду ъшноюм. харяк герметика. Текушазя стойност на еъз
будителната амплитуда в процеса па модуляция та се дачъ к нз-
разд
(8.3’)
~ U 4' ccsOZ; i.Je,,,,
където Af6 е косфициент на възбудителното напрежение. В мак-
симален режим възбудителната амплитуда е
(8.32) Ubi (max) =(1+Afd)£/M?,)>
а в минимален режим —
(8.33)
М (mil) —(1 Mb) Ub\ <Н).
При модулация на възбудителного напрежение както при мо*
дулация на преднапрежението амплитудномодулационното стъпа-
ло работи изцяло в ненапрегнат режим Изключсние прави мак-
сималиият режим, който е граничен по напрегнатост. Коефициен-
тът на полезно действие на модулационното стъпало е от съ-
щия порядък както при модулация на преднапрежението, т. е.
сравнително малък.
в. Модулация на преднапрежението на първа и грета
решетка и модулация на възбудителното напрежение'
при лампови усилватели
В ламповите радиопредаватели се използуват триоди, тетроди
и пеитоди. Поради тази причина в най-общ случай при тях са
възможни три вида решетъчни модуляции в зависимост от това,
в коя решетка се подава модулиращият сигнал. Ако модулира-
щият сигнал се подава последователно на преднапрежение t/c,
се получава модулация на п р е д н а преж е н и е то. Ако,той
се подава последователно на екранното захранващо напрежение
Z7g2, се осъществява т. нар. екранна решетъчна моду-
лация, а ако се подава последователно на преднапрежението на
антидинатронната решетка — антид ииатро нна (пент о дна)
решетъчиа модулация. Всички лампови усилвателни стъ-
пала на амплнтудно модулираии колебания се явяват одновремен-
но с това и амплитудномодул&циоини стъпала с модулация на
възбудителного напрежение. От така изброеиите видове решетъч-
на модулация най-готеми предимства има модулацията чрез анти-
динатронната решетка. При нея статнчната модулационна харак-
теристика (фиг. 8.11) е и ай-л и н е й н а, а мощността на модула-
тора— ааииалка. Примерна .схема на амплитудномодулационно
стъпало с ангидияатронна решетъчна модулация е показана на
фиг. 3.10. Както се вижда от схе?лага. т,к освен прпнудителната
модулация на пре хнапрежечие^о на трегата (антидинатронната)
решетка се извършва още и автоматична модуляция на захрачва
щото екраннэ напрежение После дната се получава с помощта аа
гасящия резистор /?с?. включен във вер «тага на екраяндта реше т-
ка. При иевършвзне на принудителкатз модулация чрез гре-
та решетка н екравния ток се зк’яъяьа съ,.танка с честотата на
ж< Рлдмжрм4EJT 'Иле . . .
209
модулиращия сигнал. Протичайки през /?о1, тя създава пад на
напрежение, който предизвиква автоматичиата модулация на пос-
тоянвото захранващо напрежение на екранната решетка. Тя е
синфазна по отношение на принудителната модулация чрез трета
решетка и спомага за смекчаване на напрегнатостта на режима
по екранна решетка, който с напрегнат.
Модулацията чрез третата решетка, както и останалите видо-
ве решетъчни модуляции (чрез първа и втора решетка), се харак-
теризуя с иисък к. п. д. Основного й предимство е нищожно
малката мощност на модулятора, тъй като във веригата на тре-
тата решетка практически не протича ток и модулаторът работи
почти на празен ход. Именно поради това предимство този вид
модулация се използува предимио във всзимите лампови радиопре-
ватели с малка и средна мощност.
Що се отпася до решетъчна модулация на предпапрсжението
и усилването на амилитудио модулирани колебания, в съвремен-
ннте лампови радиопредавателн те намират ограничено приложе-
ние. Това са преди всичко телевизионни те предаватели на образ
(видеоиредавателите). Тъй като не могат да бъдат направени ви-
деомодулаторн с много голяма могциост (примерно не по-голямл
от няколко единици или десетицп ватове). палата се модулацията
да се извършва в модулационни стъпала с писко пиво на мощ-
ността, т. е. в никои от междинните ст>.пала на вндеопредава ге-
ля. Всички следващи стъпала работят каго усилватели иа ампли-
тудномодулпрани колебания, т. е. като ампщтудиомодулациоиви
гтъпала с модулация на възбудителното напрежение. 11рн това
техпият брой е толкова, по-голям, колкого.-по-голяма мощност
тр.'бва да се получи ‘в изхода на видеопредавателя.
210
8.5. КОЛЕКТОРНИ И АНОДНИ АМПЛИГУДНОМОДУЛАЦИОННИ
УСТРОЙСТВА
а. Колекторна модулация (единична, двойка и тройна)
На фиг. 8.12 а е показана прннципна електрическа схема на
едно амплитудномодулацюнно стъпало с колекторна модулация.
Както се вижда от фигурата, амплитудата иа възбудителното
напрежение Ubl и базового преднапрежение UB оставят постоян-
Фиг. 8.12
ни, а постоянного колектсряо напрежение Uc се измени пропор-
ционално на модулиращия сигнал:
(8 34) Uc($)~UC(и)cos;Ш = Uc (H)(l4-Л1 cosS2Z).

211
Тук t/C(n) е стойността из постоянного колекгорно напреже-
жение в носещ режим, UL>— амплитудата на модулиращото на-
прежение, а Af--t/c/LrC(H) —коефициеитът на модулация на по-
стоянного колекторно напрежеиие Uc.
За да нзясним процеса, конто се извършва в модулируемого
стъпало при колекторна модулация, те си послужим с неговата
динамична характеристика, изобразена в колекторна коордннатна
система (uc—ic). На фиг. 8.12 б са показан» три такива динамич-
ны характеристики, этгсварящи на режим клас С. Те са построе-
на за три различии стойкости из постоянного колекторно напреже-
ние . ^соп и <ус(н> ПРИ Константин стоимости на UB, Ubl
и
Нека разгледаме първата динамична характеристика, съответ-
ствуваща на постоянно колекторно напрежеиие Uc ---Uc(ui- Тя ле-
жи изцяло в облаетеа на неналрегнат режим, тъй като горяият й
край ё далеч надясни ст лияйята на граничен режим. На същата
фигура вляво са изобразени импулсите на колекторния ток, от-
говарящи на трите дииамичяи характеристики. За първата дина-
мична характеристика (Uc — Ucw) амплитудата па импулса на
колекторния ток и неговнят токов ъгъл са означени съответно
с !см и &'• Нека се ;а мислено си представим. че под влияние на
модулиращия сигнал постоянного колекторно напрежеиие Uc(t)
се измеия около стойността (Ус,,,. Докато режимът остава не-
напрегнат, /см и 6' ще се изменят незначктелно. Незначително ще
се изменя и амплитудата на първня хармоник на колекторния ток
i’d Оттук следя?, че в неналрегнат режим се получава плитка
амплитудна модулация с много малка стойност на М. Втората ди-
намична характеристика при U'c^ съответствува на граничен ре-
жим.
Нека сега се спрем върху третата динамична характеристика,
ностро на при постоянно колекторно напрежеиие £/с —СУсоо. кое*
то е по-малко от предшшюто L'c(M)<(/c (Н). Тук режимът на ра-
бота на резонансный усилвател на мощност е напрегнат, което се
вижда от чупкате в горняя край на дичамнчната характеристика
и от падвната в импулса на колекторния ток. Амплитудата и то-
коБнлт ъгъл на този ампуле са означени съответно с /см и 6'
Нека отноео си представим, че в колекторната захранваща вери-
ге е подаден модулиращ сигнал, конто изменя IJC около стой-
иостта му (7С{Н). Това ще доведе до рязко изменение на ампли-
тудата на импулса, на иидината в средата му н на токовия ъгъл
О''. Рязко ще се изменя и амплитудата нз първия хармоник на
колекторния ток 7. t Heaio повече, както се вижда от фигурата,
к напрегнат режим гя може да стане и равна на нула. Следоса-
телио в напрегнат режим може дг. се извършва дълбока ампли-
212
тудна модулация със стойност г>а коефициента на модулация М
от нула до единица. Това с причинам, поради която колектор-
ната модулация се извършва в напрегнат режим. На фиг. 8.13 са
показани графиките на статачната модулационна характеристика
4i(4/c) и на характеристиках» lCii.
(Uc)- Линейниях участък иа статична
та модулационна характеристика лежи
изцяло в напрегнат режим, Там, където
характеристиката започва да се изкри-
вява (т. С), режимът е граничен по на-
прегнатост, а надясно от т. С — на-
прегнат.
Носещият режим се избира в сре-
дата на линейния участък на стагична-
та модулационна характеристика (т. А).
За получаване на 100<>/о-на дълбочи-
на на модулацията трябва досхояц-
иото колекторно напрежеиие да достига до нула. Това се полу-
чава, когато амплитудата на модулирап’ия сигнал Ua е равна на по-
стоянного колекторно напрежеиие Uc <н>:
(8-35) ^Ucw.
В този случай амплитудата на променливата съставка на ко-
лекторния ток с честотата на модулиращия сигнал е равна на
постоянната съставка на колекторния ток в носещ режим:
(8-36)
Мощността, която модулаторът отдава в колекторната верига, е
(8-37)
При 100%-на модулация (М=!) мощността от модулятора е
равна на
(8.38) P„-0J5/CM /С4ИЧ=0.5Рсли„.
т. е. на половината от постояннотоковата мощное г, която се кон-
сумира в носещ режим от колекторния зэхранваш токоизточник
Едно от най-големите преднмства на колекторната модулация
с големият й коефицнент на полезно действие (т;с^0,7), който
остана постоянен в процеса иа модулацията.
Модулацията, конто се осъществява в амплитудномодула-
ционното стъпало, показано на фиг. 8.12, се наричз обикновена или
единична колекторна модулация. За подобряване на
качествениге показатели на амплитудномодулационното стъпало
се използуват също така двойна и тройна колекторна модулация.
При двойната колекторна модулация (фиг. 8.14)
освен модулацията на постоянного напрежеиие Uc, която е при-
213
Фиг. 8.11
шунтпра RB и върху него няма да
тично модулиращо напрежение иа.
Нека сега изясним предимствата
дулация пред единичната. Когато в
ну ди те ли а, извършва'се още и автоматична модула-
ция на базового преднапрежение. Както е показано
на фиг. 8.14, автоматичната модулация на напрежението UB(uu)
се получава с помощта на /?С-групата /?д и С6,„. През /?д протича
както постоянната съставка на
базовия ток /ДчГ-, така и про-
менлива съставка с честота-
та на модулиращия сигнал
/*а. Именно тя създава вър-
ху RB автоматично модулн-
ращо напрежение usi. Конден-
заторът С’б,.„ който е включен
паралелно на RB, е предназ-
начен да го шунгира, но
само по отношение на висо-
ката (носещата) честота. За
модулиращата честота този
кондензатор трябва да е пред-
ставлява голямо съпротивле-
ние (20 — 50 пъти по-голямо
от RB). Ако капацитетът на
Сб.„ е много голям, той ще
може да се получи автома-
на двойната колекторна мо-
колекторната верига на моду-
лируемия резонансен усилвател се подава отрицателната полувъл-
на на модулиращия сигнал иа, режимът на работа става по-сил-
но напрегнат, тъй като динамична га характеристика (фиг. 8.12 6)
се премецтва наляво от положението си в носещ режим. Това оз-
начава, че постоянната съставка на базовия ток ще се увеличи,
т. с. в базовата верига ще протече положителпата полувълна на
съставката с модулиращата честота Тази полувълна на про-
менливата съставка с модулиращата честота, протичайки през /?д,
ще създаде върху него пад на напрежение с полярност „ — “ към
базата и „ + “ към емятера. Този пад на напрежението действува
като отрицатели© преднапрежение, което смекчава напрегнатостта
на режима, т. е. не му позволява да става силно напрегнат. От
казапото дотук следва, че автоматичного модулиращо напреже-
ние (получавано върху кя) е синфазио с прииудителното моду-
лиращо напрежение в колекторната верига. Отрицателната полу-
вълна на прииудителното модулиращо напрежение предизвиква
появага на отрицателна полувълна иа автомат ичното модулира-
що напрежение и обратно — положителпата полувълна на прииу-
дителното модулиращо напрежение предизвиква положителна полу-
вълна в автоматичного модулиращо напрежение. Смекчаването на
напрегнатостта на режима на модулируемого стъпало (модулйру-
214
емия РУМ) подобрява лииейната и статичндта модулациоина ха-
рактеристика и намалява възбудителната мощност от предното
стъпало (т. е. увеличава коефициента ка усилване по мощиостна
модулируемого стъпало).
Фиг. 8.15
При тройната колекторна модулация (фиг. 8.15) в
модулируемото стъпало се модулират одновременно три напре-
жения: Uc, UB и Un. Постоянного колекторно напрежение Uc се
модулира принудително, базового преднапрежение UB като пра-
вило се модулира автоматично (също както при двойната колек-
торна модулация), а амплитудата на възбудителното напреже-
ние Иы се модулира принудително, като за тази цел се извърш-
ва принуднтелна модулация в колекторната или базовата верига
на предното ст впало. На фиг. 8.15 в предпоследнего стъпало се
извършва принудителна колекторна модулация и към последнего
стъпало се подава модулирано възбудително напрежение. Като
правило модулацията в предпоследнего стъпало не е много дъл-
бока (/И<1). Този вид модулационно стъпало има много голяма
линей.чост на статичната модулациоина характеристика и много
добрн енергийни показатели г1с кКр. ^Модулацията на възбуди-
телното напрежение Uh\ (uQ) е синфазна с модулацията ва посто-
янного колекторно напрежение Uc(u{i) и с модулацията на на-
прежението UB(pa). Това позволява по протежение на цялата ста-
тична модулациоина характеристика от максимален до минимален
режим режимът по напрегнатост да се поддържа близък до гра-
215
ничния. Тройната колекторна модулация намира по-голямо прило-
жение в практиката в сравнение с двойната и еднничната колек-
торна модулация.
б. Анодна и анодно-екранна модулация
Всичко казано по-горе за колекторната модулация в транзи-
сторните предаватели е в сила и за анодната модулация влампо-
вите предаватели с триодни радиолампи. Амплитудната модула-
ция ври тях се нзвършва в последното стъпало, и то лредимно
по схема на анодиа модуляция. На фиг. 8.16 е показано ампли-
216
тудномодулационно стъпало с единична анодна модулация. Моду-
лируемого стъпало (крайният РУМ на предавателя) с реализирано
по противотактна схема.
Модулаторът също е с противотактна схема и като правило
работи в режим клас В2. Той представлява мощен трансформато-
реи усилвател. Модулиращият сигнал от изхода му постъпва в
анодиата верига на модулируемого стъпало. Постоянната състав-
ка на анодния ток lAAV на модулируемого стъпало не минава през-
вторичната намотка иа изходния трансформатор Tpj а за нея е
създаден път през отделен модулациоиен дросел Lia. Нндуктив-
ността на този дросел трябва да бъде голяма, за да не шунтира
по модулиращ сигнал изхода на модулатора. Долният край на
вторичната намотка на модулаторния трансформатор Тр е свър-
зан към маса през блокиращия , кондензатор Css}. Индексът „й“
тук подсеща, че оразмеряването му „се извършва като блокиращ
кондензатор по ниска честота (пай ниската честота от спектъра,
на модулиращия сигнал).
В ламповите радиопредаватели намира широко приложение и
още един вид анодна модулация, т. нар. а н о д но-екра нн» мо-
дулация, конто няма аналог в транзисторните радиопредавате-
ли. Тя се прилага в тези радиопредаватели. крайното стъпало на
конто е с тетрод или пентод. Характеризира се с това, че моду-
лиращият сигнал се подава одновременно и синфазно както в
анодната, така и в екраниата захранваща верига на лампата.
На фиг. 8.17 е показана принципиа електрическа схема на ам-
плитудномодулационно стъпало с анодно-екраниа модулация. Мо-
2 IT
лулиращите сигиали в аиодната и екранната верига на лампата се
подавят последователно с постояините захранващи напрежения,
съответно UА и
л oz
На фнг. 8.18 е покгзана статнчната модулационна характе-
ристика при този вид модула-
ция Iat{UA, (7О2), която се сне-
Фиг. 8.18
мира широко приложение в
тодни радиоламп» в
ма при едновременно изменение
на анодиото и екранното за-
храиващо напрежеиие. Харак-
терна особеност на анотно-
екраяната модулация е това. че
по цялото протежение на ста-
тичната модулационна характе-
ристика (от максимален до ми-
нимален режим) режим ьт по
напрегнатост почти не се изме-
ни и може ла бъде близък до
граничния. На това се дължи и
гслемият к. п. д. при този вид
модулация. Поради това той нэ-
радиопредавателите с тетродни и пен-
крайното стъпало.
8.6. ЕДНОЛЕНТОВА АМПЛИТУДНА МОДУЛАЦИЯ
а. Основни сведения за еднолентовата модулация
Еднолеитовата модулация може да се рззглежда като особен
случай на амплитудна модулация. При нея в изхода на еднолеи-
-говото модулацнонно устройство излиза само едната страничиа
лента на амплитудно модулираното колебание, а втората странич-
Фиг. 8 19
•«а лента и носещото колебание са подтиснати. На фиг. 8.19 е
•показана опростена блокова схема на раднопредавател с едиоленто-
пза модулация. Тя се състои от генератор на носещо колебание 1,
218
балансно модулируемо стъпало 2, модулатор 3, фи?тър на една
страиична лента 4 и усилвател на еднолентов сигнал (усилвател
на амплитудно модулиранн колебания УАМК) 5. Блоковете 2 и 3
образуват балансно модулационно стъпало, а заедно с 4 — едно-
лентово модулационно устройство.
Носещото колебание, произведено в генератора, постъпва в
балансного модулируемо стъпало 2. Към иискочестотния вход на
същото стъпало се подава модулиращият .сигнал ия, постъпващ
от модулатора 3. Схемата на балансного модулационно устройство
действува такд, че на изхода му се получава амплитудно моду-
лиран сигнал с подтиснато носещо колебание, т. е. само долната
и горната страничка лента. Те постъпнат във филтъра 4, конто
пропуска само една от тях, а другата подтиска. В съвременните
предаватели този филтър е обикновено кварцов. От изхода на
филтъра излиза еднолентовият сигнал. Той се.подава на неколко-
стъпален усилвател на едиолентов сигнал, който усилва мощ-
ността му до зададена величина. След това сигналът постъпва в пре-
давателната антена А. В другия край на радиосвързочната линия
в приемника с помощта иа хетеродин се възстановява подтисна-
тото носещо колебание. След това сигналът се подава в амллиту-
ден детектор за отдйляне (демодулация) на модулиращия сигнал.
Честотата на хетеродина в приемника трябва точно да съответ-
ствува на честотата на подтиснатото носещо колебание. В проти-
вен случай се появяват голени изкривявания в детектирания сиг-
нал. Прн служебни радиовръзки е допустима разлика между
подтиснатата носеща честота и честотата на хетеродина най-много
20—30 Hz. При изискване за много високо качество на предава-
нето тази разлика не трябва да превишава 1—2 Hz. За получава-
ие на такнва малки разлики генераторът в предавателя и хетеро-
динът в приемника са обикновено кварцово стабилизираин.
Системите за радиовръзка с еднолентов сигнал имат редица
предимства в сравнение с тези, конто използуват обикновен ам-
ллитудно модулираи (двулентов) сигнал,
1. Основно предимство на еднолентовата радиовръзка е по-
доброто използуване на мощността на радиопредавателя. Както
вече знаем, обикиовеното амплитудно ыодулирано колебание се
състои от носещото колебание, долна и горна странична лента.
При това амплитудата на носещото колебание е неизменна и не
съдържа в себе си никаква информация. Информацията се прена-
ся само от двете страничнн ленти. При максимален коефицнент
на модулация (М= I) на носещото колебание се лада 2/3 от об-
щата мощност, а на двете странички ленти — само !/в от нея.
Ако коефициеитът на модулация е по-малък от единица (/И<1),
на страничните ленти се пада още по-малка мощност. Така на-
пример при М—0,3 (т. е. средната статистическа стойност на М
при преданане на говор и музика) мощността на страничните
ленти е само около 5Э/О от цялата излъчвана мощност иа радио-
219
предавателя. Всичко това показва колко нерационалио се изпол-
зува неговата нзходна мощност при обикновена амплитудна мо-
дулация. При еднолеитовата модулация цялата нзходна мощност
се пада на едната страничка лента, т. е. на колебаиията, конто
носят в себе си полезна информация. Това е равностойво по ефек-
тивност на чегирикратно увеличение на мощността на радиопре-
давателя в сравнение с обикновена амплитудна модулация.
2. Важно предимство на еднолеитовата радиовръзка е зна-
чителното намаляване (два пъти) на широчината на честотния
спектьр нл излъчваните колебания. Това дава възможност да се
увеличи двукратно броят на радиостанциите, работещи без взаим-
но смущение в даден честотен обхват.
3. Еднолеитовата радиовръзка позволява да се подобри от-
ношението сигнал/шум в изхода на , радиоприемника поради дву-
кратного стесняване на неговата лента на пропускане.
4. Еднолеитовата радиовръзка има и още едно съществено
предимство. Поради особеностите иа разпространение на късите
вълни в- приемная пункт амплитудио модулираният сигнал при-
стига с нарушена фазови съотношения между носещото колебание
и двете странични ленти. Опитно е устанрвено, че това явление
води до нэмаляване на напрежението в изхода на радиоприемни-
ка около ^2 пъти. При еднолеитовата модулация този ефект
лилсна.
Всички горензбрсени предимства да ват общ ефект, който в
енергийво отношение е равностоен на 20-кратно увеличена мощ-
ност на радиопредатателя с обикновена амплитудна (двулентова)
модулация.
б. Балан сни модулационни устройства
Балансного модулационно устройство е основна съставка част
на еднолегговия радиопредавател. С иегова помощ се извършва
амплитудна модулация при едчозременно подтискане на носещото
колебание. За получаване на амплитудна модулация балансного
модулационно устройство съдържа иелизейни елементи — диоди
или активни триполюсинци (транзистори или радиолампи), работе-
щи в нелинеен режим (най-често в режим к ла? В). Наименованне-
то ,баланснэ“ подсказва, че в това устройство е необходимо
балансираие (симетриране) на схемата. Кол:сото по-добре са симет-
рирани рамената на схемата, толкова по-голямо е подтискането на
носещото колебание. На практика й добре симетриран н екраниран
балаисен модулятор се постига подтискане на иосещото колеба-
ние от порядъка на 40 dB и повесе.
На фиг. 820 са показами две схеми на балансн.з модулационни
устройства с активни триполюсници (транзистори), конто се нари-
чат паралелно-противотактно баланс но модулационно ус-
220
-тройство (фиг. 8.20 а) и противотактно-паралелно баланс-
ко модулационно устройство (фиг. 8.20 р).
В първата схема (фиг. 8.20 а) входните вериги на двата тран-
зистора Т и Т" са възбудени по висока честота паралелло, а из-
ходните им вериги са включена към общия товар противотактно.
Във втората схема е обратно — възбуждането на входните верига
на двата транзистора е противотактно, а изходиите им вериги са
включены паралелно но отношение на обуоия товар. Модулнращият
сигнал и в двете схеми се подава противотактно към баз.чте на
двата транзистора Извършва се базова модулация иа преднапре-
жението. Нека се спрем на паралелао-протизитактиата схема (фиг.
8.20 а). Първите хармоницн на колекгорннте токове i'rl и /Д на
двата транзистора съответчо Т' и Т" са азсбразени графичко
на фиг. 8.21 а и 6 Както се вижда, те са във фаза, тъй като
221
възбуждането по висока честота на двата транзистора е синфаз-
ио. Обвнващите криви, конто носят информация за модулнращия
сигнал, са в противофаза, което е следствие от противофазного
пэдаваие иа модулнращия сигнал към базите на двата транзистора.
Общаят ток 1Л, който протича през колебателния кръг, е ра-
вен на разликата от двата колекторня тока/с1=г'1(фиг. 8.21 в).
В него липсва носещото колебание, а се сьдържа само сумата
от двете странични колебания (долно и горно). При ндеална симет-
рия на схемата в режим на мълчание (Af = O) в изхода на баланс-
ного моду лацяонно устройство липсва сигнал, тъй като г',— *"t=0.
При максимален коефициент на модулация (Af =1)изходният сиг-
нал има максимална стойност, тъй като страничните колебания,
съд ьржащи се в и придобиват максимална стойност, а сле-
довате.тно и тяхиата сума става максимална.
Аналогичен резултат се получава и, при противотактно-пара-
лелната схема. Отлнчието от първата схема се състои само в то-
ва, че тук през колебателния кръг протича не разликата, а сума-
та от двата колектсрни тока i'ci и i“v Тъй като възбуждането по
висска честота е противофазно, посетите колебания, съдържащи
се в г', и са в противофаза. При сумирането те взаимно се
222
компенсират. В сумарния ток остават само двете странични ко-
лебания също като в предната схема.
В съвременците еднолентови радиопредаватели широко прило-
жение намира т. нар. ринг-модулационно устройство, което е ед-
на друга разновидност на балансномодулацио.чно устройство, съ-
държащо четмри идентични по параметри диода. Принципиата
електрическа схема на такова модулационнэ устройство е пока-
зана на фиг. 8.22. Тя може да се разглежда като съставена от
две баланснй схеми, включсни паралелно по висока честота. Ед-
ната балансна схема включва диоди Д и Д, а другата — диоди-
те Д и Д3. Всяка една от тези баланснй схеми представлява
аналог на паралелно-противотактна балансна схема като показа-
ната на фиг. 8.20 а, но на мястото на активните триполюсници
тук са включени диоди.
Схемата яа балансного ринг-модулациоино устройство има съ-
ществено предимство пред обикновениге баланснй модулационни
устройства. В неговия изход липсват нечетните хармоници на мо-
дулиращия сигнал (с честоти F, 3F, 5F и т. и.), а така също стра-
ничннте колебания, съответствуващи на всички четни хармоници
на носещото колебание (с честоти 2/н, 4/н, 6/„ и 'т. н.).
Едяоленговите амплитудно модулирани сигнали намират широ-
ко приложение всьвременните служебни късовълнови радиосвръз-
ки—J3F, в многоканалната телефония—/ЗЕ, както и в телевиЗията
при предаване на сигналите на образа (видеосигналите)—R3F.
Разгле таните схемни решения за формиране на еднотентов ам-
плитудно модулиран сигнал са класически. Освен тях в практиката
се използуват и други схемни решения.
S.7. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ЧЕСТОТНАТА И ФАЗОВАТА МОДУЛАЦИЯ
а. Приложение на честотната и фазовата модулация
При'честотната модулация (ЧМ) пропорционално иа модулиращия сигнал се
извършва принудително изменение на честотата на високочестотното носещо ко-
лебание, а при фазовата модулация (ФМ) — принудитеднс. изменение на фаза-
та му.
