Текст
-
-
2
2
0
0
1
1
3
3
2
2
K
K
?
?
C
C
A
A
:
:
2
2
7
7
Заключительная часть
схемотехнического
обзор
а
периодической печати за 2012 г.
Особый интерес представляет
сборник статей
Валентина Володина
(
Одесса
)
«
М
оделирование силовой электроники
»
.
Выпускающий редактор:
С. Степанов
Над выпуском работали:
С. Муратчаев
В.
Володин
С. Скворцов
В. Гр
ошев
В. Смирнов
Художник
:
О. Агафонов
E
-
mail
:
radioyearbook@g
mail.com
Август
201
3
Информационная поддержка
:
Портал
"РадиоЛоцман
"
www.rlocman.ru
Официальные версии журнала
доступны для свободной загрузки
:
www
.rlocman.ru/radioyearbook
ТЕМАТИЧЕСКИЙ ОБЗОР ПЕЧАТИ И ИНТЕРНЕТ
-
РЕСУРСОВ
2
2
5
5
4
4
A
A
E
E
5
5
<
<
K
K
!
!
коллекцией электрических схем надо работать творчески.
Во многих случаях даже беглый просмотр всех схем подряд
мо
жет на подсознательном уровне привести к «озарению»
.
С.М. Рюмик
, «1000 и одна микроконтроллерная схема», вып. 1
"
"
:
:
!
!
"
"
'
'
"
"
/
/
СОДЕРЖАНИЕ (132 статьи)
РадиоЛоцман
Способы уменьшения тепловыделения в однотактных трансформаторных конвертерах * .. 9
Современные микросхемы для источников питания позволяют добиться
нулевого потребления в дежурном режиме * 36
Электропитание PLC модемов * 41
Понимание различных методов коррекции коэффициента мощности
для AC/DC преобразователей * 49
Вынесенные цепи обратной связи в источниках питания * 53
Беспроводная зарядка сделает жизнь комфортнее (и «зеленее») * 56
Источник отрицательного напряжения на основе понижающего преобразователя * 60
Подключение ионисторов к устройствам сбора энергии * 64
Технический учет электроэнергии с микросхемами Texas Instruments * 71
Технология изоляции помогает интегрировать системы солнечных элементов
в интеллектуальные энергетические сети * 78
Компоненты и Технологии
Первичные марганцево-цинковые химические источники тока
для промышленного применения * 85
Способы заряда Li-ion аккумуляторов и батарей на их основе * 88
Интегральные AC/DC-преобразователи напряжения фирмы PEAK Electronics * 92
Электронные компоненты
Понижающий SEPIC-преобразователь с улучшенными характеристиками * 97
Повышение плотности мощности в изолированных преобразователях * 100
Улучшенная топология для формирования биполярного питания
из одного входного напряжения * 103
Изолированные однокаскадные AC/DC-преобразователи с КПД до 98% * 110
Коррекция асимметрии напряжений в полумостовых преобразователях
в режиме управления по току * 115
Некоторые особенности проектирования квазирезонансных DC/DC-преобразователей * ... 119
Синфазный шум в маломощных источниках питания * 121
Влияние прерывистой проводимости на преобразователи в токовом режиме * 123
Конструирование первичной обмотки трансформатора обратноходового преобразователя* 127
Корректоры коэффициента мощности от Silan Microelectronics * 129
Повышение эффективности системы питания во встраиваемых приложениях * 131
Искусство выбора источника питания * 134
Электронные компоненты и системы
Новые драйверы и DC/DC-преобразователи для управления IGBT-транзисторами * 138
Суперконденсаторы компании Murata * 141
Компоненты TI
Разработка источника питания со сверхнизким уровнем шумов для аналоговых схем * .... 143
IQ: что это? Чем не является IQ? И как можно использовать IQ? * 145
SEPIC-топология с взаимосвязанными индуктивностями. Характеристика и преимущества* 150
Повышающий регулятор с частотно-импульсным управлением * 154
Подсветка планшетных ПК * 158
Примеры Qi-совместимых устройств беспроводной зарядки * 162
Современная Электроника
Преимущества многофазного понижающего конвертера * 166
Использование мощных полевых транзисторов и операционных усилителей
в прецизионных регуляторах и стабилизаторах напряжения * 169
Управляемый двухканальный стабилизатор тока * 177
Стабилизация выходного напряжения обратноходового преобразователя
путём возврата энергии в первичную цепь * 182
Сверхминиатюрные изолированные DC/DC-преобразователи
со стабилизированным выходом и ультранизким уровнем пульсаций * 184
Радио
Импульсный регулируемый блок питания для ламповой аппаратуры (IRF740, IRF7309) .... 192
Лабораторный блок питания с управлением на микроконтроллере (PIC16F88, LM35) 193
Симисторный регулятор мощности паяльника, не создающий помех (КУ208, К561ЛА7) ... 194
Устройство питания микродрели (LM337, TL431) 195
Защитный выключатель постоянного напряжения питания (КТ639) 196
Дистанционный выключатель на основе УЗО 196
Стабилизатор нагрева паяльника 25 Вт (TL494, КП707) 197
Люминесцентная лампа с питанием от низковольтного источник (IRFZ30, К561ТЛ1) 198
Трёхдиапазонный ламповый KB приёмник. Блок питания (IRF710, IRF520, BSP254) 199
Стабилизированный блок питания для паяльников (КР1182ПМ1А) 200
Симисторный регулятор мощности и автомат управления освещением (DB3) 201
Устройство дистанционной блокировки потребителей электроэнергии (К561ТМ2) 202
Простое зарядное устройство для автомобильных аккумуляторных батарей (КУ202) 203
Замена лампы светодиодом в фонаре-брелоке (PN2907) 203
Автоматическое четырёхканальное зарядно-разрядное устройство (ATmega32) 204
Походный светодиодный светильник (МС34063А) 206
Автомат защиты от недопустимого напряжения в электросети (ATmega8) 207
Микрокалькулятор — источник электроэнергии 208
Синхронное включение блоков питания ATX (РС817) 208
Микросхема HVLED805 для импульсных сетевых блоков питания 209
Расчёт ИИП на микросхемах серии VIPer-plus 210
Транзисторный сетевой выключатель (MJE13003, 2SB1011) 210
Автономный блок питания (МС34063, МС2937А-3,3) 211
Стабилизаторы напряжения на микросхеме ВА6220 212
Радиоаматор
Блок питания на 3 В (7808, 79L05) 213
Простые конструкции из неисправной «экономки» 214
Стабилизатор напряжения питания фары для скутера (IRF5305) 214
Ремонт ИБП модема ASMi-52 после повреждения во время грозы (ТОР243) 215
Простой озонатор из ОС старого телевизора (КУ202Н) 216
«Вечные «Кроны» для мультиметра (КТ315Б) 216
БП с вольтметром и амперметром из неработающих мультиметров М830 (КТ819) 217
Устройство контроля трех аккумуляторов (PIC16F877A, ACS754) 218
Маломощный бестрансформаторный регулируемый блок питания (КР140УД12) 219
Радиокомпоненты
Ремонт источника питания МФУ Canon Pixma МР180 (КР142ЕН8) 220
Фен с электронным регулятором мощности (КР1167КП1) 221
Зарядное устройство со светодиодной индикацией (IRF954) 221
Зарядка малогабаритных аккумуляторов от автомобильного аккумулятора 223
Электронный балласт для люминесцентного светильника мощностью до 40 Вт 224
Электрик
Источник питания на базе модуля импульсного блока питания C076-PSE 227
Устройство плавного пуска коллекторного двигателя (К1182ПМ1Р) 229
Аварийный источник освещения с автоматическим включением (KF1504, КП505) 230
Ремонт и модернизация светодиодного аккумуляторного фонарика 231
Светодиодные ночники в электророзетке (К561ТМ2, КП502, ФД265) 232
Маломощный источник питания 48 В/36 В (КТ816) 233
Мощный генератор тока (КТ808) 234
Компактный фильтр питания для электролюминесцентного светильника 234
USB-зарядка на микросхеме МС33063А 235
Генератор с ШИМ-модулятором (CD4007) 235
Двухполупериодный синхронный выпрямитель (CD4007, IR4427, IRL2505) 236
Регулятор напряжения на MOSFET-транзисторах (1RF540, IRF840) 237
Универсальный стабилизатор напряжения питания (LD1117AV33) 238
Радиоконструктор
Генератор тока нагрузки на биполярных транзисторах (КТ817, 2SC3987) 239
Два устройства для зависимого включения электроприборов (КП601, 2SK1464) 240
Зависимое включение нагрузки (МОС3042, ВТ139) 241
Повышающий стабилизатор напряжения на ИМС МС34063А 242
Простой источник высокого напряжения 242
Включение питания принтера от USB-порта 243
Светодиодный индикатор тока сети 220V (КЭМ-2) 243
Снижение пиковой нагрузки на сеть (К561ИЕ8, КТ815) 244
Мощный регулируемый низковольтный блок питания на микросхеме LX8384-00 CP 245
Блок для питания портативной аппаратуры в автомобиле 246
Двухканальный стабилизатор напряжения на TDA8138B 246
Стабилизаторы напряжения на микросхеме 78R12 247
Использование блока питания компьютера АТХ в радиолюбительской практике 248
Преобразователь напряжения для питания электроприборов
от автомобильного аккумулятора (CD4093, 2N3055) 251
Автоматический выключатель зарядного устройства (LM311) 251
Кодовый замок с источником бесперебойного питания (К1401СА2) 252
Радиомир
Аттенюатор тока в энергосберегающих лампах 254
Бесперебойное питание аппаратуры 256
Ночник на батарейке (TS555CN) 256
Антикоррозийная защита оборудования (КТ3107) 257
Электролизер для гальванопластики (К561ИЕ16, NE555, IRF2505, IRF5305) 258
Сетевые фильтры 259
Электронный балласт люминесцентных ламп (КД226) 261
Зарядное устройство в багажнике автомобиля (КУ201) 261
Солнечная батарея (П213-П217) 262
Стабилизатор напряжения на МОП-транзисторах (TL431, IRF510, IRF9510) 263
Имитатор автомобильного аккумулятора (КТ827) 264
Уменьшаем "аппетит" трансформатора 264
Радиохобби
Преобразователь напряжения, одновременно создающий инвертированное и
удвоенное напряжение источника (ВСР53, ВСР56, 2N2369) 265
Модификации схемы выпрямителей Греца с дополнительными умножением и
инверсией полярности напряжения 266
Лабораторный двухполярный блок питания ( LM317T, LM337T) 267
Валентин Володин: моделирование силовой электроники 270
Моделирование сложных электромагнитных компонентов
при помощи Spice-симулятора LTspice/SwCAD * 274
Пополнение библиотеки схемных элементов симулятора LTspice.
Создание модели ШИМ-контроллера TL494 * 282
Способ контроля одностороннего подмагничивания трансформатора преобразователя * .. 294
Гистерезисная модель нелинейной индуктивности симулятора LTspice * 298
Моделирование индуктивностей с порошковыми сердечниками
при помощи симулятора LTspice * 303
Бесплатные версии программ расчета дросселя с порошковым сердечником * 310
Создание моделей электромагнитных компонентов по результатам эксперимента * 318
Расчет нерассеивающего демпфера DC/AC-преобразователя * 326
Назначение параметров модели трансформатора в Spice симуляторах * 333
Создание модели трансформатора в симуляторе LTspice * 339
Настройка гистерезисной модели LTspice * 343
Расчёт и моделирование современного сварочного источника переменного тока * 348
(*) Статьи любезно предоставлены издателями или авторами и воспроизводятся полностью.
Остальные материалы публикуются в соответствии со статьей 1274 Гоажданского Кодекса РФ.
Журнал для тех, кто интересуется электроникой
РАДИОЛОЦМАН
Источники
питания
http://www. rlocman. ги/magazine/
µÓÒÕÒÅß×ÐÉÑàÜÉÑÌã
ÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌã
ÆÒÈÑÒÖÄÎÖÑßÙ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑßÙ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙ
¦Ã§ÔÒÜÉÆ
¬ÕÕÏÉÈÒÆÄÑÌÉÔÉÄÏàÑßÙÒÅÔÄËÚÒÆÒÈÑÒ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌãáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÍ
ÖÄÎÖÑßÙÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑßÙÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÆ
áÑÉÔÇÌÌÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÒÌËÑÌÙÐÒÊÑÒÌÕÓÒÏàËÒ
ÓÔÉÈÑÄËÑÄÛÉÑÑßÙÈÏãÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌãÕÉÖÉ
ÆÄÖàÓÔÌÕÒËÈÄÑÌÌÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍÕÔÉÈÑÉÍ
ÆÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÆÓÒÕÖÒãÑÑßÍÖÒÎÌÏÌÑÄÓÔã
ÐÒÝÑÒÕÖÌÏâÅÒÇÒÖÌÓÄ
ÊÉÑÌÉÓÒÎÄËßÆÄÉÖÛÖÒÆÖÄÎÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙ
·ÕÏÒÆÌãÔÄÅÒÖßÆßÕÒÎÒÆÒÏàÖÑÒÇÒÎÒÐÐ×
ÌÐÉÉÖÕãÛÉÖßÔÉÒÕÑÒÆÑßÙÌÕÖÒÛÑÌÎÄÖÉÓÏÒÆß
ÖÌÔ×âÝÉÇÒÎÏâÛÄÆÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÖÉÏàÑßÙÒÈÑÒ
ÈÉÏÉÑÌãÑÄÎÒÖÒÔßÉÓÔÌÙÒÈÌÖÕãÈÒ
ÆÕÉÍ
ÖÄÎÖÑßÙÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÒÖÏÌÛÄâÖ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÓÒÖÉÔàÁÖÒÒÕÑÒÆÑÒÍÎÒÐÐ×ÖÌÔ×â
ÕãÒÖÔÉÊÌÐÄÉÇÒÔÄÅÒÖßÆ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÕÓÔÌ
ÝÌÍÎÏâÛáÏÉÐÉÑÖßÓÒÈÄÆÏÉÑÌãÆßÅÔÒÕÄÑÄ
Ñ×ÈÌÖÉÏàÑßÐÖÄÎÖÌÔÒÆÄÑÌÉгÔÌÛÉÐáÖÌ
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÌ
×ÕÏÒÆÌãÆÕÉÇÈÄÙ×ÊÉÄÓÒáÖÒÐ×ÓÒÖÉÔÌÐÒÝ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔµÒÈÉÔÊÄÑÌÉÈÄÑÑÒÍÕÖÄÖàÌ
ÑÒÕÖÌÑÄÎÏâÛÉÆÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÖÉÏàÑßÙ×ÕÖÔÒ
ÎÄÕÄÉÖÕãÆÒÓÔÒÕÒÆÕÑÌÊÉÑÌãÐÒÝÑÒÕÖÌÔÄÕ
ÍÕÖÆÄÙÆßÜɲÈÑÄÎÒÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÖÉÏàÑßÉÎÒÑ
ÕÉÌÆÄÉÐÒÍÑÄÆßÕÒÎÒÆÒÏàÖÑÒÐÎÒÐÐ×ÖÌÔ×â
ÆÉÔÖÉÔßÑÄÐÑÒÇÒÓÔÒÝÉÌÈÉÜÉÆÏÉÕÆÒÌÙÎÒÑ
ÝÉÐÎÏâÛÉÕÉÖÉÆÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÔÉÜÉÑÌÉ
Î×ÔÉÑÖÒÆÌÌÙÓÔÌÐÉÑÉÑÌÉÆÑÉÎÒÖÒÔßÙÕÏ×ÛÄ
ÓÔÒÅÏÉÐÕÈÔ×ÇÌÐÌÌÕÖÒÛÑÌÎÄÐÌÓÒÖÉÔàÅ×È×Ö
ãÙãÆÏãÉÖÕãÅÒÏÉÉÓÔÌÆÏÉÎÄÖÉÏàÑßгÔÌÐÉ
ÔÄÕÕÐÒÖÔÉÑßÆÕÏÉÈ×âÝÉÍÓ×ÅÏÌÎÄÚÌ̳ÔÌ
ÔÒÐÐÒÊÉÖÕÏ×ÊÌÖàÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÌËÆÉÕÖÑßÙ
ÛÉÐÙÒÖãÆÕÉÔÉÎÒÐÉÑÈÄÚÌÌÑÄÓÔÄÆÏÉÑßÆ
ÆÄÔÌÄÑÖÒÆÖÄÎÌÙÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍ?AÆÎÄÛÉÕ
ÒÕÑÒÆÑÒÐÑÄ×Ï×ÛÜÉÑÌÉÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÄÆÖÒ
ÖÆÉÐÄÏÒÐÒÝÑßÙËÄÔãÈÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖƦ
ÎÒÏÉÅÄÖÉÏàÑßÙÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÆÎÄÎÑÄÌÅÒÏÉÉ
ÒÕÑÒÆÑÒÍÐÄÕÕÉÐÒÝÑÒÕÖàÖÄÎÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆ
áØØÉÎÖÌÆÑßÙÒÈÑÒÖÄÎÖÑßÙÌÐÓ×ÏàÕÑßÙ
»ÄÕÖà
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà
®ÄÎÆÌÈÑÒÌËÕÙÉÐßËÄÐÉÝÉÑÌã
ÓÒÕÏÉÆßÙÒÈÄÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÑÒÇÒÎÏâÛÄ
:8ÌËÑÄÕßÝÉÑÌãÒÑÕÖÄÑÒÆÌÖÕã
ÒÈÑÌÐÌËáÏÉÐÉÑÖÒÆÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÒÕÖÒ
ãÑÑÒÇÒÖÒÎÄÒÅÔÄËÒÆÄÑÑÒÇÒáÏÉÐÉÑÖÄ
ÐÌ:8:8Ì6ÆÙÒÈÑßÐÖÒÎÒÐÈÏã
ÎÒÖÒÔÒÇÒãÆÏãâÖÕãÖÒÎÌÛÉÔÉË66Ì
ÖÒÎÛÉÔÉËÉÐÎÒÕÖàÎÒÏÏÉÎÖÒÔÅÄËÄ:8
¶ÒÎÛÉÔÉË6ÒÖÕ×ÖÕÖÆ×ÉÖÓÒÕÎÒÏàÎ×Î
ÐÒÐÉÑÖ×ÒÎÒÑÛÄÑÌãËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÓÒÏÑÒÕÖàâËÄÔãÊÉÑÌ
ÎÒÐÓÉÑÕÌÔ×ÉÖÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ9ÖÄÎÌÐ
ÒÅÔÄËÒÐÛÖÒÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÔÌÏÒÊÉÑ
ÑÒÉÎ6ÔÄÆÑÒÑ×Ïâ
ÑÄÕÖÒÏàÎÒÐÄÏÄ
z¦Ö
ÛÖÒÈÄÊÉÓÔÌÒÛÉÑà
¬ËÕÙÉÐßËÄÐÉÝÉÑÌãÆÌÈÑÒÛÖÒÆßÙÒÈÑÒÍ
ÓÏÒÙÒЮ³¨
z
ÆßÈÉÏãÉÐÄãÑÄÒÕÑÒÆ
ÖÒÎÌÕÖÒÛÑÌÎÄÖÒÎÄÒÅÔÄËÒÆÄÑÑÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ÑÒÐÎÏâÛÉÐÒÝÑÒÕÖàÑÉÓÔÌÆÒÈÌÖÎÉÇÒÑÉÈÒ
ÔÄÐÌ:8:8ÒÕÖÄÉÖÕãÓÒÕÖÒãÑÑßÐÌÓÔÌ
Ó×ÕÖÌÐÒÐ×ÑÄÇÔÉÆ×ÅÉËÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÇÒ
ÐÉÔÑÒÔÄÆÑßÐ
ÒÙÏÄÊÈÉÑÌã
²ÈÑÄÎÒÓÔÌ×ÆÉÏÌÛÉÑÌÌÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕ
ÖÌÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÛÖÒÖÄÎÄãÕÙÉÐÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÕÒÆÉÔÜÉÑÑÒÑÉÓÔÌÇÒÈÑÄÌËËÄÑÉÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÇÒ
ÔÒÕÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌÓÒÖÉÔàÑÄÆßÕÒÎÒÆÒÏàÖÑÒÐ
ÆÖÒÆÔÉÐãÎÄÎÖÒÎÛÉÔÉËÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÓÔÒ
ÎÏâÛɳÔÌÛÌÑßáÖÒÇÒÔÄËÞãÕÑãâÖÕãÑÄÓÔÌÐÉ
ÈÒÏÊÄÉÖÆÒËÔÄÕÖÄÖà³ÒáÖÒÐ×ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄ
ÔÉÓÔÒÕÖÉÍÜÉÇÒÒÈÑÒÖÄÎÖÑÒÇÒÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÖÉÏà
ÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉ:8ÑÄÛÌÑÄÉÖ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÖàÕã
ÑÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÕÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑÒÍÑÄÇÔ×Ë
¬ËÐÉÑÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉ:8
ÎÒÍÜÌÔÒÎÒÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÇÒÆÎÄÛÉÕÖÆÉÐÄÏÒ
ÕÒÓÔÒÆÒÊÈÄÉÖÕãÓÒãÆÏÉÑÌÉÐÖÒÎÄÛÉÔÉË
ÐÒÝÑÒÇÒËÄÔãÈÑÒÇÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ·ÓÔÒÝÉÑÑÄã
ÉÐÎÒÕÖàÎÒÏÏÉÎÖÒÔÅÄËÄÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ÕÙÉÐÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÕÉÎÚÌÌÖÄÎÒÇÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ
ÔÄ'
¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÌÕÖÒÛÑÌÎÖÒÎÄÒÎÄËßÆÄÉÖ
'&
ÓÔÌÆÉÈÉÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÄÔãÈÒÐÌËÒÅÔÄÊÉÑÄ
ÕãÒÙÆÄÛÉÑÑßÐÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÍÒÅÔÄÖÑÒÍ
ÕÙÉÐÄËÄÐÉÝÉÑÌãÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÝÄãÌÑÖÉÔÆÄ
ÕÆãËàâÛÉÔÉËáÖ×ÉÐÎÒÕÖàÎÒÖÒÔÄãÓÒÈÈÉÔÊÌ
Ï×ÆÔÉÐÉÑÌÌËÐÉÑÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÔÄË
ÆÄÉÖÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑÒÉÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌÉÐÉÊÈ×ÕÎÒ
ÒÐÎÑ×ÖÒÐÎÏâÛÉÒÖÑÄÕßÝÉÑÌãÈÒÐÄÎÕÌÐ×ÐÄ
ÔÒÕÖàâÌËÐÉÑÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉ
«ÈÉÕàÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐ9ÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÒÑÄÓÔãÊÉ
:8ÌÖÒÎÒÐÉÇÒÎÒÏÏÉÎÖÒÔijÔÌáÖÒÐÓÄÔÄËÌÖ
ÑÌÉÑÄÅÄËÒÆÒÍÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ'
ÑßÉÉÐÎÒÕÖÌ'
Ü×ÑÖÌÔ×âÝÌÉÓÉÔÆÌÛÑ×â
'&
³
záÖÒÉÐÎÒÕÖàÎÒÏÏÉÎÖÒÔÅÄËÄÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑ
ÒÅÐÒÖÎ×ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÓÉÔÉËÄÔãÊÄâÖÕãÑÉ
ËÌÕÖÒÔÄÄ'záÖÒÓÄÔÄËÌÖÑßÉÉÐÎÒÕÖÌÜ×Ñ
ÖÉÎ×ÝÌÐËÑÄÛÉÑÌÉÐÖÒÎÄÛÉÔÉËÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖà
³
ÄÔÄËÑÒÕÖàâÐÉÊÈ×áÖÌÐÖÒÎÒÐÌÆßÙÒÈÑßÐ
ÖÌÔ×âÝÌÉÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑ×âÒÅÐÒÖÎ×ÖÔÄÑÕØÒÔ
ÖÒÎÒÐÖÒÎÒÕÖÄÅÌÏÌËÄÖÒÔÄ-
¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉ
1%<
ÐÄÖÒÔÄ
´ÌÕ×ÑÒÎ
'
9
6
6
:8
'
³
'
'&
6
:8
-!-
(
-
1%<
:8
6
'
6
'
'&
6
86
:8
9
z
9
9
z
9
6
:
-
1%<
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà
ÕÎÒÔÒÕÖàÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÕÑÌÊÄÉÖÕãÄÛÉÔÉË
ÓÉÔÉÈÑÌжÄÎÄãÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕÖàÙÄÔÄÎ
ÑÉËÄÓÉÔÖßÍÎÏâÛÆÖÉÛÉÑÌÉÆÕÉÇÒÓÔÒÚÉÕÕÄ
ÖÉÔÑÄÈÏãÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÆÕÆÑÉÜÑÌÐÖÄÎÖÌÔÒÆÄ
ÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÓÔÒÖÉÎÄÉÖËÑÄÛÌÖÉÏàÑßÍÖÒÎ
ÑÌÉÐÌÌÐÉÑÑÒáÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÖÄÎÌÐ×ÕÖÔÒ
ÎÒÖÒÔßÍÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÆÑÄÛÄÏÉ×ÛÄÕÖÌÉÐÎÏâÛÉ
ÍÕÖÆÄÐÔÄÅÒÖÄÖàÓÔÌËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÅÒÏàÜÉÍ
ÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÆÕÙÉÐÉÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÒÕÖÒãÑ
ÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÌÓÔÌËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÏ×Û
ÑÒÇÒÖÒÎÄÄÉÕÏÌÖÒÎÄÛÉÔÉË'ÑÉÙÆÄÖÄÉÖÈÏãÜÉЮ³¨
'&
²ÈÑÄÎÒÕ×ÝÉÕÖÆ×ÉÖÆÄÔÌÄÑÖÒÈÑÒÖÄÎÖÑÒÇÒ
Ø×ÑÎÚÌÒÑÌÔÒÆÄÑÌãáÖÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÖÒ
ÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÖÉÏàÑÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÎÒÖÒÔßÍÆ
áØØÉÎÖÒаÌÏÏÉÔÄ®ÔÒÐÉáÖÒÇÒÄÎÖÌÆÑÒÉ
áÖÒÐÒÖÑÒÜÉÑÌÌÑÉ×ÕÖ×ÓÄÉÖÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÐÕ
ÕÒÕÖÒãÑÌÉ:8ÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãËÄÕÛÉÖËÄÔã
ÓÔÌÑ×ÈÌÖÉÏàÑßÐÖÄÎÖÌÔÒÆÄÑÌÉÐÙÒÖãÑÄÐÑÒ
ÈÄÑÄÎÒÓÏÉÑÑÒÇÒÆÉÇÒÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑÒÅÄËÒÆÒÐ
ÇÒÓÔÒÝÉÓÒÕÏÉÈÑÌÙÌÓÒÕÆÒÉÍÕÖÒÌÐÒÕÖÌÆÓÒÏ
ÓÉÔÉÙÒÈÉËÄÆÔÉÐãÓÔÉÅßÆÄÑÌãÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÆ
ÑÉÐÒÊÉÖÎÒÑÎ×ÔÌÔÒÆÄÖàÕÓÔÉÈßÈ×ÝÌÐÔÄÕ
ÑÄÕßÝÉÑÑÒÐÕÒÕÖÒãÑÌ̳ÒáÖÒÐ×ÓÔÒÈÒÏÊÌ
ÕÐÒÖÔÉÑÑßÐ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒзÓÔÒÝÉÑÑÄãÓÔÌ
ÖÉÏàÑÒÕÖàÆÕÉÇÒÓÔÒÚÉÕÕÄÓÉÔÉÙÒÈÄÌËÑÄÕß
ÑÚÌÓÌÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄÖÄÎÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÒÎÄËÄ
ÝÉÑÑÒÇÒÕÒÕÖÒãÑÌãÆÕÒÕÖÒãÑÌÉÒÖÕÉÛÎÌÐÒÊÉÖ
ÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
ÓÔÉÆßÜÄÖàÐÎÕ¬ÙÒÖãÆÔÉÐãÌËÐÉÑÉÑÌã
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉÓÔÌáÖÒÐÑÉÓÔÉÆß
ÜÄÉÖzÑÕÓÔÌÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖÉÓÒÔãÈÎÄ
ÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÈÉÕãÖÎÒÆÎÌÏÒÇÉÔÚÐÒÝÑÒÕÖà
ÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÄãÑÄÎÏâÛÉÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÒÛÉÑà
ÅÒÏàÜÒÍÓÒÕÎÒÏàÎ×ÆÓÔÒÚÉÕÕÉØÒÔÐÌÔÒÆÄ
ÑÌãÓÉÔÉÓÄÈÄÓÔÌÆßÕÒÎÒÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÑÄ
ÎÏâÛÉÛÉÔÉËÑÉÇÒÓÔÒÈÒÏÊÄÉÖÓÔÒÖÉÎÄÖàÅÒÏà
ÜÒÍÖÒÎÐÉÑàÜÌÍÑÒÕÒÌËÐÉÔÌÐßÍÕ-
¦
1%<
ÎÒÑÉÛÑÒÐÌÖÒÇÉ:8ÓÒÏÑÒÕÖàâËÄÓÌÔÄÉÖÕã
ÖÒÎÒÐÛÉÔÉËÔÉËÌÕÖÒÔ6ÖÒÏàÎÒÓÒÕÏÉÕÐÉÑß
ÓÒÏãÔÑÒÕÖÌÑÄÓÔãÊÉÑÌã9ÖÉÎÒÇÈÄÑÄÓÔã
ÊÉÑÌÉÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÆßÜÉÑÄÓÔãÊÉÑÌã9
ÄÑÄÓÔãÊÉ
-2
ÑÌÉ9ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑßжÄÎÒÍ
ÐÉÙÄÑÌËÐÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÙÄÔÄÎÖÉÔÉÑÌÈÏã
ÆÕÉÙÈÔ×ÇÌÙÔÄËÑÒÆÌÈÑÒÕÖÉÍÔÄÕÕÐÒÖÔÉÑÑÒÇÒ
¦ÒÖÏÌÛÌÉÒÖÓÔÉÈßÈ×ÝÉÇÒÔÄÕÕÐÒÖÔÉÑÑÒÇÒ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆIJÈÑÄÎÒÌËÆÉÕÖÑÒÛÖÒÒÕÑÒÆÑßÐ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÎÔÌÖÉÔÌÉÐÔÄËÐßÎÄÑÌãÆßÕÒÎÒÆÒ
ÓÔÄÆÌÏÒÐÇÄÔÄÑÖÌÔ×âÝÌÐÐÌÑÌÐ×ÐÔÄÕÕÉÌ
ÏàÖÑÒÇÒÎÏâÛÄÆÎÒÖÒÔÒÐãÆÏãÉÖÕãÆÉÏÌÛÌÑÄ
ÆÄÉÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄÎÏâÛÉÆÒÐáÏÉÐÉÑÖÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÔÉËÌÕÖÒÔÉ6ÆáÖÒÐÎÒÑÆÉÔÖÉ
ãÆÏãÉÖÕãÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÉÖÒÎÄÛÉÔÉËÎÏâÛÎÒÇÈÄÑÄ
ÔÉÐÒÐÉÑÖÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕãÓÒ
ÑÉÐÉÕÖàÑÄÓÔãÊÉÑÌɵÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕÌÇÑÄÏ
Õ×ÐÐÄÔÑÒÍÆÉÏÌÛÌÑÉÓÄÈÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄ
×ÓÔÄÆÏÉÑÌãËÄÓÌÔÄâÝÌÍÎÏâÛÈÒÏÊÉÑÓÒÕÖ×
ËÄÐÎÑ×ÖÒÐÎÏâÛÉÌÔÉËÌÕÖÒÔÉ6
ÓÌÖàÑÄÅÄË×:8ÑÉÆÒÆÔÉÐãØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÌã
¦×ÓÔÒÝÉÑÑÒÐÌËÏÒÊÉÑÌÌ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÔÄÅÒ
ÓÉÔÉÓÄÈÄÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉÎÄÎáÖÒ
ÖÄÉÖÕÏÉÈ×âÝÌÐÒÅÔÄËÒÐ
ÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖÆÔÄÕÕÐÒÖÔÉÑÑÒÐ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉÄ
6
9
z
9
6
'
6
6
:(
6
6
6
:(
:8
:8
86
'
:(
'
:(
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà
³ÒÕÏÉÓÒÈÄÛÌÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã9
ÖÕÖÆ×ÉÖÑÄÕßÝÉÑÌâÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÖÒÎÛÉÔÉËÔÉËÌÕÖÒÔÑÄÛÄÏàÑÒÇÒÕÐÉÝÉÑÌã6
:8¶ÄÎÒÍÊÉáØØÉÎÖÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÕãÓÔÌ
ÑÄÛÌÑÄÉÖÆÖÉÎÄÖàÆÅÄË×ÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ÆÎÏâÛÉÑÌÌÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ'ÓÄÔÄÏÏÉÏàÑÒ
ÔÄ:8»ÖÒÅßáÖÒÖÖÒÎÑÉËÄÐÎÑ×ÏÕãÛÉÔÉË
ÔÉËÌÕÖÒÔ×6ÓÔÌÛÉÐÎÄÎÓÒÎÄËÄÏÌÌÕÓßÖÄ
ÔÉËÌÕÖÒÔ6ÌÅÄËÒÆ×âÒÅÐÒÖÎ×ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
ÑÌãÖÄÎÒÉÆÎÏâÛÉÑÌÉÎÖÒÐ×ÊÉÕÓÒÕÒÅÕÖÆ×ÉÖ
ÖÒÔÄÑÄÎÒÔÓ×ÕÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔµ
×Ï×ÛÜÉÑÌâ×ÕÖÒÍÛÌÆÒÕÖÌÔÉÊÌÐÄÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄ
¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉÓÒÕÖ×ÓÄâÝÉÇÒÆÅÄË×ÖÒÎÄÎÏâÛÉ
ÑÌÍ
ÆÒÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÄÎÖÌÆÑßÐÄËÄ
³ÒÕÏÉÖÒÇÒÎÄÎÎÏâÛÉÆÒÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8
ÕÛÉÖÓÔÒÖÌÆÒÓÒÏÒÊÑÒÍØÄËßØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÌã
ÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÆÕÒÕÖÒãÑÌÌÑÄÕßÝÉÑÌãÈÌÒÈ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÅÄËÒÆÒÍÒÅÐÒÖÎÉÓÒÒÖÑÒÜÉ
:(ÒÖÎÔßÆÄÉÖÕãÌ×ÈÉÔÊÌÆÄÉÖ×ÓÔÄÆÏãâÝÌÍ
ÑÌâÎÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑÒÐ×ÑÄÓÔãÊÉÑÌâáÖÒÇÒÖÔÄÑ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÆÆßÎÏâÛÉÑÑÒÐÕÒÕÖÒãÑÌÌ
ËÌÕÖÒÔÄ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÒÙÆÄÛÉÑÑßÐ
³ÒÕÎÒÏàÎ×ÎÏâÛÉÆÒÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÑÄÕß
ÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒͲµÓÒÚÉÓÌ ÎÒÏÏÉÎÖÒÔÎÏâÛÉ
ÝÉÑÖÒÎÛÉÔÉËÓÉÔÆÌÛÑ×âÒÅÐÒÖÎ×86ÆÒË
ÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8ÅÄËÒÆÄãÒÅÐÒÖÎÄ86
ÔÄÕÖÄÉÖÓÔÌáÖÒÐÕ×ÐÐÄÔÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄ
ÖÒÎÒËÄÈÄâÝÄãÚÉÓà6'ÅÄËÄÎÏâÛÉÆÒÇÒ
ÑÄÕßÝÉÑÑÒÐÓÉÔÉÙÒÈÉÎÒÏÏÉÎÖÒÔáÐÌÖÖÉÔ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8±ÄÏÌÛÌÉÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍ
áÖÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÌÑÄÔÉËÌÕÖÒÔÉ6ÖÄÎÊÉ
ÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÓÔÌÆÒÈÌÖÎÅßÕÖÔÒÐ××ÆÉÏÌÛÉ
×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÁÖÒÓÔÒÈÒÏÊÄÉÖÕãÈÒÖÉÙÓÒÔ
ÑÌâÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑÒÇÒÖÒÎÄÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ÓÒÎÄáÖÒÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÔÌÏÒÊÉÑÑÒÉÎÎÄÖÒÈ×
ÔÄ:8Ì×ÐÉÑàÜÉÑÌâÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÉÇÒÎÒÏ
ÈÌÒÈÄ:(ÑÉÓÔÉÆßÕÌÖÑÄÓÔãÊÉÑÌãÒÖÎÔßÆÄ
ÏÉÎÖÒÔÉ
ÑÌãÅÄËÒáÐÌÖÖÉÔÑÒÇÒÓÉÔÉÙÒÈÄ×ÓÔÄÆÏãâÝÉ
¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒ×ÐÉÑàÜÉÑÌãÑÄÅÄËÒÆÒÍ
ÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8³ÔÌáÖÒÐÕÏÉÈ×ÉÖ×ÛÌÖß
ÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ86ÓÒãÆÏãÉÖÕã
ÆÄÖàÆËÄÌÐÑ×âÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌâÓÄÈÉÑÌÍÑÄÓÔã
ÆÒËÔÄÕÖÄâÝÉÉÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÉ×ÓÔÄÆÏãâÝÉÉ
ÊÉÑÌãÑÄÈÌÒÈÄÙ:(Ì:(®ÄÎÖÒÏàÎÒ×ÓÔÄÆ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÔÌáÖÒÐÎÑÄÛÄÏàÑÒÐ×ÖÒÎ×ÕÐÉ
ÏãâÝÌÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÑÄÛÌÑÄÉÖÒÖÎÔßÆÄÖà
ÝÉÑÌãÈÒÅÄÆÏãÉÖÕãÖÒÎÖÒÎÒËÄÈÄâÝÉÍÚÉÓÌ
ÕãÒÅÄÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8:8ÒÎÄËßÆÄâÖÕã
6'¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÎÏâÛÉÆÒÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8
ÒÙÆÄÛÉÑÑßÐÌÆÖÒÔÒÍÚÉÓàâÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍ
ÅßÕÖÔÒÑÄÕßÝÄÉÖÕã²ÈÑÒÆÔÉÐÉÑÑÒÖÒÎÒÖ
²µÛÉÔÉËÈÌÒÈ:(ÌÉÇÒÆÑ×ÖÔÉÑÑââÉÐÎÒÕÖà
ÅÄËÒÆÒÍÒÅÐÒÖÎÌÈÒÏÊÉÑÅßÏÅßÛÉÔÉËÔÉËÌÕ
¬ËËÄáÖÒÍÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌ×ÓÔÄÆÏãâÝÌÍÖÔÄÑ
ÖÒÔ6ÓÒÕÖ×ÓÄÖàÌÆÅÄË××ÓÔÄÆÏãâÝÉÇÒÖÔÄÑ
ËÌÕÖÒÔ:8ÅßÕÖÔÒÑÄÕßÝÄÉÖÕãÌÜ×ÑÖÌÔ×ÉÖ
ËÌÕÖÒÔÄ:8ÎÒÖÒÔßÍÓÔÒÖÌÆÒÈÉÍÕÖÆÒÆÄÏÅß
ÅÄËÒáÐÌÖÖÉÔÑßÍÓÉÔÉÙÒÈÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕ
ÑÄÕßÝÉÑÌâÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8ÒÖÆÒ
ÖÒÔÄ:8ÛÖÒÕÓÒÕÒÅÕÖÆ×ÉÖÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÅßÕ
ÈãÛÄÕÖàÉÇÒÅÄËÒÆÒÇÒÖÒÎÄÑÄÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑ×â
ÖÔÒÐ×ÆßÆÒÈ×ÑÉÒÕÑÒÆÑßÙÑÒÕÌÖÉÏÉÍËÄÔãÈÄ
ÜÌÑ×ÓÌÖÄÑÌã²ÈÑÄÎÒÌËËÄÅßÕÖÔÒÇÒ×ÐÉÑà
ÑÄÎÒÓÏÉÑÑßÙÆÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑÒÅÄËÒÆÒÐÓÉÔÉÙÒ
ÜÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉÎÏâÛÉÆÒÇÒ
ÈÉáÖÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÄÖÄÎÊÉÓÒÏÑÒÕÖàâÑÉÍ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8ÖÒÎÛÉÔÉË6ÆÖÉÎÄÉÖÑÉÆ
ÖÔÄÏÌË×ÉÖáØØÉÎÖ°ÌÏÏÉÔĦÔÉË×ÏàÖÄÖÉÕÎÒ
ÅÄË××ÓÔÄÆÏãâÝÉÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8Ä
ÔÒÕÖàÌËÐÉÑÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉ
ÓÉÔÉËÄÔãÊÄÉÖÆÑ×ÖÔÉÑÑââÉÐÎÒÕÖàÈÌÒÈÄ
ÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8ÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕã
:(ÆÔÉË×ÏàÖÄÖÉÛÉÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÄÑÒÈÉ
ÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÓÒÏÑßÐÐÄÎÕÌÐÄÏàÑßÐÖÒÎÒÐ
:(ÐÒÊÉÖÕÖÄÖàÈÄÊÉÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑßÐÄÖÔÄÑ
ÛÉÔÉËÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ86
ËÌÕÖÒÔ:8ÒÕÖÄÉÖÕãÆßÎÏâÛÉÑÑßÐÌÑÉÓÔÉÓã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà
³ÒÕÏÉÔÄËÐßÎÄÑÌãÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄáÖÒÐÔÉËÌÕÖÒÔÉÁÖÒÒÅÞãÕÑãÉÖ
:8ÑÄÛÌÑÄÉÖÕãÓÔÒÚÉÕÕÔÄËÔãÈÄÌÑÈ×ÎÖÌÆ
ÕãÖÉÐÛÖÒÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉ6ÈÏãÒÅÉÕÓÉÛÉ
ÑÒÕÖÌÑÄÑÄÇÔ×ËÎ×ÓÔÌÛÉÐáÖÒÖÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ
ÑÌãÇÏ×ÅÒÎÒÇÒÑÄÕßÝÉÑÌã:8ÆÔÄÅÒÛÉÐÚÌÎ
×ÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãÆÔÄËÒÐÎÑ×ÖÒÐÕÒÕÖÒãÑÌÌËÄ
ÏÉÈÒÏÊÑÒÅßÖàÑÉÅÒÏàÜÌÐ
ÒÅßÛÑÒÑÉÅÒÏÉÉ
ÕÛÉÖÌËÐÉÑÉÑÌãÓÒÏãÔÑÒÕÖÌ×ÓÔÄÆÏãâÝÉÇÒ
βÐ
ÌáÖÒÖÔÉËÌÕÖÒÔÅÉËÆÎÏâÛÉÑÑÒÇÒÓÒÕÏÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÔÌÏÒÊÉÑÑÒÇÒÎÉÇÒÅÄËÒ
ÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕÑÌÐÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄËÄÎÒÔÄÛÌÆÄÏ
áÐÌÖÖÉÔÑÒÐ×ÓÉÔÉÙÒÈ×ÛÉÔÉËÖÒÎÒËÄÈÄâÝ×â
ÅßÓ×ÕÎÒÆÒÍÖÒÎÑÄÒÅÝ×âÜÌÑ×ÛÉÔÉËÒÅÐÒÖÎ×
ÚÉÓà6'±ÒÆßÍËÄÔãÈÑßÍÚÌÎÏÔÄÅÒÖß
ÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÑÄÛÌÑÄÉÖÕãÕÔÄË×ÊÉÓÒÕÏÉÓÒÏÑÒ
©ÐÎÒÕÖàÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ'ÖÄÎÊÉÑÉÐÒÊÉÖ
ÇÒÔÄËÔãÈÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ86ÓÔÌÛÉÐ
ÅßÖàÅÒÏàÜÒÍÓÒÕÎÒÏàÎ×ÓÔÌÉÉÕ×ÝÉÕÖÆÉÑ
×ÓÔÄÆÏãâÝÌÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÑÉÍÖÔÄÏÌË×ÉÖÕã
ÑÒÐ×ÆÉÏÌÛÉÑÌÌÕÑÌÊÄÉÖÕãÔÄÅÒÛÄãÛÄÕÖÒÖÄÌ
ÑÄÆÔÉÐãÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÌËËÄÓÉÔÉËÄÔãÈÄÆÑ×Ö
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÕÎÆÄÊÑÒÕÖà
ÔÉÑÑÉÍÉÐÎÒÕÖÌÈÌÒÈÄ:(ÌÏÌËÄÕÛÉÖÎÒÑÈÉÑ
ÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎÄÖÉÕÑÌÊÄÉÖÕãÓÔÉÈÉÏàÑÄã
ÕÄÖÒÔÄÆÎÏâÛÉÑÑÒÇÒÓÄÔÄÏÏÉÏàÑÒÉÇÒáÐÌÖ
ÐÒÝÑÒÕÖàÎÒÑÆÉÔÖÉÔijÒáÖÒÐ×ÓÔÌÒÅßÛÑÒÍ
ÖÉÔÑÒÅÄËÒÆÒÐ×ÓÉÔÉÙÒÈ×
ÈÏÌÖÉÏàÑÒÕÖÌËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄzÐÎÕÓÒÕÖÒ
¬ËÒÓÌÕÄÑÌãÔÄÅÒÖß×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÕÏÉÈ×ÉÖ
ãÑÑÄãÆÔÉÐÉÑÌÖÒÎÒËÄÈÄâÝÉÍÚÉÓÌ6'
ÛÖÒÓÔÌÑÚÌÓÌÄÏàÑßÐÉÇÒÒÖÏÌÛÌÉÐÒÖ×ÕÖÔÒ
ÒÅßÛÑÒÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÓÔÌÐÉÔÑÒÐÎÕ
βÐ
ÍÕÖÆÄÌËÒÅÔÄÊÉÑÑÒÇÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉãÆÏãÉÖÕã
Ѹ
³ÔÌáÖÒÐÕÒÆÉÔÜÉÑÑÒÒÛÉÆÌÈÑÒÛÖÒÓÒ
ÓÒÏÑÒÉÆßÎÏâÛÉÑÌÉÒÕÑÒÆÑÒÇÒÎÏâÛÄÓÒÅÄËÒ
ÐÉÔÉËÄÔãÈÄÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖ
ÆÒÐ×áÏÉÎÖÔÒÈ×ÓÔÌÑÄÕÖÒÏàÎÒÐÄÏÒÐÑÄÓÔã
ÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÌÔÒÕÖÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑÒÇÒ
ÊÉÑÌÌÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉ ¦
ÛÖÒÉÇÒÐÒÊÑÒ
ÖÒÎÄ:8ÆËÄÔãÈÑÒÐÚÌÎÏÉÉÇÒÅÄËÒÆßÍÖÒÎ
ÕÛÌÖÄÖàÔÄÆÑßÐÑ×Ïâ¬ÑßÐÌÕÏÒÆÄÐÌÆáÖÒÐ
Å×ÈÉÖ×ÐÉÑàÜÄÖàÕã¤ÎÄÎÌËÆÉÕÖÑÒÈÏã
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉ×ÓÔÄÆÏãâÝÉÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉËÄÓÌ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÇÒÑÄÕßÝÉÑÌãÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕ
ÔÄâÝÉÉÎÏâÛÓÒÕÖ×ÓÄÉÖÑÄÉÇÒÅÄË×ÔÄÑàÜÉ
ÖÒÔÄÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌÉÐÉÊÈ×ÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑßÐÌ
ÛÉÐÑÄÛÌÑÄÉÖÕãØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÌÉÓÒÏÒÊÌÖÉÏà
ÅÄËÒÆßÐÖÒÎÒÐÈÒÏÊÑÒÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÖàÕã
ÑÒÇÒÓÉÔÉÓÄÈÄÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔÉ:8
ÓÒÕÖÒãÑÑßÐÑÄ×ÔÒÆÑÉÆÑÉÕÎÒÏàÎÒÉÈÌÑÌÚ
ÌáÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒ×ÐÉÑàÜÌÖàÆßÈÉ
³ÒáÖÒÐ×Æ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉÓÒÎÄËÄÑÑÒÐÑÄ
ÏãâÝ×âÕãÑÄÎÏâÛÉÐÒÝÑÒÕÖàÌÕÒÒÖÆÉ
´ÌÕ×ÑÎÉÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÕãÔÉÊÌÐÑÄÕßÝÉÑÌã
ÖÕÖÆÉÑÑÒÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌÉÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÝÌÍÑÉÆßÕÒÎÒÍáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖÌ
¨Ô×ÇÒÍÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÍÓÔÌÛÌÑÒÍÓÒÖÉÔà
ÎÒÐÐ×ÖÄÚÌÌÓÒÕÎÒÏàÎ×ÎÎÒÑÚ×ËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄÒÕÑÒÆÑÒÐÎÏâÛÉÆ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉ
ÏÄÎÏâÛÉÆÒÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ×ÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãÆÑÄÕß
ÓÒÎÄËÄÑÑÒÐÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉãÆÏãÉÖÕãÉÐÎÒÕÖÑÒÍ
ÝÉÑÑÒÐÕÒÕÖÒãÑÌÌØÄÎÖÌÛÉÕÎÌÖÒÏàÎÒËÄÕÛÉÖ
ÙÄÔÄÎÖÉÔÖÒÎÄÅÄËßÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ËÄÔãÈÄÒÕÖÄâÝÉÇÒÕãÆÅÄËɦáÖÒÐÒÖÑÒÜÉ
ËÄÈÄÆÄÉÐßÍáÏÉÐÉÑÖÄÐÌ6'®ÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ
ÑÌÌÎÒÑÆÉÔÖÉÔÕÙÉÐÄÎÒÖÒÔÒÇÒÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÄ
'ÆáÖÒÍÚÉÓÌÑÉÒÅÙÒÈÌÐÓÒÕÎÒÏàÎ×ÓÔÌÉÇÒ
ÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÖÄÎÊÉÌÐÉÉÖÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑßÉÓÔÉÌ
ÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÌÈÏãÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌãÄÎÖÌÆÑÒÇÒÕÒÕÖÒã
Ð×ÝÉÕÖÆĦÒÓÉÔÆßÙÉÐÎÒÕÖàÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ
ÑÌãÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÓ×ÕÎÒÆÒÍÖÒÎÛÉÔÉË
µÆáÖÒÐ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉÐÒÊÉÖÌÐÉÖàÆzÔÄË
6ÈÒÏÊÉÑÅßÏÅßÌÐÉÖàÒÛÉÑàÅÒÏàÜ×âÆÉÏÌ
ÅÒÏàÜÉÉËÑÄÛÉÑÌÉÓÔÌÕÒÙÔÄÑÉÑÌÌÔÄÅÒÛÉÍ
ÛÌÑ×ÛÖÒÕ×ÛÉÖÒÐÆßÕÒÎÒÇÒÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉ
ÛÄÕÖÒÖßÛÖÒÈÉÏÄÉÖÖÒÎÅÄËßÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑ
ÑÌãÓÔÌÆÉÏÒÅßÎÔÄÕÕÉÌÆÄÑÌâÒÛÉÑàÅÒÏàÜÒÍ
ËÌÕÖÒÔÄËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÅÒÏÉÉÓÒÕÖÒãÑÑßÐÆÖÉÛÉ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà
ÑÌÉËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄ®ÔÒÐÉáÖÒÇÒÆÎÒÑÆÉÔÖÉ
ÌÕÎÏâÛÌÆÔÉËÌÕÖÒÔÅÒÏàÜÉÇÒÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌã
ÔÄÙÅÒÏàÜÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÆßÓÒÏÑÉÑÑßÙÆÕÒÒÖ
®ÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÌÕÎÏâÛÌÖàÑÉÏàËãÓÒÕÎÒÏàÎ×
ÆÉÖÕÖÆÌÌÕ´ÌÕ×ÑÎÒÐÐÒÊÑÒÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÔÄË
áÖÒÓÔÌÆÉÈÉÖÎÕÔßÆ×ÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÑÌÍÓÒáÖÒÐ×
ÈÉÏÉÑÌÉØ×ÑÎÚÌÍÚÉÓÌÓÉÔÉÈÄÛÌÕÌÇÑÄÏÄÓÒÏÒ
ÉÇÒÕÏÉÈ×ÉÖÒÕÖÄÆÌÖàÆÎÏâÛÉÑÑßÐÓÄÔÄÏÏÉÏà
ÊÌÖÉÏàÑÒͲµÌÚÉÓÌØÒÔÐÌÔ×âÝÉÍÒÕÑÒÆ
ÑÒÈÌÒÈ×:(
ÑÒÍÖÒÎÅÄËßÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÎÒÖÒÔÄã
²ÈÑÄÎÒÓÔÌÖÄÎÒÐÌÕÓÒÏÑÉÑÌÌÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒÐÒÊÉÖÌÐÉÖàÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖà
ÓÒÖÉÔÌÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄÆßÕÒÎÒÆÒÏàÖÑÒÐÎÏâÛÉ
ÏâÅÒÇÒÖÌÓÄÛÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒ
ÖÒÊÉÑÉÐÌÑÌÐÄÏàÑßÁÖÒÕÆãËÄÑÒÕÖÉÐÛÖÒÆ
ÕÑÌËÌÖàÆßÈÉÏÉÑÌÉÖÉÓÏĨÏãÓÔÌÐÉÔÄÆ
ÖÉÛÉÑÌÉËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄÖÒÎÅÄËßÓÒÈÈÉÔÊÌ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÉÓÒÎÄËÄÑÑÒÐÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÆÎÄÛÉÕ
ÆÄÉÖÕãÓÒÕÖÒãÑÑÒÑÄÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÐ×ÔÒÆÑÉÆ
ÖÆÉÖÄÎÒÍÚÉÓÌÕÄÎÖÌÆÑßÐÙÄÔÄÎÖÉÔÒÐÓÔÒÆÒ
ÖÒÆÔÉÐãÎÄÎÈÏãÑÒÔÐÄÏàÑÒÍÔÄÅÒÖßÎÏâÛÉÆÒ
ÈÌÐÒÕÖÌÐÒÇ×ÖÅßÖàÓÔÌÐÉÑÉÑßáÏÉÐÉÑÖß6
ÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÆÔÉÊÌÐÉÑÄÕßÝÉÑÌãÈÒÕÖÄ
Ì:(ÎÒÖÒÔßÉÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÕÏÉÈ×âÝÌÐ
ÖÒÛÑÒÆÕÉÇÒÏÌÜàÏÌÑÉÍÑÒÑÄÔÄÕÖÄâÝÉÇÒÖÒÎÄ
ÒÅÔÄËÒгÒÕÎÒÏàÎ×ÒÑÌÆÎÏâÛÉÑßÓÄÔÄÏÏÉÏà
ÅÄËßµÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÓÒÖÉÔÌÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄ
ÑÒÚÉÓÌÓÉÔÉÈÄÛÌÕÌÇÑÄÏÄÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒͲµ
ÅÄËÒÆÒÐÓÉÔÉÙÒÈÉÖÉÒÔÉÖÌÛÉÕÎÌÐÒÊÑÒ×ÐÉÑà
6'ÎÒÖÒÔÄãØÒÔÐÌÔ×ÉÖÑÄÛÄÏàÑ×âÓÉÔÉ
ÜÌÖàÉÝÉÆÈÆÒÉ«ÈÉÕàÕÏÉÈ×ÉÖÓÒÈÛÉÔÎÑ×Öà
ÐÉÑÑ×âÕÒÕÖÄÆÏãâÝ×âÖÒÎÄÅÄËß:8ÓÔÌ
ÛÖÒÓÒÖÉÔÌÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄÑÄÕßÝÉÑÑÒÐÅÄËÒÆÒÐ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÑÄÅÄËÒÆÒÍÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
ÓÉÔÉÙÒÈÉÕ×ÛÉÖÒÐÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÑÉÐÆz
ÖÒÔÄÓÔÉÆßÜÄâÝÉÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÒÖÎÔßÆÄÑÌã
ÔÄËÄÓÔÉÆßÜÄâÝÉÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÑÄÕßÝÉÑ
ÈÌÒÈÄ:(ÓÒãÆÏãâÝÌÍÕãÛÉÔÉËÔÉËÌÕÖÒÔ6
ÑÒÐÓÉÔÉÙÒÈÉÎÒÏÏÉÎÖÒÔáÐÌÖÖÉÔÐÒÇ×ÖÈÒÕ
ÖÒÎÕ×ÐÐÌÔ×ÉÖÕãÕÖÒÎÒÐÛÉÔÉË6'µÒÓÔÒ
ÖÌÇÄÖàÓÒÛÖÌÓÒÏÒÆÌÑßÆÕÉÍÐÒÝÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉ
ÖÌÆÏÉÑÌÉáÖÒÇÒÔÉËÌÕÖÒÔÄÆßÅÌÔÄÉÖÕãÓÒÕÒÒÖ
ÌÆÄÉÐÒÍÑÄÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÉ®ÔÒÐÉáÖÒÇÒËÑÄÛÌ
ÑÒÜÉÑÌâ
ÖÉÏàÑÄãÐÒÝÑÒÕÖàÔÄÕÕÉÌÆÄÉÖÕãÌÑÄÔÉËÌÕÖÒ
ÔÉ6¨ÏãÕÑÌÊÉÑÌãÐÒÝÑÒÕÖÌÓÒÖÉÔàáÖÒÇÒ
ÆÌÈÄÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÓÒÈÄÆÄÖàÅÄËÒÆßÍÖÒÎÈÏã
ÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÛÉÔÉËÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖà
ÄÓÔÌÔÄËÐßÎÄÑÌÌÎÏâÛÄÔÄËÔãÊÄÖàáÖ×ÌÑÈ×Î
ÖÌÆÑÒÕÖàÑÄÆÖÒÔÌÛÑ×âÒÅÐÒÖÎ×ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
ÇÈÉ
ÖÒÔÄÌÛÉÔÉËÑÉÉÑÄÑÄÇÔ×ËÎצÔÉË×ÏàÖÄÖÉÓÒÖÉ
9zÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÅÄËÒ
&
ÔÌáÑÉÔÇÌÌÖÉÒÔÉÖÌÛÉÕÎÌÅ×È×ÖÒÓÔÉÈÉÏãÖàÕã
ÆÒÍÒÅÐÒÖÎÉ
ÏÌÜàÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÌÉÐÕÔÉÈÑÉÇÒËÑÄÛÉÑÌãÅÄËÒ
ÆÒÇÒÖÒÎÄÑÄÓÔãÐÒÉÕÐÉÝÉÑÌÉÅÄËÒ
ÌÓÒÕÎÒÏàÎ×6 6ÌÐÉÑÑÒáÖÒÖÔÉËÌÕÖÒÔ
áÐÌÖÖÉÔÑÒÇÒÓÉÔÉÙÒÈĶÄÎÒÍÕÓÒÕÒÅ×ÐÉÑà
ÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÒÕÑÒÆÑÒÍÖÒÎÅÄËß²ÈÑÄÎÒÓ×ÕÎÒ
ÜÉÑÌãÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÆ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉ
ÆÒÍÖÒÎáÖÌÐÔÉËÌÕÖÒÔÒÐÑÉÜ×ÑÖÌÔ×ÉÖÕã
ÓÒÎÄËÄÑÑÒÐÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÐÒÊÑÒÔÉÄÏÌËÒÆÄÖà
ÓÒÕÎÒÏàÎ×ÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕÑÌÐÆÎÏâÛÉÑ
ÉÕÏÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÆÐÉÕÖÒÔÉËÌÕÖÒÔÒÆ6Ì6
ÈÌÒÈ:(µÏÉÈ×ÉÖËÄÐÉÖÌÖàÛÖÒÉÕÏÌÆÒÅÉÌÙ
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌ·ÓÔÒÝÉÑÑÄãÔÉÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄ
ÖÒÎÒËÄÈÄâÝÌÙÚÉÓãÙÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÔÉËÌÕÖÒ
ÒÈÑÒÇÒÌËÆÄÔÌÄÑÖÒÆÖÄÎÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÕÓÔÉÈ
ÔßÖÒÓÒÕÎÒÏàÎ×ÒÑÌÆÎÏâÛÉÑßØÄÎÖÌÛÉÕÎÌ
ÉÏàÑÒÍÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖàâÓÔÌÐÉÔÑÒ¦Ö
ÓÄÔÄÏÏÉÏàÑÒÆÔÉÄÏàÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÌÙ
ÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
ÑÌÊÑÌÉÓÒÕÙÉÐÉÆßÆÒÈßÐÒÊÑÒÕÒÉÈÌÑÌÖà
-
9
6
'QE\
&
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà
QzÒÖÑÒÜÉÑÌÉÖÒÎÒÆ
ÎÒÏÏÉÎÖÒÔÄÌÅÄËß
ÑÄÕßÝÉÑÑÒÇÒÖÔÄÑ
ËÌÕÖÒÔÄ
OzÎÒáØØÌÚÌÉÑÖ
86
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÚÌÌÐÉÊ
È×ÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖ
ÎÒÍÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÌÒÅÐÒÖÎÒÍÒÅÔÄÖÑÒÍ
ÕÆãËÌÔÄÆÑßÍR
R
²µ
¬ÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖà(6
ÆßÅÌÔÄÉÖÕãÓÔÌÐÉÔÑÒ
ÑÄÓÒÔãÈÒÎÅÒÏàÜÉÍ
ÆÉÏÌÛÌÑß´ÉËÌÕÖÒÔ6
ÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÈÏãÕÒÇÏÄ
ÕÒÆÄÑÌãÓÒÕÖÒãÑÑßÙ
¨ÏãÆßÛÌÕÏÉÑÌãÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÈÔÒÕÕÉÏã
ÆÔÉÐÉÑÌÔÄËÔãÈÄ(6Ì(6ÖÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐ
(6ÆáÖÒÍÕÙÉÐÉÐÒÊÑÒÆÒÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÕÏÉ
ÛÖÒÅß(6ÆÕÉÇÈÄÔÄËÔãÊÄÏÕãÑÉÕÎÒÏàÎÒÐÉÈ
È×âÝÉÍÓÔÌÅÏÌÊÉÑÑÒÍØÒÔÐ×ÏÒÍ
ÏÉÑÑÉÉÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÛÉÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÈÒ
ÓÒÏÑÒÇÒÔÄËÔãÈÄ(6ÒÕÖÄÉÖÕãÆÑÄÕßÝÉÑÑÒÐ
ÕÒÕÖÒãÑÌ̵ÏÉÈ×ÉÖÒÖÐÉÖÌÖàÛÖÒáÏÉÐÉÑÖß
'6ÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÖÒÏàÎÒÈÏãÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌã
ÔÉÊÌÐÄÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÑÌÍÌÕÒËÈÄÑÌãÑÄÛÄÏàÑÒÇÒ
ÇÈÉ
ÖÒÎÄÅÄËßÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÓÔÌáÖÒÐ
ÒÕÑÒÆÑÄãÛÄÕÖàáÖÒÇÒÖÒÎÄØÒÔÐÌÔ×ÉÖÕãÚÉÓàâ
0zÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ
:((6Ì6
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
´ÌÕ×ÑÒÎ
6
/
6
3Q
6
'
2
7*
:(
'
1
:
76
:(
'
1
:
2
'
'
2
'
1
&%:
:(
:(
2
86
&'
:8
3Q
6
,
(
6
7
*
:
(
2
:(
:(
2
:(
(
&
:
:
O
Q
0
0
86
(6
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÕÉÑÖãÅÔà
µÓÒÕÒÅß×ÐÉÑàÜÉÑÌãÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌã
ÆÒÈÑÒÖÄÎÖÑßÙÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑßÙ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙ
¦Ã§ÔÒÜÉÆ
»ÄÕÖà
³ÔÒÈÒÏÊÉÑÌɱÄÛÄÏÒÆÓÔÉÈßÈ×ÝÉÐÑÒÐÉÔÉ
µÉÑÖãÅÔà
¶ÉÓÉÔàÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÒÚÉÑÌÖàÆÏÌãÑÌÉÖÌÓÄ
³ÔÌÑÚÌÓÔÄÅÒÖßáÖÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÕÏÉÈ×â
ÓÒÏ×ÓÔÒÆÒÈÑÌÎÒÆÒÇÒÓÔÌÅÒÔÄÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÇÒ
ÝÌÍ
ÆÎÄÛÉÕÖÆÉÒÕÑÒÆÑÒÇÒÎÏâÛÉÆÒÇÒáÏÉÐÉÑÖÄÌÏÌ
³ÒÕÏÉÓÒÈÄÛÌÆÙÒÈÑÒÇÒÕÉÖÉÆÒÇÒÑÄÓÔãÊÉ
ÕÙÉÐßÉÇÒÆÎÏâÛÉÑÌãÑÄÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌÉ
ÑÌãÓÌÖÄÑÌãÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÑÄÛÌÑÄÉÖËÄÔã
ÒÈÑÒÖÄÎÖÑÒÇÒÕÉÖÉÆÒ
ÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔĨÏã
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÝÌÙ
ÌÕÓßÖÄÑÌÍÌÕÓÒÏàËÒ
ÆÄÏÄÕàÕÙÉÐÄÄÆÖÒÎÒ
ÏÉÅÄÖÉÏàÑÒÇÒÎÒÑÆÉÔ
ÖÉÔÄÕÓÔÒÐÉÊ×ÖÒÛ
ÑßÐÈÔÄÍÆÉÔÒÐÑÌÊ
ÑÉÇÒÓÏÉÛÄÎÒÖÒÔÄã
ãÆÏãÉÖÕã×ÑÌÆÉÔ
ÕÄÏàÑÒÍÓÒÒÖÑÒÜÉ
ÑÌâÎÎÏâÛÉÆßÐÖÔÄÑ
ËÌÕÖÒÔÄÐÏâÅÒÇÒ
ÖÌÓÄ·ÓÔÒÝÉÑÑÄã
ÓÔÌÑÚÌÓÌÄÏàÑÄãÕÙÉ
ÐÄÖÄÎÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÕÓÒÏÉÆßÐÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ÔÒÐÆÎÄÛÉÕÖÆÉÒÕÑÒÆ
ÑÒÇÒÎÏâÛÄÓÔÉÈÕÖÄÆ
ÏÉÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
´ÌÕ×ÑÒÎ
:(
&%:
6
/
6
²Ð
(%
/
:(
&%:
:8
'
2
:(
7*
:(
7*
×ÓÔÄÆÏÉÑÌÉÓÒÖÒÎ×
ÌÏÌÑÄÓÔãÊÉÑÌâ
76
:(
3Q
6
&%:
:(
'
6
/
'
((
6
/
/
6
6
/
86
:(
(
&
:
:
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÒÎÖãÅÔà
ÊÄÖàÕãÖÒÎÒÐÛÉÔÉËÔÉËÌÕÖÒÔ6¨ÒÖÉÙÓÒÔ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒÎÏâÛÉÆÒÍÖÔÄÑ
ÓÒÎÄÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄáÖÒÐÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉÕ×ÛÉ
ËÌÕÖÒÔ:8×ÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãÆÑÄÕßÝÉÑÑÒÐ
ÖÒÐÈÉÏÌÖÉÏã66Ì6:(ÑÉÓÔÉÆßÜÄÉÖ
ÕÒÕÖÒãÑÌÌÌÖÒÎÉÇÒÕÖÒÎÄÑÄÛÌÑÄÉÖÆÒËÔÄÕ
ÓÒÔÒÇÒÆÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÌÎÔÒÕÙÉÐß((ÇÉÑÉ
ÖÄÖàÄáÖÒÓÔÌÆÒÈÌÖÎÆÒËÔÄÕÖÄÑÌâÑÄÓÔãÊÉ
ÔÄÚÌãÒÖÕ×ÖÕÖÆ×ÉÖÌÆÉÕàÎÒÑÆÉÔÖÉÔÑÄÙÒÈÌÖÕã
ÑÌãÑÄÔÉËÌÕÖÒÔÉ6 ÌÒÅÝÉÐáÏÉÎÖÔÒÈÉÓÒÔÒ
ÆÒÖÎÏâÛÉÑÑÒÐÕÒÕÖÒãÑÌ̶ÄÎÄãÒÕÒÅÉÑÑÒÕÖà
ÇÒÆÒÇÒáÏÉÐÉÑÖÄ»ÉÔÉËÌÑÖÉÔÆÄÏÆÔÉÐÉÑÌ
ÇÄÔÄÑÖÌÔ×ÉÖÛÖÒÔÄÅÒÖÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÑÄÛÌÑÄÉÖ
ÒÓÔÉÈÉÏãÉÐßÍÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàâÓÉÔÆÌÛÑÒÍ
ÕãÓÔÌÕÉÖÉÆÒÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÑÉÐÉÑàÜÉÐÑÉÎÒ
ÒÅÐÒÖÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÕ×ÐÐÄÓÒÔÒÇÒÆÒÇÒ
ÖÒÔÒÇÒËÑÄÛÉÑÌãÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÇÒÈÏãÑÄÈÉÊÑÒÍ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÔÉËÌÕÖÒÔÉ6
ÎÒÐÐ×ÖÄÚÌÌÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8ÎÒÖÒ
ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÅÒÏàÜÉÍÛÉÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÕÒËÈÄ
ÔßÍÆÌÑÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÔÒÕÖÒÓÉÔÉÇÔÉÏÕãÅßÌËËÄ
ÆÄÉÐÒÉÈÉÏÌÖÉÏÉÐ66Ì6:(±ÄÓÔãÊÉ
ÑÉÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÑÄ
ÑÌÉÑÄÆßÙÒÈÉÈÔÄÍÆÉÔÄÕÎÄÛÎÒÐÕÖÄÑÒÆÌÖÕã
ËÄÖÆÒÔɦÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÙÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙÖÄÎÄã
ÔÄÆÑßÐÑ×ÏâÌÎÏâÛÉÆÒÍÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÐÇÑÒÆÉÑ
Ø×ÑÎÚÌãÒÅßÛÑÒÆßÓÒÏÑãÉÖÕãÕÓÉÚÌÄÏÌËÌÔÒ
ÑÒËÄÓÌÔÄÉÖÕã²ÈÑÄÎÒÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÔÉËÌÕ
ÆÄÑÑßÐÅÏÒÎÒÐ9:03
9RHIVZSPXEKIPSGOSYX
ÖÒÔÉ6 ÌËËÄÓÉÔÉËÄÔãÈÄÆÑ×ÖÔÉÑÑÌÙÉÐÎÒÕ
®ÔÒÐÉÆßÓÒÏÑÉÑÌãØ×ÑÎÚÌÌÓ×ÕÎÒÆÒÇÒ
ÖÉÍÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÑÄÛÌÑÄÉÖ×ÐÉÑà
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉ'ÖÄÎÊÉãÆÏãÉÖ
ÜÄÖàÕãÏÌÜàÛÉÔÉËÑÉÎÒÖÒÔÒÉÆÔÉÐãÁÎÕÓÉ
ÕãÓÌÖÄâÝÌÐÈÏãÐÌÎÔÒÕÙÉÐßÑÉÌÑÆÉÔÖÌÔ×â
ÔÌÐÉÑÖÄÏàÑÒ×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÒÛÖÒáÖÒÇÒÆÔÉÐÉÑÌ
ÝÉÇÒÈÔÄÍÆÉÔÄ((³ÒáÖÒÐ×ÎÄÎÖÒÏàÎÒ
ÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÛÖÒÅßÑÄÆÙÒÈÉÈÔÄÍÆÉÔÄ((
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÉÇÒÆÙÒÈÉÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÅÒÏàÜÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ×ÕÓÉÏÒ×ÐÉÑàÜÌÖàÕãËÄÕÛÉÖÌËÐÉ
ÓÒÔÒÇÒÆÒÇÒ×ÔÒÆÑãÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑßÍÓÒÖÉÑÚÌÄÏ
ÑÉÑÌãÓÒÏãÔÑÒÕÖÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÅÄËÒÆÒÍ
ÑÄÆßÙÒÈÉÈÔÄÍÆÉÔÄÆÎÏâÛÄÉÖÎÏâÛÉÆÒÍÖÔÄÑ
ÒÅÐÒÖÎÉ®ÔÒÐÉáÖÒÇÒÈÔÄÍÆÉÔÒÅÏÄÈÄÉÖÕÆÒ
ËÌÕÖÒÔ:8±ÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÕÖÒÎÉÎÏâÛÉÆÒÇÒ
ÍÕÖÆÄÐÌÖÔÌÇÇÉÔļÐÌÈÖÄÛÖÒÖÄÎÊÉÕÓÒÕÒ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÐÇÑÒÆÉÑÑÒÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÔÄÆÑßÐ
ÅÕÖÆ×ÉÖÓÔÉÈÒÖÆÔÄÝÉÑÌâÆßÕÒÎÒÛÄÕÖÒÖÑÒÍ
Ñ×ÏâÛÖÒÓÔÌÆÒÈÌÖÎÓÒãÆÏÉÑÌâÓÒÏÒÊÌÖÉÏà
ÇÉÑÉÔÄÚÌ̲ÈÑÄÎÒÓÔÌÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÕÖÌ
ÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÑÉËÄËÉÐÏÉÑÑÒÐÆßÆÒÈÉ
ÐÒÊÉÖÅßÖàÔÉÄÏÌËÒÆÄÑÄÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÄã
ÒÅÐÒÖÎÌÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÎÒÖÒÔÒÉÛÉÔÉËÔÉËÌÕ
ËÄÈÉÔÊÎÄÎÒÖÒÔÄãÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÕãÕÓÒÐÒÝàâ
ÖÒÔ6ÌÈÌÒÈ:(ËÄÔãÊÄÉÖÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ'ÎÒÖÒÔßÍÒÅÔÄË×ãÚÉÓà
ÈÒÔÄÅÒÛÉÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄÉÐÒÇÒ
ÉÐÎÒÕÖÑÒÍÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒͲµÐÉÊÈ×ÆÙÒÈÒÐÌ
ÕÖÄÅÌÏÌÖÔÒÑÒÐ:(
ÆßÙÒÈÒÐ((ÈÄÉÖÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàËÄØÌÎÕÌÔÒ
µáÖÒÇÒÐÒÐÉÑÖÄÔÉÊÌÐÔÄÅÒÖßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÆÄÖàÆßÎÏâÛÉÑÑÒÉÕÒÕÖÒãÑÌÉÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑ
ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÖÉÏàÑßÐÓÒÕÎÒÏàÎ×
ËÌÕÖÒÔÄËÄÕÛÉÖÌËÐÉÑÉÑÌãÓÒÏãÔÑÒÕÖÌÑÄÓÔã
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÆÙÒÈÉÓÒÔÒÇÒÆÒÇÒáÏÉÐÉÑÖÄ
ÊÉÑÌãÑÄÒÅÐÒÖÎÉ×ÓÔÄÆÏÉÑÌã®ÄÎÖÒÏàÎÒáÖÒ
ÕÎÄÛÎÒÐ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÌÕÒÙÔÄÑãÉÖÕãÑÄáÖÒÐ
ÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖÑ×ÏÉÆÒÉÕÒÕÖÒãÑÌÉÑÄÆßÙÒÈÉ
×ÔÒÆÑÉÈÒÖÉÙÓÒÔÓÒÎÄÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄ×ÓÔÄÆ
ÈÔÄÍÆÉÔÄ((×ÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãËÄÕÛÉÖÖÒÎÄ
ÏãâÝÉÍÒÅÐÒÖÎÉÑÉÌËÐÉÑÌÖÓÒÏãÔÑÒÕÖà¶Î
ÛÉÔÉËÈÌÒÈ:(
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÆÙÒÈÉÈÔÄÍÆÉÔÄ((ÓÔÉÆßÜÄ
³ÒÒÎÒÑÛÄÑÌÌÔÄËÔãÈÄÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÑÄ
ÉÖÉÇÒÓÒÔÒÇÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÑÄÉÇÒÆßÙÒÈÉÓÔÒ
ÑÄÇÔ×ËÎ×ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÒÅÐÒÖÎÉ×ÓÔÄÆÏÉÑÌã
ÈÒÏÊÄÉÖ×ÈÉÔÊÌÆÄÖàÕãÆßÕÒÎÌÍ×ÔÒÆÉÑà
ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÔÄÆÑßÐÑ×ÏâÓÔÌáÖÒÐÖÒÎÛÉÔÉË
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÒÎÖãÅÔà
ÈÌÒÈ:(ÓÔÉÎÔÄÝÄÉÖÕãÄÕÒÕÖÒãÑÌÉÈÔÄÍÆÉ
ÕÖÄÖÌÛÉÕÎ×â°ÒÝÑÒÕÖàÈÌÑÄÐÌÛÉÕÎÌÙÓÒÖÉÔà
ÔÄÐÉÑãÉÖÕãÑÄÒÅÔÄÖÑÒÉËÄÕÛÉÖÓÒãÆÏÉÑÌã
ÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕãÎÄÎ
ÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÈÉÏÌÖÉÏÉ6
6Ì6:(¶ÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐÆÕÉÆÔÉÐÉÑÑßÉ
ÓÄÔÄÐÉÖÔßÔÄÅÒÛÉÇÒÔÉÊÌÐÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÒÓÔÉ
ÇÈÉ
ÈÉÏãâÖÕãÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàâÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ·ÓÔÄÆÏÉÑÌÉÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝ
'záØØÉÎÖÌÆÑÄãÆßÙÒÈÑÄãÉÐÎÒÕÖà
)**
ÑÒÕÖàâÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÉÖÄÎÒÇÒÖÌÓÄÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÕã
ÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ËÄÕÛÉÖ×ÐÉÑàÜÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÈÉÏÌÖÉÏÉ
JzÔÄÅÒÛÄãÛÄÕÖÒÖÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
66Ì6:(ÓÔÌáÖÒÐÆÔÉÊÌÐÉÅÒÏàÜÌÙ
9zÓÒÏÑßÍÔÄËÐÄÙÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÆßÙÒ
ÐÒÝÑÒÕÖÉÍÔÉÇ×ÏÌÔ×ÉÖÕãÈÏÌÖÉÏàÑÒÕÖàËÄÔãÈ
398
ÑÒÇÒÚÌÎÏÄÄÓÔÌÐÄÏßÙÆßÙÒÈÑßÙÖÒÎÄÙÎÒÑ
ÈÉÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÆÉÔÖÉÔÓÉÔÉÙÒÈÌÖÆÔÉÊÌÐÓÔÉÔßÆÌÕÖÒÍÐÒÈ×
Ö
É
ÏãÚÌÌÕÚÌÎÏÌÛÉÕÎÌÐÓÔÉÎÔÄÝÉÑÌÉÐÄÆÖÒÎÒ
ÏÉÅÄÑÌÍ
µÏÉÈ×ÉÖÒÖÐÉÖÌÖàÛÖÒÈÏãËÄÓ×ÕÎÄÎÒÑÆÉÔ
ÖÉÔÄÖÒÎÛÉÔÉË6ÈÒÏÊÉÑÌÐÉÖàÆÉÏÌÛÌÑ×
µÖÄÖÌÛÉÕÎÌÉÓÒÖÉÔÌÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÆ
ÅÒÏÉÉФÌËËÄËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÇÒÖÒÎÄÓÒÖÔÉÅ
ÎÄÛÉÕÖÆÉÎÏâÛÄÓÒÏÉÆßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÒÓÔÉ
ÏãÉÐÒÇÒÈÔÄÍÆÉÔÒÐ((ÓÉÔÉÈÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌ
ÈÉÏãâÖÕãÓÒÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌâ
ÉгÒáÖÒÐ×ÈÏãÇÄÔÄÑÖÌÔÒÆÄÑÑÒÇÒÆÎÏâÛÉÑÌã
ÇÈÉ
ÓÔÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÆÕÉÖÌÐÉÑÉɦÑÉÒÅÙÒÈÌ
ÐÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÔÉËÌÕÖÒÔ6ÕÑÒÐÌÑÄÏÒÐ
ÓÔÌÐÉÔÑÒβÐÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÛÉÇÒÓÔÌÑÄÓÔã
ÊÉÑÌÌÆÕÉÖ̦ÐÒÝÑÒÕÖàÆßÈÉÏãÉÐÄãÑÄ
áÖÒÐÔÉËÌÕÖÒÔÉÓÔÉÆßÜÄÉÖ¦Ö²ÈÑÄÎÒÖÄÎÄã
6zÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÎÄÑÄÏÄÑÄÕßÝÉÑÑÒÇÒ
/
ÕÙÉÐÄËÄÓ×ÕÎÄÑÉÒÅÙÒÈÌÐÄÏÌÜàÆÕÏ×ÛÄÉ
ÎÏâÛÄ
ÉÕÏÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÆÙÒÈÉÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÔÌ
ÆÎÏâÛÉÑÌÌÓÒÆßÜÄÉÖÕãÐÉÈÏÉÑÑÒ³ÔÌÕÎÄÛ
-zÐÄÎÕÌÐÄÏàÑßÍÖÒÎÛÉÔÉËÎÏâÛ
1
ÎÒÒÅÔÄËÑÒÍÓÒÈÄÛÉÓÌÖÄÑÌãzÑÄÓÔÌÐÉÔÕ
9zÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÆËÄÔãÈ
ÓÒÐÒÝàâÖ×ÐÅÏÉÔÄzÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕ6
ÑÒÐÚÌÎÏÉ
ÐÒÊÑÒÆÎÏâÛÌÖàáÏÉÎÖÔÒÏÌÖÌÛÉÕÎÌÍÎÒÑÈÉÑ
ÕÄÖÒÔzÐθÑĦ¦ÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÐÒÝ
9!9
»
OzÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÌÑÈ×ÎÖÌÆ
¦¿¹
86
ÑÒÕÖàÑÄáÖÒÐÔÉËÌÕÖÒÔÉÑÉÔÄÕÕÉÌÆÄÉÖÕã
ÑÒÕÖÌÆÔÄËÔãÈÑÒÐÚÌÎÏÉ
²ÈÑÄÎÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉáØØÉÎÖÌÆÑÒÍÕÙÉ
µ×ÛÉÖÒÐáÖÒÇÒÒÅÝÄãÐÒÝÑÒÕÖàÆßÈÉÏãâ
ÐßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÉÝÉÑÉãÆÏãÉÖÕãÇÄÔÄÑÖÌÉÍ
ÝÄãÕãÑÄÎÏâÛÉÆÒÐÓÒÏÉÆÒÐÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÉ
ÐÌÑÌÐ×ÐÄÐÒÝÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÒÍÑÄÉÉ
ÕÒÕÖÄÆÏãÉÖ
ÎÏâÛÉÆÒÐáÏÉÐÉÑÖÉ«ÈÉÕàÕÏÉÈ×ÉÖÑÄÓÒÐ
ÑÌÖàÛÖÒÒÅÝÌÉÓÒÖÉÔÌÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄÏâÅÒÐ
ÓÒÏ×ÓÔÒÆÒÈÑÌÎÒÆÒÐÎÏâÛÉÈÉÏãÖÕãÑÄÈÆÉ
ÒÕÑÒÆÑßÉÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÉzÈÌÑÄÐÌÛÉÕÎ×âÌ
J9
'
4
398
)**
(
!
O
9
9
9
86
¦¿¹
398
!
9
9
9
-
6
4
1
/
7
»
!
9
9
9
-
6
9
'
4
1
/
398
)**J
³
»
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÒÎÖãÅÔà
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÔÌËÄÈÄÑÑÒÍÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÍ
ÒÖÎ×ÈÄÕÏÉÈ×ÉÖÛÖÒÓÉÔÆßÐ×ÕÏÒÆÌÉÐÐÌÑÌ
ÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÐÄÏàÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÒÍÑÄÎÏâÛÉ
ÆÒÐÓÒÏÉÆÒÐÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÉãÆÏãÉÖÕãÆßÅÒÔÉÇÒ
ÓÒÐÌÑÌÐÄÏàÑÒÐ×ËÑÄÛÉÑÌâÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÌã
'
6ÓÔÌËÄÈÄÑÑÒÐÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÐÑÄÓÔãÊÉ
398
/
ÑÌÌÑÄÕÖÒÎÉÖÔÄÑËÌÕÖÒÔijÒÕÎÒÏàÎ×áÖÒÓÔÒ
ÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒ
ÌËÆÉÈÉÑÌÉ×ÐÉÑàÜÄÉÖÕãÓÔÌ×ÐÉÑàÜÉÑÌÌ
ÓÔÉÈÉÏàÑÒÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÕÖÒÎÉ
ÈÏã×ÐÉÑàÜÉÑÌãÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌãÕÏÉÈ×ÉÖ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÖÔÄÑËÌÕÖÒÔßÕÐÌÑÌÐÄÏàÑÒÆÒË
ÐÒÊÑßÐÈÒÓ×ÕÖÌÐßÐÓÔÉÈÉÏàÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌ
ÉÐÕÖÒÎÌÕÖÒÎÎÒÖÒÔÒÉÉÝÉÓÒËÆÒÏãÉÖÓÔÉÒÅ
ÔÄËÒÆÄÖÉÏâÑÒÔÐÄÏàÑÒØ×ÑÎÚÌÒÑÌÔÒÆÄÖàÓÔÌ
ÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÐÆÙÒÈÑÒÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÌ
ÇÈÉ
«ÈÉÕàÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÒÖÐÉÖÌÖàÛÖÒ'Ì6
398
/
záÖÒÑÒÔÐÌÔ×âÝÌÍÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÈÏã
ÒÈÑÒËÑÄÛÑÒÕÆãËÄÑßÈÔ×ÇÕÈÔ×ÇÒÐÖÎÒÅÄáÖÌ
ÓÒÏ×ÛÉÑÌãÔÉË×ÏàÖÄÖÄÆÓÌÎÒØÄÔÄÈÄÙ
ÓÄÔÄÐÉÖÔÄÆÒÕÑÒÆÑÒÐÒÓÔÉÈÉÏãâÖÕãÇÉÒÐÉÖ
ÈÉÏÉÑÑßÙÑIJÐß
ÔÌÛÉÕÎÌÐÌÔÄËÐÉÔÄÐÌÎÄÑÄÏÄÓÒÏÉÆÒÇÒÖÔÄÑ
³ÔÌÆßÛÌÕÏÉÑÌãÙÕÏÉÈ×ÉÖ×ÛÉÕÖàÛÖÒ'
)**
ËÌÕÖÒÔijÔÌáÖÒÐÌÙÆÉÏÌÛÌÑßÒÅÔÄÖÑÒÓÔÒ
ÌÐÉÉÖÆzÔÄËÄÐÉÑàÜ×âÆÉÏÌÛÌÑ×ÓÒÕÔÄÆ
ÓÒÔÚÌÒÑÄÏàÑßÓÒÕÎÒÏàÎ×ÈÏãÕÑÌÊÉÑÌã
ÑÉÑÌâÕÆßÙÒÈÑÒÍÉÐÎÒÕÖàâÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÆÒÆÎÏâÛÉÑÑÒÐÕÒÕÖÒãÑÌÌÓÔÌ
'
ÌËÐÉÔÉÑÑÒÍÓÔÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÑÄÕÖÒÎÉ
398
ÙÒÈÌÖÕã×ÆÉÏÌÛÌÆÄÖàÜÌÔÌÑ×ÎÄÑÄÏÄÄáÖÒ
¦ÑÄÛÄÕÖÒÖÉ°§ÚµÆÉÈÉÑÌãÓÒËÑÄÛÉÑÌâ
ÓÔÌÆÒÈÌÖÎÓÔÒÓÒÔÚÌÒÑÄÏàÑÒÐ×ÆÒËÔÄÕÖÄÑÌâ
'ÈÏãÑÉÎÒÖÒÔßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÓÔÌÆÒÈãÖÕã
)**
ÆßÙÒÈÑÒÍÉÐÎÒÕÖ̦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒÓÔÒÌËÆÉ
ÆÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒÍÈÒÎ×ÐÉÑÖÄÚÌÌÓÔÌÛÉÐÆÉÏÌÛÌ
ÈÉÑÌÉ'
6ÈÏãÏâÅßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÕÒÈÌ
398
/
ÑÄ'
'
ÆÌÈÌÐÒÑÉÕÌÏàÑÒÒÖÏÌÛÄÉÖÕã
398
)**
ÑÄÎÒÆßÐÈÒÓ×ÕÖÌÐßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÑÄÕÖÒÎÉ
ÈÏãÔÄËÑßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÅÒÏàÜÒ
Å×ÈÉÖÓÔÌÐÉÔÑÒÓÒÕÖÒãÑÑßбÄÓÔÌÐÉÔÓÒ
ÇÒÕÙÒÈÕÖÆÄËÄÆÌÕÌÐÒÕÖÌ'ÒÖÆÉÏÌÛÌÑß
398
ÔÉË×ÏàÖÄÖÄÐÄÑÄÏÌËÄÓÄÔÄÐÉÖÔÒÆÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÐÉÊÈ×ÕÖÒÎÒÐÌÌÕÖÒÎÒÐÈÏã
ÔÒÆÔÄËÑßÙÖÌÓÒÆÕÈÒÓ×ÕÖÌÐßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐ
ÏâÅßÙÓÒÏÉÆßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÕÒÈÌÑÄÎÒÆßÐ
ÑÄÕÖÒÎɦÆÉÏÌÛÌÑÄáÖÒÇÒÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÌã
ÓÔÉÈÉÏàÑÒÈÒÓ×ÕÖÌÐßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÑÄÕÖÒ
ÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÒÔÌÉÑÖÌÔÒÆÒÛÑÒ²Ð
Ó¸²ÛÉ
ÎÉ
ÆÌÈÑÒÛÖÒÆÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÑÒÉ
¨ÏãÓÒÏ×ÛÉÑÌãÒÓÖÌÐÄÏàÑßÙÕÖÒÛÎÌËÔÉ
ÆßÜÉÆßÔÄÊÉÑÌÉÌÐÉÉÖÐÌÑÌÐ×ÐÓÔÌÔÄÆÉ
ÑÌãÐÌÑÌÐÄÏàÑÒÇÒÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌãÙÄÔÄÎÖÉ
ÑÕÖÆÉÓÔÄÆÒÍÌÏÉÆÒÍÛÄÕÖÉÍÕ×ÐÐßÒÖÎ×ÈÄ
ÔÌÕÖÌÎÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÚÉÏÉÕÒÒÅÔÄËÑÒÓÔÌÈÉÔÊÌ
ÐÒÊÑÒÑÄÍÖÌÓÄÔÄÐÉÖÔßÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÒÅÏÄÈÄ
ÆÄÖàÕãÕÏÉÈ×âÝÉÍÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕÖÌ
âÝÉÇÒÑÄÌÏ×ÛÜÌÐÌÓÄÔÄÐÉÖÔÄÐÌÈÏãÈÄÑÑÒÇÒ
ÈÉÍÕÖÆÌͬËÐÉÔÌÆËÑÄÛÉÑÌãJÌ-ÆÔÉÄÏàÑÒÐ
1
O
9
9
O
9
-
6
J9
'
86
¦¿¹
86
¦¿¹
1
/
398
)**
»
!
O
9
9
J
O
9
-
O
9
9
O
9
J9
-
F
6
'
86
¦¿¹
86
¦¿¹
1
86
¦¿¹
86
¦¿¹
398
1
/
)**
»
!
!
»
»
!
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÒÎÖãÅÔà
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÉÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÆÎÄÛÉÕÖÆÉ
ÏÉÑÑßÙÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÙÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÆÕÓÔÌÑ×ÈÌ
ÎÏâÛÄÓÔÒÌËÆÒÏàÑÒÇÒÓÒÏÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÖÉÏàÑßÐÖÄÎÖÌÔÒÆÄÑÌÉÐÓÔÌÐÉÑÉÑÌÉ
ÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÐÒÊÑÒÒÓÔÉÈÉÏÌÖà
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÆßÓÒÏÑÉÑÑßÙÆÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÌÌÕ
ÓÄÔÄÐÉÖÔßÒÓÖÌÐÄÏàÑÒÇÒÎÏâÛÄÌÕÓÒÏàË×ã
´ÌÕ×ÑÎÒÐÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÌÙÓÔÒÕÖÒÖßÌáØØÉÎ
ÕÏÉÈ×âÝÌÉÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌã
ÖÌÆÑÒÕÖÌÕÆÒÍÕÖÆÉÑÑßÙÄÆÖÒÎÒÏÉÅÄÖÉÏàÑßÐ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÐÆÓÒÏÑÉÚÉÏÉÕÒÒÅÔÄËÑÒ
²ÈÑÄÎÒÌËÆÉÕÖÑÒÛÖÒÅÌÓÒÏãÔÑßÉÖÔÄÑËÌÕ
ÖÒÔßÒÅÏÄÈÄâÖÒÈÑÒÆÔÉÐÉÑÑÒÌÐÉÑàÜÌÐ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÐÆÒÆÎÏâÛÉÑÑÒÐÕÒÕÖÒãÑÌÌÌ
ÐÉÑàÜÉÍÆßÙÒÈÑÒÍÉÐÎÒÕÖàâÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕ
ÓÒÏÉÆßÐ̱ÄÓÔÌÐÉÔ×ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
1.) ÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÌÉ6
»
'ÔÄÆÑÒ
±¤µ
398
ÆÕÉÇÒ²Ð
Ó¸
ÆÉÏÌÛÌÑÄÉÐÎÒÕÖÌÕÒÒÖ
ÆÉÖÕÖÆ×ÉÖÑÄÓÔãÊÉÑÌâÎÒÏÏÉÎÖÒÔáÐÌÖÖÉÔ
ÇÈÉ
¦ÄÆÉÏÌÛÌÑÄÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÆßÛÌÕÏÉÑÄ
ÈÏãÖÒÎÄÎÒÏÏÉÎÖÒÔĤ
ÛÖÒÓÒÛÖÌÆÔÄË
Ï×ÛÜÉÛÉÐ×ÓÒÏÉÆßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÕÄÑÄÏÒ
ÇÌÛÑßÐÌÐÒÝÑÒÕÖÑßÐÌÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÄÐÌ
³ÔÌáÖÒÐÒÕÑÒÆÑÄãÛÄÕÖàÓÒÖÉÔàÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒ
ÆÄÑÌÌÅÌÓÒÏãÔÑßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÆÎÄÛÉÕÖÆÉ
¶ÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐÐÌÑÌÐÌËÌÔÒÆÄÖàÓÒÖÉÔÌÑÄ
ÎÏâÛÄÓÒÕÆÉÈÉÑÌãÐÌËÏÌÖÉÔÄÖ×ÔÑßÙÌÕÖÒÛÑÌ
ÎÏâÛÉÆÒÐÓÒÏÉÆÒÐÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÉÐÒÊÑÒÓ×ÖÉÐ
ÎÒÆÕÆãËÄÑÄÕÒÕÖÄÖÒÛÑßÐËÄÔãÈÒÐÆÅÄËÉÓÔÌ
ÓÒÈÅÒÔÄÑÄÌÅÒÏÉÉÓÒÈÙÒÈãÝÉÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌ̦ÖÒÊÉÆÔÉÐãÌËÆÉÕÖÑßÔÉÎÒ
³ÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÉÌÕÓßÖÄÑÌãÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÐÉÑÈÄÚÌÌÓÒ×ÐÉÑàÜÉÑÌâÆÏÌãÑÌãáÖÒÇÒËÄÔã
ÓÒÎÄËÄÏÌÛÖÒËÄÐÉÑÄÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ-6* Õ
ÈÄÑÄÕÎÒÔÒÕÖàÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÅÌÓÒÏãÔÑßÙ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÐ ²ÐÌÆßÙÒÈÑÒÍÉÐÎÒÕ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÕÒÈÉÔÊÄÝÌÉÕãÑÄÓÔÌÐÉÔÆ?A
ÖàâÓ¸ÑÄÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ-6*&'%ÕÒÓÖÌ
?A
ÐÄÏàÑßÐÌÓÄÔÄÐÉÖÔÄÐÌ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÆ
¦ÕÆãËÌÕáÖÌÐÈÏãáÎÕÓÉÔÌÐÉÑÖÄÏàÑÒÍ
ÑÄÕßÝÉÑÑÒÐÕÒÕÖÒãÑÌ̲ÐÄÌÆßÙÒÈÑÄã
ÒÚÉÑÎÌáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖÌáÖÌÙÔÉÎÒÐÉÑÈÄÚÌÍ
ÉÐÎÒÕÖà Ó¸
ÓÔÌ-
%ÌJ!ΧÚÓÒËÆÒÏã
1
ÅßÏÔÉÄÏÌËÒÆÄÑÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÕÅÌÓÒÏãÔ
ÉÖÕÑÌËÌÖàÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ô×ÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ÑßÐÎÏâÛÉÆßÐÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÐÆÎÒÖÒÔÒÐÑÉ
ÖÒÏàÎÒÓÒÏÑÒÕÖàâÔÉÄÏÌËÒÆÄÑßÆÕÉÔÉÎÒÐÉÑ
ÔÄÕÔÄÈÌÄÖÒÔÒÐÓÏÒÝÄÈàâb ÕÐÕ ÈÒ
ÈÄÚÌÌÈÄÑÑÒÍÕÖÄÖàÌÑÒÖÄÎÊÉÔÉÎÒÐÉÑÈÄÚÌÌ
µ¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÉÎÒÑÆÉÔ
ÌËÏÒÊÉÑÑßÉÆ×ÓÒÐãÑ×ÖßÙÏÌÖÉÔÄÖ×ÔÑßÙ
ÖÉÔßÕÒÆÕÖÔÒÉÑÑßÐÎÏâÛÒÐÆÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÉ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÙ
ÕÏ×ÛÄÉÆÌÐÉâÖÑÉÒÓÖÌÐÄÏàÑßÉÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌ
ÎÌÓÒÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌâÆÖÒÍÌÏÌÌÑÒÍÕÖÉÓÉÑÌ
·ÓÔÒÝÉÑÑÄãÓÔÌÑÚÌÓÌÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄáÎÕÓÉ
×ÕÖ×ÓÄãÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÐÕÆÑÉÜÑÌÐÎÏâÛÒÐÎÒÖÒ
ÔÌÐÉÑÖÄÏàÑÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÔÌÆÉÈÉÑÄÑÄ
ÔßÉÈÒÓ×ÕÎÄâÖÓÒÈÅÒÔÒÓÖÌÐÄÏàÑÒÇÒÎÏâÛÉ
´ÌÕ×ÑÎÉ
ÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÓÒÈÎÄÊÈ×âÎÒÑÎÔÉÖÑ×âËÄÈÄ
²ÅÝÌÍÓÔÌÑÚÌÓØ×ÑÎÚÌÒÑÌÔÒÆÄÑÌãáÖÒÇÒ
Û׳ÒáÖÒÐ×ÑÉÆËÌÔÄãÑÄÑÄÏÌÛÌÉÐÑÒÇÒÛÌÕ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÑÉÒÖÏÌÛÄÉÖÕãÒÖÔÄÕ
F
E
6
F
6
'
E
6
'
'
'
/
/
)**
/
)**
398
)**
!
!
!
!
'
6
E
398
/
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÒÎÖãÅÔà
ÕÐÒÖÔÉÑÑÒÇÒÆßÜÉÈÏãÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÔÉÈÕÖÄÆ
ÐÒÝÑÒÕÖÌ:(ÌÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ×'ÁÖÒÖ
ÏÉÑÑÒÇÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉËÄÌÕÎÏâÛÉÑÌÉÐÕÓÒÕÒ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÑÄÓÔãÊÉÑÌÉЦËÄÔãÊÄÉÖÕãÖÒÎÒÐ
ÅÄ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÎÏâÛÉÆßÐÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒЦ
ÅÄËßÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÆÖÉÛÉÑÌÉÚÌÎÏÄ
áÖÒÐ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉÈÔÄÍÆÉÔ((ÏÌÜàÌÑÌÚÌÌÔ×
ËÄÔãÈÄÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌ
ÉÖÆÎÏâÛÉÑÌÉÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8
³ÒÕÎÒÏàÎ×ÆÒÆÔÉÐãËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄÑÄ
ÛÉÔÉËÚÉÓà6 'ÌÈÌÒÈ:( ²ÕÑÒÆÑÒÍÊÉ
ÆßÙÒÈÉÈÔÄÍÆÉÔÄ((ÓÒÕÖÒãÑÑÒÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄ
ÖÒÎÅÄËßÓÒÕÖ×ÓÄÉÖÕÒÅÐÒÖÎÌÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌ
ÉÖÕãÆßÕÒÎÌÍ×ÔÒÆÉÑàÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÒÕÏÉÉÇÒ
ÛÉÔÉËÈÔÒÕÕÉÏà0ÌÈÌÒÈ:(¬ÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉ
ËÄÆÉÔÜÉÑÌãÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÒÎÄËßÆÄÉÖÕãËÄÔã
ÖÄÎÒÇÒÔÉÜÉÑÌãÓÒËÆÒÏÌÏÒÈÒÐÌÑÌÐ×ÐÄ
ÊÉÑÑßÐÈÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÆÕÓÒÐÒÇÄÖÉÏàÑÒÇÒ
×ÐÉÑàÜÌÖàÖÒÎÕÆßÙÒÈÄÈÔÄÍÆÉÔÄ((ÌÕÒÒÖ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÐÌÑ×ÕÓÄÈÉÑÌÉÑÄ:( Ì
ÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒ×ÐÉÑàÜÌÖàÖÒÎÓÒÖÔÉÅÏãÉÐßÍ
ÅÄËÒÆÒÐÓÉÔÉÙÒÈÉ:8³ÒáÖÒÐ×ÎÒÇÈÄÑÄÆßÙÒ
áÖÒÍÐÌÎÔÒÕÙÉÐÒÍÒÖÌÕÖÒÛÑÌÎÄÉÉÓÌÖÄÑÌã
ÈÉ((×ÕÖÄÑÄÆÏÌÆÄÉÖÕãÑÌËÎÌÍ×ÔÒÆÉÑàÈÌÒÈ
¬Ë×ÓÒÐãÑ×ÖßÙÆßÜÉÏÌÖÉÔÄÖ×ÔÑßÙÌÕÖÒÛ
:( ËÄÓÌÔÄÉÖÕãÌÑÄËÄÖÆÒÔÉÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8
ÑÌÎÒÆÌËÆÉÕÖÑÒÛÖÒÈÏã×ÕÎÒÔÉÑÌãÆßÆÒÈÄ
ØÒÔÐÌÔ×ÉÖÕãÅÒÏàÜÒÉÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÉÕÐÉÝÉ
ÅÌÓÒÏãÔÑßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÌËÑÄÕßÝÉÑÌãÑÉÒÅ
ÑÌÉÓÒÏÑÒÕÖàâÒÖÎÔßÆÄâÝÉÉáÖÒÖÖÔÄÑËÌÕ
ÙÒÈÌÐÌÕÖÒÛÑÌÎÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÇÒÕÐÉÝÉÑÌã
ÖÒÔ³ÒÕÎÒÏàÎ×ÆÑ×ÖÔÉÑÑÉÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉ
¶ÄÎÒÍÌÕÖÒÛÑÌÎÔÉÄÏÌËÒÆÄÑÓ×ÖÉÐÓÒÈÎÏâÛÉ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ-6010ÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÆÕÉÇÒ
ÑÌãÑÌÊÑÉÇÒÓÒÕÙÉÐÉÆßÆÒÈÄÒÅÐÒÖÎÌÒÅÔÄÖ
вÐÅÄËÄ:8ËÄÐßÎÄÉÖÕãÑÄÌÕÖÒÛÑÌÎ
ÑÒÍÕÆãËÌ86ÎÕÖÄÅÌÏÌÖÔÒÑ×ÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÍ
ÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÇÒÕÐÉÝÉÑÌãÛÖÒÖÉÒÔÉÖÌÛÉÕÎÌ
´ÌÕ×ÑÒÎ
6
/
:
(
:
:(
'
6
/
(
(
6
/
'
1
'
2
2
'
6
/
-6010
:8
:(
7*
7*
:(
6
/
0
Y,
:(
&%:
:(
&%:
'
2
6
/
&%:
:(
6
²Ð
:(
(
&
:
:
76
:(
'
86
(%
/
×ÓÔÄÆÏÉÑÌÉÓÒÖÒÎ×
ÌÏÌÑÄÓÔãÊÉÑÌâ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÒÎÖãÅÔà
¯ÌÖÉÔÄÖ×ÔÄ
§ÔÒÜÉƦðÒÈÉÔÑÌËÄÚÌãÐÄÏÒÐÒÝÑÒÇÒËÄÔãÈÑÒÇÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ
µµÒÎÏÒؤÑÄÏÒÇÒÆßÉÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÉÕÙÉÐß°°ÌÔ Ç
1SXSVSPE7IQMGSRHYGXSVXIGLRMGEPHEXE1.) z1.*
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑÕÉÑÖãÅÔàÕÖÔ
ÈÒÏÊÑÒÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÅßÕÖÔÒÉ×ÈÄÏÉÑÌÉËÄÔãÈÄ
ÛÉÆßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙÓÔÉÈÕÖÄÆ
ÏÉÑÑßÙÑÄ´ÌÕ×ÑÎÄÙÕÒÕÖÄÆÌÏĵ
ÕÒÈÉÔÊÄÝÉÇÒÕãÆÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑÒÅÄËÒÆÒÐÓÉÔÉ
µÌ µÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒ¬ÑßÐÌÕÏÒÆÄ
ÙÒÈÉ
ÐÌÆÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌÌÓÒÎÄËÄÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
®ÔÒÐÉáÖÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÓÒÈÎÏâÛÄÉÖ
ÅÌÓÒÏãÔÑßÍÎÏâÛÓÒáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖÌÓÔÉÆÒÕ
ÅÄËÒÆßÍÈÔÒÕÕÉÏà0ÎÒÅÐÒÖÎÉÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆã
ÙÒÈÌÖ°²³ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÌÑÄÐÑÒÇÒÓÔÉÆÒÕÙÒÈÌÖ
ËÌÄÓÒÕÎÒÏàÎ×ÓÒÕÖÒãÑÑÄãÆÔÉÐÉÑÌ6 '
ÅÌÓÒÏãÔÑßÍÎÏâÛÆßÓÒÏÑÉÑÑßÍÕÕÒÅÏâÈÉÑÌ
ÆßÅÔÄÑÄÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÅÒÏàÜÒÍáÖÒÓÒÈÎÏâÛÉ
ÉÐÔÉÎÒÐÉÑÈÄÚÌÍÌËÏÒÊÉÑÑßÙÆ?A?AµÏÉ
ÑÌÉÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãÆÖÉÛÉÑÌÉÆÕÉÇÒÚÌÎÏÄ
ÈÒÆÄÖÉÏàÑÒáÖÌÔÉÎÒÐÉÑÈÄÚÌÌáØØÉÎÖÌÆÑß
ÔÄËÔãÈÄÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÑÄ
ÖÒÏàÎÒÓÒÒÖÑÒÜÉÑÌâÎ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÓÒÈÒ
ÑÄÇÔ×ËÎ׳ÔÌáÖÒÐÆÕãáÑÉÔÇÌãÑÄÎÒÓÏÉÑÑÄãÆ
ÅÑßÐÒÓÌÕÄÑÑßÐÆ?AÌËÄÖÔÄÖßÑÄÌÙÔÉÄÏÌ
ÈÔÒÕÕÉÏÉ0ÆÖÉÛÉÑÌÉËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄÖÄÎÊÉ
ËÄÚÌâÑÉÒÓÔÄÆÈßÆÄâÖÓÒÏ×ÛÄÉÐßÍÓÒÏÒÊÌ
ÓÉÔÉÈÄÉÖÕãÆÑÄÇÔ×ËÎ׶ÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐÆÕÉ
ÖÉÏàÑßÍáØØÉÎÖÒÖÌÙÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌã
ÔÉÎÒÐÉÑÈÄÚÌÌÌËÏÒÊÉÑÑßÉÆÈÄÑÑÒÍÕÖÄÖàÉÌ
³ÔÌÛÉÐÎÒÑÆÉÔÖÉÔßÆßÓÒÏÑÉÑÑßÉÓÒ
Æ×ÓÒÐÌÑÄÉÐßÙÏÌÖÉÔÄÖ×ÔÑßÙÌÕÖÒÛÑÌÎÄÙ
´ÌÕ×ÑÎ×ÌÕÓßÖßÆÄÏÌÕàÆÔÄËÏÌÛÑßÙÆÄÔÌÄÑ
ÓÒÏÑÒÕÖàâÕÒÅÏâÈÉÑß
ÖÄÙzÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÆÎÄÛÉÕÖÆÉÎÏâÛÉÆÒÇÒ
¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÓÔÒÆÉÈÉÑÑßÙÌÕÓßÖÄÑÌÍ×ÕÖÄ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆ78Ì1.) ÕÔÄËÑÒÍ
ÑÒÆÏÉÑÒÛÖÒÑÌÎÄÎÒÇÒÆßÌÇÔßÜÄÓÒÕÔÄÆÑÉ
ÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖàâÕÔÄËÑßÐÌÖÔÄÑÕØÒÔ
ÑÌâÕÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÐÕÙÉÐÄÎÒÖÒÔÒÇÒÓÒÎÄËÄÑÄ
ÐÄÖÒÔÄÐÌÌÆÔÄËÑÒÐÎÒÑÕÖÔ×ÎÖÌÆÑÒÐÌÕÓÒÏÑÉ
ÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÌÆÎÒÖÒÔÒÐÑÉÖÑÌÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒ
ÑÌ̬ÙÒÖãÖÒÛÑßÉÌËÐÉÔÉÑÌãÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ôß
ÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÑÌÕÓÉÚÌÄÏàÑÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÓÔÒÌËÆÉÈÉÑßÏÌÜàÆÒÈÑÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÒÎÒÕÆÉÑ
ÈÏã×ÈÄÏÉÑÌãËÄÔãÈÄÌËÅÄËßÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑ
ÑßÐÈÄÑÑßÐÐÒÊÑÒËÄÎÏâÛÌÖàÛÖÒÓÒÆÖÒÔãÉ
ËÌÕÖÒÔÄÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÑÉ×ÈÄÏÒÕà¥ÒÏÉÉÖÒÇÒ
ÐÒÕÖàáØØÉÎÖÄÄÅÕÒÏâÖÑÄã¶ÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐ
ÐÒÝÑÒÕÖàÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÄãÑÄÎÏâÛÉÆÒÐÖÔÄÑ
ËÌÕÖÒÔÉÆáÖÒÐ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÉÌÐÉÉÖÕ×ÝÉÕÖÆÉÑ
ÑÄÒÕÑÒÆÄÑÌÌÓÔÒÆÉÈÉÑÑßÙÌÕÕÏÉÈÒÆÄÑÌÍ
ÑÒÐÉÑàÜÉÉËÑÄÛÉÑÌÉÛÉÐÆáÎÕÓÉÔÌÐÉÑÖÄÏà
ÓÔÌÙÒÈÌÖÕãÓÔÌËÑÄÖàÛÖÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÕÙÉÐÄ
ÑÒÐÒÅÔÄËÚÉÕÙÉÐÄÎÒÖÒÔÒÇÒÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÄÑÄ
ÎÒÖÒÔÒÇÒÓÔÌÆÉÈÉÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÒÅÏÄÈÄÉÖ
´ÌÕ×ÑÎÉÌÐÉÑàÜÉáÖÒÇÒÓÒÎÄËÄÖÉÏãÈÏãÎÒÑ
ØÉÑÒÐÉÑÄÏàÑßÐÌÕÆÒÍÕÖÆÄÐÌÎÒÖÒÔßÉÓÔÒ
ÆÉÔÖÉÔÄÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÑÒÇÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÓÔÌ
ÖÌÆÒÔÉÛÄÖÕ×ÝÉÕÖÆ×âÝÌÐÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÌãÐ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÒÓÖÌÐÄÏàÑÒÇÒÎÏâÛÉÆÒÇÒÓÒÏÉ
ÓÔÌáÖÒÐÉÇÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌâÆÆßÕÒÎÒÆÒ
ÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔĦÄÅÕÒÏâÖÑÒÒÈÌÑÄÎÒÆßÙ
ÏàÖÑßÙÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÙÕÚÉÏàâáÎÒÑÒÐÌÌ
×ÕÏÒÆÌãÙÓÔÌÔÄÆÑÒÍÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌ
áÑÉÔÇÌÌÌÏÌ×ÐÉÑàÜÉÑÌãÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌãÓÔÌ
¦ÖÓÔÌÐÉÔÑÒÒÈÌÑÄÎÒÆÒÍÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖÉ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌÌáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÇÒÖÒÎÄÓÒÆÕÉÍ
ÌÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÒÈÑÒÇÒÌÖÒÇÒÊÉÔÄÈÌÄÖÒ
ÆÌÈÌÐÒÕÖÌÑÉÖÄÏàÖÉÔÑÄÖÌÆß
ÔÄÒÅÝÉÍÓÏÒÝÄÈàâÕÐÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÄÎÏâ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÒÎÖãÅÔà
µÓÒÕÒÅß×ÐÉÑàÜÉÑÌãÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌã
ÆÒÈÑÒÖÄÎÖÑßÙÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑßÙ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙ
¦Ã§ÔÒÜÉÆ
»ÄÕÖà
³ÔÒÈÒÏÊÉÑÌɱÄÛÄÏÒÆÓÔÉÈßÈ×ÝÌÙÑÒÐÉÔÄÙ
¬ÕÖÒÛÑÌÎÒÐÖÉÓÏÄÆÓÉÔÆÌÛÑÒÍÕÉÎÚÌÌÕÉÖÉ
ÊÉÑÌãÑÄÆßÙÒÈÑÒÐáÏÉÎÖÔÒÈÉÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑ
ÆÒÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄãÆÏãâÖÕãÖÄÎÊÉáÏÉÐÉÑÖß
ËÌÕÖÒÔÄÄÐÓÏÌÖ×ÈÄÎÒÖÒÔÒÇÒÓÔÌÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÌ
ÓÒÈÄÆÏÉÑÌãÆßÅÔÒÕÄÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÉÔÆÌÛ
ÈÔ×ÇÌÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕã
ÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÑÒÇÒÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàâ
ÖÒÏàÎÒÉÐÎÒÕÖàâÓÔÌÆÉÈÉÑÑÒÍÎáÖÒÐ×áÏÉÎ
ÔÄÕÕÉãÑÌãÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÌÈÔ×ÇÌÐÌÓÄÔÄ
ÖÔÒÈ×ÌÐÒÊÉÖÈÒÕÖÌÇÄÖàÕÒÖÉÑÆÒÏàÖ
ËÌÖÑßÐÌÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖãÐ̱ÄÏÌÛÌÉÌÑÈ×Î
¦ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÙÑÉÌÐÉâÝÌÙËÄÝÌÖÑÒÇÒ
ÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÒÅÞãÕÑãÉÖÕãÑÉÌÈÉÄÏà
ÈÌÒÈÄÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄâÝÉÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄ
ÑÒÕÖàâÏâÅÒÇÒÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÌÕÆãËÄÑÒÕ
ÆßÙÒÈÑÒÐáÏÉÎÖÔÒÈÉÖÄÎÒÍÆßÅÔÒÕÐÒÊÉÖ
ÓÔÒÕÖÔÄÑÕÖÆÉÑÑßÐÔÄËÑÒÕÒÐÓÉÔÆÌÛÑÒÍÌ
ÆßËßÆÄÖàÑÉÒÅÔÄÖÌÐßÍÓÔÒÅÒÍÎÒÏÏÉÎÖÒÔÑÒÇÒ
ÆßÙÒÈÑÒÍÒÅÐÒÖÒÎÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÕÖÌ
ÓÉÔÉÙÒÈıÉÑÄÐÑÒÇÒÏ×ÛÜÉÒÅÕÖÒÌÖÈÉÏÒÌÆ
ÌÙáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÍÌËÒÏãÚÌÌÄÖÄÎÊÉÕÅÒÏàÜÒÍ
ÕÏ×ÛÄÉÑÄÏÌÛÌãÖÄÎÒÇÒÈÌÒÈÄÓÒÕÎÒÏàÎ×Æ
ÖÒÏÝÌÑÒÍÎÄÊÈÒÍÐÑÒÇÒÕÏÒÍÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ
ÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÒÈÄÆÏãâÝÄãÛÄÕÖàáÑÉÔÇÌÌ
¨ÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÉ×Ù×ÈÜÉÑÌÉÓÒÖÒÎÒÕÚÉÓÏÉÑÌã
ÆßÅÔÒÕÄÔÄÕÕÉÌÆÄÉÖÕãÆÎÒÔÓ×ÕÉÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ
ÐÉÊÈ×ÒÅÐÒÖÎÄÐÌÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖÓÔÌ×ÆÉÏÌÛÉÑÌÌ
Õ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÓÒÆßÜÄãÉÇÒÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ô×ÛÖÒ
ÑÉÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒËÄËÒÔÄÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎÉ
ÐÒÊÉÖÓÔÌÆÉÕÖÌÎÖÉÓÏÒÆÒÐ×ÓÔÒÅÒâ
¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÖÄÎÌÙÆßÑ×ÊÈÉÑÑßÙÑÉÈÒÕÖÄÖ
µÏÉÈ×ÉÖÒÖÐÉÖÌÖàÛÖÒáÑÉÔÇÌãËÄÎÏâÛÉÑ
ÎÒÆÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÛÄÕÖàÐÄÇ
ÑÄãÆÆßÅÔÒÕÉÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕãÑÉÖÒÏàÎÒ
ÑÌÖÑÒÇÒÓÒÖÒÎÄÕÒËÈÄÑÑÒÇÒÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖ
ÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌÉÍÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÑÒÌÆÑÉÜÑÌ
ÎÒÍÚÉÏÌÎÒÐËÄÐßÎÄÉÖÕãÆÑ×ÖÔÌÆÖÒÔÌÛÑÒÍ
ÐÌÚÉÓãÐ̦ÖÒÐÛÌÕÏÉÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàâÆÕÉÙ
ÒÅÐÒÖÎÌÑÉÕÒËÈÄÆÄãÆÑÉÍÑÌÎÄÎÒÇÒÖÒÎÄ
ÓÔÒÆÒÈÑÌÎÒÆÕÒÕÖÒÔÒÑßÆßÙÒÈÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÈÒ
µÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒáÖÄÛÄÕÖàáÑÉÔÇÌÌÐÒÊÉÖ
ÓÉÔÆÒÇÒÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄØÌÏàÖÔÄÆÎÏâÛÄã
ÅßÖàÔÄÕÕÉãÑÄÖÒÏàÎÒÏÌÜàÕÄÐÒÍÓÉÔÆÌÛÑÒÍ
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÇÒÈÌÒÈÄÌÆßÆÒ
ÒÅÐÒÖÎÒÍÛÖÒÓÔÒãÆÏãÉÖÕãÆÆßÅÔÒÕÉÑÄÓÔã
ÈÒÆÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄØÌÏàÖÔÄÄÖÄÎÊÉÉÇÒÄÎÖÌÆ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà
ÑßÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉбÄÏÌÛÌÉÆÕÉÙáÖÌÙÓÄÔÄ
ÖÕÖÆÌÌÔÄËÔãÈÑÒÇÒÔÉËÌÕÖÒÔÄ6ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ËÌÖÑßÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÓÔÒãÆÏãÉÖÕãÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌ
ÑÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉ'ÆÕÉÔÄÆÑÒÆßÔÒÕÏÒÅßÈÒ
ÖÄÎÊÉÎÄÎÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÔÄÕÕÉãÑÌãÖÔÄÑÕ
×ÔÒÆÑãÅÉËÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÑÒÑÉËÄÒÈÌÑÚÌÎÏ
ØÒÔÐÄÖÒÔijÔÌáÖÒÐÒÕÖÄÖÒÛÑÄãáÑÉÔÇÌãÆ
ÔÄÅÒÖßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÄËÄÑÉÕÎÒÏàÎÒÓÒÕÎÒÏàÎ×
ÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÓÔÌÉÉÔÄËÐßÎÄÑÌÌÆÕ×Ð
áÑÉÔÇÌãÆßÅÔÒÕÒÆÕ×ÐÐÌÔÒÆÄÏÄÕàÅßÆáÖÒÐ
ÐÉÐÒÊÉÖÕÒÕÖÄÆÏãÖàÅÒÏÉÉ ÒÖÒÅÝÉÍáÑÉÔ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉ
ÇÌÌÑÄÎÒÓÏÉÑÑÒÍÆËÄÔãÈÑÒÐÚÌÎÏÉ
»ÖÒÅßáÖÒÇÒÑÉÓÔÒÌËÒÜÏÒÌÕÓÒÏàË×âÖ
²ÅßÛÑÒÈÏã×ÐÉÑàÜÉÑÌãÄÐÓÏÌÖ×Èß
ÔÄËÔãÈÑßÍÔÉËÌÕÖÒÔ6ÓÔÌÛÉÐÖÄÎÒÇÒÑÒÐÌ
ÆßÅÔÒÕÄÌÕÓÒÏàË×âÖÈÆÄÕÙÉÐÑßÙÆÄÔÌÄÑÖÄ
ÑÄÏÄÛÖÒÅßÎÕÏÉÈ×âÝÉÐ×ÆßÅÔÒÕ×ÑÄÓÉÔ
ÎÒÖÒÔßÉÓÒÎÄËÄÑßÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
ÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÅßÏÆËÑÄÛÌ
ÖÉÏàÑÒÍÕÖÉÓÉÑÌÔÄËÔãÊÉÑÖÎÒÖÆÉÏÌÛÌÑß
ÒÕÖÄÖÒÛÑÒÇÒËÄÔãÈÄÆÑÉÐËÄÆÌÕÌÖÕ×ÐÐÄÔÑÒÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÆßÙÒÈÑÒÐáÏÉÎÖÔÒÈÉÎÏâÛÉÆÒ
ÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÆÕÏÉÈ×âÝÉÐÚÌÎÏÉ
²ÈÑÄÎÒÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÐÒÊÑÒÔÄËÔãÊÄÖàÆ
Ï×ÛÜÉÐÕÏ×ÛÄÉÖÒÏàÎÒÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÓÒÏÒÊÌ
ÖÉÏàÑÒÍÜÌÑßÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÌáÖÒ
ÒÅÕÖÒãÖÉÏàÕÖÆÒÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄÉÖáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖà
ÔÄÕÕÐÄÖÔÌÆÄÉÐÒÍÕÙÉÐßÁÖÒÒÅÞãÕÑãÉÖÕãÑÄ
´ÌÕ×ÑÎÉÇÈÉ×ÕÏÒÆÑÒÓÒÎÄËÄÑÒÎÄÎÌÉÑÄÓÔã
ÊÉÑÌãÓÔÌÏÒÊÉÑßÎÔÉËÌÕÖÒÔ×6¬Ë´ÌÕ×Ñ
ÎÄÕÏÉÈ×ÉÖÛÖÒÎ6ÓÔÌÏÒÊÉÑÒÑÉÖÒÏàÎÒ
ÒÕÖÄÖÒÛÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÆßÅÔÒÕÄÆßÈÉÏÌÆÜÉ
ÉÕãÑÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉ'ÑÒÌÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌ
ÓÒÏÑÒÕÖàâÆÕÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÄÓÒÎÄËÄÑÆÄÔÌÄÑÖÕÓÒÈÄÆÏÉ
ÎÌÆÔÄËÔãÈÑÒÐÚÌÎÏÉ
ÑÌÉÐÆßÅÔÒÕÄÕÓÒÐÒÝàâÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄâÝÉÇÒ
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏã¶ÄÎÒÍ×ËÉÏØ×ÑÎÚÌÒÑÌÔ×ÉÖÕÏÉ
È×âÝÌÐÒÅÔÄËÒгÔÌÔÄËÐßÎÄÑÌÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍ
ÒÅÐÒÖÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÑÉÍ
ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÆßÜÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒ
ÌÕÖÒÛÑÌÎĦÕÏÉÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒÒÖÎÔßÆÄÉÖÕã
ÈÌÒÈ:(ÌÛÉÔÉËÑÉÇÒÎÒÅÐÒÖÎÉÓÒÈÎÏâÛÄÉÖÕã
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÉÐÎÒÕÖàÎÒÖÒÔÒÇÒÆßÅÌÔÄÉÖÕã
Õ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÅÒÏàÜÉÍÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕÓÄÔÄ
ËÌÖÑÒÍÉÐÎÒÕÖàâÆÖÒÛÎÉÕÒÉÈÌÑÉÑÌãÆßÙÒÈÑÒ
ÇÒáÏÉÎÖÔÒÈÄÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÕÓÉÔÆÌÛ
ÑÒÍÒÅÐÒÖÎÒÍÁÖÒ×ÐÉÑàÜÄÉÖÄÐÓÏÌÖ×È×
µ×ÛÉÖÒÐáÖÒÇÒÈÒÓ×ÕÖÌÐÛÖÒÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ÆßÅÔÒÕÄÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÆßÙÒÈÑÒÐáÏÉÎÖÔÒÈÉ
ÆßÅÔÒÕÄÑÄÆßÙÒÈÑÒÐáÏÉÎÖÔÒÈÉÎÏâÛÉÆÒÇÒ
ÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÓÔÒÓÒÔÚÌÒÑÄÏàÑÒ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍ
ÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌâÉÐÎÒÕÖÉͲÈÑÄÎÒÓÔÌÒÖÕ×
:(
:(
9
z
9
6
'
:(
9
z
9
´ÌÕ×ÑÒÎ
Ä
Å
9
'
³ÒÖÉÑÚÌÄÏ
ÒÅÝÉÍÜÌÑß
³ÒÖÉÑÚÌÄÏ
ÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄ
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà
ÜÌÑßÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÑÉÈÒÏÊÑÒÓÔÉÆß
³ÔÌáÖÒÐÐÒÝÑÒÕÖàÒÖÅÌÔÄÉÐÄãáÖÌÐ
ÜÄÖà×ÈÆÒÉÑÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍ
ÔÉËÌÕÖÒÔÒÐÒÖÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÓÔÉÆßÜÄÉÖ
ÒÅÐÒÖÎÉÆÔÄËÔãÈÑÒÐÚÌÎÏÉÎÒÖÒÔÒÉÕÒÕÖÄÆÏã
¦ÖÄÕ×ÐÐÄÔÑÄãÕ×ÛÉÖÒÐáÑÉÔÇÌÌÆÌÑÈ×Î
ÉÖ¦¶ÒÇÈÄÓÒÕÖÒãÑÑÄãÆÔÉÐÉÑÌÒÇÔÄÑÌÛÌ
ÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÕÒÕÖÄÆÌÖÒÎÒÏÒ¦Ö¶É
ÆÄâÝÉÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÕÒÕÖÄÆÌÖÓÔÌÐÉÔÑÒ
ÖÄÎÒÍÕÓÒÕÒÅÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÕÒÓÔÒÆÒÊÈÄÉÖÕã
ÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉÐÛÄÕÖÌÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÎÒÖÒÔÄãÆßÈÉÏãÉÖÕãÑÄ6ÆÐÉÕÖÉÕáÑÉÔÇÌÉÍÆ
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌã
³ÒáÖÒÐ×ÖÄÎÒÍÆÄÔÌÄÑÖÒÅßÛÑÒÌÕÓÒÏàË×âÖ
ÇÈÉ8ÓÔzáÖÒÈÏÌÖÉÏàÑÒÕÖàÒÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄ
ÆÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÙÕÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖàâ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌã©ÕÏÌÆÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÐÒÝ
ÑÉÅÒÏÉÉz¦ÖÖÒÉÕÖàÈÒÖÉÙÓÒÔÓÒÎÄ
ÑÒÕÖà4ÆßÈÉÏãâÝÄãÕãÆÆÌÈÉÖÉÓÏÄËÄÕÛÉÖ
ÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÄãÑÄÔÉËÌÕÖÒÔÉ6ÐÒÝÑÒÕÖàÑÉ
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÑÄÓÔÌ
ÓÔÉÆßÜÄÉÖz¦Ö³ÔÌÅÒÏàÜÉÍÆßÙÒÈÑÒÍ
ÐÉÔ¦ÖÖÒÛÖÒÅßÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ'×ÆÉÏÌÛÌ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÛÄÝÉÌÕÓÒÏàË×âÖÆÄÔÌÄÑÖÒÇÔÄÑÌ
ÏÒÕàÑĦÉÇÒÉÐÎÒÕÖàÈÒÏÊÑÄÕÒÕÖÄÆÏãÖà
ÛÌÖÉÏãÓÒÎÄËÄÑÑßÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÅ
¦áÖÒÐÆÄÔÌÄÑÖÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÒÇÔÄÑÌÛÌÖÉ
ÏãÔÉÄÏÌË×ÉÐÒÇÒÒÅßÛÑÒÑÄÕÖÄÅÌÏÌÖÔÒÑÄÙ
ÌÏÌËÄÝÌÖÑßÙÈÌÒÈÄÙÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÆßÅÌÔÄÉÖÕãÅÒÏÉÉÆßÕÒÎÌÐÑÉÊÉÏÌÐÄÎÕÌ
ÓÒÕÎÒÏàÎ×
ÐÄÏàÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÆ
ÔÄËÔãÈÑÒÐÚÌÎÏɳÔÌáÖÒÐÐÒÝÑÒÕÖàÆßÈÉ
ÏãâÝÄãÕãÑÄáÏÉÐÉÑÖÄÙÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÔÄÆÑÄ
ÖÒÏàÎÒáÑÉÔÇÌÌÆÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌã
ÛÖÒãÆÏãÉÖÕãÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÒÐÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕ
ÇÈÉ
ÓÉÔÆßÐÆÄÔÌÄÑÖÒÐ
)záÑÉÔÇÌãÆÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãËÄ
¶ÉÐÑÉÐÉÑÉÉ×ÔÒÆÉÑàáÖÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÆ
ÒÈÌÑÚÌÎÏÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌã
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÉÑÄÓÔÌÐÉÔÕÐÒÝÑÒÕÖàâ¦Ö
ÐÒÊÉÖÈÒÕÖÌÇÄÖàÌÅÒÏÉɦÖÛÖÒÒÖÔÌÚÄÖÉÏà
(
9zÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉÒÇÔÄ
'
ÑÒÒÖÔÄÊÄÉÖÕãÑÄÖÉÓÏÒÆÒÐÔÉÊÌÐÆÕÉÇÒÎÒÑ
ÑÌÛÌÖÉÏãÈÒÅÄÆÏãÉÐÒÉÎÒÕÖÄÆÜÉÐ×Õã
ÆÉÔÖÉÔÄÒÕÒÅÉÑÑÒÉÕÏÌÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌâÓÒÕÏÉÔÄËÔãÈÄ
ÒÕÖÄÏàÑßÙ×ËÏÒÆÕÆÉÈÉÑÒÎÐÌÑÌÐ×Ð×
³ÔÌÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖÉÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄJ
ÎÓÔÌ
ÓÔ
²ÈÑÄÎÒÕ×ÝÉÕÖÆ×ÉÖÕÓÒÕÒÅÕÑÌÊÉÑÌãÐÒÝ
ÐÉÔ×ΧÚÈÏÌÖÉÏàÑÒÕÖàÓÉÔÌÒÈÄÓÔÉÒÅÔÄ
ÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÒÍÑÄáÏÉÐÉÑÖÄÙÒÇÔÄÑÌÛÌ
ËÒÆÄÑÌã8ÓÔÕÒÕÖÄÆÌÖÐÎÕÒÖÎ×ÈÄÐÒÊÑÒ
ÖÉÏãÏâÅÒÇÒÖÌÓĨÏãÔÉÄÏÌËÄÚÌÌáÖÒÇÒÕÓÒ
ÆßÛÌÕÏÌÖàÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÔÄËÔãÈÑÒÇÒÔÉËÌÕ
ÕÒÅÄÆÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÉÓÔÉÈ×ÕÐÄÖÔÌÆÄÉÖÕã
ÖÒÔÄ6²ÑÒÕÒÕÖÄÆÌÖ
ÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÄãÒÅÐÒÖÎÄÌÐÉâÝÄãÓÒÆÒË
ÐÒÊÑÒÕÖÌÕÌÏàÑÒÉÓÒÖÒÎÒÕÚÉÓÏÉÑÌÉÕÓÉÔÆÌÛ
ÑÒÍÒÅÐÒÖÎÒͲÅßÛÑÒáÖÒ×ÕÏÒÆÌÉÆßÓÒÏÑã
ÉÖÕãÓ×ÖÉÐÔÄËÐÉÝÉÑÌãÒÈÑÒÕÏÒÍÑÒÍÈÒÓÒÏ
ÑÌÖÉÏàÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÐÉÊÈ×ÈÆ×ÐãÕÒÕÉÈÑÌÐÌ
8
PR
8
6'
ÓÔ
ÓÔ
»
!
8
¨9
)
'
ÓÔ
'
»
!
J
4
)
ÓÔ
!
βÐ
)
¨9
'
PR
8
6
'
ÓÔ
!
»
!
»
!
»
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà
ÕÏÒãÐÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
È×ÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÍÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÄÐÌ
ÐÒÊÉÖËÄÐßÎÄÖàÑÄÉÐÎÒÕÖàËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒ
¨ÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÄãÒÅÐÒÖÎÄÐÒÊÉÖÌÐÉÖàÒÛÉÑà
ÐÄÏßÍÒÅÞÉÐÓÒÕÎÒÏàÎ×ÓÉÔÉÈÄÆÄÉÐÄãÉâ
Å#ÏàÜ×âÛÄÕÖàáÑÉÔÇÌÌÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã
áÑÉÔÇÌãÌÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒÕÔÉÈÑããÆÉÏÌÛÌÑÄ
ÕÒËÈÄÑÑ×âÉÍÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÌ
ÖÒÎÄÑÄÕÖÒÏàÎÒÊÉÒÖÏÌÛÄÉÖÕãÒÖáÖÌÙÓÒÎÄËÄ
ÆÒÎÔ×ÊÄâÝÉÐÉÉÓÔÒÕÖÔÄÑÕÖÆɵÒÒÖÆÉ
ÖÉÏÉÍÈÏãÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÑÄÕÎÒÏàÎÒ
ÖÕÖÆÉÑÑÒáÑÉÔÇÌãÆßÅÔÒÕÄÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄ
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÔÄÕÕÉãÑÌãÐÉÑàÜÉÌÑÈ×ÎÖÌÆ
ÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÌÔ×ÉÖÕãÅÒÏà
ÑÒÕÖÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ°ÄÏßÍÒÅÞÉÐ
ÜÉÍÛÄÕÖàâÆÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑ×âÒÅÐÒÖÎ×ÌËÄÔã
ÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÑÉ
ÊÄÉÖÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÇÒÆßÓÔã
×ÐÉÑàÜÄÉÖÇÄÅÄÔÌÖÑ×âÐÒÝÑÒÕÖàÌÓÔÄÎÖÌ
ÐÌÖÉÏãÓÔÌáÖÒÐÒÕÖÄÖÒÛÑÄãáÑÉÔÇÌãÆßÅÔÒÕÄ
ÛÉÕÎÌÑÉ×ÕÏÒÊÑãÉÖÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌâÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
Õ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒ×ÐÉÑàÜÄÉÖÕã³ÒÈÄÆÌÖàÆßÅÔÒÕ
ÖÒÔÄ×ÎÒÖÒÔÒÇÒÓÒãÆÏãÉÖÕãÉÈÌÑÕÖÆÉÑÑßÍ
ÓÒÏÑÒÕÖàâÕÓÒÐÒÝàâÖÄÎÒÇÒÕÓÒÕÒÅÄ×ÈÄÏÒÕà
ÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÍÆßÆÒÈ
ÅßÆÌÈÌÐÒÖÒÏàÎÒÉÕÏÌÅßÓÉÔÆÌÛÑÄãÒÅÐÒÖ
ÎÄÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÌÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÄãÒÅÐÒÖ
·ÓÔÒÝÉÑÑÄãÓÔÌÑÚÌÓÌÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄÎÏâ
ÎÄÅßÏÌÅßÚÉÏÌÎÒÐÑÄÐÒÖÄÑßÆÈÆÄÓÔÒÆÒÈÄ
ÛÉÆÒÇÒÎÄÕÎÄÈÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÆÎÒÖÒÔÒÐÌÕÓÒÏà
±ÒÆÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÒÅÞÉÐÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ
Ë×ÉÖÕãÖÄÎÒÍÕÓÒÕÒÅÌËÒÅÔÄÊÉÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
Õ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒ×ÆÉÏÌÛÌÏÕãÅßÛÖÒÓÔÌÆÉÏÒÅßÎ
ÁÏÉÐÉÑÖß6':(ÒÅÔÄË×âÖÕÖÄÑÈÄÔÖÑ×â
×ÐÉÑàÜÉÑÌâÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÍÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝ
ÕÙÉÐ×ÒÇÔÄÑÌÛÌÖÉÏàÑÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãáÏÉ
ÑÒÕÖÌÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÇÒÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ®ÔÒÐÉ
ÐÉÑÖß':(ÆÆÉÈÉÑßÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÌÓÒÈ
áÖÒÇÒÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒ×Ù×ÈÜÌÏÄÕàÅßáÏÉÎ
ÎÏâÛÉÑßÎÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉ
ÖÔÒÓÔÒÛÑÒÕÖàÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÖÔÄÑÕØÒÔ
ÐÄÖÒÔijÒáÖÒÐ×ÛÌÕÏÒÆÌÖÎÒÆÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏà
ÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÒÅßÛÑÒÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÑÉÅÒÏÉÉ
ÒÖÛÌÕÏÄÆÌÖÎÒÆÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÁÖÒ×ÓÔÒ
ÝÄÉÖÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌâÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÌÓÒËÆÒ
ÏãÉÖÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÓÒÏÑÒÕÖàâÕÒÙÔÄÑÌÖàÉÇÒ
ÇÄÅÄÔÌÖÑ×âÐÒÝÑÒÕÖà¦ÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÒÕÖÄ
ÖÒÛÑÄãÐÒÝÑÒÕÖàÆÆßÅÔÒÕÉÒÅßÛÑÒ×ÐÉÑàÜÄ
ÉÖÕãÆzÔÄ˲ÕÖÄâÝÌÍÕãÆßÅÔÒÕÐÒÊÑÒ
ÒÇÔÄÑÌÛÌÖàÏâÅÒÍÌËÆÉÕÖÑÒÍÕÙÉÐÒÍÒÇÔÄÑÌ
ÛÉÑÌãÅÉËÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÇÒÆßÈÉÏÉÑÌãÖÉÓÏÄ
²ÈÑÄÎÒÕÏÉÈ×ÉÖÒÖÐÉÖÌÖàÛÖÒÙÒÖãÛÌÕÏÒÆÌÖ
ÎÒÆÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÑÉÌÐÉÉÖÕ×ÝÉÕ
ÖÆÉÑÑÒÇÒËÑÄÛÉÑÌãÖÉÐÑÉÐÉÑÉÉÉÇÒÑÉÕÏÉÈ×
ÉÖËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒ×ÐÉÑàÜÄÖàÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕ
®ÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÌÈÌÒÈ:(ÒÅÔÄË×âÖ
×ÎÄËÄÑÑßÐËÑÄÛÉÑÌÉÐÆ ÓÒÕÎÒÏàÎ×Æ
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÎÒÖÒÔßÍãÆÏãÉÖÕãÑÄÐÑÒÇÒ
ÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÔÒÓÒÔÚÌÒÑÄÏàÑÒÆÒËÔÄÕÖÄÉÖ
ÅÒÏÉÉáØØÉÎÖÌÆÑßÐÓÒÒÖÑÒÜÉÑÌâÎÒÆÕÉÐ×
ÓÌÎÒÆßÍÖÒÎËÄÔãÈÄ'ÄÓÒáÖÒÐ××ÆÉÏÌÛÌÆÄ
ÐÄÇÑÌÖÑÒÐ×ÓÒÖÒÎ×ÕÒËÈÄÆÄÉÐÒÐ×ÓÉÔÆÌÛÑÒÍ
âÖÕãÑÉÖÒÏàÎÒÉÐÎÒÕÖàÌÔÄËÐÉÔßáÖÒÇÒÎÒÑ
ÒÅÐÒÖÎÒÍÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕÆßÙÒÈÑßÐÆßÓÔã
ÈÉÑÕÄÖÒÔÄÑÒÖÄÎÊÉÌÔÄËÐÉÔßÈÌÒÈÄ:(
ÐÌÖÉÏÉÐÓÒÕÎÒÏàÎ×ÌËËÄÕÌÏàÑÒÍÕÆãËÌÐÉÊ
6
'
:(
'
:(
9
z
9
398
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà
³ÒÕÎÒÏàÎ×ÒÅÐÒÖÎÄÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÇÒ³ÔÌËÄÐßÎÄÑÌÌÎÏâÛÉÆÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÖÒÎ
ËÄÔãÈÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÌÐÉÉÖËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÅÒÏÉÉÕÌÏà
ÓÔÒÙÒÈÌÖÛÉÔÉËÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'³ÔÌáÖÒÐÑÄ
Ñ×âÕÆãËàÕÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÒÍÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâ
ÆÉÔÙÑÉÐÓÒÕÙÉÐÉÆßÆÒÈÉÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÍ
ÕÒÅÐÒÖÎÒÍÒÕÑÒÆÑÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÄÎÒÑÈÉÑ
ÒÅÐÒÖÎÌÓÒÖÉÑÚÌÄÏÓÒÏÒÊÌÖÉÏÉÑÈÌÒÈ:(
ÕÄÖÒÔ'ÌÐÉÉÖÆÒÐÑÒÇÒÔÄËÐÉÑàÜ×âÉÐÎÒÕÖà
ËÄÓÉÔÖÌÆÕÉÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÉáÏÉÐÉÑÖßÑÉ
ÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕÉÐÎÒÕÖàâÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÆ
ÒÎÄËßÆÄâÖÑÌÎÄÎÒÇÒÆÏÌãÑÌãÑÄÔÄÅÒÖ×ÎÒÑ
ÆßÙÒÈÑÒÇÒØÌÏàÖÔÄáÖÒÖÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÒÎÄËß
ÆÉÔÖÉÔijÒÕÏÉÔÄËÐßÎÄÑÌãÎÏâÛÄÑÄÓÔãÊÉ
ÆÄÉÖÕãÑÄÐÑÒÇÒÅÒÏÉÉáØØÉÎÖÌÆÑßÐÖÒÇÈÄ
ÑÌÉÑÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÐÉÑãÉÖÕãÑÄÒÅÔÄÖ
ÎÒÇÈÄÑÉáØØÉÎÖÌÆÉÑÒÕÑÒÆÑÒÍÆßÓÔãÐÌÖÉÏà
ÑÒÉÓÔÌáÖÒÐÆÉÔÙÑÌÍÓÒÕÙÉÐÉÆßÆÒÈÈÒÓÒÏ
ÖÉÆÑÄÛÄÏÉÔÄËÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄÖÉÖÄÐÇÈÉ
ÑÌÖÉÏàÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÕÒÉÈÌÑÉÑÑßÐ
ÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖÔÄËÔãÈáÑÉÔÇÌÌÕÒÈÉÔÊÄÝÉÍÕãÆ
ÛÉÔÉËÈÌÒÈ:(ÕÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍÜÌÑÒÍÓÉÔ
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌã³ÔÌáÖÒÐÎÄÎÌÆ
ÆÌÛÑÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'
ÕÙÉÐÉÓÒÎÄËÄÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÄÆÎÒÑÈÉÑÕÄ
ÕÈÔ×ÇÒÇÒÎÒÑÚÄáÖÒÍÒÅÐÒÖÎÌËÄÔãÊÄÉÖÕãÓÒÏÒ
ÖÒÔÉ'ÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÌÑÉÅÒÏàÜÄãÛÄÕÖà
ÊÌÖÉÏàÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉгÔÌÛÉÐÌËËÄÕÌÏà
ÓÒÏÉËÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖ̳ÒáÖÒÐ×ÉÕÏÌáÖÒÖÎÒÑ
ÑÒÍÕÆãËÌÐÉÊÈ×ÓÉÔÆÌÛÑÒÍÌÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÍ
ÈÉÑÕÄÖÒÔÑÉÔÄËÔãÊÄÖàÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÑÉÐ
ÒÅÐÒÖÎÒÍËÑÄÛÌÖÉÏàÑÄãÛÄÕÖàÐÄÇÑÌÖÑÒÍáÑÉÔ
ÛÉÔÉËÑÉÕÎÒÏàÎÒÖÄÎÖÒÆÔÄÅÒÖßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÇÌÌÑÉÓÒÕÖ×ÓÄâÝÄãÎÆßÙÒÈÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉ
ÐÒÊÉÖÕÔÄÆÑãÖàÕãÕÄÐÓÏÌÖ×ÈÒÍÆßÅÔÒÕÄÑÄ
ËÄÐßÎÄÉÖÕãÆáÖÒÐÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔɲÕÖÄÆÜÄãÕã
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÅÉËÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌã
ÛÄÕÖàáÑÉÔÇÌÌÓÔÉÆÔÄÝÄÉÖÕãÆÆßÅÔÒÕÑÄÓÔã
²ÈÑÄÎÒÉÕÏÌÈÏãÔÄËÔãÈÄ'ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖà
ÊÉÑÌãÑÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÐÒÝÑÒÕÖàÎÒÖÒ
ÔÉËÌÕÖÒÔÖÒáÑÉÔÇÌãËÄÓÄÕÉÑÑÄãÆÌÑÈ×ÎÖÌÆ
ÔÒÇÒËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒ×ÐÉÑàÜÉÑÄ
ÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÅ×ÈÉÖÓÔÉÆÔÄÝÄÖàÕãÆÖÉÓÏÒ
³ÒÕÏÉÒÎÒÑÛÄÑÌãÖÄÎÖÄÔÄËÔãÈÄÌÑÈ×ÎÖÌÆ
®ÔÒÐÉáÖÒÇÒÅ×ÈÉÖÒÖÅÌÔÄÖàÕãÛÄÕÖàÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÑÒÕÖÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÎÒÑ
ÒÖÆßÙÒÈÑÒÍÒÅÐÒÖÎ̬ÑßÐÌÕÏÒÆÄÐÌÈÒÓÒÏ
ÈÉÑÕÄÖÒÔÉ'ÌÐÉÉÖÖÄÎ×âÓÒÏãÔÑÒÕÖàÛÖÒ
ÑÌÖÉÏàÑßÍÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÕÖÄÑÉÖÄÑÄÏÒÇÒÐÕÙÉ
Õ×ÐÐÌÔ×ÉÖÕãÕÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒ
ÐßÓÒÎÄËÄÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉijÒáÖÒÐ×ÈÏã
ÌÕÖÒÛÑÌÎijÔÌáÖÒÐÆÐÒÐÉÑÖËÄÐßÎÄÑÌãÎÏâ
ÔÉÄÏÌËÄÚÌÌÓÔÉÈÏÄÇÄÉÐÒÇÒÕÓÒÕÒÅÄÔÄËÔãÈ
ÛÄÎÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÓÔÌÏÒÊÉÑÒÑÄÓÔãÊÉ
ÉÐÎÒÕÖÌÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÑÉÒÅ
ÑÌÉÅÒÏàÜÉÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒÓÌÖÄ
ÙÒÈÌÐÒÒÕ×ÝÉÕÖÆÏãÖàÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÖÒÎÒÐ
ÑÌã¬ËËÄÓÔÒÖÉÎÄâÝÉÇÒÖÒÎÄËÄÔãÈÄÓÉÔÆÌÛ
ËÄÔãÈÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÆ
ÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÔÄËÔãÊÄÉÖÕãÄ
ÎÄÊÈÒÐÕÏÉÈ×âÝÉÐÖÄÎÖÉÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌã
ËÄÓÄÕÉÑÑÄãÆÑÉÐáÑÉÔÇÌãÓÔÉÒÅÔÄË×ÉÖÕãÆ
ÛÖÒÓÒËÆÒÏÌÏÒÅßÌÕÎÏâÛÌÖàÓÒÖÉÔÌÄÎÖÌÆÑÒÍ
ÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑ×âáÑÉÔÇÌâÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏã¦
áÑÉÔÇÌÌÁÖÒÆÒËÐÒÊÑÒÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÉÕÏÌ
ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÎÐÒÐÉÑÖ×ÔÄËÐßÎÄÑÌãÎÏâÛÄÎÒÑ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉ'ÈÒÓÒÏÑÌ
ÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÔÄËÔãÊÉÑÑßÐÌÇÒÖÒ
ÖÉÏàÑÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÅ×ÈÉÖÕ×ÐÐÌÔÒÆÄÖàÕãÕ
ÆßÐÎÕÏÉÈ×âÝÉÐ×ÚÌÎÏ×ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌã
áÑÉÔÇÌÌËÄÓÄÕÉÑÑÒÍÆÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉã
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÌáÖÄ
ÑÌã¦ÕÏ×ÛÄÉÉÕÏÌÉÐÎÒÕÖàÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ'
Õ×ÐÐÄÅ×ÈÉÖÓÌÖÄâÝÉÍÈÏãÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖ
ÑÉÆÉÏÌÎÄÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÑÉÐËÄÓÉÔÌÒÈ
ÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÛÖÒÌÔÉÄÏÌ
ËÄÐÎÑ×ÖÒÇÒÕÒÕÖÒãÑÌãÎÏâÛÄÐÉÑãÉÖÕãÑÄÓÔÒ
ËÒÆÄÑÒÆÕÙÉÐÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà
ÖÌÆÒÓÒÏÒÊÑÒÉáÖÒÖÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÕÏÉÈ×ÉÖ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÉÈÒÆÒÏàÑÒÆÉÏÌÎijÔÌÌÕÓßÖÄ
ËÄÜ×ÑÖÌÔÒÆÄÖàÈÌÒÈÒÐÓÒÈÎÏâÛÉÑÑßÐÄÑÒ
ÑÌãÙ×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÒÛÖÒÑÉÎÒÖÒÔßÉÓÏÉÑÒÛÑßÉ
ÈÒÐÎÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍÜÌÑÉÓÉÔÆÌÛÑÒÇÒÌÕÖÒÛ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔßÌÕÓÒÏàË×ÉÐßÉÆÎÄÛÉÕÖÆÉ'Æ
ÑÌÎÄ
ÔÄÅÒÛÉÐÔÉÊÌÐÉËÄÐÉÖÑÒÑÄÇÔÉÆÄÏÌÕà³ÒáÖÒ
Ð×ÊÉÏÄÖÉÏàÑÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔßÕ
µÏÉÈ×ÉÖÒÖÐÉÖÌÖàÛÖÒÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'
ÙÒÔÒÜÌÐÌÓÒÎÄËÄÖÉÏãÐÌÓÒÔÉÄÎÖÌÆÑÒÍÐÒÝ
ÓÒÇÏÒÝÄÉÖÅÒÏàÜ×âÛÄÕÖàáÑÉÔÇÌÌÕÒÈÉÔÊÄ
ÑÒÕÖÌÑÄÓÔÌÐÉÔÓÒÏÌÓÔÒÓÌÏÉÑÒÆßÉÕÕÒÒÖÆÉ
Ý×âÕãÆÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÄÖÄÎÊÉ
ÖÕÖÆ×âÝÌÐÌÓÒÎÄËÄÖÉÏãÐÌÓÒÌÐÓ×ÏàÕÑÒÐ×
ÑÉÅÒÏàÜ×âÛÄÕÖàÓÒÏÉËÑÒÍáÑÉÔÇÌÌÌÆÖÉÛÉ
ÖÒÎ×®ÔÒÐÉáÖÒÇÒÕÏÉÈ×ÉÖ×ÛÌÖßÆÄÖàÛÖÒ
ÑÌÉÕÏÉÈ×âÝÉÇÒÚÌÎÏÄËÄÔãÈÄÓÒÏÑÒÕÖàâÒÖÈÄ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖàÓÒÈÄÆÏÉÑÌãÆßÅÔÒÕÄÕ×ÝÉÕ
ÉÖáÖ×áÑÉÔÇÌâÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÛÖÒÓÔÒãÆÏãÉÖ
ÖÆÉÑÑÒËÄÆÌÕÌÖÒÖÑÒÐÌÑÄÏÄÌÎÄÛÉÕÖÆÄ
ÕãÆ×ÕÎÒÔÉÑÌÌÉÉËÄÔãÈĦÕÏÉÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒ
ÌÕÓÒÏàË×ÉÐßÙÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÆ
ÔÉÄÎÖÌÆÑÄãÐÒÝÑÒÕÖàÆßÈÉÏãÉÐÄãÑÄáÖÒÐ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÑÒãÅÔà
©ÝÉÒÈÑÌÐÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÖÉÓÏÄÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÉ
²ÈÑÄÎÒÒÕÑÒÆÑÒÍÓÔÒÅÏÉÐÒÍÓÔÌÔÉÄÏÌËÄ
ãÆÏãÉÖÕãÆßÙÒÈÑÒÍÆßÓÔãÐÌÖÉÏà©ÕÏÌÚÌÌÕÌÑÙÔÒÑÑÒÇÒÆßÓÔãÐÏÉÑÌããÆÏãÉÖÕãÒÅÉÕ
ÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÈÌÒÈÑßÍÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÖÒÐÒÝ
ÓÉÛÉÑÌÉÆÎÏâÛÉÑÑÒÇÒÕÒÕÖÒãÑÌãÆßÓÔãÐÌ
ÑÒÕÖàÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÄãÑÄÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÐÈÌÒ
ÖÉÏàÑÒÇÒáÏÉÐÉÑÖÄÖÒÏàÎÒÖÒÇÈÄÎÒÇÈÄÑÄÓÔã
ÈÉÕÒÕÖÄÆÏãÉÖ
ÊÉÑÌÉÑÄÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÓÔÉÆßÜÄÉÖÖÉÎ×ÝÉÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÎÒÑÈÉÑÕÄ
ÖÒÔÄÙØÌÏàÖÔĶÄÎÒÉ×ÕÏÒÆÌÉÄÆÖÒÐÄÖÌÛÉÕÎÌ
ÆßÓÒÏÑãÉÖÕãÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÑÉ×ÓÔÄÆÏãÉ
ÐßÙÈÌÒÈÑßÙÆßÓÔãÐÌÖÉÏÉÍÌÉÕÏÌÉÇÒÑÉ
µ×ÛÉÖÒÐÖÒÇÒÛÖÒ9ÑÉÐÒÊÉÖÅßÖàÐÉÑà
ÈÓÔ
ÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÖÒÛÉÔÉË×ÓÔÄÆÏãÉÐßÍÎÏâÛ
ÜÉÓÔÌÐÉÔÑÒ¦ÈÄÊÉÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌ
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÑÄÛÌÑÄÉÖÓÔÒÖÉÎÄÖàÖÒÎÆÒÅÔÄÖ
ÈÌÒÈÒƼÒÖÖÎÌÓÔÌÅÒÏàÜÌÙÆßÙÒÈÑßÙÖÒÎÄÙ
ÑÒÐÑÄÓÔÄÆÏÉÑÌÌÎÒÖÒÔßÍÑÉËÄÔãÊÄÉÖÄÔÄË
-ÓÒÖÉÔÌÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÐ
ÆßÙÕÔ
ÔãÊÄÉÖÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔßØÌÏàÖÔÄÕÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×
ÈÌÒÈÉÐÒÇ×ÖÓÔÉÆßÕÌÖàÆÕÉÒÕÖÄÏàÑßÉÓÒÖÉÔÌ
âÝÌÐ×Ù×ÈÜÉÑÌÉЮ³¨ÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÌÕÆÉÔÒ
ÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÉ
ãÖÑÒÕÖàâÆßÙÒÈÄÉÇÒÌËÕÖÔÒã³ÒáÖÒÐ×Æ
ÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÕÕÌÑÙÔÒÑÑßÐ
¬ËÆÉÕÖÑßÐÕÓÒÕÒÅÒÐÕÑÌÊÉÑÌãÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÆßÓÔãÐÏÉÑÌÉÐÓÔÉÈ×ÕÐÄÖÔÌÆÄÉÖÕãÕÓÉÚÌÄÏà
ÑÄáÏÉÐÉÑÖÄÙÆßÙÒÈÑÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏããÆÏãÉÖ
ÑßÍÅßÕÖÔÒÈÉÍÕÖÆ×âÝÌÍÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔÈÏã
ÕãÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÕÌÑÙÔÒÑÑÒÇÒÆßÓÔãÐÏÉÑÌã
ÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌãÌÑÖÉÔÆÄÏÄÆÎÒÖÒÔÒÐÑÄÓÔãÊÉ
ÎÒÇÈÄÆÎÄÛÉÕÖÆÉÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÇÒÎÏâÛÄ
ÑÌÉÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÓÔÉÆßÜÄÉÖÑÄÓÔãÊÉ
ÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕã×ÓÔÄÆÏãÉÐßÍÎÏâÛËÄÐßÎÄÉ
ÑÌÉÑÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄÙØÌÏàÖÔÄÆßÙÒÈÎÒÖÒÔÒ
ÐßÍÕÌÑÙÔÒÑÑÒÕÔÄËÐßÎÄÑÌÉÐÒÕÑÒÆÑÒÇÒÎÒÐ
ÇÒÆÎÏâÛÄÉÖ×ÓÔÄÆÏãÉÐßÍÎÏâÛ³ÔÌÛÉÐ
Ð×ÖÌÔ×âÝÉÇÒÎÏâÛÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔĶÄÎÒÍÕÓÒÕÒÅ
ÓÒÕÎÒÏàÎ×ÆÙÒÈßáÖÒÇÒÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔÄÓÒÈÎÏâÛÉ
ÓÒËÆÒÏãÉÖÆÈÉÕãÖÎÌÔÄËÕÑÌËÌÖàÖÉÓÏÒÆßÈÉ
ÑßÎÆÙÒÈ×ÌÆßÙÒÈ××ÓÔÄÆÏãÉÐÒÇÒÎÏâÛÄÖÒ
ÏÉÑÌÉÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÍÕÉÎÚÌÌÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
µÓÒÕÒÅß×ÐÉÑàÜÉÑÌãÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌã
ÆÒÈÑÒÖÄÎÖÑßÙÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑßÙ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙ
¦Ã§ÔÒÜÉÆ
»ÄÕÖà
²ÎÒÑÛÄÑÌɱÄÛÄÏÒÆÓÔÉÈßÈ×ÝÌÙÑÒÐÉÔÄÙ
-
9
4
ÆßÙÕÔ
ÈÓÔ
È
»
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÌÎÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔ×ãÆÏãâÖÕãÒÛÉÑà
ÐÒÍÆÉÏÌÛÌÑßÓÒáÖÒÐ×ÆÖÄÎÒÐÆÌÈÉ×ÕÖÔÒ
ÅÒÏàÜÒÍÈÒÓ×ÕÖÌÐßÍÈÌÄÓÄËÒÑÆÙÒÈÑßÙÈÌØ
ÍÕÖÆÒÑÉÔÉÄÏÌËÒÆßÆÄÏÒÕàÌÑÉÖÉÕÖÌÔÒÆÄ
ØÉÔÉÑÚÌÄÏàÑßÙÕÌÇÑÄÏÒÆ
ÈÉÕãÖÎÌÆÒÏàÖ
ÏÒÕà®ÔÒÐÉáÖÒÇÒÆÖÄÎÒÐÌÕÓÒÏÑÉÑÌÌÕÑÌÊÄ
ÆßÕÒÎÄãÖÒÛÑÒÕÖàÓÒÕÎÒÏàÎ×ÓÒÕÏÉËÄÐßÎÄÑÌã
ÉÖÕãÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÓÉÔÉÈÄÛÌÆÓÉÖÏÉÔÉÇ×ÏÌÔÒ
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÇÒÎÏâÛÄÑÄÑÉÐÐÒÊÉÖÒÕÖÄ
ÆÄÑÌãÒÖÎÒÖÒÔÒÇÒÑÄÓÔãÐ×âËÄÆÌÕÌÖáØØÉÎ
ÆÄÖàÕãÒÛÉÑàÐÄÏÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉzÑÉÅÒÏÉÉ
ÖÌÆÑÒÕÖàÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÑÒÇÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
ÈÉÕãÖÎÒÆÐÌÏÏÌÆÒÏàÖÄÖÄÎÊÉÆßÕÒÎÒÉÅßÕ
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÖÉ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÆßÈÉÏãÉÐÄã
ÖÔÒÈÉÍÕÖÆÌÉ
ÈÉÕãÖÎÌÑÄÑÒÕÉÎ×ÑÈ
¦ÕÏÉ
ÑÄÑÉÐÐÒÝÑÒÕÖàÛÖÒÔÄËÞãÕÑãÉÖÕãÑÌÊɳÒá
ÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏÌÓÒÈÒÅÑÒÇÒÖÌÓÄ
ÖÒÐ×ÕÚÉÏàâÓÒÏ×ÛÉÑÌãÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÍ
ÔÄÅÒÖÄâÖÖÉÐÙ×ÊÉÛÉÐÏ×ÛÜÉÎÄÛÉÕÖÆÒ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÉÎÒÐÉÑÈ×ÉÖÕãÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖà
ÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÇÒ×ÓÔÄÆÏãÉÐÒÇÒÎÏâÛÄÓÒÕÎÒÏà
³ÒÅÔÄËÑßÍØÌÏàÖÔÕÈÔÒÕÕÉÏÉÐÑÄÎÒÖÒÔÒÐ
Î×ÓÔÌ×ÐÉÑàÜÉÑÌÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÉÔÉÎÏâÛÉ
ÆßÓÒÏÑãÉÖÕãÓÒÆßÜÄâÝÄãÆÖÒÔÌÛÑÄãÒÅÐÒÖ
ÑÌã×Ù×ÈÜÄâÖÕãÕÎÒÔÒÕÖÑßÉÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌ
ÎÄÕÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÒÐÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÚÌÌÆÓÔÉÈÉ
ÏâÅÒÇÒÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔÄ
ÏÄÙz¦ßÓÒÏÑÌÖàÖÄÎ×âÒÅÐÒÖÎ×ÑÉÕÏÒÊÑÒ
Õ×ÛÉÖÒÐÖÒÇÒÛÖÒÓÔÌÐÒÝÑÒÕÖÌÆÑÉÕÎÒÏàÎÒ
©ÕÖÉÕÖÆÉÑÑÒÛÖÒÈÏãÑÉÈÒÔÒÇÌÙÕÉÖÉÆßÙ
ÈÉÕãÖÎÒÆÆÄÖÖÕÇÏÄÊÌÆÄâÝÌÍÈÔÒÕÕÉÏàÕÒÈÉÔ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍÓÒÈÒÅÑßÉ×ÕÏÒÊÑÉÑÌã
ÊÌÖÒÅßÛÑÒÑÉÅÒÏÉÉzÆÌÖÎÒƳÔÌáÖÒÐ
ÑÉÓÔÌÉÐÏÉÐßÌÆÓÒÈÄÆÏãâÝÉÐÅÒÏàÜÌ
ÆÖÒÔÌÛÑÄãÒÅÐÒÖÎÄÑÄÐÄÖßÆÄÉÖÕãÑÉÓÒÕÔÉ
ÑÕÖÆÉÖÄÎÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÈÌÒÈÑßÉ
ÈÕÖÆÉÑÑÒÓÒÆÉÔÙÒÅÐÒÖÎÌÇÒÖÒÆÒÇÒÈÔÒÕÕÉÏã
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏÌ
·ÕÖÔÒÍÕÖÆÒØ×ÑÎÚÌÒÑÌÔ×ÉÖÕÏÉÈ×âÝÌÐ
²ÈÑÄÎÒÕ×ÝÉÕÖÆ×ÉÖÕÓÒÕÒÅÕÑÌÊÉÑÌãÐÒÝ
ÒÅÔÄËÒÐ
ÑÒÕÖÌÓÒÖÉÔàÑÄÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÍÕÉÎÚÌÌÎÒÑ
ÆÉÔÖÉÔÄÅÉËÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÕÓÉÚÌÄÏÌËÌÔÒÆÄÑ
ÑßÙÈÒÔÒÇÌÙÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆÌ
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒÅÉËÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÇÒÉÇÒ×ÈÒÔÒ
ÊÄÑÌã³ÒÏÑÄãÓÔÌÑÚÌÓÌÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄÆßÓÔã
ÐÌÖÉÏàÑÒÍÕÉÎÚÌÌÓÒÕÖÔÒÉÑÑÄãÑÄÒÕÑÒÆÄÑÌÌ
áÖÒÇÒÕÓÒÕÒÅÄÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
¨ÏãÔÉÄÏÌËÄÚÌÌÖÄÎÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÆÉÔÒ
ãÖÑÒÐÒÊÑÒÒÅÒÍÖÌÕàÅÉËÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ
ÑÄÈÔÒÕÕÉÏÉ(6ÓÒÈÎÏâÛÌÆÆÉÔÙÑÌÍÓÒÕÙÉ
ÐÉÆßÆÒÈÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ' ÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÎ
ÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍÎÏÉÐÐÉÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ'Ä
ÒÅÄáÐÌÖÖÉÔÄ:8ÕÒÉÈÌÑÌÆÕÒÅÝÉÍÜÌÑÒÍ
ÛÉÔÉËÑÌËÎÒÒÐÑßÉÔÉËÌÕÖÒÔß
b²Ð
¶ÄÎÄã
ÔÉÄÏÌËÄÚÌãÕÙÉÐßÆßÓÔãÐÏÉÑÌããÆÏãÉÖÕã
ÉÈÌÑÕÖÆÉÑÑÒÆÒËÐÒÊÑÒÍÉÕÏÌÓÔÌÐÉÑÉÑÌÉ
ÕÇÏÄÊÌÆÄâÝÉÇÒÈÔÒÕÕÉÏãÑÉÓÔÉÈÓÒÏÄÇÄÉÖÕã
²ÈÑÄÎÒÄÐÓÏÌÖ×ÈÄÓ×ÏàÕÄÚÌÍÑÄÆßÙÒÈÉÖÄÎÒÍ
ÕÙÉÐßÆßÓÔãÐÏÉÑÌãÓÔÌÐÒÝÑÒÕÖÌÆÑÉÕÎÒÏà
ÎÒÈÉÕãÖÎÒÆÆÄÖÖÐÒÊÉÖÈÒÕÖÌÇÄÖàÑÉÓÔÌÉÐÏÉ
6
'
:8
-6*
:8
&':
(6
,
6
:(
&%:
((
1-'
6
86
+2(
9
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
µÐÒÐÉÑÖÄÑÄÛÄÏÄÔÄÅÒÖßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÖÌÛÖÒÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕãÒÕÒÅÉÑÑÒÕÖãÐÌÌÕÓÒÏà
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÄãÕÉÎÚÌãÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍ
Ë×ÉÐÒÍÕÖÔ×ÎÖ×ÔßÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔÄ
ÒÅßÛÑßÍÑÉ×ÓÔÄÆÏãÉÐßÍÈÌÒÈÑßÍÆßÓÔãÐÌ
©ÕÏÌÑÄÆßÙÒÈÉÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÑÄÇÔ×ËÎÄÒÖÕ×
ÖÉÏàÆÎÒÖÒÔÒÐËÄÈÉÍÕÖÆÒÆÄÑßÈÌÒÈÆÙÒÈã
ÖÕÖÆ×ÉÖÖÒÓÔÌÜÌÔÒÖÑÒÌÐÓ×ÏàÕÑÒÍÐÒÈ×Ïã
ÝÌÍÆÕÒÕÖÄÆÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8̳ÒÅÔÄËÑßÍ
ÚÌÌÓ×ÏàÕÄÚÌÍÆßÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÉÖÌ
ØÌÏàÖÔÆßÓÒÏÑÉÑÑßÍÑÄ'(6Ì' ¨Ô×ÇÌÉ
ÆÕÉáÏÉÐÉÑÖßÆßÓÔãÐÌÖÉÏãËÄÌÕÎÏâÛÉÑÌÉÐ
áÏÉÐÉÑÖßÓÄÕÕÌÆÑßÖÄÎÎÄÎÌÐÑÉÙÆÄÖÄÉÖ
ÆÕÖÔÒÉÑÑÒÇÒÆÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÈÌÒÈÄÌáÏÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÌÖÄÑÌã
ÐÉÑÖÒÆØÌÏàÖÔÄÒÕÖÄâÖÕãÓÄÕÕÌÆÑßÐÌ
³ÒÐÉÔÉ×ÆÉÏÌÛÉÑÌãÆßÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉ
¥ÒÏÉÉÖÒÇÒáÖÒÕÒÕÖÒãÑÌÉÕÒÙÔÄÑãÉÖÕãÌÓÔÌ
ÑÌãÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÑÄÛÌÑÄâÖÆÎÏâÛÄÖàÕãÒÕÖÄÏà
ÓÒÈÎÏâÛÉÑÌÌÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÆßÕÒÎÒÒÐÑßÙ
ÑßÉáÏÉÐÉÑÖßÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÍÕÉÎÚÌ̳ÔÌ
ÑÄÇÔ×ËÒÎÎÆßÙÒÈ×ÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÓÒÕÎÒÏàÎ×
áÖÒÐÑÄÆÙÒÈÉÈÔÄÍÆÉÔÄ((×ÕÖÄÑÄÆÏÌÆÄÉÖÕã
ÄÐÓÏÌÖ×ÈÄÆÒËÑÌÎÄâÝÌÙÓ×ÏàÕÄÚÌÍÑÄÎÒÑ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÔÌÅÏÌËÌÖÉÏàÑÒ¦ÛÖÒÒÅÉÕ
ÈÉÑÕÄÖÒÔÉØÌÏàÖÔĵÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÑÉÈÒÕÖÄ
ÓÉÛÌÆÄÉÖÕãÎÄÎÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÐÓÄÔßÕÒÇÏÄÕÒ
ÖÒÛÑÒÍÈÏãÓÔÉÆßÜÉÑÌãÆßÙÒÈÑßÐÑÄÓÔãÊÉ
ÆÄÑÑßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆ:8ÆÎÄÛÉÕÖÆÉÎÒÐÓÄÔÄ
ÑÌÉÐÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔÄÓÒÔÒÇÒÆÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÖÒÔÄÖÄÎÌÖÒÛÑßÐÔÄÆÉÑÕÖÆÒÐÔÉËÌÕÖÒÔÒÆ
ÈÔÄÍÆÉÔÄ((²ÈÑÄÎÒÆÖÄÎÌÙ×ÕÏÒÆÌãÙÑÄ
ÕÒÉÈÌÑãâÝÌÙÌÙÕÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍÜÌÑÒÍÆÕÓÒ
ÆÕÖÔÒÉÑÑÒÐÈÌÒÈÉÆßÈÉÏãÉÖÕãÑÄÕÖÒÏàÎÒ
ÐÒÇÄÖÉÏàÑÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÆßÓÒÏÑÉÑ
ÐÄÏÄãÐÒÝÑÒÕÖàÛÖÒÆÉÇÒÜ×ÑÖÌÔÒÆÄÑÌÌ
ÑÒÇÒÑÄáÏÉÐÉÑÖÄÙ:(6'Ì:(ÎÒÖÒ
°²³ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÐ:8ÑÉÖÑÌÎÄÎÒÍÑÉÒÅÙÒÈÌ
ÔßÍÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÖÄÎÊÉÈÏãÓÌÖÄÑÌãÈÔÄÍÆÉ
ÐÒÕÖÌ
ÔÄ((
³ÔÌ×ÆÉÏÌÛÉÑÌÌÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎÄÓ×ÏàÕÄÚÌÌ
¦ÎÄÛÉÕÖÆÉ((ÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÕÖÄÑÈÄÔÖÑßÍ
ÆÒËÔÄÕÖÄâÖÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÛÉÇÒÑÄÛÌÑÄÉÖÒÖÎÔß
ÈÔÄÍÆÉÔÑÌÊÑÉÇÒÓÏÉÛÄÕÓÒÔÒÇÒÆßÐÑÄÓÔãÊÉ
ÆÄÖàÕãÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ËÄÐßÎÄãÛÉÔÉËÕÉÅã
ÑÌÉÐÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãÓÒÆÙÒÈ×ÓÔÌÐÉÔÑÒ¦ÅÒÏàÜ×âÛÄÕÖàÖÒÎÄÑÄÇÔ×ËÎ̲ÈÑÄÎÒÉÕÏÌÆ
¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉÖÒÇÒÛÖÒÑÄÛÄÏàÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ÎÄÛÉÕÖÆÉÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄØÌÏàÖÔĵÌÕÓÒÏàËÒ
ÑÄÆßÙÒÈÉÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔÄÐÉÑàÜÉáÖÒÇÒ×ÔÒÆÑã
ÆÄÖàÌÈÉÄÏàÑßÍÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÖÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏà
ÓÔÌÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÌÆÑÉÜÑÌÙÕÌÇÑÄÏÒÆÐÉÊÈ×ÆÙÒ
ÑÉÕÐÒÇÅßØ×ÑÎÚÌÒÑÌÔÒÆÄÖàÓÒÕÎÒÏàÎ×Ó×Ïà
ÈÄÐÌÎÒÐÓÄÔÄÖÒÔÄÑÄ:8ÑÄÆßÙÒÈÉÈÔÄÍÆÉÔÄ
ÕÄÚÌÌÌÐÉÏÌÅßÓÄÔÄÅÒÏÌÛÉÕÎ×âØÒÔÐ×ÄÈÏã
((ÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÉÖÕãÑÌËÎÌÍ×ÔÒÆÉÑàÑÄÓÔã
ÓÔÄÆÌÏàÑÒÇÒØ×ÑÎÚÌÒÑÌÔÒÆÄÑÌãÑÉÒÅÙÒÈÌÐÄ
ÊÉÑÌãµÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑßÍ
ØÒÔÐÄÓ×ÏàÕÄÚÌÍÓÒÆÖÒÔãâÝÄãØÒÔÐ×
ÎÏâÛ:8ÔÄËÒÐÎÑ×Ö
ÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎÄÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÖÉÖÔÉ×
ÇÒÏàÑÄã¶ÄÎ×âØÒÔÐ×Ó×ÏàÕÄÚÌÍÐÒÊÑÒÓÒÏ×
±ÉÕÐÒÖÔãÑÄÖÒÛÖÒÕÌÇÑÄÏÓÒÈÄÉÖÕãÑÄ
ÛÌÖàÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌáÏÉÎÖÔÒÏÌÖÌÛÉÕÎÌÙ
áÐÌÖÖÉÔ×ÕÌÏÌÖÉÏàÑÒÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8ÆÖÒ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÆÆÉÏÌÛÌÑÄÄÎÖÌÆÑÒÇÒÕÒÓÔÒÖÌÆ
ÔÌÛÑÄãÒÅÐÒÖÎÄÈÔÒÕÕÉÏã(6ÌÐÉÉÖÑÄÕÖÒÏà
ÏÉÑÌãÓÒÖÉÔàÎÒÖÒÔßÙÆÓÒÏÑÉÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×ÉÖ
ÎÒÑÌËÎÒÉÆßÙÒÈÑÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÓÒÕÔÄÆÑÉ
ÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌâÓÔÄÆÌÏàÑÒÇÒØ×ÑÎÚÌÒÑÌÔÒÆÄÑÌã
ÑÌâÕÆÙÒÈÑßÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÐÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ
ÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÐÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÅÉËÈÒÓÒÏÑÌ
ÑÒÍÕÅÒÔÎÌ:8ÛÖÒÆÓÔÉÈÏÄÇÄÉÐÒÐÆÎÏâÛÉ
ÖÉÏàÑßÙáÏÉÐÉÑÖÒƳÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÓÏÉ
ÑÌÌÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÉÇÒ×ÕÌÏÉÑÌãÐÒÊÉÖÈÒÕÖÌ
ÑÒÛÑßÙÌÏÌÎÉÔÄÐÌÛÉÕÎÌÙÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÆ
ÇÄÖàÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÈÉÕãÖÎÒÆÓÔÌÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒ
ÐÒÊÉÖÓÒÖÔÉÅÒÆÄÖàÕãÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÍÆÑÉÜ
ÜÌÔÒÎÒÍÓÒÏÒÕÉ×ÕÌÏÉÑÌãÑÄÓÒÏÑÒÍÐÒÝÑÒÕ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÑÌÍÔÉËÌÕÖÒÔÆÎÏâÛÉÑÑßÍÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕ
ÕÙÉÐÄÆÒÕÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌãÓÒÕÖÒãÑÑÒÍÕÒÕÖÄÆÏã
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÐÒÈÑÄÎÒÖÄÎÌÉÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔßÆ
âÝÉÍÎÒÖÒÔÄãÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ ÕÒÈÉÔÊÌÖáÏÉÐÉÑ
ÎÄÛÉÕÖÆÉáÏÉÐÉÑÖÒÆÒÕÑÒÆÑÒÇÒØÌÏàÖÔÄÆÈÒÕ
Öß:8' 6 6®ÄÎÓÒÎÄËÄÏÌÌÕÓßÖÄÑÌã
ÖÄÖÒÛÑÒÐÒÝÑßÙÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÙÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÑÉ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖàÓÒÎÄËÄÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ ÕÙÉ
ÌÕÓÒÏàË×âÖÕã
ÐßÆßÓÔãÐÏÉÑÌãÆÓÒÏÑÒÐÕÒÕÖÄÆÉÌÕÎÏâÛÌ
ÖÉÏàÑÒÆßÕÒÎÄÌÖÄÎÄãÕÙÉÐÄÓÒÎÒÐÓÏÉÎÕ×
¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉÖÔÉ×ÇÒÏàÑÒÍØÒÔÐßÓ×ÏàÕÄ
ÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖÌÚÉÑÉÌÔÄËÐÉ
ÚÌÍÕÎÔ×ÖßÐÓÉÔÉÈÑÌÐØÔÒÑÖÒÐÆßÈÉÏãâ
ÔÄÐ
ÈÉÏÄÉÖÓÔÌÐÉÑÉÑÌÉÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑßÙ
ÝÌÙÕãÑÄÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÈÔÒÕÕÉÏã(6
ÈÌÒÈÒÆÆÕÒÕÖÄÆÉ('('ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÆÕÅÒÏà
°²³ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ:8ÆÎÏâÛÄÉÖÕãÓÒÛÖÌÅÉË
ÜÒÍÆÉÏÌÛÌÑÒÍÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎÄÕÒÆÉÔÜÉÑÑÒ
ËÄÈÉÔÊÎÌÜ×ÑÖÌÔ×ãÆÕÖÔÒÉÑÑßÍÈÌÒÈÑÄÆÕÉ
ÑÉÒÓÔÄÆÈÄÑÑßÐ
ÆÔÉÐãÓÒÎÄÖÒÎÛÉÔÉËÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÌÐÉÉÖËÑÄ
ÛÌÖÉÏàÑ×âÆÉÏÌÛÌÑצÔÉË×ÏàÖÄÖÉÐÒÝÑÒÕÖà
²ÈÑÄÎÒÌÅÉËÕÙÉÐßÆÒÕÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌãÓÒÕÖÒ
ÆßÈÉÏãÉÐÄãÑÄÆÕÖÔÒÉÑÑÒÐÈÌÒÈÉËÑÄÛÌÖÉÏà
ãÑÑÒÍÕÒÕÖÄÆÏãâÝÉÍÆßÌÇÔßÜÆÔÄÕÕÉÌÆÄÉ
ÑÒÕÑÌÊÄÉÖÕãÒÅÝÌÍ®³¨×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÓÔÌ
ÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÑÄÆßÓÔãÐÌÖÉÏÉÕÙÉÐÄÎÒÖÒÔÒ
ÛÉÐÆÒÖÏÌÛÌÉÒÖÕÌÑÙÔÒÑÑßÙÓÒÎÄËÄÑÑßÍÑÄ
ÇÒÓÒÎÄËÄÑÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ ÆÕÉÔÄÆÑÒÒÎÄËßÆÄ
´ÌÕ×ÑÎÉ ×ÓÔÄÆÏãÉÐßÍÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÐÒÊÉÖ
ÉÖÕãÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑßÐÁÖÒÒÅÞãÕÑãÉÖÕãÖÉÐÛÖÒ
ÌÐÉÖàÕÎÒÏà×ÇÒÈÑÒÐÄÏÒÉÓÄÈÉÑÌÉÑÄÆßÓÔã
ÓÔÌÖÔÉ×ÇÒÏàÑÒÍØÒÔÐÉÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎÄÑÄ
ÐÌÖÉÏàÑÒÐÎÏâÛÉ:8ÅÉË×Ù×ÈÜÉÑÌãÙÄÔÄÎÖÉ
ÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ×ÐÉÑà
ÔÌÕÖÌÎÆßÓÔãÐÏÉÑÌã
ÜÄÉÖÕãÑÉÖÒÏàÎÒÕÔÉÈÑÉÉËÑÄÛÉÑÌÉÖÒÎÄÛÉÔÉË
ÆÕÖÔÒÉÑÑßÍÈÌÒÈ:8ÑÒÌÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒ
²ÈÑÄÎÒÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓ×ÏàÕÄÚÌÍÌÐÉÉÖ
×ÐÉÑàÜÄÉÖÕãÆÔÉÐãÓÔÒÖÉÎÄÑÌãáÖÒÇÒÖÒÎÄÖÉ
ÒÈÑÒÓÒÏãÔÑßÍÙÄÔÄÎÖÉÔÄÚÉÓàÓÉÔÉÈÄÛÌ
×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÕÎÆÄÊÑÒÕÖà³ÒáÖÒÐ×ÓÔÌ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓ×ÏàÕÄÚÌÍÌÐÉÉÖÌÑÈ×ÎÖÌÆÑ×â
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8ÆÎÒÔÓ×ÕÉ
ÕÆãËàÕÒÕÑÒÆÑÒÍÒÅÐÒÖÎÒÍÈÔÒÕÕÉÏã(6ÓÔÌ
73 ÌÆÉÏÌÛÌÑÉÆßÓÔãÐÏÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄÓÔÌÐÉÔ
áÖÒÐÓÒÕÖÒãÑÑÄãÕÒÕÖÄÆÏãâÝÄãÕÌÇÑÄÏÄÖÉÔã
ÑÒÈÒ¤ÔÄÅÒÛÄãÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÄÆßÓÔãÐÌÖÉÏã
ÉÖÕã¶ÄÎÄãÒÕÒÅÉÑÑÒÕÖàãÆÏãÉÖÕãÓÒÏÉËÑÒÍ
ÅÉË6 6:8Ì' ÑÉÓÔÉÆßÜÄÉÖµ
ÈÏã×ÓÔÒÝÉÑÌãÕÖÔ×ÎÖ×Ôß×ÓÔÄÆÏãÉÐÒÇÒ
µÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÆÖÄÎÌÙ×ÕÏÒÆÌãÙÆÓÒÏÑÉÆÒË
ÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÖÎÌËËÄáÖÒÇÒÓÒãÆÏãÉÖÕãÆÒË
ÐÒÊÑÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÓÒÎÄËÄÑÑÒÉÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
ÐÒÊÑÒÕÖàÌÕÎÏâÛÌÖàÇÔÒÐÒËÈÎÌÉÕÙÉÐßÓÉÔÉ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÅÉËáÏÉÐÉÑÖÒÆÆÒÕÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌã
ÈÄÛÌÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒ×ÔÒÆÑãÌÆßÓÒÏÑÌÖàÎÒÐÓÄ
ÓÒÕÖÒãÑÑÒÍÕÒÕÖÄÆÏãâÝÉÍÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÉÇÒ
ÔÄÖÒÔÌÕÎÏâÛÌÖÉÏàÑÒÓÔÒÕÖßвÈÑÄÎÒÆÕÏÉ
ÓÔÒÕÖÒÖßÌÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÆßÕÒÎÒÍáØØÉÎÖÌÆÑÒÕ
ÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑßÍÎÏâÛ:8
Ö̱ÉËÄËÉÐÏÉÑÑßÍÎÒÑÉÚÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ
ËÄÐÎÑ×ÖÑÉÆÕÉÆÔÉÐãÓÒÎÄÕ×ÝÉÕÖÆ×ÉÖÆßÙÒÈ
ÈÔÒÕÕÉÏã(6ÆÖÄÎÒÐÕÏ×ÛÄÉÑÄÓÔãÐ×âÓÒÈ
ÑÒÍÖÒÎÄÆÖÉÛÉÑÌÉÐÉÑàÜÉÇÒÆÔÉÐÉÑÌÎÒÖÒ
ÎÏâÛÄÉÖÕãÎÕÆÒÅÒÈÑÒÐ×áÐÌÖÖÉÔ×ÕÈÆÒÉÑÑÒÇÒ
ÔÒÉÎÖÒÐ×ÊÉËÄÆÌÕÌÖÒÖÕÎÆÄÊÑÒÕÖÌÆßÙÒÈÑÒ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄ:8
ÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÐÓ×ÏàÕÑÒÇÒÎÒÐÐ×ÖÄÖÒÔÄÆ
ÆßÕÒÎÒÆÒÏàÖÑÒÍÕÉÎÚÌ̦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÛÉÔÉË
µÏÉÈ×ÉÖÒÅÔÄÖÌÖàÆÑÌÐÄÑÌÉÛÖÒÓÔÌ
ÆÕÖÔÒÉÑÑßÍÆ:8ÈÌÒÈÆÕÉÇÈÄÓÔÒÖÉÎÄÉÖÑÉÎÒ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÓÒÎÄËÄÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ ÕÙÉ
ÖÒÔÄãÛÄÕÖàÆßÓÔãÐÏÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄ
ÐßÓÒÏÑßÍÔÄËÐÄÙÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÆßÙÒÈÑÒÍ
ÒÅÐÒÖÎÉÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÈÒÏÊÉÑÅßÖàÐÉÑàÜÉ
³ÒáÖÒÐ×ÈÏã×Ï×ÛÜÉÑÌãáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖÌ
ÓÔÉÈÉÏàÑÒÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÕÖÒÎ
×ÓÔÄÆÏãÉÐÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÌÕÖÒÎÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÇÒÆßÓÔãÐÌÖÉÏàÑÒÇÒÎÏâÛÄ
ÕãÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÅÒÏÉÉÕÒÆÉÔÜÉÑÑßÙÐÄÇÑÌÖ
²ÓÔÉÈÉÏÌÖàÔÄËÐÄÙÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÆßÙÒÈÑÒÍ
ÑßÙÐÄÖÉÔÌÄÏÒƳÒáÖÒÐ×ÆÕÉÔÉÎÒÐÉÑÈÄÚÌÌ
ÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÐÒÊÑÒÓÒØÒÔÐ×ÏÉ
ÓÒ×ÐÉÑàÜÉÑÌâÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÒÍÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
ÖÒÔÒÐÐÒÝÑÒÕÖÌÈÄÆÄÉÐßÉÑÌÊÉÕÆãËÄÑßÕ
ÌËÐÉÑÉÑÌÉÐÖÉÙÌÏÌÌÑßÙÓÄÔÄÐÉÖÔÒÆÎÒÑÆÉÔ
ÖÉÔĦÒÓÉÔÆßÙÕÏÉÈ×ÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕÉÔ
ÈÉÛÑÌÎÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÆÒËÐÒÊÑÒÇÒÒÅÞÉÐÄÎÒÖÒ
ÔßÍÉÝÉÑÉ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖËÄÈÄÑÑßÍÒÅÞÉÐÆÕÉ
ÇÈÉ
ÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÁÖÒÓÔÌÖÒÍÊÉÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖÉ
9zÔÄËÐÄÙÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÆÖÒÔÌÛÑÒÍ
ÓÒËÆÒÏÌÖÑÉÖÒÏàÎÒÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÅÒÏÉÉÑÌËÎÒÉ
ÒÅÐÒÖÎÉ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÒÅÐÒÖÒÎÑÒÌÐÉÑàÜÉÉËÑÄÛÉ
9zÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÉÓÉÔÆÌÛÑÒÉÑÄÓÔãÊÉ
QE\
ÑÌÉÌÑÈ×ÎÚÌÌÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎɦÕÏ×ÛÄÉÉÕÏÌ
ÖÄÎÒÍÕÉÔÈÉÛÑÌÎ×ÊÉÆßÅÔÄÑÑÒÑÄÇÔÉÆÖÔÄÑÕ
ÑÌÉ
ØÒÔÐÄÖÒÔÄÆÕÉÔÄÆÑÒÛÔÉËÐÉÔÉÑÕÏÉÈ×ÉÖ
OzÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÚÌÌÐÉÊÈ×
86
ÓÒÓßÖÄÖàÕãÑÄÍÖÌÖÄÎÒÉÔÉÜÉÑÌÉÓÔÌÔÉÄÏÌ
ÓÉÔÆÌÛÑÒÍÌÆßÙÒÈÑÒÍÒÅÐÒÖÎÄÐÌ
ËÄÚÌÌÎÒÖÒÔÒÇÒÇÄÅÄÔÌÖßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ×ÆÉÏÌÛÌ
9zÆßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
398
ÆÄâÖÕãÆÐÌÑÌÐÄÏàÑÒÍÕÖÉÓÉÑÌ
²ÈÑÌÐÌËÕÓÒÕÒÅÒÆÕÑÌÊÉÑÌãÑÄÇÔÉÆÄ
³ÔÌÎÒÑÖÔÒÏÉÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌãÆßÓÔãÐÌ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÅÉËÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÇÒÌËÐÉÑÉ
ÖÉÏãÕÏÉÈ×ÉÖ×ÛÌÖßÆÄÖàÛÖÒÓÒÕÎÒÏàÎ×ÓÔÌ
ÑÌãÈÔ×ÇÌÙÓÄÔÄÐÉÖÔÒÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄãÆÏãÉÖÕã
ÓÔÒÉÎÖÌÔÒÆÄÑÌÌÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÆÈÉÏÄÉÖÕãÆÕÉ
×ÆÉÏÌÛÉÑÌÉÖÒÏàÎÒÓÏÒÝÄÈÌÕÉÛÉÑÌãÕÔÉÈÑÉÇÒ
ÆÒËÐÒÊÑÒÉÈÏã×ÐÉÑàÜÉÑÌãáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÇÒ
ÕÖÉÔÊÑãÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÌÐÉÉÖ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÐÉÊÈ×ÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÒÍ
ÕãÆÆÌÈ×¼ÒÅÔÄËÑßÉÕÉÔÈÉÛÑÌÎÌ
ÁÖÒÒÅÞãÕ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÌÆßÓÔãÐÏãâÝÌÐáÏÉÐÉÑ
ÑãÉÖÕãÖÉÐÛÖÒÓÔÌÎÆÄÈÔÄÖÑÒÐÕÉÛÉÑÌÌÕÔÉÈ
ÖÒÐÖÉÓÏÒÆÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÐÉÊÈ×áÖÌÐÌ
áÏÉÐÉÑÖÄÐÌÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÖÄÎÊÉÒÛÉÑàÑÉÅÒÏà
ÑÉÇÒÕÖÉÔÊÑãÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄÏâÅÒÉ×ÆÉÏÌÛÉÑÌÉ
ÓÏÒÝÄÈÌáÖÒÇÒÕÉÛÉÑÌãÓÒÛÖÌÆÕÉÇÈÄÕÒÓÔÒ
ÜÌÐÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÛÉÇÒÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÄÆßÓÔãÐÌ
ÖÉÏãËÄÆÌÕÌÖÑÉÖÒÏàÎÒÒÖáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖÌ
ÆÒÊÈÄÉÖÕã×ÆÉÏÌÛÉÑÌÉÐÌÒÕÖÄÏàÑßÙÇÄÅÄÔÌ
ÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÍÕÙÉÐßÑÒÌÑÄÙÒÈÌÖÕãÆÕÌÏà
ÖÒÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄÛÖÒÆÎÒÑÉÛÑÒÐÌÖÒÇÉÐÒÊÉÖ
ÑÒÍËÄÆÌÕÌÐÒÕÖÌÒÖÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔßÖÔÄÑÕØÒÔ
ÓÔÌÆÒÈÌÖàÎÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÐ××ÆÉÏÌÛÉÑÌâÒÅÞÉ
ÐÄÖÒÔÄÁÖÒÒÕÒÅÉÑÑÒËÄÐÉÖÑÒÉÕÏÌÕÒÅÕÖÆÉÑ
ÐÄÆÕÉÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔijÒáÖÒÐ×ÑÄÌÏ×ÛÜÌÐ
ÑÒÉÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌÉÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÑÉÆÉÏÌÎÒ
ÕÓÒÕÒÅÒÐÖÄÎÒÇÒ×ÆÉÏÌÛÉÑÌããÆÏãÉÖÕãÌÕÓÒÏà
ËÒÆÄÑÌÉÕÔÉÈÑÉÇÒÕÖÉÔÊÑãÓÔãÐÒ×ÇÒÏàÑÒÇÒ
¬ÑÄÎÒÑÉÚÓÒÕÏÉÈÑÌÐÓÒÕÛÉÖ×ÑÒÑÉ
ÕÉÛÉÑÌãÎÒÖÒÔÒÉÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÕãÓ×ÖÉÐ
ÓÒÕÏÉÈÑÌÐÓÒÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌâãÆÏãÉÖÕã
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÈÆ×ÙÒÈÌÑÄÎÒÆßÙÕÉÔÈÉÛÑÌÎÒÆ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ®ÕÒÊÄÏÉÑÌâ
×ÐÉÑàÜÌÖàÓÒÖÉÔÌÑÄáÖÒÐáÏÉÐÉÑÖÉËÄÕÛÉÖ
³ÔÌÛÉÐÉÕÏÌ
ÅÒÏÉÉÕÒÆÉÔÜÉÑÑÒÍÕÙÉÐÒÖÉÙÑÌÎÌÑÉÆÒËÐÒÊ
7!7
ÑÒÌÉÈÌÑÕÖÆÉÑÑßÐÓ×ÖÉÐ×ÐÉÑàÜÉÑÌãÖÉÓÏÒ
ÆßÈÉÏÉÑÌãÓÔÌÕÒÙÔÄÑÉÑÌÌÆÕÉÙÒÕÖÄÏàÑßÙ
Ä
ÓÄÔÄÐÉÖÔÒÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÑÉÌËÐÉÑÑßÐÌãÆÏãÉÖ
R!R
9
O
9
9
398
86
QE\
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÑãÉÖÕãÆÕÉÇÒÒÈÌÑÏÌÑÉÍÑßÍÔÄËÐÉÔÖÔÄÑÕ
ÇÈÉ
ØÒÔÐÄÖÒÔÄÄÈÆÄÈÔ×ÇÌÙÒÕÖÄâÖÕãÑÉÌËÐÉÑ
7ÌRzÕÉÛÉÑÌÉÕÔÉÈÑÉÇÒÕÖÉÔÊÑãÌÛÌÕÏÒ
ÑßÐ̱ÄÓÔÌÐÉÔÓÔÌËÄÐÉÑÉÒÈÑÒÇÒÕÉÔÈÉÛ
ÆÌÖÎÒÆÒÕÑÒÆÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÌÕÙÒÈÑÒÇÒÖÔÄÑÕ
ÑÌÎÄ)
ÑÄÈÆÄÓÔÌÆÉÔÖÌÎÄÏàÑÒÍ
ØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌÌÎÄÔÎÄÕÄÒÅÝÄãÜÌÔÌÑÄÖÔÄÑÕ
7ÌRzÖÉÊÉÓÄÔÄÐÉÖÔßÈÏãÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
ØÒÔÐÄÖÒÔÄ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÐÉÑÉÉÛÉÐÑÄÐÐ
ÖÒÔÄÑÄÈÆÒÍÑÒÐÕÉÔÈÉÛÑÌÎÉ
ÓÔÌÕÒÙÔÄÑÉÑÌÌÈÏÌÑßÌÆßÕÒÖß©ÕÏÌÆÖÄÎÒÐ
ÕÏ×ÛÄÉÒÕÖÄÆÌÖàÑÄÐÒÖÒÛÑßÉÈÄÑÑßÉÖÔÄÑÕ
ÖÒÑÒÆßÍÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÅ×ÈÉÖÌÐÉÖàÆÈÆÒÉ
ØÒÔÐÄÖÒÔÄÅÉËÌËÐÉÑÉÑÌãÖÒÔÄÅÒÛÄãÛÄÕÖÒÖÄ
ÅÒÏàÜ×âÐÒÝÑÒÕÖàÓÔÌÕÒÙÔÄÑÉÑÌÌÔÄÅÒÛÉÍ
ÛÄÕÖÒÖßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÒÕÎÒÏàÎ×
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ×ÐÉÑàÜÌÖÕãÆÈÆÒÉÄÉÕÏÌÛÌÕÏÒ
ÆÌÖÎÒÆÆÕÉÙÒÅÐÒÖÒÎ×ÐÉÑàÜÌÖàÓÔÌÐÉÔÑÒÆ
ÓÒÏÖÒÔÄÔÄËÄÖÒÔÄÅÒÛÄãÛÄÕÖÒÖÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÕÒÙÔÄÑÌÖÕãÑÒÌÑÈ×ÎÚÌãÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎÉÖÄÎÊÉ
×ÐÉÑàÜÌÖÕãÆÓÒÏÖÒÔÄÔÄËÄÄÎÔÒÐÉáÖÒÇÒ
ÒÅÐÒÖÎÌÐÒÊÑÒÆßÓÒÏÑÌÖàÅÒÏÉÉÖÒÏÕÖßÐ
ÓÔÒÆÒÈÒвÛÉÆÌÈÑÒÛÖÒÆÒÅÒÌÙÕÏ×ÛÄãÙÖÉÓ
ÏÒÆßÈÉÏÉÑÌÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒ
×ÐÉÑàÜÌÖÕãÓÔÌÐÌÑÌÐÄÏàÑÒÐ×ÆÉÏÌÛÉÑÌÌ
ÇÈÉ
ÓÏÒÝÄÈÌÓÉÛÄÖÑÒÍÓÏÄÖßzÑÉÅÒÏÉÉÐÐÓÒ
-
-zÐÄÎÕÌÐÄÏàÑßÉÖÒÎÌÛÉÔÉËÒÕÑÒÆ
Q
Q
ÒÈÑÒÐ×ÇÄÅÄÔÌÖÑÒÐ×ÔÄËÐÉÔ×ÌÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌ
Ñ×âÒÅÐÒÖÎ×ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÑÄÒÈÑÒÐÌ
ÅÉËÌËÐÉÑÉÑÌãÖÔÄÕÕÌÔÒÆÎÌ«ÄÛÄÕÖ×âÊÉÕ
ÈÆ×ÙÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄÙÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒ
×ÛÉÖÒÐÕÑÌÊÉÑÌãÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌãÓÔÌ
9zÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÔÌÏÒÊÉÑÑÒÉÎÒÕÑÒÆÑÒÍ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÕÈÆÒÍÑßÐ
ÒÅÐÒÖÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÕÉÔÈÉÛÑÌÎÒÐ×ÈÄÉÖÕãÌÆÒÒÅÝÉÌËÅÉÊÄÖà×ÆÉ
ÏÌÛÉÑÌãÔÄËÐÉÔÒÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄËÄÕÛÉÖÅÒÏÉÉ
8ÈÏÌÖÉÏàÑÒÕÖàËÄÔãÈÑÒÇÒÚÌÎÏÄ
«
ÓÏÒÖÑÒÍÎÒÐÓÒÑÒÆÎÌÉÇÒáÏÉÐÉÑÖÒÆ
¬ÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÑÒÆÒÇÒÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
»ÖÒÅßÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÅÒÏÉÉÔÄÆÑÒÐÉÔÑßÍ
ÔÄÆÑÄÓÒÏÒÆÌÑÉÌÕÙÒÈÑÒÇÒÓÒÖÒÐ×ÛÖÒÓÔÌ
ÑÄÇÔÉÆáÏÉÐÉÑÖÒÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄ
ÆÈÆÒÉÐÉÑàÜÉÐÛÌÕÏÉÆÌÖÎÒÆÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖà
ÑÌÌÎÏâÛÉÆßÙÓÒÏÉÆßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÚÉÏÉÕÒ
×ÐÉÑàÜÄÉÖÕãÆÛÉÖÆÉÔÒÄËÄÕÛÉÖÆÈÆÒÉÅÒÏà
ÒÅÔÄËÑÒÓÔÌÈÉÔÊÌÆÄÖàÕãÕÏÉÈ×âÝÉÇÒÓÔÄÆÌ
ÜÉÇÒÕÉÛÉÑÌãÈÆ×ÙÕÉÔÈÉÛÑÌÎÒÆ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖ
ÏÄ ÓÒÖÉÔÌáÑÉÔÇÌÌÑÄÆÑ×ÖÔÉÑÑÉÐÕÒÓÔÒÖÌÆ
ÕãÆÈÆÒÉ
ÏÉÑÌÌÓÉÔÆÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÑÉ
³ÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÈÔ×ÇÒÇÒÖÌÓÒÔÄËÐÉÔÄ
ÈÒÏÊÑßÓÔÉÆßÜÄÖàÓÒÖÉÔàáÑÉÔÇÌÌÑÄÆÑ×Ö
ÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄÕ×ÆÉÏÌÛÉÑÑßÐÆÈÆÒÉÕÉÛÉÑÌÉÐ
ÔÉÑÑÉÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÌËÄÐÎÑ×ÖÒÇÒ°²³ÎÏâ
ÕÔÉÈÑÉÇÒÕÖÉÔÊÑãÆÒÅÝÉÐÕÏ×ÛÄÉÐÒÝÑÒÕÖà
ÛÄÁÖÒÒÅÞãÕÑãÉÖÕãÖÉÐÛÖÒÙÒÖãÒÅÞÉÐ
ÆÒËÔÄÕÖÄÉÖÅÒÏàÜÉÛÉÐÆÈÆÄÔÄËÄÓÒÕÎÒÏàÎ×
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÓÔÉÆßÜÄÉÖ
ÆÒËÔÄÕÖÄÉÖÑÉÖÒÏàÎÒÕÉÛÉÑÌÉÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄÑÒÌ
ÒÅÞÉÐÎÒÐÐ×ÖÌÔ×âÝÉÇÒÎÏâÛÄÄÈÒÓ×ÕÖÌÐßÍ
ÓÏÒÝÄÈàÒÎÑÄÖÉÕÉÛÉÑÌÉÒÅÐÒÖÒβÈÑÄÎÒÆ
ÓÉÔÉÇÔÉÆÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÑÄÐÑÒÇÒÅÒÏÉÉ
ÕÏ×ÛÄÉÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÈÆ×ÙÕÉÔÈÉÛÑÌÎÒÆÌËÐÉ
ÅÉËÒÓÄÕÉÑÑÉÊÉÏÌÓÉÔÉÇÔÉÆÎÒÐÐ×ÖÌÔ×âÝÉÇÒ
9
-
0
9
-
0
8
-
-
0
0
Q
Q
«
Q
Q
»
!
