Текст
ИЗМЕРЕНИЯ
В ЭЛЕКТРОНИКЕ
СПРАВОЧНИК
Под редакцией доктора технических наук,
профессора В. А. КУЗНЕЦОВА
МОСКВА ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ 1987
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие 7
Раздел первый. Общие вопросы
измерений в электронике 9
1.1. Основные понятия и термины
в теории и практике измерений 9
1.2. Свойства средств измерений и
предъявляемые к ним требо-
требования 11
1.2.1. Точностные характеристи-
характеристики средств измерений и
1.2.2. Технические характеристи-
характеристики средств измерений 13
1.3. Перспективы развития средств
измерений в электронике ... 14
Раздел второй. Измерение напря-
напряжения и силы тока 22
2.1. Общие сведения 22
2.2. Измерение постоянного тока 25
2.2.1. Метод непосредственной
оценки 25
2.2.2. Косвенное измерение тока 28
2.3. Измерение переменного тока 28
2.3.1. Приборы электромагнит-
электромагнитной системы 28
2.3.2. Электродинамические при-
приборы 29
2.3.3. Выпрямительные прибо-
приборы 29
2.3.4. Термоэлектрические при-
приборы 30
2.4. Измерение напряжения постоян-
постоянного тока 31
2.4.1. Приборы электроизмери-
электроизмерительных систем непосред-
непосредственной оценки .... 32
2.4.2. Аналоговые электронные
вольтметры 33
2.4.3. Автокомпенсационные
вольтметры 34
2.5. Измерение напряжения постоян-
постоянного тока методом сравнения 37
2.5.1. Потенциометры постоян-
постоянного тока 37
2.5.2. Дифференциальные вольт-
вольтметры 39
2.6. Измерение напряжения и силы
тока с помощью цифровых
приборов 47
2.6.1. Общие сведения .... 47
2.6.2. Методы преобразования
напряжения (тока) в циф-
цифровой эквивалент ... 61
2.6.3. Автоматизация измере-
измерений 74
2.7. Измерение переменного напря-
напряжения 85
2.7.1. Общие сведения .... —
2.7.2. Измерение переменного
напряжения методом не-
непосредственной оценки 88
2.7.3. Измерение переменного
напряжения методом
сравнения 100
2.7.4. Измерение напряжения
гармонических составля-
составляющих многочастотного
спектра 106
2.7.5. Измерение напряжений в
диапазоне инфранизких
частот 108
2.8. Измерение импульсных напря-
напряжений 111
2.9. Метрологическое обеспечение
средств измерения напряжения
и тока 116
Раздел третий. Измерение мощ-
мощности 124
3.1. Характеристики мощности —
3.2. Классификация методов изме-
измерения мощности 126
3.3. Методы измерения мощности 129
3.3.1. Методы измерения погло-
поглощаемой мощности . . . —
3.3.2. Измерение мощности с
помощью терморезисто-
терморезисторов 130
3.3.3. Термоэлектрический ме-
метод измерения мощности 142
3.3.4. Калориметрические мето-
методы измерения мощности 147
3.3.5. Измерение импульсной
мощности 154
3.3.6. Методы измерения про-
проходящей мощности ... 161
3.4. Средства измерения мощности 168
3.4.1. Ваттметры калориметри-
калориметрические 169
3.4.2. Ваттметры терморезис-
торные 173
3.4.3. Приемные преобразовате-
преобразователи терморезисторных
ваттметров 176
3.4.4. Ваттметры термоэлектри-
термоэлектрические 177
3.4.5. Ваттметры импульсные 178
Оглавление
3.5. Автоматизация методов измере-
измерения мощности 179
3.6. Метрологическое обеспечение
средств измерения мощности 183
Раздел четвертый. Измерение па-
параметров линейных компонентов цепей
с сосредоточенными постоянными ... 187
4.1. Характеристики и параметры
линейных компонентов цепей
с сосредоточенными постоян-
постоянными .......... —
4.1.1. Классификация парамет-
параметров линейных компонен-
компонентов цепей с сосредото-
сосредоточенными постоянными —
4.1.2. Комплексное сопротивле-
сопротивление, комплексная прово-
проводимость и эквивалентные
схемы линейных компо-
компонентов 188
4.1.3. Способы подключения из-
измеряемого объекта к из-
измерительной цепи ... 190
4.2. Методы, измерения параметров
линейных компонентов цепей с
сосредоточенными постоянны-
постоянными \у 2.
4.2.1. Метод вольтметра-ампер-
вольтметра-амперметра —
4.2.2. Метод непосредственной
оценки 194
4.2.3. Мостовой метод .... 197
4.2.4. Резонансный метод . . . 203
4.2.5. Метод дискретного счета 205
4.2.6. Автоматизация средств
измерений 206
4.3. Средства измерений параметров
линейных компонентов цепей с
сосредоточенными постоянны-
постоянными. Классификация, основные
характеристики. Применяемость
при создании и эксплуатации
радиоэлектронной аппаратуры 207
4.3.1. Классификация и основ-
основные характеристики при-
приборов ~~
4.3.2. Основные измерительные
задачи и области приме-
применения приборов ....
4.4. Метрологическре обеспечение
средств измерений параметров
линейных компонентов цепей с
сосредоточенными постоянны-
ми ...........
211
213
Раздел пятый. Измерение парамет-
параметров и характеристик трактов с рас-
распределенными постоянными 217
5.1. Характеристики и параметры
трактов с распределенными по-
постоянными _
5.2. Методы измерения коэффициен-
коэффициента стоячей волны по напряже-
напряжению, модуля и фазы коэффици-
коэффициента отражения 219
5.3. Средства измерений параметров
трактов с распределенными по-
постоянными 220
5.4. Метрологическое обеспечение
средств измерений параметров
и характеристик трактов с рас-
распределенными постоянными 230
Раздел шестой. Измерение доб-
добротности 232
6.1. Методы измерения добротности
на частотах до 300 МГц ... —
6.2. Автоматизация измерений доб-
добротности 234
6.3. Измерение добротности резо-
резонаторов на СВЧ 243
6.4. Средства измерения добротно-
добротности — куметры 249
6.5. Метрологическое обеспечение
измерителей добротности . . . 251
Раздел седьмой. Измерение час-
частоты электромагнитных колебаний 254
7.1. Общие сведения —
7.2. Методы определения действи-
действительного значения частоты
электромагнитных колебаний 255
7.2.1. Меюл сравнения изме-
измеряемой частоты с извест-
известной (образцовой) ... —
7.2.2. Резонансный метод опре-
определения действительно-
действительного значения частоты 270
7.2.3. Мостовой метод измере-
измерения частоты .... 273
7.2.4. Метод измерения часю-
ты путем перезаряда кон-
конденсатора 274
7.3. Методы определения долговре-
долговременной нестабильности часто-
ТЫ • • . . • • . . . • J. I ji
7.4. Методы измерения кратковре-
кратковременной нестабильности часто-
7.5. Методы стабилизации частоты
электромагнитных колебаний 277
7.5.1. Метод параметрической
стабилизации частоты
электромагнитных коле-
колебаний ~
7.5.2. Метод кварцевой стаби-
стабилизации частоты электро-
магнитных колебании z/0
7.5.3. Методы стабилизации
частоты, основанные на
процессах обмена энергии
в атомах и молекулах 282
7.6. Квантовые стандарты частоты 286
7.6.1. Активные квантовые
стандарты —
7.6.2. Пассивные квантовые
стандарты 288
7.7. Приборы и устройства для
измерения частоты и генерации
Оглавление
колебаний стабильной частоты.
Классификация и основные па-
параметры. Применяемость при
создании и эксплуатации радио-
радиоэлектронной аппаратуры и ее
электронных компонентов . . 290
7.7.1. Стандарты частоты и
времени D1) .... —
7.7.2. Частотомеры резонанс-
резонансные D2) 291
7.7.3. Частотомеры электрон-
электронно-счетные D3) .... —
7.7.4. Частотомеры гетеродин-
гетеродинные, емкостные, мосто-
мостовые D4) 293
7.7.5. Синхронизаторы часто-
частоты, преобразователи час-
частоты D5)
7.7.6. Синтезаторы частоты, де-
делители и умножители
частоты D6) .... —
7.7.7. Приемники сигналов эта-
эталонных частот и сигналов
времени; компараторы
частотные и фазовые D7) —
7.7.8. Преобразователи часто-
частоты D9) 294
7.7.9. Блоки приборов для
измерения частоты (Я34) —
7.8. Метрологическое обеспечение
част ото из мерительных прибо-
приборов 295
7.9. Использование высокостабиль-
высокостабильных колебаний при измерениях
времени и других физических
величин —
7.10. Автоматизация частотных из-
измерений 297
Раздел восьмой. Измерение фазы 300
8.1. Общие сведения —
8.2. Методы измерения фазы . . . 303
8.3. Автоматизированные методы
измерения фазы 321
8.4. Средства измерения фазы . . . 328
8.5. Метрологическое обеспечение
средств измерения фазы ... 331
Раздел девятый. Измерение ин-
интервалов времени 332
9.1. Общие сведения об измерении
времени 332
9.2. Электронные методы измерения
интервалов времени 337
9.3. Автоматизация процесса измере-
измерения интервалов времени . . . 345
9.4. Средства измерения временных
интервалов 347
Раздел десятый. Аттенюаторы и
измерение ослабления 353
10.1. Общие сведения. Классифика-
Классификация аттенюаторов 353
10.2. Характеристики аттенюаюров
различных видов 353
10.3. Методы измерения ослабления
10.4. Средства измерения ослабле-
ослабления. Классификация, основные
характеристики. Применяе-
Применяемость при создании и эксплуа-
эксплуатации радиоэлектронной аппа-
аппаратуры, ее узлов и блоков
10.5. Автоматизация процессов из-
измерения ослабления ....
10.6. Метролргическое обеспечение
средств измерения ослабления
Раздел одиннадцатый. Измере-
Измерение амплитудно-частотных характерис-
характеристик четырехполюсников
11.1. Амплитудно-частотные харак-
характеристики активных и пассив-
пассивных четырехполюсников . . .
11.2. Методы измерения параметров
амплитудно-частотных харак-
характеристик
11.3. Средства измерений парамет-
параметров амплитудно-частотных ха-
характеристик четырехполюсни-
четырехполюсников. Классификация, основные
характеристики. Применяе-
Применяемость при создании и эксплу-
эксплуатации радиоэлектронной аппа-
аппаратуры, ее узлов, блоков и
электронных компонентов
Автоматизация процессов из-
измерения амплитудно-частот-
амплитудно-частотных характеристик четырехпо-
четырехполюсников
Метрологическое обеспечение
средств измерений параметров
357
11.4.
11.5
Раздел двенадцатый. Измерение
искажений формы сигналов ....
12.1. Характеристики искажений
формы сигналов
12.2. Методы измерений искажений
формы сигналов
12.3. Автоматизация измерений ха-
характеристик искажений формы
сигналов
12.4. Средства измерений нелиней-
нелинейных искажений
12.5. Метрологическое обеспечение
средств измерений характерис-
характеристик искажений формы сигналов
Раздел тринадцатый. Измере-
Измерение шума
13.1. Шумовые параметры четырех-
четырехполюсников
13.2. Методы измерения шумовых
параметров четырехполюсни-
четырехполюсников
13.2.1. Метод двух отсчетов
13.2.2. Метод опорного сигна-
сигнала
13.2.3. Модуляционный метод
измерения шумовых па-
параметров четырехполю-
четырехполюсников
361
365
366
368
368
368
370
376
j/о
380
380
382
387
391
393
396
396
397
397
399
399
Оглавление
13.3. Средства измерений шумовых
параметров четырехполюсни-
13.3.1. Измерение коэффициен-
коэффициента шума приемных ус-
устройств
13.3.2. Измерение температуры
шума СВЧ усилителей
и транзисторов . . .
13.3.3. Измерение коэффициен-
коэффициента шума СВЧ усилите-
усилителей, интегральных мик-
микросхем, транзисторов и
балансных смесителей
13.3.4. Панорамное измерение
коэффициентов шума и
передачи СВЧ усилите-
усилителей и интегральных
микросхем
13.3.5. Автоматизация измере-
измерений
13.4. Источники шумовых сигналов
13.4.1. Газоразрядные генера-
генераторы шума
13.4.2. Тепловые генераторы
шума
13.4.3. Генераторы шума на
вакуумных приборах
13.4.4. Генераторы шума на
полупроводниковых
приборах
13.4.5. Генераторы шума на
фотодиоде
13.5. Метрологическое обеспечение
средств измерений шу-
шумовых сигналов .
13.5.1. Поэлементная поверка
измерителей коэффици-
коэффициента шума
13.5.2. Комплектная поверка
измерителей коэффици-
коэффициента шума
Раздел четырнадцатый. Изме-
мерение параметров спектра радиосиг-
» 111 D * ш • • • • а • • • * •
14.1. Характеристики спектра радио-
радиосигналов
14.2. Меюды измерения характерис-
характеристик спектра сигналов ....
14.3. Средства измерений характе-
характеристик спектра. Классифика-
Классификация, основные характеристики,
применение
14.3.1. Анализаторы спектра
параллельного действия
404
404
410
412
413
415
418
418
421
423
424
424
425
425
429
430
430
431
433
434
14.3.2. Гетеродинные анализа-
анализаторы етТектра последо-
последовательного типа . . .
14.3.3. Анализаторы спектра на
дисперсионных линиях
задержки
14.3.4. Анализаторы спектра на
цифровом фильтре
14.3.5. Анализаторы спектра
псевдопараллельного
действия или анализато-
анализаторы реального времени
со сжатием временного
масштаба
14.3.6. Вычислительные анали-
анализаторы спектра . . .
14.3.7. Области применения
14.4. Автоматизация измерений ха-
характеристик спектра ....
14.5. Метрологическое обеспечение
средств измерений характерис-
характеристик спектра
Раздел пятнадцатый. Измерение
параметров модулированных сигналов
15.1. Характеристика и параметры
модулированных сигналов
15.2. Методы и средства измерений
параметров модулированных
сигналов. Принципы построе-
построения измерителей мод>ляции и
их основные характеристики
15.3. Метрологическое обеспечение
измерителей модуляции . . .
Раздел шестнадцатый. Логи-
Логические анализаторы
16.1. Введение
16.2. Классификация логических
анализаторов
16.3. Особенности логических ана-
анализаторов
16.4. Дополнительные входы анали-
анализаторов
16.5. Индикация
16.6. Конструкция подключающих
устройств
16.7. Ввод начальных данных. . .
16.8. Временные соотношения в
анализаторе
16.9. Обобщенная структурная схе-
схема анализаторов
16.10. Примеры использования логи-
логических анализаторов ....
16.11. Описание приборов ....
Список литературы
Алфавитный указатель
435
443
447
449
452
457
461
462
465
465
467
476
478
478
479
480
482
483
484
484
484
485
486
492
507
510
ПРЕДИСЛОВИЕ
\/ Научно-технический прогресс связан
с внедрением в народное хозяйство страны
все более совершенных, автоматизированных
машин, станков, технологических процессов,
систем связи и управления. В большинстве
своем все они основаны на применении элек-
электроники и радиоэлектроники. Любое элек-
электронное устройство может быть разработа-
разработано и изготовлено только с применением
многих типов средств измерений: напряже-
напряжения и силы тока, частоты и фазы электро-
электромагнитных колебаний, их спектральных ха-
характеристик и многих других параметров
и характеристик. Более того, при производ-
производстве электронных устройств все больший
удельный вес занимают измерения. Напри-
Например, при производстве изделий микроэлек-
микроэлектроники измерения составляют до 50% всех
операций, выполняемых при изготовлении
одного изделия. Несомненно, что при этом
приходится использовать высокоточные, как
правило, автоматизированные приборы.
Особую роль играют измерения в эксплуата-
эксплуатации современных сложных электронных си-
систем/ '
В настоящее время значительная часть
сложных электронных систем при эксплуата-
эксплуатации ежедневно требует измерений многих
параметров и характеристик электронных
компонентов, блоков. Опыт показывает, что
происходящее усложнение современных ав-
автоматизированных электронных систем (при
достижении новых, высокоэффективных по-
показателей) приводит к увеличению требова-
требований как к качеству, так и количеству измере-
измерений, в том числе к точности измерений
различных физических величин, диапазону
измеряемых параметров, чувствительности
и быстродействию средств измерений^ Если
при производстве электронных систем мож-
можно пользоваться для измерений так назы-
называемыми лабораторными приборами, то для
поддержания в работоспособном состоянии
этих же систем при эксплуатации необхо-
необходимы высоконадежные приборы, способные
часто работать в полевых условиях. Эти ус-
условия связаны с высокими и низкими темпе-
температурами, ударами и вибрациями (например,
автомобильная, корабельная аппаратура),
мешающими процессу измерений, посторон-
посторонними электромагнитными излучениями и др.
В связи с этим всегда приходится ре-
решать трудную задачу: как создать высоко-
высокоточные средства измерений, которые должны
быть не слишком дороги и в то же время
удовлетворять жестким требованиям усло-
условий эксплуатации электронных систем. Эта
задача в настоящее время начинает решаться
путем применения в качестве комплектую-
комплектующих изделий средств измерений изделий ми-
микроэлектроники.
В предлагаемом читателю справочном
издании изложены современные методы
и средства измерений параметров и характе-
характеристик электронных систем с учетом того,
что в настоящее время к средствам измере-
измерений предъявляются требования по автомати-
автоматизации процесса измерений, а в ряде случаев
и обработки результатов измерений. В по-
последнее время широкое применение получи-
получили микропроцессоры, встраиваемые в сред-
средства измерений и позволяющие автоматизи-
автоматизировать значительное число операций: уста-
установку нуля, калибровку, самопроверку, вы-
выбор пределов измерений, многократное по-
повторение измерений параметра, обработку
результатов измерений с возможностью по-
последующей индикации как среднего значения
измеренного параметра, так и погрешности
измерения и др.
Часто специалисты, которые используют
средства измерений при производстве и экс-
эксплуатации электронных систем, к сожале-
сожалению, забывают, что современное средство
измерений — это также достаточно сложное
устройство, которое для поддержания рабо-
работоспособности, а следовательно, для сохра-
сохранения точности измерений, производимых
с его помощью, требует соответствующего
ухода (профилактики) и, главное, своевремен-
своевременной поверки метрологических характеристик.
Известно много случаев, когда неисправные
электронные системы (внешне работоспо-
работоспособные) признавались исправными по ре-
результатам измерений параметров с по-
помощью неисправных (внешне работоспо-
работоспособных) средств измерений.
Уход метрологических характеристик
средств измерений некоторое время может
быть не замечен: прибор дает показания из-
измеряемых величин, но точность этих показа-
показаний не соответствует паспортным данным
8
Предисловие
прибора и, таким образом, предопределяет
ложный результат измерения того или иного
параметра контролируемой электронной си-
системы. В связи с этим в книге определенное
внимание уделено особенностям метрологи-
метрологического обеспечения средств измерений.
Практически каждый раздел книги, посвя-
посвященный тому или иному виду измерений, со-
содержит рекомендации по поддержанию нор-
нормируемых метрологических характеристик
приборов в требуемых пределах.
В таком систематизированном изложе-
изложении подобные вопросы в справочной литера-
литературе ранее не публиковались.
Раздел 1 и предисловие написаны
В. А. Кузнецовым, разд. 2 — Б. Е. Редькиным
и Е. И. Кондюковой, разд. 3, 6, 8, 9, 12 —
В. А. Долговым, разд. 4 — В. П. Салюком,
разд. 5, 10 — Р. А. Рязановой, разд. 7 —
B. Н. Наумовым, разд. 11 — С. В. Дунюшиным,
разд. 13 — А. Н. Почепой и В. М. Коневских,
разд. 14 — А. Г. Герасимовым, разд. 15 —
А. Н. Почепой, разд. 16 — Л. Е. Элианом и
C. Ф. Лобатым.
Авторы выражают искреннюю призна-
признательность В. С. Насонову, взявшему на себя
труд по рецензированию рукописи справоч-
справочника и высказавшему ряд очень полезных за-
замечаний и предложений, которые учтены при
подготовке рукописи к изданию.
РАЗДЕЛ ПЕРВЫЙ
ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ИЗМЕРЕНИЙ В ЭЛЕКТРОНИКЕ
1.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ
И ТЕРМИНЫ
В ТЕОРИИ И ПРАКТИКЕ
ИЗМЕРЕНИЙ
Одним из важных понятий в теории
и практике измерений 1 является понятие фи-
физической величины, под которой понимают
в качественном отношении общее, присущее
многим физическим объектам свойство, но
в количественном отношении индивидуаль-
индивидуальное для каждого из них. Так, в любом элек-
электронном устройстве электрическое напряже-
напряжение представляется как общее свойство, как
физическая величина, единицей которой
является вольт. В каждом узле, блоке кон-
конкретной электронной системы электрическое
напряжение в некотором, определенном ко-
количестве вольт является значением пара-
параметра данного узла, блока или, в общем слу-
случае, значением физической величины.
Для возможности установления разли-
различия в количественном содержании свойства
конкретной системы, отображаемого физиче-
физической величиной, употребляют, понятие разме-
размера физической величины. Между размером
физической величины и ее значением имеется
принципиальное различие. Если обозначить
измеряемую величину через и, единицу изме-
измерения через V, а их отношение через п, то
u = nV. При этом значение величины и не за-
зависит от размера единицы измерения, а чис-
числовое значение п полностью определяется ее
выбором. Например, приняв за единицу из-
измерения напряжения К=1 В, при напряже-
напряжении электрической сети и = 220 В получим
п = 220. Если за единицу измерения напряже-
напряжения принять V = 1 кВ, то при и — 220 В п =
= 0,22. Таким образом, размеры единиц
одной и той же физической величины могут
быть различны.
Измерение физической величины пред-
представляет собой нахождение ее значения экс-
экспериментальным путем с помощью спе-
специальных технических средств — средств из-
измерений.
1 Основные термины и определения даны
в соответствии с ГОСТ 16263-70 «Государствен-
«Государственная система обеспечения единства измерений. Ме-
Метрология. Термины и определения».
По способу получения числового значе-
значения измеряемой величины все измерения де-
делят на прямые, косвенные, совокупные
и совместные.
Прямые измерения основаны на методе
сравнения измеряемой величины с мерой
этой величины или на методе непосредствен-
непосредственной оценки значения измеряемой величины
по отсчетному устройству средства измере-
измерений, шкала которого проградуирована в еди-
единицах измеряемой величины. Примерами
прямых измерений являются измерения
длины линейкой (линейка является сред-
средством измерения длины), измерения силы то-
тока амперметром, частоты резонансным ча-
частотомером и т. д.
Косвенные измерения являются более
сложным видом измерений, результат ко-
которых получают после прямых измерений
величин, связанных с измеряемой величиной
известной зависимостью. Так, измерение
электрического сопротивления в цепи по-
постоянного тока производится путем прямых
измерений силы тока амперметром и напря-
напряжения вольтметром с последующим вычис-
вычислением искомого значения сопротивления.
Косвенные измерения в ряде случаев по-
позволяют получить более точные результаты,
чем прямые, а иногда являются единственно
возможными для данной физической вели-
величины.
Совокупные измерения представляют со-
собой неоднократные, обычно прямые измере-
измерения одной или нескольких одноименных ве-
величин (при различных сочетаниях этих вели-
величин) с получением общего результата изме-
измерений путем решения системы уравнений,
составляемых по частным результатам изме-
измерений. Например, к совокупным измерениям
относится процесс определения взаимоин-
взаимоиндуктивности между катушками путем дву-
двукратного измерения их общей индуктивно-
индуктивности.
По одному из методов сначала катушки
соединяют так, чтобы их магнитные поля
складывались, и измеряют общую индуктив-
индуктивность
Lo] =Ly+L2+ 2M,
где М — взаимоиндуктивность; L1 и L2 —
индуктивности первой и второй катушек.
10
Общие вопросы измерений в электронике
Затем катушки соединяют так, чтобы их
магнитные поля вычитались, и измеряют об-
общую индуктивность
Lo2 =
o2
L2 - 2M.
Искомое значение М определяется реше-
решением этих двух уравнений
М = (Lol - Lo2)/4.
Совместные измерения состоят в одно-
одновременном измерении двух или нескольких
неодноименных величин с последующим вы-
вычислением результата путем решения си-
системы полученных при измерениях уравне-
уравнений. Пусть, например, требуется найти тем-
температурные коэффициенты терморезистора
при Rj = R0(l + AT + ВТ2), где
RQ -г значение сопротивления при То = 20°С;
Т — температура окружающей среды, °С;
А и В — температурные коэффициенты.
Измерив значения сопротивлений Яо, Rt
и R2 терморезистора при значениях темпера-
температуры То, Т, и Т2, определяемой с помощью
термометра, и решив полученную в соответ-
соответствии с данным уравнением систему из трех
уравнений, найдем значения величин А и В.
Средство измерений — техническое
устройство, используемое при измерениях
и имеющее нормированные метрологические
характеристики. К средствам измерений от-
относятся меры, измерительные приборы и из-
измерительные установки (системы). Кроме то-
того, к средствам измерений относят измери-
измерительные преобразователи, измерительные
принадлежности, служащие для расширения
диапазона измерений, повышения точности
измерений, дистанционной передачи резуль-
результатов измерений, питания средств измерений
высокостабильной электрической энергией
и т. д. Иногда необоснованно расширяют
применение понятия средства измерений на
самостоятельно функционирующие, имею-
имеющие конкретное техническое назначение
сложные устройства, хотя и решающие изме-
измерительные задачи. Например, радиолока-
радиолокационная станция, обнаруживающая цель
и затем определяющая дальность до обнару-
обнаруженного объекта и его угловые координаты,
является также измерительным устройством.
Но это устройство не следует относить
к средству измерений, поскольку средство
измерений не предназначено для выполнения
самостоятельных функций (например, для
поиска источников физической величины),
а выполняет их совместно с источниками из-
измеряемых физических величин. Этими источ-
источниками являются другие технические устрой-
устройства, явления, тела и т. д.
Не следует, как это иногда пытаются де-
делать, относить к средствам измерений
и многочисленные виды испытательных
установок, несмотря на то что многие из них
также имеют нормированные метрологиче-
метрологические характеристики. Например, барокамеры,
термокамеры, вибростенды, центрифуги
должны обеспечивать определенный диапа-
диапазон и поддержание условий испытаний с за-
заданной точностью. Но указанные средства
не измеряют, а воспроизводят с теми или
иными точностями и диапазонами условия
испытаний (в том числе и условия измере-
измерений).
Мерой называется средство измерений
в виде тела или устройства, предназначенное
для хранения и (или) воспроизведения физи-
физической величины заданного размера. К ме-
мерам относятся нормальные элементы, изме-
измерительные магазины емкостей, генераторы
стандартных сигналов и др. Градуированные
шкалы средств измерений отображают на-
набор мер физической величины.
Измерительный прибор представляет со-
собой средство измерений, предназначенное
для выработки под воздействием измеряе-
измеряемой величины сигнала измерительной ин-
информации, функционально связанного с чис-
числовым значением измеряемой величины,
и отображения этого сигнала на отсчетном
(индикаторном) устройстве или его регистра-
регистрации.
Измерительная установка представляет
собой комплекс средств измерений и вспомо-
вспомогательных устройств, обеспечивающий полу-
получение измерительной информации на иссле-
исследуемом объекте в заданном объеме и за-
заданных условиях. Обычно в измерительную
установку входят приборы, меры, а также
устройства их сопряжения, питания, обеспе-
обеспечения режимов измерений. Такая установка
может быть с ручным управлением или ав-
автоматизированной. Дальнейшим усложне-
усложнением измерительных задач, решаемых в ин-
интересах проверки работоспособности много-
многопараметрических электронных систем в усло-
условиях их функционирования, вызвано появле-
появление термина измерительная система. В на-
настоящее время, как правило, измерительные
системы создаются автоматизированными
и называются автоматизированными изме-
измерительными системами (АИС), автоматизи-
автоматизированными системами контроля (АСК)
и т. д. В АСК ряд параметров может изме-
измеряться с низкой точностью (годен — негоден).
В этих случаях решаются не измерительные,
а контрольные задачи, и соответствующие
приборы являются индикаторами, не тре-
требующими метрологической поверки.
J.2. Свойства средств измерений и предъявляемые к ним требования
И
Все большую роль в средствах измере-
измерений, особенно автоматизированных, играют
измерительные преобразователи (датчики),
предназначенные для преобразования изме-
измерительного сигнала в форму, удобную для
передачи, дальнейшего преобразования, хра-
хранения и обработки.
Измерительные преобразователи имеют
нормированные метрологические характери-
характеристики, конструктивно они, как правило,
оформлены в самостоятельное средство из-
измерений, но иногда являются встроенной со-
составной частью измерительного прибора.
Одними из основных требований, предъя-
предъявляемых к измерительным преобразовате-
преобразователям, являются их унификация и стандартиза-
стандартизация с целью сопряжения со средствами
измерений, использования в измерительных
системах, встраивания в объект измерений.
Многие датчики выполняются не только для
передачи преобразованной информации в от-
счетное устройство, как это имеет место, на-
например, для случая дистанционного измере-
измерения давления, но и для передачи измеритель-
измерительного сигнала в соответствующие каналы
управления. Например, такой датчик, как ги-
гироскопический прибор, вырабатывает с высо-
высокой точностью измерительные сигналы,
указывающие степень отклонения движуще-
движущегося объекта, на котором установлен данный
прибор, от заданного направления, и эти сиг-
сигналы поступают в исполнительную упра-
управляющую систему для коррекции объекта.
По метрологическому иерархическому
признаку все средства измерений делятся на
рабочие, образцовые и эталоны. К рабочим
относятся средства измерений, не предназна-
предназначенные для воспроизведения и хранения еди-
единиц физических величин, а также для переда-
передачи их размеров другим средствам измерений.
К образцовым средствам измерений относят-
относятся меры, измерительные приборы (установ-
(установки) или измерительные преобразователи,
применяемые для поверки по ним других
средств измерений (рабочих или образцовых
меньшей точности). Образцовые средства из-
измерений обычно специально разрабатывают-
разрабатываются и аттестуются. В радиоизмерительной
технике, особенно при высокоточных измере-
измерениях, не удается иногда создать образцовые
приборы, и в качестве их используются спе-
специально отобранные и аттестованные при-
приборы из числа рабочих.
Эталоны представляют собой средства
измерений (обычно комплекс средств измере-
измерений), предназначенные для воспроизведения
и (или) хранения единицы физической вели-
величины с целью передачи ее размера низшим
по точности средствам измерений (как пра-
правило, образцовым). Эталон должен быть
официально утвержден Госстандартом в ка-
качестве такового. Эталон может быть госу-
государственным — исходным для страны. При
этом государственный эталон является пер-
первичным, воспроизводящим или хранящим
единицу физической величины, специальным,
заменяющим первичный эталон для вос-
воспроизведения единицы в особых условиях.
Для обеспечения нужд отраслевых метроло-
метрологических служб применяются вторичные эта-
эталоны, размер единицы которым передается
от первичного (специального) эталона.
В некоторых случаях, когда не представ-
представляется возможным создать эталонное сред-
средство измерений, допускается применение так
называемого группового эталона, состояще-
состоящего из группы однотипных средств измерений
(например, образцовых или даже рабочих).
Размер единицы физической величины, хра-
хранимой групповым эталоном, определяется
в соответствии с принятым алгоритмом
обработки значений физической величины,
воспроизводимых отдельными средствами
измерений, входящими в состав группового
эталона. В настоящее время применяются
достаточно сложные алгоритмы обработки,
вплоть до применения методов «самообуче-
«самообучения».
1.2. СВОЙСТВА СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЙ
И ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К НИМ
ТРЕБОВАНИЯ
Всем средствам измерений присущи ос-
основные свойства: метрологические, эксплуа-
эксплуатационные, информационные и др. Наиболее
важными являются метрологические свой-
свойства (характеристики) средств измерений.
К метрологическим свойствам (характе-
(характеристикам) относятся точность и диапазон из-
измерений, чувствительность, разрешающая
способность, стабильность, метрологическая
надежность, неинформативные параметры
средства измерений (например, для универ-
универсальных вольтметров — диапазон частот,
в котором возможно измерять значения
переменных напряжений и токов) и др.
1.2.1. ТОЧНОСТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
СРЕДСТВ ИЗМЕРЕНИЙ
Термин точность измерений является
основным, определяющим метрологические
возможности средств измерений. Под точ-
точностью измерения понимается степень бли-
близости результатов измерений к истинному
значению измеряемой величины. Однако на
практике удобнее пользоваться для характе-
12
Общие вопросы измерений в электронике
ристики точности средств измерений терми-
термином погрешность измерений (погрешность
средства измерений), отражающим откло-
отклонение результата измерений от истинного
значения измеряемой физической величины.
Погрешность измерений обусловливает-
обусловливается многими факторами: погрешностью мето-
метода измерений; несовершенством средства из-
измерений; влиянием условий проведения из-
измерений; влиянием каналов связи объекта
измерений со средством измерений; субъек-
субъективными погрешностями оператора, на-
настраивающего (калибрующего) средство из-
измерений и фиксирующего его показания,
и т. п.
Последние два фактора не относятся
к погрешности средства измерений, но
влияют на погрешность результата измере-
измерений.
Погрешность измерительного прибора
представляет собой разность между показа-
показаниями прибора и истинным значением изме-
измеряемой величины, а погрешность меры —
разность между номинальным значением
меры и истинным значением воспроизводи-
воспроизводимой ею величины.
По способу числового выражения по-
погрешности различаются на абсолютные, вы-
выражаемые в единицах измеряемой величины,
и относительные, выражаемые отношением
абсолютной погрешности к истинному зна-
значению измеряемой величины. Таким обра-
образом, абсолютная и относительная погрешно-
погрешности вычисляются по формулам
Дх = хп — хи; 5 = Ах/хи; 5 = (Ах/хи)-100,
где хП — показания прибора (номинальное
значение меры); хи — истинное значение из-
измеряемой величины (величины, воспроизво-
воспроизводимой мерой).
Часто вместо относительной погрешно-
погрешности применяется понятие приведенной по-
погрешности средства измерений, выражаемой
в виде отношения абсолютной погрешности
к условно принятому значению физической
величины, например к значению верхнего
предела измерений.
Необходимо учитывать, что истинное
значение физической величины практически
неизвестно. Поэтому вместо истинного зна-
значения измеряемой величины приходится
в формулы погрешностей подставлять дей-
действительное значение, найденное экспери-
экспериментально и настолько близкое к истинному,
что для данных целей измерений может ис-
использоваться вместо него.
По характеру и причинам появления по-
погрешности разделяются на систематические,
случайные и промахи.
Систематические погрешности предста-
представляют собой такие составляющие погрешно-
погрешности средства измерений, которые при неод-
неоднократном использовании средства измере-
измерений остаются постоянными или изменяются
закономерно. Эти погрешности поддаются
изучению и учету, в силу чего результат из-
измерений может быть уточнен путем внесения
поправок. Более того, стремятся создать
средство измерений таким образом, чтобы
исключить влияние систематических погреш-
погрешностей.
Систематические погрешности обуслов-
обусловлены неточной градуировкой средств измере-
измерений, неправильной установкой прибора, не-
несовершенством метода измерений, примене-
применением приближенных формул (в частности,
в тех случаях, когда измерительный прибор
обрабатывает измерительную информацию)
и т. д. Установкой нуля отсчета, калибров-
калибровкой измерительных приборов перед соответ-
соответствующим измерением добиваются исключе-
исключения (или уменьшения) систематических по-
погрешностей. При этом в настоящее время все
чаще применяются автоматические методы
коррекции систематических погрешностей,
увеличивающие точность и производит ел ь^.
ность измерений.
Случайные погрешности изменяются не-
непредвиденным (случайным) образом при
проведении повторных измерений одной
и той же физической величины. В отличие от
систематических случайные погрешности не-
невозможно исключить из результата измере-
измерений. Но многократные измерения одной
и той же величины позволяют уменьшить
случайную составляющую погрешности пу-
путем нахождения среднего ее значения (ре-
(результат каждого измерения является случай-
случайной величиной) и дисперсии.
Промахи представляют собой погрешно-
погрешности, существенно превышающие присущие
данному средству измерений систематиче-
систематические и случайные погрешности. Они возни-
возникают или из-за неисправностей средства из-
измерений, или из-за грубых ошибок операто-
оператора. При обнаружении промаха соответствую-
соответствующий результат измерений должен быть
исключен как неверный.
Погрешности, возникающие в нор-
нормальных условиях работы средств измере-
измерений [температура окружающей среды 20 ±
± 5 °С, атмосферное давление 100 ± 4 кПа
G50 ± 30 мм рт. ст.), относительная влаж-
влажность воздуха 65 ±15%], называются ос-
основными. В технических условиях на ра-
радиоизмерительные приборы обычно указы-
указываются также дополнительные погрешности,
представляющие собой дополнительное из-
1.2. Свойства средств измерений и предъявляемые к ним требования
13
чгнение основной погрешности за счет изме-
изменения внешних условий относительно нор-
нормальных. Так, довольно часто указывается
дополнительная погрешность за счет измене-
изменения температуры (относительно нормаль-
нормальной».
1.2.2. ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ,
СРЕДСТВ ИЗМЕРЕНИЙ
Помимо точностных характеристик
средства измерений характеризуются диапа-
:оном измерений (для измерительных прибо-
гов). допустимыми условиями применения,
-:> вствительностью, быстродействием, ста-
стабильностью, помехозащищенностью, надеж-
надежностью, входным (выходным) сопротивле-
сопротивлением, потребляемой мощностью и др.
Диапазон измерений представляет собой
область значений измеряемой величины,
з пределах которой нормированы погрешно-
погрешности средства измерений.
Условия измерений (обычно рабочие
>словия) содержатся в технических условиях
на средство измерений и указывают на воз-
возможность проведения измерений с допу-
допустимыми изменениями метрологических ха-
характеристик. Рабочие условия измерений
определяются назначением и степенью
остойчивости метрологических характери-
характеристик данного средства измерений. Для уни-
унификации применяемых средств измерений
рабочие условия измерений нормируются со-
соответствующими государственными стандар-
стандартами. Оценка условий измерений произво-
производится путем определения пределов измене-
изменения влияющих величин, т. е. величин, оказы-
оказывающих влияние на результаты измерений.
К таким величинам относятся темпера-
температура, давление и влажность окружающей
среды; частота (диапазон частот), при кото-
которой производится измерение; механические
нагрузки при транспортировании; напряже-
напряжение и частота питающей сети; напряжен-
напряженность магнитного (электрического) поля,
в котором находится средство измерений,
и др. Наиболее часто в технических условиях
на средство измерений указываются допу-
допустимые пределы рабочей температуры, отно-
относительная влажность (при той или иной тем-
температуре), напряжение и частота источников
питания (с допустимыми отклонениями).
Чувствительность средства измерений
представляет собой способность реагировать
на изменения входного сигнала и оценивает-
оценивается отношением изменения выходного сигна-
сигнала к вызвавшему его изменение входному
сигналу. Например, чувствительность кана-
каналов отклонения луча осциллографов изме-
измеряется в миллиметрах на вольт.
Быстродействие характеризуется интер-
интервалом времени, необходимым для лроизвод-
ства единичного измерения. Современные
цифровые электронные приборы имеют бы-
быстродействие в несколько сотен, тысяч и да-
даже сотен тысяч измерений (операций) в се-
секунду, тогда как приборы со стрелочным
индикатором (с учетом времени успокоения
стрелки) позволяют производить одно изме-
измерение за несколько секунд. !
Стабильность отражает постоянство во
времени метрологических показателей сред-
средства измерений. Часто эта характеристика
представляется обратной величиной — неста-
нестабильностью показателей во времени.
Например, для квантовых стандартов
частоты пользуются понятиями кратко-
кратковременной нестабильности частоты (за 1 с)
и долговременной нестабильностью частоты
(за 1 сут).
Помехозащищенностью называется спо-
способность электронного средства измерений
сохранять в процессе измерений свои харак-
характеристики при наличии внешних радиопомех.
Надежность представляет собой свой-
свойство средства измерений функционировать
при сохранении метрологических и других
показателей в заданных пределах и режимах
работы. Обычно надежность характеризуется
свойствами безотказности, ремонтопригод-
ремонтопригодности, долговечности, сохраняемости. Для
средств измерений показатели безотказности
характеризуются средней наработкой
на отказ (среднее4 значение наработки
средства измерений между отказами) и ве-
вероятностью безотказной ра-
работы за заданный промежуток
времени. В качестве показателя ремонто-
ремонтопригодности для средств измерений обычно
нормируется среднее время восста-
восстановления. Долговечность средств измере-
измерений оценивается гамм а-процентным
ресурсом (наработка, в течение которой
средство измерений не достигнет предельно-
предельного состояния с вероятностью у процентов)
и сроком службы (календарной про-
продолжительностью эксплуатации средства из-
измерений до предельного состояния). Пре-
Предельное состояние наступает тогда, когда
обычные виды ремонта не позволяют под-
поддерживать работоспособность прибора на
требуемом уровне. В технических требова-
требованиях на средство измерений задаются обыч-
обычно оба показателя долговечности, поскольку
гамма-процентный ресурс определяется на-
наработкой прибора (независимо от календар-
календарного времени эксплуатации), а срок
службы — календарным временем эксплуа-
эксплуатации (независимо от наработки). Обыч-
Общие вопросы измерений в электронике
-о в технических требованиях под сро-
сроком службы понимается среднее его значе-
значение.
Средства измерений до поступления на
эксплуатацию могут длительное время нахо-
находиться на хранении. В связи с этим в техни-
технические требования часто включается в каче-
качестве показателя сохраняемости средний
срок сохраняемости или гамма-
процентный срок сохраняемо-
сохраняемости.
Входное (выходное) сопротивление опре-
определяет влияние средства измерений на харак-
характеристики объекта измерений или другие
приборы при их подключении друг к другу.
На высоких частотах входная цепь средства
измерений представляет собой электрический
контур и входное сопротивление является
комплексным (входным импедансом), завися-
зависящим от частоты, на которой производится
изменение. Обычно это сопротивление ха-
характеризуется раздельно активной и реактив-
реактивной составляющими импеданса (например,
омическим сопротивлением и емкостью).
Для согласования выходного сопротивления
с нагрузкой стремятся предусмотреть воз-
возможность его изменения (путем переключе-
переключения).
Все более часто в последнее время ра-
радиотехнические средства измерений при ха-
характеристике их технических и конструк-
конструктивных особенностей относят к тому или
иному поколению. При этом к первому по-
поколению относят приборы с ручным упра-
управлением, применением электронно-ваку-
электронно-вакуумных приборов и объемного монтажа
элементов (резисторов, конденсаторов и др.).
Ко второму поколению относят приборы
с ручным управлением, полупроводниковы-
полупроводниковыми приборами с применением как объемно-
объемного, так и печатного монтажа элементов.
Третье поколение характерно применением
микросхем и микросборок, одно- и двух-
двухслойных печатных плат, полуавтоматиче-
полуавтоматическим управлением (автоматическая установ-
установка нуля, самокалибровка). К четвертому
поколению относят средства измерений,
имеющие автоматическое управление от
встроенного микропроцессора и использую-
использующие микросхемы и микросборки большой
степени интеграции, а также многослойные
(двухслойные) печатные платы. Обычно кри-
критерием отнесения средства измерений к со-
соответствующему поколению являются на-
наиболее характерные его черты: например,
приборы со встроенным микропроцессором
независимо от других технологических осо-
особенностей обычно относят к четвертому по-
поколению.
1.3. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ
СРЕДСТВ ИЗМЕРЕНИЙ
В ЭЛЕКТРОНИКЕ
К настоящему времени средства измере-
измерений, применяемые в электронике и получив-
получившие общее наименование радиоизмери-
радиоизмерительных приборов (РИП), достигли доста-
достаточно высокого уровня развития. Они,
в большинстве своем, имеют наивысшие точ-
точности (по сравнению со средствами измере-
измерений других физических величин — электриче-
электрических, механических, тепловых и т. д.). Более
того, развитие средств измерений физических
величин неэлектрического характера (длины,
массы, времени, температуры, силы света
и др.) за последние годы все более прибли-
приближается по принципиальному и конструктив-
конструктивному выполнению к РИП: неэлектрическая
величина с помощью измерительных датчи-
датчиков преобразуется в электрическую (иногда
в достаточно широком диапазоне частот),
и в дальнейшем процесс усиления, преобра-
преобразования и регистрации (отображения) изме-
измерительной информации основывается на
принципах и методах электронных средств
измерений. Это направление развития в бли-
ближайшем будущем должно получить широкое
распространение, поскольку позволяет авто-
автоматизировать процесс измерений, унифици-
унифицировать и стандартизовать различные виды
средств измерений, обеспечить метрологиче-
метрологическую, конструктивную, информационную,
энергетическую и эксплуатационную совме-
совместимость средств измерений между собой и
с объектами измерений.
Уровень развития и особенно точно-
точностные характеристики РИП часто предопре-
предопределяют возможность или невозможность
разработки и внедрения в производство
новых технологических процессов, создания
новых электронных устройств и систем.
В ряде случаев даже механическое производ-
производство зависит от точности измерений физиче-
физических величин, позволяющих оценить про-
процессы в радиоэлектронных устройствах. Без
применения высокоточных цифровых вольт-
вольтметров в настоящее время невозможно до-
достигнуть прецизионных точностей обработки
деталей на автоматизированных металлоре-
металлорежущих станках и т. д.
В связи с этим происходит непрерывное
повышение точности и расширение диапазо-
диапазона измерений РИП. Так, рабочие вольт-
вольтметры постоянного тока с индикацией по
стрелочному прибору разработок начала
70-х годов в пределах измерений от ты-
тысячных долей миллирольта до нескольких
десятков вольт (В2-11, В2-15, ВК2-16) имели
1.3. Перспективы развития средств измерений в электронике
15
основную погрешность измерений от 1,5 до
6%, приборы разработок конца 70-х годов
в более широких пределах измерений (от
единиц микровольт до сотен вольт) — доли
процента, а лучшие образцы — тысячные
доли процента. Цифровые вольтметры по-
постоянного тока разработок начала 70-х го-
годов в широких пределах измерений имели
основные погрешности от нескольких сотых
до нескольких десятых долей процента, при-
приборы разработок конца 70-х годов — сотые
доли процента, а лучшие образцы — деся-
десятитысячные доли процента.
При измерениях напряжения переменно-
переменного тока в диапазоне частот от 10 Гц до
1 ГГц лет десять назад высокоточными ра-
рабочими приборами считались аналоговые
вольтметры с погрешностью в несколько
процентов, а в настоящее время имеются ра-
рабочие приборы с погрешностью измерений
в несколько долей процента. Для цифровых
вольтметров переменного тока в указанном
диапазоне частот некоторые приборы имеют
погрешность сотые и даже тысячные доли
процента.
Примерно такое же положение суще-
существует и для других видов средств измерений
в электронике: измерительных генераторов,
частотомеров, фазометров и т. д. Особенно
быстро возрастали требования к точности
частотновременных измерений. Еще 10 —
15 лет назад погрешность измерений ча-
частоты, определяемая, в частности, долговре-
долговременной нестабильностью прибора, составля-
составляла 101, а в настоящее время с помощью
квантовых стандартов частоты появилась
возможность довести ее до значения
примерно 104.
Наряду с требованиями к точности при-
приборов все больше предъявляются требования
к их быстродействию, производительности.
В связи с этим широкое распространение по-
получили цифровые приборы, позволяющие на-
наряду с высокими показателями точности
обеспечить быстродействие, высокую про-
производительность измерений, программное
управление приборами, сопряжение с универ-
универсальными ЭВМ.
В цифровых приборах измеряемая ве-
величина преобразуется в дискретную форму,
представляется в цифровом коде, и резуль-
результат измерений, как правило, отображается
в цифровом виде. Это обусловило, наряду
с указанными выше преимуществами циф-
цифровых приборов, снижение субъективных
ошибок при производстве измерений, воз-
возможность выдачи результатов измерений
с помощью цифропечатающих устройств.
Появление новых принципов и методов
измерений, расширение диапазонов измере-
измерений привело вместе с тем к расширению
номенклатуры применяемых радиоизмери-
радиоизмерительных приборов, которая классифицирует-
классифицируется сейчас более чем на 100 подгрупп и ви-
видов. Основными видами являются измерите-
измерители напряжений и токов, параметров электри-
электрических цепей и трактов, мощности, частоты,
формы сигналов, их спектров, а также изме-
измерительные генераторы. За последние годы
широкое развитие получили приборы для из-
измерения характеристик случайных процессов,
логические анализаторы (для определения
правильности структуры цифровых меток,
потока цифровых данных в контрольных
точках электронных цифровых устройств,
в том числе и цифровых измерительных при-
приборов) и др.
Быстро растут технические возможности
измерения характеристик формы и спектра
сигналов с помощью осциллографов, ко-
которые позволяют анализировать характери-
характеристики непрерывных, импульсных и одиноч-
одиночных сигналов в реальном масштабе време-
времени как при визуальном наблюдении, так
и при фотографировании на экране прибора.
При этом ширина полосы пропускания (по
усилителю вертикального канала отклонения
луча) достигает нескольких сотен мегагерц,
а при применении стробоскопических прибо-
приборов — единиц гигагерц. Цифровые методы
обработки измерительной информации с по-
помощью встроенных в осциллографы микро-
микропроцессоров позволили уменьшить погреш-
погрешность измерений до 1 — 2 % и отображать на
экране не только форму (спектр) измеряемо-
измеряемого сигнала, но и сопровождать отображение
некоторыми цифровыми значениями изме-
измеряемой величины. В результате современный
осциллограф может выполнять дополнитель-
дополнительно некоторые функции цифрового вольтме-
вольтметра, мультиметра, частотомера, анализатора
спектра.
Очень быстрыми темпами развивается
направление анализаторов сигналов в реаль-
реальном масштабе времени. Эти приборы все
большее распространение находят не только
как анализаторы спектра сигналов, но и как
измерители амплитудных и фазочастотных
характеристик радиоэлектронных устройств,
функций корреляции, когерентности, плотно-
плотностей распределения случайных последова-
последовательностей потоков информации и др. Ана-
Анализаторы сигналов по схемно-конструк-
тивным решениям различны: используется
быстрое преобразование Фурье, сжатие вре-
временного масштаба с использованием рецир-
рециркуляционных линий задержки, диспер-
дисперсионных линий задержки и др.
16
Общие вопросы измерений в электронике
Широкие возможности анализаторов
сигналов используются в радиолокации, ра-
радионавигации, гидроакустике, радиосвязи,
медицинской технике, телевидении и многих
других направлениях науки и техники. Боль-
Большие перспективы сулит применение анализа-
анализаторов сигналов для целей диагностирования
работоспособности сложных технических си-
систем.
Переход к построению цифровых
средств измерений, как, впрочем, и цифровой
радиоэлектронной аппаратуры привел к необ-
необходимости создания особого класса средств
измерений — логических анализаторов. По-
Появление этого класса средств измерений вы-
вызвано, прежде всего, быстрым развитием ин-
интегральной микроэлектроники — появлением
интегральных микросхем с большой сте-
степенью интеграции (БИС) и интегральных ми-
микросхем со сверхбольшой степенью интегра-
интеграции (СБИС), а также микропроцессоров,
которые стали основой новых поколений
средств вычислительной техники, аппара-
аппаратуры связи, средств радиоизмерений и др.
Вероятно, в радиоизмерительную технику
микропроцессоры пришли раньше, чем
в другие радиоэлектронные устройства. При-
Применение БИС, в том числе микропроцессо-
микропроцессоров, расширяет функциональные возможно-
возможности радиоэлектронных устройств, обеспечи-
обеспечивает их автоматизацию.
Вместе с тем контроль радиоэлектрон-
радиоэлектронных устройств с широким применением БИС,
СБИС и микропроцессоров (последние сами
выполняются на основе специализированных
БИС) становится достаточно сложной проб-
проблемой, так как в одной БИС сконцентриро-
сконцентрированы сотни, тысячи, десятки тысяч от-
отдельных элементов, объединенных в схемы,
играющие роль сложных блоков. А возмож-
возможность доступа к «контрольным точкам» вну-
внутри БИС невозможна. Более того, если такая
возможность и имелась бы, то все равно
с помощью обычных измерительных прибо-
приборов (вольтметров, частотомеров и др.) кон-
контролировать состояние работоспособности
узлов и блоков, входящих в БИС, можно бы-
было бы только частично и не всегда с доста-
достаточной достоверностью. Действительно,
в контрольной точке какого-либо узла (на-
(например, микропроцессора) токи, напряжения,
частота сигналов могут находиться в нор-
нормальных пределах, а узел — в неработоспо-
неработоспособном состоянии: поток цифровых данных
не соответствует алгоритму работы узла. Та-
Таким образом, создание аппаратуры с широ-
широким применением БИС требует создания
принципиально новых средств измерений, ка-
какими и являются различные виды логических
анализаторов, которые контролируют рабо-
работу логических схем, как бы наблюдают за
потоком данных, выявляя сбои и отклонения
от заданного алгоритма. Так, анализаторы
микропроцессоров позволяют контролиро-
контролировать прохождение потоков данных по
адресным, информационным и управляю-
управляющим шинам в реальном масштабе времени.
Обычно такой анализатор имеет режим
сравнения с правильным потоком цифровых
данных. Заметим, что в последнее время для
проверки работоспособности (диагностики)
объекта измерений с помощью логических
анализаторов, а также с помощью анализа-
анализаторов сигналов, все чаще стремятся исполь-
использовать математические модели заведомо ис-
исправных (правильных) объектов измерений.
Такие модели представляют собой сравни-
сравнительно упрощенное математическое отобра-
отображение реального объекта измерений, позво-
позволяющее при аппаратном сравнении изме-
измеренных показателей объекта измерений
с показателями математической модели
определить адекватность показателей моде-
модели и объекта измерений. Это позволяет сде-
сделать вывод об исправности объекта измере-
измерений или, наоборот, обнаружить некоторую
неадекватность и получить информацию об
элементе объекта измерений, имеющем
отклонение от идеала, т. е. обнаружить
отказ соответствующего элемента объекта.
Подобный способ измерений обладает
идентифицируемостью — возмож-
возможностью определения соответствия математи-
математической модели реальному объекту по изме-
измеряемым входным и выходным его сигналам
(процессам), управляемостью — воз-
возможностью объекта измерений «реагиро-
«реагировать» на изменения входных сигналов со-
соответствующими изменениями параметров,
наблюдаемостью — возможностью по
выходному сигналу получить необходимую
информацию о внутренних процессах и пара-
параметрах объекта измерений.
Быстрое развитие теории идентифика-
идентификации и оценивания позволяет надеяться,
что для диагностирования состояния объек-
объектов измерений и их элементов будут созданы
достаточно удобные для практического при-
применения логические анализаторы в сочета-
сочетании с устройствами вычислительной техники.
На этом пути будут решаться самые
сложные, в настоящее время пока что не-
нереализованные задачи диагностирования
сложных радиоэлектронных устройств
с практически любой детализацией оценки
состояния их работоспособности.
Все большее применение находят сигна-
сигнатурные анализаторы, преобразующие после-
1.3. Перспективы развития средств измерений в электронике
17
довательности двоичных сигналов, идущих
от контролируемой аппаратуры, в четырех-
четырехзначные шестнадцатеричные ключевые ко-
коды — сигнатуры. Измеренные значения сиг-
сигнатур сравниваются с эталонными, предста-
представленными так называемой сигнатурной кар-
картой. Ошибка в двоичной последовательности
прослеживается путем просмотра элементов
схемы в обратном порядке до обнаружения
элемента с правильными входными, но оши-
ошибочными выходными сигналами. Некоторые
типы сигнатурных анализаторов позволяют
диагностировать цифровые электронные
сложные устройства на уровне отдельного
элемента (уровень детализации определяется
сигнатурной картой).
Как известно, измерительные приборы
хранят меру физической величины, с которой
и сравнивается измеряемое значение этой ве-
величины. При этом часто приходится пове-
поверять эту меру по эталонной (образцовой),
чтобы убедиться в точности выполняемых
измерений. С ростом требований к точности
измерений все чаще возникает вопрос: нель-
нельзя ли меру не только хранить, но при любом
измерении воспроизводить, тогда не будет
необходимости поверять соответствующее
средство измерений (по крайней мере в тече-
течение длительного времени). С этой целью
в средство измерений должны быть
встроены вечные меры, не меняющие своих
качеств (прежде всего, точностных) в зависи-
зависимости от условий и времени проведения из-
измерений. Подобные вечные меры присут-
присутствуют в ряде физических явлений и эффек-
эффектов. Так, например, известное применение
нашел эффект Джозефсона, состоящий в том,
что в условиях сверхнизких температур через
туннельный (джозефсоновский) контакт, об-
образованный двумя различными сверхпровод-
сверхпроводниками, разделенными тонким A0~7 см)
слоем диэлектрика, при нулевой разности
потенциалов протекает постоянный ток. Ес-
Если к туннельному контакту приложить по-
постоянную разность потенциалов, то через
контакт потечет переменный ток с частотой,
пропорциональной разности потенциалов.
С помощью эффекта Джозефсона можно
получить, например, меру ЭДС.
В зависимости от достигнутой точности
эта мера может быть эталоном единицы на-
напряжения — вольта, образцовой мерой или
рабочим измерительным средством. Встроен-
Встроенная в вольтметр, такая мера придает прибору
новые качества: поскольку в нем имеется
вечная мера, воспроизводящая единицу фи-
физической величины, то такой прибор обла-
обладает метрологической независимостью от
образцовых или эталонных средств измере-
измерений — поверять его до израсходования тех-
технического ресурса не требуется. В настоящее
время широкому внедрению эффекта Джо-
Джозефсона препятствует отсутствие миниа-
миниатюрных хранителей жидкого гелия (для обес-
обеспечения явления сверхпроводимости), ко-
которые не требовалось бы заполнять (доли-
(доливать) в течение хотя бы одного года. Несом-
Несомненно, в недалеком будущем подобные ми-
миниатюрные хранители будут созданы, что
позволит встраивать в средства измерений
напряжения вечные меры на основе эффекта
Джозефсона.
Следует ожидать также применения
в измерительной технике квантового эффек-
эффекта Холла, состоящего в том, что при охла-
охлаждении холловских контактов (образуются
структурой металл — окисел — кремний) до
температуры жидкого гелия и помещении их
в сильное магнитное поле сопротивление бу-
будет принимать строго квантованные значе-
значения при изменении падения напряжения на
холловских контактах, не зависящее от гео-
геометрических размеров структур металл-
окисел—кремний, от объемной концентрации
примесей в кремниевой подложке, от типа
полупроводников и ряда других факторов.
Таким образом, представляется возможным
получить вечные меры сопротивления. Не-
Нетрудно понять, что, имея меры ЭДС и со-
сопротивления, можно при их совместном при-
применении получать вечные меры других физи-
физических величин.
Весьма быстрыми темпами развивается
парк радиоизмерительных приборов четвер-
четвертого поколения. Эти приборы, выполненные
преимущественно на БИС и СБИС, имеют
цифровой выход на канал общего пользова-
пользования (как для управления приборами извне,
так и для передачи измеренных значений фи-
физических величин во внешнее регистрирую-
регистрирующее устройство или во внешнюю память).
Они, как правило, имеют встроенный микро-
микропроцессор, служащий для управления всеми
функциями прибора в соответствии с задан-
заданной оператором программой. Это позволило
автоматизировать измерительные операции,
производить самокалибровку и самопровер-
самопроверку прибора, обработку результатов измере-
измерений. Подобные приборы, называемые иногда
интеллектуальными, позволяют существенно
повысить точность измерений (за счет
многократного повторения измерений значе-
значения физической величины, исключения
субъективных ошибок оператора, возможно-
возможности учета дополнительных погрешностей
и др.), быстродействие измерений, надеж-
надежность результатов измерений (самокалибров-
(самокалибровка и самопроверка практически исключают
18
Общие вопросы измерений в электронике
получение неверных результатов). Встраива-
Встраивание микропроцессоров обещает в ближайшее
время привести к созданию приборов для
коллективных методов измерений, когда
один и тот же прибор по выбору оператора
может приобретать свойства вольтметра, ча-
частотомера, осциллографа, измерительного
генератора и др. С помощью таких много-
многофункциональных, виртуальных приборов
можно проводить измерения также по опре-
определенной программе, задаваемой операто-
оператором или извне контроллером. Все задачи по
восприятию программы измерений, пере-
перестраиванию субмодулей и отдельных схем
прибора в необходимое сочетание для вы-
выполнения различных функций, организации
измерений выполняет встроенный микропро-
микропроцессорный набор. Таким образом, встраива-
встраивание микропроцессоров в радиоизмери-
радиоизмерительные приборы создает практически не-
неограниченные возможности для развития
качественных показателей средств измере-
измерений.
Важным при этом является достаточно
высокая надежность приборов четвертого
поколения, достигаемая высокой степенью
интеграции применяемых БИС и СБИС, по-
почти полным исключением из конструкции
приборов малонадежных механических узлов
(переключателей, электромеханических реле,
перестраиваемых элементов, в частности по-
потенциометров и др.), существенное сокраще-
сокращение количества паяных соединений.
В ближайшем будущем внутренние со-
соединения в радиоизмерительных приборах
будут выполняться на основе волоконно-оп-
волоконно-оптических линий связи. Применение волокон-
волоконно-оптических линий связи позволяет увели-
увеличить пропускную способность, исключить
влияние внешних и внутренних электромаг-
электромагнитных помех, обеспечить электрическую
изоляцию между узлами, уменьшить массу
и габаритные размеры линий связи, повы-
повысить их надежность.
Все большее распространение в мировой
и отечественной практике получает создание
радиоизмерительных приборов, совме-
совместимых между собой и приспособленных
к объединению (агрегатированию) в автома-
автоматизированные измерительные системы для
решения большого числа измерительных за-
задач. Подобные АИС, создаваемые (иногда
просто собираемые) на основе объединения
стандартных, серийных средств измерений
общего применения через стандартную ин-
информационную магистраль, могут извне
управляться с помощью контроллера или
мини-ЭВМ. Централизованно обрабатывае-
обрабатываемая информация, поступающая с различных
приборов, в необходимой форме отобра-
отображается на экране дисплея или печатается.
Результаты измерений могут храниться
в устройствах памяти мини-ЭВМ.
В АИС одновременно могут определять-
определяться многие характеристики объекта измере-
измерений. Более того, если раньше с помощью
дискретных приборов измерялись те или
иные значения физических величин, то с по-
помощью АИС можно измерить как значения
физических величин (в том числе их измене-
изменение во времени, т. е. их динамическое состоя-
состояние), так и характеристики физических про-
процессов, сопровождаемых одновременным
или неодновременным изменением во време-
времени и пространстве многих физических вели-
величин. При этом некоторые характеристики
физических процессов могут измеряться как
характеристики случайных процессов.
При построении АИС в большинстве
случаев целесообразно использовать блочно-
модульный принцип построения, когда от-
отдельные программно-управляемые при-
приборы — модули могут объединяться через
общую магистраль (канал общего пользова-
пользования) в функционально необходимом сочета-
сочетании. Естественно, каждый прибор-модуль
может применяться и автономно. Образно
говоря, в этом случае появляется возмож-
возможность из ограниченного числа разрозненных,
но обладающих совместимостью «кубиков»
построить большое число различных по
функциональным возможностям «зданий» —
АИС. Специальными (в редких случаях) мо-
могут быть только вспомогательные устрой-
устройства, например контроллеры, коммутаторы,
подсоединяющие к АИС каналы объекта из-
измерений, измерительные преобразователи.
Уже более 10 лет прилагаются усилия по со-
созданию таких АИС. В нашей стране и за ру-
рубежом получили распространение несколько
стандартов для агрегатирования прибо-
приборов — модулей в АИС. Наибольшее распро-
распространение получили стандарт КАМАК (со-
(сокращение от английских слов Computer
Application to Maasurement and Control, т. е.
применение ЭВМ для измерений и управле-
управления) и стандарт МЭК 625.1 Международной
электротехнической комиссии (отечественный
аналог - ГОСТ 26.003 - 80).
В стандарте КАМАК, предусматриваю-
предусматривающем функционально-модульное построение,
регламентированы механические конструк-
конструкции, разъемы, напряжения питания, пара-
параметры входных и выходных сигналов, назна-
назначение электрических каналов связи и порядок
обмена измерительной информацией.
Сменные измерительные блоки (модули) по-
помещаются в общий каркас, называемый
1.3. Перспективы развития средств измерений в электронике
19
крейтом. Размер крейта 482,5 х 221,5 мм2.
Крейты объединяются в стойки, совокуп-
совокупность которых вместе с ЭВМ образует АИС.
В каждый крейт может быть помещено
25 выдвижных модулей шириной 17,2 мм
и высотой 221 мм, при этом 2 модуля ис-
используются для соединения с программно-
управляющим устройством (контроллером),
а 23 являются модулями ввода-вывода изме-
измерительной информации. Каждый модуль
с помощью 86 плоских контактов вставляет-
вставляется в разъем, расположенный на задней пане-
панели крейта, и через этот разъем соединяемся
с кабельной системой крейта. Каналы пере-
передачи данных включаются в магистраль ин-
интерфейса, проходящую через все функцио-
функциональные модули и связывающую их
с блоками управления и контроллером.
В магистрали разделены шины передачи
данных, команд и адресов. Она обеспечивает
скорость обмена до 106 посылок/мин.
Система КАМАК приспособлена для ин-
интенсивных потоков информации и может
функционировать только в лабораторных
\словиях: пластинчатый 86-контактный
разъем быстро выходит из строя при транс-
транспортировке. Для производства печатных
плат сменных модулей неудобны принятые
в КАМАКе дюймовые размеры: требуется
специально переналаживать оборудование
лля производства печатных плат. Кроме то-
; о. в большом числе случаев при решении
новых измерительных задач модули прихо-
лится создавать заново, хотя для тради-
традиционных задач имеются и серийно выпу-
выпускаемые модули. Все это ограничивает
область применения системы КАМАК в ее
современном конструктивном оформлении
лабораторными измерениями, проводимыми
обычно в научно-исследовательских учрежде-
учреждениях.
Международный стандарт МЭК 625.1
предоставляет возможность создавать раз-
шчные АИС по приборно-модульному прин-
иипу. Основой для агрегатирования про-
- раммно-управляемых приборов-модулей,
каждый из которых может функционировать
и автономно, и в составе АИС, в стандарте
МЭК 625.1, как и в системе КАМАК, являет-
является наличие стандартного интерфейса, пред-
представляющего собой совокупность электриче-
электрических, механических и программных средств
лля соединения между собой объекта изме-
измерений с необходимыми приборами-модуля-
приборами-модулями, измерительными преобразователями,
ЭВМ (мини-ЭВМ). Иногда под интерфейсом
понимают только канал (шину) общего поль-
пользования, но это ошибочное представление.
Сама шина не позволит управлять элемента-
элементами АИС, если в каждом из приборов-моду-
приборов-модулей не будет иметься встроенный интер-
интерфейсный модуль (например, микропроцессор)
или каждому прибору-модулю не будет при-
придано адаптирующее устройство, с помощью
которого прибор-модуль может быть под-
подсоединен к стандартной шине. Сочетание ка-
канала общего пользования (КОП),
встроенных в приборы-модули интер-
интерфейсных функций, а также определенных
программ управления приборами-модулями
(а в необходимых случаях и объектом изме-
измерений), порядка обмена информацией обра-
образует интерфейс. Отсюда следует, что необхо-
необходимо стремиться к единому стандартному
интерфейсу, разрабатывая приборы-модули
с учетом конструктивов этого интерфейса.
В противном случае при агрегатировании
приборов-модулей в АИС окажется необхо-
необходимым создавать адаптерные устройства,
что существенно усложняет и удорожает
АИС, лишает их преимуществ, обеспечи-
обеспечиваемых применением серийных приборов-
модулей.
В настоящее время зарубежные фирмы,
производящие автоматизированные РИП,
используют стандарт МЭК 625.1 для обеспе-
обеспечения возможности их использования
в АИС. В нашей стране также стали произ-
производиться автоматизированные РИП, имею-
имеющие встроенные интерфейсные модули в со-
соответствии с ГОСТ 26.003 — 80. Автоматизи-
Автоматизированная измерительная система в этом слу-
случае может быть представлена в виде, пока-
показанном на рис. 1.1,а: к КОП подсоединяют-
подсоединяются объект измерений, набор измерительных
приборов-модулей, мини-ЭВМ или контрол-
контроллер и другие вспомогательные устройства
(например, цифропечатающее). При разра-
разработке программы работы АИС определяют-
определяются и задаются порядок коммутации измери-
измерительных цепей в объекте измерений и прибо-
приборах-модулях, маршруты сигналов управле-
управления, синхронизации и измеренных данных
и др. Команды управления, синхронизации
и данных передаются по специально выде-
выделенным линиям КОП (рис. 1.1,6). С по-
помощью контроллера или мини-ЭВМ источ-
источники запрашиваемой информации, очеред-
очередность обслуживания, адресаты передачи
и приема сообщений устанавливаются таким
образом, чтобы все приборы-модули
и объект измерений действовали как единая
система. Особенно большие возможности со-
создания АИС открываются при использова-
использовании автоматизированных приборов-модулей
со встроенными микропроцессорами, по-
поскольку в таких приборах и в интерфейсе
обеспечивается единый, побайтный^ обмен
20
Общие вопросы измерений в электронике
Объект измерений
\\
Шина связи с объектом^ t '| v ^ ')
Блок сопряжения
Стимулирующие
сигналы
Ш
Коммутатор
Блок
генераторов
сигналов
Цифровой
вольтметр
КОП
Злектронно-
счетный
частотомер
Контроллер
(мини-ЭВМ)
КОП
Измеритель
мощности
Канал общего пользования (КОП)
a\
Шина данных (8 линий)
Шина синхронизации C линии)
f?\ Шина управления E линий)
коп
V7
Рис. 1.1. Объединение средств измерений и средств вычислительной техники в агрегатированную
автоматизированную измерительную систему с помощью приборного интерфейса типа
МЭК 625.1 (ГОСТ 26.003-80):
а — структурная схема агрегатирования средств измерений; б — состав канала общего пользования
информацией. В большинстве случаев
в одном микропроцессоре одновременно
удается совместить функции программного
управления прибором и интерфейсные функ-
функции. Магистраль интерфейса (КОП) состоит
из 16 линий: по 8 из них производится
асинхронная передача и прием информации
последовательно байтами; 3 линии служат
для передачи сигналов синхронизации (сиг-
(сигналы готовности, сигналы-квитанции сопро-
сопровождения измерительной информации); 5 ли-
линий предназначены для передачи сигналов
управления интерфейсом (начало передачи,
конец передачи, запрос на обслуживание
и т. д.).
Магистраль интерфейса представляет
собой гибкий кабель, на каждом конце кото-
которого имеется один двусторонний разъем
с винтовыми зажимами, что обеспечивает
установку одного разъема на другой. Макси-
Максимальная длина магистрали 20 м. К ней мо-
может быть подсоединено 15 различных прибо-
приборов и управляющих устройств. Если требует-
требуется удлинить магистраль или увеличить число
приборов (сверх 15), то с помощью так назы-
называемого терминального блока магистраль
может быть удлинена еще до 20 м. При
этом передача сигналов осуществляется по-
последовательно (по битам). В настоящее вре-
время получены возможности значительного
(для решаемых большинством АИС кон-
контрольно-диагностических задач — практиче-
практически неограниченного) увеличения длины ма-
магистрали интерфейса за счет использования
волоконно-оптических линий связи. При
этом по линии связи обмен информацией
производится последовательно битами.
Интерфейс МЭК 625.1 предоставляет
пользователю практически одинаковые воз-
возможности с КАМАКом, но облегчает созда-
создание АИС, поскольку исключается необходи-
необходимость применения специальных конструкций
крейтов и вставных функциональных блоков.
При этом область применения АИС опреде-
определяется только возможностями серийно изго-
изготавливаемых приборов-модулей, приспособ-
приспособленных, как правило, к работе не только
в лабораторных, но и в достаточно жестких
условиях (при повышенных и пониженных
температурах, транспортировке и т. д.).
Универсальные АИС, создаваемые
на основе изложенных принципов (особенно
на основе приборно-модульного принципа),
имеют существенные преимущества перед
так называемыми индивидуальными
АИС (АСК), которые специально создаются
для контроля работоспособности тех или
иных объектов радиоэлектронной аппара-
аппаратуры. Во-первых, модульность конструкции
АИС на стандартном интерфейсе дает воз-
возможность легко изменять структуру измери-
измерительных задач, подсоединяя к КОП вместо
одних приборов-модулей другие. Во-вторых,
при внесении конструктивных (вплоть до
1.3. Перспективы развития средств измерений в электронике
21
принципиальных) изменений в контроли-
контролируемый объект индивидуальная АИС обычно
также требует соответствующих конструк-
конструктивных (вплоть до принципиальных) измене-
изменений, в то время как в АИС на стандартном
интерфейсе достаточно изменить программу
управления при необходимости подсоеди-
подсоединить дополнительные приборы-модули (от-
(отсоединить переставшие быть необходимы-
необходимыми). В-третьих, метрологически приборы-мо-
приборы-модули всегда обеспечены (включены в со-
соответствующую государственную повероч-
поверочную схему), а измерительные приборы инди-
индивидуальной АИС во многих случаях метро-
метрологически вообще не обеспечены. В-чет-
В-четвертых, при необходимости приборы-модули
отстыковываются от АИС и применяются
автономно (они имеют и автономное упра-
управление). В-пятых, разработка индивидуаль-
индивидуальной АИС требует большого времени, а изго-
изготовление АИС достаточно дорого. Создание
универсальных АИС с использованием се-
серийно выпускаемых приборов-модулей и ми-
мини-ЭВМ обходится с меньшими затратами
сил и средств: индивидуальным в таких АИС
является программное обеспечение примени-
применительно к конкретному объекту измерений и
в некоторых случаях — создание измери-
измерительных преобразователей (датчиков), ком-
коммутаторов.
К недостаткам универсальных АИС
иногда относят наличие избыточной инфор-
информации, в частности по точности измерений,
обеспечиваемой приборами-модулями. Дей-
Действительно, многие индивидуальные АСК
при контроле работоспособности радиоэлек-
радиоэлектронной аппаратуры дают общую информа-
информацию годен —негоден, в норме —не в норме,
т. е. не требуют высокой точности измере-
измерений. Однако когда АСК дал сигнал о негод-
негодности для отыскания неисправности прихо-
приходится применять другие измерительные при-
приборы с достаточной точностью, т. е. при-
приборы-модули или им соответствующие. Сле-
Следовательно, помимо АСК для обслуживания
образцов радиоэлектронной аппаратуры тре-
требуется иметь еще и достаточный парк дис-
дискретных приборов. Автоматизированная из-
измерительная система на основе стандартного
интерфейса и серийных дискретных прибо-
приборов-модулей совмещает в себе функции АСК
низкой точности и дополнительного парка
дискретных приборов, поскольку такая АИС
может иметь два режима работы: контроля
и измерений. В режиме контроля произво-
производятся с точностью, обеспечиваемой прибора-
приборами-модулями, измерения параметров кон-
контролируемого объекта, но в соответствии
с программой на оконечном устройстве
(цифропечатающем устройстве, дисплее
и т. д.) индицируется только упрощенная
информация (годен — не годен, в норме —
не в норме). Поскольку результаты изме-
измерений занесены в память мини-ЭВМ, то
в режиме измерений отражаются результаты
измерений по всей программе или только ре-
результат измерений параметров неисправного
блока (узла). Кроме того, индивидуальные
АСК обычно применимы только при одном
из видов обслуживания объекта измерений
(например, перед непосредственным приме-
применением). Универсальные АИС применимы
и при других видах обслуживания (профи-
(профилактических работах с углубленным контро-
контролем, ремонтных работах и т. д.). При этом
изменяется только программа управления,
а конструкция во многих случаях не изме-
изменяется.
В настоящее время для обеспечения про-
простоты и удобства построения АИС на стан-
стандартном интерфейсе создаются стандартные
(специализированные) контроллеры, обеспе-
обеспечивающие управление отдельными прибора-
приборами-модулями и имеющие два режима ра-
работы: программирования и измерений.
В режиме программирования оператор,
имеющий средний уровень подготовки по
математическому программированию, вы-
вырабатывает, редактирует и отлаживает необ-
необходимую (исходную) программу измерений:
например, используется расширенный ва-
вариант языка БЕЙСИК — добавлены опера-
операторы, специфичные для обеспечения работы
через КОП.
В режиме измерений реализуется ис-
исходная программа и результаты измере-
измерений отражаются в цифровом или графиче-
графическом виде (в последнем случае необходимо
совместно с контроллером использовать гра-
графический терминал).
Автоматизированные измерительные си-
системы, построенные на основе стандартного
интерфейса (МЭК 625.1 или КАМАК), доста-
достаточно гибки по выполняемым функциям,
сравнительно компактны, надежны (в случае
применения серийных приборов-модулей)
и по сравнению с индивидуальными АИС
обладают небольшой массой. Создание пар-
парка приспособленных к агрегатированию на
основе стандартного интерфейса МЭК 625.1
приборов-модулей со встроенными микро-
микропроцессорами обеспечит в ближайшие годы
решение задач автоматизации измерений как
при автономном применении этих приборов,
так и в составе АИС. Этим будет также оп-
оптимально решена задача универсализации
и унификации средств измерений общего
применения.
РАЗДЕЛ ВТОРОЙ
ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ И СИЛЫ ТОКА
2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Измерение напряжения и силы тока —
наиболее распространенный вид измерений.
В различных областях науки и техники эти
измерения осуществляются в широком диа-
диапазоне частот - от постоянного тока и ин-
франизких частот (сотые доли герца) до
сверхвысоких частот A ГГц и более) и
в большом диапазоне измеряемых значений
напряжения и тока — соответственно от на-
новольт до сотен киловольт и от 106 до
десятков и сотен ампер (при большом
многообразии форм измеряемого напряже-
напряжения и тока).
Измерение постоянных напряжения
и силы тока заключается в нахождении их
значений и полярности. Целью измерения
переменных напряжения и силы тока являет-
является нахождение какою-либо их параметра.
Выбор метода и средств измерений на-
напряжения и силы тока обусловливается тре-
требуемой точностью измерений, амплитудным
и частотным диапазонами измеряемого сиг-
сигнала, мощностью, потребляемой прибором
от измерительной цепи, и т. д.
В зависимости от способа получения ре-
результата методы измерений делятся на
прямые, при которых значение напряжения
(тока) измеряется непосредственно, и кос-
косвенные, результат которых находится по ре-
результатам прямых измерений величин, свя-
связанных с измеряемой величиной той или
иной функциональной зависимостью.
Для измерения напряжения (тока) при-
применяются следующие основные методы из-
измерений :
непосредственной оценки, при котором
числовое значение измеряемой величины
определяется по отсчетному устройству, от-
отградуированному в единицах этой величины;
сравнения,, при котором значение изме-
измеряемой величины определяется на основе
сравнения воздействия измеряемой величины
на какую-либо систему с воздействием на
эту же систему образцовой меры. В прибо-
приборах для измерения напряжения и силы тока
применяются три разновидности метода
сравнения: нулевой, дифференциальный и за-
замещения.
В соответствии с этим приборы для из-
измерения напряжения и силы тока можно раз-
разделить на два класса:
непосредственной оценки, у которых
числовое значение измеряемой величины
определяется по отсчетному устройству;
сравнения, состоящие из цепи сравнения
и измерителя разности значений измеряемой
величины и меры. Для фиксирования отсут-
отсутствия разности значений измеряемой вели-
величины и меры применяются устройства срав-
сравнения (УС).
Оба класса приборов по системе отсчета
показаний можно разделить на приборы
с аналоговым отсчетом (аналоговые) и при-
приборы с дискретным отсчетом (цифровые).
К приборам с аналоговым отсчетом сле-
следует отнести стрелочные приборы, приборы
со световым указателем, приборы с ручным
или автоматическим уравновешиванием
(имеющие реохорд) и самопишущие. К при-
приборам с дискретным отсчетом следует отне-
отнести цифровые приборы и приборы с ручным
или автоматическим уравновешиванием,
имеющие набор (магазин) переключаемых
элементов. Результат измерений, прове-
проведенных такими приборами, выражен в виде
дискретного (цифрового) кода.
Все электроизмерительные приборы по
способу преобразования электромагнитной
энергии, связанной с измеряемой величиной,
в величину, позволяющую провести отсчет
значений измеряемой величины, можно раз-
разделить на электромеханические, электротеп-
электротепловые, электронные и электронно-лучевые.
В электромеханических приборах для
перемещения подвижной части прибора ис-
используются различные электромагнитные
процессы. В зависимости от физического
явления, используемого для преобразования
подводимой электромагнитной энергии в ме-
механическую энергию перемещения подвиж-
подвижной части, приборы подразделяются на маг-
магнитоэлектрические, электромагнитные, элек-
электродинамические, индукционные, электроста-
электростатические.
В электротепловых приборах для переме-
перемещения подвижной части прибора использует-
используется тепловое действие электрического тока.
Электронные приборы представляют со-
собой сочетание электронного преобразователя
и измерителя (аналогового или цифрового).
Электронно-лучевые приборы исполь-
используют подводимую энергию электромагнит-
электромагнитного поля для перемещения электронного
луча в электронной трубке. Это перемещение
пропорционально значению измеряемой ве-
величины.
В общем виде структурная схема анало-
аналогового электроизмерительного прибора не-
непосредственной оценки состоит из входного
устройства, измерительного преобразовате-
преобразователя, измерительного механизма и отсчетного
устройства (рис. 2.1). Входное устройство
2.1. Общие сведения
23
х
Входное
устройство
Измерительный
преобразователь
Измерительный
механизм
а
Отсчетное
устройство
Рис. 2.1. Структурная схема аналогового измерительного прибора непосредственной оценки
и измерительный преобразователь преобра-
преобразуют измеряемую величину x(t) в некоторую
промежуточную величину y(t\ находящуюся
в определенной функциональной зависимо-
зависимости от измеряемой величины и непосред-
непосредственно воздействующую на измерительный
механизм.
По принципу действия и конструк-
конструктивным особенностям измерительные пре-
преобразователи, применяемые в измерительной
цепи, можно разделить на выпрямительные,
термоэлектрические, электронные.
Измерительный механизм преобразует
подводимую электрическую энергию, опре-
определяющую величину y(t\ в механическую
энергию перемещения подвижной части ме-
механизма. При этом между перемещением
подвижной части механизма и измеряемой
величиной должна существовать однознач-
однозначная зависимость.
Для измерения напряжения и силы по-
постоянного и переменного токов применяют-
применяются все перечисленные виды приборов.
Электромеханические приборы самостоя-
самостоятельное применение находят преимуществен-
преимущественно в цепях постоянного тока и в цепях пере-
переменного тока промышленной частоты
и представляют собой сочетание измеритель-
измерительного механизма и отсчетного устройства.
У большинства конструкций электроизмери-
электроизмерительных приборов непосредственной оценки
энергия измеряемой величины преобразуется
в энергию перемещения подвижной части из-
измерительного механизма. По положению
подвижной части прибора судят о значении
измеряемой величины. Измеряемая величина
в измерительном механизме преобразуется
в силу, создающую вращательный момент
Мвр, под действием которого подвижная
часть измерительного механизма поворачи-
поворачивается на угол а. Линейное перемещение
подвижной части встречается довольно ред-
редко. Значение вращательного момента зави-
зависит от значения измеряемой величины:
Если вращательному моменту не созда-
создавать противодействия, то при любом его
значении подвижная часть прибора повер-
повернется до упора. Чтобы угловое перемещение
подвижной части зависело от вращательного
момента, в приборе создается противодей-
противодействующий момент Мпр, направленный на-
навстречу вращательному моменту. В боль-
большинстве приборов противодействующий мо-
момент создается при помощи упругих элемен-
элементов, например спиральной пружины. Проти-
Противодействующий момент Мпр, создаваемый
пружиной, пропорционален углу поворота
подвижной части прибора: Мпр = wot, где
w — удельный противодействующий момент,
зависящий от свойств пружины.
Под действием вращательного момента
подвижная часть прибора поворачивается на
угол а, при котором наступает равенство
вращательного и противодействующего мо-
моментов Мвр = Мпр. Подставив значения мо-
моментов, получим равенство /(x) = wa, из ко-
которого выведем уравнение шкалы прибора
a = f{x)/w = F(x). Если вращательный мо-
момент создается током /, воздействующим на
измерительный механизм, то Мвр = /с/, где
к — коэффициент пропорциональности,
/ — мгновенное значение тока. В этом случае
угол поворота подвижной части измерителя
. B.1)
Эту зависимость называют уравнением
шкалы прибора, а коэффициент пропорцио-
пропорциональности 5 = <x/i — чувствительностью. Фи-
Физический смысл чувствительности можно
определить как отношение изменения угло-
углового или линейного перемещения указателя
отсчетного устройства измерителя к вызвав-
вызвавшему его изменению измеряемой величины.
Размерность чувствительности определяется
характером измеряемой величины.
Электроизмерительные приборы непо-
непосредственной оценки классифицируются по
принципу действия (по системам). Название
системы соответствует характеру явления,
используемого для преобразования электри-
электрической величины, подводимой к прибору,
в перемещение его подвижной части. В со-
соответствии с этим различают приборы сле-
следующих систем:
магнитоэлектрической; под-
подвижная часть приборов этой системы откло-
отклоняется в результате взаимодействия поля по-
постоянного магнита и контура с протекаю-
протекающим по нему током.
Магнитоэлектрические приборы приме-
применяются как самостоятельно, так и в сочета-
сочетании с различными преобразователями пере-
переменного тока в постоянный, при измерении
переменного тока и напряжения. В качестве
преобразователей могут использоваться тер-
24
Измерение напряжения и силы тока
мопары (приборы термоэлектрической си-
системы), детекторы (выпрямительная система)
и электронные преобразователи (элек-
(электронные приборы);
электромагнитной; в приборах
этой системы подвижная часть отклоняется
в результате взаимодействия магнитного по-
поля катушки с протекающим по ней током
и ферромагнитного сердечника;
электродинамической; принцип
действия в приборах этой системы основан
на взаимодействии неподвижной и подвиж-
подвижной катушек с протекающими по ним тока-
токами. Разновидностью этой системы является
ферродинамическая система;
индукционной; приборы этой си-
системы содержат катушки, питаемые пере-
переменным током и создающие переменные
магнитные поля. Эти поля наводят токи
в подвижной части прибора, которые взаи-
взаимодействуют с магнитными потоками, в ре-
результате чего подвижная часть перемещает-
перемещается;
электростатической; подвижная
часть приборов этой системы перемещается
в результате взаимодействия электрически
заряженных проводников;
тепловой; в этих приборах подвиж-
подвижная часть отклоняется в результате удлине-
удлинения проводника, нагреваемого протекающим
по нему током;
вибрационной; принцип действия
этой системы основан на явлении механиче-
механического резонанса.
Термоэлектрические приборы предста-
представляют собой сочетание термопреобразовате-
термопреобразователя с магнитоэлектрическим измерительным
механизмом. Принцип действия термоэлек-
термоэлектрического измерительного преобразователя
основан на двух физических явлениях: выде-
выделении тепла при прохождении по проводни-
проводнику электрического тока и появлении ЭДС по-
постоянного тока при нагревании места соеди-
соединения двух различных металлов.
По принципу действия термоприборы
являются измерителями тока, протекающего
по нагревателю термопреобразователя. При
протекании по нагревателю измеряемого то-
тока ix выделяется тепло, под действием кото-
которого нагревается сплав термопары, а на ее
холодных концах возникает термо-ЭДС. Тер-
мо-ЭДС ЕТ пропорциональна количеству
тепла Q, выделяемому нагревателем, т. е.
ET = k1Q. Количество тепла, в свою очередь,
пропорционально квадрату измеряемого то-
ка: Q=k2a
Величина тока в цепи измерительного
механизма
где г — полное сопротивление цепи измери-
измерительного механизма.
Угол отклонения подвижной части при-
прибора
a = S1iI1 = S1/c1/c2i?/r = ki2x,
где S{ — чувствительность магнитоэлектри-
магнитоэлектрического механизма к току; к — постоянный
коэффициент, зависящий от свойств термо-
термопары и параметров измерительного механиз-
механизма.
Таким образом, угол отклонения под-
подвижной части прибора пропорционален ква-
квадрату силы тока, протекающего через нагре-
нагреватель. Термоприборьг пригодны для изме-
измерения в цепях как постоянного, так
и переменного токов. Шкала приборов гра-
градуируется в среднеквадратических значениях
тока или напряжения и имеет квадратиче-
ский характер.
Электронные приборы для измерения то-
тока и напряжения представляют собой сочета-
сочетание электронного преобразователя, выпол-
выполненного на электронных лампах, полупро-
полупроводниковых элементах, интегральных ми-
микросхемах, и магнитоэлектрического или
цифрового измерителя (отсчетного устрой-
устройства).
Свойства электронных амперметров
и вольтметров определяются входной схе-
схемой, полным входным сопротивлением, схе-
схемой преобразователя, характером шкалы,
чувствительностью, зависимостью показаний
от формы и частоты измеряемого сигнала,
пределом измерения, погрешностью.
По способу отсчета электронные при-
приборы разделяют на цифровые и аналоговые.
Цифровые вольтметры (амперметры) в отли-
отличие от аналоговых содержат аналого-цифро-
аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и устройство ци-
цифрового отсчета. Цифровые измерительные
приборы многопредельны, универсальны,
предназначены для измерения напряжения
постоянного и переменного токов, частоты,
фазы, сопротивления, отношения напряже-
напряжений и других электрических и неэлектриче-
неэлектрических величин. Цифровые приборы позволяют
обеспечить автоматический выбор предела
и полярности измеряемых величин, автома-
автоматическую коррекцию погрешности, высокую
точность измерений в широком диапазоне
измеряемых величин, выдачу результатов из-
измерения в цифровом виде, документальную
регистрацию с помощью цифропечатающего
устройства, ввод измерительной информации
в ЭВМ и информационно-измерительные си-
системы по каналу общего пользования.
2.2. Измерение постоянного тока
25
Измерение тока и напряжения осущест-
осуществляется в цепях постоянного, переменного
токов широкого диапазона частот и им-
импульсных.
Наиболее высокая точность измерений
достигнута в цепях постоянного тока. При
измерении в цепях переменного тока точ-
точность измерений понижается с повышением
частоты; здесь кроме оценки среднеквадра-
тического, средневыпрямленного, среднего
и максимального значений иногда требуется
наблюдение формы исследуемого сигнала
и знание мгновенных значений тока и напря-
напряжений.
При выборе средств измерения постоян-
постоянного (переменного) тока и напряжения в це-
цепях электронной аппаратуры обычно исхо-
исходят из необходимости минимального воздей-
воздействия этих средств на режим цепи, т. е.
амперметры, включаемые в цепь последова-
последовательно, должны обладать возможно малым
внутренним сопротивлением, а вольтметры,
подключаемые к измеряемому участку па-
параллельно, должны обладать возможно вы-
высоким входным сопротивлением (и мини-
минимальной входной емкостью). Кроме того,
выбор прибора определяется рядом факто-
факторов, основными из которых являются род
измеряемого тока, диапазон частот измеряе-
измеряемого сигнала и пределы измерения ампли-
амплитуд, форма кривой измеряемого напряжения
(тока), мощность цепи, в которой осущест-
осуществляется измерение, мощность потребления
прибора, допустимая погрешность измере-
измерения.
Если необходимая точность измерения,
допустимая мощность потребления, входное
сопротивление и другие требования могут
быть обеспечены амперметрами и вольтме-
вольтметрами электромеханического типа, то сле-
следует предпочесть этот простой метод непос-
непосредственного отсчета. В маломощных цепях
постоянного и переменного токов для изме-
измерения напряжения обычно применяются ана-
аналоговые и цифровые электронные приборы.
Если требуется измерение с более высокой
точностью, то применяют приборы, осно-
основанные на методе сравнения. Для исследова-
исследования формы и определения мгновенных значе-
значений напряжения и тока применяются осцил-
осциллографы.
2.2. ИЗМЕРЕНИЕ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
Измерение тока возможно методом не-
непосредственной оценки аналоговыми и ци-
цифровыми амперметрами, а также косвенно.
Диапазон значений токов, измеряемых в раз-
различных областях электроники, очень широк,
от 107 до сотен тысяч ампер.
2.2.1. МЕТОД
НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ ОЦЕНКИ
Амперметр включается последовательно
в разрыв цепи. Такое включение амперметра
с внутренним сопротивлением Япр в цепь
с источником ЭДС Е и сопротивлением
R (сопротивление нагрузки и источника) уве-
увеличивает общее сопротивление и уменьшает
протекающий в цепи ток.
Относительная погрешность измерения
тока 1Х
Rnp)-E/R _
E/R
1+Кпр/К'
где / - действительное значение тока в цепи
до включения амперметра; /х — измеренное
значение тока в цепи R.
Отношение сопротивлений можно заме-
заменить отношением мощностей Япр и Р потре-
потребления соответственно амперметра и самой
цепи:
Погрешность измерения тем меньше,
чем меньше мощность потребления ампер-
амперметра Япр по сравнению с мощностью по-
потребления цепи Р, в которой осуществляется
измерение. Поэтому амперметр, включаемый
последовательно в цепь измерения, должен
иметь малое сопротивление, т. е. Япр-»0.
Для измерения постоянного тока могут быть
использованы приборы всех электроизме-
электроизмерительных систем (кроме индукционной
и электростатической): магнитоэлектриче-
магнитоэлектрические, электродинамические, аналоговые и ци-
цифровые электронные амперметры. Измере-
Измерение малых токов осуществляется магнито-
магнитоэлектрическим измерителем совместно с уси-
лителЁм постоянного тока (УПТ), высокочув-
высокочувствительными магнитоэлектрическими зер-
зеркальными гальванометрами и гальваноме-
гальванометрическими компенсаторами.
Магнитоэлектрические приборы благода-
благодаря своей простоте и достаточно высокой
точности получили наибольшее распростра-
распространение при измерении постоянного тока. Маг-
Магнитоэлектрические приборы непосредственно
позволяют измерять токи от 0,1 до 300 мА.
Для расширения пределов измерения приме-
применяются специальные резисторы-шунты, по-
позволяющие в сотни и даже тысячи раз рас-
расширять пределы измерения.
Измерение напряжения и силы тока
Рис. 2.2. Схема включения миллиамперметра
в цепь измерения (а) и его эквивалентная
схема (б)
При измерении тока в цепи амперметр
включается в разрыв цепи (точки А, В на
рис. 2.2, я). Эквивалентная схема такого при-
прибора (микро- и миллиамперметра), пред-
предназначенного для измерения малых постоян-
постоянных токов, показана на рис. 2.2,6. Здесь
гр — сопротивление обмотки рамки;
гп — сопротивление пружинок, через которые
подводится ток к рамке; общее сопротивле-
сопротивление такого прибора Rlip — гр + 2гп.
Верхние пределы измеряемых токов
у этих приборов обычно не превышают
50 мА. Это объясняется влиянием теплового
действия тока на упругие свойства спи-
спиральных противодействующих пружинок.
Максимальное значение тока, пропускаемо! о
через рамку прибора, не превышает 500 мА.
Для измерения больших токов приме-
применяются шунты — это сопротивления, под-
подключаемые параллельно измеряемому меха-
механизму и служащие для расширения пределов
измерения по току. Схема включения такого
прибора в цепь показана на рис. 2.3, а. Экви-
Эквивалентная схема однопредельного ампермет-
амперметра с шунтом приведена на рис. 2.3, б. При ис-
использовании шунта ток /х, протекающий
через измерительный механизм, определяет-
определяется выражением
1х = ^пр(Яш + Rlip)/Rlu = 1ПрП,
где п = (Яш + Rnp)/Rm — коэффициент шунти-
шунтирования.
Сопротивление шунта Rn] выбирается
таким образом, чтобы большая часть изме-
Рис. 2.3. Схема включения миллиамперметра
с однопредельным (а), многопредельным
(а) шунтом и эквивалентная схема при-
прибора (в)
ряемого тока 1Х протекала по шунту /ш,
а остальная часть не превышала допустимо-
допустимого значения для измерительного прибора.
При этом сопротивление шунта определяет-
определяется из равенств InpRnp = /ШЯШ и 1Х = /пр + 1Ш,
откуда Rm = Rnp(Inp/lm) = Rnp/(n ~ !)•
На рис. 2.3,6 показано включение одно-
предельного прибора; в многопредельных
приборах применяется многопредельный
ступенчатый шунт (рис. 2,3, в). При включе-
включении прибора между точками + и /i измери-
измерительный механизм зашунтирован цепью из
трех последовательно включенных резисто-
резисторов, сумму сопротивлений которых можно
рассматривать как шунт однопредельного
прибора Rm = R1 + R2 + R3. Если прибор
включен между точками + и 12 или /3, то
роль шунта выполняют резисторы R2 + R3 и
Я3 соответственно.
Конструкция шунтов и условия их ис-
использования определяются пределами изме-
измерения. Шунты, предназначенные для измере-
измерения сравнительно небольших токов (до
30 А), монтируются в корпусе прибора и на-
называются внутренними. Токи большего зна-
значения (до нескольких сотен и тысяч ампер)
измеряются с помощью наружных шунтов.
Шунты делятся на индивидуальные, при-
пригодные только для того измерительного ме-
механизма, с которым они отградуированы,
и калиброванные, рассчитанные на опреде-
определенные номинальные токи и падения напря-
напряжения и применяемые с любым измери-
измерительным механизмом, имеющим такое же
сопротивление и такой же предел измерения.
Калиброванные шунты изготовляют на но-
номинальные напряжения 45, 60, 75, 100
и 300 мВ. Сопротивление шунта определяет-
определяется делением номинального напряжения на
номинальный гок. Шунты изготовляют сле-
следующих классов точности: 0,01; 0,02; 0,05;
ОД; 0,2; 0,5; 1,0.
Применение шунтов позволяет расши-
расширить пределы измерения приборов, но при-
приводит к увеличению потребления энергии,
снижению точности измерения и чувстви-
чувствительности. Для повышения точности измере-
измерений применяют температурную компенса-
компенсацию, например в цепь рамки включают
терморезисторы с отрицательным темпера-
температурным коэффициентом сопротивления.
К достоинствам приборов магнитоэлек-
магнитоэлектрической системы относятся достаточно вы-
высокая точность (до класса 0,05), малое потре-
потребление мощности и отсутствие влияния
внешних полей вследствие сильного соб-
собственного магнитного поля. Недостатками
приборов этой системы являются малая
перегрузочная способность и зависимость
2.2. Измерение постоянного тока
11
показаний от температуры окружающей
.реды.
Основным источником температурных
погрешностей является изменение сопроти-
сопротивления измерительной цепи при изменении
температуры. Наибольшее влияние темпера-
температура оказывает на сопротивление обмотки
рамки прибора. Температурная погрешность
зависит от схемы электрической цепи изме-
измерителя. Например, в амперметрах без шун-
шунтов изменение температуры вообще не вызы-
вызывает погрешностей, так как прибор вклю-
включается в цепь последовательно и его показа-
показания будут всегда соответствовать измеряе-
измеряемому току цепи.
Наибольшая погрешность может возни-
возникать в амперметрах с шунтами. В этих при-
приборах изменение температуры приводит
к перераспределению токов между измери-
измерительной рамкой, выполняемой, как правило,
из медного провода, и манганиновым шун-
гом, сопротивление которого практически не
зависит от температуры.
Для компенсации температурной по-
; решности применяются специальные схемы.
На рис. 2.4 приведены наиболее распростра-
распространенные схемы температурной компенсации.
В приборах невысокого класса точности при-
применяется простейшая схема компенсации
температурной погрешности (рис. 2.4, а).
Здесь последовательно с обмоткой рамки
включено добавочное сопротивление Яд из
манганина, в результате чего общее сопроти-
сопротивление цепи измерителя мало зависит от
температуры.
На рис. 2.4,6 приведена схема компенса-
компенсации температурной погрешности, используе-
используемая в приборах высоких классов точности
@,1; 0,2; 0,5). В этой схеме последовательно
с медным сопротивлением Rnp рамки изме-
измерителя включено манганиновое сопротивле-
Рис. 2.4. Схема компенсации температурной
погрешности амперметров с шунтом с по-
помощью добавочных сопротивлений (я, 6) и
термосопротивлений (в)
ние R3. Сопротивление R^, шунтирующее
ветвь измерителя, выполнено из меди или
никеля, a R2 — из манганина. В этой схеме
изменение тока /пр за счет изменения сопро-
сопротивления обмотки рамки компенсируется со-
соответствующим изменением напряжения ме-
между точками а и б ветви измерителя.
При повышении температуры вслед-
вследствие возрастания сопротивлений Rnp и R{
увеличивается общее сопротивление цепи
авб, что приводит к уменьшению тока /2.
Поскольку сопротивление R2 с увеличением
температуры не изменяется, то напряжение
на нем ивб — R2I2 уменьшается. Это приво-
приводит к увеличению напряжения ит, так как
иав = иаб ~ "eth где иа6 = Яш/Ш = const. Подби-
Подбирая сопротивления R{, R2 и Я3, можно до-
добиться требуемой температурной компенса-
компенсации.
В последнее время для компенсации
температурной погрешности применяются
термосопротивления (RTC) с отрицательным
температурным коэффициентом (рис. 2.4, в).
Гальванометры постоянного тока при-
применяются для измерения малых значений то-
токов и напряжений. Гальванометры могут
строиться на принципе любой электроизме-
электроизмерительной системы. Массовое распростране-
распространение получили только гальванометры магни-
магнитоэлектрической системы, обеспечивающие
высокую чувствительность прибора A01 А
по току, 10'8 В по напряжению). Выбор
гальванометра определяется требуемой чув-
чувствительностью по току или напряжению,
соответствием его данной схеме по критиче-
критическому сопротивлению (сопротивлению, при
котором время возвращения указателя галь-
гальванометра в нулевое положение — наимень-
наименьшее). Критическое сопротивление гальвано-
гальванометра желательно иметь на 10 — 20% меньше
сопротивления схемы, на которую замкнут
гальванометр.
Если критическое сопротивление гальва-
гальванометра мало, то успокоение колебаний под-
подвижной части будет недостаточно. При кри-
критическом сопротивлении, большем сопроти-
сопротивления схемы, гальванометр окажется пере-
переуспокоенным.
Чувствительность гальванометра, харак-
характер движения подвижной части и время ее
успокоения определяются соотношением ме-
между конструктивными постоянными гальва-
гальванометра и сопротивлением внешней цепи, на
которую замкнута его рамка. Эти соотноше-
соотношения можно получить при исследовании пере-
переходных процессов в гальванометре. Подроб-
Подробно принцип работы, классификация гальва-
гальванометров и их характеристики освещены
в [6, 51].
28
Измерение напряжения и силы тока
Рис. 2.5. Схема измерения тока с помощью
образцового сопротивления
Токи 10~17 —10~fi А можно измерить
непосредственно с помощью электрометров
(типов В7-29, В7-ЗО и др.), магнитоэлектриче-
магнитоэлектрических гальванометров, чувствительность ко-
которых может быть повышена специальными
усилителями: гальванометрическими, элек-
электрометрическими, фотогальванометрически-
ми, образующими совместно с гальваноме-
гальванометром гальванометрические компенсаторы.
Принцип построения таких приборов и их
технические характеристики рассмотрены
в § 2.4.
2.2.2. КОСВЕННОЕ ИЗМЕРЕНИЕ ТОКА
Кроме прямого метода измерения токов
амперметрами возможно косвенное измере-
измерение токов с помощью образцового резисто-
резистора Яобр, включаемого в разрыв цепи, и высо-
высокочувствительного измерителя напряжения
(рис. 2.5), измеряющего падение напряжения
мобр на резисторе /?ogp. Измеряемый ток
определяется 1Х = «обр/^обр- Для получения
минимальной погрешности сопротивление
/?обр должно быть меньше сопротивления це-
цени, в которой измеряется ток.
2.3. ИЗМЕРЕНИЕ
ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Для измерения переменного тока в зави-
зависимости от диапазона частот могут быть
применены различные приборы. Для из-
измерения тока промышленной частоты
E0—1000 Гц) используются в основном при-
приборы непосредственной оценки на основе
электромагнитной и электродинамической
систем, а также термоэлектрической си-
системы.
В маломощных цепях повышенной
и высоких частот ток измеряется выпрями-
выпрямительными, термоэлектрическими, электрон-
электронными цифровыми и аналоговыми амперме-
амперметрами, аналоговыми и цифровыми вольтме-
вольтметрами на резисторе с известным сопротивле-
сопротивлением. Амперметр должен иметь мини-
минимальные значения входного сопротивления,
индуктивностей и емкостей.
Для измерения достаточно больших то-
токов и гоков редко повторяющихся процессов
применяют пояс Poiовского-
2.3.1. ПРИБОРЫ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ СИСТЕМЫ
Принцип действия этих приборов осно-
основан на явлении втягивания стальной пла-
пластины, соединенной со стрелкой, магнитным
полем катушки. Уравнение шкалы, опреде-
определяемое из условий равенства вращающего
и противодействующего моментов, имеет
вид
a. = kl\ B.2)
где к — коэффициент, зависящий от конст-
конструкции измерительного механизма: / — гок
в катушке при включении измерителя в цепь
постоянного тока или его средне-
квадратическое значение при включении из-
измерителя в цепь переменного тока.
Из B.2) следует, что отклонение подвиж-
подвижной части измерительного механизма зави-
зависит от квадрата измеряемого тока и может
быть использовано для измерения напряже-
напряжений и токов как постоянных, так и пере-
переменных сигналов произвольной формы, если
спектр этих сигналов не выходит за пределы
рабочего диапазона частот прибора. Кроме
того, шкала прибора определяется законом
изменения индуктивности сердечника, поэто-
поэтому подбором формы сердечника удается по-
получить практически равномерную шкалу, на-
начиная с 20 — 25% верхнего предела измеряе-
измеряемой величины. Амперметры магнитоэлектри-
магнитоэлектрической системы выпускаются в качестве
щитовых приборов классов точности 0,5; 1,0
и 2,5 на частотах до 1500 Гц, а также пере-
переносных приборов классов 0,5 и 1,0 на часто-
частотах до 2400 Гц.
Для расширения пределов измерения то-
тока электромагнитными амперметрами
шунты не применяются. Это достигается
применением секционированных катушек
или измерительных трансформаторов.
Основными достоинствами электро-
электромагнитных приборов являются простота
конструкции, дешевизна и надежность в ра-
работе.
К недостаткам приборов относятся
сравнительно малая точность и чувствитель-
чувствительность.
Электромагнитные амперметры приме-
применяются непосредственно для измерения го-
гоков до 200 — 250 А; катушка измерительного
механизма включается последовательно
в цепь измеряемого гока. Предел измерения
амперметров определяется числом витков
катушки. Чем выше предел измерения, тем
меньше витков из более толстого провода
должна иметь ка!ушка.
2.3. Измерение переменного тока
29
2.3.2. ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКИЕ ПРИБОРЫ
Принцип действия измерительных меха-
механизмов электродинамической системы осно-
основан на взаимодействии двух магнитных по-
потоков, создаваемых токами, протекающими
по двум катушкам, одна из которых подвиж-
подвижна. В результате взаимодействия магнитных
полей катушек и противодействующих пру-
пружин подвижная катушка поворачивается на
некоторый угол, пропорциональный токам
в катушках. При включении измерителей
электродинамической системы в цепь по-
постоянного тока уравнение шкалы имеет вид
0L = kIJ2, B.3)
где к — коэффициент, зависящий от кон-
конструкции измерителя; 11 и 12 — токи в ка-
катушках измерителя.
Если измеритель электродинамической
системы включить в цепь переменного тока,
то уравнение шкалы имеет вид
ot = /c/1/2cos9, B.4)
где 1± и 12 — среднеквадратические значения
токов соответственно в неподвижной и под-
подвижной катушках; ср — фазовый сдвиг токов
катушек.
Если катушки измерителя тем или иным
способом подключаются к одному источни-
источнику тока, то выражение B.3) преобразуется
к виду
a = kj2, B.5)
где кх — коэффициент пропорциональности,
зависящий от способа подключения катушек
к источнику; / — постоянный ток в одной из
катушек механизма или его среднеквадрати-
ческое значение при подключении к источни-
источнику переменного тока.
Схемы включения обмоток различны —
последовательная и параллельная. Последо-
Последовательная схема применяется в приборах для
измерения малых токов (менее 0,5 А). В этом
случае по подвижной и неподвижной обмот-
обмоткам течет один и тот же ток, поэтому со-
согласно B.3) шкала прибора должна быть
квадратичной.
Схема параллельного соединения кату-
катушек используется при измерении больших
токов (более 0,5 А). Подбором добавочных
сопротивлений, включаемых в цепь катушек,
обеспечивается фазовый сдвиг между токами
Ф = 0. Таким образом, и параллельное вклю-
включение катушек, согласно B.4) должно дать
квадратичную шкалу.
Электродинамические амперметры вы-
выпускаются различных классов точности до
0,1. Применяются они главным образом на
промышленных частотах, но существуют
приборы, работающие и на более высоких
частотах — до 5 кГц. Для расширения пре-
пределов измерений электродинамических ам-
амперметров применяют переключение кату-
катушек измерительного механизма с последова-
последовательного соединения на параллельное
и трансформаторы токов.
2.3.3. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ
Выпрямительные приборы широко при-
применяются для измерения тока в звуковом
диапазоне частот. Принцип работы таких
приборов основан на использовании выпря-
выпрямительных свойств полупроводникового
диода. Постоянная составляющая выпрям-
выпрямленного диодом тока измеряется прибором
магнитоэлектрической системы.
Обычно используются выпрямители
двух основных типов: однополупериодные
и двухполупериодные. В однополупериодных
схемах ток /пр через микроамперметр, вклю-
включенный последовательно с диодом Vlt про-
пропускается только один полупериод перемен-
переменного напряжения u(t). В отрицательный
полупериод, для которого сопротивление
диода Vx велико, ток протекает через диод
К2, включенный параллельно прибору. Диод
V2 защищает диод Vх от пробоя. Для урав-
уравнивания сопротивления параллельных ветвей
последовательно со вторым диодом включен
резистор R, сопротивление которого равно
сопротивлению цепи измерительного меха-
механизма (рис. 2.6, а). Подвижная часть
магнитоэлектрического микроамперметра
из-за ее инерционности при частотах выше
20 Гц не успевает следить за мгновенными
значениями вращающего момента, поэтому
реагирует на среднее значение момента.
Из уравнения шкалы магнитоэлектриче-
магнитоэлектрического прибора ос = SIcp также следует, что
приборы выпрямительной системы изме-
измеряют среднее значение переменного тока,
а не среднеквадратическое. Для однополупе-
риодного выпрямителя (рис. 2.6,6)
Т/2
2
* пр — ^ср —
Imsin(utdt = Im/n.
а) ^ 5)
Рис. 2.6. Однополупериодная схема выпря-
выпрямительного миллиамперметра (а) и токи,
протекающие в нем (б)
30
Измерение напряжения и силы тока
Шкалу прибора, измеряющего пере-
переменный ток или напряжение, обычно градуи-
градуируют в среднеквадратических значениях си-
синусоидального сигнала, поэтому среднее зна-
значение тока /пр, протекающего через прибор,
выражают через среднеквадратическое значе-
значение / синусоидального сигнала и коэффи-
коэффициент формы &ф:
'пр = /«/я = / l/2/я = //2/сф = 0,45/,
где *ф = я/B|/2) = 1,11, a Im =
Если форма кривой тока несинусоидаль-
несинусоидальная, то кфФ1,П и показания прибора не-
неверны. Если коэффициент формы несинусои-
несинусоидального тока известен, можно определить
новую постоянную прибора и с ее помощью
производить правильные измерения этого
несинусоидального тока.
В двухполупериодных схемах выпрями-
выпрямителя (рис. 2.7, а) ток /пр, протекающий через
микроамперметр, увеличивается вдвое по
сравнению с током, протекающим в схеме на
рис. 2.6, а. В положительный полупериод ток
проходит через диод Vu микроамперметр,
диод V3, в течение отрицательного полупе-
полупериода — через диоды У2, V4 и микроампер-
микроамперметр. Таким образом, через микроамперметр
ток /пр проходит в одном и том же напра-
направлении в оба полупериода:
Мостовая цепь с четырьмя диодами тре-
требует подбора диодов и специальной темпе-
температурной компенсации, гак как прямое
и обратное сопротивления диода зависят от
температуры окружающей среды. Практиче-
Практическое применение находят мостовые схемы
с двумя диодами и двумя резисторами
(рис. 2.7,6). Эта схема имеет меньшую чув-
чувствительность, так как измеритель И зашун-
тирован резисторами Rr и R2. Ток, проте-
протекающий через прибор, в этом случае равен:
Рис. 2.7. Двухполупериодные схемы выпрями-
выпрямительных миллиамперметров {а — в) и токи,
протекающие в нем (г)
где R{ — R2 = R, a Rnp — сопротивление цени
измерителя.
Если поменять местами диагонали мо-
моста, то получим схему последовательного
моста (рис. 2.7, в), позволяющую измерять
значительные токи, так как сопротивления
/?! и R2 в этом случае шунтируют измери-
измеритель вместе с диодом, а не только измери-
измеритель, как в схеме параллельного моста
(рис. 2.7,6).
Выпрямительные приборы для измере-
измерения токов широко применяются как со-
составные элементы комбинированных прибо-
приборов: тестеров, авометров, используемых для
измерения токов, напряжений, сопротивле-
сопротивлений и других электрических величин.
При использовании соответствующего
типа диода выпрямительные приборы для
измерения токов могут применяться в диапа-
диапазоне высоких и сверхвысоких частот. Герма-
Германиевые и кремниевые диоды обеспечивают
частотный диапазон измерения токов до
100 МГц.
Основными достоинствами выпрями-
выпрямительных приборов являются высокая чув-
чувствительность, малое собственное потребле-
потребление энергии и возможность измерения
в широком диапазоне частот. Недостатком
этих приборов является их невысокая точ-
точность. Основными источниками погрешно-
погрешностей при этом являются изменение параме-
параметров диодов с течением времени, нелиней-
нелинейность шкалы, влияние внешней температуры.
Класс точности выпускаемых выпрями-
выпрямительных приборов 1,5 и 2,5; пределы измере-
измерения по току от 2 мА до 600 А, по напряже-
напряжению от 0,3 до 600 В.
2.3.4. ТЕРМОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРИБОРЫ
Эти приборы используются для измере-
измерения токов высокой частоты. Термоэлектриче-
Термоэлектрический прибор (рис. 2.8) состоит из термопре-
термопреобразователя, термоэлемента и измеритель-
измерительного прибора И магнитоэлектрической си-
системы. Простейший термопреобразователь
содержит подогреватель 2 и термопару / из
двух разнородных проводников, спаянных
между собой.
Если через подогреватель термоэлемен-
термоэлемента пропускать измеряемый ток i (например,
высокой частоты), то вследствие нагрева
спая в цепи термопары и прибора И будет
протекать термоток /0 постоянного напряже-
напряжения. Так как термо-ЭДС пропорциональна
количеству тепла, выделенному в подогрева-
подогревателе, то прибор термоэлектрической системы
2.4. Измерение напряжения постоянного тока
31
Рис. 2.8. Схема включения в цепь измерения
термоэлектрического прибора
измеряет действующее значение переменного
тока любой формы.
Шкала термоэлектрических приборов
близка к квадратичной, так как термо-ЭДС
пропорциональна квадрату измеряемого то-
тока. Чувствительность термоэлементов, опре-
определяемая изменением термо-ЭДС в микро-
микровольтах, получающимся при изменении тем-
температуры спая на 1 °С, зависит в основном
от материала термопары и температуры
спая.
К достоинствам приборов термоэлек-
термоэлектрической системы можно отнести высокую
чувствительность к измеряемому току, боль-
большой диапазон измерения токов, широкий
диапазон частот, а также возможность изме-
измерения токов сигналов произвольной формы.
Недостатком термоэлектрических приборов
является неравномерность шкалы, которая
в начальной своей части получается сжатой
и на участке примерно 20% номинального
тока практически не используется. Кроме то-
того, показания приборов зависимы от внеш-
внешней температуры, имеют тепловую инерцию
и чувствительны к перегрузке.
В зависимости от назначения термоэлек-
термоэлектрические приборы имеют различные преде-
пределы измерения, классы точности и частотный
диапазон. Общий частотный диапазон тер-
термоэлектрических приборов промышленного
типа лежит в пределах от 45 Гц до
300 МГц. Номинальные токи — от 1 мА до
50 А, с применением трансформаторов то-
тока—от 1 до 500 А. Классы точности — от
1,0 до 2,5. На частотах 300 МГц (Т22М) ос-
основная погрешность достигает ±5%.
Примером термоэлектрических прибо-
приборов являются щитовые миллиамперметры
Т20 и Т20Т с внутренним вакуумным термо-
термопреобразователем на частоты 50 Гц —
100 МГц, с пределами измерения 75, 100,
250, 500 и 1000 мА. Более высокий класс точ-
точности A,0) имеет миллиамперметр Т15 с тер-
термопреобразователем Т105, который имеет
номинальный ток 100 мА и погрешность
в диапазоне частот 20 Гц — 100 МГц
1-4%.
Для увеличения чувствительности тер-
термоприборов и повышения их перегрузочной
способности применяются вакуумные термо-
термопреобразователи в сочетании с фотогальва-
нометрическими компенсационными усили-
усилителями, что позволяет изготовлять микроам-
микроамперметры с нижним пределом измерения
100 мкА.
2.4. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
Приборы непосредственной оценки. При
использовании метода непосредственной
оценки вольтметр подключается параллель-
параллельно тому участку цепи, на котором необходи-
необходимо измерить напряжение. При измерении на-
напряжения на нагрузке R в цепи с источником
энергии, ЭДС которого Е и внутреннее со-
сопротивление Кист, вольтметр включают па-
параллельно нагрузке {рис. 2.9). Если внутрен-
внутреннее сопротивление вольтметра равно Rv, то
относительная погрешность измерения на-
напряжения
их — и
R/Rv
R/Rv
где и — действительное значение напряжения
на нагрузке R до включения вольтметра;
их — измеренное значение напряжения на на-
нагрузке R.
Так как отношение R/Rv обратно про-
пропорционально отношению мощности потре-
потребления вольтметра Pv к мощности цепи Р,
то
р./р
I + PJP + R/RHCI
Таким образом, погрешность тем меньше,
чем меньше Pv и Яист.
Измерение напряжений в цепях постоян-
постоянного тока может быть выполнено любыми
измерителями напряжений постоянного тока
{магнитоэлектрическими, электродинамиче-
электродинамическими, электромагнитными, электростатиче-
электростатическими, аналоговыми и цифровыми вольтме-
вольтметрами). Выбор вольтметра обусловлен мощ-
Рис. 2.9. Эквивалентная схема вольтметра
магнитоэлектрической системы (а) и схема
включения его в цепь измерения напря-
напряжения (б)
32
Измерение напряжения и силы тока
ностью объекта измерения и необходимой
точностью. Диапазон измеряемых напряже-
напряжений лежит в пределах от долей микровольт
до десятков киловольт.
Если необходимая точность измерения,
допустимая мощность потребления могут
быть обеспечены приборами электромехани-
электромеханической группы, то следует предпочесть этот
простой метод непосредственного отсчета.
При измерении напряжения с более высокой
точностью следует использовать приборы,
основанные на методах сравнения. При лю-
любом методе измерения могут быть использо-
использованы аналоговый и цифровой отсчеты.
2.4.1. ПРИБОРЫ
ЭЛЕКТРОИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ
НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ ОЦЕНКИ
Магнитоэлектрические приборы. В ра-
радиоизмерительной технике магнитоэлектри-
магнитоэлектрические приборы применяются при измерении
постоянных токов и напряжений, при про-
проверке режимов радиосхем и используются
при измерении переменных токов и напряже-
напряжений в выпрямительных и термоэлектриче-
термоэлектрических приборах и электронных вольтметрах.
Кроме того, магнитоэлектрические приборы
находят применение в качестве индикаторов
во многих типах радиоизмерительных при-
приборов для измерения мощности, частоты,
коэффициента модуляции и ряда других ве-
величин. При этом шкала магнитоэлектриче-
магнитоэлектрического прибора градуируется непосредственно
в единицах измеряемой величины.
Измерительная цепь магнитоэлектриче-
магнитоэлектрического вольтметра представляет собой рамку
с сопротивлением Rn измерительного меха-
механизма И и включенного последовательно
с ним добавочного резистора Ra (рис. 2.9, а).
В измерительной цепи вольтметра происхо-
происходит преобразование измеряемого напряже-
напряжения в ток, необходимый для отклонения под-
подвижной части механизма. Предел измерения
вольтметра зависит от тока полного откло-
отклонения / подвижной части и внутреннего со-
сопротивления Япр вольтметра (суммы сопро-
сопротивлений Rn рамки прибора и добавочного
резистора /?д, помещенного внутри прибора):
u=IR=I(Rn + Ra).
Следовательно, Яд = и/1 — Rn.
Ток полного отклонения магнитоэлек-
магнитоэлектрических вольтметров составляет
0,5 — 30 мА. Изменение предела измерения
до величины и1 производится подключением
добавочного резистора Rai, сопротивление
которого при заданном токе рамки / равно
Набор добавочных резисторов к вольт-
вольтметру позволяет создавать многопредельные
вольтметры. Добавочные резисторы обычно
изготовляются из манганина и делятся на
внутренние до 600 В и наружные до 1500 В.
Наружные добавочные резисторы могут
быть индивидуальными (к конкретному при-
прибору) и взаимозаменяемыми (к любым при-
приборам, номинальные токи которых равны
номинальному току добавочного резистора).
Изготовляются добавочные резисторы на
номинальные токи 0,5; 1; 3; 7,5; 15 и 30 мА.
Калиброванные добавочные резисторы де-
делятся на классы 0,02; 0,05; 0,1; 0,2; 0,5; 1.
Вольтметры магнитоэлектрической си-
системы имеют равномерную шкалу, высокую
точность, большую чувствительность, но
низкое входное сопротивление. Диапазон из-
измеряемых ими напряжений лежит в пределах
от нескольких микровольт до сотен кило-
киловольт.
Электростатические приборы. Принцип
действия измерительных механизмов элек-
электростатической системы основан на взаимо-
взаимодействии двух систем электрически заря-
заряженных тел, одна из которых механически
подвижна. Независимо от конструкции изме-
измерителя электростатической системы имеют
уравнение шкалы вида
ос = kuf,
где к — коэффициент, определяемый кон-
конструкцией измерителя; щ — мгновенное зна-
значение напряжения, поданного на механизм.
Приборы электростатической системы
могут применяться для измерения напряже-
напряжения в цепях постоянного и переменного (до
нескольких мегагерц) токов. Особенностью
приборов является то, что они могут непо-
непосредственно (без добавочных делителей на-
напряжения или измерительных трансформато-
трансформаторов) измерять высокое напряжение. Если осу-
осуществляется измерение переменного напря-
напряжения с частотой выше нескольких герц, то
подвижная часть электростатического меха-
механизма из-за большой массы не успевает сле-
следовать за мгновенным значением напряже-
напряжения, происходит усреднение вращающего
момента системы и измеритель имеет урав-
уравнение шкалы вида
а = ки2,
где и — среднеквадратическое значение на-
напряжения.
,Таким образом, при измерении перемен-
переменного напряжения показания электростатиче-
электростатического вольтметра соответствуют среднеква-
дратическому значению измеряемого напря-
напряжения.
2.4. Измерение напряжения постоянного тока
33
К достоинствам электростатических
вольтметров следует отнести незначительное
потребление энергии, независимость показа-
показаний от температуры окружающего воздуха,
от внешних магнитных полей. К недостат-
недостаткам относятся малая чувствительность, не-
неравномерность шкалы, опасность электриче-
электрического пробоя между пластинами.
Промышленность выпускает электроста-
электростатические вольтметры классов точности 0,5;
1; 1,5 на напряжение от 10 В до 300 кВ
с диапазоном частот от 20 Гц до 10 МГц,
входной емкостью от 4 до 65 пФ и входным
сопротивлением Ю10 — 1012 Ом.
В последнее время электростатические
приборы применяют совместно с элек-
электронными усилителями, что значительно
расширяет область применения электроста-
электростатических приборов; например, созданы вы-
высокочувствительные миллиамперметры и
вольтметры переменного тока.
2.4.2. АНАЛОГОВЫЕ
ЭЛЕКТРОННЫЕ ВОЛЬТМЕТРЫ
В отличие от вольтметров электромеха-
электромеханической группы электронные вольтметры
постоянного тока имеют высокие входное
сопротивление, чувствительность и малое
потребление тока от измерительной цепи.
Вольтметры постоянного тока непосред-
непосредственной оценки выполняются по структур-
структурной схеме, приведенной на рис. 2,10. Ос-
Основными элементами структурной схемы
являются входное устройство, усилитель по-
постоянного тока (УПТ) и измерительный при-
прибор магнитоэлектрической системы. Входное
устройство содержит входные зажимы, дели-
делитель напряжения, предварительный усили-
усилитель. Высокоомный делитель на резисторах
служит для расширения пределов измерения.
Усилитель постоянного тока служит для по-
повышения чувствительности вольтметра
и является усилителем мощности измеряемо-
измеряемого напряжения до значения, необходимого
для создания достаточного вращающего мо-
момента у измерительного прибора.
К усилителям постоянного напряжения
предъявляются такие требования, как высо-
высокая линейность амплитудной характеристи-
характеристики, постоянство коэффициента усиления
Входное
устройство
Усилитель
постоянно-
постоянного тока
Измери-
Измерительный
прибор
и малый температурный и временной
дрейфы нуля. Высокая линейность амплитуд-
амплитудной характеристики обычно достигается пра-
правильным выбором режимов работы элек-
электронных приборов усилителя, а также при-
применением отрицательной обратной связи,
которая повышает стабильность коэффи-
коэффициента усиления. Стабилизации коэффициен-
коэффициента усиления усилителя способствует также
стабилизация нитающего напряжения.
Из различных схем усилителей постоян-
постоянного тока наиболее удачно разрешаются ука-
указанные проблемы в мостовых балансных
схемах. Применение балансной схемы позво-
позволяет снизить требования к стабильности пи-
питающих напряжений, так как при изменении
этих напряжений сопротивления плеч моста
изменяются примерно одинаково и баланс
моста не нарушается. Нестабильность' нуле-
нулевого отсчета в балансных схемах сохраняет-
сохраняется, но она оказывается значительно ниже,
чем у обычного УПТ.
Схема УПТ, выполненного по мостовой
балансной схеме, приведена на рис. 2.11. Уси-
Усилитель постоянного тока собран по мосто-
мостовой схеме на транзисторах V1 ~ V4; на тран-
транзисторах V5, V6 собран выходной каскад
усилителя по схеме с общим коллектором.
Такое включение необходимо для получения
низкого выходного сопротивления. Изме-
Измеряемый сигнал подается на базу транзистора
V4, включенного по схеме с общим эмитте-
эмиттером, коллекторной нагрузкой которого
является транзистор К3. Сигнал с коллекто-
коллектора V4 подается на базу транзистора V5,
включенного по схеме с общим коллекто-
коллектором, нагрузкой которого является транзи-
транзистор V6. Сигнал с эмиттера V5 через кали-
калибровочный потенциометр R9 подается на
измерительный прибор. Установка нуля
УПТ осуществляется потенциометром i?4.
При регулировке /?4 изменяется ток базы
транзистора V3, что позволяет установить
значение его коллекторного тока, соответ-
R.
Рис. 2.10. Структурная схема электронного
вольтметра постоянного тока
2 п/р Кузнецова В. А.
Рис. 2.11. Принципиальная электрическая
схема УПТ на основе балансного моста.
34
Измерение напряжения и силы тока
ствующее балансу УПТ. Балансировка вход-
входной схемы УПТ осуществляется выравнива-
выравниванием потенциалов на базе VA и коллекторе
V2 при коротко замкнутом входе УПТ путем
изменения сопротивления потенциометра R3.
Для стабилизации УПТ используется парал-
параллельная отрицательная обратная связь через
резистор R7. Рассмотренная схема УПТ ис-
использована в универсальном вольтметре
В7-13. Недостатками схем с прямым УПТ
являются их низкая, чувствительность и не-
невысокая точность измерения (погрешность
измерения постоянного напряжения соста-
составляет 1,5-2,5%).
2.4.3. АВТОКОМПЕНСАЦИОННЫЕ
ВОЛЬТМЕТРЫ
Дальнейшее повышение чувствительно-
чувствительности и снижение погрешности измерения по-
постоянного напряжения могут быть осущест-
осуществлены применением метода автоматического
уравновешивания в приборах непосредствен-
непосредственной оценки. Структурные схемы приборов,
использующих метод автоматического урав-
уравновешивания, приведены на рис. 2.12. Это
автокомпенсационные приборы, или автома-
автоматические компенсаторы с неполной компен-
компенсацией. По роду компенсируемой на входе
величины приборы разделяют на приборы
с компенсацией напряжения (рис. 2.12, а, б)
и с компенсацией тока (рис. 2.12, в, г), а по
схеме построения цепи обратной связи — на
приборы последовательного и параллельно-
параллельного типов. Схема автокомпенсационного при-
прибора состоит из двух цепей: прямой и обрат-
обратной. Во входной цеди устройства, или
в измерительном устройстве сравнения, дей-
действуют измеряемая величина их{1х) и ком-
компенсирующая величина ик(/к), направленные
навстречу друг другу. В результате на входе
прямой цепи действует разностный сигнал
некомпенсации Аих — их — щ или А1Х = 1Х —
Сигнал компенсации вырабатывается
в цепи обратной связи путем преобразования
выходного сигнала прямой цепи. Сигнал не-
некомпенсации Аих(А1х) усиливается в прямой
цепи, при этом выходная величина прямой
цепи ивьгх(/вых) увеличивается до тех пор, по-
пока пропорциональная ей компенсирующая
величина ык(/к) не станет примерно равной
измеряемой величине ихAх):
Если ивых(/вых) является выходной величиной
прибора, то уравнение обратной цепи ык =
= Р"вых = "вх-
Таким образом, устанавливается прямая
пропорциональность между мвх и ивых, т. е.
точность приборов уравновешивания
в идеальном случае определяется только ста-
стабильностью коэффициента обратной связи р.
При построении автокомпенсационных
микро- и нановольтметров наибольшее рас-
распространение получили схемы с последова-
последовательной обратной связью и измерением вы-
выходного напряжения или тока. Схемы с па-
параллельной обратной связью получили пре-
преимущественное распространение при по-
построении приборов для измерения тока.
Структурная схема автокомпенсацион-
автокомпенсационного микровольтметра с последовательной
обратной связью и измерением выходного
напряжения аналоговым или цифровым
вольтметром приведена на рис. 2.12, а. Рас-
Рассмотрим коэффициент передачи схемы. Вы-
Выходное напряжение автокомпенсатора нвых =
= — кАих, где к — коэффициент передачи
прямой цепи; Дм* = их — иК — напряжение не-
некомпенсации.
Напряжение обратной связи определяет-
определяется коэффициентом передачи цепи обратной
связи:
"к = Р"вых = k$Aux; Aux = их-ик =
их-
или их = ДмхA + pfc).
Коэффициент передачи автокомпенсато-
автокомпенсатора определяется выражением
К = "выхК = kAuxj[Aux{\ + pfc)] =*/(! + р/с).
При изменении к и Р изменяется и коэф-
коэффициент передачи /са, т. е. в показаниях авто-
U-вых
Рис, 2.12. Структурные схемы автокомпенсационных приборов с компенсацией напряжения
(а, б) и тока (в, г)
2.4. Измерение напряжения постоянного тока
35
>X
Рис. 2.13. Структурная схема автокомпенса-
автокомпенсационного микровольтметра постоянного тока
компенсатора появится погрешность, опреде-
определяемая как
где
; \дк/д$\ =
Относительная погрешность измерения
р*
откуда следует, что при большом значении
$к погрешность вольтметра определяется
только элементами прямой цепи.
Достоинством автокомпенсационных
схем является их способность в 1 + (ЗА: раз
уменьшать погрешность от изменения коэф-
коэффициента усиления к. Так, при погрешности
коэффициента усиления 8К = 100% и к = 1000
погрешность автокомпенсационной схемы
будет равна 0,1%.
Автокомпенсационные приборы посто-
постоянного тока по типу используемых в них
усилителей некомпенсации бывают следую-
следующие: электронные, гальванометрические или
электрометрические.
Структурная схема электронного авто-
компенсационного микровольтметра приве-
приведена на рис. 2.13. Прибор состоит из УПТ,
аналого-цифрового преобразователя АЦПи
АЦП2, блока развязки БР, блока управления
поддиапазонами измерений БУПИ и блока
питания БП. Прибор построен на основе
УПТ с преобразованием напряжения, охва-
охваченного глубокой отрицательной обратной
связью. Выходное напряжение устройства из-
измеряется цифровым вольтметром.
Схема работает следующим образом
(рис. 2.14). Измеряемое напряжение посту-
поступает на модулятор М, выполненный на виб-
вибропреобразователе или на бесконтактных
ключевых элементах — МДП-транзисторах,
что обеспечивает низкий уровень шумов
и дрейфа нуля всего УПТ. Модуляция вход-
входного напряжения осуществляется с частотой
сигнала /осн генератора. Выходной сигнал
модулятора в виде последовательности пря-
прямоугольных импульсов поступает на вход
предварительного усилителя УНЧ. Уси-
Усиленный сигнал поступает на коммута-
коммутационный фильтр Ф, в котором подавляются
боковые паразитные частотные составляю-
составляющие сигнала, вызванные наложением на по-
полезный сигнал помехи от питающей сети
(/осн. ± 50 Гц). Отфильтрованный и уси-
усиленный усилителем У сигнал поступает на
демодулятор ДМ, управляемый внутренним
генератором. В демодуляторе в качестве
бесконтактных ключей могут использоваться
МДП-транзисторы. Выходным сигналом де-
Генератор
(мультиви-
5ратор)
a
О)
a
Рис. 2.14. Структурная схема базового усилителя автокомпенсационного микровольтметра
2*
36
Измерение напряжения и силы тока
модулятора является постоянное напряже-
напряжение, значение которого пропорционально ам-
амплитуде выходного сигнала промежуточного
усилителя частотой /осн модулирующего ге-
генератора. Затем это напряжение поступает
на вход интегратора И, где оно сглаживается
и усиливается; с выхода интегратора напря-
напряжение поступает на измерительное устрой-
устройство и через преобразователь в цепи обрат-
обратной связи ОС на дополнительный вход
модулятора. Таким образом, в модуляторе
М происходит модуляция разности напряже-
напряжений на входе прибора и на выходе цепи
обратной связи, т. е. .напряжения некомпен-
некомпенсации Аих = их — мк. Достоинствами прибо-
приборов, основанных на автокомпенсационном
методе, являются их высокая чувствитель-
чувствительность, равная примерно A — 10) -10~9 В, ши-
широкий динамический диапазон (от единиц на-
новольт до 1 В), достаточно высокая точ-
точность измерения @,5 — 1 %).
Гальванометрические автокомпенса-
автокомпенсационные приборы с фотоэлектрическим уси-
усилителем. Очень часто при измерении малых
напряжений постоянного тока используются
гальванометрические компенсаторы, где
в качестве УПТ применяются различные ва-
варианты гальванометрических усилителей,
обладающих очень высокой чувствитель-
чувствительностью. Наибольшее распространение полу-
получили фотоэлектрические усилители. Упро-
Упрощенная структурная схема гальванометриче-
гальванометрического автокомпенсатора представлена на
рис. 2.15. В схему прибора входят измери-
измерительный механизм зеркального гальваноме-
гальванометра G магнитоэлектрической системы, образ-
образцовый резистор обратной связи Roqp, фото-
фоторезисторы ФРг и ФР2, источники постоянно-
постоянного напряжения Ех = Е2, магнитоэлектриче-
магнитоэлектрический микроамперметр. На зеркальце гальва-
гальванометра G направлен луч света от источника
Л. При отсутствии напряжения на входе из-
измерителя луч света, отраженный от зеркала,
одинаково освещает оба фоторезистора
и ток через микроамперметр /к = 0. При по-
подаче на вход измерителя напряжения их в це-
Рис. 2.15. Структурная схема гальванометри-
гальванометрического автокомпенсационного микровольт-
микровольтметра
пи гальванометра появляется ток 1Г, подвиж-
подвижная часть гальванометра поворачивается на
некоторый угол и происходит перераспреде-
перераспределение освещенности фоторезисторов, вслед-
вследствие чего сопротивление одного резистора
уменьшается, второго увеличивается. В ре-
результате равновесие мостовой схемы (ФР1У
ФР2, Еи Е2) нарушается и в диагонали моста
потечет ток /к, создавая на сопротивлении
/?обр напряжение компенсации ык, почти рав-
равное измеряемому напряжению их. Значение
тока /к автоматически изменяется в зависи-
зависимости от изменения измеряемого напряже-
напряжения иху но так, что выполняется условие
их « ик. Почти полная компенсация этого на-
напряжения обусловливает большое входное
сопротивление. Благодаря компенсационной
схеме результаты измерения мало зависят
от колебаний напряжения питания, измене-
изменения характеристик элементов схемы и сопро-
сопротивления источника измеряемого напряже-
напряжения. Чувствительность фотокомпенсацион-
фотокомпенсационных приборов определяется чувствитель-
чувствительностью гальванометра.
Недостатками гальванометрических при-
приборов являются их малое быстродействие,
низкое входное сопротивление и чувстви-
чувствительность к механическим вибрациям.
На этом принципе основаны фотогаль-
ванометрические компенсационные нано-
вольтметры типов Ф118, Ф128 и др. Наилуч-
Наилучшие модели приборов (например, 147 и 148
фирмы Keithley Instruments) питаются от
встроенного аккумулятора с подзарядным
устройством. Они малочувствительны к ви-
вибрациям и ударам, имеют собственные
шумы 2-10~10 В, а также высокое подавле-
подавление наводок с частотой сети.
Электромеханические компенсаторы.
Электромеханические компенсаторы — это
измерители напряжения, использующие элек-
электрический электрометр и имеющие благода-
благодаря этому весьма высокое входное сопро-
сопротивление. Они применяются для измерения
малых напряжений в высокоомных цепях,
при измерении потенциала сетки электрон-
электронных ламп, для измерения электростатиче-
электростатического напряжения и пр.
Электрометр представляет собой чув-
чувствительный электростатический измеритель-
измерительный механизм, легкая подвижная часть
которого подвешивается на тонкой упругой
нити. В механизме применяется световой
указатель положения подвижной части. На
рис. 2.16 представлена схема электрометри-
электрометрического компенсатора постоянного напряже-
напряжения, которая отличается от схемы гальвано-
гальванометрического компенсатора тем, что вме-
вместо магнитоэлектрического гальванометра
2.5. Измерение напряжения постоянного тока методом сраёнения
37
Рис. 2.16. Структурная схема электрометри-
электрометрического автокомпенсационного вольтметра
включен электрометр Э, состоящий из двух
неподвижных обкладок 1, 2 и подвижной об-
обкладки 3, к которой прикреплено миниатюр-
миниатюрное зеркальце. Подвижная обкладка укре-
укрепляется симметрично относительно непо-
неподвижных. На неподвижные обкладки подает-
подается напряжение возбуждения мв. Такое вклю-
включение электрометра позволяет повысить его
чувствительность и установить нуль показа-
показаний электрическим путем (перемещением
движка потенциометра Ro при замкнутых
входных зажимах). При подаче измеряемого
напряжения их подвижная часть электроме-
электрометра Э поворачивается на некоторый угол,
что приводит к перераспределению световых
потоков, освещающих фоторезисторы ФР1 и
ФР2, и появлению тока компенсации /к. На-
Напряжение ык, возникающее при этом на рези-
резисторе Ro6P, уравновешивает измеряемое на-
напряжение их. Подвижная часть электрометра
отклоняется до тех пор, пока не наступит ра-
равенство этих напряжений.
Так как сопротивление резистора R^p
может быть незначительным, то ток 1К мо-
может быть сравнительно большим и изме-
измеряться микроамперметром.
На базе электрометра строятся и высо-
высокочувствительные измерители тока.
2.5. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
МЕТОДОМ СРАВНЕНИЯ
В приборах для измерения напряжения
постоянного тока широкое распространение
получили следующие методы сравнения:
компенсации и дифференциальный.
Метод компенсации основан на уравно-
уравновешивании (компенсации) измеряемого на-
напряжения известным падением напряжения
на опорном (измерительном) резисторе. Ин-
Индикаторный прибор регистрирует равенство
измеряемой и компенсирующей величин.
Для метода компенсации характерна высо-
высокая точность, определяемая точностью меры
и чувствительностью индикатора. На этом
методе основаны потенциометры, потенцио-
метрические и интегропотенциометрические
цифровые вольтметры.
При дифференциальном методе полного
уравновешивания не происходит. Прибор из-
измеряет разность между измеряемой величи-
величиной и мерой и .отградуирован в единицах из-
измеряемой величины. Измеряемая величина
определяется по значению меры и показа-
показаниям прибора. Этот метод позволяет полу-
получить результаты с высокой точностью даже
при применении относительно грубых
средств измерения разности. Однако осу-
осуществление этого метода возможно только
при условии воспроизведения с большой
точностью меры, значение которой выби-
выбирается близким значению измеряемой вели-
величины.
Пусть значение измеряемого напряже-
напряжения их записывается как
м* = мобр + Дм + а =
= (мобр + Дм) [1 + а/(иобр + Ды)],
гДе мОбр ~ значение образцового напряжения
(меры); Ды = мх — ыобр — напряжение неком-
некомпенсации, измеряемое измерительным при-
прибором; а — погрешность измерения разности
их — мобр-
Так как Mogp значительно больше Дм, то
относительная погрешность измерения их
значительно меньше относительной погреш-
погрешности измерения Дм. Если ыОбр = 9,9 В, Ды =
= 0,1 В, а/Дм = 0,01 A%), то аДц/(Ыо6р +
+ Дм) Дм =0,01-0,1/10= КГ4 @,01%). Таким
образом, для достижения такой высокой точ-
точности можно применять сравнительно
грубый прибор. Однако при этом измерении
необходимо применять весьма точную меру
ыобр, значение которой определено еще
с меньшей (чем 0,01%) погрешностью.
2.5.1. ПОТЕНЦИОМЕТРЫ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
Измерение тока и напряжения анало-
аналоговыми приборами непосредственной оценки
производится в лучшем случае с погреш-
погрешностью 0,1%. Более точные измерения мож-
можно выполнить методом компенсации. При-
Приборы, основанные на компенсационном
методе, называют потенциометрами или
компенсаторами. В основном применяются
схемы компенсации напряжения или ЭДС
(рис. 2.17, а), электрического тока (рис. 2.17,6)
и уравновешенного моста. При измерении
напряжения наибольшее распространение по-
38
Измерение напряжения и силы тока
Рис. 2.17. Структурные схемы компенсации
постоянного напряжения (а) и тока {б)
лучила схема компенсации напряжений
(рис. 2.17, а). В этой схеме измеряемое напряже-
напряжение их уравновешивается известным напря-
напряжением компенсации ык, противоположным
ему по знаку. Падение напряжения мк со-
создается током 1р на изменяемом по величине
образцовом резисторе RK. Изменение сопро-
сопротивления резистора /?к происходит до тех
пор, пока ик не будет равно их. Момент ком-
компенсации (уравновешивания) определяется по
отсутствию тока в цепи индикатора И. Из-
Изменение напряжения компенсации ик = IpRK
можно осуществлять изменением сопроти-
сопротивления RK при неизменном Значении рабоче-
рабочего тока /р.
Преимуществом компенсационного ме-
метода является отсутствие в момент полной
компенсации тока от источника измеряемой
ЭДС в цепи компенсации. В этом случае из-
измеряется именно значение ЭДС, а не напря-
напряжение на зажимах источника. Кроме того,
отсутствие тока в цепи индикатора нуля по-
позволяет исключить влияние сопротивления
соединительных проводов на результат из-
измерений. Выходное сопротивление компенса-
компенсатора при этом равно бесконечности, т. е. при
полной компенсации мощность от объекта
измерения не потребляется.
Упрощенная принципиальная схема, ле-
лежащая в основе почти всех потенциометров
постоянного тока, приведена на рис. 2.18.
Она содержит три цепи: цепь образцовой
ЭДС, в которую входят источник образцо-
образцовой ЭДС £Обр> образцовый резистор Roqp
и индикатор И; рабочую или вспомогатель-
ную цепь, содержащую вспомогательный ис-
источник питания Еъ, регулировочный рези-
резистор Rv, магазин компенсационного сопро-
сопротивления RK и образцовый резистор /?обр;
измерительную цепь, состоящую из источни-
источника измеряемой ЭДС Ех, индикатора И и ма-
магазина компенсирующего сопротивления RK.
Работа начинается с установки рабочего
тока в рабочей цепи компенсатора с по-
помощью вспомогательного источника £обр-
Значение рабочего тока 1Р контролируется по
ЭДС образцового нормального элемента.
Для этого при положении / переключателя
77 с помощью реостата Rp устанавливается
такое значение 1Р, чтобы падение напряже-
напряжения, создаваемое им на резисторе Яобр, было
равно ЭДС нормального элемента Е^. При
компенсации И покажет отсутствие тока
в цепи нормального элемента:
И /р = £0бр/^обр,
где /?обр — значение образцового резистора
i?o5P при компенсации ЭДС Ефр.
Для измерения Ех переключатель 77 ста-
ставят в положение 2 и регулировкой компенси-
компенсирующего резистора RK вновь доводят до ну-
нуля ток в цепи И, при этом
Рис. 2.18. Упрощенная принципиальная схема
потенциометра постоянного тока
где /?к — значение компенсирующего рези-
резистора RK при компенсации ЭДС Ех.
Так как в момент равновесия ток в цепи
индикатора отсутствует, то можно считать,
что входное сопротивление RBX потенциоме-
потенциометра (со стороны измеряемой ЭДС) равно бе-
бесконечности, т. е. при компенсации напряже-
напряжения (ЭДС) RBX = оо.
Отсюда видно одно из основных до-
достоинств компенсационного метода измере-
измерения — отсутствие потребления мощности от
объекта измерения. Из уравнения Ех =
= £0бр/?к/7?обр видно, что неизвестное напря-
напряжение сравнивается с образцовой мерой —
ЭДС нормального элемента. Среднее значе-
значение ЭДС насыщенных нормальных элемен-
элементов при температуре 20 °С известно с точ-
точностью до пятого знака и равно £обр =
= 1,0186 В. Так как неизвестная ЭДС Ех
связана с ЭДС нормального элемента £обр
отношением 7?к/^обр, то, следовательно, точ-
точность результата измерения определяется
точностью изготовления и подгонки образ-
образцового /?обр и компенсирующего RK резисто-
резисторов.
Точность установления момента уравно-
уравновешивания определяется чувствительностью
нулевого индикатора.
Следовательно, точность компенсацион-
компенсационной схемы определяется точностью установ-
2.5. Измерение напряжения постоянного тока методом сравнения
39
ки и поддержания рабочего тока /р, точ-
точностью изготовления и подгонки образцово-
образцового Добр и компенсирующего Дк резисторов,
чувствительностью индикатора.
Одной из основных характеристик по-
потенциометра является его чувствительность.
Под чувствительностью S потенциометра
понимают S = SnSK, где SH — чувствитель-
чувствительность индикатора; SK — чувствительность
компенсационной цепи.
Чувствительность индикатора опреде-
определяется применяемым измерителем, следова-
следовательно, для определения S необходимо найти
чувствительность компенсационной цепи SK.
Чувствительность компенсационной цепи
определяется отношением приращения тока
в индикаторе AI, возникающего лгри появле-
появлении в уравновешенной цепи приращения
ЭДС АЕХ, к этому приращению, т. е. SK =
= А1/АЕХ.
Приращение тока
где Rw — сопротивление индикатора; Rx —
сопротивление источника измеряемой ЭДС
Ех. Следовательно, чувствительность потен-
потенциометра
S = SK/(RW + RX + R£.
Чувствительность схемы должна выбираться
в строгом соответствии с допустимой по-
погрешностью измерения 5 при условии
1/5 s£ S ^ SKSK.
Это выражение позволяет определить
необходимую чувствительность нулевого
указателя SH > 1/5SK. В качестве нулевых ука-
указателей применяются высокочувствительные
приборы непосредственной оценки, автоком-
автокомпенсационные и фотокомпенсационные уси-
усилители и др. В качестве компенсирующего
резистора RK применяются образцовые мага-
магазины сопротивлений. Образцовый резистор
Добр конструктивно представляет собой ма-
магазин сопротивлений, состоящий из двух ча-
частей: неизменного сопротивления /?„бр и так
называемой температурной декады осг. Эта
декада позволяет регулировать i?o6p в со-
соответствии с действительным значением
ЭДС £обР при данной температуре, что обес-
обеспечивает точную установку рабочего тока
*обр-
По значению сопротивления измери-
измерительной цепи потенциометры делятся на
низкоомные и высокоомные. Низкоомные
потенциометры (с сопротивлением менее
1000 Ом) применяются для измерения ма-
малых напряжений {до 100 мВ), высокоомные
(с сопротивлением более 1000 Ом) — для из-
измерения напряжений до 1 — 2,5 В.
Компенсационный метод измерения
принадлежит к числу наиболее точных. По-
Потенциометры постоянного тока выпускаются
классов точности 0,0005; 0,001; 0,002; 0,005;
0,01; 0,02; 0,05; 0,1; 0,2.
По способу введения компенсирующей
величины потенциометры делятся на неавто-
неавтоматические, полуавтоматические и автомати-
автоматические. В неавтоматических компенсаторах
большая часть измеряемого напряжения
компенсируется вручную, а оставшаяся
часть — автоматически.
2.5.2. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ
ВОЛЬТМЕТРЫ
Дифференциальный вольтметр — это
усовершенствованный потенциометр посто-
постоянного тока, сочетающий потенциометр
с ручным или автоматическим уравновеши-
уравновешиванием и микровольтметр непосредственной
оценки для измерения нескомпенсированной
части измеряемого напряжения. Он отли-
отличается высокой точностью, разрешающей
способностью и малым потреблением от ис-
исследуемого источника напряжения. Функцио-
Функциональная схема дифференциального вольтме-
вольтметра приведена на рис. 2.19.
Декадный потенциометр, состоящий из
образцового источника ЭДС £ОбР и много-
многоступенчатого делителя напряжения RK, пред-
представляет собой основу дифференциального
вольтметра и служит для уравновешивания
входного напряжения. Разность входного
и компенсирующего напряжений измеряется
микровольтметром непосредственной оцен-
оценки. Таким образом, дифференциальный вольт-
вольтметр представляет собой неполностью
уравновешенную компенсационную схему,
в которой напряжение определяется по от-
отсчету декадного потенциометра и по показа-
показанию измерительного прибора. Ток, проте-
протекающий в цепь, определяется нескомпенси-
нескомпенсированной разностью измеряемого и образцо-
образцового напряжений и полным сопротивлением
цепи.
Рис. 2.19. Упрощенная схема дифферен-
дифференциального вольтметра
40
Измерение напряжения и силы тока
гсч
I
ПНВ
1
L
г
I
Яь/хой wa
самописец
Клг
Кл,
ЦАП
5 \6 \1 \2 \9 \ 0
^^^^ш III ^^ ■ 4
^1 ' ' ' ' '
Сч1
1.
Рис. 2.20. Функциональная схема дифференциального цифрового вольтметра с ручным
управлением
Дифференциальный метод измерения ре-
реализован в ряде цифровых вольтметров, вы-
выпускаемых серийно. Функциональная схема
одного из таких вольтметров приведена на
рис. 2.20.
В приборе используется комбинация ме-
метода поразрядного кодирования на первом
этапе и время-импульсного метода на вто-
втором этапе преобразования измеряемого на-
напряжения.
Измерительная часть прибора включает
в себя входной делитель напряжения Д,
масштабный усилитель МУ, источник напря-
напряжения компенсации ИКН и преобразователь
напряжение —время ПНВ. Преобразователь
напряжение —время преобразует входное на-
напряжение усилителя в пропорциональный
интервал времени гинф. Информация о начале
и конце информационного импульса и по-
полярности преобразуемого напряжения пере-
передается в цифровую часть прибора через им-
импульсные трансформаторы Тр1, Тр2, обеспе-
обеспечивающие хорошую развязку аналоговой
и цифровой частей прибора по напряжению
за счет высокого сопротивления изоляции
между обмотками. Цифровая часть прибора
преобразует информацию к виду, удобному
для индикации и записи самописцем.
Измерение напряжения производится
в два этапа. На первом этапе (положение
/ переключателя Кл,) коэффициент передачи
масштабного усилителя равен единице,
а компенсирующее напряжение равно нулю.
Импульсы генератора стабильной частоты
^СЧ /о через управляемый ключ Кл2 и ло-
логическую ключевую схему Кл3 в течение
времени гинф] поступают на вход счетчика
старших разрядов Счх и индицируются со-
соответственно лампами старших разрядов. На
втором этапе измерения ключ Кл1 перево-
переводится в положение 2. При этом по команде
из блока управления и синхронизации увели-
увеличивается коэффициент передачи масштабно-
масштабного усилителя, а цифровой код полученного
в старших разрядах числа переписывается из
Сч^ в схему памяти арифметического
устройства А У,, которая управляет ИКН.
В результате на выходе ИКН появляется
компенсирующее напряжение, соответствую-
соответствующее коду числа старших разрядов.
Усиленная усилителем разность напря-
напряжений Аи = их — ик преобразуется в интервал
времени 1ИИф2, в течение которого импульсы
стабильной частоты f2 поступают на вход
счетчика младших разрядов Сч2.
Информация о знаке сигнала некомпен-
некомпенсации Дм из ПНВ поступает в формирова-
формирователь команд блока управления и синхрониза-
синхронизации БУС, который определяет вид операции:
сложение или вычитание результатов перво-
первого и второго этапов измерения, выпол-
выполняемых арифметическим устройством АУГ
Численное значение результата алгебраиче-
алгебраического суммирования кодов чисел счетчиков
Сч1 и Сч2 и его знак индицируются ци-
цифровым индикатором.
Преобразование напряжения во времен-
временной интервал осуществляется методом сле-
следящего уравновешивания измеряемого на-
напряжения линейно изменяющимся напряже-
напряжением компенсации.
Вольтметр обеспечивает измерение по-
постоянного напряжения в диапазоне от
5- 10~б до 1000 В на четырех поддиапазонах:
5- 10б — 1- 5-10~5-10; 5-КГ4-100;
5-10 — 1000 В. Погрешность измерения
в зависимости от поддиапазона составляет
0,3 — 0,05% предела измерения. Входное со-
2.5. Измерение напряжения постоянного тока методом сравнения
41
противление 10 МОм на пределах 1
и 1000 В, 1 МОм на пределе 100 В
и 0,1 МОм на пределе 10 В. Вольтметр ав-
автоматически выдает информацию о полярно-
полярности измеряемого напряжения и имеет выход
для записи информации на ЦАП в двоично-
десятичном коде.
