УКВ
техника
та радиолюбители
Инж. В. ТЕРЗИЕВ® инж. А. ВЕНКОВ инж. С. МУТАФОВ
УКВ ТЕХНИКА
ЗА РАДИОЛЮБИТЕЛИ
Сканиране: LZ2XYZ, обработка: LZ21VSG,
6 юни 2008 година, KN34PC
МЕДИЦИНА И ФИЗКУЛТУРА
СОФИЯ * 1962
В книгата са разгледани проблемите на конструи-
рането на УКВ приемници, предаватели и антени за
радиолюбителем връзки. Дадени са методи за измер-
вания в УКВ апаратурите и описания на някои прости
измерителниуреди. Посочени са изискванията, на които
трябва да отговарят елементите за УКВ апаратури
и техните особености. Разгледани са подробно разпро-
странението на ултракъсите вълни от любителските
обхвати и възможностите за далечни връзки. На края
са разгледани практическите въпроси на любителската
дейност на УКВ.
При излагането на материала главно внимание е
обърнато на практическите проблеми, които възникват
пред радиолюбителите при конструирането на УКВ
апаратури. Описани са също така различна схема и
практически разработки на приемници, предаватели и
антени за начинаещи и напреднали радиолюбители.
Книгата има предназначение да подпомогне радио-
любителите в тяхната дейност по усвояването на
любителските УКВ диапазона.
П РЕДГОВОР
Успехите на радиотехниката през последните две десетилетия са
гясно свързани с широкого използуване на ултракъсите вълни. Раз-
витието на телевизията, ЧМ разпръскването, радиорелейните връзки и
радиолокацията — тези могъщи клонове на съвременната радиотех-
ника, е немислимо без усвояването на ултракъсите вълни. Особено го-
лямо приложение получи УКВ техниката през последните няколко
години във връзка с бурното развитие на ракетната техника, космонав-
тиката и радиоастрономията.
Огромната армия на радиолюбителите от цял свят допринесе
твърде много за изучаване особеностите на ултракъсите вълни. В по-
напредналите в техническо отношение страни съществува силно
развито любителско УКВ движение и постиженията на много УКВ
любители са показател за извънредно високата им техническа
и операторска рутина. Съдействието, което радиолюбителите оказаха
на научно-изследователските институти през Международната геофи-
зична година при изучаване разпространението на ултракъсите вълии,
беше високо оценено от научните кръгове в редица документи на
МГГ. Възможността за връзки на УКВ посредством отражение от По-
лярного сияние беше открита и за пръв път използувана от радиолю-
бители. Връхна точка на постиженията, зарегистрирани през послед-
ните години, е проведената през юли 1960 г. двустранна любителска
връзка посредством отражение от Луната.
За съжаление у нас е направено твърде малко по усвояването на
ултракъсите вълни от радиолюбителите. Дори и днес се срещат люби-
тели, конто смятат, че за дейност на УКВ е подходяще всичко, което
има работна честота над 30 мгхц. Липсва и подходяща популярна ли-
тература по въпросите на УКВ техника. Тази книга представлява
един опит да се запълни поне отчасти празнотата по тези въпроси в
нашата литература. При написването й авторите са изхождали от жела-
нието да събудят интерес към дейността на УКВ, да подпомогнат нашите
радиолюбители при конструирането на УКВ апаратури и да ги за-
познаят със специфичните особености на любителските връзки на УКВ.
Особено внимание е обърнато на въпросите, свързани с разпростране-
нието на ултракъсите вълни. Във връзка с това са посочени интересни
методи за далечни връзки, използувани в съвременната любителска
техника — отражение от Полярного сияние, отражение от метеорни
следи и др. Разгледани са особеностите на елементите, използувани
в УКВ апаратурите. В главата „Приемници за УКВ“ е обърнато осо-
3
бено внимание на чувствителността на приемника и методите, за ией-
ното повишаване (използуване на модерни безшумни лампи, парамет-
рични усилватели и пр.). В тази глава не са разгледани методите за прие-
мане на ЧМ сигнали, тъй като тези въпроси не са пряко свързани
с любителската операторска дейност и са подробно разгледани в кни-
гата на инж. Б. Воровски „УКВ приемници за ЧМ“. Глава четвърта е
посветена на радиопредавателите за УКВ. Тук са осветлени практичес-
ките методи за постройка и настройване на предавателите. В главата
„Антени за УКВ“ са дадени в сбита и популярна форма параметрите
на антените и са разгледани практическите въпроси, свързани с конструи-
рането на антенните съоръжения. Някои практически методи за из-
мерване с прости измерителни уреди са разгледани в глава шеста. В по-
следната глава читателят ще намери някои подробности по техниката
на любителските УКВ връзки.
Важна част от книгата заемат описанията на различии практически
конструкции и разработки, които, смятаме, ще подпомогнат както начи-
наещите, така и напредналите радиолюбители при конструирането на
техните апаратури за УКВ.
Настоящата книга представлява пръв опит да се осветлят от лю-
бителска гледна точка гореизложените въпроси, затова несъмнено е,
че, тя не е лишена от редица недостатъци. Въпреки това авторите ще
бъдат доволни, ако тя допринесе за усвояването на ултракъсите вълни
от нашите радиолюбители.
Глава първа, пета и седма са написани от В. Терзиев, глава втора,
трета и шеста — от А. Венков, а глава четвърта — от С. Мутафов.
4
ГЛАВА ПЪРВА
РАЗПРОСТРАНЕНИЕ НА УЛТРАКЪСИТЕ ВЪЛНИ
Ултракъси вълни се наричат условно електромагнитните вълни, конто
лежат в обхвата, ограничен отдолу с честота /=30 мгхц (дължина на
вълната Х= 10 м) и отгоре с честота f = 10б мгхц (дължина на
вълната Х= 0,3 мм). Радиовълните с по-ниска честота се отнасят
към обхвата на късите, средните и дългите вълни, а от страната на ви-
соките честоти ултракъсите вълни непосредствено се приближават до
дългите инфрачервени светлинни лъчи. Този грамаден честотен обхват
се раздели на няколко под обхвата: метрови вълни (Х= 1 до 10 м),
дециметрови вълни (л =10 см до 1 ж), сантиметрови вълни (л = 1
до 10 см} и т. н. Това разделяне е също така условно, защото не
съществува рязка граница между отделните подобхвати както от гледна
точка на технологията на съоръженията за генериране, усилване и де-
тектиране на тези вълни, така и от гледна точка на разпространението
им в пространството.
В настоящата глава се разглеждат въпросите, свързани със сво-
бодного разпространение на ултракъсите вълни, като под този термин
се разбира разпространението на вълните над земната повърхност,
в атмосферата и в космического пространство. Случайте на несвободно
разпространение на радиовълните, т. е. движението им в направляващи
съоръжения, като двупроводни линии, коаксиални линии и пр., ще бъдат
разгледани в шеста глава.
Познаването на въпросите, свързани с разпространението на радио-
вълните, има грамадно значение за радиосъобщенията и в частност за лю-
бителските радиовръзки. Безупречно работещите предавател и приемник
все още не са гаранция за успеха на радиовръзката, защото при не-
съобразяване с условията за разпространение радиовълните или няма
да достигнат до мястото на приемане, или по пътя си ще изпитват
толкова силно поглъщане, че полето в приемния пункт ще се окаже
недостатъчно за уверено приемане на сигналите. Толкова повече това
важи за ултракъсите вълни, където разпространението е подчинено на
специфични закономерности и познаването на явленията, конто дик-
туват поведението на вълните в зоната между приемника и предава-
теля, добива първостепенно значение.
Разпространението на вълните е един от най-трудните раздели на
радиотехниката. Детайлното изучаване на този раздел е свързано с из-
ползуването на сложен математичен апарат и често затруднява даже
радиоспециалиста. Въпреки това трябва определено да кажем, че ме-
ханизмът на разпространение на ултракъсите вълни може да се обясни
о
и развие в сравнително проста и достъпна за радиолюбителя форма,
без това да накърни целостта на разглежданите физически процеси. За
това обаче е необходимо радиолюбителя? свободно да борави с някои
основни понятия от вълновата техника, които в проста и сбита форма
са дадени тук като „характеристики на радиовълните1*. Някои от тези
понятия и термини ще ни послужат и при разглеждане на въпросите
от раздела „Антени за ултракъси вълни1*.
Характеристики на радиовълните
В основата си радиовълните са еднакви по природа със светли-
ната и топлината, защото и последните са форми на електромагнитно
излъчване. Принципната разлика е в дължината на вълната, конто при
радиовълните е много по-голяма, отколкото тая на светлината или
топлината. И трите вида обаче се разпространяват с еднаква скорост
в свободното пространство — 300 000 км/сек, и имат общи свойства,
което се изразява в това, че всички те могат да бъдат отразявани,
пречупвани и дифрактирани.
Радиовълната е специална комбинация от два типа полета — еле-
ктрическо и магнитно, като енергията се разделя по еднакво между
двете. Ако вълните произхождат от точков източник в свободното про-
странство (свободно пространство за всички практически случаи е между-
планетното пространство), те щяха да се разпространяват като постоянно
растящи сфери с център източника. Тъй като скоростта, с конто се разраст-
ва сферата, е огромна (300 000 км!сек), ясно е, че за съвършено кратко вре-
ме тази сфера ще стане много голяма и един наблюдател, „стъпил“ върху
нея, ако би могъл да „вижда“ вълната около себе си, би казал, че тя
не изглежда сферична, а плоска — точно така, както земята изглежда
на хората плоска, а не сферична. Вълната, конто е достатъчно далече
от източника, за да изглежда плоска, се нарича плоска вълна. Радио-
вълните, с които ние имаме работа в далекосъобщенията, винаги из-
пълняват това условие, след като са изминали поне късо разстояние
от предавателната антена. Затова по-нататък, когато говорим за вълна,
ще разбираме, че става дума за плоска вълна.
Едно елементарно представяне на радиовълната е дадено на фиг.
1-1. Електрическото и магнитното поле са представени посредством
своите силови линии, които винаги са взаимно перпендикулярни. Рав-
нината, съдържаща силовите линии на полетата, се нарича вълнов фронт.
Направлението на разпространение на вълната е винаги перпендику-
лярно на вълновия фронт, а точната му посока се определи от отно-
сителните посоки на силовите линии.
Тъй като електромагнитните вълни се създават от променлив високо-
честотен ток, циркулиращ в един проводник (антена), лесно е да се
разбере, че понятието фаза на тока може да се пренесе в сферата на
електромагнитното поле и да се дефинира по аналогичен начин поня-
тието фаза на вълната. Точната дефиниция на фаза е следната:
„Фазата характеризира състоянието на хармоничното трептение в даден
6
момент от времето". В случая хармоничнотр трептение е синусоидал-
ният високочестотец ток, който тече в антената. Този ток, разгънат
във времето, е даден на фиг. 1-2. Тъй като всеки цикъл на тока е
просто повторение на предшествуващия
ствуващите еднакви моменти (^, t3, t3) на
всеки цикъл ще бъдат еднакви и полета-
та, създадени от тези идентични токо-
ве, ще бъдат идентични. Независимо
от това, че с отдалечаването от анте-
ната техните амплитуди намаляват, по-
летата не губят своята идентичност по
отношение на момента от цикъла, в
който са били създадени, т. е. фаза-
та на движещата се навън повърхнина
остава постоянна.
След всичко това ние можем да
дефинираме по-прецизно понятия-
та „вълнов фронт® и „дължина на въл-
ната“. Вълновият фронт е просто по-
върхност, във всяка точка на конто
вълната има една и съща фаза. Дъл-
жината на вълната е разстоянието
между два съседни вълнови фронта,
конто имат една и съща фаза. Тъй ка-
то вълновите фронтове, отговарящи на
това условие, се редуват през един пе-
риод на високочестотното трептение,
дължината на вълната ще се определи
от израза:
(1-1)
го цикъл, токовете в съответ-
Магттии си лови линии
Фиг. 1-1. Схематично представяне
на вълновия фронт посредством си-
ловите линии на електрическото
и магнитното поле
Стрелките показват момеитните посоки на
полетата на една хорнзонтално поляризнра-
на вълна, движеща се перпендикулярно на
страницата към читателя. Ако сменим
посоките иа двете полета» това не те
измени посоката на разпространение
Фактически такова обрыцане на посоки-
те се извършва през всекн полупериод
на вч трептение
Фиг. 1-2 График на хармонично синусоидал-
но трептение за определяне на понятията
фаза на тока и дължина на вълната
където
X е дължината на вълната
в м\
v — скоростта на разпро-
странението в км\
f — честотата на тока, съз-
даващ вълната, в кхц.
Както вече се каза, ско-
ростта на разпространение
на вълната в свободното про-
странство е 300’000 км/сек,
следователно дължината на въл-
ната ще се определя от израза
300
< f( мгхц)
(1-2)
Когато вълната се движи в материална среда, скоростта на раз-
пространение ще бъде по-малка и ще се определи от параметрите на
средата:
^300000 / кму	(ьз)
Тук я е коефициентът на пречупване на средата. За въздуха п е
много близък до единица, следователно скоростта е много близка до
300000 км/сек и спокойно можем да прилагаме формулата (1-2) за оп-
ределяне дължината на вълната. За друга среда обаче скоростта чув-
ствително ще се различава от тази стойност. Така например във во-
дата вълните ще се движат девет пъти по-бавно, отколкото във въздуха.
За по-пълно характеризиране на радиовълните се въвежда поня-
тието поляризация на вълната. Признакът, по който се определи по-
ляризацията е посоката на електрическите силови линии. Една вълна
като тая на фиг. 1-1 е хоризонтално поляризирана, понеже електриче-
ските силови линии са успоредни на земята. Такова е например полето
в близост на един хоризонтален дипол. Ако електрическите силови
линии са вертикални, казваме, че вълната е с вертикална поляризация.
В най-общия случай поляризацията може да бъде всякаква между
вертикална и хоризонтална. В някои случаи поляризацията не е фик-
сирана, а непрекъснато се върти. Тогава казваме, че вълната е с елип-
тична поляризация.
Напрегнатостта на полето характеризира силата на вълната в
даден пункт и се измерва посредством напрежението между две
точки, конто са на разстояние 1 м и лежат върху една електрическа
силова линия в равнината на вълновия фронт. Разбира се, така измер-
ваното напрежение се изменя във времето по същия начин, по който
се изменя създаващият вълната ток, и като всяко променливо напре-
жение се измерва посредством ефективната стойност. В болшинството
случаи напрежението, създавано от вълната, е съвсем малко, затова
напрегнатостта на полето обикновено се дава в микроволти на метър
/мкв)м}.
Често напрегнатостта на полето се измерва в относителни лога-
ритмични единици —децибела (виж приложение 1), като за база се
взема напрегнатост £0=1 мкв/м. Така например напрегнатост на
полето 100 мкв/м ще бъде равна на 40 дб.
В любителската практика има малко случаи (ако изобщо има
такива), при конто е необходимо да се измерва действителната на-
прегнатост на полето. Това облекчава радиолюбителя, понеже апара-
турата, необходима за такова измерване, е сложна и скъпа. Сравнително
лесно обаче се правят измервания на относителната напрегнатост на
полето, затова любителите често прибягват до такова измерване при
конструирането и настройването на антенните съоръжения.
Отражение, рефракция и дифракция. В една среда, която не
мени свойствата си по протежение на целия свой обем, т. е. в една
еднородна среда, вълната се движи праволинейно, с постоянна скорост.
Ако при движението си обаче вълната навлезе в среда с други пара-
8
метрм, нейният праволинеен ход се нарушава — вълната се пречупва
и отразява. Както вече отбелязахме, радиовълните и светлинните
вълни имат един и същ характер, затова на всяко явление в разпро-
странението на радиовълните съответствува добре познато явление в
оптиката. Това много улеснява разбирането на закономерностите, които
определят движението на радиовълната в една нееднсродна среда.
Най-простия случай имаме, когато вълната, движеща се в една
„прозрачна" среда (такива са например всички диелектрици), срещне
„непрозрачно" препятствие, например метална повърхност. В този
случай цялата енергия се отразява, т. е. вълната само сменя посоката
на движение, спазвайки добре известното правило: ъгълът на падането
е равен на ъгъла на отражението (фиг. 1-2,а). Ако повърхността, върху
която пада вълната, е идеален проводник, вълната напълно се отра-
зява от границата между двете среди, без да преминава във втората
среда. Такова отражение се нарича огледално отражение. В практиката
огледални отражатели са всички метални повърхности и с голямо при-
ближение — земната повърхност. Разбира се, за да се получи добро
отражение, площта на отразяващата повърхност трябва да бъде съиз-
мерима с дължината на вълната. Така един предмет с размерите на
автомобил ще отрази нищожно количество енергия от една 80-метрова
вълна, докато за вълна 1—2 м той ще бъде отличен отражател.
Друго явление, което има доста познато съответствие в оптиката,
е рефракцията на радиовълните. На това явление се базира далечното
разпространение на късите и ултракъсите вълни, затова то трябва да
Фиг. 1-3. Отражение и пречупване (рефракция) на радиовълните
а) огледално отражение; б) рефракция при преминаване от по-рядка в по-гъста среда ;
в) рефракция при преминаване от по-гьста в по-рядка среда
бъде разбрано много добре. Рефракция се нарича изкривяването на
траекторията на вълната при движението й в нееднородна среда. За
изясняване механизма на това явление ще ни помогнат фиг. 1-3 и 1-4.
Да приемем отначало, че вълната преминава от една среда с коефи-
циент на пречупване п1 в друга среда с коефициент на пречупване п2.
9
На границата между двете среди ще се извърши отражение и пре-
чупване на падащата вълна, т. е. част от вълната ще се отрази и ще
се върне обратно в първата среда, а останалата част ще проникне във
втората среда и ще продължи да се движи с нова скорост, опреде-
ляща се от отношението на коефициентите пх и л2. Ъгълът на отра-
жение™ ще бъде равен на ъгъла на падането а, а ъгълът на пре-
чупването р е свързан с ъгъла на падането а посредством съотношението
Явно е, че колкото по-голяма е разликата между коефициентите
на средите, толкова по-голямо ще бъде пречупването на лъча. Посо-
ката на пречупване, т. е. дали лъчът ще се чуйи наляво или надясно
от първоначалната си траектория, също зависи от отношението на пг
и «2 (фиг. 1-3,6 и 1-3,в). По-интересен за нас е случаят 1-3,в, когато вълната,
идвайки от по-плътна среда, навлиза в по-рядка среда. От фигурата
се вижда, че ако увеличаваме ъгъла на падането а, ъгълът на пре-
чупването р може да достигне и дори да надмине 90°, т. е. лъчът в
резултат на пречупването ще се върне в първата среда. Това явление
се нарича пълно вътрешно отражение.
Ако разпространението става в нееднородна среда, чийто коефи-
циент на пречупване постоянно се измени, радиовълната ще претърпи
множество пречупвания и в крайна сметка ще се движи по криво-
линейна траектория. Колкото по-нееднородна е средата (колкото по-
рязко се измени коефициентът на пречупване), толкова по-голямо ще
е закривяването на траекторията. В случайте, когато вълната се движи
в среда, чийто коефициент на пречупване намалява в направление на
движението, при достатъчно голям ъгъл на падане може да настъпи
пълно вътрешно отражение (фиг. 1-4,а). Причината за рефракцията е
Фиг. 1-4. Рефракция на радиовълната при движението й в една нехомогенна среда
а) рефракция в среда със стъпално изменят се коефициент на пречупване , б) рефракция в реалната
тропосфера
разликата в скоростите на разпространение в различните среди. Частта
от вълната, конто първа навлиза в новата среда, се забавя или из-
бързва по отношение на частта от вълната, конто навлиза по-късно,
в резултат на което се получава едно „завъртане" на фронта на въл-
ната и следователно — изменяне посоката на движение.
10
Досегашните примери се базираха на разделянето на средата на
отделяй хомогенни зони, имащи ясно изразена обща граница. В този
случай вътре във всяка зона лъчите Се движат по права линия и
пречупването става в общата гранична повърхност. В реалната среда
на разпространение на радиовълните — атмосферата, такива рязко
очертани граници не съществуват, затова траекторицте на вълните не
са начупени, а плавно изменящи се криви (фиг. 1-4,6). Както ще видим
по-късно, рефракцията в тропосферата има много голямо значение за
далечното разпространение иа ултракъсите вълни. Рефракцията играе
грамадна роля и при разпространението на късите вълни, защото това,
което ние наричаме „отражение на вълните от йоносферата", е
всъщност една рефракция в йоносферните слоеве, доведена до пълно
вътрешно отражение.
Дифракцията възниква при падането на радиовълните върху
някакво препятствие по пътя на разпространението им. Като прониква
в препятствието, вълната предизвиква трептения на неговите свободни
и свързани заряди. Приведените в движение заряди стават източник
на нова, вторична вълна, която се наслагва върху първичната, и в про-
странството около препятствието се образува една резултираща вълна
с изменени амплитуда, фаза, посока на разпространението, а понякога
и поляризация. Най-същественият резултат от всичко това е, че вследствие
на дифракцията радиовълните могат да проникват в областта на „радиосян-
ката“, т. е. в областта, чиято пряка видимост е блокирана от препятствието
и където напрегнатостта на полето би трябвало да бъде равна на нула. В
този случай радиовълните като че ли обхождат (заобикалят) препятствието.
Точно това означава и терминът „дифракция" — обхождане на пре-
пятствията, който радиовълните срещат по пътя на разпространението
си. Степента на дифракцията се определя от размерите, формата и
електрическите свойства на препятствието, а също така и от дължи-
ната на вълната. Колкото по-малка е дължината на вълната, толкова
по-слабо е изразена дифракцията, затова до неотдавна се считаше, че
при разпространението на УКВ влиянието на дифракцията е незначи-
телно и трябва да се пренебрегва. Последните изследвания обаче по-
казват, че в някои специални случаи (който ще бъдат разгледани в
отделна точка на тази глава) благодарение на дифракцията се полу-
чават учудващи резултати.
I. РАЗПРОСТРАНЕНИЕ НА УКВ В БЛИЗКАТА ЗОНА
Без съмнение близките връзки на ултракъси вълни не са обект
на толкова внимание от страна на радиолюбителите, колкото далечните
връзки, затова и разпространението на ултракъсите вълни в близката
зона не ще представлява такъв интерес за любителя, както например
за радиоспециалиста, проектиращ разпръсквателна или телевизионна
станция на УКВ. По тази причина въпросите за разпространението в
€лизката зона ще бъдат разгледани по-накратко.
1. Разстояния, no-малки от далечината на хоризонта
Разпространението на ултракъсите вълни в най-близката зона,
включваща кръга с радиус десетина километра, се характеризира преди
всичко с това, че напрегнатостта на полето в приемната точка се
определи от комбинацията на две вълни — директната вълна и въл-
ната, отразена от земната повърхност. Освен това в този малък район
земната повърхност има незначително
закривяване и спокойно може да се
приеме, че разпространението се извърш-
ва над плоска земя. В такъв случай
схемата на разпространение в най-близ-
ката зона може да се представи с фиг.
1-5. От рисунката се вижда, че напрег-
натостта на полето в точката на прие-
мането ще се определи от наслагване-
то на две вълни. Такова наслагване
на две и повече вълни с една и съща
£\,
Фиг. 1-5. Схема на разпространението в
най близката зона
Фиг. 1-6. Интерференция на въл-
ните в приемния пункт
1 и 2 са съответно директната и отразе-
ната вълна. С плътна линия е дадена ре-
зултантната вълна
честота се нарича интерференция. В резултат на интерференцията
резултиращото поле може да се окаже или по-силно, или по-слабо от
полетата на отделните вълни. Това е пряка последица от факта, че
двата лъча (радиовълни) 1 и 2 изминават различии по дължина пътища
до приемната антена, т. е. пристигат в пункта на приемане за различно
време, следователно вълната 2 винаги ще закъснява по фаза по
отношение на директната вълна 1. Разликата във фазите определи
дали полетата ще се сумират или изваждат. И двата екстремни случая
са показани на фиг. 1-6. Кривите / и 2 представляват моментните напре-
жения на полетата, създадени съответно от директната и отразената
вълна, а плътната крива е резултат от събирането на кривите 1 и
2 и представлява напрежението на резултантното поле. И в двата
случая амплитудите на вълните са запазени същите, а е изменена
само фазовата разлика. При фазова разлика 0°, 360°, 720° и т. н. ре-
зултантното йоле е по-силно от полетата на съставящите го вълни, а
при фазова разлика 180°, 540° и т. н. то е по-слабо от тях. От всичко
това следва, че в близката зона силата на сигнала зависи не само от
разстоянието до предавателя, но и от височината на антената над зе-
12
мята. Математического изследване на този въпрос довежда до един
интересен практически резултат: при увеличаване на височината на
приемната антена силата на сигнала расте. От известна височина на-
горе обаче напрегнатостта на полето ще започне да намалява. По-
нататъшното издигане на антената би открило нови максимуми на на-
прегнатостта, но те ще са далеч по-слаби от п-врвия максимум. Следо-
вателно издигането на приемната антена над известна височина А2маКс
е нецелесъобразно, тъй като води до отслабване на сигнала. Тази
максимална височина може да се изчисли по формулата:
А2макс = 250^-	(1-5)
Напрегнатостта на полето в близката зона се изчислява по фор'
мулата на Введенский:
р _ 69 ^PD hfa	(1-6)
с -
Тази формула има фундаментално значение за изчисление на ултра-
късовълновите линии за свръзка, достатъчно проста е, за да може да
се използува от любителя, и твърде нагледно характеризира зависи-
мостта на напрегнатостта на полето от височината на антените, раз-'
стоянието и дължината на вълната.
В горните две формули обозначенията
са следните:
Е е ефективната стойност ’на. на-
прегнатостта на полето в приемната
точка в мкв/лг,
Р — мощността, излъчвана от ан-
тената, във вт;
D — коефициентът на насоченост
на антената по отношение на ненасочен
излъчвател; в практиката много по-
често се дава коефициентът на усил-
ване на антената по отношение на по-
лувълнов дипол G (виж гл. 5); опре-
делянето на D, когато G е известно,
може да стане, като се знае простата
мкв/м
зависимост D = 1,640;
hx и са съответно височините
на предавателната и приемната анте-
на в м\
г — разстоянието между приемни-
ка и предавателя в км-,
X — дължината на вълната в м.
Фиг. 1-7. Изменение на напрегна-
тостта на полето в близката зона
Кривата линия отговаря на изчисленнята
по формула (1-6), а с кръгчета са да-
дени реалните (измерени) стойкости на
полето
Трябва да се отбележи, че формулата (1-6) е валидна само за
случайте, когато антената е издигната достатъчно високо, но не по-
високо от • Резултатите от експерименталната проверка на точността
lo/Zj
на формулата (1-6) са дадени на фиг. 1-7. Кривата линия отговаря на
13
изчисленията по формулата, а с кръгчета е отбелязана измерената
стойност на полето. Вижда се, че разликите между експеримента и
изчислението са много малки.
Ако искаме да характеризираме полето за разстояния, непревиша-
ващи далечината на хоризонта, трябва да кажем, че УКВ сигналът в
близката зона се получава силен, устойчив, не се мени в течение на
денонощието и годината и затова осигурява стабилна и сигурна връзка.
2. Разпространение в района на хоризонта.
Еквивалентен земен радиус
Сравнително по-интересно за изучаване и експериментиране е раз-
пространението на УКВ в областта на хоризонта и в района, простиращ
се непосредствено зад хоризонта.
Хоризонтът, т. е. видимата граница между небето и земната по-
върхност, се обуславя от сферичната форма на земята. Радиусът на
Фиг. 1-8. Разстояние на пряка видимост
между антените
земното кълбо е 6370 км. Като
се изходи от тази стойност,
може да се изчисли, че да-
лечината на хоризонта или,
както е по-правилно да се
каже, „разстоянието на пряка ви-
димост между антените" ще се
определи с израза:
^макс — 3,57 (|/ Ах+У а2)>	(1-7)
където б/Макс е разстоянието на пряката видимост в км‘,
Aj — височината на предавателната антена в м",
h2 — височината на приемната антена в м.
Пример: Едната антена е на височина /г,=25 м, а другата на й,=9 м. Изчисле-
нието по формулата (1-7) показва, че максималното разстояние, на което между тези
две антенн все още ще има пряка видимост, ще бъде:
^макс — 3,57 (у 25 +У9) = 28,56 км.
Често пред любителя се поставя по-друга задача: когато са из-
вестии височината на собствената антена (AJ и разстоянието до набе-
лязания кореспондент (d), да се определи височината, на която послед-
ният трябва да издигне антената си, за да съществува пряка видимост.
Преобразуването на формулата (1-7) за тоя случай дава:
А2 = (0,28^ —УАО2.	(1-8)
Обстоятелството, че при разстояния, непревишаващи dMKC, между
приемната и предавателната антена съществува директна видимост,
само по себе си говори, че повече или по-малко, но все пак съществу-
ват условия за осъществяване на сигурна радиовръзка. По-интересно е
какво става зад хоризонта, т. е. в тая облает, която не е директив об-
лъчена от източника на електромагнитни вълни (антената) и затова често
наричана „облает на радиосянката".
14
Както вече казахме в началото на тази глава, ултракъсите вълни
проявяват много малка склонност към дифракция, защото колкото по-
къса е вълната, толкова по-малка е способността й да обхожда големи
насрещни препятствия. Това се дължи на обстоятелството, че дифрак-
цията може да обуслови сравнително силно поле зад едно препятствие
само в случайте, когато размерите на препятствието са сравними с
дължината на вълната. Кривината на земното кълбо сама по себе си
представлява едно препятствие за разпространението на вълните, при
това — препятствие с твърде големи размери. Затова ултракъсите
вълни лошо дифрактират около изпъкналата повърхност на земята и
полето зад хоризонта, дължащо се на дифракцията, има много малък
интензитет. Това може да се види от фиг. 1-9, където графично са да-
дени относителните стойности на напрегнатостта на полето, изчислени
по дифракционните формули за четири различии дължини на вълната.
Вижда се колко бързо спада напрегнатостта на полето зад хоризонта,
и то толкова по-бързо, колкото по-къса е вълната. На пръв поглед
може да ни се стори, че приА = 2 М’и А —70 см, отговарящи на любител-
ските обхвати 145 мгхц и 435 мгхц, интензитетът на полето зад хори-
зонта продължава да бъде доста висок. Трябва да се има предвид
обаче, че напрегнатостите на полето, дадени на фиг. 1-9, за удобство
са изчислени при височина на приемната и предавателната антенй 100 м
и мощност на предавателя
1 кет. При любителски
условия, когато височините
на антените са най-често
под 25 м и мощността е
няколко десетки вата, ди-
фракционного поле зад
хоризонта доста бързо по-
лучава незначителна стой-
ност и на практика е из-
лишно да се съобразява-
ме с него. Изводът от
всичко това е, че при лю-
бителски връзки като пра-
вило не може да се раз-
чита на дифракцията зад
хоризонта освен в случай-
те, когато се използуват
големи мощности и анте-
ни с висок коефициент на
насочено действие.
Бързото затихване на дифракционного поле зад хоризонта е било
причина дълги години наред да се счита, че радиовръзки на УКВ са
възможнй само в района на пряка видимост между антените. Успоредно
с развитието на УКВ радиосистемите обаче все повече и повече заче-
стяват случайте на връзки или наблюдения на УКВ сигнали на значи-
телни разстояния зад хоризонта, което естествено е подбудило специ-
15
алистите в тази облает към по-детайлно изучаване на полето отвъд
границите на „осветената зона1*. За учудване на експериментаторите
всички измервания в областта на радиосянката давали далеч по-високи
стойности за напрегнатостта на полето, отколкото би трябвало да се
очаква според дифракционната теория. По-нататъшните изеледвания
показали, че това се дължи на един ефект, който до'тогава не е бил
вземан под внимание — рефракцията на радиовълните в атмосферата.
Всички предаватели, намиращи се по земната повърхност, излъчват
своята енергия не в безвъздушното пространство, а в атмосферата.
Последната от своя страна е една нехомогенна среда, следователно
радиовълните няма да се движат по права линия, а ще изпитват огъ-
ване, т. е. ще имаме рефракция. Нормалното състояние на атмосферата
е такова, че отдолу са по-плътните и тежки слоеве, а във височината
въздухът постепенно става все по-рядък и коефициентът на пречупване
п — все по-малък. Следователно картината на разпространение на
един лъч ще бъде подобна на тази, дадена на фиг. 1-4,6. Трябва веднага
да отбележим, че при нормално състояние на атмосферата огъването
далеч не ще бъде толкова силно, щото да се достигне до пълно вътрешно
отражение,както това става на фиг. 1-4. На влиянието, което оказва състоя-
нието на атмосферата върху степента на рефракцията, ще се спрем
подробно в т. II на тази глава, а засега ще отбележим само важния за
нас факт, че при нормална атмосфера в резултат на рефракцията
траекториите на вълните от прави се превръщат в криви с изпъкна-
Фиг. 1-10. Към определяне на понятията «раз-
стояние на пряка радиовидимост" и „раднохо-
ризонт"
лостта нагоре или, с други думи, вълните като че се огъват към земята.
Фиг. 1-10 дава известна представа за този ефект и позволява да
се разбере основного следствие на рефракцията в ниските слоеве на атмо-
сферата. Ако не съществува-
ше рефракция, вълните биха
се разпространявали по пра-
волинейни траектории (пунк-
тираната права 1) и антената Л2
би се намирала в зоната на
радиосянката. При реално
съществуващите над земната
повърхност условия — атмо-
сфера с изменящ се във вер-
тикална посока коефициент
на пречупване — траекто-
риите са криволинейни (кривата 2), в резултат на което в нашия при-
мер на фиг. 1-10 антената А2 ще се окаже в областта на „освете-
ната зона1*. Съвсем очевидно е, че първото и най-главно следствие от
рефракцията на УКВ в земната атмосфера — това е увеличаването на
разстоянието на пряка видимост, което в случая по-правилно би било
да се нарече расстояние на пряка’ радиовидимост, тъй като това поня-
тие не ще се покрива вече с понятието за оптическа видимост между
два предмета. При нормална атмосфера увеличаването на покритото
разстояние възлиза на около 15%. Затова във всички случаи, когато
радиолюбителите пресмятат дали съществува директна радиовидимост
16
до даден пункт, те трябва да използуват не формула 1-7, а коригира
нага формула:
<4акс= 4,12 (Уа7 + ]/А2),	(1-9)
където: dMaKC е максималното разстояние на директната радиовидимост
в КМ',
hr и h.2 — височините на антените в м.
Преизчисляването на примера, даден след формула 1-7, дава:
<7.макс = 4,12 (|/25+1/9) 52 33 км.
Следователно, в резултат на нормалната атмосферна рефракция
разстоянието на пряка видимост ще бъде 33 км, а не 28,5 км, както
бе изчислено по формула 1-7.
Скилинг, Бъроуз и Ферел са предложили един опростен способ за
отчитане влиянието на рефракцията, който може да се резюмира по
следния начин: Траекторията на вълната, която се разпространява
над земната повърхност, е една крива1 2. Самата земна повърхност
е също една крива (фиг. 1-11, а). Това силно затруднява раз-
глеждането на въпросите, свързани с разпространението. Обаче
ние можем да излезем от това затруднение, ако приемем, че тра-
екторията на вълната е права, и така изменим кривината на земята,
че взаимната кривина между траекторията и земната повърхност да
остане същата, каквато е била преди това. Резултатът от тази тран-
сформация е показан на фиг. 1-11, б. Вижда се, че лъчът минава над
производна приемка точка Б на същата височина А, на каквато той
Фиг. 1-11. Към определяне на понятието „еквивалентен зе-
мен радиус"
л) действнтелна картина на разпространението ; б) разпространение
над земя с еквивалентен радиус
минава над еквивалентната й точка от другата рисунка. Вижда се, че
без това да бъде в ущърб на верността й, действителната картина на
разпространение може да се замени с друга такава, в която радиовъл-
ните се движат праволинейно над една земя с по-голям радиус. Послед-
ният се нарича еквивалентен земен радиус. Изчисленията показват, че
1 Траекториите на вълните, закривени в резултат на 'рефракцията, са дъги от
окръжност с радиус 25 000 км.
2 УКВ техника
17
ако се вземе за база нормалната атмосфера, еквивалентндят земен
радиус се равнява на 3 4/3 от действителния земен радиус или:
7?екв= I- 6370	8500 км.
О
Използуването на така определения еквивалентен земен радиус
дава добри практически разултати даже в случайте, когато коефициентът
на пречупване на атмосферата не се изменя във височина така, както
е прието за нормална атмосфера. Затова при изчисленията по всички
дифракционни и интерференционни формули, в които участвува земният
радиус, вместо последний се използува еквивалентният земен радиус
/?екв. Въз основа на него е изведена и формулата 1-9 за определяне мак-
сималното разстояние на директна радиовидимост.
В заключение ще дадем кратка характеристика на полето в об-
ластта на хоризонта. Дългогодишните наблюдения са показали, че напрег-
натостта на полето в областта на хоризонта и непосредствено зад неге
има непостоянна стойност. Напрегнатостта на полето се мени в зави-
симост от сезона, от часа на денонощието и от ден на ден. Тези изме-
нения се дължат на промените в метеорологичната обстановка — мени
се състоянието на атмосферата, следователно се менят и условията за
рефракция, а оттам и кривината на радиолъча.
Освен тези бавни изменения в напрегнатостта на полето се наблю-
дават и бързи изменения, които траят няколко секунди или минути,
затова се наричат затихвания или фединг. Последните се дължат на
флуктуациите в пречупващите свойства на атмосферата. Вследствие
на различного нагряване в тропосферата почти винаги съществуват
движения и размествания на въздушни маси, следователно пречупва-
щите свойства на атмосферата се изменят — флуктуират. Интересно
е да се отбележи, че затихванията на различните честоти не съвпадат
по време.
3. Влияние на неравностите по повърхността на земята
Във всички досегашни разсъждения по отношение разпростране-
нието на ултракъсите вълни ние мълчаливо изхождахме от предполо-
жението, че земната повърхност е гладка сфера. В повечето случаи
обаче тя далеч не е равна и гладка и предлага на разпространяващите
се вълни най-различни препятствия: хълмове, постройки, дървета и т. н.
За съжаление точно ултракъсите вълни са тези, при които ние не можем
да пренебрегваме влиянието на изброените препятствия, защото, ако
една хълмиста местност, чийто хълмове имат височина от порядъка на
няколкостотин метра за свръхдългите вълни, може с пълно право да
бъде отнесена към категорията на съвършено гладките повърхности,
то в обхвата на сантиметровите вълни равно поле, покрито с трева,
не по-висока от 10 см, трябва да бъде отнесено към класата на гра-
павите повърхности.
Цялостното изучаване на влиянието, коёто оказват неравностите
по земната повърхност, е изключително сложна задача, защото действи-
18
телната обстановка ни изпречва пред едно безкрайно разнообразие от
препятствия с най-различни форми, положения и Големини, което е невъз-
можно да бъде обхванато от някакъв универсален аналитически метод.
Но и едва ли радиолюбителят би се интересувал от детайлно изуча-
ване на този така сложен въп-
рос. Затова тук ще се спрем на
най-характерните случаи, среща-
ни в практиката. когато нерав-
ностите по земната повърхност
се проявяват като едно или ня-
колко „непрозрачни" препятст-
вия, лежащи по пътя на раз-
пространение на вълната. Та-
къв случай напр. имаме, когато
между двете станции лежи ня-
какъв хълм, високи здания и
т. п. На фиг. 1-12 а, б, в са
показани три най-често срещани
форми на неравности по повърх-
ността, лежаща между приемния
и предавателния пункт.
На фиг. 1-12, а неравности-
те имат форма на вълнообраз-
ни грапавини по терена. 3 то-
зи случай в приемния пункт по-
стъпват директната вълна и ня-
колко (в дадения случай три)
вълни, отразени от повърхност-
та на земята. Фазите на всички
тези вълни се различават помеж-
ду си и сумарната напрегнатост
на полето в т. В ще бъде различ-
Фиг. 1-12. Влияние на неравностите по по-
върхността на земята
а) вълнообразен терен (открнто трасе); б) терен с нн-
скн препятствия (открнто трасе); в) терен с
високи препятствия (закрыто трасе)
на от тази, която имахме при гладка земя (фиг. 1-5). За оценка на „грапа-
востта“ на повърхнината се използува т. нар. критерий на Релей. Според
него една грапава повърхност може да се приеме за идеален отражател,
ако средната височина на неравностите Л е по-малка от --^^-^-,където
А е дължината на вълната, а у е ъгълът, под който пада лъчът върху
земната повърхност.
Други профили на неравна местност са изобразени на фиг. 1-12,
б и в. На фиг. 1-12, б се вижда, че между двете станции лежи някакъв
хълм, чиято височина не е достатъчна, за да закрие линията на директна
видимост между антените (АВ). Такова трасе (както и снова на фиг.
1-12, а) се нарича открито трасе. Пример на закрито трасе е фиг. 1-12, в.
И в двата случая наличието на непрозрачно препятствие между прием-
ника и предавателя ще доведе до намаляване силата на сигнала. На-
истина това изглежда малко непонятно за случая на фиг. 1-12, б, тъй
като при него имаме открито трасе и пречещото действие на показа-
19
ното препятствие не е очевидно. Това обаче е само привидно. Още в
1918 г. френският физик Френел е доказал, че пренасянето на електро-
магнитната енергия между предавателния и приемния пункт се извършва по
един фиктивен канал в пространство™ между двете антени, който има
формата на ротационен елипсоид с фокуси в приемния и предавател-
ния пункт. Този фиктивен канал е показан на фиг. 1-12,6 и 1-12, в с
пунктир. Така очертаният канал в никакъв случай не трябва да се
смесва с понятието „диаграма на насоченост на антената“, а да се
възприема като очертание на онази част от пространство™, която съще-
ствено участвува в пренасянето на електромагнитната енергия в напра-
Фиг. 1-13. Фиктивен канал в пространството, по
който става пренасянето на електромагнитната енергия
до приемния пункт
вление към приемния пункт В. Ширината на този канал зависи от
дължината на вълната а и е най-голяма в средата на трасето. Радиусът
на елипсоида в коя и да е точка на трасето се определи по формулата
6 = l/ld?3_ ,	(1-10)
Г \+12
където /j и /2 са съответно разстоянията от мястото, в което се определи
радиусът на елипсоида, до антените А и В. Всички дължини са да-
дени в метри.
Отслабващото действие на препятствие™ започва да се проявява
тогава, когато последното започне да закрива част от канала. По тази
причина ние обединихме разглеждането на фиг. 1-12, б и 1-12, в, тъй
като и в двата случая ще имаме еднакво по характер влияние на пре-
пятствие™. Отслабването във втория случай ще бъде по-голямо, понеже
е закрита по-голяма част от канала, а не само защото е нарушена пря-
ката видимост между антените.
Затихването, което внасят разглежданите препятствия, може да се
отчете, като се въведе един коефициент на затихване и напрегнатостта
на полето в т. В се представи по следния начин:
E=E0.F.	(1-11)
В тази формула Ео е напрегнатостта на полето в свободно™ прос-
транство:
So =7"^3	(1-12)
където Р е излъчваната мощност във вт\
G — коефициентът на усилване на антената по отношение на
полувълновия дипол;
г — разстоянието между предавателя и приемника.
20
Коефициентът F във формулата (1-11) отразява затихването, вне-
сено от препятствието. Стойността на този коефициент може да се
определи от фиг. 1-14. Помощната величина v зависи от височината
на „отвора“ z, т. е. от разстоянието между
върха на препятствието и линията на пряка
видимост между антените. За открити тра-
сета Z се приема положително, а за закрити
трасета — отрицателно (фиг. 1-12, б и в).
Освен това величината v зависи от дължи-
ната на вълната л и от разстоянията 1г и /2:
v = z ?L±bl.	(1-13)
'	^1*2*
Разглеждането на графиката на фиг.
1-14 показва, че колкото по-закрито е тра-
сето, толкова по-малка е напрегнатостта на
полето зад препятствието. Обаче напрегна-
тостта все още остава значителна, докато
ие се закрие цялото сечение на канала. Така
въведената представа за канал, по който
става пренасянето на енергията между пре-
давателя и приемника, позволява съвсем на-
Фиг. 1-14. График за опре-
деляне на коефициента, отра-
зяващ затихването, което
внася препятствието
гледно да се прецени влиянието на неравно-
стите и препятствията върху работата на радиолинията.
При реални условия по пътя на вълните стоят много и най-раз-
лични препятствия без определена геометрична форма и взаимно
положение. Затова изчисляването на действителната напрегнатост на
полето в повечето случаи е невъзможно. Теоритическите изчисления
дават само ориентировъчна представа за разпределението на полето
в околната местност. Действителната стойност на полето се определи
с измерването на място.
Когато земната повърхност е неравна или антената е над силно
застроен район, радиолюбителят често си поставя въпроса, от какво
ниво следва да взема височината на антената. Както се вижда от фор-
мулата на Введенский (1-6), величината на напрегнатостта на полето
много зависи от това, каква стойност за височината на антената ,ще
вземем. За съжаление специалистите все още нямат единно мнение
по този въпрос. Едни смятат, че при пресечена местност височината
на антената трябва да се определи от нейната издигнатост над средното
ниво на терена, обхващащ местността в радиус 3—10 км около ан-
тената. Други считат, че трябва да се взема действителната височина
на антената. Така или иначе, принципът „колкото по-високо, толкова
по-добре“ остава в сила и тук.
От формула 1-6 следва, че колкото по-къса е вълната, толкова
по-голяма ще е напрегнатостта на полето при равни други условия.
При гладка повърхност такова увеличение действително се наблюдава.
При реални условия обаче наличието на неравности довежда до ком-
21
пенсация на това увеличение и в крайня сметка напрегнатостта на
полето почти не зависи от честотата.
Особено трудно за предварително определяне е полето в силно
планински терени. В такива случаи и особено когато се касае за от-
говорки мероприятия (строеж на ЧМ и телевизионни предаватели, съо-
ръжение за служебни връзки и пр.), се прилагат различии способи за
определяне на най-благоприятното разположение на предавателната
антена. Такъв един способ, приложен при строежа на предавателя за
УКВ/ЧМ в Грац (Австрия), е следният:
Изготвя се релефен макет на местността с всички възвишения и
неравности. На предполагаемого място за разположение на антената
се поставя малка лампичка. Осветеността на всяка точка от релефния
макет характеризира напрегнатостта, създавана от УКВ предавателя.
Ако този макет и картата на местността се фотографират в един и
същи мащаб, а след това двата негатива се наложат и се извади общо
копие, ще се получи карта за разпределението на напрегнатостта на
цолето. Чрез преместване на лампичката може да се избере най-бла-
гоприятното място за разположение на предавателя.
4. „Усилва,не“ от препятствия^
Макар и да звучи парадоксално,, през последните години беше
открито, че в някои случаи препятствията не само че не влошават ра-
ботата на радиолиниите, но, напротив, държат се като своего рода
усилватели. Касае се за разпространението на метровите вълни по
трасе, екранирано с висок планински хребет или връх, при което дъл-
жината на трасето далеч превишава разстоянието на пряка видимост.
Оказва се, че напрегнатостта на полето зад планината в някои' точки
достига учудващо високи стойности —• много по-високи дори от тези,
конто биха съществували, ако изобщо липсваше препятствие и разпроСт-
ранението се извършваше над гладка сферична повърхност.
Този ефект е бил наблюдаван при изграждането на една ретран-
слационна линия в Колорадо. В процеса на проектиране на линията
са били изпитани няколко трасета с дължина 150 кхс. Едно от тях е
минавало през Скалистите планини и е пресичало върха Пайка (над-
морска височина около 4000 м). За всеобще учудване напрегнатостта
на полето в този случай е превъзхождала с 60 дб (1000 пъти!) напрегна-
тостта на полето по другите трасета. Освен това приемането е било
значително по-устойчиво и почти липсвали затихванията, дължащи се
на изменения в метеорологичните условия, тъй като разпространението
се извършвало в по-високите, стабилни слоеве на атмосферата. Този
и редица други случаи са събудили широк интерес между специалистите
и от 1951 г. насам в редица страни — предимно в СССР, Япония и
САЩ, са проведени множество изеледвания за изясняване на този фе-
номен и изобщо за изучаване разпространението на метровите вълни
в планинска местност.
1 В съветската литература се използува терминът „усиление препятствием", а в аме-
риканската — .obstacle gain" или „knife-edge bending".
22
Явлението „усилване" от препятствията се дължи на дифракцията,
конто вълната предизвиква на ръба на препятствието. Хребетът (вър-
хът) се превръща във вторичен източник на излъчване и се държи
като своеобразна приемно-предавателна антена. Научного обяснение
на това явление се основава на „четирилъчевата" теория за дифракция
около клиновидно препятствие, конто съществува отдавна, обаче години
наред се е считало, че тази теория представлява само академичен ин-
терес и не отразява действително съществуващи явления.
На фиг. 1-15 е дадена схемата на разпространение при наличие на
високо клиновидно препятствие. Разстоянието между А и В е от такъв
порядък, че дори ако
липсваше препятствието,
приемният пункт В би
лежал в зоната на сян-
ката и напрегнатостта
на полето би била съв-
сем ниска. На пръв по-
глед изглежда очевид-
но, че появяването на
допълнително препятст-
м
Фиг. 1-15 „Усилване" от клиновидно препятствие
вие във вид на висока
планина /И ще повлече
след себе си добавъчно отслабване на полето. От фигурата се вижда
обаче, че полето в приемния пункт ще се определи от сумата на четири
дифракционни вълни: АМВ, AMDB, АСМВ и ACMDB, амплитудите
и фазите на конто зависят от геометрията на трасето и коефициента
на отражение от повърхността на земята. При определени условия
между тези четири лъча могат да се създадат благоприятни фазови
съотношения и полето в приемния пункт да превишава четири пъти
полето, което би създал само един лъч, и много пъти полето, което
би съществувало, ако изобщо липсваше препятствието М. В това
именно се заключава същността на усилвателния ефект.
Трябва да се подчертае, че „усилване" може да се получи само
при определено съотношение между височините на антените (Лх и Л2),
разстояние между станциите (/?) и височина на препятствието^).
Последната трябва да се определи по отношение на базовата права АВ.
Съветските изследователи Давыденко и Нечаев дават следнии израз за
определяне на оптималните условия:
cos
4 я h, Н	4 я /г, Н	,
-rxV-=coW-t>=_|’
(1-14)
където
Г
х = -п е параметърът, определят разположението на препятствието
к
по отношение на крайните пунктове;
г — разстоянието от средата на препятствието до по-близкия’краен
пункт;
/?—дължината на трасето.
23
Всички стойности в израза(1-14) трябва да се дават в една и съ
ща мярка, напр. в метри.
Най-благоприятно е такова разположение на крайците пунктове,
при което препятствието лежи в средата на трасето. Приближаването
на кой и да е от крайните пунктове към препятствието (при запазване
дължината на трасето /?) довежда до спадане на усилването. Ефектът
на усилването е особено забележим при по-дълги трасета — от поря-
дъка на 100—300 км. Профилът на препятствието трябва да има форма
колкото се може по-близка до клиновидната, затова са подходящи
планински хребети и върхове със стръмни скатове и остро било.
Като пример ще дадем резултатите от измерванията по две трасета
с дължина 80 км и 240 км, съответно при дължина на вълната Х = 3м
и височини на антените /г1 = /г2 = 30 м. На трасето с дължина 80 км
максималното „усилване" е било 23 дб (около 15 пъти) при височина
на екраниращото препятствие 910 м. На 240-километровото трасе при
височина на препятствието 3000 м „усилването" е достигало 80 дб
(10 000 пъти!). На фиг. 1-16 е даден профилът на едно опитно трасе
в Аляска с дължина 260 км. Разположеният в средата планински
хребет има височина 2500 м. Височината на антените е била Aj = /?2 = 15 м.
Въпреки утежнения профил в дясната половина на трасето усилването
за сметка на препятствието е било само с 10 дб по-ниско от изчисле-
ното.
Фиг. 1-16. Профил на 240 км опитно трасе в Аляска
В заключение трябва да кажем, че натрупаният материал по разпрост-
ранение на ултракъсите вълни в планинските райони изисква да кори-
гираме остарялото схващане, че планините са непреодолими бариери
за УКВ сигналите. Както видяхме, те могат да бъдат много добри
помощници при трасиране на УКВ комуникации. С оглед предимно
планинския терен на нашата страна „усилването" от клиновидни пре-
пятствие е един ефект, който заслужава специално внимание от страна
на нашите радиолюбители. Резултатите от техните експерименти в
тази насока биха представлявали ценен принос към този неизучен у
нас въпрос.
24
II ДАЛЕЧНО РАЗПРОСТРАНЕНИЕ НА УКВ
Последните 15.години бяха години на постоянно растящ интерес
към ултракъсите вълни както от страна на специалиста и учени, така
и от страна на радиолюбителите. В резултат на огромната научно-из-
следователска и експериментаторска дейност много ново бе научено от-
косно разпространението на вълните от УКВ обхвата. Съвременните
познания по този въпрос позволяват да се посочат следните основни
форми на далечно разпространение при ултракъсите вълни: 1) тропос-
ферна рефракция; 2) тропосферно разсейване; 3) йоносферно разсе-
йване; 4) йоносферно отражение; 5) отражение от полярното сияние;
6) отражение от метеорни следи и 7) отражение от луната.
В професионалните линии за свръзка намират приложение втората
и третата форма на разпространение, тъй като те осигуряват извън-
редно голяма сигурност на радиовръзката. Наистина линиите, използ)-
ващи тропосферно и йоносферно разсейване, изискват значителни мощ-
ности и големи антени, но затова пък те работят много по-сигурно от
останалите радиолинии, понеже разпространението чрез разсейване не
се влияе от йоносферните смущения, магнитните бури и пр. смущава-
щи фактори, конто често парализират работата на късовълновата връзка.
Останалите 5 вида далечно разпространение не осигуряват толкова
голяма надеждност на радиовръзките и затова представляват повече
академичен интерес за професионалистите. За радиолюбителите обаче
те са извор на много приятии изненади и интересни постижения, конто
учудват дори скептиците. Сумирането и анализирането на огромного
количество наблюдение върху далечното разпространение на УКВ, извър-
швани от радиолюбителите, дава ценен материал за специалистите и
научно-изследователските институти, работещи в тази облает.
1.	Тропосферно разпространение на УКВ
а.	Характеристики на тропосферата
Тропосфера се нарича долната част на атмосферата, разположена не-
посредствено над повърхността на земята. Във височина тя се простира
до 8—10 км в полярните ширини, до 10—12 км в умерените ширини
и до 16—18 км в тропиците. По цялата си височина тропосферата има
същия относителен състав на влизащите в нея газове, какъвто е той
при земната повърхност.
Най-важното свойство на тропосферата е спадането на температу-
рата с височината. Средното изменение на температурата във височина
е 6 град/км. Горната граница на тропосферата се определя по прекра-
тяването на температурния пад. Оттук нагоре се простира стратосфе-
рата — облает с постоянна температура, която се счита, че не оказва
никакво влияние върху разпространението на УКВ.
Причината за постепенного спадане на температурата с височината
е тази, че тропосферата, като пропуска слънчевите лъчи, сама почти не
се нагрява и основният поток слънчева енергия се поглъща от повърх-
25
ността на земята. Нагрятата повърхност на земята на свой ред изпуска
топлинни лъчи, които нагряват тропосферата. Близките до земята маси
въздух се нагряват първи, издигат се нагоре, а на тяхно място идва по-
студен въздух, който също се нагрява, и т. н. Тъй като различните
участъци на земята не се загряват еднакво, този прочее не е равномерен,
появяват се низходящи и възходящи потоци, които създават т. нар.
турбулентност на атмосферата и размесване на въздушните маси във
вертикално направление.
Независимо от малката височина на тропосферата в нея са съсре-
доточени над от цялата маса на въздуха. Средното налягане на ат-
мосферата върху земната повърхност е 1014 милибара.
Основните параметри, които характеризират свойствата на тропос-
ферата, са: налягането р, температурата Т и относителната влажност S.
Тези параметри се изменят съобразно метеорологичната обстановка. За
да се даде една представа за средното състояние на тропосферата, об-
кръжаваща земното кълбо, Международната комисия по аеронавигация
в 1925 год. е въвела така наречената „международна стандартна ат-
мосфера" или, както сега я наричат, „нормална атмосфера". На тази
представителна нормална атмосфера се приписват следните качества :
налягане р= 1013 мбар, температура Т'=15°С, относителна влажност
S --60°/O (всички данни при земната повърхност). На всеки 100 м висо-
чина температурата спада с 0,55°С, а налягането — с 12 мбар, Отно-
сителната влажност остава константна. Височината на нормалната ат-
мосфера ell км. С понятието нормална атмосфера се работа много
удобно при разглеждане разпространението на радиовълните и ние вед-
наж вече се ползувахме от него (т. 1-2).
Сега ще разгледаме някои особености на тропосферата, на които
препоръчваме да се обърне внимание, тъй като те са тясно свързани с
далечното разпространение на ултракъсите вълни. Както се каза вече,
температурата на въздуха в пределите на тропосферата монотонно спада
с височината. Често се случва обаче под влияние на местни метеоро-
логически фактори този нормален ход да бъде нарушен и да възникнат
области, в които температурата за известен интервал височина да за-
почне да нараства. Това изменение в естествения ход на температур-
ната зависимост от височината се нарича температурка инверсия. Най-
често температурните инверсии възникват в приземния слой въздух —
тогава те се наричат приземни инверсии. Когато инверсиите се съз-
дават на по-голяма височина в тропосферата, те се наричат височинни
инверсии. На фиг. 1-17 е даден ходът на температурната крива във
функция от височината Н за 3 случая — при нормално състояние на
атмосферата, при височинна инверсия и при приземна инверсия.
Причините за възникване на температурни инверсии са три: ради-
ационного охлаждане на земната повърхност, адвекцията (хоризонтално
пренасяне на въздушни маси) и свиването на въздушните маси.
Радиационного охлаждане на земната повърхност се проявява най-сил-
но през летния сезон. След залез слънце нагрятата през деня земна повърх-
ност започва бързо да изстива, като охлажда непосредствено лежащия
върху нея слой въздух. При тези условия температурата на по-ви-
26
соките слоеве въздух се оказва по висока от тази на по-ниските
приземни слоеве, т. е. създава се приземна температурйа инверсия. Мощ-
ността на такива инверсии обикновено е малка — няколко десетки,
рядко няколкостотин метра, а интензивността — няколко градуса. С
изгряването на слънце-
то радиационните инвер-
сии бързо се разруша-
ват. През зимния сезон
подобии инверсии могат
да възникнат и презде-
ня, когато радиационно-
го излъчване е по-голя-
мо, отколкото нагрява-
нето от нискостоящото
слънце. Ако повърхност-
та на земята е покрита
Фиг. 1-17. Ход на температурната крива във функ-
ция от височината
а) при нормално състояние на атмосферата; б) при висом* <ка
инверсия , в) при приземна инверсия
със сняг, тя изстива
силно и охлажда приземния слой въздух. Мощността на зимните инвер-
сии е значителна — няколкостотин метра, а температурният пад може
да достигне 10—15°С-
Адвекционните инверсии възникват при хоризонтално пренасяне на
топли въздушни маси над слой от по-студен въздух (височинна инвер-
сия) или над студената повърхност на земята. Във втория случай дол-
ните слоеве на топлите въздушни маси се охлаждат от земната повър-
хност и се създава приземна инверсия. Такива инверсии възникват напр.
през ранната пролет, когато снегът по земната повърхност още не се е
стопил, а над земята се придвижват топли маси въздух от юг. Адвекционни
инверсии се създават и над големите водоеми (морета, океани), грани-
чещи със суша, вследствие на по-голямата температурка инертност на
водата. През деня сушата заедно с намиращия се над нея въздух се
нагрява сравнително бързо, докато въздухът над бавно затоплящата се
вода остава по-студен. Явно е, че при вятър, духащ от сушата към
морето, ще възникне адвекционна инверсия.
Инверсия на свиване може да възникне над области, обхванати от
антициклон, т. е. над области с високо атмосферно налягане. В центъра
на антициклона се извършва спускане на големи въздушни маси, което
предизвиква свиване на газовете вследствие на притискането. Това е
един адиабатичен процес, следователно той ще предизвика загряване на
въздушните маси, при което нагряването на горната част от спускащия
се въздух се оказва по-голямо. В резултат възникват височинни инвер-
сии. Успоредно с височинните инверсии при антициклоните се наблю-
дават много често и повърхностни инверсии, тъй като спускащите се
въздушни маси, като се приближат до земята, се разстилат във всички
посоки и нагрятата облает на въздуха може да се окаже над по-хлад-
ната, близко до земната повърхност.
Споменатото загряване на въздуха в централната част на областите
с високо налягане предизвиква изчезване на мощните облаци, затова
антициклонната обстановка се характеризира с хубаво/ясно, не много
27
топло време и отсъствие на силни ветрове и валежи. Барометърът по
казва високо налягане или покачване.
Да видим сега как метеорологичната обстановка, т. е. моментного
състояние на тропосферата, влияе върху разпространението на ултракъ-
сите вълни.
б.	Меаеорологичната обстановка и УКВ—DX1
В началото на тази глава ние вече казахме, че закривяването на
радиовълните, разпространяващи се в една нехомогенна среда, каквато
е земната атмосфера, ще се определя от начина, по който се измени
коефициентът на пречупване п на тази среда. Следователи©, ако ние
познаваме начина, по който се измени коефициентът п във функция от
метеорологичната обстановка, ние ще добием представа и за влиянието,
което оказва последната върху разпространението на УКВ.
Коефициентът на пречупване на въздуха се определя от израза:
/	1П6	77,6 / , 4810 е\,
(п-1) 10б =
(1-15)
Вижда се, че параметрите, конто определят
въздушното налягане р и влажността е. При
п, са: температурата Т,
„нормална атмосфера"
тези три параметра се изменят по определен начин, следователно и из-
менението на коефициента ще бъде строго определено — п равномерно
намалява с 4.10-8 на всеки метър изменение във височината (фиг. 1-18,а).
Фиг. 1-18. Изменение на коефициента на пречупване
в зависимост от височината
а) при нормална атмосфера ; б) при внсочннна инверсия ; в) при
приземна инверсия
Както видяхме в т. 1-2,
това изменение на кое-
фициента на пречупване
във вертикали© направ-
ление довежда до из-
кривяване на траекто-
рията на вълната, т. е.
до рефракция, и тъй ка-
то се касае за нормална
атмосфера, тази рефрак-
ция ще наречем „норма-
лна рефракция". Тя се
характеризира с това, че
траекториите на вълни-
те от прави се превръ-
щат в дъги от окръжност с радиус 25 000 км, в резултат на което раз-
стоянието на пряка радиовидимост нараства с 15% (виж формула 1-9).
Да се обърнем сега към реалната атмосфера. Измерванията показ-
ват, че законът за изменение на коефициента на пречупване в зависи-
мост от височината често се отличава от линейния. Такъв случай напр.
имаме, когато над даден район от земната повърхност е възникнала
приземна температурка инверсия. Простият анализ на формула {1-15)
1 DX — далечна радиовръзка, далечна станция.
28
показва, че наблюдаващото се в случая повишаване на температурата с
издигане във височина ще предизвика едно по-бързо от нормалното на-
маление на коефициента п (фиг. 1-18,в). Пряка последица от това ще
бъде по-рязкото закривяване на вълновите траектории. В този случай
казваме, че имаме „положителна рефракция". Ако параметрите на тро-
посферата са такива, че промяната на коефициента на пречупване до-
стигне стойността 16.10-8 на метър, траекторията на вълната се прев-
ръща в дъга от окръжност с радиус.6370 км (земния радиус), следо-
вателно един хоризонтален лъч ще остава успореден на земната повърх-
ност (фиг. 1-19,6). В този случай казваме, че имаме „критична рефрак-
Фиг. 1-19. Рефракция на вълната в тропосферата
(?) нормална рефракция ; б) критична рефракция , в) свръхрефракцня (суперрефракция)
ция“. Най-интересен за далечното разпространение на УКВ обаче е случаят,
когато изменението на п превишава стойността 16.10 ~8 на метър. Тогава
закривяването на вълната е такова, че се получава пълно вътрешно
отражение и вълната се връща обратно на земята. Благодарение на тази
„свръхрефракцня" могат да се правят УКВ връзки на разстояние до
150—200 км. Условията, при които възниква свръхрефракцня, са съ-
щите, необходими за образуване на приземни температурни инверсии, за-
това те се наблюдават по време на антициклон (високо атмосферно
налягане) и най-често през топлата част на годината, вечер след залез
слънце. Рефракционните свойства на атмосферата се менят сравнително
бавно, затова полето, обусловено от свръхрефракцията, е доста стабилно,
без бързи затихвания.
Когато областта, обхваната от приземна температурна инверсия, е
голяма, се получава така нареченото вълноводно разпространение на
УКВ. При него върналата се на земята вълна се отразява от нейната
повърхност, след това рефрактира в атмосферата и отново се връща
на земята, т. е. радиовълната се разпространява, като последователно
се отразява от атмосферата и от земната повърхност. Това наподобява
разпространението на ултракъси вълни в метални вълноводи, само че
тук едната от стените е„полупрозрачна“ и част от енергията се гу-
би. По аналогия с металните вълноводи и тук съществува критична
дължина на вълната Акр. Вълните, по-дълги от критичната, бързо за-
тихват и не се разпространяват в атмосферния вълновод.