»
!
!
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÄÖÉÐÑÉÐÉÑÉÉÈÄÊÉÓÔÌÕÒÓÔÒ
ÑÌÉÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖßÒÓÔÄÆÈßÆÄÉÖÕã×ÐÉÑà
ÜÉÑÌÉÐÒÅÞÉÐÄÎÒÑÆÉÔÖÉÔıÄÕÄÐÒÐÈÉÏÉ
ÖÌÆÏÉÑÌÌÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÕÒÕÖÄÆÏãâÝÉÐ
áÖÒÑÉÕÒÆÕÉÐÖÄÎÓÒÕÎÒÏàÎ×ÑÄÓÔÌÐÉÔÓÒÆß
ÜÉÑÌÉÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖßÑÄÕÖÒÏàÎÒÊÉ×ÆÉÏÌ
ÛÌÆÄÉÖÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÐÉÑàÜÉÇÒÔÄËÐÉÔÄÑÄÕÎÒÏàÎÒÒÑÒ×ÆÉÏÌÛÌÆÄ
ÉÖÕãËÄÕÛÉÖÓÔÌÐÉÑÉÑÌãÖÒÇÒÊÉÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄ
ÐÒÝÑÒÕÖàÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÄãÑÄÒÅÐÒÖÎÄÙÖÔÄÑÕ
ÑÄÅÒÏÉÉÑÌËÎÒÍÛÄÕÖÒÖÉËÄÕÛÉÖ×ÆÉÏÌÛÉÑÌã
ØÒÔÐÄÖÒÔÄÒÎÄËßÆÄÉÖÕã×ÊÉÆÈÆÒÉÅÒÏàÜÉÍ
ÌÑÈ×ÎÚÌ̬ÑßÐÌÕÏÒÆÄÐÌÆÐÉÕÖÒ×ÆÉÏÌÛÉ
ÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕÎÏâÛÒÐ
ÑÌãÛÄÕÖÒÖßÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌãÈÏã×ÐÉÑàÜÉÑÌã
«ÈÉÕà
ÔÄËÐÉÔÒÆÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒ
6
6zÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÓÉÔÆÌÛÑÒÍÌÆÖÒ
MR
SYX
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔ×ÐÉÑàÜÉÑÑßÙ
ÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÒÎÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒ
ÇÄÅÄÔÌÖÒÆÑÄÖÒÍÊÉÛÄÕÖÒÖÉ×ÆÉÏÌÛÌÆÆÉÏÌÛÌ
Ñ×ÌÑÈ×ÎÚÌÌÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎɹÒÖãÎÒÑÉÛÑÒ
O![[zÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
86
MR
SYX
ÖÄÎÄãÄÏàÖÉÔÑÄÖÌÆÄÒÇÔÄÑÌÛÉÑÄÆÉÏÌÛÌÑÒÍ
ÚÌÌ
ÓÔÉÈÉÏàÑÒÍÌÑÈ×ÎÚÌÌ©ÕÏÌÊÉÈÏãáÖÒÍÚÉÏÌ
±ÒÓÔÌáÖÒÐËÑÄÛÌÖÉÏàÑÄãÐÒÝÑÒÕÖàÔÄÕ
ÓÒÆßÜÄÖàÛÄÕÖÒÖ×ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌãÖÒ×ÆÉÏÌ
ÕÉÌÆÄÉÖÕãÌÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÛÌÆÄÉÖÕãÑÄÇÔÉÆÑÉÖÒÏàÎÒÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÓÔÌÛÉÐÖÉÐÅÒÏàÜÄãÛÉÐÆßÜÉÛÄÕÖÒÖÄÓÔÉ
ÑÒÌÈÔ×ÇÌÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÎÒÑÆÉÔÖÉÔijÒáÖÒÐ×
ÒÅÔÄËÒÆÄÑÌãÌÅÒÏàÜÉÌÑÈ×ÎÚÌãÆÕÉÔÈÉÛÑÌÎÉ
ÛÄÝÉÆÕÉÇÒÒÕÆÒÅÒÊÈÄâÝÌÍÕãÓÔÌÓÒÆßÜÉ
±ÄÓÔÌÐÉÔÆÈÌÄÓÄËÒÑÉÛÄÕÖÒÖÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄ
ÑÌÌÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖßÒÅÞÉÐÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÓÔÌÙÒ
ÑÌãzΧÚÌÓÔÌÕÖÄÑÈÄÔÖÑÒÐ×ÔÒÆÑÉ
ÈÌÖÕãËÄÓÒÏÑãÖàÒÙÏÄÊÈÄâÝÌÐÌáÏÉÐÉÑÖÄÐÌ
ÐÄÇÑÌÖÑÒÇÒÓÒÏãÈÏãØÉÔÔÌÖÒÆÆжáÖÌ
ÁÖÒÎÄÕÄÉÖÕãÌÒÅÞÉÐÄØÌÏàÖÔ×âÝÌÙáÏÉÎ
ÓÒÖÉÔÌÕÒÕÖÄÆÏãâÖz¦ÖÈÏãÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄ
ÖÔÒÏÌÖÌÛÉÕÎÌÙÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÆÉÐÎÒÕÖàÌÒÅÞ
)
)TGSW
©ÕÏÌáÖÒ×ÕÏÒÆÌÉÒÅÉÕÓÉ
ÉÐÎÒÖÒÔßÙÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÕãÑÉÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖÒÍ
ÛÌÖàÑÉÆÒËÐÒÊÑÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÆßÅÔÄÑÑßÍ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÄÆÑ×ÖÔÉÑÑÌÐÄÎÖÌÆÑßÐÕÒÓÔÒÖÌÆ
ÖÌÓÒÔÄËÐÉÔÕÉÔÈÉÛÑÌÎÄÐÄÏÌÉÇÒÊÉÏÄÖÉÏàÑÒ
ÏÉÑÌÉÐÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒƵÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒ×ÆÉ
×ÆÉÏÌÛÌÖà
ÏÌÛÉÑÌÉÛÄÕÖÒÖßÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌãÆßÜÉz
¬ÑÄÎÒÑÉÚÔÄÈÌÎÄÏàÑßÐÓ×ÖÉÐÕÑÌÊÉÑÌã
ΧÚÈÏãÕÉÖÉÆßÙÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÆÕÔÉÈÑÉÍÐÒÝ
ÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌãÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÎÏâÛÉ
ÑÒÕÖÌÑÉÈÄÉÖÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÇÒÆßÌÇÔßÜÄÆÒÅÞ
ÆßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÏâÅÒÇÒÖÌÓÄãÆÏãÉÖÕã
ÉÐÉÌÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÆÕÉÇÈÄÏÌÜà×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖ
×ÐÉÑàÜÉÑÌÉÛÄÕÖÒÖßÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌã³ÔÌ
ÖÉÓÏÒÆßÈÉÏÉÑÌÉÛÖÒÓÔÌÆÒÈÌÖÎÕÑÌÊÉÑÌâ
áÖÒÐÕÏÉÈ×ÉÖ×ÛÌÖßÆÄÖàÛÖÒÒÅßÛÑÒÓÒÆßÜÉ
ÑÄÈÉÊÑÒÕÖÌÄÓÒáÖÒÐ×ÑÉÊÉÏÄÖÉÏàÑÒ
O
6
6
86
-2
398
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
µÒÆÔÉÐÉÑÑßÉÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
ÈÏãÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄÑÌã
ÓÒËÆÒÏãâÖÈÒÅÌÖàÕã
Ñ×ÏÉÆÒÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌã
ÆÈÉÊ×ÔÑÒÐÔÉÊÌÐÉ
µ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÄãÛÄÕÖàÓÒÖÔÉÅÏãÉÐÒÍÆÐÌÔÉ
áÑÉÔÇÌÌÓÔÌÙÒÈÌÖÕãÑÄ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÑÄÙÒÈãÝÌ
µÖÄÑÈÄÔÖ-)'ÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÓÒÑãÖÌÉ
ÉÕãÆÔÉÊÌÐÉÒÊÌÈÄÑÌãÛÖÒÆßÑ×ÊÈÄÉÖ×ÊÉÕ
Ñ×ÏÉÆÒÉÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉÆÈÉÊ×ÔÑÒÐÔÉÊÌÐÉ
ÖÒÛÄÖàÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÝÌÙÕÖÄÑÈÄÔ
ÎÄÎÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐ×âÐÒÝÑÒÕÖàÐÉÑÉÉЦ֨ÒÕ
ÖÒÆ®ÓÔÌÐÉÔ×ÈÌÔÉÎÖÌÆÄ)YVSTIER
ÖÌÊÉÑÌÉÑ×ÏÉÆÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌãÆ
'SQQMWWMSR W)RIVK]VIPEXIH4VSHYGXWÈÒÓ×Õ
ÈÉÊ×ÔÑÒÐÔÉÊÌÐÉÖÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐÕÖÄÑÒÆÌÖÕã
ÎÄÆÜÄãÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌɦÖ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÌÅÉË
ÔÉÄÏàÑÒÍÌÔÉÜÄÉÐÒÍËÄÈÄÛÉͨÏãáÖÒÇÒ
ÑÄÇÔ×ËÎÌÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÑßÐÌÆÇÒÈ×ÅßÏÄ
ÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÒÓÖÌÐÌËÄÚÌãÎÄÊÈÒÇÒ×ËÏÄÌÕÖÒÛ
×ÊÉÕÖÒÛÉÑÄÆÇÒÈ×záÖÒÖÓÄÔÄÐÉÖÔÅßÏ
ÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÎÒÖÒÔÄãÓÒËÆÒÏÌÖÕáÎÒÑÒÐÌÖà
ÕÑÌÊÉÑÈÒЦÖÈÏãÕÉÖÉÆßÙÄÈÄÓÖÉÔÒÆÕ
ÑÉÕÎÒÏàÎÒÐÌÏÏÌÆÄÖÖÑÄÎÄÊÈÒÐáÖÄÓɦáÖÒÍ
ÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖàâÈÒ¦Ö
ÕÆãËÌÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÓÔÉÊÈÉÆÕÉÇÒÒÚÉÑÌÖàÐÒÝ
¦ÓÉÔÌÒÈÎÒÇÈÄÌËÑÄÛÄÏàÑÒÔÄËÔÄÅÄÖßÆÄ
ÑÒÕÖàÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐ×âÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÓÌÖÄÑÌãÓÔÌ
ÏÌÕàÕÖÄÑÈÄÔÖßáÑÉÔÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌãÕÖÄÆÌ
ÒÛÉÑàÐÄÏÒÍÑÄÇÔ×ËÎÉÌÆÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÌÑÄÇÔ×ËÎÌ
ÏÌÕàÚÉÏÌÕÒÓÒÕÖÄÆÌÐßÉÕÏ×ÛÜÌÐÌÖÉÙÑÒÏÒ
³ÒÑãÖÌãÐÄÏÄãÑÄÇÔ×ËÎÄÌÏÌÈÉÊ×ÔÑßÍ
ÇÌÛÉÕÎÌÐÌÈÒÕÖÌÊÉÑÌãÐÌÖÒÇÒÆÔÉÐÉÑ̲ÈÑÄ
ÔÉÊÌÐÓÔÌÐÉÑÌÐßÎÌÕÖÒÛÑÌÎ×ÓÌÖÄÑÌãÉÕÏÌ
ÎÒÕÒÆÉÔÜÉÑÕÖÆÒÆÄÑÌÉÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌÐÌÎÔÒÕÙÉÐ
ÒÑÄÎÖÌÆÉÑÌÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÕÖÄÅÌÏÌËÄÚÌâ
ÈÏãÌÐÓ×ÏàÕÑßÙÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄÑÌãÓÒËÆÒÏÌ
ÆßÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã³ÒÑãÖÌÉÅÉËÑÄÇÔ×Ë
ÏÒÆÓÒÕÏÉÈÑÌÉÇÒÈßÕÒÎÔÄÖÌÖàÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉ
ÎÌÎÄÎÓÔÄÆÌÏÒÒÖÑÒÕÌÖÕãÎÕÉÖÉÆßÐÄÈÄÓÖÉ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÆÈÉÊ×ÔÑÒÐÔÉÊÌÐÉÈÒ×ÔÒÆÑÉÍ
ÔÄÐÌÏÌËÄÔãÈÑßÐ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÆÎÏâÛÉÑÑßÐ
ÑÄÐÑÒÇÒÅÒÏÉÉÑÌËÎÌÙÛÉÐÓÔÉÈÓÌÕßÆÄÏÌÕÖÄÑ
ÆÕÉÖàÓÔÌÓÒÏÑÒÕÖàâÒÖÎÏâÛÉÑÑÒÍÑÄÇÔ×ËÎÉ
ÈÄÔÖß
³ÔÒÅÏÉÐßÕÆãËÄÑÑßÉÕÎÄÊÈßÐÌËáÖÌÙ×ÕÏÒ
ÆÌÍÑÉÒÈÌÑÄÎÒÆß
±×ÏÉÆÄãÐÒÝÑÒÕÖà
)H[EVH3RK4S[IV-RXIKVEXMSRW
2I[)PIGXVSRMGW
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÌâÏà
'
R*
¦
:6
71%.%
'
T*
¦
6
;
6
;
0
Q,
0
,
6
1
;
6
O
;
'
R*
¦
%'
0
i
¦
%'
2
5
11&8
5
11&8
9&
47
,%
6
;
µÒÎÔÄÝÉÑÌÉÓÒÖÉÔà
ÑÄÆßÆÒÈÄÙ×ÓÔÄÆÏÉÑÌã
²ÓÖÒÓÄÔÄÕÅÒÏàÜÌÐ
ÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÒÐÓÉÔÉÈÄÛÌÖÒÎÄ
(
9
·ÓÔÄÆÏÉÑÌÉ
:
7
<
*
'
¦
¤
²ÅÝ
¦ßÕÒÎÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÔÉËÌÕÖÒÔÒÆ
ÕÑÌÊÄÉÖÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÑÄÙÒÏÒÕÖÒÐÙÒÈ×
6
1
;
6
1
;
6
1
;
9%
47
,%
6
;
²ÓÖÌÐÌËÌÔÒÆÄÑÑßÉ
ÕÑÄÅÅÉÔÑßÉÚÉÓÌ
6
6
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÔÌÑÚÌÓÌÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄÒÓÖÌÐÌËÌÔÒÆÄÑÑÒÇÒÌÐÓ×ÏàÕÑÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÕÆßÙÒÈÑÒÍÐÒÝ
ÑÒÕÖàâ¦Ö
ºÉÏàâÔÄËÔÄÅÒÖÎÌÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÐÒÝ
¦ÄÈÄÓÖÉÔÉÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÕ
ÑÒÕÖàâ¦ÖÕÙÉÐÄÎÒÖÒÔÒÇÒÌËÒÅÔÄÊÉÑÄÑÄ
ÌÑÖÉÇÔÌÔÒÆÄÑÑßÐÕÌÏÒÆßÐÎÏâÛÒÐÕÉÐÉÍÕÖÆÄ
´ÌÕ×ÑÎÉÅßÏÒÕÒËÈÄÑÌÉÒÛÉÑàÎÒÐÓÄÎÖÑÒÇÒ
8347[MXGL.<
9
ÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÄÎÒÐÓÄÑÌÌ
ÄÈÄÓÖÉÔÄÕÆßÕÒÎÌЮ³¨ÈÏãÓÌÖÄÑÌãÑÒ×ÖÅ×
4S[IV-RXIKVEXMSRW¦ÕÉÓÔÌÅÒÔßáÖÒÇÒÕÉÐÉ
ÎĵÙÉÐÄÈÒÏÊÑÄÕÒÈÉÔÊÄÖàÐÌÑÌÐ×ÐÎÒÐÓÒ
ÍÕÖÆÄÈÄÊÉÆÒÅßÛÑÒÐÔÉÊÌÐÉÔÄÅÒÖßÐÒÇ×Ö
ÑÉÑÖÒÆÓÔÉÆÒÕÙÒÈÑÒÔÉÄÇÌÔÒÆÄÖàÑÄÌËÐÉÑÉ
ÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÖàÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÓÒÕÖÒãÑÑßÍ®³¨Æ
ÑÌÉÑÄÇÔ×ËÎÌÌÒÖÎÏâÛÄÖàÕãÓÔÌÓÉÔÉÑÄÓÔãÊÉ
ÜÌÔÒÎÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÑÄÇÔ×ËÒβÈÑÄÎÒÎÒÇÈÄ
ÑÌÌÓÒÆÙÒÈרÏãÓÒÆßÜÉÑÌãÑÄÈÉÊÑÒÕÖÌ
ÚÉÏàâãÆÏãÉÖÕãÕÑÌÊÉÑÌÉÐÒÝÑÒÕÖÌÓÒÖÔÉÅ
ÔÄÅÒÛÌÉÔÉÊÌÐß137*)8ÎÏâÛÉÍÑÉÈÒÏÊÑß
ÏãÉÐÒÍÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÓÌÖÄÑÌãÆÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÉ
ÓÔÉÆßÜÄÖà ÓÔÉÈÉÏàÑÒÈÒÓ×ÕÖÌÐßÙËÑÄÛÉ
ÑÄÇÔ×ËÎÌÑÌÊÉЦÖÈÒÏÊÑßÅßÖàËÄÈÉ
ÑÌÍ´ÄËÔÄÅÒÖÄÑÑÒÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖ
ÍÕÖÆÒÆÄÑßÆÕÉÆÒËÐÒÊÑÒÕÖÌÈÏãáÎÒÑÒÐÌÌ
ÆßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ ¦ÓÔÌÖÒÎɤÄ
áÑÉÔÇÌ̱ÄÌÅÒÏàÜÌÍáØØÉÎÖÆáÖÒÐÕÏ×ÛÄÉ
ÉÇÒ®³¨ÓÔÉÆßÜÄÉÖ ³ÔÌÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÌ
ÐÒÊÑÒÓÒÏ×ÛÌÖàÒÖÆÙÒÈÑÒÇÒØÌÏàÖÔÄÌÚÉÓÌ
ÑÄÇÔ×ËÎÌÌÕÖÒÛÑÌÎÓÒÖÔÉÅÏãÉÖÒÖÕÉÖ̦
ÎÒÑÖÔÒÏãÕÉÖÌÙÒÖãÅÉË×ÕÏÒÆÑÒÆÒËÐÒÊÑßÌ
ÐÒÝÑÒÕÖàÐÉÑÉÉ Ð¦Ö
ÈÔ×ÇÌÉÆÄÔÌÄÑÖß
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÌâÏà
¦ÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÕÙÉÐÉ
¨ÏãÕÑÌÊÉÑÌãÓÒÖÉÔàÌ×ÆÉÏÌÛÉÑÌ㮳¨
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÔÉËÌÕÖÒÔß6Ì6ÌÕÓÒÏà
ÅßÏÌÆßÅÔÄÑßÈÌÒÈß¼ÒÖÖÎÌÕÅÒÏàÜÌÐ
Ë×âÖÕãÈÏãÕÒÇÏÄÕÒÆÄÑÌãÕÕÉÖàâÆÙÒÈÄÈÔÄÍ
ÈÒÓ×ÕÖÌÐßÐÖÒÎÒÐÌÐÄÏßÐÓÔãÐßÐÓÄÈÉÑÌ
ÆÉÔÄ9ÌÕÒËÈÄÑÌãÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÇÒÐÌÑÌÐÄÏà
ÉÐÑÄÓÔãÊÉÑÌãµÑÄÅÅÉÔÑÄãÚÉÓà
'6
ÑÒÇÒÖÒÎÄÕÐÉÝÉÑÌãÐΤ³ÔÌÕÖÄÑÈÄÔÖÑÒÐ
ÈÉÐÓØÌÔ×ÉÖËÆÒÑÑÄÈÌÒÈÄÙ×ÐÉÑàÜÄã×ÔÒ
ËÑÄÛÉÑÌÌÒÅÝÉÇÒÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãáÖÌÙÔÉËÌÕÖÒ
ÆÉÑàÆßÕÒÎÒÛÄÕÖÒÖÑßÙÑÄÆÒÈÌÐßÙÌÌËÏ×ÛÄÉ
ÔÒÆÔÄÆÑÒа²ÐÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÄãÐÒÝÑÒÕÖà
ÐßÙÓÒÐÉÙ
ÕÒÕÖÄÆÌÖЦÖÓÔÌÑÄÓÔãÊÉÑÌ̦·ÆÉÏÌ
¨ÏãÕÑÌÊÉÑÌãÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÆ
ÛÉÑÌÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÈÒ°²ÐÓÒËÆÒÏÌÖ
ÚÉÓÌÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÆÖÒÔÌÛÑÒÍÕÖÒÔÒÑßÅßÏÄ
ÕÑÌËÌÖàÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐ×âÐÒÝÑÒÕÖàÈÒЦÖÑÒ
ÆßÅÔÄÑÄÒÓÖÒÓÄÔÄ5ÕÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒШÄÔÏÌÑ
ÖÒÇÈÄÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÆÕÓÒÐÒÇÄÖÉÏàÑßÍÔÉËÌÕÖÒÔ
ÇÖÒÑÄÑÄÆßÙÒÈÉÅÏÄÇÒÈÄÔãÅÒÏàÜÒÐ××ÕÌÏÉ
ÈÏãÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌãÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÇÒÖÒÎÄÕÐÉ
ÑÌâÎÒÖÒÔÒÇÒÆÙÒÈÑÒÍÖÒÎÒÓÖÒÓÄÔß×ÐÉÑàÜÉÑ
ÝÉÑÌãÌÕÒÙÔÄÑÉÑÌãÓÒÔÒÇÄÕÔÄÅÄÖßÆÄÑÌã
ÈÒФ
ËÄÝÌÖßÒÖÓÉÔÉÑÄÓÔãÊÉÑÌã
´ÉËÌÕÖÒÔß66 Ì6 ÕÑÌÊÄâÖÓÒÔÒÇÒÇÔÄ
ÑÌÛÉÑÌãÆÑÉÜÑÉÇÒÖÒÎÄÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÄ9ÓÔÌ
¸ÌÏàÖÔÆÙÒÈÑÒÇÒÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
×ÆÉÏÌÛÉÑÌÌÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÁÖÒÓÒËÆÒ
ÒÅÔÄËÒÆÄÑÕÌÑØÄËÑßÐÌÈÔÒÕÕÉÏãÐÌ0Ì0
ÏãÉÖÌÕÖÒÛÑÌÎ×ÓÌÖÄÑÌãÓÔÌÆßÕÒÎÒÐÆÙÒÈÑÒÐ
ØÌÏàÖÔ×âÝÌÐÈÌØØÉÔÉÑÚÌÄÏàÑ×âÓÒÐÉÙ×
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄÖàÆßÙÒÈÑ×âÐÒÝ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÐ'×ÈÒÆÏÉÖÆÒÔãâÝÌÐÎÄÖÉÇÒ
ÑÒÕÖàÈÒ×ÔÒÆÑãÐÉÑÉɦ¤ÆÖÒÊÉÆÔÉÐã
ÔÌãÐ<ÕÖÄÑÈÄÔÖÄ-)'
<ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ
ÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄãÑÒÐÌÑÄÏàÑ×âÆßÙÒÈÑ×âÐÒÝ
ÄÖÄÎÊÉÔÉËÌÕÖÒÔÄÐÌ6Ì6ÓÔÉÈÑÄËÑÄÛÉÑ
ÑÒÕÖàÓÔÌÑÌËÎÒÐÆÙÒÈÑÒÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÄÖÄÎ
ÑßÐÌÈÏãÔÄËÔãÈÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ'ÁÖÌ
ÊÉÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÉÖÐÒÝÑÒÕÖàÆÑÄÇÔ×ËÎÉÓÔÄÎÖÌ
ÔÉËÌÕÖÒÔßzÑÉÊÉÏÄÖÉÏàÑßÉáÏÉÐÉÑÖßÆÕÙÉ
ÛÉÕÎÌÑÉÌËÐÉÑÑÒÍÓÔÌÌËÐÉÑÉÑÌÌÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÐÉÖÄÎÎÄÎÓÔÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÕÉÖ̦ÑÄÑÌÙ
ÕÉÖÌ
ÔÄÕÕÉÌÆÄÉÖÕãÐÒÝÑÒÕÖàЦֵÓÒãÆÏÉÑÌÉÐ
ÕÉÐÉÍÕÖÆÄÓÔÌÅÒÔÒÆ'%4>IVSÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑ
µÑÄÅÅÉÔÑÄãÚÉÓàÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄÉÖÆßÅÔÒÕß
ÑÒÇÒ4S[IV-RXIKVEXMSRWÓÒÕÏÉÔÄËÔÄÅÒÖÎÌÐÌÎ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÕÖÒÎÉÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÑßÉÌÑÈ×Î
ÖÌÆÑÒÕÖàâÔÄÕÕÉãÑÌãÈÒ×ÔÒÆÑãÐÉÑàÜÉÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÔÒÅÒãÕÖÒÎÌÕÖÒÎÆÕÖÔÒÉÑÑÒÇÒÆ
ÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔ8347[MXGL.<137*)8³ÔÌÔÄÅÒ
ÖÉÑÄÐÄÏ×âÑÄÇÔ×ËÎ×ÌÏÌÑÄÙÒÏÒÕÖÒÐÙÒÈ×
áÑÉÔÇÌãÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÕÕÉãÑÌãÌÔÄÅÒÛÄã
ÛÄÕÖÒÖÄÑÌÊɦÕÖÄÑÈÄÔÖÑÒÍÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌÌ
ÕÑÄÅÅÉÔÑÒÍÚÉÓÌÕÒÕÖÒãÝÉÍÌËÔÉËÌÕÖÒÔÄ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄÌÈÌÒÈÄÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ'ÔÄËÔã
ÊÄÉÖÕãÌËÄÔãÊÄÉÖÕãÆÎÄÊÈÒÐÚÌÎÏÉÔÄÕÙÒ
È×ãÓÔÌáÖÒÐËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÉÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒáÑÉÔ
ÇÌ̳ÔÒÅÏÉÐÄÔÉÜÄÉÖÕãÈÒÅÄÆÏÉÑÌÉÐÆáÖ×
ÚÉÓàÕÖÄÅÌÏÌÖÔÒÑÄ:6ÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄâÝÉÇÒ
ÕÖÉÓÉÑàÔÄËÔãÈÄ
·ÕÖÔÄÑÉÑÌÉÓÒÖÉÔàáÑÉÔÇÌÌ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¶ÌÓÒÆÄãÕÙÉÐÄÆÎÏâÛÉÑÌãÐÌÎÔÒÕÙÉ
Ðß'%4>IVS
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÌâÏà
ÔÒÕÙÉÐ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÓÌÖÄÑÌÉÐáÖÌÔÉËÌÕÖÒÔß
ÓÉÔÉÕÖÄÏÌÅßÖàÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÓÒÖÉÔà¦ÎÄÊÈÒÍ
ÐÌÎÔÒÕÙÉÐÉ'%4>IVSÌÑÖÉÇÔÌÔÒÆÄÑßÈÉÖÉÎÖÒÔ
ÒÖÎÏâÛÉÑÌãÕÉÖÌÌÈÆÄÆÕÖÔÉÛÑÒÆÎÏâÛÉÑÑßÙ
137*)8
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÔÌÑÄÏÌÛÌÌÆÙÒÈÑÒÇÒ
ÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã'%4>IVSÅÏÒÎÌÔ×ÉÖ
ÖÒÎÛÉÔÉËÔÄËÔãÈÑßÉÔÉËÌÕÖÒÔßÕÑÌÊÄãÐÒÝ
ÑÒÕÖàÓÒÖÔÉÅÏãÉÐ×âáÖÒÍÚÉÓàâÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌ
ÈÒÑ×Ïã³ÔÌÕÑãÖÌÌÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
'%4>IVSÆÎÏâÛÄÉÖÕãÌÔÄËÔãÊÄÉÖ<ÎÒÑÈÉÑ
ÕÄÖÒÔØÌÏàÖÔÄ
¦ÚÉÏãÙÐÌÑÌÐÌËÄÚÌÌÓÒÖÉÔàÆÕÙÉÐÉ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉ
ÊÉÑÌãÌËÉÐÏÉÍÌÏÌÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒÐ
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÑÌÉÔÉËÌÕÖÒÔÒÆÆÚÉÓÌÎÒÑÖÔÒÏãÆÙÒÈÑÒÇÒ
¶ÌÓÒÆÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÆÒÆÎÏâÛÉÑÑÒÐ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÅßÏÒ×ÆÉÏÌÛÉÑÒÑÄÕÖÒÏàÎÒ
ÕÒÕÖÒãÑÌÌÓÔÌÎÒÐÑÄÖÑÒÍÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÉÕÒÕÖÄÆ
ÑÄÕÎÒÏàÎÒáÖÒÆÒËÐÒÊÑÒ¶ÉÐÑÉÐÉÑÉÉáÖÌ
ÏãÉÖ²ÐzÒÛÉÑàÑÉËÑÄÛÌÖÉÏàÑÄãÈÒÏãÒÖ
ÔÉËÌÕÖÒÔßÓÒÖÔÉÅÏãâÖÒÖÕÉÖÌËÑÄÛÌÖÉÏàÑ×â
ÆßÕÒÎÒÇÒÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÔÉËÌÕÖÒÔÒÆÒÅßÛÑÒ
áÑÉÔÇÌâÑÉËÄÆÌÕÌÐÒÒÖÔÉÊÌÐÄÔÄÅÒÖßÐÌÎ
ÌÕÓÒÏàË×ÉÐßÙÆÖÄÎÌÙÚÉÓãÙ
ÔÒÕÙÉÐß9¦ÐÒÝÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÐÒÊÉÖ
ÅßÖàÑÉÕÎÒÏàÎÒÓ×ÖÉÍÓÔÒÖÉÎÄÑÌãÖÒÎÄÐÉÊÈ×
³ÔÌÓÉÔÉÙÒÈÉÕÌÕÖÉÐßÆÈÉÊ×ÔÑßÍÔÉÊÌÐ
ÜÌÑÄÐÌÆßÕÒÎÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÔÌÐÉÔ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÌÖÄÑÌã:GGÓÄÈÄÉÖÌÈÔÄÍÆÉÔß
ÏÌÑÌÌÓÔãÐÒÍÌÏÌÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÌÈ×ÝÌÉÎ
ËÄÖÆÒÔÒÆÒÖÎÏâÛÄâÖÕãÒÖ137*)8¦ÕÏÉ
ÓÒÆßÜÄâÝÌÐÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÐÆ
ÕÌÕÖÉÐÄÙÕÎÒÔÔÉÎÖÒÔÒÐÎÒáØØÌÚÌ
ÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌ·ÕÖÔÄÑÌÖàÓÒÖÉÔÌÆ
áÖÌÙÚÉÓãÙÐÒÊÑÒÕÓÒÐÒÝàâÐÌÎ
ÔÒÕÙÉÐÕÉÐÉÍÕÖÆÄ7
)
2>IVS
¦ÕÒÕÖÄÆÎÄÊÈÒÍÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
ÆÙÒÈãÖÈÆÄÌÏÌÖÔÌÐÒÝÑßÙ
ÆÒÏàÖÒÆßÙ137*)8ÕÈÔÄÍÆÉÔÄÐÌÌ
ÚÉÓãÐÌËÄÝÌÖßµÓÉÚÌÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄ
ÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖ×ÓÔÄÆÏÉÑÌÉËÄÖÆÒÔÄÐÌ
ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÆÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÌÌÕ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÑÄÆßÆÒÈÉ:GG¦
ÖÌÓÌÛÑÒÐÓÔÌÐÉÑÉÑÌÌ137*)8ÎÏâ
ÛÌÕÒÉÈÌÑãâÖÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÕ
ÔÉËÌÕÖÒÔÄÐÌÆÎÏâÛÉÑÑßÐÌÐÉÊÈ×
ÜÌÑÒÍÆßÕÒÎÒÇÒÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒÑÄÓÔã
®ÒÑÖÔÒÏàÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
´ÌÕ×ÑÒÎ
¶ÌÓÒÆÄãÕÙÉÐÄÆÎÏâÛÉÑÌãÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
7)2>IVS
µÌÇÑÄÏÓÉÔÉÙÒÈÄ
ÆÈÉÊ×ÔÑßÍÔÉÊÌÐ
7)2>IVS
'%4>IVS
¸ÌÏàÖÔ
Á°ÓÒÐÉÙ
%'
±ÄÕÒÕ
°ÒÖÒÔ
®ÏÄÓÄÑß
¨ÄÖÛÌÎÏÌÑÌÌ
ÈÉÖÉÎÖÒÔÓÉÔÉÙÒÈÄ
ÛÉÔÉËÑÒÏà
´ÌÕ×ÑÒÎ
´ÉÄÏÌËÄÚÌãÓÔÌÑÚÌÓÒÆ×ÏàÖÔÄÑÌËÎÒÇÒáÑÉÔÇÒÓÒÖÔÉÅ
ÏÉÑÌãÆÈÉÊ×ÔÑÒÐÔÉÊÌÐÉÑÄÓÔÌÐÉÔÉÕÖÌÔÄÏàÑÒÍÐÄÜÌÑß
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÌâÏà
ÈÕÖÆÌÉáÖÒÇÒ137*)8ÓÉÔÉÎÏâÛÄâÖÕãÆÆßÕÒ
ÎÒÌÐÓÉÈÄÑÕÑÒÉÕÒÕÖÒãÑÌÉÌÔÄËÔßÆÄâÖÓ×Öà
ÖÒÎÄÒÖÜÌÑßÆßÕÒÎÒÇÒÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉ
ÑÌã¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÓÒÖÉÔÌÕÑÌÊÄâÖÕãÈÒ×ÔÒÆÑã
ÐÉÑÉÉÐΦÖÑÄÎÄÑÄÏ
´ÌÕ×ÑÒÎÌÏÏâÕÖÔÌÔ×ÉÖÓÔÌÐÉÔÌÕÓÒÏàËÒ
ÆÄÑÌãÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌ×ÏàÖÔÄÑÌËÎÒÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌã
ÆÓÔÉÈÐÉÖÄÙÈÒÐÄÜÑÉÇÒÒÅÌÙÒÈÄzÆÑÄÜÉÐ
ÕÏ×ÛÄÉ
ÆÕÖÌÔÄÏàÑÒÍÐÄÜÌÑÉ
µÌÕÖÉÐÄÓÉÔÉÆÒÈÌÖÕãÆÈÉÊ×ÔÑßÍÔÉÊÌÐ
×ÓÔÄÆÏãâÝÌÐÌÐÓ×ÏàÕÒÐÒÖÕÙÉÐß×ÓÔÄÆÏÉ
ÑÌã³ÔÌáÖÒÐÐÌÎÔÒÕÙÉÐÄ0MRO>IVS%<
´ÌÕ×
ÑÒÎ
ÒÕÖÄÑÄÆÏÌÆÄÉÖÕÆÒÍÖÄÎÖÒÆßÍÇÉÑÉÔÄÖÒÔ
ÌÓÉÔÉÙÒÈÌÖÆÔÉÊÌÐÓÒÎÒã·ÕÖÔÒÍÕÖÆÒ
7)2>IVS¦ÔÉË×ÏàÖÄÖÉÚÉÓÌÔÉËÌÕÖÒÔÒÆÎÒÑ
'%4>IVSÌËÒÏÌÔ×ÉÖÔÉËÌÕÖÒÔÔÄËÔãÈÄ<
ÖÔÒÏãÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÈÉÖÉÎÖÒÔÄÓÉÔÉ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ7)2>IVSÌËÒÏÌÔ×ÉÖÒÖÆßÕÒÎÒ
ÙÒÈÄÛÉÔÉËÑÒÏàÕÒÉÈÌÑãâÖÕãÕÒÕÙÉÐÒÍ
ÆÒÏàÖÑÒÍÜÌÑßÒÕÖÄâÝÌÉÕãÓÒÈÎÏâÛÉÑÑßÐÌÎ
×ÓÔÄÆÏÉÑÌã¦ÈÉÊ×ÔÑÒÐÔÉÊÌÐÉÕÌÕÖÉÐÄ
ÕÉÖÌÔÉËÌÕÖÒÔßÎÒÑÖÔÒÏãÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉ
ÓÒÖÔÉÅÏãÉÖÐÉÑÉÉЦÖ
ÑÌãÌÈÉÖÉÎÖÒÔÄÓÉÔÉÙÒÈÄÛÉÔÉËÑÒÏà³ÔÌ
ÆßÙÒÈÉÑÄÔÄÅÒÛÌÍÔÉÊÌÐ0MRO>IVS%<ÆÎÏâ
¶ÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐÓÒÏ×ÛÌÖà¦ÖÆÔÉÊÌÐÉ
ÛÄÉÖÕÌÑÙÔÒÑÌËÄÚÌâÌÑÄÉÉÆßÙÒÈÉÓÒãÆÏãÉÖ
ÒÊÌÈÄÑÌãÕÖÄÏÒÖÉÙÑÌÛÉÕÎÌÆÒËÐÒÊÑßÐÌ
ÕãÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÌÖÄÑÌã:GGÒÖÎÔßÆÄâÝÉÉÈÆÄ
3)1ÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏÌÓÒÆÕÉÐ×ÐÌÔ×ÐÒÇ×ÖÓÔÌ
ÆÑ×ÖÔÉÑÑÌÙ137*)8ÎÏâÛÄÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
ÑãÖàÑÒÆßÍÕÖÄÑÈÄÔÖ
(
7
4
&
1
*&
('
¦ßÙÒÈ
¦ÙÒÈÆßÕÒÎÒÇÒ
ÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã
0MRO>IVS%<
¬ÐÓ×ÏàÕÆÎÏâÛÉÑÌã
ÈÉÊ×ÔÑÒÇÒÔÉÊÌÐÄ
ÐÕ
4
¦ÖÓÔÌ
-2
¦
('
ÆÈÉÊ×ÔÑÒÐÔÉÊÌÐÉ
¬ÐÓ×ÏàÕ
ÕÅÔÒÕÄ
ÓÔÒÅ×ÊÈÉÑÌã
'
&4
´ÌÕ×ÑÒÎ
¶ÌÓÒÆÄãÕÙÉÐÄÆÎÏâÛÉÑÌãÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
0MRO>IVS%<
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÌâÏà
2&0*40'z2EVVS[&ERH0S[*VIUYIRG]4S[IV0MRI'SQQYRMGEXMSRzÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÓÉÔÉÈÄÛÌÌÑØÒÔÐÄÚÌÌÓÒÕÌÏÒÆßÐ
áÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÐÕÉÖãÐ
ÁÏÉÎÖÔÒÓÌÖÄÑÌÉ40'ÐÒÈÉÐÒÆ
6SFIVXS7GMFMPME0EVW0SX^IRFYVKIV8I\EW-RWXVYQIRXW
ÓÒÈÎÏâÛÄâÖÕãÎÒÅÝÉÐ×ÌÕÖÒÛÑÌÎ×±ÒÎÒÑÉÛ
±ÌËÎÒÛÄÕÖÒÖÑÄã×ËÎÒÓÒÏÒÕÑÄãÕÆãËàÓÒ
ÑÒÊÉÒÕÑÒÆÑÒÉÆÏÌãÑÌÉÑÄÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌâ
ÏÌÑÌãÐáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÍÕÉÖÌ
2&0*40'
ÕÖÄ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÒÎÄËßÆÄÉÖÌÐÉÑÑÒÐÒÈÉÐ
ÏÄÄÎÖ×ÄÏàÑÒÍÖÉÐÒÍÑÄÜÌÙÈÑÉͨÏãÖÒÇÒ
³ÔÉÊÈÉÆÕÉÇÒÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÒÚÉÑÌÖள¨
ÛÖÒÅßÎÄÛÉÕÖÆÒ40'ÐÒÈÉÐÒÆÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÒÆÄ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÆÜÌÔÒÎÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉ
ÏÒÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÐÑÒÇÒÛÌÕÏÉÑÑßÙÕÖÄÑÈÄÔÖÒÆ
ÑÄÇÔ×ËÒΦÖÒÆÔÉÐãÎÄÎÆÔÉÊÌÐÉÓÔÒÕÏ×ÜÌ
ÖÄÎÌÙÑÄÓÔÌÐÉÔÎÄÎ46-1)+7*7/ÔÄËÔÄ
ÅÒÖÛÌÎÌ40'ÐÒÈÉÐÒÆ
ÈÒÏÊÑß×ÛÌÖßÆÄÖà
ÐÑÒÊÉÕÖÆÒÔÄËÏÌÛÑßÙ
ØÄÎÖÒÔÒƦÕÖÄÖàÉ
ÒÅÕ×ÊÈÄâÖÕãÒÕÑÒÆ
ÑßÉÓÔÌÑÚÌÓßÓÒÕÖÔÒ
ÉÑÌãÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄ
Ñ
Ì
ãÈ
Ï
ãÖ
Ä
Î
Ì
Ù
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÕÒÅÏâÈÉ
ÑÌÉÎÒÖÒÔßÙÓÒËÆÒÏÌÖ
ÌËÅÉÊÄÖà×Ù×ÈÜÉÑÌã
ÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌÐÒÈÉ
ÐÒÆ
¬ÕÖÒÛÑÌÎÓÌÖÄÑÌã
ÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÑÉÖÒÏà
ÎÒ40'ÐÒÈÉÐÒÐÑÒÌ
ÆÕÉÐÌÒÕÖÄÏàÑßÐÌ
ÎÒÐÓÒÑÉÑÖÄÐÌÕÌÕÖÉ
ÐߦÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏà
ÑßÙÓÔÌÅÒÔÄÙ×ÛÉÖÄÎ
ÓÔÌÐÉÔ×ÐÉÖÔÒÏÒÇÌ
ÛÉÕÎÄãÛÄÕÖàÌÐÒÈÉÐ
¦
%'
i
¦
%'
§Úi
§Ú
¬ËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÍ
%'('
ÑÄÐÌÎÔÒÕÙÉÐÉ
01
²ÅÐÒÖÎÄ
¦
²ÅÐÒÖÎÄ
¦
*W[!
ΧÚ
²ÅÔÄÖÑÄã
ÕÆãËà
³ÄÕÕÌÆ
ÑßÍ
ØÌÏàÖÔ
³ÒÑÌÊÄ
âÝÌÍ
ÓÔÉÒÅÔ
847
³ÒÑÌÊÄ
âÝÌÍ
ÓÔÉÒÅÔ
847
0(3
847
¦
i
¦
Ф
¦
Ф
Ф
¦
¦
Ф
ФÓÌÎ
ЦÓÓ
¦
Ф
´ÌÕ×ÑÒÎ
¸×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
´ÌÕ×ÑÒÎÄ
µÙÉÐÄÒÅÔÄÖÑÒÙÒÈÒÆÒÍÕÉÎÚÌÌÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏã
*
!
ΧÚ
7;
«ÄÓÔÉÖÔÉÊÌÐÄ
ÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆ
(
1& 7
'314
:-2
:''
398
+2(
'7
68
77
9
01
5
11&8 08+
'
*
6
O
'
T*
'
*
'
R*
'
*
/:
'
*
:
6
O
0
Q,
6
O
'
*
:
6
O
0
Q,
(
1& 7
¦ßÓÔãÐÌÖÉÏàÌØÌÏàÖÔ
¦
%'
i
¦
%'
¸ÌÏàÖÔÌÚÉÓÌËÄÝÌÖß
9
6
:
.
'
*
:
0
Q,
6
O
6
;
6
:
.
'
*
:
0
Q,
6
O
6
:
6
:
.
'
*
:
0
Q,
6
O
6
2860
.
6
O
0
Q,
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¨ÄÖÛÌÎÖÒÎÄ
6
6
O
6
(
&%7
9
9
8'18
(
971
(
78479
'
*
:
(
1&6%08
(
:
5
*5(2
8
(
:
:7;
:
:
6
O
6
O
6
O
R*
'
:=
'
*
6
(
&%7
'
*
°ãÇÎÌÍ
ÕÖÄÔÖ
»ÄÕÖÒÖÑÄã
ÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌã
ÓÉÖÏ̲µ
6
O
80%-(&>
6
O
6
O
R*
'
T*
'
6
O
'
*
²ÇÔÄÑÌÛÌÖÉÏà
ÆßÅÔÒÕÒÆ
6
1
6
1
0
,
6
'
*
'
*
µÔÉÈÑ
¦ÓÔÌ
Ф
³ÌÎ
Ф
ÎÖËÄÓÒÏÑÉÑÌã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
'
&338
:-2
)2
7786
68'0/
4;6+(
:727
'314
+2(
4,
9
847(+5
(
1&67
'
6
O
:-
+2(
)2
*&
7;
9
847(('
.14
.14
6
O
:
:
:7;
:
: C7
6
*
'
T*
6
O
6
1
0
,
i
¦
Ф
¨ÏãÆßÙÒÈÑÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã ¦
ËÄÎÒÔÒÖÌÖà
'
*
6
O
6
O
²ÓÒÔÑÒÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
Ц
'
*
'
*
0
,
¦
¤
'
R*
'
T*
6
O
*
*!
°§Ú
7;
¦ÎÏâÛÉÑÌÉ
ÓÔÌ
¦
6
O
'
R*
6
O
6
O
.14
'
*
¨ÏãÑÄÓÔãÊÉÑÌã¦
ФÌÕÓÒÏàË×ÍÖÉ
ÐÌÎÔÒÕÙÉÐ×
9847
Ì
6
!
βÐ
³ÒÔÒÇÆÎÏâÛÉÑÌãËÄÝÌÖß
ÒÖÓÒÑÌÊÉÑÑÒÇÒÆÙÒÈÑÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã
:!
¦
9:
´ÌÕ×ÑÒÎÅ
µÙÉÐßÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÙÎÄÑÄÏÒÆÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
-2
+2(
)2
2'*&
398
9
847 (&:
'
*
6
'
*
.14
.
:
:
:
:
:
:
:
: C7
¦
Ф
ФÓÌÎ
ÆÄÑÌãÎÒÇÈÄÐÒÈÉÐÒÊÌÈÄÉÖÓÔÌÙÒÈÄÓÄÎÉÖÄ
ÈÄÑÑßÙÉÐ×ÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÐÒÝÑÒÕÖÌÓÒÔãÈÎÄ
ЦÖÓÔÌÓÉÔÉÈÄÛÉÌÑØÒÔÐÄÚÌÌÆÑÌËÎÒÌÐ
ÓÉÈÄÑÕÑ×âÏÌÑÌâáÏÉÎÖÔÒÕÉÖÌ
b²Ð
ÓÒÖÔÉÅ
ÏÉÑÌÉÆÒËÔÄÕÖÄÉÖÓÒÛÖÌÈÒ¦Ö
³ÒÈÄÆÏãâÝ×âÛÄÕÖàÆÔÉÐÉÑÌÐÒÈÉÐÓÔÒ
ÆÒÈÌÖÆÔÉÊÌÐÉÓÔÒÕÏ×ÜÌÆÄÑÌãµÏÉÈÒÆÄ
ÖÉÏàÑÒÌÕÖÒÛÑÌÎÓÌÖÄÑÌãÈÒÏÊÉÑÌÐÉÖàÆßÕÒ
ÎÌÍ®³¨ÌÐÉÑÑÒÆáÖÒÐÔÉÊÌÐÉÌÒÈÑÒÆÔÉ
ÐÉÑÑÒÅßÖàÕÓÒÕÒÅÑßÐÒÛÉÑàÅßÕÖÔÒÒÖÈÄÖà
ÅÒÏàÜÒÍÖÒÎÆÒÆÔÉÐãÓÒÕßÏÎÌÈÄÑÑßÙ
¦ÖÒÔÒÍÆÄÊÑßÍÓÄÔÄÐÉÖÔzÔÄÅÒÛÄãÛÄÕÖÒ
ÖÄÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌãáÏÉÐÉÑÖÒÆÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄ
ÑÌã¦ÌÈÉÄÏÉáÖÄÛÄÕÖÒÖÄÌÑÉÕÎÒÏàÎÒÉÉÓÉÔ
ÆßÙÇÄÔÐÒÑÌÎÑÉÈÒÏÊÑßÓÒÓÄÈÄÖàÆÓÒÏÒÕ×
ÌÕÓÒÏàË×ÉÐ×âÐÒÈÉÐÒÐÈÏãÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÌ
»ÄÕÖÒÖÑßÍÈÌÄÓÄËÒÑ2&0*40'ÒÓÔÉÈÉÏÉÑÎÄÎ
iΧڦÖÒÆÔÉÐãÎÄÎÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÒÕÖÔÄÑ
ÐÌÔÄÌÕÓÒÏàË×ÉÖÆÉÕàÈÌÄÓÄËÒÑÆ©ÆÔÒÓÉ
ÎÒÐÌÖÉÖÒÐ')2)0)'×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑßÛÉÖßÔÉ
ÓÒÏÒÕßÒÇÔÄÑÌÛÉÑÑßÉÛÄÕÖÒÖÒÍ Î§Ú
'IR%
i ΧÚ
'IR&
iΧÚ
'IR'
iΧÚ
Ì'IR(
i ΧÚ
³ÒÏÒ
ÕÄ'IR%ËÄÔÉËÉÔÆÌÔÒÆÄÑÄÈÏãáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÉ
ÖÌÛÉÕÎÌÙÎÒÐÓÄÑÌÍÌÌÙÓÄÔÖÑÉÔÒƲÕÖÄÆÜÌÉ
ÕãÓÒÏÒÕßÐÒÇ×ÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÈÏãÈÔ×ÇÌÙ
ÚÉÏÉÍ»ÉÖÎÒÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÌÉÒÎÒÑÉÛÑÒÐ
ÑÄËÑÄÛÉÑÌÌÌÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÄÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌã
ÓÒËÆÒÏÌÖÕÕÄÐÒÇÒÑÄÛÄÏÄÓÔÄÆÌÏàÑÒÆßÅÔÄÖà
ÎÒÐÓÒÑÉÑÖßÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌã³ÔÉÈ×ÕÐÒÖ
ÔÉÆÆÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌÌÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàÆßÅÒÔÄÔÄÅÒ
ÛÉÍÛÄÕÖÒÖßËÄÐÉÑÒÍÑÒÐÌÑÄÏÒÆÓÄÕÕÌÆÑßÙ
ÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆÐÒÊÑÒÕÒËÈÄÖà×ÑÌÆÉÔÕÄÏàÑßÍ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÈÏãÔÄËÏÌÛÑßÙ40'ÓÔÌÏÒÊÉÑÌÍ
´ÄË×ÐÉÉÖÕãÑÌÎÖÒÑÉËÄÓÔÉÝÄÉÖÆßÅÔÄÖàÔÄÅÒ
Û×âÛÄÕÖÒÖ×ÓÒÓÄÈÄâÝ×âÆÓÒÏÒÕ×ÓÔÒÓ×ÕÎÄ
ÑÌãÐÒÈÉÐÄÑÒÖÒÇÈÄÕÎÒÔÉÉÆÕÉÇÒÓÒÖÔÉÅ×
âÖÕãÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÉÐÉÔßØÌÏàÖÔÄÚÌÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¶ÄÎÊÉÒÛÉÑàÆÄÊÑÒÛÖÒÅßÕÉÖÉÆÒÍØÌÏàÖÔ
ÌÕÎÏâÛÉѸ×ÑÎÚÌÒÑÄÏàÑÄãÕÙÉÐÄÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÑÉÒÕÏÄÅÏãÏÕÌÇÑÄÏß40'
ÈÉÐÒÑÕÖÔÌÔ×ÉÖÄÔÙÌÖÉÎÖ×Ô×ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄ
ÎÒÖÒÔßÉÆÕÉÇÈÄÆÆÒÈÌÖÕãÆÖ×ÊÉÖÒÛÎ×ÒÖÎÒÖÒ
ÑÌãÕ×ÎÄËÄÑÌÉÐÆÕÉÙÆßÙÒÈÒÆÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÙ
ÔÒÍÐÒÈÉÐÓÒÏ×ÛÄÉÖÓÌÖÄÑÌɳÔÌÎÒÑÕÖÔ×ÌÔÒ
ÕÌÕÖÉÐÉ
ÆÄÑÌÌÖÔÉÙØÄËÑÒÇÒÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑÒÇÒÕÛÉÖ
¬ËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÍÒÅÔÄÖÑÒÙÒÈÒÆÒÍÓÔÉÒÅÔÄ
ÛÌÎÄáÑÉÔÇÌÌÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌãÈÒÏÊÑÄÕÒÙÔÄÑãÖà
ËÒÆÄÖÉÏàÌÐÉÉÖÈÆÄÆßÙÒÈÄz¦Ì¦²ÅÔÄÖ
ÔÄÅÒÖÒÕÓÒÕÒÅÑÒÕÖàÈÄÊÉÆÕÏ×ÛÄÉÒÅÔßÆÄ
ÑÄãÕÆãËàÓÒÈÎÏâÛÉÑÄÎÒÅÒÌÐÆßÙÒÈÄÐÑÄ
ÒÈÑÒÍÌËØÄ˶ÔÉÙØÄËÑßÉ40'ÐÒÈÉÐßÕÏ×
ÑÄÌÅÒÏàÜÌÍÆÉÕÌÐÉÉÖÎÄÑÄϦÖÄÎÎÄÎ
ÜÄâÖÆÕÉØÄËßÕÉÖÌÌÓÒÕßÏÄâÖÒÈÌÑÌÖÒÖÊÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌɦÌÕÓÒÏàË×ÉÐÒÉÈÏãÓÌÖÄÑÌã
ÕÌÇÑÄÏÆÒÆÕÉØÄËßÒÈÑÒÆÔÉÐÉÑÑÒ
ÓÉÔÉÈÄâÝÉÍÕÉÎÚÌÌÐÒÈÉÐÄÐÒÊÉÖÌËÐÉÑãÖà
¦ÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÑÒÍÑÌÊÉÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌÌ×ÛÖÉ
ÕãÆÈÌÄÓÄËÒÑÉÒÖ¦ÈÒ ¦¬ËÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÑßÆÕÉÓÉÔÉÛÌÕÏÉÑÑßÉÖÔÉÅÒÆÄÑÌã
¦ÕÓÒÐÒÝàâ0(3ÕÖÄÅÌÏÌËÄÖÒÔÄÆßÔÄÅÄÖß
ÆÄÉÖÕãÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÈÏãÓÌÖÄÑÌãÐÌÎÔÒÎÒÑ
¶ÉÓÉÔàÐßÓÒÑÌÐÄÉÐÓÒÛÉÐ×ÑÉÕÐÒÊÉÐ
ÖÔÒÏÏÉÔijÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÖÌÓÌÛÑßÍËÉÏÉÑßÍÎÒÑÖÔÒÏ
847ÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÓÌÖÄÑÌÉÐÚÌØÔÒÆßÉ
ÏÉÔÓÌÖÄÑÌãÕÄÈÄÓÖÌÆÑÒÍÛÄÕÖÒÖÒÍÓÉÔÉÎÏâ
×ËÏßÑÄÇÔ×ËÎÌ
ÛÉÑÌã
*7;
±ÄÓÔÌÐÉÔ9'' ÓÔÌÅÒÏà
ÜÒÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÕÉÖÌÔÄÅÒÖÄÉÖÑÄÛÄÕÖÒÖÉ
¶ÉÓÉÔàÔÄÕÕÐÒÖÔÌÐÓÒÈÔÒÅÑÉÉÒÅÔÄÖÑÒÙÒ
ΧÚÓÒÛÖÌÓÔÌÏâÅßÙÆßÙÒÈÑßÙÖÒÎÄÙÑÒÓÔÌ
ÈÒÆ×âÛÄÕÖàÓÒÕÎÒÏàÎ×ÒÑÄÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖ
ÒÅÏÉÇÛÉÑÑÒÍÑÄÇÔ×ËÎÉ
ÛÖÒÙÄÔÄÎÖÉÔÑÒÈÏã
ÕÒÅÒÍÆÄÊÑßÍÌÑÖÉÔØÉÍÕÐÉÊÈ×áÏÉÎÖÔÌÛÉÕ
ÔÉÊÌÐÄÓÔÌÉÐÄ
ÕÑÌÊÄÉÖÛÄÕÖÒÖ×ÈÒΧÚ
ÎÒÍÕÉÖàâÌÌÑØÒÔÐÄÚÌÒÑÑßÐÎÄÑÄÏÒеÙÉ
ÛÖÒÅßÒÕÖÄÆÄÖàÕãÆÎÆÄËÌÔÉËÒÑÄÑÕÑÒÐÔÉÊÌ
ÐÄÖÄÎÒÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÓÒÎÄËÄÑÄÑÄ
ÐÉÌÑÉÈÒÓ×ÕÖÌÖàÔÒÕÖÄÓÒÖÉÔàÓÉÔÉÎÏâÛÉÑÌã
´ÌÕ×ÑÎÉ
³ÔÌÒÛÉÑàÐÄÏÒÍÑÄÇÔ×ËÎÉÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔËÄØÌÎ
¦ÖÌÓÌÛÑßÙÒØØÏÄÍÑÒÆßÙÒÅÔÄÖÑÒÙÒÈÒ
ÕÌÔ×ÉÖÛÄÕÖÒÖ×ΧÚÌÓÉÔÉÍÈÉÖÆÔÉÊÌÐÇÉÑÉ
ÆßÙÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÙÆÙÒÈÑÒÍØÌÏàÖÔ
ÔÄÚÌÌÓÄÛÉÎÌÐÓ×ÏàÕÒƳÔÌÑÌËÎÒÐÕÉÖÉÆÒÐ
¸ÌÏàÖÔ
ÕÒÕÖÒÌÖÌËÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÆÕÒÒÖ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÎÒÏÉÅÄÑÌãÛÄÕÖÒÖßÅ×È×ÖÉÝÉ
ÆÉÖÕÖÆ×âÝÌÙÎÏÄÕÕ×<ÕÖÄÑÈÄÔÖÄ-)'
ËÑÄÛÌÖÉÏàÑÉÉÓÒÕÎÒÏàÎ×ÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÓÒÕÖÒãÑ
ÆÎÏâÛÉÑÑßÙÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÐÉÊÈ×ØÄËÄÐÌ
ÑÒÅ×ÈÉÖÓÉÔÉÎÏâÛÄÖàÉÉÐÉÊÈ×ÌΧÚ
ÌÑÉÍÖÔÄÏàâÌÏÌÐÉÊÈ×ÈÆ×ÐãØÄËÄÐ̨Ïã
ÕÌÇÑÄÏÄ40'ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔßÓÔÉÈÕÖÄÆÏãâÖ
¯×ÛÜÌÐÆßÅÒÔÒÐÅ×ÈÉÖÐÌÎÔÒÕÙÉÐÄ
ÑÌËÎÒÌÐÓÉÈÄÑÕÑ×âÑÄÇÔ×ËÎ×ÌÐÒÇ×Ö×Ù×ÈÜÌÖà
01ÎÒÖÒÔ×âÐÒÊÑÒÆÎÏâÛÌÖàÆÒÐÑÒÊÉÕ
ÒÖÑÒÜÉÑÌÉÕÌÇÑÄÏÜ×ÐÓÔÌÑÌÐÄÉÐÒÇÒÕÌÇÑÄ
ÖÆÉÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌÍËÄØÌÎÕÌÔÒÆÄÆÆÛÄÕÖÑÒÕ
ÏijÒáÖÒÐ×ÓÉÔÆßÐÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÐÎÒÖÒÔßÍ
ÖÌÔÄÅÒÛ×âÛÄÕÖÒÖ×ÌËÄÓÔÉÖÌÆÌÏÌÔÄËÔÉÜÌÆ
ÆÌÈÉÑÕÉÖÌÈÒÏÊÉÑÅßÖàÈÔÒÕÕÉÏàÕÔÉÄÎ
ÔÉÊÌÐßÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆÌÇÉÑÉÔÄÚÌÌÓÄÛÉΦ
ÖÌÆÑßÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÐÓÔÉÆßÜÄâÝÌÐ
ÔÉÊÌÐÉÇÉÑÉÔÄÚÌÌÓÄÛÉÎÛÄÕÖÒÖÄÌÐÓ×ÏàÕÒÆ
ÆßÙÒÈÑÒÍÌÐÓÉÈÄÑÕ40'³ÏÄÆÎÌÍÔÉËÌÕÖÒÔ
ÆÑ×ÖÔÌÎÄÊÈÒÍÓÄÛÎÌÑÉÐÉÑãÉÖÕãÆÖÒÆÔÉÐã
²ÐÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÈÏãÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÓ×ÕÎÒÆßÙ
ÎÄÎÆÔÉÊÌÐÉÓÔÒÓ×ÕÎÄÔÄÅÒÛÌÙÚÌÎÏÒÆÛÄÕÖÒÖÄ
ÖÒÎÒÆÌËÄÝÌÖßÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÆÕÏ×ÛÄÉ
×ÐÉÑàÜÄÉÖÕãÈÒËÑÄÛÉÑÌã*7;RÇÈÉRzÎÒÏÌ
ÎÒÔÒÖÎÒÇÒËÄÐßÎÄÑÌã¦ÖÒÔÒÍØÌÏàÖÔ
¸ÌÏàÖÔ
ÛÉÕÖÆÒÓÔÒÓ×ÝÉÑÑßÙÌÐÓ×ÏàÕÒƳÔÌáÖÒÐ
ÕÖÒãÝÌÍÓÒÕÏÉÆßÓÔãÐÌÖÉÏãÆßÓÒÏÑãÉÖ
Õ×ÅÇÄÔÐÒÑÌÎÌÐÒÇ×ÖÓÒÓÄÈÄÖàÆÈÌÄÓÄËÒÑ40'
ÈÆÒÍÑ×âØ×ÑÎÚÌâÓÒÈÄÆÏããÕÌÑØÄËÑßÉÌ
ÓÒáÖÒÐ×ÔÉÊÌÐÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆÈÒÏÊÉÑÅßÖà
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÆÒÐ×ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏâÆßÕÒÎÌÍ®³¨
ÓÔÌÏÉÇÎÒÍÑÄÇÔ×ËÎÉÈÄÊÉÆÕÏ×ÛÄÉ
ÓÒÈÎÏâÛÉÑÌãÎÖÔÉÙØÄËÑÒÍÕÉÖÌÎÒÇ
ÈÄÆÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÄÎÕÌÐÄÏà
ÑÒ»ÉÔÉËÖÔÄÑËÌÕÖÒÔ5ÌÔÉËÌÕÖÒÔ
6ÆÆßÆÒÈÈÄÖÛÌÎÄÖÒÎÄ
'7
ÌÑÊÉÎ
ÖÌÔ×ÉÖÕãÑÉÅÒÏàÜÒÍÖÒÎÈÒÕÖÄÖÒÛ
ÑßÍÈÏãÖÒÇÒÛÖÒÅßËÄÓÔÉÖÌÖàÔÉÊÌÐ
ÓÔÒÓ×ÕÎÄÔÄÅÒÛÌÙÚÌÎÏÒÆ©ÕÏÌÊÉ
áÖÒÖÔÉÊÌÐÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÆÎÄÎÒÐÖÒ
ÈÔ×ÇÒÐÓÔÌÏÒÊÉÑÌÌÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÓÔÒ
ÕÖÒÑÉ×ÕÖÄÑÄÆÏÌÆÄÖàáÏÉÐÉÑÖß5Ì
6®³¨ÕÙÉÐßÌËÐÉÔãÏÕãÎÄÎÓÔÌ
ÆÎÏâÛÉÑÑÒÐÔÉÊÌÐÉÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎ
ÏÒÆÖÄÎÌÓÔÌÆßÎÏâÛÉÑÑÒЬË
´ÌÕ×ÑÎÄÙÒÔÒÜÒÆÌÈÑÒÆÏÌãÑÌÉ
ÔÉÊÌÐÄÑÄ®³¨ÓÔÌÐÄÏßÙÖÒÎÄÙ
ÑÄÇÔ×ËÎÌ
ÈÌØØÉÔÉÑÚÌÄÏàÑßÉÓÒÐÉŲ̀ÉÐÓØÌÔ×âÝÌÉ
¨ÆÉÇÔ×ÓÓßÌËÖÔÉÙÎÔÌÆßÙÎÄÊÈÄãÅßÏÌ
ÔÉËÌÕÖÒÔßβÐÓÔÉÈÒÖÆÔÄÝÄâÖÑÉÊÉÏÄ
ÓÒÕÖÔÒÉÑßÑÄÒÕÑÒÆÉÌËÐÉÔÉÑÌÍÓÔÌÔÄËÏÌÛ
ÖÉÏàÑßÍÔÉËÒÑÄÑÕÆÐÉÇÄÇÉÔÚÒÆÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉ
ÑßÙÆÙÒÈÑßÙÑÄÓÔãÊÉÑÌãÙÌÔÄËÏÌÛÑßÙ
ÛÄÕÖÒÖ³ÄÔÄÐÉÖÔßáÎÆÌÆÄÏÉÑÖÑÒÇÒ0'
ÑÄÇÔ×ËÎÄÙ«ÉÏÉÑßÐÎÔÌÆßÐÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×ÉÖ
ØÌÏàÖÔÄÒÓÔÉÈÉÏãâÖÕã×ÈÆÒÉÑÑÒÍÌÑÈ×ÎÖÌÆ
ÅÒÏÉÉÆßÕÒÎÌÍ®³¨ÓÒÏ×ÛÉÑÑßÍËÄÕÛÉÖÔÉÊÌ
ÑÒÕÖàâÌÉÐÎÒÕÖàâÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄ'³ÒÈÎÏâ
ÐÄÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆÆÖÒÆÔÉÐãÎÄÎÎÔÄÕÑßÉ
ÛÉÑÑÄãÎÕÖÒÎ×137*)85ÚÉÓàÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌã
ÎÔÌÆßÉÓÒÏ×ÛÉÑßÆÒÅßÛÑÒÐÔÉÊÌÐÉ
ÆßÅÔÒÕÒÆÌÐÉÉÖÑÉÖÌÓÌÛÑ×âÕÖÔ×ÎÖ×ÔצÐÉÕ
ÖÒÖÔÄÈÌÚÌÒÑÑÒÍÎÒÐÅÌÑÄÚÌÌÔÉËÌÕÖÒÔÄÎÒÑ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑÄØÒÖÒÇÔÄØÌãÓÔÒÖÒ
ÈÉÑÕÄÖÒÔÄÌÈÌÒÈÄ
6'(
ÒÑÄÒÅÔÄËÒÆÄÑÄ
ÖÌÓÄÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌã²ÅÔÄÖÌÖÉÆÑÌÐÄÑÌÉ
ÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑßÐÕÒÉÈÌÑÉÑÌÉÐÈÌÒÈÄÌÕ×Ó
ÔÉÕÕÒÔÄ
8:7
¦ÔÉÊÌÐÉÇÉÑÉÔÄÚÌÌÓÄÛÉÎ
ÌÐÓ×ÏàÕÒÆÖÄÎÄãÚÉÓàÌÐÉÉÖÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÒ
ÓÔÉÈÎÏÄÕÕÌÛÉÕÎÒÍÕÙÉÐÒÍ6'(ÓÒÕÎÒÏàÎ×
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÕÖÄÆÄãÕàËÄÔãÊÉÑÑßÐÔÄÕÕÉÌ
ÆÄÏÅßáÑÉÔÇÌâÑÄÓÄÔÄÏÏÉÏàÑÒÐÔÉËÌÕÖÒÔÉ
ÌÏÌÆÏ×ÛÜÉÐÕÏ×ÛÄÉÑÉ×ÕÓÉÆÄÏÅßÔÄËÔã
ÊÄÖàÕãÆÓÄ×ËÄÙÐÉÊÈ×ÓÄÛÎÄÐ̦ÕÏ×ÛÄÉÕÙÉ
Ðß(8:7ÑÄÎÒÓÌÖÉÏàÑßÍáÏÉÐÉÑÖÒÖÕ×ÖÕÖÆ×
ÉÖÌáÑÉÔÇÌãÖÉÔãÉÖÕãÖÒÏàÎÒÆÒÆÔÉÐãÇÉÑÉÔÄ
ÚÌÌÓÄÛÎÌ
¶ÄÎÒÉÔÉÜÉÑÌÉÆÕÒÆÒÎ×ÓÑÒÕÖÌÕÑÌËÎÌÐ
Ó×ÕÎÒÆßÐÖÒÎÒÐ01ÌÑÄÏÌÛÌÉÐÔÉÊÌÐÄ
ÇÉÑÉÔÄÚÌÌÓÄÛÉÎÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÒÅÔÄÖÑÒÙÒÈÒ
¦ßÙÒÈÑÄãÐÒÝÑÒÕÖà
¦Ö
¦ÅÉËÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆ
¦ÕÓÔÒÓ×ÕÎÒÐÚÌÎÏÒÆ
¦ÅÉËÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆ
¦ÕÓÔÒÓ×ÕÎÒÐÚÌÎÏÒÆ
¦ÅÉËÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆ
¦ÕÓÔÒÓ×ÕÎÒÐÚÌÎÏÒÆ
´ÌÕ×ÑÒÎ
«ÄÆÌÕÌÐÒÕÖள¨ÒÅÔÄÖÑÒÙÒÈÒÆÒÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉ
ÏãÒÖÖÒÎÄÑÄÇÔ×ËÎÌÓÔÌÆÎÏâÛÉÑÑÒÐÌÆßÎÏâÛÉÑÑÒÐÔÉÊÌÐÉ
ÓÔÒÓ×ÕÎÄÚÌÎÏÒÆ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¸ÒÖÒÇÔÄØÌãÌËÇÒÖÒÆÏÉÑÑÒÇÒÐÄÎÉÖÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¤ÆÖÒÔß
6SFIVXS7GMFMPME
ÓÔÌÕÒÉÈÌÑÌÏÕãÎÓÒÈÔÄËÈÉÏÉÑÌâ)RIVK]7]WXIQ0EFWÎÒÐÓÄ
ÑÌÌ-XEPXIPÆ ÇÕÓ×ÕÖãÇÒÈÓÒÕÏÉÓÒÏ×ÛÉÑÌãÆ·ÑÌÆÉÔÕÌÖÉÖɳÄÏÉÔÐÒÕÖÉ
ÓÉÑÌÐÄÇÌÕÖÔÄÆÒÅÏÄÕÖÌáÏÉÎÖÔÒÑÌĮ̂ÒÇÒÑÔÄËÔÄÅÄÖßÆÄÏÒÈÑÒÌ
ÖÔÉÙØÄËÑßÉÆßÓÔãÐÌÖÉÏÌÈÏãÖÉÏÉÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÒÑÑßÙÕÌÕÖÉÐÓÒÕÏÉÛÉÇÒ
ÓÔÌÜÉÏÆÎÒÐÓÄÑÌâ8-¦ÑÄÕÖÒãÝÉÉÆÔÉÐãÔÄÅÒÖÄÉÖÌÑÊÉÑÉÔÒÐÓÒÓÔÌÐÉ
ÑÉÑÌâÆÓÒÈÔÄËÈÉÏÉÑÌÌÒÚÉÑÒÛÑßÙÓÏÄÖØÒÔÐÆÒ¸ÔÄÍËÌÑÇÉ
§ÉÔÐÄÑÌã
Ì
ÒÖÆÉÛÄÉÖËÄÔÄËÔÄÅÒÖÎ×ÒØØÏÄÍÑÒÆßÙÌÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÙÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄ
ÑÌã
0EVW0SX^IRFYVKIV
ÓÒÏ×ÛÌÏÈÌÓÏÒÐÒÆßÕÜÉÐÒÅÔÄËÒÆÄÑÌÌÆÇÌÕÔÄË×ÊÉ
ÓÔÌÕÖ×ÓÌÏÎÔÄÅÒÖÉÆ8I\EW-RWXVYQIRXWÆÎÄÛÉÕÖÆÉÕÌÕÖÉÐÑÒÇÒÌÑÊÉÑÉÔÄÓÒ
ÓÔÒÇÔÄÐÐÑÒÐ×ÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌâÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍÈÄÑÑßÙ¦ ÇÔÉÜÌÏÕÐÉ
ÑÌÖàÔÒÈÈÉãÖÉÏàÑÒÕÖÌÌÓÉÔÉÜÉÏÆÓÒÈÔÄËÈÉÏÉÑÌÉ40'ÓÒÕÖÔÄÑÄЩÆÔÒ
ÓߥÏÌÊÑÉÇÒ¦ÒÕÖÒÎÄ̤ØÔÌÎÌ
ÛÖÒáÏÉÎÖÔÒÏÌÖÌÛÉÕÎÌÉÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔß
ÛÉÖÄÔÄÅÒÖßÓÔÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÌÕÉÖÌÒÖ ¦ÈÒ
ØÌÏàÖÔÄËÄÑÌÐÄâÖËÑÄÛÌÖÉÏàÑ×âÛÄÕÖàÓÏÒ
¦ÓÔÌÒÈÑÒØÄËÑÒÐÌÏâÅÒÐÖÔÉÙØÄËÑÒÐ
ÝÄÈÌÓÉÛÄÖÑÒÍÓÏÄÖßÖÄÎÎÄÎÆßÅÔÄÑßÌËÔÄÕ
ÓÒÈÎÏâÛÉÑÌÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
³ÒÑÌÐÄÑÌÉÔÄËÏÌÛÑßÙÐÉÖÒÈÒÆ
ÎÒÔÔÉÎÚÌÌÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÈÏã%'('ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍ
%WLSO&MRHVE)PIGXVSRMG4VSHYGXW
(MKM/I]
ÒØØÏÄÍÑÒÆßÉ%'('ÌÕÖÒÛÑÌÎÌÓÌÖÄÑÌããÆÏã
³ÒÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌâÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌ
âÖÕãÌÐÓ×ÏàÕÑßÐÌÌÓÔÉÈÕÖÄÆÏãâÖÕÒÅÒÍ
4S[IV*EGXSVz4*
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒ
ÑÉÏÌÑÉÍÑ×âÑÄÇÔ×ËÎ×
ÖÒÎÄzáÖÒÒÖÑÒÜÉÑÌÉÄÎÖÌÆÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÆ
ÆÄÖÖÄÙÓÒÈÄÆÄÉÐÒÍÆÑÄÇÔ×ËÎ×ÎÓÒÈÆÒÈÌÐÒÍÎ
¦ÑÄÕÖÒãÝÉÉÆÔÉÐãÛÄÝÉÆÕÉÇÒÌÕÓÒÏàË×
ÑÉÐ×ÎÄÊ×ÝÉÍÕã
ÓÒÏÑÒÍ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÆßÛÌÕÏã
âÖÕãÌÐÉÑÑÒÌÐÓ×ÏàÕÑßÉÌÕÖÒÛÑÌÎÌÓÌÖÄÑÌã
ÉÐÒÍÎÄÎÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÌÉÖÒÎÄÑÄÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ÌÕÎÄÊÄâÝÌÉÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑ×âØÒÔÐ×ÆÙÒÈÑÒ
®ÒáØØÌÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌÐÒÊÑÒÓÔÉÈÕÖÄÆÌÖàÆ
ÇÒÖÒÎÄÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÓÔÌÆÒÈãÝÌÉÎÕÈÆÌÇ×
ÆÌÈÉ
ØÄËÐÉÊÈ×ÑÌÐÌ®ÒÇÈÄØÄËßÖÒÎÄÌÑÄÓÔãÊÉ
ÑÌãÑÉÕÒÆÓÄÈÄâÖÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÒÎÄËßÆÄÉÖÕãÐÉÑàÜÉ®ÔÒÐÉÓÒÖÉÔàÎÒáØØÌ
ÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌÐÉÑàÜÌÍÉÈÌÑÌÚßÆßËßÆÄÉÖ
ÓÒãÆÏÉÑÌÉÇÄÔÐÒÑÌÎÎÒÖÒÔßÉÕÐÉÝÄâÖÑÄÓÔã
¬ËÆßÔÄÊÉÑÌãÆÌÈÑÒÛÖÒÎÒáØØÌÚÌÉÑÖ
ÊÉÑÌÉÑÉÍÖÔÄÏÌÌÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÆÏÌãâÖÑÄ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÐÒÊÉÖÓÔÌÑÌÐÄÖàËÑÄÛÉÑÌãÐÉÊÈ×
ÔÄÅÒÖ×ÈÔ×ÇÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÓÒÈÎÏâÛÉÑÑßÙÎ
̵ÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÎÒÇÈÄÖÒÎÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ÕÉÖÌ»ÉÐÐÉÑàÜÉÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑßÌÑÄÙÒÈãÖÕãÆØÄËÉÎÒáØØÌ
ÖÉÐÆßÜÉÕÒÈÉÔÊÄÑÌÉÇÄÔÐÒÑÌÎÆÕÉÖÌÓÉÔÉ
ÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌÔÄÆÉѲÈÑÄÎÒÉÕÏÌÖÒÎÌ
ÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄÌÑÄÒÅÒÔÒÖ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÕÌÑ×ÕÒÌÈÄÏàÑßÑÒÌÙØÄËßÕÈÆÌ
¬ÐÉÑÑÒÓÒáÖÒÍÓÔÌÛÌÑÉÕ×ÝÉÕÖÆ×âÖÕÖÔÒ
Ñ×ÖßÈÔ×ÇÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÈÔ×ÇÄÎÄÊ×ÝÄãÕã
ÇÌÉÓÔÄÆÌÏÄÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄâÝÌÉ×ÔÒÆÉÑàÑÉÏÌ
ÐÒÝÑÒÕÖàÅ×ÈÉÖÅÒÏàÜÉÄÎÖÌÆÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÌ
ÑÉÍÑßÙÌÕÎÄÊÉÑÌÍÈÒÓ×ÕÎÄÉÐßÙÆÕÉÖãÙÓÉÔÉ
ÆáÖÒÐÕÏ×ÛÄÉÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌÔÄÆÉÑ
ÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎıÄÓÔÌÐÉÔÆ©ÆÔÒÓÉÅßÏÔÄËÔÄ
ÎÒÕÌÑ×Õ××ÇÏÄÕÈÆÌÇÄØÄËÐÉÊÈ×ÖÒÎÒÐÌ
ÅÒÖÄÑÕÖÄÑÈÄÔÖ)2ÒÓÔÉÈÉÏãâÝÌÍ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉЮÒáØØÌÚÌÉÑÖÐÒÝÑÒÕÖÌÔÄÆ
ÈÒÓ×ÕÎÓÒÒÖÔÄÊÉÑÌâÇÄÔÐÒÑÌÎÒÖáÏÉÎÖÔÒ
ÑßÍzáÖÒÌÈÉÄÏàÑßÍÕÏ×ÛÄÍÎÒÇÈÄÑÄÇÔ×ËÎÄ
ÑÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÅÔÄÖÑÒÆáÏÉÎÖÔÒÕÉÖà²Ñ
ÛÌÕÖÒÔÉËÌÕÖÌÆÑÄãÌÏÌÑÉÍÑÄã¦ÔÉÄÏàÑÒÕÖÌ
ÓÔÌÐÉÑÌÐÎÒÆÕÉÐáÏÉÎÖÔÒÑÑßÐÕÌÕÖÉÐÄÐ
ÌÕÓÒÏàË×âÝÌÉÕãÆáÏÉÎÖÔÒÑÑßÙÕÌÕÖÉÐÄÙ
ÎÏÄÕÕÄ(
ÎÒÐÓàâÖÉÔßÑÒ×ÖÅ×ÎÌÐÒÑÌÖÒÔß
¦¤
ÐÒÝÑÒÕÖà
®ÄÊ×ÝÄãÕã
¦Ö
ÐÒÝÑÒÕÖà
¤ÎÖÌÆÑÄã
4*
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÔÄÈÌÒÓÔÌÉÐÑÌÎÌÌÖÉÏÉÆÌËÒ
Ôß
ÓÒÖÔÉÅÏãâÝÌÐÅÒÏÉÉ
¦Ö®ÏÄÕÕ(záÖÒÒÈÑÄÌËÎÄÖÉ
ÇÒÔÌÍ
%&'(
áÏÉÎÖÔÒ
ÑÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆ×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑ
ÑßÙÕÖÄÑÈÄÔÖÒÐ)2
ÎÒÖÒÔßÍÔÉÇÏÄÐÉÑÖÌÔ×ÉÖ
ÔÄËÏÌÛÑßÉÈÒÓ×ÕÎÌÓÒÑÉÏÌ
ÑÉÍÑßÐÌÕÎÄÊÉÑÌãÐÖÒÎÄ
ÈÏãÎÄÊÈÒÇÒÎÏÄÕÕÄÁÖÒÖ
ÕÖÄÑÈÄÔÖÆÑÄÕÖÒãÝÉÉÆÔÉÐã
ÓÔÌÑãÖÑÄÐÉÊÈ×ÑÄÔÒÈÑÒÐ
×ÔÒÆÑÉ
»ÖÒÅß×ÈÒÆÏÉÖÆÒÔãÖà
ÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÕÖÄÑÈÄÔÖÒÆÆ
ÒÖÑÒÜÉÑÌÌ×ÔÒÆÑãÑÉÏÌÑÉÍ
ÑßÙÌÕÎÄÊÉÑÌÍÌÓÒÈÈÉÔÊÌ
µÓÒÐÒÝàâØÌÏàÖÔÄÓÒÕÖÔÒÉÑÑÒÇÒÑÄÎÒÑÈÉÑ
ÆÄÖàÆßÕÒÎÒÉËÑÄÛÉÑÌÉÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝ
ÕÄÖÒÔÄÙÌÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖãÙÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÐÒÝ
ÑÒÕÖÌÆÐÒÈ×ÏãÙ%'('ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍ
ÑÒÕÖÌÐÒÊÉÖÅßÖàÈÒÆÉÈÉÑÈÒËÑÄÛÉÑÌÍÅÏÌË
ÓÌÖÄâÝÌÙáÏÉÎÖÔÒÑÑßÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÕÓÒÖÔÉÅ
ÎÌÙÎÉÈÌÑÌÚɲÈÑÄÎÒÑÉÈÒÕÖÄÖÒÎÖÄÎÒÇÒÔÉÜÉ
ÏÉÑÌÉÐÅÒÏÉɦÖÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖà
ÑÌãzÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÕÖàÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÕÌÏàÑÒ
ÎÒÔÔÉÎÚÌâÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌ
4*'z
ÖÒÛÑßÙÎÄÖ×ÜÉÎÌÆßÕÒÎÒÆÒÏàÖÑßÙÎÒÑÈÉÑÕÄ
TS[IVJEGXSVGSVVIGXMSR
¦ÑÉÈÔÉÑÌÉÎÒÔÔÉÎÖÒ
ÖÒÔÒÆËÄÑÌÐÄâÝÌÙÐÑÒÇÒÐÉÕÖÄÌÆÉÕàÐÄ
ÔÄÓÒËÆÒÏãÉÖÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÆßÕÒÎÒÉËÑÄÛÉÑÌÉ
ÈÒÔÒÇÌÙ
ÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌÌÇÄÔÄÑÖÌÔ×ÉÖÕÑÌ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÈÉÐÒÑÕÖÔÌÔ×âÖÕãÆÙÒÈÑßÉ
ÊÉÑÌÉÇÄÔÐÒÑÌÎÆÕÉÖÌÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄ
ÇÄÔÐÒÑÌÎÌÈÏãÖÔÉÙÔÄËÏÌÛÑßÙÎÒÐÓàâÖÉÔÑßÙ
µ×ÝÉÕÖÆ×ÉÖÐÑÒÇÒÕÙÉÐÓÄÕÕÌÆÑßÙÌÄÎÖÌÆÑßÙ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄÑÌãÐÒÝÑÒÕÖàâ¦ÖÑÄ
ÎÒÔÔÉÎÖÒÔÒÆÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌ
®®°
ØÒÑÉÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌÍÑÄÎÏÄÈßÆÄÉÐßÐÌÕÓÉÚÌ
ÈÒÕÖ×ÓÑßÙÈÏãÔÄËÏÌÛÑßÙÖÒÓÒÏÒÇÌÍÆÙÒÈÑßÙ
ØÌÎÄÚÌãÐÌ)2-)'ÈÏã×ÕÖÔÒÍÕÖÆ
ÛÄÕÖÉÍÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄÑÌã
ÎÏÄÕÕÄ(¤ÐÓÏÌÖ×ÈßÇÄÔÐÒÑÌÎÓÔÒÓÒÔÚÌÒ
ÑÄÏàÑßÆÙÒÈÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌáÖÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆ
³ÄÕÕÌÆÑßÍ®®°ÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÌÉ
ÕÖÄÑÈÄÔÖ×ÖÒÏàÎÒÓÒ×ÔÒÆÑâÖÔÉÖàÉÍÇÄÔÐÒÑÌ
µÄÐßÐÓÔÒÕÖßÐÕÓÒÕÒÅÒÐÎÒÑÖÔÒÏãÇÄÔÐÒ
Î̬ÕÖÒÛÑÌÎÓÌÖÄÑÌãÕÒÕÙÉÐÒÍÄÎÖÌÆÑÒÇÒ®®°
ÑÌÎÖÒÎÄãÆÏãÉÖÕãÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÓÄÕÕÌÆÑÒÇÒ
ÑÉÖÒÏàÎÒÒÖÆÉÛÄÉÖÕÓÉÚÌØÌÎÄÚÌÌ
ØÌÏàÖÔÄÓÔÒÓ×ÕÎÄâÝÉÇÒÖÒÎÖÒÏàÎÒÑÄÛÄÕÖÒ
)2-)'ÑÒÌËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÓÔÉÆÒÕÙÒ
ÖÉÕÉÖÌ
§ÚÌÏ̧Ú
ÁÖÒÖØÌÏàÖÔÒÕÏÄÅ
ÈÌÖÉÉÖÔÉÅÒÆÄÑÌã
ÏãÉÖÇÄÔÐÒÑÌÛÉÕÎÌÉÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÉÖÒÎÄÌ
±ÉÕÐÒÖÔãÑÄÓÔÒÕÖÒÖ×ÕÙÉÐÒÖÉÙÑÌÛÉÕÎÌÙ
ÓÒÈÎÏâÛÉÑÑÒÉÆÕÉÖàÑÉÏÌÑÉÍÑÒÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒ
ÔÉÜÉÑÌÍÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÕÙÉÐßÓÄÕÕÌÆÑßÙ
ÖÉÓÉÔàÆßÇÏãÈÌÖÅÒÏÉÉÓÒÙÒÊÌÐÑÄÏÌÑÉÍÑÒÉ
³ÄÕÕÌÆÑßÉÎÒÔÔÉÎÖÒÔß
ÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌ
²ÇÔÄÑÌÛÉÑÌã
-)'
¬ÕÖÒÛÑÌÎ
%
ÅÉË
®®°
¬ÕÖÒÛÑÌÎ
&
ÓÄÕÕÌÆÑßÍ
®®°
¬ÕÖÒÛÑÌÎ
'
ÄÎÖÌÆÑßÍ
®®°
±ÒÐÉÔÇÄÔÐÒÑÌÎÌ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¬ËÕÒÓÒÕÖÄÆÏÉÑÌãÎÔÌÆßÙÆÌÈÑÒÛÖÒÄÎÖÌÆÑßÍÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔ
®®°ÆÌÕÖÒÛÑÌÎÉÓÌÖÄÑÌãËÑÄÛÌÖÉÏàÑÒÓÔÉÆÒÕÙÒÈÌÖÓÄÕÕÌÆÑßÍÎÒÔÔÉÎ
ÖÒÔÕÅÒÏàÜÌÐËÄÓÄÕÒÐÓÉÔÉÎÔßÆÄãÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÕÓÉÚÌØÌÎÄÚÌÌ
)2-)'ÓÒ×ÔÒÆÑâÇÄÔÐÒÑÌÎÆÕÉÖÌÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄ
¬ÑØÒÔ
ÐÄÚÌãÓÔÉÈÒÕÖÄÆÏÉÑÄÎÒÐÓÄÑÌÉÍ327IQMGSRHYGXSV
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
®®°ÌÐÉâÖÔãÈÑÉÈÒÕÖÄÖÎÒƦÒÓÉÔÆßÙÇÄÅÄ
ÑÌãÛÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÈÒÕÖÌÛàËÑÄÛÉÑÌãÎÒáØØÌ
ÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌ ÌÆßÜÉ
ÔÌÖßÎÄÖ×ÜÎÌÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖÌÑÄÎÏÄÈßÆÄâÖ
ÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌãÑÄÌÙÓÔÌÐÉÑÉÑÌÉÆÒÐÑÒÇÌÙÓÔÌ
µ×ÝÉÕÖÆ×âÖÖÔÌÒÕÑÒÆÑßÙÎÏÄÕÕÄÐÌÎÔÒÕ
ÏÒÊÉÑÌãÙ¦ÒÆÖÒÔßÙÛÖÒÅßÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÆÒË
ÙÉÐÄÎÖÌÆÑßÙÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒÆ®®°ÒÖÏÌÛÄâ
ÐÒÊÑÒÕÖàÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌã×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÆÏâÅßÙ
ÝÌÙÕãÔÉÊÌÐÒÐÔÄÅÒÖß
ÕÖÔÄÑÄÙÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÓÉÔÉÎÏâÛÄÖÉÏàÈÌÄÓÄËÒ
ÔÉÊÌÐÎÔÌÖÌÛÉÕÎÒÍÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖÌ
'VMXM
ÑÒÆÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÌÖÄÑÌãÁÖÒÓÒÆßÜÄÉÖÔÌÕÎ
GEP'SRHYGXMSR1SHIz'V1
ÆßÙÒÈÄÓÔÌÅÒÔÄÌËÕÖÔÒãÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÒÜÌÅÎÌ
ÔÉÊÌÐÑÉÓÔÉÔßÆÑÒÍÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖÌ
'SR
ÓÒÏàËÒÆÄÖÉÏãÓÔÌ×ÕÖÄÑÒÆÎÉÓÉÔÉÎÏâÛÄÖÉÏã
XMRYSYW'SRHYGXMSR1SHIz''1
±ÄÎÒÑÉÚÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÌÖÄÑÌãÑÉÔÉÇ×ÏÌÔ×ÉÖ
ÔÉÊÌÐÓÔÉÔßÆÌÕÖÒÍÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖÌ
(MW
ÕãÛÖÒÕÎÄËßÆÄÉÖÕãÑÄÕÖÒÌÐÒÕÖÌÌáØØÉÎÖÌÆ
GSRXMRYSYW'SRHYGXMSR1SHIz('1
ÑÒÕÖÌÔÄÅÒÖß('('ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏã×ÕÖÄ
³ÒÈÒÅÑßÉÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔßÓÔÉÈÏÄÇÄâÖÕã
ÑÒÆÏÉÑÑÒÇÒÓÒÕÏÉÕÙÉÐß®®°
ÑÉÕÎÒÏàÎÌÐÌÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏãÐÌÓÔÌÛÉÐÎÄÊ
ÈßÍÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕÒÅÕÖÆÉÑÑ×âÄÔÇ×ÐÉÑÖÄÚÌâ
ÈÏãÒÅÒÕÑÒÆÄÑÌãÚÉÏÉÕÒÒÅÔÄËÑÒÕÖÌÌÒÅÏÄÕÖÌ
ÓÔÌÐÉÑÉÑÌãÖÒÍÌÏÌÌÑÒÍÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
³ÒÐÌÐÒÙÒÔÒÜÌÙÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÔÒÕÖÚÉÑ
µÙÉÐÄ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÕÔÉÊÌÐÒÐÎÔÌÖÌÛÉÕÎÒÍ
ÑÄÐÉÈàÌÐÄÖÉÔÌÄÏßÐÄÇÑÌÖÑßÙÕÉÔÈÉÛÑÌÎÒÆ
ÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖÌ×ÈÉÔÊÌÆÄÉÖÖÒÎÎÄÖ×ÜÎÌÌÑÈ×Î
ÆÕÒÛÉÖÄÑÌÌÕÓÒÕÖÒãÑÑßÐÕÑÌÊÉÑÌÉÐÕÖÒÌ
ÖÌÆÑÒÕÖÌÑÄÇÔÄÑÌÚÉÐÉÊÈ×ÑÉÓÔÉÔßÆÑÒÍÌ
ÐÒÕÖÌÓÒÏ×ÓÔÒÆÒÈÑÌÎÒÆßÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÕÎÏÒÑã
ÓÔÉÔßÆÌÕÖÒÍÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖàâ±ÉÎÒÖÒÔßÉÓÔÒ
âÖÛÄÜ×ÆÉÕÒÆÆÓÒÏàË×ÄÎÖÌÆÑßÙ®®°ÈÄÊÉ
ÌËÆÒÈÌÖÉÏÌÓÔÉÈÓÒÛÌÖÄâÖÑÄËßÆÄÖàÖÄÎÒÍ
ÈÏãÕÄÐßÙÛ×ÆÕÖÆÌÖÉÏàÑßÙÎÕÖÒÌÐÒÕÖÌÓÒÖÔÉ
ÔÉÊÌÐÔÉÊÌÐÒÐÇÔÄÑÌÛÑÒÍÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖÌ
ÅÌÖÉÏàÕÎÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖƦÕÏÉÈ×âÝÉÍÕÙÉÐÉ
&SYRHEV]'SRHYGXMSR1SHIz&'1
¶ÄÎÎÄÎ
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÄÎÖÌÆÑßÍ®®°ÆÎÏâÛÉÑÐÉÊÈ×
ØÒÔÐÄÆÒÏÑßÖÒÎÄÆáÖÒÍÕÙÉÐÉÆÕÉÇÈÄÌËÆÉÕ
ÆÙÒÈÑßÐÆßÓÔãÐÌÖÉÏÉÐÌÑÄÎÒÓÌÖÉÏàÑßÐ
ÖÑÄÌËÆÉÕÖÑÒÌÕÒÒÖÑÒÜÉÑÌÉÐÉÊÈ×ÕÔÉÈÑÌÐÌ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÐËÄÎÒÖÒÔßÐÑÄÙÒÈÌÖÕã('('
ÓÌÎÒÆßÐÖÒÎÒЮÒÐÓÄÑÌã327IQMGSRHYGXSV
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà°ÌÎÔÒÕÙÉÐÄ®®°ÕÕÒÒÖÆÉ
ÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÔÄËÑÒÒÅÔÄËÑßÉÐÌÎÔÒÕÙÉÐß®®°
ÖÕÖÆ×âÝÌÐÌáÏÉÐÉÑÖÄÐÌØÒÔÐÌÔ×ÉÖÆÙÒÈÑÒÍ
Õ×ÓÔÄÆÏÉÑÌÉÐÓÒÑÄÓÔãÊÉÑÌâÆÔÉÊÌÐÉÎÔÌ
ÖÒÎÓÒÆÖÒÔãâÝÌÍØÒÔÐ×ÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉ
ÖÌÛÉÕÎÒÍÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖÌÈÏãÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄ
¤ÎÖÌÆÑßÉÎÒÔÔÉÎÖÒÔß
ÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌ
¦ßÓÔãÐÌÖÉÏÌ
³ÔÉÈÆÄÔÌÖÉÏàÑßÍ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà®®°
¦ßÕÒÎÒ
ÛÄÕÖÒÖÑßÍ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ
ØÌÏàÖÔÄ
³ÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà
±ÄÎÒÓÌ
ÖÉÏàÑßÍ
ÎÒÑÈÉÑ
ÕÄÖÒÔ
±ÄÇÔ×ËÎÄ
µÉÖà
ÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒ
ÖÒÎÄ
¤ÎÖÌÆÑßÍ
®®°
´ÌÕ×ÑÒÎ
µÙÉÐÄÄÎÖÌÆÑÒÇÒÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÄ®®°ÔÄÕÓÒÏÒÊÉÑÄÐÉÊÈ×ÆÙÒÈÑßÐÆßÓÔãÐÌÖÉÏÉÐÌÑÄÎÒÓÌÖÉÏà
ÑßÐÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÐ
¬ÑØÒÔÐÄÚÌãÓÔÉÈÒÕÖÄÆÏÉÑÄÎÒÐÓÄÑÌÉÍ327IQMGSRHYGXSV
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÑÌãÕÔÉÈÑÉÍÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÈÒ
¦Ö
²ÈÑÌÌËÓÒÕÏÉÈÑÌÙÓÔÉÈ
ÕÖÄÆÌÖÉÏÉÍáÖÒÍÎÄÖÉÇÒÔÌÌÓÔÌ
ÅÒÔÒÆzÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔß
1'1'
©ÝÉÒÈÌÑÌËÇÒÖÒÆÌÖÉÏà'V1
ÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒÆ®®°zÎÒÐÓÄÑÌã
*EMVGLMPH7IQMGSRHYGXSV¦
ÒÈÑÒÐÎÒÔÓ×ÕÉÉÉÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
*%2 16ÒÅÞÉÈÌÑÉÑß'V1
ÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔ®®°ÌÎÆÄËÌÔÉËÒ
ÑÄÑÕÑßÍÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔ¼¬°¨Ïã
ÎÒÔÔÉÎÚÌÌÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝ
ÑÒÕÖÌÆÐÌÎÔÒÕÙÉÐÉÌÕÓÒÏàË×
ÐÄÏÒËÄÖÔÄÖÑÒÉÔÉÜÉÑÌÉÈÏãÌÕÖÒÛÑÌÎÒÆÓÌÖÄ
ÉÖÕãÐÉÖÒÈ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÆÔÉÐÉÑÉÐÆÎÏâÛÉÑÌã
ÑÌãÑÒ×ÖÅ×ÎÒÆÎÒÐÓàâÖÉÔÒÆÌÚÌØÔÒÆßÙ¶¦
ÓÒËÆÒÏãâÝÌÍÒÈÑÒÆÔÉÐÉÑÑÒÆßÓÒÏÑãÖàØ×ÑÎ
ÓÔÌÉÐÑÌÎÄÙ¨ÏãÈÒÕÖÌÊÉÑÌãÅÏÌËÎÒÇÒÎÉÈÌ
ÚÌÌ®®°ÌÔÉÇ×ÏÌÔÒÆÄÖàÆßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉ
ÑÌÚÉÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÒÝÑÒÕÖÌÌÕÑÌÊÉÑÌã
ÑÌÉ
×ÔÒÆÑãáÏÉÎÖÔÒÐÄÇÑÌÖÑßÙÌËÏ×ÛÉÑÌÍÆÐÌÎ
ÔÒÕÙÉÐÉ'7
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÌÕÓÒÏàË×âÖÕã
¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉ×ÐÉÑàÜÉÑÑÒÇÒ×ÔÒÆÑãÓÌÎÒÆßÙ
ÄÏÇÒÔÌÖÐß×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÆÔÉÐÉÑÉÐÆÎÏâÛÉÑÌã
ÖÒÎÒÆÕÑÌÊÉÑÌãÓ×ÏàÕÄÚÌÍÌ×ÓÔÒÝÉÑÌã
ÌÔÄÅÒÛÉÍÛÄÕÖÒÖÒÍ
ØÌÏàÖÔÄÚÌÌÔÉÊÌÐÑÉÓÔÉÔßÆÑÒÍÓÔÒÆÒÈÌ
ÐÒÕÖÌÜÌÔÒÎÒÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÆÒÐÑÒÇÌÙÓÔÌÏÒ
ÊÉÑÌãÙÕÔÉÈÑÉÍÌÆßÕÒÎÒÍÐÒÝÑÒÕÖ̱ÉÎÒÖÒ
ÔßÉÎÏâÛÉÆßÉÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏÌÓÔÉÈÏÄÇÄâÖ
³ÒÈÆÏÌãÑÌÉÐÊÉÕÖÎÌÙÖÔÉÅÒÆÄÑÌÍÕÖÄÑ
ÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔß®®°ÔÄÅÒÖÄâÝÌÉÆÔÉÊÌÐÉ
ÈÄÔÖÒÆÖÄÎÌÙÎÄÎ)2-)'ÌÑÉÎÒÖÒ
''1ÆÎÏâÛÄã*EMVGLMPH7IQMGSRHYGXSV-RJMRISR
ÔßÙÌËÉÇÒÇÏÒÅÄÏàÑßÙÓÔÒÌËÆÒÈÑßÙÎÒÏÌÛÉÕ
8IGLRSPSKMIW-RXIVREXMSREP6IGXMJMIV2<4
ÖÆÒÌËÇÒÖÒÆÌÖÉÏÉÍÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒÆ®®°ËÄ
7IQMGSRHYGXSV327IQMGSRHYGXSV4S[IV
ÓÒÕÏÉÈÑÌÉÇÒÈß×ÆÉÏÌÛÌÏÒÕàÓÔÉÈÒÕÖÄÆÌÆ
-RXIKVEXMSRWÌ8I\EW-RWXVYQIRXW´ÉÊÌÐÓÔÉÔß
ÔÄËÔÄÅÒÖÛÌÎÄÐÅÒÏàÜÉÆÒËÐÒÊÑÒÕÖÉÍÈÏã
ÆÌÕÖÒÍÓÔÒÆÒÈÌÐÒÕÖÌÓÔÉÈÓÒÛÖÌÖÉÏÉÑÈÏã
ÕÒËÈÄÑÌãÔÉÜÉÑÌÍÕÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÒÐÐÒÝÑÒÕ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÐÄÏÒÍÌÕÔÉÈÑÉÍÐÒÝÑÒÕÖ̦áÖÒÍ
ÖÌÅÏÌËÎÌÐÎÉÈÌÑÌÚÉÓÔÌÑÉÅÒÏàÜÌÙËÄÖÔÄÖÄÙ
ÒÅÏÄÕÖÌÓÔÌÕÒËÈÄÑÌÌÄÎÖÌÆÑÒÇÒÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÄ
ÌÕÐÌÑÌÐÄÏàÑßÐÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÐÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆ
®®°ÎÒÐÓÄÑÌã'MVVYW0SKMGÆÑÉÈÔÌÏÄÚÌØÔÒ
°ßÌÕÕÏÉÈÒÆÄÏÌÖÒÓÒÏÒÇÌâÎÄÎÓÄÕÕÌÆÑßÙ
ÆßÉÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌÓÒËÆÒÏÌÆÜÌÉÌÕÎÏâÛÌÖàÔãÈ
ÖÄÎÌÄÎÖÌÆÑßÙÎÒÔÔÉÎÖÒÔÒÆÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄ
ÆÑÉÜÑÌÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÙÓÔÌÄÑÄ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÌÓÔÉÈÕÖÄÆÌÏÌÑÉÕÎÒÏàÎÒÎÒÑÖÔÒÏ
ÏÒÇÒÆÒÍÔÉÄÏÌËÄÚÌÌÔÉÊÌÐÄÌÓÔÉÈÏÒÊÌÖà
ÏÉÔÒÆÈÒÕÖÒÍÑßÙÒÕÒÅÒÇÒÆÑÌÐÄÑÌã
«ÄÎÏâÛÉÑÌÉ
2'
-%'
:(3
+2(
2'
*&
78&=
+(
'7
¦ßÙÒÈ
ÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒ
ÔÉÇ×ÏÌÔ×ÉÐÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã
µÉÖà
ÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒ
ÖÒÎÄ
´ÌÕ×ÑÒÎ
ºÌØÔÒÆÒÍÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔ®®°ÎÒÐÓÄÑÌÌ'MVVYW0SKMGÔÉÄÏÌË×
ÉÖÄÈÄÓÖÌÆÑßÍÚÌØÔÒÆÒÍÄÏÇÒÔÌÖÐÈÏãØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÌãÆÙÒÈÑÒÇÒÓÉÔÉ
ÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄÓÒÆÖÒÔãâÝÉÇÒØÒÔÐ×ÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¦ßÑÉÕÉÑÑßÉÚÉÓÌ
ÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌ
ÆÌÕÖÒÛÑÌÎÄÙÓÌÖÄÑÌã
8MKIV>LSY8I\EW-RWXVYQIRXW
·ÈÄÏÉÑÑßÉÚÉÓÌÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÜÌÔÒÎÒ
ÎÌÆÕÒÛÉÖÄÑÌÌÕÓÄÔÄËÌÖÑßÐÌÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌã
ÓÔÌÐÉÑãâÖÕãÆÖÉÏÉÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÒÑÑÒÐÐÌÏÌÑÌÍÓÌÖÄÑÌãÐÒÊÉÖÆÏÌãÖàÑÄÔÄÅÒÖ×
ÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌÌÈÏã×ÈÒÆÏÉÖÆÒÔÉÑÌãÊÉÕÖÎÌÙ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌã
ÖÔÉÅÒÆÄÑÌÍÓÔÉÈÞãÆÏãÉÐßÙÎÓÌÖÄÑÌâÕÓÉÚÌ
ÄÏÌËÌÔÒÆÄÑÑßÙÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÙÕÙÉÐÌÓÔÒÚÉÕ
ÕÒÔÒƦÈÄÑÑÒÍÕÖÄÖàÉÔÄÕÕÐÄÖÔÌÆÄâÖÕã
ÎÒÑÕÖÔ×ÎÖÌÆÑßÉÒÕÒÅÉÑÑÒÕÖÌÔÉÄÏÌËÄÚÌÌ
¦ßÈÉÏÉÑÌÉÈÒÕÖ×ÓÑßÙÕÏÒÉÆÓÉÛÄÖÑÒÍ
ÆßÑÉÕÉÑÑßÙÚÉÓÉÍÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÒÕÆÉÝÄ
ÓÏÄÖßÈÏãÔÄËÆÒÈÎÌÓÌÖÄÑÌãÐÒÊÉÖÕÑÌËÌÖà
âÖÕãÖÄÎÌÉÆÒÓÔÒÕßÎÄÎÑÉÙÆÄÖÎÄÕÏÒÉÆÈÏã
ÎÒÏÉÅÄÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÈÒÈÒÓ×ÕÖÌÐßÙÓÔÉÈÉ
ÔÄËÆÒÈÎÌÓÌÖÄÑÌãÔÄËÐÉÝÉÑÌÉÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆ
ÏÒÆÔÉÇ×ÏÌÔÒÆÄÑÌã³ÒÏ×ÛÄÉÐÒÉËÄÕÛÉÖ
ÓÄÔÄËÌÖÑÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÌÆÒËÐÒÊÑÄãÇÉÑÉ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÒÖÈÉÏàÑßÙÕÏÒÉÆÓÌÖÄÑÌãÕÑÌ
ÔÄÚÌã³ÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÍÓÔÌÐÉÔÈÉÐÒÑÕÖÔÌÔ×ÉÖ
ÊÉÑÌÉÓÄÈÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÌ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖàÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÆßÕÒÎÒÛÄÕÖÒÖ
ÜÌÑÓÒËÆÒÏãÉÖ×Ï×ÛÜÌÖàÖÒÛÑÒÕÖàÔÉÇ×ÏÌÔÒ
ÑÒÇÒÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛÑÒÇÒÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄÈÏãÐÌÑÌ
ÆÄÑÌãÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÓÒÆßÕÌÖà
ÐÌËÄÚÌÌÇÉÑÉÔÄÚÌÌÆßËßÆÄÉÐÒÍÚÉÓãÐÌÈÌÕ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖàÕÌÕÖÉÐß
ÖÄÑÚÌÒÑÑÒÇÒÌËÐÉÔÉÑÌã
´ÄËÔÄÅÒÖÛÌÎÌÆßÕÒÎÒÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏàÑßÙ
ÖÉÏÉÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÒÑÑßÙÕÌÕÖÉÐÑÉÔÉÈÎÒÕÖÄÏ
³ÔÌÈÌÑÄÐÌÛÉÕÎÒÐÙÄÔÄÎÖÉÔÉÑÄÇÔ×ËÎÌ
ÎÌÆÄâÖÕãÕÓÔÒÅÏÉÐÄÐÌÔÄËÆÒÈÎÌÓÌÖÄÑÌãÑÄ
ÆÄÊÑÒÔÄËÈÉÏÌÖàÆßÙÒÈÑ×âÉÐÎÒÕÖàÐÉÊÈ×
ÓÉÛÄÖÑßÙÓÏÄÖÄÙÅÒÏàÜÒÇÒÔÄËÐÉÔÄ»ÖÒÅß
ÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÓÌÖÄÑÌãÌ×ÈÄÏÉÑÑÒÍÑÄÇÔ×ËÎÒÍ
ÒÕÆÒÅÒÈÌÖàÐÉÕÖÒÈÏãÒÕÑÒÆÑßÙÐÌÎÔÒÕÙÉÐÌ
¦ßÙÒÈÑÄãÉÐÎÒÕÖàÓÔÌÈÌÑÄÐÌÛÉÕÎÒÍÑÄÇÔ×ËÎÉ
ÓÔÒÚÉÕÕÒÔÒÆÌÕÖÒÛÑÌÎÌÓÌÖÄÑÌãÛÄÕÖÒÔÄËÐÉ
ÈÉÍÕÖÆ×ÉÖÎÄÎÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛÑßÍÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ
ÝÄâÖÆ×ÇÏ×ÌÏÌÕÎÔÄâÓÏÄÖßµÖÉÐÛÖÒÅß
ÕÑÌÊÄãÓ×ÏàÕÄÚÌÌÌÜ×ÐÖÒÎÄÑÄÕÒÉÈÌÑÌÖÉÏà
ÎÒÐÓÉÑÕÌÔÒÆÄÖàÆáÖÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÄÈÉÑÌÉÑÄÓÔã
ÑÒÍÏÌÑÌ̲ÑÄÖÄÎÊÉÕÖÄÅÌÏÌËÌÔ×ÉÖÆßÙÒÈ
ÊÉÑÌãÑÄÏÌÑÌãÙÓÌÖÄÑÌãÛÄÕÖÒÌÕÓÒÏàË×âÖÕã
ÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÆ×ÈÄÏÉÑÑÒÍÖÒÛÎÉÕÞÉÐÄ
ÆßÑÉÕÉÑÑßÉÚÉÓÌÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÒÕÒÅÉÑÑÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÈÉÏÄãÚÉÓÌÎÒÑ
ÈÏãÑÌËÎÒÆÒÏàÖÑßÙÕÌÕÖÉÐÕÅÒÏàÜÌÐÌÖÒÎÄÐÌ
ÖÔÒÏãÌÌËÐÉÔÉÑÌãÖÒÛÑÉÉÌÑÄÈÉÊÑÉÍ
ÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌã¨ÌÑÄÐÌÛÉÕÎÌÍÙÄÔÄÎÖÉÔÑÄÇÔ×Ë
µÑÌÊÉÑÌÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÏÌÑÌÍ
ÓÌÖÄÑÌã
´ÄËÈÉÏÉÑÌÉÆßÙÒÈÑÒÍÉÐÎÒÕÖÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¦ßÕÒÎÒÛÄÕÖÒÖÑßÍÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛÑßÍ
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔ
847ÕÒÈÉÔÊÌÖÕÓÉÚÌÄÏàÑßÍÈÌØØÉÔÉÑ
ÚÌÄÏàÑßÍ×ÕÌÏÌÖÉÏàÎÒÐÓÉÑÕÌÔ×âÝÌÍÓÄÈÉ
ÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÄÔÄËÌÖÑÒÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉ
ÁØØÉÎÖÌÆÑßÐÅ×ÈÉÖÖÄÎÊÉÈÒÅÄÆÏÉÑÌÉ
ÑÌÌ
6
ÏÌÑÌÌÓÌÖÄÑÌã
4
ÆßÕÒÎÒÛÄÕÖÒÖÑÒÇÒÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛÑÒÇÒÎÒÑÈÉÑÕÄ
·ÈÄÏÉÑÑÒÉÌËÐÉÔÉÑÌÉÑÄÑÄÇÔ×ËÎÉÐÒÊÑÒ
ÖÒÔÄÆÏÒÎÄÏàÑÒÐÌÕÖÒÛÑÌÎÉÓÌÖÄÑÌã¦ÕÒÆÔÉ
ÆßÓÒÏÑãÖàÌÓÔÌÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÌÕÓÉÚÌÄÏàÑÒÇÒ
ÐÉÑÑßÙÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÙÛÄÕÖÒÌÐÉÉÖÕãÈÌØ
ÈÌØØÉÔÉÑÚÌÄÏàÑÒÇÒ×ÕÌÏÌÖÉÏã´ÉËÌÕÖÒÔÈÏã
ØÉÔÉÑÚÌÄÏàÑßÍ×ÕÌÏÌÖÉÏàÈÏãÓÒÈÎÏâÛÉÑÌã
ÓÒÈÎÏâÛÉÑÌãÚÉÓÌÆßÑÉÕÉÑÑÒÍÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆã
ÆßÑÉÕÉÑÑÒÍÚÉÓÌÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãĘ̈ÆÄÌËÐÉÔÌ
ËÌÓÒËÆÒÏãÉÖÓÒÈÄÖàÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÇÔ×ËÎÌÑÄ
ÖÉÏàÑßÙÔÉËÌÕÖÒÔÄÔÄÕÓÒÏÒÊÉÑÑßÙÔãÈÒÐÕ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÌÔÉÇ×ÏÌÔÒÆÄÖàÆßÙÒÈÑÒÉ
ÑÄÇÔ×ËÎÒÍÕÒÉÈÌÑãâÖÉÉÛÉÔÉËÈÌØØÉÔÉÑÚÌ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÕÔÄÆÑÌÆÄãÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄ
ÄÏàÑ×âÓÄÔ×ÕÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒЮÄÎÆÌÈÑÒÌË
ÑÄÇÔ×ËÎÉÕÒÓÒÔÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉбĴÌÕ×ÑÎÉ
´ÌÕ×ÑÎÄÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÕÌÑÙÔÒÑÑÒÇÒÓÒÑÌÊÄâ
ÓÒÎÄËÄÑÄÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌãÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒÓÔÉ
ÝÉÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏã8I\EW-RWXVYQIRXW
8-
ÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏã8-847Õ×ÈÄÏÉÑÑßÐÌËÐÉ
ÔÉÑÌÉÐÑÄÇÔ×ËÎÌÌÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌÉÍÑÄ
ÆßÙÒÈÉÓÄÈÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÄÔÄ
ËÌÖÑÒÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÌ
6
4
²ÈÑÄÎÒÉÕÏÌÈÌÑÄÐÌÛÉÕÎÄã
ÑÄÇÔ×ËÎÄÓÒÈÎÏâÛÉÑÄÖÄÎÎÄÎÓÒÎÄËÄ
ÑÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÏÌÑÌã×ÈÄÏÉÑÑÒÇÒ
ÎÒÑÖÔÒÏãÓÒÈÑÌÐÄÉÖÈÌÑÄÐÌÛÉÕÎÒÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌÓßÖÄÉÖÕãÎÒÐÓÉÑÕÌÔÒ
ÆÄÖàÉÇÒÓÄÈÉÑÌÉÑÄÓÄÔÄËÌÖÑÒÐ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÌ
6
¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉ
4
ËÄÈÉÔÊÎÌÕÌÇÑÄÏÄÆÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÉáÖÒ
ÐÒÊÉÖÓÔÌÆÉÕÖÌÎÑÌËÎÒÛÄÕÖÒÖÑßÐ
ÎÒÏÉÅÄÑÌãÐÎÒÖÒÔßÉÑÄÒÕÚÌÏÏÒÇ
ÔÄÐÐÉÆßÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÆßÇÏã
ÈãÖÎÄÎÑÉÅÒÏàÜÒÉÈÔÒÊÄÑÌÉÕÌÇÑÄÏÄ
ÑÄÛÄÕÖÒÖÉÎÒÐÐ×ÖÄÚÌÌÑÄÇÔ×ËÎÌÓÔÌ
ÆÒÈãÝÉÉÎ×ÆÉÏÌÛÉÑÌâ×ÔÒÆÑãÓ×Ïà
ÕÄÚÌÍÑÄÆßÙÒÈÑÒÍÕÖÒÔÒÑɦßÕÒÎÒ
ÛÄÕÖÒÖÑßÍÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛÑßÍÎÒÑÈÉÑÕÄ
ÖÒÔ
'
ÓÒËÆÒÏãÉÖÏÉÇÎÒÌÕÓÔÄ
&]TEWW
ÆÌÖàáÖ×ÕÌÖ×ÄÚÌâ²ÑÒÖØÌÏàÖÔÒÆß
ÆÄÉÖÆßÕÒÎÒÛÄÕÖÒÖÑ×âÈÌÑÄÐÌÛÉÕÎ×â
ÕÒÕÖÄÆÏãâÝ×âÕÒÙÔÄÑããÓÔÌáÖÒÐ
ÌËÐÉÔãÉÐßÍ×ÔÒÆÉÑàÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã
6
727
z
±ÄÇÔ×ËÎÄ
6
727
6
4
847
¨ÌØØÉÔÉÑ
ÚÌÄÏàÑßÍ
²·
z
z
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦ßÑÉÕÉÑÑÄãÚÉÓàÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÆÈÌØØÉÔÉÑÚÌÄÏà
ÑÒÐ×ÕÌÏÌÖÉÏÉÎÒÐÓÉÑÕÌÔ×ÉÖÓÄÈÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÄÔÄËÌÖ
ÑÒÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÌ
±ÄÇÔ×ËÎÄ
6
727
6
4
'
&]TEWW
²·
847
z
z
´ÌÕ×ÑÒÎ
·ÈÄÏÉÑÑÒÉÌËÐÉÔÉÑÌÉÛÉÔÉËÔÉËÌÕÖÒÔ6ÎÒÐÓÉÑ
727
ÕÌÔ×ÉÖÓÄÈÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÄÔÄËÌÖÑÒÐÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÌ6
4
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
®ÒÐÐ×ÖÄÚÌÒÑÑßÍ×ËÉÏ
¦
ÈÉÏ
¦ÔÉÐã
ÐÎÕ
ÈÉÏ
³×ÏàÕÄÚÌÌÑÄÆßÙÒÈÉ
Ц
ÈÉÏ
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÉÔÆÒÑÄÛÄÏàÑßÉÆßÙÒÈÑßÉÓ×ÏàÕÄÚÌÌ
ÑÄÛÄÕÖÒÖÉΧÚ
®ÒÐÐ×ÖÄÚÌÒÑÑßÍ×ËÉÏ
¦
ÈÉÏ
¦ÔÉÐã
ÐÎÕ
ÈÉÏ
³×ÏàÕÄÚÌÌÑÄÆßÙÒÈÉ
Ц
ÈÉÏ
´ÌÕ×ÑÒÎ
²ÕÏÄÅÏÉÑÌÉÓ×ÏàÕÄÚÌÍÑÄÆßÙÒÈÉËÄ
ÕÛÉÖÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛÑÒÇÒÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄÐθ
ÆÒÏàÖÒÆßÍÌÕÖÒÛÑÌÎÓÌÖÄÑÌãÈÔÄÍÆÉÔÄ
ÏÉÑÌÉÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛÑÒÇÒÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÄÐθ
ËÄÖÆÒÔÒÆÑÄÓÒÑÌÊÄâÝÉÐÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉ
ÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÓÒÏÑÒÕÖàâ×ÈÄÏãÉÖÌËÆßÙÒÈÑÒÇÒ
847ÅßÏÓÔÒÖÉÕÖÌÔÒÆÄÑÕÅÏÒÎÌÔÒÆÒÛ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÎÒÏÉÅÄÑÌãΧÚÆÔÉË×ÏàÖÄÖÉ
ÑßÐÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒÐÉÐÎÒÕÖàâÐθ±Ä
ÛÉÇÒ×ÔÒÆÉÑàÓ×ÏàÕÄÚÌÍÕÑÌÊÄÉÖÕãÈÒЦ
´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑßÓ×ÏàÕÄÚÌÌÑÄÆßÙÒÈÉÕ
ÛÖÒÕÒÕÖÄÆÏãÉÖ ÒÖÑÒÐÌÑÄÏàÑÒÇÒÑÄÓÔã
ÇÉÑÉÔÄÚÌÉÍÑÄÛÄÕÖÒÖÉΧÚÓÔÌÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÌ
ÊÉÑÌã
ÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔĬ˴ÌÕ×ÑÎÄÆÌÈÑÒÛÖÒÈÒÅÄÆ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¥ÉÕÓÔÒÆÒÈÑÄãËÄÔãÈÎÄ
ÕÈÉÏÄÉÖÊÌËÑàÎÒÐØÒÔÖÑÉÉ
ÌËÉÏÉÑÉÉ
(EZMH*IVVMW*SVFIW
âÝÌÐÌÛÉÏÒÆÉÛÉÕÎÌÉÆÒËÐÒÊÑÒÕÖÌÐÉÈÌÚÌÑ
°ÑÒÇÌÉÌË
ÕÎÌÐÌÌÐÓÏÄÑÖÄÖÄÐÌ
ÖÉÙ×ÎÒÇÒÆ
ÕÄÐßÍÑÉÓÒÈÙÒ
±ÒÒÈÑÌÐÌËÕÄÐßÙÈÄÏÉÎÒÌÈ×ÝÌÙÓÒÕÏÉ
ÈãÝÌÍÐÒÐÉÑÖ
ÈÕÖÆÌÍãÆÏãÉÖÕãÖÒÛÖÒÒÅÔÄÝÉÑÌÉÕ×ÕÖÔÒ
ÒÎÄËßÆÄÏÕãÔÄË
ÍÕÖÆÄÐÌÐÒÊÉÖÕÖÄÖàÅÒÏÉÉ×ÈÒÅÑßÐÌÐÉÑÉÉ
ÔãÊÉÑÑßÐÄÎÎ×
ËÄÖÔÄÖÑßÐ
Ð×ÏãÖÒÔÕÒÖÒÆÒ
¥ÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÉÓÌÖÄÑÌÉÓÒËÆÒÏÌÖÕÑÌËÌÖà
ÇÒÖÉÏÉØÒÑÄ
ÓÒÖÔÉÅÑÒÕÖàÆÕÌÏÒÆßÙÎÄÅÉÏãÙÈÄÕÖÆÒËÐÒÊ
ÐÉÛÖÄÏÌÒÖÒÐ
ÑÒÕÖàÒÅÙÒÈÌÖàÕãÅÉËÅÄÖÄÔÉÉÎÆÐÄÏÒÐÒÝÑßÙ
ÆÔÉÐÉÑÌÎÒÇÈÄ
ÈÒÐÄÜÑÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÌÆÉÔÒãÖÑÒ×ÕÎÒÔÌÖ
ÎÄÅÉÏàÓÌÖÄÑÌã
ÓÒãÆÏÉÑÌÉÑÄÑÄÜÌÙ×ÏÌÚÄÙáÏÉÎÖÔÒÐÒÅÌÏÉÍ
zÓ×ÓÒÆÌÑÄÖÄÎ
±ÄÅÏâÈÄÖÉÏÌÓÒÏÄÇÄâÖÛÖÒÔÄËÆÌÖÌÉáÖÒÇÒ
ÑÄËßÆÄÉÐßÙ
ÓÒÎÄáÐÅÔÌÒÑÄÏàÑÒÇÒÔßÑÎÄÅ×ÈÉÖÕÖÔÉÐÌ
ÅÉÕÓÔÒÆÒÈ
ÖÉÏàÑßÐÌÐÒÝÑßÐ
ÑßÙÖÉÏÉØÒ
ÑÒÆzÅ×ÈÉÖÓÉÔÉÔÉËÄѬÆÒÖÓÒÕÏÉÐÑÒÇÒÛÌÕ
ÏÉÑÑßÙÔÉÎÏÄÐÑßÙËÄãÆÏÉÑÌÍÑÄÎÒÑÉÚÈÒÏ
ÊÑÒÓÒãÆÌÖàÕãÔÉÄÏàÑÒÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÎÒÖÒÔÒÉ
ÒÅÉÝÄÉÖáÖÒÍÒÕÉÑàâÆßÓ×ÕÖÌÖà7EQWYRKÆ
ÆÌÈÉÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÇÒÎÒÐÓÏÉÎÖÄÈÏãËÄÔãÈÎÌ
ÕÐÄÔÖØÒÑÄ+EPE\]7
«ÄáÖÒÍÑÒÆÌÑÎÒÍÕÎÔßÆÄâÖÕãÈÔ×ÇÌÉ
ÇÒÔÄËÈÒÅÒÏÉÉÆÓÉÛÄÖÏãâÝÌÉËÄÐßÕÏß
µÉÇÒÈÑãÑÄÛÌÑÄâÖÕÒËÈÄÆÄÖàÕãÓÔÒÈ×ÎÖßÌ
ÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌÑÉÈÄÆÑÒÎÄËÄÆÜÌÉÕãØÄÑÖÄÕÖÌ
ÎÒÍ´ÄËÔÄÅÒÖÛÌÎÌÕÓÉÜÄÖÒÅÔÄÈÒÆÄÖàÑÄÕ
ÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑßÐÌÖÉÏÉÆÌËÒÔÄÐÌÆÒÈÒÑÉÓÔÒÑÌ
ÚÄÉÐßÐÌÐÒÅÌÏàÑßÐÌÖÉÏÉØÒÑÄÐÌÔÄÕÜÌÔã
®ÒÐÓÏÉÎÖÈÏãÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍËÄÔãÈÎÌÕÐÄÔÖØÒÑÄ
7EQWYRK+EPE\]7
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
³ÒÐÑÉÑÌâÄÑÄÏÌÖÌÎÒÆÎÇÓÔÒÈÄÊÌÆ
ÑÒÍËÄÔãÈÎÌÅ×ÈÉÖÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàËÄÅßÖàÒÎÄÅÉ
áÖÒÍÛÄÕÖÌÔßÑÎÄÐÒÇ×ÖÈÒÕÖÌÛàÐÏÔÈÄ
ÏãÙÓÌÖÄÑÌãÆÈÒÔÒÇÉÌÏÌÒÅáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙ
ÛÉÔÉËÆÒÕÉÐàÏÉÖzÐÏÔÈ
ÔÒËÉÖÎÄÙÈÒÐĶÒÏàÎÒÑÉÒÊÌÈÄÍÖÉÛÖÒÅ×ÈÉ
ÖÉÅÔÒÈÌÖàÕÖÉÏÉØÒÑÒÐÌÏÌÓÏÄÑÜÉÖÒÐÆÈÄÏÌ
ÁÖÒÒÈÑÄÌËÑÄÌÅÒÏÉÉÓÉÔÕÓÉÎÖÌÆÑßÙ
ÒÖÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌã
ÖÉÙÑÒÏÒÇÌÍÈÏãÔÄËÏÌÛÑßÙÕÉÇÐÉÑÖÒÆÔßÑ
ÎÄzÕÛÌÖÄâÖÄÑÄÏÌÖÌÎ̲ÑÄÑÉÄÅÕÒÏâÖÑÒ
µÖÄÑÚÌãÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍËÄÔãÈÎÌÅ×ÈÉÖÒÅÏÄ
áÎÒÏÒÇÌÛÉÕÎÌÛÌÕÖÄãÑÒÓÒÐÒÊÉÖÐÒÅÌÏàÑßÐ
ÈÄÖàÒÛÉÑàÑÉËÑÄÛÌÖÉÏàÑßÐÔÄÈÌ×ÕÒÐ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÕÖÄÖàÅÒÏÉÉáÑÉÔÇÒáØØÉÎÖÌÆÑß
ÈÉÍÕÖÆÌã°ÒÝÑßÍÓÉÔÉÈÄÖÛÌÎÐÒÊÉÖÅßÖà
ÐÌÌËÉÏÉÑßÐÌ
×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÓÒÈÓÒÆÉÔÙÑÒÕÖàâÆÒËÏÉÎÒÖÒÔÒÍ
ÏâÈÌÓÔÒÆÒÈãÖÈÏÌÖÉÏàÑÒÉÆÔÉÐãÑÄÓÔÌÐÉÔ
±ÄÕÄÐÒÐÈÉÏÉÓÔÌÑÚÌÓÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍ
ÓÒÈÊ×ÔÑÄÏàÑßÐÕÖÒÏÌÎÒÐÕÖÒÏÒÐÖ×ÐÅÒÍ
ËÄÔãÈÎÌÌËÆÉÕÖÑßÍÖÄÎÊÉÎÄÎÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÄã
ÌÏÌÆÅÄÔÈÄÛÎÉÄÆÖÒÐÒÅÌÏã³ÒÕÏÉÖÒÇÒÎÄÎ
ËÄÔãÈÎÄÌÕÓÒÏàËÒÆÄÏÕãÆÖÉÛÉÑÌÉÐÑÒÇÌÙÏÉÖ
ÆßÓÒÏÒÊÌÖÉÖÉÏÉØÒÑÑÄÕÖÒÏÒÑÑÄÛÑÉÖËÄÔã
Æ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÖÌÓÄáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙË×ÅÑßÙ
ÊÄÖàÕãzÇÒÆÒÔÌÖ°ÄÔιÄÑÕÌÎÉÔ
1EVO
ÝÉÖÒαÒÓÔÌáÖÒÐÖÔÉÅÒÆÄÏÕãØÄÎÖÌÛÉÕÎÌÍ
,YRWMGOIV
ÕÖÄÔÜÌÍÈÌÔÉÎÖÒÔÓÒÅÉÕÓÔÒÆÒÈ
ÎÒÑÖÄÎÖÐÉÊÈ×ËÄÔãÈÎÒÍÌ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÐÓÒÎÄÆ
ÑßÐÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÐáÏÉÎÖÔÒÓÌÖÄÑÌãÎÒÐÓÄÑÌÌ
ÇÒÈ×ÓÔÒØÉÕÕÒÔ°ÄÕÕÄÛ×ÕÉÖÕÎÒÇÒÖÉÙÑÒ
5YEPGSQQÌÓÔÉÕÕÕÉÎÔÉÖÄÔàÎÒÑÕÒÔÚÌ×ÐÄÓÒ
ÏÒÇÌÛÉÕÎÒÇÒÌÑÕÖÌÖ×ÖÄ°ÄÔÌѵÒÏÈÊáÎ
1EVMR
ÔÄËÔÄÅÒÖÎÉÕÖÄÑÈÄÔÖÒÆ%PPMERGIJSV;MVIPIWW
7SPNEG
ÑÉÓÒÎÄËÄÏÛÖÒÐÒÊÉÖËÄÊÉÛàÏÄÐÓ×ÑÄ
4S[IV
ÔÄÕÕÖÒãÑÌÌÜÉÕÖÌØ×ÖÒÆÅÉËÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌã
ÓÔÒÆÒÈÒÆÓÌÖÄÑÌã§ÏÄÆÑßÐáÏÉÐÉÑÖÒÐáÖÒÍ
³ÒÑÄÛÄÏ×ÔÄÕÕÖÒãÑÌÉÈÏãËÄÔãÈÎÌÅ×ÈÉÖ
ÔÉËÒÑÄÑÕÑÒÍáÏÉÎÖÔÒÐÄÇÑÌÖÑÒÍÕÆãËÌãÆÏã
ÕÒÕÖÄÆÏãÖàÖÒÏàÎÒÑÉÕÎÒÏàÎÒÕÄÑÖÌÐÉÖÔÒÆ
ÉÖÕãÖÒÎÒÓÔÒÆÒÈãÝÄãÎÄÖ×ÜÎÄÓÒÎÒÖÒÔÒÍ
ËÄÔãÊÄÖàÐÒÊÑÒÅ×ÈÉÖÏÌÜà×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÒÝ
ÖÉÛÉÖáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÍÖÒÎÌÕÒËÈÄÉÖÐÄÇÑÌÖÑÒÉ
ÑÒÕÖàâÈÒÓãÖÌÆÄÖÖÑÄÓÔÌÐÉÔÐÒÅÌÏàÑßÉ
ÓÒÏÉ©ÕÏÌÔãÈÒÐÓÒÐÉÝÉÑÄÎÄÖ×ÜÎÄÓÒÙÒÊÉÇÒ
ÖÉÏÉØÒÑßÌ&PYIXSSXLÇÄÔÑÌÖ×ÔßzÕÎÄËÄÏ
ÔÄËÐÉÔÄÈÆÉÎÄÖ×ÜÎÌÔÉËÒÑÌÔ×âÖÇÉÑÉÔÌÔ×ã
¹ÄÑÕÌÎÉÔ²ÖÒÈÑÒÇÒËÄÔãÈÑÒÇÒÚÉÑÖÔÄÕÐÒÇ×Ö
áÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÍÖÒÎÅÉËÓÔÒÆÒÈÒÆ
ËÄÔãÊÄÖàÕãÑÉÕÎÒÏàÎÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÈÑÒÆÔÉÐÉÑ
ÑÒµÒÆÔÉÐÉÑÉÐÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÅ×ÈÉÖ×ÕÒÆÉÔÜÉ
±ÄÜÌÎÒÑÎ×ÔÉÑÖßzÒÈÑÒÔÄËÒÆßÉÅÄÖÄÔÉÌ
ÑÕÖÆÒÆÄÑÄÎÄÎÓÒÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÐ×ÔÄÕÕÖÒã
ÌÓÔÒÆÒÈÄzÇÒÆÒÔÌÖÁÔÌΧÌÏÉÔ
)VMG+MPIV
ÑÌâÖÄÎÌÓÒÓÉÔÉÈÄÆÄÉÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖ̵ÒÕÖÄÆ
ÇÉÑÉÔÄÏàÑßÍÈÌÔÉÎÖÒÔÕÖÄÔÖÄÓÄ;M8VMGMX]ÒÕÑÒ
×ÛÄÕÖÑÌÎÒÆÄÏàãÑÕÄ%PPMERGIJSV;MVIPIWW4S[IV
ÆÄÑÑÒÇÒÓÔÒØÉÕÕÒÔÒеÒÏÈÊáÎÒÐÅÏÌË¥ÒÕÖÒ
ÈÄÉÖÑÉÎÒÖÒÔÒÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏÉÑÌÉÒÖÒÐÑÄÕÎÒÏà
ÑÄ°ÄÔÌѵÒÏÈÊáÎÏÌÚÉÑËÌÔÒÆÄÏÕÆÒâÖÉÙÑÒ
ÎÒÆÉÏÌÎÌÑÖÉÔÉÕÎáÖÒÍÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌ×ÓÔÒÌËÆÒ
ÏÒÇÌâÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍËÄÔãÈÎÌÆÒÐÑÒÇÌÙÒÖÔÄÕ
ÈÌÖÉÏÉ͵âÈÄÆÙÒÈãÖÖÄÎÌÉÌËÆÉÕÖÑßÉÆáÏÉÎ
ÏãÙÓÔÒÐßÜÏÉÑÑÒÕÖÌ
ÖÔÒÑÑÒÐÐÌÔÉÎÒÐÓÄÑÌÌÎÄÎ7EQWYRKÌ
«ÄÕÛÉÖÛÉÇÒÊÉÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÄãÓÉÔÉÈÄÛÌ
5YEPGSQQÄÖÄÎÊÉÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏàÄÆÖÒÐÒ
áÑÉÔÇÌÌÐÒÊÉÖÌËÐÉÑÌÖàÐÌÔ#
ÅÌÏàÑßÙÓÔÌÑÄÈÏÉÊÑÒÕÖÉÍÌÒØÌÕÑÒÍØ×ÔÑÌ
²ÖÎÄËÒÖÎÄÅÉÏÉÍÓÌÖÄÑÌã
Ö×Ôß+MP-RHYWXVMIWÓÒÕÖÄÆÝÌÎÄ×ÈÌÒÒÅÒÔ×ÈÒ
ÆÄÑÌãÌÐÒÅÌÏàÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÈÏãÄÆÖÒÐÒÅÌ
²ÈÑÌÐÌËÒÛÉÆÌÈÑßÙÌÑÉÕÒÐÑÉÑÑÒ×ÈÌÆÌ
ÏÉÍ4IMOIV%GYWXMGÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏàÅÏÒÎÒÆÓÌÖÄ
ÖÉÏàÑßÙÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌÅÉÕÓÔÒÆÒÈ
ÑÌãÌËÄÔãÈÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆ)ZIV;MR
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
-RXIVREXMSREPÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏàÓÒÏ×ÓÔÒÆÒÈÑÌÎÒ
ÎÒÐÓàâÖÉÔÉÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍÙÄÅÓÌÖÄÑÌãÑÉ
ÆßÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆ2<4ÌÎÒÔÉÍÕÎÌÍÒÓÉÔÄÖÒÔ
ÓÒÖÔÉÅ×âÖÕãÅÄÖÄÔÉÍÎÌÈÏãÐÄÏÒÐÒÝÑßÙ
ÐÒÅÌÏàÑÒÍÕÆãËÌ7/8IPIGSQ
ÓÉÔÌØÉÔÌÍÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖƨÔ×ÇÄãÈÒÐÄÜÑãã
ÑÒÕÌÐÄãÓÒÔÖÄÖÌÆÑÄãÖÉÙÑÌÎÄÖÌÓÄØÒÖÒÄÓÓÄ
³ÒÈÒÅÑÒÕÉÇÒÈÑãÜÑÌÐËÒÑÄÐ;M*MÒÈÑÄÊ
ÔÄÖÒÆÌØÒÑÄÔÌÎÒÆÐÒÊÉÖÅßÖàÕÎÒÑÕÖÔ×ÌÔÒ
ÈßÐÒÇ×ÖÆÒËÑÌÎÑ×ÖàËÒÑßÈÏãÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍ
ÆÄÑÄÕÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàâÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍÓÒÈËÄÔãÈ
ÓÒÈËÄÔãÈÎÌÐÒÅÌÏàÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆ°ÄÔÎÉÖÒÏÒ
ÎÌ
ÇÌÎÒÐÓÄÑÌÍÕÛÌÖÄâÖÛÖÒÖÄÎÌÉÓ×ÑÎÖßÔÄËÈÄÛÌ
áÏÉÎÖÔÒÓÌÖÄÑÌãÆÒËÐÒÊÑÒÓÒãÆãÖÕãÆÄáÔÒ
«ÄÔãÈÌÖàÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔáÏÉÎÖÔÒÐÒÅÌ
ÓÒÔÖÄÙÅÄÑÎÄÙÐÄÇÄËÌÑÄÙÌÎÄØÉ
ÏãÓÔÒÝÉÛÉÐËÄÓÔÄÆÌÖàÅÄÎ
·ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÅÉËÎÄÅÉÏÉÍÓÌÖÄÑÌãÒÛÉÑà
°ÑÒÇÌÉÏâÈÌÙÒÖÉÏÌÅßÎ×ÓÌÖàáÏÉÎÖÔÌÛÉÕ
ÓÔÌÆÏÉÎÄÖÉÏàÑßÈÏãÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏÉÍÌÑÉ
ÎÌÍÄÆÖÒÐÒÅÌÏàÑÒÌÙÔÄËÈÌÔÄâÖÕÒÐÑÉÑÌã
ÖÒÏàÎÒÓÒÖÒÐ×ÛÖÒÓÒËÆÒÏãâÖÈÉÏÄÖàÓÒÔÖÄ
ÒÖÑÒÕÌÖÉÏàÑÒÖÒÇÒÕÐÒÇ×ÖÏÌÒÑÌÈÒÅÔÄÖàÕã
ÖÌÆÑßÉÇÄÈÊÉÖßÆÒÈÒÑÉÓÔÒÑÌÚÄÉÐßÐ̦ßÕÒ
Ö×ÈÄÎ×ÈÄÙÒÖãÖÌÑÉÅ×ÈÉÖÏÌÓÔÒÅÏÉÐÕÓÒÈ
ÎÌÍÓÔÒÚÉÑÖÒÖÎÄËÒÆÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌãÕÆãËÄÑÕ
ÎÏâÛÉÑÌÉÐÎËÄÔãÈÑÒÍÕÖÄÑÚÌÌ¥ÉÕÓÔÒÆÒÈÑÄã
ÓÉÔÉÖÌÔÄÑÌÉÐÌÒÅÔßÆÄÐÌÎÄÅÉÏÉÍÓÌÖÄÑÌã
ËÄÔãÈÎÄÕÐÒÊÉÖÓÔÌÖ×ÓÌÖàÒÅÉáÖÌÓÔÒÅÏÉÐß
³ÔÉÈÓÒÏÄÇÄÉÖÕãÛÖÒÔÄËÆÌÖÌÉÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑßÙ
ÌÈÄÊÉÕÈÉÏÄÖàÒÅßÛÑ×âËÄÓÔÄÆÎ×ÅÒÏÉÉÒÅÔÉ
ÕÌÕÖÉÐËÄÔãÈÎÌÓÒËÆÒÏÌÖÌÕÎÏâÛÌÖàÎÄÅÉÏÌ
ÐÉÑÌÖÉÏàÑÒÍÆÕÔÄÆÑÉÑÌÌÕÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÍ
ÓÌÖÄÑÌãÌËÎÒÐÓÏÉÎÖÄÚÌÌÐÌÏÏÌÄÔÈÒÆ
ËÄÔãÈÎÒÍ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆ
¬ÎÒÑÉÛÑÒÊÉÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÉÎÄÅÉÏÉÍÓÌÖÄÑÌã
ÕÒÎÔÄÝÄÉÖÒÅÞÉÐ×ÖÌÏÌËÌÔ×ÉÐßÙáÏÉÎÖÔÒ
ÑÑßÙÒÖÙÒÈÒÆÊÌËÑÉÈÉãÖÉÏàÑÒÕÖÌÛÉÏÒÆÉÎÄ
²ÖÎÄËÒÖÒÈÑÒÔÄËÒÆßÙÅÄÖÄÔÉÉÎ
³ÒÊÄÏ×ÍÓÒÎ×ÓÄÖÉÏÌÑÌÎÒÇÈÄÒÎÒÑÛÄÖÉÏà
ÑÒÑÉÒÖÎÄÊ×ÖÕãÆÓÒÏàË×ÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÒÆÒÖ
ÅÄÖÄÔÉÉÎÖÌÓÒÆ%%%¤¤Ì(ÁÖÌÒÅßÛÑßÉ
ÝÉÏÒÛÑßÉÅÄÖÄÔÉÌÉÊÉÇÒÈÑÒÐÌÏÏÌÄÔÈÄÐÌ
ÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÆØÒÑÄÔÌÎÄÙÄËÄÖÉÐÆßÅÔÄÕß
ÆÄâÖÕãÑÄÕÆÄÏÎ×
±ÒÕÔÄËÆÌÖÌÉÐÕÌÕÖÉÐÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÇÒÓÌÖÄ
ÑÌãáÎÒÏÒÇÌÛÉÕÎÌÅÒÏÉÉÅÉËÒÓÄÕÑßÉÄÎÎ×Ð×Ïã
±ÉÕÎÒÏàÎÒÎÒÐÓÄÑÌÍÆÖÒÐÛÌÕÏÉ;M8VMGMX]
ÖÒÔÑßÉÅÄÖÄÔÉÌÐÒÇ×ÖÆßÌÇÔÄÖàÅÌÖÆ××
Ì4PYKPIWW4S[IVÔÄËÔÄÅÄÖßÆÄâÖÅÉÕÓÔÒÆÒÈ
ÒÈÑÒÔÄËÒÆßÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÓÌÖÄÑÌã
ÑßÉÙÄÅßÈÏãËÄÔãÈÎÌáÏÉÎÖÔÒÐÒÅÌÏÉÍ
¨ÉÏÒÆÖÒÐÛÖÒÒÈÑÒÔÄËÒÆßÉÅÄÖÄÔÉÌÛÄÕ
;M8VMGMX]ÏÌÚÉÑËÌÔÒÆÄÏÄÕÆÒâÖÉÙÑÒÏÒÇÌâÈÏã
ÖÒÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÆ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÙÎÒÖÒÔßÉÔÄÕ
ÓÔÒÌËÆÒÈÌÖÉÏãÄÆÖÒÐÒÅÌÏàÑßÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆ
ÓÒÏÄÇÄâÖÕãÆÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÕÄÑÖÌÐÉÖÔÄÙÒÖ
(IPTLMÄ5YEPGSQQÌ6IREYPXÑÉÈÄÆÑÒÄÑÒÑÕÌ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÄÓÌÖÄÑÌãÑÄÓÔÌÐÉÔÆÅÉÕÓÔÒÆÒÈ
ÔÒÆÄÏÌÕÒÆÐÉÕÖÑßÍÓÔÒÉÎÖÌÑÖÉÇÔÄÚÌÌÖÄÎÒÍ
ÑßÙÎÏÄÆÌÄÖ×ÔÄÙÌÐßÜÄÙ©ÕÏÌÓÒÐÉÕÖÌÖàÆ
ÕÌÕÖÉÐßËÄÔãÈÎÌÆÄÆÖÒÐÒÅÌÏÌ6IREYPX²ÈÌÑ
®ÒÑÚÉÓÚÌãÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑÒÇÒËÄÔãÈÑÒÇÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ
¸ÒÖÒ4PYKPIWW4S[IV
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÐÄÇÑÌÖÑßÍÔÉËÒÑÄÑÕÑßÍÈÌÕÎÐÒÑÖÌÔ×ÉÖÕãÑÄ
§ÏãÈãÉÝÉÈÄÏàÜÉ×ÛÉÑßÉÌË×ÑÌÆÉÔÕÌÖÉ
ÖÄÜÖÄÖÄÂÖÄ̵ÖáÑØÒÔÈÕÎÒÇÒ×ÑÌÆÉÔÕÌÖÉÖÄ
ËÉÐÏÉÄÈÔ×ÇÒÍÆÜÄÕÕÌÄÆÖÒÐÒÅÌÏã¦ÒÈÌ
ÔÄÅÒÖÄâÖÑÄÈÌÈÉÉÍÆÕÖÔÄÌÆÄÑÌãÔÉËÒÑÄÑ
ÖÉÏàáÏÉÎÖÔÒÐÒÅÌÏãÐÒÊÉÖÓÒÕÖÄÆÌÖàÉÇÒÑÄ
ÕÑßÙÎÄÖ×ÜÉÎÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÆÓÔÒÉËÊ×â
ËÄÔãÈÎ×ÓÔÒÕÖÒÓÔÌÓÄÔÎÒÆÄÆÜÌÕàÑÄÈÈÌÕÎÒÐ
ÛÄÕÖàÈÒÔÒÇÄáÖÒÒËÑÄÛÄÉÖÛÖÒÄÆÖÒÐÒÅÌÏà
ÎÒÖÒÔßÍÐÒÊÉÖÅßÖàÔÄËÐÉÝÉÑÑÄÓÒÏ×ÇÄÔÄÊÄ
ÐÒÊÑÒÅ×ÈÉÖËÄÔãÊÄÖàÈÄÊÉÑÄÙÒÈãÕàËÄ
ÌÏÌÆÕÖÔÒÉÑÆÈÒÔÒÊÑÒÉÓÒÎÔßÖÌÉ
Ô×ÏÉÐ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¬ÕÖÒÛÑÌÎÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÑÄÒÕÑÒÆÉÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏã
>EGL>LERK%PTLE
3QIKE7IQMGSRHYGXSV
¬ÕÖÒÛÑÌÎÌÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
×ÛÉÅÑÌÎÒÆÐÉÖÒÈÈÆ×ÎÔÄÖÑÒÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌã
Ñ×ÊÑßÈÏãÎÒÐÓàâÖÉÔÑßÙÕÌÕÖÉÐÈÔÄÍÆÉÔÒÆ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã±ÒÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÉÕÓÉÚÌÄÏÌËÌÔÒÆÄÑ
ÊÌÈÎÒÎÔÌÕÖÄÏÏÌÛÉÕÎÌÙÈÌÕÓÏÉÉÆÄ×ÈÌÒ×ÕÌ
ÑßÙÎÒÐÐÉÔÛÉÕÎÌÙÓÒÆßÜÄâÝÉÓÒÑÌÊÄâÝÌÙ
ÏÌÖÉÏÉÍÌÐÑÒÊÉÕÖÆÄÈÔ×ÇÌÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌͦ
ÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒÆÌÕÏÒÊÑÒÕÖàÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌãÌÙ
ÎÒÐÓàâÖÉÔÑßÙÌÕÖÒÛÑÌÎÄÙÓÌÖÄÑÌãÒÖÔÌÚÄ
×ÕÖÒÍÛÌÆÒÕÖÌ
ÓÒÏÒÊÉÑÌãÑ×ÏãÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌ
ÖÉÏàÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÒÏ×ÛÄâÖÕÓÒÐÒÝàâ
ÛÉÕÎÒÇÒ×ÔÄÆÑÉÑÌã
ÓÔÉÓãÖÕÖÆ×âÖÜÌÔÒÎÒÐ×
ÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒÍÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌÌËÒÏÌÔ×
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌâáÖÒÇÒÐÉÖÒÈijÒáÖÒÐ×
âÝÉÇÒÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔıÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉ
ÎÒÑÕÖÔ×ÌÔÒÆÄÑÌÉÆßÕÒÎÒÎÄÛÉÕÖÆÉÑÑÒÇÒÌÕÖÒÛ
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÒÆÆÒÐÑÒÇÌÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌãÙ
ÑÌÎÄÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÆÕÉÇÈÄÒÎÄ
ÅßÆÄÉÖÑÉÊÉÏÄÖÉÏàÑßÐÎÖÒÐ×ÊÉÖÄÎÌÉ
ËßÆÄÉÖÕãÑÉÖÔÌÆÌÄÏàÑÒÍËÄÈÄÛÉÍÈÏãÔÄËÔÄ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÌÒÖÏÌÛÄâÖÕãÓÏÒÙÌÐÎÄÛÉÕÖÆÒÐÕÖÄ
ÅÒÖÛÌÎÄ
ÅÌÏÌËÄÚÌÌ
²ÈÑÄÎÒÓÔÒÕÖÒÍÌ×ÈÒÅÑÒÍÄÏàÖÉÔÑÄÖÌÆÒÍ
¦ÈÔÄÍÆÉÔÄÙª®ÈÌÕÓÏÉÉÆÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÉÉ
ÐÒÊÉÖÕÖÄÖàÌÑÖÉÇÔÄÏàÑßÍÓÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÒÏ×ÛÄâÖÛÄÝÉÆÕÉÇÒÕÓÒÐÒÝàâ
ÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÑÄÓÔãÊÉÑÌã³ÔÌÑÄÏÌÛÌÌÐÒÝ
ÉÐÎÒÕÖÑßÙÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍÑÄËßÆÄÉÐßÙ
ÑÒÇÒ137*)8ÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÄÌÈÄÊÉÈÌÒÈÄ
ÖÄÎÊÉËÄÔãÈÒÆßÐÌÑÄÕÒÕÄÐ̲ÑÌÓÒÓ×ÏãÔÑß
ÒÅÞÉÈÌÑÉÑÑßÙÑÄÒÈÑÒÐÎÔÌÕÖÄÏÏÉ
ÌÑÒÇÈÄÆ
ÌËËÄÈÉÜÉÆÌËÑßÑÒÌÐÉâÖÐÑÒÊÉÕÖÆÒÒÛÉ
ÒÈÑÒÐÎÒÔÓ×ÕÉ
ÐÌÎÔÒÕÙÉÐÄÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒ
ÆÌÈÑßÙÑÉÈÒÕÖÄÖÎÒÆÆÎÏâÛÄãÒÇÔÄÑÌÛÉÑÑ×â
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÓÒËÆÒÏãÉÖÕÈÉÏÄÖàËÄÎÒÑ
ÆßÙÒÈÑ×âÐÒÝÑÒÕÖàÌÒÛÉÑàÑÌËÎÒÉÎÄÛÉÕÖÆÒ
ÛÉÑÑßÍ('('ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÕÓÒÐÒÝàâ
ÔÉÇ×ÏÌÔÒÆÄÑÌã®ÔÒÐÉÖÒÇÒÆßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔã
ÆÕÉÇÒÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÆÑÉÜÑÌÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒƳÔÌ
ÊÉÑÌÉÖÄÎÌÙÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍÐÒÊÉÖÅßÖà
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÔÉÊÌÐÄ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÓÒÖÒÎ×
ÖÒÏàÎÒÎÔÄÖÑÒÆÙÒÈÑÒÐ×ÑÄÓÔãÊÉÑÌâ
×ÓÔÒÝÄÉÖÕãÚÉÓàÒÅÔÄÖÑÒÍÕÆãËÌÄÐÑÒÇÒÛÌÕ
ÏÉÑÑßÉËÄÝÌÖÑßÉØ×ÑÎÚÌÌ×ÊÉÌÑÖÉÇÔÌÔÒ
¦ÑÉÎÒÖÒÔßÙÄ×ÈÌÒ×ÕÌÏÌÖÉÏãÙÆßÕÒÎÒÇÒ
ÆÄÑÑßÉÆÎÔÌÕÖÄÏÏÕÑÌÊÄâÖËÄÖÔÄÖßÑÄÔÄËÔÄ
ÎÏÄÕÕÄÓÔÌÐÉÑãÉÖÕãÒÓÌÕÄÑÑßÍÆÒÐÑÒÊÉÕÖÆÉ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
®ÒÐÓÉÑÕÌÔ×âÝÉÉ
ÓÌÏÒÒÅÔÄËÑÒÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
7
6%14
¶ÔÄÑÕÌÐÓÉÈÄÑÕÑßÍ
×ÕÌÏÌÖÉÏà
:
6)*
:
*&
®ÒÐ
ÓÄÔÄÖÒÔ
¼¬°
µÌÑÙÔÒÑÌËÄÚÌã
z
z
z
z
:
-72
:
6%14
:
'
%
·ÕÌÏÌÖÉÏà
ÈÄÖÛÌÎÄ
ÖÒÎÄ
%
5
6
6
%
'
'
6
'
67
'
398
'
-2
:
-2
:
398
0
<
0
¨ÌÒÈËÄÝÌÖßÒÖ
áÏÉÎÖÔÒÕÖÄÖÌÛÉÕÎÌÙ
ÔÄËÔãÈÒÆ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¬ÑÖÉÇÔÄÏàÑßÍÓÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÓÔÌÐÉÔ)>&YGOÈÏãÓÒÏ×ÛÉÑÌãÒÖÔÌÚÄ
ÖÉÏàÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÐÒÊÑÒÕÎÒÑØÌÇ×ÔÌÔÒÆÄÖàÎÄÎÓÒÆß
ÜÄâÝÉÓÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà
ÐÄÏÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÕÐÉÝÉÑÌãÌÅÒÏàÜÒÍ
ÎÒáØØÌÚÌÉÑÖ×ÕÌÏÉÑÌãÓÒÓÒÕÖÒãÑÑÒÐ×
ÖÒÎ×
©ÝÉÒÈÑÒÑÉ×ÈÒÅÕÖÆÒÕÆãËÄÑÒÕÑÉÒÅ
ÙÒÈÌÐÒÕÖàâÆÎÏâÛÉÑÌãÈÌÒÈÄÐÉÊÈ×ÎÒÐ
Ð×ÖÌÔ×ÉÐßÐ×ËÏÒÐ
0
ÌËÉÐÏÉÍÈÏã
<
ËÄÝÌÖßÕÙÉÐßÒÖáÏÉÎÖÔÒÕÖÄÖÌÛÉÕÎÌÙ
ÔÄËÔãÈÒƱÉÅÒÏàÜÒÍËÄÝÌÖÑßÍÈÌÒÈ
ÒÅßÛÑÒÓÔÉÈÒÙÔÄÑãÉÖ0ÒÖÓÔÒÅÒãÓÔÌ
<
ÖÔÄÑÕÓÒÔÖÌÔÒÆÎÉÌÏÌÕÅÒÔÎɳÔÌÑÄÏÌ
ÛÌÌÖÄÎÒÇÒÈÌÒÈÄÅÒÏàÜÒÍÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑßÍ
ÓÒÖÉÑÚÌÄÏÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÑßÍáÏÉÎÖÔÒÕÖÄÖÌ
ÛÉÕÎÌÐËÄÔãÈÒÐÔÄËÔãÊÄÉÖÕãÆËÉÐÏâ
ÓÔÉÈÒÙÔÄÑããÎÒÐÐ×ÖÌÔ×ÉÐßÍ×ËÉÏÒÖ
ÓÒÆÔÉÊÈÉÑÌÍ
©ÕÏÌÊÉ)>&YGOÆÎÏâÛÉÑÄÓÒÕÙÉÐÉ
ÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÑÉÒÅÙÒ
ÈÌÐÒÕÖàÆËÄÝÌÖÑÒÐÈÌÒÈÉÒÖÓÄÈÄÉÖ
ÓÒÕÎÒÏàÎ×ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÆÎÒÐÐ×ÖÌÔ×ÉÐÒÐ
×ËÏÉÌËÐÉÑãÉÖÕãÐÉÊÈ×:-2ÌËÉÐÏÉͦ
ÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌÌÓÒÆßÜÄâÝÉÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒ
ÅÒÖÎ×ÌÌÕÓßÖÄÑÌãÕÙÉÐßÕÒÎÔÄÝÄâÖÖÔÉÅ×É
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÈÌÒÈËÄÝÌÖßÓÒÕÖÒãÑÑÒ
Ð×âÓÏÒÝÄÈàÓÉÛÄÖÑÒÍÓÏÄÖßÌÒÈÑÒÆÔÉÐÉÑ
ÒÖÎÔßÖÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑßÐÆßÙÒÈÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌ
ÑÒÓÒÆßÜÄâÖÑÄÈÉÊÑÒÕÖàÕÙÉÐß
®ÏÄÕÕÌÛÉÕÎÒÉÔÉÜÉÑÌÉËÄÎÏâÛÄ
âÝÉÉÕãÆÒÆÎÏâÛÉÑÌÌÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
ÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÆ
ÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌÌÓÒÆßÜÄâÝÉÓÒÑÌÊÄ
âÝÉÇÒÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÌÏÏâÕÖÔÌÔ×ÉÖÕã
´ÌÕ×ÑÎÒÐÑÄÓÔÌÐÉÔÉÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
ÕÉÐÉÍÕÖÆÄ)>&YGO¦áÖÒÍÕÙÉÐÉ
ÑÉÒÅÙÒÈÌÐÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÍ×ÕÌÏÌ
ÖÉÏàÒÜÌÅÎÌÈÏãØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÌã
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÍÒÅÔÄÖ
ÑÒÍÕÆãË̶ÄÎÒÍ×ÕÌÏÌÖÉÏàÑÉÐÒÊÉÖ
ÅßÖàÈÉÜÉÆßÐÖÄÎÎÄÎÈÒÏÊÉÑÌÐÉÖà
³ÒÆßÜÄâÝÉÓÒÑÌÊÄâÝÌÍ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà
:
6)*
:
*&
z
:
'
%
z
z
:
-72
:
6%14
5
67
0
<
'
-2
:
-2
'
398
:
398
+2(
'
'
6
'
6
6
0
®ÒÐÓÉÑÕÌÔ×âÝÉÉ
ÓÌÏÒÒÅÔÄËÑÒÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
7
6%14
¶ÔÄÑÕÌÐÓÉÈÄÑÕÑßÍ
×ÕÌÏÌÖÉÏà
%
·ÕÌÏÌÖÉÏà
ÈÄÖÛÌÎÄ
ÖÒÎÄ
®ÒÐ
ÓÄÔÄÖÒÔ
¼¬°
µÌÑÙÔÒÑÌËÄÚÌã
´ÌÕ×ÑÒÎ
°ÌÎÔÒÕÙÉÐ×ÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÐÒÊÑÒ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÆÌÕÖÒÛÑÌÎÉÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÉÐÌÐÒÊÉÖÅßÖàÔÄËÔ×ÜÉÑÅÒÏàÜÌÐÓÔãÐßÐ
ÇÈÉ
ÖÒÎÒÐ
(zÎÒáØØÌÚÌÉÑÖËÄÓÒÏÑÉÑÌã×ÓÔÄÆÏãâ
ÝÌÙÌÐÓ×ÏàÕÒÆ
8zÓÉÔÌÒÈÕÏÉÈÒÆÄÑÌã×ÓÔÄÆÏãâÝÌÙ
¤ÏàÖÉÔÑÄÖÌÆÒÍÈÆ×ÎÔÄÖÑÒÐ×ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄ
ÌÐÓ×ÏàÕÒÆ
ÑÌâÐÒÊÉÖÅßÖàÓÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄ
³ÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÆ·ÔÄÆÑÉÑÌÉÓÒÏ×ÛÄÉÐ
ÖÉÏàÆÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌÌÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒÓÔÉÒÅÔÄ
ÆßÔÄÊÉÑÌÉÕÆãËßÆÄâÝÉÉÆÙÒÈÑÒÉÌÆßÙÒÈ
ËÒÆÄÖÉÏãÕÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑßÐÆßÙÒÈÑßÐÑÄÓÔã
ÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ÊÉÑÌÉгÔÌáÖÒÐÆßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÌÎ
ÔÒÕÙÉÐßÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÆÎÄÛÉÕÖÆÉÆÌÔÖ×ÄÏà
ÑÒÍËÉÐÏÌÄËÉÐÏãÕÌÕÖÉÐßzÎÄÎÒÖÔÌÚÄÖÉÏà
ÑÒÉÆßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÔÌÑ
ÚÌÓÔÄÅÒÖßÕÙÉÐßÖÒÛÑÒÖÄÎÒÍÊÉÎÄÎ×ÎÒÑ
³ÒÕÏÉÈÑããØÒÔÐ×ÏÄÑÌÛÉÐÑÉÒÖÏÌÛÄÉÖÕã
ÆÉÔÖÉÔÄÕÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑßÐÆßÙÒÈÒÐ
ÒÖÆßÔÄÊÉÑÌãÈÏãÓÒÆßÜÄâÝÉÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒ
ÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄÖÉÓÒÕ×ÝÉÕÖÆ×ÓÒÑÌÊÄâÝÌÍ
°ÌÎÔÒÕÙÉÐÄÒÖÕÏÉÊÌÆÄÉÖÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÕÌÕ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÐÒÊÉÖÆßÓÒÏÑãÖàÖ×ÊÉØ×ÑÎ
ÖÉÐÑÒÍËÉÐÏÌÄÔÄËÑÒÕÖàÑÄÓÔãÊÉÑÌÍÐÉÊÈ×
ÚÌâÁÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÆËÇÏãÑ×ÖàÑÄÕÙÉÐ×ÕÈÔ×
ËÉÐÏÉÍÌÆßÙÒÈÒÐ
ÆÌÔÖ×ÄÏàÑÒÍËÉÐÏÉÍ
×ÕÌ
ÇÒÍÖÒÛÎÌËÔÉÑÌã ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÓÒÑÌÊÄÉÖ
ÏÌÆÄÉÖÕãÌÎÒÐÓÉÑÕÌÔ×ÉÖÕã×ÓÔÄÆÏãâÝÌÐ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ:z:
ÆßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
-2
398
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉЦÑÄÛÄÏÉÎÄÊÈÒÇÒÚÌÎÏÄ4137
:ãÆÏãÉÖÕãÆÌÔÖ×ÄÏàÑÒÍËÉÐÏÉÍ
ÈÒÆÉÏÌ
ÎÏâÛ5ÒÖÎÔßÆÄÉÖÕã×ÓÔÄÆÏãâÝÌÐÌÐÓ×Ïà
398
ÛÌÑßz:
µÆãËàÐÉÊÈ×ÆÙÒÈÑßÐÌÆßÙÒÈ
ÕÒÐÌÓÒÈÈÉÍÕÖÆÌÉÐÖÒÎÄÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÑÒÇÒ
398
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐ:
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÑÄÎÄÓÏÌÆÄÉÖ
-2
ÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÓÒÑÌÊÄâÝÉÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒ
ÆÄÖÉÏãÒÓÌÕßÆÄÉÖÕã×ÔÄÆÑÉÑÌÉÐ
áÑÉÔÇÌâ±ÄáÖÒÐÒÖÔÉËÎÉÆÔÉÐÉÑÌÖÒÎÌÑÈ×Î
ÖÌÆÑÒÕÖÌÔÄÆÑßÍÖÒÎ×ÛÉÔÉË4137ÖÔÄÑËÌÕ
ÖÒÔÌËÐÉÔãÉÖÕãÌËÐÉÔÉÑÑßÍÕÌÇÑÄÏÐÄÕÜÖÄ
ÅÌÔ×ÉÖÕãÌÕÔÄÆÑÌÆÄÉÖÕãÕ×ÓÔÄÆÏãâÝÌÐ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐ
³ÒÕÏÉÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌã·ÔÄÆÑÉÑÌãÐß
×ÆÌÈÌÐÛÖÒÒÑÒÕÒÆÓÄÈÄÉÖÕ·ÔÄÆÑÉÑÌÉÐ
®ÒÇÈÄÕÌÇÑÄÏÑÄÆßÙÒÈÉÌËÐÉÔÌÖÉÏãÖÒÎÄ
¦ÕÙÉÐÉÕÓÒÑÌÊÄâÝÌÐÎÒÑÆÉÔÖÉÔÒÐ
ÓÔÉÆßÜÄÉÖ×ÓÔÄÆÏãâÝÉÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ4137
ÓÒÖÉÑÚÌÄÏËÉÐÏÌÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
ÆÌÔÖ×ÄÏàÑÒÍ
ÎÏâÛËÄÎÔßÆÄÉÖÕãÌÊÈÉÖÆÎÏâÛÉÑÌãÆÕÏÉÈ×â
ËÉÐÏÌ
ÔÄÆÉÑÅÒÏÉÉÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÐ×ÆßÙÒÈÑÒ
ÝÉÐÚÌÎÏɳÒÎÄ4137ÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÆßÎÏâÛÉÑ
Ð×ÑÄÓÔãÊÉÑÌâÌÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÍ×ÕÌÏÌÖÉÏà
ÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕÖàÒÖÈÄÉÖáÑÉÔÇÌâÛÉÔÉËÈÌÒÈ
ÒÜÌÅÎÌÈÏãØÒÔÐÌÔÒÆÄÑÌãÓÒÏÒÊÌÖÉÏàÑÒÇÒ
³ÔÒÚÉÕÕÐÒÊÑÒÒÓÌÕÄÖàÕÏÉÈ×âÝÌÐÕÒÒÖÑÒ
×ÓÔÄÆÏãâÝÉÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÑÉÑ×Ê
ÜÉÑÌÉÐ
ÑßЮÔÒÐÉÖÒÇÒÌÕÛÉËÄâÖÓÔÉÈÓÒÕßÏÎÌ
ÓÒÆÔÉÊÈÉÑÌãËÄÝÌÖÑÒÇÒÈÌÒÈÄ®ÄÑÒÑÌÛÉÕÎÄã
ÓÒÑÌÊÄâÝÄãÖÒÓÒÏÒÇÌãÕÙÉÐßÎÒÑÆÉÔÖÉÔÄ
ÈÄÉÖÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕÖÄÑÈÄÔÖÑßÉ
³ÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏà
8
(
:
(8
:
398
-2
!