Более высокую точность обеспечивают
дифференциальные вольтметры с ручным
уравновешиванием измеряемого напряжения.
В приборе используется дифференциальный
метод измерения, сочетающий в себе много-
многодекадный источник напряжения компенсации
с ручным уравновешиванием и цифровой ми-
микровольтметр, измеряющий нескомпенсиро-
ванную часть входного напряжения.
Вольтметр состоит из входного делите-
делителя напряжения, шестидекадного ИКН
с ручным уравновешиванием и устройства
сравнения, представляющего собой автоком-
автокомпенсационный цифровой микровольтметр,
содержащий усилитель постоянного тока,
преобразователь напряжения —время и ци-
цифровое отсчетное устройство (ЦОУ).
Наиболее важным узлом, определяю-
определяющим точность дифференциального вольтме-
вольтметра, является ИКН. Самым простым вариан-
вариантом построения регулируемого ИКН являет-
является источник образцового напряжения, нагру-
нагруженный масштабным преобразователем.
При этом масштабное преобразование мо-
может осуществляться при помощи рези-
стивных, индуктивных или импульсных дели-
делителей напряжения.
В схемах дифференциальных вольтме-
вольтметров предпочтение отдается импульсному
делителю. Основными достоинствами им-
импульсных делителей являются:
IT гтттгг
Тивых —г— ио6р '
—*. 1— V >
Рис. 2.21. Принципиальная электрическая
схема импульсного делителя образцового
напряжения (а), эпюры напряжений (б) и
эквивалентная схема делителя (в)
отсутствие в их схеме прецизионных
резисторов;
высокая точность и стабильность выход-
выходного напряжения;
незначительное влияние климатических
воздействий на точность деления.
В простейшем случае импульсный дели-
делитель представляет собой усредняющее
устройство, на вход которого периодически
подается образцовое напряжение ыобр. На
рис. 2.21, а приведена принципиальная элек-
электрическая схема импульсного делителя на-
напряжения с /?С-фильтром в качестве усред-
усредняющего устройства. В течение времени tx
вход ЯС-фильтра подключается к uoqp, a
в течение времени t2 — к общей шине. Сред-
Среднее значение выходного напряжения фильтра
(йвых на рис. 2.21,6) является функцией на-
напряжения иОбР и скважности импульсов,
управляемых состоянием ключа К:
"вых =
Это выражение эквивалентно равенству,
связывающему выходное напряжение обыч-
обычного резистивного делителя (рис. 2.21, в)
ывых = "обр'"/^ + Я), при этом точность коэф-
коэффициента передачи импульсного делителя за-
зависит от точности отношения и стабильно-
стабильности временных интервалов tl и t2, что можно
обеспечить с высокой точностью за счет
формирования временных интервалов путем
деления частоты задающего генератора, аб-
абсолютная точность и длительная стабиль-
стабильность частоты которого значения не имеют.
Современные дифференциальные вольт-
вольтметры — это устройства со сложной схемо-
схемотехнической архитектурой, включающие
в свой состав элементы аналоговой и вычис-
вычислительной техники, решающие специфиче-
специфические задачи автоматического регулирования,
преобразования информации, вычислитель-
вычислительной техники и т. д. Наибольшую точность
и чувствительность дифференциальных вольт-
вольтметров обеспечивает итерационно-компенса-
итерационно-компенсационный метод измерения, при кото-
котором измеряемое напряжение компенсируется
напряжением встроенного источника (цифро-
аналогового преобразователя с широтно-им-
пульсной модуляцией образцового напряже-
напряжения).
Комбинация этих методов позволяет ав-
автоматизировать процессы измерения, реали-
реализовать автокалибровку (автоматическую
самоповерку) и диагностику.
На основе этого метода выполнен
вольтметр нового поколения, существенно
отличающийся от традиционных приборов
аналогичного назначения.
В основу построения прибора положен
42
Измерение напряжения и силы тока
принцип функционального и конструктивно-
конструктивного разделения прибора на функциональную
(аналоговую) и управляющую (цифровую)
части (рис. 2.22).
В цифровую часть вольтметра входят
встроенная микро-ЭВМ с жесткой програм-
программой, управляющая совместно с органами
управления передней панели и интерфейсны-
интерфейсными устройствами связи работой вольтметра.
Микро-ЭВМ обеспечивает управление функ-
функциональной (аналоговой) частью БФ, пере-
передней панелью и интерфейсом связи с кана-
каналом общего пользования КОП, а также
математической обработкой измерений
и процессом автокалибровки прибора.
Состав и взаимосвязь основных узлов
функционального блока показаны на
рис. 2.23. Схема автоматического выбора
пределов измерения АВП обеспечивает нор-
нормирование входного сигнала, изменяющего-
изменяющегося в широком диапазоне напряжений, по
уровню и полярности. Калибровка делителя
схемы АВП осуществляется автоматически,
подключением к ее входу напряжения источ-
источника автокалибровки. Цифро-аналоговый
преобразователь ЦАП с диапазоном регули-
регулирования напряжения от 0 до 11,999999 В
формирует компенсирующее напряжение
в режимах измерения напряжения и его при-
приращений. Усилитель постоянного тока УПТ
с дифференциальной схемой сравнения рабо-
работает с двумя коэффициентами передачи, за-
задаваемыми делителем связи £упт = 1 (в ре-
режиме измерения напряжения до 10 ~5 В) и
kynj = 100 (при измерении напряжения до
10 ~7 В). Интегрирующий аналого-цифровой
преобразователь АЦП имеет три с полови-
половиной разряда и подключается к выходу УПТ
в зависимости от установленной чувстви-
чувствительности непосредственно или через дели-
делитель &дцп A: 100). Разность между компенси-
компенсирующим и измеряемым напряжениями по-
подается на вход АЦП с коэффициентами
передачи 0,01 (&упт = U
1, кАци=1) и 100
ц = !)■ Сопряжение управляющей и ана-
аналоговой частей прибора, формирование ка-
каналов обмена информацией между ними осу-
осуществляет блок сопряжения исполнительный
БСИ.
Работа функционального блока в режи-
режиме измерения напряжений и приращений на-
напряжений проходит по алгоритму на
рис. 2.24.
Измеряемое напряжение Ux поступает
на инвертирующий вход УПТ через схему
АВП (см. рис. 2.23) измерения и полярности,
обеспечивающую передачу сигнала в строго
определенной полярности и при одном из
коэффициентов передачи kn - 1: 1; 1:10;
1:100.
На этапе / после выбора предела изме-
измерения, при минимальной чувствительности
усилительного тракта, ku = 0,01 и нулевом
значении напряжения на выходе ЦАП про-
производится преобразование измеряемого на-
напряжения в код. Полученный код заносится
в три старших разряда (/ — 3) цифро-аналого-
цифро-аналогового преобразователя, которым создается
компенсирующее напряжение на неинверти-
рующем входе УПТ.
На этапе 2 осуществляется измерение
полученной разности с целью определения
последующих разрядов C—5) численного вы-
выражения входного сигнала.
На этапе 3 результат первых двух изме-
измерений переписывается в ЦАП и осущест-
осуществляется измерение разрядов 5 — 7 входного
сигнала при максимальной чувствительности
усилительного тракта. В установившемся ре-
режиме АЦП измеряется текущее значение на-
напряжения, которое суммируется с напряже-
напряжением цифро-аналогового преобразователя
и в едином отсчете индицируется на цифро-
цифровом табло прибора. Формирование единого
отсчета по результатам измерений трех опи-
описанных этапов условно показано на мнемо-
мнемосхеме в правом верхнем углу на рис. 2.24.
При переполнении счетчика АЦП (емкость
2000 знаков) осуществляется переход на
предыдущий этап работы вольтметра, что
видно из схемы алгоритма работы.
В зависимости от требуемой разрешаю-
разрешающей способности работа прибора может
быть ограничена двумя этапами измерения
(с возможностью индикации четырех или пя-
пяти старших разрядов) или тремя (с возмож-
возможностью индикации шести или семи разрядов
измеряемого напряжения).
Одним из основных узлов, обеспечиваю-
обеспечивающих точность прибора, является ЦАП, ко-
который реализует преобразование управляю-
управляющего кода в постоянное напряжение путем
непрерывной последовательности широтно-
модулированных импульсов фиксированной
амплитуды и частоты повторения с после-
последующим выделением среднего значения на-
напряжения указанной последовательности им-
импульсов усредняющим фильтром.
Анализ работы ЦАП с широтно-им-
пульсной модуляцией позволяет выделить
в его структуре следующие составные части
(рис. 2.25): источник опорного напряжения
ИОН; преобразователь код —время ПКВ,
обеспечивающий высокоточное преобразова-
преобразование кода в длительность широтно-модулиро-
ванных импульсов фиксированной частоты;
импульсный делитель напряжения ИДИ,
2.5. Измерение напряжения постоянного тока методом сравнения
43
Управляющая (цифровая) \
часть
Вход
Выход
Органы управления
передней панели.
Интерфейс
КОП
t ) t )
БПЦ
3
-220 В <
YY X Y Y
БФ -Г 1 I ,
куПТ=100
\—/*кш = 1
Переклю-
Переключатель
поляр-
полярности.
АЦП
-SOB ~22& 700 Гц
Рис. 2.22. Функциональная схема вольтметра-калибратора на основе микропроцессора:
БСИ — блок сопряжения исполнительный; АВП — автоматический выбор пределов измерений; БПЦ—
блок питания цифровой части; Э — экран; А К — автоматическая калибровка
Сдвигающий,
регистр
управле-
управления
пкв
Декады 1-3 ДекадыН
Канал
ввода.
Шина адресная
Блок
АВП
ц поляр-
полярности
синхрони-
синхронизации
Чтение информации АЦП
Запрос АЦП
Автокалибровка
Канал вывода
Рис. 2.23. Функциональная схема аналогового блока прибора:
ИКН — источник калиброванного напряжения; ИДН — импульсный делитель напряжения; ПКВ — преобра-
преобразователь код —время; ПНК — преобразователь напряжение —код
44
Измерение напряжения и силы тока
обеспечивающий с помощью ключа (ключей)
формирование импульсов с амплитудой,
определяемой ыоп и скважностью, устанавли-
устанавливаемой ПКВ; фильтр.
Импульсный делитель напряжения регу-
регулирует напряжение отдельно в пределах трех
старших декад A—3), обеспечивая основные
метрологические характеристики прибора,
и в пределах младших декад D—6). Сумми-
Суммирование напряжений старших и младших де-
декад производится с помощью делителя,
образованного сопротивлениями резисторов
R суммирующей сетки A2 резисторов по
2,21 МОм), и резистором i?j =90,9 МОм, на
которое подается поделенное вдвое импульс-
импульсное напряжение ИДИ младших декад. В сум-
суммирующую точку подается также напряже-
напряжение с ЦАП коррекции нуля и напряжение
поправки. ЦАП коррекции нуля предназна-
предназначен также для компенсации смещения нуля
УПТ в процессе автокалибровки. Поправка
необходима для компенсации динамической
погрешности ключей. Ключи Кл, переклю-
переключающие опорное напряжение, выполнены
на комплементарных МОП-транзисторах
и управляются от цифровой схемы (на
рис. 2.25 не показаны). Формирование упра-
управляющих широтно-модулированных сигна-
сигналов производится ПКВ.
Преобразователь код —время ПКВ по-
построен по схеме с трехдекадным тактирую-
тактирующим счетчиком и компараторами кода. Так-
Тактирующий счетчик имеет коэффициент деле-
деления ./V = 1200. В состоянии счетчика 000
формируется импульс начальной установки
/?5-триггеров (Tzt, Тг2) в состояние 1. Им-
Импульсы, формируемые компараторами и воз-
возвращающие ДЯ-триггеры старших и млад-
младших декад в состояние 0 (исходное), выра-
вырабатываются в момент совпадения кода счет-
счетчика и кодов управления старших и млад-
младших разрядов соответственно. Для формиро-
формирования двенадцатифазного сигнала из одно-
однофазного применен 24-разрядный сдвигаю-
сдвигающий регистр, который тактируется последо-
последовательностью импульсов, представляющих
собой сумму сигнала обнуления счетчика
младших разрядов (второй и третьей декад)
и сигнала совпадения этих декад.
Значительный объем потоков измери-
измерительной и управляющей информации между
двумя частями прибора потребовал органи-
организации специальных каналов связи и создания
соответствующих интерфейсных устройств
обслуживания этих каналов и блока сопря-
сопряжения исполнительного (см. рис. 2.23).
Основными задачами блока сопряжения
исполнительного являются прием управляю-
управляющей информации блока управления, передача
в блок управления информации АЦП и фор-
формирование сигналов магистральной связи
внутри аналоговой части (БФ). Связь БФ
с цифровой частью реализуется по трем ка-
каналам связи: по одному каналу производит-
производится передача управляющей информации
в функциональный блок (канал ввода инфор-
информации), по другому каналу осуществляется
передача информации АЦП в блок управле-
СЮ
Этап 1
DDD
Обнуление ЦАП ицдп-0
Автоматический выбор
пределов и полярности
Измерение разрядами 1-3
Запись в ЦАП
старших разрядов
Нет
Да
Измерение
разрядами 3-5
Перегрузка?
-—--
Нет
-е;Чувстви тельность
1СГ4,1О-5
1О"б,1О
Этап
Этап
2
3
D
D
D
D
D
а
D
с
D
D
а
□DDDDDD
Индикация
в едином отсчете
Нет
Измерение
разрядами 5-7
Индикация
в едином отсчете
Запись в ЦАП
в едином отсчете
Рис. 2.24. Алгоритм работы прибора в режиме измерения напряжения и приращения напряжения
пкв
Код декад 1-3
Компаратор
кодов старших
разрядов
Кварцевый
генератор
Тактирующий
счетчик (трех-
декадный)
Код декад *h6
Компаратор
кодов младших
разрядов
R
S
Т
L-.S
Сдвигающий,
регистр
И
R6
24
— 1-я фаза
2-я фаза
ШИМ сигнала
декад 4-6
Код коррекции
нуля
ЦАП коррекции
нуля
и поправки
ИОН
i
CUT
-2K/!
I
12-я фаза
иди
Фильтр
Код
коррекции
нуля
1
ЦАП кор-
коррекции
нуля и по-
поправки
-и,
on
'on
Рис. 2.25. Функциональная схема ЦАП
Канал
передачи
информации
Регистр сдвига
информации
RG
Схема
задержки (Г3)
Счетчик адреса
Канал
синхронизации
Схема
сопряжения
R
m-й регистр
Дешифратор адреса
—п
Приёмник информации
Шина
данных
Разрешение
записи
> Адресная
шина
Рис. 2.26. Распределитель команд управления функциональным блоком
46
Измерение напряжения и силы тока
ЦП
L.
I Логический |
[анализатор,
3F---ff---
ПЗУ
ОЗУ
БУ1
Г
Синхрони-
Синхронизатор
_i> I
Системная шина блока управления
ЦАП
Интерфейс
КОП
Блок
I функциональный
Канал
передачи информации
Интерфейс
индикатора
БСУ
АО А1 А2 A3 А4
ДУП
// коп \\
тг<:
Канал синхронизации
*]Канал приёма информации
DDDDDDDD
□DDDDDQDDDDD
DDDDDDDDDDDD
Передняя панель
БУ
Рис. 2.27. Структурная схема блока управления
ния (канал вывода информации); синхрониза-
синхронизация ввода-вывода осуществляется по третье-
третьему каналу — каналу синхронизации — сигна-
сигналами, передаваемыми из блока управления.
Передача информации в каналах осу-
осуществляется через импульсные трансформа-
трансформаторы для обеспечения гальванической раз-
развязки.
На рис. 2.26 показана упрощенная схема
распределения команд управления функцио-
функциональным блоком. Все приемные регистры,
осуществляющие непосредственное управле-
управление, подключены информационными входа-
входами параллельно к шине данных. Информа-
Информация записывается в тот регистр, адрес
которого устанавливается на адресной шине
(в двоичном коде) в момент появления раз-
разрешающего импульса на шине (разрешения
записи),
Аналого-цифровой преобразователь,
примененный в приборе, реализует принцип
двойного интегрирования. Запуск АЦП осу-
осуществляется по внешней команде, вырабаты-
вырабатываемой в блоке управления.
Блок управления БУ (рис. 2.27) предна-
предназначен для осуществления взаимосвязи между
функциональным блоком и оператором (не-
(непосредственно или через КОП). Структура
и принцип работы БУ определяются задача-
задачами реализации рассмотренных выше алго-
алгоритмов работы прибора, задачами автомати-
автоматической калибровки, обработки информации
и интерфейса. Функции, выполняемые БУ,
можно разделить на два вида: функции об-
обмена информацией с внешней средой (опера-
(оператором или КОП) и функции управления ана-
аналоговым блоком в процессе выполнения
измерений. Основу работы БУ составляет
встроенная микро-ЭВМ на базе микропро-
микропроцессора. В целом Б У состоит из микро-ЭВМ,
содержащей платы центрального процессора
ЦП, постоянного запоминающего устрой-
устройства ПЗУ и оперативного запоминающего
устройства ОЗУ. В ПЗУ хранится полная ра-
рабочая программа, запрограммированная при
выпуске прибора и неизменная в течение все-
всего срока службы, ОЗУ служит для хранения
индицируемых данных, результатов проме-
промежуточных вычислений и других переменных
величин, сохраняемых только в процессе ра-
работы прибора. Вторая часть БУ — устрой-
устройства связи или интерфейсы, соединяющие
микро-ЭВМ с различными блоками прибора.
Информация о временных интервалах, необ-
необходимых для автокалибровки прибора,
о температуре внутри аналогового блока
прибора представляется узлом синхрониза-
синхронизации БУ.
Интерфейсы КОП выполняют функцию
связи прибора с КОП. С одной стороны он
подключен к системной шине БУ, с дру-
другой — к коммутатору, устанавливающему ре-
режим работы прибора при дистанционном
управлении. Интерфейс КОП реализует ме-
механическую, электрическую и частично логи-
логическую совместимость с каналом общего
пользования. Блок интерфейса индикатора
осуществляет управление передней панелью
прибора: платой индикатора и платой кно-
кнопок. Здесь применены прогрессивные методы
взаимодействия микро-ЭВМ с передней па-
панелью — мультиплексная индикация и скани-
сканирование кнопочной матрицы с целью обна-
обнаружения нажатой кнопки.
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
47
Очистка по питанию
Программа автотео-
тирования и началь-
начальной установки
Программа
обработки
данных
Программа
связи
с аналого-
аналоговым блоком
Программа вольт-
вольтметра и дифферен-
дифференциального вольт-
вольтметра (V и
Программа ИКН
Программа
автокалибровки
Программа
обслуживания
передней
панели
зпи
02
Переход
по запросу
прерывания
индикатора
зпк
03
Переход
по запросу
прерывания
кнопок
Программа
обслуживания
КОП
ЗПВ
04
Переход
по запросу
прерывания
КОП
Рис. 2.28. Алгоритм работы блока управления
Блок сопряжения управляющий БСУ
осуществляет специальную (последователь-
(последовательную) связь между микро-ЭВМ и функцио-
функциональным блоком.
Все платы БУ связаны единой системой
шины. Всякий обмен информацией внутри
блока управления и с функциональной сек-
секцией осуществляется по системной шине
блока управления ведущим модулем — цент-
центральным процессором ЦП, т. е. одно из
устройств, участвующих в обмене, всегда
ЦП, а другое определяется рабочей програм-
программой. Так, например, если информацию из
аналогового блока необходимо записать
в ОЗУ, то она будет принята ЦП, а затем
передана из ЦП в ОЗУ. Схема программного
обеспечения работы прибора (рис. 2.28) со-
совместно со структурной схемой БУ
(рис. 2.27) позволяют проследить работу
прибора в целом.
При включении прибора в сеть произво-
производится «очистка по питанию»: удержание ЦП
в исходном состоянии до тех пор, пока на-
напряжения источников питания не достигнут
номинальных значений, после чего начинает-
начинается выполнение программы автотестирова-
автотестирования — самоповерки и подпрограммы, выпол-
выполняющей начальные установки. Программа
автотестирования проверяет все узлы БУ
и работоспособность канала связи с анало-
аналоговым блоком. В случае отказа какого-либо
узла на индикаторном табло высвечивается
мнемоническое обозначение «НЕ
РАБ — XX», где XX — десятичное число от
00 до 99, соответствующее виду неисправно-
неисправности. В случае неисправности табло загорает-
загорается светодиодный индикатор «Отказ».
Предусмотрены два способа обмена ин-
информацией ЦП с внешними устройствами:
программируемый и по прерыванию.
В первом случае обмен информацией
с внешним устройством производится по те-
текущей программе, причем ЦП должен пе-
периодически обращаться к внешнему устрой-
устройству, определяя, не появилась ли у него
новая информация. При втором способе об-
обмена работа процессора по текущей про-
программе прерывается, если от внешнего
устройства поступил сигнал о его готовно-
готовности обменяться информацией, и он перехо-
переходит на подпрограмму обслуживания данного
устройства. Завершив обслуживание, процес-
процессор продолжает выполнение прерванной
программы.
В микро-ЭВМ реализована восьмиуров-
невая приоритетная система прерывания, по-
позволяющая обслуживать восемь внешних
устройств, причем запросы с более высоким
уровнем приоритета могут прерывать под-
подпрограммы, обслуживающие запросы более
низкого уровня приоритета, но не наоборот.
2.6. ИЗМЕРЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ
И СИЛЫ ТОКА С ПОМОЩЬЮ
ЦИФРОВЫХ ПРИБОРОВ
2.6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
При измерении напряжения и тока все
большее применение находят цифровые из-
измерительные приборы (ЦИП) — цифровые
вольтметры (ЦВ) и амперметры и АЦП (этот
термин общепринят, но не является доста-
достаточно строгим, более правильно вместо
термина АЦП применять термин «непрерыв-
«непрерывно-дискретный преобразователь») напряже-
48
Измерение напряжения и силы тока
ния и тока. В ЦИП происходит преобразова-
преобразование непрерывного входного сигнала в ди-
дискретный выходной сигнал, представленный
в цифровой форме. Распространение ЦИП
обусловлено не только известными достоин-
достоинствами этих средств измерений как авто-
автономных приборов — малой погрешностью
измерений, высоким быстродействием и чув-
чувствительностью, отсутствием субъективной
ошибки отсчета результата измерений, воз-
возможностью автоматизации процесса измере-
измерения и других, но и их возросшей ролью как
звеньев современных информационно-изме-
информационно-измерительных систем (ИИС), реализованных на
методах цифровой обработки информации.
Измерительным устройством большинства
ИИС при малых скоростях обработки ин-
информации являются ЦВ, а при боль-
больших — быстродействующие АЦП напряже-
напряжения или тока.
Принцип работы ЦИП основан на ди-
дискретном представлении непрерывных вели-
величин. Непрерывная величина х (t) — величина,
которая может иметь в заданном диапазоне
Д бесконечно большое число значений в ин-
интервале времени Т при бесконечно большом
числе моментов времени (рис. 2.29, а). Вели-
Величина может быть непрерывной либо по зна-
значению, либо по времени. Величину непрерыв-
непрерывную по значению и прерывную по времени
называют дискретизированной (рис. 2.29,6).
Значения дискретизированной величины от-
XI
■
A
< i
0
X
(t)
/
/
ti
^—
/
/
...
ti
к
...
tn
t
A
WSJT
2k—Л.
Хг А
ti
&x
A
Xl
l
i
л-
4
3
/
1
tf
F
/
...
( ■
f"
ft
—
...
г
i
t
tn
t
Рис. 2.29. Дискретное представление непре-
непрерывной величины x(t):
а — непрерывная величина; б — дискрегизирован-
ная величина; в — квантованная величина; г —
дискретизированная и квантованная величины
личны от нуля только в определенные мо-
моменты времени. Величину непрерывную во
времени и прерывную по значению назы-
называют квантованной (рис. 2.29, в). Квантован-
Квантованная величина в диапазоне Д может при-
принимать только конечное число значений.
Непрерывная величина может быть дискре-
дискретизированной и квантованной (рис. 2.29, г).
Процесс преобразования непрерывной
во времени величины в дискретизированную
путем сохранения ее мгновенных значений
только в детерминированные моменты вре-
времени tlt t2, ..., f,, ..., tn (моменты дискретиза-
дискретизации) называют дискретизацией. Интервал
времени At между ближайшими моментами
дискретизации называют шагом дискретиза-
дискретизации. Простейшим примером дискретизации
является периодическое запоминание мгно-
мгновенных значений непрерывной величины
с помощью аналогового запоминающего
устройства на входе АЦП.
Процесс преобразования непрерывной
по значению величины в квантованную пу-
путем замены ее мгновенных значений ближай-
ближайшими фиксированными значениями АТ17 Х2,
..., Xt, ..., ХП, которые могут быть образо-
образованы по определенному закону с помощью
мер, называется квантованием. Разность Ах
между двумя детерминированными значе-
значениями называют ступенью (шагом) кванто-
квантования. При квантовании теряется часть ин-
информации (А,, А2, ..., А„ ..., Дп) о значении
непрерывной величины. Полученное в ре-
результате квантования значение {Xlt ..., XJ
известно с точностью, определяемой погреш-
погрешностью меры. При измерении времени ди-
дискретизация теряет смысл и имеет смысл
только процесс квантования самого времени.
Шаг дискретизации At и ступень кванто-
квантования Ах могут быть как постоянными (рав-
(равномерная дискретизация или квантование),
так и переменными (неравномерная дискре-
дискретизация или квантование).
Измерительный процесс, включающий
в себя в общем случае дискретизацию, кван-
квантование и кодирование, называют аналого-
цифровым преобразованием, а измери-
измерительный преобразователь, автоматически
осуществляющий этот процесс,— АЦП. Под
кодированием понимают получение по опре-
определенной системе правил числового значения
квантованной величины в виде комбинации
цифр (дискретных сигналов).
Процесс аналого-цифрового преобразо-
преобразования составляет сущность работы любого
ЦИП, в том числе ЦВ и АЦП напряжения
и тока; ЦВ и АЦП напряжения (тока) разли-
различаются своим назначением и как следствие
этого — основными характеристиками — точ-
2.6. Измерение напряжения и Ылы тока с помощью цифровых приборов
49
ностью и быстродействием. Цифровые
вольтметры предназначены для измерения,
поэтому они должны обладать высокой точ-
точностью и иметь отсчетное устройство. Бы-
Быстродействие ЦВ определяется, как правило,
возможностями человека-оператора считы-
считывать изменяющиеся показания. В силу инер-
инерционности человеческого зрения не имеет
смысла создавать ЦВ с быстродействием бо-
более 10—12 изм./с. При выводе информации
с ЦВ на регистрирующее устройство быстро-
быстродействие ограничивается возможностями ре-
регистрирующего устройства.
АЦП предназначены для ввода измери-
измерительной информации, представленной в виде
дискретных сигналов, в ЦВМ или другие
устройства. АЦП должны обладать высоким
быстродействием, определяемым в основном
скоростью изменения измеряемой величины,
и могут не иметь отсчетного устройства.
При этом, как правило, не требуется высокая
точность АЦП, что позволяет повышать его
быстродействие. АЦП выполняются обычно
однопредельными и наряду с цифро-анало-
цифро-аналоговыми преобразователями (ЦАП) исполь-
используются в качестве блоков ЦВ или других из-
измерительных устройств.
Различие в назначении ЦВ и АЦП обу-
обусловило только различие их характеристик,
однако ЦВ и АЦП напряжения ^гока) имеют
общие методы аналого-цифрового преобра-
преобразования. В силу различия характеристик ЦВ
и АЦП имеют различную схемотехнику,
реализующую общие методы, а для обеспе-
обеспечения высокого быстродействия АЦП ис-
используется ряд специфичных методов, ко-
которые в ЦВ не применяют.
ЦВ и АЦП могут быть классифициро-
классифицированы по ряду признаков: по значению изме-
измеряемой величины, по виду измеряемой вели-
величины, по методу преобразования измеряемой
величины в цифровой эквивалент, по способу
осуществления процесса преобразования, по
типу используемых элементов и т. п.
В зависимости от того, какое значение
напряжения измеряется, ЦВ и АЦП делятся
на приборы для измерения мгновенного зна-
значения и среднего значения за определенный
интервал времени. ЦВ (АЦП) для измерения
среднего значения принято называть инте-
интегрирующими ЦВ (АЦП). Достоинства
этих вольтметров — высокие помехозащи-
помехозащищенность, чувствительность, точность, а так-
также независимость характеристик основных
узлов от параметров электрорадиоэлементов
и возможность полной реализации на инте-
интегральных микросхемах.
ЦВ и АЦП по виду измеряемой вели-
величины подразделяются на приборы:
для измерения напряжения постоянного
тока;
для измерения напряжения переменного
тока — средневыпрямленного или среднеква-
дратического значения гармонического сиг-
сигнала, а также параметров видео- и радиоим-
радиоимпульсных сигналов (импульсные ЦВ);
универсальные вольтметры, предназна-
предназначенные для измерения напряжения и ряда
других электрических и неэлектрических ве-
величин (универсальные вольтметры за рубе-
рубежом принято называть мультиметрами).
По способу осуществления процесса пре-
преобразования различают АЦП с циклическим
управлением и АЦП следящего типа. В при-
приборах с циклическим управлением отдельные
этапы процесса измерения выполняются
в соответствии с установленной жесткой
программой: сброс предыдущего показа-
показания — измерение — смена показаний. В при-
приборах следящего типа переход к новому из-
измерительному циклу осуществляется лишь
тогда, когда измеряемое напряжение измени-
изменилось на значение, превышающее порог чув-
чувствительности прибора.
ЦП и АЦП по типу используемых эле-
элементов делятся на электронные, электроме-
электромеханические и комбинированные. К элек-
электронным относят приборы, не содержащие
электромеханические элементы в основных
устройствах, к электромеханическим — со-
содержащие большинство электромеханиче-
электромеханических элементов. В комбинированных прибо-
приборах используются как электронные, так
и электромеханические элементы.
По методу преобразования измеряемой
величины в цифровой эквивалент ЦВ и АЦП
можно разделить на устройства:
с пространственным кодированием;
с промежуточным преобразованием на-
напряжения:
во временной интервал (время-им-
(время-импульсный метод);
в частоту (частотно-импульсный ме-
метод);
в фазу;
кодово-импульсные;
комбинированные, сочетающие несколь-
несколько методов преобразования.
Если в зависимости от назначения ЦВ
условно разделить на переносные и встраи-
встраиваемые (щитовые и приборы для ИИС), то
необходимо отметить, что переносные
вольтметры и ЦВ ИИС для измерения толь-
только одной величины, например постоянного
напряжения, не нашли широкого применения
ни в СССР, ни за рубежом. Из отече-
отечественных приборов для измерения только
постоянного напряжения следует выделить:
50
Измерение напряжения и силы тока
вольтметры для измерения мгновенного зна-
значения напряжения Щ1312, Щ1514, В2-22,
В2-32, интегрирующие В2-23, В2-31, Щ31,
Щ1413, Щ1516, Щ1518, Щ1611, Щ1612. Харак-
Характерная особенность таких приборов — дости-
достижение наибольшей точности для данного ви-
вида приборов и уровня развития техники.
В то же время щитовые ЦВ, как
правило, выпускаются для измерения одной
величины.
Наибольшее распространение среди
переносных ЦВ и ЦВ для ИИС получили
универсальные ЦВ. В настоящее время они
составляют примерно 90% всей номенкла-
номенклатуры выпускаемых ЦВ. Широкое распростра-
распространение универсальных ЦВ обусловлено:
простотой преобразования электриче-
электрических и неэлектрических величин в величину,
преобразовываемую внутри ЦВ в код [обыч-
[обычно постоянное напряжение или временной
интервал (частоту)];
удобствами применения при ремонте
и исследованиях одного прибора для измере-
измерения нескольких величин;
незначительными затратами для обеспе-
обеспечения требуемой универсальности ЦВ.
Универсальные ЦВ имеют, как правило,
одну из следующих структур:
1) преобразователи измеряемых элек-
электрических (неэлектрических) величин в по-
постоянное напряжение — преобразователь по-
постоянного напряжения в код;
2) преобразователь постоянного напря-
напряжения и преобразователи измеряемых вели-
величин во временной интервал (частоту) — пре-
преобразователь временного интервала (ча-
(частоты) в код.
Наибольшее распространение получила
первая структура с применением преобразо-
преобразователя постоянного напряжения в код интег-
интегрирующего типа. В этом случае измеряемая
электрическая (неэлектрическая) величина
преобразуется сначала в постоянное напря-
напряжение, которое затем измеряется интегри-
интегрирующим вольтметром.
Методы преобразования напряжения
переменного тока, силы постоянного и пере-
переменного токов в постоянное напряжение,
применяемые в ЦВ, рассмотрены выше; со-
сопротивление, емкости, индуктивности — см.
в разд. 4, а другие величины — в соответ-
соответствующих разделах, в которых описывается
измерение этих величин.
В ЦВ, как правило, преобразователь
переменного напряжения в постоянное пред-
представляет собой усилитель и детектор сред-
невыпрямленного значения, охваченные глу-
глубокой отрицательной обратной связью.
Преобразование силы тока в напряжение
осуществляется путем пропускания измеряе-
измеряемого тока через прецизионный резистор, па-
падение напряжения на котором измеряется
вольтметром.
Преобразователь сопротивления в на-
напряжение представляет собой источник тока,
который протекает через измеряемое сопро-
сопротивление и создает на нем падение напряже-
напряжения, пропорциональное измеряемому сопро-
сопротивлению. Это напряжение измеряется затем
ЦВ. С целью уменьшения влияния сопро-
сопротивления присоединительных проводов в ЦВ
применяют преобразователи сопротивления
в постоянное напряжение с четырьмя входа-
входами.
Коэффициенты преобразования у пре-
преобразователей физических величин в по-
постоянное напряжение подобраны таким
образом, что значения на отсчетном устрой-
устройстве ЦВ индицируются в единицах измеряе-
измеряемой физической величины (омах, амперах,
градусах Цельсия и т. п.).
Следует отметить, что при реализации
первой структуры благодаря наличию в ин-
интегрирующем ЦВ счетчика и генератора
опорной частоты измерение частоты (вре-
(временного интервала) осуществляется метода-
методами электронно-счетного частотомера, а не
путем преобразования частоты (временного
интервала) в постоянное напряжение, при
этом измеряемая частота (временной интер-
интервал) подается на отдельный вход.
Отечественные универсальные ЦВ обес-
обеспечивают кроме измерения постоянного на-
напряжения измерение среднеквадратического
значения переменного напряжения, сопротив-
сопротивления постоянному току, силы постоянного
и переменного токов, емкости, индуктивно-
индуктивности, частоты, временного интервала, отноше-
отношения двух постоянных напряжений, постоян-
постоянного напряжения к переменному и других
электрических величин. Из неэлектрических
величин с помощью выносных преобразова-
преобразователей, входящих в комплект универсальных
ЦВ, обеспечивается измерение температуры
(вольтметры В7-27, В7-27А). Наиболее часто
встречающаяся комбинация, реализуемая
в одном приборе, — измерение постоянного
и переменного напряжений и сопротивления
постоянному току.
Конструктивно универсальные ЦВ вы-
выполняются, как правило, в виде моноблока
(ВК7-10А/1, ВК2-17, ВК2-20, ФЗО, Щ680ОО,
Р386, Р387, В7-16, В7-16А, В7-2О, В7-22,
В7-22А, В7-28, В7-34, В7-39 и др.). У неко-
некоторых приборов многофункциональность до-
достигается за счет сменных блоков (Щ480ОО,
Щ68ОО1, Щ68002, В7-21, В7-23), а у ряда зару-
зарубежных приборов — за счет сменных плат
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
51
Таблица 2.1. Основные технические характеристики прибора для поверки вольтметров
калибраторов В1-18
Измеря-
Измеряемая
(воспроиз-
(воспроизводимая)
величина
Постоянное
напряже-
напряжение (из-
(измерение)
То же
(воспро-
изведе-
изведение)
Прираще-
Приращение на-
напряжения
дс/ =
Диапазон
измерения
(воспроиз-
(воспроизведения),
В
] 0 ~7 — 1000,
поддиапа-
поддиапазоны:
10
100
1000
10~7-12
(поддиа-
(поддиапазоны
0,1; 10)
10~7— 1000
(поддиапа-
(поддиапазоны
10, 100,
1000)
Основная погреш-
погрешность измерения
(воспроизведения)
при калибровке
1 раз в месяц
по мере ЭДС
(напряжения)
класса 0,0005
±A0~5t/v+10~VK)
±A,5- 10 Ux +
+ ЮС/К)
±B-l0~sUx +
+ ю-7ик)
10~5t/j.+
+ 10~4/K
IO~6AUK
Отображение
информации
на индикаторном
табло прибора
В форме 4 — 7-раз-
7-разрядного числа с ука-
указанием полярности.
Полная емкость ин-
индикатора равна
11999999 знаков
Математическая
и статистическая
обработка
результатов
измерений
Операции умноже-
умножения, вычитания,
усреднения и их
любые комбинации,
процентное преоб-
преобразование, регист-
регистрация экстремаль-
экстремальных и средних зна-
значений (за 48 ч)
Автоматизация
Режимы ручного,
дистанционного,
автоматического
и программного
управления. Ди-
Диагностика неис-
неисправностей сос-
состояния прибора.
Автокалибров-
Автокалибровка. Выход на
КОП с полным
набором интер-
интерфейсных функций
(кроме функции
контроллера)
Таблиц
Тип
наименование
прибора
В2-34, вольт-
вольтметр по-
постоянного
тока диф-
ференциаль-
ференциальный цифро-
цифровой
В2-36, вольт-
вольтметр по-
постоянного
а 2.2. Основные технические характеристики вольтметров постоянного тока
Диапазон
измерений
напряжения,
В
10~5-1000,
поддиапазоны:
1
10
100; 1000
510~8-
19,999,
(поддиапа-
Основная
по! реши ость
измерения,
/о
+ @,005 + 0,00 WJ
их)
± @,005 +
0,0003 UJUX)
± @,007 +
+ 0,0003f/K/C/v)
±O,15 + 0,O5(t/K/
Ux - I)
Диапазон
измерений
прираще-
приращений
напряже-
напряжения, В
0-s- ±
±10~'t/K
-
Предел
основной
погрешности
измерений
приращений,
%
0,4+0,3At/K/
AUK
-
Автоматизация
Автономная поверка и ка-
калибровка с блоком поверки.
Выход на самописец
Автоматическое определе-
определение и индикация полярнос-
полярности. Дистанционное управле-
52
Измерение напряжения и силы тока
Продолжение таб./. 2.2
Тип
1 ж111ч
наименование
прибора
тока циф-
цифровой
В2-38, нано-
вольтметр
цифровой
постоянного
юка
Диапазон
измерений
напряжения.
В
— 4
зоны 10 ;
!0; 10;
10"'; 1; 10)
10~9-2 В,
(поддиапазо-
(поддиапазоны 10;
10~4; 10;
10; 10~'; 1)
Основная
погрешность
измерения,
/о
±O,O5 + O,O25(t/K/
Ux - 1) (на под-
поддиапазонах 100
мкВ, 1, 10, 100 мВ,
1 В);
±0,1+ 0,05 (UJ
C/v — 1) (на под-
поддиапазоне
10 мкВ)
Диапазон
измерений
прираще-
приращений
напряже-
напряжения, В
-
Предел
основной
погрешности
измерений
приращений,
%
-
Автоматизация
ние запуском цикла изме-
измерения и выбором поддиапа-
поддиапазонов измерения. Выдача ре-
результатов измерения на
ЦПУ в коде 8-4-2-1
Программирование всех ор-
органов управления с перед-
передней панели (кроме выключа-
выключателя СЕТЬ). Выход на КОП
с полным набором интер-
интерфейсных функций (кроме
функции контроллера)
Таблица
Тип
прибора,
наименование
ВЗ-48А,
милливольт-
милливольтметр
ВЗ-49,
вольтметр
диодный
компенса-
компенсационный
ВЗ-52/1,
милли-
милливольтметр
цифровой
2,3. Основные
Диапазон
измерений, В
310-300
(поддиапа-
(поддиапазоны 1, 3,
10, 30, 100,
300 мВ; с
делителем
ДН-П7 1, 3,
10, 30, 100,
300 В)
10-Ю0
(поддиапазо-
(поддиапазоны 0,1; 1;
10; 100 В)
Ш-300
(поддиапа-
(поддиапазоны 10, 30,
100, 300, 1000,
3000 мВ; с
внешним
делителем
1 : 100
10, 30, 100,
300 В)
технические характеристики
Основная
погрешность
измерения
±2,5% UK на
частоте 1 кГц;
±B,5-10)% UK
в рабочем диапа-
диапазоне частот
± @,2+ 0,08/ Ux)
в диапазоне час-
частот 20 Гц —
10 МГц;
± @,2 + 0,08/ Ux +
+ 0,008/) в ра-
рабочей области
частот
±[2 + О,5(С/к/
GY—1)] в диа-
диапазоне частот
0,1-10 МГц
на поддиапазонах
30-300 мВ
Диапазон
частот
10 Гц-
50 МГц
20 Гц-
1000 МГц
10 кГц-
1000 МГц
с пробни-
пробником и
100 кГц-
300 МГц
при изме-
измерении с
внешним
делителем
вольтметров
Автомати-
Автоматизация
Выход на
ЦПУ в
коде
8-4-2-1
То же
переменного напряжения
Примечание
Измеряет напряжение про-
произвольной формы с коэф-
коэффициентом амплитуды к,л =$
<4UJUX
Дистанционное управление
компенсационным напряже-
напряжением, поддиапазонами изме-
измерений и дистанционный
контроль баланса индика-
индикатора
Может быть использован
как преобразователь на-
напряжения переменного то-
тока в напряжение постоян-
постоянного тока
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
53
Продолжение табл. 2.3
Тип
прибора,
наименование
ВЗ-56,
милли-
милливольтметр
ВЗ-57,
микро-
микровольтметр
ВЗ-59
милли-
милливольтметр
цифровой
широко-
широкополосный
ВКЗ-61,
вольтметр
цифровой
широко-
широкополосный
Диапазон
измерений, В
10~4-300
(поддиапа-
(поддиапазоны 1, 3, 10,
30, 100, 300 мВ;
1, 3, 10, 30,
100, 300 В)
10-300
(поддиапазо-
(поддиапазоны 0,03; 0,1.
0,3; 1,3; 10.
30, 100, 300 мВ
1, 3, 10, 30,
100, 300 В)
265-Ю —
300
(поддиапазо-
(поддиапазоны 1, 3, 10,
30, 100,
300 мВ; 1, 3,
10, 30, 100,
300 В, с де-
делителем до
1000 В)
!/=,
10~2— 1000
(поддиапа-
(поддиапазоны 100 мВ,
1, 10, 100,
1000 В);
1,7-10~3- 1000
(поддиапа-
(поддиапазоны 100 мВ,
1, 10, 100,
1000 В);
суммы
171О~3-1ООО
(поддиапазо-
(поддиапазоны 10 мВ, 1,
10, 100, 1000 В)
Основная
погрешность
измерения
±2,5% UR на
частоте 1 кГц;
±B,5-l5)%UK
в рабочем диа-
диапазоне частот
±(l-6)%f/K
±@,4-10)%f/K
±[0,4 + 0,2(f/K/
±[0,6 + 0,4(t/K/
Ux-l)] на
поддиапазоне
100 мВ при
/= 60 Гц-
100 кГц
—
Диапазон
частот
10 Гц-
15 МГц
5 Ги-
5 МГн
10 Гц-
100 МГц
10 Гц-
100 МГц
2 Гц-
100 МГц
Автомати-
Автоматизация
—
_
Дистанци-
Дистанционное уп-
управление
и выход
на ЦПУ
в коде
8-4-2-1
Выход на
КОП с пол-
полным набо-
набором интер-
интерфейсных
функций
(кроме
контрол-
контроллера). Про-
граммиро-
граммирование всех
органов
управле-
управления, распо-
расположенных
на перед-
передней пане-
панели (кроме
выключа-
выключателя СЕТЬ),
ручной и ав-
томати-
томатический
выбор пре-
пределов
измерений
Примечание
Имеет выход широкопо-
широкополосного усилителя с на-
напряжением на выходе 100 мВ
и выходным сопротивлени-
сопротивлением 50 Ом
Измеряет напряжение про-
произвольной формы с коэф-
коэффициентом амплитуды
/■
К =ё 6 У U к/ х
Измеряет среднеквадрати-
ческое значение напряжения
произвольной формы
Измеряет напряжение про-
произвольной формы с Ага <
<1UK!UX. Индикация ре-
результатов измерения на циф-
цифровом табло 3; 3,5; 4 или
4,5 разрядов.
Погрешность равна сумме
погрешностей измерений по-
постоянного и переменного
напряжений
54
Измерение напряжения и силы тока
(модель 5400 фирмы Dana), сменных моду-
модулей C470, Hewlett Packard) или блоков-при-
блоков-приставок (А203, Solartron-Schlumberger).
В последнее время широкое применение
находят малогабаритные универсальные ЦВ
тестерного типа с автономным питанием
и (или) питанием от сети (В7-20, В7-22,
В7-22А, В7-32, В7-35 и др.). Создание таких
приборов стало возможным благодаря успе-
успехам, достигнутым за последнее время ми-
микроэлектроникой. Для ЦВ с автономным пи-
питанием необходимы индикатор со схемой
управления и АЦП с малым потреблением,
выполненные в виде БИС. За рубежом бла-
благодаря совершенствованию жидкокристалли-
жидкокристаллических и светодиодных индикаторов и созда-
созданию АЦП на КМОП-структуре разработаны
и выпускаются малогабаритные универ-
универсальные ЦВ, содержащие одну-двс БИС
и имеющие время непрерывной работы от
встроенных источников до 200-500 ч (мо-
(модель 8О2ОА фирмы Fluke, мультиметр 970А
фирмы Hewlett Packard).
Уже отмечалось, что измерительным
устройством большинства ИИС при малых
скоростях обработки информации являются
интегрирующие ЦВ, при больших — быстро-
быстродействующие АЦП. Поэтому все большее
применение находят системные ЦВ, которые
должны отвечать всем требованиям единой
системы средств измерений и приборною
интерфейса. Примерами отечественных во-
вольтметров ИИС являются В7-18 с преобра-
преобразователем В9-1, В7-25, В2-31, В2-32, В7-34,
Щ1531, В7-39, В7-40, В1-18 (в режиме измере-
измерения напряжения), Щ1612.
Особую группу ЦВ составляют щитовые
приборы, большинство которых являются
интегрирующими. Увеличение объема их вы-
выпуска за рубежом и в СССР свидетельствует
об их перспективности.
Щитовые ЦВ не должны применяться
всюду вместо аналоговых (стрелочных) при-
приборов, их необходимо использовать в тех
случаях, когда требуется:
повышенная точность, разрешающая
способность и воспроизводимость результа-
i ов;
выдавать данные на цифропечатающее
устройство или ЭВМ;
высокая устойчивость к внешним воз-
воздействующим факторам.
В тех случаях, когда допускается осу-
осуществлять измерение с погрешностью
1—2,5% или следить за направлением и ско-
скоростью измерения измеряемой величины,
а также определять измеряемую величину
в процентах от предела измерения, целесо-
целесообразно применять обычные стрелочные щи-
щитовые приборы. Достоинства этих прибо-
приборов — простота использования, малая стои-
стоимость, отсутствие источника питания, невос-
невосприимчивость к шумам, значительный пе-
период эксплуатации — десятки лет, простота
обслуживания и ремонта и др.
Следует заметить, что параметры стре-
стрелочных щитовых приборов во многих слу-
случаях достигли своего предела, в то время как
параметры цифровых щитовых приборов не-
непрерывно совершенствуются. Большинство
щитовых ЦВ предназначено для измерения
напряжения и силы постоянного тока
и имеют один предел измерения. Изменение
предела измерения осуществляется с по-
помощью сменных плат или внешних
устройств делителей, шунтов и т. п. Из
отечественных щитовых ЦВ следует выде-
выделить приборы В2-29, В2-37, Ф204, Ф210,
Ф2ООО-Ф2ООЗ.
Таблица 2.
Тип,
наименование
прибора
В4-12, милливольт-
милливольтметр импульс-
импульсный
В4-14, милливольт-
милливольтметр импульсный
наносекундного
диапазона
длительностей
4. Основные технические
Диапазон
измерений
амплитуды
Видеоимпульсов:
1-1000 мВ, 1-100 В с
внешним делителем
Синусоидально: о
напряжения:
1-1000 мВ. 1-100 В с
внешним делителем
Видеоимпульсов
10-1000 мВ, 1-100 В с
внешним делителем 1: 100
Радиоимпульсов и сину-
синусоидальных напряжений:
10 -1000 мВ, 1-100 В
характеристики вольтметров импульсного тока
Длительность
1 | ■ ■ f-Ш- 1 Г V-W r j-i J-- «—
импульсов
0,1-300 мке
—
3 нс - 100 мке
0,2-100 мке
Частота
пов горения
50 Гц-
100 кГц
500 Гц-
5 МГц
25 Гц-
50 МГц
25 Гц -
300 кГц
Несущая
частота
радиоим-
радиоимпульсов,
МГц
_
1-100
X
Основная
погрешность
измерения
±D-6)%(/к
+ D-10)%£/к
±D-25)%(/к
+ {4-14)?ot/K
Тип,
наименование
прибора
В6-9, микро-
микровольтметр
селектив-
селективный
В6-10,
микро-
микровольтметр
селектив-
селективный
Таблица
Диапазон
измерений
амплитуды
В селективном режиме
10 6 — 1 В (поддиапазоны
3, 10, 30, 100, 300 мкВ,
L 3, 10, 30, 100, 300 мВ,
1 В);
в широкополосном режиме
3 • 10~5 — 10 В (поддиапа-
(поддиапазоны 100, 300 мкВ, 1, 3,
10, 30, 100, 300 мВ, 1, 3,
10 В)
3-10" —10 мВ (поддиапа-
(поддиапазоны 10, 30, 100, 300 мкВ,
1, 3, 10 мВ);
с делителем 1 : 100 10~2 —
1 В на поддиапазонах от
300 мкВ до 10 мВ
2.5. Основные технические характеристики вольтметров селективных
Предел
основной
погрешности
измерений
В селективном режиме:
± 25 % С/к на поддиапазоне
3 мкВ; ±15%С/К на под-
поддиапазоне 10 мкВ и 6%
UK на остальных; в широ-
широкополосном режиме
±6% С/к
При узкой полосе про-
пропускания ± F - 10) % UK;
при широкой полосе про-
пропускания + F — 10) % С/к на
поддиапазонах от 30 мкВ
до 1 В и ±A0-15)%С/к
на остальных
Частотный
диапазон
В селективном режи-
режиме 20 Гц-100 кГц;
в широкополосном
режиме 20 Гц —
200 кГц
100 кГц-30 МГц
(полоса пропускания
1 и 9 кГц)
Входное
сопротивление
1 МОм на/=45 Гц
(Свх = 70 пФ)
2 МОм на / =
= 100 кГц на под-
поддиапазонах от 3 мкВ
до 10 мВ (Свх =
= 10 пФ)
Примечание
Имеет выход усилителя
и обеспечивает выходное
напряжение 1 В на со-
сопротивлении нагрузки
10 кОм при выходном
напряжении, равном ко-
конечному значению уста-
установленного поддиапазо-
поддиапазона измерений
—
Таблица 2.6. Основные технические характеристики вольтметров универсальных
Тип,
наименование
прибора
Измеряемая
величина
Диапазон
измерений
Основная
погрешность
измерения
Автоматизация
Примечание
В7-21А, вольтметр универ-
универсальный цифровой
U=
1=
U,
10~6— 1000 В
10~"-10А
10~4— 1000 В
B0 Гц - 100 кГц)
±[0,06+ 0,03(| С/к/
их\-\)}%
± [0,1+0,04 (|/к/
'vl-l)]%
±[0,2 + 0,05A^/
Ux\-l)]%
АВП измерения С/=,
/=, Л=; автоматиче-
автоматическое определение и
индикация поляр-
полярности U=, /=; ав-
автоматическая уста-
Продолжение пит i .' л
Тип,
наименование
прибора
В7-29, микровольтметр-
электрометр универсаль-
универсальный цифровой
В7-30, вольтметр-
электрометр универсаль-
универсальный цифровой
В7-32, вольтметр универ-
универсальный цифровой с ав-
автономным и сетевым пи-
питанием
В7-34, В7-34/1, В7-34А,
вольтметр универсальный
цифровой системный
Измеряемая
величина
К
R=
и=
1=
и=
1=
ч
R=
и=
R=
и„
R^
Диапазон
измерений
10-1 А
B0 Гц-20 кГц)
10~2-10"? Ом
2-10~5~10 В
10~17-10~13 А
10~4-10 В
105-10 А
105-109 Кл
106-1018 Ом
10-1000 В
10-2 А
10~4 —300 В
D0 Гц-100 кГц)
10-2 А
D0 Гц - 20 кГц)
10-2-107 Ом
10~б— 1000 В
10 5 —500 В
B0 Гц-500 кГц)
1О-107 Ом
Основная
погрешность
измерения
±[0,4+ 0,05 (|/к/
±[0,1+0,04(|Лк/
йх\-Ш
±[\+0,2(UK}Vx-
-1)]%
±[5+0,6(/к//х-
-1)]%
±(А + 0,0Шж)В
±(А + 0,05/Х)А
±(А + 0,03^х)Кл
± (А + 0,05Ля)Ом
± @,1+0,1 UK/UX)%
±@,3 + 0,1 IJIX)%
±(O,3 + O,15f/K/f/.v)%
±@,5 + 0,2/к//х)%
± {0,2 + 0,15 RJRx)%
+ [0,015 +0,002 (t/K/
их-\)\%
±[0,15 + 0,05(f/K/
Ux-l)]%
± [0,02+0,002 (RKj
Rx-l)]%
Автоматизация
новка нуля, дистан-
дистанционное управление,
выдача результатов
измерений в коде
8-4-2-1
—
Дистанционное уп-
управление выдача ре-
результатов измере-
измерений в коде 8-4-2-1
АВП измерения U=,
U^, R=; автомати-
автоматическое определение и
индикация поляр-
полярности ; автоматиче-
автоматическая индикация раз-
разряда аккумулятора и
выхода за пределы
измерения 20 МОм
В7-34 и В7-34/1, вы-
выход на КОП. Само-
Самопроверка работы ос-
основных узлов (семь
тестов с индика-
индикацией результатов
тестирования), авто-
Примечание
—
—
Автономное питание от
аккумуляторов 10
НКГЦ-1 Д или внеш-
внешнего источника 10 — 15 В
или 15 — 30 В; масса
2,8 кг
—
B7-35, вольтметр универ-
универсальный цифровой мало-
малогабаритный с автоном-
автономным и сетевым питанием
В7-36, вольтметр универ-
универсальный с аналоговым
отсчетом
Отношение
Ui = /U2=
Отношение
и^/и=
■
Измерения
в режиме
выборка/
запомина-
запоминание
/=
и=
и
10— 1000 В
10 °—10 В
10~5 —500 В
10~6-10 В
B0 Гц-500 кГц)
10~+-1000 В
ю-4-юоо в
10~ — 1 А с шунтом до
10 А
10— 1000 В
B0 Гц —20 кГц, с вынос-
выносным пробником до 100
МГц);
600— 1000 В с внешним де-
делителем
10~7 — 1 А на частотах
B0 Гц —20 кГц) с шунтом
до 10 А
1-12 106 Ом
10" —1000 В с делителем
ДН-525 A : 1000) до 20 кВ
10" -10 А с шунтом
3-10~2 —1000 В на часто-
частотах 20 Гц —20 кГц, с де-
делителем ДН-524 и вынос-
выносным пробником до 1000
МГц
±(A + BUKhIUxl +
+ CSxUK2IUxl)%
±[0,04 + 0,02 (UK/
их-ш
±@,\+0,lUK/Ux)°/o
± @,3 + 0,1 IJ Ix) %
±@,2 + 0,2UKjUx)%
+ @,4 + 0,31КЦХ)%
±@,3+0,1 RK/RX)%
±2,5 %UK
±2,5 %/к
±2,5 %UK
матическая установ-
установка нуля, АВП из-
измерения с/=, и^,
R=; автоматическое
определение и инди-
индикация полярности
АВП измерения U=,
U^, I=, U, R^,
автоматическое оп-
определение и инди-
индикация полярности
—
Автономное питание от
пяти встроенных аккуму-
аккумуляторов НКГ-1,5 или
двух батарей 3336У;
масса 2,3 кг
Питание от двух встро-
встроенных элементов 373 или
от сети 220 В, 50 Гц,
масса 2,2 кг
Продолжение табл. 2.6
Тип,
наименование
прибора
В7-37, вольтметр универ-
универсальный с аналоговым и
цифровым отсчетом
В7-39, вольтметр универ-
универсальный цифровой вычис-
вычислительный
Измеряемая
величина
и
и=
1=
и
и=
R=
Сумма
и= + и^
Отношение
u1=iu2=
Отношение
Диапазон
измерений
10—10 А на частотах
20 Гц—1 кГц с шунтом
10-108 Ом
10~4—1000 В
10~8—10 А с шунтом
10-1000 В на частотах
20 Гц —50 кГц, с делите-
делителем ДН-519 и выносным
пробником до 1000 МГц
10~6—10 А на частотах
20 Гц—1 кГц с шунтом
1-Ю7 Ом
10 ~ 6 — 1000 В
1О~5-75О В на частотах
20 Гц-1 МГц
10 4- 108 Ом
10" 6- 1000 В
A0-500)/A0~6-500) В
A0-500)/A0-300) В
Основная
погрешность
измерения
±4%/к
±2,5%ЛК
± [0,25 + 0,2 (UJ
их-\)]%
± [0,4 + 0,2G,/
/.-1)]%
± [2,5+0,2(UJUX-
-1)]%
+ [l,5+0,2(/K//v-
-1I%
± [1+0,2 (RKIRX -
-1)]%
± [0,004 + 5) +
+0,001 {uKiux-i)]%
± [0,15 + 0,1 (С/к/
u.x-i)]%
±[0,006 + 0,001 (RK/
Rx-m%
±{5.+ /0,06 +
+ 0,02(t/K/C/x-D}7o
±(A + BU,ilUxi +
+ csxuk2iux1)X
Автоматизация
Выход на КОП с
полным набором ин-
интерфейсных функций
(кроме функции кон-
контроллера). Матема-
Математическая обработка
результатов измере-
измерений по 8 програм-
программам и 12 подпро-
подпрограммам. Самопро-
Самопроверка основных уз-
узлов и блоков при-
прибора, автоматиче-
Примечание
Питание от сети 220 В,
50 Гц, масса 2,4 кг
B7-40, B7-40/1, вольтметр
универсальный цифровой
Отношение
СЛ,/С/2-
Отношение
и^/и=
1=
и ^
/~
AО~5~ЗОО)/AО 5 —300) В
A0~5 —300)/A0~6 —500) В
10-1000 В C0 кВ с
высоковольтным делите-
делителем)
10"8-2 А
с шунтом до 10 А
2-10 3— 1000 В
B0 Гц-100 кГц);
0,1 — 15 В с ВЧ пробником
E0 кГц-1000 МГц)
2-10-2-10-1 А
с шунтом до 2 А
D0 Гц —20 кГц, с шунтом
до 2 кГц)
7
0,01-2-107 Ом
—
±[0,05 +0,02 (С/г/
Ux-\)]%;
±[0,5 + 0Д(СУ
их-\))%
+ [0,2 +0,2 (/к/
/v_ i)j°/o
± [0,6 + 0,1 (С/к/
с*- i)]%
±A0-30)%^
+ [1+0,1 (hi
4-1K%
в диапазоне частот
40 Гц-10 кГц
±[0,15 + 0,05 (RKj
Rx-\)]%;
±0,5 + 0,1 (RK/
на поддиапазоне
20 МОм
екая установка нуля.
АВП измерений.
Программирование
всех органов управ-
управления. Автоматиче-
Автоматическое определение и
индикация поляр-
полярности
Дистанционное про-
программное управле-
управление буквенно-циф-
буквенно-цифровым кодом всеми
органами управле-
управления передней пане-
панели. Выход на КОП
с полным набором
интерфейсных функ-
функций (кроме функций
контроллера). Руч-
Ручной и автоматиче-
автоматический выбор пределов
измерений. Автома-
Автоматическая установка
нуля. Автоматиче-
Автоматическое определение и
индикация полярно-
полярности
4,5-разрядная индикация
результата измерения.
Выход на КОП у В7-40/1
Продолжение табл. 2.6
Тип,
наименование
прибора
В7-41, вольтметр универ-
универсальный цифровой
малогабаритный
Измеряемая
величина
и=
R=
Диапазон
измерений
Ю-1000 В
10-10 А
10~~4-750 В
B0 Гц-100 кГц)
10~7-10 А
B0 Гц-10 кГц)
0,1-2-107 Ом
Основная
погрешность
измерения
±[0,2 + 0,1 (tfr/
Ux-l)]%
+ [0,4 + 0,1 Ш
/v- 1)]%
± [0,8 + 0,2(UJ
их-\)]%
в диапазоне частот
40 Гц-5 кГц
±[1,2+ 0,2 GГ/
в диапазоне частот
40 Гц-5 кГц
+ [0,2 + 0,1 (RJ
Автоматизация
—
Примечание
Питание прибора от ба-
батареи типа «Крона ВЦ»
или «Корунд» или от
сети 220 В, 50 Гц. Мас-
Масса 0,5 кг
Примечание. Для приборов вида В1 — В7 в таблице приведен наилучший для данного типа прибора предел основной погрешности измере-
измерений; UK, /к, RK, qK, AUK— наибольшее значение поддиапазона измерения; Ux, Ix, Rx, qx, Sx, Д Ux - показание прибора; Ux\ - напряжение
на входе 1; С/кЬ [7К2 - значение поддиапазонов измерений по входам 1 и 2; А, В, С - постоянные коэффициенты, равные для В7-34 А = 0,01; В = 0,005
или 0,002; С = 0,002; для В7-39 А = 0,01; В= С = 0,005; 5^. - предел допускаемой основной погрешности при измерении переменного напряжения;
5 — погрешность меры, указанная в аттестате;/—частота измеряемого напряжения, МГц.
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
61
Современные отечественные и зару-
зарубежные ЦВ имеют достаточно высокий уро-
уровень технических и эксплуатационных харак-
характеристик, который обеспечивается благодаря
использованию в приборах новейших мето-
методов преобразования и достижений схемотех-
схемотехники, микроэлектроники, технологии и др.
Технические данные ряда отечественных ЦВ
приведены в табл. 2.1—2.6.
2.6.2. МЕТОДЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
НАПРЯЖЕНИЯ (ТОКА)
В ЦИФРОВОЙ ЭКВИВАЛЕНТ
Характеристики ЦВ зависят от метода
преобразования (измерения), его схемной ре-
реализации, параметров элементной базы, кон-
конструкции, технологии изготовления и других
факторов. Эти факторы — зависимые* вели-
величины, в совокупности и взаимосвязи опреде-
определяющие свойства конкретных приборов. Ме-
Метод преобразования и элементная база
являются определяющими при получении
ЦВ с требуемыми характеристиками. Метод
преобразования характеризуется возмож-
возможностью достижения определенной совокуп-
совокупности параметров ЦВ. Эти возможности
данного метода реализуются его схемным
решением, примененной элементной базой,
конструкцией и т. п. Каждый метод преобра-
преобразования характеризуется присущими только
ему особенностями и позволяет создавать
приборы с вполне определенными характе-
характеристиками: так, интегропотенциометриче-
ский метод обеспечивает наивысшую точ-
точность измерений, кодово-импульсньш — бы-
быстродействие, двойного интегрирования -
помехозащищенность и т. п.
Для преобразования постоянного напря-
напряжения (тока) в цифровой эквивалент (код)
применяют следующие методы:
пространственного кодирования;
с промежуточным преобразованием на-
напряжения:
во временной интервал (время-им-
(время-импульсный метод);
в частоту (частотно-импульсный ме-
метод);
в фазу;
кодово-импульсный;
комбинированные, сочетающие несколь-
несколько методов преобразования.
Рассмотрим эти методы более подроб-
подробно.
Метод пространственного кодирования.
Этот метод нашел распространение только
в АЦП. Приборы с пространственным коди-
' рованием выполняются на электронно-луче-
электронно-лучевой трубке (ЭЛТ), экран которой имеет спе-
специальную кодирующую маску (рис. 2.30).
Генератор линейно
изменяющегося
напряжения
Выходной, код N
Рис. 2.30. Структурная схема АЦП с про-
пространственным кодированием
Измеряемое напряжение их подается на вер-
вертикальные пластины 1 ЭЛТ, по сигналу запу-
запуска генератор линейно изменяющегося на-
напряжения развертывает их в горизонтальную
линию, отстоящую от нулевого уровня на
расстоянии L, пропорциональном величине
их. На кодирующей маске нанесен рисунок
с прозрачными и непрозрачными для элек-
электронного луча участками, соответствующи-
соответствующими 1 или 0 кода. Для уменьшения ошибки
считывания (ошибки неоднозначности до
единицы младшего разряда) в АЦП на
ЭЛТ чаще всего применяют циклический
двоичный код или код Грэя. Электронный
луч проходит через прозрачные участки ма-
маски и фокусируется оптическими линзами
4 на фотоэлементы 5, сигналы с которых
усиливаются усилителем считывания и в ви-
виде кода выдаются на выход.
Взаимосвязь выходного кода N и вход-
входного напряжения их определяется выраже-
выражением
N = k1k2k3ux + A,
где кг — коэффициент, связывающий ли-
линейный размер L и значение кода;
к2 — коэффициент, связывающий напряжение
на пластинах иоткл и расстояние L, на кото-
которое перемещается линия пересечения луча
с маской под действием этого напряжения;
къ — коэффициент усиления входного усили-
усилителя; Д — единица младшего разряда.
Погрешность таких АЦП определяют:
8* — изменение коэффициента чувствительно-
чувствительности трубки из-за изменения среднего напря-
напряжения на пластинах (несимметрии моткл),
едр — напряжения дрейфа, приведенного ко
входу усилителя, а также нелинейность ЭЛТ,
т. е. зависимость к2 от ыОткл и влияние на
значение к2 напряжения на фокусирующих
электродах.
Изменением kt можно пренебречь, так
как его значение определяется геометрией
кодирующей маски, которая является весьма
стабильной.
62
Измерение напряжения и силы тока
Входной
усилитель
Входной
делитель
Со)
н
Генератор линейно
изменяющегося напряжения
4
Генератор опорной
частоты (Го)
3
ИЛИ
8
И
Генератор периода
измерения
Пуск
9
Цифровой
индикатор
J.
Дешифратор
Счетчик
Детектор
полярности
Индикатор
полярности
Рис. 2.31. Структурная схема ЦВ время-импульсного типа для измерения мгновенного значе-
значения напряжения
Достоинство АЦП с пространственным
кодированием — высокое быстродействие,
достигающее A — 5)-10~7 преобразований.
Погрешность преобразования при этом не
превышает 1 %.
Методы с промежуточным преобразова-
преобразованием напряжения во временной интервал (вре-
(время-импульсные методы). Эти методы в зави-
зависимости от значения измеряемого напряже-
напряжения можно разделить на методы, приме-
применяемые для измерения мгновенного значения
напряжения, и методы для измерения средне-
среднего значения напряжения.
Цифровые вольтметры для измерения
мгновенного значения, основанные на время-
импульсном методе, обычно выполняются
по структурной схеме, приведенной на
рис. 2.31. Временные диаграммы, поясняю-
поясняющие принцип работы этой схемы при изме-
измерении положительного напряжения, приве-
приведены на рис. 232, а, а отрицательного — на
рис. 2.32,6. При нажатии кнопки Пуск (мо-
(момент времени t0 на рис. 2.32) генератор пе-
периода измерения выдает импульс 7 для сбро-
сброса показаний десятичного счетчика и уста-
установки его в нулевое состояние и одновремен-
одновременно с этим импульс 1 запускает генератор
линейно изменяющегося напряжения, с кото-
которого на УС{ и УС2 подается напряжение пи-
пилообразной формы 2. Это напряжение изме-
изменяется (в данном случае уменьшается) от
значения итих до значения wmjn. В момент ра-
равенства измеряемого напряжения их, по-
подаваемого на один из входов УС1 через
входной усилитель (или входной делитель
и усилитель), и напряжения пилообразной
формы, подаваемого на второй вход этого
же устройства сравнения, УСХ срабатывает
(момент времени tx для положительного на-
напряжения, £3 — Для отрицательного напряже-
напряжения). А в момент прохождения пилообразно-
пилообразного напряжения через нуль срабатывает УС2,
на второй вход которого подается нулевой
потенциал (момент времени t2). Импульсы
4 и 3 соответственно с выходов yct и УС2
подаются на схему ИЛИ, на выходе которой
to
П
\
\
h
г
s
"
\/
—*i—(■*■-
_ги
1
1
IIMI
1111
и
пи- -
f
\
Г1
. .- - .Mill
Рис. 2.32. Временные диаграммы, поясняющие
принцип работы ЦВ время-импульсного
типа, измеряющего мгновенное значение
напряжения:
а - при Ux > 0; б — при Uv < 0
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
63
формируется импульс Тх (Тх = t1 — ti при
положительном измеряемом напряжении и
ТЛ = Г3 — t2 при отрицательном), длитель-
длительность которого пропорциональна входному
измеряемому напряжению их 5. Импульс
длительностью Тх подается на трехвходовую
схему И, на два других входа которой по-
подаются сигналы с генератора опорной ча-
частоты 8 и генератора периода измерения. На
выходе схемы И сигнал 9 появляется только
в момент его наличия на всех трех входах.
Таким образом, на выходе схемы И форми-
формируется па,чка импульсов опорной частоты,
число импульсов в которой Nx пропорцио-
пропорционально длительности импульса Тх и, следо-
следовательно, измеряемому напряжению. Число
импульсов Nx с выхода схемы И подсчиты-
вается десятичным счетчиком и индицирует-
индицируется на цифровом индикаторе. Между числом
импульсов Nx, зарегистрированных счетчи-
счетчиком, и измеряемым напряжением существует
простое соотношение
где их — входное напряжение; /0 — частота
генератора опорной частоты; То =
= 1//0 — период опорной частоты; /с, =
= dujmH /dt — скорость изменения (крутизна)
линейно изменяющегося напряжения;
к2 — коэффициент преобразования напряже-
напряжения их во входном усилителе (делителе) (для
рис. 2.32, а, б к2 = 1).
Подбором /0 и /с, добиваются того,
чтобы значение Nx точно соответствовало
значению измеряемого напряжения. Напри-
Например, их = 1 В = 1000 мВ соответствовало
Мх = 1000 импульсов.
Очередность срабатывания устройств
сравнения определяет полярность измеряе-
измеряемого напряжения. При положительном на-
напряжении первым срабатывает УСи затем
УС2. При отрицательном напряжении наобо-
наоборот. Для определения очередности срабаты-
срабатывания устройств сравнения служит детектор
полярности, выходной сигнал которого по-
подается на индикатор полярности.
Для определения полярности могут
быть использованы и срабатывания
устройств сравнения при возрастании линей-
линейного напряжения от ит[п до итах (моменты t2
и t[). В этом случае при положительном их
срабатывает сначала УС2, затем УС{. Чтобы
моменты срабатывания устройств сравнения
на участке Г3 не использовались для форми-
формирования Тх, сигнал от генератора периода
измерения на схему И подается только в те-
течение времени Tl + Т2 — времени прямог о
хода линейного напряжения.
Возврат генератора линейно изменяю-
изменяющегося напряжения в исходное состояние
и подготовка схемы к очередному измере-
измерению осуществляются импульсом генератора
периода измерения после истечения времени
Т1 + Т2.
Преобразование постоянных напряже-
напряжений по этому методу нашло достаточно ши-
широкое распространение благодаря сравни-
сравнительно простой реализации этого метода,
возможности "его полного выполнения на
ИМС. Погрешность метода определяется не-
нелинейностью и нестабильностью линейно из-
изменяющегося напряжения (т. е. непостоян-
непостоянством к{) и погрешностью, обусловленной
нестабильностью порога срабатывания
устройств сравнения. Цифровые вольтметры,
основанные на этом методе, имеют погреш-
погрешность 0,1-0,05%.
Основной недостаток метода — невоз-
невозможность подавления напряжения помех.
Для устранения этого недостатка на входе
прибора включают фильтр, что приводит
к существенному увеличению времени изме-
измерения.
Наибольшее распространение из время-
импульсных методов, реализуемых в ЦВ, на-
нашли различные варианты метода двойного
интегрирования, обеспечивающего измерение
среднего (за интервал интегрирования) значе-
значения их. Распространение этого метода обус-
обусловлено его очевидными достоинствами —
возможностью подавления напряжения по-
помех, получением высокой точности при отно-
относительной простоте схемы, возможностью
полной реализации на ИМС
В ЦВ двойного интегрирования пре-
преобразование их в пропорциональный ему вре-
временной интервал Тх осуществляется путем
интегрирования сначала измеряемого их,
а затем опорного иоп напряжений. В первом
такте в течение времени Ти производится ин-
интегрирование входного напряжения их, в ре-
результате чего напряжение на выходе инте-
интегратора
1
RC
где RC — постоянная времени интегратора;
t — независимая переменная величина (вре-
(время).
В конце интервала интегрирования на-
напряжение на выходе интегратора иг G^) =
В течение второго такта интегрируется
опорное напряжение ыоп, имеющее противо-
противоположную по отношению к их полярность.
Интегрирование опорного напряжения про-
продолжается до тех пор, пока выходное напря-
64
Измерение напряжения и силы тока
О-Н
Входное
устройство
Интегратор
Устройство
сравнения
Источник
опорного
напряжения
Генератор
опорной
частоты
Устройство
управления
Запоминающее >
устройство ]
■ Запуск
Переполнение
Счетчик
\
±
Цифровой индикатор
Г
t1
+Ug
U-X *
I
I
I
-ttfL.
U-on
"■ИНТ.
_J
i
^ ■■"■ >■
1
_
t
lHlttllllllllll
IIIHllllllllHIIIIIIHIiniHI -
Рис. 2.33. Цифровой вольтметр, реализующий метод двойного интегрирования:
а — структурная схема; 6 — временные диаграммы, поясняющие его работу
жение интегратора снова не станет равным
нулю. Поэтому в течение времени второго
такта напряжение на выходе интегратора
Моп dt =
RC
а в конце этого периода
и2 (Тх) = uxTJRC - uonTJRC,
откуда Тх = ихТИ/иоп. Преобразование вре-
временного интервала Тх в эквивалентное число
импульсов Nx осуществляется так же, как и
в описанном выше методе,— путем заполне-
заполнения Тх импульсами генератора опорной ча-
частоты и подсчета их числа счетчиком Nx =
= "х^и/оп/«оп (/оп- частота генератора
опорной частоты).
Интервал интегрирования Ги форми-
формируется обычно путем заполнения счетчика
импульсами от генератора опорной частоты
и равен в этом случае 7J, = N//on (N —
емкость счетчика), тогда Nx = uxN/uon.
Из уравнения Tx — F(Ux) видно, что вре-
временной интервал Тх, пропорциональный их,
не зависит от постоянной времени интегра-
интегратора RC, а зависит от значений моп и Тю ко-
которые могут поддерживаться постоянными
с высокой точностью, В этом основное пре-
преимущество метода двойного интегрирования
перед методом с генератором линейно изме-
изменяющегося напряжения, описанным выше.
Достоинством метода является также то, что
значение Nx не зависит от начального напря-
напряжения интегратора и долговременной неста-
нестабильности Ти и /оп.
Структурная схема ЦВ, основанного на
методе двойного интегрирования, приведена
на рис. 2.33,а, а временные диаграммы, по-
поясняющие его работу, — на рис. 2.33,6. По-
После запуска устройства управления (момент
Г]) на счетчик и запоминающее устройство
подается сигнал, устанавливающий их в ис-
исходное (нулевое) состояние. В момент t2
с устройства управления подается сигнал, ко-
который ключ Кл2 размыкает, а ключ Кл1
устанавливает в положение 1, когда на вход
интегратора подается их, например -bUj.
Ключ Кл1 находится в положении 1 в тече-
течение времени ТИ, при этом напряжение на вы-
выходе интегратора минт возрастает до значе-
значения + и/ (первый такт работы прибора).
Интервал интегрирования Ги формируется
следующим образом. В момент t2 на один из
входов схемы И с устройства управления
подается сигнал, по которому с выхода
схемы И на вход счетчика подаются им-
импульсы с генератора опорной частоты, по-
подаваемые на второй вход схемы И. Счет
этих импульсов идет до полного заполнения
счетчика. На рис. 2.33, а счетчик имеет чет-
четные декады, следовательно, счет идет до
104 импульсов. После того как в счетчике за-
зафиксируется 9999 импульсов, следующий де-
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
65
сятитысячный импульс возвращает его в ис-
исходное состояние и с последней декады на
устройство управления подается сигнал пере-
переполнения, по которому ключ Кл1 устанавли-
устанавливается в положение 2.
В течение интервала Ги состояние счет-
счетчика не переносится в запоминающее
устройство и не индицируется на цифровом
индикаторе.
Интервал интегрирования Т„ = NT0 =
— N//o (N — емкость счетчика) формируется
из импульсов генератора опорной частоты,
и его постоянство определяется стабиль-
стабильностью /0.
Когда ключ Кл1 переключится в поло-
положение 2 (момент t3), на вход интегратора бу-
будет подаваться опорное напряжение и0П с по-
полярностью, противоположной их (опреде-
(определяется положением ключа Кл3). Начинается
второй такт работы прибора, когда напряже-
напряжение на выходе интегратора начинает умень-
уменьшаться от значения + и[ до нуля (момент
Г4). Момент минт = 0 определяет устройство
сравнения, которое выдает импульс
в устройство управления. Устройство управ-
управления снимает сигнал со схемы Я, и им-
импульсы с генератора опорной частоты на
счетчик не подаются. Число импульсов Nx,
подсчитанное счетчиком в интервале Тх =
= ?4 — ?з> пропорционально их. Оно фикси-
фиксируется в запоминающем устройстве и инди-
индицируется на цифровом индикаторе до прихо-
прихода следующего импульса запуска.
На рис. 2.33,6 показано, как изменяются
напряжение на интеграторе и временной ин-
интервал Тх для различных значений
их — положительного иу (толстая линия), от-
отрицательного Uj (пунктирная линия), поло-
положительного м2, в 2 раза превышающего и1
(тонкая линия). Наклон интегратора (угол ос)
при разряде постоянен, так как постоянны
напряжение и постоянная времени интегра-
интегратора, это и дает возможность получить вре-
время разряда интегратора Тх, пропорциональ-
пропорциональное их.
На рис. 2.33,6 показан также процесс
интегрирования их=и2+ип. При равенстве
периода помехи Тп и Ги напряжение помехи
ип не оказывает влияние на значение «2',
а следовательно, на Т&.
Погрешность измерения данным мето-
методом, определяется нестабильностью иоп, не-
нестабильностью порога срабатывания устрой-
устройства сравнения, определяющего равенство
минт = 0> влиянием остаточных параметров
аналоговых ключей, коммутирующих их и
«оп, кратковременной нестабильностью /0 и
тк.
Практически все современные ЦВ
3 п/р Кузнецова В. А.
строятся на основе метода двойного инте-
интегрирования. ЦВ, реализованные на этом ме-
методе, имеют погрешность измерений 0,02 —
0,005%, подавление помех нормального вида
40 — 60 дБ, общего вида 100—160 дБ.
С целью наибольшего подавления помех
нормального вида с частотой сети E0
и 400 Гц) интервал интегрирования Ти выби-
выбирают кратным периоду этой сетевой помехи
Тп (ТИ =пТп,-п = 1,2...). Для поддержания
равенства Ги = пТи в ЦВ применяют систему
автоподстройки частоты, которая поддержи-
поддерживает указанное равенство с требуемой точ-
точностью.
Для увеличения точности и быстродей-
быстродействия ЦВ двойного интегрирования приме-
применяют метод с переменной крутизной пре-
преобразования. В схему дополнительно вводит-
вводится и устройств сравнения и п ключей,
подключающих и источников опорного на-
напряжения. В первом такте интегрирование
их за интервал Гн происходит так же, как
было описано ранее, а во втором разряд ин-
интегратора происходит с различной ско-
скоростью за и + 1 последовательных интерва-
интервалов длительностью Г,. При этом на первом
интервале Tt ко входу интегратора подклю-
подключается наибольшее опорное напряжение, на
последнем — наименьшее. Крутизну разряда
напряжения интегратора определяют состоя-
состояния устройств сравнения и ключей, подклю-
подключающих опорные напряжения.
Методы с промежуточным преобразова-
преобразованием напряжения в частоту (частотно-им-
(частотно-импульсные методы), несмотря на сравнитель-
сравнительную сложность реализации, используются
в большой группе ЦВ и АЦП (В7-18, В7-25
и АЦП приборов Щ1611, Щ1612, НР33460А).
Приборы, сконструированные на этих мето-
методах, обеспечивают погрешность измерения
(преобразования) 0,1—0,005%, высокое по-
подавление помех (нормального вида 40 —
60 дБ, общего вида 100—160 дБ), высокую
чувствительность @,1 — 1 мкВ).
Обобщенная структурная схема ЦВ
с преобразователем напряжения в частоту
(и -у f) приведена на рис. 2.34. По сигналу За-
Запуск устройство управления устанавливает
счетчик в нулевое состояние и запускает ге-
генератор образцовых «интервалов времени»
с кварцевой стабилизацией частоты. Напря-
Напряжение их через входное устройство подается
на вход преобразователя u-*f, выходная ча-
частота которого fx пропорциональна их, и на
один из входов схемы И. На второй вход
схемы И подается образцовый интервал
времени То. Число импульсов Nx с частотой
fx, прошедшее на вход схемы И за интервал
То, фиксируется счетчиком и индицируется
66
Измерение напряжения и силы тока
o-*H
Входное
устройство
Преобразо-
Преобразоu-*-f
ватель
То
JiiTTL
Запуск
Устройство
управления
ТоГШ
гй
Счетчик
Генератор образцовых
интервалов времени
1
♦Дешифратор
Цифровой
индикатор
Рис. 2.34. Обобщенная структурная схема ЦВ с преобразователем напряжения в частоту
цифровым индикатором. Число импульсов,
подсчитанное счетчиком,
где /сг и к2 — соответственно коэффициент
преобразования входного устройства и пре-
преобразователя u-yf. Интервал То формирует-
формируется с высокой стабильностью, поэтому точ-
точность метода определяет нестабильность
коэффициентов к1 и к2.
Известно большое число схем преобра-
преобразователей напряжения в частоту. В ЦВ на-
наиболее широко используются преобразовате-
преобразователи u~*f с импульсной обратной связью,
обеспечивающие значение выходной ча-
частоты, пропорциональной среднему значе-
значению их за интервал интегрирования. Пре-
Преобразователи м->/, применяемые в ЦВ,
обычно имеют fx не более 0,5 МГц.
Структурная схема ЦВ с преобразовате-
преобразователем и -*■ f с импульсной обратной связью
приведена на рис. 2.35, а. Принцип работы
ЦВ ясен из приведенного выше описания
обобщенной структурной схемы, поэтому
рассмотрим работу только преобразователя
u-yf. Постоянное напряжение их через вход-
входное устройство с коэффициентом преобразо-
преобразования кг подается на вход интегратора (УПТ,
охваченный емкостной отрицательной обрат-
обратной связью ООС) и интегрируется в течение
времени Ти. Напряжение на выходе интегра-
интегратора при положительной полярности их воз-
возрастает (рис. 2.35,6), а при отрицательной
уменьшается. С выхода интегратора напря-
напряжение подается на один из входов сравни-
сравнивающих устройств, на вторые входы ко-
которых подается опорное напряжение иоп.
При равенстве напряжений на выходе инте-
интегратора и иоп сравнивающее устройство сра-
срабатывает и включает преобразователь
обратной связи (— при положительном их,
+ при отрицательном). Преобразователь ОС
в течение времени tox подает на вход ин-
интегратора импульс с амплитудой но.с> вольт-
Ujr
УПТ
Преобразова-
Преобразователь 0Clt+"
Преобразова-
Преобразователь ОС и—"
Преобразователь U ■
УС,
Указатель
полярности
ИЛИ
УС2
Ограничитель
перегрузок
а
а)
ИНТ\
1
г
1
г*
■* э*
Тх
^—^—>.
Kl
1 1
io.c
к
t'
п)
-Uox\ -И
Генератор
образцовых
интервалов
времени
То
И
Счетчик
Деилиф-
ратор
X
Цифровой
индикатор
Рис. 2.35. Цифровой вольтметр с преобра-
преобразователем напряжения в частоту с импульс-
импульсной обратной связью:
а — структурная схема; б — временные диаграм-
диаграммы, поясняющие принцип работы преобразователя
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
67
секундная площадь которого нас*о.с = const
и который возвращает интегратор в исходное
состояние.
Покажем, что выходная частота fx пре-
преобразователя и-»-/ fx = 1/(Тх + t0 J зависит
от их. Для процесса заряда и разряда инте-
интегратора при к1 = 1 можно записать
t = Моп =
'о. с
их dt,
где RiC и R2C — соответственно по-
постоянная времени цепи заряда и разряда
интегратора.
При и0 с = const в результате интегриро-
интегрирования получим
T»ux/RlC = uon = Гаси0.с/Л2С - to.cM^/RjC;
vo.c
l,C
-Uy =
откуда
Л = ^Г =
RiC
-их = ких.
(-■ иОм с@. с -«ч«о. с'о. с
Следовательно, параметры преобразова-
теля u-yf не зависят от значений емкости
С и опорного напряжения моп и определяют-
определяются отношением сопротивлений резисторов
R2/Ri и стабильностью вольт-секундной
площади. Путем применения интегральной
технологии или травления фольгироваиного
ремстивного материала получают высокую
точность и стабильность отношения /?2/^i-
В качестве формирователя стабильной
вольт-секундной площади могут использо-
использоваться, например, два триггера, нагрузкой
которых являются первичные обмотки им-
импульсных трансформаторов с сердечниками,
имеющими прямоугольную петлю гистере-
гистерезиса. Питание триггеров осуществляется от
высокостабильного источника. Формирова-
Формирователь вольт-секундной площади для повыше-
повышения стабильности помещают в термостат.
Метод с промежуточным преобразова-
преобразованием напряжения в фазу. Структурная схема
одного из вариантов ЦВ на основе этого ме-
метода приведена на рис. 2.36, а. По сигналу
Запуск устройство управления устанавливает
счетчик в исходное (нулевое) состояние и вы-
выдает на формирователи
и Ф2 сигнал,
синхронизирующий их работу, Формирова-
Формирователи Ф, и Ф2 выдают импульсные сигналы
в момент прохождения через нулевое значе-
значение поступающих на них переменных напря-
напряжений моп и иф опорной частоты /оп
(рис. 2.36,6). Напряжение иоп подается одно-
их
Генератор
стаоильной.
частоты
Фазовраща-
ЮШРР
устройство
fo
Up
И
t
Фч
Счетчик
1
Дешиф-
Дешифратор
Устройство
управления
Цифровой,
индикатор
1
Запуск '
а.
on
Фаз обращающее
устройство
Генератор
стабильной,
частоты
^Счетчик
I
Запуск
Рис. 2.36. Цифровой вольтметр с про-
промежуточным преобразователем постоян-
постоянного напряжения в фазу:
а — структурная схема; б —временные диа-
диаграммы, поясняющие работу вольтметра
Измерение напряжения и силы тока
временно на формирователь 2-й через фазо-
вращающее устройство, управляемое их, на
0V Импульсы с Ф, и Ф2 подаются на схему
И, на один из входов которой подаются им-
импульсы с частотой /0 от генератора стабиль-
стабильной частоты. Схема И в течение времени Гф,
равного разности фаз между ыоп и выходным
напряжением фазовращателя ич G^ = t2 — tt),
пропускает импульсы с частотой /0 на счет-
счетчик. Число этих импульсов JVX = T^f0 =
= kfoux (k — коэффициент преобразования
формирующего устройства).
Кодово-импульсные методы (методы по-
поразрядного кодирования) чаще применяются
при конструировании АЦП и реже ЦВ. Из-
Известно большое число этих методов. В пре-
преобразователях кодово-импульсного типа из-
измеряемое напряжение их сравнивается
с напряжениями компенсации мк/, значения
которых изменяются ступенями в соответ-
соответствии со значениями разрядов выбранной си-
системы счисления. В ЦВ uKj изменяется обыч-
обычно по двоично-десятичному коду, в АЦП —
по двоичному, поэтому по окончании цикла
сравнения и1
их = ик = q X я/21,
i = 0
где п — число разрядов кода; q — напряже-
напряжение, соответствующее единице младшего
разряда; а, — коэффициент, равный 1 или О
в зависимости от результатов сравнения
в каждом такте.
Кодово-импульсные ЦВ (АЦП) напряже-
напряжения (тока) по принципу построения можно
разделить на две группы:
а) выполненные в виде замкнутых си-
систем со сравнением аналоговых величин
и имеющие цепь обратной связи, охватываю-
охватывающую весь АЦП. В цепь обратной связи
включен ЦАП, преобразующий парал-
параллельный код в напряжение (ток);
б) выполненные в виде разомкнутых си-
систем без обратной связи, охватывающей весь
АЦП.
Цифровые вольтметры, как правило,
строятся в виде замкнутых систем со сравне-
сравнением аналоговых величин. Упрощенная
структурная схема такого ЦВ приведена на
рис. 231,а. Напряжение их через входное
устройство (с коэффициентом преобразова-
преобразования к) подается на устройство сравнения, на
второй вход которого с ЦАП подается ком-
компенсирующее напряжение нк. По сигналам
устройства управления происходит уравнове-
уравновешивание напряжения ких напряжением щ.
Устройство сравнения в зависимости от зна-
знака разности иК — ких подает соответствую-
соответствующий сигнал в устройство управления, кото-
которое воздействует на ЦАП таким образом,
что в течение нескольких тактов происходит
уравновешивание ких напряжением мк в со-
соответствии с выбранным кодом. Устройство
управления управляет ЦАП до тех пор, пока
напряжение иК не будет равно ких. В процес-
процессе уравновешивания устройство управления
Входное
устройство
ких
Устройство
сравнения
"■к
ПАП
1
Устройство
управления
f
Цифровой
индикатор
1200
1100
1000
900
800
700
-
1 2 3 Ч 5 6 7 8 9 101112
Номера тактов
а) Выходной код
Рис. 2.37. Цифровой вольтметр кодово-им-
кодово-импульсного типа:
а — упрощенная структурная схема; 6 — времстшьге
диаграммы процесса уравновешивания напряже-
напряжения Ux напряжением компенсации UK
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
69
Т а б л
ица .
2.7. Компенсирующие напряжения
на каждом такте уравновешивания
их,
В
973
Но-
Номер
такта
i
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
"к., В
(компенси-
(компенсирующее
напряжение
в f'-м такте)
800
400
200
100
80
40
20
10
8
4
2
1
"к = 2 "к/,
в
800
1200
1000
• 900
980
940
960
970
978
974
972
973
ик-их,
В
-173
+ 227
+ 27
-73
+ 7
-33
-13
-3
+ 5
+ 1
-1
0
щ
1
0
0
1
0
1
1
1
0
0
1
1
запоминает результаты сравнения мК1- и ких
в каждом такте и по окончании цикла пре-
преобразования передает их в виде кода
на цифровой индикатор и для ввода, напри-
например, в ЭВМ или на регистрирующее устрой-
устройство.
Для примера на рис. 2,37,6 и в табл, 2,7
показан процесс уравновешивания измеряе-
измеряемого их = 973 В ЦВ, имеющим три деся-
десятичных разряда с q = 1 В (единиц младшего
разряда) и компенсирующим напряжением,
изменяющимся по двоично-десятичному ко-
коду 8-4-2-1.
В АЦП и ЦВ в настоящее время широко
применяются ИМС большой степени инте-
интеграции, а АЦП часто выполняются в виде
монолитной гибридной или полупроводни-
полупроводниковой схемы. На рис. 2.38 приведена схема
кодово-импульсного 8-разрядного АЦП (де-
(девятый разряд знаковый) с ЦАП в цепи
обратной свя^и, охватывающей весь АЦП,
выполненного на ИМС серий 252, 155 и 140.
Диапазон входных напряжений АЦП +4 В,
длительность цикла преобразования 5 мкс.
В аналоговую часть АЦП входят ОУ на
ИМС 14ОУД1Б, устройства сравнения
УСХ-УСЪ (БИС 252СА1) и два ЦАП (поло-
(положительной и отрицательной полярности) на
БИС 252ПА1 и 252ПА2. Цифровая часть
АЦП [сдвигающие регистры Ргх и Рг2 (на
восемь разрядов каждый), триггер Тг, триг-
триггеры разрядов Тг1 — Тгг, схемы Их и И2, ге-
генератор тактовых импульсов ГГЙ] выполне-
выполнена на элементах серии 155.
Фронтом импульса запуска триггеры Тг
и Тгг (триггер старшего разряда) устанавли-
устанавливаются в состояние 1. Срез импульса запуска
возбуждает ГТИ, после чего УС1 определяет
полярность их. При их > 0 в преобразовании
участвуют ЦАП и УС3. В этом случае сигнал
с УСг устанавливает триггер Тг в 0, что
обеспечивает пропускание выходных сигна-
сигналов УС3 схемой И2. При их < 0 триггер Тг
Выходной параллельный
двоичный код
Рис. 2.38. Функциональная схема АЦП кодово-импульсного типа на отечественных БИС
70
Измерение напряжения и силы тока
остается в состоянии 1 и в преобразовании
участвуют ЦАП_ и УС2, пропускание вы-
выходных сигналов УС2 при этом обеспечи-
обеспечивается схемой Mi. Сравнение напряжений мк,
с их осуществляется последовательно, на-
начиная со старшего разряда, для которого
uKi = 2 В, и продолжается до восьмого
(младшего) разряда. Включение разрядов
осуществляется последовательностью им-
импульсов с частотой 5 МГц, формируемой
ГТИ. Работа ГТИ прекращается после того,
как в регистре Ргх 1 дойдет до последнего
разряда. Последовательное включение мк,-
и формирование выходного кода осущест-
осуществляются по сигналам ГТИ регистрами Рги
Рг2 и триггерами Тг1 — Тг8. Выходной код
определяется состоянием цепочки триггеров
Тг1-Тг8.
Генератор тактовых импульсов имеет
в своем составе устройство (на рис. 2.38 не
показано), формирующее две последователь-
последовательности импульсов, одна из которых строби-
рует сигналы на входах сравнивающих
устройств, а другая управляет работой реги-
регистров сдвига Ргх, Рг2. Первая последователь-
последовательность импульсов задержана относительно
тактовых импульсов ГТИ на время включе-
включения одного разряда ЦАП и срабатывания
УС, а вторая — на время переключения раз-
разрядных триггеров Тг1 — Тгв.
У кодово-импульсных ЦВ погрешность
составляет 0,05—0,001% и может быть полу-
получено высокое быстродействие. Основными
составляющими погрешности кодово-им-
пульсного метода являются погрешность
ЦАП, погрешность от наличия порога чув-
чувствительности сравнивающих устройств, по-
погрешность дискретности, определяемая чис-
числом разрядов кода.
В начальный период развития ЦВ кодо-
во-импульсный метод широко применялся
при их конструировании (Щ1514, Щ1412,
Щ1312). Для подавления помех нормального
вида кодово-импульсные ЦВ снабжаются
фильтрами с подавлением 40 — 60 дБ, что
резко снижает быстродействие (время одного
измерения увеличивается на 2 —5 с). В на-
настоящее время кодово-импульсные вольт-
вольтметры используются редко из-за распростра-
распространения интегрирующих ЦВ. Кодово-им-
пульсный метод используется в настоящее
время только при реализации быстродей-
быстродействующих ЦВ (до 5000 преобраз./с).
При реализации АЦП кодово-им-
пульсный метод используется широко.
Комбинированные методы преобразования
за счет введения аппаратурной избыточности
позволяют повысить точность, разрешаю-
разрешающую способность и быстродействие ЦВ.
Обычно это достигается охватом прямой
ветви ЦВ дополнительной цепью обратной
связи на основе ЦАП. В прямой ветви ком-
комбинированные ЦВ имеют, как правило, инте-
интегрирующие АЦП невысокого класса точно-
точности, обеспечивающие высокое подавление
помех. Из комбинированных методов, ис-
используемых при конструировании ЦВ, наи-
наибольшее применение нашли интегропотен-
циометрический и метод расширенной дина-
динамической шкалы. Интегропотенциометриче-
ский метод основан на сочетании частотно-
импульсного и кодово-импульсного методов,
а метод расширенной динамической
шкалы — время-импульсного и кодово-им-
кодово-импульсного методов.
Интегропотенциометрический метод ре-
реализован в ЦВ Щ1611, Щ1612, НР3460А
и др. Структурная схема ЦВ интегропотен-
циометрического типа с преобразованием
напряжения в частоту в прямой ветви
и ЦАП напряжения в цепи обратной связи
приведена на рис. 2.39. Основными узлами
ЦВ являются преобразователь напряжения
в частоту и ЦАП, определяющий его точ-
точность. Цифро-аналоговый преобразователь
выполняется на основе резистивных или ин-
индуктивных делителей напряжения, а также
делителей на основе ШИМ. В качестве ис-
источника опорного напряжения в ЦАП ис-
используются нормальные элементы или пре-
прецизионные стабилитроны.
Измеряемое напряжение их через вход-
входной делитель подается на входной усилитель
с переменным коэффициентом усиления.
С выхода усилителя напряжение подается на
вход преобразователя напряжение —частота
(невысокой точности), частота выходных им-
импульсов которого пропорциональна подавае-
подаваемому на его вход напряжению. Работа ЦВ
осуществляется в два такта. Алгоритм ра-
работы прибора обеспечивает устройство упра-
управления. В течение первого такта на вход пре-
преобразователя напряжение — частота подается
напряжение мх. Схемы Ии И2 и ИЛИ откры-
открыты, и импульсы с преобразователя напряже-
напряжение—частота подаются на старшие декады
счетчика. В течение первого такта входное
напряжение определяется неточно (с погреш-
погрешностью преобразования напряжения в часто-
частоту 0,1—0,3%). Выходное напряжение ЦАП
' в течение интервала времени, пока идет за-
заполнение старших разрядов, равно нулю.
В конце первого такта число импульсов, за-
записанное в старших декадах счатчика, пере-
передается в ЦАП, где преобразуется с высокой
точностью @,005 — 0,0001%) в аналоговый
сигнал. Напряжение, снимаемое с ЦАП, по-
подается на вход вольтметра с полярностью,
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
71
u X
Входной
делитель
Входной
усилитель
Преобразователь
напряжение-частота (u-*- f)
иЦАП
ЦАП
Счетчик
Старшие
декады
счетчика
t— —
— —
ИЛИ
— —
i
Младшие
декады
счетчика
г
Дешифратор
i
Цифровой индикатор
__1
И,
Щ
>
Устройство
управления
Заггуск
Рис. 2.39. Структурная схема ЦВ интегропотенциометрического типа
обратной полярности напряжения их. К нача-
началу второго такта измерения разность напря-
напряжений их и мцдп подается на входной усили-
усилитель, а затем на преобразователь напряже-
напряжение—частота. Теперь преобразователь на-
напряжение—частота выполняет задачу
устройства сравнения, измеряющего разност-
разностное напряжение путем преобразования его
в последовательность импульсов, частота ко-
которых пропорциональна разностному напря-
напряжению. Импульсы с преобразователя напря-
напряжения в частоту в течение второго такта
подаются на младшие разряды счетчика.
В конце второго такта числовой эквивалент
измеряемого напряжения будет зафиксиро-
зафиксирован положением всех разрядов счетчика.
Рассмотрим на примере работу прибора
при их = 11,0010 В, числе старших декад
счетчика, равном четырем, младших — двум
и погрешности преобразования напряжения
в частоту 0,3 %. Напряжение, измеренное
в результате первого такта, равно 10,971 В
(погрешность 0,3%). Результирующее число
импульсов в старших декадах счетчика
1097 ± 1. Напряжение на выходе ЦАП
"ЦАП = 10,96 В. Разностное напряжение их —
— мцап = 0,0410 В. Число импульсов в двух
младших декадах счетчика, фиксируемое во
втором такте, 409 + 1 (погрешность 0,3 %).
Общее число импульсов, зафиксированное
счетчиком, равно 11009±1, и напряжение,
индицируемое цифровым индикатором после
второго такта,— 11,0009 В ± 1 зн. Достоинст-
Достоинство такой схемы — высокая точность при ис-
использовании преобразователя напряжения в
частоту малой точности. Погрешность схемы
определяется точностью и стабильностью
опорного напряжения ЦАП.
Метод расширенной динамической
шкалы реализован в ЦВ TR-6567 фирмы Та-
keda Ricken.
Особенности методов построения ЦВ
обобщены в табл. 2.8, где также приведен
уровень характеристик ЦВ, достигнутый при
реализации этих методов в настоящее время.
В ЦВ и АЦП функцию аналого-цифро-
аналого-цифрового преобразования все чаще выполняют
микропроцессоры (МП). Это позволяет в ря-
ряде случаев существенно сократить объем
устройства управления и совместить процесс
преобразования с процессом предваритель-
предварительной обработки информации. При примене-
применении микропроцессорных средств вычисли-
вычислительной техники (МСВТ) упрощается и ви-
видоизменяется процесс разработки АЦП, ко-
который в значительной степени сводится
к программированию. При таком построе-
построении АЦП в программное устройство микро-
микропроцессорной системы необходимо записать
специальную подпрограмму, реализующую
требуемый алгоритм аналого-цифрового
преобразования и выполнить ее с помощью
МП.
На рис. 2.40, а приведена функциональ-
функциональная схема АЦП кодово-импульсного типа
с напряжением компенсации, изменяющимся
по двоичному коду, у которого программное
управление осуществляется МП МС6800 че-
через периферийный интерфейсный адаптер.
Алгоритм аналого-цифрового преобразова-
преобразования рис. 2.40,6 начинается сборкой перифе-
периферийного интерфейсного адаптера. Эта опера-
операция нужна для того, чтобы определить, какие
регистры и какие разряды регистров перифе-
периферийного интерфейсного адаптера соответ-
соответствуют шинам ЦАП и других узлов. После
72
Измерение напряжения и силы тока
Таблица 2.8, Особенности методов построения ЦВ и достигнутый уровень их характеристик
Метол
измерения
Кодово-им-
пульсный
С про-
ме-
жу-
точ-
ным
пре-
обра-
зова-
нием
на-
п ря-
же-
жения
во
вре-
мен-
менной
ин-
тер-
тервал
в час-
частоту
Комбинирован-
Комбинированный
Время-им-
Время-импульсный
Время-им-
Время-импульсный с
усреднением
результатов
в цифровой
форме
Двойного
интегрирова-
интегрирования
Частотный
Интегропо-
тенциомет-
рический
(прямое пре-
образова-
образование — час-
частотный ме-
метод, обрат-
обратное — с по-
Особенности метода
Измерение мгновенного зна-
значения, относительная слож-
сложность схемы и высокая стои-
стоимость, высокая точность (оп-
(определяется параметрами ис-
источника опорного напряже-
напряжения и резистивного делите-
делителя или делителем на ШИМ),
высокая чувствительность,
низкая помехоустойчивость,
принципиально высокое быст-
быстродействие
Измерение мгновенного зна-
значения, простота схемы и низ-
низкая стоимость, невысокая точ-
точность (определяется парамет-
параметрами генератора линейно из-
изменяющегося напряжения и
сравнивающего устройства),
низкая помехоустойчивость,
низкое быстродействие
Измерение среднего значения,
простота схемы и низкая стои-
стоимость, средняя точность (вы-
(выше точности время-импуль-
время-импульсного метода за счет усред-
усреднения 10, 100, 1000 измере-
измерений), средняя помехоустойчи-
помехоустойчивость, низкое быстродействие
Измерение среднего значения,
простота схемы и низкая
стоимость, независимость по-
погрешности от параметров эле-
элементов и интегратора, вы-
высокая помехоустойчивость,
низкое быстродействие
Измерение среднего значения,
средняя точность (определя-
(определяется стабильностью парамет-
параметров интегратора, сравниваю-
сравнивающего устройства, формиро-
формирователя вольт-секундной пло-
площади), средняя сложность схе-
схемы и стоимость, высокая по-
помехоустойчивость, зависи-
зависимость параметров от темпе-
температуры
Измерение среднего значения,
сложность схемы и высокая
стоимость, высокая точность,
высокая чувствительность,
достаточно высокая помехо-
помехоустойчивость, малое быстро-
быстродействие
Достигнутый уровень
характерна гик ЦВ
Погрешность 0,01-0,001%,
чувствительность 10 мкВ, быст-
быстродействие 0,2 — 500 мс, подав-
подавление помех нормального вида
без фильтра 0
ч
Погрешность 0,1—0,5%, чувст-
чувствительность 1 — 10 мВ, быстро-
быстродействие 10 мс — 5 с, подав-
подавление помех нормального вида
без фильтра 0
Погрешность 0,1 %, чувстви-
чувствительность 100 мкВ, быстро-
быстродействие 20 мс, подавление
помех нормального вида без
фильтра 20 дБ
Погрешность 0,01—0,5%, чув-
чувствительность 1 мкВ, быстро-
быстродействие 10 — 400 мс, подавле-
подавление помех нормального вида
без фильтра - 80 дБ
Погрешность 0,05 — 0,1%, чув-
ствительноость 1 мкВ, быстро-
быстродействие 0,1 — 1 с, подавление
помех нормального вида без
фильтра 40 дБ
Погрешность 0,002-0,005%,
чувствительность 0,1 — 1 мкВ,
быстродействие 3—10 с, подав-
подавление помех нормального вида
без фильтра 70 дБ
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
73
Продолжение табл. 2.8
Метод
измерения
мощью циф-
ро-аналого-
ро-аналогового пре-
образова-
образователя)
Итерацион-
но-компен-
но-компенсационный
(прямое пре-
образова-
образование — ме-
метод двойного
интегрирова-
интегрирования, обрат-
Ное - ЦАП
с широтной
модуляцией
опорного
напряжения
Особенности метода
Измерение среднего значения,
высокая точность, высокая
чувствительность, высокая по-
помехоустойчивость, высокий
уровень интеграции
Достигнутый уровень
характеристик ЦВ
Погрешность 0,0002-0,005%,
чувствительность 10—100 нВ,
быстродействие I — 50 с, подав-
подавление помех нормального вида
70 дБ, полная автоматизация
управления работой прибора
Преобразование (^ Старт ^
окончено
Последовательный-
выходной код
Устройство
сравнения
Сборка пе-
реферийного
интерфейсно-
интерфейсного адаптера
Подготовка
памяти
Переферийный интерфейсный адаптер
Шина данных
Поворот
указателя
разряда
Шина управления
Шина адресов
Последний
Нет
Установка
разряда в 1
Задержка для
переключения
устройства
сравнения
а) Микропроцессор МС6800
- <
у'— "N
- { Преоб- Л
( разование 1
\закончено У g*
Устройство
<^сравнения^>
1
Лет
^^Да
Задержка
Сброс
разряда
±
Выход
Выход
Рис. 2.40. Функциональная схема АЦП кодово-импульсного типа, у которого логические функции
выполняет микропроцессор (а), и алгоритм его работы (б)
Рис. 2.41. Упрощенная структурная схема
АЦП двойного интегрирования с микропро-
микропроцессором
1 R
"» / N | 1
^r R
Интегра-
Интегратор
—
МП
1
г
74
Измерение напряжения и силы тока
этого подготавливается память и устанавли-
устанавливается указатель разряда. Затем указатель
поворачивается на одну позицию и прове-
проверяется, не последняя ли она, после чего
данный разряд устанавливается в положение
1. После задержки, необходимой для сра-
срабатывания сравнивающею устройства, про-
проверяется уровень на его выходе. Если выход-
выходное напряжение лог. 1, то 1 записывается
в регистр периферийного интерфейсного
адаптера и следует переход к следующему
такту. Если сигнал на выходе устройства
сравнения равен 0, данный разряд и соответ-
соответствующий ему регистр периферийного ин-
интерфейсного адаптера устанавливаются в О
и затем происходит переход к следующему
такту. Задержка в петле «Да» нужна для вы-
выравнивания времени выполнения операций
на обоих выходах этой части алгоритма.
Время выполнения всей программы ана-
аналого-цифрового преобразования составляет
700 мкс.
Микропроцессоры используются для
аналого-цифрового преобразования и в ЦВ
двойного интегрирования. При этом про-
программа аналого-цифрового преобразования
получается проще, чем на рис. 2.40,6. Отли-
Отличительной особенностью АЦП двойного ин-
интегрирования с МП (рис. 2.41) по сравнению
с АЦП без МП (см. рис. 2.33, а) является от-
отсутствие устройства сравнения. Нулевым на-
напряжением интегратора считается пороговое
напряжение входа микропроцессора. Процесс
преобразования состоит из трех операций:
коррекции нуля, интегрирования напряжения
их в течение интервала интегрирования Ги
и интегрирования опорного напряжения ыоп
до момента, пока на выходе МП не будет за-
зафиксировано, что выходное напряжение ин-
интегратора достигло порогового уровня.
Опорное напряжение иоп с выхода 1 МП
подается одновременно с запиранием ключа,
выполненного на транзисторе V. Микропро-
Микропроцессоры в АЦП двойного интегрирования
могут произвольно использовать время уста-
установки нуля (поскольку это время не ограни-
ограничено жестко) для работы по основной про-
программе.
2.6.3. АВТОМАТИЗАЦИЯ ИЗМЕРЕНИЙ
В ЦВ (АЦП) автоматизации подлежат
управление процессом измерения (аналого-
цифровое преобразование и алгоритм ра-
работы прибора), выбор предела измерений,
установка нуля и калибровка, определение
работоспособности и диагностика неисправ-
неисправностей прибора, определение и индикация
полярности, дистанционно-программное
управление видом измерения и родом ра-
работы, запуск прибора, выбор времени изме-
измерений, обработка результатов измерений
и другие операции процесса измерения
и управления прибором.
Современные ЦВ и АЦП (особенно си-
системные) имеют высокий уровень автомати-
автоматизации. Следует отметить, что даже ряд ана-
аналоговых вольтметров имеет автоматический
выбор пределов (АВП) измерений и дистан-
дистанционное управление работой прибора (моде-
(модели 2425 и 2426 фирмы «Брюль и Къер»),
а также элементы автоматической установки
нуля и калибровки. ЦВ и АЦП содержат
устройства как внутриприборной, так и меж-
межприборной автоматизации. Устройства меж-
межприборной автоматизации обеспечивают ра-
работу ЦВ (АЦП) как звеньев современных
ИИС, возросшая роль ЦВ и АЦП в которых
отмечалась выше. Примерами межприбор-
межприборной автоматизации являются работа ЦВ
(АЦП) через КОП по ГОСТ 26.003-80
и возможность их автоматизированной по-
поверки с помощью соответствующих про-
программ.
Устройства и элементы внутриприбор-
внутриприборной автоматизации обеспечивают АВП, ав-
автоматическую установку нуля и калибровку,
автоматическое определение и индикацию
полярности и автоматизацию других опера-
операций процесса измерений.
Ведущую роль в автоматизации процес-
процессов измерений, управления и обработки ре-
результатов у цифровых вольтметров играют
МСВТ — ключевые изделия, направляющие
в настоящее время развитие средств измере-
измерений; 20% всех выпускаемых за рубежом
МСВТ используется в электронной измери-
измерительной аппаратуре. Микропроцессоры (бла-
(благодаря замене аппаратных средств про-
программными) позволили полностью автома-
автоматизировать процесс измерений, существенно
упростить структуру ЦВ (АЦП) и управление
ими, расширить их функциональные возмож-
возможности, упростить и расширить возможности
передачи и обмена информацией между ЦВ
(АЦП) и другими устройствами ИИС.
ЦВ и АЦП — приборы, в которых пре-
преимущества МСВТ были реализованы рань-
раньше, чем в других приборах. В настоящее вре-
. мя МСВТ применяются в ЦВ и АЦП
достаточно широко, особенно в ЦВ (АЦП)
для ИИС: зарубежных - 7055, 7065, 7081
фирмы Solartron-Schlumberger; 85OOA, 8502А
фирмы Fluke; 7115 фирмы Systron Donner;
1071, 1081 фирмы Datron; 3455A фирмы Hew-
Hewlett Packard; отечественных Щ1531, Щ1612,
В7-39, В7-40; калибраторе-вольтметре В1-18,
В1-18А.
В ЦВ и АЦП с помощью МП могут
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
75
быть реализованы следующие функции: ав-
автоматическая установка нуля; автокалибров-
автокалибровка; автоматическая коррекция погрешностей,
исключение погрешности от нелинейности
характеристики преобразования АЦП, ком-
компенсация погрешностей, обусловленных из-
изменением внешних условий и старением;
принятие решений; преобразование и обра-
обработка данных, математическая обработка
результатов измерений; индикация и пред-
представление информации; контроль работоспо-
работоспособности и диагностика неисправностей; вы-
выполнение интерфейсных функций по
ГОСТ 26.003 — 80, в том числе функций ми-
микроконтроллера и др.
Предел измерения ЦВ определяется зна-
значением измеряемого сигнала и зависит от
коэффициента передачи входного устройства
прибора. В настоящее время все большее
распространение получают устройства АВП
измерения, осуществляющие адаптацию чув-
чувствительности прибора к значению измеряе-
измеряемого напряжения. Применение АВП позво-
позволяет сократить общее время измерения,
делает возможным полную автоматизацию
процесса измерения и использование прибо-
прибора в ИИС.
Устройство АВП измерения можно рас-
рассматривать как логический автомат, ко-
который вырабатывает сигнал, изменяющий
чувствительность входного устройства ЦВ.
Такой автомат строится по схеме, изобра-
изображенной на рис. 2.42. Измеряемое напряжение
их подается на входное устройство, коэффи-
коэффициент передачи которого изменяется с по-
помощью опорных элементов. Из входного
устройства сигнал поступает на устройство
сравнения, которое сравнивает его с заранее
установленными пороговыми напряжениями
*пор-
Входное устрой-
устройство (с опорны-
опорными элементами)
kux
К АПП
Устройство сравнивающее
ипор
I Устройство управления
Блок переключения
опорных элементов
Устройство индикации
предела измерения
Рис. 2.42. Упрощенная структурная схема
АВП измерений
Устройство управления по заданному
алгоритму осуществляет логическую связь
между устройством сравнения и блоком
переключения опорных элементов. Выходной
сигнал блока переключения подается на
устройство индикации предела измерения
и для переключения опорных элементов во
входном устройстве.
По алгоритму работы существующие
устройства АВП измерения можно разделить
на три группы:
устройства, в которых выбор предела
осуществляется последовательным перебо-
перебором пределов от наименее чувствительного
в сторону увеличения чувствительности;
устройства, в которых выбор предела
осуществляется последовательным перебо-
перебором пределов в сторону уменьшения чув-
чувствительности;
устройства, в которых выбор предела
осуществляется перебором пределов как
в сторону увеличения, так и в сторону умень-
уменьшения чувствительности (реверсивного дей-
действия).
На рис. 2.43 приведены схема алгоритма
работы (а) и функциональная схема (б)
устройства АВП измерений с последова-
последовательным увеличением чувствительности.
В устройствах АВП измерений с последова-
последовательным увеличением чувствительности вы-
выбор предела измерения для исключения пере-
перегрузок входного усилителя всегда начинается
со старшего, наименее чувствительного пре-
предела. Согласно схеме алгоритма по сигналу
Уст.0 в начале каждого цикла измерения
включается наименее чувствительный предел
измерения N = п (N — номер предела). При
выполнении условия ихк^<ин (где /с^ —
коэффициент передачи входного устройства
на JV-м пределе; ин — нижнее пороговое на-
напряжение) происходит переключение на бо-
более чувствительный предел измерения N =
= п — 1. Если на этом пределе измерения ус-
условие ихк^ < и» продолжает выполняться, то
происходит новое переключение на более
чувствительный предел. Такое изменение
чувствительности продолжается до тех пор,
пока значение uxkN не превысит ин. На этом
выбор предела заканчивается, и напряжение
с входного устройства подается на АЦП,
а выбранный предел индицируется на инди-
индикаторе предела измерения.
Структурная схема устройства АВП на
семь пределов измерения, работающая по
описанному выше принципу, приведена на
рис. 2.43,6. По сигналу Уст.0 включается ге-
генератор импульсов ГИ, а триггеры Гг1; Гг2
и Тг3 устанавливаются в исходное состоя-
состояние, при этом на вход схемы Иу поступает
76
Измерение напряжения и силы тока
К Г И
а)
Рис. 2.43. Устройство АВП измерений с последовательным увеличением чувствительности:
а — алгоритм работы устройства; б — функциональная схема устройства
сигнал, обеспечивающий срабатывание ре-
реле Pi и включение резистора /?ь соответ-
соответствующего наименьшей чувствительности
прибора.
Если при этом выполняется условие
мх/сдг > мн» то выходное напряжение устрой-
устройства сравнения равно нулю и управляющие
импульсы от генератора ГИ не проходят на
счетный вход триггера Тгх, При этом при-
прибор остается включенным на наименее чув-
чувствительный предел измерения. Если выпол-
выполняется условие ихк^ < мн, то устройство
сравнения переключается в противополож-
противоположное состояние и его выходное напряжение
разрешает прохождение управляющих им-
импульсов от Г И на счетный вход* триггера Тгг
до тех пор, пока не наступит выполнение не-
неравенства uxkN > мн. При этом выходное на-
напряжение устройства сравнения становится
равным нулю и поступление импульсов на
счетный вход триггера Тг1 прекращается.
Прибор оказывается включенным на тре-
требуемый предел измерения. Для устранения
ошибки в выборе предела период импульсов
генератора Г И выбирается большим вре-
времени установления выходного напряжения
входного устройства.
В устройствах АВП измерений с после-
последовательным понижением чувствительности
схема алгоритма работы устройства отли-
отличается от схемы с последовательным увели-
увеличением чувствительности только начальным
значением предела (N — 1) и условием пере-
перехода на следующий, менее чувствительный
предел измерения (ихк^ > мв — верхнего по-
порогового напряжения). Структурная схема
устройства АВП измерений с последова-
последовательным понижением чувствительности не
имеет принципиальных отличий от схемы на
рис. 2.43,6. Разница в том, что резистор R1
соответствует максимальной чувствительно-
чувствительности прибора, и устройство производит пере-
переключение пределов измерения при выполне-
выполнении условия ихкн < мв.
Реверсивное устройство АВП измерений
позволяет несколько сократить время, затра-
затрачиваемое на АВП измерения. В этом устрой-
устройстве используются два пороговых напряже-
напряжения: ин и мв, с которыми производится
сравнение выходного напряжения входного
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
77
Входное
устрой-
устройство
Рис. 2.44. Устройство АВП измерений реверсивного типа:
а — схема алгоритма работы устройства; б — функциональная схема устройства
устройства. Схема алгоритма работы си-
системы приведена на рис. 2.44, а. В исходном
состоянии система может находиться на лю-
любом JV-м пределе измерения. Если измеряе-
измеряемое напряжение соответствует установленно-
установленному пределу измерения, то выполняется усло-
условие ин < uxkN < мв и процесс выбора предела
измерения заканчивается.
Если выполняется условие uxkN < мн, то
устройство переходит на (JV — 1)-й, более чув-
чувствительный предел измерения, а если
ихкм > "в, то устройство переходит на (JV +
+ 1)-й, менее чувствительный предел измере-
измерения. Необходимый предел измерения будет
достигнут при выполнении неравенства мн <
<uxk N<un.
Функциональная схема, реализующая
рассмотренную схему алгоритма работы ре-
реверсивного устройства АВП, приведена на
рис. 2.44,6. Устройство АВП содержит два
сравнивающих устройства УС1 и УС2, ревер-
реверсивный счетчик на триггерах Тгх, Тг2 и Тг3,
дешифратор состояния счетчика на схемах
#! -Я7 и реле Pl —Pv Если выполняется ус-
условие uxkN > ив, то УС2 разрешает вычита-
вычитание из результата, накопленного в счетчике,
тактовых импульсов ГИ. Если выполняется
условие uxkN < мн, то УС1 разрешает сложе-
сложение реверсивным счетчиком тактовых им-
импульсов ГИ. Сложение или вычитание им-
импульсов будет продолжаться до тех пор,
пока не наступит выполнение неравенства
ин < ихкн < мв. При выполнении этого нера-
неравенства процесс выбора предела измерения
заканчивается.
Работа реверсивного устройства АВП по
схеме на рис. 2.44,6 происходит следующим
образом. Если измеряемое напряжение их
имеет значение, удовлетворяющее условию
uH < uxkN < мв, то УС{ находится в состоя-
78
Измерение напряжения и силы тока
нии, при котором сигнал на его выходе со-
соответствует уровню логической 1, а УС2 — в
состоянии, при котором сигнал на его выхо-
выходе соответствует уровню логического 0.
В результате на входы схемы Эх подаются
сигналы запрета и выходные импульсы гене-
генератора Г И не проходят на вход триггера
Гг:. При этом устройство АВП остается
включенным на выбранном пределе измере-
измерения. Если их имеет значение, удовлетворяю-
удовлетворяющее условию Mjf&w < »н> то выходные сиг-
сигналы обоих устройств сравнения соответ-
соответствуют уровню логического 0 и на вход
схемы Э, из схемы И9 поступает сигнал, раз-
разрешающий прохождение импульсов ГИ на
вход триггера Гг,. При этом реверсивный
счетчик осуществляет сложение импульсов
генератора ГИ и происходит поочередное
переключение пределов измерения с повыше-
повышением чувствительности.
Если измеряемое напряжение их имеет
значение, удовлетворяющее условию uxkN >
> мв, то выходные сигналы обоих устройств
сравнения соответствуют уровню логической
1 и на вход схемы Эг от УС2 подается сиг-
сигнал, разрешающий прохождение импульсов
генератора Г И на вход реверсивного счетчи-
счетчика. При этом счетчик осуществляет вычита-
вычитание импульсов и происходит поочередное
переключение пределов измерения с пониже-
понижением чувствительности.
Рассмотренными алгоритмами и мето-
методами адаптации предела измерения к значе-
значению входного сигнала практически исчер-
исчерпывается все многообразие современных
устройств АВП измерения. Эти алгоритмы
могут быть реализованы не только аппа-
аппаратными методами жесткой логики (как по-
показано на рис. 2.43 и 2.44), но и с помощью
программ, реализуемых МП, как это сделано
в вольтметре Щ1531.
Применение МСВТ позволило осуще-
осуществить в ЦВ математическую обработку ре-
результатов измерений. Так, в интегрирующих
ЦВ 7055, 7065 фирмы Solartron-Schlumberger
обработку результатов производит МП 6800
фирмы Motorola, который осуществляет так-
также управление работой ЦВ. Микропроцессор
совместно с запоминающим устройством
(ЗУ) и интерфейсным модулем RS-232 позво-
позволяет реализовать восемь программ обработ-
обработки и 16 расчетных операций. Встроенная де-
девятая программа осуществляет контроль за
всеми выполняемыми операциями, так что
оператор, работающий с прибором, может
выбирать любую операцию по обработке ре-
результатов измерений и желаемый период ин-
интегрирования. Восемь программ позволяют
умножать результат измерения на любое по-
постоянное число С (R = ХС, С — любое по-
постоянное число, вводимое с клавиатуры),
определять, на сколько процентов результат
измерения отличается от заданного значения
постоянной величины п [/? = 100 (х — п)/п,
п — номинальная величина], вычитать из из-
измеряемой величины постоянное число С
(R = X — С), делить результат измерения на
постоянное число С [R = Х/С, R = 201g(X/C),
R = Х21С], определять максимальное и ми-
минимальное значения результатов нескольких
измерений и производить алгебраическое вы-
вычитание максимальных и минимальных зна-
значений результатов измерений (R = X, R =
= Хтах, R = Xmin, R = Хтах - Xminl фиксиро-
фиксировать на индикаторе экстремальные резуль-
результаты измерений и отклонение результатов
измерений от заданного значения, опреде-
определять результаты измерений, выходящие за
предельные значения, устанавливаемые на
передней панели, проводить статистический
анализ результатов измерений (каждое изме-
измерение R = Xk) — нахождение среднего значе-
значения
/ _ 1 ' \
[ R = X = — У Хк , стандартного от-
V ' up J
клонения [ R = /— У (Хк — XJ), диспер-
V V ' £ъ )
{ 1 '' - \
сии I R =— Y, (Хк — XJ 1 и среднеквадрати-
V '' I
ческого значения результатов измерений
линеаризовать изме-
измеряемые зависимости, что необходимо, напри-
например, при измерениях температуры (R — а +
2 l
ЬХр + сХ2р l)
Одиннадцать аналогичных программ ре-
реализовано в ЦВ Щ1531. Рассмотрим в каче-
качестве примера операций, выполняемых МП
в приборе Щ1531, алгоритм усреднения вы-
выборок, который может быть выполнен МП
в режиме on-line, т. е. без предварительного
накопления данных перед обработкой в па-
памяти. В каждом цикле происходит суммиро-
суммирование очередной выборки и изменение со-
состояния счетчика циклов. Для накопления
суммы, а также в качестве счетчика циклов
используются регистры общего назначения,
причем из-за их малой разрядности A байт)
для суммы необходимо использовать два ре-
регистра, которые рассматриваются как один
регистр двойной длины. Это позволяет ус-
усреднять до 256 выборок по 1 байту каждая.
При этом в цикл необходимо ввести ветвь
проверки переноса, так как в примененном
МП (серия 145) отсутствуют команды рас-
расширенной (двойной) арифметики.
Циклическая часть программы включает
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
79
Панель управления
Клавиатура
Г
Аттенюатор
и устройство
выбора режима
Преобразова-
Преобразователь и-*• и_
Преобразова-
Преобразователь R-*-u_
Делитель
напряжения
и образцовая
мера сопротив-
сопротивления Ro6p
И
УПТ
Опорное
напряже-
напряжение иоп
АЦП
Дисплей
Г
Сдвигающий
регистр
Сдвигающий
регистр
ПЗУ
Выход в
1 канал связи
(IEEE 488)
ОЗУ
Микро-
Микропроцессор
Генератор
тактов
±
Сдвигающий
регистр
Блок нормализации сигналов i
, Блок управления i
Рис. 2.45. Структурная схема ЦВ 7115 фирмы Systron-Donner
в себя шесть команд. При времени выполне-
выполнения команды регистр — регистр ^ = 2 мкс
это занимает 12 мкс, т. е. выборки могут
браться с частотой 80 кГц. Подготовка к ци-
циклу занимает одну команду. Обработка
в конце при числе выборок, кратном двум,
также занимает одну команду, т. е. малую
часть времени- взятия выборок. При числе
выборок в серии п = 256 частота выдачи ус-
усредненных данных результатов
/ = 1/ (п • 6tk + 2tk) = 10б/256 • 12 4-4 = 350 Гц.
Использование МП для автоматической
коррекции погрешностей и диагностирова-
диагностирования отказов рассмотрим на примере инте-
интегрирующего ЦВ 7115 фирмы Systron-Donner.
Структурная схема вольтметра приведена на
рис. 2.45. В ЦВ модели 7115 применен МП
типа 4004 фирмы Intel. Основными устрой-
устройствами ЦВ являются АЦП, блоки нормали-
нормализации сигналов и управления. Блок нормали-
нормализации приводит входные измеряемые сиг-
сигналы (напряжения постоянного и переменно-
переменного тока, сопротивление постоянному току)
к унифицированному сигналу (м=), который
подается на вход АЦП, работающего по ме-
методу двойного интегрирования. Блок упра-
управления обеспечивает выбор режима работы
для заданного вида измерений и создание
нужной конфигурации системы, управление
АЦП и дисплеем. Основой блока управления
является МП, связь которого с другими
устройствами выполняется с помощью сдви-
сдвигающих регистров, осуществляющих необхо-
необходимое преобразование параллельного кода
в последовательный, воспринимаемый МП.
Управление МП осуществляется с помощью
клавиатуры, расположенной на панели упра-
управления, или через стандартный интерфейс
IEEE 488. Программа работы МП хранится
в постоянном запоминающем устройстве
(ПЗУ), имеющем штекерный ввод.
Погрешность ЦВ определяется элемен-
элементами блока нормализации, АЦП и источника
опорного напряжения (примерно 19 преци-
прецизионными резисторами, 12 переключателями
и 2 нормальными элементами). Введение ав-
автоматической коррекции позволяет умень-
уменьшить число критических элементов до
5 D резисторов и 1 нормальный элемент).
Цикл коррекции повторяется после каждого
100-го или 1000-го измерения (по заданной
программе) или по внешней команде, а так-
также при включении прибора. Цикл коррекции
осуществляется в соответствии с универ-
универсальным уравнением коррекции и состоит из
16 измерений, обеспечивающих контроль на-
начальных и конечных точек каждой шкалы во
всех режимах работы. Для этих измерений
используются встроенные высокостабильные
и прецизионные резистивные делители опор-
опорного напряжения, а также внешние элементы.
80
Измерение напряжения и силы тока
В результате этих измерений определяют
значения 16 величин (А — S):
А - 0,117= КУ; J - 1 кОм МК;
В - \U= КУ; К - 10 Юм МК;
С - 101/= КУ; L - 100 кОм МК;
D - Аттенюатор G = ; М — U^ нуль;
£-0,Ш= нуль; JV-Ш^КУ;
F-W= нуль; P-l0U^ КУ;
G - кОм нуль; R - 100t/_ КУ;
Я-0,1 кОм МК; S - 1000t/_ КУ
(КУ — коэффициент усиления, МК — масш-
масштабный коэффициент).
Значения А - S используются для вычис-
вычисления 16 других параметров А{ — 515 опреде-
определяемых по приведенным ниже уравнениям
и вычисленных по определенному алгоритму
с помощью МП:
Cl =(C-F/10- 180)-10;
Dl=(D-E)B-Al)l0-5;
E,=E- 200;
F{=F- 200;
Gl = G-200;
5
Kl = (K-G)-10~5
L1=(L-GI0-5;
Ml=(M - 1200);
Si = (S-M!)-10"s.
Значения >11 —Sj вводятся в ОЗУ как
константы и используются для вычисления
поправок по следующему универсальному
уравнению коррекции:
где RCK и /?неск — соответственно скорректи-
скорректированный и нескорректированный резуль-
результаты; X и У — переменные, вычисляемые на
основе констант Ах — 5, в зависимости от
вида измерений и диапазона следующим
образом:
при измерении U= в диапазоне до 0,1 В
* = £„ Y = B-A1); 1 В Jf = F,, У = B-
-5j); 10B Jf=F,/10, У = B-С!); 100 В
X = Flt y = B-fl1)B-D1); 1000B ЛГ =
= f,/10, У = B-^B-0,);
при измерении /? в диапазоне до
0,1 кОм X = Glt Y = B -Я,); 1 кОм X = GU
y = B-JJ; 10 кОм X=G,, У = B-Х1);
100 кОм X = Gj, У = B - L,); 1000 кОм X =
y = /41B-L])B-B1); 10000 кОм
при измерении (/. до 1 В X=MU Y =
= B-JV,); 10 В X = Mlt y = B-Pt); 100 В
X = MV Y = AlB-Bl){2-Rl); 100 В Х =
= MV Y = AlB-B1)B-S1).
Параметры Al — S{ используются также
и для диагностики отказов. Обнаружение от-
отказов основано на том, что при нормальной
работе параметры А^ — 5j должны лежать
в определенных пределах: А1—М1 в преде-
пределах ±0,2% номинального значения, а^-
— Sl в пределах ±0,7%. Если при сравне-
сравнении измеренного значения параметра с за-
заданными пределами оказывается, что оно
лежит вне этих пределов, то диагностическая
программа выдает соответствующий сигнал
и зажигается предупредительный световой
сигнал. Определенное сочетание параметров,
значения которых оказались вне заданных
пределов, соответствует вполне определенно-
определенному отказу, например параметры JVP Px, Rlt
St соответствуют преобразователю перемен-
переменного напряжения.
На дисплее имеется 34 дополнительных
светодиода, предназначенных для индикации
режима работы и отказов других элементов,
а также состояния контактов и переключате-
переключателей прибора. Расхождение между действи-
действительным состоянием переключателей, инди-
индицируемых с помощью светодиодов, и тре-
требуемым указывает на отказ в выполнении
команды на установку требуемого режима
работы в системе ввода-вывода или в сдви-
сдвигающих регистрах или на неправильную
передачу данных к сдвигающим регистрам
(из-за отказов оптоэлектронных приборов,
ЗУ, сдвигающих регистров или переключате-
переключателей). Один из 34 светодиодов производит
индикацию тактовых импульсов, другой —
индикацию выполнения отсчетов входного
сигнала, и еще один — состояния ключа в ка-
канале длительности в АЦП. Отсутствие инди-
индикации этих трех светодиодов указывает на
отказ МП, ПЗУ или логических схем устрой-
устройства управления.
Алгоритм работы МП приведен на
рис. 2.46. Программа начинает выполняться
после включения напряжения питания. Сна-
Сначала реализуется процедура коррекции, в хо-
ходе которой производится определение и за-
запоминание ряда констант. Затем производит-
производится ввод в ОЗУ сведений о режимах измере-
измерений, диапазоне и др. Следующим является
режим измерения, который обеспечивается
необходимой коммутацией цепей с помощью
релейных контактов и электронных ключей.
В режиме АВП измерений производится кон-
контроль переполнения и переход к другому
диапазону. При выборе требуемого диапазо-
диапазона производится, при необходимости, кор-
коррекция результата в соответствии с приве-
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
81
С
Старт
Автоматам еская-£*а
Измерение и запо-
запоминание констант,
диагностика
Выбор режима
работы, установка
диапазона измерений
Установка
диапазона
Переключ ени е
диапазонов
к максималь-
максимальному
Переключение
диапазонов
от первого
Измерение
Перейти к другому
Да ^ диапазону
или оставить
выбранный?
Переполнение:
Меньше
нижней границы
диапазона?
Мини-
Минимальный
диапазон?
Знак переполнения
Скорректированный
результат
Требуется ли
коррекция ?
Требуется ли
обработка
данных ?
Обработка данных
Вывод данных
на дисплей
и в устройство связи
Требуется ли
отображение
результатов
диагностики?
Да
Вывод констант
на дисплей
Рис. 2.46. Алгоритм работы МП ЦВ 7115 фирмы Systron-Donner
денным выше уравнением универсальной
корректировки. Затем, при необходимости,
производится обработка данных, после чего
результат измерения выводится для индика-
индикации на дисплей. Описанная программа зани-
занимает в ПЗУ 2,5 Кбайт. Подпрограмма обра-
обработки данных занимает 1,5 Кбайт.
Калибровка современных универсальных
82
Измерение напряжения и силы тока
Постоянная память
калибровки
Память программы
Память дисплея
Л-1
Гальваническая развязка.
Микропроцессор
Прецизионный
опорный элемент
Делитель
временного деления
Клавиатура шины
IEEE 488
Цепи усиления
и затухания
Дисплей Выход
Рис. 2.47. Структурная схема автокалибровки на основе МП
ЦВ с помощью потенциометров значительно
ухудшает работу прибора. Такая калибровка
требует съема крышек и стенок прибора, что
нарушает его тепловой баланс, а весь про-
процесс калибровки отнимает много времени
и приводит к возникновению погрешностей.
В ряде современных ЦВ применена система
калибровки на основе микропроцессора и ЗУ
(рис. 2.47). Все калибровочные коэффициенты
определяются в процессе калибровочного
цикла и хранятся в ПЗУ (независимо от вы-
выключения прибора). Каждый калибровочный
коэффициент по диапазону и функциональ-
функциональному назначению имеет свой адрес, и микро-
микропроцессор выдает данные для каждого режи-
режима калибровки.
На рис. 2.48 приведен пример установки
калибровочных коэффициентов у калибрато-
калибратора-вольтметра 4000 фирмы Datron. Выклю-
Выключатель на задней стенке позволяет включить
прибор 4000 в режим калибровки, что будет
показано на дисплее. Выбирается нужный
для калибровки диапазон, и дифферен-
дифференциальный вольтметр, соединенный с вы-
выходными зажимами, устанавливается на нуль
(рис. 2.48, а). Ключом Вверх/вниз для на-
настройки делителя устанавливают дифферен-
дифференциальный вольтметр на нуль, затем нажи-
нажимают ключ Калибровка. Микропроцессор
считывает данные, посылаемые в схему вре-
временного деления для получения нуля на вы-
выходе, и посылает их в устройство памяти ка-
калибровки. Затем они используются для вы-
выдачи поправок смещения по данному пове-
поверяемому диапазону и виду работы. Кали-
Калибровка усиления производится аналогично;
единственной сложностью является то, что
прибор, по которому поверяется устройство,
использует обычную технику с применением
нормальных элементов и делителей
(рис. 2.48,6). Опорный делитель аттестован
обычным способом. При помощи ключей де-
делителя прибора 4000 Вверх/вниз устанавли-
устанавливается нуль дифференциального вольтметра,
включенного на поддиапазон 10 В. Нажимая
ключ Калибровка, включаем МП для расчета
погрешности коэффициента усиления и на-
нагрузки, и данные засылаются в память кали-
калибровки для последующего их воспроизведе-
воспроизведения. Коэффициенты усиления и смещения на
каждом диапазоне независимы, поэтому
каждый диапазон может регулироваться от-
отдельно. Корректировка коэффициентов мо-
может быть осуществлена путем непосред-
Подстройка
Дифферен- Задняя
циальный панель
1000 вольтметр прибора.
Задняя стенка прибора.
goo
Ключ „Калибровка"
„Вверх /вниз"
для настройки
делителя
Стабильный.
блок
питания
Дифференциальный,
вольтметр образцовый.
Дифференциальный
Рис. 2.48. Установка калибровочных коэффициентов у калибратора-вольтметра 4000 фирмы
Datron
2.6. Измерение напряжения и силы тока с помощью цифровых приборов
83
ГТ"
Преобразователь R,I,u-*-f
Преобразова-
Преобразователь R,I->u
Вход
Вход и
Коммути рующее
устройство
Дешифратор
преобразова-
преобразователя
Входной
L_
Интегратор
Устройство
сравнения
IF*
Схема
выбора
полярности
и формиро-
формирования
импульса
счёта
Т
Формирователи
импульсов
обратной связи
Блок
питания
J
Термостат i
Блок развязы-
развязывающих реле
Вход f
_j
| Выход
' ' информации в коде
Устройство
АВП
Вход дистанционно-
программного
управления
Блок
управления
Частотомер
Отсчётное
устройство
I
Выход информации в коде |
1
Рис. 2.49. Структурная схема ЦВ В7-18
Магистральные
приемо-
приемопередатчики
иаин управления
\
Iaj ^ Ц. ^
ATN
BAV
*■
i
УВп
fOL
AH
RFB |
RFJ)
ВАС
f
SH
ATN ^
BAV
BAV
ATN^
BAV
1
С
i
i
<
f *
о со с
T
д
MTA
i
L
Дешифратор
команд и adnecot
1
J1
h
dav1
—J5PAS
h
LACl
i
i
? &TL
get1
1
ВТ
_J ,
1 i
RL
)
IFC
-i
-*
/
< j
BK1
/
■
r
[rst
st
i 1
rqs
SR
1
i
L
SRQ.
BI01...HI07
Рис. 2.50. Структурная схема интерфейсной части устройства ЦВ Щ1612, реализующего
интерфейсные функции
84
Измерение напряжения и силы тока
ственного измерения напряжения нормаль-
нормального элемента.
При калибровке прибора в режиме изме-
измерения сопротивления регулировка образ-
образцовых резисторов не производится (чтобы не
нарушать изоляцию образцовых резисторов),
а абсолютные значения образцовых резисто-
резисторов хранятся в памяти калибровки и вы-
выдаются на дисплей при включении требуемо-
требуемого диапазона измерений сопротивления.
В СССР ЦВ, используемые в ИИС, раз-
разрабатываются и выпускаются для примене-
применения в агрегатированных системах АСЭТ
и ЕАКАСИТ. Примером ЦВ системы
ЕАКАСИТ может служить В7-18. Структур-
Структурная схема прибора приведена на рис. 2.49.
Прибор состоит из двух частей: преобразо-
преобразователя постоянного напряжения, тока и со-
сопротивления в частоту, гальванически развя-
развязанного от всего прибора для подавления
помех общего вида, и счетной части с входя-
входящими в нее частотомером, блоком управле-
управления, блоком АВП и блоком питания. Пре-
Преобразователь напряжения в частоту выпол-
выполнен по схеме с импульсной обратной связью
(см. п. 2.6.2). Прибор обеспечивает автомати-
автоматический и ручной выбор предела измерений,
автоматическое определение и индикацию
полярности измеряемого постоянного напря-
напряжения и тока, установку нуля и калибровку.
Запуск прибора ручной, периодический и ди-
дистанционный. Прибор имеет дистанционно-
программное управление видом измерения,
родом работы, временем измерения в двоич-
двоично-десятичном коде 8-4-2-1. Дистанционно-
программно устанавливаются: вид измере-
измерения U, I, R, f, U „; пределы измерений 1, 2,
3, 4; род работы — установка нуля (I/), кали-
калибровка /, калибровка U+, калибровка U _,
калибровка IR, калибровка U ~; выбор пре-
пределов измерения — ручной, автоматический;
время измерения 0,01; 0,1; 1 с; при совмест-
совместной работе с В9-1 — фильтр быстро, фильтр
медленно; децимальные точки; знаки +,
перегрузка «Пер.», размерность (цА, тА,
mV, V, kfi, МП, kHz).
На примере вольтметра Щ1612 системы
АСЭТ рассмотрим работу прибора через
КОП по ГОСТ 26.003-80. Для работы при-
прибора через КОП в вольтметре имеется
устройство сопряжения, реализованное аппа-
аппаратными методами.
Интерфейсное устройство вольтметра
Щ1612 представляет собой съемный блок, со-
состоящий из двух плат, одна из которых ре-
реализует интерфейсные функции, необхо-
необходимые для согласования прибора с маги-
магистралью (ГОСТ 26.003-80), а другая - при-
приборную часть интерфейсного устройства,
необходимую для согласования сигналов ма-
магистрали и цифровых входов-выходов прибо-
прибора. Структурная схема интерфейсной части
устройства, реализующего интерфейсные
функции, приведена на рис. 2.50. Так как
прибор должен принимать информацию
о режиме работы и пределах, запуске и вы-
выдавать информацию о конце измерения, из-
измеренном напряжении, пределе и перегрузке,
то интерфейсная часть устройства, реализую-
реализующая интерфейсные функции, должна позво-
позволять принимать и передавать информацию,
т. е. быть приемопередатчиком. Для этого
на плате интерфейсных функций вольтметра
реализованы следующие функции: АН — со-
согласование приема, SH — согласование пере-
передачи, L — прием, Т — передача, DT — запуск,
SR — запрос обслуживания, RL — дистан-
дистанционное (местное) управление. На этой же
плате располагаются дешифратор команд и
адресов и магистральные приемопередатчики
шин управления передачей и управления ин-
интерфейсом (кроме линии EOI).
Функция SH обеспечивает передачу
многолинейных сообщений по линиям DIO,
управляет началом и концом передачи байта.
Эта функция выдает сигнал DAV и прини-
принимает сигналы RFD и DAC при передаче бай-
байта данных из приборной части.
Функция АН обеспечивает правильный
прием дистанционных многолинейных сооб-
сообщений по линиям DIO. Функция АН выдает
сигналы RFD и DAC и принимает сигнал
DAV, обеспечивая асинхронный режим при-
приема и передачи данных и команд.
Функция Т при адресации прибора как
источника позволяет посылать приборные
сообщения по линиям DIO для других при-
приборов.
Функция L при адресации прибора как
приемника позволяет принимать сообщения
по линиям DIO от других приборов.
Функция SR обеспечивает прибору воз-
возможность запроса на обслуживание и синх-
синхронизирует сообщение rqs (запрос обслужи-
обслуживания при последующем опросе) в статусном
байте при последующем опросе, так что со-
сообщение SPQ снимается, как только при-
принимается контроллером. В приборе rqs со-
содержит информацию о конце измерения.
Функция RL обеспечивает прибору воз-
возможность работы в режиме местного и ди-
дистанционного управлений, причем задание
режима возможно как при помощи кнопки
дистанционного управления на лицевой па-
панели, так и по сигналам интерфейса.
Функция DT обеспечивает прибору воз-
возможность работы по запуску через интер-
интерфейс.
2.7. Измерение переменного напряжения
85
Дешифратор команд и адресов выдает
необходимый набор команд для управления
интерфейсными функциями и передачи
в приборную часть.
В режиме приема данных и команд
в приборе работают функции L и АН. В ре-
режиме запуска работают функции L, АН
и DT. В режиме передачи данных в маги-
магистраль работают функции SH и Т. Запрос
обслуживания реализуется функцией SR со-
совместно с SH и Т. Блокировка кнопки ди-
дистанционного управления и выбор режима
осуществляются функцией RL совместно
с функциями L, АН.
Структурная схема приборной части ин-
интерфейсного устройства вольтметра приведе-
приведена на рис. 2.51.
Шинные формирователи предназначены
для передачи в магистраль данных из прибо-
прибора по линиям DI01 — DI07 сигнала конца
передачи EOI, а также для передачи в прибор
информации о пределе режима работы с ли-
линией DIO. Направление передачи шинными
формирователями определяется совокуп-
совокупностью сигналов их на входах УВ и ВК.
Мультиплексор предназначен для пере-
передачи команд в магистраль через шинные
формирователи с соответствующих цифро-
цифровых выходов вольтметра. Последователь-
Последовательность коммутации определяется выходным
кодом счетчика байт и сигналом abr с интер-
интерфейсной части, реализующей интерфейсные
функции.
Мультиплексор реализован на микросхе-
микросхемах К155КП1.
Счетчик байт определяет последователь-
последовательность коммутации мультиплексора при съе-
съеме информации с вольтметра (счет от 0 до
15 по местной команде abr) и последователь-
последовательность записи в регистр информации для
вольтметра (счет от 15 до 0 по местной коман-
команде dav). Сообщение EOI передается при
УВ
ВК
Шиннь,
формирователи
dbv
rqs
Мульти-
Мультиплексор
'■ то 1-то 7
■E0I
rst
dav
п
Счетчик
Байт
Регистр
£ Дешифратор
J
get
Рис. 2.51. Структурная схема приборной
части интерфейсного устройства ЦВ Щ1612
съеме информации как поз. 15 счетчика.
Дешифратор выдает номера позиций, по
которым производится запись входной ин-
информации вольтметра в регистр. По поз. 7
дешифратора, т. е. по поз. 14, 15 счетчика,
в регистр записывается информация о режи-
режиме работы @,3/2S) и выбранном пределе, по
поз. 5 дешифратора, т. е. по поз. 10, 11 счет-
счетчика, в регистр записывается информация
о пределе измерения.
Регистр служит для хранения информа-
информации о пределе и режиме работы прибора.
2.7. ИЗМЕРЕНИЕ
ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
2.7.Т. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Электрические сигналы (напряжение или
ток) характеризуются мгновенным, средним
(для периодического сигнала постоянная со-
составляющая) м0, средневыпрямленным мср в,
среднеквадратическим и и пиковым (для пе-
периодических сигналов амплитудным) ит зна-
значениями (рис. 2.50).
Мгновенные значения напряжения на-
наблюдают на осциллографе и определяют для
каждого момента времени по осциллограм-
осциллограмме. Все остальные значения могут быть
определены соответствующим вольтметром
(амперметром).
Среднее значение напряжения является
среднеарифметическим за период:
т
1 Г
о т J
(t)dt.
Для симметричных относительно оси
времени напряжений м0 = 0, поэтому для ха-
характеристики таких сигналов пользуются
средневыпрямленным значением — средним
значением модуля напряжения (рис. 2.52,в):
т
"ср.в = у |и@1А.
Среднеквадратическое значение напря-
напряжения за время измерения (или за период)
и =
Пиковое значение ит (амплитудное —
для гармонического сигнала) — наиболь-
наибольшее мгновенное значение напряжения за вре-
время измерения (за период или полупериод)
(рис. 2.52, а). При разнополярных несимме-
несимметричных кривых напряжения различают по-
86
Измерение напряжения и силы тока
Та б л и
ц а
2.9. Количественные соотношения между амплитудным, среднеквадратическим и
средним значениями напряжений для сигналов различной формы
Форма
сигнала
<
ит
К
и."
А
L
х\ 12%
т\
.
3=T/t
к-1/Ъ
. I
*М j
<
ит
А
- V
Параметры сигнала
Амплитудное
значение
сигнала
W /77
"m "ml
«I + u-^
— Mm-m
„+ ..-
«m — «in
Среднее
значение
сигнала
Г
«„„ „ — I u Mf
"Ср. В гт, I "j | Ul
I
2
n
ИЛИ
2k{\-k)um_m
um_Q5u
2 ' "m
Среднеквадра-
тическое значе-
значение сигнала
"скз =
0
l«m = 0,707Mm
I / 1 / А
или
l/T(l-fc)um.m
1
l/3U"~°'577"m
Коэффициент
формы
/f MCK3
MCB
0,707 um
0,637«m
= 1,11
1
1 У 1
2 [/ fc(l -fc)
0,577 «OT
0,5 Uw
= 1,155
Коэффициент
амплитуды
/, "и
"a —
"скз
0,707«m
= 1,414
1
l/D - l
или
|/ к
0,577»m
- 1,733
ложительное или отрицательное пиковое
значение (рис. 2.52,6).
Каждому закону изменения напряжения
(формы кривой мгновенных значений) со-
соответствуют определенные количественные
соотношения между амплитудным, средне-
среднеквадратическим и средним значениями на-
напряжений. Эти отношения оцениваются
коэффициентами амплитуды /са = ит/и и
формы &ф = и/мср.в. Значения этих коэффи-
коэффициентов для наиболее употребительных сиг-
сигналов и соотношения между ними приве-
приведены в табл. 2.9.
В зависимости от системы применяемо-
применяемого прибора, типа и режима работы измери-
измерительного преобразователя и градуировки
шкалы прибора показания его могут со-
соответствовать среднему, среднеквадратиче-
скому или пиковому (амплитудному) значе-
значению измеряемого напряжения.
В соответствии с измеряемым парамет-
параметром различают вольтметры и амперметры
амплитудного (пикового), средневыпрямлен-
ного (среднего) и среднеквадратического зна-
значения. Градуировку большинства шкал
вольтметра, кроме импульсных, производят
в среднеквадратических значениях (СКЗ) си-
синусоидального напряжения. Однако если из-
известны коэффициенты fca и кф измеряемого
напряжения, то по одному из параметров
можно определить два других. При измере-
измерении синусоидального напряжения по форму-
формулам к& = ит/и и £ф = u/мср.в, а при измерении
несинусоидального напряжения показания
таких приборов должны быть переоценены
и в показания внесены поправки в соответ-
соответствии с значениями £ф и к& для измеряемого
сигнала.
Для измерения переменного напряжения
и тока применяются электромеханические,
термоэлектрические и электронные приборы.
Выбор прибора той или иной системы опре-
2.7. Измерение переменного напряжения
87
Рис. 2.52. Определение параметров пере-
переменного напряжения и тока периодического
однополярного (а), разнополярного несим-
несимметричного (б) и симметричного (в) сигналов
деляется предельными значениями измеряе-
измеряемой величины, условиями измерения, требуе-
требуемой точностью измерения и формой сигна-
сигнала. Из электромеханических применяются
в основном приборы электромагнитной,
электродинамической и электростатической
систем. Электромеханические приборы осве-
освещены в литературе, и здесь приводится толь-
только их краткая характеристика.
Термоэлектрические и электронные при-
приборы представляют собой сочетание магни-
магнитоэлектрического измерительного механизма
или цифрового прибора с измерительным
термоэлектрическим или электронным пре-
преобразователем переменного напряжения
в постоянное.
Классифицировать вольтметры перемен-
переменного напряжения можно по различным при-
признакам:
по видам, т. е. по назначению — пере-
переменный ток, импульсный ток, фазочувстви-
тельные, селективные, универсальные;
по методу измерения — непосредствен-
непосредственной оценки и прямого сравнения с мерой;
по измеряемому параметру напряже-
напряжения — пиковые (амплитудные), среднеквадра-
тического и средневыпрямленного значения;
по типу индикатора — стрелочные
и цифровые.
Для измерения напряжения промышлен-
промышленной частоты обычно применяются приборы
электромагнитной и электродинамической
систем, а также электростатические вольт-
вольтметры.
Большинство вольтметров электромаг-
электромагнитной системы применяются на частотах
45 — 55 Гц. Повышение частоты существенно
увеличивает погрешность приборов, и поэто-
поэтому верхний частотный предел обычно не
превышает 3000 Гц. Класс точности прибо-
приборов 2,5; 1,5; 1,0 и редко 0,5. Электродинами-
Электродинамические вольтметры имеют примерно тот же
частотный диапазон, но более высокий класс
точности, самые точные из них имеют класс
0,1. Так, различные модификации вольтметра
Д591 класса 0,1 имеют пределы измерения
7,5-15-30-60-75-100-300-450-600 В
и номинальный диапазон частот 40 — 500 Гц
до 600 В и 40-1000 Гц до 60 В.
Уравнение шкалы вольтметров электро-
электромагнитной и электродинамической (при по-
последовательном включении катушек) систем
имеет квадратичный характер:
а = ки2.
Достоинствами вольтметров этих си-
систем являются возможность их непосред-
непосредственного применения в цепях переменного
тока, простота конструкции, .сравнительно
низкая стоимость, надежность в эксплуата-
эксплуатации и устойчивость к перегрузкам. К общим
недостаткам относятся их низкая чувстви-
чувствительность, большое потребление мощности
от измерительной цепи, неравномерность
шкалы.
Электростатические вольтметры обычно
применяются для измерения высоких напря-
напряжений до 100 кВ. Эти вольтметры выпу-
выпускают класса 1 в диапазоне частот от 45 Гц
до 0,25 МГц (вольтметры типа С110).
Измерение напряжения высокой частоты
имеет ряд особенностей, которые надо
учитывать при выборе прибора и его исполь-
использовании. Это объясняется влиянием прибора
на электрический режим исследуемой цепи за
счет реактивной составляющей входного со-
сопротивления вольтметра, подключаемой па-
параллельно исследуемому объекту. В боль-
большинстве случаев при измерении напряжения
высокой частоты входное реактивное сопро-
сопротивление носит емкостный характер. Для
уменьшения влияния вольтметра на резуль-
результат измерения необходимо, чтобы входное
активное сопротивление прибора было как
можно больше, а входная емкость как мож-
можно меньше.
В практике радиоэлектронных измере-
измерений наибольшее распространение получили
электронные и выпрямительные вольтметры.