лкр = 0,085/гв'л,	(1-16)
където: лкр е критичната дължина на вълната в см;
hB — височината на вълноводния канал в м.
29
За дължина на вълната Х=208 гм (145 мгхц) необходимата мини-
малка височина на вълновода е 182 м, а за Х = 69 см (435 мгхи) тя
става /гв = 87 м. Метеорологичните наблюдения показват, че височината
на вълноводните канали обикновено се измерва с метри или десетки
метри и много рядко надминава 200 м.
До немного отдавна на въпросите около разпространението на
УКВ в тропосферни вълноводи се отдаваше много голямо значение,
защото господствуваше мнението, че разпространението в условията
на свръхрефракция е единственият способ за проникване на ултра-
късите вълни в областта на дълбоката радиосянка. С това се обяснява
наличието на твърде обширна литература, посветена на теоретични и
експериментални изследвания върху разпространението на УКВ в ус-
ловията на тропосферен вълновод. Понастоящем във връзка с откри-
ването на други методи за далечни УКВ връзки интересът на профе-
сионалистите към този въпрос в значителна степей отслабна За радио-
любителите обаче, конто не се нуждаят от постоянно действуваща
връзка и с охота се възползуват от всеки каприз на природните ус-
ловия, вълноводното разпространение е една отлична възможност за
установяване на радиовръзки на разстояние до 600—800 км.
Дотук разгледахме влиянието на приземните инверсии. В тро-
посферата обаче често възникват и височинни инверсии. Характерен
пример е споменатата вече адвекционна инверсия, която възниква, ко-
гато топъл въздух лежи над по-студени въздушни маси. Такива ус-
ловия съществуват напр. при придвижването на един топъл фронт —
фиг. 1-20. Вдясно се намира облает с високо налягане — хубаво време,
високо или растящо ба-
Фиг. 1-20. Метеорологична обстановка, обуславяща
възникването на адвекционна инверсия и далечни
УКВ връзки
рометрично налягане и
умерени летни темпера-
туря. Отляво нахлуват
маси от топъл влажен
въздух, конто обтичат
по-хладния въздух и
създават на границата
между двете среди една
доста рязко очертана
температурна инверсия,
предизвикваща силно
пречупване на ултракъ-
сите вълни. Вляво е
областта, в която вре-
мето е ветровито, инверсията е вече разсеяна вследствие на разме-
сването на топлия и студения въздух и УКВ сигналите са слаби и
затихващи. Барометричното налягане в този район е ниско или спадащо.
През летните и есенни месеци взаимного придвижване на двете системи
въздушни маси става съвсем бавно и областта на адвекционната ин-
версия може да се разпростре на разстояние 1000 км и повече, като
това състояние се запазва в продължение на 2—3 дни. В този случай
с а възможни твърде далечни връзки между любителските станции,
30
разположени по протежение на фронта, при използуване на малки
мощности и прости УКВ антени.
Много далечни връзки могат да се правят и при възникването на
другия тип височинни инверсии — инверсии на свиване, конто се съз-
дават в областите, обхванати от антициклон.
Както виждаме, в крайна сметка почти винаги условията за свръх-
далечни връзки на УКВ са свързани с наличието на облает с високо
атмосферно налягане. Точното предвиждане на добри условия за УКВ-
DX е много трудно, ако не невъзможно, но винаги, когато една сис-
Фнг. 1-21. Снноптична карта за 14 часа на 28 октомври 1958 г., когато е бит
установен европейскнят рекорд на 145 мгхц чрез тропосферно разпространение
31
тема с високо налягане (антициклон) се придвижва бавно над страната
или когато метеорологичните карта показват формирането на стацио-
нарен фронт близо до нас, УКВ любителите трябва да бъдат нащрек,
в очакване на далечни връзки. За тези, които нямат възможност да
следят обстановката чрез метеослужбите, е препоръчително да следят
барометричното налягане. Впрочем амбициозните УКВ любители бързо
се научават да свързват различните особености на времето с усло-
вията за далечно разпространение. Като наблюдават температурата,
барометричното налягане, промените в развитието на облачността, по-
соката на вятъра, видимостта и т. н., те могат със задоволителна
точност да кажат какви са изгледите за прохождение на УКВ об-
хватите в дадения момент.
На края, за да илюстрираме казаното дотук, даваме синоптичната
карта за 14 часа на 28 октомври 1958 г., когато е бил установен евро-
пейският рекорд на 145 мгхц. Картата, показана на фиг. 1-21, е копие
от оригиналната синоптична карта за тази дата, съхраняваща се в архи-
вата на Хидрометеорологичната служба — София. На тази дата OKIVR —
Прага, Чехословакия, е установил двустранна радиовръзка с GI3GXP —
Северна Ирландия, посредством тропосферно разпространение. Разстоя-
нието между станциите е 1518 км. Мощността, използувана otOKIVR
е била около 20 виг. Върху синоптичната карта са нанесени изобарите
(криви, свързващи точките с еднакво налягане) през 5 мбар. С големи
букви В и Н са маркирани съответно центровете на областите с високо
и с ниско налягане. Един поглед върху картата е достатъчен, за да
се види, че в този ден цяла Европа е била обхваната от един широк,
чудесно очертан антициклон с център над Централна Европа. С пунк-
тирана права е отбелязано трасето на рекордната радиовръзка.
в.	Тропосферно разсейване
С рефракцията и суперрефрацията в тропосферата се дава задо-
волително обяснение на епизодичното далечно разпространение на УКВ.
С тези явления обаче не могат да се обяснят систематически наб-
людаваните високи стойности на полето на големи разстояния
зад хоризонта. Измерванията показват, че напрегнатостта на полето
дълбоко в зоната на сянката превишава стотици и хиляди пъти стой-
ностите, изчислени по дифракционната теория, даже като се държи
сметка за атмосферната рефракция. На фиг. 1-22 са дадени експери-
ментално снетите стойности на полето, заедно с изчислените по дифрак-
ционната теория стойности, за разстояние от 100 до 600 км от пре-
давателя. Вижда се, че реалната напрегнатост на полето на няколко-
стотин километра от предавателя превишава очакваните стойности
най-малко 50 дб (316 пъти).
Съществуването на устойчиво поле в областта на дълбоката сянка
на УКВ се дължи на разсейването на радиовълните от локалните
нееднородности в атмосферата. Такиванееднородности възникват вслед-
ствие турбулентността на атмосферата. Оказва се, че ако се използуват
големи мощности и остро насочени антени, въз основа на този ефект
32
могат да се реализират УКВ радиовръзки на разстояние до около
2200 км, като сигурността на връзката превъзхожда тази, достигана
на кои да са други вълни. Тази нова форма на разпространение се
нарича челно разсейване или просто разсейване и се раздели на два
отделяй вида: тропосферно —
разсейването се извършва в тро-
посферата, и йоносферно —
разсейването се извършва от
нееднородностите вобластта на
йоиосферния Е-слой. Една опро-
стена картина на двата вида
разсейване е дадена на фиг. 1-23.
Тук ще разгледаме само тропо-
сферного разсейване.
Механизмът на тропосфер-
ного разсейване може да бъ-
де леко разбранот всеки, който
Р=!к0т, D"1, h,-150>
Е[д6]	h,-tOh
-t40---1--1--1—--------------------------
100 200 300 400 300 ООО r[KM)
Фиг. 1-22. Изчислени и реални стойности
на напрегнатостта на полето за разстояния
от 100 до 600 км от предавателя
e виждал нощем сиянието на
голям град, лежащ зад хори-
зонта, или светлинния сноп на
далечен прожектор, осветяващ
небето над главите ни. И в
двата случая ние получаваме информация от източника, лежащ зад хо-
ризонта, благодарение на това, че една, макар и нищожна част от
енергиятана светлинния сноп се разсейва от малките прашинки и не-
еднородности във въздуха и част от тази разсеяна енергия достига
до очите ни. При разсейването на радиовълните имаме аналогичен
ефект, само че тук ролята на „прашинки" изпълняват постоянно
Фиг. 1-23. Схема на радиовръзката посредством тропосферно
и йоносферно разсейване
съществуващите обемни нееднородности в тропосферата. При сегаш-
ната техника на базата на тропосферного разсейване се поддържат
радиовръзки на разстояние до 800 км.
При разпространение посредством разсейване се наблюдават два
вида затихвания (фединг) на сигналите. Едните са бързи затихвания и
3 УКВ техника
33
се дължат на турбулентное движения в тропосферата. Честотата на
този фединг расте с увеличаване на работната честота и разстоянието.
На 145 мгхц напр. времето, за което силата на сигнала от максимална
слиза на минимална и се качва отново до максимална, възлиза на ня-
колко секунди. Фиг. 1-24 показва как процентно във времето се раз-
пределят различните нива на
сигнала по отношение на сред-
него ниво.
Вторият вид затихвания са
бавни затихвания с период ня-
колко часа или дбри дни. Те
се дължат на сравнително бав-
ните изменения в метеорологич-
ната обстановка, довеждащи до
промяна в рефракционната спо-
собност на тропосферата.
За радиовръзки с йоно-
сферно разсейване са необхо-
дими много големи мощности
и огромни антенн, затова този
метод не представлява интерес
за радиолюбителите. За връзки
с тропосферно разсейване оба-
вече в кръга на радиолюбител-
фиг. 1-26 са дадени номограмите,
Фиг. 1-24. Разпределение във времето на
различните нива на сигнала при връзка
посредством тропосферно разсейване
че изискванията към апаратурата са
ските възможности. На фиг. 1-25 и
с конто може да се направи ориентировъчно изчисление на една линия,
използуваща тропосферно разсейване. Пример за изчисление — дадени
са: работната честота 145 мгхц, разстояние до кореспондента —500
км, усилване на собствената антена — 15 дб, усилване на насрещната
антена — също 15 дб, мощност на предавателя — 100 вт. Търси се
съотношението сигнал/шум на изхода на насрещния приемник. Свърз-
ваме съответните точки от първа и четвърта скйла на фиг. 1-25 с
една права. Пресечната точка на тази права с втора скйла дава затих-
ването на 500-километровото трасе (211 дб). От тази стойност трябва
да извадим сумарното усилване на двете антенн, което е 154-15=30
дб. Получаваме остатъчно затихване 181 дб. От фиг. 1-26 намираме, че
при това остатъчно затихване и мощност 100 вт на входа на насрещ-
ния приемник ще постъпва сигнал с мощност (ниво) 160 дб —под
1 вт. Ако ширината на пропусканата честотна лента на приемника е
700 хц, получаваме средносъотношение сигнал/шум за линията 16 дб.
Ако шумовото число на приемника е примерно 6 дб, на изхода на при-
емника полезният сигнал ще превишава шумовете с 16—6=10 дб, т. е.
3,16 пъти. За телеграфна работа при любителски връзки това е все
още допустимо.
Номограмите на фиг. 1-25 и 1-26 са подходящи за изчисление
при равнинна или хълмиста местност. Спецификата на терена, естест-
вено, внася различия за всички конкретни случаи, затова горного из-
числение е само ориентировъчно. Освен това, ако искаме да държим
34
сметка за бързия фединг, конто влошава качествою на връзката, трябва
към затихването на трасето да прибавим 8,2 до 18,4 дб.
Фиг. 1-25. Номограма за начисление на л иния с тропосферно разсейване
35
Фи>. 1 -26. Номограма за изчисление на линия с тропосферно разсейване
2.	Йоносферно разпространение на УКВ
Йоносферата е третият — най-външен слой на атмосферата. Тя
лежи над стратосферата и обхваща частта от въздушната обвивка,
която се простира на височини, превишаващи 60 км. Гъстотата на
въздуха в тези височини е много малка. Така например на 80 км над
земята въздухът е по-ряд ък от най-добрия вакуум, постигая когато
и да било от вакуумната техника на земята. Въпреки това йоносфе-
рата оказва грамадно влияние върху разпространението на радиовъл-
ните.
Самото име на йоносферата показва, че част от атомите на съста-
вящите я газове са йонизирани. Процесът Ионизация се заключава в
откъсване на електрони от неутралните молекули, при което се обра-
зуват два вида заредени частици1 — електрони и йони. Разбира се,
за да се извърши такова откъсване, е необходимо определено коли-
чество енергия. Основен източник на енергия за йонизация на моле-
кулите във високата атмосфера е слънцето и по-специално — ултра-
виолетовото лъчение на слънцето. Затова степента на йонизацията
зависи от часа на денонощието. През деня атмосферата е осветена
от слънцето и в нея непрекъснато се образуват все нови и нови елек-
трони. На неограниченото развитие на този процес се противопоставя
рекомбинацията — част от свободните електрони се срещат с йони и
рекомбинират, т. е. образуват отново неутрални молекули. Със заляз-
ването на слънцето образуването на нови електрони се прекратява
и в резултат на продължаващата рекомбинация числото на свободните
електрони значително намалява. Броят на свободните електрони в
1 смэ газ определя така наречената електронна концентрация. Елек-
тронната концентрация е най-важният параметър на йоносферата от
гледна точка на разпространението на радиовълните, защото тя опре-
деля пречупващата способност на йоносферата. Наличието на свободни
електрони в даден газ до-
вежда до изменение на не-
говата диелектрична кон-
станта е. Последната обаче
определя коефициента на
пречупване на средата:
Така че в крайна сметка
закривяването на траек-
торията на вълната ще се
определя от измененията
в електронната концентра-
ция на йоносферата. Йз-
следванията с радиосонди,
а в последно време и с
ракети показват, че елек-
тронната концентрация се
Фиг. 1-27. Електронна концентрация на атмосфе-
рата във функция от времето
изменя с височината, и то така, че съществуват няколко по-силно или
по-слабо изразени максимуми на йонизация. На фиг. 1-27 е дадена
зависимостта на електронната концентрация във функция от височината.
Тази графика е резултат от изследването на йоносферата с мощната
съветска геофизична ракета, която бе изстреляна на 27 февруари 1958 г.
и достигна височина 470 км. Вижда се, че на различии височини в
37
йоносферата съществуват добре очертаващи се слоеве с по-голяма
електронна концентрация. Най-ниският от тези слоеве се нарича О-слой,
а по-високите — съответно Е- и F-слоеве. Различните йоносферни слое-
ве влияят по различен начин върху разпространението на вълните.
D-слоят се намира обикновено на височина 50—65 км, т. е. в
сравнително по-гъстата атмосфера. Йонизацията на този слой директно
зависи от количеството на слънчевата енергия, която пада върху него,
затова йонизацията е максимална около обед и бързо спада до нула
след залез слънце. Слоят D оказва силно поглъщащо действие върху
средните вълни и с това ограничава разпространението им през днев-
ните часове. Върху разпространението на ултракъсите’ вълни този
слой не оказва въздействие.
Е-слоят се простора на височина от 80—110 км. Електронната
концентрация на слоя по подобие на слоя D се измени в зависимост
от слънчевото осветление, обаче слоят Е не изчезва напълно през
нощта. Той също поглъща част от вълните с по-ниски честоти, обаче
в по-малка степей, отколкото това става в слоя D. Йонизацията на
слоя Е е най-голяма в екваториалните области на земята. От слоя Е
се отразяват средните вълни през нощта.
F-слоят се характеризира с най-висока електронна концентрация и
следователно с най-голяма пречупваща способност. През деня, когато
атмосферата е изложена на мощното слънчево лъчение, той се раздели
на два подслоя Fx и F2, лежащи на височини около 250 км и 350 км.
По-ниско лежащият слой Ег прибавя твърде малко към пречупващата
способност на йоносферата и се държи повече като допълнителен
поглъщател на радиовълните, отразени от слоя F%. През нощта тези
два подслоя се обединяват в един общ слой. Въздухът на тези висо-
чини е съвсем рядък, затова рекомбинацията протича много бавно и
слоят запазва висока електронна концентрация през цялата нощ. Слоят
F е основният слой, отразяващ късите вълни и осигуряващ възможност
за връзки на хиляди и десетки хиляди километри.
За ултракъсите вълни обаче нито един от йоносферните слоеве не
представлява достатъчно добър отражател, затова те леко проникват
през йоносферата и се изгубват в междупланетното пространство.
Всъщност точно това обстоятелство е послужило като основен кри-
терий при определяне на границата между късите и ултракъсите вълни.
Най-късите вълни, конто слоят F2 при нормални условия все още може
да рефлектора, имат дължина от порядъка на X = 10 м. Затова услов-
но се приема, че към УКВ обхвата се отнасят вълните с честота, по-
голяма от 30 мгхц (X — 10 м).
Както казахме, ултракъсите вълни проникват свободно през йоно-
сферните слоеве. Затова допреди няколко години се смяташе, че от
гледна точка на УКВ йоносферата може да се третира като една па-
сивна среда и че далечни връзки на УКВ са възможни само на база-
та на тропосферно разпространение. В последно време обаче бяха откри-
ти и развити нови методи за далечно разпространение на УКВ, конто
се базират на явления, протичащи в йоносферата. Някои от тези ме-
тоди бяха предмет на изучаване през Международната геофизична
38
година и със своята оригиналност привличат вниманието на все по-
широк и по-широк кръг радиолюбители, работещи на УКВ.
а.	Отражение на УКВ от слоя F2
При нормални условия плътността на слоя F2 е недостатъчна за
отразяване на ултракъсите вълни. В годините на максимална слънчева
деятелност обаче плътността на слоя може да нарасне до тЯкава сте-
пей, че да се получи отразяване на вълните с честота до 50—60 мгхц.
При такива условия са възможни далечни любителски връзки на об-
хвата 50—54 мгхц1. Когато съществуват условия за многократно отра-
жение на вълната, могат да се покрият грамадни разстояния. Такъв
характер е имала напр. рекордната за този обхват връзка, проведена
на 24 март 1956 г. между JA6FR (Япония) и LU3EX (Аржентина),
при което бе покрито разстояние 19 190 км.
Показател за степента на слънчевата деятелност са слънчевите
петна. Те са източници на интензивно ултравиолетово излъчване, което
силно йонизира горните слоеве на атмосферата. Слънчевите петна пред-
ставляват центрове на гигантски ерупции по повърхността на слънцето
и понякога могат да се видят с невъоръжено око като тъмни петна
върху слънчевия диск. Всъщност такива петна съществуват по всяко
време, обаче не винаги те могат да бъдат наблюдавани без подходяще
увеличение. Дългогодишните наблюдения показват, че числото и ин-
тензитетът на слънчевите петна периодично се изменят. Периодът меж-
ду два съседни максимума на слънчевата деятелност възлиза на около
11 години. На фиг. 1-28 е' показано как се е изменяло привеленото
g LLi I 1Г1.1 1 1П-1..1 11 rfl 11 Гн I11Ш.11П I Illi 1111У11II
Фиг. 1-28. Приведено число на слънчевите петна
за периода от 1869 до 1961 г.
число на слънчевите петна (/?) за периода от 1869 г. до 1961 г. През
1957—1958 г. ние сме преминали през един максимум с незапомнен
интензитет. От набраните за последните 200 години изеледвания се
вижда, че и самите 11 -годишни максимуми имат свои максимуми, така
наречените максимум-максиморуми, през един период, възлизащ на око-
ло 88 години.
От фиг. 1-28 се вижда, че в момента се придвижваме към един ми-
нимум на слънчевата активност и че следващият максимум ще на-
1 Разрешен само на любителите от Америка, Азия и Австралия.
39
стъпн през 1968—1969 г. Очаква се, че по интензивност той ще напом-
ни максимума от 1947 год.
б.	Отражение от спорацичния Е-слой
Твърде често на височината на слоя Е се образуват области с
много голяма електронна концентрация, наричани „спорадичен Е-слойа.
Въпреки че ефектът, който този слой упражнява върху разпростра-
нението на вълните, е добре известен, причините за появяването на
слоя Es са все още предмет на изучаване. Правени са опити да се
свърже появата му с проявите на северното сияние или с 11-годиш-
ния цикъл на слънчевата деятелност, обаче засега такава връзка не
е твърдо установена.
Обикновено спорадичният Е-слой обхваща малка площ — макси-
мум няколкостотин километра в диаметър — и прилича повече на един
силно йонизиран облак, който има способността да се придвижва бър-
зо от едно място на друго и да се образува или изчезва за сравни-
телно кратък период от време. Тези облаци могат да съществуват по
всяко време на денонощието, но най-често те се образуват около 4
часа след изгрева на слънцето и отново веднага след залез слънце.
Слоят Es се образува почти всеки ден в екваториалните области, по-
рядко в умерения пояс и извънредно рядко в полярните райони. От
сезоните най-благоприятни са
Фиг. 1-29. Трасе на рекордната връзка
на 7. V. 1961 г. посредством отражение
от спорадичния Е-слой
пролетта и ранното лято.
Твърде често плътността
на спорадичния Е-слой става
толкова голяма, че той може да
отразява УКВ сигнали с често-
та 70—80 мгхц и повече, Раз-
стоянието, което може да се
покрие с еднократно отражение
от този слой, варира от ми-
нимум 900 км до около 2200
км. По-специално далечното
приемане на телевизионни про-
грами на втори, трети и чет-
върти канал се обяснява с от-
ражение от спорадичния Е-слой.
Плътността на слоя много ряд-
ко достига такава стойност, че
да се получи отражение за че-
стоти над 100 мгхц. Засега
в Европа са отбелязани 2 слу-
чая на далечни любителски връз-
ки на 145 мгхц, реализирани
бе проведена на 7 май 1961 г. и
с /^-прохождение. (Втората от тях
представлява нов европейски рекорд на 2-метровия обхват. Разстоя-
нието между двамата кореспонденти YU1CW (Югославия) и G3GOP/P
(Англия) възлиза на 1874 км (фиг. 1-29).
40
Възможностите за далечни връзки на УКВ чрез отражение от слоя
Es са далеч иепроучени. Очаква се обаче, че в следващите няколко
години условията за връзки посредством отражения от спорадичния
слой не ще се изменят значително.
в.	УКВ връзки посредством отражение
от полярното сияние (Аурора)
Един оригинален начин за осъществяване на далечни връзки на
ултракъси вълни е тоя чрез отражение от полярното сияние. Въпреки
че този метод за връзка доби популярност и развитие в последните
няколко години, ефектът на отражение от полярното сияние е открит
отдавна — първата връзка, базираща се на този принцип, е била про-
ведена от любители на 24 февруари 1939 г.1
Северното сияние (Aurora Borealis) и южното сияние (Aurora
Australis) се наблюдават в полярните области на земята, затова носят
общото име полярно сияние (Aurora). Полярните сияния се делят на
две големи групи: с лъчева структура и с нелъчева структура.
Към последните спадат хомогенни дъги, хомогенни ленти и пул-
сиращи плоскости, а към лъчевите — дъги с лъчева структу-
ра, ленти с лъчева структура и корона. Всяко полярно сияние
се проявява и променя индивидуално и е комбинация на някол-
ко от горните форми. Цветът на сиянието най-често е бяло-
зелен, а понякога червен, жълт,
син или виолетов. Сияния се
наблюдават почти всяка нощ
в зоната на полярните сияния,
и то предимно на височини
между 90 и 150 км. Тази зона
има приблизителна ширина от
север на юг от няколко градуса
(200—300 км) и образува един
своего рода флуоресциращ пръ-
стен, отстоящ иа 20 до 30° от
земния магнитен полюс. Уста-
новено е, че между полярното
сияние и земните магнитни бу-
ри съществува тясна връзка, по-
неже и двете явления имат един
и същ първоизточник — мате-
риалното (корпускулярно) излъч-
ване на слънцето. Някои обла- ж , ,л г
Фиг. 1-30. Слънчевите петна са източнини
сти на слънцето, което се за- на иитензивно ултравиолртово и корпускуляр-
върта около оста си за 27 де- но излъчваие, конто пренизвикват йоносферни
нонощия, изхвърлят често елек-	смущения на Земята
трически заредени газови маси,
конто се устремяват в космическото пространство подобно наструята
от една въртяща се пръскачка (фиг. 1-30). Когато един такъв газов
1 .QST“ май 1939 г., стр. 78.
41
поток срещне земята, под въздействието. на земното магнитно поле
наелектризираните частици се завихрят бколо земята и създават една
мощна токова система в йоносферата. Тая система е най-силно кон-
центрирана в районите на полярното сияние, където нейната силно ко-
лебаеща се сила на тока е между 100 000 и 1000 000 а. Магнитното
поле на тази система се наслагва на земното магнитно* поле и пред-
извиква т. нар. земни Магнитки бури, а завихрянето на корпускулите
над полярните райони предизвиква различии явления и между другото
възбужда въздушните молекули към светене.
Оказва се, че най-силно йонизираните области на полярното сия-
ние са в състояние да рефлектират ултракъсите вълни с честота до
200 — 300 мгхц. Сиянията с лъчева структура дават по-силно отраже-
ние, отколкото хомогенните сияния. Макар че понякога цветните лъчове
и драперии на Аурора се издигат на височина до 1000/си и могат
да се наблюдават далеч по на юг от полярните ширини, активната отра-
зяваща облает на полярното сияние лежи на височината на f-слоя,
т. е. на височина около 100 км. Това. определя максималното разстоя-
ние, на което могат да се правят Аурора-връзки, на около 1300 км.
Вероятността за осъществяване на връзки чрез полярното сияние на-
малява бързо с отдалечаване от полярните области. На фиг. 1-31 е
даден вероятният брой на дните от годината, през който е възможна
връзка чрез Аурора.
Фиг. 1-31. Вероятен брой на дните от годината, през
конто са възможни Аурора-връзки
радирврьзките посредством отражение от полярното сияние се
характеризират с две особености: първата е, че при такива връзки
коресцондентите трябва да насочват антените си не един към друг, а на
север, към полярното сияние. Ако трасето между двете станции е с
направление изток-запад, източната станция ще трябва да насочи анте-
ната си малко по на запад от земния магнитен полюс, а западната
станция —малко източно от същия полюс. Втората особеност на Ау-
рора-връзките е това, че тонът на слушаната станция е модулиран с
42
характерно бръмчене, виене и свистене. Тази паразитна модулация се
дължи на бързите „осцилации" (фединг) на полярното сияние. Измер-
ванията на 50 мгхц показват, че този фединг има честотни компоненти
с почти еднаква сила между 0 и 100—200 хц. Горната честота на
фединга нараства пропорционално на честотата на сигнала. Бързият
фединг силно изкривява телефонните сигнали и на по-високите честоти
(145 мгхц и повече) телефонията е практически неразбираема. Бавната
телеграфия обаче може да се приема без затруднения. При включен
осцилатор на биене (BFO) се получава нечист, ръмжащ тон на сшна-
лите. Този факт представлява изобщо един критерий за наличието на
разпространение чрез полярното сияние.
Най-добри условия за Аурора-връзки съществуват през пролетта
и есента в годините на максимална слънчева деятелност, а от фиг.
1-32 може да се види, че най-подходящо време на денонощието е меж-
ду 17 и 22 часа и отново между 01 и 04 часа местно време. За рабо-
тата с Аурора най-подходящи са антени с широка хоризонтална диа-
Фиг. 1-32. Вероятиостта за Аурора-връзки във^функция
от часа на денонощието
грама (60 до 100° на ниво 0,5) и тясна вертикална диаграма с ъгъл
спрямо хоризонта 5 — 15°. Поляризацията на антените е без значение,
обаче и двете антени (приемната и предавателната) трябва да имат
еднаква поляризация, което е условие за успех, особено на по-висо-
ките честоти (145 мгхц и нагоре).
Предвиждането на добри условия за Аурора-връзки може да ста-
не, като се следи за т. нар. „внезапни йоносферни смущения". Ултра-
виолетовото и корпускулярного излъчване на слънцето не достигат
едновременно до земята, тъй като първото има скоростта на светли-
ната, а на второго са необходими 26 часа, за да измине въпросното
разстояние. Затова почти веднага след избухване върху Слънцето на
Земята настъпват йоносферни смущения и 26 часа по-късно се акти-
визира дейността на полярното сияние. Сведения за йоносферното съ-
43
стояние могат да се получават редовно, като се слушат емисиите на
WWV (виж приложение 3). Тази станция дава йоносферна информация
всеки час посредством серия от буквите N, U или W. Предаването на
серия от W означава предупреждение (Warning) за възможни йоно-
сферни и магнитни бури.
В България полярното сияние се наблюдава сравнително рядко.
Последните зарегистрирани наблюдения датират от току-що премина-
лия голям максимум на слънчевата деятелност 1957—1958 г. По това
време полярното сияние е било наблюдавано добре в Копривщица,
Софийско и другаде.
г.	Връзки посредством отражение от метеорни следи
В последните години възникна един нов и сыцо така много ори-
гинален метод за далечна връзка на УКВ — така наречената метеорна
радиовръзка. Тази връзка се базира на отражението на вълните от
йонизираните стълбове въздух, създаващи се при изгарянето наметео-
ритите в атмосферата.
До немного отдавна се смяташе, че междупланетното простран-
ство е съвсем пусто и може да се приеме за абсолютен вакуум.
Днес обаче ние знаем, че нашата слънчева система съдържа огромно
количество твърди частици и късове метеорно вещество, по-голямата
част от конто подобно на планетите се движат около Слънцето. Земното
кълбо,което обикаля околоСлънцето със скорост приблизителноЗО/си/сек,
непрекъснато среща голямо количество такива частици. Врязвайки се в
атмосферата с огромна скорост (12 до 72 км]сек), метеоритите се
загряват силно от триенето с въздуха, нажежават се и в повечето
случаи изгарят, преди да достигнат земната повърхност. Изгарянето
на метеоритите става на височина 80—120 км и създава ефекта на
„падаща звезда". Това явление се нарича метеор, което на гръцки
значи „витаещ във въздуха".
В ясна безлунна нощ с невъоръжено око могат да се наблюдават
от 2 до 20 метеора на час. Но това са фактически само метеорите,
създавани от най-едрите метеорити. В действителност в атмосферата
попадат много голямо количество по-дребни метеорити. Установено е,
че сумарната маса на метеорните частици, попадащи в атмосферата
за едно денонощие, е равна на около 1 тон. В първо приближение
може да се счита, че числото на метеорните частици, постъпващи за
единица време, е обратно пропорционално на тяхната маса:
ЧД-16)
където
п е броят на частиците;
т—масата на частиците;
к — константа, зависеща от часа на денонощието,. сезона,
географската ширина и др.
44
Таблица l-l
Брой на метеорите за едно деноиощие (")	Маса на частицата (О	Диаметър на частнцата (см)	Яркост на метеорите (звезднн велнчнни)	Забележка
10 100 1000 10000 100000 1 милион 10 милиона 100 милиона 1 билион 10 билиона	10000 1000 100 10 1 0,1 0,01 0,001 0,0001 0,00001	16 8 4 1,6 0,8 0,4 0,16 0,08 0,04 0,0016	-12,5 -10 -7,5 -5 -2,5 0 2,5 5 7,5 10	Частнци, конто достигат земята» предн да изгорят
				Частици, конто изгарят напълно в горните слоеве иа атмосферата Най-мйлки частици» ви- дими само с радар
Зависимостта (1-16) е илюстрирана на табл. 1-1, която показва как
се разпределят метеоритите, попадащи в земната атмосфера за едно
денонощие, съобразно тяхната маса и размери. Дадените в табл. 1-1
данни се отнасят за метеорните частици, конто проникват в атмосферата
от най-различни посоки и с най-различни скорости. Такива метеорни
частици се наричат спорадична. Създаваните от тях спорадична ме-
теора съществуват по всяко времё на денонощието и имат основно
значение за професионалните метеорни радиовръзки.
В определени периоди на годината числото на метеорите нараства
рязко и с невъоръжено око могат да се наблюдават По 50—100 метеора
на час. Това е указание, че земята е навлязла в метеорен поток. Има
много основания да се предполага, че метеорните потоци се намират
в пряка връзка с кометите и че те са фактически отломките, конто по-
метите оставят в орбита около Слънцето. За разлика от спорадичните
метеори всички метеорити на потока се движат успоредно, с една и
съща скорост и по една и съща орбита. Те навлизат в земната атмо-
сфера с паралелни траектории, но вследствие на ефекта перспектива
на наблюдателя се струва, че метеорите на потока се разпръсват в
различии посоки, изхождайки от една неподвижна точка на небето,
наречена радиант. Метеорните потоци са получили различии имена в
зависимост от това, на фона на кое съзвездие лежи техният радиант.
Така например големите потоци през месец август имат радиант в
съзвездието Персей и се наричат персеади, а тези през месец октом-
ври — в съзвездието Орион и носят името ориониди.
Причината за периодичного появяване на метеорните потоци е тази,
че орбитите на Земята и на метеорните потоци се пресичат в опреде-
лена точка, в която Земята се намира в определен момент от годината
(фиг. 1-33,а). В болшинството метеорни потоци метеоритите са разпре-
делени по дължината на орбитата доста равномерно, образувайки
елипсовиден пръстен(фиг. 1-33,6). Затова такива потоци възникват еже-
годно в периода, когато Земята пресича тяхната орбита, и се харак-
теризират с доста точна повторяемост на интензивността, скоростта и
45
часовото число на метеорите. Пример за подобии потоци са пересидите,
при пресичането на които Земята изминава около 100 милиона км през
метеорно вещество. В други потоци, като напр. леонидите, съществу-
ват участъци от пръетена, в които е налице по-голямо струпване- на
метеорита (фиг 1-33 в). При преминаването на Земята през такийа „сгъ-

Фиг. 1-33. Метеорни потоци
а) възннкване на периоднчните метеорни потоци ; 6) поток с рав-
номерно разпределение на метеорного вещество; в) поток съе
сгъстени участъци от метеорно вещество
стени участъци" числото на метеорите може да достигне до няколко
хиляди на час, предизвиквайки грандиозни спектакли от „звезден дъжд“*
За съжаление в резултат на гравитационния ефект на Сатурн и Юпи-
тер нотоците, които в миналото са предизвиквали големите звездни
дъждове, са изменили орбитите си и днес количеството на наблюда-
ваните метеори в такива потоци е съвсем малко — около 12 метеора
в час.
При проникването си в атмосферата метеоритите бързо се загря-
ват, разтапят се и атомите им се изпаряват. Тези атоми притежават
грамадна кинетична енергия, затова предизвикват интензивна Иониза-
ция на срещнатите въздушни атоми и молекули. В резултат на този
процес по пътя на метеорното тяло на височина 80—120 км възниква
цилиндричен стълб (шнур) от йонизиран въздух, който притежава спо-
собността да разсейва и отразява радиовълните. Степента на Иониза-
ция на стълба, а оттам и отражателната му способност зависят от
броя на свободните електрони, падащи се на единица дължина на сле-
дата, т. е. от линейната електронна плътност N. Метеорните следи
с линейна електронна плътност ЛА<1014 ел^м се наричат неуплътнени,.
Изследванията показват, че отражение на радиовълните от неуплътнени
следи се получава само в случайте, когато следата е перпендикулярна
на направлението приемник-предавател. За създаването на неуплът-
нени следи са необходими съвсем малки метеорни тела. Предполага
се, че метеорити с диаметър 0,15 мм са достатъчно големи за съз-
даване на подкритична йонизация. Земята среща за едно денонощие
около 100 билиона частици с този размер.
46
Отраженията от неуплътнени следи са с много малка продължи-
телност и за осъществяване на връзка чрез тях са необходими големи
мощности и антенн с голямо усилване. Затова те се използуват само
в професионалните метеорни радиолинии.
Таблица 1-2
							1 о	
	Наименование	Дата	Коордниатн на		Брон на	Я X	о X	Връзка
	на потока	на максимума	радианта		метеорите за час	2 8-^	«1 =	с кометата
		1			«0	Р°		о	MS <->	
X - о	Квадрантиди	3 януари	230	+52	35	39	1	
° ©	Лириди	21 април	270	+33	8	51	2	
I Е	?)*аквариди	6 май	338	+3	12	66	10	Халей
X	Писциди	7-13 май	26	+25	30	—			
О	О-цетиди	21 май	30	-3	20	37	10	
©	5-персеиди	3 юни	61,5	+24,4	40	28,8	15	
С	Ариетиди	8 юни	44,3	+22,6	60	37,6	20	
£	54-персеиди	25 юли	68	+33	50	—	—	
	(J-тауриди	2 юли	86,2	+ 18,7	30	31,5	10	
а	а-ориониди	12 юли	87	+ 11	50	—	—	
X	у-геминиди	12 юли	98	+21	60		—	
=4	Х-геминиди	12 юли	111	+15	32	—	—	
	у-аурнгиди	25 юли	87	+38	20	—	—	
	S-аквариди	28 юли	339	-И	10	50	15	1862 Ill
X	Персеиди	10-14 авг.	47	+58	50	61	20	
о	Джакобиниди	9 окт.	262	+54	20000 в 1933 г 1000 в 1946 г	20	1	Джакобини- Цинер
—	Ориониди	20-23 окт.	96	+ 15	15	68	10	Халей
X	Тауриди	3-10ноем.	55	+ 15	10	.27	30	Енке
©	Биелиди	14 ноем.	25	+45	5000 в 1872 г 10000 в 1885 г	22	5	Биела 1
	Леониди	16-17ноем	152	+22	12	72	5	1866 1
	Г еминиди	13-14 дек.	ИЗ	+32	60	35	5	
	Урсиди	22 дек	207	+77	13	38	(1)	
Когато линейната електронна плътност е по-голяма от 1014 ел!м,
метеорната следа се нарича преуплътнена. Такива следи се създават
от по-едрите метеорити, затова те не се образуват толкова често. Пре-
уплътнените следи се държат като метални рефлектори и при тях не
е съществено какво ще бъде направлението на следата по отноше-
ние на направлението приемник-предавател. Отразените сигнали от
такива следи са с достатъчно голяма интензивност, за да позволят
осъществяването на връзки в любителски условия.
Приема се, че средната дължина на йонизираните метеорни следи
възлиза на около 25 км, а началният радиус на стълба — няколко
сантиметра. Веднага след формирането започва бърз процес на разши-
рение на йонизирания стълб, обусловено от дифузията на частиците в
разредената атмосфера. Плътността на следата бързо намалява до
47
твърде ниска стойност и съвсем скоро следата губи рефлектиращата
си способност. Неуплътнените следи се разсейват относително бързо—
за време десети от секундата до няколко секунди. Преуплътнените
следи се запазват за по-дълго време — от няколко секунди до няколко
минути.
Късият живот на йонизираните следи определя и основната харак-
терна особеност на метеорните радиовръзки, която се състои в това,
че получаването на информацията от насрещната станция става на
§
S
--------- Месе ци
д
Фиг. 1-34. Условията за метеорни връзки във функ-
ция от часа на денонощието (а) и сезона (б)
1
части само в моментите,
когато възникват усло-
вия за отражение на
сигналите от преуплът-
нена метеориа следа. За
целта двете насрещни
станции предават и
приемат в непрекъсна-
то редуващи се интер-
вали от време, докато
разменят подлежащата
на обмяна информация1.
Пак с оглед осигурява-
нето на успеха на ме-
теорните радиовръзки
последните се насрочват
обикновено през перио-
дите, когато Земята пре-
сича някой от ежегод-
ните метеорни потоци
(виж табл. 1-2).
Обобщаването на ре-
зултатите от няколко-
годишната работа на ме-
теорните радиолинии по-
казва, че условията за
връзка се изменят в ши-
роки граници в зависи-
мост от сезона и часа
на денонощието. От
фиг. 1-34, а може да се види как числото на сигналите завися от часа
на денонощието. Кривата има ясно очертан максимум около 4 часа
сутринта и минимум — около 6 часа следобед. Изменението на сред-
ното часово число на сигналите в зависимост от сезона е дадено на
фиг. 1-34, б. Вижда се, че най-лошо „прохождение" за метеорните сиг-
наля има през пролетта, а най-добро — през месеците юли и август.
Летният максимум се обуславя от интензивните летни метеорни потоци.
1 Подробности около организацията и провеждането на любителски връзки посред-
ством отражение от метеорни следи могат да бъдат намерени в гл. VII.
48
В метеорните системи за връзка се използуват антени с умерен
коефициент на усилване (10—12 дб), тъй като при употреба на силно
насочени антени се намалява районът на „осветената" част от простран-
ството и броят на отраженията на метеорни следи намалява. Тъй като
метеорната йонизация се извършва на височината на f-слоя, оптимал-
ните разстояния за връзки посредством отражение от метеорни следи
лежат в границите от 1000 до 2000 км.
ГЛАВА ВТОРА
ЕЛЕМЕНТИ НА АПАРАТУРИТЕ ЗА УКВ
1.	Явления, свързани с повишаването на честотата
При преминаване в областта на метровите вълни някои ефекти,
които се пренебрегват за по-дълговълновите обхвати, тук добиват
решаващо значение за работата на апаратурата. Ако при конструира-
нето на един приемник или предавател за УКВ се изхожда само от
съображенията, валидни за късовълновите конструкциии, могат да се
получат нежелателни резулгати.
Качеството на работата на една апаратура за УКВ зависи до го-
ляма степей от правилното съчетание на електрическото и механичес-
кого й устройство.
а.	Дължина на вълната и геометрични размери на детайлите
За честоти, по-високи от 30 мгхц, дължината на една полувълна
става съизмерима с размерите на някои елементи от схемата. Така за
145 мгхц Х/2 е равна на 104 см, а за 435 мгхц тя се намалява до
36 см. Горните стойности се намаляват още повече, ако вълната се
разпространява в диелектрична среда.
За 435 мгхц съпротивлението от 1 вт има дължина около 1/20
от дължината на вълната, а лампата 6L6 е висока около 0,15 X.
В обхвата на тези честоти някои свързващи вериги могат да се
проявят като трептящи системи с разпределени параметри. По дължи-
ната на един дросел могат да се открият точки с много по-високо
напрежение, отколкото в „горегция“ му край. Самият дросел може да
престане да се държи като индуктивно съпротивление и да представ-
лява почти късо съединение за тази честота. Метално шаси с по-го-
леми размери вече не представлява електрически неутрална проводима
плоскост. По неговата повърхност могат да се намерят максимуми
на напрежение или на ток. Някои метални заграждения престават да
действуват екраниращо и се превръщат в резониращи кухини.
Горните и други трудности, свързани с повишението на работ-
ната честота, доведоха до създаването на детайли,. специално предназ-
начени за работа на УКВ. Характерно качество на тези детайли са
t УКВ техника
49
техните малки размери. Само чрез използуването на миниатюрни де-
тайли и миниатюризиране на самата конструкция, съчетано с правилно
разположение на частите и максимално скъсяване на съединителните
проводници (ако е невъзможно тяхното премахване), може да се по-
лучи желаният резултат от една УКВ апаратура.
б.	Загуби от излъчване
С увеличаване на честотата се увеличава и електромагнитната
енергия, излъчвана от всеки проводник, по който тече ток с висока
честота. Увеличеното излъчване от един детайл може да предизвика
нежелателно вкарване на вч енергия в съседния монтаж, а оттам и
поява на паразитни трептения. Освен това разсейването на вч енергия
чрез излъчване предизвиква намаление на използуваната от даденото
стъпало високочестотна мощност. За отстраняването на тези ефекти
в някои случаи се прилага грижливо екраниране на частите, намиращи
се под високочестотно напрежение.
При обикновените двупроводни фидерни линии с увеличение на
честотата се получава непълно взаимно компенсиране на електромаг-
нитните полета на двата проводника. В резултат на това загубите от
токове на излъчването и от вихрови токове стават по-големи. Този
ефект се проявява, когато разстоянието между двата проводника е
по-голямо от 0,01 X. При коаксиалните кабели загубите от излъчване
са почти напълно премахнати, понеже външният проводник действува
като екран, който пречи на излъчването на полето от вътрешния про-
водник.
в.	Повърхностен ефект (скин-ефект)
Колкото по-висока става честотата на тока, течащ през даден
проводник, толкова този ток прониква на по-малка дълбочина от
напречното сечение на проводника. Токът е най-силен по повърхността
на проводника. Това явление, известно като повърхностен ефект или
скин-ефект, действува неблагоприятно във веригите на УКВ. Вследствие
намаляване дълбочината на проникване съпротивлението на провод-
ника се увеличава за високата честота, поради което се увеличават
и загубите в топлина. За избягване на тези загуби във високочестот-
ните вериги се употребяват проводници с по-голям диаметър, обик-
новено от 1 до 3 мм. По този начин се намалява и индуктивността
на проводника, която е нежелателна при тези честоти.
В по-мощните стъпала на предавателите за бобини на трептя-
щите кръгове, а също и за свързващи проводници се използуват
тръби с различии диаметри. Тъй като във вътрешността на провод-
ниците не тече високочестотен ток, тръбата има за този ток същото
съпротивление, каквото има плътен проводник със същия диаметър.
За по-голямо намаление на съпротивлението се употребяват провод-
ници с посребрена повърхност, тъй като среброто има по-малко съпро-
тивление от медта. Когато има опасност от корозия, която превръща
50
повърхността на проводника в тънък слой от окиси с голямо съпро-
тивление, се прилага и позлатяване. Златото не се поддава на корозия
и има добра проводимост.
г.	Диелектрични загуби
Загубите на високочестотна енергия в изолаторите се увеличават
с повишаване на честотата и в обхвата на ултракъсите вълни диелек-
тричните качества на различните изолатори значително се влошават.
Употребата на материали като бакелит или гетинакс, конто за ниските
честоти имат отлични изолационни свойства, мож: да доведе до
чувствително намаление на мощността и к. п. д. навг устройство, в
което са употребени. Вследствие на нарастването на диелектричните
загуби в изолаторите тяхното съпротивление се намалява. Чувствителни
загуби на вч енергия се получават в цоклите на по-старите типове
радиолампи. В модерните лампи, при конто крачетата са запоени на-
право към дъното на стъкления балон, тези загуби са много по-малки.
В двупроводните фидерни линии с пластмасова изолация и в коакси-
алните кабели се забелязва затихване на вч енергия по дължината им
вследствие поглъщане на енергията от диелектрика. Коаксиалните
кабели имат значително по-малко затихване от двупроводните линии,
тъй като при тях са отстранени загубите при излъчване и поглъщане
от околните предмета.
Като най-добър изолатор' на УКВ може да се смята въздухът.
Желателно е да се ограничава до минимум употребата на твърди изо-
латори, особено в места, където високочестотните потенциални разлики
са твърде големи. От твърдите изолатори за УКВ могат да се изпол-
зуват някои специални видове керамика (стеатит, калит и др.), добро-
качествена слюда, микалекс и пластмасите полистирол, полиетилен и
тефлон.
Диелектричните загуби в даден изолатор на определена честота
се оценяват с ъгъла на загубите 5 или с неговия тангенс — tgS. Колко-
то по-малък tgS има един диелектрик за дадена честота, толкова по-малки
са загубите на вч енергия в него. Стойностите на tgo за различии
изолационни материали при честота 100 мгхц са дадени в табл. 2-1.
Таблица 2-1
Материал	|	tg5	Материал	tga
Бакелит	1 10,005-0,08	найлон	0,02
Керамика	10,001—0,003	полиетилен	0,0002
Стъкло	0,001—0,003	полистирен	0,0001
Плексиглас^,007		тефлон	0,0002
д.	Шумове на елементите от схемата (вътрешни шумове)
Стойността на шумовите напрежения, създавани от елементите на
електрическите вериги, не зависи от честотата, на която работи апа-
ратурата. Но именно в обхвата на метровите и по-късите от тях вълни
51
тази стойност става важен фактор, който определи чувствителността
на приемника. При по-ниските честоти вътрешните шумове на прием-
ного устройство са „маскирани" от високото ниво на външните
шумове (смущения), внесени чрез антената във входа на приемника.
Източници на външни смущения могат да бъдат атмосферните елек-
трически разряди, електромагнитните излъчвания на слънцето и някои
звезди и различии по характер и интензитет индустриални излъчватели.
С увеличението на честотата нивото на външните шумове се нама-
лява значително и за честоти около 100 мгхц то е вече съвсем ниско.
В областта на тези честоти полезният (приеманият) сигнал трябва да
доминира главно над вътрешните шумове на приемника. Ясно е, че
колкото по-ниско е нивото на вътрешните шумове, толкова по-слаб
^игнал ще бъде необходим на входа на приемника за осигуряването
на нормално приемане.
Източник на шумови напрежения в приемника са проводнициге,
съпротивленията и електронните лампи.
Появата на шумови напрежения в проводниците, а също и в съпро-
тивленията се дължи на топлинното движение на молекулите. Във
всяка материална среда молекулите са винаги в хаотично движение,
причинено от топлината, и само при температура на абсолютната
нула (-273°) тези движения се преустановяват. При повишение на тем-
пературата на средата движенията на молекулите се увеличават. Хао-
тичните движения на молекулите в проводимите материали предизвик-
ват изменения в моментного положение на електроните и тези елек-
тронни флуктуации съответствуват на слаби електрически токове в
проводника. Колкото съпротивлението на проводника е по-голямо,
толкова по-големи са шумовите напрежения, предизвикани от тока на
електронната флуктуация. Шумовите напрежения имат много широк
честотен обхват, но само тази част от тях, която се пропуска от че-
стотната лента на приемника, ще създаде шумов сигнал на неговия
изход. Действуващата стойност на шумового напрежение, произвеж-
дано от дадено съпротивление, се дава от формулата:
]/4kTbfR,	(2-1)
където
^е 1,38.10'23 е константата на Болцман;
Т—абсолютната температура в градуси Келвин;
(Келвин)	(и,елзий)~\~‘£73 ),
А/—ширината на пропусканата честотна лента на приемника
в хцх-,
R— съпротивлението на проводника в ом;
— шумовото напрежение във в.
За стайна температура (17°С или 290°К) важи следната удобна '
за изчисление формула:
= 0,125	(2-2)
където Um е в мкв, R — в ком, а А/— в кхц.
1 Под ширина на пропусканата честотна 'лента на приемника се разбира честотната
лента, ограничена между две точки от резонансната крива, за конто напрежението върху
кръга е 0,7 от максималното или мощността е 0,5 от максималната.
52
Трябва да се има предвид, че шумови напрежения се появяват
само в активните съпротивления. Реактивните съпротивления „не шу-
мят". Например една бобина „генерира" шум, съответствуващ само на
активного съпротивление на проводника R, но не и на индуктивното
съпротивление на бобината XL = 2nfL. Трептящият кръг за честотата
на собствения резонанс представлява едно чисто активно съпротивление.
Неговото шумово напрежение съответствува на резонансното му съпро-
тивление и може да бъде изчислено по същата формула, като за стой-
ността на съпротивлението R се постави стойността на резонансното
съпротивление — /?рез:
(2-3)
2.	Детайли за УКВ апаратури
а.	Съпротивления
Във веригите на апаратурите за УКВ се използуват безжични
съпротивления от различии типове. Съпротивленията, навити от съпро-
тивителна жица, не се използуват, защото имат голяма собствена
индуктивност и техният импеданс зависи от честотата, като чувстви-
телно се различава по стойност от активното съпротивление. Обик-
новените съпротивления, получени чрез наслояване на съпротивителен
материал върху керамична тръбичка, също показват намаление на
стойността си при повишаване на честотата. Това се дължи i а капа-
цитета между изводите на съпротивлението. Колкото по-голям а е
мощността (следователно и размерите) на едно съпротивление, тол-
кова по-чувствително е намалението на стойността му при повишаване
на честотата. Процентното намаляване на стойността на съпротивле-
нието зависи и от неговата номинална стойност. Например съпротив-
ление с мощност 0,5 вт и стойност 1 ком почти не променя стой-
ността си до около 100 мгхц, докато съпротивление от 1 мгом със
същата мощност има за тази честота стойност, равна на 7% от
номиналната. Според горните съображения най-подходящи за монтаж
на УКВ апаратури са съпротивленията от типа МЛТ и ВС. Те имат
съвсем малка индуктивност и капацитет от порядъка на 0,5 пф.
Освен топлинния шум, присъщ на всички проводими материали,
безжичните съпротивления генерират допълнителен, тъй наречен кон-
тактен шум. Той се дължи на непостоянния контакт между отдел-
яйте частици на съпротивителния слой. При протичане на ток през
съпротивлението контактните флуктуации предизвикват случайни треп-
тения на тока, които от своя страна довеждат до появяване на шх -
мово напрежение. Шумовите напрежения на съпротивленията се оце-
няват в микроволти на всеки волт приложено напрежение (мкв в).
Особено големи са шумовете на съпротивленията, приготвени от
съпротивителни смеси. Затова в усилватели с ниско ниво на собстве-
ните шумове трябва да се употребяват само въглеродни (например
ВС и УЛМ) или метализирани (МЛТ, МЛП) съпротивления.
53
б.	Кондензатори
Г LK
°----------L I--------'ТЯЯПЯЯГ'---о
Фиг. 2-1. Еквивалентна схема на
реален кондензатор
В ултракъсовълновите конструкции се употребяват различии типове
постоянни и променливи кондензатори.
Постоянните кондензатори се използуват за елементи на някои
фиксирани трептящи кръгове (напр. междинночестотни кръгове), за
тремокомпенсиращи капацитети в някои автогенератори, а в извест'ни слу-
чаи и като спрягащи кондензатори. Постоянните кондензатори имат
особено широко приложение като бло-
киращи капацитети за различните вч
вериги и в различии филтрови групи.
Всеки кондензатор представлява
верига със серией резонанс, чиято екви-
валентна схема е показана на фиг. 2-1,
където Ск е капацитетът на конденза-
тора, г — съпротивлението, съответст-
вуващо на диелектричните загуби, и
LK — собствената индуктивност на кондензатора. Собствената индук-
тивност е фактор от особена важност за всеки кондензатор. От
нейната стойност зависи честотата на собствения сериен резонанс
fpe3
а
Фиг. 2-2. Зависимост на резонансната честота на конден-
затора от дължината на неговите изводи и собствения му
капацитет: а) за слюдени кондензатори (тип КСО); б) за
тръбни керамични кондензатори (тип КТК)
на кондензатора. Тя се определя от размерите на кондензатора,
неговата конструкция и дължината на изводите му. Колкото тя е
по-малка, толкова по-висока е честотата на серийния резонанс на кон-
54
дензатора. Използуването на кондензатора е допустимо само за че-
стоти, по-ниски от собствената му резонансна честота. От различните
промишлени типове постоянни кондензатори за УКВ могат да се из-
ползуват никои керамични и
мери и къси изводи (до 1 см).
На фиг. 2-2, а е дадена зависи-
мостта на резонансната честота от
дължината на изводите и от капа-
цитета за слюдени кондензатори,
пресовани в пластмаса, тип КСО.
На фиг. 2-2, б е дадена същата
зависимост за обикновени тръбни
керамични кондензатори, тип КТК.
За честоти до 170 мгхц са мно-
го подходящи дисковите кера-
мични кондензатори с максимал-
но скъсени изводи и капацитет
до 1000 пф. Конструкцията на
два вида такива кондензатори се
бата
За
слюдени кондензатори с малки раз-
Фиг. 2-3. Дискови^кондензатори
а) тип КДК—1 и КДК—2 : I — керамичен диск ,
2 — сребърни слоеве ; 3 — изводи, б) тип КДК—3
вижда от фиг. 2-3, а и б. Употре-
на книжни кондензатори е недопустима.
по-високи честоти се използуват специални видове конденза-
тори—за блокировка и за филграция—в захранващите вериги. Устрой-
ство™ на един прост блокиращ кондензатор, който може да се изра-
боти саморъчно, е показано на фиг. 2-4, а. Капацитетът се образува
между метална пластинка (за предпочитане посребрена)^и шасито.
т
Фиг. 2-4. Кондензатори за УКВ
а) слюден блокиращ кондензатор • 1 — слюдена пластника , 2 — метална пластинка ; 3 — винтове с
изолирашци шайби ; 4 — извод ; 5 — шаси. б) блокиращ кондензатор със специална конструкция
1 — керамичен диск • 2 — сребърни слоеве; 3 — извод ; 4 — металиа втулка ; 5 — шасн. в) проходен
кондензатор : 1 — керамична тръбичка I 2 — сребърен слои , 3 — вътрешен проводник , 4 — метална
втулка
Дебелината на изолиращата слюдена пластинка е 0,1— 0,15 мм. Такъв
кондензатор работи добре до 1500—2000 мгхц. За повърхност на ме-
талната пластинка от няколко квадратни сантиметра капацитетът е от
порядъка на 100 - 200 пф.
Съществуват и по-сложни стандартни блокировъчни кондензатори
за повишени честоти. Те се състоят от керамичен диск, върху двете
плоскости на който се нанасят сребърни слоеве. Двата сребърни слоя
55
представляват двете плочи на кондензатора. Дискът се закрепва вър-
ху челната плоскост на една метална втулка, която има резба по вън-
шната си повърхност. С една гайка втулката се затяга отгоре на ша-
сито. Тъй като челната плоскост на втулката има добър контакт със
сребърния слой, едната плоча на кондензатора се оказва сигурно зазе-
мена. Такъв кондензатор има капацитет 50—100 пф и се използува до
1500 мгхц (фиг. 2-4, б).
За филтриране на захранващата верига се упогребяват тъй наре-
чените проходни (.bypass) кондензатори. На фиг. 2-4, в е показан един
керамичен пррходен кондензагор. Вътре в керамичната тръбичка е
прока ран дебел проводник. На външната повърхност на тръбич-
ката е нанесен метален слой, съединен с втулката, която крепи
към шасито цялата конструкция. Капацитетът се образува между
повърхността на проводника и металния слой на тръбичката. При
преминаване на захранващата верига през вътрешния проводник
попадналите в нея високочестотни токове се отвеждат в шасито.
Такива кондензатори се използуват до около 2000 мгхц Проход ни-
те кондензатори могат да бъдат употребени и като блокиращи.
В таблица 2-2 са дадени ориентировъчно честотите, до които мо-
гат да се използуват различии видове кондензатори.
Таблица 2-2
Вид на кондензатора
*максС*гх<<)
Слюден или керамичен със специална
конструкция
Миниатюрен слюден (КСО-1, КСО-2,
СОМ-1, СОМ-2, СОМ-3)
Дисков керамичен (КДК-1, КДК-2)
Дисков керамичен (КДК’З)
Къси керамични тръбни конденза-
тори (КТК-1-КТК-2)
Дълги керамичии тръбни конденза-
тори (КТК-З-КТК-5)
2000
200—300
150—200
2000
200—300
70—100
Променливите кондензатори, използувани за УКВ, трябва да бъдат
с малки размери и малък начален капацитет. Добре е пластинките да
бъдат посребрени. Предпочитат се кондензатори с лят ротор или пре-
стърган с цяло парче метал, тъй като те са по-стабилни. Променливите
кондензатори трябва да бъдат с въздушен диелектрик. Могат да се
използуват и полупроменливи керамични кондензатори (квечове). Раз-
личните променливи кондензатори с твърд диелектрик (хартия, гети-
накс и др.) не бива да се употребяват.
Особено важен е начинът на свързване на ротора с детайлите
на схемата. Кондензатори, на които роторът е изведен чрез спирална
пружинка, не трябва да се използуват, тъй като спиралата има голяма
индуктивност. Кондензатори с добър триещ се контакт на ротора ра-
ботят добре до около 70 мгхц. За по-високи честоти се употребяват
кондензатори с два статора. Начинът на свързване на такива конден-
затори се вижда от фиг. 2-5, а. Ясно е, че при това свързване високо-
56
честотният ток ще тече през капацитетите статор—ротор—статор, а не
през извода на ротора. На фигура 2-6, а е показана конструкцията на
един такъв кондензатор с разделен статор тип „Бътерфлай". Един
двоен кондензатор, който иначе е подходящ за УКВ, но има триещи
може да бъде използуван за по-високи честоти,
ако се свърже по показания на фиг. 2-5, б
начин. Необходимо е обаче двата ротора
да са монтирани на обща метална ос та-
ка, че галваничната връзка между тях да
се осъществява чрез оста, а не през три-
се изводи на роторите,
VvW
~1
Фиг. 2-5. Свързване на конден-
затори без триещ се контакт
а) кондензатор с разделен статор .
1 — ротор 2 — статоры, б) обикновен
двоен кондензатор 7 — статоры ,
2 — роторы
Фиг. 2-6. Конструкции на кон,
дензатори без триещ се контакт
а) кондензатор с разделен статор •
1 — ротор , 2 — статоры, б) конлек-
затор с днелектрически ротор • 7—ро-
тор , 2 — статоры
ещите се контакти. -Кондензаторите с разделен статор имат недоста-
тъка, че при тях максималният ъгъл на завъртване е 90°, докато при
обикновените кондензатори той е 180°. Твърде подходящ за УКВ е
и кондензаторът с диелектричен ротор (фиг. 2-6, б). Между пласти-
ните на един плосък въздушен кондензатор се вмъква диелектрична
шайба (ротор). Чрез нея се измени диелектричната константа на сре-
дата между двете пластинки, а оттам и капацитетът на кондензатора.
Такъв настройващ кондензатор е употребен в съветския превключва-
тел на телевизионните канали ПТК.
Ако роторът на кондензатора не се заземява непосредствено в
схемата, необходимо е копчето за настройка да бъде свързано с ро-
57
тора посредством диелектрична ос от радиопорцелан, полистирол
плексиглас или гетинакс.
в.	Бобини
С увеличаване на честотата стойностите на капацитета и индук-
тивността в трептящия кръг се намаляват. Бобините на трептящия
кръг за УКВ се състоят само от една или от няколко навивки. За
честоти до 70 — 80 мгхц те се навиват върху тяло от високочестотен
изолационен материал (радиокерамика, полистирол) или се правят без
тяло—въздушни. За по-високи честоти се използуват само въздушни
бобини.
Ако бобината се използува в кръг на автогенератор, трябва да се
обърне еериозно внимание на нейната
Фиг. 2-7. Определяне на индуктивиостта
на навивка от кръгъл меден проводник
о) форма на навирката; б) диаграма за определяне на
нейната индуктивност
стабилност. Висока стабилност
притежават бобините, приготве-
ни чрез наслояване на метал
върху керамично тяло. Боби-
на с повишена стабилност ме-
же да се направи, като се на-
вие на керамично тяло силно
обтегнат меден, проводник, на-
грят до 80—110°С. Ако бобина-
та е въздушна, тя трябва да
бъде навита от дебел (2—3 мм)
проводник и солидно закрепена.
За усилвателни стъпала тя мо-
же да бъде със студена на-
мотка или за по-високи често-
ти—въздушна. Желателно е да
се употребява посребрен меден
проводник с диаметър 1—3 мм.
Ако бобината се постави в
екран, нейната индуктивност и
качественидт й фактор чувстви-
телно се намаляват. За да ока-
зва малко влияние върху нейни-
те параметри, екранът трябва
да има диаметър поне 2 пъти
по-голям от диаметъра на бо-
бината. При неекранирани бо-
бини за намаляване на загуби-
те от поглъщане е желателно
бобината да е отдалеченаотблиз-
ките детайли на разстояние
един диаметър.
Собственият междувитков ка-
пацитет влиза в паразитния капацитет на трептящия кръг и може
да ограничи резонансната му честота. За намаление на собствения им
капацитет бобините се навиват с голяма стъпка.
58
Индуктивността на единична навивка от кръгъл меден проводник
(фиг. 2-7, а) се изчислява по формулата:
L' = 0,00628 D (2,31 1g ~ - 2 ) в мкхн.
където D е диаметърът на навивката в см‘,
d — диаметърът на проводника в см.
Индуктивността на такава навивка може да се определи прибли-
зително и от графика на фиг. 2-7, б. Ако навивката е свита от медиа
лента, чиято ширина е много по-голяма от дебелината й, нейната ин-
дуктивност е:
И = 0,00628 (2,31 1g4"-0,5), в мкхн,	(2-5)
където
D е диаметърът на навивката в см;
b — ширината на лентата в см.
Индуктивността на бобина, състояща се от няколко навивки,
може да се изчисли, ако е известна индуктивността на една навивка.
Така например.
За две навивки — L=2(L'+M^	(2-6)
За три навивки — L=3L'+4A1i+2M,	(2-7)
За четири навивки — Л=4Л'+6А11-|--4Л4_,+2Л1з,	(2-8)
където
L' е индуктивността на една навивка, изчислена по дадените по-горе формули,
в мккн;
Afj — взаимоиндуктивността между двете съседни навивки в мкхн;
И_. — взаимоиндуктивността между първата и третата навивка в мкхн;
М3 — взаимоиндуктивността между първата и четвъртата навивка в мкхн;
Стойностите на Mv М>, М3 се определят по формулата :
.,	44q D	zoo
М(3,>,3)-- 2000’	(2-.
Коефициеитът на взаимоиндукция 7И0 се определи от таблица 2-3 с помощта на
спомагателния параметър
D е диаметърът на бобината в см.
h. — разстоянието между съответните навивки (първа и втора, първа и трета и
1. н) в см. За две съседни навивки h е равно на стъпката.
Таблица 2-3
	м0		м„		ма
р	1	(мхн)	р	(мкхн)	р	(мххн)
1,0	0,2	0,4	6,0	0,07	16,0
0,9	0,5	0,3	9,0	0,06	28,0
0,8	1,0	0,2	13,5	0,05	30,0
0,7	1,8 I	0,1	21,5	0,04	32,5
0,6	2,4	;	0,09	23	0,03	36,0
0,5	5,0	1	0,08	24	0,02	42,0
59
За бобини с повече от 5 навивки важат популярните формули за начисление на
индуктивността. Ако а е радиусът на бобината, b — дължината на намотката и w —
броят на навивките (фиг. 2-8), то:
	a2 ш2	.
А—	——	х—- за b > а и
	23а + 2ЬЬ
(2-11>
a2 w2
20% 286
Размерите се вземат в сантиметри, а индуктивността се получава в микрохенри.