(
(
:
:
-2
398
!
:
(
:
:
398
398
-2
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
´ÌÕ×ÑÒÎ
²ÕÚÌÏÏÒÇÔÄÐÐßÆÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉ
ÑÌã:
ÆßÙÒÈÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã:
Ì
-2
398
ÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎÄ-
ÆÕÙÉÐÉÌËÒÅÔÄÊÉÑÑÒÍ
398
ÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÓÔÌÆÎÏâÛÉÑÌÌÓÒÈÑÄÇÔ×ËÎÒͤ
ÐÌÎÔÒÕÙÉÐßÕÌÑÙÔÒÑÑßÙÓÒÑÌÊÄâÝÌÙÓÔÉÒÅ
ÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍ
³ÔÌÐÉÔÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÒÇÒÓÔÌÐÉÑÉÑÌãÐÌÎ
ÔÒÕÙÉÐß%3>ÎÒÐÓÄÑÌÌ%PTLE
3QIKE
ÆÎÏâÛÉÑÌãáÖÒÍÕÙÉÐßÓÔÌÔÉËÌÕÖÌÆÑÒÐ
7IQMGSRHYGXSVÆÌÕÖÒÛÑÌÎÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãz¦
ÙÄÔÄÎÖÉÔÉÑÄÇÔ×ËÎÌÌÖÒÎɤÓÒÎÄËÄÑßÑÄ
ÕÆßÙÒÈÑßÐÖÒÎÒФÓÔÌÆÉÈÉÑÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
´ÌÕ×ÑÎÉ
²ÕÚÌÏÏÒÇÔÄÐÐßÖÒÎÒÆÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÍÆÒÆÔÉÐã
:!
¦
-2
'
Ðθ
)2
'314
%3>
%+2(
4+2(
'
6
:-2
0<
*&
0
ÐΧÑ
Ðθ
'
:
!z
¦
398
6
6
´ÌÕ×ÑÒÎ
¬ÑÖÉÇÔÄÏàÑßÍÓÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉÒÅÔÄ
ËÒÆÄÖÉÏàÑÄÓÔãÊÉÑÌã%3>ÕÎÒÑØÌÇ×ÔÌÔÒÆÄÑ
ÎÄÎÓÒÑÌÊÄâÝÌÍÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÕÆßÙÒÈÑßÐ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐz¦ÌÖÒÎÒФÓÔÌÆÙÒÈÑÒÐ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌ̦
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
³ÒÈÎÏâÛÉÑÌÉÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆ
Î×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌ
4MIVVI1EVW'%4<<0XH¤ÆÕÖÔÄÏÌã
)(2
µØÉÔÄÓÔÌÐÉÑÉÑÌãÐÌÑÌÄÖâÔÑßÙÅÉÕÓÔÒ
ÆÒÈÑßÙÈÄÖÛÌÎÒÆÓÒÕÖÒãÑÑÒÔÄÕÜÌÔãÉÖÕã²ÑÌ
ÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÈÏãÎÒÑÖÔÒÏãÕÒÕÖÒãÑÌãÕÒÒÔ×
¶ÌÓÌÛÑÒÉÔÄÅÒÛÉÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌÒÑÌÕÖÒÔ
ÊÉÑÌÍ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÉÑÑßÐÌÓÔÒ
ÑßÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÏÉÊÌÖÆÈÌÄÓÄËÒÑÉÒÖÈÒ
ÚÉÕÕÄÐÌÆÕÌÕÖÉÐÄÙÅÉËÒÓÄÕÑÒÕÖÌÌÆ×ÕÖÔÒ
¦²ÓÖÌÐÄÏàÑÄãÕÖÔÄÖÉÇÌãÓÒËÆÒÏãâÝÄã
ÍÕÖÆÄÙÔÄÈÌÒÛÄÕÖÒÖÑÒÍÌÈÉÑÖÌØÌÎÄÚÌ̱ÄÐ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÌÕÐÌÑÌÐÄÏàÑßÐÌÌËÈÉÔÊÎÄÐÌ
ÑÒÇÒ×ÈÒÅÑÉÉÌáÎÒÑÒÐÌÛÉÕÎÌáØØÉÎÖÌÆÑÉÉ
ËÄÓÄÕÄÖàÑÉÒÅÙÒÈÌÐ×âÈÏãÓÔÌÏÒÊÉÑÌãáÑÉÔ
ÓÌÖÄÖàÖÄÎÌÉÈÄÖÛÌÎÌÄÆÖÒÑÒÐÑÒÕÓÒÐÒÝàâ
ÇÌâÔÉÄÏÌË×ÉÖÕãÒÇÔÄÑÌÛÉÑÌÉÐÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÑÉÅÒÏàÜÌÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌÑÉÑ×Ê
ËÄÔãÈÄÈÒ×ÔÒÆÑãÑÉÕÎÒÏàÎÒÐÉÑàÜÉÇÒÛÉÐ
ÈÄâÝÌÙÕãÆÈÒÔÒÇÌÙÎÄÅÉÏãÙÌÏÌÖÔÉÅ×âÝÌÙ
ÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌÒÑÌÕÖÒÔÄ
ÓÉÔÌÒÈÌÛÉÕÎÒÍËÄÐÉÑßÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄÙ
³ÔÒÕÖÒÍÕÓÒÕÒÅÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌãÑÉÒÅÙÒÈÌ
²ÎÔ×ÊÄâÝÄãÕÔÉÈÄÐÒÊÉÖÕÏ×ÊÌÖàÌÕÖÒÛ
ÐÒÍÉÐÎÒÕÖÌÌÒÑÌÕÖÒÔÄËÄÎÏâÛÄÉÖÕãÆÖÒÐ
ÑÌÎÒÐÅÉÕÎÒÑÉÛÑÒÇÒÎÒÏÌÛÉÕÖÆÄáÑÉÔÇÌÌ
ÛÖÒÅßÔÄÕÕÛÌÖÄÖàÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒáÑÉÔÇÌÌÑÉÒÅÙÒ
ÕÄÐßÙÔÄËÑÒÒÅÔÄËÑßÙØÒÔÐÆÎÏâÛÄãÓàÉËÒá
ÈÌÐÒÉÈÏãÒÅÉÕÓÉÛÉÑÌã×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÈÒÕÖÄÖÒÛ
ÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎ×âÖÉÓÏÒÆ×âØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕ
ÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖàâ4ÆÓÉÔÌÒÈßÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÇÒ
Î×âÌáÑÉÔÇÌâÆÌÅÔÄÚÌÌÒÈÑÄÎÒÐÒÝÑÒÕÖàÉÉ
ÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌãÌÓÔÌÔÄÆÑãÖàÉÇÒÎÆßÔÄÊÉÑÌâ
ÆÉÕàÐÄÐÄÏÄÌÎÔÄÍÑÉÈÄÏÉÎÄÒÖÓÌÎÒÆÒÍ
ÓÒÖÔÉÅÑÒÕÖÌÓÉÔÉÈÄÖÛÌÎÒÆÅÉÕÓÔÒÆÒÈÑßÙ
ÕÉÖÉÍÖÄÎÌÙÎÄÎ-)))
>MKFII
;0%2
ÌÏÌ+71+467»ÖÒÅßÒÅÉÕÓÉÛÌÖà
ÈÄÖÛÌÎÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖàâÈÏãÎÄÊÈÒÇÒ
ÇÈÉ
ÚÌÎÏÄÌËÐÉÔÉÑÌÍÌÓÉÔÉÈÄÛÌÈÄÑÑßÙáÑÉÔÇÌâ
'zÉÐÎÒÕÖàÌÒÑÌÕÖÒÔÄ
ÆØÄÔÄÈÄÙ
ÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÑÄÎÄÓÏÌÆÄÖàÆÅ×ØÉÔÉÆÎÄÛÉÕÖÆÉ
:
z
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÌÒÑÌÕÖÒÔÉÑÉÓÒÕ
-2-8-%0
ÎÒÖÒÔÒÇÒ×ÈÒÅÑÉÉÆÕÉÇÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÌÒÑÌÕÖÒ
ÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÓÉÔÉÈÑÄÛÄÏÒÐÓÉÔÌÒÈÄÓÌÎÒ
Ô߶ÄÎÌÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÑÄÎÒÓÏÉÑÌãáÑÉÔÇÌÌÐÉÈ
ÆÒÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌã
ÏÉÑÑÒËÄÔãÊÄâÖÕãÒÖÐÄÏÒÐÒÝÑÒÇÒÌÕÖÒÛÑÌÎÄ
ÌÎÔÄÖÎÒÆÔÉÐÉÑÑÒÒÖÈÄâÖÅÒÏàÜ×âÐÒÝÑÒÕÖà
:
zÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÌÒÑÌÕÖÒÔÉÆÎÒÑÚÉ
*-2%0
ÎÒÇÈÄáÖÒÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒ
áÖÒÇÒÓÉÔÌÒÈÄ
²ÓÔÉÈÉÏÉÑÌÉÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÍÉÐÎÒÕÖÌ
ÌÒÑÌÕÖÒÔÄ
:
'
:
*-2%0
-2-8-%0
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
«ÄÖÉÐÔÄËÔãÈÌÒÑÌÕÖÒÔÄÐÒÊÉÖÅßÖàÏÉÇÎÒ
ÕÐÒÈÉÏÌÔÒÆÄÑÆ)\GIPÑÄÒÕÑÒÆÄÑÌÌØÒÔÐ×Ï
²ÈÑÄÎÒÓÒÕÏÉÈÑÉÉÆßÔÄÊÉÑÌÉÑÉ×ÛÌÖßÆÄ
ÉÖÓÒÖÉÔàÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÑßÙÑÄÏÌÛÌÉÐÓÄÔÄËÌÖ
ÑÒÇÒÆÑ×ÖÔÉÑÑÉÇÒÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÌÒÑÌÕÖÒÔÄz
Ì
)76
IUYMZEPIRXWIVMIWVIWMWXERGI
ÕÑÌÊÄâÝÉÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÑÄÇÔ×ËÎÉ
ÁÖÒÖÔÄÕÛÉÖÌÕÎÏâÛÌÖÉÏàÑÒÆÄÊÉÑÒÕÒÅÉÑ
ÑÒÉÕÏÌÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÌÉÖÒÎÄÑÄÇÔ×ËÎÌÑÄ)76
ÇÈÉ
ÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÆÉÏÌÎÒÆÕÔÄÆÑÉÑÌÌÕÑÄÓÔãÊÉÑÌ
-
zÖÒÎÑÄÇÔ×ËÎÌ
03%(
ÉÐÑÄÌÒÑÌÕÖÒÔÉÆÎÒÑÚÉÚÌÎÏÄÔÄËÔãÈĦáÖÒÐ
ÕÏ×ÛÄÉÓÔÒÕÖÄãÒÚÉÑÎÄáÑÉÔÇÉÖÌÛÉÕÎÒÇÒ
³ÒÕÎÒÏàÎ×ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÑÄÇÔ×ËÎÉ×ÐÉÑà
ÅÄÏÄÑÕÄÐÒÊÉÖÓÒÎÄËÄÖàÛÖÒÉÐÎÒÕÖàÌÒÑÌÕÖÒ
ÜÄÉÖÕãÖÒÎÑÄÇÔ×ËÎÌÈÏãÓÒÈÈÉÔÊÄÑÌãÔÄÕÛÉÖ
ÔÄÕÏÌÜÎÒÐÐÄÏÄÓÔÌÛÉÐÕÓÒÑÌÊÉÑÌÉÐÔÄÅÒ
ÑÒÇÒ×ÔÒÆÑãÐÒÝÑÒÕÖÌ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕã´×ÎÒÆÒ
ÛÉÍÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔßÑÉÙÆÄÖÎÄÉÐÎÒÕÖÌÅ×ÈÉÖÓÔÒ
ÈÕÖÆ×ãÕà´ÌÕ×ÑÎÒÐÔÄËÔÄÅÒÖÛÌÎÌÐÒÇ×ÖÒÓÌ
ãÆÏãÖàÕãÕÌÏàÑÉÉÖÄÎÎÄÎÓÔÌÑÌËÎÌÙÖÉÐÓÉÔÄ
ÕÄÖàÔÄËÔãÈÌÒÑÌÕÖÒÔÄÕÏÉÈ×âÝÌÐÌÆßÔÄÊÉ
Ö×ÔÄÙ)76ÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÆÈÆÄÖÔÌÔÄËÄÅÒÏàÜÉ
ÑÌãÐÌ
ÛÉÐÓÔÌÎÒÐÑÄÖÑÒÍÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÉ
±ÉÒÅÙÒÈÌÐÒÖÄÎÊÉÓÒÐÑÌÖàÛÖÒÉÐÎÒÕÖàÌ
)76ÌÒÑÌÕÖÒÔÄÌËÐÉÑãâÖÕãÕÒÆÔÉÐÉÑÉÐÆÕÏÉ
ÈÕÖÆÌÉÕÖÄÔÉÑÌã©ÐÎÒÕÖàÓÒÕÖÉÓÉÑÑÒÓÄÈÄÉÖ
ÄÆÑ×ÖÔÉÑÑÉÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÆÒËÔÄÕÖÄÉÖµÎÒ
ÔÒÕÖàÕÖÄÔÉÑÌãËÄÆÌÕÌÖÒÖÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄáÏÉ
ÐÉÑÖÉÌÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ôß´ÄËÔÄÅÒÖÛÌÎÄÐÕÏÉÈ×ÉÖ
×ÛÌÖßÆÄÖàáÖÒÆßÅÌÔÄãÌÒÑÌÕÖÒÔÕËÄÓÄÕÒÐÓÒ
ÇÈÉ
ÒÅÒÌÐÓÄÔÄÐÉÖÔÄÐÌÕÙÒÈãÌËÔÄÕÛÉÖÑÒÇÒÕÔÒ
:
zÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÌÒÑÌÕÖÒÔÉ
7'%4
ÎÄÕÏ×ÊÅßÈÄÖÛÌÎÄ
¬ËÓÔÌÆÉÈÉÑÑßÙÆßÔÄÊÉÑÌÍÆßÖÉÎÄÉÖ×ÔÄÆ
ÑÉÑÌÉÈÏãÖÒÎÄÑÄÇÔ×ËÎÌ
¨ÏãÌÕÖÒÛÑÌÎÄáÑÉÔÇÌÌÔÄËÔãÊÉÑÑßÍ
ÌÒÑÌÕÖÒÔÓÔÉÈÕÖÄÆÏãÉÖÕÒÅÒÍÎÒÔÒÖÎÒËÄÐÎÑ×
Ö×âÑÄÇÔ×ËÎ×®ÕÛÄÕÖàâÐÑÒÇÌÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄ
ÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌÖÄÎÌÉÑÄÓÔÌÐÉÔÎÄÎØÒÖÒÇÄÏà
«ÄÔãÈÎÄÌÒÑÌÕÖÒÔÄ
'
)76
:
7'%4
:
03%(
-
03%(
´ÌÕ×ÑÒÎ
°ÒÈÉÏà
ÌÈÉÄÏàÑÒÇÒÌÒÑÌÕÖÒ
ÔÄ ÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÉ
ÕÒÉÈÌÑÉÑÌÉÎÒÑÈÉÑÕÄ
ÖÒÔÄÉÐÎÒÕÖàâ'Ì
ÔÉËÌÕÖÒÔÄÕÕÒÓÔÒ
ÖÌÆÏÉÑÌÉÐ)76
03%(
-2-8-%0
-
)76
:
)76
-
:
:
03%(
7'%4
03%(
!
!
ﾘ
!
ﾘ
!
03%(
03%(
7'%4
03%(
03%(
03%(
-
)76
-
:
-
:
4
)76
-
-
:
03%(
03%(
7'%4
!
4
-
:
)76
-
03%(
7%'4
03%(
!
)76
4
)76
X
:
X
:
X
-
7'%4
7'%4
03%(
!
)76
X
-
X
:
X
-
03%(
7'%4
03%(
!
'
-
HX
X
:
HX
X
:
03%(
7'%4
7'%4
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÆÄÑÌÛÉÕÎÌÉáÏÉÐÉÑÖßÌÐÌÎÔÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔß
ÐÒÇ×ÖÔÄÅÒÖÄÖàÑÄÑ×ÏÉÆÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÄ
ËÑÄÛÌÖÕÓÒÕÒÅÑßËÄÔãÊÄÖàÌÒÑÌÕÖÒÔÕÑ×Ïã
©ÕÏÌÊÉÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐáÑÉÔÇÌÌÕÏ×ÊÌÖÓÉËÒÌÏÌ
ÖÉÔÐÒáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÍÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏàÕÓÒ
ÕÒÅÑÒÕÖàâÆßÈÉÔÊÌÆÄÖàÎÒÔÒÖÎÒÉËÄÐßÎÄÑÌÉ
ÓÒÆßÙÒÈ×ÈÒÏÊÑÄÒÅÏÄÈÄÖàÐÌÎÔÒÕÙÉÐÄÕÖÒã
ÝÄãÐÉÊÈ×ÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÌÌÒÑÌÕÖÒÔÒÐ
³ÔÒÐßÜÏÉÑÑÒÕÖàÕÒËÈÄÏÄÐÑÒÊÉÕÖÆÒÎÒÑ
ÖÔÒÏÏÉÔÒÆ1448
1E\MQYQ4S[IV4SMRX
8VEGOMRKzÕÏÉÊÉÑÌÉËÄÖÒÛÎÒÍÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÍ
ÐÒÝÑÒÕÖÌ
ÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄâÝÌÙÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒ
ÔÄÏÏÉÏàÑßÍ
ÔÉÇ×ÏãÖÒÔzÕÄÐßÍÓÔÒÕÖÒÍÌ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÉÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÕÅÒÔÄ
ÈÉÜÉÆßÍÕÓÒÕÒÅËÄÝÌÖßÌÒÑÌÕÖÒÔÄÒÖÓÉÔÉ
áÑÉÔÇÌ̱ÒÆÕÉÒÑÌãÆÏããÕàÓÒÕ×ÖÌÕÓÉÚÌÄ
ÇÔ×ËÎÌÓÒÖÒÎ׳ÒÕÏÉÖÒÇÒÎÄÎÌÒÑÌÕÖÒÔËÄÔã
ÏÌËÌÔÒÆÄÑÑßÐÌ('('ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÐÌ
ÈÌÖÕãáÑÉÔÇÌãÌÕÖÒÛÑÌÎÄÕÖÄÑÒÆÌÖÕãÑÉÑ×Ê
ÔÄÕÕÛÌÖÄÑßÑÄËÄÔãÈÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÒÆÓÒÕÖÒãÑ
ÑÒÍÌÔÉÇ×ÏãÖÒÔÓÔÒÕÖÒÔÄÕÕÉÌÆÄÉÖÉÉÆÆÌÈÉ
ÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐ?A
ÖÉÓÏÄ
²ÈÑÄÎÒÆÒÖÏÌÛÌÉÒÖÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄÌÒÑÌÕ
·ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌÓÒÈÒÅÑÒÜÏÄÑÇ×
ÖÒÔÑÄÌÅÒÏÉÉáØØÉÎÖÌÆÑÒËÄÔãÊÄÉÖÕãÑÉ
ÕÅÉÕÎÒÑÉÛÑßÐÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐÆÒÈßÛÉÔÉËÎÒÖÒ
ÓÒÕÖÒãÑÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÄÖÒÎÒÐÓÔÌÛÉÐ
ÔßÍËÄÓÒÏÑãÉÖÕãÅÒÛÎÄãÆÏãâÝÄãÕãÄÑÄÏÒ
ÐÄÎÕÌÐÄÏàÑßÐÖÉÆÕÉÐÎÒÖÒÔßÍÖÒÏàÎÒÆ
ÕÒÕÖÒãÑÌÌÒÖÈÄÖàÌÕÖÒÛÑÌÎ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÓÔÌÆÉÈÉÑÄÕÙÉ
ÐÄÓÔÒÕÖÒÇÒÌáØØÉÎÖÌÆÑÒÇÒ
ËÄÔãÈÑÒÇÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÓÔÌ
ÐÉÑÌÐÒÇÒÆÖÉÙÕÏ×ÛÄãÙÎÒÇ
ÈÄÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÙÒÏÒÕÖÒÇÒ
ÙÒÈÄÕÒÏÑÉÛÑÒÍÅÄÖÄÔÉÌÑÉ
ÆßÙÒÈÌÖËÄÇÔÄÑÌÚßÈÒÓ×Õ
ÖÌÐßÉÈÏãÌÒÑÌÕÖÒÔĨÌÒÈ
ÓÔÉÈÒÙÔÄÑãÉÖÌÒÑÌÕÖÒÔÒÖ
ÔÄËÔãÈÄÛÉÔÉËÕÒÏÑÉÛÑ×â
ÅÄÖÄÔÉâÆÖÉÐÑÒÉÆÔÉÐã
Õ×ÖÒΩÕÏÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ÙÒÏÒÕÖÒÇÒÙÒÈÄÌÕÖÒÛÑÌÎÄ
áÑÉÔÇÌÌÓÔÉÆßÜÄÉÖÔÄÅÒÛÉÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌÒÑÌÕÖÒÔÄÈÏã
ÉÇÒËÄÝÌÖßÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÜ×Ñ
ÖÒÆÒÍÔÉÇ×ÏãÖÒÔÑÄÓÔãÊÉÑÌã
´ÌÕ×ÑÒÎ
¼×ÑÖÒÆÒÍ
ÓÄ
¸²¶²
§¤¯À¦¤±¬»©µ®¬
Á¯©°©±¶
-
4:
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÁÖ×ÓÔÒÕÖ×âÌáØØÉÎÖÌÆÑ×âÕÙÉÐ×
ËÄÔãÈÄÐÒÊÑÒÓÔÌÐÉÑãÖàÆÖÉÙÕÏ×ÛÄãÙÎÒÇÈÄ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÙÒÏÒÕÖÒÇÒÙÒÈÄÕÒÏÑÉÛÑÒÍÅÄÖÄÔÉÌ
ÑÉÓÔÉÆßÜÄÉÖÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÒÑÌÕ
ÖÒÔÄ
5
-6010
-'
80:
6
O
6
1
6
1
6
1
6
O
(
&%8
:!
¦
¦®¯
³ÄÑÉÏàÕÒÏÑÉÛÑßÙ
áÏÉÐÉÑÖÒÆ
:
!
i
¦
¦¿¹
,7
*
1
±¤§´·«®¤
:!
¦
1%<
-
4:
z
z
±¤§´·«®¤
:
!
¦
¦¿®¯
-
4:
´ÌÕ×ÑÒÎ
©ÕÏÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÙÒÏÒÕÖÒÇÒÙÒÈÄÌÕÖÒÛÑÌÎÄáÑÉÔÇÌÌÓÔÉÆß
ÜÄÉÖÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌÒÑÌÕÖÒÔÄÈÏãÉÇÒËÄÝÌÖßÓÒÖÔÉÅ×ÉÖ
ÕãÓÄÔÄÏÏÉÏàÑßÍÔÉÇ×ÏãÖÒÔÑÄÓÔãÊÉÑÌã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÇÒÐÌÒÑÌÕÖÒÔÄ©ÕÏÌÜÏÄÑÇÑÉÆßÑ×ÖàÌË
ÅÒÛÎÌÓÒÕÏÉÉÉËÄÓÒÏÑÉÑÌãÆÒÈÄÓÔÒÕÖÒ
ÑÄÛÑÉÖÓÉÔÉÏÌÆÄÖàÕãÛÉÔÉËÎÔÄÍÁÖÒ
ÕÔÄÆÑÉÑÌÉÌÏÏâÕÖÔÌÔ×ÉÖÉÝÉÒÈÑÒÓÔÌ
ÑÚÌÓÌÄÏàÑÒÉÒÖÏÌÛÌÉÌÒÑÌÕÖÒÔÄÒÖÄÎÎ×
Ð×ÏãÖÒÔÄáÑÉÔÇÉÖÌÛÉÕÎÄãÉÐÎÒÕÖàÎÒÖÒ
ÔÒÇÒÒÇÔÄÑÌÛÉÑÄÛÖÒÖÔÉÅ×ÉÖÖÒÛÑÒÇÒ
×ÓÔÄÆÏÉÑÌãËÄÔãÈÎÒÍÕÓÒÐÒÝàâÓÒÕÏÉ
ÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÇÒÔÉÇ×ÏãÖÒÔÄÑÄÓÔãÊÉÑÌã
¦ÌËÒÅÔÄÊÉÑÑÒÍÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÕÙÉÐÉÆ
ÑÄÛÄÏàÑßÍÐÒÐÉÑÖÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÌÒÑÌÕ
ÖÒÔÉÔÄÆÑÒ¦ÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÛÉÇÒÕÒÏÑÉÛ
ÑÄãÅÄÖÄÔÉãËÄÎÒÔÒÛÉÑijÒÐÉÔÉËÄÔãÈÄ
ÌÒÑÌÕÖÒÔÄÖÒÎ×ÐÉÑàÜÄÉÖÕãÆÕÒÒÖÆÉ
ÖÕÖÆÌÌÕÆÒÏàÖÄÐÓÉÔÑÒÍÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÒÍ
ØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÒÇÒáÏÉÐÉÑÖĬÒÑÌÕ
ÐÒÕÖÑÉÓÒËÆÒÏãâÝÌÍÌÒÑÌÕÖÒÔ×ÔÄËÔãÊÄÖàÕã
ÖÒÔÆÕÉÇÈÄËÄÔãÊÄÉÖÕãÈÒÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÆÒË
ÛÉÔÉËÇÉÑÉÔÄÖÒÔÛÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÕÈÉÏÄÖàÕÙÉÐ×
ÐÒÊÑÒÇÒ×ÔÒÆÑãÖÄÎÎÄÎËÄÅÌÔÄÉÖÕÄÐßÍÅÒÏà
ËÄÔãÈÄÒÛÉÑàÓÔÒÕÖÒÍ
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÜÒÍÖÒÎÎÒÖÒÔßÍÖÒÏàÎÒÕÓÒÕÒÅÉÑÒÖÈÄÖà
±ÄÓÔãÊÉÑÌÉÙÒÏÒÕÖÒÇÒÙÒÈÄ ¦ËÄÕÖÄÆÌ
ÌÕÖÒÛÑÌΦÕÙÉÐÉÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÄ
ÏÒÆßÅÔÄÖàÈÆ×ÙáÏÉÐÉÑÖÑßÉÌÒÑÌÕÖÒÔß
ÐÌÎÔÒÕÙÉÐÄ80:ÆÎÒÖÒÔÒÍÓÒÐÌÐÒÎÒÐ
,>ÕÔÄÅÒÛÌÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉЦ¼×ÑÖÒ
ÓÄÔÄÖÒÔÄÕÒÈÉÔÊÌÖÕãÌÕÖÒÛÑÌÎÒÓÒÔÑÒÇÒ
ÆÒÍÔÉÇ×ÏãÖÒÔËÄÝÌÝÄÉÖÌÒÑÌÕÖÒÔÒÖÓÉÔÉÑÄÓ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã°ÌÎÔÒÕÙÉÐÄÌÕÎÏâÛÌÖÉÏàÑÒáÎÒ
ÔãÊÉÑÌãÌÒÈÑÒÆÔÉÐÉÑÑÒÆßÓÒÏÑãÉÖØ×ÑÎ
ÑÒÐÌÛÑÄÖÄÎÎÄÎÓÒÖÔÉÅÏãÉÖÓÒÔãÈÎÄÐΤÌ
ÚÌâÕÏÄÅÒÖÒÛÑÒÍÕÙÉÐßÄÎÖÌÆÑÒÍÅÄÏÄÑÕÌ
ÌÐÉÉÖÒÖÎÔßÖßÍÕÖÒÎÑÄÆßÙÒÈÉÓÔÌÆßÎÏâ
ÔÒÆÎÌÇÄÔÄÑÖÌÔ×âÝÉÍÔÄÆÑÒÉÔÄÕÓÔÉÈÉÏÉÑÌÉ
ÛÉÑÑÒÐÔÉÇ×ÏãÖÒÔÉÓÔÉÈÕÖÄÆÏãâÝÌÍÕÒÅÒÍ
ÖÒÎÒÆÐÉÊÈ×áÏÉÐÉÑÖÄÐ̵ÓÉÚÌÄÏàÑÒÈÏã
ÒÅÔßƨÌÒȼÒÖÖÎÌ&%8ÆßÅÔÄÑÌËËÄÑÌË
ËÄÔãÈÄÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆÆÕÙÉÐÄÙÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌ
ÎÒÇÒÓÔãÐÒÇÒÓÄÈÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÔÌÐÄÏßÙ
0MRIEV8IGLRSPSK]ÆßÓ×ÕÎÄÉÖÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
ÖÒÎÄÙ©ÕÏÌÓÔãÐÒÍÖÒÎÑÉÓÔÉÆßÜÄÉÖÐΤ
0808' Ì08'Ä8I\EW
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÈÌÒÈÉÑÉÆßÍÈÉÖËÄÓÔÉÈÉÏß
-RWXVYQIRXWz&5
¦
°ÌÎÔÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔßÌÈÉÄÏàÑÒÓÒÈÙÒÈãÖÈÏã
ÓÔÒÐßÜÏÉÑÑßÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌÍÆÒÕÒÅÉÑÑÒÕÖÌ
±ÉÎÒÖÒÔßÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌÆßÈÄ
ÖÄÎÌÙÎÄÎÎÒÑÖÔÒÏà×ÔÒÆÑãÆÌÅÔÄÚÌÍÆÔÄÝÄâ
âÖÖÒÎÌËÐÉÔãÉÐßÍÉÈÌÑÌÚÄÐÌÐÌÎÔÒÄÐÓÉÔ
ÝÌÙÕãÐÉÙÄÑÌËÐÒÆÎÒÖÒÔßÉÓÒÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌâ
ÓÒáÖÒÐ×ÑÉÏàËãÑÉÓÔÌÑÌÐÄÖàÆÒÆÑÌÐÄÑÌÉ
ÑÉÐÒÇ×ÖÑÉÆÌÅÔÌÔÒÆÄÖàÓÔÌÔÄÅÒÖɱÄ
×ÖÉÛÎÌÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆ´ÌÕ×ÑÒÎÓÒÎÄËßÆÄÉÖÛÖÒ
´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑÄÆÒÏàÖÄÐÓÉÔÑÄãÙÄÔÄÎÖÉ
ÌÒÑÌÕÖÒÔßÐÒÇ×ÖÌÐÉÖàÖÒÎ×ÖÉÛÎÌÐÉÑÉÉ
ÔÌÕÖÌÎÄÐÌÎÔÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔÄÆÉÕàÐÄÑÄÓÒÐÌÑÄ
ÐΤÛÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÌÙÆÕÙÉÐÄÙ
âÝÄãÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎ×ØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÒÇÒ
ÌËÆÏÉÛÉÑÌãáÑÉÔÇÌÌ
áÏÉÐÉÑÖÄ°ÌÎÔÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔÕÒÈÉÔÊÌÖÈÌÒÈÑßÍ
¶ÒÎ×ÖÉÛÎÌ
¦ßÙÒÈÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÌÎÔÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔÄ
¦
41+
z
ÖÒÎ
41+
zÐÒÝÑÒÕÖà
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦ÒÏàÖÄÐÓÉÔÑÄãÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÄÐÌÎÔÒÇÉÑÉÔÄ
ÖÒÔÄÒÛÉÑàÓÒÙÒÊÄÑÄÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎ×ØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕ
ÎÒÇÒáÏÉÐÉÑÖÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÐãÕàÎÔÄÆÑÒÆÉÕÑÒÐ×ËÑÄÛÉÑÌâËÄÆÌÕãÝÉÐ×
³ÒÕÏÉËÄÔãÈÎÌÌÒÑÌÕÖÒÔÄÖÒÎ×ÖÉÛÎÌÓÒÕÖÉ
ÒÖÉÐÎÒÕÖÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÆÔÉÐÉÑ̶ÒÎ×ÖÉÛÎÌ
ÓÉÑÑÒÓÒÐÉÔÉÖÒÇÒÎÄÎÌÒÑßÈÌØØ×ÑÈÌÔ×âÖ
ÓÔÒÓÒÔÚÌÒÑÄÏÉÑÉÐÎÒÕÖÌáÏÉÐÉÑÖÄÌÆ×ÕÖÄÑÒ
ÆÓÒÔß×ÇÒÏàÑÒÇÒáÏÉÎÖÔÒÈÄÕÑÌÊÄÉÖÕãÕÖÔÉ
ÆÌÆÜÉÐÕãÔÉÊÌÐÉÓÒÈÛÌÑãÉÖÕãáÐÓÌ
ÔÌÛÉÕÎÒÐ×ÓÔÄÆÌÏ×ÕÒÇÏÄÕÑÒÎÒÖÒÔÒÐ×
ÓÔÌÎÒÐÑÄÖÑÒÍÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÉÒÑÕÒÕÖÄÆ
ÏãÉÖÐΤ¸¶ÄÎÌË´ÌÕ×ÑÎÄÐß
ÆÌÈÌÐÛÖÒÌÒÑÌÕÖÒÔßÉÐÎÒÕÖàâ
иÓÒÌÕÖÉÛÉÑÌÌÛÄÕÒÆÌÐÉâÖÖÒÎ
×ÖÉÛÎÌÌÐΤµÔÒÕÖÒÐÖÉÐÓÉÔÄ
Ö×ÔßÖÒÎ×ÖÉÛÎÌáÎÕÓÒÑÉÑÚÌÄÏàÑÒ×ÆÉ
ÏÌÛÌÆÄÉÖÕã¦ÔÉÐã×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌãÔÄÆ
ÑÒÆÉÕÑÒÇÒÕÒÕÖÒãÑÌãÓÔÌ×ÆÉÏÌÛÉÑÌÌ
ÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ôß×ÐÉÑàÜÄÉÖÕãÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉ
ÔÒÕÖÄÄÎÖÌÆÑÒÕÖÌÌÒÑÒƶÄÎÌÐÒÅÔÄ
ËÒÐÕÒÆÉÔÜÉÑÑÒÒÛÉÆÌÈÑÒÛÖÒÈÏã
ÆÒËÐÒÊÑÒÕÖÌÑÄÛÄÏÄËÄÔãÈÎÌÓÒÏÑÒÕ
ÖàâÔÄËÔãÊÉÑÑßÙÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆÖÔÉÅ×ÉÖ
ÕãÒÓÔÉÈÉÏÉÑÑßÍÐÌÑÌÐÄÏàÑßÍÖÒÎÆ
ÈÌÄÓÄËÒÑÉÒÖÈÒÐΤ³ÔÌÆßÅÒÔÉ
5
-6010
-'
80:
6
O
6
1
6
1
6
1
6
6
0
6
O
,>
*
Q
;
±¤§´·«®¤
±¤§´·«®¤
-'
6
1
'
R*
6
6
1
«¤½¬¶¤²¶³©´©±¤³´Ãª©±¬Ã
1%<():/
z
§ÉÑÉÔÄÖÒÔ
ÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã
:
!
i
¦
398
:
!
i
¦
-2
-
+2
z
z
´ÌÕ×ÑÒÎ
°ÌÎÔÒÇÉÑÉÔÄÖÒÔÕÒÈÉÔÊÌÖÈÌÒÈÑßÍÐÒÕÖÑÉÓÒËÆÒÏãâÝÌÍÌÒÑÌÕÖÒÔ×ÔÄËÔãÊÄÖàÕãÛÉÔÉË
ÇÉÑÉÔÄÖÒÔÛÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÕÈÉÏÄÖàÕÙÉÐ×ËÄÔãÈÄÒÛÉÑàÓÔÒÕÖÒÍ
¦ÔÉÐã
Û
'%4<<+>*
%4<<+>*
'%4<<,7*:
'%4<<,7*:
1%<;)004'*
1%<;)004'*
43;)6&9678*
43;)6&9678*
43;)67836*
43;)67836*
2)77'%4*
2)77'%4*
%:<*:
%:<*:
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦×ÕÖÄÑÒÆÌÆÜÉÐÕãÔÉÊÌÐÉÖÒÎ×ÖÉÛÎÌÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆ
'%4<<ÓÒÈÛÌÑãÉÖÕãáÐÓÌÔÌÛÉÕÎÒÐ×ÓÔÄÆÌÏ×ÕÒÇÏÄÕÑÒÎÒÖÒ
ÔÒÐ×ÓÔÌÎÒÐÑÄÖÑÒÍÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÉÒÑÕÒÕÖÄÆÏãÉÖÐΤ¸
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
ÌÒÑÌÕÖÒÔÄÈÏã×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌÔÄË
ÖÒƳÔÒÕÖÉÍÜÄãÕÙÉÐÄÅÄÏÄÑÕÌÔÒÆÎÌÓÒÏ×ÛÄ
ÔÄÅÒÖÛÌÎÌÑÉÈÒÏÊÑßËÄÅßÆÄÖàÓÔÒáÖÒÖÒÛÉÑà
ÉÖÕãÓÔÌÆÎÏâÛÉÑÌÌÔÉËÌÕÖÒÔÄÓÄÔÄÏÏÉÏàÑÒ
ÆÄÊÑßÍÓÄÔÄÐÉÖÔ
ÎÄÊÈÒÐ×áÏÉÐÉÑÖצËÄÆÌÕÌÐÒÕÖÌÒÖÖÒÎÄ×ÖÉÛ
ÎÌÌÒÑÌÕÖÒÔÄÖÌÓÌÛÑÒÉÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉáÖÒÇÒ
ÔÉËÌÕÖÒÔÄÐÒÊÉÖÅßÖàÒÖÈÒβвÈÑÄÎÒ
©ÕÏÌÆÎÄÎÒÍÖÒÕÙÉÐÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÔÉÆß
ÈÏãÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÄ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌ
ÜÄÉÖÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÉÈÏãÌÒÑÌÕÖÒÔÑÒÍãÛÉÍÎÌ
ÖÒÎÓÔÒÖÉÎÄâÝÌÍÛÉÔÉËÔÉËÌÕÖÒÔßÅÄÏÄÑÕÌ
ÕÒÕÖÄÆÏããÕÎÄÊÉÐÌÏ̦ÑÉÕÎÒÏàÎÒáÏÉ
ÔÒÆÎÌÒÎÄÊÉÖÕãÑÉÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÅÒÏàÜÌЧÒÔÄË
ÐÉÑÖÒÆÓÔÌÈÉÖÕãÕÒÉÈÌÑãÖàÆÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏà
ÈÒÏ×ÛÜÉÓÒÈÙÒÈÌÖÈÏãÖÄÎÌÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌÍÌËÒ
Ñ×âÅÄÖÄÔÉâ¦áÖÒÐÕÏ×ÛÄÉÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÕÙÉ
ÅÔÄÊÉÑÑÄãÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÕÏÄÅÒÖÒÛÑÄãÕÙÉÐÄ
ÐÄÅÄÏÄÑÕÌÔÒÆÎÌÌÒÑÌÕÖÒÔÑßÙãÛÉÉÎÅÉËÎÒÖÒ
ÄÎÖÌÆÑÒÍÅÄÏÄÑÕÌÔÒÆÎÌ
ÔÒÍÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄáÏÉÐÉÑÖÄÙÅÄÖÄÔÉÌÅ×È×Ö
¨ÏãÔÄÅÒÖßÌËÒÅÔÄÊÉÑÑÒÇÒÑÄÕÙÉÐÉÒÓÉ
ÔÄËÏÌÛÄÖàÕãÌËËÄÑÉÎÒÖÒÔÒÇÒÔÄËÅÔÒÕÄÖÒÎÒÆ
ÔÄÚÌÒÑÑÒÇÒ×ÕÌÏÌÖÉÏã1%<ÕVEMPXSVEMP
×ÖÉÛÎÌÌÑÉÒÈÌÑÄÎÒÆÒÇÒÙÄÔÄÎÖÉÔÄÌÙËÄÆÌÕÌ
ÆÙÒÈÄÐÌÌÆßÙÒÈÒÐÖÔÉÅ×ÉÖÕãÖÒÎÓÒÔãÈÎÄ
ÐÒÕÖÌÒÖÑÄÓÔãÊÉÑÌã³ÔÌÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÐ
Ѥ´ÉËÌÕÖÒÔ6ÒÇÔÄÑÌÛÌÆÄÉÖÆßÙÒÈÑÒÍÖÒÎÆ
ÆÎÏâÛÉÑÌÌÖÒÎÌ×ÖÉÛÎÌáÏÉÐÉÑÖÒÆÈÒÏÊÑß
ÕÏ×ÛÄÉÎÒÔÒÖÎÒÇÒËÄÐßÎÄÑÌãÒÈÑÒÍÌËãÛÉÉÎ
ÅßÖàÒÈÌÑÄÎÒÆßÐÌÈÏãÛÉÇÒãÛÉÍÎÌÕÖÔÉÐãÖÕã
³ÒÕÏÉÛÄÕÒÆÅÄÏÄÑÕÌÔÒÆÎÌÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆ
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÝÌÐÒÅÔÄËÒÐÓÉÔÉÔÄÕÓÔÉÈÉÏãÖà
,;ÆÕãÕÙÉÐÄÓÒÖÔÉÅÏãÉÖÒÖÈÒÐΤ
ËÄÔãÈßÐÉÊÈ×ÕÒÅÒͳÔÌáÖÒÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄ
ÎÄÎÒÍÖÒÌËÑÌÙÐÒÊÉÖÆßÙÒÈÌÖàËÄÔÄËÔÉÜÉÑ
ÑßÉÇÔÄÑÌÚß³ÔÒÅÏÉÐÄÅ×ÈÉÖ×Õ×Ç×ÅÏãÖàÕã
¦ÄÊÑÉÍÜÌÐÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÒÐÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆÆ
ÔÄËÏÌÛÌãÐÌÆÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÉÌÆÒËÔÄÕÖÉáÏÉÐÉÑ
ÓÔÌÏÒÊÉÑÌãÙÈÏãÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌãÆÏãÉÖÕãÌÙ
ÜÌÔÒÎÌÍÈÌÄÓÄËÒÑÔÄÅÒÛÌÙÖÉÐÓÉÔÄÖ×Ô±ÄÓ
ÔÌÐÉÔÌÒÑÌÕÖÒÔßÐÒÇ×ÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÕ
ÆÌÅÔÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏãÐÌÓÔÌÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑßÙ
ÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÄÙÌÏÌGÕÒÏÑÉÛÑßÐÌÓÄÑÉÏãÐÌÆ
ãÕÑßÍËÌÐÑÌÍÈÉÑà¦ÖÌÓÌÛÑÒÐÕÏ×ÛÄÉ)76
ÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆÓÔÌz'×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÆÈÆÄ
ÖÔÌÔÄËÄÓÒÕÔÄÆÑÉÑÌâÕ)76ÓÔÌÎÒÐÑÄÖÑÒÍ
ÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔɨÏãÕÔÄÆÑÉÑÌãÆÑ×ÖÔÉÑÑÉÉ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÒÆÓÔÌÖÄÎÌÙÖÉÐ
ÓÉÔÄÖ×ÔÄÙÐÒÊÉÖÈÒÕÖÌÇÄÖàÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÎÌÏÒ
ÒÐ
¦ÒÈÑÌÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌãÙÌÒÑÌÕÖÒÔßÐÒÇ×Ö
ÕÏ×ÊÌÖàÄÏàÖÉÔÑÄÖÌÆÒÍÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄÐÆÈÔ×
ÇÌÙzÕÔÉÈÕÖÆÒÐÌÙÓÒÈÈÉÔÊÎ̦ÑÉÎÒÖÒÔßÙ
¥ÄÏÄÑÕÌÔÒÆÎÄáÏÉÐÉÑÖÒÆ
¶ÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÑßÉÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌ
³ÒÈÎÏâÛÉÑÌÉÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑßÙ
ÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÒÆ
1%<
6
6
1
6
1
'
*
'
R*
'
R*
'
*
û©®¤
¬²±¬µ¶²´¤
z
û©®¤
¬²±¬µ¶²´¤
´ÌÕ×ÑÒÎ
¶ÄÎÄãÕÏÄÅÒÖÒÛÑÄãÕÙÉÐÄÄÎÖÌÆÑÒÍ
ÅÄÏÄÑÕÌÔÒÆÎÌÐÒÊÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÆÓÔÌÏÒÊÉ
ÑÌãÙÕÅÒÔÄáÑÉÔÇÌÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
µÕßÏÎÌ
³ÒÏ×ÛÉÑÌÉáÑÉÔÇÌÌÒÖÒÈÌÑÒÛÑÒÇÒØÒÖÒáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÇÒáÏÉÐÉÑÖÄ´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑÕÉÑÖãÅÔà
ÕÖÔ
ÕÌÖ×ÄÚÌãÙÌÒÑÌÕÖÒÔÑÉÕÐÒÊÉÖËÄÓÄÕÄÖàÈÒÕ
ÓÒáÖÒÐ×ÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÚÌÎÏÒÆÓÉÔÉËÄÔãÈÄ
ÖÄÖÒÛÑÒÉÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒáÑÉÔÇÌÌÌÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕã
ÌÒÑÌÕÖÒÔÒÆÓÔÄÎÖÌÛÉÕÎÌÑÉÒÇÔÄÑÌÛÉÑÑÒ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔ±ÄÓÔÌÐÉÔÉÕÏÌ
®ÒÇÈÄËÄÔãÊÄÉÐßÍÒÖÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄÌÒÑÌÕ
ÌÕÖÒÛÑÌÎÒÐáÑÉÔÇÌÌãÆÏãÉÖÕãÕÒÏÑÚÉÑÉÒÅÙÒ
ÖÒÔÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÎÄÎÌÕÖÒÛÑÌÎÌÐÓ×ÏàÕÑÒÍ
ÈÌÐÒ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÑÄÎÒÓÏÉÑÌãÕÓÒÕÒÅÑÒÉÑÉ
ÐÒÝÑÒÕÖÌÒÛÉÑàÆÄÊÑÒÓÔÄÆÌÏàÑÒÒÚÉÑÌÆÄÖà
Ì×ÛÌÖßÆÄÖàÆÉÏÌÛÌÑ×ÌÑÖÉÔÆÄÏÒÆÐÉÊÈ×ÓÌÎÄ
ÖÒÏàÎÒÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÖàÓÉÔÉÈÄÖÛÌÎÓÌÎÒÆÒÍÐÒÝ
ÐÌÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌãÖÒÎÄ©ÕÏÌÌÑÖÉÔÆÄÏßÒÖÑÒÕÌ
ÑÒÕÖàâÑÒÌÓÒÈÈÉÔÊÌÆÄÖàÔÄÅÒÖ×ÆÕÉÍÕÌÕÖÉ
ÖÉÏàÑÒÐÄÏßáÑÉÔÇÉÖÌÛÉÕÎÌáØØÉÎÖÌÆÑÉÉ
ÐßÓÔÒÈÒÏÊÌÖÉÏàÑÒÉÆÔÉÐãÆÖÉÛÉÑÌÉÑÒÛÌ
ÈÉÔÊÄÖàÌÒÑÌÕÖÒÔÆÔÉÊÌÐÉÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒËÄÔã
©ÕÏÌÖÔÉÅ×ÉÐÄãÓÌÎÒÆÄãÐÒÝÑÒÕÖàÓÔÉÆßÜÄ
ÈijÔÌÅÒÏÉÉÔÉÈÎÒÍÓÉÔÌÒÈÌÛÑÒÕÖÌÓÌÎÒÆ
ÉÖÐÄÎÕÌÐÄÏàÑ×âÐÒÝÑÒÕÖàÎÒÖÒÔ×âÆÕÒÕÖÒ
ÚÉÏÉÕÒÒÅÔÄËÑÉÉËÄÔãÊÄÖàÌÒÑÌÕÖÒÔÑÉÓÒÕÔÉ
ãÑÌÌÒÖÈÄÖàÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÛÖÒÖÌÓÌÛÑÒÕÎÄ
ÈÕÖÆÉÑÑÒÓÉÔÉÈÑÄÛÄÏÒÐÔÄËÔãÈÄÁÖÒÖÌÑÖÉÔ
ÊÉÐÈÏãÆßËÒÆÒÆ+71ÌÏÌÈÏãÐÄÏÒÐÒÝÑßÙ
ÆÄÏËÄÆÌÕÌÖÒÖÔãÈÄØÄÎÖÒÔÒÆÆÎÏâÛÄãÆÉÏÌ
ÓÉÔÉÈÄÖÛÌÎÒÆÔÄÅÒÖÄâÝÌÙÓÔÌÑÌËÎÒÍÖÉÐÓÉ
ÛÌÑ×ËÄÔãÈÄÑÄÎÄÓÏÌÆÄÉÐÒÇÒÌÒÑÌÕÖÒÔÒÐÈÒ
ÔÄÖ×ÔÉÔÉÜÌÖàÓÔÒÅÏÉÐ×ÐÒÊÑÒÕÓÒÐÒÝàâ
×ÕÖÄÑÒÆÏÉÑÌãÔÄÆÑÒÆÉÕÑÒÇÒ×ÔÒÆÑãÖÒÎÄ×ÖÉÛ
ÌÒÑÌÕÖÒÔÄËÄÔãÊÄÉÐÒÇÒÒÖÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄ
ÎÌÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎ×ÕÄÐÒÔÄËÔãÈÄÌÓÌÎÒÆÒÉ
ÁÖÌÐÑÉÖÒÏàÎÒÔÉÜÄÉÖÕãÓÔÒÅÏÉÐÄáÑÉÔÇÉÖÌ
ÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉÕÙÉÐß±ÒÆÕÉáÖÒÌÐÉÉÖÕÐßÕÏ
ÛÉÕÎÒÇÒÅÄÏÄÑÕÄÑÒÌ×ÆÉÏÌÛÌÆÄÉÖÕãÔÉÕ×ÔÕ
ÏÌÜàÆÖÒÐÕÏ×ÛÄÉÎÒÇÈÄÐÒÐÉÑÖßÐÄÎÕÌÐÄÏà
ÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄÕÖÉÓÉÑàÔÄËÔãÈÄÎÒÖÒÔÒÇÒ
ÑÒÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌãÖÒÎÄÌËÆÉÕÖÑßËÄÔÄÑÉÉ©ÕÏÌ
ÑÌÎÒÇÈÄÑÉÅ×ÈÉÖÇÏ×ÅÒÎÒÍÁÑÉÔÇÌãËÄÓÄÕÄÉÖ
ÊÉÒÑÌÑÄÕÖ×ÓÄâÖÆÕÏÉÈÕÖÆÌÉÑÉÓÔÉÈÕÎÄË×É
ÕãÆÌÒÑÌÕÖÒÔÄÙËÄÕÛÉÖØÌËÌÛÉÕÎÒÇÒÑÄÎÒÓÏÉ
ÐßÙÕÒÅßÖÌÍÖÄÎÌÉÎÄÎÒÖÎÄËÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÄÌÏÌ
ÑÌãËÄÔãÈÄÆÒÖÏÌÛÌÉÒÖÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÒÆÔÄÅÒ
ÆÑÉÜÑÉÉÆÒËÈÉÍÕÖÆÌÉÒÓÖÌÐÌËÌÔÒÆÄÖàÔÉÊÌÐ
ÖÄÎÒÖÒÔßÙÒÕÑÒÆÄÑÄÑÄÙÌÐÌÛÉÕÎÌÙÔÉÄÎÚÌãÙ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌãÌÒÑÌÕÖÒÔÄÑÉÆÒËÐÒÊÑÒ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÄÆÇ×ÕÖ
¶ÉÙÑÌÛÉÕÎÌÍ×ÛÉÖáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌ
ÕÐÌÎÔÒÕÙÉÐÄÐÌ8I\EW-RWXVYQIRXW
4VEWEH(LSRH8I\EW-RWXVYQIRXW
¦ÆÉÈÉÑÌÉ
¸×ÑÎÚÌÌÕÛÉÖÛÌÎÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌ
¥ßÖÒÆßÉÕÌÕÖÉÐßÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖÄáÏÉÎ
³ÔÌÅÒÔßÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖÄÐÒÇ×ÖÆßÓ×Õ
ÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÖÄÎÌÉÎÄÎÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÉÕÉÖÉ
ÎÄÖàÕãÆØÒÔÐÉÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÙÕÉÖÉÆßÙ
ÆßÉÔÒËÉÖÎÌÌáÏÉÎÖÔÒÕÛÉÖÛÌÎÌÓÒËÆÒÏãâÖ
ÔÒËÉÖÒÎ
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÌÏÌÐÒÇ×ÖÅßÖàÌÑÖÉÇÔÌÔÒ
ÓÒÏàËÒÆÄÖÉÏãÐÕÏÉÈÌÖàËÄÓÒÖÔÉÅÏãÉÐÒÍÐÒÝ
ÆÄÑßÆÔÄËÏÌÛÑÒÉÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌÉ
´ÌÕ×ÑÒÎ
ÑÒÕÖàâÌÎÒÑÖÔÒÏÌÔÒÆÄÖàÉÉÔÄÕÙÒȳÒÈÒÅ
ÌÏÌÕÉÔÆÉÔ¦ÏâÅÒÐÕÏ×ÛÄÉÕÛÉÖÛÌÎÖÉÙÑÌ
ÑßÉÕÌÕÖÉÐßÓÒÐÒÇÄâÖÒÓÖÌÐÌËÌÔÒÆÄÖà
ÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖÄÆßÓÒÏÑãÉÖÕÏÉÈ×âÝÌÉØ×ÑÎÚÌÌ
ÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉáÑÉÔÇÌÌÌÆÕÉÔÆÉÔÑßÙËÄÏÄÙ-8
¦ÔÉÄÏàÑÒÐÆÔÉÐÉÑÌÌËÐÉÔãÉÖáÏÉÎÖÔÒá
ÒÖÈÉÏÒÆÎÔ×ÓÑßÙÎÒÐÓÄÑÌͳÔÌÓÔÒÉÎÖÌÔÒÆÄ
ÑÉÔÇÌâÔÄÕÙÒÈ×ÉÐ×âÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌÉÐ
ÑÌÌÕÔÉÈÕÖÆÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖÄÆÄÊÑ×âÔÒÏàÆ
³ÔÉÈÒÕÖÄÆÏãÉÖÓÒÏàËÒÆÄÖÉÏâÒÖÛÉÖÒ
ÒÓÔÉÈÉÏÉÑÌÌÒÅÝÉÍÕÖÒÌÐÒÕÖÌÌÕÏÒÊÑÒÕÖÌ
ÔÄÕÙÒÈÉáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÁÖÒÈÉÏÄÉÖÕã
ÕÌÕÖÉÐßÌÇÔÄÉÖÆßÅÒÔÈÄÖÛÌÎÒÆÄÑÄÏÒÇÒÆßÙ
ÏÌÅÒÕÓÒÐÒÝà⪮ÈÌÕÓÏÉãÕÄÐÒÇÒÕÛÉÖ
áÏÉÐÉÑÖÒÆÓÔÉÈÆÄÔÌÖÉÏàÑÒÍÒÅÔÄÅÒÖÎÌ
%*)
z%REPSK*VSRX)RH
ÌÐÌÎÔÒÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒÆ
°®
·ÈÄÛÑßÍÆßÅÒÔ×ÓÔÒÕÖÌÖÔÄËÔÄÅÒÖÎ×ÌÕÑÌËÌÖ
ÕÖÒÌÐÒÕÖàÌËÈÉÏÌãÆÐÄÕÕÒÆÒÐÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÉ
³ÔÌáÖÒÐÒÕÑÒÆÑßÐÌÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÌÓÔÌÏÒÊÉ
ÑÌÍãÆÏãâÖÕãÑÄÈÉÊÑÒÕÖàÌËÐÉÔÉÑÌãÌÆßÆÒÈ
ÌÑØÒÔÐÄÚÌÌÒÔÄÕÙÒÈÉáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌ̱ÌÊÉ
ÒÅÕ×ÊÈÄâÖÕãÒÕÒÅÉÑÑÒÕÖÌÐÌÎÔÒÕÙÉÐ
174%*)\\
?AÌÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÄÌÙÌÕÓÒÏà
ËÒÆÄÑÌãÆÓÔÌÏÒÊÉÑÌãÙÌËÐÉÔÉÑÌãáÑÉÔÇÌÌ
¹ÒÖãÐÌÎÔÒÕÙÉÐßÐÒÇ×ÖÕ×ÕÓÉÙÒÐÓÔÌÐÉÑãÖà
ÕãÌÆÎÒÐÐÉÔÛÉÕÎÌÙÓÔÌÅÒÔÄÙ×ÛÉÖÄÎÒÐÐ×
ÑÄÏàÑßÙÕÏ×ÊÅÆÎÒÑÖÉÎÕÖÉáÖÒÍÕÖÄÖàÌÅ×È×Ö
ÔÄÕÕÐÄÖÔÌÆÄÖàÕãÖÒÏàÎÒÖÉÙÑÌÛÉÕÎÌÉÕÔÉ
ÈÕÖÆÄ×ÛÉÖÄÈÏãÅßÖÒÆßÙÑ×ÊÈÌÕÉÔÆÉÔÑßÙ
ËÄÏÒÆ
´ÌÕ×ÑÒÎ
²ÚÉÑÒÛÑßÍÑÄÅÒÔ174)RIVK]
;EXGLHSK
?A
ÆÆÌÈÉÔÒËÉÖÎÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÑÌÍÐÒÇ×ÖÒÖÒÅÔÄÊÄÖà
ÕãÑĪ®ÌÑÈÌÎÄÖÒÔÉ
ÌÏÌÎÄÎÓÒÎÄËÄÑÒÑÄ
´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÓÒÕÏÉÈÒ
ÆÄÖÉÏàÑÒÍÜÌÑÉ
ÒÖÓÔÄÆÏãÖàÕãÑÄÈÔ×
ÇÒÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÓÔÉÈ
ÑÄËÑÄÛÉÑÑÒÉÈÏãÅÉÕ
ÓÔÒÆÒÈÑÒÍÓÉÔÉÈÄÛÌ
ÈÄÑÑßÙ
°ÒÝÑÒÕÖàzáÖÒ
ÓÔÒÌËÆÉÈÉÑÌÉÐÇÑÒÆÉÑ
ÑßÙËÑÄÛÉÑÌÍÖÒÎÄÌ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã¦ØÒÔÐ×
ÏÉÑÌÊÉÓÒÎÄËÄÑÒÛÖÒ
ÔÄÕÙÒÈÄÎÖÌÆÑÒÍáÏÉÎ
ÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÔÄÆÉÑÕ×Ð
ÐÉÑÄÎÒÓÏÉÑÑßÙÐÇÑÒ
ÆÉÑÑßÙËÑÄÛÉÑÌÍÐÒÝ
ÑÒÕÖÌÆßÔÄÊÉÑÑÒÍÆ
ÛÌÎÄÏÌÅÒÓÒÕßÏÎÒÍÌÑØÒÔÐÄÚÌÌÑÄ×ÈÄ
ΦÖ
ÛÄÕ
ÏÉÑÑßÍÖÉÔÐÌÑÄÏÓÒÔÄÈÌÒÎÄÑÄÏ×;M*M
ÌÏÌ>MK&IIÏÌÅÒÕÓÒÐÒÝàâÕÔÉÈÕÖÆ
ÓÔÒÆÒÈÑßÙÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÍÖÄÎÌÙÎÄÎ
'31ÓÒÔÖÌÏÌ40'
4S[IV0MRI'SQQY
RMGEXMSRzÓÉÔÉÈÄÛÄÓÒÕÌÏÒÆÒÍÕÉÖÌ
ÇÈÉ
¦ÑÉÎÒÖÒÔßÙÕÏ×ÛÄãÙÕÛÉÖÛÌÎÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒ
ÇÒ×ÛÉÖÄÕÓÒÕÒÅÉÑÔÉÇ×ÏÌÔÒÆÄÖàÓÒÖÔÉÅ
:
zÆßÅÒÔÎÄÑÄÓÔãÊÉÑÌã
7%14
ÏãÉÐ×âÐÒÝÑÒÕÖà±ÄÓÔÌÐÉÔÒÖÎÏâÛÄÖà
-
zÆßÅÒÔÎÄÖÒÎÄ
7%14
ÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌÉÆÛÄÕßÓÌÎÒÆÒÍÑÄÇÔ×ËÎÌ
ÌÏÌÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÖà×ÈÄÏÉÑÑÒÉ×ÓÔÄÆÏÉÑÌÉ
2zÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÆßÅÒÔÒÎ
ÌÐÒÑÌÖÒÔÌÑÇ
³ÔÌÌËÐÉÔÉÑÌÌÔÄÕÙÒÈÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÆ
ÓÉÔÆ×âÒÛÉÔÉÈàÈÄÖÛÌÎÄÐÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌ
ÖÒÎÄÌËÐÉÔãâÖÕÉÖÉÆÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌÖÒÎ
ÑÄÇÔ×ËÎÌÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆÉÑÑÒ
¨ÏãÓÒÕÖÔÒÉÑÌãÕÌÕÖÉÐßÌËÐÉÔÉÑÌãÔÄÕÙÒ
ÈÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÑ×ÊÑßÈÄÖÛÌÎÌÖÒÎÄÌ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã%*)ÈÏã×ÕÌÏÉÑÌãÌÓÒÕÖÒÅÔÄ
¦ÕÛÉÖÛÌÎÄÙÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖÄÆÎÄÛÉÕÖÆÉ
ÅÒÖÎÌÕÌÇÑÄÏÒÆÈÄÖÛÌÎÒÆÄÖÄÎÊÉ°®ÈÏã
ÈÄÖÛÌÎÄÑÄÓÔãÊÉÑÌãÐÒÊÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕã
ÆßÓÒÏÑÉÑÌãÔÄÕÛÉÖÒÆ´ÉË×ÏàÖÄÖßÆßÛÌÕÏÉ
ÓÔÒÕÖÒÍÔÉËÌÕÖÌÆÑßÍÈÉÏÌÖÉÏàµÒÓÔÒÖÌÆÏÉ
ÁÏÉÐÉÑÖßÕÙÉÐßÌËÐÉÔÉÑÌã
áÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌ
¦ßÅÒÔÈÄÖÛÌÎÒÆÖÒÎÄÌÑÄÓÔãÊÉÑÌã
©ÐÎÒÕÖÑÒÍ
ÌÕÖÒÛÑÌÎ
ÓÌÖÄÑÌã
°ÌÎÔÒÕÙÉÐÄÌËÐÉÔÌÖÉÏã
áÑÉÔÇÌÌ
174%*)\\
''
>MK&II
73'
°®
7(
¤º³
ÔÄËÔ
6
7,928
0
2
-
7)27)
:
7)27)
:
:
z
-
-
z
:
''
:
''
:
''
§ÔÄÑÌÚÄ
ÌËÒÏãÚÌÌ
+2(
±¤§´·«®¤
¬ËÒÏãÖÒÔ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¥ÏÒÎÕÙÉÐÄÕÌÕÖÉÐß×ÛÉÖÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌ
É
!
!
2
M
7%14
7%14
M
-
M
:
2
ÐÒÝÑÒÕÖà
¤ÎÖÌÆÑÄã
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
¦ßÅÒÔÈÄÖÛÌÎÄÖÒÎÄËÄÆÌÕÌÖÒÖÆÌÈÄÆÙÒÈã
ÝÉÍÕÉÖ̦µ¼¤ÖÄÎÒÉÅßÖÒÆÒÉÒÅÒÔ×ÈÒÆÄ
ÑÌÉÎÄÎÙÒÏÒÈÌÏàÑÌÎÌÌÕÖÌÔÄÏàÑßÉÐÄÜÌÑß
ÓÌÖÄÉÖÕãÒÖÒÈÑÒØÄËÑÒÍÕÉÖÌÕÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐ
¦ÄÐÒÝÑÒÉÒÅÒÔ×ÈÒÆÄÑÌÉÎÎÒÖÒÔÒÐ×
ÒÖÑÒÕãÖÕãÆÛÄÕÖÑÒÕÖÌÕ×ÜÌÏÎÌÈÏãÒÈÉÊÈßÌ
áÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÉÓÏÌÖßÓÌÖÄÉÖÕãÒÖÕÉÖÌÕÔÄÕ
ÝÉÓÏÉÑÑÒÍØÄËÒÍÑÄÓÔãÊÉÑÌÉЦ¦ÒÈÑÒ
ØÄËÑßÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌãÙÈÏãÌËÐÉÔÉÑÌãÖÒÎÄ
ÐÒÊÑÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÓÄÈÉÑÌÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄ
ÑÌãÔÉËÌÕÖÒÔÒÆÆßÅÌÔÄâÖÕãÖÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐ
ÑÌËÎÒÒÐÑÒÐÜ×ÑÖÌÔ×âÝÉÐÔÉËÌÕÖÒÔÉÆÎÏâ
ÛÖÒÅßÓÔÌÆÉÕÖÌÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÕÉÖÌ
ÒÅßÛÑÒ
¦ÌÏ̦
ÎÆÙÒÈÑÒÐ×ÈÌÄÓÄËÒÑ×ÑÄÓÔã
ÛÉÑÑÒÐÆÚÉÓàÑÉÍÖÔÄÏÌ
´ÌÕ×ÑÒÎ
¦ÉÏÌÛÌÑÄ
ÊÉÑÌÍÄÑÄÏÒÇÒÆÒÚÌØÔÒÆÒÇÒÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉ
ÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌãÜ×ÑÖÄËÄÆÌÕÌÖÒÖÈÌÄÓÄËÒÑÄ
Ïã
¤º³
µÙÉÐÄÔÉËÌÕÖÌÆÑÒÇÒÈÉÏÌÖÉÏãÓÒÎÄ
ÖÒÎÒÆÑÄÇÔ×ËÎÌÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄ×ÕÌÏÉÑÌãÒÓÉ
ËÄÑÑÄãÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉÐÒÊÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕã
ÔÄÚÌÒÑÑÒÇÒ×ÕÌÏÌÖÉÏã
²·
ÓÉÔÉȤº³ÌÐÒÝ
ÈÏãÕÑÌÊÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÕÉÖ̦ÈÒ
ÑÒÕÖàâÔÄÕÕÉÌÆÄÉÐÒÍÑÄÔÉËÌÕÖÒÔɼ×ÑÖÌ
ЦÕÎ˳ÔÌáÖÒÐÄÐÓÏÌÖ×ÈÑÒÉËÑÄÛÉÑÌÉ
Ô×âÝÌÉÔÉËÌÕÖÒÔß×ÈÒÅÑßÈÏãÓÔÌÐÉÑÉÑÌãÌ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄÆÙÒÈɤº³Å×ÈÉÖÔÄÆÑÒ Ð¦
ÑÉÈÒÔÒÇÌÑÒÑÉÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄâÖáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÍ
?A¨ÏãÎÄÊÈÒÇÒÖÌÓÄÔÉËÌÕÖÒÔÒÆ×ÎÄËßÆÄÉÖÕã
ÌËÒÏãÚÌÌÒÖÕÉǪ̈ÏãÕÉÖ̦ÕÔÄÕÝÉÓÏÉÑ
ÈÒÓ×ÕÖÌÐÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÓÔÉÆßÜÉÑÌÉÎÒÖÒÔÒ
ÑÒÍØÄËÒÍÎÎÒÖÒÔÒÍÓÒÈÎÏâÛÄâÖÕãÕ×ÜÌÏÎÌÌ
ÇÒÐÒÊÉÖÕÖÄÖàÓÔÌÛÌÑÒÍÓÒÆÉÔÙÑÒÕÖÑÒÇÒÔÄË
ÓÏÌÖßÑ×ÊÑÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔß
ÔãÈÄÓÒÎÒÔÓ×Õ׳ÒáÖÒÐ×ÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌ
ÖÒÎÄÆÎÄÊÈÒÍØÄËɶÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔßÖÒÎÄ
ÕÖÄÑÈÄÔÖÑßÙÔÉËÌÕÖÒÔÒÆÆÐÉÕÖÒÒÈÑÒÇÒÔÉËÌÕ
ÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄâÖÑÉÒÅÙÒÈÌÐ×âáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎ×â
ÖÒÔÄÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉа²ÐÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏà
ÌËÒÏãÚÌâÑÒÕÖÒãÖÑÄÐÑÒÇÒÈÒÔÒÊÉÜ×ÑÖÒÆ
ÑÒÆÎÏâÛÄâÖÖÔÌ
66Ì6
®ÄÎÄÏàÖÉÔÑÄÖÌ
Æ×ÈÉÏÌÖÉÏâÐÒÊÑÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÖÔÄÑÕØÒÔ
³ÔÉÊÈÉÛÉÐÕÌÇÑÄÏßÕÈÄÖÛÌÎÒÆÓÒÕÖ×ÓãÖ
ÐÄÖÒÔÑÄÓÔãÊÉÑÌãÎÒÖÒÔßÍÑÄÔãÈ×ÕÓÔÉÒÅÔÄ
ÑĤº³ÒÑÌÈÒÏÊÑßÓÔÒÍÖÌÛÉÔÉËÓÄÕÕÌÆÑ×â
ËÒÆÄÑÌÉÐ×ÔÒÆÑÉÍÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕ
ÕÒÇÏÄÕ×âÝ×âÕÙÉÐ×ÕÒÈÉÔÊÄÝ×âØÌÏàÖÔÈÏã
Î×âÔÄËÆãËÎ×ÒÖÕÉÖÌÓÌÖÄÑÌã±ÒÖÔÄÑÕØÒÔÐÄ
×ÕÖÔÄÑÉÑÌãÜÌÔÒÎÒÓÒÏÒÕÑÒÇÒÜ×ÐÄÌÑÄÆÒÈÒÎ
ÖÒÔßÑÄÐÑÒÇÒÈÒÔÒÊÉÈÌÕÎÔÉÖÑßÙÔÉËÌÕÖÒÔÒÆ
ÎÒÖÒÔßÉÐÒÇ×ÖÌÕÎÄËÌÖàÔÉË×ÏàÖÄÖßÌËÐÉÔÉ
ÑÌͨÏãÒÈÑÒØÄËÑßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÖÄÎÌÙÎÄÎ
ÙÒÏÒÈÌÏàÑÌÎÌÑ×ÊÑßÈÆĤº³ÓÒÒÈÑÒÐ×ÈÏã
ÌËÐÉÔÉÑÌãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÖÒÎĨÏãÕ×ÜÌÏÒÎÌ
Î×ÙÒÑÑßÙÓÏÌÖÓÒÖÔÉÅ×âÖÕãÛÉÖßÔɤº³ÌËÐÉ
ÔãâÝÌÉÈÆÄÖÒÎÄÌÈÆÄÑÄÓÔãÊÉÑÌã¨ÏãÓÒÏ×
ÛÉÑÌãÖÒÛÑßÙÔÉË×ÏàÖÄÖÒÆÈÒÏÊÑßÌÕÓÒÏàËÒ
ÆÄÖàÕ㤺³ÕÔÄËÔÉÜÉÑÌÉÐÒÖÈÒÅÌÖÕ
ÒÈÑÒÆÔÉÐÉÑÑÒÍÆßÅÒÔÎÒÍÓÒÆÕÉÐÎÄÑÄÏÄÐ
6
O
;
6
O
;
6
O
;
6
;
6
O
;
6
O
;
'
R*
'
T*
'
T*
¸ÄËÄ
:
:
z
¸ÌÏàÖÔ
´ÉËÌÕÖÒÔÑßÍÈÉÏÌÖÉÏà
´ÌÕ×ÑÒÎ
µÙÉÐÄÈÄÖÛÌÎÄÑÄÓÔãÊÉÑÌãÈÏãÐÌÎÔÒÕ
ÙÉÐß174%*)\\
6
O
;
6
O
;
'
R*
'
T*
'
T*
¸ÌÏàÖÔ
-
-
z
±©¶´¤¯À¦¿¹
±©¶´¤¯À¦¹
´ÌÕ×ÑÒÎ
µÙÉÐÄÈÄÖÛÌÎÄÖÒÎÄÈÏãÐÌÎÔÒÕÙÉÐß
174%*)\\
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
¬ËÐÉÔÉÑÌÉÔÄÕÙÒÈÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌ
®ÄÏÌÅÔÒÆÎÄ
®ÄÎÖÒÏàÎÒÔÉË×ÏàÖÄÖßÌËÐÉÔÉÑÌÍÅßÏÌ
ÓÉÔÉÕÛÌÖÄÑßËÑÄÛÉÑÌÉÖÉÎ×ÝÉÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌã
¦ßÛÌÕÏÉÑÌÉÓÒÖÔÉÅÏãÉÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÓÔÒ
áÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÐÒÊÑÒÆßÆÉÕÖÌÑĪ®¬ÕÄÐÒ
ÌËÆÒÈÌÖÕãÓÒÎÄÊÈÒÍÆßÅÒÔÎÉÖÒÎÄÌÑÄÓÔãÊÉ
ÇÒÕÛÉÖÛÌÎÄÌÏÌÒÖÓÔÄÆÌÖàÑÄ×ÈÄÏÉÑÑßÍÖÉÔ
ÑÌãÓÒÏ×ÛÉÑÑÒÍÒÖ¤º³®ÄÎÆÌÈÑÒÌËÓÔÌÆÉ
ÐÌÑÄÏ°®ÐÒÇ×ÖÌÐÉÖàÆÕÖÔÒÉÑÑßÍÈÔÄÍÆÉÔ
ÈÉÑÑßÙÑÌÊÉØÒÔÐ×ÏÈÏãÓÒÈÕÛÉÖÄÄÎÖÌÆÑÒÍ
ª®¬ÌÏÌÓÒÈÎÏâÛÄÖàÕãÎÐÒÈ×ÏâÅÉÕÓÔÒÆÒÈ
ÔÉÄÎÖÌÆÑÒÍÌÓÒÏÑÒÍáÑÉÔÇÌÌÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕã°®
ÑÒÍÕÆãËÌÓÒÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÐ×ÌÑÖÉÔØÉÍÕ×
ÕÐÄÖÉÐÄÖÌÛÉÕÎÌÐÌÅÌÅÏÌÒÖÉÎÄÐÌÕÒÈÉÔÊÄ
©ÕÏÌÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÑÉÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÉÈÄÖÛÌ
ÝÌÐÌÆÛÄÕÖÑÒÕÖÌØ×ÑÎÚÌÌÌËÆÏÉÛÉÑÌãÎÆÄÈ
ÎÌÖÄÎÌÉÎÄÎÖÒÎÒÆßÉÜ×ÑÖßÌÈÉÏÌÖÉÏÌÑÄÓÔã
ÔÄÖÑÒÇÒÎÒÔÑãÆÒËÆÉÈÉÑÌãÆÎÆÄÈÔÄÖÌÈÉÏÉ
ÊÉÑÌãÌÏÌÉÕÏÌ%*)Ì°®ÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÌGÆã
ÑÌã
ËÄÑßGÕÉÖàâÒÛÉÑàÆÄÊÑÒÌËÒÏÌÔÒÆÄÖàÏâÅßÉ
ÕÒÉÈÌÑÉÑÌãÕÈÔ×ÇÌÐÌ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÌÌÕÌÕÖÉ
ÐÄÐÌÓÒÕÎÒÏàÎ××ÔÒÆÑÌÔÄÅÒÛÌÙÑÄÓÔãÊÉÑÌÍ
ÐÒÇ×ÖÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÒÖÏÌÛÄÖàÕã¨ÏãáÖÒÇÒ
ÓÒÈÒÍÈ×ÖÒÓÖÒÓÄÔßÌÏÌÚÌØÔÒÆßÉÌËÒÏãÖÒÔß
ÕÉÐÎÒÕÖÑßÐÅÄÔàÉÔÒÐ
µÌÕÖÉÐÄ×ÛÉÖÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÑÄÐÄÏÒ
ÐÒÝÑßÙÎÒÐÓÒÑÉÑÖÄÙÐÒÊÉÖÓÌÖÄÖàÕãÒÖÓÔÒ
ÕÖßÙÉÐÎÒÕÖÑßÙÌÕÖÒÛÑÌÎÒƲÈÑÄÎÒÉÐÎÒÕ
ÖÑßÉÌÕÖÒÛÑÌÎÌÐÄÏÒÐÒÝÑßÌÑÉÐÒÇ×ÖÒÖÈÄ
ÆÄÖàÖÒÎÆÎÒÏÌÛÉÕÖÆÉÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÐÈÏãÓÌÖÄ
ÑÌãÔÄÈÌÒÛÄÕÖÒÖÑßÙÖÔÄÑÕÌÆÉÔÒƨÏãÓÌÖÄ
ÑÌãÐÒÈ×ÏÉÍ;M*MÌ>MK&IIÈÒÓÒÏÑÌÖÉÏàÑÒ
ÓÒÑÄÈÒÅÌÖÕãÌÕÖÒÛÑÌÎÕÓÒÕÖÒãÑÑßÐÑÄÓÔãÊÉ
ÑÌÉÐÌÐÒÝÑÒÕÖàâÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÍÐÒÈ×ÏãÐÓÔÌ
ÓÉÔÉÈÄÛÉÌÑØÒÔÐÄÚÌÌÁÖÒÐÒÊÉÖÖÔÄÑÕØÒÔ
ÐÄÖÒÔÑßÍÌÏÌÌÐÓ×ÏàÕÑßÍÌÕÖÒÛÑÌÎÓÌÖÄÑÌã
¦ÕÏÉÈÕÖÆÌÉÒÖÎÏÒÑÉÑÌãÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎ
ÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆÌÈÄÖÛÌÎÒÆÒÖÑÒÐÌÑÄÏàÑßÙËÑÄ
ÛÉÑÌÍÓÒÎÄËÄÑÌãÔÄËÏÌÛÑßÙÕÛÉÖÛÌÎÒÆÐÒÇ×Ö
ÑÉÕÒÆÓÄÈÄÖà®ÒÐÐÉÔÛÉÕÎÌÉÕÛÉÖÛÌÎÌáÏÉÎ
ÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÌÐÉâÖÕÖÔÒÇÌÍÎÏÄÕÕÖÒÛÑÒÕÖÌÛÖÒ
ÖÔÉÅ×ÉÖÒÅãËÄÖÉÏàÑÒÍÎÄÏÌÅÔÒÆÎÌÎÄÊÈÒÇÒ
ÇÈÉ
ÕÛÉÖÛÌÎÄÌËËÄÔÄËÅÔÒÕÄÓÄÔÄÐÉÖÔÒÆáÏÉÐÉÑ
:
zÆßÅÒÔÎÄÑÄÓÔãÊÉÑÌã
ÖÒƲÈÑÄÎÒÎÅßÖÒÆßÐÓÔÌÅÒÔÄÐÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒ
7%14
ÇÒ×ÛÉÖÄÖÄÎÌÐÎÄÎÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÉÔÒËÉÖÎÌ
-
zÆßÅÒÔÎÄÖÒÎÄ
7%14
ÌÅßÖÒÆßÉáÏÉÎÖÔÒÕÛÉÖÛÌÎÌÓÔÉÈÞãÆÏãâÖÕã
ÐÉÑÉÉÊÉÕÖÎÌÉÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÖÄÎÎÄÎÔÉË×ÏàÖÄÖß
2zÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÆßÅÒÔÒÎ
É
!
!
2
M
7%14
7%14
617
M
:
M
:
2
:
É
!
!
2
M
7%14
7%14
617
M
-
M
-
2
-
É
!
!
2
M
7%14
7%14
M
-
M
:
2
ÐÒÝÑÒÕÖà
¤ÎÖÌÆÑÄã
617
:
ÐÒÝÑÒÕÖà
®ÄÊ×ÝÄãÕã
617
-
!
48
ÐÒÝÑÒÕÖà
¤ÎÖÌÆÑÄã
ÐÒÝÑÒÕÖà
®ÄÊ×ÝÄãÕã
ÐÒÝÑÒÕÖà
´ÉÄÎÖÌÆÑÄã
!
!
ÐÒÝÑÒÕÖà
®ÄÊ×ÝÄãÕã
ÐÒÝÑÒÕÖà
¤ÎÖÌÆÑÄã
GSW
Ú
ÐÒÝÑÒÕÖÌ
Ö
®ÒáØØÌÚÌÉÑ
!
!
!
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÌËÐÉÔÉÑÌÍÌÑÈÌÎÄÖÌÆÑßÌÑÉÌÕÓÒÏàË×âÖÕã
ÕÌÇÐÄÈÉÏàÖĤº³²·ÕÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔ×ÉÐßÐ
ÈÏãØÌÑÄÑÕÒÆßÙÔÄÕÛÉÖÒÆ®ÄÏÌÅÔÒÆÒÛÑßÉ
ÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÒÐ×ÕÌÏÉÑÌãÌÔÄËÔãÈÑßÍ
ÎÒÑÕÖÄÑÖßÐÒÇ×ÖÅßÖàÒÓÔÉÈÉÏÉÑßÉÝÉÓÔÌ
°®¸×ÑÎÚÌÒÑÄÏ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÈÒÓÒÏÑãÉÖÕãÅÌÅ
ÔÄËÔÄÅÒÖÎÉ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÌËÄÓÌÕÄÑßÆ*PEWL
ÏÌÒÖÉÎÒÍÓÔÒÇÔÄÐÐ1741'9)RIVK]
ÓÄÐãÖàÎÄÊÈÒÇÒ°®ÌÕÎÏâÛÌÆÖÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐ
0MFVEV]?AÈÏãÔÄÕÛÉÖÒÆÔÄÕÙÒÈÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔ
ÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÕÖàÎÄÏÌÅÔÒÆÎÌÎÄÊÈÒÇÒÓÔÌÅÒÔÄ
ÇÌÌ
ÑÄáÖÄÓÉÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆĵÛÌÖÄÉÖÕãÛÖÒÖÄÎÒÍ
¬ÕÓÒÏàË×ãÐÌÎÔÒÕÙÉÐ×ÌËÐÉÔÌÖÉÏãÐÒÝ
ÓÒÈÙÒÈÐÒÊÉÖÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÖÒÛÑÒÕÖàÏ×ÛÜÉ
ÑÒÕÖÌ174%*)\\ÔÄËÔÄÅÒÖÛÌÎÌÓÒÏ×ÛÄâÖ
ÁÖÒÇÒÆÓÒÏÑÉÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÈÏãÅÒÏàÜÌÑÕÖÆÄ
ÕÏÉÈ×âÝÌÉÆÒËÐÒÊÑÒÕÖÌÌÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÄ
ÓÔÌÏÒÊÉÑÌÍÕÛÉÖÛÌÎÒÆÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖÄÄ
¦ßÕÒÎÌÍ×ÔÒÆÉÑàÌÑÖÉÇÔÄÚÌÌ
ËÑÄÛÌÖÑÄÎÄÏÌÅÔÒÆÎÉÓÔÌÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÉÓÔÌ
ÅÒÔÒÆÐÒÊÑÒÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÕáÎÒÑÒÐÌÖà
174%*)\\ÕÒÈÉÔÊÌÖÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÉ
ÈÏãÌËÐÉÔÉÑÌãÓÒÖÔÉÅÏãÉÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌ
¤º³Ì°®ÁÖÒÈÄÉÖÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàÕÒËÈÄ
ÆÄÖàÑÉÈÒÔÒÇÌÉÌÎÒÐÓÄÎÖÑßÉÕÛÉÖÛÌÎÌ
ÖÉÙÑÌÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖÄÕÐÌÑÌÐÄÏàÑßÐÎÒÏÌ
¦ÎÒÔÓ×ÕÐÌÎÔÒÕÙÉÐß174%*)\\
´Ì
ÛÉÕÖÆÒÐÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒƳÔÌÑÉÒÅÙÒÈÌÐÒÕÖÌ
Õ×ÑÒÎ
ÌÑÖÉÇÔÌÔÒÆÄÑßÑÉÕÎÒÏàÎÒÅÌÖÑßÙ
°ÌÎÔÒÕÙÉÐÄÌËÐÉÔÌÖÉÏãáÑÉÔÇÌÌ
174%*)\\
4+%
®¥
*PEWL
ÅÄÍÖ
²«·
97%68
9%6874-
¦ÙÒÈß
ÆßÙÒÈß
ÒÅÝÉÇÒÑÄËÑÄÛÉÑÌã
¬µÌËÐÉÔÌÖÉÏãÐÒÝÑÒÕÖÌ
174%*)\\
ÔÄËÔãÈÑßÍ
6-7'
ÐÌÎÔÒÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔ
°§Ú
¤º³Ì°®
ÆÒÅÝÉÐÎÒÔÓ×ÕÉ
°ÄÏÒÓÒÖÔÉÅÏãâÝÉÉ
ãÈÔÒ
174
µÖÄÑÈÄÔÖÑßÉ
ÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑßÉ
ÓÉÔÌØÉÔÌÍÑßÉ
ÌÑÖÉÔØÉÍÕß
¦ÙÒÈß
ÆßÙÒÈß
ÚÉÏÉÆÒÇÒ
ÓÔÌÏÒÊÉÑÌã
³ÒÈÈÉÔÊÎÄ
ÈÌØØÉÔÉÑÚÌÄÏàÑßÙ
ÆÙÒÈÒÆÈÒ
Ц
®ÄÊÈßÍÆÙÒÈ
ÆßÈÉÔÊÌÆÄÉÖ
ÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÉ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
ÈÒz
¦
³ÔÒÇÔÄÐÐÑßÉ
ÕÔÉÈÕÖÆÄ
¥ÌÅÏÌÒÖÉÎÄ
ÓÒÈÈÉÔÊÎÌ
174
4+%
z
z
7(
¤º³
ÔÄËÔ
7(
¤º³
ÔÄËÔ
´ÌÕ×ÑÒÎ
²ÕÒÅÉÑÑÒÕÖÌÆÑ×ÖÔÉÑÑÉÍÕÖÔ×ÎÖ×ÔßÐÌÎÔÒÕÙÉÐßÌËÐÉÔÌÖÉÏãÐÒÝÑÒÕÖÌ174%*)\\
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÓÒÐÌÐÒÒÅÕÏ×ÊÌÆÄÑÌãÌËÐÉÔÉÑÌÍÆÕÖÔÒ
ÖÌÓÔÉÈÒÕÖÄÆÏãâÝÉÍÔÄËÔÄÅÒÖÛÌÎ×ÕÌÕÖÉ
ÉÑÑßÍ°®ÐÒÊÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÈÏã
ÐßÌÑÕÖÔ×ÐÉÑÖßÓÔÒÇÔÄÐÐÑÒÇÒÎÒÑØÌÇ×ÔÌ
ÆßÓÒÏÑÉÑÌãÈÔ×ÇÌÙÑÉÕÏÒÊÑßÙÓÔÌÏÒÊÉ
ÔÒÆÄÑÌãÐÌÎÔÒÕÙÉÐßÓÒÈÑ×ÊÈßÎÒÑÎÔÉÖ
ÑÌÍ
ÑÒÇÒÓÔÌÏÒÊÉÑÌã±ÄÓÔÌÐÉÔÐÒÊÑÒÔÉÄÏÌ
ËÒÆÄÖàÑÉÕÖÄÑÈÄÔÖÑßÍÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÒÑÑßÍ
±ÉÕÎÒÏàÎÒÅÌÖÑßÙÕÌÇÐÄÈÉÏàÖĤº³
ÓÔÒÖÒÎÒÏÓÉÔÉÈÄÛÌÈÄÑÑßÙÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÑÒÍ
®ÄÊÈßÍÌÙÖÔÉÙ¤º³ÌÐÉÉÖÈÌØØÉÔÉÑÚÌ
áÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÑij®ÌÏÌ×ÈÄÏÉÑÑßÍÖÉÔ
ÄÏàÑßÍÆÙÒÈÕÈÒÓ×ÕÖÌÐßÐÈÌÄÓÄËÒÑÒÐ
ÐÌÑÄÏ©ÝÉÒÈÑÒÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÒÓÔÒÇÔÄÐ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌÍЦÖÄÎÛÖÒÕÌÇÑÄÏßÕ
ÐÑÒÎÒÑØÌÇ×ÔÌÔ×ÉÐÒÍÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑÒÍ
ÈÄÖÛÌÎÄÖÒÎÄÐÒÇ×ÖÓÒÈÄÆÄÖàÕãÑÉÓÒÕÔÉ
ÐÌÎÔÒÕÙÉÐßzáÖÒÒÖÕ×ÖÕÖÆÌÉÑÉÒÅÙÒÈÌ
ÈÕÖÆÉÑÑÒÑĤº³ÅÉËÓÔÉÈÆÄÔÌÖÉÏàÑÒÇÒ
ÐÒÕÖÌÎÄÏÌÅÔÒÆÎÌÓÔÌÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÉÕÛÉÖ
ÕÈÆÌÇÄ×ÔÒÆÑÉͤÕÓÒÕÒÅÑÒÕÖऺ³
ÛÌÎÒÆáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌ
ÆßÈÉÔÊÌÆÄÖàÒÖÔÌÚÄÖÉÏàÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
³ÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑßÉÌÑÖÉÔØÉÍÕßÌÓÒÔ
ÈÒz¦ÓÒËÆÒÏãÉÖÌÕÌÇÑÄÏÕÈÉÏÌÖÉÏã
ÖßÆÆÒÈÄÆßÆÒÈÄ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÖÄÎÊÉÓÒÈÄÆÄÖàÓÔãÐÒÑÄÆÙÒ
Èß
°ÌÎÔÒÕÙÉÐÄ174%*)\\ÓÒËÆÒÏãÉÖ
ÒÖÓÔÄÆÏãÖàÈÄÑÑßÉÒÔÄÕÙÒÈÉáÏÉÎÖÔÒá
174%*)\\ÕÒÈÉÔÊÄÖÈÒÖÔÉÙÕÌÇÐÄ
ÑÉÔÇÌÌÓÒÕÖÄÑÈÄÔÖÑßÐÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑßÐ
ÈÉÏàÖĤº³ÕÔÄËÔÉÜÉÑÌÉÐÔÄËÔãÈÄ
ÌÑÖÉÔØÉÍÕÄÐÖÄÎÌÐÎÄÎ9%68ÌÏÌ74-
ÁÖ̤º³ÆÜÌÔÒÎÒÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÖÒÎÒÆ
¦ÙÒÈßÆßÙÒÈßÒÅÝÉÇÒÑÄËÑÄÛÉÑÌãÈÒÓÒÏ
ÑÄÇÔ×ËÎÌÐÒÇ×ÖÒÅÉÕÓÉÛÌÖàÎÏÄÕÕÖÒÛÑÒÕÖÌ
ÑÌÖÉÏàÑÒÐÒÇ×ÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÕãÈÏãÓÒÈ
ÑÉÑÌÊÉÈÒÕÖÄÖÒÛÑßÍÈÏãÓÔÌÅÒÔÒÆ
ÎÏâÛÉÑÌ㪮¬×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÕÆÉÖÒÈÌÒÈÄÐÌ
ÎÒÐÐÉÔÛÉÕÎÒÇÒ×ÛÉÖĦÒËÐÒÊÑÒÕÖàÒÈÑÒ
ÌÎÑÒÓÒÛÑÒÇÒÆÆÒÈÄÌÑØÒÔÐÄÚÌÌ
ÆÔÉÐÉÑÑÒÍÆßÅÒÔÎÌÆÕÉÐ̤º³×ÕÖÔÄÑãÉÖ
ËÄÈÉÔÊÎ×ÐÉÊÈ×ÌËÐÉÔÉÑÌÉÐÖÒÎÄÌÑÄÓÔã
ÊÉÑÌãÆÒËÑÌÎÄâÝ×âÓÔÌÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏà
±ÉÈÒÔÒÇÌÉÎÒÐÓÒÑÉÑÖßÈÏãÌËÐÉÔÉÑÌã
ÑÒÍÆßÅÒÔÎÉÛÖÒÈÉÏÄÉÖÑÉÑ×ÊÑÒÍÓÔÒ
ÔÄÕÙÒÈÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÌÇÔÄâÖÆÄÊÑ×âÔÒÏà
ÇÔÄÐÐÑ×âÎÒÐÓÉÑÕÄÚÌâËÄÈÉÔÊÎÌ
ÆÔÄÕÓÔÒÕÖÔÄÑÉÑÌÌÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÙÔÒËÉ
±ÌËÎÒÉáÑÉÔÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉ
ÖÒÎÅßÖÒÆßÙÕÛÉÖÛÌÎÒÆÌÕÉÔÆÉÔÒÆ°ÌÎÔÒÕÙÉ
ÐÄ174%*)\\ÆÒÈÑÒÐÎÒÔÓ×ÕÉÕÒÈÉÔÊÌÖ
174%*)\\zÐÌÎÔÒÕÙÉÐßÕÑÌËÎÌÐ
ÆÕÉÎÏâÛÉÆßÉáÏÉÐÉÑÖßÈÏãÌËÐÉÔÉÑÌã
áÑÉÔÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉÐÛÖÒÆÄÊÑÒÈÏãÈÉÜÉ
ÓÒÖÔÉÅÏãÉÐÒÍÐÒÝÑÒÕÖ̲ÑÄÆÎÏâÛÄÉÖ²·Õ
ÆßÙ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÕÉÐÎÒÕÖÑßÐÌÌÕÖÒÛÑÌÎÄÐÌ
ÓÔÒÇÔÄÐÐÌÔ×ÉÐßÐÌÎÒáØØÌÚÌÉÑÖÄÐÌ×ÕÌÏÉ
ÓÌÖÄÑÌã
ÑÌ㤺³Ì°®ÕÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑßÐÌÌÑÖÉÔ
§ÒÖÒÆÄãÅÌÅÏÌÒÖÉÎÄÓÒÈÓÔÒÇÔÄÐÐ
ØÉÍÕÄÐÌÈÏãÆËÄÌÐÒÈÉÍÕÖÆÌãÕÈÔ×ÇÌÐÌ
¦ÅÌÅÏÌÒÖÉÎ×1741'9)RIVK]0MFVEV]
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄÐÌ®174%*)\\ÐÒÇ×ÖÓÒÈ
ÆÎÏâÛÉÑÇÒÖÒÆßÍÌÕÙÒÈÑßÍÎÒÈÒÖ8-ÈÏã
ÎÏâÛÄÖàÕãÑÉÈÒÔÒÇÌÉÓÉÔÆÌÛÑßÉÈÄÖÛÌÎÌ
ÆßÛÌÕÏÉÑÌãÔÄÕÙÒÈÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌ
ÖÄÎÌÉÎÄÎÔÉËÌÕÖÒÔÑßÉÜ×ÑÖßÌÈÉÏÌÖÉÏÌ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÛÖÒÓÒËÆÒÏãÉÖÒÅÙÒÈÌÖàÕãÐÌÑÌ
²ÕÑÒÆÑÒÉÓÔÉÌÐ×ÝÉÕÖÆÒÔÉÜÉÑÌÍÑÄÅÄËÉ
ÐÄÏàÑßÐÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÐÆÑÉÜÑÌÙÓÄÕÕÌÆÑßÙ
174%*)\\ËÄÎÏâÛÄÉÖÕãÆÉÇÒÇÌÅÎÒÕ
¦ßÆÒÈß
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
174%*)\\(EXEWLIIXLXXT [[[XMGSQPMXWPEW
174)RIVK];EXGLHSK8SSPLXXT [[[XMGSQXSSPQWTRVK[XGLHK
-QTPIQIRXEXMSRSJE7MRKPI4LEWI)PIGXVSRMG;EXX,SYV1IXIV9WMRKXLI174%*)\\8-%TTPMGEXMSR6ITSVX
70%% LXXT [[[XMGSQPMXWPEE
174)RIVK]0MFVEV]7SJX[EVI7YMXILXXT [[[XMGSQXSSPQWTIRIVK]PMFVEV]
µÕßÏÎÌ
ÎÒÐÓÒÑÉÑÖÒÆ·ÏàÖÔÄÑÌËÎÒÉáÑÉÔÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉ
ÎÒÏÄÐ̱ÄÎÒÑÉÚÉÈÌÑÒÊÈßÒÖÎÄÏÌÅÔÒÆÄÆ
ÑÌÉÐÌÎÔÒÎÒÑÖÔÒÏÏÉÔÒÆÕÉÐÉÍÕÖÆÄ174
ÕÛÉÖÛÌÎÓÔÌÔÄËÔÄÅÒÖÎÉÎÄÏÌÅÔÒÆÒÛÑßÉÎÒáØ
ÈÄÉÖÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖàÈÏãÓÌÖÄÑÌã
ØÌÚÌÉÑÖßÐÒÊÑÒÓÔÒÕÖÒËÄÓÌÕßÆÄÖàÆ
174%*)\\ÉÐÎÒÕÖÑßÉÌÕÖÒÛÑÌÎ̳ÒÕ
174%*)\\ÆÒÆÔÉÐãÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÄÁÖÒ
ÎÒÏàÎ×ÐÌÎÔÒÕÙÉÐÄÎÒÑØÌÇ×ÔÌÔ×ÉÖÕãÓÔÒÇÔÄÐ
ÒÅÉÕÓÉÛÌÖÖÒÛÑÒÕÖà×ÛÉÖÄáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÑÉ
ÐÑÒÓÒãÆÏãÉÖÕãÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàÔÄÅÒÖÄÖàÕ
Ù×ÊÉ ÌÆÚÉÏÒÐÕÑÌËÌÖÔÄÕÙÒÈßÑÄÐÄÕÕÒ
ÑÉÕÖÄÑÈÄÔÖÑßÐÌÎÒÐÐ×ÑÌÎÄÚÌÒÑÑßÐÌÓÔÒÖÒ
ÆßÍÆßÓ×ÕÎÕÛÉÖÛÌÎÒÆ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
¶ÉÙÑÒÏÒÇÌãÌËÒÏãÚÌÌ
ÓÒÐÒÇÄÉÖÌÑÖÉÇÔÌÔÒÆÄÖà
ÕÌÕÖÉÐßÕÒÏÑÉÛÑßÙáÏÉÐÉÑÖÒÆ
ÆÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÉáÑÉÔÇÉÖÌÛÉÕÎÌÉÕÉÖÌ
1EVXMR1YVRERI%REPSK(IZMGIW
¬ÑÆÉÔÖÒÔßÈÏãØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÌÙ
ÕÌÕÖÉÐ
¬ÑÆÉÔÖÒÔßØÒÖÒáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙ×ÕÖÄÑÒÆÒÎ
ÓÔÉÒÅÔÄË×âÖáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎ×âáÑÉÔÇÌâÒÖ
ÕÒÏÑÉÛÑßÙÓÄÑÉÏÉÍÌÕÆßÕÒÎÒÍáØØÉÎÖÌÆÑÒÕ
¥
×
ÏàÜÄãÛÄÕÖàáÏÉÎÖÔÒáÑÉÔÇÌÌÆßÔÄÅÄÖß
ÖàâÓÉÔÉÈÄâÖÉÉÆáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎ×âÕÉÖàÁÑÉÔ
ÆÄÉÐÒÍÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÌËÕÒÏÑÉÛÑÒÇÒÌËÏ×
ÇÌãÆßÔÄÅÄÖßÆÄÉÐÄãÕÒÏÑÉÛÑßÐÌÓÄÑÉÏãÐÌ
ÛÉÑÌãÇÉÑÉÔÌÔ×ÉÖÕãÕÒÏÑÉÛÑßÐÌØÒÖÒÇÄÏàÆÄ
ÓÔÉÈÕÖÄÆÏãâÝÌÐÌÕÒÅÒÍÌÕÖÒÛÑÌÎÌÓÒÕÖÒãÑ
ÑÌÛÉÕÎÌÐÌ
4:
áÏÉÐÉÑÖÄÐÌÓÔÉÒÅÔÄË×âÝÌ
ÑÒÇÒÖÒÎÄÎÒÑÆÉÔÖÌÔ×ÉÖÕãÆÓÉÔÉÐÉÑÑßÍÖÒÎÌ
ÐÌØÒÖÒÑßÕÆÉÖÒÆÒÍáÑÉÔÇÌÌÆÓÒÖÒÎáÏÉÎÖÔÒ
ÓÒÕÖ×ÓÄÉÖÆÐÉÕÖÑßÉáÑÉÔÇÒÕÉÖÌÆÑ×ÊÑÒÍ
ÑÒÆÒÅÔÄË×âÝÌÙáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÍÖÒαÄ
ØÄËÉÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄâÝÉÍ®³¨ÈÒ ³ÔÒÚÉÕÕ
´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑÄáÔÒØÒÖÒÕÑÌÐÒÎÅÒÏàÜÒÍ
ØÒÖÒáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÒÍ×ÕÖÄÑÒÆÎÌ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌãÐÒÊÉÖÓÔÒÌÕÙÒÈÌÖàÆÒÈÌÑ
ÌÏÌÑÉÕÎÒÏàÎÒáÖÄÓÒÆ
ÁÖÄÓ
®ÄÎÓÔÄÆÌÏÒÑÄáÖÒÐáÖÄÓÉÆßÓÒÏ
ÑãÉÖÕã('('ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÑÌÉÑÌËÎÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÌÅÒÏàÜÒÇÒÖÒÎÄÆßÔÄÅÄÖßÆÄ
ÉÐÒÇÒãÛÉÍÎÄÐÌÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÐÌÕÒÏÑÉÛ
ÑßÉÓÄÑÉÏÌÆÆßÕÒÎÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌÓÒÑÌ
ÊÉÑÑßÍÖÒÎÕÒÆÐÉÕÖÌÐßÉGÕÉÖàâÓÉÔÉ
ÐÉÑÑÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌã¦ËÄÆÌÕÌÐÒÕÖÌÒÖ
ÖÒÓÒÏÒÇÌÌáÖÒÖáÖÄÓÐÒÊÉÖÅßÖàÑÉÒÅãËÄ
ÖÉÏàÑßÐÉÕÏÌÈÒÕÖÄÖÒÛÑÒÉÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒ
ÕÒÏÑÉÛÑßÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÕÒÉÈÌÑÉÑÒÓÒÕÏÉÈÒ
ÆÄÖÉÏàÑÒÌÒÅÉÕÓÉÛÌÆÄÉÖÕÖÄÅÌÏàÑÒÆßÕÒ
ÎÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÔÌÏâÅßÙÔÉÊÌÐÄÙ
ÑÄÇÔ×ËÎÌ
´ÌÕ×ÑÒÎ
µÒÏÑÉÛÑßÉØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÌÉ
×ÕÖÄÑÒÆÎÌÂÐÄ®Ä×ÑÖÌÜÖÄÖ¤ÔÌËÒÑÄ
¸ÒÖÒ*MVWX7SPEV
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÁÖÄÓ
³ÒÕÖÒãÑÑßÍÖÒÎÓÔÉÒÅÔÄË×ÉÖÕãÆ
áØØÉÎÖÌÆÑÒÇÒ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÇÉÑÉÔÄÚÌÉÍÌ
ÓÉÔÉÐÉÑÑßÍÒÅßÛÑÒÕÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÐ
ÓÒÖÔÉÅÏÉÑÌÉÐÓÔÌÐÄÎÕÌÐÄÏàÑÒáØØÉÎÖÌÆ
ÖÒÓÒÏÒÇÌÌ,ÐÒÕÖÒƨÏãÓÒÆßÜÉÑÌ㮳¨
ÑÒÐÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÌÐÉâÝÌÙÕãÔÉÕ×ÔÕÒÆ
ÌÕÑÌÊÉÑÌãÔÉÄÎÖÌÆÑÒÍÐÒÝÑÒÕÖÌÆÕÌÕÖÉ
ÁÖÒÒËÑÄÛÄÉÖÛÖÒÑÒÆÒÉÓÒÎÒÏÉÑÌÉÌÑÆÉÔÖÒÔÒÆ
ÐÉÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌãÌÑÆÉÔÖÒÔÒÆØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌ
ÈÏãÕÒÏÑÉÛÑßÙÓÄÑÉÏÉÍÈÒÏÊÑÒÒÅÏÄÈÄÖàÔÄË
ÛÉÕÎÌÙ×ÕÖÄÑÒÆÒÎÐÒÊÉÖÒÕÑÒÆßÆÄÖàÕãÑÄ
ÆÌÖÒÍÏÒÇÌÎÒÍÓÔÌÑãÖÌãÔÉÜÉÑÌÍÓÔÌÆËÄÌÐÒ
ÔÄËÏÌÛÑßÙÆÄÔÌÄÑÖÄÙ,ÐÒÕÖÄÑÄÓÔÌÐÉÔ
ÈÉÍÕÖÆÌÌÕÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑÒÍÕÉÖàâÒÕÒÅÉÑ
ÖÄÎÌÙÎÄÎÕÙÉÐÄÕÒÕÆãËÄÑÑÒÍÑÉÍÖÔÄÏàâ
ÑÒÈÏã×ÕÖÔÄÑÉÑÌãÈÌÕÅÄÏÄÑÕÄÆÕÏ×ÛÄãÙ
24'
ÌËÅßÖÎÄÇÉÑÉÔÌÔ×ÉÐÒÍÑÉÕÎÒÏàÎÌÐÌÌÕÖÒÛÑÌ
³ÉÔÆÒÑÄÛÄÏàÑÒÌÑÆÉÔÖÒÔßÈÏãÕÒÏÑÉÛÑßÙ
ÎÄÐÌÐÒÝÑÒÕÖ̳ÒáÖÒÍÓÔÌÛÌÑÉÒÕÑÒÆÒÍÏÒÇÌ
ØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÌÙÓÄÑÉÏÉÍÅßÏÌÓÔÒÕÖßÐÌ
ÎÌÔÄÅÒÖßÕÒÏÑÉÛÑÒÍÕÌÕÖÉÐßáÑÉÔÇÒÕÑÄÅÊÉ
ÐÒÈ×ÏãÐÌÓÉÔÉÈÄÆÄÆÜÌÐÌáÑÉÔÇÌâÆÐÉÕ
ÑÌãÈÒÏÊÑÄÅßÖàÕÉÖÉÆÄãÌÑÖÉÇÔÄÚÌãÇÈÉÆÕÉ
ÖÑßÉÕÉÖ̦ÓÒÕÏÉÈÑÌÙÔÄËÔÄÅÒÖÎÄÙÄÎÚÉÑÖ
ÕÒÕÖÄÆÏãâÝÌÉáÑÉÔÇÒÕÌÕÖÉÐßÆËÄÌÐÒÈÉ
ÈÉÏÄÉÖÕãÑÄÅÉËÒÓÄÕÑÒÕÖàÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑ×â
ÍÕÖÆ×âÖÎÄÎÒÈÑÒÚÉÏÒÉÈÏãÕÖÄÅÌÏÌËÄÚÌÌ
ÌÑÖÉÇÔÄÚÌâÌÕÑÌÊÉÑÌÉÚÉÑߨÏã×Ï×ÛÜÉÑÌã
ÕÉÖÌÄÑÉÓÔÒÕÖÒÓÒÕÖÄÆÏãâÖÐÒÝÑÒÕÖàÑÉËÄ
ÙÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÌÕÒÎÔÄÝÉÑÌãËÄÖÔÄÖÔÄËÔÄÅÒÖ
ÆÌÕÌÐÒÈÔ×ÇÒÖÈÔ×ÇĵÉÖÉÆÄãÌÑÖÉÇÔÄÚÌã
ÛÌÎÌÌÝ×ÖÑÒÆßÉÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌÈÒÕÌÙÓÒÔÑÉ
ÓÔÉÈÞãÆÏãÉÖÓÒÆßÜÉÑÑßÉÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÎÌËÐÉ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÆÜÌÉÕãÆÌÑÆÉÔÖÒÔÄÙáÑÉÔÇÌÌ
ÔÉÑÌâÎÒÑÖÔÒÏâÌÄÑÄÏÌË×ÎÄÛÉÕÖÆÄÓÒÈÄÆÄÉ
ÕÒÏÑÉÛÑßÙÓÄÑÉÏÉÍ
ÐÒÍÆÕÉÖàáÑÉÔÇÌÌ®ÔÒÐÉÖÒÇÒÑÒÆßÉÈÌÔÉÎ
®ÒÐÓàâÖÉÔÌËÌÔÒÆÄÑÑßÉÕÌÕÖÉÐßÌËÐÉÔÉ
ÖÌÆßÌÓÒÆßÜÉÑÑßÉÖÉÙÑÌÛÉÕÎÌÉÖÔÉÅÒÆÄÑÌã
ÑÌãÌ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãzÎÏâÛÉÆÒÍáÏÉÐÉÑÖÑÒÆßÙ
ÕÖÌÐ×ÏÌÔ×âÖÓÒãÆÏÉÑÌÉÑÒÆßÙÖÉÙÑÒÏÒÇÌÍ
ÖÉÙÑÒÏÒÇÌÍÑÒÕÙÉÐßÌËÐÉÔÉÑÌÍÌÆßÛÌÕÏÉ
²ÈÑÒÍÌËÆÄÊÑßÙÒÕÒÅÉÑÑÒÕÖÉÍÌÑÖÉÏÏÉÎ
ÑÌÍÈÒÏÊÑßÅßÖàÒÖÈÉÏÉÑßÌËÒÏãÚÌÒÑÑßÐ
Ö×ÄÏàÑÒÍÕÉÖÉÆÒÍÌÑÖÉÇÔÄÚÌÌÓÒáÖÒÐ×ÐÒÊÉÖ
ÅÄÔàÉÔÒÐÒÖÕÌÏÒÆßÙÚÉÓÉÍ×ÓÔÄÆÏÉÑÌãÄ
ÕÖÄÖàÄÎÎ×Ð×ÏÌÔÒÆÄÑÌÉáÑÉÔÇÌÌÓÒËÆÒÏãâ
ÖÄÎÊÉËÄÝÌÝÉÑßÒÖÓÉÔÉÙÒÈÑßÙÓÔÒÚÉÕÕÒÆ
ÝÉÉÕÇÏÄÈÌÖàÑÉÔÄÆÑÒÐÉÔÑÒÕÖàÑÄÇÔ×ËÎÌÑÄ
ÓÔÌÎÒÐÐ×ÖÄÚÌÌÁÖÄÕÖÄÖàãÓÒÎÄËßÆÄÉÖÎÄÎ
ÕÉÖàÕÒÙÔÄÑããÑÉÌÕÓÒÏàË×ÉÐ×âáÏÉÎÖÔÌÛÉÕ
ÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÌËÒÏãÚÌÌM'SYTPIVÓÒËÆÒÏãÉÖ
Î×âáÑÉÔÇÌâÈÒÆÔÉÐÉÑÌÓÌÎÒÆÒÇÒÓÒÖÔÉÅÏÉ
ÕÒÎÔÄÝÄÖàÔÄÕÙÒÈßÓÒÆßÜÄÖàÌÑÖÉÇÔÌÔÒÆÄÑ
ÑÌã¨ÄÏÉÉÆáÖÒÍÕÖÄÖàÉÒÕÑÒÆÑÒÉÆÑÌÐÄÑÌÉ
ÑÒÕÖàÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÙÕÉÖÉÍÌ×Ï×ÛÜÄÖà
Å×ÈÉÖ×ÈÉÏÉÑÒËÑÄÛÉÑÌâÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÒÍÌËÒ
ÑÄÈÉÊÑÒÕÖàÌÑÆÉÔÖÒÔÒÆÕÒÏÑÉÛÑÒÍáÑÉÔÇÌÌÕ
ÏãÚÌÌÈÏãËÄÝÌÖßÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑßÙÌ×ÓÔÄÆÏã
ÓÒÐÒÝàâÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÙÄÑÄÏÒÇÒÚÌØÔÒÆßÙ
âÝÌÙÚÉÓÉÍÕÒÉÈÌÑÌÖÉÏàÑßÙÏÌÑÌÍÌáÏÉÐÉÑ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍ
¤º³
ÌÈÔÄÍÆÉÔÒÆËÄÖÆÒ
ÖÒÆÙÔÄÑÉÑÌãÕ×ÓÒÔÒÐÑÄÎÏâÛÉÆ×âÔÒÏàÖÉÙ
ÔÒÆÎÒÐÓÄÑÌÌ%REPSK(IZMGIW
ÑÒÏÒÇÌÌM'SYTPIV¹ÄÔÄÎÖÉÔÌÕÖÌÎÄÐÌÎÒÖÒÔßÉ
Å×È×ÖÒÖÆÉÛÄÖàÖÔÉÅÒÆÄÑÌãÐÎÒÑÕÖÔ×ÎÚÌÍ
ÑÒÆßÙÌÑÆÉÔÖÒÔÒÆÈÏãÕÒÏÑÉÛÑßÙÓÄÑÉÏÉÍ
»ÖÒÖÄÎÒÉÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑÄãÕÉÖà
7QEVX
ÒÅÏÄÈÄâÖÆÛÄÕÖÑÒÕÖÌÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßͤº³
+VMH
#-176IWIEVGLÒÓÔÉÈÉÏãÉÖÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×
%(%ÌÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÍÈÔÄÍÆÉÔËÄÖÆÒÔÒÆ
ÄÏàÑ×âÕÉÖàÎÄÎÌÑØÔÄÕÖÔ×ÎÖ×Ô×áÑÉÔÇÌÛÉÕ
%(Y1
ÎÌÙÕÉÖÉÍÒÅÝÉÇÒÑÄËÑÄÛÉÑÌãÕÆÒËÐÒÊÑÒÕÖàâ
¬ÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑÄãÕÉÖà
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
¶ÉÙÑÒÏÒÇÌãÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÒÍÔÄËÆãËÎÌ
¬ËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßͤº³
¦ÖÉÙÑÒÏÒÇÌÌM'SYTPIV?AÈÏãÓÉÔÉÈÄÛÌ
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑßÈÆÄÌÑÆÉÔÖÒÔÄÈÏã
ÈÄÑÑßÙÐÉÊÈ×ÚÉÓãÐÌÕÔÄËÈÉÏàÑßÐÓÌÖÄÑÌ
ØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÌÙ×ÕÖÄÑÒÆÒÎÓÒÈÒÅÑßÉ
ÉÐÌÕÓÒÏàË×âÖÕãÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔßÌÕÎÏâÛÄ
ÒÓÌÕÄÑÑßÐÆÒÆÆÉÈÉÑÌ̵ÒÉÈÌÑÉÑÑßÉÕÓÒÈ
âÝÌÉÎÄÎ×âÏÌÅÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎ×âÕÆãËàÐÉÊ
ÎÏâÛÉÑÑÒÍÎÕÉÖÌÜÌÑÒÍÓÌÖÄÑÌãÌÑÆÉÔÖÒÔß
È×ÑÌÐ̶ÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔßÌËÇÒÖÄÆÏÌÆÄâÖÕã
×ÓÔÄÆÏãâÖÕãÌÎÒÐÐ×ÖÌÔ×âÖÕãÑÉËÄÆÌÕÌÐÒ
ÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒÑÄÎÔÌÕÖÄÏÏÉÑÄáÖÄÓÉÒÅÔÄ
®ÄÊÈÄãÓÄÑÉÏàÕÒÏÑÉÛÑßÙáÏÉÐÉÑÖÒÆÕÒÉÈÌ
ÅÒÖÎÌÎÔÉÐÑÌÉÆßÙÓÏÄÕÖÌѳÒÏÌÌÐÌÈÑßÍ
ÑÉÑÄÕÕÒÅÕÖÆÉÑÑßÐÓÒÆßÜÄâÝÌÐ('('
ÕÏÒÍÕÆßÕÒÎÌÐÓÔÒÅÌÆÑßÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÓÒÈ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÐÎÒÖÒÔßÍÆÕÆÒâÒÛÉÔÉÈà
ÕÏÒÉÐËÒÏÒÖÄÌËÒÏÌÔ×ÉÖÆÉÔÙÑââÎÄÖ×ÜÎ×ÒÖ
ÓÒÈÎÏâÛÉÑÎ('%'ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏâ
³ÔÌ
ÑÌÊÑÉͦÙÒÈÑßÉÏÒÇÌÛÉÕÎÌÉÕÌÇÑÄÏßÎÒÈÌÔÒ
ÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌÄÎÎ×Ð×ÏãÖÒÔÑÒÍÅÄÖÄÔÉÌÒÑÄ
ÆÄÑÑßÉÌÐÓ×ÏàÕÄÐÌÈÏÌÖÉÏàÑÒÕÖàâÑÕ
Å×ÈÉÖÓÒÈÎÏâÛÄÖàÕãÌÒÖÎÏâÛÄÖàÕãÓÒÈÆÑÉÜ
ÓÒÕÖ×ÓÄâÖÑÄÓÉÔÆÌÛÑ×âÒÅÐÒÖÎ×ÖÔÄÑÕØÒÔ
ÑÌÐ×ÓÔÄÆÏÉÑÌÉЮÄÎÒÉÏÌÅÒÒÅÕ×ÊÈÉÑÌÉ
ÐÄÖÒÔĬÐÓ×ÏàÕßÓÉÔÉÈÄÆÄÉÐßÉÕÒÈÑÒÍ
áÖÒÇÒÆÒÓÔÒÕÄÈÏãÓÔÒÕÖÒÖßÒÅÞãÕÑÉÑÌãÒÓ×
ÎÄÖ×ÜÎÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÑÄÈÔ×Ç×âÈÉÖÉÎÖÌ
ÝÉÑÒ
Ô×âÖÕãÕÙÉÐÒÍÑÄÕÖÒÔÒÑÉÆÖÒÔÌÛÑÒÍÒÅÐÒÖÎÌ
·ÓÔÄÆÏãÉÖÌÑÆÉÔÖÒÔÒÐÚÌØÔÒÆÒÍ
ÕÌÇÑÄÏàÑßÍÓÔÒÚÉÕÕÒÔ
(74
¬ËÒÏÌ
ÔÒÆÄÑÑßͤº³%(%ÌËÐÉÔãÉÖ
ÓÉÔÉÐÉÑÑßÍÆßÙÒÈÑÒÍÖÒÎÓÒÔãÈÎÄ
¤µÌÕÖÉÐßÌÑÆÉÔÖÒÔÒÆÕÒÏÑÉÛ
ÑßÙÓÄÑÉÏÉÍÐÒÇ×ÖÌÐÉÖàÑÄÆßÙÒÈÉ
ÌËÒÏÌÔ×âÝÌÍÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄ
ÐÒÇ×ÖÕÖÔÒÌÖàÕãÌÅÉËÑÉÇÒ©ÕÏÌÆ
ÚÉÏãÙáÎÒÑÒÐÌÌÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑÉ
ÌÕÓÒÏàË×ÉÖÕãÌÑÆÉÔÖÒÔßÈÒÏÊÑß
ÖÄÎÊÉÌËÐÉÔãÖàÌÓÒÕÖÒãÑÑ×âÕÒÕÖÄÆ
ÏãâÝ×âÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎıÄÏÌÛÌÉÌ
ÆÉÏÌÛÌÑÄáÖÒÍ('ÓÒÈÓÌÖÎÌãÆÏã
âÖÕãÕÉÔàÉËÑÒÍÓÔÒÅÏÉÐÒÍÖÄÎÎÄÎ
ÕÏÌÜÎÒÐÅÒÏàÜÒÍÓÒÕÖÒãÑÑßÍÖÒÎ
ÓÒÓÄÈÄâÝÌÍÆÕÉÖàÐÒÊÉÖÑÄÕßÖÌÖà
ÏâÅÒÍÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑÄÕÆÒÉÐ
Ó×ÖÌÁÖÒÖÖÒÎÈÒÏÊÉÑÅßÖàÒÇÔÄÑÌ
ÛÉÑÈÌÄÓÄËÒÑÒÐÆÑÉÕÎÒÏàÎÒÐÌÏÏÌ
ÄÐÓÉÔÓÒáÖÒÐ×%(%ÈÒÏÊÉÑ
ÌËÐÉÔãÖàÎÄÎÓÉÔÉÐÉÑÑßÍÖÒÎÆÈÌÄ
ÓÄËÒÑÉÈÒ¤ÖÄÎÌÓÒÕÖÒãÑÑßÍÐÌÏ
ÏÌÄÐÓÉÔÑÒÇÒÈÌÄÓÄËÒÑÄ
%(%
!
!
b
!
µ²¯±©»±¤Ã
³¤±©¯À
µ¦Ã«À
³²³²µ¶
¶²®·
('('
³´©²¥´¤«²
¦¤¶©¯À
0
2
¼·±¶¨¯Ã
¬«°©´©±¬Ã
³©´©°©±±²§²
¶²®¤
³´²¦²¨±¿
¬±¶©´¸©µ
!
!
b
!
ºµ³®²°³¤±¬¬
%2%03+():-')7
%(%
µ²¯±©»±¤Ã
³¤±©¯À
('%'
³´©²¥´¤«²
¦¤¶©¯À
µ¦Ã«À
³²³²µ¶
¶²®·
('('
³´©²¥´¤«²
¦¤¶©¯À
¼·±¶¨¯Ã
¬«°©´©±¬Ã
³©´©°©±±²§²
¶²®¤
³´²¦²¨±¿
¬±¶©´¸©µ
ºµ³®²°³¤±¬¬
%2%03+():-')7
('%'
³´©²¥´¤«²
¦¤¶©¯À
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÔÌÐÉÔÕÒÏÑÉÛÑÒÍØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÒÍÕÌÕÖÉÐß
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÈÄÊÉÑÄÈÔ×ÇÒÍÓÏÄÖÉÆÕÌÕÖÉÐÉÁÖÒÓÒÆßÜÄ
%(%M'SYTPIVzÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÍ
7
(
ÉÖÖÒÛÑÒÕÖàÌÑÄÈÉÊÑÒÕÖàÈÄÑÑßÙÆÕÌÕÖÉÐÉ
ÐÒÈ×ÏãÖÒÔ
¤º³
ÑÉÓÔÉÔßÆÑÒÓÔÒÌËÆÒÈãÝÌÍ
ÌËÐÉÔÉÑÌãÌÎÒÑÖÔÒÏã¦ßÙÒÈÑßÉÈÄÑÑßɤº³
ÆßÅÒÔÎÌÑÄÓÔãÊÉÑÌãÓÄÈÄâÝÉÇÒÑÄÖÒÎÒÆÒÐ
ÑÄÓÔÄÆÏãâÖÕãÆ(74ÓÒÕÏÉÈÒÆÄÖÉÏàÑÒÆÆÌÈÉ
Ü×ÑÖÉÎÄÎÓÒÎÄËÄÑÒÑÄ´ÌÕ×ÑÎɱÄÉÇÒÆßÙÒ
ÒÈÑÒÔÄËÔãÈÑÒÇÒÓÒÖÒÎÄÕÖÄÎÖÒÆÒÍÛÄÕÖÒÖÒÍ
ÈÉØÒÔÐÌÔ×ÉÖÕãÅÌÖÑßÍÓÒÖÒÎÈÄÑÑßÙÎÒÖÒ
°§ÚØÒÔÐÌÔ×ÉÐÒÍ(74
ÔßÍÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÌÓÒÈÄÉÖÕãÑÉÓÒÕÔÉÈÕÖÆÉÑÑÒ
Æ(74³ÏÒÖÑÒÕÖàÉÈÌÑÌÚÆÆßÙÒÈÑÒÐÓÒÖÒÎÉ
ÁÖÄÕÌÕÖÉÐÄÐÒÊÉÖÌËÐÉÔãÖàÓÉÔÉÐÉÑÑßÍ
ÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×ÉÖÆÙÒÈÑÒÍÄÐÓÏÌÖ×ÈÉÎÒÖÒÔÄã
ÖÒÎÈÒ¤ÌÓÒÕÖÒãÑÑßÍÖÒÎÆÈÌÄÓÄËÒÑÉ
ÐÒÊÉÖÅßÖàÆÒÕÕÖÄÑÒÆÏÉÑÄÕÓÒÐÒÝàâÚÌØÔÒ
ÑÉÕÎÒÏàÎÌÙÐÌÏÏÌÄÐÓÉԱĴÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄ
ÆÒÇÒØÌÏàÖÔÄÓÔÒÇÔÄÐÐÑÒÔÉÄÏÌËÒÆÄÑÑÒÇÒÆ
ÑßÕÐÉÝÉÑÌÉÌÒÜÌÅÎÄÏÌÑÉÍÑÒÕÖÌÐÒÈ×Ïã
(74
ÕÒÏÑÉÛÑÒÍÕÌÕÖÉÐß%(%®ÄÎÆÌÈÑÒÖÒÎ
ÕÐÉÝÉÑÌãÆÜ×ÑÖÉÕÒÕÖÄÆÏãÉÖФÆÒÆÕÉÐ
§ÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÄãÔÄËÆãËÎÄÆÌÑÆÉÔÖÒÔÄÙ
ÖÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÑÒÐÈÌÄÓÄËÒÑɶÄÎÌÐÒÅÔÄËÒÐ
ÕÒÏÑÉÛÑßÙÓÄÑÉÏÉÍÑÉÒÅÙÒÈÌÐÄÆÓÉÔÆ×â
ÒÈÌÑáÖÒÖÐÒÈ×ÏàÐÒÊÉÖÌËÐÉÔãÖàÎÄÎ('
ÒÛÉÔÉÈàÌËËÄÆßÕÒÎÒÇÒÑÄÓÔãÊÉÑÌãÆÕÉÖÌ
ÓÒÈÓÌÖÎ×ÒÖФÖÄÎÌÕÌÕÖÉÐÑßÉÖÒÎÌÈÒ
ÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄÎÒÖÒÔÒÉÈÄÊÉÆÒÈÑÒØÄË
¤ÌÏÌÅÒÏàÜɨÏãÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑßÙÕÌÕÖÉÐÕ
ÑßÙÕÌÕÖÉÐÄÙÐÒÊÉÖÈÒÕÖÌÇÄÖàÆÓÌÎÉ ¦
ÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÄÐÌÖÒÎÄÌÈÔ×ÇÌÙÖÌÓÒÆÐÒÇ×Ö
¬ËÒÏãÚÌã%(%ÓÒËÆÒÏãÉÖÌÕÓÒÏàËÒÆÄÖà
ÓÒÖÔÉÅÒÆÄÖàÕãÈÆÄ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄz
ÒÈÑÒÈÏã
ÐÌÎÔÒÕÙÉÐ×ÆÕÉÖãÙÕÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐÈÒ¦
ÅÒÏàÜÒÇÒÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄ
ÈÌÄÓÄËÒѤ
Ì
ÛÖÒÈÉÏÄÉÖÉÉÄÅÕÒÏâÖÑÒÓÔÌÇÒÈÑÒÍÈÏãÔÄÕ
ÒÈÑÒÈÏãÐÄÏÒÇÒÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒÖÒÎÄ
ÈÌÄÓÄËÒÑ
ÕÐÄÖÔÌÆÄÉÐßÙÓÔÌÏÒÊÉÑÌͲÕÑÒÆÑÒÉÓÔÉÌ
Ф
ÁÖÒÒÈÌÑÌËÓÔÌÐÉÔÒÆÖÒÇÒÎÄÎÖÉÙÑÒ
Ð×ÝÉÕÖÆÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌã%(%ËÄÎÏâÛÄ
ÏÒÇÌãM'SYTPIVÐÒÊÉÖÓÔÉÈÒÕÖÄÆÌÖàÑÉÈÒÔÒÇÌÉ
ÉÖÕãÆÖÒÐÛÖÒÐÄÏÉÑàÎÌÍÎÒÔÓ×Õ¤º³ÓÒËÆÒ
ÔÉÜÉÑÌãÈÏãÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑÒÍÕÉÖÌ
ÏãÉÖÔÄÕÓÒÏÒÊÌÖàÉÇÒÒÛÉÑàÅÏÌËÎÒÎÜ×ÑÖ×
ÔÉÄÏàÑÒÇÒÓÉÔÉÐÉÑÑÒÇÒÖÒÎÄÆÖÒÆÔÉÐãÎÄÎ
»ÖÒÅßÕÆÉÕÖÌÎÐÌÑÌÐ×Ð×ÓÒÖÉÔÌÐÒÝÑÒÕ
(74ÐÒÊÉÖÅßÖàÑÄÑÉÎÒÖÒÔÒÐ×ÈÄÏÉÑÌÌÌÏÌ
ÖÌÆÜ×ÑÖÉ
ÌÖÉÓÏÒÆßÉÒÜÌÅÎÌÌËËÄÕÄÐÒÔÄ
7
(
°²¨·¯
®²¨©´
¦
¬«²¯¬´
:
((
6
7,928
вÐ
:
-2
:
-2
z
+2(
:
((
:
((
1(%8
1(%8
º¬¸´²¦²
¸¬¯À¶´
1'0/-2
+2(
1'0/
+2(
®²¨©´
¨©®²¨©´
¨©®²¨©´
%(%
¦
±©¬«²¯¬´
ºµ³
®²°³¤±¬¬
%2%03+
():-')7
´ÌÕ×ÑÒÎ
¬ËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßͤº³%(%
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ËÒÇÔÉÆÄ
ÉÇÒÕÒÓÔÒÖÌÆÏÉÑÌÉÆßÅÌÔÄâÖÐÌÑÌ
¬ËÈÄÑÑßÙÓÔÌÆÉÈÉÑÑßÙÑÄ´ÌÕ×ÑÎÉ
ÐÄÏàÑÒÆÒËÐÒÊÑßÐÒÅßÛÑÒÓÒÔãÈÎÄвÐ
ÆÌÈÑÒÛÖÒÄÅÕÒÏâÖÑÄãÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÌËÐÉÔÉ
ÑÌãÖÒÎÄÓÔÌÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÌ%(%ÆÉÕàÐÄ
²ÛÉÑàÆßÕÒÎÒÉÔÄËÔÉÜÉÑÌÉ
7
(
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄ
ÑÉÆÉÏÌÎÄÆÒÆÕÉÐÈÌÄÓÄËÒÑÉÛÖÒ×ÎÄËßÆÄÉÖÑÄ
ÖÉÏÉÍÓÒËÆÒÏãÉÖÓÒÖÉÔÌÖÒÎÒÆÒÇÒÜ×ÑÖÄÕÆÉÕÖÌ
ÙÒÔÒÜ×âÏÌÑÉÍÑÒÕÖàÌÑÌËÎÌÍ×ÔÒÆÉÑàÇÄÔÐÒ
Î×ÔÒÆÑâÔÉÜÉÑÌÍÑÄÒÕÑÒÆÉÖÔÄÈÌÚÌÒÑÑßÙ
ÑÌÛÉÕÎÌÙÌÕÎÄÊÉÑÌÍÆßÙÒÈÑÒÇÒÕÌÇÑÄÏÄ
ÐÄÇÑÌÖÑßÙÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉÍÓÔÌÏ×ÛÜÉÍ
ÕÒÏÑÉÛÑÒÇÒÌÑÆÉÔÖÒÔÄÁÖÒÆÕÆÒâÒÛÉÔÉÈà
ÖÒÛÑÒÕÖÌÌÐÉÑàÜÉÐÕÐÉÝÉÑÌÌÛÖÒÓÒÈÖÆÉÔ
ÕÓÒÕÒÅÕÖÆ×ÉÖÕÑÌÊÉÑÌâÑÉÏÌÑÉÍÑßÙÌÕÎÄÊÉ
ÊÈÄÉÖÕã´ÌÕ×ÑÎÒÐ
ÑÌÍÓÔÌÌÑÖÉÇÔÄÚÌÌÕÕÉÖàâÓÒÎÄËßÆÄãÉÝÉ
±ÉÕÐÒÖÔãÑÄÖÒÛÖÒÓÔÌÆÉÈÉÑÑÄãÓÒÇÔÉÜ
ÒÈÌÑÓÔÌÐÉÔÖÒÇÒÎÄÎÑÒÆÄãÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÌËÒÏã
ÑÒÕÖà
ÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÓÒÏÑÒÍÜÎÄÏß
ÌÕÎÏâÛÌ
ÚÌÌÓÒÆßÜÄÉÖÓÒÎÄËÄÖÉÏÌÎÄÛÉÕÖÆÄ
ÖÉÏàÑÒÐÄÏÄÑÄÕÖÒãÝÉÍÓÔÒÆÉÔÎÒÍÏÌÑÉÍÑÒÕ
ÖÌ×ÕÖÔÒÍÕÖÆÄãÆÏãÉÖÕãÉÇÒÄÅÕÒÏâÖÑÄã
ÓÒÇÔÉÜÑÒÕÖàÒÕÒÅÉÑÑÒÑÄÑÌÊÑÌÙÇÔÄÑÌÚÄÙ
»ÉÐÆßÜÉáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖàÕÒÏÑÉÛÑÒÇÒ
ÈÌÄÓÄËÒÑÄÌËÐÉÔÉÑÌͤÅÕÒÏâÖÑÄãÓÒÇÔÉÜ
ÌÑÆÉÔÖÒÔÄÖÉÐÅÒÏàÜÉáÑÉÔÇÌÌÆßÔÄÅÄÖßÆÄ
ÑÒÕÖàÕÆãËÄÑÄÕÒÜÌÅÎÒÍÌËÐÉÔÉÑÌÍÆÒÆÕÉÐ
ÈÌÄÓÄËÒÑÉËÑÄÛÉÑÌÍÄÑÉÓÔÒÕÖÒÕÒÜÌÅÎÒÍ
ÉÖÕãËÄÇÒÈÌÐÉÑàÜÉÕÔÒÎÒÎ×ÓÄÉÐÒÕÖÌÌÑÆÉÕ
ÓÒÏÑÒÍÜÎÄÏß±ÉÎÒÖÒÔßÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔß
ÖÌÚÌÍÆÕÒÏÑÉÛÑ×âÕÖÄÑÚÌâ¶ÉÑÈÉÑÚÌÉÍ
ÖÒÎÄÕÓÉÚÌØÌÚÌÔ×âÖÕã¦ÕÓÉÚÌØÌÎÄÚÌãÙÑÄ
ÓÒÕÏÉÈÑÉÇÒÆÔÉÐÉÑÌÕÖÄÏÒÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉ
ÑÉÎÒÖÒÔßÉÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔßÖÒÎÄ×ÎÄËßÆÄÉÖÕã
ÅÉÕÖÔÄÑÕØÒÔÐÄÖÒÔÑßÙáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙÕÌÕÖÉÐ
ÒÜÌÅÎÄÓÒÏÑÒÍÜÎÄÏß ¹ÒÖãáÖÒÆßÇÏã
ÓÒÈÄÛÌáÑÉÔÇÌÌÆÕÉÖÌÒÅÝÉÇÒÓÒÏàËÒÆÄÑÌã
ÈÌÖÌÙÒÔÒÜÒÑÒÐÄÏÒÒÛÉÐÇÒÆÒÔÌÖ
ÒÅ×ÕÏÒÆÏÉÑÑÒÉÌÙÑÌËÎÒÍÕÖÒÌÐÒÕÖàâÁÖÒ
¬ËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÍÈÔÄÍÆÉÔËÄÖÆÒÔÒÆ
¶²®
¤
%(
¤¥µ²¯Â¶±¤Ã²¼¬¥®¤
%(
²¼¬¥®¤³²¯±²¼®¤¯¿
z
z
z
z
z
z
¶©°³©´¤¶·´¤
'
z
z
z
z
z
z
z
z
Ä
Å
´ÌÕ×ÑÒÎ
µÐÉÝÉÑÌÉÌÏÌÑÉÍÑÒÕÖàÕÒÏÑÉÛÑÒÇÒÐÒÈ×Ïã%(%Ä
¶ÉÐÓÉÔÄÖ×ÔÑÒÉÕÐÉÝÉÑÌÉÅ
«ÄÆÌÕÌ
ÐÒÕÖàÒÜÌÅÎÌÒÖÆßÙÒÈÑÒÇÒÖÒÎÄ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
ÛÄâÖÒÖØÌÏàÖÔÒÆÄÑÑßÍÆßÙÒÈ
ÎÕÉÖÌÓÒÈÆÑÉÜÑÌÐ×ÓÔÄÆÏÉÑÌ
ÉШÔÄÍÆÉÔËÄÖÆÒÔÒÆÈÒÏÊÉÑ
×ÓÔÄÆÏãÖàËÄÖÆÒÔÄÐÌÌÌÕÖÒÎÄ
ÐÌ137*)8ÑÄÙÒÈãÝÌÙÕãÓÒÈ
ÆßÕÒÎÌÐÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÐzÉÝÉ
ÒÈÌÑÓÒÆÒÈÈÏãÌËÒÏãÚÌÌÆ
ÌÑÆÉÔÖÒÔÄÙÕÒÏÑÉÛÑßÙáÏÉ
ÐÉÑÖÒƦÎÄÛÉÕÖÆÉÓÔÌÐÉÔÄÑÄ
´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑÄÐÌÎÔÒÕÙÉ
ÐÄ%(Y1zÌËÒÏÌÔÒÆÄÑ
ÑßÍÈÆ×ÙÎÄÑÄÏàÑßÍÄÐÓÉÔ
ÑßÍÈÔÄÍÆÉÔËÄÖÆÒÔÒÆÕÈÆ×Ðã
ÑÉËÄÆÌÕÌÐßÐÌÎÄÑÄÏÄÐÌÌËÒ
ÏãÚĮ̀ÔÄÍÆÉÔÌÐÉÉÖÐÄÎÕÌ
ÐÄÏàÑ×âËÄÈÉÔÊÎ×ÔÄÕÓÔÒÕ
ÖÔÄÑÉÑÌãÑÕÌÕÖÒÍÎÒÕÖàÎ
ÓÉÔÉÙÒÈÑßÐÓÔÒÚÉÕÕÄÐÕÒÕÎÒ
ÔÒÕÖàâÑÄÔÄÕÖÄÑÌãÑÄÓÔãÊÉ
ÑÌãÅÒÏÉÉΦÐÎÕÁÖÒ
×ÕÖÔÒÍÕÖÆÒ×ÈÒÆÏÉÖÆÒÔãÉÖÖÔÉ
ÅÒÆÄÑÌãÐÔÄËÏÌÛÑßÙÕÖÄÑÈÄÔ
ÖÒÆÖÄÎÌÙÎÄÎÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×â
ÖÔÉÅ×ÉÖÕÒÒÖÆÉÖÕÖÆ×âÝÉÇÒ×ÕÌÏÉÑÌãÆÑÌÐÄ
ÝÌÉÔÄËÈÉÏß(-2:()(-2:() Ì
ÑÌãÎÆÑ×ÖÔÉÑÑÉÍÌËÒÏãÚÌÌÌËÐÉÔÌÖÉÏàÑÒÍÌ
90
×ÓÔÄÆÏãâÝÉÍáÏÉÎÖÔÒÑÌÎÌÖÒÉÕÖàÌËÒÏãÚÌÌ
ÐÉÊÈ×ÕÌÏÒÆÒÍÛÄÕÖàâ137*)8ÌÑÆÉÔÖÒÔÄ
ÌÌÏÌÈÔÄÍÆÉÔÄÐÌËÄÖÆÒÔÒÆÌÚÉÓãÐÌÑÌËÎÒÇÒ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌã
±Ä´ÌÕ×ÑÎÉÓÒÎÄËÄÑÄÒÈÑÄÌËÆÒËÐÒÊÑßÙ
ÎÒÑØÌÇ×ÔÄÚÌÍ,ÐÒÕÖÄÈÏã('%'ÓÔÉÒÅÔÄËÒ
ÆÄÖÉÏãÖÌÓÌÛÑÒÇÒÌÑÆÉÔÖÒÔÄÕÒÏÑÉÛÑßÙáÏÉ
ÐÉÑÖÒƨÏãÑÒÆßÙÑÄÕÉÇÒÈÑãÜÑÉÐÔßÑÎÉ7M'
ÓÒÏÉÆßÙÖÔÄÑËÌÕÖÒÔÒÆÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÑÄÏÌÑÌÌ
ÓÒÕÖÒãÑÑÒÇÒÖÒÎÄÆÕÙÉÐÉÐÒÊÉÖÆÄÔàÌÔÒÆÄÖà
ÕãÒÖ¦ÈÒ¦¦ÆßÙÒÈÑÒÍÕÌÇÑÄϱ
ÐÒÕÖÄØÌÏàÖÔ×ÉÖÕãÕÓÒÐÒÝàâÌÑÈ×ÎÖÌÆÑÒÕ
ÖÉÍÌÎÒÑÈÉÑÕÄÖÒÔÒƦßÙÒÈÑßÉÔÉÏÉÓÒÈÎÏâ
¬«°©´©±¬©
³©´©°©±±²§²
¶²®¤
¦¿¹²¨
¸¤«¿
'
Ѹ
¸¤«¤
¦±·¶´
¨´¤¦©´
¯©¦²§²
¦©´¹±©§²
137*)8
¯¬±¬Ã
³²µ¶²Ã±±²§²¶²®¤
z
ЧÑ
ЧÑ
¦¿¹²¨
±©¶´¤¯¬
¦¿¹²¨
«©°¯¬
'
¯¬±¬Ã
³²µ¶²Ã±±²§²¶²®¤
¨´¤¦©´
¯©¦²§²
±¬ª±©§²
137*)8
¨´¤¦©´
³´¤¦²§²
¦©´¹±©§²
137*)8
¨´¤¦©´
³´¤¦²§²
±¬ª±©§²
137*)8
´ÌÕ×ÑÒÎ
³ÔÌÐÉÔ,ÐÒÕÖÄÈÏãÕÙÉÐßØÒÖÒÇÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÒÇÒÌÑÆÉÔÖÒÔÄ
:
&97
4
398
-%
-&
:
((
:
((
:
:
´ÌÕ×ÑÒÎ
¨ÔÄÍÆÉÔËÄÖÆÒÔÒÆ%(Y1
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
±ÌÊÉÓÔÌÆÉÈÉÑßÑÉÎÒÖÒÔßÉÌËÑÄÌÅÒÏÉÉ
ΦÐÎÕÈÉÐÒÑÕÖÔÌÔ×ãÉÝÉÒÈÌÑÓÔÌÐÉÔ
ÆÄÊÑßÙÓÄÔÄÐÉÖÔÒÆÌËÒÏãÚÌÌ%(Y1
ÖÒÇÒÎÄÎáÖÄÑÒÆÄãÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÐÒÊÉÖÓÒÆßÕÌÖà
ÅÉËÒÓÄÕÑÒÕÖàÆÕÌÕÖÉÐÉ
°ÄÎÕÌÐÄÏàÑÒÉÓÔÒÈÒÏÊÌÖÉÏàÑÒÉÔÄÅÒ
ÛÉÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉ
%'ÒÈÑÒÓÒÏãÔÑßÍÌ(' ¦
§ÄÏàÆÄÑÌÛÉÕÎÄãÌËÒÏãÚÌããÆÏãÉÖÕãÆÄÊ
%'ÈÆ×ÓÒÏãÔÑßÍ ¦
ÑßÐÖÔÉÅÒÆÄÑÌÉÐÎÕÌÕÖÉÐÄÐÎÒÑÖÔÒÏãÌÌËÐÉ
¬ÐÓ×ÏàÕÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌËÒÏãÚÌÌΦ
ÔÉÑÌÍÑÉÒÅÙÒÈÌÐßÐÈÏãÔÉÄÏÌËÄÚÌÌÌÑÖÉÏ
±ÒÐÌÑÄÏàÑÒÉÑÄÓÔãÊÉÑÌÉÌËÒÏãÚÌÌΦ
ÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÙÕÉÖÉÍÒÅÞÉÈÌÑãâÝÌÙÅÒÏàÜÒÉ
ÎÒÏÌÛÉÕÖÆÒÕÒÏÑÉÛÑßÙØÒÖÒáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙ
·ÕÖÔÒÍÕÖÆÒÕÒÈÉÔÊÌÖÈÆÄÎÄÑÄÏÄÆÒÈÑÒÐ
ÓÔÉÒÅÔÄËÒÆÄÖÉÏÉͬËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßɤº³
ÎÒÔÓ×ÕÉÓÒÒÈÑÒÐ×ÈÏãÆÉÔÙÑÉÇÒÌÑÌÊÑÉÇÒ
%REPSK(IZMGIWÕÓÒÕÒÅÑßÉÌËÐÉÔãÖàÌÅÒÏà
ÓÏÉÛÄ137*)8±ÄÏÌÛÌÉÒÅÒÌÙÎÄÑÄÏÒÆÆ
ÜÌÉÖÒÎÌÌ('ÓÒÈÓÌÖÎ×ÓÒËÆÒÏãâÖÒÅÞÉ
ÒÈÑÒÐÓÔÌÅÒÔÉÕÑÌÊÄÉÖÕÖÒÌÐÒÕÖàÎÒÑÕÖÔ×Î
ÈÌÑÌÖàÎÒÐÓÄÎÖÑÒÕÖàÌáØØÉÎÖÌÆÑÒÕÖàÓÔÌ
ÚÌÌÌÓÏÒÝÄÈàÓÉÛÄÖÑÒÍÓÏÄÖß
ÌÑÖÉÇÔÄÚÌÌÕÌÕÖÉÐÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×ÄÏàÑßÙáÑÉÔÇÉ
µÒÅßÛÑßÐÌÒÓÖÒÓÄÔÄÐÌÓÒÖÔÉÅ×ÉÖÕãÏÌÅÒ
ÖÌÛÉÕÎÌÙÕÉÖÉͬËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÉÈÔÄÍÆÉÔß
ÒÈÌÑÒÓÖÔÒÑÕÒÕÈÆÌÇÒÐ×ÔÒÆÑãÑÄÓÔãÊÉÑÌãÑÄ
ËÄÖÆÒÔÒÆ%(-ÕÙÒÔÒÜÉÍ×ÕÖÒÍÛÌÆÒÕÖàâÎÕÌÑ
ÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑÒÐËÄÖÆÒÔÉÆÉÔÙÑÉÇÒÖÔÄÑËÌÕÖÒ
ØÄËÑßÐÓÉÔÉÙÒÈÑßÐÓÒÐÉÙÄÐÆÑÒÕãÖÕÆÒÍ
ÔÄÏÌÅÒÈÆÉÒÓÖÒÓÄÔß?AÁÖÒÉÝÉÒÈÌÑÓÔÌ
ÆÎÏÄÈÆÓÒÆßÜÉÑÌÉÅÉËÒÓÄÕÑÒÕÖÌÌÑÄÈÉÊÑÒÕ
ÐÉÔÖÒÇÒÎÄÎÑÒÆÄãÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÌËÒÏãÚÌÌ
ÖÌáÖÌÙÑÒÆßÙÕÒÏÑÉÛÑßÙÌÑÆÉÔÖÒÔÑßÙÕÌÕÖÉÐ
ÐÒÊÉÖÕÑÌËÌÖàÕÖÒÌÐÒÕÖà
±ÒÆÄãÖÉÙÑÒÏÒÇÌãÅ×ÈÉÖÒÕÑÒÆÑßÐØÄÎÖÒ
¨Ô×ÇÒÍÕ×ÝÉÕÖÆÉÑÑÒÍÓÔÒÅÏÉÐÒÍÈÏã
ÔÒÐÕÓÒÕÒÅÕÖÆ×âÝÌÐÔÄËÆÌÖÌâÅÉËÒÓÄÕÑÒÇÒ
ÌÑÆÉÔÖÒÔÒÆÕÒÏÑÉÛÑßÙØÒÖÒáÏÉÎÖÔÌÛÉÕÎÌÙ
ÌáØØÉÎÖÌÆÑÒÇÒÓÔÒÌËÆÒÈÕÖÆÄáÎÒÏÒÇÌÛÉÕÎÌ
ÓÄÑÉÏÉÍãÆÏãÉÖÕã×ÕÖÒÍÛÌÆÒÕÖàÎÕÌÑØÄËÑßÐ
ÛÌÕÖÒÍáÑÉÔÇÌÌÕÌÕÓÒÏàËÒÆÄÑÌÉÐÌÑÖÉÏÏÉÎÖ×
ÓÉÔÉÙÒÈÑßÐÓÔÒÚÉÕÕÄÐÑÉÒÅÙÒÈÌÐÄãÈÏã
ÄÏàÑßÙÕÉÖÉÍÕÎÏâÛÉÆßÐËÑÄÛÉÑÌÉÐÕÖÄÅÌ
ÓÔÉÈÒÖÆÔÄÝÉÑÌãÓÔÒÑÌÎÑÒÆÉÑÌãÆÕÓÏÉÕÎÒÆ
ÏÌËÄÚÌÌÕÉÖÌÌÓÒÆßÜÉÑÌãÅÉËÒÓÄÕÑÒÕÖÌÆÕÉÙ
ÑÄÓÔãÊÉÑÌãÕÅÒÏàÜÒÍÕÎÒÔÒÕÖàâÑÄÔÄÕÖÄÑÌã
ÕÒÖÔ×ÈÑÌÎÒÆÒÅÕÏ×ÊÌÆÄâÝÌÙáÑÉÔÇÒÕÌÕÖÉÐß
H:HX
ÛÉÔÉËÌËÒÏãÚÌÒÑÑßÉÅÄÔàÉÔßÌÏÌ
´ÄÕÕÐÒÖÔÉÑÑßÉÆÕÖÄÖàÉÌËÒÏÌÔÒÆÄÑÑßÉÓÔÌ
ÉÐÎÒÕÖÑßÉÕÆãËÌÛÖÒÐÒÊÉÖÓÔÌÆÒÈÌÖàÎÒÈÑÒ
ÅÒÔßzÙÄÔÄÎÖÉÔÑßÍÓÔÌÐÉÔÌÑÑÒÆÄÚÌÍÌÐÉâ
ÆÔÉÐÉÑÑÒÐ×ÆÎÏâÛÉÑÌâÆÉÔÙÑÉÇÒÌÑÌÊÑÉÇÒ
ÝÌÙÕãÆÒÅÜÌÔÑÒÐÄÕÕÒÔÖÌÐÉÑÖÉÓÔÒÈ×ÎÖÒÆ
137*)8ÌÎÄÎÕÏÉÈÕÖÆÌÉÎÌÙÔÄËÔ×ÜÉÑÌâ
%REPSK(IZMGIWÓÔÉÈÑÄËÑÄÛÉÑÑßÙÈÏãÓÔÒ
%(Y1ÒÖÏÌÛÄÉÖÕãÆßÕÒÎÒÍ×ÕÖÒÍÛÌÆÒÕ
ÐßÜÏÉÑÑßÙÌËÐÉÔÉÑÌÍÌÎÒÑÖÔÒÏãÎÄÎÆÖÉÎ×
ÖàâÎÓÉÔÉÙÒÈÑßÐÓÔÒÚÉÕÕÄÐzÅÒÏÉÉ
ÝÌÙÖÄÎÌÆÅ×È×ÝÌÙÓÔÒÉÎÖÄÙ
«ÄÎÏâÛÉÑÌÉ
(EZMH/VEOEYIV¤ÑÄÖÒÐÌãÚÌØÔÒÆßÙÌËÒÏãÖÒÔÒÆ´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑÐÄÔÖÕÖÔ
(IWMKR*YRHEQIRXEPWSJ-QTPIQIRXMRKER-WSPEXIH,EPJ&VMHKI+EXI(VMZIV%REPSK(IZMGIW8IGLRMGEP%VXMGPI
17
µÕßÏÎÌ
´ÄÈÌÒ¯ÒÚÐÄÑ
z
ÈÉÎÄÅÔà
КОМПОНЕНТЫ
И ТЕХНОЛОГИИ
www.kit-e.ru
Андрей КРАСНОБРЫЖИЙ
krasand@inbox.ru
Алексей РЫКОВАНОВ
rycovanalex@yandex. ru
Марина ЛОГИНОВА
ablion-net@yandex.ru
Первичные
марганцево-цинковые
химические источники тока
для промышленного применения
Первичные (одноразовые) химические источники тока (ХИТ) используются
не только в бытовых приборах, к которым относятся радиоаппаратура,
дистанционные пульты управления, плееры, фонари и т.д., но и в других
сферах. В статье рассказано о современных ХИТ, нашедших широкое при-
менение в хозяйственной деятельности и промышленности.
Вотличие от аккумуляторов первичные ХИТ применяют-
ся однократно. Однако они имеют высокие эксплуатацион-
ные и удельные показатели, что делает их применение удоб-
ным, а иногда и безальтернативным. Здесь мы рассмотрим только
марганцево-цинковые ХИТ на примере известного мирового произ-
водителя. Конечно, существуют и другие ХИТ, например такой «эк-
зотический», как литий/йодид свинца. В мире промышленно освоено
и выпускается несколько десятков видов ХИТ с различными электро-
химическими системами. Все они имеют свои достоинства и недо-
статки, занимая свои небольшие ниши на рынке первичных ХИТ.
Требования, предъявляемые к ХИТ, на первый взгляд просты: как
можно дольше сохранять работоспособность прибора или поддер-
живать «жизнеспособность» объекта, иметь длительный срок со-
храняемости, находясь на складе или непосредственно в аппаратуре
в выключенном состоянии или режиме ожидания. (Эти требования
мы сами часто предъявляем к ХИТ, используемым в бытовой тех-
нике. Например, вставив батарейку в настенные часы или пульт дис-
танционного управления, мы не ожидаем, что придется их менять
через пару месяцев.) К списку требований еще можно отнести тем-
пературный диапазон применения, особенности эксплуатации (ме-
ханические воздействия, влажность и загрязнение воздуха для цинк-
воздушных типов ХИТ), экологичность, безопасность эксплуатации,
герметичность. Герметичность во время срока эксплуатации, а также
Рис. 1. Зависимость отдаваемой емкости от нагрузки щелочного элемента размера D
(разряд до 0,8 В при температуре +21 °С)
после него, тоже, как ни странно, имеет значение, так как вытекание
из элемента электролита может оказать влияние не только на разъем-
ные соединения, но и на работоспособность всего прибора.