Вольтметры термоэлектрической и электро-
электростатических систем используются значитель-
значительно реже. Это объясняется тем, что элек-
электронные вольтметры имеют большое вход-
входное сопротивление как на низких, так и на
высоких частотах, высокую чувствительность
при использовании усилителя, малое потре-
потребление мощности из измеряемой цепи и не
боятся перегрузок.
Измерение напряжения и силы тока
2.7.2. ИЗМЕРЕНИЕ ПЕРЕМЕННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ МЕТОДОМ
НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ ОЦЕНКИ
При использовании метода непосред-
ci венной оценки вольтметр подключается
параллельно тому участку цепи, на котором
измеряется напряжение. Для уменьшения ме-
методической погрешности измерения напря-
напряжения мощность потребления вольтметра
должна быть мала, а его входное сопроти-
сопротивление велико (/?к-*оо). Поэтому в радио-
радиотехнических схемах при измерении в мало-
маломощных цепях предпочтительно использова-
использование электронных вольтметров.
Электронные вольтметры представляют
собой сочетание электронного преобразова-
преобразователя и магнитоэлектрического или цифрово-
1 о измерительного прибора. Они в основном
выполняются по двум структурным схемам:
входное устройство — усилитель переменно-
переменного тока — преобразователь переменного на-
напряжения в постоянное (детектор) — измери-
измеритель постоянного напряжения (рис. 2.53, а)
или входное устройство — преобразователь
переменного напряжения в постоянное —
усилитель постоянного тока (УПТ) — изме-
измеритель (рис. 2.53,6). Вольтметры первой
группы характеризуются высокой чувстви-
чувствительностью, но сравнительно узким диапазо-
диапазоном частот вследствие сложности разработ-
разработки широкополосных усилителей. Известны
вольтметры, построенные по этой струк-
структурной схеме, с диапазоном частот
2 Гц - 100 МГц.
Вольтметры второй группы характери-
характеризуются широким частотным диапазоном
B0 Гц — 1000 МГц), но недостаточно высо-
высокой чувствительностью.
Преобразователь является важнейшим
элементом вольтметра, в значительной мере
определяющим метрологические характери-
характеристики прибора. Выходное напряжение пре-
преобразователя может быть пропорционально
амплитудному, средневыпрямленному или
среднеквадратическому значению входного
Входное
устрой-
устройство
Усилитель
перемен-
переменного тока
Детек-
Детектор
Изме-
Измеритель
Входное
устрой-
устройство
Детектор
УПТ
Изме-
Измеритель
б)
Рис. 2.53. Структурные схемы электронных
аналоговых вольтметров
напряжения. Характер этой зависимости
определяет, какое входное напряжение (ам-
(амплитудное, средневыпрямленное или сред-
неквадратическое значение) измеряет вольт-
вольтметр.
Вольтметры средних значении строятся
по структурной схеме первого типа — с пре-
преобразователем переменного напряжения
в постоянное по среднему значению. Вольт-
Вольтметры предназначены для измерения средне-
среднего (средневыпрямленного) или среднеквадра-
тического значения синусоидального напря-
напряжения.
Простейшими вольтметрами средних
значений являются выпрямительные вольт-
вольтметры на основе пассивных (без применения
усилительных схемных элементов) преобра-
преобразователей средневыпрямленных значений.
Преобразователи выполняются на полу-
полупроводниковых диодах, работающих в цепях
одно- или двухполупериодного выпрямле-
выпрямления. Работа диодов осуществляется на ли-
линейном участке вольт-амперной характери-
характеристики. На рис. 2.54, а показана схема однопо-
лупериодного выпрямления. Положительная
полуволна преобразуемого напряжения вы-
выделяется на R2, проходит через фильтр ниж-
нижних частот ФНЧ и усредняется. Отрицатель-
Отрицательная полуволна замыкается через Vv и Яг
Схемы двухполупериодного преобразователя
содержат диодный мостик (рис. 2.54,6 —г),
напряжение измерительной диагонали кото-
которого подается на индикатор, при этом чув-
чувствительность прибора повышается в 2 раза.
При малых уровнях измеряемых (пре-
(преобразуемых) напряжений начинает сказы-
сказываться нелинейность вольт-амперной харак-
характеристики диодов, что приводит к нелиней-
нелинейности характеристики пассивных преобразо-
преобразователей. Для линеаризации характеристики
применяются следующие способы: введение
режима заданного тока, аддитивная коррек-
коррекция нелинейности, параметрическая компен-
компенсация нелинейности, улучшение ключевых
свойств выпрямительных цепей, смещение
рабочей точки на линейный участок характе-
характеристики диодов.
При любом способе линеаризации функ-
функции преобразования пассивных преобразова-
преобразователей средних значений одновременно
уменьшаются температурная погрешность
и погрешность, обусловленная нестабиль-
нестабильностью диодов. Погрешность преобразова-
преобразования от нелинейности таких преобразователей
не превышает 0,1 — 1%, чувствительность не
лучше 100 мВ.
Более широкие возможности повышения
чувствительности, динамического диапазона,
точности и линейности функции преобразо-
2.7. Измерение переменного напряжения
89
Рис. 2.54. Схемы детекторных вольтметров средних значений на основе однополупериодного
линейного преобразователя (а), двухполупериодного моста симметричного (б), параллельного
(в), последовательного (г) типов
вания возможны при использовании актив-
активных преобразователей средневыпрямленных
значений.
Основными методами повышения точ-
точности и линейности характеристики преобра-
преобразования являются:
метод введения отрицательной обратной
связи (ООС);
метод взаимообразных преобразований;
метод улучшения ключевых свойств
управляемых детекторов.
Метод введения ООС для повышения
точности и линейности шкалы использован
во многих зарубежных и отечественных
вольтметрах. Преобразователь с примене-
применением отрицательной обратной связи выпол-
выполняется на базе усилителя, в цепь отрицатель-
отрицательной обратной связи которого включен детек-
детектор средних значений.
Включение детектора в цепь ООС по-
позволяет в /ф раз уменьшить влияние неста-
нестабильности параметров выпрямительных дио-
диодов и линеаризировать амплитудную харак-
характеристику вольтметров. При глубокой отри-
отрицательной обратной связи погрешность от
нелинейности функции преобразования не
более 0,05 % при входном сигнале 100 мВ —
1 В в частотном диапазоне 20 Гц — 20 кГц.
Результирующая погрешность таких пре-
преобразователей для сигналов синусоидальной
формы не превышает 0,1-0,2%.
Структурная схема милливольтметра
с детектором в цепи ООС приведена на
рис. 2.55. Он содержит входной делитель,
преобразователь импеданса ПИ с высоким
Входной,
делатель
ПИ
Рис. 2.55. Структурная
схема милливольтметра с
детектором средних значе-
значений в цепи ООС
входным сопротивлением, аттенюатор, ши-
широкополосный усилитель ШУ, детектор сред-
средних значений и индикатор со стрелочным
отсчетом.
Широкополосный усилитель ШУ вы-
выполнен на четырех транзисторах ГТЗО8В
и обеспечивает коэффициент усиления сигна-
сигнала, равный примерно 300 (рис. 2.56). Изме-
Измеряемый сигнал с аттенюатора поступает на
^базу транзистора К3, где сравнивается с сиг-
сигналом обратной связи. Разность сигналов
усиливается транзистором F3, поступает на
базу транзистора К4 и т. д. Выходной сигнал
ШУ снимается с эмиттера транзистора Kfi
и составляет при полном отклонении стрел-
стрелки измерительного прибора 1 В. Широкопо-
Широкополосный усилитель охвачен глубокой ООС
вместе с детектором. Напряжение обратной
связи снимается с детекторного моста и че-
через делитель подается на эмиттер транзисто-
транзистора К3. Детектор средних значений выполнен
по мостовой схеме и состоит из двух диодов
типа Д18 и двух резисторов. Линейность
передаточной характеристики диодного мо-
моста зависит от глубины обратной связи.
При линейной функции преобразования
Рис. 2.56. Принципиальная схема транзи-
транзисторного широкополосного усилителя
90
Измерение напряжения и силы тока
и линейной фазовой характеристике усили-
усилительных элементов вольтметра выходной
сигнал преобразователя средних значений,
а следовательно, и показания вольтметра
пропорциональны средневыпрямленному
значению напряжения произвольной формы.
В большинстве случаев шкала вольтметра
градуируется по среднеквадратическому зна-
значению синусоидального напряжения, что
обусловливает наличие дополнительной по-
погрешности из-за отклонения формы измеряе-
измеряемого напряжения от синусоидальной. При
измерении несинусоидального сигнала в по-
показания вольтметра должна быть внесена
поправка и среднеквадратическое значение
несинусоидального напряжения вычислено
по формуле
их =
где /сф, кф — соответственно коэффициенты
формы измеряемого и синусоидального на-
напряжений; а — показания прибора.
Таким образом, корректировка показа-
показаний может быть осуществлена для сигналов
с известным значением коэффициента формы
к'ф. На графике (рис. 2.57) показаны воз-
возможные погрешности из-за влияния несину-
несинусоидальной формы сигнала. Из графика вид-
видно, что влияние нечетных гармоник на
погрешность сильнее.
Вольтметры амплитудных значений
строятся по схеме, приведенной на
рис. 2.52,6. Основными узлами схемы
являются входное устройство, преобразова-
преобразователь переменного напряжения в постоянное
напряжение по амплитудному значению, уси-
усилитель постоянного тока и измеритель по-
постоянного напряжения.
-10 ■
-го
Рис. 2.57. График зависимости погрешности
измерения вольтметров средневыпрямлен1-
ного значения (проградуированных в средне-
среднеквадратичных значениях) от величины содер-
содержания высших гармоник:
3-я гармоника; 2-я гармоника
Преобразователи амплитудных значений
широко используются на практике вслед-
вследствие относительной простоты их схемного
решения. Принцип действия амплитудного
детектора основан на быстром заряде кон-
конденсатора через детектирующий диод до ам-
амплитудного значения измеряемого напряже-
напряжения и медленного его разряда через нагру-
нагрузочный резистор. Из-за различия времени
заряда и разряда на конденсаторе появляет-
появляется постоянная составляющая. Чем больше
отношение времени разряда конденсатора
к времени его заряда, тем больше напряже-
напряжение на нем приближается к амплитудному.
Напряжение на диоде в зависимости от по-
полярности входного сигнала равно сумме
u(t)±u0, где м0 — постоянная составляющая
напряжения. При синусоидальной форме сиг-
сигнала u(t) среднее значение напряжения на
диоде равно среднему значению напряжения
на конденсаторе, но с противоположным
знаком. Постоянная составляющая как на-
напряжения на конденсаторе С, так и напряже-
напряжения на диоде V несет информацию об ам-
амплитудном значении преобразуемого напря-
напряжения. В зависимости от того, какое из этих
напряжений принимается за выходное, раз-
различают две разновидности преобразовате-
преобразователей. Если выходным служит напряжение на
конденсаторе, то получаем преобразователь
амплитудных значений с открытым входом,
который пропускает постоянную составляю-
составляющую. Если выходное напряжение снимается
с диода, то получаем преобразователь с за-
закрытым входом.
Схема диодного амплитудного
детектора с открытым входом приведе-
приведена на рис. 2.58, а. На вход преобразователя
от источника с внутренним сопротивлением
Кист подано напряжение u(t) = wmsino>t. Если
u(t) > uc, то диод открыт и конденсатор заря-
заряжается с постоянной времени
Хз = (Яист + Яд) ЯС/(ДИСТ + Дд + К),
где Яд — внутреннее сопротивление диода.
Если параметры схемы выбраны так,
что R » Яист + Лд, то т3 % (Кист + Кд| С. За-
Заряд продолжается до тех пор, пока диод не
закроется. При закрытом диоде конденсатор
разряжается через резистор R, сопротивле-
сопротивление которого много больше Лист + Кд, поэто-
поэтому разряд протекает значительно медленнее
заряда и конденсатор за время отрицатель-
отрицательного полупериода значительно не разрядится
(рис. 2.52,6,ис), в результате чего среднее
значение напряжения на конденсаторе мср
поддерживается близким к амплитудному
значению измеряемого напряжения.
При малой постоянной времени заряда
2.7. Измерение переменного напряжения
91
U.L
Рис. 2.58. Схемы вольтметров амплитудного
значения с открытым (а) и закрытым (в) вхо-
входом и графики напряжения на конденсаторе
(б), диоде (г) и резисторе (д)
и большой постоянной времени разряда
пульсации напряжения на конденсаторе
малы, т. е. напряжение почти постоянно.
Ток заряда i протекает через диод в те-
течение времени, когда входное напряжение
u(t) превышает напряжение на конденсаторе.
Этот отрезок времени, выраженный в значе-
значениях угла поворота вектора синусоидального
напряжения, обозначен через 28 = a>f2 — оо^.
Угол 8 называют углом отсечки тока диода
(рис. 2.58,6).
Токи заряда и разряда определяются
соотношениями
13 = 1д = [и@-"с]/[Яист + Яд] и ip = uc/R.
Из графика на рис. 2.58,6 можно опре-
определить постоянную составляющую напряже-
напряжения на конденсаторе ис
ис = wmsin
8 j = umcos8.
Так как среднее значение тока через диод
я/2 + е
1
'д. ср —
um sin rot — umcos8
аШ =
(sin9-9cos8).
я (Яд + /?ист)
В то же время среднее значение тока через
диод равно току, протекающему через рези-
резистор R, ia = uc/R:
ис /R = ит (sin 9 - 8 cos 8) /к (Ra + Яист)-
Из этого равенства следует, что ис зависит
от отношения R/(Ra + RHCi) и тем ближе под-
подходит к значению, чем меньше (Лд + Я„ст).
Возможности увеличения R ограничены
сопротивлением утечки и входным сопро-
сопротивлением каскада, следующего за детекто-
детектором. Существенную погрешность может вы-
вызвать внутреннее сопротивление источника
Лист. При полном заряде конденсатора
С напряжение источника ит будет распреде-
распределено между внутренним сопротивлением ис-
источника Яист и нагрузки R. Поэтому напря-
напряжение на R не может быть выше значения
Пиковый детектор с закрытым входом
приведен на рис. 2.58, в. В этой схеме диод
включен параллельно резистору нагрузки R.
Во время положительного полупериода
напряжения диод открывается и конденсатор
заряжается по цепи: источник напряжения —
конденсатор — диод — источник напряжения.
Постоянная времени цепи заряда т3 =
= С (Яд + Яист) достаточно мала, и конденса-
конденсатор заряжается почти до значения ит
(рис. 2.58,6 — линия ис). Как только напряже-
напряжение на конденсаторе (момент cot2 на
рис. 2.58,6) станет больше мгновенного зна-
значения измеряемого напряжения, диод за-
закроется. В интервале от Ш2 до Ш3 конденса-
конденсатор разряжается по цепи: левая обкладка
конденсатора — внутреннее сопротивление
источника сигнала /?ист — резистор R — пра-
правая обкладка конденсатора. Так как постоян-
постоянная времени разряда конденсатора тр =
= С (R + RKCT) » Тх, то конденсатор значи-
значительно не разрядится. Среднее значение
установившегося напряжения м^ примерно
равно максимальному значению ит измеряе-
измеряемого напряжения. Напряжение м^ тем мень-
меньше отличается от ит, чем больше отношение
R/Rn и не зависит от внутреннего сопроти-
сопротивления источника измеряемого напряжения.
Среднее значение тока диода равно току,
протекающему через сопротивление R. На-
Напряжение на диоде, а следовательно, и на
R равно сумме среднего значения напряже-
напряжения на конденсаторе ис и входного перемен-
переменного напряжения, и кривая напряжения
имеет такую же форму, как и в схеме с от-
открытым входом (рис. 2.58,г). Поэтому для
данной схемы справедливы уравнения для ис
и /д, а физический процесс выпрямления та-
такой же, как и в схеме с открытым входом:
UR = мх@ + "с = ит sin rof — ит- Поэтому ВЫ-
ходное напряжение фильтра (ЯфСф)мф = — ит.
Наличие фильтра отличает данную схему от
схемы с открытым входом, где фильтр от-
92
Измерение напряжения и силы тока
сутствует, так как переменная составляющая
на входе схемы отсутствует.
При измерении пульсирующего напря-
напряжения (рис. 2.58, д) конденсатор будет заря-
заряжен до пикового напряжения ит. На резисто-
резисторе R (рис. 2.58, в) приложены встречно два
постоянных напряжения: постоянная состав-
составляющая напряжения на конденсаторе ис
и постоянная составляющая и0 входного на-
напряжения (рис. 2.58, д). Поэтому uR = ит -
— мо = м1. Следовательно, постоянная со-
составляющая ur на выходе схемы с закрытым
входом не реагирует на постоянную соста-
составляющую измеряемого напряжения и изме-
измеряет только положительную (или отрица-
отрицательную) амплитуду переменной составляю-
составляющей — в зависимости от полярности включе-
включения диода.
Амплитудные детекторы с закрытым
и открытым входами применяются в универ-
универсальных и высокочастотных вольтметрах
при измерении в широком диапазоне частот.
Однако погрешность измерения вольтметра
с таким детектором зависит от частоты.
График напряжения на конденсаторе С
в схеме с закрытым или открытым входом
при разных частотах входного сигнала пред-
представлен на рис. 2.59. В промежутках между
входными импульсами конденсатор разря-
разряжается, поэтому среднее значение напряже-
напряжения ис меньше амплитуды ит (рис. 2.59, а).
При повышении частоты интервалы между
импульсами меньше и конденсатор разря-
разряжается незначительно, поэтому ис выше, чем
при низкой частоте (рис. 2.59,6). При доста-
достаточно низких частотах ис может сильно от-
отличаться от амплитуды um. Оценим погреш-
погрешность при низких частотах, вызываемую
разрядом конденсатора в промежутке между
импульсами.
Если конденсатор был заряжен до ит, то
разряд его будет происходить по закону
ис = мшехр( — t(RC) и в конце разряда напря-
напряжение на нем будет равно:
"гmm = "mexp(-Г/ЯС) ^
* ытA - T/RC) при T/RC < 1.
Среднее значение напряжения на конден-
конденсаторе ис ср всегда меньше ит:
W<-cp = (Wm + »t-mm)/2 = Um(l - T/RC).
Отсюда относительная погрешность
преобразования
5 = (ыт-ысф)/ыт=Г/2ЛС.
Из уравнения следует, что погрешность
тем больше, чем меньше частота. При расче-
расчете следует брать низшую частоту диапазона
/н = 1/Тн-
U
UL
max
LL
тип
U
/
/
/
\ a
v P
\ '
/
/
1 /
—\
\
\
/1 i M
Lcp
s)
Рис. 2.59. График напряжения на конденсаторе
вольтметра при низкой (а) и высокой {б) ча-
частотах
Верхнее значение частотного диапазона
рассмотренных детекторов определяется пре-
прежде всего паразитными параметрами: ем-
емкостью Сп и индуктивностью Ln соедини-
соединительных проводов и диода. Для уменьшения
этих параметров детекторы вольтметров вы-
выполняются в виде выносной головки (проб-
(пробника), присоединяемой к измерительному
устройству.
Эквивалентная схема детектора (рис.
2.60, а) представляет собой схему последова-
последовательного контура с потерями. С ростом ча-
частоты потери в контуре возрастают: сопро-
сопротивление потерь соединительных проводов
и выводов диода с учетом поверхностного
эффекта Rx увеличивается, а входное сопро-
сопротивление диода с учетом времени пролета
и диэлектрических потерь в элементах кон-
конструкции R2 уменьшается. Частотные свой-
свойства Rt и R2 зависят от конструктивного вы-
выполнения детекторной головки.
С частотой входное сопротивление де-
детектора и его коэффициент передачи изме-
изменяются. На частотах, меньших резонансной,
входное сопротивление последовательного
2
1
f
О 0,2 0,4 Ц
8)
Рис. 2.60. Эквивалентные схемы детектора
с закрытым входом (а) и входной цепи
вольтметра при со < шр (б) и график зависи-
зависимости коэффициента передачи (входной ем-
емкости) от частоты (в)
2.7. Измерение переменного напряжения
93
контура с потерями имеет емкостный харак-
характер, поэтому контур можно заменить парал-
параллельно соединенными емкостью Свх и сопро-
сопротивлением RBX (рис. 2.60, б). Входную емкость
детектора можно определить, предполагая,
что контур без потерь. Тогда
1 1 1
юСвх <*)СП <вСп
где Шр = l/LnCn — резонансная частота кон-
контура.
Откуда
Из-за резонансных свойств входной цепи
детектора с частотой изменяется его коэффи-
коэффициент передачи. Будем считать, что выпрям-
выпрямленное напряжение равно амплитуде напря-
напряжения на диоде. Для контура без потерь
коэффициент передачи детектора
зависит от частоты так же, как отношение
Свх/Сп (рис. 2.60, в).
Относительная погрешность измерения
при этом
5 = («т-«д)/иш=1/A-(шр/шJ).
Согласно полученному уравнению, для
того чтобы погрешность не превышала 1 % ■;
соотношение шр/ш0 не должно превышать
0,1. Обычно рабочий диапазон вольтметра
ограничивают частотами
ш< @,3 4-0,5) юр.
При очень высоких частотах, когда пе-
период измеряемого напряжения становится
соизмеримым со временем пролета электро-
электронов между электродами диода, возникает от-
относительная погрешность 51, которую мож-
можно определить по формуле
где d — расстояние между анодом и като-
катодом; / — рабочая частота; к - коэффициент,
зависящий от конструкции диода.
Одним из существенных недостатков
вольтметров с амплитудным детектором
является зависимость показаний прибора от
формы сигнала. Обычно шкала вольтметров
группы В7 градуируется в среднеквадратиче-
ских значениях синусоидального напряжения,
а показания вольтметров пропорциональны
амплитуде или сумме амплитуд переменной
составляющей. Поэтому показания шкалы
таких вольтметров справедливы только при
измерении синусоидальных напряжений.
Соотношение между амплитудным ит
и среднеквадратическим и напряжениями при
1000
6,%
500
0
-20
-40
-во
-80
1 2 3 4 5 6 78910 20 30 4050T/t
Рис. 2.61. График погрешности измерения
импульсного напряжения (с постоянным зна-
значением среднего квадратического значения)
вольтметрами средневыпрямленного и ампли-
амплитудного значений
синусоидальной форме сигнала имеет вид
Погре
ность
СКЗ 8с
'среди
Г
f*
^^
1м i
ое
шность изм
гмплитудны
"Р"~
U3faejjertun т
льтметром.^
i$ значений.'
Г /
еренияСКЗ /г
"±
- СР
?лп тичр
вот
сков
•*"
э
1ъипц&ипа
При другой форме сигнала это соотно-
соотношение отличается от приведенного, вслед-
вследствие чего возникает погрешность. При про-
произвольной форме сигнала, т. е. при большом
числе гармонических составляющих со зна-
значительными амплитудами, измерение сред-
неквадратического значения оказывается не-
невозможным. Погрешности, возникающие
при этом, показаны на рис. 2.61.
Амплитудный вольтметр при любой
форме сигнала может быть использован для
измерения амплитуды. При помощи вольт-
вольтметра с закрытым входом могут быть изме-
измерены положительная мт1 и отрицательная цт2
амплитуды переменной составляющей, ко-
которые вычисляют по уравнениям
где at и a2 — отсчеты по шкале вольтметра
при различных полярностях включения
вольтметра.
Детекторы амплитудного значения при-
применяются в универсальных вольтметрах под-
подгруппы В7 по ГОСТ 15094-69. Для повыше-
повышения чувствительности постоянная составляю-
составляющая выходного сигнала детектора усиливает-
усиливается УПТ. В качестве УПТ, как правило,
используются балансные схемы с непосред-
непосредственными связями. При использовании этих
усилителей чувствительность вольтметра
ограничена дрейфом нулевого уровня УПТ.
Типовые параметры вольтметра, построен-
построенного по схеме пиковый детектор — ба-
балансный УПТ, следующие: частотный диапа-
диапазон до 1 ГГц, первый предел измерения
300 мВ, класс точности в номинальном диа-
диапазоне частот ±A,5-2,5)%.
Основным преимуществом данной груп-
группы вольтметров является возможность не-
94
Измерение напряжения и силы тока
Рис. 2.62. Функциональная схема амплитуд-
амплитудного вольтметра с нелинейной отрицатель-
отрицательной обратной связью в цепи УПТ
посредственного измерения сигналов от
50 мВ до 300 В в широком частотном диа-
диапазоне. К недостаткам следует отнести отно-
относительно низкую чувствительность и наличие
операции «установка нуля». По схеме «пи-
«пиковый детектор — балансный УПТ» по-
построены вольтметры типов В7-13, В7-15,
В7-17, В7-26 и др.
Основная погрешность в номинальном
диапазоне частот данной группы вольтмет-
вольтметров зависит главным образом от точности
элементов схемы стабилизации работы дио-
диода и класса измерительной системы. Чув-
Чувствительность вольтметров может быть по-
повышена при использовании УПТ типа
М —ДМ, т. е. за счет использования УПТ
с большим коэффициентом усиления. При
этом сохраняется основное достоинство
вольтметра — широкополость. Для устране-
устранения нелинейности шкал используется нели-
нелинейная ООС. Схема такого вольтметра,
предложенная Андерсоном, приведена на
рис. 2.62.
Здесь Ли — разность выходных напряже-
напряжений детекторов Д2 и Д2 подается на УПТ,
собранный по схеме типа М — ДМ. Напряже-
Напряжение с выхода УПТ подается на модулятор
М, на выходе которого имеем синусоидаль-
синусоидальное напряжение с амплитудой, пропорцио-
пропорциональной сигналу разбаланса Ли (Г — генера-
генератор синусоидального напряжения). Сигнал
с выхода модулятора через цепь обратной
связи подается на вход пикового детектора
Д2. Таким образом, система УПТ—М охва-
охвачена нелинейной ООС через цепи р — Д2.
При достаточно большом коэффициенте к =
= кхк2 (где &! — коэффициент усиления УПТ,
кх — коэффициент передачи модулятора)
передаточная характеристика и0 = <р (и) будет
линейной при условии, что передаточные ха-
характеристики детекторов идентичны.
Действительно ио = к1к2Аи. Пусть пере-
передаточные характеристики детекторов имеют
вид
Umi =
Тогда
Аи=ит1 -Mm2 = ajt
отсюда
или
- a2up" = оежы"
Здесь погрешность
5 = ~ио
обусловливает нелинейность, которая тем
меньше, чем больше коэффициент к — кхкг.
В данном случае для линеаризации шкалы
вольтметра использован метод взаимо-
взаимообразных преобразований, при котором два
включенных последовательно нелинейных
четырехполюсника со взаимообратными ха-
характеристиками корректируют сквозную
передаточную функцию системы.
Типовые параметры вольтметра, по-
построенного по схеме «детектор —УПТ» с не-
нелинейной обратной связью следующие: ча-
частотный диапазон до нескольких единиц
гигагерц, первый предел измерения
1 — 10 мВ, класс точности 2,5 — 10.
К достоинствам этого метода построе-
построения вольтметров следует отнести высокую
чувствительность при широком частотном
диапазоне, свойственном вольтметрам с пи-
пиковым детектором на входе, и высокую ли-
линейность шкалы. Недостатком является
сложность схемы.
Данный метод использован в вольтмет-
вольтметре ВЗ-43. Максимальная чувствительность,
которую можно получить у данной группы
приборов, зависит от чувствительности
и входного импеданса УПТ.
Вольтметры среднеквадратических значе-
значений. Вольтметры среднеквадратических зна-
значений также строятся по структурной схеме,
приведенной на рис. 2.53, а. Одним из ос-
основных узлов прибора является преобразова-
преобразователь переменного напряжения в постоянное,
пропорциональное среднеквадратическому
значению напряжения при любой форме сиг-
сигнала. Суть работы вольтметра среднеквадра-
среднеквадратических значений сводится к тому, что при
воздействии на детектор, имеющий квадра-
квадратичную характеристику преобразования,
в цепи детектора возникает сложный по фор-
форме ток, средняя (или постоянная) составляю-
2.7. Измерение переменного напряжения
95
щая которого пропорциональна среднеква-
дратическому значению измеряемого напря-
напряжения независимо от формы этого напряже-
напряжения, поданного на вход преобразователя,
т. е. i ~ аи1 (t).
В качестве таких преобразователей мо-
могут использоваться преобразователи на ос-
основе тепловых методов (с промежуточным
преобразованием электрической энергии
в тепловую, например термоэлектрические,
терморезисторные, термоэмиссионные, фо-
фотоэлектрические) прямого преобразования
и с коррекцией погрешности, нелинейные
преобразователи с квадратичной функцией
преобразования (с использованием элемен-
элементов с естественными нелинейностями вольт-
амперных характеристик и синтезированных
квадратов, например путем кусочно-линей-
кусочно-линейной аппроксимации и др.), преобразователи
на основе аналоговых и аналого-дискретных
вычислительных алгоритмов преобразования
(аналоговое вычисление СКЗ входного сигна-
сигнала путем возведения в квадрат, усреднения
и нахождения квадратного корня).
В качестве квадратирующих элементов
могут быть использованы лампы и полупро-
полупроводниковые диоды из-за квадратичной
формы начального участка вольт-амперной
характеристики диода и анодно-сеточной ха-
характеристики триода. В режиме анодного де-
детектирования при параболическом виде ха-
характеристики обеспечивается квадратичная
зависимость показаний вольтметра.
л
Анодный детектор с квадратичной ха-
характеристикой имеет ряд недостатков, пре-
препятствующих его широкому применению.
К главным из них относятся малый участок
характеристики с точной квадратичной зави-
зависимостью A — 1,5 В), изменение формы ха-
характеристики с изменением напряжения пи-
питания, необходимость новой градуировки
шкалы при смене ламп, необходимость ком-
компенсации начального тока диода, чтобы при
отсутствии измеряемого напряжения показа-
показания прибора были равны нулю.
Гораздо устойчивее квадратичный уча-
участок вольт-амперной характеристики у полу-
полупроводникового диода, но этот участок еще
меньше @,2 — 0,3 В), чем у характеристики
вакуумного триода. Одним из способов по-
получения квадратичного детектора является
применение диодной цепочки. Квадратичная
характеристика цепочки обеспечивается за
счет сложения линейных отрезков вольт-ам-
вольт-амперных характеристик отдельных диодов
(рис. 2.63, а). Каждый диод получает по-
постоянное смещение ии и2, и3 от делителя на-
напряжения на резисторах. Если входное на-
напряжение их не превышает значения uls то
ток протекает через диод Vv Если и1 <их<
< и2, то ток протекает через диоды V\ и V2,
в результате чего крутизна зависимости тока
от напряжения увеличивается (рис. 2.63, в).
Ток 1„ через прибор равен it + i2. Если их >
>и2, то ток протекает через диоды Vv V2,
V3 и равен iH = j\ + i2 + i3; крутизна зависи-
и.
Рис. 2.63. Преобразователь эффективных значений напряжения по методу кусочно-линейной
аппроксимации (я) и квадратичный вольтметр на его основе (б) с графиками зависимости
преобразуемого (в) и измеряемого (г) напряжений
96
Измерение напряжения и силы тока
мости iw(ux) увеличивается еще больше.
Подобрав параметры цепи, можно осущест-
осуществить кусочно-линейную аппроксимацию
вольт-амперной характеристики диодов и
увеличить протяженность квадратичного
участка преобразователя.
На рис. 2.63,6 приведена схема квадра-
квадратичного вольтметра. Измеряемое напряже-
напряжение подводится к широкополосному транс-
трансформатору. С помощью диодов V9 и Vl0,
включенных в цепь вторичной обмотки, про-
происходит двухполупериодное выпрямление
напряжения их. Выпрямленное напряжение
и воздействует на цепь, состоящую из магни-
магнитоэлектрического прибора, последовательно
с которым соединена диодная цепочка
(диоды V1 — V8 и резисторы R2, R2' — R9R$).
Прибор, зашунтированный конденсатором
большой емкости, измеряет среднее значение
тока диодной цепочки. Диодная цепочка
имеет близкую к параболической вольт-ам-
вольт-амперную характеристику (рис. 2.63, г), поэтому
среднее значение тока прибора i пропорцио-
пропорционально эффективному значению измеряемо-
измеряемого напряжения. Цепочка из диодов работает
следующим образом. Делители напряжения,
состоящие из резисторов R2, R2' — R9, Rg',
подключены к общему стабилизированному
источнику и„. Соотношения сопротивлений
делителей подобраны так, что ui<m2<...
... < «д. В исходном состоянии диоды
Vl — VB заперты напряжением смещения
и начальная часть вольт-амперной характе-
характеристики является прямой линией с наклоном,
зависящим от сопротивления /?/ (отрезок
0-1 характеристики). Когда напряжение
и превысит ui, откроется диод V\ и парал-
параллельно резистору R[ подключится делитель
R2, R2', при этом возрастает ток в цепи при-
прибора, так как уменьшается сопротивление це-
цепи из-за подключения параллельно сопроти-
сопротивлению /?i сопротивлений R2, R2r. Дальней-
Дальнейшее увеличение напряжения приводит
к поочередному подключению остальных де-
делителей, так что крутизна вольт-амперной
характеристики будет увеличиваться с ро-
ростом и. В действительности за счет плавного
изменения токов диодов вблизи напряжения
отсечки изломы на вольт-амперной характе-
характеристике отсутствуют,
Погрешность преобразования таких
устройств зависит главным образом от не-
нестабильности вольт-амперных характеристик
диодов и сопротивлений резисторов и обыч-
обычно составляет 3-5%. Частотный диапазон
промышленных образцов вольтметров со-
составляет 30 Гц — 1 МГц.
Термопреобразователи, имеющие ква-
квадратичную характеристику преобразования,
также используются в вольтметрах средне-
квадратических значений. Однако шкала та-
таких вольтметров носит квадратичный харак-
характер, что создает при работе с ними опреде-
определенные трудности. В этом отношении пред-
предпочтительнее преобразователи с линейной
шкалой.
В преобразователях среднеквадратиче-
ских значений с линейной функцией преобра-
преобразования используются преобразователи
с квадратичной характеристикой или элек-
электротепловые, которые также имеют суще-
существенно нелинейную функцию преобразова-
преобразования. Однако в таких преобразователях при-
применяются специальные методы линеариза-
линеаризации функции преобразования.
Одним из методов линеаризации шкалы
является метод взаимообратных преобразо-
преобразований [231, 239]. Схема преобразователя
СКЗ на основе метода взаимообратных пре-
преобразований, нашедшего широкое примене-
применение в вольтметрах, показана на рис. 2.64.
Преобразуемое переменное напряжение
их поступает на входной термопреобразова-
термопреобразователь ТП^ на выходе которого образуется
напряжение их = оци^'эф. В обратную цепь
УПТ включен второй термопреобразователь
ТП2, и под влиянием выходного напряжения
усилителя ывых образуется напряжение и2 =
= а2рыв!,х. В результате на вход УПТ
с коэффициентом усиления к поступает раз-
разностное напряжение и1 — и2, а на его выходе
получается
"вых = ( ~U2)k.
Подставив в эту формулу значения и1 и
и2, получим
ивых —
где nlf n2 и «!, а2 — соответственно показа-
показатели степенной зависимости и коэффициенты
чувствительности термопреобразователей
ТП1 и ТП2. Для получения строгой линей-
линейной зависимости необходимо так подбирать
ивш
Рис. 2.64. Функциональная схема преобразо-
преобразователя СКЗ на основе метода взаимообрат-
взаимообратных преобразований
2.7. Измерение переменного напряжения
97
пары термопреобразователей, чтобы пх =п2
и коэффициент усиления УПТ был бесконеч-
бесконечно большим. Если используются термопре-
термопреобразователи с высокой квадратичностью,
то п1 = п2 = 2 и тогда
Если
вых
« ко.хи\,
то получившееся
выражение можно упростить:
где 5 =—мвых/2otj/cu^ — погрешность линей-
линейного преобразователя. Если 5 « 1, то шкала
прибора будет линейной.
Основные характеристики измеритель-
измерительного преобразователя СКЗ определяются
в первую очередь чувствительностью тер-
термоэлектрических преобразователей, неиден-
неидентичностью их функций преобразования в ши-
широком диапазоне изменения входных сигна-
сигналов, дрейфом усилителя постоянного тока,
а также погрешностью входных устройств.
Статистическая погрешность преобразовате-
преобразователя, определяемая в основном неидентич-
неидентичностью и нестабильностью характеристик
ТП1 и ТП2 и дрейфом напряжения смещения
УПТ, находится в пределах 0,2 — 1 % в диапа-
диапазоне частот 20 — 200 кГц. Кроме того, по-
погрешность преобразования зависит от уров-
уровня входного сигнала преобразователя. Это
связано с уменьшением чувствительности
77Tj и ТП2 при малых значениях входного
сигнала.
Для уменьшения погрешности линейно-
линейного преобразователя от уровня входного сиг-
сигнала в преобразователь вводят дополнитель-
дополнительную цепь обратной связи, компенсирующую
изменение чувствительности и стабилизи-
стабилизирующую его быстродействие в широком
диапазоне изменения входного сигнала.
Вольтметры, построенные на основе ли-
линейного преобразователя СКЗ, удобны в экс-
эксплуатации, так как имеют линейную шкалу
и, следовательно, могут работать совместно
с цифровыми вольтметрами постоянного
тока.
На этом принципе основаны милли-
милливольтметры типов ВЗ-40, ВЗ-48, ВЗ-50 и др.
Функциональная схема широкополосного
милливольтметра типа ВЗ-48 приведена на
рис. 2.65. Измеряемый сигнал до 300 мВ
подается непосредственно на вход преобра-
преобразователя импеданса ПИ, а сигнал свыше
300 мВ — через делитель Д с коэффициентом
деления 1 : 1000. С выхода ПИ сигнал посту-
поступает на аттенюатор А с затуханием
0 — 50 дБ, затем через эмиттерный повтори-
повторитель ЭП{ на широкополосный усилитель
с аддитивной коррекцией ШУ1 и далее на
широкополосный усилитель ШУ2. С выхода
ШУ2 сигнал поступает на линейный преобра-
преобразователь ЯП и составной эмиттерный повто-
повторитель ЭП2. Постоянное напряжение на вы-
выходе ЯП измеряется измерительным прибо-
прибором ИП магнитоэлектрической системы.
Основными узлами прибора, определяю-
определяющими его характеристики, являются широко-
широкополосный усилитель и линейный преобразо-
преобразователь.
Широкополосный усилитель с аддитив-
аддитивной коррекцией (рис. 2.66) состоит из двух
идентичных по структуре каналов. Сигнал
с выхода аттенюатора (уровень сигнала
около 0,5 мВ) через эмиттерный повтори-
повторитель К, поступает на вход первого основно-
основного канала и через эмиттерный повторитель
V2 — на вход второго (вспомогательного) ка-
канала. В основном канале происходит усиле-
усиление сигнала примерно в 100 раз. С выходно-
выходного эмиттера основного канала сигнал уров-
уровнем около 15 мВ поступает на делитель R',
Выход 200 мВ
А
■»—
Дополнительный
Рис. 2.65. Функциональная схема вольтметра с преобразователем на основе метода взаимо-
взаимообратных преобразований
4 п/р Кузнецова В. А.
98
Измерение напряжения и силы тока
Рис. 2.66. Принципиальная электрическая схема широкополосного усилителя, применяемого
в милливольтметре типа ВЗ-48
R". Коэффициент деления делителя 1:31. Та-
Таким образом, после делителя сигнал приво-
приводится к уровню входного сигнала (около
0,5 мВ) и подается на фазоинверсный вход
второго канала (эмиттер F4).
Во втором канале происходит усиление
выделенного сигнала ошибки также пример-
примерно в 100 раз. На выходах обоих каналов сиг-
сигнал, усиленный первым каналом, суммирует-
суммируется с сигналом ошибки, выделенным вторым
каналом. Суммирование происходит на со-
сопротивлении Rc. Уровень сигнала на выходе
двухканального усилителя около 50 мВ.
Выходной широкополосный усилитель
выполнен на высокочастотных транзисторах
типа 2Т316. На выходе усилителя имеется
двухтактный каскад, эмиттерной нагрузкой
которого являются нагреватели сигнальных
термопреобразователей 7771 и ТП2.
Линейный преобразователь ЛП по уров-
уровню среднеквадратического значения напря-
напряжения построен на основе метода взаимо-
взаимообразных преобразований, заключающегося
в последовательном (встречном) включении
нелинейных элементов со взаимообратными
характеристиками. Этот метод в схеме ЛП
реализован следующим образом: нагревате-
нагреватели двух последовательно включенных термо-
термопреобразователей ТП3 и 7774 включены
в цепь ООС усилителя постоянного тока
УПТ. Термопары всех термопреобразовате-
термопреобразователей включены последовательно на вход УПТ
таким образом, что сигнал термопар термо-
!
преобразователей ТПЪ и ТПХ вычитается из
сигнала термопар термопреобразователей
777 j и ТП2, и на вход УПТ подается раз-
разность этих напряжений.
Усилитель постоянного тока построен
по схеме модуляция — демодуляция. Упра-
Управление работой модулятора и демодулятора
осуществляется сигналом прямоугольной
формы типа меандра. Управляющий сигнал
формируется мультивибратором, собранным
на микросхеме 2ГФ181. Частота модуляции
ЗкГц.
Модулятор УПТ представляет собой
два включенных параллельных полупровод-
полупроводниковых ключа.
Таким образом, постоянное напряжение,
пропорциональное среднеквадратическому
значению измеряемого переменного напря-
напряжения и поступающее со входа УПТ, моду-
модулируется по амплитуде и преобразуется
в прямоугольные импульсы с частотой упра-
управляющего сигнала. Полученный импульсный
сигнал подается далее на инвертирующий
вход усилителя переменного напряжения, по-
построенного на микросхеме 1УТ401Б, на не-
инвертирующий вход которого поступает на-
напряжение с нижнего ключа модулятора.
С помощью этого напряжения компенси-
компенсируются остаточные токи и напряжения ос-
основного, верхнего ключа модулятора.
Усиленное переменное напряжение по-
подается на демодулятор, который, так же как
и модулятор, представляет собой два вклю-
2.7. Измерение переменного напряжения
99
Рис. 2.67. Структурная схема преобразова-
преобразователя СКЗ на основе транзисторных термо-
термопреобразователей
ченных параллельно полупроводниковых
ключа, где оно преобразуется в постоянное
напряжение.
Милливольтметр ВЗ-48 обеспечивает из-
измерение среднеквадратического значения на-
напряжения произвольной формы с коэффи-
коэффициентом амплитуды ка = 4ик/и, где ик —
напряжение, равное конечному значению
шкалы на установленном поддиапазоне,
и — действительное значение измеряемого
напряжения. Диапазон измеряемых прибо-
прибором напряжений 0,3 мВ — 300 В и частота
сигнала от 10 Гц до 50 МГц. Основная по-
погрешность прибора 2,5 — 10% в зависимости
от предела измерения и частоты.
Особый интерес представляют вольт-
вольтметры, преобразователь которых реализован
по структурной схеме, приведенной на
рис. 2.67, на основе транзисторных термо-
термопреобразователей [255]. Схема содержит два
термочувствительных транзисторных эле-
элемента Vх и V2, каждый из которых находит-
находится на подложке с нагревателями i?H] и RH2
соответственно, усилители постоянного тока
ОУХ и ОУ2, конденсаторы Си С2 частотной
коррекции, резисторы R1 для привязки баз
транзисторов Vx, V2 к земле; резистор Roc
совместно с конденсатором С3 и усилителем
ОУ2 обеспечивают подавление переменной
составляющей на выходе преобразователя
в диапазоне низких частот, диод F3 обеспе-
обеспечивает однополярный выход сигнала пре-
преобразователя.
Преобразователь работает следующим
образом. Мощность, рассеиваемая на сопро-
сопротивлении нагревателя /?н1, при подаче сигна-
сигнала нагревает входной транзистор F,, вызы-
вызывая изменение напряжения база —эмиттер.
Это приводит к появлению разностного на-
на= |/ — \u2At)dt. Для
пряжения, которое усиливается транзистора-
транзисторами V1, V2 и операционным усилителем ОУ^
Усиленное напряжение поступает на RH2
и нагревает выходной транзистор V2, стре-
стремясь привести схему в равновесие. При рав-
равновесии схемы
исключения асимметрии в переходной харак-
характеристике преобразователя в области малых
выходных сигналов усилитель ОУ2 имеет
квадратичную функцию преобразования. Ча-
Частотный диапазон таких преобразователей
от единиц герц до 100 МГц, при этом по-
погрешность преобразования сигналов часто-
частотой до 10 МГц не превышает 1%, а до
100 МГц — нескольких единиц процентов.
Совершенствование технологии аналого-
аналоговой микросхемотехники привело к созданию
целого ряда интегральных микросхем и ми-
микромодульных схем аналоговой вычисли-
вычислительной техники, используемых при построе-
построении преобразователей СКЗ.
Среди методов аналогового вычисления
наиболее перспективным является метод не-
неявного вычисления, допускающий большой
динамический диапазон изменения входного
сигнала. Схема преобразователя СКЗ приве-
приведена на рис. 2.68.
Сущность метода заключается в следую-
следующем. Мгновенное значение измеряемого на-
напряжения ux(t) с помощью множительно-де-
множительно-делительного устройства МДУ возводится
в квадрат и делится на постоянное выходное
напряжение преобразователя «вых. Мгновен-
Мгновенное значение напряжения на выходе МДУ
Mj =Ux(t)/uBblx. Напряжение на выходе филь-
фильтра нижних частот, собранного на усилителе
ОУ и элементах i?06p> Яо с, С, пропорцио-
пропорционально постоянной составляющей напряже-
напряжения, поступающего на его вход, или
МДУ
J
Г
11/?
"О.С
<Z3—
ОУ
U-вых
Рис. 2.68. Функциональная схема преобра-
преобразователя СКЗ, основанного на методе
неявного вычисления
100
Измерение напряжения и силы тока
откуда
~l
где Т — период входного сигнала.
Рассмотренные преобразователи имеют
высокую точность преобразования (около
0,05 %), широкий диапазон частот преобра-
преобразуемого сигнала @,01 Гц — 1 МГц). По-
Подобные преобразователи применяются в
вольтметрах 1030, 1041 фирмы Datron и др.
Одним из недостатков метода аналого-
аналогового вычисления является низкое быстродей-
быстродействие преобразователей, определяемое в ос-
основном фильтром нижних частот (ФНЧ),
постоянная времени которого выбирается из
условия получения необходимого коэффи-
коэффициента подавления переменной составляю-
составляющей выходного сигнала преобразователя.
Для различных преобразователей и на раз-
разных частотах время преобразования может
принимать значения от сотен миллисекунд
до нескольких секунд.
2.7.3. ИЗМЕРЕНИЕ
ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
МЕТОДОМ СРАВНЕНИЯ
В технике точных измерений широкое
распространение получили компенсационные
методы измерения напряжения переменного
тока в широком диапазоне частот. В компен-
компенсационных методах измеряемую величину
сравнивают с известной величиной, воспро-
воспроизводимой или измеряемой средствами из-
измерений с высокой точностью, с помощью
прибора сравнения. В качестве элементов
сравнения могут служить электротепловые,
электромеханические и электрические компа-
рирующие преобразователи.
На современном этапе развития измери-
измерительной техники лучшими являются при-
приборы сравнения, основанные на применении
в качестве компарирующего преобразовате-
преобразователя вакуумных диодов — диодные компенса-
компенсационные вольтметры.
Как известно, в области малых токов
вольт-амперные характеристики диодов
описываются экспоненциальным законом:
i = Ge
-ки„
где i — ток диода при напряжении uQ = iR;
G — ток диода при напряжении и0 = 0; к —
параметр диода, зависящий от температуры.
Если подать на диод переменное сину-
синусоидальное напряжение с амплитудой ит
и постоянное напряжение смещения и0, то
Рис. 2.69. Принципиальная электрическая
схема компенсационного вольтметра, осно-
основанного на методах среднего тока диода (а)
и постоянного смещения на диоде (б)
мгновенное значение тока определится по
формуле
• _ Qj.kum cos ait-fe«o)
Среднее значение этого тока в соответ-
соответствии с [2.43]
2п
О
где 70 (кит) — бесселева функция нулевого по-
порядка от мнимого аргумента. Приведенные
зависимости могут быть положены в основу
метода измерения напряжения переменного
тока.
В компенсационном вольтметре ВЗ-24
использованы два метода компенсации изме-
измеряемой величины:
метод постоянного среднего значения
тока диода в диапазоне от 0,1 до 100 В;
метод постоянного смещения на диоде
в диапазоне от 20 до 100 мВ.
Принципиальная схема измерения мето-
методом постоянного среднего значения тока
диода приведена на рис. 2.69, я. При отсут-
отсутствии измеряемого напряжения переменного
тока на выходе диода (положение 1 переклю-
переключателя П) через него протекает постоянный
начальный ток
При нажатом ключе Кл можно подо-
подобрать напряжение смещения такое, что при
"см = 'i^i ток через микроамперметр будет
равен нулю. В положении 2 переключателя
П на вход диода поступает измеряемое на-
напряжение переменного тока с амплитудой ит
2.7. Измерение переменного напряжения
101
и компенсационное напряжение ик, опреде-
определяющие ток через диод со средним
нием, равным:
Изменением компенсационного напря-
напряжения можно добиться равенства ^ = i2, т. е.
постоянства среднего значения тока, проте-
протекающего через диод до и после подачи на
него измеряемого напряжения. Решение ра-
равенства i\ = i2 после подстановки в него вы-
выражений для токов относительно компенса-
компенсационного напряжения дает следующую зави-
зависимость:
Если значение параметра диода известно
и постоянно, то компенсационное напряже-
напряжение определяется только амплитудой изме-
измеряемого напряжения ит. Значение параметра
к диода определяется экспериментально
и устанавливается регулировкой напряжения
накала диода.
Принципиальная схема компенсационно-
компенсационного вольтметра методом постоянного смеще-
смещения на диоде приведена на рис. 2.69,6. В по-
положении 1 переключателя П производится
операция «установка нуля» и через диод про-
протекает начальный ток i1 = Ge~ h ', создавая
на сопротивлении нагрузки Rt падение на-
напряжения uCM = ilR1. При замкнутом ключе
Кл изменением напряжения смещения мсм
вспомогательного регулируемого источника
добиваются отсутствия тока в гальваноме-
гальванометре, что соответствует равенству mcm = wcmi-
Затем переключатель Я переводят в положе-
положение 2, которое соответствует операции «Из-
«Измерение». При поступлении на вход диода
измеряемого напряжения переменного тока
ток через диод увеличивается. Регулирова-
Регулированием включенной в цепь диода части потен-
потенциометра R1 при замкнутом ключе Кл вновь
добиваются отсутствия тока в гальваноме-
гальванометре, что соответствует такому же падению
напряжения на резисторе R2, что и при пер-
первой операции (mcm = ucmi):
«см2 = hR2>
при этом среднее значение тока через диод
определяется из выражения
Решение равенства i{R{ = i2R2 дает зави-
зависимость
Таким образом, измеряемое напряжение ит
связано функциональной зависимостью с от-
отношением сопротивлений нагрузки в цепи
диода и параметром k: um = F(Rl/R2, к). Сле-
Следовательно, при известных и постоянных Rl
и к значение измеряемого напряжения пере-
переменного тока определяется только сопроти-
сопротивлением R2.
Основная погрешность (в процентах)
компенсационных вольтметров при частотах
до 10 МГц составляет + @,2 + 0,8/м), при бо-
более высоких частотах погрешность увеличи-
увеличивается и определяется из выражения
+ @,2 + 0,08/м + 0,008/),
где / — частота измеряемого напряжения,
МГц; и — показание прибора, В.
Диапазон измеряемых прибором напря-
напряжений от 10 мВ до 100 В с разрешающей
способностью 10 мкВ на пределе 10 мВ.
Диапазон частот измеряемых переменных
напряжений 20 Гц — 1000 МГц.
Компенсационный метод применен
в выпускаемом промышленностью вольтме-
вольтметре типа ВЗ-49. В качестве нелинейного эле-
элемента на входе вольтметра применен диод
типа 2Д24Н, что обеспечивает широкий диа-
диапазон частот и относительно высокое вход-
входное сопротивление. Схему прибора условно
можно разделить на две части: аналоговую
и цифровую. Аналоговая часть обеспечивает
детектирование измеряемого напряжения,
установку режима диода и сам процесс изме-
измерения по методу постоянного среднего зна-
значения тока диода. Цифровая часть обеспечи-
обеспечивает выработку закона изменения нелинейно-
нелинейного компенсационного напряжения, индика-
индикацию значения измеряемого напряжения при
балансе устройства сравнения, возможность
дистанционного управления значением ком-
компенсационного напряжения и поддиапазона
измерений, выход информации на цифропе-
чатающее устройство.
Функциональная схема цифровой части
прибора и устройства выработки напряже-
напряжения компенсации приведена на рис. 2.70. Для
выработки напряжения компенсации по-
постоянного тока применен метод широтно-
импульсной модуляции выходного постоян-
постоянного напряжения моп источника опорного
напряжения ИОН с последующей фильтра-
фильтрацией и усреднением. В этих схемах масштаб-
масштабное преобразование опорного напряжения
осуществляется при помощи импульсного
делителя.
В простейшем случае импульсный дели-
делитель представляет собой усредняющее
устройство, ко входу которого периодически
подключается делимое напряжение.
Среднее значение выходного напряжения
«вых = PilWi/('2 + *l) = Pi"on'i/X
102
Измерение напряжения и силы тока
Усилитель
мощности
Рис. 2.70. Функциональная схема цифровой части вольтметра и устройства выработки компен-
компенсирующего напряжения
где р! — общий коэффициент передачи филь-
фильтра и усилителя.
Точность коэффициента передачи им-
импульсного делителя зависит от стабильности
временных интервалов tt и tt 4-12. В совре-
современных устройствах возможно формирова-
формирование обоих интервалов времени путем деле-
деления частоты задающего импульсного генера-
генератора и их отношение может быть обеспечено
с высокой точностью. Абсолютная стабиль-
стабильность частоты генератора для этой схемы
значения не имеет.
Поскольку в схеме компенсационного
вольтметра зависимость между амплитудой
измеряемого напряжения и амплитудой на-
напряжения компенсации нелинейна, то дол-
должно реализоваться равенство
ti/(ti + t2) = p2ln/0(/cuon)//c,
где р2 ~~ масштабный коэффициент.
Эта зависимость осуществляется мето-
методом кусочно-линейной аппроксимации, т. е.
источник напряжения компенсации построен
по принципу кусочно-линейной аппроксима-
аппроксимации, частота импульсов задающего импульс-
импульсного генератора меняется, определяя наклон
участка.
Выработка требуемого закона измене-
изменения нелинейного напряжения компенсации
обеспечивается сигналами управления, посту-
поступающими из цифровой схемы прибора.
Напряжение компенсации за каждый
цикл Т образуется из двух интервалов. За
интервал t[ вырабатывается напряжение, со-
соответствующее старшим разрядам, а за ин-
интервал t'[ — напряжение, соответствующее
младшему разряду. В момент t = 0 происхо-
происходит переполнение счетчика Сч и его выход-
выходной импульс через схему управления СУ
перебрасывает переключатель П^ в положе-
положение 1. Одновременно этот импульс устана-
устанавливает регистр сдвига РгС в исходное со-
состояние. Это состояние регистра характери-
характеризуется точкой 0 (рис. 2.71). Регистр сдвига
РгС (см. рис. 2.70) и узел выбора предела ВП
воздействуют на дешифраторы ЦШГ и ДШ2-
Дешифратор ДШ1 в свою очередь выра-
вырабатывает команду управления делителем Д,
представляющего собой делитель частоты
с переменным коэффициентом деления. По
команде управления с регистра РгС через де-
дешифратор ДШ^ и делитель Д устанавливает-
устанавливается требуемая частота импульсов на выходе
счетчика Сч, т. е. наклон соответствующего
отрезка. Импульсы на вход делителя посту-
поступают от генератора Г с частотой / =
= 1,25 МГц.
С выхода делителя Д импульсы на-
начинают поступать в счетчик Сч и заполнять
его. Когда код на выходе счетчика Сч ока-
окажется равным коду на выходе дешифратора
ДШ2, схема сравнения кодов CCKt выдает
первый импульс в регистр сдвига РгС, пере-
переводя его в первое состояние. Этот момент
2.7. Измерение переменного напряжения
103
Рис. 2.71. Графики нелинейной зависимости
измеряемой величины от соотношения интер-
интервалов ^/(fj + t2)
соответствует точке А на рис. 2.71, первой
точке перегиба. Регистр сдвига через деши-
дешифратор ДШ^ и делитель Д изменяет частоту
импульсов на входе счетчика Сч, т. е. изме-
изменяет наклон характеристики на участке АБ
(рис. 2.71). Регистр сдвига изменяет также
и состояние кода на выходе дешифратора
ДШ2. Поэтому по мере дальнейшего запол-
заполнения счетчика наступает новое равенство
кодов и схема сравнения кодов ССК^ выдает
второй импульс на регистр сдвига (точка J5).
Регистр переходит во второе состояние,
и опять изменяется частота импульсов, по-
поступающих в счетчик Сч, определяя наклон
участка БВ.
Процесс повторяется за цикл столько
раз, сколько отрезков имеет кривая аппрок-
аппроксимации.
Код с выхода счетчика Сч поступает
также на схему сравнения кодов ССК2. Там
этот код сравнивается с кодом, выбираемым
вручную с помощью схемы задания СЗ. Зна-
Значение заданного кода в десятичной форме
индицируется цифровым табло ЦТ. В точке
В (рис. 2.71) код счетчика Сч становится
равным заданному от СЗ (по старшим разря-
разрядам), и схема сравнения кодов ССК2 через
схему управления СУ переводит переключа-
переключатель Лх в положение 2, устанавливая проме-
промежуток t{.
После заполнения счетчика 1100 импуль-
импульсами снова вырабатывается импульс уста-
установки нуля, и цикл повторяется. Так проис-
происходит отработка старших разрядов показа-
показания на цифровом табло ЦТ.
Число декад счетчика Сч не соответ-
соответствует числу декад схемы задания СЗ, и схе-
схема сравнения ССК2 определяет равенство
кодов только четырех декад счетчика (I, II,
III, IV, где IV декада имеет один только
двоичный разряд) и четырех старших декад
заданного кода от СЗ.
Младший разряд показания на табло
вырабатывается следующим образом. После
достижения момента t^ счетчик продолжает
считать импульсы, поступающие на его вход.
В момент t = t[ +12 происходит переполне-
переполнение второй декады счетчика Сч и через схе-
схему управления СУ переключатель П2 пере-
перебрасывается в положение 1 (ключ П1 остает-
остается в положении 2). В момент, когда код II
декады счетчика Сч становится равным коду
младшего разряда схемы задания СЗ, пере-
переключатель Пг переключается в положение 2,
определяя длительность промежутка вре-
времени t'[.
При этом, очевидно, необходимо
в 100 раз уменьшить влияние tJ0 на выход-
выходное напряжение ывых. Поэтому должно быть
выполнено условие R2 = IOORV
В приборах сравнения используются
также компараторы, сравнивающие механи-
механическое воздействие, создаваемое измеряемой
величиной переменного тока, с воздействием
постоянного тока, измерение которого мож-
можно осуществлять с высокой точностью.
В электромеханических компараторах срав-
сравниваются электромеханические моменты, вы-
вызываемые изменением электромагнитной
энергии постоянного и переменного токов,
с использованием для создания указанных
компараторов моментов измерительных ме-
механизмов электростатической системы.
Электромеханические компараторы осу-
осуществляются как компараторы разновремен-
разновременного и одновременного сравнения. Электро-
Электромеханические компараторы разновременного
сравнения — это по существу обыкновенные
одноэлементные приборы, перед каждым из-
измерением на переменном токе градуируемые
на постоянном токе. В качестве компарато-
компараторов разновременного сравнения могут при-
применяться приборы электростатической си-
системы.
Общим недостатком компараторов раз-
разновременного сравнения является влияние
остаточных деформаций растяжек или подве-
подвесов на результат измерения.
Более совершенным является метод
одновременного сравнения, при котором
преобразователь реагирует одновременно на
измеряемую величину на переменном токе
и эквивалентное ее значение на постоянном
токе. Положение равновесия подвижной ча-
части преобразователя при любом конструк-
104
Измерение напряжения и силы тока
тивном исполнении и любой системе уравно-
уравновешивания определяется равенством нулю
суммы моментов, действующих на подвиж-
подвижную часть.
Вращающий и противодействующий мо-
моменты должны быть равны (Mj = M2) и на-
направлены навстречу друг другу. Регулиров-
Регулировкой постоянного тока достигают равенства
этих моментов. Измеряемый в момент ком-
компенсации постоянный ток является мерой из-
измеряемого переменного тока.
Наиболее простым способом реализации
метода одновременного сравнения является
использование электростатического измери-
измерительного механизма — квадрантного элек-
электрометра, позволяющего непосредственно
сравнивать переменное напряжение с по-
постоянным (рис. 2.72, а). Между одной парой
квадрантов и подвижным электродом по-
подается измеряемое напряжение переменного
тока Mj, а между второй парой квадрантов
и подвижным электродом — напряжение по-
постоянного тока и2, по значению которого су-
судят о значении измеряемого напряжения
переменного тока. В момент равенства на-
напряжений указатель электрометра находится
на нулевой отметке шкалы.
Для построения измерительных уст-
устройств высокой точности применяются двух-
двухэлементные измерительные механизмы
(рис. 2.72,6), при этом возможен ряд сочета-
сочетаний измерительных механизмов. Электроста-
Электростатические измерительные механизмы могут
использоваться совместно с любой другой
измерительной системой. Практическую ре-
реализацию нашли сочетания электростатиче-
электростатического и магнитоэлектрического механизмов
или двух электростатических механизмов.
Особенно перспективным является по-
построение односистемных преобразователей
компараторов, состоящих из измерительных
механизмов одной системы. Их преимуще-
преимущества перед разносистемными измерительны-
С)
и
j Up О
чэиго '
)
s)
Рис. 2.72. Схема включения компараторов
моментов одновременного сравнения на
основе квадрантного электрометра (а) и двух-
двухэлементных измерительных механизмов (б)
ми механизмами компараторов состоят
в возможности получения одинаковой чув-
чувствительности у элементов, системы защиты
от влияния внешних факторов, влияния тем-
температуры и т. д.
Наиболее целесообразным вариантом
построения измерительного механизма пре-
преобразователя компаратора является двухэле-
двухэлементная система, состоящая из двух одина-
одинаковых механизмов, так как это значительно
упрощает выравнивание характеристик ком-
компаратора. Каждый электрометрический меха-
механизм системы имеет три вывода: от подвиж-
подвижного электрода и от изолированных друг от
друга неподвижных электродов. При измере-
измерении напряжения электрометр включается по
схеме, приведенной на рис. 2.72,6.
В установке У729 основным узлом
является двухэлементный электростатиче-
электростатический преобразователь. Прибор работает
в режиме одновременного сравнения е пе-
периодической калибровкой. На один элемент
измерительного механизма подается изме-
измеряемое напряжение их, а на второй — ком-
компенсирующее. Под действием разности мо-
моментов, создаваемых измеряемым и компен-
компенсирующим напряжениями, подвижная часть
измерительного преобразователя поворачи-
поворачивается. Угол поворота преобразуется фото-
фотоэлектрическим преобразователем в пропор-
пропорциональное постоянное напряжение. Это на-
напряжение подается на второй элемент изме-
измерительного механизма и вырабатывает меха-
механический момент, автоматически уравнове-
уравновешивающий механический момент, созда-
создаваемый измеряемым напряжением их. При
равенстве моментов равны вызвавшие их
напряжения.
В компенсаторах переменного тока мо-
могут применяться термоэлектрические компа-
компараторы. Термоэлектрические компараторы
характеризуются широкой независимостью
показаний от частоты и способностью изме-
измерять при стационарных процессах среднеква-
дратические значения токов и напряжений
независимо от формы кривой измеряемых
сигналов.
Компараторы одновременного сравне-
сравнения на электротепловых преобразователях
содержат масштабный преобразователь,
компаратор одновременного сравнения, со-
состоящий из термоэлектрических преобразо-
преобразователей типа ТВБ-4 и усилителя постоянного
тока с МДМ-преобразователем, и магнито-
магнитоэлектрический механизм.
Упрощенная функциональная схема ав-
автоматического компаратора одновременного
сравнения с нерегулируемым образцовым
напряжением приведена на рис. 2.73. Изме-
2.7. Измерение переменного напряжения
105
и
U-on
Рис. 2.73. Функциональная схема автомати-
автоматического компаратора одновременного срав-
сравнения на основе термопреобразователей
ряемое напряжение их усиливается усилите-
усилителем yt и управляет ЭДС термопреобразова-
термопреобразователя ТПи ЭДС термопреобразователя ТП^
сравнивается с ЭДС термопреобразователя
ТП2, который питается от источника ста-
стабильного постоянного напряжения цоп. Раз-
Разность термо-ЭДС термопреобразователей
усиливается УПТ У2 и управляет ревер-
реверсивным счетчиком PC. Реверсивный счетчик,
в свою очередь, управляет металлопле-
ночным резистором R2 в цепи ООС усилите-
усилителя Ух таким образом, что показания счетчи-
счетчика пропорциональны проводимости l/i?2-
Показания счетчика фиксируются цифровым
отсчетным устройством ЦОУ. При достаточ-
достаточно большом коэффициенте усиления усили-
усилителей выходное напряжение их усилителя У1
поддерживается практически постоянным,
близким к моп. В то же время ut = (R2/Rl)ux.
Отсюда ux = (R1/R2)u1, т. е. показания счет-
счетчика будут пропорциональны измеряемому
напряжению их.
Приборы, основанные на таком принци-
принципе, имеют достаточно высокую точность из-
измерения @,05 %), широкий частотный (от
20 Гц до 700 кГц) и динамический (от 1 мВ
до 1100 В) диапазоны измерений.
Структурная схема приборов, осно-
основанных на принципе разновременного срав-
сравнения, приведена на рис. 2.74. Во время пер-
первого такта (переключатели Пг и П2 находят-
находятся в положении J) источник опорного напря-
напряжения ИОН соединяется через масштабный
и измерительный преобразователи (МП
Рис. 2.74. Структурная схема автоматиче-
автоматического компаратора разновременного сравне-
сравнения
и ИП) с конденсатором памяти С. Во время
второго такта (переключатели Ях и П2 нахо-
находятся в положении 2) измеряемое напряже-
напряжение их подключается через масштабный и из-
измерительный преобразователи к одному из
входов дифференциального усилителя ОУ.
Конденсатор С подключается при этом ко
второму входу усилителя ОУ. При неравен-
неравенстве опорного и измеряемого напряжений на
выходе дифференциального усилителя по-
появляется сигнал рассогласования, который
через блок автоматики БА воздействует на
масштабный преобразователь. Изменением
коэффициента преобразования МП произво-
производится уравновешивание обоих напряжений.
По окончании уравновешивания набранный
в МП код в цифровом отсчетном устройстве
ЦОУ преобразуется в цифровую величину.
Повышение метрологических характери-
характеристик электротепловых преобразователей
ограничивается неидентичностью и недоста-
недостаточной стабильностью временных и темпе-
температурных характеристик этих преобразовате-
преобразователей, а также трудностью выполнения преци-
прецизионных входных устройств' усилителей
и делителей в широкой полосе частот.
От этих недостатков свободны приборы,
основанные на принципе формирования
опорного напряжения. Сущность принципа
заключается в следующем (рис. 2.75). Изме-
Измерение производится в два этапа. На первом
этапе измеряемое напряжение подается на
устройство формирования опорного напря-
напряжения ФОН, состоящее из широкополосного
усилителя с дополнительным регулирующим
входом, компаратора среднеквадратического
значения и цепи обратной связи. Функция
устройства ФОН состоит в том, чтобы при
любом значении входного напряжения ux(t)
на выходе обеспечивалось переменное напря-
напряжение мОп~) равное по среднеквадратическо-
му значению опорному цоп. По окончании
формирования опорного напряжения устана-
устанавливается однозначное соответствие между
среднеквадратическим значением измеряемо-
измеряемого напряжения их и коэффициентом передачи
кп широкополосного усилителя устройства
ФОН: «х = «опАп- Величина кп фиксируется
с помощью запоминающего устройства ЗУ,
при этом источник измеряемого напряжения
отключается от входа устройства ФОН.
На втором такте определяется \/кп с по-
помощью компенсационной цепи, включающей
в себя усилитель устройства ФОН, ди-
дискретный масштабный преобразователь МП,
устройство сравнения УС и устройство урав-
уравновешивания УУ. Для этого в компенсацион-
компенсационную цепь вводится вспомогательное им-
импульсное образцовое напряжение, имеющее
106
Измерение напряжения и силы тока
ФОН
* t
sy
<-
г ——
УС
МП
. ,
, !
!
—l 1 1
i i i
УУ
I
и-
И
I
Рис. 2.75. Структурная схема цифрового
вольтметра переменного тока, основанного
на принципе формирования опорного напря-
напряжения
форму меандра мвсп, основная частота кото-
которого лежит в области средних частот звуко-
звукового диапазона.
В результате уравновешивания устана-
устанавливается следующая связь между изме-
измеряемым напряжением и элементами схемы:
±AN/uBCn),
где aN — коэффициент передачи масштабно-
масштабного преобразователя; Д — абсолютное значе-
значение напряжения некомпенсации.
Рассмотренная структурная схема имеет
ряд особенностей. Дискретный масштабный
преобразователь и устройства сравнения ра-
работают на фиксированной частоте вспомога-
вспомогательного сигнала мвсп, что позволяет не
предъявлять жестких требований в отноше-
отношении амплитудно-частотных и фазовых иска-
искажений. Кроме того, данная структурная схе-
схема позволяет исключить дополнительные
погрешности из-за нестабильности (времен-
(временной и температурной) коэффициентов пере-
передачи входной цепи, служащих для расшире-
расширения пределов измерения. Для этого доста-
достаточно выбрать уровень вспомогательного
напряжения таким, чтобы при той же чув-
чувствительности устройства сравнения входные
делители и усилители можно было непосред-
непосредственно включить в компенсационную цепь.
Использование этого принципа позво-
позволяет получить вольтметры с достаточно вы-
высокими характеристиками по переменному
току:
Диапазон измеряемых на-
напряжений 100 мкВ — 300 В
Разрешающая способность
на пределе измерения
10 мВ 1 мкВ
Диапазон частот . . . . 10 Гц—1 МГц
Погрешность измерения в
диапазоне частот . . . 0,07—1,5%
Коэффициент формы изме-
измеряемых напряжений . . . До 4
Входное сопротивление . . 1 МОм
2.7.4. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ
ГАРМОНИЧЕСКИХ СОСТАВЛЯЮЩИХ
МНОГОЧАСТОТНОГО СПЕКТРА
Широкое применение в радиоэлек-
радиоэлектронных измерениях находят селективные
(избирательные) микровольтметры для ис-
исследования спектра периодических сигналов,
определения спектральной плотности шумов,
измерения больших затуханий и малых
коэффициентов нелинейных искажений.
Селективные микровольтметры — это
высокочувствительные приемники гетеродин-
гетеродинного типа с настройкой на определенную ча-
частоту или узкий интервал частот. Упрощен-
Упрощенная структурная схема селективного микро-
микровольтметра приведена на рис. 2.76. Изме-
Измеряемый сигнал частоты /с подается через
входное устройство на смеситель, куда по-
поступает и сигнал от гетеродина /г. В смеси-
смесителе измеряемый сигнал под действием сиг-
сигнала, поступающего от гетеродина, преобра-
преобразуется усилителем промежуточной частоты
УПЧ в сигнал промежуточной частоты, на
которой происходит основное его усиление.
На выходе усилителя имеется вольтметр
с цифровым или стрелочным индикатором.
Усилитель промежуточной частоты в за-
зависимости от требуемых характеристик при-
прибора (чувствительности, полосы пропускания
и др.) может включать в себя два или три
преобразователя сигнала на фиксированных
частотах. Первый смеситель обеспечивает
преобразование входного сигнала в широ-
широком диапазоне частот в фиксированную про-
промежуточную частоту в зависимости от ча-
частоты настройки гетеродина: /Пр =/г ±/о
гДе /пр — промежуточная частота. Основны-
Основными требованиями, предъявляемыми к перво-
первому смесителю, являются значительное осла-
ослабление напряжения с частотой гетеродина,
максимальная чувствительность, возможно
большая равномерность частотной характе-
характеристики коэффициента преобразования, наи-
наибольшее ослабление гармоник на выходе.
Промежуточная частота прибора может
быть выбрана выше верхней частоты изме-
измеряемого диапазона или ниже нижней. При
выборе /пр ниже нижней частоты измеряемо-
измеряемого диапазона возникает множество комбина-
комбинационных частот; кроме того, сигнал гетеро-
гетеродина также находится в области измерения.
Такой принцип требует введения предвари-
2.7. Измерение переменного напряжения
107
Входное устройство
•• Смеситель
УПЧ
Вольтметр
Гетеродин
Рис. 2.76. Структурная схема селективного вольтметра
тельной селекции. Однако это усложняет
конструкцию прибора, так как входной блок
должен обеспечить синхронную настройку
входных фильтров и гетеродина и в процес-
процессе измерения прибором возникает необхо-
необходимость калибровки прибора на всех ча-
частотах из-за невозможности обеспечить по-
постоянство коэффициента передачи в пределах
основной погрешности входного селективно-
селективного блока усилителя.
Применение промежуточной частоты
выше верхней частоты измеряемого диапазо-
диапазона частот более распространено в анало-
аналоговых приборах, при этом требуется приме-
применение предварительной селекции.
Входной блок селективного микройольт-
метра может быть построен двумя метода-
методами. В ряде приборов используется селек-
селективный входной усилитель, настраиваемый
по всему диапазону частот. Такой принцип
построения входных блоков обеспечивает
подавление сигналов с частотой, отличаю-
отличающейся от частоты настройки. Второй прин-
принцип построения входных блоков селективных
микровольтметров состоит в том, что вход-
входной усилитель смесителя не имеет настраи-
настраиваемых элементов. Входной тракт прибора
является широкополосным на весь диапазон
или поддиапазон частот. По этому принципу
построен селективный микровольтметр типа
В6-1. Структурная схема прибора приведена
на рис. 2.77. Измеряемое напряжение подво-
подводится ко входу пробника, представляющего
собой катодный повторитель, и поступает
затем по экранированному кабелю через
входные фильтры в усилитель высокой ча-
частоты УВЧ. После УВЧ измеряемое напря-
напряжение преобразуется в смесителе См^с ча-
частотой гетеродина {Гет^) в промежуточную
частоту 40 МГц, затем усиливается усилите-
усилителем промежуточной частоты УПЧ. Из
Входной дели-
делитель 1:100
Пробник
УВЧ
Калибровочный генератор
УПЧХ сигнал поступает на смеситель См2,
где частотой гетеродина Гет2 преобразуется
во вторую промежуточную частоту 465 кГц
и через делитель напряжения поступает на
вход УПЧ2- На выходе этого усилителя
включены выходной вольтметр V, звуковой
тракт, позволяющий прослушивать модуля-
модуляцию сигнала; имеется выход для подключе-
подключения внешнего прибора.
Градуировка выходного вольтметра
произведена в эффективных значениях напря-
напряжения синусоидальной формы. Вследствие
того что прибор имеет довольно узкую по-
полосу пропускания, гармонические составляю-
составляющие сигнала не будут влиять на отсчет по
основной частоте.
Прибор имеет две полосы пропускания:
1 и 10 кГц. Ширина полосы определяется на
уровне 0,7 высоты резонансной характери-
характеристики.
Технические характеристики
прибора
Измеряемое напряжение:
на пределах 3—10 — 30 —
100 — 300 — 1000 — 3 000 —
10000 мкВ ..... От 2 мкВ
до 10 мВ
с делителем 1 : 100, при-
прилагаемым к прибору До 1 В
Диапазон частот измеряемых
напряжений От 150 кГц
до 35 МГц
Погрешность измерения (в
том числе с делителем),
не более:
в диапазоне частот от
0,15 до 15 МГц . . .
в диапазоне частот от
15 до 35 МГц . . .
15%
Предел 3 мкВ является индикаторным,
и его погрешность по всему диапазону ча-
См,
УПЧ
Гет
Делитель
напряжения
Гет
Звуковой тракт
УПЧ
Детектор
Рис. 2.77. Структурная схема селективного микровольтметра типа В6-1
108
Измерение напряжения и силы тока
стот +25%, а при применении графика по-
поправок ±20%. График поправок выражает
зависимость отклонения показаний прибора
(в процентах) от истинного значения изме-
измеряемого напряжения и прилагается к каждо-
каждому прибору. С помощью этого графика ис-
истинное значение измеряемого напряжения
может быть измерено с погрешностью не
более + 10% и рассчитано по формуле
"исг = «и,м -100/A00 + Дм %),
где мизм — напряжение, измеряемое прибо-
прибором; Аи — погрешность, взятая из графика;
мист -~ истинное значение напряжения.
Прибор, имеющий высокую чувстви-
чувствительность, селективность и широкий диапа-
диапазон частот, позволяет производить измере-
измерение процента содержания гармоник периоди-
периодических сигналов, т. е. исследовать спектр
периодических сигналов:
измерение второй гармоники до значе-
значения 0,1 % при напряжении сигнала на входе
не менее 1 мВ;
измерение третьей гармоники до значе-
значения 0,01 % при напряжении сигнала на входе
не менее 10 мВ.
Прибор позволяет исследовать спек-
спектральную плотность шума в диапазоне ча-
частот прибора. Спектральная плотность шу-
шумового сигнала определяется по формуле
где Цц — интегральное значение шума, изме-
измеренное прибором; AFlu ~ шумовая полоса
прибора.
Для конкретного образца шумовая по-
полоса мВ-МГц/мВ, вычисляется по формуле
AFm = S/u,
где S — площадь амплитудно-частотной ха-
характеристики (АЧХ) данного образца прибо-
прибора; и — максимальное значение АЧХ.
2.7.5. ИЗМЕРЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЙ
В ДИАПАЗОНЕ ИНФРАНИЗКИХ ЧАСТОТ
При разработке и исследовании ли-
линейных и нелинейных систем автоматическо-
автоматического регулирования, акустических и гидроаку-
гидроакустических систем, колебательных процессов
в различных механических системах и пр.
возникает необходимость измерения напря-
напряжений и токов инфранизких частот (ИНЧ),
т. е. частот ниже 10 — 15 Гц.
Для измерения напряжений ИНЧ могут
применяться электромеханические приборы
непосредственной оценки. Структурную схе-
схему электромеханического прибора непосред-
непосредственной оценки можно условно представить
как последовательное соединение измери-
1,0
0,8
0,6
0,4
0,2
-
. I
i i
ИП
к.
j
yPL
\
ИМ
a.
}\
t-i
f, Гц
О 0,05 0,1 0,2 0,4- 1 2 3 45
В)
Рис. 2.78. Электроизмерительные приборы
непосредственной оценки в цепях измерения
ИНЧ:
а — структурная схема; б — амплитудно-частотная
характеристика измерительного механизма; а =
= апост + апер ~~ Угол поворота подвижной части
прибора; апост — составляющая, пропорциональ-
пропорциональная среднему квадратическому значению измеряе-
измеряемой величины; апер — составляющая, определяе-
определяемая частотой измеряемого сигнала и динамиче-
динамическими параметрами прибора
тельного преобразователя ИП и измеритель-
измерительного механизма ИМ (рис. 2.78, а).
Преобразователь ИП преобразует изме-
измеряемую величину x(t) в некоторую промежу-
промежуточную y{t) (вращающий момент), находя-
находящуюся в определенной функциональной за-
зависимости от измеряемой величины. Изме-
Измерительный механизм ИМ служит для пре-
преобразования y(t) в перемещение подвижной
части прибора, в частности в отклонение
указателя на угол а. Кроме того, ИМ в це-
цепях переменного тока выполняет функции
фильтра нижних частот, параметры которого
определяются периодом собственных коле-
колебаний То и степенью успокоения р подвиж-
подвижной части прибора.
Реакция ИМ на переменную составляю-
составляющую у (г) в зависимости от частоты опреде-
определяет возможность использования электроме-
электромеханических приборов в диапазоне ИНЧ.
Существует три режима работы ИМ,
каждому из которых соответствует область
амплитудно-частотной характеристики
(рис. 2.78,6):
1) подвижная часть прибора не успевает
реагировать на изменения вращающего мо-
момента и реагирует лишь на его среднее зна-
значение. Это режим измерения переменного
тока. Обычно для работы в таком режиме
применяются измерительные преобразовате-
преобразователи с нелинейными характеристиками;
2) подвижная часть прибора следует за
изменениями вращающего момента практи-
практически без амплитудной погрешности. Это ре-
режим измерения постоянного тока. Для ра-
работы в нем применяются преобразователи
с линейной характеристикой;
3) подвижная часть прибора реагирует
2.7. Измерение переменного напряжения
109
на изменения вращающего момента с той
или иной степенью погрешности, не позво-
позволяющей произвести отсчет измеряемой вели-
величины. Это область неустойчивой работы,
и располагается она между двумя первыми.
При измерениях напряжений в диапазо-
диапазоне ИНЧ в зависимости от частоты измеряе-
измеряемой величины, системы и динамических па-
параметров прибора возможна работа в обла-
областях 1 и II: в областях / при измерении
среднего или действующего значения инте-
интегрального значения электрических величин,
а в области // — при измерении ампли-
амплитудных значений.
Измерения на частотах 0,1 Гц и ниже
могут проводиться микроамперметрами
магнитоэлектрической системы с отсчетом
амплитуды положительной м+ и отрицатель-
отрицательной и_ полуволн.
При наличии некоторой постоянной со-
составляющей в измеряемом сигнале влияние
ее может быть учтено в соответствии со сле-
следующим выражением:
Измеряемые напряжения при этом опре-
определяются в среднеквадратических значениях.
Источником погрешности определения
среднеквадратического значения напряжения
при таком измерении помимо погрешности
измерительного прибора может явиться не-
несинусоидальность сигнала. Значение этой по-
погрешности может быть подсчитано по фор-
формуле
где щ — напряжение j'-й гармоники. Погреш-
Погрешность микроамперметра может составлять
0,2-0,5%.
Разработан метод измерения напряже-
напряжений инфранизких частот с использованием
термопреобразователей, обеспечивающий
погрешность измерения не более 0,05—0,1%
для напряжения 0,1-150 В в диапазоне ча-
частот 0,001-50 Гц.
Практическое применение находит ме-
метод измерения амплитудного значения на-
напряжения с помощью цифровых вольтмет-
вольтметров постоянного тока с поразрядным урав-
уравновешиванием. Цифровой вольтметр Щ1513,
имеющий режим измерения максимального
или минимального напряжения и обеспечи-
обеспечивающий 50 изм./с в этом режиме, может ис-
использоваться для измерений амплитудных
напряжений синусоидального напряжения
инфранизкой частоты.
1 г
'Период
коррек-
коррекции
у— "-С
В
Период '
сравне-
сравнения
* *
~Cq "A 3 С
'U3M
Рис. 2.79. Временная диаграмма измерения
напряжения ИНЧ цифровым вольтметром в
режиме «макс —мин»
Процесс измерения в приборах пораз-
поразрядного уравновешивания разбит на два эта-
этапа, примерно равных по времени: период
коррекции и период сравнения.
В течение периода коррекции произво-
производится запоминание измеряемого сигнала их.
За время периода сравнения их сравнивается
с напряжением компенсации мк, вырабаты-
вырабатываемым дискретным делителем.
В режиме «макс —мин» фиксируется ми-
минимальное или максимальное значение мед-
медленно изменяющегося напряжения. Резуль-
Результат одного измерения будет соответствовать
значению напряжения в точке А (рис. 2.79),
когда происходит переключение контактов
и запоминается мгновенное значение их.
В режиме таких измерений на каждый пе-
период Т измеряемого напряжения приходится
около Т/B0-10) отсчетов, при этом фикси-
фиксируется только максимальный или мини-
минимальный отсчет.
Вольтметр в диапазоне инфранизких ча-
частот следит за изменением измеряемого на-
напряжения, фиксируя максимальное значение
положительной или отрицательной полу-
полуволны.
При периоде измеряемого напряжения,
соизмеримом с быстродействием цифрового
вольтметра, верные показания обеспечи-
обеспечиваются при достаточно большом времени
измерения. Например, на частоте 20 Гц по-
погрешность измерения амплитуды синусои-
синусоидального напряжения прибором Щ1513 не
превышает 0,2% при времени измерения
10 с.
На более низких частотах погрешность
измерения соответственно уменьшается,
стремясь к допускаемой погрешности при
измерениях постоянного напряжения.
Измерения в интервале частот 0,1 —
20 Гц могут выполняться компенсационным
методом.
Сущность метода поясняется на
рис. 2.80. На вход поступает измеряемое на-
напряжение, которое через резистор Rl попа-
попадает в точку а. Здесь оно суммируется с сиг-
по
Измерение напряжения и силы тока
Линия нуля
Рабочий,
участок
экрана
Рис. 2.80. Схема измерения напряжения ИНЧ
компенсационным методом (а) и эпюры
напряжений на экране осциллографа (б)
налом постоянного тока от источника ком-
компенсирующего напряжения ИКН, которое
контролируется цифровым вольтметром по-
постоянного тока ЦВ. Кремниевые диоды V1 и
V2 имеют выраженный излом вольт-ампер-
вольт-амперной характеристики, в связи с чем напряже-
напряжение результирующего сигнала в точке а не
превышает + @,5 — 1) В, так как, начиная
с этого значения, сказывается шунтирующее
действие пары диодов.
Таким образом, на экране электронного
осциллографа ЭО создается «электронная
лупа», позволяющая наблюдать при сравне-
сравнении только вершины сигналов каждой по-
полярности, используя при этом такую чув-
чувствительность осциллографа, при которой
просматриваемая часть сигнала (вершина)
занимает рабочий размер экрана.
Измерение амплитуды сигнала произво-
производится путем измерения компенсирующего
напряжения до тех пор, пока вершина сигна-
сигнала на экране осциллографа не совместится
с линией нуля, смещаемой предварительно
вверх или вниз от середины экрана в зависи-
зависимости от полярности измеряемой полуволны
напряжения (рис. 2.80). Измеряемое и ком-
компенсирующее напряжения должны иметь
противоположные полярности. Указанная
методика (при погрешности измерения ци-
цифрового вольтметра не более 0,1%) обеспе-
обеспечивает погрешность, не превышающую
0,5%.
Современные средства вычислительной
техники позволяют, используя в необхо-
необходимых сочетаниях измерительные преобра-
преобразователи, интегрирующие элементы, блоки
памяти, логические схемы, действующие по
заданной программе, создавать устройства
для измерения интегральных значений тока
или напряжения, мощности, фазы и других
параметров в диапазоне ИНЧ. В этих
устройствах реализуется тем или иным спо-
способом решение соотношений
г
1
J
где ucp и ыскз — соответственно среднее
и среднеквадратическое значения напряже-
напряжения; их — мгновенное значение напряжения.
Функциональная схема аналогового вы-
вычислителя, позволяющего измерять средне-
среднеквадратическое значение сигнала произволь-
произвольной формы и(х), показана на рис. 2.81.
Входное напряжение и (£), поступающее на
вход аналогового умножителя Ми возводит-
возводится в квадрат, интегрируется, усредняется по
периоду и из результата извлекается квад-
квадратный корень. Измеряемый сигнал подается
на оба входа аналогового умножителя М15
так что на выходе последнего появляется
сигнал, пропорциональный квадрату входно-
входного напряжения. Операционный усилитель
ОУ^, содержащий в контуре обратной связи
конденсатор С, выполняет функции интегра-
интегратора. Аналоговый умножитель М2 включен
в контур обратной связи операционного уси-
усилителя ОУ2, так что напряжение на выходе
пропорционально квадратному корню из на-
напряжения на входе этого усилителя.
Рис. 2.81. Функциональная схема вольтметра ИНЧ, основанного на методе аналогового
вычисления
2.8. Измерение импульсных напряжений
111
Такой аналоговый вычислитель, рабо-
работающий как высокочастотный детектор сред-
неквадратических значений, можно выпол-
выполнить в виде интегральной микросхемы на
одном кристалле. Постоянную интегрирова-
интегрирования можно изменять, подключая внешние
конденсаторы параллельно конденсатору С.
Этому методу измерения среднеквадра-
тических значений аналогичен метод цифро-
цифрового вычисления, при котором входной сиг-
сигнал сначала преобразуется в цифровую
форму, после чего его среднеквадратическое
значение вычисляется цифровым способом.
2.8. ИЗМЕРЕНИЕ
ИМПУЛЬСНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ
Измерение импульсных напряжений
является распространенным видом радиотех-
радиотехнических измерений. Очень часто при на-
настройке и регулировке импульсной аппара-
аппаратуры используются осциллографические ме-
методы измерений, которые позволяют не
только измерять параметры импульсов, но
и наблюдать одновременно их форму. Для
измерения параметров периодических после-
последовательностей импульсных напряжений ис-
используют осциллографы подгрупп Cl, C7
и С9, а редко повторяющихся и одиночных
импульсов — С8 (запоминающие осцилло-
осциллографы) и С9 (специальные осциллографы).
Наличие в осциллографе калибратора
с плавной регулировкой выходного напряже-
напряжения позволяет использовать следующие ме-
методы измерений амплитудных параметров
импульсных сигналов: калиброванной
шкалы, сравнения и компенсационный.
Метод калиброванной шкалы является
основным методом, применяемым наиболее
часто. Он основан на измерении линейных
размеров изображения исследуемого напря-
напряжения по шкале экрана ЭЛТ. Измеряемое
напряжение _ ,
где п — число делений по вертикали;
/соткл — значение коэффициента отклонения
по вертикали при максимальном усилении
(при этом тракт вертикального отклонения
откалиброван).
Метод сравнения основан на замещении
значения измеряемого напряжения напряже-
напряжением от калибратора напряжения. Отсчет из-
измеряемого значения производится по шкале
калибратора напряжения. Измерение напря-
напряжений методом сравнения более трудоемко
по сравнению с методом измерения по кали-
калиброванной шкале, но обеспечивает большую
точность. Данный метод рекомендуется для
измерения малых значений изображений сиг-
сигнала (одно —три деления).
Компенсационный метод измерения осно-
основан на компенсации исследуемого напряже-
напряжения опорным (калиброванным) напряжением
в дифференциальном усилителе. Электронно-
Электроннолучевая трубка является индикатором, по ко-
которому устанавливают момент компенсации
измеряемого и компенсирующего напряже-
напряжений. Метод обеспечивает высокую точность.
К недостаткам осциллографических ме-
методов измерения параметров импульсных
напряжений следует отнести невысокую точ-
точность E — 10%), относительно длительный
цикл измерения любого из амплитудных па-
параметров импульса, избыточную сложность
схем осциллографов, обусловленную их уни-
универсальностью. Следует отметить, что при-
применение в последних разработках осцилло-
осциллографов автоматизации измерений ампли-
амплитудных и временных параметров, в том
числе и с помощью ЭВМ, позволило значи-
значительно увеличить точность измерений и до-
довести ее при измерении амплитуды до
1 — 3%. Указанные выше недостатки осцил-
осциллографических методов измерения ампли-
амплитудных параметров импульсных сигналов
обусловили достаточно широкое применение
в СССР импульсных вольтметров, которые
при более простой схемной реализации обес-
обеспечивают более высокую, чем осциллографы,
точность и меньшее время измерений. Инди-
Индикация результатов измерений у импульсных
вольтметров осуществляется с помощью
стрелочных приборов (В4-9А, В4-12, В4-14,
И4-5) или на цифровом табло (В4-13, В4-17,
В4-20). Вольтметры с цифровым отсчетом,
например В4-20, удобны в работе, имеют бо-
более высокую, чем аналоговые вольтметры,
точность и автоматизацию измерений, обес-
обеспечивают работу в составе ИИС. Все это до-
достигается более сложной схемой по сравне-
сравнению со схемами аналоговых вольтметров.
Следует отметить, что и импульсные
вольтметры и осциллографические методы
измерений импульсных напряжений имеют
свои достоинства и недостатки. Поэтому ме-
метод измерения должен выбираться таким,
чтобы наилучшим образом обеспечивалось
решение требуемой измерительной задачи.
Все импульсные вольтметры можно раз-
разделить На два класса:
для измерения параметров повторяю-
повторяющихся импульсов;
для измерения параметров одиночных
и редко повторяющихся импульсов.
Наибольшее распространение при изме-
измерении амплитуд повторяющихся импульсов
получил метод преобразования импульсного
напряжения в напряжение постоянного тока
с последующим измерением его значения.
112
Измерение напряжения и силы тока
-П.
~ * +1.- 1
Рис. 2.S2. Функциональные схемы импульсного вольтметра на основе диодно-конденсаторного
(а) и триодно-конденсаторного (б) методов прямого преобразования и временная диаграмма
напряжения на накопительном конденсаторе (в)
Преобразователь импульсного напряжения
в постоянное — пиковый детектор. Импульс-
Импульсное напряжение через пиковый детектор за-
заряжает накопительный конденсатор С. Значе-
Значение выпрямленного напряжения на конденса-
конденсаторе С и определяет амплитуду измеряемых
импульсов. Пиковый детектор может быть
построен на вакуумных или полупроводни-
полупроводниковых диодах, транзисторах. Обычно ис-
используются схемы с диодами, и в этом слу-
случае вольтметр называют диодно-конденса-
торным. Принцип работы схем, построенных
на использовании метода выпрямления (рис.
2.82, а, б), одинаков и состоит в том, что
при поступлении на вход преобразователя
периодической последовательности прямоу-
прямоугольных импульсов конденсатор емкостью
С за время 1„ заряжается через малое сопро-
сопротивление диода, а в промежутке между им-
импульсами Т — tH медленно разряжается через
резистор R и обратное сопротивление диода
(рис. 2.82, в).
При выполнении условия постоянная
времени заряда т3 < fM, а постоянная времени
разряда тр > Т, среднее значение напряжения
Е'о на конденсаторе за период Т будет про-
пропорционально амплитуде импульса мт.
При измерении импульсных напряжений
с малыми амплитудами применяют предва-
предварительное усиление импульсов (рис. 2.83).
Схема прибора в этом случае состоит из вы-
выносного пробника с катодным повторителем,
аттенюатора, широкополосного импульсного
усилителя (предварительного усилителя), пи-
пикового детектора с УПТ. Волы метры, реа-
реализующие эту схему, позволяют измерять
напряжение от 1 мВ до 3 В непосредственно
с погрешностью ±D—10)% при длительно-
длительности импульсов от 1 до 200 мкс и скважности
от 100 до 2500.
Вольтметрам, построенным на основе
метода прямого выпрямления (диодно-кон-
(диодно-конденсаторного), присущи значительные по-
погрешности, связанные со скважностью
и формой импульса, которые быстро растут
с уменьшением амплитуды.
Для измерения напряжений малой ам-
амплитуды в широком диапазоне длительно-
длительностей (от наносекунд до миллисекунд) приме-
применяются вольтметры, построенные на авто-
автокомпенсационном методе. Измерение ампли-
амплитуды импульсного напряжения осущест-
осуществляется методом сравнения последнего
с калиброванным постоянным напряжением,
вырабатываемым автоматически с помощью
замкнутой следящей системы. Функциональ-
Функциональная схема такого вольтметра для измерения
импульсов положительной полярности при-
приведена на рис. 2.84. При измерении импуль-
импульсов отрицательной полярности включение
диодов Vу, V2, V3 обратное. Схема работает
следующим образом. Конденсатор С через
дискриминирующий диод V у заряжается
в момент действия входного импульса. По
окончании импульса конденсатор С медлен-
медленно разряжается через резистор R на конден-
конденсатор Сф. При соответствующем выборе по-
постоянной времени разряда конденсатора Сф
происходит расширение импульса. Расши-
Расширенный импульс с нагрузки /?' подается на У.
Выходное напряжение усилителя выпрям-
выпрямляется диодно-конденсаторной цепью V2, Уг,
CQ, Ro. Выпрямленное напряжение подается
в качестве компенсирующего через интегри-
интегрирующую цепочку ЯфСф на катод
дискриминирующего диода. При достаточно
большой постоянной времени R0C0 компен-
компенсирующее напряжение за период остается
практически постоянным и при достаточно
большом значении коэффициента усиления
Л_П_
Пробник
Аттенюатор
Предварительный
усилитель
Детектор
УПТ
Рис. 2.83. Структурная схема импульсного вольтметра с предварительным усилителем
2.8. Измерение импульсных напряжений
113
Рис. 2.84. Функциональная схема автокомпенсационного импульсного вольтметра
усилителя У происходит автоматическая
компенсация тока через диод. В установив-
установившемся режиме при к » 1 амплитуда изме-
измеряемого импульса равна компенсирующему
напряжению Е с некоторой систематической
погрешностью 5, обусловленной статизмом
системы, видом вольт-амперной характери-
характеристики диода Vу, формой и амплитудой им-
импульса.
Более совершенной является схема авто-
автокомпенсационного вольтметра с примене-
применением двухканального метода измерения.
Структурная схема прибора, реализующего
двухканальный метод измерения, приведена
на рис. 2.85. Прибор состоит из двух иден-
идентичных по структуре каналов — автокомпен-
автокомпенсационных устройств и устройства вычита-
вычитания. В качестве элемента сравнения приме-
применен полупроводниковый диод. Измеряемый
сигнал поступает на входной каскад, содер-
содержащий диод с расширенной емкостью Cv
Компенсирующее напряжение с выходного
устройства подается через резистор в цепи
обратной связи во входное устройство так,
что на усилитель поступает разностный сиг-
сигнал входного и компенсирующего напряже-
напряжений, причем только тогда, когда компенси-
компенсирующее напряжение меньше измеряемого.
С усилителя усиленный разностный сиг-
сигнал поступает на схему выработки компенси-
компенсирующего напряжения, на накопительном
конденсаторе которого вырабатывается ком-
компенсирующее напряжение, поступающее да-
далее на выходное устройство.
Для исключения при измерении ошибки,
вызываемой падением напряжения на полу-
полупроводниковом диоде, в преобразователе
применен метод комбинаций, заключающий-
заключающийся в том, что измеряемый сигнал поступает
одновременно на два одинаковых измери-
измерительных тракта, отличающихся тем, что вто-
второй тракт во входном устройстве имеет не
один, а два последовательно включенных по-
полупроводниковых диода. Выходные компен-
компенсирующие напряжения с обоих трактов иК\ и
мК2 поступают на вычитающее устройство,
в котором производится вычитание компен-
компенсирующих напряжений в соответствии с фор-
формулой
Е1 =2ик1-ик2 =
2 + Дмдз)] =
= 2 \ит - Дмд1] - \ит -
= ит- BДмд1 - Дмд2 -
= ит - б,
где ит — амплитуда измеряемого напряже-
напряжения; ДмД1, Дмд2, Дмдз — погрешности, вно-
вносимые диодами.
Как видно из формулы, при абсолютной
идентичности всех трех диодов погрешность,
вносимая падением напряжения на диоде
в схеме измерителя параметров импульсов
с применением метода комбинаций, исклю-
исключается. Практически остается некоторая по-
погрешность 5, которая значительно меньше
погрешности, вносимой одним диодом Vt:
5 « Дмд]. С вычитающего устройства сигнал
поступает на выход.
Этот метод измерения позволяет исклю-
исключить погрешность от длительности импульса
Усилитель
Схема выработки
компенсирующего
напряжения
Выходное
устройство
Усилитель
Схема выработки.
компенсирующего
напряжения
Выходное
устройство
Устройство
вычитания
Рис. 2.85. Структурная схема автокомпенсационного импульсного вольтметра, реализующего
двухканальный метод измерения
114
Измерение напряжения и силы тока
Вход Т
Компаратор 1
Схема выработки компен-
компенсирующего напряжения
Аналоговый выход I
]Канал преобразования J ,
Ручное и дистанционное
управление
1
Измерительный блок!
Плата управления режи-
режимами работы прибора
Встроенный
цифровой вольтметр
"I
Вход
I
Компаратор
2
Схема выработки компен-
компенсирующего напряжения
(Канал преобразования Ц
Цифровой выход
J
Аналоговый выход Ж
Рис. 2.86. Структурная схема цифрового вольтметра В4-20
и значительно уменьшить погрешность,
обусловленную формой импульса.
Описанный метод реализован в цифро-
цифровом импульсном вольтметре типа В4-20.
В приборе предусмотрены два идентичных
канала для преобразования (измерения) по-
положительного и отрицательного входных на-
напряжений (рис. 2.86).
Амплитуда входного сигнала, поступаю-
поступающего в один из каналов, сравнивается в ком-
компараторе с постоянным уровнем компенси-
компенсирующего напряжения, вырабатываемым
в замкнутой системе автоматического регу-
регулирования. Импульсы рассогласования по-
поступают с компаратора на схему выработки
компенсирующего напряжения, увеличивая
или уменьшая его. В установившемся режи-
режиме компенсирующее напряжение поддержи-
поддерживается на уровне, равном значению измеряе-
измеряемого напряжения.
Усилитель—
формирователь
"п LrnJ
ИгТЛ И/ЩГ
Цепь
ускоренного
заряда.
Синхронный,
фильтр
Рис. 2.87. Функциональная схема выработки компенсирующего напряжения
и*—
h
I уст
2.8.
i
п
Измерение
шипи
ППППП
импульсных
п
напряжений
П
П
115
Рис. 2.
Временные диаграммы, поясняющие работу схемы выработки компенсирующего
напряжения
Компаратор прибора В4-20 построен на
дифференциальном каскаде с полевыми
транзисторами и туннельным диодом в каче-
качестве нагрузки.
Такая схема сравнивающего устройства
обладает широкой полосой пропускания, по-
позволяющей ^измерять с высокой точностью
импульсные" сигналы с крутыми фронтами
и срезами и обеспечивает высокое входное
сопротивление прибора.
Импульсы с выхода компаратора 1 (или
компаратора 2) поступают в тракт преобра-
преобразования (рис. 2.87) на вход усилителя-форми-
усилителя-формирователя. Временные диаграммы напряже-
напряжений, поясняющие принцип действия канала
преобразования и показывающие последова-
последовательность выработки компенсирующего на-
напряжения, показаны на рис. 2.88.
Сигналом с усилителя-формирователя
запускается одновибратор G,. Импульс,
являющийся результатом дифференцирова-
дифференцирования среза выходного импульса одновибрато-
ра Glt запускает одновибратор G2, аналогич-
аналогично управляется одновибратор G3 импульса-
импульсами одновибратора G2, одновибратор
G4 — импульсами одновибратора G3, однови-
одновибратор Gs — импульсами одновибратора Gv
Одновибратор G6 запускается срезом одно-
одновибратора Gv
Выходные импульсы одновибраторов
поступают на схемы логического умножения,
управляющие работой цепей заряда, уско-
ускоренного разряда, ускоренного заряда и сбро-
сброса.
В установившемся режиме, когда уро-
уровень входного напряжения постоянный, схе-
схема работает с некоторой собственной часто-
частотой /соб- На накопительном конденсаторе
будет медленно пульсирующее напряжение (с
частотой /соб = 1/Гсоб) около постоянного
уровня, соответствующего входному напря-
напряжению.
При увеличении амплитуды входного
сигнала нарушается баланс токов во вход-
входном дифференциальном каскаде компарато-
компаратора, одновибратор компаратора срабатывает
и начинает выдавать импульсы, управляю-
управляющие схемой набора компенсирующего напря-
напряжения с частотой следования много выше
частоты /соб- Частота следования импульсов
компаратора в этом случае либо совпадает
с частотой следования входного сигнала, ли-
либо определяется времязадающей цепью
одновибратора компаратора.
Если промежуток между импульсами
одновибратора G1 схемы выработки компен-
компенсирующего напряжения меньше собственной
длительности импульса одновибратора G2,
то фронт следующего импульса одновибра-
одновибратора Gt возвращает одновибратор G2 в ис-
исходное (устойчивое) состояние и т. д. Поэто-
Поэтому длительности импульсов одновибраторов
(кроме первого) зависят от момента прихода
следующих импульсов предыдущего однови-
одновибратора (в отличие от установившегося режи-
режима, когда одновибраторы возвращаются
в устойчивое состояние сами и имеют дли-
длительности импульсов, соответствующие по-
постоянным времени их времязадающих це-
цепей).
116
Измерение напряжения и силы тока
Выходные импульсы с одновибраторов
Gb G3 и G5 поступают на схему совпадения
Mj. Начиная с третьего цикла переключения
одновибратора Gb импульсы с одновибрато-
одновибраторов Gb G3 и G5 будут совпадать во времени.
В результате на выходе схемы И^ появится
импульс, управляющий ключом ускоренного
заряда. Накопительная емкость интегратора
при этом питается гораздо большим током,
чем цепь заряда, поэтому набор компенси-
компенсирующего напряжения осуществляется боль-
большими ступенями.
Этот процесс будет продолжаться до тех
пор, пока компенсирующее напряжение, сту-
ступенчато увеличиваясь до амплитуды вход-
входного сигнала, сравняется с ним, и вся схема
снова начнет работать в установившемся ре-
режиме. При таком наборе компенсирующее
напряжение может превышать амплитуду
входного сигнала на одну ступень ускорен-
ускоренного заряда. Для уменьшения времени заря-
заряда накопительная емкость интегратора заря-
заряжается до амплитуды входного сигнала
одновременно с первой ступенью ускоренно-
ускоренного заряда при поступлении на триггер им-
импульса запуска. Благодаря наличию цепи
ускоренного разряда накопительная емкость
интегратора прекращает разряжаться при
поступлении импульса с выхода схемы И2.
Когда компенсирующее напряжение ста-
становится несколько меньше входного вслед-
вследствие ускоренного разряда, компаратор Сно-
Снова начинает выдавать импульсы на вход
усилителя формирователя и запускать одно-
вибраторы. Цепь ускоренного разряда пре-
прекращает разряжать накопительную емкость
интегратора, и схема снова начинает рабо-
работать в установившемся режиме.
При уменьшении амплитуды входного
сигнала компенсирующее напряжение не мо-
может понизиться сразу и остается выше ам-
амплитуды входного сигнала на время отра-
отработки, поэтому импульсы с компаратора не
поступают и одновибраторы не запускаются.
По окончании импульса одновибратора G6
на выходе схемы ИЛИ2 появляется сигнал,
открывающий ключ цепи сброса. Цепь сбро-
сброса вырабатывает большой ток, быстро раз-
разряжающий накопительную емкость интегра-
интегратора. В тот момент, когда компенсирующее
напряжение станет чуть ниже амплитуды
входного сигнала, начнет работать компа-
компаратор, цепь сброса выключится и схема пе-
перейдет в установившийся режим.
Напряжение с выхода интегратора по-
поступает на синхронный фильтр, а с него — на
измерительный блок, который построен по
схеме цифрового вольтметра постоянного
тока с двойным интегрированием.
Прибор, построенный по рассмотренной
схеме, позволяет измерять и преобразовы-
преобразовывать видеоимпульсное и радиоимпульсное
напряжения от 0,1 до 25 В, а с внешним ин-
индивидуальным делителем 1: 10 до 250 В,
длительностью 2-10~8— 0,05 с, частотой
следования 10—Ш7 Гц и несущей частотой
радиоимпульсов 200 —5-107 Гц.
Основная погрешность измерения им-
импульсного и радиоимпульсного напряжения
составляет + @,4 — 2) % при длительности
более 0,5-10 с и несущей частоте ра-
радиоимпульсных напряжений 200—105 Гц.
2.9. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ ИЗМЕРЕНИЯ
НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
С целью поддержания характеристик
средств измерений в соответствии с требова-
требованиями, нормированными технической доку-
документацией на них, при выпуске из производ-
производства и в процессе эксплуатации осущест-
осуществляют поверку метрологических характери-
характеристик средств измерений. К эксплуатации
допускаются только те средства измерений,
которые признаны по результатам поверки
пригодными к применению. Поверка должна
выполняться в соответствии с государ-
государственными стандартами на методы и сред-
средства поверки, методическими указаниями,
инструкциями или методиками по поверке
мер и измерительных приборов. Для обеспе-
обеспечения правильности передачи значений элек-
электрических единиц от эталонов к рабочим
приборам следует соблюдать порядок повер-
поверки, предусмотренный поверочной схемой.
Для средств измерений нормируют обы-
обычно три группы метрологических характери-
характеристик. Первая группа описывает свойства
средств измерений в нормальных условиях
эксплуатации, вторая — влияние отклонений
условий эксплуатации от нормальных на ха-
характеристики первой группы, третья — дина-
динамические свойства (влияние изменений изме-
измеряемой величины или неинформативного
параметра входного сигнала на погрешность
средств измерений или результаты измере-
измерений). Характеристики всех этих групп опре-
определяются и нормируются в процессе разра-
разработки и проведения предварительных
и государственных испытаний.
В первую группу включают характери-
характеристики основной погрешности и характери-
характеристики, описывающие свойства входной и вы-
выходной цепей средств измерений. Характери-
Характеристики первой и третьей групп подлежат
поверке при выпуске и в процессе эксплуата-
эксплуатации средств измерений. Характеристики вто-
2.9. Метрологическое обеспечение средств измерения напряжения и тока
117
рой группы подтверждаются в процессе ти-
типовых, периодических и контрольных испы-
испытаний.
Поверка средств измерений — это сово-
совокупность экспериментальных операций, про-
производимых органом метрологической служ-
службы с целью проверки метрологической ис-
исправности средства измерений, и определе-
определения, в случае необходимости, конкретных
значений его метрологических характери-
характеристик. Основным содержанием поверки
средств измерений является определение их
погрешностей. Достоверность оценки по-
погрешностей зависит от того, насколько пра-
правильно выбраны методика определения по-
погрешности и поверяемые точки. Решающее
влияние на качество средств измерений
оказывает методика их поверки. От ее совер-
совершенства зависит вероятность появления не-
необнаруженного и фиктивного брака при вы-
выпуске приборов из производства, а также
вероятность обнаружения неисправных при-
приборов, находящихся в эксплуатации.
Поверки делятся на первичные, периоди-
периодические, внеочередные и инспекционные. Пер-
Первичная поверка должна проводиться при вы-
выпуске средств измерений в обращение из
производства и ремонта, периодическая
поверка — при эксплуатации и хранении
средств измерений через определенные меж-
межповерочные интервалы, установленные с рас-
расчетом обеспечения исправности средств из-
измерений на период между поверками, вне-
внеочередная поверка — при эксплуатации (хра-
(хранении) средств измерений независимо от
сроков периодической поверки при необхо-
необходимости убедиться в исправности средств из-
измерений; проведении работ по корректиро-
корректированию межповерочных интервалов; контроле
результатов периодической поверки; повре-
повреждении поверительного клейма, пломбы
и утрате документов, подтверждающих про-
прохождение средствами измерений периодиче-
периодической поверки; вводе в эксплуатацию новых
средств измерений, а также после ремонта,
хранения и транспортирования.
Поверка средств измерений может осу-
осуществляться государственной или ведом-
ведомственной метрологической службой; такую
поверку называют соответственно государ-
государственной или ведомственной.
Различают также поэлементную и ком-
комплексную поверку средств измерений. Поэле-
Поэлементная поверка — поверка средств измере-
измерений, при которой его метрологическую ис-
исправность устанавливают по отклонениям от
нормы параметров отдельных элементов его
измерительной цепи. Комплексная повер-
поверка — поверка средств измерений, при кото-
которой его метрологическую исправность уста-
устанавливают по отклонениям от нормы его
метрологических характеристик как целого.
При проведении поверки должны выпол-
выполняться следующие операции: внешний ос-
осмотр, опробование, определение метрологи-
метрологических характеристик. Поверку осущест-
осуществляют в нормальных условиях.
При внешнем осмотре поверяют отсут-
отсутствие механических повреждений на приборе,
неисправностей регулировочных и соедини-
соединительных элементов, а также отсутствие де-
дефектов отсчетного устройства, затрудняю-
затрудняющих или исключающих нормальную работу
прибора, и др.
При опробовании указатель отсчетного
устройства поверяемого вольтметра устанав-
устанавливают механическим корректором на нуле-
нулевую или начальную отметку при включен-
включенном напряжении питания. Включают пове-
поверяемый вольтметр в сеть питания и прове-
проверяют возможность установки нуля при зако-
закороченном входе, а также всех других предва-
предварительных настроек вольтметра (амперме-
(амперметра), указанных в технической документации
на поверяемый прибор.
На вход вольтметра подают измеряемое
напряжение и, регулируя его, проверяют нали-
наличие отклонения указателя шкалы от нулевой
отметки на всех пределах измерения и воз-
возможность свободного перемещения указате-
указателя по всей шкале.
Для цифровых вольтметров при опробо-
опробовании проверяют наличие свечения всех
цифр во всех разрядах, что свидетельствует
о функциональной исправности вольтметра.
Быстрый рост номенклатуры средств из-
измерений, находящихся в эксплуатации, при-
приводит к тому, что традиционные методы по-
поверки средств измерений напряжения и тока,
рассчитанные на применение ручного труда,
становятся тормозом для повышения выпу-
выпуска приборов и улучшения их метрологиче-
метрологических характеристик. Поэтому в настоящее
время первостепенное внимание уделяется
автоматизации поверки вольтметров и ам-
амперметров, применению при их поверке
ЭВМ. Современные цифровые вольтметры
(амперметры) имеют выход на ЦПУ, дистан-
дистанционное или программное управление, по-
поэтому автоматизация их поверки более про-
проста и дает большой экономический эффект.
Поверка электроизмерительных приборов
(амперметров, вольтметров) проводится
в соответствии с требованиями Инструкции
184 — 62 Государственного комитета стандар-
стандартов, мер и измерительных приборов, которая
определяет следующий объем поверки:
внешний осмотр прибора, проверку влияния
118
Измерение напряжения и силы тока
наклона, определение основных погрешно-
погрешностей, определение вариации показаний при-
прибора, проверка возвращения указателя к ну-
нулевой отметке.
Определение основной погрешности
электроизмерительных приборов осущест-
осуществляется следующими наиболее распростра-
распространенными методами: сличения на постоянном
и переменном токе, компенсационным на по-
постоянном токе, термоэлектрического компа-
рирования на переменном токе.
Выбор метода поверки и образцового
прибора определяется требуемым соотноше-
соотношением погрешностей образцового и поверяе-
поверяемого приборов A:5).
Поверка приборов классов точности
0,05 — 0,5 на постоянном токе проводится
компенсационным методом.
Погрешности приборов классов точно-
точности ОД—0,5, предназначенных для работы на
постоянном и переменном токе, определяют-
определяются на постоянном токе компенсационным
методом, если изменение показания прибора
при переходе с постоянного на переменный
ток номинальной частоты (или в номиналь-
номинальной области частот) не превышает 1/3 на-
наибольшей допускаемой погрешности, опреде-
определяемой классом точности поверяемого при-
прибора. При несоблюдении этого условия,
а также при отсутствии в поверочном органе
таких сведений прибор должен поверяться
также и на переменном токе номинальной
частоты. Поверка на переменном токе
в этом случае проводится методом термо-
термоэлектрического компарирования (сравнения).
Погрешность электроизмерительных
приборов классов точности от 1 до 4 опреде-
определяется методом сличения их показаний с по-
показаниями образцовых приборов непосред-
непосредственной оценки или. любым более точным
методом.
При поверке методом сличения образ-
образцовый прибор выбирается исходя из характе-
характеристик поверяемого прибора: его класса точ-
точности, предела измерения, системы измери-
измерительного механизма. Класс точности образ-
образцового прибора должен быть не ниже
указанного в табл. 2.10.
На переменном токе, как правило, по-
поверка приборов проводится методом сличе-
сличения. Частота переменного тока должна со-
соответствовать указанной на приборе, при
отсутствии этого указания проверка прово-
проводится на частоте 50 Гц. Если на шкале ука-
указан диапазон частот, определять основную
погрешность можно при любой частоте это-
этого диапазона.
Система образцового прибора выбирает-
выбирается исходя из системы поверяемого прибора.
Таблица 2.10. Рекомендуемые соотношения
между классом поверяемого и
образцового приборов при поверке методом
сличения
Класс точности
поверяемого
прибора
0,5
1,0
1,5
2,5
4,0
Класс точности
образцового прибора
без введения
поправки
0,1
0,2
0,2
0,5
0,5
с введением
поправки
0,2
—
0,5
1,0
1,5
При поверке магнитоэлектрических при-
приборов в качестве образцовых должны приме-
применяться приборы той же системы, а при по-
поверке приборов других систем на постоян-
постоянном токе — электродинамические или элек-
электромагнитные приборы.
Образцовый прибор должен иметь ва-
вариацию показаний, не превышающую поло-
половины допускаемой погрешности.
Конечные значения шкал образцового
и поверяемого приборов не должны отли-
отличаться более чем на 25%. Можно использо-
использовать приборы с большим пределом измере-
измерения, но более высокого класса точности,
определяемого по формуле
где ап, ао — пределы измерения соответствен-
соответственно поверяемого и образцового приборов;
&пов> ^обр — классы точности поверяемого
и образцового приборов.
При поверке приборов на постоянном
токе компенсационным методом могут при-
применяться потенциометры постоянного тока,
обеспечивающие вместе с образцовыми ме-
мерами определение значения измеряемого на-
напряжения (тока) для конечного значения
шкалы поверяемого прибора с погреш-
погрешностью, не превышающей 0,1 % для прибо-
приборов класса точности 0,5; 0,04% для приборов
класса точности 0,2; 0,02% для приборов
класса точности 0,1; 0,01% для приборов
класса точности 0,05.
Поверка приборов классов точности
0,1 — 0,5, предназначенных для измерений
в цепях переменного тока, проводится мето-
методом компарирования. При поверке приборов
этим методом среднеквадратическое значе-
значение переменного напряжения (тока) на ка-
каждой числовой отметке шкалы поверяемого
прибора определяется путем измерения ком-
компенсационным методом постоянного напря-
напряжения (тока), эквивалентного по тепловому
2.9. Метрологическое обеспечение средств измерения напряжения и тока
119
или электродинамическому действию изме-
измеряемому переменному напряжению (току).
Сравнение переменного и постоянного на-
напряжений (токов) производится с помощью
термоэлектрических или электромеханиче-
электромеханических компараторов. Наибольшее распростра-
распространение получили термоэлектрические компа-
компараторы, имеющие более широкий диапазон
частот.
Схема поверки вольтметра с использо-
использованием термоэлектрического компаратора
приведена на рис. 2.89. Поверяемый вольт-
вольтметр подключается к регулируемому источ-
источнику переменного напряжения. Термопреоб-
Термопреобразователь 777 переключателем П также
включается на переменное напряжение па-
параллельно поверяемому вольтметру через
добавочное сопротивление гд. Регулируя на-
напряжение источника питания, указатель во-
вольтметра устанавливают на поверяемую чис-
числовую отметку шкалы и уравновешивают
термо-ЭДС преобразователя падением* на-
напряжения на резисторе гк путем изменения
тока от вспомогательного источника Ес с по-
помощью регулировочного резистора г. Мо-
Момент полного уравновешивания термо-ЭДС
определяют по нулевому показанию гальва-
гальванометра Г. Затем переключателем П вклю-
включают нагреватель термопреобразователя на
постоянное напряжение, регулировкой кото-
которого компенсируют термо-ЭДС преобразо-
преобразователя от постоянного тока, отмечая это
также по нулевому показанию гальваноме-
гальванометра. Действительное значение постоянного
напряжения, эквивалентное установленному
переменному напряжению, измеряют потен-
потенциометром или цифровым вольтметром.
Поверка электронных аналоговых вольт-
вольтметров. При поверке электронных вольтме-
вольтметров определяют следующие параметры:
К потенциометру
Рис. 2.89. Схема поверки вольтметров с ис-
использованием термоэлектрического компара-
компаратора
основную погрешность измерения по-
постоянного напряжения;
основную погрешность в нормальной
и расширенной областях частот при измере-
измерении переменного напряжения;
основную погрешность в нормальных
и в рабочих областях временных параметров
импульсов.
Погрешность вольтметров определяется
методом сравнения его показаний с показа-
показаниями образцового средства воспроизведе-
воспроизведения напряжения (калибраторов) или сличе-
сличением показаний поверяемого и образцового
вольтметров непосредственно либо с исполь-
использованием делителя напряжения.
В случае применения образцового дели-
делителя напряжения его выходное сопротивле-
сопротивление не должно превышать значения, опреде-
определяемого по формуле
где /?вых — выходное сопротивление образцо-
образцового делителя напряжения, Ом; R — входное
сопротивление поверяемого вольтметра, Ом;
5доп ~ предел допускаемой основной погреш-
погрешности поверяемого вольтметра, %.
Если входное сопротивление поверяемо-
поверяемого прибора имеет реактивную составляю-
составляющую за счет входной емкости, то выходное
сопротивление образцового делителя в омах
не должно превышать значения, определяе-
определяемого по формуле
где / — частота, на которой производится
измерение, Гц; С — входная емкость поверяе-
поверяемого прибора, Ф.
При использовании калибраторов основ-
основная погрешность поверяемого вольтметра
определяется по шкале калибратора (В 1-7,
Bl-12, Bl-13, B1-18 — калибраторы постоян-
постоянного напряжения; Bl-9, Bl-15, B1-16 —кали-
—калибраторы переменного напряжения; В1-8 —
калибратор постоянного и переменного на-
напряжений; В1-5 — калибратор импульсного
напряжения).
При использовании образцовых вольт-
вольтметров основная погрешность поверяемого
вольтметра рассчитывается по формуле Д =
= и — и0 или Д' = и — кПи0, где м — показание
поверяемого вольтметра, В; и0 — показание
образцового средства измерений, В; ки —
коэффициент передачи образцового делите-
делителя, равный l/fc№ — коэффициент деления
образцового делителя.
Основную погрешность определяют на
каждой числовой отметке шкалы основных
пределов измерений поверяемого вольтме-
вольтметра. За основной предел принимаются пре-
120
Измерение напряжения и силы тока
делы, нанесенные на шкалах отсчетного
устройства вольтметра при множителе, рав-
равном единице.
На остальных пределах измерений ос-
основную погрешность определяют на ко-
конечных числовых отметках шкал, а также на
отметках, на которых ранее были опреде-
определены наибольшие положительная и отрица-
отрицательная погрешности (или наибольшая и на-
наименьшая погрешности, если все погрешно-
погрешности одного знака).
Поверка цифровых вольтметров и АЦП.
Теоретические аспекты поверки цифровых
вольтметров и АЦП рассмотрены в [21]. Ос-
Основное отличие цифровых приборов от ана-
аналоговых заключается в наличии квантования
измеряемой величины по уровню, что обус-
обусловливает методическую составляющую по-
погрешности ЦВ и АЦП — погрешность кван-
квантования (дискретности). Погрешность кван-
квантования нормируется, но не поверяется, так
как она известна, не изменяется во времени
и имеет одно и то же предельное значение во
всех приборах одного типа.
Погрешность квантования — случайная
величина, закон распределения которой*мож-
но рассматривать как равномерный в опре-
определенных границах. Эти границы опреде-
определяются только схемой ЦВ (АЦП) и равны
± 0,5q (q — ступень квантования) для синхро-
синхронизированных приборов (большинство выпу-
выпускаемых приборов) и + q для несинхронизи-
рованных. Синхронизированными являются,
например, время-импульсные ЦВ, у которых
имеется синхронизация импульсов, выра-
вырабатываемых генератором опорной частоты
с началом интервала Тх (см. рис. 2.33).
У ЦВ необходимо и достаточно контро-
контролировать лишь инструментальную состав-
составляющую погрешности, которая проявляется
в виде смещения действительной функции
преобразования по отношению к функции
преобразования идеального квантователя.
Для решения практических задач, связанных
с поверкой ЦВ, инструментальную погреш-
погрешность Ди = Д^. + А ЦВ в отдельно взятой точ-
точке диапазона можно рассматривать как слу-
случайную величину Ди с математическим ожи-
ожиданием Ас и дисперсией а%, равной диспер-
дисперсии случайной величины А. Закон распреде-
распределения случайной составляющей А — одномо-
дальный и симметричный. Вид этого закона
распределения определяется свойствами кон-
конкретного вида ЦВ. Для большинства видов
ЦВ закон распределения А близок к нор-
нормальному.
У ЦВ определяется инструментальная
погрешность, приведенная ко входу, которая
в поверяемой точке является разностью дей-
действительного значения входного напряжения,
соответствующего границе между двумя со-
соседними значениями выходного сигнала
и номинальным значением этого напряже-
напряжения. Определение погрешности ЦВ, приве-
приведенной к выходу, производят для ЦВ, имею-
имеющих погрешность, существенно большую
ступени квантования.
У ЦВ нормируют одну из перечис-
перечисленных ниже метрологических характери-
характеристик:
пределы допускаемых значений основ-
основных погрешностей Ад и размер q ступени
квантования измеряемой величины по уров-
уровню;
пределы допускаемых значений система-
систематической Дс д и случайной ад составляющих
основной погрешности; размер q ступени
квантования;
пределы допускаемых значений основ-
основной погрешности и ее составляющих Ас д,
ад; размер q ступени квантования;
вариацию.
Пределы основной погрешности и ее со-
составляющих (систематической и случайной)
нормируются в виде значений абсолютных,
относительных или приведенных погрешно-
погрешностей. Случайная составляющая погрешности
нормируется в виде предела ад допускаемых
значений среднего квадратического отклоне-
отклонения. Заметную случайную составляющую
имеют, как правило, ЦВ высокой чувстви-
чувствительности A мкВ и менее).
В настоящее время у большинства ЦВ
нормируется, как правило, предел допускае-
допускаемой относительной основной погрешности,
%, которая устанавливается двучленной: 8 =
= + (а + ЬАК/ЛХ), или в соответствии
с ГОСТ 8.401 — 80 по трехчленной формуле
8= ± [с + Ь(\АК/АХ\ — 1)], где а, Ъ и с = а +
+ b — положительные числа; Ак — наиболь-
наибольшее значение поддиапазона измерения;
Ах — значение измеряемой величины на вхо-
входе (выходе) или число делений, отсчитанных
по шкале (цифровому табло).
Методика установления требований
к точности образцовых средств измерений,
применяемых при поверке ЦВ и АЦП, опре-
определяется в соответствии с ГОСТ 8.009 — 72,
исходя из заданной допускаемой вероятно-
вероятности брака поверки. Такой подход позволяет
снижать (в разумных пределах) требования
к точности образцовых средств измерений за
счет введения двухдопускового контроля по-
погрешности. Вопрос поверки ЦВ менее точны-
точными образцовыми средствами актуален, так
как точность современных ЦВ приближается
к точности образцовых приборов.
Отношение пределов допускаемых по-
2.9. Метрологическое обеспечение средств измерения напряжения и тока
121
Таблица 2.11. Отношение пределов
допускаемых погрешностей образцового
средства и поверяемого ЦВ
До.д/Ад
1/10
1/5
1/4
1/3
1/2,5
1/2
'и max
0
0,1
0,15
0,2
0,25
0,3
у = Ак/Дд
0,90
0,80
0,75
0,67
0,60
0,50
0,94
0,88
0,85
0,80
0,75
0,69
0,95
0,89
0,87
0,82
0,79
0,74
0,95
0,91
0,89
0,85
0,82
0,78
0,96
0,93
0,91
0,88
0,85
0,81
0,97
0,94
0,92
0,90
0,88
0,85
грешностей образцового средства и поверяе-
поверяемого ЦВ устанавливают в зависимости от
допускаемого значения максимальной услов-
условной вероятности необнаружения выхода по-
погрешности за допускаемые пределы Рнтах,
оговоренного потребителем (табл. 2.11).
В табл. 2.11 Д0.д — предел допускаемой
погрешности образцового средства; Дд —
предел допускаемой основной погрешности
поверяемого ЦВ в поверяемой точке;
Рнтах — максимальная условная вероятность
ошибки поверки, состоящей в том, что фак-
фактически неисправный ЦВ, имеющий действи-
действительное значение погрешности, превышаю-
превышающее Дд на бесконечно малую величину, не
бракуется (выбирается по согласованию с за-
заказчиком, если нет указаний в технической
документации); Дк — значение допуска кон-
контроля. Если у конкретного типа ЦВ норми-
нормирован предел систематической составляющей
погрешности Дс д, а предел Дд не нормиро-
нормирован, в табл. 2.7 вместо Дд следует подста-
подставлять Дс д.
Действительные значения погрешностей
ЦВ определяются при помощи образцовых
средств измерений, которые при поверке ЦВ
должны удовлетворять следующим требова-
требованиям:
средства должны измерять (выдавать)
напряжения, соответствующие проверяемым
точкам и в пределах ± 2ДД номинального
значения поверяемой точки;
дискретность отсчета должна быть ме-
менее ОД предела допускаемых значений по-
погрешности ЦВ в проверяемой точке;
нестабильность напряжения (меры или
источника) за 5 мин должна быть менее
0,1 пределов нормируемых значений основ-
основной погрешности поверяемого ЦВ или ее со-
составляющих в проверяемой точке;
плавность регулирования напряжения
должна быть не менее 0,1 дискретности
младшего разряда поверяемого ЦВ;
амплитуда пульсаций (с частотой сети)
не должна превышать 0,1 предельных норми-
нормируемых значений погрешности ЦВ или ее
составляющих;
источник напряжения переменного тока
должен обеспечивать перекрытие частотного
диапазона поверяемого ЦВ и установку тре-
требуемого значения частоты с погрешностью
менее + 5 %; коэффициент гармоник должен
быть не более к = |/Дд/2,2.
При поверке на постоянном токе приме-
применяют потенциометры Р345, Р363, калибра-
калибраторы постоянного напряжения и тока В1-7,
Bl-12, Bl-13, B1-18, Ф7046, П320, П327, уста-
установки для поверки вольтметров Bl-4, B1-8,
образцовые электроизмерительные приборы
и ЦВ более высокой точности и чувствитель-
чувствительности, которая должна быть на порядок вы-
выше, чем у поверяемого ЦВ (В7-28, Щ48000
и др.).
При поверке на переменном токе приме-
применяют В1-4, В1-8, калибраторы переменного
напряжения В1-9 (с блоком усиления напря-
напряжения Я1В-20 или Я1В-22), В1-15, В1-16,
ГК-10, ГК-11, ГК-12, ГК-14, электроизмери-
электроизмерительные приборы С53, С55, С56, Ф563, вольт-
вольтметры ВД-1, ВЗ-49, Р386, В7-16, преобразова-
преобразователи переменного напряжения в постоянное
В9-10, В9-8, Ф7290. При поверке на перемен-
переменном токе методом компарирования приме-
применяют потенциометры Р345, Р363 и комплект
термопреобразователей ПНТЭ-64, ПТТЭ.
В качестве источников переменного напряже-
напряжения применяют различные генераторы, на-
например ГЗ-107, ГЗ-102, ГЗ-109 и др.
При поверке на постоянном и перемен-
переменном токе применяют поверочные установки
У313, У3551, УППУ-1, УПМА-ЗМ и др.
Методы поверки универсальных вольт-
вольтметров в режиме измерения сопротивления
аналогичны методам поверки измерителей
сопротивления, изложенным в разд. 4.
При поверке ЦВ следует отдать пред-
предпочтение калибраторам — многозначным ме-
мерам напряжения (тока), которые упрощают
процесс поверки и позволяют его автомати-
автоматизировать. Автоматизации поверки ЦВ (АЦП)
и поверке их на месте эксплуатации уделяет-
уделяется все большее внимание; эти вопросы на-
нашли отражение в [21].
При поверке ЦВ определяют действи-
действительные значения погрешности и (или) ее со-
составляющих или производят контроль того,
что значение погрешности или ее составляю-
составляющей не превышает допускаемого предела.
Рекомендуется следующая последова-
последовательность проверки характеристик погреш-
погрешности ЦВ:
определение (контроль) случайной соста-
составляющей погрешности ад;
122
Измерение напряжения и силы тока
определение (контроль) систематической
составляющей погрешности Дс-Д;
определение (контроль) суммарной по-
погрешности;
определение (контроль) вариации.
Погрешности ЦВ определяют в зависи-
зависимости от значения Р = An/q и принципа дей-
действия поверяемого ЦВ. Для ЦВ, по-
построенных на сочетании различных принци-
принципов действия, методику и проверяемые точки
выбирают с учетом того принципа, который
в большей степени влияет на погрешность
ЦВ.
Методы определения (контроля) харак-
характеристик погрешности ЦВ описаны в [5].
Рассмотрим определение значения Дс при
малой случайной составляющей погрешно-
погрешности, а также контроль, того, что в проверяе-
проверяемой точке погрешность Ас не превышает
предела допускаемых значений Дс д (случай-
(случайная составляющая погрешности при этом
мала), и контроль того, что в проверяемой
точке а не превышает предела допускаемых
значений ад.
Определение значения Дс при малой слу-
случайной составляющей погрешности осущест-
осуществляют следующим образом: устанавливают
значение напряжения на входе их, при кото-
котором из десяти последовательных показаний
JV,- цифрового табло от четырех до шести по-
показаний будут удовлетворять условию
I Nt | < | JV01; вычисляют значение Ас = NQ —
- 0,5q - их.
Контроль того, что в проверяемой точке
погрешность Ас не превышает предела допу-
допускаемых значений Дсд, осуществляют сле-
следующим образом: на вход ЦВ подают на-
напряжение их\ = No — у | Дс, д| — 0,5q; если из
десяти последовательных показаний шесть
или более показаний удовлетворяют усло-
условию | Nt | 5s I No |, то ЦВ бракуют. Подают на-
напряжение uX2 = No + у | Дс, д| — Q,5q, если из
десяти последовательных показаний шесть
или более удовлетворяют условию | N; | =$
^ | No j, то ЦВ бракуют. В противном случае
ЦВ признают годным.
Для контроля того, что в проверяемой
точке а не превышает предела допускаемых
значений стд, на вход подают напряжение их,
при котором из десяти последовательных
показаний JV; от четырех до шести показаний
будут удовлетворять условию |JV,|<|JV0|;
затем увеличивают их на величину 2устд. Ес-
Если теперь из десяти последовательных пока-
показаний два или более показаний удовлетво-
удовлетворяют условию |iV;| < | JV0], то ЦВ бракуют.
Известно, что для ЦВ, особенно пораз-
поразрядного уравновешивания, существенное
влияние на качество поверки оказывает вы-
выбор точек, в которых определяется погреш-
погрешность. Для ЦВ, кроме ЦВ поразрядного
уравновешивания, рекомендуются следую-
следующие поверочные точки: A — 0,9)мк, @,7 —
0,8К, @,4-0,6)ик, @,2-0,ЗК, @,1-0,05)ик
для каждого диапазона измерения. На неос-
неосновных диапазонах измерения допускается
уменьшать число поверяемых точек. Все
виды ЦВ проверяются при значении напря-
напряжения калибровки м0, а на нижнем диапазоне
измерения обязательному определению под-
подлежит погрешность при одном из показаний
в пределах младшего десятичного разряда.
Для ЦВ постоянного тока измерения
проводят при двух полярностях входного на-
напряжения, при этом при отрицательной по-
полярности основную погрешность опреде-
определяют в трех точках (начало, середина, конец)
основного диапазона измерений и в одной
точке (конец диапазона) на каждом из допол-
дополнительных диапазонов. Для ЦВ переменного
тока измерения проводят на частотах /min;
0,25(fmin + fmax); 0,5(/mrn + /^); 0,25(fmtn +
+ 3fmax)l fmax основного диапазона, а для
дополнительных диапазонов — в точках /„й„
и J max-
Вариация ЦВ обусловлена тем, что зна-
значение Ас изменяется в зависимости от напра-
направления изменения входного сигнала. Вариа-
Вариацию могут иметь ЦВ, в схеме которых
имеются элементы, обладающие гистере-
зисными свойствами (например, магнитные
модуляторы входного усилителя, преобразо-
преобразователи напряжения в частоту на основе маг-
магнитного сердечника и др.). У ЦВ поразряд-
поразрядного уравновешивания вариация может быть
обусловлена, например, несоответствием бы-
быстродействия устройства сравнения и такто-
тактовой частоты, с которой происходит опрос
разрядов, а также в тех случаях, когда нару-
нарушена регулировка симметрии модулятора
и демодулятора УПТ устройства сравнения.
Наличие вариации проявляется в том,
что значение входного сигнала их\, при кото-
котором показание ЦВ изменяется с No — q на
No при изменении входной величины от
меньших по модулю значений к большим, не
равно значению сигнала ихх, при котором
происходит изменение показания с No
на NQ — q при изменении входного сигнала
от больших по модулю значений к мень-
меньшим.
Под вариацией ЦВ понимают величину
Ъ = | ДС1 — Де21, где ДС1 и ДС2 — значения си-
систематической составляющей инструмен-
инструментальной погрешности, полученные при под-
подходе к точке х со стороны соответственно
больших и меньших по модулю значений из-
измеряемой величины. При наличии вариации
2.9. Метрологическое обеспечение средств измерения напряжения и тока
123
Область
приме-
применения
Пер-
Первая
Вто-
Вторая
Табли
Динамические
характеристики
Время пре-
преобразования
Время за-
задержки за-
запуска
Время цикла
кодирова-
кодирования
Время за-
задержки мо-
момента отсче-
отсчета
Апертурное
время
Погреш-
Погрешность АЦП
в динами-
динамическом
режиме
Неравномер-
Неравномерность ам-
амплитудно-
частотной
характе-
характеристики
ца 2.12. Нормирование динамических характеристик
Обозна-
Обозначение
Т
1 пр
'з
'и
'з.о
'а
Ад
AAf
Определение используемых
терминов
Интервал времени от момента на-
начала преобразования1 скачкообраз-
скачкообразного входного сигнала до момен-
момента, при котором код на выходе
АЦП отличается от номинального
не более чем на значение стати-
статической погрешности
Минимальный интервал времени от
момента появления скачкообразного
входного сигнала до момента по-
подачи сигнала запуска АЦП, при
котором входной код отличается
от номинального не более чем на
значение статической погрешности
Время, в течение которого осуществ-
осуществляется непосредственное преобразо-
преобразование напряжения (тока) в код
Интервал времени между заданным
и действительным моментами от-
отсчета2
Интервал временной неопределен-
неопределенности задержки момента отсчета
Погрешность АЦП, используемого
для измерений переменной во вре-
времени величины
Неравномерность амплитудно-час-
амплитудно-частотной характеристики — отличие
показаний АЦП в нормируемом
частотном диапазоне от показаний
при нулевой частоте входного
сигнала
АЦП
Графическая
интерпретация
и i
/ '"| ! !
/ '"I
/ ни i 1
tycm
- <* _ , _ *«
' пр
и
1
-V]
t1
t"
1 Момент начала преобразования зависит от структуры АЦП и представляет собой момент воз-
воздействия сигнала или команды запуска.
2 Отсчет — значение выходного кода АЦП, соответствующее значению измеряемого сигнала в опреде-
определенный момент времени. Момент отсчета — момент времени, к которому относят отсчет (заданный момент
отсчета) либо которому он реально соответствует (действительный момент отсчета).
за систематическую составляющую прини-
принимается Ас = (ЛС1 + Ас2)/2.
Для определения вариации измеряют
-значение их\, а затем их2 и вариацию вычис-
вычисляют по формуле b = \uX2 — uxi\. Системати-
Систематическая составляющая ЦВ при наличии вариа-
вариации определяется по формуле
Ac = N0-0,5q-(ux2 +
Динамические характеристики норми-
нормируются у быстродействующих ЦВ и АЦП.
В зависимости от области применения мож-
можно выделить два характерных режима ра-
работы этих приборов:
входной сигнал изменяется скачком до
преобразуемого значения, постоянного в те-
течение времени преобразования АЦП; такой
режим характерен, например, при работе
АЦП от коммутатора в составе ИИС;
входной сигнал изменяется непрерывно,
носит в общем случае широкополосный ха-
характер; этот режим можно назвать собствен-
124
Измерение мощности
но динамическим, когда требуется получить
мгновенное значение сигнала либо процесса
в заданный момент времени.
Динамические характеристики (ДХ) для
первого и второго режимов нормируют в со-
соответствии с табл. 2,12. Методы определения
нормируемых ДХ зависят от схемы АЦП,
наличия сигналов внешнего запуска и конца
преобразования. Предпочтение отдают экс-
экспериментальным методам определения ДХ,
но применяют и расчетные методы. Все
большее применение при определении ДХ
АЦП находят ЭВМ. Методы эксперимен-
экспериментального определения ДХ весьма разнооб-
разнообразны. При экспериментальном определении
ДХ необходимо выбрать вид испытательно-
испытательного сигнала, сформулировать требования
к параметрам испытательного сигнала и ме-
метрологическим характеристикам средств из-
измерений, выбрать схему измерения ДХ
и способ обработки результатов измерений.
Для примера рассмотрим определение Гпр —
ДХ для первого режима работы АЦП.
Чтобы правильно определить Тпр, целесоо-
целесообразно предварительно определить £а и Л-
Период Тпр определяется при скачкообраз-
скачкообразном испытательном сигнале, формируемом
ЦАП (амплитуда) и ключом К (фронт). Ам-
Амплитуду сигнала на входе АЦП изменяют
кодом No, подаваемым на вход ЦАП. Мини-
Минимально допустимая длительность фронта ис-
испытательного сигнала выбирается из усло-
условия [ЛСД™* = [Ш)У® - ft @]max < Дзад,
где h(t) — переходная характеристика вход-
входных линейных устройств; y(t) — отклик вход-
входного линейного устройства на реальный ска-
скачок сигнала вида
( At/Q при 0 < t < G;
и* @ = i
[а при t >e,
где А = ипр; [ДА (г)]^^ — максимальная раз-
разность y{t); h(t) — погрешность при замене
идеального скачка на реальный с длитель-
длительностью фронта 9.
РАЗДЕЛ ТРЕТИЙ
ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ
3.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ МОЩНОСТИ
Протекание тока по электрической цепи
сопровождается потреблением энергии от ис-
источника. Скорость поступления энергии ха-
характеризуется мощностью. Различают мгно-
мгновенную, среднюю, активную, реактивную
и кажущуюся мощности. Под мгновенной
мощностью условились понимать произведе-
произведение мгновенного значения напряжения и на
участке цепи на мгновенное значение тока i,
протекающего по этому участку:
Р = ш.
Под активной мощностью Р понимают
среднее значение мгновенной мощности Р за
период Т:
т т
P=~\Pdt = —\ uidt.
Если ток i =
участке цепи и =
т
Р=
sin <ot, а напряжение на
sin (Ш + <р), то
= £//coscp.
Активная мощность представляет собой
энергию, которая выделяется в единицу
времени в виде тепла на сопротивлении Я.
Действительно, произведение U cos cp = IR,
следовательно,
P = I2R.
Активная мощность измеряется в ваттах.
Под реактивной мощностью понимают
произведение напряжения U на участке цепи
на ток /, протекающий по этому участку,
и на синус угла ф между ними:
Q = UI sin ср.
Реактивную мощность принято изме-
измерять в вольт-амперах реактивных, сокращен-
сокращенно вар. Реактивная мощность характеризует
собой ту энергию, которой обмениваются
между собой генератор и приемник.
Кажущаяся мощность S равна произве-
произведению
S=UI.
Она измеряется в вольт-амперах, сокра-
сокращенно В-А. Между Р, Q и S существует
соотношение
P2 = S2- Q2.
Мощность, отдаваемая генератором
с действующим напряжением Е/д и внутрен-
внутренним сопротивлением Zr = Rr+jXr в нагруз-
3.1. Характеристики мощности
125
ку с полным сопротивлением ZH = RH +jXH,
Р = „ д —
Наибольшая мощность отдается генера-
генератором только при условии полного согласо-
согласования, когда ZH является комплексно-сопря-
комплексно-сопряженной величиной Zr(ZH = Zf), при этом
и2
р L_ = p
4Rr °"
Мощность Ро называется располагаемой
мощностью генератора.
Если волновое сопротивление линии
передачи, соединяющей нагрузку с генерато-
генератором, Zo отличается от полного сопротивле-
сопротивления нагрузки ZH, то в линии возникают стоя-
стоячие волны тока и напряжения. Однако и
в этом случае можно получить наибольшую
мощность в нагрузке, если линия не имеет
потерь, а входное полное сопротивление ли-
линии со стороны генератора является величи-
величиной, комплексно-сопряженной с ZH.
В общем случае для произвольного гене-
генератора, соединенного с произвольной на-
нагрузкой однородной линией передачи (без
потерь), имеющей волновое сопротивление
Zo, мощность в нагрузке Рц может быть вы-
выражена через располагаемую мощность гене-
генератора Ро.
Из теории электромагнитного поля из-
известно, что коэффициент отражения по на-
напряжению невозбужденного генератора
а коэффициент отражения от нагрузки
г _ н ~ о
Если нагрузка присоединена прямо к ге-
генератору, то
p,.mijm^i. (,„
1 _ Г Г I2
1 ' г* нI
При постоянных значениях \ГГ\ и \ГН\
максимум мощности поступает в нагрузку,
когда ГГГН = | ГНГГ |, а это равенство удовле-
удовлетворяется при условии, что сумма Гг и Гн
равна нулю или кратна 2тт. Минимум мощ-
мощности поступает в нагрузку, когда ГгГп =
= — \ГГГН\, т. е. когда сумма Гг и Гн равна
и кратна п нечетному.
Если нагрузка соединена с генератором
с помощью линии без потерь, то мощность,
поступающая в нагрузку, имеет значение, ле-
лежащее между указанными крайними значе-
значениями, и определяется электрической длиной
линии. Это объясняется тем, что однородная
линия передачи без потерь трансформирует
коэффициент отражения на выходе Г в коэф-
коэффициент отражения на входе:
г —re-2№
1 вх — ' е >
уде Р — коэффициент распространения; / —
физическая длина линии. Так как при транс-
трансформации изменяется только фазовый угол,
то очевидно, что выбором длины линии мо-
может быть получена любая мощность в ука-
указанных выше пределах.
Из рассмотрения C.1) можно сделать
ряд выводов. Например, из C.1) следует, что
при Гг = Гн в нагрузку поступает располагае-
располагаемая мощность генератора и Hai рузка сопря-
сопряженно согласована с ним. В общем случае
условие согласования не выполняется, и не
вся мощность генератора поступает в на-
нагрузку. Если внутреннее сопротивление гене-
генератора носит чисто активный характер (Zr =
= RT), то оптимальной нагрузкой является
активное сопротивление ZH = RH. Зависи-
Зависимость отдаваемой генератором мощности от
сопротивления нагрузки носит в рассматри-
рассматриваемом случае достаточно пологий характер
(отклонение нагрузочного сопротивления от
оптимального значения в 2 раза уменьшает
значение отдаваемой источником мощности
менее чем на 1 дБ).
Уравнение C.1) может быть также ис-
использовано для определения погрешности
измерения мощности в тех случаях, когда
действительная рабочая нагрузка генератора
отличается от нагрузки, использованной при
измерении. Отношение мощностей, посту-
поступающих в нагрузки Л и Б,
- гггь
1-\гБ\
1-г,гА
где Г г, Га и Г б ~ коэффициенты отражения
по напряжению соответственно генератора,
нагрузок А и £, измеренные в точке присо-
присоединения. Обычно известны только модули
отдельных коэффициентов отражения: это
дает возможность определить возможную
(но не действительную) погрешность, вызы-
вызываемую неравенством Г А и Г в- Погрешность
может быть сведена к минимуму согласова-
согласованием генератора с линией. Если генератор
полностью согласован (Гг = 0), то, зная Г^ и
ГБ, погрешность можно определить доста-
достаточно достоверно.
На постоянном и переменном токах низ-
низкой частоты измерение мощности произво-
производится, как правило, косвенными методами
по результатам прямых измерений тока, на-
напряжения и сдвига фаз между ними. На
сверхвысоких частотах (СВЧ) методы, осно-
126
Измерение мощности
ванные на измерении тока и напряжения, ме-
менее удобны или очень трудно реализуемы.
Это обусловлено прежде всего тем, что в ис-
используемых на СВЧ линиях передачи энер-
энергии значения тока и напряжения, измеренные
в произвольном сечении, могут отличаться
от тока и напряжения на нагрузке. Кроме то-
того, сами измерители тока и напряжения
в диапазоне СВЧ оказывают сильное влия-
влияние на цепь, в которой производится измере-
измерение. Поэтому на частотах выше 30 МГц ши-
широкое распространение получили методы,
основанные на преобразовании энергии элек-
электромагнитного поля в другие виды, более
удобные для измерения, но за это приходит-
приходится расплачиваться потерей точности. Соиз-
Соизмеримость размеров входных цепей измери-
измерительных устройств с длиной волны также
является одной из причин неоднозначности
измерения тока. Измерения сопровождаются
значительными частотными погрешностями.
В волноводных трактах при некоторых ти-
типах волн, например Н01 в круглом волново-
волноводе, измерение напряжения и тока теряет
практический смысл, так как продольная со-
составляющая в проводнике отсутствует, а раз-
разность потенциалов между концами волново-
волновода любого диаметра равна нулю.
3.2. КЛАССИФИКАЦИЯ МЕТОДОВ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
Для прямых измерений мощности на
низких частотах применяют методы, осно-
основанные на умножении мгновенных значений
тока и напряжения. В этом случае вычис-
вычисляется произведение
UI cos cot cos (cor + Ф) = 0,5 UI cos ф +
+ 0,5t//cosBcof + ф),
а затем с помощью магнитоэлектрического
прибора измеряется постоянная составляю-
составляющая 0,5(У/cos ф, равная мощности. Для ум-
умножения можно использовать ферродинами-
ческие приборы.
При измерении СВЧ мощности исполь-
используются в основном следующие методы изме-
измерения проходящей и поглощаемой мощно-
мощностей.
Измерение проходящей мощности по
первому методу осуществляется с помощью
передающей линии, обеспечивающей сквоз-
сквозное прохождение энергии к приемному пре-
преобразователю, который выдает сигнал, про-
пропорциональный мощности. Чувствительные
элементы преобразователя реагируют на на-
напряженность электромагнитного поля или
плотность потока мощности в тракте, потре-
потребляя при этом незначительную часть мощно-
мощности. В зависимости от типа приемных пре-
преобразователей и вида связи, существующей
между выходным параметром приемного
преобразователя и проходящей мощностью,
используются следующие способы измере-
измерения: поглощающей стенки, зондовый, понде-
ромоторный и метод, основанный на исполь-
использовании эффекта Холла.
При идеально согласованной нагрузке
(Гн = 0) в линии передачи отсутствует отра-
отраженная волна и мощность, проходящая в на-
нагрузку, равна падающей:
*прох =
пад-
В реальных случаях Гнф0 и проходящая
мощность всегда меньше падающей:
^прох == "под *отр = 'пад
* hJ»
где Ротр — отраженная мощность.
Чувствительные элементы приемных
преобразователей должны быть слабо свя-
связаны с полем в основном тракте, чтобы они
не искажали поле и не снижали выходную
мощность. В идеальном случае
' ВХ = ' ВЫХ == ^'
Проходящую мощность можно изме-
измерять также с помощью ваттметров погло-
поглощаемой мощности в сочетании с направ-
направленными ответвителями.
Способ, основанный на измерении по-
поглощаемой мощности, более широко распро-
распространен в области СВЧ диапазона. При-
Приемные преобразователи ваттметров погло-
поглощаемой мощности являются, как правило,
эквивалентом согласованной нагрузки, вклю-
включенным на конце передающей линии. В зави-
зависимости от вида применяемых преобразова-
преобразователей различают следующие разновидности
методов измерения поглощаемой мощности:
тепловые (калориметрический, болометриче-
болометрический, термоэлектрический), метод вольтме-
вольтметра и метод с использованием частотно-из-
частотно-избирательных ферритовых элементов.
Простейшим случаем применения изме-
измерителя мощности поглощающего типа явля-
является непосредственное измерение, при кото-
котором выходная мощность источника изме-
измеряется по схеме, изображенной на рис. 3.1.
Источник может представлять собой
произвольную комбинацию волноводных
элементов тракта, включая генератор, часть
мощности которого поступает на измери-
измеритель мощности. Если генератор стабилен
и развязан от нагрузки, т. е. от ее изменений,
то нормированную амплитуду аг падающей
на нагрузку бегущей волны можно выразить
как
а^Г^-Ьг, C.2)
3.2. Классификация методов измерения мощности
127
С ВЧ
Приёмный
преобразо-
преобразователь
Измери-
Измерительный
блок
Рис. 3.1. Схема непосредственного измерения
поглощаемой мощности
где 5j — амплитуда отраженной волны;
5Г — амплитуда волны генератора при согла-
согласованной нагрузке (St = 0) и ГТ — коэффи-
коэффициент отражения генератора.
При непосредственном измерении мощ-
мощности часть ее (Рм), поглощаемая средством
измерения и выраженная через амплитуды
волн, определяется уравнением следующего
вида:
где Zol — волновое сопротивление (действи-
(действительное значение). Последнее равенство
и C.2) позволяют получить отношение мощ-
мощности Рм к мощности Ро, отдаваемой генера-
генератором на согласованную нагрузку:
p I 1 _ Г Г I2 '
где Гм — коэффициент отражения измерите-
измерителя мощности.
Выходную мощность иногда сопостав-
сопоставляют с номинальной мощностью Рном, т. е.
Максимальной мощностью генератора, рабо-
работающего на нагрузку, импеданс которой есть
комплексно-сопряженная величина импедан-
импеданса генератора. Номинальную мощность
можно определить по формуле
р р /1 I Г |2\
1 о 1 ном^1 I * г I }•
Основная задача данного метода изме-
измерения мощности состоит в том, чтобы опре-
определить уровень мощности, который выдается
генератором и не зависит от особенностей
используемого средства измерений. Поэтому
погрешность, которая зависит от коэффи-
коэффициентов отражения, называется погреш-
погрешностью рассогласования. Учет импедансов
очень важен при измерении мощности. Отра-
Отражения от волноводных элементов тракта мо-
могут привести к существенной погрешности
при измерении мощности, причем эта по-
погрешность может быть больше собственной
погрешности средства измерений. Выяснение
природы возникновения погрешности рассо-
рассогласования и разработка специальных мето-
методов ее исключения имеют важное значение
для повышения точности измерения мощно-
мощности.
Вторым и, вероятно, более распростра-
ненным методом измерения мощности явля-
является метод сравнения (рис. 3.2). В этом слу-
случае нагрузка и измеритель мощности пооче-
поочередно подключаются к одному и тому же
генератору и отношение мощности, погло-
поглощенной нагрузкой Рц, к мощности, погло-
поглощенной измерителем мощности Рм, запи-
запишется как
1 — I Г I2 1 — I Г Г
1-1Г.
1 - I ГГГН
C.3)
где Гн — коэффициент отражения от нагруз-
нагрузки.
Фактически измеритель мощности ис-
используется для оценки мощности генератора
Ро, и мощность в нагрузке определяется на
основании имеющихся данных о генераторе.