Ако са известии другите данни, броят иа навивките се изчислява по формулите :
V Д23%256)	.	,о .
w =	2-------' за и	(2-13)
а
-	за Ь<а
а
(2-14)
За донастройка на бобината в маломощните стъпала се употребя-
ват немагнитни сърцевини
Фиг. 2-8. Към определянето на
индуктивността на цилиндрична
бобина
от метал с добра проводймост, най-често
от алуминий или мед, понякога посребре-
ни. При вкарване на сърцевината в боби-
ната вследствие на размагнитващото дей
ствие на породените в сърцевината токо-
ве индуктивността на бобината се нама-
лява.
Намалението на индуктивността е от
порядъка на 10—15о/о. Немагнитната сър-
цевина влошава качествения фактор на
бобината. Ако диаме-
търът на сърцевина-
та е близък до въ-
трешния диаметър на
бобината, качестве-
ният фактор може да
се намали с 50—60%.
По-рядко се упо-
требяват Магнитки
сърцевини, понеже те
внасят нестабилност
в индуктивността на
бобините. Има.сърце-
вини от ферит, конто
могат да работят на
честота до 150 мгхц.
Широко се прак-
тикува настройката с
помощта на метал-
но флагче, което се
Фиг. 2-9. Настройка на бобина с помощта на мета..но
флагче
а) вмъквашо се между навивките ; 6) движете се непосредствеьо до
бобината
60
вмъква между навивките на бобината (фиг. 2-9, а), или се движи
непосредствено до нея (фиг. 2-9, б). Както металните сърцевини,
така и флагчето действуват размагнитващо и променят индуктивно-
стта на бобината.
Високочестотни дросели
Високочестотните дросели се употребяват за филтриране на за-
хранващите вериги от смущавапЙ! напрежения и за отстраняване на
шунтиращо действие на някои вериги. Обикновено те се правят както
еднослойните цилиндрични бобинки — с малък диаметър (3—10 мм). В
някои случаи за отслабване на паразитното влияние на други елек-
тромагнитни полета дроселите се монтират в метални екрани.
Грубо казано, всеки дросел представлява паралелно свързани ин-
дуктивността на бобината и паразитния капацитет, образуван между
навивките. За честоти, по-високи от резонансната честота .на този па-
ралелен трептящ кръг, съпротивлението на дросела намалява и той не
може да осигурява добро филтриране. Ясно е, че малкият собствен
капацитет е условие от първостепенна важност за правилното функ-
циониране на даден дросел. За намаляване на този капацитет дросе-
лите се навиват с определено разстояние (стъпка) между навивките.
Стъпката може да бъде постоянна, ако
разстоянието между навивките остава по-
стоянно (фиг. 2-10, а), и прогресивна, ако
това разстояние се увеличава (фиг. 2-10,6).
Обикновено за направа на дросели се упр-
требява проводник с лакова или памучна
изолация. Диаметърът на проводника за-
виси от силата на тока, който протича
през него. За основи се използуват най-
често керамични пръчки от съпротивле-
ния с мощност 0,5 или 1 вт, като се пре-
-W/////7/H- ‘
Фиг. 2-10. Навиване на вч
дросели
а) с постоянна стъпка между навивки-
те ; 6) с прогресивна стъпка
махва графитният слой. Дължината на про-
водника, от който е навит дроселът. не трябва да превишава 1/4 X.
3.	Трептящи кръгове за УКВ
Параметрите на обикновения трептящ кръг за висока честота са
съсредоточени в два отделяй елемента: индуктивността на бобината
и капацитета на кондензатора. Кръговете със съсредоточени пара-
метри в обхвата на УКВ имат някои недостатъци, поради което за
по-високите честоти се употребяват кръгове с разпределени параметри—
отрязъци от дълги линии. Освен тях се използуват и кръгове от пре-
ходен тип със съсредоточен капацитет и разпределена индуктивност.
В обхвата на сантиметровите вълни се употребяват различии видове
обёмни резонатори.
61
а.	Кръгове със съсредоточени параметри
Честотата на кръга в мгхц, индуктивността на бобината в мкхн
и капацитетът на кондензатора в пф са свързани чрез формулите;
,	160 т 25300 п 25300.	,п ,
J= L = n~r- и с= и ;	(2-15)
У LC Г С	Г1 L	'	'
От формулите се вижда, че резонансната честота на кръга зависи
от произведението LC. Увеличението на честотата изисква намаление
на стойностите на капацитета и индуктивността. За двуметровия лю-
бителски банд стойността на капацитета е от порядъка на 10—15 пф,
а индуктивността 0,1 мкхн. В капацитета на трептящия кръг се
включва и паразитният капацитет на схемата, който се състои от мон-
тажния капацитет, междуелектродните капацитети на лампите, вклю-
чени към кръга, и собствения капацитет на бобината. Ясно е, че на-
маляването на капацитета в кръга е ограничено от паразитния капа-
цитет, който не се поддава на изменение, и по-нататък увеличението
на честотата може да се постигне само с намаляване на индуктивността
Качественият фактор и резонансното съпротивление на кръга зави-
сят от отношението на индуктивността към капацитета • С на-
малението на индуктивността това отношение също се намалява.
Вследствие на това в областта на УКВ трептящите кръгове със със-
редоточени параметри имат малко резонансно съпротивление — не
повече от няколко ком. Малкото резонансно съпротивление не позво-
лява силно свързване на кръга с антената на предавателя, следова-
телно излъчената мощност се намалява. Коефициентът на усилване на
високочестотните стъпала при ниски стойности на резонансното съпро-
тивление на кръга е малък. Затруднява се и самовъзбуждането на
автогенераторите.
Трептящите кръгове със съсредоточени параметри имат ниска
стабилност. Това се дължи на малката стойност на кръговия капаци-
тет, значителна част от която се пада на нестабилните лампови и мон-
тажни капацитети. Малките изменения на тези капацитети предизвик-
ват големи относителни промени на общия капацитет и чувствителна
разстройка на кръга.
Поради горните недостатъци трептящите кръгове със съсредото-
чени параметри се използуват в радиоприемниците за честоти до 400
мгхц, а в маломощните предаватели (под 10 вт} — до 150—200 мгхц.
За по-големи мощности и по-високи честоти са подходящи резонанс-
ните линии.
За настройка на кръговете се употребяват кондензатори с раз-
делена статори („Бътерфлай"). В маломощните стъпала на предавате-
лите и в приемниците настройката може да става и с помощта на ме-
тални сърцевини или флагчета. Използуват се също и въздушни три-
мери тип „филипс". Поради ниските си качествени фактори трептящите
кръгове на УКВ пропускат честотна лента от порядъка на няколко
62
мгхц. Тъй като любителските бандове са достатъчно тесни, често кръ-
говете се настройват на средата на банда и в процеса на експлоата-
ция на апаратурата не се пренастройват.
б.	Резонансни линии
Резонансната линия представлява отрязък от дълга линия, който
има дължина, съставляваща определена дробна част от дължината на
вълната. Свойствата на дългите линии (двупроводни и коаксиални) са
разгледани в глава пета.
Установено, е че отрязък с дължина л, който в единия си край
е затворен накъсо, има свойствата на паралелен трептящ кръг, т. е-
показва паралелен резонанс за дадената вълна. Ако отрязъкът е цълъг
1 3
2 А, той се проявява като сериен кръг и резонансното му съпротивле-
ние клони към нула. При линии, конто са отворени на края, редът на
резонансите е обратен—за имаме серией, а за2 А — паралелен резонанс.
Резонансните линии притежават висок качествен фактор и голямо
резонансно съпротивление. Освен това те се отличават с голяма ме-
ханична стабилност. Тези качества ги правят много удобни за изпол-
зуване като трептящи кръгове в обхвата на метровите и децимет-
ровите вълни.
Най-широка употреба имат четвъртвълновите затворени накъсо
линии (фиг. 2-11, а и. б). Ако дължината на такава линия е по-малка
1 ,
от  л, неиното съпротивление има индуктивен характер, т. е. тя е
еквивалентна на индуктивност.
Когато паралелно на тази индук-
тивност се включи капацитет
(например междуелектродният
капацитет на включената към ли- °
нията лампа) с реактивно съпро-
тивление, равно по стойност на
индуктивното съпротивление на
линията, в системата настъпва
паралелен резонанс. Ясно е, че
включването на капацитет към
входа на линията намалява дъл-
жината й, като резонансът на-
стъпва за дължини, по-малки от
л. В този случай качестве-
Фиг. 2-11. Четвъртвълнови резонансни линии
а) коаксиална , б) двупроводна
ният фактор и резонансното
съпротивление на трептящия кръг са по-ниски. При включване на
променлив кондензатор към линията тя може да се настройва в резо-
нанс за различии дължини на вълната.
63
Стойността на скъсяващия капацитет С или дължината на скъсе-
ната линия I може да се изчисли по формулата:
f cts[360']-	(2-16)
където
С е капацитетът на скъсяващия кондензатор в пф;
А — дължината на вълната в слс;
W — вълновото съпротивление на линията в ом-,
I — дължината на линията в см.
По-бързото определяне на тези величини може да стане от гра-
фика на фиг. 2-12, който дава зависимостта на дължината на линията
от дължината на вълната и от произведението на вълновото съпро-
тивление по капацитета.
Фиг. 2-12. Диаграма за определяне на
дължината на четвъртвълнова затворена
линия в зависимост от стойността иа скъ-
сяващия капацитет и вълновото съпротив-
ление
Фиг. 2-13. Настройка на
четвъртвълнова затворена ли-
ния с променлив кондензатор
а) двупроводна линия ; б) коа-
ксиална линия
Фиг. 2-14. Настройка на двупроводна
линия с плъзгащ се мост
1 — мост , 2 — пружинив контакта
Настройката на линията в резонанс за дадена честота се извършва
или с помощта на променлив кондензатор, или чрез промяна на ней-
ната дължина, като мостът, който я затваря накъсо, се придвижва по
нея. Настройката с кондензатор (фиг. 2-13, а и б), макар и да пред-
извиква известно снижение на резонансного съпротивление, се прак-
G4
тикува широко в любителските конструкции. Кондензаторът трябва да
бъде обезателно без триещ се контакт—с разделени статори. Настрой-
ката с плъзгащ се по линията мост се осъществява с помощта на
пружиниращи контакти, закрепени на моста (фиг. 2-14). При коаксиални
линии вместо мост се употребява бутало, снабдено с пружинни кон-
такти (фиг. 2-15). Наличието на триещ се контакт предизвиква пони-
жение и нестабилност на резонансното съпротивление. В промишле-
Фиг. 2-15. Настройка на коаксиална линия с метално бутало
/ — бутало ; 2 — пружннни контакти
Към слеабащото
стъпало
а
Фиг. 2-16. Свързване на двупроводната ли-
ния със следващото стъпало
а) индуктивна връзка с проводникова рамка ; б) свър-
зване в точки с подходяще напрежение
ните апаратури се употребяват плъзгачи със специална сложна кон-
струкция, които отстраняват горния недостатък.
Най-малки загуби имат линиите от меден проводник с гладка (по-
лирана) повърхност. Често се практикува и посребряване на проводни-
ците, особено на коаксиалните
линии.
Връзката с антената или с
някое стъпало при двупровод
ните линии се осъществява с
помощта на проводникова рам-
ка, поставена в магнитното поле
на линията (фиг. 2-16, а). Друг
начин за връзка е присъединя-
ването на антената (стъпалото)
направо към линията в точки с
подходяще напрежение, като за
прекъсване на веригата за по-
стоянния ток се поставят раз-
делителни кондензатори (фиг.
2-16, б). При коаксиалните ли-
нии връзката се осъществява
обикновено с коаксиален кабел,
който прониква вътре в цилиндъра на линията, а жилото му се извива във
вид на единична навивка (фиг. 2-17, а). Магнитното поле в линията въз-
бужда в тази навивка вч ток, който се отвежда от кабела. Употребява
се и капацитивна връзка, като на жилото на кабела се закрепва ме-
тална пластинка, представляваща плоча на кондензатор (фиг. 2-17, б).
Към следбащото
стъполо
6
5 УКВ техника
65
в. Кръгове от преходен тип
Кръгове от този тип се употребяват в обхвата на метровите и
дециметровите вълни до около 2000 мгхц. Състоят се от съсредото-
чен капацитет и индуктивност, разпределена по елементите на кръга.
Едновременното изменение на индуктивността и капацитета при тези
кръгове позволява покриването на мно-
го широк честотен обхват.
Кръговете от преходен тип се де-
лят на контактни и безконтактни. На
фигура 2-18 е показана конструкцията
на един контактен кръг. На статора
Фиг. 2-17. Връзка с коаксиална линия
а) индуктивна връзка : 1 — навивка за връз-
ка ; i? — коаксиален кабел. б) капацитнвна
връзка : 1 •— метална плочка ; 2 —- коаксиален
кабел
Фиг. 2-18. Трептящ кръг от лрехо-
ден тип с плъзгащ се контакт
1 — метална дъга ; 2 — статор ; 3 — ротоо
4 — плъзгащ се контакт
на променливия кондензатор е закрепена метална дъга, която из-
пълнява ролята на кръгова индуктивност. На ротора е монтиран
пружиниращ контакт, който се плъзга по металната дъга. Когато
роторните пластини излизат от статорния пакет, плъзгачът включва по-
мадка част от индуктивността. Важен недостатък на контактните
кръгове е наличието на триещ се контакт, вследствие на което те имат
немного• високо и твърде непостоянно резонансно съпротивление.
Безконтактните кръгове от преходен тип се състоят от две групи
статорни пластини, свързани с метална дъга. Между тях се движи ро-
торът, който изпълнява и ролята на немагнитна сърцевина. Съсредо-
точеният капацитет представлява променлив кондензатор с разделен
статор. Когато роторът излиза извън статорните пластинки, през него
се затваря част от магнитното поле на индуктивността. Вследствие на
размагнитващото действие на създадените в него токове индуктивност-
та на кръга се намалява. На фиг. 2-19, а и б се виждат два кръга
от този вид — несиметричен и симетричен.
66
Кръговете от преходен тип се отличават с малките си размери.
За максималните честоти от 300—1000 мгхц външният им диаметър
се избира от 15—5 см. В любителската
твърде рядко, тъй като имат сложна кон-
струкция, а най-важното им преимущест-
во — покриването на широк честотен
обхват, е без значение при тесните люби-
телски обхвати.
4. Лампи за УКВ
а. Особености на работата на лампите
в обхвата на УКВ
В началото на настоящата глава бе
изтъкнато, че при повишаване на често-
тата в работата на апаратурата се намес-
ват редица фактори, чието влияние може
да се пренебрегне в областта на по-нис-
ките честоти. Същото може да се каже и
за радиолампите. В резултат от действие-
то на подобии фактори обикновените лам-
пи се оказват съвсем неподходящи за
усилване и генериране на честоти от УКВ
обхват.
Когато работната честота превишава
30—40 мгхц, стойността на капацитета в
трептящия кръг е от един и същ поря-
дък със стойностите на входния и изход-
ния лампов капацитет. В такъв случай съ-
практика те се използуват
Фиг. 2-19. Безконтактни треп-
тящи кръгове от преходен тип
а) несиметричен . / — ротор , 2 —ста-
торы ; 3 — метална дъга. б — снме-
трнчеи 1 — ротор; 2 — статоры ; 3 —
метал ни дъгн
ществена част от кръговия капацитет се
пада на изходния капацитет на лампата
от предното стъпало и входния капаци-
тет на лампата от следващото стъпало.
Както беше отбелязано, тези капацитети ограничават максималната
работна честота и резонансного съпротивление на кръга и повишават
неговата нестабилност.
Входният капацатепг при триодите е съставен от капаци-
тета решетка—катод и от един допълнителен капацитет, който
зависи от времето, за което електроните преминават разстоянието
от катода до решетката. При пентодите към тези капацитети се
прибавя и капацитетът между първата и екранната решетка, тъй като
най-често втората е високочестотно заземена чрез блок-кондензатор.
Изходният капацитет зависи от типа на лампата и схемата
на свързването й. При триоди в схемата със заземен катод той е
съставен от капацитета анод—катод, а в схемата със заземена решетка—
от капацитета анод—решетка. При пентоди капацитетът анод—катод е
твърде малък, а главната част от изходния капацитет се пада на ка-
пацитета анод—трета решетка, тъй като последната обикновено се
свързва с катода.
67
Проходнияпг капацитет, образуван между анода и управляващата
решетка, има значителна стойност при триодите и довежда до неже-
лателна обратна връзка между анодната и решетъчната верига. За от-
страняване на самовъзбуждането, причинено от него в триодните усил-
ватели, почти винаги се налага употребата на неутрализация. Триодният
усилвател със заземена решетка е свободен от този недостатък,' тъй
като паразитната обратна връзка в този случай е образувана от ка-
пацитета анод—катод, който има минимална стойност. При пентоди
вследствие на екраниращото действие на втората решетка проходният
капацитет е много малък.
Изводите на електродите притежават собствени индуктивности,
които, макар и много малки, оказват съществено влияние върху рабо-
тата на лампата. Например извод, дълъг 10 см и с диаметър 1 мм,
има индуктивност около 0,1 мкхн. За честота 1 мгхц такъв извод
има индуктивно съпротивление около 0,63 ом, но при 100 мгхц това
съпротивление нараства до 63 ом и тази стойност може да влоши
значително действието на лампата. За да се намали индуктивного
съпротивление до стойността за 1 мгхц, необходимо е дължината на
извода да се намали до 1,2 см. В областта на свръхвисоките честоти
(СВЧ) лампата трябва да се разглежда заедно с принадлежащата й
съвкупност от междуелектродни капацитети и индуктивности на изво-
дите. Еквивалентната схема на триод за УКВ е дадена на фиг. 2-20.
Електродите се свързват с външните вериги през индуктивностите
Lg, Lk и La. В действителност между изво-
дите съществуват и взаимни индуктивности,
които усложняват още повече схемата. Че-
стотата, определена от междуелектродните
капацитети и индуктивностите на изводите,
се нарича собствена резонансна честота на
лампата. Тя се получава, когато изводите са
свързани накъсо. На практика лампите ра-
ботят до честоти, по-ниски от честотата на
собствения резонанс. Индуктивността Lg пред-
извиква понижаване напрежението на сиг-
нала, приложено към решетката, в сравнение
с напрежението, подадено от външния из-
точник към клемата G. С повишаване на че-
Фиг. 2-20. Еквивалентна схе-
ма на триод за УКВ
стотата напрежението на сигнала намалява.
Катодната индуктивност Lk въвежда неже-
лателна обратна връзка между катодната и
решетъчната верига, вследствие на която се получава намаление на
входното съпротивление на лампата. Тази обратна връзка е подобна
на отрицателната обратна връзка в нискочестотните усилватели при
недостатъчна стойност на кондензатора, включен паралелно на катод-
ного съпротивление. В анодния извод действува индуктивността La,
която довежда до намаляване напрежението на изходя’щия сигнал.
При пентодите и тетродите голямо значение има индуктивността на
68
извода на екранната решетка. Тя предизвика обратна връзка, която
води до самовъзбуждане на усилвателя.
Диелектричните загуби в конструкцията на лампата растат про-
порционално на честотата и предизвикват допълнително загряване на
диелектричните й части. Освен това те дочринасят за намаляване на
входното съпротивление.
Още по-бързо нарастват с повишаване на честотата и загубите,
дължащи се на скин-ефекта. Те причиняват повишаване на темпера-
турата на изводите в по-мощните предавателни лампи, което от своя
страна може да причини спукване на стъкления балон.
Време за прелитане на електроните. Времето, за което електро-
ните прелитат разстоянието между катода и анода, е много малко и
се измерва с милиардни части от секундата. За по-ниски честоти вре-
метраенето на един период е много по-голямо от времето за прели-
тане на електроните и последното се пренебрегва. При свръхвисоките
честоти периодът на високочестотното напрежение е твърде малък и
времето за прелитане може да съставлява значителна част от него. В
резултат от тази „инертност“ на електроните се получават ефекти,
конто влошават усилвателните свойства на лампата.
През относително дългия период от време, за който електроните
прелитат междуелектродните разстояния, напрежението на решетката
добива различии стойкости и те достигат до анода в различии мо-
мента и с различии скорости. Част от електроните, конто не са успе-
ли да преминат плоскостта на решетката, преди последната да добие
отрицателно напрежение, се връщат обратно към катода и предизвик-
ват в него допълнително загряване. Поради инерцията на електроните
токовият импулс в анодната верига започва по-късно от момента на
появяване на положително напрежение върху решетката. Самият им-
пулс става по-разлит и по-широк. Резултатът от описаните явления е
намалението на високочестотния ток в анодната верига и изоставането
му по фаза от решетъчното напрежение. В генераторните стъпала с
външно възбуждане се получава намаление на полезната мощност и
допълнително загряване на анода. В автогенераторите дефазирането
на анодния ток спрямо решетъчното напрежение може да влоши сил-
но условията за самовъзбуждане и енергийния режим на лампата.
Смята се, че ако времето за прелитане на електроните не е по-голямо
от 1/10 от периода на трептенията, работата на лампата ще бъде за-
доволителна. При модерни лампи със специална конструкция на елек-
тродите горните ефекти оказват чувствително влияние за честотите
над 1000 мгхц.
Когато един електрон се движи в близост на някакъв електрод,
той възбужда в последний положителен електрически товар. При при-
ближавшие на електрона възбуденият товар тече към електрода, а при
отдалечаването му товарът тече навън от него. При преминаване
край решетката електроните, съставляващи електронния поток, въз-
буждат и в нея такива електростатично индуктирани токове. Ако вре-
мето за прелитане е нищожна част от периода на високочестотното
трептение, броят на електроните, приближаващи се към решетката, е
69
равен на броя на електроните, отдалечаващи се от нея. Токовете, въз-
будени от приближаващите се електрони, са равни на токовете, пред-
извикани от отдалечаващите се. Тъй като тези токове текат в про-
тивни посоки, те се компенсират взаимно и за решетъчната верига
техният ефект е равен на нула. Ако честотата е твърде висока и пе-
риодът на трептенията е от порядъка на времето за прелитане на
електроните, картината е друга. Излетели от катода в различии мо-
менти и различно ускорявани от решетъчното напрежение, отделните
електрони имат различии скорости и броят на електроните, приближа-
ващи се към решетката, не е равен на броя на тези, конто се отда-
лечават от нея. Поради ненапълното взаимно компенсиране на възбу-
дените от тях токове в решетъчната верига протича ток, въпреки че
решетката е отрицателна спрямо катода. Този високочестотен ток
представлява загуба на високочестотна енергия в решетъчната ве-
рига. Високочестотните загуби се изразяват в намаляване на входного
съпротивление на лампата и могат да се представят като включване
на едно активно съпротивление между решетката и катода. Инерцията
на електроните предизвиква и изменение на входния капацитет. Към
неговата постоянна стойност, обусловена от геометричните размери на
електродите, се прибавя един Дбпълнителен капацитет, дължащ се на
времето за прелитане на междуелектродните разстояния.
Необходимост от понижаване на анодното напрежение при
повишение на работната честота. Намалението на резонансного съ-
противление на трептящите кръгове в УКВ обхват не позволява пъл-
ното използуване на анодното напрежение на предавателните лампи.
Поради малкото съпротивление на анодния товар върху него се иолу-
чава по-малко напрежение при протичането на високочестотния аноден
ток. Следователно при понижаване на резонансного съпротивление се
намалява коефициентът на използуване на постоянного анодно напре-
жение, тъй като относително по-малък процент от него се преобра-
зува във високочестотно напрежение. Това води до намаление на
к. п. д. на стъпалото и увеличаване на загубната мощност върху
анода. За получаване на по-добър к. п. д. и намаляване на анодните за-
губи предавателните лампи за УКВ трябва да работят при ниско на-
прежение с големи импулси на анодния ток. Такива лампи имат като-
ди с голяма емисионна способност (най-често оксидни или от тори-
ран волфрам). Обикновено в справочните данни на лампата са посо-
чени анодните напрежения, конто са допустими за различии работни
честоти.
С повишаване на честотата се увеличават диелектричните загуби,
конто предизвикват загряване на ламповата конструкция. За СВЧ ре-
активного съпротивление на междуелектродните капацитети е твърде
малко и през ламповите изводи текат силни капацитивни токове. Вслед-
ствие на скин-ефекта тези токове причиняват силно загряване на из-
водите. При определена честота горните явления могат да доведат до
недопустимо загряване на лампата или до спукване на балона вслед-
ствие на високата температура на изводите. Максималната честота, до
която лампата може да работи с нормалната си мощност, обикновено
70
е посочена от завода производител. Ако се налага тази честота да
бъде превишена, необходимо е да бъде намалено анодното напреже-
ние, което естествено води и до намаление на мощността. При това
анодното напрежение трябва да бъде намалено в по-голяма степей от
степента на превишаване на максималната работна честота. Например,
аКО _/*макс е повишена с 20°/о> анодното напрежение трябва да се на-
мали с около 30 %.
б. Шумове на електронните лампи
При разглеждането на шумовете в апаратурите за УКВ бе изтък-
нато, че нивото на вътрешните шумове в приемника определи него-
вата чувствителност в УКВ обхват. Най-важният източник на шумови
напрежения в радиоприемника е електронната лампа. Неравномерността
на електронната емисия на катода причинява флуктуации на електрон-
ния поток, които се долавят на изхода на приемника като особен шум.
Това явление е познато под името „съчмен ефект" ^подобен шум про-
извежда струя от сачми, изсипващи се върху метална плоскост).
Друга причина за появяване на шумово напрежение в анодната
верига на лампата е хаотичното разпределение ^ia катодния ток между
отделяйте лампови електроди. Колкото повече решетки има лампата,
толкова по-големи са нейните шумове, дължащи се на токоразпреде-
лянето. Усилвателни лампи с най-малък собствен шум са триодите и
те се употребяват най-често в първите стъпала на приемниците
за УКВ.
Шумовите напрежения, дължащи се на „съчмения ефект" и токо-
разпределянето, са независими от честотата. При много високи честоти,
когато времето за прелитане на електроните започва да проявява своя
ефект в решетъчната верига, в лампата се появяват допълнителни шу-
мове. Флуктуациите на електронния поток, дължащи се на неравно-
мерната емисия на катода, възбуждат в решетката шумови токове. За
ниски честоти шумовите токове, възбудени от приближаващите се електро-
ни, се компенсират от шумовите токове, възбудени от отдалечаващите се
електрони. При свръхвисоките честоти такава компенсация не се по-
лучава и в решетката тече резултантен шумов ток, който при преми-
наването си през входната верига създава шумово напрежение на
входа на лампата.
в. Приемки и предавателни лампи за УКВ
Параметри на лампите. Пълни данни за характеристиките на ня-
кои лампи са дадени в приложение 2, а тук ще бъдат разгледани ос-
новните им параметри, свързани с изискванията към апаратурите
за УКВ.
Входно съпротивление. Входного съпротивление на лампите на-
малява прогресивно с увеличение на честотата. Този "факт се обяснява
с нарастването на диелектричните загуби вътре в лампата, с влиянието
на индуктивностите и взаимоиндуктивностите на изводите и с високо-
71
честотните загуби в решетъчната верига, дължащи се на времето за
прелитане на електроните. Ако на лампата не е подадено отоплително
напрежение, нейното входно съпротивление се определя само от загу-
бите в диелектрика. При загрята лампа то се определя и от трите
фактора: диелектрични загуби, индуктивности на изводите и времето
за прелитане на електроните. При разглеж-
дане на шумовите качества на лампата вход-
ного съпротивление се представя като две
паралелни съпротивления, свързани между
решетката и катода (фиг. 2-21). Едното съ-
противление, означено на фигурата с се
появява вследствие влиянието на индуктив-
ностите на изводите, а другого, означено
с R? — вследствие на времето за прелитане
на електроните. Зависимостта на общото
входно съпротивление от дължината на
вълната се изразява с формулата:
Фиг. 2-21. Входно съпротив-	7?вх = а.А2,	(2-17)
ление на лампата за свръхви-
соки честоти	където коефициентът а зависи от конструк-
цията на лампата. Например за лампа
6Ж1П а —770, а входного й съпротивление за а = 2 м е RBX—770.22 =
= 3080 ом.
Стойностите на коефициента а за няколко съветски лампи са да-
дени в таблица 2-4.
Таблица 2-4
Лампа	1	а	Лампа	а	Лампа	а
6Ж1Ж	2200	12Ж1Л	750	6С1П	1760
6Ж1П	770	: 6К1Ж	2200	6Ж1Б	680
6ЖЗП	400	I 6К1П	500	6НЗП	560
6Ж4	77	1 6С1Ж	1760	6Н14П	800
На фиг. 2-22 е показана графически зависимостта на входного съ-
противление /?е (около 30% по-голямо от /?вх) от честотата — за
някои европейски лампи.
От таблицата и графиката се вижда, че входного съпротивление
може да добие много малка стойност и да шунтира силно кръга на
предното стъпало. В резултат на това коефициентът на усилване на
предното стъпало ще бъде много малък. Известно повишение на вход-
ного съпротивление може да се получи, ако лампата се включи по
схемата на фиг. 2-23. Тук индуктивността на катодния извод LK обра-
зува заедно с капацитета Ск сериен трептящ кръг, настроен на работ-
ната честота. Резонансното съпротивление на този кръг е близко до
нула и катодът се оказва свързан към външната верига направо, а
не през Лк. По този начин се избягва влиянието на обратната връзка,
причинена от индуктивността на катодния извод.
72
Входного съпротивление на лампата в схемата със заземена ре-
шетка се обуславя от други фактори и е почти постоянно за често-
тите до 400 мгхц. Неговата стойност е равна на 1/S, като 5 е в ма е, а
/?вх — в ком.
Фиг. 2-22. Зависимост на входною съпротивление от често-
тата за някои европейски лампи
Фиг. 2-23. Отстраня-
ване влиянието на
индуктивността на ка-
тодния извод
Изходно съпротивление. То се обуславя от индуктивностите на из-
водите, капацитетите на лампата и диелектричните загуби. Вътрешното
съпротивление на пентодите е много голямо и почти не влияе на
стойността на изходното съпротивление. При пентодите /?Изх = (54-10)
/?вх. Вътрешното съпротивление на триодите е много малко и то опре-
дели стойността на изходното съпротивление. При повишаване на че-
стотата изходното съпротивление намалява.
Спгръмност. При модерните лампи тя може да се смята за по-
стоянна в честотния обхват, за който се употребява лампата. Съвре-
менните лампи за УКВ имат голяма стръмност и могат да осигуряват
достатъчно голямо усилване на високочестотния сигнал даже и при
много ниски стойкости на резонансните съпротивления на кръговете.
Стръмността има голямо значение за ефикасното действие на
предавателните лампи. От съображения за висок к. п. д. съвременните
предавателни лампи за УКВ се поставят в такъв режим, при който са
необходими големи изменения на анодния ток. Високата стръмност
осигурява достатъчно силен импулс на анодния ток, без да се налага
прекомерно увеличаване мощността за възбуждане, значителна част
от която се разсейва във вид на високочестотни загуби във входната
верига на предавателната лампа.
Шумово съпротивление. Шумовите качества на лампите се харак-
теризират с тъй нареченото шумово съпротивление1. При разглежда-
1 Нарича се още и еквивалентио шумово съпротивление.
73
нето на шумовете в приемника е най-удобно да си представим, че
ламповите шумове се създават не вътре в лампата, а в резултат от
последователното включване на едно фиктивно съпротивление в реше-
тъчната верига на лампата. Това съпротивление създава шумово на-
прежение, което, усилено от лампата, дава нейния шумов ефект.
Колкото по-голямо е шумовото съпротивление на дадена лампа,
толкова по-големи са нейните вътрешни шумове. Напрежението на
шумовете, създадено от шумовото съпротивление, при стайна темпе-
ратура (20°С) е:
Um =-1 1?6.10-’<Д/..	(2-18)
Шумовото съпротивление определи ламповите шумове, дължащи
се на „съчмения ефект" и на токоразпределянето. Неговата стойност
може да се изчисли в омове по след ните формули:
2,5
за триод-усилвател — /?„, — •_ >	(2-19
за триод-смесител —	/?1П 	16		(2-20)
за пентод-усилвател —	/?п"		 /а	 /а +/р2	(№)•	(2-21)
за пентод-смесител
(2-22)
(2-23)
,,	о,. 1а (7к 7рз)
за миогорешетъчна лампа смесител —АГп1=Д)--ч—
41)'
където
6' е стръмността на лампата в ма:в;
/а — анодният ток в ма ;
/р, — токът във веригата на екранната решетка в ма ;
/к — пълният емисионен ток в ма.
Триодите имат най-ниски шумови съпротивления. Шумовото съпро-
тивление на една лампа, когато тя работи като смесител, е много по-
голямо от същото съпротивление, когато лампата се използува за
усилвател.
Ламповите шумове, дължащи се на възбудения в решетката шу-
мов ток, са пропорционални на оная част от входного съпротивление,
която е обусловена от времето за прелитане на електроните. Тези шу-
мове се представят като създавани от същата част на входного съ-
противление /?е при температура, 5 пъти по-висока от стайната. Сле-
дователно шумовото напрежение, произвеждано от съпротивлението
/?е , ще бъде:
£7Ш = Jz4 k (5 Та ) Д/ , в мкв,
(2-24)
където
То е стайната температура в абсолютни градуси (около 296° К);
Re — съпротивлението, включено паралелно в решетъчна верига на лампата в ом
74
Ясно е, че източннци на шумови напрежения в лампата са съпротивленията /?ш и
Ле, като първото има температура То, а второто — 5То Еквивалентната шумова схема
на една реална лампа е показана на фиг. 2-24.
Конструкция на лампите. Ако намалим размерите на всички елек-
троди в една лампа А" пъти, нейните параметри, включително и стръм-
ността, остават непроменени, докато индуктивностите на изводите, между-
електродните капацитети и времето за прелитане на електроните се
•Фиг. 2-24 Шумови изюч-
ници в лампата за свръхвисо-
ки честоти
Фиг. 2-25. Миниатюрни приемки лампи
за УКВ
а) тип ,жельд“; б) „палчиков“ тип
намаляват също К пъти. В резултат на това се получава лампа с по-
вишени качества за работа на УКВ. Повишава се и максималната ра-
ботна честота. Недостатък на този принцип е намаляването на геоме-
тричните размери на електродите, вследствие на което те не могат да
разсейват голямо количество топлива и лампата не може да се изпол-
зува в мощни стъпала. Стремежът за намаляване на междуелектрод-
ните капацитети и индуктивностите на изводите доведе до създаването
на миниатюрните „палчикови" лампи и лампите тип „желъд“.
Лампите „желъд", наречени така поради външното си оформле-
ние, имат прави дебели и къси изводи, изведени по периферията на
стъкления балон. На фиг. 2-25, а е показан външният вид на триода
6С1Ж (тип ,,желъд“), който има максимална работна честота 600 мгхц.
„Палчиковите" лампа имат изводи, закрепени на дъното на стък-
ления балон. Те притежават сравнително висока стръмност. На фиг.
2-25, б е даден външният вид на пентода 6АК5 („палчиков" тип).
Лампите от тези два типа се отличават с високото си входно съпро-
тивление. По своите конструктивна данни „палчиковите" лампи пре-
възхождат лампите от типа „желъд" и се употребяват широко в апа-
ратурите за СВЧ.
Чувствително повишаване на входного съпротивление се получава
при лампи, конто имат двоен извод на катода. Такива изводи имат
катодите на пентода 6АК5 и една от системите на двойните триоди
ЕСС84, 6Н14П и др. Схемата на свързване на лампа с двоен катоден
75
извод е показана на фиг. 2-26. Единият извод се свързва направо към
входния кръг, а другият — в анодно-екранната верига. Така се постига
разделяне на решетъчната и анодната верига и се отстранява обрат-
ната връзка между тях, дължаща се на индуктивността LK.
Използуването на двойни изводи значително намалява тяхната ин-
дуктивност. Например триодът LD5 има двойни изводи на анода и на
решетката. Всички електроди са
монтирани на стъкленото дъно на
балона, а анодът има охладителни
ребра, конто увеличават способност-
та му да разсейва мощност. Тази
сполучлива конструкция, макар и от
по-стар тип, може да работи до
X = 0,5 м, като дава високочестот-
на мощност от 15 до 30 вт (по-
малката стойност се отнася за най-
късите работни вълни).
В предавателите за УКВ широ-
ко се употребяват двойни тетроди и
пентоди. Индуктивността на извода
Фиг. 2-26. Свързване на лампа с два на екранната решетка често пъти на-
катодни извода	рушава устойчивостта на работата
на тези лампи, тъй като създава па-
разитна обратна връзка. При двойните тетроди и пентоди този не-
достатък е избягнат, тъй като те работят в противотактни стъпала и
имат обща екранна решетка. Високочестотните екранни токове на двете
системи текат в противни посоки през общия решетъчен извод и вза-
имно се унищожават, като не създават падение на напрежението върху
индуктивността на извода. Обединяването на катодните изводи в двой-
ните лампи също довеждат до взаимен баланс на токовете през катод-
ния извод, с което се отстранява действието на неговата индуктивност
и се намалява мощността, необходима за възбуждане на лампата. Ти-
пични представители на двойните тетроди за УКВ са лампите ГУ-32 и
ГУ-29. Лампата ГУ-29 работи до 200 мгхц с изходна мощност 60 вт.
Двойният тетрод QQE06/40 („RFT" я произвежда като SRS 4451) може
да отдава мощност от 60 вт при честота 500 мгхц.
В мощните генераторни триоди за УКВ изводът на решетката се
прави във вид на широк цилиндричен пръстен, излизащ от стъкления
балон. Тези лампи са предназначени за работа в схема със заземена
решетка. На фиг. 2-27 е показан предавателният тетрод ГУ-27Б, който
работи до 110 мгхц с мощност 1 кет. Изводът на екранната му ре-
шетка е във вид на пръстен, който се заземява по висока честота с
помбщта на блок-кондензатор със специално устройство. Пръстеновид-
ната конструкция значително снижава индуктивността на решетъчните
изводи на предавателните лампи и осигурява тяхната устойчива ра-
бота на много високи честоти.
В областта на късите дециметрови вълни (до 10 см) се използу-
ват с успех лампи с даскова извода. Решетката и анодът в тези лампи
76
се крепят на метални дискове, конто се заваряват към стъклени ци-
линдри. Катодът има два извода -- един високочестотен, с кръгла фор-
ма, и втори — обикновен, който се извежда през цокъла на лампата.
Благодарение на тази конструкция са постигнати много малки между-
Фиг. 2-27. Мощен предава-
телен тетрод за УКВ (ГУ-27Б)
Фиг. 2-28. Лампа с дискови изводи („мая-
ков" триод)
а) външен вид , б) свързваие с коаксиална линия
Отоплена
Фиг. 2-29. Металокерамична
лампа
електродни разстояния, следователно в тях са значително намалени ефекти-
те от времето за прелитане на електроните. Дисковата форма на изводи-
те намалява тяхната индуктивност почти
до нула. Диаметрите на трите извода са
различии. Най-голям е диаметърът на
катодния извод, по-малък от него е диа-
метърът на решетъчния извод, а най-ма-
лък— диаметърът на анодния извод. Това
позволява удобно съгласуване на лампата
с коаксиалната резонансна линия, употребе-
на в качеството на трептящ кръг. Лампа-
та- и коаксиалната линия представляват
едно органическо цяло. Дисковите лампи
работят изключително в схеми със зазе-
мена решетка. По външен вид те прили-
чат на маяк, откъдето носят и името си—
„маякови лампи “. На фиг. 2-28, а е пока-
зан външният вид на една „маякова" лам-
па, а на фиг. 2-28, б — нейното съединя-
ване с резонансна линия.
Друг тип лампи за дециметрови вълни са така наречените метало-
керамични лампи. Те имат цилиндрични метални изводи, като за изо-
77
латори между тях служат цилиндри от високочестотна керамика с
малки диелектрични загуби. Тези лампи също са пригодени за свър-
зване с коаксиална линия. Най-голям диаметър има анодът, към който
обикновено се прикрепва ребрест радиатор за увеличаване на допусти-
мата загубна мощност. Минималните работни вълни на метало-керамич-
ните лампи достигат 6—8 см. Например LD12 има лмин=9 см. Вън-
шният вид на една лампа от този тип се вижда на фиг. 2-29.
ГЛАВА 'ГРЕТА
ПРИЕМНИКИ ЗА УКВ
В зависимост от предназначението си ултракъсовълновият прием-
ник трябва да отговаря в по-голяма или по-малка степей на едни или
други изисквания.
Чувствителността е особено важно качество на един приемник
за УКВ. Висока чувствителност се изисква при приемане на слаби сиг-
нали отвъд пределите на хоризонта. Следователно при конструирането'
на един приемник за далечни връзки на УКВ на това качество трябва
да се обърне сериозно внимание. Напротив, ако приемникът ще служи
за приемане на местни любителски или радиоразпръсквателни ЧМ пре-
даватели, стремежът е да се постигне простота на конструкцията,
удобна настройка и добри акустични качества.
Стабилността е също твърде важен фактор при приемане на
далечни сигнали. Постигането на висока честотна стабилност в прием-
ниците за УКВ е свързано с редица затруднения, произлизащи от
високата работна честота. Освен това при тези честоти някои стъпала
могат да имат нестабилно усилване и склонност към самовъзбуждане,
за чието предотвратяване трябва да се положат особени грижи.
Избирателността на приемника по^съседен канал има значение
при наличието на голям брой станции, работещи на близки честоти.
В това отношение нашите любители са „облагоприятствувани" от мал-
кия брой любителски предаватели на УКВ. Все пак това качество е от
важно значение, ако на съседна честота работи едно- или двустъпален
любителски предав,ател. Такива предаватели се отличават с голяма не-
стабилност и излъчват цял спектър смущаващи странични честоти.
Избирателността по съседен канал се осигурява най-вече от меж-
динночестотните стъпала. Избирателността по огледалния канал при
суперхетеродинни приемници има значение за предотвратяване на про-
никването в приемника на сигнали от станции, конто работят на огле-
далната честота. Ако приемникът има ниска междинна честота, вход-
ният трептящ кръг не може да филтрира смущаващата огледална че-
стота, тъй като трептящите кръгове на УКВ пропускат широка честот-
на лента. Най-ефикасният начин за отстраняване на смущенията от
огледалния канал е прилагането на двойно преобразуване на честота-
78
та, като междинната честота след първото преобразуване има доста-
тъчно висока стойност. ’
При портативни приемници (например за „лов на лисици“ и др.)
усилцята са насочени към постигането на максимална икономичност по
отношение на захранването, а също и към намаляване на теглото и
обема на конструкцията. Това се постига чрез опростяване на схемата
и употребата на икономични батерийни лампи и транзистори, което
ограничава постигането на висока чувствителност, честотна стабилност
и избирателност в тези приемници.
Любителските приемници за УКВ са предимно суперхетеродинни.
Използуват се и линейни приемници, в които се употребява изключи-
телно свръхрегенеративният детектор.
Изискванията за висока чувствителност, стабилност и селективност
са изпълними само в суперхетеродинния приемник. Свръхрегенератив-
ните приемници са с по-проста крнструкция, но отстъпват на суперхе-
теродинните в гореизброените качества. Те се използуват от начинае-
щи радиолюбители за приемане на близки станции.
1.	Чувствителност на приемника
а.	Шумове на приемната антена
в собствените му вериги.
<00
50
20
10
Фиг. 3-1. Зависимост на шумовете в прием-
ната антеиа от честотата
J0 100	200	500 /(мгхц)
В предната глава беше отбелязано, че при навлизане в обхвата на
метровите вълни нивото на смущенията, постъпващи в приемника от
антената, чувствително спада. За честоти над 50 мгхц то е толкова
ниско, че чувствителността на приемника започва да се определи от
нивото на шумовете, произведени
За отчитане на външните
шумове, постъпващи чрез анте-
ната на входа на приемника, се
приема, че антената, представ-
ляваща едно активно съпротив-
ление (за сгънат дипол то е
300 ом), е нагрята до темпера-
тура 7д, която е по-висока от
температурата на околната сре-
да. Колкото по-висока е темпе-
ратурата Тд, толкова по-силни
са външните шумове, внесени в
приемника от приемната антена.
Една еквивалентна антена, вклю-
чена към приемника, ще произ-
вежда шумове, съответствува-
щи на стайната температура
(около 300° К), която се означава
с То. Отношението на температурата Га към температурата То показва
влиянието на външните шумове при включване на реална антена и се
79
означава с у. С повишаване на честотата отношението ТА1Т0 намалява.
Коефициентът у зависи от насочването на антената. За антена, насочена
към небето, той е по-голям, отколкото ако същата антена е насочена
към земната повърхност. Фиг. 3-1 показва зависимостта на у от чес-
тотата за насочена към небето антена. Двете пунктирани линии показ-
ват максималната и минималната стойност на този коефициент, тъй
като той се колебае в зависимост от дневното и годишното време. За
двуметровия любителски банд стойността на у се приема средно равна
на 3. Ако се преценяват шумовите качества на самия приемник, без
да се вземат под внимание външните шумове, се полага 7д — То, т. е.
у=1.
б.	Реална и гранична чувствителност
При днешното състояние на техниката съществува възможност
за производно голямо усилване на сигналите от обхвата на ултракъ-
сите вълни. Но това усилване има смисъл само тогава, когато нивото
на сигнала превишава нивото на шумовете. В противен случай прием-
никът ще усилва собствените си шумове, а на неговия изход сигналът
ще се загубва в тези шумове. Ясно е, че за нормално приемане е необ-
ходимо нивото на полезния сигнал и нивото на шума да се намират
в определено съотношение, като полезният сигнал да е много по-голям
от шума. Колкото по-малко е нивото на шума при зададено постоянно
отношение сигнал/шум, толкова по-слаб сигнал ще бъде необходим, за
да се запази това отношение. Това е равнозначно на увеличаване чув-
ствителността на приемника. За нормално приемане се изисква напре-
жението на полезния сигнал на изхода на приемника да бъде примерно
20 пъти по-голямо от напрежението на шумовете.
Реалната чувствителност на приемника се характеризира със
стойността на полезния сигнал в антената или в неин еквивалент, при
която се получава необходимого за нормално приемане отношение
сигнал'шум на изхода на приемника. Тази стойност се измерва обик-
новено в микроволти. Отношението сигнал/шум понякога се изразява
в децибели (отношението 20:1 съответствува на 26 дб). Вместо напре-
жението на полезния сигнал в антената може да се вземе неговата
мощност. В този случай реалната чувствителност се изразява в мили-
вата или в децибели спрямо 1 мет.
Реалната чувствителност характеризира приемника като цяло, но
тя слабо отразява шумовите качества на високочестотната част, която
определи чувствителността на приемника.
Граничната чувствителност се определи от напрежението или
мощността на полезния сигнал в антената или в неин еквивалент, при
която отношението на полезния сигнал към вътрешния шум на изхода
на линейната част на приемника е равно на единица. Под линейна
част се разбират всички високочестотни и междинночестотни стъпала
на приемника до детектора. Следователно горното отношение се из-
мерва на входа на детектора, а при ЧМ приемници — на входа на
първия ограничител. От определението се вижда, че граничната чув-
80
ствителност характеризира шумовите качества на високочестотната
част, която главно определя отношението сигнал/шум и чувствител-
ността на приемника.
в.	Коефициент на шума (шумово число)
Ако включим към входа на приемника една еквивалентна антена
или една реална антена, която не приема външни шумове, тя ще
произвежда шумов сигнал, съответствуващ на стайната температура То.
Най-голямата шумова мощност, която този антенен еквивалент е спо-
собен да отдаде на входа на приемника при пълно съгласуване на анте-
ната с входа, е:
Р wo — kTo&f.
(3-1)
За да могат да се сравнят шумовите свойства на приемници с
различна лента на пропускане, тази мощност се отнася за единица чес-
тота от пропусканата лента и се измерва например във вт)хц. Следо-
вателно шумовата мощност, отдавана от еквивалента на входа на
приемника, за всеки херц от лентата на пропускане ще бъде:
~^=к То= 1,38.10-23. 290 = 4. 1(Г21 вт/хц.
(3-2)
Ако приемникът е идеален (без никакви шумове), на изхода на
линейната му част би се получил шумов сигнал, съответствуващ само
на шумовете на еквивалента (при температура Го). При реален прием-
ник нивото на шумовете в изхода на линейната част е винаги
по-високо и съответствува на Af пъти по-голяма мощност на шу-
мовете във входа, т. е. на Nk То вт^хц.
Числото Af се нарича коефициент на шума (шумово число — noice
figur) и показва колко пъти мощността на шумовете, създавани от
еквивалента и линейната част, е по-голяма от мощността на шума,
създаван само от еквивалента, т. е. колко пъти се увеличава нивото
на шума в даден реален приемник в сравнение с идеалния (без шумове).
Коефициентът на шума характеризира граничната чувствителност на
приемника. Например един приемник с чувствителност ЗкД, (N=3) има
три пъти по-високо ниво на шумовете от идеалния и се нуждае от
три пъти по-голям сигнал за осигуряване на нормално приемане в
сравнение с идеалния приемник. Понякога коефициентът на шума се
измерва с децибели. Идеалният приемник има чувствителност 0 дб
(N=\). Диаграмата на фиг. 3-2 позволява превръщането на единиците
кТ0 в децибели. Ако е необходимо да се знае действителната чув-
ствителност на приемника заедно с антената, която приема и външни
шумове, в шумовото число се включва и коефициентът у = (за екви-
' 0
валентна антена у=1).
Коефициентът на шума може да се определи както за цялата ли-
нейна част на приемника, така и за едно отделно стъпало (от входа
на стъпалото до входа на следващото стъпало). Най-висок коефициент
на шума имат смесителните стъпала. За намаление на влиянието на
6 УКВ техника
81
смесителя върху чувствителността на приемника обикновено прединего
се включва високочестотен усилвател, който има ниско ниво на шу-
мовете. Ако' последният има достатъчно голямо усилване по мош-
/Ч(децибели)
О I 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 17 13 /4 15 № 1''
1	1,5 2	3 4 5 6 78 910	16 20	30 40 51
Н(кГ0)
Фиг. 3-2. Превръщане на коефициента на шума в децибели
ноет, шумовото число на линейната част се определи главно от шу-
мовете на усилвателя, а влиянието на смесителя е твърде слабо и в
някои случаи може да се пренебрегне.
В любителските приемници за 144 мгхц при употреба на модер ни
нискошумови лампи и правилно конструиране могат да бъдат постиг-
нати шумови коефициента от порядъка на 2-3. С увеличение на чес-
тотата коефициентът на шума се увеличава, достигайки числата 20 до
50 за честота над 1000 мгхц.
Съгласно определението граничната чувствителност, изразена чрез
NkTw се отнася за единица честота от лентата на пропускане. При
разширяването на тази лента шумовете се увеличават и реалната чув-
ствителност се намалява. От тези съображения е необходимо люби-
телските приемници за УКВ да се проектират с твърде тясна лента,
пропускаща такъв честотен спектър, какъвто е необходим за разби-
раемо приемане на сигналите.
При приемници за ЧМ вследствие на ограничаването на амплиту-
дата на приетия сигнал отношението сигнал към шум е значително
по-добро, отколкото при приемници за амплитудна модулация.
2.	Високочестотни стъпала
а.	Входни вериги
Входната верига служи за предаване на сигнала от антената до
входа на първото високочестотно стъпало (усилвател или преобразува-
тел). Тя се състои от бобината за връзка с антената (ако има такава)
и входния трептящ кръг.
В приемниците за УКВ приетият от антената сигнал се довежда
до входа с помощта на фидерна линия (коаксиален кабел или двупро-
водна линия). При съгласуване на приемната антена с фидерната ли-
ния последната представлява едно активно съпротивление, включено
към входа на приемника. Неговата стойност е равна на вълновото съ-
противление на линията, което е 60 или 75 ом при коаксиални кабели
и 240 или 300 ом при двупроводни линии.
82
Най-често употребяваният начин за свързване на фидерната линия
с входния трептящ кръг е автотрансформаторната връзка — фиг.
3-3, а. Използува се и индуктивната връзка — фиг. 3-3, б. Неекранира-
ната двупроводна линия дейст-
вува като антена и може да
приема сигнали от всички посо-
ки. В този случай на клемите
на антенната бобина освен сиг-
нала от антената се появяват и
допълнителни паразитни сигна-
ли, дължащи се на антенното
действие на линията. Паразитни-
те сигнали на двата проводника
се компенсират в бобината LA
и не създават магнитно поле,
но те могат да се прехвърлят
към входа на стъпалото през
капацитета, образуван между
навивките на антенната бобина
и тези на бобината на вход-
ния трептящ кръг — фиг. 3-3, в.
Този ефект може да се избег-
не, ако бобината на трептящия
кръг се раздели на две пара-
лелно свързани бобини, конто
са навити в противни посоки.
Между тях се вмъква бобината
за връзка с антената. Описа-
ният начин за свързване е по-
казан на фиг. 3-3,г.
Чрез антенната връзка въл-
новото съпротивление на фи-
дерната Линия се трансформира
в едно съпротивление, паралел-
но на входния трептящ кръг.
Максимално предаване на енер-
гия от линията във входния
трептящ кръг, т. е. пълно съ-
гласуване по мощност на ли-
нията с входа на приемника, се
получава тогава, когато транс-
формираното съпротивление RA
е равно по величина на резо-
нансного съпротивление на треп-
тящия кръг, като се вземе пред-
вид и шунтиращото действие на
входного съпротивление на пър-
вата лампа. Това означава, че
Фиг. 3-3. Свързване на вход наш верига с
антенния кабел
а) автотрансформаторна връзка с коаксиален кабет ,
б) трансформаторна връзка с коаксиален кабел ,
в) трансформаторна връзка със симетричен кабел,
г) симелриране на входния кръг при трансформаторна
връзка със симетричен кабел
83
съпротивлението R'A трябва да бъде равно на резултантното съпро-
тивление, получено от паралелното свързване на разонансното съпро-
тивление на кръга и входното съпротивление на лампата, т. е.
=	(3-3)
/?рез+/?вх	'	7
Еквивалентната схема на входната верига заедно с трансформи-
раното съпротивление на линията е показана на фиг. 3-4.
Отношението между броя на антенните навивки и тези на боби-
ната на трептящия кръг, необходимо за получаване на съгласуване по
Фиг. 3-4. Еквивалентна схема на
входната верига
мощност, може да се определи от
формулата
™_л
Wk
(3-4)
wa е броят на антенните навивки;
wk — броят на навивките на бобииа-
та от трептящия кръг;
Ra — вълновото съпротивление на
фидерната линия ;
R'a — трансформираното съпротивле
ние на линията.
Тази формула важи за автотранс-
форматорна връзка.
Пример:
Да се намери броят на антенните навивки за получаване на съгласуване по мощ-
нгст на входна верига с коаксиален кабел, с вълново съпротивление 75 ом чрез авто-
трансформаторна връзка. Трептящият кръг има резонансно съпротивление 3 ком, бо-
бината му има 4 навивки. За първа лампа е употребена една система от двойния триод
6J6. Работната вълна е 2 м.
Определяме входното съпротивление на 6J6 от графика на фиг. 2-22. За Х=2 и
лампата 6J6 има /?вх=2 ком.
Съпротивлението R'a =	-=1 2 ком-
ПВх + /\р ез
Отношението на навивките
wa _ l/7?4	1 75	l '_L=_L
№ Г R'a	Г 1200	116	4
Следователно антенната бобина трябва да има 4 пъти по-малко навивки от тези на
кръговата и тъй като последните са 4, антенната навивка ще бъде само една. Това
означава, че коаксиалният кабел трябва да бъде свързан към първата навивка на боби-
ната на кръга, считано от заземения й край.
Точната стойност на резонансното съпротивление трудно може да
се определи. Тя може да бъде намерена при измерването на каче-
ствения фактор на кръга с помощта на Q-метър, но радиолюбителят
рядко може да разполага с такъв уред. Резонансното съпротивление
на обикновен трептящ кръг със съсредоточени параметри в килооми
приблизително е равно на два до три пъти дължината на вълната в
метри. Като се изхожда от горната стойност, може приблизително да
се определи точката на свързване на коаксиалния кабел към боби-
84
ната на кръга. По-нататък тази точка може да се намери по следния
начин. Към анода на първата лампа — усилвател на високата честота,
се свързва лампов волтмер, който може да работи на тази честота.
Антенният кабел се откачва от входа на приемника и към входната
верига се приближава някакъв по-мощен генератор на УКВ, например
любителският предавател (ако е със стабилна честота, например с квар-
цова стабилизация). Той се настройва на честотата на входния кръг
на максимално показание на ламповия волтмер. Връзката между
генератора и входната верига трябва да бъде колкото е възможно
по-слаба, но сигналът да бъде достатъчно силен, така че ламповият
волтмер в анодната верига да покаже чувствително отклонение.
Между заземения край на бобината на кръга и предполагаемата точка
на съгласуване по мощност се запоява едно съпротивление от 0,25 вт
със стойност, равна на вълновото съпротивление на коаксиалния кабел
(60 или 75 ом). Ако точката на съгласуването е избрана правилно, резо-
нансного съпротивление на кръга трябва да се намали наполовина и
показанието на ламповия волтмер трябва да спадне на половината
от първоначалната стойност. В противен случай горният край на съ-
противлението трябва да се запоява нагоре и надолу по бобината, до-
като ламповият волтмер покаже необходимата стойност, която съот-
ветствува на точката на съгласуването. След това съпротивлението се
свал я. Трептящият кръг трябва да бъде предварително настроен на ра-
ботн ата честота с помощта на грид-дипмер. Измерванията се про-
веж дат при включени захранващи напреже-
ния Трябва да се работи много внимателно
и измерването да се повтори няколко пъти, за
да се избягнат евентуални грешки.
Тъй като в УКВ обхват, а също и в схе-
ма със заземена решетка лампите имат твърде
малко входно съпротивление, в някои случаи
се прибягва към непълно включване на лампата
към трептящия кръг — фиг. 3-5. Това се пре-
поръчва само в случай, че входного съпротив-
ление на лампата е поне 7—8 пъти по-малко
от резонансного съпротивление на кръга.
Много често като кръгов капацитет се из-
Фиг. 3-5. Непълно вкноч-
ване на лампата към вход-
ная трептящ кръг
ползува само входният капацитет на първата
лампа, като кръгът се настройва в средата на обхвата посредством
подбиране броя на навивките на бобината и чрез промяна на раз-
стоянията между тях.
б.	Определяне коефициента на шума
Основен източник на шум в приемниците за УКВ са електронните
лампи. Особено големи шумове създава смесителното стъпало даже и
в случайте, когато за смесител е употребен нискошумов триод. Ако
първото стъпало на приемника е смесителят, неговият висок коефи-
циент на шума определи напълно коефициента на шума на цялата
85
високочестотна част и нищожното в сравнение с него влияние на
следващите стъпала може да не се взема под внимание. Коефициен-
тът на шума може значително да се подобри, ако преди смесителя се
включи ВЧУ с малък собствен шум. В този случай коефициентът на
шума на целия приемник е близък по стойност до този на високоче-
стотния усилвател.
За да се определи коефициентът на шума на едно високоче-
стотно стъпало (усилвател или смесител), необходимо е да се знае ре-
зонансното съпротивление на входния кръг, еквивалентното шумово
съпротивление на лампата и оная част от входното й съпротивление,
която е обусловена от времето за прелитане на електроните (Re). Ве-
личината на съпротивлението Re обикновено не се дава в справочните
данни за лампите, но може да се приеме, че/?е- ' 1,3/?вх.
Стойността на резонансното съпротивление играе важна роля за
чувствителността на приемника, тъй като тя определи степента на
„преобладаване" на полезния сигнал над шумовете на лампата. Отно-
шение™ на шумовото съпротивление на лампата към резонансното
съпротивление (шунтирано от Re ) показва влиянието на шумовете от
„сачмения" ефект и токоразпределянето. То се означава с а.
(З-5)
Влиянието на времето за прелитане на електроните се изразява с
коефициента р, който зависи от отношение™ на Re към Rpe3. Стой-
ността на £ за различии отношения Re/RPe-< е дадена в табл. 3-1
Таблица 3-1
Re IRpes | 5 | 3 ! 2 | 1 | 0,6 | 0,4 10,25
₽	| 1,25 I 1,8 I 2,6 । 3,0 | 3,6 | 4,0 j 4,5
При съгласуване по мощност на входната верига с антенния кабел
коефициентът на шума на стъпалото заедно с антената е
7V=r_1_4a + p.	(3.6)
За да се намери коефициентът на шума на самото стъпало, се по-
лагау=1. В този случай
АГ= 1 + 4a + р.	(3-7)
Установено е обаче, че ако шумовото съпротивление на лампата не
е много г олямо в сравнение с шунтираното от Re резонансно съпротивле-
ние на кръга (/?рез II Re), коефициентът на шума може да се намали
чрез увеличаване на връзката с антената над оная стойност, необхо-
дима за съгласуване по мощност. Най-добрият (оптимален) шумов кое-
фициент, който може да се получи в този случай, е
А/опт = 1 + 2 a +2KJM при у = 1.	(3-8)
Трансформираното антенно съпротивление, което съответствува на
тази оптимална връзка с антената, е
/?,Аопт=/?е	(3-9)
‘ 5/?t + /?ш
86
Като се изчисли стойността/?'а опт (която е по-малка от стойността
при съгласуване по мощност), лесно може да се намери броят
на антенните навивки, осигуряващ оптимална връзка с антената. (Трябва
да се има предвид, че при късовълнови приемници под „оптимална"
връзка се разбира оная връзка с антената, която осигурява съгласу.
ване по мощност.)
Ако шумовото съпротивление на лампата е няколко пъти по-голямо
от шунтираното резонансно съпротивление (/?рез II Re )> увеличаването на
антенната връзка не допринася за подобряване на коефициента на шума.
При изчисляване на шумовия коефициент на стъпалата (след пър-
вото) се използува формулата за IV, а не за М>пт, тъй като те не са
свързани с антената.
Първи пример:
Да се определи коефициентът на шума и точката на свързване на 75-омов коакси-
ален кабел към бобината на входния кръг за високочестотно усилвателно стъпало с
лампа ЕС92. Работната вълна е Х=2 м. Входният кръг има резонансно съпротивление
/?рез ~5 КОМ-
Лампата ЕС92 има шумово съпротивление /?ш=0,5 ком и входно съпротивление
за 150 мгхц Re =3,5 ком.
Съпротивлението на входния кръг, шунтиран от входното съпротивление на лам-
5 3 5
пата, е /?рез И Re =	ком.
О “Г О,U
Коефициентът «=-	=0,25.
гСрез II г?е 2
Re 3 5
Отношението =— = -^-=0,7. От таблицата за 3 определимо една приблизителна
Арез 5
стойност р^3,5.
Оптималният коефициент на шума е
М>пт=1 +2а+2Уа2 + а₽=1 + 2.0,25+ 2<0,252 + 0,25.3?5=3,45.
Трансформираното антенно съпротивление при оптимална връзка с антената е
Л'аопт=^ V_____________=-3,5 V=0,585 ком.
F 5/?е + Rui F 5.3,5 + 0,5
Отношението на антенните навивки към тези на цялата бобина е
wa	75	______
wK Г 585 =^0,128 =0,36.
Шумовият коефициент при съгласуване по мощност (Ra =Rpes Re ) е
N= 1 + 4а +р= 1 + 4.0,25 + 3,5 = 5,5.
Трансформираното антенно съпротивление в този случай е
/?'а =/?рез ! Re =2 ком.
Отношението между навивките за антената и тези на кръговата бобина е
^=1/^ 1 ~~75~=0 19.
WK I R'a F 2000
Чувствителността на приемника заедно с антената се намира, като във формулата
за коефициента на шума вместо 1 поставим стойността на коефициента 7. За Х=2 м
коефициентът 7 = 3. Тога означава, че при включена антена даже абсолютно безшумният
приемник би имал шумов коефициент JV-3.
87
Чувствителността може да се определи и по диаграмата на фиг. 3-6. Хоризонтално
са нанесени стойностите на коефициента а, а вертикално стойността на коефициента Л’
и един параметър Хопт, от който се определя връзката с антената, необходима за пос-
т игане на максимална чувствителност.
У ^_/?рез I! /?е
'''опт'"	О',	'
к “опт
При съгласуване по мощност /?'Аош ' /?рез II Re и Л=1.
(3-10)
Фиг. 3-6. Диаграма за определяне коефициента на шума
на едно вч стъпало
Плътните линии съответствуват на оптимален шумов коефициент (Лепт) за три
стойкости на коефициента 3. При съгласуване по мощност (Л=1) коефициентът N се
огчита от пунктираните линии, дадени за същите стойности на р. От низходящите пре-
къснати с точки линии може да се определи параметърът Ло>т за съответните коефи-
циенти (1 и а.
Втори пример:
От съпротивленията Rm, и Re е начислено а=0,3 и (НЗ ( от таблицата). От
стойността 0,3 на хоризонталната права издигаме перпендикуляр до пресичането му с
плътната линия, съответствуваща на р=3. Съответствуващата на точката на пресича-
нето стойност за Nom, отчетена от вертикалната ос, е Лепт=3,6 (виж фигурата). Кое-
фициёнтът на шума за случай на съгласуване по мощност намираме, като продължим
перпендикуляра нагоре до пресичането му с пунктираната линия 3=3. От пресечната
точка отчитаме А=5.
Стойността на Хопт намираме от пресичането на перпендикуляра с низходящата
прекъсната линия 3=3. Тази стойност е А’опт=3,4, което означава, че връзката с анте-
ната трябва да бъде 3,4 пъти по-силна от тази, при която се получава максималио от-
даване на мощност от антената на входа на приемника. Диаграмата важи за 7=1.