Честотната модулация нзмира приложение в голяма част от съвргменните ра-
диопредаватели. Например всички радиопредаватели, предназначена за каче-
-ствено радиоразпръскване и работещи в метровия обхват, се правят само с чес-
тотна модулация. С честотна модулация са и всички телевизиоини предаватели
на звуковия съпровод. Също така с честотна модулация се правят по-голямата
част от служебное радиопредаватели, конто работят в метровия обхват и на по-
къси вълни. Фазовата модулация се прилага в съвременннтё служебии радиопре-
даватели, работещи в метровия. обхват и при па-къса дължина на вълната, но не
за получаване на фазово модулиранн колебан.чя, а като косвен метод за полу-
чааане на честотно модулиранн колебания.-Те .имат предимство в никои случаи,
•яаприцер при радиопредаватели те, работещи с малък брой фиксирани честоти,
пьй като са по-просги в схемно отношение. Обикновено тези предаватели рабо-
тят с квзрцово-стабилизируя генератор, в конто се превключват няколко кварпови
резонатора, определяют работните честоти на радиопредавагеля. По този начин
в тях се получава стабилиа .иосеща честота без прилагане на система за автома-
тично поддържане на честотата (система АПЧ). Честотно модулираиите колеба-
ния намират много голямо приложение в сьвременните радиорелейни линии, пред-
-назиачени за предагване на телевизиоини програми или за многоканаяни теле-
фонии съобютния. Честотната модулация намира приложение и в иякои вндове
радиолокационни станции за близка радиолокация, а също така в радиовисото-
мернте, използувани в сьвремеините самолети. От изброените по-горе, макар и
же всички приложения на честотната и фазовата модулация в съвременните ра-
диопредатели се вижда колко голямо е тяхното значение за практиката.
*б. Честота и фаза и тяхната модулация
Токът в антенния кръг на радиопрелавателите при липса на
модулация представляв» эисокочесготно хармонично колебание,
«оето се описва със следами израз:
<8.39);=/осоь?=Z0cos(w0£ Ьф0)==/0со$(2гс/о*+%)=4соз^“ /+
Тук/' е амплитуда на колебанието. Изразът ф = ь>.^ + ф0
•се нарнча текут фаз о в ъгъл или накратко фаза на немо-
дулираното колебание в произволен момент t. Фазата е линейна
-функция иа времето к з (S.3S) се изразява посредством радиани.
Тя може да се изрази и в градусн, <р0 се нарнча начален фа-
зов ъгъл или накратко началчафаза на колебакигто. На-
чалният фазов ъгъл <р0 .предст'авлява стойността на текущий фа-
зов ъгъл ф в началния момент иа отчитане на времето, т. е. прн
t ~ 0. Изразът а0=2к/0—~ се наричз ъ г л о в а с к о р о с т или
'О
1 Тук и по-кзгатък индексы .ну«а* съотеегствува ия индекса „и" (носещ)
224
ъглова честота на немодулираното (носещото) колебание.
Кръговата честота w е скоростта на изменението на фазовия ъгъл
във времето и се измерва в радиани за секунда (rad/s). При
модулация о>0 се нарича н о с е щ а или средна кръгова чес-
тота. Тое периоды на немодулираното (носещото) колебшие.
Той предстазлява продължителността на едно пълно колебание и
се измервав секунди. е честотата на немодулираното
'о
(носещото) колебание. Честотата представлява броят на колеба-
нията или броят на перводите за единица време и се измерва в
херци (Hz). При модулация /0 се нари«а носеща честота или
средна честота.
Между кръговата честота и фазата на всяко колебание съ-
ществува взаимна връзка. Тя се състои в това, че кръговата
честота представлява скорост на изменение яа фаза-
та. Но скоростта на измене «иг на всяка, величинаепърва произ-
водна на тази величина по времето. Отгук следва, че изменението
на фазата във времето по какъвто и да е закон <p(t) се съпът-
ствука от изменение иа кръговата честота по закона От
последиото следва обратната вависимост, а именно, че изменение-
то на кръговата честота във времето по произволен закон ь>(г)
се съпътствуча от изменение на фазата.
От тази взаимна зависимоет между кръговата честота ь>(£) и
' текущата фаза ф(/) следва, че всяка принудителна модулация на
фазата на колебание го предизвиква съпътствуващо я изменение
на честотата. Обратно, всяка принудителна модулация на често-
тата предизвиква съпътствуващо я изменение на фазата.
Следователно както при ЧМ, така и при ФМ се извършва
едновременно изменение н иа честотата, и на фазата иа високо-
честотното носещо колебание.
Казваме, че едно колебание е честотно модулира-
но, ако отклонението на моментната му честота<•>(/)
спрямостойносттайприлипса на модулация w0 е
пропорционално на съотнетнага моментна стой-
ност яа напрежението иа модулиращия сигнал иа-
(8.40) № (/) « иа.
Тук е коефявдент на гролорцконалиост.
Казваме, че едно колебание е фазово модулира-
но, ако откломеиието яа моиеитната фа за ^(Z) с и ря-
мостойнссгта йпр>лилсан£ ыо д улация y^e) е
оропсрцнональо ?яа състьетна.га моментна сгой«ост на нгяреже-
нието на мидульращня слгн&ж
(841) <р (/)= л014-ф0 у- ^й.э,
където; е косфв!'.жчгг на йр&ц4рцчоча)?нйст.
.В'аимягта «£ чесгомта от фазам и на фозата от
1S Рад?' e.:»i .
честотата на всяко едно колебание подсказва, че честотно моду-
лирани колебания могат да се получават не само по лряк начин,
т. е. чрез честотиа модулация, но н по косвен начин — чрез фазова
модулация. Возможно е също и получаването на фазово модули-
рани колебания не само по пряк начин, т. е. чрез фазова модуля-
ция, но и по косвен начин — чрез честотна модулация. На прак-
тика в радиосвързочните линии се използуват предимно честотно
модулирани, а не фазово модулнрани колебания порадн по-голя-
мата шумоустойчивост на радиосвръзкатз, реализирана с тях. Ето
защо интерес представлява разглеждането на прения и косвения
начин за получаване на честотно модулнрани колебания.
Нека приемем, че напрежението на модулиращия сигнал е от
вида
(8.42) fcfi(0 = £7acos2tx
и да разгледаме едновремениото изменение на честотата и фаза-
та първо при честотиа модулация (ЧМ), а след това при фазо-
ва модулация (ФМ).
в. Честотно модулирани колебания -- 13 Е
При честотна модулация моментната честота, която се изменя
пропорциоиално на модулиращото напрежение. се определя с из-
раза
(8.43) и (t) = ы0+cos Qt—ш0 4- Д« q м cos ЙД
Тук До>чм — /f4MUо представлява амплитуда на отклоне-
ние г о и а честотата при ЧМ спрямо стойността й при лип-
Г3 Ны?лП'пУ*1аЦ,'я ‘°0, Тя се и®Р’гча °Ще Девиация на честотата
при IM. Вижда се, че при честотна модулация девиацията на
чес юта га Aw4M независи от честотата, а само от амплитудата на
молулчэашото напрежение Ua и е пропорционална иа същата
(фиг. h 23 а).
Моментната стойност на текущата фаза прн ЧМ се определя
с иэраеа
(8.44)
Тук Д»ЧМ=«ЧМ=~А^М- е амплитуда на отклаяенне-
Фиг. 8.24
то на фазата (или девиация на фазата) при ЧМ спрямо стой-
ността й при липса иа модулация и се яарнча индекс на мо-
дулация при ЧМ. От последний изряз се вижда, че т,т зави-
внси от честотата F на модулиращия сигнал. На фиг. 8.23 а са
показан» графиките на Да>чм и яхчм във функция от F.
Изразът за моменгната стойност на честотно модулираното ко-
лебание— F3E е
(8.45) /(/)-/о cos ср — 4 cos {(0>о+Дй‘чм cos 001 —
= /0 cos (wc i + <p0 -f m4M sin Qt).
Неговата графика e показана на фиг. 8.24.
г. Фазово модулнрани колебания — <?ЗЯ
Текущата фаза <р(0 при фазова модулация е пропорционална
иа UacosQt и се определя с израза
(8.46) T(/)^WoH<Po+A'0Mt4cosQ/=w(/+%-f-Ar!p0Mcosfi/.
Тук
(847)
се нарича девиация на фазата или индекс на модулация
при ФМ. От последняя израз (8.47) се вижда, че л?ФМ не зависи
от честотата. а само от амплитудата на модулирадюто иапрежешге
Uu и е пропорционален на същата. Разлнката между честотно
227
модулиракото колебание и фазово модулираното
илюстриррна на фиг. 8.23. Изразът за моментнага
честотата <о(/) при фагова модулация е
(8.18) w ,-АадФМ81п (2/
колебание е
стойност на
Тук
(8.49)
Д<->фм~£!/Яфм~ — ZtzFKwUq
Фиг. 8.35
представлява девиация на честотата на фазово мотулираното ко-
лебание. Впждз се, че л<орм записи от честотата F на мотулира-
щня сигнал (фиг. 8.23 б).
Изразът за моменте: ’.га стойко.г ва фазово модулираното ко-
лебание G3E е
(8 50) /(/) —/cCOSp /,л'О-(<ваГ ; ту-Г тфЧСОДУ/) —
- А>cosiAo,—,'м--фм sin Qt) tТ%]-
На фиг. 3.25 е показана гр. фиката на одно фазово модулирано
колебание С пепрскь.-из а линия е изобразено немодулираното
(иосел1от„) внсскочесиотно колебание, а с прекъспата—фэзово
модулираното. Пред пплоЖителния голупериод на модулирашотО
напрежение СГЯ>С (гр&фи а а на коего е показана над графнка-
та на високочестотного напрежение) фазата на модулираното ко-
лебание изпревзрва фазата на немодулираното. През отрицател*
ния полупернод иа модулиращето напрежение ((7{) <0) фазата на
модулираното ксдебдЕ.че нзестава спрями фазата иа немодулкра-
ното.
228
g.. Честотен спектър на ЧМ я ФМ колебания
Честотно к фазово мсдулираниге колебания ее състэят тео-
ретически от безброй много хармоничнз колебания. При модуляция
с хармойичен сигнал се получаса едно колебание с носещата че-
стота /0 и симетрично на него колебания а с долните страннчии
честоти /0—г, f0—2F, f0—3F и т в. и с горннте странички често-
ти /0-1-Р, /С+2Р, /о+ЗР и,т. и.
Двойките страяични честоти (дол.ад н горна) са разпэложенн
сйметрично от диете страии на носещата (средната) честота. Раз-
ликата между кои да са две съседзи странички честоти е равна
на честотата на модул«ращия сиг нал; F. Оттук следва, че при ЧМ
и ФМ пои понижение на модулиращата честота се увеличава гъ-
стотата на честотния спёктър, т. е. страйичнрте честоти се разпо-
лагат по-близа една до друга..
Необходимо е да бтбслежкм ед'но сыцествено различие на ЧМ
и ФМ в сравнение с АМ. При ЧМ и ФМ амплитудата на моду-
лираиото колебание остава неизменна, покато при АМ тя се из-
мени. Именно поради. това ври ЧМ и ФМ увеличенвет о на мощ-
ността на страннчните колебания става за гкетка на «амаление на
мощността на носещото колебание. Нарастването на амплнтудите
на стрзничните колебания се съпровс.жда с намаленне на ампли-
тудата на носещото колебянне. Исшо псзече, яри ЧМ и ФМ в
процеса на модулациятз прч определеии стсйнсети иа индекса на
модулация носещото колебание нзчезвъ (например ори т--2А и
Др.). При това цялата високочёстотна йощност на мсдулярансто
колебание се преразнределя само между колсб&нията със стра-
нячняте честоти.
На фиг. 8.26 са похазгни честотните спектри на одно частот-
но или фазово моду.тирано колебание при три различии стойно-
сти на индекса на модулация т и при сдяе и съща честота F на
модуляращня сигнал. Колебанията с отделяйте ограничим че-
стоти имат различна амплитуда. Тези от гях, чиято амплитуда е
много малка, играят несъщесгвена роля е преиасявгго на вн-
формацяята. Отстрлвяването им от спектъра на модулкраното ко-
лебание практически не се отразява върху качестпсто на предава-
ния сигнал. Например, ако се отстранят всички колебания със
странични честоти, чиято амплитуда е по-малке от 1%от ампли-
тудата на немодулираното носещо колебание, шнрочияата на че-
стотния спектър на сстаналше странични колебания се онреде.гя
с формулата
В » 2Fm„ (14- ei + ^т). j
Тук Frr£X s най-високата модулираща честота (г. е. ннч-внеокатз
честота от спектъра на модулиращия сигнал), ат — индекс на
честотна (т«м) или фазова (вг^м) модулаячп. Широчниата не че-
стотикл спектър, определена от rasii формула, е напълно доста-
229
тъчна за високэкачестяено предавшие на различен вид съобщения.
Например при висококачествено УКВ-ЧМ. радиоразпръскване чес-
тотният спектър на модулиращия сигнал е в граничите /'=204-
-ъ i 5 0G0 Hz. Честотната девиация Ди при честотиа модулация при
Фяг. 8.2
макснмалната амплитуда на модулиращия сигнал съгласно с меж-
дупародните нсрмк е Л/—50 kHz. При това за индекса на честот-
ва модулация т, ако модулацията се извършва само с едно ко-
лебание F-Fmtx—15 000 Hz, се получава
т—
50.10» ...
15.14? =='3’'
^mai
В този случай широчичата на ефективния честотен спектър, опре-
делена по гориата формула, е
В - 2Froax (1 4- т +-/т) = 2.15 000(I + 3,34- ДЗ) = 180 kHz.
При служебните радиостанция се нзползува Д/т,х = 10^-20 kHz
и F—20СМ 4000 Hz. При тях ефективната широчина на честотния
спектър е значятелно по-малка,
На фиг. 8.26 нагледно е показано как завися ефективната
широчина иа честотния спектър на едно ЧМ или ФМ колебание,
когато честотата на модулиращия сигнал остава постоянна, а се
изменя индексы ка модулаЦия. При индекс на модулация т=2
броят иа двойките страничнп колебания, конто имат амплитуда
над 1°/о от амплитудата на немэдулираното носещо колебание, е
п—4. Ефективната широчина на лентата на честотния спектър е
B~3F(F е честотата на модулиращия сигнал). При т-=4 широ-
чинзта на честотния спектър е /3-14/’, а при m=8-B=22F.
Една от съществените разлики между ЧМ и ФМ се състок в
широчината на честотния спектър на модулираното колебание.
230
При честотиа модулацкл широчината на честотния спектър почти
не зависи от честотата на модулиращия сигнал, а при ФМ тя за-
виси и се изменя в много широки граници. Ако се псддържа по-
стоянна амплитудата иа модулиращия сигнал (Ua = const), а се из-
мени неговата честота Л при ЧМ се запазва постоянна амплиту-
да на честотното отклонение А/, а при ФМ — амплитудата на фа-
зового отклонение Л<р. т. е. иадексът иа модулация т. Това
означала, че прн ЧМ с нсвишаване иа F икдсксът на модулация
-се намалява, тъй като Л/= const. Поради това широчината
на честотния спектър В се запазва почти една и съща. При ФМ,
понеже т= const, с увеличение на F се увеличава и Л/, от
което следва, че едновременно с това се увеличава и широчината
ка честотния спектър В Това е един съществен недостаток на
ФМ. Лентата на пропускане на приемного устройство се определя
от най-високата моду.чмраща честота Fta„. За по-ниските от нея
модулмращи честоти тази лента на пропускане се явява кзлишно
широка и се. намалява отношението сигнал/шум в изхода на ра-
диоприемника.
е. Сравнение между ЧМ и А?Л
Едно от основните преднмства ка ЧМ по отношение на АЛ»
се състои в ио-голямата й шумоустойчивост. Редина електрически
консуматори от прокншлен, домакински и друг характер създа-
ват и излъчват предимно амплитудно модулирани паразитки елек-
громагиитни смущения. Те проникват в радиопрнекницнте н прн-
шняват смущения в приемання полезен сигнал (когато той е ам-
плитудно модулиран). Когато обаче полезничт сигнал е честотно
модулиран, ам плиту дно модулираките смущения се подтнскат в
в приемника за ЧМ сигнали и не излизат в изхода му. Друго
важно предимство на ЧМ по отношение на AM е възможността
за предаване на полезния сигнал със значително по малки нелнней-
ни нзкривявачия. Използуваието на ЧМ позволява по-високока-
чеетвено предаване на полезния сигнал.
, Основен ийдс-етатък на ЧМ в сравнение с AM е эначмтелно
пб-голямата широчина на честотния спестър иа модулираното ко-
лебание. Поради тази причина ЧМ се прилага в радиопредавгте-
лите, работещи на честоти, по високи от 25-5-30 MHz. При по-
ниски носещи честоти ЧМ се изп&лзува само за предаване на те-
леграфии сигнали, при конто широчината на честотния спектър
•се получава не много голяма.
Друга разлиха между AM и ЧМ е в големивата на амплиту-
днте на страннчаите колебания. Докато при AM амплнтудите на
страничннте колебания са винагн no-малки от амплитудата на ио-
231
сещото колебание, при ЧМ (и-при ФМ) амплитудите на странич-
ните колебания могат да превъзхождат амплитудата на носе.по-
до колебание. Докато при ДМ амплитудата на носещото колеба-
ние остава неизменна в процеса на модулацията, при ЧМ (и при
ФМ) тя се измени (дори при определенн стойности на индекса на
модулация т става равен иа нула). В тези случаи колебаннето с
иосещз честота нзчезва и оставят само колебанията съссгранич-
ните честоти.
8.8. ЧЕСТОТНОМОДУЛАЦИОННИ УСТРОЙСТВА. СТАБИЛЙЗИРАНЕ
НА НОСЕЩАТА ЧЕСТОТНА МОДУЛАЦИЯ
а. Видове честотномодулацибнни уЬтройстза
Честотно модулиранн колебания могат да бъдат получеии по
два принципно различии начина:
— пряк (непосредствен) начин — чрез честотна модулация;
— косвен начни — чрез фазова модулация.
Фиг. 8 27
Непосредствената честотна модулация меже да се извършьаг
посредством изменение на собствената честота на колебателния
кръг иа генератора. Ако колебателннят кръг има индуктивности
и капацитет СК! неговата собствена честота е
(S.51)
I _
Относи генного изменение на собственвта честота на кръга
&f 70 при малки изменения ДС и ДА иа неговите реактивни пара-
метра Ск и £к е евързанл с тях посредством следната формула-
От гази формула се вижда, че относителното изменение на
собствената честота- на кръга Д//о е линейна функция на отно-
ентелнпте изменения на неговите па'раметри AL;Lk и ДС.'Ск. Соб-
стрекага честота на кръга може да се измене посредством отдел-
но или еднойременио изменение на параметрите на кръга (фиг. 8.27).
За да се‘получи пеизкривеиа честотна модулация. трябва ДС и
Д£ да бъдат линейна функция на напрежението на модулиращия
сигнал.
б« Реактивни транзистори като честотци вюдулатори
Сравнително голямо приложение за осъп’.ествяваве иа честотна
модулация намират реакт и винте транзистори. Те представ-
лязат обикновепи транзистори, поставенн в такъв режим, при
който колекторната им верига (участъкът колектор— емнтер) е
еквияалентна или на индуктивное? (токът нзостава спрямо нэпре-
жението), или на капяцитет (токът изпреаарва напрежението), кон-
то могат да се изменят (практически безинерциснно и в линейна
зависимост от напрежението ка модулиращия сигнал, педалей във
веригата на базата). Принципната схема на един реактивен тран-
зистор в най-общ вид е показана на фиг. 8.28 а. На схемата за
простота не са покззани източниците на постояннее захранзаади
напреженпя Ис и U3. Не е показано също как се подава напре-
жеиието на модулиращия сигнал USi към реактивния транзистор.
Схемата пояснява само принципно как се формира еквивзлеитва-
те реактивное? яа веригата колектор—емнтер на транзистора Т.
Както се вижда от фигурата, реактивки.ят транзистор пред-
ставлява един двуполюсник с изводи / и 2. Променлизото напре-
жонне l)ci между тях постьпва от колебателния кръг на генера-
тора, към който те се включяат. Това напрежеиие се оказва вклю-
чено между колектора и емитера на транзистора Т. За да бъде
веригата между тези два електрода еквиналентна на индуктивност
или ка капацитет, трябва токът /с, който протича през тях, да
бъде дефазиран съответно на —90? или на 490° спрямо напре-
жението йа приложено между тях. Холекторникт ток /с) се де-
фазира с I омощта на дефазиращия триполюсник, който дефазира
на ъгъл 4-90 или —90” възбуднтелното напрежеиие l'bl на тран-
зистора спрямо колекторното му напрежеиие йс1. Ако проницае-
мостта на транзистора е много малка (Z?^0), колекториият му
233
-тек fel s безннерцхо.ч-i: режим (<ps=0) в почти във фаза с въз-
будителиото напряжение t/4! т. е. той също се оказва дефази-
ран на ±90° Сйрдмо колектсрното напрежение £/е1-
Съществуват различии схеми на реактивни транзистори, кок-
Фиг. 8.29
то се различават псмвжду си по схемата на дефазиращия три-
тюлюсиик. Най’голямо разпространий и мат реактивнмте транзисто-
ри, при конто дефазмращият триполюсник яма вида и* делител
на напрежение, съставен от един активен и един реактивен еле-
мент. На фиг. 8.29 е пре.зставена схемата на реактивен транзис-
тор с такъв делител. Елементите му са означени в най-общ вид със
Z4 и Zfi. На фаг 8.30 са псказанк четирите възможни варианта
на тази схема.
На фиг. 8.29 схемата на реактивния транзистор е обградеиа
с пунктнрана линия. Проводимостта на колекторната верига на
транзистора Т9 се определя с израза
(8.53)
' == ^2t / lfbl -Х.£)\
₽т uci 0л 31\ил ‘ /*
Тук приемами, че транзисторът 73 работи в безвнерционен
режим, т. е. че K2i==Gjv
Отношението иа възбудителното напрежение l)tl към колен-
торного напрежение l)cl се нарича коефициент на обратка свроз-
ка на реактивная транзистор и се означав» с Той
представлява комплексна-величина и се определя от елементцте
ма делителя на налреженвето Z4 и Z6 с израза
234
<8.54) k = - = k cos? +j sin q>
Ако се замести'А в (8.53), се получава
(8.55) УРт=C?2i (A+- ^21 (Л cos i k sin .
От този израз се внжде. че характерът на проводимостта на
колекторната верига иа реактивния транзистор се определя от
фазовия ъгъл на коефициента на обратна свръзка . Ако срА =
— ±90е и D=0, прЬводимостта на колекторната верига се оказва
чисто реактивна:
(8.56) ГРТ=*±Л7ЯЛ.
Фазоният ъгьл <$к на' коефициента на обрагната свръзка е тол-
кова по-близък до 90°, колкото |Z4'>JZEI. Ако е спазено сорного
неравенство, се получава соединят опростен израз за коефнциента
на сбратната свръзка:
(8.57)
Z4
Като се заместят в този Израз Z4 и ZE с конкретните съпро-
тивления за резлнчните схеми на делптелите, представенн на фиг.
8.30, се получават след ните формул»:
за схема a—k—j^CiR^ за схема б—k —
.* • R\ i • w7k
за схема e—k = —j- . ; за схема г—« = /-£>—•
На фнг. 8.30 към всяка от четирите схеми на реактивните тран-
зистори са показана съответните вектсрни диаграмм на токовете
и на напреженията в тях.
Нека да разгледаме векторната диаграма, съответствувзща
на схема а от фиг. 8.30. Приемаме вектора иа колекториото на-
прежение йсХ ‘като изходен. Това напрежение създава ток пре3
делителя на напрежение С4, /?в, означен ва схемата с /дел. Послед-
ният изпреварва по фаза L/Ci. Тъй като по условие съпротивле-
ннето на горното рамо на делителя е много по-голямо от това
на долното рамо, токът 7ДМ ще изпреварва Ucl с близо 90°. Па-
дът иа напрежение, създаван от тока 1вел върху /?5. се явяьа въэ-
буднтелно напрежение за транзистора. Тс е във фаза с тока /дм.
Колекторният ток на транзистора 1с1 е във фаза с възбудител-
ното напрежение Ua (при D =»О), поради което иеговият вектор
има еднаква посока с вектора на £741. Тъй като вектсрът 7fl мз-
прев&рва вектора Crci, колекторната верига на транзистора има
235
лровздимосг с капацитивен характер. Еквивалентяата й замести-
телна схема е средставена чрез последователно свързени капаци>
тет Ce^C.nR(iCi и съпротявлёняе .
°21
При схема б детителят на напрежение също е съставен от ре-
азктор и кондензатор с тази разлика, че резистор?»? /?4, който*
се намира б горного рамо .на делйтеля. яма и много пе-голямо
съпротивление от кондензатора С6. Поради тази причина векто-
рът на тока през делителя 7Л;.Л ще изпреварза много малко век-
тора иа напрежението Uei. Векторът на възбудителното вапреже-
нне 4/Ь1 изостава по отношение на вектора 7дел с 80°, тъ»"5 като
236
JJbi се получава като пал, на каярежение от тока /дел върху Ся.
Векторът на колекторния ток Jcl, който съвпада по посока с век-
тора Ubl, изостава от вектора на колекторното напрежение йс\
с блнзо 90°. Поради това тази схема на реактивен транзистор е
еквивалентна на индуктивност. По аналогичен начин се обясняват
векторните диаграмм на останалите две схеми на фиг. 8.30.
в. Честотни модулатори с полупроводникови дноди
Освен реактивни транзистор» в качестврто на честотни моду-
латори се използуват т. нар. реактивни превключватели, в конто
се използуват полупроводникови дноди. На фиг. 8 31 е показана
схема на такъв честотен модулатор. Принципьт на действие на
Фиг. 8.31
Рем тибен ffood коте
‘Жтотен неЗулотор
тази схема е следният. Паралелно към колебателния кръг на ге
нератора е включена верига от последователно съединени помеж-
ду си резктивнест (в случая £0), дкод и източник на модулира-
що напрежение. Токът в тази вериге, създаван от високочестот-
иото напрежение върху колебателния кръг, ще има формата на
островърхи нмпулси с токов ъгъл, който зависи от моментката
стойност на мэдулиращия сигнал. Това е еквивалентно на пара-
лелно включваяе към колебателния кръг на една реактивн^ст (в
случая индуктявиост) с применлмва стойност, конто завися от
моментната стойност на модулиращня сигнал.
Основен недостатък на тази схема е зиачителното намаляване
на качественна фактор Q на кръга на генератора и сравнително
големия коефициент на паразитка амплитудна модулация. Схе-
мное на реактивни превключватели се използуват като честотни
модулатори в честотната телеграфия.
В рвдиотелефонията ло-солеыи цреднмгтва имат схемите. не
честотни модулатори, взлолзуващи зависимое г га на капиците гэ
бдовд . г ' - с-’;,,..' ...
237
на обратно поляризнрания PN преход иа полупроводиикови^
диодн във функция от стойността на запушващото напрежеиие-
Такова свойство има всекн полупроводников диод, но за целта
се произаеждет специалнн диоди, наречени варнмапи или варак-
Фнг. 8.32
торн. Примерна схема иа честотен модулатор с варикап е пока-
вана на фиг. 8.32. Към варикапа в Тази схема са приложено след-
иите иапрежения: постоянно эзпушващо напрежеиие С/(И). модули,
ращо напрежеиие с амплитуда Ua к внсокочестотно иапрежеиие
постъпващс от колебателния кръг на модулируемия генератор
U^. Стойността па тезн напрежения се подбира така, че диодът
да бъде винагч запушен:
(8.58) i/(*)+tZo+£/<.» <0.
Капацнтетът на обратно поляризирания PN преход на днода
238
се измена в съответствие със стойността на к'одулкраэдотб на-
прежениеи създава честотна модулация.
На фиг. 8.336 е показана сх.ема на.геиератор с честотна мо-
дулация с два варикапа С' и С". Спрямо високочестогното коле-
бание варикапите са включени последовагелно-насрещно (фиг.
833«). Това включване елиминира влнянието на внсокочестотното
напрежеиие върху обтия кръгов капацитет, тъй като
ДС' (ш)ад—ДС" (ш).
Спрямо модулиращия сигнал (aw =(/«cos2z; двата варикапа
С и С" са свьрзани паралелно. Това поззолява да се увеличь
девиацията на честотата А® два пъти при лииса на нелпнейни
нзкравявакия от високочестотното напрежеиие върху колебател-
ния кръг.