В качестве нагрузки можно использовать
другой, предварительно откалиброванный
измеритель мощности. Правая часть выра-
выражения C.3) определяет погрешность рассо-
рассогласования методом сравнения. Эта погреш-
погрешность вносит существенную долю в общую
погрешность измерения мощности.
Модули коэффициентов отражения, как
правило, легко могут быть измерены, в то
время как фазовые углы их неизвестны и из-
измерить их труднее. Из-за этого они редко ис-
используются при оценке погрешностей рассо-
рассогласования. Применяются и другие методы,
причем выбор метода определяется допусти-
допустимой погрешностью оценки для каждого кон-
конкретного случая.
Рассмотрим довольно простой метод,
который заключается в вычислении предель-
предельной погрешности в предположении, что
фазовые углы коэффициентов отражения
имеют такие значения, которые максимизи-
максимизируют погрешность. Максимальную и мини-
минимальную погрешности рассогласования мож-
можно определить, используя неравенство
если известны модули коэффициентов отра-
отражения Гг и Гн. Так, например, если Гг = 0,13
(*г = U); ГИ = 0,2 (*н = 1,5) и Гм = 0,1 {км =
= 1,21), где кг, кн, км — коэффициенты стоя-
стоячей волны по напряжению соответственно
генератора, нагрузки, измерителя мощности,
СВЧ
Переключа-
Переключатель СВЧ
Нагрузка
Измеритель
мощности
Рис. 3.2. Измерение мощности методом
сравнения
128
Измерение мощности
определяемые в общем случае из выражения
то погрешность измерения мощности мето-
методом сравнения составляет около 4%.
Особое место занимают методы измере-
измерения импульсной (пиковой) мощности. Под
импульсной мощностью принято понимать
пиковую мощность импульса, заполненного
несущей частотой. Импульс с радиоча-
радиочастотным заполнением определяется как по-
посылка высокочастотной энергии, которая су-
существует конечный промежуток времени
и равна нулю до и после посылки. Импульс-
Импульсную мощность можно измерить непосред-
непосредственно или определить по формуле, зная
среднюю мощность Рср, скважность Q
и коэффициент формы импульса /сф и:
где Q = I/Ft — скважность импульсов; F —
частота следования импульсов, Гц; т — дли-
длительность импульсов, с; /сф„ — коэффициент
формы, равный отношению максимальной
амплитуды действительного импульса к ам-
амплитуде эквивалентного прямоугольного им-
импульса той же длительности и площади. На
практике часто используют термин «им-
«импульсная мощность», при этом речь идет
о среднем значении мощности в импульсе
при огибающей прямоугольной формы. Для
СВЧ импульсов с огибающей прямоуголь-
прямоугольной формы пиковая и импульсная мощность
равны, так как /сф и = 1. В этом случае Ри =
= ^пик = QPср- При СВЧ импульсах непря-
непрямоугольной формы термин «импульсная
мощность» становится неопределенным из-
за отсутствия установившегося- подхода
к определению длительности импульса.
Несмотря на кажущееся разнообразие
методов измерения мощности, все они сво-
сводятся к преобразованию энергии электромаг-
электромагнитных колебаний в другой вид энергии, бо-
более удобный для измерения: тепловую, меха-
механическую и т. д., с последующим вторичным
преобразованием в электрический сигнал.
По характеру измеряемой величины
мощности различают методы измерения
среднего значения мощности непрерывных
или импульсно-модулированных сигналов,
импульсной мощности.
По уровню значений измеряемых мощ-
мощностей различают методы измерения малой
мощности (до 10 мВт), средней мощности
(свыше 10 мВт), большой мощности (свыше
10 Вт).
В соответствии с ГОСТ 13605 — 75 опре-
определен следующий ряд значений классов точ-
точности: 1,0; 1,5; 2,5; 4,0; 6,0; 10,0; 15,0; 25,0,
который допускает также возможность отно-
относить широкодиапазонные и многопре-
многопредельные ваттметры к различным классам
точности на различных участках диапазона
частот и при различных пределах измерений.
По типу линий передачи энергии, в ко-
которых измеряется мощность, приемные пре-
преобразователи ваттметров разделяются на
коаксиальные и волноводные.
На низких частотах измеряется истинная
мощность независимо от коэффициента на-
нагрузки, и для цепей измерений поглощается
очень малая мощность. Для ВЧ и СВЧ диа-
диапазонов картина несколько иная. При кало-
калориметрическом методе в случае полного со-
согласования поглощается вся мощность. При
термисторных и болометрических методах
учитывается только электрическая состав-
составляющая поля, и для измерения истинной
мощности эти методы нуждаются также
в хорошем согласовании. Для измерения ис-
истинной мощности необходимо взаимодей-
взаимодействие чувствительного элемента измерителя
мощности одновременно с электрической
и магнитной составляющими поля, т. е. не-
необходимо учитывать плотность потока па-
падающей мощности (вектор Умова —Пойн-
тинга). Как известно, эту задачу решают,
используя методы, основанные на эффектах
Холла и пондеромоторном. В случае отбора
части мощности из линии с большим КСВН
только измерение плотности потока падаю-
падающей мощности может дать истинный резуль-
результат.
Из изложенного выше и табл. 3.1 можно
сделать следующее обобщение. В настоящее
время существуют методы, позволяющие из-
измерять мощности от долей милливатт до
единиц киловатт с погрешностью до 1 — 2%
в широком диапазоне частот. Расширение
пределов измерения с помощью аттенюато-
аттенюаторов и направленных ответвителей связано
с появлением дополнительных погрешно-
погрешностей. На отдельных участках частотного диа-
диапазона и в определенных пределах измеряе-
измеряемой величины достигнуты значительно боль-
большие точности измерения (табл. 3.1).
Каждый из используемых основных ме-
методов измерения мощности: тепловой, меха-
механический и электронный — имеют особенно-
особенности, преимущества и недостатки, а также
вполне определенные области наиболее эф-
эффективного применения на практике. Наибо-
Наиболее широко используются и лучше изучены
тепловые методы; другие методы также ин-
интенсивно изучаются и с успехом используют-
используются, при этом каждый из них превосходит
тепловые хотя бы по одному из признаков
3.3. Методы измерения мощности
129
Таблица 3.1. Сравнение методов измерения мощности
Метод
Тепловой :
Статический
калориметр:
основной
с замещением
дифференциальный
Проточный
калориметр:
основной
с замещением
Болометры:
бареттерный
термисторный
пленочный
волноводный
Термопары:
прямого подогрева
косвенного подогрева
вакуумный термоэле-
термоэлемент
Механический:
давление излучения
крутильный
вибрационный
Электронный:
вакуумный диод
кристаллический диод
на эффекте Холла
на горячих носителях
Уровень мощности
100 мкВт-10 Вт
100 мкВт-1 кВт
100 мкВт-10 мВт
1-10 Вт
10 мВт-100 Вт
Ю-6-10-2 Вт
10-6-10-2 Вт
lO-3-io-i Вт
10-3-1 Вт
Ю-З-10-1 Вт
10-3-Ю-1 Вт
5 мВт
10-50 мВт
10-200 Вт
10-5-1 Вт
20 мВт-200 Вт
10-6-Ю-з Вт
10-3-1 Вт
Ю-5-10-2 Вт
Погрешность, %
0,5-5
0,5-3
9,2-3
2-5
1-5
1-5
1-5
2-5
2-5
2 (до 18 Ггц)
2 (до 40 Ггц)
1 (до 1 Ггц)
5 C-40 Ггц)
2-3 (до 10 Ггц)
3-5 A0-26,5 Ггц)
10-20 (до 2,5 Ггц)
5-20 (до 40 Ггц)
10 (до 40 Ггц)
15 (до 12 Ггц)
Постоянная
времени, с
До 104
До 102
0,1-103
1-100
1-100
10-3
1
5-10
10
0,1
1-5
0,5
30
2
0,2-2
10-з
10"б
10-ю
10-ю
Механический (пондеромоторный) метод
имеет два основных преимущества: 1) на его
основе может быть создан прибор, который
в идеальном случае не поглощает мощности;
2) прибор может быть прокалиброван прямо
в единицах массы, длины и времени, и поэто-
поэтому он является абсолютным,
Метод, основанный на применении эф-
эффекта Холла, имеет одно важное преимуще-
преимущество, заключающееся в том, что измеряется
истинный поток мощности независимо от
КСВН линии. Другим, пока потенциальным
преимуществом этого метода является от-
отсутствие существенной временной задержки
между подачей мощности и появлением
ЭДС Холла.
3.3. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
МОЩНОСТИ
3.3.1. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ПОГЛОЩАЕМОЙ МОЩНОСТИ
Для измерения поглощаемой мощности
используются в основном тепловые методы.
Преобразование энергии СВЧ в тепловую
используется в терморезисторах, термоэлек-
термоэлектрических и калориметрических тепловых
методах измерения поглощаемой мощности.
Уравнение, определяющее сущность дан-
данного метода, имеет вид
где <2т — количество теплоты, Дж; С - теп-
теплоемкость рабочего тела, Дж/°С; 0 - прира-
приращение температуры рабочего тела, °С;
Т — время, с.
В процессе преобразования энергии
электромагнитного поля в тепловую про-
производится измерение приращения темпера-
температуры рабочего тела путем замещения ее
мощностью низкой частоты или постоянно-'
го тока, вызывающей эквивалентное прира-
приращение температуры рабочего тела.
Возможность калибровки тепловых из-
измерителей мощности на постоянном токе
обеспечивает получение высокой точности.
Особенностью этих методов является то, что
время установления показаний в основном
определяется тепловой инерционностью эле-
элементов схемы. Время установления теплово-
теплового равновесия системы измерения пропор-
пропорционально произведению теплоемкости ра-
рабочего тела на тепловое сопротивление
130
Измерение мощности
между ним и средой. Уменьшать время уста-
установления показаний можно, уменьшая оба
этих влияющих фактора. Уменьшать время
измерения можно также, применяя метод за-
замещения, основанный на допущении, что за-
замещающая мощность и мощность электро-
электромагнитного поля создают одинаковый теп-
тепловой эффект в рабочем теле. Перед измере-
измерением рабочее тело предварительно разо-
разогревают постоянным или переменным током
до определенного теплового состояния. За-
Затем подают измеряемую высокочастотную
энергию и подачей постоянного (переменно-
(переменного) тока уменьшают замещаемую мощность
так, чтобы тепловое состояние рабочего тела
осталось неизменным. В этом случае прира-
приращение мощности постоянного (переменного)
тока, получившее название замещающей,
принимают равной измеряемой мощности.
Отсюда следует, что при замещении суммар-
суммарная мощность, подводимая к рабочему телу,
до начала измерений и при измерении
остается неизменной. Это обусловливает не-
неизменность температуры рабочего тела,
а следовательно, и исключает в определен-
определенной степени зависимость времени измерения
от тепловых характеристик рабочего тела.
Метод замещения широко применяется
в терморезисторных и калориметрических
ваттметрах.
3.3.2. ИЗМЕРЕНИЕ МОЩНОСТИ
С ПОМОЩЬЮ ТЕРМОРЕЗИСТОРОВ
Основным методом измерения малых
уровней мощности (от 100 мВт и ниже)
является измерение проводимости терморе-
терморезисторов при рассеивании на них электро-
электромагнитной энергии. Чтобы терморезистор
был хорошо согласован с линией передачи
энергии, одинаково хорошо реагировал на
мощность как высокой, так и низкой частот,
он должен иметь малые размеры. Этим тре-
требованиям хорошо отвечают болометры
и термисторы.
Болометры и их характеристики. Извест-
Известно несколько типов болометров: прово-
проволочный, тонкопленочный и др. Первые пред-
представляют собой стеклянный вакуумный или
наполненный инертным газом баллон, в ко-
который впаяна платиновая или вольфрамовая
проволочная нить диаметром 1 — 10 мкм.
Выводы болометра и сама нить прямоли-
прямолинейные. Высокий вакуум в болометре умень-
уменьшает тепловые потери, обусловленные теп-
теплопроводностью. Допустимая мощность рас-
рассеяния может быть значительно увеличена,
если болометр наполнен водородом или ар-
аргоном. В этом случае отвод тепла от нити
происходит в основном за счет конвекции
и теплопроводности выводов, выполненных
из медного провода диаметром 0,2—0,5 мм.
Для вакуумных" болометров, работающих
при температуре нити выше 150 —200 °С, су-
существенный вклад в механизм теплоотдачи
вносит излучение. Поперечные размеры бо-
болометра должны быть соизмеримы с глуби-
глубиной проникновения токов самой низкой ча-
частоты, что обеспечивает почти одинаковое
сопротивление болометра как на низких, так
и на высоких частотах. Для повышения чув-
чувствительности материал нити выбирают
с высоким температурным коэффициентом.
Кроме того, нить должна быть очень тон-
тонкой, чтобы болометр обладал достаточно
большим волновым сопротивлением, близ-
близким к волновому сопротивлению линии
передачи. Из-за значительной индуктивной
составляющей полного сопротивления про-
проволочных болометров их область примене-
применения ограничена диапазоном сантиметровых
волн.
Основной характеристикой болометра
является зависимость его сопротивления
и чувствительности от измеряемой мощно-
мощности:
R=f(P) и S =
Экспериментальные данные показывают,
что
R - Ro = aPp,
где Ro — сопротивление болометра, Ом;
R — сопротивление болометра при рассеива-
рассеивании в нем мощности, Ом; Р — рассеиваемая
мощность, мВт; ос и Р — постоянные, завиан-
щие от материала и размеров нити боломе-
болометров.
Характеристика болометра обычно
близка к квадратичной. Это дает возмож-
возможность получить линейную шкалу измерителя
мощности. Отклонение характеристики от
квадратичной определяется неравномер-
неравномерностью нагревания нити болометра вслед-
вследствие отвода тепла от нити более массивны-
массивными выводами. Крутизна характеристики R =
= /(Р) определяет чувствительность боломе-
болометра.
Зависимость чувствительности ббломе-
тра от мощности определяется формулой
S=dR/dP = п
- Ro)/P.
К основным характеристикам боломе-
болометров относятся:
сопротивление болометра постоянному
току в рабочей точке Rt, Ом, при котором он
согласуется с волновым сопротивлением ли-
линии передачи;
3.3. Методы измерения мощности
131
температурный коэффициент сопроти-
OLt = (l/Rt)(dRt/dt),
~ z относительное изменение сопротивления
i результате изменения температуры, 1/°С;
постоянная рассеяния
h,=dP/dB,
т^зная отношению приращения мощности,
r-ic-сенваемой в болометре, к возникающему
5 результате этого повышению его темпера-
~л?ы по сравнению с температурой окру-
окружающей среды, Вт/°С;
чувствительность
г.т,и в процентах
S't =
Rt dP
: г. отношение изменения сопротивления бо-
точетра к изменению мощности на нем,
'Dm Вт или %/Вт соответственно;
тепловая постоянная времени т, с, кото-
гля характеризует скорость установления
температуры болометра при изменении его
теплового режима и выражается временем,
г течение которого предварительно нагретый
толометр остывает в в раз по сравнению
с первоначальной разностью температур от-
относительно окружающей температуры;
максимально допустимая мощность рас-
рассеяния Рсртах, Вт. Это мощность, которую
болометр может рассеивать в течение дли-
длительного времени при условии, что необра-
необратимые изменения его характеристик останут-
останутся в пределах норм.
В общем случае зависимость изменения
сопротивления болометра от изменения
-ровня рассеиваемой мощности и темпера-
температуры окружающей среды является почти ли-
линейной (рис. 3.3). Зависимость сопротивления
ггроволочного болометра от сопротивления
окружающей среды может быть представле-
представлена следующим уравнением:
. ле 0 = tl — tkoKp — разность температур нити
болометра и окружающей среды. Дрейф по-
показаний отсчетного устройства при измене-
изменении температуры окружающей среды прямо
пропорционален постоянной рассеяния боло-
болометра:
АР = ht ДО.
На более высоких частотах, вплоть до
миллиметрового диапазона длин волн, по-
получили распространение пленочные боло-
Рис. 3.3. Зависи-
Зависимость сопротивле-
сопротивления болометра от
уровня рассеивае-
рассеиваемой мощности и
температуры окру-
окружающей среды
R
100
90
80
70
+50°у
/(го /.
/-же
1 1 1
О 3 6 9 />Вт
метры, представляющие собой тонкую ме-
металлическую пленку из платины или палла-
палладия, нанесенную в вакууме на основание
(подложку) из стекла или слюды толщиной
30 — 50 мкм. Для включения в измери-
измерительный тракт пленочные болометры имеют
серебряные или платиновые контакты. Сере-
Серебряные контакты изготовляют вжиганием
серебряной пасты или напылением в вакууме
серебряной пленки на подслой никеля или
нихрома, платиновые — напылением в вакуу-
вакууме. Существуют и другие конструкции, на-
например в виде диэлектрического цилиндра
или стекловолокна малого диаметра, покры-
покрытого пленкой металла толщиной 0,1 —
0,01 мкм. Чувствительность разных кон-
конструкций болометров от 1 до 10 Ом/Вт,
а постоянная времени от 0,1 с до 0,1 мс.
Пленочные болометры обладают мень-
меньшей чувствительностью, так как коэффи-
коэффициент теплоотдачи у них значительно боль-
больше, чем у проволочных. Однако индуктивно-
индуктивности достаточно широких пленок незначи-
незначительны, и их легко согласовать с волново-
волноводом даже на миллиметровых волнах.
Перечисленные выше особенности поз-
позволяют применять болометры в быстродей-
быстродействующих, например в панорамных, ваттме-
ваттметрах, а также для непосредственного измере-
измерения мощности в импульсе.
Преимуществами болометрических ме-
методов являются малые габариты, удобство
эксплуатации и сравнительно высокая чув-
чувствительность. Их основной недостаток за-
заключается в том, что они должны отдавать
поглощаемую энергию в окружающую сре-
среду, а следовательно, их трудно изолировать
от внешних изменений температуры. Для
нейтрализации изменения температуры окру-
окружающей среды предусматриваются раз-
различные методы ее компенсации. Обычно это
достигается использованием второго боло-
болометра и второй мостовой схемы. Таким ме-
методом удается снизить температурную по-
погрешность на один или два порядка.
Термисторы и их характеристики. Терми-
стор представляет собой терморезистор с от-
132
Измерение мощности
Рабочее тело
Выводы
Бусинковый. Цилиндрический
Рис. 3.4. Конструкции термисторов
рицательным температурным коэффициен-
коэффициентом сопротивления; у болометров он являет-
является положительным. Термисторы изгото-
изготовляют из полупроводниковой массы в виде
бусинки диаметром 0,2 — 0,5 мм (рис. 3.4)
или цилиндра диаметром 0,2—1,5 мм. Полу-
Полупроводниковая масса представляет собой по-
порошкообразную смесь окислов меди, мар-
марганца, кобальта, титана и др., спекаемую
в определенной среде. В бусинку заваривают
тонкие выводы из платиновой проволоки
диаметром 0,01—0,03 мм. Выводы также из-
изготовляют из платиноиридиевого или плати-
нородиевого сплава. Чтобы увеличить про-
проводимость полупроводниковой массы, в нее
добавляют порошок меди.
Цилиндрический термистор имеет удли-
удлиненную форму чувствительного элемента,
поэтому его электрическая прочность выше,
чем бусинкового. Он также имеет меньшую
реактивную составляющую сопротивления
и меньшую емкость между выводами; при
одинаковой длине элемента платиновые вы-
выводы у него короче, а следовательно, их ин-
индуктивность меньше. Для жесткости кон-
конструкции термисторы типов Т8, Т9, ТШ, ТВ
помещают в стеклянный баллон диаметром
до 3 мм и длиной до 10 мм с проволочны-
проволочными выводами 0,8 мм. Широкое применение
находят также безбаллонные термисторы ти-
типа ТШ-1, терморезисторы СТЗ-18, СТЗ-29, на
базе которых созданы высокочастотные тер-
мисторные вставки.
Бусинковые термисторы имеют мень-
меньшую поверхность охлаждения и более
длинные выводы, а следовательно, при про-
прочих равных условиях большую чувствитель-
чувствительность к измеряемой мощности. В коротко-
коротковолновой части диапазона (сантиметровых
и миллиметровых волн) в основном приме-
применяются стержневые термисторы, имеющие
меньшее реактивное сопротивление. В длин-
Шл
х
< 5 >
Рис. 3.6. Унифицированная вставка для
коаксиальных термисторных головок
новолновой части диапазона используются
как те, так и другие типы термисторов.
Термисторы монтируются в головку не-
непосредственно или заключаются в специаль-
специальную арматуру, облегчающую их замену.
Простейшей арматурой является стеклянный
баллон с толстыми металлическими вывода-
выводами для включения термисторов в схему
(рис. 3.5). Термисторы в баллоне применяют-
применяются на относительно длинных волнах, когда
длина баллона несоизмеримо меньше длины
волны. В коротковолновой части диапазона
и особенно на миллиметровых волнах при-
применяются термисторы без баллона. Терми-
Термисторы без баллона широко применяются
вмонтированными в арматуру типа терми-
сторной вставки, которая представляет со-
собой отрезок коаксиальной линии с волновым
сопротивлением 75 или 50 Ом, нагруженный
на согласованный с ней термистор бусинко-
бусинкового типа. Эта вставка является унифициро-
унифицированным функциональным узлом совре-
современных отечественных коаксиальных терми-
термисторных головок, работающих в диапазоне
волн до 3 см (рис. 3.6). Волноводная терми-
сторная вставка (рис. 3.7) представляет со-
собой также унифицированный функцио-
функциональный узел волноводных термисторных
головок, рассчитанных на работу в диапазо-
диапазоне длин волн от 1,75 до 5,4 см. Ее основой
является стержневой термистор, один конец
которого приваривается к емкостному шты-
штырю, компенсирующему индуктивность тер-
мистора, другой — к обкладке конденсатора,
развязывающего цепи тока СВЧ и постоян-
постоянного или переменного тока термисторного
моста. Аналогичные термисторные вставки
разработаны и успешно применяются в мил-
миллиметровом диапазоне до длин волн при-
примерно 8 мм.
Термисторы и термисторные вставки ха-
характеризуются параметрами, описывающи-
Рис. 3.5. Термистор в стеклянном баллоне Рис. 3.7. Волноводная термисторная вставка
3.3. Методы измерения мощности
133
ми как свойства самих термисторов, так
и свойства их арматуры, а также способа
монтажа. Для получения сопротивления тер-
мистора, необходимого для согласования
с высокочастотной линией, в нем должна
быть рассеяна мощность начального подо-
подогрева, подаваемого термисторным мостом.
Эта мощность зависит от окружающей тем-
температуры. Соответственно для термистора
или термисторной вставки нормируется ра-
рабочее сопротивление термистора R, при ко-
котором гарантируются его высокочастотные
свойства и значения начальной мощности
подогрева при граничных значениях рабоче-
рабочего диапазона температур.
В общем случае как болометрам, так
и термисторам присуща нелинейная зависи-
зависимость изменения сопротивления от измене-
изменения уровня мощности и температуры окру-
окружающей среды (рис. 3.8). Для термисторов
эту зависимость можно записать в виде
Х, C-4)
где Ясс, Вх — постоянные, зависящие от
свойств полупроводникового материала тер-
термистора; tk = tkoKp + В - абсолютная темпе-
температура, при которой определяется сопроти-
сопротивление термистора Rt; г°окр - температура
окружающей среды; 6 = Pjht — превышение
температуры термистора над температурой
окружающей среды под воздействием мощ-
мощности Р. Эта зависимость может быть пред-
представлена в следующем* виде:
exp [Bt (t°k окр - tk0)]/t°koKpt°k. C.5)
Продифференцировав C.4) или C.5),
можно определить относительный темпера-
температурный коэффициент сопротивления:
а, = - ВЖ? = - ВТ/($окр + бJ. C.6)
О 5 10 15%мйт
Рис. 3.8. Зависимость сопротивления терми-
термистора от уровня мощности и температуры
окружающей среды
Из C.6) следует, что температурный
коэффициент сопротивления термистора
является величиной отрицательной и суще-
существенно изменяется при изменении темпера-
температуры термистора. Однако при изменении
сопротивления термистора в пределах Rt —
= ±E—10)% температурный коэффициент
можно принять постоянным, что позволяет
сравнивать характеристики термисторов.
Крутизна характеристики термистора суще-
существенно изменяется с изменением окружаю-
окружающей температуры, и ее влияние тем выше,
чем интенсивнее теплообмен термистора
с окружающей средой. Параметром теплоза-
щищенности термистора или термисторной
вставки является коэффициент теплоотдачи
r|f, мВт/град, который равен отношению из-
изменения мощности подогрева к вызвавшему
ее изменению окружающей температуры
(при условии постоянства рабочего сопроти-
сопротивления термистора), т. е. r|f = dP/dt. Следует
отметить, что этот параметр изменяется при
монтаже термистора в арматуру. Поэтому
он полно характеризует только терми-
сторные вставки.
Общая чувствительность измерителей
мощности определяется не столько разре-
разрешающей способностью термисторных мо-
мостов, сколько тепловыми шумами, прони-
проникающими в термисторную головку извне
из-за нестабильности окружающей темпера-
температуры. Поэтому возможности головки при из-
измерении предельно малых мощностей оцени-
оцениваются не крутизной ее характеристики,
а коэффициентом теплоотдачи термистора.
Вследствие этого крутизна характеристики
термистора не считается достаточно важным
параметром головок, предназначенных для
точных измерений в схемах сбалансиро-
сбалансированных мостов. При работе с несбалансиро-
несбалансированными мостами чувствительность прибора
оказывается пропорциональной крутизне
термистора, и поэтому как значение кру-
крутизны, так и ее постоянство во всех режимах
работы приобретают особое значение.
При измерении мощности с помощью
термисторов и болометров измеряемую
мощность Р^. замещают равной ей мощ-
мощностью постоянного тока Р=. Мощности
считают одинаковыми, если они вызывают
одинаковые приращения сопротивления тер-
термистора. Это приращение измеряют на по-
постоянном токе с помощью мостовых схем.
Приращение сопротивления терморези-
терморезистора зависит от рассеиваемой в нем мощно-
мощности и от распределения температуры. Если
это распределение окажется различным при
подаче одинаковых мощностей Р „ и Р = , то
приращение сопротивления AR под дей-
134
Измерение мощности
ствием мощности Р^ будет несколько отли-
отличаться от приращения &R, вызванного рас-
рассеиванием мощности Р=. При выполнении
равенства Д/?^=Д/?_, фиксируемого с по-
помощью мостовой схемы, окажется, что мощ-
мощности Р„ и Р= не равны, т. е. возникает по-
погрешность замещения.
Допустим, что нитевидный болометр ра-
радиусом г охлаждается за счет конвекции
и излучения, а теплоотвод через выводы пре-
пренебрежимо мал. Тогда под действием по-
постоянного тока, плотность которого пример-
примерно одинакова по сечению нити, внутренние
участки ее (г«г0) будут нагреты сильнее,
чем внешние. Под действием токов СВЧ,
протекающих по поверхностному слою,
установится одинаковой температура в лю-
любой точке сечения нити. Если Р^=Р = , то
температура поверхности нити будет одина-
одинаковой, а приращение ее сопротивления, изме-
измеренное на постоянном токе, будет разным:
AR^ <AR = .
Механизм появления погрешности заме-
замещения в бусинковом термисторе во многом
подобен рассмотренному. Под действием по-
постоянного тока интенсивно нагреваются вну-
внутренние участки термистора, расположенные
между выводами, в результате чего темпера-
температура внутренних участков термистора оказы-
оказывается выше, чем температура поверхности.
Из-за действия токов СВЧ устанавливается
более равномерное распределение темпера-
температуры. Следовательно, при равных мощно-
мощностях приращения сопротивлений также будут
неодинаковыми и возникает погрешность за-
замещения. Бусинковым и цилиндрическим тер-
мисторам свойственна значительная погреш-
погрешность, которая заметно сказывается в диапа-
диапазоне сантиметровых волн. Для пленочных
болометров погрешность замещения оказы-
оказывается очень малой.
Погрешность замещения возрастает
с увеличением отношения длины проволоки
L к длине рабочей волны А,. Погрешность
максимальна при L ~ Х/2 и может достигать
в этом случае 12%. Но для Ь<0,1к макси-
100
1000
Рис. 3.9. Соотношение между размерами
болометра и длиной волны
мальная погрешность не превышает 2 %. По-
Погрешность также зависит от отношения
длины проволоки к ее диаметру d. На
рис. 3.9 показано, каким должно быть соот-
соотношение между размерами болометра и дли-
длиной волны, чтобы погрешность не превыша-
превышала 2%. Труднее оценить аналогичную по-
погрешность для термистора, но можно счи-
считать, что она мала, если малы размеры
бусинки по сравнению с длиной волны.
Источником непостоянства погрешности
является изменение КПД головки, зависяще-
зависящего от потерь в элементах конструкции, окру-
окружающих болометр или термистор. Коэффи-
Коэффициент полезного действия головки есть доля
общей мощности СВЧ, поданной в головку,
которая в действительности поглощается
и измеряется. Коэффициенты полезного дей-
действия терморезисторных головок разных ти-
типов, применяемых в диапазонах длин волн
1,25 и 3 см, лежат в пределах от 0,83 до 0,99.
Измерение КПД производится калориметри-
калориметрическим методом.
Еще один вид погрешности возникает
при измерении импульсной мощности моду-
модулированных сигналов из-за динамики терми-
термистора. Эта погрешность значительна, когда
для измерения среднего значения мощности •
применяются термисторы с очень малой по-
постоянной времени, такие, например, как бо-
болометры с воластоновской нитью. Погреш-
Погрешность частично обусловливается влиянием
изменения сопротивления термистора на схе-
схему, в которую он включен, а частично кон-
конструкцией болометра и изменением его пол-
полного сопротивления за время действия им-
импульса, вследствие чего часть мощности
отражается. Определенная доля этой по-
погрешности определяется неравномерностью
охлаждения болометра в интервале между
импульсами. При длительности импульса
1 мкс и частоте повторения 1000 имв./с по-
погрешность болометра, включенного в равно-
равноплечий мост, составляет 5 %.
В настоящее время применяются в ос-
основном широкополосные головки, не тре-
требующие настройки во всем рабочем диапазо-
диапазоне частот.
Основные характеристики наиболее рас-
распространенных терморезисторов приведены
в табл. 3.2.
Как термисторы, так и болометры ис-
используются для измерения малых уровней
мощностей непрерывных сигналов и средне-
среднего значения мощности импульсно-модулиро-
ванных СВЧ сигналов. На практике предпоч-
предпочтение отдают термисторам из-за более высо-
высокой чувствительности и большей энергии
перегорания при одном и том же максималь-
3.3. Методы измерения мощности
135
т
ч
Тип
терморезистора
Термисторы Т8, Т9, ТК,
ТВ, ТШ
Термисторы СТЗ-18,
СТЗ-32
Проволочные платино-
платиновые болометры 1 мкм
Нитевидные пленочные
болометры на стекло-
стекловолокне 3 мкм
Плоские пленочные бо-
болометры на слюдяной
подложке
аблица
Ом
50-250
50-200
100-400
100-150
50-75
3.2. Характеристики терморезисторов
<х„
1/°С
0,03
0,02
0,004
0,0025
0,001
ть-10-1,
Вт/°С
0,2
0,17
0,05
0,08
1
Sr10-3,
%/Вт
15
11,75
8
3
0,1
т, с
0,15-0,5
0,6-1
5-10-5-
10~4
3,5-10-4
1
^ср,
Вт
ЗО-10-з
40-Ю-з
10-Ю-з
20-10-5
До 1
Р»,
Вт
1,25
50
—
0,5-1,0
—
ном пределе измерения среднего значения
мощности импульсно-модулированных сиг-
сигналов. Вместе с тем проволочные и ните-
нитевидные болометры на стекловолокне приме-
применяют для измерения малых уровней им-
импульсной мощности благодаря их малой
постоянной времени. На проволочных боло-
болометрах, имеющих более стабильные пара-
параметры, строят образцовую аппаратуру.
Плоские пленочные болометры позво-
позволяют расширить динамический диапазон
средних уровней мощности до 1 Вт. Для
уровней мощности ниже 10 мВт такие боло-
болометры малопригодны из-за большой по-
постоянной рассеяния, обусловливающей зна-
значительный дрейф показаний при измерениях.
Терморезисторные мосты. Для измерения
мощности терморезистор обычно включают
в схему моста постоянного или переменного
тока, и небольшие изменения сопротивления
болометра или термистора, происходящие
под воздействием СВЧ мощности, могут
быть легко измерены.
Простейшая схема терморезисторного
моста показана на рис. 3.10. В этой схеме
терморезистор является единственной де-
деталью (в идеальном случае), сопротивление
которой зависит от мощности, рассеиваемой
внутри нее. Положим для простоты, что пле-
плечи моста Ru R2 и R3 одинаковы. Их сопро-
сопротивление Ro выбрано в соответствии с рабо-
рабочими характеристиками терморезистора. Это
значит, что при R = Ro и сбалансированном
мосте терморезистор хорошо согласован
с линией СВЧ и в нем рассеивается необхо-
необходимая мощность. Процесс измерения заклю-
заключается в том, что при подведении к терми-
стору СВЧ мощности он дополнительно
разогревается, в результате чего его сопро-
сопротивление изменяется на некоторое значение
R. Ранее сбалансированный с помощью ре-
резистора R мост приходит в состояние разба-
разбаланса. Разбаланс индицируется гальваноме-
гальванометром, включенным в диагональ моста. При
малом разбалансе сохраняется линейная за-
зависимость между током в диагонали моста
и изменением сопротивления терморезисто-
терморезистора, следовательно, и СВЧ мощностью, вызы-
вызывающей это изменение, т. е.
Рсвч = kl,
где к — коэффициент пропорциональности;
/ — ток в диагонали моста.
Коэффициент к можно определить на
СВЧ токе, постоянном токе или переменном
токе низкой частоты. При известном значе-
значении к шкалу гальванометра можно програ-
дуировать в единицах мощности. Эту схему
применяют только для индикации мощности
или при ее относительных измерениях, так
как схема не обеспечивает высокой точности
измерений и имеет следующие недостатки:
коэффициент к сильно зависит от темпе-
температуры окружающей среды и смены термо-
терморезистора. Так как сопротивление терморе-
терморезистора меняется с изменением температуры
окружающей среды, то меняется и уровень
мощности, при котором мост балансируется.
В связи с этим меняется чувствительность и,
следовательно, градуировка моста;
малый динамический диапазон (до
2 мВт), зависящий от уровня рассеиваемой
терморезистором мощности постоянного то-
тока, при которой наступает баланс моста;
степень согласования с СВЧ трактом за-
зависит от уровня измеряемой мощности, так
как при ее изменении изменяется сопроти-
136
Измерение мощности
R.
R,
Рис. 3.10. Простейшая схема терморезистор-
ного моста
вление терморезистора, нагружающего СВЧ
тракт.
Для точного измерения мощности на
практике более распространены мостовые
схемы, основанные на методе замещения.
Сущность этого метода заключается в том,
что дополнительный разогрев терморезисто-
терморезистора мощностью СВЧ компенсируется умень-
уменьшением мощности постоянного тока, рассеи-
рассеиваемой термистором. Таким образом, сопро-
сопротивление терморезистора в процессе измере-
измерения поддерживается постоянным. Процедура
измерения мощности в этом случае сводится
к определению изменения мощности по-
постоянного тсяса, т. е. замещающей мощно-
мощности.
Если исходить из предположения экви-
эквивалентности теплового воздействия на тер-
терморезистор мощностей СВЧ и постоянного
тока питающего моста, то
C.7)
где /, и 12 — токи, протекающие через тер-
мистор при начальном балансе моста и при
подаче СВЧ мощности, т. е. после повторной
балансировки; R — сопротивление терморе-
терморезистора при балансе моста.
Точность измерения по этой схеме срав-
сравнительно мала, особенно на малых уровнях
мощности.
Более высокую точность обеспечивает
способ измерения тока начального баланса
моста /t и изменения этого тока AI — /t — 12
после подачи СВЧ мощности.
С учетом этого C.7) будет иметь вид
Отсюда следует, что при постоянных за-
заданных значениях /[ и й, величины Рсвч
и Д/ связаны вполне определенной зависи-
зависимостью, и прибор, регистрирующий значе-
значения тока А/, может быть отградуирован
в единицах СВЧ мощности.
Как показывает практика, значение тока
начального баланса моста непостоянно и за-
зависит от характеристик терморезистора, тем-
температуры окружающей среды, условий те-
теплообмена его с окружающей средой. Чтобы
обеспечить однозначность зависимости
РСВЧ=/(Д7), выбирают такую схему, при
которой в момент начального баланса моста
через терморезистор протекает постоянный
ток /0, несколько меньший тока 1и при кото-
котором сопротивление терморезистора стано-
становится равным рабочему. Регулировкой мощ-
мощности переменного тока низкой частоты,
равной (Ij — Ii)Rt, сопротивление терморези-
терморезистора доводится до рабочего значения,
и мост оказывается сбалансированным. Вы-
Выходная мощность генератора низкой частоты
при этом должна быть более A\ — 1гг) Rt во
всем интервале рабочих температур
с любым из используемых в приборе термо-
терморезистором. В отдельных случаях баланс мо-
моста регистрируют в цепи низкочастотного
тока, а терморезистор дополнительно подо-
подогревают постоянным током.
Известны несколько способов измерения
тока A.I.
1. Применение схемы сравнения с источ-
источником опорного напряжения (рис. 3.11).
В этой схеме измерительный мост питается
от источника постоянного тока со следящей
системой. Начальную балансировку моста
осуществляют с помощью источника' пере-
переменного тока низкой частоты. В момент до-
достижения баланса, индицируемого по вольт-
вольтметру, напряжение питания моста Uo равно
напряжению источника опорного напряже-
напряжения Uon. Источник опорного напряжения вы-
выдает стабилизированное напряжение, и по-
поэтому постоянный ток, протекающий через
терморезистор, при начальном балансе мо-
моста будет неизменным. После подачи СВЧ
мощности баланс моста нарушается. Следя-
Следящая система уменьшает напряжение до зна-
значения Uq, и баланс моста восстанавливается.
В этот момент вольтметр покажет разность
Источник
постоянного
тока
U,
'on
Источник
опорного
напряжения
Рсвч
Источник
переменного^
тока низкой
частоты
Рис. 3.11. Схема сравнения с источником
опорного напряжения
3.3.. Методы измерения мощности
137
Источник
постоян-
постоянного
тока
гсвч
Источник
постоянного
тока,
(встречного)
_±J
Источник переменно-
переменного тона, низкой
частоты
Рис. 3.12. Схема подачи встречного тока
на терморезистор
напряжений А [7 = Uon — U^, пропорциональ-
пропорциональную изменению тока А/. Пользуясь уравне-
Рсвч = Р,ш = B10 - М) AIR, C.8)
где М = AU/k; (Ш = AC/); Io = const; P =
= const, шкалу прибора градуируют в едини-
единицах мощности.
2. Использование схемы, с помощью ко-
которой на терморезистор подается встречный
ток (рис. 3.12). Перед подачей СВЧ мощно-
мощности мост Мт, являющийся плечом моста
ваттметра Мв, балансируют с помощью ис-
источника переменного тока низкой частоты,
а от источника постоянного тока £, через
терморезистор протекает ток /0 известного
и неизменного значения. При балансе моста
Мт наступает баланс моста МЕ и источники
постоянного тока Еу и Е2 оказываются раз-
развязанными. После подачи СВЧ мощности
баланс моста Мт нарушается. Для его вос-
восстановления с потенциометра на терморези-
терморезистор подают встречный ток А/ от источника
Е2. В момент восстановления баланса при-
прибор покажет значение тока, пропорциональ-
пропорциональное А/. Прибор градуируют, используя урав-
уравнение C.8), где I0=kAI.
3. Шунтирование моста (рис. 3.13).
В этом случае мост питается от источника
постоянного тока с внутренним сопротивле-
+
l0=const /
Источник
постоян-
постоянного
тока
Рсвч
Rt7\
ii П
" U
/\
(
1? X
М
ра)
т
г
ш
Источник
перемен-
переменного тока
низкой
частоты
Рис. 3.13. Метод шунтирования моста
нием, значительно большим сопротивления
моста R. Перед подачей СВЧ мощности про-
производится балансировка моста от источника
переменного тока низкой частоты. Ключ Кл
при этом разомкнут. При первичном балансе
через терморезистор протекает ток 10 извест-
известного и неизменного значения, задаваемого
стабилизатором тока. После подачи СВЧ
мощности ключ Кл замыкают, включая тем
самым схему компенсации. Изменяя сопро-
сопротивление шунта, восстанавливают баланс
моста, при этом постоянный ток через тер-
терморезистор уменьшается. В момент восста-
восстановления баланса моста прибор покажет
значение тока, пропорциональное изменению
тока через терморезистор, т. е. Iw = А/. Гра-
Градуировку шкалы индикатора производят,
также пользуясь уравнением C.8), где при-
принимают kAI = 1щ, /0 = const, Rt = const.
4. Если в цепь питания моста от источ-
источника постоянного тока схемы на рис. 3.13
включить резистор Ra06, в качестве шунта
использовать точный микропотенциометр,
то шкалу прибора можно сразу проградуи-
ровать в единицах измеряемой мощности,
при этом не требуется прибор для измерения
тока.
Одной из трудностей работы с мостом,
управляемым вручную, является то, что опе-
оператор должен соблюдать осторожность
и уменьшать мощность постоянного тока до
подачи на терморезистор СВЧ мощности,
чтобы предотвратить разрушение его повы-
повышенной мощностью.
Для удобства работы, обеспечивая защи-
защиту терморезистора, и в некоторых других
случаях для повышения точности, как прави-
правило, предпочтительнее пользоваться автома-
автоматическими самобалансирующимися (автоба-
(автобалансными) мостами. На практике приме-
применяются самобалансирующиеся мосты как
постоянного, так и переменного тока. Осно-
Основой автобалансной схемы является двойной
уравновешенный мост (рис. 3.14), состоящий
из внешнего моста Му, в одно из плеч кото-
которого введен измерительный мост М2. Источ-
Источник ЕП тока подогрева /п терморезистора
и источник Ек тока компенсации /к подклю-
подключены к диагонали внешнего моста так, что
токи /п и /к через терморезистор, вклю-
включенный в мост М2, протекают во встречных
направлениях.
При измерении мост М2 всегда сбалан-
сбалансирован, поэтому сопротивление между точ-
точками а и б имеет определенное значение.
Этим сопротивлением является одно из плеч
моста М,. Другие его плечи подобраны так,
что он уравновешивается, если сбалансиро-
сбалансирован мост М2. Поскольку источники Еп и Ек
138
Измерение мощности
+
Источник
En
—
/к
/> ^
Щ
$*
Лэл\
с
■II-
-1.
Генератор
низкой
частоты
Источник
Ек
Рис. 3.14. Схема двойного уравновешенного
моста
подключены к диагоналям внешнего моста,
то при его балансе они оказываются развя-
развязанными: ток /п не протекает через источник
£к, а ток /к — через источник £п. Такая раз-
развязка позволяет раздельно измерять токи /п
и 1К, значения которых однозначно связаны
с измеряемой мощностью.
Перед измерениями мост М: уравнове-
уравновешивают при отсоединенном источнике Ек
(ключ Кл разомкнут). Мост уравновеши-
уравновешивают, подогревая терморезистор мощностью
Р^ переменного тока, поступающего от ге-
генератора низкой частоты с регулируемой ам-
амплитудой сигнала. Состояние равновесия
фиксируют по индикаторному прибору маг-
магнитоэлектрической системы.
В состоянии равновесия моста рассеи-
рассеиваемая в терморезисторе мощность Pt = P +
+ IaRf По окончании уравновешивания
к терморезистору подводят измеряемой сиг-
сигнал Р. Терморезистор разогревается, его со-
сопротивление изменяется, и мосты разбалан-
сируются. Для восстановления состояния
баланса ключ Кл замыкают, подключая тем
самым источник тока компенсации £к. При
этом общий ток через терморезистор также
изменяется. Потенциометром R1 устанавли-
устанавливают такое значение тока компенсации, при
котором мосты снова уравновешиваются.
Рассеиваемая на терморезисторе мощность
pt = рн + р + AП - IKJ Rt. Сравнивая полу-
полученные выражения для Ри легко убедиться,
что Рт, = Bln~IK}IKRt. При известном значе-
значении тока подогрева измеряемая мощность яв-
является функцией только тока компенсации.
Этот ток измеряют прибором магнитоэлект-
магнитоэлектрической системы, шкала которого програ-
дуирована в единицах мощности.
Автоматическая балансировка мостов
производится введением в схему двойного
моста замкнутой цепи автоматического регу-
регулирования, включающей в себя балансный
усилитель постоянного тока (УПТ) с боль-
большим коэффициентом усиления (рис. 3.15).
Его вход подключен к диагонали вг измери-
измерительного моста М2. При нарушении равнове-
равновесия в диагонали моста появляется напряже-
напряжение разбаланса, а на выходе УПТ возникает
напряжение компенсации Ек. Под действием
тока компенсации мост переходит в состоя-
состояние, близкое к балансу.
Измеряемую мощность отсчитывают по
шкале прибора ферродинамической системы
с тремя рамками. Подвижная и неподвижная
рамки включены в цепь компенсирующего
тока, протекающего через подвижную рамку
Я; ток равен а1к, где а — коэффициент про-
пропорциональности, зависящий от сопротивле-
сопротивления резистора Ru который служит для пере-
переключения пределов измерения. Ток через
неподвижную рамку Н^ равен mIK> где
m — постоянный коэффициент, учитывающий
шунтирующее действие резистора R2-
Вторая неподвижная рамка прибора Я2
включена в цепь тока подогрева, и по ней
протекает ток 2mln. Неподвижные рамки из-
измерительного прибора включены встречно,
поэтому их магнитные потоки вычитаются
и напряженность магнитного поля, в кото-
котором вращается рамка, пропорциональна
2/п — /к. Через подвижную рамку течет ток
am B/п-/к)/к. Выражение, заключенное
в скобки, пропорционально измеряемой
мощности, которая и отсчитывается по шка-
шкале прибора. При таком методе индикации
показания нет необходимости фиксировать
ток подогрева, и поэтому при отсутствии из-
измеряемой мощности производят первона-
первоначальную балансировку моста, изменяя /п.
Система автоматического регулирования при
этом размыкается на участке цепи компенса-
компенсации, где включена рамка Нх. Подвижная
рамка остается подключенной к выходуУЯГ
через резистор Rv В состоянии равновесия
мостов входное напряжение УПТ, а следова-
следовательно, и его выходное напряжение Ек равны
нулю. Поэтому уравновешивание мостов за-
заключается в изменении Еп до тех пор, пока
Источник
Устройство
термоком-
термокомпенсации.
Балансный
mIH aIK
Рис. 3.15. Схема двойного моста с балансным
УПТ
3.3. Методы измерения мощности
139
U2\
Резонансный
усилитель
Милливольт-
Милливольтметр
Рис. 3.16. Схема с резонансным усилителем
стрелка прибора не будет установлена на
нуль.
В приборе предусмотрена термокомпен-
термокомпенсация. Датчиком температуры является ком-
компенсационный термистор, помещенный в ту
же термисторную камеру, что и рабочий.
Высокочастотная мощность на компенса-
компенсационном термисторе не рассеивается, его со-
сопротивление R[K зависит только от темпера-
температуры термисторной камеры. С помощью
мостовой схемы и усилителей приращение
сопротивления термистора RtK преобразует-
преобразуется в напряжение термокомпенсации, воздей-
воздействующее на источник тока подогрева и ме-
меняющее £п на некоторую величину Д£п. При
работе с прибором экспериментально подби-
подбирают чувствительность схемы термокомпен-
термокомпенсации En/RtK так, чтобы изменение темпера-
температуры термисторной камеры не вызывало
ухода нуля измерительного прибора.
Схема автобалансного терморезисторно-
го измерителя мощности с резонансным
усилителем приведена на рис. 3.16. Основная
часть прибора - резонансный усилитель
с большим коэффициентом усиления К =
= 105 -г- 104 и измерительный мост Mv
включенный в цепь обратной связи. Коэффи-
Коэффициент обратной связи Ко с зависит от сопро-
сопротивления измерительного термистора Яц.
Для определения Ко_с при напряжении U2,
поданном на мост, и разомкнутом усилите-
усилителе, определим Ul:
U1 = U6a-UM =
= U2 [Л,/(Л, + R2) -
Если мост равноплечий, то Pi = Рг = ^з и
Ц =(U2/2)(Rn-Rl)/(Rtl + R1).
Отсюда коэффициент обратной связи
Ко.с = Ui/Uz = (Rn - Ri)/2 (Rn + Ki).
При R[i = R1 мост уравновешен и
Ко-С = 0. Условию Rtl > Rr соответствует по-
положительный коэффициент обратной связи.
В начальный момент времени при отсут-
отсутствии колебаний в схеме Rt\»Rt и
КК0С»1, т.е. условие самовозбуждения
выполняется с большим запасом. По мере
нарастания колебаний термистор разогре-
разогревается, его сопротивление падает и К умень-
уменьшается. В установившемся режиме Хос =
= 1/К очень мал, так что практически изме-
измерительный мост всегда уравновешен и Rt i =
= Rt. Мощность Pt, рассеиваемая на терми-
термисторе, складывается из измерительной мощ-
мощности Р и мощности, потребляемой от уси-
лителя: Pt s P + ul/Ru
Отсюда следует, что амплитуда напря-
напряжения U2 связана с измеряемой мощностью,
причем росту Р соответствует уменьшение
U2 от некоторого начального уровня, ко-
который зависит от внешней температуры
и уменьшается по мере ее возрастания. Эти
обстоятельства сильно усложняют измере-
измерения, поэтому отсчет мощности по напряже-
напряжению U2 применяется редко.
Более удобный отсчет, не зависящий от
температуры среды, можно получить в при-
приборе с мостом М2, в который включены тер-
мисторы Rt2 и Ко- При отсутствии высоко-
высокочастотной мощности A72 и U3 максимальны)
мост уравновешивают с помощью перемен-
переменного резистора R4. Состояние равновесия ре-
регистрируется по показаниям милливольтме-
милливольтметра, включенного в диагональ моста. Если
на вход прибора подана мощность Р, то рав-
равновесие моста М2 нарушится. Напряжение
на его диагонали, возрастающее с увеличе-
увеличением Р, служит мерой мощности. Отсчет из-
измеренной мощности производится по шкале
милливольтметра. Осуществление термоком-
термокомпенсации производится следующим образом.
При возрастании температуры состоянию
равновесия моста Мх будет соответствовать
меньшее значение рассеиваемой на терми-
термисторе суммарной мощности, и следователь-
следовательно, напряжения U2 и С/3 уменьшаются. Од-
Однако это не приведет к изменению показания
индикаторного прибора, поскольку для полу-
получения прежнего показания при возросшей
140
Измерение мощности
Источник
тока со
следящей.
системой.
Источник
тока со
следящей.
системой.
Рис. 3.17. Автоматический самобалансирую-
самобалансирующийся мост
температуре требуется меньшее напряжение
и»
Одним из факторов, определяющих точ-
точность измерения терморезисторными мето-
методами, является флуктуация температуры
в процессе измерения. Применяемые на
практике терморезисторы имеют постоян-
постоянную рассеяния 0,1—0,3 мВт/град, а колеба-
колебания температуры в процессе измерений не-
нередко составляют 1 сС/ч и более. Это влия-
влияние можно оценить количественно. Перемно-
Перемножив постоянную рассеяния на изменение
температуры за время измерения, найдем
значение кажущегося изменения СВЧ мощ-
мощности. Уменьшать влияние температуры
окружающей среды особенно необходимо
при измерении малых уровней мощности.
С этой целью применяют различные методы
термокомпенсации, в том числе и термоста-
тирование терморезисторных преобразовате-
преобразователей. Для термокомпенсации, как правило, ис-
используют дополнительные опорные мосты,
в которые вводят термистор, идентичный
рабочему.
Автоматический самобалансирующийся
мост (рис. 3.17) имеет два симметричных мо-
моста: рабочий и опорный. Оба моста питают-
питаются от самостоятельных источников, имею-
имеющих системы слежения и автоматически
поддерживающих баланс мостов. Токи пита-
питания мостов, пропорциональные токам в ра-
рабочем и опорном терморезисторах, проте-
протекают через одинаковые прецизионные потен-
потенциометры Л, и R2, а затем через непо-
неподвижные обмотки отсчетного электродина-
электродинамического прибора в таком направлении, что
возникающие при этом магнитные поля сум-
суммируются. При достаточно высокой иден-
идентичности характеристик рабочего и опорного
термисторов эти токи равны. Потенциалы
в точках А и Б в этом случае при одинако-
одинаковом положении потенциометров Я, и R2 бу-
будут равны, и ток в подвижной обмотке при-
прибора будет равен нулю.
С подачей мощности на рабочий термо-
терморезистор баланс рабочего моста нарушается
и напряжение разбаланса, возникающее в ну-
нулевой диагонали, подается на регулятор тока
источника питания, изменяющий его значе-
значение до восстановления баланса. В точках А
и Б появляется разность потенциалов, и
в подвижной обмотке прибора электродина-
электродинамической системы возникает ток, пропорцио-
пропорциональный изменению тока в рабочем термо-
терморезисторе Л/, а в неподвижной обмотке,
связанной со схемой питания рабочего мо-
моста, ток уменьшается и становится пропор-
пропорциональным току 10 — AI, где 10 — ток в ра-
рабочем терморезисторе при начальном балан-
балансе моста. В результате взаимодействия маг-
магнитных полей, создаваемых токами в под-
подвижной и неподвижной катушках прибора,
подвижная катушка поворачивается на угол,
пропорциональный произведению B10 —
— А/) Д/, т. е. мощности замещения.
Температурная компенсация в самоба-
самобалансирующемся мосте осуществляется сле-
следующим образом. При изменении темпера-
температуры окружающей среды следящие системы
источников питания рабочего и опорного
мостов изменяют токи питания настолько,
чтобы сохранился баланс мостов. Терморе-
Терморезисторы, как правило, идентичны и располо-
расположены в одном датчике в непосредственной
близости, и новые значения токов практиче-
практически будут одинаковыми. Следовательно,
и токи, протекающие через прецизионные
потенциометры, будут одинаковыми. Ток
в подвижной обмотке отсчетного прибора
по-прежнему будет равен нулю. Таким обра-
образом, с помощью опорного моста достигается
хорошая температурная компенсация.
Токи смещения рабочего и опорного
термисторов могут отличаться на 20 — 30%,
поэтому в схеме предусмотрено выравнива-
выравнивание токов, протекающих через потенцио-
потенциометры, с помощью переменного резистора
R3, шунтирующего потенциометр R2, и со-
соответствующие катушки электродинамиче-
электродинамического прибора. Недостаточная идентичность .
характеристик терморезисторов по чувстви-
чувствительности все-таки приводит к неидеально-
неидеальности термокомпенсации температурного дрей-
дрейфа.
В схеме на рис. 3.18 в отличие от выше
рассмотренной термокомпенсация обеспечи-
обеспечивается тем, что опорный и рабочий мосты
питаются от общего источника переменного
тока низкой частоты A0 кГц). Благодаря по-
положительной обратной связи рабочий мост
при разбалансе из-за изменения рабочей тем-
3.3. Методы измерения мощности
141
Опорный
мост
Синхрон
нык де-
детектор
Рис. 3.18. Схема термокомпенсации мостов
от источников переменного тока
пературы будет стремиться к установлению
баланса путем уменьшения мощности источ-
источника питания. Это приведет к уменьшению
мощности питания опорного моста, и его ба-
баланс также восстановится.
Оба рассмотренных способа термоком-
термокомпенсации не полностью исключают темпера-
температурный дрейф. При внешних тепловых воз-
возмущениях возникает меняющаяся во време-
времени разница температур в области крепления
рабочего и опорного терморезисторов, что
приводит к дрейфу нуля даже при иден-
идентичных термисторах. Дрейф показаний при
измерении мощности мостовыми методами
можно уменьшить путем термокомпенсации
в 5 — 20 раз, причем максимальный эффект
можно получить, подбирая термисторы
в пары и подстраивая тепловые характери-
характеристики головок в целом.
Термостатирование термисторной го-
головки в целом с помощью современных тер-
термостатов, позволяющих стабилизировать
температуру до тысячных долей градуса,
обеспечивает постоянство тока начального
баланса моста во всем интервале рабочих
температур. Однако и этот метод имеет свои
недостатки. Усложняется конструкция голо-
головок, и время прогрева, необходимое для по-
получения максимальной точности, достигает
2 ч при нестабильности примерно
1 мкВт/мин.
Мостовые схемы с болометрами практи-
практически аналогичны схемам с термисторами.
Для измерения уровней мощности свыше
10 мВт мостовые схемы с болометрами не-
несколько усложняют. Из-за низкой чувстви-
чувствительности и неизбежного разброса сопро-
сопротивлений болометров в процессе их изгото-
изготовления оказывается невозможным устано-
установить начальный баланс моста при заданных
значениях постоянного и переменного токов
низкой частоты. Поэтому наряду с регули-
регулировкой мощности для первоначального по-
подогрева в схеме предусматривают регули-
регулировку сопротивлений плеч моста, симме-
симметричного плечу, в которое включен боло-
болометр. Параллельно с изменением сопроти-
сопротивления в плече моста корректируются цепи
отсчетного устройства для сохранения неиз-
неизменности его градуировки.
Погрешности терморезисторного метода.
Терморезисторный метод позволяет созда-
создавать измерители малой мощности — от еди-
единиц микроватт до десятков милливатт — в
диапазоне от метровых до миллиметровых
длин волн. Применение пленочных плоских
болометров позволяет расширить диапазон
измеряемых мощностей до сотен милливатт.
Погрешность измерения терморезисторными
мостовыми методами определяется следую-
следующими основными составляющими:
погрешностью измерения мощности за-
замещения 5,, т. е. погрешностью измеритель-
измерительной схемы. В обычных условиях эта погреш-
погрешность составляет не более 1%, в то время
как экспериментальные данные, полученные
на частоте 10 ГГц, говорят о том, что эта
составляющая погрешности может дости-
достигать 0,1 %:
погрешностью определения коэффициен-
коэффициента эффективности приемного преобразовате-
преобразователя ЬКЭ, которая во многом зависит от точ-
точности методов калибровки и собственно
калибраторов и составляет по последним
данным от 1 до 5 % в зависимости от диапа-
диапазона частот;
погрешностью температурного дрейфа,
которая при наличии высококачественных
схем температурной компенсации может не
превышать 0,5 мкВт за 0,5 мин;
погрешностью за счет отражения мощ-
мощности от приемного преобразователя 82 (ес-
(если в результат измерения вносят поправку
на отраженную мощность, то неисклю-
ченный остаток погрешности составит не бо-
более 0,5%);
погрешностью рассогласования 8рс, ко-
которая зависит от значений коэффициентов
отражения генератора и нагрузки. Эту по-
погрешность рассчитывают по формулам
и определяют по графикам.
С учетом законов распределения состав-
составляющих погрешность измерения терморези-
сторным методом можно рассчитать по фор-
формуле
= ±3
0,165
pemejc.
Без учета погрешности рассогласования
суммарная погрешность измерения мощно-
мощности терморезисторными методами составля-
составляет от 1,0 до 10% в зависимости от диапазона
частот и условий выполнения измерений.
142
Измерение мощности
3.3.3. ТЕРМОЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ МЕТОД
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
Термоэлектрический метод измерения
мощности основан на преобразовании элек-
электрической энергии в тепловую. Мерой мощ-
мощности является термо-ЭДС, возникающая
в результате нагрева одного из спаев термо-
термопары СВЧ мощностью. Известны две разно-
разновидности термоэлектрического метода: тер-
термопарный с прямым подогревом, в которых
высокочастотный ток проходит через термо-
термопару, и термоэлементный, в котором элек-
электромагнитная энергия нагревает резистив-
ную пленку или проволоку, а термопара
реагирует на разность температур. Термопа-
Термопара выполняет одновременно функции согла-
согласованной нагрузки и дифференциального
термометра. Зависимость между измеряемой
мощностью и термо-ЭДС определяется со-
соотношением
где Ut — напряжение термо-ЭДС на-выходе
термопары, мВ; кпр — коэффициент преобра-
преобразования термопары, мВ/мВт.
Прямой подогрев обеспечивает измере-
измерение мощности в диапазоне частот, верхний
предел которого составляет около 10 ГГц,
в то время как термоэлементы с косвенным
подогревом применяются на частотах до
40 ГГц.
Чувствительность термоэлемента и его
стабильность обеспечиваются соответствую-
соответствующим размещением его в стеклянном балло-
баллоне. Такие вакуумные термоэлементы приме-
применяются для непосредственного измерения
мощности от 1 до 5 мВт с погрешностью
1 % в диапазоне частот от 10 до 1000 МГц.
С помощью направленных ответвителей диа-
диапазон измеряемых мощностей можно расши-
расширить до 1000 Вт.
К преимуществам термопарных измери-
измерителей мощности следует отнести простоту
индикаторных устройств, простоту кали-
калибровки и периодической поверки методом
замещения на постоянном токе или токе низ-
низкой частоты и их способность выдерживать
без разрушения 50%-ную перегрузку. Недо-
Недостатками являются низкая чувствительность,
плохое согласование и нелинейная зависи-
зависимость напряжения от мощности. Как прави-
правило, постоянная времени термопарных изме-
измерителей мощности составляет 0,1 — 5 с,
а непосредственно измеряемая мощность на-
находится в пределах от 1 до 150 мВт при по-
погрешностях измерения 1-2%. Главным пре-
преимуществом термопарного метода по срав-
сравнению с терморезисторным является слабая
зависимость показаний от температуры
окружающей среды и незначительное по-
потребление мощности от источников питания,
так как термопара не требует начального
подогрева.
Материалы для термопар выбирают
с таким расчетом, чтобы обеспечивались ли-
линейная температурная зависимость термо-
ЭДС, малый температурный коэффициент
сопротивления и высокая чувствительность.
Наибольшее распространение получили тер-
термопары висмут — сурьма, копель — сурьма,
хромель — копель. В общем случае термопара
состоит из двух соединенных между собой
металлических проводников (или полупро-
полупроводников). Под действием температуры
в контуре, составленном из двух разно-
разнородных металлов, со спаями, нагретыми до
различных температур, возникает термо-
ЭДС. Для каждой пары металлов термо-
ЭДС зависит только от температуры спаев.
Цепь термопары состоит из двух термоэлек-
термоэлектродов, один спай помещают в измеритель-
измерительную среду и называют рабочим концом тер-
термопары, а второй — свободным. В зависимо-
зависимости от температуры в спаях возникают
соответственно термо-ЭДС et\ и eto, напра-
направленные встречно. В цепи термопар дей-
действует результирующая термо-ЭДС:
Для устранения влияний колебаний тем-
температуры свободных концов термопар по-
последние термостатируются или используют-
используются специальные схемы температурной авто-
автоматической компенсации.
Физически из-за разности температур
проводника, соединяющего два спая термо-
термопары, средняя кинетическая энергия носите-
носителей заряда вблизи горячего спая оказывается
больше, чем вблизи холодного. Носители
диффундируют от горячего ноеителя к хо-
холодному, и последний приобретает потен-
потенциал, знак которого определяется знаком
носителей.
Разность потенциалов горячего и холод-
холодного спаев и есть термо-ЭДС.
Чтобы расширить диапазон измеряемых
мощностей, две термопары или более соеди-
соединяют последовательно по постоянному току.
При этом по высокой частоте их соединяют
параллельно, и для оптимального согласова-
согласования их общее активное сопротивление дол-
должно быть равно характеристическому сопро-
сопротивлению линии передачи.
В диапазоне СВЧ в основном приме-
применяют пленочные и объемные термопары.
Пленочные термопары представляют собой
тонкие металлические пленки, напыленные
3.3. Методы измерения мощности
143
а) 5)
Рис. З.г9. Пленочные термопары
в вакууме на слюдяные, стеклянные или
иные диэлектрические подложки. На
рис. 3.19 показаны пленочные термопары,
изготовленные на отрезках стекловолокна.
Термопары образованы слоями 1 и 2 разно-
разнородных металлов (рис. 3.19, а), выводы 3 вы-
выполнены также в виде пленочных контактов.
Наружность термопар защищена от внешних
воздействий диэлектрическим покрытием 4.
При протекании через термопару токов СВЧ
в месте соединения слоев 2 а 3 температура
повышается по сравнению с местами соеди-
соединения этих слоев и выводов.
Для повышения температуры горячего
спая (рис. 3.19, б) в разрыве слоев 1 и 2 нано-
наносится тонкий слой 5 материала с большим
удельным сопротивлением. Под действием
токов СВЧ этот слой сильно нагревается, по-
повышая чувствительность термопреобразова-
термопреобразователя.
Коаксиальная термоэлектрическая го-
головка (рис. 3.20) состоит из отрезка коаксиа-
ла с разделительной емкостью 2 в централь-
центральном проводнике вставки, с двумя термопара-
термопарами 3 и кожуха с выходным разъемом.
Вставку / согласуют с трактом, подбирая
размеры согласующей камеры в заглушке 4,
и проточки 5 в корпусе отрезка линии пере-
передачи, а также рабочее сопротивление термо-
термопар.
Вставка (рис. 3.21) состоит из слюдяной
подложки 2 в виде диска, на которую мето-
методом вжигания нанесены серебряные элек-
электроды 1. Нитевидные пленочные термопары
4 соединены с электродами токопроводящей
пастой 3. Опоры 5 из нитей стекловолокна
создают необходимый для согласования
и определенного теплового режима зазор
Рис. 3.21. Вставка с нитевидными пленоч-
пленочными термопарами
между подложкой вставки и нитями. Ветви
термопар, напыленные на стеклянную нить-
подложку диаметром 20—40 мкм, защищены
от воздействия влаги тонким слоем моно-
моноокиси кремния. В результате ток, протекаю-
протекающий по проводящему слою термопары, имею-
имеющему сопротивление около 100 Ом, разогре-
разогревает место спая и вызывает термо-ЭДС на
концах термопары.
Коэффициент преобразования термо-
термопреобразователя {см. рис. 3.20) равен 1 +
+ 0,3 мВ/мВт, нагрев места спая при помо-
помощи рассеяния мощности 10 мВт и темпера-
температуре окружающей среды + 20 °С составляет
примерно 7О-8О°С.
Термоэлектрическая вставка для коак-
коаксиальных термопреобразователей может
быть выполнена так, как показано на
рис. 3.22. Ветви термопар 1, 3 нанесены на
слюдяное основание и образуют с корпусом
полосковую линию передачи с потерями.
Температура холодных спаев 4 термопар
поддерживается близкой к температуре кор-
корпуса благодаря применению диэлектриче-
диэлектрической пластины из поликора или другого ма-
материала с высокой теплопроводностью.
Вставка для волноводных термопре-
термопреобразователей по конструкции мало отли-
отличается от термисторной. Термопару, геоме-
геометрически не отличающуюся от термопар для
коаксиальной вставки, располагают в зазоре
между гребнями волновода. Контакты 2 из-
изготавливают методом напыления.
Рис. 3.20. Коаксиальная термоэлектрическая
головка
Рис. 3.22. Вставка для коаксиальных термо-
термопреобразователей
144
Измерение мощности
образования на СВЧ к коэффициенту пре-
преобразования на переменном токе низкой ча-
частоты :
О
6 8 f, ГГц
Рис. 3.23. Зависимость КСВ головок от час-
частоты
В отличие от терморезисторных термо-
термоэлектрические преобразователи имеют неко-
некоторые особенности согласования с СВЧ
трактом. С повышением частоты на согласо-
согласование пленочных нитевидных термопар на-
начинает заметно влиять реактивная соста-
составляющая полного сопротивления, определяе-
определяемая индуктивностью термопары, емкостью
контактной системы и другими неоднород-
ностями. Индуктивность нитевидных пле-
пленочных термопар уменьшают их допу-
допустимым укорочением и выбором расположе-
расположения над проводящими пленочными электро-
электродами. Согласуют термопары с помощью
проточек в корпусе головки в непосредствен-
непосредственной близости к месту включения термопар.
При этом образуется система с низкой до-
добротностью из-за шунтирующего действия
термопары. Это способствует отсутствию
значительных отклонений КСВН головок
в широкой полосе частот (рис. 3.23).
Оптимальное согласование нитевидной
пленочной термопары в волноводе обеспечи-
обеспечивают выбором рабочего сопротивления тер-
термопары, примерно равным характеристиче-
характеристическому сопротивлению тракта в месте ее
включения. Рабочее сопротивление для во-
лноводных головок выбирают таким, чтобы
оно составляло около 100 Ом. Для согласо-
согласования используют плавные переходы с регу-
регулярного волновода на П-образный с харак-
характеристическим сопротивлением 100 Ом на
средней частоте рабочего диапазона. Волно-
водная головка оканчивается короткозамк-
нутым отрезком прямоугольного волновода.
При термоэлектрическом преобразова-
преобразовании мощности имеются потери, возникаю-
возникающие в разъеме, держателях, диэлектрических
опорах, диафрагмах для компенсации реак-
тивностей, конструктивных конденсаторах
и других неоднородностях. Это приводит
к тому, что некоторая доля мощности не по-
поступает непосредственно на термопару и со-
соответственно уменьшается коэффициент эф-
эффективности. Для термоэлектрических мето-
методов коэффициент эффективности предста-
представляет собой отношение коэффициента пре-
преПоскольку пленочные термопары отно-
относятся к термопарам прямого нагрева, их ка-
калибровка на постоянном токе является не-
невозможной. В области частот до 2 — 4 ГГц
отличие Кэ от единицы небольшое, и им
можно пренебречь. На наиболее высоких ча-
частотах Кэ для коаксиальных (рис. 3.24, линии
а) и волноводных (рис. 3.24, линии б) пре-
преобразователей может значительно отличать-
отличаться от единицы, и его необходимо учитывать.
Для повышения линейности амплитуд-
амплитудной характеристики термоэлектрического
преобразователя предусматривается исполь-
использование методов, позволяющих компенсиро-
компенсировать определенную степень ее нелинейности
за счет выбора материалов ветвей термопар
и соответствующей конструкции головки.
Несколько иной принцип действия
имеют полупроводниковые объемные термо-
термопары с нанесенным на них слоем, поглощаю-
поглощающим электромагнитную энергию. Один ко-
конец термоэлемента, покрытый поглощаю-
поглощающим слоем, в процессе измерения мощности
нагревается, а второй имеет температуру
волноводного тракта за счет контакта с мас-
массой волновода. Таким образом, в полупро-
полупроводнике образуется градиент температуры
АТ/Х. В горячем конце концентрация и ско-
скорость электронов выше, чем в холодном. По-
Поэтому электроны диффундируют в направле-
направлении температурного градиента значительно
больше, чем в обратном.
Диффузионный поток, унося отрица-
отрицательный заряд из горячего конца термопары
в холодный, создает между ними разность
потенциалов. В процессе диффузии поток
электронов будет тормозиться электриче-
электрическим полем внутри полупроводника, пока
поток, вызываемый диффузией, не сравняет-
сравняется с обратным потоком, создаваемым обра-
1,0
0,98
0,96
0,94
0,92
0,9
0
8 10 ft ГГц
Рис. 3.24. Зависимость коэффициента эффек-
эффективности от частоты
3.3. Методы измерения мощности
145
зовавшейся разностью потенциалов. В этих
условиях создается стационарное равновесие
электронов в полупроводнике, при котором
вследствие разности температуры между его
концами будет длительно поддерживаться
соответствующая разность потенциалов.
Через любое сечение проводника за еди-
единицу времени проходит одинаковое число
электронов в обоих направлениях. Однако
скорость электронов в направлении к холод-
холодному концу больше скорости электронов,
проходящих через данное сечение от холод-
холодного конца, поэтому непрерывный перенос
тепловой энергии в направлении градиента
температур происходит без переноса заряда.
Механизм переноса тепла существенно ме-
меняется, когда в нем участвуют как отрица-
отрицательные (электроны), так и положительные
(дырки) заряды. Одновременный перенос тех
и других в одинаковом количестве не влечет
за собой накопления заряда и роста потен-
потенциала. Совместная диффузия электронов
и дырок от горячего конца к холодному вы-
вызывается не только разностью скоростей, но
и градиентом их концентрации.
При такой диффузии термо-ЭДС может
вызываться следующими причинами: если
концентрация одних зарядов превышает кон-
концентрацию других, то поток их будет пере-
переносить к холодному концу заряд, который
будет тормозить их движение, и, наоборот,
ускорит движение зарядов противоположно-
противоположного знака, пока потоки тех и других не урав-
уравняются. При этом в проводнике образуется
электрическое поле, зависящее от градиента
температуры; вторым источником термо-
ЭДС является различие подвижностей носи-
носителей тока. Подвижность носителей v связа-
связана с коэффициентом диффузии Д соотноше-
соотношением, установленным Эйнштейном:
Под влиянием градиента концентрации
те из зарядов, для которых подвижность
v больше, получили бы большую скорость,
если бы они, отделившись от противопо-
противоположных зарядов, не создавали объемного за-
заряда, а вместе с тем и электрического поля,
тормозящего их движение и ускоряющего
отстающие заряды противоположного знака.
Под действием электрического поля вырав-
выравниваются скорости зарядов, что позволяет
им диффундировать как одному целому.
Таким образом, даже в тех случаях, ко-
когда тепловое движение создает одинаковое
число носителей тока обоих знаков, их диф-
диффузия создает в проводнике электрическое
поле, определяемое различием подвижности
зарядов. Это электрическое поле Е можно
выразить подобно диффузии токов в элек-
электролите следующим уравнением:
E = E0(v1 -v)/(vj + v),
где £0 — электрическое поле, которое суще-
существовало бы при носителях только одного
знака, a v{ и v — подвижности положи-
положительных и отрицательных зарядов соответ-
соответственно.
В полупроводнике при увеличении тем-
температуры повышается как концентрация, так
и кинетическая энергия носителей тока. За
счет повышения концентрации и выражение
для чувствительности термоэлемента у будет
определяться следующим уравнением:
_ кТ Vi - v2 I dn
e Vi + v n dT
где у равно нулю при Vi = v2 или dn/dT= 0.
Увеличение подвижности v теплового
движения зарядов с ростом температуры
является основной причиной, создающей
термо-ЭДС в полупроводнике с одним зна-
знаком носителей тока:
то/2 = ЗкТ/2.
Существуют полупроводники, в которых
небольшая по сравнению с металлами кон-
концентрация электронов остается постоянной
в широком интервале температур. Таковы,
например, сернистый или теллуристый сви-
свинец с избытком свинца. Несмотря на по-
постоянство концентрации и, термо-ЭДС изме-
измеряется сотнями микровольт на градус, т. е.
она того же порядка, что и в полупроводни-
полупроводниках с резкой зависимостью концентрации от
температуры. Различие скоростей электро-
электронов между горячими и холодными концами
полупроводника приводит к появлению раз-
разности потенциалов между ними. Чем больше
концентрация п электронов, тем меньшее
электрическое поле требуется, чтобы перене-
перенести столько же электронов, сколько диффун-
диффундирует их благодаря различию скоростей.
Термо-ЭДС а на 1 °С можно рассматри-
рассматривать как поток энтропии 1 Кл электрическо-
электрического заряда. Значение а зависит (как было
показано выше), не только от разности эн-
энтропии в двух веществах или двух частях
одного проводника при разных температу-
температурах, но и от условий движения электронов.
Эти условия определяются природой полу-
полупроводника и механизмом рассеяния элек-
электронов при их перемещении. Поэтому а тес-
тесно связана с подвижностью г, определяемой
тем же механизмом рассеяния. Если замкну-
замкнутая электрическая цепь термоэлемента со-
состоит из полупроводников с одинаковым ме-
146
Измерение мощности
ханизмом проводимостей, то создаваемые
ЭДС в обеих ветвях термоэлемента направ-
направлены от горячего конца к холодному или на-
наоборот и термо-ЭДС в цепи равна их разно-
разности:
Если термоэлектрическая цепь составле-
составлена из электронного и дырочного проводни-
проводников, то их термо-ЭДС складываются:
Естественно, что такая цепь обладает су-
существенными преимуществами. На рис. 3.25
показан термоэлемент, составленный из ды-
дырочного / и электронного 2 полупроводни-
полупроводниковых стержней, соединенных металлическим
мостиком 3. На холодных концах включено
нагрузочное сопротивление R, которое яв-
является приемником термо-ЭДС. В этом слу-
случае чувствительность термоэлемента, В/град,
ОС = Otj + 0С2.
Если на металлическом мостике нанесен
слой, поглощающий электромагнитную
энергию, и мостик врезан в стенку волново-
волновода, то он будет нагреваться до температуры
7\. Таким образом, учитывая большую те-
теплопроводность металла, можно считать,
что горячие концы термоэлемента имеют
также температуру Г,. Холодные концы на-
находятся при температуре То, несколько пре-
превышающей температуру окружающей среды
или специального охладителя. Внутреннее
сопротивление термоэлемента г можно вы-
выразить следующей формулой:
r = r1+r2=(Pl/Sl+p2/S2)l,
где rt и г2 — внутреннее сопротивление каж-
каждой ветви соответственно: Pj и
р2 — удельные сопротивления; Sj и
S2 — площади поперечного сечения; / — дли-
длина полупроводникового стержня.
Теплопроводность термоэлемента выра-
выражается следующим уравнением:
где Kt и К2 — теплопроводности полупро-
полупроводниковых стержней, а иь и2 — их удельные
теплопроводности.
+
\1
, 3
1
1
R
п
ш
2
■
Мощность Q тепловой энергии на горя-
горячих концах определяется выражением Qt =
= <xlITl, а мощность, отдаваемая холодны-
холодными концами, Qo = ао/Го, где / = U/R — сила
тока в цепи термоэлемента.
Мощность теплового потока, переноси-
переносимого от горячего конца к холодному по
обеим стержням,
Qm = K(Ti-T2).
Сила тока в цепи термоэлемента
/ = сх(Т1-Г0)/(Л + г).
Подставив это выражение в уравнение мощ-
мощности тепловой энергии на горячем конце,
получим
W = а2 (Г, - Т2J m/r(m + IJ,
где W = I2R — мощность, отдаваемая тер-
термоэлементом в нагрузку; m = К/г.
Коэффициент полезного действия г|
можно определить как отношение полезной
электрической энергии W, выделяемой во
внешней цепи, к энергии Wo, затрачиваемой
источником тепла:
л = w/w0,
где W0 = Qi + Qm- I2r/2; здесь /2г/2 -
энергия, возвращаемая к источнику тепла.
Подставив в уравнение для г) выражения
для каждой из составляющих, получим
m/(m
l+kr(m+
1 - (Г, - Г0)/2(т -
Рис. 3.25. Полупроводниковый термоэлемент
Рис. 3.26. Цилиндрическая полупроводни-
полупроводниковая термопара
3.3. Методы измерения мощности
147
Отсюда видно, что КПД термоэлемента
зависит от температуры горячего и холодно-
холодного концов величины, которая зависит от
свойств применяемых в термоэлементе мате-
материалов и отношения т = К/г.
На практике КПД полупроводниковых
термопар лежит в пределах от 3 до 7%. По-
Полупроводниковый термоэлемент, состоящий
из сплавов SbZn и SbCd, представляет собой
цилиндр (рис. 3.26), одна торцевая плоскость
которого нагревается за счет проходящей по
волноводному тракту мощности; второй ко-
конец имеет температуру окружающей среды.
Термоэлементы из сплавов SbZn имеют
электронную проводимость и чувствитель-
чувствительность 200-250 мкВ/град. Термоэлементы
из сплава SbCd имеют дырочную прово-
проводимость и чувствительность 300 —
400 мкВ/град. Термо-ЭДС на выходе термо-
термопары линейно зависит от разности темпера-
температур торцов термоэлемента:
Для увеличения чувствительности горя-
горячий торец термоэлемента покрывается по-
поглощающим слоем. В результате этого чув-
чувствительность повышается более чем на
50 %. Электродвижущая сила термоэлемента,
установленного в тракте, будет зависеть от
фазы и коэффициента отражения, а также от
длины волны в волноводе.
3.3.4. КАЛОРИМЕТРИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
Калориметрический метод основан на
определении количества тепла, рассеиваемо-
рассеиваемого на нагрузке, являющейся поглощающим
сопротивлением в линии передачи мощно-
мощности. Термодинамическое состояние калори-
калориметрической нагрузки объемом V, равномер-
равномерно нагретой до температуры Т, описывается
уравнением
РН = Н(Т- Гср) + cV(dT/dt), C.9)
где Рн — мощность, рассеиваемая в нагрузке;
Т — температура среды, в которой находится
нагрузка; Н — коэффициент теплоотдачи;
с — удельная теплоемкость нагрузки.
Первое слагаемое уравнения C.9) харак-
характеризует рассеяние тепла, обусловленное те-
теплопроводностью, конвекцией и излучением.
Обычно рассеяние имеет смешанный харак-
характер и Я зависит от разности температур
и других факторов. Второе слагаемое опре-
определяет приращение температуры калориме-
калориметрической нагрузки под действием рассеивае-
рассеиваемой в ней мощности РИ. Если на нагрузке
с начальной температурой, равной темпера-
температуре среды, начиная с момента времени t = 0,
рассеивается мощность Рн, то решение урав-
уравнения C.9) имеет вид
Т-Тср = Рн[1-ехр(-(/т)]/Н, C.10)
где т = cV/H — тепловая постоянная времени.
Для любого калориметра по результа-
результатам измерения разности температур Т — Тср
в принципе можно вычислить мощность, ес-
если известны постоянные в уравнении C.9).
На практике' определение постоянных за-
затруднено и поэтому используют два пре-
предельных режима работы калориметра.
Практически для измерения мощности
в СВЧ диапазоне волн используются две
формулы, вытекающие из C.9):
P = c(dT/di) при г-»0;
Р = (Т-Тср)Н при г-юо.
Из первого соотношения следует, что
время измерения должно быть значительно
меньше тепловой постоянной времени.
Коэффициент теплового рассеяния, а следо-
следовательно, и потери тепла в окружающую
среду должны быть достаточно малы и уч-
учтены в процессе измерения. Такие калори-
калориметры иногда называют адиабатическими.
Достоинством их является то, что для опре-
определения измеряемой мощности достаточно
знать лишь теплоемкость нагрузки и изме-
измерять скорость изменения температуры. Ос-
Основными элементами такого калориметра
являются термоизолированная нагрузка, пре-
преобразующая поглощаемую электромагнит-
электромагнитную энергию в тепло, и прибор для измере-
измерения перепада температур в нагрузке (рис.
3.27, а). Скорость изменения температуры
AT/At термоизолированной насадки массой
m и удельной теплоемкостью с пропорцио-
пропорциональна мощности, поглощенной этой насад-
насадкой. Мощность Р, усредненная за время At,
определяется выражением
P = kmc(dT/dt),
где к - коэффициент пропорциональности.
Некоторые недостатки адиабатического
калориметра устраняются, если для кали-
калибровки прибора, измеряющего температуру,
использовать известную мощность постоян-
постоянного тока или низкой частоты. В этом случае
требования к качеству теплоизоляции могут
быть значительно снижены, а необходимость
в точном знании теплоемкости вообще ис-
исключается. При методе замещения калори-
калориметр представляет собой прибор, который
измеряет мощность на СВЧ, исходя из точно
измеренной мощности постоянного тока или
низкой частоты. Для реализации метода за-
замещения в схему обычного калориметра до-
148
Измерение мощности
Изолированная
калориметрическая
/насадка
О
Измеряемая
мощность
О
Изолированная
калориметрическая
отсадка
Измеряемая
мощность
Термометр
Измеритель
разности
температур
Калиброван- \ <->
' ная \
мощность \
постоянного \
тока ii/iu
тока
низкой
частоты
Калориметрические
насадка.
А
"У {/) Термометр
Мощность
^высокой.
частоты
или
известная
мощность
низкой
частоты
Рис. 3.27. Основные типы калориметров:
а — простой статический калориметр; б — статический калориметр с замещением; «-дифференциальный
калориметр
бавляется нагреватель постоянного тока или
низкой частоты (рис. 3.27,6). Другой тип ка-
калориметра, в котором также использован
метод замещения, состоит из двух насадок,
частично изолированных от окружающей
среды (рис. 3.27, в). Такой калориметр назы-
называется дифференциальным. Одна из насадок
поглощает мощность, а другая является дат-
датчиком опорной температуры, и измерение
мощности заключается в оценке разности
температур между двумя нагрузками.
Тепловая симметрия системы снижает
влияние окружающей температуры и повы-
повышает чувствительность калориметрического
метода.
Недостаток адиабатических калориме-
калориметров заключается в необходимости периоди-
периодического отключения мощности СВЧ от на-
нагрузки. От этого недостатка свободны так
называемые проточные калориметры.
Основными элементами проточного ка-
калориметра являются нагрузка для преобра-
преобразования электромагнитной энергии в тепло-
тепловую энергию в жидкости, устройство, обеспе-
обеспечивающее циркуляцию жидкости, и средства
для измерения температуры. Измеряемая
мощность зависит от скорости поглощения
энергии и определяется равенством
P^kvBcAT, C.11)
Регулятор потока.
Измеряемая
мощность
Измеряемая
разность
температур
а.)
где А: = 4,187; v — скорость протекания жид-
жидкости через нагрузку; В — плотность жидко-
жидкости; с — удельная теплоемкость жидкости;
AT — разность температур.
Основная схема проточного калориме-
калориметра показана на рис. 3.28, а. В этой системе
жидкость с вполне определенной скоростью
протекает через нагрузку; температура жид-
жидкости повышается за счет передачи тепла от
нагрузки. При точных измерениях необходи-
необходимо знать несколько параметров: скорость
потока, удельную теплоемкость протекаю-
протекающей жидкости во всем интервале рабочих
температур. Кроме того, должны быть из-
известны и другие параметры, не входящие
в C.11), такие, как скорость тепловых потерь
из системы и повышение температуры про-
протекающей жидкости, обусловленное трением.
Проточный калориметр, основанный на
применении метода замещения (рис. 3.28,6),
состоит из тех же элементов, что и обычный,
но имеет дополнительную нагрузку для
ввода мощности постоянного тока или пере-
переменного тока низкой частоты. При использо-
использовании метода замещения необходимость зна-
знания скорости потока, температуры, плотно-
плотности и удельной теплоемкости отпадает.
Таким образом, проточные калориме-
калориметрические системы можно классифицировать
Регулятор потока.
Измеряемая
мощность
5)
Измеряемая
разность
температур
Калиброванная
мощность постоянного _
тока или. тона низкой,
частоты
Рис. 3.28. Схема проточного калориметра:
а — простой проточный калориметр; б — проточный калориметр с замещением
3.3. Методы измерения мощности
149
''Выход охлаждающей
жидкости
а)
свч
Вход охлаждающей
жидкости
Выход
з Воды
свч
Выход Воды
Вход воды Вход Воды
Выход
рсвч
В)
Рис. 3.29. Конструктивные особенности нагрузок проточных калориметров
в соответствии с типом системы циркуляции
жидкости (открытой или замкнутой), харак-
характером подогрева (прямого или косвенного)
и методом измерения (истинно калориметри-
калориметрического или замещения). В открытых систе-
системах калориметрическая жидкость, которая
может быть и водопроводной водой, исполь-
используется только один раз. Постоянство скоро-
скорости потока обеспечивается наличием припод-
приподнятого резервуара с постоянным уровнем
жидкости. Специальные вспомогательные
устройства подогревают воду до темпера-
температуры окружающей среды перед поступле-
поступлением ее в калориметр, улавливают пузырьки
воздуха и измеряют расход воды.
В замкнутых системах непрерывная цир-
циркуляция жидкости осуществляется насосом.
Протекающая через калориметр жид-
жидкость может служить и для поглощения
энергии, и дня ее охлаждения (прямой метод
нагрева) или только для охлаждения (кос-
(косвенный метод нагрева). Вода применяется
в обоих методах из-за ее хороших тепловых
свойств и высоких диэлектрических потерь
на частотах выше 1000 МГц. На частотах
ниже 1000 МГц эти потери уменьшаются,
и в воду добавляют хлористый натрий, эти-
ленгликоль или глицерин. Эти присадки
улучшают поглощающие свойства. Кос-
Косвенный метод подогрева более гибок, так
как в нем отделены функции переноса тепла
от функции поглощения электромагнитной
энергии и согласования с трактом, что поз-
позволяет расширить как частотный, так
и динамический диапазон метода. Кроме то-
того, он проще позволяет реализовать метод
замещения.
Проточные системы применяются для
измерения больших и малых уровней мощ-
мощности с погрешностью не хуже 1—2%
и времени измерения в пределах от не-
нескольких секунд до нескольких минут.
Калориметрические нагрузки проточных
калориметров в зависимости от диапазона
частот и условий согласования с передаю-
передающим трактом могут иметь различные кон-
конструктивные особенности (рис. 3.29). Нагруз-
Нагрузка коаксиального типа (рис. 3.29, а) предста-
представляет собой цилиндрический пленочный ре-
резистор, заключенный в металлический экран
экспоненциальной формы, который омывает-
омывается жидкостью, либо объемную нагрузку,
у которой часть коаксиала заполнена жид-
жидкостью (рис. 3.29,6). Волноводные калориме-
калориметрические нагрузки, как правило, объемного
типа (рис. 3.29, е — д).
Для непосредственного измерения ма-
малых разностей температур и повышения чув-
чувствительности в проточных калориметрах
применяют батареи (блоки) дифференци-
дифференциальных термопар, выход которых непосред-
непосредственно или через усилитель постоянного то-
тока соединен с индикатором. Термопары
соединяют последовательно, так что их хо-
холодные спаи омываются входными, а горя-
горячие — выходными потоками жидкости. Чис-
Число термопар может достигать нескольких
сотен, при этом чувствительность такого
150
Измерение мощности
К измерительному
устройству
гсвч
'//{/////////////////
а)
ю
Мощность сравнения
Рис. 3.30. Конструкции нагрузок сухих калориметров:
а — волноводная с поглотителем; б — коаксиальная; в — волноводная с нагрузкой сравнения
блока термопар может составить 0,5 В/град.
Конструктивно батарея термопар пред-
представляет собой намотанную с определенным
шагом катушку из константановой проволо-
проволоки. Половину каждого витка покрывают тон-
тонким слоем меди или серебра. Сопротивление
этого слоя должно быть намного меньше со-
сопротивления константана, что повышает чув-
чувствительность. Каждый виток представляет
собой отдельную термопару.
Нагрузки сухих калориметров по кон-
конструкции аналогичны согласованным нагруз-
нагрузкам обычного типа, но с той разницей, что
они обладают малой теплопроводностью
нагреваемых узлов (рис. 3.30). Чтобы повы-
повысить чувствительность, тракт СВЧ между
входным разъемом и поглощающим элемен-
элементом выполняют из материала с низкой те-
теплопроводностью. Обычно это трубки из не-
нержавеющей стали с толщиной стенки
20 — 25 мкм. Для уменьшения потерь мощно-
мощности СВЧ токопроводящие стенки тракта по-
покрывают слоем серебра или золота толщи-
толщиной 3 — 5 мкм. Теплоемкость экрана должна
быть на 2 — 3 порядка больше теплоемкости
калориметрической системы. Чтобы избе-
избежать влияния скачков температуры окру-
окружающей среды, устанавливают дополни-
дополнительный экран или выбирают опорную на-
нагрузку с постоянной времени, равной по-
постоянной времени рабочей нагрузки
(рис. 3.30, в).
В качестве поглощающей нагрузки в ка-
калориметрах могут быть использованы
твердые диэлектрики с большими потерями
или металлические пленки с большим сопро-
сопротивлением. Для измерения изменений темпе-
температуры используются металлические и полу-
полупроводниковые термопары, термобатареи,
терморезисторы, термометры сопротивления
и другие устройства.
Малые размеры волноводных нагрузок
в коротковолновой части миллиметрового
и субмиллиметрового диапазонов обуслов-
обусловливают небольшие значения полной тепло-
теплоемкости и постоянной времени, составляю-
составляющей десятки секунд, что позволяет использо-
использовать этот метод без ограничения. В субмил-
субмиллиметровом диапазоне длин волн часто
применяют калориметры с сечением волно-
волновода 3,6 х 1,8 мм2. Это объясняется тем, что
многие генераторные устройства этого диа-
диапазона имеют выходной волновод такого же
сечения и из-за меньших потерь используют-
используются линии передачи в виде волноводов повы-
повышенного сечения, в которых необходимо из-
измерять всю проходящую мощность. При
необходимости измерить мощность на во-
волноводе меньшего сечения, можно использо-
использовать конусный переход и учесть его потери.
Мощность в открытых линиях передачи
субмиллиметрового диапазона измеряют
с помощью квазиоптических калориметров.
При этом энергия поглощается в одной из
конусных нагрузок, представляющей собой
модель черного тела. Конусную нагрузку из-
изготовляют из меди, а для уменьшения нерав-
неравномерности распределения температуры ее
внутреннюю поверхность покрывают погло-
поглощающим слоем. Энергию узких квазиоптиче-
квазиоптических пучков направляют непосредственно
в конус, а для пучков, диаметр которых пре-
превышает „диаметр основания конуса, исполь-
используют фокусирующие линзы в зеркале.
Существует ряд сложных проблем, воз-
возникающих при конструировании поглощаю-
поглощающих нагрузок. По условиям работы высоко-
высокочастотного тракта рассеивающая среда дол-
должна вводиться в линию передачи электро-
электромагнитной энергии постепенно, что опреде-
определяется необходимостью сохранения пример-
примерного равенства волнового сопротивления
нагруженной и ненагруженной линий. Если
это условие выполняется и если длина на-
3.3. Методы измерения мощности
151
грузки достаточно велика, то вся мощность
будет поглощаться в нагрузке без необходи-
необходимости дополнительного согласования.
Важно также, чтобы рассеивание тепла
было равномерным по всей длине рассеи-
рассеивающей среды. Нарушение этого условия
приводит к чрезмерному перегреву ограни-
ограниченных участков нагрузки, что в свою оче-
очередь приводит к появлению погрешностей,
связанных с явлениями местной теплопро-
теплопроводности, радиацией или другими эффекта-
эффектами. Большие погрешности возникают в слу-
случае перегрева воды до такой степени, что
в ней образуются пузырьки пара. Чтобы из-
избежать образования областей застоя, кало-
калориметрическая жидкость должна полностью
перемешиваться в течение всего времени
прохождения через нагрузку. Для уменьше-
уменьшения утечки тепла из калориметрической жид-
жидкости до измерения ее температуры эту жид-
жидкость следует заключить в кожух, стенки
которого обладают малой теплопровод-
теплопроводностью. Чтобы уменьшить тепловую по-
постоянную времени, уменьшают объем жид-
жидкости, подвергающейся воздействию элек-
электромагнитной энергии.
На рис. 3.31 показана коаксиальная на-
нагрузка для диапазона длин волн от 10 до
30 см. Диэлектрическая проницаемость воды
для этого диапазона частот равна примерно
80, и волновое сопротивление линии при за-
заполнении ее водой уменьшается примерно
в 9 раз. Согласование нагрузки с линией
передачи осуществляется при помощи кони-
конического вкладыша, изготовленного так,
чтобы обеспечить согласование во всем ин-
интервале рабочих частот.
На рис. 3.32 приведена конструкция во-
лноводной нагрузки, состоящей из стеклян-
стеклянной трубки, обладающей малыми потерями.
Наклонное расположение трубки в волново-
волноводе и некоторое уменьшение ее диаметра по
направлению к входному концу нагрузки
обеспечивают согласование в широком диа-
диапазоне частот и позволяют получить доста-
достаточно равномерное распределение мощности
Согласующая
секция
Конус из дву- L
окиси титана
Г
'(
Водяная
нагрузка
, ^—
4 »- —Яг
'—*" —w
к ^
— Вход воды
>• Выход воды
>■ Выход воды
— Вход воды
Вход В Ч
Волновод
А
Стеклянная трубка .Вход воды
Выход воды
Клиновидный,
вкладыш
Рис. 3.32. Волноводная нагрузка со стеклянной
трубкой
по всей длине водяной трубки. Вода зани-
занимает небольшую часть поперечного сечения
волновода, и поэтому такая нагрузка должна
иметь длину, обеспечивающую необходимое
затухание на конце волновода. Преимуще-
Преимуществами такой конструкции являются просто-
простота изготовления, малая теплоемкость и хо-
хорошее согласование с линией передачи
в широком диапазоне частот.
Поглощение электромагнитной энергии
в конусной нагрузке зависит от материала
внутреннего покрытия и полного числа отра-
отражений, которое электромагнитная волна про-
производит до выхода из конуса. Это число за-
зависит от угла раскрытия конуса и угла
падения электромагнитного излучения при
условии, что длина волны излучения намно-
намного меньше геометрических размеров конуса.
Если предположить, что зеркальный коэффи-
коэффициент отражения Поглощающего покрытия
не зависит от угла, под которым волна вхо-
входит в конус, и в конус направляется парал-
параллельный пучок излучения, то поглощатель-
ная способность такой нагрузки выражается
следующей зависимостью:
ДЛЯ
2n/BN+
Рис. 3.31. Коаксиальная нагрузка для диа-
диапазона длин волн 10 — 30 см
или
£ = 1 - rN + Г N{ 1 - Г) sin2 BiV + 1) П/sinU
для
2п/2 (JV + 1) < П < 2n/BiV + 1),
где Г — коэффициент отражения внутренней
поверхности конуса; N — полное число отра-
отражений; И — раскрытие конуса.
Зависимость поглощательной способно-
способности нагрузки от угла раскрытия Р при вер-
вершине конуса для различных коэффициентов
отражения поглощающего покрытия приве-
приведена на рис. 3.33.
Различные СВЧ оконечные нагрузки мо-
могут быть использованы для измерения мощ-
мощности калориметрическим методом, если
имеется возможность оценивать изменение
152
Измерение мощности
Рис. 3.33. Зависимость
поглощательной спо-
способности нагрузки от
угла раскрытия при
вершине корпуса
SO 45 60°fi
температуры и осуществлять калибровку.
Для повышения точности калориметриче-
калориметрических методов применяют компенсационные
калориметры с постоянной температурой.
Особенностью этого метода является то, что
в калориметрической системе (рис. 3.34)
одновременно с одинаковой скоростью про-
протекают два процесса — выделения и погло-
поглощения тепла — в соответствии с уравнением
где A to, Вta — параметры охлаждающего тер-
термоэлемента; /@ — ток в цепи охлаждающего
термоэлемента.
Основными элементами такого калори-
калориметра являются отрезок волновода 1, по ко-
которому подводится измеряемая мощность,
волноводная насадка 2 с объемной нагруз-
нагрузкой 6, термоэлемент 3, холодные спаи кото-
которого поглощают тепло, выделяемое в на-
нагрузку, блок термопар 4 для контроля
разности температуры между системой
и оболочкой, которая•термоизолирована от
корпуса 7 калориметра экраном 8.
Достоинством калориметров с компен-
компенсацией является неизменность параметров
системы, потому что она всегда находится
при температуре, близкой к температуре
окружающей среды, вследствие чего те-
теплообмен со средой минимален.
Для проверки и калибровки в процессе
эксплуатации служат обмотка 5, источник
постоянного тока и переменный резистор Rv
Погрешности калориметрического мето-
метода. Суммарная погрешность измерения при
калориметрических методах измерения мо-
Рис. 3.34. Компенсационный калориметр
жет принимать значения от нескольких де-
десятых долей до единиц процентов. Основны-
Основными факторами, определяющими погреш-
погрешность метода, являются: погрешности опре-\
деления массы рабочего тела — для адиабау
тических калориметров, расхода жидкеь
сти - для проточных; погрешности опреде-
определения температуры рабочего тела (для мето-
метода сравнения регистрации равенства тепло-
теплового режима рабочей и опорной нагрузок);
погрешности калибровки, замещения, сравне-
сравнения; неточности определения затухания
мощности в тракте; неэквивалентность заме-
замещения (сравнения); несоответствие импедан-
сов нагрузки и генератора характеристиче-
характеристическому сопротивлению линии передачи; изме-
изменение температуры окружающей среды;
дрейф температуры измерительной схемы.
Составляющие погрешности метода срав-
сравнения. 1. Погрешность определения равен-
равенства температур рабочей и опорной нагрузок
8j при достаточно большом коэффициенте
усиления пренебрежимо мала, и ее можно не
учитывать в расчетах.
2. Погрешность измерения мощности
сравнения 52 полностью зависит от погреш-
погрешности устройств, применяемых для измере-
измерения мощности постоянного тока, которая на
практике лежит в пределах от 0,05 до 0,5%.
3. Погрешность неэквивалентности срав-
сравнения 6Э обусловливается разным тепловым
режимом рабочей и опорной нагрузок при
подведении к ним равных мощностей СВЧ
и мощности сравнения. Она зависит от кон-
конструктивной неидентичности нагрузок, раз-
различного распределения теплоты вдоль нагру-
нагрузок, различия в тепловых потерях. Уменьше-
Уменьшение этой составляющей осуществляется при-
применением элементов с малой зависимостью
от частоты (например, пленочных резисто-
резисторов), использованием экранов, исключающих
неконтролируемые потери, с учетом поправ-
поправки в результате измерения. На практике по-
поправку определяют экспериментально, через
коэффициент эффективности, который
учитывает как неэквивалентность, так и по-
потери в стенках волновода.
Для образцовых калориметров поправки
определяют расчетно-экспериментальным
путем. Если поправку вводить в виде коэф-
коэффициента эффективности, то одной из соста-
составляющих погрешности метода будет неис-
ключенный остаток его определения 5КЭ.
4. Погрешность 54 связана с затуханием
мощности в линии передачи, поскольку часть
мощности, подводимой к калориметру, по-
поглощается в стенках волновода и превра-
превращается в теплоту, которая частично рассеи-
рассеивается в окружающую среду, частично пере-
33. Методы измерения мощности
153
дается в калориметрическую систему. Значе-
Значение потерь зависит от длины волны, типа
и размеров линии передачи энергии, вида ко-
колебаний в волноводе и его длины, шерохова-
шероховатости поверхности и удельной проводимости
материала. Коэффициент затухания в пря-
прямоугольном волноводе с воздушным запол-
заполнением, в котором распространяются коле-
колебания типа Н01, будет иметь вид
■1/2 Хв
C.12)
где а — удельная проводимость; ц — маг-
магнитная проницаемость материала волно-
волновода; Zo — волновое сопротивление свобод-
свободного пространства (j/ц/ё = 376,7304 Ом);
Хв — длина волны в волноводе; X — дли-
длина волны в свободном пространстве; ^.кр —
критическая длина волны в волноводе;
аи b — ширина и высота волновода соответ-
соответственно; Кша, КшЬ, Кш пр - коэффициенты,
учитывающие шероховатость поверхности
волновода в поперечном (для широкой и уз-
узкой стенок) и продольном направлениях со-
соответственно.
Значения коэффициентов шероховатости
близко к единице для волноводов с электро-
электрополированными поверхностями или для вол-
волноводов, изготовленных методом гальвани-
гальванического осаждения на полированные оправ-
оправки. Чтобы коэффициент затухания, вычис-
вычисленный по формуле C.12), соответствовал
действительному, в эту формулу необходимо
подставить значение проводимости для дан-
данной частоты. Если учесть, что проводимость
монолитного материала отличается от про-
проводимости слоев, осажденных электрически,
то для точных измерений затухание необхо-
необходимо определять экспериментально.
Поверхностная проводимость трактов
может изменяться во времени. Заметим, что
затухание в посеребренном волноводе значи-
значительно увеличивается после длительного
пребывания в атмосфере, вызывающей кор-
коррозию. Это происходит из-за того, что по-
поверхность волновода оказывается покрытой
сульфидами серебра, проводимость которых
намного меньше проводимости металличе-
металлического серебра. В то же время непроводящие
оксидные пленки (в алюминиевых и медных
волноводах) предохраняют их поверхность
от коррозии и практически не влияют на
затухание.
Погрешность от затухания является си-
систематической с известным знаком, и ее
можно учесть, внеся соответствующую по-
поправку в результат измерения мощности.
После этого погрешность, вызванная затуха-
затуханием в стенках волновода, будет определять-
определяться неточностью внесенной поправки.
5. Погрешность, вызванная несоответ-
несоответствием импедансов нагрузки и генератора
характеристическому сопротивлению линии
передачи в общем виде равна:
Онс = (' изм ' согл)/*согл ==
2
где Ртм = Рв/кэ; Рсогл = (РвДэ)(| 1 - ГТГИ |2)/
/(| 1 — | Гв |2); Гг, Гн - коэффициенты отра-
отражения соответственно генератора и от на-
нагрузки.
В частном случае, когда генератор со-
согласован, 8НС = — | Гв |2 и определяет относи-
относительное значение отраженной от нагрузки
мощности.
Если неизвестна фаза коэффициентов от-
отражения, то максимальное значение погреш-
погрешности может быть представлено в следую-
следующем виде:
нс max
2
= — ^р max*
где 55 = ±2|ГН|25ГН;
2|ГГ| |Г„
Первая составляющая погрешности E5)
является систематической и определяет отра-
отраженную мощность. Ее можно учесть, если
в результат измерения внести поправку, рав-
НУЮ |Гн|2.После внесения поправки резуль-
результат измерения будет обладать неисклю-
ченным остатком погрешности, обусло-
обусловленным погрешностью измерения модуля
коэффициента отражения 5|ГН|2.
Вторую составляющую Eр) принято на-
называть погрешностью рассогласования. Эта
составляющая быстро возрастает с увеличе-
увеличением коэффициентов отражения и может со-
составлять ± 8 % при Гг = Гн = 0,05; КСВН =
= 1,5.
6. Погрешность, обусловленная измене-
изменением температуры окружающей среды 56>
проявляется при измерении малых уровней
в виде дрейфа нуля индикаторного прибора.
7. Погрешность, связанная с наличием
дрейфа температуры калориметрического те-
тела, 57 зависит от конструкции и схемы при-
прибора и определяется экспериментально.
С учетом всех составляющих результи-
результирующая погрешность измерения мощности
5 =
= +3
C.13)
154
Измерение мощности
где 8, и 87- — составляющие погрешности,
имеющие нормальный и равновероятный за-
закон распределения соответственно.
Для случая, когда Ъртах является доми-
доминирующей составляющей, формула C.13) не-
несколько видоизменяется:
= + 3
ЁE;и<„/3J + t(hmax/]/3J
+
где квс — весовой коэффициент, который за-
зависит от отношения
М =
Jpmax
и значения которого приведены ниже:
М
О 1 2 4 6 10 оо
О 0,53 0,7 0,85 0,93 0,98 1,0
3.3.5. ИЗМЕРЕНИЕ
ИМПУЛЬСНОЙ МОЩНОСТИ
Измерение импульсной мощности на-
наиболее часто производится в радиолокации,
радионавигации, радиотелеметрии и раз-
различных системах передачи информации, та-
таких, как системы с кодово-импульсной моду-
модуляцией, с широтно-импульсной модуляцией,
с фазово-импульсной модуляцией. В радио-
радиопередающих устройствах с импульсной мо-
модуляцией мощность в импульсе является
важной энергетической характеристикой, ко-
которая требует количественной оценки с за-
заданной погрешностью как в процессе их со-
создания, так и в условиях эксплуатации.
Известны самые разнообразные методы
измерения мощности импульсно-модулиро-
ванных сигналов. Самым простым, но менее
точным является косвенный метод, осно-
основанный на определении импульсной мощно-
мощности расчетным путем по результатам изме-
измерения средней мощности. На основе
сложных, но, как правило, и более точных
методов создают приборы с непосредствен-
непосредственной индикацией измеряемой величины в ана-
аналоговой или цифровой форме.
Вычисление импульсной мощности по ре-
результатам измерения средней мощности. Точ-
Точное измерение импульсной мощности по ре-
результатам измерения средней возможно
в том случае, когда форма импульсов близка
к прямоугольной. Для случаев, когда форма
импульсов значительно отличается от пря-
прямоугольной, погрешность этого метода рез-
резко возрастает даже с учетом поправочных
коэффициентов на форму импульсов.
Средняя мощность периодически повто-
повторяющихся импульсов может быть измерена
калориметрическим или болометрическим
методом при условии, что постоянные вре-
времени этих методов велики по сравнению
с периодом повторения импульсов. При фор-
форме импульсов, близкой к прямоугольной,
средняя мощность Рф связана с импульсной
простым соотношением
где Г — период следования импульсов;
t — длительность импульса.
Измерение длительности импульса и пе-
периода повторения производится известными
методами, например с помощью осцилло-
осциллографа. Если форма импульса отличается от
прямоугольной, вносят поправку на коэффи-
коэффициент формы, который равен отношению
амплитуды измеряемого импульса к ампли-
амплитуде эквивалентного импульса той же дли-
длительности и площади (энергии). Для точного
измерения этого коэффициента необходимо
определить форму огибающей импульса (по-
(после детектирования), внести поправку на не-
нелинейность детектора, измерить площадь
импульса и определить амплитуду эквива-
эквивалентного прямоугольного импульса. Поправ-
Поправку на нелинейность детектора определяют
с помощью генератора стандартных сигна-
сигналов; выходное напряжение детектора калиб-
калибруют в зависимости от мощности на входе.
Погрешность метода определяется сле-
следующими составляющими: погрешностью
измерения среднего значения мощности; по-
погрешностью измерения длительности им-
импульса; погрешностью измерения частоты
следования импульсов; погрешностью опре-
определения коэффициента формы импульса.
Суммарная погрешность данного мето-
метода при прямоугольной форме импульсов
и постоянной скважности составляет от 5 до
ю%.
Метод диодного детектора (датчика). Из-
Измерения импульсной проходящей мощности
с применением диодных датчиков основано
на измерении напряжения на известном со-
сопротивлении. Ламповые (вакуумные) диоды
применяются в диапазоне частот до 3 ГГц.
На более высоких частотах их применение
ограничивается из-за существенного роста
частотной составляющей погрешности,
а также из-за конечного времени пролета
электронов и больших значений межэлект-
межэлектродных емкостей. На рис. 3.35 приведена
схема датчика на вакуумном диоде, встроен-
встроенном в коаксиальный тракт. Для уменьшения
3.3. Методы измерения мощности
155
l/msln ut
Рис. 3.35. Схема простейшего датчика на
вакуумном диоде
поступающего на диод напряжения применя-
применяются емкостная связь или направленный от-
ветвитель. Импульсное напряжение подается
на диод и выпрямляется. Сопротивление на-
нагрузки шунтируется конденсатором С, на-
напряжение на котором при известном сопро-
сопротивлении нагрузки может быть пересчитано
в значение импульсной или средней мощно-
мощности. Эквивалентная схема диодного датчика,
применяемого для измерения импульсной
мощности, изображена на рис. 3.36. В про-
процессе работы конденсатор С заряжается
в момент поступления импульса и разря-
разряжается в промежутках между ними. Так как
внутреннее сопротивление диода Л,- должно
быть значительно меньше сопротивления RH,
то заряд происходит значительно быстрее
разряда. Через период Т напряжение на ем-
емкости становится постоянным. Процесс мож-
можно считать установившимся, если уменьше-
уменьшение напряжения на емкости в момент разря-
разряда равно приращению напряжения в момент
заряда.
Определить соотношения между пара-
параметрами эквивалентной схемы датчика и па-
параметрами СВЧ сигнала можно из времен-
временной диаграммы на рис. 3.37. Если CRH » Т,
то напряжение на емкости
и =ия cos e.
Угол отсечки можно определить из
уравнения
где a = RH/R{; 6 = т/(т + Го); т - длитель-
длительность импульса; То — интервал между им-
импульсами.
Увеличение емкости С приводит к уве-
увеличению времени установления стационар-
Рис. 3.37. Временная диаграмма для опре-
определения соотношения между параметрами
СВЧ сигнала и эквивалентной схемы датчика
ного процесса. Входное сопротивление нахо-
находится по следующей формуле:
Так как обычно коэффициент заполне-
заполнения Q значительно меньше единицы, то из
приведенного выше выражения следует, что
входное сопротивление датчика имеет мень-
меньшее значение, чем при измерении непрерыв-
непрерывного сигнала. Как уже говорилось, область
применения диодных датчиков ограничивает-
ограничивается вследствие возрастания частотной по-
погрешности, которая обусловливается резо-
резонансным влиянием во входной цепи
и влиянием конечного времени пролета элек-
электронов между электродами вакуумного дио-
диода. Для случая, когда цепь может быть пред-
представлена эквивалентной схемой в виде одно-
однородной линии с распределенными параме-
параметрами, частотная погрешность определяется
из следующего выражения:
AU = [1 - со8(л//2/0)]/со8(я//2/0Х
где /0 — резонансная частота входной цепи.
Влияние конечного времени пролета
электронов сказывается на уменьшении со-
сопротивления датчика.
Контроль малых уровней мощности,
а также импульсной мощности в диапазоне
частот выше 3 ГГц может осуществляться
с помощью датчиков на полупроводниковых
диодах СВЧ. Обычно они применяются для
относительной оценки проходящей мощно-
мощности. Эквивалентная схема СВЧ диода изо-
Рис. 3.36. Эквивалентная схема диодного
датчика
о
Рис. 3.38. Эквивалентная схема СВЧ диода
156
Измерение мощности
-
['
_Г
Автокомпен-
оационный
преобразо-
преобразователь
выход
Рис. 3.39. Схема датчика на полупроводни-
полупроводниковом диоде
бражена на рис. 3.38. Параллельно внутрен-
внутреннему сопротивлению диода R; включена
межэлектродная емкость С. Последователь-
Последовательно Rt включены индуктивность L, и сопроти-
сопротивление вводов rs. Выражение, показывающее
связь между током и напряжением, может
быть представлено в следующем виде:
f'{U)AU+f"(U)AU2/2\+ ...,
где /'(U) = dl/dU — проводимость; /" (U) —
крутизна характеристики.
Максимально подводимая средняя мощ-
мощность может составлять 10 Вт и не более
нескольких ватт в импульсе при длительно-
длительности импульса 1 мкс и частоте повторения
1000 Гц. Зависимость сопротивления диодов
от выпрямленного напряжения затрудняет
их согласование в широком диапазоне ча-
частот, поскольку диод представляет собой
комплексное сопротивление. Схема датчика
на полупроводниковом диоде, предназначен-
предназначенного для контроля импульсного значения
проходящей мощности, представлена на
рис. 3.39. В состав схемы входят напра-
направленный ответвитель с детекторной голов-
головкой и автокомпенсационный преобразова-
преобразователь. Проходящая по высокочастотному
тракту электромагнитная энергия через на-
направленный ответвитель проходит на полу-
полупроводниковый диод. С выходного диода
видеоимпульсы поступают на усилитель
с отрицательной обратной связью.
Амплитуда видеоимпульсов при работе
на квадратичном участке характеристики
диода пропорциональна мощности изме-
измеряемых радиоимпульсов. В схемах. датчиков
могут применяться диоды типов Д 605 и др.
Благодаря использованию нулевой точки
вольт-амперной характеристики диода в режи-
режиме компенсации значительно уменьшается
влияние температуры и разбросов характе-
характеристик от детектора к детектору на погреш-
погрешность измерения мощности. Динамический
диапазон, так же как и частотный, в основ-
основном определяется характеристиками приме-
применяемых диодов. Для полупроводниковых
диодов, работающих на квадратичном участ-
участке, динамический диапазон составляет не бо-
более 20 дБ, для ламповых диодов в линейном
режиме он может превышать 30 дБ.
Погрешность измерения мощности авто-
автокомпенсационным методом определяется
следующими составляющими:
частотной погрешностью диодного дат-
датчика, которая может составлять в зависимо-
зависимости от точности калибровки от 6 до 10%;
погрешностью, обусловленной нели-
нелинейными свойствами диода. Для различных
диодов эта погрешность может составлять
1-3%;
погрешностью из-за измерения парамет-
параметров импульсов (длительности и частоты сле-
следования), которая может составлять 2 — 3 %
при длительности импульсов более 1 мкс
и частотах следования от 100 Гц до 10 кГц;
погрешностью измерения компенсирую-
компенсирующего напряжения постоянного тока, которая
в зависимости от выбранного метода инди-
индикации может не превышать долей процента;
погрешностью, обусловленной наличием
гармонических составляющих в спектре сиг-
сигнала;
погрешностью рассогласования.
Пользуясь известными методами, мож-
можно показать, что максимальная погрешность
для данного случая составит 8—12% без уче-
учета погрешности рассогласования. Уменьше-
Уменьшение погрешности за счет гармонических со-
составляющих в измеряемом сигнале осущест-
осуществляется применением источников с хорошей
фильтрацией (до 60 дБ).
Метод, использующий эффект изменения
проводимости полупроводника в СВЧ поле.
Большое значение при измерении импульс-
импульсной проходящей мощности имеют явления,
которые происходят в полупроводниках под
действием электромагнитного поля в СВЧ
диапазоне частот. Эти явления пока еще ис-
исследованы недостаточно. Однако некоторые
из них уже находят широкое применение
в технике измерений. Эффект разогревания
носителей тока в сильном электромагнитном
поле может существенно изменять сопроти-
сопротивление полупроводника практически безы-
безынерционно, что можно использовать при из-
измерении импульсной мощности в СВЧ диа-
диапазоне.
Если полупроводниковый образец поме-
поместить в волновод, то можно предположить,
что для проходящей в волноводе СВЧ мощ-
мощности он представляет собой чисто активную
нагрузку, и изменение проводимости проис-
происходит безынерционно. Мгновенное значение
напряженности поля Е в полупроводнике бу-
будет зависеть от проходящей в волноводе
мощности Р следующим образом:
E = (Pp(E)/VI'2,
3.3. Методы измерения мощности
157
где р (£) — удельное сопротивление полупро-
полупроводника; V — объем полупроводникового
образца, помещенного в волновод.
Для случая, когда образец помещен че-
через широкую стенку волновода, по которому
проходит волна типа Нш и при Е = Emcosa
р не зависит от £ и
Em = BPp/VI'2,
где Р — поглощаемая импульсная мощность,
определенная экспериментально.
Если Рк Е, что в действительности
имеет место в германии при достаточно
больших Е, то, проведя усреднение, получим
Очевидно, от конкретного выражения,
определяющего функцию E = f(P), будет за-
зависеть и погрешность определения Ет. Кро-
Кроме того, из-за этой погрешности возникают
трудности определения Р, когда образец
имеет малый объем, и часть мощности, па-
падающая на образец, выводится через отвер-
отверстие в широкой стенке волновода, через ко-
которое он вводится в волновод. Предполо-
Предположив, что Р = кР0, где Ро — мощность, падаю-
падающая на образец, прямо пропорциональная
электропроводимости полупроводника, мож-
можно записать
= В{Р
'2
где
В=BРор/РУ)»2.
Значение В можно определить при
малых СВЧ полях (в области, где справедлив
закон Ома).
Полупроводниковые образцы представ-
представляют собой брусочки, длина которых равна
высоте прямоугольного волновода. Сечение
образца около 10 см2. Образец помещает-
помещается в вол ново дный тракт в область макси-
максимального электрического поля через отвер-
отверстие в середине широкой стенки волновода.
Экспериментальная проверка показывает,
что изменение проводимости в наибольшей
степени проявляется в кремнии с электрон-
электронной проводимостью и в германии с элек-
электронной и дырочной проводимостями.
У германия с электронной проводимостью
при напряженности поля 5 кВ/см подвиж-
подвижность электронов изменяется в 4 раза. Для
разогрева носителей тока электромагнитным
полем высокой частоты требуются мощно-
мощности, в миллионы раз меньшие мощностей
для нагрева до такой же температуры ато-
атомов кристаллической решетки. Этим и
объясняется безынерционный разогрев носи-
носителей тока в полупроводнике в отличие от
инерционного в болометрических, калориме-
калориметрических и термопарных методах.
На подвижность носителей тока оказы-
оказывает влияние окружающая температура, при-
причем в сильных электромагнитных полях эта
зависимость значительно меньше, чем
в слабых. Вследствие этого применение по-
полупроводниковых образцов из германия п-
и р-типов при температуре выше комнатной
ограничено, поскольку удельное сопротивле-
сопротивление германия быстро уменьшается с повы-
повышением температуры.
Полупроводниковые образцы из крем-
кремния и-типа могут работать до 100 °С и выше,
однако требуют температурной компенса-
компенсации. Схемы термокомпенсации могут быть
основаны на термостатировании или на ав-
автоматическом изменении параметров изме-
измерительной схемы. В ряде случаев удается по-
получить хорошую термокомпенсацию темпе-
температур от —50 до +60°С с полупроводни-
полупроводниковыми кремниевыми образцами и-типа.
В качестве компенсирующего элемента в мо-
мостовой схеме используется второй образец
из такого же материала. Погрешность мето-
метода зависит также от качества обработки по-
поверхности полупроводника, поскольку при
различных способах обработки изменяется
скорость поверхностной рекомбинации носи-
носителей тока. Чтобы концентрация носителей
тока оставалась постоянной, необходимо
стабилизировать скорость поверхностной ре-
рекомбинации электронов путем обработки по-
поверхности полупроводника в специальных
растворах, после чего их поверхность покры-
покрывают защитным слоем лака. Влияние поверх-
поверхностных эффектов устраняется путем умень-
уменьшения диффузионной длины носителей тока
за счет уменьшения времени их жизни, что
достигается применением примеси из золота.
Датчики для измерения импульсной
мощности, основанные на эффекте измене-
изменения проводимости полупроводника в элек-
электромагнитном поле, обладают очень хоро-
хорошими свойствами. Расчеты показывают, что
погрешность датчика не зависит от частоты
до 1010 Гц из-за безынерционности разо-
разогрева носителей тока в полупроводниковом
материале. Градуировка датчиков принци-
принципиально возможна по видеоимпульсному
сигналу, что значительно уменьшает погреш-
погрешность калибровки датчика по сравнению
с погрешностью калибровки по СВЧ мощно-
мощности, так как в последнем случае погрешность
увеличивается при пересчете средней мощно-
мощности в импульсную.
Для уменьшения погрешности за счет
изменения КСВН применяется конструкция
датчика в виде пластинки длиной Хв/2, ко-
158
Измерение мощности
торая устанавливается на широкой стенке
волновода вдоль распространения волны
в максимуме поля, при этом чувствитель-
чувствительность датчика несколько снижается. Такая
конструкция обеспечивает погрешность из-
измерения мощности +15% при изменении
КСВН от 1,05 до 3,6. Полупроводниковый
образец обладает сравнительно большим со-
сопротивлением, поэтому для его согласования
с измерительной цепью требуется катодный
или эмиттерный повторитель.
Метод с использованием газоразрядного
датчика. Методы, основанные на использо-
использовании эффекта изменения проводимости по-
полупроводника, кристаллических и вакуумных
диодов, хотя и применяются для измерения
и контроля импульсной мощности, но имеют
ряд недостатков, ограничивающих область
их возможного использования. Например,
датчики, основанные на эффекте изменения
проводимости полупроводника, имеют недо-
недостаточную чувствительность, которая к тому
же уменьшается с уменьшением частоты.
Кристаллические детекторы и болометры
имеют низкую перегрузочную способность,
а вакуумные диоды требуют дополни-
дополнительных источников питания и трудно согла-
согласуются с трактом, а также имеют возра-
возрастающую погрешность с увеличением ча-
частоты.
Эти недостатки отсутствуют в методах,
основанных на использовании некоторых
свойств газоразрядных приборов. В газораз-
газоразрядных датчиках для контроля СВЧ мощно-
мощности используется эффект изменения прово-
проводимости плазмы под действием электро-
электромагнитной энергии. Существуют две разно-
разновидности плазменных приборов: газораз-
газоразрядные датчики и газоразрядные детекторы.
В первых в результате взаимодействия поля
с плазмой между электродами датчика воз-
возникает направленный диффузионный ток за-
заряженных частиц вследствие разности их
энергии и концентрации в различных зонах
газового разряда. Во вторых плазма возбу-
возбуждается вспомогательным источником по-
постоянного тока. Прирост начального тока
в цепи электродов пропорционален уровню
мощности, воздействующей на плазму. Этот
Рис. 3.40. Измерительная головка газораз-
газоразрядного датчика
прирост происходит в результате повышения
энергии и изменения концентрации заря-
заряженных частиц под воздействием электро-
электромагнитного поля.
Газоразрядные детекторы и датчики
имеют двухэлектродную конструкцию. Раз-
Разряд происходит между- центральным элек-
электродом в виде штыря и цилиндром, являю-
являющимся вторым электродом. Датчики вклю-
включаются в СВЧ тракт с помощью измеритель-
измерительной головки (рис. 3.40). Высокочастотная
энергия поступает на вход датчика через
разъем. Внешний цилиндрический электрод
изолируется от корпуса по постоянному току
диэлектрической прокладкой. Штыревой
электрод соединяется с корпусом головки.
Выходной сигнал снимается между корпусом
и цилиндрическим электродом. Датчик рабо-
работает на произвольную нагрузку и может рас-
рассматриваться как источник напряжения и как
источник тока.
Для работы газоразрядного детектора
необходим источник постоянного напряже-
напряжения 120—130 В. Поджиг прибора осуществ-
осуществляется кратковременной подачей напряжения
300 — 600 В. Внутреннее сопротивление де-
детектора удовлетворительно согласуется с во-
волновым сопротивлением коаксиального
тракта в широком диапазоне частот. Увели-
Увеличение падающей мощности вызывает рост
разрядного тока и уменьшение внутреннего
сопротивления детектора. Детекторная ха-
характеристика датчика близка к линейной
в диапазоне изменения мощности от 0,5 до
2 Вт. Нижний предел зависит от мощности
погасания газового разряда и равен
200 — 300 мВт. Мощность поджига в не-
непрерывном режиме не более 1,5 Вт. В случае
необходимости разряд может быть получен
при меньшей мощности путем кратковре-
кратковременной подачи напряжения амплитудой
200 В. Верхний уровень мощности опреде-
определяется уровнем теплового разрушения элек-
электродов и изоляторов датчика и не превы-
превышает 5 Вт.
Крутизна характеристики по току макси-
максимальна при нагрузке 10 — 50 Ом, и на часто-
частоте 3100 МГц она составляет 1,5 — 2 мА/Вт.
Датчик работоспособен при повышении со-
сопротивления нагрузки и не выходит из строя
при коротком замыкании электродов, но
включение в тракт необходимо производить
через направленный ответвитель как нагруз-
нагрузку, поскольку датчик имеет значительный
КСВН.
В импульсном режиме детекторная ха-
характеристика датчика линейна в диапазоне
мощностей 0,3 — 2 кВт; крутизна характери-
характеристики 150 В/кВт на частоте 3000 МГц. На
3.3. Методы измерения мощности
159
частоте 10000 МГц крутизна характеристики
уменьшается до 40 В/кВт.
Мощность поджига на частоте повторе-
повторения импульсов 1500 Гц составляет 40 Вт.
При уменьшении частоты следования им-
импульсов мощность поджига возрастает и на
частоте 10 Гц достигает 800 Вт. Инерцион-
Инерционность датчика меньше 0,1 мкс. Газораз-
Газоразрядные детекторы более чувствительны, чем
датчики. Детекторная характеристика их ли-
линейна в пределах от 1 до 100 мВт и может
быть выражена следующим соотношением:
А/ = кРЪ!5,
где А/ - прирост тока; Р — падающая СВЧ
мощность; к — коэффициент, зависящий от
частоты и сопротивления нагрузки.
Верхний предел ограничивается перехо-
переходом разряда постоянного тока в высокоча-
высокочастотный и увеличением КСВН прибора. Вре-
Время нарастания выходного импульса не пре-
превышает 3,5 мкс. Детекторная характеристика
в импульсном режиме практически не отли-
отличается от детекторной характеристики, сня-
снятой в непрерывном режиме. При подаче на
вход детектора импульса длительностью ме-
менее 1 мкс с выхода можно получить тре-
треугольные импульсы, крутизна которых про-
пропорциональна мощности. Продифференциро-
Продифференцировав эти импульсы, можно получить прямо-
прямоугольные импульсы с амплитудой, пропор-
пропорциональной импульсной мощности.
Газоразрядные приборы устойчиво ра-
работают в диапазоне температур от —60 до
+ 125 °С, при этом температурный коэффи-
коэффициент не превышает 1% на 10 °С.
Пьезоэлектрический метод измерения им-
импульсной мощности. Для измерения импульс-
импульсной СВЧ мощности могут применяться пье-
пьезоэлектрические датчики, принцип действия
которых основан на деформации пьезоэле-
мента под действием электромагнитной
энергии. Электродвижущая сила на электро-
электродах такого датчика пропорциональна энер-
энергии, вызвавшей его деформацию. Пьезодат-
чик конструктивно накладывается на отвер-
отверстие в узкой стенке волновода. Мини-
Минимальный уровень измеряемой мощности
3 — 5 кВт в миллиметровом диапазоне длин
волн. Чувствительность датчика составляет
100 — 250 мкВ/вВт при длительности импуль-
импульса 0,1 — 0,2 мкс. Длительность фронта выход-
выходного импульса пьезоэлемента равна 1 мкс,
а среза — 80—100 мкс. Температурная по-
погрешность метода не превышает 5% в диа-
диапазоне температур от —10 до — 70 °С. Ре-
Результирующая погрешность измерения не
превышает 15%.
Метод сравнения с опорной мощностью
СВЧ непрерывных колебаний. Измерение им-
импульсной мощности по этому методу осно-
основано на сравнении пиковой мощности радио-
радиочастотного импульса с непрерывной СВЧ
мощностью той же частоты. На рис. 3.41
приведена структурная схема, которая содер-
содержит быстродействующий коммутатор на по-
полупроводниковом диоде, позволяющий про-
производить идентичные выборки импульсного
и непрерывного сигналов.
При измерении импульсная мощность
через ручной коаксиальный коммутатор по-
поступает на вход диодного коммутатора,
имеющего два выхода. Выход 1 нормально
закрыт. Генератор стробирующих импульсов
подключает вход к выходу 2 на время, мень-
меньшее длительности импульса СВЧ. Этот гене-
генератор через линию задержки синхронизи-
синхронизируется генератором импульсов, модулирую-
модулирующих источник измеряемой импульсной мощ-
мощности. Таким образом, коммутатор переклю-
переключается каждый раз, когда на его входе
появляется измеряемый импульс. Импульс
Переменная линия задержки
Болометрический мост
Генератор СВЧ
непрерывного сигнала
Кл
Генератор
СВЧ
импульсных сигналов
Поверяемый
прибор
с
дБ
Согласованный
диодный детектор
Осциллограф
Детектор РСр
2
Генератор импульсов
Диодный
коммутатор
X
Рис. 3.41. Структурная схема измерителя импульсной мощности, основанного на методе
сравнения
160
Измерение мощности
Генератор
импульсов
Ч етырехпл ечий
ответвитель
Нагрузка
Нагрузка или поверяемый ваттметр
Четырехпл еч ий
ответвитель
Образцовый изме-
измеритель мощности
Блок настройки
Блок развязки
Приемник
Триггер
1
Источник
опорного сигнала
Осциллограф
Рис. 3.42. Схема измерения импульсной мощности с компенсацией изменения скважности
СВЧ с выхода 2 поступает на детектор, по-
постоянное напряжение на выходе которого из-
измеряется и регистрируется. Затем источник
импульсной мощности отключается пере-
переключателем Кл, а на вход диодного коммута-
коммутатора через калиброванный направленный от-
ответвитель подается непрерывная мощность.
Выдерживая все параметры стробирующего
импульса такими же, как и в предыдущем
случае, мощность непрерывного сигнала
устанавливают такой, чтобы напряжение на
выходе детектора оказалось равным напря-
напряжению, зарегистрированному ранее при под-
подключении импульсного источника. Измерен-
Измеренная известными методами непрерывная
мощность будет равна импульсной мощно-
мощности источника. Осциллограф в этой схеме
служит для регистрации момента равенства
амплитуд измеряемого и стробирующего
импульсов. Для уменьшения погрешности за
счет рассогласования входной КСВН комму-
коммутатора должен быть как можно меньше. При
КСВН, равном 1,08, максимальная погреш-
погрешность не превышает 2%. Применение напра-
направленного ответвителя увеличивает погреш-
погрешность до 3%. Определенное влияние на
значение погрешности оказывает изменение
скважности импульсов.
На рис. 3.42 приведена схема измерения
импульсной мощности, где влияние измене-
изменения скважности сведено к минимуму. Эта
схема, как и предыдущая, основана на после-
последовательном сравнении импульсной мощно-
мощности с регулируемым уровнем мощности не-
непрерывного опорного сигнала той же ча-
частоты, что и несущая частота импульса.
Определенная часть мощности от генератора
импульсов подается во вторичное плечо ка-
калиброванного четырехплечего ответвителя
и далее через второй ответвитель — на при-
приемник. Видеоимпульс с выхода приемника
поступает на осциллограф и триггерный
коммутатор, который подключает источник
непрерывного опорного сигнала на период
времени, равный интервалу между импульса-
импульсами.
Выход опорного непрерывного сигнала
через вторичное плечо первого ответвителя
соединяется с образцовым измерителем
мощности. Часть мощности непрерывного
сигнала через второй ответвитель подается
на приемник, огибающая сигнала регистри-
регистрируется на экране осциллографа. Благодаря
наличию коммутатора развертка осцилло-
осциллографа в течение каждого периода импульс-
импульсной модуляции запускается дважды. Таким
образом, непрерывный сигнал и огибающая
импульса на экране осциллографа перекры-
перекрываются, что позволяет точно совместить уро-
уровень опорного сигнала с амплитудой им-
импульса.
Уровень импульсной мощности опреде-
определяется по значению мощности, измеренному
образцовым ваттметром, умноженному на
коэффициент связи направленного ответвите-
ответвителя и на множитель и — 1, где п — отношение
уровней сигнала опорного источника со-
соответственно в положениях «выключено»
и «включено». Максимальная погрешность
метода составляет 3%. Метод применим
в диапазоне от метровых до миллиметровых
длин волн. Динамический диапазон уровня
измеряемой мощности при применении на-
направленных ответвителей составляет от еди-
единиц милливатт до сотен киловатт.
Основным элементом, необходимым для
технической реализации описанных методов,
является коаксиальный диодный коммута-
коммутатор, который должен иметь следующие тех-
технические характеристики: время переключе-
переключения — единицы наносекунд; входное сопро-
сопротивление 50 Ом; допустимую мощность
около 3 Вт; вносимые потери 1,5 дБ; высо-
высокую развязку G0 дБ) в выключенном поло-
положении, что очень важно, так как среднее зна-
значение мощности непрерывных колебаний
и импульсов может отличаться более чем на
33 дБ при коэффициенте заполнения 0,0005.
3.3. Методы измерения мощности
161
U_
ди~РЛ_
Изоляция
Катодный
повторитель
Преоб разователь
амплитуды импульса
в длительность
п
I Металл
L
R(E)-nony-
проводниковый
образец
Схема
совпадения
т~ди
J~~L
Формирователь
Illlllli
Эмиттерный
повторитель
kllllii
Генератор импульсов
Счетчик
Цифровой индикатор
Рис. 3.43. Схема измерения мощности одиночных импульсов с датчиком, измеряющим прово-
проводимость
Если погрешность за счет утечки в переклю-
переключателе не должна превышать 0,1%, то раз-
развязка должна быть не ниже 63 дБ. В комму-
коммутаторе применяют точечные германиевые
диоды, обладающие большим обратным со-
сопротивлением и достаточно малым време-
временем переключения, что позволяет получить
прямоугольный стробирующий импульс дли-
длительностью не менее 100 не.
Диоды монтируются на полосковой
линии. Все провода, несущие постоянный
ток, развязываются индуктивно-емкостными
фильтрами. Для согласования коммутатора
с 50-омной линией предусматриваются эле-
элементы подстройки. С их помощью изменяет-
изменяется емкость между внутренними и внешними
проводниками, что обеспечивает хорошее со-
согласование в полосе около 40 МГц.
Метод измерения мощности одиночных
импульсов. Для измерения мощности оди-
одиночных или редко повторяющихся импуль-
импульсов используется метод преобразования (де-
(детектирования) СВЧ сигнала и последующего
преобразования амплитуды полученного ви-
видеоимпульса в длительность импульса, а за-
затем в унитарный код, фиксируемый счетчи-
счетчиком импульсов. На рис. 3.43 приведена
структурная схема прибора, где в качестве
детектора СВЧ сигнала используется полу-
полупроводниковый датчик, у которого под дей-
действием электромагнитного поля изменяется
проводимость. Датчик представляет собой
делитель напряжения постоянного тока, од-
одним из плеч которого является полупровод-
полупроводниковый стержень, расположенный в волно-
волноводе параллельно силовым линиям электри-
электрического поля. Изменение напряжения на
сопротивлении полупроводникового стержня
определяется выражением
AU = U{R(E)/[R(E) + Я] - К@)/[К@) + К]},
где R (Е) — сопротивление стержня в электри-
электрическом поле с напряженностью Е; R@) — со-
сопротивление образца при отсутствии поля;
R — сопротивление второго плеча делителя;
U — напряжение питания делителя.
С датчика импульсное напряжение AU
поступает через катодный повторитель
на преобразователь амплитуды импульсов
в длительность, который работает на прин-
принципе заряда емкости до значения амплитуды
входного импульса и последующего линей-
линейного разряда. Интервал времени, равный
длительности разряда, пропорционален ам-
амплитуде входного сигнала.
При изменении амплитуды импульса от
1,5 до 20 В длительность изменяется от 30
до 600 мкс. Эти прямоугольные импульсы
через формирователь подаются на схему
совпадения, на которую также поступают
импульсы от специального генератора. На
выходе схемы совпадения формируется серия
импульсов с числом импульсов, пропорцио-
пропорциональным длительности импульса на выходе
преобразователя. Эти импульсы поступают
на счетчик и цифровой индикатор.
Погрешность измерения мощности оди-
одиночных и редко повторяющихся импульсов
составляет 15-20%.
3.3.6. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ПРОХОДЯЩЕЙ МОЩНОСТИ
Методы измерения проходящей мощно-
мощности применяются для непрерывного контро-
контроля за уровнем мощности, поступающей от
источника к нагрузке при эксплуатации ра-
радиотехнических передающих устройств. Эти
методы находят широкое применение для
измерения средних, больших и очень боль-
больших уровней мощности в линиях передачи
с постоянной или хорошо согласованной на-
нагрузкой. Датчики ваттметров проходящей
162
Измерение мощности
мощности включают в линию передачи элек-
электромагнитной энергии между генератором
и нагрузкой непосредственно или через на-
направленный ответвитель. При непосредствен-
непосредственной связи датчика с линией передачи стре-
стремятся обеспечить слабую связь между ним
и электромагнитным полем в линии для то-
того, чтобы уменьшить искажение поля и по-
потребление мощности ваттметром.
Заметим, что проходящая мощность
равна падающей только при отсутствии от-
отраженной волны в линии передачи, а это осу-
осуществимо при идеальном согласовании гене-
генератора с нагрузкой. Обычно коэффициент
отражения не равен нулю и проходящая
мощность всегда меньше падающей:
Р — Р — Р — Р П — I Г 12^
^пр — *пад *отр — ■гпаМ1 I J н I )•
Общая погрешность измерения подоб-
подобным методом будет складываться из по-
погрешности датчика и погрешности, обусло-
обусловленной рассогласованием.
Применение направленного ответвителя
в комбинации с датчиком поглощающего ти-
типа позволяет значительно расширить преде-
пределы измерения мощности и уменьшить по-
погрешность за счет рассогласования, так как
направленные ответвители реагируют на
электромагнитную волну, распространяю-
распространяющуюся в одном направлении. На рис. 3.44
представлена одна из наиболее распростра-
распространенных на практике схем измерения прохо-
проходящей мощности, состоящей из направлен-
направленного ответвителя и измерителя малой мощ-
мощности поглощающего типа. Отношение мощ-
мощности, подводимой к нагрузке в плече 1,
к мощности, снимаемой в плече 2, опреде-
определяется следующим выражением:
Р 1 — \Г I2
C.14)
— Г Г
1 а1 1
где К — коэффициент, определяемый затуха-
затуханием направленного ответвителя. Его коли-
количественное значение определяется при ка-
калибровке с помощью другого измерителя
мощности. Если Р\м — мощность, измеряе-
измеряемая в плече 1 измерителем мощности
с коэффициентом отражения Гм, а Ргм —
мощность, измеряемая в плече 2, то К нахо-
Датчак
-ту-
Индикатор
гсвч
■В-
К нагрузке
Рис. 3.44. Схема измерения проходящей
мощности с направленным ответвителем
дится из уравнения C.14):
К = РЫ(\ 1 -ГмГн|2)/Р2мA - |ГМ|2).
В этом случае
р р. 1 _ | г I2
Применение однонаправленного ответ-
ответвителя с измерительным датчиком целесооб-
целесообразно при нагрузках с небольшим коэффи-
коэффициентом отражения и невысоких требова-
требованиях к точности измерения мощности. При
нагрузке с коэффициентом отражения 0,1
(КСВН равен 1,2) разница между падающей
и проходящей мощностью не превышает 1 %:
р — р — р 1к
пр пяд ■* д/'^О1
где Рп — мощность, регистрируемая датчи-
датчиком.
Сочетание направленного ответвителя
с измерительным датчиком имеет следую-
следующие преимущества: обеспечивается непре-
непрерывное измерение мощности, выбором коэф-
коэффициента передачи ответвителя можно
в широких пределах изменять динамический
диапазон измеряемых мощностей, калибров-
калибровка ваттметра не зависит от характеристик ге-
генератора, применением согласующего
устройства можно получить коэффициент от-
отражения, равный нулю.
Улучшить характеристики измерителя
проходящей мощности можно путем приме-
применения двух направленных ответвителей
(рис. 3.45). Суммарная проходящая мощ-
мощность определяется таким измерителем в со-
соответствии с выражением
\А\2-\В\2
\Ь2\2-
\D\2-\C\
2Re
где А, В, С, D, А содержат в себе информа-
информацию о коэффициентах рассеяния четырехпле-
чего волноводного соединения и коэффи-
коэффициентах отражения измерительных датчиков
Измерительный
датчик 1
Измерительный
датчик 2
Рис. 3.45. Измерение проходящей мощности
с применением двух направленных ответви-
ответвителей
3.3. Методы измерения мощности
163
Г[ и Г2; Re — действительная часть выраже-
выражения в квадратных скобках, а звездочка —
комплексное сопряжение. Для пояснения
сущности метода точного определения А, В,
С, D и Д не требуется, и поэтому оно здесь
не приводится.
Когда последнее слагаемое в C.15) равно
нулю, Рпр определяется на основе показаний
датчиков, включенных во вторичные каналы
направленных ответвителей:
Рпр = к1Р2-к2Р1. C.16)
Значения коэффициентов пропорцио-
пропорциональности к1 и к2 определяются эксперимен-
экспериментально при калибровке ваттметра. Хотя Рпр,
Р1 и Р2 являются функциями коэффициента
отражения нагрузки Гн, его значение не
влияет на результат. Соотношение C.16)
справедливо, если положить
BD - АС = 0 или В = С = 0. C.17)
Первое условие выполняется в том слу-
случае, если при движении короткозамыкателя
во втором плече (согласующее устройство Т^
здесь не нужно) согласующее устройство Ту
обеспечивает BJB2 = const, т. е. отношение
BJB2 не зависит от фазы <рн коэффициента
отражения Гн = е^н, когда BD — АС = 0.
При реализации второго условия, т. е.
В — С = 0, получается дополнительное пре-
преимущество. В этом случае измеритель стано-
становится настраиваемым рефлектометром, спо-
способным при его калибровке точно измерять
модуль коэффициента отражения нагрузки
во втором плече и настраивать Тх совместно
С Ту.
Измеритель мощности с регулируемым
импедансом находит широкое применение,
особенно при измерении по методу сравне-
сравнения. Ошибка рассогласования исключается
в том случае, когда равны коэффициенты от-
отражения во вторичном канале ответвителя
и нагрузки. Настройка Ту или Тх и Ту
(рис. 3.45) и калибровка для определения
значений к1 и к2 не зависят от характеристик
нагрузки в первом плече. Кроме того, выра-
выражение C.15) справедливо при любом напра-
направлении распространения энергии во втором
плече 2. Прибор с двумя направленными от-
ветвителями, удовлетворяющий одному из
уравнений C.17), можно использовать в каче-
качестве измерителя мощности с регулируемым
импедансом, если к первому плечу (см.
рис. 3.45) подключить нагрузку с пере-
переменным импедансом (Гн со своей нагрузкой).
Согласующее устройство Тн настраивается
до получения нужного коэффициента отра-
отражения Гн.
В зависимости от физического принципа
Рис. 3.46. Воздействие плоской электромаг-
электромагнитной волны на идеально проводящую по-
поверхность
работы измерительного датчика и типа свя-
связи с линией передачи электромагнитной
энергии различают следующие методы изме-
измерения проходящей мощности: пондеромо-
торный, на эффекте Холла, зондовый и др.
Пондеромоторный метод измерения про-
проходящей мощности. Пондеромоторный метод
является абсолютным методом измерения
мощности, который основан на оценке меха-
механического действия электромагнитной волны
на стенки волновода или на помещенные
в него отражающие пластинки, путем прямо-
прямого измерения массы, длины и времени.
При воздействии плоской электромаг-
электромагнитной волны на идеально проводящую по-
поверхность М (рис. 3.46) комплексные ампли-
амплитуды электрической и магнитной составляю-
составляющих поля определяются соотношениями
где Zo = J/Цо/ео — волновое сопротивление.
Таким образом, плоская волна оказы-
оказывает на проводящую поверхность давление,
пропорциональное плотности потока мощ-
мощности. На основе этого явления могут быть
построены измерители проходящей мощно-
мощности.
В прямоугольном волноводе, возбуждае-
возбуждаемом волной типа Я01, механизм передачи
энергии можно представить как результат
многократного отражения электромагнитной
волны от стенок волновода. Определив со-
составляющие поля волны Я01, можно рассчи-
рассчитать компоненты вектора Умова — Пойнтин-
га у стенок волновода, а затем вычислить
изменение количества движения электромаг-
электромагнитной волны и, следовательно, среднее за
период давление на стенку волновода.
Конструктивно подобный измеритель
мощности может быть выполнен путем уда-
удаления узкой стенки волновода и замены ее
упругой пластиной, связанной с датчиком
механического давления пьезоэлектрическо-
пьезоэлектрического, конденсаторного или другого типа, ко-
164
Измерение мощности
О
Рис, 3.47. Упрощенная модель работы изме-
измерителя мощности крутильного типа
торый вырабатывает сигнал, пропорцио-
пропорциональный уровню проходящей мощности.
Упрощенная модель работы прибора
крутильного типа, основанного на измерении
вращающего момента, действующего со сто-
стороны электромагнитного поля на под-
подвижный элемент на упругой нити, подве-
подвешенный в линии передачи, показана на
рис. 3.47. Электрическое поле волны типа
Я01 в прямоугольном волноводе является
поперечным, и силовые линии его напра-
направлены от одной широкой стенки к другой.
Если в волновод ввести свободно подвешен-
подвешенную пластинку, то часть силовых линий, иду-
идущих от одной стенки волновода, будет окан-
оканчиваться на ближайшей к ней части пластин-
пластинки. Из другой части пластинки будут выхо-
выходить силовые линии, оканчивающиеся на
другой стенке волновода. Таким образом, за-
заряд на каждой стенке волновода индуцирует
заряд противоположного знака на ближай-
ближайшей к ней части пластинки, в результате чего
возникает вращающий момент, который
имеет максимальное значение при располо-
расположении пластинки под углом 45° относитель-
относительно поперечной плоскости. Подобные при-
приборы могут применяться для измерения
средних уровней мощности, начиная от
0,1 Вт, с погрешностью 1 — 2%. Их недостат-
недостатками являются высокая чувствительность
к вибрациям и сложность механической кон-
конструкции, зависимость показаний от ча-
частоты. Наиболее полно преимущества понде-
ромоторного метода могут быть реализо-
реализованы при измерении больших уровней мощ-
мощности.
Метод измерения проходящей мощности,
основанный на эффекте Холла. Возникнове-
Возникновение разности потенциалов в проводящей
пластине, по которой в продольном напра-
направлении протекает электрический ток, при по-
Рис. 3.48. Принцип действия датчика Холла
мещении ее в магнитное поле, силовые ли-
линии которого перпендикулярны направлению
тока, называют эффектом Холла (рис.. 3.48).
В качестве материала для датчиков Хол-
Холла, как правило, используется германий.
Применение полупроводниковых материалов
типа InSb, InAsP, InAs позволяет получить
напряжение на выходе датчика Холла на
один-два порядка выше напряжения на выхо-
выходе германиевого датчика.
Коэффициент Холла L зависит от числа
положительных и отрицательных носителей
тока в единице объема полупроводника. На-
Напряжение на выходе датчика, вызванное эф-
эффектом Холла, максимально, когда он имеет
малую концентрацию носителей электриче-
электрических зарядов, и большую подвижность носи-
носителей электрических зарядов. Напряженность
Ен электрического поля, вызванного эффек-
эффектом Холла, а следовательно, полярность вы-
выходного напряжения датчика зависят от на-
направления вектора электрического и магнит-
магнитного полей. Если датчик ориентирован
в электрическом поле так, что ток возникает
за счет поперечной составляющей электриче-
электрического поля Ен, а плотность потока В — за
счет поперечной составляющей магнитного
поля Н (В — цЯ, где ц — магнитная прони-
проницаемость полупроводникового датчика), a i
и L находятся в фазе и пропорциональны
компонентам поля £ и Я, то напряжение
Холла пропорционально мгновенному про-
произведению £ и Я и, следовательно, мгновен-
мгновенной плотности потока мощности.
Если между £ и Я имеется разность фаз,
то такая же разность фаз будет между i и В,
поэтому усредненное по времени напряжение
Холла является средней мощностью, отда-
отдаваемой в нагрузку. Полярность напряжения
Холла совпадает с направлением потока
мощности в тракте, а погрешность измере-
измерения практически не зависит от формы волны.
Это объясняется тем, что измеряется истин-
истинное значение мощности, пропорциональное
векторному произведению £ и Я, но не ква-
квадрату величины одной из составляющих по-
3.3. Методы измерения мощности
165
ля, как это имеет место в других случаях.
Исследования показывают, что свойства
датчиков по постоянному току мало изме-
изменяются во всем СВЧ диапазоне частот. Если
датчик поместить в электромагнитное поле
с синусоидальными компонентами £ и Я, то
через него потечет ток, пропорциональный
Е. С учетом того, что магнитная индукция
пропорциональна Н, для выходного напря-
напряжения датчика можно записать следующее
выражение:
U = 0,5kEYHz [cos Дф - cos BшТ + ср)],
C.18)
где к — постоянная, определяющая свойства
полупроводникового материала датчика; £у
и Hz — соответствующие составляющие век-
векторов электромагнитного поля; Дф — раз-
разность фаз между составляющими электро-
электромагнитного поля; ф — фазовый угол пере-
переменной составляющей выходного напряже-
напряжения датчика Холла.
Из C.18) видно, что выходное напряже-
напряжение датчика имеет две составляющие: по-
постоянную и переменную. Номинальное зна-
значение постоянного напряжения зависит от
разности фаз между составляющими элек-
электромагнитного поля, и оно максимально,
когда электрический и магнитный векторы
находятся в фазе.
В волноводном передающем тракте пре-
преобладает волна типа ТЕ10. Векторы электри-
электрического и магнитного полей взаимно перпен-
перпендикулярны. Электрическое поле имеет ком-
компонент, направленный вдоль оси Y, который
находится в фазе с компонентом вектора
магнитного поля, направленного вдоль оси
X. Магнитное поле имеет также компонент,
направленный вдоль оси X, фаза которого
отличается от фазы электрической соста-
составляющей поля на 90°. Из C.18) видно, что
напряжение Холла зависит от разности фаз,
и поэтому размещение датчика в волноводе
должно быть строго ориентированным.
Постоянная Холла может иметь боль-
большее влияние на значение напряжения датчи-
датчика, чем подвижность электрических зарядов,
только в том случае, если ток смещения че-
через датчик создается стабильным источни-
источником и есть возможность рассеивать в датчи-
датчике большую мощность. На практике это
выполнить сложно, и поэтому подвижность
электрических зарядов остается основной ха-
характеристикой Холла.
В табл. 3.3 приведены сравнительные
свойства датчиков, изготовленных из герма-
германия и из некоторых соединений индия.
Из таблицы видно, что подвижность ос-
Максимальное
тепловое
Датчш^Холла влияние
2
Минимальное
тепловое
влияние
I
Рис. 3.49. Схема размещения датчика Холла
в волноводном тракте
новных носителей электрического заряда
у соединений индия значительно больше, чем
у германия и кремния. Форсид индия имеет
наибольшую подвижность из всех приве-
приведенных в таблице полупроводниковых ма-
материалов, но он также имеет больший
температурный коэффициент и поэтому на
практике не используется.
На рис. 3.49 показано размещение дат-
датчика Холла в волноводном тракте.
Постоянное выходное напряжение на
электродах датчика Холла имеет следующие
составляющие:
Uo = UH + UE + UL+ UTH,
где Uo — суммарное выходное напряжение
постоянного тока на электродах датчика;
Uh — постоянное напряжение, вызванное
«чистым» эффектом Холла; Ue - постоянное
напряжение, вызванное эффектом Эттингс-
хаузена; U^ — постоянное напряжение, обус-
обусловленное вентильным эффектом; Uth~
постоянное напряжение, вызванное термо-
термоэлектрическим эффектом.
Рассмотрим, как влияет положение дат-
датчика в волноводном тракте на значения со-
составляющих выходного напряжения датчика
Холла. Главным условием, при котором воз-
возникает напряжение Холла, является взаимная
перпендикулярность векторов тока смеще-
Таблица 3.3. Сравнительные свойства
датчиков
Тип
полупро-
полупроводника
Ge
Si
InAs
InAsP
InSb
Ширина запре-
запрещенной зоны,
эВ
0,68
1,1
0,35
0,18
Подвиж-
Подвижность и2,
C00 К) см2/с
элек-
тро-
тронов
3800
120
23000
35000
600
ды-
дырок
1300
500
200
1200
Посто-
Постоянная
Холла L
103
юз
120
200
200
166
Измерение мощности
ния, магнитного потока и электрического по-
поля. Направление электрического поля в рас-
рассматриваемом случае определяется располо-
расположением электродов датчика. При повороте
датчика против часовой стрелки вокруг оси
симметрии, расположенной в плоскости XZ,
на угол от 0 до 360° можно получить сле-
следующие результаты. Если электроды датчи-
датчика расположены вдоль эквипотенциальных
линий поля, то Uh — 0. Это может иметь ме-
место, когда угол 0 = 90 и 270°. За нулевое по-
положение датчика принимается положение,
показанное на рис. 3.49. При 0=0° напряже-
напряжение на выходе датчика, вызванное эффектом
Холла, максимально.
При 0 = 180° напряжение Холла также
максимально, но его полярность противопо-
противоположна полярности напряжения при 0 = 0°.