ХИТ, применяемые в промышленности, отличаются высокими
удельными показателями (Вт-ч/кг, Вт-ч/дм3), относительно малы-
ми токами нагрузки, большим сроком сохраняемости на объекте
(до нескольких лет) и длительным временем разряда.
Наиболее часто применяемыми ХИТ по сей день остаются
марганцево-цинковые элементы. Они освоены промышленностью
еще в XIX веке. В 1950-х годах появились марганцево-цинковые эле-
менты с щелочным электролитом (ранее применялся только соле-
вой), так называемые «алкалиновые» (alkaline). Применение щелоч-
ного электролита позволило повысить удельные характеристики
элементов и сделать их герметичными, так как газовыделение при
разряде практически отсутствует.
Как говорится в известной рекламе, батарейки этого типа «работают
до десяти раз дольше». На практике же емкость щелочных элементов от-
носительно солевых, конечно, больше, но менее чем в 10 раз, если судить
по представленным характеристикам одного и того же производителя
щелочных и солевых ХИТ. Это связано не только с рекламой, но и с тем,
что производство и технология ХИТ с солевым электролитом не сто-
ят на месте, и происходит постепенное их совершенствование. У ХИТ
с солевым электролитом отдаваемая емкость сильнее зависит от тока
разряда, чем у щелочных. Чем больше ток, тем меньшую емкость отдаст
элемент, поэтому при определенных условиях разряда можно считать
рекламный слоган приемлемым. Особенно если в сравнении будут уча-
ствовать солевые элементы производителей «второго» эшелона, кото-
рые обычно в большом количестве представлены на рынке.
На рис. 1 показана типичная зависимость отдаваемой емкости эле-
мента размера D от тока нагрузки.
По указанным выше причинам емкость элемента не указывается
на этикетке: в некоторых случаях (у некоторых компаний) — это невы-
годно с точки зрения сравнения. Мировые производители в документа-
ции на элементы приводят разрядные характеристики элементов на ти-
пичные виды нагрузки (например, на работу бытовых приборов: прием-
ники, фонари, МРЗ-плееры и т. д., где нагрузка периодическая, несколько
часов в день), а также разряд на постоянное сопротивление. Все эти све-
дения можно почерпнуть на сайтах компаний-производителей.
Существует большое количество типоразмеров как самих элемен-
тов (например, AAA, АА, D), широко применяемых в быту, так и ба-
тарей: последовательно соединенных элементов в едином конструк-
тивном исполнении (например, батарея типа «Крона»).
Рис.2. Батарея 4МЦГ-19
Из ХИТ данного типа в промышленной и хозяйственной де-
ятельности в основном применяются элементы типоразме-
ра D (034,2x61,5 мм), F (033,5x91,5 мм) и ряда других. Из них можно
собрать батарею практически любого напряжения и емкости. На рис. 2
показана батарея 4МЦГ-19.
Батарея 4МЦГ-19 собрана из щелочных элементов типоразмера D
и имеет номинальное напряжение 6 В и емкость 350 А-ч (на нагрузку
по ТУ). Она предназначена для использования в качестве источника
питания аппаратуры светящихся плавучих средств навигационного
оборудования (плавучих предостерегающих знаков) в районах с уме-
ренным и холодным климатом. Форма корпуса позволяет устанавли-
вать батарею в специальный отсек. Батарею, как правило, используют
только в период навигации.
Мировые производители элементов питания предлагают не только
сами элементы, но и уже готовые батареи. Такие батареи имеют как
различную емкость (и массо-габаритные показатели соответственно),
так и напряжение. На рис. 3 показана одна из таких батарей в поставоч-
ной упаковке в сравнении с элементом размера D. Батарея имеет вин-
товые клеммные токовыводы, что весьма удобно для подсоединения
к аппаратуре. (Потребителю не нужно иметь специальную тубу с под-
пружиненными контактами.) Для повышения выходного напряжения
можно соединить несколько таких батарей последовательно.
Номинальное напряжение батареи — 6 В, емкость — порядка
50 А-ч, срок сохраняемости — пять лет. Этот тип батарей служит
не только для питания аппаратуры или в качестве резервного источ-
ника энергии на удаленных объектах. Их используют в экспедициях
и туристических походах: существуют специальные 6-В фонари, где
устанавливают подобную батарею. Можно также соединить после-
довательно две батареи, в результате получится 12 В. Стандартное
напряжение автомобильной сети можно использовать для заряда
мобильных телефонов, навигаторов, КПК и пр., а для освещения до-
статочно подсоединить стандартную светодиодную лампу на 12 В.
В таблице показаны некоторые батареи, имеющие разные значения
напряжения и емкости, а также их массо-габаритные характеристики.
Таблица. Первичные ХИТ, характеристики
EN177A
10,5
013x47,2
14
110
EN715
7,5
103x185x97
2300
50 000
HS6570
4,5
33,8x103,5x94
368,5
21000
Рис. 3. Батарея 4 LR25-2 фирмы Energizer
Применение первичных элементов и развитие этого класса ХИТ обу-
словлено не только высокими удельными показателями. Например,
если в питающей сети приборов могут происходить перебои и их пе-
риодичность составляет 1-3 раза в год в течение нескольких часов, то для
беспрерывной работы приборов необходимо подстраховаться. Можно
установить аккумуляторную батарею (АБ). При этом в стоимость АБ
входит не только стоимость самих аккумуляторов, но и как минимум
зарядного устройства, устройства контроля состояния аккумуляторов
и включения периодической подзарядки. Такие затраты могут не оправ-
дывать себя, особенно если учесть длительный срок сохраняемости пер-
вичных элементов (до 5-7 лет, некоторые первичные ХИТ — до 10 лет)
и низкую вероятность пропадания электроэнергии в сети.
Из первичных элементов можно набрать практически любое на-
пряжение и емкость, тем более что существуют уже готовые батареи.
Достаточно подключить такую батарею к прибору через развязываю-
щие диоды и забыть о резервном питании на несколько лет. На бытовом
уровне разница становится понятна, если сравнить применение, на-
пример, аккумуляторов и первичных ХИТ в пультах дистанционного
управления телевизоров. Аккумуляторы без подзаряда прослужат при-
мерно 9-12 месяцев: у них высокий саморазряд, а первичные ХИТ из-за
импульсного характера нагрузки прослужат 5-8 лет, так что потребитель
успевает забыть, где и когда он покупал батарейки. За это время зарядить
аккумуляторы придется десяток раз, а стоимость с зарядным устрой-
ством значительно превысит стоимость первичных элементов.
Рис. 4. Зависимость напряжения от времени (сутки) при температуре -18 "С
элементов Energizer и Energizer industrial и элемента одного из иностранных
производителей при разряде на нагрузку 50 Ом
В заключение хотелось бы отметить, что, как и у любой электро-
химической системы, нагрузочная способность и отдаваемая емкость
ХИТ зависят от температуры. На рис. 4 показаны графики зависимо-
сти, полученные при натурных испытаниях первичных элементов
размера D фирмы Energizer и одного из восточных производителей,
представленного на российском рынке.
Хотя ХИТ восточного производителя показал себя неплохо при
положительных температурах, все же он не прошел испытания при
отрицательных температурах. Такие элементы предназначены толь-
ко для бытового использования внутри помещений, где нет отрица-
тельных температур. Это необходимо учитывать при использовании
батарей в приборах на открытом воздухе.
Заключение
Первичные марганцево-цинковые ХИТ находят широкое при-
менение в промышленности и хозяйственной деятельности, уве-
ренно занимая свою нишу на рынке. Их использование в опре-
деленных случаях позволяет удешевить системы электропи-
тания и снизить их массо-габаритные показатели.
— научно-технический журнал, информирующий читателей о состоянии и перспективах
развития отечественного и мирового рынков радиоэлектроники, о фирмах, работающих на этих рынках. Издание знакомит
с особенностями применения новых электоронных компонентов и схемотехнических решений.
Журнал выходит 12 раз в год тиражом 6000 экземпляров.
Объем — 164 страницы и более.
Распространение — Россия и страны СНГ.
— научно-технический журнал, информирующий читателей об основных направлениях и перспекти-
вах развития отечественного и мирового рынков силовой электроники, о последних исследованиях и разработках в области
силовой электроники. Журнал содержит обзоры силовых элементов различных технологий, расчеты параметров. Описываются
программные продукты для моделирования систем силовой электроники, примеры их применения.
Журнал выходит 5 раз в год тиражом 4000 экземпляров.
Объем — 100 страниц и более.
— журнал, в котором вас ждут новости в мире технологического
оборудования и расходных материалов, применяемых в производстве, обзоры основных тенденций развития рынка печатных
плат, а также информация о фирмах, работающих на этом рынке.
Журнал выходит 8 раз в год тиражом 4000 экземпляров.
Объем — 80 страниц и более.
— научно-технический журнал, в котором вы найдете полезную и актуальную информацию
о новейших разработках, основных направлениях, тенденциях и перспективах развития отечественного и мирового рынков
беспроводных технологий, обзоры, описания приборов, рекомендации по применению, а также нестандартному использова-
нию элементной базы. Журнал содержит немало прикладных материалов: описания различных практических разработок,
примеры успешного использования элементной базы, удачные схемотехнические и конструктивные решения.
Журнал выходит 4 раза в год тиражом 3000 экземпляров.
Объем — 68 страниц.
— новый журнал, посвященный одному из перспективных и бурно развивающихся
направлений современной электроники — полупроводниковой светотехнике. В нем публикуются новости и технические статьи,
касающиеся новых разработок в технологии производства светодиодов, а также материалы о новых технологиях освещения и их
применении в разных отраслях производства, таких как транспорт, уличное и архитектурное освещение, и многое другое.
Журнал выходит 6 раз в год тиражом 3000 экземпляров.
Объем — 56 страниц и более.
190121, Санкт-Петербург,
Садовая ул., 122
Тел.: (812) 438-15-38
Факс: (812) 346-06-65
e-mail: compitech@finestreet.ru
Тел.: (495 987-37-20
Подписные индексы «БТ»:
Подписные индексы «КиТ»: Каталог «Агентство Роспечать» 80743
Каталог «Почта России» 60195
Агентство KSS, Украина 10358
Подписные индексы «СЭ»: Каталог «Агентство Роспечать» 20370
Агентство KSS, Украина 27039
Редакционная подписка: Тел: (812) 438-15-38, доб.250, e-mail: podpiska@finestreet.ru
Каталог «Агентство Роспечать» 36769
Агентство KSS, Украина 27005
Подписные индексы «ТВЭП»: Каталог «Агентство Роспечать» 36085
Агентство KSS, Украина 27004
Подписной индекс «ПС»: Каталог «Агентство Роспечать» 81283
Способы заряда
Li-ion аккумуляторов
и батарей на их основе
Александр РУМЯНЦЕВ, к. х. н.
rumyantsev.amr@gmail.com
Алексей РЫКОВАНОВ
rycovanalex@yandex. ru
Как и любая электрохимическая система, литий-ионные аккумуляторы
имеют свои особенности эксплуатации. Их применение не только в гото-
вых, но и во вновь создаваемых изделиях ставит перед разработчиками
широкий круг вопросов. Один из них — способы заряда.
Вданной статье мы не будем касаться
самих электрохимических процессов,
протекающих в Li-ion аккумуляторе,
а рассмотрим все с точки зрения конечного
пользователя. Для потребителя и разработ-
чика электроники любой аккумулятор вы-
глядит как некий двухполюсник, имеющий
два контакта, выходящих из корпуса. Такой
элемент схемы имеет ряд числовых характе-
ристик, графиков зависимости и т.д., и прак-
тически ничем не отличается по количеству
приводимых в документации параметров от,
например, диода. С этой точки зрения мы
и будем рассматривать способы заряда этих
устройств.
Литий-ионные аккумуляторы произво-
дят как в корпусном (например, типораз-
мера 18650), так и в ламинированном ис-
полнении (гель-полимерные), электроды
и электродные массы которых помещены
в герметичный пакет из специальной плен-
ки. Электрохимические процессы протека-
ют одинаково как в тех, так и в других, и все,
сказанное ниже, в равной степени относит-
ся ко всем аккумуляторам вне зависимости
от их исполнения.
Сразу отметим, что классический способ
заряда Li-ion аккумулятора делится на два
этапа. Первый — это заряд постоянным то-
ком, второй — заряд при постоянном напря-
жении (рис. 1).
На рис. 1 можно увидеть этап 1'. Он необ-
ходим, когда напряжение на аккумуляторе
ниже некоторого установленного значения
(например, 2,5 В). При долгом хранении ак-
кумулятора вследствие саморазряда и/или
потребления системы обеспечения функ-
ционирования (СОФ) напряжение на акку-
муляторе может упасть ниже, к примеру,
2,5 В (СОФ входит в состав аккумуляторной
батареи, даже если она состоит из одного ак-
кумулятора). Малый ток заряда обеспечивает
постепенный выход активных электродных
материалов на заданные уровни напряжения,
при которых они штатно функционируют
(например, при более 2,8 В), после чего вклю-
чается основной ток заряда. Данный режим
призван обеспечить более долгую жизнь
Рис. 1. Этапы заряда Li-ion аккумулятора: I — ток; U — напряжение; t — время
аккумулятора при выходе его из заданного
диапазона напряжений. Также этап 1' приме-
няется при заряде аккумулятора при низких
температурах, например ниже +5 °С — для
«разогрева» электродных масс.
Первоначальный заряд малым током ис-
пользуется и для обеспечения безопасно-
сти аккумулятора при заряде. Если внутри
аккумулятора произошло микрокороткое
замыкание (или просто КЗ), то по истече-
нии некоторого времени заряда напряжение
на нем не будет возрастать. Этот факт может
свидетельствовать о неисправности. Если на-
чать заряд достаточно большим током сразу,
то при КЗ может произойти сильный разо-
грев аккумулятора и его разгерметизация.
Хотя СОФ имеет температурный датчик, при
быстром заряде и относительно большой те-
плоемкости аккумулятора и высоком конеч-
ном значении теплопроводности разгерме-
тизация может произойти немного раньше,
чем СОФ отключит аккумуляторы от заряда.
Функция заряда малым током часто возлага-
ется не на зарядное устройство, а на СОФ ба-
тареи. В схеме СОФ это может быть дополни-
тельный MOSFET (управляющий зарядом),
включенный через последовательный рези-
стор, ограничивающий ток, подключенный
к аккумуляторной батарее (АБ). Необходимо
отметить, что данный этап часто исключают
из цикла заряда батареи, начиная заряд сразу
с этапа 1.
На первом этапе заряд осуществляется
номинальным током, который измеряется
в долях от номинальной емкости аккумуля-
тора (Сн). Например, емкость аккумулято-
ра 10 А-ч, номинальный ток заряда 0,2Сн,
то есть 2 А — пятичасовой режим заряда.
Понятно, что потребитель хочет, чтобы за-
ряд осуществлялся как можно быстрее —
в течение 1-2 ч, что соответствует 0,5-1Сн.
Такой режим заряда обычно называют
ускоренным. Для нормальной работы акку-
мулятора номинальный ток заряда лежит
в пределах 0,2-0,5Сн, а ускоренный, как уже
говорилось,— в диапазоне 0,5-1Сн. Каким
Рис. 2. Структурная схема МС34063, реализующая алгоритм заряда Li-ion аккумулятора
максимальным током можно заряжать тот
или иной аккумулятор, можно узнать в до-
кументации на конкретный тип устройства.
График роста напряжения на аккумуляторе,
показанный на рис. 1, носит линейный ха-
рактер (для простоты восприятия).
Чем выше ток заряда (или меньше время,
отводимое на полный заряд), тем меньше
аккумулятор «наберет» емкости и тем при-
стальней необходимо следить за разогревом,
чтобы его температура не вышла за уста-
новленный предел. При большом токе за-
ряда существенно продлевается время 2-го
этапа (рис. 1), когда ток постепенно падает
до определенного предела. Так, например,
при токе заряда 1Сн и отводимом на заряд
времени в 1 ч аккумулятор достигнет своего
конечного напряжения за 45-50 мин. Любой
аккумулятор имеет внутреннее сопротивле-
ние (включающее в себя несколько составля-
ющих— омическую, диффузионную и т.д.).
Падение напряжения на внутреннем сопро-
тивлении при большом токе заряда приведет
к более быстрому достижению конечного за-
рядного напряжения. При достижении конеч-
ного напряжения заряд перейдет ко второму
этапу — падающему току при постоянном
напряжении. За оставшееся время 10-15 мин.
аккумулятор «наберет» еще 0,1-0,15Сн, что
в сумме составит не более 0,85-0,95Сн. При
более коротком режиме заряда и лимите вре-
мени зарядная емкость будет еще меньше.
Можно учитывать внутреннее сопротивле-
ние аккумулятора и ввести зависимость ко-
нечного зарядного напряжения от тока за-
ряда, но это требует проработки для конкрет-
ного типа аккумуляторов и более сложных
зарядных устройств. Обычно разработчики
не используют данные зависимости при про-
ектировании простых устройств.
Ускоренный и номинальный режим за-
ряда необходимо чередовать, особенно при
заряде батарей, состоящих из нескольких по-
следовательно соединенных аккумуляторов.
При номинальном токе заряда возрастает его
продолжительность. Увеличение времени за-
ряда способствует лучшей балансировке ак-
кумуляторов в батарее [1]. Чем больше время
такой балансировки, тем лучше будут сбалан-
сированы аккумуляторы по емкости и, в ко-
нечном итоге, батарея отдаст емкость, близ-
кую к номинальной при разряде. Обычно
системы баланса делаются пассивными, и ра-
ботают они только при заряде батареи. Заряд
номинальным режимом особенно рекомен-
дуется после длительного хранения батареи,
когда степень заряженности отдельных акку-
муляторов будет сильно зависеть от токов са-
моразряда, который у разных аккумуляторов
разный, даже при специально подобранных
аккумуляторах в одной батарее.
Второй этап — заряд при постоянном на-
пряжении и падающем токе. Ток на этом
этапе падает до определенного значения.
Например, процесс считается завершен-
ным при установлении тока заряда менее
0,1-0,05Сн (в нашем примере < 100 мА). Как
было показано выше, продолжительность
фазы падающего тока зависит от тока заря-
да. Для номинального режима заряда (0,2Сн)
она длится обычно не более нескольких де-
сятков минут, при этом аккумулятор наби-
рает до 0,1-0,15Сн. Бремя заряда падающим
током также зависит от степени деградации
аккумулятора в процессе эксплуатации (ина-
че говоря, от срока службы и количества ци-
клов заряд/разряд). Чем больше деградация,
тем длиннее фаза падающего тока.
После окончания заряда напряжение
на аккумуляторе падает на 0,05-0,1 В (рис. 1),
приходя к своему равновесному состоянию.
Держать аккумулятор продолжительное вре-
мя (десятки часов) при конечном напряже-
нии (например, 4,2-4,3 В) не рекомендуется
из-за несколько повышенной в этом состоя-
нии скорости деградации электродных масс.
Поэтому после фазы падающего тока жела-
тельно прекратить заряд.
Производители электроники предоставля-
ют уже готовые схемотехнические решения,
реализующие описанный выше алгоритм за-
ряда, выполненные в одном корпусе микро-
схемы — например МАХ1551, МАХ745 и т.д.
Одна из популярных микросхем, применяе-
мых для заряда Li-ion аккумуляторов (мо-
бильных телефонов, фототехники и т.д.)
от сети постоянного тока 12-24 В,—МС34063
(рис. 2). На рис. 2 выходное напряжение
МС34063 — 5 В, но его можно пересчитать
на конечное зарядное напряжение аккуму-
лятора 4,1-4,3 В, варьируя резисторами R1,
R2. Дополнительный выходной фильтр для
уменьшения пульсаций можно исключить.
Часто возникает желание осуществлять
заряд устройством, на выходе которого есть
только постоянный ток (без фазы постоян-
ного напряжения в конце заряда). Это позво-
ляют сделать, к примеру, зарядные устрой-
ства от никель-кадмиевых аккумуляторных
батарей. Рассмотрим этот способ.
Необходимо отметить, что литий-ионная
аккумуляторная батарея подключается через
СОФ к зарядному устройству (ЗУ), имеюще-
му внутренние ключи (для батарей неболь-
шой емкости до 40-60 А-ч это обычно
MOSFET). Поэтому прежде, чем подключать
ЗУ к АБ, необходимо убедиться, что выход-
ное напряжение ЗУ (напряжение разомкну-
той выходной цепи) не слишком высокое,
чтобы не вывести из строя коммутаторы за-
ряда АБ. Сам алгоритм заряда можно осуще-
ствить с помощью постоянного тока (этап
1) и фазы импульсов (этап 2), показанной
на рис. 3. Фаза импульсов заменяет фазу па-
дающего тока (также этап 2), показанную
на рис. 1.
Критерием остановки заряда могут слу-
жить напряжение на аккумуляторе или время
импульса тока (Тимп), за которое напряжение
на аккумуляторе достигает конечного заряд-
ного напряжения (например, 4,2 В). При каж-
дом импульсе напряжение на аккумуляторе
будет повышаться, как показано на рис. 3.
Как только оно достигнет уровня полностью
заряженного аккумулятора с фазой падаю-
щего тока (рис. 1, примерно 4,1-4,15 В), заряд
можно прекращать. Измерение напряжения
на аккумуляторе необходимо производить
через некоторое время после завершения за-
рядного импульса. Этот критерий окончания
заряда при фазе импульсного тока Li-ion ак-
кумулятора в большей степени справедлив
для аккумуляторов на основе кобальтата ли-
тия (так называемые кобальтатные аккумуля-
торы). Об отличительных особенностях этих
типов аккумуляторов мы поговорим далее.
Если ориентироваться на Тимп, то как толь-
ко длительность импульса, в течение кото-
Рис. 3. Заряд постоянным током с прерывистой фазой зарядного тока: I — ток; U — напряжение; t — время
Рис. 4. Заряд ступенчатым током: I — ток; U — напряжение; t — время
рого напряжение на аккумуляторе достигнет если аккумулятор за это время наберет менее
своего конечного значения, будет достаточ- 0,2-1% от своей емкости Сн. Например, при
но маленькой, заряд можно прекращать, емкости аккумулятора 10 А-ч — 0,5% от Сн
Длительность можно считать маленькой, составит 0,05 А-ч. При токе заряда 5 А рас-
четная длительность зарядного импульса со-
ставит порядка 30 с.
Реализацию данного алгоритма заряда
можно возложить на СОФ АБ, если она спро-
ектирована таким образом, что можно из-
менять алгоритм ее функционирования [2].
Тогда микроконтроллер СОФ может отсле-
живать напряжение на аккумуляторе или
производить вычисления времени импульса
и останавливать заряд, размыкая окончатель-
но зарядный ключ.
Еще один способ — заряд ступенчатым то-
ком (рис. 4).
Для упрощения ЗУ обычно заряд осу-
ществляют в два этапа: номинальный ток
(этап 1) и ток вдвое меньше номинального.
То есть существует всего две ступени заря-
да. На рис. 4 для наглядности показано три
ступени. И действительно, если есть возмож-
ность уменьшать ток ЗУ дискретно не в два
раза, а на меньшую величину, то заряд будет
осуществляться почти так же, как показано
на рис. 1, а на этапе 2 напряжение на акку-
муляторе будет колебаться около конечного
напряжения заряда.
Помимо аккумуляторов с катодом из ко-
бальтата лития, в мире все большую по-
пулярность набирают железо-фосфатные
аккумуляторы (литированный фосфат желе-
за). Железо-фосфатные аккумуляторы хоть
и имеют меньшие удельные характеристики
(Вт-ч/кг, Вт-ч/дм3), но из-за меньшей стоимо-
сти (при той же емкости) становятся все более
и более популярными. На рис. 5 представлены
зарядные кривые двух типов аккумуляторов.
Заряд производился током 0,5Сн. Из гра-
фиков видно, что аккумуляторы с положи-
тельным электродом на основе кобальтата ли-
тия имеют почти линейную характеристику
роста напряжения от степени заряженности.
Характеристика аккумуляторов с положитель-
ным электродом на основе литированного
фосфата железа почти горизонтальна и толь-
ко в конце заряда резко возрастает, а также су-
щественно зависит от температуры. Конечное
напряжение заряда у железо-фосфатных
аккумуляторов обычно ниже и составляет
3,7-3,9 В. После заряда (фазы падающего тока)
Рис. 5. Графики заряда при различных температурах аккумуляторов с материалом положительного электрода: а) кобальтат лития; б) литированный фосфат железа
Рис. 6. Изменение напряжения литий-железо-фосфатного аккумулятора
емкостью 240 А-ч в процессе заряда токами от 0,5 до ЗСн
напряжение даже у заряженного на 100% та-
кого аккумулятора при нормальных условиях
упадет до 3,35-3,45 В. Поэтому не будет на-
блюдаться такого роста напряжения, как по-
казано на рис. 3, оно будет снижаться после
каждого импульса заряда до указанного уровня
(3,35-3,45 В). Критерием оценки заряженно-
сти аккумулятора в этом случае будет только
Тимп, если заряд ведется прерывистой фазой
тока (рис. 3).
Существуют Li-ion аккумуляторы с поло-
жительным электродом на основе никель-
кобальт-алюминия и никель-кобальт-
марганца. Зарядные зависимости у них бли-
же к зависимостям кобальтатных (рис. 5а).
В любом случае при выборе и эксплуатации
конкретного устройства необходимо вни-
мательно ознакомиться с рекомендациями
и документацией производителя. Заряд та-
ких аккумуляторов также производится в два
этапа.
Фаза постоянного напряжения (падающий
ток) на рис. 5 отражена на представленных
зависимостях в виде горизонтальной пло-
щадки в конце заряда. По величине этой пло-
щадки можно судить о емкости, набранной
аккумулятором на этом этапе. Приведем экс-
периментальные данные заряда аккумулято-
ра, иллюстрирующие способы, рассмотрен-
ные выше (рис. 6).
На рис. 6 представлены зарядные кривые
аккумулятора емкостью 240 А-ч с положи-
тельным электродом на основе литирован-
ного фосфата железа. Зарядные зависимо-
сти нормированы относительно емкости
аккумулятора, а не времени. Заряд осущест-
влялся токами 120 А (0,5Сн), 240 А (1Сн),
480 А (2Сн) и 720 А (ЗСн) до напряжения
3,7 В (при токах 0,5, 1 и 2Сн) и до 3,8 В (при
токе ЗСн), при нормальных климатических
условиях и температуре +20 °С. На графике
видно, что при токе заряда 0,5Сн фаза падаю-
щего тока (при постоянном напряжении) со-
ставляет 12-15 А-ч (плоская площадка в кон-
це графика). При токе 1Сн это уже 35-40 А-ч.
При токе заряда 2Сн емкость составила всего
около 190 А-ч при достигнутом напряжении
3,7 В, затем ток уменьшили в два раза (про-
вал по напряжению), после чего аккумуля-
тор еще зарядился на 35-40 А-ч. При токе
заряда ЗСн напряжение отключения было
повышено до 3,8 В, емкость составила всего
около 180 А-ч, фаза падающего тока при по-
стоянном напряжении отсутствует. На гра-
фике видно также, что при токе заряда ЗСн
произошел некоторый провал по напряже-
нию в середине кривой заряда. Это связано
с повышением температуры аккумулятора
и, как следствие, понижением внутреннего
сопротивления (при повышении температу-
ры возрастает скорость электрохимических
реакций).
Выводы
Существует несколько способов заряда
Li-ion аккумуляторов, но все они отражают
сущность двухэтапного процесса: заряд по-
стоянным и падающим током при постоян-
ном напряжении. При заряде аккумуляторов
или батарей током 0,5-1Сн и более фаза па-
дающего тока обязательна для увеличения
принятой аккумулятором зарядной емкости.
При заряде током 0,1-0,ЗСн фазой падающе-
го тока можно пренебречь, так как за 3,5-10 ч
заряда аккумулятор и так зарядится почти
на всю емкость.
Литература
1. Рыкованов А. С. Системы баланса Li-ion аккуму-
ляторных батарей // Силовая электроника. 2009.
№ 1.
2. Рыкованов А. С. Элементная база систем обе-
спечения функционирования Li-ion аккумуля-
торов // Компоненты и технологии. 2012. № 8.
3. Рыкованов А. С. Способы балансирования пор-
тативных железо-фосфатных Li-ion аккумуля-
торных батарей // Компоненты и технологии.
2012. № 10.
Интегральные
AC/DC-n реобразовател и
напряжения
фирмы PEAK Electronics
Юрий ПЕТРОПАВЛОВСКИЙ
Немецкая компания PEAK Electronics хорошо известна отечественным раз-
работчикам радиоэлектронной аппаратуры промышленного назначения как
производитель DC/DC-преобразователей. Однако в номенклатуре изделий
фирмы имеется и несколько серий AC/DC-преобразователей. Приборы PEAK
Electronics отличаются высокой надежностью, широким диапазоном рабочих
температур и конкурентоспособными ценами, что часто делает их оптималь-
ным выбором для систем, требующих обеспечения высокой надежности
в жестких условиях промышленной эксплуатации. Немаловажным преиму-
ществом преобразователей фирмы является их совместимость по выводам
и ряду параметров со сложившимися в промышленной электронике стандар-
тами, что делает изделия взаимозаменяемыми с преобразователями других
производителей, в том числе Aimtec, FranMar, Power-One, TRACO и др.
Вкаталоге PEAK Electronics 2012 г.
представлены шесть серий модулей
преобразователей напряжения: од-
ноканальные приборы PPMxx-S12-xxELF,
PPMxx-x-xxELF, РРМОЗ-S-xxELF; двух-
канальные PPMxx-x-xxZLF; трехканаль-
ные PPMxx-x-xxDLF; двухканальные изо-
лированные PPMxx-x-xxZSLF. Классифи-
кационные параметры модулей при
температуре окружающей среды +25 °С
приведены в таблице 1.
Описание модулей
преобразователей
напряжения РРМ
Эксплуатационные параметры модулей
при температуре окружающей среды +25 °С
приведены в таблице 2.
PPMxx-S12-xxELF
Модули данной серии (рис. 1) выполнены
в малогабаритных корпусах SIP-12. Они пред-
ставляют собой одноканальные интегральные
понижающие преобразователи напряжения
с выходной мощностью до 3 Вт и предназначе-
ны для промышленных приложений. На вход
модулей может быть подано переменное на-
пряжение 85-264 В или постоянное 100-400 В.
Основные особенности модулей:
• напряжение изоляции вход/выход — пере-
менное напряжение 2000 В (1 мин.);
• материал корпуса — негорючая синтети-
ческая смола UL94V-0;
Рис. 1. Внешний вид модулей серии PPMxx-S12-xxLF
Таблица 1. Классификационные параметры модулей РРМ
Серия PPMxx-S12-xxELF
PPM1.65-S12-3R3ELF
1,65
3,3
0,5
70
PPM2,5-S12-05ELF
2,5
5
0,5
70
PPM3-S12-09ELF
3
9
0,33
75
PPM3-S12-12ELF
3
12
0,25
78
PPM3-S12-15ELF
3
15
0,2
78
PPM3-S12-24ELF
3
24
0,125
78
Серия PPMxx-x-xxELF
PPM05-A-3R3ELF
4
3,3
1,25
70
PPM05-A-05ELF
5
5
1
75
PPM05-A-09ELF
5
9
0,55
77
PPM05-A-12ELF
5
12
0,45
79
PPM05-A-15ELF
5
15
0,33
80
PPM05-A-24ELF
5
24
0,23
82
PPM10-B-3R3ELF
6,6
3,3
2
70
PPM10-B-05ELF
10
5
2
76
PPM10-B-09ELF
10
9
1,1
78
PPM10-B-12ELF
10
12
0,9
80
PPM10-B-15ELF
10
15
0,7
81
PPM10-B-24ELF
10
24
0,45
82
PPM15-C-3R3ELF
9,9
3,3
3
73
PPM15-C-05ELF
15
5
2,8
76
PPM15-C-09ELF
15
9
1,6
78
PPM15-C-12ELF
15
12
1,25
80
PPM15-C-15ELF
15
15
1
80
PPM15-C-24ELF
15
24
0,625
84
PPM15-C-48ELF
15
48
0,32
85
PPM20-D-3R3ELF
13,5
3,3
4,1
73
PPM20-D-05ELF
20
5
3,5
75
PPM25-D-05ELF
25
5
4,1
74
PPM25-D-12ELF
25
12
2,1
82
PPM25-D-15ELF
25
15
1,6
83
PPM25-D-24ELF
25
24
1,1
85
PPM25-D-48ELF
25
48
0,5
87
Серия PPMxx-x-xxZLF
PPM05-A-05ZLF
5
±5
±0,5
75
PPM05-A-12ZLF
5
±12
±0,21
76
PPM05-A-15ZLF
5
±15
±0,16
76
PPM05-A-24ZLF
5
±24
±0,1
76
PPM10-B-05ZLF
10
±5
±1
76
PPM10-B-12ZLF
10
±12
±0,45
78
PPM 10-В-15ZLF
10
±15
±0,35
78
PPM10-B-24ZLF
10
±24
±0,2
78
PPM15-C-05ZLF
15
±5
±1,5
80
PPM 15-C-12ZLF
15
±12
±0,65
80
PPM 15-C-15ZLF
15
±15
±0,5
80
PPM20-D-05ZLF
20
±5
±2
82
PPM20-D-12ZLF
20
±12
±0,83
82
PPM20-D-15ZLF
20
±15
±0,65
82
Серия PPMxx-x-xxDLF
PPM05-A-0505DLF
5
5/±5
0,8/±0,1
76
PPM05-A-0512DLF
5
5/±12
0,6/±0,1
76
PPM05-A-0515DLF
5
5/±15
0,6/±0,08
76
PPM05-A-524DLF
5
5/±24
0,6/±0,05
76
PPM10-B-0505DLF
10
5/±5
1,2/±0,4
78
PPM10-B-0512DLF
10
5/±12
1/±0,2
78
PPM10-B-0515DLF
10
5/±15
0,9/±0,2
78
PPM10-B-0524DLF
10
5/±24
1/±0,1
78
PPM15-C-0505DLF
15
5/±5
2/±0,5
80
PPM15-C-0512DLF
15
5/±12
2/±0,2
80
PPM15-C-0515DLF
15
5/±15
1,8/±0,2
80
PPM15-C-524DLF
15
5/±24
2/±0,1
80
PPM20-D-0505DLF
20
5/±5
2,5/±0,5
82
PPM20-D-0512DLF
20
5/±12
2/±0,4
82
PPM20-D-0515DLF
20
5/±15
2/±0,3
82
PPM20-D-0524DLF
20
5/±24
2/±0,2
82
Серия PPMxx-x-xxZSLF
PPM05-A-0505ZSLF
5
5/5
0,9/0,1
76
PPM05-A-0512ZSLF
5
5/12
0,75/0,1
76
PPM05-A-0515ZSLF
5
5/15
0,7/0,1
76
PPM05-A-0524ZSLF
5
5/24
0,6/0,1
76
PPM10-B-0505ZSLF
10
5/5
1,8/0,2
78
PPM10-B-0512ZSLF
10
5/12
1,5/0,2
78
PPM10-B-0515ZSLF
10
5/15
1,4/0,2
78
PPM10-B-0524ZSLF
10
5/24
1/0,2
78
PPM15-C-0505ZSLF
15
5/5
2,2/0,8
80
PPM15-C-0512ZSLF
15
5/12
2/0,4
80
PPM15-C-0515ZSLF
15
5/15
2/0,3
80
PPM15-C-0524ZSLF
15
5/24
2/0,2
80
PPM20-D-0505ZSLF
20
5/5
3/1
82
PPM20-D-0512ZSLF
20
5/12
2,5/0,6
82
PPM20-D-0515ZSLF
20
5/15
2,5/0,5
82
PPM20-D-0524ZSLF
20
5/24
2,5/0,3
82
Серия РРМОЗ-S-xxELF
PPM03-S-3.3ELF
2,3
3,3
0,7
63
PPM03-S-05ELF
3
5
0,6
72
PPM03-S-09ELF
3
9
0,33
74
PPM03-S-12ELF
3
12
0,25
76
PPM03-S-15ELF
3
15
0,2
76
PPM03-S-24ELF
3
24
0,125
78
• температура пайки (RoHS) 1-260 °C (10 c).
Структура модулей приведена на рис. 2,
в их состав входят:
• первичный выпрямитель;
• импульсный DC/DC-преобразователь
напряжения;
• вторичный выпрямитель
и выходной фильтр;
• цепь обратной связи;
• схема управления.
Типовая схема включения модулей с пи-
танием от сети переменного тока приведена
на рис. 3.
Рекомендуемые параметры компонентов:
• Емкость конденсаторов:
- С1 — 10 мкФх400 В
(наличие конденсатора обязательно);
- С2—150мкФх25В
(исполнения 3,3/5/9/12 В)
и 100 мкФх35В (15/24 В);
- СЗ — керамический конденсатор
0,1 мкФх50В.
• Предохранитель 0,5 А/250 В.
• Защитные стабилитроны TVS:
- Р4КЕ6.8А (исполнения 3,3/5 В);
- Р4КЕ12А (9 В);
- Р4КЕ20АЦ2/15В);
- Р4КЕЗЗА (24 В).
• Защитный варистор (MOV) в первичной
цепи —471KD05.
Таблица 2. Эксплуатационные параметры модулей РРМ
Точность установки
выходного напряжения
±2%
Нестабильность выходного напряжения
при изменении входного напряжения
в рабочем диапазоне, %
±0,5 (типовое значение)
±0,5 (положительное),
±1,5 (отрицательное)
±0,5
±0,5 (положительное),
±1,5% (отрицательное)
±0,5 (основной канал),
±1,5 (дополнительный канал)
±0,5
(типовое значение)
иль-
ного
:ения
при изменении выходного тока
в пределах 10-100%, %
±1
±2
±1
±1
Нестаб
HOC1
ВЫХОД!
напряж
при изменении нагрузки
в пределах 10-100%, %
±3 (выход Vol)
и ±5 (выход ±Vo2)
±3 (выход основного канала Vol)
и ±5 (выход дополнительного
канала Vo2)
Схемы защиты
от коротких замыканий
с автовосстановлением
работоспособности,
от перенапряжений
по выходу,
температурной защиты
(срабатывание
при достижении
температуры кристалла
+ 150 X)
от коротких замыканий
и перегрузки потоку
(срабатывание
при выходном токе 110%);
порог срабатывания
схемы защиты
от перенапряжений, В:
<7,5 (исполнение 5 В);
<20 (12/15 В);
<30 В (24 В)
от коротких замыканий
и перегрузки по току
(срабатывание
при выходном токе >110%);
пороги срабатывания схемы
защиты от перенапряжений
по выходу, В:
<7,5 (исполнения 3,3/5 В);
<12(9В);
<20 (12/15 В);
<30 (24 В);
<60 (48 В)
от коротких
замыканий,
перенапряжений
по выходу
и температурной
защиты
(срабатывание
при температуре
кристалла +150 С)
Время готовности, мс
(при входном переменном напряжении 230 В)
50
(типовое значение)
80
80
50
Пульсации и шумы, мВ
3,3/5/9 В-<100;
12В-<120;
15В-<150;
24 В - <240
50
менее 100
30
Максимальная рабочая частота, кГц
100
150
100
Входной ток, мА
40
70-230
30-65
Диапазон рабочих температур, °С
-40...+85
-25...+70
Максимальная
температура корпуса, °С
+90
+95
Максимальная влажность, %
85
95
Температурный коэффициент, %/°С
0,02
0,02/015
0,02
0,02/0,15
0,02/0,15
0,02
Расчетная наработка на отказ, ч
более 300 000
более 200000
Рис. 4. Зависимость допустимой токовой нагрузки модулей PPMxx-S12-xxELF
Рис. 9. Зависимость допустимого выходного тока модулей PPM03-S-xxELF
от температуры
• Помехоподавляющие элементы в первич-
ной цепи:
- С4 —0,1 мкФх275 В;
- С5, С6 —220пФх2000 В.
- Индуктивность симметричного дроссе-
ля— 10-30 мкГн.
Зависимость допустимой токовой на-
грузки модулей от температуры показана
на рис. 4. По графику видно, что максималь-
ная нагрузка модулей обеспечивается при
температуре окружающей среды 0...+55 °С;
при эксплуатации модулей в диапазоне тем-
ператур -40...+85 °С допустимая нагрузка
должна быть снижена на 20%.
РРМОЗ-S-xxELF
Модули этой серии (рис. 5) выполнены
в корпусах DIP26. Приборы являются одно-
канальными интегральными понижающи-
ми преобразователями напряжения с вы-
ходной мощностью 3 Вт. На вход модулей
может быть подано переменное напряжение
в диапазоне 85-264 В с частотами 47-440 Гц
или постоянное напряжение в диапа-
зоне 110-370 В. Входной ток— 65 мА при
переменном напряжении ПО В и 30 мА при
напряжении 230 В.
Основные особенности:
• напряжение изоляции вход/выход —
3000 В (1 мин.);
• материал корпуса UL94V0.
Схема измерений параметров модулей
приведена на рис. 6. На рис 7 и 8 показаны
типовые схемы включения с питанием по-
стоянным и переменным напряжениями.
Рекомендуемые значения емкостей кон-
денсаторов:
• С1 —150 мкФ (исполнения 3,3/5 В),
120 мкФ (9/12/15 В), 68 мкФ (24 В);
• С2 — 0,1 мкФ (керамический);
• СЗ —4,7мкФх400 В.
Рекомендуемые предохранитель, защит-
ный стабилитрон, элементы помехоподавля-
ющих цепей и варистор такие же, как и в схе-
мах с модулями серии PPMxx-S12-xxELF.
Рекомендуемый терморезистор с отрица-
тельным ТКЕ (NTC) — 5D-14 (10 Ом/2 Вт),
зависимость допустимой токовой нагрузки
тока модулей от температуры окружающей
среды приведена на рис. 9.
Рис. 5. Внешний вид модулей серии PPM03-S-xxLF
PPMxx-x-xxELF
Модули данной серии выполнены в DIP-
корпусах четырех типоразмеров для ис-
полнений с выходной мощностью 5, 10, 15,
20 и 25 Вт. На вход модулей может быть
подано переменное напряжение в диапа-
зоне 85-264 В с частотами 47-63 Гц или по-
стоянное напряжение в диапазоне 120-370 В.
Модули могут быть использованы для про-
мышленных, офисных и бытовых прило-
жений.
Рис. 6. Схема измерения параметров модулей серии PPM03-S-xxELF
Рис. 7. Схема подключения модулей РРМОЗ-S-xxELF к источнику постоянного напряжения
Рис. 8. Схема подключения модулей РРМОЗ-S-xxELF к сети переменного тока
Рис. 10. Схема включения модулей PPMxx-x-xxELF
Рис. 11. Схемы регулировки выходного напряжения
Особенности приборов:
входной ток при переменном напряжении
230 В — 70 мА (исполнение 5 Вт),
120 мА (10 Вт), 140 мА (15 Вт),
180 мА (20 Вт), 230 мА (25 Вт);
минимальная нагрузка — 0%;
напряжение изоляции — 3000 В (1 мин.);
ток утечки — 0,3 мА (RMS при напряже-
нии 230 В/50 Гц);
Предъявляемые требования:
по электромагнитной совместимости —
стандарт EN55022, Level В;
по электростатической защите:
- ESD — IEC/EN61000-4-2 level 3,6 кВ/8 кВ;
- RF — IEC/EN61000-4-3;
EFT/burst:
- IEC/EN61000-4-4level3,2KB;
выбросы — IEC/EN61000-4-5 level 3,
1 кВ/2 кВ;
по безопасности — стандарты IEC60950,
EN60950, UL60950, CLASS 1 (РРМ15 —
CLASS 2).
Назначение выводов:
1 — корпус (в исполнениях РРМ 15 вывод
не задействован);
2 — отрицательный вход (AC N);
3 — положительный вход (AC L);
4 — отрицательный выход (-Vout);
5, 6, 7 — не задействованы;
8 — положительный выход (+V0Ut);
TRIM — вывод для регулировки выходно-
го напряжения (задействован только в ис-
полнениях РРМ20/25).
Типовая схема включения модулей при-
ведена на рис. 10.
Рекомендованные значения емкости кон-
денсатора С1:
• 33 мкФ (исполнение PPM15-C-48ELF);
• 68 мкФ (PPM05-A-15/24ELF,
РРМ 10-В/C-24ELF, PPM25-B-48ELF);
• 120 мкФ (PPM05-A-09/12ELF,
PPM10-B-12/15ELF);
• 220 мкФ (PPM15-C-12/15ELF,
PPM20-D-15/24ELF);
• 330 мкФ (PPM05-A-3,3/05ELF,
PPM20-D-3,3/05ELF,PPM25-D-0,5/12/15ELF);
• 470 мкФ (PPM10-B-3R3ELF,
PPM15-C-09ELF);
• 680 мкФ (PPM15-C-3R3/05ELF).
Рекомендованные предохранители:
• 1 А/250 (исполнения РРМ05);
• 2А/250 В(РРМ10/15);
• 3,15 А/250 В (РРМ25).
Таблица 3. Рекомендованные номиналы сопротивлений
резисторов и образцовых напряжений
R1, кОм
2
3,3
3,8
7,5
8,6
1,2
R2, кОм
1,2
3,3
1
1,5
1
22
R3, кОм
1
1
1
1
1
1,2
Vref, В
1,24
2,5
2,5
2,5
2,5
2,5
Для исполнений РРМ20/25 предусмотрена
регулировка выходного напряжения в пре-
делах ±10% от номинального, схемы регу-
лировки для повышения и понижения вы-
ходного напряжения приведены на рис. 11.
Номиналы резисторов схем определяются
соотношениями:
• для повышения напряжения
Rx= [aR2/(R2-a)]-R3;
a = VrefxRl/V0Ut;
• для понижения напряжения
RT= [aRl/Rl-a]-R3;
a=(V0Ut-Vref)xR2/Vref.
В таблице 3 приведены рекомендованные
номиналы сопротивлений резисторов и об-
разцовых напряжений.
Регулировка выходного напряжения Vout
производится изменением сопротивления
резистора RT.
PPMxx-x-xxZLF
Модули данной серии выполнены в DIP-
корпусах четырех типоразмеров для ис-
полнений с выходной мощностью 5, 10, 15,
20 Вт. Приборы формируют одинаковые вы-
ходные напряжения различной полярности
с общим корпусом. Модули могут быть ис-
пользованы для питания дифференциаль-
ных устройств, входное переменное напря-
жение — 85-264 В (47-63 Гц), постоянное
напряжение — 120-370 В.
Особенности модулей:
• входной ток при переменном напряже-
нии 230 В — 70 мА (исполнение РРМ05),
120 мА (РРМ10), 140 мА (РРМ15), 180 мА
(РРМ20);
• минимальная нагрузка—10%;
• напряжение изоляции вход/выход —
3000 В (1 мин.).
Другие параметры те же, что и у рассмо-
тренных модулей серии PPMxx-x-xxELF.
Типовая схема включения приборов приве-
дена на рис. 12. Назначение выводов:
• 1 — первичный корпус (FG);
Рис. 12. Схема включения модулей PPMxx-x-ZLF
Рис. 13. Схема включения модулей PPMxx-x-xxDLF
Рис. 14. Схема включения модулей PPMxx-x-xxZSLF
Рис. 15. Схема организации бесперебойного питания
• 2 — отрицательный вход (N);
• 3 — положительный вход (L);
• 4 — отрицательный выход (-Vout);
• 5, 7 — не задействованы;
• 6 — вторичный корпус (Common);
• 8 — положительный выход (+V0Ut);
• TRIM — не задействован.
Рекомендованные значения емкостей кон-
денсаторов CI, С2:
• 10 мкФ (исполнение PPM05-A-24ZLF);
• 33 мкФ (PPM10-B-24ZLF);
• 47 мкФ (PPM05-A-15ZLF,
PPM10-B-15ZLF);
• 68 мкФ (PPM05-A-12ZLF,
PPM20-D-15ZLF);
• 20 мкФ (PPM05-A-05ZLF,
PPM10-B-12ZLF, PPM15-C-15ZLF);
• 220 мкФ (PPM10-B-05ZLF,
PPM15-C-12ZLF);
• 470 мкФ (PPM15/20-B/D-05ZLF).
Рекомендованные предохранители:
• 1 А/250 В (исполнение РРМ05);
• 2А/250 В(РРМ10/15);
• 3,15 А/250 В (РРМ20).
PPMxx-x-xxDLF
Модули этой серии также выполнены
в DIP-корпусах четырех типоразмеров, их
параметры в основном совпадают с соот-
ветствующими параметрами модулей серии
PPMxx-x-xxZLF, за исключением того,
что модули формируют два разнополяр-
ных напряжения с общим корпусом и тре-
тье независимое напряжение. Типовая схема
включения модулей приведена на рис. 13.
Назначение выводов:
• 1 — первичный корпус;
• 2 — отрицательный вход;
• 3 — положительный вход;
• 4 — отрицательный выход 1 (_V0Utl);
• 5 — положительный выход 1 (+V0Utl);
• 6 — отрицательный выход 2 (-Vout2);
• 7 — вторичный корпус (Common);
• 8 — положительный выход 2 (+V0Ut2);
• TRIM — не задействован.
Рекомендованные номиналы конденсаторов:
• С1/С2/СЗ:
- 330-1000 мкФх16 В (при UBbIX = 3,3/5 В);
- 47-220 мкФх25 В (UBbIX = 12/15 В);
- 10-120 мкФх35 В (24 В);
- 10-68 мкФ (48 В).
• С2/С4/С6 керамические — 0,1 мкФх50/100 В.
Типы защитных стабилитронов (TVS):
• Р6КЕ6.8А(ивых = 3,3/5В);
• Р6КЕ16АЦ2В);
• Р6КЕ20АЦ5В)
• Р6КЕЗЗА(24В)
• Р6КЕ62А(48В).
PPMxx-x-xxZSLF
Данные модули также выполнены в DIP
корпусах четырех типоразмеров, параметры
приборов в основном совпадают с соответ-
ствующими параметрами модулей серий
PPMxx-X-xxZLF и PPMxx-x-xxDLF за исклю-
чением того, что эти приборы формируют
два независимых напряжения. Типовая схе-
ма включения модулей приведена на рис. 14.
Назначение выводов
• 1 — первичный корпус;
• 2 — отрицательный вход;
• 3 — положительный вход;
• 4 — отрицательный выход основного ка-
нала (-Voutl);
• 5 — положительный выход основного ка-
нала (+Voutl);
• 6, TRIM — не задействованы;
• 7 — отрицательный выход дополнитель-
ного канала (_V0Ut2);
• 8 — положительный выход дополнитель-
ного канала (+V0Ut2).
Рекомендованные номиналы конденсато-
ров С1-С4 и типы стабилитронов такие же,
как и для модулей рассмотренной серии
PPMxx-x-xxDLF.
Модули РРМ-20/25 (серия PPMxx-x-xxELF)
с возможностью подстройки выходного на-
пряжения можно соединять параллельно
с DC/DC-преобразователями напряжения
PEAK Electronics с соответствующими но-
миналами выходного напряжения. Схема
организации бесперебойного питания в от-
ветственных промышленных приложениях
приведена на рис. 15. Основной режим ра-
боты для данной схемы обеспечивает регу-
лируемый AC/DC-преобразователь (рис. 11);
при отключениях сетевого напряжения ис-
пользуется DC/DC-конвертер, питаемый
от аккумулятора. Для исключения разряда
аккумулятора при работе в основном режиме
устанавливают выходное напряжение AC/DC-
преобразователя несколько большим, чем
выходное напряжение DC/DC-конвертера.
Разность напряжений 0,2-0,5 В определяется
конкретными значениями прямых напряже-
ний выходных диодов. ■
ПОНИЖАЮЩИЙ SEPIC-ПРЕОБРАЗО
ВАТЕЛЬ С УЛУЧШЕННЫМИ
ХАРАКТЕРИСТИКАМИ
АЛЕКСЕЙ ХАБАРОВ, технический консультант, ИД «Электроника»
Новая высокопроизводительная топология источников питания позво-
ляет создавать высокоэффективные импульсные преобразователи,
характеризующиеся низкими электромагнитными излучениями (EMI) и
ультравысокой плотностью мощности.
Solus Power Topology™, разрабо-
танная CUI Inc., Tualatin, объединяет
преобразователь с несимметрично
нагруженной первичной индуктивно-
стью (SEPIC) и понижающий преобра-
зователь, в результате чего получается
SEPIC-понижающий преобразователь.
Эта запатентованная топология откры-
вает широкие возможности для разра-
ботки следующего поколения AC/DC- и
DC/DC-преобразователей.
Достоинством Solus Power
Topology™ является способность сни-
жения потерь мощности. Повышение
эффективности связано с уменьшени-
ем как тепловых потерь, так и потерь
на переключение в нескольких кри-
тических точках схемы преобразо-
вателя. Снижение потерь настолько
существенно, что может привести к
увеличению выходного тока на 40%
при одних и тех же размерах корпу-
сов источников питания. И наоборот,
уменьшение потерь позволяет при
заданном уровне выходного тока и
заданном размере корпуса повысить
эффективность на несколько процен-
тов для «зеленых» разработок по срав-
нению с традиционными понижающи-
ми преобразователями.
Как показано на рисунке 1, в состав
Solus Power Topology™ входит один маг-
нитный элемент, один управляющий
ключ и два коммутационных ключа, для
управления которыми используется
ШИМ. Магнитный элемент состоит из
четырех индуктивно-связанных дрос-
селей, намотанных на один сердечник.
По сложности это находится на одном
уровне с традиционными понижающи-
ми преобразователями.
Solus Power Topology™ имеет харак-
теристики, необходимые для высоко-
производительного преобразования
мощности, это:
- высокая плотность мощности;
- высокая эффективность для «зеле-
ных» систем;
- хорошее быстродействие;
- низкий уровень EMI.
Solus Power Topology™ позволя-
ет снизить тепловые потери за счет
распределения рабочего тока по
нескольким цепям. Q1SB является верх-
ним ключом, как для SEPIC, так и для
понижающего преобразователя. Q2B
является нижним ключом понижаю-
щего преобразователя. Q 2S является
частью SEPIC-преобразователя. При
поступлении тока на вход преобразо-
вателя он схемотехнически разводится
по нескольким цепям, по каждой из
которых течет меньший ток. Такой под-
ход позволяет снизить тепловые поте-
ри и сделать их гораздо меньше, чем у
стандартного понижающего преобра-
зователя. Небольшой ток, поданный на
MOSFET, позволяет снижать потери для
заданной конфигурации устройств.
СНИЖЕНИЕ НАГРУЗКИ НА
КОМПОНЕНТЫ СХЕМ ЗА СЧЕТ
УМЕНЬШЕНИЯТОКА И НАПРЯЖЕНИЯ
Распределение тока по нескольким
путям, являющееся основной особенно-
стью Solus Power Topology™, позволяет
также снизить нагрузку на компонен-
ты по напряжению примерно на 50%.
Благодаря этому при заданном уровне
преобразования напряжения можно
использовать более низковольтные
MOSFET и конденсаторы по сравнению
со стандартными понижающими преоб-
разователями. При этом (при тех же раз-
мерах корпуса) можно заменить MOSFET
на транзисторы с меньшим RDS(ON).
Напряжения сток-исток, VDS трех
MOSFET, представленных на рисунке 1,
определяются следующими выраже-
ниями:
На величину VDS оказывают влия-
ние 4 индуктивно связанных дрос-
селя. Например, Т1А влияет на VDS
транзисторов Q1SB и Q2B, входящих в
состав синхронного понижающего
Рис. 1. В Solus Power Topology™ применяются 4 индуктивно связанных дросселя (Т|А, Т1В, Тк и Тш, которые и
позволяют воспользоваться преимуществами объединения SEPIC- и понижающего преобразователя
преобразователя. В свою очередь
Tib оказывает влияние на VDS транзи-
стора Q2S.
На рисунке 2а показаны потери мощ-
ности типового синхронного понижаю-
щего преобразователя. Коммутационная
схема Solus Power Topology™ обеспечива-
ет быстрое переключение и изменение
VDS транзистора Q1SB с уровня VIN + VOUT
до 0,5(VIN + VOUT).
'solus = U току через сток транзисто-
ра Q1SB. Из рисунка 26 видно, что:
где: D — коэффициент заполнения
рабочего цикла.
Таким образом, потери на включе-
ние верхнего MOSFET (Q1SB) снижаются
приблизительно на 75% по сравнению
с аналогичным транзистором в тра-
диционном понижающем преобразо-
вателе.
СНИЖЕНИЕ КОММУТАЦИОННЫХ
ПОТЕРЬ
Solus Power Topology™ хорошо под-
ходит для реализации схем экстракции
заряда затвора (GCE), способных пере-
крывать канал кремниевого MOSFET
менее чем за наносекунду. На рисунке 3
показана форма сигнала при закрытии
верхнего ключа (HSS). На фотографии
экрана осциллографа видна форма сиг-
налов тока и напряжения при закрытии
верхнего ключа. На рисунке 4 крас-
ная кривая показывает мгновенную
мощность в процессе закрытия ключа,
пиковое значение которой равно 50 Вт.
Закрытие ключа длится 6,4 не, а сум-
марные потери на частоте 200 кГц весь-
ма малы — 68 мВт.
На рисунке 5 показаны суммарные
потери на переключение верхнего
ключа в Solus-преобразователе и в
типовом стандартном понижающем
преобразователе. При изменении пони-
жающего коэффициента VOUT/VIN, М,
от 0,1 до 0,25 и 0,66, потери в Solus-
преобразователе составляли соответ-
ственно 91%, 88% и 70%. Следовательно,
Solus Power Topology™ идеально под-
ходит для POL-приложений с широким
диапазоном преобразования напряже-
ний.
На более высоких частотах пере-
ключения эти улучшения становят-
ся более ощутимыми. Чем большую
частоту переключения удается реали-
зовать при сохранении приемлемо-
го уровня эффективности преобра-
зователя, тем выше будет плотность
мощности. Если предположить, что в
традиционном понижающем и Solus-
преобразователях используются иден-
тичные ключи, в случае применения
Solus Power Topology™ существует
потенциальная возможность сниже-
ния потерь на переключение более
чем на 90%. Это позволяет Solus-
преобразователю работать на высо-
ких частотах переключения без зна-
чительного ухудшения эффективности
и обеспечивать значения плотности
мощности при достаточно приемле-
мом уровне КПД.
Как было описано выше, Solus Power
Topology™ позволяет улучшить рабочие
характеристики за счет современных
методов преобразования мощности без
использования более производитель-
Рис. 2. Сравнение потерь мощности при переключении верхнего ключа стандартного понижающего пре-
образователя (а) и Solus Power Topology™ (б)
Рис. 3. Форма сигналов схемы экстракции заряда затвора (GCE) верхнего ключа
Рис. 4. Измерение мощности схемы GCE
100
Рис. 5. Сравнение суммарных потерь на переключение Solus Power Topology™ и типового понижающего
преобразователя
ных компонентов или сложных систем
управления. Однако модернизация
других технических параметров также
может привести к улучшению характе-
ристик Solus Power Topology™.
Поскольку в Solus Power Topology™
применяется постоянный входной
ток с незначительными пульсация-
ми, значение входных конденсато-
ров может быть снижено вплоть до
95%. Такие входные характеристи-
ки позволяют также уменьшить EMI,
вызванные пульсациями входного
тока.
ИЗОЛИРОВАННЫЙ
DC/DC-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛ Ь НА 720 ВТ
Первым преобразователем,
реализованным по Solus Power
Topology™, стал изолированный
DC/DC-преобразователь серии NQB.
Являясь частью ряда CUI's Novum
Advanced Power™, промежуточный шин-
ный преобразователь на 720 Вт перво-
начально был рассчитан на входной
диапазон напряжений 36...60 В с напря-
жением на выходе 12 В и эффективно-
стью выше 96%. NQB-преобразователи,
очевидно, поддерживают более широ-
кий входной диапазон, а также выход-
ное напряжение 9,6 В. Основные харак-
теристики NQB2060:
- VIN = 36...60B(DC);
- VOUT=12B(DC);
- lOUT(max) = 60 А во всем диапазоне
входных напряжений;
- Роит= 720 Вт;
- геометрические размеры
= 58,4x36,8x12,2 мм (2,3х1,45х
х0,48 дюймов);
- эффективность (п): (V,N = 48 В (DC) и
VOUT=12B(DQ);
- при полной нагрузке > 95%;
- пиковая (приблиз. 60% нагрузка) = 96%;
- во всем диапазоне входных напря-
жений > 95%.
Этот преобразователь обеспечивает
плотность мощности 445 Вт/дюйм во
всем входном диапазоне напряжений
30...60 В.
КОММЕНТАРИЙ ЭКСПЕРТА
Сергей Коротков, начальник отдела ЗАО «ММП-Ирбис»
В статье описана оригинальная тополо-
гия понижающего преобразователя: клас-
сическая схема преобразователя SEPIC
дополнена элементами понижающего пре-
образователя, причем дроссель понижаю-
щего преобразователя размещен на одном
сердечнике с обмотками SEPIC. Вместо дио-
дов применены синхронные выпрямители, а
для смещения управляющего сигнала син-
хронного ключа от SEPIC используется четвертая обмотка объединен-
ного электромагнитного компонента.
Очевидно, что ноу-хау данной топологии заключается в
правильном построении многообмоточного электромагнит-
ного компонента. От правильного расположения обмоток
относительно друг друга и магнитопровода зависит отсут-
ствие или наличие пульсаций входного тока, правильное рас-
пределение тока между обмотками, а также величина выбро-
са напряжения на синхронном выпрямителе понижающего
преобразователя в момент включения силового ключа. Тем
не менее, при любом расположении обмоток напряжение на
синхронных выпрямителях в интервале проводимости сило-
вого ключа действительно составляет полусумму входного и
выходного напряжений, а токи также распределяются между
тремя силовыми обмотками. Это позволяет существенно
уменьшить потери в меди и статические потери в синхронных
выпрямителях за счет выбора низковольтных транзисторов
с низким сопротивлением в открытом состоянии. Конечно,
применение дополнительных транзисторов, драйверов верх-
него ключа и усложнение конструкции электромагнитного
компонента увеличивают себестоимость преобразователя,
но для некоторых применений такие затраты могут быть
вполне оправданы.
Данная топология запатентована под брендом Solus
Power Topology™. Автор статьи не стремится представить
подробный анализ работы схемы. Его задача — показать
преимущества этой топологии перед стандартным понижа-
ющим преобразователем, а заодно дать понять читателю,
что в этой компании работают умные люди, способные
создавать преобразователи напряжения с весьма высо-
кими техническими характеристиками. Приведенные во
второй части статьи эпюры токов и напряжений, поясня-
ющие преимущества Solus Power Topology™, эксперимен-
тально снятые осциллограммы процессов переключения,
сравнительные диаграммы потерь, а также технические
характеристики изолированного DC/DC-преобразователя,
реализованного по Solus Power Topology™, наглядно это
демонстрируют.
Статья, в первую очередь, интересна потребителям моду-
лей преобразователей напряжения с жесткими требованиями
к температуре либо к массе и габаритам преобразователей.
Разработчикам преобразователей напряжения статья напоми-
нает, что не все еще изобретено в данной области, подтверж-
дением чего и является пример удачного объединения двух
классических топологий.
ПОВЫШЕНИЕ ПЛОТНОСТИ
МОЩНОСТИ В ИЗОЛИРОВАННЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ
ИГОРЬ АЛЕКСЕЕВ
В статье рассмотрены топологии преобразователей, которые ранее
использовались в приложениях большой мощности, а теперь применя-
ются в преобразователях меньшей мощности, обеспечивая им высокую
плотность мощности и малый форм-фактор.
Эффективность и плотность мощ-
ности (Вт/объем) долгое время были
характеристиками, используемыми
для сравнения производительности
изолированных DC/DC-преобразова-
телей мощности. При проектировании
изолированных DC/DC-преобразова-
телей первым и наиболее критичным
моментом является выбор схемы. Как
правило, выбор схемы определяется
заданным уровнем выходной мощно-
сти. На практике принят следующий
порядок применения схем преобразо-
вателей по мере увеличения выходной
мощности: обратноходовой, прямохо-
довой, двухтактный, полумостовой и
мостовой.
Подход к выбору схем преобразо-
вателей в соответствии с выходной
мощностью остается справедливым и
поныне, однако в наши дни топологии,
ранее использовавшиеся в приложени-
ях большой мощности, применяются в
сравнительно менее мощных преоб-
разователях с меньшими значениями
форм-фактора, что позволяет раз-
работчикам достигать более высокой
плотности мощности. Производители
ИС управления мощностью, объединив
контроллеры с высоковольтными драй-
верами затворов и добавив ряд новых
опций, способствовали развитию этой
тенденции.
Выбор схем преобразователей
по диапазону выходной мощности,
принятый до сих пор, явно устарел.
Существует ряд других факторов,
играющих важную роль при выборе
топологии изолированных DC/DC-npe-
образователей, таких как стоимость,
габариты, нагрузка по напряжению на
активный ключ, выходной шум и диапа-
зон входных напряжений. Размер изо-
лированного преобразователя мощно-
сти зависит, в основном, от габаритов
трансформатора и количества исполь-
зуемых активных ключей.
Применение силового трансфор-
матора также влияет на размеры
преобразователя мощности. Схемы
изолированных преобразователей
мощности по типу использования
кривых намагничивания (В-Н-кривых)
можно разделить на симметричные
и несимметричные. Если во время
работы изменения магнитного потока
происходят только в одном квадранте
В-Н-кривой, такая схема классифици-
руется как несимметричный преобра-
зователь. Если изменения магнитного
потока происходят в двух квадрантах
В-Н-кривой, речь идет о симметрич-
ном преобразователе. При одном и
том же наборе требований к схеме
второй тип преобразователей пред-
полагает использование сердечни-
ка меньших размеров и исключает
необходимость применения дополни-
тельной обмотки размагничивания. В
таблице 1 [1] представлены несколько
типов наиболее популярных схем изо-
лированных преобразователей мощ-
ности с исторически сложившимися
диапазонами.
ТРАДИЦИОННОЕ
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ РАЗЛИЧНЫХ
СХЕМ ИЗОЛИРОВАННЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
Наиболее распространенными схе-
мами изолированных преобразовате-
лей мощности являются схемы обрат-
ноходовых преобразователей, которые
включают только один активный ключ
и не требуют использования допол-
нительного выходного дросселя. Это
обеспечивает простоту использования
и низкую стоимость схемы. Подобная
топология довольно часто встречается
при мощностях ниже 100 Вт и даже
1 кВт. Такие преобразователи хороши,
когда требуется получить довольно
высокое напряжение при относитель-
но малом токе — трансформатор игра-
ет роль дросселя и отдает энергию в
нагрузку при закрытом силовом ключе.
Недостатками обратноходовой топо-
логии являются неэффективное исполь-
зование трансформатора из-за несим-
метричной схемы и необходимость
применения дополнительных конден-
саторов, как на входе, так и на выхо-
де, из-за больших пульсаций входного
и выходного токов. Иногда применяют
обратноходовой преобразователь с
двумя ключами (см. рис. 1). В этом слу-
чае существенно снижаются выбросы
при коммутации — энергия, запасенная
в поле рассеяния, поступает во вход-
ной сглаживающий конденсатор, сле-
довательно, уменьшается максимальное
напряжение на активном ключе.
Таблица 1. Сравнение схем изолированных преобразователей мощности
Топология
Исторически сло-
жившийся диапа-
зон мощностей, Вт
Используемый
трансформатор
Количество
активных
ключей
Нагрузка по напря-
жению на активный
ключ
Стоимость
Обратноходовой преобразователь
< 100
Несимметричный
1
>VIN+NxV0UT
Самая низкая
Прямоходовой преобразователь
50...200
Несимметричный
1
>VINx2 (для DMax = 0,5)
>обратноходового
Прямоходовой преобразователь с активной
ограничивающей цепью (ACF)
50...300
Симметричный
2
VIN/0-D)
обратноходового <ACF< прямо-
ходового
Двухтактный преобразователь (Р-Р)
100... 500
Симметричный
2
>=VINx2
>ACF
Полумостовой преобразователь
100... 500
Симметричный
2
>=VIN/2
>Р-Р
Мостовой преобразователь
>500
Симметричный
4
>=VIN
>полумостового
Рис. 1. Обратноходовой преобразователь с двумя
ключами
Прямоходовой преобразователь
и прямоходовой преобразователь с
активной ограничивающей цепью часто
используются в приложениях средней
мощности. В прямоходовом преобразо-
вателе трансформатор также использу-
ется неэффективно (из-за ограничений
на рабочий цикл и несимметричной
топологии).
Трансформатор прямоходового пре-
образователя с активной ограничиваю-
щей цепью в установившимся режиме
работает в двух квадрантах, однако при
запуске и во время переходных про-
цессов пиковые значения магнитного
потока могут достигать очень высоких
значений. Для возврата трансформа-
торов в исходное состояние в прямо-
ходовых преобразователях и прямо-
ходовых преобразователях с активной
ограничивающей цепью ограничивают
значение максимального коэффициен-
та рабочего цикла.
Остальные три топологии: двухтакт-
ного преобразователя, полумостового
преобразователя и мостового преоб-
разователя являются симметричными
схемами, поэтому в них передача мощ-
ности происходит в двух квадрантах
В-Н-кривой, и они не требуют допол-
нительных элементов для возврата
трансформаторов в исходное состо-
яние. Такие топологии наилучшим
образом подходят для приложений,
требующих максимальной плотно-
сти мощности, поскольку сердечник
трансформатора используется в них
максимально.
Другим достоинством симметрич-
ных схем является то, что в них можно
оптимизировать работу трансформа-
тора, используя большой диапазон
допустимых коэффициентов рабочих
циклов. Симметричные схемы могут
работать с максимальным коэффициен-
том рабочего цикла, равным почти 50%
в каждой половине преобразователя,
Рис. 2. Двухтактная топология
Рис. 3. Полумостовая топология
что обеспечивает на дросселе выходно-
го фильтра максимально эффективное,
почти 100-% значение коэффициента
рабочего цикла. Соотношение витков
обмоток трансформатора выбирается
так, чтобы обеспечить максимально
эффективное значение коэффициента
рабочего цикла. Это позволяет значи-
тельно снизить среднеквадратичное
(RMS) значение тока в трансформато-
ре и уменьшить размеры выходного
фильтра.
На рисунке 2 показана схема двух-
тактного преобразователя мощности.
Для упрощения схемы на ней изобра-
жены диоды D1 и D2, однако в большин-
стве современных высокоэффективных
преобразователей мощности в каче-
стве выпрямителей во вторичной цепи
используются синхронные MOSFET.
Преимуществом такой топологии явля-
ется то, что она относится к симметрич-
ным схемам, однако в ней на закры-
тых ключах первичной цепи может
наблюдаться очень высокое пиковое
напряжение, до двух раз превышающее
входное.
На рисунке 3 показана схема полу-
мостового преобразователя мощности,
которая реализована по симметричной
топологии. Ее преимущество над двух-
тактной схемой заключается в том, что
в ней напряжение на ключе первичной
цепи не превышает входного.
Другим достоинством полумосто-
вой топологии является одна обмот-
ка в первичной цепи, что позволяет
лучше использовать зазор сердечни-
ка. Полумостовая схема — единствен-
ная, которая может работать в режиме
управления напряжением. В режиме
управления током или при ограничении
тока балансировка напряжения V2V|N в
средней точке между С1 и С2 в каждом
цикле не поддерживается. Чтобы полу-
мостовой преобразователь мог рабо-
тать в режиме управления током, в его
схему необходимо добавить активные
цепи балансировки средней точки.
Однако эти цепи могут значительно
усложнить схему.
МОСТОВЫЕ ТОПОЛОГИИ
На рисунке 4 показана мостовая
схема преобразователя мощности,
которая имеет все преимущества
симметричных схем. Напряжение на
ключе первичной цепи никогда не
превышает входного напряжения.
Поскольку в схеме есть только одна
первичная обмотка, в ней очень
эффективно используется зазор сер-
дечника трансформатора. Когда один
из ключей первичной цепи мостово-
го преобразователя активен, напря-
жение на первичной обмотке транс-
форматора равно VWim. Когда в схеме
мостового преобразователя активна
пара ключей, расположенных по диа-
Рис. 4. Мостовая схема обладает всеми достоинствами симметричных схем
гонали, напряжение на первичной обмотке трансформатора
равно V,N. Значит, при одной и той же мощности ток в первич-
ной цепи мостового преобразователя будет в два раза мень-
ше тока в первичной цепи полумостового преобразователя.
Снижение тока позволяет увеличить эффективность мостовых
преобразователей по сравнению с полумостовыми, что осо-
бенно существенно при больших токах в нагрузке. Недостатком
мостовых преобразователей является сложность управления
четырьмя ключами первичной цепи и увеличение стоимости
за счет введения в схему дополнительных ключей. Однако в
сравнении с полумостовыми схемами, фактор дополнитель-
ной стоимости слегка компенсируется исключением входных
конденсаторов.
Существует еще одна схема мостового преобразователя,
используемого в приложениях с высоким вход ным напряже-
нием и большой мощностью, — фазо сдви гающий мостовой
преобразователь мощности (PSFB). Его схема похожа на схему
традиционного мостового преобразователя, но в ней при-
меняется другая методология управления. Характерной осо-
бенностью такой методологии является коммутация ключей
первичной цепи в моменты перехода напряжения через нуль
при поддержании постоянной частоты переключения.
В приложенияхс высоким входным напряжением такое переключ-
ение обеспечивает особенно большой выигрыш. Но вместе с
тем такая топология часто требует установки (последовательно
с первичной обмоткой силового трансформатора) дополнит-
ельной катушки индуктивности, обеспечивающей в условиях
небольших нагрузок переключение при переходе напряже-
ния через нуль.
К недостаткам подобной схемы можно отнести увеличение те-
пловых потерь в первичной катушке на всем протяжении рабоче-
го цикла. В [1] приведена схема мостового преобразователя,
построенного на контроллере, сочетающем схему управлен-
ия и драйвер затвора, что позволяет использовать мостовые
преобразователи в небольших маломощных приложениях.
Как известно, при высоких выходных токах эффективность у
мостового преобразователя выше, чем у полумостового. При
низких выходных токах мостовой преобразователь проигры-
вает полумостовому из-за потерь на драйвере затвора.
СИЛОВЫЕ МОДУЛИ ИЗ МИКРОМОДУЛЕЙ
Одно из направлений повышения плотности мощности в
изолированных DC/DC-преобразователях заключается в
применении более эффективных топологий, рассчитанных на
высокую мощность, в менее мощных приложениях. Такой
подход позволяет разработчикам получать более высокие
значения плотности мощности. Несколько производителей
силовых модулей уже представили на рынок модули из
четырех или восьми микромодулей, реализованных на базе
мостовой топологии. Разработчики преобразователя LM5045
продвинулись по этому пути дальше, включив в его состав
высоковольтные драйверы затворов для управления синхронны-
ми FET и дополнительные логические схемы для реализации
функций предустановленных нагрузок. Такая интеграция бу-
дет характерна и для последующих разработок для всех диа-
пазонов мощности. На очереди — встраивание в корпус ИС
схем управления первичными и вторичными цепями с обес-
печением гальванической развязки.
ЛИТЕРАТУРА
1. Topology Key to Power Density in Isolated DC-DC Converters//
Power Electronics Technology, February 2011.
2. Фрэнк Кэсел. Выбор топологии преобразователя//
Электронные компоненты №2,20П.
УЛУЧШЕННАЯ ТОПОЛОГИЯ для
ФОРМИРОВАНИЯ БИПОЛЯРНОГО
ПИТАНИЯ ИЗ ОДНОГО входного
НАПРЯЖЕНИЯ
КЕВИН ТОМПСЕТТ, инженер по применению, Analog Devices
В статье рассказывается о преимуществах комбинированного преоб-
разователя SEPIC-Чука как с едства формирования биполярного пита-
ния при помощи всего одного контроллера. Здесь же представлен новый
инструмент проектирования — ADIsimPOWER™, который значительно
ускоряет реализацию преобразователей SEPIC-Чука и позволяет модифи-
цировать любые их параметры.
ВВЕДЕНИЕ
Несмотря на широкое распростра-
нение операционных усилителей с
однополярным питанием, во многих
задачах по-прежнему требуется фор-
мирование биполярного напряжения
питания из одного (положительного)
входного напряжения питания. Как пра-
вило, от ицательное и положительное
напряжения питания используются для
довольно близких по номиналу нагру-
зок с малыми токами (10...500 мА).
Одним из решений данной проблемы
является применение двух отдельных
преобразователей: одного для форми-
рования положительного напряжения
питания, а другого — для отрицатель-
ного. Такой вариант мож т оказаться
довольно дорогостоящим, и как пока-
зано в этой статье, не яв яется един-
ственно возможным. Еще одно решение
заключается в применении обратнохо-
дового преобразователя. Однако и у
него есть недостатки: слабое согласо-
вание характеристик отдельных выхо-
дов при дифференциальной нагрузке,
необходимость в большом и дорогом
трансформаторе и низкий КПД.
Более хорошим решением является
комбинация преобразователей SEPIC и
Чука. Данная топология предполагает
использование нестабилизированного
преобразователя Чука, подключенного
к тому же узлу коммутации, что и стаби-
лизированный преобразователь SEPIC.
Такая комбинация дает два напряжения
питания с хорошей повторяемостью
характеристик при любом рассогласо-
вании нагрузки до 100%.
Гибкость данной топологии иллю-
стрирует а ализ работы преобразо-
вателя, ре лизованного на основе
микросхемы ADP161x компании Analog
Devices, Inc. В статье рассматривается
также радикально новый инструмент
проектирования, который упрощает
реализацию комбинированного преоб-
разователя SEPIC-Чука в пользователь-
ских приложениях. Схема преобразова-
теля SEPIC-Чука показана на рисунке 1.
ОПИСАНИЕ ТОПОЛОГИИ
На первый взгляд преобразователь
SEPIC-Чука кажется довольно сложным,
т.к. он содержит четыре различных
катушки индуктивности и ключа. К сча-
стью, эту топологию можно разделить
на две составных части, что упрощает
проблему анализа. В преобразователях
SEPIC и Чука ключи Q1 и Q2 работают
в фазах, противоположных друг другу.
На рисунке 2 приведены диаграммы
протекания тока при двух различных
состояниях ключа в преобразователе
SEPIC. Это не столь очевидно, но напря-
жение на конденсаторе передачи энер-
гии (С1) примерно постоянно и равно
V,N (с небольшими пульсациями).
Преобразователь Чука — это пре-
образователь с отрицательным выход-
ным напряжением, поэтому ток проте-
кает в нем по направлению от нагрузки.
Принцип работы преобразователя Чука
похож на принцип работы преобразо-
вателя SEPIC, однако ключ Q2 в нем вме-
сто выхода подключен к земле, а катуш-
ка индуктивности L2b — не к земле, а к
выходу. Диаграммы протекания тока в
преобразователе Чука при обоих поло-
жениях ключей показаны на рисунке 3.
Идеализированные временные диа-
граммы токов и напряжений в преобра-
зователе SEPIC приведены на рисунке 4.
Когда Q1 замкнут, напряжение в SN2
Рис. 2. Диаграммы протекания тока в преобразо- Рис. 3. Диаграммы протекания тока в преобразо-
Рис. 1. Схема преобразователя SEPIC-Чука вателе SEPIC вателеЧука
Рис. 4. Идеализированные временные диаграммы токов и напряжений в преобразователе SEPIC
Рис. 5. Идеализированные временные диаграммы токов и напряжений в преобразователе Чука
равно -V,N. Таким образом, в интервале
времени, когда Q1 замкнут (Q2 разом-
кнут), напряжения на 1_1а и Lib равны
V,N, а когда Q1 разомкнут (Q2 замкнут)
напряжения на 1_1а и Lib равны -VOUT.
Применив принципы вольт-секундного
баланса для катушки индуктивности,
можно вычислить коэффициент пре-
образования постоянного напряжения
в установившемся состоянии в соот-
ветствии с выражением (1). D — это
коэффициент заполнения импульсной
последовательности в преобразовате-
ле (процент времени, в течение кото-
рого Q1 замкнут, относительно полного
периода коммутации).
Опять же, исходя из принципов
вольт-секундного баланса катушки
индуктивности и баланса заряда в кон-
денсаторе, получаем, что напряжение
на С2 равно VIN + VOUT.
Сравнивая временные диаграммы на
рисунках 4 и 5, можно заметить, что
напряжения на катушках индуктивности
в преобразователе Чука и преобразо-
вателе SEPIC совпадают. Таким образом,
уравнение для коэффициента преобра-
зования напряжения в преобразователе
Чука точно совпадает с аналогичным
уравнением для преобразователя SEPIC,
но имеет противоположный знак:
(2)
Поскольку уравнения, описываю-
щие связь коэффициента преобразо-
вания с D, отличаются только знаком,
напряжения в узле коммутации (SN1)
равны и токи через катушки индуктив-
ности тоже равны, и мы можем просто
соединить два преобразователя вместе
в узле SN1. (Объединенный преобразо-
ватель показан на рисунке 1).
Q2 и Q3 в схеме заменены на диоды,
поскольку схема рассчитана на сравни-
тельно небольшие напряжения пита-
ния аналоговых цепей, где имеет смысл
использовать асинхронный контрол-
лер. Кроме того, две катушки индук-
тивности (L1 а и L2a) включены парал-
лельно, поскольку L1 а и Lib, а также
L2a и L2b реализованы при помощи
двух связанных катушек индуктивно-
сти. Подобное включение обеспечива-
ет ряд преимуществ.
Использование связанных катушек
индуктивности уменьшает пульсации
тока в два раза [1]. За счет этого значи-
тельно упрощается и модель при малом
сигнале и становится возможным
достижение большей ширины полосы
из-за компенсации резонансов преоб-
разователей SEPIC и Чука (см. формулы
3 и 4). И, наконец, это позволяет исполь-
зовать в схеме разнообразные гото-
вые компоненты вместо 3-обмоточных
катушек индуктивности 1:1:1, которые
не столь широко распространены.
(3)
(4)
В схеме могут быть использованы
6-обмоточные компоненты (например,
из линейки продуктов Hexapath ком-
пании Coilcraft) или трансформаторы
собственного изготовления с тремя
обмотками.
ОГРАНИЧЕНИЯ НА КОЭФФИЦИЕНТ
СВЯЗИ
Применение связанных катушек
индуктивности имеет значительные
преимущества, однако при этом жела-
тельно, чтобы коэффициент связи не
был слишком большим, поскольку
значительная часть энергии будет
передаваться через сердечник. Во
избежание этого разработчик должен
выбрать такие С1 и С2, чтобы вели-
чины их комплексных импедансов на
частоте коммутации были, как мини-
мум, в 10 раз ниже суммы импеданса
индуктивности утечки (LLKG) и актив-
ного сопротивления по постоянному
току (DCR) одной обмотки (см. нера-
венство 5). Индуктивность утечки
(LLKG) можно определить, используя
выражение (б), а коэффициент связи
(К) обычно приводится в техниче-
ском описании. Lm — это измеренная
самоиндуктивность, величина кото-
рой также указывается в техническом
описании. Символ х в обозначениях Сх
и Lx в выражении (5) соответствует С1
или С2 и L1 или L2.
Рис. 6. Импульсная характеристика при скачкообразном изменении тока нагрузки на 30 мА на выходе
отрицательного напряжения (сегмент преобразователя Чука)
Рис. 7. Относительная погрешность стабилизации напряжения при дифференциальной нагрузке
ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНАЯ НАГРУЗКА
И ПОВТОРЯЕМОСТЬ ВЫХОДНЫХ
НАПРЯЖЕНИЙ
По своей природе выходной сигнал
сегмента преобразователя Чука (отри-
цательное напряжение) в комбиниро-
ванном преобразователе SEPIC-Чука
является нестабилизированным. Это
означает, что по сравнению с выход-
ным сигналом части преобразователя
SEPIC (положительное напряжение)
он будет иметь некоторое отклоне-
ние при изменениях нагрузки, в осо-
бенности при отличиях в нагрузке на
отдельных выходах. Стоит отметить,
что повторяемость выходных напря-
жений в преобразователе SEPIC-Чука
значительно лучше, чем в обратно-
ходовом преобразователе, имеющем
схожую конфигурацию, особенно при
резких изменениях или рассогласова-
нии токов нагрузки. Вызвано это тем,
что отдельные каналы связаны между
собой напрямую, а не через трансфор-
матор, который обладает собственной
индуктивностью утечки.
На рисунке б изображены графи-
ки, соответствующие ситуации, когда
ток на выходе сегмента преобразова-
теля Чука резко изменяется на 30 мА,
в то время как ток на выходе сегмента
преобразователя SEPIC поддерживает-
ся на постоянном уровне 100 мА. Как
видно из графиков, реакция на мгно-
венное изменение нагрузки наблюда-
ется в обоих выходных напряжениях.
Поскольку выход сегмента преобразо-
вателя Чука является нестабилизиро-
ванным, данная ситуация соответствует
наихудшим условиям. Интересно отме-
тить, что значительная часть откло-
нения напряжения на выходе -VOUT на
самом деле представляет собой сдвиг
постоянного уровня стабилизации,
вызванный рассогласованием нагрузок
на отдельных выходах (lOUT+, lOUT_).
При идентичных нагрузках по обеим
цепям питания в установившемся
состоянии наиболее значимый вклад
в погрешность вносят рассогласова-
ние активных сопротивлений катушек
индуктивности по постоянному току
и прямое напряжение на диодах. При
этом вклад обоих факторов можно сде-
лать малым относительно выходного
напряжения.
При значительном рассогласова-
нии нагрузки ошибка, как показано на
рисунке 7, растет. Поэтому в некоторых
задачах может потребоваться подклю-
чение небольшой (холостой) нагрузки
в одном или обоих каналах для под-
держания обоих напряжений питания в
пределах «окна» стабилизации.Следует
отметить, что аналоговые микросхемы,
и в частности операционные усилите-
ли, сравнительно нечувствительны к
изменению постоянного уровня своих
напряжений питания, пока имеется
достаточный запас относительно гра-
ниц их допустимых диапазонов.
АНАЛИЗ В РЕЖИМЕ МАЛОГО
СИГНАЛА И КОМПЕНСАЦИЯ
КОНТУРА
Подробный анализ работы преоб-
разователя SEPIC-Чука в режиме малого
сигнала выходит за рамки данной ста-
тьи, однако выражения, которые даны
в ней, помогут разработчикам правиль-
но разработать схему компенсации для
своих проектов. В инструменте про-
ектирования преобразователей SEPIC-
Чука на базе ADP161x используется
более полная модель, которая точнее,
но и сложнее. Уравнения, приведен-
ные в статье, относятся к реализации
преобразователя SEPIC-Чука на базе
ADP161x и могут давать некорректные
результаты для других компонентов
Analog Devices или конкурирующих
компаний.
При выполнении нескольких требо-
ваний к схеме модель преобразователя
SEPIC-Чука в режиме малых сигналов
очень похожа на модель преобразова-
теля SEPIC. Предполагается, что в цепях
формирования выходного напряжения
секций SEPIC и Чука используются иден-
тичные катушки индуктивности. Это
предположение обычно справедливо,
поскольку оба выхода проектируются
с расчетом на одинаковые напряжения
и токи.
В [1] Чук и Мидлбрук показали, что
связанная катушка индуктивности, как
с точки зрения малого, так и с точки
зрения большого сигнала, ведет себя
как простая катушка, индуктивность
которой в два раза выше индуктив-
ности одной обмотки, указанной в тех-
ническом описании, без учета влияния
топологии Чука и SEPIC.
В данной статье анализ дан с исполь-
зованием эффективной индуктивности
(в два раза большей указанной в техни-
ческом описании индуктивности одной
обмотки). При анализе подразумевает-
ся, что нагрузки по обоим выходам оди-
наковы и являются резистивными, хотя
преобразователь сохраняет стабиль-
ность при значительном дисбалансе
нагрузки. Два конденсатора передачи
энергии ( 1 и С2) должны быть пример-
но одного номинала, при этом С2 может
быть чуть больше С1. Предполагается,
что в качестве С1 и С2 в схеме исполь-
зуются керамические конденсаторы, и
поэтому при вычислении эффективных
емкостей разработчики должны учиты-
вать различия в постоянном смещении.
Первый шаг в задаче компенсации
преобразователя SEPIC-Чука заключа-
ется в выборе достижимого значения
частоты среза. Как и большинство топо-
логий повышающих и повышающе-
понижающих преобразователей пре-
образователь SEPIC-Чука имеет ноль в
правой полуплоскости (RHP, right half
plane), положение которого определя-
ется выражением (7). Ноль в правой
полуплоскости имеет двойной эффект:
он приводит к увеличению коэффици-
ента усиления (как ноль) и уменьше-
нию фазы (как полюс). Поэтому схема
компенсации преобразователя должна
быть такой, чтобы частота перехода не
превышала одной пятой от частоты RHP
(fRHP).
Преобразователь SEPIC-Чука имеет
дополнительный резонанс, который
обусловлен индуктивностью утечки
(L,kq) и емкостью передачи энергии (С1),
на частоте Fres. Этот резонанс обыч-
но хорошо ослабляется DCR катушек
индуктивности, однако он может вно-
сить значительный сдвиг фазы. В связи
с этим желательно, чтобы частота среза
лежала, по меньшей мере, на декаду
ниже Fres. Кроме того, в схеме использу-
ется контроллер с управлением током
со стандартной компенсацией типа II и,
таким образом, максимально достижи-
мая частота перехода равна примерно
одной десятой от частоты коммутации.
С учетом вышеупомянутых ограниче-
ний частоту fu необходимо выбрать
равной минимальной из трех значений,
как следует из выражения (9).
(11)
где fp — частота доминантного полюса
для преобразователя с управлением
током с некоторыми корректирующи-
ми множителями для учета компенса-
ции конечной скорости нарастания и
конечного коэффициента усиления по
току; АС — модуль коэффициента уси-
ления преобразователя при разомкну-
той цепи обратной связи на частоте
перехода fu:
ПРЕДЕЛЬНЫЕ ЗНАЧЕНИЯ
ПАРАМЕТРОВ КОМПОНЕНТОВ ЦЕПИ
ПИТАНИЯ
Как и во многих других схемах пре-
образователей, ограничение уровня
пульсаций тока в катушке индуктивно-
сти на уровне 30% обеспечивает разум-
ные результаты (см. выражение 19). В то
же время при больших коэффициентах
понижения напряжения более опти-
мальных результатов можно достичь
при повышении допустимого уровня
пульсаций во входной катушке индук-
тивности до 50 или 60%:
(в каждой из катушек индуктивности,
1_1а и L2a)
Номиналы компонентов цепи ком-
пенсации, изображенных на рисунке 8,
можно определить следующим обра-
зом. Предполагается, что в схеме будут
использоваться керамические конден-
саторы, поэтому номинал СС2 можно
выбрать равным 10 пф.
мс и Fm — составляющие, взятые
из диссертации Ридли [2], посвящен-
ной преобразователям с управлением
током:
Vramp и Acs — эт0 фиксированные кон-
станты, величина которых зависит от
конкретной микросхемы:
Формы токов, протекающих в ключе
на полевом транзисторе Q1 и двух
диодных ключах Q2 и Q3, показаны на
рисунке 9. Здесь же отмечены посто-
янные составляющие токов. Обратите
внимание, что через Q1 протекает ток
для обоих сегментов преобразовате-
ля — сегмента SEPIC и сегмента Чука.
Рис. 9. Идеализированные формы токов в преобразователе SEPIC-Чука
Рис. 10. Схема выходного фильтра
Пиковые значения токов зависят от
уровня пульсаций, выбранного в урав-
нении (19).
Определение потерь за счет пере-
ключения в основном ключе Q1 выхо-
дит за рамки данной главы. Следует
отметить, что во многих случаях поте-
ри за счет переключения могут быть
до таточно велики из-за большого
на ряжения на ключе (~V,N + VOUT), а,
следовательно, и больших токов (см.
рис. 9).
В ADP1612/ADP1612 уровень этих
потерь снижен за счет очень быстрой
коммутации. Полевой транзистор сле-
дует выбирать таким образом, чтобы он,
как минимум, выдерживал напряжение
vin + vout- При грамотном проектиро-
вании схемы следует также предусмо-
треть некоторый запас по напряжению
для учета звона в узле коммутации,
возникающем из-за паразитных индук-
тивностей, а также учесть повышение
температуры из-за потерь в RDSon (сопро-
тивлении ключа в замкнутом состоянии)
и потерь при коммутации.
Полный размах пульсаций выход-
ного напряжения (положительного)
на выходе сегмента SEPIC (Vripp,e SEPIC)
описывается (приблизительно) выра-
жением:
Ток через конденсатор (lRMS Cout SEPIC)
равен
Полный размах пульсаций выход-
ного напряжения (отрицательного) на
выходе сегмента преобразователя Чука
(AVripp|e Чук) описывается (приблизитель-
но) выражением:
Среднеквадратическое значение
тока в Соит на выходе сегмента преоб-
разователя Чука (lrms cout чук) описывается
(приблизительно) выражением:
Уровень пульсаций напряжений
на С1 и С2 следует выбрать равным
примерно 5% от V,N. Как отмечалось
ранее, конденсаторы будут иметь близ-
кие номиналы, несмотря на различие в
уровнях постоянных напряжений.
Поскольку токи, протекающие через
О и С2, могут быть довольно велики,
при выборе их номиналов важно учи-
тывать среднеквадратические значе-
ния токов:
Поскольку в общем случае в качестве
Q2 и Q3 используются диоды, при выбо-
ре соответствующих компонентов сле-
дует рассмотреть несколько вопросов.
Номинальное значение Vds max должно
быть, как минимум, не ниже V,N + Vout.Tok
в непрерывном режиме должен быть по
меньшей мере в три раза ниже пиково-
го тока. Интересно отметить, что из-за
фазового соотношения между пульса-
циями двух выходных напряжений пита-
ния, диод в сегменте SEPIC полностью
замыкается на некоторый интервал вре-
мени еще до того, как произойдет более
или менее равномерное распределение
тока. В то же время средний ток через
оба диода будет, как и ожидается, одина-
ковым — lOUT. Кроме того, корпус диода
должен быть способен выдерживать ток
lOUT в ожидаемых рабочих температур-
ных условиях:
ВЫХОДНОЙ ФИЛЬТР
Преобразователь SEPIC-Чука — это
преобразователь с двумя выходны-
ми напряжениями, который обыч-
но используется для формирования
напряжения питания аналоговых
схем. Подобные схемы требуют обыч-
но очень малого уровня пульсаций.
Малый уровень пульсаций (до 1 мВ)
по выходу сегмента преобразователя
Чука (отрицательное напряжение) в
общем случае легко обеспечить, при-
менив керамические выходные кон-
денсаторы, поскольку выходной ток
непрерывен (как выходной ток пони-
жающего импульсного преобразова-
теля).
На выходе сегмента SEPIC (положи-
тельное напряжение) выходной ток —
прерывистый (как входной ток понижа-
ющего импульсного преобразователя),
что приводит к ступенчатым измене-
ниям тока в выходных конденсаторах.
Такие импульсные помехи не очень
хорошо ослабляются даже керамиче-
скими конденсаторами из-за их индук-
тивности. Поэтому часто по выходу
сегмента SEPIC требуется подключить
небольшой П-образный фильтр. Схема
выходного фильтра представлена на
рисунке 10. Добавление П-образного
фильтра не будет вызывать нестабиль-
ности, если номинал резистора филь-
тра выбран в соответствии с выраже-
ниями (31) и (32), а также если частота
среза преобразователя не превышает
одной десятой со0.
СоиТ1 следует выбирать из расчета
уровня пульсаций выходного напряже-
ния примерно 2%, а номинал СоиТ2 дол-
жен совпадать с номиналом выходного
конденсатора сегмента преобразова-
теля Чука (см. формулы расчета в пре-
дыдущем разделе). Обычно хорошие
результаты дает выбор индуктивности
Lfi|t> равной 1 мГн, a Q0 должна быть
равна 1.
ИНСТРУМЕНТ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
ДЛЯ ADP161X
Инструмент проектирования пре-
образователей SEPIC-Чука на базе
ADP161x — это полностью интегриро-
ванное приложение для расчета пара-
метров конфигурации преобразовате-
ля в Excel (R). При запуске инструмента с
разрешенными пользователем макро-
сами (может потребоваться измене-
ние настроек безопасности в Excel)
появляется диалоговое окно Enter
Inputs, которое также можно вызвать
нажатием кнопки Find Solution. В этом
диалоговом окне вводятся желаемые
значения токов и напряжений, а также
критерии оптимизации — стоимость,
потери или габариты.
Если нажать кнопку View Solution,
инструмент проектирования выполнит
расчет полнофункционального опти-
мизированного проекта. Он включает
перечень компонентов с ориентиро-
вочной стоимостью, точный, протести-
рованный график зависимости КПД
от тока нагрузки, график зависимости
потерь мощности от тока нагрузки, гра-
фик Боде при полной нагрузке, пока-
затели качества, предельные значения
рабочих параметров для компонентов,
а также значения рассеиваемой мощ-
ности для каждого компонента. Кроме
того, на вкладке Build Your Design будут
изображены компоненты из перечня,
упорядоченные таким образом, чтобы
их можно было разместить на пустой
демонстрационной плате (ADP161x-
BL3-EVZ) наряду с любыми дополни-
тельными компонентами, необходимы-
ми для конфигурирования платы.
Диалоговое окно Advanced Settings
содержит дополнительные инструмен-
ты для модификации проекта с учетом
конкретной задачи. В нем пользователь
может задавать значения уровня пуль-
саций выходного напряжения, тока,
параметры переходного отклика, необ-
ходимость применения выходного
фильтра, внешней схемы блокировки
при пониженном напряжении и т.д.
Более детальное описание каждой из
опций доступно через диалоговое окно
Program Details, вызываемое нажатием
кнопки Program Details в диалоговом
окне Enter Inputs.
Одна из наиболее продвинутых
возможностей инструмента — кноп-
ки компонентов, расположенные на
вкладке User Interface, которые позво-
ляют выбирать отдельные, используе-
мые в проекте параметры, обеспечи-
вая полный контроль проектирования.
Каждый из компонентов в выпадающем
списке был предварительно выбран из
базы данных, содержащей тысячи ком-
понентов, и возможные варианты отсо-
ртированы в соответствии с критерием
оптимизации, заданным в диалоговом
окне Enter Inputs. Компоненты в выпа-
дающем списке необходимо выбирать
по порядку (сверху вниз), поскольку
выбор одного компонента может вли-
ять на другие.
РЕЗУЛЬТАТЫ ЛАБОРАТОРНЫХ
ИССЛЕДОВАНИЙ
Для демонстрации эффективно-
сти инструмента проектирования с
Рис. 11. Диалоговое окно Enter Inputs
Рис. 12. Диалоговое окно Advanced Setting
Рис. 13. Ожидаемый и реальный КПД
его помощью был разработан проект
преобразователя входного напряже-
ния V,N = 5 В в выходные напряжения
VOUT = ±5 В с нагрузочной способно-
стью 50 мА и дополнительными харак-
теристиками, указанными на рисунках
11 и 12. Кроме того, чтобы получить
чуть меньший уровень потерь, был
выбран другой диод. Изломы в харак-
теристике КПД при токах нагрузки
около 10 мА вызваны входом пре-
образователя в прерывистый режим.
Как только оба ключа размыкаются,
в узле коммутации возникает звон,
вызывающий переключение с нуле-
вым напряжением при определен-
Рис. 14. Принципиальная электрическая схема тестовой конфигурации
ных токах нагрузки. Ожидаемый и
реальный КПД показаны на рисун-
ке 13. Принципиальная электрическая
схема тестовой конфигурации пре-
образователя изображена на рисун-
ке 14.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Подводя итог, можно сказать, что
комбинированный преобразова-
тель SEPIC-Чука представляет собой
недорогое и эффективное средство
формирования биполярного пита-
ния при помощи всего одного кон-
троллера. Инструмент проектиро-
вания ADIsimPOWER™ позволяет
быстро создавать надежные проек-
ты преобразователей SEPIC-Чука и
модифицировать любые их парамет-
ры.
ЛИТЕРАТУРА
I Сик Slobodan, R.D. Middlebrook.
Coupled-Inductor and other extensions of a
new optimum topology switching DC/DC
Converter/'/Advances in Switched-Mode Power
Conversion, Volumes I, II. Ir\/me, CA: Tesla Co,
1983.
2. Ridley, Dr. Ray. A new continuous-time
model for current-mode control/ZBrandenton,
FL: Ridley Engineering, 1990.
ИЗОЛИРОВАННЫЕ ОДНОКАСКАДНЫЕ
AC/DC-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
С КПД ДО 98%
СЛОБОДАН ЦЮК (SLOBODAN CUK), президент, TESLAco
В статье описывается новый метод переключения, впервые позволив-
ший осуществить AC/DC-преобразование мощности, в том числе и кор-
рекцию коэффициента мощности за один этап. Статья представляет
собой сокращенный перевод [1].
Существующие AC/DC-преобразова-
тели подключаются к однофазной
линии переменного напряжения и
базируются на традиционной коммута-
ции с помощью ШИМ. Преобразование
мощности в них происходит по край-
ней мере в три этапа. За мостовым
выпрямителем следует повышающий
ККМ-преобразователь и еще один кас-
кад изолированного мостового DC/DC-
преобразователя, в которых установ-
1.5
Рис. 1. В трехфазной системе Теслы сумма мощ-
ностей во всех трех фазах является постоянной во
времени величиной
лено 14 ключей и три магнитных ком-
понента.
Новый гибридный метод переключе-
ния основан на использовании однока-
скадной схемы AC/DC-преобразователя
и безмостового ККМ-преобразователя,
состоящего всего из трех ключей и
одного магнитного компонента, но
имеющего гораздо более высокий КПД
(около 98%), коэффициент мощности
порядка 0,999 и коэффициент суммар-
ных гармонических искажений, равный
1,7%. Такой изолированный преобразо-
ватель, работающий с высокой частотой
переключения, характеризуется почти
единичным коэффициентом мощности
(0,999), коэффициентом суммарных гар-
монических искажений, равным 1,7%,
имеет меньшие размеры и отличается
более низкой стоимостью, при этом его
эффективность составляет около 98%.
Если ток в каждой фазе трехфазной
линии совпадает по фазе с соответ-
ствующим переменным напряжением
(при этом каждая фаза характеризует-
ся коэффициентом мощности, равным
единице), мгновенная мощность каж-
дой фазы является положительной
(активной) и меняется с течением вре-
мени. Тем не менее сумма мощностей
во всех трех фазах остается постоянной
во времени (см. рис.1).
НОВЫЕ СХЕМЫ ПОВЫШАЮЩИХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Новый гибридный метод переклю-
чения лучше всего объяснить на при-
мере. На рисунке 2а показан модифи-
цированный преобразователь Кука, в
который последовательно с выходной
катушкой индуктивности Lr включен
выпрямитель тока CRV
В новой схеме уже не нужно понижа-
ющего преобразования. Остается толь-
ко функция усиления по напряжению
и инверсия полярности напряжения,
свойственная преобразователю Кука.
Таким образом новый коэффициент уси-
ления по постоянному току можно опре-
делить по следующему выражению:
Итак, мы получили новый тип
инвертирующего повышающего пре-
образователя. Рассмотрим прин-
цип его действия. В его состав вхо-
дят три переключающихся элемента:
один активный управляющий ключ S
(MOSFET) и два выпрямителя тока CRn и
CR2. Уже в этом значительное отличие
представленного преобразователя от
существующих традиционных преоб-
разователей с прямоугольным циклом
PWM-переключения, которые принци-
пиально содержат четное количество
ключей, составляющих комплементар-
ные пары, т.е. 2, 4 и более, а не три, как
в данном случае.
Рис. 2. Гибридный метод переключения с модифицированным преобразователем Кука, в котором после-
довательно с выходной катушкой индуктивности установили выпрямитель тока (а); с разомкнутым
ключом S (б); с замкнутым ключом S (в)
Следует отметить двойную роль
управляющего ключа S: он являет-
ся управляющим ключом на стадии
повышения (см. рис. 26) и одновремен-
но — управляющим ключом на стадии
передачи (см. рис. 2в). Стоит отметить
и роль резонансного конденсатора Сг,
участвующего в обоих этапах преоб-
разования: повышения и передачи. В
первом случае он играет роль выход-
ного конденсатора, который линейно
заряжается током катушки от входного
источника питания во время закрытого
состояния ключа, а во втором — роль
резонансного конденсатора, который
резонансно разряжается в нагрузку во
время открытого состояния ключа.
На рисунке 3 показана модель резо-
нансного контура и соответствующая
ей форма сигнала на резонансном кон-
денсаторе в течение всего цикла комму-
тации. В моменты переключения мгно-
венное напряжение на резонансном
конденсаторе является всегда непре-
рывным (т.е. не наблюдается никаких
скачков), и его постоянная составля-
ющая равна VCr. Поскольку резонанс
на этом конденсаторе вписывается в
интервал разряда DTS при открытом
состоянии ключа, из модели резонанс-
ного контура следует, что в течение
этого интервала должен выполняться
баланс магнитных потоков на резонанс-
ной катушке индуктивности. Поэтому в
стационарных условиях справедливо
уравнение (2):
Отсюда очевидна важная роль
резонансной катушки индуктивности.
При ее отсутствии будет происходить
такая же передача заряда, но с боль-
шим рассеянием энергии, что приведет
к снижению эффективности, а также
к появлению дополнительных вспле-
сков напряжения при переключениях.
Резонансная катушка индуктивности 1_г
помогает решить обе проблемы.
Из уравнения (2) и рисунка 3 видно,
что напряжение на резонансном кон-
денсаторе состоит из постоянной
составляющей VCr, на которую наложено
пульсирующее переменное напряжение
разрядного контура. Диод пропускает
только положительную составляющую
тока. Более того, диод не может закрыть-
ся до тех пор, пока ток через катушку
индуктивности не снизится до нуля, что
происходит в конце интервала откры-
того состояния ключа. Поэтому ток
через резонансный конденсатор при
этом также равен нулю, что и показано
на рисунке 4. Поскольку резонансный
ток имеет синусоидальную форму, ток
через резонансный конденсатор также
должен начинаться при нулевом уров-
не тока в начале интервала открытия
ключа, что тоже показано на рисунке 4.
Рис. 3. Модель резонансного контура и соответствующая ей форма сигнала на резонансном конденсаторе
в течение всего цикла переключения
Рис. 4. Форма тока через резонансный конденсатор в соответствующих временных интервалах
Рис. 5. Неинвертирующий повышающий преобразователь с измененным расположением резонансной
катушки индуктивности (а); баланс магнитных потоков на резонансной катушке и катушке PWM (б)
Рис. 6. Схема инвертирующего повышающего преобразователя, показанного на рисунке За (а),
но с использованием источника отрицательного напряжения (б)
Из модели резонансного конту-
ра по переменному току, показанной
на рисунке 5, следует, что уравнения
для резонансного тока и напряжения
имеют вид:
Неинвертирующий повышающий
преобразователь можно легко реа-
лизовать простым инвертированием
полярности двух выходных выпрями-
телей тока, показанных на рисунке 2а,
и перемещением катушки 1_г. В резуль-
тате получится схема преобразовате-
ля. Отметим, что пришлось изменить
и обозначение выпрямителей тока,
поскольку теперь выпрямитель CR2 при
закрытом состоянии ключа проводит
ток так же, как и в традиционном повы-
шающем преобразователе.
Баланс магнитных потоков на резо-
нансной катушке индуктивности и
катушке PWM, показанный на рисунке
56, можно записать в виде:
На рисунке 6а представлена еще
одна схема преобразователя, в которой
источник входного напряжения имеет
отрицательную полярность, в резуль-
тате чего на выходе получается посто-
янное напряжение положительной
полярности. На рисунке 66 заштрихо-
вана область, показывающая соответ-
ствующий баланс магнитных потоков
по переменному току. Отметим, что
представленная схема аналогична
исходной схеме инвертирующего
повышающего преобразователя, пред-
ставленного на рисунке 2а, но в ней
используется источник напряжения
отрицательной полярности. Поэтому
для стационарного состояния получе-
ны такие же результаты, что и описан-
ные ранее. Отметим также изменение
расположения резонансной катуш-
ки индуктивности. Теперь она стоит
рядом с выпрямителем CR2. По сравне-
нию с пульсациями на входной катушке
индуктивности ШИМ пульсации напря-
жения на резонансном конденсаторе
незначительны.
СХЕМА БЕЗМОСТОВОГО
ККМ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
При сравнении схем преобразова-
телей, представленных на рисунках 2а
и 6а, было выявлено, что при изме-
нении полярности источника входно-
го напряжения на выходе получаются
положительные и одинаковые по вели-
чине выходные постоянные напряже-
ния, значения которых определяются
выражениями (1) и (6), соответствен-
но. Однако существует одно обстоя-
тельство, препятствующее тому, чтобы
считать эти схемы инвариантными к
изменениям полярности источника
входного напряжения, которое заклю-
чается в смене места расположения
резонансной катушки индуктивности
с одной выпрямительной ветви на
другую.
Эту проблему можно решить, поме-
стив резонансную катушку индуктив-
ности в обоих случаях рядом с резо-
нансным конденсатором Сг, как по-
казано в схеме преобразователя на
рисунке 7. Данный преобразователь
является топологически инвариант-
ным, т.е. он не меняет свою структуру
при изменении полярности источника
напряжения. Следовательно в каче-
стве источника напряжения может
быть использован источник перемен-
ного напряжения (VAC), меняющий
свою полярность, как это показано на
рисунке 7.
Отметим, что полярность входного
сигнала автоматически определяет,
какой из двух выпрямителей должен
пропускать ток в каждом интервале.
Другими словами, теперь не требует-
ся ставить мостовой выпрямитель на
входе схемы, поскольку новый преоб-
разователь является первым настоя-
щим AC/DC-преобразователем, рабо-
тающим с одинаковым коэффициентом
усиления по постоянному напряжению
при любой полярности входного сигна-
ла. Таким образом мы получили насто-
ящий безмостовой однокаскадный
AC/DC ККМ-преобразователь, который
Рис. 9. В состав развязывающего трансформатора
входит магнитный сердечник, способный созда-
вать двунаправленный магнитный поток и харак-
теризующийся прямоугольным гистерезисом
Рис. 7. Схема инвариантного преобразователя, который не требует изменения структуры при изменении
полярности источника входного напряжения
Рис. 8. Безмостовой однокаскадный AC/DC ККМ-преобразователь с гальванической развязкой
не имеет на входе мостового выпря-
мителя как в обычных повышающих
ККМ-преобразователях, и может рабо-
тать напрямую от сети. Поскольку ток
через управляющий ключ S постоян-
но должен менять свое направление,
а способность ключа к блокировке
напряжения зависит от полярности
входного напряжения, его реализуют
из двух MOSFET, соединенных встреч-
но-последовательно.
В традиционных повышающих пре-
образователях организовать гальва-
ническую развязку непросто. Самым
популярным повышающим преобра-
зователем является мостовой повы-
шающий преобразователь с галь-
ванической развязкой, состоящий
из четырех активных управляющих
MOSFET-ключей в первичной цепи и
мостовой схемы из четырех диодов во
вторичной цепи.
Из рисунка 8 видно, что в схему без-
мостового ККМ-преобразователя вве-
ден развязывающий трансформатор.
При этом преобразователь сохранил
свою первоначальную трехключевую
конфигурацию и все остальные пре-
имущества неизолированной конфигу-
рации, например, низкую нагрузку по
напряжению на все ключи. Регулируя
входной переменный ток (50/60 Гц)
таким образом, чтобы он оставал-
ся синфазным и пропорциональным
входному напряжению (см. рис. 8),
можно получить коэффициент мощно-
сти, равный единице, и низкий сум-
марный коэффициент нелинейных
искажений (THD). Также следует отме-
тить, что ИС ККМ-контроллера должна
быть совместима с безмостовым ККМ-
контроллером, поскольку на ее входы
подаются синусоидальные сигналы
сетевого тока и напряжения. С другой
стороны, на входы существующих ИС
ККМ-контроллеров обычно подаются
выпрямленные сигналы сетевого тока
и напряжения.
ИС традиционных ККМ-контрол-
леров могут быть использованы, но
для их применения необходимо пре-
дусмотреть дополнительные схемы
обработки сигналов, преобразую-
щие синусоидальные сигналы тока и
напряжения в однополупериодные
сигналы. Поскольку здесь нет смеще-
ния по постоянному току, развязываю-
щий трансформатор (несимметричный
трансформатор, используемый в пре-
образователях Кука), имеющий магнит-
ный сердечник, способный создавать
двунаправленный магнитный поток и
характеризующийся прямоугольным
гистерезисом (см. рис. 9), является наи-
лучшим выбором.
Такой вариант схемы может быть
использован в системах большой
мощности без ухудшения характери-
стик и без необходимости примене-
ния магнитных сердечников большо-
го размера. Фактически переменный
магнитный поток в развязывающем
трансформаторе по крайней мере в
четыре раза меньше магнитного пото-
ка в прямоходовых преобразователях
или изолированных преобразователях
мостового типа. Это позволяет пропор-
ционально снизить размеры магнит-
ных компонентов и повысить эффек-
тивность.
Характеристики ККМ определялись
с помощью 400-Вт безмостового одно-
каскадного AC/DC-преобразователя.
Измерения проводились при мощ-
ности 300 Вт. Из представленных на
рисунке 10 данных, видно, что коэф-
фициент гармонических искажений
составил 1,7%, а коэффициент мощ-
ности — 0,999. Измерения КПД, при-
веденные на рисунке 11, показали, что
измеренная при напряжении в сети
240 В АС эффективность оказалась
порядка 98%.
ТРЕХФАЗНЫЙ БЕЗМОСТОВОЙ
ВЫПРЯМИТЕЛЬ
Все существующие AC/DC-преобра-
зователи состоят как минимум из двух
каскадов преобразования мощности.
Первый каскад преобразует трехфаз-
ное входное напряжение к промежу-
точному напряжению внутренней
шины 400 В DC (для чего использу-
ется б или более ключевых элемен-
тов). Второй каскад — изолированный
Рис. 10. ККМ-характеристика 400-Вт безмостового однокаскадного AC/DC ККМ-преобразователя.
Измерения проведены при уровне мощности 300 Вт
Рис. 11. Измеренная при напряжении в сети 240 В АС эффективность оказалась порядка 98%
Рис. 12. Трехфазный выпрямитель, состоящий из трех изолированных безмостовых ККМ-
преобразователей (по одному на каждую фазу), показанных на рисунке 8
Рис. 13. Изолированный безмостовой ККМ-преобразователь, в состав которого входит двухобмоточный
развязывающий трансформатор
Рис. 14. Изолированный повышающий DC/DC-преобразователь, используемый для преобразования вход-
ной мощности солнечного элемента в высоковольтное напряжение шины 400 В DC
DC/DC-преобразователь — обеспечи-
вает гальваническую развязку и преоб-
разование напряжения до более низ-
ких значений, например, 48 или 12 В. К
сожалению, всем существующим изо-
лированным DC/DC-преобразователям
приходится сохранять энергию в
катушке индуктивности, чтобы поддер-
живать заданный уровень выходного
постоянного напряжения
Проблема заключается в предвари-
тельном выпрямлении сетевого напря-
жения в промежуточное постоянное
напряжение 400 В. Мгновенная мощ-
ность, передаваемая в нагрузку, всегда
постоянна. Поэтому не существует объ-
ективной причины, которая мешала бы
преобразованию постоянной мгновен-
ной трехфазной входной мощности в
постоянную выходную мощность.
Очевидным дополнительным досто-
инством здесь является то, что АС/
DC-преобразование мощности полно-
стью устраняет необходимость нако-
пления энергии. Более того, преоб-
разование мощности осуществляется
за одну стадию, что видно из рисунка
12, где представлен новый трехфаз-
ный выпрямитель, состоящий из трех
изолированных безмостовых ККМ-
преобразователей (по одному на каж-
дую фазу), показанных на рисунке 8.
Большое значение имеет и полу-
ченное увеличение КПД, и снижение
размеров. Например, полная мощность
обеспечивается тремя фазами, поэтому
от каждой фазы поступает только 1/3 от
общей выходной мощности. Суммарная
эффективность при этом остается той
же самой — 98%, точно такой же как у
каждого преобразователя в отдельных
фазах. На каждой фазе сохраняются
низкие значения THD и высокий коэф-
фициент мощности (0,999).
И, наконец, мгновенные выходные
токи в каждой фазе являются положи-
тельными и меняющимися во времени
по синусоиде. Однако из-за 120-гра-
дусного смещения между фазами
входных линий все выходные токи в
каждой из фаз складываются в посто-
янный выходной ток (в соответствии
с рисунком 1). Оставшиеся пульсации
тока составляют порядка 5% от тока
нагрузки и фильтруются на частоте, в
шесть раз превышающей частоту сети.
Очевидно, что это ведет к существен-
ному снижению размеров конденса-
торов фильтра, а значит, и к снижению
размеров и стоимости трехфазного
выпрямителя.
АЛЬТЕРНАТИВА БЕЗМОСТОВЫМ
ККМ-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМ
Схема преобразователя, представ-
ленного на рисунке 8, не является един-
ственной схемой изолированного без-
мостового ККМ-преобразователя. На
рисунке 13 приведен еще один вари-
ант схемы однокаскадного AC/DC изо-
лированного ККМ-преобразователя,
который может использоваться либо
в качестве однокаскадного выпрями-
теля, либо встраиваться в преобразо-
ватель, показанный на рисунке 12, в
качестве трехфазного выпрямителя.
Такой преобразователь имеет такой
же коэффициент передачи по напряже-
нию, как и повышающий преобразова-
тель, и в его состав входит только один
магнитный элемент, двухобмоточный
развязывающий трансформатор, име-
ющий смещение по постоянному току.
Данный преобразователь подходит для
использования в приложениях малой
и средней мощности. В дополнение к
этому из-за пульсаций входного тока
здесь приходится использовать отдель-
ный высокочастотный фильтр на входе,
позволяющий уменьшать пульсации
тока на высокой частоте переключения.
Ранее говорилось о возможности
использования новых схем повышаю-
щих преобразователей, как инверти-
рующих, так и неинвертирующих, для
однокаскадного безмостового AC/DC-
преобразования мощности и их при-
менении в одно- и трехфазных выпря-
мителях с гальванической развязкой,
работающих на высоких частотах пере-
ключения. Однако новые схемы повы-
шающих преобразователей позволяют
получить значительные преимущества
при использовании их в изолирован-
ных DC/DC-преобразователях.
На рисунке 14 показан новый
изолированный повышающий DC/
DC-преобразователь, используемый
для преобразования входной мощ-
ности солнечного элемента в высоко-
вольтное напряжение шины 400 В DC.
Он может работать в широком диапа-
зоне входных напряжений 15...100 В и
вырабатывать регулируемое высокое
постоянное напряжение, подаваемое
на гальванически развязанный выход
400 В. КПД такого преобразователя
превышает 97%.
ЛИТЕРАТУРА
1. Slobodan Си к. 98% Efficient single-stage
AC/DC-converter topologies/ZPower Electronics
Europe, вып. 4,2011
2. Slobodan Cuk. Modeling, Analysis
and design of switching converters/'/PhD
thesis, November 1976, California Institute of
Technology, USA.
3. Slobodan Cuk, R.D. Middlebrook.
Advances in Switched-Mode Power Conversion//
Vol. 1, II, III, TESLAco 1981, 1983.
4. Slobodan Cuk. Articles in power
electronics technology, describing single-stage,
bridgeless, Isolated PFC-converters published in
July, August, October and November 2010.
5. Slobodan Cuk, Zhe Zhang. Voltage Step-
up Switching DC/DC-converter//US patent No.
7,778,046, August 17,2010.
6. 99% Efficient AC/DC-converter
topologies/ZPower Electronics Europe 3,2011.
7. Slobodan Cuk. Single-Stage, AC/DC-
converter topologies of 98% Efficient Single
Phase and Three-Phase Rectifiers/ZKeynote at
PCIM Europe 2011, Nuremberg, Germany.
КОРРЕКЦИЯ АСИММЕТРИИ
НАПРЯЖЕНИЙ В ПОЛУМОСТОВЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ В РЕЖИМЕ
УПРАВЛЕНИЯ ПО ТОКУ
ДЖОН БОТРИЛЛ (JOHN BOTTRILL), старший инженер по применению, Texas Instruments
В статье [ 1 ] рассматривается механизм нарушения баланса токов в пер-
вичной обмотке полумостового преобразователя в режиме управления по
току, что вызывает асимметрию напряжений, и описывается способ пре-
одоления этого эффекта при сохранении целостности токового сигнала.
Полумостовая топология силовых
преобразователей (см. рис. 1) полу-
чила к настоящему времени широкое
распространение. Схеме полумосто-
вого преобразователя, работающего
в токовом режиме, изначально прису-
щи некоторые ошибки, которые приво-
дят к пульсациям. Эти проблемы вызва-
ны небольшим дисбалансом между
коэффициентами заполнения и паде-
ниями напряжения в цепях, что вызы-
вает небольшой уход средней точки
напряжения конденсаторов в цепи
первичной обмотки преобразователя.
Управление по току приводит к образо-
ванию положительной обратной связи
по токовому сигналу.
СУТЬ ПРОБЛЕМЫ
В полумостовой топологии напря-
жение на ключах Qa и Qb первичной
обмотки равно пиковому напряжению
линии. Конденсаторы Са и СЬ использу-
ются в данной цепи в качестве сглажива-
ющих. Напряжение в точке соединения
конденсаторов в первичной обмотке
составляет половину входного напряже-
ния и определяет коэффициент транс-
формации, а также среднеквадратичное
значение входного тока в этой обмотке.
В отличие от мостовой топологии
преобразователя, напряжение на пер-
вичной обмотке рассматриваемой
цепи в два раза меньше, а ток — в два
раза больше. В полумостовой тополо-
гии в первичной цепи требуется в два
раза меньше ключей.
Следует обратить внимание на еще
одно отличие рассматриваемой схемы
от мостовой топологии. В режиме
управления по току в полумостовом
решении напряжение в точке соедине-
ния конденсаторов Са и СЬ «уходит»,
что затрудняет работу преобразовате-
ля. Чтобы понять суть этого механизма,
Рис. 1. Полумостовая топология в упрощенном виде
Время, мкс
Рис. 2. Сигнал тока через выходной дроссель: красный отрезок соответствует вре-
мени включения Qa, а синий — включению Qb
Рис. 3. Токочувствительная цепь полумостового преобразователя
Рис. 4. Ток, проходящий через выходной дроссель в течение двух циклов.
Красный отрезок соответствует току через L0UT при замкнутом ключе Qa; синий — току
через этот дроссель при замкнутом Qb
PowerLab™
Библиотека решений по источникам питания
Библиотека PowerLab™ включает в себя интерактивную и мощную поисковую систему для
инженеров-разработчиков, которая предоставляет проверенные решения, соответствующие
требованиям источников питания. Этот параметрический поиск позволяет инженерам найти
необходимый дизайн по применению, топологии, типу напряжения, входному или выходному
напряжению.
Характеристики
• Сотни примеров решений
управления питанием
для множества областей
применения.
• Каждый пример снабжен
справочной и технической
документацией.
• Для того чтобы быстро
найти полностью
проверенное и работающее
решение, которое ускорит
разработку следующего
проекта, воспользуйтесь
средством поиска.
www.ti.com/powerlab-ru
Начните разработку сейчас!
Рис. 5. Ток, протекающий через транзистор Qa, намного превышает ток через Qb. Это значит, что больший
результирующий ток протекает через точку соединения конденсаторов Са и СЬ
давайте посмотрим, к чему приведет
небольшое смещение средней точки
напряжения. Для упрощения задачи
примем, что в схеме используются иде-
альные компоненты, а падение напря-
жения на ключах и диодах — нулевое.
Сначала проанализируем сигнал
тока через выходной дроссель (см.
рис. 2). Предположим, что красный
отрезок импульса соответствует сигна-
лу через выходной дроссель при зам-
кнутом ключе Qa, а синий отрезок —
сигналу при включенном Qb.
Предположим, что входное напря-
жение Vin составляет 20 В, а напряже-
ние в точке соединения Са и СЬ равно,
соответственно, 10 В. Коэффициент
трансформации между тремя обмот-
ками равен 1:1:1. Выходное напряже-
ние в этом случае равно 5 В, выходной
ток — 25 А, а дроссель Lout выбран так,
чтобы ток пульсаций составил 2,5 А, или
10%. Частота коммутации на первичной
обмотке трансформатора составляет
50 кГц, т.е. максимальное время вклю-
чения каждого ключа составляет 10 мкс.
Таким образом, коэффициент заполне-
ния преобразователя составляет 50%.
Примем, что индуктивность намаг-
ничивания трансформатора намного
больше, чем у дросселя Lout. Будем счи-
тать, что трансформатор обеспечивает
идеальную связь, благодаря чему при
замыкании ключей Qa (красный отре-
зок) или Qb (синий отрезок) ток через
выходной дроссель равен току через
ключ и первичную обмотку трансфор-
матора.
Если коэффициенты заполнения
импульсов одинаковы и напряжение в
средней точке конденсаторов делится
пополам, изменение результирующего
тока за цикл равно нулю. Это значит,
что ток, протекающий через ключ Qa
в конденсаторы Са и СЬ, равен току на
выходе конденсаторов при замкнутом
ключе Qb. Таким образом, результиру-
ющее напряжение в средней точке Са
и СЬ за цикл равно нулю, и, следова-
тельно, в точке их соединения оно не
изменяется.
На практике в полумостовой схеме
управления по току токовый трансфор-
матор устанавливается последователь-
но первичной обмотке (см. рис. 3).
Соответствующие диоды трансфор-
маторной цепи и резистор обеспечи-
вают токовый сигнал, необходимый
для ИС, например UCC2824, с помо-
щью которой осуществляется ШИМ-
управление выходным напряжением.
Это напряжение генерирует сигнал
ошибки, задающий значение токового
сигнала, при котором ключи размыка-
ются. На рисунке 3 представлена полу-
мостовая топология с токовым транс-
форматором и соответствующей цепью
управляющих диодов и резистора.
Эти условия изменяются, как только
напряжение в средней точке Са и СЬ
перестает быть одинаковым. Если напря-
жение на СЬ увеличивается или уменьша-
ется на Са, потенциал в точке соединения
этих конденсаторов отклоняется от зна-
чения V,N/2, и схема входит в неуправля-
емый режим, ведущий к ошибкам. Чтобы
увидеть, как это происходит, рассмотрим
случай, когда напряжение в средней
точке Са и СЬ увеличилось на 1 В.
Предположим, что значения Са и
СЬ бесконечно велики, и напряжение
на них не изменяется. При увеличении
напряжения в месте соединения конден-
саторов на 1 В напряжение на выходном
дросселе уменьшается при замкнутом
ключе Qa. При этом значение di/dt на
выходном дросселе падает, и требуется
больше времени, чтобы достичь точки
порогового значения тока, при котором
коммутируется ключ. В результате время
протекания тока через выходной дрос-
сель увеличивается.
С ростом времени срабатывания Qa
коэффициент заполнения импульсов до
включения Qb становится меньше, а
начальный (остаточный) ток в выход-
ном дросселе увеличивается по срав-
нению с равновесным случаем. При
Рис. б. Модификация схем силового и токочувстви-
тельного трансформаторов предотвращает сбои в
работе преобразователя
завершении цикла через 10 мкс и замы-
кании Qb начальный ток в выходном
дросселе увеличивается по сравнению
с равновесным случаем, т.к. ключ Qa
замыкается на большее время. Таким
образом, у выходного дросселя не было
достаточного времени для разрядки,
как в исходной ситуации. Из рисунка
4 видно, что при 10 мкс значения тока
равны 24,37 и 23,75 А.
После замыкания ключа Qb напря-
жение на первичной обмотке является
напряжением в средней точке конден-
саторов Са и СЬ и превышает на 1 В зна-
чение в предыдущем случае. В резуль-
тате угол наклона импульса тока уве-
личивается.
Поскольку увеличивается di/dt
и начальный ток (с 23,75 до 24,37 А)
относительно значений при зам-
кнутом ключе Qa, пиковая величина
тока достигается за намного меньшее
время. Из рисунка 4 видно, что в пер-
вом цикле поступающий в конденса-
торы заряд больше покидающего. Если
емкость Са и СЬ не бесконечно вели-
ка, напряжение в точке их соединения
выше, чем в конце первого цикла.
Поскольку длительность включе-
ния Qb меньше, выходной дроссель
большее время отключен от источни-
ка напряжения, когда Qb разомкнулся,
a Qa еще не был включен. В результате
к моменту завершения периода вклю-
чения Qb ток в выходном дросселе все
еще меньше, чем в предыдущем цикле
(22,9 по сравнению с 23,75 А).
В следующем цикле длительность
включения Qb еще меньше, а к концу
третьего цикла значение времени
замыкания Qa (10 мкс) намного пре-
восходит показатель Qb. В результате
трансформатор насыщается, и появля-
ются пульсации.
Поскольку коэффициент трансфор-
мации 1:1:1, протекающий через каж-
дый транзистор ток отображается
одним графиком на рисунке 5.
В реальной цепи, где емкости Са и СЬ
нельзя считать бесконечно большими,
результирующий ток через среднюю
точку конденсаторов приводит к даль-
нейшему росту потенциала этой точки
и перебоям в работе преобразователя.
Таким образом, даже небольшой дис-
баланс в токах способствует возникно-
вению положительной обратной связи
и вызывает сбои в работе устройства.
РЕШЕНИЕ ПРОБЛЕМЫ
Общепринятое решение этой про-
блемы заключается в добавлении
обмоток в силовой и токовый транс-
форматоры, а также двух диодов (CrQa
и CrQb). Эти дополнительные компо-
ненты работают только с малыми тока-
ми. Усовершенствованная схема пред-
ставлена на рисунке 6.
Обмотка в силовом трансформато-
ре соединена с первичной обмоткой и
имеет то же количество витков, что и
первичная обмотка. Благодаря новой
обмотке токового трансформатора все
токи через диоды CrQa и CrQb вычита-
ются из тока, проходящего по транзи-
сторам Qa и Qb.
Для анализа работы этой цепи пред-
положим, что, как и в предыдущем слу-
чае, при замкнутом ключе Qa напря-
жение на обмотке нового силового
трансформатора остается прежним.
При этом полярность точки соедине-
ния диодов CrQa и CrQb меняется отно-
сительно земли, но для открытия диода
CrQb достаточно небольшого напря-
жения.
При замыкании Qb полярность
напряжения на первичной обмот-
ке меняется на противоположную под
воздействием напряжения на новой
обмотке. В результате напряжение в
точке соединения Са и СЬ увеличива-
ется, вызывая большее падение напря-
жения в средней точке CrQa и CrQb,
чем Vin, на величину напряжения на
диоде. В новой схеме ток протекает
через дополнительную обмотку на два
конденсатора к источнику Vin, а допол-
нительный ток — через первичную
обмотку и ключ Qb от конденсаторов
на землю. Использование обоих токов
направлено на уменьшение напряже-
ния в точке соединения Са и СЬ.
В усовершенствованной схеме сиг-
нал тока с токочувствительного рези-
стора равен разности этих двух токов,
которая является выходным током
силового трансформатора. На практике
разбалансировка между двумя этими
конденсаторами никогда не бывает
столь большой, как в рассмотренном
случае. Они автоматически подстраи-
ваются к каждому циклу с помощью
схемы, благодаря чему решается про-
блема «ухода» напряжения в точке сое-
динения конденсаторов в полумосто-
вых преобразователях.
ЛИТЕРАТУРА
1. John Bottrill. How То Correct Voltage
Imbalance in Half-Bridge Converters Under
Current-Mode Control//w ww.how2power.com.
2. Bill Andreycak. "Practical Considerations
in Current Mode Control Power Supplies". Page
1-15. Texas Instruments. SEM500 1986.
НЕКОТОРЫЕ ОСОБЕННОСТИ
ПРОЕКТИРОВАНИЯ
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ
DC/DC-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ВЛАДИМИР КОНДРАТЬЕВ, инженер-разработчик
В отличие от схемы обратноходового DC/DC-преобразователя, квазире-
зонансная топология имеет более высокий КПД и создает меньше элек-
тромагнитных помех (EMI), что делает ее особенно пригодной для таких
малошумящих приложений как ТВ и аудиосистемы. В противовес мнениям
многих инженеров, спроектировать квазирезонансный преобразователь
также просто, как и популярный обратноходовой преобразователь.
ОБЗОР КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Резонансный контур встраивается
в силовой преобразователь для улуч-
шения коммутации силового ключа.
Фактически, добавление резонансно-
го контура позволяет проводить пере-
ключение при нулевом токе и напря-
жении, что повышает эффективность
системы по сравнению с традицион-
ными импульсными преобразовате-
лями, например, с обратноходовым
преобразователем с жестким пере-
ключением. Эффективность типового
квазирезонансного преобразователя
составляет порядка 83-87%. К тому
же, резонансный преобразователь
генерирует меньше электромагнит-
ных излучений по сравнению с пре-
образователями с жестким переклю-
чением.
Важным достоинством резонансных
схем является их естественная защи-
та от токов короткого замыкания. Это
связано с тем, что циклы проводимости
MOSFET запрещены до тех пор, пока не
произойдет полного размагничивания
трансформатора. Следовательно, насы-
щения сердечника трансформатора не
происходит.
Разработка квазирезонансных пре-
образователей не представляет осо-
бых сложностей для проектировщиков,
прежде имевших дело с традиционны-
ми обратноходовыми преобразовате-
лями. Но всё же требуются определен-
ные дополнительные знания. Следует
заметить, что квазирезонансные техно-
логии также обладают рядом недостат-
ков. Для систем, работающих в режи-
ме прерывистых токов, когда в конце
периода передачи энергии происходит
падение тока через катушку индук-
тивности до нуля, характерны срав-
нительно высокие значения пиковых
токов и их среднеквадратических (скв)
значений, что ведет к росту тепловых
потерь на MOSFET и увеличению высо-
кочастотных потерь в трансформаторе.
Для большинства случаев наилучший
результат применения квазирезонанс-
ных схем достигается при мощностях
менее 200 Вт.
Другим недостатком квазирезонанс-
ных преобразователей является то, что
при снижении нагрузки увеличивает-
ся частота коммутации. В некоторых
случаях это явление может полностью
свести на нет все преимущества мягко-
го переключения, поскольку на высо-
ких частотах существенно вырастают
потери мощности на MOSFET. Поэтому
для предотвращения роста частоты
выше определенного максимального
значения требуется установить огра-
ничения по частоте с помощью ШИМ-
контроллера.
И, наконец, квазирезонансный пре-
образователь, как правило, требует
применения MOSFET с напряжением
сток-исток порядка 800 В, что выше,
чем у ключей стандартного обратнохо-
дового преобразователя, работающих в
аналогичных условиях, для которых это
напряжение обычно равно 600 В. 800-В
ключи, как правило, дороже 600-В ана-
логов, и не могут встраиваться в один и
тот же корпус с контроллером.
ПРИНЦИП РАБОТЫ
КВАЗИРЕЗОНАНСНОГО
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
В отличие от резонансных схем, в
которых резонансный контур играет
активную роль в процессе преобразо-
вания мощности, в квазирезонансных
он обеспечивает только режим мягкого
переключения. На рисунке 1 показана
упрощенная схема квазирезонансно-
го обратноходового преобразователя.
Она похожа на схему традиционного
обратноходового PWM преобразовате-
ля с сигналами прямоугольной формы,
в котором выходной конденсатор
MOSFET (Coss) соответствует полной
емкости узла стока.
На рисунке 2 показаны типовые
осциллограммы квазирезонансного
обратноходового преобразователя.
Когда ток через диод после закрытия
MOSFET спадает до нуля, начинается
колебательный переходный процесс
(это хорошо видно по осциллограмме
напряжения VDS) из-за возникновения
резонанса в контуре, состоящем из
катушки индуктивности (Lm) первич-
ной цепи и выходного конденсатора
Coss. Квазирезонансное переключе-
ние происходит при открытии MOSFET
в момент, когда напряжение VDS
достигает своего минимального зна-
Рис. 1. Схема квазирезонансного преобразователя
Рис. 2. Типовые осциллограммы квазирезонансно-
го обратноходового преобразователя
чения, что позволяет снизить потери
на коммутацию при открытии MOSFET,
связанные с емкостью сток-исток. Для
переключения MOSFET при нулевом
напряжении требуется подбирать
соотношение витков в обмотках транс-
форматора Np/Ns таким, чтобы ампли-
туда резонанса превышала напряже-
ние VIN.
Переключение MOSFET происхо-
дит при самом низком значении VDS,
что обеспечивает высокую эффектив-
ность квазирезонансного преобразо-
вателя и его малые шумы. Поскольку
MOSFET переключается при нулевом
токе и напряжении, dVDS/dt = 0, и диод
также закрывается при нулевом токе.
Реализуемый режим мягкого переклю-
чения позволяет снизить потери на
переключение, а также шумы переклю-
чения, вызванные процессом обратно-
го восстановления диода.
ВЫБОР КОНТРОЛЛЕРА
ШИМ-контроллер для квазирезо-
нансного обратноходового преобразо-
вателя может быть реализован на базе
контроллера, используемого в обратно-
ходовых преобразователях с жестким
переключением. Однако необходимо
добавить несколько опций: определе-
ние минимального значения напряже-
ния провала VDS и открытие MOSFET
именно в этой точке (эти опции нетребу-
ются в традиционных обратноходовых
преобразователях с жестким переклю-
чением). В принципе, для управления
квазирезонансным преобразователем
может быть использован любой ШИМ-
контроллер, способный детектировать
отрицательные значения VDS.
Подобные контроллеры можно
найти в продуктовых линейках
компаний Fairchild Semiconductor,
STMicroelectronics и ON Semiconductor.
Например, преобразователь L6566A
компании STMicroelectronics к тому же
может быть использован и как тради-
ционный обратноходовой преобразо-
ватель.
Подходящими контроллерами для
квазирезонансных преобразователей
являются:
- FAN6921 от Fairchild Semiconductor;
- NCP1380 от ON Semiconductor;
- L6566A/B/BH от STMicroelectronics;
- ALTAIR05T-800 от STMicroelectronics.
ВАЖНЫЕ МОМЕНТЫ
ПРОЕКТИРОВАНИЯ
Для корректной работы квазирезо-
нансного преобразователя необходи-
мо надежно определять напряжение
«впадины» MOSFET. Некоторые ШИМ-
преобразователи делают это лучше
других. Это необходимо учитывать при
Рис. 3. Определение напряжения «впадины» с помощью вывода DET контроллера FAN6921
выборе преобразователя среди кон-
курентов. Для примера на рисунке 3
приведена типовая схема определения
напряжения «впадины», используемая
в ШИМ-контроллере FAN6921 компа-
нии Fairchild. Напряжение «впадины»
MOSFET определяется при отслежива-
нии тока, вытекающего через вывод
детектировании (DET). Схема срабаты-
вает, когда ток превышает 30 мкА. Это
очень удачное решение, поскольку оно
требует лишь дополнительной обмотки
силового трансформатора и двух рези-
сторов.
Второй важной характеристикой
ШИМ-контроллера является способ-
ность ограничивать частоту при умень-
шении нагрузки. Существует риск,
что как только частота коммутации
достигнет своего максимального зна-
чения, произойдет скачок напряжения
«впадины», и контроллер «запутается»
между двумя уровнями, что приведет
к нестабильной работе и появлению
шумов на средних и низких уровнях
выходного напряжения. По этой при-
чине современные квазирезонансные
контроллеры оснащены опцией бло-
кировки, которая при уменьшении
нагрузки постепенно снижает частоту
коммутации за счет напряжения «впа-
дины».
Как только контроллер выберет уро-
вень впадины, он остается в ней, пока
существенно не изменится выходная
мощность. Такой подход позволяет зна-
чительно расширить рабочий диапазон
квазирезонансных преобразователей в
сторону меньших нагрузок, не ухудшая
стабильности по частоте. Контроллер
NCP1380 компании ON Semiconductor
является хорошим примером реализа-
ции такого подхода. Контроллер рабо-
тает до четвертой «впадины», после
чего переключается в режим перемен-
ной частоты, обеспечивая отличные
характеристики в режиме ожидания.
КПД корректно спроектирован-
ного квазирезонансного преобра-
зователя должен превышать 80%.
Введение корректора коэффициента
мощности (ККМ) улучшает этот пока-
затель. FAN6921 компании Fairchild
имеет встроенный ККМ-контроллер.
Компания STMicroelectronics предлага-
ет альтернативный контроллер L6566A
с коррекцией коэффициента мощно-
сти по переднему фронту импульсов
тока, который также работает совмест-
но с внешним ККМ-контроллером
L6563. Квазирезонансные контрол-
леры NCP1381/82 компании ON
Semiconductor могут автоматически
отключать ККМ-контроллер в случае
низкой нагрузки. Эта функция позволя-
ет не только повысить эффективность
квазирезонансных преобразователей,
но и уменьшить потребление мощно-
сти в режиме ожидания.
СИНФАЗНЫЙ ШУМ В МАЛОМОЩНЫХ
ИСТОЧНИКАХ ПИТАНИЯ
ВЛАДИМИР АЛЕКСИЕВ (VLADIMIR ALEXIEV), старший инженер-разработчик, CamSemi
Проблема шума импульсных источников питания, похоже, не исчезнет
никогда. В статье рассматриваются методы измерения синфазного
шума. Публикация представляет собой сокращенный перевод [1].
МЕХАНИЗМЫ СИНФАЗНОГО ШУМА
В маломощных AC/DC-преобразо-
вателях доминирует обратноходовая
топология, потому что она проста,
эффективна и недорога. Рассмотрим
два интервала в течение каждого
цикла переключения — интервал
заряда, во время которого энергия
запасается в сердечнике трансформа-
тора, и интервал разряда, во время
которого она высвобождается во вто-
ричную цепь.
Форма колебаний синфазно-
го шума на DC-выходе во время
интервала ВСТ (Bridge Conduction
Time — время проводимости выпря-
мительного моста), когда входной
выпрямитель пропускает ток, суще-
ственно отличается от формы коле-
баний в оставшееся время цикла,
т.е. на интервале BNT (Bridge Non
Conduction Time — время закрытого
состояния выпрямительного моста).
На рисунке 1 ключа, представляюще-
го входной выпрямитель, видны две
цепи, которые работают в течение
этих интервалов времени.
В интервале ВСТ ключ соединяет
первичную сеть трансформатора с зем-
лей, приводя к протеканию синфазного
шумового тока Inps между первичной
и вторичной обмотками — основной
составляющей шума. Синфазный сигнал
на выходе зарядки пропорционален
разности Inps и Inp, где Inp — шумовой
ток, стекающий с первичной обмотки
на землю. Возможны два следующих
условия.
1. Inp > Inps. В этом случае результи-
рующая форма сигнала совпадает с
формой сигнала переключения.
2. Inp < Inps. Сигнал пропорционален
инвертированному сигналу пере-
ключения (см. верхнюю кривую на
рисунке 2).
Как показывает нижняя кривая на
рисунке 2, сигнал в интервале BNT
всегда является инвертированным
сигналом переключения, т.к. основной
источник шума — первичный ток Inp,
стекающий на землю через конденса-
тор Сре.
Основные компоненты переклю-
чения отличаются между интервала-
ми ВСТ и BNT вместе с содержимым
высокочастотного сигнала. Поскольку
самое большое значение размаха
напряжения Vpp может появиться в
любой момент цикла линии перемен-
ного питания, количественная оценка
Vpp требует определения наихудшего
уровня в нескольких частотных диа-
пазонах. Ключ к оптимизации кон-
дуктивного излучения лежит именно
в балансировании двух условий на
интервале ВСТ.
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЙ СТЕНД
Точность измерения синфазного
шума зависит от метода и установ-
ки измерений. Чтобы протестиро-
вать внешний источник питания (ИП),
используем стенд, определяемый стан-
дартом EN 55022 со следующим моди-
фикациями из IEC 62684:
- расстояние от кабелей ИП, нагру-
зок и мобильного терминала до
земли — 30 см;
- нагрузка 10,00 ±0,01 Ом;
- питание — 253 В (пер.) -1%/+0% при
50 Гц±1%;
- длина кабеля от ИП до нагрузки 1 м.
Стенд показан на рисунке 3: схема
стабилизации полного сопротивле-
ния линии (ССПСЛ) развязывает по
питанию ИП от другого оборудования,
подключенного к линии переменного
напряжения. Она балансирует линию
и нейтраль, обеспечивает подходя-
щую точку для измерения высоко-
частотных сигналов и соединение с
землей в соответствии со стандартом
IEC 62684.
МЕТОД ИЗМЕРЕНИЙ
Целью IEC 62684 является изме-
рение наихудшей амплитуды сигнала
Vpp в 20-мс циклелинии переменного
тока при 253 В, т.к. синфазный шум,
как правило, ухудшается при высо-
ком входном напряжении. В методе
компании CamSemi цифровой осцил-
лограф снимает четыре миллиона
отсчетов сигнала. Эти данные про-
пускаются через цифровые фильтры
и сканируются, чтобы найти худшее
значение Vpp сигнала в каждой поло-
се частот.
Недавно в поддержку IEC 62684
было опубликовано «Руководство
по выполнению требований к обще-
му источнику питания» (Guide on
Implementation of Requirements of the
Common EPS"). Руководство отменя-
ет многие испытания на синфазный
шум, рекомендуя вместо этого выпол-
нять измерения всех импульсов про-
должительностью более 250 не. При
этом методы испытания проводятся в
единственном диапазоне, начиная со
значений ниже частоты коммутации и
заканчивая 4 МГц.
РЕЗУЛЬТАТЫ ИСПЫТАНИЙ
И ВОЗМОЖНЫЕ СПОСОБЫ
КОМПЕНСАЦИИ
Изучение формы и амплитуды
синфазного шума после фильтрации
позволяет выявить источники помех
и предложить способы решения про-
блемы. Один из двухэтапных мето-
дов состоит в минимизации шума в
источнике перед сложением сигнала
противоположной фазы и амплитуды
с шумом, оставшимся после перво-
го этапа. Ряд соответствующих спосо-
бов компенсации рассматривается в
патенте CamSemi [2].
Методы компенсации включают в
себя симметрирование конструкции
трансформатора, позволяющее изба-
виться от шума между интервалами
ВСТ и BNT. Верхние графики на рисун-
ке 4 показывают результат удаления
синфазных шумов в интервале BNT.
Все методы компенсации страда-
ют от неточностей сигнала, которые
ухудшаются при увеличении часто-
ты. Соотношение между сигналами в
области высоких частот может быть
совершенно иным, чем в диапазоне
основной частоты коммутации, и сте-
пень различий этого соотношения
является мерой качества компенса-
ции. Нижние графики на рисунке 4
представляют диапазоны 1—100 кГц и
1—100 МГц для одного и того же сиг-
нала. На них видно появление нарас-
тающего синфазного шума в интер-
вале ВСТ из-за задержек сигнала и
диспропорций компенсации.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Наилучший метод минимизации
синфазного шума состоит в соблюде-
нии равенства между амплитудами
сигналов в интервалах ВСТ и BNT, хотя
данный способ и не позволяет оптими-
зировать кондуктивные излучения.
ЛИТЕРАТУРА
1. Vladimir Alexiev. Understanding
Common-Mode Noise in Low-Power
Offline Supplies. March/April 2012//www.
powersystemsdesign.com.
2. Патент США 8023294//www.google.
com.tr/paten ts/US8023294.
ВЛИЯНИЕ ПРЕРЫВИСТОЙ
ПРОВОДИМОСТИ
НА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
В ТОКОВОМ РЕЖИМЕ
ДЖОН БОТРИЛЛ (JOHN BOTTRILL), ст. инженер по применению, Texas Instruments
Схема, устойчиво работающая в лаборатории, может стать неста-
бильной по мере деградации параметров оптопар.
Цепь управления силовым преобра-
зователем сложна, а ее функциониро-
вание зависит от его рабочих характе-
ристик. Однако если преобразователь
работает вне диапазона определенных
параметров, он ведет себя непредска-
зуемо. В статье рассматривается одна
из самых общих проблем, с которой
сталкиваются разработчики: переход
прямоходового понижающего преобра-
зователя из режима непрерывной про-
водимости в режим небольшой нагруз-
ки с прерывистой проводимостью.
Рассмотрим цепь управления
для теоретической модели понижа-
ющего преобразователя (см. рис. 1).
Существуют общепринятые модели
импульсных понижающих преобразо-
вателей, работающих как в режиме
управления по току, так и по напря-
жению. В рассматриваемой моде-
ли предполагается, что через дрос-
сель протекает достаточно заметный
непрерывный ток. Если пренебречь
потерями и падением напряжения на
полупроводнике, выходное напряже-
ние равно входному, помноженному на
коэффициент трансформации и коэф-
фициент заполнения. Соотношение
между числом витков в первичной и
вторичной катушках равно 1/N. Если
пренебречь падением напряжения
на диодах и полевом транзисторе,
напряжение на переходе диодов при
замкнутом ключе определяется про-
изведением входного напряжения и
числа N.
При увеличении импеданса нагруз-
ки до такой степени, когда ток через
выходной дроссель перестает быть
непрерывным, основное допущение
становится неверным. В этом случае
непрерывная модель перестает быть
точной, преобразователь работает в
прерывистом режиме, во время кото-
рого ток через дроссель становится
прерывистым. Выходной дроссель
иногда не подключается к трансфор-
маторной обмотке или к земле через
диод. При замкнутом ключе на пер-
вичной обмотке ток через выходной
дроссель увеличивается линейно.
Угол наклона характеристики являет-
ся функцией напряжения на дроссе-
ле. При размыкании ключа ток через
дроссель продолжает течь, вызывая
падение напряжения и протекание
тока черед заземленный диод. При
изменении полярности напряжения
на дросселе ток через него начинает
уменьшаться. В прерывистом режиме
ток падает до О А.
Средний ток в выходном дросселе
должен быть равен току нагрузки. Ток
в непрерывном режиме описывается
рядом уравнений. При этом пренебре-
гают падениями напряжения на диодах
и полевом транзисторе. При включен-
ном полевом транзисторе напряже-
ние на дросселе LOUT, расположенном
между входом и выходом, составляет
V,N-N. Выходное напряжение опреде-
ляется через входное, коэффициент
заполнения D и коэффициент транс-
формации N следующим образом:
Максимальный ток через дроссель
рассчитывается следующим образом:
где Fsw — частота коммутации. Интеграл
этого тока через дроссель должен рав-
няться всему нагрузочному току за
цикл, чтобы предотвратить отклонение
выходного напряжения от расчетного.
В прямоходовом преобразователе
в режиме непрерывного тока неболь-
шое его изменение в дросселе нака-
пливается за весь цикл, изменяя заряд,
который преобразователь передает на
выход. В прерывистом режиме измене-
ние тока выражено не столь значитель-
но, поскольку он протекает л ишь малую
часть времени, что приводит к изме-
нению коэффициента усиления цепи и
ее динамической характеристики. Для
прерывистого режима преобразовате-
ля используется другая математическая
модель.
Кривые зависимости выходного
импеданса преобразователя от часто-
ты для двух значений нагрузок пред-
ставлены на рисунке 2. При заданных
параметрах схемы преобразователь
остается в режиме непрерывной про-
Рис. 1. В этой модели прямоходового преобразователя ток непрерывно протекает через дроссель, а поте-
ри и падение напряжения на полупроводнике невелики
водимости. Путем выбора коэффици-
ента трансформации и управляющей
ИС подбирается цепь управления с рас-
четным коэффициентом усиления для
управления выходным напряжением.
Зависимость этого усиления от частоты
в случае двух разных нагрузок приве-
дена на рисунке 3.
Следует таким образом рассчитать
контур обратной связи, чтобы коэф-
фициент усиления был равен единице
при требуемой частоте разделения.
Наклон кривой усиления в этой точке
составляет 20 дБ, что соответствует
10-кратному завалу на декаду. При
частоте разделения равной 5 кГц
коэффициент усиления между выхо-
дом и управляющим воздействием
составляет 0,5. Это значит, что усиле-
ние контура обратной связи на 5 кГц
равно 2.
Сначала рассмотрим компоненты
цепи обратной связи между выводом
микросхемы СОМР и датчика/усилите-
ля. Необходимо учесть диапазон напря-
жений, требуемый для вывода СОМР. В
этом случае требуется, чтобы постоян-
ный коэффициент усиления был равен
4. Коэффициент усиления в цепи уси-
лителя ошибки должен составлять 0,5
при 5 кГц и практически не изменяться
в диапазоне 1-25 кГц. Форма кривой
усиления задается усилителем ошибки
(см. рис. 4).
Оптопара и другие цепи должны
умножать этот коэффициент усиления
на 4, чтобы компенсировать величину
0,5 при 5 кГц. Для этого коэффициенты
усиления оптопары и внутреннего уси-
лителя ошибок в ШИМ-контроллере ИС
выбираются равными 2.
В оптопаре используются устрой-
ства с коэффициентом усиления по току
в диапазоне 50-200%. Зависимость
коэффициента усиления разомкнутой
цепи от частоты для максимального и
номинального значений коэффициента
усиления по току приведена на рисунке
5. Фазовый сдвиг цепи для проверки
устойчивости преобразователя пред-
ставлен на рисунке 6. Данный преоб-
разователь более устойчив, если его
запас по фазе превышает 40° при еди-
ничном коэффициенте усиления зам-
кнутой цепи.
На рисунках 1-6 представлена
модель устойчивой работы схемы,
когда непрерывный ток течет через
выходной дроссель. При уменьшении
нагрузки ток через дроссель становит-
ся прерывистым. ВЧ-импеданс преоб-
разователя сохраняет прежнюю вели-
чину, но НЧ-импеданс увеличивается
(см. рис. 7). Если сопротивление нагруз-
ки по постоянному току увеличивается
до 50 Ом, ток преобразователя дости-
гает 0,2 А.
Для каждого цикла преобразова-
теля, работающего при 100 кГц, для
нагрузки требуется заряд Q величи-
ной 2 мкКл. Этот заряд появляется на
выходе в виде треугольного импульса
тока, угол восходящего склона которо-
го определяется произведением коэф-
фициента трансформации на входное
напряжение за вычетом выходного, а
спадающего — выходным напряжени-
ем (см. рис. 8). Поскольку максимальный
ток одинаков в обоих случаях и являет-
ся функцией времени включения, углы
наклонов треугольного импульса свя-
заны друг с другом.
Если пренебречь падениями напря-
жения на диодах и полевом транзисто-
ре, время в выключенном состоянии в
зависимости от времени во включен-
ном состоянии и углов треугольного
Рис. 6. Сдвиг фазы в разомкнутой цепи преобразователя одинаков для оптопары с тремя разными коэф-
фициентами усиления по току
импульса определяется следующим
образом:
где TOFF — время отключенного состоя-
ния; TON — время включенного состоя-
ния; а — угол восходящего склона; (3 —
угол нисходящего склона. Следующим
уравнением можно воспользоваться
для определения заряда Q, приходяще-
гося на один цикл.
Угол наклона импульса при вклю-
чении зависит от входного напряже-
ния, коэффициента трансформации и
выходного напряжения следующим
образом:
Рис. 7. При небольшой нагрузке выходной импеданс растет на низких частотах
где NpR| — обратная величина к числу
витков в первичной обмотке трансфор-
матора. Нисходящая часть импульса
тока через дроссель зависит от выход-
ного напряжения и величины индук-
тивности следующим образом:
Эти два уравнения определяют
время включения следующим обра-
зом:
Из этих уравнений рассчитывается
пиковый ток 1РК во вторичной обмотке:
Рис. 8. В режиме прерывистой проводимости ток дросселя уменьшается до 0 А
Рис. 9. В режиме прерывистой проводимости коэффициент усиления разомкнутой цепи и фаза преобразо-
вателя значительно изменяются
При известном коэффициенте
трансформации пиковый ток в пер-
вичной обмотке известен. Пиковый
ток вторичной обмотки после пре-
образования на первичной обмотке
силового трансформатора поступает
на трансформатор тока и токочув-
ствительный резистор. Например, у
контроллера UCC2813-2 напряжение
на выходе СОМР составляет 1,435 В.
Оно учитывает смещения и внутрен-
ний коэффициент усиления ИС. Вклад
Рис. 10. Если коэффициент усиления по току оптопары мал, преобразователь может потерять устойчивость
при небольших нагрузках в режиме прерывистой проводимости
тока в это напряжение определяется
за вычетом напряжения смещения.
На долю напряжения СОМР при про-
текании пикового тока приходится
0,085 В.
Усиление по постоянному току в
цепи управления выходным напря-
жением определяется частным от
деления выходного напряжения на
напряжение токочувствител ьного
резистора в первичной цепи. В дан-
ном случае выходное напряжение
равно 10 В. При делении на напря-
жение СОМР при пиковом токе коэф-
фициент усиления составит 117,647.
Теперь можно определить полный
коэффициент усиления разомкнутой
цепи и фазу (см. рис. 9). Изменение
выходной нагрузки приводит к изме-
нению коэффициента усиления зам-
кнутой цепи, а также ФЧХ.
В схеме этого преобразователя
частота единичного усиления по уров-
ню 0 дБ уменьшается с 5 кГц при запа-
се по фазе 120° до 1 кГц при 60°. В
этой схеме преобразователь устойчив
при обоих условиях, но налицо очень
заметное изменение.
Рассмотрим случай, когда коэф-
фициент усиления по току оптопары
невелик (см. рис. 10). Частота единич-
ного усиления по уровню 0 дБ равна
600 Гц, а запас по фазе — 45°. Это
предельная величина, при которой
схема управления еще устойчива.
Изменяющийся параметр коэффици-
ента усиления по току может означать,
что схема, устойчиво работающая в
непрерывном режиме, начнет давать
сбои в прерывистом режиме. Следует
учесть это обстоятельство, т.к. у опто-
пар коэффициент усиления по току
со временем ухудшается. Необходимо
проверить устойчивость схемы в усло-
виях минимальной нагрузки на случай
возникновения каких-либо неожидан-
ных проблем с прерывистым током
через выходной дроссель. Для их
предупреждения рекомендуется соз-
давать некоторый запас при разработ-
ке устройства.
КОНСТРУИРОВАНИЕ ПЕРВИЧНОЙ
ОБМОТКИ ТРАНСФОРМАТОРА
ОБРАТНОХОДОВОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
РЭЙ РИДЛИ (RAY RIDLEY), президент, Ridley Engineering
В статье подробно рассматриваются методы намотки обратноходово-
го трансформатора и приводятся практические рекомендации. Статья
представляет собой сокращенный перевод [1].
Обратноходовые преобразовате-
ли, как правило, используются в при-
ложениях с небольшой мощностью и
питанием от сети. Поскольку одним из
важных требований ко многим совре-
менным системам являются малые
габариты, трансформатор должен быть
как можно меньше.
В силу этих общих соображений
разрабатываемый трансформатор
должен иметь миниатюрный сердеч-
ник, а первичная обмотка — большое
количество витков, превышающее
100. Во многих случаях невозмож-
но не использовать многослойную
намотку, поэтому следует тщатель-
но продумать, как организовать ее
структуру. В этой статье рассма-
тривается первичная обмотка из
130 витков, намотанных в два слоя на
катушку ЕРС19 (TDK), и обсуждаются
Рис. 1. Двухслойная первичная обмотка без про-
слойки. Эта конфигурация характеризуется макси-
мальной емкостью
результаты тестирования трех раз-
ных конфигураций.
На рисунке 1 показана первая конфи-
гурация. В ней на катушку намотаны в
прямом и противоположном направлени-
ях два слоя провода awg 34 калибра без
прослойки. Это самый простой вариант
обмотки, поскольку при ее изготовлении
используются недорогие программиру-
емые намоточные станки. Макет такой
обмотки несложно изготовить и вручную.
К сожалению, этот вариант являет-
ся наихудшим способом организации
двухслойной обмотки, поскольку он
характеризуется максимальной емко-
стью и напряженностью поля между
соседними витками в начале и конце
обмотки. Несмотря на эти недостатки,
большинство производителей транс-
форматоров идет именно таким путем,
а многие разработчики не имеют доста-
точного опыта, чтобы настоять на вне-
сении изменений, способных улучшить
технические характеристики.
На рисунке 2 показаны результаты
измерения частотных характеристик
у первичной обмотки трансформато-
ра данной конфигурации. Все измере-
ния проводились с помощью анали-
затора спектра АР300, настроенного
для работы с высоким импедансом и
с емкостью трансформатора порядка
2 пф. Полученная частотная харак-
теристика позволила рассчитать
индуктивность первичной обмотки,
которая на частоте 100 кГц оказалась
равной 67 мкГн. Первый резонанс-
ный пик импеданса наблюдался на
частоте 2,15 МГц, что соответствует
емкости первичной обмотки 82 пФ.
Несмотря на то, что емкость относи-
тельно мала, она может привести к
возникновению значительного тока с
крутыми передними фронтами, про-
текающего через первичную обмотку
трансформатора.
Такая структура обмотки также
ведет к формированию провала по
импедансу на частоте 5,4 МГц. Этот про-
вал может вызвать колебания тока в
первичной обмотке. На рисунке 3 пока-
заны всплески и колебания токового
сигнала.
Такие формы сигналов характерны
для многих источников питания. Их
недостатками являются проблемы с
электромагнитным излучением, точно-
стью ограничения тока и защитой. При
внесении простых изменений в струк-
туру первичной обмотки трансформа-
тора некоторых из этих недостатков
можно избежать.
Рис. 3. Ток переключения в первичной обмотке с
максимальной емкостью. Частота колебаний соот-
ветствует частоте резонанса
Рис. 2. Измерение импеданса первичной обмотки с конфигурацией максимальной емкости, двумя слоями
без прослойки между ними. Эквивалентная емкость составляет 82 пф
Рис. 5. Измерение импеданса первичной обмотки из двух слоев с прослойкой. Эквивалентная емкость
составляет 25 пФ
Рис. 6. Обратноходовой трансформатор с первичной обмоткой из двух слоев, намотанных Z-способом в
три сегмента
ПЕРВИЧНЫЕ ОБМОТКИ
ОБРАТНОХОДОВОГО
ТРАНСФОРМАТОРА С
ИЗОЛЯЦИОННОЙ ПРОСЛОЙКОЙ
Высокая емкость конфигурации,
показанной на рисунке 1, обусловлена
очень тонкой изоляцией между слоя-
ми обмотки и очень близким располо-
жением витков с большой разностью
потенциалов. Характеристики обмот-
ки можно улучшить, поместив между
двумя слоями изоляционную ленту, как
показано на рисунке 4.
В этом случае требуется более слож-
ный намоточный станок для создания
изоляционного слоя. Однако в резуль-
тате частотная характеристика импе-
данса первичной обмотки трансфор-
матора значительно улучшилась, что
видно из рисунка 5. Расчетная емкость
первичной обмотки уменьшилась
более чем в три раза за счет изоляцион-
ного слоя. Благодаря прослойке между
витками с высоковольтным напряже-
нием трансформатор стал надежнее и
в меньшей степени подвержен пробо-
ям напряжения в течение всего срока
службы источника питания.
В следующем разделе будет показа-
но, как еще улучшить форму сигналов,
изменив конфигурацию обмоток.
ПЕРВИЧНАЯ ОБМОТКА ИЗ
СЕГМЕНТОВ
Разработчики высоковольтных
трансформаторов для оптимизации
характеристик обмоток с большим
количеством витков часто применя-
ют метод сегментированной намотки.
Такой способ обладает рядом значи-
тельных преимуществ.
1. Уменьшает емкость.
2. Уменьшает напряженность поля
между соседними витками. Это важно в
системах, работающих при напряжени-
ях нескольких кВ, поскольку позволяет
избежать коронного разряда.
3. Позволяет автоматизировать
намотку при наличии соответствующе-
го намоточного станка.
4. Допускает использование более
удобного провода без избыточной тол-
щины изоляционного покрытия.
На рисунке б показаны преиму-
щества первичной обмотки мало-
мощного обратноходового транс-
форматора, намотанной данным
способом. Организовать сегменти-
рованную намотку трансформатора
можно даже с помощью небольшой
катушки.
В рассматриваемом примере на
1/3 длины катушки наматывается
22 витка. Далее выбирается один из
двух вариантов: такое же количество
витков наматывается в противополож-
ном направлении поверх уже имею-
щихся, либо поверх наматывается еще
один слой провода в том же направ-
лении. Такой способ формирования
сегментов, который применяется для
минимизации емкости, называется
Z-намоткой.
Эту технику намотки можно исполь-
зовать даже для ручной намотки транс-
форматора. На рисунке 7 приведены
результаты измерения импеданса сег-
ментированной первичной обмотки.
Первый резонансный пик приходится
на частоту 7,9 МГц, что соответствует
впечатляюще низкой емкости первич-
ной обмотки — б пФ.
Емкость первичной обмотки сни-
зилась более чем в 10 раз. При этом
не потребовалось применения допол-
нительных материалов. Из рисунка 7
видно, что острые резонансные про-
валы по импедансу исчезли, в резуль-
тате чего изменилась форма сигналов
(см. рис. 8). Первоначальный всплеск
при включении уменьшился в несколь-
ко раз, а колебания тока полностью
исчезли.
Устранение колебаний тока значи-
тельно снижает пиковую нагрузку на
силовой транзистор и уменьшает элек-
тромагнитное излучение. Без колеба-
ний тока гораздо проще контролиро-
вать пиковый ток, не допуская ложных
Корректоры коэффициента мощности
от Silan Microelectronics
ВЛАДИМИР БУРЛАЕНКО, инженер, ООО «НЕОН-ЭК»
Корректоры коэффициента мощности (ККМ) SD6857/8, SA7527, SD7530 от компании Silan Microelectronics позво-
лят привести разработки в соответствие с Постановлением Правительства Российской Федерации от 20
июля 2011 г. №602. В статье изложены основные теоретические аспекты, связанные с этой задачей, и способы их
реализации.
Включение в сеть переменного тока нелинейных нагру-
зок, например светильников с газоразрядными лампами,
импульсных источников питания, приводит к тому, что
потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный
характер с большим процентом содержания гармоник
высшего порядка. Из-за этого могут возникать проблемы
электромагнитной совместимости при работе различно-
го оборудования. Кроме того, это приводит к снижению
активной мощности сети.
В целях предотвращения подобного негативного воз-
действия на питающие сети в России действует стандарт,
определяющий нормы по гармоническим составляющим
потребляемого тока и коэффициенту мощности (КМ) для
систем электропитания более 5 Вт для всех типов осве-
тительного оборудования. Действие стандарта привело к
необходимости принять специальные меры и подтолкнуло
разработчиков оборудования к созданию различных вари-
антов схем, обеспечивающих повышение коэффициента
мощности.
В последние годы ситуация несколько изменилась во
многом благодаря применению импортных электронных
Таблица 1. Основные параметры микросхем SD6857/8, SA7527,5D7530
Наиме-
нова-
ние
Напряже-
ние пита-
ния, В
Ток вклю-
чения,
мкА
Ток потреб-
ления в
активном
режиме, мА
Время нарас-
тания тока
силового
ключа, не
Время
спада тока
силового
ключа, не
Дим-
минг
SD6857
12,5...30
5
0,7
500
100
нет
SD6858
12,5...30
5
0,7
500
100
да
SA7527
12,5...30
60
4
130
50
нет
SD7530
10,5...32
5
5
70
40
нет
компонентов, которое позволяет создавать схемы надеж-
ных и недорогих активных корректоров.
МИКРОСХЕМЫ ДЛЯ ПОСТРОЕНИЯ
ВЫСОКОЭФФЕКТИВНЫХ КОРРЕКТОРОВ
Учитывая возможности современной электронной
индустрии, высокочастотные ККМ являются оптимальным
выбором. Интегральное исполнение всего корректора
мощности или его управляющей части стало, по сути,
стандартом. В настоящее на рынке представлено боль-
шое количество микросхем управления для построения
импульсных источников питания от различных произво-
дителей. Среди всего этого многообразия стоит обратить
внимание на микросхемы SD6857/8, SA7527, SD7530 от ком-
пании Silan Microelectronics [1].
Эта серия микросхем предназначена для построения
высокоэффективных источников питания для светодиод-
ного освещения с функцией ККМ (см. табл. 1). На рисунках
1-2 приведены типовые схемы включения микросхем.
Стоит отметить, что микросхемы SA7527 и SD7530
совместимы друг с другом по выводам, что значитель-
но упрощает разработку печатной платы устройства.
Встроенный драйвер позволяет управлять мощными
MOSFET- или IGBT-транзисторами. Производитель заяв-
ляет, что на основе SA7527 и SD7530 можно реализовать
источник питания мощностью до 350 Вт.
Итак, можно выделить следующие особенности микро-
схем SD6857/8, SA7527, SD7530:
- настраиваемая защита от перенапряжения;
- сверхнизкий ток запуска (менее 60 мкА);
- низкий ток потребления (менее 5 мА);
Рис. 2. Типовая схема включения микросхем SA7527 и SD7530
- широкий предел входных напряжении;
- возможность стабилизации выходного тока/напряжения.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В настоящее время предъявляются строгие требования
к соблюдению мер безопасности и экономичности элек-
тронных устройств. В частности, при разработке совре-
менных импульсных источников питания необходимо
учитывать принятые стандарты. ГОСТ Р51317.3.2 является
стандартом для любого мощного импульсного источника
питания, поскольку в нем определяются нормы по гармо-
ническим составляющим потребляемого тока, а постанов-
ление №602 определяет КМ для систем электропитания
мощностью более 5 Вт для всех типов осветительного
оборудования. Наличие ККМ позволяет удовлетворить
требования этого стандарта. Таким образом, наличие ККМ
в мощном источнике питания является простой необхо-
димостью. SD6857/8, SA7527, SD7530 представляют собой
оптимальный выбор для построения эффективного и в то
же время недорогого источника питания с функцией кор-
ректора коэффициента мощности.
По всем вопросам просим обращаться к официальному
дистрибьютору Silan в России и Болгарии — ООО «НЕОН-ЭК»
(www.e-neon.ru).
ЛИТЕРАТУРА
7. www.silan.com.cn.
ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ
СИСТЕМЫ ПИТАНИЯ
ВО ВСТРАИВАЕМЫХ ПРИЛОЖЕНИЯХ
УИЛЬЯМ СМИТ (WILLIAM SMITH), директор по маркетингу, Murata Power Solutions
В статье обсуждаются перспективные методы повышения эффектив-
ности систем управления питанием для компьютерных и встраиваемых
приложений в соответствии с требованиями последних спецификаций
Intel по энергосбережению — VR12 и VR12.5. Статья представляет собой
перевод [1].
Требования по повышению эффек-
тивности питания компьютерных
систем и приложений для хранения
данных становятся все более жесткими.
Необходимо обеспечить уже не просто
высокоэффективное преобразование
энергии. Производители высокопро-
изводительных встраиваемых процес-
соров вынуждены уделять все боль-
ше внимания отключениям фаз (phase
shedding), повышению эффективности
при малых нагрузках и реакциям систе-
мы на переходные процессы.
Поскольку размеры корпусов про-
цессоров уменьшаются, и на рынок
выходят новые модели, поставщи-
ки ведут борьбу за долю рынка, где
энергопотребление конечных систем
становится главным и определяющим
фактором. В особенности это касает-
ся энергосберегающих проектов с
улучшенными переходными характе-
ристиками, которые позволяют опти-
мизировать вычислительные ресурсы
компьютеров. Требования к низкому
напряжению и более высоким токам
заставляют ведущих поставщиков
микросхем управления питанием
по-новому определять понятие «ста-
билизация напряжения» (voltage
regulation — VR).
Цифровое управление питанием
рассматривается как ключевой фак-
тор успеха, а необходимость интел-
лектуального управления источни-
ком питания только расширяет список
проблем для разработчиков при соз-
дании источников питания для подоб-
ных приложений.
Так, корпорация Intel точно опре-
делила то количество энергии, кото-
рое требуется для производимых ею
устройств в течение некоторого вре-
мени их работы. Последняя версия
спецификации для архитектуры пита-
ния от Intel— VR12— была представ-
лена в конце 2011 г. Компания Murata
Power Solutions отметила, что впер-
вые для приложений на базе модуля
стабилизации напряжения питания
от Intel (Voltage Regulator Module —
VRM) аналоговые контроллеры были
заменены на цифровые, и данная
спецификация четко указала на пре-
имущества использования модулей
питания по сравнению с дискретны-
ми решениями.
ЭНЕРГОСБЕРЕЖЕНИЕ
Спецификация VR12.0 придает осо-
бое значение необходимости сокра-
щения потерь энергии в процессе ее
преобразования. Ключевым аспектом
здесь является необходимость сниже-
ния потерь во всех режимах нагрузки,
а не только в определенной рабочей
точке.
Одной из проблем является сни-
жение потерь в режимах, близких к
холостому ходу. Для оптимизации
характеристик многофазных стаби-
лизаторов при малой нагрузке часто
используется метод отключения фаз
(см. рис. 1) — phase shedding (PS). Эта
технология основана на отключении
некоторых фаз, неиспользуемых в дан-
ный момент, что обеспечивает сни-
жение мощности потребления пере-
ключающего полевого транзистора и
других, связанных с этим потерь.
Метод отключения фаз при малой
нагрузке может показаться простым
в применении, но следует обратить
внимание на то, каким образом он
реализован и влияет ли он на другие
условия нагрузки. При реализации
этого метода необходимо предусмо-
треть контур управления для того,
Рис. 1. В режиме PS1 напряжение питания Vcore (синяя осциллограмма) отклоняется на 20 мВ в ответ на скач-
кообразное изменение нагрузки с 4 до 20 А и обратно до 4 А (зеленая осциллограмма) при скорости нарас-
тания тока в 450 А/мкс
Рис. 2. При переходе между режимами PS1 и PS0 в ответ на изменение тока нагрузки с 16 до 147 А (осцил-
лограмма светло синего цвета) для скорости изменения тока в 450 А/мкс напряжение питания Vcore (осцилло-
грамма темно синего цвета) отклоняется на ±112 мВ
чтобы обеспечить стабильность ком-
пенсирующей цепи и применение
прерывистого режима работы, как
части мер по обеспечению стабиль-
ности замкнутого контура. Именно
в этом случае применяется нели-
нейное цифровое управление при
реализации многорежимной работы.
Отключение фазы снижает энерго-
потребление, но возможна допол-
нительная минимизация потерь при
переключении фазы. Отключение
фазы может быть реализовано с
помощью режима диодной эмуляции.
Метод диодной эмуляции в режиме
очень малой нагрузки предполагает
отключение переключающего поле-
вого транзистора нижнего плеча.