г. Стабилизмране на носещата честота
при честотна модулация
Включването на реактивен транзистор към колебателния кръг
на генератора увеличава нестабилността на неговата честота. Из-
мененного на ззхранващите напреження на реактивния транзистор
прелизвнква изменение на честотата така, както п полезного мо-
Фиг. Я 34
дулиращо капреженис. На фиг. 8.34 е показана двутранзиоориа
схема на честотен модулатор, при който сдинияг транзистор (7,i
с еквнвалектен на индуктивност, а тругияг (7'j—на капампет.
Там схема позголява да се намяли нлиянигто на захраняаццгге
239
напрежения върху честотата. Ако в схемата са подбрани еднак-
ви по модул коефицненти на обратната свръзка за двата тран-
зистора, при спнфазно изменение ва базовите напрежения на
двата транзистора честотата няма да се изменя. За да може да

Смесите* Г*"
1)сил6ап!л
за мч
чкт ат ев
Рете* тор ~
Kgopt/eS
генератор

Ре&ттибе*
тровзисгор
м -
Фил тър
Фиг. 8.35'
<е получи честотна модулация от полезния модулиращ сигнал
последвият трябва да се подава към базите на двата, транзистора
в противофаза. В резултат на това се получава двойно по-голяма
амплитуда на честотното отклонение в сравнение сьс схемата с
един реактиаен транзистор. Друго предимство на тазч схема е
това, че прн нея липсва паразитна амплитудна модулация.
За стабилизиране на носещата (средната) честота на генерато-
ра с честотна модулация заедно с използуване на дзутраиэистор-
ната схема на чесготеи модулятор се прилага още и автоматич-
но регулиране иа иосещата честота (АРЧ). На фиг. 8.35 е пока-
зана блокова схема на радиопредавател с честотна модулация,
в конто е приложено регулиране на носещата честота. Към един
смесител се подават напрежения от нзхсда на буферънк усилва-
тел ва предавателя и от един опорен кварцов генератор На из-
хода на смесителя се получава междннна честота, равна на раз-
ликата от двете честоти. Ако честотата на модулируемая гене-
ратор е с номинална стойност, честотата ва изхода на смесителя
има та кава стойност, при която напрежението на нзхеда на диск-
риминатора Г/упр е равно га нуля. При изменение иа чосешата
честота на модулируемая генератор под или над номмналнага й
стойност на изхода на дискрпмянаторн се гоявява постоянно на-
прежение С/уяр с положителна или отрицателна полярпост, завьсе-
ща от знака на отклоненнето. на честотата, Няпрежението от из-
Чода на дискриминатора през фзлгьр се подава последователно
С модулиращия сигнал иа базата .на реактивная транзистор. Прл
240
това честотата на произвежданите от генератора колебания се
изменя в направление, обратно на първоначалното. Филтърът е
необходим, за да не могат бързите изменения на честотата, при-
чинени от полезната честотна модулация, да задействуват систе-
мата за автоматично регулиране. За тази цел лентата на пропу-
скане иа филтъра се избира по-ниска от най-ниската частота на
полезння модулиращ сигнал. Например при служебните радиоте-
лефонии предаватели, при конто слектърът на модулиращите ко-
лебания е 3004-3000Hz, лентата на вропускане на филтъра тркб-
ва да бъде ст иула до 100ч-200 Hz.
8.9. ФАЗОВОМОДУЛАЦИОННИ УСТРОЙСТВА
Използуването на фазовата модулация в съвременните радио-
предаватели като косвен метод за прлучаване на честотно моду-
лирани колебания има известии предим'ства пред прения начин на
получаване на такива колебания. Този метод позволява да се по-
лучи по-висока стабилност на носещата честота със значително
по-нрости средства. Тъй като честотата на задаващия генератор
не трябва да се изменя, за нейното стабилизиране може да се
използува схема с кварц. Фазовата модулация се извършва в
някое от следващите след генератора усилвателни стъпала. По-
ради това задаващнят генератор не е подложен на денствието
на модулиратцото напрежение и нсговата носеща честота не за-
виси от постоянството на параметрите на фазовия модулатор.
Недостатьк на фазовата модулация е това, че получаването й
без изкрмвявания е възможно само ако тя не е много дълбока.
За задълбочаването й се налага да се използува многократно
умножение на честотата. Поради това предавателят има по-голям
брой стъпала—умножители па честота, отколкото при ЧМ.
На фиг. 8.36 е показана блокова схема на предавател с кос-
вена честотна модулация, т. е. с използуване на фазов модулатор.
Преди да се подаде към фазовия модулатор, модулиращият сиг-
нал се пропуска през ингегриращ четириполюснпк за нредвари-
телно преобразуиане. В него модулиращият сигнал се изменя по
такъв начин, че след като въздействува върху фазовомодули-
руемото стъпало, в изхода на същото се получава честотно мо-
дулирано колебание.
Съгцествунат различии схеми на фазови модулатори. На фиг. 8.37
с показана една от тях. Принципы на денствието й се състои в
следното. Към бвзип иа транзисторчте Tt и ?'а, работещи върху
общ товар, се подачаг иисокочестотии колебания, измесгени по
фаза иа 90°. Това се пзсткга с помЗщга на вторь колебателен
кръг, изречен дефазирещ. Ако дефазиращилт кръг * настроен
я резонанс, точ ит г него е .изместеи по фаза па М0с спрямо тока
в нредния кръг. с който той е свързаи иядуктизно. На същия
241
ъгъл (90°) ще бъдат дефазнрани високочестотните възбудителни на-
прежения и първите хармоницн на колекториите токове на двата
транзистора 7^ и Г2. Модулацията се извършва в базовите вери-
ги на двата транзистора в противофаза. Първите хармоницн на
Ккори, о В Вн^грен
генератор усилВател
Цнионить,
HOf
KpOfH
уаибагве
Фазоб
Uam очник но
нодулиргнц
сигнал м
Un.
нюегрирц
четирипы
фиг. 8.36
модулираните колекторни токове се събират в общ колекторен
колебателен кръг.
На фиг. 8.38 е показана векторната диаграма, и л юс трира ща
процеса на фазовата модулация в тази схема. Векторите, изобра-
чртирипол юснин
Фиг. 8.37
зявагци* амплитудите на първите хармоницн на колекториите то-
кове на транзисторите, са разположени под ъгъл 90°. При липса
на модулация те са равии. Сумарният вектор О А се получава из-
местен на 45°. Тъй като амплитудната модулация се извършва
в противофаза, при нарастване на колекторния ток на едини»
транзистор Гс1 колекторният ток на другия транзистор /" съ-
ответно намалява. Сумарният вектор ОА се завърта около точка
О към страната на по-големия вектор /'с1. С изменението на по-
242
лярнгсдта на модулиращия сигнал Сс изменят амплитудите на ко-
лекторните токове /с1 и в обратна посока и сумарният вектор
се завърта обратно към /",. Така под дейсгвието на модулиращия
сигнал се изменя фазата нт резулгатния вектор, с което се полу-
Носеш максимален режим минимален решим
режим зо Тч зо Тч
Фиг. 8.38
чават колебания, модулирани по фаза. За получаваие на по-мзлки
нелинейни изкривявания се използува отклонение на фазата на
резултантния вектор на не повече от 35°(Д^П1ах<350).
Схемата на фазов модулатор с по-добри качествени паказатсли
фозоб модул втор
Фиг. 8.3 I
е показана на фиг. 8.39. При нея колебанията, конто постъпват
от възбудителното стъпало, се подават през кондензатора С3
към колекторния колебателен кръг. Това са носещи колебания
без амплитудна модулация. Освен това през дефазиращия четири-
243
иолюсник, съставен от елементите Q, С2 и RB, същите колебания
се подават на базата на транзистора, но изместени по фаза на
ъгъл 45°. Тези колебания са подложени в транзистора на ампли-
тудна модулация. Транзисторът измени фазата на усилваните мо-
дулирани колебания па 180°, поради иоетовколекторния колеба-
телен кръг те постъпват изместени по фаза на ъгъл 135° спрямо
немодулираннте колебания. На фиг. 8.40 е показана векторната
диаграма, ст-ответствуваща на тази схема на фазов модулатор.
Фи-. 8.41
Схемата позволява да се получи амплитуда на фазовото откло-
нение до 90° при малки нелинейны изкривявания.
На фиг. 8.41 е показана схема за получаване на фазова мо-
дулация с помощта ка реактивен транзистор. Модулацията се из-
вършва в един междичен усилвател с настроен колебателен кръг,
параюлво към който е включен реактивен транзистор. Под дей-
244
ствието иа модулиращото напрежеиие се измени реактивного
съпротивление на реактивиия транзистор. Това води до изменение
на настройката на колебателния кръг и фазата на променливото
напрежеиие върху нег§. По този начин се получава иапрежеиие,
модулирано по фаза.
Флг.. 4.12
На фиг. 8.42 е показана друга схема за получаване на фазо-
ва модулация. Тя прсдставлява транзисторен усилвател, в колек-
т?рната верига на конто е включена колебателна система от три
сьързани кръга. Във всеки от тях като унравляващ елемент
(модулатор) е включен по един варикап. Управляващият сигнал
се подава синфазно към триге колебателнн кръга. По този начин
във вески от следващнте кръгове се уголемява фазовата девиа-
ция. В резултат на това в изхода на модулируемого стъпало в
тази схема се получава нриблизително три пъти по-голяма девиа-
ция на фазата в сравнение със случая на резонансен усилвател
с един кръг.
8.10. ТЕЛЕГРАФЕН РЕЖИМ НА РАБОТА
НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ. АМПЛИТУДНА РАДИОТЕЛЕГРАФИЯ
а. Общи сведения за радиотелеграфната работа
Радиотелеграфия се нарнча този вид работа на р;Г
лиопредавателя. при конто един от параметрите на но-
сещото колебание се измени скокообразно в съответ-
с т в не с предавай и те телеграфии сигнали.
Методите и апаратурпте за предаваие на телеграфии сигнали са един и сыпи
както в проводниковнте телеграфии връзки, така и в радиотелеграфните връзки.
При тези врьзки е необходимо Съобщението (букви, цифри и препипателни зиа-
пи) да се кодира с помощта иат. одове, конто представляват условии набор»
от елемент арии импулси. Изнолзуват се равномерни (р а в и о з и а ч и п> и
н е р а в н о м е р и и (и с р а в н о з н а ч н и) кодове. Измежду нерзвномерниге
кодоне най-голямо приложение в практиката Памира кодът на Морз. Поради не-
равномерное тта му времето за предаваие иа различимте му знани не е еднакво.
Този код не е оптимален.
245
В съвременните буквопечатащи и бързодействуваши телеграфии апл рати се
използуват преди всичко равномерни кодове, изгрЪдени от два вида елементарни
импулси — токови и безтокови (паузи) с еднаква продължителност. Телеграфните
зиаци при равнозначния код се различават помежду си само по комбинацията
от токовите и безтоковите импулси. Обшото количество импулси във вески знак
е постоянно. В зависимост от броя на елементарните токови и безтокови им-
пулси във.всеки знак на кода могат да. се получат различии видове равнозначпи
кодове. От тях най-голямо приложение имат петзначните и седемзначните теле-
графии кодове.
Понякога при предаване иа телеграфии сигнали по проводннци вместо без-
токови импулси (паузи) се изпращат токови импулси с обратна поляриост.
Скоростта иа телеграфира ието се измераа с броя на
елемеитариите импулси, предадени за секунда. Едишшата
за скорост иа телеграфиране се иарича бод и се означава с Bd. Скоростта
иа телеграфиране е 1 Bd, когато се предава един елемеитарен им пуле (токов
или безтоков) за едиа секунда.
При телеграфиране с помощта на ръчен телеграфеи ключ скоростта е от
порядъка на 20 Bd. Съвременните старт топни телеграфни апарати осигуряват
скорост на телеграфиране около 59 Bd, а при работа с помощта на автоматично
устройство, наречено трансмитер, при което се използува нредварително под-
готвена перфолента, скоростта достига до 400 Bd. При > зползува ie на фото-
трансмитер скоростта на телеграфиране може да достигне до 800 Bd
Радиотелеграфиата работа се иарича още радиотелеграфна маиипулация. При
предаване на телеграфии согнали по радиолиния високочестотното носещо ко-
лебание в радиопредавателя се манипулнра (т. е. изменя се скокообразно) в съ-
ответствне с нредавания сигнал. В зависимост от това, кой от параметрите на
високочестотното носещо колебание се изменя под въздействието на телеграф-
иия сигнал, различаваме амплитудна радиотелеграфия или а м-
п лит у дна маиипулация, честотиа радиотелеграфия илн
честотиа манипуляция и фазова радиотелеграфия или
фазова маиипулация.
б. Принцип ма амплитудната радиотелеграфия — А1А
При амплитудната радиотелеграфия в съответствие с телеграфння сигнал
се изменя амплитудата иа излъчваните от радиопредавателната-станция високо-
честотни колебания. В този случай предаваието на телеграфните сигнали се
осъщетвява чрез посменно запушване и отпушване иа радиопредавателя.
При отпушване (натисиат ключ) предавателят излъчва иезатихваши колеба-
ния с постоянна амплитуда. При запушване (отпуснат ключ) колебанията в
изхода на радиопредавателя се прекратяват. Амплитудната радиотелеграфия
(амплитудната маиипулация) може да се разглежда като частей случай иа
амплитудна модулання със 100%-на дълбочнна. Далечината на връзката при
амплитудна радиотелеграфия е зиачителио по-голяма, отколкото при иор-
малиа амплитудна модулация. Това може да се обясни по следния начин.
Амплитудата иа ограничимте колебания, кздто носят полезната информация, за-
виси от дълбочината на модулацията. При амплитудната радиотелеграфия (която
еприего да се означава със символа .4(A) дълбочината на модулация може да се
ечнта през цялото време равна на 100%. При обикновена амплитудна модулация
(предаване иа говор или музнка) статистически усреднеиата дълбочнна иа мо-
дулация е около 30%. От казаното е ясно, че амплитудата иа страничните ко-
лебания при амплитудна радиотелеграфия е значителио по-голяма, отколкото при
амплитудна радиотелефония. На това се дължи по-голямата ефективност при
приемането. з. е. по-голямата далечина на връзката.
Широчината иа спектъра на излъчваните от радиопредавателиата станция
високочестотни колебания при амплитудна радиотелеграфия е много по-малка в
246
сравнение с амплитудната радиотелефония. Това позволява при телеграфна рабо-
та в приемника да се стеснява широчината на лентата на пропускане, с което
•се увеличава отношението сигнал/шум.
Телеграфните сигиали прелставляват съвкупност от импулси, спектърът на
конто е толкова по-широк, колкото по-малка е продължителиостта им. Теорети-
чески широчината на техния спектър е безкрайно голяма. Практически обаче за
предаване'и възпроизвеждане на телеграфните сигнали при амплитудна радио-
телеграфия е достатъчно да се излъчи и приеме спектърът, ограничен до петия
хармоник на основного колебание. Оттук следва, че необходимата широчина на
лентата на пропускане на радиотелеграфния канал при амплитудна радиотеле-
графия Al А е
(8.59) B=2nF=2.oF=10F,
където F е честотата на манипулацията, зависеша от скоростта на телеграфи-
раието.
При ръчно телеграфиране А1А честотата на маиипулация е около 10 Hz-
•Следователно необходимата широчина на лентата иа пропускане на канала е
.S--I00HZ. При работа със стартстопен телеграфен апарат AlB честотата иа
маиипулация е от порядъка на 20 Hz. Необходимата широчина на лентата иа про-
пускаие на канала се получава B=20J"Hz;
При работа с трансмитер АЛВ честотата на манипулапията е от порядъка иа
200 Hz, а лентата на пропускане на канала има широчина #=200) Hz. Вижда
•се, че в сравнение с обикновения радиотелефонен канал, лентата на пропускане
на който при служебни свръзки е от порядъка на 6000 Hz, раднотелеграфният
канал има зиачнтелно по-тясна лента на пропускане.
Предимство на амплитудната радиотелеграфия е простотата на телеграф ния
радиоприемник. Поради сравнително ииската шумозашитеност на радиосвързоч-
жия канал, особено при големи скорости на телеграфиране, този начин почти
Tie се прилага в съвременните магистрални радиотелеграфии линии.
я. Схеми на устройства за амплитудна радиотелеграфия
Носещото колебание иа радиопредавателя при амплитудна радиотелеграфия
•се управлява с помощта на устройства, конто обезпечават излъчваието на пълна
мощност при натиснат телеграфен ключ и пълно прекратяване иа колебаиията
при отпусиат ключ. Амплитудната телеграфна модулация (маиипулация) може да
•се осъществи посредством ско-
кообразно изменение на захран- ।--------
ващите напрежения на кое да е I
от стъпалата иа радиопредава-
теля. Обикновеио това се из-
вършва в маломощните междин- , °
ни усилвателни стъпала иа ра- Лв
диопредавателя. Генераторът н |
първото стъпало след него обик- -L
новено не се подлагвт иа маии-
лулаиня, тъй като това влошава
стабалиостта иа честотата на ко-
сешото колебание.
Най-разпространени са схе-
мите, при конто манипулацията Фиг.
се осъществява чрез нзмене-
8.43
нне иа постоянного захранващо напрежение в управлявашата вернга на ак-
тивния григГолюсиик иа усилвателиото стъпало. При маиипулация във веригата
«а уптавлявэщия електрод (фиг. 8.43) контактите иа телеграфния ключ К
жли на телеграфного реле изменят скокообразно стойността на преди апрежение-
24?
(то Uв- При натиснат жиоч в усилвателиото стъпало се установява работната
стойност иа гргднапрёжението (в случая се установява б/в=0), а при отпуснат
ключ — такава отрйиателна стойност, при която стъпалото се залу шва. За да се
;избегне паразитов преминаване на високочестотното възбудително напрежеиие
лцрез преходнатд проводимост на запушеното стъпало, сбикнсвеио се манипули-
ррТ няколю #1ъпала. С фиг. 8.43 е илюстрирана стмо ндеята за амплитудната
мвннпулапия; Съществуват рзалични по-съаършени схеми за манипуляция.
г. Амплитудна радиотелеграфия с тонално модулираио
колебание (амплитудна тонална радиотелеграфия) — A2A
Този начин на радиотелеграфиа работа се характернзира с това, че радио-
телеграфните сигнали, излъчвани от радиопредавателната станция, са модулира-
ни амплитудно с някаква звукова честота (той). Тази честота се избира сбикно-
вено ICOO Hz или малко по-ннска от нея. На фиг. 8.44 са показа в и графиките
на телеграфните. радиосигнали при безтоиова амплитудна раднотелш рафия
(фиг. 8.44 (У) и при тонална амплитудна радиотелеграфия (фиг. 8.4 1 в), съответ-
ствувгши на .точка* и .тире" от телегра.фнии код на Морз. На фиг. 8.15 а е
дадена структурна схема на радиотелегртфси предавател, предназначен за рабо-
та прн тонална радиотелеграфия. Този вид на работа иа радиспредавателя е прн-
ето да се означава със символа /2/. От фиг. 8.45 а се вижда, че възбуд|;те.1ят
не е подложен на телеграфпа манипуляция, за да се осигурп но-висока стабпл-
иост на неговата честота. След ^ъзбудителя е блскът на амплитуд и о-
манипулируемого стъпало (или стъпала). Устройство™, което ш,-:-
действува върху манипулируемого стъпало, е означено с отделен блок, н.'речеи
манипулятор. В изхода нл манипулируемого стъпало се получават p.tji’n-
импедси от вида на показанпте на фиг. 8.11 о. Те постт.пват к.по пъзбудклелио
напрежеиие в следвашия блок, означен като г м п л и т у д н о м о л у л и р у емс
стъпало. Тук се извършва амплитудна модулация на телеграфные раднеим-
248
пу.-.си от модулиращого колебание £/,,, имашо честота примерно 1000 Hz. В из-
хода иа това стъпало се получават тона.чно модулиранн радиоимпулсн (фш . X. 14 д).
Същите импулси са показанн и на фиг. 8.4-5 ё, като е отбелязано кота телеграф-
ният ключ е натиснат и кота отпугнат.
Фиг. 8.45
Амплитудната тонална радиотелеграфия (2)2/1) е удобна при прнемане на пре-
даваната информация на слух. Прнемането може да се извършва с какъв да е
радиоприемник за прнемане на амплитудно модулиранн колебания. При безтоиова
радиотелеграфия (Л1Л) радиотелеграфните сигнали може да се Приемат иа слух
само с радиоприемник, който има втори хетеродин. Той служи за „озвучаване"
иа телеграфните сигнали, при което те могат да се приемат иа слух. Тоналната
амплитудна радиотелеграфия се използува в корабните радиостанции, в радно-
навигациоините системи и др. Недостатък на този вид работа е по-малката мощ-
ност иа сигнала, излъчван от радиопредавателя, в сравнение с безтоиовата ам-
плитудна радиотелеграфия. Също така недостатък е н разширяването на спектъ-
ра на излъчваиите радиосигнали.
8.11. ЧЕСТОТНА ИФАЗОВА РАДИОТЕЛЕГРАФИЯ
а. Принцип на честотната радиотелеграфия — F1B
Честотната телеграфия модулация (честотната маиипулация) на
носещото колебание на радиопредавателя се състои в скокооб-
разно изменение на неговата честота в съответствие с предава-
ните телеграфии сигнали. На едното положение на теле1рафиия
ключ (натиснат — фиг. 8.46) съответствува носещо колебание с
честота а на другого положение (отпуснат)—с честота/2. Ра-
249
.... опредавателят през време иа предаването на паузите (т. е. на
безтоковите импулси) не се запушва, а продължава да излъчва
високочестотни колебания със същата амплитуда, но с изменена
честота. Именно поради това този начин на манипулация се на-
Фиг. 8.17
рича още телеграфиране с активна пауза. Прието е
да се оэначава със символа FIB.
Честотната модулация (честотната телеграфна модулация) се
осъществява в генератора на радиопредаватели. т. е. там, където
се произвежда високочестотиото носещо колебание. Всичкм ос-
танали стъпала във високочестотния тракт на радиопредаватели
работят в режим на усилване на честотно манипулиранн колеба-
ния, т. е. при постоянна възбудителка амплитуда в управляваща-
та си верига и при постоянна колебателна мощност в изходната
си верига. Това позволява да се използува граничен режим на
работа през цялото време на телеграфиране (и при натиснат, и при
отпуснат телеграфен ключ), който има най-високм еиергийни по-
казатели.
При честотната телеграфна модулация F\B девиацията на често-
тата на генератора Д/ спрямо носещата (средната) честота на ра-
диопредавателя /(н1=0,5(/1 + 7г) съгласно международен стандарт
може да бъде ±62,5 Hz, ±125 Hz и ±500 Hz (фиг. 8.46 и 8.47).
Честотното манипулираие може да се разглежда като частей вид
на честотна модулация, при който честотата на носещото коле-
бание се модулнра с девиация:
(8.60) A/=0,5(f2-/i)
Прието е честотата fu конто се излъчва при натиснат ' ключ, да
се нарича позитивна, а честотата /2 при отпуснат ключ — нега-
тивна. Индексът на честотна манипулация mf има същия израз
както при ЧМ:
Д/
W/= •
ТукД/е девиацията при честотната манипулация, определена
съгласно с формула (8.60), a F — честотата на телеграфиране,
конто завися от скоростта на телеграфиране.
250
Предимство на честотната радиотелеграфия Пред амплнтудна-
та е. че амплитудите иа страничните колебания намаляват по-бър-
зо. Поради това честотният спектър при- честотна радиотелегра-
фия е по-тесеи, отколкото при амплитудна1.
Ткамал
|gr/7ycwO7
Л х опал
\0ТПуСНОУ
।
I— a f=1300(750) Hz—М=^500(750)Нг—^.
I , । ।
U—1000Hz----- — 1OOOHz —i— 1000Hz—-J
• (ooo) (6,°e) I (soo) ;
' 1 (SSO}~ ^_^500HZ6so) I
Г T *i. L
f„ fnz fix/ frn f"
Фиг. 8ла
По-малката широчинз на честотния спектър осигурява по-висо-
ка шумоустойчивост на радиотелеграфната свързочна линия. По-
ради това честотната радиотелеграфия днес намира широко раз-
пространение при магистралните радиотелеграфии линии.
Постоянството на излъчванзта високочестотна мощност при
честотна радиотелеграфия осигурява по-силен сигнал в приемната
страна иа радиолинията, което е еквивалентно на увеличаване на
мощността па предавателя от 4 до 9 пъти в сравнение с рабо-
Тата на същия радиопредавател при амплитудна радиотелеграфия.
Съвременните линии 'за магистрали» радиосвръзки работят по
системата на двуканално чес тот но телеграфиране—
F7B (ДЧТ). При него едиовремеино и независимо една от друга
могаг да се осъщестняват две радиотелеграфии св-ръзки по една
радиосвързочна линия, като се използуват четири честоти, конто
съответствуват на четирите възможии случая при взаимната и
едновременна работа .на двата предаващи телеграфии апарата:
— при одновременно отпуснати ключове на двата телеграфии
апарата се излъчва сигнал с честота, наричана обща негативна
честота, която се оЗначава с /н (фиг. 8.48);
1 Например, ако девиация при честотната манипулация е д/—500 Hz, т. е.
ПРИ изменение на честотата /2-/1=1000 Hz и при скорост на телеграфиране
20) бода широчината на честотния спектър е 36)3 Hz. При амплитудна телегра-
фия при същнте телеграфии сигнали и същата скорост на телеграфиране ши-
Рочината на честотния спектър е от- иорядъка на 6000 Hz.
251
— при нагиснат ключ в първия апарат и отпуснат ключ във
втори апарат се излъчва сигнал с честота /п,, наречена позитив-
на честота на първия канал;
— при отпуснат ключ в първия апарат н натиснат във втория
се излъчва сигнат с честота /п2, наречена позитивна честота на
втория канал;
— при едновремннно натиснати ключове в двата апарата се
излъчва сигнал с честота /п, наречена обща позитивна честота.
Честотите, съответствуващи на тези четири различии случая,
се разполагат симетрично спрямо носещата /(„) (средната) често-
та на радиопредавателя, като fn<fat<C.fia<fn • При това се полу-
чава минтмална широчина на честотния спектър иа излъчваните
телеграфии радиосигнали. При двуканално честотно телеграфиране
Г1В са приети следните стоимости на девиацията на честотата:
— пэи широколентова телеграфия Д/=50Э Hz и Д/=1500 Hz;
— прн теснолентова телеграфия Д/' = 250Нг и Д/=750Нг.
Разликата между отделимте честоти /н, /п1. /„2 и /„ в първия
случай е равна на 1000 Hz, а във втория случай — на 500 Hz.
По-нагледно това е показано па фиг. 8.48. В. скоби във фигурата
са посочени цифрите, конто се отнасят до теснолентова двука-
нална честотиа телеграфия.
И при този вид честотиа радиотелеграфия честотната теле-
графна модулация (маиипулация) се осъгцествява в генератора,
който трябва да бъде с висока стабилност на носещата честота
и с постоянна девиация на честотата.
6.. Принцип на фазовата радиотелеграфия (ФТ) — G1Z?
Фазовата телеграфна модулация (манипулация) се състои в ско-
кообразпо изменение на фазата на високочестотното носещо ко-
лебание в съответствие с предаваните телеграфии сигнали. Че-
сготата и амплитудата на носещото колебание остават неизменни.