Ако първото стъпало е смесител или високочестотен усилвател с голямо тсил-
ване по мощнсст (няколко десетки пъти), коефициентът на шума на приемника е почти
равен на този на първото стъпало. В други случаи трябва да се вземе предвид и шу-
мът на следващото стьпало. Общият коефициент на шума на двете стъпала е
№б.ц=М1ст) +	(3-11)
лр(1ст)
88
където Ар е коефициентът на усилване по мощност на първото стъпало.
Трети пример:
Високочестотният усилвател има щумов коефициент А=5 и усилване по мощ-
ност Кр-'Л). Следващото след него смесително стъпало има коефициент на
шума Л*=11. Общият коефициент на шума на двете стъпала (а приблизително и на це-
лия приемник) е :
V с И — 1 с
Аоб1п=5 + jo =6.
Ако е известен коефициентът на шума на приемника, може да се намери сгсй-
ността на напрежението на полезния сигнал в антената, при която на изхода на линей-
наТа му част се получава отношение сигнал към шум 1 : 1 (граничната чувствителност)-
За това служи диаграмата на фиг. 3-7. Стойностите на полезния сигнал в мкв са да.
дени за съпротивления на антената/фидерната линия) 60 ом и 300 он. bf е шири-
ната на пропусканата от приемника честотна лента в кхц. Ако за нормално приемаие
е необходимо отношение сигнал/шум 20.1, напрежението на полезния сигнал трябва
да бъде 20 пъти по-голямо от отчетеното по диаграмата.
Фиг. 3-7. Диаграма за определяне реалната чувствителност
на приемника в микроволти
Коефициентът на шума и чувствителността на един приемник за УКВ могат да се
измерят с помощта на шумов генератор. Конструкцията на такъв уред и начинът на
измерване с него са описани в глава шеста.
в.	Високочестотни усилватели
Необходимостта от усилване на полезния сигнал беше изтъкната при
разглеждането на чувствителността на приемника. При това усилване
се постига намаление на коефициента на шума. Освен това наличието
на два трептящи кръга (във входа и изхода на усилвателя) спомага за
по-добро филтриране на смущаващите сигнали с огледална честота.
Високочестотният усилвател отстранява влиянието на излъчваните от
приемника смущаващи сигнали, тъй като прекратява почти напълно тех-
ния достъп до антената. Това е особено важно при свръхрегенеративни
приемници и приемници със самоосцилиращи смесители, тъй като те
произвеждат доста силни високочестотни смущения.
Употребата на високочестотни пентоди е ограничена от тяхното
високо шумово съпротивление. За честоти над 100 мгхц пентодните
89
усилватели отстъпват пред триодните, тъй като последните позволяват
постигането на по-добър шумов коефициент. С повишаване на работ-
ната честота нейното усилване се затруднява от редица фактори: време
за прелитане на електроните, ниско резонансно съпротивление на кръ-
говете, индуктивности и капацитети в лампата и пр. Обикновените ми-
ниатюрни приемки лампи и тези от типа „желъд* могат да се изпол-
зуват за усилване до 400—500 мгхц. За усилване на сигнали с по-
високи честоти се употребяват лампи с дискови изводи и специалните
„лампи с бягаща вълна*.
Пентоден усилвател. Типична схема на такъв усилвател е пока-
зана на фиг. 3-8. Той осигурява твърде голямо усилване на полезния
сигнал и неговият коефициент на шума определя почти напъл-
но коефициента на шума на
цялата високочестотна част. При
добре изпълнен монтаж усил-
вателят работи стабилно и
не се изисква прилагане на
неутрализация. Особено вни-
мание трябва да се обърне на
високочестотното заземяване на
екранната решетка. Блокиращият
кондензатор в тази верига тряб-
ва да бъде със съвсем къси
изводи и да се свързва по най-
късия път с точката на висо-
кочестотното заземяване настъ-
Фиг. 3-8. Високочестотен усилвател с пентод ПЭЛОТО.
Основен недостатък на пен-
тодния усилвател е високото ни-
во на шумовете в пентода, тъй като освен „сачмения" ефект тук е налице
и хаотичното разпределение на токовете между анода и екранната ре-
шетка, Вследствие на това шумовият коефициент на този усилвател е
незадоволителен. Някои пентоди работят до около 400 мгхц. Подхо-
дящи лампи за пентоден усилвател на двуметровия банд са 6АК5,.
6Ж1П, E/U/F80, 6К1Ж и др. Напоследък са разработени специални
нискошумови пентоди, предназначени за широколентови усилватели.
Употребени като високочестотни усилватели, те не отстъпват на трио-
дите и даже ги превъзхождат. Такива са лампите D3A, E180F, 6Ж20П и др.
Триоден усилвател със заземен катод. Той дава голямо усилване
и притежава твърде нисък коефициент на шума. При триодите капа-
цитетът решетка-анод е твърде голям. Ако коефициентът на усилване
на стъпалото е по-висок от определена стойност (3—4 пъти за Х= 2 м\
настъпва самовъзбуждане. За отстраняване на този ефект е необходимо
да се неутрализира действието на капацитета Cag. На фиг. 3-9 е по-
казан триоден усилвател с неутрализираща бобина, включена паралелно
на капацитета Cag. Бобината LN и капацитетът Cag образуват паралелен
трептящ кръг, който има голямо съпротивление за работната честота.
По този начин решетъчният кръг се оказва изолиран от анодния. Jlpvr
начин за неутрализация на вредното влияние на капацитета Cag е по-
90
казан на фиг. 3-10, а. Капацитетите Cag. CN, Сг и С2 образуват един
капацитивен мост. Двете рамена на този мост са образувани от Cng и
CN, а другите две — от Сг и С2. Входната верига е включена в еди-
нил диагонал, а изходната — в другия
фиг. 3-10, б). Ако мостът е баланси-
ран, напрежението между точките
А и В не влияе върху напрежението
между точките G и К, т. е. изход-
ната верига не влияе върху вход-
ната. Балансирането на моста се по-
стига чрез промяна на неутрализи-
ращия капацитет CN.
При симетричен вход на прие-
мника се употребява и двутактна
схема с триоди. Тя е показана на
фиг. 3-11. Капацитетите и CN
служат за неутрализация. Поради по-
сложната си конструкция и необхо-
димостта от симетриране тази схема
се употребява по-рядко.
Неутрализирането на триодния
усилвател със заземен катод се из-
вършва по следния начин: Анодното
(виж еквивалентната схема на
Фиг. 3-9. Високочестотен усилвател
с триод
напрежение на стъпалото се изключва. Към входа на приемника се
подава високочестотен сигнал с честота, равна на работната (напри-
мер от любителския предавател). Неутрализиращият елемент (индук-
тивността Ln или капацитетът Сд,) се променя по стойност дотогава,
Фиг. 3-10. Мостова схема за неутрализация на триоден усилвател
а) схема на уснлвателя : б) еквнвалентна схема
докато на изхода на приемника се получи минимален сигнал. Това оз-
начава, че през капацитета Cag се предана минимален сигнал, т. е. че
той е неутрализиран.
С повишаването на честотата неутрализирането на усилвателя става
много трудно. Този тип усилвател се употребява до около 200 мгхц.
Друг недостатък на схемата е, че неутрализацията може да се по-
91
стигне само в тесен честотен диапазон и стъпалото не може да работи
на различии обхвати.
В усилвателите със заземен катод могат да се използуват вся-
какви модерни триоди, като 6С1Ж, 6С1П, ЕС92, РС86, както и двой-
ните триоди ЕСС81, ЕСС85, 6НЗП, 6J6 и други. Двойните триоди са
удобни за противотактни стъпала.
Фиг. 3-11. Противотактен триоден усилвател
Фиг. 3-12. Усилвател със заземена
решетка
Усилвател със заземена решетка. Този усилвател има твърде
ниско ниво на шумовете (вследствие на употребата на триод) и проста
конструкция. Схемата му е показана на фиг. 3-12. Входният сигнал се
подава на катода на лампата, а решетката е заземена и служи като
екран между входния и изходния кръг. От схемата се вижда, че анод-
ният ток на лампата протича през входната верига, вследствие на което
тази схема има много ниско входно съпротивление:
Т?вх«4’ в ком'	(3'12)
където 5 е стръмността на лампата в ма[в-
Вследствие на обратното действие на анодния ток върху входната
верига схемата дава относително слабо усилване по мощност и този
усилвдтел не може да внесе голямо подобрение в чувствителността на
приемника. Коефициентът на усилване по мощност на усилвателя със
заземена решетка може да се изчисли приблизително по формулата:
Kp^SR,,	’(3-13)
където е резонансното съпротивление на анодния кръг, шунтирано
от входното съпротивление на следващата лампа в ком.
Този усилвател работи твърде стабилно и не изисква неуТрализа-
ция. При твърде високи честоти (над 500 мгхц) индуктивността на ре-
шетъчния извод може да предизвика обратна връзка и самовъзбуж-
дане. За работа на тези честоти се използуват лампи с дискови из-
води.
Коефициентът на шума може да се определи по същия начин,
както и за всяко високочестотно стъпало. Шумовият коефициент на
едно стъпало със заземена решетка е практически еднакъв с този на
триоден усилвател със заземен катод.
92
Тъй като ниското входно съпротивление на стъпалото шунти-
ра чувствително входния кръг, понякога се прибягва до непълно
включване на катода към кръга (фиг. 3-13,а).Това се прави в случайте,
когато от входния кръг се изисква по-голяма селективност, следова-
телно по-голям Q-фактор.
Усилвателят със заземена решетка позволява удобно съгласуване
с коаксиален кабел без употреба на входен трептящ кръг. Например
лампата ЕС92, употребена в така-
ва схема, има входно съпротивле-
ние от порядъка на 180 ом. За
получаване на необходимого пред-
напрежение се изисква катодного
съпротивление да има стойност
100 ом (при ил — 170 в). Паралел-
ното свързване на входного съпро-
тивление на усилвателя с катод-
ного съпротивление (фиг. 3-13,6)
дава една стойност на входного
съпротивление на приемника от
65 ом, която може да се съгласу-
ва с 60- и 75-омов коаксиален ка-
бел. По този начин се постига
максимално опростяване на схема-
та на входного съпало при упо-
требата на минимален брой де-
тайли. Така стъпалото със зазе-
мена решетка, въпреки че не по-
добрява значително чувствител-
ността на приемника, позволява
удобно съгласуване на антенния
кабел със следващите стъпала на
Фиг. 3-13. Варианти на схемата със зазе-
мена решетка
а) непълно включване към входния трептящ
кръ! , 6) усилвател със заземена решетка без
входен трептящ кръг
приемника.
Катодът има високочестотен потенциал. За да се избегне шунти-
ращото влияние на капацитета катод/отопление (той е около 2—3 пф),
необходимо е във всеки отоплителен проводник да бъде включен ви-
сокочестотен дросел.
Лампи, които са подходящи за усилвател със заземена решетка,
са: ЕС92, 6С1Ж, ЕСС85 и ЕСС81 (1 система), ЕС86, РС92, PC86, както
и различните видове „маякови лампи" (за по-високи честоти).
Усилвател със заземена междинна точка. Той представлява един
преход от усилвателя със заземен катод към усилвателя със заземена
решетка. В него се заземява средната точка на входния кръг. Схемата
му е представена на фиг. 3-14,а. Тъй като входната верига е симет-
рична спрямо земята, този усилвател е удобен за свързване с двупро-
водна фидерна линия. Капацитетът CN служи за неутрализация. Вход-
ного съпротивление на усилвателя е по-голямо от това при схема със
заземена решетка и може да се изчисли по формулата:
г> 2
ком.
(3-14)
93
Фиг. 3-14. Усилвател със заземена междипна
точка
л) с входен трептящ кръг; б) без входен трептящ кры
В този усилвател се използуват
Ако катодното съпротивление има подходяща стойност, съществува
възможност за съгласуване на входа на усилвателя с фидерната линия
без употребата на входен трептящ кръг. Например, ако катодното съ-
противление трябва да бъде 300 ом, за да се получи симетрия на входа,
необходимо е между решетката
и земята да се включи съпро-
тивление със същата стойност
(фиг. 3-14, б). Общата стойност
на двете последователно свър-
зани съпротивления е 600 ом.
Ако входното съпротивление
на усилвателя е 400 ом (5=5
ма/в), резултантното входно съ-
-	600.400
противление ще бъде , .п= =
OUU -J- 4UU
= 240 ом и входът може да се
съгласува направо със симетри-
чен кабел от 240 ом, свързан
към катода и решетките. Ако
съгласуването по описания на-
чин е невъзможно поради не-
подходящи стойности на или
/?вх, налага се употребата на
входен трептящ кръг. За капа-
цитет на входния кръг най-
често се използва капацитетът
решетка—катод на самата лампа.
В отоплителната верига тряб-
ва да се включат дросели, как-
то и в схемата със заземена
решетка.
същите лампи, конто се употре-
бяват и в другите схеми на усилватели.
Комбиниран усилвател със заземен катод и заземена решетка
(каскоден усилвател). Основен недостатък на усилвателя със заземена
решетка е неговото малко входно съпротивление и свързания с него
нисък коефициент на усилване по мощност. Усилвателят със заземен
катод, както беше пояснено, не притежава тези недостатъци, но работи
твърде неустойчиво. Полезните качества на двата типа усилватели са
комбинирани сполучливо в тъй наречения каскоден усилвател. Първото
стъпало е свързано по схемата със заземен катод. Така то има твърде
високо входно съпротивление и обезпечава голямо усилване по мощ-
ност. Второто стъпало е усилвател със заземена решетка. То работи
твърде устойчиво и дава достатъчно усилване по напрежение на по-
лезния сигнал. Анодният товар на първото стъпало е силно шунтиран
от ниското входно съпротивление на усилвателя със заземена решетка
и неговият коефициент на усилване по напрежение е близък до 1.
94
Следователно опасността от самовъзбуждане чрез капацитета Cag в
първото стъпало е почти изключена. На фиг. 3-15, а се вижда схемата
на един каскоден усилвател. В първото стъпало е употребен пентодът
6АК5, свързан като триод (за намаляване на шумовете). В стъпалото
със заземена решетка
се използува едната
система от двойния
триод 6J6. Другата
система е заземена.
Бобината LN служи за
неутрализиране на ка-
пацитета Cag на пър-
вата лампа. С това се
повишава устойчи-
востта на работата на
това стъпало и се
постига минимален
коефициент на шума.
Веригата на постоян-
ния аноден ток на
второго стъпало се
затваря през индук-
тивността Ln и вхо-
дната бобина на пър-
вата лампа.
Коефициентът на
шума на каскодния
усилвател зависи от
шумовите качества на
първата лампа. Той
може да се определи
по начина, описан в т,
<2/	---------'"Wd
RUIJn/FfTMl
Фиг. 3-15. Каскоден усилвател
а) с каиацитивна връзка между двете лампи ; б) галванично свързан
каскоден усилвател
2-6. Тъй като този усилвател осигурява голямо
усилване по мощност, неговият коефициент на шума определи чувст-
вителността на целия приемник.
Усилвателните свойства на лампите за УКВ се характеризират с от-
S о
ношението^—. За първата лампа на усилвателя това отношение
Свх “гСизх
трябва да бъде колкото е възможно по-високо.
Срещат се вече двойни триоди, специално предназначени за
каскоден усилвател. Такива са лампите ЕСС84, - 6Н14П и др.
Първата триодна система има двоен катоден извод и служи за
усилвател със заземен катод, а втората се свързва по схемата със за-
земена решетка. Решетката на втория триод обикновено е свързана
вътре в балона с екрана, който раздели двете системи. Такива лампи
са удобни за използуване в тъй наречения галванично свързан каскоден
усилвател. В него двата триода са свързани последователно по отно-
шение на постояннотоковото захранване. Върху всеки от тях се полу-
чава половината от постоянного анодно напрежение, което трябва да
95
бъде около 250 в. Такава схема е показана на фиг. 3-15, б. При това
свързване се намалява броят на елементите и се постига опростяване
на конструкцията. Решетъчното преднапрежение на втората лампова
система може да се получи чрез свързването на едно съпротивление
с достатъчно голяма стойност
между решетката и катода
(съпротивлението Rg от схемата
на фиг. 3-15,6). Върху него се
образува преднапрежение вслед-
ствие на протичането на слаб
решетъчен ток. Понякога пред-
напрежението се получава чрез
делител от анодното напреже-
ние (фиг. 3-16). Напрежението,
получено от делителя, трябва
да бъде малко по-ниско от на-
прежението на катода на лам-
пата (относно шасито). В такъв
случай потенциалът на решет-
Фиг 3-16. Получаване на преднапрежение
в каскодния усилвател чрез делител
ката е малко по-нисък от потенциала на катода, т. е. решетката е от-
рицателна спрямо катода. Чрез капацитета CN, включен към част от
изходната бобина, се постига неутрализация на усилвателя.
Освен посочените лампи за каскоден усилвател могат да се из-
ползуват и двойните триоди 6НЗП и ЕСС85, но те дават по-слаби ре-
зултати. Напоследък са разработени двойните триоди ЕСС88, РСС88.
6Н23П и др., конто са особено подходящи в тази схема поради висо-
ката си стръмност, малки входни и изходни капацитети и ниско съпро-
тивление на шума. На тях съответствуват лгмпите с повишена дълго-
трайност на катода Е88СС, Р88СС и др. Особено висока чувствител-
ност се постига при употреба на специалните триоди за УКВ, като
6СЗП, 6С4П, 417А, 416В, РС86 и др.
Последователно включване на бобината на трептящия кръг.
Към капацитета на трептящия кръг във високочестотните стъпала се
прибавят изходният капацитет на предното стъпало и входният капа-
цитет на следващото стъпало. Това води до ограничаване на макси-
малната работна честота и намаляване на резонансното съпротивление
на кръга. В приемниците за УКВ често се употребяват трептящи кръ-
гове с последователно включване на бобината, както е показано на
фиг. 3-17. Капацитетът на кръга се образува от последователното съе-
динение на изходния капацитет на първата лампа и входния капацитет
на втората лампа. Така общият капацитет на кръга се намалява. Този
начин на свързване се употребява до около 400 мгхц. Схемата позво-
лява удобно съгласуване на изходното съпротивление на първата лампа
с входното съпротивление на следващата лампа. Най-добро съгласуване
се получава, ако:
(3-15)
Cj Г Rbx 2	V '
96
кьдего
С, е капацитетът откъм странага на анода на първата лампа ;
С2 — капацитетът от страната на решетката на втората лампа;
/?изх — изходното съпротивление на първата лампа;
/?вх2 — входното съпротивление на втората лампа.
Капацитетите Сг и С2 се образуват от съответния изходен (или
входен) капацитет на лампата, монтажния капацитет и допълнителните
капацитети, ако към кръга са включени такива. На фиг. 3-18 е показан
Фиг. 3-17. Стъпало с последователно
свързана бобина на трептящия кръг
2»	4 ЕССвд
Фиг. 3-18. Каскоден усилвател с последо-
вателно включена бобина на трептящия
кръг между двете лампи
каскоден усилвател, в който между лампата със заземен катод и тази
със заземена решетка е включен кръг с последователно свързана бо-
бина. Кръговият капацитет е образуван от ламповите и монтажните ка-
пацитети.
г.	Смесителни стъпала
Най-големи шумови напрежения в радиоприемника се произвеждат
в смесителното стъпало. Шумовете, създадени от многорешетъчните
смесителни лампи, широко употребявани за дълги, средни и къси вълни,
са толкова големи, че тяхното използуване в обхвата на УКВ е невъз-
можно. За смесители в обхвата на метровите вълни се употребяват
главно триоди и по-рядко пентоди. В обхвата на дециметровите вълни
се употребяват диодни смесители. За смесване на честоти от порядъка
на няколко хиляди мегахерца са намерили широко приложение специ-
ални кристални диоди.
В приемниците за УКВ се прилага изключително събирателното сме-
сване, т. е. сигналите от високочестотния усилвател и от собствения
осцилатор се подават на една и съща решетка (управляващата). Фун-
кциите на смесителя и осцилатора се изпълняват от две отделяй лампи.
Изключение правят само концертните АМ/ЧМ приемници, в които се
употребяват самоосцилиращи смесители.
7 УКВ техника
97
Напрежението от осцилатора може да се подаде към решетката
на смесителя чрез малък капацитет или посредством индуктивна или
автотрансформаторна връзка — фиг. 3-19, а, б, в. В любителските
приемници се прилага най-широко индуктивната връзка, тъй като по-
Фиг. 3-19. Подаване на осцилаторния сигнал в смесителното стъпало
а) чрез капацитивиа връзка ; 6) чрез трансформаторна връзка; в) чрез автотрансформаторна >ртзка
следната позволява регулиране на връзката между смесителя и осци-
латора и подбиране на най-подходящия режим на смесителното стъ-
пало. Връзката между осцилатора и смесителя трябва да бъде слаба,
за да няма загуба на полезен сигнал в осцилаторния кръг и взаимно
влияние между настройката на входния кръг на смесителя и този на
осцилатора.
Преднапрежението на смесителната лампа може да се получи ав-
томатично от катодно съпротивление. Често пъти преднапрежението
се получава в резултат от протичането на решетъчен ток през съпро-
тивлението за утечка вследствие на високочестотния сигнал, подаден
от осцилатора. Схемата на един триоден смесител, свързан по този
начин, е показана на фиг. 3-20. Използуван е двойният триод 6Н15П,
като лявата система служи за смесител, а дясната за осцилатор. Осци-
латорният сигнал се довежда до решеТката на смесителя чрез кондензатор
с капацитет 2—3 пф. Предимство на тази схема е непосредственото
заземяване на катода, което е свързано с опростяване на конструк-
цията (избягва се катодната RC трупа). Освен това в този случай сме-
сителят е по-малко чувствителен към промени на напрежението на
осцилаторния сигнал, свързани с настройката на осцилатора. Това е
от особено значение при широк честотен диапазон на приемника. Вхо-
дного съпротивление на стъпалото е по-ниско, отколкото в схемата с
катодно съпротивление.
Друг вариант на триодния смесител е противотактният смесител.
Фиг. 3-21, а показва схемата на един противотактен смесител. При
98
Фиг. 3-20. Триоден смесител

5
Фиг. 3-21. Други варианта на триодния смесител
«) протинотактен триодеи смесител , б) триоден смесител със заземена решетка
99
конструирането на такова смесително стъпало трябва да се спазват
следните правила:
1.	Ако входният сигнал се подава на двете решетки противотактно,
а осцилаторното напрежение еднотактно, анодните вериги трябва да
бъдат свързани противотактно.
2.	Ако входният сигнал се подава противотактно и осцилаторният
сигнал също противотактно, необходимо е анодната верига да бъде
еднотактна, т. е. двата анода да бъдат свързани заедно. В противо-
тактния смесител е отстранен ефектът на шумовете, произвеждани от
осцилатора.
Смесителният триод може да бъде свързан и по схемата със за-
земена решетка (фиг. 3-21, б). Такива смесители се употребяват за 70-
сантиметровия любителски обхват.
Коефициентът на шума на решетъчния смесител може да се опре-
дели по начина, посочен в т. 2 б на настоящата глава. За 2-метровия
любителски обхват могат да бъдат постигнати коефициенти на шума
от порядъка на 10 до 20.
Усилвателните свойства на решетъчния смесител се характеризират
с така наречената стръмност на преобразуване — Snp. Нейната стой-
ност съставлява около 30% от статичната стръмност на лампата, по-
сочена в характеристиките. Коефициентът на усилване по напрежение
на смесителя е равен на произведението от стръмността на смесване
и резонансното съпротивление на анодния трептящ кръг, настроен на
междинната честота. Този кръг е шунтиран от вътрешното (изходното)
съпротивление на лампата. По отношение на коефициента на усилване
пентодните смесители превъзхождат триодните, тъй като имат по-ви-
соко изходно съпротивление.
С повишение на работната честота нейното усилване става все
по-трудно. Налага се употребата на сложни конструкции на кръговете
и на специални лампи („маякови", с „бягаща вълна“, и др.). Поради
тези трудности в любителските приемници за честоти над 420 мгхц
почти не се използуват високочестотни усилватели и първото стъ-
пало е смесителят. В този случай постигането на нисък коефициент
на шума в смесителното стъпало има решаващо значение за чувстви-
телността на приемника. На тези честоти се използуват смесители с
вакуумни диоди или с кристални диоди. Диодните смесители имат
твърде нисък коефициент на шума и сравнително високи входни и
изходни съпротивления. Основният им недостатък е, че при тях липсва
усилване на полезния сигнал по мощност и напрежение. Напротив,
диодният смесител отслабва приложения към неговия вход сигнал. Не-
обходимо е следващите след него стъпала за усилване на междинната
честота да имат голям коефициент на усилване и нисък коефициент на
шума. Фиг. 3-22 показва схемата на един диоден смесител. Означе-
ният на схемата трептящ кръг LKCK конструктивно се изпълнява във
формата на отрязък от линия или обемен резонатор. Катодната RC
трупа служи за създаване на преднапрежение, необходимо за правил-
ния режим на смесителя. За преобразуване на честоти над 3000 мгхц
се използуват изключително кристални диоди.
100
Подходящи лампи за решетъчни смесители са триодите ЕС92,
6J6, ЕСС85, ЕСС81, 6НЗП, 6АК5 (триодно свързване) и др. За пен-
тодни смесители са подходящи лампите EF80, E180F, 6АК5, Е/Р/СЕ82,
6ФШ и др. Високи качества като смесител има триодът ЕС86, който
може да се свърже и в схема със заземена решетка. За диодни сме-
сители са подходящи лампите 6Д4Ж, 6ДЗД и др. Специалните кри-
стални смесителни диоди са два вида: германиеви (например ДГ-С1
и др.) и силициеви (например ДК-С1, ДК-С2 и др.).
д.	Осцилатори
Проблемът за стабилността на осцилатора има първостепенно зна-
чение в приемниците на УКВ, особено при тези, конто са предназна-
чени за далечно приемане. Високата работна честота затруднява по-
стигането на висока стабилност. Чувствително е влиянието на неста-
билните лампови капацитети. Значителни трудности се срещат и при
конструирането на трептящи кръгове с достатъчна механическа ста-
билност. Най-често се употребява капацитивният триточков осцилатор —
Фиг. 3-23. Схеми на осцилатори
а) капаципивеи триточков осцилатор , 6) противотактен осцилатор
фиг. 3-23, а. Паралелно на настройващия кондензатор се включва
кондензатор с относително голям капацитет за намаляване на вариа-
101
ция1а на настройващия капацитет, т. е. за *разливане“ на обхвата на
приемника. Ако този кондензатор се подбере с подходящ отрицателен
температурен коефициент, може да се постигне по-голяма стабилност.
За повишаване на стабилността се предпочита използуването на резо-
нансна линия вместо трептящ кръг. За обхвата 420 мгхц най-често се
>потребява противотактен триоден осцилатор, който е показан нафиг.
3-23, б. На по-високи честоти осцилаторите се конструират с „маякови"
лампи, свързани с коаксиални линии.
Най-широко използуваният начин за подаване на осцилаторния си-
гнал от осцилатора към смесителя е чрез намотка за индуктивна
връзка и екраниран проводник.
Понякога за смесване с полезния сигнал се използува някоя от
хармоничните на осцилаторната честота (втора, трета и т. н.). В този
случай осцилаторът работи на два, три или повече пъти по-ниска че-
стота. При използуване на хармонични ефектът от преобразуването е
по-слаб.
За получаване на висока стабилност се използува стабилизация
на честотата на осцилатора с кварц. Обикновено кварцовият осцилатор
работи на ниска честота и желаната честота се получава посредством
стъпала за умножение. Намаляване на броя на умножителните стъпала
може да се постигне, ако се използува схема, в която кристалът ра-
боти на някоя своя нечетна хармонична. Такива схеми могат да дават
направо трета, пета, седма и даже девета хармонична на кварца. Ос-
цилаторите на хармонични честоти са разгледани в четвърта глава.
При тях стабилността на трептенията е по-ниска от тази при изпол-
зуване на кварцовия кристал за основната му вълна, но е задоволи-
телна при неголям коефициент на умножаване на честотата в умно-
жителите. При кварцова стабилизация на осцилатора неговата честота
е фиксирана и междинната честота трябва да бъде променлива. На-
стройката на желаната станция става с осцилатора на втория прео-
бразувател. Трябва да се обърне внимание на възможността за поя-
вяване на комбинационни честоти в изхода на смесителя в резултат от
наличието на много хармонични в осцилатора. Затова е необходимо
да се екранират добре всички стъпала на кварцовия осцилатор и
да се вземат мерки за филтрация на хармоничните (по-високи каче-
ствени фактори на кръговете).
е.	Междинночестотни усилватели
Обикновено след смесителното стъпало отношението сигнал/шум
вече е формирано и междинночестотният усилвател служи за усилване
на напрежението на полезния сигнал до оная стойност, която 'е необ-
ходима за нормалното функциониране на детектора. Стойността на ме-
ждинната честота се определи от две противоположни съображения.
От една страна, за постигане на тясна лента и висока селективност
се изисква ниска стойност на междинната честота. Тясната лента оси-
гурява ниско ниво на шумовете. От друга страна, изискването за из-
бирателност По огледален канал налага по-висока стойност на междин-
102
ната честота. Едно компромисно разрешение е междинната честота да
бъде около 10% от работната. Следователно за 144 мгхц междинната
честота трябва да бъде около 15 мгхц. Най-доброто разрешение е
използуването на двойно преобразуване, като първата междинна
честота е доста висока (няколко десетки мегахерца), а втората—твърде
ниска (няколкостотин килохерца).
Особено внимание се обръща на усилвателя на междинна честота
в приемниците за твърде високи честоти, в конто се използува диодно
смесване. Тъй като смесителният диод не дава усилване, необходимо е
междинночестотният усил-
вател да има висок кое-
фициент на усилване и
ниско ниво на шума. В та-
кива усилватели обикнове-
но се използува каскодна*га
схема.
Най-често любителс-
кият приемник за УКВ се
конструира като конвер-
тор (приставка) към обик-
новен късовълнов прием-
ник. Конверторът съдържа
усилвателя на висока че-
стота и първия преобразу-
вател. Сигналът с междин-
Фиг. 3-24. Междинночестотен усилвател с катоден
товар
на честота се довежда до
входа на късовълновия приемник с помощта на коаксиален кабел. За
съгласуване на изходното съпротивление на преобразувателя с ниското
съпротивление на коаксиалния кабел широко се употребява усилвател
на междинната честота с кагоден товар (катоден повторител). Схе-
мата на такъв усилвател е показана на фиг. 3-24.
В междинночестотните усилватели се употребяват високочестотни
пентода с голяма стръмност. В каскодните усилватели се използуват
лампите, посочени в т. 2-е.
?. Свръхрегенеративни приемници
Известно е, че обикновеният регенеративен приемник (линеен при-
емник с обратна връзка) има висока чувствителност, ако той работи в
режим, близък до възникване на генерация (самовъзбуждане). Това се
обяснява с факта, че обратната връзка компенсира частично загубите
в трептящия кръг, вследствие на което той добива твърде високо
резонансно съпротивление, което води до нарастване на нивото на
полезния сигнал. Но този режим е много нестабилен и най-малки про-
мени в захранващите напрежения могат да предизвикат възникване на
генерация или рязко намаляване на силата на приемаието. Приемането
на телефонии сигнали в режим на генерация е силно изкривено вслед-
ствие на влиянието на смущаващия сигнал, получен от биенето между
103
честотата на генерацията в приемника и носещата честота на приема-
ната станция.
При свръхрегенеративните приемници регенеративното стъпало
работи в режим на самовъэбуждане, но трептенията в кръга се пре-
късват периодически с помощта на спомагателен генератор, кой го
Фиг. 3-25. Принцип на свръхрегенеративндто
приемане
запушва и отпушва лам-
пата на стъпалото. Често-
тата на прекъсването на
генерацията лежи извън
обхвата на звуковите че-
стоти, но е по-ниска от
работната честота. Благо-
дарение на прекъсването
на генерацията с надзву-
кова честота при прие-
мане на телефонии сиг-
нали е отстранен ефектът
от биенето между често-
тата на генерацията и носе-
щата честота на приемна-
та станция.
Принципната схема на едно свръхрегенеративно стъпало е показана
на фиг. 3-25. Г е един генератор на импулси с надзвукова честота,
който запушва и отпушва лампата и предизвиква прекъсване на гене-
рацията. При липса на полезен сигнал на входа на стъпалото генера-
циите, възникващи през периода на отпушване на лампата, имат про-
Фиг. 3-26. Процеси в свръхрегеперативното стъпало при отсъствие
на полезен сигнал
а) прекъсващи импулси ; 6) импулси на високочестотиата генерация , в) импулси
след детектирането
изволни амплитуди (фиг. 3-26) и създават на изхода на приемника
характерен шум, наречен суперен шум. Ако на входа се появи ампли-
тудно модулиран сигнал, чието ниво е по-високо от нивото на произ-
104
волно възникващите генерации, амплитудите на последните нарастват
пропорционално на амплитудата на полезния сигнал — фиг. 3-27.
След детектирането на получените високочестотни импулси се полу-
чава нискочестотен сигнал, съответствуващ на модулацията на приема-
ната станция. Тъй като амплитудата на управляваната от полезния
Фиг. 3-27. Процеси в свръхрсгенеративното стьпало при наличие на по-
лезен сигнал
а) прекъсващи импулси ; б) полезен сигнал ; в) импулси на високочестотната генера-
ция , г) импулси след детектирането
сигнал генерация е много по-голяма от амплитудата на самия полезен
сигнал, в свръхрегенераторното стъпало се реализира едно усилване,
което може да достигне до стотици хиляди пъти.
Най-често функциите на свръхрегенератора, генератора на прекъ-
сващи импулси и детектора се обединяват в една лампа. Схемата на
такова свръхрегенеративно стъпало е показана на фиг. 3-28. Това е
един осцилатор, свързан по капацитивната триточкова схема, като
обратната връзка се осъществява чрез междуелектродните капацитети
на лампата. Капацитетът Cg и решетъчното съпротивление са под-
брани така, че се получават прекъсващи се генерации. Честотата на
прекъеването е обикновено от порядъка на няколкостотин килохерца.
Получените високочестотни трептения се детектират в решетъчната
верига на лампата (решетъчен детектор) и в анодната верига се поя-
вяват нискочестотни трептения. Чрез високочестотния дросел Др нис-
кочестотните трептения се довеждат до трансформатора Tplt към чиято
вторична намотка се евързва нискочестотният усилвател.
Честотата на прекъеването може да се подбира чрез промяна на
стойностите на Cg и Rg. Тя трябва да бъде поне 100 пъти по-ниска
от работната честота на приемника.
105
Избирателността и лентата на пропускане на свръхрегенеративното
стъпало зависят от качественна фактор на трептящия кръг. Голямо
влияние оказва и особеният режим на генерация. В резултат свръхре-
I енеративното стъпало има доста по-широка лента и по-ниска избира-
телност от обикновения регенеративен прие-
Флг. 3-28. Практически схе-
ма на свръхрегенеративно
стъпало •
мник, в който се получава компенсиране на
загубите в кръга вследствие на обратната
връзка.
Друг недостатък на свръхрегенератив-
ния приемник е големият му собствен шум,
дължащ се на хаотично възникващите гене-
рации. При появяването на полезен сигнал
на входа на стъпалото този шум изчезва.
Стабилността на приемането е ограни-
чена от същите фактори, които влияят вър-
ху стабилността на честотата на автогенера-
торите за УКВ. Свръхрегенеративните прием-
ници отстъпват на суперхетеродинните по
отношение на стабилност на честотата.
Свръхрегенеративното стъпало е източ-
ник на силен смущаващ сигнал, тъй като
работи в режим на генерация. Този сигнал
се излъчва от приемната антена и може да
предизвика силни смущения в съседните при-
емници. За избягване на този ефект е наложително между антената
и свръхрегенератора да има стъпало за усилване на високата, че-
стота, което ограничава проникването на смущаващия сигнал в антената.
Любителските УКВ връзки на далечни разстояния се осъществяват
най-често с помощта на немодулирани телеграфии сигнали (/Ij). Свръх-
регенеративният приемник не може да се употреби за приемане на
такива сигнали, тъй като в него те се преобразуват в постояннотокови
импулси и не могат да се приемат на слух.
Въпреки недостатъците си свръхрегенеративният приемник има и
някои ценни качества, които го правят удобен за използуване от на-
чеващите радиолюбители. Преди всичко грамадного усилване, което се
осъществява в свръхрегенеративното стъпало, позволява употребата на
минимален брой елементи и опростяване на конструкцията. Най-про-
стият приемник от този тип може да се конструира с 2 лампи —
свръхрегенеративен детектор и нискочестотен усилвател. Това го
прави удобен и за преносими приемници, където икономичността на
захранването е условие от първостепенна важност. Друго преимуще
ство на този приемник е възможността за лесното му превръщане в
предавател. За целта е достатъчно да се намали стойността на съпро-
тивлението Rg до няколко килоома чрез едно просто превключване.
В този случай генерацията става непрекъсната и стъпалото работи
като осцилатор на същата честота, на която е бил настроен приемникът.
Ако свръхрегенеративното стъпало е свързано с антената, високоче-
стотният сигнал ще бъде излъчен в етера. Нискочестотният усилвател
106
може да служи за модулатор. Такава схема се използува широко в
прости приемно-предавателни станции за УКВ.
В любителската практика е намерила приложение и комбинацията
на суперхетеродинния приемник със свръхрегенеративния детектор. Този
приемник е наречен суперсвръхрегенератор. Неговата блокова схема е
показана на фиг. 3-29. Усилени-
те високочестотни сигнали се
преобразуват и получената меж-
динна честота се детектира в
едно свръхрегенеративно стъпа-
ло. Тъй като междинната че-
стота е много по-ниска от вхо-
дящата, свръхрегенеративното
стъпало работи доста стабилно. Фиг. 3-29. Блокова схема на с> персврьх-
Този приемник има твърде ДО-	регенеративен приемник
бра чувствителност и не излъч-
ва смущаващи сигнали. Както обикновения свръхрегенеративен прием-
ник, и суперсвръхрегенеративният не е годен за приемане на немоду-
лирани телеграфии сигнали.
4.	Параметрични усилватели
Постигането на коефициент на шума, по-нисък от 2, в съвремен-
ните приемници за УКВ е почти невъзможно даже и при употребата
на най-модерните триоди като 6СЗП, 6С4П, 417А, 416В и др. Разработените
в последно време параметрични усилватели позволяват повишаването
на чувствителността на приемника до стойност, близка до тази на
идеалния приемник. Така с помощта на параметричен усилвател може да
се достигне стойността N—1,2. Това означава, че ако приемникът
пропуска една. лента от 10 кцх, достатъчно е полезният сигнал на
неговия вход да има напрежение 0,05 м.кв и той ще превиши нивото
на собствените шумове на изхода на приемника.
Действието на параметричния усилвател се основава на способ-
ността на полупроводниковите диоди да променят собствения си капа-
цитет при промяна на величината на приложеното към техните изводи
напрежение. Известно е, че ширината на прехода между слоевете р и
п на един полупроводников елемент (диод или триод) се изменя в
зависимост от големината на напрежението, приложено на тези два
слоя. Напрежението трябва да има такъв поляритет, че да запушва
полупроводниковия елемент. Изменението на ширината на прехода води
до изменение на капацитета между неговите изводи. Следователно
разглежданият р—п преход представлява един променлив капацитет,
който може да променя стойността си в зависимост от изменението
на приложеното към него напрежение. Това свойство намира все по-
широко приложение в различните отрасли на радиотехниката. Полу-
проводниковите диоди, в конто се използува горното явление, са на-
речени „варактори" — променящи капацитета си.
107
Принципы на параметричното усилване е илюстриран на фиг. 3-30.
А и С са елементите на един трептящ кръг, а А* е активного съпро-
тивление, което изразява загубите от енергия в този кръг. Ако на треп-
тящия кръг се подаде някакъв високочестотен сигнал с честота, равна
на резонансната честота на кръга, в последний ще се възбудят сину-
соидални колебания. Ако в момента, когато електрическият заряд на
кондензатора е максимален, плочите му се отдалечат на разстояние
+ d, неговият капацитет ще се намали, вследствие на което напреже-
нието му ще нарасне със стойността Д67. (Ако зарядът на един кон-
дензатор остава непроменен, напрежението върху него е обратно про-
порционално на капацитета му.) За отдалечаването на плочите се
изразходва енергия, която трябва да се достави от някакъв външен
източник. След като кондензаторът отдаде напълно своята енергия в
трептящия кръг, неговото напрежение става равно на нула. В този
момент плочите му могат да се приближат до първоначалното разсто-
яние, без да се изразходва енергия. Ясно е, че вследствие на доставе-
ната от външния източник енергия, която се изразходва за отдалеча-
ване на плочите, в трептящия кръг се реализира усилване на подадения
високочестотен сигнал. Процесът на усилването е изразен графично на
фиг. 3-30, б. Най-подходящият начин за практическо осъществяване
на такова усилване е използуването на р—п прехода на един полупро-
водников елемент („варактор") в качеството на променящ се капаци-
тет. Промяната на капацитета се постига, като на полупроводниковия
диод се подаде променливо напрежение от един външен генератор.
Този генератор е наречен в чуждестранната литература „помпящ" ге-
нератор, а неговата честота — „помпяща" — /п . От фиг. 3-30, в се
вижда, че за да се постигне намаляване на капацитета в момента на
максимално зареждане на кондензатора, е необходимо „помпящата1*
Аестота да бъде два пъти по-висока от честотата на сигнала, т. е.
/„ = 2/с. Фазата на напрежението с честотата /п също трябва да бъде
така подбрана, че намаляването на капацитета да става в посочения
момент. В противен случай може да се получи не усилване, а отслаб-
ване на сигнала. На фиг. 3-30, в „помпящото" напрежение е показано
с правоъгълна форма за опростяване на разсъжденията. На практика
се използува синусоидално напрежение. Вкарването на допълнителна
•енергия в кръга от „помпящия" генератор е равносилно да се намали
съпротивлението на загубите R, т. е. да се намали затихването на
трептенията. Ако загубите в трептящия кръг са компенсирани напълно,
параметричният усилвател се превръща в генератор на незатихващи
трептения. Този режим се нарича режим на параметрична генерация.
Всеки полупроводников диод, изобщо всеки р—п преход на полу-
проводников прибор, който е запушен чрез външно преднапрежение,
може да се представи с еквивалентната схема на фиг. 3-31. Cv е
собственият капацитет на диода, a Rs е съпротивлението на загубите.
Стойността на Rs за различии диоди е от 2 до 15 ом. Тъй като при
параметричните усилватели се използува полупроводников прибор, при
който липсва електронен поток, тук са налице само топлинните шу-
мове на съпротивлението Rs и на трептящите кръгове. Нивото на тези
108
шумове е твърде ниско и затова параметричният усилвател притежава
много по-нисък коефициент на шума от обикновените лампови усил-
ватели. Освен това той може да осигури голямо усилване на полезния
сигнал, особено в режим, близък до параметрична генерация.
Z g С	\d+td. lfr
Р -1'—-* I
4-»
Фш. 3-30. Принцип на параметричното усилване
л) трептящ крьг с управляем капацитет; б) изменение на на-
лрв/кението на кондензатора, в) импулси на „помпятия“
генератор
Принципната схема на
най-простия „еднокръгов“
параметричен усилвател е
показана на фиг. 3-32.
Елементите на трептящия
кръг са бобината и па-
раметричният диод D„.
Кондензаторът служи
да попречи на затваряне-
то на веригата за пред-
напрежение на диода през
бобината Ц. Преднапреже-
нието за запушване се по-
Фиг. 3-31. Еквивалентна схема
на параметричен диод
дава от потенциометъра /?2. Входният сигнал се подава към клемите 1
и 3, а усиленият изходен сигнал се получава от клемите 2 и 3.
„Помпящата" честота постъпва
тора С2 и дросела Др}. Ако ра-
ботната честота е 30 мгхц,
„помпящата" трябва да бъде
60 мгхц. В тази схема вместо
параметричен диод може да се
използува преходът колектор-
база на полупроводниковия
триод П403.
Тъй като полупроводниковия
диод е един нелинеен елемент,
в кръга на параметричния усил-
в параметричния диод през конденза-
3-32. Практическа схема на еднокръ-
гов параметричен усилвател
от честотата на полезния сигнал
вател се получават две допъл-
нителни честоти, образувани от Ф||Г-
смесването на /с и f„ .
Едната честота е равна на сумата
и „помпящата честота". Тази честота се различава твърде много от
резонансната честота на трептящия кръг и може да се смята, че по-
следният я филтрира напълно. Другата честота е равна на разликата
109
между /„ и /с. Тя е fa_Q=fn —fc. Тъй като f„ = 2f<:, следва, че че-
стотата /п- с е равна на честотата на приемания сигнал (/п_с = 2/ с—fc = /с).
Появяването на новата честота /п_с на изхода на усилвателя води до
смущение на приемането. Това смущение може да се избегне, ако
„помпящата" честота се отличава от стойността 2 /с с такава величина,
че честотата /п_с да излиза извън лентата, пропускана от междинно-
честотния усилвател на приемника. Но в резултат на това отклонение
усилването се намалява. Еднокръговият параметричен усилвател може
да работи и в свръхрегенеративен режим. За тази цел е необходимо
генераторът на „помпяща" честота да бъде модулиран амплитудно с
надзвукова честота, а усилвателят да бъде доведен в режим на гене-
рация. В този случай се получава твърде голямо усилване.
„Двукръговите" параметрични усилватели представляват комбина-
ция от два трептящи кръга, конто са свързани чрез управляем полу-
проводников елемент (варактор). Капацитетът на диода се управлява
от „помпящ" генератор.
На фиг. 3-33, а е показана схемата на един двукръгов регене-
ративен параметричен усилвател. В резултат от смесваието на f„ и /с в
усилвателя се получават честотите /п_с и /п_|_с, конто са равни съет-
ветно на разликата и
сбора на „помпяща-
та“ и приеманата че-
стота. Кръгът Lfiy е
настроен на приема-
ната честота /с, а
Z.2 С2 — на честотата
/„-с- Техните напре-
жения са приложени
Фиг. 3-33. Двукръгови параметрични усилватели
на изводите на управ-
лявания диод. Тъй
а) двукръгов регенеративен усилвател ; 6) двукръгов нерегенерати- KSTO TVK ЛИПСВа ТрСП-
вен уснлвател-преобразувател ; в) двукръгов регенеративен усил-
вател-преобразувател	лры, ndvTpucn
на /п+с, в усилвате-
ля не се получава напрежение с такава честота. Напреженията с
честота /с и /п_с предизвикват в капацитета на диода един сумарен
електричен заряд. Сумарният електричен заряд се изменя по такъв
начин, че неговото увеличение съответствува на намаление на капаци-
тета на управлявания диод, а следователно и на увеличаване на него-
вото напрежение. Когато електричният заряд се намалява, капацитетът
на диода се увелнчава. Тези явления са аналогични на явленията в
еднокръговия усилвател. В случая също се получава компенсация на
загубите в кръга и усилване на високочестотните колебания. Напреже-
нието на входния сигнал се подава на клемите 1 и 2, а усиленото
изходно напрежение се получава от клемите 3 и 4. „Помпящата" че-
стота трябва да бъде неколкократно по-висока от честотата на при-
емания сигнал. Тук не се изисква тя да бъде точно 2 пъти по-голяма
от /с. Колко по-висока е честотата /п, толкова по-добри са резулта-
тите, получени от този усилвател. Съществено преимущество на схе-
110
мата е и фактът, че измененията на честотата и на нейната фаза
не влияят на процесите в усилвателя и неговото действие остава не-
пременен©. Същото се отнася и за изменението на честотата и фазата
на приемания сигнал.
Друга схема на двукръгов параметричен усилвател е показана на
фиг. 3-33, б. Тук единият трептящ кръг е настроен на честотата на
сигнала, а другият — на сумарната честота /п+с. Изходящото напре-
жение се получава от последний кръг и също има честота /„+<:• Затова
тази схема е наречена нерегенеративен параметричен усилвател — пре-
образу вател (up-convertor). Тук „помпящият" генератор не отдава
енергия в трептящия кръг и не се получава компенсация на неговото
затихване. Усилването се осъществява благодарение на това, че често-
тата на приемания сигнал се преобразува в по-висока с помощта на
нелинеен реактивен елемент (капацитета на диода). Полученото усил-
ване е толкова по-голямо, колкото по-голямо е отношението •
Едно особено ценно качество иа този усилвател е, че в него само-
възбуждането е невъзможно, тъй като входният и изходният сигнал
имат различии честоти.
Свойствата на гореописаните двукръгови параметрични усилватели
са комбинирани в двукръговия регенеративен усилвател-преобразува-
тел (Down-convertor). Схемата му (фиг. 3-33, в) се отличава от схе-
мата на нерегенеративния преобразувател само по това, че вторият
трептящ кръг е настроен на разликата от честотите /„ и /с, а не на
тяхната сумарна честота. Благодарение на това, че върху диода дейст-
вуват напреженията с честота /п-с и /с, в трептящия кръг се полу-
чава компенсация на затихването, както и при схемата на фиг. 3-33, а
(регенеративен усилвател). Освен това тук се получава и допълнително
нерегенеративно усилване, тъй като честотата /с се преобразува в по-
високата честота /,,_с с помощта на нелинеен реактивен елемент. С този
усилвател може да се постигне най-висока чувствителност иа прием-
ника. Подобно на нерегенеративния преобразувател тук също е изклю-
чено самовъзбуждането, защото входният и изходният сигнал имат
различии честоти (/с и /п_с).
За постигане на голямо усилване и висока чувствителност на дву-
кръговите параметрични усилватели се изисква „помпящата" честота
да бъде колкото е възможно по-висока от честотата на сигнала. При
едно отношение /п //с =10 може да бъде постигнат шумов коефициент
N=l,12. Желателно е трептящите кръгове да притежават висок ка-
чествен фактор.
Съществено значение има и големината на изменението на капа-
цитета на диода от „помпящата" честота. Желателно е това изменение
да бъде колкото е възможно по-голямо спрямо началния капацитет на
диода. Това изменение се характеризира с отношението Д£. Тук АС е
©о
максималното изменение на капацитета, а Со — постоянната стойност
на този капацитет при определено запушващо напрежение. При почти
всички диоди, употребявани в параметричните усилватели, това отно-
111
Фиг. 3-34. Практически конструкция на двукръгов реге-
неративен параметричен усилвател
шение е 2/1. Отношението се намалява от допълнителните капа-
цитети, включени паралелно на диода. При конструирането на усилва-
теля величините на тези капацитети трябва да бъдат сведени до ми-
нимум. Началният капацитет на диода Со зависи от запушващото
пр ед напрежение. То трябва да се избира по-високо, за да се намали
този капацитет. При
това трябва да се
внимава да не се
превиши стойността
на максимално допу-
стимого обратно на-
прежение.
Твърде малко са
полупроводниковите
диоди, конто могат
да бъдат употребени
в параметрични усил-
ватели за ултракъ-
совълновите диапазо-
ни. При експеримен-
тиране с американс-
ки диоди са намерени
за подходящи диоди-
те 1N663,	1N252,
S266G, DR303,1N660,
RS705,	МА460А,
1N308 и др. Обикно-
вените детекторни
диоди не са подхо-
дящи, тъй като имат
малка контактна площ,
вследствие на коего
не издържат мощ-
ността на „помпя-
щия“ сигнал и имат
твърде голямо загуб-
но съпротивление
Силициевите диоди
показват по-добри ка-
чества от германиеви-
те при употребата им в параметрични усилватели.
На фиг. 3-34 е показана конструкцията на един двукръгов реге-
неративен параметричен усилвател, предназначен за работа в обхвата
144—146 мгхц. Тук е използуван диодът МА460А. Конструкцията
представлява метална кутия във вид на призма с квадратна основа.
В центровете на двете срещуположни дъна са закрепени две метални
стълбчета с различна дължина. Металният стълб с дължина 235 мм
112
образува заедно с вътрешната повърхност на кутията 4 -вълнова по-
аксиална линия, настроена на 144 мгхц. Настройката се извършва с
кондензатора С2. Другият стълб образува резонансна линия, настроена
на „помпящата" честота (475 мгхц) с помощта на кондензатора Сг.
„Помпящият" сигнал се подава в определена точка на тази линия с
помощта на коаксиален кабел. Част от резонансната линия за 144 мгхц
се настройва на честотата /п_с = 331 мгхц. Настройката се извършва
с кондензатора С3. Настройващите кондензатори представляват две
кръгли метални плочки с диаметър 12 мм, които се приближават една
към друга с помощта на винт. Входът и изходът са свързани индук-
тивно. Навивките за индуктивна връзка представляват две метални
скоби, закрепени близо до централния стълб на линията за 144 мгхц.
Желателно е металните части да бъдат посребрени. Преднапрежението
на диода се подава през съпротивлението
За да се нагласи режимът на един параметричен усилвател, е необ-
ходимо да съществува възможност за регулиране на мощността на
сигнала, подавай от „помпящия" генератор. Последният трябва да бъде
с регулируема мощност или връзката между него и коаксиалния кабел,
водещ към усилвателя, да бъде променлива. Максималната мощност
на генератора трябва да бъде около 1 вт. Честотата /п трябва да
може да се измени в известии граници и да бъде стабилна.
Параметричният усилвател се включва между антенния кабел и
входа на приемника за УКВ. Връзката между неговия изход и входа
на приемника трябва да бъде слаба. В противен случай шумовете на
приемника проникват в усилвателя и коефициентът на шума се уве-
личава.
Препоръчва се настройката на параметричния усилвател да се
проведе по следния начин:
1.	Към входа на усилвателя се включва сигналгенератор, настроен
на работната честота /с . На изхода на усилвателя се включва ултра-
късовълновият приемник. Преднапрежението на диода се регулира до
стойност, равна на половината от максималното обратно напрежение.
2.	Изходящото напрежение на сигналгенератора се повишава/ до-
като на изхода на приемника се появи слаб сигнал. Настройва се
входният кръг на усилвателя по максимална сила на приемането.
3.	Преднапрежението се регулира до максимална стойност на из-
ходния сигнал. Ако не се получи максимум, това означава, че усил-
вателят е силно разстроен.
4.	Включва се „помпящият" генератор. Първоначално той трябва
да работи с минимална мощност. Мощността му се повишава плавно
и едновременно се регулира преднапрежението на диода, докато се
получи рязко нарастване на изходния сигнал. При регенеративните
усилватели при определена стойност на напрежението на „помпящия"
генератор трябва да настъпи самовъзбуждане. При появяване на само-
възбуждане мощността се намалява, докато то изчезне.
5.	Трептящият кръг за честотата /„ с се настройва по максимума
на изходното напрежение.
8 УКВ техника
113
Описаните операции се повтарят още веднъж, тъй като обикно-
вено всяка регулировка влияе на останалите. След това може да се
провери коефициентът на шума с помощта на шумов генератор.
Ако постигнатите резултати не са задоволителни, трябва да се про-
вери изправността на полупроводниковия диод. В случай, че увели-
чение™ на мощността на „помпящия" генератор не предизвиква уве-
личение на изходния сигнал, трябва да се намали връзката на сиг-
налгенератора с входа на усилвателя.
5.	Конструкции на любителски приемници за УКВ
Постройката на висококачествен приемник за УКВ е свързана с
големи трудности и разход на материали. Освен ниско ниво на шу-
мовете и стабилност във високочестотната част трябва да бъде по-
стигната и много тясна лента на пропускане и голямо усилване в
канала на междинната честота. Тези проблеми са разрешени най-добре
в приемника с двойно преобразуване.
Значително облекчаване на гореспоменатите трудности се постига,
ако УКВ усилвателят, преобразувателят и евентуално едно от стъпа-
лата за усилване на първата междинна честота се монтират в отделен
самостоятелен блок-приставка, а функциите на втори преобразувател,
усилвател на междинна честота, детектор и усилвател на ниската че-
стота се изпълняват от отделен късовълнов приемник. В този случай
е необходимо да се построй само приставката (конвертор), а прием-
никът за къси вълни се взема наготово. Най-широко използуваният
приемник за УКВ е конвертор, свързан с късовълнов любителски
приемник.
Сигналът с междинна честота от конвертора се подава на входа
на късовълновия приемник с помощта на коаксиален кабел. За пред-
отвратяване на възможността на входа на късовълновия приемник
да попаднат смущаващи сигнали от късовълнови станции, работещи
на междинната честота на конвертора, съединяването на коаксиалния
кабел с входа на приемника става посредством екраниран съединител
(куплунг). Самият късовълнов приемник трябва да има добре заземена
метална кутия.
Ако конверторът има кварцово стабилизиран осцилатор, честотата
на последния е фиксирана и настройката на желаната станция става
чрез настройване на късовълновия приемник. В този случай конвер-
торът не работи на фиксирана междинна честота, а на широк диа-
пазон от междинни честоти. Трептящите кръгове в канала на първата
междинна честота (до входа на късовълновия приемник) трябва да
пропускат този диапазон. В този случай съществува опасност в ка-
нала на първата междинна честота да попадне смущаващ сигнал от
някоя късовълнова станция, който не може да се избегне с настройка
на приемника. За тази цел в някои случаи първата междинна честота
се избира в диапазона 25—30 мгхц, който е по-малко наситен със
силно чуващи се станции. Ако конверторът е снабден с настройващ
се осцилатор, междинночестотните кръгове се настройват на фиксирана
114
междинна честота. Късовълновият приемник се настройва на същата
честота. Ако върху приемания сигнал се появи смущение от късовъл-
нова станция, проникваща в междинночестотния канал, то може да
се избегне чрез малка разстройка на късовълновия приемник и дона-
стройка на конверторния осцилатор. Конверторите с настройващ се
осцилатор са много по-нестабилни от тези с кварцово стабилизиран
осцилатор, но са по-икономични по отношение на разход на материали.
По-нататък са разгледани някои практически конструкции на кон-
вертори и приемници за УКВ.
а.	Прост еднолампов конвертор за 144—146 мгхц
Схемата му е показана на фиг. 3-35. Използуван е двойният
триод 6J6. Левият триод е смесител, а десният—осцилатор. Входният
кръг е образуван от бобината за антенна връзка и входната бо
Фиг. 3-35. Еднолампов конвертор за 144 мгхц
бина А2, която заеднос тримера Q образува трептящ кръг, настроен
на средната честота на обхвата —145 мгхц. L2 има диаметър 16 мм
и дължина 12 мм и е навита от гол меден проводник с диаметър
2 мм. Бобината е въздушна (без основа) и има 2 навивки. Вътре в
нея се вмъква бобината Lv която има диаметър 14 мм и се състои
от 2 навивки, навити от съЩия проводник. Описаният входен кръг
е предназначен за свързване с 300-омов симетричен кабел. Ако е
необходимо конверторът да се свърже с антената посредством коак-
сиален кабел с вълново съпротивление 75 ом, бобината L4 не се на-
вива, а на .се прави извод на навивка, считано от заземения й
край. Изводът се свързва с жилото на коаксиалния кабел посредством
съединител1 (куплунг). В анода на смесителя е включен трептящ кръг,
настроен на междинната честота — 7,4 мгхц. Неговата бобина L4 е
навита на бакелитово тяло с диаметър 12 мм и съдържа 22 навити
една до друга навивки от изолиран меден проводник с диаметър
0,7 мм. На същото тяло от страната на „студения" край на L4 е на-
вита бобината Ls, която служи за връзка с коаксиалния кабел, който
отвежда междинночестотния сигнал към входа на късовълновия при-
емник. Тя има 5 навивки от изолиран меден проводник с диаметър
1 мм. Целият междинночестотен кръг се помества в метален екран.
115
Осцилаторът е свързан по капацитивната триточкова схема. Не-
говата средна честота е 137,6 мгхц. Бобината L3 представлява рамка
от гол меден проводник с диаметър 3 мм, която има формата, по-
казана на схемата. Дължината на рамката е 25 мм, а ширината й—12 мм.
Осцилаторът се вкарва в обхвата с помощта на тримера С3. Той служи
и за „разливане" на обхвата, тъй като намалява вариацията на капа-
цитета на настройвашия кондензатор С4. Най-добре е в качеството на
настройващ кондензатор да се употреби кондензатор с разделени ста-
тори (бътерфлай) с капацитет 10+10 пф. Може да бъде използуван
и променлив кондензатор от УКВ приставка на концертен АМ/ЧМ
приемник. Осцилаторният сигнал постъпва на входа на смесителя
чрез вътрешния капацитет между двете лампови системи. Осцилатор-
ният кръг трябва да има висока механична стабилност. Желателно е
ламповият цокъл да бъде от радиопорцелан.
След като конверторът бъде монтиран, всички трептящи кръгове
се настройват с помощта на грид-дипметър. Междинночестотният кръг
се настройва със свален екран. Капацитетът на коаксиалния кабел и
индуктивността на бобината L5 образуват трептящ кръг, чийто резонанс
може да бъде регистриран от грид-дипметъра и това да доведе
до заблуждение относно резонансната честота на кръга А4С6. За
избягване на грешки е необходимо първоначално жилото на коаксиал-
ния кабел да не бъде свързано с Ls, а това да стане, след като е
установена приблизително честотата, на която е настроен кръгът £4 С6.
Конструкцията на конвертора е показана на фиг. 3-36. Шасито
се помества в метална кутия.
Фиг. 3-36. Конструкция на едноламповия конвертор за 144 мгхц
116
Вместо 6J6 могат да се употребят нейните еквиваленти 6Н15П и
ЕСС91. Могат да бъдат използувани и двойните триоди ЕСС85,6НЗП,
ЕСС81 и други.
Чувствителността на описания конвертор е от порядъка на 15—20
единици кТо.
б.	Конвертор за 144 мгхц с две лампи
Този конвертор (фиг. 3-37) има усилвател на високата честота
със заземена решетка и триоден смесител. Тези функции се изпъл-
няват от двата триода на лампата ЕСС85. Осцилаторът е свързан по
двутактна схема. В него също е използуван двойният триод ЕСС85.
Zt — 4 навивки, диаметър D — 10 лги, дължина b — 12 л/.и, проводник ПЕЛ 13 л», отвод от вторатв
навивка; Z2—2 - навивки, диаметър D == 10 мм, дължина Ъ =. 10 мм9 проводник ПЕЛ 1,3 мм ;
£3 — 39 навивки, диаметър Z) = 8 мм, проводник ПЕЛ 0,41 мм;
/4 — 6 навивки, навити до L3 откъм „студення** й край ;
£5 — 2 навивки, диаметър D ~ 20 нм, дължина b = 5 мм, гол медей проводник с диаметър d = 2 нн
Входният кръг е образуван от бобината и капацитета решетка—
катод на триода със заземена решетка. Съпротивлението служи за
получаване на преднапрежение за лампата Лх. Анодният кръг на Лх е
настроен на средата на обхвата. Той е свързан индуктивно с навивката,
която подава високочестотното напрежение, получено от осцилатора.
По този начин и двата сигнала — от усилвателя и от осцилатора,
постъпват в решетъчната верига на смесителната лампа Л<>. Средната
честота на осцилатора е 130 мгхц.
117
За настройка на осцилатора е използуван променлив кондензатор
без триещ се контакт. Той може да се изработи саморъчно съгласно
чертежите на фиг. 3-38. Двата му статора представляват две медни
или месингови плочки, а близо до тях се върти ротор с особена кон-
струкция. На плочките се придава леко закръглена форма, съответ-
ствуваща на цилин-
дричната форма на
ротора. Роторът пред-
ставлява цилиндър от
полистирол или плек-
сиглас. Върху него се
закрепва (най-добре е
да се залепи с лепи-
ло от типа БФ-2) тън-
ка медиа пластинка
с триъгълна форма.
Кондензаторът има
максимален капаци-
тет, когато основата
на триъгълника се
намира над двете пло-
чи. През полистиро-
ловия цилиндър се
прекарва метална ос.
Двете плочки се мон-
тиратстабилно върху
порцеланови илиполи-
стиролови изолато-
ри. За тях се запоя-
ват краищата на ос-
цилаторната бобина
Ls и донастройва-
щият кондензатор С7.
Желателно е метал-
Фиг. 3-38. Конструкция на настройващия кондензатор ните части (с ИЗКЛЮ-
чение на оста) да са
посребрени. За връзка на осцилатора със смесителя служи една
навивка от меден проводник, която е свързана с парче коаксиален
кабел. Навивката се монтира по оста на бобината Ls на разстояние
5-7 мм бт нея. На другия си край коаксиалният кабел завършва със
също такава навивка, която подава осцилаторния сигнал към бобината
Z.2 чрез взаимната индуктивност между тях. Отоплителното напрежение
за лампата усилвател и смесител се подава чрез дроселите Др1 и Др2,
тъй като катодът на лампата Л7 се намира на високочестотен потен-
циал. Междинночестотният сигнал, отделен в анодния кръг на Д2, има
честота 16 мгхц.
Слеп като всички кръгове са настроени с помощта на грид-дип-
метър, се пристъпва към подбиране на връзката между осцилатора и
118
смесителя. Към решетката на смесителната лампа се запоява едно
четвъртватово съпротивление от 100 ком вместо съпротивлението /?3
от 1 мгом, посочено в схемата. Другият край на съпротивлението се
блокира чрез керамичен кондензатор от 200 пф, който е свързан по
най-късия път с катода на лампата. Между този край на съпротив-
лението и земята се включва микроамперметър с обхват 100—200 мка.