Эффект Эттингсхаузена Ьбъясняется по-
появлением градиента температуры в напра-
направлении, перпендикулярном направлению
продольной составляющей электрического
тока и поперечного магнитного поля:
dT/dY=-AEBxSY.
Коэффициент Эттингсхаузена для арсе-
нида индия оказался незначителен, и соста-
составляющая напряжения за счет этого эффекта
значительно меньше составляющей напряже-
напряжения, вызванного эффектом Холла, и может
не учитываться.
Составляющая напряжения, обусловлен-
обусловленная вентильным эффектом, зависит от нели-
нелинейных свойств электродов датчика и асим-
асимметрии в расположении его контактов. Эта
составляющая прямо пропорциональна току
смещения.
Появление термоэлектрической соста-
составляющей напряжения и вызывающего ее гра-
градиента температуры в датчике обусловли-
обусловливаются следующими причинами:
неравномерным нагревом датчика вслед-
вследствие неоднородностеи в передающей линии
за счет размещенного в ней датчика Холла;
чрезмерно большим током смещения;
неравномерным разогревом датчика из-
за неоднородностеи самой передающей ли-
линии.
Температурные градиенты вследствие
искажений, обусловленных неоднородностя-
ми линии и датчика, определяются одновре-
одновременно. Предположив, что термоэлектриче-
термоэлектрическая составляющая напряжения имеет ту же
полярность, что и напряжение Холла при
0 = 0 и 270°, эта составляющая будет равна
0, а при 0 = 180° она будет иметь обратную
полярность.
Так как составляющая напряжения, вы-
вызванная вентильным эффектом, всегда имеет
одну и ту же полярность, то она может быть
легко исключена и из суммарного значения
напряжения Холла и термоэлектрической со-
составляющей. Это можно осуществить срав-
сравнением положительного и отрицательного
максимумов выходного напряжения постоян-
постоянного тока, которые имеют место при измене-
изменении 0 на 180°.
Из анализа уравнения
следует, что если выпрямленное напряжение
велико по сравнению с Vц + UTfj, то отри-
отрицательный максимум (— Uo) сместится, так
что напряжение на нем поменяет знак на
положительный.
Исследование свойств термоэлектриче-
термоэлектрического напряжения и напряжения Холла по-
показывает, что имеются три фактора, которые
позволяют эти напряжения различать:
1) время нарастания. Напряжение Холла
при подаче импульсной мощности должно
иметь крутые перепады фронта и среза, т. е.
инерционность практически отсутствует. Вре-
Время установления термоэлектрического на-
напряжения, как правило, значительно больше;
2) напряжение Холла зависит от разно-
разности фаз тока, проходящего через датчик,
и магнитного потока; термоэлектрическое
напряжение не зависит от разности фаз;
3) термоэлектрическая составляющая
напряжения возникает вследствие темпера-
температурного градиента, обусловленного главным
образом действием электрического поля, она
не зависит от магнитного потока; напряже-
напряжение Холла зависит одновременно от электри-
электрической и магнитной составляющих поля. Пу-
Путем соответствующего расположения датчи-
датчика Холла в волноводе можно исключить
влияние неоднородностеи передающего
тракта и значительно уменьшить влиянию
термоэлектрической составляющей напряже-
напряжения (рис. 3.49).
В положении 1 термоэлектрическая со-
составляющая будет равна 0, а в положении
2 — максимальна. Значительно труднее ис-
исключить влияние неоднородностеи, вы-
вызванных самим датчиком.
Для этого полупроводниковые концы
датчика покрывают материалом, имеющим
значительно большую проводимость, чем
проводимость датчика. Искажения останут-
останутся, но они перестанут влиять на выходной
сигнал датчика.
Эффективность метода разделения со-
составляющей напряжения, вызванной эффек-
эффектом Холла, от термоэлектрической соста-
составляющей можно проверить эксперименталь-
экспериментально на установке, структурная схема которой
3.3. Методы измерения мощности
167
Нагрузка
Нагрузка
Генера-
Генератор СВЧ
Направлен-
Направленный
витель
Вентиль
*•
Датчик
Холла
+■
Согласую-
Согласующий
элемент
Ваттметр СВЧ
лл.
Направлен-
Направленный ответ-!*
витель
Нагрузка
Гальванометр
Ваттметр СВЧ
Рис. 3.50. Структурная схема разделения напряжения, вызванного эффектом Холла, от
термоэлектрической составляющей
показана на рис. 3.50, путем измерения вы-
выходного напряжения датчика при изменении
характера стоячих волн в передающей ли-
линии. Стоячие волны в волноводе можно по-
получить с помощью согласующего штыря.
Меняя положение штыря, можно получить
минимальный и максимальный разогревы
датчика и таким образом определить значе-
значение термоэлектрической составляющей на-
напряжения. Очевидно, что при отсутствии рас-
рассогласования термоэлектрическая соста-
составляющая отсутствует. При правильном раз-
размещении датчика в передающем тракте
КСВН увеличивается незначительно и иска-
искажения, вносимые самим датчиком, будут ми-
минимальными. Даже при больших рассогласо-
рассогласованиях в тракте датчик может быть разме-
размещен так, чтобы искажения, вносимые им, не
влияли на выходное напряжение.
Для исследования влияния угла поворо-
поворота датчика на выходное напряжение датчик
помещается в волноводной линии на основа-
основании конической формы, позволяющей пово-
поворачивать его на 360°. Глубина погружения
датчика в волновод должна быть минималь-
минимальной, чтобы снизить искажения, вызываемые
датчиком.
Размер датчика выбирается намного
меньше поперечного сечения волновода.
Чувствительность датчика мало зависит от
частоты. Для датчика из германия на часто-
частоте 300 МГц может быть получена чувстви-
чувствительность 3 мкВ/Вт. Применяя полупровод-
полупроводники типа InSb в трехсантиметровом диапа-
диапазоне длин волн, можно получить чувстви-
чувствительность от 0,4 до 1 мкВ/мВт.
Для получения больших значений вы-
выходного напряжения необходимо увеличи-
увеличивать плотность потока в датчике при низких
значениях тока проводимости и связанной
с ним мощности рассеяния и нагрева полу-
полупроводникового элемента. С этой же целью
в коаксиальных трактах датчик помещают
как можно ближе к центральному проводни-
проводнику, а в волноводе датчик располагают вдоль
широкой стенки или сужают часть волново-
волновода. Увеличение выходного напряжения до-
достигается также определенным размещением
датчика в специальном резонаторе,
Зондовый метод измерения проходящей
мощности. На практике для измерения про-
проходящей мощности наиболее широкое рас-
распространение получили зондовые устройства
(датчики), представляющие собой отрезки
линий передачи с расположенными на них
зондами. Зонд, как правило, состоит из пер-
первичного измерительного преобразователя
и элемента связи, и имеет пренебрежимо
малые размеры по сравнению с длиной во-
волны в линии передачи электромагнитной
энергии. Зонд как измерительный преобразо-
преобразователь характеризуется погрешностью пре-
преобразования и амплитудной характеристи-
характеристикой. Выбором соответствующей конструкции
зонда добиваются уменьшения его влияния
на форму поля в линии передачи и собствен-
собственное потребление энергии.
Зондовый датчик калибруют по извест-
известной мощности в согласованной нагрузке.
При реальных нагрузках вследствие того,
что зонд реагирует на распределение поля
вдоль линии передачи, возникает составляю-
составляющая погрешности из-за наличия стоячей во-
волны. К числу других составляющих погреш-
погрешности следует отнести погрешность за счет
нестабильности коэффициента преобразова-
преобразования и погрешность, обусловленную измене-
изменением коэффициента связи в полосе частот.
Погрешность рассогласования зависит
от числа зондов, места их расположения от-
относительно нагрузки, электрического рас-
расстояния между ними, модуля и фазы коэф-
коэффициента отражения нагрузки. Если эти
параметры известны, то можно ввести по-
поправку в результат измерения для диапазона
частот. Для однозондового датчика макси-
максимальная погрешность рассогласования
Уменьшение погрешности рассогласова-
рассогласования достигается применением двухзондового
датчика. Если зонды расположены друг от
168
Измерение мощности
друга на расстоянии Х,в/4, то погрешность на
средней длине волны не зависит от места
расположения зондов относительно нагруз-
нагрузки, имеет только положительный знак
и равна:
5г = 2|Гн|2/A-|Гн|2).
Максимальное значение погрешности
в полосе частот + An зависит не только от
модуля коэффициента отражения, но и от
его фазы ср. С учетом введения поправки,
компенсирующей погрешность рассогласова-
рассогласования на средней длине волны, значение этой
погрешности для коаксиального тракта
5рта*= +[2|Гн|со8яA-Ди)/2]/A-|Гн|2).
Путем калибровки двухзондового датчи-
датчика при несогласованной нагрузке, коэффи-
коэффициент отражения которого лежит в пределах
I ^н \тах > I * н | > | Гн \rnin,
можно добиться еще большего уменьшения
погрешности рассогласования.
Погрешность измерения на средней ча-
частоте при оптимальном условии калибровки
^| = \/(\Гн\2тах+ |ГН|^„)/2 составит
для полосы частот + An
б = 2|Гн12-2|Г'н|2±2|Гн[х ^
р A-|Гн|2)A + |Г'н|2)
х [со5(я/2)A±Д«)]A-|Гн12)
A-\Гн\2)A + \Гн\2)
Приведенные соотношения получены
в предположении, что связь зондов с линией
передачи одинакова, а характеристики их
идентичны.
Применив четыре зонда, можно значи-
значительно улучшить частотные свойства датчи-
датчика. При нулевом смещении между парами
зондов (рис. 3.51) погрешность рассогласова-
рассогласования в полосе частот определяется выраже-
выражением
5р = [2|Гн|2±2|Гн|со52(я/2)A-Д«)]/A-
В качестве зондов на практике исполь-
используются термопарные полупроводниковые
объемные элементы, которые устанавливают
в датчике так, чтобы одна торцевая пло-
плоскость с нанесенным на нее поглощающим
слоем несколько погружалась в волновод,
а другая имела с ним хороший тепловой
контакт. При расположении двух термоэле-
термоэлементов на расстоянии Х/4 друг от друга зна-
значение проходящей мощности определяется
как
Р = *1
где е1 и е2 — ЭДС термопар.
На практике определение среднего гео-
геометрического значения ЭДС термопар за-
затруднено, поэтому часто ограничиваются из-
изменением суммы ЭДС двух термопар Р =
= k(el + e2). В этом случае выходной ток
-■пад ~ ^отр>
где £пад и £отр — напряженности поля па-
падающей и отраженной волны соответствен-
соответственно.
Динамический диапазон датчика не мо-
может превышать 6. Верхний предел ограничи-
ограничивается электрической прочностью волновода,
так как чувствительность термопары может
быть уменьшена соответствующей установ-
установкой термопары в волноводе. Минимальное
значение измеряемой мощности, Вт, может
быть приближенно определено по следую-
следующей формуле:
Рис. 3.51. Зондовый метод измерения прохо-
проходящей мощности
где а и b — размеры широкой и узкой стенок
волновода соответственно.
3.4. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЯ
МОЩНОСТИ
Измерение мощности производится
ваттметром. В соответствии с классифика-
классификацией методов измерения мощности ватт-
ваттметры разделяются на две основные группы:
поглощаемой мощности (условное обо-
обозначение МЗ...),
проходящей мощности (условное обо-
обозначение М2...).
К основным входным характеристикам
ваттметров относятся пределы измерения
мощности, рабочий диапазон частот, основ-
основная погрешность, коэффициент эффективно-
3.4. Средства измерения мощности
169
сти приемного преобразователя, входной им-
импеданс, время установления показаний.
Пределы измеряемой мощности (дина-
(динамический диапазон) обычно выражают в де-
децибелах относительно уровня 1 мВт. Ватт-
Ваттметры поглощающего типа имеют динами-
динамический диапазон, не превышающий 30 —
40 дБ. Его расширяют с помощью сменных
измерительных преобразователей или внеш-
внешних делителей (аттенюаторов, направленных
ответвителей).
Рабочий диапазон частот выражается
в гигагерцах. Как правило, ваттметры рабо-
работают без перестройки по частоте. Расшире-
Расширение частотного диапазона достигается при-
применением измерительных преобразователей,
у которых основная погрешность не превы-
превышает класса точности, определенного для
данного типа ваттметра.
Основная погрешность является важней-
важнейшей метрологической характеристикой. Она
определяется методом непосредственного
сличения с показаниями образцового ватт-
ваттметра в нормальных условиях или рассчиты-
рассчитывается по отдельным составляющим, полу-
полученным поэлементной поверкой. В рабочих
условиях, отличающихся от нормальных, по-
погрешность ваттметров изменяется под дей-
действием окружающей среды. Для учета влия-
влияния этих факторов действующие ГОСТ
вводят такой параметр, как дополнительная
погрешность, обусловленная изменением от
температуры, напряжения питающей сети
и т. п.
Коэффициент эффективности приемного
преобразователя ваттметра характеризует
его с точки зрения потерь в стенках отрезка
передающей линии, потерь излучения, а так-
также неэквивалентностью замещения мощно-
мощности СВЧ мощностью постоянного тока не-
непосредственно в чувствительном элементе.
Применительно к терморезисторным пре-
преобразователям коэффициент эффективности
представляет собой отношение замещающей
мощности СВЧ к мощности, поглощаемой
в приемном преобразователе.
Входной импеданс ваттметров погло-
поглощаемой мощности не равен характеристиче-
характеристическому сопротивлению линии передачи, по-
поэтому и мощность, рассеиваемая в ватт-
ваттметре, отличается от номинальной мощно-
мощности источника, которая отдается в согласо-
согласованную нагрузку.
Относительная величина мощности, отра-
отраженной от входа ваттметра поглощающего
типа, равна Г2, и погрешность измере-
измерения номинальной мощности источника тем
меньше, чем меньше коэффициент отраже-
отражения.
3.4.1. ВАТТМЕТРЫ КАЛОРИМЕТРИЧЕСКИЕ
Калориметрические ваттметры, как пра-
правило, применяются для измерения средних
и больших уровней мощности. Высокие мет-
метрологические характеристики позволяют их
использовать в качестве образцовых для по-
поверки рабочих ваттметров. Эта группа при-
приборов отличается широкими возможностями
при измерении среднего уровня мощности
синусоидальных СВЧ сигналов и среднего
значения мощности амплитудно- и импульс-
но-модулированных сигналов в коак-
коаксиальных волноводных трактах.
Основные метрологические, технические
и эксплуатационные данные наиболее широ-
широко распространенных калориметрических
ваттметров МЗ-11А, МЗ-13 и МЗ-13/1 приве-
приведены в табл. 3.4.
Ваттметр МЗ-11А относится к группе ка-
калориметрических ваттметров переменной
температуры, в основу работы которого по-
положен метод сравнения измеряемой СВЧ
мощности, рассеиваемой в нагрузке, с из-
известной мощностью постоянного тока, рас-
рассеиваемой в так называемой нагрузке срав-
сравнения. В приборе (рис. 3.52) используется
балансная схема калориметра с замкнутым
движением жидкости. Нагрузочным сопро-
сопротивлением является трубчатый резистор
МОУ-1 на 50 Ом, который омывается крем-
нийорганической жидкостью ПМС-1. Термо-
Терморезисторы R2 и R3 образуют симметричные
плечи измерительного моста, работающего
на звуковой частоте. Эти терморезисторы
расположены в непосредственной близости
к резистору рабочей нагрузки R1 и резистору
нагрузки сравнения R4, габаритные размеры
и конструкция которого аналогичны Rv
В исходном положении терморезисторы R2 и
R3, омываемые потоком калориметрической
жидкости, находятся при одинаковой темпе-
температуре, поэтому поддерживается состояние
баланса моста. Подача на вход прибора из-
измеряемой мощности приводит к разбалансу
моста из-за нагрева терморезистора R2.
пмс-
Измерцтельныи.
мост
PW
пмоу*.
-Теплообменник
Рис. 3.52. Балансная схема калориметра
170
Измерение мощности
В диагонали моста образуется сигнал разба-
разбаланса, который поступает на усилитель пере-
переменного тока У, а затем на фазовый детек-
детектор ФД и усилитель постоянного тока УПТ.
Усиленный сигнал разбаланса подается на
нагрузку сравнения А4, при этом нагревают-
нагреваются жидкость и омываемый ею терморезистор
R3, вследствие чего почти полностью восста-
восстанавливается баланс измерительного моста.
Стрелочный индикатор регистрирует из-
измеряемую мощность, которая пропорцио-
пропорциональна напряжению на резисторе R4. Пре-
Пределы измеряемой мощности на стрелочном
индикаторе изменяются с помощью ступен-
ступенчатого аттенюатора.
В комплект ваттметра входят два вы-
высокочастотных трансформатора Э1-22 А,
Э1-22Б и один переход, обеспечивающие воз-
возможность измерения мощности в трактах
75 Ом A6 х 4,6 мм) и 50 Ом G х 3 мм).
Ваттметр МЗ-13 используется для изме-
измерения большого уровня синусоидальных сиг-
сигналов и среднего значения мощности моду-
модулированных СВЧ сигналов в волноводных
трактах.
Ваттметр состоит из двух блоков
(рис. 3.53) калориметрической нагрузки А
и измерительного устройства Б, соединенных
между собой гибким шлангом. В качестве
нагрузки используется поверхностный рези-
резистор МОУ, заключенный в согласующий
экран. Вся поверхность резистора омывается
калориметрической жидкостью (водой).
В подводящем и отводящем жидкость кана-
каналах нагрузки установлены калориметриче-
калориметрическая спираль и батарея термопар. Вода по-
подается в нагрузку из системы водоснабже-
водоснабжения, включающей в себя центробежный
насос, регулятор расхода воды и радиатор,
охлаждаемый потоком воздуха от вентиля-
вентилятора. Кроме системы водоснабжения в изме-
КалаБровочная Батарея
спираль .термопар
\ A /^,[Pa~du~a'mopZJrC
блок
питаний
Индика-
Индикаторный
блок
_^ Регулятор
расхода,
воды
Рис. 3.53. Структурная схема ваттметра
МЗ-13
рительную часть прибора входят элементы
калибровки и индикации СВЧ мощности,
а также блок питания.
В исходном состоянии ваттметр кали-
калибруется на переменном токе частотой 50 Гц
путем подачи напряжения на калибровочную
спираль, которая нагревает воду, протекаю-
протекающую через нагрузку по замкнутой системе
водоснабжения. Разность температур воды
на входе и выходе нагрузки фиксируется ба-
батареей термопар. Напряжение термо-ЭДС
пропорционально мощности, выделяемой на
калибровочной спирали. С помощью регули-
регулировки чувствительности отсчетного прибора
его показания приводят в соответствие с ка-
калибровочной мощностью. Затем калибровоч-
калибровочная мощность отключается, и на вход кало-
калориметрической нагрузки подается измеряе-
измеряемая мощность СВЧ.
Эта мощность, превращаясь в тепло,
нагревает жидкость, омывающую поверх-
поверхностное сопротивление, а возникающее на-
напряжение термо-ЭДС, пропорциональное
измеряемой СВЧ мощности, отсчитывается
по стрелочному прибору.
При измерении мощности в пределах от
6 до 60 Вт к зажимам встроенного в прибор
микроамперметра подключается внешний
индикатор М 95. В состав ваттметра (кроме
калориметрической нагрузки) входят набор
коаксиальных переходов, низкочастотный со-
соединитель, микроамперметр М 95 и резистор
МОУ-25 Вт А-75-1. В качестве калориметри-
калориметрической жидкости необходимо использовать
дистиллированную воду, которую следует
менять не реже 1 раза в месяц.
Принцип работы структурной и функ-
функциональной схем ваттметра МЗ-13 такой же,
как у прибора МЗ-13/1. Различие заключает-
заключается только в конструкции калориметрической
нагрузки. Волноводная калориметрическая
нагрузка прибора МЗ-13/1 состоит из отрез-
отрезка волновода сечением 72 х 34 мм с разме-
размещенной вдоль него наклонной стеклянной
трубкой, по которой протекает дистиллиро-
дистиллированная вода. Как и в приборе МЗ-13,
в одном корпусе с нагрузкой установлены
калибровочная спираль и блок дифферен-
дифференциальных термопар для измерения разности
температур входящей и выходящей воды.
Калибровка ваттметра МЗ-13/1 и про-
процесс измерения мощности производятся
в той же последовательности, что и в прибо-
приборе МЗ-13.
В комплект ваттметра входят несколько
волноводных переходов, позволяющих с по-
помощью одной калориметрической нагрузки
обеспечить измерение мощности в волново-
волноводах с размерами 7,2 х 3,4; И х 5,5; 17 х 8;
Тип
прибора
МЗ-ПА
МЗ-13/1
МЗ-48
Диапазон
частот,
ГГц
0,001 -
11,5
2,59-
37,5
0,001 -
1,6
Предел измерения
мощности, Вт
0,01-10
Для синусоидальных сигна-
сигналов 6 — 2000; для импульс-
импульсных сигналов длительнос-
длительностью до 10 мкс 6-1000
(импульсная мощность до
1 МВт); для импульсных
сигналов длительностью до
50 мкс 6 — 300 (импульсная
мощность до 6 кВт; диа-
диапазон частот 25,86 — 37,5
ГГц), 6 — 400 (импульсная
мощность до 15 кВт; диа-
диапазон частот 16,66 — 25,86
ГГц), 6 — 600 (импульсная
мощность до 30 кВт; диа-
диапазон частот 12—16,66
ГГц), 6 — 800 (импульсная
мощность до 50 кВт; диа-
диапазон частот 8,24—12,05
ГГц), 6 — 900 (импульсная
мощность до 90 кВт; диа-
диапазон частот 6,85 — 9,93
ГГц), 6-1000 (импульсная
мощность до 150—250,
400 кВт; диапазон частот
соответственно 5,64 — 8,24;
3,94-5,64; 3,2-4,80 ГГц)
10-6000
Таблица 3
Шкала,
Вт
0,01-0,03;
0,1-0,3;
1-3-10
200-600-
1200-2000;
6-20-60
(с внешним
индикато-
индикатором)
60-600-
6000
.4. Калориметрические ваттметры
Погрешность
измерения, %;
класс точности
5,8+6 10~2//>;
6, 10, 15
4 + 3VV
/^F0-2000 Вт),
4 + 4Рк/
РхB0 Вт), на пре-
пределе 6 Вт не нор-
нормируется; 10
4F0-6000 Вт),
5A0-60 Вт); 4-6
Время
установ-
установления
показа-
показания, с
25
60
60
1,25 (до 1
ГГц); 1,4 (до
10 ГГц); 1,6
(до 11,5 ГГц)
1.2 B,59-
16,66 ГГц);
1,35 A6,66-
25,86 ГГц);
1,5 B5,86-
37,5 ГГц)
1,2@,001-
1,0 ГГц);
1,3A,0-
1,6 ГГц)
ВЧ тракт
50 Ом
A0/4,34
72x34
ходы
58 х 25,
35x15,
23 х 10,
11 х 5,5
мм)
75 Ом
мм)
мм (пере-
на сечения
48 х 24,
28,5x12,6,
17x8,
7,2 х 3,4
D0/11,5 мм)
Габаритные
размеры, мм
масса, кг
500 х 450
29
660 х 420
492x140
480x120
480 х 320
480x160
225 х140
х340;
х405;
х170;
х320;
х430;
хЗЮ;
х485;
53
9
11
36
21
12
Продолжение табл. 3.4
Тип
прибора
МЗ-45
МЗ-46
МЗ-56
МЗ-47
МЗ-54
МЗ-55
МЗ-58
МЗ-39-МЗ-44
МЗ-62
МЗ-63
Диапазон
частот,
ГГц
0,001-3
2,59-
5,64
0-17,85
5,64-
37,5
0-17,85
17,44-
37,5
0-3
5,46-
37 5
0-178
8,24-
37,5
Предел измерения
мощности, Вт
10-6000
10-6000
0,01-20
10-1000
0,0001-1
0,0001-1
0,0001-1
0,1-100*
0,1-100
0,1-100
Шкала,
Вт
60-600-
6000
60-600-
6000
0,3-3-20
60-600-
1000
0,03-0,3-1
0,03-0,3-1
0,03-0,3-1
-
-
—
Погрешность
измерения, %;
класс точности
4 на пределе 600,
6000 Вт
5 на пределе 60 Вт
4,6
4 на пределе 600,
6000 Вт
5 на пределе 60 Вт
4-6
4-6
4-6
±[6 + 0,1(ЛЛ-1)]
± [6 + 0,1 {РКРХ - 1)]
Время
установ-
установления
показа-
показания, с
20
20
20
20
20
30
20
10
60
60
1,2-1,3
1,2
1,15-1,4
1,2
1,15-1,4
1,4
1,3
1,4 - 1,5
1,2-1,4
1,2-1,4
ВЧ тракт
30/13 мм (коакси-
(коаксиальный)
72 х 34 мм
7/3 мм (коаксиаль-
(коаксиальный)
35 х 15 мм
7/3 мм (коаксиаль-
(коаксиальный)
11 х 5,5; 7,2 х 3,4 мм
16/3 мм (коаксиаль-
(коаксиальный)
35 х 15-7,2x3,4 мм
7/3 мм (коаксиаль-
(коаксиальный)
23 х 10 мм (пере-
(переходы)
Габаритные
размеры, мм;
масса, кг
См. МЗ-48
То же
255x240x322; 7,5
То же, что и для
МЗ-48
255x240x322; 7,5
255x240x322; 7,5
255x240x322; 7,5
300 х 205 х 225; 8
232x130x154; 3,6
255x120x211; 3,6
255x240x322; 7,5
(индикаторный
блок)
* В милливаттах,
** Рх — измеренная мощность, Вт; Рк — конечное значение установленного предела измерения, Вт.
3.4. Средства измерения мощности
173
23 х 10; 28,5 х 12,6; 35 х 15; 48 х 24; 58 х 25;
72 х 34 мм.
Ваттметр МЗ-13/1 находит широкое при-
применение при настройке и испытаниях пере-
передающих устройств среднего и большого
уровней мощности.
Ваттметры калориметрические МЗ-45,
МЗ-46, МЗ-47 предназначены для измерений
средних значений мощности непрерывных
и импульсно-модулированных сигналов
в коаксиальном и волноводном трактах.
Каждый ваттметр состоит из четырех бло-
блоков: блока высокой частоты (БВЧ), стабили-
стабилизатора мощности, блока калибровки и блока
цифровой индикации.
Ваттметры выполнены на полупровод-
полупроводниковых приборах и интегральных микросхе-
микросхемах. В приборах предусмотрена защита от
перегрузок, блокировка по температуре
и выход на ЦПУ. Погрешность измерения не
зависит от уровня измеряемой мощности.
Ваттметры используются для аттестации из-
измерителей проходящей мощности.
3.4.2. ВАТТМЕТРЫ ТЕРМОРЕЗИСТОРНЫЕ
Терморезисторные ваттметры основаны
на использовании явления изменения сопро-
сопротивления термочувствительного элемента
при рассеянии на нем СВЧ мощности. Про-
Процесс измерения мощности сводится к измере-
измерению мощности постоянного тока, эквива-
эквивалентной по тепловому действию и замещаю-
замещающей собой измеряемую СВЧ мощность,
рассеиваемую терморезистором. Ваттметры
этого типа используются для измерения
малых и средних уровней мощности сину-
синусоидальных и среднего значения мощности
импульсно-модулированных СВЧ сигналов
в коаксиальных и волно водных трактах.
Основные технические данные неко-
некоторых наиболее распространенных типов
терморезисторных ваттметров приведены
в табл. 3.5.
Ваттметр МЗ-1А состоит из измеритель-
измерительного моста и термисторной головки, в кото-
которой происходит преобразование мощности
СВЧ в теплоту (рис. 3.54). Конструкция
и электрическая схема термисторной головки
обеспечивают независимое включение при-
приемного преобразователя в следующие цепи:
тракт СВЧ в виде согласующей оконеч-
оконечной нагрузки;
в мост постоянного тока в виде сопро-
сопротивления одного из плеч;
в цепь переменного тока низкой ча-
частоты.
Для проведения измерений мост балан-
балансируется. При балансе термистор рассеивает
вполне определенную мощность постоянно-
постоянного тока и некоторую мощность переменного
тока низкой частоты. Мощность переменно-
переменного тока регулируется вручную в таких пре-
пределах, чтобы обеспечивалась возможность
уравновешивания моста при любой рабочей
температуре, старении и смене термистора.
Когда измеряемая мощность поступает
на термистор, он изменяет свое сопротивле-
сопротивление и состояние баланса моста нарушается.
Восстановление баланса моста осуществ-
осуществляется микропотенциометром отсчетного
устройства, шунтирующим мост, с помощью
которого уменьшается мощность постоянно-
постоянного тока, рассеиваемая в термисторе. Стре-
Стрелочный прибор позволяет определить изме-
изменение мощности постоянного тока, пример-
примерно равное измеряемой мощности СВЧ.
С увеличением частоты замещающая мощ-
мощность все больше отличается от мощности
СВЧ, рассеиваемой в термисторе. Неэквива-
Неэквивалентность замещения учитывается путем де-
деления показаний прибора на коэффициент
эффективности, который приводится в виде
таблицы или графика.
Прибор имеет два предела измерения:
10 мВт и 1 Вт. Чтобы работать на пределе
1 Вт, необходимо поворотом ручки комби-
комбинированного переключателя в положение 100
включить внутренний делитель 1:100. На
пределе 10 мВт переключатель устанавли-
устанавливается в положение 1.
Прибор может использоваться для ин-
индикации мощности до 2 мВт по схеме не-
неуравновешенного моста. В этом случае от-
отсчет мощности производится по шкале ми-
микроамперметра, включенного в диагональ
моста.
Основой ваттметра МЗ-10А (рис. 3.55)
является измерительный блок Я2М-20А, со-
состоящий из двойного термисторного моста
с ручной установкой баланса и набора при-
приемных преобразователей. Термисторный пре-
преобразователь по постоянному току вклю-
включается в одно из плеч внутреннего моста М2,
который в свою очередь является плечом
Генератор
низкой,
частоты
Преобразова-
Преобразователь термис-
термисторный.
Делитель
мощности
Блок
питания
Отсчетное
устройство
(индикатор)
Рис. 3.54. Термисторная головка ваттметра
МЗ-1А
Таблица 3.5. Термисторные и термоэлектрические ваттметры
Тип
прибора
Диапазон
частот,
ГГц
Пределы
измерения
мощности
Погрешность измерения,
класс точности
Приемные
преобразователи
(головки)
Сопротивление
термистора
постоянному
току, Ом
ВЧ тракт
Габаритные
размеры, мм;
масса, кг
МЗ-28
МЗ-21А
МЗ-22
МЗ-10А
МЗ-51
МЗ-52
МЗ-53
0,02-5,5
E0 Ом);
0,02-3
G5 Ом)
0,1-10
0,03-53,6
0,03-78,3
0,2-17,85
17,44-25,86
25,86-37,5
0,1-1000 мВт
@,15-0,5-
1,5-5-7,5-
10 мВт,
делитель
1:100)
0,01-10 мВт
@,03-0,1-0,3-
1-3-10 мВт)
12-30-60-
120-300-
600-1200-
3000-6000
мкВт
0,05-5; 500 мВт
A50-500-
1500-5000
мкВт)
1 мкВт-10 мВт
1 мкВт
1 мкВт
10 мВт
10 мВт
10 E0, 75 Ом; 0,1 -10 мВт), 12 G5 Ом;
10-1000 мВт), 15 (с СВЧ кабелем;
50, 75 Ом); класс точности 10, 15
I0+100/P*; 15
(М5-29-М5-32, М5-40-М5-45, 0,03-
37,5 ГГц, все шкалы, кроме 12 мкВт).
15 (М5-29-М5-32, М5-40-М5-45;
0,03-37,5 ГГц, шкала 12 мкВт, М5-49,
37.5 — 53,6 ГГц, все шкалы, кроме
12 мкВт), 25 (М5-49, шкала 12 мкВт);
10, 15, 25
6 + А10О/^@,03-7,5 ГГц, коаксиаль-
коаксиальный тракт; 5,64 — 37,5 ГГц, волновод-
ный тракт, все шкалы), 10 + А100/РЛ
G5—12 ГГц, коаксиальный тракт, все
шкалы; 0,03-5,64 ГГц, шкала 5-500
мВт, шкалы 500-1500-5000 мкВт с
коаксиальным аттенюатором; 37,5 —
53.6 ГГц, волноводный тракт, шкалы
500-1500-5000 мкВт), \0 + ClOOjPx
E3,6-78,3 ГГц, все шкалы; 37,5-
53,6 ГГц, шкала 150 мкВт), А =
= 4,5 + /yiOO, C= 15 + PJ10O; 10,
15, 25
±[4 + 0,1(Рк/Я,-1)]0-12 ГГц;
[6 01(Рк/Рл-1)]12-17,8 ГГц
±[6 + 0,5G^-1)].
Термисторный
встроенный,
Кст — 1,о — 1S5;
E0 Ом);
Кст= 1,5-1,7,
G5 Ом)
Термоэлектри-
Термоэлектрический вынос-
выносной М5-51,
Кст=1,5
Вын осны е: во л-
новодные
М5-40-М5-45,
М5-49, коакси-
коаксиальные
М5-29-М5-32,
Кст= 1,3-5-1,7
Термисторные
М5-42, М5-43,
Кст=1,3;М5-40,
Кст=1,4;М5-88,
М5-89, Кст =
= 1,4-И ,7
М5-44, М5-45,
Кст=1,5; М5-49,
Кст = 1,7; М5-50,
Термоэлектри-
Термоэлектрический (вынос-
(выносной)
То же
150
50, 75, 100, 200,
240, 330, 400
150 (М5-88,
М5-89); 240
(М5-40, М5-42,
М5-43, М5-89);
400 (М5-44,
М5-45, М5-49,
М5-5О)
50 Ом A6/6,95 мм);
75 Ом A6/4,6 мм)
50 Ом A0/4,34 мм)
50, 75 Ом A7x8,
35x15, 28x12,
23x10, 11x5,5,
7,2x3,4, 5,2x2,6
мм)
35x15 мм (М5-40);
23 х 10 мм (М5-42),
17x8 мм (М5-43);
11x5,5 мм (М5-44),
7,2x3,4 мм (М5-45);
5,2x2,6 мм (М5-49);
3,6 х 1,8 мм (М5-50);
50 Ом, 16/6,95 мм
(М5-88), 7/3 мм
(М5-89)
7/3 мм (коаксиаль-
(коаксиальный)
11 х 5,5 мм
7,2 х 3,4 мм
300x203x245;
6,5 (мост термис-
термисторный);
205x94x86; 1,2
(ВЧ переключатели
на тракты 50 и
75 Ом)
300x225x165; 5
530x324x375; 26
300x205x250; 11
55,4x34x34; 0,15
100x34x34; 0,15
96x45x39; 0,5
255x240x322; 7,5
(измерительный
блок)
* В микроваттах.
Примечание.
— погрешность аттестации термисторного преобразователя по коэффициенту эффективности, %.
3.4. Средства измерения мощности
175
постоян-
постоянного
тона.
Приемный,
преобразо-
преобразователь
Источник
постоянного
тока
Рис. 3.55. Функциональная схема ваттметра
МЗ-10А
моста М1. К диагоналям внешнего моста
подключаются источники постоянного тока
Ег и Е2 таким образом, что токи от них 1Х и
12 через термистор текут навстречу друг дру-
другу. Напряжение источника Ех в процессе под-
подготовки прибора к работе устанавливается
таким, чтобы независимо от рабочего сопро-
сопротивления преобразователя мощность по-
постоянного тока, рассеиваемая термистором
при начальной балансировке моста, всегда
была равна 5,5 мВт.
Генератор звуковой частоты, нагру-
нагруженный на термистор, предназначен для осу-
осуществления начальной балансировки моста.
В этом случае источник Е2 отключен. Когда
на вход термистора подается измеряемая
мощность СВЧ, возникает разбаланс моста,
который восстанавливается путем увеличе-
увеличения напряжения, поступающего от источника
Е2. При этом суммарный постоянный ток че-
через термистор уменьшается, а следователь-
следовательно, уменьшается мощность постоянного то-
тока, рассеиваемая термистором.
Выходной стрелочный прибор, шкала
которого проградуирована в единицах мощ-
мощности, показывает значение измеренной
мощности, а также используется для контро-
контроля баланса моста перед измерением и в про-
процессе измерения мощности СВЧ. С по-
помощью делителей на 10 и 20 дБ, вклю-
включаемых на входе приемных преобразовате-
преобразователей М5-88, можно расширить динамический
диапазон от 5 мВт до 0,5 Вт на частотах от
0,03 до 5,64 ГГц.
Ваттметр МЗ-22 содержит в своем со-
составе измерительный блок, состоящий из
двух последовательно включенных самоба-
самобалансирующихся мостов (рис. 3.56) и ком-
комплекта термисторных преобразователей.
В плечо рабочего моста включен термистор
приемного преобразователя, а в схему
опорного моста — компенсационный терми-
термистор RK. Оба термистора подбираются с оди-
одинаковыми характеристиками. Рабочий мост
выполнен в виде двойного моста, вследствие
чего источники тока подогрева и тока заме-
замещения оказываются развязанными между со-
собой. Баланс мостов осуществляется автома-
автоматически с помощью следящих систем, входя-
входящих в состав источников.
После подачи на вход преобразователя
мощности СВЧ сопротивление рабочего тер-
термистора уменьшается, что приводит к разба-
разбалансу рабочего моста и появлению напряже-
напряжения разбаланса на входе источника тока
замещения, на выходе которого создается
ток замещения таких значения и направле-
направления, что при его поступлении в рабочий мост
результирующее значение постоянного тока
в рабочем термисторе уменьшается и почти
полностью восстанавливается начальный ба-
баланс моста.
Значение замещающей мощности при
измерении отсчитывают по ферродинамиче-
скому ваттметру, который выполняет опера-
операцию подсчета мощности исходя из значений
токов в обмотках, пропорциональных току
начального подогрева рабочего термистора
и току замещения соответственно. Переклю-
Переключение пределов измерения обеспечивается
универсальным шунтом R. Ваттметр имеет
выход на самописец. Благодаря применению
полупроводниковых приборов и инте-
интегральных микросхем в следящих системах
источников токов подогрева и замещения
достигается малая постоянная времени уста-
установления показаний сигнала на выходных за-
зажимах, что позволяет применять прибор
в автоматизированных системах.
^Отсчетный прибор
Источник
тока
подогрева
Рабочий,
мост
П, .
-п
I
I |
Рсвч
Компенсацион-
Компенсационный, мост
1
Преобразова-
Преобразователь терми-
сторный.
Источник
тока
замещения
.J
-If
Рис. 3.56. Функциональная схема ваттметра
МЗ-22
176
Измерение мощности
Основные характеристики термисторных
преобразователей, входящих в комплект
ваттметра, приведены в табл. 3.5.
3.4.3. ПРИЕМНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ТЕРМОРЕЗИСТОРНЫХ ВАТТМЕТРОВ
Коаксиальные и волноводные приемные
преобразователи представляют собой отрез-
отрезки соответствующего тракта с подключенны-
подключенными к их концам терморезисторными элемен-
элементами. Упрощенная конструкция коаксиально-
К измери-
R о тельному
устройству
Рис. 3.57. Упрощенная конструкция коак-
коаксиального терморезисторного преобразова-
преобразователя
Рис. 3.58. Термисторная вставка на без-
безбаллонных термисторах
го терморезисторного преобразователя пред-
представлена на рис. 3.57. Он представляет собой
отрезок коаксиальной линии, в центральный
провод которой включен термистор. Второй
конец термистора соединен с корпусом за-
заглушки, образующей вместе с внешним про-
проводником коаксиала конденсатор Ск. Включе-
Включение термистора в цепь моста постоянного
тока осуществляется через дроссель Др, при-
припаянный к внутреннему и внешнему провод-
проводникам коаксиала. Конструктивно дроссель
представляет собой спираль. Его размеры
в основном определяют рабочий диапазон
частот преобразователя.
Для обеспечения лучшей взаимозаменяе-
взаимозаменяемости П. П. Шаровым предложена кон-
конструкция термисторной вставки преобразо-
преобразователя на безбаллонных термисторах в
виде согласованной коаксиальной нагрузки
(рис. 3.58). Один из выходов безбаллонного
термистора подключен к генераторному про-
проводнику, а второй — к корпусу, который вы-
выполняет роль внешнего проводника и защи-
защищает термистор от внешних повреждений.
Конструкция преобразователей, построенных
на основе термисторных вставок (рис. 3.59),
позволяет заменить их при эксплуатации без
дополнительной подрегулировки, хотя это не
исключает необходимости проводить атте-
аттестацию преобразователя по коэффициенту
эффективности для каждой новой вставки.
Обеспечение работы преобразователя с мо-
мостами, в которых предусмотрена схема ком-
компенсации дрейфа из-за изменения темпера-
температуры, производится с помощью дополни-
дополнительной термисторной вставки, аналогичной
рабочей.
На рис. 3.60 представлена конструкция
болометрического преобразователя М5-46,
который имеет два. идентичных терморези-
Рис. 3.59. Конструкция преобразователя со сменными термисторными вставками
ЗА. Средства измерения мощности
т
Рис. 3.60. Конструкция болометрического
преобразователя М5-46
стора, включенных в линию передачи парал-
параллельно, а в измерительную цепь — последо-
последовательно. В таких преобразователях нет
необходимости в применении дросселя, но
тем не менее они позволяют перекрыть диа-
диапазон частот от 10 МГц до 18 ГГц.
Волноводные терморезисторные преоб-
преобразователи имеют аналогичную конструк-
конструкцию. Волноводный переход обеспечивает со-
согласование П-образного волновода терми-
сторной вставки с нормализованным пря-
прямоугольным волноводом на входе головки
{рис. 3.61). Корпус волновода изготавливают
методом гальванопластики и опрессовывают
пластмассой для обеспечения хорошей те-
тепловой развязки между входом преобразова-
преобразователя и вставками. Пластмассовый кожух за-
защищает термисторные вставки от механиче-
механических воздействий и кратковременных измене-
изменений температуры.
Для измерения мощности в миллимет-
миллиметровом диапазоне применяют преобразовате-
преобразователи со специальными термисторами СТЗ-29
цилиндрической формы, которые имеют
жесткий допуск на длину и диаметр. Из-за
малых размеров волновода часть рабочего
тела термистора помещают в волноводе,
а часть — во втулке, при этом образуется
короткозамкнутый коаксиальный отрезок.
Втулка изолируется от корпуса слюдяной
прокладкой.
Основные параметры коаксиальных
и волноводных терморезисторных преобра-
преобразователей приведены в табл. 3.5.
К измерительному Блоку
3.4.4. ВАТТМЕТРЫ ТЕРМОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ
Структурная схема термоэлектрического
ваттметра МЗ-21 показана на рис. 3.62. Ос-
Основным элементом прибора является пле-
пленочная термопара, изготовленная путем на-
напыления ветвей термопар на стекловолокно.
Мощность СВЧ сигнала, поступающая на
вход приемного преобразователя, рассеи-
рассеивается непосредственно пленочной термопа-
термопарой, включенной на конце отрезка передаю-
передающей линии преобразователя. При нагреве
спая термо-ЭДС подается через фильтр LC
на интегральный преобразователь, форми-
формирующий пульсирующее напряжение из по-
постоянного. После усиления усилителем У
и выпрямления фазовым детектором ФД
сигнал подается на УПТ, а затем на стре-
стрелочный прибор, проградуированный в едини-
единицах мощности. Уменьшение влияния деста-
дестабилизирующих факторов достигается приме-
применением глубокой отрицательной обратной
связи. Синхронизация работы интегрального
преобразователя и фазового детектора про-
производится с помощью опорного генерато-
генератора Г.
Предусмотрена самокалибровка ватт-
ваттметра перед началом работы и после смены
преобразователя. По сравнению с терми-
Преобра-
Преобразователь
термоэлек-
термоэлектрический.
ФильтрLC
Калибра —
тор
Интеграль-
Интегральный.
преобразо-
преобразователь
УЛТ
ФД
Блок
питания
Г
Рис. 3.62. Структурная схема термоэлектри-
термоэлектрического ваттметра МЗ-21
Рис. 3.61. Волноводный преобразователь
с термисторной вставкой
Таб л и
Тип
головки
М5-51
М5-52
М5-53
М5-54
М'5-55
М5-56
ца 3.6. Характеристики
преобразователей
Размеры
СВЧ
тракта, мм
10x4,34
35x15
23x10
17x8
11x5,5
7,2x3,4
Диапазон
частот,
ГГц
0,1-10
5,64-8,24
8,24-12,05
12-16,7
17,44-25,86
25,86-37,5
приемных
ксвн
1,5
1,5
1,95
1,5
1,6
1,6
178
Измерение мощности
Таблица 3.7.
Тип
прибора
М2-3
М2-4
М2-5
М2-6
М2-7
М2-8
М2-10
М2-12
Технические характеристики волноводных термоэлектрических ваттметров
проходящей мощности
Диапазон
частот,
ГГц
17,2-11,5
11,5-9,3
10,0-7,1
8,3-5,5
5,5-3,9
4,0-2,6
3,08-2,08
2,6-1,8
Пределы
измерения
средней
мощности, Вт
50-300
50-500
50-500
100-1000
100-1000
200-1000
200-1000
200-2000
Погрешность,
%
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
ВЧ тракт,
мм
17x8
23x10
28,5x12,6
35x15
48x24
72x34
90x45
110x55
Таблица 3.8.
Технические характеристики коаксиальных термоэлектрических
проходящей мощности
Тип
прибора
М2-16
М2-17
М2-18
М2-19
М2-20
М2-21
Диапазон
частот,
ГГц
1,0-1,5
1,0-1,48
1,5-2,1
2,18-3,15
3,13-4,28
0,5-1,5
Пределы
измерения
средней
мощности, Вт
5-1000
5-500
5-500
5-500
5-500
0,1-500 кВт
(импульсная)
Погрешность,
%
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
+ 15
ваттметров
ВЧ тракт,
Ом
75
50
50
50
50
75
сторными ваттметрами прибор имеет луч-
лучшую стабильность работы, дрейф нуля прак-
практически отсутствует.
В состав прибора входят набор при-
приемных термоэлектрических преобразовате-
преобразователей, вставки термоэлектрические волно-
водные и коаксиальные, коаксиальные 32-13,
32-15, 32-31, 32-115/3, 32-115/2 и волноводные
переходы (табл. 3.6).
Очень простую конструкцию имеют тер-
термоэлектрические ваттметры, основанные на
использовании объемных полупроводнико-
полупроводниковых термопар, разработанные А. А. Василь-
Васильевым, Л. Н. Погодиным и К. Н. Швальби-
ной. Эти ваттметры используются для
встроенного контроля проходящей мощно-
мощности, имеют унифицированную конструкцию,
состоящую из датчика и стрелочного прибо-
прибора, проградуированного в единицах измеряе-
измеряемой мощности (табл. 3.7, 3.8).
3.4.5. ВАТТМЕТРЫ ИМПУЛЬСНЫЕ
Характерным ваттметром, предназна-
предназначенным для измерения малых уровней им-
импульсной СВЧ мощности импульсов прямо-
прямоугольной формы, является прибор типа
МЗ-27А. Структурная схема ваттметра дана
на рис. 3.63. Работа ваттметра основана на
принципе измерения амплитуды СВЧ им-
импульсов на согласованной нагрузке после их
детектирования. Входной преобразователь
представляет собой детекторную головку на
диоде 2А107А с предусилителем на выходе.
Диод включается последовательно с цен-
центральным проводником на конце отрезка
коаксиальной линии и согласовывается с по-
помощью пленочного резистора, включаемого
параллельно диоду. Для компенсации темпе-
рСВЧ
/ТТЛ
Преобразо-
Преобразователь
детекторный
Преобразо-
Преобразователь
—*>
Дели-
Делитель
—»
Усили-
Усилитель
У t
Калибратор
импульсный
Блок
питания
Рис. 3.63. Структурная схема импульсного
ваттметра МЗ-27А
3.5. Автоматизация методов измерения мощности
179
ратурного дрейфа предусмотрен температу-
розависимый делитель на входе предусили-
теля.
Продетектированный на квадратичном
участке характеристики диода импульсный
СВЧ сигнал поступает на схему преобра-
преобразования видеоимпульсов положительной
полярности в постоянное напряжение, про-
пропорциональное подводимой мощности. Ре-
Результат измерений отсчитывается по стре-
стрелочному прибору. Диапазон измеряемых
мощностей от 1,2 мкВт до 1 Вт на пре-
пределах 3-6-12-30-60-120 мкВт;
0,3-0,6-1,2-3; 0-6; 0-12 мВт;
0,03-0,06-0,12-0,3-0,6-1,2 Вт с внешним
делителем.
Диапазон частот 0,1 — 3 ГГи, волновое
сопротивление 50 Ом. Погрешность измере-
измерения, %, зависит от диапазона измеряемых
мощностей и не превышает ± B0 4- А), где
А = 6- Ю-4 Вт/Ризм.
Диапазон частот следования импульсов
50 Гц — 5 кГц при длительности импульсов
0,3-40 мкс.
Время установления показаний не более
2 с.
Условия эксплуатации ограничиваются
температурой от + 5 до + 40 °С и относи-
относительной влажностью до 90 — 95% при
+ 30 °С.
Включение прибора в коаксиальные
тракты 10 х 4,34 и 16 х 6,96 мм осущест-
осуществляется с помощью переходов, включенных
в состав комплекта.
3.5. АВТОМАТИЗАЦИЯ МЕТОДОВ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
Существующая в измерительной технике
автоматизация процесса измерения распро-
распространилась и на средства измерения мощ-
мощности. Необходимость в автоматизации
средств измерения мощности возникла по
двум причинам: во-первых, из-за развития
автоматических систем контроля и, во-
вторых, из-за сложности управления работой
и балансировкой мостовых схем, которые
являются основным элементом любого тер-
морезисторного ваттметра.
Несмотря на большую инерционность
термистора, могут быть построены схемы
(рис. 3.64), в которых за счет автоматизации
эта инерционность существенно уменьшится.
В этой схеме термистор включен в плечо мо-
моста, одна диагональ которого подключена ко
входу усилителя переменного тока, а вто-
вторая — к его выходу. Параметры схемы вы-
выбраны таким образом, чтобы мост входил
в цепь положительной обратной связи усили-
Усилитель
переменного
тона.
U,
'8ых
Рис. 3.64. Схема уменьшения инерционности
термистора
теля. При достаточном усилении в схеме
возникают незатухающие колебания.
Установившийся режим работы схемы
характеризуется следующими зависимостя-
зависимостями:
где Рт — мощность, за счет которой терми-
термистор нагревается до температуры окружаю-
окружающей среды; RT — сопротивление термистора;
Ро — мощность, соответствующая рабочей
точке термистора; Ро, с — мощность сигнала
обратной связи; Рсвч — измеряемая СВЧ
мощность.
В этом случае
T = P0-Pr-PCB4;
Uo.c =
Как следует из приведенных выражений,
выходное напряжение схемы нелинейно зави-
зависит от измеряемой СВЧ мощности и от тем-
температуры окружающей среды, так как на
практике Рсвч « Рт- Постоянные времени тс
схемы и тт моста связаны соотношением
тс-тт/(Х+1),
где К — коэффициент усиления усилителя.
Таким образом, несмотря на большую инер-
инерционность термистора, схема с усилителем
может быть малоинерционной. Это в сочета-
сочетании с высокой чувствительностью обусло-
обусловливает возможность применения подобного
устройства для автоматизации измерений
мощности.
На рис. 3.65 сопротивление R, терми-
термистор Rr и усилитель постоянного тока обра-
образуют самобалансирующийся мост, выходное
напряжение которого после детектирования
преобразуется в код. Процесс измерения
мощности обеспечивается ЭВМ и элемента-
элементами коммутации. Алгоритм измерения мощ-
мощности следующий:
подать СВЧ мощность на термистор;
подключить с помощью Р2 преобразова-
преобразователь напряжение — код к детектору;
измерить напряжение на выходе автоба-
автобалансного моста и занести результат в запо-
запоминающее устройство (ЗУ);
180
Измерение мощности
R
Рсвч R
Усилитель
постоянного
тока
Выход
Пиковый
детектор
Генератор
Формирователь
Рис. 3.65. Схема частотно-импульсного самобалансирующегося моста
снять СВЧ мощность с термистора
и подать на него замещающее напряжение
постоянного тока с преобразователя код —
напряжение;
снова измерить напряжение на выходе
моста и сравнить его с записанным в ЗУ зна-
значением напряжения;
изменить замещающую мощность та-
таким образом, чтобы выходное напряжение
моста было равно напряжению при подаче
СВЧ мощности;
подключить преобразователь напряже-
напряжение—код к источнику замещающей мощно-
мощности и измерить значение мощности;
сравнить результат измерения с допу-
допустимым значением и выдать его на индика-
индикатор.
Одним из недостатков самобалансирую-
самобалансирующихся мостов является большая зависимость
крутизны преобразования входной мощно-
мощности от температуры окружающей среды. Это
сказывается на значении погрешности изме-
измерения за счет составляющей погрешности
сравнения, которая с понижением темпера-
температуры значительно возрастает. Для компенса-
компенсации температурной погрешности на терми-
стор подают дополнительную мощность от
генератора переменного тока, которая изме-
изменяется в зависимости от температуры окру-
окружающей среды.
В схему прибора дополнительно вклю-
включаются генератор высокочастотной мощно-
мощности и управляющий им преобразователь
код — напряжение. В алгоритм процесса из-
измерения вводится операция установки задан-
заданной рабочей точки моста.
Рассмотренной схеме присуща нелиней-
нелинейная зависимость напряжения замещения от
измеряемой мощности. Этот недостаток мо-
может быть устранен в частотно-импульсном
самобалансирующемся мосте (рис. 3.65), ко-
который содержит равноплечий мост из рези-
резисторов и термистора, импульсный усилитель,
пиковый детектор с запоминанием, упра-
управляемый по частоте генератор прямоу-
прямоугольных импульсов и формирующее устрой-
устройство. В процессе работы импульсы прямоу-
прямоугольной формы с генератора через формиро-
формирователь поступают в одну из диагоналей
моста. Импульсное напряжение разбаланса
моста усиливается, детектируется и посту-
поступает на генератор управляемой частоты.
Уравнение баланса частотно-импульсно-
частотно-импульсного моста при отсутствии СВЧ мощности
имеет следующий вид:
2 C.19)
где UM, т0, Fo — соответственно амплитуда,
длительность и частота повторения импуль-
импульсов, питающих диагональ моста.
Если на термистор подана СВЧ мощ-
мощность, то
Р0-РТ- Рсвч = U2Mz0FJ4RT. C.20)
Из C.19) и C.20) получим значение Рсвч:
Линейная зависимость выходного сигна-
сигнала от измеряемой мощности упрощает
структурную схему при автоматизации про-
процесса измерения.
Крутизна преобразования частотно-им-
частотно-импульсного моста составляет несколько герц
на микроватт.
Схема, в которой используется частот-
частотно-импульсный мост для измерения мощно-
мощности, показана на рис. 3.66.
В исходном положении мощность СВЧ
на частотно-импульсный мост не подается.
По команде программно-управляющего
устройства преобразователь частота-код
преобразует выходную частоту моста в код
методом счета числа импульсов No за фик-
фиксированный интервал времени Т:
NQ=DRr/Uix0)T(P0-PT).
Результат преобразования запоминается
в ЗУ. По второй команде на термистор через
переключатель подается измеряемая мощ-
мощность. После окончания переходного процес-
процесса вырабатывается команда на повторное
преобразование частоты в код, при этом
величина
N, = 4RTT(P0 -PT-
также запоминается в ЗУ. Измеренное значе-
значение мощности вычисляется по формуле
PCB4=U2MT0(N0-N1)/T4RT.
Операция вычитания производится арифме-
3.5. Автоматизация методов измерения мощности
181
Вход
Частотно-импульсный
мост
Преобразователь
частота—код
Запоминающее
устройство
Схема калибровки
Переключатель
_Е
Программно-управляю-
Программно-управляющее устройство
U
Арифметическое
устройство
Электронные часы
Выходное устройство
Рис. 3.66. Схема измерения мощности в автоматической системе контроля
тическим устройством. За счет увеличения
интервала времени может быть достигнута
высокая разрешающая способность, пример-
примерно 10-4 Вт.
Применение термоэлектрических и элек-
электронных датчиков позволяет использовать
более простые алгоритмы преобразования,
и измерение мощности сводится к прямому
измерению постоянного напряжения, про-
пропорционального измеряемому значению
мощности, с помощью цифровых вольтме-
вольтметров, проградуированных в единицах мощ-
мощности.
Цифровую индикацию в терморезистор-
ных ваттметрах реализуют применением пи-
питания мостовой схемы импульсным напря-
напряжением или использованием аналого-цифро-
аналого-цифровых преобразователей. Функциональная схе-
схема ваттметра с цифровым отсчетом, в ко-
котором использован преобразователь напря-
напряжение — код, показана на рис. 3.67. На схеме
показаны два идентичных равноплечих моста,
в один из которых включен рабочий терми-
Ораб
стор, а в другой — опорный. Оба моста пи-
питаются от самостоятельных источников по-
постоянного тока, автоматически поддержи-
поддерживающих мосты в состоянии баланса. Если
рабочий и опорный термисторы имеют оди-
одинаковые характеристики, то при начальном
балансе мостов питающие напряжения будут
равны. Это равенство нарушается, как толь-
только на рабочий термистор будет подана изме-
измеряемая мощность.
В этом случае
ИЛИ
Рсвч =
C.21)
где U0Tl — напряжение питания термисторно-
го моста при подведенной к термистору
СВЧ мощности; Рзам — мощность замеще-
замещения.
Схема прибора обеспечивает операцию
200 мкс
Автоматич ее ки
управляемый
источник
питания
:KfrrL
U on"U раб
200 мкс
Upa6
U
оп
Rt°on
Автоматически
управляемый
источник
питания
U
оп
Преобразова-
Преобразователь
Генератор
■ меаклра *>
Преобразова-
Преобразователь
200 мкс
Электрон-
Электронный ключ
Отсчетное
устройстве
Фильтр
нижних
частот
Автоматическая
установка нуля
i
Выход
на самописец
Рис. 3.67. Функциональная схема ваттметра с цифровым отсчетом
182
Измерение мощности
определения замещающей мощности в со-
соответствии с C.21). Для этого сигнала UQn —
— С/раб и Uon + С/р'аб подводят к двум само-
стоятельным преобразователям, управля-
управляемым генератором меандра 5 кГц. На выхо-
выходе первого преобразователя сигнал имеет
вид меандра, амплитуда которого пропор-
пропорциональна Uon — С/раб, на выходе второго —
прямоугольные импульсы постоянной ам-
амплитуды, длительность которых пропорцио-
пропорциональна UOn + Upas. Полученные сигналы по-
поступают на электронный ключ, который
выполняет функцию умножения (С/Оп +
+ Uраб) (Uon - Uраб) и выдает результат в ви-
виде постоянного напряжения или тока. Сред-
Среднее значение тока на входе отсчетного
устройства пропорционально замещающей
мощности.
Терморезисторные ваттметры обладают
сравнительно большой постоянной времени
следящей системы баланса моста из-за того,
что в них применяются гальванические ин-
индукционные преобразователи и фотоэлектри-
фотоэлектрические усилители. В схеме на рис. 3.67 по-
постоянная времени в 3 раза меньше и соста-
составляет примерно 30 мс.
В термоэлектрических ваттметрах на
уровне измеряемой мощности до 10 мВт
электрическая постоянная времени измери-
измерительного блока определяется в основном ре-
реакцией усилителя постоянного тока. Чем ни-
ниже уровень измеряемой мощности, тем она
больше, так как для уменьшения погрешно-
погрешности из-за шума полосу УПТ сужают на ниж-
нижних пределах измерения. Электрическая по-
постоянная времени в этом случае может
изменяться от нескольких секунд до несколь-
нескольких миллисекунд. Исходя из этого приходит-
приходится ограничивать нижний предел измеряемой
мощности.
Приёмный
преобразо-
преобразователь
Управляю-
Управляющее
устройство
f
УПТ
Цифровой
инди-
индикатор
1
АЦП
Калибратор
мощности
постоянно-
постоянного тока
Калибратор
МОЩНОСТИ
переменно-
переменного тока
Источ-
Источник
питания
J
Рис. 3.68. Структурная схема ваттметра МЗ-56
Структурная схема цифрового ваттме-
ваттметра МЗ-56 приведена на рис. 3.68. Усилитель
постоянного тока УПТ усиливает выходное
напряжение термоэлектрического преобразо-
преобразователя до значения, обеспечивающего устой-
устойчивую работу АЦП. Напряжение, пропор-
пропорциональное измеряемой мощности, преобра-
преобразуется с помощью время-импульсного пре-
преобразователя в интервал времени, который
заполняется импульсами опорной частоты.
Число импульсов, пропорциональное изме-
измеряемой мощности, отображается на цифро-
цифровом индикаторе или может вводиться
в устройство обработки измерительной ин-
информации.
Управляющее устройство ваттметра со-
содержит элементы автоматического управле-
управления режимами работы и дистанционного
переключения пределов измерения индика-
индикации условного обозначения измеряемой ве-
величины. Калибратор мощности переменного
тока используется для самокалибровки ватт-
ваттметра. Он обеспечивает уровень мощности
800 мкВт на нагрузках 200 и 400 Ом. Кали-
Калибратор мощности постоянного тока приме-
применяется для калибровки ваттметра, работаю-
работающего с преобразователями на средних
и больших уровнях мощности. На нагрузке
50 Ом он обеспечивает уровень мощности
80 мВт.
Измерительный преобразователь со-
состоит из отрезка коаксиальной линии со
стандартным разъемом, поглощающего эле-
элемента цилиндрической формы с согласую-
согласующим экраном, термоэлектрического модуля,
«тела сравнения», радиатора и вентилятора.
Поглощающий элемент представляет со-
собой тонкопленочный резистор на теплопро-
водящей (бериллиевой) керамике.
Центральным проводником коаксиаль-
коаксиального тракта является тонкостенная трубка из
нержавеющей стали, вследствие чего исклю-
исключается тепловое влияние внешней среды на
поглощающий элемент. Для уменьшения по-
потерь на СВЧ трубка покрывается медью
и серебром. Поглощающий элемент за счет
плотной посадки имеет электрический кон-
контакт с центральным проводником, другой
его конец впаян в согласующий медный
экран с серебряным покрытием. Согласую-
Согласующий экран имеет ступенчатое изменение диа-
диаметра, что обеспечивает согласование погло-
поглощающего элемента с трактом во всем
диапазоне частот.
Термоэлектрический модуль выполнен
в виде диска с отверстием и расположен так,
что горячий спай имеет тепловой контакт
с внешней поверхностью согласующего экра-
экрана в месте пайки поглощающего элемента,
3.6. Метрологии, обеспечение средств измерения мощности
183
а холодный спай — с «телом сравнения».
К выводам термоэлектрического модуля
припаиваются провода соединительного ка-
кабеля. Для защиты модуля от случайных
внешних тепловых воздействий предусмо-
предусмотрены внутренний и внешний экраны. На
внешнем экране укреплены ребра, образую-
образующие вместе с экраном радиатор. Применение
радиатора, обдуваемого вентилятором, уве-
увеличивает мощность рассеяния преобразова-
преобразователя до 20 Вт.
В измерителе мощности типа 436 А
фирмы Hewlett Packard (США) благодаря
применению микропроцессора осуществляет-
осуществляется автоматический выбор пределов измере-
измерений, автоматическая установка нуля и само-
самокалибровка; кроме того, предусматривается
выход информации на канал общего пользо-
пользования при его использовании в составе изме-
измерительной системы. В ближайшие годы при-
применение микропроцессоров в измерителях
мощности будет продолжать расти.
3.6. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ
Основу метрологического обеспечения
средств измерения мощности составляют
Государственные специальные эталоны еди-
единицы мощности электромагнитных колеба-
колебаний в волноводных и коаксиальных трактах
и общесоюзные поверочные схемы ГОСТ
8.047-80, ГОСТ 8.073-80, ГОСТ 8.074-73,
ГОСТ 8.102-73.
Поверочная схема состоит из четырех
звеньев: эталонов, образцовых средств изме-
измерений 1-го и 2-го разрядов, рабочих ваттме-
ваттметров.
Для воспроизведения единицы мощно-
мощности — ватта — используются три государ-
государственных специальных эталона. Эталон по
ГОСТ 8.073 — 80 предназначен для воспроиз-
воспроизведения и хранения единицы мощности не-
модулированных сигналов переменного тока
в диапазоне частот от 30 до 10000 МГц
в коаксиальных трактах. Он состоит из сле-
следующих составных частей:
измерительной установки с калориме-
калориметрическим преобразователем мощности для
диапазона частот от 30 до 3000 МГц с пре-
пределами измеряемой мощности от 0,1 до 1 Вт
в коаксиальном тракте с волновым сопроти-
сопротивлением 75 Ом (сечение 16 х 4,6 мм);
набора из трех болометрических пре-
преобразователей для диапазона частот 30—
3000 МГц с пределами измеряемой мощно-
мощности от 1 до 10 мВт в тракте с волновыми со-
сопротивлениями 50 и 75 Ом (сечения 16 х 4,6;
16 х 6,96; 10 х 4,34 мм);
установки для определения коэффициен-
коэффициента преобразования болометрических пре-
преобразователей, состоящей из трех микрока-
микрокалориметров и болометрического моста.
Воспроизведение единицы мощности
обеспечивается с погрешностью, выраженной
в виде среднеквадратического отклонения ре-
результата измерения, равного 0,05 — 0,15% при
неисключенной систематической погрешно-
погрешности, не превышающей 0,1 — 0,8% в зависимо-
зависимости от диапазонов частот и измерения. Эта-
Эталон используется для метрологической атте-
аттестации образцовых средств измерений 1-го
разряда методом непосредственного сличе-
сличения или сличения при помощи компаратора
с направленным ответвителем, имеющим эф-
эффективную направленность не менее 35 дБ.
Образцовые средства измерений 1-го
разряда применяются для поверки и градуи-
градуировки образцовых средств измерений 2-го
разряда методом непосредственного сличе-
сличения или сличения с помощью компаратора
с направленным ответвителем с эффективной
направленностью не менее 30 дБ.
В зависимости от частоты и значения
измеряемой мощности предел относитель-
относительной допускаемой погрешности средств изме-
измерений 1-го разряда составляет от 0,6 до
2,0%.
К образцовым средствам измерений 2-го
разряда относятся образцовые ваттметры
с пределом относительной допускаемой по-
погрешности от 1 до 4% в зависимости от ча-
частоты и значения измеряемой мощности.
Поверка и градуировка рабочих, терми-
сторных и болометрических преобразовате-
преобразователей, включенных в мосты постоянного тока,
производится путем поверки (градуировки)
их и самих мостов в соответствии с норма-
нормативными документами по поверке мостов.
Поверка и градуировка ваттметров
малых, средних и больших уровней мощно-
мощности производится методом непосредственно-
непосредственного сличения или через делитель мощности,
который в свою очередь поверяется в со-
соответствии с нормативными документами по
поверке аттенюаторов.
На практике ваттметры проходящей
мощности удобнее поверять с помощью
образцовых ваттметров поглощаемой мощ-
мощности, а ваттметры поглощаемой мощно-
мощности — по образцовым ваттметрам проходя-
проходящей мощности (рис. 3.69), хотя не исклю-
исключаются и другие сочетания.
Погрешность, %, поверяемого ваттме-
ваттметра проходящей мощности при сличении его
показаний с показаниями образцового ватт-
184
Измерение мощности
Поверяемый
ваттметр
Образцовый
ваттметр
Рис. 3.69. Схема поверки ваттметров про-
проходящей мощности
метра поглощаемой мощности (рис. 3.69)
составит
6 = A-Ро6р/Р)-100,
где Р — результат измерения с учетом попра-
поправок; Робр — действительное значение мощно-
мощности, измеренное образцовым ваттметром.
Погрешность, %, поверяемого ваттмет-
ваттметра поглощаемой мощности при сличении его
показаний с показаниями образцового ватт-
ваттметра проходящей мощности (рис. 3.69)
5 = (Р/РОбр-1)-100.
Структурные схемы для измерения
основной погрешности терморезисторных
ваттметров и коэффициента эффективности
приемных преобразователей показаны на
рис. 3.70. Образцовый преобразователь (ка-
(калибратор), как правило, включает в свой со-
состав направленные ответвители и опорную
термисторную головку. Мощность от источ-
источника СВЧ через фильтр и развязывающий
аттенюатор поступает в основной канал.
К выходу одного из вторичных каналов по-
постоянно присоединена опорная термисторная
головка, к выходу второго на время измере-
измерений подключается рабочий ваттметр. При
Г
использовании схемы, изображенной на
рис. 3.70, а, основную погрешность рабочего
ваттметра определяют по формуле
А — Рв "~ Реогл>
где Рё = Р3ам/Кэ{1 - IГ в I2) - показание рабо-
рабочего прибора с учетом Кэ и коэффициента
отражения от входа Гв; здесь Рзам —
замещающая мощность; Рв — мощность, по-
показываемая ваттметром.
Если использовать поверочную установ-
установку в соответствии со схемой, изображенной
на рис. 3.70,6, основная погрешность
Л = (Рв ~ Л,брЛГкомл)/A - I Л,бр I2),
где РОбР — показания образцового ваттме-
ваттметра; NK0Mn — отношение мощностей на входе
рабочего и образцового ваттметров погло-
поглощаемой мощности, определяемое образ-
образцовым компаратором падающей или прохо-
проходящей мощности; ГОбр — коэффициент отра-
отражения образцового ваттметра.
Если образцовая аппаратура не позво-
позволяет определить основную погрешность во
всем диапазоне поверяемого ваттметра, до-
допускается его поэлементная поверка, которая
заключается в определении КСВН на выходе
приемного преобразователя, Кэ и погрешно-
погрешности приемного преобразователя, а также по-
погрешности измерительной схемы с после-
последующим вычислением результирующей по-
погрешности прибора.
Действительное значение Кэ приемного
преобразователя поверяемого ваттметра
Г
(СВЧ)
— Фияьтр
I
Преобразователь
падающей
или проходящей
мощности
Образцовый ваттметр ,
падающей (проходящей)! Образцовый мост '
мощности | |
а)
Рабочий
ваттметр
(приемный
преоб разователь)
Г
(СВЧ)
Фильтр
Компаратор
падающей
или проходящей
мощности
Образцовый
ваттметр
поглошаемой
мощности
' Образцовый
мост
!Высокоомный
потенциометр
jBblCOKOOMHblfl.
потенциометр
т
б)
Рабочий
ваттметр
(приемный
преобразователь)
Образцовый
мост
Рис. 3.70. Структурная схема определения основной погрешности терморезисторных ваттметров:
а —с образцовым ваттметром; б — с образцовым компаратором
3.6. Метрологии, обеспечение средств измерения мощности
185
Управление по оси Y
Самописец
Свип-
генератор
Программное
устройство
Отраженная f
Ваттметр
СВЧ
I
Поглощенная
Падаюшая
Ваттметр
СВЧ
Термисторный
преобразова-
преобразователь
Ваттметр
СВЧ
Термисторный
преобразова-
преобразователь
I
Опорная
П ДОС КОСТЬ
II
П оверяемый
термисторный
преобразова-
преобразователь
Образцовый
термисторный
преобразова-
преобразователь
Рис. 3.71. Структурная схема автоматизированной установки для измерения А"э
определяют, сравнивая показания образцово-
образцового моста с присоединенным к нему пове-
поверяемым преобразователем и образцового
ваттметра падающей (проходящей) мощно-
мощности (см. рис. 3.70, а) или показания образцо-
образцового моста с подключенным к нему пове-
поверяемым преобразователем и образцового
ваттметра, а также уровней мощности СВЧ,
отношение которых определено образцовым
компаратором (рис. 3.70,6).
Для схемы на рис. 3.70, а с преобразова-
преобразователем падающей мощности коэффициент эф-
эффективности рпределяется по формуле
где .Рзам ~ замещающая мощность, отсчиты-
отсчитываемая по образцовому мосту, в схему кото-
которого включен преобразователь поверяемого
ваттметра; Гв — коэффициент отражения
преобразователя поверяемого ваттметра.
В схеме с преобразователем проходящей
мощности коэффициент эффективности опре-
определяется из следующего отношения:
"э =
ПрОХ)
где Рпрох - проходящая мощность, т. е.
мощность, поступающая в приемный пре-
преобразователь поверяемого ваттметра.
В схеме на рис. 3.70,6 с компаратором
падающей мощности
jf р /■! р2 \/р (\ Г^\
•"■э 'зам!,1 -1 обр// г обр. комп V1 к в)-
Коэффициент эффективности для схемы
на рис. 3.70,6 определяется с погрешностью
8КЭ= ±
где 8ОбР — максимальная относительная по-
погрешность образцового ваттметра; 5СЛ =
= Мп{Ртах - Ртп)/Рср - предельная относи-
относительная случайная погрешность измерения
(здесь Мп — коэффициент, зависящий от
числа измерений п; Ртах, Pmin, Pcp -
соответственно максимальное, минимальное
и среднее значения показаний образцового
моста, к которому подключается пове-
поверяемый преобразователь, при неизменных
показаниях образцового ваттметра); 5^0; =
= 2ГЭГВ — погрешность рассогласования
(здесь Гэ — модуль эффективного коэффи-
коэффициента отражения на выходе преобразовате-
преобразователя падающей мощности; Гв — модуль коэф-
коэффициента отражения приемного преобразо-
преобразователя); Квс — весовой коэффициент, опреде-
определяемый из таблицы.
На рис. 3.71 приведена структурная схе-
схема автоматизированной установки для изме-
измерения значения Кэ. В основу ее работы поло-
положен принцип сравнения выходного сигнала
приемного преобразователя поверяемого
ваттметра с выходным сигналом образцово-
образцового преобразователя. Основу установки соста-
составляет программное устройство, которое
управляет частотой и уровнем мощности
свип-генератора, самописцем и выдает сиг-
сигнал на цифровой вольтметр. Мощность СВЧ
с выхода свип-генератора поступает на вход
двух последовательно включенных напра-
направленных ответвителей / и //. Частота сигна-
сигнала измеряется частотомером, который под-
подключается к опорной плоскости. Затем к ней
подключается короткозамыкатель. В этом
случае показания ваттметров 1 и 2, которые
подсоединены к выходам двух идентично на-
направленных ответвителей / и II, должны
186
Измерение мощности
быть равны (мощность во вторичном канале
ответвителя / пропорциональна отраженной
мощности, а в ответвителе II — падающей
мощности). Если ответвители неидентичны
или преобразователи 1 и 2 имеют различ-
различные значения Кэ, то сигналы на выходах
ваттметров выравниваются. После выполне-
выполнения этой операции к опорной плоскости под-
подключают образцовый термисторный пре-
преобразователь. Сигналы с выходов ваттмет-
ваттметров I и 2, поданные на дифференциальный
усилитель программного устройства, обеспе-
обеспечивают поддержание постоянного уровня
мощности, рассеиваемой в подключенном
к опорной плоскости преобразователе неза-
независимо от его коэффициента отражения.
С выхода ваттметра 3, определяющего
мощность замещения в образцовом преобра-
преобразователе, сигнал поступает на потенциометр
программного устройства, связанный с циф-
цифровым вольтметром. Положение органов
управления потенциометра выбирается та-
таким, чтобы показания вольтметра были чис-
численно равны значению Кэ образцового пре-
преобразователя.
После изменения частоты свип-генерато-
ра все операции повторяются, начиная с кон-
контроля частоты. Когда подобные операции
будут проведены на всех требуемых часто-
частотах, образцовый преобразователь отклю-
отключается и вместо него к опорной плоскости
подключается поверяемый преобразователь.
Программное устройство, управляя процес-
процессом измерения, позволяет последовательно
на всех частотах определить Кэ поверяемого
преобразователя, который, как и при на-
настройке, будет численно равен показанию
цифрового вольтметра в вольтах.
В этой схеме предусматривается автома-
автоматическая запись результата измерения на
самописце, управляемом свип-генератором
и программным устройством. Условная гра-
градуировка сетки самописца по одной оси про-
пропорциональна частоте, а по другой - показа-
показанию ваттметра 3.
Погрешность измерительной схемы
ваттметра определяется на постоянном или
переменном токе низкой частоты путем вы-
вычисления разности показаний индикатора
и измеренной мощности замещения преобра-
преобразователя. Основная погрешность при поэле-
поэлементной поверке ваттметра оценивается по
следующей формуле:
5 - |Д2КЭ + 52,
где 5КЭ, 5Х — максимальные значения по-
погрешности преобразователя и измерительно-
измерительного блока соответственно.
Верхним звеном поверочной схемы
средств измерений мощности СВЧ в волно-
водных трактах является государственный
специальный эталон для диапазона частот
2,59-37,5 ГГц по ГОСТ 8.047-80.
Комплекс средств эталона включает
в свой состав набор из 27 эталонных терми-
сторных приемных преобразователей, кало-
калориметрический компаратор, термисторные
ваттметры, образцовые средства измерения
мощности постоянного тока, набор эта-
эталонных калибраторов мощности.
Воспроизводимая эталоном мощность
электромагнитных колебаний лежит в преде-
пределах 10~3 —10~2 Вт. Среднее квадратическое
отклонение результата измерений единицы
мощности, воспроизводимой эталонным
комплексом, не превышает 0,3% при неис-
ключенной систематической погрешности, не
превышающей 0,1—0,3% в зависимости от
диапазона частот.
Предел допускаемой относительной по-
погрешности образцовых ваттметров 1-го раз-
разряда составляет 0,8—1,2% в зависимости от
диапазона измерений при уровне мощности
в пределах от 10 до 10 Вт.
Образцовые ваттметры 2-го разряда
рассчитаны на измерение мощности от 10~4
до 103 Вт с относительной погрешностью от
1,5 до 4% в зависимости от уровня изме-
измеряемых мощностей.
Параметры рабочих ваттметров и при-
приемных преобразователей с волноводным
входом выпускаются по требованиям ГОСТ
13605—75. Их поверка производится по
образцовым средствам измерений 2-го раз-
разряда по ГОСТ 8.392-80, ГОСТ 8.397-80.
В диапазоне частот от 37,57 до
53,57 ГГц в основу измерений мощности по-
положена единица, воспроизводимая государ-
государственным специальным эталоном по ГОСТ
8.102 — 73, в состав которого входят основ-
основной эталонный калориметрический измери-
измеритель мощности, эталон-копия, два отсчетных
устройства, волноводная сличительная уста-
установка со средствами индикации, потенцио-
потенциометр постоянного тока с нормальным эле-
элементом и образцовыми катушками сопроти-
сопротивления.
Эталон воспроизводит немодулиро-
ванный сигнал в пределах от 3-1О~3 до
1-10~2 Вт со средним квадратическим от-
отклонением результата измерений, не превы-
превышающим 0,1 • 10~2 при неисключенной систе-
систематической составляющей 0,5 • 10~ 2.
В качестве образцовых средств измере-
измерений применяются ваттметры поглощаемой
мощности с относительной погрешностью не
более 2%. Допустимая относительная по-
погрешность ваттметров 2-го разряда не пре-
4.1. Характеристики цепей с сосредоточенными постоянными
187
вышает 5% для ваттметров поглощаемой
мощности в диапазоне измерений от 0,5 до
50 мВт и 6% для ваттметров проходящей
мощности при уровнях измеряемой мощно-
мощности от 0,5 до 5000 мВт.
Соотношение допускаемых погрешно-
погрешностей ваттметров 2-го разряда и рабочих
средств измерений должно быть не более
1: 3 в диапазоне частот 37,57 ГГц и не более
1 :2,5 в диапазоне частот до 53,57 ГГц.
Существующие методы поверки еще не-
недостаточно совершенны, громоздки, требуют
больших затрат времени и производятся
очень квалифицированными специалистами,
поэтому все более актуальной становится за-
задача автоматизации поверочных работ на
всех уровнях поверочной схемы на основе
создания автоматических ваттметров с циф-
цифровым отсчетом, пригодных для автономно-
автономного использования и агрегатирования
в составе измерительно-информационных
систем.
РАЗДЕЛ ЧЕТВЕРТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ЛИНЕЙНЫХ КОМПОНЕНТОВ
ЦЕПЕЙ С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ ПОСТОЯННЫМИ
4.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ
И ПАРАМЕТРЫ
ЛИНЕЙНЫХ КОМПОНЕНТОВ
ЦЕПЕЙ С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
Электрическая цепь представляет собой
совокупность соединенных друг с другом ис-
источников электрической энергии и нагрузок,
по которым может протекать электрический
ток. При определенных допущениях электри-
электрическую цепь рассматривают как цепь, со-
состоящую из некоторых идеализированных
элементов — сосредоточенных постоянных,
параметры которых можно считать разме-
размещенными в пределах только одной ветви, со-
соединенной с остальной частью цепи узлами.
При этом ток изменяется только при перехо-
переходе через узел.
В цепях с сосредоточенными постоянны-
постоянными широко используются линейные компо-
компоненты общего применения: резисторы, кон-
конденсаторы, катушки индуктивности и т. п.
Передача электрической энергии через такую
цепь сопровождается сложными процессами
образования электрических и магнитных по-
полей и преобразования энергии, происходящи-
происходящими в каждом компоненте или участке цепи.
Так, преобразование электрической энергии
в тепловую происходит в активном сопро-
сопротивлении, энергии электрического поля
в энергию магнитного поля в индуктивности,
электростатическое поле образуется в емко-
емкости. Физические основы преобразования
энергии различны, поэтому при разных соче-
сочетаниях компонентов получаются весьма раз-
разнородные явления в цепи и ее реакция на
электрическое воздействие. Для оценки элек-
электрических свойств цепи необходимо изме-
измерить параметры ее компонентов.
4.1.1. КЛАССИФИКАЦИЯ ПАРАМЕТРОВ
ЛИНЕЙНЫХ КОМПОНЕНТОВ ЦЕПЕЙ
С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ ПОСТОЯННЫМИ
Компоненты электрических цепей харак-
характеризуются рядом параметров, которые по
роду единиц физических величин подразде-
подразделяются на основные, зависящие от основных
единиц и характеристик среды (различные
скалярные величины), и производные, выра-
выражаемые через основные параметры и частоту
(частично безразмерные величины).
К основным параметрам компонентов
электрических цепей с сосредоточенными по-
постоянными относятся электрическая емкость
конденсаторов, сопротивление резисторов,
индуктивность (взаимоиндуктивность) кату-
катушек.
Производными параметрами являются
тангенс угла потерь, добротность, постоян-
постоянная времени и т. д.
Кроме того, основные и производные
параметры разделяются по номинальному
значению на главные и остаточные (или со-
сопутствующие). Главный параметр соответ-
соответствует «совершенному» виду компонента.
Например, главным параметром конденсато-
конденсатора является емкость, резистора — сопроти-
сопротивление, катушки индуктивности — индуктив-
индуктивность.
К остаточным параметрам, наличие ко-
которых вызвано несовершенством конструк-
конструкции компонентов и характеристик приме-
применяемых материалов, можно отнести соб-
собственную емкость и активное сопротивление
катушек индуктивности, индуктивность рези-
188 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
сторов и потери конденсаторов. По сравне-
сравнению с главным параметром остаточные па-
параметры должны иметь возможно меньшие
значения. Наличие остаточных параметров
приводит к изменению главного параметра
компонента электрической цепи по сравне-
сравнению со значением, соответствующим «совер-
«совершенному» виду компонента.
С учетом остаточных параметров кон-
конденсатор, резистор или катушку индуктивно-
индуктивности можно 'характеризовать некоторыми эф-
эффективными значениями емкости, сопротив-
сопротивления и индуктивности, которые зависят от
частоты. Поэтому эффективные параметры
необходимо измерять на рабочих частотах.
В зависимости от требуемой точности
и целей эксперимента приходится измерять
как главные, так и эффективные параметры.
Если требуемая точность измерения невели-
невелика, то их можно считать одинаковыми.
4.1.2. КОМПЛЕКСНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ,
КОМПЛЕКСНАЯ ПРОВОДИМОСТЬ
И ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
ЛИНЕЙНЫХ КОМПОНЕНТОВ
Одной и той же электрической цепи
в зависимости от условий ее использования
могут соответствовать разные схемы заме-
замещения, поэтому параметры этих схем нельзя
использовать для оценки и сравнения элек-
электрических цепей. Необходимо установить об-
общие характеристики, присущие электриче-
электрическим цепям при определенном виде энерге-
энергетического воздействия.
Исследование свойств линейных компо-
компонентов, представляющих собой электриче-
электрические двухполюсники, производится при воз-
воздействии на них синусоидального тока, а
в качестве обобщенных характеристик цепи
используются комплексное сопротивление
или комплексная проводимость.
Эквивалентные схемы линейных компо-
компонентов могут быть представлены в виде по-
последовательной (рис. 4.1) или параллельной
(рис. 4.2) схемы замещения.
При последовательной схеме замещения
комплексное сопротивление представляется
в виде последовательного соединения актив-
активного 2?посл и реактивного Хпжп сопротивле-
I {?
I
5)
Рис. 4.1. Последовательная схема замещения
(а) и векторная диаграмма напряжений (б)
для комплексного сопротивления
U
8)
Рис. 4.2. Параллельная схема замещения (а)
и векторная диаграмма токов (б) для
комплексной проводимости
ний и определяется как отношение комплекс-
комплексной амплитуды напряжения U, действующе-
действующего на зажимах двухполюсника, к комплекс-
комплексной амплитуде тока /, протекающего через
него (рис. 4.1,а):
Z=U/I. D.1)
Векторная диаграмма для последова-
последовательной схемы замещения представлена на
рис. 4.1,6. Напряжение U можно разложить
относительно тока / на синфазную Ur и ква-
квадратурную (сдвинутую на 90°) Ux составляю-
составляющие:
U'UR+jUx. D.2)
Тогда комплексное сопротивление
z = uR/i +jux/i = Дпосл +;*Посл, D.3)
где RnOcn=UR/r, Хпосл=их/1; j- множи-
множитель, показывающий, что угол между током
/ и напряжением U составляет 90°.
Активное сопротивление Япосл опреде-
определяет способность цепи к необратимым пре-
преобразованиям энергии (потери энергии). Ре-
Реактивное сопротивление АГпосл отражает
электромагнитные явления, происходящие
без необратимых потерь энергии (ток и на-
напряжение на Хпосл сдвинуты по фазе на 90°).
При индуктивном характере реактивно-
реактивного сопротивления
Хпосл = соЬпосл > 0. D.4)
Если реактивным элементом цепи яв-
является емкость Спосл, то
= - 1А»СП0СЛ < 0. D.5)
В общем виде Комплексное сопротивле-
сопротивление можно записать следующим образом:
^ := ^посл i./-Л поел- D-о)
Комплексная проводимость Y является
величиной, обратной комплексному сопро-
сопротивлению:
У = I/U. D.7)
Ее составляющими являются активная (Gnap)
и реактивная {Втр) проводимости
Y = Gmp+jBmp, D.8)
4.1. Характеристики цепей с сосредоточенными постоянными
189
а схема замещения представляет собой
пар
параллельное соединение Gnap и В
p
(рис. 4.2, а). Если характер реактивной прово-
проводимости емкостный, то
= 0)Спар > 0.
D.9)
При индуктивном характере реактивной
проводимости
Впар=-1/«)^ар<0. D.10)
В общем виде комплексную проводи-
проводимость можно записать следующим образом:
Y=Gnap±jBmp. D.11)
Любой из компонентов общего приме-
применения может быть представлен как последо-
последовательной, так и параллельной схемой заме-
замещения. Эти схемы эквивалентны, что видно
из равенства
Z=l/Y, D.12)
из которого можно установить связь между
параметрами схем:
/ (Gnap +
= - ( ±
); D.13)
"пар =
Впар — ~ ( i Xпосл / (лпосл + Xпоел))- D.14)
Таким образом, используя формулы
D.13) и D.14), при известных параметрах
одной из схем замещения можно рассчитать
параметры другой схемы.
На рис. 4.3 приведены эквивалентные
схемы распространенных электрических двух-
двухполюсников: конденсаторов (рис. 4.3, а, б)
и катушек индуктивностей (рис. 4.3, в, г).
Приведенные двухэлементные эквива-
эквивалентные схемы позволяют отразить как ос-
основной, так и остаточный параметр компо-
компонента.
Для непосредственного получения значе-
значения основного параметра конденсатора или
катушки индуктивности реактивную соста-
составляющую удобно представить не в виде ре-
реактивного сопротивления или проводимости,
а в виде емкости или индуктивности.
■'пар
Рис. 4.3. Эквивалентные схемы электрических
двухполюсников
Рис. 4.4. Параллельная эквивалентная схема
электрического двухполюсника с реактивной
составляющей в виде отрицательной емкости
Так как реактивная составляющая ком-
комплексного сопротивления или комплексной
проводимости может быть как положитель-
положительной, так и отрицательной, то при предста-
представлении ее в виде емкости или индуктивности
эти параметры могут иметь как положи^
тельный, так и отрицательный знак (рис. 4.4
и 4.5).
Если реактивная проводимость выраже-
выражена в виде параллельной емкости
~~
пар
D.15)
то при индуктивном характере реактивности
(Впар < 0) Спар < 0. В этом случае, как следует
из D.10),
Cnap=-l/aJLnap. D.16)
Аналогично если реактивное сопротив-
сопротивление представлено в виде индуктивности
^-ОТОСЛ = Л ПОСЛ /С°)
то при емкостном реактивном сопротивле-
сопротивлении, как следует из D.4) и D.5),
^тосл = - 1/а>2СПОСл. D-П)
Для количественной оценки качества
компонентов используются относительные
виды составляющих комплексного сопроти-
сопротивления или комплексной проводимости.
Качество конденсаторов оценивается
тангенсом угла потерь
tg 8 =
= Gnap /В
nap /Впар.
D.18)
Из векторных диаграмм, предста-
представленных на рис. 4.1 и 4.2,
tg5 = UR /Ux = ICIh = ctg q> = tg(90° - cp),
т. е. угол 5 является дополнительным
к углу ф.
Качество катушек индуктивности харак-
характеризуется добротностью, которая является
величиной, обратной tg8:
'яоел
Рис. 4.5. Последовательная эквивалентная
схема электрического двухполюсника с ре-
реактивной составляющей в виде отрицательной
индуктивности
190 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Q = l/tg5 = tg<p =
= B
nap/Gnap-
D.19)
Подставив значения tgS и Q в D.3)
и D.8), получим значения комплексного со-
сопротивления и проводимости в следующем
виде:
Z = -Х"посл(Япосл/^посл + j) = XUOCJl(tgb + j) =
D.20)
Y = 5nap(Gnap/Bnap + j) = Bnap(tg5 + j) =
= Bmp(l/Q+j). D.21)
Из D.20) и D.21) видно, что тангенс угла
потерь и добротность могут быть использо-
использованы для оценки активной составляющей
комплексного сопротивления или комплекс-
комплексной проводимости.
Для оценки относительной величины ре-
реактивной составляющей резисторов исполь-
используют тангенс угла фазового сдвига tg ф,
определяемый из D.19). С учетом этого пара-
параметра комплексное сопротивление и прово-
проводимость можно представить в следующем
виде:
z = я„ослA ± У*посл/Япосл) = Ятюсл A ±;tg ф);
D.22)
Y = Gnap(l fjBnap/Gnap) = Gnap(l ±ЯёФ).
D.23)
Реактивная составляющая резистора мо-
может оцениваться постоянной времени
т= ±tgcp/<o. D.24)
Таким образом, задача измерения ком-
комплексного сопротивления или комплексной
проводимости сводится к определению лю-
любой пары величин, определяющих их актив-
активную и реактивную составляющие.
4.1.3. СПОСОБЫ ПОДКЛЮЧЕНИЯ
ИЗМЕРЯЕМОГО ОБЪЕКТА
К ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ЦЕПИ
Точность измерения параметров компо-
компонентов электрических цепей в значительной
степени определяется способом подключения
измеряемого объекта к измерительной цепи
прибора, что объясняется наличием у при-
присоединительной цепи ряда паразитных пара-
параметров, обусловленных емкостями монтажа,
сопротивлениями соединительных проводов,
индуктивностями и взаимными индуктивно-
стями между соединительными проводами.
Указанные паразитные параметры вносят ис-
искажения в результат измерений, что вызы-
вызывает необходимость применения схематиче-
схематических и конструктивных мер защиты от
влияния различного рода утечек и электро-
электромагнитных полей.
Возможные способы подключения изме-
измеряемого объекта в измерительную цепь при-
прибора, используемые в практике измерений,
приведены в табл. 4.1.
Наиболее простой схемой включения
является двухзажимная (зажимы 1, 2). Эта
схема в наибольшей степени подвержена
влиянию паразитных параметров. Влияние
последовательных и параллельных импедан-
сов соединительных элементов может быть
уменьшено путем сокращения размеров при-
присоединительной цепи или созданием присое-
присоединительных устройств жесткой конструк-
конструкции, как это, например, реализовано
в прецизионной емкостной измерительной
системе 1621 фирмы Gen Rad (США), в кото-
которой измеряемая мера емкости может непос-
непосредственно присоединяться к двухзажимно-
му коаксиальному разъему.
Влияние электрических и магнитных по-
полей можно уменьшить, используя металличе-
металлический экран, соединенный с одним из зажи-
зажимов измеряемого объекта, что позволяет
стабилизировать в определенной степени ем-
емкостные связи с окружающими предметами
и, следовательно, устранить их влияние рас-
расчетным путем или компенсацией в измери-
измерительной цепи.
Двухзажимная схема включения изме-
измеряемого объекта используется в измерителях
индуктивностей и емкостей резонансного ти-
типа Е7-5А, Е7-9 и в измерителях добротности
Е4-7, Е4-7А (ВМ-560), Е4-10, Е4-11, Е4-12. По-
Погрешность измерения с помощью этих при-
приборов составляет 15 — 20% и возрастает
с увеличением частоты.
При трехзажимной схеме включения (за-
(зажимы 1—3) измеряемый объект и присоеди-
присоединительные цепи заключают в экран, изоли-
изолированный от обоих зажимов. Это позволяет
исключить влияние электрических полей
и утечек на корпус, что обеспечивает воз-
возможность измерения малых емкостей или
создания образцовых мер малой емкости.
Трехзажимная схема включения реали-
реализована в измерителях емкости Е8-1, Е8-2,
универсальном мосте Е7-4; образцовых ме-
мерах Р596, Р597, К ME-11 и др.
Четырехзажимная схема включения
устраняет влияние последовательных пара-
паразитных импедансов и предполагает наличие
четырех зажимов: двух токовых A—2) и двух
потенциальных C — 4). К токовым зажимам
измеряемого объекта подводится ток стаби-
стабилизированного источника питания, потен-
4.1, Характеристики цепей с сосредоточенными постоянными
191
Таблица 4.1. Способы подключения измеряемого объекта в измерительиую цепь прибора
Наименование схемы
включения измеряемого
объекта
Двухзажимная
Трехзажимная
Четырехзажимная
Пятизажимная
Двухпарная
Четырехпарная
Многопарная
Электрическая
схема включения
измеряемого объекта
1 2
1 I 1 2
1— 1
Хз
3 Ч
3 5 Ч-
1 ( ( 2
3 ' ' Ч
1 2
7 111 | 1 i tt
q гП НИ *f
5 6 7 8
5
Л
V
9
6 7
И
да //
к
12
Тип прибора или образцовой меры
с соответствующей схемой включения
Е7-5А, Е7-9, Е4-7, Е4-7А
(ВМ-560), Е4-10, Е4-11, Е4-12, Р544
Е8-1, Е8-2, Е7-4, Р596, Р597, КМЕ-11,
КМЕ-101
Е6-12, Е6-15, Е6-18, DMO 310, Р310,
Р321
Е7-8, Е7-10, Е7-П, Р5016, Р5О79, Е8-4,
Е8-5, 1683 GR, ВМ-484
КВЦ-3
Е7-12
циальные зажимы подключаются к измери-
измерительной цепи с большим входным сопроти-
сопротивлением, что исключает влияние соедини-
соединительных проводов и зажимов токовой цепи.
Это позволяет производить измерения очень
малых сопротивлений (до 10~4—10 Ом).
Наибольшее применение уетырехза-
жимные схемы включения нашли в измери-
измерителях переходных сопротивлений кон-
контактных соединений: миллиомметрах Е6-12,
Е6-15, Е6-18; цифровом микроомметре ДМО
310 фирмы А. Р. Т. ELECTRONICS LTD (Ве-
(Великобритания).
Четырехзажимный элемент цепи, заклю-
заключенный в изолированный от зажимов экран,
образует пятизажимную схему включения
(зажимы 1—5), объединяющую достоинства
трех- и четырехзажимных схем включения.
Несмотря на сложность исполнения, пятиза-
жимные схемы включения измеряемого
объекта находят широкое применение
в точных измерителях (емкостей, индуктив-
ностей, сопротивлений) отечественного и за-
зарубежного производства: универсальных мо-
мостовых измерителях Е7-8, Е7-10, Е7-11,
Р5016, Р5О79; измерителях емкости Е8-4,
Е8-5; автоматическом цифровом приборе
1683 фирмы Gen Rad (США); точном полу-
полуавтоматическом мосте ВМ-483 фирмы
TESLA BRNO (Чехословакия) и др.
Однако пятизажимное включение изме-
измеряемого объекта, так же как и четырехза-
жимное, не исключает влияния взаимоиндук-
взаимоиндуктивности присоединительных проводов. Для
исключения этого влияния подключение из-
измеряемого объекта осуществляется с по-
помощью экранированных коаксиальных кабе-
кабелей. При этом используют двухпарное, четы-
рехпарное и многопарное включение изме-
измеряемого объекта.
Применение коаксиальных кабелей по-
позволяет пропускать по внешним оплеткам
192 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
и соответствующим им центральным жилам
противоположно направленные, но равные
по значению токи, что устраняет внешнее
магнитное поле каждого коаксиального ка-
кабеля и, следовательно, взаимоиндуктивности
между ними. Достоинством двух-, четырех-
и многопарного включений является также
то, что они позволяют сохранить все другие
преимущества, присущие трех-, четырех-
и пятизажимным схемам включения соответ-
соответственно.
Выбор той или иной схемы включения
измеряемого объекта, реализуемой в прибо-
приборе, решается на стадии его конструирования
и определяется назначением средства изме-
измерений, необходимой помехозащищенностью
и экономическими соображениями.
4.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ПАРАМЕТРОВ
ЛИНЕЙНЫХ КОМПОНЕНТОВ
ЦЕПЕЙ С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
В зависимости от объекта измерений,
требуемой точности результата, диапазона
рабочих частот, допустимого напряжения на
измеряемом объекте или внешних условий
применяют различные методы. Наибольшее
применение при измерении параметров ли-
линейных компонентов получили метод вольт-
вольтметра-амперметра, метод непосредственной
оценки, метод моста, резонансный метод
и метод дискретного счета.
4.2.1. МЕТОД ВОЛЬТМЕТРА-АМПЕРМЕТРА
Метод вольтметра-амперметра является
косвенным, так как сводится к измерению
тока и напряжения в цепи с измеряемым
объектом и последующим расчетом его па-
параметров по закону Ома.
Наиболее часто метод используется при
измерении активного и полного сопротивле-
сопротивлений, емкости, индуктивности или взаимной
индуктивности.
Измерение активных сопротивлений про-
производится на постоянном токе, при этом
включение неизвестного резистора Rx в из-
измерительную цепь возможно по схемам,
представленным на рис. 4.6, а и б.
Обе схемы приводят к методическим по-
погрешностям, обусловленным конечными зна-
значениями внутренних сопротивлений прибо-
приборов. Определим эти погрешности. Действи-
Действительное значение измеряемого сопротивле-
сопротивления в обоих случаях равно
RX=UR/IR.
Рис. 4.6. Схемы измерения активного сопро-
сопротивления методом вольтметра-амперметра
Сопротивление Rx, измеренное по схеме,
приведенной на рис. 4.6, о, будет меньше дей-
действительного значения, так как показание
амперметра будет завышено на значение то-
тока JB, а показание вольтметра будет равно
напряжению на Rx.
При этом относительная методическая
погрешность, %,
S^iRi-RJ.WO/Rx- -Rx-100/(Rx + RB).
D.25)
Из D.25) следует, что погрешность 5Х
тем меньше, чем больше сопротивление во-
вольтметра.
В случае применения схемы, приведен-
приведенной на рис. 4.6,6,
где £/а — падение напряжения на ампермет-
амперметре; тогда относительная методическая по-
погрешность, %,
52 = (Ri - Rx) ■ \00/Rx = Яа- 100/К*.
Погрешность 62 появляется из-за неточ-
неточного определения напряжения на измеряе-
измеряемом объекте, так как, кроме напряжения UR,
вольтметр измеряет также падение напряже-
напряжения на амперметре, следовательно, методи-
методическая погрешность будет тем меньше, чем
меньше сопротивление амперметра по срав-
сравнению с измеряемым сопротивлением.
Таким образом схемой, приведенной на
рис. 4.6, а, следует пользоваться для измере-
измерения малых сопротивлений, а схемой, приве-
приведенной на рис. 4.6, fe, — для измерения боль-
больших сопротивлений.
Измерение полного сопротивления. Схемы
для измерения полного Сопротивления Z
приведены на рис. 4.7. Измерительная цепь
Рис. 4.7. Схемы измерения полного сопро-
сопротивления методом вольтметра-амперметра
4.2. Методы измерения параметров линейных компонентов
193
■I
а) 5) 8)
Рис. 4.8. Схемы измерения емкости методом вольтметра-амперметра
питается переменным током частотой /. По
показаниям вольтметра определяют модуль
полного сопротивления
где Uz и / — показания вольтметра и ампер-
амперметра; Rz, X2 - активная и реактивная соста-
составляющие полного сопротивления. Так как R2
и Xz неизвестны, то фазовый сдвиг ф =
= arctg (Xz /Rz) при таком измерении устано-
установить невозможно.
Для уменьшения погрешности, обусло-
обусловленной собственным потреблением энергии
приборами, схему на рис. 4.7, я необходимо
применять при значениях Zx « ZB, а схему
на рис. 4.7,6 при ZX»ZB.
Измерение емкости методом вольтметра-
амперметра может быть проведено по схе-
схемам, представленным на рис. 4.8.
Емкостное сопротивление конденсатора
откуда
Следовательно, при измерении емкости
этим методом необходимо знать частоту ис-
источника питания. При больших емкостях,
т. е. малых емкостных сопротивлениях Хс,
рекомендуется схема, приведенная на рис.
4.8, а, при малых емкостях — на рис. 4.8, б.
Одной из разновидностей метода вольт-
вольтметра-амперметра является метод двух
вольтметров, применяемый для измерения
малых емкостей по схеме, приведенной на
рис. 4.8,в,
Питающее напряжение Gj измеряется
вольтметром Vx. Вольтметр V2 показывает
напряжение на Со:
U2 = 1ХСа = 7/соСо.
Ток / определяется выражением
/ = СГ1/A/шС1 + 1/шС0),
откуда
Cx = Cot/2/(t/,-t/2). D.26)
Значение емкости Со должно быть зна-
значительно, чтобы вольтметр V2 мало влиял
на режим работы схемы. При Со » Сх выра-
выражение D.26) можно упростить и записать
в виде
сх = c0u2iux.
Метод двух вольтметров позволяет из-
измерять емкости от долей пикофарад. Ча-
Частотный диапазон и точность измерения
определяются соответствующими характери-
характеристиками вольтметров. Погрешность измере-
измерения указанным методом составляет 5 — 10%.
Измерение индуктивности н взаимной ин-
индуктивности. При измерении индуктивности
катушки методом вольтметра-амперметра
(рис. 4.9) необходимо, чтобы ее активное со-
сопротивление Rl было значительно меньше
реактивного сопротивления XL.
При этом по закону Ома
I=UL/(uL,
откуда L= Ul/(£>I.
Если требуется получить более точный
результат, то необходимо учесть активное
сопротивление катушки, так как
откуда
со.
L = |/Z2 -
С увеличением частоты точность изме-
измерения уменьшается вследствие влияния со-
собственной емкости Ск катушки индуктивно-
индуктивности и входной емкости Св вольтметра,
которые суммируются:
Емкость С и измеряемая индуктивность
Lx образуют параллельный контур, сопро-
сопротивление которого при приближении ча-
Рис. 4.9. Схемы измерения индуктивности
методом вольтметра-амперметра
194 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Рис. 4.10. Схема измерения взаимной индук-
индуктивности методом вольтметра-амперметра
стоты источника питания / к частоте со-
собственных колебаний контура /0 возрастает,
что эквивалентно увеличению индуктивности
L. Поэтому значение индуктивности, полу-
полученное в результате измерения, будет боль-
больше действительного значения, причем разни-
разница эта увеличивается с увеличением частоты
питающего напряжения.
Для измерения взаимной индуктивности
между двумя катушками используется схема,
приведенная на рис. 4.10. Ток /, измеряемый
амперметром, протекает по катушке Lr
и наводит в катушке L2 ЭДС Е = 1(оМ. Эта
ЭДС измеряется вольтметром с большим
входным сопротивлением, поэтому показа-
показание вольтметра UB можно считать примерно
равным ЭДС взаимной индуктивности:
M = E/<oI=UB/<oI.
Для повышения точности измерения не-
необходимо производить на частоте, в не-
несколько раз меньшей собственной частоты
катушки. При этом резонансные свойства
катушки не проявляются и устраняется ем-
емкостная связь между катушками.
Погрешность измерения параметров ли-
линейных компонентов электрических цепей
методом вольтметра-амперметра составляет
0,5 — 10% на низких частотах и возрастает
с увеличением частоты.
Преимуществом метода является то, что
через измеряемый объект можно пропустить
такой же ток, как и в реальных условиях его
работы. Это особенно важно при измерениях
параметров компонентов, значения которых
зависят от тока.
К недостаткам метода можно отнести
ограниченные пределы измеряемых параме-
параметров, сравнительно небольшую точность,
возможность применения лишь на низких
частотах.
4.2.2. МЕТОД НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ
ОЦЕНКИ
Метод непосредственной оценки реали-
реализуется в приборах прямого действия, в ко-
которых измеряемая величина оценивается не-
непосредственно по шкале, заранее отградуи-
отградуированной в соответствующих единицах, или
считывается с электронного табло цифровых
приборов.
Из приборов с непосредственным отсче-
отсчетом индуктивности, емкости и сопротивле-
сопротивления на практике наибольшее применение по-
получили омметры, которые по принципу
действия, заложенному в них, подразделяют-
подразделяются на электромеханические и электронные.
Электромеханические омметры делятся
на две группы: омметры с однорамочным
измерительным механизмом и омметры
с двухрамочным измерительным механиз-
механизмом логометрического типа.
Омметры с однорамочным измери-
измерительным механизмом в зависимости от зна-
значения измеряемого сопротивления выпол-
выполняются по последовательной (рис. 4.11, а)
или параллельной (рис. 4.11,6) схемам.
В качестве измерителя И в омметрах
этого типа используется обычно однорамоч-
ный магнитоэлектрический измерительный
механизм с добавочным сопротивлением Кд.
Источником питания омметров подоб-
подобного вида, как правило, служит батарея.
Ток, протекающий через измерительный
механизм при разомкнутом ключе Кл, в по-
последовательной схеме омметра (рис. 4.11, а)
I=U/ (Rx + RB + Яд) = Ki а, D.27)
где RK — сопротивление измерительного ме-
механизма; Ki — постоянная измерительного
механизма по току; а — угол поворота под-
подвижной части измерительного механизма.
Из D.27)
ос = U/К, (Rx + RH + Ra). D-28)
При постоянных значениях U, Ki, /?и и
Ra угол поворота измерительного механизма
а определяется значением измеряемого со-
сопротивления Rx, т. е. шкала прибора может
быть проградуирована в единицах сопро-
сопротивления. Шкала омметра, как следует из
D,28), неравномерна.
Начало отсчета (нуль шкалы) у этого
омметра справа, т. е. соответствует макси-
максимальному углу поворота подвижной части
Рис. 4.11. Схемы электромеханических оммет-
омметров с однорамочным измерительным меха-
механизмом
4.2. Методы измерения параметров линейных компонентов
195
измерительного механизма, так как при
Rx — 0 а = max.
С течением времени ЭДС батареи
уменьшается. Это вызывает погрешность
в показаниях прибора.
Для поддержания напряжения на изме-
измерительном механизме постоянным приме-
применяется добавочный резистор Ra. С этой
целью при замкнутом ключе Кл производит-
производится установка нуля изменением сопротивле-
сопротивления добавочного резистора Ra.
Омметры с последовательной схемой
используются при измерении сравнительно
больших сопротивлений (единиц килоом),
так как при малых значениях Rx эта схема
имеет малую чувствительность.
При измерении небольших сопротивле-
сопротивлений применяются омметры, выполненные по
параллельной схеме (рис. 4.11,6), для кото-
которой уравнение шкалы имеет вид:
г/ = II/К (К /R 4- К \ D- 29^
ж* ттй f — D V . С __ D i D
1 ДС iY i — Л[{Лд, "-2 — "*Mf ~*~ -"-д.
Как и в случае использования последо-
последовательной схемы, угол поворота подвижной
части измерительного механизма зависит от
сопротивления Rx при условии, что
остальные члены уравнения D.29) постоянны.
В Этом случае нулевое положение указателя
совпадает с нулевым значением измеряемого
сопротивления, т. е. нуль на шкале слева.
Контроль правильности показаний прибора
производится при разомкнутом ключе Кл.
При этом указатель прибора находится'
в крайнем правом положении (Rx = оо).
Компенсация изменения ЭДС батареи
производится изменением сопротивления Ra.
Основным недостатком омметров
с однорамочным измерительным механиз-
механизмом является зависимость показаний от на-
напряжения источника питания, что вызывает
необходимость предварительной регулиров-
регулировки прибора.
Омметры с логометрическим измери-
измерительным механизмом являются двухра-
мочными приборами, выполняются по по-
S)
следовательной D.12, а) и параллельной
(рис. 4.12,6) схемам.
Для схемы на рис. 4.12,а имеем:
I, = U/(RX + Ral + Я,); I2 = U/(Ra2 + R2),
где /?! и R2 — сопротивления рамок прибора.
Из Теории логометров известно, что
угол поворота подвижной части зависит от
отношения токов IJI2:
« =f(hlh) =/[(Лд2 + Ri)/(RX + Лд1 + ВД
D.30)
Из D.30) видно, что при постоянных зна-
значениях Кдь /?i, /?Д2 и R2 показания прибора
определяются значением измеряемого сопро-
сопротивления Rx и не зависят от напряжения ис-
источника питания.
Для схемы на рис. 4.12,6 имеем:
I2 = U/(R2+Ra2).
В этом случае угол поворота подвижной ча-
части логометра
= / {Rx (R2
Rx)
Рис. 4.12. Схемы электромеханических оммет-
омметров с логометрическим измерительным
механизмом
Таким образом, отклонение подвижной
части логометра определяется значением из-
измеряемого сопротивления Rx.
Схема с последовательным включением
Rx применяется для измерения больших со-
сопротивлений (сотен мегаом). При использо-
использовании параллельной схемы включения Rx
предел измерения прибора снижается до со-
сотен килоом.
Примером прибора с логометрическим
измерительным механизмом является ме-
гаомметр Ml 101.
В качестве источников питания в лого-
метрах используется генератор индукторно-
индукторного типа, который приводится во вращение
оператором или электродвигателем.
Основным достоинством приборов ло-
гометрического типа является независимость
показаний прибора от напряжения источника
питания.
Электронные омметры. Основу элек-
электронных измерителей активных сопротивле-
сопротивлений составляют измерители сопротивлений
со стрелочной индикацией (аналоговые ом-
омметры). Схемы построения этих приборов
довольно просты и обеспечивают погреш-
погрешность измерения не лучше ±1,5%.
При построении схем электронных ом-
омметров используются, как правило, два ме-
метода: метод стабилизированного тока в цепи
196 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Рис. 4.13. Схема измерения сопротивлений
по методу стабилизированного тока в цепи
делителя
делителя и метод преобразования измеряе-
измеряемого параметра в пропорциональное ему
напряжение.
На рис. 4.13, а приведена схема измере-
измерения сопротивления по методу стабилизиро-
стабилизированного тока в цепи делителя.
Делитель, составленный из известного
образцового Яобр и измеряемого Rx сопроти-
сопротивлений, питается от источника напряжения
Uon. Падение напряжения на образцовом ре-
резисторе усиливается усилителем У с боль-
большим входным сопротивлением. Выходное
напряжение усилителя С/Вых зависит от значе-
значения измеряемого сопротивления. В качестве
индикатора обычно применяется магнито-
магнитоэлектрический микроамперметр, шкала кото-
которого градуируется в единицах сопротивле-
сопротивления. Если усилитель имеет коэффициент
усиления К и входное сопротивление Яш, то
измеряемое сопротивление будет опреде-
определяться выражением
R _
х 1/Лобр
При RBX » /?обр получим более простое со-
соотношение Rx и /?обр:
Эта схема применяется при измерении до-
достаточно больших сопротивлений, когда
Яобр < Rx.
Для измерения малых сопротивлений
(Кобр > Rx) применяется схема, представлен-
представленная на рис. 4.13,6.
Измеряемое сопротивление определяет-
определяется выражением
R-х = Ro5p/(KUon/UBbn — Яобр/Явх — 1),
а при ДВх»Яобр
Указанная схема реализована в мил-
лиомметрах Е6-12, Е6-16, Е6-18, обеспечи-
обеспечивающих измерение активных сопротивлений
в диапазоне 10~4 —102 Ом.
Присоединение измеряемого объекта
к измерительной цепи миллиомметра осу-
осуществляют по четырехзажимной схеме вклю-
включения.
Для исключения влияния термо-ЭДС
контактов в измерительном тракте мил-
миллиомметра на точность и стабильность пока-
показаний измерения проводят на переменном
токе. В качестве источника питания обычно
используется симметричный мультивибра-
мультивибратор.
Чтобы исключить влияние собственной
индуктивности соединительных проводов
и самого измеряемого объекта на резуль-
результаты измерений, частота переменного тока
не превышает 1 кГц.
Измерение средних и больших (до
1018 Ом) сопротивлений осуществляется
с использованием метода преобразования
измеряемого параметра в пропорциональное
ему напряжение.
В основу метода положен принцип ра-
работы операционного усилителя ОУ постоян-
постоянного тока с отрицательной обратной связью
(рис. 4.14).
Измеряемое сопротивление Rx для
схемы на рис. 4.14, а определяется выраже-
выражением
где ивых — выходное напряжение усилителя;
Кобр — образцовый резистор; Uon —
напряжение источника измерительного на-
напряжения.
При постоянных значениях Uon и Roqp
напряжение С/вых будет зависеть только от
Rx, и, следовательно, измерив С/вых, можно
определить Rx.
Указанная схема применяется в основ-
основном для измерения больших сопротивлений,
например, в тераомметрах ЕК6-7, Е6-13,
Е6-14.
Поменяв местами Rx и /?обр, получим
новую схему (рис. 4.14,6).
Измеряемое сопротивление Rx в схеме
на рис. 4.14,6 определяется выражением
Поскольку отношение Кобр/^оп является
постоянной эеличиной, измеряемое сопроти-
R,
/?;
Рис. 4.14. Схема измерения сопротивлений
с использованием операционного усилителя
с отрицательной обратной связью
4.2. Методы измерения параметров линейных компонентов
197
вление прямо пропорционально выходному
напряжению и отсчитывается по равномер-
равномерной шкале измерительного прибора, отгра-
отградуированной в единицах сопротивления.
Схема используется для измерения со-
сопротивлений от единиц ом до десятков и со-
сотен мегаом, например в омметре Е6-10.
Применение в одном приборе обеих
схем (на рис. 4.14, а и б) позволяет создать
измерители с широкими пределами измере-
измерения. К таким широкодиапазонным приборам
относится мегаомметр Е6-17, обеспечиваю-
обеспечивающий измерение активных сопротивлений от
10 Ом до 30000 МОм.
К недостаткам электронных омметров
можно отнести сравнительно невысокую чув-
чувствительность и точность. Однако относи-
относительная простота необходимых схемотехни-
схемотехнических решений, низкая стоимость и высокая
надежность обеспечили широкое использова-
использование этих приборов.
4.2.3. МОСТОВОЙ МЕТОД
Особенно широкое распространение сре-
среди измерителей параметров линейных ком-
компонентов нашли приборы, основанные на
мостовом методе измерений.
Мостовые схемы обладают большой
точностью, высокой чувствительностью, ши-
широким диапазоном измеряемых значений,
возможностью создания как специализиро-
специализированных приборов, предназначенных для из-
измерения какой-либо одной величины, так
и универсальных приборов с ручным уравно-
уравновешиванием или автоматических с ци-
цифровым отсчетом.
Мостовая схема может быть представле-
представлена в виде четырех последовательно вклю-
включенных сопротивлений Zu Z2, Z3, Z4, обра-
образующих четырехполосник (рис. 4.15), к двум
зажимам которого (диагональ питания) под-
подключен источник питания С/, а к двум дру-
другим (измерительная диагональ) — индикатор
(указатель равновесия). Ветви, включающие
I
R.
Рис. 4.15. Схема
одинарного четы-
рехплечего моста
Рис. 4.16. Схема
одинарного четы-
рехплечего моста
постоянного тока
в себ* эти сопротивления, называются плеча-
плечами моста.
Условие равновесия четырехплечего оди-
одинарного моста записывается в комплексной
форме как равенство произведений сопроти-
сопротивлений противолежащих плеч:
Z,ZA = Z2Z2. D.31)
Если в одном из плеч моста, например
Zls включено неизвестное сопротивление, то
при выполнении условия D.31) его можно
определить по формуле
D.32)
В качестве указателей равновесия в мо-
мостах на постоянном токе используются маг-
магнитоэлектрические гальванометры, электро-
электрометры, а на переменном токе осциллографи-
ческие индикаторы, вибрационные гальвано-
гальванометры и др.
Одинарные мосты постоянного тока. Мо-
Мостовые схемы постоянного тока используют-
используются для измерения активных сопротивлений.
Так как на постоянном токе реактивные па-
параметры не оказывают влияния на работу
цепи, то в схеме моста, приведенного на
рис. 4.15, комплексные сопротивления Z1;
Z2, Z3, Z4 можно заменить активными со-
сопротивлениями Rt, R2, R$, R4 (рис. 4.16).
Ток через гальванометр 1Т для схемы,
изображенной на рис. 4.16, может быть рас-
рассчитан методом эквивалентного генератора
или методом контурных токов и определяет-
определяется выражением
1Г =
о
D-33)
где a = R1R4-R2R3; Ъ = RT(Ri +
напряжение источника питания; Rr — сопро-
сопротивление цепи гальванометра.
Если неизвестное сопротивление включе-
включено в первое плечо, то при выполнении усло-
условия баланса моста
/r = 0, R1R4-R2R3 = 0 D.34)
его значение определяется выражением
R^R^R.RJR^ D.35)
Формула D.35) называется рабочей фор-
формулой моста. Для определения Rx необходи-
необходимо знать сопротивление плеча R2, называе-
называемого плечом сравнения, и отношение сопро-
сопротивлений плеч R3 и R4, называемых плечами
отношения. Таким образом, сопротивление
Rx измеряется методом сравнения с образ-
образцовыми сопротивлениями R2, R3, R4, из ко-
которых одно или несколько для обеспечения
равновесия должны быть регулируемыми.
198 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Если измеряемая величина определяется
при значении тока /г = 0, мост называется
уравновешенным. В неуравновешенных мо-
мостах постоянного тока измеряемое сопроти-
сопротивление определяется по значению тока галь-
гальванометра, проградуированного в единицах
сопротивления, т. е.
'г = /(«*)• D.36)
Причинами погрешностей измерения со-
сопротивлений уравновешенным одинарным
четырех плечим мостом являются недоста-
недостаточно точная подгонка и регулировка образ-
образцовых сопротивлений R2, R3t R4, ограничен-
ограниченная чувствительность гальванометра и мо-
мостовой схемы.
Относительная погрешность измерения,
обусловленная погрешностями сопротивле-
сопротивлений его плеч, для схемы на рис. 4.16 опреде-
определяется выражением
5 = ARX/RX = AR2/R2 + ARJR^ ~ AR*/R* =
= 52 + 83 - 54. D.37)
Чувствительность гальванометра Sr по
току представляет собой отношение прира-
приращения отклонения стрелки измерителя Да
к изменению тока через него А/г:
5Г - Да/Д/Г. D.38)
Чувствительность мостовой схемы Scx
определяется отношением изменения выход-
выходного сигнала Д/г к вызвавшему его измене-
изменению входного сигнала, которое может быть
вызвано изменением какого-либо плеча мо-
моста, например Rx. Тогда
5СХ = Д/Г/(ДКХ/КХ). D.39)
Чувствительность моста SM предста-
представляет собой произведение чувствительности
гальванометра на чувствительность мосто-
мостовой схемы:
= AaAIr/AIr(ARx/Rx).
D.40)
Из D.40) можно определить относитель-
относительную погрешность измерения за счет непол-
неполного уравновешивания моста:
Ьх = ARX /Rx = Aa/SM = Aol/StScx. D.41)
Отсюда видно, что погрешность за счет
неполного уравновешивания тем меньше,
чем больше чувствительность измерительной
мостовой схемы и гальванометра.
Одинарные четырехплечие мосты приме-
применяют для измерения больших сопротивле-
сопротивлений, от десятков ом и выше; при измерении
малых сопротивлений возникают погрешно-
Рис. 4.17. Схема двойного моста постоянного
тока
сти, обусловленные влиянием соедини-
соединительных проводов и переходных сопротивле-
сопротивлений контактов.
Двойные мосты постоянного тока. Схема
двойного моста представлена на рис. 4.17.
Для исключения влияния сопротивлений со-
соединительных проводов и переходных сопро-
сопротивлений контактных соединений измеряе-
измеряемое сопротивление Rx присоединяется по
четырехзажимной схеме включения: двумя
токовыми зажимами оно включается в цепь
источника питания моста, а двумя потен-
потенциальными — в измерительную цепь.
Аналогичные зажимы имеет и образцо-
образцовое сопротивление Яобр- В цепь источника
питания входят регулировочное сопротивле-
сопротивление /?р, измеряемое малое сопротивление Rx,
образцовое сопротивление /?обр, которое вы-
выбирают одного порядка с Rx, и сопротивле-
сопротивление соединительной шины Rlu.
Сопротивления Ru R2, R3, R^ входящие
в измерительную цепь, выбирают достаточ-
достаточно большими (сотни и тысячи ом).
Таким образом, при работе двойного
моста в цепи источника питания обеспечи-
обеспечивается достаточно большой ток E — 10 А),
позволяющий получить заметное падение
напряжения на малых сопротивлениях Rx,
^обр, чем обеспечивается требуемая чувстви-
чувствительность схемы. В то же время через потен-
потенциальные зажимы в высокоомную измери-
измерительную цепь будут ответвляться малые
токи, создающие малые падения напряжений
в соединениях, что заметно снижает их влия-
влияние на погрешность измерения.
При равновесии моста ток через указа-
указатель равновесия 1Г = 0, что соответствует ра-
равенству потенциалов в точках 1 и 2. Тогда
для схемы на рис. 4.17 можно составить сле-
следующие уравнения:
D.42)
4.2. Методы измерения параметров линейных компонентов
199
После необходимых преобразований
можно найти формулу для определения со-
сопротивления Rx:
«4
D.43)
При соблюдении равенства
и достаточно малом сопротивлении Rm
вторым членом формулы D.43) можно прене-
пренебречь. Тогда рабочая формула двойного мо-
моста постоянного тока запишется в следую-
следующем виде:
Rx =
D.44)
На практике могут изготавливаться
комбинированные мосты постоянного тока,
позволяющие при помощи специальных
переключателей образовывать схему четы-
рехплечего одинарного или двойного моста.
Такие мосты обеспечивают измерения как
малых, так и больших сопротивлений (от
10"8 Ом до 108 Ом). Точность одинарно-
двойных мостов в зависимости от пределов
измерения колеблется от тысячных долей
процента до единиц процентов.
Примером одинарно-двойных мостов
могут служить мосты типов Р39, Р329,
МОД-61 и др.
Мосты переменного тока. Для измерения
емкости, индуктивности, взаимной индуктив-
индуктивности и тангенса угла потерь линейных ком-
компонентов электрических цепей используются
мосты переменного тока.
Схемы мостов переменного тока отли-
отличаются большим разнообразием.
Кроме простых четырехплечих мосто-
мостовых схем, применяют более сложные шести-
и семиплечие мостовые схемы, а также
схемы мостов с индуктивно-связанными эле-
элементами. Эти схемы путем последова-
последовательных эквивалентных преобразований мо-
могут быть приведены к простой четырехпле-
чей схеме, которая является основной.
Схема четырехплечего моста переменно-
переменного тока приведена на рис. 4.15.
Сопротивления плеч Z, в общем случае
представляют собой комплексные сопроти-
сопротивления вида Zf = Rt + jX;.
Подставив значения Z, в условие равно-
равновесия моста D.31) и разделив вещественные
и мнимые части, получим условие равнове-
равновесия в виде двух уравнений:
Наличие двух уравнений, определяющих
условие равновесия моста переменного тока,
требует введения в схему моста не менее
двух регулируемых элементов. Два незави-
независимых уравнения равновесия D.45) дают воз-
возможность определить мостом переменного
тока одновременно две независимые вели-
величины.
Записав выражение D.31) в показатель-
показательной форме, получим
D.46)
Соотношение D.46) также распадается на
два скалярных равенства:
Ф1 + Ф4 = Ф2 + Фз-
D.47)
Отсюда следует, что равновесие насту-
наступает при равенстве произведений модулей
комплексных сопротивлений противолежа-
противолежащих плеч и равенстве сумм их фазовых сдви-
сдвигов. Второе уравнение D.47) показывает, ка-
каким по характеру должны быть сопротивле-
сопротивления плеч мостовой схемы, чтобы обеспечить
равновесие. Если в двух смежных плечах
включены активные сопротивления (напри-
(например, cpj = 0 и ф2 = 0), то в двух других
смежных плечах должны быть обязательно
сопротивления одного характера, т. е. или
индуктивности, или емкости. Если активные
сопротивления включены в противопо-
противоположные плечи (например, ср, = 0 и (р4 = 0), то
в два других противоположных плеча необ-
необходимо включить разные по характеру со-
сопротивления: в одно плечо — индуктивность,
в другое — емкость.
На точность измерения мостами пере-
переменного тока существенное влияние оказы-
оказывает его чувствительность.
Относительной чувствительностью мо-
мостовой схемы переменного тока по напряже-
напряжению называется комплексная величина, рав-
равная отношению выходного напряжения
к относительному изменению переменного
сопротивления:
Su=U3ha/(AZ1/Z1), D.48)
где выходное напряжение для схемы на
рис. 4.15 можно определить по формуле
ивъа = UiZ^ - Z2Z^j{Zx + Z2)(Z3 + Z4).
D.49)
Если при равновесии моста {ZtZ4 =
= Z2Z3) одно из плеч, например Zl, получит
приращение AZl5 то выходное напряжение
можно представить выражением
D.45)
Z2)(Z3 + Z4). D.50)
200 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Разделив числитель и знаменатель выра-
выражения D.50) на Z^Z4 и подставив значение
*Лых в D.48), получим:
SV=U
1
D.51)
Обозначим к = Z2jZ^ = ZJZ3, тогда
1 к
l/fc)
D-52)
Определим, в каком случае чувствитель-
чувствительность моста переменного тока будет наи-
наибольшей.
Из D.52) видно, что чувствительность Sy
при заданном значении напряжения U может
быть повышена только за счет увеличения
модуля комплексного числа А.
Представив комплексное число к в виде
т +jn, получим:
А = fc/[(l + тI + и2] = fc/(l + 2т + т2 + п1).
С учетом того, что m = fccoscpK и п =
— к sin фк, находим
A = k/(l+2kcos<pK + k2). D.53)
При к = 1 и фк = п правая часть выраже-
выражения D.53) обращается в бесконечность, и, сле-
следовательно, чувствительность моста пере-
переменного тока теоретически равна бесконеч-
бесконечности. Эти условия означают, что сопроти-
сопротивления плеч должны быть попарно равны
(Zj = Z2 и Z3 = Z4), а фазовый угол плеч,
расположенных по обе стороны индикатора,
должен быть равен + я, т. е. в плечах моста
должны попеременно чередоваться емкость
и индуктивность.
Из условий равновесия моста перемен-
переменного тока следует, что для балансировки не-
необходима регулировка не менее двух параме-
параметров мостовой схемы. Процесс уравновеши-
уравновешивания заключается в попеременном регули-
регулировании этих параметров. При этом равно-
равновесие моста достигается большим или мень-
меньшим числом переходов от регулирования
одного параметра к регулированию другого.
Свойство моста, определяющее число
необходимых для уравновешивания попере-
попеременных регулировочных операций, называет-
называется сходимостью.
Мосты для измерения емкости и угла
потерь конденсаторов. Как отмечалось
в п. 4.1.2, реальный конденсатор можно
представить последовательной или парал-
параллельной схемой замещения. Последователь-
Последовательная схема в большей степени отвечает слу-
случаю, если потери в диэлектрике незначи-
незначительные; при больших потерях в диэлектри-
Рис. 4.18. Схемы мостов для измерения
емкости и угла потерь конденсаторов
ке применяют параллельную схему замеще-
замещения.
В связи с этим для измерения емкости
и угла потерь конденсаторов с малыми поте-
потерями используют мостовую схему, изобра-
изображенную на рис. 4.18, я, а с большими — на
рис. 4.18,6. На схеме рис. 4.18, а измеряемый
конденсатор представлен в виде последова-
последовательного соединения емкости Сх и сопроти-
сопротивления потерь Rx.
Условие равновесия для схемы на
рис. 4.18 имеет вид:
(Rx -7/coCx)R4 = {R3 - j/coC3)R2.
Разделив в полученном уравнении веще-
вещественную и мнимую части, получим:
RX = R3R2/R4; CX = C3R4/R2. D.54)
Тангенс угла потерь для конденсаторов
с последовательной схемой Замещения
tg6i = (oRxCx = C0R3C3,
где со — угловая частота напряжения питания
моста.
Для схемы на рис. 4.18,6 с парал-
параллельным соединением Сх и Rx условие рав-
равновесия запишется в виде
1
1
1//'а>С3
R
2'
откуда
Rx = R3RJR2; Сх - C,R2/R4. D.55)
Тангенс угла потерь при параллельной
схеме замещения определяется выражением
Уравновешивание этих схем производят
поочередным изменением сопротивления R3
и емкости С3. Для расширения пределов из-
измерения изменяют отношение Л2/^4 (или
RJR2).
Мосты для измерения индуктивности
и взаимной индуктивности катушек. В мо-
мостовых схемах для измерения индуктивности
4.2. Методы измерения параметров линейных компонентов
201
Рис. 4.19. Схемы мостов для измерения
индуктивности
в качестве плеча сравнения может использо-
использоваться образцовая катушка индуктивности
(рис. 4.19, а) или образцовый конденсатор
(рис. 4.19,6). В схеме на рис. 4.19, а, кроме
образцовой катушки с индуктивностью LO6P,
используетря дополнительный переменный
резистор Кобр, регулировкой которого дости-
достигается баланс фаз.
Уравнение равновесия для схемы на
рис. 4.19,а имеет вид:
Rl {Rx +j(oLx) = R2 (Яобр + j(oLo6p). D.56)
Приравнивая раздельно действительные
и мнимые части уравнения D.56), находим:
Lx = R2Lo5p/R1; Rx = R2Ro6p/Rl. D.57)
В связи с трудностями изготовления
образцовых катушек с малыми потерями
в мостах переменного тока для измерения
индуктивностей в качестве образцовой меры
чаще применяется не катушка индуктивно-
индуктивности, а конденсатор (рис. 4.19,6).
Для этой схемы
(Rx
+ ;й>Собр) = R2R3,
или
Rx + ja>Lx = A/Ro6p
Разделив в D.58) вещественную и мни-
мнимую части, получим следующие выражения
для измеряемых параметров катушки индук-
индуктивности:
p. D.59)
Добротность катушки определяется вы-
выражением
бх = (£>Lx/Rx = соКобрСобр-
Уравновешивание схемы достигается
плавной регулировкой параметров R0§p и
Собр. Изменяя произведение R2R2, можно
расширять пределы измерения моста.
Параллельное соединение элементов
R06p и Собр в мостовой схеме используют
Рис. 4.20. Схемы соединения катушек при
измерении взаимной индуктивности мето-
методом двукратного измерения
для измерения параметров катушек с низкой
добротностью (Q < 30).
Для катушек с высокой добротностью
лучшую сходимость имеет схема с последо-
последовательным соединением R06p и Coqp.
Мостовые схемы, приведенные на
рис. 4.19, могут быть использованы для из-
измерения взаимной индуктивности между
двумя катушками. Для этого они соединяют-,
ся последовательно и взаимная индуктив-
индуктивность М определяется методом двукратного
измерения.
В первом случае катушки соединяются
согласно (рис. 4.20, а) и измеряется их общая
индуктивность:
' = L1+L2 + 2M,
D.60)
где Lj и L2 — индуктивности катушек.
Во втором случае катушки соединяются
встречно (рис. 4.20,6) и вновь измеряется об-
общая индуктивность:
L" = Lj + L2 - 2М.
D.61)
Вычитая D.61) из D.60), получаем иско-
искомую величину:
Трансформаторные мостовые схемы.
В трансформаторных схемах используются
свойства цепей с сильной индуктивной
связью. Их основная отличительная особен-
особенность состоит в том, что плечи отношения
представляют собой катушки с тесной ин-
индуктивной связью. Индуктивная связь между
катушками Lt и L2, характеризуемая взаи-
взаимоиндуктивностью М и коэффициентом свя-
связи Кс = М/уLXL2, называется тесной, если
Рис. 4.21. Схема моста с трансформатор-
трансформаторными плечами отношения
202 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Ке мало отличается от единицы, т. е. выпол-
выполняется условие
Тесную индуктивную связь можно обес-
обеспечить путем намотки катушек на один сер-
сердечник из материала с большой магнитной
проницаемостью. Такие катушки, исполь-
используемые в мостовых схемах в качестве пле-
плечевых элементов, выполняются в виде спе-
специальных трансформаторов, что и обуслови-
обусловило название трансформаторных мостов.
Схема простейшего моста с трансфор-
трансформаторными плечами отношения приведена
на рис. 4.21.
Условием равновесия рассматриваемой
схемы является соотношение
Zx/Zo6p=WJW2.
Следовательно, мостовая схема, приве-
приведенная на рис. 4.21, может быть уравновеше-
уравновешена переключением витков плечевых элемен-
элементов. Таким образом, если в качестве плечей
отношения используются образцовые ме-
меры — стабильные резисторы или конденса-
конденсаторы (см. рис. 4.15), то для создания прибора
с широким диапазоном измерения требуется
большое число этих мер. В трансформа-
трансформаторных мостах расширение диапазона дости-
достигается за счет применения многосекциониро-
ванных трансформаторов с ограниченным
числом образцовых мер.
Еще более широкий диапазон измерения
достигается при использовании двойных
трансформаторных мостов (рис. 4.22).
В схеме на рис. 4.22 трансформатор на-
напряжения ТР1 обеспечивает подачу напряже-
напряжения на измеряемое Zx и образцовое Zoqp
комплексное сопротивления. В цепь вторич-
вторичной обмотки трансформатора тока Трг
включен индикатор И (указатель равнове-
равновесия), с помощью которого осуществляют
сравнение токов 1Х и /обр. Обмотки W{ и W2
включены согласно, a W3 и WA — встречно.
Условия равновесия схемы (УВЬ1Х = 0 вы-
выполняются при выполнении равенства
ТРг
или
UXW3/ZX =
откуда
Zx=UxW3Zo6p/UonWt. D.62)
С учетом того, что Ux/Uon да WJW2,
D.62) можно записать следующим образом:
Таким образом, уравновешивание транс-
трансформаторной мостовой схемы достигается
либо изменением чисел витков секциониро-
секционированных обмоток плечевых элементов, либо
изменением значения образцовой меры, либо
комбинацией обоих методов.
На рис. 4.23 представлена схема транс-
трансформаторного моста, уравновешивание ко-
которого осуществляется коммутацией витков
секционированной обмотки плечевого эле-
элемента W2.
Для этой схемы можно записать:
Zx = i/Yx;
или
Zx = {Zo6p/W2)(W1W3/WA);
Yx=W2Yo6pWJW1W3.
Если измеряемый объект представляет
собой активное сопротивление, то
= Rx = Ro6pWlW3/W2W4
Рис. 4.22. Схема двойного трансформатор-
трансформаторного моста
или
Если измеряемый объект имеет ем-
емкостный характер, то
Yx =j<oCx = ^обд/"а)Собр WJW1W3,
или
Cx=Wo6pCo6pWJW1W3.
Уравновешивание трансформаторного
моста путем коммутации витков секциони-
секционированных обмоток плечевых элементов при
наличии одной образцовой меры часто не
обеспечивает необходимую дискретность ре-
регулирования. Это вызывает необходимость
увеличения числа образцовых мер и исполь-
использования для каждой декады отдельных
образцовых мер или применения других схе-
схемотехнических решений (вспомогательных
трансформаторов и пр.).
Схема моста с использованием образ-
образцовых мер для каждой декады плечевого
элемента приведена на рис. 4.24. Такая схема
позволяет значительно повысить дискрет-
4.2. Методы измерения параметров линейных компонентов
203
Рис. 4.23. Схема трансформаторного моста
с секционированной обмоткой
ность регулирования как по основному, так
и по сопутствующему параметру.
Широкое распространение получили так-
также другие модификации трансформаторных
мостов:
автотрансформаторные мостовые схемы
с применением многозначных образцовых
мер, для уравновешивания которых могут
использоваться имеющиеся в наличии оста-
остаточные импедансы обмоток плеч отношения,
в отличие от обычных трансформаторных
мостов, точность которых тем выше, чем
ближе к идеальным оказываются параметры
трансформатора;
измерительные трансформаторные мо-
мостовые схемы с применением активных четы-
четырехполюсников, позволяющих повысить за-
защищенность приборов от влияния пара-
паразитных импедансов и связей и др.
Трансформаторные мосты обеспечивают
трех-, четырех- и пятизажимное включение
Рис. 4.24. Схема трансформаторного моста
с образцовой мерой в каждой декаде
измеряемого объекта и применяются для из-
измерения индуктивности, емкости, сопротив-
сопротивления, проводимости и тангенса угла потерь
с высокой точностью в широком диапазоне
частот.
Погрешность измерений параметров
трансформаторными мостами в диапазоне
звуковых частот составляет 0,001 — 0,1%.
Верхний предел рабочих частот измери-
измерителей, созданных на базе трансформаторных
мостовых схем, достигает 300 МГц.
Основными достоинствами мостов с ин-
индуктивно-связанными плечами по сравнению
с обычными мостами являются:
возможность уравновешивания транс-
трансформаторных мостов переключением витков
секционированных плечевых элементов при
ограниченном числе образцовых мер, что по-
позволяет создавать приборы с широким диа-
диапазоном измерений;
более высокая температурная и времен-
временная стабильность отношения витков транс-
трансформаторных плечевых элементов по сравне-
сравнению с отношением резистивных или ем-
емкостных плечевых элементов в обычных мо-
мостах;
возможность повышения точности изме-
измерений за счет подбора образцовых мер
с номинальными значениями, при которых
можно ожидать достаточную их стабиль-
стабильность ;
высокая помехозащищенность трансфор-
трансформаторных мостов за счет малой чувствитель-
чувствительности к шунтирующим паразитным импе-
дансам, что позволяет проводить измерения
при наличии длинных присоединительных
кабелей.
Метод трансформаторного моста реали-
реализован в измерителях емкости Е8-4, Е8-5,
а также в универсальных мостах Е7-8, Е7-10,
Р5016 и др.
4.2.4. РЕЗОНАНСНЫЙ МЕТОД
Резонансный метод измерения приме-
применяется в высокочастотных измерителях ин-
дуктивностей, емкостей и сопротивлений, так
как в области низких частот резонансные
явления проявляются менее резко, что не
обеспечивает достаточной точности измере-
измерений.
Известен ряд разновидностей резонанс-
резонансного метода, из которых наибольшее прак-
практическое применение получили метод куме-
тра и метод двух генераторов с индикацией
резонанса по нулевым биениям.
Метод куметра, реализуемый в измери-
измерителях добротности, позволяет также кос-
косвенным путем осуществить измерение индук-
204 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Рис. 4.25. Схема измерения индуктивности
методом куметра
тивности, емкости и сопротивления измеряе-
измеряемого объекта.
Принцип действия куметра поясним на
примере схемы, приведенной на рис. 4.25,
обеспечивающей измерение индуктивности
катушки Lx при наличии образцового кон-
конденсатора переменной емкости С0бР.
Катушка LXi имеющая активное сопро-
сопротивление Rx, и конденсатор СОбР составляют
последовательный колебательный контур.
Источником питания служит высокоча-
высокочастотный генератор ГВЧ.
Конденсатор переменной емкости Собр
обеспечивает настройку колебательного кон-
контура в резонанс на частоте измерения.
При резонансе напряжение на конденса-
конденсаторе Uс, если добротность достаточно высо-
высока, пропорционально добротности катушки
{Uc = ETQ).
Искомую индуктивность рассчитывают
по формуле
L* = 1/со2Собр,
где значение резонансной емкости Собр опре-
определяется по шкале переменного конденсато-
конденсатора.
Метод куметра используется в измери-
измерителях добротности Е4-7, Е4-7А, Е4-10, Е4-11,
Е4-12, обеспечивающих измерения в диапазо-
диапазоне частот от 1 кГц до 300 МГц.
К преимуществам метода относится воз-
возможность измерения параметров в диапазо-
диапазоне частот.
К недостаткам можно отнести кос-
косвенный характер измерения параметров L, С,
R, достаточно большую погрешность изме-
измерений 0,5 — 5% и слабую помехозащищен-
помехозащищенность, так как в куметрах используется двух-
зажимный способ присоединения изме-
измеряемых объектов.
В основу метода двух генераторов по-
положена зависимость частоты генератора
с самовозбуждением от реактивных элемен-
элементов резонансного контура.
Для повышения разрешающей способно-
способности и точности измерений применяются два
генератора, а момент резонанса фиксируется
по нулевым биениям.
Схема измерителя индуктивностей и ем-
емкостей с использованием генераторов
с самовозбуждением приведена на рис. 4.26.
В схеме имеются два высокочастотных
генератора ГВЧУ и ГВЧ2, собранных по
одинаковой схеме. В зависимости от рода
работы измерителя (измерение индуктивно-
индуктивности или емкости) в колебательный контур ге-
генератора ГВЧи образованный индуктив-
индуктивностью Lt и емкостью Си включается
последовательно измеряемая индуктивность
Lx или параллельно измеряемая емкость Сх.
Колебания высокой частоты обоих гене-
генераторов подаются на смеситель СМ. Коле-
Колебания разностной частоты с выхода смесите-
смесителя усиливаются усилителем низкой частоты
УНЧ и подаются на фильтр нижних частот
ФНЧ.
Сигнал с ФНЧ усиливается усилителем
постоянного тока УПТ и подается на инди-
индикатор нулевых биений ИНБ.
Сначала измерительные зажимы 1 и
2 колебательного контура генератора ГВЧ1
закорачиваются и изменением емкости кон-
конденсатора С2 частоту генератора ГВЧ2 на-
настраивают на частоту первого генератора.
При этом выполняется равенство
^ — C2L2.
D.63)
При измерении индуктивности L* по-
последняя подключается в контур генератора
ГВЧ1 последовательно с Lt к зажимам 1, 2,
и вновь, изменяя емкость конденсатора С2,
добиваются равенства частот обоих генера-
генераторов.
В этом случае выполняется равенство
C^Lx + LJ^C'z'Lt. D.64)
Отсюда с учетом D.63)
Lx = L2{Cl-C2)lCl.
При измерении емкости конденсатор Сх
подключается параллельно Cv
Выполнив те же операции настройки, по-
получим искомую величину:
К преимуществам метода двух генерато-
генераторов можно отнести достаточную простоту
УПТ
ИНБ
Рис. 4.26. Схема измерения индуктивности
и емкости методом двух генераторов
4.2. Методы измерения параметров линейных компонентов
205
схемотехнических решений и как следствие
этого низкую стоимость измерителей.
Индикация равенства частот генерато-
генераторов по биениям обеспечивает высокую раз-
разрешающую способность метода, что позво-
позволяет использовать его для измерения малых
изменений параметров компонентов. По-
Погрешность измерения указанным методом
составляет 0,5—15%.
Основным недостатком метода является
зависимость частоты измерения от номинала
измеряемого объекта, т. е. невозможность
измерения на какой-либо заранее выбранной
фиксированной частоте, а также невозмож-
невозможность измерения потерь в конденсаторах или
катушках индуктивности и слабая защищен-
защищенность от паразитных параметров, присущая
всем двухзажимным измерителям.
Метод используется в измерителях ин-
дуктивностей и емкостей высокочастотных
Е12-1А, Е7-5А, Е7-9.
4.2.5. МЕТОД ДИСКРЕТНОГО СЧЕТА
В основу метода положен апериодиче-
апериодический процесс, возникающий при подключе-
подключении заряженного конденсатора или катушки
индуктивности с током к образцовому рези-
резистору. При измерении сопротивления обеспе-
обеспечивают разряд образцового конденсатора че-
через измеряемый резистор.
Структурная схема измерителя емкости,
реализующая метод дискретного счета, при-
приведена на рис. 4.27.
Перед началом измерения ключ Кл на-
находится в положении 1 и конденсатор Сх за-
заряжается через ограничительный резистор Ra
до значения стабилизированного источника
напряжения Е. В момент начала измерения
tt (рис. 4.28, а) управляющее устройство вы-
вырабатывает импульс, который сбрасывает
предыдущие показания счетчика импульсов,
перебрасывает триггер (см. рис. 4.27) из со-
состояния 0 в состояние / и переводит ключ
Кл в положение 2. Конденсатор Сх начинает
разряжаться через образцовый резистор Лобр
по экспоненциальному закону (рис. 4.28,6),
который описывается выражением
где х = R-обрСх — постоянная времени цепи
разряда.
В момент tx импульс с выхода триггера
открывает схему совпадения и начинается
счет импульсов генератора, следующих с ча-
частотой / на вход счетчика.
Напряжение Uc подается на один из
входов устройства сравнения, ко второму
входу устройства подводится напряжение
с резистора R2 делителя, состоящего из рези-
резисторов J?! и R2, которое определяется выра-
выражением
UR = R2E/{R1+R2).
По мере разряда конденсатора напряже-
напряжение Uc уменьшается и через промежуток
времени т становится равным напряжению
Ur. В момент t2 равенства этих напряжений
(рис. 4.28, б) на выходе устройства сравнения
возникает импульс (рис. 4.28, в), перебрасы-
перебрасывающий триггер в исходное состояние
(рис. 4.28, г), при котором закрывается вход
схемы совпадения и счетчик прекращает под-
подсчет импульсов (рис. 4.28, д).
Если t2 — tt = х, то при Uс = Ur полу-
получим
или
J?2/CRi + Я2) = е~1 = 1/2,718 = 0,3679.
Таким образом, напряжение Ur, снимае-
снимаемое с делителя Ru R2, должно иметь опреде-
определенное значение, что достигается подбором
резисторов Ru R2.
Если на счетчик поступило N импульсов,
то можно записать
N = fx.
Управляющее
устройство
(
Г
R i
CD—
:-£
И—►
А
R U
т
L
Устройство
сравнения
(УС)
ь
1С
Триггер
Иг
Схема
совпа-
совпадения
♦
Генератор
импульсов
и
*
Счеп
UMnyj
ibcoS
Рис, 4.27. Структурная схема измерителя емкости, реализующая метод дискретного счета
206 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
E
(JR
0
tt
УС
U7\
Urvk
t1
Иг *
S)
< r >
N
Рис. 4.28. Времен-
Временные диаграммы, по-
поясняющие работу
схемы, приведен-
приведенной на рис. 4.27
НИМИ ,
Так как t = RoqpCx, то при фиксиро-
фиксированных значениях / и Roqp
т. е. измеряемая емкость прямо пропорцио-
пропорциональна показанию счетчика N.
При наличии образцового конденсатора
Собр можно аналогичным образом измерить
сопротивление резистора:
Погрешность измерений методом ди-
дискретного счета составляет 0,1—0,2% и зави-
зависит главным образом от нестабильности со-
сопротивлений резисторов КОбр, R-i, К2 или
конденсатора Coqp, нестабильности частоты
генератора счетных импульсов, а также не-
неточности срабатывания устройства сравне-
сравнения.
К достоинствам метода можно отнести
достаточно высокую точность измерений, а
к недостаткам — невозможность измерения
параметров на рабочей частоте.
Наибольшее применение метод дискрет-
дискретного счета нашел при создании цифровых
измерителей емкостей и сопротивлений.
4.2.6. АВТОМАТИЗАЦИЯ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЙ
Разнообразие и многотипность совре-
современных линейных компонентов, все более
массовый характер производства вызвали
необходимость повышения производитель-
производительности работ при контроле их параметров.
Необходимая производительность дости-
достигается автоматизацией процессов измерения
характеристик исследуемого объекта с выда-
выдачей результатов непосредственно в цифровой
форме.
При создании цифровых автоматических
приборов для измерения индуктивности, ем-
емкости и сопротивления широко используют-
используются методы, связанные с преобразованием из-
измеряемого параметра в напряжение или ток,
частоту или интервал времени, а также ме-
методы на основе мостовых и компенса-
компенсационных схем.
Наибольшее распространение получили
приборы, выполненные с использованием
уравновешенных мостовых схем, Уравнове-
Уравновешивание таких схем осуществляется автома-
автоматическим регулированием двух органов мо-
мостовой схемы (для каждого из измеряемых
параметров).
Обобщенная структурная схема цифро-
цифрового автоматического измерителя комплекс-
комплексного сопротивления приведена на рис. 4.29.
В основе измерения прибором лежит
мостовой метод с фазочувствительными де-
детекторами уравновешивания.
Питание мостовой схемы осуществляет-
осуществляется от генератора переменного напряжения.
Напряжение разбаланса через усилитель сиг-
сигнала разбаланса поступает на входы фа-
фазовых детекторов активной АС и реактивной
PC составляющих. Опорные напряжения фа-
фазовых детекторов Uon AC и Uon PC сни-
снимаются с мостовой схемы. Напряжение раз-
разбаланса с фазовых детекторов подается на
реверсивные счетчики, управляющие состоя-
состоянием органов уравновешивания мостовой
схемы, и на генераторы импульсов, задаю-
задающие скорость счета реверсивных счетчиков.
Направление счета реверсивных счетчиков
определяется знаком напряжения разбаланса
фазового детектора, скорость счета — значе-
значением этого напряжения. Изменение состоя-
состояния счетчика, вызванное приходом каждого
тактового импульса, приводит к изменению
значения регулирующего параметра на одну
единицу младшего разряда. Опорные напря-
напряжения фазовых детекторов выбираются та-
такими, что сигналы, выделяемые детекторами,
определяются отклонением органа управле-
управления от состояния равновесия: сигнал одного
детектора отклонением по активной состав-
составляющей, сигнал другого — по реактивной со-
составляющей.
По мере приближения к состоянию ба-
баланса напряжение разбаланса уменьшается,
вследствие чего замедляется скорость урав-
уравновешивания моста. При достижении состоя-
состояния равновесия мостовой схемы дискретное
уравновешивание прекращается и резуль-
результаты измерения поступают на цифровые ин-
индикаторы.
4.3. Средства измерения параметров компонентов электрических цепей
207
Генератор
импульсов АС
Фазовый
детектор АС
4
Генератор
импульсов PC
Усилитель сигнала
разбаланса
Фазовый
детектор PC
: ^
UonAC
UonPC
Реверсивный
счетчик АС
1
Цифровой
индикатор
г
Мост
i
Генератор
Реверсивный
счетчик PC
Цифровой
индикатор
Рис. 4.29. Обобщенная структурная схема цифрового автоматического измерителя комплексного
сопротивления
Принципиально новым направлением
создания цифровых автоматических измери-
измерителей параметров является разработка при-
приборов со встроенными микропроцессорами.
Микропроцессоры, встроенные в приборы,
выполняют все функции управления измери-
измерительным процессом, позволяют существенно
улучшить метрологические, технические и
экономические характеристики, расширить
функциональные возможности при одновре-
одновременном упрощении измерительной цепи бла-
благодаря использованию в ней простейших
и неточных элементов и последующей кор-
коррекции результатов измерений путем прове-
проведения вычислительных операций.
Важнейшим преимуществом таких при-
приборов является также возможность исполь-
использования микропроцессоров для учета влия-
влияния на точность измерений внешних условий
(температуры, давления, влажности) и авто-
автоматической самокалибровки перед проведе-
проведением измерений.
Обеспечение автоматической самокалиб-
самокалибровки позволяет уменьшить до минимума
число необходимых встроенных элементов,
а также внешних образцовых средств изме-
измерений, используемых при поверке приборов
с микропроцессорами.
В настоящее время известны такие изме-
измерители параметров с микропроцессорами,
как В 905 фирмы Wayne Ken (Великобрита-
(Великобритания), 1657 и 1658 фирмы Gen Rad (США),
4261А, 4262, 4274А и 4275А фирмы Hewlett
Packard (США), а также недавно разрабо-
разработанные отечественной промышленностью
приборы Р5083, Р5084.
4.3. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ
ПАРАМЕТРОВ
ЛИНЕЙНЫХ КОМПОНЕНТОВ ЦЕПЕЙ
С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ. КЛАССИФИКАЦИЯ,
ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ.
ПРИМЕНЯЕМОСТЬ ПРИ СОЗДАНИИ
И ЭКСПЛУАТАЦИИ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
4.3.1. КЛАССИФИКАЦИЯ И ОСНОВНЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИБОРОВ
В зависимости от целевого назначения
приборы для измерения параметров ли-
линейных компонентов цепей с сосредото-
сосредоточенными постоянными можно классифици-
классифицировать следующим образом: измерители
сопротивлений (постоянному и переменному
току); измерители емкости; измерители ин-
индуктивности; измерители добротности; изме-
измерители параметров универсальные.
Классификация радиоизмерительных
приборов определяется ГОСТ 15094 — 69,
в соответствии с которым подгруппе измери-
измерителей параметров компонентов цепей с со-
сосредоточенными постоянными присвоен ин-
индекс Е. Приборы подгруппы Е в свою
очередь подразделяются на отдельные виды.
Наименование вида складывается из буквен-
буквенного индекса и цифры, показывающей, какой
из основных параметров линейных компо-
компонентов подлежит измерению, например: из-
измерители сопротивлений — Е6; измерители
параметров универсальные — Е7 и пр. Тип
прибора определяется еще одной цифрой, на-
например: миллиомметр типа Е6-12.