На фиг. .8.49 това е илюстрирано при предаване на един срав-
нително прост телеграфен сшнал. Фазите на излъчваното от ра-
диопредавателя високочестотно колебание се различават една спря-
мо друга със 180° (л rad). Спектърът на фазово манипулираното
колебание в най-общ случай съдържа колебание с носещата че-
стота и симетрнчйо разположени спрямо него странички колеба-
ния, отстояши едно от друго на честотен интервал, равен на че-
стотата на маиипулация. Прн манипуляция па фазата на носещо-
то колебание точно на 180° ['£>(0-45 (0= 180 1 така, както е
показано на фиг. 8.49, в спектъра на манипулираното колебание
лнпсва съставката с носещата честота. Тогава спектърът на фа-
зово манипулаторното колебание става подобен на спектъра на
едно амплитудно модулирапо колебание с подтпсиата носеща чес-
тота. Това води до увеличаване па амплитуднте на страничните
252
колебания и нарастваяе на тяхната енергия, което от своя страна
увеличава шумоустойчивостта. В най-общ случай широчината на
честотния спектър на фазово манипулираното колебание е при-
мерно равна на широчината иа спектъра на амплитудно маннпу-
Фиг; 8,49
'оЯфтанО фйвОто ко колбЗоиията ко Я
лираното колебание (АТ) и не зависи от стойността на фазовня
ъгъл на маиипулация %(0~Ti(0> а следователи© и от девиация-
та на фазата Д<р:
(8.61) A^O.SfoG)-^)].
Равномерного разпределение на енергията между съставкнте на
фазово манипулираното колебание GIB (особено при ъгъл на ма-
нипулация 180°, т. е. при девиация на фазата Д'р = 90э) увеличава
шумоустойчивостта прн фазовата радиотелеграфия в сравнение с
амплитудната Л15 и честотната F\B ра тиотелеграфня. По-голяма-
та шумоустойчивост е еквивалентпа на увеличаване на мощност-
та на радиопредавателя четири пъти в сравнение с амплигудна-
та радиотелеграфия и два пъти в сравнение с честотната радио-
телеграфия.
И при фазовата радиотелеграфия е възможно предаванею на
две независим!! телеграфии съобщения, т. е. едповременнага и не-
зависима работа на две двойки телеграфии апарэти с една н съ-
ща носеща честота. Този вид радиотелеграфия се нарича дву-
кратнафазоварадиотеле! рафия (ДФТ) — GIB. Т я се ссъ-
ществява без разширение на лентата на пропускане на радиоканала.
На фиг. 8.50 е дадена примерна схема за осъществяване на
фазова маиипулация 61В иа носещото колебание. Тук във фазово
манипулируемого стъпало се излолзува симетричеи колебателен
кръг спрямо маса. Във всеки момент двата края на кръга (~. 1 и
т. 2) имат обратна полярност спрямо маса т. с. променливите на-
прежения между т. 1 и маса и между т. 2, и маса са дефазнрани
помежду си на 180°. Манипулиращият (управляващият) сигнал иу
се подава между средниге точки на входната и изходната вернга.
Диодите Д, и Д2 работят в ключсв режим. При една полярност
на маяипулирашяя сигнал (например при поляряостта, показана на
25.5
схемата) се отпушва диодът Д (диодът Д при това остава за-
пушен). В изходната верига действува променливото напрежеиие
от горната половина на колебателния кръг, т. е. напрежението
между т. 1 и маса. При смяна на полярността иа манипулиращо-

то напрежеиие (показаната в скоби полярност) се запушва диодът
Д, а отпушва диодът Дг. В изходната верига сега започва да
действува напрежението върху долната половина на колебателния
кръг (напрежението между т. 2 и маса), при което фазата на из-
ходното напрежеиие се измени със 180°.
Поради голямата си шумоустойчивост фазовата радиотелегра-
фия (G}B и GIB) напоследък намира голямо приложение. Нейният
недостатък е сложного по схема и с по-голяма себестойност
радиолриемно устройство, предназначено за прнемане на фазово»
минипулирани сигнали.
8.12- ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ИМПУЛСНАТА МОДУЛАЦИЯ
В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
а. Видове импулсна модулация
При радиосвръзките като иосител на полезния сигнал се из-
ползува високочестотвото хармонично колебание, наричано носе-
що колебание. Основните видове модулации на такова носещо
колебание (разгледани подробно в предните параграфи) са ампли-
тудиа, честотна и фазова. Всички те спадат към т. нар. еднократ-
на модулация, тъй като процесът на модулацията при формиране
на модулираното колебание се извършва еднократно. При тях по-
лезният сигнал въздействува непосредствено върху един от па-
раметрите на високочестотвото носещо колебание: амплитуда, че-
стота или фаза.
Импулсната модулация в радиопредавателните устройства, пред-
назначени за предаваие на съобщения, спада към т. нар. дву-
254
кратна модулация. При нея полезният сигнал модулира ед-
на периодична последователност от импулси, която играе роля^на
първично носещо колебание (извършва се първична модулация).
След това така модулирзната последователност от импулси моду-
Фнг. 8.51
лира едно васокочестотно хармонично колебание, което играе ро-
лята на вторично носещо колебание (извършва се вторична моду-
лация). Вторичната модулация (модулацията на високочестотното
носещо колебание) може да бъде амплитудна, честотна или фа-
зова. Най-често вторичната модулация е амплитудна'. При иея в
антенния кръг на предавателя се възбуждат периодически високо-
честотни колебания в течение на къси ннтервали от време, раз-
делени с относително по-дълги интервали от време, в течение на
конто липсват колебания, т. е. в антенния кръг се възбуждат пе-
риодически радиоимпулсн (фиг. 8.51).
Нека се с прем по-подробно на първичната модулация, т. е.
на модулацията на периодичната последователност от правоъгъл-
ни импулси. Параметрите на такава последователност от импул-
си (фиг. 8.52) са:
— височина (амплитуда) на импулсите А;
— продължителност (широчина) на импулсите ти;
— честота иа повторение на импулсите = 1 / Тя (7Н— период,
на повторение на импулсите);
— положение на импулсите във времето спрямо тяхното по-
ложение в немодулираиата последователност или фаза на импул-
сите ?и.
Всеки от тези параметри може да бъде модулиран под въз-
действието на управляващия сигнал, който носи в себе си инфор-
мация за предаваното съобщение. В зависимост от това, върху
кой от параметрите на импулсната поредица се въздействува, се
получават следните четири вида първична импулсиа мо-
дулация:
— амплитудно-импулсиа модулация (АИМ), при
която се модулира амплитудата на импулса;
< ч2®
(••ИВЛИОТЕКа)
\_Toeup Немели г и /
— широчинн о-и м п у л с и а
конто се модулира широчината
сите;
— честоти о-и м пул сна м
модулация (ШИМ), при
(продължителиостта) на импул-
о д у л а и и я (Ч 11 М), при конто
се изменя честотата на повторение на носещата поредкца от им-
пулси;
— фазово-им пулсиа модулация (ФИМ), при конто се
изменя фазата на посетите импулси.
Предполага се, че при всячки видове импулсна модулация
(I ’М) измененчето на модулируемия параметър е пропорционално
на стойността на модулиргщия сигнал и!}. На фиг. 8.52 са пока-
зами исмодулираната (носещата) последователност от правоъгъл-
яи импулси, модулиращият сигнал и{> и моментните стойкости на
модули-’аните импулси при четирите вида импулсна мод\лация
АПМ — А3£, ШИМ — L3E, ФИМ — МЗЕ и ЧИМ - Q3E с анзло
гов модулиращ сигнал.
Друг важен вид импулсна модулация е ко д ово-п мпу л с-
ната (КИМ) При нея електрическият сигнал, който носи в себе
си информация за иредаваното съобщеиие, се раздели из опреде-
лен брей амплитудпи нива, нарсчени разрешен и нива. Всяко
ниво се лредава с определена кодоза комбинация, съставена от
нчколко имлулса. За по-голяма яснота ще поясним кодоне импулс
яата модуляция с покощта на фиг. 853. На тази фигура разре-
тените нива са 16 в са расположена примерно през 0,5 V. ГТре-
даваиият информационен сигнал (фиг. 8.53 о) се отчита по ниво
периодично през равномерни части от неговия период. Продъл-
жителността т на тези нитровали, т. е. честотата на отчетитс, се
Фиг. 8.53
определи от мамсималвата честсте в снектъра на «пформацисина^
сигнал със следното неравенство:
(8.62) J-.
*Г KI
При всеми отчет се определи стойностт? на модулирэщия с«г-
Л? РмЖКфеДПаЗДКЫ ПИЩ».
нал и се закрыла до стойността на най-близкото от разрешени-
те нива. Всяко ниво (всекн отчет) се предана с кодовата комби-
нация, която съответстзува на това ниво. По такъв ничин вместо
амплитудитз (височнннте) на отделяйте отчети се предана съот-
ветнатз им кодона комбинация.
В примера* на фиг. 8.53 за образуйте на кед они комбинации
се нзползузат двоичн»? импулси, т. е. импулси, конто могат да
приемат две значения нула и единица (0 и 1). На фиг. 8.53 б са
показали кодопи комбинации, съответствуващн на всяко едио от
16-те нива на отчетите, а на фиг. 8.53 а е показано как се из-
вършва определяне на отчетите посредством закрыли ваке иа от-
четните нива.
б. Основни характеристики ка иемодулираната
к модулираната носеща лоследователност от импулси
фиг. 8.54
Честотният спектър при различимте видове ИМ се определя
както от формата на носещите импулси, така и от модулиращия
сигнал. Желателно е използуваието на носещн импулси с право-
ыълна форма, тъй като те притежават максималиа енергия при
зададена амплитуда в сравнение с всички останали видове импул-
си. Получаването на идеални правоъгълни импулси на ток или
напрежение в реални електрически вериги е невъзможИо. Нара*
ствачето и спадането на тока или напрежението винаги се нз-
вършват в течение на крайни промеждутъци от време, наричани
съответно продължнтелност на предння и задния фронт на импулса
(фиг. 8.54). Както знаем, по определение продължнтелност на пред-
ния фронт на импулса тпф е вре-
мето, в течение на което токът
или напрежението нараства от 0,1
до 0,9 от стойността на ампли-
тудата на импулса, а продължи-
телност на задния фронт т,ф — вре-
мето, в течение на което токът
или напрежението намалява от
0,9 до 0,1 от стойността на зм-
плнтудата на импулса. Желателно
е получаваието на импулси с до-
статъчно малки продължителности
на предния и задния фронт (не
по-големи от 10—15% от про-
дължнтеляостта иа импулса). В такъв случай реалните импулси с
достатъчно за практиката приближение могат да се приемат за
идеалио правоъгълни. f
При липса на модулация честотният спектър на периодичиата
пг.следователност от носещи прароъгълни импулси има вида, по-
258
казан на фиг. 8.55 а. При модулация около всяка спектрална линия
из носещите импулсни колебания се пояняват странични ленти
(фнг. 8.556). Техният строеж зависи от вида на импулсната мо-
дулация. Както се вижда от фиг. 8.55, амплитудите на хармони-
ците, честотата на конто е кратна на —> са павнн на нула. На
и
практика честотата на хармоника с най-малък номер, амплитс да-
та на който е равна на нула, се приема За горна граница на че-
стотння спектър:
(8.63)
ти
Честотнияг спектър на периодическа последователност от ра-
диоимпулси, получени в резултат на вторичната модулация (коя-
то обикновено е амплитудна), е показан на фиг. 8.5<\ Широчи-
Фиг. 8.56
ната на честотния спектър тук, к?зкто при всяка атплитудна мо-
дулация, е два пъти по-голяма от честотната лента на модулира-
щия сигнал. При продължнтелност на носещите импулси тм -1 ps
широчината на модулиращия спектър се получава Лп»х--~--
259
— 1 MHz, а широчината на честотиия спектър на радиоимпулсите
Z?^2F„,,-2.1. !CcHz=2MHz.
При импулените. мчогоканални радиорелейни линии, предна-
вяачени за предаваие из говор с честотна лента от 300 до 3000
Hz, честотата иа повторение иа носещите импулси обикновено се
нзбира /^“8 kHz. Прн това разстояиието между съседните им-
пулен, което се опргдетя от техник период (фиг. 8.52), е Ти —
— 100 tts. Интервалите, свободам от импулси, могат да се изпол-
зупат за предаваие яа импулси яа други канали. На мястото на
пркемазе импулсите на ргзлиднмте капали се разделят с помощ-
та на съответни устройства. В това се със+с<и принципы на мно-
гоканалната импулена модулация. За синхронизация на работата
ка устройството, раздели що различимте капали в приемния пункт,
е необходимо да се предана един синхронизиращ импулс, който
трябва да се различена от каиалнпте импулси например със своя-
та шнрочива
За да може в интервала между съседните импулси на даден
канал да се поместят достатъчно количество импулси от другите
капали, широчината да каналвите импулси трябва да бъде до-
статъчко малка. От друга страна, продължителиостта на импулси-
те определи широчината на честотната лента, която трябва да
бъде пропускала през съответните вериги на предавателя и при-
емника, през който трябва да преминават импулсите. Ако се из-
полауват импулси с извъиредио малка продължителиост, лентата
на пропускане на предавателя и приемника трябва да се разши-
ри много. Това би довело до увелнчаване на шумовеТе, тъй като
тяхната мощност нараства пропорционално с разшнрение на лен-
тата на пропускане иа приемного устройство, което в крайня
сметка бй вложило качеството на въслроизЪеждания сигнал.
Стръмиостта на предяия и на задния фронт на импулсите се
опредедя от времето иа установявгне, т, е. от продължителност-
та на проходимте процеси иа веригяте, през конто преминават
импулсите. Времето на установиваке от своя страна завнеи от
лентата на пропускане В:
(8.64)
Ако времето иа устанозяване е злачително по-малко от про
дьлжнтелността на импулса .Ту-^Ти, изкривяванията на импулси
те, причиненн от преходннте процеси, са малки. Например, ако
}инрочннзта иа импулсите е th = !|is, лентата на пропускане тряб-
ва да бъде по-мзлка о* 1 MHz. Такива ленти на пропускане мо-
гат да <_€ получат э обхвата иа метровые, дециметровите и по-
късите от тях вълии. Поради това импулените методи на моду-
лация се изпэлзуват в предавателите на дециметрови, сантимет-
рови или на по-къси от тях вълни.
260
Импулените видове модулации се използупат в случайте, ко-
гато е необходимо да се получи голяма шумоустойчивост. Те с*
прллагат в системите за радиоуправление, радиотелеизмерване и
за многоканално предаваие. на теле<|оьни и телеграф ни сигнали
по радиорелейните линии.
Освен описаните по-горе видове импулена модулация, при кон-
то предавайте от ралиопредазателното устройство радиосигнали
съдържат в себе см полезиат» информация, мзползува се и друг
вид импулена модулация. Става въпрос за импулсната модулация
в предавателите на раднолокационните станции (РЛС). При ра-
диолокационнисе предаватели се произвеждат периодичян радио-
импулен с неизменны параметры. За тази цел в тях се извършва
еднократна импулсиа модулация. Периодичиата последователност
от еднзкви много краткотрайни импулси, разделена с големи ед-
накви паузи, превишаващи продължителността на импулсите сто»
типи дери хиляди пъти, модулира амплитудно високочестотното
носещо хармонично колебание. Получеияте я резултат от импулс-
ната модулация радиоимпулсн не съдържат в себе си полезна ин-
формация. Полезната информация се получава посредством измср»
ване от интервала от време между излъчБаните и приеманите ра-
дноимпулси. От казаното дотук следва, че еднократната импулена
модулация в радиолокационните предана гели по принцип е зна’1И-
телио по-проста от двукратнгта импулена модулация, прилагала
в радноевързочннте предавателя.
8.13. ОСОБЕНОСТИ НА РАБОТАТА НА ПРЕДА8АТЕЛНИТЕ ЛАКНИ
В ИМПУЛСЕН РЕЖИМ
Тук ще разгледаме особен сети те иа оаботата на лампите във високочестот-
ните стъпала на ламповите иредавлтели, конто се нзиолзуват в импулсен режим.
При работа в импулсен режим or дадена лампа може да се получи значвтелно
по-голяма мощност, отколкото при работ?, в неорекъсиаг режим. Махсимзлната
полезна мощност, която може да се получи от една лампа, се ъпределя от допу-
стимата мощност, ксято може да бъде разсечна от нейпия анод, от емиснонните
свойства на катода и от електрическата здранина иа нейната конструкция. При
импулените режима иа работа лампаса р.т&оти в течение на велродължчтеляи ин-
тервали ст време, следваня от паузи с по-голяма или по-мялка предъ.тжигеляосг.
Температурата иа анода на лампата се опредсля от средната за едан период ня
повторение на импулсите мощност на разсейване РЛ41,. Тази мощясст е значи.
телио по-малка от мощността, разсейдава от анода >трез време на ннпулса Ра»-
Връзката между средната и импулсната мощност на разсейване се дава с фор-
мулата
(8.65) р р
AAV 7М Ли
Тук е коефицнент на эапълваие, ксйтс представлява отношение на
• н
продължителността на импулса към периода на повторение на импулсите. Лам-
пата се избира въз основа на средната мощност на ра' сейваие Р &РА до1. а
261
поез време на импулга мошиостгз иа разсейване РА може да се получи значи-
телно по-голяма спрямо допустима га мсшносм иа разсейване в вепрекъсиат ре'
шим РА Аоа- Например една лампа с допустима мощност на разсейване в непре-
късиат режим Рллт1-=10'Лг може да беле използувана в импулсен режим с мощ'
ноет, разсейвана от анода през време на импулса />4п=Ю kW, ако продължи*
геляостта на импулсите е ти — 1 p.s, а периодът на повторението им е Ти =0,00i s
(който съотвегствува на честота иа повторение на импулсите fH = 1000Hz):
PAAV'
РА и ’и 10.103 . 10-е
=.........—.... «S3
Ти 10-3
10 W.
Казавото за мощността. разсейвана or анода, се отиася и за разсейваната
мощност от всички елементн иа схемата иа даденого стъпало. Това позволяв.-!
егымлата на предавателя, работещи в импулсен режим, да имат лам пи и елемен-
ти със сравнптелно не много големи размер^ и тегло ири значителиа импулсна
мощн.ост иа стъпалото.
Намаляването на размерите на елементите н дгтайлите в дадено високоче-
стотяо стъпало, работеЩо в импулсен режим, -г възможно още и поради това, че
в импулсен режим се иэвишава електрнческата здравинг иа лампата и на сста-
налите елемеити и детайли в стъпалото. Приччната за това се състои в следно-
то. Елсктрическнят пробив се дължи на йонизацията, коятс представлява инер-
ционен процес и при много малка проа ьлжителиост на импулса ти не успява да
се разине до пробив. Това псзволява да се намели електрнческата изоляция на
апаратурата, работеша в импулсен режим, г заедно с това и размерите и тегло-
то (масата) й
Усгаковгно е, че спепифичкага смисия на катода на дадена лампа, работеша
в импулсен режим, е много по-голяма от тази в непрекъсиат режим. При малък
коефиичент на запълпанс у тя може да превишава специфичната емиспя на ка-
тода ь неирекъснат режим сготици и повгче ньти. За получаване ва по-голяма
емнсия от катода лампнте, нре^назначеин за работа в импулсен режим, се пра-
вят с акгивирани катоди (торнрани или окси дни). Импулсиите лампи с окендни
иатодч се използуват за работа с много краткотрайни импулси (ти<10-т-15 ps).
При ргбота с по-продължителин импулси се получава „отравяне" на оксидпия
катод в иеговата екисионна способност ркзко се поиижава. При тези случаи за
вредаочитане е да се нзползувзт лампи с торирани катоди. Те имат още и това
Предимство, че могат да работяг устойчиво й при значителио високи аиодни
напрежения.
За лэмпите, използувани във високочестотните стъпала на предавателя в
импулсен режим, може да се каже елгдното. При повншаване на работните иа-
прежевия на електродите на лампата, особеио при увеличаване иа вьзбудител-
иотс напряжение, се ьзмаллва времето sa нрелитаие sta електроннте. Поради
това всички врс-дни последствия от ннердиопността се вроявяват значителио по-
стабо. Така може да со обясни фактът, че граиичиата честота, до конто може
ла работи една предавателна лампа в импулсен режим, е зиачнтелио по-висока,
отколкото в непрекъсиат режим.
Сгойноетта нэ анодного захранващо нагрежеиие иа висскочсстотнотЬ
стъпзло на предавателч. в което се извършва амплитудна импулсна модулация,
записи от това, на кой електрод се подава имиуленото модулиращо напрежение.
При решетъчна модулд.-шя анолъг на лампата се намира непрекъсиато под
напрежениего на захоапелне Uл. През време на паузите между импулсите моду-
лируемого високочестотко стъг-ало t запушено с голямо отрицатели» предиапре-
жение на управлрвашата решетка UG. Молулирашнте импулси постъпват във ве-
ригага иа управляващата решетка с положителиа нолярност и отпушват стъ-
палото.
При анодна мсдуиапия анодного захрапвашо напрежение б/д се подава във
вид на импулси, чгто през време иа паузите между импулсите то е равно на пу-
ла. При тези условия електрнческата «яровина иа вакуума в лампата значителио
262
<се повиша&, поради което може да се повишн анодного зяхранващо напреже-
ние Uа- Освен това при анодна модулация много по-е*або се проявяват вредим-
те последствия от термичиия ток на решетката. Той се дължи иа това, че при
лампите с активиран катод върху решетката се натрупват разпрашени активин
частици от катода н ти придобива свойството да излъчва електроии. При реше-
тъчна модулация през време на паузите между нмпулснте между решетката и
анода действува постоянно напрежение UAG^UA—Ug >0 (т. е. сумата от стой-
лосгнге иа двете'йапреження. като UG е отрицйтелно), което увлича към ано-
да излъчваннте от решетката електронн.’Решетъчният термоток създаяа допъл-
нително мощност, разсейвана от анода. При това тази дспълийтелна мощност ва
разсейване може да се окаже значителна, тъй като решетъчинят термоток, макар
и малъ«, протича непрекъснато. При анодна модулация прев време иа паузите
аиодното напрежение е равно на пула и иапрежението между решетката и анода
•се оказва равно на преднапрежението. взето с обратен знак UАо~~^с т- е-
значителио по-малк>', отколкото при решетъчна модулация. Термотокът се полу-
чава много по-малък в сравнение с тока при решетъчна модулация. Ако пред-
иапрежеиието се иаирави автоматично, през време иа паузите (UG —0 и напре-
жейнето (/дд^С) термотокът на управляв.!щата решетка ще бъде приблизител-
ио равен на нула. Поради изтъкиатите по-горе причини лампата при анодна мо-
дулация с импулсен модулирзщ сигнал може да работи с по-вчсоко (около два
пъги) захраиващото анодно напрежение UA в сравнение с решетъчна модулация,
като прн това отдава съответно по-голяма променливотокова мощност.
Недостатък иа аноднзта модулация е иуждата от мощен импулсен модула-
тор. Въпреки този недостатък мошните импулсна предаватели се правят обикио-
веио с анодна модулация.
Вье вксекочестотвите стъпала на импулсиите предаватели, предаазначени за
целите на миогокаиалните радиосвръзки и рядиолокацмнта, се използуват различ-
ии типове импулснн предгвателни триоди (в повечето случаи металокерамични),
а също тзка различии типове магнетроии, хлистрони, лампи с бягаща вълиа и
лампи с обратил вълна.
В заключение трябва да се отбележч, че вснчки особеиостн на импулсзия
режим на нредавателните лампи се проявяй-зт в пълна сила само при работа с
малък коефиииент на запълвсае у. В някон случаи ксеф>тциситът на за.тьлезие
яа псезедоаателиосттг на модулиращите импулси може да се окаже голям (бли-
зък до единица).-Тогава имяузсната работа иа стъпалото ще ивподобявз ргбо-
тата при телеграфна мвнинулация и изчислението на режима из работа иа лам-
паса трябва да се извършва така, както в иепрекъснат режим.
8Л4 ИМПУЛСНА МОДУЛАЦИЯ В РАДИОЛОКАЦИОННИТЕ
ПРЕДАВАТЕЛИ
а. Основия сведения за импулсиите радмолокацягжнк
предаватели — РОЛ
Радиолокационният предавател е основой елемент на радиоло-
жациоината станция, предназначена за определяне координатите
на различии подвнжни и неподвижии обекти с. помощта на радип-
эълни. Радиолокационният предавател излъчва високочестотни
„опнпващи* (търсещи) радяоимпулси с продължнтелност, значи-
телио по-малка от паузите между ткх (фиг. 8.57). Далечината на
действие на радколакацио.'.ната станция закиси от мощността на
мзлъчваимте радиоимпулси. Радиолокационяите предаватели имат
263
импулсна мощност сготици и хиляди киловата. Импулсните коле-
бания, както е известно, имат толкова по-широк честотен спек-
тър. колко то по-малка е продължителността па нмпулсите. При
радионмпулси с право ьгълна форма, каквито са радиоимпулсите,
излъчвани от радиолокационните станции, широчината на чесгот-
ння спектър практически се описва с формулата
(8.66) в=^:л'
Тук В е широчината на честотния спектър в херци, а с,.—
продължителността на радиоимпулсите в секунди. Широчината на
честотния спектър на радиолокационните сигнали е стотици и по-
вете пъти по-голяма от тази на радиосигналите, излъчвани от ра-
дио гелефонните станции. Това означава, че в радиолокационната
станция е необходимо да се осигури широка лента на пропускане
(единици и десетки мегахерца). Такава лента на пропускане и
предавателя и в приемника на радиолокацнонната станция може
да се получи само ако тя работи в обхвата на свръхвисоките че-
стоти. Освен това в този честотен обхват могат да се използунат
антенн с по-малки геометрични размери и с по-силно насочени
диаграмм на излъчване, конто концентрират излъчваната елек’рс-
мзгнитна енергия в тесен сноп. Последнего е едно голямо пре-
димство, тъй като се получава допълннтелна печалба в мощност,
далечима на действие и точност при определяяе координатите на
обекта. Радиолокационните предайатели се характеризират със
следните специфични за тях параметри, конто са свързани с им-
яулсния характер на работата им:
— импулсна мощност Р1И;
— средна мощност (усреднена за един период на повторение
ка радиоимлулсмте Тг — фиг. 8.57)
— продължнтелност» на радиоимпулса тн;
— честота на повторение на рддиоймпулснте
— стабилност на честотата на. повторение на радиоимпулсите;
— форма на радиоимпулсите.
2G4
Радиолокацконният предавател (фиг. 8.58) се състои от СВЧ
генератор, антенно-фидерно устройство, ампул сен модулатор, под-
модулятор, хронизатор и захранващ блок. Генераторът, който най-
често е магнетронен, работи в импулсен режим през интервала
JLJLj. -ЦМ
Фиг. в.58
от време, когато от импулсния модулатср към него постъпва им-
пуле на високо напрежение. Този напрежителен импулс представ-
лена захранващо напрежение на магнетрона. Докато трае този
импулс, магиетронът генерира СВЧ колебания с необходимата че-
стота и мощност, конто постъпват в антенно-фидгрното устройст-
во. След прекратяване на видеоимпулса магнетронният генератор
престаяа да работи. С това се прекратява и излъчваният посред-
ством антенно-фидерното устройство радноимлулс. Формата на
радиоимяулса повтаря формата на видеоимпулса, идващ от мо-
ду латора. Както се вижда от блоковага схема на радиолокацион-
ч нйя предавател (фиг. 8.58), по висока честота той е едностьпа-
лен. Едикственото му стъпало това е магнетронният генератор.
Генерираните от него радионмпулси се управляват от импулсния
модулятор. Последняя г от своя страна се задействува от право-
ъгълните импулси, произвеждани от подмодулаторя. Подмодула-
торът се. задействува от краткотрайнн импулси с много стръмен
фронт, конто се произвеждат от хронизатора. Този метод на мо-
дулация позволява да се получи най-висока стабилност на пара-
метрите на модулиращнте импулси.