Клемата „ + “ на микроамперметъра се свързва със земята, а клемата
„—“ със съпротивлението. Когато към конвертора се включат захран-
ващите напрежения, осцилаторът започва да работи и в решетъчната
верига на смесителната лампа протича решетъчен ток, който се ре-
гистрира от микроамперметъра. Стойността на този ток се регулира
в границите 50—60 мка чрез приближаване и отдалечаване на навив-
ката за връзка към бобината L2. След това съпротивлението и микро-
амперметърът се отпояват и към решетката отново се свързва
съпротивлението със стойност 1 мгом.
Добре конструираният конвертор има чувствителност ^= 5. Вместо
лампите ЕСС85 могат да се употребяват и двойните триоди 6НЗП,
ЕСС81 и др. По-добри резултати могат да се постигнат с модерните
лампи ЕСС88, Е88СС, 6Н23П.
в.	Конвертор за 2 метра с каскоден усилвател
Този конвертор (фиг. 3-39) притежава достатъчно висока чувстви-
телност и стабилност и може да бъде използуван при опити за
връзка на далечни разстояния. В каскодния усилвател е употребена
лампата 6Н14П, която е предназначена специално за такива усилва-
тели. Входният кръг, образуван от бобината и входния капацитет
на лампата, е настроен на средната честота на обхвата—145 мгхц.
Неутрализацията на каскодния усилвател се постига чрез подаване на
част от изходящото му напрежение през капацитета CN към входа на
усилвателя. По отношение на постояннотоковото захранване двата
триода на каскодния усилвател са свързани последователно. Предна-
прежението на триода със заземена решетка се получава от слабия
решетъчен ток, който протича през съпротивлението R2. Смесително
стъпало е първият триод на лампата Л2 (6Н15П). В неговата анодна
верига е включена бобината L3, която образува с изходния капацитет
на лампата трептящ кръг, настроен на средната стойност на междинната
честота—10 мгхц. За да пропуска междинните честоти от целия любител-
ски диапазон, който има обхват 2 мгхц, този трептящ кръг е шунтиран
със съпротивлението 7?6. Изходът на конвертора трябва да се свърже
с коаксиалния кабел. За тази цел се използува едно допълнително
стъпало — катоден повторител, какго е показано на схемата. В това
стъпало могат да бъдат използувани лампите 6Ж1П, 6АК5, ЕС92 и
др. Коаксиалният кабел се свързва към катодното съпротивление.
Конверторът има кварцово стабилизиран осцилатор. Използуван е
кварцов кристал с основна честота 7,5 мгхц. Първият триод на лам-
пата Л3 (6Н15П) работи като осцилатор на третата хармонична на
кварца и дава направо честота 22,5 мгхц. Тази честота се утроява от
119
втория триод и в неговия аноден кръг се получава честотаТа 67,5 мгхц.
Свободният втори триод на лампата Л2 служи за удвоител. След
удвояването осцилаторната честота става 135 мгхц, а съответствува-
щата й междинна честота е 9 до 11 мгхц.
Фиг. 3-39. Конвертор за 144 мгхц с каскоден усилвател
Ц — 5 иавивки, D — 10 мм, b . 14 мм, d — 1 мм, отвод от 1,5 иавивки ;
/.2 — 4 навивки, D — 10 мм, h — 14 мм, а = 1 мм, отвод от 1 иавивка от страната на СА'
L3 — 85 навивки, D = 10 мм, b = 25 мм, d = 0,25 мм ;
Z4 — 3 навивки, D = 10 мм, Ъ — 6,5 мм, d — 1 мм ;
Z5 - 4 навивки, D — 10 мм, b = 5 мм, rf = l мм ;
L6 — 19,5 навивки, D ~ 10 мм. b — 20 мм, d = 1 мм ;
/5 и L6 — на обща основа. Ls — откъм „студения** край иа
Z7 — 8 иавивки, D - 10 зли, b = 20 мм, d — 1 мм
Всички кръгове се настройват с помощта на грид-дипметър. Не-
утрализирането на каскодния усилвател се извършва чрез подбиране
на отвода от бобината L2 по начина, описан вт.2,в. Кръгът L6C12 на
кварцовия генератор се настройва грубо на честота 22,5 мгхц. В
анодната верига на генератора след съпротивлението /?13 се включва
милиамперметър с обхват 10—15 ма. С въртене на донастройващия
кондензатор С12 се постига точна настройка на кръга на третата хар-
монична на кварца. Това се отчита по минимума на показанията на
милиамперметъра. За да се провери дали осцилаторът не се самовъз-
бужда независимо от кварцовия кристал, последният се изважда. В
този случай генерацията трябва да се прекрати. Ако генерацията про-
дължава,’ намалява се броят на навивките на бобината за обратна
връзка Ls, докато се постигне самовъзбуждане на осцилатора само
при включване на кристала. Наличието на генерация може да се уста-
нови по следния начин: решетката на осцилатора се докосва с остър
изолиран метален предмет или с върха иа молив; ако осцилаторът
120
се самовъзбужда, анодният ток нараства в момента на докосването,
ако в анодния ток не настъпва промяна, това означава, че в стъпалото
липсва самовъзбуждане.
Описаният конвертор има чувствителност от порядъка 3,5 к То. Лам-
пата 6Н14П може да се замени с ЕСС84, а 6Н15П — с 6J6. По-добри
резултати могат да се постигнат, ако в каскодния усилвател се упо-
требят лампите 6Н23П, ЕСС88 и др. В такъв случай стойностите на
индуктивностите Lr и L2 трябва да се променят.
г.	Висококачествен конвертор за 2 метра
Този конвертор има два каскодни усилвателя на високата честота.
В първия от тях са употребени модерните УКВ триоди 6СЗП и 6С4П,
конто имат много ниски шумове и високи усилвателни качества. Бла-
годарение на това конверторът притежава изключително висока чув-
ствителност. Неговият коефициент на шума е по-малък от 2. В осци-
латора е приложена кварцова стабилизация, която обезпечава висока
стабилност на приемането. Освен това е предвидено и превключване на
осцилатора така, че последният може да работи като автогенератор
с плавна настройка по обхвата — това позволява да се избягнат сму-
щаващи сигнали, попаднали в канала на междинната честота.
Схемата на конвертора е показана на фиг. 3-40. Лампата L1
(6СЗП) е усилвател със заземен катод. Входният и изходният кръг,
образувани от бобините Z.t и L2, заедно с входния и изходния капаци-
тет се настройват на средната честота на обхвата—145 мгхц. Боби-
ната Lm служи за неутрализиране на това стъпало. Следващата лампа
Л2 (6С4П) е усилвател със заземена решетка. Следва втори каскоден
усилвател (Л3) с лампата 6Н14П. Кръговите бобини Z,4 и А5 се на-
стройват също на средата на обхвата. Смесителното стъпало работи
с единия триод на лампата 6Н15П (Л^. В нейната ано дна верига е
свързан междинночестотният кръг (L3 и изходният капацитет на лампата),
който е настроен на средната стойност на междинната честота—30 мгхц.
Връзката с коаксиалния кабел е индуктивна (Lg).
Осцилаторът е тристъпален. Пентодната част на лампата Л.
(6Ф1П) е свързана в един капацитивен триточков осцилатор. Тук е
използуван кварцов кристал с честота 6,35 мгхц. С превключвателя ГЦ
кристалът може да се изключи и вместо него се включва трептящият
кръг £9, С26, С2Ъ С28. С него се осъществява плавна настройка на ос-
цилатора по обхвата. Този кръг покрива диапазона от 6,35 до 6,5 мгхц.
Тъй като честотата на осцилатора се умножава 18 пъти, на изхода
на последното умножително стъпало се получават честоти в диапазона
от 114,3 до 117 мгхц. Ако междинната честота е 29,7 мгхц, с осци-
латора се покрива обхватът 144—146,7 мгхц. Напрежението на екран-
ната решетка на осцилаторния пентод е стабилизирано с газовия ста-
билизатор Л6 (СГ4С). В анодната му верига е включен кръгът £1ОС22,
който е настроен на третата хармонична на осцилаторната честота —
19,05 мгхц. Следва триодната част на лампата 6Ф1П. Тя утроява
още веднъж тази честота и в анодния кръг	се отдели че-
стотата 57,15 мгхц. Свободният триод на лампата 6Н15П се използува
за удвоител. От него се получават 114,3 мгхц. Тази честота постъпва
121
ьс
Ni
в смесителното стъпало през вътрешния капацитет между двете лам-
пови системи. При работа с кварцово стабилизиран осцилатор меж-
динната честота варира от 29,7 до 31,7 мгхц.
Данните за бобините са дадени в табл. 3-2. Желателно е всички
постоянни кондензатори да бъдат керамични — с малки размери и
къси изводи. Това е особено важно за блокиращите кондензатори в
първия каскоден усилвател. Най-добре е тук да се употребят проходни
или дискови кондензатори. Съпротивленията са миниатюрни от типа МЛТ
Т а б л и ц а 3-2
Бобин-а	Навивки (бр.)	Диаме- тър (мм)	Дължи- на (мм)	Проводник (мм)	Бобина । 1	Навивки (бр.)	1 Диаметър (*«)	Дължина 1 (мм) 1		Провод ник 0 (ММ)
Л	3	15	12		L6	8	14 1		19	1.0
I.,	3	15	11	1,0	^•7	20	!	7,5		25	0,3
i-.Vt	9	И	16	0,7	7s	6	7,5		4	0,3
	з	 13	10	1,0	Ai	40	16		32	0,7
/-4	12	6	9	0,7	7-ю	8	14		23	1,0
Л	13	13	9	1,0	/-11	8	14		21	1,0
Настройката на конвертора започва с осцилаторната част. Про-
верява се наличието на генерация в осцилатора при включване на
кварц и на плавен диапазон. Честртата на осцилатора се прослушва
на късовълнов приемник, който има точно градуирана скала в диапа-
зона 6—6,5 мгхц. Умножителните стъпала могат да се настроят пред-
варително с грид-дипметър. По-точна настройка се постига, като
между решетъчното съпротивление на следващата след стъпалото
лампа и шасито се включва микроамперметър с обхват 50—100 мка.
Уредът се блокира с керамичен кондензатор с капацитет от 1000 пф.
Анодният кръг на съответното стъпало се настройва по максимално
показание на микроамперметъра. Кръговете на каскодните усилватели
и на смесителя се настройват предварително с грид-дипметъра. Това
се постига с разтягане и свиване на бобините или с отрязване на части от
навивките. Препоръчва се и допълнителна настройка със сигналгенератор.
За тази цел може да се употреби и стабилен любителски предавател.
Сигналът се подава на входа на конвертора, а на неговия изход —
към бобината А8, се включва лампов волтметър. Бобините Lx, L2, L ,
Li и Ls се настройват по максимално показание на ламповия волтметър.
123
Неутрализирането на каскодния усилвател става по вече описания на-
чин — изключва се анодното напрежение на съответния каскод и се
настройва бобината Lm по минимално показание на ламповия волт-
метър.
Особено внимание трябва да се обърне на монтажа на конвертора.
Употребените каскодни лампи имат голяма стръмност, вследствие на
Фиг. 3-41. Монтаж на първото високочестотно
стъпало
което лесно настъпва само-
възбуждане. Отделните стъ-
пала са екранирани, като
металният екран минава през
ламповия цокъл и разделя
входната и изходната верига
на съответната лампа. На
фиг. 3-41 е показан пример
за екраниране на едно стъ-
пало.
д.	Прост конвертор за 420
мгхц
Този конвертор има проста
конструкция и може да се
използува при първи опити
за работа на 70-сантиметро-
вия обхват. Състои се от
двутактен смесител с лампа-
та 6J6 и двутактен осцила-
тор със същата лампа. Меж-
динната честота се усилва от едно стъпало с високочестотния
пентод 6АК5.
Схемата му е показана на фиг. 3-42. Входният кръг на смеси-
телната лампа Лг е изпълнен във вид на - вълнова резонансна ли-
ния. Антенният сигнал се предава във входния кръг с помощта на
една полунавивка от меден проводник Z.r Антенната връзка се настройва
с помощта на полупроменливия кондензатор Сг Кръговете Z,3C4 и Z.4C9 са
настроени на междинната честота—30 л«гхг{.Осцилат6рният кръг също пред-
ставлява '-вълнова линия. Нейните размери са еднакви с тези на
входната. Обратната връзка в осцилатора се осъществява чрез между-
електродния капацитет на осцилаторната лампа Л2. Осцилаторът се
настройва на по-висока честота от работната. Връзката между осци-
латора и смесителя се осъществява чрез навивките А6 и Lr
Формата и размерите на входната и осцилаторната линия са по-
казани на фиг. 3-43, а. На същата фигура 3-43, б е показана и кон-
струкцията на навивките за връзка на осцилатора и смесителя. Ан-
тенната навивка се вижда на фиг. 3-43, в. Настройката на входната
и осцилаторната линия се извършва с кондензатори с диелектричен
124
ротор. Формата на статорните им пластинки е показана на фиг. 3-43, г.
Пластините се запояват в началото на всяка от линиите непосредствено
до цокъла на съответната лампа. Разстоянието между двете успоредни
пластини трябва да бъде 2—2,5 мм. Роторите на настройващите кон-
Фнг. 3-42. Конвертор за обхвата 420 — 430 мгхц
Z3 и L4 — по 15 навивки, D = 10 мм, b — 16 .им, d-z 1 мм;
дроселпте — по 16 навивки на съпротивления от 1 вт, проводник ПЕЛ 1 чч
дензатори се изрязват от полистиролов лист с дебелина 1,5 мм, както
е показано на фиг. 3-43, д. Устройството на един от променливите
кондензатори е показано на фиг. 3-44. За да се получи разлика в
честотите на настройката на входния и осцилаторния кръг, двата ро-
тора трябва да са монтирани на обща ос, но в различно положение.
Когато роторът на кондензатора С2 е влязъл напълно между статор-
ните пластини, другият ротор трябва да се намира още извън тях.
Отначало се настройват междинночестотните кръгове, като на входа
на конвертора се включи сигналгенератор, работещ на честота 30 мгхц.
Променливите кондензатори С4 и С9 се настройват по максимален
сигнал на изхода на конвертора (или приемника). След това на входа
се подава сигнал с честота 425 мгхц (например от стабилен любителски
предавател). Конверторът се настройва на тази честота с помощта на
осцилаторния кондензатор. Пластините на променливия кондензатор,
настройващ входната линия, се приближават или отдалечават, докато
на изхода на приемника се получи максимален сигнал.
125
Лампите 6J6 могат да се заменят с 6Н15П или ЕСС91. За усил-
вател на междинната честота може да се използува всеки високо-
честотен пентод.
Фиг. 3-43. Детайли на конвертора
за 420 мгхц
Фиг. 3-44. Устройство на настройващите
кондензатори
1 — линия; 2 — статор; 3 — ротор
е.	ВЧУ за 70-сантиметровия
любителски диапазон
Чувствителността на един
прост конвертор за този диапа-
зон може да се подобри значи-
телно при употребата на усил-
вател за високата честота. В
описания усилвател е употре-
бен триодът ЕС86 в схема със
заземена решетка — фиг. 3-45.
Входного съпротивление на
усилватели е около 70 ом. За-
това тук не се използува вхо-
ден трептящ кръг, а катодът на
лампата е свързан направо към
гнездото на антенния кабел
(75 ом) през блоккондензатора
Cv Аноден трептящ кръг е ли-
нията Ly. Това е една половин-
вълнова, отворена на края ли-
ния, която се настройва с кон-
дензатора С6. Изходният сиг-
нал се отвежда от една по-
лунавивка за индуктивна връз-
ка — А3. Нейната форма е по-
казана на схемата.
Външният проводник наанод-
ната коаксиална линия пред-
ставлява квадратна призма, из-
работена от меден лист. Ней-
ната конструкция е показана
на фиг. 3-46. На нея се мон-
тира и керамичният цокъл на
лампата. През средата на цо-
къла преминава медиа преграда
екран,който раздели катодмата и анодната верига. Вътрешният проводник е
медиа пръчка или тръба с диаметър 4—5 мм и дължина 190 мм.
Вътрешният и външният проводник се посребряват. Вътрешният про-
водник е стабилизиран с един блок от полистирол, който е раз-
положен в точката с най-ниско високочестотно напрежение —
някъде към средата на линията. В центъра на блока е пробит отвор,
през който преминава проводникът. Настройващият кондензатор С6 е
съставен от две кръгли пластинки с диаметър 15 мм, изрязани от
126
посребрен меден лист. Едната от тях се запоява на края на вътрешния
проводник. На стената на външния проводник се пробива отвор, през
който преминава месингов винт. Винтът се завива на две гайки,
запоени от вътрешната и външната страна на отвора.
Фиг. 3-45. Високочестотен усилвател за 70-сантиметровия
любителски обхват
Линия но металнин охран
&
ДЪЮ ст съшио
ттнриал
260
Фиг. 3-46. Конструкция на външния проводник
от коаксиалната линия
На върха на винта се запоява другата пластина на кондензатора,
така че тя да попадне точно срещу тази, която е запоена на края на
вътрешния проводник. Настройката на кондензатора се извършва чрез
развиване и навиване на винта, с което се променя разстоянието
между пластините. Цялата конструкция е показана на фиг. 3-47.
Фиг. 3-47. Монтаж на високочестотния усилвател за 70-сантиметровия
любителски обхват
1 — външен проводник ; 2 — вътрешен проводник ; 3 — блок от полистирол ; 4 — метален екран ;
5 — гнездо за антенния кабел ; 6 — гнездо за изходння кабел
127
Дроселите Др\, Дръ Др-.\ и J\Pi са въздушни—без основа. Дросе-
лът Др^ може да бъде заменен със съпротивление от 1 ком, вт.
Този дросел се свързва с линията в точката на най-ниско високо-
честотно напрежение. Препоръчва се кондензаторите С2, С3 и С4 да
бъдат проходни керамични. Ако липсват такива, могат да се употребят
миниатюрни керамични тръбни или дискови кондензатори.
Настройката на усилвателя се състои в настройване на анодната
резонансиа линия. Усилвателят се съединява с УКВ приемник и се
включват захранващите напрежения. Кондензаторът С6 се настройва
по максимума на изходния сигнал, като на входа на усилвателя се
подава сигнал от модулиран предавател за тази честота. В редки слу-
чаи може да се появи самовъзбуждане, което се констатира по ряз-
кото (скокообразно) нарастване на шума при настройка с кондензатора
С6. В такъв случай се прилага неутрализация с бобината Z2 (показана
пунктирано). Тази бобина и капацитетът анод-катод на лампата
трябва да образуват трептящ кръг, настроен на честотата на обхвата.
(Кондензаторът Cs има сравнително голям капацитет и не влияе на
честотата на този кръг.) Точката на най-ниско високочестотно напре-
жение може да се намери, като по дължината на вътрешния провод-
ник се движи молив, докато се намери мястото, където допирането
на молива влияе най-малко на силата на изходния сигнал. Навивката
за индуктивна връзка е от изолиран меден проводник. Тя се прибли-
жава до вътрешния проводник на линията в точката на най-ниско
вч напрежение и следва неговото направление в продължение на 2,5 см.
След това се извива и запоява за външния проводник на линията (ша-
сито). Усилване на връзката може да се постигне, като навивката се
премести към един от двата края на линията.
Вместо лампата ЕС86 може да се направи опит с 6С1Ж (955)
или с една система от 6J6. В този случай усилването ще бъде по-
малко и се увеличава опасността от самовъзбуждане.
ГЛАВА ЧЕТВЪРТА
ПРЕДАВАТЕЛИ ЗА УКВ
Особености на любителските УКВ предаватели
Обикновено' радиолюбителите започват своята конструкторска дей-
ност с постройката на късовълнова апаратура, чрез която се запо-
знават с основните положения на радиотехниката. Естествен етап е
преминаването към следващите диапазони в областта на ултракъсите
вълни.
С увеличаване на честотата при конструирането на предавателя
се поставят нови изисквания към използуваните радиолампи, детайли
и начини на монтаж, описани подробно в гл. II. Индуктивността на из-
128
водите на радиолампите от по-стара конструкция, предназначен да
работят на къси вълни, започва да оказва значително влияние в ра-
ботата на устройството. Паразитнага им индуктивност е включена по-
следователно. на входното напрежение, приложено на крачетата на
лампата. В резултат на това до решетката, вътре в балона, достига
значително по-малко напрежение от входното и усилването рязко се
намалява. Индуктивността на извода на катода създава от своя страна
отрицателна обратна връзка, която също влошава усилването.
В лампите, специално конструирани за работа при по-високи
честоти, изводите на електродите са максимално скъсени и удебелени
(виж гл. II, т. 4). Взети са и всички мерки за намаляване на между-
електродните капацитети. За работа с честоти, по-високи от 100—150
мгхц, се използуват и двойни радиолампи, тетроди и пентоди. При
тях благодарение на симетрията през общите изводи на катода и вто-
рата решетка не тече променливотокова компонента и вредното вли-
яние на дългите изводи се намалява. В радиолюбителската практика
се използуват често двойнитететроди ГУ32, ГУ29, QQE 05/12, QQE 04/20
и QQE 06/40. За по-високочестотните радиолампи изводите се налага да
се правят под форма на дискове, при което се намалява рязко индук-
тивността и се съединява лесно лампата с коаксиални трептящи кръгове.
От този тип често се използуват металокерамичните лампи ГИ11, ГИ12,
ГИ7Б, LD11, LD12.
Със скъсяване на вълната намаляват и размерите на бобините в
кръга на решетъчната и анодната верига. .Най-малкият приемлив кон-
структивен размер е две-три намотки с диаметър около 1 см. По-
нататъшното намаляване на размера влошава качествения фактор на
кръга и затруднява свързването с другите кръгове. За работа на
по-високи честоти се налага преминаването към кръгове, съставени от
елементи с разпределени параметри. Този тип кръгове се използуват
обикновено в противотактни стъпала, но нерядко се срещат и в ед-
нотактни, където за втори проводник служи общото шаси. С увели-
1
чаване на честотата се скъсява и -вълновата линия до неприемливи
размери. Почти всички радиолампи имат по-голям входен капацитет от
изходния и решетъчната линия първа се скъсява недопустимо. В та-
къв случай е удобно последователно на линията да се включат кон-
дензатори с малък капацитет, като се подб.ерат така, че да се получат
приемливи размери. Нормално тяхната стойност варира от 5—15 пф.
Само така входната верига на ГУ29 може да бъде настроена до гра-
ничната за тази лампа честота 200 мгхц. Удължаването на анодните
линии по този начин е трудно, защото върху последователните кон-
дензатори се получават значителни променливи напрежения. На-
мирането на съответни високоволтни кондензатори не винаги е въз-
можно за радиолюбителите. По-лесно осъществимо е използуването на
1
линия, малко по-къса от-2~ вълна, имаща също индуктивен характер.
Настройката може да се извърши с кондензатор в началото или в
9 УКВ техника
129
края на линията. За да не се сбива монтажът, обикновено кондензаторът
и радиолампата се монтират в двата края на линията.
Особен проблем при по-високите честоти е отвеждането до шаси
на токовете с висока честота чрез блокиращите кондензатори. Изпол-
зуването на обикновените хартиени кондензатори, старите „безиндук-
тивни“, противоположно навити, е безсмислено. Тяхната собствена ин-
дуктивност е толкова голяма, че по-скоро могат да бъдат разглеждани
като лоши дросели, отколкото като кондензатори. Слюдените конден-
затори, пресовани в бакелитна черупка, се използуват най-много до
50—60 мгхц-, и то със силно скъсени краища. За честоти до 200—300
мгхц са подходящи само кондензатори с много широки лентови из-
води — обикновено керамични. В монтажа е необходимо да се нама-
лят до минимум дължините на всички високочестотни съединителни
проводници, като е по-подходящо използуването на медни шини. Кон-
дензаторите се залепват в най-близката точка на шасито. Старите пра-
вила за монтаж в една точка не съответствуват на някакви сериозни
теоретични положения и обикновено дават лоши резултати, а често
просто е невъзможно да бъдат изпълнени без значително удължаване
на проводниците.
Любителските предаватели в областта на УКВ нормално се строят
само за един обхват — 145 или 435 мгхц. Превключването на кръ-
говете или плавната пренастройка поради голямото различие в често-
тите на двата обхвата е трудно да се осъществи. Възможно е изпол-
зването на блокова схема, при която стъпалата на предавателя за 145
мгхц да възбуждат след лека донастройка блока, състоящ се от
утроител и усилватели за 435 мгхц. Любителските обхвати са сра-
внително тесни — 2 мгхц за обхвата 145 мгхц и 10 мгхц за обхвата
435 мгхц, което представлява малък процент от средната честота.
Това позволява всички междинни стъпала между осцилатора и край-
ното стъпало да се настроят постоянно на средата на обхвата. Ако
се направи компромис по отношение на изходната мощност в краи-
щата на диапазона, възможно е да не се донастройва и крайното стъ-
пало. Благодарение на тесните граници на диапазоните се опростява
настройката и на връзката с изхода. Антените, нормално използвани
в тези обхвати, са достатъчно широколентови и входного им съпротив-
ление варира в малки граници при промяна на честотата. Достатъчно
е да се подбере правилно връзката в средата на обхвата и съгласу-
ването ще бъде добро в целия диапазон.
Един от основните въпроси при конструирането на предавател за
работа при по-високи честоти е осигуряването на достатъчна стабил-
ност на честотата. Осцилаторите, настроени при любителски условия
без някакви специални мерки, имат стабилност от порядъка на 10’3.
Да сравним на какво изместване на честотата съответствува това при
късовълновия и ултракъсовия обхват.
За 7 мгхц f= 7.106 и = 10‘3;
Д/=/- ^ = 7.106.10-3 = 7кхч;
130
f= 150 мгхц, &f= 150 кхц;
/=435 мгхц, Д/=435 кхц.
За да не се загуби кореспондентът, ще бъде необходимо да се
разшири пропусканата лента на приемника за къси вълни само на 14
кхц, а за УКВ е необходимо 300, съответно 840 кхц. Ако вземем
предвид разстройката и на осцилатора на приемника, ще трябва да я
разширим двойно, което в крайна сметка ще се отрази на чувстви-
телността на приемника и ще се увеличат смущенията и шумът. Въз-
можно е да се донастройва ръчно осцилаторът на смесителя, но това
е неприятно и прави връзката нестабилна. Въвеждането в приемника
на автоматична донастройка на честотата компенсира тези изменения,
но усложнява значително схемата. При наличието на силен смущаващ си-
гнал поради увличаването на донастройката от него е невъзможно приема-
не на съседния по-слаб полезен сигнал и се налага изключването на ав-
томатичата донастройка.
В повечето случаи се прибягва до стабилизирането на честотата с кварп.
Работата само на една-две честоти, колкото кварцове са монтирани,
не представлява особени неудобства поради ограничения брой станции,
конто могат да се приемат в даден район.
Друг важен въпрос, от който зависи качеството на връзката, е
изборът на модулацията. При късовълновите връзки се използува в
болшинството случаи за телефония амплитудната модулация. Напо-
следък си пробива път еднолеитовото излъчване с намалена амплитуда
на носещата честота, което по същество е модификация на ампли-
тудната модулация и има същите недостатъци. Използуването на често-
тната модулация е ограничено ’ от малката ширина на любителските
обхвати и голямата гъстота на станциите в тях. В обхватите на ултра-
късите вълни тези трудности отпадат и използването на честотната
модулация е целесъобразно. Усложняването на осцилатора се компен-
сира от общото упростяване на схемата и значително подобряване ка-
чеството на връзката. Премахва се и мощният модулатор, използуван
при амплитудната анодна модулация. Необходимата лента на пропускане
на междинните стъпала за нормална девиация на честотата до +’ 50—60
кхц при използуване на обикновени кръгове се осигурява автоматично.
Амплитудната модулация може да се препоръча само при най-опро-
стени портативни устройства. Работата на телеграфия е по-лесно осъ-
ществима при тонална модулация на предавателя. Използуването на
биене между немодулирана носеща и местен осцилатор за телеграфия
както при късовълновите връзки е много трудно. Без специални мерки
честотата на осцилатора постоянно се мени и е трудно да се получи
чист тон независимо от непрекъснатата донастройка за догонване на
по-големите измествания. Това налага обезателно стабилизиране с
кварц на осцилаторите в предавателя и приемника.
Имайки предвид всички разгледани дотук въпроси, може да се
пристъпи към избор на блокова схема на предавателя в зависимост
от конкретните условия. Поради ограничения размер на книгата ще бъдат
описани само схеми, намерили приложение в радиолюбителската прак-
тика.
131
Най-простата възможна конструкция е еднодамповият автоосцилатор,
използван като предавател (фиг. 4-1). Едностъпалният предавател
може да се препоръча на начеващи любители за първо запознаване
с високите честоти и придобиване на практически навици за констру-
Фиг. 4-1. Блокови схеми на едностъпални преда-
ватели
а) без модуляция ; б) модулиран предавател
иране и връзка. Основен
недостатък на предавате-
ля е силното влияние на ан-
тената и предметите око-
ло нея върху честотата.
Малкият брой детайли и
лампи позволяват направа-
та на много компактна и
икономична по захранване
конструкция. Предавателят
на фиг. 4-1, а е без мо-
дуляция и може да се из-
ползува за телеуправление
на близки обекти. В предавателя на фиг. 4-1, б най-често се из-
ползува решетъчна амплитудна модуляция. Обикновено напрежението,
получено от въгленов микрофон и микрофонен трансформатор, е до-
статъчно за осъществяване на модулацията. Използуването на анодна
модуляция изисква усилвател, в повечето случаи — еднолампов.
За избягване недостатъците на едностъпалните предаватели осци-
латорът и крайното стъпало се разделят. Задаващият генератор обик-
новено генерира по-ниска честота, за която е удобно изработката на
стабилни и качествени трептящи кръгове с по-голям собствен капа-
цитет. Това рязко намалява влиянието на лампата и нестабилността на
нейните параметри върху честотата. С помощта на няколко умно-
жителни стъпала се полу-
чава необходимата оконча-
телна честота. Практически
се използуват два вариан-
та на тази схема, който са
показани на фиг. 4-2.
Първият е удобен за мало-
мощни предаватели (фиг.
4—2,а). При него кръговете
в решетъчната и анодната
верига на всички стъпала с
изключение на крайното са
| д.г |—I умн I—| умн |—[Кр.ст. г
а
I ’WM |---1 умн |----1	[--1 Усилв. |
~~1	*	1~~
I З Г I	I Кр ст, \
Фиг. 4-2. Блокови схеми на многостъпални пре-
даватели
а) маломощен предавател ; б) мощей предавател
настроени на различии честоти. По такъв начин опасността от
самовъзбуждане на работна честота на цялото устройство или на от-
делно стъпало е сведена до минимум. Построяването на предава-
тел с мощност повече от 40—50 вт по тази схема е неикономично.
Последният умножител трябва да бъде достатъчно мощен, за да
възбуди крайното стъпало. Получаването на същата мощност може
да стане с по-маломощни лампи при по-висок коефициент на полезно
действие в режим на усилване. Това се отнася и за всяко едно от по-
132
предните стъпала. Избягването на тези недостатъци се осъществява
със схемата на фиг. 4-2, б, където всички умножителни стъпала са
построени с маломощни приемни лампи. За тях поради малката консу-
мация не е от значение неикономичността. Като недостатък на схемата
може да се посочи опасността от самовъзбуждане на целия блок
поради големия коефициент на усилване за една честота. Поради
това постройката на подобен тип предавател може да се препоръча
само на много опитни радиолюбители.
Предавателят, построен по първата схема, се модулира амплитудно
само в крайното стъпало. Известно е, че умножаване по честота на
амплитудно модулирани трептения е невъзможно, понеже се умножават
и ниските честоти, с конто са модулирани. При втората схема е въз-
можно модулирането на някое от по-предните стъпала, а усилващите
усилват модулираните трептения. Модулаторът в такава схема се оп-
ростява, но се повишават изискванията към линейността на следващите
стъпала.
1.	Осцилатори за ултракъсовълнови предаватели
От общите разсъждения в началото на тази глава е ясно значе-
нието на осцилатора за показателите на един предавател. Освен твърде
строгите изисквания за стабилност необходимо е да се намали до ми-
нимум вредната амплитудна и честотна модулация. Желателно е зада-
ващият генератор да има на изхода достатъчно напрежение. Да раз-
гледаме поотделно всички тези изисквания.
а.	Стабилност на честотата
Решаващо условие за получаване високостабилен осцилатор е пра-
вилният монтаж, подходящи детайли и стабилизирани захранвания. Из-
борът на съответна схема, без да са спазени тези условия, няма с
нищо да допринесе за повишаване качествата на предавателя. Монта-
жът трябва да бъде стабилен, изпълнен с дебели, по възможност
къси проводници. Не бива да се допускат неукрепени на стойки де-
тайли. Най-добре е цокълът на лампата да бъде от високочестотна
керамика, с чисти посребрени контакти. Лошо контактуващата лампа
е често пъти причина за нестабилна работа на осцилатора. Особено
внимание трябва да се обърне върху детайлите на трептящия кръг.
Нужен е стабилен променлив кондензатор без луфтове, с минимум триещи
се контакти. Бобината се навива като правило върху керамична основа
със силно натегнат дебел проводник. Особено добри резултати се
получават с бобини, получени чрез впичане на сребро в каналите на
керамиката. Подходящо тяло често може да се намери от стари тро-
фейни апаратури. За кондензатори с постоянен капацитет се изпол-
зват изключително керамични с малък температурен коефициент.
Опитните радиолюбители, разполагащи с подходящи уреди, прилагат
температурна компенсация на честотата чрез включване на малък кон-
дензатор с отрицателен температурен коефициент (кондензатор, който
1.33
при увеличаване на температурата намалява капацитета си). Нормално
при нагряване честотата намалява поради температурното разширение на
бобината. За всеки конкретен случай компенсацията се подбира опитно
чрез изменение стойността на кондензатора с отрицателен темпера-
турен коефициент. Обикновено тя е от порядъка на 5—10 пф. Измене-
ние™ на температурата при настройката може да се постигне чрез
по-силно или слабо охлаждане с вентилатор.
Най-доброто средство за намаляване влиянието на температурата
е добрата механична конструкция и правилно разполагане на детай-
лите. Необходимо е да се отдалечат и екранират колкото може по-
добре от всякакви нагряващи се елементи детайлите на трептящия
кръг, определящи честотата на осцилатора. При по-голяма мощност,
циркулираща в кръга, температурата му от загубите в него се увели-
чава и предизвиква бавно „пълзене" на честотата. За избягване на
този вреден ефект обикновено се намалява мощността на осцилатора.
В случай, когато това е невъзможно, детайлите на трептящия кръг
се подбират масивни и с добро топлоотвеждане.
б.	Паразитна амплитудна и честогна модуляция
Присъствието на паразитна модуляция създава неприятен фон и
намалява динамичния диапазон на предавателя. Тихите места от речта
или музиката се заглушават, от което се намалява рязко разбирае-
мостта.
Основна причина за паразитна модуляция е лошото филтриране
на захранващите напрежения. Това е съвсем лесно да се премахне
чрез допълнителното им изглаждане с RC трупа. При силно повишени
изисквания може да се използува и отопление с прав ток. По-труден
е случаят, когато паразитната модуляция, обикновено честотна, се дъл-
жи на механични причини. Често пъти трептенето на пластините на
трансформаторите в захранването се предават посредством общото
шаси до лампата на осцилатора. Избягването на този ефект зависи от
конкретната конструкция. Често може да се намали чрез затягане на
трансформаторите и пропиването им с някаква смола. Най-добре е да
се отдели захранването на отделно шаси, а в краен случай и в друга
кутия.
Лошите контакти в цокъла на лампата или променливия конден-
затор често пъти са причина за рязко изменение на амплитудата и
честотата при най-малко. сътресение. Отделни екземпляри радиолампи
са склонни към микрофония и при най-леко почукване звънтят. Със
смяна на детайли и почистване на лошите контакти лесно се норма-
лизира работата.
в.	Избор на схема
С повишаване на честотата изборът на схемата влияе все по-сил-
но върху стабилността на честотата. При по-ниски честоти съсредоточе-
ните капацитети на кръговете са много по-големи от междуелектрод-
134
ните на лампата. Свързването на радиолампата към кръга, изменението
на нейните параметри не оказва значително влияние върху честотата
му. Със скъсяване на вълната отношението между кръговите и лам-
повите капацитети намалява и за честоти над 100—150 мгхц остават
само тези на лампата и паразитните монтажни капацитети.
В предаватели, използващи умножение на честотата, задаващият
генератор работи обикновено в обхвата на късите вълни по схеми,
добре познати на късовълновите любители. На фиг. 4-3 са показани
Фиг. 4-3. Схеми на осцилатори, използувани в обхвата на късите вълни
а} Хартлей ; б) Колпитц ; в) Клал
три класически и по-често използвани схеми. За тях няма нещо осо-
бено ново да се каже. Трябва само да се отбележи, че при схема
Клан от кондензатора Сг зависи в значителна степей стабилността на
честотата и той трябва да бъде избран с много високи качества. Съ-
щите схеми често намират приложение и на по-високи честоти при
съответно намаляване стойността на елементите.
Ще разгледаме няколко схеми, конто често се използват в област-
та на ултракъсите вълни. Схемата на фиг. 4-4 се използува в много
конструкции и представлява видоизменена схема на Колпитц.
На фиг. 4-5, а е показан двутактов генератор, намиращ приложе-
ние при едностъпални предаватели. Неговото преимущество е сравни-
телната му простота и малко елементи. Особено удобен е в конструк-
ции, реализирани с двойни триоди, на конто анодите и решетките са на
общцокъл (6Н15, 6Н1П, 6НЗП, ЕСС81, ЕСС85, ЕСС88и др.). За по-високи
честоти, когато бобината става недопустимо малка, се налага замест-
ването й с линия със съсредоточени параметри, като останалата част на
схемата не се изменя. На фиг. 4-5, б е начертана подобна схема.
По-често се използуват показаните на фиг. 4-6 две двукръгови
схеми, позволяващи удобно регулцране на обратната връзка, осъщест-
вена през паразитните междуелектродни капацитети. Характерна осо-
беност за този вид генератори е, че анодната верига определя често-
тата на генерация, а от втория кръг, решетъчен или катоден, зависи
обратната връзка. Ниското входящо съпротивление на лампата силно
135
шунтира решетъчния, а особено катодния кръг и тяхната настройка не
е критична.
Възможно е конструирането на еднотактни схеми с лампи от ти-
па на ЕС92, 6СЗП, 6С4П, 6С2П, ЕС88 и др. На фиг. 4-7, а е дадена
подобна схема, при която за вто-
ри проводник на дългата линия се
използува шасито. Кондензаторите
С± и С2 са блокировъчни, с го-
Фиг. 4-5. Двутактен автогенератор
а) изпълнен с обнкновени елементи ; б) из-
пълнен с четвъртвълиова линия с разпреде-
лени параметри
Фиг. 4-1. Вариант на схема Колпитц,
използуван за УКВ обхвата
Фиг. 4-6. Схеми на двукръгови
двутактни генератори
а) със заземена решетка ; б) със
заэемен катод
Фиг. 4-7. Схеми на еднотактен двукръгов гене-
ратор
а) изпълнен с обикиовени елементи; б) изпьлиен с'коа-
ксиални кръгове
ляма стойност. В случай, че обратната връзка през паразитния ка-
пацитет се окаже недостатъчна, може да се включи паралелно на него
между анод и катод допълнителен кондензатор със стойност от по-
136
рядъка на 1—2пф. Особено удобни за използване в еднотактните схе-
ми са металокерамичните лампи от типа на ГИ11Б, ГИ12Б, LD11,
LD 12, ГИ7Б. Обикновено за честоти, по-високи от 200—300 мгхц, те
се използват съвместно с коаксиални кръгове. На фиг. 4-7, б е пока-
зана схема на автогенератор със специално предназначената за целта
лампа ГИ11Б. Обратната връзка се осъществява с помощта на вътре-
шно-капацитивна сонда, съдържаща се в конструкцията на лампата.
За по-ниски честоти може да се окаже необходимо създаването на
допълнителна външна обратна връзка.
Всички схеми, разгледани дотук, са с кръгове, построени с оби-
кновени LC елементи, и допускат пренастройка в известен диапазон
от честоти. Повечето от тях са добре познати на любителите от ра-
ботата им на къси вълни. В следващия текст ще се спрем по-под-
робно на различните осцилатори, стабилизирани с кварц, сравнително
по-слабо познати на нашите любители.
Известна е еквивалентната електрическа схема на кварцовите при-
стали, показана на фиг. 4-8, а. За честотата на flt на която резонират
последователно свързаните елементи и С1, кварцът се явява като по-
следователен трептящ кръг. Втората резонансна честота /с участието
и на кондензатора С2 съответствува на паралелен резонанс. Винаги
честотата на паралелния резонанс е по-висока от тази на последователния,
защото капацитетът, получен от последователното свързване на Сг и С2, е
по-малък от Сг. Кондензаторът С2 е много по-голям от Сг и двете резо-
нансни честоти се различават само с няколкостотин херца. В различните
схеми се използува единият или
другият резонанс. Първоначал-
ното пускане на схема, съдър-
жаща кварц, изисква някои пред-
пазни мерки, за да се избегне
разрушаването на кварцовата
пластина. В повечето случаи се
претоварват нискочестотни пла-
стини с честота от няколко-
стотин килохерца. Поради тех-
ния висок качествен фактор е
достатъчна малка мощност, за
да се получат недопустима ам-
плитуда на механичните трепте-
ния. Препоръчва се включване на предпазител за 50—60 ма или
в краен случай малка лампичка последователно на кварца. Върху
нормалните кварцове с честоти от късовълновия обхват не бива да
се прилагат високочестотни напрежения повече от 30—40 в. Най-пра-
вилно е осцилатор, стабилизиран с кварц, да се настройва с понижено
анодно напрежение и след измерване на режима да се повиши до
нормалния.
Една от най-разпространените схеми е показана на фиг. 4-8, б.
Това е схема на двукръгов генератор, при който се използува пара-
лелният резонанс на кварца. Обратната връзка се осъществява през
междуелектродния капацитет анод-решетка. При слаба обратна връзка
137
Фиг. 4-8. Еквивалентна електрическа схема
на кварц (а) и кварцов осцилатор с кварц,
включен между решетката и катода (б)
е нужен допълнителен кондензатор със стойност 1—2 пф. За да се
получат правилни фазови съотношения между изходното напрежение
и това на обратната връзка, необходимо е кръгът в анодната верига
да е настроен на честота, по-висока от работната. Тази характерна
особеност е обща за всички двукръгови генератори от този тип. С
пренастройката на кръга
б
Фиг. 4-9. Кварцови осцилатори
а} с кварц, включен между решетка и анод ; б) с
вен делител за обратна връзка
ново. Лошо осцилиращи пластини
от високи към ниски че-
стоти, доближавайки се
към • резонанса, изходно-
то напрежение расте и в
момент на резонанс рязко
пада и генерацията спира.
Избира се режим, при кой-
то изходното ниво е око-
ло 70% от максималното
и работата на осцилатора
е стабилна, проверено с
накъсване на анодното
напрежение. След всяко
.апатии- • възстановяване на нормал-
ния режим генерацията
трябва да се появява на-
се включват по схемата на фиг.
4-9, а. Всичко казано за предната схема важи и за нея с тази раз-
лика, че кръгът в анодната верига се настройва на честота, по-ниска
от работната.
В конструкции,използва-
щи пентоди, е необходимо да
се създаде верига за обрат-
ната връзка. Най-често се из-
ползва капацитивен делител.
Една подобна схема е даде-
на на фиг. 4-9, б. За анод
на осцилатора може да се
използва втора решетка, а
кръгът в анода да се настрои
на хармонична честота. Ва-
риант на тази схема за лам-
пи с директно отопление е
неудобен, необходими са два
дросела в отоплението. В та-
кива случаи често се изпол-
зува схемата на фиг. 4-10,а.
Анодният кръг също може
да бъде настроен на хармо-
Фиг. 4-10. Вариант на кварцов осцилатор за
лампи с директно отопление а) и кварцов осци-
латор, използуващ последователен резонанс
на кварца (<5)
нична на основната честота. Двете последни схеми са осцилатори с
електронна връзка и се отличават с независимост на честотата при
изменение на товара.
138
Съществува категория осцилатори, при които се използува после-
дователният резонанс на кварца. Често намира приложение схемата на
фиг. 4-10, б, изпълнена с две лампи, обикновено двоен триод. Обрат-
ната връзка е най силна за честотата на последователния резонанс на
кварца. Схемата се използва в случайте, когато е нужна много висока
стабилност на честотата. Намаляването на съпротивленията в катодите
увеличава стабилността, но пада изходното ниво. Кръгът в анода на
Л, може да се настрои на хармонична на основната честота.
В последно време твърде голямо разпространение получиха квар-
цовите осцилатори, работещи на хармонична на основната честота на
кварца. Оказва се, че кристалите, работещи със свиване и разширение
по дебелина, могат да трептят и на нечетните хармоники на основната
честота. Всички характеристики се запазват с изключение на затихва-
нето, което е значително по-голямо. Това води до влошаване на ста-
билността на честотата, но все пак тя е достатъчно висока. Бройките
от една и съща партида се различават силно при работа на хармони-
чни и е необходимо да се подбират индивидуално. Много фирми про-
извеждат специално предназначени кварцови кристали за работа на
нечетни хармонични трептения. Всички оферирани кристали за честоти
над 20 мгхц са от този тип.
Много удобна за работа в такъв режим е модификацията на пред-
ната схема (фиг. 4-10, б), показана на фиг. 4-11,а. Кръгът, образуван
от паразитния капацитет на кварца и паралелно включената бобина,
се настройва на честота с 10—15% по-ниска от хармоничната, на
Фиг. 4-11. Кварцови осцилатори, работещи на нечет-
ните хармонични на кварца
а) двустъпален ; б) едностъпален
която ще работи осцилаторът. При засилена обратна връзка генераторът
-се самовъзбужда през паразитния капацитет на кварца и честотата се
определя от кръга Сг. Намаляването съпротивленията в катодите влэ-
шава условията за самовъзбуждане и само при настройка на кръга на
необходимата хармоника на кварца генераторът се самовъзбужда. Най-ле-
139
сно се проверява стабилизира ли се честотата от кварца с помощта на къ-
совълнов приемник с втори хетеродин. Разстройката на кръга в анода
трябва да изменя амплитудата и съвсем слабо да влияе на честотата.
Обикновените кварцове трептят до 5, най-много 7 хармонични. С уве-
личаване номера на хармоничната изходното ниво намалява и настрой-
ката става по-критична.
Друга схема, при която също се използува последователният ре-
зонанс на нечетните хармонични, е тази на фиг. 4-11, б. При нея е
по-голяма вероятността от самовъзбуждане на паразитна честота, но е
възможно получаването на по-голяма изходна мощност само с една
лампа. Кръгът в анода се настройва на необходимата хармонична.
Обратната връзка се регулира посредством подбора на точката за за-
земяване средата на бобината.
2.	Умножителни стъпала
В умножителните стъпала най-често се използват пентоди. Пара-
зитният капацитет анод първа решетка може да бъде и по-голям, по-
неже анодната и решетъчната верига са настроени на различии често-
ти. Радиолампи, конто без неутрализация работят нестабилно, в режим
на умножение могат да се използват до значително по-високи честоти.
Удобни са лампите от типа на 6Ж1П, 6ЖЗП, 6П14П, 6П15П, EL84,
EL83, EF80, често срещани на пазара. Анодните им вериги могат да
се настройват до честоти 150—200 мгхц. Съществуват и конструкции,
използващи триоди за умножители, но при тях има опасност от само-
възбуждане поради големия проходен капацитет и висока стръмност
С.в-160
Фиг. 4-12. Утроится с лампа
на съвременните лампи.
Допустимо е използването
им в умножители с коефи-
циент на умножение пове-
че от 3 до 5 пъти, когато
решетъчният и анодният
кръг са настроени на
силно различаващи се че-
стоти. На фиг. 4-12 е да-
дена схема на утроител с
лампа EL84.
' Характерно за умножи-
телите е, че работят с им-
пулси, имащи малък ъгъл
на отсечка. Това изисква
увеличаване на преднапрежението и възбуждащото високочестотно
напрежение. На фиг. 4-13 са дадени графики, изразяващи отношението
между ъгъла на отсечката и компонентата на съответната хармонич-
на при един и същ максимален импулс. Вижда се, че за всеки номер
хармонична съществува эптимално съотношение. От графика може да
се извади заключение, че ако намаляваме преднапрежението спрямо
оптималното, постоянният аноден ток ще расте, а изходната мощ-
140
ноет на съответната хармонична намалява. Това води до излишна за-
губи на енергия върху анода. В конкретните конструкции обикновено
е определено високочестотното напрежение, прехвърляно от предното
стъпало, и може да се варира само с преднапрежението на умножи-
теля. Избира се режим, при
който изходното напрежение е
достатъчно, а анодният ток —
минимален. В маломощните стъ-
пала това най-удобно се пости-
га с катодното съпротивление,
което създава и допълнителна
правотокова обратна връзка,
стабилизираща режима. Изпол-
зуването на отделен източник
за преднапрежение може да се
препоръча само за мощни стъ-
пала. От същия график е ясно,
че с увеличаване номера на хар-
мониката намалява и нейната
съставна в анодния импулс. Съ-
ществува грубо практическо
правило, според което от даде-
на лампа може да се получи
толкова пъти по-малка мощност
спрямо режим на усилване, кол-
кото пъти се умножава често-
тата. В повечето конструкции
се използва най-много до 5 хар-
моника.
Възбуждането на двутактно
крайно стъпало е най-удобно с
подобии стъпала в умножителя.
Режимът в този случай по ни-
що не се различава от еднотак-
тните. Нужно е само да се
припомни, че четните хармонич-
ни са с еднаква фаза и взаимно
се унищожават. Поради това
Фиг. 4-13. Диаграма за определяне на кое-
фициента а
противотактни умножители се използват само за нечетно число на
умножение. Възможно е отделянето и на четните хармоники, като
двата анода се съединят заедно, но в този случай се преминава от
двутактно в еднотактно изпълнение. На фиг. 4-14, «е показано стъ-
пало на двутактен умножител за нечетни хармонични, а на фиг. 4-14,
б — за четни.
Като умножители на честотата понякога се използуват и диоди.
На фиг. 4-15 е показана една подобна схема. Върху групата RC се
получава изправено напрежение. Изменението на съпротивлението ре-
гулира ъгъла на отсечка и режима на умножителя. При по-големи
141
мощности диодът е лампов, а за малки полупроводников. Изходящата
мощност е малка, но с комбинация от диоден умножител и усилвател
на напрежение се получава достатъчно висок коефициент на полезно
действие. Най-често този вид
Фиг. 4-14. Схеми на двутактни умножителни
стъпала
а) за нечет ни хармонични ; б) за четки хармонични
Фиг. 4-15. Диоден умножител на честотата
умножители се използват за ге-
нериране на високи честоти, за
конто не разполагаме с подхо-
дящи лампи.
3.	Крайни стъпала
Конструирането на крайното
стъпало на предавателя обикно-
вено представлява най-голяма
трудност за радиолюбителите.
Това се дължи, от една страна,
на увеличената мощност и на-
прежение на стъпалото и, от
друга, на ограничения асорти-
мент от подходящи радиолам-
пи, с конто се разполага. Дока-
то почти всички съвременни ма-
ломощни радиолампи могат да
работят на високи честоти, то
за получаване на по-голяма мощ-
ност са нужни специално кон-
струирани радиолампи.
При проектиране на едно
крайно стъпало е необходимо
да се разрешат следните въпро-
си: избор на лампа, връзка с
предното стъпало, анодни кръ-
гове, връзка с антената, режим
и регулировка. В тази глава ще
ги разгледаме поотделно и ще
се посочат конкретни разре-
шения.
а.	Избор на радиолампа
Основно съображение при избора на радиолампа за крайното стъ-
пало е честотата, на която ще работи, и необходимата високочестотна
мощност. За обхват 145 мгхц и малки мощности под 1 вт могат да
се използуват почти всички нови приемни радиолампи от типа на
6Ж1П, 6ЖЗП, 6К4П, EF80, EF85. В специални стъпала с неутрализа-
ция или заземена решетка работят повечето съвременни триоди с по-
вишена стръмност ЕСС81, ЕСС85, ЕСС88, ЕС80, 6Н1П, 6НЗП, 6Н14П.
6С2П, 6СЗП, 6С4П. При правилен монтаж добре работи на тези често-
142
ти и често срещаният пентод 6П15П-ЕЕ83, използван в крайното стъпа-
ло на видеоусилвателите в телевизионните приемници. От него може
да се получи изходяща мощност до 1—2 вт. Най-често използвани
за получаване на по-големи мощности са двойните тетроди. За мощ-
ност от порядъка на 15—20 вт обикновено се използува радиолампа
ГУ32 или нейният еквивалент QQE03 20SRS 4452. Поради малките им
междуелектродни капацитети възможно е използването и на обикно-
вени трептящи кръгове. В предаватели с изходна мощност от поря-
дъка на 50—60 вт се употребяват често срещаната ГУ29 или QQE06
40, SRS 4451. Любителски предаватели с по-голяма мощност по-рядко
се строят поради конструктивни трудности (необходимо е охлаждане)
и липса на подходящи лампи. В наши условия е възможно използва-
нето на металокерамичния триод тип ГИ7Б. От противотактно стъпало,
изпълнено с тях, може да се получи до 200—250 вт.
За обхват 435 мгхц често се описват едностъпални предаватели,
построени с радиолампа 6Н15П — 6J6. В крайните стъпала на нор-
малните предаватели намират приложение двойните тетроди QQE03
20 SRS 4452, QQE06/40, SRS 4451 с изходна мощност почти същата
както посочената за двуметровия обхват. Добре работят металокера-
мичните триоди ГИ12Б (LD12).
В по-високите любителски обхвати 1200 и 2300 мгхц се изпол-
зуват металокерамични триоди, но с коаксиални трептящи кръгове.
При наличието на тетроди, пентоди и триоди преимуществото е
винаги на страната на първите, конто поради малкия паразитен капа-
цитет анод-решетка работят стабилно и не се нуждаят от неутрали-
зация. Характерът на анодната характеристика на пентода е такъв, че
с тях се получава и по-висок коефициент на полезно действие. Триод-
ните стъпала, монтирани по схема със заземена решетка, работят ста-
билно, но изискват по-голяма възбуждаща мощност.
б.	Връзка с предното стъпало
Основно изискване към предното стъпало е осигуряването на доста-
тъчна мощност за възбуждане на крайното. По възможност за него
се избира пренапрегнат режим, при който се изрязва вредната ампли-
тудна модулация и изходящото напрежение не зависи от измененията
на решетъчния ток на крайното стъпало в режим на амплитудна
модулация.
Най-проста е връзката между предпоследното и крайното стъпало,
когато двете са еднотактни и за сравнително ниска честота. На фиг.
4-16 са показани четири варианта, използвани често и при късите вълни.
Схемата на фиг. 4-16, а се отличава със своята простота. Приложението
й е възможно за по-ниски честоти, обикновено в умножителните стъ-
пала. С повишаване на честотата входното съпротивление на лампата
намалява и анодният кръг в предното стъпало се шунтира, което
влошава усилването. В такива случаи се прибягва до съгласуване чрез
непълно включване на решетъчната верига (фиг. 4-16,6). Връзката се
подбира до получаване на максимално усилване при достатъчна лента
143
на пропускане, ако се усилват модулирани трептения. Двукръговата
връзка е сравнително по-сложна. С нея се получава по-голямо усилване
от еднокръговата при една и съща лента. Тя прави възможно използ-
ването на дадена лампа до по-висока честота, понеже в кръговете
в
Фш. 4-16. Схеми за междустъпална връзка при
еднотактно изпълнение
«) директиа връзка ; б) автотраисформаторна ; в) двукръгова
инду .тнвна ; г) двукръгова индуктивна с непълно включване
на решетката към вторив кръг
участвуват само изход-
ният или входният ка-
пацитет, а не сумата, как-
то при еднокръговото из-
пълнение. Същото важи
и за случая с непълна
връзка. Прибавеният капа-
цитет към кръга се равня-
ва на входния на лампа-
та, разделен с квадрата от
коефициента на включва-
не бобината. Сравнително
рядко за много високи че-
стоти се прибягва до из-
ползването на /7-филтър за
връзка. От фиг. 4-17 се
вижда, че входният и из-
ходният капацитет са вклю-
чени последователно, кое-
то намалява общия кръ-
гов капацитет. Настройката на кръга обикновено се осъществява с из-
менение на индуктивността, а кондензаторът С служи за избиране на
подходяща връзка между двете
стъпала.
При противотактен монтаж се
използуват същите схеми. На фиг.
4-18 са показани някои често из-
ползувани случаи. Особеното тук е,
че кръговите капацитети са двойно
по-малки поради последователното
(спрямо кръга) включване на между-
електродните капацитети на лампите.
По-труден е случаят, когато
трябва да се премине от еднотактен
Фиг. 4-17. Междустъпална връзка с,
използуване на /7-филтър
а) директна връзка; и).автотраисформаторна ; в) двукръгова индуктивна
144
в двутактен монтаж. Най-често се прилага схемата на фиг. 4-19, а.
Настройката се извършва с кондензатор Ct. Полупроменливият конден-
затор С2 служи за изравняване на двете изходни напрежения. Недо-
Фиг. 4-19. Схеми за преминаване от еднотактно към
двутактно изпълнение
а) директив връзка ; б) индуктивна връзка
статьк на схемата е непълното включване на кръга към първата лампа,
което намалява усилването и изходната мощност. За отстраняване на
този недостатък сеприбягвадо схемата нафиг. 4-19,6.Тя е по-сложна,
но при нея чрез подбора на връзката между двата кръга може да се
осигури оптимален товар на първата лампа. Вторият кръг се настройва
с кондензаторите Сг и С2. Изравняването на изходните напрежения се
осъществява чрез изменение съотношението между Сх и С2.
в.	Анодни кръгове на крайното стъпало
Кръговете в крайното стъпало трябва да се оразмерят така, че да
понесат повишената електрическа мощност, която циркуляра в тях, и
да се намалят загубите до минимум. Поради това, че предните стъпала
на предавателя са маломощни, в тях може да се позволи по-голяма
загуба на енергия. В крайното стъпало това води до рязко влошаване
на общия коефициент на полезно действие на устройството. За по-
вишаване качествения фактор на кръга бобините или линиите се из-
работват от възможно по-дебел меден посребрен материал. Допустимо
е използването само на керамика за тела на .бобини. В преградата на
анодните кръгове не е желателно поместването на материали с големи
заг} би при високи честоти. Най-добре е изпълнението на бобините да
бъде без изолационно тяло, а само да се закрепят на изолатори в
няколко точки по възможност без високочестотен потенциал. Промен-
ливите кондензатори се оразмеряват за съответното напрежение, което
в някои схеми е неколкократно по-високо от анодното. Капацитетът
на променливия кондензатор за повишаване качествения фактор на
кръга се избира съвсем малък, от порядъка на 3—5 пф. За по-високи
от 100—150 мгхц честоти обикновено кръгът на крайното стъпало се
настройва с изменение геометричните размери на линиите.
Друг труден въпрос е присъединяването на веригите със захран-
ващите напрежения. Включването им в неподходящи точки и непра-
вилно блокиране с кондензатори води до извеждане на високочестотната
10 УКВ техника
145
енергия навън. Това е излишна загуба, а проникналата висока честота
от крайното стъпало до предните може да предизвика различии на-
рушения на правилната им работа. Дроселите за анодно напрежение
е най-добре да се включват в точки с малък високочестотен потенциал
и се разполагат така, че магнитното поле на кръга да не индуктира
в тях високочестотно напрежение (при кръгове с бобини перпендику-
лярно на тях). Често източник на паразитни връзки са отоплителните
проводници. Независимо, че повечето лампи са с индиректно отопление
през капацитета катод—отопление, при недобре заземен катод може
да се получи паразитно излъчване. Поради това отоплителните про-
водници обезателно се блокират. Изискванията към кондензаторите са
също много строги. Освен че трябва да се избират за съответно посто-
янно напрежение, но и индуктивността на изводите да бъде достатъчно
малка. Най-подходящи са проходните кондензатори, монтирани на сте-
ните на шасито. Добрата блокировка се познава лесно, като се зазе-
мяват с кондензатор захранващите проводници извън кутията на анод-
ния кръг. Изходното напрежение и токовете на лампата при правилна
блокировка не се изменят.
На фиг. 4-20 са показани три схеми на кръгове за крайно стъпало,
изпълнени с обикновени бобини. Еднотактното стъпало не се различава
от тези при късите вълни и намира приложение при маломощни стъ-
пала за по-ниски честоти. Сложният /7-филтър на фиг. 4-20,6 позво-
лява съгласуването при изменение на товара в по-широки граници.
Настройката се извършва с кондензатор Сх, а връзката се подбира с
Са. Дроселът за анодно напрежение се присъединява към нулевата
точка на бобината, търсена опитно.
Кръгът за двутактно стъпало на фиг. 4-20, в се настройва с помощта
на двоен променлив кондензатор със заземена ос. Дроселът за захран-
Фиг. 4-20. Анодни кръгове на крайни стъпала,
изпълнени с обикновени елементи
а) обикиовен трептящ кръг ; б) П— фнлтър ; в) обикновен трептящ
кръг при двутактно стъпало
ване се включва към средата на бобината. Необходимо е да се спазва
строга симетрия при монтажа на кръга спрямо околните детайли и
шасито.
За обхвата 145 мгхц е трудно да се изпълнят с обикновени бо-
бини анодните кръгове на мощните лампи поради големия изходен
капацитет. За по-високите честоти това изобщо е невъзможно и се
налага използването на други видове трептящи системи. Схемата на
146
Фиг. 4-21. Еднотактии анодни кръго-
ве, изпълнени чрез линии с разпреде-
лени параметри
а) четвъртвълнов кръг ; 6) полувълнов кръг
фиг. 4-21, а е изпълнена с 1/4-вълнова линия. Кондензаторът Сх служи
за настройка, а С2 е блокировъчен. Когато размерът на линията се
окаже неприемливо малък, се преминава към полувълновата линия
на схема 4-21,5. Върху кондензатора за настройка С3 може да се получи
високо променливо напрежение, по-
високо от анодното, ако капацитетът
му е по-малъкот изходящия на лам-
пата. При голяма мощност е необ-
ходимо да бъде увеличено разстоя-
нието между плочите за избягване
на електрически пробив. Захранва-
щият дросел ще присъединява в нуле-
вата точка, която е някъде по сре-
дата на линията. Понеже за втори
проводник и на двете схеми се из-
ползва шасито, то трябва да бъде
изработено от материал с малки за-
губи — посребрена мед, месинг или
алуминий. При друг материал под
линията върху шасито се монтира
лента от добър проводник за нама-
ляване на загубите.
На фиг. 4-22 са показани няколко двутактни стъпала, изпълнени
на дълги линии. Схемите на фиг. 4-22, а и б са подобии на описаните
по-горе, но в двутактно изпълнение. Настройката може да се извърши
и с намаляване геометричните размери на линията (фиг. 4-22,5). Плъз-
гачът трябва да контактува добре за намаляване на загубите и неста-
билността. В зависимост от това, ще се пренастройва ли предавателят,
плъзгачът се изработва подвижен или след настройката се закрепва
трайно. На фиг. 4-22,г е показан друг вариант на схемата от фиг. 4-22,в.
Той се използва, когато конструктивно е по-удобно кондензаторът да
бъде от страната на лампата. Капацитетът С3 е малък, от порядъка на
изходящия. Променливите кондензатори за настройка са двойни, за
да може да се заземят корпусът и оста. Това не изключва употребата
и на единичен променлив кондензатор. От показания на фиг. 4-22,5 ва-
риант се вижда как трябва да бъде свързана схемата. Възможно е използ-
ването само на малки по размер кондензатори, чийто капацитет спрямо
Земя е незначителен. Настройката в този случай се извършва с изо-
лирана ос от качествен високочестотен материал.
Използването на обикновени линии в обхват 1200 мгхц поради
късата вълна е почти невъзможно и се налага преминаването към коак-
сиални кръгове. Тяхната изработка за любителите е свързана с из-
вестии трудности. Необходимо е да се разполага със струг и въз-
можности за посребряване. Движещите се детайли изискват висока
точност на изработка. На фиг. 4-23 е показана анодната верига при
използване на металокерамична лампа от типа ГИ12Б. Настройката се
извършва с помощта на плъзгача, скъсяващ коаксиалната линия. Не-
обходима е много добра изработка на контактите на плъзгача и тези
147
към лампата. За тях се подбира материал, добре пружиниращ с при-
близително същата твърдост както линията, за да не се надрасква.
Най-подходящи са различните типове федермесинг. Използуването на
Фиг. 4-22. Двутактни анодни кръгове, изпълнени чрез
линии с разпределени параметри
а) четвъртвълнов кръг, настройван с променлив кондензатор ; б)
настройката се извършва чрез плъзгач, скъсяващ линията ; в)
полувълнов трептящ кръг, настройван с помощта на промеилив
кондензатор в края на линията ; г) полувълнов трептящ кръг,
настройван с помощта на променлив кондензатор, включен в
началото на линнята ; д) вариант на схема а с единичен неза-
земен променлив кондензатор
стомана се избягва поради лошите й проводящи свойства, трудно по-
сребряване и механична твърдост.