Кроме того, значительное число прибо-
приборов, имеющих аналогичное назначение,
в том числе изготавливаемых по отраслевым
стандартам (ОСТ) и стандартам предприя-
208
Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Измерители параметров линейных компонентов цепей
с сосредоточенными постоянными
1
Измерители
сопротивлений
Е6-,Р,М,Ф,Щ,
МОД-, РС-,
МС-, МЦС-,
кнс-
Измерители
индуктивное ти
ЕЗ-, УМИЕ-,
ЭМ, Э, ЭП,
ЭМЦ
Т 1
Измерители
емкости
Е8-, МЦЕ-, Ф,
МЛЕ-, У, УМЕт
РМЕ-, ИДЕ-,
МС-, ПРК-,
ППРК-
Измерители
параметров
универсальные
Е7-, Р
Измерители
добротности
Е4-
Рис. 4.30. Классификация измерителей параметров линейных компонентов цепей с сосредо-
сосредоточенными постоянными
Тип
прибора
МОД-61
Р39
Р571
Р589
Р591
Р5004
Р5010
Р5016
Таблица 4.2.
Рабочая
частота
Гц
Посто-
Постоянный
ток
» »
40-
5 103
103
103, Ю4
103
103
103;
5-103;
10";
510"
Измеряе-
Измеряемая ве-
величина
R
R
С
L
Q
tg5
С
tg5
L
tg5
С
tg5
с
L
R
tg5
С
L
R
tg5
tgP
Основные технические характеристики приборов
- Диапазон
измерений
Ю-8-108 Ом
10-8-
1,11111108
Ом
10-10» пФ
10-6-103 Гн
0,5-200
110-3-2
0,02-
9,9998 106
пФ
3 -10~4 —0,1
10-6-9,999
Гн
1-10-3-0,9
10-3-108 пФ
1.10-5-0,5
0,1-108 пФ
10-6-10 Гн
0,1-106 Ом
0-0,5
10-2-Ю8 ПФ
10-3-Ю2 Гн
Ю-1-106 Ом
10-3-1
10-3-1
Погрешность
измерений
±@,05-2)%
±@,01-2)%
+ @,1-2)%
+ @,1-5)%
+ @,05-0,25)g + 5
+ [E-25)-10-" +
+ 0,05tg5]
+ @,1-0,2)%
+ C-10-4 + 0,02 tg 6)
+ @,2-0,4)%
±(Ы0~з + 0,02 tg 6)
+ @,05-0,2)%
+ B-10-4 + 0,01 tg 5)
+ 0,5%
±0,5%
+ 0,5%
+ @,02 tg 5+1-10-3)
+ @,02-5)%
+ @,05-5)%
+ @,05-5)%
+ [B-20)-10-t +
+ @,01-0,l)tg5]
±[E-10)-10-4+
+ @,01-0,02)tgcp]
Габариты, мм;
масса, кг
305x430x560; 23
650x450x355; 32
390x520x880; 75
535x440x200; 30
535x500x200; 28
535x390x200; 18
540x480x220; 30
490x210x495; 35
4.3. Средства измерений параметров компонентов электрических цепей
209
Продолжение табл. 4.2
Тип
прибора
Р5079
Е6-13А
Е6-14
Е6-15
Е6-16
Е6-17
Е6-18
Е7-8
Е7-9
Е7-9
Рабочая
частота
Гц
103
Посто-
Постоянный
ток
» »
78
Посто-
Постоянный
ток
» »
78
10*
7-10*-
3-10?
1Ы01-
1,55 -106
Измеряе-
Измеряемая ве-
личина
С
tgS
R
R
I
и
R
R
R
R
С
L
R
G
tg6
С
L
Диапазон
измерений
5-10-3-108
пФ
5-10-5-1
10-106 Ом
Юб-1014 Ом
107—1017 Ом
10-7-Ю-15 А
10-3-10 В
10-4-Ю2 ом
2-2-10» Ом
102-106 Ом
Юй-3-10«Ом
10-4-Ю2 Ом
±A0-2-10»)
пФ
±A0-7-103)
Гн
10-3-Юб Ом
10-Ю-1 См
ЫО-4-1
1-5-Ю-1 ПФ
Ю-'-Ю Гн
Погрешность
измерений
±@,05-0,2)%
±[C-10)-10-4 +
+ @,01-0,02) tg 6]
±2,5% конечного зна-
значения установленного
поддиапазона
±B,5-10)% длины ра-
рабочей части шкалы
±D-10)% длины ра-
рабочей части шкалы
±D —6)% конечного
значения установленно-
установленного поддиапазона
—
±1,5% конечного зна-
значения установленного
поддиапазона
±1,5% длины рабочей
части шкалы
±A,5-2,5)% конечно-
конечного значения рабочей
части шкалы
±B,5 — 6)% длины ра-
рабочей части шкалы
±1,5% конечного зна-
значения установленного
поддиапазона
±[@,1-0,25)% +
+ 0,01 пФ + 1 C4.J
±[@,1-0,2)% +
+ 0,1 мкГ+ 1 сч.]
± [@,1 -0,2)% +1 сч.]
± [@,1-0,2)%+ 1 сч.]
±[0,5 + E-10)-10-4]
± @,05 Сх +0,1) пФ от 1
до 2,5 пФ;
± @,05Сх + 0,05) пФ от
2,5 до 10 пФ
+ @,005СХ + 0,4) пФ от
10 до 5000 пФ
±@,015^ +2 Я)
мкГ от 1 до 10 мкГ;
+ @,012Lx + 1,2К)
мкГ от 10 мкГ и
более, где К — мно-
множитель @,01; 0,1;
Габариты, мм;
масса, кг
490x410x130; 15
152x206x290; 5
Прибора
320x210x295
Измерительной ка-
камеры 380x240x345;
14 (с измерительной
камерой)
229x208x180; 4,2
120x205x90; 1,9
250x210x210; 6
243x206x208; 5
490x216x480; 30
385x185x335; 9
210 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Продолжение табл. 4.2
Тип
прибора
Рабочая
частота,
Гц
Измеряе-
Измеряемая ве-
величина
Диапазон
измерений
Погрешность
измерений
Габариты, мм:
мйсса, кг
Е7-10
103
пФ
10-7-ЮЗ Гн
10-3-107 Ом
Ю-10-1 См
1; 10; 100 для со-
соответствующего
поддиапазона)
При положении пере-
переключателя Uz 1:1
± [0,001A+tg5)С* +
+ 0,01 пФ] для Сх от
10-2 до 108 пф;
±0,001B + tg5)C, для
Сх > 108 пф
При положении пере-
переключателя U. 1 : 10
± [0,002A + tgf))Cx +
+ 0,01 пф] для Сх от
10~2 до 108 пф;
± 0,002B + tg 5) Сх для
Сх > 108 дФ
При положении пере-
переключателя U. 1:1
± [0,001A +tg5)Lx + 0,\
мкГ]
При положении пере-
переключателя Uz 1 : 10
± [0,002A +tg S)LX +
+ 0,1 мкГ]
При положении пере-
переключателя £/. 1:1
± [0,001A + tl<p)Rx +
+ 0,001 Ом]
При положении пере-
переключателя U- 1 : 10
± [0,002A+1ёф)Лд.+
+ 0,001 Ом]
При положении пере-
переключателя U. 1:1
±0,001 (l + tgcp)GI +
+ 0,1 нСм
При положении пере-
переключателя U- 1 : 10
± [0,002 (l+tgq>)Gx +
+ 0,1 нСм]
tg 5 и tgcp рассчиты-
рассчитываются по формулам
tg 5 = GJaCx и
tg ф = aCx/Gx при
измерениях емкости и
проводимости;
490x175x355; 15
4.3. Средства измерений параметров компонентов электрических цепей
211
Продолжение табл. 4.2
Тип
прибора
Е7-11
Е8-4
Рабочая
частота
Гц
Посто-
Постоянный
ток
102, 103
102, 103
102, юз
102, 103
102, юз
103
Измеряв-
VIЯ Я НС-
[V]АЛ Dv
личина
R
R
С при
Q > 1
или
при
Q < 1
L
при
Q > 1
или
tg 5 < 0,1
при
Q < 1
Q
Q
с
tg6
Диапазон
измерений
10-1-10 Ом
10-10^ Ом
106-107 Ом
0,5-107 Пф
107— 10Ю пФ
0,5-107 Пф;
107-10Ю пФ
3-10-7-
10-4 гн
10-4-Ю Гн
10-103 гн
3-10-7-
10-4 Гн
10-*-10 Гн
10-103 Гн
io-1-зо
5-10-3-
10-1
3-10-2-
15,99-106
пФ
5-10-4-
999-10-*
Погрешность
измерений
tg 5 = RX/O)LX и
tg<p= (uLx/Rx при
измерениях индуктив-
индуктивности и сопротивления
± @,02Rx + 0,05 Ом)
±@,01^ + 0,05 Ом)
+ 0,02 Rx
± @,01 Сх + 0,2 пФ)
±0,02Cr
±[0,01(^A+1/0 +
+ 0,2 пФ]
±0,01 СхB +1/0
± @,02Lx + 0,1 мкГ)
±0,01^
+ 0,02^
± [0,01B+1/0LX +
+ 0,1 мкГ)]
±0,01A + \jQ)Lx
+ 0,01B + \jQ)Lx
±A0 + 0,5 0%
±@,1 tg 5+ 5 -Ю-*)
± @,001 Сх +0,02 пФ +
+ 1 сч.)
± @,02 tg 5 + 5-10"*)
Габариты, мм;
масса, кг
342x173x332; 9
490x210x475; 26
тий (СТП), выпускается с индексами Р, М, Ф,
Щ, МОД-, МС-, МЦЕ-, МЛЕ-, УМЕ-,
УМИЕ-, ИДЕ-, У и др. К таким приборам
относятся мост переменного тока Р571, элек-
электромеханический мегаомметр М4100, элек-
электронный омметр Ф419, цифровой измери-
измеритель емкости МЦЕ-14 и пр. (рис. 4.30). Боль-
Большинство из этих приборов, кроме основного
параметра, измеряют, как правило, и допол-
дополнительный. Так, измерители емкости обеспе-
обеспечивают измерение тангенса угла потерь кон-
конденсаторов, измерители добротности — реак-
реактивного сопротивления катушек индуктив-
индуктивности и т. д.
Схемотехнические особенности исполне-
исполнения приборов далеко не всегда связаны с их
классификацией, что требует тщательного
анализа возможностей измерительной цепи
прибора при выборе его для решения кон-
конкретной измерительной задачи.
Технические характеристики приборов
для измерения параметров линейных компо-
компонентов цепей с сосредоточенными по-
постоянными приведены в табл. 4.2.
4.3.2. ОСНОВНЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ
ЗАДАЧИ
И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ ПРИБОРОВ
Основными измерительными задачами,
решаемыми с помощью приборов для изме-
измерения параметров линейных компонентов
212 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
цепей с сосредоточенными постоянными,
являются:
контроль и разбраковка линейных ком-
компонентов при их производстве;
осуществление входного контроля на
предприятиях, использующих линейные ком-
компоненты в качестве покупных изделий;
проведение измерений при настройке
и регулировке узлов и блоков радиоэлек-
радиоэлектронной аппаратуры, а также при отыскании
в ней неисправностей;
исследование электрических свойств ма-
материалов;
измерение неэлектрических величин
(температура, давление и др.) при наличии
соответствующих датчиков;
использование в системах контроля
и управления технологическими и производ-
производственными процессами.
Комплекс измерительных задач, ре-
решаемых с помощью измерителей параме-
параметров, определил широкую номенклатуру
этих приборов, области применения, разно-
разнообразие схемотехнических и конструктивных
решений, особенности применения от-
отдельных приборов с учетом возможностей
их измерительных цепей.
Значительное место среди измерителей
параметров занимают измерители активных
сопротивлений. Из всех существующих изме-
измерительных приборов измерители сопротив-
сопротивлений охватывают самый широкий диапазон
измерений (от 10~8 до 1018 Ом, т. е. 26 по-
порядков). По специфике применения и назна-
назначения, а также по особенностям построения
схем измерители сопротивлений условно
можно разделить на следующие подгруппы:
1) микро-миллиомметры с диапазоном
измерения сопротивлений от 10"8 до
103 Ом;
2) омметры и мегаомметры с диапазо-
диапазоном измерения сопротивлений от 1 до
109 Ом;
3) тераомметры с диапазоном измере-
измерения сопротивлений от 105 до 1018 Ом.
Микро-миллиомметры применяются для
измерения малых активных сопротивлений
низкоомных резисторов и цепей, а миллиом-
метры подгруппы Е (Е6-12, Е6-15, Е6-18) ис-
используются, кроме того, при измерении
переходных сопротивлений различных кон-
контактных соединений.
Омметры и мегаомметры используются
для измерения сопротивления постоянному
току резисторов и цепей средних номи-
номинальных значений, а также для контроля
изоляции цепей. Используются они как в ви-
виде стационарных приборов с питанием от се-
сети (Е6-17), так и в виде переносных приборов
с автономным питанием (Е6-16), для работы
в лабораторных, цеховых и полевых усло-
условиях.
Тераомметры позволяют измерять на
постоянном токе сопротивления изоляции
цепей, объемное и поверхностное сопротив-
сопротивления материалов, сопротивления высоко-
омных резисторов, а также малые по-
постоянные токи и напряжения.
Измерители емкости предназначены для
измерения параметров конденсаторов — ем-
емкости и тангенса угла потерь. Кроме того,
с их помощью можно измерять степень
экранировки обмоток трансформаторов,
коэффициенты передачи активных и пас-
пассивных четырехполюсников, межэлектрод-
межэлектродные емкости электронных ламп, темпе-
температурный коэффициент емкости (ТКЕ), осу-
осуществлять допусковый контроль конденсато-
конденсаторов при их производстве и входном контро-
контроле, а при наличии соответствующих ем-
емкостных датчиков их можно использовать
для контроля температуры, давления, меха-
механических воздействий и т. д.
Наличие автоматических цифровых
многоканальных измерителей емкости (на-
(например, Е8-5), обеспечивающих возможность
проведения дистанционных измерений, поз-
позволяет проводить разнообразные исследова-
исследования для оценки основных и сопутствующих
параметров конденсаторов при воздействии
на них внешних дестабилизирующих факто-
факторов (ионизирующих излучений, температур,
влаги, давления и пр.) без непосредственного
присутствия оператора в месте размещения
измеряемого объекта.
Измерители индуктивности обеспечи-
обеспечивают измерение параметров катушек индук-
индуктивности по параллельной или последова-
последовательной схеме замещения. Наличие возмож-
возможности у измерителей индуктивности плавно-
плавного изменения переменного напряжения на
измеряемом объекте и постоянного тока че-
через него позволяет использовать их при ис-
исследовании свойств катушек с ферромаг-
ферромагнитными сердечниками и материалов для
магнитопроводов в диапазоне рабочих ча-
частот 50-1000 Гц.
Усложнение современной радиоэлек-
радиоэлектронной аппаратуры привело к увеличению
номенклатуры и повышению качественных
показателей составляющих ее компонентов,
требующих контроля в процессе разработки,
настройки и ремонта этой аппаратуры, вы-
вызвало необходимость создания многофунк-
многофункциональных универсальных приборов. Эти
приборы позволяют измерять в разных соче-
сочетаниях такие параметры, как сопротивление
постоянному и переменному току, емкость
4.4. Метрологическое обеспечение СИ параметров цепей
213
и тангенс угла потерь, индуктивность и до-
добротность в широких динамических и ча-
частотных диапазонах с различными уровнями
точности. Как правило, универсальные изме-
измерители предназначены для использования
в стационарных лабораторных и цеховых
условиях и обеспечивают свою работу при
питании от сети переменного тока. Наряду
с приборами, имеющими ручное управление,
выпускаются автоматические приборы с ци-
цифровым отсчетом. Цифровые автоматиче-
автоматические универсальные измерители обладают
более высоким быстродействием по сравне-
сравнению с приборами ручного управления,
имеют возможность сопряжения с устрой-
устройствами регистрации и обработки измери-
измерительной информации и широко используют-
используются в контрольно-измерительных системах.
Универсальные измерители с ручным
управлением, уступая в быстродействии
и функциональных возможностях автомати-
автоматическим приборам, имеют в то же время
большую надежность, меньшие стоимость,
габариты и массу и широко применяются
при решении измерительных задач, не тре-
требующих проведения большого количества
измерений в единицу времени.
В большинстве универсальных измерите-
измерителей используется мостовой метод измерений.
При этом в качестве измерительной схемы
может использоваться как четырехплечий
мост, коммутацией плеч которого образуют-
образуются различные схемы для измерения необхо-
необходимых величин (например, Е7-11), так
и трансформаторный мост с применением
операционных усилителей (например, Е7-8,
Е7-10).
4.4. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЙ ПАРАМЕТРОВ
ЛИНЕЙНЫХ КОМПОНЕНТОВ ЦЕПЕЙ
С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
Основой метрологического обеспечения
средств измерений параметров линейных
компонентов цепей с сосредоточенными по-
постоянными является их поверка, в результате
которой определяются погрешности средств
измерений и устанавливается пригодность их
к применению. Поверка измерителей параме-
параметров является частью комплексной задачи по
обеспечению передачи размеров единиц фи-
физических величин (сопротивления, индуктив-
индуктивности, емкости) от эталонов образцовым
и далее рабочим средствам измерений, бла-
благодаря чему достигается единство измере-
измерений.
Обеспечение единства в области измере-
измерений параметров линейных компонентов це-
цепей с сосредоточенными постоянными бази-
базируется на системе нормативных документов,
регламентирующих порядок передачи разме-
размеров единиц, технические требования к от-
отдельным видам средств измерений, а также
методы, условия и необходимые операции
проведения поверки, меры безопасности
и порядок оформления результатов.
Перечень основных нормативных техни-
технических документов (НТД), действующих
в области измерений параметров линейных
компонентов цепей с сосредоточенными по-
постоянными, приведен в табл. 4.3.
Поверка рабочих приборов осущест-
осуществляется с помощью образцовых мер и мага-
магазинов сопротивления, емкости, индуктивно-
индуктивности, добротности и тангенса угла потерь.
Основную погрешность измерителей
определяют методом комплектной или по-
поэлементной поверки. При комплектном ме-
методе поверка практически сводится к измере-
измерению физической величины, воспроизводимой
мерой или магазином, поверяемым прибо-
прибором. Разности между показаниями измерите-
измерителя и действительными значениями соответ-
соответствующих параметров примененных при
этом образцовых мер дают значения по-
погрешностей. Такой метод поверки является
предпочтительным при определении основ-
основной погрешности измерителей, так как обес-
обеспечивает исследование метрологических
свойств приборов в режимах, приближенных
к режимам их эксплуатации. Однако ком-
комплектная поверка современных широкодиа-
широкодиапазонных и многопредельных приборов тре-
требует наличия большого количества образ-
образцовых средств.
Трудность создания высокостабильных
образцовых мер и магазинов, обеспечиваю-
обеспечивающих поверку приборов во всех требуемых
диапазонах измерения, вызвала необходи-
необходимость применения поэлементного метода.
Метод поэлементной поверки допускается
применять для тераомметров и мостов по-
постоянного и переменного токов, конструкция
которых обеспечивает возможность незави-
независимого измерения параметров мер, образую-
образующих отдельные элементы плеч, или независи-
независимого измерения отношения параметров эле-
элементов плеч при рабочих режимах, указан-
указанных в технической документации на мост.
Погрешность мер, образующих эле-
элементы плеч моста, или погрешности отноше-
отношения параметров элементов плеч моста (отно-
(отношение плеч) с последующим вычислением
основной погрешности моста определяют во
всем диапазоне изменения параметров или
214 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
Таблица 4.3. Основные нормативные технические документы (НТД)
Номер НТД
Наименование
Примечание
5.371 — 80
$.019-75
S.267-77
! .028-75
!.029-80
6746-75
23737-79
21175-75
20798-75
7165-78
23706-79
9486-79
8.255-77
8.237-77
8.253-77
13564-68
8.449-81
Стандарты на эталоны и поверочные
схемы
ГСИ. Государственный первичный эталон и
общесоюзная поверочная схема для средств
измерений электрической емкости
ГСИ. Государственный первичный эталон и
общесоюзная поверочная схема для средств
измерений электрической емкости и тангенса
угла потерь
ГСИ. Государственный специальный эталон
единицы электрической емкости в диапазоне
частот 1-100 МГц
ГСИ. Государственный первичный эталон и
общесоюзная поверочная схема для средств
измерений электрического сопротивления
ГСИ. Государственный первичный эталон и
общесоюзная поверочная схема для средств
измерений индуктивности
Стандарты, регламентирующие общие
технические требования к отдельным
видам средств измерений
Меры электрической емкости. Общие тех-
технические условия
Меры электрического сопротивления. Общие
технические условия
Меры индуктивности. Общие технические
условия
Меры взаимной индуктивности. Общие тех-
технические условия
Мосты постоянного тока измерительные. Об-
Общие технические условия.
Омметры. Общие технические условия
Мосты переменного тока измерительные.
Технические требования
Стандарты на методы и средства поверки
ГСИ. Меры электрической емкости. Методы
и средства поверки
ГСИ. Катушки электрического сопротивле-
сопротивления измерительные. Методы и средства по-
поверки
ГСИ. Меры индуктивности и взаимной ин-
индуктивности. Методы и средства поверки
Магазины сопротивления постоянного тока
измерительные. Методы и средства поверки
Мосты постоянного тока измерительные. Ме-
тоды и средства поверки
В части средств измерений
электрической емкости за-
заменен ГОСТ 8.371-80
Взамен ГОСТ 8.029-75
Взамен ГОСТ 6864-69,
ГОСТ 7003-74
Взамен ГОСТ 10770-64 в
части требований к мага-
магазинам индуктивности;
ГОСТ 13654-68 в части
требований к катушкам
индуктивности
Взамен ГОСТ 10770-64 в
части требований к магази-
магазинам взаимной индуктивнос-
индуктивности; ГОСТ 13654-68 в час-
части требований к катушкам
взаимной индуктивности
Взамен ГОСТ 7165-66
Взамен ГОСТ 8038-60 в
части омметров магнито-
магнитоэлектрической системы
Взамен ГОСТ 12737-67,
Инструкции 178 — 56
Взамен Инструкции 177 — 64
Взамен Инструкции 179 — 55
Взамен Инструкции 182—55
Взамен ГОСТ 13550-68
4.4. Метрологическое обеспечение СИ параметров цепей
215
Продолжение табл. 4.3.
Номер НТД
8.366-79
8.209-76
8.294-78
192-62
ОПД.479.047
Наименование
ГСИ. Омметры цифровые. Методы и средства
поверки
ГСИ. Логометры магнитоэлектрические. Ме-
Методы и средства поверки
ГСИ. Мосты переменного тока измеритель-
иь!е. Методы и средства поверки
Инструкции
Инструкция по поверке мостов переменного
тока
Методики
Мосты переменного тока. Методы и сред-
средства поверки
Примечание
Взамен ГОСТ 12931-67
Взамен Инструкции 158 — 68
в части логометров
Взамен Инструкции 192 - 62
в части поверки низковольт-
низковольтных мостов
В части поверки высоко-
высоковольтных мостов
В части поверки цифровых
автоматических мостов пе-
переменного тока
их отношений. После проведения поэлемент-
поэлементной поверки необходимо дополнительно по-
поверить прибор иа наиболее точном поддиа-
поддиапазоне измерения при значениях параметров,
близких к начальному, среднему и конечно-
конечному положениям отсчетиых устройств, и толь-
только после этого окончательно определяется
его годность.
В некоторых случаях целесообразно при-
применение комплектно-поэлементного метода,
при котором поверяется не каждый элемент
(плечо) моста по отдельности, а некоторая
группа элементов моста, взятых комплектно.
Для трансформаторных мостов поэле-
поэлементная поверка заключается в определении
коэффициентов деления трансформаторных
плеч с использованием косвенных методик
и измерением образцовых мер емкости, со-
сопротивления или индуктивности в двух-трех
точках каждого поддиапазона.
При поверке приборов типов Е7-8
и Е7-10, имеющих режимы измерения отри-
отрицательных емкостей и индуктивностей, в ка-
качестве образцовых мер ёмкостей на пределах
выше 1 мкФ используются меры малой ин-
индуктивности, а в качестве образцовых мер
индуктивностей на пределах свыше 1 Гн -
меры малой емкости. Это позволяет обеспе-
обеспечить приборы метрологически при наличии
ограниченной номенклатуры серийно выпу-
выпускаемых мер.
Парку современных образцовых мер
и магазинов, предназначенных для поверки
измерителей параметров линейных компо-
компонентов цепей с сосредоточенными по-
постоянными, присущ ряд недостатков:
недостаточная точность и стабильность
параметров в требуемых диапазонах измере-
измерения;
узкий диапазон изменения номинальных
значений;
низкая дискретность изменения параме-
параметров, вследствие чего отсчет приходится про-
проводить по шкале поверяемого прибора, что
неудобно и значительно снижает точность
отсчета,"
невозможность автоматизировать про-
процесс поверки приборов при использовании
этих образцовых средств;
требуется большое количество образ-
образцовых мер и магазинов для поверки одного
прибора;
большая масса и габариты;
низкая транспортабельность.
В последние годы все большее внима-
внимание, особенно в области измерения сопро-
сопротивлений, уделяется созданию имитаторов,
под которыми понимают такие электриче-
электрические цепи, которые при соблюдении опреде-
определенных условий, выполняемых в процессе их
использования, ведут себя как сопротивле-
сопротивления, хотя и не содержат их.
Имитаторы сопротивлений в зависимо-
зависимости от того, имеют они встроенный источник
питания или нет, подразделяются на две
большие группы: активные и пассивные. Та-
Такое деление является весьма условным, так
как не только активные, но и пассивные ими-
имитаторы обязательно содержат какой-либо
вспомогательный источник питания. Разница
лишь в том, что в активных имитаторах ис-
источник питания встроен в сам имитатор, а
в пассивных используется напряжение одной
из точек схемы поверяемого измерителя со-
сопротивлений.
Имитаторы имеют ряд преимуществ
перед образцовыми мерами и магазинами:
имеется возможность получения широ-
216 Измерение параметров линейных компонентов цепей с сосредоточ. постоянными
кого диапазона и высокой дискретности из-
изменения параметра;
в ряде случаев можно обеспечить отсчет
погрешности поверяемого прибора непосред-
непосредственно в цифровой форме или по показа-
показаниям переключателей имитатора;
возможно обеспечение дистанционного
управления имитатором, что позволяет ис-
использовать его в автоматических системах
и автоматизировать процесс поверки.
Некоторое увеличение габаритов и стои-
стоимости, которые можно отнести к недостат-
недостаткам имитаторов, практически неизбежны при
автоматизации процессов измерений или по-
поверки.
Принцип имитации сопротивлений ис-
использован в калибраторе больших сопротив-
сопротивлений и малых токов ЕК1-6.
Прибор предназначен для поверки те-
раомметров ЕК6-7, ЕК6-11, Е6-13, Е6-14,
а также электрометрических измерителей то-
тока и нановольтметров.
Диапазон воспроизводимых калибрато-
калибратором сопротивлений составляет 1 • 105 —
1-Ю18 Ом. При этом предел допускаемой
основной погрешности воспроизведения со-
сопротивления в процентах от установленно-
установленного значения сопротивления не превышает
+ @,1 - 3) % в поддиапазоне от 1 ■ 105 до
9,9-1014 Ом и + E-80)% в поддиапазоне от
1-Ю15 до 9,9-1018 Ом.
Установка значения воспроизводимого
сопротивления, тока и напряжения произво-
производится с помощью программных переключа-
переключателей.
Индикация значений воспроизводимых
величин и их полярность осуществляются по
цифровому табло.
Воспроизведение сопротивлений в диа-
диапазоне 105 —109 Ом обеспечивается с по-
помощью магазина сопротивлений, выполнен-
выполненного по схеме последовательного резистив-
ного делителя с коммутацией резисторов
магнитоуправляемыми контактами.
Магазин имеет семь декад резисторов
по четыре резистора в каждой. Включение
резисторов в измерительную цепь произво-
производится с помощью схемы управления. Упро-
Упрощенная схема калибратора в этом режиме
приведена на рис. 4.31.
При воспроизведении сопротивлений бо-
более 109 Ом используются два метода имита-
имитации: трехполюсной резистивной звезды и ем-
емкостного трехполюсника. Выбор одного из
методов осуществляется автоматически в за-
зависимости от поддиапазона воспроизводи-
воспроизводимого сопротивления и значения испытатель-
испытательного напряжения.
Упрощенная схема калибратора в режи-
I
Рис. 4.31. Упрощенная схема калибратора
ЕК1-6 в режиме воспроизведения сопро-
сопротивлений методом последовательного рези-
стивного делителя с коммутацией резисто-
резисторов магнитоуправляемыми контактами
ме воспроизведения сопротивлений с по-
помощью резистивной звезды приведена на
рис. 4.32.
Испытательное напряжение тераомме-
тра поступает на устройство коммутации на-
напряжений УПТ. Расположенные в этом
устройстве резисторы сопротивлением 109,
108, 107 Ом входят в состав инвертирующе-
инвертирующего усилителя постоянного тока УПТ1
с масштабирующим коэффициентом переда-
передачи электрометрического инвертора. Коэффи-
Коэффициенты передачи такого каскада в зависимо-
зависимости от подключенного входного резистора
равны 0,8; 0,08; 0,008, так как в цепи обрат-
обратной связи W7Ti стоит резистор сопротивле-
сопротивлением 8-Ю6 Ом.
Применение столь высокоомных рези-
резисторов обусловлено высоким внутренним со-
сопротивлением источника испытательного на-
напряжения тераомметра, что в свою очередь
требует усилителя с высоким входным со-
сопротивлением.
Функциональное назначение электроме-
электрометрического инвертора сводится к преобразо-
преобразованию испытательного напряжения тераом-
тераомметра, изменяющегося в пределах 1 —1000 В
в опорное напряжение с малым внутренним
сопротивлением, изменяющимся в пределах
0,8-12,5 В.
Это напряжение через резистивный де-
делитель, управляемый реле с помощью про-
программных переключателей, поступает на
второй масштабирующий электрометри-
™i Ri
l\ -0
Кг
-tzzb
У/77,
X
Rf
a
Щ
Клг
[Rs
Рис. 4.32. Упрощенная схема калибратора
ЕК1-6 в режиме воспроизведения сопро-
сопротивлений с помощью резистивной звезды
5.1. Характеристики трактов с распределенными постоянными
217
Синт
Рис. 4.33. Упрощенная схема калибратора
ЕК1-6 в режиме емкостного трехполюсного
имитатора
ческий инвертирующий усилитель УПТ2.
Сопротивление делителя изменяется от
1-108 до 9,999 -108 Ом с дискретностью
1105 Ом.
Усилитель УПТг представляет собой
усилитель постоянного тока с высоким коэф-
коэффициентом усиления (К « 100000) и высоким
входным сопротивлением. В цепи обратной
связи УПТг включен резистор сопротивле-
сопротивлением 108 Ом. Коэффициент передачи усили-
усилителя (с учетом действия обратной связи) со-
составляет около 1,2.
Таким образом, на выходе второго уси-
усилителя создается напряжение, совпадающее
по фазе с испытательным С/исп. С помощью
резисторов R2, Я4, R3 это напряжение пре-
преобразуется в ток, который поступает на из-
измерительный вход тераомметра.
Воспроизводимое сопротивление опреде-
определяется выражением
В режиме емкостного трехполюсного
имитатора используется схема, приведенная
на рис. 4.33.
В отличие от предыдущей схемы в цепь
обратной связи усилителя постоянного тока
УПТ2 включается конденсатор Синт, и этот
каскад по своей функции становится интегра-
интегратором, в котором выходное напряжение пре-
преобразуется в линейно изменяющееся. Через
дифференцирующий конденсатор Сдиф это
напряжение подается на поверяемый прибор.
Значение тока, поступающего на вход те-
тераомметра, зависит от крутизны линейно из-
изменяющегося напряжения, которая опреде-
определяется значением R3.
Усилитель УПТи Rt и R2 образуют фа-
зоинвертор для обеспечения требуемой по-
полярности тока через СДИф. Воспроизводимое
сопротивление
Выбором параметров схемы воспроизво-
воспроизводимое сопротивление можно менять в широ-
широких пределах с высокой дискретностью.
РАЗДЕЛ ПЯТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ И ХАРАКТЕРИСТИК
ТРАКТОВ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПОСТОЯННЫМИ
5.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ
И ПАРАМЕТРЫ ТРАКТОВ
С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
Для передачи высокочастотной энергии
электромагнитной волны на небольшие рас-
расстояния применяются тракты с распреде-
распределенными постоянными - коаксиальные и во-
лноводные линии.
На рис. 5.1 и 5.2 представлено распреде-
распределение силовых линий электрических и маг-
магнитных полей в этих линиях.
В коаксиальных линиях имеет место
замкнутое во внешнем цилиндре электриче-
электрическое поле с вектором Е, направленным по
радиусам, и магнитное поле с вектором Я,
направленным по концентрическим (относи-
(относительно внутреннего проводника) окружно-
окружностям.
Из общей теории трактов с распреде-
распределенными постоянными следует, что если
вдоль тракта распространяется электромаг-
электромагнитная волна, то комплексные амплитуды
компонентов электрического и магнитного
полей £, и Я, независимо от типа тракта
можно представить в виде
Е,(х) = ЕПЛае-»* + Е01ре+"*; E.1)
Рис. 5.1. Распределение силовых линий
электрических и магнитных полей в коак-
коаксиальных трактах
218
Измерение параметров и характеристик трактов с распред. постоянными
Н,(х) = Нтае-»х-Е0Тре+"х, E.2)
где £пад и Япад — амплитуды падающих, а
£отр и Яотр — амплитуды отраженных волн
на входе СВЧ тракта. Множители е~7г* и
е+1ух, где у = р — ;'а - комплексная постоян-
постоянная распространения, символизируют волно-
волновой процесс. Величина а называется постоян-
постоянной затухания. Она равна нулю для идеаль-
идеального волновода без потерь. В этом случае
у = р = 2л/Д.в является фазовой постоянной,
где >.„ — длина волны в тракте.
Связь между £пад и Япад зависит от типа
волны, на которой происходит перенос энер-
энергии. Для различных типов волн имеют место
следующие соотношения:
для волны типа Е ЕПЛД/НП!1п =
для волны типа Я Enaa/Hma = vr
для волны типа ТЕМ
£пад/#п
Z0>
где игр — групповая скорость распростране-
распространения в тракте; ц — магнитная проницаемость;
б — диэлектрическая проницаемость; Zo —
волновое сопротивление тракта.
Волновое сопротивление зависит от ви-
вида тракта и его размеров. Для коаксиальной
линии
Z0 = 13,91g(D/d), E.3)
где D — внутренний диаметр внешнего про-
проводника; d — диаметр внутреннего проводни-
проводника. Размеры D и d зависят от диапазона ча-
частот и уровня мощности в тракте.
Рис. 5.2. Распределение
силовых линий элект-
электрических и магнитных
полей в волноводных
трактах
V
С '
—
—
—
В отечественной измерительной технике
приняты размеры D и d коаксиальных линий,
приведенные ниже.
', мм
16,0
16,0
7,0
3,5
а, мм
6,95
4,6
3,04
1,52
Верхняя граница
диапазона частот
ГГц
7,5
3,0
18,0
36
На волнах короче 1 м возможно исполь-
использование полых труб прямоугольного сече-
сечения — волноводов.
В волноводах распространяются элек-
электромагнитные волны только двух типов: по-
перечно-магиитная (ТМ- или £-волна) и по-
поперечно-электрическая (ТЕ- или Я-волна)
(рис. 5.2). Волноводы являются линиями
передачи электромагнитной энергии сверх-
сверхвысоких частот (до 400 ГГц). Преимущества-
Преимуществами волноводных линий перед коаксиальны-
коаксиальными являются меньшие потери энергии на
поглощение в стенках волновода, возмож-
возможность передачи большей мощности и относи-
относительная простота конструкции.
Формула волнового сопротивления для
волн типов £ и Я имеет следующий вид:
zn= \ —
-, E-4)
где а и Ь — внутренние поперечные размеры
волновода.
Ниже приведены размеры волноводов,
принятые в отечественной радиоизмеритель-
радиоизмерительной технике, и соответствующие им частоты.
Внутренние размеры
волновода
(а х Ь), мм
1,6x0,8
2,4x1,2
3,6x1,8
5,2x2,6
7,2 х 3,4
11x5,5
13x6,5
16x8,0
19x9,5
23x10
28,5x12,6
35x15
40x20
48x24
58x25
72x34
90x45
110x55
Диапазон
частот,
ГГц
118,1-178,4
78,3-118,1
53,6-78,3
37,5-53,6
25,95-37,5
17,44-25,95
14,71-21,43
12,05-17,44
9,93-14,71
8,24-12,05
6,85-9,93
5,64-8,24
4,8-6,85
3,94-5,64
3,20-4,80
2,59-3,94
2,14-3,20
1,72-2,59
5.2. Методы измерения коэффициентов стоячей волны
219
Рис. 5.3. Расположение стоячей волны вдоль
линии
Для характеристики качества согласова-
согласования сопротивлений в трактах с распреде-
распределенными постоянными широко пользуются
двумя понятиями: коэффициентом отраже-
отражения и коэффициентом стоячей волны.
Под коэффициентом отражения пони-
понимается отношение комплексных амплитуд
отраженной волны £отр и падающей волны
соединители, переходы, аттенюаторы, эле-
элементы связи, ферритовые приборы и другие
СВЧ узлы, может быть описано с помощью
матриц, дающих связь между входными
и выходными параметрами. На рис. 5.4
представлена схема четырехполюсника с ха-
характеризующими его параметрами. Коэффи-
Коэффициенты передачи четырехполюсника соответ-
соответственно в прямом и обратном направлениях
при отсутствии отражений в тракте выра-
выражаются как
и2
174
иЛ=о
E.9)
E.10)
= |£отр/£пад|е*>,
E.5)
где ср — разность фаз между £Отр и £пад.
Коэффициент стоячей волны (КСВ)
определяется отношением максимального
значения напряжения (или тока) к минималь-
минимальному значению напряжения (или тока) вдоль
однородной линии.
Вдоль линии за счет сложения падаю-
падающей и отраженной волн устанавливается
стоячая волна (рис. 5.3), т. е. напряжение
(или ток) имеет максимальное и минималь-
минимальное значения.
Отсюда КСВ определяется как
KLT v = Umax /Umm = Imax /1т„. E.6)
Коэффициенты отражения Г и стоячей
волны кСТ у связаны между собой следующи-
следующими соотношениями:
\Г\ = (ксти-1)/(К„и+1); E.7)
.Ксти = A+\Г\)/A-\Г\), E.8)
где | Г | — модуль коэффициента отражения.
Поскольку | Г | может изменяться от
0 до 1, пределами изменения KcrU являются
1 и оо. Полному отражению от нагрузки со-
соответствует бесконечно большой КСВ; ре-
режим согласования линии с нагрузкой харак-
характеризуется КСВ, равным 1.
Понятие КСВ очень широко применяет-
применяется в технике сверхвысоких частот. Величиной
КСВ пользуются для оценки качества аппа-
аппаратуры, ее эффективности, для выражения
параметров СВЧ узлов и т. п.
Действие четырехполюсников, приме-
применяемых на СВЧ, таких как отрезки линий,
Рис. 5.4. Схема четырехполюсника с ха-
характеризующими его параметрами
Коэффициенты отражения четырехпо-
четырехполюсников со стороны входов и выходов бу-
будут соответственно:
Si, =
u3
Ei
u±
= |Г1|е''ч>н; E.Ц)
= \Г2\е>ч>». E.12)
Коэффициенты S,1; S12, S21, S,2 принято
называть S-параметрами; <р,2 и tp2, — сдвиги
фаз, вносимые четырехполюсниками в пря-
прямом и обратном направлениях соответствен-
соответственно; (р,, и <р22 — фазы коэффициентов отраже-
отражения входов и выходов четырехполюсников
соответственно.
5.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
КОЭФФИЦИЕНТА СТОЯЧЕЙ ВОЛНЫ
ПО НАПРЯЖЕНИЮ,
МОДУЛЯ И ФАЗЫ КОЭФФИЦИЕНТА
ОТРАЖЕНИЯ
Наиболее распространенными методами
измерения коэффициента стоячей волны, мо-
модуля и фазы коэффициента отражения
являются следующие:
анализ картины стоячей волны методом
подвижного зонда;
метод, основанный на использовании эл-
эллиптической поляризации;
метод, основанный на использовании на-
направленных ответвителей.
220
Измерение параметров и характеристик трактов с распред. постоянными
Вентиль
J
-1
1
Генератор
i 1 г
Измерительная линия
Измеряемый,
объект
Рис. 5.5. Функциональная схема измеритель-
измерительной линии
Анализ картины стоячей волиы методом
подвижного зоида (с помощью измерительной
линии). На рис. 5.5 показаны функциональная
схема измерительной линии и включение ее
в тракт. В зависимости от значения коэффи-
коэффициента стоячей волны измеряемого объекта
в измерительной линии устанавливается
определенное распределение тока и напря-
напряжения (см. рис. 5.3). По измеренным значе-
значениям Umax и Umin согласно E.6) определя-
определяется КСВ.
<1>азу коэффициента отражения tp0Tp
можно^определить, если известно расстояние
между положениями минимумов распределе-
распределения полейХ получаемых последовательно
в двух случаяххВ первом случае выход ли-
линии замкнут накоротко; во втором случае
линия нагружена на измеряемый объект.
Метод измерения коэффициента стоячей
волны и фазы коэффициента отражения, осно-
основанный иа использовании эллиптической поля-
поляризации. В нижней части диапазона СВЧ (до
1000 МГц) измерение КСВ и фазы коэффи-
коэффициента отражения с помощью измеритель-
измерительной линии затруднительно из-за ее больших
габаритов, поэтому в этом диапазоне частот
более приемлем метод, основанный на ис-
использовании эллиптической поляризации.
Особенностью построения таких прибо-
приборов является выполнение их в виде тройника,
в одно из плеч которого включается емкост-
емкостная нагрузка. В тройнике образуется волна
с круговой поляризацией. При подключении
к одному из плеч несогласованной нагрузки
поляризация становится эллиптической. От-
Отношение осей эллипса определяет коэффи-
коэффициент стоячей волны, а положение осей эл-
Иэмеритель отношений
Генератор
сигналов
Измеряе-
Измеряемый
объект
Двунаправленный
ответвитель
Рис. 5.6. Структурная схема измерения
КСВ с двунаправленным ответвителем
липса определяет фазу коэффициента отра-
отражения.
Достоинства этого метода следующие:
отсчет фазы коэффициента отражения
производится непосредственно в градусах по
лимбу;
ответвитель круговой поляризации и де-
детекторная головка широкополосны и не ну-
нуждаются в настройке при изменении ча-
частоты;
приборы, созданные по этому методу,
могут встраиваться в радиоаппаратуру, от-
отличаются конструктивной простотой и удоб-
удобством эксплуатации.
Метод, основанный иа использовании дву-
двунаправленных ответвителей. Этот метод ос-
основан на раздельном измерении значений
напряжений, пропорциональных падающей
и отраженной мощностям в высокочастот-
высокочастотном тракте.
На рис. 5.6 приведена структурная схема
измерения КСВ с двунаправленным ответви-
ответвителем.
Часть падающей высокочастотной мощ-
мощности ответвляется в плечо 1 направленного
ответвителя и поступает на детектор, а часть
отраженной от измеряемого объекта высоко-
высокочастотной мощности ответвляется в плечо
2 и поступает на другой детектор. Оба про-
детектированных сигнала затем поступают
на измеритель отношений, где сигналы срав-
сравниваются. На выходном индикаторе индици-
индицируется отношение напряжений, пропорцио-
пропорциональное КСВ высокочастотного тракта.
Погрешность измерения КСВ при этом
методе зависит от значения измеряемого
КСВ, идентичности переходных ослаблений
направленных ответвителей и вольт-ам-
вольт-амперных характеристик детекторов, значения
направленности ответвителей. Приемлемая
точность измерения КСВ получается при
значении направленности ответвителей более
35 дБ.
5.3. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ
ПАРАМЕТРОВ ТРАКТОВ
С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
Для измерения параметров трактов
с распределенными постоянными приме-
применяются следующие средства измерений:
линии измерительные (для измерения
стоячих волн в линиях передачи);
измерители полных сопротивлений (для
измерения модуля и фазы коэффициента от-
отражения); измерители коэффициента стоячей
волны или модуля коэффициента отражения;
измерители комплексных коэффициентов
5.3. СИ параметров трактов с распределенными постоянными
221
передач (для измерения модуля и фазы коэф-
коэффициента передачи четырехполюсников).
Линии измерительные предназначены для
измерения КСВ, полных сопротивлений,
длины волны и других характеристик волно-
волноводных и коаксиальных трактов различных
радиоустройств.
Несмотря на многообразие методов
и способов измерения КСВ и сопротивлений
на СВЧ, измерительные линии до настояще-
настоящего времени остаются основными приборами,
обеспечивающими абсолютное измерение
стоячих волн. Кроме того, освоение новых
диапазонов волн на СВЧ требует прежде
всего создания простой и надежной аппара-
аппаратуры для проведения основных измерений
в высокочастотных трактах. Поэтому наряду
с созданием автоматической аппаратуры для
измерения КСВ и полных сопротивлений,
обеспечивающей быстроту и удобство изме-
измерений, непрерывно идет работа по совершен-
совершенствованию измерительных линий с целью
повышения точности измерения. Совре-
Современные измерительные линии, обеспечивая
высокую точность измерения параметров
трактов, в то же время просты по своей
конструкции.
Измерительные линии разделяются на
коаксиальные и волноводные.
Коаксиальные измеритель-
измерительные линии в настоящее время перекры-
перекрывают диапазон частот от 500 МГц до 26 —
40 ГГц и в свою очередь разделяются на
щелевые и бесщелевые.
Коаксиальные щелевые линии просты
в эксплуатации, однако в низкочастотной ча-
части диапазона они сложны в изготовлении
из-за больших габаритов, что связано со зна-
значительными технологическими сложностями
изготовления труб и стержней. Поэтому
в низкочастотной части диапазона частот
для образцовых измерений целесообразнее
применять бесщелевые линии с неподвижной
связью, отличительными особенностями ко-
которых являются постоянство связи зонда
с полем линии в процессе измерения и отсут-
отсутствие отражений от опор и щели. Пара-
Параметры измеряемой оконечной нагрузки опре-
определяются методом трех точек, который
заключается в трехкратном подключении на-
нагрузки к линии непосредственно и через от-
отрезки линии с электрическими длинами 45
и 90°. При высокой точности изготовления
этих отрезков линии существенно ослабляет-
ослабляется влияние собственного КСВ прибора на
погрешность измерения.
Другим преимуществом этих линий
является высокая чувствительность, что осо-
особенно важно при измерениях малых КСВ.
В качестве рабочих приборов для изме-
измерений в низкочастотной части диапазона ча-
частот целесообразнее применять измерители
полных сопротивлений мостового типа, о ко-
которых будет рассказано далее.
Коаксиальные измерительные линии
удобнее в качестве образцовых для аттеста-
аттестации и поверки образцовых мер полного со-
сопротивления в связи с возможностью их
самокалибровкй, а все больший рост техно-
технологических возможностей производства
обеспечивает высокую точность изготовле-
изготовления эталонных коаксиальных линий. Приме-
Применение новых типов коаксиальных соедините-
соединителей (с высокой точностью изготовления)
позволяет создавать коаксиальные измери-
измерительные линии с собственным КСВ не более
1,01 в диапазоне частот 2-10 ГГц и не бо-
более 1,02 в диапазоне 10-18 ГГц. Коакси-
Коаксиальные линии наиболее удобны с точки зрения
уменьшения погрешностей за счет собствен-
собственных отражений, поскольку они воспроизво-
воспроизводят волновое сопротивление с наименьши-
наименьшими отклонениями от номинального значения.
Волноводные измерительные
линии перекрывают диапазон частот от
2,6 до 220 ГГц и выше и могут выполняться
как на отдельные сечения волноводов, так
и комплектами, состоящими из нескольких
секций с общими механической и индикатор-
индикаторной системами.
К достоинствам волноводных измери-
измерительных линий относятся:
относительная простота изготовления
присоединительных фланцев;
малые потери, позволяющие создавать
волноводные измерительные линии для суб-
субмиллиметровых волн.
К достоинствам как коаксиальных, так
и волноводных измерительных линий сле-
следует отнести то, что источники их погрешно-
погрешностей определяются поэлементно и при необ-
необходимости могут быть исключены или
уменьшены за счет статистической обработ-
обработки результатов измерений, что позволяет по-
получить высокую точность измерения, не
предъявляя особо жестких требований к па-
параметрам измерительных линий.
Дальнейшие разработки измерительных
линий ведутся с целью расширения частот-
частотного диапазона в сторону высоких частот
как коаксиальных, так и волноводных линий,
уменьшения погрешности измерения (созда-
(создание образцовых измерителей КСВ).
Отечественной промышленностью се-
серийно выпускается целый ряд измери-
измерительных линий, перекрывающих диапазон
частот от 0,5 до 78,3 ГГц. Основные харак-
характеристики их приведены в табл. 5.1.
222
Измерение параметров и характеристик трактов с распред. постоянными
Таблица 5.1.
Тип
прибора
Р1-36
Р1-37
Р1-17
Р1-18
Р1-34
Р1-45
Р1-19
Р1-19/1
Р1-20
Р1-21
Р1-12А
Р1-13А
Р1-27
Р1-28
Р1-29
Р1-30
Р1-31
Р1-32
Р1-33
Р1-39
Р1-40
Р1-46
Диапазон
ЧЭ.СТОТ
ГГц'
1-7,5
1-3
0,5-3
2-12,5
2-18
3-18
12,05-17,44
11,55-16,66
8,24-12,05
6,85-9,93
25,86-37,5
17,44-25,86
6,85-9,93
8,24-12,05
12,05-17,44
17,44-25,86
25,86-37,5
37,5-53,6
53,6-78,33
37,5-53,57
53,57-78,33
18-36
Основные технические характеристики измерительных лншш
ксв
собственный
1,02-1,04 (в
зависимости
от частоты)
1,02-1,04
1,04
1,07 (до 10
ГГц)
1,1 (-до 12,5
ГГц)
1,07 (до 10
ГГц)
1,1 (до 18
ГГц)
1,04
1,02
1,02
1,02
1,02
1,02
1,02
1,03
1,03
1,03
1,03
1,03
1,07
1,07
1,04
1,04
106
Погрешность
измерения, %
3,2 (до 2 ГГц)
3,5 (до 5 ГГц)
5 (до 7,5 ГГц)
5
6
10 (до 10 ГГц)
13 (до 12,5
ГГц)
10 (до 10 ГГц)
13 (до 18 ГГц)
6 (до 10 ГГц)
8 (до 18 ГГц)
3
3
3
3
3
3
5
5
5
5
5
6
6
5
5
10-12
ВЧ тракт,
мм
16/7
16/4,6
7/3
7/3
7/3
3,5/1,5
16x8
17x8
23x10
28,5 х 12,6
7,2 х 3,4
11x5,5
28,5 х 12,6
23x10
16x8
11x5,5
7,2 х 3,4
5,2 х 2,6
3,6x1,8
5,2 х 2,6
3,6x1,8
3,5/1,5
Габариты, мм;
масса, кг
383x200x220; 8,5
383x200x220; 8,5
772x250x214; 21,5
368x280x174; 7,5
305x200x220; 6
220x220x472; 7,5
214 х 176 х 134; 2,2
214x176x134; 2,2
214x176x147; 2,4
214x176x155; 2,6
214x118x76; 2,1
214x176x125; 2,6
214x176x155; 2,5
214x176x147; 2,4
214x176x134; 2,2
214x176x118; 2,1
214x176x118; 2,1
105x67x95; 1,3
105x67x96; 1,3
72х 101 х89; 0,8
72x101x89; 0,8
117x148x170; 2,5
Измерители полных сопротивлений пред-
предназначены для измерения КСВ и фазы коэф-
коэффициента отражения двухполюсников.
Прибор представляет собой коакси-
коаксиальный тройник (рис. 5.7), симметричные
плечи которого нагружаются: одно — изме-
измеряемой нагрузкой, другое - образцовым
конденсатором, реактивность которого рав-
равна единице на рабочей частоте. К несимме-
несимметричному плечу тройника подводится сигнал
от генератора СВЧ. Над центром тройника
устанавливается круглый запредельный
волновод, на входе которого имеется фильтр
из параллельных проводящих пластин. Этот
фильтр пропускает лишь волны типа Я,,.
Выше фильтра расположена приемная сво-
свободно вращающаяся петля с детектором для
выделения низкочастотной составляющей.
Отношение максимального и минимального
значений выходного напряжения, снимаемо-
снимаемого с петли, равно квадрату коэффициента
стоячей волны, а угол между положениями
петли при определенных значениях вы-
выходных напряжений (максимальных или ми-
минимальных) в режиме холостого хода и при
измерении неизвестной нагрузки равен фазе
коэффициента отражения нагрузки, причем
поворот петли иа 360° всегда будет эквива-
эквивалентен расстоянию, равному одной длине во-
волны независимо от частоты сигнала.
Образцовый,
конденсатор
Рис. 5.7. Устройство коаксиального изме-
измерителя полных сопротивлений
5.3. СИ параметров трактов с распределенными постоянными
223
Измерители полных сопротивлений ма-
малогабаритны, удобны в эксплуатации, на-
надежны, имеют погрешности измерения КСВ
и фазы коэффициента отражения, сравнимые
с погрешностями измерительных линий. Но
в отличие от измерительных линий измери-
измерители полных сопротивлений не требуют под-
подстройки детекторной камеры и при необхо-
необходимости могут быть встроены в радиоаппа-
радиоаппаратуру. Особенно большое преимущество их
перед измерительными линиями ощущается
в нижней части СВЧ диапазона (до
1000 МГц), где их габариты и масса значи-
значительно меньше, чем у измерительных линий.
Волноводные измерители полных сопро-
сопротивлений перекрывают диапазон частот
1,7—17,44 ГГц и могут полностью заменить
волноводные измерительные линии третьего
класса. Они имеют погрешность измерения
КСВ ± 4 % и погрешность измерения фазы
коэффициента отражений + 4°. На частотах
свыше 17 ГГц целесообразнее применять из-
измерительные линии, так как у измерителей
полных сопротивлений слишком велики раз-
размеры детекторных камер по сравнению
с размерами волноводов.
К недостаткам измерителей полных со-
сопротивлений относится их низкая чувстви-
чувствительность, особенно на нижних частотах.
Основные технические характеристики
измерителей полных сопротивлений пред-
представлены в табл. 5.2.
Основные тенденции развития радиотех-
радиотехнической аппаратуры — уменьшение габари-
габаритов, расширение диапазонов рабочих ча-
частот — требуют увеличения объема измере-
измерения параметров и характеристик СВЧ эле-
элементов трактов. Однако измерение параме-
параметров с помощью измерительных линий
и мостовых измерителей полных сопротив-
сопротивлений возможно только на фиксированных
частотах, что существенно увеличивает тру-
трудоемкость измерений и чрезвычайно услож-
усложняет отработку и настройку СВЧ узлов.
Автоматизация этих измерений и созда-
создание панорамной измерительной аппаратуры
не только увеличивают производительность,
но и повышают качество измерений, так как
позволяют визуально наблюдать частотную
характеристику измеряемого параметра
в широком диапазоне частот в наиболее
удобной форме (осциллографический индика-
индикатор, самопишущие и цифропечатающие при-
приборы).
Панорамное наблюдение амплитудных
и фазовых характеристик СВЧ устройств
в широкой полосе частот позволяет значи-
значительно сокращать время их поверки, эффек-
эффективно осуществлять широкополосную на-
настройку их, способствует прогрессу проекти-
проектирования СВЧ аппаратуры. В связи с этим
большое значение имеет разработка пано-
панорамных измерителей КСВ и ослаблений, из-
измерителей S-параметров двух- и четырехпо-
четырехполюсников.
Высокочастотная часть панорамных
приборов включает в себя коаксиальные или
волноводные СВЧ узлы: прецизионные на-
направленные ответвители, мосты, симме-
симметричные направленные ответвители, направ-
направленные ответвители с малой частотной зави-
зависимостью переходного ослабления и неко-
некоторые другие СВЧ узлы. Так как погреш-
погрешность измерений панорамных приборов
Таблиц
Тип
прибора
РЗ-32
РЗ-33
РЗ-34
РЗ-35
РЗ-39
РЗ-40
РЗ-41
РЗ-42
РЗ-43
РЗ-44
РЗ-45
РЗ-46
РЗ-47
РЗ-48
а 5.2. Основные технические характеристики
Диапазон
\1ЯСТГ\Т
4dv 1 U 1 ,
ГГц
0,02-0,15
0,02-0,15
0,15-1,0
0,15-1,0
12-16,67
8,24-12,05
6,85-9,93
5,64-8,24
4,8-6,85
3,94-5,64
3,2-4,8
2,59-3,94
2,14-3,2
1,72-2,59
Погрешность измерения
КСВ,
0/
/о
7
7
7
7
4
4
4
4
4
4
4
4
4
4
фазы коэф-
коэффициента
отражения,
град
7
7
7
7
4
4
4
4
4
4
4
4
4
4
измерителей
ВЧ тракт,
мм
16/7
16/4,6
16/7
16/4,6
17x8
23x10
28,5x12,6
35x15
40x20
48x24
58x25
72x34
90x45
110x55
полных сопротивлений
Габариты, мм;
масса, кг
285х200 х 130; 3,8
285x200x130; 3,8
175 х 100x70; 2,3
175x100x70; 2,3
265x170x170; 4,2
265x170x170; 5
265x170x170; 5,5
265x170x170; 6,3
282 х144 х 143; 6,8
297x173-157; 8,8
284x207x157; 9,3
340x248x187; 12,8
390x303x210; 17
450x375x240; 25,5
224
Измерение параметров и характеристик трактов с распред. постоянными
Генератор
качающейся
частоты
Индикатор
КСВ
и ослабления
Аттенюатор
Направлен-
Направленный детектор
падающей
волны
Направлен-
Направленный детектор
отраженной
волны
Изме-
Измеряемый
объект
Рис. 5.8. Схема измерения КСВ панорам-
панорамным измерителем КСВ и ослабления
в основном определяется параметрами СВЧ
узлов, то уменьшение этой погрешности
имеет большое значение в перспективном
развитии панорамных приборов.
Измерители коэффициента стоячей волны
панорамные. К этой группе приборов отно-
относятся панорамные измерители КСВ и ослаб-
ослабления, в основе которых лежит рефлектоме-
трический принцип измерения, использую-
использующий выделение падающей и отраженной от
измеряемого объекта воли и определение
коэффициента отражения по значению отно-
отношения их амплитуд.
Возможны три варианта построения
структурной схемы прибора по рефлектоме-
трическому принципу:
схема с автоматической регулировкой
мощности (АРМ) и индикатором прямого
усиления;
схема без АРМ с измерителем отноше-
отношения двух сигналов в качестве индикатора;
комбинированная схема с АРМ и изме-
измерителем отношения в качестве индикатора.
Наиболее перспективна комбинирован-
комбинированная схема рефлектометра с генератором
качающейся частоты (ГКЧ), охваченным си-
системой АРМ, и измерителем отношения
в качестве индикатора, которая представлена
на рис. 5.8.
Рефлектометр состоит из двух направ-
направленных ответвителей с встроенными детек-
детекторными головками (направленными детек-
детекторами). Направленный детектор падающей
волиы является одновременно датчиком
АРМ ГКЧ. Переориентация направленного
детектора отраженной волны обеспечивает
возможность измерения либо КСВ двух-
и четырехполюсника (рис. 5.8), либо ослабле-
ослабления четырехполюсника (рис. 5.9). Измерения
основаны на выделении направленными
детекторами падающего на исследуемый
объект и отраженного от него (при измере-
измерении КСВ) или прошедшего через иссле-
Генератор
качающейся
частоты
Индикатор
КСВ
и ослабления
Аттенюатор
Направлен-
Направленный детектор
падающей
волны
Изме-
Измеряемый
объект
Направлен-
Направленный детектор
отраженной
волны
Рис. 5.9. Схема измерения ослабления пано-
панорамным измерителем КСВ и ослабления
дуемый объект (при измерении ослабления)
СВЧ сигналов.
Выделенные сигналы детектируются де-
детекторными головками, встроенными во вто-
вторичные тракты направленных детекторов
(НД), и подаются в индикатор. Сигнал на
выходе детекторной головки НД падающей
волны поддерживается постоянным систе-
системой АРМ генератора. Шкалы индикатора
проградуированы в значениях КСВ и ослаб-
ослабления и позволяют производить непосред-
непосредственный отсчет измеряемой величины. Ра-
Работа детекторов в квадратичном режиме
обеспечивается низким уровнем мощности
во вторичном тракте НД.
Отечественные коаксиальные панорам-
панорамные измерители КСВ и ослабления перекры-
перекрывают диапазон частот 20 мГц — 12,4 ГГц,
волноводные 2,6 — 78,33 ГГц и имеют по-
погрешность измерения КСВ ±E-15)%, ос-
ослабления + @,5 — 2,5) дБ. Основные техниче-
технические характеристики отечественных панорам-
панорамных измерителей КСВ приведены в табл. 5.3.
Приборы, представленные в табл. 5.3,
обладают высокой степенью унификации.
В них применен унифицированный индика-'
тор, а генераторы качающейся частоты так-
также имеют унифицированные узлы.
Индикатор представляет собой измери-
измеритель отношений. Отсчет измеряемых вели-
величин КСВ и ослабления осуществляется по
экрану ЭЛТ и отсчетному устройству с пере-
переключаемыми шкалами. Чувствительность ка-
канала отраженной волны не хуже 1 мкВ.
Пределы входных напряжений падаю-
падающей волны 0,03-10 мВ; пределы измерения
КСВ 1,01 — 5,0; пределы измерения ослабле-
ослабления 0 — 40 дБ; погрешность измерения
ослабления + @,2 + 0,03 А) дБ, где А — из-
измеренное ослабление.
Структурная схема индикатора предста-
представлена на рис. 5.10 и состоит из следующих
основных частей:
5.3. СИ параметров трактов с распределенными постоянными
225
Таблица 5.3. Основные техническне характернстнкн измерителей КСВ панорамных
Тип
прибора
РК2-47
Р2-52
Р2-53
Р2-54
Р2-55
Р2-56
Р2-57
Р2-58
Р2-59
Р2-60
Р2-61
Р2-67
Р2-66
Р2-65
Р2-68
Р2-69
Р2-70
Р2-71
Р2-73
Р2-74
Р2-75
Р2-76
Р2-77
Р2-78
Р2-79
Р2-80
Диапазон
частот,
ГГц
0,1-1,25
1,07-2,14
2,0-4,0
4,0-12,05
1,07-12,05
2,59-3,94
3,2-4,8
3,94-5,64
5,64-8,24
6,85-9,93
8,24-12,05
12,05-17,44
17,44-25,86
25,86-37,5
37,5-53,57
53,57-78,33
12,05-18,0
12,05-18,0
0,01-1,25
0,01-1,25
0,01-1,25
0,01-1,25
0,01-1,25
1,25-5,0
1,25-5,0
1,25-5,0
Пределы
измерения
КСВ
1,05-2
1,05-2
1,05-2
1,07-2
1,05-2
1,05-2
1,05-2
1,05-2
1,05-2
1,05-2
1,05-2
1,05-5
1,06-5
1,1-5
1,1-5
1,1-5
1,07-5
1,07-5
1,03-5
1,07-5
1,03-5
1,03-5
1,03-5
1,04-5,0
1,07-5,0
1,04-5,0
Погреш-
Погрешность
измерения
КСВ, %
4-10
4-10
4-10
9-15
8-15
4-10
4-10
4-10
4-10
4-10
4-10
'5-12
5-12
5-15
10-15
10-15
10-15
10-15
4-10
5-10
4-7
4-7
4-7
4-7
5-10
4-7
ВЧ тракт,
мм
16/7; 16/4; 6;
7/3
16/7; 16/4; 6;
7/3
16/7; 7/3
7/3
7/3
72x34
58x25
48x24
35x15
28,5 х 12,6
23x10
17x8
11x5,5
7,2 х 3,4
5,2 х 2,6
3,6x1,8
7/3
3,5/1,5
3,5/1,5; 7/3;
16/4,6; 16/7
3,5/1,5
7/3
16/4,6
16/7
3,5/1,5; 7/3;
16/4,6; 16/7
3,5/1,5
7/3
Габариты, мм;
масса, кг
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480 х 482 х175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин
дикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480x482x175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480 х 482 х 175; 20
ГКЧ 480x475x175; 25; ин-
индикатора 480 х 482 х175; 20
ГКЧ 490x475x175; 25; ин-
индикатора 490x482x175; 20
ГКЧ 490x475x175; 25; ин-
индикатора 490 х 482 х 175; 25
ГКЧ 490x475x175; 25; ин-
индикатора 490 х 482 х175; 20
ГКЧ 490x475x173; 23; ин-
индикатора 490x482x175; 20
ГКЧ 490x475x173; 23; ин-
индикатора 490x482x175; 20
ГКЧ 490 х 475 х 175; 25; ин-
индикатора 490x482x175; 20
ГКЧ 490x475x175; 25; ин-
индикатора 490 х 482 х175; 20
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; ин-
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
226
Измерение параметров трактов с распределенными постоянными
Продолжение табл. 5.3
Тип
прибора
Р2-81
Р2-82
Диапазон
частот,
ГГц
1,25-5,0
1,25-5,0
Пределы
измерения
КСВ
1,04-5,0
1,04-5,0
Погреш-
Погрешность
измерения
КСВ, %
4-15
4-7
ВЧ тракт,
мм
16/4,6
16/7
Габариты, мм;
масса, кг
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
ГКЧ 488x475x93; 15; блока
измерительного 488 х 537 х 253;
25
усилителя отраженной волны для усиле-
усиления сигнала отраженной волны и выполне-
выполнения операций деления двух сигналов;
усилителя падающей волны для усиле-
усиления сигнала падающей волны и выполнения
операций деления двух сигналов;
синхронного детектора для дальнейшего
усиления сигнала отраженной волны и его
детектирования;
корректора для компенсации неидентич-
неидентичности СВЧ трактов;
осциллографического блока для визуаль-
визуального наблюдения частотных характеристик
исследуемых объектов;
устройства для отсчета измеряемых ве-
величин;
усилителя метки;
источника питания.
Необходимость улучшения метрологиче-
метрологических характеристик (повышения точности из-
измерения КСВ и коэффициента передачи, точ-
точности отсчета частоты, расширения пределов
измерения) при одновременном снижении
U
отр
Усилитель
отраженной
волны
Синхронный
детектор
U
пая
Усилитель
падающей
волны
Uynp
от ГКЧ
Корректор
Отсчетное
устройство
Источник
питания
Осциллогра-
фический
блок
Усилитель
метки
Рис.
Метка от ГКЧ
5.10. Структурная схема индикатора
КСВ и ослабления
трудоемкости вызвала разработку нового
ряда панорамных измерителей КСВ на базе
микропроцессорной системы управления.
Встроенная в прибор микропроцессорная си-
система обеспечивает управление следующими
операциями:
установкой пределов перестройки ча-
частоты и автоматической линеаризации пере-
перестройки ;
автоматическим исключением погрешно-
погрешности неравномерности калибровки;
цифровой обработкой данных и выво-
выводом на экран измерительной информации;
процессом измерения в диалоговом ре-
режиме (прибор — оператор) с указанием оши-
ошибок оператора.
К таким приборам относятся пано-
панорамные измерители КСВ типов Р2-73 — Р2-82
(табл. 5.3).
Приборы имеют запрограммированный
режим коррекции неквадратичности СВЧ де-
детектора, отстройки от шумов, режимы запи-
записи и сравнения частотных характеристик из-
измеряемых объектов. Кроме того, они позво-
позволяют выявлять ошибки оператора. Ошибка
оператора или схемы индицируется на экра-
экране осциллографического индикатора над-
надписью ОШИБКА.
Конструктивно приборы состоят из ге-
генератора качающейся частоты и измеритель-
измерительного блока со встроенной микропроцессор-
микропроцессорной системой и осциллографическим индика-
индикатором. Измерительный блок является ба-
базовым и при смене плат программной
памяти может также работать в других диа-
диапазонах частот. Приборы имеют выход на
регистрирующее устройство и могут рабо-
работать в составе автоматических измери-
измерительных систем с ЭВМ.
Измерители комплексных коэффициентов
передачи. Использование сигналов со
сложным законом модуляции в радиосвязи,
радиолокации, радионавигации, радиоско-
радиоскопии, радиоастрономии выдвигает опреде-
определенные требования к устройствам их приема,
передачи и формирования.
5.3. СИ параметров трактов с распределенными постоянными
227
В зависимости от назначения устройства
и места включения его в аппаратуру контро-
контролируются модуль коэффициента передачи,
электрическая длина (фазовый сдвиг), коэф-
коэффициент отражения со стороны входа и вы-
выхода или полное сопротивление - состав-
составляющие S-параметров.
Панорамные измерители S-параметров
позволяют получить наиболее полную ин-
информацию о частотных характеристиках
СВЧ устройств, поэтому интерес к измерите-
измерителям S-параметров растет с каждым годом
как со стороны разработчиков радиоизмери-
радиоизмерительной аппаратуры, так и со стороны по-
потребителей.
Развитие техники панорамного измере-
измерения S-параметров в последние годы значи-
значительно стимулировало внедрение вычисли-
вычислительной техники в область радиоизмерений,
так как только на базе измерителей S-пара-
S-параметров могут быть созданы автоматизиро-
автоматизированные прецизионные системы для измере-
измерения параметров СВЧ узлов.
Измерители S-параметров обеспечивают
автоматическое с высокой точностью изме-
измерение комплексных коэффициентов передачи,
КСВ, амплитудно-частотных, фазочастотных
и других характеристик цепей. Аналоговый
выход результатов измерения позволяет ав-
автоматизировать процесс регистрации резуль-
результатов измерения с помощью внешних реги-
регистрирующих устройств.
Измерители S-параметров незаменимы
в системах автоматического контроля изме-
измерения, управления технологическими процес-
процессами, при расчете и конструировании узлов
и элементов СВЧ трактов.
Основные возможности измерителей S-
параметров следующие:
Измерение амплитудных характери-
характеристик — усиления, ослабления, развязки, по-
потерь на отражение, неравномерности АЧХ;
измерение фазовых характеристик — фазово-
фазового сдвига коэффициента передачи, фазового
сдвига коэффициента отражения, группового
времени запаздывания, нелинейности фазоча-
стотной характеристики, непостоянства груп-
группового времени запаздывания; измерение
комплексных характеристик - коэффициента
передачи, коэффициента отражения, полного
сопротивления, полной проводимости; из-
измерение параметров сигналов — отношения
уровней, разности фаз.
Отечественные приборы Р4-11, Р4-23,
Р4-36 и др. перекрывают диапазон частот
1 МГц — 12,4 ГГц, позволяют производить
измерения на фиксированных частотах и
в диапазоне частот с индикацией параметров
на осциллографическом индикаторе в по-
полярных и декартовых координатах модуля
и фазы коэффициентов отражения и переда-
передачи. Основные технические характеристики
этих приборов приведены в табл. 5.4.
Выбор структурной схемы СВЧ части
измерителя S-параметров определяется спо-
способом формирования измерительного и ге-
гетеродинного сигналов, перестраиваемых
в пределах рабочего диапазона частот изме-
измерителя и сдвинутых относительно друг друга
на постоянную промежуточную частоту.
В приборе Р4-23 использован балансный
умножитель частоты на два для формирова-
формирования измерительных сигналов в диапазоне
СВЧ с уровнем выходной мощности
1-10 мВт. В приборах Р4-11 и Р4-23 сдвиг
гетеродинного сигнала относительно изме-
измерительного на постоянную промежуточную
частоту осуществляется с помощью двойно-
двойного преобразования частоты. К преимуще-
преимуществам двойного преобразования частоты сле-
следует отнести:
однозначность и стабильность промежу-
промежуточной частоты;
возможность использования гетеродина
фиксированной частоты вместо генератора
перестраиваемой частоты;
отсутствие ограничений на скорость
перестройки частоты и на выбор значения
промежуточной частоты.
Недостатками двойного преобразования
являются:
появление пораженных точек в пределах
рабочего диапазона частот прибора;
уменьшение развязки между каналами
измерителя.
Поэтому на более высоких частотах
применяется схема импульсной фазовой ав-
автоподстройки частоты (ИФАП).
К важнейшим СВЧ узлам приборов от-
относятся измерительные смесители. В прибо-
приборе Р4-23 применены измерительные смесите-
смесители, выполненные по балансной схеме на
отрезке запредельного волновода. Такие сме-
смесители имеют хороший баланс, позволяют
получить требуемый диапазон рабочих ча-
частот и производить настройку на идентич-
идентичность и максимум развязки между каналами
в полосе частот, что особенно важно для
двухканальных измерительных смесителей.
Измерение фазы на СВЧ требует знания
точного значения частоты, поэтому в прибо-
приборах, предназначенных для измерения ком-
комплексных коэффициентов передачи, в отли-
отличие от измерителей КСВ и ослабления
отсчет частоты производится по встроенным
резонансным частотомерам, обеспечиваю-
обеспечивающим погрешность отсчета частоты не более
±@,2-0,5)%.
228
Измерение параметров трактов с распределенными постоянными
Таблица 5.4. Основные техи
Тип
прибора
Р4-11
Р4-23
Р4-36
Р4-37/1
Р4-38
Диапа-
Диапазоны
ГГц
0,001-
1,25
1-4
4-12,05
0,001 -
1,25
1,25-5
Раз-
Размеры
мм
16/7;
16/4,6
7/3
7/3
7/3;
16/7;
16/4,6
7/3
нческие характеристики
измерителей комплексных коэффициентов нередачн и отражения
Пределы измерения
КСВ
1.05-2
2
1,05-2
1,1-2
1,03-2
1,04-2
КОЭффицИ-
передачи,
дБ
+ 10+ -40
+ 10-Г-70
+ 30+-60
+ 30+ -80
+ 30--80
фазы ко-
эффици-
эффициентов пе-
передачи
и отраже-
отражения, град
0±180
0± 180
0+180
0+180
(я* 10)
0+180
(я< 10)
КСВ
о
±5Х»
±5л:
+4К
±2,4/е
+ з,2л:
Погрешность измерения
модуля ко-
коэффициента
передачи,
дБ
+ @,05Л" +
+ 0,4
±@,03 А +
+ 0,7)
± (О.ОЗЛ f
+ 0,5)
±@.01 А +
+ 0,3)
+ @,02 А +
+ 0,3)
фазы
коэффициентов
передачи,
град
±@,2 А +
+ 0,02ф»** +
+ 5)
±@,М +
+ 0,02ф +
+ 5)
+ @,1 А +
+ 0,02р + 3)
+ @,05Л +
+ 2)
+ @,01 А +
+ 2,5)
отражения.
град
±A2/А- +
+ 4)
±A2/Х +
+ 4)
±A2/Х>4)
±D/х+з)
±(8/ЛГ+
+ 1.5J
Габаритные
размеры, мм;
масса, кг
ГКЧ-480х16Ох
х420; 18; индижа-
тора 480x320x420.
40
ГКЧ - 480x160*
х420; 23; индика-
индикатора 480x206x420;
24
Блока измеритель-
измерительного 500x536x295:
31; преобразовател»
частоты 480 х 475 х
х95; 11
ГКЧ 488x475x93:
17; блока измери-
измерительного 488х536х
х253; 28; преоб-
преобразователя частоты
488x475x93; 12
ГКЧ - 488 х 475 х
х 93; 13; блока из-
измерительного 488 х
х 536x253, 28; пре-
преобразователя час-
частоты 488x475x93:
11
* К — измеренное значение КСВ.
** А — измеренное значение коэффициента передачи.
** ф — измеренное значение фазы коэффициента передачи.
Принцип работы приборов основан на
выделении опорного и измеряемого сигна-
сигналов, которые несут информацию о параме-
параметрах объекта измерения. Опорный и изме-
измеряемый сигналы преобразуются в измери-
измерительном блоке, который выдает информа-
информацию для измерения и наблюдения на экране
ЭЛТ соответствующих характеристик.
Структурная схема прибора для измерения
параметров отражения приведена на
рис. 5.11 и состоит из следующих основных
частей: генератора качающейся частоты, из-
мерительного^ блока, СВЧ узлов.
Работа прибора при измерении параме-
параметров отражения осуществляется следующим
образом. Сигнал СВЧ генератора качающей-
качающейся частоты поступает на измерительный
блок, где он преобразуется в два сигнала,
сдвинутых по частоте относительно друг
друга на 100 кГц. Один из сигналов через
СВЧ узлы поступает на объект измерения.
С помощью СВЧ узлов выделяются сиг-
сигналы, пропорциональные напряжениям па-
падающей и отраженной волн. Эти сигналы
поступают на смесители опорного и измери-
измерительного каналов, куда от гетеродина по-
подается сигнал, сдвинутый по частоте на
100 кГц. После смесителей сигналы частотой
100 кГц поступают на делитель, где про-
производится измерение отношения амплитуд,
а с помощью фазового детектора измеряется
разность фаз. После детекторов постоянная
составляющая напряжения подается на экран
ЭЛТ, где производится наблюдение иссле-
исследуемых характеристик. Характеристики мо-
могут наблюдаться либо в декартовой (прямо-
Генератор
качающейся
частоты
Измеритель-
Измерительный блок
Аттенюатор |
Направлен-
Направленный детектор
падающей
волны
Направлен-
Направленный детектор
отраженной
волны
Изме-
Измеряемый
объект
Рис. 5.11. Схема измерения параметров отра-
отражения измерителем S-параметров
5.3. СИ параметров трактов с распределенными постоянными
229
Генератор
качающейся
частоты
Измерительный
блок
[Лттенюатор| |Аттенюатор| | Аттенюатор|
Измеряе-
Измеряемый объект
Тройник
Рис. 5.12. Схема измерения проходных пара-
параметров четырехполюсников измерителем
S-параметров
угольной) системе координат, либо в поляр-
полярной.
При измерении коэффициента передачи
и фазы коэффициента передачи схема соеди-
соединения СВЧ узлов видоизменяется (рис. 5.12).
В этом случае выходной сигнал с изме-
измерительного блока с помощью тройника раз-
разделяется на два: опорный и измерительный.
Опорный сигнал непосредственно поступает
на измерительный блок, а измерительный
предварительно проходит через измеряемый
объект. Дальнейший путь прохождения сиг-
сигналов в измерительном блоке такой же, как
и при измерении параметров отражения.
Прибор Р4-36 состоит из следующих ос-
основных блоков:
блока преобразования частоты, форми-
формирующего два частотных канала, сдвинутых
на постоянную промежуточную частоту,
и переносящего информацию об измеряемой
величине на промежуточную частоту;
блока измерительного, содержащего ге-
генератор качающейся частоты, осциллографи-
ческий индикатор, блок меток и встроенный
микропроцессор;
комплекта измерительных СВЧ узлов.
Измерительный блок обеспечивает упра-
управление функционированием всего прибора,
выдачу цифровой информации об устано-
установленной полосе качания частоты, частоте из-
измерения, измеряемой величине, а также ото-
отображение частотных характеристик КСВ
и коэффициента передачи на экране ЭЛТ.
Встроенный микропроцессор обеспечи-
обеспечивает автоматическое управление следующи-
следующими операциями:
перестройкой частоты генератора с при-
привязкой к сетке кварцованных меток;
автоматическим исключением неравно-
неравномерности калибровки прибора;
цифровой обработкой и выводом на
экран ЭЛТ измерительной информации.
Это позволило уменьшить погрешность
измерения КСВ и коэффициента передачи,
обеспечить цифровой отсчет рабочей полосы
частот, частотной метки и результатов изме-
измерения, уменьшить габариты и массу прибо-
прибора.
Комплект СВЧ узлов обеспечивает из-
измерение КСВ и коэффициента передачи
в различных коаксиальных трактах и состоит
из следующих блоков:
моста, предназначенного для выделения
сигнала, пропорционального коэффициенту
отражения от измеряемого объекта. На вхо-
входе моста включен детектор падающей вол-
волны, а в его диагональ — детектор отражен-
отраженной волны. Сигналы падающей и отражен-
отраженной волн усиливаются усилителями, разме-
размещенными в корпусе моста;
головок детекторных;
нагрузок согласованных, необходимых
при измерении коэффициента передачи;
нагрузок рассогласованных, служащих
после аттестации образцовыми мерами КСВ
при поверке приборов;
аттенюаторов, служащих после аттеста-
аттестации образцовыми мерами ослабления при
поверке приборов;
переходов коаксиальных для подсоеди-
подсоединения измеряемых объектов с разъемами
других присоединительных размеров.
Анализ возможности микропроцессор-
микропроцессорных систем показывает, что в панорамных
измерителях КСВ и S-параметров может
быть обеспечен ряд требований качественно
нового измерения параметров трактов:
цифровой отсчет всех измеряемых вели-
величин (коэффициентов передачи и отражения,
КСВ, фаз коэффициентов передачи и отраже-
отражения, начальной и конечной частот полосы ка-
качания, частоты метки);
автоматическая калибровка, обеспечи-
обеспечивающая исключение отдельных составляю-
составляющих погрешности;
широкополосность в сочетании с воз-
возможностью работы в узкополосиом режиме
при высокой точности отсчета частот;
расширение пределов измерения коэффи-
коэффициента передачи за счет коррекции неквадра-
тичности;
автоматическое подавление помех;
расширение измерительных функций,
включающих в себя запоминание частотной
характеристики с возможностью широкопо-
широкополосного компарирования, измерение зонди-
зондирующей мощности, возможность работы
в составе АИС;
повышенная долговременная стабиль-
стабильность;
режим самоконтроля и автодиагностики
работоспособности составных частей;
230
Измерение параметров трактов с распределенными постоянными
обнаружение и индикация ошибок и не-
неверных действий оператора.
Кроме того, в приборах с микропроцес-
микропроцессорами могут быть обеспечены:
новые метрологические возможности
(высокоточный отсчет частоты, измерение
АЧХ и группового времени запаздывания
(ГВЗ) устройств с преобразованием частоты,
панорамная индикация мощности СВЧ сиг-
сигнала, автоматический непрерывный переход
от поддиапазона к поддиапазону для обеспе-
обеспечения широкополосности);
новые эксплуатационные возможности
(диалоговый режим измерения по экрану
ЭЛТ, автоматический и ручной выбор пре-
пределов измерения, повышенная разрешающая
способность по экрану ЭЛТ, повышенная
метрологическая надежность (могут быть
предусмотрены сервисные подпрограммы
самоконтроля и самодиагностики), обнару-
обнаружение ошибок и неверных действий операто-
оператора при измерениях; могут быть реализованы
дополнительные режимы, например режим
указания пределов достоверности результата
измерения по техническим условиям);
новые производственные возможности
(удешевление производства благодаря ис-
исключению кинематических узлов и значи-
значительное уменьшение их сложности, отсут-
отсутствие необходимости настройки в большей
части печатных плат).
Из табл. 5.3 и 5.4 следует, что пано-
панорамные измерители КСВ и комплексных
коэффициентов передачи и отражения
с встроенным микропроцессором имеют
большие пределы измерений коэффициента
передачи и меньшие погрешности измерений
частоты (в 2 раза), коэффициента передачи (в
1,5-2,5 раза), КСВ (в 1,5-2 раза), фазы
коэффициента отражения (в 2 раза), фазы
коэффициента передачи (в 2 — 2,5 раза).
Приборы не только обеспечивают изме-
измерение КСВ и комплексных коэффициентов
передачи и отражения четырехполюсников,
но и позволяют также наблюдать и прово-
проводить измерения одновременно частотных ха-
характеристик КСВ и коэффициента передачи
четырехполюсников, сравнивать частотные
характеристики нелинейных и квазилинейных
СВЧ устройств при разных уровнях мощно-
мощности в тракте, измерять параметры устройств
с переносом частоты.
5.4. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ ИЗМЕРЕНИЙ
ПАРАМЕТРОВ
И ХАРАКТЕРИСТИК ТРАКТОВ
С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
Исходной величиной определения меры
отражения в трактах с распределенными по-
постоянными и способов ее измерения является
волновое сопротивление передающего трак-
тракта. В связи с этим образцовыми средствами,
устанавливающими волновое сопротивление
трактов, могут быть образцовые нагрузки
с переменной фазой коэффициента отраже-
отражения. Нагрузки представляют собой одно-
однородный с высокой точностью выполненный
коаксиальный или волноводный тракт, вдоль
которого перемещается поглотитель с за-
заданным КСВ. Нагрузки должны быть атте-
аттестованы с погрешностью, в 3 раза меньшей
погрешности поверяемого прибора. Нагруз-
Нагрузки позволяют произвести настройку и повер-
поверку разнообразных измерителей КСВ, ко-
которые заключаются в сравнении сопротивле-
сопротивления измеряемого объекта с волновыми со-
сопротивлениями нагрузок.
Поверка измерительных линий произво-
производится поэлементным или комплексным ме-
методом.
При поэлементном методе определяют-
определяются собственный КСВ линии, непостоянство
связи зонда с полем линии и относительная
шунтирующая проводимость зонда.
Собственный КСВ измерительной линии
определяется одним из приведенных ниже
методов в зависимости от наличия средств
поверки:
смещения узла с помощью корот-
козамкнутой нагрузки с переменной фазой;
подвижной нагрузки с помощью
рассогласованной нагрузки с переменной фа-
фазой;
связанной нагрузки с помощью
согласованной нагрузки с переменной фазой.
Для обеспечения определения собствен-
собственного КСВ измерительных линий каким-либо
из этих методов и других параметров линий
в комплект линий, как правило, входят необ-
необходимые нагрузки.
Максимальная погрешность измерения
волноводных и коаксиальных линий опреде-
определяется по формуле
= 1,7а,*,
■ E.13)
где
~ среднеквадратическая
5.4. Метрологическое обеспечение параметров трактов
231
погрешность измерения КСВ; здесь а^ —
составляющая погрешности при измерении
КСВ (погрешность за счет собственного
КСВ, непостоянства связи зоида с полем ли-
линии, индикаторного прибора). При точных
измерениях вводятся поправки за счет шун-
шунтирующей проводимости зоида 6КШ и зату-
затухания линии &КЖГ:
8Кш/100 +
+ бКэат/ЮО),
E.14)
где ЗКст [/(„)— скорректированное значение
измеренного КСВ нагрузки.
Поверку волиоводиых измерительных
линий при эксплуатации и хранении можно
производить комплексным методом с по-
помощью образцовых волиоводиых нагрузок
с переменной фазой коэффициента отраже-
отражения с КСВ, близким 2, погрешность аттеста-
аттестации которых в 3 раза меньше погрешности
поверяемых измерительных линий.
При поверке этим методом производит-
производится измерение КСВ нагрузки при положениях
ее подвижного элемента, отличающихся друг
от друга иа Хц/10. Выбирается то измеренное
значение Хсти(нзм)> которое наиболее
отличается от паспортного значения КСВ
нагрузки.
Погрешность измерения КСВ опреде-
определяется по формуле
8КСТ и — ± (Кст и (Изм) —
- КСТ и (обр)) • 1 ОО/Кст и (обР> E.15)
где К„ ц (Обр) — паспортное значение КСВ
образцовой нагрузки.
Поверка измерителей полных сопроти-
сопротивлений производится с ' помощью образ-
образцовых мер полных сопротивлений (с норми-
нормированными значениями КСВ и фазы коэффи-
коэффициента отражения). Образцовая мера под-
подключается к выходу измерителя полных
сопротивлений, и производится измерение
КСВ и фазы коэффициента отражения.
В процессе поверки образцовую меру под-
подключают 4 — 5 раз к поверяемому измерите-
измерителю и выбирают значения КСВ и фазы, наи-
наиболее отличающиеся от паспортных значе-
значений КСВ образцовой меры. Погрешность
измерения КСВ, %, определяется по E.15).
Погрешность измерения фазы коэффи-
коэффициента отражения вычисляется по формуле
Аф= ± I Физм - Фобр Г, E.16)
где фнзм — измеренное значение фазы;
Фобр — паспортное значение фазы коэффи-
коэффициента отражения образцовой меры иа ча-
частоте аттестации.
Образцовые меры полных сопротивле-
сопротивлений должны иметь номинальные значения
КСВ 1,2 и 2,0 с допускаемым разбросом от
1,15 до 1,25 и от 1,9 до 2,1 соответственно.
Каждая образцовая мера должна быть атте-
аттестована по фазе коэффициента отражения
в точках частотного диапазона, необхо-
необходимых для поверки измерителей полных со-
сопротивлений. Значения фазы должны изме-
изменяться от 0 до 360° в рабочем диапазоне
частот прибора. Поверка приборов произво-
производится иа крайних и средней частотах рабоче-
рабочего диапазона.
При отсутствии образцовых мер полных
сопротивлений допускается проверка по-
погрешностей измерения КСВ и фазы измери-
измерителей по образцовым мерам КСВ и фазы
коэффициента отражения.
Поверка панорамных измерителей КСВ
производится путем измерения образцовых
нагрузок с номинальными значениями КСВ
1,2 и 2,0, аттестованных иа трех частотах ра-
рабочего диапазона, включая крайние. Погреш-
Погрешность измерения КСВ, %, вычисляется по
E.15).
Погрешность измерения КСВ, %, от
2 до 5 определяется по формуле
E.17)
где Ксг ц — измеренное значение КСВ; В
и С — постоянные значения при нормирова-
нормировании пределов основной погрешности измере-
измерения КСВ, установленные для Кст с/ < 2 в тех-
технической документации иа конкретный тип
измерителя.
Измерители S-параметров поверяются
с учетом особенности схем их построения
набором образцовых мер. Для поверки при-
применяются высокочастотные аттенюаторы,
аттестованные по значению ослабления, рас-
рассогласованные нагрузки с КСВ, равным 1,2
и 2,0, и отрезки коаксиальных линий. Отрез-
Отрезки коаксиальных линий выполняются без
опор для получения минимального собствен-
собственного КСВ, а длина их выбирается такой,
чтобы обеспечить измерение фазы коэффи-
коэффициента отражения в пределах ие менее 180°
во всем диапазоне частот прибора.
Погрешность измерения КСВ, %, при
этом определяется путем сравнения измерен-
измеренного значения КСВ образцовой нагрузки
с паспортным значением и вычисляется по
E.15).
Погрешность измерения фазы коэффи-
232
Измерение добротности
циента отражения определяется путем изме-
измерения образцовых нагрузок с КСВ, равным
1,2 и 2,0, с подключенными к ним последова-
последовательно отрезками линии определенной
длины и последующего вычисления по E.16).
Погрешность измерения модуля и фазы
коэффициента передачи определяется путем
измерения образцовых мер ослабления 10,
20, 40 дБ, аттестованных также и по фазе
коэффициента отражения. На низких часто-
частотах последовательно с аттенюатором под-
подключаются отрезки линии определенной
длины.
Погрешности измерения модуля, дБ,
и фазы, град, коэффициента передачи вы-
вычисляются соответственно по формулам:
АА = ± | Атм —
I; Дф
±1 Физм - Фобр I,
E.18)
где /4ИЗм и физм — измеренные значения моду-
модуля и фазы коэффициента передачи; Ао^ и
Фобр - паспортные значения образцовых мер
ослабления.
РАЗДЕЛ ШЕСТОЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ДОБРОТНОСТИ
6.1. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ДОБРОТНОСТИ
НА ЧАСТОТАХ ДО 300 МГц
Измерители добротности предназначены
для измерения характеристик двухполюсни-
двухполюсников с индуктивным характером сопротивле-
сопротивления, входных импедансов активных и пас-
пассивных четырехполюсников, а также параме-
параметров колебательных контуров, конденсато-
конденсаторов, резисторов, ферритов, варикапов
и других радиоэлементов.
Для измерения добротности могут ис-
использоваться следующие методы: мостовой,
отношения напряжений, ударного возбужде-
возбуждения, расстройки контура, модуляционно-раз-
ностный. Эти методы имеют ряд разновид-
разновидностей по архитектуре структурных схем
и способам определения добротности.
Большинство измерителей добротности
основано на измерении отношения напряже-
напряжения, при этом используются резонансные
свойства колебательного контура, образо-
образованного образцовым конденсатором и иссле-
исследуемой катушкой индуктивности. Структур-
Структурная схема прибора для измерения добротно-
добротности по этому методу содержит: перестраи-
перестраиваемый в широком диапазоне частот генера-
генератор, измерительный контур, широкопо-
широкополосный волномер, отсчетное устройство, от-
отградуированное в единицах добротности.
Резонансная кривая колебательного кон-
контура может быть использована для опреде-
определения добротности (рис. 6.1, а). При этом
шириной полосы пропускания контура назы-
называется разность частот j\ и /2, на которых
мощность в контуре равна половине ее зна-
значения на резонансной частоте /0. Напряже-
Напряжение на частотах /\ и /2 равно 0,707 значения
при резонансной частоте. Следовательно,
е=/о/(/1-/2)-
Можно показать математически, что ча-
частоты, в которых вторая производная резо-
резонансной кривой равна нулю, связаны с Q ре-
резонансного контура почти точным равен-
равенством
Q = /0/Д/1/2 = (/, + /2) /21/2 (/, - /2),
где /0 — резонансная частота; ft и /2 —
частоты, соответствующие точкам перегиба;
A/ = /i-/2-
При квадратичном детектировании это
выражение принимает вид
Простейшая схема измерителя доброт-
добротности представлена на рис. 6.1,6. В процессе
измерения используется последовательный
колебательный контур, состоящий из пере-
переменного образцового конденсатора СОбр
и образцовой катушки индуктивности Lo6p-
Измеряемая катушка подключается вместо
образцовой, а конденсатор присоединяется
параллельно образцовому. Настройку в ре-
резонанс осуществляют, изменяя емкость
образцового конденсатора. Для нормальной
работы электронного вольтметра, измеряю-
измеряющего напряжение на конденсаторе, необходи-
необходимо иметь напряжение на контуре в момент
резонанса, равное единицам вольта, следова-
следовательно, в контур с добротностью, равной
примерно 100, требуется вводить напряжение
около 0,01 В. Вольтметр уровня контроли-
контролирует вводимое в контур напряжение генера-
генератора. Конденсаторы СОбр и С образуют атте-
аттенюатор, который позволяет уменьшить
влияние выходного сопротивления генерато-
генератора на контур.
6.1. Методы измерения добротности на частотах до 300 МГц
233
Рис. 6.1. Простейшая схема измерителя Рис. 6.2. Эквивалентная схема катушки ин-
добротности (б) и резонансная кривая для дуктивности
определения добротности (а)
Если напряжение на выходе генератора
поддерживать постоянным, то напряжение
на образцовом конденсаторе будет прямо
пропорционально добротности.
Для определения основных соотношений
в схеме заменим катушку индуктивности ее
эквивалентной схемой (рис. 6.2). При С, >
> Собр суммарная емкость контура
к ~ W^o6p/(^r т *^o6pj ^ ^-*г\* *-"г/*-*обр).
При резонансе емкость контура
Ск.р ~ СрСобр/(Ср -f" Собр) ~ СрA Ср/Сг),
где Ср — емкость образцового конденсатора
при резонансе.
Если гСобр«к г^6р, то ток в контуре
при резонансе 1„ л EItl , а напряжение на
о6р
образцовом конденсаторе
Ср ' ^обр Р'
Отсюда измеренное значение добротно-
добротности при постоянном значении
Действительное значение добротности
отличается от измеренного:
Ql = /р/юСк.рЕ = S'(l + Ср/С,).
Методическую погрешность можно вы-
вычислить и ввести поправку, так как значения
Ср и С, известны:
На результат измерения влияют потери
в контуре и его элементах. Полное сопро-
сопротивление контура rK = ri +rc , где
обр обр
гс — сопротивление образцового конден-
обр
сатора, учитывающее его собственные поте-
потери и шунтирующее действие вольтметра.
Образцовые конденсаторы имеют доброт-
добротность примерно 104, поэтому приближенно
можно принять Q = Qi. Самая существенная
составляющая погрешности измерения Ql
возникает из-за неточности измерения напря-
напряжений.
Добротность можно измерить, исполь-
используя метод вариации емкости. Для этого из-
измеряют значения емкостей CKi и СК2 на ча-
частотах /, и /2 при 0,707 Uс ■ Эквивалент-
Эквивалентная добротность катушки квр этом случае
В измерителях добротности с ем-
емкостным аттенюатором максимальное значе-
значение образцовой емкости СОбртах < 0,02Сг,
следовательно, можно принять СОбр »Ск
и расчет Ql проводить по формуле
QL = (C1+C2)/(C2-C1),
где Ct и С2 — значения емкости, считы-
считываемые со шкалы прибора. В этом случае по-
погрешность измерения Q будет обусловлена
в основном погрешностью градуировки
образцового конденсатора.
С помощью измерителей добротности
проводят измерение индуктивности и собст-
собственной емкости катушки. Для этого изме-
измеряемую индуктивность вводят в контур по-
последовательно с образцовым конденсатором.
После настройки в резонанс эквивалентную
индуктивность рассчитывают по формуле
■мэбр ~ 1/Ск. pfp. F-1)
На фиксированных частотах генератора
индуктивность L, однозначно зависит от
Ск р ж Ср. Поэтому со шкалой образцового
конденсатора совмещают шкалу измеряемых
индуктивностей, которая соответствует толь-
только ряду фиксированных частот, указанных
в паспорте на прибор. Погрешность измере-
измерения индуктивности
б^обр — — 8СК- р — 2бс0р ^ — бСр — бсОр. F.2)
Погрешность установки частоты лежит
в пределах 1%, а погрешность определения
резонансной емкости зависит от погрешно-
погрешностей градуировки шкалы, считывания и опре-
определения экстремального уровня напряжения
на конденсаторе. Значение последней при
малых добротностях контура может соста-
составлять несколько процентов. Эту погреш-
погрешность можно рассчитать по формуле
8e/e = l/28c/ /Up/Q.
р
Кроме того, эквивалентная индуктив-
индуктивность несколько отличается от истинной.
234
Измерение добротности
1/ff
1/f*
5г=-5(Ск + С0)-5/ +
Co о
Ск1
Рис. 6.3. График для определения значений
L и С„
Подставив в F.1) значение Ск р из F.2), после
преобразований получим
L=l/w£(CK.p + C0). F.3)
Таким образом, для определения L, не-
необходимо знать Со. Емкость Со можно опре-
определить из F.3):
где зависимость I//2, от Ск. р — прямая ли-
линия, отсекающая на оси абсцисс (рис. 6.3)
отрезок, соответствующий Со, а на оси ор-
ординат 1//о- Следовательно, неизвестные зна-
значения Со и L можно определить из графика,
построенного для двух значений емкости Ск.
Измерения можно проводить на частотах,
высшая из которых не более /0/2, так как
собственная емкость Со изменяется с измене-
изменением частоты вблизи /0.
Определение L и Со по графику вносит
дополнительные погрешности, связанные
с неточностью его построения. Уменьшить
погрешность можно путем ее непосредствен-
непосредственного вычисления.
Если использовать свойство колебатель-
колебательного контура изменять свою добротность
при введении в пего неизвестного сопроти-
сопротивления, то измерители добротности можно
применить для измерения сопротивлений.
Если измеряемое сопротивление гх много
меньше резонансного сопротивления конту-
контура хр, то гх вводится в контур последова-
последовательно. При этом полное сопротивление кон-
контура при резонансе
Разделив обе части равенства на хр,
получим:
V02 =1/01+^/-V
где Qy и Q2 — значения добротности конту-
контура, измеренные до и после введения гх.
Отсюда
гх = (Qi - Q2)/Q, Qz ■ 2я/(Ск + Со).
Относительная погрешность определе-
определения гх
Большие сопротивления вводят в контур
параллельно образцовому конденсатору.
Пересчитав параллельное включение Кх и
С в последовательное, можно найти пара-
параметры последовательной схемы замещения:
Сэх = С[1 + 1/(КхсоСJ],-
гэх = 1/(соСJКх {1 + [1/(КхсоСJ]}.
Подставив значение гэх в формулу для
гх, получим:
Со) [1 +
+ 1/(КхооСJ].
Расчет можно проводить и по прибли-
приближенной формуле:
При этом появляется методическая погреш-
погрешность
ДС/КХ = (Кх' - Rx)/Rx = (Хр
F.4)
Погрешность измерения Rx рассчитывают по
формуле F.4), и в диапазоне от 1 до
200 МГц она лежит в пределах 5-10%.
6.2. АВТОМАТИЗАЦИЯ ИЗМЕРЕНИЙ
ДОБРОТНОСТИ
Существенными недостатками приборов
для измерения добротности, основанных на
использовании свойств резонансного конту-
контура, являются косвенный характер определе-
определения параметров электронных компонентов
и цепей, невысокая точность измерений,
ограниченные возможности в измерении
параметров низковольтных нелинейных
устройств из-за большого напряжения, раз-
развиваемого на контуре в момент резонанса.
Эти недостатки в основном и вызывают не-
необходимость автоматизации методов изме-
измерения добротности, которые не только обес-
обеспечивают возможность измерения с непо-
непосредственным отсчетом сопутствующих па-
параметров (емкости, частоты) и различных па-
параметров компонентов и цепей за счет при-
применения цифровых методов и обработки
информации микропроцессорами, но и по-
позволяют значительно уменьшить погреш-
погрешность путем введения поправок.
При выборе методов автоматизации из-
измерений добротности в первую очередь рас-
рассматривают вопросы рационального по-
построения структуры прибора, обеспечения
6.2. Автоматизация измерений добротности
235
автоматизации как основных, так и проме-
промежуточных операций и получения мини-
минимальных погрешностей измерения для за-
заданных диапазонов частот. Эти методы
должны удовлетворять современным требо-
требованиям, т. е. обеспечить прямой отсчет
добротности; функциональную универсаль-
универсальность; достаточно полную автоматизацию
всех операций измерения; высокое быстро-
быстродействие; технологичность для массового
производства. Перечисленным требованиям
в наибольшей степени удовлетворяют сле-
следующие три метода: самовозбуждения, удар-
ударного возбуждения, расстройки частоты.
Метод самовозбуждения является разно-
разновидностью метода отношения напряжений,
в котором добротность определяется как от-
отношение выходного напряжения последова-
последовательного колебательного контура к вход-
входному.
Основное принципиальное отличие ме-
метода самовозбуждения от обычного метода
отношения напряжений состоит в том, что
он исключает необходимость иметь в прибо-
приборе такой сложный узел, как широкодиапа-
широкодиапазонный генератор. Колебательное напряже-
напряжение в измерительном контуре создается за
счет автоколебательного режима, получаемо-
получаемого путем охвата широкополосного усилителя
положительной обратной связью через изме-
измерительный колебательный контур.
Таким образом, при использовании ме-
метода самовозбуждения исключается не толь-
только широкодиапазонный генератор из струк-
структурной схемы прибора, но и самая трудоем-
трудоемкая операция настройки измерительного кон-
контура в резонанс.
Метод позволяет реализовать следую-
следующие технические характеристики и операции:
диапазон частот 1 кГц — 1 МГц;
цифровой отсчет добротности, частоты
и напряжения на измеряемом устройстве;
автоматизацию процессов измерения —
настройки в резонанс, переключения преде-
пределов измерения по частоте и добротности;
хорошую развязку измерительного кон-
контура от внешних цепей;
отсутствие составляющей погрешности
измерения добротности за счет активного
сопротивления входного элемента связи;
уменьшение уровня напряжения на изме-
измеряемом объекте до 300 мВт;
поддержание постоянного уровня напря-
напряжения независимо от значения измеряемой
добротности на измеряемом объекте;
плавную регулировку напряжения на из-
измеряемом объекте;
отсутствие методической погрешности
измерения малых значений добротности
Структурная схема измерителя доброт-
добротности с самовозбуждением показана на
рис. 6.4. Измерительный контур, в состав ко-
которого входит измеряемая катушка индук-
индуктивности, включен в цепь положительной
обратной связи последовательно соеди-
соединенных фазосдвигающего устройства и уси-
усилителя с регулируемым коэффициентом уси-
усиления. Вход контура соединен с входом
устройства стабилизации амплитуды, состоя-
состоящего из дифференциального усилителя, ис-
источника опорного напряжения, подключен-
подключенного к одному из входов усилителя и ампли-
амплитудного детектора, с помощью которого
другой вход усилителя связан с входом из-
измерительного контура. Выход устройства
стабилизации амплитуды подключен к упра-
управляющему входу усилителя. Параллельно из-
измерительному контуру включен блок изме-
измерения отношения напряжений.
В процессе работы схемы, если выпол-
выполняется условие баланса фаз и амплитуд в ав-
автоколебательной цепи, состоящей из усили-
усилителя, фазосдвигающего устройства, измери-
измерительного контура, происходит нарастание
амплитуды автоколебаний. Баланс фаз обес-
обеспечивается фазосдвигающим устройством,
а баланс амплитуд достигается тем, что в ис-
исходном состоянии коэффициент усиления
усилителя больше
где Qmm — минимальная измеряемая доброт-
добротность; mj и т2 — коэффициенты деления
входного и выходного делителей измери-
измерительного контура соответственно.
Когда напряжение на выходе амплитуд-
амплитудного детектора превысит заданное источни-
источником опорного напряжения, на управляющий
вход усилителя поступит усиленный сигнал
ошибки, уменьшающий коэффициент переда-
передачи последнего. Это уменьшение происходит
до значения, определяющего установивший-
установившийся режим в автоколебательной цепи при за-
заданном значении напряжения, вводимого
в измерительный контур. Из-за инерционно-
инерционности устройства стабилизации амплитуд коэф-
коэффициент усиления за время, равное периоду
колебаний, уменьшается на небольшое значе-
значение, поэтому схеме почти не присуща по-
погрешность, вызванная несинусоидальностью
вводимого в контур напряжения. Однако она
обладает узкой полосой частот и небольшим
диапазоном измеряемых добротностей, что
объясняется неустойчивостью автоколеба-
автоколебаний, возникающих при уменьшении изме-
измеряемых добротностей и повышении частоты.
236
Измерение добротности
Амплитудный детектор
Блок измерения
отношений напряжений
■ *| Измерительный контур \-
Усилитель с переменным
коэффипиентом усиления
Фазос двигаю-
двигающая цепь
Г
~J Дифференциальный усилитель
Источник
опорного напряжения
Устройство I
стабилизации |
напряжения j
Рис. 6.4. Структурная схема измерителя добротности с самовозбуждением
Неустойчивость автоколебаний вызвана
уменьшением времени установления пере-
переходных процессов в контуре по отношению
ко времени установления переходных про-
процессов в устройстве стабилизации ампли-
амплитуды. Эти процессы определяются постоян-
постоянной времени амплитудного детектора тдет =
= RC и постоянной времени измерительного
контура тк = 2Q/w.
При Тдет < тк устройство стабилизации
амплитуды успевает следить за изменением
уровня напряжения на контуре, а в этом слу-
случае можно относительно легко добиться
поддержания необходимого коэффициента
для устойчивого режима автоколебаний.
Когда Тдет » Тк, переходные процессы в кон-
контуре протекают гораздо быстрее, чем в ам-
амплитудном детекторе; наступает режим пре-
—*
Устройство
стабилиэапии
амплитуды
Усилитель
генераторный
Измерительный
контур
Усилитель
измерительный
Блок измерения
отношения
напряжений
•
•
Устройство
регистрации
возбуждения
Рис. 6.5. Структурная схема измерителя
добротности с положительной обратной
рываемой генерации в связи с тем, что
устройство стабилизации амплитуды не бу-
будет успевать реагировать на кратковре-
кратковременные действия внешних факторов, приво-
приводящих колебательную систему к срыву гене-
генерации.
Отсутствие широкополосных фазосдви-
гающих устройств на я/2, трудность изго-
изготовления усилительных цепочек с частотно-
независимым фазовым сдвигом и аттенюа-
аттенюаторов с неизменяемым фазовым сдвигом
при регулировке их коэффициента передачи
затрудняет выполнение широкополосных
усилителей путем включения в их состав
фазосдвигающего устройства с постоянным
сдвигом фазы на 90°.
На рис. 6.5 представлена структурная
схема, в которой о значении добротности из-
измерительного контура можно судить по фак-
факту возникновения автоколебаний. В начале
работы измерительный контур подключается
в цепь положительной обратной связи изме-
измерительного усилителя, после чего коэффи-
коэффициенты усиления обоих усилителей плавно
увеличивают до возникновения автоколеба-
автоколебаний в цепи контур - измерительный усили-
усилитель. Наличие автоколебаний определяется
устройством регистрации возбуждения. Этим
же устройством фиксируется коэффициент
усиления измерительного усилителя, при ко-
котором произошло возбуждение, и переклю-
переключается измерительный контур в цепь обрат-
обратной связи генераторного усилителя.
Режим устойчивых автоколебаний обес-
обеспечивается устройством стабилизации ам-
амплитуды. Добротность измеряется блоком
измерения отношения напряжения по ампли-
амплитуде сигналов на выходе и входе измери-
измерительного усилителя.
Эта схема в отличие от предыдущей
имеет следующие недостатки:
6.2. Автоматизация измерений добротности
237
Индикатор
♦
Измери-
Измерительный
контур
♦
Усилитель
Фазовый
детектор
♦
Генератор
пи лооб разного
напряжения
♦
Управляемый
фазов ращатель
Рис. 6.6. Структурная схема широкодиапа-
широкодиапазонного измерителя добротности
более высокую погрешность, которая
вызвана тем, что добротность измеряется
в неустановившемся режиме, когда
к >m1m2/Q;
малое быстродействие из-за большого
времени нарастания амплитуды колебаний
до порога срабатывания устройства реги-
регистрации возбуждения;
затруднение измерения параметров не-
нелинейных элементов в неустановившемся ре-
режиме.
На рис. 6.6 изображена структурная схе-
схема измерителя добротности, обеспечиваю-
обеспечивающая широкую полосу рабочих частот и боль-
большой диапазон измеряемых добротностей.
В этой схеме обеспечение устойчивого воз-
возбуждения измерительного контура на резо-
резонансной частоте осуществляется введением
в состав усилителя управляемого фазовра-
фазовращателя, фазовый сдвиг которого может из-
изменяться от 0 до 180° во всей полосе частот.
Для установки фазовращателем фазово-
фазового сдвига усилителя, равного 90°, применяет-
применяется устройство поиска и поддержания фазы,
состоящее из последовательно соединенных
фазового детектора, подключенного парал-
параллельно контуру, и управляемого генератора
пилообразного напряжения, выход которого
соединен с управляющим входом фазовра-
фазовращателя (рис. 6.6). В исходном состоянии, ког-
когда сигнал на входе и выходе усилителя от-
отсутствует, а выходное напряжение фазового
детектора равно нулю, с выхода генератора
на управляющий вход фазовращателя посту-
поступает возрастающее напряжение, изменяющее
фазовый сдвиг усилителя. При выполнении
фазовых и амплитудных условий на одной
из частот произойдет самовозбуждение уси-
усилителя. Если самовозбуждение произошло
при сдвиге фазы, меньшем 90°, то на выходе
фазового детектора появится сигнал отри-
отрицательной полярности, а на этот сигнал
управляемый генератор не реагирует. Фа-
Фазовый сдвиг усилителя продолжает расти.
Как только он превысит 90°, на выходе фазо-
фазового детектора появится возрастающий сиг-
сигнал положительной полярности. Вследствие
этого скорость изменения выходного напря-
напряжения генератора уменьшится до нуля, и на
управляемый фазовращатель будет посту-
поступать постоянное напряжение, при котором
сдвиг фазы усилителя будет близок к 90°.
Если сдвиг фазы усилителя станет боль-
больше 90°, то возрастет положительное напря-
напряжение на выходе фазового детектора, в ре-
результате чего уменьшится выходное напря-
напряжение генератора, а это в свою очередь
приведет к уменьшению сдвига фазы усили-
усилителя до 90°.
При решении задачи обеспечения режи-
режима устойчивых колебаний при небольших не-
нелинейных искажениях выходного сигнала
усилителя в схему на рис. 6.6 в состав усили-
усилителя вводится цепь с безынерционной нели-
нелинейной характеристикой, а режим автоколе-
автоколебаний поддерживается при одном и том же
заданном напряжении на входе этой цепи.
В этом случае состав и удельный вес высших
гармоник в выходном сигнале цепи с нели-
нелинейной характеристикой будет всегда по-
постоянным и погрешность в измерении до-
добротности можно исключить (рис. 6.7).
Структурная схема измерителя доброт-
добротности, реализующая описанный выше метод
самовозбуждения, состоит из следующих ос-
основных узлов: измерительного контура, гене-
генераторного усилителя, блока измерения отно-
отношения напряжений, содержащего преобразо-
преобразователь переменного напряжения в постоян-
постоянное, преобразователь напряжения и отноше-
отношения напряжений в интервал времени, и ча-
частотомера.
Измерительный контур имеет в своем
составе входной и выходной делители напря-
напряжения и является одним из основных узлов,
определяющих погрешность измерения до-
добротности.
Результирующая погрешность метода
Измерительный
контур
*\ Усилитель ~\- *\ Частотомер
Елок измерения
отношения
напряжений
Рис. 6.7. Структурная схема цифрового
измерителя добротности
238
Измерение добротности
самовозбуждения определяется следующими
составляющими погрешности:
за счет частотной зависимости элемен-
элементов связи измерительного контура;
за счет остаточных параметров измери-
измерительного блока, таких как индуктивности за-
зажимов, емкости между зажимами, потери
в пластинах конденсатора, индуктивности со-
соединительных проводов и др.;
из-за реакции внешних цепей на измери-
измерительный контур;
за счет разбаланса фаз в широкополос-
широкополосном усилителе;
за счет нестабильности параметров
формы напряжения;
погрешности, вносимой фазочастотными
характеристиками усилителей;
погрешности, определяемой значением
измеряемой добротности, которая появляет-
появляется за счет прохождения высших гармоник че-
через контур;
погрешности, вносимой детектором пре-
преобразователя напряжения;
погрешности блока измерения отноше-
отношения напряжений.
Для построения автоматических измери-
измерителей добротности в области частот от 1 до
50 МГц наиболее перспективным считается
метод ударного возбуждения. Этот метод
основан на определении декремента затуха-
затухания свободных колебаний в параллельном
контуре. Амплитудные соотношения сво-
свободных колебаний, следующих друг за дру-
другом, строго математически определяются
как функция добротности контура, которая
связана с числом периодов, укладывающихся
во время затухания амплитуды колебаний от
значения ut до и2:
Q = nN/\n(uJu2),
где N — число периодов затухающего коле-
колебания, размещающихся в интервале времени
tl—t2; «1 — амплитуда колебаний в момент
времени tt; и2 — амплитуда колебаний в мо-
момент времени t2.
При соотношении амплитуд колебаний
"i/ = e" добротность контура будет равна
числу периодов N.
Структурная схема прибора, основанно-
основанного на методе ударного возбуждения, типа
ODM фирмы Rohde Schwarz (ФРГ) приведе-
приведена на рис. 6.8.
Для определения добротности серия за-
затухающих колебаний после измерительного
контура разветвляется на два канала, один
из которых имеет коэффициент передачи за
счет широкополосного усилителя, в е" раз
больший, чем второй. В обоих каналах из
колебаний, амплитуда которых превышает
порог срабатывания порогового устройства,
формируются прямоугольные импульсы. Эти
импульсы с выходов обоих каналов посту-
поступают на селектор и счетчик импульсов, где
определяется их разность, равная измеряе-
измеряемой добротности.
Погрешность измерения добротности
обусловливается шунтированием измери-
измерительного контура, частотными и ампли-
амплитудными искажениями усилительных трак-
трактов, погрешностью отсчета и калибровки.
Автоматизация измерения добротности
в области частот от 30 до 300 МГц с наи-
наибольшей эффективностью обеспечивается ме-
методом расстройки частоты. Этот метод по-
позволяет автоматизировать процесс поиска
резонанса и другие вспомогательные опера-
Генератор
импульсов
Формирова-
Формирователь
Схема
временной
развертки
X Диод с
Жнакоплением
Схема
индикации
Счетчик
, *•
заряда
Схема положитель-
положительной обратной связи
Предвари-
Предварительный
усилитель
Измерительный
контур
Усилитель
Пороговое
устройство
Пороговое
устройство
верхнего
предела
Селектор
импульсов
Рис. 6.8. Структурная схема измерителя добротности типа ODM
6.2. Автоматизация измерений добротности
239
ции, повысить точность измерений по ос-
основным параметрам, снизить амплитуду на-
напряжения на элементе, параметры которого
измеряются. При этом определенными пре-
преимуществами обладает метод, когда автома-
автоматическая настройка высокочастотного гене-
генератора на собственную резонансную частоту
осуществляется по первой производной по
частоте его амплитудно-частотной характе-
характеристики, а автоматическое определение по-
полосы пропускания между точками перегиба
характеристики контура — по второй ее про-
производной по частоте.
Другие разновидности автоматизации
измерения добротности по методу расстрой-
расстройки обладают рядом недостатков при их при-
приборной реализации.
Способ измерения добротности, при ко-
котором резонансная частота соо и полоса про-
пропускания частот колебательного контура
определяются по сдвигу фаз между его
входным и выходным напряжениями в обла-
области, ограниченной его полосой пропускания,
требует очень сложных схемных решений
для обеспечения измерения на высоких ча-
частотах точного сдвига фаз между входным
и выходным напряжениями колебательного
контура в пределах полосы пропускания.
При измерении добротности методом
расстройки частоты по уровню высокоча-
высокочастотного напряжения на реактивном элемен-
элементе сложно обеспечить автоматическое под-
поддержание постоянного уровня входного на-
напряжения и измерения относительных изме-
изменений уровней выходного напряжения коле-
колебательного контура в его полосе пропуска-
пропускания с заданной погрешностью.
При измерении добротности по первой
и второй производным по частоте амплитуд-
амплитудно-частотной характеристики измерительно-
измерительного контура напряжение на измерительном
конденсаторе (рис. 6.8) изменяется по закону
или
"K = e2<»0/(ooj/l+a2), F.5)
где е — ЭДС, вводимая в контур.
С учетом того, что
a = Q(w/wo-wo/m),
получим
1
ствующую максимуму амплитудно-частот-
амплитудно-частотной характеристики колебательного контура,
уравнение F.6) можно преобразовать к виду
"к = ee/VV + ea(Ya-l)a. F.7)
Взяв первую производную и приравняв
ее к нулю, получим
откуда
у = со/соо = j/l - 1/222-
При 2 = Ю Доз/со = -0,0025, т. е. часто-
частота, соответствующая максимуму характери-
характеристики контура при 2 = Ю, будет отличаться
от его резонансной частоты на —0,25%.
Первая производная по а уравнения F.6) бу-
будет определяться как
dux е а ~ ]/аГТ4~02 - 422а
da 2 A + аг)]/Т^а2]/а2 + 4Q2
F.8)
С учетом того, что 422»1, и так как
производная F.8) оценивается в пределах
0,707ик, F.8) можно записать в виде
duK/da = еA + 2aQ)/[2(l + a2)j/l + a2].
F-9)
Определив вторую производную d2uK/da
и приравняв ее нулю, получим
а2 + За/42 - 0,5 = 0,
откуда
я,,2 = C/82) ±^9/646+0,5.
При 2>Ю можно записать 2i,2=
= 0,375/2 ± 0,707. Для получения выражения
добротности через полосу пропускания, за-
заключенную между точками перегиба резо-
резонансной кривой колебательного контура, не-
необходимо решить систему уравнений:
% = -0,375/2 - 0,707 = Q(wjwo - wjwj;
аг = -375/2 + 0,707 = Q(w2/w0 - соо/со2).
F.10)
При этом добротность будет определяться
по формуле
2 = О,7О7соо/2Дсо.
F.11)
или
ик = е ]/а2 + 4Q2 - а/B j/l + a2). F.6)
Чтобы определить частоту, соответ-
Анализ погрешностей измерения мето-
методом расстройки частоты по первой и второй
производным резонансной кривой измери-
измерительного контура, проведенный одним из ав-
авторов метода, В. В. Молочниковым, показы-
240
Измерение добротности
L г
Рис. 6.9. Эквивалентная схема измеритель-
измерительного контура
вает, что погрешность измерения добротно-
добротности в основном определяется только оста-
остаточными параметрами измерительного кон-
контура и реакцией внешних цепей, а погрешно-
погрешности за счет элементов связи измерительного
контура и за счет делителя напряжения для
переключения поддиапазонов измерения до-
добротности практически исключаются.
Для уменьшения влияния внешних цепей
необходимо:
настройку генератора высокой частоты
производить по напряжению на первичной
обмотке трансформатора связи при поддер-
поддержании постоянного напряжения на измери-
измерительном контуре;
определение полосы пропускания осу-
осуществлять по выходному напряжению на из-
измерительном контуре при обеспечении по-
постоянства напряжения на первичной обмотке
трансформатора связи.
Эквивалентная схема измерительного
контура с учетом влияния перечисленных вы-
выше факторов показана на рис. 6.9.
Анализ погрешностей, проведенный для
каждой составляющей отдельно при условии
отсутствия влияния других, дает следующие
результаты.
Погрешность измерения добротности за
счет индуктивности рассеяния
Si = (бизм - Q)/Q = w2CKL,;/(l - (О2СКЦ);
здесь L'p = LnlLp/(Li + Lp), где nt - коэф-
коэффициент трансформации трансформатора свя-
связи. Погрешность измерения, обусловлен-
обусловленная индуктивностью зажимов L,, и погреш-
погрешность собственной индуктивности измери-
измерительного конденсатора будут соответственно
равны:
62 = <в2Ск1<,/A - cbCkL,); 53 = 0.
Погрешность за счет потерь в измери-
измерительном конденсаторе определяется по фор-
формуле
84 = Qrca>CK/(l - QrcaCK).
Погрешность измерения, обусловленная
изменением входного сопротивления измери-
измерительной схемы,
где Квх = RBX/n22; n2 = <;,/((:, + С2).
При настройке в резонанс и определеним
полосы пропускания используются устрой-
ства сравнения, которые срабатывают от за-
заранее заданных пороговых значений напря-
напряжений, изменяющихся по закону первой
и второй производных резонансной кривой
измерительного контура и проходящих через
нуль. В этом случае все факторы, которые
влияют на стабильность работы пороговых
устройств, будут определять погрешности
настройки на резонансную частоту и опреде-
определения полосы пропускания, которые в свою
очередь вносят существенный вклад в сум-
суммарную погрешность измерения добротно-
добротности.
При настройке в резонанс (рис. 6.10) на-
напряжение на контуре вблизи резонанса опре-
определяется по упрощенной формуле:
С учетом того, что настройка в ре-
резонанс производится по напряжению на пер-
первичной обмотке трансформатора связи,
определим ивх через ик:
где К — коэффициент усиления усилителя;
и, = 0,02 — коэффициент трансформации
трансформатора связи.
Напряжение первой производной по
обобщенной расстройке контура с учетом К
в этом случае определяется по формуле
= duBX/da = MK
"n/o:
0
и
и
л
п
л
11
t
л
Рис. 6.10. Определение добротности по
методу ударного возбуждения
6.2. Автоматизация измерений добротности
241
откуда
87 = (F-F0)/F0 =
Так как а = 2QA(o/(o0, получим:
Доз/соо = ип.
Из этой формулы видно, что максимальная
погрешность по резонансной частоте будет
при Qmax и щтШ.
Если принять Qmax = 1000, а ик т,„ =
= 0,1 В, погрешность измерения добротно-
добротности за счет неточной настройки в резонанс
будет равна
66 = Дсо/соо = О,О1и„/оД/О,О1К2 - 4- Ю2и„2/о.
При определении погрешности измере-
измерения полосы пропускания напряжение на ко-
колебательном контуре (рис. 6.10) при малых
расстройках
Так как расстройку по частоте при нахожде-
нахождении полосы пропускания производим по на-
напряжению на контуре при постоянном вход-
входном напряжении, то погрешность будет
определяться из второй производной:
{A-
где пг — 0,1 — коэффициент деления выход-
выходного емкостного делителя.
В связи с тем, что выделение первой
и второй производных осуществляется путем
сравнения дискретных участков амплитудно-
частотной характеристики измерительного
контура и функции первой производной, по-
появляется погрешность измерения за счет ди-
дискретности 88 = ДГ/Г, где ДГ — время ди-
дискретности, Т — время настройки. Так же
определяется и дискретная погрешность
определения полосы пропускания 89.
Методическая погрешность 810 зависит
от несоответствия частоты экстремума ам-
амплитудно-частотной характеристики контура
его резонансной частоте при измерении
малых до бротн остей.
Кроме перечисленных погрешностей,
следует учитывать также погрешности изме-
измерения частоты 8ц и отношения частот 812.
Суммарную погрешность можно рассчитать
по формуле
\ 1 п
Г 1=1
8с2л
+
п
I
1=1
осист
Пороговое значение определяется в ос-
основном членом 1—2а2, так как только он
дает приращение, отличное от нуля, при обоб-
обобщенной расстройке а = 0,707, в то время как
числитель изменяется от своего среднего
значения не более чем на единицы процен-
процентов, что больше влияет на погрешность рас-
расчета, а не на погрешность определения по-
полосы пропускания. Если учесть, что порого-
пороговое значение определяется при а = 0,707, то
и„д/= -
и„д/
2а2)/2,745,
или
ипд/ = -икп2К A -2а2) /2,745,
откуда
а = 1/B,745и„д/+ икп2К)/2икп2К.
С учетом того, что а = 2QF/w0, получим
F = соо 1/B,745и„д/ + Ut:r,2K)/2uKn2K/2Q.
При
а = 0,707 Fo = О,7О7соо/2е -
половина полосы пропускания. Таким обра-
образом, погрешность измерения добротности,
обусловленная неточным определением по-
полосы пропускания из-за конечного значения
порога срабатывания устройства сравнения,
К систематическим составляющим по-
погрешности относятся 6t —8S и 810, а к слу-
случайным 86 — 89 и 8П, 812.
Упрощенная структурная схема измери-
измерителя добротности методом расстройки пред-
представлена на рис. 6.11. Блок управления обес-
обеспечивает три режима работы схемы:
поиска поддиапазона высокой частоты;
настройки генератора на собственную
частоту измерительного контура;
определения полосы пропускания между
точками перегиба резонансной характеристи-
характеристики измерительного контура.
Автоматический поиск поддиапазона вы-
высокой частоты начинает производиться по
сигналам блока управления, которые посту-
поступают на генератор пилообразного напряже-
напряжения, а он в свою очередь изменяет напряже-
напряжение на варикапе задающего генератора. За
один период пилообразного напряжения ча-
частота генератора изменяется в 2 раза. Пере-
Перекрытие всего диапазона по частоте осущест-
осуществляется задающим генератором и восемью
ячейками умножителя частоты. За каждый
период пилообразного напряжения частота
удваивается. При частоте генератора, равной
собственной частоте измерительного конту-
контура, первая производная проходит через нуль,
происходит ограничение пилообразного на-
242
Измерение добротности
Блок генераторов
Блок управления
Генератор пило-
пилообразного напряжения
Блок
измерения частоты
Блок измерения
частот
Т
Ш ирокополосный
усилитель
УПТ
Блок выделения
1-й производной
Блок измерительный
ЗУ
резонансных частот
Источник
опорного напряжения
Блок
цифрового отсчета
Балансный
модулятор
Генератор
низкой частоты
ЗУ
полосы пропускания
Преобразователь
напряжений
Блок выделения
2-й производной
Рис. 6.11. Упрощенная структурная схема измерителя добротности методом расстройки
пряжения, а это означает, что выбрана нуж-
нужная ячейка умножителя частоты. Высокоча-
Высокочастотное напряжение на входе блока выделе-
выделения первой производной при поддержании
постоянного напряжения на его выходе бу-
будет изменяться по обратно пропорциональ-
пропорциональному закону амплитудно-частотной характе-
характеристики контура. Это напряжение через
усилитель постоянного тока подается на ге-
генератор пилообразного напряжения. Для
увеличения дискретности обработки после
выбора нужного поддиапазона частоты не-
необходимо увеличить время формирования
пилообразного напряжения в 5 раз, что
обеспечивается специальной схемой управле-
управления под действием выходного напряжения
блока измерений. Блок измерения частоты
фиксирует момент настройки в резонанс
и выдает соответствующую информацию на
блок цифрового отсчета и в запоминающее
устройство.
В режиме определения полосы пропуска-
пропускания по сигналу управления начинает линейно
изменяться частота генератора низкой ча-
частоты, которая поступает через фазоинвер-
тор на балансный модулятор. На второй
вход балансного модулятора подается на-
напряжение с выхода блока генератора высо-
высокой частоты. На выходе балансного модуля-
модулятора будут выделяться напряжения раз-
разностных частот fl = /0 — F и /2 = /0 + F,
получаемые при помощи фазоинвертора, ко-
который периодически меняет на 180° фазу вы-
выходного напряжения низкочастотного гене-
генератора. Это изменение фазы необходимо для
одновременного анализа левой и правой ча-
частей резонансной характеристики контура
с целью получения обобщенной расстройки
а = (а1 +а2)/2 = 0,707,
где а12 = —0,375 A/а) + 0,707 при измерении
малых значений добротности.
По истечении некоторого времени схема
переключается в режим поиска поддиапазона
высокой частоты, а в запоминающем устрой-
устройстве полосы пропускания фиксируется напря-
напряжение, соответствующее некоторой рас-
расстройке измерительного контура. За время
определения полосы пропускания смена ре-
режимов повторяется несколько раз. При ка-
каждом последующем переходе в режим опре-
определения полосы пропускания в запоминаю-
запоминающем устройстве будет добавляться прираще-
приращение напряжения, соответствующее прираще-
приращению частоты расстройки.
Фиксирование в запоминающем устрой-
устройстве напряжения на уровне, соответствую-
соответствующем частоте расстройки, равной половине
полосы пропускания, наступает при прохож-
прохождении второй производной через нуль. Это
осуществляется сигналом, который выра-
вырабатывается блоком выделения второй про-
производной.
6.3. Измерение добротности резонаторов на СВЧ
243
6.3. ИЗМЕРЕНИЕ ДОБРОТНОСТИ
РЕЗОНАТОРОВ НА СВЧ
По определению добротность есть отно-
отношение колебательной энергии резонатора
к удвоенной энергии, теряемой за период.
Величина, обратная добротности, называется
затуханием. Различают две добротности:
собственную, или ненагруженную, определяе-
определяемую потерями только в самом резонаторе,
и нагруженную, которая зависит от сум-
суммарных потерь в резонаторе и во внешних
цепях, связанных с ним элементами связи.
На низких частотах резонансный контур
полностью характеризуется его параметрами
L, С, R. В области СВЧ резонансный контур
не может быть описан аналогичным обра-
образом. Чтобы определить параметры контура
на СВЧ, необходимо применять понятия тео-
теории электромагнитного поля, тогда удается
описать свойства контура СВЧ в виде экви-
эквивалентной схемы, весьма близкой к эквива-
эквивалентной схеме контура на низких частотах.
Анализ низкочастотного аналога позволяет
уяснить значение параметров эквивалентного
контура СВЧ. Три основных параметра кон-
контура L, С, R связываются следующими из-
известными соотношениями:
coJS=l/LC; eo = cooL/Ks;
Ro = a>0LQ = (a>0LJ/Rs.
F.12)
Если измерены coo, Qo, Ro, то, решив
уравнения в F.12), получим выражения для
определения параметров контура:
L = R0/a0Q0; С = бо/ШсДо; Rs = Ro/Qo-
Таким образом, ясно, что по трем пара-
параметрам, полученным в результате экспери-
эксперимента, можно вычислить основные пара-
параметры контура СВЧ. Различия в исследова-
исследовании контуров СВЧ и низкочастотного за-
заключаются в следующем:
параметры эквивалентного контура дол-
должны определяться для каждого вида колеба-
колебаний в резонаторе в отдельности;
величина Ro, называемая эквивалентным
активным сопротивлением контура, является
неоднозначной из-за неопределенности поня-
понятий напряжения и тока на СВЧ; Ro может
быть определено из выражения
R0 = ($EdlJ/2W,
где Е — амплитуда напряженности электри-
электрического поля вдоль пути интегрирования ме-
между некоторыми двумя точками в резонато-
резонаторе; W - мощность, рассеиваемая в резонато-
резонаторе.
Значения соо, Qo, Ro для некоторых про-
простых форм резонаторов могут быть вычис-
вычислены по их геометрическим размерам и по
проводимости стенок резонатора. Значения
шо> бо и Ro~ необходимы и достаточны,
чтобы полностью охарактеризовать контур
СВЧ для данного вида колебаний. Контур
СВЧ может быть связан с одной, двумя или
несколькими передающими линиями. Его ха-
характеристики определяются путем измерения
полного сопротивления на каком-либо из
имеющихся выходов или путем измерения
мощности, передаваемой от одного входа
контура к другому.
Упрощенная схема контура СВЧ .с дву-
двумя входами показана на рис. 6.12. Связь ме-
между объемным резонатором и передающими
линиями представлена в виде щелей, ко-
которые следует рассматривать как некоторый
произвольный способ связи. Резонатор для
данного вида колебаний представлен пара-
параметрами L, С„, Rs. В общем случае рассма-
рассматриваемое устройство связи имеет активную
и реактивную составляющие. Степень связи
резонатора с линиями передачи удобно оце-
оценивать через значения его добротности в на-
нагруженном и ненагруженном состояниях
и внешней добротности, обозначаемых со-
соответственно 60, бнагр, бвн-
Добротность резонатора в нагруженном
состоянии определяется как отношение об-
общего реактивного сопротивления к общему
сопротивлению потерь:
Qo = (oL/Rs; 6нагр = Go/A + Р);
Р = (соМJ/ {ZORS [1 + (XJZof}}, F.13)
где Zo — полное сопротивление резонаторов;
Xl = col-! - индуктивность элемента связи;
М — взаимная индуктивность между Lt и L.
При критической связи QHarp = 6o/2
уравнение F.13) можно записать в следую-
следующем виде:
где QBH * бо/р, р = Q0/Qm.
Элемент связи
Генератор
Развязывающее
устройство
Объемный
резонатор
Волновод
Детектор
Рис. 6.12. Эквивалентная схема контура СВЧ с двумя входами
244
Измерение доброткости
Значения Q объемного резонатора могут
быть измерены одним из следующих четы-
четырех методов: передачи, измерения полного
сопротивления, измерения затухания пере-
переходного процесса, динамическим.
В первом из этих методов резонатор
с входными и выходными элементами связи
используется как линия передачи. Зависи-
Зависимость выходного сигнала от частоты, полу-
получаемая в виде резонансной кривой, дает воз-
возможность по ширине полосы пропускания
вычислить значение Q. Несмотря на просто-
простоту этого метода, для получения точных ре-
результатов необходимо при его реализации
предусматривать ряд специальных техниче-
технических приемов, о которых будет сказано ниже.
Второй метод основывается, на определении
зависимости входного полного сопротивле-
сопротивления резонатора от частоты. Графическое
изображение зависимости от частоты полно-
полного сопротивления резонатора, отнесенного
к положениям узла и пучности при расстрой-
расстройке, будет представлять собой окружность
и прямую линию соответственно. По этой
зависимости определяются значения Qo,
бнагр, бвн- Так как окружность определяется
по трем точкам, то необходимо провести
только три независимых измерения полного
сопротивления, чтобы получить все данные
о характеристиках резонатора и его элемен-
элементах связи. Для повышения точности исполь-
используются дополнительные способы, позволяю-
позволяющие оценить случайную и систематические
погрешности.
Метод измерения затухания переходного
процесса, или метод измерения затухания,
применим, как правило, для резонаторов
с высоким Q. Он основывается на использо-
использовании явления затухания собственных коле-
колебаний в резонаторе. Если исследуемый резо-
резонатор возбудить импульсным сигналом, то
во время отсутствия импульса колебания
в резонаторе затухают по экспоненте.
Динамические методы основываются на
получении изображения резонансной кривой
на экране осциллографа с помощью свип-ге-
нератора, и значения Q могут быть получены
значительно быстрее, чем другими метода-
методами.
Рассмотрим более подробно особенно-
особенности измерения добротности каждым из пере-
перечисленных ранее методов.
Метод передачи (резонансный метод).
Метод передачи является простейшим спосо-
способом измерения на СВЧ. Исследуемый резо-
резонатор (рис. 6.13) через входной элемент свя-
связи соединен с генератором СВЧ сигнала,
развязанным от нагрузки с помощью осла-
ослабителя или ферритового вентиля. К выходу
резонатора присоединен детектор с извест-
известной характеристикой. Изменяя частоту ге-
генератора, снимают резонансную кривую
(рис. 6.14). По ширине полосы пропускания
этой кривой определяют Q резонатора. Резо-
Резонансную кривую можно также получить при
неизменной частоте генератора, перестраи-
перестраивая сам резонатор.
Соотношение между шириной полосы
пропускания резонансной кривой, коэффи-
коэффициентами связи на входе и выходе, Qo, QHarp
можно получить, предположив, что сопроти-
сопротивления нагрузки и генератора соответствен-
соответственно равны волновым сопротивлениям под-
подключенных к ним линий в виде следующего
выражения:
6о = бнагрО + Pi + Р2),
где (Jj, p2 — коэффициенты связи на входе
и выходе соответственно.
Потери передачи через резонатор Т(со)
можно представить в следующем виде:
Т(со) = Рнагр/Ро,
где Рнагр — мощность, отдаваемая в нагруз-
нагрузку; Ро — максимальная мощность, которую
генератор может отдать в согласованную
нагрузку.
Определив для эквивалентной схемы, со-
соответствующей схеме на рис. 6.12, Рнагр и Ро,
получим
Г(со) = 4р,р2/[A + Pi + р2J + Щ1Д/2],
F.14)
где Д/ = (со — соо) /со — относительная рас-
расстройка.
При резонансе Д/ = 0 и F.14) принимает
вид
р1 + Р2). F.15)
Разделив F.14) на F.15), получим
7» = Т(соо)/A + 4QL,PA/2)-
Точки половинной мощности на резо-
резонансной кривой получаются при 2QHarpA/ =
| Генератор)—р»| Аттенюатор [—*\ Элемент связи |-^>{Резонатор[-^{"Элемент связи
Индикатор]*-!" Детектор
Рис. 6.13. Схема измерения добротности резонансным методом
6.3. Измерение добротности резонаторов на СВЧ
245
V
1,0
1
ш
\о,ч
''0,2
Рис.
-Ч -3 -2-1 0 1 2 3 4
Относительная расстройка
6.14. Определение добротности
резонансной кривой контура
±1 или 2Д/= ±l/QHarp, или 2Д/ =
)/64"//
( )/
Величину Д/п называют шириной полосы
пропускания резонансной кривой по поло-
половинной мощности, следовательно, можно за-
записать :
Таким образом, если сопротивления ге-
генератора и детектора согласованы, то изме-
измерение с помощью резонансной кривой позво-
позволяет определить QmTp. Если могут быть
отдельно измерены коэффициенты связи,
определяется и добротность в ненагружен-
ном состоянии расчетным путем. Однако
при существенном уменьшении коэффициен-
коэффициента связи между детектором и резонатором
до тех пор, пока он не перестанет оказывать
влияние на параметры резонансной кривой,
можно определить Qo. При этом необходимо
также иметь слабую связь между резонато-
резонатором и генератором. Тщательное проведение
измерений позволяет получить высокую точ-
точность результата, так как наличие потерь
в элементах связи существенной роли не
играет. Недостатком метода передачи яв-
является то, что он не дает непосредственно
значение добротности, а требует применения
расчетов.
Метод измерения полного сопротивления.
Измерение полного сопротивления может
Связь 5/IU3KCL
к критической
R=0
Связь
меньше
критической. ^ ^ /^ Связь
больше
критической
Рис. 6.15. Круговая диаграмма для трех
степеней связи резонатора с линией передачи
быть осуществлено несколькими способами.
Можно использовать данные о КСВН без
соответствующей информации о фазе. Гра-
График зависимости КСВН от частоты содер-
содержит всю необходимую информацию. Можно
воспользоваться только данными о фазе, не
имея сведений о КСВН. В зависимости от
условий один из них является более вы-
выгодным или обеспечивает более высокую
точность измерений. На рис. 6.15 показана
круговая диаграмма для трех степеней связи
резонатора с линией передачи. При связи,
близкой к критической, окружность пересе-
пересекает действительную ось вблизи точки A,0).
В этом случае данные о КСВН и фазе дают
равноценные результаты, но большая точ-
точность получается, если полное сопротивле-
сопротивление при каждом значении частоты измеряет-
измеряется как комплексная величина.
При слабой связи C« 1) геометриче-
геометрическое место точек входного полного сопроти-
сопротивления представляет собой окружность, ко-
которая охватывает лишь незначительный ин-
интервал изменений фазового угла. Поэтому
данные о фазе не могут обеспечить высокой
точности результата. В то же время КСВН,
соответствующий точкам этой окружности,
сильно зависит от частоты, что обеспечивает
высокую точность измерений. Если связь
значительно больше критической C» 1),
окружность приближается к границе круго-
круговой диаграммы. При этом КСВН существен-
существенно не меняется, а фазовый угол изменяется
значительно и дает более высокую точность
измерений.
Для измерения входного полного сопро-
сопротивления резонатора между ним и генерато-
генератором включают измерительную линию. Изме-
Измерение начинают с определения положения
узла при расстройке. Для этого устанавли-
устанавливают требуемое значение частоты генерато-
генератора и полностью расстраивают резонатор.
Линия оказывается нагруженной на чисто ре-
реактивное сопротивление. С помощью изме-
измерительной линии находят узел напряжения
для режима расстройки. Это положение фик-
фиксируется с целью использования при даль-
дальнейших расчетах. После этого определяют
коэффициент связи, так как от него зависит
выбор методики дальнейших измерений.
Зонд линии помещается в положение узла
при расстройке и оказывается подключен-
подключенным к выходу эквивалентного параллельно-
параллельного контура.
Настройка резонатора на максимум на-
напряжения на зонде эквивалентна настройке
резонатора в резонанс при условии, что со-
сопротивление источника является чисто ак-
активным. Если все операции выполнены точ-
246
Измерение добротности
но, то перемещение зонда относительно
положения узла при расстройке покажет, что
в узле расположен максимум или минимум
напряжения, так как сопротивление резона-
резонатора при резонансе является чисто ак-
активным. Если анализ характера стоячей во-
волны покажет, что в положении узла при
расстройке расположен минимум напряже-
напряжения, то связь является меньше критической,
если — максимум напряжения, то связь боль-
больше критической.
Измерив КСВН при резонансе, можно
определить коэффициент связи. При связи
меньше критической В = 1/г0, а при связи
больше критической В = г0, где г0 — значение
КСВН при резонансе. Зная 3, можно опреде-
определить положение точки пересечения кривой
полного сопротивления с действительной
осью на круговой диаграмме (рис. 6.16). Гео-
Геометрическое место точек, соответствующих
R = X для всех возможных значений В (рис.
6.16), представляет собой дуги окружностей,
проходящих через крайние точки действи-'
тельной оси, с центрами, расположенными
на мнимой оси круговой диаграммы. Пересе-
Пересечение этих окружностей с окружностью
представляет собой зависимость полного со-
сопротивления от частот, при которых
2еоE-8о)= ±1.
Обозначим эти два значения через 8] и 82.
Тогда
После вычитания и преобразования полу-
получаем Qo = 1/E, -52) или через значения ча-
частот Q0=f0/(fi-f2) =//&■/■ Таким обра-
образом, две частоты, при которых кривая
полного сопротивления пересекается кривы-
кривыми R = X, определяют значение добротности
ненагруженной системы. Точки, соответ-
соответствующие частотам /, и /2, называются точ-
точками половинной мощности. Если обозна-
ксвн
Окружность
полного
сопротивления
R=0
У-нагр
6, & —
Рис. 6.17. График зависимости КСВН от
частоты
чить через 83 и 54 те значения относительной
расстройки, при которых 2QHarp = E - 50) =
= ± 1, и через 55 и 86 те значения 5, при ко-
которых 2Qm = (8 - 50) = ± 1, то
= 1/(83 -
„н = 1/(85 - 86).
Рис. 6.16. Круговая диаграмма зависимости
полного сопротивления от частоты
На круговой диаграмме (рис. 6.16) пока-
показано определение положения точек половин-
половинной мощности, соответствующих Qo, QHarp,
6»н.
Рассмотренный метод является сравни-
сравнительно трудоемким, так как требует измере-
измерения фазы и КСВН на каждой частоте, а так-
также последующих вычислений, использования
круговой диаграммы. Этот способ суще-
существенно упрощается, если измерять только
КСВН как функцию частоты. При проведе-
проведении измерений сначала находится положение
узла при расстройке, затем резонатор тща-
тщательно настраивается в резонанс и для опре-
определения степени связи (больше или меньше
критической) исследуется характер стоячей
волны, после чего измеряется КСВН при
резонансе г0, и по соответствующим урав-
уравнениям вычисляется коэффициент связи р.
По графику (рис. 6.17) находят значение
КСВН в точках половинной мощности.
Пользуясь графиком зависимости КСВН от
частоты, определяют частоты, соответствую-
соответствующие КСВН в точках половинной мощности.
Добротности рассчитываются по уравне-
уравнениям:
бнагр = 1/E3 - 84) = /0/(/3 - /4);
6вн=1/(85-86)=/0/(/5-/6),
где 8, и 82, 83 и 84, 85 и 86 — относительные
расстройки в соответствующих точках поло-
половинной мощности.
Фазовый метод основан на измерении
зависимости положения узла напряжения от
6.3. Измерение добротности резонаторов на СВЧ
247
2 01,радианы
Зх/2
к/г
0
-*/2
-ж
—**
{
Л1
к
г
■л
ш —
о
Относительная расстройка
Рис. 6.18. Смещение минимума напряжения
относительно узла при расстройке
частоты. При р » 1 КСВН велик и его труд-
трудно измерить, в то время как соответствую-
соответствующие узлы напряжения отчетливо выражены
и их сдвиг при перестройке резонатора легко
обнаруживается. Процесс измерения заклю-
заключается в определении положения узлов на-
напряжения относительно некоторого про-
произвольного опорного сечения при перестрой-
перестройке резонатора или источника сигнала. Вне
области, близкой к резонансу, передающая
линия ведет себя как линия, короткозамкну-
тая на конце, а вдоль нее на расстоянии по-
половины длины волны друг от друга распола-
располагаются узлы напряжения. При перестройке
резонатора положение узлов меняется. Ана-
Аналогичный результат получается и в случае,
когда настройка резонатора остается по-
постоянной, а меняется частота сигнала.
Положение узла напряжения определя-
определяется по круговой диаграмме электрической
длиной 2р/, где / — расстояние между узлом
напряжения и положением пучности при рас-
расстройке. На рис. 6.18 представлена зависи-
зависимость 2р/ от относительной расстройки 8
для трех степеней связи.
Точка на рис. 6.18, соответствующая ре-
резонансу (8 =0), берется за центр антисимме-
антисимметрии. Крутизна в этой точке обозначается
через So. При связи больше критической от-
относительные расстройки, при которых кри-
кривая проходит точки, соответствующие углам
90°, обозначаются 5, и 82. Для связи меньше
критической относительные расстройки, со-
соответствующие точкам с нулевой крутизной,
обозначаются через 83 и 84.
Аналитические выражения, связывающие
значения QnpcS,—84и позволяющие вы-
вычислить основные параметры резонатора для
связи меньше критической (р < 1), имеют
вид:
Qo = l/253l/{53S0/2J + 1,
а для связи больше критической (р > 1)
имеют вид:
p = S08,/2j/(S08,/2J-l;
eo = l/28,j/(So8,/2J-l;
бвн = 6о/Р = 1/SoS?; бнагр = бо/A + 3).
F.16)
При р » 1 So = 4Q0/P;
F.17)
Решая совместно уравнения F.16) и F.17)
для случая р » 1, получим
бвн - 1/28, = 1/(8, - 82) = /0/(/, - /2).
Оценка уравнений, полученных для свя-
связи больше критической, показывает, что
знаменатели содержат разность примерно
равных чисел, поэтому этот метод не может
дать точного значения величин р и Qo, хотя
он позволяет точно измерить QBH.
Метод измерения декремента затухании.
На рис. 6.19 показана схема, позволяющая
использовать для измерения добротности не
резонатор, а происходящий в нем пере-
переходный затухающий процесс. Импульсный
генератор на небольшой отрезок времени за-
запускает генератор СВЧ. Под воздействием
колебаний генератора резонатор возбуждает-
возбуждается, и после прекращения воздействия им-
импульса генератора в нем возникают соб-
собственные колебания на резонансной частоте
Генератор CB4^»j Резонатор \*\ Смеситель | | Аттенюатор |*Г Осциллограф
I
Генератор
УПЧ
Детектор
Генератор
импульсов
Схема задержки импульсов
Генератор
развертки
Рис. 6.19. Структурная схема измерения добротности методом декремента затухания
248
Измерение добротности
Рис. 6.20. Эквивалентная схема резонатора
или несколько отличной от нее вследствие
вносимых генератором и детектором реак-
реактивных сопротивлений. Колебания резонато-
резонатора детектируются полупроводниковым де-
детектором или супергетеродинным приемни-
приемником. Огибающую колебаний можно наблю-
наблюдать на осциллографе, развертка которого
запускается тем же импульсом, что и генера-
генератор СВЧ.
Из эквивалентной схемы (рис. 6.20) мож-
можно определить сопротивление R промежуточ-
промежуточного контура, пренебрегая при этом влия-
влиянием вносимых реактивных сопротивлений:
R = R, + (coMiJ/Zi
Добротность при нагруженном состоя-
состоянии, определяемая равенством QHarP = <oL/R,
равна
Предположим, что в момент включения
источника сигнала в контуре появился ток.
Затухающий процесс в этом случае описы-
описывается выражением
i(t) = ioexp - (R/2L) = ioexp - (ffl/2QHarp).
Если ток i(t) измерить для двух следую-
следующих друг за другом моментов времени ti и
t2, то
i(t1) = !0exp-(ffl/2QHarp)t1;
i(r2) = foexp-(co/2QHarp)r2.
Их отношение
1 (Г t) /i (t2) = ехр - (co/2QBarp) (tl - t2).
F.18)
Решая F.18) относительно QHarp, получаем
Если At соответствует отрезку времени,
в течение которого ток уменьшается в е раз,
то F.18) примет вид
бнагр = Я/ДГ.
Величина /At представляет собой число ко-
колебаний СВЧ за время At. Таким образом,
ток изменяется в е раз за Q/n периодов
колебаний.
Постоянная времени затухания может
быть определена также путем подачи им-
импульсного напряжения на последовательную
цепочку RC и одновременного наблюдения
на осциллографе переходной характеристики
этой цепочки и процесса затухания в резона-
резонаторе. Подбором параметров RC можно до-
добиться совпадения этих двух затухающих
кривых. Добротность определится по значе-
значению RC. Погрешность метода возрастает
с уменьшением измеряемой добротности.
Динамические методы. Уменьшение по-
погрешности измерения добротности часто за-
затруднено из-за нестабильности источника
сигнала. Это особенно заметно при измере-
измерениях, которые требуют большого времени на
их проведение, как, например, при использо-
использовании метода измерения полного сопроти-
сопротивления. Метод определения декремента зату-
затухания свободен от этого недостатка, но
измерение коротких интервалов времени
иногда затруднительно. Поэтому были пред-
предложены способы автоматизированного дина-
динамического представления резонансной кри-
кривой, позволяющие быстро и с меньшей
погрешностью измерять нагруженную до-
добротность.
На рис. 6.21 изображена структурная
схема устройства, позволяющего сравнивать
резонансную кривую резонатора, имеющего
высокое значение добротности, непосред-
непосредственно с резонансной кривой низкочастот-
низкочастотного контура. Если параметры низкочастот-
низкочастотного контура известны, то в этом случае
удается значительно уменьшить погреш-
погрешность измерения и получить прямой отсчет
добротности. Схема работает следующим
образом. Генератор СВЧ модулируется по
частоте пилообразным напряжением, кото-
которое подается и на осциллограф. Сигнал, мо-
модулированный по частоте, проходит через
резонатор, детектируется, усиливается и по-
подается через коммутатор на вертикально от-
отклоняющие пластины осциллографа. Одно-
Одновременно формируется резонансная кривая
низкочастотного контура путем преобразо-
преобразования модулированного по частоте сигнала
СВЧ с помощью специального гетеродина.
Полученный в результате этого преобразова-
преобразования частотно-модулированный сигнал вво-
вводится в низкочастотный контур, а затем де-
детектируется и усиливается так же, как
в канале СВЧ. После этого сигнал проходит
через коммутатор, который обеспечивает по-
поочередное наблюдение на осциллографе сиг-
сигналов, поступающих с обоих каналов, пере-
6.4. Средства измерения добротности — куметры
249
ЧМ генератор
I Q -" I |
j
Генератор
развертки
Генератор Г2
Резонатор
Детектор
Усилитель
*
Осциллограф
4 '
Смеситель
*
R-I -С
контур
*
Детектор
Электронный
коммутатор
Усилитель
Рис. 6.21. Схема измерения добротности методом сравнения
страивая частоту генератора или резонансно-
резонансного контура. Изменяя добротность низкоча-
низкочастотного контура (шунтируя его сопротивле-
сопротивлением), добиваются совпадения обоих изобра-
изображений на экране. Добротность резонатора
вычисляется по формуле
где Qd и /J — соответственно добротность
и частота низкочастотного контура. Напри-
Например, резонатор с Q = 105 на частоте
3000 МГц имеет резонансную кривую, кото-
которая достаточно точно воспроизводится кон-
контуром на частоте 3 МГц с добротностью
100. Этот способ требует идентичности ха-
характеристик детекторов и усилителей в обо-
обоих каналах, а также точной калибровки низ-
низкочастотного контура.
На рис. 6.22 представлена еще одна схе-
схема динамического измерения добротности
с использованием метода передачи, где опре-
определение полосы пропускания производится
несколько по-иному, чем в предыдущем слу-
случае. Здесь генератор СВЧ модулируется си-
синусоидальным напряжением с частотой, рав-
равной 1 МГц. Если несущая частота настроена
в резонанс с собственной частотой резонато-
резонатора, то огибающая передаваемого сигнала бу-
будет содержать только вторую гармонику мо-
модулирующей частоты. После детектирования
сигнал подается на усилитель, настроенный
на частоту 2 МГц, и затем измеряется вольт-
вольтметром. Значение второй гармоники про-
пропорционально девиации частоты и добротно-
добротности резонатора. Степень модуляции, т. е.
девиация частоты, определяется несколькими
способами. Например, для подавления бо-
боковых частот модулированный сигнал может
быть пропущен через фильтр-резонатор
с высоким Q.
Как следует из теории частотной моду-
модуляции, несущая частота пропорциональна
где Д/ — девиация частоты; F — модулирую-
модулирующая частота.