б. Импулсни модулатори
В съответствие с предназначенного на импулсния модулятор
в него влнзат следните елементи: натрупвател (акумулатор) на
енергия. ограничите.!, комутатор и захранващ източник с не мно-
го голяма мощност. На практика се използуват две конфигурации
на схеми на импулсни модулатори. На фиг. 8.59 а и б в блоков
вид е показано как се съединяват помежду си нзброеннте по-го-
ре елементи при тези две конфигурации. В качеството на натруп-
вагел (акумулатор) на еиергия се използува кондеизатор, изкуст-
265
иена линия или индуктивност. Т-ук ще разгледаме само принципа
«а действие на импулсните модулатори с калацитнвен натрупва-
тел на Энергия, тьй като те намират най-голямо приложение в
радиолокациснките предаватели.
Фиг. 8.59
На фиг. 8.60 е показана схемата на такъв модулатор. В нея с
Сн е означен натрупващнят конденсатор (който натрупва енергия),
с К е означен комутаторът, посредством който се затваря пе-
риодически веригата от капацитивния натрупвател към магнетрон-
ния генератор. Последкият в схемата е означен като едно актив-
но съпротивление /?г. С /?огр е означено ограничителното или за-
рядного съпротивление, а с Ео — захранвашият източник.
Накратко девствието на модулятора е следното. В паузите
между импулсите комутаторът А' е отворен. Веригата между на-
труПващия кондеизатор Сн и ыагиетронния генератор е рззкъса-
тга. Конде нзаторът С„ се зарежда от захранващня източник £0
врез съпротивлението /?Огр- Напрежението на кондензатора се по-
вишаза, докато стигне, стойността на напрежението на токоизточ-
ника. В края на зареждането комутаторът К се затваря н включ-
ва кондензатора паралелно между електроднте катод и анод на
магнетрона. Генераторът започва да работа, при което конденза-
торът се разрежда, като отдава в магнетрона натрупаната в не-
го поетояннотокова енергия. След раз-
Яогр реждаке на кондензатора комутаторът
f~C—-1 Г °~1 отноео прекъева веригата ?-ъм магнетро-
г Пр на и започва нова зареждгне с енергия
£Го С""Г Н г на капацнтивния натрупвател.
I J Съпротивлението /?огр определи про-
дължителноегта на зареждаяето и огра-
фиг. 8.60 ничава консумирания от захранващня из-
точник ток през време иа затваряне на
комутатора, т. е. през времето, когато
работа магнетронният генератор. То се избира многократно по-
голямо от пос гояннотокоеото съпротивление /?г иа генератора. По
този начин зареждаието на кондензатора С„ се изаършва сравни-
.266
телко бавчо, а токът, протичащ през /?ог[, през време на разреж-
дането на кондензатора, е пренебрежимо малък.
В разглеждания модулатор са възможни два режима на работа:
режимлна пълно и режим на частично разреждане на натрупва-
Фиг. 8.61
щия кондензатор. В пързня случай комутаторът, веднъж вклю.
чил, не прекъсва веригата към магнетрона до пълното разрежда.
не на натрупващия кондензатор.
Стойността на натрупващия капацитег се определи с формулата
(8.67)
_2foH*a
*-'н~ Ё2
л О
Тук Р011 е мощността, която магнетронният генератор консу-
мира от натрупващия кондензатор през времетраенето на импул-
са; ти е времетраенето (продължителиосттг) на импулса; Ео— на-
прежениего на захранващия източник.
При работа на модулатора в режим на частично разреждане
комутаторът се затваря в течение на кратко време, равно на тн,
и се отваря, когато кондензаторът все още не се е разредил, т. е.
напрежението върху него все още има зиачнтелна стойност. Гра-
фяката на изменение на напрежението върху натрупващия кон-
дензатор ис н графиката на моментното напрежеиие върху маг-
нетрона иг са показами на фиг. 8.61 при режим на пьлен разряд
и па фиг. 8.62 в режим на частичен разряд. От графиката не
фиг. 8.61 б, където е показано моментното напрежеиие върху
магнетрона в режим на пълно разреждане, се вижда, че това на-
преженне има формата иа островърхи импулси. Във втория слу-
чай при режим на частично разреждане напрежението върху ма-
гнетрона (фиг. 8,62 б) има форма, близка до правоъгълна. При
подходящ подбор на параметрите на схемата иа модулатора на-
прежението върху магнетрона може да се получи с производно
желана степей на право ьгълност. В съвреиенните радиолокацион-
ни предаватели поради изложените причини се използува изклю-
чително режимът на работа с частичен разряд. При този режим на
работа натрупващият кзпацитет Си се определи с формулата
267
Оттук се вижда, че стойността на натрупващня капацитет
трябва да бъде толкова по-голяма, колкото по-малка' е стойност-
та на 3, т. е. колкото по-близка до правоъгълна е желагша фор-
ма на импулса.
Модулаторите, работещи в режим на частичек разряд на на-
тру пващия кондензатор, позволяват сравнително просто да се из-
меня продължителиостта на модулиращите вндеоимпулси (части
от микросекундата). При тях обаче са необходима комутатори,
кмащи малка инерционност при отваряне и затваряне, т. е. кому-
татори с днустранно управление. Поради това в качеството на
комутатори ц тези модулатори се използуват специален типове
електроныи модулаторни лампи. При тях началото на модулира-
щия видеоимпулс, съответствуващ на затваряне, и краят на им-
пулса, съответствуващ на отваряне на хомутатора, се задават от
управляващн’импулси, конто постъпват към решетката на койу^-
тиращата лампа на подмодулатора.
Съвременните импулсни модулаторни лампи са разчетени да
издържат импулсни напрежения от порядъка на 30—40 kV и им-
пулсни токове до 50—90 А. В някои случаи за увеличаване на
пропусканите импулсни токове се включват паралелно няколко
лампи.
На фиг. 8.63 е дадена примерна схема на магнетронен генера-
тор заедно с модулатор, работещ в режим с частнчен разряд
на натрупващия капацитет. На фиг. 8.64 а е показан честотният
спектър ла видеоимпулснте на модулатора, а на фиг. 8.64 б — на
радиоимпулсите на магнетрона. В принципната схема на фиг. 8.63
са дадени следните означения: /?огр — ограничително (зарядно) съ-
противление, К — комутираща лампа, Д — демпфиращ (затихващ)
268
диод, Гмагнетронен генератор, Lop— заряден дросе^ к Со —
паравитен капацитет на схемата.
От подмодулатора към решегката на комутаторната лампа А
постъпват управляващи напрежнтелни импулси. Те отяушват лам-
фиг. 8.63
пата в течение на времето та и кондензаторът Сн се разрежда
през магнетрона. В паузите между управляващите импулси кому-
таторната лампа е запушена с отрицателно преднапрежение Uo<0
и натрупващият кондензатор Си се зарежда. Предният фронт на

Фиг. 8-64
модулиращия видеоимпулс се получава много стръмен, тъй като
времеконстантата на разрядната верига при отпущена комутатор-
на лампа е много малка. Задният фронт на модулиращия импулс се
разтя2-а, тъй като в момента на запушване на комутаторната лам-
269
па паразитният капацитет Сс е заредей и магнетронът продъл-
жава да генерира до цеговото разреждвие. Вътрешното съпротив-
ление на магнетрона е многократно по-голямо от съпротнвление-
то на отпушената комутаторна лампа. Затоаа времеконстазтата
Фиг. К.бЪ
«а веригата на разреждане на паразитния капацитет Со е голяма,
поради което продължителността на задния фронт на впдеоим-
пулса може да стане значителна (крива / на фиг. .8.65). Такова
разгегляне на задния фронт на модулиращия видеоимпулс е не-
допустимо. Поради това паралелно на магнетрона се включза
дросел. Иеговата индуктивност £др заедно с капацитета Со обра-
зуват колебателен кръг и превръщат разряда на паразитния ка-
пацитет в периодичен процес. В резултат на това стръмността
на задния фронт на импулса рязко се увелнчава (крива 2 на
фиг. 8.65). Появява се обаче опасност от възбуждане на колеба-
ния в магнетрона през паузата, докато трае периодичиият процес
на разреждане на Со. За да се отстрани такава нежелана гене-
рация, се включая демгфиращият диод. В момента (фиг. 8.65)
той става проводят и процесът на разреждане на капацитета Со
прадобива апериодичен характер. Това е показано с плътна линия
(крива 3 на фиг. 8.65), а потенциалният периодичен процес на
разреждане с прекъсната линия (крива 2).
За да кг сс увелнчава периодът на колебанията при разряд, кое-
то би удължило задния фронт на импулса, индуктивността на
зарядния дросел се определи посредством формулата
(8.70) Тдр~(10:20) /?,ти.
Тук Rc е сънротизлението на генератора (на магнетрона) по
постоянен ток.
ЧАСТ II
РАДЙОРЕЛЕЙНИ ЛИНИИ
ГЛАВА 9
ОСНОВНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ НА РАДИОРЕЛЕЙНИТЕ ЛИНИЯ
9.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА РАДИОРЕЛЕЙНИТЕ ЛИНИИ
а. Определяне на понятиетс радиорелейна линия
За да изясяим какво оэиачава понятието pa.du.cpe аейна линия'
аде разгледаме първо понятието радиолиния. За осъществяване
на двустранна радиосвръзка между два пункта А и В е необхо-
димо във всеки от тях да има приемно-предаватеяна радиостан-
ция (фиг. 9.1). Каззаме, че между
пунктовете А и В е организирана
радиолиния, когато радиосвгналите
ст радибстанция А се приемат ди-
ректно от радиостанция В и обрат-
но. В сличайте, когато не е възмож-
но директно чркемане на радиосиг-
нали между двата пункта, калага се
между тях да се използуват една или
Фин 9.1
павече междинни радиостанции, конто да приемат и препредават ра-
диосигналите от едната крайне радиостанция към другата. В то-
зи случай рздио.тниията представлява една верига от наредени
една след друга приемно-предава гелии радиостанции. Радиосигиа-
лите от рядиопредавателл (РПд} на крайната радиостанция А
(фиг. 9.2) се приемат от приемника (РП.м) на най-близката меж-
динна радиостанция В, усилвят се и’ автоматично се препредават
към следващата междивна радиостанция С и от нея до другата
крайня станция D. Излъчваиите радиосигнали от радиостанция D
към радиостанция А се препредават в обратен ред. Такам радио-
личин. конто освеи крайните приемно-предавателни съдържз и
междинни радиостанции, служеши за автоматично ретранслиране
(препредаване) на ра диоси гиалите, представлява радизрелейна
лчния.
Частта „релейна* от наименоваиието „радибрелейна" произли-
за от английсхата дума „relay*. Тя озпачава смяна (смяна на
монете прн пътуване на дълъг път, смяна на бегачитс при ща-
«Ьетнм състезання и т. н.). Това наименование отразява цействн-
271
телната картина на явленията в радиорелейната линия. Всяка меж-
динна (ретрамслационна) радиостанция като че смени приетия от
шея слаб сигнал с по-силен, който изпраща към следващата
станция.
Радиорелейната линияе миогоканална радио»
свързочна линия, предназначена за предаване на
голям обем информация посредством чрепредавэ-
яе на радио сиг на лите.
-б. Пред и а значение иа радиорелейните линии
Радиорелейните линии са съставна част от цялостната свър-
зочиа система на всяка страна, която включва в себе си различ-
ии видове свързочкн линии: еьздушни проеодникоаи линии, кабел-
ыи линии (подземнн и подводни), късовьлнот радиолинии, радио-
релейни линии, тропосферни радиолинии и спътникови радио-
линии. Напоследък към тях се прибавят и свързочните линии от
нов вид: вблнояодни и оптически.
Радиорелейните линии сбикновено свързват големите админмст-
ратизяи или промишлени центрове на дздевз страна, между кои-
272
то трябва да се обмена голямо количество съобщения: теле*
ф о н н и, ви дестел е фо пни, телеграфии, документа л-
яи факсимилни съобщения във вид на текст, черте-
жи или фотог-р афии, ц и ф р о в а информация за изчис-
лителии машини, программ на звуково и телевизи-
оннораз'пръскване, сигнали за телеуправление в
автоматизирамите системи за управление (АСУ)
и др.
в. Особености на радиорелейните линии
Радиорелейните линии позволява? едновременно и независимо
предаване на голям брой съобщения. За тази цел се строят като
многоканални свързочни системи. Всяко съобщение се
предана по отделен свьрзочен канал ка миогоканалната си.
стема. Възможността за едновременио ггредачане на голям брой
съобщения по една свързочна линия има голямо икономическо
значение. Постройването и поддържането на свързочните линии е
свързано с големи финансови разходи. Увеличаването на броя на
каналите в свързочиата линия води до намаляване на разходнте,
падащи се на един свързочен канал.
Сргангзлранетэ иа голям брой канали в едва^ свързочна линия
изисква тя да има достатъчно широка честотиа лента на
пропускане. Например за организиране на 1000 телефонии ка-
нала се изисква лента на пропускане от порядъка на 5 MHz. Та-
кава широка лента на пропускане може да има свързочна линия,
която работи в един от ултракъсовълновите обхвати (йа мет-
ровите, децнметровите, сантиметровите и «кли-
не т р о ви т е в ъ л ни). Поради тази причина радиорелейните ли-
нии се строят именно за тези обхвати. При това колкото по-го-
лям е броят иа каналите, толкова по-късовълнов е обхваты.
Споменатите вълнови обхвати обаче. прнтежават никои особе-
ности, конто определят сиецифичността на построяване на радио-
оелейните линии. Както е известно, радиовълаите в метровая, де-
циметпоьия, сантнметровня я по-късовълновите обхвати се раз-
просчраняват в свободного пространство само по линия ва
пряма видимост. Разстозинего г.а пряма виднмост. между два
ркднопункта от земнзта «овърхйост даже при издигдати на до-
статъчва височкиа антенн на крксмно-щклавлтелнитв станции е не
по-голямо от няколко десетки киломсгри (примерно 50-:-60 km).
Поради тази причине р^диоуелсйиата авивя се строи като вери-
га от срргмчо .чредгаз': елик ртдочтанцки'(фиг. 92). конто по
следователно приемы к преэредават реднсгигидляте ст предана-
1СЛНРЯ КТ Я ПраСТХНКЯ OVBKT.
Радиорелейните л>-н.ы, конто сузят чрез ръдмовълин. оао
npovTpsHW’k!! чо !!рот««..ивева;чдватг повърхвост
•’ » tJz '.«'До . . . 9'><5
последователно от едва станция към друга, се наричат радио-'
рел£.йни линии с пряка видим о ст. Освеи тях съществу-
ват още радиорелейни линии, което използуват далечио
тропосферно рэзпространение на ултракъсите вълви
посредством отражението нм от отделки области на тропосфера-
та (тропосферни радиорелейни линии). При тях разстоянието меж-
ду съседните станции е от порядъка на 200 —500 km. Друг вид
радиорелейни линии използуват разсейването на радио-
;?ълните от йонизираните следи на метеорнте. Прн
тях разстоянието между съседвиуе станции достига до 1500—
2000 кга. Нааоследък интензивяо се строят радиосвързочни линии»
конто използуват като ретранслятора (междинни станции) из»
куст вен и спътинци на Земята (ИСЗ). Разстоянието между
крайнвте пунктове при тези радиосвързочни ливни достига пове-
че от 10000 km.
Пэирадиорелейните линии с пряка видимост разстоянието R
между две съседни станции при гладка земна повърхност може
да бъде определено по приблизите л ката формула
(9.1)
където //, и Н2 са височините, на който са издигнати антеиите
на цвете съседни станции. Тук Нх и Н2 са изразени в гл, а раз-
стояиието /?—в km. Например, ако двете антеки са разположени
иа височина Нх — = Щ m от земята, максималното разстояиие»
на което може да се осъществи връзка при пряка видимост меж-
ду съседните станции съгласно (91). е от порядъка на /?<50кш.
За преодоляване на разстоянието между две съседни станции
не се изисква особеио голяма мощност за изпъчваните радиосиг-
нала. Една от причините е сравнително малкото разстоянме меж-
ду сталините. Друга причина е използуването на носещи колеба-
ния с много высока честота (2, 4, 6, 8 и 11 GHz). При тези но-
сети честоти приемно-предааателните антенн имат остра д и а г-
рама на насоченост, а следователно и голям коефидн-
ей т на усилване по мощност — от порядъка на 1000-—
•ч-10 000 пъти (30-.-40 dB). Мошността из предавателите иа ра»
диорелейните станции е от порядъка на 1ч-10 W.
9.2. КЛАССИФИКАЦИЯ И СТРУКТУРНИ СХЕМИ
НА РАДИОРЕЛЕЙНИ ГЕ ЛИНИИ
а. Классификация на рздиорелейните лицин
Радиорелейннте линии с пряка видимост се класифицират ло
следния начин:
1. По прспускателяа способност:
— мио го канал ни радиорелейни линии с брой на тс»
27ч
лефоннйте какали 960, 1920, 2880 и повече, по конто се оргапи-
зират и канал» за предаваие на телевизиоини прегради; тези ра-
диорелейни линии се нзпълняват обикновено като многоство-
лови (от 3 до 8 ствола) и ионе един от тях се използува като
-автоматичен резерв;
—радиорелейни линии със среден капацитет,
конто имат от 60 до 300 телефонии канала — изпьлчяват се съ-
що като многостволови (най-често 3 ствола), от конто единият
е резервен;
— малок ан алии радиорелейни линий, имащи 3, 12
или 24 телефонии канала.
2. По предназначение:
— магистралии радиорелейни линии, конто са мно-
гостволови и имат голям капацитет — но тях се осъщестЕяга
международният обмен на телевизиоини программ я международ-
ните телефонии, вндеотелефонни, телеграфии и факсимилни врьз-
ки; магистралям линии се устройпаг и вътре в дадена страна меж-
ду големите административни и промигчлени центрове, конто
трябва да обменят голям обем информация; те имат по един или
няколко телефонии ствола с по 960 или повече телефонии канали,
по един или няколко телевизиоини ствола и поне един резервен
ствол;
междуокръжни радиорелейни линии със среден
капацитет от 60 до 300 телефонии канала — използуват се за
отклоненията от магистралните линии и обслужват отделните ат-
мннистративни области;
— не ст ни радиорелейни линии, конто са малоканални
(3, 12 или 24 канала) и имат местно значение — свързваг отдел-
ил селища с окръжния административен център.
3. По начин на уплътняваие:
— с честотно- уплътняваие и разделяне на сиг-
налите;
— суплътняване и раздел».;? на сигналите по
време (за краткост се наричат още радиореле";.:? «*лчш с вре-
мево уплътняваие и разделяне).
4. По обхвата на използуванкте косещи радповълни:
— радиорелейни линии, работещи з децкметроння
обхват;
— радиорелейни лини и. работещи в сантиметровия
обхват;
— радиорелейни линия, работещи в милкметрония
обхват.
275
б. Видове станции на рад иорелей ните линии
В зависимост ст местоположение го, предназначението и ком-
плектуването с апардтура станциите на радиорелейните линии се
разделят на крайни, междинни и възлови (фиг. 9.3).
Фиг. 9.3
Крайните р а д и о р е л е й и и станции (КРРС) са разполо-
жени в краищйта на радиорелейната линия.. Към тях са евързани
посредством с'ъединителян линии междуселищиите телефонии
централи и студийните апаратни на радио- и телевизионните цен-
троае, от конто постъпват радио- и телевизионни программ, пред-
казначеям за предавало по радиорелейната линия. Крайните радио-
релейил станции се обслужват от съогветен технически персонал.
Междинните радиорелейни станции(МРРС) приемат
радиоенгиалктг ст лредидещата радиорелейка станция* усилват
ги и ги препредават ком следващата радиорелейна станция, т. е.
те ретранелнрат раднерелейяите сигкали. Тези станций могат да
бздат обеду»гнаеми чдч необслужвдеми/ В последняя случай се
улравляват и наблюдарзт днетанцне..-z> от персонала, намиращ се
в крайннте радиорелейна ^так^ии иля иъв възловиге радиорелей-
ки станцнп. чрез 's-•"'ллна система ьа дистанционно обслужване.
Г. -г.г2ите радиорелейяи* станции (ВРРС) се уста-
нсвяват в тези пунктове от трасето на радиорелейната линия,
в който трябва да сс отклонят телефония, радио- или телевкзион-
йи капали. Тези станции обикновено са обслужваеми.
в. Структурна схема на радиорелейната линия
На фиг. 9.3 е изобразена опростена структурна (блокова) схе-
ма на едва радиорелейна ливня., В крзйната станция А са уста-
новеки рааеочредавател (РПд) и радиоприемник (^Пч), евързанн
съответно със своите at-теии. Радкоспгнальт. създаван от радио-.
предавателя и излъчвзн от предав? гелната антена, се приема от
276
прнемиата ентгна на междинната станция В Приртият радиосиг-
нал, който е значителио отслабнал след преодоляване иа разстоя-
нието между двете станции, постъпва в радиоприемника, усилва
се и се подава в радиопредавателя, сньрзая с него. След това
радиосигналы се изнраша към следва щата станция, конто на
фиг. 9.'3 е показана като възлова (ВРРС), и т. и., докато достиг-
не другата крайна станция (<~т. D) и се приеме от иейпия радио-
приемник. По аналогичен начин се яредават радиосигналите в об-
ратна посока, т. е. от ст. D към ст. А. За простота иа фиг. 9 3
между двете крайни станции са показан и само една междинни и
една възлова станция
За да може по една радиорелейна линия да се създават то-
лям брой свързочни канали, се използува апаратура за уплыня-
ване и разделяне на сигналите на отделимте канали. В показания
пример на фиг. 9.3 уплътнително-разделителпа апаратура (УРА)
има както в крайните станции, така и във възловата станнин. В
крайната станция А електрическите сигиэлм, съответствуващи на
отделните предавани съобщеняя от 1 до А' лостъпват едновре-
менно в уплътиителната част иа уплътнителво-разделителната апа-
ратура. Тук сс образува един общ трупов сигнал, който след то-
ва постъпва като модулнращ сигнал в радиспредапателя на тази
станция. В другия край на радиорелейната линия (в ст. D) в из-
хода на радиоприемника (след детектирането) се получава същи-
ят трупов сигнал. Той ностипа в разделителе та част на уплът-
нително-раэделителната апарагура на ст. D, където от него се от-
делят каналните сигнели. След това всеии от тези сигнали се
предава към абоната, за който е предназначен. Преданането на
информация в обратна посока (от ст. D към ст. Л) се извършва
по иапълно аналогичен начин.
Във всяка възлова станция, както е показано и на фиг. 93, е
създадена възможност за отклонявшие иа отделни канали. За тази
цел възловиге станции се комплекту ват с уплътнително-раздели-
телна апаратура както крайните радиорелейни станции. На фиг. 9.3
е показано, че във възловата с гавция влнаат каналите от Р до Q
за връзка със ст. А и каналите от R до S за връзха със ст. D.
Обнкновено радиорелейните линии не се строят само с един
широколентов радиоканал, както е показано на фиг. 9.3. За оси-
гуряване на автоматичен резерв при повреда, а също за увелича-
ване на пропускателната способност на радиорелейната линия
обикновеио по нея се организират няколко ишроколентови ра-
диоканала, конто се наричат още радиостволове. Всеки радио-
ствол съдържа свои комплекти прнемно-предавателна апаратура
(без модулаторите и демодулаториге). По същество радкэстволът
представлява отделна радиорелейна линия с тази само разлика,
че няколко (три или четири) радиоствола използуват общ антен-
пофидерен тракт (обща фидерна линия и други фидерни елементи).
Тъй като основнага чзст от стойността иа радиорелейната ли-
АМЧН4 \ о77
БИБЛИОТЕКА 1
^Tcgop Неуедч by*
ния се пада не. на приемнс-предавателната апаратура, а на стой-
ността на сградата, антеините мачтя, аятемите, основного и резерв-
ного енергозахранзане, строителството на радиорелейна линия с
няколко радиоствола ё икономически целееъобразно и необходи
Фиг. 5.4
мо. Съвремсините магистралям радиорелейни линии имат от три
до осем радиоствола. Един или два от тях се използуват за ав-
томатичен резерв, а останалите като работни. На фиг. 9.4 е пока-
зана структурна схема па тристволова радиорелейна линия.
На фиг. 9.5 е показана эпростена структурна схема само на
една междинна станция от радиорелейна линия, която има три
ствола. На същата фигура са означени иосещите честоти на прие-
мане и на преддвяве за всеки един от трите радиоствола. На
фиг. 9.6 е дадена спростена структурна схема на междинка стан-
ция на шестстволииа РРЛ с означение на честотите на стаоловете.
Когато радиостволът е предназначен за предаване на теле-
фонии съобщеяия, освен СВЧ апаратурата санеобходими и съот-
ветки модулатори к демодулатори, евързанв с апаратурата за
уплътняваие и разделите на телефонните сигналя. В този случай
радиостволът заедно с модулаторите, демодулаторите и апарату-
рата за уплътняеане н разделяне ооразуват т. нар. телефоне*
радиоствол.
Когато радиостволът е предназначен за предаваие на телеви-
зионии програми, към него също се нключват съответствува щн
за тази цел модулатори, демодулатори и апаратура за уплътия-
278
ване и разделяне на груповия телевизионен сигнал. В този слу-
чай се образува телевизионен радиоствол.
Аналогично е образуван резервният радноствол и радноство-
лът за служебна свръзка. Работнике и резервните радиостволове
279
«мат еднотипна приемно-предавателна апаратурз, «о работят с
различии носещи честоти. Обикновено радиостволът sa служеб-
иа свръзка има опростена приемно-предавателна апаратура.
9.3. РАСПРЕДЕЛЕНИЕ НА НОСЕЩИТЕ ЧЕСТОТИ
В РАДИОРЕЛЕЙНИТЕ ЛИНИИ
а. Начини за разпределение hi честотите
'В съвременните радиорелейни линии (РРЛ) се използуват два основни да-
чина за разпределение на носещите честоти на предавателите и лриемниците в
отделяйте станции — двучестотен и чеггиричестотен. При двучестотиия начин
на разпределение във всеки дуплексеи радиоствол (т е. както в едиата. така и в
другата посока) се използуват само две носеши честоти. На фиг. 9.3, където е
изсбразена РРЛ само с един радиоствол, са показами в скоби честотите /, н /3»
конто се използуват при двучестотиия начни иа разпределение. Както се вижда,
предавателят и приемникът- в крайната станция Я работят на различии честоти.
В следващите станции прнемницрте и предавателите използуват сънщте две
честоти /j и /j, като последователно се размеият местата нм.
. При четиричестогния начин на разпределение във всеки дуплексеи ствол се
използуват четири честоти — две честоти в едната посока (например fi и /2) и
две честоти в обратната посока (например /3 и /4). Прммервото разпределение
иа тези четири чрстотн между прнемниците и предавателите е показано на
фиг. 9.3.
В съвременните многостволови РРЛ се използува предимио двучестотиият
начин на разпределение на честотите. Той има съществено предимство, тъй като
при него за всеки ствол от радиорелейвата линия се използува двойио по-тясиа
честотна лента, отколкото при четиричестотния иачин иа разпределение. Дву-
честотният начни иа разпределение иа честотите обаче повишава изискваимята
към антениите системи. Той изисква силио погискане на задннте и страничиить
листа в диаграмите иа нассчгиост на антените. В противен случай могат да
възникнат иежглателии смущении поради приемные на радиосигиали От обрат-
иата посока. Поради същнте причини двучестотиият начни ие позволява разпо-
лагаие на ставцмите по една права линия и усложнява проектирането иа трзсето
иа РРЛ.