Для уменьшения временной
задержки на время выключения поле-
вого транзистора верхнего плеча и
включения полевого транзистора
нижнего плеча, что позволяет пре-
дотвратить возникновение сквозных
токов, используется метод адаптив-
ного управления паузой. Это хорошо
известный метод, используемый в син-
хронных импульсных преобразовате-
лях, который позволяет снизить поте-
ри на переключение. Следует оценить
влияние управляющего напряжения
на затворе на величину потерь на
переключение. Чем выше управляю-
щее напряжение, тем меньше время
включения полевого транзистора, что
позволяет оптимизировать драйвер с
точки зрения эффективности.
ПЕРЕХОДНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Необходимость снижения потерь
в системах стабилизации напряже-
ния потребовала сделать переход
на интегрирование ключей и драй-
веров в одном корпусе. Такой под-
ход был оформлен в 2004 г. в виде
спецификации корпорации Intel для
драйверов MOSFET и силовых клю-
чей — DrMOS.
Широко используемый в решени-
ях на базе стабилизации с пониже-
нием напряжения (voltage regulator
down — VRD) интегрированный
драйвер с полевыми транзисторами
верхнего и нижнего плеча в одном
корпусе занимает меньше площади
на печатной плате по сравнению с
дискретным решением. Например,
корпусное решение от Texas
Instruments (TI) для полевых транзи-
сторов верхнего и нижнего плеча с
многоуровневым размещением кри-
сталлов и интегрированным драй-
вером имеет дополнительное пре-
имущество, которое заключается в
более высокой скорости переклю-
чения без увеличения потерь при
использовании разных технологий
полевых транзисторов.
До того как появилась специфика-
ция VR12 от Intel, отклонение выход-
ного тока от среднего до пикового
значений потребления составляло
30-40%. Поиск оптимального соот-
ношения между эффективностью
среднего и пикового токов потре-
бления и переходной характеристи-
кой требует выбора оптимального
номинала индуктивности катушки.
Обычно используют какможно более
высокий номинал индуктивности,
что обеспечивает максимально воз-
можную эффективность преобра-
зования энергии при пониженной
скорости переходного процесса.
Индуктивность меньшего номинала
обеспечивает более быстрый пере-
ходный процесс, но эффективность
при этом падает. Очевидно, что с
появлением спецификации VR 12.0
поиск оптимального варианта стал
сложнее.
Ожидая завершения разработ-
ки спецификации VR12.5 от Intel,
мы предполагаем, что обеспече-
ние ключевых параметров этой
спецификации, таких как достиже-
ние переходным током в нагрузке
100% номинального тока, вызовет
ряд серьезных проблем для разра-
ботчиков микросхем ШИМ. Кроме
обеспечения требуемой области
устойчивой работы переключаю-
щих приборов решающее значение
имеет баланс переходных процессов
в фазах (см. рис. 2). Поддержка необ-
ходимой области устойчивой работы
устройства требует применения тех-
нологии интеллектуальной баланси-
ровки нагрузочного тока для пред-
упреждения какого-либо ухода фазы
тока за заданные пределы во время
бросков тока. Ток может оказаться
намного выше средней величины,
которая контролируется сегодня во
многих многофазных приложениях,
локализованных к нагрузке.
Мгновенные скачки темпера-
туры могут не вызывать проблем,
поскольку запас по температуре
обеспечивает возможность преоб-
разования энергии в пределах обла-
сти устойчивой работы устройства,
однако разработчикам обязательно
нужно учитывать величину пиково-
го тока. Пиковый ток может вызвать
перегрузку в каскаде преобразо-
вания энергии по достижении пре-
дельной границы области устойчи-
вой работы. Необходимо принимать
во внимание предельные параметры
переключающих приборов, поэтому
при создании общей схемы стабили-
зации напряжения инженер должен
работать в тесном контакте с постав-
щиком микросхем ШИМ.
Предполагается, что наряду с
областью устойчивой работы пере-
ключающего прибора приемлемую
величину индуктивности во время
переходного процесса обеспечива-
ют катушки малой индуктивности с
увеличенной площадью поперечно-
го сечения. Ограниченные возмож-
ности индуктивного датчика тока
могут создать серьезную проблему
для точного определения выходного
тока в узле коммутации. Поскольку
увеличение мгновенного значения
делает трудным реализацию индук-
тивного измерения тока, некоторые
поставщики переключающих прибо-
ров разрабатывают полевые тран-
зисторы со встроенным датчиком
тока (Sense FET), которые позволяют
точно определять величину тока в
коммутирующем узле.
Поскольку ограничения по пере-
ходным процессам в классической
схеме управления с помощью цепи
обратной связи затрудняют следова-
ние нагрузочной прямой, все большее
значение уделяют режимам управле-
ния силовой ШИМ-микросхемой, для
чего необходимо обеспечить ее связь
с процессором.
Это подразумевает определе-
ние максимального тока нагрузки в
методе коррекции ошибок с упреж-
дением, так, чтобы он мог обеспе-
чить требования спецификации по
переходным процессам при динами-
ческой нагрузке.
Объективно оценивая все выше-
сказанное, можно предположить, что
решение на базе VRD может потребо-
вать увеличения площади, занимаемой
на плате. Это вызвано необходимо-
стью использования высокоинтеллек-
туального переключающего прибора
с точным датчиком тока с целью реа-
лизации новых требований специфи-
кации VR. Конечно, это идет вразрез с
необходимостью высвобождения пло-
щади на плате для размещения самого
микропроцессора.
Инженеры должны подыскивать
таких поставщиков переключающих
устройств, которые работают в тесном
взаимодействии с поставщиками кон-
троллеров. Например, компании TI и
IR (International Rectifier) предлагают
решения для стабилизации напряже-
ния, а также решения в области пере-
ключающих полевых транзисторов.
Это примеры новых подходов, кото-
рые реализуют крупные поставщики
для достижения стратегических инно-
вационных преимуществ перед кон-
курентами.
Способ избежать рисков при соз-
дании продуктов, отвечающих новым
требованиям по системам стабили-
зации напряжения, заключается в
использовании силовых модулей тех
производителей, которые поставля-
ют продукты, совместимые со спец-
ификацией Intel. Например, компания
Murata поставляет модули VRM, кото-
рые не только отвечают требованиям
спецификации Intel VR12, но и имеют
дополнительные преимущества, в
частности, обеспечивают повышен-
ную плотность мощности и уменьше-
ние номинальной величины нагруз-
ки с ростом температуры. Тепловой
режим такого модуля показан на
рисунке 3.
ЛИТЕРАТУРА
1. William Smith. Meeting the design
challenges of delivering «дгееп» power to
embedded applications//www.murata-ps.
com.
Искусство выбора источника питания
РОБЕРТ ГРИН (ROBERT GREEN), старший менеджер;
ДЖЕЙМС НИМАНН (JAMES NIEMANN), инженер;
ЦИН СТАРКС (QING STARKS), инженер по применению, Keithley Instruments, Inc.
Источники питания традиционно относят к самым про-
стым приборам, поскольку они, как правило, представляют
собой устройства, выполняющие единственную функ-
цию подачу на выход регулируемого напряжения. Многие
инженеры считают, что знают о них всё. Тем не менее
источники питания значительно сложнее, чем может пока-
заться на первый взгляд. Например, они представлены
множеством схемотехнических решений, рассчитанных на
широкий диапазон требований, и могут обладать большим
количеством функций, ориентированных на удовлетворе-
ние потребностей постоянно растущего ряда приложений.
Специалист, выбирающий источник питания, должен
стремиться к тому, чтобы модель соответствовала требо-
ваниям нагрузки, которые не всегда однозначны. Кроме
того, в зависимости от приложения следует учитывать
некоторые тонкие аспекты, например уровень шума для
маломощных и чувствительных к шуму компонентов, моду-
лей и устройств, работающих при малых напряжениях или
Рис. 1. Прямоугольная выходная характеристика источника питания.
Максимальный ток можно получить при любом выходном напряжении
Рис. 2. Многодиапазонный источник. Этахарактеристика позволяет использовать
большие напряжения при малых токах или большие токи при малых напряжениях
МАКС.
Рис. 3. Гиперболическая выходная характеристика. Максимальное напряжение
и ток изменяются в соответствии с кривой
с малым потребляемым током. Многие эксперименты в
области физики низких температур требуют чрезвычайно
низкого уровня шума. Для модулей и устройств, требую-
щих различных напряжений по нескольким линиям пита-
ния, которые не имеют общих точек, весьма важной может
оказаться изоляция каналов многоканального источника
питания. И, наконец, в некоторых важных случаях могут
потребоваться источники питания особого типа, например
для измерения потребляемого тока с высоким разреше-
нием, измерения импульсных потребляемых токов с опре-
деленными типами нагрузок или измерения параметров
устройств с биполярным питанием. В статье определяются
основные параметры, по которым следует выбирать опти-
мальный источник питания для конкретного приложения.
Во-первых, источник питания должен обеспечивать
достаточную мощность для питания тестируемого устрой-
ства (ТУ). Разные типы источников питания могут значитель-
но различаться выходными характеристиками. Источники
одного типа могут иметь универсальную прямоугольную
выходную характеристику (см. рис. 1), которая позволяет
подать на нагрузку любой ток при любом напряжении в
пределах максимальных значений. Источники другого
типа (см. рис. 2) имеют разные прямоугольные выходные
характеристики в разных диапазонах. Такой тип обладает
тем преимуществом, что обеспечивает более высокое зна-
чение одного параметра за счет другого. Например, источ-
ник такого типа может подать большой ток, но только при
малом максимальном напряжении. Некоторые источники
питания обладают гиперболической выходной характери-
стикой (см. рис. 3), которая обеспечивает более плавную
регулировку, чем выходная характеристика многодиапа-
зонных источников питания. В этом случае один параметр
обратно пропорционален другому. Мощные источники
питания, как правило, являются многодиапазонными или
имеют гиперболическую выходную характеристику. Не
пожалейте времени на оценку мощности, потребляемой
устройствами, которые понадобится питать, и выберите
источник питания, способный обеспечить необходимые для
испытаний значения тока и напряжения.
В цепях, работающих при очень малых напряжениях
или очень малых токах (таких как детекторы датчиков),
внешние источники могут создавать значительные помехи.
Внешний шум, создаваемый самим источником питания,
можно разделить на две составляющие: аддитивный шум
и синфазный шум. Для таких приложений предпочтитель-
ны линейные источники питания, поскольку они создают
обычно значительно меньший аддитивный шум, чем
импульсные источники. Компромисс заключается в том,
что линейные источники питания обладают низким КПД и
могут иметь большие размеры и вес. Импульсные источ-
ники питания обладают высоким КПД и большой выход-
ной мощностью при малых размерах. Аддитивный шум
линейных источников питания в 5-10 раз меньше шума
импульсных источников, и создаваемый ими синфазный
шум тоже, как правило, меньше. Синфазный шум генериру-
ется при возникновении скачков напряжения в первичной
или вторичной обмотке развязывающего трансформатора,
которые порождают ток, преодолевающий развязку между
первичной и вторичной обмотками. Любой шумовой
Рис 4. Линейка программируемых источников питания Keith ley серии 2200
состоит из пяти источников с максимальной мощностью 86-150 Вт и выход-
ным напряжением 20-72 В
Рис 5. Схема измерения сопротивления изоляции между первичной и вторич-
ной обмотками трансформатора источника питания
ток, возникший в цепи первичной (вторичной) обмотки,
должен возвращаться в первичную (вторичную) обмотку,
замыкая цепь. Когда такой ток протекает через сопро-
тивление, он генерирует шумовое напряжение, которое
в некоторых случаях может влиять на характеристики
ТУ или порождать погрешности измерения. Величина
шумовой составляющей непосредственно зависит от
скорости изменения напряжения (dv/dt) в цепи питания
переменного тока и от величины неэкранированной емко-
сти развязывающего трансформатора источника питания.
Другими источниками синфазного шума являются скачки
напряжения на выпрямительных диодах (во вторичной
обмотке), которые открываются и закрываются с частотой
питающей сети 50/60 Гц, или крутые скачки напряжения,
возникающие в первичных цепях импульсных источников
питания. Если шума непременно требуется избежать, сле-
дует использовать везде, где только возможно, линейные
источники питания.
Важным показателем качества источника питания явля-
ется степень развязки выхода источника от сети питания.
Хорошая развязка способствует снижению уровня шума
на выходе источника питания. Очень хорошей характери-
стикой можно считать значения сопротивления развязки
выше 1 ГОм с параллельно включенной емкостью менее
1 нф при обеспечении достаточной экранировки, допуска-
ющей синфазные токи менее 4 мкА. К сожалению, не все
приборы демонстрируют такие характеристики, не говоря
уже о лучших показателях. Линейные источники могут
хорошо подавлять синфазный ток, но при этом иметь
недостаточную развязку по постоянному и переменному
току; импульсные источники могут иметь хорошую раз-
вязку по постоянному и переменному току, но создавать
при этом чрезмерный синфазный ток. В некоторых при-
ложениях, таких как тестирование источников питания с
гальванической развязкой, более важными параметрами
являются развязка по постоянному и переменному току.
В отличие от этого, источнику, используемому для питания
низковольтного резистивного делителя или пикоампер-
метра, может потребоваться очень малый синфазный ток
независимо от сопротивления развязки.
К трем наиболее важным параметрам развязки источ-
ника питания относятся: 1) сопротивление изоляции
между первичной и вторичной обмотками трансформа-
тора источника питания; 2) паразитная емкость между
обмотками и 3) синфазный ток. Сопротивление изоляции
характеризует развязку выходного разъема Low источни-
ка питания от корпуса по постоянному току. Правильно
спроектированные источники питания, такие как новые
источники питания Keithley серии 2200 (см. рис. 4), допу-
скают разность потенциалов более 100 В между любым из
Рис 6. Схема измерения паразитной емкости источника питания
Рис 7. Схема измерения синфазного тока источника питания
Рис. 9. Синфазный ток источника питания №2
выходных разъемов и корпусом. Эта характеристика сви-
детельствует о хорошей развязке между сетью электро-
питания (цепь первичной обмотки) и разъемом Low (цепь
вторичной обмотки). Недавно для сравнения мы изме-
рили сопротивление изоляции источников питания двух
разных изготовителей, для чего на разъем Low каждого
источника подавалось напряжение 200 В (при этом сам
источник питания не подключался и не заземлялся), после
чего измерялся результирующий ток с помощью электро-
метра (см. рис. 5). Один источник показал ток 130 нА, что
соответствует сопротивлению изоляции 1,5 ГОм; второй
источник питания пропустил ток 65 нА, что соответствует
сопротивлению изоляции 3 ГОм. Оба результата оказались
достаточно хорошими.
Паразитная емкость характеризует изоляцию источни-
ка питания по переменному току. Если источник питания
разработан неправильно, процессы в цепях первичной
обмотки трансформатора окажут влиять на работу цепей
вторичной обмотки. Эту емкость можно измерить измери-
телем RLC, включенным между разъемом Low и корпусом
незаземленного источника питания (см. рис. 6). Паразитная
емкость на частоте 1 кГц у первого источника питания
составила примерно 18 нф, а у второго источника пита-
ния — 800 пФ. На частоте 100 Гц эти емкости оказались
равными 20 и 1,15 нФ, соответственно.
Синфазный ток характеризует проникновение шума
с корпуса источника питания на разъем Low в рабочем
режиме. Правильно спроектированный источник с хоро-
шей экранировкой первичной и вторичной обмоток
трансформатора покажет очень малый синфазный ток (как
правило, несколько микроампер). Столь малый ток можно
измерить малошумящим осциллографом с широкополос-
ным активным пробником тока, как показано на рисунке
7. Осциллограммы на рисунках 8-9 представляют собой
синфазные токи двух упомянутых выше источников пита-
ния. Они соответствуют синфазному току около 4 мкА для
первого источника питания и 20-30 мкА — для второго. Оба
источника питания имеют хорошую изоляцию, но отдель-
ные параметры могут достаточно существенно отличаться.
В общем случае, чем выше сопротивление изоляция,
тем меньше шум, проникающий из сети переменного тока
через источник питания. Проблема усложняется, когда в
измерительной схеме используются дополнительные при-
боры. Тогда недостаточная изоляция источника питания
по постоянному току может стать причиной протекания
большого синфазного тока из одного прибора в другой.
Таким образом, выбирая источник питания для конкретно-
го приложения, следует учитывать влияние его сопротив-
ления изоляции по постоянному и переменному току на
тестируемое устройство и цепь или контур, по которому
могут протекать синфазные токи первичной или вторич-
ной обмотки. Затем можно оценить напряжение шума
(умножив синфазный ток на сопротивление этой цепи) и
понять, насколько этот шум будет мешать.
Если ТУ требует отдельных изолированных каналов
питания, можно воспользоваться несколькими отдель-
ными изолированными источниками питания или источ-
ником питания с несколькими выходными каналами.
При выборе многоканального источника питания всег-
да необходимо следить за тем, чтобы сопротивление
изоляции между каналами превышало необходимое
сопротивление изоляции между цепями тестируемого
устройства. Это может оказаться трудно определить по
техническому описанию источника питания (или даже по
схеме тестируемого устройства). Некоторые источники
питания не обеспечивают надежную изоляцию между
каналами, поэтому рекомендуется измерить сопротивле-
ние изоляции между каналами, если ТУ требует изоляции
цепей питания.
Если важную роль играет хорошая стабилизация
напряжения на нагрузке, следует обратить внимание на
точность выходного напряжения источника питания и
Рис. 10. Дополнительные измерительные провода гарантируют, что на нагрузке окажется заданное напряжение. Напряжение измеряется непосредственно на
нагрузке для регулировки выходного напряжения так, чтобы Унагрузки равнялось заданному напряжению. Выходное напряжение источника питания устанав-
ливается так, чтобы скомпенсировать падение напряжения на соединительных проводах: Vnpoeoda = /нагрузки - Йпровода
тщательно изучить его технические характеристики. Эта
точность может снижаться, если источник питания кон-
тролирует напряжение только на выходных разъемах. Для
повышения точности необходимо измерять напряжение
непосредственно на тестируемом устройстве. Для этого
источник питания должен иметь дополнительные изме-
рительные провода, подключаемые в той же точке тести-
руемого устройства, где и провода питания. При таком
подключении напряжение измеряется непосредственно
на тестируемом устройстве, и источник питания может
компенсировать падение напряжения на соединительных
поводах (см. рис. 10).
Чтобы узнать больше о выборе оптимального источни-
ка питания для конкретного приложения, воспользуйтесь
бесплатными рекомендациями по применению компании
Keithley «Интерпретация характеристик линейных источ-
ников питания», которые можно найти на странице www.
keithley.com.
НОВЫЙ ПОРТАЛ ДЛЯ РАЗРАБОТЧИКОВ ЭЛЕКТРОНИКИ
ЭЛЕКТРОННЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
НОВОСТИ I ОБЗОРЫ I ИНТЕРВЬЮ I СОБЫТИЯ
АРХИВ ЖУРНАЛА «ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ
www.elcomdesign
НОВЫЕ ДРАЙВЕРЫ И DC/DC-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ДЛЯ УПРАВЛЕНИЯ IGBT-ТРАНЗИСТОРАМИ
Основные характеристики и
схемы включения новых бы-
стродействующих драйверов и
изолированных DC/DC-преобра-
зователей для управления
IGBT-транзисторами приведе-
ны в статье.
NEW DRIVERS AND DC/DC CONVERTERS
FOR CONTROL OF IGBT
Abstract-
в
asic characteristics and functional
1 diagrams of new high-speed drivers
and isolated DC/DC converters for control of
IGBT-transistors are given in the article.
Г. Местечкина
G. Mestechkina
На выходе большинства си-
стем возобновляемой энергии
(солнечных батарей, ветроге-
нераторов и пр.) формируются
различные напряжения посто-
янного тока, которые затем
преобразуются в переменное
напряжение, необходимое для
питания экологически чистой
энергией существующей инфраструктуры
(электрической энергосистемы).
Процесс преобразования в основном про-
изводится с применением IGBT-систем, содер-
жащих N-канальные IGBT-
транзисторы, драйверы, опто-
изоляторы, через которые по-
дается сигнал включения/вы-
ключения IGBT-транзисторов *
(рис. 1). Кроме того, для рабо-
ты IGBT-драйвера необходимо
иметь два изолированных
асимметричных источника на-
пряжения разной полярности, типовые значе-
ния которых составляют +15 и -9 В. Эти на-
пряжения могут быть сформированы двумя
преобразователями, каждый из которых имеет
Рис. 1. Блок-схема системы DC/АС-преобразования для управления IGBT-транзисторами
* IGBT-транзисторы - биполярные транзисторы с изолированным затвором, отличающиеся высоким
быстродействием и малыми потерями, что и позволяет коммутировать большие токи с высокой
частотой (для предлагаемых компанией MicroPower Direct и описанных в статье драйверов речь идет о
токе через IGBT-транзистор до 600 А, коммутируемом с частотой до 20 кГц).
по одному выходу; преобразовате-
лем с двумя выходами, один из ко-
торых используется для формиро-
вания стабилизированного напря-
жения отрицательной полярности -
9 В, или преобразователем с двумя
асимметричными выходами разной
полярности.
Описываемые новые IGBT-драйверы про-
изводства компании MicroPower Direct (MPD)
могут работать с изолированными DC/DC-npe-
образователями производства компаний Recom
и MPD. Основные характеристики IGBT-драй-
веров и DC/DC-преобразователей,
необходимых для их работы, приве-
дены в табл. 1, 2 [1, 2].
Разработанные для мощных
IGBT-модулей новые драйверы ком-
пании MPD типа IGD841 и IGD962
отличаются невысокой стоимостью
и совместимы с выпущенными ра-
нее драйверами ЕХВ841 (FUJI) и М57962
(Mitsubishi) соответственно. Новый драйвер
IGD1205W является версией IGD962 и отлича-
ется от него наличием встроенного изолиро-
ванного DC/DC-преобразователя, имеющего
Таблица 1. Основные характеристики новых изолированных
быстродействующих IGBT-драйверов
Модель
Макс,
на-
пря-
жение
Напря-
жение
управ-
ления
(затво-
ра), В
Пико-
вое зна-
чение
выход-
ного то-
ка, А
Проч-
ность
изоля-
ции,
кВ
Макс,
часто-
та ком-
мута-
ции,
кГц
Чис-
ло
кана-
лов
Напряже-
ние пита-
ния, В
Диапа-
зон ра-
бочих
темпе-
ратур,
°С
Корпус
SIP,габа-
ритные
размеры,
мм
V
v сс
V
ее
IGD841 х>
1700
+ 15, -5
±5
3.75
20
1
20
-
-20...70
43x26x10
IGD962 2>
1700
+ 15, -10
±5
3.75
20
1
15
-10
-20...70
51x25x10
IGD1205W-12/153)
1700
12/15
±5
3.75
20
1
15
-10
-40...70
52x25x15
1} Совместимы с IGBT-драйверами ЕХВ841.
2) Совместимы с IGBT-драйверами MS7962AL.
3) Версия IGD962 со встроенным изолированным DC/DC-преобразователем с двумя разнополярными выходами.
Таблица 2. Изолированные DC/DC-преобразователи компаний MicroPower Direct и Recom,
используемые для питания IGBT-драйверов
Компания-
производитель и
тип модели *
Напряжение
питания,В
Выходное
напряжение, В
Выход-
ной ток,
мА
Проч-
ность
изоля-
ции,
кВ
Часто-
та ком-
мута-
ции,
кГц
Корпус SIP,
габаритные
размеры, мм
Вых. 1
Вых. 2
1
2
Recom
RK-xxl5S
RK-xx09S
хх -5, 12, 15
15
9
-
66
111
-
4
4
100
100
19.6x10.2x6
RP-xxl5S
RP-xx09S
хх -5, 12, 15
15
9
-
66
111
-
5.2
5.2
100
100
19.6x10.2x7
RxxP15S
RxxP09S
хх -5, 12, 15
15
9
-
66
111
-
5.2
5.2
50
50
19.5x12.5x9.8
RV-xxl5S/R8
RV-xx09S/R8
хх -5, 12, 15
15
9
-
132
222
-
8
8
50
50
32.35x11.4x14.4
RH-xxl509D **
RP-xxl509D **
R-xxP1509D **
Vxxl5D/R8+LDO
хх - 5, 12, 15
15
15
15
15
-9
-9
-9
-15
66
66
4.0
5.2
5.2
8.0
100
100
50
50
19.6x10.2x6
19.6x10.2x7
19.5x12.5x9.8
32.35x11.4x14.4
MPD
IG120-12
IG120-12W
"12" (11.6-12.4)
"12" (9-15)
15(14-16)
15
-9(7-10)
-8(7-9)
80
100
40
80
3
3
550
550
19.5x9.8x12
IG120-15
IG136-15
IG120-24
"15" (14.5-15.5)
"15" (14.5-15.5)
"24" (23.3-24.7)
15
17(16.5-18)
15(14-16)
-8,7(7-10)
-8,7(7-10)
-9(7-10)
80
80
80
40
40
40
3
3
3
550
550
550
19.5x9.8x12.5
* Диапазон рабочих температур всех моделей от -40 до 85 °С, температур хранения от -55 до 125 °С.
** Выпуск модели намечен на 2013 г.
Рис. 2. Схема подключения драйвера
к IGBT-транзистору
два выхода разной полярности. В каждом из
трех драйверов имеется быстродействующий
оптоизолятор, рассчитанный на максималь-
ную частоту коммутации 20 кГц.
Драйверы обеспечивают типовое значение
выходного тока ±5 А, кроме того, в них обес-
печивается защита от перегрузки по выходно-
му току и формирование сигнала отказа.
Новые драйверы рекомендованы для при-
менения с IGBT-транзисторами, коммутирую-
щими токи нагрузки до 600 А (при напряже-
нии коллектор-эмиттер VQE = 600 В), 400 А
(при VCE = 1200 В) или до 200 А (при VCE =
= 1700 В).
Отличием новых драйверов является ми-
ниатюрный корпус SIP, при этом они рассчита-
ны на работу в широком диапазоне температур
без применения теплоотвода: от -20 до 70 °С для
драйверов IGD841 и IGD962 и от -40 до 70 °С
для драйвера IGD1205W. Последний, к тому
же, имеет две модификации: IGD1205W-12 и
IGD1205W-15, отличающиеся уровнем вход-
ного напряжения VDD, равным соответственно
12 и 15 В. Диапазон температур хранения новых
драйверов также имеет отличия: для драйверов
IGD841 и IGD962 он составляет -40...125 °С, а
для IGD1205W - от -50 до 125 °С.
Все драйверы отвечают требованиям дирек-
тивы RoHS, ограничивающей применение
ряда вредных веществ, включая свинец.
Впечатляющим примером применения
IGBT-драйверов является построенная в Гер-
мании яхта-катамаран "PlanetSolar", совер-
шившая на солнечной энергии кругосветное
путешествие продолжительностью 19 месяцев
(закончившееся 5 мая 2012 г.) и прошедшая за
это время 60 тыс.км. Площадь солнечных ба-
тарей, размещенных на этой яхте, составила
более 500 кв.м. Энергии, выработанной сол-
нечными батареями, оказалось достаточно для
питания всех бортовых систем яхты на всем
протяжении ее следования.
Предложенная в статье конфигурация
IGBT-драйверов и изолированных DC/DC-npe-
образователей может найти применение в раз-
личных системах, в которых используются
мощные IGBT-транзисторы, включая DC/AC-
преобразователи для солнечных панелей, пре-
образователей энергии ветра и мн.др.
Дополнительную информацию о продукции
компаний MicroPower Direct и Recom можно
получить в сети Интернет по адресам:
http://www.micropowerdirect.com и http://www.re-
com-international.com или в фирме VD MAIS -
официальном дистрибьюторе MPD и Recom в
Украине.
Автор выражает благодарность менедже-
ру фирмы VD MAIS М. Гармотъко за консуль-
тации, полученные при написании статьи.
ЛИТЕРАТУРА
1. MicroPower Direct - Low Cost, High Per-
formance Power Supplies, 13.08.2012.
2. Recom App Note - IGBT inverter
system.pdf.
СУПЕРКОНДЕНСАТОРЫ КОМПАНИИ MURATA
Встатье приведены ос-
новные сведения о супер-
конденсаторах компании
Murata.
Abstract-
MURATA SUPERCAPACITORS
n article the basic information on the Murata su-
percapacitors is given.
KO-
B настоящее время для питания пор-
тативных электронных устройств чаще
всего используются аккумуля-
торы. Однако с умень-
шением габаритов этих
устройств и увеличением
их функциональности все
чаще возникает ситуация,
гда ток, необходимый для работы устройства,
превышает возможности аккумулятора. Напри-
мер, при работе вспышки фотоаппарата потреб-
ляемый ток достигает величины порядка не-
скольких ампер, хотя длительность импульса
этого тока весьма невелика, не более 30-40 мс.
В таких случаях оптимальным решением мо-
жет стать применение суперконденсаторов.
Обозначаемые в англоязычной литературе
как Electric Double-Layer Capacitors (EDLC)
или Super Caps, эти конденсаторы (суперкон-
денсаторы, ионисторы) отличаются очень
большой емкостью, достигающей нескольких
фарад. Благодаря этому запасаемая ими энер-
гия в десятки раз превышает энергию электро-
литических конденсаторов. Преимуществами
суперконденсаторов также являются крайне
малое время заряда и большой срок службы.
Устройство суперконденсатора пока-
зано на рис. 1. Он состоит из сепаратора,
электролита, активированного угля и
токосъемников. Используя для изготов-
ления электродов активированный
уголь - недорогой материал с большой
удельной поверхностью, размеры конденсато-
ров можно существенно уменьшить.
Впервые появившись на рынке, суперкон-
денсаторы использовались, главным образом,
в низковольтных приборах, в частности, в ка-
честве резервных источников питания запоми-
нающих устройств. Достигнутые в последнее
Рис. 1. Устройство суперконденсатора
Расчет емкости суперконденсатора
Для расчета емкости суперконденсатора воспользуемся простой формулой, отражающей зави-
симость скорости изменения напряжения на конденсаторе емкостью С от протекающего через
него тока /:
dV/dt = I/C.
Рассмотрим случай, когда конденсатор, заряженный до напряжения VHa4, разряжается им-
пульсом тока величиной / и длительностью t (рис. 2). Если необходимо, чтобы за время действия
импульса напряжение на конденсаторе не упало ниже V , емкость конденсатора должна быть не
менее, чем:
C = I-t/(V -V -7-ESR),
' v нач кон '7
где ESR - эквивалентное последовательное сопротивление конденсатора.
* По материалам статьи: Huschens М. Unterstuetzung fuer die Batterie.
( elektroniknet.de/bauelemente/technik-know-how/passive-bauelemente/article/84485/ ).
Подготовил к печати А. Мельниченко.
Рис. 2. Напряжение на конденсаторе
во время разряда (сплошная линия)
время успехи в технологии производства этих
конденсаторов позволили уменьшить их габа-
риты и увеличить энергоемкость. Примером
могут служить недавно выпущенные компани-
ей Murata суперконденсаторы EDLED (Electri-
cal Double-Layer Energy Device) с максимально
допустимым напряжением 2.75 В и размерами
18.5x20.5 мм. Благодаря очень малому внут-
реннему сопротивлению и большому разрядно-
му току (до 2 А) они могут стать оптимальным
выбором для аппаратуры с импульсным по-
треблением тока.
Кроме одинарных суперконденсаторов ком-
пания Murata выпускает и сдвоенные, рассчи-
танные на номинальное напряжение 4.2 В
(таблица). В цепях с более высоким напряже-
Характеристики
суперконденсаторов EDLED
Характеристика
Одинарный
Сдвоенный
Напря-
жение,
В
номиналь-
ное
2.1
4.2
импульс-
ное (ампл.)
2.7
5.5
Номинальная
емкость, мФ
700
350
Типовое ESR, мОм
(f = 1 кГц)
30
60
Толщина, мм
1.5
3.0
Диапазон рабочих
температур, °С
-30...70
-30...70
нием конденсаторы можно соединять последо-
вательно, при этом внутреннее сопротивление
такой цепи пропорционально увеличивается.
Возможно также параллельное соединение
конденсаторов.
Области применения суперконденсаторов:
• питание светодиодных ламп-вспышек в фо-
тоаппаратах
• сглаживание импульсов тока, потребляе-
мого от аккумуляторов
• использование в качестве резервного источни-
ка питания твердотельных накопителей и пр.
Дополнительную информацию о продукции
компании Murata можно получить в сети Ин-
тернет по адресу: www.murata.com или в фир-
ме VD MAIS (менеджер Яценко Виталий,
тел.: (044) 220-0101, доб. 1295).
ежемесячный научно-технический журнал
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ И СИСТЕМЫ
Журнал предназначен для разработчиков и производителей электронной
и электротехнической аппаратуры, средств телекоммуникаций, компьютерных
и управляющих систем, промышленной и транспортной электроники.
Издается с 1996 года, учредитель и издатель журнала - НПФ VD MAIS, г. Киев
Оформление подписки в России:
• в любом отделении связи по каталогу "Газеты. Журналы"
(подписной индекс 21860)
• через редакцию ЭКиС: ekis@vdmais.kiev.ua,
www.ekis.kiev.ua
Украина, г. Киев, ул. М. Донца, 6, тел.: (+380-44) 220-0101, 492-8852, факс: (+380-44) 220-0202
ekis@vdmais.kiev.ua, www.vdmais.kiev.ua
Пэт Хантер (Pat Hunter)
Разработка источника питания со сверхнизким
уровнем шумов для аналоговых схем
Новая технология формирует шины положительного и отрицательного напря-
жения с помощью импульсного преобразователя.
Прецизионным аналоговым систе-
мам сегодняшнего дня необходимы
шины положительного и отрицатель-
ного напряжений с низким уровнем
шумов для питания прецизионных
аналоговых схем, например аналого-
цифровых и цифро-аналоговых
преобразователей, усилителей
на биполярных транзисторах и т. д.
Обеспечение формирования стабиль-
ного и хорошего качества положи-
тельного и отрицательного напряже-
ний для шин питания чувствительных
к шуму аналоговых компонентов по-
прежнему представляет собой труд-
ную задачу для проектировщика.
Обычное решение - положитель-
ный понижающий или повышающий
импульсный источник питания, обра-
зующий положительную шину пита-
ния, которое затем подаётся на вход
линейного регулятора для снижения
пульсации напряжения, создаваемых
импульсным источником питания.
Отрицательная шина формируется
с помощью инвертирующего им-
пульсного источника питания. Так
как существует очень ограниченное
предложение высоковольтных ре-
гуляторов с малым падением на-
пряжения (LDO) для формирования
отрицательной шины, импульсный
шум обычно ослабляется с помощью
отдельного емкостно-индуктивного
фильтра (LC). И хотя такой подход
работает, проектировщику приходит-
ся тратить время на расчёт ёмкостно-
индуктивного фильтра для точной
и установившейся стабильности.
Пример решения, показан-
ный на рисунке 1, использующий
TPS54x60, демонстрирует простой
способ формирования шин напряже-
ния хорошего качества. В такой схеме
шины положительного и отрицатель-
ного напряжений создаются с помо-
щью импульсного преобразователя.
Качество напряжений улучшается
с помощью двух LDO-регуляторов
с высоким коэффициентом пода-
вления пульсаций источника питания
(PSRR), позволяющих удалить им-
пульсный шум. Шумовая характери-
стика LDO исключает необходимость
в выходных LC-фильтрах.
Чтобы создать этот пример про-
екта, используйте импульсный пре-
образователь +60 В в конфигурации
«понижающий-повышающий» для
формирования сбалансированного
+ выходного напряжения. Выходы
положительного и отрицательного
напряжений преобразователя до-
полнительно регулируются с помо-
щью LDO-регуляторов с высоким
коэффициентом подавления напря-
жения пульсаций, например TPS7A30
и TPS7A49. На рисунке 2 пульсации
напряжения импульсного регулято-
Рисунок 1. Пример схемы показывает простой способ формирования шин напряжения хорошего качества
pa составляют 40 мВ на шине -18 В
и 20 мВ на шине +18 В. При исполь-
зовании LDO для последующего ре-
гулирования выхода от импульсного
преобразователя 300 кГц пульсации
напряжения в значительной степени
ослабляются. Мы использовали здесь
импульсный преобразователь на 60 В,
так как напряжение вывода «земля»
опирается на шину -18 В, а макси-
мальное напряжение на входе VIN
составляет 30 В. В этой конфигурации
максимальное напряжение, которое
преобразователь должен выдержи-
вать, составляет 48 В. Выбирайте
LDO-регуляторы с широким диапа-
зоном входного напряжения, низким
выходным шумом и высоким PSRR.
На современных рынках обору-
дования для медицины, испытаний
и измерений, а также промышленного
управления потребность в повышен-
ных антишумовых характеристиках
становится всё более важной по мере
того, как возрастает разрешение пре-
образователей данных или уменьша-
ется полномасштабный диапазон сиг-
нала. Амплитуда полного масштаба
колебаний напряжения уменьшает-
ся, уменьшается шаг напряжения для
одного младшего значащего бита.
Шум, добавленный от источника пита-
ния, ухудшает соотношение «сигнал-
шум» (SNR), что уменьшает эффек-
тивное разрешение преобразователя
данных. Например, 16-разрядный
преобразователь может вести себя
как 14-разрядный из-за чрезмерно-
го шума, генерируемого источником
питания. Решение о компромиссе
между шумом и точностью за Вами -
инженером-конструктором.
Самый простой способ воссоздать
этот проект - использовать те же
платы, что и мы: TPS54060EVM-590
для схемы импульсного преобразо-
вателя; и TPS7A30-49REVM-567 для
LDO-регуляторов.
Просто подключите выход оце-
ночного модуля (EVM) импульсно-
го регулятора к входу оценочного
модуля LDO-регулятора. Если это
решение не отвечает требованиям
по напряжению системы, загрузите
программное средство для расчёта
преобразователей POL (точка при-
ложения нагрузки), чтобы изменить
схему в соответствии с Вашими тех-
ническими требованиями.
Если от платы LDO-регулятора тре-
буется другое выходное напряжение,
измените резисторы обратной связи,
используя технические данные регуля-
тора для расчёта необходимых значе-
ний. С помощью такого подхода шины
положительного и отрицательного
напряжений можно сформировать
в диапазоне входного напряжения
от 12 до 30 В с выходным напряжени-
ем в диапазоне от +2,5 до +15 В.
Когда требуется более простое ре-
шение для создания шин стабильно-
го положительного и отрицательного
напряжений с очень низким уров-
нем шумов для питания аналого-
цифровых и цифро-аналоговых пре-
образователей, а также усилителей
на биполярных транзисторах, рассмо-
трите вариант, показанный на рисунке
1. Оцените доступные средства и по-
мощь в применении, которые облег-
чают проектирование, оценку и мо-
дификацию источника питания для
шин положительного и отрицатель-
ного напряжений. Теперь Вы сможете
быстро разрабатывать узел питания
и потратить больше драгоценного
времени на схемы преобразования
данных, которые крайне важны для
дифференциации Вашего приложе-
ния от предложений конкурентов.
НОВОСТИ
Серия новых микромощных Rail-To-Rail операционных усилителей
Микросхемы ОРА313/2313/4313 пред-
ставляют собой изделия, содержащие
в одном корпусе, соответственно, один,
два или четыре операционных усили-
теля. Микросхемы представляют собой
приборы нового семейства Value Line,
предназначены для широкого приме-
нения и характеризуются низким током
потребления, низким уровнем шумов,
широким частотным диапазоном и невы-
сокой стоимостью. Микросхемы имеют
высокий уровень защиты от статики (4 кВ
НВМ) и работоспособны в широком диа-
пазоне питающих напряжений, что дела-
ет их особенно привлекательными для
применения в переносной аппаратуре.
Микросхемы выпускаются в современных
малогабаритных корпусах.
Основные характеристики:
• Rail-To-Rail по входам и выходам.
• Напряжение питания от 1,8 до 5,5 В,
возможно биполярное питание.
• Потребляемый ток: 50 мкА/канал.
• Частотный диапазон до 1 МГц.
• Низкий входной ток смещения: 0,2 пА.
• Низкий уровень собственных шумов.
• Встроенный радиочастотный фильтр.
• Рабочий диапазон температур
от-40 до +125 °С.
www.ti.com
Крис Глейзер (Chris Glaser)
lQ: что это? Чем не является lQ?
И как можно использовать lQ?
Введение
Собственный потребляемый ток
устройств, или lQ, - это важный,
но часто неправильно используе-
мый параметр энергосберегаю-
щих решений малой мощности.
Во многих приложениях с питанием
от аккумуляторов ток, потребляе-
мый от него в режиме ожидания
(состояние готовности) с неболь-
шой нагрузкой или вообще без на-
грузки, определяет общее время ра-
боты системы. В интегрированных
преобразователях напряжения lQ
- единственная составляющая это-
го тока аккумулятора. В этой статье
даётся определение lQ и рассказы-
вается, как его измерить, поясняет-
ся, чем lQ не является. И как следует
его использовать, избегая распро-
странённых ошибок при измерении.
Материалы этой статьи примени-
мы к любым устройствам TPS61xxx,
TPS62xxx, TPS63xxx или TPS650xx
корпорации Texas Instruments.
Что такое lQ
Если только иное не оговорено
особо в технических данных на из-
делие, ^определяется как ток, по-
требляемый микросхемой в со-
стоянии, когда она готова к работе,
но нагрузка отсутствует, и комму-
тации не происходит. «Отсутствие
нагрузки» означает, что никакой ток
не течёт из микросхемы на выход.
Обычно таким током был бы ток,
текущий через вывод SW в понижа-
ющих преобразователях, или через
вывод VBblx в повышающих преоб-
разователях. Весь ток lQ просто про-
текает внутри микросхемы на землю.
«Отсутствие коммутации» означа-
ет, что ни один из переключателей
питания в микросхеме не включён
(замкнут). Сюда относятся главный,
или переключатель управления,
а также синхронный выпрямитель,
если они оба интегрированы в ми-
кросхему. Иными словами, микро-
схема находится в состоянии высо-
кого полного сопротивления, при
этом силовой каскад полностью
отсоединён от выхода (за исклю-
чением диодов, встроенных в тело
полевого МОП-транзистора в неко-
торых устройствах, которые невоз-
можно отключить). «Готов к работе»
означает, что микросхема включена
через свой вывод EN и не находит-
ся в состоянии UVLO (блокировка
питания при пониженном напря-
жении) или ином отключённом со-
стоянии. IQ является мерой рабочего
тока, не тока отключения, поэтому
устройство должно быть включено.
Наконец, lQ имеет смысл только в ре-
жиме энергосбережения, поэтому,
если такой режим предусмотрен для
данного конкретного устройства как
вариант, он должен быть разрешён.
Если устройство работает в режиме
широтно-импульсной модуляции
(ШИМ), тогда входной ток на сило-
вой каскад и потери на коммутацию
намного превосходят микроскопи-
ческий ток, lQ, требуемый для рабо-
ты устройства.
В основном lQ появляется из двух
источников: VBX и VBblx. В технических
данных указывается, из какого источ-
ника (или от обоих выводов) течёт lQ.
На рисунке 1 показано техническое
описание lQ из технических данных
устройств TPS61220/21/22 [1], кото-
рые являются повышающими преоб-
разователями, потребляющими свой
ток lQ от обоих выводов, VBX и VBblx.
Обычно понижающий преобразова-
тель потребляет lQ только со своего
входа, а повышающий преобразова-
тель или понижающе-повышающий
преобразователь потребляет lQ как
с входа, так и с выхода.
IQ является мерой тока, который
требуется для работы основных функ-
ций устройства. Он включают в себя
питание внутреннего прецизионного
эталонного источника напряжения,
генератора, схемы отключения при
перегреве или UVLO, конечного авто-
мата и других логических элементов.
Этот ток не включает в себя входно-
го тока силового каскада или токов
драйверов затворов, так как он изме-
ряется при отсутствии коммутации,
когда эти токи равны нулю. Причина
измерения 1двэтом состоянии заклю-
чается в том, что ток зависит исклю-
чительно от микросхемы, в то время
как входной ток силового каскада
и ток управления затворами зави-
сят от выбранных навесных элемен-
тов, которые в большинстве случаев
определяют, как часто микросхема
осуществляет переключения в своём
режиме энергосбережения. Таким об-
разом, lQ- это параметр микросхемы,
Каскад преобразования постоянного тока
Параметр
Условия испытания
Мин. Обычн. Макс.
Ед. изм.
. Собственный
Q потребляемый ток
VBx
Iq-О мА, Ven-V|N-1,2 В, VBb|X-3,3 В
0,5 0,9
мкА
^ВЫХ
5 7,5
мкА
Рисунок 1. Характеристика 10 из технических данных изделий TPS61220/21/22
Компоненты TI Выпуск 4'2012
Сканти Рус www.scanti.com
в то время как ток, включающий две
другие составляющие, - это параметр
системы. TI не контролирует и не мо-
жет гарантировать такие параметры
системы, но контролирует и может
указать параметры микросхемы.
Фактически TI гарантирует значение
lQ и в случае устройств, в технических
данных которых указано максималь-
ное значение lQ, проводит испытание
для любого и каждого устройства, вы-
пускаемого компанией. Это осущест-
вляется путём включения устройства,
перевода его в состояние испытания,
указанное в технических данных, по-
сле чего искусственно повышается
(с помощью напряжения, подавае-
мого извне) выходное напряжение
на выводе FB, и напряжения на всех
других выводах повышаются до доста-
точно высокого уровня, чтобы микро-
схема не выполняла переключения.
При отсутствии нагрузки и включён-
ном режиме энергосбережения (если
он предусмотрен) входной ток на ми-
кросхему становится равным lQ.
Чем не является lQ
lQ не является входным током холо-
стого хода (при отсутствии нагрузки).
Как указывалось ранее, lQ- это просто
«служебный» ток, который требуется
для выполнения основных функций
микросхемы. Он не включает в себя
входной ток силового каскада (ток,
который фактически передаётся
на выход) или ток, который требу-
ется для работы драйверов затво-
ров. Даже при отсутствии нагрузки
устройство продолжает выполнять
операции коммутации, чтобы выход
оставался регулируемым. Какие-
то потери на выходе присутствуют
всегда, например, потери, обуслов-
ленные делителем напряжения, ко-
торый используется для установки
выходного напряжения; ток утечки
в нагрузку или через конденсатор
на выходе; подтягивающие резисто-
ры и т. д. Поскольку эти потери вы-
зывают снижение напряжения на вы-
ходном конденсаторе, микросхема
должна включаться достаточно часто,
чтобы восполнять потери мощности.
Таким образом, измерение входного
тока при отсутствии нагрузки нару-
шает требование того, что микросхе-
ма должна находиться в состоянии
отсутствия коммутаций и что никакой
ток не может вытекать из микросхемы
для подпитки выхода VBblx. В качестве
примера на рисунке 2 показана рабо-
та при отсутствии нагрузки повышаю-
щего преобразователя TPS61220 при
входном напряжении 1,2 В и выход-
ном напряжении 3,3 В. Микросхема
выполняет операцию переключения
приблизительно каждые 1,75 мс, что-
бы регулировать выходное напря-
жение. Этот период зависит от VBX,
VBbix и навесных элементов и влияет
на то, насколько большой средний
ток потребляется. В течение фазы № 1
микросхема переключает либо по-
левой МОП-транзистор со стороны
высокого напряжения, либо син-
хронно выпрямляющий полевой
МОП-транзистор в состояние «вкл.».
Входной ток в основном определяет-
ся током, текущим в силовой каскад,
среднее значение которого составля-
ет примерно 70 мА (половину пико-
вого тока в индуктивности).
На рисунке 3 фаза № 1 показана
увеличенно. После того как выход-
ное напряжение падает ниже поро-
гового уровня, TPS61220 начинает
формировать импульс переключе-
ния, включая управляющий полевой
МОП-транзистор в состояние «вкл.».
Уровень сигнала на выводе SW стано-
вится низким, вызывая линейное на-
растание тока индуктивности. Затем
Рисунок2. Работа TPS61220 при отсутствии нагрузки
Рисунок 3. Коммутационный импульс микросхемы TPS61220 при работе без нагрузки
происходит выключение управляю-
щего полевого МОП-транзистора
и включение выпрямляющего по-
левого МОП-транзистора, что по-
зволяет току протекать на выход.
Выходное напряжение увеличива-
ется, так как эта энергия передаётся
на выходной конденсатор. Когда
ток индуктивности достигает нуля,
вся энергия оказывается передана
на выход; поэтому выпрямляющий
полевой МОП-транзистор выклю-
чается, а микросхема переходит
в режим «сна» (фаза №2). В этот мо-
мент оба полевых МОП-транзистора
выключены (закрыты), так что вывод
SW находится в состоянии высокого
полного сопротивления. В индуктив-
ности и паразитных ёмкостях на этом
выводе продолжаются колебания,
пока не установится значение, равное
входному напряжению.
В течение фазы № 2 микросхема на-
ходится в состоянии высокого полного
сопротивления, а выходное напряже-
ние падает вследствие утечки на вы-
ходе. Поскольку микросхема не вы-
полняет операций переключения, ток,
потребляемый микросхемой в тече-
ние этого времени, и есть lQ. Фазы № 1
и № 2 определяют период переклю-
чения, в течение которого рассчиты-
вается средний входной ток. Ввиду
высокого входного тока в течение
времени переключения (фаза № 1)
среднее значение входного тока за это
время должно быть выше, чем lQ
микросхемы. Но поскольку длитель-
ность фазы № 1 очень мала, среднее
значение входного тока обычно лишь
немного больше, чем входной ток,
обусловленный током lQ.
Чтобы подчеркнуть эту разницу
между lQ и входным током при от-
сутствии нагрузки, в технических
данных некоторых микросхем в та-
блице электрических характеристик
имеются типовые значения входного
тока при отсутствии нагрузки. В дру-
гих описаниях приводятся графики,
показывающие входной ток при от-
сутствии нагрузки для конкретной
схемы. На рисунке 4 показан та-
кой график из технических данных
устройства TPS61220/21/22 [1]. В ка-
честве альтернативы на рисунке 5
показано, как значение lQ отражено
в таблице электрических характери-
стик. Эта таблица взята из техниче-
ских данныхTPS62120/22 [2], которые
представляют собой высокоэффек-
тивные понижающие преобразова-
тели. Типовое значение 13 мкА дей-
ствительно только для определённых
условий испытания, которые указа-
ны в таблице. Обратите внимание
на то, что в случае обоих устройств,
TPS61220 и TPS62120, входной ток при
отсутствии нагрузки выше, чем ток lQ
микросхемы. На рисунке 4 показано,
что входной ток при отсутствии на-
грузки, текущий в понижающий пре-
образователь TPS61221, составляет
20 мкА при VBX 1,2 В и VBblx.3,3 В. Это
намного выше, чем lQ на рисунке 1,
который равен 5 мкА на выводе
VBblx и 0,5 мкА на выводе VBX при тех
же условиях испытания. Эта разница
объясняется в разделе «Аспекты про-
ектирования».
Как использовать lQ
Знание lQ помогает разработчику
сравнивать рабочие характеристики
различных микросхем при низком
уровне мощности. Но lQ микросхемы -
это только часть входного тока систе-
мы, на который оказывают влияние
три фактора: внутренняя конструкция
каждой микросхемы (её lQ), навесные
элементы вокруг каждой микросхе-
мы и общая конфигурация системы.
Поскольку входной ток представляет
собой сочетание этих трёх составля-
ющих, потери, связанные с lQ, могут
быть, а могут и не быть основными
потерями для конкретной системы,
и могут быть или не быть определяю-
щим фактором продолжительности
работы аккумулятора.
Параметр
Условия испытания
Мин. Обычн. Макс.
Ед. изм.
Питание
I Собственный
^ потребляемый ток
'вых~° мА> устройство не выполняет переключений,
EN=VBX, регулятор находится в режиме «сна»
11 18
мкА
1вых=0 мА, устройство выполняет переключение,
VBx=8 В, VBblx=1,8B
13
мкА
Рисунок 5. Характеристика входного тока при отсутствии нагрузки из технических данных TPS62120/22
Компоненты TI Выпуск 4'2012
Сканти Рус www.scanti.com
Если система, в которую входит ми-
кросхема, действительно использует
её при отсутствии нагрузки на выхо-
де, тогда микросхема с меньшим lQ
обычно имеет меньший входной ток
при отсутствии нагрузки, что приво-
дит к более длительному времени
работы аккумулятора. Это предпо-
лагает, что обе микросхемы име-
ют режим энергосбережения и что
этот режим включён. Однако режим
энергосбережения может работать
по-разному у различных микросхем,
приводя к совершенно разным вход-
ным токам при отсутствии нагрузки.
Если система в целом (приложе-
ние) не работает при отсутствии
нагрузки, но работает в режимах
ожидания или бездействия, в кото-
рых процессор или другая нагрузка
продолжает потреблять некоторый
ток, тогда полезность информации
об lQ быстро уменьшается. Чтобы по-
казать это, рассмотрим устройство
TPS62120, питающее MSP430™ от TI
и другие цепи, потребляющие в об-
щем 100 мкА при напряжении 2 В.
При 8 В на входе TPS62120 работает
с КПД 60% (рисунок 6 [2]), что даёт
входной ток
Этот входной ток включает в себя
lQ (11 мкА), который составляет очень
большую часть общего входного тока
(примерно 26%). Но если нагрузка
в режиме ожидания возрастает до
1 мА, входной ток при напряжении
8 В составляет:
Тогда 11 мкАтока lQ вообще не будут
представлять собой сколько-нибудь
значительной части (порядка 3,5%).
Чтобы точно оценить входной ток
в режиме ожидания системы, дол-
жен быть известен ток, потребляе-
мый нагрузкой. Простое использо-
вание lQ вместо этого входного тока
при малой нагрузке не даёт точной
оценки тока, потребляемого от акку-
мулятора.
Любой график КПД в технических
данных показывает общий КПД схе-
мы и учитывает потери, обусловлен-
ные lQ. Поэтому потери, обусловлен-
Рисунок 6. Гоафик КПД для ТР562120
ные lQ, не следует добавлять к поте-
рям, показанным на графиках.
Аспекты
проектирования
При измерении значений 1дили
взятии их из технических данных
можно сделать множество ошибок.
Перечисленные ниже пять аспектов
помогут разработчику избежать этих
ошибок.
1. IQ микросхемы невозможно из-
менить. Невозможно сделать
что-то вне самой микросхемы,
что могло бы повлиять на lQ. IQ ва-
рьируется в зависимости от вход-
ного напряжения и температуры,
но это изменение определяется
поведением внутренних электри-
ческих цепей микросхемы. Если
микросхема используется в при-
нудительном режиме ШИМ или
нагрузка подключена к выходу,
тогда lQ более не применим к этой
схеме, и вместо этого следует
пользоваться понятием входного
тока. В приложении можно сде-
лать множество вещей, которые
повлияют на входной ток, но не
на lQ.
2. Необходимо рассматривать
указанные условия работы. IQ
указывается только для рекомен-
дуемых условий работы микро-
схемы и для определённых усло-
вий испытаний, в частности, для
конкретных значений входного
напряжения и выходного напря-
жения. Для любой микросхемы
указанное значение lQ не гаранти-
руется, если входное напряжение
выше рекомендованного макси-
мального значения (но ниже, чем
абсолютное максимальное зна-
чение) или если входное напря-
жение ниже рекомендованного
минимального значения (но выше
уровня UVLO). В случае понижаю-
щего преобразователя значение lQ
действительно, только если вход-
ное напряжение выше выходного
напряжения и если устройство
не находится в выключенном со-
стоянии вследствие низкого на-
пряжения (режим 100%). В случае
повышающего преобразователя
входное напряжение должно быть
меньше, чем выходное напря-
жение, чтобы микросхема не на-
ходилась в режиме пониженного
потребления энергии.
3. Входной ток часто связан с вы-
ходом. Большая часть lQ в случае
синхронных повышающих пре-
образователей обычно обуслов-
лена выходным напряжением.
Поскольку энергия в конечном
счёте должна поступать с входа,
входной ток при отсутствии на-
грузки значительно выше, чем lQ,
потому что входной ток в случае
повышающего преобразователя
должен быть больше, чем его
выходной ток. Рассмотрим по-
вышение с помощью TPS61220
с 1,2 В до 3,3 В. При lQ равном
5 мкА на VBblx и 0,5 мкА на VBX,
и предполагая, что КПД преоб-
разования составляет 100%, вход-
ной ток, обусловленный одним
только lQ, составляет:
Фактически схема потребляет при-
мерно 20 мкА входного тока при
отсутствии нагрузки (как показано
на рисунке 4) просто из-за потерь,
не связанных с lQ, таких как потери
при переключениях и управлении за-
творами.
Здесь важно, что эти 20 мкА вход-
ного тока намного больше, чем
5,5 мкА lQ микросхемы, потому что
TPS61220 - это повышающий преоб-
разователь, который берёт большую
часть своего lQ от выходного напря-
жения.
4. Рассмотрите все возможные пути
протекания входного тока. При
измерении lQ на оценочном мо-
дуле (EVM) или на другой плате
разработчик должен убедиться
в том, что входной ток платы по-
ступает в микросхему полностью
и не течёт в другие места на пла-
те. Утечки из конденсаторов или
других устройств, даже если эти
устройства отключены, могут
быть значительными ввиду ма-
лых значений lQ и могут влиять
на входной ток платы. Кроме
того, в некоторых модулях EVM
и в большинстве плат оконечного
оборудования входное напряже-
ние или выходное напряжение
подаётся на подтягивающие ре-
зисторы, индикаторные свето-
диоды или на другие устройства,
через которые при определён-
ных условиях может утекать ток.
Очевидно, этот потребляемый ток
не является частью lQ микросхемы.
Наконец, lQ микросхемы не имеет
значения как параметр системы,
поскольку то, что фактически
нужно, - это общий входной ток;
и его легко измерить при требуе-
мых условиях испытания.
5. Разные методики измерения мо-
гут давать сильно отличающие-
ся результаты. Чтобы получить
точные результаты измерения
входного тока при низком энерго-
потреблении или КПД в режиме
энергосбережения, важно выдер-
жать соответствие описанию ис-
пытательной установки,которое
имеется в [3].
Заключение
lQ _ важный для проектирования
параметр микросхем, используемых
в современных преобразователях
постоянного тока с низким энерго-
потреблением, который частично
определяет ток, потребляемый от ак-
кумулятора в условиях малой нагруз-
ки. IQ не является входным током ми-
кросхемы при отсутствии нагрузки,
так как микросхема потребляет ток
lQтолько в состоянии отсутствия на-
грузки, когда она включена и не вы-
полняет операций переключения.
Вследствие утечек на выходе микро-
схема должна выполнять операции
переключения, чтобы поддерживать
регулируемое выходное напряжение.
Вместо использования lQ микросхемы
в качестве оценки тока, потребляе-
мого от аккумулятора, разработчи-
ку следует измерить и использовать
входной ток системы при отсутствии
нагрузки. Чтобы оценить ток, потре-
бляемый от аккумулятора, ещё луч-
ше определить нагрузку системы,
когда система находится в режиме
низкого энергопотребления, а за-
тем измерить фактический ток, по-
требляемый от аккумулятора в этой
рабочей точке. Такой подход вместо
простого использования lQ позволяет
точно спрогнозировать время работы
аккумулятора.
Литература
Получить дополнительную ин-
формацию можно загрузив файл
в формате Acrobat® Reader® с сайта
www.ti.com/lit/iitnumber, заменив
"litnumber" идентификатором доку-
мента TI #:
1. "Low input voltage step-up
converter in 6 pin SC-70 package"
TPS61220/21/22 Datasheet
(slvs776).
2. "15V, 75mA high efficient buck
converter" TPS62120/22 Datasheet
(slvsad5).
3.Jatan Naik, "Performing
accurate PFM mode efficiency
measurements" Application Report
(slva236).
НОВОСТИ
Новые DC/DC-конвертеры
для усилителей мощности в RF-приложениях
TI добавила в свою линейку микросхем,
предназначенных для источников пита-
ния RF-устройств, два новых импульсных
DC/DC-конвертера. LM3242 и LM3243
представляют собой адаптивные микро-
схемы для построения источников пи-
тания, которые минимизируют потре-
бляемую мощность усилителей радио-
частотного диапазона в любых условиях
эксплуатации. Также как и микросхема
LM3241, новые изделия способны прод-
лить жизнь батарей питания и снизить те-
пловые потери в портативных приборах
для 2G, 3G и 4С-приложений, таких как
смартфоны и мобильные ПК.
www.ti.com/rfpower-pr
Джон Беттен (John Betten)
SEPIC-топология с взаимосвязанными
индуктивностями. Характеристика и преимущества
Преобразователь с несимметрично
нагруженной первичной индуктив-
ностью (SEPIC) способен работать
от входного напряжения, которое
больше или меньше регулируемо-
го выходного напряжения. Помимо
того, что он способен работать как
в качестве понижающего, так и в ка-
честве повышающего преобразова-
теля, SEPIC-преобразователь также
имеет минимум активных элемен-
тов, простой контроллер и схемы
переключений с ограничением, ко-
торые обеспечивают работу с низким
уровнем шума. SEPIC часто отличают
по использованию двух магнитных
катушек. Эти катушки могут быть
намотаны на общий сердечник, как
в случае индуктивности, представ-
ляющей собой две обмотки с взаи-
мосвязью, или могут быть отдельны-
ми катушками двух индуктивностей
без взаимосвязи. Разработчик часто
не уверен в том, какой из подходов
является наилучшим, и есть ли на
самом деле какая-то разница меж-
ду ними. В статье рассматривается
каждый из подходов и его влияние
на практическое воплощение топо-
логии SEPIC.
Функционирование
электрической схемы
На рисунке 1 показана базовая
схема SEPIC с взаимосвязанными
индуктивностями. Когда полевой
транзистор (Q1) включается, входное
напряжение подаётся на первичную
индуктивность. Так как отношение
витков 1:1, на вторичную индуктив-
ность также оказывается подано
напряжение, равное входному на-
пряжению; но, ввиду полярности ин-
дуктивностей, на аноде выпрямителя
(D1) оказывается отрицательный по-
тенциал и обратное смещение. При
смещении выпрямителя требуется
выходной конденсатор для поддер-
жания нагрузки в течение этого вре-
мени включения, который вынуждает
конденсатор переменного тока (САС)
заряжаться до входного напряже-
ния. Пока Q1 включён, ток протека-
ет в обеих индуктивностях через Q1
на землю, при этом ток вторичной
индуктивности течёт через конден-
сатор переменного тока. Общий ток
полевого транзистора в течение вре-
мени включения представляет собой
сумму входного тока и выходного
вторичного тока.
Когда полевой транзистор выключа-
ется, напряжение на индуктивностях
меняет полярность для поддержания
тока. Напряжение на вторичной ин-
дуктивности теперь ограничивается
выходным напряжением, когда вы-
прямитель проводит ток для подачи
его на выход. Благодаря эффекту
трансформатора это ограничивает
выходное напряжение на первичной
индуктивности. Напряжение на стоке
полевого транзистора ограничивает-
ся входным напряжением, к которо-
му прибавлено выходное напряже-
ние. Ток, текущий во время отклю-
чения полевого транзистора в обеих
индуктивностях, протекает через D1
на выход, при этом ток первичной
Q1
Рисунок 1. Базовая схема SEPIC с взаимосвязанными
индуктивностями
индуктивности течёт через конденса-
тор переменного тока.
Уравнивание
вольт-микросекунд
Схема работает аналогичным
образом, если индуктивность, со-
стоящую из двух взаимосвязанных
индуктивностей, заменить двумя
индуктивностями, не имеющими
взаимосвязи. Для того чтобы схема
работала надлежащим образом,
необходимо поддерживать вольт-
микросекундный баланс в каждом
магнитном сердечнике. То есть для
этих двух индуктивностей без взаи-
мосвязи произведения напряжения
каждой индуктивности на время
должны быть равны по величине
и противоположны по полярности
в течение периодов ВКЛ. и ВЫКЛ.
полевого транзистора. Можно пока-
зать алгебраически, что конденсатор
переменного тока в случае индуктив-
ностей без взаимосвязи также за-
ряжается до входного напряжения.
Индуктивность со стороны выхода
ограничивается выходным напряже-
нием в течение времени выключения
полевого транзистора, как и вторич-
ная индуктивность в случае индук-
тивностей с взаимной связью. В те-
чение времени включения полевого
транзистора на конденсаторе пере-
менного тока создаётся потенциал,
равный входному напряжению,
но противоположный по полярности
относительно напряжения на индук-
тивности. При заданных ограничен-
ных напряжениях на индуктивности
в течение каждого интервала вольт-
микросекундное уравнивание опре-
деляет рабочий цикл (D):
Это просто при работе в режи-
ме непрерывной проводимости
(ССМ). Напряжение, создаваемое
на индуктивности со стороны вхо-
да, равно входному напряжению,
когда полевой транзистор включён.
Когда полевой транзистор выклю-
чен, вольт-микросекундный баланс
поддерживается путём ограничения
\/оитиа нём. Легко запомнить, что
когда полевой транзистор включён,
входное напряжение подано на обе
индуктивности; а когда полевой
транзистор выключен, на обеих будет
выходное напряжение. Временные
зависимости напряжения и тока двух
схем SEPIC с индуктивностями без
взаимосвязи очень похожи на такие
же зависимости в случае варианта
с взаимосвязанными индуктивно-
стями, настолько, что их трудно от-
личить друг от друга.
Две или одна?
Если разница в работе схемы
между этими типами SEPIC невели-
ка, имеет ли значение, какую из них
использовать? Схему с взаимосвя-
занными индуктивностями часто
выбирают, потому что в этом случае
в схеме меньше элементов, луч-
ше интеграция и ниже требования
к индуктивности по сравнению с ва-
риантом двух отдельных индуктив-
ностей. Однако ограниченный вы-
бор готовых узлов взаимосвязанных
индуктивностей высокой мощности
представляет собой проблему для
разработчиков устройств питания.
Если они делают выбор в пользу
разработки своих собственных ин-
дуктивностей, они должны указывать
все соответствующие электрические
параметры, а также быть готовыми
к тому, что сроки вывода изделий
на рынок будут больше. Топологии
SEPIC с взаимосвязанными индуктив-
ностями могут обладать преимуще-
ством с точки зрения индуктивности
рассеяния, которая снижает потери
переменного тока [1]. Индуктивности
с взаимосвязью должны иметь соот-
ношение витков 1:1 для обеспечения
вольт-микросекундного баланса.
Если остановиться на варианте с дву-
мя отдельными индуктивностями без
взаимосвязи, это обычно даёт намно-
го более широкий выбор готовых
комплектующих. Поскольку не требу-
ется, чтобы токи, и даже индуктивно-
сти, катушек были одинаковы, можно
выбирать комплектующие различных
размеров для реализации каждой
из них, что обеспечивает большую
гибкость.
Выражения с 1 по 3 показывают рас-
чёты индуктивности как для случая
взаимосвязанных индуктивностей,
так и для случая отдельных индук-
тивностей:
Эти выражения определяют мини-
мальную индуктивность, необходи-
мую для работы в режиме ССМ при
максимальном входном напряжении
и минимальной нагрузке. Сравнивая
эти выражения с работой в режиме
50%-го коэффициента заполнения
(что имеет место, если V!N равно V0ut)
и единичной эффективности, ви-
дим, что значение, рассчитанное для
взаимосвязанных индуктивностей
по выражению (1), вдвое больше,
чем в случае индуктивностей без вза-
имосвязи. Так как преобразователь
определённо будет иметь потери,
а большинство источников входного
напряжения существенно изменяют
свои параметры, это упрощённое
обобщение относительно индуктив-
ности обычно не верно; но часто его
бывает достаточно для всех случаев,
за исключением предельных. Обычно
это означает, что преобразователь
войдёт в режим прерывающейся
проводимости (DCM) несколько
раньше (или позже), чем ожидает-
ся, что в большинстве случаев оста-
ётся приемлемым. Как указывалось
ранее, в случае индуктивностей без
взаимосвязи не обязательно нужно,
чтобы индуктивность со стороны вы-
хода имела такое же значение, что
и индуктивность со стороны входа,
как это часто предполагается; но это,
конечно, можно сделать для просто-
ты. Значение индуктивности со сторо-
ны выхода можно просто определить
путём пропорционального измене-
ния индуктивности со стороны входа
на vout/vin- Преимущество исполь-
зования низкого значения индуктив-
ности со стороны выхода заключается
в том, что обычно она меньше и стоит
дешевле.
Примеры разработок
Технические характеристики, при-
ведённые в таблицей образуют осно-
ву для сравнения конструкторских
решений. В первом варианте реше-
ния используются взаимосвязанные
индуктивности, а во втором - две ин-
дуктивности без взаимной связи.
Вариант решения с использованием
взаимосвязанных индуктивностей яв-
ляется типичным при диапазоне вход-
ных напряжений, используемых в авто-
мобилестроении, при выходной мощ-
ности 64 Вт. Согласно выражению (1),
узел взаимосвязанных индуктивно-
стей требует значения индуктивности
12 мкГн, при этом номинал общего тока
будет 13 А (на основании l,N + l0UT).
Этот вариант решения создаёт опреде-
лённые трудности при практической
реализации ввиду ограниченного вы-
бора готовых серийно выпускаемых
индуктивностей. Поэтому была указана
и разработана заказная индуктивность
от компании Renco. Эта индуктивность
была намотана на разъёмный сердеч-
ник, чтобы специально внести индук-
тивность рассеяния с целью сведения
к минимуму циркулирующих пере-
менных токов, которые могут вносить
потери. Эти потери обусловлены тем,
что пульсирующее напряжение кон-
денсатора переменного тока подаётся
на индуктивность рассеяния. В случае
разработок низкой мощности узлы
взаимосвязанных индуктивностей
компаний Coilcraft (серия MSS1278)
и Coiltronics (серия DRQ74/127) явля-
ются хорошими вариантами готовых
комплектующих.
Таблица 1. Электрические характеристики опытных
образцов 5EPIC
Входное напряжение
8-32 В
Выходное напряжение
16 В
Максимальный выходной ток
4 А
Пульсации
1%
Минимальный КПД
(при максимальной нагрузке)
91%
Рисунок 2. SEPIC (16 В при 4 А) с узлом взаимосвязанных индуктивностей
В случае решения с индуктивностя-
ми без взаимосвязи изделие Coilcraft
SER2918 с номиналом 33 мкГн ис-
пользовалось в качестве L1, а индук-
тивность Coiltronics НС9 с номиналом
22 мкГн была использована в качестве
L2. Каждая из индуктивностей была
выбрана исходя из сопротивления
обмотки, номинального тока и раз-
мера. При выборе индуктивностей
разработчик должен также учитывать
потери в сердечнике и потери пере-
менного тока в обмотках. Эти потери
снижают допустимый постоянный ток
через индуктивность, но не все по-
ставщики предоставляют соответ-
ствующую информацию, чтобы про-
вести такие расчёты. Пренебрежение
надлежащим расчётом этих потерь
может значительно увеличить тем-
пературу сердечника, которая выйдет
за пределы обычных 40 °С. Это также
может снизить КПД и ускорить пре-
ждевременный выход из строя.
На рисунке 2 показана схема опыт-
ного образца SEPIC с узлом взаимо-
связанных индуктивностей. Чтобы
реализовать индуктивности без вза-
имной связи, узел взаимосвязанных
индуктивностей был просто заме-
нён двумя индуктивностями на той
же печатной плате. На рисунке 3
показаны обе схемы опытных об-
разцов. На рисунке 36, L1 занимает
место узла взаимосвязанных индук-
тивностей, a L2 находится в верхнем
правом углу.
Как и ожидалось, обе схемы рабо-
тали примерно одинаково, с прак-
тически одинаковыми временными
зависимостями напряжения и тока
коммутации. Но было и несколько
ключевых отличий в работе. В то вре-
мя как контур управления варианта
с взаимосвязанными индуктивно-
стями вёл себя достаточно спокой-
но, вариант с индуктивностями без
взаимосвязи изначально был не-
устойчив. Измерение коэффициента
усиления контура показало, что ви-
новником этого является высокодо-
бротный низкочастотный резонанс,
требующий добавления гасящего
R/C-фильтра, подключённого па-
раллельно конденсатору перемен-
ного тока. Резонансная частота, хотя
это и очень упрощённое выражение,
оказалась примерно равной:
1
2nJCACx(U + L2)'
Схема SEPIC имеет довольно слож-
ную характеристику контура управле-
ния, заставляющую использовать ма-
тематический аппарат для подробно-
го анализа, потому что аналитические
результаты зачастую трудно истолко-
вать. Добавление этого гасящего R/C-
фильтра (220 мкФ/2 Ом) повышает
стоимость, увеличивает площадь,
занимаемую схемой, и потери. Это
лишние 10% площади, которые тре-
буются для двух индуктивностей без
взаимосвязи, по сравнению с вари-
антом, когда используется один узел
взаимосвязанных индуктивностей.
На рисунке 4 показаны результаты
измерения КПД обеих схем. Из ри-
сунка видно, что имеется выигрыш
КПД по всей плате до 0,5% в слу-
чае варианта с взаимосвязанными
индуктивностями. Вероятно, это
обусловлено низкими общими по-
терями в сердечнике в конструкции
с взаимосвязанными индуктивностя-
Рисунок 4. И вариант с взаимосвязанными индуктивностями, и вариант с индуктивностями
без взаимосвязи позволяют добиться высокого КПД
ми, поскольку в этом случае потери
постоянного тока в проводке были
фактически выше, чем аналогичный
показатель в случае варианта с раз-
дельными индуктивностями без вза-
имосвязи. В L2 используется сердеч-
ник из прессованного карбониль-
ного железа, который, как правило,
имеет большие потери, чем ферри-
товый материал, используемый в L1
и заказном узле взаимосвязанных
индуктивностей компании Renco [2].
Хотя можно было использовать фер-
ритовый материал в индуктивности
L2, это привело бы к увеличению
площади, занимаемой схемой.
Заключение
Топологию SEPIC можно успешно
реализовать либо с узлом взаимо-
связанных индуктивностей, либо
с двумя индуктивностями без взаи-
мосвязи. Улучшенный КПД, мень-
шая площадь, занимаемая схемой,
и более устойчивая характеристика
контура управления - вот преимуще-
ства опытного образца аппаратной
реализации, в которой используется
заказной, надлежащим образом на-
мотанный узел взаимосвязанных ин-
дуктивностей. В то время как заказные
комплектующие менее желательны,
чем готовые серийные детали, имеет-
ся много готовых узлов взаимосвязан-
ных индуктивностей, хотя и маленьких
размеров. Если время вывода изделия
на рынок является критически важным
параметром, вариант с индуктивно-
стями без взаимосвязи обеспечивает
разработчику большую гибкость.
Литература
1. John Betten. (May 27, 2010). SEPIC
converter benefits from leakage
inductance. PowerPulse.Net Design
Features [Online].
2. Robert Kollman. (July 13, 2009).
Power tip: Don't get burned by
inductor core losses. EE Times Power
Management DesignLine [Online].
НОВОСТИ
Синхронный понижающий 15-В, 30-А регулятор TPS53355
с эффективностью 90%
Высококачественный
регулятор напряжения
в новом корпусе PowerStack™
со встроенными полевыми
транзисторами (FET) обладает
высочайшей эффективностью
и быстродействующей защитой
от переходных процессов
TI представила синхронный понижаю-
щий 30-А регулятор со встроенными
MOSFET. Эффективность нового регуля-
тора достигает 90%. Он отличается бы-
стропротекающими переходными про-
цессами и заключён в компактный корпус
PowerStack QFN (5x6 мм).
TPS53355 превосходно подходит для
устройств, которым необходимо низ-
кое выходное напряжение, высокий ток
и увеличенная удельная мощность: ноут-
буки, встроенные компьютеры, серверы,
системы хранения данных и телекомму-
никационные системы.
В регуляторе TPS53355 используется
функция управления режимами D-CAP™,
позволяющая получить переходный ре-
жим до 2 А/мкс, что на 20% превосходит
скорость других решений с управлением
по току или напряжению. Кроме того,
управление режимами D-CAP миними-
зирует потребность во внешних компо-
нентах и избавляет от необходимости
в компенсации внешнего контура.
Ключевые особенности и преиму-
щества TPS53355
• Высокая эффективность и произво-
дительность: входное напряжение до
15 В, эффективность 90% при токе
30 А, входном напряжении 12 В, вы-
ходном - 1,5 В и частоте коммутации
500 кГц.
• Высокая точность: точность регули-
ровки напряжения составляет 1%.
• Эффективность при низких нагруз-
ках: работа в режиме автоматическо-
го пропуска цикла коммутации Есо-
Mode™.
• Миниатюрные размеры решения:
выбираемый диапазон частоты пере-
ключения от 250 кГц до 1 МГц и ком-
пактный корпус QFN со встроенными
транзисторами верхнего и нижнего
плеча - всё это позволяет уменьшить
размер решения на 20% .
www.ti.com/tps53355-preu
Повышающий регулятор
с частотно-импульсным управлением
Представляем схему РМР3976 (рисунок 1), разработан-
ную для коммерческого светодиодного осветительного
прибора. Топология преобразователя с несимметрично
нагруженной первичной индуктивностью обладает сле-
дующим преимуществом над топологией обратноходо-
вого преобразователя: формы коммутационных кривых
силового полупроводника уменьшаются, что позволяет
применять более низкое напряжение и, следовательно,
более производительные комплектующие. Благодаря
этому КПД в данном случае повышается приблизительно
на 2%. Помимо этого, в преобразователе с несимметрич-
но нагруженной первичной индуктивностью возникает
Таблица 1. Технические характеристики устройства
Технические
характеристики
устройства
Минимальное Типичное Максимальное Единица
значение значение значение измерения
Выходное
300
В
напряжение
Выходной ток
-
0,35
-
А
меньше «звона», что упрощает фильтрацию электромаг-
нитных помех.
Для формирования кривой входного тока в схеме
светодиодного освещения используется повышающий
регулятор UCC28810, работающий в переходном ре-
жиме. Работа схемы начинается с автономной заряд-
ки конденсатора Сб. Питание работающего регулятора
осуществляется с помощью вспомогательной обмотки
индуктора SEPIC. Выходной конденсатор относительно
большой ёмкости ограничивает прерывистый ток свето-
диодов до 20% постоянного тока. Следует отметить, что
переменный ток и сила токов в преобразователе SEPIC,
работающем в переходном режиме, довольно высоки,
вследствие чего для снижения потерь в индукторе не-
обходимо использовать многожильные провода и ма-
териал сердечника с малыми потерями.
КПД в европейском линейном диапазоне имеет до-
вольно высокое значение, пик которого составляет 92%.
Рисунок 4
Такой высокий КПД достигается посредством ограниче-
ния «звона» на силовых полупроводниковых приборах.
Как видно из формы кривой тока, коэффициент мощ-
ности также имеет довольно высокое значение - свыше
96%. Интересно, что имеет не вполне синусоидальную
форму, но демонстрирует некоторую крутизну на перед-
нем и заднем фронтах. Это вызвано тем, что схема из-
меряет не входной ток, а ток коммутации. Тем не менее
форма кривой соответствует европейским требованиям
к синусоидальным токам.
На рисунке 2 представлена схема, которая относится
к плате с печатным монтажом РМР3976, вариант В.
Ток нагрузки: ток в цепи светодиодов с входной мощ-
ностью 230 Вдс-
Рисунок 7. Коэффициент гармоник
На рисунке б представлено тепловое изображение
платы. Температура среды в момент съёмки составля-
ла 26 °С, принудительный поток воздуха отсутствовал.
На входе подавалось 230 ВАС.
На рисунке 7 показан коэффициент гармоник
и предельные значения характеристик осветитель-
1 Frequency 100
Рисунок 8. Частотная характеристика
ного оборудования класса С в соответствии со стан-
дартом EN61000-3-2; входное напряжение составляло
230 ВАС.
На приведённом графике (рисунок 8) демонстриру-
ется частотная характеристика контура обратной связи.
На входе подавалось 220 ВАо Нижняя кривая коэффици-
Таблица 2. КПД и коэффициент мощности
0,349
245,4
176,4
0,544
0,98
85,64
8,398
91,1
0,349
245,3
202,6
0,473
0,979
85,61
8,208
91,3
0,35
245,3
226,3
0,43
0,975
85,86
9,201
90,5
0,35
245,3
248,4
0,399
0,969
85,86
10,184
89,4
0,35
245,3
265,7
0,378
0,962
85,86
10,763
88,9
0,348
303,9
149,9
0,803
0,988
105,75
13,168
88,9
0,349
303,3
175,2
0,677
0,983
195,85
10,742
90,8
0,349
303,8
199,9
0,588
0,984
106,03
9,634
91,7
0,349
303,3
224,8
0,527
0,983
105,85
10,604
90,9
0,349
303,2
249,8
0,482
0,978
105,82
11,938
89,9
0,349
303
264,2
0,461
0,975
105,75
13,004
89
ента усиления строилась при выходной мощности 300 В.
Верхняя кривая коэффициента усиления строилась при
выходной мощности 250 В.
На рисунке 11 демонстрируется напряжение на аноде
диода D1. На входе подавалось 250 BDC.
На рисунке 9 демонстрируются входные напряжение и ток.
Входное напряжение составило 230 ВАС.
Рисунок 10. Форма кривой напряжения МОП-транзистора
На рисунке 10 демонстрируется напряжение сток-исток
на транзисторе Q3. Входное значение - 250 В.
На рисунках 12 и 13 демонстрируются токи в отдельных
обмотках индуктора.
Другие типовые решения смотрите на сайте www.
ti.com/powerreferencedesigns
Рисунок 11. Форма кривой напряжения отпирания диода
Джефф Фэйлин (Jeff Falin), Зянхао Менг (Xianghao Meng)
Подсветка планшетных ПК
Введение
Ожидается, что рынок планшетных
ПК вырастет с чуть более 50 млн штук
в этом году до более 200 млн штук
к 2016 году. На сегодня всё ещё нет
стандартной архитектуры планшет-
ных ПК. Например, некоторые моде-
ли питаются от одного литий-ионного
аккумулятора, а в других использу-
ются два литий-ионных аккумулято-
ра. Вне зависимости от того, сколь-
ко аккумуляторов используется, все
производители планшетных ПК хотят
добиться максимального времени
их работы. Подсветка экрана может
быть одной из самых энергоёмких си-
стем в планшетном компьютере. При
размерах экрана от 7 до 10 дюймов
количество светодиодов подсветки
в последних моделях планшетных
ПК составляет от 20 до 36. В статье
содержатся указания относитель-
но того, как выбрать оптимальный
драйвер белых светодиодов и кон-
фигурацию светодиодной линейки,
чтобы выполнить требования при-
ложений планшетных ПК не в ущерб
КПД и, следовательно, длительности
работы аккумулятора.
Требования
к подсветке
планшетных ПК
Подобно ноутбуку или нетбуку,
приложение драйвера подсвет-
ки планшетного компьютера имеет
в своей основе преобразователь по-
стоянного тока и резистивную цепь
светодиодов до общей шины (зем-
ля). Приложениям такого типа обыч-
но предъявляют следующие требо-
вания:
1. Низкий уровень ЭМП в диапазоне
РЧ.
2.Отсутствие видимого мерцания
при регулировке подсветки.
3. Минимальный звуковой шум, вы-
зываемый пьезоэлектрическим
шумом выходного керамического
конденсатора.
4.Равномерная яркость по всему
экрану.
5. Большой диапазон регулировки
яркости.
6. Наивысший КПД для обеспечения
максимального времени работы
аккумулятора.
Выполнение первого требования -
низкого уровня ЭМП в диапазоне
РЧ - обеспечивается относитель-
но легко. Разработчики источников
питания уже давно обеспечивают
его выполнение такими способами,
как задание частоты переключения
и высших гармоник за пределами
диапазона РЧ, использование экра-
нированных индуктивностей и про-
ектирование печатных плат с мини-
мальными длинами, но большой
шириной проводников, там, где это
возможно. Некоторые микросхемы
драйверов имеют встроенные цепи
управления затворами полевых
МОП-транзисторов с многоуровне-
выми передними фронтами для сни-
жения шума, создаваемого в диапа-
зоне РЧ.
Тип регулирования яркости силь-
но влияет на выполнение следующих
четырёх требований. При регулиро-
вании яркости с помощью широтно-
импульсной модуляции (ШИМ), при
которой импульсы тока светодиода
формируются при максимальном
уровне тока для получения среднего
постоянного тока светодиода, мерца-
ние подсветки не заметно до тех пор,
пока частота ШИМ-регулирования
яркости намного превосходит 60 Гц.
Мерцание не является проблемой,
если используется аналоговое регу-
лирование яркости, потому что уро-
вень постоянного тока светодиодов
для регулировки уменьшается от его
максимального значения.
Третье требование, минимальный
слышимый шум от керамического
конденсатора, зависит от тополо-
гии драйвера. На рисунке 1 показан
простой драйвер с токочувствитель-
ным резистором, через который ток
светодиода замыкается на землю.
Преобразователь регулирует напря-
жение на этом токочувствительном
резисторе и, таким образом, управ-
ляет током светодиода.
На рисунке 2 показан драйвер
со встроенными стоками тока.
Драйвер измеряет напряжения в каж-
дом стоке тока и гарантирует, что
преобразователь обеспечивает ров-
но столько мощности, сколько нужно
для поддержания работы стоков.
Что касается мерцания, оно не яв-
ляется проблемой, если используется
аналоговое регулирование яркости,
Рисунок 1. Простой драйвер светодиодов
потому что напряжение выходного
конденсатора претерпевает лишь
небольшие изменения, чтобы соот-
ветствовать небольшим изменениям
тока светодиодов. Но, если использу-
ется ШИМ-регулирование, становит-
ся важен способ, которым драйвер
предотвращает разрядку выходного
конденсатора. Самый простой драй-
вер имеет резистор между выводом
обратной связи драйвера (FB) и зем-
лёй, а выходной конденсатор может
сильно разрядиться при малых ко-
эффициентах заполнения сигнала
регулирования яркости, в промежу-
ток времени, когда преобразователь
драйвера фактически отключается.
Более сложные драйверы со встро-
енными стоками тока (как показано
на рисунке 2) вместо токочувстви-
тельного резистора просто отклю-
чают сток и преобразователь посто-
янного тока, питающий светодиоды,
тем самым ликвидируя пути разряд-
ки и повторной зарядки выходного
конденсатора. Некоторые драйверы
даже имеют в своём составе устрой-
ства хранения отсчётов на выходе
усилителя ошибки преобразовате-
ля, поэтому преобразователь бы-
стро возвращается в своё предыду-
щее состояние после импульса ШИМ
и, таким образом, не сильно изменя-
ет заряд выходного конденсатора.
Четвёртое требование, равномер-
ная яркость по всему экрану, лучше
всего реализуется путём точного
согласования токов светодиодов
в каждой линейке. Ключевой осо-
бенностью драйвера со встроенными
стоками является очень точное согла-
сование линеек светодиодов. В слу-
чае драйверов без стоков балластные
резисторы, включённые последова-
тельно со светодиодами, могут улуч-
шить выравнивание линеек.
Пятое требование, большой диапа-
зон регулирования яркости (напри-
мер, 0,1% или 1000:1), трудно выпол-
нить с помощью простого драйвера,
вне зависимости от того, использу-
ется аналоговое регулирование или
ШИМ-регулирование. В случае ана-
логового регулирования при малых
коэффициентах заполнения анало-
говые управляющие напряжения
становятся такими маленькими, что
токи утечки микросхемы и напряже-
ния смещения значительно снижают
точность. ШИМ-регулирование с по-
мощью простых драйверов наибо-
лее часто реализуется путём полного
включения и выключения преобра-
зователя. Такой вариант регулиро-
вания приводит к тому, что время
плавного пуска преобразователя вы-
нуждает использовать очень низкую
частоту ШИМ-регулирования ярко-
сти - близкую к диапазону мерцания.
Малый коэффициент заполнения
позволяет выходному конденсатору
разряжаться и создавать шум во вре-
мя перезарядки. Поэтому требование
больших диапазонов регулирования
лучше всего выполняется драйвером,
имеющим встроенные стоки тока,
которые включаются и выключаются
очень быстро.
Выполнение шестого и последнего
требования, высокого КПД, зависит
не только от драйвера, но и от кон-
фигурации светодиодов. Силовой
полевой МОП-транзистор преобра-
зователя постоянного тока драйве-
ра, индуктивность, и выпрямляющий
диод определяют КПД преобразова-
теля. Путь протекания тока на землю
в простом драйвере представляет
собой токочувствительный резистор.
Чем меньше напряжение на выводе
FB преобразователя, тем больше бу-
дет КПД всего драйвера. Аналогично,
в случае драйвера со встроенными
стоками тока, чем меньше минималь-
ное рабочее напряжение на этих сто-
ках, тем выше будет КПД драйвера.
Простой драйвер почти всегда будет
иметь более высокий КПД, чем драй-
вер со стоками, если они оба имеют
в точности одинаковые внешние эле-
менты, потому что стоки тока обычно
требуют более высокого напряжения
смещения, чем токочувствительный
резистор. Но для того чтобы выпол-
нить другие требования к рабочим
характеристикам планшетного ПК,
обычно лучше использовать драйвер
со встроенными стоками.
Оптимальная
конфигурация
светодиодов
Выбор оптимального количества
линеек и количества светодио-
дов в линейке с целью сведения
к минимуму энергопотребления и,
следовательно, достижения мак-
симального времени работы акку-
мулятора может быть непростой
задачей. Использование меньшего
количества линеек требует большего
количества светодиодов на одну ли-
нейку и приводит к более высоким
выходным напряжениям повышаю-
щего преобразователя. Чем больше
разница между входным и выход-
ным напряжениями повышающего
преобразователя, тем меньше будет
его КПД. Кроме того, большее ко-
личество линеек приводит к более
высокому общему выходному току
и большим потерям в индуктивности
и диоде повышающего выпрямителя.
На рисунке 3 показан КПД смодели-
рованного повышающего силового
каскада для трёх различных конфи-
гураций светодиодов с различными
сочетаниями последовательного (S)
и параллельного (Р) подключения.
Рисунок 2. Драйвер светодиодов со встроенными стоками тока
Рисунок 5. Микросхема ТР561181 А, питающая подсветку планшетного ПК
Использование большего количе-
ства линеек позволяет иметь мень-
шее количество светодиодов в одной
линейке и обеспечивает меньшее
выходное напряжение, но требует
больше стоков, которые должны рас-
сеивать мощность, и поэтому снижа-
ет общий КПД драйвера.
На рисунке 4 показан общий КПД
драйвера, который учитывает КПД
и силового каскада, и стоков тока,
для тех же конфигураций светодио-
дов, что изображены на рисунке 3.
По приведённым кривым видно, что
наилучший смоделированный КПД
имеет место при 5 последовательно
включённых светодиодах в 4 парал-
лельных линейках (5S4P) в случае 20
светодиодов, 6S4P в случае 24 свето-
диодов и 6S6P в случае 36 светодио-
дов. На основании этих результатов
общее эмпирическое правило полу-
чения максимального КПДдрайвера
подсветки планшетных ПК заключа-
ется в том, чтобы выбирать числа S
и Р равными или как можно более
близкими друг к другу, но при нали-
чии двух вариантов следует выбирать
меньшее число Р.
Пример
конфигурации
подсветки
На основании вышеизложенного
анализа драйвер подсветки со встро-
енными стоками, такой как драйвер
для ноутбуков TPS61181A TI, можно
оптимизировать для использования
в планшетных ПК (рисунок 5). В слу-
чае планшетных компьютеров с дву-
мя литий-ионными аккумуляторами
и драйвер, и повышающий силовой
каскад можно запитать прямо от ак-
кумулятора. В случае планшетного
ПК, питающегося от одного литий-
ионного аккумулятора, напряжение
смещения драйвера может обеспе-
чиваться шиной питания AVDD пане-
ли или другим устройством питания
в системе, которое имеет напряжение
4,5 В или более. Устройство TPS61181A
способно обеспечивать более высо-
кую мощность, чем требуется для
большинства планшетных ПК (си-
ловой транзистор имеет несколько
больший номинал и имеет очень
низкое сопротивление R3.M во вклю-
чённом состоянии). Поэтому потери
мощности в преобразователе ниже,
Рисунок 6. КПД устройства TPS61181А при питании от одного литий-ионного аккумулятора
чем в устройстве, специально рассчи-
танном на эту выходную мощность,
что ещё больше увеличивает КПД.
На рисунке б показаны результаты
измерения КПД устройства TPS61181A
в конфигурации 6S6P.
Заключение
Выбор оптимального драйвера
подсветки для планшетных ПК тре-
бует учёта всех требований, вы-
двигаемых этой прикладной за-
дачей. Драйвер со встроенными
стоками тока наилучшим образом
отвечает всем этим требованиям,
за исключением, возможно, тре-
бованию к КПД. Но тщательный
выбор драйвера с преобразова-
телем, рассчитанным на несколь-
ко большую мощность, внешними
элементами с наименьшим сни-
жением мощности и оптимальной
конфигурацией линеек светодио-
дов даёт подсветку планшетного
ПК, которая отвечает всем тре-
бованиям, обеспечивая при этом
максимальное время работы ак-
кумулятора.
НОВОСТИ
Первый в отрасли синхронный понижающий преобразователь
на 100 В с интегрированными МОП-транзисторами
Новое семейство совместимых
по выводам ИС с высокой
степенью интеграции экономит
место на печатной плате
и повышает надёжность
высоковольтных приложений
TI расширяет собственную линейку вы-
соковольтных устройств Point-of-Load,
представляет LM5017, синхронный по-
нижающий DC/DC-преобразователь
с интегрированными полевыми транзи-
сторами с выходным током 600 мА. Это
первый представитель нового семейства
понижающих импульсных преобразова-
телей, позволяющий сэкономить место
на печатной плате, снизить общую стои-
мость решения и повысить надёжность
высоковольтных цепей в телекоммуни-
кационном и промышленном оборудо-
вании, интеллектуальных сетях энерго-
снабжения и автомобильных системах.
Использование LM5017 совместно с отме-
ченным наградами онлайн-инструментом
разработки WEBENCH® упрощает высоко-
вольтную схему DC/DC-преобразования
и ускоряет процесс проектирования.
LM5017, рассчитанный на выходной ток
600 мА, также, какLM5018 стоком на вы-
ходе 300 мА и LM5019 с выходным током
100 мА, выполняют прямое преобразова-
ние напряжения в схемах Point-of-Load
с входным напряжением вплоть до 100 В.
Они позволяют отказаться от использо-
вания компонентов подавления бросков
напряжения или схем-фиксаторов, не-
обходимых для обеспечения надёжной
работы в высоковольтных приложениях.
Интегрированные МОП-транзисторы так-
же позволяют отказаться от использова-
ния включённых встречно-параллельно
диодов Шоттки и увеличивают эффектив-
ность работы. Совместимый по выводам
корпус LLP размером 4x4 мм обеспечи-
вает масштабируемое решение в широ-
ком диапазоне требований к питанию.
Архитектура управления с постоянным
временем включения (Constant On-Time -
СОТ) обеспечивает превосходный отклик
на быстрые изменения нагрузки без не-
обходимости реализации цепи обратной
связи, экономя при этом место на печат-
ной плате и упрощая процесс разработки
источника питания.
Новые преобразователи могут быть
использованы в качестве изолирован-
ных источников напряжения смещения
в системах, где необходим компактный,
эффективный изолированный источник
питания. В отличие от альтернативных об-
ратноходовых решений LM5017 работает
с частотой коммутации до 1 МГц, позволяя
значительно снизить стоимость преобра-
зователя.
Для приложений, требующих фикси-
рованной рабочей частоты, TI предлагает
UCC25230,100-В импульсный ШИМ кон-
вертер с функцией изолированного источ-
ника напряжения смещения. Устройство,
поддерживающее выходной ток до 200 мА,
выполнено по прямоходовой топологии
с управлением по напряжению.
www.ti.com/lm5017-pr
Тони Антоначчи (Tony Antonacci), Стив Терри (Steve Terry)
Примеры Qi-совместимых устройств
беспроводной зарядки
В беспроводной индуктивной систе-
ме зарядки, соответствующей стан-
дарту WPC, силовые линии связанного
поля создают переменный электриче-
ский ток во вторичной обмотке, ко-
торый можно выпрямить и получить
постоянный ток. Таким образом, по-
лучается источник питания для пор-
тативных устройств. Стандартизация
различных передающих и приёмных
устройств для передачи и приёма
энергии получает высокий приоритет
среди задач, возникающих на рын-
ке беспроводной передачи энергии.
Ранее любая компания, продавшая
приёмное устройство для беспро-
водной зарядки, должна была также
продать и соответствующее передаю-
щее устройство. Это затрудняло раз-
витие рынка беспроводной зарядки
и в конечном счёте вело к быстрому
распространению различных, несо-
вместимых друг с другом технологий
беспроводной передачи энергии. Для
решения этой проблемы консорциум
по беспроводной передаче энергии
(Wireless Power Consortium - WPC)
разработал стандарт Qi (произносится
как «чи») - первый общий стандарт,
обеспечивающий возможность взаи-
модействия между соответствующи-
ми стандарту передающими и при-
ёмными устройствами при уровнях
мощности до 5 Вт [1]. Стандарт Qi,
введённый в июле 2010 г., определяет
рабочую частоту, рабочие напряже-
ния и базовые конфигурации катушек
для системы беспроводной передачи
энергии. Кроме того, в нём опреде-
ляется протокол связи, посредством
которого приёмное устройство может
передавать информацию передающе-
му устройству, например, сообщать
о том, когда передающему устройству
следует прекратить подачу энергии (то
есть войти в режим энергосбереже-
ния, если мобильный телефон больше
не заряжается), сколько энергии тре-
буется приёмному устройству и спе-
дуетли увеличить или уменьшить вы-
ходную мощность. В результате теперь
возможен выпуск принадлежностей,
которые обеспечивают беспроводную
зарядку мобильных устройств, не тре-
буя базовой станции (передающего
устройства беспроводной передачи
энергии). Общий подход заключается
в том, чтобы предлагать потребителю
чехол, заднюю крышку, аккумулятор-
ный блок или футляр, в котором на-
ходится приёмная катушка и электрон-
ные элементы устройства для такой
беспроводной зарядки.
Общее описание
системы, совместимой
со стандартом WPC (Qi)
В индуктивной беспроводной си-
стеме зарядки на основе стандарта
WPC передающее устройство состоит
из преобразователя питания перемен-
ного / постоянного тока, задающего
устройства, передающей катушки,
схемы контроля тока и напряжения
и контроллера (рисунок 1).
Приёмное устройство имеет прини-
мающую катушку, схему выпрямления,
схему формирования напряжения (то
есть схему регулирования) и контрол-
лер. Нагрузкой может быть любое
устройство, питающееся от аккуму-
лятора, например сотовый телефон.
Энергия передаётся от передающего
устройства приёмному посредством
связанного магнитного поля, созда-
ваемого переменным током, проте-
кающим через катушку передающего
устройства. Если катушка приёмного
устройства находится в непосред-
ственной близости к передающему
устройству (зазор составляет менее
5 мм в направлении осей X-Y или Z),
значительная часть силовых линий
поля передающего устройства будет
связана с катушкой приёмного устрой-
ства. Эти силовые линии связанного
поля наводят переменный ток во вто-
ричной катушке, который можно вы-
прямить, чтобы получить напряжение
постоянного тока. В результате полу-
чается источник питания для сотового
телефона или другого переносного
устройства. Обратите внимание на то,
что канал беспроводной передачи
энергии по сути дела представляет
собой трансформатор без сердечника
со слабой связью между обмотками.
Варианты
архитектуры
устройств
Наискорейший путь к получению
изделий, совместимых со стандар-
том Qi, это разработка решений
дополнительного оборудования
либо с источником питания, либо
с зарядкой аккумулятора напря-
мую при применении стандарта для
проектирования базовых станций
(передающих устройств беспровод-
ной передачи энергии). В данном
случае термин «решение дополни-
тельного оборудования» означа-
ет функциональные возможности
беспроводной зарядки, которые
предоставляются в качестве допол-
нительного оборудования для мо-
бильных устройств. Двумя наиболее
распространёнными вариантами
практической реализации такого до-
полнительного оборудования явля-
ются чехол и задняя крышка. Чехол -
это пластмассовая оболочка, в кото-
рой находятся электрические цепи
беспроводной зарядки. Он защёл-
кивается на мобильном устройстве
и передаёт энергию в мобильное
устройство через внешние контакты.
Задняя крышка - это замена стан-
дартной задней крышки мобильно-
го устройства специальной задней
крышкой, в которой содержатся
электрические цепи беспроводной
зарядки. Альтернативным решени-
ем дополнительного оборудования
является внедрение цепей беспро-
водной зарядки в аккумулятор-
ный блок мобильного устройства,
и в этом случае аккумулятор заряжа-
ется напрямую [2].
Дополнительное оборудование
в виде блока питания
Приёмное устройство для беспро-
водной зарядки может имитировать
работу блока питания от сети, обе-
спечивая питание с напряжением
5 В и мощностью 5 Вт для мобиль-
ного устройства (рисунок 2). В про-
стейшем варианте требуются только
две линии - «беспроводная переда-
ча энергии» и «земля» - между при-
ёмным устройством беспроводной
зарядки и мобильным устройством.
Поскольку большинство Qi-
совместимых изделий первого по-
коления всё ещё будут иметь разъём
для проводного подключения, заря-
жать мобильные устройства можно
будет либо с помощью блока питания
от сети, либо с помощью беспровод-
ного источника питания (рисунок 2).
Оба источника подключаются к муль-
типлексору питания внутри мобильно-
го устройства. Обычно по умолчанию
выбирается зарядка от сетевого бло-
ка питания, а беспроводная зарядка
становится доступна при отсутствии
блока питания от сети. Во время бес-
проводной передачи энергии работа
канала передачи должна прерываться,
если появляется блок питания от сети,
или после окончания зарядки аккуму-
лятора. Это может достигаться путём
отправки сообщения в передающее
устройство, чтобы остановить пере-
дачу энергии, когда приёмное устрой-
ство обнаруживает состояние отсут-
ствия нагрузки. Чтобы смоделировать
это состояние, в мультиплексоре раз-
мыкается переключатель приёмного
устройства беспроводной зарядки.
Дополнительные линии сигналов мо-
гут помочь в предоставлении более
детальной информации о состоянии
отсутствия нагрузки.
Вариант дополнительного
оборудования с двумя
контактами
Хотя 2-контактное решение пред-
ставляет собой наименее дорогой ин-
терфейс между выходом беспровод-
ной передачи энергии и приёмным
устройством, его функциональные
возможности ограничены. Если есть
всего два контакта, к мобильному
устройству можно подключить только
линии «беспроводная передача энер-
гии» (то есть выход с напряжением 5 В)
и «земля». Более того, мобильное
устройство самостоятельно должно
принять решение, когда переклю-
чаться с зарядки от сетевого блока
питания на беспроводную зарядку.
Главный недостаток этого решения
заключается в том, что мобильному
устройству трудно сигнализировать
передающему устройству о том, что
зарядка закончилась. Для типовой
системы беспроводной передачи
энергии цикл зарядки может начи-
наться, когда пользователь ложит-
ся спать вечером, и обычно зарядка
продолжается примерно два часа.
После того как зарядка закончена,
желательно, чтобы приёмное устрой-
ство просигнализировало об оконча-
нии передачи энергии в передающее
устройство (как это определено про-
токолом WPC), чтобы передающее
устройство могло перейти в режим
энергосбережения. Но приёмное
устройство может обнаружить окон-
чание зарядки, только когда выход-
ной ток падает ниже определённого
порога. Хотя такой способ позволя-
ет передающему устройству перейти
в режим энергосбережения, эта воз-
можность ограничивается тем,что
ток питания является суммой тока
системы и тока зарядки.
Вариант дополнительного
оборудования с тремя
контактами
Это решение улучшает 2-контактное
решение, добавляя сигнал управле-
ния к линиям «беспроводная пере-
Рисунок2. 4-контактная архитектура дополнительного оборудования в виде источника питания имеет
вход подачи энергии по проводам
дача энергии» и «земля». Сигнал
управления может быть входным
сигналом для приёмного устройства
беспроводной передачи энергии,
управление которым осуществляет
мобильное устройство. Типичное при-
ложение должно включать в себя за-
рядное устройство внутри мобильного
устройства, определяющее окончание
зарядки и сигнализирующее об этом
состоянии приёмному устройству.
Приёмное устройство, в свою очередь,
способно сообщить об окончании пе-
редачи энергии передающему устрой-
ству, и передающее устройство пере-
ходит в режим энергосбережения.
Мобильное устройство непрерывно
питается от аккумулятора; поэтому
оно может продолжать подтверж-
дать окончание зарядки приёмному
устройству беспроводной зарядки
в течение неопределённого периода
времени. В результате общее энерго-
потребление передающего устройства
в течение всего цикла зарядки будет
очень низким. Более того, передаю-
щее устройство может использовать
информацию об окончании зарядки
от приёмного устройства, чтобы сооб-
щить пользователю о том, что зарядка
закончилась (например, с помощью
светодиодной сигнализации). Этот
способ также является более точным
при определении состояния оконча-
ния зарядки. Это потому, что мобиль-
ное устройство способно измерять
ток аккумулятора напрямую, тогда
как в случае беспроводной зарядки,
реализованной в задней крышке, воз-
можно только измерение суммы тока
системы и тока аккумулятора.
Вариант дополнительного
оборудования с четырьмя
контактами
4-контактное решение предостав-
ляет ещё больше возможностей, чем
3-контактный вариант. Например, оно
предусматривает два входа сигналов
управления - один может сигнализи-
ровать об окончании зарядки пере-
дающему устройству, а другой - сиг-
нализировать о том, что в мобильном
устройстве произошла ошибка заря-
да. На рисунке 2 показана альтерна-
тивная реализация 4-контактного ва-
рианта. Внешний блок питания может
быть источником входного напряже-
ния для приёмной схемы устройства,
а управляющий сигнал затвора поле-
вого транзистора блока питания мо-
жет поступать от приёмного устрой-
ства и подключаться к мобильному
устройству. Таким образом, приёмное
устройство способно обнаруживать
наличие блока питания, выключать
передающее устройство беспровод-
ной зарядки, а затем подавать напря-
жение блока питания прямо на при-
ёмное устройство.
Мультиплексор питания
мобильного устройства
Во время первой волны выхода
на рынок дополнительного обору-
дования для беспроводной зарядки
гнездо для проводного блока пита-
ния сохранится и будет соседствовать
с входом «беспроводная передача
энергии». В этом случае потребуется
мультиплексор питания для пере-
ключения между проводным и бес-
проводным источниками питания
(рисунок 3).
В этом варианте мультиплексирова-
ния питания одна схема из встречно
включённых полевых транзисторов
блокирует проводимость в прямом
и обратном направлениях, когда пе-
реключатель выключен. Такой подход
усиливает приёмное устройство бес-
проводной зарядки дополнительной
возможностью определять напряже-
ние блока питания (AD) и формиро-
вать управляющий сигнал для затво-
ра (AD_EN) при наличии напряжения
сетевого блока питания. Полевые
транзисторы должны быть включены
во «встречной» конфигурации, что-
бы запирать ток как в обратном,так
и в прямом направлениях, когда пере-
ключатель выключается. После этого
приёмное устройство беспроводной
зарядки может отключить передачу
энергии, если имеется сетевой блок
питания, и поддерживать активное
состояние управляющего сигнала
на затвор с помощью питания от этого
сетевого блока. Такой подход требует
наличия как минимум 4-контактного
интерфейса между оборудованием
беспроводной зарядки и мобильным
устройством («беспроводная переда-
ча энергии», AD, AD_EN и «земля»).
Количество контактов, которые требу-
ются для связи между дополнитель-
ным оборудованием беспроводной
зарядки и мобильным устройством,
можно уменьшить, введя автомати-
зированный мультиплексор питания
(рисунок 4). Этот подход не требует
линий AD и AD_EN. Приоритет отда-
ётся подаче питания по проводам с по-
мощью линии VSNS. Если в линии VSNS
обнаруживается напряжение, тракт
передачи энергии по проводам пере-
ходит в активное состояние. В против-
ном случае в активном состоянии на-
ходится тракт беспроводной зарядки.
Для того чтобы электронная схема
приёмного устройства могла обнару-
живать наличие порта блока питания
для остановки беспроводной переда-
чи энергии, она должна контролиро-
вать выходной ток питания. Контроль
выходного тока даёт возможность
обнаруживать действительно низкую
нагрузку (например, близкий к нулю
выходной ток), когда выключается
переключатель тракта беспроводной
передачи энергии. После этого при-
ёмное устройство может отправить
команду в передающее устройство,
чтобы остановить передачу энергии.
Вариант, реализуемый
в аккумуляторном блоке
мобильного устройства
Встраивание электронной схемы
и приёмной катушки в аккумулятор-
Рисунок 4. Автоматизированное переключение может уменьшить количество контактов, необходимое для
связи между оборудованием беспроводной зарядки и мобильным устройством
ный блок приёмного устройства даёт
пользователю возможность перезаря-
жать аккумулятор, когда он либо уста-
новлен в мобильное устройство, либо
просто положен прямо на поверх-
ность передающего устройства бес-
проводной зарядки (подобно тому,
как пользователи поступают, встав-
ляя аккумулятор в гнездо зарядного
устройства). Однако в этом случае
возникают ограничения с точки зре-
ния возможности выбора между за-
рядкой по проводам и беспроводным
зарядным устройством. Оптимальным
было бы решение, которое не увели-
чивает количество контактов аккуму-
лятора. Термочувствительный рези-
стор (NTC), встроенный в аккумуля-
торный блок, гарантирует безопасные
рабочие температуры аккумулятор-
ной ячейки при зарядке (рисунок 5).
Но только в этом варианте электрон-
ная схема приёмного устройства мо-
жет использовать его для обнаруже-
ния активного или отключённого со-
стояния зарядки по проводам.
Когда зарядное устройство акку-
мулятора мобильной системы актив-
но, имеется некоторое напряжение
на термочувствительном резисто-
ре с отрицательной температурной
характеристикой (NTC). Когда оно
не работает, напряжение на NTC-
резисторе подтягивается к уровню
напряжения земли аккумулятора.
Поэтому электронная схема приёмно-
го устройства в аккумуляторном бло-
ке может обнаруживать наличие это-
го напряжения и сразу же отключать
беспроводное зарядное устройство.
Этот сценарий реализуется, только
когда приёмное устройство поме-
щается на специальную поверхность
беспроводной зарядки и при этом
проводной блок питания подклю-
чен. Хотя такое и не является частым,
подача тока, вдвое превышающего
ток зарядки, может нанести ущерб
ячейкам аккумулятора. Такой под-
ход отдаёт приоритет тракту зарядки
по проводам, потому что приёмное
устройство обнаруживает сигнал
от резистора NTC и предпринимает
надлежащие действия. Чтобы отдать
приоритет беспроводной зарядке,
алгоритм обнаружения должен быть
реализован в мобильной системе.
Тогда алгоритм обнаружения в систе-
ме работает противоположным об-
разом, контролируя линию сигнала
с NTC-резистора на наличие напря-
жения, которое присутствует, когда
работает беспроводное зарядное
устройство.
На рисунке 5 контуры контроля на-
пряжения и тока включены непосред-
ственно после каскада выпрямления
в электронной схеме приёмного
устройства. В результате контроллер
может реализовать алгоритм заряд-
ки, который оптимизирует интегра-
цию и эффективность, исключая ка-
скад «формирования напряжения»,
имеющийся в вариантах зарядного
устройства в виде блока питания.
Литература
1. Консорциум по беспровод-
ной передаче энергии, www.
wirelesspowerconsortium.com/
2. Подробнее о реализации изде-
лий, соответствующих требова-
ниям WPC, а также о трудностях
проектирования, www.ti.com/
wirelesspower
Рисунок 5. Чтобы обеспечить безопасные рабочие температуры ячеек аккумулятора во время зарядки,
в аккумуляторный блок встроен термочувствительный резистор
Современная
электроника
Преимущества многофазного понижающего
конвертера
Статья знакомит с интересным решением - многофазным понижающим
конвертером. По сравнению с традиционными однофазными схемами
это решение имеет более высокий КПД при больших выходных токах,
обеспечивает меньшую пульсацию выходного напряжения
и улучшенную динамическую характеристику.
Введение
Однофазные понижающие контрол-
леры хорошо работают в низковольт-
ных конвертерах с выходным током
примерно до 25 А, но на более высо-
ких токах рассеяние мощности и сни-
жение КПД становятся проблемой. Од-
ним из альтернативных подходов явля-
ется использование многофазного
понижающего контроллера. В этой
статье кратко обсуждаются преимуще-
ства использования многофазного
конвертера по сравнению с однофаз-
ным конвертером и параметры, дости-
жимые при его реализации.
На рис. 1 показана двухфазная схе-
ма. Из эпюр напряжений, показанных
Рис. 1. Двухфазный понижающий конвертер
на рис. 2, понятно, что напряжения в
фазных цепях чередуются. Это чере-
дование снижает пульсацию как вход-
ного, так и выходного токов. В резуль-
тате уменьшается нагрев печатной
платы и отдельных компонентов на
ней. По сути двухфазный понижаю-
щий конвертер снижает рассеяние
мощности на транзисторах и катуш-
ках индуктивности наполовину. Чере-
дование также снижает переходные
потери.
Выходной ФИЛЬТР
При многофазной реализации тре-
бования к выходному фильтру снижа-
ются благодаря уменьшению тока для
Рис. 3. Относительная пульсация тока
конденсатора в зависимости от коэффициента
заполнения
Рис. 2. Напряжение в цепях фазы 1 и 2
Рис. 4. Уменьшение тока пульсации через
катушку индуктивности при D = 25%
Дэвид Баба (США)
каждой фазы. Для 40-амперного двух-
фазного решения средний ток через
каждую катушку индуктивности соста-
вит только 20 А. По сравнению с одно-
фазным решением, индуктивность и
размер катушки существенно сниже-
ны благодаря более низким среднему
току и току насыщения.
Пульсации выходного
НАПРЯЖЕНИЯ
Уменьшение импульсного тока вы-
ходного фильтра приводит к умень-
шению пульсации напряжения на вы-
ходном конденсаторе по сравнению с
однофазным решением. Это ещё од-
на причина, по которой многофаз-
ный конвертер предпочтительнее.
Уравнения (1) и (2) позволяют вычис-
лить часть импульсного тока, подав-
ленного каждой катушкой индуктив-
ности:
где: D - коэффициент заполнения,
/Шр norm - относительный импульсный
ток как функция otD, тр - целая часть
от т.
Рисунок 3 иллюстрирует эти фор-
мулы. Например, применение двух
фаз при D = 20% снижает на 25% им-
пульсный выходной ток. Значение
импульсного напряжения, которое
должен выдерживать конденсатор,
вычисляется умножением импульсно-
го тока на эквивалентное последова-
тельное сопротивление. Очевидно,
что требования к максимальным им-
пульсным току и напряжению ослаб-
ляются.
Рисунок 4 показывает результаты мо-
делирования двухфазного понижаю-
щего конвертера при/) = 25%. Импульс-
ные токи через катушки индуктивнос-
ти составляют 2,2 А, но импульсный
Рис. 5. Относительный входной
среднеквадратичный ток пульсации
в зависимости от коэффициента заполнения
Рис. 6. КПД при входном
напряжении 12 В
Рис. 7. Потери мощности при входном
напряжении 12 В
ток конденсатора всего 1,5 А из-за их
взаимного подавления. В случае D =
= 50% импульсный ток через конденса-
тор исчезает полностью.
Динамическая реакция
Динамическая реакция на измене-
ние нагрузки улучшена благодаря
уменьшению энергии, накопленной
каждой катушкой индуктивности. Сни-
жение пульсации напряжения в ре-
зультате взаимокомпенсации токов
приводит к уменьшению диапазона
его изменения, поскольку не так много
циклов должно пройти, прежде чем от-
работает петля обратной связи. Чем
меньше импульсный ток, тем меньше
изменение напряжения.
Снижение
среднеквадратичного
значения импульсного
входного тока
Входные конденсаторы обеспе-
чивают весь входной ток понижа-
ющего конвертера, если его входной
провод имеет индуктивность. Эти
конденсаторы должны быть тща-
тельно отобраны по допустимо-
му среднеквадратичному импульс-
ному току во избежание перегре-
ва. Известно, что для однофазного
конвертора с D = 50% (наихудший
случай) входной среднеквадра-
тичный импульсный ток составля-
ет 50% от выходного тока. Рису-
нок 5 и уравнение (3) показыва-
ют, что для двухфазного реше-
ния наихудшими режимами яв-
ляются D = 25% и D = 75% и в
них среднеквадратичное значе-
ние пульсации входного тока со-
ставляет всего 25% от выходного
тока:
Стоимость многофазного решения
сопоставима со стоимостью однофаз-
ного, поскольку для удовлетворения
требований конвертора по импульс-
ному току может быть применён вход-
ной конденсатор с меньшей ёмкостью.
Пример применения
Оценочная плата контроллера
LM3754 формирует из входного напря-
жения 12 ± 1,2 В выходное напряже-
ние 1,2 В при токе 40 А. Рабочая часто-
та каждой фазы 300 кГц.
Поскольку оценочная плата разра-
ботана для работы в системах с высо-
кой удельной мощностью, в ней ис-
пользуются оптимизированные вход-
ные конденсаторы, обеспечивающие
необходимый среднеквадратичный
импульсный ток. Оценочная пла-
та обеспечивает низкое напряжение
пульсации и имеет хорошие динами-
ческие характеристики. На рис. 6-11
представлены результаты её испы-
тания.
Рис. 10. Реакция на изменение тока нагрузки: 10 А, 20 мкс
Выбросы примерно 27 мВ
Рис. 11. Переходной процесс при включении
V0UT = 1,2 В, Iqut = 40 А
Особенности печатной
платы
Силовые проводники должны иметь
достаточное сечение для минимиза-
ции потерь напряжения и нагрева.
Входные конденсаторы каждой фазы
размещаются максимально близко к
стоку верхнего транзистора и истоку
нижнего транзистора для минимиза-
ции помех по земле.
Все слабосигнальные компоненты,
связанные с микросхемой, располага-
ются максимально близко к ней. Сиг-
нальная земля должна обеспечивать
минимальное сопротивление между
земляными выводами сигнальных
компонентов и микросхемы.
Для формирования земли надо от-
вести столько площади, сколько воз-
можно. Переходные отверстия и сиг-
нальные проводники располагаются
так, чтобы не было участков с по-
вышенным сопротивлением. Силовая
и сигнальная земли разводятся от-
дельно.
Сигналы управления затворами клю-
чевых транзисторов передаются через
дифференциальные пары проводни-
ков. Для верхнего транзистора диффе-
ренциальная пара проводников под-
ключается к выводам HG и SW, для
нижнего - к выводам LG и GND мик-
росхемы. Расстояние между контрол-
лером и транзистором должно быть
минимально возможным.
Сигналы на выводы микросхемы
CSM и CS2 также должны подаваться
по дифференциальной паре. Для до-
полнительного подавления помех кон-
денсатор фильтра разделён на два:
один расположен рядом с катушкой
индуктивности, а другой рядом с мик-
росхемой. Слабосигнальные провод-
ники не должны проходить близко к
цепям SW, по возможности их надо
экранировать земляными проводни-
ками.
Цепь SW должна иметь минимально
возможную площадь, но в то же время
пропускать большие токи, поэтому
она разведена в нескольких слоях. Из-
за малых размеров оценочной платы
силовые и сигнальные цепи могут
проходить рядом. Например, с одной
стороны платы расположена цепь SW,
а прямо под ней на другой стороне
расположена микросхема. Тем не ме-
нее, очень важно располагать цепь SW
подальше от слабосигнальных цепей
и собственно микросхемы. С этой
целью цепь SW расположена у края
платы.
Заключение
Многофазные понижающие конвер-
теры имеет много преимуществ: высо-
кий КПД из-за малых переходных по-
терь, низкие пульсации выходного
напряжения, хорошая динамическая
характеристика и пониженные требо-
вания к импульсному току входно-
го конденсатора. Семейство много-
фазных конвертеров представлено
микросхемами the LM3754, LM5119 и
LM25119.
Литература
1. Sheehan R., Null М. LM3753/54 evaluation
board. National Semiconductor Corp. Appli-
cation Note 2021, 2009. Dec. 15. Available:
http://www.national.com/an/AN/AN-
2021.pdf.
2. power.ti.com.
3. www.ti.com/product/LM3754.
Использование мощных полевых транзисторов
и операционных усилителей в прецизионных
регуляторах и стабилизаторах напряжения
Алексей Кузьминов (Москва)
В статье приведены схемы и рисунки печатных плат регулятора
напряжения 0...2,5 В на базе ИОУ ОРА735 и полевого транзистора
FDD6530A, стабилизатора напряжения +5 В на базе ИОУ ОРА735
и полевого транзистора IRF4905 и стабилизаторов напряжения ±25 В
с использованием мощных полевых транзисторов (IRF4905 и IRF3205)
и ИОУ ТСА0372 и TL062/072/082. По сравнению с интегральными
стабилизаторами напряжения, описанные в статье устройства
отличаются низким падением напряжения (0,1...0,15 В) при токах до 4 А
и малым уровнем пульсаций (1...2 мВ).
Введение
Линейные стабилизаторы напряже-
ния с мощными полевыми транзисто-
рами в качестве регулирующих эле-
ментов сейчас не являются редкостью,
однако почти все они реализованы на
дискретных компонентах. В таких ста-
билизаторах мощный полевой тран-
зистор имеет преимущество над мощ-
ным биполярным транзистором, по-
скольку практически не потребляет
ток по цепи управления (затвора).
Применение ИОУ обеспечивает высо-
кую точность регулирования выходно-
го напряжения. Однако использование
интегральных операционных усили-
телей (ИОУ) для управления мощны-
ми полевыми транзисторами в стаби-
лизаторах напряжения имеет некото-
рые особенности.
Ниже будут кратко рассмотрены
принципы построения стабилизато-
ров на базе мощных полевых транзис-
торов и ИОУ, схемы формирования
опорного напряжения и приведены
практические схемы стабилизаторов
и рисунки печатных плат.
Структурные схемы
стабилизаторов на полевых
транзисторах
Стандартная схема стабилизатора
положительной полярности на базе
N-канального полевого транзистора
(см. рис. 1а) хорошо известна. Её ос-
новной недостаток заключается в том,
что для открытия N-канального поле-
вого транзистора на его затвор требу-
ется подать напряжение, превышаю-
щее напряжение истока на 1,5...5 В.
Для построения стабилизатора с низ-
ким падением напряжения между сто-
ком и истоком, это дополнительное
напряжение должно превышать и
напряжение стока, т.е. входное на-
пряжение Z7BX, что вызывает усложне-
ние схемы и конструкции стабилиза-
тора.
Необходимое напряжение можно
получить либо от дополнительной
обмотки силового трансформатора,
либо путём использования в мосто-
вом выпрямителе отдельных диодов
и конденсаторов для удвоения вы-
прямленного напряжения, либо с по-
мощью отдельного высокочастотно-
го преобразователя, построенного по
так называемой схеме накачки заряда
(charge pump). Так, например, рабо-
тает стабилизатор +ЗВ TPS73133
фирмы Texas Instruments (см. рис. 2а).
Хотя подобная схема используется
в некоторых современных интег-
ральных стабилизаторах, она не
получила широкого распростра-
нения.
Схема стабилизатора напряжения
положительной полярности на базе Р-
канального полевого транзистора (см.
рис. 16) является более распространён-
ной, однако, как правило, она строится
на дискретных элементах. Подобная
схема на ИОУ (см. рис. 1в) использу-
ется в интегральном стабилизаторе
MC78LC00 (см. рис. 26), который впер-
вые выпустила фирма Motorola, а впо-
следствии стала выпускать и фирма On
Semiconductor.
Принцип работы этой схемы (см.
рис. 1в) заключается в следующем.
Для открытия Р-канального полевого
транзистора необходимо, чтобы на-
пряжение на его затворе было ниже
напряжения на истоке (т.е. входного
напряжения) на 1,5...5 В, поэтому по-
тенциал затвора должен находиться в
пределах входного напряжения, что
Рис. 1. Структурные схемы стабилизаторов напряжения на полевых транзисторах
а - стандартная схема на ИОУ, б - схема на дискретных элементах [1 ], в, г - схемы на ИОУ с низким падением напряжения, не требующие дополнительного
источника питания
Рис. 2. Структурная схема стабилизаторов +3 В TPS73133 (а) и +5 В MC78LC50 (6)
Рис. 3. Структурные схемы источников положительного (а, 6) и отрицательного (в, г) опорных напряжений на стабилитронах и ИОУ
а - [3, 4], б - [2], в - оригинальная, г - [2]
Рис. 4. Схема прецизионного регулятора напряжения 0...2,5 В
является преимуществом по сравне-
нию со схемой на N-канальном тран-
зисторе (см. рис. 1а). Приуменьшении
выходного напряжения под нагруз-
кой уменьшается и напряжение в точ-
ке соединения резисторов R1 и R2 (см.
рис. 1в). Поскольку это напряжение
подано на неинвертирующий вход
ИОУ, выходное напряжение ИОУ (и,
соответственно, потенциал затвора
транзистора) будет уменьшаться, что
приведёт к тому, что Р-канальный
транзистор будет приоткрываться, в
результате чего выходное напряжение
восстановится до прежнего уровня.
Схема рис. 1 в может быть легко транс-
формирована в стабилизатор отрица-
тельного напряжения на базе N-ка-
нального полевого транзистора (см.
рис. 1г).
Электрические характеристики стабилитронов серии BZX55 при 7"д - 25°С
Тип
у = С для 5%
у = Вдля 2%
Динамическое сопротивление при/=1 кГц, Ом
ТКНпри/ст = 5мА,%/°С
/ст = 5мА
/ст = 1 мА
Мин.
Макс.
BZX55 - y5V6
<25
<450
-0,01
+0,06
BZX55 - y6V2
<10
<200
0
+0,07
BZX55 - y6V8
<8
<150
+0,01
+0,08
BZX55-y7V5
<7
<50
+0,01
+0,09
BZX55-y8V2
<7
<50
+0,01
+0,09
BZX55-y9V1
<10
<50
+0,02
+0,10
Рис. 5. Плата регулятора напряжения 0...2,5 В
Рис. 6. Схема прецизионного стабилизатора напряжения +5 В
Рис. 7. Плата стабилизатора +5 В
Рис. 8. Схема выпрямителя для стабилизатора +5 В
Источники ОПОРНОГО
НАПРЯЖЕНИЯ НА БАЗЕ
СТАБИЛИТРОНОВ И ИОУ
Поскольку микросхемы ИОУ ТСА0372
и TL062/72/082 содержат два незави-
симых ИОУ, для получения положи-
тельного или отрицательного опорно-
го напряжения имеет смысл использо-
СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ♦ № 7 2012
вать один из них (см. рис. 3). Коэффи-
циент стабилизации в подобных схе-
мах достигает порядка 10 ООО, т.е. если
изменение входного напряжения Uu
составит 10 В, то изменение выходно-
го напряжения, использующегося как
опорное (Uon), не превысит 1 мВ [3].
ИОУ включен либо как неинвертирую-
www.soel.ru
щий (см. рис. За, Зв), либо как инверти-
рующий (см. рис. 36, Зг), и его стабиль-
ное выходное напряжение использу-
ется для получения прецизионного то-
ка стабилитрона. Это напряжение в
дальнейшем используется в качестве
опорного (±Uon).
Если для получения опорного напря-
жения, например, 15 В использовать
стабилитрон BZX55C7V5, который
обеспечивает стабильное напряжение
7,5 В при токе 5 мА, то резистор R1 дол-
жен иметь номинал (15...7,5 В)/5 мА =
= 1,5 кОм, а резисторы R2 и R3 должны
быть равны между собой, тогда в точке
их соединения напряжение будет так-
же равно 7,5 В; при этом схема авто-
матически запускается после подачи
напряжения питания. Номинал ре-
зисторов зависит от максимально-
го выходного тока ИОУ. Например,
TL072/082 способен выдать ток около
20 мА, a TL062 - около 15 мА. Учитывая,
что 5 мА идёт на питание стабилитро-
на, остаётся запас по 15 и 10 мА соот-
ветственно. Однако из справочного
листка на ИОУ следует, что минималь-
ное значение тока короткого замыка-
ния этих приборов составляет около
10 мА. Поэтому ток через резисторы
R2 и R3 целесообразно выбрать в пре-
делах 1... 1,5 мА, что при выходном
напряжении 15 В будет соответство-
вать сопротивлению 15... 10 кОм. Таким
образом, сумма сопротивлений ре-
зисторов R2 + R3 не должна превы-
шать 10... 15 кОм, а сопротивление каж-
дого из них не должно превышать
5...7,5 кОм. Что касается ИОУ ТСА0372,
то он способен обеспечить выходной
ток до 1 А, поэтому ток питания стаби-
литрона в 5 мА не является проблемой.
Стабилитрон BZX55C7V5, как и стаби-
литрон BZX55C8V2, обладает минималь-
ным дифференциальным сопротивле-
нием (<7 Ом) при токе 5 мА (см. таблицу).
Это дифференциальное сопротивление
определяет крутизну ВАХ, или, другими
словами, стабилизирующие свойства
прибора. Помимо дифференциально-
го сопротивления, на стабильность на-
пряжения стабилитрона влияет его тем-
пературный коэффициент напряжения
(ТКН). Из таблицы следует, что ми-
нимальный ТКН имеет стабилитрон
В2Х5 5C6V2, однако его дифференциаль-
ное сопротивление выше, чем у стаби-
литрона BZX55C7V5, который является
компромиссом между стабилитронами
BZX55C6V2 и BZX55C8V2.
Все схемы, приведённые на рисун-
ке 3, равнозначны по стабильности, од-
© СТА-ПРЕСС
нако для подавления паразитной ВЧ-
генерации всего стабилизатора целе-
сообразно выбрать те из них, где точка
соединения резисторов R2 и R3 под-
ключена именно к неинвертирующему
входу ИОУ, т.е. схемы рис. 36 и Зг. Дело
в том, что для подавления генерации
стабилизатора именно к неинвертиру-
ющему входу ИОУ необходимо под-
ключить конденсатор, соединённый с
входом стабилизатора (т.е. с входным
напряжением). Если к этому же входу
ИОУ подключен и стабилитрон (см.
рис. За и Зв), то паразитная генерация
может повлиять на стабильность опор-
ного напряжения.
Мощный ПРЕЦИЗИОННЫЙ
РЕГУЛЯТОР НАПРЯЖЕНИЯ
О...2,5 В
Для тестирования и поверки систем
сбора и обработки информации, в со-
ставе которых используется высоко-
точный АЦП, может потребоваться
прецизионный источник постоянно-
го напряжения, которое должно регу-
лироваться в пределах от О В до макси-
мального входного напряжения АЦП
(чаще всего 2,5 В). Если на входе АЦП
установлен восьмиканальный комму-
татор, а для измерения показаний дат-
чиков с токовым выходом, например,
4...20 мА к такому коммутатору долж-
ны быть подключены восемь токоиз-
мерительных резисторов номиналом
100 Ом, то максимальное напряжение
U на каждом канале коммутатора со-
ставит U= 20 [тА] х 100[Ом] = 2 [В]. Ес-
ли требуется одновременная подача
напряжений на все восемь каналов, то
от регулятора напряжения потребует-
ся ток 8 х 20 мА=1бО мА при напряже-
нии 2 В. Такой ток не способен обеспе-
чить ни один интегральный источник
опорного напряжения.
Для решения подобных задач и пред-
назначен мощный прецизионный ре-
гулятор напряжения 0...2,5 В, схема
которого приведена на рисунке 4.
Стабилизатор построен на основе
структурной схемы рис. 1а. В состав
регулятора входит N-канальный по-
левой транзистор FDD6530A (или
IRLR6225) Т1, которым управляет ИОУ
ОРА735(334) - DA2. Источник опорно-
го напряжения ADR421 (DA1) выдаёт
прецизионное напряжение VreflNT =
= 2,5 В, которое может регулироваться
от 0 то максимального значения пере-
менным резистором R1. В регуляторе
предусмотрено подключение внешне-
го опорного напряжения VrefEXT, по-
Рис. 9. Схема стабилизатора +25 В на ИОУ TCA0372DP1
Рис. 10. Плата стабилизатора +25 В на ИОУ TCA0372DP1
Рис. 11. Схема стабилизатора +25 В на ИОУ TL062
даваемого на разъём ХЗ. Переключе- разъём XI подаётся напряжение пита-
ние с внешнего (VrefEXT) на внутрен- ния регулятора (+5 В), а выходное на-
нее (VreflNT) опорное напряжение осу- пряжение регулятора (Vext) снимается
ществляется переключателем П1. На с разъёма Х2. Выключатель ВК1 подаёт
Рис. 12. Задержка включения питания ИОУ TL062
с помощью оптрона
выходное напряжение Vext на выход-
ной разъём Х2. Для индикации пода-
чи напряжения на выходной разъём
Х2 (Vext) служит светодиод VD1. Резис-
тор R2 ограничивает максимальный
ток ИОУ, который при включении пи-
тания заряжает ёмкость затвор-исток
мощного транзистора.
Конденсаторы С1-С4 - керамичес-
кие, рассчитанные на максимальное
напряжение 16 В, имеют типоразмер
1206, С 5 - танталовый, рассчитанный
на напряжение 7 В; этот конденсатор
непосредственно припаян ко 2-му кон-
такту выключателя ВК1 (сигнал Vout
на рисунке 4). Резисторы R2, R3 - для
поверхностного монтажа, размером
0603. Резистор R1 - СП5-35Б. Макси-
мальный выходной ток регулятора 2 Л.
Стабильность выходного напряже-
ния практически равна стабильности
источника опорного напряжения. По-
грешность выставленного напряжения
зависит от того, какой транзистор и
ИОУ используются. При использова-
нии транзистора IRLR6225, независи-
мо от типа ИОУ (ОРА334 или ОРА735),
эта погрешность составляет не более
0,00001 В, т.е. 10 мкВ (!). При использо-
вании транзистора FDD6530A и ИОУ
ОРА735 выставленное напряжение не
изменяется даже в 5-м знаке после за-
пятой. Этот результат получен при со-
противлении нагрузки в 12,5 Ом, что
Рис. 13. Плата стабилизатора +25 В на ИОУ TL062
Рис. 14. Схема стабилизатора -25 В на ИОУ TL072/082
при максимальном напряжении 2,5 В
соответствует току 0,2 Л.
Вариант разводки платы регулятора
приведён на рисунке 5. Фотошаблон
платы напечатан принтером Canon
Pixma MG5140 на прозрачной плёнке
Avery Zweckform Z2503, а сама плата
изготовлена по методике, описанной
в [5,6].
Конструктивно регулятор выполнен
в корпусе, на поверхность которого
выведены все разъёмы, светодиод, ре-
гулятор выходного напряжения R1,
выключатель ВК1 и переключатель П1.
Транзистор приклеен теплопроводя-
щим клеем к радиатору, укреплённому
внутри корпуса. Для охлаждения на
дне и боковых поверхностях корпуса
просверлены несколько отверстий.
Коммутация всех сигналов внутри кор-
пуса выполнена навесным монтажом.
Мощный ПРЕЦИЗИОННЫЙ
СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ
+5 В
Схема стабилизатора приведена на
рисунке 6. Она построена на основе
структурной схемы рис. 1в. В качестве
регулирующего элемента использован
мощный Р-канальный полевой тран-
зистор IRF4905 (STP80PF55) - Т1. В ка-
честве источника опорного напряже-
ния (+2,5 В) использована недорогая ИС
ADR291 в корпусе ТО-92; ИОУ ОРА735
размещён в корпусе SOT23-5. Резисто-
ром R5 устанавливается выходное на-
пряжение стабилизатора +5 В. Резистор
R3 ограничивает максимальный ток
ИОУ, который при включении питания
заряжает ёмкость затвор-исток.
Стабилизатор способен обеспечить
ток в нагрузке до 4,6 А; пульсации вы-
ходного напряжения не превышают
1 мВ. Конденсатор С5 устраняет само-
возбуждение стабилизатора. Конден-
саторы С1-С4 дополнительно умень-
шают уровень пульсаций выходного
напряжения.
Падение напряжения на регулирую-
щем элементе составляет не более 0,1 В
при токе 2 А и 0,2 В при токе 4,6 А. Па-
дение напряжения при подключении
нагрузки составляет около 0,01 В на
каждый ампер тока. Все резисторы,
кроме R6, имеют мощность 0,125 Вт.
Мощность резистора R6 - 0,25 Вт. Рису-
нок печатной платы стабилизатора по-
казан на рисунке 7.
Конструктивно стабилизатор выпол-
нен в виде адаптера, снабжённого вил-
кой (В1 на рисунке 8) для подключе-
ния к сетевому напряжению 220 В. В
корпусе размещён выпрямитель, сама
плата стабилизатора, а также радиа-
тор с транзистором Т1 и диодами
VD 1-VD4; диоды изолированы от ра-
диатора слюдяными прокладками, а
транзистор электрически не изолиро-
ван от радиатора. Нагрев транзистора
и диодов в зависимости от выходного
тока происходит по-разному. При токе
стабилизатора до 1 Л в наибольшей
степени нагревается транзистор, т.к.
на нём падает большое напряжение;
при увеличении тока до 4,5 А возраста-
ет нагрев диодов. Из-за того что одно-
временно снижается выходное на-
пряжение трансформатора, падение
напряжения на транзисторе также
уменьшается, и он перестаёт нагре-
ваться. На поверхности корпуса разме-
щён выключатель питания ВК1 и све-
тодиод VD1. Выходное напряжение
+5 В подаётся на выходной разъём ка-
беля, выведенного из корпуса с по-
мощью резиновой втулки.
Стабилизаторы напряжения
±25 В
Схема стабилизатора положитель-
ного напряжения +25 В приведена на
рисунке 9- Конденсаторы С4 и С5
препятствуют самовозбуждению ста-
билизатора, а конденсаторы С1-СЗ
дополнительно уменьшают уровень
пульсаций выходного напряжения. Ре-
зистором R5 устанавливается выход-
ное напряжение стабилизатора +25 В.
Резистор R7 ограничивает ток ИОУ, ко-
торый в момент включения питания
заряжает ёмкость затвор-исток.
Схема испытывалась при нагрузках
20 Ом (ток 1,25 А) и 6 Ом (ток 4,17 А).
Падение напряжения на мощном тран-
зисторе при токе 4 А составляет не бо-
лее 0,15 В. Разница выходных напряже-
ний без нагрузки и с нагрузкой состав-
ляет примерно 0,01 В на каждый ампер
тока. Пульсации выходного напряже-
ния при токе 4 А не превышают 1.. .2 мВ.
Стабилизатор устойчиво запускается
и показывает надёжную работу.
Конденсаторы С1, С2, С4 и С5 - кера-
мические типа К10-17Б, рассчитанные
на напряжение 50 В, СЗ - алюминиевый
электролитический типа К50-35 на 50 В.
Все резисторы, кроме R5, имеют мощ-
ность 0,125 Вт. Резистор R5 - подстро-
ечный СПЗ-19А. В качестве регулирую-
щего элемента использован мощный по-
левой транзистор IRF4905, который
может быть заменён на STP80PF55. Для
транзистора либо предусматривается от-
дельный радиатор, либо сам транзистор
Рис. 16. Миниатюрная плата стабилизатора -25 В
устанавливают на металлической части
корпуса прибора, т.к. мощность в нагруз-
ке при токе в 4 А составляет 100 Вт. В ка-
честве ИОУ использована микросхема
TCA0372DP1 (DA1). Это достаточно рас-
пространённый и недорогой ИОУ обще-
го применения, который можно приоб-
рести по цене около 15 руб.
Вариант разводки печатной платы
стабилизатора показан на рисунке 10.
Рис. 17. Получение стабилизированного
напряжения +25 В с помощью стабилизатора-25 В
Плата стабилизатора закреплена в кор-
пусе прибора через отверстия KOI и
К02. Помимо ИОУ ТСА0372, работа схе-
мы проверялась с ИОУ TL062/072/082.
Усилители TL072/082 вообще «отказа-
лись» работать в такой схеме, a TL062
показал удовлетворительную работу
(см. рис. 11) при условии, что питание
на ИОУ подавалось с задержкой.
Как видно из рисунка 11, питание на
ИОУ поступает через резистор R10, ко-
торый совместно с конденсатором С5
представляет собой RC-цепочку, за-
держивающую включение ИОУ до от-
крывания силового транзистора Т1
(IRF4905 или STP80PF55). Дело в том,
что в момент включения питания, по-
ка выходное напряжение ИОУ равно
нулю, транзистор Т1 открывается и его
выходное напряжение попадает на
вход ИОУ, на выходе которого форми-
32
С
Рис. 18. Плата двухполярного стабилизатора ±25 В
руется нужный потенциал. Если же
ИОУ получает питание раньше и на его
вход попадёт нулевое напряжение сто-
ка ещё не открывшегося транзистора,
то на затвор последнего будет подано
высокое напряжение, которое ещё
больше закроет транзистор, и стаби-
лизатор не запустится.
В описанной выше схеме стабилиза-
тора +5 В (см. рис. 6) подобного эф-
фекта не возникает, и она устойчиво
запускается при включении питания,
как и схема рис. 9, вероятно, из-за того
что максимальные выходные напря-
жения ИОУ ТСА0372 ближе к напряже-
ниям питания, чем у ИОУ TL062.
Альтернативный вариант задержки
подачи питания на ИОУ TL062 с ис-
пользованием оптрона показан на ри-
сунке 12. Он имеет некоторое преиму-
щество перед цепочкой R10C5, т.к. со-
противление открытого транзистора
оптопары на порядок меньше сопро-
тивления R10. По выходным парамет-
рам схема рис. 11 практически не от-
личается от схемы рис. 9, за исключе-
нием повышенного уровня пульсаций
(2...3 мВ). Изображение платы стаби-
лизатора приведено на рисунке 13.
Работа ИОУ ТСА0372 и TL062/072/082
проверялась и в стабилизаторах отри-
цательной полярности -25 В с мощны-
ми полевыми транзисторами IRF3205,
STP80NF55 и IRE1010N. Как ни стран-
но, ИОУ TL062 показал высокий уро-
вень пульсаций (до 10 мВ и более); не-
сколько повышенный уровень пульса-
ций (3...4 мВ) показал ИОУ ТСА0372;
ИОУ TL072/082 продемонстрировали
идеальную работу.
Схема стабилизатора напряжения
отрицательной полярности -25 В на
ИОУ TL072 показана на рисунке 14.
Функционально она соответствует
структурной схеме, показанной на ри-
сунке 1г, а по способу формирования
опорного напряжения - схеме рис. Зг.
Конденсаторы С4 и С5 препятствуют
самовозбуждению стабилизатора, а
конденсаторы С1-СЗ дополнительно
уменьшают уровень пульсаций выход-
ного напряжения. Резистором R5 уста-
навливается выходное напряжение
стабилизатора -25 В.
Питание на ИОУ подаётся непосред-
ственно с входа стабилизатора (см.
рис. 14), при этом стабилизатор запус-
кается надёжно, и никаких RC-цепочек
для задержки питания ИОУ не требует-
ся. В схеме использован мощный N-ка-
нальный полевой транзистор IRF3205
(Т1), но могут быть использованы при-
боры STP80NF5 5 и IRF101 ON. Резистор
R7 ограничивает ток ИОУ, который в
момент включения питания заряжает
ёмкость затвор-исток мощного тран-
зистора.
Электрические параметры стабили-
затора аналогичны параметрам стаби-
лизатора положительной полярности
на ИОУ ТСА0372 (см. рис. 9) за исключе-
нием падения напряжения (0,1 В про-
тив 0,15 В в схеме рис. 9) и уровня пуль-
саций (не более 1 мВ против 1...2 мВ).
Конденсаторы С1, С2, С4 и С5 - керами-
ческие К10-17Б, рассчитанные на на-
пряжение 50 В, СЗ (К50-35) - на 50 В.
Все резисторы, кроме R5, имеют
мощность 0,125 Вт, R5 - подстроечный
СПЗ-19А. Для силового транзистора
либо предусматривается отдельный
радиатор, либо сам транзистор укреп-
ляется на металлической части корпу-
са прибора. В качестве ИОУ использо-
вана микросхема TL072 или TL082
(DA1). ИОУТСА0372 показал удовлет-
ворительную работу в данной схеме,
однако уровень пульсаций составил
3...4 мВ (1 мВ с ИОУ TL072). Схема ста-
билизатора отрицательной полярнос-
ти на ИОУ ТСА0372 отличается только
цоколёвкой корпуса ИОУ и поэтому не
приводится. Варианты разводки пла-
ты стабилизатора показаны на рисун-
ках 15 и 16.
Стабилизатор отрицательной поляр-
ности имеет некоторое преимущество
перед стабилизатором положительной
полярности. Во-первых, применённые
в нём ИОУ TL072 и TL082 дешевле, чем
ТСАО372 (например, TL072/TL082 в
планарном корпусе можно приобрес-
ти за 3...4 руб.); во-вторых, мощные N-
канальные полевые транзисторы так-
же дешевле, чем Р-канальные; в треть-
их, падение напряжения и уровень
пульсаций в стабилизаторах отрица-
тельной полярности ниже из-за мень-
шего сопротивления открытого N-ка-
нального полевого транзистора, кото-
рое достигает тысячных долей ома.
Поэтому если требуется только один
стабилизатор положительной поляр-
ности, то из стабилизатора отрица-
тельной полярности можно легко по-
лучить стабилизатор положительной
полярности по схеме рис. 17.
Если же требуется двухполярный
стабилизатор ±25 В [1], то обе платы
можно объединить в одну (см. рис. 18).
Здесь использован стабилизатор по-
ложительной полярности по схеме
рис. 11, а отрицательной - по схеме
рис. 14.
Следует отметить, что при налажи-
вании двухполярного стабилизатора
±2 5 В желательно между затвором и ис-
током полевых транзисторов устано-
вить защитный стабилитрон на напря-
жение 11...12 В, поскольку в применён-
ных в этих стабилизаторах полевых
транзисторах максимальное напряже-
ние между затвором и истоком состав-
ляет ±20 В, что ниже их входных (и вы-
ходных) напряжений (±30...25 В). В
дальнейшем этот стабилитрон можно
удалить.
Заключение
Использование современных мощ-
ных полевых транзисторов и ИОУ в
прецизионных стабилизаторах и ре-
гуляторах постоянного напряжения, а
также в стабилизаторах напряжения
общего применения даёт преимущест-
во перед интегральными стабилизато-
рами в низком падении напряжения,
малом уровне пульсаций и себестои-
мости компонентов. Например, интег-
ральный стабилизатор на ток около
10 А сейчас продаётся за 1000 руб., а
ИОУ вместе с мощным полевым тран-
зистором, способным работать с тока-
ми до 100 А (и более), обойдётся в
40...50 руб. Альтернативой мощному
прецизионному регулятору напряже-
ния 0...2,5 В с точностью установки
напряжения до 10 мкВ являются пре-
цизионные калибраторы напряжения
стоимостью от 1000 долл. США.
Литература
1. КузьминовА. Мощный стабилизатор двух-
полярного напряжения для УМЗЧ. Радио.
2012. № 5.
2. РутковскиДж. Интегральные операцион-
ные усилители. Мир, 1978.
3. Титце У, Шейк К. Полупроводниковая схе-
мотехника. Мир, 1982.
4. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотех-
ники. Мир, 1993.
5. КузьминовА. Метод фоторепродуцирова-
ния для изготовления фотошаблона пе-
чатных плат в домашних условиях. Тех-
нологии в электронной промышленнос-
ти. 2010. № 5-7.
6. Кузьминов А. Изготовление устройств на
печатных платах с высоким разрешени-
ем в домашних условиях. Технологии в
электронной промышленности. 2010.
№8-10.
Журнал для специалистов
www.soel.ru
Приборы и системы
Элементы и компоненты
Практическая электроника
Проектирование и моделирование
Программирование
Вопросы теории
События
Управляемый двухканальный
стабилизатор тока
Сергей Шишкин (Нижегородская обл.)
В статье описан двухканальный импульсный стабилизатор тока
с электронным регулятором на микроконтроллере.
Описываемый источник питания
представляет собой двухканальный
управляемый стабилизатор тока. Диа-
пазон изменения выходного тока от 6
до 16 А. Устройство состоит из двух час-
тей: собственно двухканального стаби-
лизатора тока и электронного регуля-
тора. Принципиальная электрическая
схема двухканального стабилизатора
тока представлена на рисунке 1, элек-
тронного регулятора - на рисунке 2.
Основные технические характерис-
тики стабилизатора тока приведены в
таблице 1. В стабилизаторе тока при-
менена двухканальная схема. Каждый
канал представляет собой импульсный
понижающий стабилизатор напряже-
ния, работающий в режиме стабили-
зации тока (далее стабилизаторы тока
№ 1 и № 2). Стабилизатор тока № 1 со-
бран на полевом транзисторе VT3,
микросхеме DA2 (ШИМ-контроллер),
диоде VD2, дросселе L3, датчике тока
на R34 - R38 и дифференциальном
усилителе DA4. Стабилизатор тока № 2
собран на полевом транзисторе VT4,
микросхеме DA3, диоде VD3, дросселе
L4, датчике тока R39 - R42 и диффе-
Таблица 1. Основные характеристики стабилизатора тока
Параметры
Значение
Количество каналов
2
Режим работы
Стабилизатор тока
Входные питающие напряжения, В
24, ±15
Максимальный выходной ток, А
16
Максимальная выходная мощность, Вт
100
Энергетическая плотность (удельная мощность), Вт/дм3
250
Диапазон изменения выходного тока, А
6...16
Шаг изменения выходного тока (при изменении на единицу значения на индикаторах
электронного регулятора), мА
100
Диапазон изменения управляющего напряжения, В
2,5...5
Нестабильность выходного тока при изменении тока нагрузки и температуры окружающей
среды, %
1
Среднее значение КПД во всём интервале выходного тока, %
70
Частота преобразования, кГц
15
Таблица 2. Основные характеристики микросхемы TL494CN
Параметры
Значение
Напряжение питания Ucc, В
41
Входное напряжение усилителя, В
Выходное напряжение коллектора, В
41
Выходной ток коллектора (каждого транзистора), мА
250
Выходное опорное напряжение, В
5 ± 5%
Мощность рассеивания в непрерывном режиме (корпус DIP16, Тй < 25°С), Вт
1
Рабочий диапазон температур окружающей среды, °С:
ИС с суффиксом L
ИС с суффиксом С
-25...85
0...70
Ток через вывод обратной связи, мА
<0,3
Емкость времязадающего конденсатора Ст, нФ
0,047... 10000
Сопротивление времязадающего резистора, кОм
1,8...500
Частота генератора, кГц
300
Ток потребления микросхемы, мА
<20
Длительность фронта импульса выходного тока, не
200
Длительность спада импульса выходного тока, не
100
ренциальном усилителе DA5. Макси-
мальный выходной ток каждого ста-
билизатора - 8 А. Выходные токи ста-
билизаторов суммируются в нагрузке.
Каналы, одинаковые по схеме, не вли-
яют друг на друга при работе.
Стабилизаторы тока реализованы на
ШИМ-контроллере TL494CN (микро-
схема DA2 или DA3). Подробное описа-
ние микросхемы приведено в [1J, ос-
новные технические характеристики -
в таблице 2. Следует отметить, что неза-
висимые выходные формирователи
микросхемы обеспечивают возмож-
ность работы выходного каскада по
схеме с общим эмиттером (ОЭ) или с
общим коллектором (ОК).
Входное напряжение 24 В поступает
на стабилизаторы с соединителя XI че-
рез самовосстанавливающий предо-
хранитель FU1 и контакты реле К1. В
стабилизаторе № 1 резистор R15 и кон-
денсаторы С11, С16 задают частоту ге-
нератора пилообразного напряжения
микросхемы DA2 (f= l,l//?rt7r). Управ-
ляющее напряжение поступает на ин-
вертирующий вход усилителя ошибки
(вывод 2 микросхемы DA2) с делителя
R21, R22, R23- Сигнал обратной связи
подаётся на неинвертирующий вход
усилителя ошибки микросхемы DA2.
Резистор R19 и конденсатор С12 осу-
ществляют частотную коррекцию.
Выходной формирователь микро-
схемы TL494 работает в однотактном
режиме (вывод 13 заземлён), т.е. вы-
ходные транзисторы включены по схе-
ме ОЭ и работают параллельно. При
этом частота выходного сигнала равна
частоте задающего генератора. Сигнал
с выхода микросхемы через резистив-
ный делитель Rl 1, R13 управляет регу-
лирующим элементом (РЭ) стабилиза-
тора - полевым транзистором VT3. На
микросхеме DA4 выполнен дифферен-
циальный усилитель, преобразующий
ток в напряжение, которое поступает
на неинвертирующий вход усилителя
ошибки DA2.
Параллельные резисторы R34 - R38,
включенные последовательно с нагруз-
кой, являются датчиком тока. Значение
тока в нагрузке (напряжение на инвер-
тирующем входе усилителя DA2) зада-
ётся делителем R21 - R23. Управляю-
ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
щее напряжение на делитель поступает
с эмиттера транзистора VT2. Резисто-
ром R23 осуществляется корректиров-
ка подаваемого на вход 2 микросхемы
DA2 управляющего напряжения. В ре-
зультате стабилизация напряжения на
датчике тока приводит к стабилизации
тока в нагрузке. Независимые датчики
тока в каждом стабилизаторе позволя-
ют развязать каналы друг от друга.
Стабилизатор тока № 2 является ко-
пией первого и работает точно также.
Следует отметить, что управляющее
напряжение с эмиттера транзистора
VT2 поступает на два стабилизатора
одновременно. Для включения источ-
ника необходимо установить уровень
сигнала «Вкл. электр.» в лог. 1 (ТТЛ), при
этом открывается транзистор VT1.
Контакты реле К1 включают оба стаби-
лизатора, индикаторы HL1, HL2 позво-
ляют визуально контролировать нали-
чие напряжения на входе стабилиза-
торов.
Канал, формирующий управляющее
напряжение, состоит из операционно-
го усилителя DA1 и выходного тран-
зистора VT2. Выходное напряжение с
электронного регулятора соответству-
ет определённому значению управля-
ющего напряжения, которое с эмитте-
ра транзистора VT5 поступает на оба
стабилизатора тока. Резисторами R2 и
R6 устанавливается смещение и коэф-
фициент усиления операционного
усилителя DA1. Более точная регу-
лировка в каналах стабилизации тока
№ 1 и № 2 осуществляется резистора-
ми R23 и R26 соответственно.
Основные технические характерис-
тики электронного регулятора при-
ведены в таблице 3. Фактически регу-
лятор представляет собой ЦАП, где
двухзначному числу на индикаторе
устройства соответствует выходной
уровень постоянного напряжения. Ре-
гулятор состоит из генератора ШИМ-
сигнала, выполненного на базе мик-
роконтроллера АТ902313, сглажива-
ющего LC-фильтра и усилительного
каскада на транзисторе VT1. Инди-
катор HL1 управляется с вывода 11
микроконтроллера DDI. Через порт В
микроконтроллер DD1 управляет кла-
виатурой (кнопки S1 - S3) и динами-
ческой индикацией, реализованной на
транзисторах VT1, VT2 и сдвоенном се-
мисегментном индикаторе HG1. Коды
для включения индикатора HG1 посту-
пают на порт В микроконтроллера
Таблица 3. Основные характеристики
электронного регулятора
Параметры
Значение
Напряжение питания, В
5
Число шагов регулирования
99
Диапазон регулирования уровня сигнала, дБ
25
Потребляемый ток при напряжении питания
+5 В, не более, мА
100
DDI. Для функционирования клавиа-
туры также задействован вывод 6 мик-
роконтроллера DDI. Рабочая частота
10 МГц микроконтроллера DDI зада-
ётся генератором с внешним резона-
тором 2Q1. ШИМ-сигнал с вывода 15
микроконтроллера DDI через резис-
тор R4 поступает на фильтр L1C4 и да-
лее на эмиттерный повторитель VT1.
К интерфейсу устройства относятся
клавиатура (кнопки S1 - S3), индика-
тор HL1 и сдвоенный семисегментный
индикатор HG1. Кнопки клавиатуры
имеют следующее назначение:
• S1 (А) - увеличение на единицу от-
носительного значения выходного
напряжения (в %) при удержании
данной кнопки в нажатом состоянии
более 2 с, значение выходного напря-
жения, индицируемое на дисплее,
увеличивается на 5 единиц за 1 с;
Рис. 2. Принципиальная схема электронного регулятора
ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Рис. 3. Макет электронного регулятора
Рис. 4. Внешний вид опытного образца
двухканального стабилизатора тока
• S2 (V) - уменьшение на единицу от-
носительного значения выходного
напряжения (в %) при удержании
данной кнопки в нажатом состоянии
более 2 с, значение выходного на-
пряжения, индицируемое на дис-
плее, уменьшается на 5 единиц за 1 с;
• S3 (С) - выключение регулятора.
Системный сброс микроконтролле-
ра DD1 осуществляется сигналом низ-
кого уровня через цепь R3C3- Сразу
после подачи питания индикатор HL1
отключен. На индикаторах HG1, HG2
индицируются нули. Для перевода уст-
ройства в рабочий режим необходи-
мо кнопками S1 (А) и S2 (V) установить
необходимое значение выходного
напряжения. При значении выходного
напряжения, отличном от нуля, вклю-
чается индикатор HL1. Для выключе-
ния необходимо нажать на кнопку S3
(С), при этом на выходе регулятора
установится нулевое значение выход-
ного напряжения.
Программа микроконтроллера со-
стоит из трёх основных частей: ини-
циализации, основной программы, ра-
ботающей в замкнутом цикле, и под-
программы обработки прерывания от
таймера Т/СО (соответственно метки
INIT,SE1,S0).
Основная программа осуществляет
инкремент и декремент заданного зна-
чения выходного напряжения ШИМ. В
подпрограмме обработки прерывания
от таймера Т/СО происходит опрос кла-
виатуры и перекодировка двоичного
числа значений времени в код для
отображения информации на семисег-
ментнных индикаторах и отображения
разрядов с динамической индикацией.
В памяти данных микроконтролле-
ра с адреса $60 по $61 организован бу-
фер отображения для динамической
индикации. В подпрограмме обработ-
ки прерывания таймера Т/СО (метка SO)
каждый байт из функциональной груп-
пы циклически, после перекодировки,
выводится в порт В микроконтролле-
ра. Для включения индикаторов HG1,
HG2 необходимо установить лог. 0 на
выводах 2 и 3 микроконтроллера DDI.
Чтобы на индикаторе HG1 индициро-
валось число «1», необходимо двоич-
но-десятичное число, расположенное
по адресу $60, перекодировать, вывести
в порт В микроконтроллера и устано-
вить лог. 0 на выводе 2 микроконтрол-
лера DDI. Записывая поочерёдно в
циклическом режиме в порт В микро-
контроллера байты из функциональ-
ной группы буфера отображения и
лог. 0 на соответствующие выводы пор-
та D, мы реализуем режим динамичес-
кой индикации.
При нажатии на кнопку S1 относи-
тельное значение выходного напряже-
ния на дисплее увеличивается на едини-
цу. Одновременно запускается счётчик,
организованный на R2 и формирующий
интервал 2 с. Если кнопка удерживается
более 2 с, значение, индицируемое на
дисплее, увеличивается на 5 единиц за
1 с. Интервал времени, в течение которо-
го происходит приращение, организо-
ван в R1. При отпускании кнопки S1 все
вышеуказанные счётчики обнуляются.
Аналогичным образом организована
работа кнопки S2 для уменьшения отно-
сительного значения выходного напря-
жения, индицируемого на дисплее. При
нажатии на кнопку S2 текущее значе-
ние, индицируемое на дисплее, умень-
шается на единицу. Если кнопка удер-
живается более 2 с, значение, индици-
руемое на дисплее, уменьшается на
5 единиц за 1 с. Счётчики для кнопки
S2 организованы в регистрах R3, R4.
В регистре R22 осуществляется вы-
бор разрядов в динамической индика-
ции. При инициализации в R22 зано-
сится число ObOOOOOOOl. При каждом
обращении к подпрограмме обработ-
ки прерывания единица сдвигается
влево, подготавливая включение сле-
дующего разряда. В подпрограмме так-
же осуществляется проверка, не вышла
ли единица за пределы разрядной сет-
ки, т.е. после числа ОЬОООООЮО в R22
загружается снова ObOOOOOOOl. Все
флаги, которые используются при
работе программы, выполнены на ре-
гистрах R24, R25. Назначение каждого
флага приведено в тексте программы.
Нетрудно подсчитать, что значение
суммарного тока стабилизаторов в ди-
апазоне 6... 16 А при инкременте или
декременте числа, индицируемого на
индикаторах регулятора, изменяется с
шагом порядка 100 мА.
Микросхема TL494 позволяет орга-
низовать и двухтактный режим рабо-
ты, т.е. можно обойтись одним корпу-
сом данной микросхемы, а также ис-
ключить реле К1 для выключения
источника питания, статически управ-
ляя ключевыми транзисторами VT3,
VT4 с помощью микросхемы TL494.
Однако, по соображениям надёжнос-
ти и безопасности, использованы два
независимых канала стабилизатора
тока, контроль тока в каждом канале и
включение источника питания с по-
мощью реле.
Для защиты стабилизатора тока от
перегрузки по току используется само-
восстанавливающийся предохрани-
тель FU1 MF-R400 фирмы BORNS.
Уменьшить коммутационные потери и
повысить КПД стабилизаторов удалось
благодаря использованию диодов
Шоттки (VD2, VD3) КД2998Г (постоян-
ное прямое напряжение 0,54 В; сред-
ний прямой ток 30 А; диапазон частот
10...200 кГц; импульсное обратное на-
пряжение 35В).
Стабилизатор тока обеспечивает
максимальный КПД порядка 75% при
минимальном выходном токе 6 А; КПД
при максимальном выходном токе 16 А
снижается до 70%.
На рисунке 3 приведена фотография
макета электронного регулятора, а на
рисунке 4 - фотография опытного об-
разца двухканального стабилизатора
тока для электролизера.
В схеме стабилизатора тока дроссе-
ли L3, L4 выполнены на двух сложен-
ных вместе кольцевых магнитопрово-
дах МП-140 типоразмером К36 х 25 х
х 9,7 и содержат 45 витков двойного
провода ПЭТВ-2 1,1 уложенных равно-
мерно в два слоя по всему периметру
кольца. Между слоями проложены два
слоя лакоткани ЛШМС-105-0,06 ГОСТ
2214-78. Индуктивность дросселей по-
рядка 400 мкГн. Конденсаторы С1 - СЗ,
С5, С7, С9, С15, С17 - К50-35; осталь-
ные конденсаторы типа К10-17. Мик-
росхему TL494CN можно заменить на
ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
TL494LN или КР1114ЕУ4. Дроссели L1,
L2 типа ДМ-0,1-80. Самовосстанавли-
вающийся предохранитель MF-R400
можно заменить на любой другой с
аналогичными характеристиками. Ди-
оды VD2, VD3 можно заменить любым
диодами Шоттки с аналогичными па-
раметрами, например 20TQ045.
Для уменьшения потерь мощности
датчики тока (резисторы R34 - R42)
выполнены с минимальным сопротив-
лением 0,025 Ом каждый. При макси-
мальном токе нагрузки 16 А рассеива-
емая на датчиках мощность составля-
ет 3,2 Вт. Резисторы R34 - R42 типа
С5-16МВ-1 Вт-0,1 Ом ± 1%. Резисто-
ры R2, Кб, R23, R26 типа СП5-3 или
СП5-2ВА.
Ключевые транзисторы в стабили-
заторах VT3, VT4 и диоды VD2, VD3
установлены на отдельных теплоотво-
дах. Площадь эффективной поверх-
ности теплоотвода для транзистора
должна быть не менее 100 см2, для ди-
ода - не менее 40 см2.
В схеме электронного регулятора ис-
пользованы конденсаторы С1, С2, С5,
Сб типа К10-17а. Конденсатор СЗ, С7
типа К50-35, конденсатор С4 типа К50-
24. Дроссель L1 выполнен на магни-
топроводе МШ40 типоразмером К28 х
х 16 х 9, обмотка содержит 150 витков
провода ПЭТВ-2 0,28. Сдвоенный ин-
дикатор HG1 зелёного цвета типа
DA56-11GWA. Индикатор HL1 типа
ЗЛ341К красного цвета (7пр =10 мА).
Для обеспечения устойчивой рабо-
ты стабилизатора тока, при разработке
печатной платы следует уделить вни-
мание минимизации электромагнит-
ных излучений. Целесообразно разде-
лить в каждом канале общие провод-
ники ключевого каскада и микросхемы
управления (ШИМ-контроллера), а точ-
ку их соединения сделать перед выход-
ным соединителем ХЗ.
Настройку целесообразно начинать с
формирователя управляющего напря-
жения, при этом каналы стабилизато-
ров тока следует отключить (подать
лог. 0 на контакт 4 соединителя Х2). Да-
лее устанавливаем нулевое значение на
индикаторах электронного регулятора
и, вращая движок переменного резис-
тора R2, устанавливаем напряжение
2,5 В на эмиттере VT5. Затем устанавли-
ваем максимальное значение (99) на
индикаторах электронного регулятора
и, вращая движок R6, подстраиваем
напряжение на эмиттере VT5 до 5 В.
Проверку и настройку стабилизатора
тока можно проводить с резистивной
нагрузкой порядка 0,2 Ом, рассчитан-
ной на ток не менее 20 А Первое включе-
ние лучше сделать при минимальном
токе 6 А, затем медленно увеличивать
ток нагрузки до максимального значе-
ния 1бА Руководствуясь вышеуказанной
методикой, можно расширить диапазон
изменения выходного тока до 0...16 А,
при этом шаг изменения выходного то-
ка увеличится до примерно 160 мА
Литература
1. Интегральные микросхемы: Микросхемы
для импульсных источников питания и
их применение. Додека, 1997.
2. Источники электропитания радиоэлек-
тронной аппаратуры: справочник. Под
ред.Г.С.Найвельта. Радио и связь, 1985.
3. ХрусталевД. Особенности конструирова-
ния печатных плат для импульсных ис-
точников питания. Схемотехника. 2002.
№ 12. С. 18-19.
4. ГолубцовМ.С., КириченковаАВ. Микрокон-
троллеры AVR: от простого к сложному.
СОЛОН-Пресс, 2005.
5. Ежков Ю. Экспоненциальный электрон-
ный регулятор громкости. Радио. 1997.
№ 11. С. 15-16.
Подписка
www.soel.ru
Платная подписка на журнал осуществляется через
подписное агентство «Роспечать» по каталогу.
Подписные индексы:
на полугодие - 46459
на год - 36280
Стабилизация выходного напряжения
обратноходового преобразователя путём
возврата энергии в первичную цепь
Михаил Сизов (Москва)
В статье рассматривается схема обратноходового преобразователя,
в котором используется метод непосредственной стабилизации
выходного напряжения путём возврата лишней энергии в первичную
цепь, без применения цепи обратной связи. Приводится схема реального
устройства и даётся описание его работы.
Для стабилизации величины вы-
ходного напряжения обратноходо-
вых преобразователей (ОХП) ис-
пользуются разные методы регу-
лирования количества энергии, по-
ступающей во вторичную цепь. Ос-
новным среди них является ШИМ-
стабилизация напряжения. Принцип
действия ШИМ-стабилизации заклю-
чается в изменении длительности
импульсов, усиливаемых силовым
каскадом в первичной цепи преоб-
разователя, без коррекции собствен-
но частоты колебаний и их амплиту-
ды. Длительность импульсов форми-
руется схемой управления, которая
сравнивает выходное напряжение
преобразователя с заданным значе-
нием.
Метод непосредственной стабили-
зации выходного напряжения требу-
ет применения оптрона для переда-
чи аналогового сигнала ошибки из
вторичной цепи в первичную. Расчёт
петли обратной связи с оптроном до-
вольно сложен, и даже существующие
методики далеко не всегда дают аде-
кватный результат, поскольку слиш-
ком много параметров влияет на АЧХ
схемы [1].
В статье предлагается схема ОХП, в
котором используется метод непо-
средственной стабилизации выходно-
го напряжения путём возврата лиш-
ней (избыточной) энергии в первич-
ную цепь, без применения цепи ОС.
Автор столкнулся с этим способом ста-
билизации выходного напряжения
более 15 лет назад, изучая схему ис-
точника питания японского телевизо-
ра. Принцип возврата энергии при ко-
лебательном процессе подробно опи-
сан в [2, 3].
На рис. 1 показана реальная схема
ОХП с гальванической развязкой вы-
ходного напряжения, в которой пунк-
тирной линией выделены первичная
и вторичная цепи устройства. Им-
пульсный генератор ОХП выполнен
на транзисторах VT1, VT2 и нако-
пительном трансформаторе с тремя
одинаковыми обмотками. W1 - пер-
вичная обмотка, её индуктивность
определяет энергию, которая будет
запасаться в трансформаторе; W2 -
обмотка положительной обратной
связи для возбуждения генерации
колебаний в схеме; W3 - выходная об-
мотка (обмотка обратного хода), под-
ключается к конденсатору С4 и на-
грузке через диоды VD7, VD8 и тран-
зисторный ключ VT3.
При включении источника пита-
ния 15 В резистор R3 задаёт неболь-
шой базовый ток, который приот-
крывает транзистор VT2. Далее про-
исходит лавинообразное открытие
транзистора за счёт действия поло-
жительной обратной связи через об-
мотку W2. Резистор R2 определяет
рабочий базовый ток транзистора
VT2, а время открытого состояния
транзистора VT2, когда происходит
накопление электромагнитной энер-
гии в трансформаторе, определяет-
ся RC-цепочкой Rl, С1, которая с за-
держкой открывает транзистор VT1.
Транзистор VT1 перехватывает базо-
вый ток транзистора VT2, который
переходит из режима насыщения в
линейный режим работы (прикрыва-
ется), после чего происходит лавино-
образное закрытие транзистора VT2
за счёт действия положительной об-
ратной связи через обмотку W2. По-
сле выключения транзистора VT2 на
всех обмотках трансформатора из-
меняется полярность напряжений и
происходит их быстрый рост. Начи-
нается второй такт работы схемы
преобразователя - режим размагни-
чивания сердечника трансформато-
ра. После исчезновения тока в пер-
вичной обмотке W1 он появляется во
вторичной обмотке W3 за счёт взаи-
моиндукции.
На рис. 2 показаны основные сигна-
лы преобразователя в установившемся
режиме холостого хода. В работе ОХП
можно выделить пять временных ин-
тервалов и соответствующих физичес-
ких процессов:
1) происходит накопление энергии
в индуктивности первичной об-
мотки трансформатора W1. На-
пряжение на выходной обмотке
W3 отрицательно, через цепочку
R6, VD6 оно формирует запираю-
Рис. 1 Схема ОХП без цепи ОС
Рис. 2. Основные сигналы преобразователя
в установившемся режиме холостого хода
Рис. 3. Токи обмоток W1 (красный луч) и W3 (синий луч) при максимальной нагрузке
щее напряжение на базе транзис-
тора VT4;
2) после выключения транзистора
VT2 напряжение на выходной об-
мотке W3 меняет знак, цепочка R6,
VD6 отключается, снимается запи-
рающее напряжение на базе тран-
зистора VT4. Так как выходное
напряжение превышает уровень
стабилизации, транзисторы VT4 и
VT3 открываются. Начинается ко-
лебательный процесс. Амплитуда
синусоидального изменения на-
пряжения на конденсаторе С4 за-
висит от его ёмкости и величи-
ны запасённой в трансформато-
ре энергии. Когда напряжение на
конденсаторе С4 достигает макси-
мального значения, а ток в обмот-
ке W3 пересекает нулевой уровень,
начинается 3-й интервал работы
ОХП;
3) энергия, запасённая в конденсато-
ре С4, начинает передаваться в ин-
дуктивность вторичной обмотки
трансформатора W3, напряжение
на конденсаторе С4 уменьшается, а
ток нарастает. В момент, когда ток
в обмотке трансформатора W3 до-
стигает максимального значения,
начинается 4-й интервал работы
ОХП;
4) начало 4-го интервала характери-
зуется тем, что в трансформаторе
накоплена энергия (обратного зна-
ка), которая не может исчезнуть.
Происходит изменение полярнос-
ти напряжений на всех обмотках
трансформатора. Напряжение пер-
вичной обмотки W1 становится
отпирающим для диода VD4, вели-
чина напряжения превышает вход-
ное напряжение ОХП, начинается
передача накопленной энергии
трансформатора в конденсатор СЗ
фильтра питания первичной цепи.
Полярность напряжения обмотки
обратной связи W2 соответствует
открытому состоянию транзисто-
ра VT1, но ток через него не течёт,
т.к. в это время открыт диод VD4.
Напряжение вторичной обмот-
ки W3 становится запирающим
для транзистора VT4. Закрывается
транзистор VT3, конденсатор С4 и
диод VD5 отключаются от вторич-
ной обмотки W3- Когда напряже-
ние на конденсаторе СЗ достигает
максимального значения, а ток в
обмотке W1 пересекает нулевой
уровень, начинается 5-й интервал
работы ОХП;
5) так как полярность напряжения об-
мотки обратной связи W2 соответ-
ствует открытому состоянию тран-
зистора VT1, начинается рост тока в
первичной обмотке трансформато-
ра W1, снова происходит накопле-
ние энергии в индуктивности пер-
вичной обмотки, и процесс повто-
ряется.
Пороговое напряжение, при кото-
ром открывается транзистор VT4,
является напряжением стабилиза-
ции ОХП. Транзистор VT4 может
только начать колебательный про-
цесс, момент окончания процесса
зависит от других элементов схемы
и нагрузки.
На рис. 3 показаны токи в первич-
ной и вторичной цепях ОХП, ко-
гда нет передачи лишней энергии в
первичную цепь. Это режим макси-
мального КПД, поскольку обратная
передача энергии в первичную цепь
сопровождается неизбежными поте-
рями.
Дальнейшее увеличение тока на-
грузки приводит к выходу ОХП из ре-
жима стабилизации и переходу в ре-
жим ограничения выходной мощ-
ности.
Данный ОХП прост и надёжен, он
выполнен на четырёх транзисторах
без оптрона и микросхем. Все тран-
зисторы работают в ключевом ре-
жиме, что обеспечивает минималь-
ные потери мощности в элемен-
тах схемы. Диапазон изменения
входного напряжения составляет
3...20 В. Преобразователь допуска-
ет режим короткого замыкания на
выходе.
Литература
1. http://www.platan.ru/shem/index.htm.
Устойчивость импульсных стабилизато-
ров напряжения (http://www.platan.ru/
shem/pdf/12_р 16-20.pdf).
2. Сизов М. Преобразователь сигналов ин-
дуктивного датчика положения ротора.
Современная электроника. 2012. № 5.
3. http://spetrovich.narod.ru/img7/razvert-
ka.htm.