Анодното напрежение се изолира от линията с кондензатора
който обикновено е част от общата конструкция. Високочестотната
Фиг. 4-23. Анодна верига при използуване на
поаксиалеи трептящ кръг
енергия е съсредоточена в пространство™ анод-решетка. Това поз-
волява външното заземяване на линията и опростява конструктивното
148
й закрепване. Енергията се извежда с индуктивна или капацитивна
връзка. На фиг. 4-23 е показана схема с капацитивна връзка.
г.	Връзка с антената
От връзката с антената зависят правилният режим на крайното
стъпало, изходящата мощност, коефициентът на полезно действие и
пропусканата лента. Понеже често любителите не могат да разрешат
правилно този въпрос, за изясняването му го разглеждаме отделно от
трептящия кръг на крайното стъпало.
В областта на ултракъсите вълни е прието използването изключи-
телно на настроени антенн, съгласувани с фидера. Това би означавало,
че на изхода на предаватели се включва чисто активен товар. Всъщ-
ност антената никога не е идеално настроена и съгласувана по съпро-
тивление, особено за двата края на диапазона, което предизвиква
появата на известна реактивна компонента, разстройваща трептящия
кръг. Сравнително тесните любителски диапазони позволяват връзката
да се нагласява за средата на обхвата и да не се регулира при пре-
настройка на предавателя.
На фиг. 4-24, а е показан най-простият случай на индуктивна
връзка, често използуван в обхвата 145 мгхц. Бобината £2 се състои
Фиг. 4-24. Схеми за индуктивна връзка при кръгове с обик-
новени елементи
а) индуктивна еднотактна връзка ; б) същото както а, но с неправилно
монтирана навивка за свръзка : в) индуктивна връзка към двутактно
стъпало с несиметричеи кабел ; г) както в, но със симетричен кабел
само от една-две навивки. Регулирането на връзката се осъществява
чрез изменяне на разстоянието между бобината L2 и бобината на кръга.
За да не се прибавя към кръга допълнителен паразитен капацитет, на-
вивката се монтира винаги откъм заземения край на кръга. На
фиг. 4-24,а е показано правилното разположение на двете бобини, а на
фиг. 4-24,5 — неправилното.
149
Противотактните стъпала изискват специално внимание, за да не
се наруши симетрията. Всички детайли се монтират симетрично спрямо
анодния кръг. Бобината за свръзка се помества в средата на
анодната бобина, която за удобство често се състои от две половини
както на фиг. 4-24, в. Схемата на фиг. 4-24, г се използува, когато към
антената е включен симетричен коаксиален кабел.
Понякога въпреки силната връзка при използуване на горните схеми
не е възможно достигането на оптимален режим. На фиг. 4-25 е по-
казана еквивалентната схема на елементите за свръзка. Съпротивле-
Фиг. 4-25. Еквивалентна схема
на елементите за свръзка
Фиг. 4-26. Схеми за индуктивна връзка е ком-
пенсация на собствената самоиндукция на на-
вивката за свръзка
нието Ra е внесено от антената, L е собствената индуктивност на
бобината за свръзка, a Ur—напрежението, индуктирано от анодния кръг.
Полезен ефект се получава само от напрежението върху активното
съпротивление. Неговото увеличение се постига с увеличаването на
Ut чрез-връзката до възможния максимум. Ако това не е достатъчно
за извеждане цялата мощност навън, се налага да се ограничи вред-
ного влияние на собствената индуктивност. Намаляването й е възможно
с увеличаване дебелината на намотката и намаляване броя на навив-
ките. Най-доброто разрешение е нейното компенсиране с допълнителен
капацитет (фиг. 4-26). Кръгът L2C2 се настройва в последователен ре-
зонанс и фактически напрежението Ur се прилага изцяло върху полез-
ного съпротивление. Кръгът L2C2 е силно шунтиран от RA и пренастройка
по обхвата чрез кондензатора С2 не се налага.
Регулиране на връзката посредством преместването на бобината
е конструктивно трудно осъществимо, особено когато се налага честа
пренастройка. В такива случаи се прибягва до схемата на фиг. 4-27,
използувана за еднотактно и противотактно стъпало. Настройката на
кръга се постига чрез едновременно изменяне на капацитета на кон-
дензаторите Сг и С2, а връзката се подбира, изменяйки съотношението им.
Възможно е използуването на капацитивна връзка с антената. Тя
се отличава с простотата си, но има много недостатъци и се използува
само в опростените конструкции. На фиг. 4-28 са показани три подобии
случая. Връзката се изменя с подбиране точката на включване на фи-
150
дера към бобината. За по-високи честоти поради малкия брой на на-
мотките често пъти това е трудно. Подбиране на връзка в процеса
на работа е практически невъзможно. Поради галваничната връзка
често пъти се излъчват паразитни честоти, особено ако крайното стъ-
пало е в умножителей режим.
Схемата на фиг. 4-28,6 е
изпълнена със симетричен ка-
бел. За простота понякога се
прави компромис по отношение
на симетрирането и се изпол-
зува несиметричен кабел за
връзка с противотактно стъпало
(фиг. 4-28, в). Разделителният
кондензатор трябва да бъде с
повишено пробивно напрежение
за осигуряване срещу пробив
и проникване на анодното на-
прежение към фидера и антената.
Същите схеми за връзка
се използуват и в случайте, ко-
гато за трептящи кръгове се
използуват линии. Бобината за
връзка се изпълнява също от
елементи на дългите линии. На
фиг. 4-29 са показани варианти
тивна връзка с помощта на променлив кон-
дензатор
НЯ описаните ПО-горе схеми, а) към еднотактно стъпало ; б) към двутактно стъпало
изпълнени с дълги линии. Из-
ползуването на схемата от фиг. 4-29, в почти не влияе на симетрията.
Ако е необходимо да се пропусне по-широка честотна лента, по-удобна
Фаг. 4-2S. Схеми на капацитивна връзка с кръга на крайното стъпало, изпълнени
с обикновени елементи
о) клгацитивна връзка към еднотактно стъпало; б) връзка със симетричен кабел към двутактно
стъпало ; в) както б, но с несиметричен кабел
151
е двукръговата схема на фиг. 29,г, на конто двата кръга се настройват
в средата на лентата. Ширината на пропусканата честотна лента се из-
мени с подбора на точката за включване на кабела, а връзката — чрез
изменение на разстоянието между двата кръга.
Фиг. 4-29. Схеми за свръзка с крьга на крайното стъ-
пало, изпълнен от елементи с разпределени параметрн
а) проста индуктивна връзка към еднотактно стъпало ; 6} както а, но
с компенсация на собствената индуктивност ; в) индуктивна връзка
към противотактно стъпало ; г) двукръгова индуктивна връзка ; д) про-
ста капацитивна връзка с използуване иа симетричен кабел или два '
коаксиални кабела

Фиг. 4-30. Пример за капа-
цитивна връзка към коаксиа-
лен трептящ кръг
При коаксиални кръгове в анодната верига обикновено се прила-
гат елементарни схеми за връзка — капацитивна и индуктивна. Капа-
цитивната връзка (фиг. 4-30) се осъществява чрез щифта, който пред-
ставлява продължение на жилото на коак-
сиалния кабел, а индуктивната — посред-
ством малка навивка. Елементите за капа-
цитивна връзка се разполагат в място, къ-
дето електрическото поле има голяма
стойност — обикновено около анода. Ма-
гнитното поле при ^^-вълнова линия е
с най-висок интензитет в близост наплъз-
гача, скъсяващ линията, и затова е необ-
ходимо навивката да се разположи в та-
зи облает. Регулировката се извършва
чрез намаление на геометричните размери
на иавивката или вкарването на щифта.
д.	Режими и регулиране на крайното стъпало
Първото включване на захранващите напрежения се извършва само
след щателен преглед на монтажа. Ако мощните радиолампи не са
включени скоро или са нови, полезно е да се извърши известна за-
152
калка, без която понякога се получават вътрешни пробиви поради вло-
шен вакуум. За лампите с полезна мощност до 50—100 вт, с конто
обикновено работят любителите, е достатъчно да се включи отопле-
нието 10—15 минути преди анодното напрежение. При режими, за конто
екранното или анодното напрежение са близко до пределно допусти-
мите за конкретната лампа, при възможност се понижават два-три
пъти и този облекчен режим се поддържа още 10—15 минути. От
загряването полепеният върху катода и електродите гетер се изпарява
и натрупва върху балона, като поглъща остатъците от газ. Възмож-
ните вътрешни напрежения в стъклото на лампата се изглаждат и ве-
роятността за спукване при рязкото нагряване в нормален режим
намалява.
Предварителната студена настройка на кръговете скъсява значи-
телно времето, необходимо за пускане в действие на стъпалото. Осо-
бено удобни за работа са различните видове грид-дипметри, имащи
съответния обхват. Изчисляването или копирането на описани конст-
рукции може само да ориентира за размерите на кръга, но поради
различието на детайлите, с конто се разполага, винаги се налага зна-
чителна донастройка.
Настройката на входните кръгове е удобно да се извърши по ре-
шетъчния ток на стъпалото при изключено напрежение на екранната
решетка и анода. Измерителният уред се включва последователно на
решетъчното съпротивление от страната на шасито.
Следващият етап от настройката е премахването на всякакъв вид
паразитни генерации. За целта се изключва осцилаторът и на стъпалото
се подават захранващи напрежения, като се следи да не се надминат
допустимите загуби върху анода и екранната решетка. Най-лесно се
познава наличието на паразитни генерации при заземяване с капацитет
на трептящите кръгове, окъсяването им и изменяне на елементите за
настройка. Всякакви изменения на анодния ток говорят за наличие на
паразитна генерация. Измерването на честотата с вълномер може да
ориентира за характера на самовъзбуждането. Наличието на честоти,
сравнително по-ниски от работната, се дължи на паразитни трептящи
кръгове, образувани от блокиращите дросели и кондензатори. Премах-
ването на този вид генерация е лесно и обикновено се постига чрез
шунтиране на дроселите с нискоомни съпротивления. Изменянето на
геометричните им размери разстройва силно паразитните кръгове и по-
някога генерацията се прекратява.
По-трудно е премахването на паразитната генерация на честоти,
по-високи от порядъка на работната. В такива случаи е необходимо
да се открият трептящите кръгове, участвуващи в генерацията, като се
проследи разпределението на паразитните токове и напрежения. Скъся-
ването на съединителните проводници, смяната на някои блокировъчни
кондензатори с по-безиндуктивни или пък промяна на монтажа често
довеждат до премахване на паразитната генерация. Друга сигурна мярка
е намирането на подходящи точки, където напрежението на паразитната
честота е високо, а на работната — ниско. Заземяването й с трупа от
последователно свързани нискоомно съпротивление и малък конденза-
153
тор силно шунтира паразитния кръг и генерацията спира. При проти
вотактни стъпала заземяването на ротора на двойния променлив кон-
дензатор през малко съпротивление също може да доведе до поло-
жителни резултати.
Най-често срещан случай е самовъзбуждане на работната честота.
Обикновено това се дължи на лошо екраниране между решетъчния и
аноден кръг и лесно се отстранява с поставянето на допълнителен
екран и по-доброто му заземяване. Понякога за верига на обратната
връзка служат лошо блокирани общи захранващи вериги. Включването
на допълнителни кондензатори и дросели и правилното им разполагане
премахват паразитната обратна връзка.
По-труден за отстраняване е случаят на самовъзбуждане на чес-
тота, равна на работната, когато обратната връзка се дължи на голям
проходен капацитет между анода и управляващата решетка. Ако в схе-
мата, която се изпълнява, е предвидена неутрализация, което в любител-
ските конструкции се среща рядко, с настройката й възбуждането се
ликвидира. Обикновено заедно с описанието на конкретна конструкция
се дават указания за начина на неутрализиране. При схеми без неут-
рализация, изпълнени с тетроди или пентоди в крайното стъпало, са-
мовъзбуждането може да се дължи на лошото заземяване на заедно
свързаните катод и трета решетка (или втора решетка) ,поради което
те не изпълняват екраниращото си предназначение в лампата. Често
пъти при ненатоварен аноден кръг с антена стъпалото се възбужда, но
свързването на антената намалява усилването и генерацията спира.
След отстраняването на всякакъв вид самовъзбуждане се преми-
нава към по-нататъшното регулиране на крайното стъпало. Работният
режим, напрежение и токове са указани в описанието на схемата, която
се- изпълнява. Опитните радиолюбители е възможно да ги изчислят
при създаване собствена конструкция, като използуват специалните
книги за радиопредаватели.
За да можем да настроим стъпалото добре, е нужно да се знаят
следните параметри на режима — преднапрежение, възбуждащо на-
прежение, напрежение на анода и екранната решетка, аноден ток и из-
ходяща мощност. Анодното и екранното напрежение се задават с из-
работката на изправителя. За изменение на преднапрежението обикно-
вено се предвижда реостат, когато има специален токоизточник, или се
изменят катодните и решетъчните съпротивления при автоматичного
му получаване. Сравнително по-трудно е измерването на входного ви-
сокочестотно напрежение, понеже радиолюбителите рядко притежават
подходящ високочестотен волтметър. Възможно е да се съди косвеко
за стойността на възбуждащото напрежение по величината на анод-
ния ток.
Настройката на анодния кръг се контролира по изходната мощност
ако има монтиран индикатор или посредством волтметър, включен па-
ралелно на изходния кабел. За груба индикация често се използуват
сигнални глимки или малки лампички с къса жичка. Възможно е да се
съди за настройката по минимума на анодния ток. Винаги е необха-
154
димо да се проверява с вълномер честотата на изходния сигнал, за
да се избягнат погрешни настройки на хармонични от предния умножител.
Елементите на връзката с антената се регулират до получаване на
максимална изходна мощност при допустим катоден ток и загуби
върху анода.
За относителни измервания на напрежението във фидера при отсъст
вие на подходящ високочестотен волтмер може да се използува проб
никът, показан на фиг. 4-31 съвмест-
но с обикновен волтметър за пос-
тоянен ток. В изправителя може да
се използуват почти всички точкови
диоди с допустимо обратно напреже-
ние, по-голямо от 5—6 в.
Желателно е за окончателно
уточняване на режима да се изменят
леко преднапрежението, възбужда-
В2Е, D2X , 0А81
Фиг. 4-31. Диоден пробник
щото напрежение и връзката с антената до получаване на оптимален
режим — максимална изходна мощност при най-малък аноден ток,
или, с други думи казано, при най-висок коефициент на полезно дей-
ствие (к. п. д).
4. Модулация на УКВ предаватели
Резултатите, конто ще се получат от един предавател, зависят силно
от вида и качеството на неговата модулация. Най-просто и лесно се
осъществява амплитудната модулация. Любителите, конто за пръв пъг
строят предаватели за УКВ, чрез нея ще навлязат в областта на висо-
ките честоти. По-късно след придобиване на необходимите знания и
навици по естествен път ще преминат към конструирането на по-сложни,
но естествено с по-високи показатели предаватели с други видове мо-
дулации.
При амплитудната модулация на предавателите за ултракъси вълни
намират приложение схемите, прилагани и при късовълновите апаратури
Решетъчната модулация се прилага при най-простите предаватели >
за да не се усложнява модулаторът. Твърде често той се състои от
въгленов микрофон и микрофонен трансформатор. На фиг. 4-32, а е по-
казана една от използуваните схеми. Снемането на модулационната ха-
рактеристика позволява бързото регулиране на стъпалото. Чрез гра-
фика на фиг. 4-32, б е показана зависимостта между изходното на-
прежение във фидера и предназначението на стъпалото. За конкретния
случай тя е снета при включена антена, като се изменя предназначе-
нието на стъпалото и се отчита фидерното напрежение. Измерването
на последното може да стане и в относителни единици, от което ха-
рактерът на графика няма да се измени. След построяването ла резул-
тата върху милиметровата хартия се отделя праволинейният участък
А—В. Преднапрежението, съответствуващо на средата му (точка С),
се избира за постоянно -работно напрежение при условие, че
загубите върху анода на стъпалото в този режим са под допустимите.
155
Размахът на модулиращото променливо напрежение от връх до връх
се равнява на разликата от преднапреженията, съответствуватци на
точките А и В.
Значително по-голяма мощност, с по-висок коефициент на полез-
но действие се получава при анодна модулация. Използуването на тет-
Фиг. 4-32. Крайно стъпало с решетъчна модулация (а) и
характеристика (ff)
решетъчна модулационна
роди и пентоди в крайното стъпало налага прилагането на анодно-
екранна модулация. На фиг. 4-33 е показана една от типичните схеми.
При модулацията в известии моменти променливото напрежение от
трансформатора Трх и напрежението от захранването се събират, а в
следващия полупериод се изваждат. В този случай катодният ток се
преразпределя между анода и втората решетка и при захранването й
с постоянно напрежение тя ще се претоварва в такт с модулацията.
Това налага включването й към постояннотоковата верига на анода.
Заедно с намаляването на анодното напрежение ще се измени съот-
ветно и напрежението, приложено върху втората решетка и съотно-
шението на двата тока ще се запази. Кондензаторът Ср2 е с много ма-
лък капацитет, за да не влияе върху нискочестотната компонента на
модулиращото напрежение.
Регулирането режима на крайното стъпало при амплитудна модулация
се извършва най бързо с помощта на осцилограф. От изхода на стъпалото
се детектира напрежение с помощта на пробника (фиг. 4-31) и се по-
дава на усилвателя завертикално отклонение. На модулатора на пре-
давателя се прилага нискочестотно напрежение от звуков генератор.
В краен случай за целта може да се използува и мрежово напреже-
ние, взето от отоплителния трансформатор. Изменяйки предназначение™,
156
връзката с антената и нискочестотното напрежение, получаваме макси-
мално неизкривена синусоида. При мощност, по-голяма от 10—15 вт,
е възможно да се наблюдава направо високочестотно напрежение върху
екрана на осцилографа. Необходимо е да се изключи вертикалният
усилвател и чрез навивка, поднесена към анодния кръг, да се подаде
високочестотното напрежение направо на плочите. Хоризонталното от-
клонение се синхронизира с модулиращата честота и върху екрана се
наблюдава обвивката на изходното напрежение.
Трансформаторът Трг (фиг. 4-33) служи за съгласуване товара на
модулиращата лампа със съпротивлението на високочестотното стъпало
Фиг. 4-33. Крайне стъпало с анодна модулация, осъщест-
вена с помощта на модулационен трансформатор
(измерено от страната на захранването). В маломощните предаватели
ооикновено двете лампи са еднакви и чи близки помощност и съответно
еквивалентните им съпротивления са от един порядък. Това позволява
заменянето на сложния модулационен трансформатор с дросел
(фиг. 4-34, а).
Напоследък си пробива път за маломощни предаватели схемата на
фиг. 4-34, б, при която модулиращата и високочестотната лампа са
свързани последователно по отношение на постояннотоковото захран-
ване. При отсъствие на модулиращо напрежение режимът се регулира
така, че анодното напрежение да се разделя от двете лампи по равно.
Нискочестотното напрежение, приложено върху решетката на Л2, из-
мени вътрешното й съпротивление и съответно преразпределя анодното
напрежение. Това предизвиква анодна модулация за нискочестотното
стъпало, когато липсва модулационен трансформатор или дросел. Не-
достатък на тази схема е необходимостта от повишено захранващо
напрежение за анодите и пониженият коефициент на полезно дей-
ствие (съгласуването е непълно и при по-голяма мощност не е въз-
можно използуването на противотактен модулатор в клас В).
Амплитудната модулация независимо от нейното лесно осъщест-
вяване притежава цял ред недостатъци. Максимална мощност от край-
ното стъпало се получава само в момент на положителен връх на
променливото напрежение, за което се избира и оптимален режим. В
останалото време предавателят работи с намалена мощност и влошени
157
показатели. Освен това е известно силното влияние на различии видове
смущения по трасето върху сигнала с амлитудна модулация.
За избягване на изброените недостатъци се прилага честотна мо-
дулация. Крайното стъпало работи постоянно с максимална мощност
Фиг. 4-34. Схеми на крайне стъпало
а) с анодна модулация посредством модулационен дросел ; б) аиодиа модулация с последователно
захранване
в оптимален режим, при който всякакъв вид паразитна амплитудна мо-
дулация се изрязва. Това намалява изискванията към филтрацията на
мощните захранващи изправители.
Съществуват твърде много методи и схеми за получаване на че-
стотна модулация. Ще разгледаме само намерилиге приложение при
радиолюбителската практика.
Честотата на всеки осцилатор може да се изменя чрез изменяне
параметрите на трептящия кръг L, С и R или пък посредством изме-
ненията на захранващите напрежения. В различните конструкции сеа из-
ползуват и четирите фактора за получаване на честотна модулация,
но най-силно влияние върху честотата оказват капацитетът и индук-
тивността. Класически метод за тяхното изменение е използуването на
реактивна лампа. На фиг. 4-35 са показани три често използувани схеми
и съответно към тях е даден еквивалентният импеданс, който внасят
в кръга. За всеки един от тези случаи е означено от кои параметри
на схемата зависят еквивалентното съпротивление Re , еквивалентната
индуктивност Le и еквивалентният капацитет Се .
От тях единствена променлива величина е стръмността на лампата
5, която може да се изменя с преднапрежението — съответно моду-
лиращия нискочестотен сигнал. Недостатък при използуването на реак-
тивни лампи е изменянето и на внесеното съпротивление в кръга в
такт с модулиращото напрежение, предизвикващо паразитна амплитудна
модулация. С изтощаването на реактивната лампа стръмността нама-
158
лява, което се отразява на Се и средната честота се измени. До съ-
щия резултат довеждат и измененията на захранващите напрежения.
На фиг. 4-36 са дадени две схеми на осцилатори, в конто се из-
ползуват реактивни лампи за получаване на честотна модулация. От
а
6
Фиг. 4-35. Схеми на реактивни лампи
а) еквивалентна схема на променлив капацитет ; б) самоиндукция ; в) капацитет
схемите се виждат два варианта на свързване реактивната лампа с обик-
новен триточков осцилатор. Девиацията на честотата се регулира чрез
кондензатора ииамплитудата на нискочестотното напрежение. Особено
внимание трябва да се обърне на екранировката на нискочестотните
вериги на реактивната лампа, за да се предпази стъпалото от мрежов
фон. Понякога при много високи изисквания осцилаторът и реактив-
ната лампа се отопляват с изправено напрежение.
Регулировката на реактивната лампа често представлява известна
трудност. Възможно е самовъзбуждане, понякога се появява мрежов
фон. Всякакви механични сътресения се предават на електродите на
лампата и предизвикват значителна паразитна модулация. В новите
конструкции се избягва употребата на реактивни лампи за изменение
параметрите на кръга и се използуват различии съвременни прибори и
159
материали. Най-голямо приложение намират полупроводниковите диоди,
на които капацитетът зависи от приложеното обратно напрежение. За
целта са конструирани специални диоди с широки граници на измене-
ние на капацитета и с малки загуби.
Капацитетът и на обикновените точкови германиеви диоди също
зависи от обратного напрежение и независимо от сравнително по-мал-
Фиг. 4-36. Схеми на осцилатори, честотно моду лира ни с
помощта на реактивни лампи
а) осцилатор Хартлеи ; б) осцилатор Коллитц
5
кото изменение на капацитета им под влияние на приложеното обратно
напрежение, отколкото при специално конструираните, те се използуват
успешно в честотните модулатори. На фиг. 4-37, а е показана графи-
чески зависимостта на капацитета от обратного напрежение за диод
Д2Б. Още по-голямо е изменениего на капацитета на силициевите диоди,
използувани за стабилизация на напрежението. На фиг. 4-37, б е по-
казана същата зависимост за диод Д808, а на фиг. 4-38 е дадена
схемата на осцилатор, модулиран посредством полупроводников диод.
При всички досега разгледани схеми стабилността на централната
(средната) честота е сравнително лоша. Към нестабилността на осцилато-
ра се прибавя и тази на реактивната лампа. Съществуват цяла серия схеми,
в които се прилага автоматична донастройка на честотата, но те са слож-
ни, изискват специална измерителна апаратура за настройка и в радиолюби-
160
телските конструкции се използуват много рядко. По-голямо приложе-
ние е намерила схемата, показана блоково на фиг. 4-39. Честотата,
Фиг. 4-37. Графици за зависимости на еквивалент-
ния капацитет от приложено™ обратно иапрежеиие
а) на германцев диод; б) на силициев стабилотрон
40—50 мгхц, а честотно модулираният осцилатор с честота работи
на сравнително по-ниска честота (около 2—3 мгхц) и неговата неста-
билност процентно се отразява
незначително на общото честот-
но изместване. Освен това чрез
изменение на честотата се
пренастройва изходната честота
на предавателя. В смесителя се
отдели необходимата състав-
на — сумата или разликата на
честотите от двата осцилатора,
в зависимост от необходимата
окончателна честота. Девиация-
Фиг. 4-38. Схема на осцилатор, честотио
модулиран с помощта на германиев диод
та Д/ се избира т пъти по-мал-
ка от окончателно необходимата,
понеже заедно с умножението на
честотата се умножава и тя.
В случайте, когато не е необходимо пренастройване на предавателя
по честота и се използува теснолентова честотна модулация с девиа-
ция до ±15 кхц, намира приложение схемата на фиг. 4-40. Осцилато-
А ♦а/
d-Г^-} -ту
Тс
осц._
Фиг. 4-39. Блокова схема на сложен предавател за УКВ с
честотна модулация и висока стабилност на носещата честота
11 УКВ техника
161
Фиг. 4-40. Честотно модулиран кварцов осцила-
тор с помощта на реактивна лампа
рът с лампа Лг е стабилизиран с кварц. Съпротивлението /? шунтира
силно кварцовия кристал, влошава стабилизиращите му свойства и поз*
волява известно изменение на честотата при промяна на параметрите
на схемата. Благодарение
на следващото голямо ум-
ножение малката девиа-
ция в началото се уголе-
мява донеобходимата стой-
ност. Лампата v72e свързана
като обикновена реактивна
лампа и измени честотата
на анодния кръг.
5. Конструкции на УКВ
предаватели
На фиг. 4-41 е дадена
схемата на едностъпален
предавател за обхват 145 мгхц с анодна модулация и изходна мощ-
ност от 0,5 до 1 вт. Повечето схеми, публйкувани за начеващи
радиолюбители, са варианти на описаната.
Във високочестотното стъпало могат да се използуват почти
всички съвременни триоди с голяма стръмност. Особено компактна
Фиг. 4-41. Схема на едностъпален подавател за обхвата
на 145 мгхц с анодна модулация
и удобна конструкция се получава при използуването на двойни три-
оди от типа на 6НЗП, 6Н15П, ЕСС81, ЕСС88, ЕСС85, 6J6 и др. На-
стройката се извършва с кондензатора Ct. Желателно е той да бъде
двоен, за да може да се заземи добре оста, а при липса на такъв се използува
ос от изолационен материал. Бобината Lx с диаметър 1 см е навита
от меден проводник с диаметър 1 мм и има 4 навивки. Стъпалото
при правилен монтаж заработва почти винаги при първо включване.
Режимът на лампата се регулира чрез решетъчното съпротивление Rv
162
Катодният ток не бива да надвишава максимално допустимая по фаб-
рични данни. Връзката с антената се подбира до получаване на най-
голяма изходна мощност. Избрана е анодна модулация като по-лесно
осъществима. За модулационен дросел Дрх могат да се използуват
първичните намотки на изходен нискочестоген трансформатор от обик-
новен приемник. Подобен трансформатор е удобно да се включи във
веригата на микрофона. Необходимо е само да се свали дебелата из-
ходна намотка и на нейно място да се навие нова с 200—300 навивки
от емайлиран проводник с диаметър 0,2—0,3 мм. Въгленовият микро-
фон е обикновен телефонен капсул за централна батерия. За захран-
ване е необходимо право напрежение 150—200 в при ток 35—40 ма
и променливо напрежение за отопление на лампата 6,3 в при ток 1 а.
Същият модулатор и захранване могат да се използуват съвме-
стно с подобно стъпало, конструирано за обхват 435 мгхц. На фиг. 4-42
е показана само високочестотната част, изпълнена с твърде подходя-
щата за целта лампа 6Н15П (6J6). Анодната
линия се състои от две месингови или медни
пръчки с диаметър 6—8 мм, дължина 80 мм
и разстояние между осите им 16 мм. Плъз-
гачът за настройка на линията се изработва
от федериращ месинг. Желателно е цялата тре-
птяща система да се посребри. Навивката за
свръзка L е от дебел меден проводник с
диаметър 3—4 мм.
Възможно е да се построй предавател, съ-
държащ двете високочестотни стъпала за 145 и
435 мгхц. Преминаването от единия в другия
обхват се осъществява чрез превключване на
правото напрежение, минаващо през модулатора.
На първите две конструкции са присъщи
всички недостатъци на едностъпалните преда-
ватели — малка мощност, нестабилен режим и
честота. Предавателят на фиг. 4-43 независимо
от усложнението не притежава изброените не-
достатъци. Честотата на кварцовия осцилатор
за получаване на честоти в обхвата 145 мгхц
е от 8 до 8,1 мгхц и се умножава 18 пъти.
Стъпалото, изпълнено с лампа Л2, е утроител,
Фиг. 4-42. Високочестот-
но стъпало за обхвата 435
мгхц
с Л3 — удвоител, с Л4 — утроител и с Л5 — усилвател на мощността.
Входного напрежение на лампа Л4 се симетрира с помощта на полу-
променливите кондензатори С17 и С18. Всички токове и напрежения
на стъпалата са нанесени върху схемата. От крайното стъпало за
обхвата 145 мгхц може да се получи мощност до 30—40 вт при
използуване на лампа ГУ29. Предавателят е предназначен за реше-
тъчна или анодна амплитудна модулация. На схемата е показан вари-
ант на модулация в решетките на крайното стъпало. Необходим е
нискочестоген усилвател, осигуряващ ефективно напрежение около
15—20 в.
163
Фиг. 4-43. Схема на сложен предавател за обхвата 145 мгхц с повишена мощност и решетъчна модулация
Линиите в анода на Л4 и в решетката и анода на Л5 са еднак'ви
месингови пръчки или тръби с диаметър 6—8 мм, дължина 130 мм
и разстояние между осите 40 мм. Навивката за връзка има същите
размери с изключение на диаметъра на тръбата, който се подбира
така, че в тръбата да може да влезе коаксиален кабел, обикновено
РК1, като се обели външната му пластмасова обвивка.
Вариантът на предавателя за честотна модулация се отличава от
описания само по задаващия генератор. На фиг. 4-44 е показана схе-
Фиг. 4-44. Заданащ генератор, модулиран честотно
с помощта на- германиев диод
Фиг. 4-45. Схема на крайне стъпало за обхвата 435 мгхц с повишена мощност
в режим на утрояване
мата на новия осцилатор, модулиран честотно с помощта на герма-
ниев диод. Честотната девиация е необходимата на изхода, разделена
с коефициента на умножение на честотата в предавателя. Например
при отклонение в изхода от +50 кхц в осцилатора е нужна девиация
Д/=-*д°--=+2,8 кхц.
Естествено възможно е използуването и на редица други честотно
модулирани осцилатори, осигуряващи нужната девиация и ефективно
напрежение на изхода от около 15 в.
165
За работа в обхвата 435 мгхц е възможно използуването на опи-
сания предавател за възбудител на утроително стъпало, изпълнено
Фиг. 4-46. Аноден трептящ кръг за
честота 435 мгхц към стъпалото, пока-
зано на фиг. 4-45
с лампа QQE06/40. Изходната мощ-
ност е около 10 вт. Задаващият
генератор се настройва , на честота
от 7,8 до 8 Мгхц. На фиг. 4-45
е дадена схемата на утроителя и е
нанесен работният режим. Анодният
кръг е изработен от две силно
сплеснати медни тръби до получа-
ване на необходимите размери, посо-
чени на фиг. 4-46, а.
Настройката на анодната линия
се извършва посредством метално
парче (фиг. 4-46, б), подавано меж-
ду линиите с помощта на микро-
метричен винт. Подаването на въз-
буждащото напрежение и отвеж-
дането на енергията от анодната
верига се осъществява с навив-
ки, подобии на използуваната в
изхода на предаватели за 145 мгхц.
ГЛАВА ПЕТА
АНТЕНИ ЗА УЛТРАКЪСИ ВЪЛНИ
Антената е посредникът между предавателното устройство и
средата на разпространение и нейното предназначение е да превърне
енергията, доставена от предаватели, в електромагнитни вълни и да ги
излъчи в пространството. Аналогично антенно устройство в приемнин
пункт превръща енергията на електромагнитното поле във високо-
честотна електрическа енергия, която може да бъде усилена и демо-
дулирана от приемника. Днешната техника е създала толкова много и
различии антенни съоръжения, че за тяхното изучаване и описание са
необходими цели томове. В тази глава ще разгледаме само някои ос-
новни от гледна точка на УКВ параметри на антените и ще дадем
описание и анализ на онези типове антени, които са се оказали най-
ефикасни в практиката на радиолюбителите.
/. Параметри на антените
Антената като всяко електрическо устройство може да се харак-
теризира с няколко основни параметри, които ще ни послужат като
отправна точка при разглеждане на различните антенни съоръжения.
166
а.	Коефициент на насоченост
Една напълно ненасочена антена се нарича изотропен излъчвател.
Такава антена излъчва еднакво добре във всички посоки и ако бъде
поставена в центъра на една сфера, тя ще „осветява" вътрешната й
повърхност равномерно. Изотропният излъчвател е само едно матема-
тическо понятие, понеже в действителност не съществува антена,
която да излъчва равномерно във всички посоки. Всяка реална антена
притежава известна насоченост. Под насоченост на предавателната
антена се подразбира способността й да концентрира излъчваната
енергия в определена посока, а когато става дума за приемна антена,
под насоченост следва да се разбира способността й да приема по-
добре в определена посока.
Ако в споменатата по-горе сфера поставим една реална антена,
тя не ще облъчва равномерно вътрешната повърхност на сферата, а
в резултат на насоченото й действие даден участък, например с елип-
совидна форма, ще бъде „осветен" по-силно от останалата част (вж.
фиг. 5-1,а). Този участък ще бъде толкова по-силно „осветен", колкото
Фиг. 5-1. Определяне на коефициента на насоченост на една антена
а) определяне на „осветения* участък от сферата ; б) диаграма на излъчваие в полярна координатна
система ; в) диаграма на излъчване в правоъгълна координатна система
слмз диагрсьа
Ьергикална, диаграна
по-малка е неговата площ в сравнение с общата площ на сферата. До
същия извод ще стигнем, ако сравним мощността, подадена на насо-
чената антена, с мощността, необходима на изотропния излъчвател, за
да създаде на разглеждания учдстък същата осветеност. Това съотно-
шение се нарича коефициент на насоченост на антената и се
бележи с D.
167
В действителност границата между осветената и неосветената
част няма да бъде толкова рязко очертана, нито пък осветеността
на елипсовидния участък ще бъде равномерна. Ако през екватора на
сферата прекараме една равнина и свържем точките от равнината,
конто са с еднаква осветеност, или както е в случая — с еднаква
напрегнатост, ще получим хоризонталната диаграма на насоченост
на антената. По аналогичен начин можем да получим и вертикал-
ната диаграма на насоченост, лежаща в меридионалната плоскост.
Тези две диаграмм, дадени в полярни координати, са показани на
фиг. 5-1, б и нагледно илюстрират разпределението на напрегнатостите,
конто създава излъчващата антена. Понякога диаграмите на насоченост
се дават в правоъгълна координатна система (фиг 5-1,в), при която
ъгълът на посоката е разгънат по оста X.
Различните антенн имат различии диаграмм на насоченост и за да
се създаде една база за сравняване помежду им, е въведено поня-
тието ширина на диаграмата. В практиката е прието за ширина на
диаграмата да се взема ъгълът 9, заключен между посоките, в конто
излъчената мощност намалява наполовина. Спадането на мощността на-
половина отговаря на спадане напрегнатостта на полето с 30%,
следователно ширината на диаграмата ще се определи от точките с
ниво 0,7 от нивото в посоката на максимално излъчване. За случая на
фиг. 5-2 и фиг. 5-3 ширината на хоризонталната и вертикалната диаг-
рама е съответно 6Н = 56° и Gv = 80°.
За да се определи абсолютният коефициент на насоченост Da6c
на една антена, тя се сравнява с изотропния излъчвател. Така напри-,
мер полувълновият дипол по отношение на изотропния излъчвател има
коефициент на насоченост Da6c—1,64, т. е. 2,15 дб. На практика много
по-удобно е сравняването да става с една реална антена, а не с въоб-
ражаемия изотропен излъчвател. В качеството на еталонна антена се
използува полувълновият дипол. Полученият от сравнението с него
коефициент на насоченост се нарича относителен коефициент на
насоченост — DomH. Много ясно е, че абсолютният коефициент на
насоченост на всяка антена може да се определи, като знаем относи-
телния коефициент на насоченост на тази антена спрямо дипола и
коефициента на дипола спрямо изотропния излъчвател:
Da6c=\,M DomH,	(5-1)
или в децибели
Da6c = 2,15 + DomH .	(5-2)
б.	Коефициент на полезно действие
Коефициентът на полезно действие на антената г]А показва каква
част от вкараната в антената енергия се излъчва в пространството,
затова той е равен на отношението на излъчваната мощност и
подадената мощност Р:
’	(5-3)
168
йолувълновият дипол има нищожни загуби, затова се приема, че
подадената и излъчената мощност са равни и коефициентът ija е ра-
вен на 1. По-сложните антени имат по-нисък к. п. д. — 7]а може да
достигне до 0,6-г-0,8, което означава, че излъчената мощност ще бъде
60 до 80% от подадената.
в.	Усилване на антената
Това е най-важният параметър на една насочена антена и той
трябва да бъде разбран много добре. Усилването на антената е едно
понятие, което дава представа за това, колко се увеличава напрегна-
тостта на полето, създавано от една насочена антена, в сравнение с
напрегнатостта на полето, създавана от друга, стандартна антена. Ко-
личествена представа за това понятие може да се получи, ако се сравни
мощността Р, вкарана в насочената антена и създаваща в приемния
пункт напрегнатост Ег, с мощността Ро, която е необходимо да се
въведе в стандартната антена, за да се получи същата напрегнатост
на полето. Следователно коефициентът на усилване на антената G
може да се изрази с отношението
G=5-	(5-4)
Прието е това отношение да се дава в децибели. Така например,
ако една насочена антена създава 50 пъти по-мощно поле от полето
на изотропния излъчвател, или, което е все едно, ако на изотропния
излъчвател е необходима 50 пъти по-голяма мощност, за да създаде
същото поле, каквото създава насочената антена, казваме, че усилва-
нето на тази антена по отношение на изотропния излъчвател е 50
пъти или 17 дб (за превръщане отношението на мощностите в деци-
бели вж. приложение 1).
Терминът „усилване на антената" е условен, тъй като в действи-
телност антената не усилва енергията, вкарана в нея, а само я кон-
центрира в една посока, създавайки ефекта на многократно увеличе-
ние мощността на предаватели. Затова по-точно би било, ако вместо
понятието „усилване на антената" се използува понятието „печалба
по мощност". На практика се използуват и двата термина.
Сам по себе си коефициентът на усилване не означава нищо, ако
не е указано по отношение на каква антена става сравняването на
мощностите. Тъй като изотропният излъчвател съществува само в
теорията, прието е и тук в качеството на стандартна антена да се използува
полувълновият дипол. Навсякъде в тази книга, когато става дума за
усилване на антената, ще се подразбира усилването (печалбата по
мощност) по отношение на полувълновия дипол.
Усилването на антената е пропорционално на коефициента на на-
соченост D и коефициента на полезно действие tja, т. е.
G = t|aZ).	5-5
Определянето на G може да стане или по формулата (5-4), или от
диаграмите на насоченост. Понеже к. п. д. на УКВ-антените е много
169
висок, усилването е приблизително равно на коефициента на насоче-
ност, т. е. по отношение на изотропния излъчвател от фиг. 1 ще
имаме
q	площта на сферата
~ площта на осветения участък (елипсата)
Площта на сферата е Усф = 4п радиана, а площта на елипсата е 5е =
= п.А'.В радиана. Тук А е дължината на голямата полуос, а В е
дължината на малката полуос:
д _ 6,1	и R = ____________
114,59	114,59
Следователно усилването на антената по отношение на изотропния
излъчвател ще бъде:
*5сф	4л	52525	/•.
0 = V = — «“» ’ =	•	<5’6)
ое	нн «V	ин иу
“ (114,59)2
Усилването по отношение на полувълновия дипол ще бъде:
с _	52525	_ 32 027	(!- ~
U ~ 1,64 9н ev ~ IhV ’	’
В тези изрази 0н и 9V са съответно ширините на хоризонталната
и вертикалната диаграма на ниво 0,7. В качеството на пример да оп-
ределим усилването на антената, чиито диаграми са дадени на фиг. 5-1,6
и 5-1,в. От хоризонталната диаграма намираме 9Н = 56°, а от вертикал-
ната — 9v=80°. Тогава усилването ще бъде:
= 7,14 пъти или 8,6 об.
Ако искаме да бъдем по-прецизни, трябва да вземем предвид и
к. п. д. на антената и да изчислим G по формулата 5-5.
От приемна гледна точка усилването на антената е същото, как-
вото е то при предаване. и се проявява като едно повишаване на мощ-
ността на сигнала, отдавай във фидера, в сравнение с мощността, от-
давана от една стандартна антена (полувълнов дипол).
г.	Действуваща площ на антената
Действуващата (ефективната) площ е важен параметър на прием-
ната антена. Просто казано, това е фронталната облает около анте-
ната, от която последната „извлича" високочестотна енергия от радио-
вълната. Действуващата площ на една антена не трябва да се смесва
с нейната физическа площ, която представлява пространството, физи-
чески заето от антената. Физическата площ на една антена може да
бъде по-малка'или по-голяма от действуващата площ. Така например
действуващата площ на антените с параболични рефлектори е по-
малка от техните размери, докато при Яги-антените действуващата
площ е много по-голяма от физическите размери. Отношението между
ефективната и физическата площ е известно под името К-фактор и
показва от какъв порядък ще бъде усилването, което може да се
170
очаква от една антена с дадени размери. Колкото по-голям е А-факто-
рът, толкова по-голямо ще бъде усилването за единица размер на
антената. Трябва да се отбележи, че А-факторът не е единственото
съображение при избора на най-подходящата антена. Ширината на
пропусканата лента, паразитните листове в диаграмата на излъчване и
други фактори също се вземат предвид.
-Полувълновият дипол има действуваща площ, равна на 0,13 квад-
ратни дължини на вълната, или изразено в квадратни метри
5ефд — 0,13 л2.	(5-8)
Тук X е дължината на вълната в метри. Действуващата площ на
дипола е елипса с дължина 3/4 X и ширина 1/4 X (фиг. 5-2, а). Дей-
Фиг. 5-2. Действуваща площ на антената и определяне на
разнасянето между етажите във функция от действуващите
площи на отделяйте антени
GeucrSySauia
плоил и а Оги Mi
MsucrSySatua
площ ыаЯгиМ?
ствуващата площ на всяка друга антена може да бъде изчислена, ако
е известно нейното усилване по отношение на полувълновия дипол.
5еф = 0,13G X2.	(5-9)
Главната причина, поради която разглеждаме действуващата площ
на антените, е тая, че това понятие ще ни послужи като ключ при
определяне на разстоянието между етажите на многоетажните Яги-
антени и разстоянието между вибраторите и вибраторните колони на
многоелементните синфазни антени. Близко до ума е, че това разстоя-
ние трябва да се избира така, щото действуващите площи на отделяйте
етажи или вибратори едва да се допират една до друга, както е по-
казано на фиг. 5-2, б. Ако антените се поставят по-близо, техните
ефективни площи ще се „застъпват" и сумарното усилване на антен-
ната система ще се намали. Разстоянието, на което трябва да стане
разнасянето във вертикално направление Av или в хоризонтално напра-
вление Ан, може да се изчисли по следните формули:
когато действуващата площ е с кръгова или елипсовидна форма,
какъвто случай имаме при етажирането на две Яги-антени
0v
я Он
(5-10)
Д, = 2 1/ 5еф ®" ;
Г 7С Оу
(5-И)
когато действуващата площ е с правоъгълна или квадратна форма,
както е при синфазните антени
171
Av
*$еф 0v
“Он "
Ан = 1/ *$еф йн
г бу
В тези формули 6„ и 6V са ъглите, който
хоризонталната и вертикалната диаграма.
(5-12)
(5:13)
определят ширината на
Фиг. 5-3. Диаграма за определяне на действуващата
площ и усилването на антената във функция от шири-
ните на хоризонталната и вертикалната диаграма
Колкото по-голямо е усилването на индивидуалната антена тол-
кова по-голяма е действуващата площ и респективно — по-голямо
трябва да бъде разнасянето на етажите. Така например за обикнове-
172
ните диполи едно разнасяне от Х/2 е напълно достатъчно, докато за
Яги-антените с голямо усилване е необходимо раздалечаване няколко
дължини на вълната, за да не се получи застъпване на действува-
щите площи.
На фиг. 5-3 е дадена една номограма, свързваща усилването на
антената^ действуващата площ и ширината на диаграмата. Тя е построена
при предположение, че излъчванията по направление на паразитните ли-
стове на диаграмата са поне 10 дб по-слаби от излъчването по посока
на главния лист. Както е показано в примера на фиг. 5-3, една антена
с ширина на лъча 20° на 40° ще има усилване от порядъка на 16,1 дб
(печалба по мощност 40 пъти). Ефективната площ на аитената ще
бъде 5,2 квадратни дължини на вълната. За 145 мгхц (Ri2 м) това
дава:
5еФ = 5,2. X2 = 5,2.22 = 20,5 ж2
Размерите на действуващата площ, изчислени по формули (5-10)
и (5-11), ще бъдат:
Ах — 3,31 м и Ан — 7,27 м
д.	Соотношение „напред-назад**
Посоката на максимално излъчване на антената е прието да се
нарича посока напред, а противоположната посока'—,посока назад. Дву- и
триелементните Яги-антени понякога имат в диаграмата си доста голям
„заден лист*1, т. е. нежелателно излъчване в посока назад. За оценка
на този недостатък в диаграмата на излъчване е въведен параметърьт
съотнош.ение „напред-назад", който показва какво е съотношението
между енергията, излъчена напред, и енергията, излъчена назад, в де-
цибели. Многоелементните антени имат по няколко малки паразитни
листове в диаграмата си и определянето на съотношението „ напред-
назад “ при тях не е толкова съществено.
2.	Полувълнов дипол
Един от основните елементи на антените за УКВ, както и на ан-
тените въобще, това е полувълновият дипол. В теорията на антените
диполът се приема за елементарен излъчвател. Като реална антена
полувълновият дипол има просто устройство и леко измерващи се и
дефиниращи се параметри, затова той се е наложил като удобна ета-
лонна антена, с която сравняваме другите антени при определяне на
техните качества. В миналата точка видяхме, че почти всички основни
параметри на антените се определят на базата на сравняване с полу-
вълновия дипол.
За да се получи максимално излъчване от една антена, необходи-
мо е последната да резонира на работната честота. В теорията се
доказва, че един прав проводник резонира на дадена честота, ко-
гато неговата електрическа дължина е равна на половин дължина
на вълната (Х/2) или на четно число полувълни ( 2. > 4. * и
173
т. н.). Затова именно' полувълновият дипол се определя като елемента-
рен излъчвател. Електрическата дължина на един проводник зависи от
неговата дебелина и съпротивление, както и от средата, в която е по-
ставен. Само когато проводникът е безкрайно тънък, има нулево съ-
противление и се намира в среда с диелектрическа константа, равна
на 1, неговата електрическа дължина съвпада с геометричната му
дължина. На практика електрическата дължина винаги е по-го-
ляма от геометричната, затова и полувълновият дипол се прави
винаги малко по-къс от точната половин дължина на вълната.
Коефициентът, с който трябва да умножим дължината на полу-
вълната, за да получим необходимата геометрична дължина на про-
водника, се нарича коефициент на скъсяване К. Колкото по1дебел
е проводникът, от който е изпълнена антената, толкова по-малък е
коефициентът на скъсяване и толкова по-къс е диполът при една и
съща работна честота. Стойността на К може да бъде определена от
графиката на фиг. 5-4, където коефициентът на скъсяване е даден
,	дължина нй полувълната
във функция от съотношението---------------------------
диаметър на проводника
Диаметърът на проводника оказва влияние и върху един друг,
антената — съпротивлението на из-
лъчване. Антената може
много съществен параметър на
Дължина на полубълнага/ диаметър на проводника
Фиг. 5-4. Коефициент на скъсяване и съпротив-
ление на излъчване на един реален дипол във
функция от съотиошението дължина на полувълна-
та/диаметьр на проводника
да се разглежда като
един консуматор на в. ч.
електрическа енергия.
Енергията, подадена в
нея, се разсейва във
формата на радиовълни
и тойлинни загуби в
проводника и близколе-
жащите изолатори. Въ-
преки чё 'излъчената
мощност е оползотворе-
ната част от енергията,
от гледна точка на ге-
нератора, захранващ ан-
тената, тя може също
да се разглежда като
загубна мощност подоб-
но на мощността, изгубваща се зазатопляне на проводника. И в двата слу-
чая разсейваната мощност е равна на PR: в случая на топлинни загубиR
е реалното активно съпротивление на антената; за случая на излъчване
R е едно условно съществуващо съпротивление, което, ако съще-
ствуваше в действителност, би разсейвало излъчваната мощност. Именно
това фиктивно съпротивление се нарича съпротивление на излъчване.
Тогава общата мощност, разсейвана от антената, ще бъде Р (Ro R),
където Ro е съпротивлението на излъчване, a R е активного съпроти-
вление на антената.
В обикновения полувълнов дипол загубите на мощност от топ-
линно загряване на проводника рядко могат да надвишат няколко про-
174
около ьо ом, а за тези от тръои или
Фиг. 5-5. Хоризонтална диаграма на изльч-
ване на един полувълнов дипол
цента от общата мощност, влизаща в антената. Това е така, защото
активното съпротивление на медния проводник или алуминиевата тръба
е твърде малко в сравнение със съпротивлението на излъчване на
една антена, инсталирана достатъчно далече от обкръжаващи предмети
и немного близко до земята. Стойността на съпротивлението на из-
лъчване при полувълновия дипол зависи от много фактори, най-важни-
те от които са: височината над земята, отдалечеността от други пред-
мети, съотношението дължина/диаметър на използувания проводник.
Един дипол, направен от безкрайно тънък проводник, намиращ се в
празното пространство, има съпротивление на излъчване 73,13 ом.
Реалните диполи имат по-малко съпротивление, което е резултат от
влиянието на споменатите вече фактори. Специално за диполите на
УКВ влиянието на земята може да се пренебрегне, стига антената, да
е на височина няколко дължини на вълната. По-съществено е при
тях влиянието на съотношението дължина на полувълната/диаметър
на проводника — на фиг. 5-4 може да се види как последното изменя
съпротивлението на излъчване. За повечето диполи, изпълнени с жица,
съпротивлението на излъчване е
пръчки — между 55 и 60 ом.
Често вместо понятието съ-
противление на излъчване из-
ползуват термина „импеданс на
антената“. Това, макар и да
не е грешно, не е много пра-
вилно, защото импедансът е
комплексна величина и пред-
полага наличието на реална и
имагинерна съставна. Реалната
съставна е точно съпротивле-
нието на излъчване, а имаги-
нерната е реактивного съпро-
тивление на антената, което за
резонансната честота е равно
на нула. Следователно за често-
тата, на която една антена ре-
зонира, нейният импеданс е ра-
вен на съпротивлението иа из-
лъчване.
Хоризонталната диаграма
на излъчване на полувълновия
дипол има формата на осморка, разположена напречно на оста на
антената (фиг. 5-5), следователно максималното излъчване е перпенди-
кулярно на направлението на проводника. Вертикалната диаграма има
формата на окръжност, чийто център съвпада с оста на дипола. Сле-
дователно пространствената диаграма на насоченост ще представлява
един тороид с нулев отвор.
175
3.	Рефлектора и директора
Полувълновият дипол е основен елмент на почти всички УКВ ан-
тени. Неговата собствена диаграма на насоченост обаче е далеч неза-
доволителна. За да се получи еднопосочно излъчване и тясна диаграма
на насоченост, а оттам и висок коефициент на усилване на антената,
в състава на последната се въвеждат нови елементи, конто съобразно
предназначението си носят името рефлектори и директори.
Принципът, на който се основава действието на рефлекторите и
директорите, може да бъде разбран от чертежите на фигура 5-6. Ако
Посоха £>
ПсС0*(1 А
Ли а грана иа иасочена с?
Н*4-
Фиг. 5-6. Действие на двуелементна антенна система
а) токът във вибратора J изпреварва по фаза на 9С° тока във вибратора 2‘ б) във всяка точка по
посока В полетата, създавани от вибраторите 1 и 2, са противоположим по знак; в) в посока А става
сумиране на полетата ; г) конфигурация на вибраторите в двуелементната аитена ; д) типична диаграма
на насоченост на една двуелементна антена
два полувълнови излъчвателя се разположат успоредно един на друг,
така че да може да се мени разстоянието между тях, и ако тези из-
лъчватели се захранят така, че да се осигури възможност за изменяне
фазата на тока Д в единия излъчвател по отношение на тока /2 в
другия излъчвател, сумарната диаграма на тази съставна антена ще
се отличава от индивидуалните диаграми на съставящите я елементи.
Оказва се, че с изменяне на разстоянието между елементите и взаим-
ното отношение на фазите на токовете могат да се получат различии
диаграми на насоченост. В качеството на пример може да се разгледа
176
случаят, когато двата излъчвателя са на разстояние четвърт дължина
на вълната (фиг. 5-6, г) и токът в първия излъчвател изпреварва тока
във втория излъчвател с 90°, т. е. с четвърт период (фиг. 5-6, а). На-
прегнатостта на полето в производна точка, лежаща на разстояние
няколко дължини на вълната в посока В, ще се определи от сумата
на напрегнатостите ev и е2, създавани съответно от излъчвателите 1 и 2.
Напрегнатостта на полето, създавана от първия излъчвател, ще бъде
във фаза с тока Д, следователно кривата за еу не ще претърпи изме-
стване по оста X (фиг. 5-6, б). Напрегнатостта е2, създавана от втория
излъчвател, ще изостава на 90° от ег, тъй като по начало токът /2
изостава по отношение на Д с 1/4 период. Освен това е2 ще получи до-
пълнително изоставане по фаза, дължащо се на обстоятелството, че
вълната, излъчена от втория излъчвател, трябва да измине по-голямо
разстояние, за да достигне точка В. Това допълнително изоставане
ще зависи от разстоянието между излъчвателите и в конкретния случай
ще бъде равно на времето, за което вълната изминава разстоянието
между двата излъчвателя. Тъй като времето е равно на пътя върху
скоростта, ние можем да изчислим това закъснение:
'=4-4 - / = Г <5-14)
Тук с е скоростта на разпространение на вълната. Вижда се, че
допълнителното изоставане по фаза на е.2 ще бъде равно на четвърт
период или общото изоставане на е2 спрямо ег ще бъде половин пе-
риод (180°). Следователно et и е.2 ще бъдат противофазни и сумарната
напрегнатост ще бъде равна на нула или, което е все едно, излъчване
в посока В няма да има.
Ако разгледаме излъчването в посока А, ще достигнем до точно
противоположния резултат — закъснението по фаза на вълната Д,
дължащо се на разликата в пътищата, ще бъде 90° и ще компенсира
избързването на тока Д по отношение на Д, така че напрегнатостите
ег и с2 ще бъдат във фаза и резултантното поле ще бъде равно на
сумата от двете полета (фиг. 5-6, в).
Диаграмата на насоченост на тази двуелементна антенна система
е показана на фиг. 5-6, д. От нея се вижда, че от гледна точка на из-
лъчвателя 2 елементът 1 се държи като отражател на енергията, из-
лъчвана от 2, и може да бъде наречен рефлектор. По аналогичен
начин, като вземем за първичен излъчвателя 1, можем да кажем, че
елементът 2 се държи като насочвач на енергията, излъчвана от 1, и да
го наречем директор. Така ние получаваме критерия за определяне
функцията на всеки елемент от многоелементната антенна система в
следния вид: рефлектор се нарича елементът, в който токът изпре-
варва по фаза тока на първичния излъчвател. Директори са елемен-
тите, в които токът изостава по фаза от тока на първичния излъчвател.
Да се върнем към фиг. 5-6, г. Вълната, излъчена от вибратора 2,
достигайки до елемента I, ще възбуди в него силен ток, понеже по-
следният има същата резонансна честота и лежи в близост на 2. Ако
този ток изпреварва по фаза с 90° тока на вибратора 2, елементът 1
ще изпълнява своята функция на рефлектор и без външно захранване.
12 УКВ техника
177
Рефлекторите и директорите, който участвуват в антенната система,
без да получават самостоятелно захранване, и функционират благодаре-
ние на токовете,' възбудени в тях от първичния излъчвател (вибратора),
се наричат пасивни (паразитни) елементи. На практика необходи-
мого фазово изместване на тока в пасивния елемент се постига, като
се измени дължината на елемента. Това е равносилно на изменяне
резонансната честота на елемента, следователно в зависимост от дъл-
жината си пасивният елемент ще се държи като активно, индуктивно
или капацитивно съпротивление за възбудения в него ток и ще съз-
дава съответно нулево, отрицателно или положително изместване във
фазата на последний. Така, ако пасивният елемент е по-дълъг от Х/2,
той ще има по-ниска резонансна честота, което означава, че той ще
се държи като капацитивно съпротивление за възбудения ток. В ре-
зултат на това вторичного излъчване на този елемент ще изпреварва
по фаза тока във вибратора и елементът ще се държи като рефлек-
тор. По аналогичен път стигаме до заключение™, че скъсените пасивни
елементи ще се държат като директори.
Колкото по-близко до вибратора е разположен пасивният еле-
мент, толкова по-добре изпълнява той функциите си на вторичен
излъчвател, тъй като възбуденият ток е по-силен и по-ефикасно ком-
пенсира излъчването назад. Прекомерното приближаване на пасивните
елементи обаче понижава рязко съпротивлението на излъчване на ви-
братора и в резултат на това се влошава к. п. д. на антената. Затова
взаимното разположение на вибратора и пасивните елементи трябва да
бъде резултат на разумен компромис.
Антените, съставени от един полувълнов вибратор и няколко па-
сивни елемента, се отличават с голяма простота в конструктивно и
електрическо отношение и са най-широко разпространеното антенно
съоръжение между любителите.
4.	Многое лементни анте ни за УКВ
Всички многоелементни антени за ултракъси вълни могат да бъдат
разделени на две основни групи: синфазни антени и антени тип „вълнов
канал". В добавка трябва да се каже, че това разделяне е в известна
степей условно, тъй като някои сложни антени представляват обедине-
ние на тези две групи в единно антенно съоръжение.
а.	Синфазни антени
Синфазните антени са комбинация от полувълнови диполи, захран-
вани по такъв начин, че токовете във всички елементи на системата
имат една и съща фаза. От своя страна синфазните антени се разде-
лят на две групи: синфазни колинеарни и синфазни компланарни.
Колинеарни антени са тези, чиито елементи лежат „край до край"
и се захранват синфазно (фиг. 5-7). Максималното излъчване е перпен-
дикулярно на линията, образувана от вибраторите. Диаграмата на на-
соченост на една 4-елементна колинеарна антена е показана на фиг.
5-7, в. Разстоянието между елементите не е критично. По-голямото
178
разнасяне дава известна печалба в усилването за сметка на физиче-
ските размери на антената и допълнителни затруднения в захранването.
Усилването на колинеарната антена във функция от тоталната дъл-
жина на антената е дадено на фиг. 5-7, в. Поставянето на пасивни ре-
флектори на разстояние л/4 зад всеки елемент превръща диаграмата от
двупосочна в еднопосочна и подобрява усилването на антената с 3 дб.
--------------------—
(г - »	,	9
Колинеарна антена гъс с5лижеш>
елементи
Компланарни антени са тези,
чиито елементи лежат в една и съ-
ща равнина и се захранват син-
фазно. Обикновено елементите се
поставят един над друг във вер-
тикална „колона". Максималното
излъчване е перпендикулярно на
Колинеарна антена с ра^Ралечени
елементи
Диаграма на насоченост
Фиг. 5-7. Колинеарна антена — конфигурация на елементите, диаграма на насоченост
и усилване
в която лежат елементите. Разстоянието между последните не е кри-
тично и може да бъде между половин и една дължина на вълната.
Увеличаването на разстоянието довежда до повишение на усилването,
обаче е съпроводено с появата на нови паразитни листове в диагра-
мата на насоченост.
Конфигурацията на вибраторите в една 4-елементна компланарна
антена и нейната диаграма на насоченост са показани на фиг. 5-8.
Усилването на антената във функция от дължината на антенната колона
може да бъде намерено от графика на фиг. 5-8, г. И тук чрез при-
бавяне на рефлектори може да се получи еднопосочна диаграма и
подобрение в печалбата по мощност с 3 дб.
Комбинирани синфазни антени. С цел да се получи голям коефи-
циент на насоченост и тясна диаграма на излъчване често се практи-
кува съчленяването на няколко различии по вид синфазни антени в
една комбинирана антена. Комбинираната синфазна антена по съще-
179
ство е система, състояща се от няколко колинеарно свързани компла-
нарни антени. Най-простата възможна комбинация е показана на фиг.
5-9, а. Тя може да бъде използувана като самостоятелна антена (известна
под името /7-антена) или да се раз-
глежда като сполучлив метод за
захранване 4 вибратора от една по-
сложна антенна система. Заедно с
Фиг. 5-8. Компланарна антена — конфигурация на елементите, диаграма
на насоченост и усилване
Дължина на колоната.Л
рефлекторите /7-антената представлява 8-елементна трупа с усилване
около 8,8 дб. Импедансът в точките на захранването е от порядъка
на 600 до 800 ом.
Когато трябва да се захранят 8 вибратора, се използува свързва-
нето, дадено на фиг. 5-9, б. Използувана като самостоятелна антена,
тази 16-елементна синфазна трупа има усилване 11,6 дб. Импедансът
в точките на захранването е около 300—400 ом и зависи от дебели-
ната на проводниците и разстоянието между елементите на централ-
ната секция. При по-големите антени, в които броят на вибраторите
надминава осей, най-добре е те да се групират в секции по четири
или по осей както в 5-9, а и б, а захранването на отделяйте секции
да се извършва по начина, показан на фиг. 5-9, в.
В таблица 5-1 се дават усилванията, които могат да се получат
за различии комбинации от колинеарни и компланарни елементи, обе-
динени в една синфазна антена. При това се предполага, че всички
вибратори имат зад себе си пасивни рефлектори. Съществено условие
за получаване на дадените усилвания е всички вибратори да бъдат
захранвани с токове, еднакви както по фаза, така и по амплитуда.
Трудностите по изпълнението на това условие се увеличават заедно с
увеличаването на броя на елементите.
Съотношението „напред-назад“, както и ширината на лентата мо-
гат да бъдат увеличени, ако вместо отделяй рефлекторни елементи се
180
използува рефлекторна мрежа. Въ-
веждането на такава мрежа увели-
чава незначително челното излъчване.
б.	Антени тип „вълнов канал"
Антените от типа „вълнов ка-
нал" се отличават с това, че при тях
посоката на максималното излъчване
съвпада с оста на антената. Елемен-
тите са разположени перпендикуляр-
но на тази ос и образуват един свое-
го рода насочващ канал за вълните.
Оттук е произлязло и името на ан-
тената. Елементите могат да бъдат
захранвани с еднакви токове, имащи
Фиг. 5-9. Комбинирани синфазни антени
а) /7-антена ; б) синфазна трупа от 8 вибратора
и 8 рефлектора ; в) синфазна трупа от 16 вибра-
тора
Таблица -5-1
Брой на колинеарните елементи
Брой на компланарнитс елементи	1	1 | 2 j 3	1	4 1	1				5 1	6	1 7	; s
	1	3,0	4,8 8,8	6,4 10,4	7,6	8,6	9,5	10,3 ।	Ю,9
	2	7,0			11,6	12,6	13,5	14,3	,	14,9
	3	8,5 9,8	10,3	11,9	13,1		14,1	15,0 16,3	15,8 ,	16,4
	4		11,6	13,2	14.4	15,4		17,1	17,7
	5	10,8	12,6	14,2	15,4	16,4	17,3	18,1 1 18,7
	6	11,5	13,3	14,9	16,1	17,1	18,0 18,7	18,8	19,4 1
	7 8	12,2	14,0	15,6	16,8 17,3	17,8		19,5 । 20,1
		12,7	14,5	16,1		18,3	19,2	20,° ; 20,6 I
	9	13,2						
			15,0	16,6 1 17,8 1		18,8	19,7	20,5	21,1
	10	13,7	15,5	17,1	18,3		19,3	20,2 20,6	21,0 ' 21,6
								
	И	14,1						
			15,9	17,5	j 18,7 | 19,1	19,7		21,4 ' 22,0
	12 1 14,5		16,3	17,9		20., 1	21,0	2],8 ; 22,4
181
прогресивно изменяща се фаза (фиг. 5-10), или пък да бъдат па
сивни елементи, паразигно възбуждани от един захранващ елемент.
В любителската практика се използува само вторият вид антена, из-
вестна под името Яги-антена. При нея пасивните елементи получават
Фиг. 5-10. Антена тип „вълнов канал"
захранване единствено за сметка на
полето, създавано от вибратора. В
качеството на вибратор се използува
вторият елемент, първият елемент е
рефлектор, а останалите — директо-
ри. Директорът, лежащ най-близко
до вибратора, често се нарича стар-
тов елемент.