Четиричестотният начни иа разпределение на честотите се използува сравни-
телно по-рядко и по-спеииалио в случайте, когато по един или други причини яр
могат да се използуват автеин с достатъчно остри диаграми иа иасочеиост и с
голям коефициент иа защитно действие.
б. Разпределение ва честотите при многостволсяите
радиорелейни линии
Нека сега разгледаме двучестотиия иачин .на разпределение иа носешите-
честоти при наличие на няколко ствола в РРЛ. Необходимо е да отбележим, че
с.ъгласио с препормпте на Междуиародния консултативен комитет по радио
(МККР) разликата между честотите на приемане и и а пре даване за всеки ствол
трябва ла бъде едиа и съща и да има стойност от порядъка иа иякплкостотнн
мегахерц;;. На фиг. 9.3 е показано разпределението на честотите в една межлни-
на РРС при наличке на три радиоствола. Свръзката на тази междиина станция
със станцнята, расположена вляво от иея, се осъшествява. посредством честоти
на приемане, овначени съответнс с Д, /3, и честоти, на" предаване, озиачени
с Д, /2, /3. Индексю* 1, 2, 3 озкачзват номера на радиоствол?, към който те
280
принадлежат. С други думи, приемнс-предавателният комплект на първия радио-
ствол, който поддържа радиосвръзка със станцяята отяяео, р настроен на че-
стоти сьответно за приемника Д н за предабателя Д, на втория радиоствол
сьответно—Д, /, н на третич радиоствол — Д. ’/3 В средвта на фиг. 9.5 са
нанесени две вертикалям честотни оси. Лявата ст тях вами за честотите иа
лриемниците и предавателите, конго поддържат свръзка с разположечата отляво
съседна РРС. Дясната честотиа ос вами за честртите на лриемниците и преда-
ватёлите, конто поддържат връзка сье съседнита РРС, рэзположена отдясно.
Вижда се, че чесготитё на приема не в еднага посока станет честоти иа предаване
в другата посока и обратно. При тона е спаЗено споменатото по-горе условие на
МККР — разликата между честотата на предаване и честотата на приемане за
всеки отделен ствол да бъде постоянна. От фнгурата се вижда също, че место
тнте на предаване. (за посската влявс) fv f 3 са разположени в едната поло-
вина (долната) от общята честотна дейта, а честотите на приемане Д, Д, ft —
в другата (горнага) „половина. В другата посока тези две честотни лентн си раз-
менят местата. Честотите иа приемане став и честоти на предаване и обратно
Това групиране на честотите на предаване и честотите иа приемане в
отделим честотни лентн има големи предимства. Първо, облекчават се нзисква-
нията към разделително-леитовиге филгри РЛФ. Второ, облекчавасе съгласува-
него на аитенно-фидерния тракт, тъй като трябва да бъде изпълнено само в
половниата от 'общата честотиа лепта на радиорелейната линия. Трето, може да
се използува обща антена за приемане и предаване в една посока (ако броят
на стволовете не превишава четири). Оттук следва, че ако радиорелейната линия
има не повече от три-четири ствола, крайните станнин ще имат по една антена,
а междиините и възловите станции — по две (по една за всяка посока).
Тъй като приемвицпте и предавателите в дадена станция, работе ин в обща
посока, използуват една обща антена, доста трудно се осъществява разделинето
на изходите ня предавателите от входовете на лриемниците. За тази цел освен
разделителио-лентовите филтри РЛФ (фиг. 9.5) се използува и различна поляри-
зация на приемаиите и предавайте радиовълни. Например па фиг. 9.5 приемаьн-
те и предаваикте в посока отляво иадясно радиовълни са с хоризоигалиа поляри-
зация ,х“, а в обратна посока — свертикална „в“. Прзви се така; че радиовълии-
те, разпростраияващи се в едната посока, имат една и сына поляризация във вснч-
оси стволове ст качалната до крайната станция на РРЛ. Вълннте, разпространя-
мши се а обратнэта посока, имат другит вид поляризация. Както се вижда от
фиг» 9.5. между всяка антеиз и разделително-лентовите филтри е включен по-
ларизационен селектор (ПС), който раздели приемаиите и излъчваните сигнали,
тъй като те имат различен вид поляризация.
В съседните станции иа междинната разпределението на честотите е анало-
гично иа показано™ на фиг. 9.5 с тази разлика, че честотите иа приемане и
предаване сменят местата-сн. С други думи. през една станция плаиът иа раз-
аредгляие на честотите се гювтаря.
Когато броят на стволовете е no-голям от четири, използуват се по две
антенн за венка посока на свръзка. Тоаа означава. че в крайните станции в този
случай се използуват но две антенн, а а междиините н възловите — по четири.
На фиг. 9.6 е показан пример за двучестотен начни иа разпределевие иа
носещите честоти иа радиостволовете в една междинна станция с шест радио-
ствола. Във всяка посока (наляво и иадясно) има ио две приемно-предавателни
аптеки А\ Л111 и Л1*, zliV. Към едната от тях (.4*) сз включеим нечетните
сгволове (с нечетинте нос₽щи честоти Д, Д, Д, Д, Д, Д), .а към другата
(Л!|)— четните стволове (с четните носещи честоти Д, Д, Д, Д, Д, Д). Как-
то се вижда от фнгурата, радновълиите. приеманн и лредаваии от едча антена,
нмат два вила поляризация — хоризонтална и вертикална (виды из поляризация
на фнгурата е означен сьответно с »х* и .в“). Приемаиите от антената Л' ра-
диовьлни Д, Д. Д (съответствуващн иа първи, трети и пеги ствол) имат хори-
зонтялиа поляризация, а приемаиите от антената А" радиевълии Д, Д. Д— вер-
285
тикална поляризация. Предавайте от антепата А' радиовълнн /3, Д имат
вертикалиа поляризация, а предавайте от аитената А" радиозълнн f2, f'v f'b са
с хоризоиталиа поляризация. По този начин приемаинте и предаваиите рэдиовълин
от една антеиа са с различна поляризация. Те се разделят сыцо както и в пред-
ния случай с помощта на поляризацнонен селектор ПС, който се включва към
всяка една от антеннте. В средата на фиг. 9.6 са обграденн с пунктнрзна линия
две вертикалио разположени честотки оси. Лявата честотна ос показва разпре-
деленнето иа посетите честоти на приемниците и предавателите, свързани с
антеинте Д1 и Л11, конто са разположени вляво. Дясната ос показва разпре-
целението на носещнте честоти на ирнемннците и предавателите, конто са свър-
зани с двете антенн Л111 ч .4iV, разположени вдясно. От тезн честотни оси се
вижда, че честотите на метните стволове А.А>А, f2> f ’v f'b са разположени меж-
ду чествуйте на нечетните стволове A, fs, f5, f[, f3, fs. По този начин спек-
трнте на отделяйте стволове, конто преминазат през един разделително-лентов
•филтър РЛФ, са с увеличен интервал помежду си. Това облекчава разделяието
им от филтъра.
В табл. 9.1 е показан конкретен пример за разпределеиие иа иосещите че-
стоти на шестте дуплексни ствола в една РРЛ, която работи в обхвата 6 GHz.
Това разпределеиие на честотите съответствува на фиг. 9.6. В конкретяия при-
мер ясени от шестте радноствола е предвиден за уплътняваие с 1800 телефонии
канала и с честотна модулаш-я иа носещатз честста иа раднсствсла. Полярнза-
пичта на приемаяите радиовълии с нечетни посети честоти Д, /s, /5 е хоризон-
тална, а иа тези с четни иосещн честоти /2, /4, /в— вертикална. Поляризациятз
на предавайте радиовълии с нечетни носещи честоти j\. f3. f5 е вертикалиа, а
иа тези с четии носещи честоти f2. f6 — хоризонталиа. Иитервалът между
•посетите честоти на отделяйте стволове (А, А. /3, А» А и т.н.) е от порядъка
на 30MHz (по точно 29,65 MHz). Този интервал презишава трикратно широчи*
нага иа спектъра иа модулиращия трупов сигнал. Иитервалът в средата (т. е-
витервалът между носещнте честоти /6 и /Д е 44,5 MHz. Интервалът между
посещала честота на приемане и носещата честота иа предаваие иа вески ра-
диоствол е около 252 MHZ.
Таблица 9.1
Хориз. поляр. /1 А h i '! 0 /6
MHz 6004,50 6063,80 6123,10 l!l l| 6226,90 6286,20 6345,50
MHz !i ' 6034,15 6093.45 6152 75 | 6197,25 6256,55 6315,65 j II !i
Верт, поляр. | Л ft А | /3 A j i i
282
ГЛАВА 10
УПЛЪТНЯВАИЕ НА ШИРОКОЛЕНТОВИЯ КАНАЛ
^РАДИОКАНАЛА) В РАДИОРЕЛЕЙНИТЕ ЛИНИИ
10.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ НА РАЗЛИЧНИТЕ ВИДОВЕ
ИНФОРМАЦИОННИ СИГНАЛИ И НА КАНАЛИТЕ
ЗА ТЯХНОТО ПРЕДАВАИЕ
а. Основни понятия
Свързочните системн сэ предназиачеии за предаваие на различии видове
информация иа разстояипе. Под информация се разбира съвкупност от све-
дения за някакъв пронес ^събитие) или за състояиието на някакъв обект. Фор-
мата на цредставяне на информация™ се нарича съсблцение. Съобтеинята
могат да бъдат иай-разлнчни по характер. Например, когато се предават теле-
грами, съобщение е текстът, който се състои от отделяй (нли както още се
казва дискретен) символи — букве и цифрн. Когато се предана говор, съобще-
инето представлява иепрекъснато изменение във времето на звукового нялягаие.
Последното отразява както смнсъла На отделяй думи, фразн и изречения, така и
интонацияга, тембъра и другите характеристики иа речта. Други форми иа ин-
формации, т.е. други видове «.общения, могат да бъдат музиката, различимте
звукови ефекти, телевизионните изображения,- фототелеграмме, дакните, полу-
чаваии иа изхода на една електроияоизчислнтелна машина И т. и.
При предаваие на .телеграмк нсеки отделен символ (буква или цифра) се
преобразува от телеграфния апарат в точно определена пореднца от електрн-
чески импулси. При предаваие на говор или музика микрофонът преобразува
измеиението иа звукового иалягане в пропоршюиалио изменение на електрн-
чески ток или електрическо напрежеиие. При предаваие на телевизиоини изоб-
ражения телевизнонната предавателиа тръба преобразува елементиге на язобра-
жението в електрическо напрежеиие. По този иачии «общения с различна при-
рода се преобразуват в информационни сигнали, конто имат една и съща
природа — електрическа.
Предавателят, свързочиата линия и приемиикът, с помощта на конто се
предават сьобщенията, образуват сеързочен канал. Ако към елементите на
свързочния канал прибавим нзточника иа «общения и получателя иа тези съ-
общения, получаваме свързочна система. Свързочните системи биват аналогов;!,
когато са прсдназиачеии за предаваие на иепрекъснати «общения (говор, музи-
ка), и дискретна., когато са предназиачеии за предаваие на дискретни «обще-
ния (телеграмм, даини и др.).
Предаванетс в едно направление иа голям брой независим» едно от друго
съобщеиин е целесъобразио на се извършва ие с отделим свързочии системи, а
с помощта на едка обща широколеитова свързочна система. За тази цел в пре-
давателиата страна се поставя упльтняваща апаратура за обединяване на
електрическите сигнали на индивидуалиите каиали. По този начни се получа-
ва многоканален (нли группе) електрически сигнал. В прнемиата страна иа
свързочиата система се поставя апаратура за разделяне на сигналите на ии-
дивидуаляите каиали.
6. Основой характеристики на електрическите сигнали
В зависнмост от айда на яредаваните «общения — телефонии, телеграфии,
телеаизионии, съответиите сигнали имат различии характеристики и за тяхиото
предаваие са необходими свързочии каиали с различии параметра
283
Всички видове електрически снгнали са случайни функции на
времето. Най-пълио се характеризнра един случаен процес, когато е известно
разпределеиието на неговите стойкости в п производно избрани момеити от
време (т. нар. и-мерен закон на разпределение). В повечето случаи от практика-
та обаче е дсстатъчно да се знаят по-простите характеристики на предавания
електрически сигнал: широчина на честотния спектър, средна мощност, Пи-
кова или върхова мощност, пик-фактор и динамичен обхват.
Широчината на честотния спектър иа сигнала се опре-
дели като разлика (АГ) между най-висската (FJ и най-аиската (FH) честота в
честотния спектър иа сигнала:
(10.1) ‘ AF=F -F„.
Средната м о щ и о с т на сигнала се определи посредством осред-
няване иа резултатите от измерваие на текущата мощност за голям интервал от
време (например в течение иа един час). Тя се означава с Р,„ и се иэмерва
в mW. ₽
В свързочната техника е прието да се .работи не с абсолютиите стойиорти
на мощностите, а с техиите нива, опр'Ьделеии спрямо някаква еталонна иощ-
ност Рет. Нивото се отбелязяа с малка буква р и се нзразява в относител-
ен сдинийи — dB; например (10.2) '
Р
/»—IOlg -p—. dB.
' ет
Ако нивото на мощността се определи спрямо еталонната мощност Ре1 -ImV,',
то се нарича абсолютно ново на мощност и се измерва в единици dBw1. На-
пример абсолютного ииво на средната мощиост се определи с израза
(50-3) dBM.
Под пиков» (върхова) мощнсст се разбира оиази горна гранична
стойност иа мощността иа сигнала, която се превишава в s% от времетраеието
ва сигнала. Така дефинирапата пикова мсщност се означава с Рпик (:%). Ниво-
те на пиковата мощност в бВм се определи с израза
(Ю-4) Л™ (*/<>)• KHg—-------------
П и к-ф актор се нарича отяошението на пиковата мощност Рпик (в°/0) към
средната мощност Рср на сигнала, изразено в децибелы:
Рпик («%)
(10.5) x(s«/o)=101g----р-----. dB.
ср
Пнк-факторът може да бъде изразен и като разлика между нивото на пико-
вата мощност рт!К (е%) и ннвото на средната мощност р-
х(е%)“Рпик(Е)-Ргр-
Динамичен обхват ва сигнала £>(е%)се иари.а отнощението
на пиковата мощиост РШ)К (е%) към мииималната мощно ст Pmjn на сигнала.
Прието е той да се нзразява в dB:
Р„ик (е°'о)
(Ю.7) D(e%)=101g—"Д---------. dB.
2 min
1 Добавената към dB буква »м“ озвачава, че нивото t иа мощността; ако
нивото е на напрежение, добавя се буква „н“—dB«.
284
Динамичният обхват може да се изрази и посредством абсолютиите нива иа
пиковата и мииималната мощност с помошта на формулата
<Ю.8) D №®~ртм
ь
в. Основни характеристики на свързочните канали
Всеки свързочен канал се характеризира с широчина на пропусканата че-
стотна лента, динамичен обхват, остатъчно затихване и отношение сигнал
къч шум (по-точно отношение на мощността или иапреженнето на сигнала към'
мощността или напрежението на шумовете).
Широчина кг. пропусканата честотна лента на канала
(или иакратко ширина на канала) се нарича ефективно предаваната честотна лен-
та. Граиичиите честоти на тази лента се определят иа нпво 6<iB спрямо нивото
на затихване за средната честота.
Под динамичен обхват иа канала DK се разбира изразеното в
децибели отношение на максималио допустимата мощност в канала Рк към
минималио допустимата мощност РЛ m(n:
<ю.9) ок-io ig dB.
. Гк mln
Под остатъчно затихване (или усилване) на канала се разбира
разликата между нивата иа сигнала на входа pin и иа иэхода р
<10.10)
а.—р. —р ..
r r т Г out
При има затихване, а при аг<0 усиляаие иа сигнала.
Нулево относителио пиво на мощността се нарича нивото,
което се получава върху товарио съпротивление /?т=500 У. включено към гене-
•ратор с вътрешио съпротивление 6002 и електродвнжещо напрежение 1.55 V.
Мощността на сигнала Р върху товарного съпротивление RT в този случай е

0,775*
600
1 mW.
Относнтеякотс ниво иа мощността Р—1 mW е прието за нулево:
(10.11)
Р 1 mlF
/»= 10 lg TmW ~ ю lg ~j raW=0 dBM.
График?.!я, показвода изменение™ иа отиоеителното инво иа нзмераателния
сигнал при пре^ииаването му по съързочния канал» се нарича нива-аиаграма*
г. Видове сигнали и канали за тяхното предавшие
1. Телефонии сигнал и и тяхното пре да. ване. Телефонният
канал т.редстанляпа съикупност ст свързочии апаратури и линии, включени меж-
ду изхола на микрофона на елзния абоиат и входа на тслефоннаса слушалка на
другяя абоиат. Говорът е сложен непериодичен процес с честотна лента от 80
до 12 000 Hz. Тъй като разбираемостга иа рента се запазва яри смцествено
стеснявзне на псйния честотен спектър. съгласио с препоръките иэ Междуна-
родник конеултативен комитет по телефония и телеграфия (МККГГ) за предг-
чане на телефончи сообщения е прчета честотна лента от Зл) до 34)) Hz.
285
При пропускане през телефонния канал иа този честотен спектър сри ч ков а-
та разбираемост иа говора е около 90%, я разбира ем ост та на
ф о а з и т е — над 9Э%. Динамичнчят обхват на телефонния сигнал е около-
284-35 0 В прн пик-фактор >.= 134-17,5 011.
2. Телеграфии си г иа ли и каиали за тяхното предаване.
Телеграфните съобщения, а също така данните, получавани от ЦЕИМ (пифрс-
вите електроинеизчислителни машини), предсгавляват дискретии съобщения, кон-
то се характеризират с едни и същн параметри. Техните сигнали са последова-
телиост от електрически импулси. В зависимост от крайните устройства .те
ногат да бъдат импулси на постоянен ток или импулси иа променлив ток.
Количество™ информация, което се предава за единица эреыс, се нарича
скорост на предаване на информацията. Тя се означава с С и се измерва с
единица bit/s (бит за секунда):
(10.12) C=|-log2nc.
Тук Г е продъл-кителността на елннг!чкия интервал (на единнчиня еле-
меит—импулс или пауза), а пс — броят на значещите позиции в кода (при
деончен код ис=2).
Обратната (реаипрочната) величина на ециничния интервал Т се нарича
cKopocni на модулация. Тя се означава с В и се измерва в В4 (бод):
(10.13) в=-у-, Bd.
Кате се вз?ме пред вид формула (10.13), С може да се представн така
(10.14) C=Blog2nr.
8 чаегяия случай при иэлолэуваче на двоичен кед (лс—-2) величииите С и-
В са ранни помежду си:
(10.i5) C[blt/s]=B[Bd].
При предаване на телеграфии сигчали и даини с неголяма скорост се из-
ползуват теснолентсви капали (стандартни. телефонии каиали с лента иа про-
пускане 3004-3100Hz). Е никои случаи по един телефонен канал се предават
одновременно няколко телеграфии сигнала след нредварително обеднняваие на
техните честотни спекгри
’ При по-високи скорости на предаване на телеграфии сигнали или дан ни се
използуват широколеитови капали, конто се организират чрез обециняваие на.
няколко телефонии каяала в един.
3. Ф а к сим и ли и сигнали и каиали за тяхното предаване.
Факсимилна се иарича тази свръзка, с помощта на която се предават неподвижн»
изображения. Неподьичгнчте изображения могат да бъдат пслутонови и
и? р и д о в и. В частния случай при предаване на п о л угоне в и и з о б р а-
ж.е ния факсималната свръзка се нарича фототелеграфия.
Динамичният обхват на фачеимилнпте съобщения зависи от характера и»
«редаваното «зоСфажение и е примерно от порядъка иа 17dB. Честотиият спек-
тър на факенмилните сникали е от порядъка на ЗОЯ -3400 Hz, поради коего те
се предават но стандартни телефонии каиали.
4. Сигналы за звуково разпръекваие и канаян аа тях-
нсто пред/.ване Сигналите ня звуково ратпръеиеане са не само говорен,
но и музикалин. Те имат честотен спектър от ?б—20 Hz до 15—20 kHz и дина-
мичен обхват до 39—190ЙВ. Предаването иа такнва сигналя по снързочиите
капали е доста трудно На практика се използуват каиали за предаваье с чег.тот-
иа лента от 30 Hz до 15 OGC Hz и динамичен обхват SO dB. Такиаз капали се ор-
ганизнрат чрез обеддиячдие на три телефоонни канала в един.
5. Сигнали за т ел е в и з и о и и о раэпръекване и «анализа
тяхното предаване. Сигналите за телевиэионнс разпръеквзне се състоят
286
от пълин голевизионии сигнал» и сигнали i-a эвуковия съпроиод. Пълният теле
визиснен сигнал при чсрно-бяла телевизня се състеи от яркостей сигнал (сигнал
за изсбпажението) и сигнали за снихронизаиия. При цветна телевизня към т»х
се яобавя сигнал за цветност. По стандарта на ОИРГ (който е в сила зл нажа-
та страна) всеки кадър на телевизионного изображение се разлита на б’>5 редз,
раздглени през ред в два нолукадърг. Честотният спгктьр на пълния телевя-
зионен сигнал е ст 50 Hz до 6 МНг. При предаване по радиорелейни линии
полярж стта на пълния .телевизиоиеи сигнал трябва :.и бъде поло.кнтелна, т. <
нивото за бяло трябва да бъде по-високо от нивото за черно Дина.мичиияг об-
хват достиг а до 30 6 В.
Каиалът. по който се предават сигналите за телевизиэнно разпръскванг, се
състои от тракт зз предаване иа образа и тракт за предаване на звуковия съпро-
вод. Той се организира чрез обединяваие на 20Э телефонии канала в един.
10.2. ЧЕСТОТНО УПЛЪТНЯВАНЕ НА РАДИОКАНАЛА НА РРЛ-
ПРИ ПРЕДАВАНЕ НА ТЕЛЕФОНИИ СИГНАЛИ
а. Общи сведения за уплътмяването
Уплътняването на радиорелейната линия означава съэдаваяе
на възможност за едновремечно предаване по нея на солям брой
независмми едно от друго съобщения с помощта на спецвални
уплътняващн устройства. В началото на радиорелейната линяя
сигналите ка предаваните съобщения се обедиияват в унлътнява-
щото устройство' и образуват общ щироколентов информационен
сигнал. Той модулира носещото колебание на радиорелейната ли-
ния (по-точво носещото колебание на един от. нейните радиоство-
лове, ако тя е многоетволова) по един от нзвестн!1те методм
Най-голямо приложение в радиорелейните линии са намерили
следните видове щдулации; честотиа модулация (ЧМ), фазово»
импулсее модулация (ФИМ) и кодово-нмпулена модулация (КИМ).
Модулир?.но-"о носещо колебание нренася общня широкодентов
сигнал до други? край на радиорелейната линия Там след демо-
дуляция широколентовият информационен сигнал постъпва в
устройство за разделяне на сигналите.
В тази глава ще разгледаме по-подрэбно принципате за уплът-
няванс к рэзделчне на широколентовия канал (радиоканала) на
стволовете на радиорелейната линии. Тъй като начинът за увлът-
иявкне, т. е. за обединяване на информациовките сигнали, в единия
край на РРЛ предопредели нач'ина за тяхното разделяне в другие
ч край, за краткое? ще изголзуваме само термина угглътняване в
случайте,, когато става въпрос одновременно за уплътнчване и
разделяне.
Съществуват два основнч начина за уплътпяване ва широко-
лентовяте канали; уплътняване по честота (честотно уплътняване}
и уплътнязане во време (времево уплътняване).
287
б. Принцип на честотно то уплътннване
Принцнпът иа честотното уплътняваие на един широколентов
канал се състои в следното. Ако трябва да се създадат Аг на
брой теснолентови съобщителни капали, необходимо е да се пре-
«образуват по честота епентрите иа техните сигнали AF2, AF3,
.., ДРд, по танъв начин, че те да ие се препокрнват едяч друг.
Нещо повече, л.ежду спектра на отделяйте каиали обезателно
трябва да се осигурят защитим интервали Д,, Д5,... и т. и. На
фиг. ЮЛ е показано как се образуем един общ широколентов
сигнал, наречен групов, от 12 аз брой теснолентови телефонии
сигнали с помощта на преобразуяане на техните сдектри. Шнро-
чнната на спектъра на групавйя сигнал е равна на сумаха от шн-
рочините на снектрите на отделяйте телефонии сигналн н защит-
имте честотки ннтернали между тях:
(10.16) ДЛ—(Д/7..-j-AJ+tAF2+Д2)4- ... +(Д?"'|1-ьД15)4-Д/:?{2.
Следопателно при честотното-унл-ьтняваве вески сигнал на ин-
дивчдуалЕоте канала трябва" да заема своя честотна лента в об-
щий спектър на груповмя Сигнал, различен от честотзмте ленти
на всички останали канални сигнали. Рдзтелчяето ка к'-калчяте
2&3
сигнал.! в приемния край иа РРЛ става по честота с помощта на
лентави филтри. Всеки филтьр пропуска честотния спектър само
а) ияиал телгфэнен
к -
b первична група
В) ОсноВна первична група
engzkHz
•Ф N на троичната
4 група
- н
М2 552knZ
г)ОсноОнс вторична група
д) Основна третичма група
ftopakHz
Т М на третичным
е} t™
енгв ев вв tioeekHi
е) виновна четвьрпжчна група
Сяранична с npsSo резное, на чветотите
Страничва лента с овратно разпел на мапопю/пе
Ронпгролна чеспюта на пъреччпата група
Фиг. 10.2
на определен канален сигнал и задържа (не пропуска} кгпеюрнте
на останалите каналнн сигнала.
Има няколко степени на обединяване на честотните спсктри
!• Радясзргд»ате/:4« техник*,,
289
на телефонните сигналя в общ трупов спектър. Съгласно с пре-
поръките на МККТТ е приета следната иерархия на групообразу-
ване Дванадесет телефонии канала се обединяват и образуват
основна първична група (фиг. 10.2 в). В иякои случаи при необхо-
димост от малък брой канали се образува непълна първична гру-
па от три канала (фиг. 10.26). Основната първична група» състоя-
ща се от дванадесет телефонии канала, представлява освоено
звено при изграждане иа следващите йерархични групп. Пет ос-
новни първичнн групп се обединяват в една основна вторична
група (фиг. 10.2г). Тя съдържа общо 5.12 = 60 телефонии канала.
Пет осеовни вторнчни групи се обединяват в една основна тре-
тична група, която съдържа 5.60=300 телефонии канала
(фиг. 10.2 д). Три основми третични групи се обединяват и обра-
зуват основна четвъртична група (фиг. 10.2е) с 3.300=900 те-
лефонии канала. На фиг. 10.2 е показано нагледно не само как
става последователно групообразуването (от по-низша към по-
внсша група), но също така последователността на подреждане
на честотннте спектри на по-ннсшите канали (групи) в по-висша
група. На фмгурата са озиачени също най-ниската и най-вясоката
честота от общия честотен спектър на дадената група и контрол-
ните честоти във всяка йерархична група.