Сверхминиатюрные изолированные
DC/DC-преобразователи со стабилизированным
выходом и ультранизким уровнем пульсаций
Алексей Кузьминов (Москва)
В статье приведены принципиальные схемы, рисунки печатных плат
и фотографии изолированных DC/DC-преобразователей 5 В/5 В
со стабилизированным выходом мощностью 1/4 и 1/2 Вт на основе
контроллеров TPS61040/41 и SN6501. Описанные устройства отличаются
сверхмалым уровнем пульсаций (до 0,5 мВ), миниатюрностью
(до 7x11 мм) и низкой себестоимостью.
Введение
В настоящее время выпускается
огромное количество DC/DC-пре-
образователей, которые различают-
ся между собой по многим парамет-
рам. Наиболее важными параметра-
ми, по мнению автора, являются вход-
ное/выходное напряжения, количест-
во каналов (выходных напряжений),
изоляция входного и выходного на-
пряжения, мощность, габариты, уро-
вень пульсаций выходного напряже-
ния, наличие встроенного линейно-
го стабилизатора напряжения и,
конечно, цена.
Из всего многообразия DC/DC-преоб-
разователей автора заинтересовали од-
ноканальные DC/DC-преобразователи
5 В/5 В мощностью не более 1 Вт, а имен-
но изолированные преобразователи со
стабилизированным выходом мощ-
ностью 1/4 и 1/2 Вт, т.е. с выходным то-
ком не более 50 и 100 мА соответствен-
но. Такие DC/DC-преобразователи, как
правило, применяются для гальваничес-
кой развязки интерфейсов (например,
RS232, SPI и т.п.), а также для питания
небольших устройств, в которых ис-
пользуются микроконтроллеры и высо-
коточные АЦП. Причём, если для пита-
ния интерфейсов достаточно мощности
1 /4 Вт и не требуется стабильность вы-
ходного напряжения, то для питания
устройств, в которых используются вы-
сокоточные АЦП, необходимы DC/DC-
преобразователи мощностью не менее
1 /2 Вт со встроенным линейным стаби-
лизатором напряжения и уровнем
пульсаций не более 10 мВ. По роду дея-
тельности автору понадобилось не-
сколько таких преобразователей для пи-
тания небольших устройств, в состав ко-
торых входили микроконтроллеры,
сопряжённые с высокоточными АЦП.
Попытка приобрести готовые
DC/DC-преобразователи с указанны-
ми параметрами не увенчалась успе-
хом: уровень пульсаций выходного
напряжения предлагаемых преобразо-
вателей, даже оборудованных встро-
енным линейным стабилизатором,
превышал 50 мВ. Примерно такой уро-
вень пульсаций имеют и более дешё-
вые, нестабилизированные DC/DC-
преобразователи. Любопытно, что при
мощности преобразователей в 1 Вт и
менее их цена практически не зависит
от мощности.
В связи с острой потребностью в
DC/DC-преобразователях с указан-
ными параметрами, была предприня-
та попытка разработать преобразова-
тели своими силами, учитывая опыт
конструирования подобных устройств
[1]. В результате сконструированные
DC/DC-преобразователи вполне оправ-
дали ожидания по уровню пульсаций
выходного напряжения, габаритам и
себестоимости. Были реализованы два
устройства: изолированный DC/DC-
преобразователь 5 В/5 В мощностью в
1/4 Вт (с выходным током 50 мА) со ста-
билизированным выходом и уровнем
пульсаций не более 5 мВ и изолирован-
ный DC/DC-преобразователь 5 В/5 В
мощностью в 1/2 Вт (выходной ток
00 мА) со стабилизированным выхо-
дом и уровнем пульсаций не более
0,4...0,6 мВ (!). Оба преобразователя по-
лучились довольно миниатюрными, а
стоимость комплектующих одного уст-
ройства не превысила 100 руб.
Принципиальные схемы
преобразователей
Ниже представлены принципиаль-
ные схемы изолированных DC/DC-
преобразователей 5 В/5 В со стабили-
зированным выходом на базе контрол-
леров TPS61040/41 и SN6501 (или
МАХ253) с кратким пояснением функ-
ционирования.
Изолированный
dc/dc-преобразователь
5 в/5 в на контроллере
TPS61040/41
Микросхема контроллера TPS61040/41
компании Texas Instruments относит-
ся к так называемым повышающим
DC/DC-преобразователям со встроен-
ным ключом (максимальный ток до
400 мА) [2]. Существует также контрол-
лер TPS61060, который пока не досту-
пен для приобретения в РФ. Назна-
чение подобных преобразователей -
питание нескольких последователь-
но соединённых светодиодов от од-
ной или нескольких батарей. Диа-
пазон напряжения питания TPS61040/
41 составляет 1,8...6 В. Микросхема
TPS61040/41 достаточно популярна,
доступна для приобретения, имеет
многочисленные аналоги (например,
LM2703, LT1615, АМЕ5131, САТ4137,
G5111Т11, SP6690 и др. [3]) и относи-
тельно недорогая (в корпусе SOT23-5
стоит чуть более 1 долл. США, в кор-
пусе SON-6 размером 2x2 мм - менее
1 долл.).
Стандартная схема включения
TPS61040/41 приведена на рисун-
ке 1. Частота работы преобразовате-
ля может достигать 1 МГц и более [4].
После рассмотрения принципа рабо-
ты контроллера TPS61040/41 можно
сделать следующий вывод. Если из схе-
мы рис. 1 удалить компоненты Rl, R2,
CFF, СО и D1, а вход FB заземлить, то
частота переключения транзистора (и
скважность импульсов) будет опреде-
ляться только индуктивностью L1 и
таймером (400 не), причём чем больше
индуктивность L1, тем ниже частота
переключения (и наоборот).
Частота переключения также опре-
деляется сопротивлением нагрузки:
наличие гистерезиса в ограничиваю-
щем ток компараторе [4] приводит к
тому, что частота изменяется скачко-
образно почти в три раза во всём диа-
Рис. 2. Функциональные схемы однотактных прямоходовых преобразователей [5]
а-идеализированная схема, б-с дополнительной «размагничивающей» обмоткой
пазоне изменения тока нагрузки. Мак-
симальная частота устанавливается
при максимальном токе нагрузки и
достигает 1 МГц. К сожалению, в описа-
нии контроллера TPS61040/41 это по-
лезное свойство не документировано,
хотя с ростом частоты лучше подав-
ляются ВЧ-пульсации. Следует отме-
тить, что не все аналоги контроллера
TPS61040/41 переключают частоту.
Например, в контроллере LM2703 час-
тота постоянна, а изменяется только
скважность импульсов.
Если заменить индуктивность L1
трансформатором (см. рис. 2а), то вы-
ходное напряжение FOUT вторичной
обмотки этого трансформатора (в иде-
альном случае) будет определяться (в
том числе) входным напряжением Vm,
соотношением обмоток 7VIN и Novr, а
частота - таймером (400 не) и индук-
тивностью первичной обмотки (ZIN).
Причём чем меньше будет индуктив-
ность ZIN, тем выше будет частота.
Способ подключения трансформа-
тора к контроллеру, показанный на
рисунке 2а, используется в подавляю-
щем большинстве схем, на основе ко-
торых строятся так называемые одно-
тактные прямоходовые преобразова-
тели (ОПП). Эти устройства на стороне
вторичной обмотки содержат спе-
циальные схемы выпрямления, сгла-
живания выходного напряжения, сни-
жения уровня пульсаций (помимо
сглаживающего LC-фильтра), а в неко-
торых случаях и линейные стабилиза-
торы со своими конденсаторами, пре-
пятствующими самовозбуждению.
На стороне первичной обмотки в
ОПП используются специальные схе-
мы, которые ограничивают выброс
напряжения в индуктивности при вы-
ключении транзистора (показан на ри-
сунке 3 красным цветом). Кроме того,
для предотвращения насыщения сер-
дечника трансформатора ОПП, по-
казанного на рис. 2а, применяется схе-
ма рис. 26 (управление транзистором
показано условно), содержащая допол-
нительную «размагничивающую» об-
мотку и диод. Эта обмотка должна быть
включена встречно с основной (начало
обмоток показано звёздочками). Коли-
чество витков основной и дополни-
тельной обмоток, как правило, одина-
ково, однако оно может и различаться
(вплоть до превышения в четыре раза).
На рисунке 3 синим цветом показана
зависимость напряжения первичной
обмотки от времени при использова-
нии дополнительной размагничиваю-
щей обмотки (схема рис. 26). Как видно
из графика, дополнительная обмотка
(помимо размагничивающей функ-
ции) гасит выброс напряжения. Су-
ществуют и альтернативные схемы, вы-
полняющие аналогичные функции [5].
Рис. 3. Формы напряжений в первичной обмотке
трансформатора (на стоке транзистора) [11]
Поскольку в нашем случае основны-
ми требованиями являются миними-
зация числа электронных компонен-
тов и нагрева устройства, предпочте-
ние было отдано схеме рис. 26, на
основе которой была построена реаль-
ная схема DC/DC-преобразователя (см.
рис. 4).
В схеме на рисунке 4 использован
трансформатор (ТР1), который намо-
тан проводом ПЭЛО 0,1 на феррито-
вом кольце М1000НМ размером 5 х 3 х
х 1,5 мм. Каждая из первичных обмоток
(одна рабочая, вторая - «размагничива-
ющая») содержит по 10 витков провода
и имеет индуктивность 16 мкГн, вто-
ричная обмотка содержит 20 витков.
Дроссель L1 намотан проводом ПЭЛО
0,1 на ферритовом кольце М2000НМ
размером 5 х 3 х 1,5 мм. Его обмотка со-
держит 60 витков и имеет индуктив-
ность 1,2 мГн. Этот дроссель совмест-
но с конденсаторами С4 и С2 образует
LC-фильтр, подавляющий ВЧ-пульса-
ции выпрямленного напряжения.
Сам выпрямитель выполнен по мос-
товой схеме на двух парах диодов
Шоттки типа BAT54CW (VD2, VD3) с
общим катодом и BAT54AW (VD4, VD5)
с общим анодом. В качестве линейно-
го стабилизатора (DA2) использована
микросхема NCP4626 компании On
Semiconductor в корпусе XDFN6 раз-
мером 1,6 х 1,6 мм [6]. Несмотря на ма-
лый размер, такой корпус имеет боль-
шую мощность рассеивания теп-
ла (640 мВт), чем корпус SOT23-6
(420 мВт) большего размера (3x3 мм).
Дело в том, что на дне корпуса XDFN6
предусмотрена металлическая тепло-
отводящая площадка, которая механи-
чески и электрически связана с печат-
ной платой (припаяна к ней и соеди-
нена с «землёй»). Все конденсаторы,
используемые в схеме, - керамичес-
кие, предназначенные для поверх-
ностного монтажа; их размер и мак-
симально допустимое напряжение
указаны на схеме. Резистор R1 являет-
ся начальной нагрузкой преобразова-
теля на холостом ходу и ограничивает
выходное напряжение выпрямителя
на уровне 10 В. Размагничивающая об-
мотка соединена с входным напряже-
нием через дополнительный диод
Шоттки типа PMEG2020EJ (VD1) в кор-
пусе SOD323 размером 2,5 х 1,2 мм.
В качестве контроллера (DA1) исполь-
зована микросхема TPS61040DBV в
корпусе SOT23-5 размером 3x3 мм [4].
Малые размеры комплектующих поз-
волили реализовать преобразователь
на плате с габаритами 7x12 мм.
При использовании контроллера
TPS61040DBV, имеющего максималь-
ный ток выходного транзистора
400 мА, уровень пульсации выходного
напряжения при нагрузке в 100 Ом
(ток 50 мА) составил около 15 мВ.
При использовании микросхемы
TPS61041DRV (DA1 на рис. 5) в новом
корпусе SON-6 размером 2x2 мм (мак-
симальный ток выходного транзисто-
ра ограничен значением в 250 мА), уда-
лось снизить уровень пульсаций всего
устройства до 5 мВ (размах). Сниже-
ние пульсаций объясняется тем, что
частота работы микросхемы TPS61041
при максимальном токе нагрузки со-
ставляет около 1 МГц против пример-
но 600 кГц у микросхемы TPS61040.
Корпус SON-6, несмотря на свой ма-
лый размер, рассеивает бо'льшую мощ-
ность (688 мВт), чем SOT23-6, за счёт
теплоотводящей площадки. С увеличе-
нием тока нагрузки уровень пульсаций
выходного напряжения не возрастает
из-за повышения частоты преобразо-
вания.
Трансформатор (см. рис. 5) намотан
тем же проводом и на таком же ферри-
товом кольце, что и для схемы рис. 4,
но отличается числом витков. Каждая
из двух первичных обмоток содержит
по 11 витков провода и имеет индук-
тивность по 22 мкГн, вторичная обмот-
ка содержит 22 витка. В остальном схе-
ма преобразователя на контроллере
TPS61041 аналогична схеме на кон-
троллере TPS61040 (см. рис. 4).
Изолированный
dc/dc-преобразователь
5 в/5 в на контроллере
sn6501
Контроллер SN6501 [7] является так
называемым трансформаторным драй-
вером, предназначенным для изоли-
рованных DC/DC-преобразователей.
Рис. 4. Схема изолированного DC/DC-преобразователя 5 В/5 В на контроллере TPS61040DBV (корпус S0T23-5)
Рис. 5. Схема подключения к трансформатору
контроллера TPS61041DRV (корпус S0N-6)
Рис. 6. Типовая схема включения контроллера SN6501 [7]
Это новейшая (2012 г.) разработка ком-
пании Texas Instruments. По своей
структуре, принципу действия и основ-
ной схеме включения с трансформа-
тором (см. рис. 6) SN6501 мало чем от-
личается от популярной микросхемы
трансформаторного драйвера МЛХ253
[8]. Фактически SN6501 - несколько
упрощенная версия МЛХ253, но с уве-
личенным выходным током (350 мЛ
против 200 мА у МАХ2 5 3), меньшим ти-
повым значением сопротивления от-
крытого транзистора (0,6 Ом против
1,5 Ом) и более высокой частотой пре-
образования при входном напряже-
нии 5 В (410 и 620 кГц против 350 и
500 кГц соответственно). Но главное
отличие SN6501 от МАХ253 - более
миниатюрный корпус. Если самым
миниатюрным корпусом, в котором
выпускается контроллер МАХ253,
является 8-цМАХ размером 3x5 мм
(MAX253EUA), то SN6501 размещен в
корпусе SOT23-5 размером 3x3 мм.
При максимальной рассеиваемой
мощности 250 мВт (против 350 мВт у
корпуса 8-цМАХ), за счёт теплоотвода
через «земляные» выводы (4 и 5 на
рис. 6) преобразователь SN6501 в кор-
пусе SOT23-5 нагревается до 40°С при
выходном токе 150 мА; при том же вы-
ходном токе MAX253EUA в корпусе
8-цМАХ выдерживает всего несколько
секунд, нагреваясь до 70°С, после чего
выходит из строя.
Двухтактный режим работы SN6501
(как и МАХ253) позволяет не заботить-
ся о размагничивании сердечника. Гра-
фик типовой зависимости выходного
напряжения от тока нагрузки при ис-
пользовании схемы рис. 6 приведён на
рисунке 7.
Незначительные, на первый взгляд,
отличия электрических характеристик
преобразователя SN6501 от МАХ253, а
также миниатюрный корпус первого,
позволяют конструировать на основе
SN6501 уникальные по своей простоте
и миниатюрности DC/DC-преобразо-
ватели, обладающие ультранизким
уровнем пульсаций выходного напря-
жения.
Стандартная схема выпрямления вы-
ходного напряжения, снятого с выход-
ной обмотки трансформатора со сред-
ней точкой, с помощью двух диодов
(см. рис. 6) кажется более экономич-
ной по числу элементов по сравнению
с мостовой схемой выпрямления (см.
рис. 4). Однако схема со средней точ-
Рис. 7. График зависимости выходного
напряжения в точках ТР1 и ТР2 (см. рис. 6)
от тока нагрузки [7]
кой требует двух идентичных вторич-
ных обмоток, тогда как мостовая схе-
ма - только одной. Поэтому в описыва-
емых устройствах использована мос-
товая схема выпрямления на четырёх
диодах.
Схема изолированного DC/DC-npe-
образователя 5 В/5 В со стабилизиро-
ванным выходом и максимальным то-
ком нагрузки в 100 мА приведена на
рисунке 8. В ней использован контрол-
лер SN6501 (DA1), выпрямительные
диоды PMEG2020 (VD1-VD4), стабили-
затор с малым падением напряжения
Бесплатная подписка
п А , www.soel.ru
Для оформления бесплатной подписки
вам необходимо заполнить анкету подписчика
www.soel.ru/forms/SubscribeForm.aspx
Бесплатная подписка оформляется
только на территории России
Рис. 8. Реальная схема изолированного DC/DC-преобразователя 5 В/5 В на контроллере SN6501
Рис. 9. Схема подключения МАХ253
к трансформатору
Рис. 10. Разводка плат DC/DC-преобразователей на контроллере TPS61040/41
а - в корпусе S0T23-5(TPS61040/41DBV), б - в корпусе S0N-6(TPS61040/41 DRV)
(0,15 В при токе 100 мА) NCP4626
(DA2) в малогабаритном корпусе
XDFN6 размером 1,6 х 1,6 мм. Транс-
форматор ТР1 намотан на феррито-
вом кольце размером 5 х 3 х 1,5 мм.
Марка феррита - М2500НМС-1. Каж-
дая из первичных обмоток содержит
по 20 витков провода марки ПЭПШО-
0,08 и имеет индуктивность около
200 мкГн. Этот провод, во-первых, име-
ет двойную изоляцию, во-вторых, при
диаметре внутренней медной жилы
0,08 мм его внешний диаметр около
0,16 мм. По сравнению с ним, распро-
странённый провод марки ПЭЛШО-
0,06 имеет внешний диаметр около
0,19 мм. Такая разница является сущест-
венной, поскольку на ферритовое
кольцо диаметром 4 мм (К4 х 2,5 х 1,2)
можно намотать 80 витков провода
ПЭПШО-0,08 до полного заполнения
внешней цилиндрической поверхнос-
ти кольца вместо 64 витков ПЭЛШО-
0,06, что соответствует индуктивности
около 1,5 мГн против 1 мГн. Кроме то-
го, при зачистке провода ПЭПШО с по-
мощью обжига, волокнистая обмотка
этого провода (так же, как и провода
ПЭЛО) не разматывается, а оплавляет-
ся капелькой.
В схеме присутствует LC-фильтр на
базе конденсаторов С4, С2 и С2а и
дросселя L1, который существенно по-
давляет ВЧ-пульсации выпрямленно-
го напряжения. Дроссель L1 намотан
проводом ПЭЛО-0,1 на таком же коль-
це, что и основной трансформатор, со-
держит 80 витков провода и имеет ин-
дуктивность 3,5 мГн. Все конденсато-
ры - керамические для поверхностно-
го монтажа; их размеры указаны на ри-
сунке 8. Выпрямленное напряжение
холостого хода составляет около 6 В.
Это напряжение плавно снижается
приблизительно до 5,4 В при нагрузке
в 50 Ом, т.е. при токе 100 мА. Пульсация
напряжения с частотой 500 кГц при то-
ке в 100 мА составляет не более 0,5 мВ (!).
Вместо кольца М2500НМС-1 К5 х 3 х
х 1,5 можно использовать более расп-
ространённое М2000НМ К5 х 3 х 1,5.
В этом случае каждая из двух первичных
обмоток должна содержать по 23-24
витка провода ПЭПШО-0,08 (200 мкГн),
а вторичная обмотка - до 40 витков
этого же провода. При использовании
кольца из феррита М2000НМ пульса-
ция возрастает до 2 мВ.
Для трансформатора можно взять
достаточно распространённое и не-
дорогое кольцо Epcos N87 R6,3 х 3,8 х
х 2,5. В этом случае каждая из двух пер-
вичных обмоток должна содержать по
4 витка провода ПЭЛ-0,125 (при этом
индуктивность составляет 225 мкГн),
а вторичная - 22 витка, намотанные
двойным проводом того же диаметра.
Электрические параметры преобра-
зователя при этом соответствуют
кольцуМ2500НМС-1 К5хЗх 1,5, но га-
бариты устройства увеличиваются, и
на плате можно установить контрол-
лер MAX253CUA в корпусе 8-цМАХ.
Схема подключения этого контролле-
ра к аналогичному трансформатору
показана на рисунке 9. При использо-
вании контроллера МАХ253 схема
преобразователя остаётся прежней
(см. рис. 8), за исключением дросселя
L1 на кольце М2000НМ К4 х 2,5 х 1,2, об-
мотка которого содержит 80 витков
провода ПЭПШО-0,08 и имеет индук-
тивность 1,5 мГн. При нагрузке в 50 Ом
(выходной ток 100 мА) ВЧ-пульсации
составляют около 7 мВ - сказывается
более низкая рабочая частота кон-
троллера МАХ253-
Для дополнительного уменьшения
габаритов преобразователя на базе
SN6501 вместо диодов PMEG2020 мож-
но использовать PMEG2010, а для дрос-
селя L1 - кольцо М2000НМ К4 х 2,5 х 1,2
(80 витков ПЭПШО-0,08; 1,5 мГн).
Электрические параметры преобразо-
вателя сохраняются.
Эффективность работы трансфор-
матора и, в конечном счете, уровень
пульсаций выходного напряжения
всего устройства зависит от того, на-
сколько качественно произведена на-
мотка кольца. Во-первых, после на-
мотки первичных обмоток следует из-
мерить их индуктивность, которая
должна быть в пределах 195...210 мкГн.
Во-вторых, после намотки вторичной
обмотки необходимо измерить на-
пряжение на входе линейного стаби-
лизатора (DA2 на рис. 8), т.к. оно зави-
сит от числа витков вторичной обмот-
ки, качества намотки, марки феррита
кольца и типа используемых выпря-
мительных диодов (PMEG2020 или
PMEG2010). Это напряжение должно
находиться в пределах 5,4...5,6 В при
токе 100 мА. Если напряжение превы-
шает 5,6 В, контроллер и диоды будут
нагреваться и возрастёт уровень пуль-
Рис. 11. Разводка плат DC/DC-преобразователей с использованием контроллера SN6501, кольца М2500НМС1 К5 х 3 х 1,5 (а) и EPC0S N87 R6,3 х3,8 х 2,5(6);
контроллера МАХ253 и кольца EPCOS N87 R6.3 х 3,8 х 2,5 (в)
саций. Если напряжение менее 5,4 В,
уровень пульсаций также возрастёт
из-за фактического отключения ли-
нейного стабилизатора. Поэтому к вы-
ходу преобразователя необходимо
подключить резистор 51 Ом мощ-
ностью 2 Вт и измерить входное на-
пряжение стабилизатора. Если оно
меньше 5,4 В, необходимо домотать
несколько витков вторичной обмот-
ктл больше - отмотать. Идеаль-
апряжение на входе линейного
лизатора - 5,5 В.
Изготовление устройств
Основой всех DC/DC-преобразова-
телей, описанных в статье, является
ВЧ-трансформатор на ферритовом
кольце. Помимо трансформатора, на
ферритовых кольцах изготовлены
дроссели, подавляющие пульсации вы-
ходного напряжения. Практически все
используемые ферритовые кольца -
отечественные, марок М1000НМ,
М2000НМ и М2500НМС-1, размером
5 х 3 х 1,5 мм. Исключением является
кольцо марки EPCOS N87 размером
6,3 х 3,8 х 2,5 мм и одно кольцо марки
М2000НМ размером 4 х 2,5 х 1,2 мм, ис-
пользуемое для дросселя.
К сожалению, отечественные коль-
ца изготавливаются без покрытия,
имеют достаточно острые кромки и
многочисленные неровности, поэто-
му нуждаются в скруглении острых
кромок. У аккуратно обработанно-
го кольца должны сохраняться как
внешний, так и внутренний диаметр.
Достаточно небольшого скругления
кромок, чтобы не допустить повреж-
Форум Современная Электроника
www.forum.soel.ru
Вопросы к редакции
Обсуждение журнала
Микроконтроллеры и микропроцессоры
Беспроводные технологии
Полупроводниковая светотехника
Аналоговая и силовая электроника
Электромеханика
Идеи и проекты
Рис. 12. Разводка платы DC/DC-преобразователя
с использованием контроллера SN6501 и диодов
PMEG201ОАЕВ в корпусе S0D523
дения изоляции провода при на-
мотке.
Кольцо EPCOS N87 R6,3 х 3,8 х 2,5 вы-
полнено со скруглёнными кромками
и имеет диэлектрическое покрытие из
специального материала - парилена,
выдерживающего относительно вы-
сокую температуру. Поэтому на это
кольцо можно наматывать провод ти-
па ПЭЛ.
На обработанные отечественные
кольца также можно наматывать про-
вод ПЭЛ, не боясь повредить его изоля-
цию, но рекомендуется использовать
обмоточный провод с двойной изоля-
цией (ПЭЛШО, ПЭЛО или ПЭПШО).
Если обработанное кольцо покрыть
несколькими слоями цапонлака или
обмотать двойным слоем ленты ФУМ,
то с небольшим ухудшением надёж-
ности можно использовать и провод
типа ПЭЛ. В нашем случае хороший ре-
зультат обеспечил провод ПЭЛ-0,125-
Обмотки должны быть выполнены
следующим образом:
• на внешней цилиндрической по-
верхности кольца витки должны рас-
полагаться в один слой, без зазора
(«виток к витку»), на внутренней по-
верхности - возможно и в два слоя.
Такая обмотка максимально захва-
тывает магнитный поток;
• края обмоток должны быть хорошо
закреплены, а выводы должны быть
сосредоточены ближе к середине об-
мотки;
• между концами первичных и вто-
ричных обмоток на внутренней по-
верхности кольца необходимо оста-
вить зазор не менее 0,8... 1 мм для до-
стижения необходимой изоляции
входного и выходного напряжения;
• обмотки со средней точкой следу-
ет наматывать двойным проводом.
После намотки конец первой обмот-
ки необходимо соединить с началом
второй - это и будет средняя точка.
Разводка всех печатных плат, приве-
дённых в статье, сделана автором с
использованием программы Sprint
LayOut 5.1. Фотошаблоны плат напеча-
таны принтером Canon Pixma MG5140
на прозрачной плёнке Avery Zweckform
Z2503, а сами платы изготовлены по тех-
нологии, подробно описанной в [9, 10].
После распайки компонентов плата
промывается изопропиловым или тех-
ническим этиловым спиртом и покры-
вается несколькими слоями цапонлака.
Трансформатор и дроссель приклеива-
ются к обратной стороне платы липкой
двухсторонней лентой, цапонлаком
или любым клеем, начиная от «Момен-
та» и заканчивая эпоксидной смолой.
Для выводов устройств автор исполь-
зовал позолоченные цанговые штыри
типа PSLM-40 с шагом 2,54 мм. Тогда
при проверке и настройке преобразо-
ватель легко вставляется в одну из сто-
рон цанговой DIP-панельки. В серий-
ных изделиях разъёмные соединения
можно не применять.
На рисунках 10-12 показана развод-
ка плат, а на рисунках 13-16 - фото-
графии готовых устройств. На рисун-
Рис. 13. Фотографии готовых устройств на контроллере TPS61040/41
а - в корпусе S0T23-5 (TPS61040DBV), б - в корпусе S0N-6(TPS61041 DRV), в - обратная сторона устройств
Рис. 14. Фотография изолированного DC/DC-
преобразователя 5 В/5 В на контроллере SN6501
с использованием диодов PMEG2020
Рис. 15. Фотография изолированного DC/DC-преобразователя 5 В/5 В на контроллере МАХ253
с кольцом EPC0S N87 R6.3 х 3,8 х 2,5
а - сторона платы с расположением компонентов, б - обратная сторона устройства
Рис. 16. Фотография изолированного DC/DC-преобразователя 5 В/5 В на контроллере SN6501
с использованием диодов PMEG201QAEB
а - вид устройства со стороны расположения компонентов, б - обратная сторона устройства
ке 14 для сравнения положена обыч-
ная спичка. Обратная сторона уст-
ройства, показанного на рисунке 14,
аналогична рисунку 1 Зв, поэтому не
приводится. Устройство, разводка ко-
торого показана на рисунке 12, а фо-
тографии - на рисунке 16, является са-
мым миниатюрным (7x11 мм). В под-
рисуночных подписях приведена
информация о разводке печатных плат.
Заключение
По сравнению с DC/DC-преобра-
зователями, предлагаемыми многи-
ми фирмами, представленные в на-
стоящей статье устройства отлича-
ются миниатюрностью, сверхмалым
уровнем пульсаций и низкой себе-
стоимостью. Такие параметры полу-
чены благодаря использованию но-
вейших микросхем (SN6501), прос-
тоте схемных решений и технологии
изготовления, доступной даже но-
вичку.
Литература
1. КузьминовА Применение ИС цифровых изо-
ляторов ADUM7441 и ADUM3473 для галь-
ванической развязки интерфейса RS-232.
Современная электроника. 2011. № 9-
2. Староверов К. DC/DC-преобразователисо
встроенным ключом от Texas Instruments.
Новости электроники. 2007. № 18.
3. www.chipfind.ru.
4. TPS61040, TPS61041 Datasheet. 2010.
www.ti.com.
5. Мэк Р. Импульсные источники питания:
Теоретические основы проектирования и
руководство по практическому примене-
нию. Додэка-ХХ1, 2008.
6. NCP4626 Datasheet. 2010.www.onsemi.com.
7. SN6501 Datasheet. 2012.www.ti.com.
8. МАХ253 Datasheet. 2010. www.maxi-
mic.com.
9. КузьминовА. Метод фоторепродуцирова-
ния для изготовления фотошаблона пе-
чатных плат в домашних условиях. Тех-
нологии в электронной промышленнос-
ти. 2010. № 5-7.
10.КузьминовА. Изготовление устройств на
печатных платах с высоким разрешени-
ем в домашних условиях. Технологии в
электронной промышленности. 2010.
№ 8-10.
11 .ГончаровА Начальная школа построения
импульсных DC/DC-преобразователей
(второй класс). Электронные компонен-
ты. 2002. № 7.
Схема распространения журнала
Бесплатная подписка для специалистов и
платная для всех желающих, в розницу, через
региональных распространителей, на семинарах
и выставках, прямая рассылка ведущим
компаниям стран СНГ
www.soel.ru
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Импульсный
регулируемый
блок
питания
для
ламповой аппаратуры
(
IRF
740,
IRF
7309)
К
.
МОРОЗ,
Радио,
2012
, № 7, с
.
21
-
22
Предлагаемый
импульсный
блок питания
для
ламповой
аппаратуры собран
по
простой
схеме
из
распро
странённых
деталей
,
вырабатывает стабил
изированное
напряжение
,
регу
лируемое
в
пределах
50...250
В
.
Макси
мальный
ток
нагрузки
—
0,3
А
.
Уровень пульсаций
не
превышает
нескольких десятых
долей
вольта
.
Устройство
собрано
на
универсаль
ной
макетной
плате
навесным
монта
жом
и
встроено
в
радиомонтаж
ный стол
.
Редакция журнала
«Радио»
предлагает подписку на электронную копию
журнала
«Радио»
с доставкой по электронной почте
Для регистрации подписки, пожалуйста, перейдите на эту стр
аничку
:
http://el.radio.ru/
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Лабораторный
блок
питания
с
управлением на
микроконтроллере
(
PIC
16
F
88,
LM
35)
А
.
КУЗНЕЦОВ,
Радио,
2012
, № 7, с
.
22
-
24
Блок
питания
разработан
для
нала
живания
и
ремонта
аппаратуры
в радиолюбительской
лаборатории
.
Термо
-
датчи
ком
контролируют
темпе
ратуру
питаемого
устройства
.
Если она
превысит
порог
,
устройство
будет
отключено
.
Это
позволяет
прервать развитие
аварийной
ситуации
на
ран
ней
стадии
и
предотвратить
катастро
-
фические
последствия
.
Таймер
отклю
чает
блок
питания
чере
з
определённое время
,
что
,
в
частности
,
может
быть
использовано
при
зарядке
аккумулято
ров
.
Основные технические
характеристики
Выходное
стабилизирован
ное
напряжение
,
В
0...15
Разрешение
цифрового
вольтметра
,
В
0,1
Порог
ограничения
выход
ного
тока
,
А
минимальный
0,1
максимальный
1
Интервал
измерения
темпе
ратуры
,
°С
0...100
Максимальная
выдержка
таймера
9
ч
50
мин
Габариты
,
мм
105x90x70
На индикатор
HG
1
выводятся
на две
секунды
номер
версии
программы и
далее
,
с
пониженной
ярко
стью
,
значе
ние
напряжения
,
которое
должно
быть на
выходе
,
но
оно
в
это
время
ещё
не
включено
.
Нажатием
на
кнопку
SB
1
включают
выходное
напряжение
со значением
,
записанным
ранее
в
EEPROM
,
индикатор
HG
1
будет
его
по
казывать
с
полной
яркостью
.
Следу
ющее
на
жатие
на
эту
кнопку
вновь отключит
выходное
напряжение
и
так далее
.
Нажатием
на
SB
3
и
SB
4
соответ
ственно
увеличивают
или
уменьшают выходное
напряжение
.
Коротким
нажа
тием
осуществляют
точную
установку выходного
напряжения
,
удержанием кнопок
—
грубую
.
Если
необходимо
,
чтобы
при
следующем
включении источника
питания
на
выходе
было новое
значение
напряжения
,
то
нужно записать
его
в
память
нажатием
и
удер
жанием
кнопки
SB
2.
Когда
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
на
индикато
ре
появится
надпись
"
SAU
"
.
кнопку отпускают
,
новое
значение
будет
сох
ра
нено
в
EEPROM
.
Короткое
нажатие
на
SB
2
позволяет просматривать
на
индикаторе
темпера
туру
и
значение
счётчика
времени
с дискретностью
10
мин
.
Значения
уста
новок
температуры
и
времени
можно
посмотреть
удержанием
этой
кнопки
,
при
этом
индикатор
покажет
м
игающие значения
соответствующих
установок
,
изменить
которые
можно
кнопками
SB
3
и
SB
4.
Нажатие
и
удержание
кнопки
SB
2
сохранят
новые
значения
в
EEPROM
.
Если
во
время
работы
устройства
с включённым
выходным
напряжением температура
датчика
ВК
1
превысит устан
овленную
,
то
выходное
напряже
ние
отключится
.
На
индикаторе
появит
ся
мигающая
надпись
"
о
.
t
",
что
означа
ет
превышение
температуры
.
Как
толь
ко
температура
снизится
менее
уста
новленной
на
2
О
С
,
будет
включено выходное
напряжение
,
а
на
индикаторе
HG
1
—
пока
зано
его
значение
.
Если
значение
счётчика
времени совпадёт
с
установленным
,
выходное напряжение
будет
отключено
,
а
на
ин
дикаторе
появится
мигающая
надпись
"
o
.
h
"
,
что
означает
превышение
време
-
ни
.
Включить
выходное
напряжение после
этого
можно
,
если
передв
инуть установку
времени
вперёд
или
в
"0"
.
Программы
микро
контроллера
находятся
по
адресу
ftp
://
ftp
.
radio
.
ru
/
pub
/2012/07/
labmic
.
zip
Симисторны
й
регулятор
мощности
паяльника
,
не
создающий
помех
(КУ208, К561ЛА7)
А
.
ДЗАНАЕВ,
Радио,
2012
, № 7, с
.
28
-
29
В статье
описан
регулятор
мощности переменного
тока
,
принцип
работы которого
основан
на
изменении
целого числа
полупериодов
сетевого
напряже
ния
,
подаваемого
в
нагрузку
,
в
единицу
времени
.
Включение
и
выключение
на
грузки
происходят
вблизи
моментов перехо
да
сетевого
напряжения
через нуль
,
что
практически
исключает
ком
мутационные
помехи
,
присущие
регу
-
ляторам
с
фазоимпульсным
управлени
ем
.
Частота
коммутации
сравни
тельно
невелика
,
поэтому
регуля
тор
следует
использовать
только
с
теплоинерционными
нагрузка
ми
(
например
,
с
паяльниками
,
мало
мощными
нагревателями
).
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Устройство
питания
микродрели
(
LM
337
,
TL
431
)
И
.
НЕЧАЕВ,
Радио,
2012
, № 7, с
.
30
Алгоритм
работы прост
.
В
отсутствие
механической
нагруз
ки
на
электродвигатель
микродрели поступает
пониж
енное
напряже
ние
,
при котором
частота
вращения
его
вала
неве
лика
.
С
увели
чением
нагрузки
(
во
время
сверления
)
потребляемый
электро
двига
телем
ток
возрастает
и
питающее
напря
жение
автомати
чески
повышается
до
номинального
,
что
обеспечивает
нор
маль
ный
режим
сверления
.
По
окончании сверления
напряжение
и
частота
враще
ния
вала
снова
понижаются
.
Устройства
,
схема
которого показана
на
рис
.
1
,
предназ
-
на
чено для
совместной
работы
со
штатным
блоком
питания
микродрели
.
Схема
устройства
,
которое
можно исполь
зовать
с
любым
блоком
питания
,
обеспечивающим
достаточные
для
рабо
ты
электродвигателя
напряжение
и
ток
,
пред
ставлена
на
рис
.
2
.
Частоту
вращения
вала
электродви
гателя
на
холостом
ходу
устанавливают подстрое
ч
ным
резистором
R
9,
порого
вое
значение
т
ока
,
при
котором
откры
вается
транзистор
VT
1,
—
подборкой
резистора
R
1 (
грубо
)
и
подстрое
ч
ным резистором
R
2 (
плавно
),
максимальное напряжение
на
электродвигателе
—
резистором
R
7.
Номиналы
элементов
на схеме
указаны
для
питания
электродви
гателя
ДПМ
-
3
0
Н
1
-
9
.
Режимы
его
работы установлены
следующие
:
ток холостого
хода
—
120
мА
при напряжении
3
В
,
ток
в
режиме сверления
—
600...700
мА
при напряжении
8
В
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Защитный
выключатель постоянного
напряжения
питания
(КТ639)
В
.
СОЛОНИН
,
Радио,
2012
, № 7, с
.
4
2
Предлагается
простой
и
надёжный автомати
ческий
выключатель
непра
вильно
поданного
или
повышенного
напряжения
питания
с
возможностью оценки
напряжения
по
яркости
свече
ния
лампы
накаливания
.
Такой
выключатель
защитит
питае
мое
устройство
и
от
напряжения
непра
-
вильной
поляр
ности
.
Его
комму
тирую
щий
элемент
(
транзистор
VT
2)
можно перенести
из
плюсового
провода
пита
ния
в
минусовый
,
если
заменить
оба транзистора
аналогичными
по
пара
метрам
,
но
структуры
n
-
p
-
n
.
Выключа
тель
можно
установить
и
на
выходе лю
бого
блока
питания
,
чтобы
устранить
опасность
превышения
допустимого для
его
нагрузки
напряжения
,
напри
мер
,
в
результате
пробоя
регулирую
щего
транзистора
.
Дистанционный
выключатель
на
основе
УЗО
Б
.
ПОПОВ,
Радио,
2012
, №
8
, с
. 22
Устройство
защитног
о
отключения
(
УЗО
)
выполняет
функции
защиты
человека
от
поражения
электрическим током
и
электропроводки
от
возго
-
ра
ния
.
Упрощённая
схема
УЗО
и
под
ключение
к
нему
нагрузки
показаны
на
рис
.
1
.
Принцип
действия
УЗО
основан
на
сравнении
тока
в
проводах
"
ф
аза
" (
L
)
и
"
ноль
" (
N
).
УЗО
содержит элементы
,
ис
пользуемые
для
проверки
его
исправ
ности
:
кнопку
SB
1 "
Test
"
и
резистор
R
1.
В
нормальных
условиях
разность
тока
в
проводах
L
и
N
равна
нулю
.
В
случае утечки
тока
,
например
,
на
"
землю
",
эта разность
тока
стан
овится
отличной
от нуля
.
Если
она
превышает
порог
,
напряжение
на
обмотке
реле
К
1
стано
вится
достаточным
для
его
срабаты
-
ва
ния
,
в
результате
чего
контакты
К
1.1
и К
1.2
размыкаются
и
отключают
нагруз
ку
от
сети
.
Включить
нагрузку
после этого
можно
только
в
ыключате
-
лем
SA
1,
механически
связанным
с
контактами реле
.
Им
же
можно
отключить
нагрузку вручную
.
Принудительное
срабатывание УЗО
возможно
путём
искусственного
создания
достаточного
тока
утечки
,
что
позволяет
использовать
УЗО
как
дистанционный
выключатель
,
доба
вив
кнопку
SB
1
и
резистор
R
1,
показан
-
ные
на
рис
. 3
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Стабилизатор
нагрева
паяльника
25
Вт
(
TL
494, КП707)
С
.
ДОБРОВАНОВ,
Радио,
2012
, №
8
, с
. 31
-
32
П
редлагается
поддерживать
с
помощью
мощного
поле
вого
транзис
-
тора
управляемого
ШИ
контроллер
ом
постоянным ток
нагревателя
жала
паяльника
при
изменении
напряжения
сети
.
Стабилизация тока
достигается
за
счёт
регулирования времени
открытого
состояния
регулиру
ющего
транзистора
ШИ
контроллером
.
Датчик
тока
находится
на
печатной
плате
,
что
позволяет
п
одключать
к
нему
любые
паяльники
мощностью
25
Вт
,
рассчи
-
тан
ные
на
напряжение
220
В
.
Ста
билизатор
поддержи
вает
средний
ток
через нагревательный
эле
мент
постоянным
и
при уменьшении
напряже
ния
сети
до
180
В
.
Ток
потребления микросхемы
DA
1
—
около
12
м
А
,
поэто
му
на
гасящем
резисторе
R
6
выделяет
-
ся мощность
примерно
3,5
Вт
,
что
является некоторым
недостатком
стабилизатора
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Люминесцентная
лампа
с
питанием
от
низковольтного источник
(
IRFZ
30, К561ТЛ1)
И
.
НЕЧАЕВ,
Радио,
2012
, №
8
, с
. 40
-
41
На
р
ис
.
1
показана
схема
преобра
зователя
напряжения
,
представляю
ще
го
собой
блокинг
-
генератор
на
мощном транзисторе
VT
1.
Для
упроще
ния
кон
струкции
схема
построена
так
,
что
его
коллектор
соединён
с
минусо
вой
лини
ей
питания
.
Это
позволяет
установить транзи
стор
непосредствен
но
(
без
при
менения
изолирующей
прокладки
)
на
теплоот
вод
,
соединённый
с
общим
про
водом
.
В
качестве
основы
для
трансфор
матора
автор
использовал
балласт
ный
дроссель
с
немагнитным
зазо
ром
от
КЛЛ
мощностью
35
Вт
.
Если
балластный
дроссел
ь
от
мощ
ной
КЛЛ
недоступен
,
то
вместо
одного трансформатора
можно
применить
два
,
изготовленных
на
основе
дросселей
от однотипных
ламп
мощностью
15...20
Вт
.
Схема
соединения
их
обмоток
представ
лена
на
рис
.
2
.
Существенный
недостаток
описан
ных
вариантов
преобразователя
—
не
высокий
КПД
,
обуслов
ленный
примене
нием
составного
биполярного
тран
зистора
.
Для
повышения
КПД
можно приме
нить
мощный
переключатель
ный
полевой
транзистор
.
Это
позво
лит
уменьшить
размеры
тепло
отвода
и
разместить
преобразователь
в
цоколе
КЛЛ
.
Схема
такого
преобразователя показана
на
рис
.
5
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Трёхдиапазонный
ламповый
KB
приёмник
. Блок питания
(
IRF
710
,
IRF
52
0
,
BSP
254
)
Сергей
БЕЛЕНЕЦКИЙ
,
Радио,
2012
, №
8
, с
.
59
-
61
Современные
электрон
ные
компон
енты
позволяют
создавать эффективные
,
не
сложные
и
при
этом достаточно
надёжные
и
конструктивно компактные
источники
питания
.
Схема
блока
питания
приёмника приведена
на
рис
.
3
.
Анодный
стаби
лизатор
выполнен
на
высоковольтных полевых
транзисторах
VT
2
и
VT
3.
Регу
-
лирующий
транзистор
включён
по
схе
ме
с
общим
стоком
,
что
обеспечивает большое
усиление
в
петле
регулирования
и
большой
коэффициент
стабилизации
(
около
150).
Резистор
R
34
подаёт
отрицатель
ное
открывающее
напряжение
на затвор
транзистора
VT
3,
о
существляя в
момент
включения
запуск
стабилиза
тора
в
рабочий
режим
.
Предусмотрены
цепи
защиты
тран
зисторов
от
перегрузки
как
по
напря
жению
на
затворе
(
для
VT
2
—
VD
9
R
41,
для
VT
3
—
VD
10
R
36),
так
и
по
току
.
Резистором
R
38
задано
ограничение по
току
около
200
мА
(
определяется как
I
КЗ
[
А
] = 4,5 [
В
] /
R
38 [
Ом
])
и
может быть
легко
изменено
,
например
,
при сопротивлении
47
Ом
ограничение
по току
примерно
равно
100
мА
.
Благодаря
этому
стабилизатор
обладает
высокой надёжностью
.
При
этом
выпрямитель
и сетевой
транс
форматор
защищены
от перегрузки
по
току
.
Максимальный
выходной
ток
стабилизатора
определя
ет
допустимая
рассеиваемая
мощность
транзистора
VT
2.
Для
сохранения
высо
кой
надёжности
транзистор
нужно
вы
бирать
таким
,
чтобы
средняя
рассеи
ваемая
мощность
не
прев
ышала
поло
вины
(
лучше
трети
)
максимально
до
пусти
-
мой
.
К
примеру
,
в
нашем
случае для
транзистора
IRF
710
максимальная мощность
равна
36
Вт
.
При
напря
жении
на
выходе
выпрямителя
около
+175
В
и
выходном
стабилизатора
+140
В
падение
напряжения
на
транзи
стор
е
равно
35
В
,
следовательно
,
мак
симальный
выходной
ток
можно
задать не
более
0,5
А
.
Если
нужно
больше
,
сле
дует
установить
другой
транзистор
.
Так
,
с
транзистором
IRF
740 (125
Вт
)
ток можно
увеличить
до
1,5
А
(
подразуме
вается
,
что
выпрямитель
способен
вы
д
авать
такой
ток
).
Выходное
напряжение
стабилизато
ра
определяет
сумма
напряжений
ста
билизации
стабилит
-
ро
нов
VD
8
и
VD
11
минус
напряжение
открывания
транзис
тора
VT
3 (1...2
В
).
Для
получения
напря
жения
+140
В
допустимы
любые
наборы стабилитронов
,
обеспеч
ивающие
тре
буемую
сумму
напряжений
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Стабилизированный
блок
питания
для
паяльников
(
КР1182ПМ1А
)
К.
МОРОЗ,
Радио,
2012
, № 9, с
. 30
-
31
Для
уменьшения
изменения
температуры
стержня
паяль
-
ника при
колебаниях
напряжения
сети
автор
предлагает
стабилизи
ров
ать
напряжение
на
нагревательном
элементе
.
Стабилизатор собран
на
основе
фазового
регулятора
на
микросхеме КР
1182
ПМ
1
А
и
поддерживает
оптимальное
напряжение
для паяльника
или
подобной
нагрузки
мощ
-
ностью
от
10
до
250
Вт
при
изменении сетевого
напряжения
от
160
до
250
В
.
Он
позволяет
оперативно
устанавли
вать
нужную
температуру
нагрева
как
в процессе
работы
,
так
и
при
смене паяльника
(
нагрузки
).
Среднее
значение
выходного напряжения
будет
зависеть
от
положе
ния
переключателя
SA
2.
Положение переключа
-
теля
за
даёт
число
подклю
чённых
стабилитронов
.
Изменяя
число стабилитронов
,
можно
регулировать напряжение
,
подаваемое
на
паяльник
,
и
тем
самым
устанавливать
его
темпе
ратуру
.
Она
будет
независимой
от напряжения
сети
.
Шаг регулировки
опреде
ляется
напряжением ста
билизации
стаби
литронов
VD
5
—
VD
15
и для
Д
814
А
равен
7,5
В
.
Приме
-
нив
другие
ста
билитроны
,
шаг
регули
ровки
можно
изменить
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Симис
т
орный
регулятор
мощности
и
автомат управления
освещением
(
DB
3)
И
.
НЕЧАЕВ,
Радио,
2012
, № 9, с
. 31
-
32
Генератор
импульс
ов
на
симметрич
ном
динис
-
торе
DB
3,
описанный
в статье
"
Из
деталей
энерго
-
сберегающих люминесцентных
ламп
" ("
Радио
",
2012,
№
6,
с
. 26),
можно
применить
для
уп
равле
-
ния
симистором
и
собрать
на этой
основе
ещё
два
устройства
:
регу
лятор
мощности
нагреватель
ных
при
боров
(
паяльник
,
сушка
для
обуви
)
или
светиль
ников
с
лампами
накаливания
и автомат
управления
освещением
.
Как
и в
описанных
ранее
конструкциях
,
зна
чительная
часть
примененных
в
них деталей
от
КЛЛ
(
компактных
люминес
центных
ламп
).
Схема
регулятор
а
мощности
с фазоимпульсным
управлением
показа
на
на
рис
.
1
.
На
симмет
-
рич
ном
дини
сторе
VS
1.
резисторах
R
1,
R
2
и
конден
саторе
СЗ
собран
генератор
импуль
сов
.
Симистор
VS
2
обеспечивает
пода
чу
сетевого
напряжения
на
нагрузку
.
Фильтр
C
1
L
1
C
2
подавляет
поме
хи
,
воз
никающие
при
переключении
симистора
VS
2.
Наличие
этого
фильтра
крайне
желательно
.
Если
в
состав
генератора
на
динисторе
ввести
светочувствительный узел
,
можно
собрать
автомат
управле
ния
осветительными
приборами
на основе
ламп
накаливания
(
рис
.
4
).
Такое
устройство
(
по
сути
,
фотореле
)
включит
освещение
при
наступление сумерек
и
выключит
на
рассвете
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Устройство
дистанционной
блокировки потребителей
электроэнергии
(
К561ТМ2)
Д
.
ПАНКРАТЬЕВ,
Радио,
2012
, № 9, с
. 37
-
39
Современные
бытовые
мощны
е
электроприборы
(
электрочай
ники
,
микроволновые
печи
,
сти
-
раль
ные
машины
,
калориферы
,
пылесосы
),
особенно
импортные
,
отличаются
большим
потреб
-
лением
тока
.
В
результате
одновременного
включения
несколь
ких
подобных
устройств
может
произойти
перегрузка
эл
ектро
проводки
с
неприятными
последствиями
.
Предлагаемое
устройство
исключа
ет
возможность
подключения
двух наиболее
мощных
выбранных
пользо
вателем
потребителей
электроэнергии
(
или
двух
их
групп
).
Один
из
них
более
приоритетный
—
ведущий
,
другой
—
ведомый
.
Ведущий
потребитель
может быть
включён
в
любое
время
,
а
ведо
мый
—
только
тогда
,
когда
ведущий
от
ключён
.
Например
,
электрочайник
—
ведущий
потребитель
,
а
микроволно
вая
печь
—
ведомый
.
В
этом
случае нельзя
включить
микро
-
волновую
печь
в то
время
,
пока
э
лектрочайник
нагрева
ет
воду
.
Принцип
действия
устройства
осно
ван
на
подаче
радиосигнала
на
отклю
чение
цепи
питания
ведомого
потре
бителя
,
пока
ток
потребления
ведущего превышает
некоторый
пороговый
уро
-
вень
.
Основа
устройства
—
широко
рас
пространённый
дистанционный
двер
ной
радиозвонок
диапазона
433
МГц
.
Ра
диозвонок
доработан
и
снабжён
узлом управления
.
Для
существенного
умень
шения
"
загрязнения
"
эфира
использо
вано
импульсное
излучение
.
На
рис
.
1
показана схема
блока
управления
передатчиком звонка
.
П
риёмная
часть
устройства
состоит из
доработанного
приёмника
радио
звонка
и
коммутационного
блока
,
схема которого
показана
на
рис
.
2
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Простое
зарядное
устройство для
автомобильных
аккумуляторных
батарей
(КУ202)
А.
КВАКИНА
,
П
.
МИХЕЕВ,
Радио,
2012
, № 9, с
. 42
-
43
Предлагается
несложное
для
повторения
зарядное
устройст
во
с
регулировкой
тока
зарядки
методом
импульсно
-
фазового управления
тринистором
.
Установка
требуемого тока
зарядки
от
0
до
10
А
осуществ
ляется
известным
способ
ом
:
измене
нием
задержки
открывания
регули
рующего
элемента
—
тринистора
—
после
момента
прохождения
перемен
ного
питающего
напряжения
через ноль
.
Замена
лампы
светодиодом в
фонаре
-
брелоке
(
PN
2907
)
И
.
НЕЧАЕВ
,
Радио,
2012
,
№ 9, с
.
50
Яркость
фонаря
-
брелока
с
лампой накаливания
оставляет
желать
лучшего
,
а
потребляемый
ток
довольно
большой
,
поскольку
применены
лампы
накалива
ния
на
напряжение
1,5
В
и
ток
0,2...
0,3 А
.
Кроме
того
,
при
разрядке
элемента
пи
тания
яркость
сущест
венно
уменьшает
ся
.
Всё
это
сокращает
продолжитель
ность
непрерывной
работы
фонаря
от
одного
элемента
питания
.
К
тому
же
,
если
лампа
перегорит
,
приобрести
её не
всегда
легко
.
Выходом
из
этой
ситуации
может быть
замена
лампы
накаливания
светодиодом
(
или
св
етодиодами
)
повышен
ной
яркости
свечения
.
Однако
прямая замена
невозможна
,
поскольку
напря
жения
1,5
В
недостаточно
для
питания светодиода
.
Но
если
встроить
в
фонарь простейший
повышающий
преобразо
ватель
напряжения
,
такая
замена
ста
новится
возможной
.
С
об
ран
он по
известной
схеме
блокинг
-
генератора
и
работает
на
частоте
около
50
кГц
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Автоматическое
четырёхканальное зарядно
-
разрядное
устройство
(
ATmega
32
)
А
.
МАЛЫШЕВ
,
Радио,
2012
, №
10
, с
.
26
-
28
, № 1
1
, с
.
19
-
21
Предлагаем
ое
устройство
автоматически
анализирует состояние
и
заряжает
от
одного
до
четырёх
Ni
-
Cd
или
Ni
-
MH
аккумуляторов
незави
симо
друг
от
друга
.
Перед
зарядкой
не полностью
разряжен
-
ного
аккумулятора
может
быть
проведена его
доразрядка
.
Устройство
измеряет
заряд
,
отданный
аккуму
лятором
при
разрядке
и
принятый
в
процессе
зарядки
.
Использованы
несколько
критериев
определения
окончания зарядки
,
что
предотвращает
некоторые
аварийные
ситуации
,
вызванные
их
перезарядкой
.
Для
определения
окончания
зарядки используется
сразу
несколь
-
ко
критери
ев
,
основным
из
которых
является
обна
ружение
момента
спада
производной напряжения
на
аккумуляторе
.
Вспомо
гательные
крите
рии
;
спад
напряжения
с порогом
-
5
мВ
от
максимума
и
отсутст
-
вие
роста
напряжения
на
аккумуляторе в
течение
определён
ного
времени
.
Ава
рийные
критерии
:
ограничение
времени зарядки
и
превы
шение
определённой температуры
.
Основные технические
характеристики
Напряжение
питания
,
В
номинальное
7,5
максимальное
12
Максимальная
потребляе
мая
мощность
,
Вт
13
Номинальная
ёмкость
заря
жаемого
аккумулятора
,
мА
·
ч
800...2700
Зарядный
ток
0,1.
..
0,6
С
Виды
зарядного
тока
постоянный
,
прерывистый
Разрядный
ток
,
А
0,78
Максимально
возможная
перезарядка
аккумулятора
0,3
С
Максимально
допуст
имая температура
аккумулято
ра
,
°С
45
КПД
при
зарядном
токе
1,62
А
, %
77
Зарядное
устройство
обеспечивает разрядку
до
0,9
В
с
автоматическим переключением
на
зарядку
выбранным током
и
автоматическим
отключением
,
подсчёт
в
реальном
времени
отдан
-
ного и
принятого
заряда
,
возможность
выбо
ра
вида
зарядного
тока
,
отображение информации
о
состоянии
каждого
акку
мулятора
на
индикаторе
,
задание
режи
мов
работы
через
меню
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Программы
микроконт
роллера
и
чертёж
печатной
платы
размещены
по
адресу
ftp
://
f
tp
.
radio
.
ru
/
pub
/2012/11/
uzru
.
zip
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Походный
светодиодный
светильник
(МС
34063
А
)
С
.
ГУРЕЕВ
,
Радио,
2012
, № 10, с
.
35
-
36
Предлагаемое
устройство
—
портативный
и
лёгкий
светодиод
ный
светильник
.
Он
может
питаться
как
от
встроенной
батареи
,
так
и
от
автомобильного
аккумулятора
.
Его
удобно
брать
с
собой
,
поэтому
он
найдёт
применение
у
туристов
,
автолюбителей
и дачников
.
В качестве
основы конструкции использован готовый нерегулируемый светильник
"К48 ЭРА" на 48 светодиодах.
Осно
ва
схемы
—
широко
распространён
-
ная микросхема
МС
34063
А
,
включённая
по типовой
схеме
импульсного
обратноходового
повышающего
преобразователя напряжения
.
Изменяя
выходное
напряжение
пре
образователя
(до 24...26 В)
,
регулируют
яркость свечения
светод
иодов
переменным резистором
R
3.
Переключателем
SA
1
производится выбор
источника
питания
светильника
:
встроенный
или
внешний
.
В
случае питания
светильника
от
внешнего
ис
-
точника
напряжением
12
В
задейст
вованы
все
светодиоды
EL
1
—
EL
48.
При этом
потребляемый
устройством
ток
в режиме
максимальной
яркости
равен около
290
мА
.
В
случае
питания
све
-
тильника
от
встроенной
батареи
из
трёх аккумуляторов
или
гальванических
эле
ментов
типоразмера
АА
контакты
пере
ключателя
SA
1.2
отключают
шесть групп
светодиодов
EL
13
—
EL
48,
остав
ляя
в
работе
только
две
:
EL
1
—
EL
12.
При этом
потребляемый
устройством
ток
в режиме
максимальной
яркости
свече
ния
не
превышает
300
мА
.
Отключение светодиодов
EL
13
—
EL
48
необходимо для
рационального
использования энергии
встроенной
батареи
.
Если это
го
не
сделать
,
то
потребляемый
ток на
максимальной
яркости
свечения будет
около
1,2
А
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Автомат
защиты
от
недопустимого
напряжения в
электросети
(
ATmega
8
)
И
.
КОТОВ
,
Радио,
2012
, № 10, с
.
37
-
40
Основное
назначение
этого
прибора
—
защита
бытовых
и
про
мышленных
потребителей
от
аварийных
значений
напряжения
в однофазной
сети
.
Автомат
защиты
построен
на
микроконтрол
-
лере
,
который
непрерывно
измеряет
напряжение
в
сети
и
в
слу
чае
выхода
его
за
допустимые
пред
елы
отключает
нагрузку
.
По истечении
установленного
времени
,
после
того
как
напряжение
возвратится
в
норму
,
нагрузка
снова
будет
подключена
к
сети
.
Управляют прибором
с
помощью
трёх
кнопок
на его
передней
панели
SB
1 ("
Увели
чение
"),
SB
2 ("
Ввод
")
и
SB
3
(
"
Ум
еньшение
").
Основные технические
характеристики
Интервал
измеряемых
зна
чений
сетевого
напряже
ния
,
В
30...450
Ток
нагрузки
,
А
,
не
более
32
Число
режимов
защиты
5
Верхний
порог
срабатыва
ния
,
В
225...280
Нижний
порог
срабатыва
ния
,
В
10
0...215
Наименьшее
время
сраба
тывания
,
с
0,001
Задержка
включения
после нормализации
напряже
ния
,
с
5...900
Таймер
включения
,
мин
1...900
Программа
микроконт
роллера
находится
по
адресу
ftp
:/
/
ftp
.
radio
.
ru
/
pub
/2012/10/
protect
-
v
2.
zip
Выбор и установка параметров прибора
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Микрокалькулятор
—
источник
электроэнергии
А
.
БУТОВ
,
Радио,
2012
, № 10, с
.
51
-
52
Однажды
в
руки
автора
попал
элек
тронный
бухгалтерский
микрокаль
кулятор
Citizen
SDC
-
888
T
выпуска
1994
г
.
Оказалось
,
он
может
работать от
двух
встроенных
источников
питания
:
от
щелочного
гальванического
эле
-
мента
GP
-
189
и
от
солнечной
батареи
(
далее
для
краткости
—
СБ
).
Наличие последней
натолкнуло
на
мысль
немно
го
доработать
микрокалькулятор
,
для того
чтобы
от
него
можно
было
питать
и
другие
у
стройства
.
Фрагмент
принципиальной схемы
доработанного
микро
калькулятора
показан
на
рисунке
(
обозначения
новых
элементов начинаются
с
цифры
1).
Здесь
G
1
—
встроенный
элемент
пи
тания
,
GB
1
—
СБ
,
D
1
—
герма
ниевый
диод
,
подключающий элемент
G
1
к
микрокальк
улято
ру
при
недостаточном
напряже
нии
СБ
(
при
малой
освещён
ности
),
D
2
—
стабилитрон
,
за
щищающий
микросхему
каль
кулятора
от
повышенного
напряжения
СБ
.
В
качестве
накопителя энергии
применён
ионистор
1
С
2
отно
сительно
небольшой
ёмкости
(0,047
Ф
).
Для
пре
дотвращения
разрядки
элемен
та
G
1
через
внешнюю
нагрузку
введён германиевый
диод
1
VD
1.
При
подключе
-
нии
нагрузки
контакты
гнезда
1
XS
1
отключают
СБ
от
микрокалькулятора
,
что
позволяет
получить
больший
ток
и большее
напряжение
.
При
освещении
СБ
настольной ла
мпой
с
расстояния
60
см
ионистор
1
С
2
указанной
на
схеме
ёмко
сти
заряжается
от
0
до
2,5
В
при
мерно
за
25
мин
,
а
с
расстояния
5
см
—
за
2...3
мин
.
От
ионистора
,
заряженного
до
1,5
В
,
микрокальку
лятор
может
работать
около
40
мин
(
при
отключённом
элементе
G
1
и затемнённой
СБ
),
а
подключённый
к гнезду
1
XS
1
пьезокерамический
звукоизлучатель
НРА
24
АХ
(
с
встро
енным
генератором
ЗЧ
)
—
около
1
мин
.
Синхронное
включение
блоков
питания
АТХ
(
PC
817)
И
.
ЦАПЛИН
,
Радио,
2012
, № 11, с
.
22
В
ряде
случаев
становится необходимым
включать
два
блока питания
синхронно
.
Безо
паснее
включать
дополнительный блок
не
коммутацией
сетевого напряжения
,
а
управлять
им
по цепи
PS
_
ON
,
выведенной
на
основной
разъём
.
Как
известно
,
компью
терный
блок
питания
фор
м
-
фактора
АТХ включается
в
работу
только
при
соеди
нении
контакта
PS
_
ON
этого
разъёма
с общим
проводом
.
Напряжение
холосто
го
хода
на
нём
—
+5
В
,
а
ток
замыкания на
общий
провод
не
превышает
1
мА
.
Поэтому
для
управления
ведомым
бло
ком
допустимо
использова
ть
любой
оптрон
,
который
обеспечит
к
тому
же иногда
требующуюся
гальваническую развязку
основного
и
дополнительного блоков
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Микросхема
HVLED
805
для
импульсных
сетевых блоков
питания
С
.
КОСЕНКО
,
Радио,
2012
, № 11, с
.
40
-
4
2
Микросхема
HVLED
805
произ
водства
фирмы
STMicroelectronics
предназначена
для
применения
в обратноходовом
понижающем
пре
образователе
напряжения
в
сетевом блоке
питания
.
Выход
блока
гальвани
чески
развязан
от
питающей
сети
,
что достигнуто
без
применения
оптронов
и датчиков
выходного
напряжения
или
тока
благодаря
схемным
особенностям микросхемы
.
Она
обес
-
печивает
близ
кую
к
прямоугольной
нагрузочную
ха
рактеристику
блока
питания
.
Когда
ток нагрузки
,
подключённой
к
его
выходу
,
не
превышает
предельного
знач
ения
,
напряжение
на
ней
стабилизировано
.
В противном
случае
стабилизирован
ток
нагрузки
,
а
напряжение
на
ней
огра
ничено
,
что
важно
для
питания
,
напри
мер
,
светодиодов
.
В
случае
существен
ного
повы
-
шения
сопротивления
нагруз
ки
или
её
обрыве
выходное
напря
-
жение также
будет
ограничено
.
При
резком снижении
этого
сопротивления
или
её замыкании
микросхема
переходит
в режим
генерации
коротких
импульсов
,
существенно
снижая
потери
энергии
.
Предельно
допустимые
значения
Максимальный
ток
стока
ком
мутирующего
тран
зисто
ра
,
А
1
Максимальное
напряжение сток
—
исток
,
В
800
Максимальное
напряжение
питания
на
выводе
VCC
,
В
23
Напряжение
на
входе
СОМР
,
В
0,3...3,6
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Расчёт
ИИП
на
микросхемах
серии
VIPer
-
plus
С
.
КОСЕНКО
,
Радио,
2012
, № 1
2
, с
.
19
-
20
В
предлагаемой
статье
автор
рассказал
о
своём
успешном опыте
использования
программы
eDesignStudio
,
работающей
в режиме
"
online
",
для
расчёта
ИИП
на
микросхеме
HVLED
805,
входя
-
щей
в
серию
VIPer
-
plus
,
которая
является
дальнейшим развитием
серии
VIPer
.
В
авторском
варианте статья
размещена
по
адресу
ftp
://
ftp
.
radio
.
ru
/
pvb
/20
12/1
2/
ed
805.
zip
Транзисторный
сетевой
выключатель
(
MJE
13003, 2
SB
1011
)
А
.
БУТОВ
,
Радио,
2012
,
№ 1
2
, с
.
3
6
Большинство
малогабаритных
мало
мощных
устройств
,
питающихся
от сети
переменного
тока
напряжением
220
В
(
так
называемые
сетевые
адапте
ры
,
DVD
-
проигрыватели
,
зарядные
уст
ройства
и
т
.
д
.),
не
имеют
выключателя
питания
,
полностью
отключающего
их от
сети
.
Эт
о
не
только
приводит
к
бес
полезному
,
пусть
и
небольшому
,
расхо
дованию
электроэнергии
,
но
и
увеличи
вает
вероятность
выхода
устройств
из строя
.
Если
нет
возможности
установить
в такой
аппарат
механический
сетевой выключатель
(
например
,
из
-
за
недо
статка
с
вободного
места
или
нежела
ния
ощутимо
изменять
дизайн
дораба
тываемого
аппарата
),
то
его
можно
ос
настить
несложным
электронным
вы
ключателем
-
приставкой
,
управляемым двумя
кнопками
.
Устройство
может
работать
с
лю
бой
нагрузкой
мощ
-
ностью
до
40
Вт
.
Действующее
значение
напряжения на
нагрузке
мощностью
16
Вт
(
лампа накаливания
)
меньше
сетевого
при
мерно
на
4
В
,
на
нагрузке
мощностью
40
Вт
—
на
8
В
.
В
первом
случае
на
грев
корпуса
транзистора
VT
3
практи
чески
отсутствует
,
а
во
втором
его темпера
-
тура
повышается
до
50...60
°С
(
при
температуре
окружаю
-
щего
воз
духа
22
°С
).
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Автономный
блок
питания
(
MC
34063,
MC
2937
A
-
3,3
)
А
.
БУТОВ
,
Радио,
2012
,
№ 1
2
, с
.
21
-
22
Первичным
источником
энергии
для описываемого
блока
служит
галь
ваническая
или
аккумуляторная
бата
рея
напряжением
3,6...4,5
В
.
Переклю
чателем
может
быть
выбрано
одно
из трёх
значений
выход
-
ного
постоянного напряжения
:
—
стабилизированное
9
В
(
ток
на
грузк
и
до
0,15
А
);
—
стабилизированное
3,3
В
(
ток
на
грузки
до
0,9
А
);
—
нестабилизированное
напряже
ние
первичной
бата
-
реи
(
ток
нагрузки
до
1,6
А
).
При
токе
нагрузки
0,15
А
преобразо
ватель
рабо
-
тает
на
частоте
около
50
кГц
.
С
такой
нагрузкой
выходное
напряже
ние
остаётся
практически
неизмен
-
ным при
разрядке
батареи
GB
1
до
3,3
В
,
а без
нагрузки
—
до
2,7
В
.
Амплитуда пульсаций
выход
-
но
го
напряжения
под на
грузкой
не
превышает
2
мВ
.
При
нажатой
кнопке
SB
1
.2
повыша
ющий
преобразователь
и
линейный стабилизатор
напряже
-
ния
выключены
.
На
выход
блока
поступает
напряжение
непосредственно
от
батареи
GB
1.
В этом
режиме
блок
можно
применять
,
например
,
для
подзарядки
аккумуля
торных
батарей
сотовых
телефонов
,
питания
детских
игрушек
,
радиоприём
ников
.
В
режиме
холостого
хода
пр
и
нажатой кнопке
SB
1.1
(
выходном
напряжении
9
В
)
блок
потреб
-
ляет
от
батареи
GB
1
ток около
7
мА
,
а
при
нажатой
кнопке
SB
1.3
(
напряжении
3,3
В
)
—
около
0,7
мА
.
Благодаря
диодам
VDI
и
VD
3
с
в
етодиод
HL
1
светится
,
когда
нажата
любая
из этих
кнопок
,
а
напряжение
батареи
GB
1
превышает
2,8...3
В
.
При
нажатой
SB
1.2
светодиод
выключен
,
а
собст
-
вен
ный
ток потребления
блока
отсутствует
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ П
ИТАНИЯ
Стабилизаторы
напряжения
на
микросхеме
ВА
6220
А
.
БУТОВ
,
Радио,
2012
,
№ 11, с
.
53
Микросхема
ВА
6220,
предназначенна для
регулирова
-
ния
частоты
вращения вала
маломощных
коллекторных
элек
тродвигателей
постоянного
тока
в
кас
сетной
аудио
-
технике
—
магнитофонах
,
магнитолах
,
автомагнитолах
.
Структурная
схема
микросхемы ВА
6220
показана
на
рис
.
1
.
Она
со
держит
усилитель
A3,
источник образцового
напряжения
А
1,
пуско
вое
устройство
А
2
и
два
транзис
-
тора
.
Основные
технические
характеристи
ки
микросхемы
:
интервал питающего
напряжения
—
3,5...
16
В
,
макси
-
мальный
ток
нагр
узки
—
200
мА
,
максимальная
рассеи
-
ваемая мощность
микросхемы
исполнения
BA
6220
-
D
08
T
(
в
корпусе
DIP
-
8)
—
1,4
Вт
,
исполнений
BA
6220
-
S
08
-
R
и
ВА
6220
S
08
-
Т
(
В
корпусе
SOP
-
8)
не более
0,8
Вт
.
Эксперименты
показали
,
что
на
её основе
можно
собрать
неплохие
стаби
лизаторы
напряже
ния
отрицатель
-
ной
(
по
отношению
к
общему
проводу
)
полярности
.
Схема
компенсационного
стабили
затора
напряжения
отрицатель
-
ной полярности
на
микросхеме
ВА
6220
представлена
на
рис
.
2
.
Его
выходное напряжение
—
5
В
,
максимальный
ток нагрузки
—
100
мА
.
Выходное
напряже
ние
примерно
на
1,5
В
выше
напряже
ния
стабилизации
стабилитрона
VD
2. Выходное сопротивление
стабилизатора
отрицатель
-
ное
—
при изменении
тока
нагрузки
от
0
до
100
мА
выходное
напряжение
увеличивается на
0,18
В
.
Это
может
оказат
ься
полез
ным
для
компенсации
сопротивления
проводов
питания
,
узких
печатных
про
водников
при
их
большой
длине
,
дрос
селей
развязывающих
LC
-
фильтров
в
цепях
питания
отдельных
узлов
.
Для
увеличения
тока
нагрузки
ста
билизатор
следует
дополнить
мощным биполя
рным
транзистором
и
одним
резистором
,
как
показано
на
рис
.
3
(
нумерация
элемен
-
тов
продолжает начатую
на
рис
. 1).
Выходное
сопротив
-
ле
ние
стабилизато
ра
также
отрицательное
:
при
использо
-
вании
,
например
,
транзистора
с
коэф
фициентом
h
21
Э
около
40
и
изме
нении тока
нагрузки
от
0
до
3
А
выходное
напряжение
увеличивается
с
5
до 5,16 В.
Редакция журнала
«Радио»
предлагает подписку на электронную копию
журнала
«Радио»
с доставкой по электронной почте
Для регистрации подписки, пожалуйста, перейди
те на эту страничку
:
http://el.radio.ru/
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Блок
питания
на
3
В
(
7808, 79
L
05
)
В
.
Хмара
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№
7
-
8
, с.
28
-
29
Блок
питания
,
описание
которого
приведено
в этой
статье
,
прост
и
дешев
,
но
позволяет
эконо
мить
пользователям
замет
-
ные
средства
,
исполь
зуя
его
для
питания
низковольтны
х
устройств
от сети
вместо
приобретения
и
применения
гальва
-
нических
элементов
.
Повторить
эту
конструкцию может
даже
начинающий
радиолюбитель
.
К
сожалению
,
интегральные
микросхемы
ста
билизаторов
напряжения
с
выходным
напряжени
ем
3
В
малодоступны
.
Поэтому
было
принято
ре
шение
создать
трехвольтовый
БП
на
доступных микросхемах
,
рассчитанных
на
напряжение
более
3
В
,
используя
тот
факт
,
что
выходное
напряжение микросхе
-
мы
равняется
алгебраической
сумме
ее напряжения
стабили
-
за
ции
и
напряжения
,
подан
ного
на
ее
общий
провод
.
5
5
4
4
0
0
:
:
F
F
8
8
O
O
6
6
C
C
@
@
=
=
0
0
;
;
0
0
>
>
1
1
J
J
O
O
2
2
8
8
;
;
0
0
:
:
>
>
=
=
:
:
C
C
@
@
A
A
A
A
B
B
0
0
B
B
5
5
9
9
A
A
>
>
?
?
8
8
A
A
0
0
=
=
8
8
O
O
<
<
8
8
@
@
0
0
4
4
8
8
>
>
;
;
N
N
1
1
8
8
B
B
5
5
;
;
L
L
A
A
:
:
8
8
E
E
:
:
>
>
=
=
A
A
B
B
@
@
C
C
:
:
F
F
8
8
9
9
=
=
0
0
1
1
0
0
7
7
5
5
B
B
0
0
9
9
<
<
5
5
@
@
0
0
5
5
5
5
5
5
0
0
G
G
0
0
;
;
>
>
:
:
>
>
=
=
:
:
C
C
@
@
A
A
0
0
-
-
=
=
>
>
O
O
1
1
@
@
L
L
2
2
0
0
1
1
2
2
.
.
:
:
>
>
=
=
G
G
0
0
=
=
8
8
5
5
1
1
5
5
-
-
3
3
>
>
=
=
>
>
O
O
1
1
@
@
O
O
2
2
0
0
1
1
3
3
3
3
>
>
4
4
0
0
.
.
>
>
1
1
5
5
4
4
8
8
B
B
5
5
;
;
8
8
=
=
0
0
3
3
@
@
0
0
6
6
4
4
0
0
N
N
B
B
A
A
O
O
?
?
@
@
8
8
7
7
0
0
<
<
8
8
!
!
B
B
0
0
B
B
L
L
8
8
?
?
@
@
8
8
A
A
K
K
;
;
0
0
B
B
L
L
=
=
0
0
0
0
4
4
@
@
5
5
A
A
@
@
5
5
4
4
0
0
:
:
F
F
8
8
8
8
:
:
ra@sea.com.ua
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Простые
конструкции
из
неисправной
«экономки»
А
.
П
.
Воропай
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 7
-
8, с. 48
-
49
В
настоящее
время
компакт
ные
люминесцентные
лампы
(
КЛЛ
),
или
«экономки»
,
широко
распространены
.
Они
,
как
и
лю
бые
л
юминесцентные
лампы
,
бо
лее
эффективны
,
а
их
малый
раз
-
мер
позволяет
заменять
обычные лампы
накаливания
.
Но
из
-
за большей
сложности
снижается их
надежность
.
Часто
,
не
прора
ботав
и
гарантийного
срока
,
лам
па
необратимо
выходит
из
строя
.
Что
может
изготовит
ь
из
неис
правной
ККЛ
даже
начинающий радиолюбитель
,
рассказано
в этой
статье
.
Стабилизатор
напряжения
питания
фары
для
скутера
(
IRF
5305)
И
.
Батов
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 7
-
8, с. 59
Л
ампочка
фары
подключает
ся
в
скутере
через
переключатель
прямо
к
генера
тору
.
Это
приводит
к
нестабильному
напряжению
ее
питания
,
которое
сильно
зависит
от
скорости движения
.
При
боль
ших
скоростях
напряжение
может быть
достаточно
велико
,
что приводит к частым пер
е
гораниям
лампы.
Для
решения
этой
п
роблемы
был
разра
ботан и
собран
простейший
стабили
-
затор
с
малым
па
дением
напряжения
.
Собственно
схема содержит
два
одина
-
ковых
стабилизатора
.
Один
для
дальнего
,
а
другой
для
ближнего
света
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Ремонт
ИБП
модема
ASMi
-
52
после
повреждения
во
время
гро
зы
(
TOP
243)
Н
.
П
.
Власюк
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№ 7
-
8, с. 49
-
52
В
настоящей
статье
приведены
характеристи
ки
,
схема
и
техническое
описание
импульсного блока
питания
(
ИБП
)
весьма
распространенного модема
ASMi
-
52,
а
также
особенности
его
ремон
та
при
неиспра
вности
,
причиной
которой
явился грозовой
разряд
.
Эта
статья
может
быть
полезна и
при
ремонте
других
подобных
устройств
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Простой озонатор из ОС старого телевизора
(
КУ202Н
)
Алексей Усков
,
Рад
и
оаматор
, 201
2
,
№
9
, с.
41
-
42
Как известно, озон убивает
микроорганизмы, грибки
и плесень. Прибор, описание конструкции которого
рассмотрено в этой статье, производит небольшой
объем озона из кислорода, содержа
щегося в воздухе,
но его вполне достаточно для обеззараживания
небольшого помещения, например
,
погреб
а.
Основа конструкции
–
преобразователь напря
-
жения, на выходе которого возникают импульсы с
разностью потенциалов около 10000 В. Они выпрям
-
ляются и подаются на открытый разряд
ник. В
результате чего и образуется озон.
«Вечные «Кроны» для мул
ьтиметра
(
КТ315Б
)
А. Алексенцев, Р. Проць
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 11, с.
37
-
3
8
Авторы
статьи
разработали
две
схемы
,
в
которых
предлагают
заменить
батарейку
9
В
ис
точни
ком
пита
-
ния
из
двух
последовательно
вклю
ченных
аккумулято
-
ров
по
1,5
В
,
напряжение
ко
торых
с
помощью
импульсного
преобразова
теля преобразуется
в
9
В
.
Благодаря
небольшому
по
требле
нию
в
таком
преобра
-
зователе
можно
ис
пользовать
вместо
новых
даже
отслужившие
свой срок
аккумуляторы
от
фотоап
-
паратов
или
другой бытовой
техники
.
Измерения
пока
зали
,
что
мультиметр
DT
830
B
уве
-
рен
но
работает
при
напряжении
питания
от
7,5
до
9
В
при
токе
потребления
5...7
мА
.
Поэтому
в
ка
честве
импульсного
преобразователя
использован блокинг
-
генератор
,
обладающий
высоким
КПД
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
БП
с
вольтметром
и
амперметром
из
неработающих
мультиметров
М
830
(
КТ
819
)
В
.
Голубничий
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 11, с.
35
-
36
Блок
питания
(
БП
),
для
которого
понадоби
лись
встроенные
измерительные
приборы
(
вольт
метр
и
амперметр
),
был
собран
автором
несколь
ко
лет
назад
по
обычной
схеме
с
регулировкой выходного
напряжения
в
пределах
от
0
до
38
В
и защитой
.
Для
измерения
тока
и
н
апряжения
на
выходе БП
было
решено
использовать
давно
заброшен
ные
неисправные
мультиметры
М
830
В
.
Один
из них
при
включении
начинал
показывать
все
что угодно
,
второй
имел
механические
повреждения корпуса
и
не
работал
,
но
как
показала
тщательная проверка
,
м
икросхемы
АЦП
обоих
мультиметров оказались
исправны
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Устройство контроля трех аккумуляторов
(
PIC
16
F
877
A
,
ACS
754
)
А. Корабельников
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 12, с. 26
-
2
7
Это
устройство
было
разработано
для
ис
пользования
на
катере
,
электрооборудование которого
имеет
три
аккумуля
-
торные
батареи
по
12
В
.
Устройство
контролирует
напряжение
на каждом
из
этих
аккумуляторов
,
а
также
их
токи разряда
и
заряда
во
время
подзаряд
ки
от
ЗУ
и
вы
водит
эти
показания
на
жидкокристаллический индикатор
(
ЖКИ
),
а
также
выдает
звуковой
сигнал при
разряде
какого
-
либо
аккумулятора
ниже
до
пустимого
значения
.
Основными
элементами
устройства
являются микроконт
-
роллер
(
МК
)
типа
PIC
16
F
877
A
в
кор
пу
се
DIP
-
40,
двухстрочный
ЖКИ
АС
162
DGI
LY
75
H
-
A
и три
датчика
тока
на
эффекте
Холла
ACS
754.
После
заставки
,
в
первой
стро
ке
индицируются
напря
-
жения
на
всех
аккумулято
рах
,
а
во
второй
в
течение
15
с
-
токи
заряда
или разряда
аккумуляторов
(
фото
1).
Знак«
+
»
означа
ет
,
что
происходит
зарядка
аккумулятора
,
а
знак «
-
»
означает
,
что
он
разряжается
.
Затем
вторая строка
на
5
с
заменяется
уровнями
остаточного заряда
аккумуляторов
в
процентах
(
фото
2).
При
снижении
уровня
заряда
хотя
бы
одного
ак
кумулятора
до
20%
,
на
2
с
,
через
каждую
минуту включается
зуммер
.
При
этом
во
время
звуково
го
сигнала
,
в
первой
строке
на
индикаторе
появляется
надпись
«РАЗРЯД
А
1,
А
2, A3
»
(
фото
3).
Если уровень
остаточного
заряда
снизился
ниже
5%,
то
звуковой
сигнал
и
данная
надпись
появ
ляются
уже каждые
15
с
.
Если
хотя
бы
один
аккумулятор
раз
рядится
полностью
(
т
.
е
.
до
10,7
В
и
ниже
),
то
сиг
нал
и
надпись
будут
включаться
на
2
с
с
интерва
лом
(
паузой
)
в
2
с
.
Файл
с
НЕХ
-
кодом
для
программиро
вания
Flash
-
памяти
микроконтроллера
мож
но
с
качать
с
сайта
www
.
ra
-
publish
.
com
.
ua
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Маломощный
бестрансформаторный
регулируемый
блок
питания
(
КР140УД12
)
А
.
Алексенцев
,
Р
.
Проць
,
Рад
и
оаматор
,
201
2
,
№ 12, с.
43
-
44
Авторами
разработан
и
испытан
такой
блок
пи
тания
с
выходным
максимальным
током
до
40
мА
.
Особенностью схемы
является
наличие
емкостного
делителя напряжения
на
конденсаторах
С
1,
С
2
и
СЗ
.
При
вы
бранных
значениях
емкостей
конденсаторов
к диодному
мостику
VD
1
подводится
напряжение
70
В
.
Выпрямленное
мостиком
напряж
ение
сгла
живается
конденсатором
С
4
и
подается
на
стаби
лизатор
напряжения
30
В
,
собранный
на
тран
зисторе
VT
1
и
стабилитронах
VD
2
-
VD
4.
Цепочка стабилитронов
служит
для
получения
стабилизи
рованных
напряжений
30
В
и
17
В
.
Первое
из
них подается
на
базу
тра
нзистора
VT
1
,
второе
-
на
ре
гулятор
выходного
напряжения
R
2.
Стабилизиро
ванное
напряжение
30
В
подается
на
коллектор регулирующего
транзистора
VT
2
и
служит
напря
жением
питания
программированного
операцион
ного
усилителя
DA
1
.
Внимание
!
Рассмотренный
блок
питания
не
посредственно
соединен
с
сетью
,
поэтому
его можно
применять
только
для
питания
устройств без
входных
и
выходных
клемм
,
корпуса
которых и
самого
БП
тщательно
изолированы
.
Для
изме
рения
режимов
этого
БП
следует
пользоваться
только
переносным
тестером
с
изолированными наконечниками
,
исключить
использование
осцил
лографа
и
возможность
касания
руками
к
оголен
ным
проводникам
схемы
.
При
этом
оптимально
при
его
регулировке
и
ремонте
использовать
се
тевой
разде
лительный
трансформатор
.
5
5
4
4
0
0
:
:
F
F
8
8
O
O
6
6
C
C
@
@
=
=
0
0
;
;
0
0
>
>
1
1
J
J
O
O
2
2
8
8
;
;
0
0
:
:
>
>
=
=
:
:
C
C
@
@
A
A
A
A
B
B
0
0
B
B
5
5
9
9
A
A
>
>
?
?
8
8
A
A
0
0
=
=
8
8
O
O
<
<
8
8
@
@
0
0
4
4
8
8
>
>
;
;
N
N
1
1
8
8
B
B
5
5
;
;
L
L
A
A
:
:
8
8
E
E
:
:
>
>
=
=
A
A
B
B
@
@
C
C
:
:
F
F
8
8
9
9
=
=
0
0
1
1
0
0
7
7
5
5
B
B
0
0
9
9
<
<
5
5
@
@
0
0
5
5
5
5
5
5
0
0
G
G
0
0
;
;
>
>
:
:
>
>
=
=
:
:
C
C
@
@
A
A
0
0
-
-
=
=
>
>
O
O
1
1
@
@
L
L
2
2
0
0
1
1
2
2
.
.
:
:
>
>
=
=
G
G
0
0
=
=
8
8
5
5
1
1
5
5
-
-
3
3
>
>
=
=
>
>
O
O
1
1
@
@
O
O
2
2
0
0
1
1
3
3
3
3
>
>
4
4
0
0
.
.
>
>
1
1
5
5
4
4
8
8
B
B
5
5
;
;
8
8
=
=
0
0
3
3
@
@
0
0
6
6
4
4
0
0
N
N
B
B
A
A
O
O
?
?
@
@
8
8
7
7
0
0
<
<
8
8
!
!
B
B
0
0
B
B
L
L
8
8
?
?
@
@
8
8
A
A
K
K
;
;
0
0
B
B
L
L
=
=
0
0
0
0
4
4
@
@
5
5
A
A
@
@
5
5
4
4
0
0
:
:
F
F
8
8
8
8
:
:
ra@sea.com.ua
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Ремонт
источника
питания
МФУ
Canon
Pixma
MP
180
(
КР142ЕН8
)
Михаил
Рынденков
,
Радиокомпоненты,
2012,
№
3
, с.
48
-
50
Очень
часто
импортная
бытовая
электрон
-
ная
техни
ка
выходит
из
строя
из
-
за
отказа
источника
питания
.
В ряде
случаев
восстано
-
вить
ра
ботоспособность
устрой
ства
бывает
сложно
из
-
за
отсутствия
принципиальной
схе
мы
и
серьезного
повреждения
элементов
источника
пи
тания
.
Как
отремонтировать
устройство
в
этом
случае
рас
сказывается
в
этой
статье
.
Напряжение
на
МФУ
подается
через
единственны
й трехконтактный
разъем
.
С
помощью
анализа
участка платы
«родного»
ИП
было
установлено
назначение
вы
водов
этого
разъема
.
Они
указаны
в
табл
.
К
сожалению
,
определить
по
надписям
значение
пи
тающего
напряжения
не
удалось
.
Судя
по
напряжению фильтрующего
ко
нденсатора
,
равном
35
В
,
был
сделан
вывод
,
что
вряд
ли
питающее
напряжение
меньше
20
В
.
Далее
пришлось
проводить
эксперименты
.
Напряжение было
подано
на
ножки
1
и
3
разъема
,
его
ножка
2
оста
лась
свободной
.
Используемый
для
экспериментов
регу
-
лируемый
стаб
илизированный
источник
питания
позво
лял
получать
напряжение
от
15
до
30
В
при
максималь
ном
токе
нагрузки
1,1
А
.
Далее
удалось
выяснить
,
что
по
павший
в
ремонт
экземпляр
МФУ
Canon
Pixma
MP
180
начинал
во
всех
режимах
нормально
работать
начиная с
напряжения
около
22,5
В
.
Поэтому
было
решено
сде
лать
стабилизатор
с
выходным
напряжением
24
В
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Фен
с
электронным
регулятором
мощности
(
КР1167КП1
)
Анатолий
Журенков
,
Радиокомпоненты, 2012, № 3, с. 51
В
статье
описана
методика
ремонта
импортных
фено
в
для
сушки
волос
,
при
кото
рой
взамен
изношен
-
ного
переключателя
режимов
работы
применен
электрон
ный
регулятор
мощности
.
Устройство
позво
-
ляет
плавно
изменять
режим
работы
фена практически
от
нуля
до
максимума
,
что
значительно
удобней
для
пользователя
,
ч
ем в
промышленном
варианте
,
а
исключение
электромеханических
контактов
сущест
-
вен
но
повышает
надежность
изделия
.
Зарядное
устройство
со
светодиодной
индикацией
(
IRF
954
)
Геннадий
Макаров
,
Олег
Сидорович
,
Радиокомпоненты, 2012, № 3, с. 5
2
-
54
Предл
агаемое
устройство
явля
ется
модернизи
-
рованным
вариантом зарядного
устройства
для
автомо
-
бильных
аккумуляторов
,
производя
щего
заряд
аккумулятора
в
четыре
этапа
и
описанного
в
статье
«
Зарядное
устройство
для
авто
мобильных
аккумуляторов
»
(
Электрик
,
2007
,
№
2
)
.
Практика
эксплуатации
устройст
ва
показала
,
что
оно
нуждается
:
1)
в
принудительном
охлаждении
(
особенно
на
втором
этапе
заряда аккумулятора
);
2)
в
исключении
разряда
аккуму
лятора
,
подклю
чен
ного
к
зарядному устройству
при
пропадании
напря
жения
сет
и
.
В
состав
зарядного
устройства входят
:
•
понижающий
трансформатор
TV
1;
•
два
выпрямительных
моста
на диодах
VD
1
-
VD
7
и
тиристоре
VS
1;
•
два
пороговых
устройства
А
1,
А
2
на
реле
-
регуляторах
121.3702;
•
электронный
ключ
на
транзисто
ре
VT
8
и
резисторах
R
13,
R
15;
•
схема
управления
электронным
ключом
на
фототранзисторе
VT
9.1
оптопары
VT
9;
•
цепь
отключения
верхнего
по схеме
выпрямительного
мос
та
,
собранная
на
фототранзи
сторе
VT
1.1
оптопары
VT
1,
ре
зисторах
R
1
,
R
2
и
тиристоре
VS
1;
•
электронное
реле
н
а
транзисто
рах
VT
10
-
VT
14,
светодиодах
VT
1.2
и
VT
9.2
оптопар
VT
1
,
VT
9
и
резисторах
R
16
-
R
27;
•
световые
индикаторы
на
свето
диодах
HL
1
,
HL
2;
•
токоограничительные
резисто
ры
R
9,
R
14;
•
разрядный
резистор
R
7;
•
цепь
включения
разрядного
ре
зистора
на
тра
нзисторах
VT
5
-
VT
7,
тиристоре
VS
2
и
ре
зисторах
R
8,
R
10
-
R
12;
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
•
вентилятор
охлаждения
M
1
;
•
цепь
включения
вентилятора
на
транзисторах
VT
2
-
VT
4,
диоде
VD
8
и
резисто
рах
R
3
-
R
6;
•
устройство
отключения
цепи разряда
аккумулятора
на
реле К
1;
•
сглаживающий
к
онденсатор
С
1;
•
сетевой
выключатель
SA
1
и
пре
дохранитель
FU
1.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Зарядка
малогабаритных
аккумуляторов
от
автомобильного аккумулятора
Евгений
Яковлев
,
Радиокомпоненты, 2012, № 4, с. 39
Nabije
и
ka akumulator
щ
z automobilovi baterie // Amaterske
RADIO.
-
2008.
-
№
10.
-
S.16
-
17.
Очень
часто
маломощные
аккумуляторы
необходи
мо
зарядить
в
полевых
условиях
,
где
отсутствует
питаю
щая
сеть
220
В
/50
Гц
.
В
этом
случае
выход
из
положе
ния
-
использование
энергии
автомобильного
генерато
ра
.
Схема
,
предназн
аченная
для
этого
,
описывается
в
дан
ной
статье
.
Практически
данная
схема
обеспечивает
заряд
ку
аккумуляторов
с
любым
номинальным
напряжением
.
Главное
,
чтобы
напряжение
полностью
заряженного
авиамодельного
аккумулятора
хотя
бы
на
1
...2
В
было
меньше
,
чем
напряжение
заряжающего
автомобильно
го
аккумулятора
(12
В
).
Автомобильный
аккумулятор
12...13,5
В
подклю
чают
к
контактам
схемы
К
1.
На
транзисторах
Т
2
и
ТЗ собран
источник
стабильного
тока
.
Заряжаемый
ак
кумулятор
авиамодели
подключается
к
контактам
ко
лод
ки
К
2.
Транзистор
ТЗ
отпирается
током
,
протекающим
че
рез
резистор
R
3.
Транзистор
Т
2
будет
управляться
паде
нием
напряжения
на
одном
из
резисторов
R
4
-
R
7,
кото
рый
выбирают
переключателем
S
1
.
Если
ток
заряда
ак
куму
-
лятора
не
превышает
определенного
уровня
,
то
и
па
де
ние
напряжения
на
этом
резисторе
мало
и
недостаточ
но
для
отпирания
транзистора
Т
2.
Как
только
ток
заряда
аккумулятора
возрастает
,
транзистор
Т
2
отпирается
,
что
приводит
к
подзапиранию
транзистора
ТЗ
и
уменьшению
тока
заряда
аккумулято
ра
.
Так
происходит
стабилизация
тока
заряда
аккуму
лятора
на
любом
из
поддиапазонов
работы
зарядного устройства
.
Переключателем
S
1
выбирают
один
из
четырех
воз
можных
поддиапазонов
работы
зарядного
устройства
.
При
номинале
R
7 1,5
Ом
ток
заряда
составляет
пример
но
0,4...0,5
А
.
Подбирая
номиналы
резисторов
R
4
-
R
7
при
настройке
зарядного
устройства
,
можно
настроить
за
рядное
устройство
и
на
другие
величины
токов
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Электронный
балласт
для
люминесцентного
светильника
мощностью до
40
Вт
Николай
Власюк
,
Радиокомпоненты,
2012, № 4, с. 46
-
48
В
старых
светильниках
применя
ли
тяжелые
дроссели
и
стартеры
,
они долго
и
с
миганием
зажигали
лам
пы
,
работали
ненадежно
,
гудели
,
а лампы
мигали
.
На
смену
им
пришли электронные
балласты
.
Они
легче
по весу
,
мгновенно
зажигают
лампу
,
н
е гудят
,
работают
в
широком
диапа
-
зоне
питающих
напряжений
,
не
ми
гают
,
так
как
работают
на
больших частотах
,
и
по
стоимости
приблизи
лись
к
светильникам
с
тяжелыми
дрос
селями
.
Внешний
вид
такого
светильника китайского
производства
типа
DL
-
301
1
для
ЛДС
м
ощностью
36
Вт
по
казан
на
фото
.
Его
номинальное питающее
напряжение
220...
240
В
/50
Гц
,
но
при
испытаниях
показал работоспособность
и
в
диапазоне напряжений
100...240
В
.
Сам
элек
тронный
балласт
помещается
внут
ри
светильника
в
пластмассовой
ко
-
робке
.
Он
смонти
-
рован
на
монтаж
ной
плате
размерами
107x27
мм
(
рис
.
1
)
.
Принципиальная
схема
ЭБП
нари
со
-
вана
автором
по
монтажной
пла
те
и
показана
на
рис
.
2
.
Все
элемен
ты
на
ней
обозначены
так
же
,
как
и
на монтажной
плате
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Вначале
вспомним
принцип
за
жигания
люминес
центных
ламп
,
в
том числе
и
при
применении
электрон
ных
балластов
.
Для
этого
необходи
мо
выполнить
два
условия
:
первое
-
разогреть
обе
ее
нити
накала
,
второе
-
приложить
большое
(
около
600
В
)
напряжение
.
Величина
напряжения
зажигания
прямо
пропорциональ
на
длине
стеклянной
люминесцентной
лампы
,
т
.
е
.
для
коротких
(1
8
Вт
)
ламп
оно
меньше
,
а
для
длинных
(36...40
Вт
)
ламп
-
больше
.
Работа электронного
балласта
Вначале
сетевое
напряжение
вы
прямляется
до
постоянного
напряже
ния
260...270
В
(
измерено
на
рабо
тающ
ем
преобразователе
при
на
пряжении
сети
~
220
В
)
и
сглажива
ется
электролитичес
-
ким
конденсато
ром
С
1 15
мкФ
/400
В
(
рис
.
2).
Далее
двухтактный
полумосто
вой
преобразователь
,
активными
эле
ментами
которого
являются
два
бипо
лярных
высоковольтных
транзисто
ра
структуры
n
-
p
-
n
(
MJE
13005),
на
зываемыми
ключами
,
преобразует постоянное
напряжение
260...270
В в
высокочастотное
напряжение
час
-
тотой
38
кГц
,
что
позволяет
значи
тельно
уменьшить
габариты
и
вес
бал
ласта
.
Нагрузкой
и
одно
-
временно управляющим
элементом
пре
обра
зователя
является
трансформатор
(
обозначен
на
схеме
как
TU
38
Q
2)
со
своими
тремя
обмотками
,
из
них две
-
управляющие
обмотки
(
каж
дая
по
4
витка
)
и
одна
-
рабочая
,
состоящая
из
двух
витков
(
рис
.
2).
Цепь
с
рабочей
обмоткой
образует
нагрузку
преобразоват
еля
.
Первоначальный
запуск
преоб
разователя
обеспечивает
симмет
ричный
динистор
,
обозначен
-
ный
в схеме
DB
3.
Он
открывается
,
когда после
включения
электросети
напря
жение
в
точках
его
подключения
пре
высит
порог
срабатывания
.
При
от
крытии
динистор
подает
им
пульс
на базу
транзистора
Т
2,
после
чего
пре
образователь
запускается
.
Транзисторные
ключи
открывают
ся
противофазно
от
импульсов
с
уп
равляющих
обмоток
.
Для
этого
об
мотки
включены
в
базы
транзисторов противофазно
(
на
рис
.
2
начало
об
моток
обозна
-
чены
точк
ами
).
Открытие каждого
ключа
вызывает
наводку
им
пульсов
в
двух
противоположных
об
мотках
,
в
том
числе
и
в
рабочей
об
мотке
(2
витка
).
Переменное
напря
жение
с
рабочей
обмотки
L
1
подает
ся
на
люминесцентную
лампу
через последовательную
цепь
,
состоящую из
д
росселя
L
1,
первой
нити
накала лампы
,
С
5 (4700
пФ
/1200
В
),
второй нити
накала
лампы
,
С
4 (100
нФ
/400
В
).
Величины
индуктивностей
и
емкостей
в
этой
цепи
подобра
ны
так
,
что
в
ней
возникает
резонанс
напряжении
при
неизменной
частоте преобразователя
.
На
конден
саторе
С
5 (470
пФ
/
1200
В
),
включенном
в
резонанс
ную
цепь
(
к
лампе
),
происходит
са
мое
большее
падение
напряжение
(
так
как
у
С
5
самое
большое
ре
активное
сопротивление
из
всех элементов
контура
),
оно
зажигает лампу
.
Следовательно
,
максимальный
ток в
резон
ансной
цепи
разогревает
обе ее
нити
накала
,
а
большое
резонанс
ное
напряжение
на
конденсаторе
С
5
зажигает
лампу
.
Зажженная
лампа
хотя
и
умень
шает
свое
сопротивление
,
но
,
как
по
казали
измерения
,
переменное
на
пряжение
на
ней
(
и
на
конденсаторе С
5)
составл
яет
около
295
В
,
а
на дросселе
L
1
-
около
325
В
.
Т
.
е
.
резо
нанс
напряжений
в
цепи
продолжа
ется
,
из
-
за
чего
уже
зажженная
лам
па
и
продолжает
гореть
.
Дроссель
L
1
своей
индуктивностью
ограничива
ет
ток
в
зажженной
лампе
,
так
как ее
сопротивление
после
зажиг
ания уменьшается
.
После
зажигания
лам
пы
преобразователь
продолжает
ра
ботать
в
автоматическом
режиме
,
не меняя
свою
частоту
с
момента
запу
ска
.
Весь
этот
процесс
зажигания длится
менее
1
с
.
При
испытаниях
светильник
со
хранял
работоспособность
в
диапа
зон
е
питающего
напряжения
пере
менного
тока
от
220
В
до
100
В
,
при этом
частота
преобразования
уве
личивалась
с
38
кГц
до
56
кГц
,
но яркость
свечения
лампы
при
напряже
нии
1
00
В
заметно
уменьшается
.
Следует
отметить
,
что
на
люми
несцентную
лампу
все
время
по
дает
ся
переменное
напряжение
,
так
как это
обеспечивает
равномерный
износ эмиссионных
способностей
нитей
на
каливания
и
этим
увеличивает
срок службы
лампы
.
При
питании
лампы постоянным
током
срок
ее
службы
уменьшается
на
50%.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Детали электронного
балласта
Т
ипы
радиоэлементов
указаны
в принципиальной
схеме
(
рис
.
2).
В
со
став
устройства
входят
:
1.
Т
1,
Т
2
-
транзисторные
ключи
MJE
13005
китайского
производства
(
аналог
КТ
8164
А
),
структуры
n
-
р
-
n
,
в
корпусе
ТО
-
220 (400
В
/4
А
,
в
им
пульсе
8
А
).
Их
можно
заменить КТ
8
72
А
(1500
В
/8
А
,
корпус
Т
26
а
).
Цоколевка
MJE
13005
показана
на
рис
.
2.
При
установке
новых
транзи
сторов
всегда
определяйте
правиль
ность
выводов
Б
-
К
-
Э
,
так
как
у
анало
гов
она
может
не
совпадать
.
2.
Трансформатор
TU
38
Q
2
с
фер
ритовым
кольцом
,
размер
которого
1
1x6x4,5,
его
вероятная
магнитная проницаемость
около
2000.
Транс
форматор
имеет
3
обмотки
,
две
из
них
(
управляющие
)
содержат
по
4
витка
и одна
(
рабочая
)
-
2
витка
.
3.
Диоды
D
1
-
D
7
типа
1
N4007 (1000
В
/1
A
)
,
D
1
-
D
4
-
выпрямительный
мост
,
D
6,
D
7
-
демпферны
е
диоды
,
а
диод
D
5
разделяет
источни
ки
питания
.
4.
Цепочка
R
1
C
2
обеспечивает задержку
пуска
преобразователя
с целью
его
«мягкого»
пуска
и
не
допу
щения
большого
пускового
тока
.
5.
Симметричный
динистор
типа
DB
3 (
U
ЗС.
MAX
=32
В
;
U
OC
=5
B
;
U
НЕОТП.
MAX
=5
В
)
обе
спечивает
перво
-
начальный
за
пуск
преобразователя
.
6.
R
3,
R
4
-
ограничивающие
ре
зисторы
в
цепи
эмиттера
транзисто
ров
.
При
экстремальных
условиях сгорают
,
защищая
более
дорогие транзисторы
.
7.
R
5,
R
6
-
гасящие
резисторы
в цепи
базы
транзисторов
.
8.
D
6,
СЗ
,
R
2
-
демпферная
це
почка
,
препятствующая
выбросам
на
пряжения
на
ключе
в
момент
его
за
пирания
,
демпферную
функцию
вы
полняет
и
диод
D
7,
но
на
втором
клю
че
.
Кроме
того
,
СЗ
уменьшает
часто
ту
преобразования
.
9.
Дроссель
L
1
состоит
из
двух склеенных
ме
жду
собой
Ш
-
образных
ферритовых
половинок
.
L
1
уча
ствует
в
резонансе
напряжений
(
сов
местно
с
С
5
и
С
4)
для
обеспечения
за
жигания
лампы
и
поддержки
ее
в
ра
бочем
состоянии
,
а
также
ограничи
вает
ток
в
светящейся
лампе
.
10.
С
5 (4700
пФ
/1200
В
),
С
4 (100
нФ
/
400
В
)
-
конденсаторы
в цепи
люминесцентной
лампы
,
участ
вующие
в
ее
зажигании
(
через
ре
зонанс
напряжений
),
а
после
зажига
ния
поддерживают
ее
в
рабочем
(
све
тящемся
)
режиме
.
Максимально
до
пустимое
напряжения
конденсатора
С
5=1200
В
,
такая
величина
подобр
а
на
неслучайно
.
При
зажигании
напряжение
на
С
5
может
превышать
600...900
В
,
и
конденсатор
должен выдержать
его
.
11.
Конденсаторы
22
нФ
/100
В
(
на
схеме
производители
их
не
обо
значили
)
предназначены
для
ограничения
частоты
работы
преоб
разователя
.
Напомним
,
что
она
рав
на
38
кГц
при
номинальном
питаю
щем
напряжении
.
12.
С
1 (15
мкФ
/400
В
)
-
единст
венный
оксидный
конденсатор
в
бал
ласте
,
выполняющий
функцию
сгла
живания
выпрямленного
напряжения питающей
электросети
.
13.
F
1
-
мини
-
предохранитель
в стеклянном
корпусе
номиналом
1
А
.
Ремонт
При
ремонте
платы
под
напряже
нием
будьте
осторожны
,
так
как
ее радиоэлементы
находятся
под
фаз
ным
напряжением
.
Перегорание
(
обрыв
)
макальных
спиралей
люминесцентной
лампы
При
этом
блок
питания
остается исправным
.
Это
типичн
ая
неисправ
ность
.
Устраняется
она
простой
заме
ной
стеклянной
лампы
,
которая
прода
ется
в
любом
магазине
электротоваров и
стоит
около
1,5
USD
.
Применять можно
лампы
мощностью
36
и
40
Вт
.
Трещины
в
пайке
платы
Причины
их
появления
:
периоди
ческое
нагревани
е
и
последующее
,
после
выключения
,
осты
ва
-
ние
места пайки
,
а
также
низкокачественная пайка
платы
изготовителем
.
Нагрева
ются
места
пайки
от
элементов
,
кото
рые
греются
,
-
это
транзисторные
ключи
.
Такие
трещины
могут
про
-
явиться
после
нескольких
лет
эксплу
а
тации
,
т
.
е
.
после
многократного
на
гревания
и
остывания
места
пайки
.
Устраняется
неисправность
повтор
ной
пайкой
трещины
.
Иногда
необхо
димо
предва
-
ри
тельно
зачистить
ме
сто
пайки
.
Повреждение отдельных
радиоэлементов
Отдельные
радиоэлементы
могут повредит
ься
от
скачков
напряжения
в электросети
.
В
первую
очередь
,
это транзисторы
MJE
13005.
Производи
тели
не
предусмотрели
защиты
схемы от
всплесков
напряжения
,
например
,
варисторами
.
Скачки
напряжений
ча
сто
имеют
место
в
сельских
электро
сетях
во
время
сильных
ветров
и
мол
ний
,
поэтому
во
время
таких
атмо
сферных
явлений
светильник
лучше не
включать
.
Имеющийся
в
схеме
пре
дохранитель
(1
А
)
не
защитит
радио
элементы
от
скачков
напряжений
,
а сработает
лишь
при
пробое
радио
элементов
.
Литература
1
.
Кучеров
Д
.
П
.
И
сточники
пита
ния
ПК
и
периферии
.
-
СПб
.:
Наука
и
Техника
, 2005.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Источник
питания
на
базе
модуля
импульсного
блока
питания
С
076
-
PSE
Андрей
Бутов
,
Электрик
, 201
2
, №
7
-
8
, с.
64
-
66
При
разборке
на
запасные
части
старого
матрич
-
ного
прин
тера
Epson
FX
-
870
или
FX
-
1170
из
него
можно
извлечь
мо
дуль
импульсного
блока
питания
C
076
-
PSE
,
который
можно использовать
не
только
для
питания
узлов
принтера
,
но
и для
других
цепей
.
Этот
блок
питания
имеет
на
выходе
два стабилизирован
-
ных
напряжения
+35
В
при
максимальном токе
нагрузки
1,5
А
и
+5
В
при
максимальном
токе
нагрузки
2
А
.
Общая
мощность
подключенных
нагру
-
зок
может
дости
гать
62
Вт
.
Модуль
БП
имеет
защиту
от
перегрузок
и
появле
-
ний
по
вышенных
выходных
напряжений
.
Канал
выходного
напряже
ния
+35
В
можно
кратковременно
нагружать
током
нагруз
ки
до
2
А
.
Если
принципиаль
-
ную
схему
условно
разделить на
две
половины
по
пинии
сердечника
импульсного
транс
форматора
,
то
все
элементы
,
что
находятся
в
ее
левой
ча
сти
,
гальванически
связаны
с
напряжением
сети
220
В
пе
-
ременного
тока
.
Это
надо
обязательно
учитывать
при
рабо
те
с
БП
.
Эта
конструкция
может
использоваться для
питания
и
подзарядки
аккумуляторов различных
устройств
,
которые
получают энергию
при
подклю
-
чении
к
компьютерно
му
USB
-
порту
или
к
USB
-
гнезду
зарядного устройства
.
Для
этой
цепи
БП
оснащен
дву
мя
USB
-
гнездами
XS
1
и
XS
2.
Одно
USB
-
гнездо
«обычное»
-
рассчитано
на
ток
на
грузки
до
0,5
А
.
Другое
USB
-
гнездо
«усилен
ное»
-
рассчитано
на
ток
нагрузки
до
1,1
А
,
который
может
быть
востребован
для
пи
тания
высокопроизводительных
многофунк
-
циональных
мобильных
мультимедийных
ус
тройств
.
www.electrician.com.ua
Для ознакомления с журналом вы можете скачать все номера
журнала
«Электрик»
за 2008 г. в высоком качестве по ссылке
www.ra
-
publish.com.ua/action
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Устройство плавного пуска коллекторного двигателя
(
К1182ПМ1Р
)
Константин Лященко
,
Электрик
, 201
2
, №
9
, с.
60
-
61
В
статье
рассмотрено
простое
устройство
,
обес
пе
чиваю
-
щее
пуск
электродвигателя
с
плавным
нарастанием
тока
в
обмотках
.
Им
также
можно
регулировать
его
частоту
враще
-
ния
,
а
самое
главное
-
устройство
можно
легко
установить в
разрыв
одного
из
питающих
проводов
.
В
быту
нас
окружает
огромное
количество
электроприбо
-
ров
,
приводом
которых
являются
коллекторные
электродви
-
гател
и
с
последователь
ными
обмотками
возбуждения
.
Это
и
пылесосы
,
и
кухонные
комбайны
,
электроинструмент
,
садо
-
водческий
инвентарь
.
При
этом
далеко
не
все
эти
электро
-
приборы
снабжены
устройствами
плавного
пуска
встроен
-
ных в
них
электродвигателей
.
Отличите
льной
особенностью
устройства
является
то
,
что
оно
подключается
только
к
одному
из
проводов
,
подходяще
му
к
нагрузке
.
С
номиналами
элементов
,
показанных
на
рис
.
1
,
устрой
-
ство
позволяет
работать
с
нагрузкой
мощнос
тью
до
2
кВА
.
Разработанное
устройство
авт
оматического
пуска коллекторного
электродвигателя
оформлено
в
виде
адаптера с
габаритными
размерами
110x50x50
мм
.
Элементы
конст
руктивно
размещены
на
плате
с
размерами
35x50
мм
.
Устройство
после
сборки
не
требует
настойки
и
сразу готово
к
работе
.
Устройст
во
было
испытано
при
работе
с
пылесосом
Bosch
BBS
6200
с
паспортной
мощностью
1300
Вт
,
однако
испыта
ния
показали
,
что
номинальном
режиме
пылесос
потребля
ет
мощность
около
900
ВА
.
Амплитуда
пускового
тока
при его
штатном
включении
достигала
14,7
А
,
в
устан
о
-
вив
шем
ся
режиме
-
4,1
А
.
С
элементами
,
указанными
в
схеме
ус
тройства
,
пусковой
ток
равнялся
7,3
А
,
без
изменения
ра
бочего
тока
.
При
увеличении
емкости
конденсатора
СЗ
до
100
мкФ
пусковой
ток
уменьшился
до
4,7
А
,
при
неизмен
ном
рабочем
токе
.
Из
прове
денных
измерений
видно
,
что
в
первом
случае кратность
пусковых
токов
равна
2,
а
в
другом
случае
-
3,13.
Таким
образом
,
применение
данного
устройства
позволило уменьшить
пусковой
ток
коллекторного
электродвигателя пылесоса
,
что
увеличивает
его
надежность
,
а
также
умень
шает
расход
электроэнергии
.
При
длительной
эксплуатации
описанного
устройства
сов
местно
с
пылесосом
BOSCH
BBS
6200,
оно
показало
высо
кую
надежность
,
эффективность
,
удобство
в
работе
и
позво
лило
на
10%
уменьшить
расход
электроэнергии
.
Применя
я
более
мощный
симистор
VS
1
и
увеличивая
эф
фективную
площадь
радиатора
охлаж
-
дения
,
можно
увеличить мощность
подключаемой
нагрузки
до
10
кВА
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Аварийный
источник
освещения
с
автоматическим
включением
(
К
П504, КП505
)
Андрей
Бутов
,
Электрик
, 201
2
, №
9
, с.
68
-
69
При
внезапном
отключении
электроэнергии
в
тёмное
время
суток
приходится
какое
-
то
время
в
полной
темноте
перемещаться
по
квартире
в
поисках
автономных
источ
-
ников освещения
.
Поиск
можно
облегчить
изготовив
несложный
светодиод
ный
светильник
,
которы
й
бы
автоматически
включался
на
не
которое
время
при
времен
-
ном
отсутствии
напряжения
сети
220
В
переменного
тока
.
Эта
конструкция
должна
быть
встроена
в
ка
кое
-
либо
электронное
устройство
,
которое
обычно
находится в
подключенном
к
сети
220
В
состоянии
,
на
пример
,
«умный»
квартирный
звонок
,
электронные
часы
,
стационарный
теле
-
фонный
аппарат
с
дополнительным
питанием
от
сети
220
В
.
Напряжение
8...14
В
поступает
на
устройство
от
внеш
-
него
источника
постоянного
тока
,
например
,
сетевого
адап
-
тера
.
Для
заряда
лит
иевой
аккумуляторной
батареи
приме
-
нён
параметрический
стабилизатор
напряжения
,
реализо
-
ван
ный
на
элементах
VT
1,
VT
2,
VD
1,
R
2.
Если
отключить
внешнее
питание
устройства
,
то блоки
-
ро
вочные
конденсаторы
в
цепи
питания
начнут
разря
жаться
,
транзистор
VT
3
закроется
,
в
результате
чего
на
вы
вод
затвора
VT
4
через
резистор
R
9
поступит
напряжение
с
конденсатора
С
4.
Этот
транзистор
откроется
,
сверхъяркие
светодиоды
белого
цвета
свечения
HL
1
-
HL
5
вспыхнут
на
пол
ную
яркость
.
Общий
ток
через
параллельно
включенны
е
светодиоды
около
50
мА
.
Время
,
в
течение
которого
будут
светить
светодиоды
,
зависит
от
пара
метров
времязадающей
цепи
С
4,
R
8
и
порогового
напряжения
открывания
VT
4.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Ремонт
и
модернизация
светодиодного
аккумуляторного фонарика
Сергей
Ёлкин
,
Элек
трик
, 201
2
, №
9
, с.
74
-
75
В
настоящее
время
светодиодные
аккумулятор
ные
фонарики
(
ФАКБ
)
очень
популярны
,
хотя
и
отличаются
невысокой
надежностью
.
Особенности
их
ремонта
описаны
в
данной статье
.
У
тех
фонариков
,
АКБ
которых
прошли
проверку
или
ре
анимац
ию
,
для
проведения
анализа
работы
схемы
ЗУ
и
схе
мы
индикации
была
срисована
электрическая
схема
,
которая показана
на
рис
.
3.
Схема
модернизированного
ФАКБ
по
казана
на
рис
. 4.
Теперь
VD
5
индицирует наличие
тока
заряда
АКБ
,
что
для
наблю
дения
за
процессом
заряда
гелиевых
свин
-
цовых
АКБ
в
связи
с
их
низким
качеством весьма
существенно
.
Отмечу
,
что
оптимальным
(
щадящим
)
режимом
для
у
л
ьтраярких
светодиодов
(
хотя
бы
для
исполнения
в
корпусе диаметром
4...5
мм
)
будет
напряжение
3,9...4
В
при
токе через
светодио
д
20...30
мА
.
Для
автоматического
ограничения
амп
литуды
импульса
напряжения
,
возникающе
го
на
датчике
тока
заряда
АКБ
R
4 (
а
зна
чит
,
и
на
светодиоде
),
параллельно
датчику установлен
стабилитрон
КС
133,
ограничива
ющий
напряжение
на
R
4
уровнем
3,3
В
.
В
цепь
ЗУ
включён
токоограничивающий
резистор
R
2
номиналом
33
Ом
,
который
выполняет
также
и
вторую
функцию
-
«разрушающего
ся»
предохранителя
-
в
случае
пробоя
или
сущест
-
венной
утеч
ки
балластного
конденсатора
С
1.
Детали
модернизированного
индикатора
тока
заряда
смон
тированы
навесным
способом
в
свободном
пространстве
меж
ду
боковой
гранью
АКБ
и
его
корпусом
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Светодиодные
ночники
в
электророзетке
(К561ТМ2, КП502, ФД265)
Андрей
Бутов
,
Электрик
, 201
2
, №
9
, с.
78
-
79
На
рис
. 1
представлена
принципиальная
схема
светоди
одного
ночника
,
который
можно
смонти
ро
вать
в
эпектророзетке
для
внутренней
или
наружной
электропроводки
.
Если
замкнуть
и
разомкнуть
контакты кнопки
SA
1,
то
низкий уровень
напряжения
на
выводе
2
DD
1.2
сменится
на
высо
кий
,
VT
1
откроется
,
та
кже
откроются
транзисторы
VT
1,
VT
2.
Сверхъяркие
светодиоды
будут
ярко
светиться
,
освещая
ком
нату
.
Конденсатор
С
2
устраняет
чувствительность
DD
1.2
к дребезгу
контактов
SA
1.
Резисторы
R
4,
R
5
повышают
безо
пасность
эксплуатации
устройства
,
например
,
предотвр
а
щая
удар
током
при
попытке
нажать
на
кнопку
мокрыми пальцами
,
а
также
,
уменьшают
вероятность
повреждения
ми
кросхемы
из
-
за
возможного
разряда
статического
электри
чества
.
Для
снижения
чувствительности
D
-
триггера
к
поме
хам
по
сети
питания
,
узел
на
микрос
хеме
питается
через
RC
фильтр
R
10
C
7.
При
очередном
размыкании
и
замыка
нии
контактов
SA
1
светодиоды
загорятся
с
малой
яркостью
,
ночник
будет
работать
в
экономичном
режиме
.
Использо
вание
узла
на
ИМС
DD
1.2
вызвано
отсутствием
тонких
кно
пок
с
фиксацией
.
На
рис
. 2
показана
схема
более
простого
ночника
,
вмон
тированного
в
сетевую
э
л
ектророзет
-
ку
.
Этот
ночник
не
со
держит
уз
л
а
ручного
переключения
состояния
светодиодов
,
вместо
него
имеется
узел
фоторе
л
е
,
которое
автоматически включает
светодиоды
в
режим
раб
оты
с
повышен
-
ной
яркос
тью
при
наступлении
темноты
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Маломощный
источник
питания
48
В
/ 36
В
(КТ816)
Андрей
Бутов
,
Электрик
, 201
2
, №
10
, с.
70
-
71
Такой
источник
нужен
,
например
,
для
питания
вакуумных э
л
ектро
л
юминесцентных
индикаторов
,
проверки
тра
нзисто
ров
,
испытания
стабилитронов
,
питания
высоковольтных
опе
рационных
усилителей
,
питания
мощных
пьезокерамических излучателей
,
проверки
тока
утечки
оксидных
конденсаторов
.
Для
этих
цепей
можно
изготовить
компактный
эконо
-
мичный источник
питания
со
ста
билизированными
выходными
напря
жениями
и
защитой
от
перегрузки
.
На
рис
. 1
показана
принципиальная
схема
источника
пи
тания
(
ИП
)
с
выходными
напряжениями
+36
В
и
+48
В
.
При выходном
напряжении
36
В
максимальный
ток
нагрузки
мо
жет
достигать
70
мА
,
при
вых
одном
напряжении
48
В
ток нагрузки
может
быть
до
30
мА
.
При
отсутствующей
нагруз
ке
источник
питания
потребляет
от
сети
переменного
тока около
12,5
мА
,
при
коротком
замыкании
в
цепи
нагрузки ток
потребления
от
сети
около
28
мА
.
Защита
от
перегрузки
работа
ет
следующим
образом
.
При значительном
увеличении
тока
нагрузки
или
коротком
замы
кании
в
её
цепи
увеличивается
падение
напряжения
на
ре
зисторе
R
7.
Когда
напряжение
на
выводах
этого
резистора достигает
0,55...0,6
В
,
тран
зис
тор
VT
3
открывается
и
,
шунти
р
уя
цепочку
стаби
ли
т
ронов
,
понижает
напряжение
на
выхо
де
стаби
лизатора
.
Ток
короткого
замыкания
выхода
стаби
ли
затора
около
90
мА
.
Рис. 1
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Мощный
генератор
тока
(КТ8
08
)
Андрей
Бутов
,
Электрик
, 201
2
, №
11
, с.
50
-
51
Устройство
для
своей
работы
не
требует
дополни
-
тельного
ис
точника
питания
,
имеет
защиту
от
пере
-
грузки
и
переполюсовки
входного
напряжения
.
Диапазон
входных
напряжений
устройства
3...75
В
постоянного
тока
,
максимальная
рассе
иваемая
мощность
150
Вт
,
максимальный
рабочий
ток
10
А
.
Такой
генератор
пригодится
также
для
регулировки
тока
ос
ветительных
или
нагревательных
устройств
.
Регулируемый
генератор
стабильного
тока
собран
на
тран
зисторах
VT
3
-
VT
8.
Регулируют
ток
перемен
ным
резистором
R
13.
Устройство
имеет
два
диапазо
на
регулировки
по
треб
ляемого
тока
:
при
разомкну
тых
контактах
SA
1
ток
можно
ре
гулировать
в
диапазоне
0,2...1,5
А
;
при
замкнутых
контактах
SA
1
потребляе
мый
ток
регулируется
в
диапазоне
1,5...10
А
.
При
зарядке
аккумулятора
последний
включается
после
довательно
с
амперметр
ом
РА
1,
т
.
е
.
в
разрыв
провода
«
+
» от
внешнего
источника
питания
.
Компактный
фильтр
питания для
электролюминесцентного
светильника
Андрей
Бутов
,
Электрик
, 201
2
, №
11
, с.
70
-
71
Фильтр
двухзвенный
,
состоит из
двухобмоточного
дросселя
L
1,
плавкого
пре
дохранителя
FU
1,
терморезисгора
с
отрицательным
ТКС
RT
1
и
П
-
фильтра
,
состоящего
из
дросселей
L
2,
L
3
и
конден
-
саторов
С
1
-
С
4.
Резисторы
R
1,
R
2
разряжают
конденсаторы
после
отклю
чения
светильника
от
питающей
сети
.
Терморезистор
огра
-
ничивает
бросок
тока
при
включении
питания
устройства
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
USB
-
зарядка
на
микросхеме
МС
33063
А
Андрей
Бутов
,
Электрик
, 201
2
, №
1
2
, с.
48
-
49
Предлагаемое
устройство
предназначено
для
подклю
-
чения
в
качестве
дополнительного модуля
к
любому
источнику
с
выходным
напряжением
9...24
В
постоянного
тока
и обеспечивает
выходное
постоянное
напряжение
5
В
при
токе
нагрузки
до
0,5
A
.
При
входном
напряжении
импульсного
стабилизатора
12
В и
потребляемом
нагрузкой
токе
0,5
А
,
потребляемый
стаби
лизатором
ток
составит
около
280
мА
.
Таким
образо
м
,
КПД преобразователя
напряжения
составит
около
60%.
Генератор
с
ШИМ
-
модулятором
(
CD
4007)
Вячеслав
Калашник
,
Электрик
, 201
2
, №
12
, с.
52
Данное
устройство
предназначено
для
использования
в
качестве
задающего
генератора в
преобразовате
лях
напряжения
с
синусоидальным
выходным
напряжением
.
Широтно
-
импульсный
модулятор
выполнен
на
микросхе
ме
DD
2
и
инверторе
DD
1.
Микросхема
DD
2 (
аналог
-
CD
4007)
содержит
два
инвертора
и
полевые
(
р
-
канальные
и
n
-
канальные
)
транзисторы
.
Сопротивление
сток
-
ис
ток
этих
тран
зисторов
почти
линейно
зависит
от
приложенного
к
ним напряжения
затвор
-
исток
.
При
высоком
уровне
на
выхо
де
генератора
диод
VD
2
будет
проводить
,
т
.
е
.
выходное
сопротивление
р
-
канала
включено
параллельно
с
резис
тором
R
2.
Подобным
образом
выхо
дное
сопротивление
n
-
канала
включается
параллельно
резистору
R
2
при
низ
ком
уровне
на
выходе
генератора
.
Широтно
-
импульсный
модулятор
реализуется
измене
нием
скважности
импульсов
генератора
в
соответствии с
входным
напряжением
.
Изменение
частоты
колебан
ий минимально
зависит
от
скважности
,
так
как
выходное
со
противление
одного
транзистора
возрастает
,
а
другого
все
гда
уменьшается
при
любой
величине
управляющего
напря
жения
.
Таким
образом
,
среднее
за
период
значение
сопротив
л
ения
шунтирующего
резистор
R
2
остается
постоянным
.
Увеличение
управляю
-
щего
напряжения
,
поступающего
на
мо
дулятор
,
приводит
к
увеличению
длительности
выходных
им
пульсов
.
Уменьшение
управляющего
напряжения
соответст
венно
к
уменьшению
длительности
импульсов
выходного
сиг
нала
.
Частота
колебаний
остается
неизменной
.
Данный
ге
нератор
может
работать
на
частотах
до
10
МГц
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Двухполупериодный
синхронный
выпрямитель
(
CD
4007
,
IR
4427,
IRL
2505
)
Вячеслав
Калашник
,
Электрик
, 201
2
, №
12
, с.
58
-
59
Существенно
меньшие
потери
мощности
обеспечив
ают
синхронные выпрямители
на
полевых
транзисторах
(
при
отсутствии
сквоз
ного
тока
).
В
синхронном
выпрямителе
диоды
заменены
по
левыми
транзисторами
.
Сопротивление
канала
полевых
тран
зисторов
доведено
до
единиц
мОм
.
Это
позволяет
на
поря
док
снизить
паден
ие
напряжения
и
,
соответственно
,
тепло
выделение
.
В
последнее
время
все
большее
распространение
получают полевые
транзисторы
с
пониженным
напряже
-
нием
отпира
ния
затвор
-
исток
.
Они
открываются
при
напряжении
2...4
В
.
В
совокупности
с
небольшим
стати
-
ческим
током
управления и
емкостью
затвора
это
позволяет
управлять
транзистором сигналом
непосредст
-
венно
от
выходов
логических
микросхем
.
Транзисторы
,
рассчитанные
на
управление
логическими
уров
нями
,
имеют
в
названии
букву
L
.
Например
,
транзистор
IRL
2505.
Он
и
меет
в
открытом
состоянии
сопротивление
ка
нала
0,008
Ом
,
обеспечи
-
вает
ток
в
74
А
при
температуре корпуса
100
О
С
,
отличается
высокой
крутизной
59
А
/
В
.
Мощ
ность
,
рассеиваемая
транзистором
—
200
Вт
.
Выпрямитель
предназначен
для выпрямления
входного
прям
оугольного
или
синусоидального
на
пряжения
.
Для
формирования
управляющего
напряжения
слу
жит
оптрон
U
1.
Следует
учесть
,
что
время
нарастания
и
спа
да
импульса
для
такого
оптрона
типа
АОТ
101
АС
составляет
10
мкс
.
Поэтому
частота
входного
он
нала
не
должна
пр
евышать
10
кГц
.
Для
работы
выпрямителя
на
больших
частотах необходимо
использовать
более
быстродействующие
оптроны
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Регулятор
напряжения
на
MOSFET
-
транзисторах
(
IR
F
540,
IRF
840
)
Олег
Белоусов
,
Электрик
, 201
2
, №
12
, с.
64
-
66
Так
как
физический
прин
цип
работы
полевого
транзис
тора
с
изолированным
затвором
отличается
от
работы
ти
ристора
и
симмистора
,
то
его
в
течение
периода
сетевого напряжения
можно
многократно
включать
и
выключать
.
Ча
стота
коммутации
мощных
транзисторов
в
данной
схеме
вы
брана
1
к
Гц
.
Достоинством
этой
схемы является
простота
и
возможность
изменять
скважность импульсов
,
мало
изменяя
при
этом
частоту
повторения импульсов
.
В
авторской
конструкции
получены
следующие
длительности
им
пульсов
: 0,08
мс
,
при
периоде
следования
1
мс
и
0,8
мс
при периоде
следования
0,9
мс
,
в
зависимости
от
положения движка
резистора
R
2.
Отключить
напряжение
на
нагрузке
можно
,
замкнув
вы
ключатель
S
1,
при
этом
на
затворах
MOSFET
-
транзисторов устанавливается
напряжение
,
близкое
к
напряжению
на
7
выводе
микросхем
ы
.
При
разомкнутом
тумблере
напряже
ние
на
нагрузке
в
авторском
экземпляре
устройства
можно
было
изменять
рези
стором
R
2
в
пределах
18...214
В
(
измерено
прибором
типа
TES
2712).
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Универсальный
стабилизатор
напряжения
питания
(
LD
1117
AV
33
)
Андрей
Бут
ов
,
Электрик
, 201
2
, №
12
, с.
68
-
71
Предназначен
для
фототехники
,
мобильных
телефонов
и
USB
-
устройств.
Устройство
рассчитано
на
ток
нагрузки
до
1
А
.
Выходное
напряжение
стабилизатора
имеет
четыре
фиксиро
ванных
значения
: 3,3, 3,7, 5,0, 6,0
В
.
Входное
нап
ряжение постоянного
тока
при
токе
нагрузки
1
А
должно
быть
не
ме
нее
чем
на
2
В
больше
выходного
.
При
токе
нагрузки
0,3
А входное
постоянное
напряжение
стабилизатора
может
быть всего
лишь
на
1,5
В
больше
выходного
.
Входное
напряжение
постоянного
или
перем
енного
тока через
полимерный
самовосстанавливающийся
предохрани
тель
FU
1
поступает
на
мостовой
выпрямитель
,
выполненный на
диодах
Шотки
VD
1
-
VD
4.
Применение
таких
диодов
поз
воляет
уменьшить
потери
напряжения
на
мостовом
выпря
мителе
,
а
наличие
этого
выпрям
ителя
позволяет
подключать устройство
к
любому
источнику
напряжения
постоянного
то
ка
5,5...14
В
или
переменного
тока
6...9
В
,
рассчитанного на
ток
нагрузки
не
менее
0,8...
1
А
.
При
этом
полярность
на
пряжения
на
штекере
питания
не
имеет
значения
.
Пульса
ц
ии
выпрямленного
напряжения
сглаживаются
оксидными конденсато
рами
С
7
-
С
12.
Стабилизатор
напряжения
постро
ен
с
применением
современной
интегральной
микросхемы
LD
1117
AV
33.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Генератор
тока
нагрузки
на
биполярных
транзисторах
(
КТ
817
,
2
SC
3987
)
Бутов
А
.
Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
7
, с.
11
-
12
Для
проверки
работоспо
собности
и
настройки
источников
питания
удобно использовать
имитатор нагрузки
в
виде
регули
руемого
генерат
ора
тока
.
С помощью
такого
устройства
можно
не
только
быстро настроить
блок
питания
,
стабилизатор
напряжения
,
но
и
,
например
,
использо
вать
его
как
генератор
ста
бильного
тока
для
зарядки
,
разрядки
аккумуля
тор
ных батарей
,
устройств электролиза
,
для
элект
ро
химического
травления печатных
плат
,
как стабилизатор
тока
питания электроламп
,
для
«мягкого» пуска
коллекторных электродвигателей
.
Устройство
является двухполюсником
,
не
требует
дополнитель
ного
источника
питания
и
может
включаться в
разрыв
цепи
питан
ия
различ
-
ных
устройств и
исполнительных
механизмов
.
Диапазон регулировки
тока
от
0...0
,
16
до
3
А
,
максимальная
потребляемая
(
рассеиваемая
)
мощ
-
ность
40
Вт
,
диапазон
питающих
напря
жений
3...30
В
постоянного
тока
.
Ток
потребления
регулируется
переменным
резистором
R
6.
Чем
левее
по
схеме
движок резис
тора
R
6,
тем
больший
ток
потребляет устрой
ство
.
При
разомкнутых
контактах переключателя
SA
1
резистором
R
6
можно установить
ток
потребле
ния
от
0,16
до
0,8
А
.
При
замкнутых
контактах
этого
пере
ключа
теля
ток
регулируется
в
интервале
0,7... 3
А
.
Ежемесячный научно
-
технический журнал
«Радиоконструктор»
издается
как в бумажном, так и в электронном вид
е
Электронная версия:
http://radiocon.nethouse.ru/page/75779
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Два
устройства
для
зависимого включения
электропри
боров
(
К
П
601
,
2
S
K
1464
)
Бутов
А
.
Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
8
, с.
21
-
25
На
рис
.
1
показана
принципиальная
схема несложного
устройства
,
которое
предназна
чено
для
автоматического
зави
-
симого
вклю
чения
электроприборов
.
В
качестве
силового ключа
для
упр
авления
питанием
ведомой нагрузки
используются
каскад
на
мощных
n
-
канальных
высоко
-
вольтных
полевых
транзис
торах
с
малым
сопротивлением
открытого канала
.
Это
устройство
не
создает
помех
по цепям
питания
,
в
отличие
от
конструкций
в
кото
рых
питание
для
вед
омых
нагрузок
коммутируются
тринисторными
или
сими
-
с
торными
ключами
.
Устройство
может
управ
лять
нагрузками
общей
мощностью
от
долей ватта
до
500
Вт
.
К
нему
в
любом
сочетании могут
подключаться
нагрузки
как
потре
б
ляющие
ток
в
течение
всего
сетевого
период
а
(
лампы
накаливания
,
электронагрева
-
тель
ные приборы
,
электродвигатели
),
так
и
потребля
ющие
максимум
тока
на
пиках
амплитуды
сетевого
напряжения
(
телевизоры
,
компьюте
ры
,
мониторы
,
осветительные
приборы
с тирис
-
торными
регуляторами
мощности
,
электролюмин
есцентные
осветительные
лампы
и
т
.
п
.).
На
рис
.
2
показана
схема
другого устройства
аналогичного
назначения
,
в котором
силовой
ключ
на
полевых
транзисто
рах
заменён
электромагнитными
реле
.
Это позволило
увеличить
допустимую
макси
мальную
мощность
подкл
ючаемых
нагрузок
.
Например
,
ведущей
может
быть
нагрузка
с мощностью
от
2
Вт
,
а
ведомой
до
2000
Вт или
наоборот
.
Устройство
сохраняет
свою
функциональность
в
случае
,
если
нагрузки поменять
местами
.
В
это
устройство
,
введе
на
допол
-
нительная
функция
—
задерж
ка включения
ведомой
нагрузки
после
включе
ния
ведущей
.
Главным
образом
,
это
необхо
димо
для
того
,
чтобы
при
групповом
включе
нии
нескольких
аппаратов
,
предотвратить токовый
удар
на
электропроводку
и
сеть питания
220
В
.
Ведущую
нагрузку
,
например
,
телевизо
р
или
другое
устройство
с
мощ
ностью
потребления
2...2000
Вт
подключают к
розетке
XS
2.
Через
1...2
секунды
подаётся напряжение
питания
на
ведомые
нагрузки
,
подключенные
к
розетке
XS
3.
Ведущей нагрузкой
может
быть
,
например
,
телевизор
,
настольная
лампа
,
сис
темный
блок компьютера
.
Ведомой
—
плеер
,
аудиоусилитель
,
активные
компьютерные
колонки
,
игровая
приставка
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Зависимое
включение
нагрузки
(
MOC
3042,
BT
139
)
Горчук Н
.
В.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
8
, с.
25
-
26
В
некоторых
случаях
требуется чтобы
за
вклю
чением
одного электроприбора
автомати
-
чески последовало
включение
другого
.
На
рисунке
показана
простая
схема зависимого
включения
ведомой нагрузки
при
включении
ведущей
.
При
включении
ведущей
нагрузки через
неё
протекает
ток
и
на датчике
тока
из
диодов
V
D
1
-
VD
6
возникает
переменное
напряжение в
пределах
от
2
до
4
V
.
Это напряжение
-
есть
результат
сложения
прямых
напряжении
на
трех
из
этих диодов
(
три
диода
работают
на
одной
полуволне
,
а
три
других
,
-
на
другой
полу
волне
).
Данное
переменное
напряже
-
ние
далее подается
на
выпрями
тель
на
диоде
VD
5,
и
на сглаживающем
кон
денсаторе
С
1
выделя
ется
некоторое
посто
янное
напряжение
.
Величина
этого
напря
жения
при
малом
токе нагрузки
зависит
от
то
ка
нагрузки
,
но
при
токе нагрузки
уже
более
50
мА
становится
ста
бильным
.
Напряжение
с
С
1
подается
на
светодиод
оптопары
U
1.
Резистор
R
1
служит
для
огра
-
ничения
тока
через него
чтобы
не
вызвать его
повреждения
и повреждения
диода
VD
7
при
высоком
токе потребления
ведущей нагрузки
.
Симистор
оптопары
открывается и
включает
выходной мощный
симистор
VS
1,
который
подает питание
на
ведомую нагрузку
.
При
выключении
веду
щей
нагрузки
ток
через
диоды
VD
1
-
VD
6
прекращается
,
соот
ветственно
прекращается
и
напряжение
на С
1.
Опотопара
и
симистор
закрываются
и ведомую
нагрузку
отключают
.
Максимальная
мощность
ведомой
нагрузки
ограничена
максимальным
допустимым током
через
симистор
VS
1,
то
есть
,
при использова
-
нии
симистора
ВТ
139
-
600
макси
мальная
мощ
-
ность
ведомой
нагрузки
не должна
превышать
3500
Вт
.
На
втором
рисунке
приведена
схема
ан
алогичного
действия
,
но
предназначенная
для управления
трехфазной
ведомой
нагруз
-
кой
.
При
этом
,
ведущей
является
однофазная
нагрузка
.
Ежемесячный научно
-
технический журнал
«Радиоконструктор»
издается
как в бумажном, так и в электронном вид
е
Электронная
версия:
http://radiocon.nethouse.ru/page/75779
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Повышающий
стабилизатор
напряжения на
ИМС
МС
34063
А
Бутов
А
.
Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
9
, с.
24
-
26
Для
проверки
стабилитронов
,
измерения обратного
тока
коллектора
биполярных
транзисто
-
ров
,
питания
некот
орых
типов интегральных
операционных
усилителей
,
питания
активных
щупов
для
осциллографов
,
вакуумных
электролюминесцентных
индика
торов
необходимо
иметь
относи
-
тельно высокое
напряжение
питания
.
Устройство
представляет
собой повышающий
преобразователь
постоянного напряжения
.
Преобразователь
рассчитан
на работу
при
входном
напряжении
питания
6...15
В
постоянного
тока
,
номинальное напряжение
питания
12
В
.
При
выходном стабилизированном
напряжении
33
В
ток нагрузки
может
достигать
50
мА
.
При
напря
жении
п
итания
меньше
номинального
,
максималь
-
ный
ток
нагрузки
понижается
.
При выходном
напряжении
меньше
33
В
,
максимальный
ток
нагрузки
повышается
.
Устройство
кроме
выхода
стабилизирован
ного
напряжения
+33/+16
В
имеет
выход стабиль
-
ного
тока
1,5
мА
или
5
мА
,
к
оторый
,
может
быть
использован
для
проверки стабилитронов
,
низковольтных
варисторов
,
испытания
светодиодов
,
измерения
обрат
ного
тока
коллектора
биполярных
транзисто
ров
.
При
замыкании
контактов
SA
2
ток нагрузки
,
подключенной
к
гнёздам
Х
2,
ХЗ увеличивается
до
5
мА
.
Простой
источник
высокого
напряжения
Грачевский
А
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
9
, с.
26
-
27
Для изготовления
ионизатора
воздуха
или «люстры
Чижевского»
необходим
источник отрицательного
постоянного
напряжения
3000
-
3500
V
В идеале
,
-
просто
под
ать
напря
же
ние
от
электророзетки
на
умно
житель
.
На выходе
выпрямительного
моста
включенного
в
сеть
,
на
конденсаторе
и
так уже
будет
более
300
V
.
Довести
это
напряжение
до
3000
-
3500
V
с
помощью
умножителя
на
диодах
и
конденсаторах
не
сложно
.
Фор
мально
все
получается
очень
просто
и
заманчиво
,
но
возникает серьезная
проблема
с
электробезопас
ностью
.
Ведь
все
детали
ионизатора
будут находиться
под
потенциалом
сети
.
Для гальванической развязки от сети исполь
зует
ся
два
транс
форматора
,
-
40
-
ваттн
ый
транс
-
фор
матор
Т
1
с
вторичной
обмоткой
на
36
V
и
10
-
ваттный
трансформатор
Т
2
с
вторичной
обмоткой
на
12
V
.
Далее
все
довольно
обычно
,
-
повы
шенное
переменное
напряжение
посту
пает
на
умножитель
на
диодах
и
конден
саторах
.
Конденсаторы
емкостью
4700
пФ
(
4
п
7)
на
напряжение
1000
V
.
Диоды
-
1
N
4007.
Нагрузкой
служит
цепь
из
резис
торов
R
1
-
R
5.
Причем
резистор
R
1
пред
-
назначен
для
контроля
за
выходным напряжением
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Включение
питания
принтера
от
USB
-
порта
Андреев С
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
10
, с.
12
Обычно
та
кие
вещи
,
как
принтер
никто
не выключает
и
они
постоянно
под
напряже
нием
сети
(
в
энергосберегающем
или активном
режиме
).
По
моему
это
безобра
зие
(
и
ведь
выключатель
где
-
то
сзади
,
-
не дотянешься
).
Автоматическое
включение
-
выключение принтера
можно
сделат
ь
зависимым
от включения
-
выключения
персонального компьютера
или
ноутбука
.
У
всех
есть
USB
-
порты
,
вот
просто
нужно
взять небольшое
электромагнитное
реле
с обмоткой
на
5
V
и
подключить
его
обмотку к
USB
-
порту
,
а
через
его
контакты
подклю
чить
принтер
к
сет
и
переменного
тока
.
Компьютер
включили
-
вклю
-
чился
и принтер
,
компьютер
выключили
,
и
принтер вместе
с
ним
выключился
.
Светодиодный
индикатор тока
сети
220
V
(
КЭМ
-
2
)
Бутов А.Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
10
, с.
10
-
12
Устройство предназначено для дискре
тной индика
ции тока, потребляемого нагрузками,
работаю
щими в сети переменного тока 220 В. Индикация осуществляет
ся с по
мощью трёх
светодиодов, сигнали
зирующих о том, что потребляемый нагрузками ток превысил заданные для
них значения включения. Датчик
потребляемого
тока
выполнен
на самодельных
герконовых
реле
К
1
-
КЗ
,
обмотки
которых
содержат
разное
коли
чество
витков
,
следовательно
,
контакты
герконов
будут
замыкаться
при
разных значениях
тока
,
протекающего
через обмотки
.
Обмотка
р
еле
КЗ
содержит
наименьшее количество
витков
,
число
которых подобраны
так
,
чтобы
контакты
геркона К
3.1
замыкались
при
токе
нагрузки
более
8
А
,
что
соответствует
потреб
-
ляе
мой нагрузкой
от
сети
мощности
около
1760
Вт
.
Катушки
герконов
намотаны
обмоточным
п
роводом
диаметром
0,82
мм
в
один
ряд
.
Расстояние
между витка
ми
провода
около
0,5
мм
.
Катушка реле
К
1
содержит
11
витков
,
катушка
реле К
2
—
6
витков
,
катушка
реле
КЗ
—
4.
Ежемесячный научно
-
технический журнал
«Радиоконструктор»
издается
как в бумажном, т
ак и в электронном вид
е
Электронная версия:
http://radiocon.nethouse.ru/page/75779
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Снижение
пиковой
нагрузки
на
сеть
(
К561ИЕ8, КТ815
)
Каравкин В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
10
, с.
12
-
14
На
рисунке
показана
схема
относительно несложного
автомата
,
котор
ый
может включать
последовательно
до
10
-
ти нагрузок
(
или
групп
нагрузок
,
например
,
до
10
учебных
классов
,
оборудованных
пер
сональными
компьютерами
или
телеви
зорами
,
другими
приборами
со
значи
-
тель
ными
пусковыми
токами
).
Схема
использует
принцип
работы
десятичного
счетчика
,
управляющего триггерными
схемами
,
способными
сохра
нять
свое
состояние
.
В
качестве
триггерных
схем
и
выходных
узлов
используются электромагнитные
реле
с
двумя
замыкаю
щими
группами
контактов
.
При
этом
одна
группа
служит
для
самоблокир
овки
реле
,
а вторая
для
включения
нагрузки
.
Включение
и
выключение
производится одним
выключателем
,
подключающим схему
к
сети
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Мощный
регулируемый
низковольтный
блок
питания
на
микросхеме
LX
8384
-
00
СР
Бутов А.Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
11
,
с.
13
-
16
Если
вам
потребовался
мощный
низко
вольтный
лабораторный
блок
питания
с регулируемым
выходным
напряжением постоянного
тока
,
то
такое
устройство можно
собрать
с
использованием
интегральной
микросхемы
типа
LX
8384
-
00
СР
фирмы
LinFinity
Microelectronics
,
предс
тавляющей
собой
сильноточный прецизионный
малошумящий
линейный стабилизатор
напряжения
положи
-
тель
ной полярности
с
регулируемым
выходным напряжением
и
малым
напряжением насыщения
,
рис
. 1
.
Максимальный
ток нагрузки
для
микросхем
серии
LX
8384
может
достига
ть
5
А
,
но
макси
-
мальная мощность
,
рассеиваемая
установленной на
теплоотвод
микросхемы
,
не
должна пре
-
вышать
15
Вт
.
Чтобы
преодолеть
это ограничение
,
стабилизатор
напряжения можно
дополнить
каскадом
на
мощном дискретном
транзисторе
.
Этот
блок питания
обесп
ечивает
выходное
напряже
ние
1,25...7
В
при
токе
нагрузки
до
5
А
.
Выходное
напряжение стабилизатора
регулируют
с
помощью временного
резистора
R
5.
Диапазон регулировки
составляет
от
1,25
до
7
В
.
Подбором
резистора
R
3
устанавливают верхнюю
границу
ре
гулировки
выходного напряжения
—
7
В
.
Светящийся
светодиод
HL
1
сигнализирует
о
наличии
выходного напряжения
величиной
более
2
В
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Блок
для
питания
портативной
аппаратуры
в
автомобиле
Радиоконструктор, 201
2
, №
11
,
с.
16
С
помощью
этого
устройства
можно
в
автомобиле
заря
дить
сотовый
телефон
,
подключить
портативный
магнито
фон
,
радиоприемник
,
электронную
игру
,
кар
-
манный
МП
-
3
плеер
.
Устройство
представляет
собой
набор
из трех
стаби
лизаторов
напряжения
,
-
на
9,5
V
,
на
5.5
V
и
на
3
V
.
От
каждого
стаби
лизатора
отдельный
выход
,
так
что
мож
но
подключить
сразу
несколько
нагрузок
.
По
напряжениям
9,5
и
5,5
V
макси
мальный
ток
не
должен
быть
более
1
А
.
По напряжению
3,2
V
-
не
более
0,3А
.
Микросхемы
и
транзистор
нуждаются
в радиаторах
.
L
1
-
100 витков
ПЭВ
0,43
на ферри
товом
кольце
диаметром
15
-
20
мм
.
Двухканальный
стабилизатор
напряжения
на
TDA
8138
B
Бутов А.Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
11
,
с.
17
-
19
Если
вам
потребовался
двухканальный блок
питания
или
стабилизатор
на выходные
напряжения
+5,1
В
и
+12
В пост
оянного
тока
,
то
можно
изготовить несложное
устройство
на
специализи
рованной
интегральной
микросхеме
TDA
8138
B
,
представляющей
собой линейный
двухканальный
стабили
затор напряжений
+5,1
В
, +12
В
при
токе нагрузки
до
1
А
в
каждом
канале
.
Также
в
микросхеме
имеется
узел
формиро
вания сигнала
RESET
,
который
можно
исполь
зовать
для
сброса
состояния
цифровых узлов
после
включения
питания
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Стабилизаторы
напряжения
на
микросхеме
78
R
12
Бутов А.Л
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
12,
с.
12
-
15
Многим
радиолюбителя
м
хорошо
знако
мы
импортные
интегральные
микросхемы серий
78
хх
,
78
Мхх
, 781_
хх
,
представляю
щие
собой
трёхвыводные
нерегулируемые линейные
стабилизаторы
напряжения положительной
полярности
,
рассчитанные на
различные
выходные
напряжения
и
максимальный
ток
нагрузки
1
А
, 0,5
А
и
0,1...0,15
А
.
Но
немногие знают
,
что
существуют
аналогичные микросхемы
серии
78
Rxx
,
представляю
щие
собой
стабили
заторы
напряжения
положительной
полярности
с
малым напряжением
насыщения
,
которое
не
пре
вышает
0,5
В
при
токе
нагрузки
1
А
.
Макси
мальное
входное
напряжение
для
всех
микросхем
+35
В
постоянного
тока
,
мак
симальный
ток
нагрузки
1
А
,
максималь
ная
рассеиваемая
мощность
15
Вт
.
Назначение
выводов
микросхем
,
выпускаемых
в
разных
корпусах
,
различное
,
см.
табл
. 1
.
Принципиал
ьная
схема
стабилизатора напряжения
,
собранного
на
интегральной микросхеме
78
R
12
L
-
TF
4
-
T
,
показана
на
рис
.
2
.
Ток
покоя
стабили
затора
около
6
мА
при
отключенном
светодиоде
HL
1.
При
входном
напряжении менее
11
В
ток
покоя
возрастает
до
35
мА
.
При
токе
нагру
зки
0,7
А
входное
напря
жение
постоянного
тока
на
входе
DA
1
может
быть
всего
на
0,3
В
больше
выход
ного
напряжения
.
Если
требуется
собрать
блок
питания
с регулируемым
выходным
напряжением
,
а в
наличии
только
микросхемы
серии
78
Rxx
на
фиксированное
выходное
напря
жение
,
то
это
можно
сделать
,
собрав устройство
по
схеме
рис
. 3
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Использование
блока
питания
компьютера
АТХ
в
радиолюбительской
практике
Андреев С
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
12,
с.
15
-
18
При
разработке
какой
-
либо
конструкции
,
потребляющей
знач
ительную
мощность существен
-
ная
проблема
-
это
источник питания
.
Никто
не
хочет
наматывать силовые
трансформаторы
.
Да
и
тяжел
и громоздок
получится
блок
питания
.
Само
стоятельно
делать
мощный
импульсный блок
,
-
тоже
сомнительное
удовольствие
,
потому
что
и
времени
займет
больше
чем на
всю
конструкцию
и
ошибки
или
просто недостаточная
аккуратность
в
намотке импульсного
трансформатора
быстрень
ко все
усилия
сводит
к
нулю
.
В
общем
,
хотелось
бы
приобрести
гото
вый
импульсный
блок
,
и
желательно недорого
.
В
таком
случае
оптимальным вариантом
может
быть
блок
с
разборки старого
ПК
типа
АТХ
.
Но
не
всем
удается
такой
блок
запустить
.
Необходимо
знать его
выходные
параметры
.
К
тому
же
блок с
разборки
может
нуждаться
в
ремонте
.
Ниже
изложена
полезная
информация для
тех
кто
решит
использовать
блок питания
АТХ
для
питания
своей
«само
делки»
или
покупной
аппаратуры
,
рас
считанной
на
питание
от
автомобиль
-
ной бортовой
сети
,
например
,
автомобильной радиостанции
.
Блок
питания
ПК
типа
АТХ
предназначен для
формирования
постоянны
х
питающих напря
-
жений
+3,3
V
, +5
V
, +12
V
,
-
5
V
,
-
12
V
.
Он
выполнен
в
виде
почти
самостоя
тельного
модуля
в
металлическом корпусе
,
из
которого
выведен
жгут проводов
с
разъемами
.
На
задней
стенке есть
разъем
для
подключения
сетевого
шнура
(220
V
),
еще
там
мо
жет
быть переключатель
-
фишка
110/220
V
и
(
или
)
механический
клавишный
выключатель для
полного
отключения
блока
от
сети
.
Блоки
АТХ
выпускаются
самых
разных мощностей
от
150
W
до
840
W
и
более
.
Чаще
всего
встре
-
чают
ся
на
200
-
400
W
.
Токи
нагрузок
выходных
напряж
ений
,
соответственно
,
зависят
от
мощности
и
у разных
моделей
блоков
питания
могут отличаться
даже
при
равной
суммарной мощности
блока
.
Но
это
не
представляет большой
проблемы
,
-
практически
на каждом
блоке
АТХ
есть
достаточно
прочно наклеенная
этикетка
,
на
которой
указаны его
параметры
по
выходным
токам
.
Например
,
блок
ISO
-
450
PP
максимальной выходной
мощностью
350
W
выдает
ток
20
А
по
напря
-
жению
+3,3
V
, 32
A
по
напря
жению
+5
V
, 16
А
по
напряжению
+12
V
, 0
,
5
А
по
напряжению
-
5
V
и
0,5
А
по
напря
жению
-
12
V
.
Таким
об
разом
,
даже
выби
рая
блок
с
разборки
(
из
кучи
)
можно
по
этикетке
подобрать
подходящий
Принципиальная
схема
«типового»
блока питания
АТХ
мощностью
200
W
приведена на
рис
.
1
.
Функционально
условно схему
можно
разделить
на
пять
участков
.
Первый
участок
предста
вляет
собой обычную
схему
сетевого
фильтра
и мостового
выпрямителя
на
диодах
D
21
-
D
24
для
получения
постоянного
напря
жения
для
питания
импульсного
преобра
зователя
напряжения
.
Практически
это импульсный
источник
питания
с
ШИМ
на основе
микросхемы
TL
494
и
д
вухтакт
-
ного выходного
каскада
на
мощных
ключевых транзисторах
Q
1
и
Q
2.
Но
для
дежурного
питания
в
схеме
есть отдельный
маломощный
импульсный
блок питания
(
участок
2),
-
источник
дежурного напряжения
+5
VSB
,
которое
используется компьютером
в
выключенном
со
стоянии
.
Этот
узел
выполнен
по
схеме
однотактного
преобразователя
на
транзис
-
торе
Q
12
и
трансформаторе
Т
6.
Питание
на
этот узел
поступает
с
выхода
сетевого выпрямителя
.
Вторичная
обмотка
Т
6
с отводом
и
двумя
диодными
выпрямите
лями
.
Выпрямитель
на
диоде
D
3
0
служит для
создания
напряжения
питания генератора
микросхемы
TL
494.
Второй выпрямитель
на
D
28
служит
для получения
напряжения
5
V
для
дежурного питания
схемы
ПК
. 5
V
получается
с
помощью
стабилизатора
IC
3
Схема
дежурного
блока
питания
инте
ресна
тем
.
ч
то
она
практически
представ
ляет
собой
само
-
стоятельный
узел
.
Вот посмотрите
,
если
нужен
маломощный источник
,
например
,
для
питания
портативной
аппаратуры
,
и
есть
в
наличии неисправный
блок
питания
АТХ
,
то
,
при условии
исправности
трансформатора
Т
6,
можно
используя
этот
трансформатор собрать
по
этой
схеме
блок
питания
,
дополнив
его
сетевым
выпрямителем
.
А
если
ИМС
78
L
05
заменить
на
78
L
09
можно
получить
9
V
для
питания
аппара
туры
,
обычно
питающейся
от
«Кроны»
,
а используя
параметри
-
ческий
стабилизатор на
све
тодиоде
и
резисторе
можно
сделать блок
на
1,5
V
для
питания
такой
аппарату
ры
,
как
,
например
,
карманный
МП
-
3
плеер
.
Третий
участок
это
ШИМ
-
контроллер
TL
494.
В
его
составе
генератор
импульсов с
ШИМ
,
защита
блока
питания
от
коротких замыканий
,
стабилизация
вы
ходных напряжений
,
и
формирование
противо
фазных
импульсов
для
управления
тран
зисторными
ключами
,
которые
нагружены на
импульсный
трансформатор
.
Для
управления
включением
-
выключе
нием
используется
сигнал
PS
-
ON
.
Он поступает
от
схемы
компьютера
.
Факти
ческ
и
для
включения
основной
части блока
питания
нужно
чтобы
на
этой
шине
(
PS
-
ON
)
был
логический
ноль
.
Практичес
ки
,
замкнуть
на
общий
провод
.
При
этом транзисторы
Q
10
и
Q
11
закрываются
и микросхема
TL
494
переходит
в
рабочий режим
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Для
выключения
нужно
на
P
S
-
ON
подать логическую
единицу
уровня
5
V
,
или просто
отклю
-
чить
этот
провод
так
как
он подтянут
к
+5
V
через
резистор
R
23.
На
микросхеме
IC
2 (
LM
393)
выполнена схема
,
работающая
с
сигналом
POWERGOOD
.
Если
в
схеме
ПК
возникает аварийное
состояние
,
требующее
в
ыклю
чения
эта
схема
выключает
блок
питания в
дежурный
режим
.
Четвертый
участок
состоит
из
двух трансформаторов
и
двух
групп
транзис
торных
ключей
.
Первый
трансформатор формирует
управляющее
напряжение
для выходных
транзисторов
.
Поскольку
ШИМ
-
контроллер
TL
494
генерирует
сигнал слабой
мощности
,
первая
группа
транзис
-
торов
Q
3
и
Q
4
усиливает
этот
сигнал
и передает
его
переходному
трансформа
тору
Т
2.
Вторая
группа
транзисторов
(
Q
1
и
Q
2),
или
выходные
,
нагружены
на
основ
ной
импульсный
трансформа
-
тор
ТЗ
,
кото
ры
й
осуществляет
формирование
основ
ных
напряжений
питания
.
Такая
более
сложная
схема
управления
выходными ключами
применена
из
-
за
сложности управления
биполярными
транзисторами и
защиты
ШИМ
-
контроллера
от
выбросов высокого
напряжения
.
Пятый
участок
-
схема
вторичных выпрямителей
,
он
состоит
из
диодов Шоттки
,
выпрямляю
-
щих
вторичное
напря
жение
трансформатора
ТЗ
,
и
фильтра низких
частот
(
ФНЧ
).
ФНЧ
состоит
из
электролитических
конденсаторов
значи
тельной
емкости
и
дросселей
.
На
выходе ФНЧ
стоят
резисторы
,
кото
рые
необходи
мы
для
того
,
чтобы
после
выключения
емкости
блока
питания
не
оставались заряженными
.
Также
резисторы
стоят
и
на выходе
выпрямителя
сетевого
напря
жения
.
Следует
заметить
,
что
далеко
не
все блоки
питания
АТХ
строятся
именно
по схеме
,
показан
-
ной
на
рисунке
1.
Могут быть
существенные
отли
чия
связанные
с
другими схемотехническими
ре
шениями
,
другими
пара
метрами
по
мощности
,
другой
элементной
базой
.
Хотя
,
общий
функцио
-
наль
ный
состав
практически
у всех
тот
же
.
И
так
,
вернемся
к
началу статьи
,
-
физически
блок
питания
АТХ
представляет собой
железный
ящик размерами
140x150x80
мм
(
или
около
того
),
на
одной стороне
корпуса
которого расположен
сетевой разъем
,
механический выключатель
(
или
пере
ключатель
напряжения
110/220
V
,
или
разъем
для подачи
пи
тания
на
монитор
),
а
на
другой
стороне
есть
отверстие из
которого
выходит
жгут
разноцветных
проводов
с
разъемами
.
По
цветам
проводов
маркировка
такая
:
Черный
-
общий
провод
,
«земля»
,
GND
;
Белый
-
минус
5
V
;
Синий
-
минус
12
V
;
Желтый
-
плюс
12
V
;
Кра
сный
-
плюс
5
V
;
Оранжевый
-
плюс
3,3
V
;
Зеленый
-
включение
(
PS
-
ON
)
;
Серый
-
POWER
-
OK
(
POWERGOOD
)
;
Фиолетовый
-
5
VSB
(
дежурного
питания
).
Здесь
показаны
разъемы
(
если
их повернуть
дырками
к
себе
).
Причем
не
все из
показанных
разъемов
могут
присутство
вать
у
одного
и
того
же
блока
питания
.
Например
,
главный
разъем
только
один
,
-
либо
20
-
контактный
,
либо
24
-
контактиый
.
Разъем
для
SATA
жесткого
диска
может
отсутствовать
вовсе
.
А
разъем
для
допол
нительного
питания
процес
-
сора
может быть
4
-
контакт
ный
или
8
-
контактный
.
Ну
а
теперь
«самое
главное»
-
чтобы включить
блок
питания
АТХ
в
рабочий режим
нужно
соединить
контакт
PS
-
ON
главного
разъема
с
любым
контактом
GND
.
Или
зеленый
провод
соединить
с
любым
черным
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Преобразователь
напряжения
для
питания
элек
троприборов
от
автомобильного
аккумулятора
(
CD
4093, 2
N
3055)
Горчук Н.В
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
12,
с.
19
-
20
Преобразователь
предназначен
для питания
электроприборов
,
рассчитанных на
220
V
от
авто
-
мобильного
аккумулятора или
бортовой
сети
во
время
дв
ижения
.
Преобразова
тель
выдает
напряжение
220
V
при
частоте
50
Гц
.
Но
.
реально
,
частота
и
особенно
напряжение
может
существенно
отличаться
от
указанных номинальных
величин
.
Да
и
форма
его далека
от
синусоиды
.
Тем
не
менее
,
можно
питать
паяльник
,
лампы
нака
ли
вания
,
электронагреватель
небольшой мощности
,
электробритву
.
Как
насчет электронной
техники
,
-
зависит
от
её схемо
-
техники
.
Если
источник
питания позволяет
,
то
есть
,
может
работать
в широком
диапазоне
питающего
перемен
ного
напряжения
и
не
критичен
к
ег
о форме
и
частоте
,
почему
бы
и
нет
.
Автоматический
выключатель
зарядного
устройства
(
LM
311)
Кромилин
О.А
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
12,
с.
21
-
22
Ниже
проводится
проверенная
схема контрольного
устройства
,
которое
отклю
чает
зарядное
устройство
от
эл
ектросети при
достижении
напряжения
на
аккумуля
торе
некоторой
заданной
величины
,
и подключает
ЗУ
к
сети
,
если
напряжение
на аккумуляторе
упадет
ниже
другого
минимального
порогового
значения
.
Таким образом
,
данная
схема
не
только
может отключить
ЗУ
автомат
ически
когда
аккуму
лятор
будет
полностью
заряжен
,
но
и может
использоваться
при
хранении
акку
мулятора
периодически
его
подзаряжая поддерживая
его
в
рабочем
и
всегда
готовом
к
эксплуатации
состоянии
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Кодовый
замок
с
источником
бесперебойного
питания
(
К1401СА2
)
Шишкин С
.
,
Радиоконструктор, 201
2
, №
12,
с.
23
-
28
ИБП
(рис. 2)
обеспечивает электропитанием
кодо
вый
замок
и
плату соленоида
(
и
собствен
но
сам
соленоид замка
).
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Элементы
интерфей
са
управления
ИБП
(
по рис
. 2)
имеют
следую
щее
назначение
:
HL
1
-
индикатор
наличия
сетевого
напряжения
(
зеленого
цвета свечения
);
HL
2
-
индикатор
состояния
заряда аккумуляторной
батареи
(
желтого
цвета свечения
);
SA
1
-
выключатель
питания
.
В
состав
ИБП
входят
:
стабилизатор
тока
на транзисторе
VT
1
для
зарядки
аккумул
ятор
ной
батареи
;
модули
питания
U
1,
U
2 (
пре
образователи
DC
/
DC
);
узел
контроля
и управления
на
микросхеме
DA
1.
Индикаторы
HL
1,
HL
2
позволяют
визуально
контролиро
вать
режим
работы
платы
питания
.
Входное постоянное
напряжение
на
ИБП
поступает
с сетевого
модуля
питания
U
4 (
AC
/
DC
-
преобразователь
).
В
устройстве
применен
AC
/
DC
преобразователя
типа
МААЗО
-
1
С
15
-
СГН фирмы
АЛЕКСАНДЕР
ЭЛЕКТРИК
,
с
выход
ным
напряжением
15
В
,
и
с
диапазоном регулировки
выходного
напряжения
±
10 %.
Необходимо
отметить
,
что
при
р
аботе
в режиме
автономного
электропитания
,
сле
дует
не
допускать
полного
разряда
аккуму
ляторной
батареи
.
В
устройстве
не
пред
усмотрено
никакой
автоматики
по
отклю
чению
аккумуляторной
батареи
при
достиже
нии
минимально
допустимого
уровня
разря
да
.
Рассм
отрим
основные
,
функциональные узлы
принципиальной
схемы
ИБП
.
Вход
ное постоян
-
ное
напряжение
поступает
на
вход
,
с выхода
модуля
питания
U
4.
Работой
стаби
лизатора
тока
управляет
узел
,
выполненный на
компараторе
DA
1.1.
Напряжение
с
аккуму
ляторной
батареи
ч
ерез
делитель
R
3,
R
4
поступает
на
инвертирующий
вход
компара
тора
(
вывод
4
DA
1.1).
Образцовое
напряже
ние
формируется
делителем
R
6
,
R
8
и
посту
пает
на
неинвертирующий
вход
компаратора
(
вывод
5
DA
1.1).
При
не
полностью
,
заряженной
аккуму
ляторной
батареи
,
з
начение
напряжения
на неинверти
-
рую
щем
входе
компаратора
,
боль
ше
чем
на
инвертирующем
входе
.
В
этом случае
на
выходе
компаратора
присутствует напряжения
высокого
уровня
.
Транзистор
VT
2
открыт
и
не
препятству
-
ет
работе
стаби
л
изатора
тока
на
транзисторе
VT
1.
Идет процесс
зарядки
аккумуляторной
батареи
.
Как
только
напряжение
на
инвертирующем входе
компаратора
превысит
образцовое
на неинвер
-
тирующем
(
батарея
зарядилась
),
на выходе
компаратора
установится
напряже
ние
близкое
к
нулю
.
Транзисторы
VT
1,
VT
2
закрывает
ся
.
Зарядка
аккумуляторной батареи
прекращается
.
Зарядка
не
полностью
заряженной
аккуму
ляторной
батареи
начинается
сразу
после подачи
сетевого
напряжения
на
устройство
.
При
этом
срабатывает
реле
К
1
и
контактами группы
К
1.1
(
выводы
12, 13)
подключает стаби
лизатор
тока
к
аккумуляторной
батареи
.
Входное
напряжение
через
диод
VD
2
и контакты
выключателя
питания
SA
1
посту
пает
на
вход
модулей
питания
U
1
(
выводы
22, 23)
и
U
2 (
вывод
2).
При
включенном
выключателе
SA
1 (
SA
1
в положении
"
ВКЛ
")
выходное
напряжение
с
модуля
питания
U
1
поступает
на
замок
,
выходное
напряжение
с
модуля
питания
U
2
через
соединитель
Х
2
поступает
на
плату соленоида
.
Напряжение
с
аккумуляторной батареи
поступает
на
вход
модулей
питания
U
1
,
U
2
через
диод
VD
1.
При
наличии входного
напряжени
я
16.5
В
на
входе
диод
VD
1
закрыт
,
аккумуляторная
батарея отключена
от
модулей
питания
U
1
,
U
2.
На
компараторе
DA
1.4
выполнен
генера
тор
.
Сигнал
с
генератора
(
меандр
с
постоян
ной
состав
-
ляющей
)
поступает
на
неинверти
рующий
вход
компаратора
DA
1.3
(
вывод
9).
Параметры
сигнала
:
период
-
1,5
сек
.,
напряжение
низкого
уровня
2
В
,
напряжение высокого
уровня
9
В
.
На
инверти
-
рующий
вход
DA
1.2
(
вывод
8)
поступает
напряжение
с делителя
R
15,
R
16.
Цепочка
VD
5...
VD
7,
R
15.
R
16
при
открытом
транзисторе
VT
2
задает базовый
ток
транзистора
VT
1.
К
выходу компара
-
то
ра
DA
1.3
(
вывод
14)
подключен анод
индикатора
HL
1
.
Питающее
напряжение
16,5
В
поступает
на
выход
компаратора
DA
1.3
через
диод
VD
4
и
резистор
R
13.
Когда
идет зарядка
аккумуляторной
батареи
VT
2
-
открыт
.
На
выводе
8
DA
1.3
присутствует напряжение
порядка
7
,
6
В
.
Назовем
этот
уровень
напряжения
-
базовым
.
Сигнал высокого
уровня
с
генератора
превышает базовый
уровень
,
потому
выходной
транзис
тор
DA
1.3
закрыт
-
индикатор
HL
1
включен
.
Если
же
базовый
уровень
выше
уровня сигнала
с
генератора
-
HL
1
выключен
.
При закрытом
транзисторе
VT
2
(
батарея
заря
жена
)
с
делителя
R
15,
R
16
на
вывод
8
DA
1.3
поступает
напряжение
примерно
равное напряжению
питания
.
Его
уровень
больше базового
,
поэтому
выходной
транзистор
компаратора
DA
1.3
открыт
,
ин
дикатор
HL
1
выключен
.
Пока
идет
процесс
зарядки
акку
муляторной
батареи
U
3
-
HL
1
периодически включается
и
выключается
(
мигает
),
при заряженной
батаре
е
-
HL
1
выключен
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Аттенюатор
тока в
энергосберегающих
лампах
В
.
СОЛОНИН
,
Радиомир, 201
2
, №
7
, с.
11
-
13
В
продаже
имеется
множе
ство
типов
энергосберегающих
ламп
,
изготавливаемых
в
разных странах
.
Они
содержат
электрон
ную
"
начинку
",
которая
,
если
ра
зобраться
,
и
меет
общую
основу
,
состоящую
из
последовательного колебательного
контура
и
двух ключей
,
управляемых
генерато
ром
,
собранным
на
этих
же
клю
чах
.
Фактически
,
это
—
"
Аттенюа
тор
тока
Солонина
"
(
официальное название
изобретения
),
содержа
щий
два
ключа
1
и
2,
в
ыходную
и общую
шины
(
рис
.
1
).
В
него
вве
дены
импульсный
генератор
3
и последовательный
колебательный
LC
-
контур
.
Для
избавления
гене
ратора
от
активных
элементов введены
две
обмотки
(
обмотка
II
и
обмотка
III
),
выполненные
на
ка
тушке
индуктивности
последо
ва
тельного
колебательного
контура
.
Нагрузкой
устройства
может
быть не
только
светоизлучающий
эле
мент
,
но
и
другое
исполнительное устройство
,
потребляющее
элект
роэнергию
,
например
,
бестранс
форматорный
сварочный
аппарат
"
ВДУЧ
-
16".
Аттенюатор
(
т
.
е
.
ослаб
итель
)
тока
—
это
ненагреваемое
балла
стное
сопротивление
,
необходи
мое
для
работы
люминесцентной лампы
или
светодиода
.
Схема обеспечивает
передачу
энергии порциями
с
одной
шины
питания
на другую
через
нагрузку
и
колеба
тельный
контур
.
Ключи
1
и
2
под
упра
влением
импульсного
генера
тора
3
открываются
поочередно
,
когда
ток
через
них
не
проходит При
открывании
первого
ключа
энергия
поступает
в
колебатель
ный
контур
,
а
при
открывании
вто
рого
—
снимается
с
него
.
Реактив
ные
элементы
колебательного
кон
тура
L
и
С
не
нагреваются
.
Они держат
ток
через
ключи
во
время переходных
процессов
практичес
ки
на
нулевом
уровне
.
Так
что
даже когда
ключи
имеют
промежуточное состояние
(
между
закрытым
и
от
крытым
),
энергия
в
виде
тепла
в них
не
рассеивается
.
Автогенерация
двух
последова
тельно
включенных
в
аттенюатор транзисторов
возникает
за
счет пассивных
элементов
[3].
В
резуль
тате
,
получилась
функциональная схема
,
показанная
на
рис
. 2
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Все
дополнительные
элементы
практических
схем
электронных балластов
(
рис
. 3, 4
)
по
срав
нению с
рис
.1
предназначены
для
умень
шения
глубины
насыщения
транзи
сторов
.
Тогда
уменьшается
рассея
ние
энергии
в
виде
тепла
(
меньше
базовый
ток
и
сопротивление
кол
лектор
-
эмиттер
,
каждый
транзистор
быстрее
закрывается
и
успевает закрыться
прежде
,
чем
от
кроется
другой
транзистор
).
Литература
1.
Солонин
В
.
Ю
.
Аттенюатор
тока
В
.
Ю
.
Солонина
.
—
АС
СССР №
957183,
G
05
F
1/08.
Открытия
,
изобретения
,
№
33, 1982.
2.
Солонин
В
.
Ю
.
Аттенюатор
тока
.
—
АС
СССР
№
1078413,
G
05
F
1/08.
Открытия
,
изобретения
,
№
9,
1984.
3.
В
.
Солонин
.
Аттенюатор
тока
—
стабилизатор
напряжения
.
—
Ра
диолюбитель
, 1997,
№
11,
С
.26.
4.
В
.