Конфигурацията на елементите
и типичната диаграма на излъчване
на една антена от типа „вълнов
канал" са показани на фиг. 5-10.
Тъй като Яги-антените са основного
антенно съоръжение в любителска-
та практика, ще се спрем на тях
по-подробно.
Антена Яги
Тази антена носи името на японския учен д-р Хидецугу Яги, кой-
то е пионер в теоретическата и практическата разработка на антените
с пасивни елементи. Широката популярност на Яги-антените се дължи
на преимуществата от конструктивна и електрическа гледна точка,
които те имат пред другите многоелементни антени. За дадено уеил-
ване Яги-антената е по-лека, по-компактна и с по-малко съпротивление
на вятъра, отколкото която и да е друга антена. Тези предимства поз-
воляват тя да бъде издигана по-високо над земята, отколкото другите,
сравнително тежки антенни системи и с това да се подобрят допъл-
нително електрическите й параметри. Освен това нейната лекота я
прави незаменима за работа в портативни условия. Простого захран-
ване и липсата на грижи за изолация на елементите са важни преиму-
щества от електрическа гледна точка. Може да се каже, че за еди-
ница обем и единица тегло, а следователно и за единица себестойност
Яги-антените имат по-висок коефициент на усилване и по-добра диа-
грама на насоченост от тези на останалите типове антени. Цената на
всички тези преимущества е сравнително малката работна ширина на
честотната лента. Последната зависи от дължината на антенната сис-
тема и от броя на системите, етажирани и захранвани заедно. Прибли-
зителната ширина на лентата във функция от дължината на Яги-анте-
ната може да се определи от фиг. 5-11. На същата фигура е дадено
и усилването, което може да се получи от една Яги-антена. Кривите
се отнасят за случая, когато антената е настроена на максимум челно
излъчване. Както ще видим по-долу, едно относително разширяване на
лентата може да се получи за сметка на усилването, давано от антената
182
Qt фиг. 5-11 се вижда, че усилването е пропорционално на дъл-
жината на антената. Прекомерното удължаване на антената обаче за-
труднява механического изпълнение и поддържане на системата. Освен
това с увеличение на дължината стават все по-критични размерите на
Фиг. 5-11. Усилване и ширина на работната лента на Яги-
антените във функция от дължината им
елементите и разстоянията между тях, затова размерите на практи-
ческите конструкции обикновено не надминават няколко дължини на
вълната. Ефективността на групата директори зависи от степента на
връзката между съседните директори и най-вече от връзката между
стартовия директор и вибратора.
Практически всички изпълнения на Яги-антени с повече от три или
четири елемента са на базата на експеримента. Това се дължи на
обстоятелството, че математическият анализ на по-сложните системи
става извънредно труден, понеже рязко нарастват възможностите за
най-различни комбинации. Следва да се очаква, че растящата употреба
на дълги Яги-антени ще предизвика математиците към по-задълбочено
изследване на теорията им и близкого бъдеще ще донесе точните
формули и съображения, необходими за изчисляване на многоелемент-
ните системи. Засега трябва да се използуват диаграмите и графи-
ките, получени опитно. Тук ще разгледаме параметрите на отделните
съставни елементи на Яги-антените и тяхното влияние върху електри-
ческите показатели на антената.
Разстояние между елементите. При разнасяне на елементите по
дължината на антенната ос Яги-антените позволяват много комбина-
ции. Намерено е обаче, че оптимални резултати се получават, когато
стартовият директор е в непосредствена близост с вибратора и раз-
стоянието между директорите отначало прогресивно нараства (до 5-ия
директор), а след това остава постоянно 0,39 X. Понякога за по-дъл-
гите Яги-антени разпростират понятието стартов елемент и върху вто-
рия и даже върху третия директор, обединявайки ги в една трупа
„стартови директори". Предназначението на стартовите елементи е да
засидят връзката между вибратора и серията останали директори. За
183
определяне на оптималните разстояния между директорите на една
Яги-антена с дължина до 10 X може да се използува таблица 5-2.
По-малко критично се оказва разстоянието между вибратора и
рефлектора. Последното се избира между 0,15 X и 0,25 X и влиянието
му върху дължината на рефлектора и съпротивлението на вибратора
е незначително.
Дължина на пасивните елементи. Ще се спрем отначало на дъл-
жината на директорите. Обикновено се смята, че дължината на дирек-
торите трябва да намалява пропорционално на тяхното отдалечаване от
вибратора.
или
Фиг. 5-12. Определяне дължината на директорите на една
Яги-антена в зависимост от броя на директорите и диаметъра
на тръбата, от която са изпълнени
на факта, че механически се пренасят съображенията, важащи за 3-
или 4-елементни антени и върху дългите Ягита, или на използуването
на неправилни методи и лоша техника при практического снемане на
антеините диаграми. Въз основа на резултатите от комплектни изслед-
вания върху дългите Ягита е установен интересният факт, че за да се
получи максимално усилване, е необходимо всички директори да имат
една и съща дължина. Тази дължина зависи от дължината на цялата
антенна система и от диаметъра на проводника, от който е изпълнен
елементът, и може да бъде определена от фиг. 5-12. В качеството
на пример да определим дължината на директорите и усилването на
едно Яги с 12 директора, направени от тръба с диаметър 0,05 X (за
145 мгхц това е ф 10 мм). От таблица 5-2 виждаме, че дължината на
антената ще бъде 3,58 X плюс разстоянието вибратор—рефлектор. От
фиг. 5-11 намираме, че за дължина около 3,7 X усилването е от по-
рядъка на 16,1 дб, т. е. печалбата по мощност ще бъде около 40 пъти.
Дължината на директорите определяме от фиг. 5-12: за 12 дирек-
тора и диаметър 0,05 X получаваме 0=0,427 X или за честота 145
мгхц (Х=207 см) това дава 0=88,3 см.
Изчисленията, дадени по-горе, дават доста добри резултати, но
трябва да се има предвид, че те не вземат под внимание един фактор,
чието влияние е трудно да се предрече — това е въздействието, кое-
то оказва носещата конструкция на антената. В повечето случаи тре-
184
герът (носачът) на елементите е съ-	Таблица 5-2		
що метален и заедно с металиче-		Разстояние до	Разстояние до
ските принадлежности, служещи за закрепване на елементите към тре-	на директора	предшествува- щия елемент, X	вибратора, А
	1	0,08	0,08
гера, влияе скъсяващо върху елект-			
рическата дължина на последните. Корекцията, която това влияние на-	2	0,09	0,17
	3	0,09	0,26
лага, зависи най-вече от дебелината			
на елемента и дебелината на тре- гера. Грубо казано, за да се неутра-	4	0,20	0,46
	5	0,39	0,85
лизира влиянието на носещата кон- струкция, е необходимо да се уве- личи дължината на елементите с 2/3			
	6	0,39	1.24
	7	0,39	1,63
от диаметъра на трегера. Искаме ли			
		0,39	
обаче да бъдем съвсем прецизни и	8		2,02
да получим максимума от една Яги- антена, необходимо е да се извър-	9	0,39	2,41
	10		
ши практическа настройка на дъл-		0,39	2,80
жината на елементите. Най-добрият критерий за точна	И	0,39	3,19
	12 •	0,39	3,58
настройка на антената е интензив-			
	13		
ността на страничните листове в		0,39	3,97
диаграмата на излъчване. На фиг. 5-13 е показана честотната характе-	14	0,39	4,36
		0,39	- —  
ристика на една Яги-антена с дължи-	15		4,75
на 4Х. От нея се вижда, че малко над оптималната работна честота	16	0,39	5,14
	17	0,39	5,53
усилването на антената рязко спа-			
			
да и е съпроводено с бързо увели-	18	0,39	5,92
чавагца се интензивност на излъчва- нията в посока на страничните листо-	19	0,39	6,31
			
ве на диаграмата. Следователно из-	20	0,39	6,70
мерването на тези странични излъч- вания може да послужи като си- гурен метод за бързо определяне работната честота на антенната систе-	21	0,39	7,09
	22	0,39	7,48
	23	0,39	7,87
ма. За целта на антената се подава постоянен по амплитуда сигнал и се мени честотата му, докато стигнем	24	0,39	8,26
	25	0,39	8,65
до точката, в която страничните
излъчвания нарастват бързо. Точно под тази точка лежи оптималната
работна честота. Ако тя не е желаната от нас честота, изменяме дъл-
жината на елементите в необходимото направление и повтаряме из-
мерването. Трябва да се има предвид, че пълно неутрализиране на
страничните излъчвания никога не може да бъде постигнато. Наличие-
то на странични листове в диаграмата на излъчване е нормално явле-
ние и целта на настройката е само тяхната интензивност да бъде
185
намалена, така че те да бъдат поне 10—12 дб под нивото на из-
лъчването в главната посока.
Дотук се имаше предвид преди всичко дължината на директор-
ните елементи. Що се касае до рефлектора, неговата дължина обикно-
вено е много близка до точната дължина на полувълната и се опре-
Фйг. 5-13. Честотни характеристики на една Яги-антена
с дължина 4 X
деля от съображения за получаване на максимално съотношение „на-
пред-назад“. Практическата настройка на рефлектора се извършва,
като се мери излъчването назад и се сравнява с това напред. За опти-
малната работна честота то трябва да бъде 30—40 дб и да спада до
20 дб при разстройка + 0,5%. За запазване на съотношението „на-
пред-назад“ постоянно в по-широк честотен обхват се практикува по-
ставянето на два допълнителни рефлектора, разположени на разстоя-
ние а/4 над и под първия рефлектор.
Много често при конструирането на Яги-антени се изхожда не от
максималното усилване, а от равномерността на усилването в зададен
честотен диапазон. Разширяването на честотната лента на антената се
постига, като директорите се правят, не еднакви, а с постепенно из-
меняща се дължина. Разбира се, това разширение на лентата е за
сметка на усилването на антената. Колкото по-голямо е скъсяването
на директорите с отдалечаването от вибратора, толкова по-широка е
лентата и по-ниско е усилването. Едно преимущество на Яги-антените
със скъсяващи се директори е това, че антената може да бъде удъл-
жавана или скъсявана посредством прибавяне или махане на дирек-
тори, без това да изисква пренастройка на останалите елементи, до-
като при антените с еднакви директори изменянето на броя на еле-
186
ментите автоматически изисква изменяне размерите на всички дирек-
тори — скъсяване, когато се увеличава дължината на антената, и удъл-
жаване, когато последната се намалява.
Дебелина на елементите. Това е един въпрос, който не е доста-
тъчно осветлен засега и по който съществуват различия в мненията.
Нормално се смята, че колкото по-дебели са елементите, толкова по-
широка е честотната лента. Това е съвсем вярно например за вибра-
торите на една синфазна антена. Що се касае до пасивните елементи
на една Яги-антена обаче, въпросът е по-сложен, понеже коефициен-
тът на връзката между директорите на едно дълго Яги е твърде
критичен и за получаване на необходимите токове при по-дебелите
елементи е необходимо по-голямо приближаване до вибратора, сле-
дователно по-голямо скъсяване на антената и оттам изменяне на
различните нейни параметри. Експерименталните изследвания на Уилям
Op (W6SAI) и X. Джонсон (W6QKI) са показали, че с по-дебели елементи
никога не може да се постигне такова усилване, каквото се постига
с по-тънки елементи. Всички измервания свидетелствуват за това, че
усилването на антената е най-голямо, когато паразитните елементи са
възможно най-тънки. Това важи дотогава, докато външната повърх-
ност на елемента не намалее толкова, че скин-ефектът да доведе до
бързо влошаване на Q-фактора. Следователно в интерес на запазва-
нето на високо Q при изтъняване на елементите необходимо е за по-
следните да се използува материал с възможно най-добра проводимост.
Така например прилага се посребряване на елементите, обаче твърде
съществено е сребърното покритие да бъде хомогенно, с гладка по-
върхност, защото лошо изпълненото сребърно покритие може да даде
повече загуби, отколкото полираната мед или алуминий. Сребърният
оксид е също много добър проводник, така че окисляването на по-
сребрените елементи не влошава параметрите на антената. Окисляването
на другите материали обаче не е толкова безвредно. Така окисляването
на медта и алуминия довежда до значително увеличаване на по-
върхностното съпротивление. Затова е необходимо елементите на
готовата антена да бъдат покрити с тънък слой полистиролов или
подобен лак с високи изолационни качества и малка диелектрична
константа. Разбира се, най-екстравагантното разрешение на въпроса е
позлатяването на елементите — такова покритие не се влияе от атмо-
сферата и осигурява много добра проводимост, обаче е много скъпо
и може да се приложи само при използуването на извънредно тънки
проводници.
Съпротивление на излъчване и методи за захранване на ви-
братора. Наличието на пасивни елементи довежда до значително спа-
дане на съпротивлението на излъчване на вибратора. Така, ако в каче-
ство™ на вибратор за една дълга Яги-антена се използува обикновен
полувълнов дипол, неговото съпротивление от 60—70 ом се понижава
на около 20 ом. Степента на това понижение се определи преди всичко
от разстоянието между вибратора и паразитните елементи, и то Hair-
вече от разстоянието между вибратора и стартовите директори. По-
грешно е мнението, че съпротивлението на излъчване винаги намалява
187
пропорционално на броя на пасивните елементи. При дву- и триеле-
ментни антени в резултат на прекомерна връзка между елементите могат
да се получат по-ниски стойности за съпротивлението на излъчване,
отколкото например в една 10-елементна антена. Във всеки случай по-
нижението на съпротивлението на излъчване е нежелателно по две
причини: първо, защото това съпротивление започва да става съизме-
римо с активного съпротивление на вибратора, следователно излъчва-
ната мощност ще стане съизмериуа със загубната мощност и к. п. д.
на антената рязко ще спадне, второ, защото се усложнява въпросът
със захранването на антената. Най-нискоомните фидерни7 линии имат
вълново съпротивление 50 ом, следователно е невъзможно директното
свързване на захранващата линия с вибраторния елемент, имащ съпро-
тивление от порядъка на 15—20 ом.
Предотвратяването на последствията от ниското съпротивление
на излъчване може да стане по два начина. Първият се заключава в
използуването на вибратори с високо съпротивление на излъчване —
няколкостотин или даже няколко хиляди ома. В резултат на шун-
тиращото действие на пасивните елементи съпротивлението на анте-
ната като цяло спада до удобна от гледна точка на захранването
стойност, например 50, 70 или 240 ом. Другият начин е, като се изпол-
зуват съгласуващи устройства (трансформатори на импеданса), конто
преобразуват ниското съпротивление на вибратора в по-високо и слу-
жат като посредник между фидерната линия и антената.
Съпротивлението на излъчване на антената може да се повиши,
ако в качеството на вибратор се използува не обикновен дипол, а
така нареченият сгънат дипол (фиг. 5-14, а). Той има съпротивление
на излъчване около 240 ом и може да бъде употребен като вибратор
на дву- или триелементните антени със слаба връзка между еле-
ментите.
По-добро съгласуване се постига, ако в качеството на вибратор
се използува дипол от 2 или 3 проводника с различен диаметър. В
зависимост от диаметъра на проводниците и разстоянието между тях
съпротивлението на излъчване на този вибратор може да се из-
мени в широки граници. Графиките на фиг. 5-14, б и фиг. 5-14, в показ-
ват, че при изменяне на отношението между диаметрите на тръбите
Q’) и разстоянието между тях 5 могат да се получат най-различни
входни съпротивления на вибратора. Входното съпротивление е равно
на р.72. Графиките на фиг. 5-14, в. са направени при предположение,
че трите проводника лежат в една равнина и че двата крайни про-
водника са еднакво отдалечени от централния проводник. Съпроти-
влението на излъчване на един полувълнов вибратор, направен от п ед-
накви по дебелина проводника, може бързо да се определи по формулата:
Z=Zdn\	(5-14)
където
Zd е съпротивлението на излъчване на обикновения полувълнов
дипол в ом.
188
Казахме, че другият начин за напасване на фидера към вибратора
-е, като се използуват съгласуващи устройства и импедансни трансфор-
-матори. В любителската практика са се наложили няколко такива
Фиг. 5-14. Повишаване съпротивлението на излъчване на полувълцовия вибратор
а) сгънат дипол (шлейф-вибратор) ; б) графики за изчисление иа преводното отношение на импедансное
за един вибратор, изпълнен от три проводника с различии диаметри ; в) графики за изчисление на
преводното отношение на импедансите за вибратор, изпьлнен от два проводника с различен диаметър
устройства: делта-свързване, В-член, гама-член и четвъртвълнов транс-
форматор (Q-свързване). Делта-свързването, известно още под името
Х-свързване, е показано на фиг. 5-15, а. За честоти над 30 мгхц дъл-
жиниге на А и В в сантиметри се определят по формулите:
л _ 3446,5 .	4514 .
Л /(мгхц)’	/(мгхц)
Тези формули обаче се базират на предположение™, че импедансът
в центъра на антената е 70 ом. Когато делта-свързването се използува
за захранване на вибратор с по-ниско съпротивление, какъвто е слу-
чаят при многоелементните антени, точните стойности на А и В се
определят експериментално. Опитното намиране на А и В предполага
изменяне на дължината и ширината на „делтата", което не е много
удобно от техническа гледна точка, затова този метод на съгласуване
е най-малко разпространен. Един допълнителен недостатък е този,
189
че „делтата" дава известно излъчване, влошаващо диаграмата на са-
мата антена.
Широко разпространено съгласуващо устройство е 7-членът
(фиг. 5-15,5). Той позволява регулиране на импедансни съотношения
в широк диапазон и е много удобен от конструктивна гледна точка
Вибратор
_ ЧетВъртвыноб
трансформатор
Изолационни
разпорки
фидер
за въртящи се антени. Подбиране-
то на оптимално напасване се из-
вършва, като закъсяващите скоби
се плъзгат по дължината на ви-
братора симетрично спрямо цен-
търа, докато се получи минима-
лен коефициент на стояща вълна
във фидера. Т-членът е симетри-
чно устройство, затова е подхо-
дящ за съгласуване с двупровод-
ни симетрични линии. Когато фи-
дерната линия е несиметрична
(коаксиален кабел), по-подходя-
що е използуването на гама-члена
(фиг. 5-15, в), който фактически
е една несиметрична модифика-
ция на Т'-члена. Гама-свързване-
то е особено удобно при целоме-
Фиг. 5-15. Методи за захранване на ви-
братора
а) делта-свързване; б) „Г“-свързване; в) га-
мЯ’Свързване ; г) съгласуване посредством четвърт*
вълнов трансформатор (Q-свързване)
таличните антенни системи, поне-
же оплетката на коаксиалния ка-
бел може да се даде на метали-
ческия трегер и да играе ролята
на заземител за цялото съоръже-
ние. Най-добри резултати се по-
лучават, когато настройката на
гама-члена се извършва с конден-
затор, поставен в защитена от
атмосферни влияния кутия в на-
чалото на разчленяването. За 145
мгхц необходимата стойност на
С е под 25 пф, а дължината на
рамото е около 10 см.
В качеството на съгласуващ трансформатор, често се използува
четвъртвълновата линия. Това свързване, известно още под името Q-
свързване, е показано на фиг. 5-15, г. Входного съпротивление на чет-
въртвълновата линия, затворена на края с активно съпротивление ZR, е
7
Оттук можем да определим вълновото съпротивление Zo, което
трябва да има четвъртвълновата линия, за да съгласува (трансформира)
190
съпротивлението на фидера Z4, към съпротивлението ZR (в случая
антената):
z0=]/z^“	(5-16)
Така, ако имаме за задача да съгласуваме една антена със съпро-
тивление на излъчване 20 ом с една 240-омова фидерна линия, ще
трябва да използуваме в качеството на трансформатор отрязък от дву-
провод на линия с дължина л/4 и вълново съпротивление
Zo =]/ Zff Z<j> = ]/20.240 =69,2 ом или Zo^7O ом.
Наред със съгласуването на импедансите при
на антените възниква и един Друг,
рирането на антенно-фидерната си-
стема. В болшинството случаи ан-
тените са симетрични устройства,
а фидерите — несиметрични
(коаксиални кабели). За да се
предотврати протичането на ба-
лансиращи токове, конто вло-
шават диаграмата на излъчване,
се налага да се извършва симе-
тризация на фидерите. Няколко си-
метриращи устройства са показани
на фиг. 5-16. Първото (5-16, а),
известно между любителите под
името „базука", се използува при
захранването на симетричен вибра-
тор с коаксиален кабел, специал-
но за случайте, когато съпротив-
ленията на кабела и вибратора са
еднакви. За втори проводник на
базуката се използува парче от
същия кабел, жилото и оплетката
на което са свързани заедно. Въз-
душната междина между двете
рамена се поддържа постоянна
посредством няколко разпорки от
изолационен материал.
Симетриращото устройство на
фиг. 5-16, б представлява една
метална чаша, която обхваща по-
следната Х/4-дължина на захран-
ващия кабел. Дъното на чашата е
пробито, за да премине кабелът,
конструирането
също така важен въпрос — симет-
Фиг. 5-16. Методи за захранване на
симетричен вибратор с несиметрична фи-
дерна линия (коаксиален кабел)
а) „базука* ; б) симетрираща чаша ; а) симетри-
рапю CZ-коляно ; г) модифицирано С-коляно
и е запоено за оплетката на последния. Разстоянието между вътреш-
ната стена на чашата и кабела не е критично и може да се поддър-
жа постоянно от един или два пръстеновидни изолатора. Устройство-
то със симетрираща чаша също запазва вълновото съпротивление на
фидера.
191
в нея. С други думи, ако групираме четири антени, печалбата по
мощност ще нарасне четири пъти (с 6 дб). Ако усилването на отделната
антена е 25 пъти (14 дб), сумарното усилване на групата от четири
такива антени ще бъде 25.4=100 пъти (14 + 6 = 20 дб).
Важно условие за ефикасното действие на групираните антени е
те да бъдат така раздалечени една от друга, че техните индивидуални
ефективни площи да не се „застъпват", а да се „допират" една до
друга. За определяне на разнасянето между антените полезни ще ни
бъдат формулите 5-10 и 5-11, изведени в т. 1, г на тази глава, или
графиката на фиг. 5-17, която дава минималното разстояние между
Фиг. 5-17. Определяне на разнасянето между гру-
пираните антени във функция от дължината
на отделните етажи
отделяйте антени във функция от дължината на последните. Разбира
се, необходимо е да бъдат спазени и условията за синфазност и
добро напасване на антените по отношение на фидерната линия. Тъй
като дългите Яги-антени имат големи действуващи площи, те се раз-
полагат доста далече една от друга, затова най-добре е всяка антена
да бъде свързана с линия, отговаряща на импеданса на индивидуал-
ната антена, а в точката на събиране на тези отделяй линии да се
извърши трансформиране и симетриране или разсиметриране с оглед
напасването към основната фидерна линия.
5.	Проводникови антени
Тук спадат антените от типа „дълга жица“, V-образните антени и
ромбиците. ПреимуществаТа на тези антени се състоят в това, че те
имат доста голямо усилване, много широка честотна лента и са срав-
нително прости за изготвяне. Те обаче имат един съществен недо-
статък — големи размери на съоръжението. Този недостатък не поз-
волява антената да бъде въртяна и насочвана в различии посоки. За-
13 УКВ техника
193
На фиг. 5-23, в е показано друго симетриращо устройство —
така нареченото tZ-коляно. Освен симетрираща роля то изпълнява и
ролята на импедансен трансформатор с преводно отношение 4:1.
Така, ако фидерът и (7-коляното са изпълнени от 70-омов кабел, на
изхода му се получават 280 ом. Затова tZ-коляното се използува ви-
наги като симетриращо устройство при захранването на сгънати диполи
с 60- или 70-омов кабел.
Една интересна модификация на ZY-коляното е показана на фиг.
5-16, г. Това симетрично устройство е всъщност комбинация на едно
67-коляно и един четвъртвълнов трансформатор. tZ-коляното е частта
от кабела между точките А и В. Следователно импедансът в тези
точки ще бъде 4£ф. Отрязъците кабел, конто свързват А и В с
рамената на дипола, представляват четвъртвълнова линия с импеданс
Zo =2Z(j,, която се държи като понижаващ трансформатор на импе-
данса. Гледано откъм изхода (вибратора), неговият импеданс ще бъде :
7 _ Zo" 42ф2	7
* Тав''ЩГ~ ф’
т. е. изходящият импеданс на цялото симетриращо устройство ще бъде
точно равен на входящия импеданс. Затова модифицираното 7/-коляно
може да се използува при захранването на обикновен дипол със 70-
или 60-омов кабел. Тук му е мястото да се напомни, че дължината
на вълната в коаксиалните и други кабели с твърда изолация е== пъти
Vs
по-малка от тази в свободного пространство и съответно толкова
пъти по-къс трябва да бъде кабелът, за да изпълнява възложените му
функции. За полиетилена s = 2,3, следователно скъсяващият фактор
ще бъде ==0,66. Тогава, ако е необходимо да направим симетри-
ращо устройство за един сгънат дипол, работещ на 145 мгхц (а = 207 см),
в качеството на полувълново 67-коляно ще използуваме парче коа-
ксиален кабел с дължина не 103,5 см, а с дължина 103,5.0,66 = 68,3 см.
Както се вижда, разликата е твърде чувствителна, затова скъсяващият
фактор трябва винаги да се взема предвид при изпълнение на симет-
риращи устройства съгласно фиг. 5-16, в и 5-16, г.
Групиране на Яги-антени. Когато се цели да се получи по-остра
диаграма на насоченост и следователно по-голяма печалба по мощност,
често се практикува обединяването на няколко Яги-антени в единно
антенно съоръжение. Групирането може да стане във вертикална по-
сока (етажиране) или в хоризонтална посока (разнасяне) или пък във вер-
тикална и хоризонтална посока едновременно. Диаграмата на насоче-
ност се изменя съобразно посоката на групиране. Така, ако съоръже-
нието включва две антени една над друга, ще се измени вертикалната
диаграма на излъчване — тя ще стане два пъти по-тясна от диагра-
мата на отделната съставна антена. Ако разнесем в хоризонтална по-
сока четири Ягита, хоризонталната диаграма ще се свие четири пъти
и т. н. Резултатът от всичко това е, че усилването на антенната трупа
нараства пропорционално на броя на отделяйте антени, включващи се
192
това ромбичните и V-образните антени са намерили малко разпростра-
нение между УКВ любителите и се използуват само при връзки във
фиксирани направления, като например, при опитите за любителска
трансатлантическа връзка на УКВ.
фиг. 5-18 е дадена конфигурацията, а в табл. 5-3—размерите и
няколко ромбични и V-образни антени за 145 мгхц. За V-
образни антени се използуват само първите
две колонки.
За добрата работа на антените от дъл-
ги проводници са от значение електрически-
те параметри на почвата непосредствено под
антената, затова тези
строят
димост
На
ъглите
на
ромбачип
Проводникови
Фиг. 5-18.
антени за ултракъси вълни
над равнинен
на почвата.
антени
терен с
трябва да се
добра прово-
Таблица 5-3
А Дължина иа рамою. At	а Ъгъл на разтво- ра	в Дължина на ромба, а/	С Ширина на ромба, At
17,7	350	33,6	11,9
20,7	35°	39,3	12,5
37,3	350	62,5	14,5
6.	Рефлекторни антени
свръхвисоките честоти,
областта на
Фиг.
5-19. Антена с ъглов
рефлектор
Колкото повече навлизаме в
толкова повече методите за концентриране и насочване на излъчването
на радиовълните се приближават до методите за фокусиране и насочване
на светлинните лъчи. Така за по-високите любителски обхвати (435л/глт{
и нагоре) се използуват рефлекторни антени, конто по конструкция и
действие напомнят светлинните фарове и прожектори. Рефлекторната
антена се състои от един излъчвател (обик-
новено полувълнов дипол), поставен във фо-
куса на едно метално огледало (рефлектор).
В зависимост от формата на огледалото ре-
флекторните антени биват с плоски рефлек-
тори и с параболични рефлектори.
Антените с плоски рефлектори (фиг. 5-19),
наричани още антени с ъглов рефлектор,
са по-прости по устройство и могат да се
използуват за по-нискочестотните обхвати —
435 мгхц и дори 145 мгхц. В качеството на
рефлекторни плоскости могат да се изпол-
зуват метални листове, обаче антената става много тежка и с го-
лямо съпротивление на вятъра, затова рефлекторът се прави от метална
мрежа или отделни метални пръчки. Антените с ъглов рефлектор се
194
характеризират с много добро съотношение „напред-назад“, сравни-
телно широка честотна лента и задоволително усилване. Усилването
зависи от ъгъла на отвора (а) и разстоянието между вибратора и
линията на сгъване (6) и може да бъде отчетено за резлични а и b
от фиг. 5-20,а. Вижда се, че усилването, което може да се получи от
антените с ъглов рефлектор, е между 10'и 14 дб. Съпротивлението
Рпчгтпашр ирцсду биЬратора и линиитсна сгьване. X
Фиг. 5-20. Определяне коефициента на усилване и съпротивлението на излъчване на
антените с ъглов рефлектор във функция от разтвора на рефлектора и разстоянието
между вибратора и линията на сгъване
на излъчване на вибратора също зависи от величините а и b и може
да се определи от фиг. 5-20,6.
Когато рефлекторът на антената е с такава форма, че представ-
лява част от повърхността, получаваща се при завъртането на една
парабола около оста й, казваме, че това е антена с параболичен реф-
лектор или накратко — параболична антена
(фиг. 5-21). Такива антени се използуват само за
високочестотните УКВ обхвати (1250 мгхц и на-
горе), понеже имат големи размери и конструи-
рането им е прекалено сложно и скъпо за лю-
бителскиусловия. Затова пък те имат много добри /
електрически показатели — широка честотна лен- [
та, отлично съотношение „напред-назад" и го-
лямо усилване. Последното може да се опреде-
ли ориентировъчно от израза:	АаУ/У/З/
G«4(-f-)2,	(5-17)
х	Фиг. 5-21. Параболи-
където	чна антена
G е усилването по мощност спрямо полу-
вълновия дипол, пъти;
D — диаметърът на рефлектора, в м-,
л — дължина на вълната, в м.
195
В качеството на излъчвател най-често се използува полувълнов дипол,
снабден с пасивен рефлектор, така че цялата енергия на излъчвателя
се насочва към параболичното огледало.
Параболичните антени са намерили най-широко приложение в про-
фесионалните линии за връзка и радионаблюдение. Особено голямо
приложение те имат в системите за връзка с тропосферно разсейване
в радиоастрономията, където те играят ролята на гигантски радиотеле-
скопи и в системите за космическа връзка. Съвременната техника е
създала параболични антени с диаметър 60 метра и повече, който кон-
центрират енергията в сноп с разтвор, по-малък от 1°.
Ширината на диаграмата на една параболична антена може да бъде
определена грубо, като се използува следната формула:
еградус.,^120^	(5-18)
7.	Конструиране на УКВ вълни
Преди да пристъпи към постройката на своята антена, радиолю-
бителят избира типа на антенното съоръжение. При този избор естес-
твено, трябва да се изходи от конкретните задачи, който радиолюби-
телят си поставя. Ако става дума за нормална любителска дейност на
ултракъси вълни, практиката е показала, че антената на любителската
станция трябва да отговаря на следните основни изисквания:
1.	Да има висок коефициент на усилване, т. е. да осигурява го-
ляма печалба по мощност.
2.	Да бъде проста за изчисление и изпълнение.
3.	Да бъде лека и повратлива, с което да осигурява възможност
за въртене и по този начин — за изменяне посоката на максимално
излъчване.
4.	Да има леко захранване.
5.	Да бъде устойчива на вятъра и атмосферните влияния.
6.. Да бъде евтина.
Както видяхме в точка 4-6 на тази глава, на всички тези изиск-
вания в най-голяма степей отговарят Яги-антените. Трябва веднага да
кажем обаче, че това е напълно вярно само за най-нискочестотния от
УКВ обхватите — за обхвата 145 мгхц. За следващия обхват—435 мгхц,
синфазните антени започват да конкурират по показатели Яги-антените,
а на обхватите 1250 мгхц и нагоре и ягитата и синфазните антени
остават в сянка предвид преимуществата, конто предлагат рефлектор-
ните антени. Затова при избора на антенна система не трябва да се
забравя, че оценката на преимуществата и недостатъците се прави
въз основа на електрическите показатели и като се държи сметка за
конструктивните показатели, различии за различните обхвати.
Изпълнението на антенната конструкция дава широко поле за про-
явяване на индивидуалния вкус, техническата сръчност и изобретател-
ност на радиолюбителя, затова всяка конкретна конструкция се разли-
чава от аналогичните ней конструкции по редица качества. Тук ще се
196
спрем бегло на някои основни конструктивни възли на антенните
съоръжения.
а. Мачти и носещи конструкции
Всяко антенно съоръжение може да се раздели на две основни
части: антена и носеща конструкция. От своя страна носещата кон-
струкция включва: мачта или мачти, трегери, супорти и крепежни еле-
менти.
Мачтата е основният вертикален носещ елемент на антенната кон-
струкция. Нейното предназначение е да държи антената на определена
височина над земята, а в някои случаи и да я върти. Изпълнението
на мачтите, предназначени да поддържат УКВ антени, е сравнително
28 с*
а	б	6	г	е
Фиг. 5-22. Конструкции на мачти за въртящи се антени
а) приземна конструкция; б), в) иг) последователям етапи от сглобяването на едиа мачта с решет ьчна
конструкция; д) метод за закрепване на долиия край на обтяжките; е) укрепване на основала на
решетъчната мачта
лека задача, тъй като последните имат малко тегло и механическите
усилия, на конто е подложена мачтата, са далеч по-малки от тия при
късовълновите антени. Мачтата може да бъде приземна — ако започва
от земята, или покривна конструкция, ако е закрепена за покрива.
На фиг. 5-22, а е показана една проста приземна мачта. Дърве-
ните напречници, заковани към долния край на стълба, придават по-
голяма стабилност на мачтата. При необходимост се поставят обтяжки.
Закрепването в земята може да стане и посредством бетонни държа-
тели, познати като крепежей материал за електрическите стълбове.
По-старателните любители изготвят приземни мачти във вид на реше-
тъчен стълб. В качеството например на фиг. 5-22,6, в и г са показани три
последователни етапа от изготвянето на един 6-метров дървен стълб
197
Фиг. 5-23. Покривна мачтова конструкция
1 — желязна тръба ; 2 — скоби за закрепване на
тръбата към гредите : 3 — предпазен лист ламарнна •
4 — коминче ; 5 — конусна шапка ; 6 — аксиален
лагер ; 7 — носеша тръба ; 8 — връзка с гръмоотвод-
ната мрежа
с решетъчна конструкция. Той може да бъде използуван както като
приземна конструкция, така и като поКривна конструкция, тъй като е
доста лек. За четирите ръба се използуват тънки дървени греди със
сечение 5X5 см. Хоризонталните напречници и диагоналните свръзки
се правят от летви със сечение 2,5x5 см. Най-напред се поставят две от
гредите 5X5 върху гладка зе-
мя и необходимого разстояние
и взаимен наклон се фиксират
с временно заковани летви (б).
След това се заковават напреч-
ниците и горната половина от
диагоналните връзки (в). След
наковаването на другата поло-
вина от диагоналните връзки от
другата страна (г) едната от че-
тирите стени на решетъчния
стълб е готова. Рисунките д и
е от фиг. 5-22 показват метода
за закрепване на основата и об-
тяжките към земята.
На фиг. 5-23 е показана ед-
на покривна мачтова конструк-
ция. Тя е особено удобна за
случайте, когато любителската
станция е инсталирана в таван-
ско помещение. При избора на
място за инсталиране на кон-
струкцията трябва да се изхож-
да от съображенията антенната
система да не пречи на достъпа
до комините и да бъде близко
до мястото, където е разположена станцията. Основа на конструкцията е
желязната тръба 1, която с помощта на заварени към нея скоби 2 се
захваща стабилно за таванския гредоред. Обикновено тръбата 1 е дълга
около 1,5 м и се инсталира така, че горният й край да стърчи на 50 см
над покрива. Около мястото, в което тръбата преминава през покрива,
се поставя лист поцинкована ламарина 3, върху който е запоено комин-
чето 4, осигуряващо срещу проникване на вода в междината между 1 и 3.
Против прякото проникване на дъждовна вода в тази междина служи
конусната шапка 5. Диаметърът на основната тръба зависи от разме-
рите на антената. Колкото по-голяма и по-висока е антената, толкова
носещата тръба 7, а оттам и основната тръба 1 трчбва да са по-де-
бели. За антени, отстоящи на около 3 м над върха на основната тръба,
последната трябва да има вътрешен диаметър около 50 мм.
На горния край на основната тръба е монтиран аксиален лагер 6,
върху който ляга тежестта на антената и носещата тръба 7. С разви-
ването на няколко фиксиращи болтове се освобождава носещата тръба
198
и антената се спуска ниско над покрива в положение, удобно за ма-
нипулации, монтаж и демонтаж.
За обезопасяване срещу мълнии мачтата се свързва с дебел про-
водник или медно въже към гръмоотводната мрежа.
Долният край на носещата тръба трябва да бъде достатъчно ви-
соко над пода, за да позволява спускането на антената. Към него се
включва ротаторът (механизмът за въртене)на антената или ако носе-
щата тръба влиза направо в помещението на радиостанцията, към нея
се прикрепва ръчка за въртене и скала за отчитане на посоките.
Трегери и супорти. Трегерите имат за задача да носят елементите
на антената или отделните етажи на антенната система, а супортите
поддържат нормалното положение на трегерите. В качеството на тре-
гери обикновено се използуват дуралуминиеви тръби, по-рядко дур-
алови винкели и още по-рядко дървени летви. Закрепването на Трегера
към вертикалната носеща мачта става по различии начини, най-често
употребяваните от конто са дадени на фиг. 5-24..
По-сложни от механична гледна точка са носещите конструкции
на групираните Яги-антени и на синфазните антени. Като пример на
удачно конструктивно разрешение в това отношение може да послужи
показаната на фиг. 5-25 носеща конструкция на трупа от четири дълги
Яги-антени. Хоризонталните и вертикалните трегери са направени от че-
тири еднакви по дължина алуминиеви или стоманени тръби. Препо-
ръчителните диаметри на тръбите са дадени в таблица 5-4. При това
се предполага, че тръбите са с дебелина на стената около 1,5 мм.
Диагоналните супорти играят много важна роля за подсилване на кон-
струкцията и не трябва да бъдат подценявани. Те се правят също от
тръба или от плоски метални пръчки.
Трегерите на дългите Яги-антени се укрепват с два или още по-
добре с четири супорта, както е показано на фиг. 5-26. В този случай
Фиг. 5-24. Методи за закрепване на трегера към вертикалната носеща мачта
антената е подсигурена не само срещу огъване на рамената на трегера,
но и срещу усукване около вертикалната носеща тръба. За супорти
обикновено се използуват дуралуминиеви тръби с диаметър около 10 мм.
Закрепване на елементите. Фиг. 5-27 показва четири различии
варианта за закрепване на елементите към трегера. Първите два ва-
199
рианта са особено ефикасни за закрепване на елементи с малък диа-
метър.
Реализирането на закрепванията съгласно фиг. 5-27 е свързано с
пробиването на кръгли отвори в трегерната тръба. Това е една операция,
която често се подценява, в резултат на което елементите след за-
Фиг. 5-25. Носеша конструкция на трупа от 4 дълги
Яги-антени
Таблица 5-4
Дължина^ на тръбата', м 1.8	Диаметър горизонтален 25	на трегера, мм вертикален г 19"“	Диаметър иа но- сещата мачта, мм 32
3,0	25	25	38
4,9	80	38	64
		1	
6,1	64	50	75
крепването им не лежат в една равнина, а са силно разкривени един
спрямо друг. Затова при пробиване на тези отвори е желателно да се
спазва следната технология: Предварително се изготвя от месинг или
стомана цилиндър с диаметър, около 1,5 пъти по-голям от диаметъра
на трегера и височина десетина сантиметра. По оста на цилиндъра се
пробива отвор с диаметър, равен на диаметъра на елементите, а пер-
пендикулярно на него — отвор с диаметър, малко по-голям от диа-
200
Фиг. 5-26. Укрепване на дългите
Яги-антени с 4 супорта
метъра на трегера, така че цилиндричното тяло свободно да се на-
хлузва на трегера. Тръбата на трегера се закрепва неподвижно в
двата си края на такава височина
над плоска повърхнина (циментов
под, маса и др.), че цилиндричното
тяло при плъзгането си по дължи-
ната на трегера със своето дъно
да стъпва стабилно върху тази по-
върхност. Върху тръбата се марки-
рат местата, където трябва да бъ-
дат отворите. Осовият отвор на ци-
линдричното тяло се прекарва над
маркировките и служи като на-
правляващ канал за бургията, с
която се извършва самото пробиване на отворите.
Фиг. 5-27. Методи за закрепване на елементите към трегера
а) закрепване посредством малка скоба ; 6) закрепване с винт за дърво;
«) закрепване с две танки; г) закрепване с винт
б.	Въртене на антените
Една антена с висок коефициент на усилване реализира своите
преимущества само тогава, когато тя позволява да се изменя посоката
на максимално излъчване (приемане) по желание на оператора. Затова
въртенето на антената днес е една необходимост, без която не можем
да си представим работата на любителските УКВ обхвати.
Механизмът за въртене на антената се определи от местните ус-
ловия и от техническите възможности на любителя. Най-простият ме-
тод за въртене ще имаме тогава, когато носещата тръба на антената
влиза директно в помещението на станцията. Едно управляващо колело.
201
Фиг. 5-28. Принципна схема на
устройство за въртене на анте-
ната с въжен механичен привод
закрепено за края на носещата тръба, една скала за градусите и един
показалец — това е всичко, което ще бъде необходимо за този слу-
чай. По-често обаче антенната конструкция е отдалечена от работното
място на любителя. В такъв случай може да се приложи въжен ме-
ханичен привод, принципната схема ца който е показана на фиг. 5-28.
Вижда се, че с помощта на междинни рол-
ки може да се постигне пренасяне на дви-
жението по производна начупена линия.
В качеството на привод може да се из-
ползува тънко стоманено въже или мно-
гожилен стоманен проводник, например
полеви телефонен кабел. Ако на оста,
носеща управляващото колело, се поста-
ви показалец и зад него се монтира не-
подвижна скала, се получава прост инди-
катор на посоката на излъчване. За да се
предотврати приплъзването на кордата и
следващите от това грешни показания на
индикатора, кордата се завива няколко пъ-
ти около барабаните 1 и 2 и средите на
участъците от кордата, лежащи върху ба-
рабаните, се закрепват към последните с
фиксиращи винтове. Това укрепване на
кордата служи и като автоматичен ограничител на завъртането, с което
се предотвратява пресукването на антенния фидер.
Най-успешното разрешение на въпроса за въртене на антената е,
разбира се, използуването на специален електромотор — ротатор. Не-
говото свързване към антенната конструкция може да стане или
на върха на мачтата, непосредствено под антената, или в осно-
вата на мачтовата конструкция, като въртящият момент се предана
от вертикалната носеща тръба на антената. Първият начин за свър-
зване има това предимство, че при него електромоторът има да прео-
долява по-малък въртящ момент и че вертикалната носеща тръба може
да бъде укрепена по-стабилно. Недостатъкът му е този, че на оста
на антенния ротатор може да се укрепи практически само една антена.
Ако имаме антенна трупа от няколко етажирани или разнесени ан-
тени, този метод е неприложим. Освен това агрегатът, поместен под
самата антена, изисква добра защитеност срещу дъжд, сгяг и дим.
Вторият начин за свързване с ротатора има това преимуществе,
че позволява производно комбиниране на антени върху носещата тръба.
Агрегатът за въртене е ниско долу, често в самото помещение, и е
защитен както от атмосферного влияние, така и от радиални натовар-
вания и моменти. При този метод обаче се затруднява стабилното ук-
репване на вертикалната носеща тръба, която в случая предана и вър-
тящия момент. Необходими са добавъчни лагери за укрепване срещу
вибрации от вятъра и мотор с по-голям въртящ момент.
Индикаторите на посоката в антените с електрически привод
обикновено са също електрически. И тук са възможни много решения.
202
Може да се използува кръгов многоконтактен превключвател, чийто
палец е закрепен към въртящата се носеща тръба. За индикатор в
този случай могат да се използуват наредени в кръг малки лампички.
Друга система за следене може да се реализира чрез комбиниране
на кръгов потенциометър с волтмер. Плъзгачът на потенциометъра
е куплиран с въртящата се система, а скалата на волтмера е разгра-
фена в градуси и посоки. Понеже 360-градусови потенциометри се щ-
мират трудно, много често се използува обикновен потенциометър,
който се свързва с носещата тръба посредством малка верижка или
кордова предавка с отношение 1:1,5.
Безспорно най-добрите индикатори са селсините. Оста на горния
селсин е куплирана директно с въртящата се система, а долният селсин
върти стрелков показалец над индикаторния кръг, представляват под-
ходяща географска карта. Селсините обикновено се свързват по начина,
показан на фиг. 5-29, а.
На фиг. 5-29,6 е показана електрическата схема на една система
за въртене и следене на посоката. Д и Л са бутонните ключове за
въртене „дясно“ и „ляво“, В± и В2 са шалтерите за автоматично из-
ключване на ротатора при завъртане на антената до крайно ляво и
натор
Статор
Фиг. 5-29. Принципни схеми на електрически устройства за въртене и индикация
на посоката
а) електрически индикатор на посоката със селсйни ; б) система за вьртене и следене на посоката с
кръгов потенциометър и волтмер
крайно дясно положение. Р е потенциометърът на системата за ин-
дикация, а М е електромотор с мощност 0,1 до 0,05 к. с., 1400 обо-
рота, свързан с вертикалната носеща тръба на антената посредством
редуктор на оборотите с предавателно отношение между 100:1 и 200:1 .
Инструментът индикатор е с чувствителност 1 милиампер.
8.	Практически конструкции на УКВ антени
„Граунд плейн" антена за 145 мгхц
Тази антена има кръгова диаграма на излъчване и е най-подхо-
дяща за местни връзки. Тя е особено удобна за използуване от клуб-
ните радиостанции при излъчване на информационни бюлетини на УКВ.
Елементите на антената (4 радиали и един вертикален вибратор)
са с дължина 49,5 см и са направени от стомана или месинг с диа-
— Вибратор
Жерамичен
изолатор
Оплетка
Металла
шапка
Радиол
Жило
Коакс
кабел
Мачта
Фиг. 5-30. Конструкция на
„граунд плейн“-антена за
145 мгхц
метър 3 мм. В долния край на вибратор-
ната пръчка е нарязана резба, която слу-
жи едновременно за закрепване на вибра-
тора и за притягане на керамичния прохо-
ден изолатор към металната шапка на
мачтата. Радиалите са също с резба в
единия край и се закрепват чрез завинтва-
не в гнездата на шапката. В качеството
на носеща мачта е използувана водопро-
водна тръба с диаметър 1 цол (0 2,54
см}. 50-омовият коаксиален кабел, за-
хранващ антената, е прокаран през вътреш-
ността на тръбата. Оплетката на кабела
е дадена на маса чрез притискане меж-
ду долния керамичен изолатор и дъното
на металната шапка. На прекомерното на-
влизане на радиалите в гнездата на шап-
ката пречат фиксиращите гайки, предвари-
телно навити върху пръчките.
Въпреки че в тази антена не са взе-
ти специални мерки за напасване, коефи-
циентът на стояща вълна във фидера
не превишава 2:1. Това е стойност, която
е все още допустима за една антена без
особени претенции и не ще влоши чувствително загубите в кабела.
4-елементна антена Яги за нечинаещия
Тази антена дава печалба по мощност от порядъка на 8 Об (6,3
пъти), проста е по устройство и може да бъде препоръчана като първа
конструкция от типа на насочените антени за 2 м. Размерите на
елементите за честота 145 мгхц са дадени в табл. 5-5. Па-
сивните елементи /?, Dx и Z)2 са от алуминиева тръба с диа-
метър 6 мм. Последният не е критичен. Критични са обаче диамет-
рите на проводниците, от конто е изготвен вибраторът V (фиг. 5-31,6).
Горният проводник е алуминиева, месингова или медиа тръба, а дол-
ният — медиа жица 2 мм. На фиг. 5-31,в е даден друг вариант на
вибратор за тази антена, подходящ при захранване с коаксиален кабел.
При него напасването се постига с гама-свързване. Настройващият
204
кондензатор С на гама-члена е поставен в защитна кутия, закрепена под
трегера на антената.
В качеството на трегер може да се използува прът от здраво дърво
с кръгло или правоъгълно сечение. За да се предпази от въздействието
Таблица 5-5
Елемент
Рефлектор (/?)
Вибратор (V)
I директор (Dj
II директор (Pt)
Отстояние от i
I, в .ил вибратора, в л и
1013	406	'
973 |	—
______I_______________
920	406
915	812
240ома
ДбупроВ. линия
Койке, кабел
6.
Фиг. 5-31. 4-елементна антена
а) общ вид на конструкцията ; б) изпълиение на вибратора при захран-
ване със симетричиа двупроводна линия 240 ом ; в) изпълнеиие на ви-
братора при захранване с коаксиален кабел (»гама“-свързване)
на влагата, прътът се импрегнира, като се държи известно време в
гореща парафинена вана.
205
10-елементна антена „дълго Яги“ за 145 мгхц
На фиг. 5-32 е показана конфигурацията на елементите в едно
10-елементно „дълго Яги“, разработено от DL3IY. За повишаване съ-
противлението наизлъч-
-------------995----------
-I-
’ 02	Вибратор
ване, което при нормал-
ни условия е 32 ом, се
използува вибратор от
два различии по диаме-
тър проводника. Анте-
ната изисква симетрич-
но захранване 240 ом.
Коефициентът на стоя-
щата вълна във фидера
е под 1,3 за целия обхват
от 144 до 146 мгхц.
Разширението на често-
тната лента е постигна-
Фиг. 5-32. 10-елемеитно „дълго Яги* — конфигура-
ция на елементите и устройство на вибратора
ширение на лентата е известно влошаване
ване, който за разглежданата конструкция
печалбата по мощност е 22 пъти.
Ширината на хоризонталната диа-
грама е 37 градуса, а на вертикал-
ната — 40 градуса. При настройка-
та на антената е търсено оптимално
челно излъчване, затова съотноше-
нието „напред-назад “ е само 24 дб.
то, като са използувани
скъсяващи се директо-
ра Цената на това раз-
на коефициента на усил-
възлиза на 13,5 дб, т. е.
Таблица 5-6
I
' Отстояние от ви-
। братора. в мм
Всички пасивни елементи са с
диаметър 4 мм. Трегерната тръба
е с диаметър 20 мм и дължина
L = 3633 мм + 20 мм. В качеството
на материал за елементите може да
се използува алуминий, месинг и по-
цинкован или помеднен стоманен тел.
След монтиране на елементите вър-
ху трегера цялата антена се напръск-
ва с Тънък слой полистиролов лак.
Съществено условие за получа-
ване на добри резултати при въз-
произвеждане на тази конструкция
е да се спазват точно указаните диа-
метри на елементите и трегера.
R	1060	483
Г	995	—
D,	962	203
D-,	930	711
D3	927	1118
D4	924	1524
Ds	921	1930
D6	918	2337
D,	914	2743
Ds	911	3150
206
13-елементна антена „дълго Яги“ с еднакви директори
Показаната на фиг. 5-33 антена е пример за изпълнение на
„дълго Яги“, в което се гони максимално усилване. Затова всички ди-
ректори са с еднаква дължина (вж. т. 4,6 на тази глава). Усилването,
което се получава при тази конструкция, е между 16,1 и 16,4 дб
tt v в, в,в, а, в5
Ве 0^ Dg	D9 Dso
о.
Фиг. 5-33. 13-елементно „дълго Яги“ с еднакви директори — конфигурация
на елементите и устройство на вибратора
I
(около 40 пъти по мощност). Честотната лента е по-тясна, отколкото
лентата на 10-елементната антена. В граничите от 1,5 мгхц под и 1
мгхц над р^зонансната честота
коефициентът на стояща вълна
във фидера не превишава 2.
Дължините на пасивните еле-
менти са дадени в таблица 5-7.
Изчислените размери са за ре-
зонансна честота 145 мгхц (сре-
дата на 2-метровия обхват). При
това положение усилването на ан-
тената за честота 144 мгхц е с
1 дб по-ниско от оптималното.
Пак с оглед получаването на макси-
мално усилване са използува-
ни елементи с много малък диа-
метър — р 3 мм. Трегерът е от
дуралуминиева тръба с диаметър
30 мм и дебелина на стената 1,5
мм. Необходимата дължина на тре-
гера (7,2 м) се постига, като се на-
ставят две парчета тръба по 3,6 м.
Вибраторът е двоен — гор-
ният проводник представлява алу-
миниева тръба с 0 12 мм, а дол-
ният — медиа жица с Ф 3,2 мм.
Краищата на алуминиевата тръба
са сплескани и пробита, за да
Елемеит	Таблица 5-7		
	Дължина в мм	' Отстояние от ;вибратора, в мм	
Рефлектор R	1035	483	
Директор Dj	926	178	
»	^2	926	368	
•	D$	926	558	
»	D4	926	965	
Dj	926	1780	
D6	926	2592	
1 1 .. ! Q	926	3405	
Ds	926	4217	
»	926	-5029	
„	Dio	926	5842	
»	926	j 6655	
207
преминат винтовете, притягащи краищата на долната секция. Изола-
торът в средата на долната секция е от полистирол. Съпротивлението
на излъчване в точките на захранване е около 300 ом.
Както видяхме в т. 4,б, броят на елементите и дължината на анте-
ните от този тип не могат да бъдат изменяни, без заедно с това да
се изменят дължините на директорите.
Антена с ъглов рефлектор
Антените с ъглови рефлектори имат практични размери за обхвата
435 мгхц и нагоре. С редуцирани по отношение на оптималните раз-
мери и съответно по-ниско усилване обаче те могат да се използуват
и за двуметровия обхват. На фиг. 5-34 е показана конструкцията на
Фиг. 5-34. Конструкция на
антена е ъглов рефлектор
антена с ъглов рефлектор, а в таблица 5-8 са дадени размерите на
конструктивните елементи и съпротивлението на излъчване за четири
различии антени: една нормална и една редуцирана за 145 мгхц и две
нормални с различии ъгли на рефлектора — за 435 мгхц.
Таблица 5-8
Обхват, в мгхц	1 ч | «О I1	И 1	D в мм	В мм	G в мм	V	Съпр. иа излъчване, в ом
145	1650	698	1220	197	90°	70
145	2033 1 1	1017	1220	102	90°	150
435	686 I	222	413	67	90°	70
435	1372 '	342	J 413	мрежа	60°	( ’ 70
208
Усилването, което дават антените с оптимални размери, е около
12 дб, а това на редуцираните — около 10 дб.
Рефлекторните плоскости могат да се направят от метални листове
(ламарина), обаче съпротивлението на вятъра ще бъде голямо. Затова
се предпочита изпълнението с метална мрежа или серия от метални
пръчки. Ако разстоянието между пръчките е поне 0.06Х, влошаването
на параметрите на антената е пренебрежимо малко. Носещата рама на
антената може да бъде от импрегнирани дървени летви или от дуралу-
миниев винкел.
ГЛАВА ШЕСТА
ИЗМЕРВАНИЯ В АПАРАТУРИТЕ ЗА УКВ
1.	Измерение на честотата а дължината на вълната
а.	Абсорбционен вълномер
Това е един сравнително прост уред, който се употребява за грубо
определяне на честотата на високочестотни генератори и предаватели.
Практическа схема на такъв уред е показана на фиг. 6-1. Треп-
тящият кръг L1C1 е свързан автотрансформаторно с токоизправителен
елемент — полупроводников
диод. Когато кръгът L1C1 е
настроен на честотата на някой
високочестотен генератор, на
токоизправителя се подава вч
енергия и микроамперметърът,
свързан в тази верига, показ-
ва максимум. За тази цел е
необходимо бобината да се
намира близо до измервания из-
точник на вч напрежение. Тя се
закрепва навън от кутията на
вълномера. Скалата на конден-
затора Сг се градуира в мега-
херци. В този уред могат да
се употребят полупроводнико-
Фиг. 6-1. Абсорбционен вълномер
Zi : за 4-5-13,5 мгхц — 20 навивки, d=0,9 мм,
мм, отвод на 4 - - навивки от заземеиия край;
за 13,2ч-44 мгхц — 5 навивки, d=0,9 мм, Ь=8 мм,
отвод на 1 — навивки от Заземеиия край ;
за 39,8-5-165 мгхц — скоба от меден проводник
2мм, широка 12 мм, дълга 50 мм, отвод на 40 мм
от заземеиия край
вите диоди 1N304, Д2Е, Д2Г и други високочестотни диоди, конто могат
да работят до 200 мгхц . Сменяемите бобини се навиват на керамични
тела с диаметър 25 мм. На тях се закрепват щифтове за свързане с
вълномера или те се монтират на цокли от стари радиолампи. Бобината
за обхвата 39,8—165 мгхц представлява правоъгълна скоба от меден
проводник, който има обща дължина 50 мм заедно със съединител-
ните щифтове. Измерителният уред Мг има обхват 0—500 мка или
14 УКВ техника
209
О—1 ма. Променливият кондензатор С\ трябва да има много фигурен
контакт с ротора . Най-подходящ е променлив кондензатор от безкон-
тактен тип. Уредът се монтира в метална кутия с размери 50Х80Х120 мм
б.	Измерителна линия
Резонансните свойства на дългите линии се използуват за лесно опреде-
ляне на дължината на вълната. Ако една линия се затваря накъсо с помощ-
та на плъзгащ се мост, при движението на моста по нея се получават точки
на резонанс, които са отдалечени на разстояние '-Х една от друга. В каче-
ството на индикатор в моста може да се включи малка скална крушка.
На фиг. 6-2, а е показана
Фиг. 6-2. Измерване с измерителна линия
а) за индикатор служи скална крушка, включена в плъзга-
щия.се мост; 6) в анодната верига на измерваиото стъпало
е включен милиамперметър; в) за индикатор служи скална
крушка, свързана индуктивно с измерваиото стъпало
схема за измерване по
описания начин. Измери-
телната линия се свързва
с измервания източник на
висока честота с помощта
на една полунавивка за ин-
дуктивна връзка — Lr.
Когато плъзгащият се мост
преминава през някое по-
ложение на резонанс, круш-
ката ярко светва. Разстоя-
нието между точките на
две последователни свет-
1 .
вания е равно на л.
Друг по-точен измерва-
телен метод е тъй нарече-
ният метод на реакцията,
при който положението на
резонанс се констатира по
изменението на режима на
измервания генератор. Един
такъв начин се илюстри-
ра от фиг. 6-2, б. В анод-
ната верига на генератора
е включен милиамперметър,
който показва повишаване
на анодния ток, когато ли-
нията се настройва в резо-
нанс. При измерване на
автогенератори този уред
може да бъде включен и
в решетъчната верига.
За индикатор може да бъде използувана и една скална лампичка,
към която е запоена една навивка със същия диаметър, какъвто има
210
бобината на измервания генератор. Тази навивка се свързва индуктивно
с бобината на генератора така, че лампата да свети ярко. Когато плъз-
гащият се мост попадне в положение, при което линията се настройва
в резонанс, последната поглъща част от енергията на генератора и
крушката изгасва. Схемата на измерването се вижда на фиг. 6-2, в.
Линията се изработва от плътни медни проводници с диаметър
1—3 мм. Проводниците трябва да бъдат добре опънати с помощта на
обтегачи или пружини, който са разделени от линията с изолатори.
Разстоянието между двата проводника се избира не по-голямо от 60—80
мм. Дължината на линията трябва да бъде пене равна на предполагае-
мата дължина на вълната на измервания генератор. По-стабилни, но по-
трудни за изработване, са линиите от медиа тръба с диаметър 5—8 мм
За намаляване- индуктивността на изводите на различните лам-
пички, използувани за индикатори, се препоръчва техните метални фасунги
да се отстраняват и изводите им да се скъсяват, доколкото е възможно.
Вълната, на която е настроен един свръхрегенеративен приемник,
също може да се измери с помощта на резонансна линия. За тази цел
линията се свързва индуктивно с бобината на свръхрегенеративното стъ-
пало. Когато тя се настрои в резонанс с помощта на плъзгача, генера-
циите в стъпалото изчезват. Това се контролира по изчезването на
„суперния" шум в слушалките на приемника. Разстоянието между две
„пропадания" на шума е равно на |-Х.
в.	Хетеродинен индикатор на резонанса
(Г рид-дипметър)
Резонансната честота на един трептящ кръг за УКВ трудно може
да бъде определена. Стойността на индуктивността може да се изчисли
по посочените в гл. II формули, но голяма част от капацитета на кръга
е съставена от монтажни и лампови капацитети, а тяхната стойност
може да се определи само приблизително.
С помощта на хетеродинния индикатор на резонанса резонансната че-
стота на един трептящ кръг, монтиран в дадена апаратура, може да
бъде определена с достатъчно голямо приближение и сложните начи-
сления стават излишни.
Принципна схема на един хетеродинен индикатор на резонанса е
показана на фиг. 6-3. Както се вижда на схемата, това е един обик-
новен осцилатор, а в решетъчната верига е включен милиамперметърът
/Ир който показва величината на решетъчния ток. Известно е, че ако
бобината на осцилатора е евързана индуктивно с бобината на друг треп-
тящ кръг, настроен на същата честота, последният внася голямо за-
тихване в трептящия кръг на осцилатора. В резултат на това ампли-
тудата на трептенията в осцилатора намалява и решетъчният ток спада.
Ако осцилаторът има градуирана скала, може да бъде определена ре-
зонансната честота на всеки трептящ кръг, настроен в честотния диа-
пазон, който може да се покрива от осцилатора. Спадането на реше-
тъчния ток е указание, че измерителният осцилатор и измерваният
211
Фиг. 6-3. Принципна схема на хетеродинен инди-
катор на резонанса
трептящ кръг имат еднакви честоти. Такъв осцилатор се нарича хете-
родинен индикатор на резонанса или грид-дипметър (грид-дип значи спа-
дане на решетъчния ток). Грид-дипметърът е основен радиолюбителски
уред и всеки радиолюбител трябва да разполага с него. Постройката
на прост грид-дипметър, който може да работи до 250 мгхц, не пред-
ставлява особена трудност.
Най-често използувана
схема на грид-дипметър за
УКВ е схемата на капа-
цитивен триточков осцила-
тор — фиг. 6-4, а. Тя има
преимущество пред други-
те схеми на осцилатори,
защото бобината има само
два извода за свързване
- с осцилатора и може да
се използува кондензатор с
разделени статори без три-
ещ се контакт. Бобината
се закрепва извън кутията
на уреда, за да може да се приближава към бобината на измервания
кръг и по този начин да се осъществява индуктивна връзка между
тях. Ясно е, че тук е по-удобно използуването на бобината с два изво-
да в сравнение с бобината с отвод от навивките или с отделна на
вивка за обратна връзка. Смяната на обхвата на уреда се постига със
смяна на бобините, конто за тази цел са снабдени с щифтове или се
монтират на цокли от радиолампи.
Препоръчва се уредът да има колкото е възможно по малък обем,
за да може да се поднася и към най-труднодостъпните части на апа-
ратурата. За тази цел токозахранващата трупа заедно с уреда за ре-
шетъчния ток може да се монтира в отДелна кутия, като връзката
между нея и грид-дипметъра се осъществи с многожилен кабел.
В схемата на фиг. 6-4, а е употребен триодът 6С1Ж (955). Тук
може да се използува и лампата 6С1П или един от триодите на 6J6
(6Н15П) и други УКВ триоди. Настройващият двоен кондензатор има
капацитет 2X36 пф. Той трябва да има малки размери и да е свързан
с лампата и клемите за бобината с колкото е възможно по-къси про-
водници. Токозахранващата трупа е показана на фиг. 6-4, б. Мили-
амперметърът индикатор на решетъчния ток има обхват 0—1 ма.
Осцилаторът може да бъде модулиран амплитудно и да изпълнява
функциите на сигнал-генератор. Това може да се осъществи най-лесно,
като се използува мрежово напрежение с честота 50 хц. На фиг. 6-4, б
се вижда, че постоянного анодно напрежение може да бъде подадено
към анода на лампата през една допълнителна навивка на мрежовия
трансформатор, която дава напрежение 30—50 в. Това напрежение
служи за модулация на осцилатора (превключвателят 772 се поставя в
положение 2). Описаният уред може да работи и като вълномер. За
тази цел анодното напрежение се намалява с потенциометъра Pv до-
212
като автотрептенията на осцилатора престанат. Това се констатира по
изчезването на решетъчния ток. В този случай лампата работи като
чувствителен решетъчен детектор. Отчитането става при максимално
отклонение на стрелката на милиамперметъра.
При измерване на резонансната честота на един трептящ кръг бо-
бината на грид-дипметъра се приближава до бобината на измервания
Фиг. 6-4. Практическа схема на хетеродинен индикатор на резонанса
L : за 48 : 98 мгхц — 8— навивки, D ~ 12 мм, b = 25 .и и, d -- 2 мм,
за 76-М56 мгхц — 3 навивки, D —12 мм, b ~ 10 мм, d - 2 .«.и;
за 130-т-26о мгхц — правоъгълна скоба от медей проводник, d ~ 2 мм, дълга 40 мм широка 12 мм
кръг на разстояние 2—5 см. Грид-дипметърът се настройва, докато
решетъчният ток покаже минимум. Ако връзката между двете бобини
е много силна, получава се „захващане" на честотите на двата треп-
тящи кръга. Тогава минимумът се запазва и при промяна на честотата
на грид-дипметъра в известен диапазон и отчитането е неточно. В този
случай бобините трябва да се отдалечат една от друга, докато „за-
хващането“ изчезне.