Нека се спрем по-подробно върху формнрането на честотния
спектър на основната първична група, т. е. на най-низдтзта йерар-
хична група, която лежи в основата на изграждането на всичк»
останали групи. На фиг. 10.3 е показана структурната схема за
честотно уплътняванеи разд е ля не на основната пър-
вична група. От лявата страна на фигурата със стрелки са пока-
зами дванадесет входа и дванадесет изхода (колкото са индиви-
дуалннтё телефонии канали). Всяка двойка вход и изход посред-
ством диференциална система ДС (например диференциален
трансформатор) е евързана със съответен телефонен абоиат (те-
лефонен пост). Честотните спектри на всички телефонии абонати
са еднакви (30(4-3400 Hz). Тяхното транспониране (преместване)
върху оста на честотите се извършва по следния начин (гледай
едновременно фиг. 10.1 и 10.3). Нека разгледаме първия абонатен
канал. Сигналът, постъпващ от него, минава през ннско^естотен
филтър НЧФ с лента на пропускане 0-ъ3400 Hz н попада на
входа на балансная модулатор БМХ. На другия вход на този ба-
лансе» модулатор от генератора Г, постъпва подносещото коле-
бание с честота /Hi=108 kHz. На изхода на балансния модулатор
се получава аМплитудно модулиранб колебание с долна и горна
странична лента при п од тис н а та подносеща честота
Лентовият филтър ЛФХ пропуска само долната странична лента,
а задържа горната. Поради тази причина на фиг. 10.1 горната
странична лента, съответствуваща на първия канал, е означена с
бял триъгьлннк, а долната странична лента е начертана със за-
щриховач трнъгълник. По този начин в изхода на лентовия фил-
290
тър ЛФ, се получава честотният спектър, постъпващ от първия
телефонов канал, само че изместен (транспониран) надясно по че-
стотната ос и инверсиран (обърнат).
Фиг. 10.3
По аналогичен начин се извършва изместването (транспонира-
нето) и обръщането на честотните спектри на останалите еди-
надесет канала. В дадения случай честотният спектър на първия
канал се измества най-надясно, а този иа дванадесетия канал най-
наляво. В долната част на фиг. 10.1 е означен общият честотен
спектър, образуван от честотните спектри иа дванадесетте теле-
фонии канала. Там са показаин също така и защнтннте интервал»
Др Д2 н т- к*
Необходимо е да обърнем внимание, че честотните спектри
291
както яа каналнмте сигналя, така и па долните и горните стра-
ницей ленти (получаваии в изходнте на балансните модулаторн)
са означенн не с правоъгълници, а с триъгълннци. Това е напра-
вено не с цел да се покаже амплитутното разпределение в че-
стотния спектър, а да се подчертае при обръщането (инверсира-
нето) къде са най-нискмте и най-високите честоти от спектъра.
В показания пример на фиг. 10.1 след преобразуването на основ-
ната първична група се вземат само долните странички ленти.
Поради тази причина триъгълниците, изобразяващи транспомира'-
ните честотнн спектри на дванадесетте телефонии канала, имат
обратен наклон. Същото е показано и на фиг. 102 в. Освен това
там с цифри са означени честотняте спектри на дванадесетте те-
лефонии канала. Както на фиг. 10.1, така и на тази фигура се
вижда, че честотният спектър на първия канал е транспонирап
нзй-високо, а честотният спектър йа дванадесетия канал — нан-
ниско. •
Нека се върнем отнсво към фиг. 10.3. Подносещите честоти
на отделяйте канали от първи до двавадесети се произвеждат от
генераторите Гъ Г2, /'3,.... Z’i2. Те се подават към балансните
модулатори съответно Б7И:, БМг,. .. БМ12, където се извършва
трапспонирането' (преобразуването) на честотните спектри на те-
лефоините канали. Транспоииравите честстии спектри на двана-
десетге канала от изходит,е*на лентсвите филтри ЛФЬ ЛФ2,.,.,
ЛФХ2 се сумират в общ честотен спектър, премииават през лен-
дов филтър с лента на пропускане 60^-108 kHz и постъпват в
усилвател на сигнала иа оснонната първична група УР
В обратен ред се извършва разделянето на каналните сигнали,
съдържащи се в оснсвната първична група. Както се вижда от
фиг. 10.3, от изхода на усилвателя У, общият сигнал на осиов-
ната първична трупа се подава парелелно към входовете на лен-
товите филтри ЛФ\, ЛФ‘Т..., ЛФ'п. Всекн от'тях пропуска само
транспонирания честотен спектър на своя канал, който постъпва
като модулиращ сигнал на входа на съответния балансен моду-
латор БМ{, БМ'2,..., ДЛ1'2. Към всекн балансен модулатор се по-
дава и съответното нодносещо колебание от генераторите Г1г Г2г
.... Г(г В изхода на всеки балансен модулатор се получава как-
то сумата, гака и разликата от йодносещсто и модулиращото ко-
лебание. Нискочестотен филтър Б’ЧФ пропуска само разликата
между тях. Но разликата дава именно спектъра на телефонния
сигнал, постъпващ от отсрещния абоиат. По този начин става
разделянето на спектрите на съответните телефонии канали.
Дотук разгледахме как става упл ьтняването и разделянето на
осковната първична група, която се състои от 12 телефонии ка-
нала. По аналогичен начин става уплътняването и разделянето и
на следващнте йерархични групи — вторична, третична и т. н. На
фнг. 10.2 а показано подреждането на подспектрите в дадената
292
трупа. Там се вижда също от кои странички ленти (дслни или
горни) е формнран спектърът на дадената трупа. Например от
фиг. 10.2 г се вижда, че основната вторична група е образувана
от-горните страничии ленти. Същото важи и за основната чет-
въртична трупа , {фиг. 10.2 е). Основната третична група (фиг.
1О.2<2), както основната първична група, е образувана от долните
страиични ленти.
За да се осигури съвместяо действие на различии многоканал-
ен системи, въз основа на препоръките на МККТТ е прнета уни-
фикация на честотните ленти на всяка от йерархичните групи
канали.
За основната първична група е отделена честотна лента 60-?-
-=-108 kHz, която се получава от преобразуването на 12 стан-
дартни спектъра на телефонии сигнали 300—3400 Hz с помощта
ве 12 иидивидуални подносещи честоти 64,68, 72,..., 104, 108 kHz
(през 4 kHz). Общата широчина на честотната лента, заемана от
сигнала на основната първична група, е 108—60 = 48 kHz. Защит-
ните интервали между съседните канали са по 0,9 kHz.
За основната вторична група е отделена честотна лента 312-е-
-=-552 kHz. Тя е образувана от честотните спектри на пет основ-
ни първични групи (60-=108 kHz) с помощта на пет подносещи
честоти. Широчината на честотната леита, заемана от сигнала на
основната вторична група, е 552—312=240 kHz, а защитимте ин-
тервали между съседните спектри на първичните групи са по
0,9 kHz.
За основната третична група е отделена честотна лента 812-=
-=-2044 kHz. Тя е образувана от честотните спектри на пет вто-
рички групи (312=552 kHz) с помощта на пет подносещи често-
ти. Широчината на честотната лента, заемана от основната тре-
тична група, е 2044—812 = 1232 kHz, а защитимте интервали между
спектрите на вторичните групи са по 8 kHz.
За основната четвъртична група е отделена честотна лента
8516-:-12 388 kHz. Тя е образувана от честотните спектри на три
третични групи (812=2044 kHz) с помощта на три подносещи
честоти. Широчината иа честотната лента, която заема четвъртич-
ната група, е 12388—8516 = 3872 kHz. Защитимте честотни ин-
тервали между съседните спектри на третичннте групи са по
64 kHz.
293
10.3. ЙЗПОЛЗУВАНЕ НА ЧЕСТОТНО УПЛЪТНЕНИ РРЛ ЗА ПРЕДАВАНЕ
НА ДРУГИ ВИДОВЕ СЪОБЩЕНИЯ. ОСНОВНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ
НА ГРУИОВИЯ СИГНАЛ ПРИ ЧЕСТОТНО УПЛЪТНЯВАНЕ
а. Предаване на различии видове сигнали
По телефонните канали се предават ие само телефонии сигнали, но също и
телеграфии сигнали (при топално телеграфиране), факсим-ыии (фототелеграфии)
сигнали, сигнали иа цифрова информация (предаване на даини за нзчислителни-
те центрове), а при обедиияване на-.трн телефонии канала в един се предава
програма за звуково радиоразпръсква'ие. Предаването на телевизиоини программ
се извършва по обедииен канал на мястото на една четвьртична група.
1. Предавзне на сигнали при тонална телеграфия. При
предаване на тонални телеграфии сигнали се извършва честотна манипулация иа
посетите колебания на телеграфните канали. Това осигурява значителио по-го-
ляма шумоустойчивост, отколкото при амплитудната манипулация. Измененного
(девиацията) на честотата на посетите колебания на телеграфните канали е от
порядъка на 30-4-50 Hz. Преди да се подадат на входа на телефонния канал,
сигналите на няколко телеграфии канала се обединяват в един с помощта на
специалне уплътняващо устройство. Така получеиият трупов телег рафеи сигнал
се предава по телефонния канал както обикновените телефонии сигиали.
2. Предаване иа бин арии сигиали (предаване на даини)-
Предаването ва данни с двоичен код (бчнарни сигнали) се извършва с различии
скорости. По един телефонен канал могат да се предават бинарпи снгнали със ско-
рост до 120 ВО. При скорост на предаване до 8000 Ва се използува обединен ка-
нал на мястото на два телефонии канала, а при скорое г 12 000 ВО—по обединен
канал на мястото на три телефонии канала. При скорсст до 48 к ВО предаването
се извършва по обедииен канал на мястото на едиа осиовна първична група (с
широчина иа честотната лента 48 kHz). При скорост до 240 kBd предаването се
извършва по обединен канал, образуван на мястото иа една осиовна вторична
група (имаша широчина на честотната лента 240 kHz),
3. Предаване на факсимилн н (фототелеграфии) сигиали.
Сы ласно с препоръкнте на МККТТ фототелеграфните сигнала се предават по
евързочните канали със скорост 604-120 редг/rnin с помощта на амплитуднг! мо-
дуляция. Така се получава пълно използуване на честотната лента на един телефо-
нен канал. При необходим ост в този случай се осъш.ествява фазова корекция иа ха-
рактеристиката на телефонния канал с помощта на спешил ни коригиращи кръгове.
4. Предаване на пр ограми за звуково радиоразпръеква-
н е. Сигналите на програмите за звуково радиоразпръекеане се предават по обе-
динен канал, който се организира иа мястото на три телефонии канала. Обнк-
новено в основната първична група се обединяват четвъртият, петият и шестият
телефонеи канал Обединеният канал има лента на пропускане от 50 Hz до 10 kHz.
Тозн обедииен канал използува подносеща честота 96 kHz (т. е. подносешата че-
стота на четвъртня телефонен канал).
За избягване на претовлрване ва тракта на основната първична група в иея
се допуска предаването само иа една програма за звуково радиоразпръекване.
5. Предаване иа телевизиоини про г рам и. При предаването на
телевизионви программ единовременно се предават две съобщення: сигнал на об-
раза (видеосигнал) и сигнал на зпуковия сьпровод. Тъй като видеосигнал!.!’ за-
ема честотна лента от 50 Hz до 6 MHz (по стандарта ОИРТ), предаването на
сигналите на звуковия съпровод се извършва с помощта на подносешо колеба-
ние, което се модулира честотно. Подносещото колебание се избира с честота,
по-висока от най-вигоката честота в спектъфа на видеосигнала.
Освен видеосигнала и звуковия Съпровод по РРЛ се пред два м пилот-сигнал,
честотата иа който се избира между 8 и 9 MHz. По този начин видеосигнальт,
сигналът на подносещото колебание, модулираио със сигнала на звуковия съпро-
иод, и пилот-сигналът образуват трупов телевизиснен сигнал. За неговото преда-
ване се използува един обединен канал на мястото на една пяла четвъртична група.
294
<5. Основнн характеристики на груповия сигнал
при честотно упльтняване
спектър на груповия сигнал GAI) не е
Груповият телефонен сигнал при честотно упльтняване представлява сума
от преобразувани по честота спектри на независим!! един от друг телефонии
сигнали.
Всеки от телефонните сигнали представлява случайна величина с нулевг сред"
на стойност. Поради тази причи-
на и груповнят телефонен сигнал
също представлява случайна вели-
чина с нулева средна стойност.
Енергийният спектър па групо-
вия сигнал Grv(F) представлява
сума от линейно преобразувани по
честота спектри на телефонните сиг-
нали. Спектрите на телефонните
сигналя са неравномерен. Освен то-
ва между тях при образуване на
груповия сигнал се оставят защит-
ен честотни иигервали с различна
широчина (фиг. 10.1). Поради го-
реизброеиите причини енергийният
иепрекъснат и равномерен. Вьпреки това за яросюта при проектираяе той се
приема за непрекъснат и равномерен (фиг. 10-4)-
Груповият сигнал кето случайна величина се характеризира със средн"
м с щ и е с т Рср. големината на която завися от натоварването на груповия тракт'
Средната мощност на груповия сигнал непрекъснато сс изменя и има .максимал-
на стойност в часа на най-голямо натовзрване. При определение™ й се взема
пред вид, че даже в часа иа най-голямо нгтоварване всеки телефонен канал е
зает средио само в течение на 70% от времето, понеже телефонните разговори
между абонагите никога не се извършват одновременно по всички канали. През
време на разговорите има паузи, част от абонатите мълчат, тъй като слушат
отговорите на отсрещните абонати. Поради тази причина броят на акгиините
канали (тези, по конто се води разговор) ие е равен нй обшия брой канали N’
иа многокаи..льата система. Ако означим брея на гктнвните канали с п, коефи-
циентът на активност К е
<10 17)
К^гцЫ.
На фиг. 10.5 е показана зависимостта на коефициенга иа зктивност К от
номиналния брой иа каналите N. От нея се вяжда, че с увеличение иа броя на
каналите коефициентът на активност намалява и клоии към една постоянна стой"
мост Л’«=0,25.
Ако прпемем, че средната мощност на сигнала иа един телефонен каиал е
PpjRiW. средната мошвост на груповия телефоиен сигнал, изразеиа в mW, е
<Ю18) Рср“Р(1)”'
Нивото иа средната мощност на груповия сигнал /?ср се определи с израза
(10.19) PCF -p(l)+10 Ig/C+lOIgAT, dB.
Въэ основа иа голям брой измервання, извършеяи в различии страни, МККТТ
яреперъчва (при брой на каналите, по-голям от 240) нивото на средната мощност
в един телефонен канал р1ср да се приеме постоянно и равно на —15 dB.
Предимствата на метода за честотно упльтняване и разделяне на сигналите сз:
— добро използуваие на лента1а на пролускаие ка широколентовня канал:
— въздюжност за пелучаване иа голям брой каньли;
295
— еъзможвост за лесно обединяяане на няколко канала, когато е необходимо
да се предаде по-широкслентов сигнал (например телевнзионен сигнал).
Недостатъците на честотното уллъгняване и разделяне са:
— наличие на преходни смущения, причиняванн от нелинейността на ампли-
тудно-честотната и фазово-честотната характеристика на груповия тракт и натруп-
иаяе ка сыущенията при увеличаването иа броя иа междиините усилватели и на
ретрансланиониите пунктове; този недостатък ограничава макснмалната дължина
иа радиорелейната линия;
— голяма чувствлтелност спрямо претоварване иа груповия (многоканалния)
тракт; превишаването на дспустимата мощност на грунсвня сигнал предизвиква
рязко уееличаваие ва ииеото на смущения във всички каиали;
— сравнително голяма сложиост на апаратурата и трудност при реалнзация-
та на характеристнките на яякои от възлиге в нея, като например получаването
на стръмен срез в амплитудно-честотиата характеристика на лентовите филтри и
лолучававето на внсока стабилност на честотата на генсраторите иа подносещн
колебания.
10.4. УПЛЪТНЯВАНЕ ПО ВРЕМЕ НА РАДИОКАНАЛА НА РРЛ
ПРИ ПРЕДАВАНЕ НА ТЕЛЕФОНИИ СИГНАЛИ
а. Принцип на уплътпяването по креме
При уплътняване на шнроколентов канал по време сигналите
на отделните телефонии капали се предават не едновременно, а
последователно във времето с определен цикъл на повторение.
Това означава, че във всеки момент от време по уплътнения ши-
роколеитов канал се предават сигналите само на един от телефон-
ните кавали. Уплътненият^пироколеитов канал се предоставя пс
риодичпо в определена последователност за използуване от вес-
ки телефон ей канал само в течение на кратък интервал от време
наречен канале и интервал. Времето за един пълен цикъл,
в течение на което се изреждат еднократно всички телефонии ка-
пали, се нарича период на дискретизация (накъеване) ТА на
предаваните сигнали. Последователи ото включване (комутацията;
29G
на отделяйте телефонии канали към общия канал трябва да се
осъществява синхронно (е д н о а р < м е н но) в предавателння
и в приемная край на свързочната линия.
Както е известно, сигналите на телефонните каиали са непре-
къснати във времето (представляват непрекъсната функция на
времето). От принципа на уплътняване по време обаче следва, че
тези сигнали не се предават непрекъснато, а в накъсан (дискре-
тен) вид. От непрекъснатия сигнал се предават само отделки (ди-
скретми) негови стоимости, и то в течение на кратък интервал от
време, тк. Този интервал, през време на който става предаване
на част от сигнала, се повтаря циклично за, всеки телефонен ка-
нал с период на повторение Тя.
Възможността 'за такова накъсано (дискретно) предаване на
един непрекъсиат сигнал се основава на теоремата на съветския
академик Котелников. Според тази теорема всеки непрекъсиат
сигнал (с ограничен честотен спектър /^-т-/7,) може да се преда-
ла чрез отделим (дискретна) негови моментни стоетности, отчитани
периодично с честотата на повторение (дискретизация) /д=1/7д,
«ай-малко двойно по-висока от най-високата честота FB в спектъ-
ра на непрекъснатия сигнал, т. е.
(Ю.20)
Процесът на превръщане на непрекъснатил сигнал в дискретен
се нарича дискретизация на сигнала. Снободннят интер-
вал от време между нмпулсите иа дискретизирання сигнал на да-
лек телефонен канал се запълва от нмпулсите на дискретизира-
вите сигнали на другите телефонии каиали, което представлява и
същността на уплътняваието по време.
Процесът на дискретизация на непрекъснатйте сигнали на два
телефонии канала е илюстриран с фиг. 10.6. В горната част на фи-
гурата е показана графиката на изменението във времето на два-
та непрекъснатн сигнала / и 2, а в долната част — същите сигна-
ли 7 п 2 в дискретизиран вид. Между нмпулсите / на първия
канал (т. е. за времето на един цикъл Та) се разполагат импул-
сите на другите канали. За простота на фиг. 10.6 са показана им-
пулсите само на два телефонии канала. На същата фигура е оз-
начен и каналният интервал тк. Той представлява интервалът от
време между предния фронт на импулса на даден телефонен ка-
нал и предния фронт на импулса на съседния (по време) канал.
Интервалът от време между задния фронт на импулса на даден
канат и предния фронт иа импулса на съседния канал т3 се на-
рича защитен интервал. Продължителността на нмпулсите
«а отделните канали е означена с т„. Следователно
(10.21) Тк=Ги-|-Тэ.
От широчината иа защитния интервал т3 зависи степента на
влияние между съседните канали. Необходимостта от достатъчно
297
голям защитен интервал се иалага поради това, че импулсите се
изкривяват (деформират) при предаването им по свързочния ка-
нал. На фиг. 10.7 е показана формата на импулсите / и 2 на два
съседни канала преди предаването им и след предаването им
т. е. на входа и изхода на свързочния канал. От фигурата се вижда
че ако защнтният интервал не е достатъчно голям, импулсът на
първия канал захваща част от времето, предназначено за импул-
са на втория канал. Това води до поява на шумове във втория
канал, причинени от първия канал.
Освен импулсите на дискретиэираните телефонии сигнали по
уплътнения канал се предават още и импулси иа сигналите за
служебна свръзка (СС), импулси на сигналите за управ-
ление и повикване(УП) и импулсиза синхронизация
(ПС). На фиг. 10.8 е показан пример за отиосителното раапреде-
ление във времето на каналиите интервали тк. Както се вижда от
фигурата, първият каиелен интервал е предоставен на импулсите
за синхронизация (ИС). Следващнте А' канални ннтервали са иред-
остазени на снгналните импулси на A^ телефонии канали. Послед-
ннте канални нитервали са предоставени за импулсите на сигнали-
те за служебна свръзка (СС) и сигналите за управление и повнк-
ване (УП). На фигурата е означена продължителността на перио-
да на дискретизация Тд. а също продължителностите иа канални-
293
те импулси ти и на каналннте интервали тк. От фигурата се виж-
да, че
(10.22) tk = 7\/(A4-/iX
където N е броят на телефонните канали, а п — броят на служеб-
яите канали (в случая д=3).
«Фиг. 10.8
б. Структурна схема на радиорелейна станция с уплътннване
на каналите по време
На фиг. 10.9 е показана опростена структурна схема на край-
на радиорелейна станция с апаратура за уплътняваие по време на
телефонии канали. Сигналите, постънващи по телефонните кана-
ли 1, 2,..., N през диференциалните система ДС (на фигу-
рата е показана само една ДС за телефонен канал /), се подават
на входовете на наполните модулатора KMlt КМЪ...,КМ^, из-
ходите на конто са включени паралелно към общ товар. В канал-
ните модулатори КМ непрекъснатите телефонии съобщения се
299
вреобразуват в последователност от днскретнн сигнали, т. е. в
канал ните модулатори се извършва дискретизацията на телефон-
«ите сигнали. Паралелно към находите на каналните модула-
торн е включен и изходът на генератора на нмпулсите за синхро-
низация {ГИС), предназначенн да синхронизират работата на апа-
ратурата за разделяне на сигналите в другия край на свързочна
та линия.
Както се вижда от формула (10.22), продължителността иа
каналните интервали тк, а следователно и на каналните импулси
т„ е толкова по-малка, колкото по-голям е броят на телефонните
канали. Поради тази причина при едиа многоканална система през
по-голяма част от времето каналните модулатори са запушени.
Началото на тяхната работа се командува от пускови импулси,
конто постъпват от. блока разпределител на каналите РКХ. Той
представлява електронен комутатор, който определя моментите
на включване към общия широколентов канал на всеки един от
телефонните канали. Строгата синхронизация във времето на уп-
лътиителната апаратура като цяло се извършва от блока за син-
хронизация БСГ. ОсновнияТ възел в блока за синхронизация е
внсокостабилен кварцов генератор.
Всички дискретизнрани сигнале, конто излизат от изходите .на
300
каналните модулатори и от генератора на импулси за синхрони-
зация, се сумират заедно и образуват груповия сигнал, който се по-
дана на входа на нормализатора Н. Нормализаторът е устрой-
ство, което нормализира нмпулсите на дискретизираните сигиэли
(придана ий еднаква форма).
Груповият сигнал от изхода на нормализатора И постъпва в
груповия усилвател ГУа оттам в модулаторния вход на радно-
предавателя РПд. Тук се извършва модулация на носещото
колебание (амплитудна, честотиа или фазова).
Обратнкят процес — разделянето на груповия сигнал при уп-
лътняване по време на канални сигнали, се извършва по следния
начин. Радиосигналът, т. е. модулираното с груповия сигнал но-
сещо колебание, се приема от антената и попада във входа на
радиоприемника РПм. След демодулацията на изхода на радио-
приемника се получава груповият сигнал. Той се усилва в трупов
уситвател ГУ2, след което се по дэва към паралелно включените
яходове на каналните демодулатори КДи КД2,..., КДк. Тях-
ното предназначение е да разделят дискретните сигиали на от-
делните канали и да ги преобразуват отново в неирекъсиати (ана-
логови) сигнали. За тазн цел всички канални демодулатори БД
се отпушват посменно в строго определен канален интервал тк.
така че да осигурят премииаването само на своите дискретни съ-
общения. Това отпушване на каналните демодулатори в необхо-
димата последователност и в необходимия момент от време се
осъществява с помощта на пускови импулси, конто постъпват от
разпределителя на каналите РКг. Той работи синхронно и син-
«фазно с разпределителя на каналите в предавателната част на
уплътняващата апаратура. Неговата синхронна и синфазна рабо-
та се управлява от нмпулсите за синхронизация, съдържащи се
в груповия сигнал. Началото ка всеки нов цикъл на работа на
разпределителя на каналите PKt се определя от момента на пс-
стъпване на предния импулс за синхронизация, който се отдели
от общия трупов сигнал от селектора на импулсите за синхро-
низация СИС. Честотата и фазата на комутацията иа каналите
се командува от блока за синхронизация БС2, който се синхро-
низира пэ честота и фаза от приемания трупов сигнал. Сигналите
от изходнте на каналните демодулатори се подават към съответ-
яите телефонии ага рати посредством диференциа.тни системи ДС.
Главните предимсгаа на упл итняванчто по време са: а) прос-
та и компактна апэрагура; б) лесно отделязе на канали в меж-
динните пункт ове.
Осиозвите недостатъци на уплът чада пето по време са: а) не-
экономично използуваие на лентата и» уплътиении канал; б) ог-
раничен» яъзможноств эаголямо увеличение на броя на каналите.
На фиг. 10.10 е показана опростела структурна схема на ра-
диорелеен предавател ь устройство за уптьтнява’не по време са-
мо на три какала. В показания пример мсдулацпят? на носещч-
301
те правоъгълни импулси е фазова (ФИМ). Иа фнг. 10.11 е оиагле-
ден процссът ва фатово-нмиулсн&та модулация ОЗЕ, жвършващ.
се във втсэвй канал. Фазово модулнраяите ижпулси от отделимте
ксдалм постъпаат в с>миращо устройство. Тук се обра^ува гру-
повият сигнал, в който се прибавят и сннхрс-импулейте (СИ). Та-
ка образуваннят трупов сигнал постъпва като модулиращ сигнал
в аклжгудно модулацкоиното устройство на радиопредаватели. В
него .се извършва вторична модулей». Тук иосепдето колебание
302
е хармоннчнс То ее модул ip* амолитудно. 3 речул'ат :ъ wa в
изхода на радиопредаватели се получава ФИМ АМ колебание.
Фиг. 10-11
10.5. СТРУКТУРНИ СХЕМИ НА АНТЕННО-ФНДЕРНИЯ ТРАКТ
НА РРЛ МЕТОДН ЗА РАЗДЕДЯНЕ НА СИГНАЛИТЕ
НА ОТДЕЛИМТЕ СТВОЛОВ.'
а. Структурно схеми на антенне -фидерния тракт
Аитенно-фидерея се нарича тракты, по нойте времквават ра-
диосигналите от антената до «хлдзвете на пуиегдцнцкте и от из-
ходите на рациопредавателнте де гнтензта.
Антеино-фидерният тракт на РРЛ се състок от актеии, фи-
дерни линии (коаксмални или вълиородви), устройства за
и оля ризацион но разделяне на евгягтите на пркемаке
от сигналите на предаване (полярммцконни селекторн, коректори
на поляризацията), устройство за честотно р азде ляне
на сигналите на стволовете (разделителио-лентови СВЧ филгри,
феритнн циркулатори), феритни вентили и др
В зависимост от броя на стволовете, капацптета (броя на sea -
налите) и работния честотен обхват на РРЛ актенно фидерникт
тракт на отделяйте й радиорелейни станции се изпъллява ко раз-
личен начин.
При радиорелейните линии с малък к среден к&пацлтег ан-
303
тенно-фицерклят тракт има по-проста структурна схема (фиг. 10.12).
При иея ангснво-фидериият тракт яа радиорелейнатс. станция за
свръзка в една посока съдържа:
— две отделни антенн 1 (нредавателаа и приемна);
—две фчдерни линии’ 2 (свьрзващи една-
----------та антена с радиоприемницйте ( и другата с
/|2 предавателите на отделяйте стволове);
_/?г I — устройство за честотно разделяяе на
3 [ ). стволовете (разделително-лентов филтър) 3,
jL <_ включено между края иа приемната фидерна
LAJ Qi линия и входовете на радиоприемниците на от-
ти делен ге стволове 4;
& '>’£?>' —устройство за частотно обедни шане на
стволовете (разделители© лентов филтър) 6,
Фиг. ю.12 включено между атадите на радйопредавате-
лите на отделите стволове 5 и входа на пре-
давателиага фидерна л.шия.