Солонин
.
Преобразователь напряжения
.
—
Радиомир
, 2011,
№
4,
С
. 13.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Бесперебойное
питание аппаратуры
В
.
БЕСЕДИН
,
Радиомир, 201
2
, № 7, с. 13
Если
все
потреб
ители
рассчита
ны
на
одно
напряжение
,
например
, 12
В
,
то
их
бесперебойное
питание можно
выполнить
по
схеме
,
пока
занной
на
рис
. 1
.
Стабилизиро
ванный
блок
питания
должен
обес
печивать
выходное
напряжение
,
примерно
на
1
В
большее
,
чем
на
пряжение
резервных
батарей
.
Для уменьшения
потерь
в
качестве
VD
1...
VD
3
предпочтительно
ис
пользовать
мощные
диоды
Шоттки
.
Зарядку
резервной
батареи
можно осуществить
от
того
же
блока
питания
,
подключив
батарею
через
стабилиза
тор
тока
(
мощную
автомобильную лампу
).
При
эт
ом
заряжаемый
аккуму
лятор
лучше
отключить
от
нагрузки
,
чтобы
не
допустить
проникновения
в нагрузку
фона
переменного
тока
.
Для этого
можно
установить
реле
(
авто
мобильное
)
с
мощными
контактами
,
имеющими
минимальное
сопротив
ление
(
рис
. 2
).
Тумблером
S
2
вкл
ю
чается
зарядка
аккумулятора
.
При
пропадании
напряжения
в
сети питание
реле
также
исчезает
,
его якорь
отпускает
,
и
батарея
подключа
ется
к
нагрузке
.
Подзарядку
батарей
малым
током
можно
осуществить
через
резисторы
и
диоды
непосред
ственно
с
выхода
стабили
затора
БП
.
Пользуясь
объединяющим
диодным коммутатором
,
можно
соединять
не
сколько
маломощных
батарей
для питания
достаточно
мощной
нагрузки
.
Ночник
на
батарейке
(
TS555CN
)
П
.
БОБОНИЧ
,
Радиомир, 201
2
, № 7, с. 14
Bateriové noèni svìtélko.
-
Praktická ele
ktronika, 2011, № 12, S.27
Напряжение
питания
(1,5
В
)
недостаточно
для
включения
светодиода
HL
1,
но
КМОП
таймер
DA
1
запус
кается
.
Когда
на
выходе
(
выводе
3)
DA
1
высокий
уровень
,
конденсатор С
2
заряжается
через
диод
VD
1.
Когда
на
выводе
3
напряжение
ста
-
н
овится
близким
к
нулю
,
заряжен
ный
конденсатор
под
к
лю
чается
последовательно
со
светодиодом
HL
1
к
источнику
питания
,
на
светодиоде появляется
напряжение
около
2,5
В
,
и
он
загорается
.
При
наличии
внешнего
освещения фоторезистор
RF
1
имеет
неболь
шое
сопротив
ление
,
на
контакте
4
таймера
—
низкий
уровень
,
и он
блокируется
.
В
темноте
сопротив
ление
фоторезистора
велико
,
мультивибратор
работает
,
и светодиод
HL
1
светится
.
Ток
питания
схемы
составля
ет
около
0,5
мА
,
и
батарейка
ти
поразмера
АА
может
работать в
тече
ние
нескольких
месяцев
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Антикоррозийная
защита
оборудования
(КТ3107)
В
.
КОНОВАЛОВ
,
А
.
ВАНТЕЕВ
,
Радиомир, 201
2
, № 7, с. 14
-
16
Предупредить
разрушение
бараба
на
,
ТЭНов
и
других
соприкасающих
ся
с
водой
узлов
стираль
-
ной
машины
можно
при
уравнивании
пот
ен
циала
корпуса
стиральной
машины относительно
воды
.
Для
этого
пред
лагается
электронный
прибор
ком
пенсации
потенциала
с
выходным напряжением
,
равным
возникаю
щей
разности
потенциалов
.
Ток
в цепи
компенсации
не
превышает
10
мкА
при
внутреннем
сопротив
ле
нии
воды
10... 100
кО
м
.
Источник тока
в
таком
приборе
может
рабо
тать
длительное
время
с
мини
мальным
расходом
энергии
.
В
со
став
прибора
(
рис
.
2
)
входят
:
-
гальванический
элемент
;
-
стабилизатор
микротоков
;
-
регулятор
установки
напряже
ния
;
-
индикатор
баланса
напряжений
.
Электронная
схема
защиты
пред
ставляет
собой
стабилизиро
-
ван
ный регулятор
низкого
напря
-
жения
,
вы
полненный
на
транзис
-
торах
с
раз
ным
типом
прово
-
димости
.
Потреб
ление
тока
схемой
стабилизатора
не превы
шает
1
мА
в
режиме
индика
ци
и
состояния
.
Источником
тока
в
приборе
явля
-
ются
батареи
или
аккумуляторы
с
общим
напряже
нием
3
В
(2x1,5
В
,
типоразмера
АА
)
или
NiCd
-
аккумуля
тор
GP
30
AAK
3
DBML
с
напряжением
3,6
В
и
емкостью
270
мА
·
ч
от
радио
телефона
.
Емкости
такой
батареи хватит
на
нескол
ько
лет
работы
.
Прибор
устанавливается
в
любом
удобном
для
эксплуатации
месте
(
на стене
или
внутри
корпуса
стиральной машины
).
К
корпусу
стиральной
маши
ны
подключается
отрицательная
клем
-
ма
прибора
,
а
к
водопроводному
кра
ну
—
положительная
.
Перед
эксплуа
тацией
на
выход
схемы
подключают эквивалент
нагрузки
в
виде
резистора сопротивлением
10...100
кОм
и
подстроечным
резистором
R
6
выставля
ют
выходное
напряжение
в
пределах
1,2... 1,3
В
.
К
выходным
клеммам
под
ключают
тестер
в
режиме
измерения токов
(
на
пред
еле
100
мА
)
и
проверя
ют
ток
короткого
замыкания
.
При
его величине
более
20
мА
уменьшают
со
прот
ив
ление
R3.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Электролизер
для
гальванопластики
(К561ИЕ16,
NE
555,
IRF
2505,
IRF
5305)
В
.
КОНОВАЛОВ
,
А
.
ВАНТЕЕВ
,
Радиомир, 201
2
, № 8, с. 15
-
18
Принцип
электр
охимического осаждения
металла
применяется
и для
восстановлени
я
пластин
акку
муляторов
.
Импульсный
режим
позволяет
со
кратить
время
нанесения
металла
и снизить
температуру
процесса
.
Для улучшения
свойств
осажденного
по
крытия
анодный
ток
при
смене
полярнос
ти
импульсов
должен
быть меньше
катодного
в
2... 10
раз
(
в
на
чальный
период
—
в
2
раза
,
в
конце
—
в
8... 10
раз
).
Тогда
внутренние
на
пряжения
в
металлическом
покры
тии
нараста
-
ют
постепенно
,
и
обес
печивается
надежное
сцепление
по
крытия
с
изделием
.
Изно
состой
кость
и
плот
-
ность
нанесенного
металла растет
во
внешних
слоях
с
постепен
ным
увели
-
че
нием
катодного
тока
.
В
схему
электролизера
входят
:
-
генератор
прямоугольных
им
пульсов
на
микросхеме
DD
1;
-
реле
времени
на
счетчике
DD
2;
-
таймер
управл
ения
длительно
стью
импульсов
DA
1;
-
ключи
анодного
и
катодного
тока на
полевых
транзисторах
VT
1
и
VT
2.
Генератор
прямоугольных
импуль
сов
на
таймере
DA
1
автоматически устанавливает
скваж
-
ность
импульсов тока
в
зависимости
от
времени
.
Ин
дикация
состояния
схемы
контроли
руется
с
помощью
светодиодов
HL
1...
HL
3
и
стрелочных
приборов
:
РА
1
—
амперметра
с
током
полной
шкалы
5
А
и
PV
1
—
вольтметра
на напряжение
15
В
.
Для
питания
схе
мы
применен
компьютерный
источ
ник
питания
мощностью
350...450
Вт без
переделок
.
Внутренние
функции защиты
от
короткого
замыкания
и
ста
билизация
выходного
напряжения
БП дополняют
функциональные
возмож
ности
схемы
электролизера
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Сетевые
фильтры
Подготовил В. Новиков
,
Радиомир, 201
2
, № 7, с.
17
; № 8, с. 12
-
15
На
рис
. 2
привед
ена
типовая
схе
ма
сетевого
фильтра
питания
.
На ней
показана
трехпровод
ная
(
евро
пейская
)
сеть
питания
:
"
фаза
"
—
"
ноль
" ("
нейтраль
")
—
"
земля
".
Сра
зу
на
входе
фильтра
стоит
варистор
VR
1.
Его
задача
—
подавить
вы
соковольтные
выбросы
напряжения сети
.
При
появлении
такого
выбро
са
электрическое
сопротивление варистора
резко
падает
,
и
он
замыкает
через
себя
э
ту
помеху
,
не
позволяя
ей
пройти
дальше
.
Сле
дом
включены
дроссель
Т
1
и
кон
денсаторы
С
1,
С
2,
СЗ
;
образующие
LC
-
фильтр
.
Сопротивление
дроссе
ля
возраста
ет
с
увеличением
час
тоты
тока
,
а
конденсаторов
падает
,
так
что
все
высокочастотные
поме
хи
задерживаются
или
"
стекают
"
в
землю
.
При
отсутствии
земли
общая
точ
ка
конденсаторов
С
1
и
С
2
"
висит
"
в воздухе
,
что
приводит
к
созданию ими
и
дросселем
Т
1
паразит
ного
ко
лебательного
контура
,
который
на
чинает
излучать
высокочастот
ное электромагнитное
поле
,
становясь источником
потенциальной
опасно
сти
для
расположенной
рядом
ра
диоаппаратуры
.
Поэтому
в
двухпро
водной
сети
приме
няют
ся
фильтры без
этих
конденсато
ров
и
связи
с
"
землей
" (
рис
. 3
).
Типовая
амплитудно
-
частотная
ха
рактерис
-
тика
(
АЧХ
)
сетевого
фильтра показана
на
рис
. 4.
Из
этого
графика видно
,
что
чем
выше
частота
помех
,
тем
эффективнее
они
подав
-
ляются
.
Стоит
остановиться
на
од
ной
особенности
фи
льтров питания
.
Речь
пойдет
все
о той
же
"
земле
".
Существует целый
класс
сетевых
филь
тров
,
у
которых
заземляю
щий
провод
не
имеет
ника
кой
связи
с
внутренней
схе
мой
,
кроме
соответствую
щих
контактов
самих
евро
-
розеток
и
заземляющего контакта
евровилки
.
Э
тим достигается
важное
преиму
щество
:
при
работе
от
сети с
заземлением
все
розетки
фильтра
заземлены
,
как
и положено
.
Но
в
случае
от
сутствия
"
земли
"
в
сетевой розетке
(
типичный
случай отечественной
сети
пита
ния
)
все
розетки
фильтра объединены
между
собой
по
заземляющему
контакту
(
естественно
,
сам
фильтр при
этом
не
заземлен
).
Почему
это
важно
?
Пред
ставим
,
например
,
схему подключения
раз
личной
периферии к
компьютеру
,
пока
занную
на
рис
.
5
а
(
типичный
случай
—
подключены
принтер
,
сканер
,
внеш
-
ний
звуковой
усилитель
и
т
.
п
.).
Это
—
идеаль
-
ная
схема
:
все
под
ключено
к
заземленной
сети
пита
ния
,
потенциалы
корпусов
уст
ройств
одинаковы
(
равны
нулю
),
поскольку
соединены
с
"
землей
".
В случае
возникновения
пробоя
или
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
повреждения
изоляции
любого
из устройств
"
лишне
е
"
напряжение уйдет
в
землю
.
Теперь
возьмем
схему
соедине
ний
для
случая
сети
без
заземле
ния
(
рис
.
5
б
).
Как
видно
,
провод заземления
отсутствует
,
и
един
ственной
связью
корпусов
уст
ройств
является
слаботочный
ин
терфейсный
кабель
(
точнее
,
его экранирующа
я
оплетка
).
При
раз
ности
потенциалов
корпуса
компь
ютера
и
внешнего
устройства
(
а такое
наблюдается
сплошь
и
рядом
!)
уравнительные токи
,
текущие
от
боль
шего
потенциала
к меньшему
,
могут
легко
"
выжечь
"
входные
и
вы
ходные
порты
соеди
ненных
устройств
.
Та
ких
случаев
встречает
ся
множество
.
Самый распространенный
—
выгорание
входа
или выхода
звуковой
карты в
случае
подключения ее
к
внешнему
источни
ку
сигнала
или
к
усили
-
телю
звука
.
Для
решения
пробле
мы
нужно
подключить эти
устройства
к
"
евро
пейскому
"
уд
линителю
,
даже
не
соединенному
(
за
неимением
)
с
внеш
ней
"
землей
"
(
рис
. 5
в
)
.
Здесь
электрические
по
тенциалы
всех
устройств выровнены
,
сквозные токи
выберут
себе
более легкий
путь
через
зазем
ляющие
контакты
евророзеток
,
и
ничего
страш
ного
не
произойдет
.
Нередко
имеющиеся
в
продаже дешевые
фильтры
на
самом
деле фильтрами
не
являются
.
Например
,
фильтр
-
удлинитель
(
рис
. 9).
Там внутри
находится
лишь
варистор
,
ограничивающий
кратковременные
высоковольтные
импульсы
,
которые иногда
возникают
в
сети
,
и
токовый
размыкатель
,
срабатывающий
при
протекании
большого
тока
(
рис. 10
).
На
корпусе
есть
кнопка
,
которую нужно
нажать
,
чтобы
снова
замк
нуть
размыкатель
,
если
он
срабо
тал
.
Для
превращения
этого
удлини
теля
в
полноценный
фильтр внутрь
нужно
встроить
фильтру
ющие
цепи
.
В
доработанном
варианте
(
рис
. 11б)
добавляется
RLC
-
фильтр
.
Катушки
L
1
и
L
2
вместе
с
конденсаторами
С
1
и
С
2
образуют
LC
-
фильтр
.
Индук
тивное
сопротивле
-
ние
катушек
ра
стет
на
высоких
частотах
.
Чтобы
ос
-
лабить
и
низкочастотные
помехи
,
последовательно
с
катушками включены
резисторы
R
1
и
R
2.
Ре
зистор
R3
разряжает
конденсаторы при
отключении
фильтра
от
сети
.
Другой
вариант
схемы
помехопо
д
авляющего
сетевого
фильтра
приведен
на
рис
. 14.
Для
большей
эф
фективности
он
состоит
из
двух
со
единенных
последов
ательно
звень
ев
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Электронный
балласт люминесцентных
ламп
(
КД226
)
А
.
СУЧИНСКИЙ
,
Радиомир, 201
2
, №
9
, с. 15
-
18
Схема
представляет
собой
импуль
сный
учет
-
ве
ритель
напряжения
.
Кон
денсатор
С
1
заряжается
до
напря
жения
300
В
,
а
С
4
—
до
600
В
.
На
пря
жение
сети
складывается
с
напря
-
жением
на
конденсаторах
С
1,
С
4
и приклады
-
вается
к
лампе
EL
1 (
полу
чается
до
1200
В
в
импульсе
).
После зажигания
лампы
через
диоды
мос
та
VD
2
подключается
нагрузка
(
бал
ласт
)
—
конденсатор
С
2
или
дрос
сель
от
ЛЛ
соответ
-
ству
ю
щей
мощно
сти
.
Емкость
конденсатора
С
2
приближенно
составляет
С
2
≈
0,1
Рл
(
мкФ
) (
Рл
—
мощность
ЛЛ
,
Вт
).
Конденсаторы
в
схеме
могут
быть любого
типа
с
необходимыми
рабо
чими
напряжениями
.
Последователь
но
с
лампой
включен
сглаживающий дроссель
L
1
соответству
ющей
ЛЛ мощности
(
лучше
включить
последо
вательно
два
дросселя
)
для
умень
шения
коэффициента
пульсаций
све
тового
потока
до
5...
10%.
Тумблером
SA
1
изменяют
полярность
включения ЛЛ
при
появлении
неравномерности свечения
газового
столба
.
Зарядное
устройств
о
в
багажнике автомобиля
(
КУ201
)
В
.
КОНОВАЛОВ
,
В
.
ВЕБЕР
,
А. ВАНТЕЕВ
,
Радиомир, 201
2
, № 11, с.
15
-
16
Поверхностная
сульфатация пластин
снимается
при
рабочем напряжении
зарядки
аккумуля
тора
13,8...14,2
В
,
а
внут
-
рен
няя
крис
таллизация
пористой
струк
туры
пластин
на
такое
напряже
ние
ре
агирует
слабо
.
Для
восстановле
ния
пластин
и
снятия
кристалли
зации
требуется
более
высокое
(
нестандартное
)
напряжение
.
До
-
бавлять
напряжение
генератора ни
в
коем
случае
нельзя
из
-
за опасности
поврежде
-
ния
электрон
ного
оборудования
автомобиля
увеличенным
напряжением
.
В
этом
случае
нужно
зарядить аккумулятор
от
внешнего
зарядно
го
устройства
с
повышенным
на
пряжением
.
Лучше
всего
сульфатация
снимается
при
зарядке
аккумулятора
в
импульсном
режиме
.
Средний
ток
зарядки
при
этом
не превышает
рекомендуемый
изго
товителем
,
а
напряжение
зарядки в
импульсе
превышает
стандарт
ное
почти
наполовину
.
Время
им
пульса
невелико
,
и
такая
зарядка не
приводит
к
излишнему
нагреву аккумулятора
и
короблению
плас
-
тин
.
Предлагаемое
зарядное
уст
рой
ство
позволяет
выполнить
эти
усло
вия
.
Характеристики устройства
Напряжение сети, В
180...230
Напряжение аккумуляторов, В
6/12
Средний ток зарядки, А
1
Импульсный ток зарядки, А
3
Ток ра
зряда, мА
12
Емкость аккумулятора, А
·
ч
2...70
Время восстановления аккумулятора, ч
6...8
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Солнечная
батарея
(
П213
-
П217
)
А
.
ЛЕВАШОВ
,
Радиомир, 201
2
, №
9
, с. 37
Простейшую
солнечную
батарею
можно
сделать
из мощных
транзис
-
торов
.
Я использовал
тран
зисторы
2
N
3055.
Хорошие
резуль
таты
дают
элемен
ты
из
транзисто
ров
типов
П
306,
П
213...
П
217,
КТ
803...
КТ
805.
Верхняя
часть корпуса
транзисто
ра
аккуратно
,
что
бы
не
повредить
кристалл
,
спилива
ется
(
из
"
внутрен
-
ностей
"
П
213...
217
еще
нужно
высыпать
порошок
и
хо
рошенько
их
продуть
).
Каждый
тран
зистор
м
ожет
обеспечивать
ЭДС
0,1. ..0,5
В
при
токе
0,1...
3 мА
.
Полученные
единичные
фотоэле
менты
соединяются
в
блоки
,
образуя батарею
.
Блок
из
4
-
х
транзисторов
обеспечивает
напряжение
3,7...4
В при
токе
10... 15
мА
в
зависимости
от интенсивности
освещения
.
Для
у
ве
-
личения
выходного
напряжения
бло
ки
соединяются
последовательно
(
рис
.
2
а
),
а
для
увеличения
тока
—
параллельно
(
рис
.
2
б
).
На
основе
солнечной
батареи
из
4
-
х
транзисторов
я
собрал
заряд
ное
устройство
для
li
-
lon
-
аккумулятора
со
звуковым
сигнализатором
.
Конденсаторы
С
1
и
С
2
служат
накопителями
энергии
,
вы
равнивающими
ток
нагрузки
при уменьшении
освещенности
бата
реи
,
построенной
на
транзисторах
VT
1...
VT
4.
Светодиод
HL
1
с
токоограничивающим
резистором
R
1
об
разует
низковольтный
стабилизатор напряжения
(
п
римерно
1,5
В
)
для питания
звукового
сигнализатора
.
В качестве
сигнализатора
использо
ван
готовый
,
от
старого
электро
ме
ханического
будильника
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Стабилизатор
напряжения на
МОП
-
транзисторах
(
TL
431
,
IRF
510
,
IRF
9510
)
М
.
ШУШНОВ
,
Радиомир, 201
2
, №
11
,
с.
9
-
10
Предлагаемый
двухполярный
ста
билизатор
напряжения
предназна
чен
для
питания
предвари
-
тельных усилительных
каскадов
,
маломощ
ных
усилителей
низкой
частоты
и т
.
п
.
Стабилизатор
эффективно
ра
ботает
при
перепаде
напряжения вход
-
выход
не
менее
5
В
.
В
нем предусмотрена
защита
от
превыше
ния
тока
нагрузки
на
уровне
около
0,6
А
.
Также
следует
заметить
,
что шумы
данного
стабилизатора
ока
зались
примерно
на
порядок
ниже
,
чем
стабилизатора
на
основе
мик
-
росхем
LM
317/
LM
337
.
Основой
стабилизатора
являются
микросхемы
DA
1
и
DA
2
типа
TL
431
А
.
Напряжение
на
микросхеме
DA
1 (
DA
2)
определяет
выходное
напряжение
стабилизатора
за
вычетом падения
напряжения
на
регулирую
щем
транзисторе
(
около
4
В
).
Для
регулировки
выходного
напря
жения
в
схеме
предусмотрены
под
строе
нные
резисторы
R
9
и
R
10.
В рабочем
режиме
падение
напряже
-
ния
на
резисторе
R
9 (
R
10)
пример
но
равно
2,5
В
(
т
.
е
.
образцовому напряжению
TL
431
A
).
Напряже
ние
на
микросхему
DA
1 (
DA
2)
по
дается
через
дополнительный фильтр
R
1
-
C
5 (
R
4
-
C
6).
Конденсатор С
7 (
С
8)
явл
яется
ускоряющим
и улучшает
переходную
характерис
тику
стабили
-
затора
.
Диод
VD
5 (
VD
6)
улучшает
температурную
ста
бильность
выходного
напряжения
,
диод
VD
1
(
VD
2)
защищает
переход сток
-
исток
регулирующего
транзис
тора
при
выключении
питания
,
а
стабилитрон
VD
3
(
VD
4)
защищает регулирующий
транзистор
от
про
боя
по
затвору
.
На
транзисторе
VT
3 (
VT
4)
и
рези
сторе
R
7 (
R
12)
собрана
схема
за
щиты
от
превышения
тока
в
нагруз
ке
.
Ток
ограничения
определяется выражением
l
ОГР
=0,65/
R
,
где
R
=
R
7 (
R
12).
Максимальный
ток
,
котор
ый стабилизатор
способен
отдать
в нагрузку
,
определяется
максималь
ным
током
стока
используемого
ре
гулирующего
МОП
-
транзистора
и его
максимальной
рассеиваемой мощностью
.
Поскольку
максимальное
напря
жение
катод
-
анод
DA
1 (
DA
2)
не
дол
жно
превышать
36
В
,
т
о
максималь
ное
выходное
напряжение
стабили
затора
ограничено
напряжением примерно
32
В
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Имитатор
автомобильного аккумулятора
(
КТ827
)
В
.
МЕЛЬНИЧУК
,
Радиомир, 201
2
, № 1
2
, с.
7
-
8
см. также Радиохобби, 2012, № 4, с. 32
При
переделке
компьютерных импуль
сных
блоков
питания
(
ИБП
)
под
зарядные
устройства
(
ЗУ
)
для автомобильных
аккумуляторов
готовые
изделия
в
процессе
налад
ки
необходимо
чем
-
то
нагружать
.
Поэтому
я
решил
изготовить
ана
-
лог
мощного
стаби
литрона
с
регу
лируемым
напряжением
стабили
зации
,
схем
а
которого
показана
на
рис
.
1
.
Резистором
R
6
можно
регу
лировать
напряжение
стабилиза
ции
от
6
до
16
В
.
Всего
было
сде
лано
два
таких
устройства
.
В
пер
вом
варианте
в
качестве
транзис
торов
VT
1
и
VT
2
применены
КТ
803.
Внутреннее
сопротивление
такого стабили
трона
оказалось
слишком велико
.
Так
,
при
токе
2
А
напряжение
стабилизации
составило
12
В
,
а
при
8
А
—
16
В
.
Во
втором
вари
анте
использованы
составные транзисторы
КТ
827.
Здесь
при токе
2
А
напряжение
стабилиза
ции
составило
12
В
,
а
при
10
А
—
12,4
В
.
Уменьшаем
"
аппетит
"
трансформатора
В
.
БЕСЕДИН
,
Радиомир, 201
2
, № 12, с. 8
-
9
Для
уменьшения
тока
холостого хода
"
в
лоб
"
последовательно
с
пер
вичной
обмоткой
вклю
-
чает
ся
бал
ластное
сопротивление
R
1
—
мощ
ный
резистор
сопротивлением
в единицы
-
десятки
о
м
(
в
зависимос
ти
от
габаритной
мощности
,
Ixx
и отбираемого
от
трансформатора тока
).
Конечно
,
при
этом
падает
на
пряжение
на
первичной
обмотке трансформатора
и
,
соответственно
,
снижается
вторичное
.
Так
что
такой способ
подходит
только
тогда
,
ког
да
есть
за
пас
по
вторичному
напря
жению
.
Сопротивление
R
1
и
нужно
подобрать
с
таким
расчетом
,
чтобы на
вторичной
обмотке
обеспечива
-
лось
минимально
необходимое
на
пряжение
при
максимальном
токе
нагрузки
и
минимальном
напряже
нии
в
сети
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
П
реобразователь
напряжения
,
одновременно
создающий
инверти
рованное
и
удвоенное
напряжение
источника
(
BCP
53,
BCP
56, 2
N
2369)
Радиохобби
, 2012, №
4
,
с
.
38
EDN
№ 12/2012, с. 44, 46
Эджой
Рэмен
предложил
схему
пре
-
образователя
напряжения
,
одно
-
временно
создающего
инверти
рован
ное
-
VOUT
и
удвоенное
OUTPUT
DOUBLER
напряжение
источника
пита
ния
VCC
.
Трансформатор
Т
1
содержит намотан
ную
бифилярно
катушку
из
2x200
витков
(
т
.
е
.
коэффициент
транс
форма
ции
равен
1)
провода
AWG
37 (
ПЭЛ
-
0,12
мм
)
на
кольце
Т
5031
25 (
d
12,7
х
8
мм
,
Н
10
мм
)
из
марганец
-
цинкового феррита
MN
60
(
μ
=6500)
производства
Ceramic
Magnetics
,
Inc
.
Резисторы
R
3
и
R
4
через
драйверы
Q
4
и
Q
2
формируют
перекрестную
связь
с
коллекторов
клю
-
чевых
Q
1
и
Q
3,
замыкая
петлю
автоге
-
нерации
и
обеспечивая
п
оочередное
открывание
/
закрывание
Q
1
и
Q
3.
Когда
открыт
Q
1
и
левая
по
схеме
обмотка
Т
1
соединяется
между
землей
и
шиной
пи
тания
VCC
,
то
Q
3
закрыт
,
а
на
правой обмотке
Т
1
формируется
напряжение
,
равное
напряжению
на
левой
,
т
.
е
.
VCC
,
причем
в
согла
сован
но
й
с
источником питания
полярности
.
Таким
образом
,
напряжение
на
нижнем
по
схеме
выводе правой
обмотки
(
коллекторе
Q
3)
стано
вится
равным
VCC
+
VCC
= 2
VCC
.
Оно через
открытый
диод
Шоттки
D
3
заря
жает
конден
-
сатор
СЗ
до
напряжения
,
чуть
меньшего
2
VCC
.
В
про
тивополож
ный
полупериод
Q
3
открывается
,
напря
жение
на
его
коллекторе
,
а
значит
,
и
пра
вой
обмотке
Т
1,
падает
с
2
VCC
до
нуля
,
диод
D
3
закрывается
,
предотвращая разряд
энергии
,
накопленной
в
конден
саторе
СЗ
.
Напряжение
на
коллекторе закрывшегося
Q
1
изменя
ется
от
VCC
до
VCC
-
(2
VCC
-
0)=
-
VCC
,
т
.
е
.
изменяет
знак
.
Открывшийся
диод
Шоттки
D
2
разряжа
ет
(
в
смысле
заряжает
напряжением
от
рицательной
полярности
)
конденсатор С
2
до
напряжения
-
VOUT
,
почти
равно
го
-
VCC
.
В
таблице
приведены
резуль
таты
испытаний
описан
ной
конструкции
,
из
которых
явствует
работоспособность в
широком
диапазоне
напряжений
пита
ния
от
5
до
30
В
с
весьма
приличным
КПД
70...80%
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Модификации
схемы
выпрямителей
Греца
с
дополни
тельными
умножением
и
инверсией
полярности
напряжения
Радиохобби
,
2012, №
4
,
с
.
38
EDN
№ 1
7
/2012, с.
59
, 60
Большинство
маломощных
недоро
гих
сетевых
адаптеров
постоянного тока
собраны
по
схеме
рис
. 26
на
мос
товом
выпрямителе
BR
1,
обеспе
-
чиваю
щим
по
сравнению
с
однополупериодным
(
на
одном
диоде
)
суще
ственно
ме
ньшие
пульсации
выходного
напряжения
.
Но
незаземленность
ни
одного
из выводов
вторич
ной
обмотки сетевого
понижающего
транс
-
форматора
Т
1
ставит
в
тупик при
попытке
расширения
об
ласти
применения
таких
адап
теров
для
дополнительного питания
повышенным
нап
ря
-
жением
или
напряжением
от
рицательной
полярности
,
ведь стандартные
схемы
умножите
лей
напряжения
или
пиковых
выпрямите
лей
отрицательной полярнос
-
ти
обязательно
при
вязаны
к
одному
из
выводов обмотки
как
к
общему
прово
ду
.
Чтобы
не
мотать
в
таких случа
ях
дополнительную
об
мотку
,
Хорст
Кол
з
ов
предло
жил
схему
рис
. 27
,
которая
формирует
удвоенное
на
пряжение
,
а
также
рис
. 28
,
обеспечивающую
еще
и
на
пряжение
отрицательной
по
лярности
.
Единственный
ню
анс
-
дополнительные
конденсаторы
C
BOOST
и
С
SERIES
должн
ы
быть
рассчита
ны
на
удвоенную
ампли
-
туду
напряже
ния
на
вторичной
обмотке
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Лабораторный
двухполярный
блок питания
(
LM
317
T
,
LM
337
T
)
Радиохобби
, 201
2
, №
4
,
с
.
36
-
38
Everyday
Practical
Electronics
№ 6/2012, с. 24
-
33
Лабораторный
блок
питания
Нико
ласа
Винена
позволяет
испытывать
ма
кеты
большинства
как
аналоговых
,
так
и
цифровых
устройств
.
Он
обеспечивает
регулируемое
в
пределах
от
0
до
±
19
В
двухполярное
напряжение
или
одно
поляр
-
ное
от
0
до
38
В
при
токе
до
1,6
А
с
возможностью
регулируемого
ограниче
ния
максимального
тока
,
а
также
посто
янное
напряжение
5
В
при
токе
до
750
мА
.
Из
блок
-
схемы
видно
,
что
он построен
на
стабилизаторах
напряжения положительной
REG
1
и
отрицательной
REG
2
полярности
с
одним
регулятором выходного
напряжения
VR
1
и
спе
циаль
ным
инвертором
напряже
-
ния
на
ОУ
IC
4
b
,
который
обеспечивает
синхронное
изме
нение
напряжения
на
выходах
обеих
по
лярностей
.
Токовые
мониторы
I
С
1,
IC
2
с
резистивными
токо
-
выми
сенсорами
R
1,
R
2
формируют
каналы
регулируемого ограничения
выходного
тока
.
Чтобы
обеспечить
возможность
сниже
-
ния
выходных
напряжений
не
до
1,25
В
,
гарантируемых
в
даташитах
LM
317
T
и
LM
337
T
,
а
до
нуля
,
выводы
ADJ
после
дних
привязываются
не
земле
,
а
к
потен
циалам
соответственно
-
1,3
В
и
+1,3
В
.
Каналы
ограничения
тока
начин
аются
с
резистор
ных
сенсоров
R
1,
R
2
и
ОУ
IC
1
b
,
IC
2
a
,
сконфигурированных
как
диффе
-
ренциаль
ные
УПТ
с
единичным
коэффи
-
циентом
передачи
.
Напряжения
на
их
выходах
CUR
SENS
+,
CUR
SENS
-
отно
сительно
земли
повторяют
падения
на
пряжения
на
резисторах
R
1,
R
2,
т
.
е
.,
например
,
при
токе
нагрузки
в
1
А
рав
ны
1 [
А
]
х
0,1 [
Ом
] = 100
мВ
.
Триммеры
VR
3,
VR
4
предназначены
для
точной
ус
тановки
нуля
на
выходах
IC
1
b
,
IC
2
a
при
нулевом
выходном
токе
блока
питания
,
чтобы
избежать
погрешностей
измере
ния
тока
из
-
за
неточности
резисторов обратных
связей
и
смещения
нуля
этих ОУ
.
П
ереход
в
режим
ограничения
тока индицируют
светодиоды
LED
1,
LED
2
на печатной
плате
и
соединенные
с
ними последовательно
LED
3,
LED
4,
вынесен
ные
на
переднюю
панель
блока
.
На
ОУ
IC
3
b
собран
блок
предупреж
дения
о
не
штатно
больших
пульсациях
выходного напряжения
.
Если
пульса
ции
превысят
5...10
мВ
,
то
усиленное напряжение
с
выхода
ОУ
,
выпрямленное диодами
D
12
-
D
16,
вызовет
свечение
светодиода
LED
5,
вынесенного
на
пере
днюю
панель
и
предупреждаю
-
щего
о еще
од
ной
нештатной
ситуации
,
которую могут
вызвать
как
внутренние
(
превыше
ние
тока
,
высыхание
фильтрующего электролита
и
т
.
п
.),
так
и
внешние
(
са
мовозбуждение
питаемого
макета
уст
ройства
)
причины
.
Такое
предупрежде
ние
оправдано
тем
,
что
в
нормальном режиме
блок
питания
обеспечивает уровень
пульсаций
на
выходах
не
бо
лее
1
мВ
,
что
позволяет
исполь
-
зовать его
при
испытании
макетов
малошумящих
предусилителей
или
однотактных УМЗЧ
.
Модуль
циф
рового
вольтметра
постоянного
тока
DIGITAL
PANEL
METER
с
пределом
200
мВ
посред
ством
переключателя
S
1
способен
ото
бражать
установленный
передел
мак
симального
выходного
тока
ILIM
,
об
щее
выходное
напряжение
+/
-
Vo
,
вы
ходной
ток
отрицательной
-
lo
и
поло
-
жительной
+
lo
полярности
,
выходное напряжение
отрицательной
-
Vo
и
поло
жительной
+
Vo
полярности
.
Нестабиль
ность
выходного
напряжения
при
изме
нении
напряжения
сети
в
пределах
±
10%
и
нагрузки
от
0
до
1
А
не
превы
шает
±
0,1%
.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск
27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
схемотехнический дайджест из трех десятков зарубежных журналов
http://radiohobby.QRZ.ru
Подписка в любом почтовом отделении Украины (индекс
74221), России и других стран СНГ (индекс 22033)
МРЗ-плейер? Ламповый High-End? Сабвуфер? Радиостанцию?
Периферию для своего ПК? Программатор мобильника? Бесперебойник?
последних достижений мировой электронной техники и технологии?
схемный дайджест лучших конструкций из трех десятков журналов
США, Японии, Англии, Германии, Чехии, Франции?
в эфире, в сети INTERNET и любительской FidoNET?
Тематика журнала
любительская и профессиональная связь
аудиотехника ламповая и транзисторная, Hi-Fi и High-End
телевидение
микроконтроллеры, автоматика
бытовая и автомобильная электроника
ремонт, обмен опытом
новые электронные компоненты, техника и технология
измерительная техника
компьютеры, ИНТЕРНЕТ, ФидоНет в радиолюбительской и
инженерной практике
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Валентин Володин: моделирование силовой электроники
Сейчас трудно назвать точную дату возникновения электроники как науки. Ещё в 1873 году
британский учёный Фредерик Гутри открыл принцип действия электровакуумного выпрямителя. А
через год, в 1874 году,
германский учёный Карл Фердинанд Браун открыл принцип действия
кристаллического (полупроводникового) выпрямителя. Свой выпрямитель на кристалле Карл
Фердинанд Браун запатентовал в 1899 году. Принцип действия электровакуумного выпрямителя
был повторно откры
т предприимчивым американским изобретателем Томасом Эдисоном в 1880
году. Эдисон, пытаясь увеличить срок службы своих ламп накаливания, ввёл в баллон лампы, из
которого был откачан воздух, металлический электрод. Между этим электродом и нитью
накаливания л
ампы подключалась цепочка, состоящая из гальванометра и электрической
батареи. Когда плюс батареи подключался к металлическому электроду, гальванометр показывал
небольшой ток. При смене полярности батареи ток прекращался, и стрелка гальванометра не
откланя
лась. Т.е., по сути, эта лампа с дополнительным металлическим электродом была
активным электронным прибором
–
выпрямителем. В 1883 году Эдисон запатентовал своё
изобретение, но долгое время выпрямитель не находил своего применения. Только в 1904 году
Джон
Флемминг получил в Англии, а затем в США (1905 год) патент на использование
выпрямителя для преобразования переменного тока в постоянный.
Своё настоящее название диод получил только в 1919 году, когда его ввёл в оборот Вильям
Генри Иклс. Слово диод было о
бразовано из двух греческих корней “di”
—
два и “odos”
—
путь,
что, по сути, означает двухвыводной или двухэлектродный прибор.
В 1906 году американец Ли де Форест ввёл в диод третий электрод
–
управляющую сетку, и
таким образом создал триод. Триод уже был
способен к обратному преобразованию постоянного
тока в переменный. Инженеры за долгие годы на столько привыкли к названию этого
электронного прибора, что даже первые транзисторы некоторое время назывались
полупроводниковыми триодами.
В 1908 году был изобр
етён ртутный выпрямитель (вентиль), который являлся первым
газоразрядным прибором. В 1928
-
1929 г.г. появился газотрон, а в 1931 году
-
тиратрон.
Вплоть до 60
-
х годов 20
-
го века доминировали электровакуумные и газоразрядные
электронные приборы использующие
эффект электронной проводимости в вакууме и смешанной
проводимости (электронной и ионной) в среде разреженных газов. Собственного использование
электронного эффекта проводимости и дало название всему научному направлению
–
электроника.
С появлением мощных
электровакуумных и газоразрядных электронных приборов, электро
-
ника нашла широкое применение в промышленности, где использовалась в целях повышения
эффективности выработки и передачи электрической энергии, управления электроприводом,
плавки и закалки мета
ллов и т.п. Это дало начало новому направлению
-
силовой электронике,
которую зачастую называют промышленной электроникой. Позже, в 60
-
70
-
х годах 20
-
го века,
электровакуумные и газоразрядные приборы были практически повсеместно вытеснены более
дешёвыми и э
ффективными полупроводниковыми электронными приборами.
В настоящее время область применения силовой электроники значительно расширилась, и
она прочно вошла в наш быт в виде мощных стабилизаторов напряжения, источников
бесперебойного питания, инверторных
сварочных источников, а также в составе бытовой техники
и автоматики. Мощные полупроводниковые электронные приборы стали доступнее, а их цена
значительно снизилась. Это обстоятельство в значительной мере подстегнуло интерес
самодеятельных конструкторов к
силовой электронике.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Авторский
сайт Силовой Электроники
http://valvolodin.narod.ru
изначально созда
-
вался как информационный ресурс по схемо
-
технике, а также технологии изготовления,
наладки и ремонта источников сварочного тока.
Однако за время его суще
ствования, стараниями
автора и посетителей, сайт разросся и теперь
его тематика охватывает не только вопросы,
связанные с разработкой и постройкой
сварочных источников, но и практически все
аспекты силовой электроники.
На сайте есть форум
http://valvol.ru
,
на котором в реальном масштабе времени люби
-
тели и профессионалы от силовой электроники
обсуждают различные вопросы, связанные с
проектированием и изготовлением устройств
силовой электроники, обсуждают события в этой
области, патенты, периодику, информ
ацию с
других форумов, выдвигают собственные идеи,
проверяют их на практике путём проведения
лабораторных испытаний или путём изготов
-
ления реально работающих устройств.
За время своего существования, эти сайт и форум создавали благоприятную среду общения
между специалистами
-
электронщиками, что, безусловно, способствовало их профессиональному
росту и информированности.
Конструирование, изготовление и наладка устройств силовой электроники имеет свои
специфические особенности. Например, авария источника питан
ия и выход из строя его
элементов происходит за тысячные, а порой и миллионные доли секунды, что практически не
даёт шанса рассмотреть её причины и последовательность. В этом случае многих проблем можно
избежать, если предварительно моделировать работу схе
мы источника. Моделирование позволяет
проверять работу элементов источника питания в критических режимах, производить замеры,
которые обычно проблематичны или даже не возможны на реальном устройстве. Моделирование
позволяет уточнять и оптимизировать резуль
тат
ы предварительных расчётов, а порой
экспериментально подбирать параметры элементов и режимы работы схемы. Все выше
перечисленные и не перечисленные соображение делают моделирование кровно необходимым
этапом конструирования устройств силовой электроники.
В
настоящее время любителю и профессионалу доступно большое количество программ для
персонального компьютера, позволяющих производить моделирование работы электронных схем.
Зачастую эти программы используют различные базовые математические алгоритмы, что д
аёт
им определённые преимущества при моделировании определённого типа электронных устройств.
Наибольшей популярностью пользуются программы, использующие SPICE (Simulation Program
with Integrated Circuit Emphasis) алгоритм моделирования процессов протекающи
х в электронных
схемах. Алгоритм SPICE, разработанный в конце 70
-
х годов в университете Беркли (Калифорния),
де
-
факто стал стандартом для разрабатываемых и уже эксплуатируемых в настоящее время
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
коммерческих систем схемотехнического моделирования для персо
нального компьютера. К таким
системам относятся:
HSPICE (фирма “MetaSoftware”);
PSpice (“Microsim”);
MicroCap (“Spectrum Software”):
Circuit Maker (“The Virtual Elektronics Lab”);
Dr. Spice;
ViewSpice (“Deutsch Research”)
и
другие
.
Кроме этого, коллекти
вами энтузиастов, а также компаниями производителями электронных
комплектующих, с целью продвижения собственной продукции, были созданы различные
бесплатные
SPICE
симуляторы, которые зачастую практически ни чем не уступают своим
коммерчес
ким собратьям. Ос
обенно популярность в последнее время завоевали симуляторы
LTspice
,
Tina
-
TI
,
Quic
и т.п.. Однако, симулятор
LTspice
от корпорации
Linear
Technology
,
пожалуй,
имеет наибольшую популярность среди любителей и профессионалов.
Симулятор
LTspice
IV
можно беспла
тно скачать с сайта корпорации Linear Technology
http://www.linear.com/designtools/software/#LTspice
. Программа может работать под управлением
ОС:
Windows 98;
Windows 2000;
Windows NT4.0;
Windows Me;
Windows XP;
Windows 7;
Windows 8;
Linux RedHat 8.0 с WI
NE версии 20030219.
Несмотря на свою бесплатность программа является настоящим и полноценным SPICE
-
симулятором, позволяет моделировать аналогово
-
цифровые схемы, имеет дружественный
интерфейс и обеспечивает вполне приличную скорость моделирования. Кроме э
того имеется
отличный (правда англоязычный) встроенный Help
http://www.linear.com/software/scad3.pdf
,
который является прекрасным и лучшим руководством. В интернете существует достаточно много
ресурсов, где обсуждается и поддерживается эта прекрасная прогр
амма
:
http://tech.groups.yahoo.com/group/LTspice/
,
http://valvol.ru/topic36.html
.
Программа
«
заточена
»
для анализа процессов, происходящих в импульсных источниках
питания. Однако, благодаря своим особенностям, программа снискала большую популярность и
сред
и аудиофилов. При наличи
и
подключения к Интернету программа регулярно обновляется.
Программа достаточно универсальна и позволяет создавать новые библиотечные элементы,
редактировать схемные решения, производить моделирование и просматривать его результаты.
В
программе имеется встроенная библиотека моделей большинства микросхем DC
/
DC
преобразователей, выпускаемых корпорацией Linear Technology. Однако библиотека моделей
может пополняться самостоятельно собственными моделями и моделями от производителей
электр
онных компонентов. Во многом эта работа уже проделана фанатами LTspice. Например,
основной набор моделей можно найти на домашней страничке Андрея Кадатч
http://forest2.homeip.net/Electronics/extra.rar
или
http://valvolodin.narod.ru/soft/extra.rar
, где надо
скачать архив EXTRA. В архиве находятся
библиотека моделей транзисторов, диодов, тиристоров,
симисторов и т.д. от ведущих мировых производителей. Там же находится подробная инструкция
по установке этой библиотеки.
РАДИОЕЖЕГОДНИК
–
201
3
Выпуск 27
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Краткое руководство по симулятору LTspi
ce
было
опубликовано
в книгах
В.Я. Володина:
1. Современные сварочные аппараты своими руками. Санкт
-
Петербург: Издательство Наука и
Техника, 2008 год.
2. LTspice: компьютерное моделирование электронных схем. Санкт
-
Петербург: Издательство БХ
В
-
Петербург, 2010 год.
3. Создаем современные сварочные аппараты. Москва: Издательство ДМК пресс, 2011 год.
Конкретные примеры использования симулятора
LTspice
были опубликованы
в статьях В.Я. Володина:
1. Моделирование сложных эле
ктромагнитных компонентов при помощи
SPICE
-
симулятора
LTspice/SwCAD III. Журнал Компоненты и Технологии №4 за 2008 год.
2. Способ контроля одностороннего подмагничивания трансформатора преобразователя
напряжения. Журнал Силовая электроника №2 за 2009 год.
3. Пополнение библиотеки схемных элементов симулятора LTspice. Создание модели ШИМ
-
контроллера TL494. Журнал Компоненты и технологии №4 за 2009 год.
4. Гистерезисная модель нелинейной индуктивности симулятора LTspice. Журнал Силовая
электроника №1 за 2010
год.
5. Моделирование индуктивностей с порошковыми сердечниками при помощи симулятора LTspice.
Журнал Силовая электроника №2 за 2010 год.
6. Создание моделей электромагнитных компонентов по результатам эксперимента. Журнал
Силовая электроника №3 за 2011 го
д.
7. Расчёт нерассеивающего демпфера DC/AC
-
преобразователя. Журнал Силовая электроника №4
за 2011 год.
Моделирование сложных
электромагнитных компонентов
при помощи Spice-симулятора
LTspice/SwCAD III
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
В статье описывается моделирование трансформаторов и индукторов,
имеющих сложные сердечники, средствами бесплатного симулятора
LTspice/SwCAD III. Описанная в статье методика не ориентирована на
специфические особенности LTspice/SwCAD III и поэтому может быть ис-
пользована и в других подобных симуляторах.
Основные типы магнитопроводов
Практически все известные виды вторич-
ных источников питания содержат электро-
магнитные компоненты, такие как трансфор-
маторы и индуктивности (дроссели, индук-
торы, реакторы). Обычно эти компоненты
имеют одну или несколько обмоток, намо-
танных поверх магнитопровода из ферромаг-
нитного материала. Использование ферро-
магнитных материалов позволяет улучшить
электрические параметры электромагнитных
компонентов, а также уменьшить их разме-
ры и массу.
По аналогии с электрическими цепями, маг-
нитопроводы электромагнитных компонен-
тов иногда называют магнитными цепями.
В свою очередь, магнитные цепи, как и эле-
ктрические, могут быть неразветвленными
и разветвленными. На рис. 1 показаны два
типа трансформаторов, один из которых име-
ет неразветвленный (рис. 1а), а другой раз-
ветвленный (рис. 16) магнитопроводы. Здесь
также указаны основные уравнения, соответ-
ствующие этим магнитопроводам.
На практике трансформаторы, используе-
мые в источниках питания, имеют в основ-
ном неразветвленный магнитопровод или
с небольшими допущениями могут таковы-
ми считаться.
Трансформаторы с разветвленным магни-
топроводом обычно используются в приме-
нениях с количеством фаз 3 и более.
Существуют также электромагнитные ком-
поненты, имеющие сложный магнитопро-
вод, являющийся комбинацией неразветв-
ленных и разветвленных участков. Подобные
магнитопроводы имеют различные интегри-
рованные электромагнитные компоненты,
совмещающие в себе несколько электромаг-
нитных узлов, например, трансформатор
и дроссель.
Встроенные средства SPICE-
симуляторов, предназначенные
для моделирования
электромагнитных компонентов
Для моделирования электромагнитных
компонентов во всех SPICE-симуляторах есть
стандартные библиотечные модели. Напри-
мер, в симуляторе LTspice/SwCAD III такими
моделями являются:
1. Модель линейной индуктивности.
2. Модель нелинейной индуктивности.
3. Модель магнитной связи.
Модель линейной индуктивности
Модель линейной индуктивности в LTspice/
SwCAD III имеет вид, представленный на рис. 2.
Здесь, кроме индуктивности (Inductance),
учитывается масса паразитных параметров,
таких как последовательное сопротивление
обмотки Rser (Series Resistance), сопротивле-
ние потерь между выводами обмотки Rpar
(Parallel Resistance) и межвитковая емкость
Cpar (Parallel Capacitance). Настроить основ-
ные и паразитные параметры модели мож-
но в окне настройки (рис. 3), которое вызы-
вается щелчком правой кнопкой мышки по
индуктивности L1 (или L2). Здесь индуктив-
ность измеряется в генри, емкость в фара-
дах, а сопротивление в омах. Опция Show
Phase Dot позволяет делать видимой и скры-
вать индикацию начала обмотки.
Рис. 1. Два основных типа магнитопроводов трансформаторов
Рис. 2. Модель линейной индуктивности,
используемая в программе LTspice/SwCAD II
Таблица. 2. Линейные размеры сердечника
Рис. 3. Меню настройки индуктивности
Указание паразитных параметров элемен-
тов позволяет получить более реалистичную
картину моделирования. Некоторые паразит-
ные параметры LTspice/SwCAD III определя-
ет сам, если пользователь не указывает их кон-
кретную величину. Например, по умолчанию,
LTspice/SwCAD III считает, что Rser = 0,001 Ом.
Модель нелинейной индуктивности
В Spice-симуляторах для моделирования
нелинейной индуктивности с ферромагнит-
ным сердечником (далее по тексту индуктор)
чаще всего используется модель Джилса-
Атертона.
В LTspice/SwCAD III используется упро-
щенная гистерезисная модель магнитного
сердечника, которую в 1991 году предложил
Джон Чан [1]. Модель использует только ос-
новные параметры петли гистерезиса, пере-
численные в таблице 1 и показанные на рис. 4.
Наряду с параметрами петли гистерезиса,
при описании индуктора учитываются ли-
Таблица 1. Основные параметры петли гистерезиса
Параметр
Описание
Единицы измерения
Не
Коэрцитивная сила
А/м
Вг
Остаточная индукция
Тл
Bs
Индукция насыщения
Тл
Параметр
Описание
Единицы
измерения
Lm
Средняя длина магнитной линии
(исключая немагнитный зазор)
м
Lg
Длина немагнитного зазора
м
А
Сечение сердечника
м2
N
Количество витков
-
нейные размеры сердечника, а также количе-
ство витков катушки (табл. 2).
Допустим, нам нужно моделировать ин-
дуктивность с обмоткой из N = 21 витков, ко-
торая намотана на магнитопровод из ферри-
та М3000НМС1, состоящий из четырех ком-
плектов ПК40х18. Магнитопровод ПК40х18
имеет площадь сечения А = 2,2 см2 и среднюю
длину магнитной силовой линии Lm * 200 мм.
В отличие от обычных ферритов, М3000НМС1
может использоваться в сравнительно силь-
ных магнитных полях и имеет следующие
параметры петли гистерезиса: Bs = 0,45 Тл
(при Н = 800 А/м), Вт « 0,33 Тл (при Н = 100 А/м
и Т = 60 °С), Вг = 0,1 Тл и Не = 12 А/м. Если
в магнитопроводе предусмотрен немагнит-
ный зазор длиной Lg = 0,07 мм, то строка на-
стройки модели будет выглядеть следующим
образом:
Нс=12 Bs=0,45 Br=0,10 А=0.00088 Lm=0,2 Lg=0,00007 N=21.
Эту строчку нужно ввести в качестве пара-
метра Inductance (Н) в меню настройки ин-
дуктивности (рис. 3).
Способ задания индуктора, используемый
в LTspice/SwCAD III, достаточно привлекате-
лен, так как при описании сердечника исполь-
зует доступные справочные данные, а также
понятные и легко контролируемые парамет-
ры самого сердечника и катушки.
Сравнение результатов моделирования
с практическими результатами показало вы-
сокую достоверность используемой моде-
ли, которая в некоторых случаях даже пре-
восходит достоверность модели Джилса-
Атертона.
Модель магнитной связи
Модель магнитной связи позволяет созда-
вать идеальный трансформатор, используя
модели нескольких линейных индуктивнос-
тей. На рис. 5 изображен стандартный спо-
соб задания идеального трансформатора.
Рис. 5. Spice-модель идеального
2-обмоточного трансформатора
В данном случае трансформатор имеет две
обмотки — L1 и L2. Индуктивности этих об-
моток имитируют соответствующие индук-
тивности намагничивания трансформатора.
Для создания магнитной связи между обмот-
ками трансформатора служит фиктивный
компонент К, в качестве параметров которо-
го указаны индуктивности, между которыми
нужно осуществить связь, и соответствую-
щий коэффициент связи, который может
принимать значения от 0 до 1. Для реальных
трансформаторов этот коэффициент связи
обычно находится в диапазоне 0,9-0,999.
Проблемы корректного
моделирования трансформатора
с разветвленным
магнитопроводом
Идеальный трансформатор позволяет мо-
делировать трансформатор с неразветвлен-
ным магнитопроводом, работающим на ли-
нейном участке. Попытка таким же образом
моделировать трансформатор с разветвлен-
ным магнитопроводом требует большой ос-
торожности, так как может привести к серь-
езным ошибкам, одна из которых показана
на рис. 6.
Согласно рис. 6, взаимная фазировка об-
моток 3-обмоточного и трехстержневого
трансформатора зависит от того, какая об-
Рис. 4. Параметры петли гистерезиса
магнитного материала
Рис. б. Типичная ошибка неверного моделирования разветвленного трансформатора
мотка в данный момент подключена к источ-
нику напряжения. Например, если источник
напряжения подключен к обмотке N2 на сред-
нем стержне (рис. За), то в рассматриваемый
момент времени на выводе 1-N1 будет «-»,
а на выводе 2-N1 будет «+». Если источник
напряжения подключить к обмотке N3 на
крайнем стержне (рис. 36), то фаза напряже-
ния на выводах N1 будет сдвинута на 180°,
то есть теперь на 1-N1 будет «+», а на 2-N1 бу-
дет «-». Если же этот трансформатор моде-
лировать как неразветвленный, то ничего по-
добного происходить не будет. В этом случае
взаимная фазировка обмоток будет сохра-
няться независимо от того, к какой из обмо-
ток подключен источник напряжения.
Следовательно, для корректного модели-
рования электромагнитных компонентов
с разветвленным или сложным магнитопро-
водом необходимо создавать специальные
модели, способные имитировать их физиче-
скую структуру. Наиболее распространен-
ным является метод создания модели, исполь-
зующий модель магнитного сопротивления.
Этот метод имеет преимущество благодаря
простоте генерации модели. При этом меж-
ду имитационной моделью и физическим
компонентом сохраняется вполне очевидная
взаимосвязь, что упрощает процесс создания
модели, а также позволяет избежать многих
ошибок.
Принцип подобия электрических
и магнитных цепей
Процесс создания модели связан с транс-
ляцией физической структуры магнитного
компонента в электрическую схему. Подоб-
ное преобразование возможно благодаря
принципу подобия, согласно которому к рас-
чету магнитных цепей применимы все прие-
мы расчета электрических цепей с нелиней-
ными сопротивлениями [2]. В этом случае
используются следующие аналогии между
электрическими и магнитными величинами:
1. Электродвижущая сила — ЭДС (V) и маг-
нитодвижущая сила — МДС (F).
2. Напряженность электрического поля (Е)
и напряженность магнитного поля (Н).
3. Электрический ток (I) и магнитный поток (Ф).
4. Плотность электрического тока (J) и плот-
ность магнитного потока (В).
5. Электрическое сопротивление (R) и маг-
нитное сопротивление (R).
6. Проводимость (s) и проницаемость (ц).
Сравнение электрических и магнитных ве-
личин произведено в таблице 3.
Таблица 3. Сравнение между электрическими
и магнитными параметрами цепей
Электричество
Магнетизм
V = электрическое напряжение
(электродвижущая сила);
Е = напряженность
электрического поля
V = -[I^dIc=Exlc;
E = V/IC
F = NI = магнитное напряжение
(магнитодвижущая сила);
Н = напряженность
магнитного поля
F=<fHxdlm = Hxlm;
H = F/lm = NI/lm
J = плотность тока;
J = о-Е; а = удельная
электроп роводность
В = плотность магнитного потока;
В = рН,
где [\ = fj0pr — абсолютная
проницаемость;
рг — относительная
проницаемость;
ц0 — проницаемость вакуума;
ро = 4ях10-7Н/т
1 = электрический ток;
l = j"jxds = JxAc,
где Ас — сечение проводника
ф = магнитный поток;
cp = JBxds = BxAm,
где Ас — сечение магнитопровода
R = сопротивление;
R = V/I = 1с/(стАс);
G = 1 /R = проводимость
R = магнитное сопротивление;
R = F/qb = lm/(p<Am) = NyL;
Р = 1 /R = проницаемость
Индуктивность магнитной цепи непосред-
ственно связана с магнитным сопротивлени-
ем R и количеством витков в обмотке N:
L = N7R = N2P. (1)
Аналогично для взаимной индуктивности:
MU=(N1N2)/R12 = N1N2P12.
Воспользовавшись принципом подобия, со-
здадим модель индуктора с неразветвленным
магнитопроводом различного сечения и не-
магнитным зазором, общий вид которого изо-
бражен на рис. 7а. Обычно модель разрабаты-
вается в следующей последовательности:
1. Магнитопровод делится на части, включая
немагнитный зазор, и каждой части при-
сваивается соответствующее магнитное со-
противление (рис. 7б).
2. Вычисляется магнитное сопротивление каж-
дой части. Для участков магнитопровода:
R1 = 11/(ц0цгАт1); R2 = 12/(поИгАт2);
R3 = l3/(n0nrAm3);R5 = l5/(n0nrAm5);
R6 = l6/(u0^rAm6).
Для немагнитного зазора:
R4 = l4/(n0Am6).
3. Присваивается магнитное напряжение ис-
точнику с ампервитками F = N1.
4. Рисуем эквивалентную цепь, показанную
на рис. 8.
Рис. 8. Результирующая модель
магнитной цепи индуктора
Некоторые симуляторы, такие как
SIMPLORER, используют именно этот прин-
цип для моделирования сложных магнитных
цепей. Для этого в библиотеке симулятора есть
соответствующие элементы, такие как источ-
ник магнито-движущей силы (MMF), источ-
ник магнитного потока (FLUX), магниторези-
стор (RMAG), обмотка (ELTOMAG) и т. д.
И все же, если вам понадобилось создать мо-
дель сложного трансформатора или дросселя,
то мол-сете пока не торопиться с покупкой
и изучением достаточно дорогого и сложного
симулятора. С таким же успехом подобное мо-
делирование можно произвести и в понравив-
шемся нам LTspice/SwCAD III. Для создания
реалистичной модели разветвленного магни-
топровода нам будет достаточно всего лишь
его модели нелинейного индуктора.
Дуальность физических цепей
Под дуальностью или двойственностью
обычно понимают аналогичность математи-
Таблица 4. Дуальные пары
Рис. 7. Моделирование индуктора с неразветвленным магнитопроводом и немагнитным зазором
Величина
< >
Дуальная величина
V
1
1
V
R
G = 1/R
G
R= 1/G
С
L
L
С
Разомкнутая цепь
Замкнутая цепь
Замкнутая цепь
Разомкнутая цепь
Генератор напряжения
Генератор тока
Генератор тока
Генератор напряжения
Ветвь
Узел
Узел
Ветвь
ческого описания различных процессов, про-
исходящих в различных физических цепях.
В таблице 4 указаны типичные дуальные па-
ры для электрических цепей.
Модель неразветвленной
магнитной цепи
Чтобы преобразовать модель магнитной
цепи в соответствующую ей электрическую
схему, необходимо проделать следующие ша-
ги [3]:
1. Исходя из структуры моделируемого эле-
ктромагнитного устройства, начертить со-
ответствующую схему магнитной цепи
(рис. 7, 8).
2. Используя двойственность, конвертиро-
вать модель сопротивлений (R) в модель
проводимостей (Р). В этом случае после-
довательные цепи превращаются в парал-
лельные, магнитный поток превращается
в магнитное напряжение, а источник маг-
нитного напряжения превращается в ис-
точник тока (рис. 9а).
3. Чтобы убрать витки из источника тока, ум-
ножим величины магнитных проводимо-
стей на количество витков N (рис. 96).
4. Согласно закону Фарадея, в течение време-
ни х всякое изменение магнитного потока
АФ, пронизывающего обмотку N, незави-
симо от причины, вызвавшей изменение
потока, наведет в обмотке напряжение V
[4]:
V = (NAO)/x. (2)
Таким образом, магнитный поток имеет
вольт-секундную зависимость, и его измене-
ние зависит только от количества витков об-
мотки, намотанной поверх магнитопровода,
и времени, в течение которого к этой обмот-
ке приложено напряжение. Материал сердеч-
ника, а также его длина и сечение не оказы-
вают какого-либо влияния на изменение по-
тока. Если считать, что нас не ограничивают
временные рамки и магнитный поток изме-
няется от 0, то без всякой потери точности
вместо АФ можно использовать Ф и записать
закон Фарадея в несколько упрощенной фор-
ме: V = 'Ыхф. Теперь, чтобы перейти к обмо-
точному напряжению, каждый элемент схе-
мы и поток Ф умножим на количество вит-
ков обмотки N. В результате схема теперь
будет представлена обмоточным напряжени-
ем и магнитными проводимостями в масшта-
бе № (рис. 9в).
5. Из уравнения (1) мы знаем, что L = N2xP.
Таким образом, все масштабированные
проводимости можно заменить соответст-
вующими индуктивностями (рис. 9г).
Таким образом, последовательную магнит-
ную цепь, состоящую из к различных фраг-
ментов, можно моделировать с помощью к
отдельных индукторов, каждый из которых
соответствует определенному фрагменту маг-
нитной цепи, то есть имеет соответствующую
длину, сечение и материал магнитопровода.
Н
Подтвердим полученные выводы с помо-
щью следующей цепочки логических рассуж-
дений.
Так как цепь не разветвленная, то через нее
протекает один и тот же поток Ф. Возникает
вопрос, как создать одинаковый поток в маг-
нитопроводах независимых индукторов?
В решении этой задачи нам поможет тот же
закон электромагнитной индукции (2), со-
гласно которому мы можем получить рав-
ный поток в различных магнитопроводах, ес-
ли намотаем на них обмотки с равным коли-
чеством витков и соединим эти обмотки
параллельно.
Теперь, обеспечив равенство потоков, ре-
шим проблему корректного моделирования
намагничивающего тока.
На каждом из участков различного сече-
ния поток Ф вызывает различную индукцию:
Bk = OZSk.
В свою очередь, магнитная индукция Вк че-
рез кривую намагничивания конкретного
фрагмента связана с напряженностью магнит-
ного поля Нк внутри фрагмента магнитопро-
вода. Зная напряженность магнитного поля
и длину фрагмента, можно найти магнитное
напряжение HkIk = Fk, которое прикладыва-
ется к каждому из фрагментов. Так как фраг-
менты магнитопровода включены последо-
вательно, то общее магнитное напряжение бу-
дет равно сумме напряжений, требуемых для
создания потока в каждом фрагменте:
ZFk = F.
Рис. 10. Модель последовательной магнитной цепи
Ввиду того, что токи намагничивания от-
дельных фрагментов суммируются, это поз-
воляет моделировать их при помощи той же
модели, которая моделирует равные потоки,
и в которой отдельные фрагменты модели-
руются независимыми индукторами с оди-
наковыми обмотками, включенными парал-
лельно (рис. 10):
lFk = £(IkN) = IxN.
Если на магнитопроводе намотано несколь-
ко обмоток, то для получения корректных
напряжений можно использовать идеальные
трансформаторы напряжения.
Моделирование
разветвленной магнитной цепи
Чтобы преобразовать модель разветвлен-
ной магнитной цепи (рис. 11а) в соответствую-
щую ей электрическую схему, необходимо
проделать шаги, аналогичные проделанным
ранее с неразветвленной магнитной цепью:
1. Исходя из структуры моделируемого элект-
ромагнитного устройства, начертить соответ-
ствующую схему магнитной цепи (рис. 116).
Рис. 11. Моделирование магнитной цепи индуктора с разветвленным магнитопроводом
Рис. 9. Последовательность получения модели неразветвленной магнитной цепи
Рис. 12. Последовательность получения модели разветвленной магнитной цепи
2. Используя двойственность, конвертиро-
вать модель сопротивлений (R) в модель
проводимостей (Р). В этом случае после-
довательные цепи превращаются в парал-
лельные, магнитный поток превращается
в магнитное напряжение, а источник маг-
нитного напряжения превращается в ис-
точник тока (рис. 126).
3. Чтобы убрать витки из источника тока, ум-
ножим величины магнитных проводимо-
стей на количество витков N (рис. 12в).
4. Чтобы перейти к обмоточному напряже-
нию, каждый элемент схемы и поток Ф ум-
ножим на количество витков обмотки N.
В результате схема теперь будет представ-
лена обмоточными напряжениями и маг-
нитными проводимостями в масштабе N2
(рис. 12г).
5. Из уравнения (1) мы знаем, что L = N2xP.
Таким образом, все масштабированные
проводимости можно заменить соответст-
вующими индуктивностями (рис. 12д).
Как и в предыдущем случае, можно рас-
суждать несколько иначе. Представим себе
некую магнитную цепь, состоящую из к
(в данном случае к = 2) включенных парал-
лельно фрагментов, имеющих различную
длину и сечение (рис. 13).
Так как фрагменты магнитной цепи вклю-
чены параллельно, то к каждому из них при-
ложено одинаковое магнитное напряжение.
Одинаковое магнитное напряжение на каж-
дом фрагменте разветвленной магнитной це-
пи можно смоделировать, соединив к индук-
торов, имеющих обмотки с равными витка-
ми, последовательно. (Фрагменты реального
магнитопровода, не имеющие обмотки, в мо-
дели все равно должны быть представлены
указанным образом.) Так как при этом через
обмотки протекает одинаковый ток I, то к сер-
дечникам прикладывается одинаковое маг-
нитное напряжение IxN.
Моделирование
сложной магнитной цепи
Если параллельная магнитная цепь вклю-
чена последовательно с другой, например,
с последовательной цепью (рис. 14), то необ-
ходимо обеспечить равенство общего маг-
нитного потока протекающего через них.
Для начала считаем, что Rh на рис. 14 име-
ет бесконечно большое сопротивление и ни-
как не влияет на картину происходящего.
В параллельной магнитной цепи общий по-
ток является суммой потоков, протекающих
по каждому параллельному фрагменту к:
Параллельная цепь моделируется последо-
вательным включением к дросселей, имею-
щих одинаковые обмотки. В этом случае эле-
ментарные ЭДС Vk, наводящиеся в каждом
дросселе, складываются. На основании зако-
на электромагнитной индукции (2), опреде-
лим суммарный поток для этого случая:
Ф = 2>k = SVkx/N = (Vx)/N.
То есть, для обеспечения равенства пото-
ков достаточно для всех дросселей модели ука-
зать одинаковое количество витков обмотки
и модели отдельных магнитных ветвей вклю-
чить параллельно. Кроме этого, если фраг-
мент магнитопровода равного сечения имеет
немагнитный зазор, то для его имитации мож-
но использовать один индуктор, что значи-
тельно упрощает процесс создания модели.
В результате получаем модель (рис. 15).
Рис. 15. Модель совместной
последовательно-параллельной магнитной цепи
Из модели (рис. 15) видно, что дроссель L3,
по сути, моделирует поток рассеяния ФЗ меж-
ду катушками &>1 и со2. Поэтому, при подклю-
чении нагрузочного резистора Rh к обмотке
со2, напряжение на ней падает.
Выводы
Каждый фрагмент реального магнитопро-
вода в модели можно представить элементар-
ной нелинейной индуктивностью (индукто-
ром), имеющей материал магнитопровода,
его длину, немагнитный зазор и сечение, со-
ответствующие моделируемому фрагменту.
Согласно принципу двойственности, все па-
Рис. 13. Пример разветвленной магнитной цепи
Рис. 14. Пример сложной последовательно-параллельной магнитной цепи
раллельные ветви реального магнитопрово-
да в модели представляются соответствую-
щими индукторами, включенными последо-
вательно, и наоборот. На все индукторы мо-
дели мотаются обмотки с одинаковым
количеством витков, равным количеству вит-
ков одной из обмоток прототипа. При необ-
ходимости, для согласования модели с осталь-
ными элементами схемы, можно использо-
вать дополнительные идеальные согласующие
трансформаторы.
Адаптация модели для магнитных
цепей, работающих с частичным
или полным подмагничиванием
Все предыдущие рассуждения основаны на
законе электромагнитной индукции и спра-
ведливы для случая, когда к обмоткам маг-
нитного компонента приложено переменное
напряжение. Если к обмотке приложено по-
стоянное напряжение или ненулевая посто-
янная составляющая переменного, то распре-
деление потока в его магнитных цепях опре-
деляется уже не законом электромагнитной
индукции, а их магнитным сопротивлением
и законом Ома для магнитных цепей. Что ка-
сается модели, то в ней распределение пото-
ков определяется омическим сопротивлени-
ем обмоток индукторов. Следовательно, что-
бы модель корректно отражала процессы,
протекающие на постоянном токе в реаль-
ной магнитной цепи, достаточно последова-
тельно с каждой обмоткой модели включить
нелинейное сопротивление, обратно пропор-
циональное магнитному сопротивлению мо-
делируемого фрагмента магнитной цепи. Так
как эта часть модели работает на постоянном
токе, то достаточно, чтобы нелинейное со-
—I 1 1 1—
-1.SKA 0.9КА О.ОКА I.SKA
.tran 01 0.991 u
Нс-12 Вв-0.45 Вг-0.10 А-1 Lm-1 Lg«0 N-1
Рис. 16. Тестовый узел
Таблица 5. Начальная кривая намагничивания феррита М3000НМС1, полученная программой LTspice/SwCAD III
В, Тл
-0,465
-0,45
-0,4
-о,з
-0,2
-0,1
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,45
0,465
Н,А
-10 000
-2500
-320
-85
-35
-15
0
15
35
85
320
2500
10 000
противление отражало начальную кривую
намагничивания (без гистерезиса).
Для снятия кривой намагничивания мож-
но использовать тестовый узел (рис. 16).
Для примера, проведем тестирование сердеч-
ника из феррита М3000НМС1. Сердечник
имеет сечение А = 1 м2, среднюю длину маг-
нитной силовой линии Lm = 1 м и на него на-
мотана обмотка в один виток.
Тестовый узел построен на двух источни-
ках тока, G1 и G2, управляемых напряжени-
ем, которые используются для измерения
и нормирования отображаемых параметров.
Известно, что скорость изменения индук-
ции в сердечнике прямо пропорциональна
приложенному напряжению V и обратно
пропорциональна площади сечения А и вит-
кам обмотки N:
dB/dt = V/(AN).
Следовательно, подав напряжение V на
вход интегратора, на его выходе мы получим
сигнал, пропорциональный индукции в сер-
дечнике. В нашем случае роль интегратора
возложена на узел, состоящий из источнике
G1 и конденсатора С2. Коэффициент переда-
чи управляемого источника тока G1, обеспе-
чивающий выходное напряжение интеграто-
ра, равное индукции, можно вычислить по
формуле:
KG1 = C2/(AxN) = (1хЮ-б)/1х1 =
= lxlO"6 = 1ц.
Вычисленное значение коэффициента пе-
редачи необходимо записать в строке Value
меню настройки управляемого источника то-
ка G1.
Коэффициент передачи управляемого ис-
точника тока G2, обеспечивающий выходной
ток, равный напряженности в сердечнике не-
линейного трансформатора, можно вычис-
лить по формуле:
KG2 - N/(R2xLm) - 1/(0,1x1) = 10.
Вычисленное значение коэффициента пе-
редачи необходимо записать в строке Value ме-
ню настройки управляемого источника тока.
Для устранения постоянной составляющей
на выходе интегратора конденсатор С2 зашун-
тирован высокоомным резистором R5. В на-
стройках горизонтальной оси, в строчке
Quantity Plotted, вместо параметра time впи-
шем параметр I(G2). По вертикали выводим
напряжение на выходе интегратора, кликнув
по верхнему выводу конденсатора С2 (рис. 15).
При этом ток I(G2) равен напряженности маг-
нитного поля, а напряжение на конденсаторе
С2 равно магнитной индукции в магнитопро-
воде. В процессе тестирования необходимо
снять ряд предельных циклов перемагничи-
вания сердечника для различных значений
максимальной индукции, вплоть до индук-
ции насыщения. Полученные данные запи-
сываются в таблицу 5.
Для создания нелинейного сопротивления
используем стандартный источник тока, уп-
равляемый напряжением. Для формирования
требуемой вольтамперной характеристики
(ВАХ) нелинейного сопротивления проще
всего использовать табличную форму зада-
ния. Для примера ниже приведена строка на-
стройки нелинейного резистора, имитирую-
щего полученную кривую намагничивания
магнитопровода из феррита М3000НМС1.
В строке настройки указан ряд пар значений,
первое значение пары указывает управляющее
напряжение, пропорциональное индукции
в сердечнике, а второе значение — соответст-
вующую току источника тока, пропорциональ-
ному напряженности магнитного поля:
tab1e=(-0.465 -10000,-0.45 -2500,-0.4 -320,-0.3 -85,-0.2 -35,-0.1
-15,0 0,0.1 15,0.2 35,0.3 85,0.4 320,0.45 2500,0.465 10000)
На рис. 17 показана результирующая ВАХ
нелинейного резистора, снятая при помощи
программы LTspice/SwCAD III.
Для более детальной аппроксимации до-
статочно лишь расширить таблицу дополни-
тельными данными.
Так как размеры используемых магнито-
проводов отличаются от тех, которые были
приняты при тестировании, то перед установ-
кой в модель каждый нелинейный резистор
должен быть настроен в соответствии с пара-
метрами моделируемого фрагмента магнито-
провода и соответствующей нелинейной ин-
дуктивностью, последовательно с которой он
будет включен. Величину управляющего на-
пряжения V* для нового сечения А магнито-
провода можно определить по формуле:
V* - VxA. (3)
Соответствующую величину тока I* для
магнитопровода, имеющего длину Lm, не-
магнитный зазор Lg и обмотку N, можно
рассчитать по формуле:
Г = (IxLm+Bx796 000xLg)/N. (4)
Для правильного распределения магнит-
ных потоков важны относительные значения
нелинейных резисторов. При выборе абсо-
лютных значений сопротивлений надо стре-
миться к тому, чтобы общее сопротивление
для группового включения нелинейных ре-
Рис. 17. Кривая намагничивания феррита М3000НМС1, имитируемая при помощи нелинейного резистора,
построенного на источнике тока, управляемого напряжением
зисторов примерно соответствовало актив-
ному сопротивлению соответствующей об-
мотки моделируемого электромагнитного
компонента.
Согласование величин нелинейных сопро-
тивлений с активным сопротивлением об-
мотки R возможно с помощью некоторого
поправочного коэффициента К, на который
перемножаются все скорректированные уп-
равляющие напряжения всех нелинейных со-
противлений модели. В свою очередь, выбор
поправочного коэффициента вызывает оп-
ределенные трудности, так как после пере-
счета нелинейных сопротивлений их коор-
динаты не совпадают. Для выбора поправоч-
ного коэффициента, например, можно
определить общее сопротивление всех нели-
нейных резисторов Кнел в режиме без насы-
щения, и затем поделить на него сопротив-
ление обмотки:
К = R/Riren.
Процесс можно упростить, если в магни-
топроводе имеется фрагмент с немагнитным
зазором. В этом случае можно выбрать пару
V*xl*, соответствующую фрагменту с зазором,
которая находится на линейном участке кри-
вой намагничивания. Далее рассчитывается
поправочный коэффициент К = (Rxl*)/V*,
на который затем умножить все ранее рассчи-
танные величины V* всех нелинейных сопро-
тивлений модели.
Падение напряжения на нелинейном рези-
сторе пропорционально магнитному потоку,
протекающему через соответствующий дрос-
сель. Собственно, при постоянном токе о ве-
личине магнитного потока можно судить
только по падению напряжения на этом рези-
сторе. Поэтому иногда величину нелинейно-
го резистора стоит выбирать из соображений
удобства наблюдения магнитного потока.
Создание модели
интегрированного
магнитного компонента
Теперь, когда мы определились с принци-
пами моделирования неразветвленных, раз-
ветвленных и сложных магнитных цепей, по-
пробуем создать модель трансформатора
с магнитопроводом, имеющим сложную
структуру.
В настоящее время в источниках вторич-
ного электропитания все чаще используют-
ся интегрированные электромагнитные ком-
поненты, совмещающие в себе разделитель-
ный трансформатор и дроссель фильтра.
Также известны удачные попытки моделиро-
вания подобных компонентов средствами
SIMPLORER [5].
Для примера, создадим модель сложного
электромагнитного компонента, изготовлен-
ного на ферритовом магнитопроводе Е 42/
21/20 (рис. 18а). Для удобства керны прону-
мерованы, крайним присвоены номера 1 и 2,
а среднему — номер 3. Керн № 3 имеет немаг-
нитный зазор длиной Lg = 0,0005 м. На кер-
нах № 1 и 2 расположено по две обмотки, од-
на из которых имеет 20 витков, а другая —
6 витков (рис. 186). Обмотки 1а и 16 имеют
сопротивление по 0,02 Ом.
Ранее мы уже моделировали подобную
структуру магнитопровода. На рис. 15 изоб-
ражена соответствующая схема для перемен-
ного тока. На рис. 19 изображена схема мо-
дели переменного тока для рассматриваемо-
го примера. Здесь индуктивности LI, L2, L3
соответственно имитируют участки 1, 2, 3
магнитной цепи, изображенной на рис. 186.
Кроме этого, для гальванической развязки
обмоток и получения требуемых намоточ-
ных данных в модели использовано два иде-
альных трансформатора К1 и К2.
Так как часть интегрированного компонен-
та используется в качестве дросселя постоян-
ного тока, то необходимо дополнить модель
соответствующими нелинейными сопротив-
лениями, которые сделают ее более реалис-
тичной и достоверной.
Ранее мы определили таблицу настройки
нелинейного сопротивления для случая, ког-
да магнитопровод имеет длину 1 м, сечение
1 м2 и на него намотана обмотка в 1 виток:
table=(-0.465 -10000,-0.45 -2500,-0.4 -320,-0.3 -85,-0.2 -35,-0.1
-15,0 0,0.1 15,0.2 35,0.3 85,0.4 320,0.45 2500,0.465 10000)
Скорректируем таблицы нелинейных ре-
зисторов с помощью формул (3) и (4).
Для кернов 1 и 2:
table=(-0.011625-34.5,-0.01125 -8.625,-0.01 -1.104,-0.0075 -0.29325,
-0.005 -0.12075,-0.0025 -0.05175,0 0,0.0025 0.05175,0.005 0.12075,
0.0075 0.29325,0.01 1.104,0.01125 8.625,0.011625 34.5)
Для керна 3:
table=(-0.022692 -27.2535,-0.02196 -13.455,-0.01952 -8.536,-0.01464
-6.123,-0.00976 -4.043,-0.00488 -2.017,0 0,0.00488 2.017,0.00976
4.043,0.01464 6.123,0.01952 8.536,0.02196 13.455,0.022692 27.2535)
При подгонке величины нелинейных со-
противлений использовался поправочный
коэффициент К = 200. Полная модель инте-
Рис. 18. Конструктивные параметры реального интегрированного электромагнитного компонента
Рис. 19. Модель интегрированного электромагнитного компонента
для переменного тока
Рис. 20. Полная модель интегрированного электромагнитного компонента
грированного электромагнитного компонен-
та изображена на рис. 20. Отображение таб-
лиц нелинейных сопротивлений Gl, G2, G3
отключено с тем, чтобы не загромождать схе-
му лишней информацией.
Как уже говорилось ранее, для контроля
индукции в определенном участке магнито-
провода удобно контролировать падение на-
пряжения на соответствующем нелинейном
резисторе. Крайние значения напряжения уп-
равления в настроечных таблицах соответст-
вуют максимальной учтенной индукции
в сердечнике. Например, для G1 и G2 падение
напряжения, равное 0,011625 В, будет соот-
ветствовать индукции 0,465 Тл. Следователь-
но, чтобы наблюдать сигнал, пропорциональ-
ный индукции, достаточно умножить соот-
ветствующий график на 0,465/0,011625 = 40.
Соответственно, для G3 максимальное паде-
ние напряжения 0,022692, а коэффициент пе-
ресчета графика 0,465/0,022692 = 20,5.
Теперь, когда модель интегрированного
электромагнитного компонента готова, оста-
лось ее проверить. Для этого создадим про-
стейшую тестовую схему (рис. 21). Напряже-
ние возбуждения для интегрированного ком-
понента формируется с помощью источников
VI и V2. Далее это напряжение трансформи-
руется, выпрямляется при помощи диодов D1
и D2, сглаживается и поступает в нагрузку R1.
На рис. 21а изображены графики напряжения
возбуждения интегрированного компонента
V(n001) и тока в резисторе нагрузки I(R1).
На рис. 216 изображены графики индукции
(мТл) в крайних (В1 и В2) и среднем (ВЗ) кер-
нах интегрированного компонента. ■
Литература
1. IEEE Transactions On Computer-Aided Design,
Vol. 10. No. 4, April 1991 (ссылка из HELP-фай-
ла программы LTspice/SwCAD III).
2. Бессонов Л. А. Теоретические основы электро-
техники. Изд. 6-е, перераб. и доп. М.: Высшая
школа, 1973.
3. Sandler S. М. SMPS Simulation with Spice 3.
4. Миловзоров В. П. Электромагнитная техника.
М.: Высшая школа, 1966.
5. Njiende Н., Wetzel Н., Froehleke N., Cronje W. А.
Models of integrated magnetic components for sim-
ulation based design of SMPS with SIMPLORER.
http://wwwlea.uni-paderborn.de/fileadmin/
Elektrotechnik/AG-LEA/forschung/
veroeffentlichungen/2003/
03epe-njiende-wetzel-froehleke-cronje.pdf.
Пополнение библиотеки
схемных элементов
симулятора LTspice.
Создание модели
ШИМ-контроллера TL494
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
В настоящее время любителю и профессионалу доступно большое коли-
чество программ для персонального компьютера, которые позволяют мо-
делировать работу электронных схем. Зачастую эти программы исполь-
зуют различные базовые математические алгоритмы, что дает им преиму-
щества при моделировании определенного типа электронных устройств.
Коротко о SPICE
В настоящее время наибольшую популяр-
ность имеют программы, использующие
SPICE (Simulation Program with Integrated
Circuit Emphasis) алгоритм моделирования
процессов, протекающих в электронных
схемах. Алгоритм SPICE, разработанный
в конце 1970-х годов в университете Беркли
(Калифорния), де-факто стал стандартом для
разрабатываемых и уже эксплуатируемых
в настоящее время коммерческих систем схе-
мотехнического моделирования для персо-
нального компьютера. К таким системам от-
носятся: HSPICE (фирма MetaSoftware), PSpice
(Microsim), MicroCap (Spectrum Software),
Circuit Maker (The Virtual Elektronics Lab),
Dr. Spice, ViewSpice (Deutsch Research) и дру-
гие. Учитывая тот факт, что не все могут при-
обрести коммерческую систему схемотехни-
ческого моделирования, остановим свой вы-
бор на бесплатном симуляторе LTspice IV
(далее просто LTspice) от корпорации Linear
Technology (www.linear.com). Программа мо-
жет работать под управлением ОС Windows 98,
2000, NT4.0, Me или ХР. Кроме того, LTspice
тестировался под Linux RedHat 8.0 с WINE
версии 20030219.
LTspice был первоначально основан на си-
муляторе аналоговых схем SPICE 3F4/5, сво-
бодно доступной версии симулятора SPICE.
С момента своего создания LTspice подвергал-
ся постоянным изменениям с целью его улуч-
шения, устранения ошибок и расширения
возможностей. Современная версия LTspice
представляет собой превосходный симулятор,
позволяющий моделировать аналоговые, ци-
фровые, а также смешанные схемы.
LTspice отличается очень понятным и дру-
жественным интерфейсом, позволяющим да-
же новичку очень быстро научиться работать
с ним. Новые схемы можно разрабатывать с по-
мощью встроенного редактора схем. Директи-
вы и параметры симулятора помещаются пря-
мо на схеме с использованием стандартного
SPICE-сиптаксиса. Диаграммы напряжений
и токов в узлах и ветвях схемы могут быть по-
лучены простым щелчком левой кнопки мыш-
ки по соответствующей точке схемы.
LTspice имеет отличный (правда, англо-
язычный) встроенный помощник Help [1],
который является как описанием этой про-
граммы, так и руководством для работы с ней.
В Интернете существует много ресурсов, где об-
суждается и поддерживается эта программа [2].
Необходимость пополнения
библиотеки моделей
Симулятор LTspice изначально предназна-
чался для демонстрационного моделирова-
ния импульсных источников питания, ис-
пользующих управляющие микросхемы про-
изводства Linear Technology. При этом LTspice
демонстрирует приличную скорость модели-
рования и оптимальную совместимость
с другими стандартами SPICE, что позволя-
ет непосредственно использовать или легко
адаптировать к нему оригинальные SPICE-
модели различных производителей. Послед-
нее обстоятельство весьма важно, так как на
каком-то этапе работы с SPICE-симулятором
каждый пользователь сталкивается с необхо-
димостью пополнения библиотеки моделей.
К радости пользователей симулятора LTspice
можем сообщить, что проблема пополнения
встроенной библиотеки новыми моделями
уже в значительной степени решена поколе-
ниями энтузиастов, работающих с этой про-
граммой. Много дополнительных моделей
можно найти в файловом архиве независи-
мой пользовательской группы программы
LTspice/SwitcherCAD III [3]. Кроме того, следу-
ет посетить небольшую, по весьма информа-
тивную домашнюю страничку Андрея Кадат-
ча [4] и скачать дополнительную библиотеку
EXTRA, которая выводит объем библиотеки
LTspice па уровень, сравнимый с библиоте-
ками коммерческих симуляторов.
К сожалению, даже пополненная библиоте-
ка не гарантирует того, что в какой-то момент
под рукой окажется необходимая модель.
Во многих коммерческих SPICE-симуляторах
присутствуют специальные утилиты, позволя-
ющие рассчитывать параметры стандартных
моделей по справочным данным реальных ком-
понентов. Разумеется, в бесплатной программе
подобная утилита отсутствует, однако это не
мешает пользователям LTspice воспользовать-
ся результатами расчета сторонней программы.
Практически все производители электронных
компонентов выкладывают соответствующие
SPICE-модели этих компонентов на своих ин-
тернет-сайтах. Обычно эти модели выполнены
в виде подсхем. Остается только корректно по-
полнить этими моделями существующую биб-
лиотеку. Если используется стандартная модель,
то процесс пополнения простой и выполняет-
ся без особых проблем. Если же используется
модель в виде подсхемы, то пополнение услож-
няется и не всегда может закончиться успешно.
Рассмотрим оба этих варианта.
Пополнение библиотеки
схемными элементами,
имеющими стандартную модель
Параметры схемных элементов, имеющих
стандартные модели, расположены в подка-
талоге /lib/cmp относительно корневого ка-
талога программы. Здесь можно обнаружить
следующие файлы:
• standard.bjt — библиотека моделей би-
полярных транзисторов;
• standard.cap — библиотека моделей
конденсаторов;
• standard.dio — библиотека моделей ди-
одов;
• standard.ind — библиотека моделей ип-
дуктивностей;
• standard.jft — библиотека моделей полевых
транзисторов с управляющим р-и-переходом
(JFET);
• standard.mos — библиотека моделей
полевых транзисторов с изолированным
затвором (MOSFET).
Каждая строка в этих файлах, кроме stan-
dard.cap и standard.ind, представляет собой
соответствующую директиву .model.
Следовательно, пополнение этих библиотек
можно осуществить простым вписыванием
очередной директивы .model с соответству-
ющими параметрами. Например, дополним
библиотеку биполярных транзисторов моделью
отечественного транзистора типа КТ315А:
.model kt315aNPN (Is=2.82f Xti=3 Eg=l.l 1 Vaf=3.32K Bf=55 Ne=2.35
Ise=554.1p Ikf=18.04mXtb=1.5
+ Br- 6455 Nc=2 lsc=0 lkr=0 Rc=0 Cjc=17p Vjc=.75 Mjc-333 Гс=.5
Cje=8.55p Vje=.75 Mje=.333
+ Tr=3.36u Tf=1.02n ltf=0 Vtf=0 Xtf=0 Vceo=25 Icrating=100m
mfg=USSR)
Последние три параметра Vceo, Icrating,
mfg=USSR в моделировании не участвуют,
но, соответственно, позволяют вывести
в строке выбора транзистора его максималь-
ное напряжение коллектор-эмиттер, ток кол-
лектора и наименование производителя.
После дополнения библиотечного файла
транзистор КТ315А становится доступным
для использования (рис. 1).
Рис. 1. Выбор биполярного транзистора КТ315А
из библиотеки LTspice
Пополнение библиотеки
схемными элементами, имеющими
модель в виде подсхемы
Если модель существует в виде подсхемы,
то в этом случае придется решить, как мини-
мум, две задачи. Во-первых, надо создать но-
вый или подобрать готовый символ для бу-
дущего библиотечного элемента. Во-вторых,
надо согласовать SPICE-синтаксис, исполь-
зуемый при описании модели, с синтаксисом
LTspice.
Например, пополним библиотеку отечест-
венным операционным усилителем типа
К544УД2 (рис. 2).
Рис. 2. Схема включения
операционного усилителя К544УД2
Приведем текст подсхемы модели этого
операционного усилителя:
* k544ud2 operational amplifier "macromodel" subcircuit
* created using Parts version 1.04 on 10/11/90 at 10:58
* connections: non-inverting input
* I inverting input
* I I positive power supply
* III negative power supply
* I I I I output
* I I I I I compensation
I I I I I / \
.subckt k544ud2 1 2 3 4 5 6 7
cl 11 12 174.6E-15
dc 5 53 dx
de 54 5 dx
dip 90 91 dx
din 92 90 dx
dp 4 3 dx
egnd 99 0 poly(2) (3,0) (4,0) 0 .5 .5
fb 7 99 poly (5) vb vc ve vlp vln 0 127.3E6 - 100E6 100E6100E6 - 100E6
ga 6 0 11 12 1.885E-3
gem 0 6 10 99 188.5E-9
iss 3 10 dc 400.0E-6
hlim 90 0vlimlK
jl 112 10 jx
j2 12 1 10jx
r2 6 9 100.0E3
rdl 4 11 530.5
rd2 4 12 530.5
rol 8 5 50
ro2 7 99 25
rp 3 4 9.000E3
rss 10 99 500.0E3
vb 9 0 dc 0
vc 3 53 dc 2
ve 54 4 dc 2
vlim 7 8dc0
vlp 91 Ode 20
vln 0 92 dc 20
.model dxD(Is=800.0E-18)
.model jx PJF(Is= 15.00E-12 Beta= 17.77E-3 Vto=-1)
.ends
Синтаксис различных SPICE-симулято-
ров может иметь различия. Поэтому, если
подсхема модели заимствована у другого
симулятора или взята с сайта производите-
ля электронных компонентов, необходимо
внимательно просмотреть ее текст, чтобы
выявить и ликвидировать синтаксические
несоответствия.
Сравнив нумерацию выводов реального
операционного усилителя (рис. 2) и порядок
узлов в строке директивы ".subckt k544ud2
1 2 3 4 5 6 7", можно заметить их несоответ-
ствие. Соответствие нумерации и порядка уз-
лов подсхемы может потребоваться, если
схемный редактор LTspice используется как
генератор списка связей для сторонней про-
граммы, например, предназначенной для раз-
водки печатной платы. В данном случае такая
Рис. 3. Поиск подходящего символа
во встроенной библиотеке программы LTspice
задача не ставится, и поэтому для нормаль-
ного функционирования модели достаточно
лишь обеспечить верный порядок передачи
узловых потенциалов из основной схемы
в подсхему, без привязки к физической реа-
лизации самой микросхемы.
Так как операционный усилитель являет-
ся стандартным электронным узлом, то най-
ти для него готовый символ скорей всего не
составит труда. И в самом деле, требуемый
символ можно позаимствовать у операцион-
ного усилителя LT1008, который расположен
в подкаталоге Opamps встроенной библиоте-
ки (рис. 3).
Чтобы использовать готовый символ, мы
должны знать порядок, в котором он переда-
ет узлы в подсхему модели. Этот порядок
можно узнать, воспользовавшись редакто-
ром символов программы LTspice, который
будет далее рассмотрен подробно, а пока по-
стараемся решить эту проблему при помо-
щи схемного редактора. Для этого, восполь-
зовавшись командой Edit=>Component или
нажав клавишу F2, загрузим символ требуе-
мого операционного усилителя из раздела
Opamps встроенной библиотеки и разместим
его в рабочем поле схемного редактора. Далее,
воспользовавшись командой Edit=>Draw
Wire или нажав клавишу F3, подключаем
к выводам операционного усилителя корот-
кие фрагменты внешних цепей и принуди-
тельно присваиваем им имена, соответству-
ющие порядку перечисления узлов в строке
директивы .subckt подсхемы модели опера-
ционного усилителя К544УД2 (рис. 4).
Чтобы присвоить имя цепи, нужно вызвать
соответствующее меню операций, щелкнув
по требуемой цепи правой кнопкой мышки.
В появившемся меню выбрать режим Label
Net («Ярлык для цепи»), что позволит полу-
чить доступ к меню Net Name («Имя цепи»),
где в строке ABC присваивается требуемое
имя (рис. 4).
Воспользовавшись командой View=>SPICE
Netlist, посмотрим список связей нашей не-
большой схемы (рис. 5) и убедимся, что по-
Рис. 4. Присвоение имен внешним цепям символа операционного усилителя LT1008 Рис. 5. Проверка порядка узлов, передаваемого символом LT1008 в подсхему модели
рядок узлов в строке "XU1 1 2 3 4 5 6 7 LT1008"
соответствует порядку узлов в строке ".sub-
ckt k544ud2 1 2 3 4 5 6 7". В противном слу-
чае необходимо соответствующим образом
отредактировать строку директивы .subckt.
Программа LTspice регулярно обновляет-
ся через Интернет. Поэтому, чтобы не поте-
рять свои библиотеки, желательно выделить
их в свою пользовательскую папку. Чтобы
папка была видна при выборе нового компо-
нента, ее необходимо разместить в подката-
логе sym встроенной библиотеки. Присвоим
этот папке имя Mylib. Создадим в этой пап-
ке файл r-opamp.lib и скопируем туда выше-
указанный текст подсхемы модели. Впослед-
ствии этот файл можно пополнять другими
моделями операционных усилителей отече-
ственного производства. В начале файла, в ви-
де комментариев, необходимо сделать неболь-
шую информационную вставку, описываю-
щую содержимое библиотеки. Это облегчит
работу с библиотекой, а также позволит из-
бежать каких-то досадных ошибок.
Пример информационной вставки:
* Библиотека моделей операционных усилителей
* отечественного производства
* Библиотека содержи
* К544УД2
* Внимание! Нумерация (порядок) входных узлов подсхем
* моделей всех ОУ не совпадает с реальной нумерацией выводов
* корпуса микросхем.
Примечание. Для схемных элементов раз-
личных типов лучше создавать независимые
библиотечные файлы. Например, для ШИМ-
контроллеровможно создать файл pwm.lib,
для полевых транзисторов с изолированным
затвором — mosfet.lib и т. д.
Скопируем файл символа LTl008.asy из
своего каталога ..\lib\sym\Opamps в пользо-
вательский каталог ..\lib\sym\ Mylib и пере-
именуем его в k544ud2.asy. Однако одного пе-
реименования недостаточно. Необходимо
также внести некоторые изменения и в сам
файл. Для этого откроем его при помощи лю-
бого текстового редактора и изменим содер-
жимое атрибутов SYMATR:
SYMATTR Value — вместо LT1008 записываем k544ud2
SYMATTR Prefix X — оставляем без изменения
SYMATTR SpiceModel — вместо LTC.Hb записываем r-opamp.lib
SYMATTR Value2 — вместо LT1008 записываем k544ud2
SYMATTR Description — запишем Operational Amplifier
После этого сохраним изменения и при-
ступим к испытанию. Для этого запустим
программу LTspice в режиме схемного редак-
тора и проверим наличие нового электрон-
ного компонента в библиотеке. Если все сде-
лано правильно, то операционный усилитель
К544УД2 можно обнаружить именно там, где
он и должен быть, то есть в пользовательском
каталоге Mylib (рис. 6).
Для проверки функционирования схемно-
го элемента можно собрать какую-то тесто-
вую схему. Пусть такой схемой будет обыч-
ный инвертирующий усилитель (рис. 7).
Рис. 6. Выбор операционного усилителя К544УД2
из библиотеки пользователя
Согласно результатам моделирования, мо-
дель операционного усилителя К544УД2
функциональна, и инвертирующий усили-
тель, собранный на нем, обеспечивает задан-
ное усиление Ку = R3/R2 = ЮОк/Юк =10.
Рис. 7. Тестовая схема инвертирующего усилителя на ОУ К544УД2
Создание модели схемного
элемента с использованием
иерархической схемы
Ранее мы рассмотрели случаи создания
схемного элемента, когда его модель уже су-
ществует в том или ином виде. Обычно так
и происходит, но иногда бывают ситуации,
когда модели пет, и ее невозможно найти пи
в одном из доступных информационных ис-
точников. В этом случае приходится созда-
вать схемный элемент с нуля. Обычно созда-
ние нового элемента начинается с создания
его модели.
В качестве примера, используя средства
программы LTspice, создадим модель микро-
схемы TL494. Микросхема TL494 является
ШИМ-контроллером импульсного источни-
ка питания и включает в себя все необходи-
мые для этого блоки. Эта микросхема, благо-
даря своим достаточно высоким характерис-
тикам и низкой стоимости, очень популярна
как среди любителей, так и среди профессио-
налов в силовой электронике. Так же как
и широко известный 555-й таймер, TL494 вы-
пускают многие мировые производители эле-
ктронных компонентов, такие как Texas
Instruments, ON Semiconductor, Motorola,
Fairchild Semiconductor, Fujitsu, Samsung и т. д.
Эта микросхема выпускается под своим ори-
гинальным, а также под альтернативными
названиями, такими как mPC494C, МВ3759,
КЛ7500В, IR3M02 и т. п. Отечественной вер-
сией TL494 является микросхема 1114ЕУ4.
Однако, несмотря на популярность, модель
TL494 пока отсутствует в библиотеках ком-
мерческих симуляторов и на сайтах произво-
дителей электронных компонентов.
Иерархические схемы
В программе LTspice предусмотрена очень
полезная возможность замены отдельных
фрагментов схемы схемами с более низким
уровнем иерархии. Причем, в основной схеме,
имеющей высокий уровень, эти иерархичес-
кие схемы выглядят как абстрактные символы
с выводами. В этом смысле иерархические схе-
мы, по сути, очень похожи на подсхемы, но го-
раздо удобнее и нагляднее, так как пользова-
телю приходится работать не с текстовым фай-
лом, а с реальной схемой. Ее легко изменить
и контролировать обычными средствами схем-
ного редактора программы LTspice.
Так же как и подсхемы, иерархические схе-
мы могут быть помещены в библиотеку для
последующего использования в различных
проектах. Но, в отличие от подсхем, ссылать-
ся на иерархическую схему из основного про-
екта можно только с помощью символа. Файл
символа должен иметь такое же имя, что
и файл иерархической схемы. Например, ес-
ли файл иерархической схемы имеет название
tl494h.asc, то файл символа должен иметь на-
звание tl494h.asy. По этой же причине имя
символа не должно содержать пробелы, а так-
же символы, недопустимые для имени файла.
Рис. 8. Функциональная схема TL494
Примечание. Иерархическая схема должна
располагаться в одном каталоге с основной
схемой.
Имена выводов символов должны соответ-
ствовать именам соответствующих цепей ие-
рархической схемы. Таким образом, создает-
ся связь между основной и иерархическими
схемами.
Любой файл, открытый с помощью коман-
ды File=>Open, рассматривается как схема
высокого уровня.
Создание модели TL494
в виде иерархической схемы
Справочную информацию о микросхеме
TL494 можно взять, например, па сайте компа-
ний Texas Instruments [5] или ON Semiconductor
[6].
На рис. 8 изображена ее функциональная
схема.
Казалось бы, что для создания корректной
модели достаточно найти и продублировать
принципиальную электрическую схему
TL494. Благо, упрощенные версии отдельных
узлов даже приводятся в документации, рас-
положенной на сайте Texas Instruments [7].
Однако попытка создания модели таким
способом скорей всего закончится неудачей.
Дело в том, что, несмотря на свои маленькие
размеры, микросхема имеет достаточно слож-
ную электрическую принципиальную схему,
содержащую более 50 транзисторов. Модель,
содержащая такое количество активных эле-
ментов, способна в значительной мере сни-
зить скорость симуляции или сделать ее вооб-
ще невозможной из-за проблем сходимости.
Выход из данной ситуации — использование
встроенных схемных элементов LTspice, кото-
рые являются функциональными аналогами
отдельных узлов моделируемой микросхемы.
Генератор
ШИМ-контроллер TL494 работает на фик-
сированной частоте, которая определяется
внутренним генератором. Частота генерато-
ра программируется внешними резистором
и конденсатором, подключаемыми к выводам
Rt и Ст микросхемы. Конденсатор Ст заря-
жается стабильным током, величина которо-
го задается с помощью резистора Rt. После
того, как напряжение на конденсаторе дости-
гает 3 В, он быстро разряжается до пуля,
и процесс снова повторяется. Величину за-
рядного тока можно определить по форму-
ле 1зар « 3,65/Rt. На рис. 9 приведены графи-
ческие зависимости частоты внутреннего ге-
нератора от номиналов частотозадающих
элементов. Эту частоту также можно опреде-
лить по формуле FreH = 1,2/(RT-CT).
100 к
10
Рис. 9. Частота генератора и ее температурный дрейф
в зависимости от величин Rt и Ст
Схема модели генератора изображена на
рис. 10.
Источник напряжения VI имитирует напря-
жение, приложенное к резистору Rt. ИТУТ (ис-
точника тока, управляемый током) F1 являет-
ся своеобразным токовым зеркалом, которое
формирует ток зарядки конденсатора Ст, рав-
ный току, протекающему через источник на-
пряжения VI и резистор Rt. Под воздействи-
Рис. 10. Схема модели задающего генератора
ем этого тока конденсатор Ст линейно заряжа-
ется. Как только напряжение на конденсаторе
достигает порогового напряжения 3 В, он раз-
ряжается с помощью ключа S1. Диод D1 пре-
дотвращает обратный ток и позволяет напря-
жению на выводе Rt подниматься выше по-
тенциала источника напряжения VI.
При указанных на схеме номиналах резис-
тора Rt = 12 кОм и конденсатора Ст = 10 мкФ
рабочая частота генератора составляет 10 кГц,
что соответствует графической зависимости
на рис. 9.
Усилитель ошибки
Регулировочные характеристики ШИМ-
контроллера определяются амплитудно-ча-
стотной характеристикой (АЧХ) его усили-
теля ошибки. Поэтому при создании модели
усилителя нужно обеспечить корректность
этой характеристики. Согласно документа-
ции Texas Instruments и других производите-
лей, АЧХ усилителя ошибки имеет частоту
среза 10 Гц с последующим завалом 20 дБ/дек
(рис. 11).
Подобную АЧХ можно легко получить
с помощью RC-фильтра нижних частот. Схе-
ма модели усилителя ошибки с RC-фильт-
ром нижних частот, а также результаты мо-
делирования изображены на рис. 12.
Рис. 12. Модель усилителя ошибки
Фильтр нижних частот Rl, С1 позволяет
получить АЧХ, которая идеально совпадает
с изображенной на рис. 11.
Нелинейность передаточной характеристи-
ки усилителя ошибки, а также коэффициент
усиления на низких частотах имитируются
с помощью ИНУН (источник напряжения, уп-
равляемый напряжением) Е1. Согласно общим
справочным данным па ШИМ-коптроллер
TL494 (документация tl494.pdf и TL494-D.PDF),
коэффициент передачи усилителя ошибки
AVOL = 50 000 (95 дБ). Коэффициент усиле-
ния и передаточную характеристику усили-
теля ошибки представим в виде таблицы
"table=(0,0 1.96m,0 2m,2 2.04m,4 20m,4.5)".
Источник напряжения V2 определяет ра-
бочую точку усилителя ошибки, а резистор
R3 играет роль его нагрузки во время АС-ана-
лиза.
Выходной каскад
Выходной каскад контроллера TL494 пред-
ставляют собой транзистор с открытыми
эмиттером и коллектором. Благодаря этому,
возможны два варианта включения этого
транзистора, где он включен по схеме с об-
щим эмиттером (рис. 13а) или общим кол-
лектором (рис. 136). Каждому из этих вклю-
чений соответствует своя зависимость напря-
жения открытого транзистора Vra.Hac от тока
нагрузки.
Желательно, чтобы модель корректно ими-
тировала эти характеристики насыщения,
а также ситуации превышения максимально-
го тока и пробоя повышенным напряжени-
ем транзистора выходного каскада.
Сначала рассмотрим модель выходного ка-
скада, включенного по схеме с общим эмит-
тером, изображенную на рис. 14.
С помощью ИТУН G1 и стабилитрона D1
имитируется открытый транзистор выход-
ного каскада. Этот эквивалентный транзис-
тор полностью открыт, если ток нагрузки II
не превышает максимально допустимого
значения в 250 мА (для микросхемы TL494
производства Texas Instruments). При превы-
шении максимального тока эквивалентный
транзистор насыщается, и напряжение па его
Рис. 11. Амплитудно-частотная характеристика
усилителя ошибки
Рис. 13. Характеристики напряжения насыщения транзистора выходной схемы для включения:
а) с общим эмиттером; б) с общим коллектором
Рис. 14. Модель выходного каскада,
включенного по схеме с общим эмиттером
выводах резко возрастает (участок 3 В АХ).
В области малых токов (участок 1) ВАХ эк-
вивалентного транзистора определяется
внутренним сопротивлением Ron диода D3,
а в области средних токов (участок 2) —
внутренним сопротивлением параллельно
включенных диодов D2 и D3. Пробой экви-
валентного транзистора при повышенном
напряжении имитируется стабилитроном
D1, имеющим напряжение стабилизации
Vrev - 41 В. ИТУН G2 в данном режиме не
активен, так как напряжение управления
всегда равно напряжению питания микро-
схемы.
Теперь рассмотрим модель выходного ка-
скада, включенного по схеме с общим кол-
лектором, изображенную на рис. 15.
В схеме с общим коллектором ИТУН G2
контролирует напряжение на открытом
транзисторе выходного каскада. Коэффи-
циент передачи G2 описывается таблицей
Рис. 15. Модель выходного каскада,
включенного по схеме с общим коллектором
"table=(0 250m,1.42 243m,1.46 150m,1.57 0)".
Согласно этой таблице, если входное напря-
жение ИТУН G2 падает ниже 1,57 В, послед-
ний начинает шунтировать выход ИТУН G1.
Следствием этого шунтирования будет сдвиг
ВАХ открытого транзистора в сторону боль-
ших напряжений.
Потребляемый ток
и источник опорного напряжения
Ток Ice, потребляемый микросхемой TL494,
имеет нелинейную зависимость от питающе-
го напряжения Vcc. Эта зависимость изобра-
жена на рис. 16.
Рис. 16. Зависимость тока,
потребляемого микросхемой TL494,
от питающего напряжения
На рис. 17 изображена модель, которая
с помощью ИТУН G1 имитирует потребля-
емый ток микросхемы. Коэффициент пере-
дачи ИТУН задан таблицей "table=(l 0,5 4.5m,
6.85 7.6m,40 8.4m)". Источник опорного па-
пряжения имитируется при помощи источ-
ника тока II и стабилитрона D1. Ток нагруз-
ки источника опорного напряжения, при по-
мощи поведенческого источника тока В1,
суммируется к току, потребляемому микро-
схемой. В соответствии со справочными дан-
ными, ток короткого замыкания источника
опорного напряжения составляет 25 мА.
Рис. 17. Модель источника опорного напряжения
и имитатора потребляемого тока
Общая схема модели микросхемы TL494
После того, как созданы основные узлы
модели, создание общей схемы модели
(рис. 18) не вызывает особых затруднений.
Всем внешним цепям иерархической схе-
мы необходимо присвоить имена. Удобнее
всего использовать имена соответствующих
выводов микросхемы прототипа. Чтобы при-
своить имя цепи, нужно вызвать соответ-
ствующее меню операций, щелкнув по тре-
буемой цепи правой кнопкой мышки. В по-
явившемся меню выбрать режим Label Net
(«Ярлык для цепи»), что позволит получить
доступ к меню Net Name («Имя цепи»), где
в строке ABC указывается требуемое имя
(рис. 19). Для большей наглядности можно
определить направления сигнала во внешних
цепях с помощью указателя Port type:
• None — без направления;
• Input — входная цепь;
• Output — выходная цепь;
• Bi-Direct — двунаправленная цепь.
Указатель Port type на процессы моделиро
вания не влияет.
Общий провод внутри иерархической схемы
лучше не подключать к «земле», а соединить
явно или подключить к цепи "СОМ". Это
позволит в дальнейшем использовать мо-
дель в схемах с плавающим, относительно
«земли», питанием.
При помощи команды File->Save As...
назовем как TL494H.asc и сохраним в
пользовательский каталог ..\lib\sym\ Mylib
полученную иерархическую схему модели
TL494.
Редактор символов
Каждый схемный элемент имеет
собственный символ, позволяющий легко
идентифицировать его на электрической
принципиальной схеме. Внешний вид сим-
волов схемных элементов, таких как рези-
сторы, конденсаторы, индуктивности, диоды,
транзисторы и т. п., оговаривается соответ-
ствующим стандартом на конструкторскую
документацию. В настоящее время в мире
существует два основных стандарта, один из
которых американский, а другой — евро-
пейский. К последнему весьма близка отече-
ственная «Единая система конструкторской
документации» (ЕСКД). В библиотеках
LTspice использован американский стандарт
на символы схемных элементов. С этим
можно смириться, так как обычно данный
симулятор не используется для подготовки
конструкторской документации, но при
необходимости символы схемных элементов
можно привести к более привычному виду.
Окно редактора символов
В LTspice имеется специальный редактор
символов, с помощью которого можно из-
менять существующие или создавать новые
символы схемных элементов. Для запуска
этого редактора необходимо активизировать
команду File=>New Symbol. В результате
появится окно редактора символов (рис.
20).
www.kit-e.ru
Рис. 18. Иерархическая схема модели микросхемы TL494
Рис. 19. Указание наименования и направления цепей
Рис. 20. Окно редактора символов
Отличительный признак этого окна —
крестик с кружком в центре рабочего поля,
а также синий символ логического вентиля Ш
в левой части панели команд.
Панель команд редактора символов
Панель меню команд очень похожа на
аналогичную панель схемного редактора. В
отличие от панели команд схемного редак-
тора здесь присутствует меню Draw, но зато
отсутствует меню Simulate.
Рассмотрим подробнее подпункты меню
команд:
• File — подпункты этого меню аналогичны
подпунктам меню File схемного редактора.
• Edit — служит для редактирования сим-
вола и содержит следующие подпункты:
КОМПОНЕНТЫ И ТЕХНОЛОГИИ • № 4 '2009
Undo (F9) — отменить предыдущее
действие.
Redo (Shift+F9) — вернуть отмененное
действие.
Attributes — атрибуты символа:
• Edit Attributes (Ctrl+A) — редактир-
овать отдельные атрибуты символа;
• Attribute Window (Ctrl+W) — делать
видимыми отдельные атрибуты сим-
вола.
Add Pin/Port ('Р') — добавить
электрическое подключение (вывод)
символу.
Move (F7) — переместить выбранные
элементы символа. При этом суще-
ствующие связи разрываются.
Drag (F8) — перетащить выбранные
элементы символа. При этом
существующие связи сохраняются.
- Rotate (Ctrl+R) — вращать выбранные
элементы символа.
- Mirror (Ctrl+E) — отразить выбранные
элементы символа.
- Delete (F5) — удалить выбранные
элементы символа.
- Duplicate (F6) — копировать
(дублировать) выбранные элементы
символа.
• Hierarchy — посмотреть внутреннюю
структуру иерархического символа.
• Draw — создавать изображения символа при
помощи графических примитивов и текста:
- Line ('L') — выбрать рисование прямой
линии;
- Rect ('R') — выбрать рисование пря-
моугольника;
- Circle ('С') — выбрать рисование круга;
www.kit-e.ru
- Arc ('A') — выбрать рисование дуги;
- Line Style — определить стиль линии;
- Text ('Т') — выбрать ввод текста.
• View — управление режимом просмотра
изображения символа: - Zoom In (Ctrl
+Z) — увеличить изобра
жепие символа;
- Zoom to Fit — установить масштаб изоб-
ражения, позволяющий максимально
использовать текущий размер рабочей
области редактора символов;
- Zoom Out (Ctrl+B) — уменьшить
изображение символа;
- Anchor Points ('О') — включить/
выключить видимость точек привязки
графических элементов или текста;
- Pin Table — вывести таблицу, связы-
вающую имена выводов символа с их
порядковыми номерами;
- Status Bar — вывести/убрать строку
подсказки редактора символа;
- Toolbar — вывести/убрать панель ин-
струментов редактора символа;
- Windows Tabs — выв ести/убрать панель
вложенных окон.
• Tools — подпункты этого меню аналог-
ичны подпунктам меню Tools схемного
редактора.
• Widows — подпункты этого меню ана-
логичны подпунктам меню Windows схем-
ного редактора.
• Help — подпункты этого меню аналогичны
подпунктам меню Help схемного редактора.
Панель инструментов
редактора символов
Панель инструментов редактора символ-
ов полностью аналогична панели инстру-
ментов редактора схем.
Создание изображения символа
В редакторе символов для создания изоб-
ражения символа используются различные
графические примитивы, такие как линия,
прямоугольник, круг и дуга. Кроме этого, в
изображение символа можно вносить текст,
который используется для наименования
выводов, а также для указания различных
атрибутов символа.
Все графические и текстовые элементы
символа имеют специальные точки привяз-
ки, которые отображаются в виде маленьких
красных кружков, если, с помощью команды
View=>Mark Object Anchors, разрешена ви-
димость точек привязки. Именно за эти
точки элементы перемещаются или пе-
ретаскиваются при помощи команд Move
(переместить) и Drag (перетащить). Для
улучшения ориентации в рабочем поле ре-
дактора символов нанесена сетка. Шаг сетки
равен 16 внутренним единицам программы,
которые не имеют определенной привязки к
метрическим или дюймовым мерам длины.
Например, если судить по резисторам, то этот
шаг составляет примерно 2,5 мм, а если по
микросхемам, то примерно 1,25 мм. Особо
не вникая в эту пробле
12
7
Рис. 21. Схемотехническое обозначение
ШИМ-контроллера TL494
му, будем создавать новые символы, ориен-
тируясь на те подходы, которые уже исполь-
зуются в программе LTspice.
В качестве примера создадим символ
ШИМ-контроллера TL494 (рис. 21), для ко-
торого ранее уже была создана модель в ви-
де иерархической схемы.
Согласно неписанному соглашению, при-
нятому для символов микросхем из библио-
теки программы LTspice, расстояние между
отдельными выводами символа составляет
4 шага сетки. Поэтому, выбрав команду
Draw=>Rect, нарисуем прямоугольник ши-
риной 16 и высотой 32 клетки. Так как кур-
сор не привязан к узлам сетки, при этом при-
дется хорошенько прицеливаться. Результат
данных действий изображен па рис. 22.
Добавление выводов
Далее надо указать точки, в которых сим-
вол будет подключаться к схеме. Эти точки со-
здаются при помощи команды Edit=>Add
Рис. 22. Заготовка символа ШИМ-контроллера TL494
Рис. 23. Окно Pin/Port Properties,
определяющее свойства вывода
Pin/Port. Результатом будет появление окна
Pin/Port Properties (рис. 23). В области Pin Label
Position определяется видимость (NONE)
и расположение названия вывода. Вывод мо-
жет быть расположен левее (LEFT), правее
(RIGHT), выше (ТОР) или ниже (BOTTOM)
своего названия. С помощью поля настройки
Offset можно определить смещение названия
относительно вывода во внутренних едини-
цах программы. По умолчанию это смещение
составляет 8 единиц, но может быть установ-
лено любое значение в диапазоне от 0 до 50.
Если символ представляет элемент, являю-
щийся нижним уровнем иерархической схе-
мы, то название вывода должно соответство-
вать названию цепи в схеме нижнего иерар-
хического уровня. Если символ представляет
стандартный SPICE-примитив, то название
вывода не имеет особого значения, но поряд-
ковый номер в поле Netlist Order должен со-
ответствовать номеру вывода соответствую-
щего схемного элемента. Это же справедливо
и для символа, представляющего библиотеч-
ный элемент в виде подсхемы. Но в этом слу-
чае помер в поле Netlist Order должен соответ-
ствовать порядковому номеру соответствую-
щего узла в строке директивы .SUBCKT.
Рис. 24. Вид символа микросхемы TL494
после добавления всех выводов
Если создаваемый с нуля схемный элемент не
является стандартным SPICE-примитивом, то
желательно, чтобы нумерация выводов его
символа соответствовала нумерации выво-
дов оригинального электронного элемента,
которую указывает производитель в виде
справочных данных.
Ошибки, допущенные при добавлении
выводов, можно легко исправить, если по-
вторно вызвать окно Pin/Port Properties,
щелкнув правой кнопкой мышки по соот-
ветствующему выводу символа.
На рис. 24 изображен результат, который
должен быть получен после добавления
всех выводов символа микросхемы TL494.
Добавление атрибутов
Чтобы получить доступ к атрибутам
символа, необходимо с помощью команды
Edit=> Attributes=>Edit Attributes вызвать окно
редактирования атрибутов Symbol Attribute
Editor (рис. 25). В строке Symbol Туре необ-
ходимо выбрать тип символа:
• Cell — тип соответствует символам
элементов, имеющих встроенную SPICE-
модель или модель в виде подсхемы. Для
этих символов надо указывать атрибут
Prefix.
• Block — тип соответствует символам
элементов, имеющих модель в виде
иерархической схемы. Для этих символов
не надо указывать атрибут Prefix. Далее, в
виде таблички, перечисляются все
атрибуты символа:
• Prefix — этот атрибут является наиболее
важным. Он определяет тип схемного
элемента. Например, резистор имеет пре-
фикс R, конденсатор — С, MOSFET-тран-
зистор — М и т. д. Если модель схемного
элемента представлена подсхемой, то ис-
пользуется префикс X. Возможна ситуа-
ция, когда модель стандартного схемного
элемента, например, MOSFET-транзистора,
представлена подсхемой. В этом случае
Рис. 25. Окно редактирования атрибутов символа
Рис. 26. Пример использования атрибута ModelFile
символу схемного элемента также при-
сваивается префикс X.
• SpiceModel — полное или относительное
имя библиотечного файла, включающего
модель схемного элемента.
• Value — атрибут отображается на схеме и
обозначает номинал или тип схемного
элемента.
• Value2 — атрибут выводится в список
соединений и должен совпадать с именем
подсхемы в библиотечном файле. Если этот
атрибут указан, редактирование элемента
на схеме становится недоступным.
• SpiceLine — атрибут позволяет передавать
параметры в подсхему.
• SpiceLine2 — атрибут позволяет передавать
параметры в подсхему.
• Description — атрибут, позволяющий
вставить краткое описание схемного
элемента.
• ModelFile — атрибут позволяет определить
файл, который будет включен в список со-
единений как библиотечный. Использов-
ание этого атрибута меняет назначение атри-
бута SpiceModel, который теперь указывает
название конкретной подсхемы в
библиотечном файле. В свою очередь, в
окне редактирования компонента появляется
строка выбора, позволяющая выбирать от-
дельные подсхемы библиотечного файла.
Хорошим примером использования этого
атрибута является пара символа "..lib/sym/
Opamps/UniversalOpamp2.asy" и подсхемы
"..Hb/sub/UniversalOpamps2.sub" (рис. 26).
Атрибуты SpiceModel, Value, Value2, SpiceLine
и SpiceLine2 формируют строку текстового
описания компонента в формате SPICE списка
соединений. В результате генерируется SPICE-
строка, которая выглядит следующим обра-
зом:
<Имя> узел1 узел2 [...] <SpiceModel> <Value> <Value2>
<SpiceLine> <SpiceLine2>
Компонент, имеющий префикс X и опре-
деленные атрибуты Value и Value2, в списке
связей представлен двумя SPICE-строками:
<name> nodel node2 [...] <Value2>
.lib <SpiceModel>
Как говорилось ранее, редактирование та-
кого компонента недоступно из редактора
схем.
Также двумя SPICE-строками в списке со-
единений представлен компонент, имею-
щий префикс X и определенный атрибут
ModelFile:
<name> nodel node2 [...] <SpiceModel> <Value> <Value2> <SpiceLine>
<SpiceLine2>
.lib <ModelFile>
Редактирование такого компонента доступ-
но из редактора схем.
На рис. 27 показано окно редактирования
атрибутов Symbol Attribute Editor, заполнен-
ное для символа схемного элемента TL494,
модель которого выполнена в виде иерархи-
ческой схемы.
Рис. 27. Окно редактирования атрибутов,
заполненное для символа TL494
Видимость атрибутов
Пользователь может сам выбирать те ат-
рибуты, которые должны быть видимыми па
изображении символа. Видимость атрибутов
устанавливается при помощи окна Attribute
Windows to Add, которое вызывается командой
Edit=>Attributes->Attribute Window (рис. 28).
Выбрав требуемый атрибут из списка, не-
обходимо нажать кнопку ОК. После этого ат-
рибут можно разместить в рабочем поле ре-
дактора символов. После размещения атри-
бута можно редактировать его текст, изменять
Рис. 28. Окно видимости атрибутов символа
Рис. 29. Меню редактирования текста атрибута
Рис. 30. Вид символа микросхемы TL494
после добавления атрибутов
Рис. 31. Схема проверки ШИМ-контроллера TL494, рекомендуемая производителем
выравнивание и направление написания. Все
это позволяет меню Symbol Attribute (рис. 29),
которое вызывается щелчком правой кнопки
мышки по тексту атрибута.
На рис. 30 показан внешний вид символа
микросхемы TL494 после добавления атри-
бутов.
При помощи команды File->Save As... на-
зовем как TL494H.asy и сохраним в пользо-
вательский каталог ..\lib\sym\ Mylib получен-
ный символ.
Проверка схемного элемента,
созданного в виде
иерархической схемы
После того как созданы и размещены
в пользовательском каталоге символ и мо-
дель схемного элемента, можно приступить
к его проверке. Для проверки можно исполь-
зовать тестовую схему из документации про-
изводителя (рис. 31).
Для этого запустим программу LTspice/
SwitcherCAD III в режиме схемного редакто-
ра и проверим наличие нового электронно-
го компонента в библиотеке. Если все сдела-
но правильно, то ШИМ-контроллер TL494H
можно обнаружить именно там, где он и дол-
жен быть, то есть в пользовательском ката-
логе Mylib (рис. 32).
Разместив символ в рабочем поле схемно-
го редактора, щелкнем по нему, чтобы вы-
звать окно настройки Navigate/Edit Schematic
Block. В верхней части окна расположены две
кнопки — Open Symbol и Open Schematic, ко-
торые позволяют получить доступ к симво-
лу или схеме иерархического схемного бло-
ка. Ниже, в поле Instance Name необходимо
указать позиционное обозначение схемного
элемента. По умолчанию там, как для под-
Рис. 33. Окно настройки иерархического
схемного блока
схемы, написано XI. Далее, в поле PARAMS
можно перечислить параметры, которые не-
обходимо передать в иерархическую схему.
Окна выбора Visible позволяют включать
и выключать видимость информации, вве-
денной в соответствующем поле.
Иерархическому схемному элементу, в от-
личие от встроенных, можно присваивать по-
зиционное обозначение с любым префиксом.
Поэтому впишем в поле Instance Name более
Рис. 34. Тестовая проверка модели микросхемы TL494,
созданной в виде иерархической схемы
Рис. 35. Вызов списка связей иерархической схемы TL494
привычное наименование — DA1 и нажмем
кнопку ОК (рис. 33).
Далее, в уже знакомой манере, создадим
схему тестирования микросхемы TL494 и за-
пустим процесс моделирования (рис. 34).
Создание модели
схемного элемента
с использованием подсхемы
Несмотря на многие положительные каче-
ства, такие как наглядность и удобство редак-
тирования, иерархические схемы имеют и не-
которые недостатки. Например, невозможно
использовать модели в виде иерархической
схемы па других SPICE-симуляторах, а так-
же следует держать файл иерархической схе-
мы в одном каталоге с основной схемой.
Преобразование иерархической схемы
в библиотечную подсхему
Рассмотрим процесс преобразования ие-
рархической схемы в соответствующую ей
подсхему. Подобное преобразование можно
произвести с помощью схемного редактора
программы LTspice. Для этого загрузим в его
окно иерархическую схему контроллера
TL494H (рис. 18), созданную на предыдущих
этапах. Далее можно сгенерировать список
связей, но перед этим стоит сбросить флажок
напротив опции Default Devices, расположен-
ной на вкладке Netlist Options окна Control
Panel, которое вызывается командой Tools=>
Control Panel. Это позволит исключить не-
нужные строки определения моделей по
умолчанию. После этого, при помощи ко-
манды View=>SPICE Netlist, вызовем окно
просмотра списка связей иерархической схе-
мы (рис. 35).
Теперь необходимо выделить весь текст
списка связей, с помощью комбинации кла-
виш Ctrl-C скопировать его в буфер обмена,
а затем вставить в окно любого текстового
редактора, например в блокнот. Чтобы пре-
вратить полученный список связей в подсхе-
му, необходимо вставить в него соответству-
ющие директивы. В начале списка вставляет-
ся строка:
.subckt tl494 TNI -INI IN2 -IN2 FB DTC Vref OCT CT1 ET1 CT2 ET2
CtRtGNDVcc
Порядок перечисления узлов должен соот-
ветствовать порядку, в котором эти узлы пе-
редаются в подсхему. Напомним, что он ус-
танавливается для каждого вывода символа
в поле Netlist Order (рис. 23) при его описа-
нии.
В конце списка удаляются строки с дирек-
тивами .backanno и .end, а вместо них встав-
ляется директива конца подсхемы .ENDS.
В результате должен получиться следую-
щий список соединений:
.subckt tl494 INI -INI IN2 -IN2 FB DTC Vref OCT CT1 ET1 CT2 ET2
CtRtGNDVcc
Al N005 0 N006 0 0 N005 N0110 DFLOP Vhigh=5 Trise=50n Rout=30
A2 0 0 0 N009 N0110 N007 0 AND Vhigh=5 Trise=50n Rout=30
A3 N005 N009 0 0 0 0 N013 0 AND Vhigh=5 Trise=50n Rout=30
A4 N006 N007 0 0 0 N004 0 0 OR Vhigh=5 Trise=300n Rout=30
A5 N006 N013 0 0 0 N015 0 0 OR Vhigh=5 Trise=300n Rout=30
Gl N002 ET1 N004 0 table=(l 0,4 250m)
G3 N014 ET2 N015 0 table=(l 0,4 250m)
A6 N008 N012 0 0 0 0 N006 0 OR Vhigh=5 Trise=50n Rout=30
A7 N010 Cl 0 0 0 0 N008 0 SCHMITT Vl=0 Vh=0 Vhigh=5
A8 FB N016 0 0 0 0 N012 0 SCHMITT Vl=0 Vh=0 Vhigh=5
V4N016CL0.7
V5 N010 DTC 0.1
D5 N018FB IDEAL
D6 N020 FB IDEAL
Rl INI N017 lmeg
R3 IN2 N019 lmeg
C4 N017-INI 15.9n
C5N019-IN2 15.9n
Dl ET1 N002 IDEALZ
El N018 0 N017 -INI lable=(0,0 1.96m,0 2m,2 2.04m,4 20m,4.5)
E2 N020 0 N019 -IN2 table=(0,0 1.96m,0 2m,2 2.04m,4 20m,4.5)
R5 -INI 0 5meg
R6 INI 0 5meg
R7 -IN2 0 5meg
R8 IN2 0 5meg
II FB 0 0.7m
V2 N001 0 3.65
Fl 0CIV2-1
S10CtN003 0OSC
D3 CT1 N002 IDEAL 1
D7 CT1 N002 IDEAL2
G2 ET1 N002 Vcc ET1 table=(0 250m,1.42 243m, 1.46 150m,1.57 0)
D2 ET2 N014 IDEALZ
D4 CT2 N014 IDEAL1
D8 CT2 N014 IDEAL2
G4 ET2 N014 Vcc ET2 table=(0 250m,1.42 243m, 1.46 150m,1.57 0)
C7 N002 ET1 5p
C8 N014 ET2 5p
D9 N001 Rt IDEAL
R14 Ct 0 5meg
R15ET2 0 5meg
R16ET1 0 5meg
G5 Vcc 0 Vcc 0 TABLE=(1 0,5 4.5m,6.85 7.6m,40 8.4m)
12 0 Vref 25m
DIOOVref IDEAL5
Bl VccOI=I(D10)+25m
R9 N009 OCT lk
RIOCt N003 5k
Cl N003 0 Юр
.MODEL IDEALZ D(Ron=0 Roff=20meg Vfwd=0 Vrev=41)
.MODEL IDEAL D(Ron=0 Roff=lG Vfwd=0)
.model OSC SW(Ron=10 Vt=1.51 Vh=1.49 Ilimit=20m)
.MODEL IDEAL1 D(Ron=2 Roff=lG Vfwd=0.66)
.MODEL IDEAL2 D(Ron=175 Roff=lG Vfwd=0)
.MODEL IDEAL5 D(Ron=0 Roff=lG Vfwd=0 Vrev=5)
.ends tl494
Сохраним подсхему в пользовательскую ди-
ректорию ..lib\sym\Mylib под именем tl494.1ib.
Редактирование символа
схемного элемента
Загрузим в редактор символов созданный
ранее символ TL494H.asy и с помощью коман-
ды Edit=>Attributes=>Edit Attributes или ком-
бинации клавиш Ctrl-А вызовем окно редак-
тирования атрибутов символа. Далее отредак-
тируем его так, как это показано на рис. 36.
После этого сохраним символ в пользова-
тельскую директорию ..lib\sym\Mylib под име-
нем tl494.asy.
Проверка схемного элемента,
созданного в виде подсхемы
Для проверки схемного элемента, создан-
ного в виде подсхемы, можно использовать
тестовую схему (рис. 34), которая ранее уже
использовалась для проверки схемного эле-
мента, созданного в виде иерархической схе-
мы. Для этого достаточно заменить схемный
элемент TL494H на вновь созданный TL494.
Так как схемный элемент создан в виде под-
Рис. 36. Вид отредактированного окна атрибутов
символа TL494
схемы, то редактирование его параметров
в окне схемного редактора становится недо-
Рис. 37. Окно предупреждения
о невозможности редактирования
ступным. В этом можно убедиться, щелкнув
по символу элемента правой кнопкой мыш-
ки (рис. 37).
Далее запустим процесс моделирования
(рис. 38). ■
Литература
1. http://ltspice.linear.com/software/scad3.pdf
2. http://groups.yahoo.com/group/LTspice,
http://valvol.flyboard.ru/forum4.html,
http://www.intactaudio.com/forum/
viewforum.php?f= 15
3. http://groups.yahoo.com/group/LTspice
Рис. 38. Тестовая проверка модели микросхемы TL494,
созданной в виде подсхемы
4. http://forest2.homeip.net/Electronics/extra.rar
5. http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tl494.pdf
6. http://www.onsemi.com/pub/Collateral/
TL494-D.PDF
7. http://focus.ti.com/lit/an/slvaOO 1 d/slvaOO 1 d.pdf
Способ контроля
одностороннего подмагничивания
трансформатора преобразователя
Трансформатор — это необходимый атрибут различных импульсных
преобразователей, он служит для гальванической развязки и согласования
нагрузки. В свою очередь преобразователи разделяются на одно- и двухтактные.
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
Рис. 1. Эквивалентная схема,
используемая для расчета тока
подмагничивания
Выходной ток однотактного преобразователя,
кроме переменной составляющей, содержит
значительную постоянную составляющую, ко-
торая вызывает магнитный поток подмагничивания
в сердечнике трансформатора.
В двухтактных преобразователях магнитный мате-
риал сердечника трансформатора поочередно пере-
магничивается в противоположных направлениях
разнополярными импульсами выходного тока преоб-
разователя. При этом постоянная составляющая в вы-
ходном токе преобразователя нежелательна, так как
может вызвать одностороннее подмагпичивапие и да-
же насыщение магнитного материала сердечника
трансформатора. Однако практически невозможно
создать преобразователь, способный обеспечить абсо-
лютную симметричность процесса перемагничивания
сердечника. Это объясняется заведомой неидентич-
ностью элементов силовой схемы преобразователя.
Даже если обеспечить абсолютно равные по длитель-
ности противофазные импульсы управления транзис-
торами преобразователя, то транзисторы одного типа
имеют разное сопротивление в открытом и закрытом
состояниях, различные времена запаздывания, а так-
же длительность фронтов нарастания и спада тока.
Это приводит к тому, что к первичной обмотке транс-
форматора в различные периоды перемагничивания
прикладываются импульсы напряжения, имеющие
различную амплитуду и длительность. Кроме этого,
транзисторы преобразователя зачастую находятся в за-
ведомо разных температурных условиях, обусловлен-
ных неоднородным креплением и охлаждением. Все
эти перечисленные и неперечисленные причины при
комплексном воздействии могут вызвать односторон-
нее насыщение сердечника трансформатора, что в свою
очередь может привести к снижению эффективности
преобразователя, сбоям в его работе и повреждению
ключевых транзисторов.
Актуальность проблемы одностороннего подмаг-
ничивания увеличивается с повышением рабочей час-
тоты преобразования, так как составляющая подмаг-
ничивающего тока, обусловленная различиями пара-
метров переключения транзисторов, растет
пропорционально частоте. Подмагничивание сердеч-
ника трансформатора наиболее характерно для мос-
товых преобразователей и для преобразователей, вы-
полненных на трансформаторе со средней точкой. Для
полумостовых преобразователей, в установившемся
режиме, постоянная составляющая в первичной об-
мотке трансформатора отсутствует, так как последо-
вательно с ней включен конденсатор. Однако транс-
форматор полумостового преобразователя может на-
сыщаться в момент запуска, а также при резком изме-
нении тока нагрузки. Таким образом, абсолютно все
топологии двухтактных преобразователей можно счи-
тать незащищенными от одностороннего подмагни-
чивания трансформатора.
Чтобы избежать одностороннего насыщения, нужно
уменьшить максимальную индукцию в сердечнике на ве-
личину индукции подмагничивания или скомпенсиро-
вать напряженность подмагничивания путем введения
немагнитного зазора в сердечник. Индукцию подмаг-
ничивания можно определить расчетным путем или мо-
делируя работу преобразователя в Spice-симуляторе.
Ранее в периодической литературе [ 1 ] уже был про-
анализирован процесс подмагничивания сердечника
трансформатора двухтактного преобразователя, име-
ющего на выходе выпрямитель с удвоением тока. Рас-
смотрим более распространенный вариант — двух-
тактный преобразователь с LC выходным фильтром.
В этом случае, благодаря непрерывности тока дроссе-
ля, практически исключается несимметрия тока вто-
ричной обмотки трансформатора. Следовательно, ос-
новным источником несимметрии остается разброс
параметров ключевых транзисторов преобразователя.
Такими параметрами являются:
Vce /owj — падение напряжения на открытом биполяр-
ном (BJT) или IGBT-транзисторе;
Rds (оп) — сопротивление канала открытого MOSFET-
транзистора;
td (оп) — задержка включения;
td (ф — задержка выключения;
tr— время нарастания напряжения;
tf— время спада напряжения.
На рис. 1 изображена эквивалентная схема, исполь-
зуемая для расчета тока подмагничивания.
Здесь изображен контур подмагничивания, содер-
жащий постоянное напряжение смещения VCM, со-
противление подмагничивания Ru и первичную об-
мотку трансформатора Wrp. Напряжение смещения
VCM вызывается неидентичностью параметров клю-
чевых транзисторов преобразователя. Сопротивле-
ние подмагничивания Rn является суммарным со-
противлением, ограничивающим ток в контуре под-
магничивания, и включает в себя сопротивление
первичной обмотки трансформатора Wj, внутрен-
нее сопротивление источника питания и сопротив-
ления соединительных проводов. Данная эквивалент-
пая схема создана па основе предположения, что все
компоненты силовой схемы, кроме ключевых тран-
зисторов, абсолютно симметричны.
Составляющая тока подмагничивания, вызывае-
мая различием падения напряжения на открытых
транзисторах преобразователя, прямо про-
порциональна заполнению периода и при
максимальном заполнении равна:
Составляющая тока подмагничивания, вы-
зываемая разбросом времени задержки вклю-
чения и выключения транзисторов преобра-
зователя, прямо пропорциональна напряже-
нию питания VMU преобразователя и частоте
преобразования F:
Составляющая тока подмагничивания, вы-
зываемая разбросом времени нарастания
и спада напряжения транзисторов преобразо-
вателя, также прямо пропорциональна напря-
жению питания VMn преобразователя и часто-
те преобразования F:
При расчетах следует учитывать наихудший
вариант, когда все составляющие тока подмаг-
ничивания суммируются.
Например, популярные IGBT типа IRG4PC50U
имеют следующие параметры:
Эти транзисторы, установленные без пред-
варительного подбора в преобразователь,
работающий на частоте 30 кГц и имеющий
сопротивление в контуре подмагничивания
Rn=0,l Ом, могут спровоцировать подмаг-
ничивающий ток величиной более 10 А.
Как уже говорилось, для устранения подмаг-
ничивания трансформатора можно уменьшить
максимальную индукцию в его сердечнике на ве-
личину индукции подмагничивания или ввес-
ти немагнитный зазор, позволяющий компен-
сировать напряженность подмагничивания.
Однако такие меры борьбы с подмагничивани-
ем далеки от идеальных. Во-первых, они не по-
зволяют учитывать все факторы, вызывающие
подмагничивание, а во-вторых, приводят к рос-
ту габаритов и стоимости трансформатора или
к увеличению потерь на ключевых транзисто-
рах преобразователя, обусловленных необходи-
мостью коммутировать больший по величине
намагничивающий ток. Поэтому на практике
все чаще применяются способы автоматической
компенсации подмагничивания. Несмотря на то,
что эти способы имеют различную схемотехни-
ческую реализацию, все они предусматривают
использование датчика намагничивания (ДН)
сердечника трансформатора, сигнал которого
необходим для организации симметричного
режима перемагничивания трансформатора,
путем изменения длительности импульсов
управления ключевыми транзисторами преоб-
разователя. В свою очередь, ДН имеют разнооб-
разное исполнение.
В качестве простейших ДН можно исполь-
зовать трансформаторы тока и резистивные
шунты, включенные последовательно с клю-
чевыми транзисторами, обмоткой трансфор-
матора или в общие цепи питания преобразо-
вателя. В этом случае насыщение сердечника
обнаруживается по величине или скорости на-
растания тока. Так как подобные датчики кон-
тролируют полный ток нагрузки преобразова-
теля, состоящий из тока нагрузки и тока намаг-
ничивания трансформатора, то они зачастую
не способны обеспечить корректную работу
во всех возможных режимах.
Для обнаружения насыщения трансформа-
тора используют способ, давно применяемый
в электротехнике для контроля исправности
трансформатора. Этот способ называется диф-
ференциальной защитой трансформатора и со-
стоит в том, что с помощью специального мно-
гообмоточного трансформатора тока из тока
его первичной обмотки вычитаются токи на-
грузки вторичных обмоток. В результате уда-
ется получить сигнал, пропорциональный то-
ку намагничивания трансформатора, и исполь-
зовать его для устранения подмагничивания [2].
Также заслуживают внимания методы пря-
мого контроля намагниченности сердечника
трансформатора при помощи магнитодиодов,
магпиторезисторов или датчиков Холла.
Существуют способы контроля насыщения при
помощи пьезодатчиков, установленных на маг-
нитопроводе трансформатора. В этом случае
воспринимаются акустические сигналы, связан-
ные с магнитострикцией сердечника, возника-
ющей при его насыщении.
Особое место занимают ДН, контролирую-
щие магнитное поле, вытесняемое из сердеч-
ника при его насыщении. Происходит это по-
тому, что при насыщении сердечника его маг-
нитная проводимость падает. Как следствие,
возрастает напряженность магнитного поля
вдоль сердечника, что приводит к увеличению
магнитного потока в его окрестностях. Имен-
но этот поток можно контролировать при по-
мощи внешней катушки, в качестве которой
используется магнитный пояс Роговского.
Конструктивно магнитный пояс выглядит как
плоская катушка, плотно прижатая к сердеч-
нику (рис. 2). Классический магнитный пояс
Роговского не имеет магнитного сердечника,
Рис. 2. Конструкция тороидального
трансформатора сдатчиком намагничивания:
1 — вторичная обмотка; 2 — первичная
обмотка; 3 - магнитный пояс Роговского;
4 —сердечник
но в данном случае, для повышения чувстви-
тельности, магнитный сердечник зачастую ис-
пользуется. При этом индукция насыщения
магнитного сердечника магнитного пояса дол-
жна превышать индукцию насыщения конт-
ролируемого магнитопровода. Например, для
магнитного пояса, контролирующего ферри-
товый сердечник, применяется сердечник
из пермаллоя или трансформаторной стали.
Зависимость напряжения на магнитном по-
ясе от магнитного состояния сердечника опре-
деляется по формуле [3]:
где Еи— напряжение на выводах магнитного
пояса; Unm — напряжение источника пита-
ния; Wjj — число витков магнитного пояса;
Sn— сечение витка (сердечника) магнитного
пояса; \\,Пд — дифференциальная магнитная
проницаемость сердечника магнитного пояса;
W} — число витков первичной обмотки транс-
форматора; ST— сечение сердечника трансфор-
матора; цГд— дифференциальная магнитная
проницаемость сердечника трансформатора.
Графики зависимости \хПд/ \лТд для сердеч-
ника трансформатора из феррита М2000
НМ и сердечника магнитного пояса из матери-
алов Э350 и 50 НМ приведены на рис. 3 [3].
Рис. 3. Графики зависимости отношения
дифференциальной магнитной проницаемости
сердечника магнитного пояса к магнитной
проницаемости сердечника трансформатора
от напряженности магнитного поля
В момент насыщения сердечника трансфор-
матора напряжение на обмотке магнитного по-
яса резко возрастает, что является сигналом для
устройства управления к тому, чтобы запереть
открытые транзисторы преобразователя.
Необходимость применения магнитных ма-
териалов с высокой индукцией насыщения
ограничивает использование магнитного по-
яса или затрудняет его, если контролируется
сердечник, выполненный из материала, име-
ющего высокую индукцию насыщения. В этом
случае приходится использовать магнитный
пояс без сердечника, который имеет меньшую
чувствительность к полезному сигналу и боль-
шую чувствительность к помехам.
Однако существует метод контроля насы-
щения [4], свободный от указанного недостат-
ка. Данный способ предусматривает отщепле-
ние части основного магнитопровода и замы-
кание данной части короткозамкнутым витком,
ток в котором контролируется дополнитель-
ным трансформатором тока и пропорциона-
лен степени насыщения сердечника.
Рассмотрим подробнее принцип действия
данного способа контроля насыщения сер-
дечника. Для наглядности разобьем сердеч-
ник на две области, где большая область 1 яв-
ляется рабочей, а меньшая область 2 — тес-
товой и охвачена короткозамкнутым (КЗ)
витком.
На рис. 4 изображено состояние, когда под
действием приложенного к обмотке трансфор-
матора напряжения индукция в сердечнике
трансформатора нарастает, но имеет значение
меньше максимального Вт.
В области 1 сердечника, согласно закону
Фарадея, индукция изменяется со скоростью:
dB1/dt=E/S1.
В области 2, охваченной КЗ витком, индук-
ция практически не меняется, так как напря-
жение КЗ витка равно 0. При этом в КЗ витке,
благодаря тому, что отщеплена небольшая
часть магнитопровода, циркулирует относи-
тельно небольшой ток.
На рис. 5 изображено состояние, когда под
действием приложенного к обмотке транс-
форматора напряжения индукция в сердеч-
нике трансформатора достигла максимально-
го значения Вт и превысила его. Это состоя-
ние соответствует моменту насыщения
сердечника, когда магнитное сопротивление
(величина, обратная магнитной проницаемос-
ти) области 1 повышается, что приводит к пе-
рераспределению магнитного потока, кото-
рый теперь пытается протекать через отщеп-
ленную ненасыщенную часть сердечника. При
этом величина тока в КЗ витке резко возрас-
тает, что является признаком насыщения сер-
дечника. Полярность тока указывает, в каком
направлении сердечник насыщается.
На рис. 6 изображен вариант использова-
ния [4] указанного способа для предотвраще-
ния насыщения сердечника нерегулируемого
двухтактного преобразователя.
Рис. 6. Схема нерегулируемого
двухтактного преобразователя напряжения,
не допускающая одностороннего
насыщения трансформатора
В основе преобразователя лежит двухтакт-
ный автогенераторный преобразователь Рой-
ера, собранный на элементах VT1, VT4, R3, R4
и Т1, от которого питается сопротивление на-
грузки RH. Для устранения насыщения около
края сердечника трансформатора Т1 делают
отверстие, в которое продет КЗ виток, одно-
временно охватывающий магнитопровод
трансформатора тока Т2. К вторичным обмот-
кам Wy' и Wy " трансформатора тока Т2 под-
ключены нагрузочные резисторы R1 и R2, па-
раллельно которым подключены база-эмит-
терные переходы транзисторов VT3 и VT2,
которые шунтируют база-эмиттерные перехо-
ды ключевых транзисторов преобразователя.
Если в какой-то момент сердечник трансфор-
матора Т1 начинает насыщаться, то это приво-
дит к увеличению тока в обмотке Wk3, кото-
рый трансформируется во вторичные обмот-
ки трансформатора тока и, в соответствии
с полярностью насыщения, открывает транзис-
тор VT2 или VT3, который, в свою очередь,
шунтирует база-эмиттерный переход соответ-
ствующего ключевого транзистора преобразо-
вателя и запирает его. При этом предотвраща-
ется дальнейшее насыщение сердечника транс-
форматора Т1.
Однако, несмотря на очевидные достоинст-
ва, описанный метод контроля насыщения
имеет и некоторые недостатки. Например, дос-
таточно сложно сделать отверстие в магнито-
проводе. Если используется хрупкий ферри-
товый сердечник, то даже удачно проделанное
отверстие ослабляет сердечник и может впо-
следствии привести к его расколу. Кроме этого,
при отщеплении части магнитопровода умень-
шается его полезное сечение, следовательно,
увеличиваются размеры и стоимость трансфор-
матора, при прочих равных условиях.
Автором статьи на форуме Power Electronics
(iihkvalvol) [5] был предложен альтернативный
способ контроля одностороннего насыщения
сердечника трансформатора при помощи элек-
тромагнитной «нашлепки». Это фрагмент маг-
нитопровода с обмоткой, который закрепляет-
Рис. 7. Способ крепления электромагнитной
«нашлепки» на магнитопроводе трансформатора
ся на любом участке магнитопровода, свобод-
ном от обмотки и немагнитного зазора (рис. 7).
Принцип контроля насыщения сердечника
трансформатора при помощи «нашлепки» так-
же основан на вытеснении магнитного пото-
ка из сердечника, при его насыщении.
В тот момент, когда сердечник трансформа-
тора не насыщен, он имеет малое магнитное со-
противление и шунтирует магнитную «нашлеп-
ку». При этом в обмотке «нашлепки» наводит-
ся незначительное напряжение. Когда сердечник
насыщается и его магнитное сопротивление уве-
личивается, часть основного потока ответвля-
ется в сердечник магнитной «нашлепки», что
приводит резкому нарастанию напряжения
на выводах ее обмотки. Это напряжение мож-
но использовать для воздействия на схему
управления преобразователем, с целью устра-
нения причин насыщения трансформатора.
Использование электромагнитной «нашлеп-
ки» устраняет необходимость технологичес-
кой доработки сердечника трансформатора,
позволяет полностью использовать сечение
магнитопровода, а также избавляет от необ-
ходимости применения дополнительного
трансформатора тока.
На форуме Power Electronics [6] участник
с ником Трибун (Александр Квитко) провел
экспериментальную проверку электромагнит-
ной «нашлепки» при установке последней
на сердечнике силового трансформатора од-
нотактного прямоходового преобразователя.
В качестве сердечника «нашлепки» была ис-
пользована половинка Ш-образного магнито-
провода Ш7х7 из феррита М2000 НМ. Обмот-
ка была намотана в одно из окон магнитопро-
вода (рис. 8).
Рис. 8. Пример практической реализации
электромагнитной «нашлепки»
Рис. 9. Сигнал на выводах обмотки
электромагнитной «нашлепки»:
а) ненагруженная обмотка;
б) обмотка нагружена на сопротивление 6,5 Ом
В результате было получено несколько осцил-
лограмм для различных режимов нагрузки об-
мотки электромагнитной «нашлепки» (рис. 9).
Электромагнитную «нашлепку» можно мо-
делировать в специализированных симулято-
рах или в обычном Spice-симуляторе, при по-
мощи методики, разработанной для модели-
рования разветвленных магнитопроводов [7].
В качестве примера произведем моделирова-
ние в симуляторе LTspice несимметричного ре-
жима двухтактного преобразователя с фазо-
вым управлением, использующим выпрями-
тель с удвоением тока (рис. 10). Подобные
выпрямители, при несимметричности компо-
нентов, способны вызывать значительный под-
магничивающий ток во вторичной обмотке
трансформатора преобразователя.
Сосредоточимся па несимметричности вы-
прямителя с удвоением тока и для простоты
будем считать, что сам преобразователь пол-
ностью симметричен. В этом случае преобра-
зователь можно моделировать двумя встречно
включенными источниками импульсного на-
пряжения VI и V2. Директива .PARAM служит
для настройки преобразователя и позволяет
устанавливать амплитудное напряжение U, час-
тоту F, заполнение D и скорость нарастания-
спада г/-импульсов, формируемых преобразо-
вателем.
Реальный трансформатор преобразователя
выполнен па двух комплектах сердечников
Рис. 10. Модель несимметричного режима двухтактного преобразователя с фазовым управлением
Рис. 11. а) Конфигурация магнитопровода в районе электромагнитной «нашлепки»;
б) зависимость тока через индуктивность намагничивания трансформатора и напряжение
на нагрузочном резисторе электромагнитной «нашлепки»
ПК40х18 из феррита М3000НМС1, из кото-
рых сформирован Ш-образный сердечник.
Первичная обмотка трансформатора имеет 40,
а вторичная — 8 витков. В модели трансфор-
матор преобразователя представлен индуктив-
ностями L1-L5, где L1 моделирует индуктив-
ность рассеяния первичной обмотки, L3 ин-
дуктивность рассеяния вторичной обмотки,
L5 индуктивность намагничивания, приведен-
ную к вторичной обмотке, a L2 и L4 осущест-
вляют гальваническую развязку и моделиру-
ют коэффициент трансформации.
Электромагнитная «нашлепка» выполнена
на Ш-образной половинке сердечника Ш7х7
из феррита М2000НМ. Обмотка содержит
64 витка и нагружена на резистор 36 Ом.
На рис. Па изображена конфигурация магни-
топровода в районе электромагнитной «нашлеп-
ки» и указаны индуктивности, моделирующие
отдельные его участки. В модели электромаг-
нитная «нашлепка» представлена индуктивнос-
тями L6-L9, где L6 моделирует фрагмент маг-
нитопровода трансформатора, шунтируемый
«нашлепкой», L7 — магнитопровод «нашлеп-
ки», a L8 и L9 осуществляют гальваническую
развязку и моделируют коэффициент транс-
формации.
Организуем несимметричность выпрямителя,
установив различные сопротивления обмоток
дросселей L10 и LI 1 (RiJ0= 1 мОм, RL11 - 3 мОм)
и прямые падения напряжения па диодах выпря-
мителя D1 и D2 (Vfivddl= 0,4 В,V^, = 0,6 В).
В результате моделирования получены гра-
фические зависимости тока через индуктивность
намагничивания трансформатора I (L5) и на-
пряжение V (п009) на нагрузочном резисторе R2
электромагнитной «нашлепки» (рис. 116). Судя
по графикам, амплитуда тока подмагничивания
во вторичной обмотке трансформатора дости-
гает 70 А, что соответствует амплитудному зна-
чению 90 В напряжения на резисторе R2. При
этом динамика выходного напряжения «на-
шлепки» практически совпадает с динамикой
изменения тока в индуктивности намагничива-
ния трансформатора. ■
Литература
1. Гусев В., Овчинников Д. Мостовой преобра-
зователь с удвоителем тока при подмагни-
чивании сердечника трансформатора //
Электроника: наука, технология, бизнес.
2005. № 5.
2. Бас А. А., Миловзоров В. П., Мусолин А. К.
Источники вторичного электропитания
с бестрансформаторным входом. М.: Радио
и связь, 1987.
3. Источники вторичного электропитания /
Справочное пособие. Под ред. Ю. И. Коне-
ва. М.: Радио и связь, 1983.
4. Патент РФ № 2035833. Способ ограничения од-
ностороннего насыщения трансформатора
импульсного преобразователя / И. В. Фомин.
5. http://valvol.flyboard.ru/topicl57.html
6. http://valvol.flyboard.ru/viewtopic.php?
р=8401#8401
7. Володин В. Я. Моделирование сложных
электромагнитных компонентов при помо-
щи Spice-симулятора LTspice/SwCAD III //
Компоненты и технологии. 2008. № 4.
Гистерезисная модель
нелинейной индуктивности симулятора LTspice
Корректное моделирование электромагнитных компонентов улучшает качество,
а также сокращает сроки разработки. При этом появляется возможность создавать
по-настоящему компактные и надёжные источники питания.
В статье описывается гистерезисная модель нелинейного индуктора, используемая
в симуляторе LTspice, производится её сравнение с моделью Джилса-Аттертона,
а также даются рекомендации по корректной настройке модели.
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
Краткое описание гистерезисной модели
нелинейной индуктивности
В симуляторе LTspice предусмотрено два способа
задания нелинейности индуктивности.
Первый позволяет аналитически задавать зависи-
мости потока магнитной индукции от тока в обмотке
катушки индуктивности. Этот способ редко исполь-
зуется для моделирования нелинейной индуктивно-
сти и поэтому в данной статье не рассматривается.
Второй способ позволяет использовать упро-
щенную гистерезисную модель магнитного сер-
дечника, которую предложили Джон Чан и др. [1].
В отличие от модели Джилса-Аттертона, которая
используется сейчас в большинстве коммерческих
SPICE-симуляторов, гистерезисная модель LTspice
использует только основные и вполне понятные
параметры петли магнитного гистерезиса, которые
перечислены в таблице 1.
Таблица 1. Параметры петли гистерезиса модели
нелинейной индуктивности
Параметр
Описание
Единицы измерения
Нс
Коэрцитивная сила
А/м
вг
Остаточная индукция
Тл
в5
Индукция насыщения
Тл
Напомним, что петля магнитного гистерезиса
образуется при циклическом изменении напряжен-
ности Н внешнего поля. После ряда одинаковых ци-
клов изменения поля изменение индукции В образу-
ет замкнутую петлю гистерезиса, которая называется
предельной, если максимальная напряженность Нт
магнитного поля в сердечнике стремится к напря-
женности насыщения Н5.
Восходящий и нисходящий участки предельной
петли гистерезиса моделируются при помощи сле-
дующих выражений:
для восходящего участка и
для нисходящего участка, где \х0 - 47tx10~7Lh/m —
магнитная проницаемость вакуума.
Начальная кривая намагничивания моделируется
выражением:
В(Н) =
Bup(H) + Bdn(H)
2
Внешние виды предельной петли гистерезиса
и начальной кривой намагничивания, построенные
по указанным зависимостям для электротехниче-
ской стали 3414 (ЭЗЗОА), показаны на рис. 1.
Однако перемагничивание по предельному циклу
является лишь одним из случаев перемагничивания.
Зачастую магнитные материалы перемагпичиваются
по частным циклам, которые формируются при не-
больших изменениях напряженности магнитного
поля. При этом все частные циклы перемагничива-
ния располагаются внутри предельной петли гисте-
Рис. 1. Петля гистерезиса и начальная кривая
намагничивания электротехнической стали 3414
(ЭЗЗОА)
Рис. 2. Формирование частного цикла перемагничивания для случая 0<Sd<6r
Рис. 3. Формирование частного цикла перемагничивания для случая Bd>Br
резиса. Б гистерезисной модели нижняя вет-
ка частного цикла получается перемещением
нижней ветки предельного цикла вертикально
вверх на величину индукции Bd, где 0<Bd<Br.
Верхняя ветка частного цикла получается
аналогичным перемещением верхней ветки
основного цикла на ту же самую величину Bd,
но уже вертикально вниз. При этом точки
пересечения верхней и нижней веток частного
цикла будут лежать на кривой начального на-
магничивания и будут являться предельными
точками частного цикла.
Рассмотрим формирование частного цикла
для случая, когда 0<Bd<Br
Допустим, мы стартуем из точки А (рис. 2),
где напряженность магнитного поля и индук-
ция равны нулю. При увеличении напряжен-
ности поля Я до 120 А/м мы перемещаемся
вдоль начальной кривой намагничивания
к точке В. Если теперь уменьшить напряжен-
ность магнитного поля до -120 А/м, то по
верхней ветви частного цикла мы попадем
в точку С. При симметричном изменении
напряженности от -120 до 120 А/м и обратно
мы будем перемещаться по нижней и верхней
ветвям симметричного частного цикла с край-
ними точками В и С. Направления перемеще-
ния показаны стрелками на рис. 2.
Предположим, что в точке D мы изменим
направление перемагничивания, не достиг-
нув крайней точки текущего частного цикла.
В этом случае перемагничивание будет идти
по кривой, которая является копией нижней
ветви предыдущего частного цикла, смещен-
ной на величину индукции Bd вверх. При уве-
личении напряженности поля мы пересекаем
начальную кривую намагничивания в точке
Е и далее движемся по ней до точки F. Если
теперь продолжить симметричное изменение
напряженности магнитного поля, то мы ока-
жемся на новом частном цикле с крайними
точками G и F, которые находятся на началь-
ной кривой намагничивания.
Если Bd - Вг, то соответствующий частный
цикл проходит через начало координат. Этот
крайний случай изображен на рис. 3 в виде
ветви EF.
Если же Bd>Br, то описанным ранее спо-
собом невозможно сформировать новый
частный цикл и модель использует сле-
дующий путь построения частного цикла.
Предположим, что в точке D (рис. 3) верхней
ветви мы изменим направление перемагни-
чивания. В этом случае для формирования
нижней ветви нового цикла фрагмент нижней
ветви предыдущего симметричного частно-
го цикла перемещается таким образом, что
точка А совмещается с точкой D. На рис. 3
перенесенный фрагмент имеет красный цвет
и пересекает верхнюю ветвь частного цикла
в точках D и В. Нижняя ветвь нового цикла
формируется как серединная, по оси напря-
женности, линия между верхней ветвью цикла
и перенесенным фрагментом нижней ветви.
Если переход на новый частный цикл
произошел на нижней ветви, то все делается
аналогичным образом, но уже перемещается
фрагмент верхней ветви.
Наряду с параметрами петли гистерезиса
при описании нелинейной индуктивности
учитываются линейные размеры сердеч-
ника, а также количество витков катушки
(табл. 2).
Таблица 2. Конструктивные параметры
модели нелинейной индуктивности
Параметр,
единица измерения
Описание
Средняя длина магнитной линии
(исключая немагнитный зазор)
L,,m
Длина немагнитного зазора
А,м2
Сечение сердечника
N
Количество витков
Несомненно, основными достоинствами
гистерезисной модели являются ее простота
и хорошая точность имитации поведения
ферромагнитного материала при различных
уровнях намагничивания. В этом отношении
гистерезисная модель LTspice даже превосхо-
дит модель Джилса-Аттертона, что подтверж-
дается сравнительным моделированием [2],
результаты которого приведены на рис. 4.
В сравнении участвовали симулятор MicroCap,
использующий модель Джилса-Аттертона,
Рис. 4. Частные циклы, полученные
в различных симуляторах (подкрашены
красным цветом) и наложенные на результаты
экспериментальных измерений
и симулятор LTspice/SwitchCad III, исполь-
зующий гистерезисную модель [1]. Согласно
результатам моделирования, модель Джилса-
Аттертона хорошо воспроизводит предельные
циклы перемагничивания, но сильно искажает
частные циклы, где погрешность модели пре-
вышает сотни процентов. По сравнению с ней
гистерезисная модель обеспечивает хорошее со-
впадение как предельных, так и частных циклов
перемагничивания.
Подбор параметров гистерезисной
модели нелинейной индуктивности
Как показала практика моделирования
в LTspice, при настройке гистерезисной моде-
ли порой недостаточно просто ввести значения
Д, Вг и Нс, взятые из справочника. Для полу-
чения наилучшего соответствия необходима
последующая подстройка. Так как гистерезис-
ная модель не отражает частотных зависимо-
стей потерь, необходимо настраивать ее для
выбранной рабочей частоты. Кроме того,
Рис. 5. Тестовая модель испытания нелинейной индуктивности
на многие магнитные материалы (такие как
электротехническая сталь) вообще не приво-
дятся параметры петли гистерезиса. Для этих
материалов производитель обычно указывает
несколько точек на начальной кривой намаг-
ничивания, а также потери для различных зна-
чений максимальной индукции и частоты.
Обосновав необходимость подстройки,
рассмотрим сам процесс подбора параметров
гистерезисной модели на примере электро-
технической стали.
На частоте 50 Гц в трансформаторах обычно
применяется электротехническая сталь с тол-
щиной листа 0,27-0,5 мм. Удельные потери
и магнитная индукция для холоднокатаной
электротехнической листовой стали типов
3411-3415 (Э310-Э330), работающей на ча-
стоте 50 Гц, приведены в таблице 3 [3].
Как говорилось ранее, в таблице в явном
виде не указаны гистерезисные параметры Вг
и Нс, но зато приведены значения удельных
потерь Руд, которые непосредственно связаны
с Вг и Нс. Допустим, что сердечник нелиней-
ной индуктивности выполнен из стали 3414
толщиной 0,35 мм. Чтобы определить недо-
стающие гистерезисные параметры, необхо-
димо собрать тестовую модель для испытания
нелинейной индуктивности (рис. 5).
Чтобы не отвлекать себя вычислениями
в процессе работы, доверим все вычисления
симулятору LTspice. Для этого все исходные
данные лучше ввести с помощью директивы
.PARAM:
.paramb=1.8f=50Lm=0.235A=0.0035N=m
где: Ъ— определяет желаемую максимальную
индукцию в сердечнике, Тл; /—рабочая ча-
стота, Гц; Lm —длина сердечника нелинейной
индуктивности, м; А — сечение сердечника
нелинейной индуктивности, м2; N — коли-
чество витков в обмотке нелинейной индук-
тивности.
Так как модель тестовая, то конструктивные
параметры нелинейной индуктивности мож-
но назначить произвольно. Пусть эти параме-
тры имеют следующие значения: Lm - 0,235 м;
Lg= 0; А = 0,0035 м2; N= 160. Тестовая модель
построена на двух источниках тока, Gin G2,
управляемых напряжением (ИТУН), которые
используются для измерения и нормирования
отображаемых параметров.
Известно, что скорость изменения индукции
в сердечнике прямо пропорциональна приложен-
ному напряжению [/и обратно пропорциональна
площади сечения А и виткам обмотки N:
dB/dt= U/{AxN).
Следовательно, подав напряжение U
на вход интегратора, на его выходе мы полу-
чим сигнал, пропорциональный индукции
в сердечнике. В нашем случае роль интегра-
тора возложена на узел, состоящий из источ-
ника G1 и конденсатора С1. Коэффициент
передачи ИТУН G1, обеспечивающий вы-
ходное напряжение интегратора, равное ин-
дукции, можно вычислить по формуле:
KGl = Cl/(AxN).
Коэффициент передачи ИТУН G2, обеспе-
чивающий выходной ток, равный напряжен-
ности в сердечнике нелинейного трансформа-
тора, можно вычислить по формуле:
KGl = N/(RxLJ.
Для расчета коэффициентов используем
данные, введенные при помощи директивы
.PARAM. В качестве коэффициента передачи
ИТУН G1, введем выражение a{l\i/(A*N)F,
которое вписывается в строку Value на па-
нели Component Attribute Editor. Эта панель
вызывается щелчком правой кнопкой мыши
по символу ИТУН G1 (рис. 6).
В качестве коэффициента передачи ИТУН
G2 аналогичным образом вводится выраже-
ние a{N/(10m*Lm)}".
Далее настроим независимый источник на-
пряжения VI. Для этого, щелкнув по его сим-
волу правой кнопкой мыши, вызовем окно
настройки источника Voltage Source. В этом
окне выберем расширенный режим настрой-
ки, щелкнув левой кнопкой мыши по кноп-
Таблица 3. Удельные потери и магнитная индукция электротехнической стали на частоте 50 Гц
Марка стали Толщина листа, мм
Руд, Вт/кг
В„,Т
1,0
1,5
1,7
100
250
2500
3411 (Э310)
0,35
0,80
1,75
2,50
-
-
1,75
3412(3320)
0,35
0,70
1,50
2,50
-
-
1,85
3413(3330)
0,5
0,80
1,75
2,50
-
-
1,85
0,35
0,60
1,30
1,90
-
-
1,85
3414(ЭЗЗОА)
0,5
0,70
1,50
2,20
1,6
1,7
1,88
0,35
0,50
1,10
1,60
1,6
1,7
1,88
3415(3310)
0,35
0,46
1,03
1,50
1,61
1,71
-
■
Рис. 7. Настройка независимого источника напряжения V1
ке Advanced. В результате появится окно
Independent Voltage Source для расширенной
настройки независимого источника напря-
жения VI. В области Functions этого окна
выберем функцию источника импульсного
напряжения (рис. 7). Заполним настроечные
поля источника напряжения в соответствии
с таблицей 4.
Таблица 4. Настройка источника
импульсного напряжения
Настроечное поле
Содержимое
Vinitial[V]
{b*A*N*f/0.25}
Von[V]
{_b*A*N*f/0.25}
Tdelay[s]
{0.25/f}
Trise[s]
{0.5m/f}
Tfall[s]
{0.5m/f}
Ton[s]
{(0.5-0.5m)/f)
Tperiod[s]
{1/fJ
Цикл работы источника импульсного напря-
жения предусматривает начальное намагничи-
вание сердечника нелинейной индуктивности
и формирование замкнутой петли гистерезиса.
Директива Лгап 0 {1.25/fl {0.25/f} {0.5m/fi авто-
матически обеспечивает отображение замкну-
той петли гистерезиса.
Далее вызовем окно настройки нелинейной
индуктивности L1, щелкнув правой кнопкой
мыши по ее символу (рис. 8). После этого в поле
InductancefH] (Индуктивность) введем строку:
Нс=42Вг = 1.14 Bs= 1.896 Lm =
= {Lm} Lg= 0A = {A}N= {N}
Перед тем как приступить к подбору па-
раметров перемагничивания, необходимо
определить ожидаемые потери в сердечнике
нелинейной индуктивности. Для этого нужно
определить массу сердечника (кг):
Mc=LmxAxp = 0,235x0,0035x7800 - 6,42,
где р — плотность стали, которая составляет
примерно 7800 кг/м3.
Из таблицы 3 следует, что при индукции
1,7 Тл удельные потери в сердечнике состав-
ляют Pv = 1,6 Вт/кг. Зная удельные потери
и массу сердечника, можно определить сум-
марные потери:
Рс = РухМс = 1,6x6,42 = 10,3 Вт.
Далее устанавливаем ориентировочные зна-
чения базовых параметров петли гистерезиса
ферромагнитного сердечника:
Яс = 80хБ,.= 1,2х55=1,88.
Теперь, когда все параметры модели определе-
ны, можно приступить к их подгонке. Подгонка
параметров производится в той последователь-
ности, которая будет приведена ниже.
1. Подгонка значения напряженности
поля в области максимальной
указанной индукции.
Согласно табличным данным, эта точка
соответствует индукции Вт - 1,88 Тл и на-
пряженности Нт = 2500 А/м. Чтобы найти
напряженность, соответствующую теку-
щим настройкам, устанавливаем значение
пользовательского параметра Ь- 1,88 (мак-
симальная индукция 1,88 Тл) и запускаем
процесс моделирования. После завершения
Рис. 8. Настройка нелинейной индуктивности L1
моделирования необходимо отобразить об-
щий вид петли гистерезиса для сердечника
индуктивности L1.
По умолчанию горизонтальная ось плоттера
является временной осью (time). Чтобы перей-
ти к отображению петли гистерезиса, на гори-
зонтальную ось плоттера необходимо вывести
выходной ток ИТУН G2 I(G2), который имеет
размерность напряженности в сердечнике не-
линейной индуктивности. Для этого поместим
указатель мыши в область числовой разметки
горизонтальной оси и, когда тот превратится
в маленькую «линеечку», щелкнем левой кноп-
кой мыши. Результатом этого действия будет
появление меню настройки горизонтальной оси
Horizontal Plotted (рис. 9), где в поле Quantity
Plotted (параметр развертки) вместо параметра
«time» необходимо вписать «I(G2)».
По вертикальной оси плоттера выводим на-
пряжение на конденсаторе О (рис. 9), которое
имеет размерность индукции в сердечнике не-
линейной индуктивности. Для этого необхо-
димо совместить курсор мыши с верхним вы-
водом конденсатора и, когда курсор преобра-
зится в «щуп», щелкнуть левой кнопкой мыши.
Результирующий внешний вид предельной
петли гистерезиса изображен на рис. 10.
Если в крайних точках петли гистерезиса
абсолютное значение напряженности поля
меньше требуемого, то следует уменьшить
значение Bs. Если же напряженность поля
больше, то значение Bs следует увеличить.
Моделирование повторять до тех пор, пока
не будет достигнуто удовлетворительное со-
ответствие.
Рис. 9. Меню настройки Horizontal Plotted
Рис. 10. Вид предельной петли гистерезиса
Рис.11. Вид петли гистерезиса для случая указанных максимальных потерь
2. Подгонка значения напряженности
поля в области перегиба петли
перемагничивания.
Для ферромагнитных материалов обычно
приводится общий вид петли гистерезиса.
В этом случае выбираем критическую точку,
в которой восходящая и нисходящая ветви
петли гистерезиса практически сливаются.
Для электротехнической стали производители
обычно указывают несколько точек на-
чальной кривой намагничивания, причём
максимальный уровень потерь указывается
для точки в области перегиба. Согласно
табличным данным, эта точка соответ-
ствует индукции Вт = 1,7 Тл и напряжен-
ности Нт = 250 А/м. Чтобы найти напряжен-
ность, соответствующую текущим настройк-
ам, устанавливаем значение пользовательского
параметра Ь = 1,7 (максимальная индукция
1,7 Тл) и запускаем процесс моделирования.
После завершения моделирования необхо-
димо отобразить общий вид петли перемаг-
ничивания сердечника индуктивности L1.
Результирующий внешний вид петли гисте-
резиса изображен на рис. 11.
Если в крайних точках петли гистерезиса аб-
солютное значение напряженности поля меньше
требуемого, то следует уменьшить значение
Вг Если же напряженность поля больше, то
значение Вг следует увеличить. Моделирова-
ние повторять до тех пор, пока не будет до-
стигнуто удовлетворительное соответствие.
3. Подгонка уровня потерь в сердечнике
до требуемого значения Рс = 10,3 Вт
при максимальной указанной индукции
В = 1,7Тл.
Для этого оставляем значение пользова
тельского параметра Ъ — 1,7 (максимальная
индукция 1,7 Тл) и запускаем процесс мо-
делирования.
Рис. 12. Измерение мощности потерь
в индуктивности L1
После завершения моделирования выво-
дим график потерь в индуктивности L1. Для
этого необходимо навести курсор мыши на
символ индуктивности, нажав <Alt>. После того
как курсор трансформируется в «градусник»,
необходимо щелкнуть левой кнопкой мы
ши. В результате в окно плоттера будет
выведен график мгновенной мощности
"V(N001,N003)*I(L1 /'на индуктивности L1.
Чтобы вычислить среднюю мощность,
необходимо нажать <Ctrl> и щелкнуть
левой кнопкой мыши по формуле графика
в верхней части окна плоттера (рис. 12).
Если мощность потерь больше требуемой,
то необходимо уменьшить значение Нс, и, со-
ответственно, увеличить Нс, если мощность
потерь меньше. Моделирование повторять
до тех пор, пока не будет достигнуто удовл-
етворительное соответствие.
После завершения третьего шага процедуру
подбора параметров следует повторить, на-
чиная с первого пункта. Это следует делать
до тех пор, пока полученные потери и пара-
метры намагничивания не будут соответ-
ствовать указанным в таблице 3.
В данном случае хорошее соответствие до-
стигнуто при использовании следующих па-
раметров петли гистерезиса: Нс = 42 А/м;
Вг- 1,14 Тл; Bs= 1,896 Тл.
Литература
1. John Н. Chan, Andrei Vladimirescu, Xiao-
Chun Gao, Peter Liebmann and John
Valainis. Nonlinear Transformer Model for
Circuit Simulation. IEEE TRANSACTIONS
ON COMPUTER-AIDED DESIGN. VOL. 10.
1991. №4.
2. http://valvol.flyboard.ru/
viewtopic.php?p=8554#8554
3. Справочник. Источники электропитания ра-
диоэлектронной аппаратуры. Под ред. Г.С.
Найвельта. М.: Радио и Связь. 1985.