С помощта на грид-дипметърът може да бъде измерен капацитетът
на един кондензатор или индуктивността на една бобина. В първия
случай трябва да се разполага с бобина, чиято индуктивност е известна.
Кондензаторът с неизвестен капацитет се съединява с тази бобина
и се измерва резонансната честота на получения трептящ кръг. По
формулата от гл II, т. 3 се изчислява стойността на капацитета С, тъй
като f и L са известии. По съшия начин се определи и стойността на
неизвестната индуктивност. В този случай към нея се съединява кон-
213
дензатор с известен капацитет и се измерва честотата на трептящия
кръг. Стойността на индуктивността се определи по формулата за L,
дадена на същото място в глава втора.
Честотата на собствения резонанс на един блок-кондензатор също
може да бъде намерена с помощта на чувствителен грид-дипметър. За
тази цел изводите на блок-конден-
	1_ _	затора се свързват заедно и боби-
х- " "_______________'	ната на измерителния уред ' се при-
ближава към образуваната по този
		. — начин навивка. Изводите на конден-
Сбр_____затора трябва да имат такава дъл-
жина, с каквато кондензаторът ще
бъде монтиран в апаратурата.
Хетеродинният индикатор на резо-
нанса се използува и за измерване
на резонансната честота на антената.
На фиг. 6-5, а е показана схемата,
по която се провежда това измерва-
Фиг. 6-5. Измерване на резонансната
честота на антената с помощта на грид- *
дипметър
л) в точка на максимум на тока; е б) в точка
на максимум на напрежението
не при антена, която „се захранва с
ток“, т. е. в точките на захранване
на антената има максимум на тока.
В тези точки се свързва една полу-
навивка — Авр, и бобината на грид-
дипметъра се приближава към нея.
Тъй като антената има свойствата на
трептящ кръг, когато уредът се
настрои на нейната резонансна че-
стота, решетъчният ток ще покаже
минимум. Измерването може да се
направи и в точка с максимално на-
прежение — фиг. 6-5, б. Уредът се
свързва към тази точка с един малък
блок-кондензатор с капацитет 2 — 3 пф.
Понякога е достатъчно само да се
приближи бобината на грид-дипметъ-
ра към пйсочената точка и връзката
с антената се осъществява благода-
рение на капацитета между навивките на бобината и проводника на
антената. Предпочита се измерването да се прави в точките с макси-
мум на тока, където капацитивните влияния от уреда и от оператора,
който провежда измерването, са най-малки.
2.	Измерване коефициента на бягащата вълна
във фидерната линия
В глава пета беше посочено, че степента на съгласуване на анте-
ната със захранващата я линия се характеризира с коефициента на
бягащата вълна (КБВ). Той се изразява с отношението на минималното
214
напрежение в линията във „възел“ на напрежението към неговата макси-
мална стойност — в точката на „връх“ на напрежението. Този кое-
фициент може да се изрази и със съответното отношение на токовете
в линията, т. е.
LTD t/мин /мин
КБВ = //макс = 7макС
(6-1)
При идеално съгласуване минималната стойност е равна на макси-
малната (липсват стоящи вълни) и КБВ=1. При пълна липса на съгла-
суване КБВ = 0. На практика се употребява и коефициентът на стоя-
щата вълна (КСВ), който е равен на обратного отношение, т. е.
тл/-,т"> t/мЗКС /макс	/р
КСВ = /-.-------------- (Ь-2)
С/мин /мин
Ако стойностите 7/маКс и Um
волтмер, могат да се определят и
се измерят с помощта на лампов
коефициентите КБВ и КСВ. Из-
ползуването на високочестотни амперметри за измерване на тока не се
практикува, тъй като това измерване е трудно осъществимо.
За практическо измерване на КСВ в коаксиална линия се приготвя
специален отрязък от коаксиален кабел от същия тип, от който е и
кабелът на линията. Този отрязък трябва да има дължина, не по-малка
от дължината на работната въл-
на. По дължината на кабела
през еднакви разстояния от
2—5 см се пробиват малки от-
вори, конто достигат до въ-
трешния проводник (жилото).
През тези отвори върхът на
пробника на ламповия волтмер
трябва да може да достиг-
не до жилото. Външната пласт-
масова обвивка около мястото
на отвора се отстранява, за да
може заземеният извод на проб-
ника да контактува с външния
проводник (оплетката) на коакси-
алния кабел. Така приготве-
ният отрязък се свързва с еди-
ния си край към предавателя, а с
другия — към антенния кабел.
Предавателят се включва и с
ламповия волтмер се измерват
напреженията по дължината на
отрязъка в точките на предва-
рително приготвените отвори,
напрежения имат различии стойности. Отношението на минималната
стойност на измереното напрежение към максималнатадава коефициента
на бягащата вълна, докато-обратного отношение представлява коефи-
циента на стоящата вълна. При добро съгласуване на кабела и анте-
Фиг. 6-6. Измерване на коефициента на стоя-
щата вълна в коаксиална линия
/ — вътрешеи проводник (жило) ; 2 — пласт масова
изолация ; 3 — външен проводник (оплетка); 4 —
пластмасова обвивка ; 5 — пробник на ламповия волт-
мер ; 6 — лампов волтмер
При наличие на стоящи вълни тези
215
ната КБВ има стойност 0,8—0,85, което отговаря на КСВ= 1,15—1,20.
Коефициентът на бягащата вълна не бива да бъде по-малък от 0,5.
Измерването по описания начин е илюстрирано на фиг. 6-6.
Груба оценка на съгласуването на двупроводна линия с антената
може да се направи, като се приготви един прост индикатор за стояща
вълна. Той се състои от един малък отрязък от същата линия и две
скални лампички. В двата края на отрязъка проводниците се свързват
накъсо. Точно в средата единият проводник се прерязва и получените
два извода се почистват от пластмасовата изоляция на около 5 мм.
Централните пъпки на фасунгите на двете лампички се запояват заедно,
а самите фасунги се запояват към изводите на приготвения отрязък.
Готовият индикатор се поставя върху измерваната линия така, че отря-
зъкът да лежи плътно върху линията. Закрепването може да стане
с тънък ластик или лепенки. Единият проводник на линията се по-
чиства от изолацията на дължина 2—3 мм точно срещу мястото, къ-
дето са запоени двата средни извода на индикаторните лампички. По-
чистеният и калайдисан проводник се свързва със средната точка на
лампичките. Конструкцията на индикатора и начинът на свързване са
показани на фиг. 6-7, а и б.
Фиг. 6-7. Индикатор на стоящата вълна в двупроводен си-
метричен кабел
а) конструкция ; 6) схема иа свързването
При създадената по този начин индуктивна и капацитивна връзка
на линията с двете лампички вълната, напредваща от предавателя към
антената, предизвиква светене на лампичката, която се намира откъм
216
страната на предаватели. Ако в линията съществува отразена вълна,
тя предизвиква светене на другата лампичка (към антената). Изходната
мощност на предаватели се регулира така, че първата лампичка да
свети с пълен блясък. При добро съгласуване на линията с антената
втората лампичка не свети. При лошо съгласуване двете лампички
светят с почти еднаква яркост.
Дължината на отрязъка от двупроводна линия зависи от мощност-
та на предаватели и работната честота. За по-голяма мощност се
използуват по-къси парчета. На практика дължината се избира около
5—10 см.
Тъй като описаното устройство консумира известна енергия, след
измерването то трябва да се свали.
Описаните начини за измерване на КБВ и КСВ могат да се изпол-
зуват както при предавателните, така и при приемните антени, тъй
като физичните процеси в тях са еднакви. Тези начини могат да се
прилагат и за линии, които съединяват две отделни стъпала на една
апаратура. В този случай следващото стъпало изпълнява функциите на
антена.
3.	Измерване на коефициента на шума. Шумов генератор
За да се измери коефициентът на шума на един приемник за УКВ,
е необходимо да се разполага с шумов източник, който генерира шу-
мово напрежение в твърде широк честотен спектър. При това трябва
да съществува възможност за контролиране на нивото на изходния
шумов сигнал. Вакуумните диоди с катод от чист или ториран вол-
фром са подходящи шумови източници, когато работят в режим на
насищане, т. е. когато целият електронен поток, излъчен от катода, по-
пала върху анода. Установено е, че мощността на шума, произвеждана
от един шумов диод, е пропорционална на величината на неговия ано-
ден ток. Това позволява удобно да се контролира нивото на изходния
шумов сигнал. Това ниво може да се регулира с изменение на отоп-
лителното напрежение на диода. По този начин се избягва употребата
на сложни атенюатори за изхода, които моГат да въведат допълни-
телни грешки при измерването. Прости и малкоформатни шумови ге-
нератори могат да се конструират с полупроводникови диоди, които
работят в режим на обратно напрежение, т. е. когато са запушени с
източник на постоянно напрежение.
Принципът на измерването с шумов генератор се състои в срав-
няване на мощността на шума в приемника с мощността на шума, про-
извеждан от генератора.
а.	Диоден шумов генератор
В диодните шумови генератори се използуват специални шумови
диоди. За да се разшири честотният спектър на генератора, тези лампи
трябва да имат минимален капацитет анод—катод и нищожни индуктивно-
сти на изводите. Подходящи диоди за шумов генератор са: 1NA31, 5722,
217
LG16, LG17, 2Д2С, CV172, и др. Подобии диоди могат да се изпол-
зуват за измерване до 300—400 мгхц. За по-високи честоти се изпол-
зуват шумови диоди със специална коаксиална конструкция. Тъй като
шумови диоди се намират трудно, може да се направи опит за изпол-
зуване на стари триоди с волфрамов катод като RE054 и др., като се
вземат мерки за неутрализация на капацитета анод—катод.
Фиг. 6-8. Диоден шумов генератор
На фиг. 6-8 е показана схемата на един шумов генератор. Изпол-
зуван е шумовият диод 5722. Изходното напрежение се отделя на то-
варното съпротивление R. Стойността на това съпротивление трябва да
бъде равна на стойността на вълновото съпротивление на кабела, който
се включва на входа на измервания приемник. Например, ако прием-
чикът има вход за коаксиален кабел от 75 ом, съпротивлението R
също трябва да бъде 75 ом. Това съпротивление се запоява непо-
средствено на гнездото за коаксиален кабел на изхода на генера-
тора. Съединителните проводници на лампата и товарного съпротив-
ление трябва да бъдат колкото е възможно по-къси. Отоплителното
напрежение, получавано от трансформатора Тр.2, се регулира с авто-
218
трансформатора Тр3. С това се постига изменение на изходното ниво
на шума. Това ниво се контролира с милиамперметъра, който по-
казва анодния ток на шумовата лампа. Ако анодният ток се изменя
до 15 ма, максималното шумово ниво е 13,5 дб, т. е. с уреда могат да
се измерват коефициента на шума до А/=22,5. За измерване на по-
ниски коефициенти на шума е удобно уредът да има обхват
О- -5 ма. В този случай максималното ниво е 8,75 дб и може да се
измерва коефициент на шума до АЛ=7,5. Тези стойности важат за то-
варно съпротивление от 75 ом.
За да се намалят грешките при измерването, е необходимо да
бъде изключена всякаква възможност за влияние от страна на външни
източници на шум. Отоплителното напрежение е филтрувано с дросе-
лите Дрь Др2, Др3, ДрА и капацитетите Сп С2, С3, С4. За повишаване
на точността се препоръчва захранване на отоплителната верига от
стабилизиран източник, например от ферорезонансен стабилизатор.
С цел да се отстрани влиянието на пулсациите от променливия ток се
прилага и захранване на отоплението с постоянен ток от акумулатор.
Желателно е всички проводници от токозахранването да бъдат екра-
нирани. Всички контакти трябва да бъдат сигурни, за да не станат
причина за появяване на допълнителни шумове. Уредът се монтира в
затворена метална кутая. Той се свързва с измервания приемник с късо
парче от коаксиален кабел, който има вълново съпротивление, съот-
ветствуващо на входа на приемника. В двата си края коаксиалният ка-
бел трябва да бъде снабден с екранирани съединители, които се включ-
ват към гнездата на генератора и приемника.
Изходящото шумово ниво се изчислява по формулата:
2V(^)=10 Ig7^,	(6-3)
където:
/ е анодният ток на шумовия диод, в ма,
R — товарното съпротивление, в ом.
Коефициентът на шума, измерен с уреда, е:
М=~(лш, ол/)-	(6-4)
Максималната честота, до която може да се използува този уред,
е ограничена от капацитета решетка—анод на диода и възлиза на около
250 мгхц. За повишаване на тази граница се прилага честотна корек-
ция с малка бобина, включена последователно на товарното съпро-
тивление.
б.	Шумов генератор с полупроводников диод
Схемата му се вижда на фиг. 6-9. Полупроводниковият диод е за-
пушен от напрежението на една батерийка от 3 в. Във веригата му е
включено товарното съпротивление R, чиято стойност се избира, както
и при диодния генератор в зависимост от вълновото съпротивление на
219
коаксиалния кабел, с който се захранва приемникът. Нивото на шумо-
вия сигнал се регулира с потенциометъра. С него се измени обрат-
ният ток на диода. При обратен ток от порядъка на 1 ма може да се
получи ниво иа шума около 10 дб.
В този шумов генератор могат да се използуват силициевите ди-
оди 1N21, 1N23 и др. Благодарение
на простата му схема и миниа-
тюрки детайли той може да се
монтира в кутия с много мал-
ки размери и може да се свър-
зва направо към входа на из-
мервания приемник. Главният
му недостатък е, че нивото на
изходния шум не може да се
отчита по показанията на мили-
амперметъра и то не може да
Фиг. 6-9. Шумов генератор с полупроводни- бъде ИЗЧИслено от посочените
ков диод	формули. Калибровката му тряб-
ва да се извърши с лаборато-
рен шумов генератор. Въпреки това този уред може да се използува
за относително сравнение на шумовете на различии приемници. С него
също може да се установи дали мерките, конто са предприети за на-
маляване на шума на един УКВ приемник, са дали резултат напри-
мер при увеличаване на връзката с антената, неутрализация на кас-
кода и пр.
в.	Измерване на коефициента на шума
с шумов генератор,
Шумовият генератор произвежда шумово напрежение в широк
честотен диапазон и резултатите от измерването на коефициента на
шума практически не зависят от ширината на лентата, пропускана от
измервания приемник. С него могат да се измерват приемници с произ-
водно широка пропускана лента.
Шумовият генератор и приемникът се съединяват с помощта на
коаксиален кабел. На изхода на приемника се включва измерител на
ниво, градуиран в децибели, или дампов волтмер. В качеството на
измерител на ниво може да се използува обхват „децибели" на универ-
салния измерителен уред „Гьорц универсал 3“. При изключен шумов ге-
нератор се включва приемникът и регулаторът за усилване на високата
честота се отваря докрай, а регулаторът за усилване на ниската че-
стота се нагласява така, че индикаторът на изхода на приемника да
покаже цяло деление. В процеса на измерването тези регулатори не
се пипат повече. След това се включва и шумовият генератор. Него-
вият регулатор за нивото на шумовия сигнал се движи, докато инди-
каторът на изхода на приемника покаже увеличение на изходния шу-
мов сигнал с 3 дб или при измерване с лампов волтметър — с 40° 0.
Това означава, че нивото на шума от' генератора се е изравнило с ни-
вото на шума на самия приемник. Отчита се анодният ток на шумовия
220
диод и коефициентът на шума се изчислява по посочените формули в
децибели или като число. Удобно е самият уред за анодния ток да
се градуира в децибели или единици кТ0.
При измерването е възможно да се получат погрешни резултати.
Лошото е, че ако коефициентът на шума е измерен погрешно, той се
получава по-добър, отколкото е в действителност. Някои от грешките
се дължат на влиянието иа странични източници. Те могат да се из-
бягнат при щателно екраниране на апаратурата. Детекторът на прием-
ника също може да повлияв върху точността на измерването, ако не-
говата характеристика не е достатъчно линейна. Най-добре е измерва-
нето да се провежда с лампов волтмер, включен на изхода на по-
следняя междинночестотен усилвател.
4. Индикатора на напрегнатостта
на електромагнитното поле. Определяне диаграмата
на излъчване на антената
Индикаторите на напрегнатостта на полето се използуват за из-
пробване на антените и за относителна преценка на напрегнатостта на
електромагнитното поле, създадено от един предавател. Най-простият
индикатор от този тип представлява обикновен абсорбционен вълномер,
който е свързан индуктивно с проста антена. Най-често се използува
полувълнов дипол. За измерване диаграмата на излъчване на една
антена от авторите беше употребен обикновен грид-дипметър за 145 мгхц
с решетъчен уред от
100 мка. Антената беше
полувълнов дипол от
алуминиева пръчка с
диаметър 5 мм. В среда-
та си пръчката имаше
извивка, която предста-
вляваше половина навив-
ка за индуктивна връзка
с бобината нагрид-дип-
метъра. На разстояние
10 л< от антената, вклю-
чена към 8-ватов преда-
вател за 145 мгхц, изме-
рителният уред се от-
клоняваше на около 4О°/о Фиг. 6-10. Индикатор на полето с повишена
от скалата.	чувствителност
Чувствителността на
индикатора на полето може да се повиши, ако след детектора се
включи постояннотоков усилвател. Схемата на такъв уред е показана
на фиг. 6-10. Измервателният уред е включен в диагонала на моста,
образуван от вътрешното съпротивление на лампата, съпротивленията
R2, R3 и Rt и двете части на потенциометъра Р. Стрелката се устано-
вява в нулево положение с потенциометъра Р.
221
При измерване диаграмата на излъчване на една УКВ антена по-
следната трябва да се монтира на открито място, около което няма
високи сгради и масивни отразяващи предмети, намиращи се на разстоя-
ние, по-малко от 30—40 м от антената. Антената трябва да бъде из-
дигната на височина 2—3 пъти дължината на вълната. Тя трябва да
може да се върти около вертикалната си ос (т. е. около мачтата). На
мачтата се закрепва диск, разделен на 360 градуса. Индикаторът на
полето се монтира на височина 7—8 X, за да се избегну влиянието на
вълната, отразена от земната повърхност. Той трябва да 'е отдалечен
от измерваната антена също на разстояние 7—8 л. Антената се върти
около вертикалната ос през определено число градуси (например през
10°) и при всяко завъртване се отчита показанието на индикатора на
полето. Лицата, които обслужват антената и индикатора, не трябва да
променят местата си, докато трае измерването. Получените от индикатора
на полето резултати се нанасят на диаграма, разделена на 360°.
ГЛАВА СЕД МА
ЛЮБИТЕЛСКА ДЕЙНОСТ НА УЛТРАКЪСИ ВЪЛНИ
1. Характеристики на УКВ обхватите
Всеки от любителските УКВ обхвати има свои специфични особе-
ности, които определят характера на работата и изискванията към
техниката на любителската връзка. Тук ще дадем накратко основните
особености на любителските УКВ обхвати.
Обхват 145 мгхц
Това е най-популярният от УКВ обхватите и на него е съсредо-
точена преобладаващата част от любителските станции. Известен е
под името „2-метров обхват". Той обхваща един честотен диапазон
от 2 мегахерца с гранични честоти 145 мгхц (2,08 .и) и 146 мгхц
(2,05 м)1 II. Това са твърде високи честоти, които определят обхвата
като „чисто ултракъсовълнов". До днес не са били наблюдавани слу-
чаи на отражение от слоя Д2 при честоти от този порядък.
Макар и твърде рядко, на 2 метра могат да се правят далечни
връзки посредством отражение от спорадичния Д-слой. При еднократно
отражение се покриват разстояния от 950 до 2200 км. Мощността, необ-
ходима за реализиране на такива връзки, е малка — понякога 5 пт са
напълно достатъчни.
На този обхват леко се осъществяват връзки посредством отра-
жение от Полярното сияние.. Добри условия за такива връзки възник-
1 Това се отпася за любителите от I район (Европа и Африка). На любителите от
II район (Америка) и III район (Азия и Австралия) е разрешен по-широк обхват — от
145 до 148 мгхц.
222
ват обикновено един ден след внезапни йоносферни смущения и поз-
воляват да се покрият разстояния до 1600 км (трасе изток—запад!. Не-
обходими са средни мощности на предавателя — около 50 вт, и ан-
тени с усилване от порядъка на 10 дб и широка хоризонтална диа-
грама.
На 145 мгхц могат да се правят връзки на 1000—2200 км и по-
средством йоносферно разсейване, обаче за това се изискват мощности
на предавателя и антенни съоръжения, недостъпни за радиолюбителя.
Чрез отражение от метеорни следи на 2 метра могат да се правят
успешни връзки на разстояние 900 до 2200 км. Необходими са поне
50—100 вт мощност и антена с усилване около 15 дб. Работи се на
бърза телеграфия.
Любителска връзка посредством отражение от Луната на 145 мгхц
засега не е осъществена, макар че тя е възможна при следните при-
мерни условия: мощност в антената 600 впг, пропусканата честотна
лента на приемника и усилването на антената са дадени в табличката.
Ширина на
честотната лента,
пропускана от ,
приемника
100 хц
400 хц
1000 хц
4000 хц
Усилване на антената
за съотношение
сигнал,шум 4 дб
22 дб
25 дб
27 дб
30 дб
При това се приема, че и
двете антени — приемната и
предавателната, са еднакви и че
шумовото число на приемника е
3 дб. Разстоянието Земя—Луна—
Земя е около 768 хиляди кило-
метра.
При нормални условия, ко-
гато се разчита само на тро-
посферната рефракция и на
тропосферного разсейване, да-
Фиг. 7-1. Сумарни характеристики за връз-
ки иа 145 .игхц посредством тропосферно
разсейване
лечината на връзката зависи от мощността на предавателя, усилването
на антените и шумовото число на приемника. На фиг. 7-1 са дадени
сумарните характеристики за връзка посредством тропосферно раз-
сейване. Тези характеристики показват каква мощност е необходима
за покриване на дадено разстояние при известно сумарно усилване на
антените. Под сумарно усилване на антените тук се разбира сборът
от усилванията на приемната и предавателната антена. Тези графици
важат за равнинен терен и са построени при предположение, че приемни-
кът има шумово число 3 дб и ширина на лентата 3 кхц.
223
Обхват 435 мгхц
435-мегахерцовият обхват или, както го наричат, „70-сантиметро-
вият обхват" стой на второ място по наситеност с любителски стан-
ции. Съгласно Международната конвенция по далекосъобщенията той
се простира от 420 мгхц (71,4 см) до 450 мгхц (66,7- см). Съгласно
нашия Правилник за любителската дейност българските радиолюбители
имат право да използуват само участъка от 430 до 440 мгхц, а оста-
налата част от обхвата се отдели за целите на въздушната радио-
навигация.
Що се касае до методите на разпространение, 70-сантиметровият
обхват дава далеч по-малко разнообразие от възможности в сравнение
с 2-метровия обхват. По-специално на 435 мгхц никога досега не е
наблюдаван случай на отражение от спорадичния f-слой или от слоя
Л2. Възможността за отражение от Полярното сияние е под въпрос и
ако съществува такава възможност, затихванията по трасето ще са
далеч по-големи от тия на 145 мгхц. Връзките посредством метеорно
отражение са също твърде проблематични — необходими са големи
Фиг. 7-2. Сумарни характеристики за
връзки на 435 мгхц посредством тропо-
сферно разсейване
при предположение, че приемникът
на пропусканата лента 3 кхц.
мощности и наличието на голямо
количество едри метеори, даващи
преуплътнени следи. По-перспек-
тивни са връзките с отражение
от Луната, но и тук любителят ще
трябва да се сблъска с големи
трудности най-вече около кон-
струирането на антени с достатъч-
но усилване.
Засега най-сигурният път за
далечни връзки на 435 мгхц си
остава тропосферного разсейване.
На фиг. 7-2 са дадеИй сумарните
характеристики, с помощта на кон-
то може да се направи едно ориен-
тировъчно изчисление на необхо-
димата мощност в антената за по-
криване на зададено разстояние
при известно сумарно усилване
на антените. Не трябва да се
забравя, че тези графики важат за
равнинен терен. Те ха построени
има шумово число 7 дб и ширина
Обхват 1250 мгхц
24-сантиметровият обхват се простира от 1215 мгхц (24,7 см) до
1300 мгхц (23,1 см). Той лежи на границата с микровълновата техника
и е предмет на засилено усвояване от страна на любителите в по-на-
предналите страни.
224
Нормално на този обхват се правят връзки в района на пряката
радиовидимост. По-далечни връзки се правят на базата на тропосфер-
ното разсейване, обаче постигането на необходимата мощност за тази
цел е твърде тежка задача за болшинството радиолюбители. Най-мо-
дерният метод за далечни връзки на 1250 мгхц е чрез отражение от
Луната. Наистина и тук мощността на предавателя остава сериозен
проблем, но по-лек за разрешаване се оказва въпросът с конструира-
нето на високоефективни антени. Обикновено се използуват антени с
параболични рефлектори, които дават усилване от порядъка на 25 и
повече децибела, т. е. повече от 300 пъти усилване по мощност.
Сантиметрови обхвати
Тук влизат обхватите: 2300—2450 мгхц (12,2—13 см)
5650—2850 мгхц (5,1—5,3 см)
10000—10 500 мгхц (2,85—3 см)
21000—22 000 мгхц (1,36—1,44 см)
и над 30 000 мгхц (под 1 см)
Обща характерна особеност за тези обхвати е, че успоредно с
нарастването на честотата нарастват и трудностите по конструирането
на предаватели със задоволителна мощност и приемници с ниско шу-
мово число и сносна чувствителност. Затова с увеличаване на честотата
се намаляват и покритите разстояния. Засега тези обхвати са обект на
щурмуване само от най-напреднали в ултракъсовълновата техника
любители. Най-високата честота, на която е била правена любителска
връзка досега, е 50000 мгхц (дължина на вълната 6 мм\). Мощ-
ността на предавателите, използувани за тази връзка, е възлизала на
1 мквт! и покритото разстояние е едва 46 м (виж таблицата за све-
товните рекорди). Работено е било на телефония с честотна модулация.
2. Операторски дейност на ултракъси вълни
Изисквания към апаратурата. Първото и основно изискване към
всеки любител, работещ на УКВ, това е стабилност на честотата на
предавателя. Докато една лошо конструирана антена или един лош
приемник биха навредили само на създателя им, лошият предавател
смущава нормалната работа на всички станции, намиращи се в зоната
с ргдиус няколко десетки километра около него. Затова при конструи-
ране на любителския УКВ поедавател най-голямо внимание трябва да
се отделя на стабилността на честотата. Тук трябва да отбележим
също, че стабилността на честотата е първостепенна необходимост и
при осъществяване на далечни връзки на УКВ. Това следва от обстоя-
телството, че колкото по-слаб е приеманият сигнал, толкова по-тясна
трябва да бъде лентата на пропускане на приемника. Но успоредно със
стесняването на лентата нарастват и изискванията за стабилност на приема-
ния сигнал, защото един нестабилен сигнал постоянно ще се „изплъзва" от
прослушваната лента, правейки приемането невъзможно. Затова използува-
нето на едностъпални автогенератори в качеството на предаватели е
15 УКВ техника
225
крайно нежелателно и може да се допуска само в изключителни слу-
чаи. Практиката показва, че при любителски условия най-удобно раз-
решение на въпроса за стабилността на честотата е използуването на
няколкостъпален предавател с кварцово стабилизиран осцилатор.
В качеството на приемки съоръжения най-често се използуват
конвертори за съответния обхват, включени към подходящ късовълнов
приемник. По рядко, и то предимно за 145 мгхц, се строят цялостни
УКВ приемници. Болшинството конвертори са с кварцово стабилизиран
хетеродин и изменяща се първа междинна честота. Особено големи
грижи се полагат за стабилизиране честотата на хетеродините в прием-
ниците, предназначени за метеорна радиовръзка.
Що се касае до антените, най-разпространени за 145 мгхц и 435 мгхц
са Яги-антените, а за 1250 мгхц и нагоре — параболичните антени. В каче-
ството на фидери се използуват почти изключително коаксиални кабели
с полиетиленова изолация и вълново съпротивление 50, 60 и 75 ом.
Особености в работата при връзки на УКВ. Както вече отбе-
лязахме, почти всички любителски УКВ предаватели са с кварцова
стабилизация на честотата, следователно тяхната работна вълна е фи-
ксирана. Оттук произтича и най-характерната отлика на УКВ-връзката
от връзката на КВ. При работа на къси вълни е прието двете станции
да работят на една и съща честота. На УКВ всеки работи на собстве-
ната честота, определена от наличния кварц. Затова след общо пови-
кване (CQ) се прослушва целият обхват. Употребата на много кварцове
с различии честоти не >е желателна, напротив — препоръчва се всеки
любител да работи само на една, „собствена" честота. Това улеснява
търсенето на кореспондентите.
Твърде популярни между укавистите са предварително уговорените
по дата и час връзки, или така нареченото насрочване на скедове.
Систематизирането на резултатите от такива връзки позволява да се
правят обосновани изводи относно разпространението на УКВ и обо-
гатява личния опит и познания на оператора. Някои любители практи-
куват друг метод — предварително разгласяват програмата, по която
ще работят, и желаещите да опитат връзка с тях се съобразяват с
тази програма. Пример за такава програма: LZ1XY работи всяка събота
от 21,00 до 22,00 часа местно време на честота 144,083 мгхц, като
първите 15 минути вика и слуша с антена, насочена на север, вторите
15 минути — с антена, насочена на изток, третите 15 минути — на
юг, и т. н.	'
Погрешно е мнението, че връзките на ултракъси вълни се правят
само на телефония. Телеграфната работа се използува извънредно много
и особено когато се касае за далечни връзки на УКВ, телеграфията
си остава незаменим метод за осъществяване на сигурна връзка.
От гледна точка на разпространение на вълните най-добри условия
за любителски връзки на УКВ съществуват при възникване на тем-
пературни инверсии в тропосферата (вж. гл. първа, т. 11-1), а от гледна
точка на възможности за връзка с много станции най-подходящи
условия съществуват по време на любителските УКВ състезания (кон-
тести). В Европа ежегодно се уреждат 4 големи УКВ контести, про-
226
веждани по правило в първата събота и неделя на месеците март,,
май, юли и септември. Освен тях отделните радиолюбителски органи-
зации уреждат множество субрегионални контести. Най-популярният
метод за оценка на резултатите от тези състезания е системата „Точка
за километър".
Особености при работа с отражение от Полярното сияние. Аурора-
връзките бяха подробно разгледани в глава първа, затова тук ще на-
помним само двете основни особености, характеризиращи тези връзки,
а именно: 1) двете станции насочват антените си не една към друга,
а на север — към Полярното сияние; 2) телефонията е неразбираема,
а телеграфните сигнали имат лош, ръмжагц тон, дължащ се на пара-
зитната модулация от бързия фединг на Аурора. Във връзка с втората
особеност на Аурора-сигналите прието е при тяхната оценка по RST
системата вместо оценка за тона да се дава буквата А. В този случай
един примерен рапорт ще има следния вид: RST 57А.
Добри условия за Аурора-връзки настъпват обикновено 26 часа
след възникване на внезапни йоносферни смущения, по време на залез
слънце или към 2—3 часй след полунощ. Своевременна информация
за възникването на йоносферни смущения може да се получи от еми-
сиите на WWV (вж. приложение 3).
За съжаление географското разположение на нашата страна е
такова, че на възможностите за Аурора-връзки трябва да гледаме
доста скептично и в крайня сметка да преценим метода за връзка по-
средством отражение от Полярното сияние като неперспективен за
нашите любители.
Особености при връзки с метеорно отражение. Любителските
връзки чрез отражение от метеорни следи обикновено се правят с цел
да се установят нови рекорди за обхвата, а не за размяна на дълги
съобщения. Както ще видим, това е продиктувано от самия характер
на връзката. За осъществяване на такива връзки любителите обикно-
вено използуват наличието на някои от ежегодните метеорни потоци
(вж. табл. 1-2). Двете станции, конто ще влизат във връзка, предва-
рително изготвят прецизно фиксирана по време програма за работа,
според която всяка станция през отделни интервали от време (напр.
5 минути) последователно предава и приема. Работи се на бърза теле-
графия. При образуването на достатъчно плътна метеорна следа на-
стъпва отражение на вълните и приемащата в момента станция чува
сигналите на предаващата станция. Условията за отражение траят
съвсем късо време, затова сигналите се приемат като откъслечни „про-
биви“ с изменяща се сила и продължителност. Най-късите пробиви,
известии под името пингове (изсвирвания), траят малка част от секун-
дата и дават само част от предаваната в момента точка или тире.
Най-дългите пробиви на сигнала, наречени бърстове (избухвания), могат
да траят до няколко минути и се дължат на така наречените „пре-
уплътнени метеорни следи", оставяни от големите метеори. Тъй като
сигналите се приемат на такива кратки откъслеци, между конто има
големи паузи, размяната на рапорти, местонахождение, имена, сведения
за апаратурата и пр., както това става при обикновените връзки, не
227
се прави, тъй като това би проточило връзката неимоверно дълго.
Затова е прието да се счита, че една връзка е проведена, ако са раз-
менени: 1) двата инициала; 2) рапортът; 3) финалното Разбира се,
това се отнася за двете станции.
При метеорни връзки оценката на сигналите (рапортът) се прави
не по RST системата, а като се използува специална за случая дву-
цифрена система. Първата цифра отговаря на продължителността на
първия приемлив „пробив", докато втората цифра представлява силата
на сигнала по познатата 9-бална система. Кодовете за продължител-
ността са, както следва: 1 — пингове; 2 — бърстове, траещи до 5
секунди; 3 — бърстове от 5 до 15 секунди; 4 — бърстове от 15 се-
кунды до 2 минути; 5 — бърстове с продължителност над 2 минути.
Например „S36“ означава бърстове с продължителност до 15 секунди
и сила 6.
Да предположим, че две станции, напр. OK2VCG и LZ1XY желаят
да направят връзка посредством метеорно отражение. Препоръчва се
те да следват следната програма: Предварително се уговаря програмата
и се разпределят минутите за предаване и приемане. Пръв LZ1XY вика
„OK2VCG de LZ1XY" в продължение на целия предавателен период.
Следващия период OK2VCG вика „LZ1XY de OK2VCG". Това после-
дователно викане и слушане продължава, докато едната станция чуе
достатъчно сигнали от другата станция, за да може с положителност
да я идентифицира. Да предположим, че първият сносен бърст, чут
от LZ1XY, е с S26. Той предава „OK2VCG de LZ1XY S26 S26 S26“.
OK2VCG прави същото, когато той идентифицира LZ1XY. Щом като
една станция, да кажем OK2VCG, е приела двата инициала и ра-
порта, тя започва да предава само „RRR RRR" и щом LZ1XY чуе това,
той също престава да предава инициалите и рапорта. Вместо това той
използува един от следните кодове, за да каже на OK2VCG каква
информация му е още необходима:
MS	MS	MS	—	искам	моя инициал и	рапорта
YS	YS	YS	—	искам	вашия инициал	и рапорта
МС МС МС — искам само моя инициал
YC	YC	YC	—	искам	само вашия инициал
ВС	ВС	ВС	—	искам	двата инициала
SSS	SSS	SSS	—	искам	само рапорта
ALL ALL ALL — искам всичко
След като чуе това, OK2VCG повече не предава „RRR RRR“, а се
опитва да достави информацията, която LZ1XY иска. Щом LZ1XY
запише всичко, той започва да предава също „RRR RRR“. Щом OK2VCG
чуе това, той прекъсва предаването и връзката е завършена. LZ1XY
ще трябва да продължи работата поне половин час, за да се увери,
че сигналите на OK2VCG са наистина прекъснати.
От само себе си се разбира, че при метеорните връзки се
изисква извънредно висока стабилност на честотата както на преда-
вателя, така и на приемника, а също така и точност на часовниците
от двете страни. За предварително еталониране по честота и време
228
могат да се използуват сигналите на WWV (вж. приложение 3). Нор-
малната продължителност на една любителска връзка с метеорно от-
ражение е от 1 до 5 часа.
Първата метеорна връзка в Европа е направена по време на Геми-
нидите 1959 година между HB9RG (Швейцария) и SM6BTT (Швеция).
Най-кратката връзка е била тая между OK2VCG (Чехословакия) и
SM3AKW (Швеция), завършила за 50 минути. Разстоянието между
OK2VCG и SM3AKW е 1508 километра.
В любителския жаргон и в чуждестранната литература за връзки-
те посредством метеорно отражение се използува терминът meteor
scatter contact или съкратено m/s qso.
*
А *
Един своеобразен показател за постиженията на радиолюбителите
в овладяването на ултракъсите вълни са рекордните радиовръзки,
зарегистрирани на различните обхвати. Зад всяка от тези връзки стой
задълбочено познаване на УКВ-техниката и разпространението на ултра-
късите вълнн, творческа конструкторска мисъл и завидна операторска
сръчност и умение. Тук даваме таблицата на световните и европей-
ските рекорди на радиолюбителите за различните УКВ обхвати, отне-
сени към началото на 1962 година.
СВЕТОВЦИ РЕКОРДИ
50 мгхц	JA6FR—LU3EX	19 190 км	Es	24. 3. 1956
145 мгхц	KH6UK W6NLZ	4087 км	Т	8. 7. 1957
435 мгхц	G3JHM—SM6ANR	1100 км	Т	14. 10. 1961
1250 мгхц	W1BU—W6HB	4340 км	ЕМЕ	21. 7. 1960
	K6AXN/6- W6DQJ/6	644 км	Т	14. 6. 1959
2300 мгхц	W6ET/6—W6IFE/6	240 км	Т	5. 10. 1947
5650 мгхц	K6MBL—W6V1X/6	54 км	Т	12. 10. 1957
10 000 мгхц	W7J1P/7—W7LHL/7	424 км	Т	31. 7. 1960
21 000 мгхц	W2RDL/2—W2UKL/2	23 км	Т	18. 10. 1958
30 000 мгхц	K6YYF/6—W6NSV/6	152 м	Т	17. 7. 1957
50 000 .иг.гч	W2RDL/2—W2UKL/2	46 м	Г	27. 9. 1958
	ЕВРОПЕЙСКИ	РЕКОРДИ		
145 мгхц	YU1CW—G3GOP	1874 км	Es	7. 5. 1961
	HB9RG-OH1NL	1800 км	MIS	13. 12. 1960
	OK2VCG—GW2HIY	1540 км	А	6. 10. 1960
	OKIVR/p—GI3GXP	1518 км	Т	28. 10. 1958
435 мгхц	G3JHM—SM6ANR	1100 км	Т	14. 10. 1961
1250 Мгхц	DL9GU/p—HB1RG	300 км	Т	2. 9. 1960
2300 мгхц	OKlKAD/p-OKlKEP/p	70 км	Т	4. 9. 1960
10000 мгхц	HB1FU—HB1JP	214 км	Т	18. 7. 1959
Съкратените обозначения в предпоследната колонка имат следните значечия:
Es — връзка посредством отражение от спорадичния £-слой;
Т — тропосферно разпространение;
ЕМЕ — връзка посредством отражение от Лунага;
M]S — връзка посредством отражение от метеорни следи;
А — връзка посредством отражение от Полярното сияние.
229
Приложение 1
ГРАФИК
5 В 7 в 910	20 '30 40 50	70 100	200	300 400 500 700 Ю00
---Отношение (т>ти}
230
Приложение 2
Т А Б Л И Ц И
за затихването и параметрите на някои коаксиални кабели
1. Линейно затихване на някои радиочестотни коаксиални кабели
за различии честоти
К а бел	10 мгхц	100 мгхи, ।	Затихване, дб!м		3000 мгхц
			300 мгхц	1000 мгхц	
РК-1	0,030	0,11	0,20	0,40	0,87
РК-2	0,022	0,09	0,15	0,33	0,68
РК-3	0,017	0,07	0,13	0,26	0,52
РК-4	0,017	0,07	0,13	0,26	0,52
РК-6	0,016	0,05	0,12	0,27	0,58
РК-19	0,056	0,20	0,32	0,60	1,13
РК-20	0,022	0,09	0,15	0,33	0,68
РК-28	0,022	0,09	0,15	—	—
РК-29	0,030	0,11	0,20	0,40	0,87
РК-47	0,022	0,09	0,15	0,33	0,68
РК-48	0,017	0,07	0,13	—	-
РК-49	0,035	0,13	0,23	0,46	0,90
231
2. Конструктивна и електрическа параметри на някои коаксиални кабели
Марка на кабела	Вътрешен проводник		Изолация
	конструк- ция	диаме- тър, мм	диаметър, вид мм
	Защитно покритие		о со о X «=:	съпр., ОМ	X <и X	м-;фи ,1а±и'пвив	Затих* вайе		. пропусками	сс X = £ §8 а-
		вьншен диаметър, мм								
							чгхц	О X ч <0 S S и X		
5					S			со	л	
			CQ		=5			S		
50-омови коаксиални кабели
РК-19	1X0,68	0,68	2,4 ±0,1	И-1	МО 01	4,2±0,3 51	105	45	0,156	140
РК-63	7X0,23	0,69	2,0+0,125	И-1 :	лмо об	3,3 ±0,3 46	125	—	—	120
РК-55	1X0,81	0,81	2,95 ±0,15	И-4	ЛМО 01	4,75 ±0,4'53	105	45	0,104	190
РК-59	1X0,81	0,81	2,95 + 0,15	И-4	ЛМД! 05	5,1 ±0,4 53	105	45	0,104	190
РК-29	1X1,37	1,37	4,8 ±0,2	И-1 ;	МД 01	9,8+ 0,6 50	105	45	0,082	420
РК-47	7X0,71	2,13	7,3 ±0,3	И-1	МО ' 01	10,3±0,6 52	101	45	0,065	650
РК-28	7X0,71	2,13	7,3 ±0,3	И-1	МД 1 01	11,1 ±0,7 । 52	101	45	0,065	650
РК-6	7X0,85	2,55	9,2+0,5	и-1:	МО I 01	12,4+0,8 52	101	45	0,052	800
РК-48	7X1,03	3,09	10,5 ±0,5	И-1	МО , 01	13,5 ±0,8 j 50	105	45	0,052	1000
РК-61	7X1,51	4,53	14,9 ±0,75	И-1 ;	МО 01	18,7 ± 1,1 50	101	45	0,039	1500
			75-омови коаксиални кабели							
РК-1	1X0,68	0,68	4,6 ±0,2	И-1	МО 01	7,3 ±0,4 77	68	45	0,082	275
РК-49	7X0,26	0,78	4,2 ±0,2	И-1	МО | 01	6,8 ±0,4 70	76	45	0,087	315
РК-20	7X0,37	1,11	7,2 ±0,3	И-1	МО I 01	10,4 ±0,6 77	68	45	0,061	550
РК-3	1X1,37	1,37	9,0 ±0,4	И-1	МО 01	13,0 ±0,8 74	70	45	0,048	850
РК-4	1X1,37	1,37	9,0 ±0,4	И-1	— 02	11,0+0,7 74	70	45	0,07	850
РК-60	19X0,41	2,05	13,1 ±0,8	И-1	МО 01	16,9 ±2,0 75	68	45	0,043	1250
РК-62	1X2,24	2,24	14,9 ±0,75	И-1	МО 01	18,7+1,1 75	68	45	0,035	1500
РК-8	1X2,73	2,73	18,0 ±0,9	И-1	МО 01	21,0 + 1,0 75	68	60	0,026	2000
ТКМ-75	1X3,0	3,0	20±1,5	И-1	МП 02	25±2	75		100	0,035	—
90-омови коаксиални кабели
РК-2 | 1X0,68 | 0,68 | 68+0,3 | И-1 I МО j 01 | 9,6+0,6 I 92 57 | 45 | 0,056 | 450
Условии обозначения: И-1 — изолация от кабелей полиетилен; И-4 — изоля-
ция от стабилизиран полиетилен; МО — оплетка от медин жичкн; МД — двойка
оплетка от медни жички;МП — медни плоски проводници и ленти; ЛМО — оплетка
от калайдисана медиа жичка; ЛМД — двойна оплетка от калайдисана медиа жина;
01 — обвивка от полихлорвинилова пластмаса; 02 — обвивка от олово; 05 — обвивка
от пигментиран полиетилен
232
Приложение 3
ЕТАЛОН ЗА ЧЕСТОТА И ВРЕМЕ
Стаицията UZUZV (Central Radio Propagation Laboratory, National Bureau of Stan-
darts, Washington, D. С) предана непрекъснато еталонни честоти и сигнали за време
на слецните честоти: 2,5, 5, 10, 15, 20 и 25 мгхц. Носещата честота се модулира по-
следователно с 600 хц и 440 хц през 5 мииути. Модулацията е приложена през чети-
рите мииути иа всеки 5-минутен период, а петата минута се използува за идеитифи-
цираие и даване на времето на телефон и телеграф. Програмата, по която работи U7U71Z,
може нагледно да бъде разбрана от дадените часовникови диаграми.
Сигнали за време. U7UZV дава всяка секунда по един импулс с продължителност
5 мсек, който се чува като чукане на часовник. Точността, с която се дават секундните
импулси, е две стомилионни + 1 мксек. Петдесет и деветият импулс на всяка минута
е премахнат (не се дава).
Точност по честота. Еталонните честоти, излъчвани от И/М/И, са с точност 2
стомилионни.
Сведения за прохождението. През време на едноминутния интервал преди два-
десетата и петдесетата минута на всеки час IVUZIZ дава сведения за прохождението на
вълннте, отиасящи се за Североатлантическата облает. Сведеиията се дават на теле
графия и съдържат една от буквите N, W или U, последвана от цифра. Буквите харак-
теризират прохождението на вълните в момента на предаването и имат следното зна-
чение :
U7 — йоносферно смущение в развитие или очаквано йоносферио смущение;
U — нестабилни условия, обаче връзките са възможии при използуване на голе.ми
мощности;
N — Липсват предупреждения.
Цифрите дават очакваните условия за разпространение през следващите 12 часа
и имат следното значение:
1 — невъзможни; 2 — много лоши; 3 — лощи; 4 — средни до лоши; 5 — сред-
ни; 6 - средни до добри; 7 — добри; 8 — много добри; 9 — превъзходни.
t
233
№
Приложение 4
Характеристики и цокли иа иякои лампи за УКВ
1. Триоди	__ _
	о> S ™ = S Е 4)	/макс,	^ОТ,	1	/ 1 'от,	"а.		*/pl,	S,	7?/,	а	Л’пг.	^ВХ,	^ИЗХ, 1 1	^прох,	Цокьл
С S Я	© 4» Я ® Си х оси	мгхц	в	i “	в	ма	8	ма,н	КОМ		о и	пф	пф	пф	
6С1Ж	г, У	6003	(	6,3	0,15	250	6,3	—7	2,2	11,4	1770	—	1,0	0,6	1,4	13 19
6С1П	г, У	500	1	6,3	0,15	250	6,3	—7	2,2 1	П,4	1770	—	1,2	1,1	1,4	
6F4	Г, У	1100s j	6,3	0,225	150	15	1601	5,8 5	2,9	—	—	2,0	0,6	1,9	1
6C3II	У		6,3	0,3	150	16	— 1,6	19,5 1	2,6	—	200	6,7	1,65	2,4	2
6С4П	У		6,3	0,3	150	16	-1,6	19,5 |	2,6	—	200	11,45s	3,758	0,17s	3
6С2П	г, у !		 1	6,3	0,4	150	14,5	1001	12 ;	4,6	—	400	5,58	4,1е	0,358	21
ЕС92	У. с 1			6,3	0,15	250	10	—2	5,5 ।	11	890	500	2,5	0,6	1,5	17
ЕС86	У, С 1	8002	6,3	0,17	175	12	—1,5	14 1	4,9	—	230	3,68	2,08	0,28	4
РС88	У	1000	|	4,1	0,3	160	12,5	1001	13,5 ;	4,8	—	230	3,88	1,88	0,058	5
EC806S :	i У, г :	8002 10003 1	6,3	0,17	175	12,5	1251	1 14 -	4,9	—	230	3,6s	2,08	0,28	4
ЕС903	г			6,3	0,2	100	16	—4	8 1	1,9	—	—	2,3	0,25 ।	1,7	0
417А	У			6,3	—	150	—-	—	24 i	—	—	105	—	—	—	/
416В	У .		6,3			200		2201	50	—	—	50	—	—		о
6С5Д4	г	337	6,3	0,75	250	15	2001	4,75	—	—	—	2,35	0,05	1,325	9 Q
2С4О4	г	33003	6.3	0,75	250	17	—5	5 ;	—	—					У
2. Двойни триоди
Лампа	Основно предназна- чение	/макс, мгхц	' 0!. в	4)Т, а		4/, на	иР.. в	5, ма;в 	1	1 КОМ	а	Мн, ом	^'ИХ, пф	пф	('прох, пф	Ц оь г*л
6НЗП		 У, г		6,3	0,35	150	7,7	2401	4,9	7,5	560	700	2,5	1,4	1,3	27
6Н15П	У, г	6003	6,3	0,45	100	9	501	5,6	6,8	-	470	2,0	0,4	1,4	16
ЕСС81	У, Г, с	—	6,3 12,6	0,30 0,15	250	10	—2	5,5	11		1	2,5	0,45	1,7	22
ЕСС85	с, Г, У			6,3	0,43	250	10	—2,3	5,9	9,7			3,0	0,18	1,5	24
ЕСС86	с, Г, У			6,3	0,33	6,3	0,9	—0,4	2,6	5,4	—	5000	3	1,8	1,3	24
6Н14П	КУ			6,3	0,35	90	10,5	-1,3	6,8	3,2	800	700	2	0,4	1,4	25
6Н23П	КУ	—	6,3	0,3	90	15	-1,2	12,7	—	220	300	3,6	2,0	1,55	24
ЕСС84	КУ	—	6,3	0,3	90	10	-1,5	6	4	—	— -	2,3	2,5	—	25
ЕСС88	КУ			6,3	0,35	90	15	—1,3	12,5	2,6	—	300	3,0	2,8	1,4	24
ECC801S	У, г	—	6,3 12,6	0,30 0,15	250	10	—	5,5	И	—	—	2,5	0,4	1,6	22
ECC802S	У, г	—	6,3 12,6	0,30 0,15	250	10,6	8001	2,2	7,7	—		1,75	0>3	1,6	22
235
236
3. Пентоди
Лампа	Ц>т, в	4)т, a	Ц,, 8	^а, ма	"р2, в	'р2, ма	UP1. 8	3 ма!в	*i, КОМ	а	ом	^вх, пф	Сизх, пф	с '“ИрОХ, пф 1	Цо къл
6Ж1П	6,3	0,175	120	7,5	120	3,5	2001	5,2	300	330	1880	4	2,1	0,01	18
6Ж1Ж	6,3	0,15	250	2,0	100	0,5	—3	1,4	1400	800—2200	5310	3,4	3,0	0,007	15
6Ж1Б	6,3	0,2	120	7,5	120	3,5	2002	4,8	—	700	1800	4,8	3,8	0,03	14
6К1П	6,3	0,15	250	6,7	100	2,7	з	1,8	700	500	13280	3,4	3,0	0,01	18
6Ж2П	6,3	0,175	120	5,5	120	5,5	2501	3,5	75	—	5180	4,3	2,3	0,02	20
6Ж20П	6,3	0,45	150	18	1505	45	+ 6 —1,1е	17	60	—	—	8,5	2,5	0,03	11
EF80	6,3	0,3	170	10	170	2,5	—2	7,4	500	—	—	7,5	3,3	0,007	23
D3a	6,3	0,32	190	22	160	6	+ 10 4001	35	120	—	150	10	2,0	0,035	10
E180F	6,3	0,3	190	13	160	3,3	4-9 6301	16,5	90	—	460	7,5	3,0	0,03	10
ECF827	6,3	0,4	170	10	110	3,3	—1	5,5	400	—	—	5,2	2,6	0,001	26
6Ф1П7	6,3	0,4	170	10,5	170	4	—2	6,2	400	—	—	5,5	3,4	0,025	26
Г — генератор; У — усилвател; С — смеснтел; КУ — каскоден усилвател
1 катодно съпротивление, ом; 2 като усилвател; 3 като генератор; 4 лампа с дискови изводи; 5 данните се отнасят за
третата решетка; 6 данните се отнасят за втората решетка; 7 триод-пентод, данните се отнасят за пентодната част; ’ в схема
със заземена решетка
4. Предавателни лампи
Лампа	ГУ-32	|	ГУ-29 ДТТ1	|	ДТТ' 1		SRS 4451	SRS 4452	;	LD2	LD 5	LD 9	LD 12 I	
тип			ДТТ1	ДТТ1	|	ТР 1	ТР	МТР	МТР
Сот, в	6,3/12,6 /от, а	1,6/0,8 S,Maje	j	3,5 Ра доп, вт	।	7,5 /,/макс, MZXU,	/макс=200 Са, в	500	1	750 /а, ма	36	1	24 СР2, в	200	200 /р2, ма .	7	7,5 СР1, в	—65	!	—65 /р1, ма	1,3	1,4 Р~,-вт	264	|	264 Срк, пф	7,8 Сак, пф	3,8 Capl, пф	<	0,05 Цокъл	|	12 Еквивалент	।	832А		6,3/12,6 2,25/1,12 12 20 /макс ~ 200 500	750 120	80 200	200 16	15 —45	—55 6	6 834	874 15 7 0,1 12 829В	6,3 1,8 4,5 20 200	500 600	500 100	100 250	250 16‘	204 80	— 2,5	3,0 904	604 10,5 3,2 0,08 12 QQE 0,6/40	6,3	12,6	12,6 1,3	,	0,175	0,24 2,5	9,3	।	10 10	!	12	25 200	600 | /макс “600 1 /макс = 800 600	400	200	j	250 50	50	30	1	50 250	250	—	,	— 4	2,5	;	—	।	— —60	—50	1—4	1—6 0,7	0,7	,’	- 484	204	—	6 5,5	— 2,0	;	— —	3,5	1	2,2 12	28	29 QQE 03,20	—	|	—		12,6 1,1 23 3002 1600 3300 1500	— 175	— —20	— 40	15 9 0,025 3 ГС-9Б	12,6 0,8 10 - 803' 3300 500 800 93 97 —6 —15 7 3 2 5 10 0,04 2,4 ГИ-12Б
ДТТ — двоен тетрод; ТР — триод ; МТР — металокерамичен триод
1 данните се отнасят за една лампова система; 2 при въздушно охлаждане 500 литра|’мин ; 3 при въздушно охлаждане
60 литра/мин; 4 данните се отнасят за двете лампови системи
238
239
ИЗПОЛЗУВАНА ЛИТЕРАТУРА
1. Долу ха нов М. П., Распространение радиоволн, Москва, 1960. 2. О г г W.,
J о h n s о n Н. G., VHF Handbook, Wilton, Conn. 3. Груд и иска я Г. П., Рас-
пространение ультракоротких радиоволн, Москва, 1960. 4. Дальнее распространение
ультракоротких волн за счет разсеяиия в тропосфере, Сборник статей, Москва, 1956.
5. Давыденко Ю. И., Нечаев Н. Т„ Особености распространения метровых
радиоволн, Москва, 1960. 6. Ар она М. П., Метеорная радиосвязь, Москва, 1960.
7. Сифоров В. И., Радиоприемники сверхвысоких частот, Москва, 1957. 8. Жереб-
цов И. IL, Техника метровых волн, Москва, 1959. 9. Чистяков Н. И., Сидо-
ров Б. М., Мельников В. С., • Радиоприемные устройства, Москва, 1958.
10. К у л и к о в с к и й А. А., Волошин И. А. Потрясай В. Ф., Основы учеб-
ного проектирование радиоприемников, Москва, 1956. 11. Линде Д. П., Основы рас-
чета ламповых генераторов СВЧ, Москва, 1959. 12. Antenna book, ARRL, Inc, West
Hartford, Connecticut, 1960. 13. Тетерич H. M., Генераторы шума, Москва, 1961.
14. Rambousek A., Amaterska technika velmi kratkych vln, Praha, 1961. 15. The
radio amateur’s handbook, ARRL, West Hartford Conn, 1952. 16. The radio amateur’s
handbook, ARRL, West Hartford, Conn, 1960.
Списания
„Радио", Москва, год. 1958, 1959, 1960, 1961.
.Das DL—QTC“, Stuttgart, Jahrgang 1957, 1958, 1959, 1960, 1961.
„RSGB Bulletin», Londdn, 1960, 1961.
,Amat6rske radio». Praha, 1961.
240
С Ъ ДЕРЖАНИЕ
Предговор..................................................................... 3
Глава първа. Разпространение на ултракъсите вълни............................. 5
Характеристики на радиовълните	.................................... 6
I.	Разпространение на УКВ в близката	зона.................................. 11
1.	Разстояния, по малки от далечината на хоризонта.................... 12
2.	Разпространение в района на хоризонта. Еквивалентен земен радиус . .	14
.5	. Влияние на неравностите по повърхиостта на земята................ 18
4.	„Усилване" от препятствия.......................................... 22
II.	Далечно разпространение на УКВ........................................ 25
1.	Тропосферно разпространение иа УКВ................................. 25
а.	Характеристики на тропосферата................................... 25
б.	У.етеорологичната обстаиовка и УКВ—Г)Х.............'............ 28
в.	Тропосферно разсейваае........................................... 32
2.	Йоносферно разпространение на УКВ.................................  36
а.	Отражение на УКВ от слоя /•'>................................... 39
б.	Отражение от спорадичния £-слой	 ..............................40
в.	УКВ връзки посредством отражение	от	Полярното сияние (Аурора) .	41
г.	Връзки посредством отражение от метеорни	следи.................. 44
Глава втора. Елементи на апаратурите за УКВ.................................. 49
1.	Явления, свързани с повишаването на честотата...................... 49
а.	Дължина на вълната и геометрични размери на детайлите........... 49
б.	Загуби от излъчване.............................................. 50
в.	Повърхностен ефект (скин-ефект).................................. 50
г.	Диелектрнчни загуби.............................................. 51
д.	Шумове на елементите от схемата (вътрешни шумове)............... 51
2.	Детайли за УКВ апаратури........................................... 53
а.	Сопротивления.................................................... 53
б.	Кондензатори..................................................... 54
в.	Бобини........................................................... 58
г.	Високочестотии дросели .......................................... 61
3.	Трептящи кръгове за УКВ ........................................... 61
а.	Кръгове със съсредоточени параметри............................. 62
б.	Резонансни линии................................................ 63
в.	Кръгове от преходен тип......................................... 66
4.	Лампи за УКВ....................................................... 67
а.	Особености на работата на лампите	в	обхвата на УКВ.............. 67
б.	Шумове на електрониите	лампи................................. 71
в.	Приемни и предавателни	лампи за	УКВ............................ 71
Глава трета. Приемници за УКВ................................................ 78
1.	Чувствителност на приемника........................................ 79
а.	Шумове на приемната антена...................................... 79
б.	Реална и гранична чувствителност................................ 80
в.	Коефициент на шума (шумово число)............................... 81
16 УКВ техника
241
2.	Високочестотни стъпала.............................................. 82
а.	Входни вериги ................................................... 82
б.	Определяне коефициента на	шума................................... 85
в.	Високочестотни усилватели........................................ 89
г.	Смесителни стъпала............................................... 97
д.	Осцилатори.......................................................101
е.	Междинночестотни усилватели......................................102
3.	Свръхрегеиеративни приемници........................................103
4.	Параметрични усилватели..............................•............107
5.	Конструкции на любителски приемници	за УКВ........................114
а.	Прост еднолампов конвертор за 145 мгхц.........................115
б.	Конвертор за 145 мгхц с две лампи..............................117
в.	Конвертор за 145 мгхц с каскоден усилвател.....................119
г.	Висококачествен конвертор за 145 мгхц..........................121
д.	Прост конвертор за 435 мгхц....................................124
е.	ВЧУ за 70-сантиметровия любителски диапазон....................126
Глава четвърта. Предаватели за УКВ.........................................12Ж
Особености на любителските УКВ предаватели........................128
1.	Осцилатори за УКВ предаватели....................................133
а.	Стабилност на честотата.................................... 133
б.	Паразитна амплитудна и честотна модулация......................134
в.	Избор на схема...................................................134
2.	Умножителни стъпала................................................14Ж
3.	Крайни стъпала.....................................................132
а.	Избор на радиолампа .	•.....................................142
б.	Връзка с предното стъпало .......................................143
в.	Анодни кръгове на	крайното стъпало...............................145
г.	Връзка с антената................................................ 149
д.	Режими и регулиране на крайиото стъпало........................152
4.	Модулация иа УКВ предаватели.....................................155
5.	Конструкции на УКВ предаватели...................................162
J'	г ь ета. Антена за ултракъси вълнн ...................................165
1.	Параметри на антените.............................................166
а.	Коефициент на насоченост........................................167
б.	Коефициент на полезно действие..................................I6S
в.	Усилване на аитената ...........................................169
г.	Действуваща площ на антената....................................179
д.	Съотношение „напред-назад" .....................................173
2.	Полувълнов дипол .................................................173
3.	Рефлектори и директори............................................176
4.	Многоелементни антени.............................................178
а.	Синфазни антени.................................................178
б.	Антени тип „вълнов канал".......................................181
5.	Проводникови антеии...............................................193
6.	Рефлекторни антени ...............................................194
7.	Конструиране на УКВ антени........................................196
а.	Мачти и носещи конструкции......................................197
б.	Въртене на антените.............................................201
8.	Практически конструкции на УКВ антени.............................204
Глава шеста. Измервания в апаратурите за	УКВ..........................200
1.	Измерване иа честотата и дължината на	вълиата..................209
а.	Абсорбционен вълномер...........................................209
б.	Измерителна линия...............................................210
в.	Хетеродинен иидикатор на резонанса	(грид-дипметър)..............211
2.	Измерване коефициента иа бягащата вълна във фидерната линия • . 214
242
3.	Измерване- на коефициента на шума. Шумов генератор ...............217
а.	Диоден шумов генератор..........................................217
б.	Шумов генератор с полупроводников диод..........................219
в.	Измерване на коефициента на шума с шумов генератор..............226
4.	Индикатори на напрегнатостта на електромагнитното поле. Определяне
диаграмата на излъчване на антената..................................221
Глава седма. Любителска дейност на ултракъси вълни .........................222
1.	Характеристики на УКВ обхватите...................................22Й
2.	Операторска дейност на ултракъси	вълни ...........................226
Приложения..............................................................236
Използувана литература ................................................ 237
В. Д. Терзие», А. Д. Венко», С. И. Мутафог
УКВ ТЕХНИКА ЗА РАДИОЛЮБИТЕЛИ
Редактор: Иван Гане*
Корица : Дамитър Петра*
Художествен редактор : Марая Димитров*
Технически редактор : Боян Сдавав
Коректор : Дафина Стоянова
Дадена за набор на 12. VII. 1962 г. Подписана за иечат на 19. X. 1962 i.
Печатни коли : 15,25 Издателски коли : 15,25
Формат : 65X92/16 Тираж : 2075
Темат. 1668 Издат. № 1485 Лит. трупа Ш-2
Книжно тяло 0,61 лв. Подвързия 0,23 лв.
Цена 0,84 лв. по ценоразписа от 1962 г.
Държавно издателство „Медицина и физкултур а“, пл. Славеиков 11
Държавна печатница „Георги Димитров1*, София
243
ЗАБЕЛЯЗАНИ ПЕЧАТНИ ГРЕШКИ
Стр.	Ред	Напечатано	Да се чете	По вина на
9	12 отгоре	фиг. 1-2, а	фиг. 1-3, а	автора
21	11 отгоре	№	F ZJ2X	печатницата
36	втората скала	в ниво на прием-	Ниво на входа на	автора
	на фиг. 1-26	ника	приемника	
38	9 отдолу	Х-10 м	X < 10 м	автора
51	10 отгоре	навч	на вч	печатницата
51	20 отгоре	при	от	редактора
55	22 отгоре	— за блокировка	за блокировка и	
		и филтрация	филтрация	
85	8 отгоре	на максимално	по максимално	коректора
113	1 отгоре	поаксиални	коаксиални	печатницата
124	17 отгоре	за 420 мгхц	за 435 мгхц	автора
		за обхвата	за обхвата	
125	5 отгоре	420—430 мгхц	435 мгхц	
125	5 отделу	425 мгхц	435 мгхц	
130		У		
	2 отдолу		f	печатницата
130			, д/	
	1 отдолу	f~ f	f' f	
131	5 отгоре	840 кхц	870 кхц	автора
152	1 отдолу	включени	включвани	коректора
155	8 и 9 отдолу	предназначеиието	преднапрежението	
156	1 отдолу	, предназначеиието	преднапрежението	-
184	6 н 12 отдолу	'	0,05 X	0,005 X	автора
188	9 отдолу	фиг. 5-14, в	фиг. 5-14, б	автора
191	На фиг. 5-16	г е пропусиато означението на точките		
	А и В. Точка А е точката на свързване на фидера към tZ-коляното, а точка В е симетричната на А точ-			автора
	ка върху другото рамо на tZ-коляното.			
192	1 отгоре	фиг. 5-23, в	фиг. 5-16, в	автора
204	12 отдолу	нечинаещия	начинаещия	коректора
212	23 отгоре	бобината	бобина	автора
222	1 и 14 отдолу	145 мгхц	144 мгхц	редактора
225	13 отгоре	2850 мгхц	5850 .игл7<	коректора
229	14 отдолу	G3GOP	G3GOP/P	автора
Цена 0'84 лв.