Устройство™ за честотно разделяие 3, включено в приемная
тракт, раздели приемаиля общ широколентов радиосигнал на че-
стотни ленти и ги разпределя между входовете на лриемниците
иа отделяйте стволове. То трябва да бъде съгласувано с фидер-
ната линия и с Входовете на радиопрнемяиците. Устройство™ за
честотно обединяване в предавател^ия тракт 6 осигурява съгла-
суване иа изходиге на предавателите на отделяйте стволове, а
също така разделянето им един от друг. Структуриата схема,
показана на фкг. 10.12, съответст&ува на тристволова дуплексна
радиорелейна линия.
Основен недостатък на описания по-горе антенно-фидерен
тракт е използуването на отделки антенн и фи дери към тях —
съответно за приема гите и предаваните радиосигнали. Това води
до увелнчаване иа обеуа и себестойността му. .
В съвремсяните мчогостволови радиорелейни линии с голям
капацитет. се използува общ антенно-фидерен тракт за сигналите,
омто се предаваг и приемат от определена посока на. свръзка.
Това накаляем два пъти броя ва янтеняте и фидерчпте линии на
радиорелейните станции. Междинните станции в този случай имат
две аитени и два фидера (по един брой га всяка посока на свръз-
ка), а крайните — една антена и един фидер. На фиг. 10.13 е по-
казана структурна схема на такъв антенно-фидерен тракт. Необ-
ходимо е да се подчертае, че този обединен (за прнемане и пре-
даване) антенно-фидерен тракт има по-слсжна структура. Струк-
турката схема, показала на фиг. 10.13, съответствува иа много-
канална РРЛ с четири дуплексни радиоствола. Тя съдържа:
— приемно-предавателна аптека / от рупорно-параболоиден
тип (която се изподзува каго основен тип антена в сантиметро-
вая обхват);
— преходен вълневоден елемент 2, с помощта на който се
304
две групп различно псляризира-
Фиг. 10.13
или два о г стволовете се из-
извършва плавен преход на квадратного сечекие на рупора (об-
лъчвателй на антената) към кръглото сечение иа вълновода;
— вълноаод 3 с кръгло сечеаие (прзволянащ едновременното
предаваие в различии посеки на
ни вълни);
— коректор на поляриэацк-
ята 4;
— поляризационен селектор
(отделител) 5;
— феритни вентили о;
— колектор на поляризаци-
ята 7;
— поляризационен селек-
тор S;
— феритни вентили 9;
— разделителям филтри 10;
— левтови филтри към вхо-
довете на приемницнте //;
— филтри за висшите хармо-
ницн към изходите на раэпре-
делителите 12.
Към общ антенно-фидерен
тракт се включьат до четври
ствола. Наличието на няколко
ствола в РРЛ увеличава на-
деждността на работать й. Един
ползуват като автоматичен резерв при иовреда на работайте
стволове. От друга страна, по-големият брой рабстни стволове
увеличава капацитега на раггюрелейната линки
В съвремечните радис>релейни линии се използуват два основ-
ни метода за разделяие иа сигналите на отделимте стволове: с
помощта иа лентови филтри и с помощта на феритни циркулатори.
б. Метод за разделяне на сигналите на стасловете
с помощта на лентови филтри
При този метод се нзпоззуват устройства за честотно разде-
ляне от вида на показано го не фиг. if. 14.
Преди да разгледаме прикципа на действие ча устройството
за честотно разделянг, ще ~е сарем накратаго върху особеиости-
те на двойная вълноводен. тройник, който е гегсва важзг със-
тавна част. Двойният вълноводек тройник (иаргчан още двогн
вълневоден мост) е показан на фиг. 10.15. Той има четири раме-
на, означени на фигурата съответно с Е, Н, В к С. Тези рамена
не са равностойни. Така например, ако подадем радиосигнал (елек-
тромагнитна вълна) към рамото Е, той излила през рамената В
20 Радиопреламтелка тсхакка ..,
305
и С еднакви амплитуд» (дьойно по малки от входната), ио с про-
тивни фази. 11рез р&мого Н не взлиза никакъв сигнал. Следова-
телно сигиалът, подаден в рамото Е, се раздели по равно (ио
противофаэно) между ракената В и С, Ако подадем сигнал към
Фгг. 10 14 Фиг 10.15
рамотс Н, тэи :ъ.цз се раздели по равно между рамсната В и
С, по зече синфаано, т. е. сиг шл*ьт, подаден към рамото Н, из-
лила през рамена^а В и С с еднакви амплитуди (равна на поло-
виката от входиа^а) и с еднакви фаза. През рамото Е не мзлиза
Я’ЛКЗКЪВ СИ:’л?Л
Обратно, нко ктм р?меиата В л С се подядэт сигнали (вълкк)
с рланЕ амклигуди :< ”ротивсгРложнн фази, през рамото Н няма
па излезе нищо, а през ргмото Е пте кзлезе сигнал с двоимо по-
год зма амплитуда от входните. Следователно въдните, подадени
към рамена'а В и С с противоположчи фази, се сумкрат в ра-
мото Е. От рамото Н не иализа нищо, тсй като пос гъпващите
към гего or рамеиага В и С вълин взаимно се комненсират.
Аю към рамелатг > < и С се лодават сигнали (вълни) с ед-
нгкви амплитуди и елчгкЕи фа.зи те ще излазит сумирани през
рамото Н, където се получава вълча с двойно по-голяма ампли-
туда. В изхода на рамото Е ие се пэлучава нище, тъй като по-
стълващите хъм него., от рамената В и С вълич взаимно се ком-
пенсират.
Ст прян ;ипа ва пейс ’1?ие на дво&ия вълноводен мост след-
на, чс непжвге рд?зскз Е '& Н електрически са разделени едно
от друз о. Бъльа, голадена към ремотс Е, ге може да преыине
през рамото И н сбратшз, нт.лна пидг.дена към рамото /Л не ко-
же да премиие преа рамото Е,
Нека сега раагледаме принципа на действие иа устройство™
за честотно раэдемже иэ сигналите, доказано на фиг. Ю.14. Го
се състои от четири последователно включены секции (колкото
с броят на стволовете). Всяка секция съдържа по два двойни
вълноводнн моста 1 и 2, по два лентовн филтъ.ра 3, по два фа*
Зйзъртищи (фазоогместращи, дефазиращи) елемента 4 и 5 и по
«дин балзстен поглыцащ товар 6. Всички тези съставни елементи
на устройство™ за честотко раздсляие кскструктшию са мзт---
иенн като отрязъцй от стандартен вълновод с едко и съшо пра-
воъгълно сечение.
Общият вход и четнрите изхода на устройството за раздели-
те са доказан» със стрелки. За пиостота радизсигжлита ва че-
тирите ствола са означенн само с темните носещ» честоти f№ /2,
fit ft" .
Принципы на действие на устройството яа честотно разделя-
не е следният. Общият приемам радиосигнал с четнрите иосещи
честоти (Д, /2, /„ /4) посгьпеэ от антенно-фадерния тракт в рямо-
то /- (фяг. 10.11) иа пьрвия вълн эооден мест /. Еаершлта на
входная сигнал се рзздетя по разно |ю.. с протирополояош фаз»)
между рамегита В и С- В рамото Н ул всстыша ии-до. От нз-
дсди.е иа рамена га В и С сигналите се насочват наделу по два-
та клона на пъряата секция (!) към левтовкте фмлтри 3. Ленте-
вите филтри 3 на пьрзата секция са нагтроехн иа. честота ft. По-
радч това те ггропускат само честотния снектьр еа моду.'церави-
те носггг.и колебания с честота j\. Ге поетъдвгт (с ранни ампли-
туда и противоположи:) фазн) в рамена..-а .1 к С на дол/шя зъл-
-иоводен мост 2 и нзлчзат су мира»,я през ьегздшто рамо Е. В рл-
гмото ff в идеалиия случай не би трябаа/.о да »:е полупи надо,
ио ако евентуалио през него излизд сипел, -той :а поглъща ©т ба-
.ласт’к-то съпротнчленнг 6. Останалиге егг.али с чс «итоги fit f* и
Ji се отразяват от лентовнге филтри 3 и се урыцат обратка кг»к
рамекага В и С на пъраня въшошыкн мест Л За да ногат <т-
^азеннте еигкалм /3 и /4 да излязат сумирани през раиото Н
<а ге грез рамсто Е, откъдето са ми), о. правя след».ко. 0
«дки ст клоковете на сёкция I (например б десидй) между зъл*
коБодиЕя мост / и лентониг. филттр 3 се вкл'эчеа фчзо:г»р мд
•елемг кт < който вавърта фаза га на преыниалшдмто яр<гэ нгсо
скгяала на 90°. По тозя гачии отразимте от .теятовчте филтри
ъъмш (/j, f3 н /4) се връщат обратно к&м уамеяГ'Та 3 к С па
вълновойиия моет I с едкакпа фаза. Израш»г.занего га фазата «
«юлучдва пзрадн това, че вълнага, двнжеща се в десв^я клон га
секцап /, преадииавайки два път». през фазоЕьртти'ъ елемент 4
(иадояу к обратно^ получава общо замъртане на фазата си !80°.
По такъз ч-,ч»ч огрззеюгге скгеали с чегтотм /2, ft и /4, постъп-
£айги с ед*.^оа фал иъм ранема^ а В и С, излн&ат ге през Е, а
врез рдмото // иъ иъреега секция. Оттук те печадагг »ъа нхода
на втората секция (//). Пр ачалогм^ен Цачмн в нея се отдели chi-
«алът га вгор’1я стзол (4), който взлиза н;ез рамото Е' на дол-
тк п взднозоден мост 2. О^таиалите еггкали /, я /4 се отразя-
307
ват обратно от лентовите филтри 3 на втората секция и постъп-
•ват във входа иа третата секция (///). В иея става отделянета
иа сигнала на третия ствол (/,) и отразяване на' сигнала /4. По-
следният, напускайки третата секция, постъпва във входа на ”t-
твъртата секция (IV). Тук, преминавайки през лентовите филтри 3,.
излиза през рамото Е' на долния й вълноводен мост 2. В идеял-
ния случай лентовите филтри 3 на четьъртата секция ие би тряб-
вало да отразят нигцо. Ако обаче се получи отразяване на нт-
какви сигнали, те излизат'през горния изход иа чствъртгта сек-
ция и се поглъщат от товарното (баластното) съпротивление 6,
включено в този изход.
Нека се върнем отново към първата секция. Включвгнето на
фазовъртящ елемент 4 в десния й клон, както бе вече обяснено^
се налага с цел отразените от филтрите 3 колебания /2, /8 и /4
да изляват не през рамото £ (отйьдето са постъплли), а през-
рамото .Н, за да попаднат във входа на следващата секция. Не-
обходимо е да отбележим обаче, че през фазовъртяедня елеменг
4 преминава и едната половина от сигнала /t. Този сигнал преми-
нава надолу по рамото и получава еднократно.завъртане на фа-
зата си с 90°. Това нарушена фазовата разлика между neto и-
другата част от сигнала /4, която премннава през левия клон на.
секция /. За да се запази фазовата разлика от 180° между двете
части на сигнала включва се фазовъртящ елемент 5 и в ле-
вия клон на секция I между филтъра 8 и долния вълноводен
. мост 2, за да не оказва влияние на сигналите f2, fs к f}. По съ-
едите причини такьв фазовъртящ елемент 5 се включва в леви-
те рамена и на сстаналнте секции на устройството за честотно
разделяне на сигналите.
Дотук разгледахме устройство™ за честотно разделяне на
сигналите на отделните стволове в приемник тракт. Устройството
за честотно разделяне в предавателния тракт е едналво с това
в приемки#. тракт. То има същата структурна схема като пока-
заната на фиг. 10.14. Необходимо е само да обърнем обратно пс-
соките на стреляйте на сигналите и да обясннм принципа на дей-
ствие в обратен ред.
в. Метод за разделяне ка сигналите на стволовете с пом пиита-
иа феритни циркулаторя
Феритнъят цнркулатор представлява единичен вълноводен 4фой-
'.:ик (единичен вълноводен мост), в центъра на който е поставе-
на феритна пръчкз, нимагвит1жа по протежен.че на своята ос по-
средством външно постоянно магнитно поле. Ако мислено <и
представим че пт феритнин цнркулатор се извади феритната
гръчка. всяка втлна, която постъпва в едио (кое ла е) рлмо на
г -гркулатора, например в рано 1, еде излиза през остаяалите две
308
рамена II и III (разделена по равно между тях с еднакви ампли-
туд» и еднакви фази). Наличието на намагнитена феритна пръчка
в цеитъра на циркулятора нарушава симетричното разделяне на
вълната през двете изхсцни раменк. По-точно иа'личието на фе-
Фиг. 10.16
ритна пръчка води до това, че цялата ечергия излиза само пре»
едното рамо. а през другого рамо не излиза нищо. Това се обяс-
нява по следния начин. Под въздействие на СВЧ по,пето на вход-
имя сигнал феригната пръчка сама започва да излъчва СВЧ по-
ле със същат? честота. Параметрите на феритната пръчка се под-
бнрат така, че излъчеяата от нея вълна и пряката вълна иа сиг-
нала да имат еднакви амплитуди и противоположна фази в едно-
то нзходящо рамо (взаимно да се компенсират) и еднакви ампли-
туди и еднакви фази в другого изходящо рамо (за да се суми-
рет с удвоена амплитуда). Следователно енергията на вълната,.
иостъпваща в рамото I, преми.чава нзпълво в рамото II, а в ра-
мото II! не постъпва иищо. При това посоката на движение на
вълната вътре в циркулатора е строго определена. Кахто вече
казахме, ако снгналът се подале в рамото /, излиза лрез рамото
II. Ако обаче се подале в рамото II, излиза през рамото III, &
ако се подад® в рамото III, излиза през рамото /. Тази невзаим-
на връзка между рамената на феритяпя цнркулатор позволява
той да се използува за разделяне и събнране на сигналите на
отделяйте стволове на РРЛ.
На фиг. 10.16 е показан® структурната схема на устройство
за разделяне иа сигналите с помощта на феритни циркулатори.
Широко гентовият сигнал на четирите ствола (с носещи честоти
/1, /2. j3 и /J постъпва от приемната антеиа в рамото I на пър-
вия феритен цнркулатор ФЦ1. Съгласно указаната със стрелка
посока на въртене ва циркулятора сигналы излиза през рамото
309
Л и постъпва в рамото I на втория феритен циркулатор ФЦ2.
Пърэият феритен цкркулагор изпълнява рслята на фершгеч пен-
тил и е предназначен за съгласуване на устройството за разде-
лите на сигналите с фидерната линия, идваща ст аятената. Ако
поради чеидеално съгласуване се получи огразсн сигнал от вход-
ного рамо / на ФД2, той се връща обрати., към ФЦ1, глкзай-
ки в него яреэ рамото му //. Като се вземо пред аид посоката
на нъртеие на циркулятора ФЦ1. влезлият сигнал през рамото
Л ще излезе през рамото ill н ще се ногълре в баласткпя то-
вар БТ.
Както се викдз от фкг. Ю. 16, феригните циркулатори ФЦ'2,
ФЦЗ, ФЦ4 и ФЦ5 еа свързачи пэследоаателно. При тога изход-
ното рамо ill на пр ед идущий циркулатор е свързано с входного
рамо I на следващчя. Изходигте рэмдга // иа тези цнркулагорн
са свързаки съотгегнэ с мягяозвенните ле гтови фил *рч ЛФЦ
ЛФ2, ЛФЗ к ЛФ4. Всекн теэтоз филтър пропуске към ^хода
на своя радиоприемник само сг.гизлэ е тази нг-геща честота, за
коя го е настроен, т. е. сигнала нт съзгвегвия ствол.
Разделянето на сигналите става по следния качин. Както ве-
че «азгхле, от рамс-т -» И на ФЦ1 постыдят радносигналите /„
/2, /а и 4 в рамото / на ФЦ2. Те излизаг грез рамо го му // ч
тюпадат вЪв входа на ленгович филтър ЛФ1. Той пропуска към
своя радлоприемни-с РПМ.1 само сигнала Останелите сигаали
Ji, Ц и fi сг отргзязат о- ьхсда иа фнлтгр*. обратно към рамото
Н и влизат през него в циркулатора. Сътласио г,осока."а на вър-
тенз нз циркулатора тези сигнали излзэзт през иегоного рамо 1'1
и влизат в рамо го / га следвзщяя циркулатор ФЦЗ. По анало-
гичен начин тук става отделянето ка сигнала па втория ствол */2),
•останалите сигнали /а н Ц мзлизат от рамото III на циркулатора
ФЦЗ и влизат з рамото / на циркулатора ФЦ4. Ту к посредством
лептовая филтър ЛФЗ се отдели енгналът на третня ствол а
сигналът /4 се отразява сбрг.тко към рамо » о //. Гой излита прев
рамото ill на ФЦ4 и посгъпвг в рамото I на ФЦ5. В ФЦ5 сиг-
налы' /4 излиза ирез рамото И, пропуск*, се ог лег гoeml филтър
ЛФ^ и постъпва към радиоприемника щ четвъртия сч-аоЛ Р'Шл4.
В ядеалннй случай лентоЕият филтър ЛФ4 ке бг« тр-гбзв/о да
•отрезана нищо. Ако все пак до него се отразят някаои сигналн,
те, попа дайки обратно в рамото // на ФЦЗ, к&лизат пре* рамого
Щ и се поглъщат от 6йл?стйня тоаър БТ.
Тук бяка разгледани структуриата схема и принципа ва дй:л-
ствие нз устройетото за рамеляае на елгаалите с фчритзк цмр-
кула ори, включено в нрглыния тракт. Аналогична crp5’Ktvpiia
схема има и устройството за разделяне, включен© в гредавателвия
тракт За обяснеиче иа иеговик принцип на действие (койти е
аналогичен на описания ио-горе) може да се иэползува струхтур-
ната схема иа фиг. 10.16, като се сменят посоките яа стрелките,
включи гелно н тези з циркулатерите.
310
ЛИТЕРАТУРА
1, Ненов. Г. Осиови па рздиоелектрешдката. С„ „Техника", 1985
2. Стоянов, И. Електронви и полу провод никови првбэои. С.. , Ге:, пика",
1983.
3. Бетин, Б. М. Радиопередающие устройства. М., ..Высшдя школа", 1972
4. £ ". мбепс к нй, W. В. и др Пере.»яюодке устройства СВЧ. М., „Вме-
щая школа", 1984
5. I'o л у б, В. С- Генератор гармон дческих колебаний. М., .Энергия", 1980.
6. Г у р с в и ч, В. Е. и др Ии! ульсио-кодовая модуляция в многоканальной
тезефоыий связи. М., „Связь*, 19:3
7. Красноголовнй, Б- Н. и др Варакторные уыножгасли частоты.
Минск, И&даделъство 5,'У, 1979
3. Левич.ен, В. Г. Радиопередающие и радиоприемные устройства. М.,
„Воеииздат*, 1974
11 Манассе.в ич, В. Синтезаторы частот — теория и ироектнрояанче. М.,
„Связь", 1979
10. Минаев. М. И. Радиопередающие устройства сверхвысоких частот.
Минск, „Вывшая шкода*, ,9’*
11. М v рг в ье в, О. Л. Рашосепедаюшие устройства, ft’., „Связь", часть
1, 1)74 и чзсть 2, 1978
1?. Муравьев. О. Л. Радиопередающие устрой.т»<4 sen <и и вещания. №..
„Радио к сняэь*. *983
13. Системы передачи сообщений. М., .Связь*, 1976
14. Шумилин. М. С. и др. Радиопередающие устройства, М., „Высетая
«дюма". 1£81
Z АИЧНА \
(бибаиотека)зи
\ Тодор НедеямеВ у
СЪДЪРЖАНИЕ
Предговор.............................................................. <?
Часу I. РАДИОПРЕДАВАТЕЛНА ТЕХНИКА
Глава 1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ
УСТРОЙСТВА
1.1. Основни пронеси в радиопредавателните устройства и структурни
схеми..................................................... 5
1.2. Класификация и основой показатели на радиопредавателните уст-
ройства ...................................................... 10
1.3. Кратка история на развнгнето на радиопредавателните устройства . . 13
Глава 2. ВИСОКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
2.1. Принцип на действие на резонансния усилвател на мощност .... 15
2.2. Режими иа работа на резонансния усилвател на мсщност.......... 24
2.3. Дииамнчни характеристики па резонансния усилвател на мощяост . . 32
2.4. Разлагане на косинусоидални токовн импулси на съставните им хар-
' МОН! щи...................................................... 38
2-5. Товарни характеристики на резонансен усилвател на мощност . . 42
2.6. Ред за начисление на изходната вернга на резонансен усилвател на
мощност....................................................... 47
2.7. Ред за начисление на входната верига на резонансен ус> лвател на
мощност .................................................... 51
2.8. Ред за начисление на веригнте на екранната и защитната (знтидива-
тронната) решетка на лампов РУМ............................. 55.
Глава 3. СХЕМОТЕХНИКА НА РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛВАТЕЛИ НА
мощное Г
3.L Общи правила за съставяие на схемите на резоваясннте усилватели
на мощиост................................................... 57
3.2- Схеми на захранване на изходната верига на резонансеи усилвател
на мощност.................................................... 61
3.3. Схеми на захранване на входната вернга на резонансен усилвател на
мощност . . . . :............................................. 68
3.4. Схеми за захранване на веригнте на екранната и защитната решетка
и на отовлението на лампов РУМ................................ 73
Глава 4. МЕЖДИННИ УСИЛВАТЕЛИ В РАДИОПРЕДАЕАТЕЛЕИТЕ
УСТРОЙСТВА
4.1. Междинни резокансни усилватели на мощност......................... 77
4.2. Междинни високочестотни апериодични усилватели.................... 81
4.3. Умножители на честота с активни три пол юс н паи................. 85
Глаза 5. КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ НА МОЩНОСТ
В РАДИОПРЕДАВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА
5.1. Обпей сведения за крайний усилвател на радиопредавателя. Красн
усилвател с проста схема..................... . , ............ 89
• <
312
5.2. Еднотактвк крайни усилватели със сложна схема ,.............. 92
5.3. Филтрация на тешите хармоници в крайното стъпало на предавателя 96
Глава 6. ЕЛЕКТРОНЕН ГЕНЕРАТОРИ НА ХАРМОНИЧНИ
КОЛЕБАНИЯ
6.1. Общи сведения за геиераторите на хармонични колебания...... 99
6.2. Принцип на действие и физически процеси в £С-генерагора. Прехо-
дев процес на самовъзбуждайе ..................................... 103
6.3. Осиовни уравнения на генератора в устаиовен режим — баланс на ам-
плигудите и баланс ва фазите..................................... Ill
6.4. Равновесии режими на генератора и тяхната устойчивое?. Меко и
твърдо самовъзбуждаве............................................ 116
6.5. Обобщена триточкова схема на ЛС-генератор на хармоиичнн колеба-
ния .................................................... 125
6.6. Едникръгози схеми на £С-геиераторн........................ 129
6.7. Двукръгози схеми на £С-геиератори ........................ 141
6А УКВ генератори на хармонични колебания и УКВ усилватели на мощ-
ност .................- - ................................. 144
Глава 7. СТАБИЛИЗАЦИЯ НА ЧЕСТОТАТА НА ГЕНЕРАТОРИТЕ
НА ХАРМОНИЧНИ КОЛЕБАНИЯ
7.1. Нестабилиост на честотата на геиераторите к дестабилиэиращи фак-
тори ...................................................... . . 160
7.2. Общи сведения за кварцом стабилизация иа честотата. Кзарцови ге-
нератори с индуктивна разстройка на кеарцовия резонатор............. 166
7.3. Кварцови генератори, работещи при сернен резонанс иа кварцовия
резонатор................................................... ... 174
Глава 8. УПРАВЛЕНИЕ (МОДУЛАЦИЯ) НА НОСЕЩОТО
КОЛЕБАНИЕ НА РАДИОПРЕДАВАТЕЛИТЕ
6.1. Общи сведения за модулацията....................................... 186
8-2. Характеристики на модулациониитё устройства......................... 193
8.3. Амплитудна модулация. Режкмн ня работа и осиовни зависимости
при амплитудномодулациоииите устройства.............................. 197
8.4. Базови н решетьчни амплитудномодулационнн устройства.......... 203
8.5. Колекторни и анодни амвяитудиомодулацнохин' устройства......... 2! 1
86. Едаолектоьа амплитудна модулация . ................................. 218
8.7. Общи сведения за честотната и фазовата модулация ................... 224
8.8. Честотномодулациояни устройства. Стабнлизираие иа носещата често-
та при честотна модулация ........................................... 232
8.9. Фазовомодулацшжви устройства....................................... 241
8.10. Телеграфен режим на радиопредавателите. Амплитудна радиотелег-
рафия . . 245
8.11. Честотна и фазова радиотелеграфия......................... 249
8.12. Общи сведения за импулената модулация в радиопредавателните
устройства .......................................................... 254
8.13. Оообеностн иа работата на предавателните лампи в импулсен режим 261
8.14. Икпулсзд модулация в радиолокациоииите предаватели — PCN . . . 263
313
Част IL РАДИОРЕЛЕЙНИ ЛИНИИ
Г л а в а 9. ОСНОВНИ ХАРАКТЕРИСТИКИ И/ РАДИОРЕЛЕЙНИТЕ
ЛИНИИ
9.1. Общи сведеии.т за радиорелейните линил.............. 271
9.2. Класифииадня и структуры» степи на радиорелейните линии .... 274
9.3. Разпределение ъа носе Циге честогн в редиэре тейинте линия .... 280
Глава 10. УПЛЪТНЯВАНЕ НА ШИРСКОЛЕНТОБИЯ КАНАЛ
(РАДИОКАНАЛА) В РАДИОРЕЛЕЙНИТЕ ЛИНИИ
10.1. Характеристики на различимте видове ннформанионяи сигнали и на
канал же за тядкста ярелааане........................... 283
1022. Честптео уплътнпвше '.а радиоканала ка РРЛ при предаване ва те-
лефонии сигкали....................................... 287
10.3. Излмзуване на честопк. унтысяени РРЛ за прелаеаие на други ви-
дове съобщения. Основни характеристики на груповия сигнал прн
честотно упаътиявдие................................. 293
1Л.4. Уплътияване по време на радиоканала на РРЛ при предаване на те-
лефонии сигнали......................................... 296
10.5. Структурни схеми на антенво-фидернмя тракт на РРЛ. Метода зк
разш-ляив на сииалиг из от делните стволове............ 303-
Литература ............................................. ..... 311
РАДЙСПРЕДАВАТЕЛНА ТЕХНИКА И РАДИОРЕЛЕЙНИ ЛИНИИ
Учебник 3d технику м к е по електротехника и ло съобщенията
Азтор проф. к.г.н. инж. Христо Гьнов Тихчев
Рецензенты: преф. к.т.н. инж. Гворги Димитров Нбнсв
СТ.Н.С. инж. Г1еп>р Теней Петров
Ьационглнсст българска
Трего стереотипно издание
. 85343 %2>Ч34.
ХОД 03 ------------------
4785 -138 - 87
Изд. К315886
Неучен редактор va-миМскра НеСелчаеа-
Художник Suntm Малеев
Художествен редактор Вихра Стоева
Технически редактор Дарина Асянова
Кс'ак’Э'. Анушка Миховюоа
Дадене за набор ня 9. II. 1887 г.
Подписана за печет м. юмн 1987 г.
Излязпа от печет м. юни 1'987 г.
Формат 60x90/15
П<яч. келм 19.75
Над. коли 19,75
УИК 22,13
Тираж 3000 + 85
Цена 1,05 ле.
Държаано издателетео „Техника", буп. Русзд 6, София
Държавна пгчатница „Г. Димитров". Я+сбол