Моделирование индуктивностей
с порошковыми сердечниками
при помощи симулятора LTspice
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
Порошковые сердечники состоят из мелких
зерен ферромагнитного материала на осно-
ве железа или никеля, скрепленных между
собой с помощью специального связующего ди-
электрика, обеспечивающего электрическую изо-
ляцию между отдельными зернами. По этой при-
чине подобные магнитные материалы еще называют
магнитодиэлектриками. Немагнитные промежутки
между отдельными зернами в сумме формируют
значительный распределенный немагнитный за-
зор, уменьшающий магнитную проницаемость
сердечника. В свою очередь, значение магнитной
проницаемости порошкового сердечника зависит от
удельного содержания ферромагнитного порошка и
увеличивается при его возрастании.
Наличие распределенного зазора внутри по-
рошковых сердечников позволяет использовать
их в условиях сильного одностороннего или
двухстороннего намагничивания. Например, по-
добные условия возникают в сердечниках сглажи-
вающих дросселей выпрямителей и корректоров
коэффициента мощности (ККМ), в сердечниках
дросселей переменного тока, в сердечниках транс-
форматоров различных однотактных преобра-
зователей и т. п. Распределенный немагнитный
зазор порошковых сердечников дает им опре-
деленные преимущества перед классическими
магнитными с сосредоточенными зазорами:
в последних магнитное поле выходит за пределы
сечения сердечника («выпучивается»), что при-
водит к уменьшению эффективной длины зазо-
ра, а также к увеличению уровня внешних полей
электромагнитного узла. Поэтому, при прочих
равных условиях, электромагнитные изделия
на порошковых сердечниках более технологичны,
а также имеют меньшие габариты и менее интен-
сивные внешние поля рассеяния.
В настоящее время многие отечественные и за-
рубежные производители выпускают сердечники
из различных порошковых материалов. Причем
некоторые аналогичные типы магнитных материа-
лов различаются по названиям. Например, SendusL
(«сендаст»), альсифер и Kool Мц — это один и тот
же магнитный материал. То же касается МРР, Мо-
пермаллоя и прессперма.
Конечно, производители обеспечивают потенци-
альных потребителей разнообразными справочными
данными, методиками расчета, а также простейши-
ми компьютерными программами. Однако совре-
менному разработчику, владеющему программами
моделирования электронных схем, мало произвести
конструктивный расчет того или иного электромаг-
нитного узла, нужна корректная модель этого узла,
которую можно вставить в модель разрабатываемого
электронного устройства.
В данной статье рассматриваются возможности
симулятора LTspice, позволяющего моделировать
нелинейную индуктивность двумя способами.
Первый способ задания нелинейной индуктив-
ности использует аналитическую зависимость (ана-
литическая модель):
Y - L-I.
Данная зависимость устанавливает связь между
потокосцеплением \|/, индуктивностью L и током I,
протекающим через катушку индуктивности. В свою
очередь, потокосцепление равно произведению маг-
нитного потока Ф на количество витков N катушки
индуктивности, сцепленных с этим потоком:
¥ = Ф-N.
Для задания индуктивности в поле Inductance
окна настройки нужно ввести выражение, связы-
вающее потокосцепление, обозначаемое ключевым
словом Flux, и тока, для обозначения которого ис-
пользуется символ х. В следующем примере описан-
ным способом создается линейная индуктивность
величиной 1 Гн:
11. N001. О.Пих = х.
Рассматриваемый способ может оказаться полез-
ным, если известны зависимости, связывающие маг-
нитную индукцию В с напряженностью магнитного
поля Н. Подобные зависимости, например, можно
обнаружить в справочной документации компании
Magnetics [1], производящей ферритовые и порошко-
вые магнитные сердечники. Техническая информация
на порошковые магнитные материалы приводится
в документации [2]. Здесь же можно найти аналити-
ческое выражение, описывающее кривую намагничи-
вания материала в области положительной индукции
и напряженности магнитного поля:
В оригинальной документации используются еди-
ницы измерения системы СГС. При этом индукция из-
меряется в кГс (10 кГс = 1 Тл), а напряженность магнит-
ного поля — в эрстедах (1 А/м = 4лхЮ~3 = 0,012566 Э).
Использование непривычной системы измерения при-
носит определенные неудобства, и, чтобы их избежать,
пересчитаем все коэффициенты в систему СИ (табл. 1).
■
При этом формулу нам также придется немного
изменить:
На рис. 1-4 изображены кривые намагничи-
вания, представленные в единицах СИ.
На рис. 5 приведен пример моделирования
нелинейного дросселя, намотанного на торои-
дальном сердечнике 55122 из Мо-пермаллоя
(МРР) с проницаемостью 26. Сердечник име-
ет среднюю длину магнитной силовой линии
L = 31,2 мм и сечение S = 0,192 см2. На сердеч-
ник намотана обмотка N-90 витка.
Для ввода коэффициентов аналитической
зависимости и параметров сердечника ис-
пользуем директиву .PARAM:
.param a=211.2m b=349u c=-3.59n
d=l llu e=-1.23n x=2 n=90 1=41.lm s=19.2u
Индуктивность нелинейного дросселя за-
дается выражением:
Р1их=0.1*{п}*{8}*(({а} + {Ь}*{п}*х/{1} + {с}*({п}*х/
{l})^2)/(l+{d}*{n}*x/{l}+{e}*({n}*x/{l})**2))**{x}
Таблица 1. Коэффициенты аналитической зависимости индукции
от напряженности для порошковых материалов производства компании Magnetics
-23,74
0,208
1,46-10-4
0,778
4,99-10-5
2
14
0,2112
3,49-10-4
-3,59-10-9
1,1 МО-4
-1,23-10-9
2
26
0,2576
7,41-10-4
1,91-10-°
2,48-10-4
7,55-10-9
2
60
0,0642
-6,27-10-4
3,25-10"6
9,90-10-5
5,37-10"8
0,5
125
0,0653
-7,30-10-4
4,52-10-*
1,58-10-4
7,18-10-8
0,5
147
МРР
0,0545
-7,72-10-4
6,51-10-*
6,87-10-5
1,02-10-7
0,5
173
0,0447
-5,58-10-4
5,21-10-*
1,00-1 о-4
8,16-10-8
0,5
160
0,1001
-0,00145
9,13-10-*
6,06-1 о-5
1,43-10-7
0,5
200
0,094
-0,00154
1,99-10-5
2,40-10-4
3,07-10-7
0,5
300
0,073
-0,00151
6,48-Ю-5
6,37-10-4
9,93-10-7
0,5
550
-0,188
2,75-10-4
1,15-10-7
5,29-10-4
3,47-10-8
2
14
-0,1286
5,18-10-4
1,18-10-7
5,32-10-4
3,41-10-8
2
26
-0,536
0,00384
3,84-10-*
0,00694
1,02-10-*
2
60
High Flux
0,0532
-6,81-10-4
3,51-10-*
1,05-10-4
1,69-10-8
0,5
125
0,0774
9,75-10-4
4,26-10-*
1,97-10-5
2,22-10-8
0,5
147
0,0267
-5,32-10-4
4,71-10-*
2,22-10-5
2,46-10-8
0,5
160
0,005868
9,36-10-5
9,01-Ю-8
-3,68-10-*
8,75-10-9
0,5
26
0,00887
5,59-10"5
2,70-10-7
2,93-10-*
2,57-10-9
0,5
40
0,01658
2,30-10-5
7,30-10-7
5,91-10-5
6,05-10-9
0,5
60
Kool Мц
0,01433
9,72-10-5
1,32-10-*
7,25-10-5
1,13-Ю-8
0,5
75
0,0566
-1,22-10-4
1,97-10-*
7,28-10-5
1,70-10-8
0,5
90
0,007808
5,09-10-4
2,59-10-*
3,92-10-5
2,28-10-8
0,5
125
-0,536
0,00415
3,84-10-*
0,00741
8,84-10-7
2
60
Xflux
Тип материала
Рис. 5. Задание нелинейной индуктивности с помощью выражения
Результирующее текстовое описание схемы
примера должно выглядеть следующим образом:
* C:Program FilesLTCLTspiceIVris_5.asc
II О N001 PULSE(0 10 0 10m 10m 0 20m)
LI N001 0
Flux=0.1*{n}*{s}*(({a}+{b}*{n}*x/{l}+{c}*({n}*x/
{l})**2)/(l+{d}*{n}*x/{l}+{e}*({n}*x/{l})^2))^{x}
.param a=44.7m b=-558u c=5.21u d=100u e=81.6n
x=0.5n=33l=31.2m s=11.4u
.tran 10m
.backanno
.end
Целью моделирования является исследова-
ние зависимости индуктивности нелинейного
дросселя от тока, протекающего через его об-
мотку. Для этого от источника тока II через
обмотку дросселя пропускается ток, линейно
нарастающий со скоростью dl/dt- 1000 А/с.
В этом случае напряжение на дросселе будет
определяться зависимостью V - Lx(dl/dt).
Чтобы величина этого напряжения численно
равнялась текущей индуктивности, его необ-
ходимо уменьшить в 1000 раз.
По результатам моделирования (рис. 5) вид-
но, что индуктивность дросселя минимальна
в области малых токов, затем резко возрастает
до максимального значения 122,8 мкГн при
токе 1,5 А и далее плавно снижается по мере
нарастания тока. При токе 3,5 А дроссель име-
ет индуктивность 100 мкГн.
Данная модель позволяет оценить индуктив-
ность дросселя при различных уровнях подмаг-
ничивания его сердечника. Однако она не спо-
собна имитировать потери, связанные с пере-
магничиванием сердечника, и поэтому плохо
подходит для полноценного моделирования.
Второй способ позволяет использовать
упрощенную гистерезисную модель магнит-
Таблица 2. Основные параметры петли
гистерезиса
Параметр Описание
Нс, А/м Коэрцитивная сила
Вг, Тл Остаточная индукция
Bs, Тл Индукция насыщения
ного сердечника, которую впервые предло-
жили Джон Чан и др. [3]. Модель использует
только основные параметры петли гистерези-
са, перечисленные в табл. 2.
Восходящий и нисходящий участки петли
гистерезиса моделируются при помощи сле-
дующих выражений:
• для восходящего участка
Bv(H) = Bsx
н+нс
\H + Hc\ + Hcx(Bs/Br-\)'
+ (х0хЯ
• для нисходящего участка
Bdn(H) = Bx
Н-Нс
\H-Hc\ + Hcx{BslBr-\)
+ |10хЯ,
где ц0 = 4яхЮ-7 Гн/м — магнитная проницае-
мость вакуума.
Начальная кривая намагничивания модели-
руется выражением: В(Н) = (Bup(H)+Bdn(H))/2.
Наряду с параметрами петли гистерезиса
при описании нелинейной индуктивности
учитываются линейные размеры сердеч-
ника, а также количество витков катушки
(табл. 3).
Таблица 3. Основные параметры сердечника
и катушки
Параметр
Описание
Средняя длина магнитной линии
(исключая немагнитный зазор)
Длина немагнитного зазора
А,м2
Сечение сердечника
N
Количество витков
По сравнению с аналитической, гистере-
зисная модель больше подходит для модели-
рования порошковых сердечников, так как
имитирует предельные и частные циклы пере-
магничивания магнитного материала [4]. Это
позволяет определять потери перемагничива-
ния в процессе моделирования.
Настройка гистерезисной модели
индуктивности с порошковым
сердечником
Допустим, нам нужно промоделировать
процессы, происходящие в дросселе ККМ,
работающего на частоте 100 кГц. Дроссель на-
мотан на кольцевом порошковом сердечнике
№ 58254 из материала High Flux с начальной
магнитной проницаемостью ц = 125. Такие сер-
дечники производятся компанией Magnetics [ 1 ].
Обмотка дросселя содержит 1000 витков.
Для настройки гистерезисной модели дрос-
селя с порошковым сердечником необходимо
собрать тестовую модель (рис. 6).
Согласно данным производителя, сердеч-
ник № 58254 имеет следующие конструктив-
ные параметры:
• габариты 40,8x23,3x15,3 мм;
• сечение А = 107,2 мм2 = 0,0001072 м2;
• средняя длина магнитной линии Lm = 9,84 см =
= 0,0984 м;
• объем Vc = 10,5 см3 = 0,0000105 м3.
Длину немагнитного зазора можно вычис-
лить, исходя из начальной проницаемости ц
магнитного материала, которая показывает,
Рис. 6. Тестовая модель испытания нелинейной индуктивности
Таблица 4. Относительная длина немагнитного зазора для порошковых сердечников
во сколько раз проницаемость сердечника
выше проницаемости вакуума. Следовательно,
длину зазора можно вычислить по формуле:
Lg=LJ\i.
Относительная длина немагнитного зазо-
ра обратно пропорциональна проницаемости
сердечника:
Lg/Lm = II т
Вычисленные по этой формуле значения
относительной длины зазора для различных
значений проницаемости приведены в табл. 4
Чтобы не отвлекать себя вычислениями
в процессе работы, доверим всю рутинную
работу симулятору LTspice. Для этого исхо-
дные данные необходимо ввести с помощью
директивы .PARAM:
.param Ь=1.3357 f=100k Lm=0.0984
А=0.0001072 N=1000,
где Ъ — определяет желаемую максимальную
индукцию в сердечнике, Тл;/—рабочая частота,
Гц; Lm — средняя длина магнитной линии
сердечника, м; А — сечение сердечника, м2;
N — количество витков в обмотке нелиней-
ной индуктивности.
Тестовая модель построена на источнике
тока, управляемого напряжением (ИТУН), G1,
и на источнике напряжения, управляемого то-
ком (ИНУТ), HI, который в качестве датчика
тока использует независимый источник па-
пряжения V2. Эти управляемые источники
используются для измерения и нормирования
отображаемых параметров.
Известно, что скорость изменения индук-
ции в сердечнике прямо пропорциональна
приложенному напряжению U и обратно про-
порциональна площади сечения А и виткам
обмотки N:
dB/dt= U/{AxN).
Следовательно, подав напряжение U на вход
интегратора, па его выходе мы получим сиг-
нал, пропорциональный индукции в сердеч-
нике. В нашем случае роль интегратора воз-
ложена на узел, состоящий из источника G1
и конденсатора С1. Коэффициент передачи
ИТУН G1, обеспечивающий выходное напря-
жение интегратора, равное индукции, можно
вычислить по формуле:
KGl = Q/(AxN).
Коэффициент передачи ИНУТ HI, обе-
спечивающий выходное напряжение, равное
напряженности в сердечнике нелинейного
трансформатора, можно вычислить по фор-
муле:
Km = N/Lw
Для расчета коэффициентов используем
данные, введенные при помощи директивы
.PARAM. В качестве коэффициента передачи
ИТУН G1 введем выражение «{1\\,/(A*N)}», ко-
торое вписывается в строку Value на панели
Component Attribute Editor. Эта панель вы-
зывается правым щелчком мыши по символу
ИТУН G1 (рис. 7).
Рис. 7. Панель настройки ИТУН G1
В качестве коэффициента передачи ИНУТ
HI аналогичным образом вводится выраже-
ние «{N/Lm}».
Далее настроим независимый источник на-
пряжения VI. Для этого, щелкнув по его сим-
волу правой кнопкой мыши, вызовем окно
настройки источника Voltage Source. В резуль-
тате щелчка левой кнопкой мыши по кнопке
Advanced появится окно Independent Voltage
Source для расширенной настройки незави-
симого источника напряжения VI. В области
Functions этого окна выберем функцию ис-
точника импульсного напряжения (рис. 8).
Заполним настроечные поля источника на-
пряжения в соответствии с табл. 5.
Цикл работы источника импульсного напря-
жения предусматривает начальное намагничи-
вание сердечника нелинейной индуктивности
и формирование замкнутой петли гистерезиса.
Директива .trait 0 {1.25/fl {0.25/fi {0.5m/fl авто-
матически обеспечит отображение замкнутой
петли гистерезиса.
Далее вызовем окно настройки нелинейной
индуктивности L1, щелкнув правой кнопкой
мыши по ее символу (рис. 9). После этого
в поле Inductance [Н] введем строку:
Нс=1000 Bs=1.35 Вг=0.5 А={А}
Lm={Lm} Lg={Lm/125} N={N}
Параметры модели Нс, Bs и Вг установлены
ориентировочно и будут уточняться в про-
цессе настройки.
Перед тем как приступить к подбору па-
раметров перемагничивания, необходимо
определить ожидаемые потери в сердечнике
нелинейной индуктивности.
Таблица 5. Настройка источника
импульсного напряжения
Настроечное
поле
Содержимое
Vinitial[V]
{b*A*N*f/0.25}
Von[V]
{-b*A*N*f/0.25}
Tdelay[s]
{0.25/f}
Trise[s]
{0.5m/f}
Tfall[s]
{0.5m/f}
Ton[s]
{(0.5-0.5m)/f}
Tperiod[s]
d/f}
Рис. 8. Настройка независимого источника напряжения V1
Рис. 9. Настройка нелинейной индуктивности L1
Производитель в справочной докумен-
тации приводит формулы, позволяющие
определить ожидаемые удельные потери PL.
Большим неудобством является то, что в этих
формулах также используются единицы СГС.
Кроме того, в процессе определения потерь
для различных материалов было замечено
несоответствие между графиками потерь
и формулами, приводимыми в документа-
ции Magnetics [2]. Сначала несоответствие
было замечено для XFlux, а затем для High
Flux с проницаемостью 125. Ориентируясь
на графики, поскольку в различных файлах
документации они совпадают, удалось полу-
чить коэффициенты, обеспечивающие хоро-
шее совпадение аналитических и графических
данных. Все формулы приведены в табл.6, где
единицы измерения для удобства переведены
в систему СИ.
Рассчитаем удельные потери в сердечнике
из материала High Flux с проницаемостью
ц = 125, для индукции В - 0,1 Тл и частоты
F= 100 кГц:
PL = 56,37x£2>55xF>42 = 56,37x0,12>55х
хЮО 000Ь42 = 2 ООО 083 Вт/м3.
Так как объем сердечника Vc - 0,0000105 м3,
то потери составят:
рс = plxvc=2 000 083x0,0000105 = 20,1 Вт.
На горизонтальном (насыщенном) участке
кривой намагничивания для сердечника High
Flux с проницаемостью ц. = 125 (рис. 2) вы-
берем две точки, одна из которых находится
в конце участка (Н1 = 50 000 А/м), а другая
в начале (Я2 = 15 000 А/м). Определим по гра-
фику (рис. 2) или рассчитаем по формуле (1)
индукцию (Тл), соответствующую каждой
точке (2).
Рис. 10. Меню настройки Horizontal Plotted
Согласно методике настройки гистере-
зисной модели [4] необходимо совместить
крайние точки двух симметричных циклов
перемагничивания гистерезисной модели
с двумя точками начальной кривой намаг-
ничивания сердечника. Кроме того, необ-
ходимо обеспечить соответствие потерь
перемагничивания гистерезисной модели
и сердечника.
Подгонка значения напряженности поля
(Н1 = 50 ООО А/м) для индукции В1 = 1,34 Тл
Чтобы найти напряженность, соответ-
ствующую текущим настройкам модели,
устанавливаем значение пользователь-
ского параметра Ь = 1,34 (максимальная
индукция 1,34 Тл) и запускаем процесс
моделирования. После завершения моде-
лирования необходимо отобразить общий
вид петли гистерезиса для сердечника ин-
дуктивности L1.
По умолчанию горизонтальная ось плот-
тера является временной осью (time). Чтобы
перейти к отображению петли гистерезиса,
на горизонтальную ось плоттера необходи-
мо вывести выходное напряжение ИНУТ
HI V(H), которое имеет размерность на-
пряженности в сердечнике нелинейной
индуктивности. Для этого поместим кур-
сор мыши в область числовой разметки го-
ризонтальной оси и, когда тот превратится
в маленькую линейку, щелкнем левой кноп-
кой мыши. В результате этого действия поя-
вится меню настройки горизонтальной оси
Horizontal Axis (рис. 10), где в поле Quantity
Plotted (параметр развертки) вместо пара-
метра "time" необходимо вписать «V(H)».
По вертикальной оси плоттера выводим
напряжение на конденсаторе V(B), которое
имеет размерность индукции в сердечнике
нелинейной индуктивности. Для этого необ-
ходимо совместить курсор мыши с верхним
выводом конденсатора и, когда курсор пре-
образится в «щуп», щелкнуть левой кнопкой
мыши.
Результирующий внешний вид предельной
петли гистерезиса изображен на рис. 11.
Если в крайних точках петли гистерезиса
абсолютное значение напряженности поля
меньше требуемой, то следует уменьшить
значение Bs. Если же напряженность поля
больше, то значение Bs следует увеличить.
Моделирование повторять до тех пор, пока
не будет достигнуто удовлетворительное со-
ответствие.
Подгонка значения напряженности поля
(Н2 = 15 ООО А/м) для индукции В2 = 1,11Тл
Чтобы найти напряженность, соответ-
ствующую текущим настройкам модели,
устанавливаем значение пользовательского
параметра Ь= 1,11 (максимальная индукция
1,11 Тл) и запускаем процесс моделирования.
Результирующий внешний вид петли гисте-
резиса изображен на рис. 12.
Рис. 13. Измерение мощности потерь в индуктивности L1
Если в крайних точках петли гистерезиса
абсолютное значение напряженности поля
меньше требуемого, то следует уменьшить
значение Вг, и наоборот. Повторять подгонку
до тех пор, пока не будет достигнуто удовлет-
ворительное соответствие.
Подгонка уровня потерь в сердечнике
до требуемого значения
Рс = 20,1 Вт при индукции В = 0,1 Тл
Чтобы найти потери, соответствующие
текущим настройкам модели, устанавливаем
значение пользовательского параметра b = 0,1
(максимальная индукция 0,1 Тл) и запуска-
ем процесс моделирования. После заверше-
ния моделирования выводим график потерь
в индуктивности L1. Для этого необходимо
навести курсор мыши на символ индуктив-
ности, нажав<АИ>. После того как курсор
трансформируется в «градусник», необходи-
мо щелкнуть левой кнопкой мыши. В резуль-
тате в окно плоттера будет выведен график
мгновенной мощности « V(N001,N002)4(L1)»
на индуктивности L1. Чтобы вычислить сред-
нюю мощность, необходимо нажать<Ст.г1>
и щелкнуть левой кнопкой мыши по фор-
муле графика в верхней части окна плоттера
(рис. 13).
Если мощность потерь больше требуемой,
то необходимо уменьшить значение Нс, и, со-
ответственно, увеличить Нс, если мощность
потерь меньше. Моделирование повторять
Рис. 14. Диаграмма для выбора МРР сердечника
до тех пор, пока не будет достигнуто удовлет-
ворительное соответствие. После завершения
этого этапа необходимо уточнить значение Вг,
выполнив второй пункт методики настройки.
Затем повторить подборку параметров, на-
чиная с первого пункта. Это следует делать
до тех пор, когда полученные потери и пара-
метры намагничивания не придут в соответ-
ствие с требуемыми.
В данном случае подборка параметров мо-
дели велась для частоты 100 кГц. Однако при
снижении частоты модель пропорционально
снижает потери, что позволяет использовать
ее в диапазоне частот 30-100 кГц. Строки на-
стройки модели для наиболее популярных по-
рошковых материалов:
• ХПих(|а = 60)л
Нс=2040 Bs=1.525 Вг=0.655 А=
={А} Lm={Lm} Lg={Lm/60j N={N};
• High Flux (ц= 125)л
Hc=1700Bs=1.34 Br=0.68A={A} Lm=
={lmj Lg={Lm/125} N={N};
• High Flux (ц = 60)л
Hc=890Bs=1.223 Br=0.217 A={A} Lm=
={Lmj Lg={Lm/60} N={N}.
Из настроек для аналогичных материалов
видно, что при снижении проницаемости
снижается и значение насыщения индукции
Bs. Оно и понятно, ведь порошки изотропны.
И если при снижении проницаемости умень-
шается содержание магнитного материала
вдоль магнитной силовой линии, то анало-
гичным образом снижается и объемное содер-
жание порошка, что приводит к уменьшению
заполнения сечения сердечника и снижению
максимальной индукции.
Использование симулятора LTspice
в процессе расчета дросселя
с порошковым сердечником
Индуктивность дросселя с порошковым
сердечником сильно зависит от величины
тока подмагничивания. Поэтому в процессе
расчета обычно требуется подгонять обмо-
точные данные дросселя, чтобы получить
необходимую индуктивность при заданном
токе подмагничивания. Процедуру подгон-
ки можно ускорить и сделать ее более по-
казательной и комфортной, если для этой
цели использовать симулятор LTspice.
В качестве примера рассчитаем дроссель
индуктивностью 0,1 мГн, работающий в це-
пях импульсного тока частотой 33 кГц. При
этом амплитуда тока 1А = 3,5 А, а действующее
значение 1Д = 0,8 А.
Так как через обмотку дросселя протекает
ток с большой амплитудной составляющей,
то остановим свой выбор на сердечнике
из Mo-пермаллоя (МРР), имеющего мини-
мальный уровень потерь перемагничивания.
Воспользуемся графоаналитической мето-
дикой подбора порошкового сердечника,
предлагаемой в документации производи-
www.power-e.ru
Рис. 15. Моделирование нелинейного дросселя
теля [2]. Согласно методике, сначала нуж-
но определить величину IA2xL - 3,52х0,1 =
= 1,225 мГн-А2, характеризующую энергию,
запасаемую в индуктивности дросселя. Для
выбора сердечника воспользуемся диаграм-
мой на рис. 14.
Требуемую энергию способен запасать сер-
дечник № 55118, имеющий проницаемость
ц = 160 и индуктивность одного витка AL - 92 нГн.
Кроме того, сердечник имеет следующие кон-
структивные размеры:
• внешний диаметр OD (макс.) — 17,4 мм;
• внутренний диаметр ID (мин.) — 9,53 мм;
• высота НТ (макс.) — 7,11 мм;
• сечение окна 50= 0,713 см2;
• сечение сердечника Sc =0,192 см2;
• средняя длина магнитной силовой линии
Lm = 41,1 мм;
• объем У= 789x10"9 м3.
Определим количество витков:
= л/(0,1х10-3)/(92х109) = 33.
На рис. 15 приведен пример моделирования
нелинейного дросселя, намотанного на торои-
дальном сердечнике № 55118 из Мо-пермаллоя
(МРР) с проницаемостью 160. На сердечник на-
мотана обмотка N=33 витка.
Для ввода коэффициентов аналитической
зависимости и параметров сердечника ис-
пользуем директиву .PARAM:
.param a=44.7m b=-558u c=5.21u d=100u e=81.6n
x=0.5n=33 l=41.1ms=19.2u
Индуктивность нелинейного дросселя за-
дается выражением:
Flux=0.1*{n}*{s}*(({a}+{b}*{n}*x/{l} + {c}*({n}*x/
{l})^2)/(l+{d}*{n}*x/{l}+{e}*({n}*x/{l})**2))**{x}
Моделирование показывает, что выбранный
сердечник не способен обеспечить индуктив-
ность 0,1 мГн при токе 3,5 А. Увеличение коли-
чества витков до 100 также не спасает ситуацию.
При этом сердечник насыщается, и индуктив-
ность даже падает. Гораздо лучшие результаты
удается получить с сердечником № 55122, имею-
щим проницаемость ц = 26 и индуктивность
одного витка А, - 15 нГн. Этот сердечник имеет
тот же размер, что и № 55118. Определим коли-
чество витков для нового сердечника:
W= V(0,lxl0-3)/(15xl09) = 82. Пример модели-
рования дросселя с сердечником 55122 приведен
на рис. 5. Моделирование показывает, что ин-
дуктивность 0,1 мГн, при токе 3,5 А, обеспечива-
ется обмоткой, содержащей 90 витков. ■
Литература
1. http://www.mag-inc.com/
2. http://www.maginc.com/File%20Library/
Product%20Literature/Powder%20Core%20
Literature/2008_PowderCoreCatalog.pdf
3. Chan J. H., Vladimirescu A., Gao X. C,
Liebmann P., Valainis J. Nonlinear
Transformer Model for Circuit Simulation.
Ieee Transactions On Computer-Aided Design.
Vol. 10. 1991. №4.
4. Володин В. Я. Гистерезисная модель нели-
нейной индуктивности симулятора LTspice //
Силовая электроника. 2010. № 1.
Бесплатные версии
программ расчета дросселя
с порошковым сердечником
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
ароссели являются необходимым атрибутом
любых импульсных источников питания
и используются для ограничения величины
иного тока, сглаживания пульсаций посто-
янного тока, для накопления энергии, а также для
создания различных резонансных контуров. При
этом сердечник дросселя обычно работает в усло-
виях сильного подмагничивания. Чтобы в этих усло-
виях избежать насыщения сердечника, в него вводят
немагнитный зазор. Конечно, немагнитный зазор
позволяет избежать насыщения, но при этом сильно
уменьшает магнитную проницаемость сердечника,
а следовательно, и индуктивность дросселя, вынуж-
дая увеличивать число витков в его обмотке. В свою
очередь, для компенсации дополнительных ампер-
витков требуется увеличивать длину немагнитного
зазора. Если бы индуктивность росла пропорцио-
нально количеству витков, то это была бы гонка без
конца. На самом деле индуктивность растет пропор-
ционально квадрату количества витков, что, в конце
концов, позволяет найти компромисс между числом
витков и длиной немагнитного зазора, увеличив га-
бариты дросселя.
Возможно, наиболее часто встречаются дроссели,
которые используются для сглаживания пульсаций
переменного тока в составе различных L- и LC-
фильтров импульсных преобразователей. В обмотке
такого дросселя протекает ток, содержащий в себе,
кроме переменной, постоянную составляющую, ко-
торая вызывает значительное одностороннее под-
магничивание его сердечника. Но не все магнитные
материалы ведут себя в этой ситуации одинаково.
Одни, например железо, насыщаются при больших
значениях индукции, а другие (такие как феррит),
насыщаются при меньших. При этом, используя же-
лезный сердечник, можно сконструировать более
компактный дроссель. Однако переменная состав-
ляющая тока в обмотке дросселя вызывает нагрев
железного сердечника. Он, в основном, связан с тока-
ми Фуко, возникающими в сердечнике при его пере-
магничивании. Потери перемагничивания можно
уменьшить, если разделить сердечник на отдельные
листы и изолировать их друг от друга. Например,
сердечники трансформаторов, работающих на ча-
стоте 50 Гц, выполнены из листового железа толщи-
ной 0,35-0,5 мм. При увеличении рабочей частоты
до 400 Гц нужно использовать еще более тонкое
Таблица 1. Индукция насыщения магнитных материалов
Материал
МРР
High Flux
KooIMh
XFlux
Iron Powder
В^Тл
1,35
1,05
1,6
1,5
железо (0,05-0,15 мм). В определенных условиях
оно годится и для более высокой частоты. Однако
в настоящее время тонкое трансформаторное железо
вошло в разряд дефицита. Его трудно достать, и при
этом оно слишком дорого стоит. Поэтому в дроссе-
лях различных фильтров приходится использовать
ферриты, которые, по сравнению с железом, быстрее
насыщаются, но при этом способны работать на бо-
лее высоких частотах.
Хорошую альтернативу мелкошихтованному
железу и особенно ферритам составляют порош-
ковые сердечники (Powder Cores), которые состо-
ят из мелких зерен ферромагнитного материала
на основе железа или никеля, скрепленных между
собой с помощью специального связующего ди-
электрика, одновременно обеспечивающего элек-
трическую изоляцию между отдельными зернами.
По этой причине подобные магнитные материалы
еще называют магнитодиэлектриками. Так как от-
дельные зерна порошка имеют незначительные раз-
меры, то порошковые сердечники способны рабо-
тать на достаточно высоких частотах, соизмеримых
с рабочими частотами ферритов. При этом значение
индукции насыщения порошковых сердечников
в несколько раз превышает аналогичный параметр
ферритовых (табл. 1).
Немагнитные зазоры между отдельными зернами
в сумме формируют значительный распределенный
немагнитный зазор, уменьшающий магнитную про-
ницаемость сердечника. В свою очередь, значение
магнитной проницаемости порошкового сердечника
зависит от удельного содержания ферромагнитного
порошка и увеличивается при его возрастании.
Наличие распределенного зазора внутри порошко-
вых сердечников позволяет использовать их в усло-
виях сильного одностороннего или двустороннего
намагничивания. Например, подобные условия
возникают в сердечниках сглаживающих дросселей
выпрямителей и корректоров коэффициента мощ-
ности, в сердечниках дросселей переменного тока,
в сердечниках трансформаторов различных одно-
тактных преобразователей и т. п.
Распределенный немагнитный зазор порошковых
сердечников дает им определенные преимущества
перед сосредоточенными зазорами классических маг-
нитных. Дело в том, что в длинных сосредоточенных
зазорах магнитное поле выходит за пределы сечения
сердечника («выпучивается»), что приводит к умень-
шению эффективной длины зазора, а также к увели-
чению уровня внешних полей. Поэтому, при прочих
равных условиях, электромагнитные изделия на по-
рошковых сердечниках более технологичны, а также
имеют меньшие габариты и менее интенсив-
ные внешние поля рассеяния.
В настоящее время многие отечественные
и зарубежные производители выпускают
сердечники из различных порошковых ма-
териалов. Причем некоторые аналогичные
типы магнитных материалов имеют раз-
личные названия у различных производите-
лей. Например, названия Sendust (сендаст),
альсифер и Kool Мц обозначают один и тот
же магнитный материал, который произво-
дится из смеси 85% железного порошка, 6%
алюминиевого порошка и 9% кремния. Такой
состав обеспечивает низкие потери на высоких
рабочих частотах. Названия Мо-пермаллой,
прессперм и МРР также относятся к одному
и тому же материалу, который производится
из смеси порошков, состоящей из 79% нике-
ля, 17% железа и 4% молибдена. Молибден-
пермаллой имеет наименьшие среди всех по-
рошковых материалов потери на вихревые
токи и перемагничивание.
Некоторым препятствием широкому ис-
пользованию порошковых сердечников яв-
ляется их сравнительно высокая стоимость.
На общем фоне достаточно дешевыми явля-
ются сердечники на основе железного порош-
ка (Iron Powder). Во многих случаях порошко-
вое железо может стать недорогой альтерна-
тивой Mo-пермаллою, материалам High Flux
и Kool Мц, а также ферритовым и аморфным
сердечникам с зазором. Сравнительно совре-
менным (производится с 1975 г.) является ма-
териал High Flux, изготавливаемый из равных
частей порошка железа и никеля, чем дости-
гается высокая индукция насыщения. Новый
высокотемпературный материал X Flux произ-
водится из смеси порошкового железа и 6,5%
кремния. В отличие от порошкового железа,
X Flux не подвержен термическому старению
и имеет меньшие потери при более высокой
индукции насыщения.
Программа Inductor
Design Software
Стремясь облегчить использование своей про-
дукции, производители обеспечивают потенци-
Рис. 1. Стартовая заставка программы
Inductor Design Software
альных потребителей разнообразными справоч-
ными данными, методиками расчета, а также
простейшими компьютерными программами.
Компания Micrometals [1] предлагает бес-
платную программу Inductor Design Software,
с помощью которой можно рассчитать основ-
ные типы дросселей, использующих сердеч-
ники из порошкового железа. Последняя вер-
сия этой программы доступна на сайте http://
www.micrometals.com/software_index.html (на
момент написания статьи была доступна вер-
сия за ноябрь 2009 г.). Программа работает под
управлением операционной системы Windows
и не требует установки. Для запуска достаточно
дважды кликнуть мышью по строке исполняе-
мого файла MicroRelease_Nov2009.exe, после
чего откроется стартовая заставка (рис. 1), а за-
тем (после щелчка мышкой по этой заставке)
главное окно программы (рис. 2).
В главном окне расположены 12 кнопок,
предоставляющих доступ к расчетным и до-
полнительным функциям программы.
Функции автоматического расчета
Посредством кнопок можно перейти к сле-
дующим функциям автоматического расчета
(Automatic design functions):
• DC Biased — расчет дросселя фильтра, в об-
мотке которого протекает постоянный ток,
вызывающий одностороннее подмагничи-
вание сердечника, а также присутствует не-
большая переменная составляющая тока.
• Controlled swing — то же, но здесь индуктив-
ность дросселя не должна превышать указан-
ного максимального значения при уменьше-
нии величины тока подмагничивания.
• Wide swing — то же, но здесь индуктивность
дросселя должна соответствовать двум опре-
деленным значениям для двух значений тока
подмагничивания. Если при этом индуктив-
ность меняется незначительно, то пользова-
телю предлагается использовать порошко-
вое железо. В противном случае предлагается
использовать сердечники, составленные из
ферритового и порошкового.
• PFC boost — расчет дросселя для повышаю-
щего преобразователя корректора коэффи-
циента мощности (ККМ). При вычислении
потерь учитываются особенности работы
корректора мощности.
• 60Hz — расчет низкочастотного дросселя
переменного тока, в обмотке которого от-
сутствует постоянная составляющая тока.
• Resonant — расчет высокочастотных дроссе-
лей, работающих на определенной частоте
резонанса. Выбор материала сердечника ав-
томатически ограничен смесями 2, 8 и 18.
При нажатии любой из этих кнопок вызы-
вается соответствующее окно функции, кото-
рое имеет информационные поля для ввода
исходных расчетных данных. Рассмотрим
структуры этих полей.
Вид окна функции DC Biased показан на рис. 3.
Окно содержит следующие информационные
поля:
• Inductance At Max Current — индуктивность
при максимальном токе, мкГн;
• Maximum DC Resistance — максимальное со-
противление обмотки дросселя для постоян-
ного тока (указывать не обязательно), Ом;
• Maximum Current — максимальный посто-
янный ток в обмотке дросселя, А;
• Switch Mode Inductor ON Voltage — напря-
жение, приложенное к обмотке дросселя
в замкнутом состоянии силового ключа, В;
• Switch Mode Inductor OFF Voltage — напря-
жение, приложенное к обмотке дросселя
в разомкнутом состоянии силового ключа, В;
• Frequency — частота коммутации силового
ключа, кГц;
• Temperature — температура окружающей
среды, °С;
• Core Shape — выбрать конфигурацию сер-
дечника:
- Toroid — кольцевой сердечник;
- Е-соге — Ш-образный сердечник;
- Composite — составной сердечник;
• Winding Туре — выбрать степень заполне-
ния окна сердечника обмоткой:
- Full Window — обмотка занимает 80%
площади окна. При этом диаметр от-
верстия, не занятого обмоткой, состав-
ляет 45% от диаметра окна сердечника.
Для Ш-образных сердечников обмотка
полностью занимает окно сердечника;
- Single Layer — обмотка намотана в один
слой и полностью использует длину от-
верстия сердечника;
• Stacked Cores — количество используемых
сердечников. Если дроссель невозможно
изготовить из одного сердечника, то он со-
бирается из нескольких аналогичных, сло-
женных вместе;
• Wire Strands — количество проволочек,
составляющих провод обмотки дросселя.
Используется, если получается слишком
большой диаметр провода или для созда-
ния литцендрата;
• Core Material — нажав эту кнопку, можно
перейти к окну выбора смесей порошковых
сердечников, используемых при расчете;
• Ripple Current — двойная амплитуда пуль-
сации (от пика до пика) переменной со-
ставляющей тока в обмотке дросселя. Это
значение вычисляется программой.
• ОК — запустить процесс расчета дросселя;
• Cancel — отменить процесс расчета дросселя.
Окна остальных функций во многом похо-
жи, но имеют несколько дополнительных ин-
формационных полей. Например, Controlled
swing, Wide swing и 60 Hz содержат дополни-
тельные поля:
• Inductance At Min Current — индуктивность
при минимальном токе, мкГн;
• Minimum Current — минимальный посто-
янный ток в обмотке дросселя, А.
В окне функции PFC boost можно допол-
нительно увидеть:
• Peak Regulator Input Voltage — амплитудное
значение входного напряжения ККМ, В;
• Regulator DC Output Voltage — постоянное
напряжение на выходе ККМ, В.
Окно функции Resonant дополнительно
содержит:
• Peak Current — амплитудное значение тока
в обмотке дросселя, А;
• Peak Voltage — амплитудное значение на-
пряжения на обмотке дросселя, В.
Дополнительные функции
К дополнительным функциям программы
можно получить доступ при помощи кнопок:
• Analysis — анализ результатов расчета;
• Getting Started — краткое руководство по
быстрому освоению программы;
• Materials Data — различные графические
данные порошковых магнитных материа-
лов. После щелчка по этой кнопке появля-
ется выпадающее меню:
- Initial Perm vs DC Bias — функциональная
зависимость начальной магнитной про-
ницаемости от подмагничивания посто-
янным током;
- Percent Initial Perm vs DC Bias — функ-
циональная зависимость относительной
магнитной проницаемости (в процентах
от начальной) от подмагничивания по-
стоянным током;
- Percent Initial Perm vs AC Flux Density —
функциональная зависимость начальной
магнитной проницаемости (в процентах
от начальной) от амплитуды переменной
магнитной индукции;
- Effective Perm vs Frequency — функцио-
нальная зависимость эффективной про-
ницаемости от частоты;
- Core Loss @ 1 kHz — функциональная
зависимость потерь перемагничивания
от амплитуды переменной магнитной
индукции (для частоты 1 кГц);
- Core Loss @ 100 kHz — функциональная
зависимость потерь перемагничивания
от амплитуды переменной магнитной
индукции (для частоты 100 кГц);
• Material Selection — нажав эту кнопку, мож-
но перейти к окну выбора допустимых сме-
сей порошковых сердечников;
• Wire Tables — таблицы различных полез-
ных данных для круглого и квадратного
обмоточного провода (доступно после вне-
сения умеренной оплаты);
• Catalog Listings — отображение свойств сер-
дечников в табличной форме (доступно по-
сле внесения умеренной оплаты).
Панель меню
В верхней части главного окна программы
находится панель, на которой расположены
меню:
• Files — практически все пункты этого меню
доступны только после умеренной оплаты.
• References — справочная информация.
Пункты этого меню рассматривались ранее.
• Automatic Designs — автоматический расчет.
Пункты этого меню рассматривались ранее.
Core Selection — выбор сердечников, ис-
пользуемых при расчете.
Data Display — отображение результатов
расчета:
- Electrical and Dimensions — представле-
ние электрических и размерных данных
в виде таблицы.
- % Perm vs DC Bias — функциональная
зависимость относительной магнитной
проницаемости (в процентах от началь-
ной) от подмагничивания постоянным
током. График приводится для исполь-
зуемого сердечника.
- % Perm vs AC Flux — функциональная
зависимость начальной магнитной про-
ницаемости (в процентах от начальной)
от амплитуды переменной магнитной
индукции. График приводится для ис-
пользуемого сердечника;
- Inductance vs Current — функциональ-
ная зависимость индуктивности от
подмагничивания постоянным током.
График приводится для используемого
сердечника.
- Loss vs AGE — потери в функции ста-
рения. Если потери в процессе старения
возрастают незначительно, то выдается
сообщение Design Exhibits negligible Core
Loss (Расчет показывает незначительный
рост потерь).
- Temperature vs AGE—температура в функ-
ции старения. Если температура в процессе
старения возрастает незначительно, выда-
ется то же сообщение, что и в предыдущей
функции.
Parameters — параметры расчета. После выбо-
ра этого пункта меню появляется окно Design
Parameters, в котором можно посмотреть и
изменить следующие значения (рис. 4):
- Maximum Temperature Rise — максималь-
ный рост температуры сердечника по
отношению к температуре окружающей
среды, °С.
- Minimum Copper Area — минимальное
сечение медного провода, отведенное на
1 А тока, мм2/А.
- Maximum Current Density — максималь-
ная плотность тока, А/мм2.
Рис. 4. Окно Design Parameters
Таблица 2. Перевод AWG и SWG в миллиметры
Калибр провода
Диаметр провода, мм
AWG SWG
Калибр провода
Диаметр провода, мм
AWG SWG
0000
11,68
10,16
19
0,91
1,02
ООО
10,41
9,45
20
0,81
0,92
00
9,27
8,84
21
0,72
0,81
0
8,25
8,23
22
0,64
0,71
1
7,35
7,62
23
0,57
0,61
2
6,54
7,01
24
0,51
0,56
3
5,83
6,4
25
0,45
0,51
4
5,19
5,89
26
0,4
0,46
5
4,62
5,38
27
0,36
0,41
6
4,11
4,88
28
0,32
0,38
7
3,66
4,47
29
0,29
0,35
8
3,26
4,06
30
0,25
0,305
9
2,9
3,66
31
0,23
0,29
10
2,59
3,25
32
0,2
0,27
11
2,3
2,95
33
0,18
0,254
12
2,05
2,64
34
0,16
0,229
13
1,83
2,34
35
0,14
0,203
14
1,63
2,03
36
0,13
0,178
15
1,45
1,83
37
0,11
0,17
16
1,29
1,63
38
0,1
0,15
17
1,15
1,42
39
0,09
0,127
со
1,02
1,22
40
0,08
0,11
Таблица 3. Исходные данные
для расчета дросселя ЭРСТ
Maximum Window Fill Factor—максималь-
ный коэффициент заполнения окна, %.
Minimum % Perm Under DC Bias — мини-
мальное относительное значение прони-
цаемости, вызванное подмагничиванием
сердечника, %.
Wire Resistivity Adjust Factor — показа-
тель настройки удельного сопротивления
провода по отношению к сопротивлению
меди. Допустимый диапазон изменения
этого коэффициента 0,9-1,1 (при провер-
ке не замечено, чтобы этот коэффициент
оказывал какое-то влияние на результаты
расчета).
- Temperature Rise Factor — температур-
ный коэффициент, °С/(мВт-см2). Этот
показатель позволяет учитывать влияние
реальных условий охлаждения, если они
отличаются от принятого по умолчанию
естественного. Например, если использу-
ется принудительное воздушное охлаж-
дение и скорость потока равна 5 м/с,
Рис. 5. Окно расчета дросселя DC Biased Output Filter Inductor
Минимальный ток, A
10
Максимальный ток, А
315
Максимальное входное напряжение, В
80
Напряжение дуги для максимального тока, В
32,6
Индуктивность при минимальном токе, мкГн
30
то температурный коэффициент можно
снизить в три раза (0,33).
- Temp Rise characteristic exponent — по-
казатель степени в формуле вычисления
повышения температуры поверхности
дросселя. По умолчанию 0,833.
- Lead Length Allowance — длина каждого
вывода дросселя, дюйм.
- Ambient Temperature — температура
окружающей среды, °С.
- Measurement units — система измере-
ния:
• English — английская;
• Mixed English — смешанная англий-
ская;
• Metric — метрическая.
- Wire Gage Standard — стандарт измерения
провода:
• American AWG — американский,
AWG1;
• British SWG — английский, SWG2;
• Metric, mm Gage — метрический.
Диаметр провода указывается в мм.
- ОК — подтвердить измененные параме-
тры расчета.
- Cancel — отменить все изменения в пара-
метрах расчета.
• Options — это меню не активно.
• Help — вызывает выпадающее меню из
двух пунктов:
- About — информация о программе;
- Help Topics — краткое описание програм-
мы.
Если в параметрах расчета установлен аме-
риканский или английский стандарт измере-
ния провода, то перевести их в миллиметры
поможет таблица 2.
Пример расчета дросселя
Например, рассчитаем дроссель фильтра
электронного регулятора сварочного тока
ЭРСТ. Исходные данные для расчета пере-
числены в табл. 3.
Дроссель работает с постоянным подмагничи-
ванием и поэтому, чтобы приступить к его рас-
чету, щелкнем по кнопке DC Biased в главном
окне программы (рис. 2). Окно расчета дросселя
DC Biased Output Filter Inductor (дроссель вы-
ходного фильтра постоянного тока) с заполнен-
ными полями изображено на рис. 5.
Предварительно необходимо снизить
до величины 0,33 значение температурного
коэффициента, который находится в меню
Parameters/Temperature Rise Factor. После
'AWG — American wire gauge (Американский сортамент
для проволоки)
2SWG — Standard wire gauge (Стандартный сортамент
для проволоки)
Рис. Б. Окно с результатами расчета дросселя
Рис. 7. Зависимость индуктивности дросселя от величины тока подмагничивания
Рис. 8. Окно с размерами
Таблица 4. Результаты расчета
дросселя фильтра
Наименование параметра
Значение
Core Part Number (номер сердечника)
T520-30D
Price (стоимость), долл.
11,69
AI (индуктивность одного витка), нГн
90
Turns (количество витков)
20
Wire Metric (диаметр провода), мм
200x0,7
%Fill (коэффициент заполнения окна), %
32
Rdc (сопротивление постоянному току), Ом
0,000862
Бас (переменная составляющая индукции), Гс
220,6
%Perm (проницаемость по отношению к начальной), %
54,3
Core Loss (потери в сердечнике), Вт
23,8
Copper Loss (потери в проводе), Вт
85,58
Temp Rise (повышение температуры), °С
32,7
того как все поля заполнены, щелкнем
по кнопке ОК. В результате появится окно
подсказки, в котором написано, что в резуль-
тате расчета подобрано 9 подходящих вари-
антов (рис. 5). Щелкаем по кнопке ОК в окне
подсказки и попадаем в окно с результатами
расчета (рис. 6).
Выбираем наиболее дешевый вариант (price
11,69) на сердечнике T520-30D. Результаты
расчета сведены в таблице 4.
В верхней части окна результатов расчета
(рис. 6) расположены кнопки, позволяющие
выводить дополнительную информацию:
• Display Electrical — показать окно с резуль-
татами электрического расчета. Это окно
открыто по умолчанию.
• Display Dimensions — показать различные
размеры.
• Inductance — вывести график зависимости
индуктивности дросселя от величины тока
подмагничивания (рис. 7). Крестиком от-
мечена индуктивность, соответствующая
максимальному току. При этом видно, что
на минимальном токе индуктивность дрос-
селя превышает минимально необходимые
30 мкГн;
• Temp Rise — вывести график роста темпе-
ратуры, вызванного старением сердечни-
ка.
• Analysis — анализ результатов расчета.
После нажатия кнопки Display Dimensions
в окно выводятся различные размеры (рис. 8):
• Core (размеры сердечника):
- OD — внешний диаметр сердечника,
мм;
- ID — диаметр окна сердечника, мм;
- Height — высота сердечника, мм.
• Magnetic (магнитные показатели):
- Ас — сечение сердечника, см2;
- Lm — средняя длина магнитной силовой
линии, см.
• Wire (размеры провода):
- Turns — количество витков;
- Metric — количество отдельных проволо-
чек и диаметр одной проволочки обмотки
(если обмотка мотается одним проводом,
то указывается только его диаметр);
- Dia — диаметр отдельной проволочки
с учетом толщины изоляции.
• Wound, Overall (размеры дросселя с намо-
танной обмоткой):
Рис. 9. Окно Analysis с результатами расчета для выбранного сердечника
- OD — внешний диаметр дросселя, мм;
- ID — диаметр окна дросселя, мм;
- Height — высота дросселя, мм.
Полную информацию о расчете можно
получить с помощью кнопки Analysis. После
нажатия этой кнопки появляется соответ-
ствующее окно, в которое сведены исходные
данные, а также результаты расчета для вы-
бранного сердечника (рис. 9).
В верхней части окна Analysis находится
ряд кнопок, позволяющих выводить раз-
личную информацию, а также распечатать
результаты расчета:
Print — распечатать на принтере исходные
данные, а также электрические и размерные
результаты расчета для выбранного сердеч-
ника.
Electrical — вывести в окно Analysis исхо-
дные данные, а также электрические резуль-
таты расчета для выбранного сердечника.
Mechanical — вывести в окно Analysis исхо-
дные данные, а также размерные (механи-
ческие) результаты расчета для выбранного
сердечника.
DC Perm — отобразить в отдельном окне
зависимость магнитной проницаемости от
Рис. 10. Окно программы Magnetics Inductor Design Using Powder Cores
Зэрстед - единица СГС для измерения напряженности магнитного поля. 1 эрстед составляет 79,577 А/м.
4Гс - единица СГС для измерения магнитной индукции. 1 Тл = 10000 Гс.
напряженности постоянного магнитного
поля в сердечнике. Магнитная проницае-
мость отображается в процентах относи-
тельно начальной. Напряженность в сер-
дечнике измеряется в эрстедах3.
• AC Perm — отобразить в отдельном окне
зависимость магнитной проницаемости
для переменной индукции в сердечнике.
Магнитная проницаемость отображает-
ся в процентах относительно начальной.
Размах магнитной индукции в сердечнике
измеряется в гауссах (Гс4).
• Inductance — отобразить в отдельном окне
зависимость индуктивности дросселя от
тока в его обмотке.
• Loss — отобразить в отдельном окне рост
потерь в сердечнике по мере его старения.
• Т Rise — отобразить в отдельном окне рост
температуры сердечника по мере его ста-
рения.
Программа Magnetics Inductor
Design Using Powder Cores
Компания Magnetics [2] предлагает бесплат-
ную программу Magnetics Inductor Design Using
Powder Cores, с помощью которой можно рас-
считать основные типы дросселей, использую-
щих различные порошковые сердечники про-
изводства этой компании. Последнюю версию
этой программы можно скачать по адресу http://
www.mag-inc.com/design/software/inductor_
design. Программа работает под управлением
операционной системы Windows. Для уста-
новки программы необходимо скачать и запу-
стить файл Setup3.msi. Сама установка особых
проблем не вызывает. После установки ярлык
программы Magnetics Inductor Design Using
Powder Cores будет расположен в папке Пуск/
Программы/Magnetics Design Programs. Для за-
пуска программы достаточно щелкнуть по нему
левой кнопкой мышки. После этого откроется
окно программы (рис. 10).
Окно программы разделено на четыре об-
ласти:
• Design inputs — исходные данные, требуе-
мые для расчета:
- DC Current — максимальный постоян-
ный ток, протекающий по обмотке дрос-
селя, А;
- Ripple Current — двойная амплитуда
пульсации тока дросселя (рис. 11), А;
- Frequency — частота коммутации сило-
вого ключа преобразователя, кГц;
- Current Density — допустимая плотность
тока в обмотке дросселя, А/см2;
- Full Load L — индуктивность при макси-
мальном токе в обмотке дросселя, мкГн;
- No Load L — индуктивность в отсутствие
тока в обмотке дросселя, мкГн;
- Temperature Rise — повышение темпера-
туры дросселя относительно температу-
ры окружающей среды, °С.
• Core Information — данные сердечника, ис-
пользованного для расчета дросселя.
Для кольцевого сердечника:
- Part Number — номер сердечника по ка-
талогу производителя;
- ID — диаметр окна сердечника, дюйм/мм;
- OD — внешний диаметр сердечника,
дюйм/мм;
- Height — высота сердечника, дюйм/мм;
- Recommended Header — номер поставки
из каталога производителя.
Для III- и П-образных сердечников:
- Length of Core Set — длина сердечника,
размер А, дюйм/мм;
- Width of Core Set — ширина сердечника,
удвоенный размер В, дюйм/мм;
- Height of Core Bobbin — высота катушки
сердечника, размер Е, дюйм/мм;
- Bobbin Part Number — номер катушки из
каталога производителя;
- Permeability — начальная магнитная про-
ницаемость;
- Effective Core Area — реальное сечение
сердечника без учета защитного покры-
тия, см2;
- Effective Path Length — средняя длина
магнитной силовой линии, см;
- AL — показатель индуктивности, мГн/
1000 витков;
- Select Core From List — выбрать сердеч-
ник из списка доступных.
• Material Туре — в этой области можно вы-
брать тип материала сердечника, исполь-
зуемого при расчете:
- Molypermalloy — кольцевые сердечники
из молибден-пермаллоя (МРР);
- High Flux — кольцевые сердечники из
High Flux;
- Kool M\i — кольцевые сердечники из аль-
сифера;
- Kool M\i E-Cores — Ш-образные сердеч-
ники из альсифера;
- Kool Mu. U-Cores — П-образные сердеч-
ники из альсифера;
- Kool Mu, Segments — сегментные сердеч-
ники из альсифера;
- X Flux — кольцевые сердечники из X Flux.
• Design Outputs — результаты расчета:
- Inductance at Full Load — индуктивность при
максимальном токе в обмотке дросселя, мкГн;
- Inductance at No Load — индуктивность
в отсутствие тока в обмотке дросселя, мкГн;
- Effective Permeability at Full DC — реальная
проницаемость сердечника при максималь-
ном токе в обмотке дросселя;
- Wound Core Dimensions — габаритные
размеры дросселя с обмоткой, дюйм/мм;
- Number of Turns — количество витков
обмотки дросселя;
- Wire Size (AWG) — калибр провода
(табл. 2);
- Winding Factor — коэффициент заполне-
ния окна сердечника обмоткой;
- DC Resistance of Winding — сопротивле-
ние обмотки дросселя для постоянного
тока, Ом;
- Core Loss — потери в сердечнике дроссе-
ля, Вт;
- Copper Loss — потери в обмотке дроссе-
ля, Вт;
- Total Losses — суммарные потери, Вт;
- Temperature Rise — повышение темпера-
туры дросселя относительно температу-
ры окружающей среды, °С.
В верхней части окна расположены меню:
File — файловые операции (рис. 12):
- Open Design или <Ctrl+0> — открыть ра-
нее сохраненный проект (не работает);
- Save Design As — сохранить проект под
указанным именем;
- Print или <Ctrl+P> — распечатать резуль-
таты расчета;
- Exit или <Ctrl+F3> — выйти из программы.
Options — различные параметры настройки
программы (рис. 13):
- Ambient Temperature — температура окру-
жающей среды;
- Stack Cores — количество сердечников,
составляющих сердечник дросселя;
- Full Load L Maximum — максимальная
индуктивность при полной нагрузке (не
производит заметного действия);
- Single Layer Choke — использовать толь-
ко один слой в катушке дросселя;
- Dimensions — установить систему изме-
рения. Если выбрана система измерения
English, то все размеры выводятся в дюй-
мах. Если система измерения Metric, то
все размеры выводятся в мм.
• Help — помощь (рис. 14):
- Contents или <Shift+Fl> — содержание
помощи;
- Index — указатель помощи;
- About — информация о текущей версии
программы (при подготовке статьи ис-
пользовалась версия PCD-4.0);
- Contact Us — контактная информация.
В правой части окна программы располо-
жены три кнопки:
• Calculate — запустить расчет дросселя;
• Print — распечатать результаты расчета;
• Exit — выйти из программы.
Пример расчета дросселя
Например, рассчитаем дроссель фильтра
для инверторного сварочного источника.
Исходные данные перечислены в табл. 5.
Окно программы Magnetics Inductor Design
Using Powder Cores с заполненными исходны-
ми данными изображено на рис. 15.
Перед началом расчета необходимо вы-
брать метрическую систему измерения в меню
Options (рис. 15). После того как все поля за-
Рис. 15. Окно программы Magnetics Inductor Design Using Powder Cores
Таблица 5. Исходные данные
для расчета дросселя
Наименование параметра
Значение
Минимальный ток, А
5
Максимальный ток, А
140
Максимальное входное напряжение, В
100
Напряжение дуги для максимального тока, В
25,6
Индуктивность при минимальном токе, мкГн
60
Таблица 6. Результаты расчета дросселя
фильтра
Наименование параметра
Значение
Part Number (номер сердечника)
К8020Е040
Permeability (проницаемость)
40
AI (показатель индуктивности), мГн/10ОО витков
145
Core Area (сечение сердечника), см2
3,89
Path Length (длина линии), см
18,5
Turns(витки)
20
Wire Size (размер провода), AWG
6x#12AWG
DC Resistance (сопротивление постоянному току), Ом
0,003
Inductance at Full Load
(индуктивность при полной нагрузке), мкГн
36,71
Inductance at No Load
(индуктивность без нагрузки), мкГн
58
Core Losses (потери в сердечнике), Вт
1,3
Copper Loss (потери в проводе), Вт
55,1
Total Losses (общие потери), Вт
56,4
Temp Rise (повышение температуры), °С
68,7
полнены, щелкнем по кнопке Calculate. Если
программе не удается рассчитать дроссель
с использованием предложенного сердечни-
ка, то следует попробовать другие варианты.
В нашем случае программе удалось завер-
шить расчет после того, как были выбраны
Ш-образные сердечники из альсифера (Kool
Мц E-Cores). Так как расчет ведется из пред-
Рис. 16. Окно с результатами расчета дросселя
положения, что используется естественное
охлаждение дросселя, то в случае принуди-
тельного охлаждения (скорость потока не ме-
нее 4 м/с) можно ужесточить тепловой режим
дросселя, разрешив повышение температуры
на 70 °С (при этом стоит убедиться, что плот-
ность тока в обмотке не превышает 8 А/мм2).
Произведем расчет дросселя (рис. 16).
Выбираем минимально возможный сердеч-
ник К8020Е040 из альсифера. Результаты рас-
чета сведены в таблице 6. ■
Литература
1. http://www.micrometals.com
2. http://www.mag-inc.com
Создание моделей
электромагнитных
компонентов
по результатам эксперимента
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
Впоследнее время моделирование работы элек-
тронных схем при помощи различных ком-
пьютерных программ-симуляторов стало не-
отъемлемой частью процесса разработки. Обращаясь
к компьютерному моделированию, разработчик
стремится не столько подтвердить физические
принципы работы, сколько получить максималь-
но детальную информацию о режимах работы раз-
личных цепей электронного устройства. При этом
значительно возрастают требования к соответствию
моделей электронных компонентов их реальным
прототипам. Особенно это актуально для электро-
магнитных компонентов. Практика моделирования
показывает, что для их создания недостаточно дан-
ных, предоставляемых производителем. При этом
нельзя сказать, что производители ферромагнитных
материалов утаивают какую-то информацию от сво-
их потребителей. Просто, несмотря на все их стара-
ния, невозможно обеспечить потенциального по-
требителя справочной информацией на все случаи
жизни. Поэтому мы зачастую не находим требуе-
мых данных или данные присутствуют, но указаны
с большими допусками. В результате модели, соз-
данные по этим данным, не соответствуют своим
реальным прототипам.
Для примера изучим документацию на феррит
N87 производства компании Epcos. С сайта произ-
водителя скачаем справочный pdf-файл на феррит
N87 [5]. Здесь мы обнаруживаем таблицу с основ-
ными магнитными свойствами материала, а также
множество различных графиков. Среди них есть два
графика петли гистерезиса, снятые на частоте 10 кГц
для температуры +25 и +100 °С. Этих данных вполне
достаточно для конструктивного расчета электро-
магнитного компонента и ориентировочного моде-
лирования. Однако их недостаточно для создания
его точной модели, требуемой для моделирования
процессов, связанных с насыщением сердечника.
Например, графический способ предоставления ин-
формации уже предусматривает неизбежные ошибки
его оцифровки. К этим ошибкам добавятся ошибки
интерполяции, связанные с извлечением основной
кривой намагничивания для некой промежуточной
температуры. Кроме того, вид кривой намагничива-
ния зависит от размеров и конфигурации сердечника
(«О», «Ш» или «П»), что также способствует отдале-
нию модели от реального прототипа. При этом стоит
иметь в виду, что продукция компании Epcos очень
хорошо документирована, чего не скажешь о про-
дукции многих других, в том числе и отечественных
производителях ферромагнитных материалов.
Потери перемагничивания являются важным па-
раметром магнитных материалов и обычно указыва-
ются производителями через удельные объемные или
массовые потери, которые приводятся в виде графи-
ков для различных частот и индукций. Иногда удель-
ные потери Руд рассчитываются по формуле [4]:
Руд
где /= f/fH иВ = В/Вн— относительные значения
частоты и магнитной индукции; В, f— значения маг-
нитной индукции и частоты, для которых ведется
расчет удельных потерь; В№ fH — нормированные
значения индукции и частоты; Р1 — удельные по-
тери в сердечнике при частоте fH и индукции Вн.
Кроме того, для многих устаревших ферромагнит-
ных материалов, таких как карбонильное железо, аль-
сифер и никель-цинковые ферриты, потери указыва-
ются через тангенс полных потерь tg5. Зачастую по-
тери, вычисленные по разным методикам, для одного
и того же материала могут отличаться на порядок.
Учитывая перечисленные проблемы, имеет смысл
использовать для создания компьютерной модели
экспериментально снятые характеристики магнит-
ного материала.
Определимся с необходимыми параметрами
применительно к гистерезисной модели симуля-
тора LTspice. Ранее [1] мы рассматривали структу-
ру и простую методику настройки гистерезисной
модели нелинейной индуктивности, используемой
в этой программе. В соответствии с предложенной
методикой для осуществления процедуры настройки
требуется знать координаты двух точек на основной
кривой намагничивания ферромагнитного материа-
ла. Одна из этих точек выбирается в районе перегиба
кривой намагничивания, а другая — на ее горизон-
тальном участке в области насыщения. Кроме это-
го, требуется знать потери в сердечнике для пред-
полагаемой рабочей частоты F перемагничивания
www.power-e.ru
и максимальной индукции Вт в сердечнике.
В результате использования методики можно
получить модель электромагнитного компо-
нента, которая с максимальной возможной
точностью будет имитировать поведение ре-
ального прототипа на характерных участках
кривой намагничивания.
Как испытать
ферромагнитный сердечник?
Необходимость испытания магнитных мате-
риалов в практике разработчика возникает до-
статочно часто и она возникает не только в связи
с созданием модели, но и в случае идентифика-
ции или проверки качества ферромагнитных ма-
териалов. Последнее особенно актуально, так как
в настоящее время на рынке зачастую встречают-
ся дешевые и некачественные ферромагнитные
сердечники от неизвестных производителей.
Испытательный стенд
Для определения характеристик магнитных
материалов существует множество методов:
баллистический, магнитометрический, элек-
тродинамический, индукционный, пондеро-
моторный, мостовой, потенциометрический,
ваттметровый, калориметрический, нейтроно-
графический, резонансный, осциллографиче-
ский и проч. На основе этих методов созданы
различные приборы: пермеаметры, аппараты
Эпштейна, феррометры и т. п. Разумеется, все
эти методы и приборы могут использоваться
для экспериментального определения харак-
теристик магнитных материалов и в нашем
случае. Однако если в вашей лаборатории та-
ких приборов нет, то для определения магнит-
ных параметров, необходимых для настройки
гистерезисной модели, можно использовать
простейший самодельный испытательный
стенд, принципиальная электрическая схема
которого изображена на рис. 1.
Испытательный стенд обеспечивает на-
хождение точек на начальной кривой на-
магничивания тестируемого магнитного
материала. Кроме этого, стенд обеспечивает
определение потерь перемагпичивапия, что
вообще является достаточно сложной зада-
чей. Обычно для этой цели используют ватт-
метровый или калориметрический методы.
Калориметрический метод определения по-
терь основан на измерении повышения темпе-
ратуры тестируемого образца и окружающей
среды, он является абсолютным и позволяет
производить измерения при любых зако-
нах изменения напряженности магнитного
поля и магнитной индукции. Ваттметровый
способ измерения основан на определении
активных электрических потерь в цепи ка-
тушки, используемой для перемагничивания
тестируемого образца магнитного материала.
Этот метод используется при синусоидальном
характере изменения магнитной индукции
и нашел широкое распространение при ис-
пытаниях электротехнических сталей.
В предлагаемом стенде используется моди-
фицированный ваттметровый метод измерения
потерь. В отличие от известного способа, где
ваттметр включается в цепь катушки, в испыта-
тельном стенде измерение мощности проводит-
ся в цепи источника постоянного напряжения,
от которого питается двухтактный преобразо-
ватель. Недостатком данного подхода является
то, что наряду с потерями перемагничивания
мы измеряем и собственные потери преобразо-
вателя. Однако если доля потерь преобразовате-
ля невелика, то с этим можно смириться.
Двухтактный преобразователь стенда собран
на транзисторах VT5, VT6 и для своей работы
использует обмотку тестируемого сердечника,
имеющую отвод от средней точки. В принципе,
можно использовать и другие топологии двух-
тактного преобразователя, такие как мостовая
или полумостовая. Однако в данном случае
выбранная топология имеет минимальное
количество компонентов и обеспечивает ми-
нимальные потери преобразования.
Транзисторы преобразователя управля-
ются при помощи микросхемы популяр-
ного ШИМ-контроллера типа TL494 (DA1).
Контроллер имеет относительно слабые вы-
ходные каскады, не способные обеспечить
требуемые зарядно-разрядные токи в за-
творах транзисторов VT5, VT6. Следствием
этого будет увеличение потерь коммутации
и, соответственно, увеличение погрешности
измерения мощности потерь. Поэтому для
увеличения мощности сигналов управления
Рис. 1. Принципиальная электрическая схема испытательного стенда
используются дополнительные драйверы, со-
бранные на транзисторах VT1-VT4.
Рабочая частота преобразователя определя-
ется частотозадающими элементами RP2, R2,
С2. При помощи переменного резистора RP2
частота преобразования может изменяться
в диапазоне 1-100 кГц. Используя конденса-
тор С2 другого номинала, частотный диапазон
можно легко сдвинуть в ту или иную сторо-
ну. При этом частоту преобразования можно
ориентировочно определить по формуле:
F = 0,6/R^
где Rr— суммарное сопротивление, подклю-
ченное к 6-й ножке микросхемы DA1; СТ —
емкость конденсатора, подключенного к 5-й
ножке микросхемы DA1.
Для облегчения управления положения движ-
ка резистора RP2 желательно проградуировать
в соответствии с генерируемой частотой.
Мертвое время преобразователя регулиру-
ется при помощи переменного резистора RP1.
Обычно оно устанавливается минимальным,
но иногда требуется его некоторое увеличение—
для уменьшения потерь преобразования.
При помощи шунта R8, включенного в плю-
совой провод питания, производится контроль
мгновенного и среднего тока, потребляемого
преобразователем. Контроль мгновенного зна-
чения тока производится при помощи осцил-
лографа, подключенного к шунту через клеммы
Х6 и Х7. Если требуется контролировать среднее
значение тока, то к клеммам Х6 и Х7 подключа-
ется вольтметр среднего значения напряжения.
В качестве такого вольтметра можно использо-
вать любой цифровой мультиметр, имеющий
встроенный усредняющий RC-фильтр.
Для питания стенда требуются два источ-
ника постоянного напряжения. Источник Ш,
имеющий напряжение 12-15 В, подключается
к клеммам XI, Х2 и используется для питания
цепей управления стенда. Регулируемый ис-
точник U2, формирующий постоянное на-
пряжение в диапазоне 0-30 В, подключается
к клеммам Х8, Х9 и используется для питания
преобразователя стенда. При необходимости
диапазон напряжений источника U2 можно
расширить в большую сторону, используя
более высоковольтные MOSFET-транзисторы.
При этом, чтобы минимизировать потери пре-
образования, нужно выбирать транзисторы
с минимальным сопротивлением канала в от-
крытом состоянии — Rosion)- Повышая напря-
жения источника U2, можно, при неизменной
частоте, вводить тестовый сердечник в насы-
щение. Сам тестовый сердечник имеет обмотку
с отводом от средней точки, которая подклю-
чается к стенду через клеммы ХЗ, Х4, Х5.
Примечание: В конфигурации, изображенной
на рис. 1, стенд хорошо подходит для испытания
ферритовых сердечников объемом до 0,00001 м3.
При большем объеме сердечника необходимо про-
порционально уменьшить сопротивление рези-
стора R8 и выбрать более мощные транзисторы
VT5, VT6. Стенд можно сделать универсальным,
если в него сразу установить более мощные тран-
зисторы (например, IRFP250), а резистор R8 сде-
лать сменным или переключаемым.
Подготовка к испытанию
Перед началом испытания следует соста-
вить его краткий план. Для этого необходимо
определиться с типом и материалом сердечни-
ка, а также решить, на какой частоте/частотах
будут проводиться испытания.
Допустим, в нашем распоряжении имеется
кольцевой сердечник К40х25х11 из феррита
М2000НМ-А. Основные магнитные параме-
тры этого материала:
• начальная магнитная проницаемость \хн=2000;
• индукция насыщения Bs = 0,38 Тл;
• остаточная индукция Вг - 0,13 Тл;
• коэрцитивная сила Нс = 24 А/м.
Сердечник К40х25х11 имеет следующие
геометрические размеры (рис. 2): D = 40 мм,
d = 25 мм и b = 11 мм.
Рис. 2. Основные геометрические размеры
кольцевого сердечника
Определим среднюю длину магнитной си-
ловой линии 1т, объем Уси сечение Sc сердеч-
ника:
Предположим, что в конечном устройстве
сердечник будет работать на частоте F - 3,5 кГц
с максимальной индукцией Вт= 0,2 Тл. Чтобы
сохранить запас напряжения, необходимый для
последующего насыщения сердечника, выбе-
рем напряжение питания U2 = 9 В. Рассчитаем,
сколько витков тестовой обмотки необходимо
намотать на сердечник в этом случае:
Возможен и такой вариант, когда снача-
ла мотается обмотка, а потом определяется
напряжение, которое нужно подать на нее,
чтобы получить требуемую индукцию в сер-
дечнике. Допустим, в нашем распоряжении
уже имеется сердечник, на котором намотано
37 витков. Определим требуемое напряжение
питания:
U2 = 4 х Ю-4 х FBmScW = 4 х 10"4 х 3500 х
х 0,2 х 0,825 х 37 = 8,547 В.
Установка такого значения напряжения
па практике может оказаться неудобной.
Вычислим индукцию в сердечнике для слу-
чая, когда напряжение питания будет снижено
ровно до 9 В:
Тестовую обмотку очень удобно мотать
плетеной парой, извлеченной из FTP-кабеля
(рис. 3). Провода плетеной пары имеют раз-
ный цвет, что облегчает коммутацию обмотки
после ее намотки. Кроме того, плетеная пара
обеспечивает хорошую индуктивную связь
половинок тестовой обмотки между собой.
Рис. 3. Сердечник с тестовой обмоткой из
плетеной пары FTP
Испытание сердечника
Перед испытанием сердечник необходимо
прогреть до предполагаемой рабочей тем-
пературы. Для этого, например, его можно
поместить в нагретую до требуемой тем-
пературы воду. Температура воды должна
контролироваться и поддерживаться посто-
янной.
Подключаем тестовый сердечник к испыта-
тельному стенду. При помощи потенцио-
метра RP2 устанавливаем частоту преобра-
зователя выше требуемой частоты 3500 Гц.
Подключаем к стенду выключенные источ-
ники напряжения U1 и U2.
Устанавливаем минимально возможное
напряжение на выходе обоих источников.
Сначала включаем источник Ш и подни-
маем его выходное напряжение до 12-15 В.
После этого включаем источник U2 и под-
нимаем его выходное напряжение до 9 В.
Чтобы исключить влияние шунта R8, рас-
считанное ранее напряжение питания пре-
образователя измеряется между клеммами
Х9 и Х4. После этого измеряется и запоми-
нается напряжение источника U2. В данном
случае падение напряжения на R8 незначи-
тельно, и поэтому напряжения до и после
него практически равны.
С помощью осциллографа, подключенного
к клеммам Х7 и ХЗ (или Х7 и Х5), контроли-
руем частоту пульсации напряжения на сто-
ках транзисторов преобразователя (рис. 4).
При помощи потенциометра RP2 устанав-
ливаем эту частоту равной 3500 Гц.
Рис. 4. Форма напряжения на стоках
транзисторов преобразователя при
напряжении питания 9 В [режим измерения:
коэффициент канала 5 В/дел, коэффициент
развертки 100 мкс/дел]
При помощи мультиметра, подключенного
к клеммам Х6 и Х7, измеряем среднее падение
напряжения на шунте R8, в данном случае
Umcp - 16,6 мВ. Рассчитаем средний ток, по-
требляемый преобразователем, по формуле:
4Р = UR8cp/R8 ^ 16,6 х 10-3/1 = 16,6 мА.
Далее сменим мультиметр на осциллограф
и измерим амплитудное значение напряже-
ния, падающего на шунте R8 (рис. 5).
Рис. 5. Пульсация напряжения на шунте
R8 при напряжении питания 9 В (режим
измерения: коэффициент канала 50 мВ/дел;
коэффициент развертки 100 мкс/дел]
Амплитудное значение напряжения на шунте
R8 UR&cp =150 мВ. Рассчитаем максимальный
ток, протекающий через обмотку, по формуле:
Рассчитаем напряженность магнитного
поля в сердечнике по формуле:
H=(hMUW)/lm =
= (0,15 х 37)/0,102 = 54,4 А/м.
В результате мы получили координаты пер-
вой точки на кривой намагничивания:
Вх = 0,2106 Тл; Н{ = 54,4 А/м.
• Определим потери в магнитном сердечни-
ке. Зная средний ток, потребляемый пре-
образователем, можно найти суммарную
мощность потерь по формуле:
P = IcpU2 = 16,6 х 10-3x 9 = 0,1494 Вт.
Эти потери складываются из потерь в маг-
нитном сердечнике, в шунте R8, в транзисто-
рах преобразователя и в проводах. Последними
можно пренебречь из-за их незначительности.
Осталось определить потери в шунте и транзи-
сторах. Эти дополнительные потери Рд с доста-
точной для практики точностью можно найти
по формуле:
где RDS(on) — сопротивление открытого капала
полевого транзистора IRF510.
Зная мощность общих P и дополнительных
Рд потерь, можно найти мощность потерь Рт
в магнитном сердечнике по формуле:
Рот = Р-Рд= 0,1494-0,01155 = 0,138 Вт.
Удельные объемные потери Ру можно найти
по формуле:
Теперь необходимо получить вторую точку
на кривой намагничивания. Для этого повы-
шаем напряжение питания U2, контролируя
Рис. 6. Форма напряжения на шунте R8
при насыщении сердечника (1/2= 14,68 В).
Режим измерения: коэффициент канала
200 мВ/дел; коэффициент развертки
100 мкс/дел
его форму на шунте R8. При этом можно удо-
влетвориться достижением картины явного
насыщения (рис. 6) или стремиться получить
определенную напряженность в сердечнике.
В нашем случае картина явного насыщения
была получена при напряжении U2 = 14,68 В,
что соответствует максимальной индукции:
Если целью является достижение определен-
ной напряженности магнитного поля Я в сер-
дечнике, то требуемое для этого амплитудное
значение тока 1ШП можно найти по формуле:
• При помощи осциллографа измерим ам-
плитудное значение напряжения, падаю-
щего на шунте R8 (рис. 6): иШшп = 600 мВ.
Рассчитаем максимальный ток, протекаю-
щий через обмотку, по формуле:
4мп = ^8амп/#8 = 600 X 10-3/1 = 600 МА.
Рассчитаем напряженность магнитного
поля в сердечнике по формуле:
H=UaMIIW)/Im = 0,6 x 37/0,102 =
= 217,65 А/м.
В результате мы получили координаты вто-
рой точки на кривой намагничивания:
В2 = 0,3435 Тл; Н2 = 217,65 А/м.
Основная кривая намагничивания получа-
ется как геометрическое место вершин симме-
тричных частных циклов перемагничивания.
На рис. 7 изображено положение крайних то-
чек первого и второго частных циклов на кри-
вой намагничивания.
Создание модели сердечника
Для создания модели сердечника можно
использовать методику [1]. С недавних пор
на моем сайте [6] доступна тестовая версия
компьютерной программы GIST_MOD, по-
зволяющей автоматически рассчитывать па-
раметры гистерезисной модели симулятора
LTspice. Данная версия пока работает под
DOS в среде эмулятора DOSBox [7] и имеет
временные ограничения. На рис. 8 изображен
Рис. 9. Модель проверочного стенда в программе LTspice IV
экран программы с результатами расчета па-
раметров гистерезисной модели, сделанными
по материалам этой статьи.
Проверка расчета
Для проверки результатов расчета параме-
тров настройки гистерезисной модели в про-
грамме LTspice была создана модель стенда
(рис.9).
В результате моделирования были получе-
ны следующие данные:
• для U2 = 9 В: 7ср = 16,078 мА; 7амп = 150 мА;
Р= 144,7 мВт; Рт = 134,62 мВт;
• для U2 =14,68 В: 7амп = 600 мА.
Моделирование демонстрирует очень хоро-
шее совпадение с экспериментом.
Для сравнения используем справочные
параметры феррита М2000НМ и повторим
моделирование. В этом случае получаем сле-
дующее:
• для U2 =9 В: 7ср = 33,473 мА; 7амп = 135 мА;
Р= 301,257 мВт; Рт = 291,6 мВт;
• для U2 =14,68 В: /амп = 477 мА.
Таким образом, предварительное испыта-
ние феррита и подбор параметров гистере-
зисной модели позволяют существенно улуч-
шить точность моделирования.
Создание точной модели сложного
электромагнитного компонента
Мы рассмотрели испытательный стенд
и методику испытания ферритового сер-
дечника. На основании результатов испы-
тания была создана гистерезисная модель
электромагнитного компонента, демон-
стрирующая хорошее совпадение со своим
реальным прототипом. Перейдем к процес-
су создания точной модели сложного элек-
тромагнитного компонента. Сложными,
или интегрированными, обычно называют
различные электромагнитные компонен-
ты, имеющие разветвленный сердечник.
Обычно они объединяют в себе свойства
нескольких элементарных компонентов,
таких как трансформаторы и дроссели [2].
Компоненты, которые можно разложить
па элементарные составляющие, условно
отнесем к сложным компонентам первого
типа. Кроме этого, существуют сложные
компоненты второго типа, которые невоз-
можно разложить на какие-либо элемен-
тарные составляющие. К последним можно
отнести трансформатор с электромагнитной
«нашлепкой» [3]. «Нашлепка» используется
для контроля подмагничивания сердечника
трансформатора и сама, будучи выделенной
из состава сложного компонента, не способ-
на нормально функционировать.
Рассмотрим создание точной модели слож-
ного электромагнитного компонента второго
типа. В качестве экспериментальной базы бе-
рем стенд и кольцевой ферритовый сердеч-
ник, которые уже использовались в первой
части статьи. Для контроля состояния коль-
цевого сердечника установим на него элек-
тромагнитную «нашлепку». В данном случае
она выполнена в виде частично спиленного
кольцевого сердечника КЮхбхЗ из феррита
М2000НМ. Спилив часть сердечника, полу-
Листинг модели стенда:
R6 N006 N007 20
R7N015 N01620
R8 N002 N008 1
V2 N002 0 9
16 N008N013 3Rser=1m
L7N004N008 3 Rser=lm
L8 N008 N013 Нс=11.28 Bs=0.43075 Br=0.0726
А=0.0000825 Lm=0.102 Lg=0 N=37 Rser=l m
VI N001 0 12
R4 N005 0 1 k
R5 N011 01k
R2 0 N009 25.27k
C2 0N010 6.8n
XU1 0 N0140 N014 NC_01 0 N017 N017 N001
N005 N001 N011 N010 N009 0 N001 tl494
Ql N001 N005 N006 0PH_BC817-40
Q3 N001 N011 N015 0PH_BC817-40
Q2 0 N005 N006 0 PH_BC807-40
Q4 0N011N0150 PH_BC807-40
LI N003 N004 0.61ц
L2 N012 N013 0.61ц
R3 N017 N014 47k
M5N003 N007 0 0IRF510
Мб N012 N016 0 0IRF510
.model NPN NPN
.model PNP PNP
.lib D:\Program Files\LTC\LTspicelV\lib\cmp\standard.bjt
.model NMOS NMOS
.model PMOS PMOS
.lib D:\Program Files\LTC\LTspicelV\lib\cmp\standard.mos
.tran 0 31m 30m uic
K2 L6 L7 1
.lib..\sym\ValVol\ValVol.lib
.backanno
.end
чаем подковообразный фрагмент со сред-
ним расстоянием между «рогами» подковы
6-7 мм. Спиливание производится на мелкой
шкурке-нулевке. После завершения ферри-
товая пыль отделяется от опилок при помо-
щи небольшого магнита. Далее замешиваем
эпоксидный клей, высыпаем туда феррито-
вый порошок и тщательно перемешиваем.
Приклеиваем «нашлепку» к основному сер-
дечнику (рис. 10).
Рис. 10. Сердечник электромагнитной
«нашлепки», приклеенный к основному
сердечнику
Рис. 11. Тестовый сложный
электромагнитный компонент в сборе
После того как сердечник склеился, мота-
ем тестовую обмотку на основной сердеч-
ник. В данном случае, как и ранее, обмотка
основного сердечника состоит из 37 витков
плетеной пары FTP. После намотки путем
коммутации проводов плетеной пары форми-
руется обмотка в 74 витка с отводом от сере-
дины. Благодаря тому что обмотка намотана
плетеной парой, ее половинки имеют очень
хорошую магнитную связь. На сердечник «на-
шлепки» мотаем 30 витков тонкого провода
МГТФ (рис. 11).
Создание модели сложного компонента
Коротко напомним общие принципы, со-
гласно которым сложный разветвленный
сердечник можно моделировать схемой, со-
стоящей из отдельных независимых катушек
с сердечником [2]. Чтобы это стало возмож-
ным, модель должна обеспечивать неразрыв-
ность потока для последовательных участков
и равенство магнитных напряжений для па-
раллельных.
• Для обеспечения неразрывности потока
последовательные участки магнитной
цепи имитируются параллельным вклю-
чением индуктивностей, соответствую-
щих отдельным участкам магнитной
цепи. При этом участки магнитной цепи,
свободные от обмоток, моделируются так
же, как и участки, имеющие обмотки. Все
участки имеют обмотки с равным коли-
чеством витков. В этом случае, согласно
закону Фарадея, во всех независимых
сердечниках будет протекать один и тот
же поток.
Создав модель последовательной магнитной
цепи, мы можем находить участки, которые
будут насыщаться ранее других. При этом на-
бор катушек будет вести себя абсолютно так,
как последовательная магнитная цепь, то есть
через каждую катушку будет протекать ток, со-
ответствующий состоянию намагниченности
конкретного участка. Электрически все эти
токи параллельны. В результате токи сумми-
руются, и вся группа независимых сердечников
будет потреблять тот же ток, что последова-
тельная магнитная цепь. Известно, что для маг-
нитной цепи электрический ток ассоциируется
с напряженностью и магнитным напряжением,
а электрическое напряжение — с магнитным
потоком и индукцией. Поэтому в реалии маг-
нитные напряжения складываются последо-
вательно. А чтобы получить этот же эффект
в модели, мы токи, вызывающие эти напряже-
ния, складываем параллельным включением.
• Для обеспечения одинакового магнитно-
го напряжения параллельные магнитные
цепи имитируются последовательным
включением соответствующих индуктив-
ностей. При этом по обмоткам модельных
сердечников протекает равный ток, что
гарантирует равное магнитное напряже-
ние WI (ампер-витки) на моделируемых
участках.
Создав модель, мы можем имитировать
распределение магнитных потоков в парал-
лельных магнитных цепях, находящихся
под одинаковым магнитным напряжением.
Равенство магнитного напряжения на па-
раллельных магнитных цепях гарантирует-
ся одинаковым током, протекающим по об-
моткам независимых сердечников модели.
Известно, что для магнитной цепи электри-
ческий ток ассоциируется с напряженностью
и магнитным напряжением, а электрическое
напряжение — с магнитным потоком и ин-
дукцией. Поэтому в реалии магнитные по-
токи складываются параллельно. А чтобы по-
лучить этот же эффект в модели, мы напря-
жения, вызывающие эти потоки, складываем
последовательным включением. В результате
наша модель для внешних цепей будет вести
себя абсолютно аналогично моделируемому
прототипу.
• Так как модели последовательных и па-
раллельных магнитных цепей ведут себя
так же, как соответствующие прототипы,
то данный способ можно использовать для
моделирования последовательных, парал-
лельных и смешанных магнитных цепей.
При этом модель каждого участка должна
иметь материал, длину, сечение и зазор, со-
ответствующие конкретному участку.
На рис. 12 схематически изображена
конструкция разветвленного сердечника,
и соответствующая ему электрическая схе-
ма модели сложного электромагнитного
компонента. Собственно сама модель по-
строена на индуктивностях L5, L6 и L7. Все
индуктивности имеют одинаковое количе-
ство витков N = 37. Индуктивности L3, L4
и коэффициент связи К1 позволяют сфор-
мировать обмотку, имеющую отвод от сред-
ней точки. Индуктивности L1 и L2 имити-
руют индуктивность рассеяния, которая
имеет место между половинками обмотки
L3 и L4. Значение индуктивности рассеяния
измеряется на реальном трансформаторе.
Индуктивности L8, L9 и коэффициент связи
К2 формируют идеальный трансформатор.
Он позволяет получить реальное количе-
ство витков обмотки «нашлепки», а также
осуществляет гальваническую развязку этой
обмотки от остальной модели электромаг-
нитного компонента.
L5 -> Нс=11.28 FJs=0.43075 Br=0.0726 А=0.0000825 Lm=0.096 Lg=0 N=37
L6 -> Нс=11.28 Bs=0.43075 Br=0.0726 А=0.0000825 Lm=0.006 Lg=0 N=37
L7 -> Hc=11.28 Bs=0.43075 Br=0.0726 A=0.000006 Lm=0.018 Lg=0.00006 N=37
Рис. 12. Конструкция разветвленного сердечника, а также электрическая схема модели сложного
электромагнитного компонента
После изготовления сердечника (рис.10)
практически все его конструктивные разме-
ры, кроме нескольких, могут быть легко из-
мерены. Исключение составляют длина не-
магнитного зазора сердечника «нашлепки»
в месте ее приклейки и длины магнитных
силовых линий для отдельных участков (ин-
дуктивности L5, L6 и L7). Длина немагнитного
зазора зависит от качества обработки и каче-
ства приклейки сердечника «нашлепки». Так
как контакт различных участков сердечника
осуществляется не в точках, а в некотором
объеме, то это не позволяет точно определить
длину каждого участка.
Эквивалентная схема участка основно-
го сердечника, охваченного «нашлепкой»
(рис. 12), представляет собой индуктивный
делитель напряжения L6, L7. Для индуктив-
ности L6 неизвестна точная длина магнит-
ной силовой линии, а для индуктивности
L7 — длина немагнитного зазора. Чтобы
уточнить эти данные, достаточно измерить
напряжение на обмотке «нашлепки» в ре-
жиме холостого хода и ток обмотки в режи-
ме короткого замыкания. Режим, близкий
к короткому замыканию, можно создать,
подключив обмотку «нашлепки» к низко-
омному резистору R9 величиной 1 Ом. Для
создания режима холостого хода резистор
R9 может быть отключен при помощи съем-
ной перемычки JP1.
Испытание сложного
электромагнитного компонента
Повторим испытания при двух напряжени-
ях питания — 9 и 14,68 В.
• Напряжение питания U2 = 9 В:
- частота F = 3500 Гц;
- средний потребляемый ток стенда
7ср =16,6 мА;
- амплитудный ток /амп = 0,15 А;
- напряжение «нашлепки», нагруженной
на резистор 1 Ом, Г_/нн = 8 мВ (рис. 13);
- напряжение ненагруженной «нашлепки»
L7HX = 28 мВ (рис. 14).
• Напряжение питания U2 =14,68 В:
- частота Г=3500 Гц;
- средний потребляемый ток стенда
/ср =36,9 мА;
- амплитудный ток /амп = 0,6 А;
- напряжение «нашлепки», нагруженной
на резистор 1 Ом, 17Ш1 = 34 мВ (рис. 15);
- напряжение ненагруженной «нашлепки»
1/нх = 360 мВ (рис. 16).
Воспользовавшись результатами экспери-
мента, рассчитаем длину магнитной силовой
линии индуктивности L6 и длину немагнит-
ного зазора индуктивности L7. Длину маг-
нитной силовой линии индуктивности L6
(рис. 12) можно найти по формуле:
= 0,102х 0,008 =0,00544 м,
0,15x1
где 1т — средняя длина магнитной силовой
линии основного сердечника.
Если материал основного сердечника со-
впадает с материалом «нашлепки», то длину
ее немагнитного зазора L7 (рис. 12) можно
найти по формуле:
= 0,0000425 м,
где: КГп - 37/30 = 1,233 — коэффициент
трансформации «нашлепки»; А6 — сечение
сердечника индуктивности L6; А7 — сечение
сердечника индуктивности L7; ЬМ6 — длина
магнитной силовой линии L6; Ьш — длина
магнитной силовой линии L7.
Моделирование
Полученные данные подставляем в модель
(рис. 17).
Моделирование проводим для тех же на-
пряжений, для которых проводились натур-
ные испытания.
• Напряжение питания U2 = 9 В:
- частота F = 3500 Гц;
- средний потребляемый ток стенда 7ср =
16,25 мА;
- амплитудный ток 7амп = 0,15 А;
- напряжение «нашлепки», нагруженной
на резистор 1 Ом, 17нн = 8 мВ (рис. 18);
- напряжение ненагруженной «нашлепки»
С/нх = 45мВ (рис. 19).
• Напряжение питания U2 - 14,68 В:
- частота F = 3500 Гц;
- средний потребляемый ток стенда
1ср = 30,1 мА;
- амплитудный ток 7амп = 0,6 А;
- напряжение «нашлепки», нагружен-
ной на резистор 1 Ом, (7НН = 34 мВ
(рис. 20);
- напряжение ненагруженной «нашлепки»
(7НХ = 380 мВ (рис.21).
Результаты моделирования хорошо совпа-
дают с экспериментальными данными. Н
Литература
1. Володин В. Я. Гистерезисная модель не-
линейной индуктивности симулятора
LTspice // Силовая электроника. 2010.
№ 1.
2. Володин В. Я. Моделирование слож-
ных электромагнитных компонентов
при помощи spice-симулятора LTspice/
SwCAD III // Компоненты и техноло-
гии. 2008. № 4.
3. Володин В. Я. Способ контроля одно-
стороннего подмагничивания трансфор-
матора преобразователя напряжения //
Силовая электроника. 2009. № 2.
4. Источники электропитания радиоэлек-
тронной аппаратуры. Справочник. М.:
Радио и связь. 1985.
5.http://www.epcos.com/web/generator/Web/
Sections/ProductCatalog/Ferrites/Materials/
PDF/PDF__N87,property=Data__en.pdf;/
PDF_N87.pdf.
6. http://valvolodin.narod.ru.
7. http://www.dosbox.com.
Расчет нерассеивающего
демпфера DC/AC-преобразователя
Валентин ВОЛОДИН
valvolodin@narod.ru
www.valvolodin.narod.ru
Импульсные преобразователи, по сравнению
с непрерывными, имеют большую эффек-
тивность. Это происходит потому, что ре-
гулирующий элемент импульсного преобразова-
теля (транзистор, тиристор, газоразрядная лампа
и т. п.) подобен механическому ключу (выключа-
телю) и всегда находится в одном из двух состоя-
ний — включенном (замкнутом) или выключен-
ном (разомкнутом). Благодаря этому достигаются
минимально возможные потери проводимости.
Однако импульсным преобразователям, в отличие
от непрерывных, свойственны специфические по-
тери коммутации, которые происходят в моменты
изменения состояния проводимости электронного
ключа (ЭК). В этом случае сопротивление ЭК при-
нимает некоторое промежуточное (между мини-
мальным и максимальным) значение, и потери
на нем многократно возрастают. Резкое изменение
напряжения и тока в ЭК в момент коммутации яв-
ляется источником электромагнитных помех, ухуд-
шающих электромагнитную совместимость преоб-
разователя с другими электронными устройствами,
находящимися поблизости. Коммутационные поте-
ри ограничивают максимальную частоту переклю-
чения ЭК, что не позволяет уменьшить габариты
и стоимость импульсного преобразователя. Кроме
того, ЭК подвергается импульсным перегрузкам,
которые уменьшают надежность его работы.
В процессе эволюции импульсных преобразова-
телей были изобретены различные демпфирующие
цепочки, зачастую называемые снабберами (от англ.
snubber), которые позволяют улучшить (смягчить)
условия коммутации ЭК и снизить уровень произ-
водимых электромагнитных помех. Первоначально
это были различные RC- и RCD-цепочки, которые
накапливали энергию коммутации, а затем рассеи-
вали ее в виде тепла на резисторе. Так как использо-
вание таких цепочек связано с рассеиванием энергии
коммутации в виде тепла, то они называются рассеи-
вающими. Подобные цепочки позволяют добиться
улучшения работы импульсного преобразователя.
Однако суммарные потери преобразователя с рас-
сеивающими демпферами зачастую превышают
те потери в преобразователе, которые имеют место
без них. Поэтому улучшение работы преобразовате-
ля достигается за счет дальнейшего ухудшения его
эффективности.
Значительного улучшения эффективности пре-
образователя можно добиться, если использовать
явление резонанса. Для этого в цепи нагрузки или
питания преобразователя вводится специальный ре-
зонансный контур, в котором во время его работы
поддерживаются непрерывные колебания напряже-
ния и/или тока. При этом, благодаря колебаниям
напряжения и тока, коммутация ЭК может проис-
ходить в моменты их нулевого значения, когда поте-
ри будут минимальными. Коммутации, производи-
мой при нулевом токе, присвоена аббревиатура ZCS
(Zero Current Switch). Коммутация, производимая
при нулевом напряжении, обозначается ZVS (Zero
Voltage Switch).
Преобразователи, потери переключения в которых
минимизированы, называются мягко коммутируе-
мыми (Soft Switch). В противоположность им пре-
образователи, в которых не предприняты серьезные
меры для уменьшения потерь коммутации, называ-
ются жестко коммутируемыми (Hard Switch).
Если структура резонансного контура преобра-
зователя во время его работы не меняется, то такой
преобразователь называется резонансным. Регули-
рование резонансного преобразователя осущест-
вляется изменением частоты преобразования или
изменением величины питающего напряжения.
Форма тока в ЭК резонансного преобразователя
имеет вид фрагментов синусоиды. Действующее
значение такого тока превышает среднее значение.
Поэтому резонансные преобразователи имеют бо-
лее высокие потери проводимости по сравнению
с классическими жестко коммутируемыми, где фор-
ма тока в ЭК близка к прямоугольной. Поэтому ре-
зонансные преобразователи обычно используются
в малогабаритных преобразователях, где требует-
ся максимально возможная частота коммутации.
Кроме того, резонансные преобразователи исполь-
зуются для получения синусоидального напряже-
ния или тока.
Дальнейшим развитием резонансных топо-
логий стало создание преобразователей с пере-
менной структурой резонансного контура. Такие
преобразователи получили название квазирезо-
папспых. Регулирование квазирезопапспых пре-
образователей может осуществляться с использо-
ванием широтно-импульсной модуляции (ШИМ).
Зачастую квазирезонансными называют все мягко
коммутируемые нерезонансные преобразователи.
Однако форма тока в ЭК квазирезонансных пре-
образователей, как и резонансных, далека от пря-
моугольной.
www.power-e.ru
Демпферы DC/DC-
преобразователей
Из вышесказанного можно сделать вывод,
что наилучшими энергетическими характе-
ристиками будут обладать мягко комму-
тируемые преобразователи с формой тока
электронных ключей, максимально прибли-
женной к прямоугольной. Создание таких
преобразователей стало возможным благо-
даря изобретению специальных демпферов,
не рассеивающих энергию (lossless snubber
или non-dissipative snubber). Нерассеивающие
демпферы позволяют возвращать (рекупе-
рировать) энергию, накопленную во время
коммутации, в источник питания или на-
грузку. По типу использования демпферы
подразделяются на применяемые в момент
замыкания ключа (turn-on) или в момент его
размыкания (turn-off), а также на те, которые
используются как при замыкании, так и при
размыкании (turn-on and turn-off). Кроме
того, нерассеивающие демпферы делятся
на активные (active) и пассивные (passive).
Режимы работы активных демпферов (на-
копление и возврат энергии) переключаются
при помощи специальных дополнительных
электронных ключей. Для переключения
режимов работы пассивных демпферов ис-
пользуется естественный цикл переключения
ЭК самого преобразователя. Это накладыва-
ет некоторые ограничения на минимальное
время замкнутого состояния ключей и мини-
мальное заполнение ШИМ-преобразователя.
Однако, несмотря на это ограничение, пас-
сивные демпферы гораздо дешевле активных
и поэтому получили более широкое распро-
странение.
Как и в случае резонансного преобразова-
теля, нерассеивающие демпферы позволяют
осуществить коммутацию при нулевом токе
(ZCS) или при нулевом напряжении (ZVS).
Рис. 1. Преобразовательные ячейки
с пассивными демпферами, работающими
при замыкании (turn-on)
Таблица. Использование ячейки с пассивным демпфером в преобразователях различного типа
DC-DC-преобразователь
0
Номер вывода ячейки
1
2
Понижающего типа
Общий
Вход
Выход
Повышающего типа
Выход
Общий
Вход
Инвертирующего типа
Выход
Вход
Общий
На рис. 1 изображены схемы двух типовых
преобразовательных ячеек с пассивными демп-
ферами, работающими при замыкании [1].
Здесь ключевой транзистор VT включается
при нулевом токе. Для организации режима
коммутации ZCS последовательно с VT вклю-
чена небольшая индуктивность Lr, которая
сдерживает нарастание тока. В результате
включение транзистора VT завершается при
минимальном значении тока и с минималь-
ными потерями. После завершения процесса
коммутации избыточная энергия, накоплен-
ная в индуктивности Lr, при помощи диода
VDs2 передается в конденсатор Cs. Далее, в за-
висимости от типа преобразователя, энергия
из конденсатора Cs через цепочку Ls, VDsl
передается обратно в источник питания или
нагрузку. Более подробно о работе этого
демпфера можно прочитать в соответствую-
щей литературе [1]. Ячейки на рис. 1а и 1б
отличаются местом подключения дросселя
фильтра L, но имеют аналогичный принцип
действия.
Данные ячейки (рис. 1) могут быть легко ис-
пользованы в качестве стандартного DC/DC-
преобразователя понижающего (step-down
Рис. 2. Преобразовательные ячейки
с пассивными демпферами, работающими
при размыкании (turn-off)
или buck), повышающего (boost) или инвер-
тирующего (buck-boost) типа. Представим
DC/DC-преобразователь в виде трехполюс-
ника, имеющего входной, выходной и общий
выводы. В таблице представлено соответствие
выводов ячейки выводам такого трехполюс-
ника для различных типов преобразовате-
лей.
На рис. 2 изображены схемы двух типовых
преобразовательных ячеек с пассивными
демпферами, работающими при размыка-
нии [1, 2].
Здесь ключевой транзистор VT выключает-
ся при нулевом напряжении. Для организации
режима коммутации ZVS используются две
последовательные цепочки ОТ, VDsl и Сг2,
VDs3, которые сдерживают нарастание напря-
жения на транзисторе VT. Способ включения
этих цепочек различается для ячеек на рис. 2а
и 26, но суть от этого не меняется. В резуль-
тате выключение транзистора VT завершает-
ся при минимальном значении напряжения
и с минимальными потерями. Демпфер воз-
вращается в исходное состояние (взводится)
при следующем включении транзистора VT.
При этом энергия, накопленная в емкостях
Crl и Сг2, при помощи последовательной
цепочки, состоящей из индуктивности Ls
и диода VDs2, передается обратно в источник
питания или нагрузку. Более подробно работу
этого демпфера можно рассмотреть в соот-
ветствующей литературе [1, 2].
Данные ячейки (рис. 2) также могут быть
легко использованы в качестве стандартно-
го DC/DC-преобразователя понижающего,
повышающего или инвертирующего типа,
если их выводы подключить в соответствии
с таблицей.
Демпферы
DC/AC-преобразователей
В промышленности и быту существует
широкий класс задач, связанных с генераци-
ей низкочастотного синусоидального напря-
жения. Это задачи генерации электрической
энергии промышленной частоты, управления
двигателями переменного тока, обеспечения
бесперебойного электроснабжения и т. п.
Переменное напряжение низкой частоты мо-
жет быть получено из постоянного при по-
мощи обычных DC/DC-преобразователей
путем ШИМ. На рис. 3. показан принцип
построения DC/AC-преобразователя из двух
DC/DC-преобразователей понижающего типа,
один из которых формирует положительную,
а другой отрицательную полуволны перемен-
ного напряжения.
Рис. 3. Построение полумостового DC/АОпреобразователя из двух DC/DC-преобразователей
понижающего типа
Полученный DC/AC-преобразователь обла-
дает свойствами обратимости, т. е. позволяет
передавать энергию не только от источника
питания в нагрузку, но и обратно из нагрузки
в источник питания. Это позволяет исполь-
зовать его для питания активной, реактив-
ной и смешанной (комплексной) нагрузки.
Однако в жестко коммутируемой версии дан-
ный преобразователь обладает низкой эффек-
тивностью.
Схема преобразователя
Ранее рассмотренные нами пассивные
демпферы (рис. 1 и 2) выбраны не случайно
и интересны тем, что содержат похожий на-
бор элементов, позволяющий объединить
их в универсальный пассивный демпфер,
работающий как на включение, так и на вы-
ключение электронных ключей. Вариант та-
кого демпфера для полумостового преоб-
разователя или для одной стойки мосто-
вого преобразователя изображен на рис. 4.
Подобный демпфер уже был описан ранее [3].
Рис. 4. Нерассеивающий демпфер
полумостового преобразователя или стойки
мостового преобразователя, работающий
как при включении, так и при выключении
ключевых транзисторов
Однако первоисточник не содержит за-
конченной методики его расчета. Для вос-
полнения данного пробела было проведено
подробное моделирование этого демпфера
в симуляторе LTSpice, на основе которого
разработана доступная и прозрачная мето-
дика расчета. Результаты расчета были про-
верены на практике, где показали прекрасное
совпадение с моделью.
Работа преобразователя
На рис. 4 изображена схема полумостово-
го преобразователя с мягкой коммутацией
и близкой к прямоугольной формой тока
в ключах. Как уже говорилось ранее, индук-
тивности Lrl и Lr2 обеспечивают включе-
ние транзисторных ключей VT1 и VT2 при
минимальном токе, а конденсаторы Crl
и Сг2 — выключение этих транзисторов при
минимальном напряжении. Конденсаторы
Csl, Cs2 и индуктивности Lsl, Ls2 служат для
возврата энергии коммутации, накопленной
в Lrl, Lr2, Crl и Сг2, в первичный источник
питания UBUS.
Рассмотрим работу преобразователя, нагру-
женного источником тока 1н. Нагрузка током
вполне соответствует условиям работы реаль-
ного преобразователя, подключенного на вход
LC-фильтра низкой частоты.
На рис. 5 изображены временные диаграм-
мы напряжений и токов в цепях преобразо-
вателя.
Для удобства периодический цикл рабо-
ты преобразователя разбит на характерные
t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7
Рис. 5. Временные диаграммы напряжений и токов преобразователя
интервалы времени. Считаем, что непосред-
ственно перед начальным моментом времени
?0 ключевые транзисторы VT1 и VT2 разом-
кнуты, а ток 1н циркулирует в контуре UBUS,
VD2, Lr2,IH, СТ (рис. 13).
Интервал времени t0<t<t1 (рис. 6)
В момент времени t0 включается транзи-
стор VT1. Конденсатор Csl через включенный
транзистор VT1 и диод VDsl подключается
к индуктивности Lsl. Энергия, накопленная
в Csl, передается Lsl. При этом напряжение
на конденсаторе уменьшается, а ток в индук-
тивности возрастает (рис. 5).
В предыдущих интервалах времени энер-
гия, накопленная в конденсаторе Cs2, была
передана в индуктивность Ls2, и ток в этой
индуктивности достиг своего максимально-
го значения. Однако диод VD2 удерживается
в открытом состоянии, и поэтому ток ин-
дуктивности Ls2 циркулирует в контуре Ls2,
VDs6, Cs2, VD2.
Рис. 7. Токи преобразователя в интервале
времени t1 <t<t2
ся, значение на величину 1г (рис. 5). В результате
этого на внешних выводах последовательной це-
почки Lrl, Lr2 формируется напряжение с поляр-
ностью, отпирающей диоды VDs2-VDs5. Диоды
отпираются, и излишняя энергия, определяемая
током Lr, передается в емкости Csl и Cs2. После
завершения цикла передачи энергии диоды VDs2
и VDs5 запираются. Длительность интервала вре-
мени t3-t2 равна четвертой части длительности
периода свободных колебаний в резонансном
контуре Lrl, Lr2, Cs2:
В этом интервале времени по цепи -UBUS,
Ls2, VDs6, VDs4, VDs2, VTl, +UBUS заверша-
ется передача энергии, накопленной в индук-
тивности Ls2. Одновременно продолжается
передача энергии из конденсатора Csl в ин-
дуктивность Lsl.
Интервал времени t3<t<t4 (рис. 9)
Рис. 6. Токи преобразователя в интервале
времени t0<t<t1
После включения транзистора VT1 к це-
почке индуктивностей Lrl, Lr2 приклады-
вается напряжение UBUS. В результате это-
го ток в Lrl линейно возрастает, а ток в Lr2
линейно уменьшается. В момент времени tx
ток в индуктивности Lr2 достигает нулевого
значения, а ток в индуктивности Lrl равен 1н.
Длительность интервала времени £0 можно
определить по формуле:
Интервал времени t1<t<t2 (рис. 7)
После того как ток в индуктивности Lr2
и диоде VD2 достиг нулевого значения, по-
следний запирается. Однако нарастание тока
в индуктивностях Lrl и Lr2 продолжается
за счет резонанса в колебательном контуре
Lrl, Lr2, Crl, Сг2. При этом конденсатор Сг2
заряжается через диод VDs5, а конденсатор
Crl разряжается через цепочку Cs2, VDs4.
Во время колебательного процесса ток в ин-
дуктивности Lrl достигает некоторого макси-
мального значения 1а.
Длительность интервала времени t2-tx рав-
на четвертой части длительности периода
свободных колебаний в резонансном контуре
Lrl,Lr2, Crl,Cr2:
Кроме возрастания тока индуктивностей Lr,
в этом же интервале времени продолжается
передача энергии из конденсатора Csl в ин-
дуктивность Lsl (рис. 5).
Так как диод VD2 и транзистор VT2 заперты,
а транзистор VT1 включен, то энергия из индук-
тивности Ls2 по цепи -UBUS, Ls2, VDs6, VDs4, VDs2,
VTl, +UBUS передается в источник питания.
Интервал времени t2<t<t3 (рис. 8)
В момент времени t2 токи в индуктивностях
Lrl и Lr2 превышают свое, далее установившее-
Рис. 8. Токи преобразователя в интервале
времени t2<t<t3
Рис. 9. Токи преобразователя в интервале
времени £3<t<t4
В течение этого интервала энергия из кон-
денсатора Csl через открытый диод VDsl
и транзистор VT1 передается в индуктив-
ность Lsl, и ток в этой индуктивности про-
должает нарастать (рис. 5). В данном случае
(рис. 5) рассматривается крайняя ситуация,
когда преобразователь работает с минималь-
ным заполнением периода ШИМ. В этом слу-
чае за время включенного состояния транзи-
стора VT1 конденсатор Csl не успевает полно-
стью разрядиться и практически выключается
из процесса возврата энергии, а вся нагрузка
ложится на конденсатор Cs2. При макси-
мальном заполнении периода ШИМ все про-
исходит наоборот. Теперь уже конденсатор
Cs2 не успевает разрядиться, а вся нагрузка
ложится на Csl.
Интервал времени t4<t<t5 (рис. 10)
В момент времени г4 транзистор VT1 за-
крывается. В момент выключения транзисто-
ра скорость нарастания напряжения на нем
сдерживается при помощи конденсатора Crl,
Рис. 10. Токи преобразователя в интервале
времени £4<£<£5
Рис. 11. Токи преобразователя в интервале
времени £5<£<£6
Рис. 13. Токи преобразователя в интервале
времени £7<£<£8
который изначально разряжен и заряжается
через диод VDs2, и конденсатора Сг2, кото-
рый изначально заряжен до напряжения UBUS,
но разряжается через диод VDs3 и конденсатор
Csl. В результате транзистор VT1 закрывается
в режиме ZVS с минимальными потерями.
По цепи -UBUS, Cr2, VDs3, VDs5, Lsl, +UBUS
начинается передача в первичный источник
питания энергии, накопленной в индуктив-
ности Lsl.
Процесс резонансной перезарядки конден-
саторов Crl и Vr2 завершается в момент вре-
мени t5. Как и в случае с t2-tv длительность
интервала времени t5-t4 равна четвертой части
длительности периода свободных колебаний
в резонансном контуре Lrl, Lr2,Crl, Cr2:
(4)
Интервал времени t5<t<t6 (рис. 11)
В момент времени £5 токи в индуктивностях
Lrl и Lr2 превышают свое, далее установив-
шееся, значение на величину ш (рис. 5). В ре-
зультате этого на внешних выводах последо-
вательной цепочки Lrl, Lr2 формируется на-
пряжение с полярностью, отпирающей диоды
VDs2-VDs5. Диоды отпираются, и излишняя
энергия, определяемая током Lh, передается
в емкости Csl и Cs2. После завершения цикла
передачи энергии диоды VDs2 и VDs5 запира-
ются. Ток нагрузки постепенно перераспре-
деляется между индуктивностями Lrl и Lr2
и к концу интервала полностью циркулирует
в контуре -UBUS, VD2, Lr2,1н, СТ.
Транзистор VT2 включается в момент време-
ни t5 или чуть позже. Однако в данном случае
его состояние (включен/выключен) не имеет
значения, т. к. он шунтируется диодом VD2.
Как и в случае интервала t3-t2, длительность
t6-t5 текущего интервала времени равна четвер-
той части длительности периода свободных ко-
лебаний в резонансном контуре Lrl, Lr2, Cs2:
В этом интервале времени по цепи -UBUS,
VD2, VDs5, VDs3, VDsl, Lsl, +UBUS заверша-
ется передача энергии, накопленной в индук-
тивности Lsl. По цепи Cs2, VD2, Ls2, VDs6 на-
чинается передача энергии из конденсатора
Cs2 в индуктивность Ls2.
Интервал времени t6<t<t7 (рис. 12)
Рис. 12. Токи преобразователя в интервале
времени £6<£<£7
t6-t5 = 0,5тп/21гС5.
(5)
В течение этого интервала ток нагрузки 1н
циркулирует в контуре -UBUS, VD2, Lr2,1н,
СТ. Одновременно по цепи Cs2, VD2, Ls2,
VDs6 продолжается передача энергии из кон-
денсатора Cs2 в индуктивность Ls2. В момент
времени t7 передача энергии завершается.
Интервал времени t7<t<t8 (рис. 13)
В течение этого интервала ток нагрузки 1н
циркулирует в контуре -UBUS, VD2, Lr2, 1н,
СТ. Одновременно по цепи -UBUS, Ls2, VDs6,
VDs2, Lrl, 1н, СТ энергия из индуктивности
Ls2 передается в нагрузку. Так как диод VDs6
открыт, то в колебательном контуре Ls2, Cs2
присутствуют паразитные колебания. Они
не оказывают существенного влияния на ра-
боту преобразователя, но при необходимо-
сти их можно подавить при помощи диода,
включенного параллельно конденсатору Cs2,
катодом к Lr2. В этом случае параллельно Csl
также подключается диод — анодом к Lrl.
Этот интервал завершается в момент време-
ни t8, когда открывается транзистор VT1.
Анализ основных величин
Определение амплитудного тока
Ранее было отмечено, что в момент ком-
мутации ток транзистора может возрастать
до амплитудного значения 1а. Это значение
тока важно знать, чтобы сделать правильный
выбор транзистора или рассчитать элементы
демпфера. Чтобы определить это значение,
прибегнем к упрощенной схеме преобразова-
теля для данного интервала времени, которая
изображена на рис. 14.
Из эквивалентной схемы (рис. 14) исклю-
чены непроводящие транзисторы и дио-
ды, а транзисторы и диоды, находящиеся
в состоянии проводимости, заменены пере-
мычками. Из эквивалентной схемы также
исключен конденсатор Cs2, включенный
последовательно с конденсатором Crl,
но имеющий во много раз большую емкость.
Конденсаторы Crl и Сг2 включены парал-
Рис. 14. Упрощенная схема преобразователя
для интервала времени t^t^
лельно и заряжены до напряжения UBUS. Это
вполне соответствует реальной схеме, где
в рассмотренный период времени конденса-
тор Crl в самом деле заряжен до напряжения
UBUS, а конденсатор Сг2 разряжен, но вклю-
чен последовательно с напряжением UBUS ис-
точника питания. На рис. 14 указаны напря-
жения и токи в начальный момент времени
tv Так как через индуктивность Lrl протекает
ток источника тока 1н, не участвующий в ко-
лебательном процессе, а ток в индуктивности
Lr2 равен пулю, то вся энергия колебатель-
ного контура в начальный момент времени
сосредоточена в конденсаторах Crl и Сг2. Так
как конденсаторы заряжены до напряжения
UBUS, то энергию колебательного контура
можно определить по формуле:
Mc=(UBUS4Crl+Cr2))/2. (6)
Если Сг1 = Сг2 - Сг, то
Mc=iWQ- (7)
В момент времени t2 вся энергия из кон-
денсаторов Crl и Сг2 будет передана в индук-
тивности Lrl и Lr2. В результате этого коле-
бательный ток в индуктивностях Lr возрастет
до значения:
Ir=<2MJ{Lrl+Lr2). (8)
Если Lrl = Lr2 - Lr, то
Ir = <2UBU^CJ2Lr=UBUS<Cjlr (9)
В соответствии с рис. 14 колебательный ток
в индуктивности Lrl суммируется с током на-
грузки. Амплитудное значение тока в индук-
тивности Lrl и транзисторе VT1 можно найти
по формуле:
Ia = Ir+IH=UBUS4QLr+IH. (10)
Из (10) получаем формулу для вычисления
индуктивности I,:
Lr=UBUS2CAla-Imax)2. (11)
Формула позволяет вычислить индуктив-
ность Lr, соответствующую амплитудному
значению тока транзистора 1а.
Определение напряжения демпфера
Энергия, накопленная в резонансной ин-
дуктивности Lr, передается в конденсатор
Cs. При этом напряжение на конденсаторе
Us суммируется с напряжением питания UBUS
и прикладывается к запертому транзистору
преобразователя. Зная максимальное напря-
жение питания и максимально допустимое
напряжение транзистора, всегда можно опре-
делить максимальное напряжение Us, до ко-
торого может заряжаться конденсатор Cs.
Ранее мы выяснили, что при крайних зна-
чениях заполнения периода ШИМ исполь-
зуется только один конденсатор Cs. Другой
в этом случае практически полностью заря-
жен. По рис. 5 видно, что конденсатор Cs за-
ряжается дважды в течение одного периода.
Первый раз, в интервале t2<t<t3, в него пере-
дается энергия двух конденсаторов Сг (7),
заряженных до напряжения питания UBUS.
Второй раз, в интервале t4<t<t6, в него пере-
дается энергия, накопленная в индуктивно-
стях Lr и определяемая током нагрузки /шях:
ML = ImJLr. (12)
Следовательно, полную энергию в конден-
саторе Cs можно определить как сумму этих
энергий:
MCs=Us2Q2=UBUS2Cr+ImJLr (13)
Если задано значение напряжения демпфе-
ра Us, то требуемую емкость конденсатора Cs
можно найти по формуле:
Cs = 2(UBUS2Cr+ImJLr)/Usi. (14)
Определение максимальной
индуктивности Ls
Энергия из конденсатора Cs передается
в индуктивность Ls в момент включенного
состояния соответствующего транзисто-
ра. При этом величина индуктивности Ls
не должна превышать некоторого макси-
мального значения, гарантирующего полную
передачу всей энергии, накопленной конден-
сатором Cs за время предыдущего периода.
Конденсатор Cs, подключенный к транзи-
стору, работающему с минимальным запол-
нением, не успевает полностью разрядиться
и поэтому в работе демпфера практически
не участвует. Однако он периодически под-
заряжается током, протекающим через него
во время зарядки конденсатора Сг. При этом
напряжение на конденсаторе Cs возрастает
на небольшую величину, которую можно
определить по формуле:
AUCs*UBUSxCJC, (15)
В результате па конденсаторе Cs накапли-
вается «лишняя» энергия:
AMCs = (2Us+AUCs) х CsAUCs/2. (16)
Следовательно, максимальное значение ин-
дуктивности Ls можно определить по фор-
муле:
K<(UsDmmT)mAMc, (17)
Расчет демпфера
Расчет демпфера производится с использо-
ванием следующих исходных данных:
Т— период ШИМ преобразователя;
Дпш — минимальное заполнение периода ШИМ;
/тах — максимальное амплитудное значение
выходного тока;
Ubus — напряжение питания преобразователя;
Us — добавочное напряжение, вносимое
демпфером;
tj— время спада тока транзистора;
4 — допустимое амплитудное значение тока
транзистора.
Определим исходные данные для конкрет-
ного примера расчета:
Г=30 мкс (F — 33 кГц);
Апт = 0Л;
'max = 40 А;
UBUS = 350 В;
Us = 100 В;
tf = 110 нс;
Ia = 100 А.
Рекомендуется следующая последователь-
ность расчета демпфера:
1. Как говорилось ранее, резонансный кон-
денсатор Сг служит для увеличения дли-
тельности нарастания напряжения при вы-
ключении транзистора и создания условий
коммутации, близких к ZVS. Чем больше
величина емкости С,., тем при более низком
напряжении завершается процесс выклю-
чения транзистора и тем меньше потери
выключения. Однако слишком большое
значение этой емкости приводит к ограни-
чению максимального заполнения ШИМ
и искажению выходных импульсов пре-
образователя. Кроме того, при увеличении
емкости Сг выше некоторого критического
значения рост эффективности демпфера
резко замедляется. При этом параллель-
но могут возрасти потери включения.
Оптимальное значение емкости Сг можно
найти по формуле:
с _(0,25..Д5)х/тахх^ _
UBUS
_(0,25...0,5)х100х110х1(Г9 _
350
= 0,0078...0,0157 мкФ.
Для конденсатора Сг выбираем стандартное
значение емкости Сг= 0,01 мкФ.
2. Резонансная индуктивность Lr служит
для увеличения длительности нарастания
тока при включении транзистора и созда-
ния условий коммутации, близких к ZCS.
При увеличении значения этой индуктив-
ности улучшаются условия включения
транзисторов, но одновременно сужается
диапазон изменения заполнения перио-
да ШИМ-преобразователя (увеличивается
минимальное и уменьшается максималь-
ное значения заполнения периода ШИМ).
Поэтому в наших интересах выбрать мини-
мально возможное значение этой индуктив-
ности. Найдем требуемую индуктивность Lr
по формуле (11):
^ > CrxUBUS _
10xlQ-9x3502
= — = 0,34 мкГн.
(100-40)2
Чтобы иметь некоторый гарантированный
запас по максимальному току, выбираем
Lr - 0,5 мкГн.
www.power-e.ru
3. Требуемую емкость конденсатора С5 можно
определить по формуле (14):
_ 2(3502х10х10"9 +402хО,5хЮ"6)_
1002
= 0,4 мкФ.
Для конденсатора Cs выбираем стандартное
значение емкости Cs = 0,47 мкФ.
4. Теперь следует убедиться, что демпфер со-
хранит работоспособность при требуемом
минимальном заполнении периода ШИМ.
Зная длительность интервала tx<t<t3 (2, 3),
минимальное заполнение можно опреде-
лить по формуле:
Если минимальное заполнение получа-
ется больше требуемого, то можно пере-
смотреть заданное допустимое амплитуд-
ное значение тока транзистора 1а в сторону
увеличения.
5. Определим максимальное значение индук-
тивности Ls. Для этого сначала определим
приращение напряжения (В) на конденса-
торе Cs по формуле (15):
Далее по формуле (16) определим избыточ-
ную энергию:
Рис. 15. Результат моделирования преобразователя с нерассеивающим демпфером
Максимальное значение индуктивности Ls
определим по формуле (17):
Чтобы иметь некоторый гарантированный
запас по максимальному напряжению, выби-
раем Ls = 100 мкГн.
Проверка результатов расчета
Для проверки результатов расчета было
проведено моделирование преобразователя
с нерассеивающим демпфером (рис. 15).
В процессе моделирования заполнение
управляющих импульсов преобразователя
плавно изменялось в диапазоне 0,1-0,9. При
этом производился контроль тока в индук-
тивностях Lrl и Lr2 (графики I(L10) и I(L4)),
а также напряжения на конденсаторах Csl
hCs2 (графики V(N011,N010) и V(N017,N016)).
Согласно результатам моделирования, кон-
тролируемые параметры не превышают за-
данных при расчете. Ш
Литература
1. Williams В. W. Principles and Elements
of Power Electronics // Devices, Drivers,
Applications and Passive Components. 2006.
2. Ben-Yaakov S., Ivensky G. Passive lossless
snubbers for high frequency PWM converters.
Power Electronics Laboratory Department of
Electrical and Computer Engineering Ben-
Gurion University of the Negev. 1997.
3. Mark K., Smith Jr., Smedley К. M. Lossless,
Passive Soft Switching Methods for Inverters
and Amplifiers. Department of Electrical
and Computer Engineering University of
California. 1997.
www.power-e.ru
Назначение параметров модели трансформатора в Spice симуляторах
Валентин Володин
valvolodin@narod.ru
Различные Spice симуляторы, не в последнюю очередь, завоевали свою популярность за счёт при-
вычного и понятного вида моделей элементов и принципов построения схем. Сейчас, когда практически все
подобные симуляторы обзавелись графическим схемным редактором, всё стало вообще прекрасно. Для
создания модели некоторого электронного устройства достаточно нарисовать его электрическую схему и
определить параметры моделей (сопротивления, индуктивности, ёмкости, типы диодов, транзисторов и т.п.)
отдельных компонентов.
Однако и здесь не удалось избежать некоторых проблем восприятия. В частности это касается
принципов создания модели трансформатора. В Spice симуляторах модель линейного трансформатора
создаётся на основе индуктивностей, величины которых имитируют индуктивности намагничивания
соответствующих обмоток. Для создания связи между обмотками существует специальная директива К
(коэффициент связи), которая может принимать значение от -1 до 1. Например, строка К12 LI L2 1.0 создаёт
двух обмоточный линейный трансформатор с полностью связанными катушками, где Li имитирует его
первичную обмотку, a L2 вторичную (Рис.1).
Рис.1 Способ организации связи между индуктивностями, принятый в Spice симуляторах.
Рассмотрим наиболее вероятный случай, когда индуктивности L1 и L2 первичной и вторичной обмо-
ток трансформатора имеют одинаковую конфигурацию или намотаны на одном сердечнике. В этом случае, с
большой степенью точности, можно считать, что индуктивности L1 и L2 связаны между собой через
коэффициента трансформации N=Wi/W2, где W1 и W2 соответствующее количество витков первичной и
вторичной обмоток трансформатора. Для указанного случая, значения LI, L2 и N соответственно равны:
L^=L2-N2; L2 = L]/N2 ; N = ^LJL2
Индуктивность намагничивания и коэффициент трансформации вполне реалистичные параметры и
обычно с измерением их величин и пониманием физического смысла особых проблем не возникает, чего не
скажешь, например, о коэффициенте связи. Дело в том, что в электротехнике трансформатор обычно
представляется в виде Т-образной (реже П-образной) эквивалентной схемы, где связь между обмотками
создаётся при помощи взаимной индуктивности М12, общей для индуктивностей связанных обмоток Li и L2
(Рис.2).
Рис.2 Способ организации связи между индуктивно стями, принятый в электротехнике.
Для начала попробуем разобраться с физическим смыслом всех этих величин. На рис.3 схема-
тически изображены две связанные обмотки Win W2.
Рис.3. Две катушки сцепленные общим потоком Ф12.
Если к катушке W1 приложить напряжение el, то, по закону электромагнитной индукции, это приведёт к
изменению магнитного потока Ф1:
1 dt 1
Так как часть потока Ф11, называемого потоком рассеяния, не достигает катушки W2, то в ней будет
индуцировано напряжение:
Найдём коэффициент передачи по напряжению, для нашего трансформатора:
где L1 — индуктивность катушки W1;
L12 — индуктивность рассеяния катушки W1.
Далее перепишем формулу (1) в виде:
где K12=Li2/Li— коэффициент связи;
Mj2=L12/N— взаимная индуктивность.
По аналогии с (1) и (2) найдём коэффициент передачи трансформатора в обратном направлении:
где K2i=L2i/L2— коэффициент связи;
M2i=L2rN— взаимная индуктивность.
Магнитный поток Ф можно найти, зная магнитное напряжение F=I-Wn магнитное сопротивление среды
Подставим (4) в выражения для взаимной индуктивности и получим:
Следовательно, M12=M2i=M.
Из формулы (2) найдём выражение связывающее коэффициент связи К]2 и взаимную индуктивность М:
Следовательно К12=К21=К\
Из равенства коэффициентов передачи также следует, что и индуктивности рассеяния обоих обмоток,
приведённые к одной из обмоток, так же равны:
Определение параметров реального трансформатора.
Для получения реалистичной Spice модель линейного трансформатора, необходимо определить
параметры реального трансформатора.
Определение взаимной индуктивности (Рис.4) [1]:
Рис.4. Измерительная схема для определения взаимной индуктивности трансформатора
Подключим первичную обмотку к источнику с синусоидальным напряжением через амперметр, а к
зажимам вторичной обмотки подключим вольтметр с большим внутренним сопротивлением. Измерим II и
напряжение U2.
Теперь, из формулы (3) найдём выражение связывающее коэффициент связи К21 и взаимную
индуктивность М:
Действующее значение напряжения:
Следовательно
Где cv—2-tt-F - круговая частота
Определение индуктивности обмотки (Рис.5):
Рис.5. Измерительная схема для определения индуктивности намагничивания обмотки
трансформатора
Индуктивность любой обмотки трансформатора можно определить с помощью L-метра, предварительно
разомкнув все остальные обмотки. На рис.5 изображена схема измерения индуктивности Li=Lu+Li2 первичной
обмотки трансформатора.
Определение индуктивности рассеяния (Рис.6):
Рис.6. Измерительная схема для определения индуктивности рассеяния трансформатора
К сожалению, как видно из рис.6, практически не возможно определить как именно распределены между
собой индуктивности рассеяния первичной Ln и вторичной L22 обмоток. Замкнув вторичную обмотку
трансформатора, можно измерить некую индуктивность LK, которая характеризует индуктивность
последовательно-параллельной цепи, состоящей из двух индуктивностей рассеяния и индуктивности
намагничивания. Т.к. обычно индуктивность намагничивания во много раз больше индуктивности рассеяния, то
можно считать, что индуктивность LK равна сумме индуктивностей рассеяния первичной и вторичной обмоток,
приведённых к первичной обмотке.
Считая, что обе составляющие индуктивности рассеяния равны, можно записать:
Теперь, зная индуктивность рассеяния Ls и общую индуктивность Li первичной обмотки трансформатора,
можно найти коэффициент связи К для Spice модели линейного трансформатора:
В заключение проведём экспериментальную проверку нашей методики определения коэффициента связи,
воспользовавшись симулятором LTSpice/SwCad. На рис.7 показана тестовая схема, соответствующая
испытательной схеме (рис.6).
.tran 0 1 0.99 1u uic
Рис.7. Схема испытания трансформатора в программе LTSpice/SwCad
В примере используется трансформатор, имеющий индуктивность первичной обмотки Ы=10мГн и
индуктивность вторичной обмотки Ь2=40мГн, что соответствует коэффициенту трансформации:
Ё"
Первичная обмотка трансформатора питается от генератора VI, формирующего синусоидальное
напряжение частотой \кГц и амплитудой \В (эффективное значение равно 0.7075). Коэффициент связи между
обмотками установлен равным К=0.99. При КЗ во вторичной обмотке (R1 имеет весьма низкое сопротивление
равное 1 мОм), в первичной протекает ток l(Ll)=565 Л\мА (рис.7). Определим общую индуктивность
рассеяния, приведённую к первичной обмотке:
Индуктивность рассеяния первичной обмотки равна:
Реальный коэффициент связи равен:
Что соответствует заданному коэффициенту связи.
Информационные источники:
1. Л.А.Бессонов. Теоретические основы электротехники. Электрические цепи. Издание 6-ое,
переработанное и дополненное. Москва: Высшая школа, 1973 год, стр. 148-149.
Создание модели трансформатора в симуляторе LTspice
Валентин Володин
valvolodin(o)narod.ru
Линейный трансформатор
В SPICE симуляторах принята модель, согласно которой связь между обмотками определяется
фиктивным схемным элементом, который называется коэффициентом связи К (рис.1). По сути, коэффициент
связи очень похож на директиву и помещается в виде текста на схеме.
Текстовый синтаксис: Кххх LI L2 [L3 ...] <коэффициент>
Где LI, L2, L3... индуктивности, между которыми необходимо осуществить связь. Коэффициент связи К
должен быть в диапазоне -1 ... 1. Если К=0, то связь между обмотками отсутствует, а если К=1, то связь полная.
Минус перед коэффициентом связи позволяет поменять местами начало и конец вторичной обмотки трансформа-
тора. Для реальных трансформаторов коэффициент связи обычно находится в диапазоне 0.9 ... 0.999.
Рис.1. Способ организации индуктивной связи принятый в SPICE симуляторах.
Например, строка К12 LI L2 1.0 создаёт двух обмоточный линейный трансформатор с полностью
связанными катушками, где L1 имитирует его первичную обмотку, a L2 вторичную (Рис.1).
Описанным способом можно создавать не только 2-х обмоточные, но и многообмоточные
трансформаторы. Например, строка Kl LI L2 L3 L4 1.0 создаёт 4-х обмоточный трансформатор. Так же
достаточно просто моделируются не равные связи между обмотками. Например
Kl LI L2 0.999
К2 Е2 ЕЗ 0.999
КЗ L3 L4 1.
K4L1 L3 0.99
К5 L2 L4 0.99
K6L1 L4 0.95
На практике иногда возникают проблемы использования предложенного принципа моделирования связи
между индуктивностями. Дело в том, что в электротехнике обычно используется Т-образная модель
трансформатора, изображённая на рис.2. Эту модель характеризуют индуктивности рассеяния первичной Lsl и
вторичной Ls2 обмоток, индуктивность намагничивания Lm и коэффициент трансформации идеального
трансформатора KTp — Nll N2 . Так как существуют достаточно простые методики, позволяющие измерять
эти параметры на реальном трансформаторе, то хотелось бы иметь алгоритм их преобразования к виду
удобному для SPICE симулятора.
Рис.2. Эквивалентная модель трансформатора.
Согласно модели трансформатора, коэффициент связи и коэффициент трансформации можно определить
по следующим формулам:
где L1 - индуктивности первичной обмотки трансформатора;
L2 - индуктивность вторичной обмотки трансформатора;
N1 - количество витков первичной обмотки трансформатора;
N2 — количество витков вторичной обмотки трансформатора;
Ls 1 - индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора.
Рассмотрим небольшой пример, имитирующий экспериментальную проверку коэффициента связи (рис.3).
Рис.3. Схема испытания трансформатора в программе LTSpice/SwCad.
В примере используется трансформатор, имеющий индуктивность первичной обмотки Ы=10мГн и ин-
дуктивность вторичной обмотки Ь2=40мГн, что соответствует коэффициенту трансформации:
Первичная обмотка трансформатора питается от генератора VI, формирующего синусоидальное напряже-
ние частотой \кГц и амплитудой \В (эффективное значение равно 0.7075). Коэффициент связи между обмотка-
ми установлен равным К=0.99. При КЗ во вторичной обмотке (R1 имеет весьма низкое сопротивление равное 1
мОм), в первичной протекает ток 1(Ы)=565.41л^4 (рис.3). Определим суммарную индуктивность рассеяния,
приведённую к первичной обмотке:
т П °-707 -П 1 Г
/(i7)-«"0.565-2-^1000_U- мГн
Индуктивность рассеяния первичной обмотки равна:
Реальный коэффициент связи равен:
Что соответствует заданному коэффициенту связи.
Нелинейный трансформатор
В LTspice предусмотрена возможность создания модели нелинейного трансформатора при помощи
гистерезисной модели магнитного сердечника, которую впервые предложил Джон Чан. Модель использует
только основные параметры петли гистерезиса, перечисленные в таблице 1.
Параметр
Описание
Единицы измерения
Нс
Коэрцитивная сила
А/м
Вг
Остаточная индукция
Тл
Bs
Индукция насыщения
Тл
Наряду с параметрами петли гистерезиса, при описании нелинейной индуктивности, учитываются
линейные размеры сердечника, а так же количество витков катушки (таблица 2).
Параметр
Описание
Единицы измерения
Lm
Средняя длина магнитной линии
(исключая немагнитный зазор)
м
Lg
Длина немагнитного зазора
м
А
Сечение сердечника
м2
N
Количество витков
-
На рис.4 изображен пример модели нелинейного двухобмоточного трансформатора.
Рис.4 Модель нелинейного трансформатора на ферритовом сердечнике М2000НМ1.
Рассмотрим подробнее назначение и подбор параметров отдельных элементов модели нелинейного
трансформатора. Индуктивность L2 имитирует нелинейную индуктивность намагничивания первичной
обмотки реального трансформатора. В данном примере использован сердечник из феррита М2000НМ1.
Индуктивности L3 и L4 имитируют первичную и вторичную обмотки линейного трансформатора. Связь между
обмотками линейного трансформатора организуется при помощи коэффициента связи Kl L3 L4 1.0. Имейте в
виду, что коэффициент связи в обязательном порядке должен быть равным 1.0. Чтобы нелинейная
индуктивность L2 не шунтировалась индуктивностью L3 первичной обмотки линейного трансформатора,
последняя должна в 100 и более раз превышать первую. Величину нелинейной индуктивности можно проверить
экспериментально или вычислить по формуле, используя параметры модели нелинейной индуктивности:
Пусть индуктивность L3=0.75 Гн, что более чем в 100 раз превышает вычисленную индуктивность L2.
Коэффициент трансформации устанавливается соотношением величин индуктивностей L3 и L4:
Индуктивности L1 и L5 имитируют индуктивности рассеяния первичной и вторичной обмоток
нелинейного трансформатор. Если реальный трансформатор отсутствует, то величины этих индуктивностей
можно установить из соображения получения требуемого коэффициента связи К, который, для большинства
реальных трансформаторов с ферромагнитным сердечником, находится в диапазоне 0.9...0.999. В этом случае
индуктивности рассеяния определяются по формулам:
Ы = L2 • (1 — К) для первичной обмотки
И
Если трансформатор уже изготовлен, то индуктивность рассеяния можно определить экспериментально,
использовать измерительную схему (рис.5), которая подобна схеме (рис.2).
Эквивалентная схема реального трансформатора
Рис.5 Измерительная схема для определения индуктивности рассеяния трансформатора.
Согласно приведённой схемы, если перемычкой замкнуть вторичную обмотку трансформатора, то индук-
тивность первичной обмотки будет практически равна сумме индуктивностей рассеяния первичной и вторичной
обмоток LK = LX + L5 . Где L5 = L5-KTP- индуктивность рассеяния вторичной обмотки, приведённая к пер-
вичной. Так как индуктивность намагничивания L2 и индуктивности обмоток линейного трансформатора L3, L4
во много раз больше индуктивности рассеяния, то их влиянием можно пренебречь.
Для реальных трансформаторов с ферромагнитным сердечником L5 . Следовательно, индуктивно-
сти рассеяния обмоток можно найти по формулам:
Настройка гистерезисной модели LTspice
Валентин Володин
valvolodin(o)narod.ru
Рис.1. Модель для тестирования
Например, мы хотим настроить модель для имитации сердечника из феррита N87, работающего на
частоте ЗЗкГц и температуре 100°С. Настройка производится в следующей последовательности:
1. Подгонка значения напряженности поля в области максимальной указанной индукции.
В соответствии со справочными данными, эта точка соответствует индукции Вт=0.39Тл и
напряженности Нт=1200А/м. Чтобы найти напряженность, соответствующую текущим настройкам,
устанавливаем значение пользовательского параметра Ь=0.39 (максимальная индукция 0.39Тл) и запускаем
процесс моделирования. После завершения моделирования необходимо отобразить общий вид петли
гистерезиса для сердечника индуктивности L1.
По умолчанию горизонтальная ось плоттера является временной осью (time). Чтобы перейти к
отображению петли гистерезиса, на горизонтальную ось плоттера необходимо вывести напряжение с
выхода Н тестера Gloop, которое имеет размерность напряжённости в сердечнике нелинейной
индуктивности. Для этого поместим курсор мышки в область числовой разметки горизонтальной оси и,
когда тот превратится в маленькую линеечку, щёлкнем левой кнопкой мышки. Результатом этого действия
будет появление меню настройки горизонтальной оси Horizontal Plotted (рис.2), где, в поле Quantity
Plotted (параметр развертки), вместо параметра "time" необходимо вписать "V(h)".
Рис.2. Меню настройки Horizontal Plotted.
По вертикальной оси плоттера выводим напряжение с выхода В тестера Gloop, которое имеет
размерность индукции в сердечнике нелинейной индуктивности. Для этого необходимо совместить курсор
мышки с верхним выводом конденсатора и, когда курсор преобразится в щуп, щёлкнуть левой кнопкой
мышки.
Результирующий внешний вид предельной петли гистерезиса изображен на рис.3.
Рис.3. Вид предельной петли гистерезиса
Если в крайних точках петли гистерезиса абсолютное значение напряженности поля меньше
требуемой, то следует уменьшить значение Bs. Если же напряженность поля больше, то значение Bs следует
увеличить. Моделирование повторять до тех пор, пока не будет достигнуто удовлетворительное
соответствие.
2. Подгонка значения напряженности поля в области перегиба петли перемагничивания.
Для электротехнической стали выбор этой точки не составляет проблем, т.к. там обычно
производитель указывается несколько точек начальной кривой намагничивания. Для других материалов
обычно приводится общий вид петли гистерезиса. В этом случае выбирается критическая точка, в которой
восходящая и нисходящая ветви петли практически сливаются (рис.4).
Рис.4. Поиск точки в области перегиба петли гистерезиса
В соответствии с построениями (рис.4), эта точка соответствует индукции Вт=0.37Тл и
напряженности Нт=200А/м. Чтобы найти напряженность, соответствующую текущим настройкам,
устанавливаем значение пользовательского параметра Ь=0.37 (максимальная индукция 0.37Тл) и запускаем
процесс моделирования. После завершения моделирования необходимо отобразить общий вид петли
перемагничивания сердечника индуктивности L1.
Результирующий внешний вид петли гистерезиса изображен на рис.5.
Рис.5. Вид петли гистерезиса
Если в крайних точках петли гистерезиса абсолютное значение напряженности поля меньше
требуемой, то следует уменьшить значение Вг. Если же напряженность поля больше, то значение Вг следует
увеличить.
Следует несколько раз повторить пункты 1и 2, пока не будет достигнуто удовлетворительное
соответствие для двух точек горизонтального участка кривой намагничивания.
3. Подгонка уровня потерь в сердечнике. В соответствии со справочными данными, при частоте
ЗОкГц, температуре 100°С и максимальной индукции 0.2ТЛ, потери в феррите N87 составляют 90000Вт/м3.
Мы экспериментируем с сердечником Е70, объём которого составляет 0.000102м3. Следовательно, уровень
потерь должен составить 90000-0.000102=9.2Вт при максимальной указанной индукции Вт=0.2Тл.
Устанавливаем значение пользовательского параметра Ь=0.2 (максимальная индукция 0.2Тл) и
запускаем процесс моделирования. После завершения моделирования выводим график потерь в
индуктивности L1. Для этого необходимо навести курсор мышки на символ индуктивности, нажав <Alt>.
После того, как курсор трансформируется в градусник, необходимо щёлкнуть левой кнопкой мышки. В
результате в окно плоттера будет выведен график мгновенной мощности "V(N001,N002)*I(L1)" на
индуктивности L1. Чтобы вычислить среднюю мощность, необходимо нажать <Ctrl> и щёлкнуть левой
кнопкой мышки по формуле графика в верхней части окна плоттера (рис.6).
Рис.6. Измерение мощности потерь в индуктивности L1.
Если мощность потерь больше требуемой, то необходимо уменьшить значение Нс, и, соответственно,
увеличить Нс, если мощность потерь меньше.
Моделирование повторять до тех пор, пока не будет достигнуто удовлетворительное соответствие.
После завершения третьего пункта, необходимо уточнить значение Вг, выполнив второй пункт
методики настройки. Затем повторить подборку параметров, начиная с первого пункта. Это следует делать
до тех пор, когда полученные потери и параметры намагничивания будут соответствовать требуемым.
В данном случае хорошее соответствие с данными от производителя достигнуто при использовании
следующих параметров гистерезисной модели:
Нс=7А/м Bs=0.393Eji Вг=.14Тл
Расчёт и моделирование современного сварочного
источника переменного тока
Валентин Володин
valvolodin@narod.ru
Не смотря на всё более широкое использование инверторных источников постоянного тока,
классические трансформаторные источники переменного тока ещё не потеряли свою актуальность. Это
объясняется тем, что с одной стороны существуют технологии сварки, как например TIG сварка алюминия,
которые производятся только на переменном токе, а с другой стороны конструкция источников переменного
тока постоянно совершенствуется.
Многие сталкивались с сварочными источниками переменного тока, построенными на основе
трансформатора с развитым электромагнитным рассеянием. Большая величина индуктивности рассеяния
между обмотками такого трансформатора выполняет роль линейного дросселя, формирующего
крутопадающую внешнюю вольтамперную характеристику (ВАХ) необходимую для технологий TIG и
ММА. Главным достоинством этих источников является простота изготовления и надежность в работе.
Однако подобные источники имеют и существенные недостатки. Среди основных недостатков, пожалуй,
стоит указать большой ток, потребляемый источниками этого типа из сети.
1. Причины и пути уменьшения величины потребляемого тока.
Возникает справедливый вопрос - почему сварочные источники, использующие трансформаторы с
развитым магнитным рассеянием, потребляют из сети такой большой ток?
Чтобы разобраться с проблемой, воспользуемся уже хорошо знакомым нам симулятором LTspice и
проведем небольшой эксперимент с цепью переменного тока (рис.1)
Рис. 1 Модель цепи переменного тока:
а - с активным сопротивлением; б - с активно-индуктивным сопротивлением.
Оба варианта цепи переменного тока содержат активное сопротивление величиной 0.2 Ом. В случае,
изображенном на рис. 1а, сопротивление R1 непосредственно подключено к источнику переменного
напряжения VI. В случае, изображенном на рис.1б, активное сопротивление R2 подключено к источнику
переменного напряжения V2 последовательно с индуктивностью L1 величиной 1.2мГн. В обоих случаях
напряжение источников выбрано таким, чтобы по цепи протекал ток величиной 150А. В первом случае для
этого потребовалось напряжение 30 вольт, а во втором 65 вольт. Так как индуктивность не потребляет
активной мощности, то в обоих случаях от источника переменного напряжения потребляется одинаковая
активная мощность:
p = I2.R = \502-0.2 = 4500 Вт
Однако, если бы какой-то посторонний наблюдатель решил с помощью обычного тестера определить
мощность потребляемую нагрузкой от источника переменного напряжения, то к своему удивлению он бы
обнаружил, что в первом случае эта мощность, как и положено, составляет 30-1500=4500Вт, а вот во втором
65-150=9750Вт.
Дело в том, что во втором случае синусоиды напряжения V2 и тока I(R2) нагрузки имеют фазовый
сдвиг относительно друг друга, в то время как в первом случае сдвиг фазы между напряжением VI и током
I(R1) нагрузки отсутствует. Сдвиг фазы приводит к тому, что пики тока и напряжения не совпадают, а
следовательно активная мощность цепи меньше, чем могла бы быть. Если нагрузка представляет из себя
чисто реактивное сопротивление (индуктивность или ёмкость), то фазовый сдвиг достигает 90°. В этом
случае активная мощность вообще не потребляется от источника, т.к. пик тока совпадает с нулем
напряжения и соответственно пик напряжения с нулем тока.
В электротехнике, для определения энергетической эффективности нагрузки используется
специальный коэффициент мощности Кр, который показывает какая доля полной мощности, потребляемой
нагрузкой от источника, является активной:
Kp = J-
F UI
Где Р - активная мощность, потребляемая нагрузкой;
U - действующее напряжение на нагрузке;
I - действующий ток нагрузки.
Если нагрузка, как в рассмотренном случае, является линейной, то коэффициент мощности Кр
определяется по формуле:
v Р
Кр = — = cos ср
Где :
Р - активная мощность нагрузки;
S - полная мощность нагрузки;
Ф - фазовый сдвиг между током нагрузки и напряжением на нагрузке.
Зная активную и полную мощность, можно определить реактивную мощность:
Q = ^S2-P2
На практике обычно все нагрузки являются комплексными, т.е. кроме активной, содержат в себе
индуктивную, ёмкостную или все эти составляющие сразу. Примером активно-индуктивной нагрузки
являются различные осветительные устройства, обмотки электродвигателей и трансформаторов. Примером
активно-ёмкостной нагрузки могут служить различные бестрансформаторные источники питания, которые в
настоящее время повсеместно используются для питания компьютеров, телевизоров, экономичных ламп и
т.п.
Не смотря на то, что реактивная составляющая нагрузки не потребляет активную мощности, токи,
вызываемые её присутствием, уменьшают коэффициент использования сетей и генераторов, увеличивают
нагрузку на коммутационные устройства, а также увеличивают активные потери, связанные с передачей
энергии.
Общеизвестным способом уменьшения величины реактивной составляющей нагрузки является
компенсация её реактивностью противоположного знака. Например, для компенсации индуктивной
составляющей используются специальные компенсирующие конденсаторы и наоборот. При этом, если
полученный колебательный контур настроен в резонанс с частотой сети, реактивный ток не перегружает
питающую сеть, а замыкается в контуре между реактивной составляющей нагрузки и компенсирующей
реактивностью.
На рис. 2 изображена ситуация при питании не скомпенсированной (рис.2а) и скомпенсированной
(рис.26) активно-индуктивной нагрузки.
Рис.2. Принцип компенсации реактивной мощности нагрузки,
а - нагрузка не скомпенсирована, б - нагрузка скомпенсирована.
Для компенсации реактивной составляющей активно-индуктивной нагрузки потребуется конденсатор,
ёмкость которого можно определить по формуле:
Где:
со =2-7i-f- круговая (угловая) частота, рад/с. При частотеу=50Гц, со~ЗЫ рад/с.
С помощью симулятора LTspice проверим эффективность компенсации реактивной мощности (рис.3).
Рис.3 Модель цепи переменного тока:
а - без компенсации реактивной составляющей нагрузки; б - с компенсацией реактивной
составляющей нагрузки.
На рис.3 красным цветом изображен ток I(V1), потребляемый нагрузкой из сети, в случае отсутствия
компенсации. Синим цветом изображен ток I(V2), потребляемый нагрузкой из сети, в случае использования
компенсации. Так как ток I(V2) меньше тока I(V1), то это позволяет сделать вывод, что компенсация
реактивной составляющей активно-индуктивной нагрузки, при помощи конденсатора, позволяет
значительно снизить значение тока, потребляемого нагрузкой из сети.
Рассмотренный способ компенсации реактивной мощности находит широкое применение в
промышленных сетях переменного тока. Однако он не совсем подходит для компенсации реактивностей в
пределах обычного сварочного источника, который по своей сути являются резко переменной нагрузкой.
Например, сварочный источник на холостом ходу генерирует небольшую реактивную мощность, которую
вызывает индуктивность намагничивания сварочного трансформатора. Зато в момент сварки уровень
генерируемой реактивной мощности резко возрастает. Если ёмкость компенсирующего конденсатора
выбрать исходя из максимального уровня генерируемой реактивной мощности, то, победив реактивную
составляющую при максимальной нагрузкой, мы будем генерировать большую реактивную мощность на
холостом ходу. Просто характер её изменится с индуктивной на ёмкостную.
Достаточно оригинальное решение данной проблемы предложил Анатолий Павлович Буденный. Суть
предложения в том, чтобы сердечник сварочного трансформатора насыщался на холостом ходу. В этом
случае входное сопротивление сварочного трансформатора во всех режимах его работы будет иметь
значительную индуктивную составляющую, удовлетворительную компенсации которой можно обеспечить
во всем диапазоне нагрузок при помощи конденсатора постоянной ёмкости.
2. Сварочный источник Буденного
На рис.4 изображена схема сварочного источника переменного тока
"Pycb"[http://www.svarka.hl.ru/produkcial.htm], который является одной из версий сварочного источника
Буденного (далее по тексту просто источник).
Источник содержит трансформатор, обмотки которого намотаны на замкнутый сердечник 1. В окно
замкнутого сердечника встроен регулируемый магнитный шунт 6. Замкнутый сердечник имеет два
характерных сечения 4 и 5, где сечение 4 больше сечения 5. Первичная (сетевая) обмотка трансформатора 2
охватывает замкнутый сердечник в сечении 4, где его сечение максимально. Вторичная (сварочная) обмотка
3 охватывает замкнутый сердечник в сечении 5, где его сечение минимально. Сечение 5 замкнутого
сердечника выбрано таким, чтобы он насыщался в режиме холостого хода трансформатора. При этом
участок максимального сечения 4, где расположена первичная обмотка, будет оставаться ненасыщенным.
Часть потока, сцепленного с первичной обмоткой, ответвляется в регулируемый магнитный шунт 6 и не
связана с вторичной обмоткой трансформатора. Этот поток образует регулируемую индуктивность,
включенную последовательно с первичной обмоткой трансформатора. Изменение сечения магнитного
шунта приводит к изменению регулируемой индуктивности, а следовательно и выходного тока источника.
Т.к. первичная и вторичная обмотки расположены на различных кернах сердечника, то значительная часть
потока, сцепленного с первичной обмоткой, замыкается через пространство вокруг первичной обмотки, не
достигая вторичной обмотки. Этот поток называется потоком рассеяния и также образует индуктивность
рассеяния, включенную последовательно с первичной обмоткой трансформатора. При насыщении части
замкнутого сердечника, избыточное сетевое напряжение прикладывается к регулируемой индуктивности и
индуктивности рассеяния, которые оказываются включенными последовательно. Эта последовательная
цепочка позволяет ограничить потребляемый ток и предотвратить перегрузку питающей сети 8. К выводам
вторичной обмотки 3 подключается сварочный держатель 9. Вторичная обмотка 3 может иметь несколько
отводов используемых для ступенчатой настройки тока при сварке в различных газовых средах.
Конденсатор 7 служит для компенсации индуктивной составляющей входного сопротивления
трансформатора.
3. Общие принципы конструирования сварочного источника
Сердечник трансформатора сварочного источника Буденного имеет сложную разветвленную
конфигурацию. Некоторые участки этого сердечника насыщаются, а некоторые работают без насыщения.
Понятно, что проектирование такого трансформатора связано с математическим аппаратом, который не
входит в обычный курс школьной программы, а также с целым комплексом натурных испытаний и доводок.
Если сварочный источник с таким трансформатором разрабатывается в КБ специализированного
предприятия, то это обычно не является проблемой, т.к. в этом случае предприятие располагает
необходимыми средствами, квалифицированными специалистами, лабораториями и производственными
площадями. Любители, не располагающие подобными средствами, до не давнего времени даже не могли
надеется на возможность самостоятельной разработки подобных сварочных источников. Однако в
последнее время, после распространения персональных компьютеров и появления различных программ
схемотехнического моделирования и проектирования, ситуация изменилась. Например, обладая
программой, которая способна имитировать работу трансформатора с разветвлённым сложным
сердечником, мы можем контролировать процессы, протекающие в трансформаторе, а следовательно легко
оптимизировать его конструкцию, даже не прибегая к натурным испытаниям, которые являются самым
дорогим и длительным этапом разработки трансформатора. При этом, на этапе расчёта можно использовать
более доступный математический аппарат, который не выходит за пределы школьного курса. Все грубые
просчёты, возникающие при этом, будут обнаружены и устранены при моделировании.
Программа LTspice, которая используется нами в качестве симулятора, не обладает встроенными
возможностями моделирования сложных разветвлённых сердечников. Однако в её библиотеке есть модель
нелинейного индуктора с ферромагнитным сердечником. На основании этой модели мною была разработана
методика моделирования разветвлённых сердечников, которая подробно описана в статье "Моделирование
сложных электромагнитных компонентов при помощи spice-симулятора LTspice/SwCAD III", которая была
опубликована в журнале Компоненты и Технологии №4 за 2008 год.
Краткая суть методики моделирования разветвлённого сердечника заключается в том, что каждый
фрагмент реального сердечника в модели можно представить элементарной нелинейной индуктивностью
(индуктором), имеющей материал сердечника, его длину, немагнитный зазор и сечение соответствующие
моделируемому фрагменту. Все параллельные ветви реального сердечника в модели представляются
соответствующими индукторами, включенными последовательно, и наоборот. На все индукторы модели
мотаются обмотки с одинаковым количеством витков, равным количеству витков одной из обмоток
прототипа. При необходимости, для согласования модели с остальными элементами схемы, используются
дополнительные идеальные согласующие трансформаторы.
Созданная согласно этой методике, эквивалентная схема сварочного источника изображена на рис.5.
Рис.5. Эквивалентная схема сварочного источника Буденного.
Здесь индуктивности LI, L3, L4, L5 имитируют различные участки сердечника трансформатора,
схематически изображенного на рис.4. Индуктивность L1 имитирует участок 4, a L5 участок 5. Параллельно
включенные индуктивности L3 и L4 имитируют, последовательно включенные, неизменную и
регулируемую части магнитного шунта 6. Последовательно с L3,L4 включена индуктивность рассеяния L2.
Так как фрагменты сердечника 4, 5 и 6 в физическом прототипе включены параллельно, то индуктивности,
имитирующие их в модели, включены последовательно.
Идеальный трансформатор К1, имеющий две обмотки L6 и L7, имитирует коэффициент
трансформации реального сварочного трансформатора. Конденсатор С1, так же как и конденсатор 7 на
рис.4, служит для компенсации индуктивной составляющей входного сопротивления трансформатора.
Источник напряжения VI имитирует питающую сеть, а диод D1 электрическую дугу.
Параметры индуктивностей LI, L3, L4, L5 имитирующих различные участки сердечника
трансформатора, определяются материалом сердечника, его конструктивными размерами, а также витками
соответствующих обмоток. Обычно эти параметры вполне очевидны, чего не скажешь об индуктивности L2,
которая имитирует индуктивность рассеяния трансформатора. Индуктивность рассеяния, в основном,
зависит от взаимного расположения обмоток трансформатора и их конфигурации.
4. Индуктивность рассеяния трансформатора с разнесёнными обмотками.
Разработаем простую методику расчёта индуктивности рассеяния трансформатора у которого обмотки
расположены на разных стержнях сердечника, взяв за основу методику, изложенную в книге профессора
Ф.И. Холуянова "Трансформаторы однофазного и трёхфазного тока"
[http://valvolodin.narod.ru/books/h_trans.djvu].
Б)
Рис.6. Картина магнитных полей стержневого трансформатора с разнесёнными обмотками.
На рис.6а схематически изображена картина распределения силовых магнитных полей в стержневом
трансформаторе с разнесёнными обмотками. Ток, протекающий через витки первичной обмотки W1 создает
ампервитки (магнитное напряжение), которые возбуждают основной магнитный поток Ф, а также потоки
рассеяния Ф1, Ф2 и ФЗ, соответственно, в канале между обмотками, внутри обмоток и в пространстве
вокруг обмоток. В окне сердечника ток первичной обмотки трансформатора направлен от зрителя, а ток
вторичной обмотки наоборот. Благодаря этому, для потоков рассеяния, первичная и вторичная обмотки
представляют собой своеобразный соленоид с каналом 8. Благодаря тому, что обмотки трансформатора не
сосредоточены в точке, а определённым образом распределены в пространстве, часть потока рассеяния
проходит внутри обмоток. Возле внешнего края обмотки поток рассеяния максимальный, т.к. создаётся
всеми витками обмотки. При движение к центру обмотки, поток рассеяния ослабевает, т.к. количество
витков, создающих его, уменьшается (рис.66).
Потоки рассеяния в канале между катушками, внутри катушек, а так же в пространстве возле них
суммируются и создают общий поток рассеяния. Для определения этих составляющих примем допущение,
согласно которого сердечник трансформатора имеет нулевое магнитное сопротивление. Это допущение не
приведёт к большой ошибке вычисления, т.к. магнитное сопротивление участков вне сердечника
превывышает его на несколько порядков.
Найдём индуктивность рассеяния для одной из обмоток трансформатора, имеющей толщину намотки
до и количество витков w. Пока не имеет большого значения какая это обмотка, первичная или вторичная.
Предположим, что магнитное поле рассеяния каждой обмотки занимает только половину
межобмоточного канала и определим его магнитное сопротивление.
Где:
F - ампервитки обмотки, А\
Ф - магнитный поток, Вб;
Н- напряженность магнитного поля, А/м;
h - длина канала, м;
S - площадь канала, м2;
В - магнитная индукция, Тл.
Напряжённость и магнитная индукция связаны между собой через абсолютную магнитную
проницаемость вещества
A = F
которая, в свою очередь, равна произведению
где:
Мо = 4-7Е-10"^ - магнитная постоянная (проницаемость вакуума);
jU - относительная проницаемость среды.
Так как для воздуха ju' ~ 1, то jua ~ jU0.
Площадь канала можно найти по формуле
Где: 2
Ъ - толщина сердечника, м;
Подставив полученные значения в формулу для магнитного сопротивления, получим
Rm] = —
Магнитный поток в канале, для одной обмотки, можно найти по формуле
^ F I -w-3-b- Ца
Rm{ 2-h
Где:
w - количество витков обмотки;
/-токв обмотке, А.
Потокосцепление одной обмотки с потоком в канале можно найти по формуле
I-w2-S-b-Lir,
1 2-h
Для вычисления потокосцепления с потоком, проходящим через толщу обмотки, выделим силовую
трубку шириной dx (рис. 1.6а) и длиной равной средней длине витка обмотки /е. Её магнитное
сопротивление можно найти по формуле
Выделенная трубка создаётся ампервитками
Таким образом, поток трубки равен
Где U - средняя длина витка обмотки.
А потокосцепление трубки
Общее потокосцепление подобных трубок по ширине обмотки 80 будет равняться
Для определения магнитное сопротивление пространства вокруг обмотки воспользуемся формулой
индуктивности однослойного соленоида без сердечника:
т 0.3937 т2 V-IO"4
L = , Гн
9-Г + 10-/
Где:
г - радиус соленоида, м;
/ - высота соленоида, м.
Для не слишком коротких катушек (/ > 0.8г), приведённая формула индуктивности соленоида имеет
погрешность не более 1%.
Из этой формулы находим, что магнитное сопротивление пространства вокруг соленоида равно:
9 0.9 1.8
Rm = т~ =
0.3937-г-Ю"4 Мо-Р
Где р - длина окружности соленоида. Внешние контуры катушки трансформатора отличаются от
идеального круга, поэтому заменим длину окружности на периметр поперечного сечения обмотки, что не
должно привести к серьёзной ошибке в вычислениях. Учитывая, что часть периметра обмотки
перекрывается сердечником, запишем формулу для вычисления магнитного сопротивления пространства
вокруг катушки трансформатора:
Где:
р — периметр поперечного сечения обмотки, м.
Магнитный поток в пространстве вокруг обмотки можно найти по формуле:
Потокосцепление одной обмотки с потоком в канале можно найти по формуле:
Общее потокосцепление обмотки можно найти, суммировав потокосцепление в канале между
обмотками, потокосцепление внутри обмотки, а также потокосцепление в пространстве возле обмотки.
Разделив потокосцепление на ток, получим суммарную индуктивность рассеяния одной обмотки.
Подставим в формулу параметры первичной обмотки и получим формулу расчёта её индуктивности
рассеяния.
Подставим в формулу параметры вторичной обмотки и получим формулу расчёта её индуктивности
рассеяния.
Рис.7. Сварочный источник "Русич-200А Турбо" в разобранном виде.
Производитель гарантирует технические характеристики источника, перечисленные в таблице 1.
Таблица 1. Технические характеристики сварочного источника "Русич-200А Турбо".
Параметры
Значения
Диапазон питающей сети
180 -230 В
Напряжение холостого хода
32 В
Сварочный ток
200А
Продолжительность нагрузки в режиме сварки при
максимальном сварочном токе
45 % min
Выходная мощность в режиме сварки
5,2 КВА
Приведём индуктивность рассеяния вторичной обмотки к первичной и получим формулу для
вычисления общей индуктивности рассеяния.
Формула была проверена на реальных трансформаторах. При этом, рассчитанные значений
отличались от измеренных не более чем на 10%.
В этом месте хочется передать особые благодарности Шевченко Михаилу Павловичу (Maikl на
форуме http://valvol.flyboard.ru), который, специально для проверки формулы, намотал несколько тестовых
трансформаторов и произвёл соответствующие измерения.
5. Модель сварочного источника Буденного
Получив формулу для расчёта индуктивности рассеяния, можно создать модель сварочного источника
Буденного. Сравнив результаты моделирования с данными производителя, можно убедиться в корректности
модели.
На рис.7, изображен сварочного источника, выпускаемого НПП "Сварка", в разобранном виде.
Пределы регулирования
140-200 А
Диаметр электрода
2,5 - 4 мм
Габаритные размеры
400 х 190 х 360 мм
Вес
19 кг
Система охлаждения
принудительная
На рис.8, приведены основные размеры и обмоточные данные сварочного трансформатора источника
"Русич-200А Турбо" (Данные предоставил stas yasko).
Рис.8. Основные размеры и обмоточные данные сварочного трансформатора источника "Русич-200А
Турбо"
Воспользовавшись замерами на реальном трансформаторе, получим данные, необходимые для расчёта
индуктивности рассеяния:
w =160 - количество витков первичной обмотки;
Ъ = 0.07м - толщина сердечника;
h = 0.076м - высота обмотки;
3 = 0.012м - величина зазора между обмотками;
31 = 0.015м - толщина первичной обмотки;
32 = 0.015м - толщина вторичной обмотки;
1в] = 0.292м - средняя длина витка первичной обмотки;
1в2 = 0.262м - средняя длина витка вторичной обмотки;
Pj = 0.344м - внешний периметр поперечного сечения первичной обмотки;
р2 = 0.314м - внешний периметр поперечного сечения вторичной обмотки.
На основании полученных данных, рассчитаем индуктивность рассеяния сварочного трансформатора,
приведённую к первичной обмотке:
Далее необходимо настроить индуктивности LI, L3, L4, L5 эквивалентной схемы сварочного
источника, изображенной на рис.5. Для этого, в окне редактора схем LTspice, необходимо вызвать меню
настройки каждой индуктивности, кликнув правой кнопкой мышки по её символу, и в строке Inductance
ввести перечень параметров гистерезисной модели:
Для LI - Нс=95 Br=1.2 Bs=1.9 Lm=0.235 Lg=0 А=0.0035 N=160
Для L3 - Нс=95 Br=1.2 Bs=1.9 Lm=0.036 Lg=0.0005 A={kt*0.00105} N=160
Для L4 - Hc=95 Br=1.2 Bs=1.9 Lm=0.044 Lg=0 A=0.00105 N=160
Для L5 - Hc=95 Br=1.2 Bs=1.9 Lm=0.24 Lg=0 A=0.00238 N=160
Пользовательский параметр kt позволяет управлять магнитным шунтом источника. Если шунт
полностью введён в сердечник, то этот параметр равен единице. При полностью выведенном шунте
параметр kt=0.01.
Рис.9. Модель сварочного источника "Русич-200А Турбо"
издательствоБХВ-ПетербургВолодинВ.LTspice:компьютерноемоделированиеэлектронныхсхем400стр.,ISBN978-5-9775-0543-7Магазин«Новаятехническаякнига»СПб.,Измайловскийпр.,д.29тел.:(812)251-41-10www.techkniga.comОтделоптовыхпоставокE-mail:opt@bhv.spb.suРуководстводляэффективногоосвоениябес-платногоSPICE-симулятораLTspice,предна-значенногодлякомпьютерногомоделиро-ванияэлектронныхсхем,являетсянаиболееполнымописаниемпрограммы,пользующей-сязаслуженнойпопулярностьюкаксредилю-бителей,такисредипрофессионалов.Со-держитрекомендации,позволяющиебыстроначатьработатьссимулятором,ивтожевремявключаетполноеописаниеинтерфей-са,библиотекисхемныхэлементовиди-рективмоделирования.Рассматриваютсяпроцесснастройкисхемныхэлементов,связьтекстовогоописаниясхемныхэлементовсграфическиминтерфейсомпрограммы,редакторсхем,редакторсимволовиплоттера.Подробноописанывопросысозданияитестированияне-линейныхиндуктивностейитрансформаторов,вызывающиенаибольшиеза-трудненияуначинающих.Большоевниманиеуделенопроцессуадаптациисто-роннихмоделей,атакжесозданиюсобственныхмоделейсхемныхкомпонентов.Приводитсяметодикамоделированияэлектромагнитныхкомпонентовсраз-ветвленнымсердечником.Изложениесопровождаетсябольшимколичествомпрактическихпримеровииллюстраций,облегчающихусвоениесложногомате-риала.ПрилагаемыйDVDсодержитвидеоурокидляосвоениясимулятора,при-мерыизкнигииавторскуюбиблиотекумоделейпопулярныхШИМ-контроллеров.Вкнигерассмотрены:•МетодикаэффективногоосвоениясимулятораLTspice•Подробноеописаниесхемныхэлементовидирективмоделирования•СозданиесобственныхSPICE-моделей•Созданиеитестированиенелинейныхиндуктивностейитрансформаторов•МоделированиесложныхэлектромагнитныхкомпонентовВолодинВалентинЯковлевич(Одесса),инженер-электрик,авторболее20опубликованныхработ:монографий,авторскихсвидетельствипатентов,втомчислекниги«Современныесва-рочныеаппаратысвоимируками».Втечение19летзанимаетсяпрофессиональнойразработ-койэлектронныхустройстввобластиметрологииисиловойэлектроники.www.bhv.ru
Радиолюбительская серия
издательства "ДМК Пресс"!
Представляем вашему вниманию серию книг по
радиолюбительской тематике издательсва "ДМК
Пресс".
Эта популярная и востребованная серия охва-
тывает большой диапазон тем - от современной
схемотехники и электроники до ремонта и
обслуживания бытовых приборов. Также из книг
этой серии вы узнаете, как создавать полезные и
оригинальные радиолюбительские конструкции.
В книгах серии "Всё для радиолюбителя" приво-
дятся многочисленные примеры разработки
систем, даются схемотехнические решения, прин-
ципиальные схемы, рисунки печатных плат, а
также другие сведения, необходимые при само-
стоятельном конструировании и сборке различных
устройств.
В серии ежемесячно выходит несколько новых книг
по самым разным направлениям радиоэлектроники.
Большинство книг предназначено для широкого
круга радиолюбителей, домашних мастеров, а также
для широкого круга специалистов, занимающихся
ремонтом и обслуживанием радиоэлектронной
аппаратуры.
Издание компьютерной и технической литературы
Интернет-магазин: \ллллл/.дмк.рф
Электронная почта: dm@dmk-press.ru
Профессиональный Дистрибьютор Информации
ежемесячный научно-технический журнал
ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ И СИСТЕМЫ
Журнал предназначен для разработчиков и производителей электронной
и электротехнической аппаратуры, средств телекоммуникаций, компьютерных
и управляющих систем, промышленной и транспортной электроники.
Издается с 1996 года, учредитель и издатель журнала - НПФ VD MAIS, г. Киев
Оформление подписки в России:
• в любом отделении связи по каталогу "Газеты. Журналы"
(подписной индекс 21860)
• через редакцию ЭКиС: ekis@vdmais.kiev.ua,
www.ekis.kiev.ua
Украина, г. Киев, ул. М. Донца, 6, тел.: (+380-44) 220-0101, 492-8852, факс: (+380-44) 220-0202
ekis@vdmais.kiev.ua, www.vdmais.kiev.ua
КОМПОНЕНТЫ
И ТЕХНОЛОГИИ
Components & Technologies
— научно-технический журнал, информирующий
читателей о состоянии и перспективах развития отечественного и мирового рынков
радиоэлектроники, о фирмах, работающих на этих рынках. Издание знакомит с
особенностями применения новых электоронных компонентов и схемотехнических решений.
Журнал выходит 12 раз в год тиражом 6000 экземпляров.
Объем — 164 страницы и более.
Распространение — Россия и страны СНГ.
— научно-технический журнал, информирующий читателей об
основных направлениях и перспективах развития отечественного и мирового рынков
силовой электроники, о последних исследованиях и разработках в области силовой
электроники. Журнал содержит обзоры силовых элементов различных технологий, расчеты
параметров. Описываются программные продукты для моделирования систем силовой
электроники, примеры их применения.
Журнал выходит 5 раз в год тиражом 4000 экземпляров.
Объем — 100 страниц и более.
— журнал, в котором вас ждут
новости в мире технологического оборудования и расходных материалов, применяемых
в производстве, обзоры основных тенденций развития рынка печатных плат, а также
информация о фирмах, работающих на этом рынке.
Журнал выходит 8 раз в год тиражом 4000 экземпляров.
Объем—80 страниц и более.
— научно-технический журнал, в котором вы найдете
полезную и актуальную информацию о новейших разработках, основных направлениях,
тенденциях и перспективах развития отечественного и мирового рынков беспроводных
технологий, обзоры, описания приборов, рекомендации по применению, а также
нестандартному использованию элементной базы. Журнал содержит немало прикладных
материалов: описания различных практических разработок, примеры успешного использования
элементной базы, удачные схемотехнические и конструктивные решения.
Журнал выходит 4 раза в год тиражом 3000 экземпляров.
Объем — 68 страниц.
—новый журнал, посвященный одному из
перспективных и бурно развивающихся направлений современной электроники — полупроводниковой
светотехнике. В нем публикуются новости и технические статьи, касающиеся новых разработок
в технологии производства светодиодов, а также материалы о новых технологиях освещения
и их применении в разных отраслях производства, таких как транспорт, уличное и архитектурное
освещение, и многое другое.
Журнал выходит 6 раз в год тиражом 3000 экземпляров.
Объем—56 страниц и более.
190121, Санкт-Петербург,
Садовая, 122
Тел. (812) 438-1538
Факс (812) 346-0665
E-mail: compitech@finestreet.ru
Тел. (495) 987-3720
Каталог «Агентство Роспечать» 80743
Каталог «Почта России» 60195
Агентство KSS, Украина 10358
Каталог «Агентство Роспечать» 20370
Агентство KSS, Украина 27039
тел. (812) 438-1538, podpiska@finestreet.ru
Каталог «Агентство Роспечать» 36769
Агентство KSS, Украина 27005
Каталог «Агентство Роспечать» 36085
Агентство KSS, Украина 27004
Каталог «Агентство Роспечать» 81283
НОВЫЙ ПОРТАЛ ДЛЯ РАЗРАБОТЧИКОВ ЭЛЕКТРОНИКИ
ЭЛЕКТРОННЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
НОВОСТИ ОБЗОРЫ ИНТЕРВЬЮ i СОБЫТИЯ
АРХИВ ЖУРНАЛА «ЭЛЕКТРОННЫЕ КОМПОНЕНТЫ»
www.elcomdesign.ru
ЛОЦМАН
Журнал для тех, кто интересуется электроникой
Скоро новые
тематические номера:
Если Вам небезразличны эти темы
или Вы являетесь носителем
передовых знаний в других
областях электроники и готовы их
популяризировать -