Если индекс модуляции Af/F = 2,405, то
амплитуда несущей частоты становится рав-
равной нулю. Это можно проверить экспери-
экспериментально, изменяя модулирующее напряже-
напряжение до тех пор, пока продетектироваииый
сигнал на выходе высокодобротиого филь-
фильтра не станет равным нулю. Зная модули-
модулирующую частоту, легко определить девиа-
девиацию частоты. При F = 1 МГц девиация
частоты равна 2,405 МГц.
6.4. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЯ
ДОБРОТНОСТИ - КУМЕТРЫ
Первые промышленные образцы куме-
тров появились в США в 1936 г., когда фир-
фирмой Bunton был разработан прибор типа
100 А. Отечественные образцы куметров по-
появились в 1940 г. Массовое производство
отечественных куметров относится к 1947 г.,
когда начался выпуск приборов типа КВ-1.
В 1948 г. И. М. Элькииым и И. И. Богомо-
Богомоловым был разработай и освоен в серийном
производстве куметр УКВ диапазона типа
УК-1. К этому же периоду относится и раз-
разработка образцовых мер добротности
А. Л. Грохольским.
Куметры как конструктивно закон-
ЧМ
генератор
♦
Генератор
1 МГц
f 0± 1 МГц
Резонатор
*■
Детектор
Резонаторный фильтр
с высоким Q
*■
Усилитель
2 МГц
Детектор
Электронный
вольтметр
Индикатор
Рис. 6.22. Способ динамического измерения добротности с использованием метода передачи
250
Измерение добротности
Таблица 6.1. Основные характеристики куметров
Характеристика
Диапазон частот
Пределы измерения:
добротности
индуктивности
Погрешность измерения, %
добротности
индуктивности
Пределы измерения емкости
конденсатора измеритель-
измерительного контура, пФ
Погрешность низкочастот-
низкочастотной градуировки основ-
основного конденсатора
Габаритные размеры, мм;
масса, кг
Е4-10
1-100 кГц
2-300
25 мкГн-10 Гн
6@ до 100 МГц), 10
A00-300 МГц)
4
80-110000
2% (до 500 пФ); 1%
(свыше 500 пФ)
430 х 258 х 353; 18
Е4-7
50 кГц-35 МГц
5-1000
5 • 10~ 8 — 0,4 Гн
3(Q<300; 50 кГц-
25 МГц);
6 - (Q > 300; 50 кГц -
3,5 МГц)
4-6
25-450 A000 Гц)
1 пФ (до 100 пФ); 1%
(свыше 100 пФ)
490x235x475; 26
Е4-11
30-300 МГц
10-1000
—
10-25
—
8-105
0,005-0,5 пФ
100x355x490; 13,
95
ченные приборы выпускаются только на диа-
диапазон частот до 300 МГц. На более высокие
частоты измерители добротности не выпу-
выпускаются. Они, как правило, собираются на
месте их использования из отдельных серий-
серийно выпускаемых агрегатов и приборов. Тех-
Технические характеристики ряда типов* куме-
куметров, нашедших наиболее широкое примене-
применение, приведены в табл. 6.1.
На рис. 6.23 показана структурная схема
куметра Е4-10, в основу работы которого по-
положен резонансный метод. Электрическая
схема прибора выполнена на полупроводни-
полупроводниковых элементах. Добротность измеряемых
катушек индуктивности отсчитывается не-
непосредственно по шкале или определяется
методом отстройки от резонанса. Кроме до-
добротности, прибор позволяет измерять ин-
индуктивность, межвитковую емкость катушек,
их резонансную частоту, а также определять
составляющие комплексного сопротивления
емкостного и индуктивного характеров. Низ-
Низкий уровень вводимого в контур напряжения
при измерении B или 20 мВ) позволяет ис-
использовать прибор для измерения индуктив-
ностей с ферромагнитным сердечником,
а возможность ступенчатого изменения
уровня позволяет оценивать нелинейность
объектов. В приборе предусмотрен автома-
автоматический выбор пределов измерения, что
значительно облегчает работу при измере-
измерении катушек с неизвестным порядком до-
добротности.
Наиболее широко используется на прак-
практике куметр типа Е4-7, работающий в диапа-
диапазоне частот от 50 кГц до 35 МГц. Структур-
Структурная схема прибора приведена на рис. 6.24.
Она содержит все основные элементы, необ-
необходимые для реализации метода настройки
контура в резонанс.
Конструктивно прибор выполнен в од-
одном корпусе настольного переносного типа.
К нему придается комплект катушек индук-
индуктивности, что позволяет измерять сопроти-
сопротивления и емкости во всем рабочем диапазоне
частот. Добротность катушек индуктивности
можно как отсчитывать по шкале, так
и определять методом отстройки от резо-
резонанса, изменяя частоту генератора или ем-
емкость конденсатора. Косвенным методом,
используя известные расчетные формулы,
можно найти емкость и потери конденсато-
Генератор
0,0025-3,5 МГц
Г
Измеритель-)
ный контур
Усилитель
Преобразо-|
ватель
Схема автоматической
регулировки выходного напряжения
Рис. 6.23. Структурная схема куметра типа Е4-10
6.5. Метрологическое обеспечение измерителей добротности
251
Генератор
1-100 кГц
Делитель
(уровень 1)
xl
хЮ
Усилитель
Магазин
емкостей
Уровень N Измерение
Делитель
Вольтметр
Ручной
Автомат
Пороговое
переключающее устройство
J
Рис. 6.24. Структурная схема куметра типа Е4-7
ров, активную составляющую сопротивления
и межвитковую емкость катушек индуктив-
индуктивности. Предусмотрен непосредственный от-
отсчет разности значений добротностей, что
очень удобно при измерении активных соста-
составляющих сопротивлений.
Прибор можно применять для измере-
измерения параметров электромагнитных материа-
материалов, диэлектриков в широком диапазоне ча-
частот, а также как измерительный генератор.
6.5. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ
ДОБРОТНОСТИ
Измеритель добротности относится
к сложным комбинированным приборам, со-
состоящим из нескольких имеющих самостоя-
самостоятельное применение измерительных узлов.
Основным узлом следует считать измери-
измерительный контур с образцовым конденсато-
конденсатором и цепью введения в него испытатель-
испытательного напряжения. Технические требования
к этому узлу неизмеримо выше аналогичных
требований, предъявляемых к резонансным
контурам частотомеров. Второй узел — элек-
электронный вольтметр, по которому произво-
производится отсчет добротности. По стабильности
показаний и особенно по значению допусти-
допустимой дополнительной частотной погрешности
и высокому значению входного сопротивле-
сопротивления он должен превосходить серийные элек-
электронные вольтметры.
В состав измерителя добротности вхо-
входит широкополосный высокочастотный гене-
генератор. К нему также предъявляются очень
высокие требования по стабильности ча-
частоты и уровня выходного напряжения. Еще
более сложные узлы входят в состав автома-
автоматизированных цифровых измерителей до-
добротности.
Главное назначение измерителей доб-
добротности — определение параметров катушек
индуктивностей с заданной погрешностью.
Возникающая при этих измерениях погреш-
погрешность зависит от совокупного действия ряда
составляющих, обусловленных особенностя-
особенностями схемных решений, действием остаточных
параметров измерительного контура и по-
погрешности регулировки и градуировки. Все
эти составляющие суммируются по очень
сложному закону, при этом возможна их ча-
частичная или даже полная компенсация.
Ранее для поверки правильности показа-
показаний измерителей добротности применяли
методы, основанные на косвенных измере-
измерениях добротности всего резонансного изме-
измерительного контура с использованием физи-
физических закономерностей, описывающих все
свойства колебательного процесса в контуре,
которые не позволяли определить непосредст-
непосредственно погрешность измерения добротности.
Затем все большее распространение получили
методы поверки по образцовым мерам доб-
добротности. Преимущества последних очевидны,
хотя продолжают развиваться методы по-
поэлементной поверки измерителей добротно-
добротности. При разработке методов поверки изме-
измерителей добротности учитывают то, что
погрешности измерения добротности можно
разделить на две группы. К первой группе
относятся погрешности, которые зависят
от емкости измерительного конденсатора
и определяются потерями в диэлектрике изо-
изоляторов измерительного контура и во вход-
входном устройстве электронного вольтметра.
Эти составляющие вносят наибольший
вклад в результирующую погрешность изме-
измерения добротности при минимальной емко-
емкости измерительного конденсатора и состав-
составляют значительную часть общей погрешно-
погрешности на низшей рабочей частоте прибора.
Кроме того, в эту группу входят по-
погрешности, обусловленные потерями в по-
поверхностных и переходных сопротивлениях
элементов измерительного контура, а также
влиянием его остаточных реактивностей.
Они проявляются на высших рабочих часто-
частотах прибора и при максимальной емкости
измерительного конденсатора.
Ко второй группе погрешностей следует
отнести погрешности, определяемые неточ-
неточностью юстировки и регулировки цепи вве-
введения ЭДС в измерительный контур, делите-
252
Измерение добротности
лей напряжения на входе электронного вольт-
вольтметра, а также частотные погрешности
цепей введения ЭДС в контур и измерения
напряжения на контуре в момент резонанса.
Погрешности регулировки проявляются по-
постоянно и составляют большую часть основ-
основной погрешности при средних частотах, ког-
когда влияние факторов первой группы стано-
становится незначительным.
Частотные погрешности начинают за-
заметно влиять с ростом частоты и могут как
увеличивать, так и уменьшать общую по-
погрешность измерения добротности.
Таким образом, при разработке методов
поверки н регулировки измерителей доброт-
добротности устанавливают условия поверки и вы-
выбирают характеристики мер добротности
так, чтобы в большей мере выявить состав-
составляющие погрешностей тогда, когда они про-
проявляются в максимальной степени. Если
в этих условиях погрешности не превышают
допустимых значений, то можно считать, что
при всех других частотах и значениях емко-
емкости погрешность поверенного прибора не
превысит допустимую. Следовательно, при
выборе минимального числа поверяемых то-
точек целесообразно:
на низшей частоте установить по край-
крайней мере одну поверяемую точку при мини-
минимальной емкости измерительного конденса-
конденсатора;
на средних частотах поверить несколько
точек шкалы измерителей добротности для
оценки погрешности юстировки;
на высших частотах поверять погреш-
погрешность прибора при наибольших, средних
н наименьших значениях емкости измери-
измерительного конденсатора.
При таком числе поверяемых точек
обеспечивается возможность поверить в со-
совокупности действие различных факторов,
влияющих на результирующую погрешность
прибора.
В соответствии с ГОСТ 13736 — 68 при
поверке измерителей добротности опреде-
определяют: основную погрешность измерения до-
добротности; основную погрешность установ-
установки частоты генератора; погрешность градуи-
градуировки измерительного конденсатора; по-
погрешность градуировки подстроечного кон-
конденсатора.
Для поверки измерителей добротности
применяют следующую аппаратуру: набор
образцовых катушек индуктивности, аттесто-
аттестованных по добротности; частотомер; изме-
измерители емкости.
Основную погрешность измерения доб-
добротности определяют по образцовым мерам
добротности не менее 3 раз в каждой точке,
причем перед каждым измерением мера дол-
должна отключаться, а затем снова подключать-
подключаться к поверяемому прибору. Основную по-
погрешность прибора, %, рассчитывают по
формуле
8Q = 100 (Й - flj/fl,,
где Qs — действительное значение меры до-
добротности, указанное на образцовую катуш-
катушку индуктивности; Q — измеренное значение
добротности.
Погрешность градуировки шкалы кон-
конденсатора поверяют на фиксированной ча-
Типы мер
добротности
КДН-1
КДН-2
КДН-3
КДН-4
КДВ-1
КДВ-2
КДВ-3
КДВ-4
КДВ-5
КДУ-1
КДУ-2
КДУ-3
Е1-1
Таблица 6.2
Номинальное
значение
индуктивности
200 мГн
100 мГн
10 мГн
1 мГн
100 мГн
10 мГн
1 мГн
100 мкГн
0,1 мкГн
1,5 мкГн
0,1 мкГн
0,05 мкГн
—
Характеристики образцовых мер добротности
Диапазон
резонансных
частот
1,2-30 кГц
1,5-30 кГц
5-100 кГц
15-100 кГц
50-750 кГц
75-240 кГц
240-770 кГц
0,75-2,5 МГц
25-35 МГц
15-30 МГц
50-150 МГц
70-220 МГц
50 кГц-35 МГц
30-300 МГц
Частоты
аттестации
5 и 10 кГц
20 и 50 кГц
50 и 75 кГц
75 и 100 кГц
50 кГц
70 кГц
250 кГц
750 и 1500 кГц
25 и 30 МГц
15 и 30 МГц
60 и 150 МГц
100 и 200 МГц
50 кГц
30 МГц
50 МГц
Погрешность
аттестации
по добротности,
%
J ±2,5 (Е9-3)
(.
| ±2 (Е9-4)
1
+ 3
+ Зи+7 (Е9-5)
+ 5 и +7
+ 1,5
+ 3
+ 4
6.5. Метрологическое обеспечение измерителей добротности
253
стоте 1 кГц с помощью измерителя емкости
типа Е8-2 на всех оцифрованных отметках
шкалы. Допускается проводить поверку на
частотах, отличных от 1 кГц, при условии,
что частотная зависимость конденсатора по-
поверяемого измерителя добротности на часто-
частоте поверки не превышает 0,2 допустимой по-
погрешности градуировки конденсатора. Изме-
Измерения производят дважды: при подходе
к поверяемой отметке шкалы со стороны
увеличения и уменьшения емкости конденса-
конденсатора. Эту погрешность рассчитывают по
формуле 8С= 100(С, - Сд|/Сд для относи-
относительной погрешности, %, и С1=С — СД
для абсолютной погрешности, пФ, где
Сд — действительное значение емкости изме-
измерительного конденсатора в оцифрованной
отметке шкалы; С — измеренное значение
емкости в той же точке шкалы конденсатора.
Основную погрешность установки ча-
частоты генератора и градуировки подстроеч-
ного конденсатора определяют известными
в метрологии методами.
Технические характеристики образцовых
мер добротности приведены в табл. 6.2.
В зависимости от частоты образцовые меры
добротности выполнены в виде катушек ин-
индуктивности с многослойной, однослойной
или бескаркасной намоткой на радиокерами-
радиокерамике. Катушка размещается в медном экране,
который одновременно обеспечивает и гер-
герметизацию конструкции.
Хотя метод поверки измерителей до-
добротности по образцовым мерам обладает
рядом преимуществ, ему свойственны и от-
отдельные недостатки, связанные с ограниче-
ограничением количества точек, в которых поверяется
погрешность. Поэтому разрабатываются
косвенные методы поверки, основанные на
соотношениях, связывающих измеряемую
добротность с параметрами измерительного
контура, коэффициентом перехода КП и по-
показаниями электронного вольтметра:
Ql = бпКпA - т
ротности; Qn — измеренное значение доброт-
добротности; Zj-, % — индуктивность и сопротивле-
сопротивление всего измерительного контура; Lc —
индуктивность измерительного конденсато-
конденсатора; С5 — емкость электронного вольтметра.
Добротность контура Q можно опреде-
определить, используя свойство обобщенной резо-
резонансной кривой контура, через относитель-
относительную расстройку его по емкости С/АС
и относительное понижение напряжения на
контуре при его расстройке:
Q = (С/АС) l/iU^JUJ - 1. F.19)
Для этой цели составляются калибро-
калибровочные таблицы, позволяющие вносить не-
необходимые поправки в показания отсчетного
вольтметра. При этом за исходное берется
показание вольтметра в единицах добротно-
добротности в точке, соответствующей максимально-
максимальному напряжению на входе вольтметра.
После калибровки лампового вольтмет-
вольтметра приступают к уточнению градуировки от-
счетных шкал измерительного конденсатора,
особенно шкалы вспомогательного конден-
конденсатора малой емкости. Затем определяют
остаточные параметры измерительного кон-
контура.
Для определения Кп необходимо на раз-
разных частотах измерить Qn и найти Q. По-
Погрешность измерения добротности рассчиты-
рассчитывается по формуле
8Q = ft. - Q =
= ]/A/СJ82С + A/ДСJ52ДС + {а/ (а1 - 1)82<а],
где Стах-С = AC; [7/0,707 [/„,„, = Q.
Погрешность определения К„, %, можно
найти по формуле
где Кп = Q/Qn; Q — расчетное значение доб-
доб2Qn + d/GJ82Q.
Величину Q можно определить по фор-
формуле F.19) с общей погрешностью около 5 %
при условии, что поправка на остаточные па-
параметры не превышает 10%, а остаточные
параметры определены также с погреш-
погрешностью не более 10%.
РАЗДЕЛ СЕДЬМОЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТЫ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ
КОЛЕБАНИЙ
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Частота является важнейшей характери-
характеристикой переменного тока, а измерение ча-
частоты — одной из основных задач, решаемых
в радиотехнике. Это объясняется рядом об-
обстоятельств.
Во-первых, наличие большого количе-
количества радиоэлектронной аппаратуры, приме-
применяемой во многих сферах народного хозяй-
хозяйства и работающей в широком диапазоне
частот, приводит к необходимости иметь де-
дело с частотными измерениями при разработ-
разработке, производстве и эксплуатации этой аппа-
аппаратуры.
Во-вторых, современное развитие науки
и техники немыслимо без временных измере-
измерений, и только при помощи частотоизмери-
тельной аппаратуры можно воспроизводить
с необходимой точностью единицу физиче-
физической величины — секунду.
В-третьих, высокая точность частотонз-
мернтельных приборов, недостижимая для
других средств измерений, позволяет исполь-
использовать их для определения с достаточной до-
достоверностью параметров различных объек-
объектов, а также измерения других физических
величин (температуры, скорости, угловых
приращений, давления, расхода жидкостей
и др.).
И, наконец, поверка, аттестация н кали-
калибровка других радиоизмерительных прибо-
приборов переменного тока производятся в опре-
определенных точках частотного диапазона, что
вызывает необходимость в ходе проведения
указанных операций иметь дело с частотны-
частотными измерениями.
Источники частоты сигналов электро-
электромагнитных колебаний можно разделить на
две группы. К первой группе относятся раз-
различные компоненты РЭА (генераторы, воз-
возбудители, гетеродины и т. д.), ко второй —
средства измерений (СИ), предназначенные
для воспроизведения частоты (стандарты ча-
частоты, генераторы измерительные), н компо-
компоненты приборов (опорные генераторы, гете-
гетеродины и др.).
В практике частотных измерений боль-
больше всего приходится определять действи-
действительное значение частоты сигналов электро-
электромагнитных колебаний, под которым будем
понимать значение частоты, настолько при-
приближающееся к истинному значению, что
для данной цели может быть использовано
вместо него. Для первой группы источников
указанный параметр в большинстве случаев
является достаточным для характеристики
частоты. Однако для второй группы не ме-
менее важным является такой параметр, как
стабильность частоты.
В общем случае мгновенное значение ча-
частоты сигналов электромагнитных колеба-
колебаний определяется известным выражением
ю W = «ном + t*(V + Аш (О,
G.1)
где 0)ВОм — номинальное значение частоты
(значение частоты, указанное на шкале на-
настройки или в паспорте источника); со0 —
начальное значение частоты сигнала, со-
соответствующее моменту установки частоты
при выпуске источника из производства (дей-
(действительное значение частоты источника прн
выпуске его из производства); а — коэффи-
коэффициент, зависящий от стабильности частоты
источника во времени; Доо (t) — флюктуа-
флюктуационное изменение частоты, центрированное
относительно усредненного значения на
интервале наблюдения.
Из G.1) следует, что у источников ча-
частоты сигналов электромагнитных колеба-
колебаний имеются два вида нестабильности ча-
частоты: долговременная, вызванная система-
систематическим смещением частоты за длительное
время (aco0t), и кратковременная, определяе-
определяемая флюктуационными изменениями ча-
частоты сигнала [Дш(Г)]. Граница разделения
указанных видов нестабильности является
условной н зависит от конкретного источни-
источника частоты.
Так как процесс измерения частоты за-
занимает определенный промежуток времени,
за который происходят одновременно и си-
систематическое и флюктуационное ее измене-
изменения, истинное значение частоты невозможно
определить. Поэтому для оценки действи-
действительного значения частоты пользуются ее ус-
усредненным на интервале измерения т значе-
значением 0)cp(t), определяемым выражением
I + t/2
= — w(t)dt.
G.2)
Использовав G.2), можно получить вы-
выражения для долговременной и кратковре-
кратковременной нестабильностей частоты, задаваясь
т
т
1
1
7.2.
Методы
определения частоты
Таблица 7.1. Рекомендуемые
год
сут
6 мес
1 сут
1 мес
'1 сут
1 сут
1 ч
электромагнитных колебаний
соотношения
1 ч
100 с
100
1 с
между Гит
с
100 с
0,1 с
100
0,01
с
с
100
0,001
255
с
с
интервалом времени Г, на котором гаранти-
гарантируется одна нз указанных нестабильностей,
н временем усреднения т. Обычно величина
Т приводится в паспорте на источник ча-
частоты, а величина т зависит от быстродей-
быстродействия частотонзмернтельного прибора (в
частности, для электронно-счетного частото-
частотомера т равно времени счета частотомера).
В связи с изложенным выше долговре-
долговременная нестабильность частоты До)д(г) опре-
определяется как разность двух усредненных
значений частоты, взятых в начале н конце
интервала времени Т:
До)д(г) = a>cp(t + 0,5Г) - o)cp(t - 0,5Г).
G.3)
В G.3) соотношения между т и Т устана-
устанавливаются исходя нз следующих соображе-
соображений, подтверждаемых статистикой. Мини-
Минимально возможное время тт1„ ограничивает-
ограничивается временем одного полного цикла электро-
электромагнитных колебаний; максимально возмож-
возможное Хтах — необходимостью выполнения ус-
условия Г» т.
Рекомендуемые соотношения между т и
Т приведены в табл. 7.1.
Для повышения достоверности резуль-
результата определения шд(г) производят N измере-
измерений долговременной нестабильности ча-
частоты и находят ее среднее арифметическое
значение До)д.Ср по формуле
— т г»
N jT1,
Дш
'д.ср-
G-4)
Прн определении кратковременной не-
нестабильности частоты сначала находят ус-
усредненное значение частоты на интервале
времени т по формуле
I + T/2
— a(t)dt.
G.5)
r-i/2
Затем определяют кратковременную не-
нестабильность частоты по формуле
В отлнчне от G.4) для кратковременной
нестабильности частоты используют ее сред-
неквадратнческое значение для интервала Т,
вычисленное по формуле
-o)(t, Г).
G.6)
G.7)
В G.7) Т» х, т. е. задают такой интер-
интервал Г, на котором систематические измене-
изменения частоты пренебрежимо малы.
В § 7.2 — 7.4 рассматриваются методы
и способы определения рассмотренных ха-
характеристик частоты (действительного значе-
значения, долговременной н кратковременной не-
нестабильностей).
7.2. МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
ДЕЙСТВИТЕЛЬНОГО ЗНАЧЕНИЯ
ЧАСТОТЫ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ
КОЛЕБАНИЙ
Существует достаточно большое разно-
разнообразие способов определения действитель-
действительного значения частоты, отличающихся по-
погрешностями измерений, применяемой аппа-
аппаратурой, быстродействием и пр.
Однако все они базируются на относи-
относительно небольшом количестве методов изме-
измерения частоты. В практике частотных изме-
измерений наибольшее распространение получн-
лн метод сравнения измеряемой частоты
с известной (образцовой) частотой н методы,
основанные на физических явлениях, вызы-
вызываемых прохождением переменного тока че-
через различные устройства (резонансный, за-
заряда-разряда конденсатора прн прохождении
через него переменного тока и мостовой).
7.2.1. МЕТОД СРАВНЕНИЯ
ИЗМЕРЯЕМОЙ ЧАСТОТЫ
С ИЗВЕСТНОЙ (ОБРАЗЦОВОЙ)
Этот метод получил самое большое рас-
распространение в современной технике ча-
частотных измерений, что можно объяснить
256
Измерение частоты электромагнитных колебаний
f"x
1 TF
f"o6p
Рис. 7.1. Структурная схема измерения низких
частот гетеродинным способом
его высокой точностью, возможностями ре-
реализации достаточно широкой номенклату-
номенклатурой средств измерений и использования для
измерения частоты практически в любом
диапазоне. По данному методу неизвестная
частота fx определяется из условия равен-
равенства другой частоте /обр, принимаемой за
образцовую. Реализация метода возможна
н при наличии образцовой частоты, кратной
измеряемой (или наоборот).
Для измерения неизвестной частоты ме-
методом сравнения необходимо иметь в налн-
чнн источник образцовой частоты н устрой-
устройства, позволяющие сравнивать две частоты.
В зависимости от применяемых устройств
сравнения метод осуществляется различны-
различными способами (гетеродинным, электронно-
счетного частотомера, комбинированны-
комбинированными — сочетаниями гетеродинного способа
н электронно-счетного частотомера, осцил-
лографнческим).
Гетеродинный способ. Свое название этот
способ получил в связи с применением в ка-
качестве источника образцовой частоты пере-
перестраиваемого гетеродина.
Способ применяется для сравнения зву-
звуковых, высоких и сверхвысоких частот.
При измерении звуковых частот сравни-
сравнивающее их устройство представляет собой
индикатор, в качестве которого применяется
головной телефон (нлн репродуктор), под-
подключаемый одновременно к источникам не-
неизвестной и образцовой частот (рис. 7.1).
Изменяя частоту /Обр> уменьшают раз-
разность между частотами fx н /Обр До тех пор,
пока в телефонах не будет прослушиваться
одни тон с периодически изменяющейся гром-
громкостью, т. е. добиваются акустических
бненнй. Частота их равна разности сравни-
сравниваемых fx н /обр. При fx = /о6р в телефонах
будет слышен один тон неизменной громко-
громкости. Отсчет действительного значения изме-
измеряемой частоты производят по шкале на-
настройки образцового генератора. Так как
здесь используются нулевые биения, то
fo6r
Смеситель
Индикатор
данный способ называют еще способом ну-
нулевых бненнй.
Для измерения высоких н сверхвысоких
частот в качестве устройства сравнения при-
применяют смеситель и индикатор (рнс. 7.2).
Напряжения сравниваемых частот подают на
вход смесителя, на выходе которого полу-
получаются колебания комбинированных частот
вида
/ = ™fx ± "/обр,
G.8)
Рис. 7.2. Структурная схема измерения высо-
высоких и сверхвысоких частот гетеродинным
способом
где тип- целые числа.
Изменяя частоту гетеродина, добивают-
добиваются появления сигнала разностной частоты
F = mfx- и/ОбР. G.9)
Прн дальнейшем изменении частоты
/обр добиваются наиболее низкого тона ко-
колебаний (нулевых бненнй) в головных теле-
телефонах в случае применения последних
в качестве индикатора. Если индикатором
является другой прибор или устройство (мн-
кроамперметр постоянного тока, осцилло-
осциллограф и др.), то момент нулевых биений мож-
можно заметить по наименьшей частоте колеба-
колебаний стрелки прибора илн луча на экране
осциллографа.
В этот момент действительное значение
частоты определяется по формуле
Д = (F± л/обр) М G.10)
Если частота гетеродина /обр близка к
fx, то наиболее сильный сигнал нулевых бие-
биений получается прн т = л = 1. В этом случае
разностная частота определяется выраже-
выражением
*" = /*-/обр- G.П)
Из G.11) можно вычислить действитель-
действительное значение измеряемой частоты по форму-
формуле
/x = /o6p + f- G.12)
В этом случае определение действитель-
действительного значения частоты будет однозначным,
так как это значение равно показанию
шкалы настройки гетеродина плюс значение
частоты бненнй. Частота биений определяет-
определяется следующим образом. Подсчитывают на
слух (или визуально в случае применения ос-
осциллографа илн стрелочного прибора в каче-
качестве индикатора биений) число изменений
громкости тона разностной частоты (число
периодов колебаний стрелки прибора илн
луча на экране осциллографа) q за неко-
некоторый промежуток времени tp н вычисляют
F по формуле
F = q/tp. G.13)
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
257
При гетеродинном способе нередко при-
применяют гетеродины (особенно в диапазоне
СВЧ), основная частота которых во много
раз ниже измеряемой. В этом случае в G.10)
величины тип неизвестны и определение
действительного значения частоты будет не-
неоднозначным. Для устранения неоднозначно-
неоднозначности необходимо знать приближенное значе-
значение измеряемой частоты или проводить два
измерения.
В первом случае в момент получения ну-
нулевых биений отсчитывают показание шкалы
настройки частоты гетеродина /Обр и по
G.10) определяют действительное значение
измеряемой частоты, полагая, что наиболее
сильные биения получаются при равенстве
первой гармоники измеряемой частоты и и-й
гармоники частоты гетеродина. Например,
если известно, что измеряемая частота при-
примерно равна 1000 МГц, а в момент получе-
получения нулевых биений показание шкалы на-
настройки гетеродина равно 100 МГц, то
считается, что эти биения наступили при сло-
сложении напряжений десятой гармоники гете-
гетеродина и первой гармоники измеряемой ча-
частоты, т. е. измеряемая частота равна
1000 МГц. При других сочетаниях гармоник
сигнал получается значительно слабее, так
как для получения нулевых биений даже
вторую гармонику измеряемой частоты
B000 МГц) необходимо сложить с двадца-
двадцатой гармоникой гетеродина. Рассмотренный
способ устранения неоднозначности широко
применяется при поверке измерительных ге-
генераторов, у которых примерное значение
измеряемой частоты всегда известно.
Во втором случае для устранения неод-
неоднозначности определения действительного
значения частоты в результате двух измере-
измерений рассчитывают номер гармоники гете-
гетеродина. Для этого после получения нулевых
биений снимают показание шкалы настройки
гетеродина /reTt. затем увеличивают частоту
гетеродина до получения следующих ну-
нулевых биений и снова снимают показание
шкалы настройки гетеродина /гет11. Первые
биения получены при сложении напряжений
измеряемой частоты fx и (п + 1)-й гармоники
частоты гетеродина, вторые — при сложении
напряжений частоты fx и п-й гармоники ча-
частоты гетеродина. Исходя из этого, можно
получить выражение
Решая уравнение G.14) относительно и,
получаем:
»=/Гет1/(/гет11-/гет1). G-15)
Действительное значение измеряемой
частоты рассчитывают по одной из формул:
/х = «/гетН G-16)
Л = (п+1)/гет1. G.17)
Погрешность измерения частоты рас-
рассмотренным способов определяется выраже-
выражением
5 = + 1/5L + 5,2ет + б!™ G.18)
где 5ШК — погрешность шкалы настройки ге-
гетеродина; 8гет — нестабильность частоты ге-
гетеродина за время измерения; 8ННД —
погрешность индикатора нулевых биений.
Погрешность шкалы настройки гетеро-
гетеродина в G.18) является определяющей. Она за-
зависит как от механических факторов (точно-
(точности изготовления шкалы, люфта механизма
настройки), так и от долговременной неста-
нестабильности частоты гетеродина.
Для уменьшения 8ШК обычно применяют
кварцевый генератор, выполняющий функ-
функции источника образцовой частоты, по кото-
которой производится корректировка градуиро-
вочной характеристики шкалы гетеродина.
В этом случае схема измерения частоты при-
приобретает вид, изображенный на рис. 7.3. При
калибровке гетеродина переключатель ста-
ставят в положение К, отсчетный лимб гетеро-
гетеродина — в положение, соответствующее бли-
ближайшей к измеряемой частоте гармонике
(«кварцевой точке»). Индикатор фиксирует
наличие биений, которые при помощи кор-
корректора гетеродина доводят до нулевых. Ес-
Если у гетеродина корректор отсутствует, то
шкалу проверяют в соседних по обе стороны
от измеряемой частоты точках, а затем про-
производят линейную интерполяцию и вводят
поправку, уточняющую градуировочную ха-
характеристику. После корректировки шкалы
гетеродина кварцевый генератор отключают
и на смеситель подают сигнал измеряемой
частоты. Гетеродин настраивают на частоту,
при которой получаются нулевые биения,
и производят отсчет измеряемой частоты по
шкале гетеродина.
Входное
устройство
Кварцевый
генератор
Смеси-
Смеситель
Усили-
Усилитель НЧ
Гетеро-
Гетеродин
Индика-
Индикатор
Рис. 7.3. Структурная схема измерения час-
частоты гетеродинным способом с калибровкой
шкалы гетеродина по кварцевому генера-
генератору
258
Измерение частоты электромагнитных колебаний
Общая погрешность измерения частоты
по схеме на рис. 7.3 определяется выраже-
выражением
5=
G.19)
где 5КВ — погрешность частоты кварцевого
генератора.
У современных кварцевых генерато-
генераторов погрешность частоты ие превышает
±E-10~6-1(Г7). Поэтому в G.19) состав-
составляющая 8^, практически слабо влияет на об-
общую погрешность измерения частоты спосо-
способом нулевых биений. Применение кварцево-
кварцевого генератора позволяет уменьшить 5ШК до
+.2-10. Стабильность частоты гетеродина
повышают за счет изготовления его из высо-
высококачественных деталей и применения стаби-
стабилизаторов напряжения. Указанные меры по-
позволяют уменьшить 5гет до +1-10 за
2 мин. Погрешность индикатора нулевых
биений зависит от применяемого устройства
или прибора. Если в качестве индикатора
применять головные телефоны, то погреш-
погрешность носит субъективный характер и зави-
зависит от слуха оператора. Так как человеческое
ухо не реагирует на частоты ниже примерно
16 Гц, то появляется зона ложных нулевых
биений, и, таким образом, получается по-
погрешность, абсолютное значение которой до-
достигает + 32 Гц. Одним из простейших спо-
способов уменьшения этой погрешности являет-
является «вилочный отсчет», который заключается
в следующем. Запоминают на слух неко-
некоторый тон в телефонах перед зоной нулевых
биений и отмечают соответствующее ему
значение /обр \. Затем после зоны нулевых
биений вновь устанавливают на слух такой
же той и отмечают значение образцовой ча-
частоты /обр 2- Неизвестная частота равна
среднему арифметическому значению образ-
образцовых частот:
Л = (/обр 1+/обр 2) Д G.20)
Погрешность «вилочного отсчета» тем
меньше, чем точнее устанавливается равен-
равенство тонов в головных телефонах.
Для повышения точности индикации ну-
нулевых биений в качестве индикатора исполь-
используют магнитоэлектрический миллиампер-
миллиамперметр, электронно-оптический индикатор или
осциллограф.
В диапазоне СВЧ получение низкоча-
низкочастотных биений затруднительно (из-за неста-
нестабильности измеряемой и образцовой частот).
Поэтому в качестве индикатора вместо го-
головных телефонов, миллиамперметра, элек-
электронно-оптического индикатора или осцил-
осциллографа применяют частотомер. В этом
случае действительное значение измеряемой
частоты определяют по формуле
/x = /o6P + f, G.21)
где /о6р — показание шкалы настройки гете-
гетеродина; F — показание частотомера, приме-
применяемого в качестве индикатора разностной
частоты.
Знак поправки F зависит от того, с ка-
какой стороны подходят к измеряемой частоте
при настройке гетеродина.
Общая погрешность измерения частоты
гетеродинным способом составляет пример-
примерно + 51(Г5.
Способ электроиио-счетиого частотомера
(ЭСЧ). Данный способ сравнения частот ос-
основан на измерении числа периодов измеряе-
измеряемой частоты за интервал времени, форми-
формируемый образцовой частотой. При помощи
образцовой частоты формируют временной
интервал известной длительности At и за-
заполняют его импульсами, следующими с не-
неизвестной частотой fx. Подсчет числа им-
импульсов, попадающих в интервал At, про-
производится по формуле
Из G.22)
n = Atfx.
= n/At.
G.22)
G.23)
Результаты подсчета числа импульсов, по-
попавших во временной интервал At, фикси-
фиксируются в цифровой форме при помощи счет-
счетчика импульсов. Обычно время At выбирают
равным 10т, где т — целое число, принимаю-
принимающее значения от 2 до —3. Поэтому показа-
показания электронно-счетного частотомера чис-
численно совпадают со значениями измеряемой
частоты. Схема измерения частоты способом
ЭСЧ приведена на рис. 7.4.
Сигнал измеряемой частоты поступает
на формирующее устройство, преобразую-
преобразующее электромагнитные колебания в последо-
последовательность импульсов, частота которых
равна частоте входного сигнала. С выхода
формирующего устройства импульсы посту-
поступают на временной селектор. Сигнал образ-
Формирующее
устройство
Селек-
Селектор
Счет-
Счетчик
fo6p
Формирователь
времени счета
Рис. 7.4. Структурная схема измерения час-
частоты способом электронно-счетного частото-
частотомера
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
259
Таблица 7.2. Зависимость относительной погрешности частоты опорных генераторов от
интервалов времени
Вид
нестабильности
Долговре-
Долговременная
Кратковре-
Кратковременная
Относительная
1 с
Ю-ю
10 с
Ю-Ю
погрешность
10 мин
1,5-10"9
частоты опорных генераторов ЭСЧ
1 ч
3-ю-9
1 сут
мо-8
1 мес
1,5- 10
за интервалы времени
6 мес
2-10'7
1 г
5- Ю-7
цовой частоты поступает на схему формиро-
формирования времени отсчета, которая открывает
селектор на время At, равное периоду следо-
следования импульсов образцовой частоты.
Погрешность ЭСЧ при измерении ча-
частоты определяется выражением
8Эсч = 80бр + 8„ест 1 + 8нест2 +
G.24)
где бОбр — погрешность установки частоты
опорного генератора при выпуске из про-
производства или после корректировки частоты
по окончании очередной поверки (погреш-
(погрешность установки действительного значения
частоты при выпуске из производства или
после очередной поверки); 8Hecr i -
погрешность, вызванная долговременной не-
нестабильностью частоты опорного генерато-
генератора; 8НССТ 2 — погрешность, вызванная кратко-
кратковременной нестабильностью частоты опор-
опорного генератора на интервале времени счета
ЭСЧ; l/fx? — погрешность, связанная с не-
некратностью периодов измеряемого сигнала
fx и сигнала формирования времени счета т.
Погрешность 8О6Р зависит от погрешно-
погрешности образцовой меры частоты, по которой
устанавливалось значение частоты опорного
генератора при выпуске из производства или
в ходе очередной поверки, и конструктивно-
конструктивного исполнения корректора частоты ЭСЧ.
У современных ЭСЧ величина 80ер имеет
значение примерно Ы0"8.
Погрешности 8несг1 и 8нест2 зависят от
интервалов времени. Значения этих погреш-
погрешностей для различных интервалов времени
приведены в табл. 7.2.
Погрешность 1//хт зависит от измеряе-
измеряемой частоты и времени измерения ЭСЧ. Воз-
Возникновение ее поясняет временная диаграм-
диаграмма работы селектора ЭСЧ, приведенная на
рис. 7.5. В случае / селектор пропустит
10 импульсов за время длительности стро-
бнрующего импульса и счетчик зарегистри-
зарегистрирует 10 импульсов. В случае 2 селектор про-
пропустит 9 импульсов и счетчик зарегистри-
зарегистрирует 9 импульсов.
В табл. 7.3 приведены значения 1//хт
для современных ЭСЧ.
Из табл. 7.3 видно, что для измерения
низких частот ЭСЧ нецелесообразно приме-
применять, так как он имеет большую погреш-
погрешность.
Таким образом, для определения по-
погрешности ЭСЧ в каждом конкретном слу-
случае необходимо пользоваться выражением
G.24).
Комбинированные способы определении
действительного значения частоты, осно-
основанные на применении гетеродинного способа
и ЭСЧ. Необходимость расширения частот-
частотного диапазона ЭСЧ привела к созданию
Таблица 7.3. Зависимость погрешности
Время
измерения
Ю-3 с
Ю-2 с
10-' с
1 с
10 с
измерения частоты от времени
измерения
Погрешность \lfxx измерения частот
0,1 Гц
104
103
102
10'
10°
1 Гц
103
102
101
10°
ю-1
10 Гц
102
101
10°
ю-1
ю-2
100 Гц
101
10°
ю-1
ю-2
ю-3
1 кГц
10°
ю-1
ю-2
ю-3
ю-4
10 кГц
ю-1
ю-2
ю-3
ю-4
ю-5
100 кГц
ю-2
ю-3
ю-4
ю-5
10~6
1 МГц
ю-3
ю-4
ю-5
10
ю-7
10 МГц
ю-4
Ю-5
10
ю-7
ю-8
100МГц
ю-5
10
ю-7
ю-8
ю-'
260
Измерение частоты электромагнитных колебаний
\
1
1
I
1
1
п
п
п
п п
to.
п
п
п п
I
1
п
п
t
t
t
Рис. 7.5. Временная диаграмма работы
селектора ЭСЧ
комбинированных способов измерения ча-
частоты, основанных на применении ЭСЧ и ге-
гетеродина. Рассмотрим наиболее приме-
применяемые из них в технике частотных измере-
измерений.
Способ определения действительного
значения измеряемой частоты при помощи
ЭСЧ и преобразователя на нулевых биениях.
Схема измерения частоты данным способом
приведена на рис 7.6. Измеряемая частота
сравнивается с частотой сигнала гетеродина
или с частотами ее гармоник. В качестве ин-
индикатора сравнения используется электрон-
электронно-лучевая трубка. При получении нулевых
биений (совпадения измеряемой частоты
с частотой одной из гармоник сигнала гете-
гетеродина) частота гетеродина измеряется ЭСЧ.
Действительное значение частоты опреде-
определяется выражением
/*=«/гет, G.25)
где п — номер гармоники; /гет — среднее зна-
значение частоты гетеродина, измеренное ЭСЧ.
Номер гармоники гетеродина определяют
в соответствии с G.15). Максимально воз-
возможную погрешность измерения частоты
данным способом находят из выражения
&таХ = 8сл + 8гет + 5эсч. G-26)
где 5СЛ — погрешность индикатора сличения;
8гет — нестабильность частоты гетеродина за
время сличения частот; 5эсч ~ погрешность
измерения частоты ЭСЧ, вычисляемая по
G.24).
При использовании в качестве индикато-
индикатора сличения электронно-лучевой трубки с ча-
частотой развертки 50 Гц погрешность соста-
составляет не более 50—100 Гц. Нестабильность
частоты гетеродина за время измерения (а
оно составляет, как правило, 3 — 5 с) не пре-
Смеситель|->| УНЧ[-»] Индикатор |
Смеситель
Усилитель
широкополосный
Jfnp
Фильтр
ЭСЧ
Генератор
гармоник
fo6p
Рис. 7.7. Структурная схема измерения час-
частоты при помощи ЭСЧ и дискретного
преобразователя частоты
вышает ±A — 2)-10~6. Поэтому при измере-
измерении частоты свыше 100 МГц максимально
возможная погрешность измерения частоты
5тм= ±B-нЗ)-10-6 + 5эсч. G.27)
Способ определения действительного
значения частоты при помощи ЭСЧ и дис-
дискретного гетеродинного преобразователя ча-
частоты. Схема измерения частоты данным
способом приведена на рис. 7.7. На смеси-
смеситель поступают сигналы частоты гармоник
гетеродина, которые синхронизованы часто-
частотой опорного генератора ЭСЧ. Сигналы гар-
гармоник формируются при помощи фильтра.
Одновременно на смеситель поступает сиг-
сигнал измеряемой частоты. Промежуточная
частота измеряется ЭСЧ. Действительное
значение частоты вычисляется по формуле
/* = «/обр±/пр, G.28)
где п — номер гармоники гетеродина; /ОбР —
частота гетеродина; /пр — промежуточная
частота.
Частота /о6р индицируется на шкале
преобразователя, а /пр — на табло ЭСЧ.
Погрешность измерения частоты рас-
рассмотренным способом определяется погреш-
погрешностью ЭСЧ и рассчитывается по G.24).
Способ определения действительного
значения частоты при помощи ЭСЧ и пере-
переносчика с фазовой автоподстройкой частоты
Смеситель
+
Гетеродин
УПЧ
Фазовый
детектор
Управляющий
элемент
♦
ФНЧ
Рис. 7.6. Структурная схема измерения час-
частоты при помощи ЭСЧ и преобразователя
Рис. 7.8. Структурная схема измерения час-
частоты при помощи ЭСЧ и переносчика с
ФАПЧ гетеродина по частоте измеряемого
сигнала
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
261
10
10
10
10
10
10
10
,-ю
,-9
,-в
,-7
Х=10а
юг ю3
Рис. 7.9. Зависимость составляющей погреш-
погрешности измерения частоты при помощи ЭСЧ
и переносчика, обусловленной некратностью
измеряемой ЭСЧ частоты гетеродина и вре-
времена усреднения
гетеродина по частоте измеряемого сигнала.
Схема измерения частоты приведена на
рис. 7.8. В смесителе смешиваются частоты
измеряемого сигнала с одной из гармоник
сигнала гетеродина. Сигналы промежуточ-
промежуточной частоты и опорного генератора ЭСЧ по-
поступают на фазовый детектор. Сигнал ошиб-
ошибки с фазового детектора через фильтр
нижних частот ФНЧ подается на управляю-
управляющий элемент. Режим синхронизации индици-
индицируется на индикаторе фазового детектора.
В момент синхронизации частота гетеродина
измеряется ЭСЧ. Среднее значение измеряе-
измеряемой частоты определяется выражением
/* = «/,ет+/пр, G.29)
где /пР - значение промежуточной частоты
системы фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ).
Если номинальное значение измеряемой
частоты fx неизвестно, то номер гармоники
определяется по двум измерениям. Для это-
этого сначала добиваются синхронизации при
изменении частоты гетеродина в сторону
увеличения, что соответствует выражению
/пр = /*-яЛгг. G-30)
Затем добиваются синхронизации при изме-
изменении частоты гетеродина в сторону умень-
уменьшения, что соответствует выражению
/пр = "Лет - fx. G.31)
Из G.30) и G.31) находят номер гармони-
гармоники гетеродина по формуле
п = 2/пр/(/;„-/;„). G.32)
Достоинство данного способа — возмож-
возможность измерения среднего значения несущей
частоты импульсно-модулированных сигна-
сигналов, девиации ЧМ сигналов. Недостаток —
необходимость вычислять номер гармоники
и измеряемую частоту.
Погрешность измерения частоты дан-
данным способом определяется выражением
8=5Обр±1//гетТ, G.33)
где 5Обр — погрешность частоты опорного ге-
генератора ЭСЧ.
На рис. 7.9 приведена зависимость со-
составляющей погрешности, обусловленной не-
некратностью измеряемой ЭСЧ частоты гете-
гетеродина и времени усреднения.
Способ автоматического увеличения
времени усреднения частотомера в п раз.
Схема измерения частоты приведена на
рис. 7.10. Исследуемый сигнал поступает
одновременно на смесители / и //. На вто-
Смеситель I \-*\ УПЧ I | *\ Фазовый детектор \*-
Гетеродин
Управляющий
элемент
Блок
смещения частоты
Блок АПЧ
ФНЧ
ЭСЧ
'см
гт
—*\ Смеситель II [-*) УПЧ II | *\ Смеситель III [<-!
fo6p
Блок расширения
nf,
см
F= I/r
Рис. 7.10. Структурная схема автоматического увеличения времени усреднения частотомера
в п раз
262
Измерение частоты электромагнитных колебаний
рой вход смесителя / поступает сигнал гете-
гетеродина. Сигнал разностной частоты усили-
усиливается в УПЧ1 и поступает на фазовый
детектор. На второй вход фазового детекто-
детектора подводится высокостабильный сигнал
/обр. Управляющий сигнал через ФНЧ по-
поступает на реактивный элемент гетеродина
и блок автоматической подстройки частоты
АПЧ гетеродина. С помощью блока АПЧ
частота гетеродина в режиме поиска автома-
автоматически перестраивается. В режиме синхро-
синхронизации системы ФАП частота гетеродина
Лет = (Л-/обр)/л. G.34)
Этот сигнал поступает на блок смещения ча-
частоты, в котором формируется сигнал с ча-
частотой /гет + /см (/см — известная с высокой
точностью частота смещения, удовлетворяю-
удовлетворяющая УСЛОВИЯМ: /см «Лет И /см «/обр)-
В смесителе II исследуемый сигнал на
и-й гармонике смешивается с сигналом /'гет
и выделяется сигнал промежуточной частоты
/пр = /х - "Лет- G.35)
Сигнал на выходе смесителя ///, на ко-
который поступают сигналы с частотами /пр и
/обр, имеет частоты
/ = I /пр - /обр I = "/см- G.36)
Этот сигнал используется для увеличе-
увеличения времени счета (усреднения) т/ частотоме-
частотомера в и раз. Показание ЭСЧ равно
ЛГ = Лет(лт'), G.37)
где их' — время усреднения.
Значение т/ выбирается в зависимости от
значения /х, требуемого времени усреднения
т и точности измерения. В табл. 7.4 приве-
приведены возможные значения х и погрешности
измерений, обусловленные дискретностью
счета частотомера при различных значениях
/х и х' для /гет = 80 -г 100 МГц.
Таблица 7.4. Составляющая погрешности
измерения частоты способом
автоматического увеличении времени
усреднения
л.
ГГц
0,4
2
10
/гет
МГц
80
80
100
л
5
25
100
т.', с
0,01
0,1
1
0,001
0,01
0,1
0,0001
0,001
0,1
X, С
0,05
0,5
5
0,025
0,25
2,5
0,01
0,1
10
6'=1/
/гет*
2,5-Ю-7
2,5-Ю-8
2,5- 10~9
5- 10~7
5-10~8
5- 10~9
10~6
10~7
10~8
Способ автоматического измерения ча-
частоты с делением частоты гетеродина. Схе-
Схема измерения частоты приведена на
рис. 7.11. Сигнал измеряемой частоты посту-
поступает одновременно на смесители / и III. На
второй вход смесителя / поступает сигнал
гетеродина /. В связи с тем, что смеситель
фактически выполняет функции фазового де-
детектора, частота гетеродина / в режиме
синхронизации системы равна /гет / = fjm.
С помощью системы ФАПЧ гетеродина //,
работающей на промежуточной частоте
/пр = Лет/ДО*, между частотами гетеродина
устанавливается зависимость вида
Лет II = ЛетI - Лет I ДО*.
G.38)
Частота сигнала на выходе смесителя
III определяется выражением
/пр = /х - w/гетП = Л - «(Лет I - /rerl/101).
G.39)
Смеситель 11—•>£
УПТ
Реактивный элемент
I Гетеродин 1 |—»j Делитель 1Ок | | Блок перестройки частоты 1
Г '—— ,
I Смеситель II f—»| УПЧ
Фазовый детектор
J
Гетеродин II | | Реактивный элемент [■«— Блок перестройки частоты II
j Смеситель Ш[—»j Усилитель |—*■
ЭСЧ
Рис. 7.11. Структурная схема автоматического измерения частоты с делением частоты гетеродина
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
263
Смеситель I \~*\
УПЧ I
_К
Фазовый детектор 1
J
Гетеродин L
I
Реактивный элемент
Блок перестройки частоты 1
Смеситель II [—»j
УНЧ
н
ЭСЧ
Гетеродин II \*—\ Реактивный элемент \*-\Блок перестройки частоты II [
Смеситель III |—*\
УПЧ II
|—»[ Фазовый детектор II
| Умножитель f-
Рис. 7.12. Структурная схема автоматического измерения частоты при помощи ЭСЧ, работаю-
работающего в режиме измерения отношения частот
Подставив в G.39) /гет1 = /хЛ", получим
выражение
/пр=/х/Ю". G.40)
Таким образом, частота, измеряемая
ЭСЧ, отличается от частоты измеряемого
сигнала в 10* раз, где /с = 1, 2, 3 ... Значения
к определяются значениями измеряемой ча-
частоты и диапазоном частот, измеряемых
ЭСЧ (табл. 7.5).
Способ автоматического измерения ча-
частоты при помощи ЭСЧ, работающего в ре-
режиме измерения отношения частот. Схема
измерения частоты приведена на рис. 7.12.
В режиме синхронизации обоих колец
ФАПЧ одновременно частоты сигналов гете-
гетеродинов равны:
/гет1 = (/х-/пр)/т; G.41)
Лет и = (Л - /пр - А/см) /т. G.42)
На выходе смесителя II выделяется сиг-
сигнал с частотой
/пр=/гет1-/гет11 = Д/смЛ"- G-43)
Показание ЭСЧ в режиме измерения от-
отношения частот гетеродина / и разности ча-
частот гетеродинов равно
ЛГ=/гетгт, G.44)
где т = 10*т/Д/ш.
При Д/см = 105, к = 4 имеем:
N = /reT,m/10. G.45)
Решая уравнение G.41) относительно /х
и подставляя в него значение /гет = №N/m,
получаем выражение для измеряемой ча-
частоты
/х = 10ЛГ + /пр. G.46)
Погрешность измерения данным спосо-
способом составляет A — 5)-10"8.
Способ измерения частоты при помощи
ЭСЧ и дискретного преобразователя с авто-
автоматически перестраиваемым фильтром. Схе-
Схема измерения частоты приведена на
рис. 7.13. В качестве автоматически пере-
перестраиваемого фильтра может быть исполь-
использован фильтр на железоиттриевом гранате,
резонансная частота которого изменяется
под воздействием внешнего магнитного по-
поля. При наличии на выходе широкополосно-
широкополосного усилителя сигнала промежуточной ча-
частоты перестройка фильтра прекращается
и фиксируется настройка фильтра на частоту
Таблица 7.5. Составляющая погрешности
измерении частоты способом
автоматического измерении частоты, т. е.
делением частоты гетеродина
Л,
ГГц
0,4-1
1-10
10-20
к
1
2
3
,/пр>
МГц
40-100
10-100
10-20
5 = 10~8//гетт
при т = 1 с
2,5-1
10-1
10-5
—*]Смеситель| *\ Усилитель
Фильтр
Система
автоматики
Добр
ЭСЧ
кв
[ Генератор \* [УмножительЦ-
Рис. 7.13. Структурная схема измерения час-
частоты при помощи ЭСЧ и дискретного
преобразователя с автоматически перестраи-
перестраиваемым фильтром
264
Измерение частоты электромагнитных колебаний
%
1
2
3
0
/
оо
v/V
0
п
000
О
г\
л/
3/ЧХ
У
ЛЯ
X
\
оо
Рис. 7.14. Формы фигур на экране осцилло-
осциллографа при различных соотношениях образцо-
образцовой и измеряемой частот и их фаз
гармоники опорного сигнала, соответствую-
соответствующую значению измеряемой частоты. Систе-
Система автоматики обеспечивает автоматическую
перестройку фильтра, фиксацию настройки
при наличии сигнала промежуточной частоты
и вырабатывает сигнал, поступающий на
устройство индикации высших разрядов зна-
значения измеряемой частоты. Остальные раз-
разряды индицируются на табло ЭСЧ, который
измеряет промежуточную частоту.
Осцнллографнческнй способ определения
действительного значения частоты. Данный
способ применяется для измерения частоты
от 10 Гц до 10 — 20 МГц. На практике наи-
наиболее часто используют осциллограф с сину-
синусоидальной и круговой развертками.
Способ определения действительного
значения частоты при помощи осциллографа
с синусоидальной разверткой. В случае при-
применения данного способа для измерения ча-
частоты генератор развертки у осциллографа
отключается, напряжение измеряемой ча-
частоты подается на один вход осциллографа,
а напряжение образцовой частоты — на вто-
второй. Частоту образцового генератора изме-
изменяют до получения на экране осциллографа
медленно вращающейся или, если удастся,
неподвижной фигуры. Форма фигуры зави-
зависит от кратности измеряемой и образцовой
частот, соотношения фаз электромагнитных
колебаний, а частота вращения — от разно-
разности частот. На рис. 7.14 показаны формы
фигур при различных соотношениях образ-
образцовой и измеряемой частот и их фаз.
При получении фигур более сложных
форм для определения соотношения частот
необходимо мысленно провести через фигу-
фигуру две прямые линии: горизонтальную
и вертикальную (минуя узлы). Отношение
числа т пересечений горизонтальной прямой
с фигурой к числу п пересечений вертикаль-
вертикальней прямой с этой фигурой дает отношения
образцовой и проверяемой частот. В момент
получения неподвижной фигуры значение из-
измеряемой частоты равно значению образцо-
образцовой частоты. Если не удается получить непо-
неподвижную фигуру, то необходимо подсчитать
число повторений изображений фигуры q за
определенное время t и вычислить разност-
разностную частоту по формуле
А/ = /обр - /, = ф. G.47)
Способ синусоидальной развертки при-
применяется при кратности измеряемой и образ-
образцовой частот не более 10, так как при боль-
большом числе пересечений горизонтальной
и вертикальной линий их трудно сосчитать.
Способ определения действительного
значения частоты при помощи осциллографа
с круговой разверткой. Схема измерения ча-
частоты приведена на рис. 7.15. Напряжение
одной частоты подается на оба входа осцил-
осциллографа через фазосдвигающую цепь. Напря-
Напряжение другой частоты подается на модуля-
модулятор электронно-лучевой трубки. При кратно-
кратности измеряемой и образцовой частот на
модулятор подается напряжение более высо-
высокой частоты. Если /х = /Обр> то на экране ос-
осциллографа появится половина светлой
окружности (или половина светлого эллип-
эллипса—в зависимости от угла фаз фазосдви-
гающей цепочки). При кратности /х и /о6р
на экране осциллографа появится пунктир-
пунктирная окружность. Число темных и светлых
штрихов и равно кратности неизвестной
и образцовой частот. Если частоты /х и /о6р
не равны, то фигура на экране осциллографа
будет вращаться. Скорость вращения прямо
пропорциональна разности частот /обр — /х.
Для определения А/ = /Обр —/х достаточно
заметить положение на экране осциллографа
одного штриха пунктирной окружности
в момент времени (,, затем заметить время
t2, когда штрих займет прежнее положение,
и вычислить разностную частоту по формуле
Af=l/(t2-tl). G.48)
Если частота вращения фигуры на экра-
экране осциллографа достаточно низка, то опре-
Рис. 7.15. Схема измерения частоты при
помощи осциллографа с круговой разверткой
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
265
Рис. 7.16. Схема измерения частоты при по-
помощи осциллографа с двойной круговой
разверткой
деляют время t2, через которое штрих прой-
пройдет часть окружности т. Подсчет разностной
частоты в этом случае производят по форму-
формуле
Д/ = 1/т(г2-г,). G.49)
Возможно определение действительного
значения частоты рассмотренным способом
путем подачи напряжения одной из частот
не на модулятор электронно-лучевой трубки,
а на второй анод. В этом случае осцилло-
осциллограмма имеет вид зубчатого колеса, число
зубцов которого равно кратности измеряе-
измеряемой и образцовой частот. Разновидностью
рассмотренного способа определения дей-
действительного значения частоты является спо-
способ двойной круговой развертки. В этом слу-
случае неизвестная и образцовая частоты по-
подаются на соответствующие входы через
фазосдвигающие цепочки. Схема измерения
приведена на рис. 7.16. При измерении ча-
частоты на экране осциллографа получаются
фигуры в виде трохоиды, изображенной на
рис. 7.17. Действительное значение частоты
определяется по формуле
/* = (N-l)/o6P = n/o6p. G.50)
где N — число петель на фигурах, полу-
получаемых на экране осциллографа.
Способ круговой развертки применяется
для измерения частот при кратности их
с образцовой до 50.
Погрешность измерения частоты осцил-
лографическим способом определяется по-
п=г
Рис. 7.17. Формы фигур на экране осцилло-
осциллографа при различных соотношениях образ-
образцовой и измеряемой частот при двойной кру-
круговой развертке
грешностями измерения разности фаз и ин-
интервалов времени. Погрешность измерения
разности фаз, помимо неточности отсчета,
зависит от фазовой модуляции и флюктуа-
флюктуации измеряемого сигнала:
1
ст = —- |/BЬст,/360тJ + (Рш/РсJ
G.51)
где ф — индекс фазовой модуляции; сгт —
погрешность измерения времени; т — время
наблюдения; Рш /Ре — отношение мощности
шума к мощности сигнала. Например, если
/обР = /х=1 МГц; Дф = 360°; т = 10 с; \|/ =
= 0,01; Рш/Рс = 30 дБ; сгт=0,1 с, то а =
= 1НГ9.
Недостатками осциллографического спо-
способа являются большое время измерений,
обязательное присутствие оператора и отно-
относительно низкая разрешающая способность
отсчета разности фаз. Для уменьшения по-
погрешности за счет разрешающей способно-
способности обычно применяют прозрачный круг
с нанесенной на нем сеткой. Круг наклады-
накладывается на экран осциллографа.
Способы определения действительного
значения частоты с помощью фазовых при-
приемников-компараторов. Данные способы ос-
основаны на измерении разности фаз сигналов
неизвестной и образцовой частот за из-
известный калиброванный интервал времени.
В зависимости от построения приемника-
компаратора имеется несколько разновидно-
разновидностей способов. Общим для них является при-
применение приемного устройства и фазометри-
ческой системы. В приемном устройстве
сигнал образцовой частоты фильтруется от
помех и усиливается. Фазометрическая систе-
система измеряет разность фаз между сигналами
образцовой и измеряемой частот.
Способ измерения частоты приемником-
компаратором с фазовым детектором. Схема
измерения частоты приведена на рис. 7.18.
Приемник
Фазовый детектор)*] Преобразователь
,cos2/rAfj,
Фильтр
Самописец
t
Гх
Генератор
Рис. 7.18. Структурная схема измерения
частоты приемником-компаратором с фазо-
фазовым детектором
266
Измерение частоты электромагнитных колебаний
fo6p
Приемник [—»|фазовый детектор [<—| Преобразователь ^«-| Фазовращатель
\ f
|Самописец[<-| ФНЧ
f
Генератор
Рис. 7.19. Структурная схема измерения частоты приемником-компаратором с компенсацией
На приемник подают напряжение образцо-
образцовой частоты. На преобразователь подают из-
измеряемую частоту, которая преобразуется до
образцовой частоты. Например: если /о6р =
= 100 кГц, a fx — 1 МГц, то в преобразова-
преобразователе частота fx уменьшается в 10 раз. Фаза
сигнала с выхода преобразователя сравни-
сравнивается с фазой образцовой частоты на фазо-
фазовом детекторе, и разность между ними за-
записывается самописцем. Разность частот
определяется выражением
Afx = kln2/Lkni, G.52)
где / — скорость движения ленты самописца;
к — число периодов разностной частоты,
определяемое на ленте самописца; I* — дли-
длина записи к периодов; м2 — коэффициент
умножения частоты в преобразователе; пх —
коэффициент деления частоты в преобразо-
преобразователе.
Рассмотренный способ позволяет полу-
получить очень узкую полосу пропускания си-
системы и высокое отношение сигнал/шум на
выходе. Недостатками способа являются не-
неопределенность знака отклонения частоты
и большое время измерения. Для сокраще-
сокращения времени измерения необходимо исполь-
использовать высокие /обр-
Способ измерения частоты приемником-
компаратором с компенсацией. Схема изме-
измерения частоты приведена на рис. 7.19. При-
Приемная часть представляет собой схему пря-
прямого усиления. В фазометрической системе
используется фазовращатель, который за-
задает частоту компенсации. Фазовращатель
изменяет частоту fx на А/фвр- Сигнал с раз-
разностной частотой на выходе детектора имеет
период биений
Т=1/(ДЛ + Д/фвр). G.53)
Отклонение измеряемой частоты от
образцовой определяется выражением
Afx(t, Г) = /с/Д*-Д/фвр. G.54)
Измерение отклонения частоты основа-
основано на измерении интервала времени, за ко-
который разность фаз изменится на 2тг. Интер-
Интервал времени можно определять с небольшой
погрешностью, если линия записи напряже-
напряжения разностной частоты на самописце не
имеет искажений. На практике линия размы-
размыта из-за флюктуации фазы сигнала и помех.
Это приводит к некоторой ошибке сгф
в определении положения нулевой фазы и,
следовательно, к погрешности измерения.
Погрешность измерения частоты рассмо-
рассмотренным способом при измерении к перио-
периодов, если сгф пропорционально длительности
записи периода, определяется выражением
8 = 2иф/кЬ1=2Ь/к/х, G.55)
где b — постоянная, зависящая от уровня по-
помех, флюктуации фазы сигнала измеряемой
частоты и периода биений.
Погрешность обратно пропорциональна
числу периодов, используемых при измере-
измерении, и не зависит от частоты компенсации
Д/фвр-
Способ измерения частоты приемником-
компаратором с синхронизируемым квар-
кварцевым генератором. Схема измерения ча-
частоты приведена на рис. 7.20. Способ осно-
основан на фазовой синхронизации кварцевого
генератора с сигналом образцовой частоты
и последующим сравнением частот сигналов
на компараторе фаз. Выходной сигнал при-
приемника-компаратора представляет собой по-
последовательность импульсов со скваж-
скважностью, пропорциональной разности фаз
сигналов /о6р и fx. Изменение разности фаз
приводит к изменению скважности, которая
регистрируется стрелочным прибором или
на ленте самописца. Разность частот опреде-
определяется по разности фаз за время измерения:
Д/х = ДФ/Дг. G.56)
Способ измерения частоты при помощи
приемника-компаратора со следящей систе-
обр
Приемник
Компаратор
фазовый
•*-
Фазовый
детектор
Делитель
частоты
Фильтр
+
Кварцевый
генератор
Рис. 7.20. Структурная схема измерения
частоты приемником-компаратором с син-
синхронизируемым кварцевым генератором
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
267
мой. Схема измерения частоты приведена на
рис. 7.21. Сигнал неизвестной частоты срав-
сравнивается в фазовом детекторе с сигналом,
принятым и усиленным приемником. Сигнал
ошибки с фазового детектора усиливается
усилителем и поступает на электродвигатель,
который через редуктор вращает фазовраща-
фазовращатель до получения минимального сигнала
ошибки. Если сигнал неизвестной частоты
имеет небольшое постоянное смещение ча-
частоты относительно образцовой, то фазовра-
фазовращатель вращается с постоянной частотой,
пропорциональной этому смещению.
При сравнении частот высокоста-
высокостабильных генераторов частота вращения
очень мала, и для ее определения угловое
смещение фазовращателя за некоторый из-
известный интервал времени измеряется счет-
счетчиком и записывается на самописце в виде
функции времени.
Счетчик калибруется в микросекундах.
При работе фазовращателя на частоте
100 кГц один его оборот соответствует раз-
разности фаз в 10 мкс. Изменение показания
счетчика на Дг за время т соответствует от-
отклонению частоты
(Д///)х=Дг/т. G.57)
При разомкнутом кольце обратной свя-
связи схема на рис. 7.21 аналогична схемам на
рис. 7.18 и 7.19. Отклонение частоты в этом
случае определяется соотношением
(ЬЛЛх = ук/т, G.58)
где у = 1//обр — коэффициент, зависящий от
номинального значения частоты /о6р и ча-
частоты, на которой работает фазовый детек-
детектор.
В табл. 7.6 приведены значения у в зави-
зависимости от /обр и /ФД.
Погрешность измерения зависит от ин-
интервала времени, на котором определяется
разность частот. На рис. 7.22 показана зави-
зависимость погрешности от времени.
Yfo6p
ч^
'обр
Таблица 7.6. Зависимость коэффициента
у от частот /о6р и /фд
/обр>
кГц
100
25
18,6
16
1
/фД'
кГц
1
1
1
1
1
10~5
4-10-5
5,4-10-5
6,2-10
10~з
При замкнутом кольце обратной связи
разность частот определяется через разность
показаний счетчика числа оборотов фазовра-
фазовращателя п2 — п1 за интервал времени т:
G.59)
где пг и п2 — показания счетчика в единицах
времени в моменты времени tt (начало изме-
измерения) и t2 (конец измерения).
Разрешающая способность измерения
разности частот связана с минимальным
значением угла поворота Ап.= п2—п1, ко-
который может быть отсчитан по счетчику.
Знак отклонения частоты /х от образцовой
определяется направлением вращения фазо-
фазовращателя. Если частота /х выше /обР, то
фазовращатель уменьшает частоту сигнала,
если ниже — увеличивает. Время вхождения
системы в режим синхронизации определяет-
определяется выражением
ТуСТ = 2тс@)х-0)обрJ/Яш, G.60)
где Пш — полоса пропускания частот шума.
Погрешность сравнения частот рассмо-
рассмотренным способом зависит от:
изменения коэффициента передачи коль-
кольца регулирования (оно вызывается измене-
изменениями уровня выходного сигнала приемника,
дрейфом коэффициента усиления УПЧ, не-
неравномерностью вращения вала двигателя);
разрешающей способности счетчика чис-
числа оборотов фазовращателя и погрешности
отсчета по нему;
Генератор
Приемник
I Фазовый детектор [■»—| Преобразователь [<—| Фазовращатель
' t
Самописец
Потенциометр
_c
Редуктор
Счетчик
числа оборотов
Фильтр 1—*| Усилитель }~*\ Мотор |
Рис. 7.21. Структурная схема измерения частоты приемником-компаратором со следящей
системой
268
Измерение частоты электромагнитных колебаний
О
101
10
Рис. 7.22. Зависимость погрешности измере-
измерения от интервала времени, на котором
производится определение разности частот
изменения фазовых отношений в тракте
приемника за время сравнения частот;
нелинейности характеристики фазовра-
фазовращателя;
нестабильности частоты сигнала, возни-
возникающей в тракте преобразования частоты.
Изменение модуля коэффициента пере-
передачи системы АК приводит к изменению
разности фаз Дер = Аа>хАК/Аа>фд между сиг-
сигналами неизвестной и образцовой частот, ко-
которое за время сравнения приводит к отно-
относительному значению погрешности
8К = ДсогДК/Дш&дСОфВрТ. G.61)
При использовании цифрового счетчика чис-
числа оборотов с ценой деления 0,1 оборота фа-
фазовращателя разрешающая способность от-
отсчета и погрешность равны 0,03 оборота.
Погрешность сравнения за счет неточнос-
неточности An
8д„ = Д«//фврт. G.62)
Погрешность, обусловленная измене-
изменением фазы в приемном тракте приемника,
Дфпрм рассчитывается по формуле
8прм = 2,810-3ДфпрМ/т/фвр. G.63)
Влияние нелинейности характеристики
фазовращателя Дффвр определяется как
8фвр = 2,8-10-3Дсрфвр//фврт. G.64)
Нестабильность частоты, вносимая трак-
трактом преобразования, приводит к неучтенно-
неучтенному изменению фазы Д<рпр и к погрешности
8пр = 2,8- 10-3Дсрпр/Кт/фвр. G.65)
На погрешность сравнения частот
влияют отношение сигнал/шум на входе
приемника, полоса пропускания приемника
и эквивалентная полоса шумов следящей си-
системы. Шум приводит к флюктуациям разно-
разности фаз и может вызвать скачки фазы в си-
системе на 2тг, вследствие чего среднее значе-
значение частоты fx не совпадает с /обр- От
соотношения мощности сигнала Рс и мощно-
мощности шума Рш, измеренной в эквивалентной
шумовой полосе следящей системы, зависит
вероятность фазовых ошибок. Если прене-
пренебречь инерционностью фильтра системы, то
распределение фазовой ошибки Р@) для
|0| < я имеет вид:
Р(в) =
ехр[(Рс/Рш)со5 0]
при Рс/Рш>0;
Р(9) =
ехр(-02Рс/2Рш)
У2пРш/Рс
при l0lg(Pc/Pw)9 дБ.
G.66)
G.67)
В табл. 7.7 приведены значения всех соста-
составляющих погрешности сравнения частот.
Среднеквадратическое значение суммар-
суммарной погрешности определяется по формуле
8 = ]/Ъ
за 1 ч 5 = 4,7 10- 'S за 5 ч 8 = 3,8-КГ11, за
24 ч 5 = 7-102.
Способ сравнения частот с помощью
приемника-компаратора с двумя кольцами ре-
регулирования. Схема измерения частоты при-
приведена на рис. 7.23. Сигнал образцовой ча-
частоты, усиленной в приемнике, сравнивается
по фазе в фазовом детекторе с сигналом
синхронизируемого кварцевого генератора,
прошедшим через фазовращатель.
Приемник * Фазовый детектор *j Фазовращатель *■ Кварцевый генератор
Фильтр
Усилитель
*
Редуктор
Реактивный генератор
t
Потенциометр
Самописец
Рис. 7.23. Структурная схема измерения частоты приемником-компаратором с двумя
кольцами регулирования
7,2. Методы определения частоты электромагнитных
колебаний
Таблица 7.7. Составляющие погрешности сравнения частот
Составляющие погрешности
5fc, вызванная изменением коэффициента передачи
АК/К=0,0\ при К» 104, Дшд.= 10-5
5д„, вызванная погрешностью отсчета Ди = +0,03 обо-
оборота
5прм> вызванная изменением фазы сигнала в приемном
тракте Дфпрм = ± 23°
5фВр, вызванная нелинейностью характеристики фазо-
фазовращателя Лффвр= +2°
5прм, вызванная изменением фазы сигнала в тракте
преобразования частоты Дфп'рм= ±20°
269
Значения составляющих погрешности
сравнения при частоте
фазовращателя 100 кГц
за 1 ч
2,8-10-12
8- 107"
1,8- 10~10
1,6-10-"
4,3-10-ю
за 5 ч
0,6-10~12
1,6-10-"
3,6- 10 "
3,1-Ю-12
1,7- 10~"
за
0,1-
3,5-
0,6-
0,5-
0,7-
24
10~
ю-
10~
10"
10"
ч
12
12
11
12
12
Управление фазой сигнала кварцевого
генератора осуществляется следящей систе-
системой, которая состоит из двух колец регули-
регулирования. Усиленный сигнал ошибки с фазо-
фазового детектора управляет вращением элек-
электродвигателя. Фазовращатель приводит раз-
разность фаз к нулю. Сигнал управления
с частотой кварцевого генератора, сни-
снимаемый с линейного потенциометра, умень-
уменьшает разность частот сигналов, поступаю-
поступающих на фазовый детектор. Следящая система
подстраивает частоту генератора за счет вра-
вращения фазовращателя и смещения частоты
генератора с помощью реактивного элемен-
элемента.
Описанный способ позволяет измерять
не только расхождение частот, но и автома-
автоматически подстраивать частоту контролируе-
контролируемого генератора. При разности частот
Л/я = const смещение частоты сравниваемо-
сравниваемого и синхронизируемого генераторов относи-
относительно образцовой и разность фаз между
сравниваемыми сигналами полностью отсут-
отсутствуют. При равномерном изменении разно-
разности частот (Afx = vt) разность фаз на фазо-
фазовом детекторе постоянна и равна фобр =
= 2тги/ц (ц — крутизна характеристики синх-
синхронизируемого генератора).
Длительность переходных процессов в
такой системе 1,5—2 ч, погрешность изме-
измерения частот ± 5 - 10~10 и менее.
Способ измерения частоты при помощи
компаратора. Данный способ является разно-
разновидностью гетеродинного способа измерения
частоты. Необходимость в применении ком-
компараторов возникает при определении дей-
действительного значения частоты высокоста-
высокостабильных генераторов, когда разностная ча-
частота очень мала и ее трудно измерить. Для
решения измерительной задачи сравни-
сравниваемые частоты умножают в п раз. Коэффи-
Коэффициент умножения частот определяет разре-
разрешающую способность компаратора. Умно-
Умножение сравниваемых частот может быть
прямым и декадным.
Схема компаратора с прямым умноже-
умножением приведена на рис. 7.24. В этой схеме
оба независимых канала умножения частоты
состоят из нескольких ступеней. Рабочая ча-
частота последующей ступени выше, чем пре-
предыдущей, поэтому каждая ступень имеет
свою конструкцию. На индикатор поступает
сигнал разностной частоты, умноженный в
103 раз. Однако для измерения частоты
квантовомеханичеСких генераторов этого ум-
умножения разностной частоты бывает недо-
недостаточно, поэтому применяют схему компа-
компаратора, приведенную на рис. 7.25. В этой
схеме коэффициенты умножения отдельных
ХПг
И
ХП
Sp+П*
Af
Смеси- I
тель |
•
п
ХП
h
fo6p+n3uf
1
Смеси-
Смеситель
folp |
хп(п-1) \Ц х(п + 1) ■
1
I Индика-
| тор
Смеси-
Смеситель
J
f
J
Рис. 7.24. Структурная схема компаратора
с прямым умножением с одним смесителем
270
Измерение частоты электромагнитных колебаний
*n
-
*
ХП
*n
H -
folp
H -
Смеси-
Смеситель
♦
Индика-
Индикатор
Рис. 7.25. Структурная схема компаратора
с прямым умножением и несколькими сме-
смесителями
ступеней каналов выбираются так, чтобы ча-
частоты выходных сигналов смесителей были
одинаковыми. Частота выходного сигнала
последней ступени умножения равна п/ОбР ±
+ и4Д/ (в то время как в схеме на рис. 7.24
она равна п3Д/).
Недостатками рассмотренных компара-
компараторов являются их громоздкость и большая
стоимость, вызванные неидентичностью
ступеней умножения смесителей. Более со-
совершенным с этой точки зрения является
компаратор с декадным умножением ча-
частоты (рис. 7.26). В этом компараторе образ-
образцовая частота /о6р и неизвестная /о6р + Д/х
умножаются в п — 1 и п раз соответственно
и затем смешиваются. Частота колебаний
выходного сигнала первого смесителя равна
п (/ ± Д/) - (п - 1) /о6р = /о6р + иД/, a i-ro
смесителя /Обрп'Д/-
Преимущества системы декадного умно-
умножения заключаются в том, что здесь декады
идентичны, компаратор более экономичен,
имеет меньшую массу и значительно мень-
меньшую стоимость. Равенство частот выходных
сигналов декад позволяет применять один
и тот же индикатор для различных коэффи-
коэффициентов умножения, ширина полосы шумов
во всех декадах одинакова, тогда как при
Рис. 7.26. Структурная схема компаратора
с декадным умножением частоты
прямом умножении она увеличивается с ро-
ростом коэффициента умножения.
Декадное умножение уступает прямому
только в возможности измерений при боль-
больших разностях частот входных сигналов.
При прямом умножении максимальная раз-
разность частот входных сигналов определяется
полосой пропускания первых каскадов умно-
умножителей частоты, при декадном умножении
она уменьшается от декады к декаде в п раз.
Погрешность компараторов обусловле-
обусловлена нестабильностью фазы, которая возни-
возникает при прохождении сличаемых сигналов
через умножители частоты и смесители,
и интенсивностью в спектре сигналов, посту-
поступающих на смесители составляющих с ча-
частотами, кратными входной частоте, так как
указанные составляющие вызывают паразит-
паразитную фазовую модуляцию сигнала на выходе
смесителя.
Погрешность компараторов за 1 с при
сличении стандартов частоты, у которых от-
отношение сигнал/шум не менее 100—120 дБ,
составляет 10~12 —10~13.
7.2.2. РЕЗОНАНСНЫЙ МЕТОД
ОПРЕДЕЛЕНИЯ ДЕЙСТВИТЕЛЬНОГО
ЗНАЧЕНИЯ ЧАСТОТЫ
Резонансный метод измерения частоты
основан на использовании явления резонанса
в колебательной системе и заключается
в сравнении измеряемой частоты с собствен-
собственной частотой колебаний резонатора, заранее
проградуированного.
Различают два способа осуществления
резонансного метода измерения частоты:
основанный на явлении механического
резонанса;
основанный на явлении электрического
резонанса.
Способ, основанный на явлении механиче-
механического резонанса. Указанным способом изме-
измеряют низкие (промышленные) частоты до
400 Гц. Приборы, основанные на явлении
механического резонанса, называют вибра-
вибрационными частотомерами. Принцип работы
вибрационного частотомера показан на
рис. 7.27, а. Высокоомная обмотка электро-
электромагнита / включается в сеть напряжения из-
измеряемой частоты параллельно. Вблизи сер-
сердечника 2 расположен якорь 3, устано-
установленный вместе с планкой 4 на пружинных
опорах 5. Вдоль планки 4 закреплено не-
несколько стальных пластинок 6 так, что со-
собственная частота их колебаний последова-
последовательно возрастает слева направо. Свободные
концы пластинок загнуты под углом 90°
и окрашены светлой краской. Под воздей-
воздействием поля электромагнита якорь и пла-
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
271
Рис. 7.27. Вибрационный частотомер:
а — принцип работы; б — шкала вибрационного
частотомера
стинки вибрируют. Пластинка, у которой со-
собственные колебания совпадают с выну-
вынужденными, будет колебаться с наибольшим
размахом (рис. 7.27,6).
Погрешность измерений определяется
точностью изготовления пластинок и соста-
составляет около ± 1 %.
Способ, оснонаннын на явлении электри-
электрического резонанса. Данный способ приме-
применяется для измерения высоких, ультравысо-
ультравысоких и сверхвысоких частот. Однако возмож-
возможно применение резонансного способа и для
измерения более низких частот. С этой
целью явление резонанса используют в мо-
мостовой схеме (рис. 7.28). При настройке по-
последовательного колебательного контура
плеча в резонанс с измеряемой частотой со-
сопротивление плеча становится чисто ак-
активным и равным R3. Равновесие моста на-
наступит при условии равенства RtR3 = R2R4.
Таким образом, измерение частоты сво-
сводится к приведению моста в равновесие
путем настройки третьего плеча в резонанс
с /х. Настройка выполняется с помощью
конденсатора переменной емкости, шкала
которого градуируется в единицах частоты.
Расширение пределов измерения достигается
сменными катушками индуктивности L.
В качестве индикатора используется детек-
детекторный или ламповый вольтметр, а на ча-
частотах 100 —5000 Гц - телефон. Недостатки
этого способа — трудность выполнения кату-
катушек индуктивности для низких частот и не-
невозможность получения нулевых показаний
индикатора из-за воздействия посторонних
электромагнитных полей на катушку L. По-
Погрешность измерения составляет 0,5 — 1 %.
Рассмотренный способ в настоящее вре-
время находит небольшое применение. Гораздо
большее применение находит способ элек-
электрического резонанса с использованием вы-
высокодобротного колебательного контура,
прецизионного механизма настройки со шка-
шкалой и индикатора резонанса. Колебательная
система через элемент связи возбуждается
сигналом источника, частоту колебаний ко-
которого необходимо измерить. С помощью
органа настройки изменяется частота коле-
колебаний колебательной системы до наступле-
наступления резонанса. В момент резонанса, фикси-
фиксируемого по индикатору, производится отсчет
по шкале настройки колебательной системы.
При измерении высоких частот в каче-
качестве резонансной системы применяется коле-
колебательный контур с сосредоточенными по-
постоянными (рис. 7.29).
В момент наступления резонанса изме-
измеряемая частота
/х=1/2к]/Ьс. G.68)
Из G.68) видно, что для измерения ча-
частоты удобно применять сменные катушки
индуктивности и конденсаторы переменной
емкости. Это позволяет перекрыть значи-
значительный диапазон частот при сравнительно
узких поддиапазонах и уменьшить погреш-
погрешность измерения. Конденсатор переменной
емкости градуируется отдельно для каждой
катушки. Механизм поворота его ротора де-
делается с большим замедлением, шкала раз-
разделена на большое число делений — до 2500.
В качестве индикатора применяется лам-
ламповый или детекторный вольтметр.
При измерении ультравысоких и
сверхвысоких частот в качестве резонансной
системы применяется колебательный контур
с распределенными постоянными. В зависи-
зависимости от диапазона измеряемых частот он
выполняется либо в виде отрезка коаксиаль-
коаксиальной линии, либо в виде объемного резонато-
Рис. 7.28. Схема измерения частоты спосо-
способом электрического резонанса в мостовой
схеме
К индикатору
Рис. 7.29. Схема резонансного частотомера
с сосредоточенными постоянными
272
Измерение частоты электромагнитных колебаний
J
§5
Рис. 7.30. Схема полуволнового резонансного
частотомера
ра. Коаксиальная линия настраивается в ре-
резонанс изменением длины ее внутреннего
проводника, объемный резонатор — изме-
изменением его объема. Точные механизмы на-
настройки градуируются в безразмерных деле-
делениях с большим числом отсчетных точек,
для определения измеряемой частоты прила-
прилагаются градуировочные таблицы. Некоторые
частотомеры градуируются непосредственно
в единицах частоты.
Используются следующие схемы резо-
резонансных частотомеров с распределенными
постоянными.
Полуволновой резонансный частотомер.
Колебательный контур такого частотомера
выполнен в виде закороченного отрезка
коаксиальной линии, длина которого регули-
регулируется перемещением поршня П (рис. 7.30).
Резонанс наступает каждый раз, когда
длина линии равна примерно половине
длины волны измеряемого колебания:
/« пХ/2.
Если микрометрический механизм пере-
перемещения поршня градуирован в единицах
длины /, то, настраивая частотомер последо-
последовательно дважды на максимум показаний
индикатора, можно определить длину вол-
волны: X = 2(/2 — /j), где /2 и /j — отсчеты поло-
положения поршня в единицах длины при резо-
нансах. Для увеличения точности измерений
механизм перемещения поршня снабжается
микрометрической градуировкой. Полувол-
Полуволновые резонансные частотомеры применяют-
применяются в основном в диапазоне частот 2500 —
1000 МГц, так как при более низких часто-
частотах размеры коаксиальной линии становятся
слишком большими, а при более высо-
высоких — слишком малыми; и то и другое не-
неудобно как при изготовлении, так и в
эксплуатации.
Добротность резонансных частотомеров
составляет 1000 — 2000 единиц, что в сочета-
сочетании с хорошим микрометрическим от-
счетным устройством обеспечивает погреш-
погрешность измерений от 0,05 до 0,5%.
Полуволновые частотомеры не получи-
получили широкого распространения из-за труд-
трудности осуществления надежного контакта
поршня с внутренней поверхностью наруж-
наружного проводника коаксиальной линии по
всей длине.
Четвертьволновой резонансный часто-
частотомер. Колебательный контур этого часто-
частотомера выполнен в виде разомкнутого от-
отрезка коаксиальной линии (рис. 7.31). На-
Настройка контура осуществляется изменением
длины / внутреннего проводника коаксиаль-
коаксиальной линии; резонанс наступает при длине /,
равной нечетному числу четвертей длин волн
измеряемого колебания:
где п — целое число. Измерением длины вну-
внутреннего проводника при двух соседних ре-
зонансах можно найти значение половины
длины волны: /2 — 'i = Х/2.
Четвертьволновые частотомеры приме-
применяются на частотах от 600 до 10000 МГц.
Погрешность измерений находится в преде-
пределах 0,05-0,1%.
Резонансный частотомер с нагруженной
линией. Для расширения диапазона изме-
измеряемых частот разомкнутая коаксиальная
линия нагружается на емкость, образуемую
торцами внутреннего и наружного проводни-
проводников (рис. 7.32). При настройке такого колеба-
колебательного контура одновременно изменяются
и длина линии / и емкость С, вследствие чего
перекрытие диапазона частот возрастает до
3 или даже 4 (у рассмотренных выше резо-
резонансных частотомеров перекрытие соста-
составляет 1,3 — 1,5). Двумя резонансными часто-
частотомерами с нагруженной линией перекры-
перекрывается диапазон частот от 150 до 1500 МГц.
Резонансные частотомеры с объемными
резонаторами. Объемные электромагнитные
резонаторы представляют собой замкнутые
полости, ограниченные металлическими
стенками. В полости образуются стоячие
волны электромагнитного поля, длина ко-
которых определяется типом возбужденной вол-
волны и геометрическими размерами полости.
Для настройки объемного резонатора его
Рис. 7.31. Схема четвертьволнового резо-
резонансного частотомера
7.2. Методы определения частоты электромагнитных колебаний
273
Рис. 7.32. Схема резонансного частотомера
с нагруженной линией
объем изменяется перемещением поршня ли-
либо введением в полость металлического
стержня. Объемный резонатор предваритель-
предварительно градуируется при помощи измерительно-
измерительного генератора соответствующего диапазона
частот. Вследствие удобства механической
обработки наибольшее распространение по-
получили объемные резонаторы цилиндриче-
цилиндрической формы (рис. 7.32).
В зависимости от способа введения в по-
полость возбуждающего электромагнитного
поля в ней возникают колебания различных
типов. При возбуждении полости через от-
отверстие, расположенное в центре торцевой
стенки, возникают колебания типа Hni
(рис. 7.33, а). В этом случае поршень должен
обеспечивать хороший электрический кон-
контакт, т. е. прохождение токов между цилин-
цилиндрической и торцевой стенками. Собственная
длина волны Х.1П связана с размерами / и
d резонатора следующей зависимостью:
A//)+ l,37(l/dJ =BДИ1J. Если положить
l = d, то A.nl * 1,3d.
При возбуждении полости резонатора
через отверстие в боковой стенке цилиндра
возникают колебания типа Н011 (рис. 7.33,6).
Конфигурация поля в полости характери-
характеризуется отсутствием токов проводимости ме-
между торцевыми и цилиндрическими стенка-
стенками резонатора. Это позволяет применить
простой бесконтактный поршень для на-
настройки. Колебания, возбуждающиеся в про-
пространстве за поршнем, поглощаются мате-
материалом, нанесенным на заднюю поверхность
поршня. Зависимость собственной длины
волны от размеров резонатора определяется
выражением A/Q2 + 5,94(l/dJ = BДО11J. Ес-
Если / = d, то Х011 « 0,76d.
При помощи резонатора с колебаниями
типа Н1И можно перекрыть значительный
диапазон волн. Резонатором с колебаниями
типа Н011 перекрывается значительно мень-
меньший диапазон, что позволяет получить более
точную настройку.
У объемных резонаторов внутренняя по-
поверхность полируется до получения зеркаль-
зеркальной поверхности и покрывается серебром
или золотом. Такая обработка позволяет по-
получить добротность до 10000 — 30000. По-
Поэтому при помощи объемных резонаторов
получают довольно высокую точность изме-
измерения (до 0,01%).
Частотомеры с объемными резонатора-
резонаторами используются в диапазоне частот от 2000
до 50000 МГц.
Погрешность измерения частоты резо-
резонансными частотомерами обусловлена ря-
рядом причин: низкой нагруженной доброт-
добротностью резонатора, т. е. тупой резонансной
кривой; погрешностями, вносимыми при по-
получении градуировочной характеристики
прибора; изменением окружающей темпера-
температуры; изменением влажности окружающей
среды; наличием люфта в механизме переме-
перемещения поршня в резонаторе; недостаточной
чувствительностью.
7.2.3. МОСТОВОЙ МЕТОД
ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ
Этот метод основан на использовании
моста, равновесие которого зависит от ча-
частоты питающего тока. На рис. 7.34 показа-
показана схема одинарного моста для измерения
частоты. Условия равновесия для этой схемы
(если пренебрегать сопротивлением потен-
потенциометра R) следующие:
R,K3/A +jaC3R3) = R2(R4 + 1//шхС4).
G.69)
Раскрывая скобки и приравнивая веще-
вещественные и мнимые части получившегося вы-
выражения, получаем два равенства:
Рис. 7.33. Схемы резонансных частотомеров с основным колебанием типа Нш (а) и типа Н011 (б)
274
Измерение частоты электромагнитных колебаний
Рис. 7.34. Схема измерения частоты оди-
одинарным мостом
G.70)
G.71)
1/шхС4=шхС3Я3Я4.
Неизвестная частота определяется из
выражения
шх = 271/х = 1/1//«3«4С3С4. G.72)
Резисторы и конденсаторы выбираются
так, чтобы Я3 = Я4 = R и СЪ = С^ = С. Тогда
неизвестная частота fx = l/2nRC. Резисторы
R3 и R4 представляют собой сдвоенный
переменный потенциометр с равными сопро-
сопротивлениями. Из G.70) следует, что RJR2 =2.
Величины Ль R 2, С3, С4 постоянны, поэтому
шкалу сдвоенных резисторов R3 и R4 можно
градуировать в единицах частоты. Если при
настройке моста равенство сопротивлений
Я3 иК4 нарушается, то добиться равновесия
моста позволяет потенциометр R с малым
сопротивлением @,01 - 0,02)R2.
Мостовой метод применяется для изме-
измерений на частотах от десятков герц до сотен
килогерц. Погрешность измерений соста-
составляет 0,5-1%.
7.2.4. МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ
ПУТЕМ ПЕРЕЗАРЯДА КОНДЕНСАТОРА
Сущность метода заключается в измере-
измерении тока разряда конденсатора, попеременно
отключаемого с заряда на разряд с частотой,
равной измеряемой.
Конденсатор С (рис. 7.35) заряжается до
напряжения U1 и разряжается до напряже-
напряжения U2. За одно переключение на заряд (по-
(положение переключателя 1) и разряд (положе-
R
? 4 V
Рис. 7.35. Схема измерения частоты методом
перезаряда конденсатора
ние переключателя 2) количество электриче-
электричества, подводимое к конденсатору и отдавае-
отдаваемое им микроамперметру, Q = СИ, где U =
= Ul — U2. При переключении / раз
в секунду количество электричества, проте-
протекающее через микроамперметр в 1 с, равно
I = Qf = CUf, откуда / = I/CU.
При условии, что частота переключений
/ равна измеряемой частоте /х, показания
прибора пропорциональны /х. Если емкость
С и напряжение U поддерживать постоянны-
постоянными, то шкалу прибора можно проградуиро-
вать непосредственно в единицах частоты.
Включая конденсаторы с разной емкостью,
можно получить несколько поддиапазонов
измерения. Напряжение, до которого успе-
успевает зарядиться конденсатор при разных
значениях емкости и частоты, не может оста-
оставаться постоянным; точно так же конденса-
конденсатор полностью не разрядится, следователь-
следовательно, знаменатель в формуле fx = I/CU не
остается постоянным.
Эта неопределенность устраняется с по-
помощью схемы, в которой напряжение на
конденсаторе при заряде не превышает неко-
некоторой постоянной величины [/зар, а при раз-
разряде — не может стать меньше некоторой
постоянной величины [/разр- В этом случае
выражение для fx принимает вид:
= //С([/зар-[/разр).
G.73)
Знаменатель в этом выражении в пределах
любого поддиапазона сохраняется по-
постоянным, и градуировка шкалы миллиам-
миллиамперметра остается верной для всех поддиа-
поддиапазонов.
Нижний предел измеряемых частот
ограничивается началом механических коле-
колебаний стрелки миллиамперметра в такт с из-
измеряемой частотой и составляет 10 Гц,
а верхний — конечным временем переключе-
переключения конденсатора с заряда на разряд и пара-
паразитными емкостями схемы, соизмеримыми
на верхних частотах с емкостью конденсато-
конденсатора. По мере совершенствования схем комму-
коммутации и конструктивных решений верхний
предел измеряемых частот составляет до
1 МГц.
Погрешность измерения частоты рас-
рассмотренным методом зависит от четкости
и быстроты срабатывания коммутатора, точ-
точности поддержания схемой стабилизации
разности зарядного и разрядного напряже-
напряжений конденсатора и погрешности шкалы ми-
микроамперметра. Суммарная погрешность со-
составляет ±A,5-2)%.
7.4. Измерение кратковременной нестабильности частоты
275
7.3. МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
ДОЛГОВРЕМЕННОЙ
НЕСТАБИЛЬНОСТИ ЧАСТОТЫ
Определение долговременной нестабиль-
нестабильности частоты сводится к измерению дей-
действительного значения частоты в начале
и конце интервалов времени, на которых га-
гарантируется указанная нестабильность, и вы-
вычислению ее по формуле.
Д/хд = /2-/„ G.74)
где /\, /2 — действительное значение ча-
частоты в начале и конце интервалов времени,
на которых гарантируется долговременная
нестабильность частоты.
Таким образом, определение долговре-
долговременной нестабильности частоты основано на
определении действительного значения ча-
частоты. Поэтому для определения этой харак-
характеристики частоты применяют те же методы
и способы, что и для измерения частоты. Од-
Однако жесткие требования к долговременной
нестабильности частоты современных источ-
источников сигналов электромагнитных колеба-
колебаний A0 6 — 10~ 13) ограничивают применение
методов, основанных на физических явле-
явлениях, происходящих в различных устрой-
устройствах при воздействии на них переменного
тока, из-за невысокой их точности и малой
разрешающей способности. В связи с этим
в современной технике частотных измерений
для определения долговременной нестабиль-
нестабильности частоты нашел применение метод
сравнения с образцовой частотой, как наибо-
наиболее точный. Возможно применение любых из
способов реализации данного метода, рас-
рассмотренных в § 7.2, имеющих погрешность
измерения + C-10~7-3-104). Для повы-
повышения достоверности результатов определе-
определения долговременной нестабильности частоты
производят ряд измерений частоты через не-
несколько интервалов времени, на которых га-
гарантируется долговременная нестабильность
частоты.
Например, если у источника сигналов
электромагнитных колебаний гарантирована
долговременная нестабильность частоты на
интервале времени, равном 10 сут, то е«
определение производят следующим обра-
образом:
измеряют частоту сигнала через каждый
час в течение 10 ч в первый день наблюде-
наблюдения; получают ряд значений /п;
аналогичные измерения производят че-
через 10 сут;. получают ряд значений /,2;
вычисляют среднее значение частоты за
10 ч в первый день наблюдения по формуле
/«pi = I С/п/Ю);
G.75)
аналогично вычисляют среднее значение
частоты за 10 ч в последний день наблюде-
наблюдения по формуле
/хсР2 = I (/,-2/Ю);
G.76)
вычисляют долговременную относитель-
относительную нестабильность частоты по формуле
^нест. д — (/xcpl ~ /хср2)//хном> G.77)
где /хном — номинальное значение частоты.
7.4. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
КРАТКОВРЕМЕННОЙ
НЕСТАБИЛЬНОСТИ ЧАСТОТЫ
Для определения кратковременной не-
нестабильности частоты используют метод
сравнения с образцовой частотой. Возможно
использование нескольких способов, рассмо-
рассмотренных в § 7.2.
Наиболее простым является способ
электронно-счетного частотомера, работаю-
работающего в режиме внешнего запуска от источни-
источника образцовой частоты. Однако данный спо-
способ во многих случаях не удовлетворяет
требованиям по разрешающей способности,
ограниченной величиной 1//хт.
Более совершенным является комбини-
комбинированный способ с применением гетеродина
и ЭСЧ, работающего в режиме измерения
периода (рис. 7.36).
Электронно-счетный частотомер позво-
позволяет автоматизировать процесс измерения,
регистрации и вычислений. В качестве опор-
опорного генератора используется источник
образцовой частоты с нестабильностью, на
порядок или по крайней мере в 3 раза мень-
меньшей нестабильности исследуемой частоты.
Период разностной частоты определяет
время усреднения т. Если в схеме на
рис. 7.36 перед ЭСЧ включен делитель ча-
частоты с коэффициентом деления л, то t =
= n/Fp, где Fp — разностная частота.
Образцовый генератор
Рис. 7.36. Способ измерения кратковремен-
кратковременной нестабильности частоты при помощи
гетеродина и ЭСЧ, работающего в режиме
измерения периода
276
Измерение частоты электромагнитных колебаний
Рис. 7.37. Зависимость погрешности сличе-
сличения частот от времени усреднения
Af/f
10~s
10~7
10
10
,-tl
10~13
10~15
10-17
10
,-tt
10~
10
~г
10°
Рис. 7.39. Зависимость погрешности сличе-
сличения частот от коэффициента умножения
частот ы
Кратковременная нестабильность ча-
частоты определяется по формуле
бкр = (F p Ifn) |/Дт2 = (Fp//x) ]/Дт\
G.78)
При выбранной разностной частоте Fp,
изменяя коэффициенты деления и, можно
получить различные времена усреднения
(рис. 7.37), т. е. различные погрешности сли-
сличения! Разрешающая способность схемы на
рис. 7.36 прямо пропорциональна погрешно-
погрешности измерения периода электронно-счетным
частотомером (8-г = 3-10~3) Для повышения
разрешающей способности измерений при-
применяется умножение частоты (рис. 7.38).
В этом случае
5кр = (FpnyKm/fx) l/д?2. G.79)
На рис. 7.39 показана зависимость раз-
разрешающей способности определения кратко-
кратковременной нестабильности частоты от коэф-
коэффициента умножения п. Вместо умножителей
частоты с различными коэффициентами ум-
умножения целесообразно использовать компа-
компаратор частоты (рис. 7.40), который позволяет
Генератор
Смеситель
♦
Образцовый
генератор
t
X
»обр
Умножитель
частоты
I
—*.
УНЧ
ЦПМ
—>
ЭСЧ
1
1
Умножитель
частоты
Рис. 7.38. Структурная схема измерения
кратковременной нестабильности частоты
при помощи гетеродина, умножителя час-
частоты и ЭСЧ, работающего в режиме измере-
измерения периода
умножить разность частот в 10" раз. По-
Погрешность измерения в основном опреде-
определяется погрешностью частоты опорного ге-
генератора.
При оценке кратковременной нестабиль-
нестабильности частоты источника исследуемого сиг-
сигнала при наличии источника образцовой ча-
частоты, равной /х, используется синтезатор
частот. Разностная частота с помощью сме-
смесителя преобразуется в частоту, период кото-
которой соответствует требуемому времени ус-
усреднения.
Погрешность измерения зависит от
погрешности измерения периода ЭСЧ и
кратковременной нестабильности сигнала
синтезатора:
5 = 5(./»ум„ + 3-10//т. G.80)
Для определения кратковременной не-
нестабильности частоты в широком диапазоне
частот используется схема (рис. 7.41), в кото-
которой частоты преобразуются в смесителе I
с сигналом второго синтезатора частот, что
позволяет получить плавное перекрытие по
диапазону измеряемых частот.
Кратковременную нестабильность ча-
частоты можно также измерить с помощью
фазового или частотного детектора
(рис. 7.42). Сигнал на выходе фазового детек-
детектора при <p,(t)«7i, ф2(г)«я и <р(г) =
Гене-
Генератор
Синте-
Синтезатор
Смеси-
Смеситель
♦
Умно-
Умножитель
Компа-
Компаратор
ЭСЧ
Образцовый
генератор
ЦПМ
Рис. 7.40. Структурная схема измерения
кратковременной нестабильности частоты
при помоши компаратора
7.5. Стабилизация частоты электромагнитных колебаний
277
Генера-
Генератор
Образцо-
Образцовый ге-
генератор
Рис. 7.41. Структурная схема измерения крат-
кратковременной нестабильности частоты в ши-
широком диапазоне частот
7.5. МЕТОДЫ СТАБИЛИЗАЦИИ
ЧАСТОТЫ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ
КОЛЕБАНИЙ
Развитие техники радиоизмерений, ра-
радиосвязи, радиолокации, радионавигации, ра-
радиоуправления, радиоастрономии и пр. при-
привело к необходимости создания высокоста-
высокостабильных мер частоты. Достижимая точность
частотно-времеиных измерений в наиболь-
наибольшей степени определяется достижимыми ме-
метрологическими характеристиками мер ча-
частоты и в первую очередь достижимой
стабильностью частоты.
Существует достаточно большое разно-
разнообразие методов стабилизации частоты ис-
источников электромагнитных колебаний: па-
параметрический; кварцевый; основанный на
процессах обмена энергии в атомах и моле-
молекулах.
Генератор
Фазовый
детектор
Дифференцирую-
Дифференцирующая цепь
фильтр
Вольтметр
Образцовый генератор
Анализатор спектра
Рис. 7.42. Структурная схема измерения кратковременной нестабильности частоты при помощи
фазового детектора
фаз:
пропорционален разности
[/фд = Цфдф (t).
При косинусоидальной характеристике
фазового детектора измерения должны про-
производиться при разности фаз ф0 (л/3 г? ф0 sg
г? 27i/3). При измерениях анализатором спек-
спектра оценивается спектральная плотность
мощности флюктуации фазы.
При измерениях вольтметром эффектив-
эффективного значения напряжения сигнала на выхо-
выходе фазового детектора оценивается средне-
квадратическое значение флюктуации фазы.
Если на выходе фазового детектора
включена дифференцирующая цепь, то вы-
выходное напряжение будет прямо пропорцио-
пропорционально флюктуациям частоты. В этом случае
анализатором спектра может быть оценена
спектральная плотность мощности ча-
частотных флюктуации. Для оценки кратковре-
кратковременной нестабильности частоты (среднеква-
дратического значения флюктуации усред-
усредненного значения частоты) необходимо
перед вольтметром эффективного значения
напряжения включить фильтр с прямоуголь-
прямоугольной характеристикой и полосой пропускания
7.5.1. МЕТОД ПАРАМЕТРИЧЕСКОЙ
СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ КОЛЕБАНИЙ
Данный метод применяется как само-
самостоятельно, так и в сочетании с другими
методами."
Сущность его заключается в устранении
(или сведении к минимуму) причин дестаби-
дестабилизации частоты источников электромаг-
электромагнитных колебаний путем улучшения их ха-
характеристик различными способами. Извест-
Известно, что причинами дестабилизации частоты
являются: изменение геометрических разме-
размеров элементов колебательного контура, из-
изменение параметров ламп и транзисторов,
непостоянство электрических величин эле-
элементов и деталей, колебания напряжений ис-
источников питания, влияние нагрузки генера-
генератора, изменение температуры окружающей
среды, влажности и др.
В современных генераторах сигналов
электромагнитных колебаний применяются
каркасы и детали жестких конструкций,
жесткий монтаж; вращающиеся узлы изго-
изготовляются высокого класса точности. Все
это позволяет уменьшить механические де-
деформации и тем самым повысить стабиль-
278
Измерение частоты электромагнитных колебаний
ность частоты. Изменение геометрических
размеров катушек индуктивности под влия-
влиянием изменения температуры уменьшается
прочным сцеплением витков с каркасом из
высокочастотной керамики. Конденсаторы
переменной емкости изготовляют из сплавов
с минимальным температурным коэффи-
коэффициентом расширения (инвара, суперинвара).
В качестве изоляционного материала исполь-
используются радиокерамика или плавленый кварц.
С целью исключения влияния изменения
влажности воздуха на стабильность частоты
применяется герметизация. Для источников
питания применяются стабилизаторы напря-
напряжения. При конструировании генераторов
специально подбираются электронные при-
приборы, работающие в схеме в облегченном
режиме. Колебательные контуры изготовля-
изготовляются высокой добротности. Остальные эле-
элементы схемы (дроссели, конденсаторы, рези-
резисторы, переключатели и др.) подбираются
самого высокого качества. Влияние измене-
изменения нагрузки на стабильность частоты гене-
генератора уменьшают путем включения на их
выходе делителей напряжения (аттенюато-
(аттенюаторов) с постоянным входным сопротивлением
или путем введения в схему между задаю-
задающим генератором и внешней цепью буферно-
буферного каскада. С целью повышения стабильно-
стабильности частоты генератора применяют схемы
фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ),
а также системы автоподстройки частоты
(АПЧ). Например, в схемах измерительных
генераторов, в качестве задающего генерато-
генератора которых применяется клистрон, приме-
применяют систему АПЧ, изображенную на
рис. 7.43. Основным элементом АПЧ являет-
является высокочастотный дискриминатор, выра-
вырабатывающий напряжение ошибки, когда ча-
частота отклоняется от номинального значе-
значения. Напряжение ошибки после усиления
воздействует на отражатель клистрона и воз-
возвращает частоту генератора к исходному
значению. Усиление напряжения ошибки до
необходимого уровня производится по про-
промежуточной частоте. Процесс настройки ге-
генератора на определенную частоту состоит
в установке по шкале дискриминатора и по-
последующей перестройке частоты клистрона
до наступления захвата.
В коротковолновой части миллиметро-
миллиметрового диапазона длин волн генераторов при-
применяются лампы обратной волны (ЛОВ),
имеющие низкую стабильность частоты. Для
ее повышения применяют автоматическую
подстройку частоты с использованием пас-
пассивных элементов, в качестве которых могут
применяться открытые резонаторы.
У генераторов высокой и сверхвысокой
частот одним из способов параметрической
стабилизации является применение биметал-
биметаллических конденсаторов, подключаемых па-
параллельно конденсатору переменной емко-
емкости. Емкость биметаллического конденсато-
конденсатора с изменением температуры изменяется
так, что компенсирует изменение частоты на-
настройки колебательного контура.
У генераторов на биениях параметриче-
параметрическая стабилизация частоты осуществляется
путем выполнения обоих генераторов по
возможности более одинаковыми. Их ста-
стараются удалить от нагревающихся элемен-
элементов схемы и хорошо заэкранировать.
Для увеличения стабильности частоты
генераторов метровых и дециметровых длин
волн практикуют применение удвоителей ча-
частоты.
Рассмотренные способы позволяют по-
повысить стабильность частоты до 10, а в от-
отдельных случаях до 10 — 10(для генерато-
генераторов фиксированных частот). Для многих на-
направлений науки и техники указанная ста-
стабильность является недостаточной, поэтому
для ее повышения применяют кварцевую ста-
стабилизацию.
7.5.2. МЕТОД КВАРЦЕВОЙ
СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ КОЛЕБАНИЙ
Данный метод основан на использова-
использовании пьезоэлектрического эффекта, возникаю-
возникающего в монокристаллах кварца (SiO2), поме-
помещенных в высокочастотное электрическое
поле. Если специально изготовленный пье-
зокварцевый элемент поместить в такое по-
поле, то при определенных условиях в моно-
монокристаллической кварцевой пластине будут
возбуждаться механические колебания. При
этом на соответствующих поверхностях пла-
пластины в свою очередь возникают пере-
Дискриминатор
1
Балансовая
схема
УПЧ
Фазовый
детектор
Клистрон [■«—| RC-фильтр
I
Опорный
генератор
Индикатор захвата |
Рис. 7.43. Схема автоматической подстройки частоты
7.5. Стабилизация частоты электромагнитных колебаний
279
Кварцевый
резонатор
Возбуди-
Возбудитель i
1
Термостат
АРУ
ФАП
Блок
питания
Усилитель
МОЩНОСТИ
Фильтр
1
Умножи-
Умножитель
Делитель
Рис. 7.44. Структурная схема кварцевого
генератора
менные электрические заряды. Возбуждаю-
Возбуждающие электроды, между которыми помещает-
помещается кварцевая пластина, служат для создания
поля, возбуждающего пластину, и обеспечи-
обеспечивают возможность включения такой элек-
электромеханической системы в электрическую
схему автогенератора. Кварцевые резона-
резонаторы могут быть сделаны практически на
любую частоту. Это оказывается воз-
возможным благодаря тому, что частота гене-
генерируемых ими колебаний определяется
главным образом геометрией кварцевого ре-
резонатора. На практике возможно разрабо-
разработать кварцевый резонатор с любой геоме-
геометрией.
Схемы кварцевых генераторов имеют
ряд общих элементов (рис. 7.44). Основным
из них является задающий генератор, состоя-
состоящий из возбудителя и кварцевого резонато-
резонатора. Для поддержания оптимального режима
колебаний кварцевого резонатора приме-
применяют систему автоматической регулировки
усиления (АРУ). Усилитель мощности соз-
создает необходимый сигнал на нагрузке гене-
генератора. Для уменьшения шумов на выходе
усилителя мощности применяют узкопо-
узкополосный фильтр. Так как кварцевый резона-
резонатор генерирует только одну частоту, то для
получения кратных ей частот применяют
обычно переменные конденсаторы или ин-
индуктивности, включаемые в контур задающе-
задающего генератора. Они позволяют производить
подстройку частоты кварцевого генератора
при выпуске его из производства или при
эксплуатации. Для исключения влияния тем-
температуры на стабильность частоты приме-
применяют термостат. Долговременная нестабиль-
нестабильность частоты выходного сигнала кварцево-
кварцевого генератора обусловлена изменением ча-
частоты резонатора и параметров элементов
генератора во времени — их старением. Вре-
Время старения высокостабильных кварцевых
генераторов подразделяют на два периода:
начальный, в течение которого изменение ча-
частоты может достигать величины
10~7 — 10 8 за сутки, неделю, и период, в те-
течение которого изменение частоты значи-
значительно меньше A0~9 за месяц). Указанные
изменения частоты определяются в первую
очередь старением резонатора.
Изменения параметров элементов за-
задающего генератора приводят к изменениям
частоты колебаний A-5)-10~9 за первую не-
неделю работы и C — 5)-102 за неделю после
1,5 — 2 мес непрерывной работы.
Кратковременная нестабильность часто-
частоты за время от 1 мс до 1 с обусловлена те-
тепловым шумом кварцевого резонатора, эле-
элементов возбудителя, дробовым шумом тран-
транзистора и фликер-шумом элементов генера-
генератора. Она рассчитывается по формуле
Оне
2л
т
АКТ ,
1
/ \PkbQk
G.81)
где К — постоянная Больцмана; Т — темпе-
температура в градусах Кельвина; q — шум-фак-
шум-фактор транзистора; / — частота кварцевого ге-
генератора; Ркв — мощность колебаний, рас-
рассеиваемая на кварцевом резонаторе; Рвх -
мощность сигнала на входе усилителя; Qm —
добротность кварцевого резонатора; QK —
добротность контура задающего генератора;
бус - добротность контуров усилителя.
Так как на параметры кварцевого резо-
резонатора и элементов задающего генератора
воздействуют механические возмущения,
пульсации и флюктуации питающих напря-
напряжений, то величина 6неСт. кр имеет несколько
большее значение, чем рассчитанное по
G.81).
На рис. 7.45 приведена зависимость
кратковременной нестабильности частоты
10
,-10
10
-11
W
10
,-13
0,J-70 J Г0 J
10
-г
0,1
Рис. 7.45. Зависимость кратковременной не-
нестабильности частоты кварцевых генерато-
генераторов от времени усреднения, учитывающая
тепловые шумы, флюктуации и механиче-
механические возмущения
280
Измерение частоты электромагнитных колебаний
кварцевых генераторов от времени усредне-
усреднения т, учитывающая тепловые шумы, флюк-
флюктуации питающих напряжений и механиче-
механические возмущения.
Изменения генерируемой частоты, вызы-
вызываемые дестабилизирующими факторами,
сравнительно легко удается свести к значе-
значениям, меньшим допустимым, путем приме-
применения способов параметрической стабилиза-
стабилизации.
Рассмотрим некоторые из них.
Влияние изменения постоянных электри-
электрического и магнитного полей устраняется
экранированием резонатора или всей схемы
кварцевого генератора. Влияние светового
и ультрафиолетового облучения уменьшают
также за счет применения экранов. В этом
случае используют только отражающие
экраны, так как применение поглощаюших
экранов приводит к появлению темпера-
температурных воздействий.
Для борьбы с химическим воздействием
осуществляют герметизацию всего устрой-
устройства, применяют стойкие покрытия и веще-
вещества с малой химической активностью (на-
(например, электроды, держатель и выводы
резонатора золотят, а баллон выполняют из
химически стойкого стекла). Герметизация
позволяет бороться и с влиянием на частоту
изменений влажности и давления.
Влияние механических воздействий мо-
может быть уменьшено за счет совершенства
конструкции кварцевого резонатора, его гео-
геометрии и применения поглотителей ударов,
вибраций и ультразвука. Без применения спе-
специальных мер защиты суммарное воздей-
воздействие механических дестабилизирующих фак-
факторов приводит к относительным уходам
частоты примерно A — 5) -10~=, что значи-
значительно превышает долговременную неста-
нестабильность за счет старения.
Кварцевые резонаторы могут подвер-
подвергаться воздействию радиационного облуче-
облучения, в результате чего в атмосфере баллона,
где находится резонатор, происходят окисле-
окисление и ионизация остатков воздуха; окисле-
окисление, изменение массы и плотности электро-
электродов; окисление, изменение упругости элемен-
элементов держателя и т. д. При этом в зависимо-
зависимости от кварца, его среза, геометрии пластины
и электродов, материала электродов и дру-
других причин у разных резонаторов, на-
настроенных на одну и ту же частоту, возмо-
возможен ее уход в разные стороны. Применение
специальных мер защиты от радиационного
облучения позволило уменьшить годовой
уход частоты кварцевых мер при длитель-
длительном воздействии радиации до
ЬЮ-'-ЫО1.
Одним из способов параметрической
стабилизации частоты кварцевого генерато-
генератора является использование возбуждения
кварцевых резонаторов на высших механиче-
механических гармониках. Известно, что добротность
резонатора увеличивается при использова-
использовании гармоник до 5 —9-й. Поэтому гармони-
ковый генератор имеет более высокую ста-
стабильность частоты. Однако с ростом номера
гармоники выше 5 —9-й добротность резона-
резонатора начинает быстро уменьшаться и ста-
стабильность генерируемой частоты ухуд-
ухудшается.
Рассмотренный метод кварцевой стаби-
стабилизации частоты электромагнитных колеба-
колебаний нашел широкое применение, так как
кварцевые меры частоты по сравнению
с другими мерами являются самыми про-
простыми, обладают наименьшими массой, га-
габаритами, стоимостью, высокой экономич-
экономичностью, надежностью и большим сроком
службы.
Для получения сетки кварцованных ча-
частот применяют много вариантов построе-
построения генераторов с диапазонно-кварцевой ста-
стабилизацией частоты. Один из наиболее рас-
распространенных способов построения генера-
генератора с диапазонно-кварцевой стабилизацией
частоты поясняется на рис. 7.46. В канале
переменной частоты формируется немодули-
рованный высокочастотный сигнал с диапа-
диапазоном перестройки, по абсолютному значе-
значению равным заданному диапазону частот
выходного сигнала генератора. Канал фикси-
фиксируемой частоты служит для формирования
сигнала с частотой, равной нижней или верх-
верхней частоте канала переменной частоты. Раз-
Кварцевый
5 МГц
_—■ -"
генератор 5
-~ " 185
МГц
МГц
Г
5
МГц ___ —-
___-- 185,1-255 МГц
Смеситель 0,1-70 МГц
Модулятор 185 МГц
Выходное устройство
1 вых
Рис. 7.46. Способ диапазонно-кварцевой стабилизации частоты
7.5. Стабилизация частоты электромагнитных колебаний
281
ностная частота обоих каналов, выделяемая
смесителем, через выходное устройство,
обеспечивающее калиброванную мощность
выходного сигнала, поступает на выходной
разъем генератора. Дискретность перестрой-
перестройки частоты выходного сигнала устанавли-
устанавливается либо только каналом переменной ча-
частоты, либо обоими каналами. Во втором
случае канал переменной частоты обеспечи-
обеспечивает грубую перестройку частоты (обычно
10—100 точек), а канал фиксированной ча-
частоты — точную перестройку в пределах
одной ступени канала переменной частоты.
Оба канала используют многократные коге-
когерентные преобразования частоты кварцевого
генератора.
Рассмотренный способ диапазонно-квар-
цевой перестройки частоты положен в осно-
основу построения измерительных генераторов
типов Г4-73, ГЗ-101, ГЗ-105.
Для диапазонно-кварцевой стабилизации
частоты большое распространение получил
способ синтеза частот. Синтезаторы предназ-
предназначены для преобразования сигнала с фикси-
фиксированным значением частоты от высокоста-
высокостабильного источника в сигнал, значение ча-
частоты которого может быть установлено
с необходимой дискретностью в заданном
диапазоне частот. Выходной сигнал высоко-
высокостабильных источников частоты имеет такие
специфические характеристики, как разре-
разрешающая способность установки частоты вы-
выходного сигнала, число значащих цифр
и время установления частоты при переклю-
переключении. В измерительной технике применяют-
применяются синтезаторы с установкой частот в деся-
десятичной системе счета (подекадно).
Существуют два способа построения
синтезаторов частот: прямого и косвенного
синтеза. Первый из них основан на выполне-
выполнении четырех арифметических действий над
частотой опорного сигнала с последующей
фильтрацией при помощи сменных фильтров
(рис. 7.47). При косвенном синтезе выходной
сигнал создается диапазонным генератором,
частота которого синхронизована с частотой
опорного сигнала (с помощью системы
ФАПЧ).
Собр
Умножение
Сложение
вычитание
♦
Фильтр
*
Деление
^вых
*
Кварцевый
генератор
Блок
опорных
частот
fk
Блок
синтеза
Рис. 7.48. Структурная схема синтезатора
частот
Структурная схема синтезатора частот
приведена на рис. 7.48. Опорный кварцевый
генератор (ОКГ) создает высокостабильный
по частоте сигнал с частотой 0,1; 1 или
5 МГц. Блок опорных частот формирует из
сигнала ОКГ ряд сигналов с фиксированны-
фиксированными частотами, необходимыми для работы
системы синтеза частот (ССЧ), при помощи
которой производятся операции сложения,
вычитания, умножения и деления частот. На
выходе ССЧ стоят фильтры с фиксирован-
фиксированной или переменной частотой настройки.
С помощью фильтров подавляются нежела-
нежелательные составляющие, возникающие в спек-
спектре сигнала при преобразованиях сигнала.
Обычно ССЧ состоит из нескольких ча-
частотных декад (ЧД), соединенных последова-
последовательно или параллельно. Каждая ЧД являет-
является самостоятельной узкодиапазонной ССЧ.
Наиболее простой является ЧД с выде-
выделением гармоник с помощью пассивного
фильтра (способ прямого синтеза частот).
В такой ЧД сигнал от кварцевого генератора
поступает на генератор гармоник. Гармони-
Гармоники фильтруются при помощи фильтров (ко-
(которые могут быть плавноперестраиваемыми,
ступенчато-перестраиваемыми или представ-
представлять собой набор переключаемых фильтров).
Для получения на выходе ЧД сигнала необ-
необходимой частоты достаточно настроить вы-
выходной фильтр на данную частоту. Фильтры,
используемые, в таких ЧД, должны по-
подавлять соседние гармоники более чем на
80 дБ. Другой вариант построения ЧД осно-
основан на использовании гетеродинного филь-
фильтра, который позволяет получить качествен-
fo6p
Генератор
гармоник
Вспомогатель-
Вспомогательный
nifo
гетеродин
Ф Ш
nfo6p
f
гет
ф i
. п i foep*
CM II
-*•
CM
fr ,
Ф Г
I
г
Рис. 7.47. Структурная схема прямого синтеза
частоты
Рис. 7.49. Структурная схема частотной де-
декады с гетеродинным фильтром
282
Измерение частоты электромагнитных колебаний
fo6p
Генератор
гармоник
пгобр
Фазовый детектор
Низкочастотный
фильтр
Синхронизируемый
генератор
Управляющий
элемент
nfo6p
Рис. 7.50. Структурная схема частотной декады с косвенным синтезом частоты при помощи ФАПЧ
ную фильтрацию в диапазоне селектируемых
гармоник (рис. 7.49). Гармоника сигнала, ко-
которую необходимо выделить, поступает на
вход смесителя СМ I, где ее частота пре-
преобразуется с частотой сигнала вспомогатель-
вспомогательного гетеродина. На смесителе СМ II часто-
частота исходной гармоники восстанавливается.
Гетеродинный фильтр может иметь частоту
настройки фильтра Ф I выше или ниже ча-
частот гармоник опорного сигнала. Для по-
подавления нерабочих гармоник исходного
спектра и составляющих с комбинационны^
ми частотами, возникающими при преобра-
преобразовании сигналов в смесителе СМ II, ис-
используется фильтр Ф III. Сильное подавле-
подавление комбинационных частот достигается
подбором соотношения между частотами
преобразуемых сигналов, которое должно
быть близко к единице либо много мень-
меньше ее.
Для построения ЧД синтезаторов может
применяться способ косвенного синтеза. При
построении ЧД этим способом используют-
используются активные фильтры, основой которых
является система фазовой автоподстройки
частоты (рис. 7.50). В режиме синхронизации
частота генератора точно соответствует ча-
частоте гармоники опорного сигнала. Управ-
Управляющее напряжение с фазового детектора
проходит через фильтр нижних частот, ко-
который подавляет нежелательные гармоники
частоты опорного сигнала, так как они мо-
могут вызывать частотную модуляцию сигнала
генератора. Для устойчивой работы ЧД
и введения ее в режим синхронизации с ча-
частотой требуемой гармоники частота генера-
генератора должна быть установлена с погреш-
насосу
Рис. 7.51. Принцип работы молекулярного
генератора
ностью менее чем + 0,5/Обр- Максимальный
номер используемой гармоники опорного
сигнала определяется соотношением
где 5„ест - относительная нестабильность ча-
частоты генератора.
7.5.3. МЕТОДЫ СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ,
ОСНОВАННЫЕ НА ПРОЦЕССАХ
ОБМЕНА ЭНЕРГИИ В АТОМАХ
И МОЛЕКУЛАХ
Характер явлений, происходящих в ато-
атомах и молекулах, отличен от характера явле-
явлений макромира. Эти явления объясняет кван-
квантовая теория.
С точки зрения квантовой теории каждо-
каждому атому (молекуле) присущи характерные
лишь для них дискретные ряды устойчивых
состояний, определяемых соответствующим
рядом дискретных значений энергии £,-, ко-
которые называют стационарными состоя-
состояниями.
Атом, находящийся в стационарном со-
состоянии, не излучает энергию. При обычных
условиях атом находится в таком стационар-
стационарном состоянии, которому соответствует на-
наименьшее значение его энергии, называемое
нижним энергетическим уровнем (£t). За счет
какого-нибудь внешнего воздействия, напри-
например электромагнитного излучения опреде-
определенной частоты, атом может быть переведен
в другое стационарное состояние с большей
энергией, т. е. на более высокий энергетиче-
энергетический уровень (Е2). При этом атом будет по-
поглощать энергию внешнего воздействия. При
возвращении атома с более высокого энерге-
энергетического уровня на низший он будет излу-
излучать энергию. Аналогичные явления могут
происходить и в молекулах вещества.
Переходы между энергетическими уров-
уровнями атомов (молекул) обладают, тем заме-
замечательным свойством, что они происходят
на строго определенных (монохроматиче-
(монохроматических) частотах, значения которых во времени
сохраняются неизменными с весьма высокой
точностью. Поскольку частоты квантовых
переходов слабо зависят от внешних факто-
факторов и являются стабильными, их используют
7.5. Стабилизация частоты электромагнитных колебаний
283
для стабилизации частоты электромаг-
электромагнитных колебаний.
Явление энергетического перехода ато-
атомов (молекул) с одного энергетического
уровня на другой связано с переориентацией
магнитного момента электронов (атомов).
Рассмотрим это на примере переориентации
магнитного момента электрона. Электроны
и ядра атомов являются частицами с маг-
магнитными моментами. Электрон как гироскоп
прецессирует вокруг оси, которая совпадает
с направлением поля ядра атома. Возможны
две ориентации магнитного момента элек-
электрона: по направлению магнитного поля
ядра атома и против поля. Частота гиромаг-
гиромагнитной прецессии электрона (ларморовская
частота) определяется выражением
(ОПре = щЯя/.Р, G.82)
где цэ — магнитный момент электрона;
Ня — напряженность магнитного поля в ме-
месте нахождения электрона; Р — механический
вращательный момент электрона.
При возникновении внешнего электро-
электромагнитного поля, магнитная составляющая
которого параллельна магнитному полю
ядра, изменяется расположение магнитного
момента электрона по отношению к магнит-
магнитному полю ядра. Изменение это тем больше,
чем ближе частота внешнего электромагнит-
электромагнитного поля к частоте гиромагнитной прецес-
прецессии @пре. В момент равенства частоты внеш-
внешнего электромагнитного поля частоте шПре
происходит переориентация магнитного мо-
момента электрона, которая вызывает излуче-
излучение или поглощение (в зависимости от ха-
характера первоначальной ориентации магнит-
магнитного момента электрона) электромагнитной
энергии атомом, т. е. происходит переход его
с одного энергетического уровня на другой.
Частота излучения (поглощения) опреде-
определяется выражением
со = (£2-£,)//!, G.83)
где h — постоянная Планка.
Так как в G.83) составляющие £t и Е2
строго постоянные величины, то частота из-
излучения (поглощения) является высокоста-
высокостабильной.
Рассмотренный метод получения высо-
высокостабильных электромагнитных колебаний
позволил к настоящему времени создать два
класса приборов, использующих процессы
обмена энергии в атомах и молекулах.
К первому классу относятся активные при-
приборы, в которых колебания возникают
и поддерживаются за счет вынужденного ин-
индуцированного излучения атомов и молекул
при переходах их из высшего энергетическо-
энергетического состояния в низшее. Фактически это гене-
генераторы с самовозбуждением (автогенера-
(автогенераторы). Их еще называют квантовыми генера-
генераторами.
Ко второму классу относятся пассивные
приборы, которые основаны на использова-
использовании резонансного индуцированного погло-
поглощения. Фактически это резонансные системы
с высокой добротностью, реагирующие на
внешние воздействия путем поглощения
энергии, причем процесс поглощения энергии
носит резонансный характер, что позволяет
использовать эти устройства в качестве резо-
резонансных (колебательных) систем в частотных
дискриминаторах различных схем.
Активные приборы (квантовые генера-
генераторы). К известным квантовым генераторам
(активным приборам) относятся молеку-
молекулярный генератор на пучке молекул аммиака
1 или других молекул (на формальдегиде, си-
синильной кислоте, цианистом водороде), кван-
квантовый водородный генератор, генератор
с оптической накачкой паров рубидия (руби-
(рубидиевый квантовый генератор). Эти генера-
генераторы обладают высокой кратковременной
и долговременной стабильностями частоты
(до 10" " — 104), генерируют сравнительно
малые мощности A0~14— 10" 9 Вт).
Рассмотрим принцип действия наиболее
распространенных молекулярного аммиачно-
аммиачного генератора, атомного водородного и ру-
рубидиевого квайТового генератора.
Квантовый генератор на пучках молекул
аммиака (молекулярный генератор). Прин-
Принцип работы молекулярного генератора за-
заключается в следующем (рис. 7.51). Моле-
Молекулы аммиака при низком давлении (десятки
паскалей.) поступают из баллона 1 в источ-
источник пучка 2. Для получения пучка молекул,
движущихся параллельно в продольном на-
направлении, молекулы аммиака пропускаются
через устройство с большим числом узких
параллельно направленных каналов. Под
воздействием специального электрического
поля, создаваемого с помощью сортирую-
сортирующей системы 3, отсортировываются моле-
молекулы, находящиеся на нижнем энергетиче-
энергетическом уровне. Процесс сортировки происхо-
происходит следующим образом. Вследствие влия-
влияния эффекта Штарка молекулы аммиака,
находящиеся в верхнем энергетическом со-
состоянии, стремятся выйти из сильного элек-
электрического поля и смещаются к оси сорти-
сортирующей системы, а молекулы аммиака,
находящиеся в нижнем энергетическом со-
состоянии, стремятся войти в область сильного
электрического поля, т. е. удаляются от оси
системы. В результате обеспечивается не
284
Измерение частоты электромагнитных колебаний
только сортировка, но и фокусировка пучка
молекул аммиака.
Сформированный таким образом пучок
поступает в резонатор 5, настроенный на ча-
частоту используемого энергетического пере-
перехода.
Молекулы, находящиеся в верхнем энер-
энергетическом состоянии, попадая в резонатор,
самопроизвольно совершают переход на
нижний уровень, излучая кванты энергии
и возбуждая тем самым резонатор. Такое из-
излучение называется спонтанным и объяс-
объясняется законом сохранения энергии при
взаимодействии квантовых систем с электро-
электромагнитным полем (теория излучения, создан-
созданная Эйнштейном).
Первоначально возбужденное электро-
электромагнитное поле в резонаторе оказывается
слабым, так как спонтанный переход моле-
молекул на нижний энергетический уровень носит
случайный характер. Однако это поле резо-
резонатора в свою очередь воздействует на мо-
молекулы аммиака в пучке, вызывая индуциро-
индуцированные переходы молекул, т. е. наблюдается
положительная обратная связь. Это приво-
приводит к дальнейшему увеличению поля в резо-
резонаторе. Процесс нарастания интенсивности
колебаний будет продолжаться до момента
насыщения, когда интенсивность поля в ре-
резонаторе достигнет уровня, при котором
в период прохождения резонатора поле бу-
будет вызывать не только индуцированные, но
и обратные переходы, связанные с поглоще-
поглощением электромагнитной энергии. Дальней-
Дальнейшее нарастание амплитуды колебаний пре-
прекращается, т. е. устанавливается стацио-
стационарный режим колебаний. Сигнал СВЧ
колебаний от резонатора поступает на во-
лноводный выход 4.
Для предотвращения разрушения моле-
молекулярного пучка при соударениях молекул
с остаточным газом в генераторе с по-
помощью системы вакуумирования создается
необходимое разрежение A10~3 —
1 10~* Па).
В качестве источника пучка в квантовых
генераторах применяется набор узких парал-
параллельно направленных каналов, длина ко-
которых много больше их радиуса.
Сортирующая система состоит из четно-
четного количества параллельных, расположенных
по окружности металлических стержней, на
которые подаются потенциалы разных зна-
знаков. Внутри системы создается электрическое
поле, напряженность которого равна нулю
на оси системы и возрастает при отклонении
от оси, достигая 150 кВ/см.
Квантовый генератор на пучке атомов
водорода (квантовый водородный генератор).
По принципу действия и конструкции кван-
квантовый генератор на пучке атомов водорода
аналогичен квантовому генератору на пучках
молекул аммиака (рис. 7.52).
Основными элементами водородного ге-
генератора являются очиститель 1, источник
атомарного пучка 2, сортирующая система 3,
резонатор 5 с накопительной колбой 4, си-
система вакуумирования 6.
Очиститель предназначен для очистки
молекулярного водорода от примесей. В нем
использован метод селективной очистки пу-
путем пропускания водорода через нагретую
стенку трубки из никеля или палладия. При
этом можно осуществлять регулировку пото-
потока молекулярного водорода, изменяя темпе-
температуру очистителя.
Очищенный молекулярный водород по-
поступает в стеклянную трубку, где он диссо-
диссоциирует под воздействием высокочастотного
разряда в атомарный водород.
Источник атомарного пучка служит для
формирования пучка и представляет собой
набор капилляров. Сформированный в пучок
атомарный водород поступает в сортирую-
сортирующую систему. Сортировка атомов по энерге-
энергетическим уровням осуществляется в неодно-
неоднородном поле сортирующего магнита.
После сортирующей системы пучок ато-
атомов водорода поступает в резонатор, пред-
представляющий собой цилиндр, в котором раз-
размещена 'кварцевая накопительная колба,
имеющая малое входное отверстие, на кото-
которое фиксируется пучок атомов водорода.
Механизм установления стационарных
колебаний в пучковом генераторе на атомах
водорода аналогичен механизму установле-
установления колебаний в молекулярном генераторе.
Генератор с оптической накачкой паров
рубидия (рубидиевый квантовый генератор).
В основе принципа действия квантового ге-
генератора с оптической накачкой лежит так
называемый метод оптической накачки.
В качестве рабочих веществ применяют-
Ч 5
Рис. 7.52. Принцип работы атомного водо-
водородного генератора
7.5. Стабилизация частоты электромагнитных колебаний
285
ся атомы группы шелочных элементов (руби-
(рубидия, натрия, цезия). В большинстве случаев
применяется рубидий, позволяющий сравни-
сравнительно просто получить наибольшую эффек-
эффективность накачки.
Для функционирования генератора с оп-
оптической накачкой необходимо, чтобы ча-
частицы рабочего вещества (атомы или моле-
молекулы) в рабочей зоне устройства находились
в неравновесном состоянии, т. е. населенно-
населенности энергетических уровней рабочего перехо-
перехода были различными. Если в водородном ге-
генераторе это достигается сортировкой ча-
частиц с помощью неоднородного магнитного
поля, то здесь длу получения неравновесного
состояния частиц используется эффект по-
поглощения парами рубидия света спектраль-
спектрального источника. При поглощении света пара-
парами рубидия увеличивается населенность
верхнего уровня основного состояния ато-
мрв рубидия за счет нижнего. В остальном
по принципу действия рубидиевый генератор
с оптической накачкой ничем не отличается
от водородного или аммиачного. Энергия
индуцированного излучения атомов, находя-
находящихся в резонаторе, настроенном на частоту,
может превысить энергию потерь в системе
«атомы рубидия + резонатор» и обусловить
самовозбуждение.
Пассивные приборы. К пассивным прибо-
приборам относятся атомно-лучевые трубки (АЛТ)
с пучками атомов цезия, рубидия, таллия,
кальция, магния и газовые ячейки с оптиче-
оптической накачкой на парах щелочных металлов
(рубидия, натрия, цезия). Эти приборы ис-
используются в качестве резонансных систем
частотных дискриминаторов схемы АПЧ.
Такие системы характеризуются высокой до-
добротностью (Ю6 - 109). Рассмотрим прин-
принцип действия таких приборов.
Атомио-лучевая трубка. Принцип дей-
действия АЛТ поясняется на рис. 7.53. Атомно-
.тучевая трубка состоит из источника пучка 1,
отклоняющих магнитов Ml и МП, СВЧ
резонатора 2, области магнитного поля 3
и детектора 4
МП
Рис. 7.53. Принцип действия атомной лучевой
трубки
В источнике пучка находится рабочее ве-
вещество, нагреваемое до определенной темпе-
температуры, при которой образуется атомный
пар. С помощью узких щелей, располо-
расположенных на выходе из источника, формирует-
формируется атомный пучок, который проходит обла-
области двух отклоняющих магнитов Ml и МП,
области слабого однородного магнитного
поля 3 и поля сигнала возбуждения резона-
резонатора, а затем'попадает на детектор 4.
В детекторе нейтральные атомы в ре-
результате поверхностной ионизации преобра-
преобразуются в заряженные частицы, которые мож-
можно зафиксировать электрическими прибора-
приборами. Магнитное поле первого отклоняющего
магнита разделяет атомный пучок на две ча-
части, движущиеся по разным траекториям.
Например, по первой траектории в случае
использования атомов рубидия движутся
атомы в состоянии F = 1, а по вюрой —
атомы в состоянии F = 2.
При отсутствии в резонаторе сигнала
возбуждения при прохождении второго от-
отклоняющего магнита, градиент поля которо-
которого направлен параллельно градиенту поля
первого отклоняющего магнита, атомы от-
отклоняются от детектора, который в данном
случае зафиксирует минимальный сигнал.
Если в резонаторе присутствует электро-
электромагнитное поле сигнала возбуждения, то
часть атомов пучка соверщит переход F' =
= 2<- -»F = 1, и тогда по траектории, со-
соответствующей состоянию F = 2, будут дви-
двигаться атомы в состоянии F = 1, а по траек-
траектории, соответствующей состоянию F = 1,
будут двигаться атомы в состоянии F = 2.
Второй отклоняющий магнит сфокусирует
атомы, совершившие переход на дегектор,
который покажет увеличение сигнала. Этот
случай соответствует приведению пучка. Ес-
Если градиенты магнитных полей антипарал-
лельны (уведение пучка), то переход соответ-
соответствует минимуму сигнала на детекторе.
Число атомов, попадающих на детектор, за-
зависит от расстройки частоты СВЧ поля по
отношению к частоте атомного перехода.
Атомный переход в АЛТ определяется
по значению тока детектора, который изме-
изменяется в зависимости от изменения частоты
СВЧ сигнала. Если СВЧ поле модулировано
по частоте, то на выходе детектора имеется
сигнал с. частотой модуляции FM, который
несет информацию о значении и знаке рас-
расстройки частоты СВЧ поля относительно ча-
частоты атомного перехода. Этот сигнал мож-
можно использовать для управления частотой
кварцевого генератора, входящего в состав
квантового стандарта частоты.
Газовая ячейка с оптической накачкой
286
Измерение частоты электромагнитных колебаний
п
Источник света накачки
"I
Вход СВЧ
| сигнала возбуждени я
Генератор
возбуждения
Спектральная
лампа
Схема
стабилизации
Фильтр
света
Термостат
лампы
СВЧ резонатор
Термостат
фильтра и
резонатора
Фото-
Фотоприемник
Схема
обеспечения
магнитного поля
УНЧ
Выход
сигнала
индикации
Рис. 7.54. Структурная схема газовой ячейки с оптической накачкой на парах рубидия
на парах рубидия. Структурная схема кванто-
квантового прибора с оптической накачкой на па-
парах рубидия приведена на рис. 7.54. Она
включает в себя следующие элементы: ис-
источник света накачки (спектральная лампа
и генератор ее возбуждения), фильтр, рабо-
рабочую ячейку в СВЧ, резонатор, фотоприем-
фотоприемник, предварительный усилитель низкой ча-
частоты FM вспомогательной модуляции, бло-
блоки регулирования температуры спектральной
лампы, фильтра, рабочей ячейки, блок обес-
обеспечения постоянного магнитного поля, блок
автостабилизации интенсивности света на-
накачки и блок питания. Принцип действия та-
такой газовой ячейки с оптической накачкой на
парах рубидия заключается в резонансном
поглощении энергии света парами рубидия
в момент перехода атомов с нижнего энерге-
энергетического уровня на верхний. Этот момент
наступает, когда частота СВЧ сигнала возбу-
возбуждения становится равной частоте атомного
перехода. Индикация резонансного поглоще-
поглощения осуществляется при помощи фотоприем-
фотоприемника.
7.6. КВАНТОВЫЕ СТАНДАРТЫ
ЧАСТОТЫ
Основой квантовых стандартов частоты
являются квантовые приборы, принцип дей-
действия которых рассмотрен в § 7.5.
Ко всем стандартам частоты с точки
зрения частотных измерений предъявляются
требования обеспечения целочисленных стан-
стандартных значений частот выходных сигналов
@,1; 1; 5 МГц) и достаточно значительной их
мощности. У квантовых приборов, рассмо-
рассмотренных в § 7.5, частоты атомных (молеку-
(молекулярных) переходов лежат в диапазоне СВЧ,
некратны стандартным, а выходные сигналы
характеризуются малой мощностью и ам-
амплитудой. В связи с этим при создании кван-
квантовых стандартов возникает необходимость
в специальных системах, обеспечивающих
преобразование значения частот выходных
сигналов в стандартные при сохранении их
стабильности и увеличении мощности. Эти
системы называются системами преобразо-
преобразования частоты.
Принцип их действия основан на стаби-
стабилизации частоты выходного сигнала кварце-
кварцевого генератора по частоте атомного (моле-
(молекулярного) перехода.
В зависимости от вида применяемого
квантового прибора квантовые стандарты
частоты подразделяются на активные и пас-
пассивные.
К первым относятся квантовые стан-
стандарты частоты с квантовым генератором, ко
вторым — стандарты на основе АЛТ и га-
газовых ячеек с оптической накачкой.
7.6.1. АКТИВНЫЕ КВАНТОВЫЕ
СТАНДАРТЫ
Возможны несколько вариантов по-
построения схем активных квантовых стандар-
стандартов частоты. На рис. 7.55 приведена схема
квантового стандарта с вычитанием ошибки
кварцевого генератора. Опорный сигнал ча-
частоты /кв с выхода умножителя частоты
с коэффициентом умножения iVyMH поступает
на смеситель I, где смешивается с сигналом
квантового генератора частоты /к г, образуя
промежуточную частоту /np=/K.i -/кв-^умн-
Сигнал с выхода УПЧ поступает на де-
делитель частоты с коэффициентом деления
^дел = ^умн- Выходной сигнал делителя ча-
частоты смешивается с сигналом кварцевого
генератора. На выходе смесителя образуется
сигнал с высокостабильной частотой.
U к. г Nумн/ кв)/-^дел "Ь /кв ~ J к. г/
G.84)
Особенностью схемы на рис. 7.55
является необходимость включения на ее вы-
выходе синтезатора частоты. Вследствие высо-
высоких требований к точности синтеза синтеза-
синтезатор оказывается достаточно сложным. По-
7.6. Квантовые стандарты частоты
287
Квантовый
генератор
»к.г
/K.rNy
УПЧ делитель
NyMHfKB
мнГкв
Умножитель
Смеситель II
*кв
f*
С.Г
NyMH
Кварцевый
генератор
Синтезатор
частоты
Рис. 7.55. Структурная схема активного квантового стандарта частоты с вычитанием ошибки
кварцевого генератора
этому схема на рис. 7.55 не нашла широкого
применения.
В существующих схемах квантовых
стандартов частоты наибольшее распростра-
распространение получила схема с ФАПЧ кварцевого
генератора по высокостабильному сигналу
квантового генератора (рис. 7.56).
Сигнал с выхода умножителя частоты
Кварцевого генератора смешивается в пре-
преобразователе частоты с сигналом квантового
генератора, образуя сигнал промежуточной
частоты, который усиливается с помощью
УПЧ. Напряжение с выхода УПЧ подается
на фазовый детектор, на вход которого в ка-
качестве опорного поступает напряжение с вы-
выхода синтезатора частоты.
Управляющий сигнал с выхода фазового
детектора, воздействуя на управляющий эле-
элемент кварцевого генератора, подстраивает
его частоту по частоте квантового генера-
генератора.
Существуют разнообразные варианты
построения квантовых стандартов частоты,
отличающиеся местом включения-синтезато-
включения-синтезатора, числом преобразований частоты и т. п.
Возможность осуществления синхрони-
синхронизации кварцевого генератора с достаточно
большой полосой синхронизации сравни-
сравнительно маломощным сигналом позволяет
исключить фазовый детектор и управляю-
управляющий элемент кварцевого генератора в систе-
системе преобразования и построить ее по схеме,
приведенной на рис. 7.57.
Для обеспечения нормальной работы
схемы необходимо, чтобы частота квантово-
квантового генератора /к г была меньше частоты
/кв^умн- Такая система преобразования ча-
частоты по принципу действия близка к систе-
Квантовый
генератор
^нГкв
УПЧ
Nyv:HiKB
Умножитель
Синтезатор
частоты
♦
Фазовый
детектор
>кв
Кварцевый
генератор
Управляющий
элемент
+
Фил
Рис. 7.56. Структурная схема активного квантового стандарта частоты с ФАПЧ кварцевого
генератора
Квантовый
генератор
' пр= fK.
1к.г
P-N
мн*кв
УПЧ
NyMH ^КБ
■
Синтезатор
•i
<в
Кварцевый
генератор
, Nchht^kb
Смеситель 2
Фил
ус или
ьтр-
тель
БЫХ
Рис. 7.57. Структурная схема квантового стандарта частоты с синхронизацией частоты
кварцевого генератора
288
Измерение частоты электромагнитных колебаний
ме с ФАПЧ. В данной системе умноженный
сигнал кварцевого генератора смешивается
с сигналом квантового генератора, образуя
промежуточную частоту /„р = /к r — iVyMH/KB.
Сигнал этой частоты после усиления подает-
подается на второй смеситель, где смешивается
с сигналом синтезатора. Коэффициент синте-
синтеза iVclraT определяется выражением
Лсиит = /кв/ [/к. г ~ /кв (^уми + 1)].
G.85)
Со второго смесителя сигнал промежу-
промежуточной частоты /пр = /Кв после фильтрации
и усиления поступает в колебательную систе-
систему кварцевого генератора, обеспечивая его
синхронизацию в определенной полосе ча-
частот. Уход частоты кварцевого генератора
вызывает противоположное по знаку измене-
изменение частоты /|;р, которое при наличии синх-
синхронизации приведет к компенсации ухода ча-
частоты автогенератора. Поведение данной
системы преобразования частоты описывает-
описывается дифференциальным уравнением, харак-
характерным для ФАПЧ.
7.6.2. ПАССИВНЫЕ КВАНТОВЫЕ
СТАНДАРТЫ
В пассивных квантовых стандартах ча-
частоты квантовые приборы (АЛТ, газовые
ячейки с оптической накачкой) служат ча-
частотным дискриминатором в схеме АПЧ.
В таких системах частота кварцевого генера-
генератора с помощью синтезатора и умножителя
частоты преобразуется к частоте рабочего
перехода вещества квантового прибора. СВЧ
сигнал этой частоты подается на вход кван-
квантового прибора. Воздействие СВЧ сигнала
приводит к поглощению энергии этого сиг-
сигнала атомами вещества.
Изменение сигнала на выходе детектора
квантового прибора от частотной расстрой-
расстройки при этом имеет зависимость, характер-
характерную для резонансной кривой, которую назы-
называют линией атомного перехода. Ширина
линии перехода и ее резонансная частота за-
зависят от типа рабочего вещества и конструк-
конструкции квантового прибора. Чтобы на основе
такой высокодобротной резонансной си-
системы создать эффективный частотный ди-
дискриминатор (подобный известному ди-
дискриминатору на основе объемного резона-
резонатора с частотной модуляцией стабилизируе-
стабилизируемого генератора), сигнал, подаваемый на
вход квантового прибора, модулируется по
фазе сигналом низкой частоты FM.
На рис. 7.58 приведена структурная схе-
схема пассивного квантового стандарта с моду-
модуляцией сигнала кварцевого генератора
в первых каскадах умножителя.
Переменная составляющая тока выход-
выходного сигнала частоты FM детектора кванто-
квантового прибора Iдет содержит информацию
о знаке и расстройке А/ умноженной ча-
частоты кварцевого генератора относительно
частоты атомного перехода /п. С помощью
узкополосного селективного усилителя, на-
настроенного на частоту FM, составляющая
сигнала laeT с частотой FM, соответствующая
его первой гармонике, усиливается и посту-
поступает на один из входов фазового детектора.
На второй вход фазового детектора подает-
подается опорный сигнал модуляции этой же ча-
частоты FM от генератора, который осущест-
осуществляет фазовую (частотную) модуляцию воз-
возбуждающего сигнала. На выходе фазового
детектора при этом образуется положитель-
положительное или отрицательное напряжение, ампли-
амплитуда которого зависит от расстройки сред-
средней частоты возбуждающего сигнала относи-
относительно частоты перехода /п.
Таким образом, система «квантовый
прибор + селективный усилитель + фазовый
детектор» является частотным дискримина-
дискриминатором, сигнал с выхода которого может
Кван
при
говый
бор
Селективный
УНЧ
Генератор
400 Гц
Умножитель
Фазовый
детектор
Ключевой
модулятор
Фазовый
модулятор
Генератор
частоты
Усилитель
400 Гц
-
Синтезатор
Управляющий
элемент
Электро-
Электродвигатель
1
Кварце
генера
вый
тор
Рис. 7.58. Структурная схема пассивного квантового стандарта частоты с модуляцией сигнала
кварцевого генератора в первых каскадах умножителя
7.6. Квантовые стандарты частоты
289
быть использован как сигнал ошибки си-
сгемы АПЧ. Этот сигнал воздействует на
управляющий элемент, с помощью которого
частота колебаний кварцевого генератора
подстраивается по средней частоте спек-
спектральной линии. Для повышения надежности
работы схемы АПЧ в ней применены две па-
параллельные ветви обратной связи: ветвь
с электронным управляющим элементом
и ветвь с электромеханическим управляю-
управляющим элементом (электродвигателем). Приме-
Применение двигателя переменного тока в качестве
управляющего элемента привело к необходи-
необходимости введения специальной схемы, обеспе-
обеспечивающей преобразование постоянного
управляющего выходного напряжения фазо-
фазового детектора в переменное напряжение
требуемой частоты (для стандартных двига-
двигателей эта частота равна 400 Гц). Такая си-
система состоит из генератора частоты 400 Гц,
напряжение которого подается непосред-
непосредственно на возбуждающую обмотку электро-
электродвигателя и на один из входов ключевого
модулятора. На второй вход модулятора
подается управляющий сигнал с выхода фа-
фазового детектора. На выходе модулятора
формируется управляющий переменный сиг-
сигнал электродвигателя, который после усили-
усилителя поступает на управляющую обмотку
исполнительного двигателя. Для повышения
устойчивости системы сигнал с тахометриче-
ской обмотки электродвигателя подается на
вход усилителя (тахометрическая обратная
связь).
Ось двигателя механически связана че-
через понижающий редуктор с осью перемен-
переменного конденсатора, управляющего частотой
кварцевого генератора.
В схеме, приведенной на рис. 7.58, предъ-
предъявляются жесткие требования к элементам
системы формирования возбуждающего сиг-
сигнала (форме модулирующего сигнала, рас-
расстройке контура модулятора, симметрично-
симметричности спектра возбуждающего сигнала и др.).
С этой точки зрения более выгодна схема
пассивного квантового стандарта частоты,
приведенная на рис. 7.59, в которой синтеза-
синтезатор включается вне линейки умножения ча-
частоты, а сигнал по частоте окончательно
формируется на выходе смесителя.
В этоМ случае возникает необходимость
усиления по мощности сигнала возбуждения.
Поэтому целесообразно применение синхро-
синхронизируемого сформированным сигналом
СВЧ генератора, например генератора на
ЛПД или диоде Ганна. Такие генераторы
обеспечивают в режиме синхронизации при-
приемлемые полосы устойчивой синхронизации
и другие показатели. При таком включении
синтезатора в N раз по сравнению со схе-
схемой, изображенной на рис. 7.58, снижаются
требования к точности синтеза и степени
подавления паразитных составляющих.
В схеме на рис. 7.59 за счет применения ин-
интегрирующего звена (операционного инте-
интегрирующего усилителя) система АПЧ
является астатической. Такая система по
сравнению с электромеханической (статиче-
(статической) проще, экономичнее, компактнее, имеет
меньшую инерционность. У нее отсутствует
«мертвая зона». В остальном принцип ра-
работы пассивного квантового стандарта ча-
частоты, выполненного по схеме, приведенной
на рис. 7.59, аналогичен принципу действия
стандарта, схема которого приведена на
рис. 7.58.
f,
Синхронизиро-
Синхронизированный
генератор
Смеситель
к.г
Квантовый
прибор
Умножитель
частоты
Фазовый
модулятор
синт
Синтезатор
Кварцевый
генератор
Генератор
частоты
Селективный
усилитель
Фазовый
детектор
Фильтр
Управляющий
элемент
Операционный
усилитель
Рис. 7.59. Структурная схема пассивного квантового стандарта частоты с синтезатором, вклю-
включенным вне линейки умножения частоты
290
Измерение частоты электромагнитных колебаний
7.7. ПРИБОРЫ И УСТРОЙСТВА
ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ
И ГЕНЕРАЦИИ КОЛЕБАНИЙ
СТАБИЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ.
КЛАССИФИКАЦИЯ
И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ.
ПРИМЕНЯЕМОСТЬ ПРИ СОЗДАНИИ
И ЭКСПЛУАТАЦИИ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
И ЕЕ ЭЛЕКТРОННЫХ
КОМПОНЕНТОВ
Аппаратура для частотных измерений
представляет собой единый комплекс прибо-
приборов, позволяющий осуществлять измерения
частоты с высокой точностью и с привязкой
к Государственному эталону времени и ча-
частоты СССР. Разработанные за последнее
время приборы являются агрегатируемыми,
имеют высокую степень автоматизации, про-
программное и дистанционное управление, авто-
автоматический выбор пределов измерения. Это
позволяет создавать на их базе установки
и системы, находящие широкое применение
во всех отраслях народного хозяйства.
В соответствии с действующим в стране
ГОСТ 15094—69 «Приборы электронные из-
измерительные. Классификация. Наименование
и обозначение» приборы для измерения ча-
частоты и генерации колебаний стабильной ча-
частоты выделены в отдельную подгруппу, ко-
которая обозначается прописной буквой
Ч русского алфавита.
Подгруппа Ч состоит из восьми видов,
обозначенных цифрами по порядку. Каждо-
Каждому типу прибора присвоены порядковые но-
номера, перед которыми ставится дефис. От-
Отдельно выделены (по обозначению) блоки
приборов для измерения частоты и времени.
Им присвоено обозначение ЯЗ. Типы ука-
указанных блоков обозначаются аналогично
приборам подгруппы Ч.
В связи с изложенным выше частотоиз-
мерительные приборы подразделяются на
следующие виды: 41—стандарты частоты
и времени; 42 — частотомеры резонансные;
43 — частотомеры электронно-счетные;
44 — частотомеры гетеродинные, емкостные,
мостовые; 45 — синхронизаторы частоты,
преобразователи частоты; 46 — синтезаторы
частоты, делители и умножители частоты;
47 - приемники сигналов эталонных частот
и сигналов времени; компараторы ча-
частотные, фазовые, временные, синхроно-
метры (часы электронные); 49 — преобразо-
преобразователи частоты; Я34 — блоки приборов для
измерения частоты.
7.7.1. СТАНДАРТЫ ЧАСТОТЫ
И ВРЕМЕНИ D1)
Стандарты частоты и времени являются
одними из основных устройств, обеспечи-
обеспечивающих формирование и воспроизведение
физической единицы измерения времени
и частоты.
Промышленностью выпускаются два ви-
вида стандартов частоты: кварцевые и кван-
квантовые. Устройство и принцип действия по-
последних были рассмотрены в § 7.6.
Кварцевые стандарты частоты созданы
на базе кварцевых генераторов, принцип ра-
работы которых рассмотрен в § 7.5. Кроме
кварцевого генератора, в состав кварцевых
стандартов частоты входят специальные
устройства, обеспечивающие высокие спек-
спектральные характеристики выходного сигнала
и нормальное функционирование стандарта
при случайных внезапных отключениях пи-
питающей сети, длительную непрерывную ра-
работу без вмешательства оператора, периоди-
периодический автоматический контроль работоспо-
работоспособности и параметров выходного сигнала.
Стандарты частоты являются неотъем-
неотъемлемой частью систем хранения частоты
и времени, групповых стандартов частоты.
Они применяются в качестве рабочих мер
частоты для поверки других приборов; ис-
используются при разработке, производстве
и эксплуатации аппаратуры систем связи
с подавлением несущей и временным уплот-
уплотнением каналов, при геодезических, радио-
радиоастрономических и других научных экспери-
экспериментах и исследованиях. Большое примене-
применение нашли стандарты в радиолокации, ра-
радионавигации, радиоуправлении. Характери-
Характеристики некоторых стандартов частоты приве-
приведены в табл. 7.8.
Таблица 7.8. Стандарты
Тип
41-40
(кварце-
(кварцевый)
Параметры
выходного
сигнала
Час-
Частота,
МГУ
0,1; 1; 5
Уровень,
В (вы-
(выходное
сопротив-
сопротивление,
Ом)
1 E0)
частоты
Нестабиль-
Нестабильность
частоты
±1-10-9
за 24 и 1 ч;
±1-10-10
за 10 и 1 с;
+ 5-10-10
за 0,1 с
7.7. Средства генерации и частоты
291
Продолжение табл. 7.8
Таблица 7.9. Резонансные частотомеры
Тип
41-43
(руби-
(рубидиевый)
41-44
(водо-
(водородный)
41-46
(водо-
(водородный)
41-47
(цезие-
вый)
41-50
(рубидие-
(рубидиевый)
41-53
(кварце-
(кварцевый)
Параметры
выходного
сигнала
Час-
Частота,
МГУ
0,1; 1; 5
0,1; 1; 5
0,1; 1; 5
0,1; 1; 5
0,1 ;1; 5
0,1; 1; 5
Уровень,
В (вы-
(выходное
сопротив-
сопротивление,
Ом)
1 E0)
1 E0)
1 E0)
1 E0)
1 E0)
1 E0)
Нестабиль-
Нестабильность
частоты
±5-10-" за
24 ч и 10 с;
±Ы0-ю
за 1 с
±5-10-13
за 24 ч и
100 с;
±2-10-12
за 10 с;
±5-10-12
за 1 с
±7-10-1"
за 24 ч;
±5-10-'4
за 1 с;
за 100 с;
за 10 с;
±1,5-10-12
за 1 с
±2.10-"
за 24 ч и
100 с;
±5-10-ii
за 1 с
±3-10-11
за 24 ч;
±2-10-ii
за 10 и 1 с
±5-10-10
за 24 ч;
±2-10-ii
за 10 и 1 с
7.7.2. ЧАСТОТОМЕРЫ РЕЗОНАНСНЫЕ D2)
Данный вид частотоизмерительных при-
приборов наиболее широкое применение полу-
получил при техническом обслуживании радио-
радиоэлектронной аппаратуры, когда существен-
существенную роль играют такие качества средств
Тип
42-6А
42-8
42-9А
42-31
42-32
42-33
42-35А
42-36А
42-37А
Диапазон
частот, ГГц;
входное со-
сопротивление,
Ом (размер
волновода,
мм)
0,35-0,675;
75
0,6-2; 75
1,765-3,75;
50
12-16,6;
A7x8)
8,82-12;
B3 х 10)
7-9; B8,5 х
х 12,6)
3,3-5,6; 50
5,5-7,7; 50
7,7-10,7; 50
Погреш-
Погрешность
изме-
измерения,
%
0,05
0,5
0,05
0,05
0,05
0,05
0,05
0,05
0,05
Чувст-
витель-
вительность,
мВт
0,2(НГ);
0,06(ИМ)
0,8
0,3
5
5
5
0,5
0,5
0,5
контроля ее параметров, как простота, на-
надежность, относительная дешевизна.
Обладая указанными свойствами, резо-
резонансные частотомеры используются при пе-
периодическом контроле параметров средств
радиолокации, радионавигации, аппаратуры
связи.
В связи с бурным развитием такого вида
частотоизмерительных приборов, как элек-
электронно-счетные частотомеры, резонансные
частотомеры постепенно вытесняются из
сферы эксплуатации. Тем не менее к настоя-
настоящему времени имеется достаточно большая
номенклатура этих приборов. Характеристи-
Характеристики резонансных частотомеров, наиболее ши-
широко применяемых в различных отраслях на-
народного хозяйства, приведены в табл. 7.9.
7.7.3. ЧАСТОТОМЕРЫ
ЭЛЕКТРОННО-СЧЕТНЫЕ D3)
Электронно-счетные частотомеры широ-
широко применяются для измерения и контроля
частотно-временных параметров радиосигна-
радиосигналов при исследованиях в различных отраслях
науки и техники, а также при производстве
и эксплуатации практически любой радиоап-
радиоаппаратуры.
Универсальность ЭС4 (возможность из-
измерения частоты, периода, отношений ча-
частот, длительности интервалов времени) поз-
позволила данному виду приборов завоевать
одно из первых мест по применению среди
частотоизмерительной аппаратуры.
Характеристики некоторых ЭС4 приве-
приведены в табл. 7.10.
Таблица 7.10. Характеристики ЭСЧ
Тип
43-44
43-45
43-46
43-51
43-58
43-61
43-62
43-63
43-64
43-65
Диапазон измерения
частоты не-
непрерывных
сигналов
(НГ)
0,1-60
МГц
0,4-
2 ГГц
1,5-
12 ГГц
8- 17,44
ГГц
10 Гц-
18 ГГц
8,15-37,5
ГГц
10 Гц-
10 Мгц
0,1 Гц -
1 ГГц
0,005 Гц-
1 ГГц;
0,95-12
ГГц (со
сменным
блоком)
-
2 &5 а
Я ° U
&1!§
я га 1 S
_
0,04-2
—
_
-
-
-
-
—
_
несушей час-
частоты нмпуль-
сно-модули-
рованного
сигнала
(ИМ). ГГц
0,1-2
1,5-12 Г
8-17,44
-
8,5-37,5
-
—
0,1-1
0,95-12
со сменным
блоком
Я34-168)
_
длитель-
длительности
перио-
периодов
_
—
-
—
-
10 мкс -
9,9 с
0,1 мкс —
10" с
10 не -
2-10" с
длитель-
длительности
интерва-
интервалов
времени
_
_
-
-
100 мкс -
5 с
0,1 мкс —
10" с
10 нс-
2- 10" с
Чувствитель-
Чувствительность
0,01 В
0,15 мВт
0,2 мВт
0,25 мВт
0,05 В
@,5 ГГц)
0,1 В
A,05 ГГц)
0,02 мВт
A2 ГГц)
0,05 мВт
A6 ГГц)
0,15 мВт
A8 ГГц)
В режиме
НГ:
0,05 мВт
A7,44 ГГц)
0,1 мВт
C7,5 ГГц)
В режиме
ИМ:
0,25 мВт
0,01 В
0,03 В
0,03 В
0.1 В
Нестабиль-
Нестабильность
частоты
кварцевого
генератора
±7- 10~" за
6 мес;
± 1,4- 10
за 1 год
±7- 1(Г6 за
6 мес;
+ 1,4-10
за 1 год
±7- 10-" за
6 мес;
± 1,4- 1(Г5
за 1 год
±7- 10 за
6 мес
± 1,4- 10
за 1 год
±2,5- 10
за 6 мес
±2,5-Ю
за 6 мес
+ 5- НГ7 за
1 год
± 1,5- 10~5
за 1 год
+ 5- Ш за
1 год
±5- 10 за
1 год
±5 10""
за 1 с;
+ 5- 10~у за
24 ч
Габаритные
размеры, мм:
масса, кг
320х165х
х327; 7,5
380х135х
х367; 12
380х185 х
х367; 12
380х185х
х367; 12
490х136х
х485; 20
490 х136х
х480; 16
375х143х
хЗОО; 7
312х95х
х335; 6
488 х133 х
х574; 21
480х 160 х
х555; 30
7.7. Средства генерации и частоты
293
7.7.4. ЧАСТОТОМЕРЫ ГЕТЕРОДИННЫЕ,
ЕМКОСТНЫЕ, МОСТОВЫЕ D4)
Данный вид приборов к настоящему
времени полностью вытеснен электронно-
счетными частотомерами.
В свое время наибольшее распростране-
распространение получили гетеродинные частотомеры ти-
типов Ч4-1А и 44-5. Характеристики этих при-
приборов приведены ниже.
Гетеродинные частотомеры
Тип частотомера 44-1А
Диапазон измеряемых час-
частот .0,125-60 МГц
Основная погрешность изме-
измерения частоты + 3-10~4 —
5,2- 10
Чувствительность . . . .1В
Тип частотомера 44 —5
Диапазон измеряемых час-
частот 0,83-18 ГГц
Основная погрешность изме-
измерения частоты + 510~5
Чувствительность .... 100 мкВ
7.7.5. СИНХРОНИЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ,
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ D5)
Из данного вида приборов синхрониза-
синхронизаторы частоты не получили распространения.
Из серийно выпускаемых преобразовате-
преобразователей частоты наибольшее применение полу-
получил прибор типа 45-13, предназначенный
для преобразования частоты непрерывных
сигналов и несущей частоты ИМ сигналов,
лежащих в диапазоне 10 — 70 ГГц, в диапа-
диапазон 3,5-5 ГГц, а в комплексе с блоком
ЯЗЧ-42 и ЭСЧ типа 43-38 для измерения ча-
частоты непрерывных сигналов и несущей ча-
частоты ИМ сигналов в диапазоне 10-70 ГГц.
Преобразователь частоты 45-13
Диапазон частот входных сиг-
сигналов, ГГц 10 — 37 5-
37,5-70
Уровень входных сигналов,
мВт 0,1-5;
0,5-5
Длительность входных импуль-
импульсов, МКС 1
Частота следования входных
ИМ сигналов, кГц . . . . 0,1 — 10
Диапазон частот выходных сиг-
сигналов, ГГц 3,3 — 5
Уровень выходных сигналов,
мВт 5
7.7.6. СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ,
ДЕЛИТЕЛИ И УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ D6)
Приборы данного вида радиоизмери-
радиоизмерительной аппаратуры используются как авто-
автономно при различных измерениях, так и
в составе комплектов, установок и систем
при специализированных частотно-времен-
частотно-временных измерениях. Основной областью приме-
применения синтезаторов, делителей и умножите-
умножителей частот является измерение параметров
высокостабильных по частоте сигналов. Кро-
Кроме того, они применяются для контроля ха-
характеристик четырехполюсников- и узкопо-
узкополосных трактов радиотехнических устройств,
анализа спектра радиосигналов, калибровки
шкал приемников и передатчиков.
Характеристики серийно выпускаемого
в настоящее время умножителя частоты при-
приведены ниже.
Умножитель частоты 46-2
Диапазон частот входных сиг-
сигналов, МГц 25-50
Уровень входных сигналов, В 0,3—1
Диапазон частот выходных сиг-
сигналов, МГц 50-400
Уровень выходных сигналов,
В, в диапазоне частот:
50-200 МГц 0,5
200-400 МГц 0,1
Вносимая кратковременная не- 8
стабильность частоты за 10 мс ± 5 • 10
Характеристики синтезатора частоты
приведены ниже.
Синтезатор частоты 46-31
Диапазон частот выход-
выходных сигналов . . . . 20 Гц — 50 МГц
Уровень выходных сиг-
сигналов, В 0,5
Погрешность установки
частоты кварцевого ге-
генератора ±Ы0~8
Нестабильность частоты
выходного сигнала за:
1с +1.10'»-
5-10-мо
0,1 с +5-10-8
7.7.7. ПРИЕМНИКИ СИГНАЛОВ
ЭТАЛОННЫХ ЧАСТОТ
И СИГНАЛОВ ВРЕМЕНИ;
КОМПАРАТОРЫ ЧАСТОТНЫЕ
И ФАЗОВЫЕ D7)
Приборы вида 47 предназначены для
приема сигналов образцовых частот, точного
времени, передаваемых радиостанциями Го-
294
Измерение частоты электромагнитных колебаний
Таблица 7.11. Приемники
частот
Тнп
47-9
47-10
47-12
Параметры
входных
сигналов
Диапазон
частот
10-29,9
кГц (с ди-
скретнос-
скретностью 0,1
кГц)
66,6 F);
200 кГц
1; 5 МГц
Уровень
1 мкВ
1 мкВ
0,5-
1,5 В
эталонных
Погрешность
сличения
частот
±5-10-11
за 24 ч;
±1-10-9
за 1 ч
±5-10-11
за 24 ч;
±1-10-9
за 1 ч
±2-10-13
за 100 с;
±1-10-12
за 1 с;
за 0,01 с;
±1-10-9
за 0,001 с
сударственной службы времени и частоты
СССР, и сравнения частот выходных сигна-
сигналов рабочих эталонов и местных стандартов
времени и частоты с Государственным эта-
эталоном времени и частоты СССР и между
собой.
Они широко применяются для синхро-
синхронизации хода электронных часов в террито-
территориально разнесенных пунктах при навига-
навигационных, радиоастрономических, геодезиче-
геодезических исследованиях, исследованиях условий
распространения радиоволн и т. п.
Благодаря высокой точности измерений
компараторы частоты и фазы используются
для проведения поверочных работ по опре-
определению действительного значения частот
высокостабильных кварцевых и квантовых
стандартов частоты и их нестабильностей.
Характеристики некоторых приборов ви-
вида 47 приведены в табл. 7.11.
Для приема сигналов точного времени
применяется приемник типа 47-13, работаю-
работающий на частотах 66,6F); 100; 2496; 2500;
2504; 4996; 5000; 5004; 9996; 10000; 10004;
14996; 15 000; 15004; 19 996; 20000; 20004;
24996; 25000; 25004; 29996; 30000;
30004 кГц.
Он позволяет также производить повер-
поверку высокостабильных генераторов по образ-
образцовым частотам, передаваемым по радио.
4увствительность прибора 1 мкВ, уровень
выходного сигнала 0,3 В B00 Ом) и 0,5 В
A кОм).
7.7.8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ D9)
Приборы вида 49 предназначены для
преобразования частоты электромагнитных
колебаний в постоянные напряжение или
ток. Преобразователи могут быть использо-
использованы для исследования нестабильности ча-
частоты высокостабильных колебаний. Однако
в связи с развитием компараторов частот-
частотных, фазовых, временных приборы вида 49
широкого распространения не получили.
7.7.9. БЛОКИ ПРИБОРОВ
ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ЧАСТОТЫ (ЯЗЧ)
Сменные блоки расширяют функции.
ЭС4. Они преобразуют частоты СВ4 диапа-
диапазона в диапазон непосредственного счета
ЭС4, усиливают напряжение и умножают
частоты входных измеряемых сигналов, сли-
сличают временные интервалы, преобразуют
постоянное или медленно меняющееся на-
напряжение в частоту.
В табл. 7.12 приведены характеристики
блоков ЭС4, предназначенных для расшире-
расширения диапазона измеряемых частот.
Из числа преобразователей постоянного
напряжения в последовательность импульсов
следует отметить блок Я34-25 с напряже-
напряжением входного сигнала 1 мВ — 100 В и ча-
частотой выходного сигнала 10 кГц. Погреш-
Погрешность преобразования прибора, %, не превы-
превышает ±@,1 + 0,05UK/UX), где UK - конечное
значение установленного предела,
Ux — значение преобразуемого напряжения.
Таблица 7.12. Блоки ЭСЧ
Тип
Я34-41
Я34-42
Я34-43
Я34-49
Я34-51
Я 34-72
Диапазон
частот,
входных
сигналов, ГГц
0,1-1
1-5
4-12
0,07-12
(импульсный)
0,17-12
(непрерыв-
(непрерывный)
0,12-4,5
0,3-7
Уровень входных
сигналов
(входное
сопротивление.
Ом)
0,05-1 В E0)
0,2-10 мВт
E0)
0,2-5 мВт
E0)
0,1-5 мВт;
0,3 мкс
100 кГц;
0,1-5 мВт
0,1-15 мВт
0,2-5 мВт
E0)
7.9. Частотные методы при измерениях времени
295
Блок предназначен для работы с ЭСЧ типа
43-38.
Для повышения чувствительности ЭСЧ
типа 43-38 был разработан усилитель широ-
широкополосный ЯЗЧ-31 с диапазоном частот
0,1-50 МГц, напряжением входного сигнала
от 1 мВ до 10 В.
7.8. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ
ЧАСТОТОИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ
ПРИБОРОВ
Разработка, производство и эксплуата-
эксплуатация частотоизмерительных приборов тре-
требуют соответствующего метрологического
обеспечения. При этом осуществляется це-
целый комплекс научно-технических и органи-
организационных мероприятий, направленных на
поддержание единства и необходимой точно-
точности частотных измерений во всех отраслях
народного хозяйства.
Из числа технических мероприятий осо-
особо следует отметить поверку и ремонт при-
приборов, так как они требуют наличия большо-
большого количества измерительной аппаратуры
и в первую очередь частотоизмерительной.
Достаточно сказать, что для проведения
поверки стандарта частоты кварцевого гене-
генератора требуются рубидиевый стандарт ча-
частоты, компаратор частотный, ЭСЧ, микро-
микровольтметр селективный, анализатор спектра.
С точки зрения поверочных работ все
виды частотоизмерительной аппаратуры
можно разделить на две группы: приборы,
измеряющие частоту, и приборы, вырабаты-
вырабатывающие высокостабильные электромаг-
электромагнитные колебания.
Приборы первой группы поверяются пу-
путем подачи на их вход сигналов высокоста-
высокостабильных по частоте электромагнитных коле-
колебаний и определения погрешности измере-
измерения. Погрешность установки образцовой
частоты и ее нестабильность должны быть
по крайней мере в 3 раза меньше погрешно-
погрешности измерения поверяемого прибора. Поэто-
Поэтому для поверки частотомеров применяются
соответствующие стандарты частоты, синте-
синтезаторы, делители, умножители частот. По-
Погрешность измерения частотомера опреде-
определяется в точках частотного диапазона, регла-
регламентируемых нормативно-технической доку-
документацией (ГОСТ, инструкциями, методиче-
методическими указаниями по поверке приборов). Как
правило, поверка производится в начале, се-
середине и конце частотного диапазона при-
прибора.
Частотоизмерительные приборы второй
группы поверяются путем сравнения частоты
вырабатываемых ими электромагнитных ко-
колебаний с образцовой частотой, имеющей
метрологические характеристики в 3 раза
лучше, и определения действительного значе-
значения и нестабильности частоты. Для поверки
таких приборов применяются стандарты ча-
частоты, сигналы образцовых частот, переда-
передаваемые по радио, приемники, осциллографы.
Методы и способы определения действитель-
действительного значения частоты и ее нестабильности
рассмотрены в § 7.2 — 7.4.
В настоящее время имеется достаточное
количество радиостанций, работающих в KB,
ДВ, СДВ диапазонах радиоволн, передаю-
передающих сигналы образцовых частот. Расписание
работы этих станций регулярно издается
в стране. При наличии приемников сигналов
эталонных частот, умножителей, делителей
синтезаторов на местах разработки, про-
производства и эксплуатации частотоизмери-
частотоизмерительной аппаратуры можно создать необхо-
необходимую сетку высокостабильных частот, до-
достаточную для поверки приборов.
7.9. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ
ВЫСОКОСТАБИЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
ПРИ ИЗМЕРЕНИЯХ ВРЕМЕНИ
И ДРУГИХ ФИЗИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
Стандарты частоты применяются для
измерения времени. Измерение времени про-
производится в выбранной шкале, в качестве ко-
которой принята непрерывная последователь-
последовательность интервалов времени определенной
длительности, отсчитываемых от начального
момента.
Единичный интервал времени создается
в механических часах за счет колебаний с по-
постоянным периодом маятника. Однако зна-
значительно точнее такой интервал может быть
создан при помощи высокостабильных ис-
источников электромагнитных колебаний.
В качестве последних применяют кварцевые
или квантовые стандарты частоты. Так как
стандарты выдают частоты 0,1; 1; 5 МГц, то
для преобразования их колебаний в еди-
единичный интервал, равный 1 с, используются
делители частоты до 1 Гц.
В процессе работы системы возможны
изменения фазы электромагнитных колеба-
колебаний, поэтому для поддержания шкалы, хра-
хранимой часовой системой, производятся пе-
периодические сличения ее со шкалой времени
Государственной службы времени и частоты.
Результат сличения используется для опреде-
определения поправок к частоте генератора.
Требуемая точность шкалы времени со-
296
Измерение частоты электромагнитных колебаний
Осциллограф
Приемник
Л
Часы
с компаратором
Кварцевый
генератор
Рис. 7.60. Структурная схема часовой системы
для сличения шкал времени
храняется различными методами. Одним из
них является метод систематического при-
приближения, при котором частота задающего
генератора и показания системы отсчета
времени предварительно устанавливаются со
смещением по отношению к значению точ-
точного времени. Скорость изменения частоты
генератора, зависящая от старения его эле-
элементов, предварительно изучается, в резуль-
результате чего определяется интервал времени, на
котором часовая система поддерживается
в пределах заданной погрешности. По исте-
истечении указанного интервала времени про-
производится подстройка генератора по частоте.
Для сличения шкал часовых систем со
шкалой времени Государственной службы
времени и частоты используются сигналы
точного времени, передаваемые через радио-
радиостанции. При этом учитывают задержку сиг-
сигнала, зависящую от расстояния до радио-
радиостанции, вида траектории распространения
сигнала. Найденная задержка времени вво-
вводится в часовую систему в качестве поправки
к шкале времени. Структурная схема часовой
системы для сличения шкал времени приве-
приведена на рис. 7.60.
Система работает следующим образом.
Сигнал от кварцевого генератора подается
на часы с компаратором. Сигнал с часов
в виде метки времени с частотой следования
1 Гц запускает развертку осциллографа. Им-
Импульс точного времени от радиостанции дли-
длительностью 5 мс и частотой заполнения
1000 Гц через приемник поступает на часы
с компаратором и далее на осциллограф. На
осциллографе определяется изменение фазы
(расстояния) между меткой времени часовой
системы и принятым сигналом. В начале из-
измерения местная и принимаемая метки мо-
могут находиться на расстоянии до 0,5 с друг
от друга, если время развертки осциллогра-
осциллографа равно 1 с или более. Манипулируя на ча-
часах корректором шкалы времени, смещают
метку от радиостанции к началу развертки
осциллографа. Скорость развертки изменяет-
изменяется. Операции выполняются до тех пор, пока
обе метки не будут близки к совпадению.
Расстояние между метками показывает рас-
расхождение между показаниями часов. После
сличения корректором шкалы времени на ча-
часах вводится поправка, учитывающая время
распространения сигнала. Рассмотренный
метод обеспечивает погрешность сличения
+ 100 мкс. Недостатком его является необ-
необходимость расчета времени распространения
сигнала от радиостанции до часовой си-
системы.
С этой точки зрения выгодно отличается
метод двустороннего радиоприема, который
исключает указанный расчет и не требует
анализа траектории распространения радио-
радиосигнала. Применение этого метода возмож-
возможно, когда в месте расположения сличаемых
часовых систем находятся радиостанции, ко-
которые могут обмениваться сигналами, несу-
несущими информацию о времени часовых си-
систем. Различают два режима работы радио-
радиостанций, первый из которых сводится
к тому, что передаваемый сигнал с одной ра-
радиостанции принимается другой радиостан-
радиостанцией и переизлучается ею. Переизлученный
сигнал принимается первой радиостанцией,
где определяется время распространения
сигналов между станциями, на которых уста-
установлены часовые системы, по формуле
Т = 0,5Дг - 5г, G.86)
где At - время распространения сигналов
времени в прямом и обратном направлениях
от момента излучения передающей станцией
до момента приема на ней; 5г — задержка
сигналов времени на проверяемой станции.
Определенная по образцовым часам по-
поправка передается затем на поверяемые, где
учитывается при операции сличения шкал.
Второй режим работы заключается
в том, что радиостанции одновременно пере-
передают информацию о времени как образцо-
образцовой, так и поверяемой часовых систем. При
этом на выходе передатчика образцовой ча-
часовой системы время I = 0 соответствует
фронту каждого запускающего импульса, не-
несущего информацию о шкале времени, а вре-
время t = ST0 — фронту импульса, несущего ин-
информацию о поверяемой шкале, т. е.
5Т0 - разница показаний обеих часовых си-
систем. При сличении оператор образцовой
станции измеряет время Т1 =Т0 + 57, дру-
другой оператор измеряет Т2 = Т0 — 5Т0. Вели-
Величина То будет меняться в зависимости от
места положения ретранслятора, тогда как
8Т0 остается постоянной.
В значение времени поверяемой системы
вносится поправка 5Т0. Данный метод обес-
обеспечивает точность сличения до 1 мкс.
В связи с совершенствованием стандар-
стандартов частоты и времени и созданием транс-
транспортируемых часов, имеющих собственную
7.10. Автоматизация частотных измерений
297
Кварцевый
генератор
*-
Компаратор
частоты
т
Генератор-
возбудитель
1 1
LJ
Термостат
*-
эсч
Преобразо-
Преобразователь
цифра —
аналог
■¥
цпм
Рис. 7.61. Структурная схема измерения
температуры с помощью ЭСЧ и датчика
шкалу времени достаточной точности, нашел
широкое применение метод сличения вре-
времени путем транспортирования вспомога-
вспомогательных часов между образцовой и поверяе-
поверяемой системами. При этом шкала вспомога-
вспомогательных частот приводится к шкале времени
образцовой системы, после чего вспомога-
вспомогательные часы транспортируются к поверяе-
поверяемой системе, где и производится сличение
шкал времени. Данный метод обеспечивает
точность сличения от 0,1 до 1 мкс.
Высокостабильные электромагнитные
колебания используются для измерения дру-
других физических величин (температуры, скоро-
скорости, угловых приращений и т. д.).
На рис. 7.61 приведена структурная схе-
схема измерения температуры с помощью ЭСЧ
и датчика, в качестве которого используется
кварцевый резонатор. Частота кварцевого
резонатора, имеющего АС- и У-срезы, ли-
линейно зависит от температуры. В компарато-
компараторе частоты сравниваются частоты опорного
генератора и кварцевого резонатора. Резуль-
Результат сравнения индицируется ЭСЧ и реги-
регистрируется ЦПМ.
Для измерения скорости объекта ис-
используют фотоэлектрические датчики
и ЭСЧ, работающий в режиме измерения
периода.
Если известно расстояние S, которое
проходит объект, то скорость объекта равна
V = S/x, где х — время прохождения объек-
объектом расстояния S. Прерывание луча света,
освещающего фотоэлемент, создает перепад
напряжения, который запускает ЭСЧ. При
прохождении объектом расстояния S ЭСЧ
останавливает счет интервала времени и по-
показывает время т. По формуле V = S/x вы-
вычисляется скорость объекта.
Точные измерения угловых приращений,
частоты вращения и отношения скоростей
могут быть получены при помощи цифро-
цифрового тахометра, вырабатывающего им-
импульсный сигнал с частотой, пропорциональ-
пропорциональной угловому приращению (числу оборотов),
и ЭСЧ, измеряющего эту частоту.
При помощи ЭСЧ с преобразователем
можно быстро измерить расход жидкости.
Преобразователь представляет собой ци-
цилиндр, внутри которого помещен винто-
винтообразный ротор, приводимый в движение
струей жидкости. Частота вращения ротора
пропорциональна скорости струи. Прикреп-
Прикрепленный к ротору магнит вызывает появление
электрических сигналов в обмотке. Измеряя
число импульсов за определенный интервал
времени электронно-счетным частотомером,
можно определить расход жидкости за еди-
единицу времени и общий объем жидкости, про-
прошедшей через цилиндр. Преобразователь
предварительно градуируется.
Электронно-счетный частотомер с дат-
датчиком можно использовать для измерения
давления. Датчик преобразует измеряемое
давление в напряжение, которое поступает
на преобразователь напряжение —частота.
Частота колебаний измеряется ЭСЧ с пред-
предварительной установкой, позволяющей полу-
получить давление в требуемых единицах.
7.10. АВТОМАТИЗАЦИЯ
ЧАСТОТНЫХ ИЗМЕРЕНИЙ
До недавнего времени автоматизация
частотных измерений осуществлялась исклю-
исключительно при помощи аппаратных средств,
когда функции автоматического управления
режимами работы различных устройств,
обработки и отображения результатов изме-
измерений выполняли узлы и блоки, входящие
в состав прибора.
Однако расширение диапазона изме-
измеряемых частот, появление многофункцио-
многофункциональных приборов и особенно АИС на базе
агрегатируемых средств измерений потребо-
потребовали изыскания нового метода автоматиза-
автоматизации измерений, так как применение только
аппаратного метода приводит к значитель-
значительному усложнению структурных и принци-
принципиальных схем приборов, затрудняет изго-
изготовление их, снижает надежность и увеличи-
увеличивает время измерений.
Поэтому за последнее время наряду
с аппаратным методом все более широкое
применение стал получать метод програм-
программируемой логики, реализуемый микропро-
микропроцессорными средствами вычислительной тех-
техники.
В результате в современных частотоиз-
мерительных приборах на долю аппаратных
средств в основном приходятся функции ав-
автоматического формирования и преобразо-
преобразования измеряемых сигналов, а такие функ-
298
Измерение частоты электромагнитных колебаний
ции, как управление прибором, сбор инфор-
информации о результатах измерений, обработка
результатов измерений, выход на КОП и др.,
возлагаются на микропроцессорные средства
вычислительной техники.
Классическим примером решения задачи
автоматизации частотных измерений аппа-
аппаратным методом является схема ЭСЧ непо-
непосредственного сч§та, приведенная на рис. 7.4,
в которой функции управления возложены
на формирующее устройство и формирова-
формирователь времени счета, а функции обработки по-
поступающей информации и отображения
ее — на селектор и счетчик соответственно.
С расширением диапазона измеряемых
частот (от 1000 МГц и выше) схема ЭСЧ не-
непосредственного счета становится непригод-
непригодной из-за ограниченных "возможностей усиле-
усиления частоты усилителем-формирователем,
быстродействия временного селектора и пер-
первой декады счетчика импульсов. В связи
с этим в ЭСЧ применяется преобразование
частоты, а это приводит к необходимости
определения в каждый момент времени ча-
частоты М, номера гармоники N гетеродина,
промежуточной частоты /щ, и вычисления
действительного значения измеряемой ча-
частоты по формуле
fx = MN + f^. G.87)
Автоматическое определение величин М,
N, /Пр и решение уравнения G.87) только
аппаратными средствами, кроме опреде-
определенных трудностей, приводит к значительно-
значительному усложнению схемы ЭСЧ, поэтому для
выполнения указанных операций стали при-
применять микропроцессорные средства вычис-
вычислительной техники.
Применение программного метода авто-
автоматизации измерений частоты ЭСЧ стано-
становится целесообразным также при использо-
использовании их в автоматизированных измери-
измерительных системах, так как в этом случае
облегчается процесс управления работой
прибора, снижаются затраты на математиче-
математическое обеспечение АИС, упрощается вопрос
совместимости ЭСЧ с АИС.
Действительно, в случае применения
в АИС электронно-счетного частотомера без
микропроцессорного контроллера (МПК)
в памяти ЭВМ автоматизированной измери-
измерительной системы должна быть заложена ло-
логика работы многих узлов и блоков ЭСЧ (а
у современных приборов их количество до-
достигает 70 шт.), сами узлы и блоки должны
иметь выход на КОП и обладать всеми ви-
видами совместимости с ним.
Если в ЭСЧ использовать МПК, то от-
отпадает необхо мость в управлении ЭВМ
узлами и блоками прибора, так как ука-
указанные функции берет на себя МПК (в со-
соответствии с жесткой программой, заложен-
заложенной в памяти МПК при выпуске прибора).
Кроме того, в составе МПК, как правило,
имеется интерфейс, позволяющий просто,
удобно и экономически выгодно осущест-
осуществлять связь, с одной стороны, прибора
с КОП, а с другой — МПК с узлами и блока-
блоками прибора через КОП.
На рис. 7.62 приведена упрощенная
структурная схема автоматического ЭСЧ
с аппаратной и программной автоматиза-
автоматизацией на диапазон частот до 40 ГГц, предназ-
предназначенного для работы в составе АИС.
В схеме применен гетеродин с электрон-
электронной перестройкой частоты, синхронизирован-
синхронизированной при помощи формирователя опорных
частот и блока управления по кварцевому
генератору.
Сигнал с частотой fx поступает на сме-
смеситель СМ I, на другой вход которого по-
поступает сигнал частоты /гет от гетеродина.
Сигнал промежуточной частоты /npi посту-
поступает на УПЧ I и далее на смеситель СМ II,
где смешивается с кварцованным сигналом
/пп. Сигнал второй промежуточной частоты
/при поступает на УПЧ II и далее на счет-
счетчик. С выхода счетчика число импульсов, со-
соответствующее значению частоты /Прн, по-
поступает на МПК и «записывается» в его опе-
оперативном запоминающем устройстве ОЗУ.
Одновременно с УПЧ II сигнал частоты
/при поступает на детектор и далее на узко-
узкополосный усилитель и в решающее устрой-
устройство, которое выдает команду блоку управ-
управления перестройкой частоты гетеродина на
ее перестройку. Блок управления перестрой-
перестройкой частоты гетеродина осуществляет бы-
быструю ее перестройку с постоянной ско-
скоростью Уо, Гц/с.
Моменту 0 настройки сигнала /при на
середину полосы пропускания узкополосного
усилителя соответствует сигнал на выходе
СМ I частотой
/npi =fx~ N/гет-
G.88)
Соответственно на выходе СМ II (а сле-
следовательно, на выходе узкополосного усили-
усилителя и входе решающего устройства) полу-
получается сигнал частотой
/пр II = fx - W/reT i -
G.89)
Через момент времени Т в результате
настройки гетеродина со скоростью Уо по
зеркальному каналу на выходе СМ II полу-
получается сигнал частотой
/пр II = N/гет II — fx-
G.90)
7.10. Автоматизация частотных измерений
299
ШУ
шд
ип
Пчпк"
ОЗУ
ПЗУ
Интер-
Интерфейс
J
Дисплей
ША
»прП
Формирователь
опорных частот
'при
Детектор
Счетчик
УПЧ II
СМ II
fnpll
fnpl
(Узкополосный|
усилитель
N
Решающее
устройство
Блок
управления
гетеродином
М
М
MAF
Счетчик
числа М
AF
КОП
СМ III
5+5AF
Гетеродин
Усилитель
ФАПЧ
УПЧ I
fnpl
СМ I
'КБ
Формиро-
Формирователь
1+AF
Генератор сме-|
щенной частоты
:5
Формиро-
Формирователь
хп
Кварцевый
генератор
5 МГц
:т
Рис. 7.62. Структурная схема ЭСЧ с микропроцессорным контроллером
На выходе узкополосного усилителя по-
получается сигнал частотой
/прП = /к,п-(Л-^/гетп). G-91)
Подставляя в G.91) значение freT =
= /гет11+ 7Т0, с учетом G.89) получаем
/npII = W7V0-/npII. G.92)
Из G.92) находим номер гармоники гетеро-
гетеродина:
W = 2/npII/7T0, G.93)
т. е. номер гармоники гетеродина обратно
пропорционален временному интервалу Т
(так как Уо = const, а значения /прн являют-
являются одинаковыми при настройке гетеродина
по прямому и зеркальному каналам). Ре-
Решающее устройство при работе ЭСЧ по-
постоянно определяет интервалы времени Г,
решает уравнение G.93) и передает значение
N в МПК. Для этого в схеме прибора ис-
использован последовательный метод пере-
перестройки гетеродина по каждой гармонике до
получения фиксированного интервала с за-
запрограммированной длительностью. Коди-
Кодирование интервала между двумя откликами
на выходе узкополосного усилителя и срав-
сравнение его с заранее выбранными интервала-
интервалами производится в решающем устройстве,
которое одновременно подсчитывает количе-
количество циклов перестройки гетеродина, на-
начиная с первой гармоники.
При совпадении интервалов вырабаты-
вырабатывается команда на реверс блоку управления
перестройкой частоты гетеродина, и пере-
перестройка осуществляется в обратную сторону
со скоростью, в 10 раз меньшей, но уже не
во всем диапазоне, а только на величину
2/прП- При этом снова получаются два от-
отклика на выходе узкополосного усилителя,
но на расстоянии, в 10 раз большем. Это рас-
расстояние также сравнивается с запрограмми-
запрограммированным, и при условии совпадения второй
отклик останавливает перестройку гетеро-
гетеродина. В момент остановки срабатывает
ФАПЧ и происходит синхронизация гетероди-
гетеродина опорным сигналом частотой 1 МГц, по-
после чего гетеродин может принимать ди-
дискретные значения частоты, М, МГц, где
М — целое число.
Для определения числа М введен допол-
дополнительный канал преобразования, в котором
300
Измерение фазы
на смеситель CM III подаются сигналы,
МГц, с частотами М и 1 + AF. При смеше-
смешении М-й гармоники частоты 1 + AF и ча-
частоты М на выходе смесителя получается
сигнал частотой MAF, который поступает на
счетчик числа М. Для получения частоты
1 + AF используется кварцованный сигнал,
смещенный относительно основного на AF.
Таким образом, на счетчик поступают MAF
и AF. Счетчик в режиме измерения отноше-
отношения частот измеряет отношение MAF/AF и
в виде двоичного кода число М передает
в МПК.
В итоге в МПК поступает информация
в виде чисел М, N, /npib B постоянном за-
запоминающем устройстве МПК ранее было
записано число, равное /квп.
Микропроцессорный контроллер обра-
обрабатывает измерительную информацию по
формуле
/х = MN + /кв „ + /пР и.
G.94)
Результат вычисления подается на дис-
дисплей, где высвечивается значение измеряе-
измеряемой величины.
Микропроцессорный контроллер в дан-
данной схеме прибора выполняет не только
функции сбора, хранения, обработки измери-
измерительной информации, выход на КОП, но
и функции управления. Центральный процес-
процессор (ЦП) микропроцессорного контроллера
в определенной последовательности (в со-
соответствии с заложенной программой) опра-
опрашивает формирователь опорных частот, ре-
решающее устройство, оба счетчика прибора
об их состоянии, выдает команды для запу-
запуска этих устройств, после обработки измери-
измерительной информации выдает команду на за-
запуск индикатора дисплея.
Следует отметить, что в перспективе
функции МПК могут быть расширены.
В частности, на него можно возложить функ-
функцию управления процессом самоконтроля
ЭСЧ после каждого цикла измерений с вы-
выдачей отклонения в этот момент времени ча-
частоты кварцевого генератора от эталонной,
заложенной в памяти МПК. В дальнейшем
МПК может учитывать указанное отклоне-
отклонение для введения поправки в результат вы-
вычисления действительного значения измеряе-
измеряемой частоты. В этом случае точность изме-
измерения частоты ЭСЧ повысится.
РАЗДЕЛ ВОСЬМОЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗЫ
8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
К числу основных параметров электро-
электромагнитных колебаний, определяющих со-
состояние колебательного процесса в заданный
момент времени, относится фаза. Для гармо-
гармонического колебания и = С/sin (rot + ф) фаза
Ф определяется аргументом синусоидальной
функции, линейно зависящей от времени, т. е.
Ф = cot + ф, где ф — начальная фаза. Если на-
начальные фазы двух синусоидальных колеба-
колебаний с частотой со обозначить соответственно
через ф, и ф2, то угол сдвига фаз будет ра-
равен ф;—ф2. Следовательно, на одинаковых
частотах фазовый сдвиг является постоянной
величиной и не зависит от момента отсчета.
Часто приходится рассматривать раз-
разность фаз гармонических колебаний при раз-
различных частотах м, = t/x cos(co,t + ф,) и и2 =
= U2 cos(ro2t + ф2), которая равна ф = (co,t +
+ <Pi) - («2t + ф2) = (со, - co2)t + (ф, - ф2).
При со, = со2 = со разность фаз ф = ф, —
~Ч>2-
Обозначив через t, и ti моменты време-
времени, когда переменное напряжение в обоих
случаях имеет одинаковую фазу, получим:
rot, + ф, = cot2 + ф2,-
Ф = Ф, - ф2 = co(t2 - t,) = 2n(t2 - t,)/T,
или через угловые единицы
Ф° = 360(t2 - t,)/ Т = 360Г,/Т,
где Т — период колебаний; Т, — интервал
времени между моментами, когда колебания
имеют одинаковую фазу.
Определение разности фаз можно рас-
распространить на два периодических сигнала
сложной формы с одинаковыми периодами,
если условно при одинаковых фазах сигна-
сигналов напряжения в моменты перехода через
нуль будут иметь одно направление, напри-
например из положительных значений в отрица-
отрицательные.
Фазовый сдвиг измеряется в долях пе-
периода и выражается в дуговых или угловых
единицах (радианах или градусах). Разность
фаз между двумя гармоническими сигналами
с равными частотами удобно изображается
при помощи векторных диаграмм. Если ось
8.1. Общие сведения
301
Умножитель
Умножитель! '
' nu)
[Фазометр
Рис. 8.1. Структурная схема преобразова-
преобразования фазы методом умножения частоты
времени вращается с определенной угловой
частотой, то колебания изображаются непо-
неподвижными векторами, угол между ними ра-
равен фазовому сдвигу.
В ряде случаев требуется измерять вре-
время запаздывания прохождения сигнала через
цепи или среду. Запаздывание приводит
к сдвигу фазы выходного напряжения отно-
относительно входного. Эти сдвиги фаз часто
требуется измерять с очень малой погреш-
погрешностью как на малых, так и на очень высо-
высоких частотах. Большинство разработанных
методов измерения фазовых сдвигов обеспе-
обеспечивает высокую точность измерений для
сравнительно низких частот. Поэтому пред-
представляет большой интерес анализ влияния
процессов умножения и преобразования ча-
частот на фазовые измерения.
Когда необходимо повысить точность
или разрешающую способность фазометра,
применяют метод умножения частоты
(рис. 8.1). Запаздывание напряжений на выхо-
выходах первого и второго умножителей относи-
относительно входных, выраженное в долях перио-
периода напряжения Ф; и Ф2, связано с разностью
фаз следующим соотношением:
4> = пср1 -тр2 + Ф, -Ф2 =п(ф, -ф2)АФ12.
(8.1)
Измеренная разность фаз
Ф = Ф1 -ф2 = Ч7и- ДФц/л, (8.2)
а погрешность измерения Аф =
— ДФ12/и, где ДЧ1 — погрешность фазометра;
АФ12 [см. (8.1)] также имеет смысл погреш-
погрешности, так как в общем случае она неизвестна.
Таким образом, погрешность измерения
фазы уменьшается в п раз, но вместе с тем
добавляется погрешность АФ12, которая не-
неизвестна и является систематической. Для ее
определения на входы 1 и 2 подается одно
и то же напряжение с частотой ю0, тогда
4>о/п + АФ120/п = 0; АФ120 = -Ч". (8.3)
Подставив (8.2) в (8.3), получим ф =
= (Ч1 — Ч*0)/и, где Ч"о — показание фазометра
при ф = 0.
Следовательно, при частоте соо и одина-
одинаковых по амплитуде входных сигналах систе-
систематическая погрешность измерения устра-
устраняется.
Погрешность при произвольных напря-
напряжениях на входе и со ф ю0 можно определить
путем вычитания (8.3) из (8.1)
Ф = (Ч- - 4>о)/и + (АФ12 - ЛФ120)/п.
Второе слагаемое в правой части обу-
обусловлено неидентичностью частотной и ам-
амплитудно-фазовой характеристик умножите-
умножителей. Эта составляющая погрешности может
быть очень значительной даже при большом
п в знаменателе при плохой фильтрации сиг-
сигнала в отдельных каскадах умножителей.
Метод измерений фазы с умножением
частоты имеет и другой существенный недо-
недостаток, обусловленный значительным увели-
увеличением частоты на выходе умножителей
и появлением многозначности отсчета.
Многозначность отсчета зависит от числа
значений определяемой фазы в пределах
одного периода при одном значении показа-
показаний фазометра.
Для расширения диапазона частот фа-
фазометра используют гетеродинный метод
(рис. 8.2, а). Полосовые усилители или фильт-
фильтры с фазовыми характеристиками Ф, (ю — ю0)
и Ф2 (ю — юг) настроены на разностную ча-
частоту ю — ю0, которая содержится в спектре
токов смесителей 2 и 2. Буферные каскады
с фазовыми сдвигами Ф61 и Ф82 предназна-
предназначены для устранения проникновения напря-
напряжения из первого канала во второй и обрат-
обратно. Как видно из векторной диаграммы
(рис. 8.2,6), такое проникновение приведет
к изменениям сдвигов уже на входе синхрон-
синхронного преобразователя: вместо исходной раз-
разности фаз ф получится ф'. Наибольшее влия-
влияние наведенного напряжения будет в случаях,
2.
Смеситель^ _». Фильтр Ф1
Буфер Ф61
Буфер Ф^г
о—
г
±
Смеситель 2
ъ
шГг
Генератор
Фильтр Фг
Фазометр
Рис. 8.2. Структурная схема преобразова-
преобразования фазы гетеродинным методом (а) и век-
векторная диаграмма (б)
302
Измерение фазы
Буферный каскад
wt+<p
Смеситель 1
Фильтр ф1
Опорный генератор
1
Смеситель 2
Фильтр Ф2
12
~=л
Буферный каскад
\1
Фазометр
f8
Фильтр
9
Фдг
Рис. 8.3. Структурная схема переноса фазы на частоту опорного генератора
когда l/j = U [ и U 2 = U 2, где U l и
U2 — амплитуды напряжений на входах 1
и 2; U[ и иг'~ суммарные напряжения. От-
Отсюда очевидны соотношения между наве-
наведенными напряжениями и сдвигом фаз на
входе. При U21i«Ul и UlH«U2
Дф1Н=1/2Н/1/1; Дф2„ = 1/,„/1/2;
Лфнпшх = Дфт + Аф2Н,
гДе Фн max ~ максимальный наведенный сдвиг
фаз; 1/1Н и 1/2Н — наведенные напряжения из
смежных каналов.
На входах фазометра действуют напря-
напряжения с фазами
Фн = (со - cor)t + Ф1 - Ф81 + *i - Аф1Н;
Ф22 = (Ш - (Юг) t + ф2 - Ф52 + Ф2 + Лф2н.
Фазовый сдвиг, который покажет инди-
индикатор фазометра,
\|/ = ф; — ф2 + ДФ12 — ДФ512 - АфН,
где ДФ512 и ДФ12 — погрешности, обуслов-
обусловленные неидентичностью фазовых характе-
характеристик буферных каскадов и фильтров. Сле-
Следовательно,
Ф=Ч>1 -ф2=A'-АФ12+ДФ5
С учетом калибровки по нулевому уров-
уровню получим
Ф = \|/ - \|/0 - Д(ДФ12) + Д(ДФ512) + Д(Дфн)-
Погрешность Д(Дфн) устраняется кали-
калибровкой только при ф = 0. При других ф она
может приобретать различные значения, по-
поэтому ее следует уменьшать, совершенствуя
развязку с помощью буферных каскадов.
Если в линейных четырехполюсниках
фазовые сдвиги зависят только от частоты,
то в усилителях они могут меняться и с из-
изменением амплитуды входного напряжения.
Следовательно, при расчете и настройке
схемы необходимо добиваться идентичности
как частотно-фазовых, так и амплитудно-фа-
амплитудно-фазовых характеристик.
При нестабильной частоте напряжения,
фаза которого изменяется, измеряемый фа-
фазовый сдвиг можно перенести на напряжение
опорной частоты генератора, вводимого
в схему фазометра. Если измеряемый фа-
фазовый сдвиг не изменяется или изменяется
медленно, то может быть использована
структурная схема, показанная на рис. 8.3.
Опорный генератор с частотой fi воздей-
воздействует через электронное управляющее
устройство на фазовращатель, который рав-
равномерно с частотой ф = П изменяет фазовый
сдвиг в процессе измерения. Следовательно,
на выходе фазовращателя частота сместится
на П. В зависимости от условий измерений
выходная частота со будет больше или мень-
меньше входной на П.
На рис. 8.3 приведена схема для случая,
когда входная частота возрастает. Напряже-
Напряжение с выхода фазовращателя с частотой со +
+ П совместно с входным напряжением с ча-
частотой со воздействует на смеситель. Сигнал
разностной частоты П через фильтр нижних
частот Ф3 подается на фазометр, который
покажет фазовый сдвиг
= ф
1 - Ф2)
(8.4)
где ДФ^ — разность сдвигов фаз на фильтре
нижних частот и компенсирующем фильтре
Ф2; ДФ3 (f) — погрешность отслеживания
функции fit фазовращателем.
Из (8.4) следует, что компенсирующий
фильтр уменьшает погрешность при пре-
преобразовании, так как ДФ12 <<Ф].
Погрешность измерения фазы
Дф = Д\|/-ДФ12 - ДФ3(г).
где Д\|/ — погрешность фазометра.
Перенос ф на напряжение опорного ге-
генератора можно осуществить и без примене-
применения фазовращателя. В этом случае (рис. 8.3)
частоту в первом канале смещают, выделяя
разностную частоту после смесителя 1 поло-
8.2. Методы измерения фазы
303
совым фильтром. Фазы напряжений в точ-
точках, обозначенных на рис. 8.3 цифрами, сле-
следующие:
3 - tort; 4 - art + Ф51; 5 - (to + юг) + ср +
+ Ф81; 6-со£ + Ф2; 7-шгг + Ф52; 8-torf +
Ф
Индикатор фазометра покажет разность
фаз между сигналами
Отсюда
Ф = у|/ + ДФ12-ДФ512-Ф3.
Второй буферный каскад и компенси-
компенсирующий фильтр сглаживают неучитываемые
фазовые сдвиги в первом буферном каскаде
и в фильтре Ф] соответственно.
Как следует из принципа работы схемы,
измерения можно вести на частоте опорного
генератора, стабильность которого должна
быть достаточно высокой. Для точного из-
измерения фазы важно, чтобы хотя бы на
одном из входов фазометра не было помех.
На выходе опорного генератора помехи от-
отсутствуют, и это способствует повышению
точности измерений.
Знание фазовых соотношений в радио-
радиотехнических цепях позволяет создавать узко-
узкополосные фильтры, выделять полосы моду-
модуляции, улучшать свойства электронных ге-
генераторов, антенн, усилителей и других
устройств. Большое значение измерение фа-
фазы имеет в устройствах и системах опреде-
определения пространственного положения объек-
объектов и повышения достоверности передачи
сообщений в условиях естественных и орга-
организованных помех. Использование методов
измерения фазы сигнала позволяет получить
высокие точности при определении расстоя-
расстояний, разности расстояний, углов и других па-
параметров. Фазовые радионавигационные
и радиогеодезические разностно-дально-
мерные системы обеспечивают современные
требования к точности определения коорди-
координат движущихся объектов. Фазовые пелен-
пеленгаторы позволяют измерять угловые вели-
величины с предельно высокой точностью.
Использование фазовых методов при из-
измерении частоты позволяет осуществить
сравнение эталонных частот с погрешностью
1 ■ 1012 и менее. Фазовые методы находят
применение в расходометрии, при измерении
малых углов наклона (электронных уровней),
линейных коэффициентов термического рас-
расширения материалов и определении напря-
напряженности магнитного поля, а также в фа-
фазовых системах программного управления
станками в металлообрабатывающей про-
промышленности.
В технике измерения неэлектрических ве-
величин в ряде случаев наиболее предпочти-
предпочтительным оказывается преобразование вели-
величины не в напряжение, а в фазу переменного
напряжения. При измерениях амплитуды на-
напряжения преобразованных сигналов чув-
чувствительность преобразователей ограничи-
ограничивается флюктуационными помехами и опре-
определяется эффективным значением перемен-
переменного напряжения [/Щ^. Чувствительность
фазометрических устройств зависит от нали-
наличия «фазового шума» и от уровня полезно-
полезного сигнала ([/с)Дфш<к = атох1/[/Д„/[/с, где
атах — коэффициент пропорциональности.
Если при измерении амплитуды чувствитель-
чувствительность преобразователя может быть улучше-
улучшена только снижением уровня шумов, при фа-
фазовых измерениях она уменьшается также
путем увеличения амплитуды сигналов на
входе. Поскольку линейная электрическая си-
система не изменяет закона распределения
Vmax, то всякое линейное преобразование
спектра сигналов, сопровождающееся умень-
уменьшением уровня амплитудных шумов на вы-
выходе, будет сопровождаться соответствую-
соответствующим уменьшением значения Дфтзх'
Частотный диапазон фазовых методов
измерения физических величин практически
не ограничен, так как за счет преобразования
частоты можно осуществлять «перенос»
спектра измеряемых сигналов в область, до-
доступную для использования имеющихся ме-
методов и средств измерения фазовых сдвигов.
8.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ
Одним из простейших методов измере-
измерения фазы является использование электрон-
электронного осциллографа, при этом методе фа-
фазовый сдвиг определяется по характеру
и форме осциллограмм. К числу осциллогра-
фических методов относятся: линейной раз-
развертки, двух осциллограмм, эллипса, круго-
круговой развертки и яркостных меток. При этих
измерениях существенную роль играют ам-
амплитудная и особенно фазовая симметрии
каналов передачи сигналов на вертикально
и горизонтально отклоняющие пластины, ка-
качество фокусировки электронного луча, нели-
нелинейные искажения усилителей, генераторов
развертки и самой трубки.
Погрешность измерения осциллографи-
ческими методами составляет 2-5°. Даже
небольшой процент гармоник во входных
сигналах значительно увеличивает погреш-
погрешность измерения. Ее уменьшение может быть
достигнуто применением компенсационного
метода, при котором осциллограф исполь-
304
Измерение фазы
Рис. 8.4. Структурная схема измерения сдвига фаз методом эллипса (а) и способ градуировки
шкалы (б)
зуется как нулевой указатель, отмечающий
сдвиг фаз, равный 0 или 180°. Измеренное
значение фазы в этом случае отсчитывается
по фазорегулятору.
При методе линейной развертки на экра-
экране осциллографа наблюдают оба напряже-
напряжения, между которыми измеряю! сдвиг фазы.
Изображение двух сигналов одновременно
можно получить на двухлучевом осцилло-
осциллографе или на экране однолучевого осцилло-
осциллографа, если на вход вертикального усилителя
поочередно подать измеряемые напряжения
через электронный коммутатор. При этом
скорость развертки выбирается такой, чтобы
на экране укладывался целый период изме-
измеряемого сигнала. Синхронизация генератора
развертки должна осуществляться одним из
входных сигналов.
Метод эллипса наиболее распространен
при измерении фазы с помощью осциллогра-
осциллографа. Структурная схема, реализующая метод
эллипса, показана на рис. 8.4. Для измерения
фазы одно из измеряемых напряжений по-
подается на горизонтально отклоняющие пла-
пластины, а второе на вертикально отклоняю-
отклоняющие. На входе усилителя вертикального
отклонения включен фазовый регулятор, не-
необходимый для установки фазовой симме-
симметрии каналов. Амплитудная симметрия до-
достигается регулировкой коэффициента усиле-
усиления усилителей.
Если напряжения сигналов на входах со-
соответственно равны ul = Umaxisin((ut + ц>) и
«г = Umaxjsincot, то движение луча по верти-
вертикали и горизонтали-определяется уравнения-
уравнениями
У = S,t/max!sin(cor + ф); X = S2Urmx2sm(ot,
где S,, S2 - чувствительность осциллографа
по вертикали и горизонтали, мм/В.
Под действием этих напряжений луч
движется по эллипсу, оси которого повер-
повернуты на некоторый угол относительно гори-
горизонтальной и вертикальной осей трубки.
Уравнение движения луча в полярных
координатах имеет вид:
У = St Umax i [X cos cp/S2 U „я 2 ±
± sinф\/T^(X/S2Umax2Jl
Угол поворота осей определяется выра-
выражением
Сдвиг фаз при методе эллипса может
быть определен несколькими способами.
Один из способов основан на измерении от-
отклонения сигнала по одной из осей трубки,
при этом определяется отклонение по оси У,
в предположении, что условие Л" = 0 выпол-
выполняется при coft = 0 и tot2 = п.
Подставив эти значения в уравнение
движения луча, получим:
Yt = S, Umax i sin <р; У2 = - S, Umax i sin ф.
Отсекаемый эллипсом на оси У отрезок
(см. рис. 8.4, а) равен АВ = 2St Gmax i sin ф,
а отрезок, определяющий проекцию эллипса
на ось ординат, CD = 2SlUmaxl.
Измеряемый угол определяется как от-
отношение ф = AB/CD. Отрезки, соответствую-
соответствующие проекциям эллипса на оси координат,
могут быть определены проведением каса-
касательных. При измерении отрезка АВ возни-
возникает погрешность за счет смещения оси У.
Для уменьшения ее следует закоротить вход
горизонтального усилителя, оставив напря-
напряжение на входе вертикального усилителя не-
неизменным, отметить на экране точное поло-
положение оси ординат. Отрезок АВ определяет-
определяется точками пересечения эллипса со следами
линии CD.
Иногда для непосредственного отсчета
фазы применяют специальную шкалу, нане-
8.2. Методы измерения фазы
305
сенную на оси координат. Для правильного
измерения фазы необходимо при симметри-
симметрировании каналов заметить наклон получен-
полученной на экране прямой. Если большая ось эл-
эллипса наклонена в ту же сторону, то
измеренный угол равен + ф. Если большая
ось оказывается повернутой относительно
этой прямой на угол 90°, то фазовый угол
равен 180° ± ф. Знак фазового угла в этих
случаях остается неизвестным. Для его опре-
определения в канал вертикального усилителя
вводят фазосдвигающую цепь. Включая
н выключая эту цепь и наблюдая за малой
осью эллипса, можно установить знак изме-
измеряемого угла. При этом для углов, меньших
90°, при введении дополнительного положи-
положительного сдвига при + ф эллипс расширяет-
расширяется, а при — ф сужается. Для углов, больших
± 90°, при введении положительного сдвига
при 180° —ф эллипс сужается, при 180° + ф
расширяется.
Установление знака фазового угла мож-
можно упростить, если учесть, что при положи-
положительных углах луч, описывающий эллипс,
вращается в одну сторону, а при отрица-
отрицательных в другую.
Другой способ измерения фазы сводится
к вычислению площади эллипса. При обо-
обозначениях, принятых на рис. 8.4, площадь эл-
эллипса S = nab/4, а втф = ab/(CD-MN), где
CD и MN — проекции эллипса на оси коор-
координат. Таким образом, для измерения фазо-
фазового угла достаточно измерить оси эллипса
и их проекции на оси координат.
На результирующую погрешность изме-
измерения фазы методом эллипса оказывают
влияние следующие составляющие: погреш-
погрешность асимметрии каналов, погрешность ли-
линейных измерений, погрешность нелинейно-
нелинейности, погрешность, обусловленная влиянием
гармоник.
При измерении фазы методом круговой
развертки опорное напряжение расщепляется
по фазе и в виде двух находящихся в квадра-
квадратуре (сдвинутых на 90°) напряжений подается
на вход горизонтального и вертикального
усилителей.
Регулировкой коэффициентов усиления
и установлением фазовой симметрии в обоих
каналах добиваются получения круговой
развертки. Напряжение сигнала подается на
управляющий электрод трубки. На время от-
отрицательного полупериода трубка запирает-
запирается и видимой на экране оказывается только
половина окружности. Для обеспечения не-
необходимой точности измерений добиваются,
чтобы трубка запиралась в моменты перехо-
перехода измеряемого сигнала через нуль. С этой
целью из сигнала при помощи усилителя-
Uisln(cot+(p)
1
Усилитель —
ограничитель
К управляющему
электроду ЗЛТ
Umsin(wt+(p)
Расщепи-
Расщепитель фазы
Рис. 8.5. Структурная схема измерения фазы
методом круговой развертки
ограничителя формируется напряжение пря-
прямоугольной формы. Структурная схема из-
измерений показана на рис. 8.5.
В процессе измерения фазового угла на
вход усилителя-ограничителя сначала по-
подается опорное напряжение и по полуокруж-
полуокружности на экране трубки отмечается положе-
положение диаметра тп, являющегося началом
отсчета. Затем на усилитель подается изме-
измеряемый сигнал и отмечается диаметр кр. Из-
Измеряемый фазовый угол ф равен углу между
прямыми тп и кр. Источниками погрешно-
погрешностей измерения в этом случае являются: не-
непостоянство частоты круговой развертки, по-
погрешность измерения угла между диаметра-
диаметрами, погрешность формирующих устройств.
Значительное снижение погрешности ме-
метода круговой развертки может быть достиг-
достигнуто за счет повышения частоты развертки.
Если частота развертки превышает частоту
сигнала в п раз, то полный цикл ее соответ-
соответствует углу 36О°/п, а не 360°, как при равен-
равенстве частот. Погрешность при этом снижает-
снижается почти в п раз.
Метод яркостных меток по сравнению
с другими осциллографическими методами
очень удобен по своей наглядности и просто-
простоте отсчета.
Фазовый угол при этом методе опреде-
определяется по положению или числу яркостных
меток, получаемых на экране путем воздей-
воздействия на управляющий электрод положи-
положительных или отрицательных импульсов
малой длительности. Для уменьшения по-
погрешности метода яркостных меток также
повышают частоту развертки.
Электронные методы измерении сдввга
фаз. Известны следующие электронные ме-
методы: измерения суммарных и разностных
напряжений, преобразования фазового сдви-
сдвига во временной интервал, сравнения и ком-
компенсации, с преобразованием частоты и ме-
метод, основанный на измерении входных со-
сопротивлений.
306
Измерение фазы
Исследуемый
четырех-
четырехполюсник
-иг
Рис. 8.6. Функциональная схема измерения
сдвига фаз методом суммирования и вычита-
вычитания напряжений (а) и векторная диаграмма (б)
Измерение фазового сдвига методом
суммирования и вычитания напряжений ис-
использует свойство гармонических напряже-
напряжений
откуда
Ф = arccos[(l/2 - V2 - U2)/2Ul I/J. (8.6)
Эта зависимость используется для опре-
определения фазового сдвига прямым измере-
измерением суммарных и разностных напряжений.
Примером реализации подобного мето-
метода может служить способ трех вольтметров
(рис. 8.6). При этом способе напряжения из-
измеряют с помощью обычных вольтметров,
а ф находят по формуле (8.6). Для упроще-
упрощения расчетов амплитуды напряжений Ul и
U2 выравнивают. Тогда
U2 = 2U2 A - cos ф) = 4l/2 cos 2 (ф/2),
откуда
Можно измерять не сумму, а разность
напряжений:
Рис. 8.7. Структурная схема измерения сдвига
фаз методом сложения прямоугольных им-
импульсов (а) и напряжение на выходе сумма-
сумматора (б)
U LJU
г")
Рис. 8.8. Временные диаграммы:
а, 6 — входные сигналы; в, г — напряжения на
выходе ограничителей; д — суммарное напряже-
напряжение
При Vl=V2 = V ф = 2агс8И1A/д/210-
Схемы суммирования напряжений вы-
выполняются с использованием электронных
ламп, транзисторов и операционных усили-
усилителей.
Результирующая погрешность определе-
определения фазового сдвига непосредственным сум-
суммированием напряжений зависит от погреш-
погрешностей выравнивания напряжений, схемы
сумматора и значения измеряемого фазового
сдвига. Результирующая погрешность лежит
в пределах от 1 до 10°.
Структурная схема метода, основанного
на суммировании прямоугольных импульсов,
приведена на рис. 8.7. Основным преимуще-
преимуществом этого способа по сравнению с преды-
предыдущим является то, что отпадает необходи-
необходимость измерения амплитуд входных сигна-
сигналов, которые в данном случае преоб-
преобразуются с помощью ограничителей в пря-
прямоугольные сигналы равной амплитуды
(рис. 8.8). Длительность импульсов суммар-
суммарного напряжения зависит от фазового сдвига
между входными измеряемыми сигналами.
Среднее значение выпрямленного напряже-
напряжения при инвертировании одного из них пря-
прямо пропорционально фазовому сдвигу. Как
видно из временной диаграммы на рис. 8.7,
фазовый сдвиг измеряется в пределах от
0 до 180°, а в пределах от 0 до 360° имеется
двузначность показаний. Для устранения
многозначности отсчета применяют деление
частоты в 2 раза.
Погрешность измерения зависит от ча-
частоты измеряемого сигнала и находится
8.2. Методы измерения фазы
307
в пределах ± B — 6)° на частотах до несколь-
нескольких мегагерц.
Схемы с отрицательной обратной
связью позволяют осуществить наиболее
точное суммирование при почти полном от-
отсутствии связи между источниками изме-
измеряемых сигналов. Если пренебречь током че-
через входное сопротивление в схеме сложения
с обратной связью (рис. 8.9), то i'i -М2 =»'.
или
;1-u')/z1+(u2-
u=:^ z^ujz,
2 = (U+U')/ZO.C;
U2/Z2)
1-гA + го.с/г1 + го.с/г2)ко.с-
При достаточно большом коэффициенте
усиления Кос
т. е. выходное напряжение является суммой
входных с некоторыми коэффициентами. Ес-
Если Zl = Z2, то U = U} + U2 независимо от
параметров усилителя, но показания прибо-
приборов на выходе усилителя зависят от ампли-
амплитуд сигналов и от содержания в них гармо-
гармоник.
Погрешность измерения фазы, вызван-
вызванную неравенством Ul # U2, можно найти,
введя относительную разность напряжений
Легко показать, что амплитуда суммы
cos'ly
Отклонение выходного напряжения от
значения, которое получалось бы при U\ =
= U2, приводит к погрешности измерения
фазы:
cos (ф + 8фг)
= 2arccos /cos2( —) + —sin2( —) -
V V2 4 2
Рис. 8.10. Схема балансного фазового детек-
детектора
Аналогично при использовании разности
напряжений
8срр = 2 arcsin I/sin2 f-yj + —cos2 MM - ср.
Рис. 8.9. Схема суммирования на усилителе
с обратной связью
Результирующая погрешность измере-
измерения определяется погрешностью градуиров-
градуировки отсчетного прибора, степенью постоян-
постоянства и равенства амплитуд, а также содержа-
содержанием гармоник в измеряемых напряжениях,
которые необходимо отфильтровать до по-
подачи на суммирующее устройство. Погреш-
Погрешность метода составляет 1-2°.
Метод измерения фазового сдвига с ис-
использованием балансного фазового детекто-
детектора основан на измерении суммарного и раз-
разностного напряжений с одновременным их
детектированием.
Как показано на рис. 8.10, балансный
фазовый детектор работает в режиме ампли-
амплитудного детектирования, а в качестве инди-
индикатора используется электронный вольтметр.
Измеряемые напряжения выравниваются
и калибруются по значению. Это дает воз-
возможность градуировать шкалу электронного
вольтметра непосредственно в градусах.
В процессе работы к диодам Vl и V2 прило-
приложены сумма и разность напряжений соответ-
соответственно:
U i + U2 = Umax [sinotf + sin (fflt + ф)] =
/ ф\ / ф\
= гипсов! - -^-j sinl at + -^-j;
l/j - U2 = Umax [sin fflf — Sin (tOf + ф)] =
- — )coslfflf + y).
Сопротивления резисторов и емкости
конденсаторов Cj и С2 выбираются такими,
чтобы RCl = RC2 » Г, где Г — период изме-
измеряемых напряжений. В этом случае напряже-
напряжения на конденсаторах С1 и С2 в установив-
установившемся режиме равны амплитудным значе-
308
Измерение фазы
Us к
-1
ч> ж
г
LJ _
Рис. 8.11. График зависимости напряжения
от сдвига фаз
ниям суммарного и разностного напряже-
напряжений, т. е.
Uс, = 2l/max|cos(-q>/2)|; UCi =
= 2Umax\sin(-<p/2)\.
Показания вольтметра пропорциональ-
пропорциональны разности напряжений Uc, и Vq2'-
С/в = 2С/тох [ | cos (ф/2) | - | sin (ф/2) | ].
На рис. 8.11 приведена зависимость по-
показаний вольтметра в относительных едини-
единицах UB/2Umax от угла фазового сдвига. До-
Достоинством этой схемы фазового детектора
является почти линейная зависимость выход-
выходного напряжения от фазового сдвига. Сле-
Следует отметить двузначность отсчета (кроме
точек + 1 и —1): каждому показанию прибо-
прибора соответствуют два значения угла ф.
Верный результат можно получить, зная ха-
характер исследуемой схемы, или путем допол-
дополнительного измерения, при котором напря-
напряжение U2 сдвигается с помощью линии
задержки на фиксированный небольшой
угол ф0.
Как видно из рис. 8.11, если показанию
вольтметра при первом измерении соответ-
соответствуют два значения фазового сдвига ф и ф',
то после дополнительного сдвига фаз на
угол ф0 показания вольтметра для углов
Ф!=Ф + Фо и ф,' = ф' + ф0 будут различны.
Пользуясь графиком на рис. 8.11 и измерив
значения £/Bi и 1/В2, легко определить дей-
действительное значение фазового сдвига (при
С/в1 > 1/„2 угол 0 < ф < п, при 1/в1 < иъ2 угол
п < ф < 2л).
Формирующее
устройство
Формирующее
устройство
'а
Триггер 1
Рис. 8.12. Упрощенная структурная схема
преобразования сдвига фаз во временной
интервал
Рис. 8.13. Временные диаграммы преобра-
преобразования сдвига фаз в интервал времени
Фазовые детекторы работают в широ-
широком диапазоне частот (до нескольких сотен
мегагерц) и обеспечивают погрешность изме-
измерения не более ±B-3)°. Фазовые детек-
детекторы используются также в приборах, пред-
предназначенных для контроля за постоянством
фазового сдвига, при этом погрешность кон-
контроля достигает десятых долей градуса.
Широкое применение в фазометрах раз-
различного типа получил метод преобразования
фазового сдвига во временной интервал. На
упрощенной структурной схеме (рис. 8.12)
показаны основные элементы, позволяющие
реализовать этот метод. Входные формиро-
формирователи вырабатывают короткие импульсы
в моменты перехода измеряемых сигналов
через нуль в определенном направлении. На
выходе измерительного триггера получают-
получаются импульсы постоянной амплитуды UH
(рис. 8.13), длительность которых т равна ин-
интервалу времени между переходами через
нуль сигналов в каналах а к б (рис. 8.12).
Среднее значение тока /ср на выходе тригге-
триггера, измеряемого прибором, линейно зависит
от разности фаз входных сигналов:
/ср = Ктю = 2пК (т/Г) = Кф,
где К — постоянный коэффициент; ф — фа-
фазовый сдвиг; т — длительность импульса;
Г — период измеряемого напряжения.
Таким образом, при использовании это-
этого метода показания прибора в опреде-
определенных пределах не зависят от частоты и от
амплитуды измеряемых сигналов.
Хорошая линейность зависимости ме-
между сдвигом фаз и интервалом времени, воз-
возможность получения непосредственного от-
отсчета в диапазоне от 0 до 360°, простота
преобразования временного интервала в ци-
8.2. Методы измерения фазы
309
U2sin(o»t+J?)
Измери-
Измерительный
фазо-
фазовращатель
Установоч-
Установочный фазо-
фазовращатель
Индикатор
фиксиро-
фиксированного
сдвига
фаз
Рис. 8.14. Упрощенная структурная схема
компенсационного метода измерения сдвига
фаз
фровую форму позволяют получить высо-
высокую точность измерения фазы.
Однако с ростом частоты свыше
100 — 200 кГц наблюдается увеличение по-
погрешности за счет возрастания погрешности
измерения временных интервалов: Дф =
= 360°Дг/Г = 36О°/ЛГ-
Компенсационный метод измерения фа-
фазового сдвига заключается в сравнении изме-
измеряемого фазового сдвига с фазовым сдвигом
в образцовом фазовращателе. Известны две
разновидности метода компенсации: раз-
разностный и нулевой.
При использовании разностного, или
дифференциального, метода по показаниям
прибора определяется разность фх — ф0 = \|/
или величина, пропорциональная этой разно-
разности, где »фх — измеряемый фазовый сдвиг;
ф0 — фазовый сдвиг, устанавливаемый по ка-
калиброванному фазовращателю. Зная ф0 и из-
измерив \|/, можно найти фх.
Когда измерения проводятся нулевым
методом, величина фазового сдвига опреде-
определяется по калиброванному фазовращателю,
разность фаз в этом случае сводится к нулю.
Основными элементами компенсацион-
компенсационного фазометра (рис. 8.14) являются изме-
измерительный калиброванный фазовращатель
и индикатор фиксированного сдвига фаз.
С помощью установочного фазовращателя
фазу сдвигают так, чтобы сдвиг фаз на инди-
индикаторе оказался на рабочем уровне. Для фа-
фазового детектора, обычно используемого
в качестве индикатора, рабочим уровнем
является сдвиг фаз 90°. При использовании
осциллографического индикатора рабочим
уровнем является нулевой сдвиг.
Структурная схема компенсационного
фазометра приведена на рис. 8.15. Изме-
Измеряемые сигналы поступают на входы обоих
каналов фазометра через переключатель, по-
положение которого устанавливается в зависи-
зависимости от квадранта, в котором находится
значение разности фаз. Затем каждый сигнал
поступает на свой катодный повторитель.
Перед измерением фазометр переводится
в исходное состояние путем подачи сигнала
на вход обоих каналов при нулевом сдвиге
фаз калиброванного фазовращателя и уста-
установке некалиброванного фазовращателя
в положение, при котором индикаторы отме-
отмечают наличие баланса.
Калиброванный образцовый фазовраща-
фазовращатель является основным элементом прибора.
Равенство a>RC = 1 достигается ступенчатым
подбором значения конденсатора С и регу-
регулировкой резистора R с помощью набора
Катодный
повторитель
Вход
Переключатель
Катодный
повторитель
Балансный
вольтметр
Делитель
I
фвобр
Суммирую-
Суммирующий каскад
Суммирую-
Суммирующий каскад
Суммирующие
резисторы
Кольцевой!
детектор
Усилитель
Неградуированный
фазовращатель
Усилитель
Кольцевой
детектор
Индикатор уровня
1
Усилитель
Индикатор уровня!
Рис. 8.15. Структурная схема компенсационного фазометра
310
Измерение фазы
резисторов, установленных на двух переклю-
переключателях, и одного переменного резистора,
который обеспечивает устойчивую регули-
регулировку в пределах 1: 3000. Такая регулировка
необходима для реализации чувствительно-
чувствительности балансного вольтметра, который с по-
погрешностью 1: 3000 отмечает равенство на-
напряжений на входе и выходе квадратурного
усилителя. Погрешность фазовращателя, вы-
вызванная неравенством уравнивания, в худ-
худшем случае, при ф = 45°, составит 0,01°.
Сложение двух находящихся в квадрату-
квадратуре напряжений производится с помощью
суммирующего устройства, состоящего из
двух усилителей с обратной связью и повто-
повторителей с низкоомным выходом. Благодаря
высокому входному сопротивлению и низко-
низкому сопротивлению делителей напряжения
суммирующее устройство практически не
вносит погрешности. Усилители нагружены
на два точно подобранных резистора, с об-
общей точки которых напряжение подается на
высокоомный вход следующего каскада. Ба-
Балансный вольтметр имеет два одинаковых
канала, каждый из которых состоит из уси-
усилителя с обратной связью. Выходные усили-
усилители представляют собой двухтактные уси-
усилители с обратной связью, осуществляемой
с помощью повторителей, имеющих непос-
непосредственную связь для исключения фазового
сдвига при низких частотах.
Фазочувствительные индикаторы пред-
представляют собой кольцевые детекторы. По
одному из них производится отсчет малых
сдвигов фаз, которые не могут быть ском-
скомпенсированы калиброванным фазовращате-
фазовращателем. С помощью другого определяют ква-
квадрат измеряемой разности фаз.
Общая погрешность такого фазометра
на низких частотах составляет 0,1° при чув-
чувствительности 0,06°.
Фазовращатели. Простейшими фазовра-
фазовращателями являются дифференцирующие
и интегрирующие КС-цепи. Для фазовраща-
фазовращателя, представляющего собой дифференци-
дифференцирующую КС-цепь, модуль выходного напря-
напряжения, фазовый угол и погрешность опреде-
определяются следующими выражениями:
1/,а>КС
о—С=>
Ф = arctg(l/coKC); Д1/2 = RC(dU/dt).
Для фазовращателя, построенного на ос-
основе интегрирующей КС-цепи,
Усилитель
—х—
Рис. 8.16. Схема фазовращателя с интегри-
интегрирующим усилителем
Ф = — arctgcoCK; Д1/=-
В первом случае, если постоянная вре-
времени КС-цепи достаточно мала по сравне-
сравнению с интервалом времени, за который про-
происходит заметное изменение I/,, погреш-
погрешность можно не принимать во внимание.
Во втором случае погрешностью прене-
пренебрегают, когда постоянная времени КС-цепи
достаточно велика по сравнению с интерва-
интервалами изменения напряжения между его ми-
минимальными и максимальными значениями.
Фазовращатели КС-типа используются
для получения фиксированного (обычно 90°)
и плавно изменяющегося фазового сдвига
в области низких частот. Минимальная по-
погрешность может быть получена при малых
изменениях фазовых углов. Анализ погреш-
погрешности фазовращателя с пределами 2° по-
показывает, что вполне реально получение по-
погрешности от 0,1 до 0,01°, если использовать
питающие напряжения с коэффициентом не-
нелинейных искажений выходных напряжений
0,2% и нестабильностью частоты 10 ~6.
На практике- получили распространение
фазовращатели, в которых для уменьшения
затухания используются усилители с отрица-
отрицательной обратной связью. При дифференци-
дифференцировании параллельно электронному усилите-
усилителю включается резистор, а при интегрирова-
интегрировании — конденсатор. Такие устройства обычно
называют дифференцирующими, интегри-
интегрирующими или квадратурными усилителями.
Применение их совместно с суммирующими
устройствами и переключателями позволяет
получить плавное изменение фазового угла
в диапазоне 0—180°.
Интегрирующий усилитель (рис. 8.16)
+ ю2С2К2
Рис. 8.17. Схема мостового фазовращателя
8.2. Методы измерения фазы
311
90
270°6USx
Рис. 8.18. Схема фазовращателя на кольце-
кольцевом реостате
состоит из контура RC, усилителя и цепи
обратной связи. Если на всех частотах рабо-
рабочего диапазона фазовращателя выполнять
условие RC = 1, то напряжения на входе
и выходе будут равны друг другу. Для со-
соблюдения этого условия на каждой частоте
необходимо поддерживать равными актив-
активное и емкостное сопротивления в цепи
обратной связи:
R = 1/С.
Основными источниками погрешности
квадратурного фазовращателя являются по-
погрешности интегрирующего усилителя
и суммирующего устройства, которые обус-
обусловлены конечным значением коэффициента
усиления и потерями конденсатора и реак-
реактивности резистора.
На низких частотах широко применяют
мостовые фазовращатели на КС-элемеитах
(рис. 8.17). Они отличаются широким диапа-
диапазоном изменения фазы и постоянством вы-
выходного напряжения.
Схема фазовращателя представляет со-
собой неуравновешенный четырехплечий мост.
Входная диагональ моста соединяется
с входным каскадом фазовращателя через
разделительный трансформатор Тр. Три пле-
плеча содержат резисторы, а четвертое конден-
конденсатор. Активные сопротивления резисторов
Rl и R2 являются постоянными. Конденса-
Конденсатор С и резистор R — переменные. Одна из
вершин выходной диагонали моста заземле-
заземлена, поэтому нагрузка на выходе фазовраща-
фазовращателя может быть несимметричной относи-
относительно земли. Зависимость угла сдвига фаз
от параметров мостовой схемы имеет вид:
(p=2arctg(nCK.
Общая погрешность мостовых фазовра-
фазовращателей не превышает десятых долей граду-
градуса и имеет максимальное значение при 90°.
В диапазоне инфранизких частот в каче-
качестве фазовращателей используются коль-
кольцевые реостаты (рис. 8.18), выполненные
в виде кольца из изоляционного материала,
на которое плотно намотана обмотка тонко-
тонкого провода с высоким удельным сопротивле-
сопротивлением. В четырех симметричных точках коль-
кольца имеются отводы, к которым подаются
четыре напряжения, сдвинутые по фазе ме-
между собой на угол 90°. По обмотке переме-
перемещается движок, обеспечивающий съем на-
напряжения с переменной фазой.
Фазовый сдвиг сигнала, снимаемого
с движка потенциометра, определяют по
формуле
Ф =
где а - угол поворота
напряжение на отводах потенциометра; U' =
= Vвых — Um — изменение напряжения.
Емкостные фазовращатели позволяют
создать фазовый сдвиг от 0 до 360° в широ-
широком диапазоне частот за счет изменения ем-
емкостей между статорными пластинами кон-
конденсатора St — S4 и роторной, выполненной
в виде эксцентрично посаженной круглой
или кардиоидальной пластины (рис. 8.19).
Частичные емкости между каждым сегмен-
сегментом статора и роторной пластиной зависят
от угла ф поворота ротора:
= С0 —Сsiny; Ct = C0 —
Зная частичные емкости, нетрудно полу-
получить выходное напряжение, амплитуда кото-
которого при ZH » 1/юС не зависит от частоты,
а фаза определяется углом поворота ротора:
^вых = (С/2С0) Unuxnsinlaa - ф).
Погрешность емкостных фазовращателей со-
составляет ±@,5-2)°.
Индукционные фазовращатели в виде
вращающихся трансформаторов обладают
высоким значением коэффициента передачи
и малыми погрешностями, что обусловли-
обусловливает их широкое применение для сдвига фаз
в пределах от 0 до 360°. В индукционном фа-
U?O-
\0г
Рис. 8.19. Емкостный фазовращатель
312
Измерение фазы
Рис. 8.20. Индукционный фазовращатель
зовращателе (рис. 8.20) фаза выходного на-
напряжения равна механическому углу поворо-
поворота роторной обмотки относительно одной из
статорных обмоток, а амплитуда постоянна.
При неортогональности составляющих двух-
двухфазного напряжения возникают амплитудная
и фазовая погрешности индукционного фазо-
фазовращателя. Фазовая погрешность выходного
напряжения
Аф « arctg[^sin26],
где \ — погрешность установки ортогональ-
ортогональности; 0 —ую.ч поворота.
Амплитудная погрешность фазовраща-
фазовращателя, %, приближенно оценивается соотно-
соотношением
AU
/\и /
«A/1 — sin 20 — 1) • 100.
В зависимости от частотного диапазона
фазовые погрешности индукционных фазо-
фазовращателей составляют от 2 до 10° даже при
малых амплитудных погрешностях, так как
коэффициент нелинейных искажений на вы-
выходе непостоянен из-за непостоянства маг-
магнитных свойств материала статора и ротора
по окружности.
В диапазоне СВЧ фазосдвигающими
устройствами служат различные цепи с рас-
1 Выход
и
Вход ■+-
Aip=720AL/As
4-
а)
вход
Выход
Рис. 8.21. Фазовращатели отражательного
типа:
а —с направленным ответвителем; б —с циркуля-
тором; в —с трехдецибельным симметричным
гибридным соединением
пределенными постоянными (линии задерж-
задержки, коаксиальные кабели, измерительные ли-
линии и т. п.), с помощью которых обеспечи-
обеспечивается получение калиброванной задержки.
Фазовый сдвиг в устройствах с распреде-
распределенными постоянными определяется по фор-
формуле
где L и С — индуктивность и емкость цепи
на единицу длины; / — длина цепи. Изменяя
/, в простейшем случае можно изменять фа-
фазовый сдвиг.
При выборе фазовращателя для исполь-
использования его при измерении фазы на СВЧ
прежде всего исходят из допустимой по-
погрешности, рабочего диапазона частот, ха-
характеристики потерь и максимального значе-
значения фазового сдвига. Наиболее часто приме-
применяются следующие группы фазовращателей:
отражательного типа, на линиях переменной
длины, диэлектрические и электрически упра-
управляемые.
Три различные конструкции фазовраща-
фазовращателей отражательного типа показаны на
рис. 8.21. Во всех трех устройствах выходной
сигнал формируется из отраженного. Изме-
Изменение фазового сдвига осуществляется пере-
перемещением короткозамыкателей. В идеаль-
идеальном случае значение фазового сдвига опреде-
определяется только перемещением короткозамы-
кателя и длиной полны в волноводе. На
входе фазовращателя с направленным отве-
ответвителем (рис. 8.21, а) имеется значительное
рассогласование, вызванное тем, что с про-
противоположной стороны подключен коротко-
замыкатель. При использовании 10 дБ на-
направленного ответвителя входной коэффи-
коэффициент отражения равен примерно 0,9. Вход
и выход фазовращателя должны быть хоро-
хорошо согласованными, чтобы уменьшить по-
погрешность за счет рассогласования. Фазо-
Фазовый сдвиг определяется по формуле <р =
= 720ALAB, где AL — перемещение замы-
замыкающей перемычки; А.в — длина волны
в волноводе. Общая погрешность на частоте
10 ГГц не превышает + 1° и зависит от по-
погрешности измерения перемещения коротко-
замыкателя, допусков на размеры волново-
волновода, частотной нестабильности сигнала СВЧ.
Если направленный ответвитель заме-
заменить циркулятором (рис. 8.21,6), то входной
коэффициент отражения фазовращателя сни-
снижается, но для получения приемлемых значе-
значений погрешностей такой фазовращатель
надо применять в хорошо согласованных
системах.
Для использования в фазовращателях
отражательного типа подходят разно-
8.2. Методы измерения фазы
313
образные гибридные соединения, такие как
Е-Н-тройники, двойные Т-мосты, трехдеци-
бельные направленные ответвители, соедине-
соединения турникетного типа и кольцевые схемы.
Симметричное гибридное соединение
(рис. 8.21, в) особенно удобно, поскольку по-
позволяет легко связать друг с другом секции
со скользящими короткозамыкателями
в волноводах, имеющих параллельные оси.
Сигнал, поступающий в плечо 1, делится
поровну между плечами 2 и 3, причем свой-
свойства данного соединения таковы, что соста-
составляющие на выхоЯе этих плеч оказываются
в квадратуре. Они проходят одинаковые пу-
пути и отражаются от двух короткозамыкате-
лей. Сигнал, отраженный от каждого корот-
короткозамыкателя, делится поровну между пле-
плечами 1 и 4, в результате чего в этих плечах
появляются по две составляющие. На выхо-
выходе плеча / они взаимно компенсируются, а
в плече 4 складываются. Поэтому отра-
отраженный сигнал возникает только на выходе
плеча 4.
Погрешности в этом случае обусло-
обусловлены наложением остаточных отражений от
фазовращателя и системы, к которой он под-
подключен, погрешностью измерения перемеще-
перемещения замыкателя и нестабильностью СВЧ
сигнала. Предельная погрешность фазовра-
фазовращателя с таким гибридным соединением ле-
лежит в интервале ± @,25 — 3)°.
Вносимые потери составляют примерно
от 6 до 20 дБ при использовании направлен-
направленного ответвителя, 1 дБ с циркулятором
и 0,1 дБ при использовании гибридного со-
соединения.
Фазовращатели отражательного типа
можно изготовить в коаксиальном и волно-
водном вариантах. Максимальный фазовый
сдвиг определяется длиной волны в волново-
волноводе и перемещением короткозамыкателя. На
частоте 1 ГГц фазовый сдвиг, равный 360°,
обеспечивается отрезком коаксиальной ли-
линии при перемещении короткозамыкателя на
15 см. Тот же сдвиг на частоте 10 ГГц мож-
можно получить при перемещении короткозамы-
короткозамыкателя на 1,5 см.
Принцип действия фазовращателей на
линии переменной длины основан на измене-
изменении длины волновода на такое значение, ко-
которое приводит к изменению электрической
длины тракта. Это осуществляется путем
перемещения относительно друг друга двух
отрезков линии передачи с несколько разли-
различающимися размерами (рис. 8.22).
В фазовращателе телескопического типа
(рис. 8.22, а) изменение электрической длины
пропорционально перемещению подвижной
части, тогда как в устройстве тромбонного
Acp=360AL/Ae
Вход -
Выход
Вход
—*■ Выход
а)
Дср=720ДЬ/ке
Выход ,
Вход 6
Aip=360AL/As
Рис. 8.22. Фазовращатели на линии перемен-
переменной длины:
а — телескопического типа; 6 — тромбонного ти-
типа; в —в виде волноводной измерительной ли-
линии
типа (рис. 8.22,6) оно пропорционально
удвоенному перемещению подвижной части.
Это означает, что при одной и той же длине
волны в обоих устройствах для получения
одинакового фазового сдвига перемещение
фазовращателя телескопического типа дол-
должно быть в 2 раза больше перемещения фа-
фазовращателя тромбонного типа. Но при за-
заданной погрешности измерения перемещения
фазовая погрешность фазовращателя тром-
тромбонного типа в 2 раза превышает погреш-
погрешность фазовращателя телескопического типа.
Однако из-за удобства установки и эксплуа-
эксплуатации чаще пользуются фазовращателями
тромбонного типа.
Удлинительный фазовращатель целесоо-
целесообразно применять только в тех случаях, ког-
когда он способен обеспечить фазовый сдвиг не
менее 180°. Таким образом, максимальное
изменение длины удлинителя обычно опре-
определяет нижнюю границу рабочих частот. На-
Например, для телескопического удлинителя из
коаксиальной линии с максимальным изме-
изменением длины на 15 см нижняя рабочая ча-
частота равнялась бы 1 ГГц. Работа такого
устройства могла бы осуществляться и на
более низких частотах, но обеспечиваемый
им фазовый сдвиг был бы менее 180°. Для
удлинителей из прямоугольных волноводов
практический предел на нижней частоте сов-
совпадает с предельной частотой волновода.
Верхняя предельная частота линии пере-
переменной длины совпадает с частотой, на ко-
которой происходит ухудшение рабочих харак-
характеристик вследствие отражений, влияние ко-
которых с увеличением частоты растет. Эти от-
отражения возникают из-за неизбежных неод-
нородностей, имеющих место в тех точках
314
Измерение фазы
телескопического удлинителя, где одиа труба
переходит в другую с несколько меньшим
диаметром. Влияние иеодиородностей пы-
пытаются скомпенсировать, ио с повышением
частоты компенсация становится неэффек-
неэффективной. Для удлинителей из прямоугольных
волноводов практическим пределом верхией
частоты может быть максимально допусти-
допустимая частота, при которой высшие типы коле-
колебаний в нем не возбуждаются.
Кроме необходимости компенсировать
влияние неизбежных иеоднородностей, име-
имеется ряд других требований, которые следует
учитывать при создании фазовращателя:
1) импеданс линии при изменении длины не-
необходимо сохранять постоянным, даже если
размеры подвижной и неподвижной частей
удлинителя будут различны; 2) уменьшать
шумы и изменение импеданса из-за влияния
скользящих контактов или перехода между
подвижной и неподвижной частями удлини-
удлинителя; 3) утечку в месте сочленения подвиж-
подвижной и неподвижной частей удлинителя необ-
необходимо свести к минимуму; 4) волновод, из
которого изготовлен удлинитель, должен
иметь постоянные размеры.
Погрешности фазовращателей иа ли-
линии переменной длины лежат в пределах
± @,1 — 1)" для диапазона частот от 1 до
12,4 ГГц, причем с увеличением частоты по-
погрешность возрастает. Источниками погреш-
погрешности являются: погрешность рассогласова-
рассогласования, погрешность измерения перемещения
и частотная нестабильность СВЧ сигнала.
Вносимые потери не превышают 0,5 дБ.
Еще одна конструкция фазовращателя
на линии переменной длины в виде волно-
водной измерительной линии показана на
рис. 8.22, в. Фазовый сдвиг Д<р достигается за
счет изменения местоположения А6 зонда.
Погрешность измерения фазового сдвига
зависит от степени согласования нагрузки.
Например, при КСВН 1,1 погрешность фазо-
фазового сдвига составляет ± 2,5 °, а при КСВН
1,5 она возрастает до ± 12°.
В диэлектрических фазовращателях фа-
фазовый сдвиг достигается при введении пла-
пластинки из диэлектрика внутрь волновода.
Переменный аттенюатор пластинчатого типа
можно преобразовать в фазовращатель, за-
заменив поглощающую пластину пластиной из
диэлектрика (стекла или полистирола). Фазо-
Фазовращатель (рис. 8.23, а) обеспечивает макси-
максимальный фазовый сдвиг до 90° при точно-
точности повторного воспроизведения, лежащей
в пределах от нескольких десятых долей гра-
градуса до 3°. Однако эти фазовращатели не
обеспечивают непосредственного отсчета
и должны калиброваться на каждой рабочей
а)
Рис. 8.23. Диэлектрические фазовращатели:
а — диэлектрическая пластина в прямоугольном
волноводе; 6 — вращающаяся пластина в круглом
волноводе
частоте, поскольку их характеристики не
поддаются точному расчету.
В фазовращателе с вращающейся пла-
пластиной (рис. 8.23,6) фазовый сдвиг дости-
достигается за счет изменения углового положе-
положения диэлектрической пластины в круглом
волноводе на волне типа ТЕП с круговой
поляризацией. В фазовращателе подобного
типа фазовый сдвиг почти не зависит от ча-
частоты, и поэтому шкалу фазовращателя
можно проградуировать в градусах и ис-
использовать на любой частоте, допустимой
для волновода данных размеров. Фазовра-
Фазовращатели с вращающей пластиной работают
на частотах от 5 до ПО ГГц с погреш-
погрешностью ± B — 5)" в зависимости от размеров
волновода и рабочей частоты. Если непреры-
непрерывно вращать пластину, то можно получить
неограниченный фазовый сдвиг. Вносимые
потери не превышают 1-2 дБ на любой ча-
частоте и при любом положении диэлектриче-
диэлектрической пластины. Для согласования со стан-
стандартными фланцами прямоугольных волно-
волноводов они могут изготовляться со стан-
стандартными прямоугольными переходами.
Из электрически управляемых фазовра-
фазовращателей наибольшее распространение полу-
получили ферритовые фазовращатели. В таких
фазовращателях.феррит помещается в одно-
однородное магнитное поле внутри волновода
и имеет устройство для управления интен-
интенсивностью этого поля. Максимальный фа-
фазовый сдвиг, обеспечиваемый ферритовым
фазовращателем, на частоте 10 ГГц соста-
составляет 500°. Однако чувствительность к изме-
изменению температуры ограничивает их приме-
применение в прецизионных измерениях.
Известны и другие типы электрически
управляемых фазовращателей, подобных
тем, в которых используются варакторы
с трехдецибельными гибридными соедине-
соединениями, направленными ответвителями или
циркуляторами.
Методы измерения фазы иа СВЧ. Ме-
Методы измерения сдвига фаз на СВЧ отли-
отличаются от методов, используемых на низких
8.2. Методы измерения фазы
315
1 *■
Источник
сигнала
>
Делитель
мощности
Исследуемый четырехполюсник
♦
Измеритель сдвига фаз
и уровня сигнала
Рис. 8.24. Упрощенная структурная схема прибора для измерения ослабления и электрической
длины
частотах, в основном своей элементной ба-
базой и конструкцией фазовращателей. На
СВЧ фазовый сдвиг определяется как прира-
приращение фазы электрической величины на вы-
выходе четырехполюсника, получаемой в ре-
результате измерения его характеристик.
Измерение разности фаз сигналов на
СВЧ предполагает, что источник сигнала (из-
(измеряемая величина) находится в исследуе-
исследуемом объекте. К числу таких объектов отно-
относятся: четырехполюсники, фильтры, усилите-
усилители, аттенюаторы, у которых, кроме измере-
измерения разности фаз, необходимо измерять
и другие характеристики (КСВН, S-napa-
метры, затухание, групповое время запазды-
запаздывания). Поэтому принято разрабатывать
приборы, позволяющие весь комплекс пара-
параметров электрических цепей измерять одним
агрегатированиым комплектом аппаратуры.
Такая ■ постановка работ при большой общ-
общности технического исполнения приборов
и методики их применения при эксплуатации
позволяет обеспечить измерение параметров
цепей оптимальной номенклатурой приборов
с большим количеством общих схемных эле-
элементов, сложных узлов и блоков. При этом
удается достаточно эффективно решать во-
вопросы автоматизации измерений.
Измерение ослабления и электрической
длины или ее изменения в четырехполюснике
предполагает использование источника сиг-
сигнала, делителя мощности и измерителя раз-
разности фаз и уровня сигналов (рис. 8.24).
К измерителям параметров четырехпо-
четырехполюсников предъявляются следующие требо-
требования:
прибор должен работать в необходимом
диапазоне частот и обеспечивать автомати-
автоматическую регулировку или подстройку ча-
частоты;
изменение модуля коэффициента переда-
передачи ие должно влиять на погрешность изме-
измерения фазы;
для работы с входными трактами при-
приемников прибор должен иметь высокую чув-
чувствительность.
Структурная схема автоматического из-
измерителя параметров цепей изображена на
рис. 8.25. Особенностью схемы является ис-
использование свип-геиератора, линии пере-
переменной длины, используемой в качестве фа-
фазовращателя для компенсации электрической
длины исследуемого четырехполюсника при
определении нелинейной части его фазоча-
стотной характеристики. Кроме того, линия
переменной длины необходима для проверки
работоспособности прибора и его калиб-
калибровки.
Для измерения параметров двухполюс-
двухполюсников (Z или Sn, S22 четырехполюсников)
в схему на рис. 8.25 включаются балансный
мост и направленный ответвитель. При этом
образуется классическая схема рефлектомет-
рефлектометра, который применяется в измерителях
КСВН и ослаблений.
Комплект приборов, показанный иа
рис. 8.25 и 8.26, позволяет проводить измере-
измерение всех характеристик четырехполюсника.
Измерение группового времени запазды-
запаздывания (ГВЗ) дифференциальной фазочастот-
ной характеристики четырехполюсника так-
также имеет много общего с рассмотренными
выше схемами. Структурная схема измере-
измерения ГВЗ по методу Найквиста показана иа
рис. 8.27. Здесь предполагается использова-
использование тех же свип-геиераторов, делителя мощ-
мощности, измерителя разности фаз и уровня
сигнала. Предъявляемое в данном случае
требование к высокой разрешающей способ-
способности измерителя разности фаз не меняет су-
существа дела, хотя и является важной техни-
технической особенностью. Возможность измере-
Свип-
генератор
Исследуемый четырехполюсник
Делитель
мощности
Линия переменной длины
Измеритель сдвига фаз
и уровня сигналов
Рис. 8.25. Структурная схема автоматического измерителя параметров четырехполюсников
316
Измерение фазы
От
делителя
мощности
Нагрузка
Исследуемый
четырех-
четырехполюсник
Балансный
мост
Нагрузка
К измерителю
разности фаз
и уровня
сигналов
Рис. 8.26. Структурная схема рефлектометра
которому производится отсчет измеренного
фазового сдвига. Как и в других типах фазо-
фазометров, в данной схеме существует неодноз-
неоднозначность отсчета, поэтому важно следить за
равенством электрических длин линий в каж-
каждом канале. Необходимо также уменьшать
рассогласование за счет неоднородностей.
Генератор сигналов модулируют низкой ча-
частотой, чтобы использовать после детектора
селективный усилитель. При этом можно
обеспечить больший коэффициент усиления
и увеличить чувствительность в определении
нуля.
Свип—геьератор|
Модулятор |*
Делитель
мощности
Исследуемый четырехполюсник \*\ Детектор
1
Детектор
>
Измеритель разности фаз
и уровня сигналов
Рис. 8.27. Структурная схема измерения группового времени запаздывания
иия уровня сигнала позволяет получать
информацию о модуле коэффициента пере-
передачи исследуемого устройства.
Таким образом, рассмотренные струк-
структурные схемы имеют много общего и содер-
содержат три основные группы элементов:
источник сигнала (свип-генератор);
элементы тракта (делители мощности,
направленные ответвители, модуляторы
и др.);
измерители разности фаз и уровня сиг-
сигналов.
Измерители разности фаз на СВЧ по
принципу построения могут быть разделены
на две основные группы: приборы, работаю-
работающие непосредственно на несущей частоте,
и приборы, содержащие преобразователи ча-
частоты.
К первой группе методов относятся: ну-
нулевой, измерительной линии и согласован-
согласованной нагрузки.
Структурная схема, основанная на при-
применении нулевого метода, показана на
рис. 8.28. Как видно из схемы, она предста-
представляет собой разновидность метода компен-
компенсации с использованием устройства сравне-
сравнения и калиброванного фазовращателя, по
Для измерения фазы применяют коак-
коаксиальные или волноводные измерительные
линии. В качестве компенсационных узлов
в подобных приборах обычно применяются
смесительные камеры с детекторными
устройствами. Для обеспечения режима бегу-
бегущей волны измерительная линия нагружает-
нагружается на согласованную нагрузку. В процессе
измерения головка перемещается вдоль ли-
линии до получения минимума, соответствую-
соответствующего фазовому сдвигу напряжений U, и U2
на угол 180°. Относительное перемещение
минимума при подключении измеряемого
объекта приводит к фазовому сдвигу ф =
= Bк/Хе)/А1, где А/ — перемещение зонда по
линии при подключении исследуемого объек-
объекта; Хв — длина волны в линии.
При проведении измерений особое зна-
значение имеют согласование, развязка цепей,
обеспечение правильного режима детектиро-
детектирования и выбор необходимой чувствительно-
чувствительности индикатора. Для повышения чувствитель-
чувствительности индикатора, как и при нулевом методе,
применяется амплитудная модуляция гене-
генератора СВЧ напряжением низкой частоты.
Это позволяет применять узкополосные уси-
усилители с большим коэффициентом усиления.
Аттенюатор
Смеситель
[Ь U-
Усилитель
промежуточной частоты
Электрически управляе-
управляемый фазовращатель
Гетеродин
-*|Аттенюатор[*| Смеситель |
Схема АПЧ | | Фазовый детектор |>| Усилитель
[Индикатор фазы!
Рис. 8.28. Структурная схема измерителя фазы нулевым методом
8.2. Методы измерения фазы
317
Другой метод использования измери-
измерительной линии для фазовых измерений отли-
отличается от предыдущего тем, что в нем выход
исследуемой цепи замкнут накоротко. После
определения минимума стоячей волны иссле-
исследуемая цепь заменяется отрезком линии та-
такой же физической длины. Если фаза иссле-
исследуемой цепи отличается от фазы отрезка
замещающей линии, то минимум стоячей
волны сместится. Эта разность фаз равна
Шп±ЗШ/\в, град, где л = 0, 1, 2...;
d — сдвиг минимума; Хв — длина волны в из-
измерительной линии. Как и при нулевом ме-
методе, общий сдвиг фазы в исследуемой цепи
может быть измерен без замены ее отрезком
линии. В этом случае' после определения ми-
минимума короткозамыкатель переставляется
на конец измерительной линии.
Метод короткого замыкания наклады-
накладывает некоторые ограничения для исследуе-
исследуемой цепи. Во-первых, она должна быть со-
согласована в обоих направлениях. Во-вторых,
следует знать квадрант, в котором лежит из-
измеряемый угол сдвига фаз, в противном слу-
случае нельзя определить значение п. Ука-
Указанный метод полезен при измерении малых
сдвигов фаз в согласованных цепях, а также
для калибровки переменных фазовращате-
фазовращателей, когда измеряются малые приращения
фазовых сдвигов.
Метод модулированной поднесущеи при
измерении разности фаз аналогичен обычно-
обычному нулевому методу. Он основан на опреде-
определенном соотношении между амплитудной
и фазовой модуляцией. Если модулиро-
модулированный сигнал сложить с немодулиро-
ванным сигналом той же частоты, то резуль-
результирующий сигнал оказывается только ам-
плитудно-модулированным с той же часто-
частотой модуляции. Но если фаза модулирован-
модулированного сигнала отличается от результирующе-
результирующего сигнала на 90°, то выходной сигнал имеет
как фазовую модуляцию на модулирующей
частоте ш, так и амплитудную на двойной
частоте модуляции 2ш. При сложении полу-
получаются различные глубины амплитудной мо-
модуляции на частотах ш и 2ш, а также фазовая
модуляция на частоте со. Поэтому детектор
амплитудной модуляции не реагирует на фа-
фазовую модуляцию, так как настроен на ча-
частоту со, и его выходное напряжение равно
нулю, когда модулированный сигнал сдви-
сдвинут на определенный угол ср. Этот угол ср за-
зависит от отношения амплитуд сигналов.
Структурная схема измерителя фазы ме-
методом модулированной поднесущеи показа-
показана на рис. 8.29. Сигнал поднесущеи, модули-
модулированный по амплитуде, после прохождения
через испытуемый элемент поступает на ат-
аттенюатор, и амплитуда его перед сложением
с несущей несколько уменьшается. При вы-
выключенном сигнале в канале поднесущеи
уровень несущей устанавливается таким,
чтобы на детектор подавался сигнал мощ-
мощностью 1 мВт. Генератор низкой частоты
(НЧ) выдает сигнал, обеспечивающий ампли-
амплитудную модуляцию на центральной частоте
ие менее 30%. В исходном состоянии кали-
калиброванный фазовращатель регулируется так,
чтобы на детекторе сигнал был равен нулю.
Тогда фаза поднесущеи относительно несу-
несущей равна ±A80° —ф), причем ср всегда
меньше 90° и определяется по специальной
таблице. Для устранения неопределенности
регулировкой калиброванного фазовращате-
фазовращателя добиваются второго нулевого отклоне-
отклонения. Разность фаз несущей и поднесущеи бу-
будет при этом противоположного знака. Из-
Измеренный сдвиг фазы равен разности конеч-
конечной и начальной установок калиброванного
фазовращателя.
Основным преимуществом данного ме-
метода является сохранение высокой точности
при больших изменениях амплитуды сиг-
сигнала.
Упрощенная структурная схема двухка-
нального супергетеродинного измерителя
фазы со смесителями в обоих каналах приве-
Источник
сигнала
>->
->
Согласующий
аттенюатор B0 дБ)
Переменный
аттенюатор
■>
. Исследуемый
элемент
Генератор НЧ
Калиб ровочный
фазовращатель
Согласующий
аттенюатор B0 дБ)
i ^
Амплитудный
модулятор
Переменный
аттенюатор
Диодный детектор
Рис. 8.29. Структурная схема измерителя фазы методом модулированной поднесущеи
318
Измерение фазы
Рис.-8.30. Двухкаиальный супергетеродинный
измеритель фазы
дена на рис. 8.30. Измерительный тракт вы-
выполнен по компенсационной схеме с кали-
калиброванным фазовращателем, который упра-
управляется сигналом рассогласования с фазово-
фазового детектора. С помощью гетеродина
и смесителей, включенных на входе каждого
канала, информация об амплитудах и фазах
входного сигнала переносится на промежу-
промежуточную частоту. Фиксированное значение
промежуточной частоты устанавливается
схемой автоматической подстройки частоты
АПЧ гетеродина. Схема подстройки частоты
исключает возможность настройки на зер-
зеркальный канал, а это позволяет избежать
ошибки в определении знака измеряемого
фазового сдвига. Преобразованные сигналы
поступают на измеритель разности фаз и из-
измеритель напряжений или отношений напря-
напряжений.
На более высоких частотах применяют-
применяются также стробоскопические преобразователи
частоты, в которых гетеродинный сигнал
представляет собой последовательность ко-
коротких импульсов. На входе смесителя высо-
высокочастотный входной сигнал стробируется
короткими импульсами, которые форми-
формируются из сигнала задающего перестраивае-
перестраиваемого напряжением генератора в две ступени.
Сначала на диодах с накоплением заряда
формируется перепад напряжения с крутым
фронтом, затем на диодах смесителя с по-
помощью пассивного формирователя создают-
создаются короткие импульсы.
Пассивный формирователь является со-
составной частью смесителя, на входе которо-
которого вырабатывается сигнал с частотой
/пч = /с - и/г.
где п — номер гармоники генератора /г.
Частота генератора обычно изменяется
в полосе с перекрытием на октаву. Так, для
прибора с диапазоном частот 1 — 1000 МГц
частота генератора изменяется в пределах от
1 до 2 МГц, а для приборов с диапазоном
0,1-7 ГГц в пределах от 65 до 130 МГц.
Стробоскопическое преобразование частоты
позволяет выполнить приборы, имеющие
перекрытие по частоте 100-1000, без допол-
дополнительных сменных элементов смесителей
и гетеродинов.
Структурная схема измерителя фазы со
стробоскопическим преобразователем ча-
частоты изображена на рис. 8.31. Для поддер-
поддержания постоянства промежуточной частоты
применяется система фазовой автоподстрой-
автоподстройки. Эта система работает следующим обра-
образом: сигнал с преобразователя проходит че-
через усилитель-ограничитель (для устранения
влияний изменений уровня сигнала в опор-
опорном канале) и полосовой фильтр, исключаю-
исключающий паразитные захваты на гармониках
и субгармониках сигнала. Затем сигнал про-
промежуточной частоты поступает на фазовый
детектор, на другой вход которого подается
напряжение с опорного генератора.
Сигнал рассогласования с фазового де-
детектора управляет частотой следования им-
импульсов, определяющих промежуточную ча-
частоту.
Прн больших электрических длинах ис-
исследуемых объектов, когда измерения фазо-
фазовой характеристики не могут быть точными
из-за большой крутизны фазочастотной ха-
характеристики, используется параметр ГВЗ.
Для измерения ГВЗ (£гр) определяют прира-
приращение фазового сдвига Дер при малом при-
приращении частоты сигнала Дю, в пределах ко-
которого £гр остается постоянным. Самым
простым является метод измерения £гр по
точкам, этот метод основан на уравнении
£гр = Дф/Дю = [ф(ю,) - ф(ю2)]/(со, - ю2),
где ф(ю,) и ф(ю2) — фазовые сдвиги на часто-
частотах (9,11@2 соответственно.
Из этого уравнения следует, что £гр мож-
можно определить любым методом измерения
фазовых сдвигов. Для получения необходи-
необходимой точности измерений требуется выпол-
выполнять следующие условия:
Дю « ю, и со2; Дю, и Дю2 « Дю;
Дф(ю,) и Дф(ю2)«Дф,
где Дю, и Дю2 — погрешности установки ча-
частот ю, и ю2; Дф(ю,) и Дф(ю2) —
погрешность измерения фазовых сдвигов на
частотах ю, и ю2.
Основной недостаток метода — низкая
производительность измерений.
Наибольшее распространение при изме-
измерении ГВЗ получили методы, основанные на
использовании модулированных сигналов.
В зависимости от вида модуляции разли-
различают методы с трехчастотной амплитудной
8.2. Методы измерения фазы
319
Стробоскопический
преобразователь
т
Импульсный
генератор
Стробоскопический
преобразователь
Генератор,
управляемый
напряжением
♦
Усилитель-
огранич итель
X
♦
Полосовой
фильтр
Фазовый
детектор
Индикатор уровня
и разности фаз
Опорный
генератор
Рис. 8.31. Измеритель фазы со стробоскопическим преобразователем частоты
модуляцией, с передачей двух немодулиро-
ванных синусоидальных сигналов, одного
модулированного по амплитуде сигнала,
а также с самовозбуждением схемы по цепи
модулирующего сигнала. На рис. 8.32 изоб-
изображена схема с использованием одного сиг-
сигнала, модулированного по амплитуде напря-
напряжением низкой частоты Я «со. Это напря-
напряжение может быть представлено в следую-
следующем виде:
U = и„аХ{1 + тsin Ш) sin cot =
= V [sin cot + (m/2) cos (со - ft) t -
-(m/2)cos(co
где m — коэффициент модуляции. Прираще-
Приращение фазового сдвига высокочастотного сиг-
сигнала определяется изменением фазового
сдвига низкочастотного сигнала срп при ус-
условии, что период последнего превышает
ГВЗ (trp < 2я/П).
На выходе исследуемого четырехполюс-
четырехполюсника каждая из трех частотных составляю-
составляющих сигнала: со, со-Я, со + О. — отличается
по амплитуде и фазе. Однако ввиду малости
ft по сравнению с со различием затуханий
можно пренебречь. Напряжение иа выходе
исследуемого четырехполюсника
Uг = Unaxl'" {sin (cot - <р4) +
+ (m/2) cos [(ro - Q) t - <p2] -
- (m/2) cos [(со + fl)t - ф3]},
где срь ф2, фз — фазовые сдвиги в исследуе-
исследуемом четырехполюснике при частотах со, со —
— п, со + ft соответственно.
При отсутствии фазовых искажений
можно записать:
U2= Umaxr°{sin((at-(f>1) +
+ т sin [cot — (ф2 + фз) /2] sin [Sit +
+ (Фг - Фз)/2]}.
Так как q>2 = q>i - Фп, Фз = <Pi + Фп, то cpi =
= (ф2 + Фз)/2 и (ф2 ~ Фз)/2 = ~Фп- После за-
замены получим:
U2 = I/max/"" sin (cot - ф,)[1 + msin(ft - ф„)].
Таким образом, изменение фазы оги-
огибающей низкой частоты фп соответствует
изменению сдвига фаз при частотах со + Я и
со — Я, т. е.
trp = Дф/Дсо = (ф2 - фз)/(со - п - со - Я) =
Структурная схема прибора для измере-
измерения ГВЗ с непосредственным отсчетом при-
приведена на рис. 8.33. При работе схемы на вы-
выходе балансного модулятора содержатся
Генератор 1
Генератор 2
Модулятор
Исследуемый,
элемент
Двухлучевой
осциллограф
Детектор
Рис. 8.32. Измерение группового времени запаздывания с использованием одного сигнала,
модулированного по амплитуде
320
Измерение фазы
Исследуемое устройство
Н
Детектор
Генератор несущей]-*
" I
Балансный
модулятор
Модули руюши й
генератор
Компаратор фазы
и индикатор
Детектор |->Г Калиброванный фазовращатель (мкс)
I
Рис. 8.33. Структурная схема измерения ГВЗ с непосредственным отсчетом
только две боковые частоты, а несущая по-
подавлена, что повышает точность измерения.
Выходной сигнал устройства, в котором из-
измеряется ГВЗ, детектируется для получения
огибающей. Напряжение огибающей сравни-
сравнивается с опорным сигналом, поступающим
через калиброванный фазовращатель. Сдвиг
фазы, необходимый для получения нуля на
выходе компаратора фазы, определяет за-
задержку огибающей.-Фазовращатель при по-
постоянной частоте градуируется в единицах
времени. Для измерения ГВЗ в каналах свя-
связи, вход и выход которых территориально
разделен, используется дополнительное пре-
преобразование частоты, необходимое для пере-
передачи сигнала с частотой со + Q по вспомога-
вспомогательному каналу (рис. 8.34). В пункте
А сигнал с частотой П вновь восстанавли-
восстанавливается в детекторе 3. Предполагая, что для
некоторой исходной частоты trp = 0, можно
измерить ГВЗ с помощью регулируемого фа-
фазовращателя и магазина затуханий. Приме-
Применение детектора 2 и контрольного канала
с фазовращателем в пункте А позволяет ис-
исключить из рассмотрения фазовые искаже-
искажения в элементах, относящихся к преобразо-
преобразователю частоты. Используя разделительные
фильтры при передаче по измеряемому кана-
каналу сигнала, частота которого Q много мень-
меньше нижней частоты рабочего диапазона ча-
частот, можно измерить сдвиг фазы при
частоте Q непосредственно в приемном пунк-
пункте Б.
[Генератор несущей |
^ ш
Модулятор \-
При измерении trp групповых трактов
одного направления обычно применяют ум-
умножение частоты модулирующего сигнала
до значения нижней частоты рабочего диапа-
диапазона в измеряемом тракте. Сигнал этой ча-
частоты передается по измеряемому каналу,
выделяется с помощью разделительных
фильтров и после деления частоты исполь-
используется в качестве опорного сигнала низкой
частоты, относительно которого измеряется
задержка.
Погрешность измерения методом Найк-
виста тем меньше, чем меньше частота мо-
модулирующего сигнала и положе склоны ча-
частотных характеристик затухания и группо-
группового времени запаздывания измеряемого
тракта. Кроме того, погрешность измерения
может быть уменьшена при использовании
двухчастотного измерительного сигнала.
Рассмотренные выше методы измерения
фазы и ГВЗ в заданном диапазоне частот
можно использовать для измерения фазовых
искажений изменением trp в диапазоне ча-
частот или по значению отклонения частотно-
фазовой характеристики от линейной. Пано-
Панорамные приборы, которые используются для
непосредственного наблюдения на экране ос-
осциллографа частотно-фазовых характеристик
и ГВЗ, содержат генератор качающейся ча-
частоты, с помощью которого обеспечивается
автоматизация измерений. Погрешность из-
измерения фазовых характеристик в подобных
устройствах составляет ± 3 %, а диапазон
Измеряемый канал
В,
L
Модули руюший
генератор
Детектор 2
\ £2
Детектор 1 |
Магазин
затуханий
Вспомога-
Вспомогательный '
канал I
Модулятор
ш
Ф азовращатель
(мкс)
Компаратор фазы
и индикатор
Детектор 3
Модулятор
Рис. 8.34. Схема измерения ГВЗ в территориально разделенных каналах связи
8.3. Автоматизированные методы измерения фазы
321
свипирования частоты может достигать де-
десятков мегагерц.
8.3. АВТОМАТИЗИРОВАННЫЕ
МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ
Как и в других видах измерений, возра-
возрастающие требования к быстродействию, по-
повышению точности, эргономике, возможно-
возможности работать в жестких условиях эксплуата-
эксплуатации вызывают необходимость автоматиза-
автоматизации методов измерения фазовых сдвигов.
Наибольший эффект при автоматизации из-
измерений фазы дают цифровые методы. Сре-
Среди значительного количества различных при-
приборов с цифровым отсчетом (частотомеров,
вольтметров, ваттметров и др.) имеются
и цифровые фазометры.
В настоящее время известно много
схемных вариантов построения цифровых
фазометров, использующих различные ме-
методы преобразования измеряемой величины
в дискретную форму. Все разнообразие из-
известных методов можно разделить на две ос-
основные группы:
цифровые фазометры, основанные на ис-
использовании метода компенсации, в которых
осуществляется непрерывное уравновешива-
уравновешивание измеряемого фазового сдвига до некото-
некоторого заранее определенного значения с от-
отсчетом измеренного фазового сдвига с ци-
цифрового устройства фазовращателя;
цифровые фазометры с прямым пре-
преобразованием измеряемого фазового сдвига
в величину, удобную для преобразования
в код. Эти приборы построены по методу
циклического действия, так как они рабо-
работают по жесткой программе, выдавая значе-
значения измеряемой величины не непрерывно,
как при компенсационном методе, а через
определенные интервалы.
Фазометры с прямым преобразованием
делятся в свою очередь на несколько групп
в зависимости от метода преобразования,
числа периодов измеряемого напряжения, ис-
используемых для измерения, и т. п.
Компенсационные цифровые фазометры.
Упрощенная схема на рис. 8.35 поясняет
принцип действия компенсационного метода.
Сигналы, подлежащие измерению (U\ и U2),
поступают непосредственно или после пред-
предварительного усиления на входы фазочув-
ствительного детектора, при этом фаза сиг-
сигналов сдвигается с помощью калиброванно-
калиброванного фазовращателя. Напряжение с выхода
фазочувствительного детектора через
фильтр, сглаживающий пульсации и воз-
возможные флюктуации (когда измеряемые сиг-
сигналы сопровождаются помехами), поступает
11 п/р Кузнецова В. А.
Фазочувствительный
детектор
+
Фазовращатель
♦
Фильтр
Устройство
привода
Цифровой индикатор
Рис. 8.35. Структурная схема компенсацион-
компенсационного метода
на устройство привода, изменяющего угол
поворота фазовращателя таким образом,
чтобы разность сигналов на входе детектора
свести к 90° (или 0°). В момент достижения
баланса постоянная составляющая на выхо-
выходе детектора становится равной нулю, отра-
отработка прекращается и значение измеренного
фазового сдвига отображается на цифровом
индикаторе, связанном с фазовращателем.
Достоинством цифровых следящих фа-
фазометров является их высокая помехоустой-
помехоустойчивость. Погрешность измерения прибора
зависит в основном от погрешности фазо-
фазовращателя и чувствительности детектора.
Фазовый угол, на который фазовращатель
сдвигает измеряемый сигнал, не зависит от
того, сопровождается этот сигнал помехами
или нет.
Наличие некоррелированных помех
в обоих каналах компенсационного фазоме-
фазометра приводит к снижению чувствительности
детектора, которое может быть скомпенси-
скомпенсировано повышением коэффициента усиления
устройства привода. При значительных по-
помехах приходите^ увеличивать постоянную
времени фильтра и соответственно время
измерения.
Автркомпенсационный цифровой фазо-
фазометр, в котором механический фазовраща-
фазовращатель заменен цифровым пересчетным
устройством, изображен на рис. 8.36.
Измеряемые сигналы поступают на
входы двух идентичных каналов, состоящих
каждый из смесителя, фильтра промежуточ-
промежуточной частоты и ограничителя, формирующего
прямоугольное напряжение. В качестве гете-
гетеродинов используются два триггерных счет-
счетчика с коэффициентом деления частоты N,
на входы которых поступают импульсы с ча-
частотой следования F.
Таким образом, на входы смесителей
поступают два прямоугольных напряжения
с частотой F/N и произвольным сдвигом фаз
между ними. Разность фаз между напряже-
напряжениями, поступающими на фазовый детектор,
равна сумме фазовых сдвигов между
входными сигналами и выходными напряже-
322
Измерение фазы
Смеситель [—»] Фильтр промежуточной частоты]—>[ Ограничитель
Счетчик
Счетчик
Смеситель 1— *1 Фильтр промежуточной частоты I— >| Ограничитель
1
Т
Генератор импульсов
Ф азочувствительный
элемент
Цифровой индикатор
Рис. 8.36. Автокомпенсационный фазометр с цифровым пересчетным устройством
ниями триггерных счетчиков. С выхода фазо-
фазового детектора в зависимости от знака сиг-
сигнала рассогласования импульсы поступают
на тот или другой триггерный счетчик, изме-
изменяя фазовый сдвиг между напряжениями
счетчиков таким образом, чтобы обеспечить
синфазность прямоугольных напряжений на
входе фазового детектора. При этом сдвиг
фаз между выходными напряжениями триг-
триггерных счетчиков становится равным сдвигу
фаз между входными напряжениями фазоме-
фазометра.
Цифровой отсчет производится в со-
соответствии с кодом, записанным в одном из
триггерных счетчиков в момент перехода
в нулевое положение второго триггерного
счетчика.
Погрешность рассмотренной схемы со-
составляет Аф = 36O°/N, где Аф - шаг кванто-
квантования.
Цифровой фазометр, основанный на ме-
методе поразрядной компенсации фазового
сдвига, поясняется структурной схемой, по-
показанной на рис. 8.37.
Измеряемые сигналы поступают на вход
фазового детектора по двум каналам. В один
из каналов включена цепочка фазовращате-
фазовращателей, которые имеют фазовые сдвиги, умень-
уменьшающиеся в 2 раза от разряда к разряду,
начиная со старшего, равного 180°. Эти фа-
фазовращатели могут закорачиваться ключами,
управляемыми триггерными распределителя-
распределителями. Схема прибора работает также, как ци-
цифровой вольтметр с поразрядным уравнове-
уравновешиванием.
Цифровые фазометры с промежуточным
преобразованием. Прямое преобразование
фазового сдвига в цифровой код осущест-
осуществляется двумя основными методами: «фа-
«фазовый сдвиг — напряжение — код»; «фазовый
сдви1 — интервал времени — код» (фазо-
(фазометры с время-импульсным преобразова-
преобразованием).
Упрощенная структурная схема цифро-
цифрового фазометра с промежуточным преобра-
преобразованием фазового сдвига в постоянное на-
напряжение показана на рис. 8.38. При работе
схемы формирующие устройства из сигна-
сигналов, поступающих на их входы, вырабаты-
вырабатывают прямоугольные импульсы, фронты
и срезы которых совпадают по времени
с моментами перехода измеряемых напряже-
напряжений через нуль. На выходе триггера, упра-
управляемого положительными или отрица-
отрицательными фронтами прямоугольных напря-
напряжений, возникают импульсы, длительность
которых примерно равна временному сдвигу
между измеряемыми сигналами. Нормализа-
Нормализатор ограничивает минимальные и макси-
максимальные значения напряжений, снимаемых
с выхода триггера, некоторыми, заранее за-
заданными значениями Umux и Uo. Фильтр на
выходе нормализатора уменьшает пульсации
напряжения, подаваемого на вход цифрового
t
Цифровой
т
Триггерный
индикатор
расп ределитель
|Генератор импульсов[
Электронный ключ
О
Фазочувствительный
детектор
Рис. 8.37. Цифровой фазометр с поразрядной компенсацией
5.5. Автоматизированные методы измерения фазы
323
и,
U 2
Форми-
Формирующее
устройство
Форми-
Формирующее
устройство
Триггер
Норма-
Нормализатор
Цифровой
вольтметр
Фильтр
и
Рис. 8.38. Цифровой фазометр с промежуточ-
промежуточным преобразованием фазового сдвига в
постоянное напряжение
вольтметра, до значения, обеспечивающего
заданную погрешность измерения. Так как
длительность импульсов на входе фильтра
равна временному сдвигу между измеряемы-
измеряемыми напряжениями, постоянная составляющая
напряжения на выходе фильтра пропорцио-
пропорциональна фазовому сдвигу.
При соответствующем выборе нормали-
нормализующих напряжений и поддиапазона измере-
измерения вольтметра можно получить непосред-
непосредственный отсчет фазового сдвига в радианах,
градусах, минутах или других единицах из-
измерений фазы. Таким образом, рассмотрен-
рассмотренная схема фазометра является комбинацией
цифрового вольтметра и электронного триг-
1 ерного фазометра. Общая погрешность ме-
метода определяется двумя основными соста-
составляющими: погрешностью цифрового вольт-
вольтметра и погрешностью преобразования ин-
интервала времени в посгоянное напряжение.
Цифровые вольтметры позволяют обеспе-
обеспечить очень малые погрешности измерения
напряжений, в то время как погрешность
преобразования интервала времени в по-
постоянное напряжение является доминирую-
доминирующей. Эта составляющая погрешности по-
полностью определяется точностью поддержа-
поддержания максимального и минимального уровней
импульсного напряжения, поступающего
с выхода нормализатора. Постоянная соста-
составляющая
f/n = [f/0(T-T)+f/muxx]/T,
где Т — период измеряемого напряжения;
т = фТ/ЗбО" — временной интервал, соответ-
соответствующий фазовому сдвигу <р; Umax —
максимальное значение амплитуды импуль-
импульсов, поступающих с триггера,
Uo — минимальное. Подставив значение т,
получим
Формирова-
Формирователь
импульсов 1
Формирова-
Формирователь
импульсов 2
Управ-
Управляемый
триггер
-»
Схема
совпа-
совпадения
Генера-
Генератор им-
импульсов
Из полученного выражения следует, что для
обеспечения погрешности измерения, не пре-
превышающей 0,1°, необходимо поддерживать
стабильность уровня ограничения выходного
11*
Рис. 8.39. Структурная схема фазометра с ус-
усреднением
напряжения триггера с погрешностью менее
0,02%. Чтобы обеспечить такую стабиль-
стабильность в течение длительного времени, необ-
необходима периодическая калибровка прибора.
На первом этапе развития цифровой фа-
зоизмерительной техники введение цифрово-
цифрового вольтметра в фазометр было экономиче-
экономически и технически оправдано. В настоящее
время, когда требования ко многим параме-
параметрам значительно возрастают, наличие про-
промежуточного преобразования интервала
времени в «апряжение усложняет конструк-
конструкцию прибора и не дает возможности обеспе-
обеспечить высокие точности измерения.
Более современным и перспективным
является метод, основанный на использова-
использовании преобразования сдвигов фаз в эквива-
эквивалентные интервалы времени с последующим
цифровым измерением длительности вре-
временных интервалов. Преобразование интер-
интервалов времени в цифровой код сопрово-
сопровождается погрешностью дискретного пре-
преобразования. Существенное уменьшение этой
погрешности достигается в фазометре с по-
постоянным временем измерения, когда оно
много больше периода входного сигнала.
В отличие от цифровых фазометров, изме-
измеряющих фазовый сдвиг за период сигнала,
в этом случае легко обеспечить отсчет ре-
результата измерения в единицах фазы в ши-
широком диапазоне частот при сравнительно
простой аппаратурной реализации.
Структурная схема одного из воз-
возможных вариантов фазометра с усреднением
приведена на рис. 8.39. В ее состав входят
формирователи коротких импульсов и упра-
управляемый триггер, которые осуществляют
преобразование фазового сдвига в интервал
времени. В схеме совпадения происходит
квантование фазовых интервалов короткими
квантующими импульсами частоты /к от ге-
генератора импульсов. Время измерения tmu
определяется времязадающим устройством.
Полное число импульсов, поступающих
на счетчик за время измерения,
324
Измерение фазы
Формирую-
- щее уст-
устройство
+
Триггер
♦
, Формирую
- щее уст-
устройство
Схема
совпадения
Генератор
импульсов
*
Индикатор
Схема
совпадения
*f
Время-
задающее
устройство
Рис. 8.40. Однополупериодный триггерный
фазометр
где /к£изм = 36-10™, причем т = 0, 1, 2... со-
соответствуют фазовому сдвигу ср в градусах
или долях градуса.
К недостаткам данной схемы фазометра
следует отнести наличие дополнительной по-
погрешности, обусловленной некратностью
времени измерения и периода входного сиг-
сигнала (низкочастотная погрешность). Она воз-
возрастает с уменьшением частоты сигнала
и ограничивает частотный диапазон фазоме-
фазометра снизу. Кроме того, возможно резкое воз-
возрастание погрешности измерения при цело-
целочисленном соотношении частот сигнала
и квантования, когда исчезает эффект усред-
усреднения.
Различные методы преобразования фа-
фазовых сдвигов в цифровой код, исполь-
используемые в фазометрах с усреднением, напра-
направлены на уменьшение погрешности дискрет-
дискретного преобразования.
По способу преобразования сдвига фаз
в интервал времени различают триггерные
фазометры и фазометры на схемах перекры-
перекрытия.
Триггерные фазометры обеспечивают
преобразование фазового сдвига в длитель-
длительность выходного импульса управляемого
триггера. В схеме фазометра (рис. 8.40) ис-
используется только один переход входного
сигнала через нулевой уровень, т. е. он
является однополупериодным. Ему в значи-
значительной мере свойственны погрешности за
счет ухода нулевой линии в формирующих
устройствах, повышенный температурный
Вх
и временной дрейфы показаний. Эти недо-
недостатки устраняются в двухполупериодных
схемах, использующих информацию об обо-
обоих переходах измеряемого синусоидального
сигнала через нулевой уровень. Двухполупе-
риодные фазометры могут быть выполнены
по схеме с реверсивным счетчиком либо
с суммирующим.
Двухполупериодный триггерный фазо-
фазометр с суммирующим счетчиком (рис. 8.41)
содержит формирователи импульсов 1 и
2 привязки к положительным и отрица-
отрицательным переходам входных сигналов через
нуль, два управляемых триггера A и 2), две
схемы совпадений и суммирующий счетчик.
Остальные узлы имеют такое же значение,
как и в однополупериодной схеме. Первый
триггер управляется импульсами привязки
к положительным нуль-переходам, вто-
второй — импульсами привязки к отрица-
отрицательным нуль-переходам. При наличии ухо-
уходов нулевой линии импульсы с выходов
управляемых триггеров будут иметь раз-
различные длительности, однако их среднее зна-
значение tv=(t(pl+t<p2)/2 остается постоянным
и пропорциональным преобразуемому фазо-
фазовому сдвигу.
Квантование фазовых интервалов осу-
осуществляется в схемах совпадения импульса-
импульсами, сдвинутыми относительно друг друга на
полупериод. Это необходимо из-за перекры-
перекрытия во времени квантуемых интервалов при
углах, больших 180°.
Основным недостатком триггерных фа-
фазометров является наличие мертвой зоны
вблизи 0 и 360°, обусловленной конечным
разрешающим временем триггера. Наличие
мертвых зон сужает динамический диапазон
измеряемых фазовых сдвигов, приводит
к появлению грубых ошибок, снижает поме-
помехоустойчивость фазометра, ограничивает его
частотный диапазон. Ширина мертвой зоны
для однополупериодной схемы определяется
выражением
Дфм = 2 • 360xpF,
где хр — разрешающее время триггера;
F — частота сигнала.
о [Формирующее устройство1|
Вх -,
Триггер If
о Формирующееустройство2 ^[Триггер 2
Генератор
Формирователь
коротких импульсов
Схема совпадения 1
Схема совпадения 2
4-
Суммирующий счетчик
Рис. 8.41. Двухполупериодный триггерный фазометр с суммирующим счетчиком
8.3. Автоматизированные методы измерения фазы
325
1
2
Усилитель-
ограничитель 1
Усилитель -
ограничитель 2
Формирователь
коротких импульсов
!
а
Y^
>
>
Схема сов-
совпадения 1
Схема сов-
совпадения 2
Схема сов-
совпадения 3
<
Схема сов-
совпадения 4
-
>
ИЛИ
Генератор
коротких импульсов
Триггер знака
1
С
Схема сов-
совпадения 5
Цифр
ИНДИИ
овой
атор
Рис. 8.42. Структурная схема фазометра с перекрытием
При наличии флюктуации запускающих
импульсов за счет внутренних и внешних шу-
шумов мертвая зона расширяется.
В двухполупериодных схемах мертвые
зоны зависят также от уходов нулевой ли-
линии. При этом зоны неустойчивой работы
каждого триггера смещаются и мертвая зона
расширяется до
АФм = 360 ■ 2тр /Т + 2 (АФоi - АФо2),
где Аф01 и Дф02 — фазовые сдвиги, соответ-
соответствующие уходам нулевой линии в каналах
фазометра.
Структурная схема фазометра с пере-
перекрытием приведена на рис. 8.42. Эти фазо-
фазометры имеют ряд преимуществ по сравне-
сравнению с триггерными, в том числе с точки
зрения простоты, мертвых зон, быстродей-
быстродействия, помехоустойчивости. При работе
схемы с выходов усилителей-ограничителей
прямоугольные импульсы с фронтами, при-
привязанными к нулевым переходам входных
сигналов (при отсутствии уходов нулевой ли-
линии), поступают на входы схем совпадения.
На выходе схемы совпадения 1 вырабаты-
вырабатываются импульсы, соответствующие по дли-
длительности времени перекрытия импульсов
с прямого и инверсного выходов формирую-
формирующих устройств первого и второго каналов
и равные интервалам времени между поло-
положительными переходами нулей входных сиг-
сигналов.
Схема совпадения 2 формирует им-
импульсы, соответствующие интервалу времени
между отрицательными нуль-переходами
входных сигналов. Просуммировав им-
импульсы с выходов схем совпадения на схеме
ИЛИ, получим двухполупериодный преобра-
преобразователь «сдвиг фазы — временной интер-
интервал».
Для исключения неоднозначности отсче-
отсчета используется схема индикации знака, по-
позволяющая измерять сдвиги в диапазоне от
—180° до + 180°. Эта схема содержит один
формирователь импульсов привязки, две
схемы совпадения и триггер знака. Если ф <
< 180°, импульс привязки проходит на вы-
выход схемы совпадения 3, если ф > 180° (ф <
< 0), импульс проходит через схему совпаде-
совпадения 4. Знак измеряемого сдвига фаз опреде-
определяется по состоянию триггера знака. Мер-
Мертвая зона в фазометрах с перекрытием
обусловлена несимметрией ограничения
входных сигналов и не сопровождается
грубыми ошибками и сбоями в работе. Од-
Однако ее наличие затрудняет калибровку фа-
фазометра по нулевому фазовому сдвигу, при-
приводит к нелинейности фазовой характеристи-
характеристики. Известные схемы индикации знака угла
недостаточно помехоустойчивы, что снижа-
снижает общую помехоустойчивость фазометра
с перекрытием.
Погрешности цифровых фазометров с по-
постоянным временем измерения. Преобразова-
Преобразование фазовых сдвигов в цифровой код сопро-
сопровождается погрешностями, обусловленными
как методом преобразования (методические
погрешности), так и влиянием параметров
элементов и узлов схемы фазометра (инстру-
(инструментальные погрешности).
К методическим погрешностям фазоме-
фазометров с постоянным временем измерения от-
относятся погрешности дискретного преобра-
преобразования, состоящие из погрешности кванто-
квантования и низкочастотной погрешности, свя-
связанной с некратностью времени измерения
и периода сигнала. Отличие формы кривой
входного сигнала от синусоидальной приво-
приводит к методической погрешности преобразо-
преобразования сдвига фаз в интервалы времени.
Погрешность квантования зависит от
дробной части отношения частот сигнала
и квантования и от числа усредняемых ин-
интервалов.
326
Измерение фазы
Наиболее просто оценить погрешности
квантования можно по значению среднеква-
дратической погрешности, усредненной по
значениям дробной части соотношения ча-
частот квантования и сигнала, равновероятным
в интервале 0—1 (так называемая априорная
среднеквадратическая погрешность) :
Наибольшая погрешность квантования
имеет место при целочисленном соотноше-
соотношении частот квантования и сигнала и опреде-
определяется по формуле
аф = 360F/J/6/,,
Погрешность квантования сильно зави-
зависит от флюктуации фронтов интервалов
времени и флюктуации частоты и фазы кван-
квантующих импульсов, обусловленных внешни-
внешними шумами. При наличии флюктуации по-
погрешность квантования при целочисленном
соотношении частот уменьшается практиче-
практически до априорной, а затем возрастает с уве-
увеличением уровня шумов. Минимальные зна-
значения погрешности
афл=@,Зн-0,5)г0, где to=l//K.
При произвольном соотношении частот,
когда погрешность из-за отсутствия флюк-
флюктуации превышает априорную, появление
флюктуации уменьшает ее практически до
априорной, а затем погрешность также воз-
возрастает с ростом флюктуации. Если погреш-
погрешность при отсутствии флюктуации меньше
априорной, то флюктуации ее увеличивают.
Априорная погрешность квантования
в зависимости от уровня флюктуации может
быть рассчитана по формуле
где аапр — априорная погрешность при от-
отсутствии шумов.
Погрешность квантования также суще-
существенно зависит от нестабильности частот
генераторов, которая либо уменьшается, ли-
либо увеличивается в зависимости от ее значе-
значения при среднем соотношении частот генера-
генераторов, стремясь в пределе к априорной по-
погрешности.
В связи с этим вероятность резкого воз-
возрастания погрешности квантования при це-
целочисленном соотношении частот с учетом
реальной стабильности частот генераторов
и влияния внутренних и внешних шумов
является пренебрежимо малой.
Погрешность, обусловленная некрат-
некратностью времени измерения и периода
входных сигналов, проявляется в основном
на низких частотах, в связи с чем ее часто
называют низкочастотной погрешностью. Ее
максимальное значение для однополупериод-
ного (Р = 1) и двухполупериодного (Р = 2)
фазометра определяется формулой
гДе 'изм — время измерения; F — частота сиг-
сигнала.
Методическая погрешность за счет нели-
нелинейных искажений зависит от уровня искаже-
искажений и фазового сдвига между гармониками
сигнала. Максимальную погрешность, учи-
учитывающую влияние высших гармоник
в одном канале (до пятой включительно),
можно оценить по формуле
Aqw = C60/2jt)- 2Kf = 160Kf/n,
где Кf — коэффициент гармоник, %.
При наличии искажений во втором кана-
канале максимальная погрешность равна сумме
погрешностей обоих каналов. В двухполупе-
риодных фазометрах эта погрешность
уменьшается за счет ослабления влияния
четных гармоник.
Инструментальные погрешности носят
характер постоянных и переменных система-
систематических погрешностей. Они определяются
конечной длительностью квантующих им-
импульсов, конечной длительностью фронтов
импульсов фазовых интервалов, параметра-
параметрами схем совпадения и счетчика. Погреш-
Погрешность за счет конечной длительности кван-
квантующих импульсов тк и конечного разре-
разрешающего времени счетчика тсч определяется
соотношением
Д<р = 36(№тсч[тк/(тсч-2)].
При тк = 2тсч эта погрешность становится
равной нулю.
Систематические погрешности преобра-
преобразования фазовых сдвигов в интервалы вре-
времени включают в себя:
постоянные (или медленно меняющиеся
за счет температурного или временного
дрейфа) систематические погрешности, обус-
обусловленные неидентичностью фазовых харак-
характеристик каналов, уходами нулевой линии
формирующих устройств, неравенствами
и нестабильностью уровней срабатывания
пороговых устройств;
переменные систематические погрешно-
погрешности, проявляющиеся при работе фазометра
в заданном динамическом и частотном диа-
диапазоне (амплитудная погрешность измерения
фазы);
погрешности за счет прохождения сигна-
сигналов из канала в канал, приводящие к нели-
нелинейности фазовой характеристики фазометра
(основная погрешность).
5.5. Автоматизированные методы измерения фазы
327
Постоянные систематические погрешно-
погрешности выявляются при подаче на вход фазоме-
фазометра калиброванного фазового сдвига (чаще
всего нулевого). Существует ряд методов их
исключения или уменьшения.
Амплитудная погрешность измерения
фазы возникает за счет уходов нулевой ли-
линии формирующих устройств конечной дли-
длительности фронтов выходных импульсов
схем совпадения, инерционности пороговых
устройств (конечной полосы пропускания),
гистерезиса пороговых элементов.
Погрешность за счет ухода нулевой ли-
линии на величину Uo, приведенную ко входу,
определяется как Дф = U0/Umax, где Umax —
амплитуда входного сигнала. Эта погреш-
погрешность практически исключается в двухполу-
периодных схемах, однако она влияет на ши-
ширину мертвой зоны как триггерных фазоме-
фазометров, так и фазометров с перекрытием.
Эффективным способом уменьшения уходов
линии является применение отрицательной
обратной связи по скважности.
Погрешность за счет конечной и завися-
зависящей от амплитуды длительности фронтов
выходных импульсов проявляется при недо-
недостаточном коэффициенте усиления форми-
формирующих устройств и зависит от уровня сра-
срабатывания пороговых и логических элемен-
элементов е:
ДФ = ~l(U™JUmmin- UBm/UBxmax)l
к
где К — коэффициент усиления усилителя-
ограничителя; UBblx — уровень выходного на-
напряжения формирующего устройства.
Для исключения этой составляющей по-
погрешности необходимо обеспечить независи-
независимость параметров выходных импульсов от
амплитуды и частоты входных сигналов.
При использовании в двухполупериодных
схемах пороговых элементов возникает до-
дополнительная погрешность из-за гистерезиса
этих элементов. Она может быть оценена
как погрешность за счет смещения нулевой
линии в однополупериодном фазометре на
значение, равное гистерезису порогового эле-
элемента.
Амплитудная погрешность измерения
фазы, обусловленная инерционностью фор-
формирующих устройств, составляет основную
долю погрешностей двухполупериодных ши-
широкодиапазонных фазометров. Ее значение
определяется схемой и параметрами форми-
формирующих устройств. При использовании уси-
усилителей-ограничителей максимальная по-
погрешность в области низких частот Дфн =
= O,5jtFhth, где т„ — постоянная времени ка-
канала в области нижних и верхних частот.
Эту погрешность уменьшают путем расши-
расширения полосы пропускания и использования
НЧ и ВЧ коррекции.
Наводка сигнала из канала в канал
оказывает влияние на линейность фазовой
характеристики. Эта погрешность зависит от
соотношения амплитуд сигналов в каналах
фазометра и измеряемого угла. Максималь-
Максимальное значение ее определяется выражением
Дфн = arctg v, где v — коэффициент прохож-
прохождения сигнала из канала в канал. Уменьша-
Уменьшается она соответствующим экранированием
и развязкой по цепям питания. Для уменьше-
уменьшения погрешности цифровых фазометров
с постоянным временем измерения приме-
применяют методы, основанные на обеспечении
кратности времени измерения и периода
входных сигналов (различные способы авто-
автоподстройки частоты и умножения частоты),
методы, предполагающие наличие арифмети-
арифметического устройства (микропроцессора), вы-
выполняющего операцию ф = 36Огф/Г, где
t — временной сдвиг измеряемых сигналов,
Т — период, а также метод, основанный на
плавном изменении частоты квантующей по-
последовательности, например, по треугольно-
треугольному закону. Эти методы позволяют при
малом времени измерительного цикла обес-
обеспечить требуемую погрешность измерений
в диапазоне низких частот, но сложны в ап-
аппаратурной реализации.
Наиболее перспективным методом
уменьшения НЧ погрешности является ме-
метод дискретной весовой обработки результа-
результата измерения. Сущность метода заключается
в уменьшении веса данных измерений по-
последнего неполного сигнала путем последо-
последовательного дискретного уменьшения частоты
квантования в течение времени измерения.
Моменты начала времени измерения и пере-
перехода на понижение частоты квантования осу-
осуществляются синхронно с входным сигна-
сигналом. При времени измерения 1 с погреш-
погрешность на частоте 25 Гц уменьшается с 3,5 до
0,01°.
Для уменьшения погрешности квантова-
квантования, возникающей при целочисленном соот-
соотношении частоты сигнала и квантования, мо-
может быть использован способ модуляции
частоты квантующего генератора. Наимень-
Наименьшая погрешность квантования в широком
диапазоне частот обеспечивается при опти-
оптимальном квантовании фазовых интервалов,
когда положение первого квантующего им-
импульса в фазовом интервале смещается отно-
относительно его положения в предыдущем ин-
интервале на tK = fe/o, где JK = 1//к — период
квантующих импульсов, к — число усред-
усредняемых интервалов. Равномерное изменение
328
Измерение фазы
фазы квантующих импульсов можно полу-
получить электронным смещением частоты этих
импульсов с помощью кольца фазовой авто-
автоподстройки частоты на величину Д/к = 1ДИЗМ-
Основными методами уменьшения ам-
амплитудно-фазовых погрешностей являются
схемотехнические методы, структурные и ме-
методы, основанные на применении попра-
поправочных таблиц и графиков. К схемотехниче-
схемотехническим методам уменьшения погрешности
в области верхних частот относятся методы
коррекции частотных и фазовых характери-
характеристик усилителей, а также рациональный вы-
выбор коэффициента усиления каскада, приме-
применение современных СВЧ транзисторов
с граничной частотой 1 — 3 ГГц и выбор их
нагрузки, обеспечивающей наибольшую по-
полосу пропускания при заданном коэффициен-
коэффициенте усиления, применение интегральных ми-
микросхем на основе эмиттерно-связной логи-
логики, имеющих наибольшее быстродействие.
Амплитудно-фазовые погрешности в об-
области низких частот обусловлены наличием
в схеме разделительных и блокирующих кон-
конденсаторов. Прямыми методами уменьше-
уменьшения этих погрешностей являются применение
межкаскадных разделительных цепей с по-
постоянной времени, превышающей период на-
наиболее низкочастотного сигнала на 2 — 3 по-
порядка, использование развязывающих филь-
фильтров в цепях питания отдельных каскадов
многокаскадного формирующего устройства
с большой постоянной времени, применение
гальванической связи между каскадами со
стабилизацией рабочей точки отдельных ка-
каскадов за счет общей отрицательной обрат-
обратной связи по постоянному току.
Уменьшение постоянных систематиче-
систематических погрешностей основывается иа устране-
устранении причин их возникновения на каждом
этапе преобразования. Эти методы сводятся
к увеличению полосы пропускания сиг-
сигнальных трактов и выравниванию их фазоча-
стотных характеристик, к уменьшению дли-
длительности квантующих импульсов и т. п.,
а также к структурным методам ручной
и автоматической коррекции.
8.4. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ
К средствам измерения фазы, серийно
выпускаемым промышленностью, относятся
измерители разности фаз сигналов (фазо-
(фазометры) и измерители группового времени за-
запаздывания. Конструктивно эти средства из-
измерений выполнены в виде переносных при-
приборов в унифицированных корпусах, пред-
предназначенных для использования в виде на-
настольных приборов, а также для встраивания
в типовую стойку при необходимости агре-
агрегатирования в измерительную систему.
Измеритель разности фаз типа ФК2-12
предназначен для измерения разности фаз
и напряжений двух переменных синусои-
синусоидальных сигналов в диапазоне частот от
1 до 1000 МГц.
В приборе используется схема двухка-
нального супергетеродинного приемника
с автоматической настройкой на частоту
измеряемого сигнала (рис. 8.43). Индика-
Индикаторные устройства, обеспечивающие непос-
непосредственный отсчет по стрелочным прибо-
^ у Выход
Г32 <- го кГц
Генератор
стро5ирующих
импульсов
Генератор
перестраи-
перестраиваемый
Канал Б
А
Выход
^ кГц
Фильтр 20 кГц
(полоса 1 к Гц,)
Генератор
опорный
B0 кГц;
Измеритель
разности.
фаз
\Г
Рис. 8.43. Структурная схема фазометра типа ФК2-12
8.4. Средства измерения фазы
329
рам и формирование аналоговых сигналов,
пропорциональных измеренным напряжению
и разности фаз, работают на фиксированной
частоте.
В преобразователе частоты нспользуют-
ся стробоскопические смесители и задающий
перестраиваемый генератор на диапазон ча-
частот 0,98 — 2 МГц, сигнал которого посту-
поступает на формирователь-генератор строб и-
рующих импульсов. В момент действия
импульсов стробоскопический смеситель на-
находится в положении «открыт» и изме-
измеряемый или опорный входной сигнал посту-
поступает на выходную накопительную емкость.
На выходах усилителей, включенных после
смесителя, получаются сигналы, частота ко-
которых представляет собой разность частоты
измеряемого сигнала и гармоники частоты
перестраиваемого генератора. Информация
о форме, амплитуде и фазовых соотноше-
соотношениях сигналов переносится иа промежуточ-
промежуточную частоту 20 кГц. Обратная связь по
переменному току обеспечивает высокую ли-
линейность преобразования при больших уров-
уровнях входных сигналов.
Для удобства эксплуатации прибора
преобразователь выполнен на выносных про-
пробниках, позволяющих производить измере-
измерения в открытых схемах. Входное сопротивле-
сопротивление пробника 80 кОм, шунтированное ем-
емкостью 3 пФ. Измерения на высоких часто-
частотах могут проводитьс* с помощью тройни-
тройников, которые имеются в комплекте прибора.
Входное сопротивление при этом составляет
50 Ом, КСВ не более 1,2 на частотах до
500 МГц и 2,5 на частотах до 1000 МГц.
На задней стенке прибора предусмо-
предусмотрены выходы аналоговых сигналов, пропор-
пропорциональных напряжению в измеряемом ка-
канале и разности фаз сигналов. Для расшире-
расширения возможностей использования прибора
при анализе структуры сигналов имеются
выходы преобразованных напряжений, поло-
полоса которых может соответствовать 12 гар-
гармоникам промежуточной частоты по каждо-
каждому каналу.
Прибор можно использовать как высо-
высокочастотный вольтметр при измерении од-
одним каналом А. При этом отсутствует необ-
необходимость калибровки и установки нуля.
Используя выходы промежуточной частоты
с помощью осциллографа, девиометра или
I Выход измерительного
{сигнала
Выход изме_-
рительнып
I
Вход
опорных Г"
сигналов\_
Перестраивае-
Перестраиваемый генератор
напряжения
Выход
I Преобразователь частоты
Усилитель-
ограничитель
Усилитель-
ограничитель
УПЧ
Измеритель (базовый блок)
I
I
| Индикатор
I стрелочный
I
Генератор
кварцевый
19,722 МГц
J
Рис. 8.44. Функциональная схема фазометра типа ФК2-14
330
Измерение фазы
других приборов на частоте 20 кГц, можно
измерить параметры AM, ЧМ модуляции
и содержание гармоник входных сигналов.
Объединение функций измерения напря-
напряжений и разности фаз в одном приборе по-
позволяет применять его для измерения ком-
комплексных характеристик передачи при ис-
использовании любого генератора сигналов,
а применение дополнительных направленных
ответвителей или мостов — для измерения
полных сопротивлений и коэффициентов от-
отражения, т. е. всех параметров рассеяния (S-
параметров) четырехполюсников. Используя
типовые источники питания и соответствую-
соответствующие конструкции корпусов держателей, мож-
можно измерять параметры транзисторов.
Измеритель разности фаз типа ФК2-14
предназначен для измерения разности фаз
сигналов и отношения их амплитуд в диапа-
диапазоне частот от 0,11 до 7 ГГц. Прибор
(рис. 8.44) содержит блок преобразования ча-
частоты, базовый блок, стрелочный индикатор
и высокочастотный блок. В блоке преобразо-
преобразования частоты объединены стробоскопиче-
стробоскопические смесители, что обеспечивает удобство
подключения к измеряемому объекту, ис-
исключает влияние соединений гетеродинного
тракта на погрешность измерения фазы. Ба-
Базовый блок прибора обеспечивает настройку
па фиксированную промежуточную частоту
20 МГц и измерение отношений. Он содер-
содержит также точный аттенюатор, позволяю-
позволяющий производить компенсационный отсчет
отношения уровней. Выходные сигналы с ча-
частотой 278 кГц поступают на сменный блок
индикации в виде стрелочного прибора,
обеспечивающею отсчет показаний с высо-
высокой разрешающей способностью 0,2°
и 0,2 дБ. Для измерения комплексных коэф-
коэффициентов передачи объектов в приборе
имеется высокочастотный блок, приме-
применяемый для разделения сигнала с источника
на два канала и регулировки разности длин
опорного и измеряемого каналов при их вы-
выравнивании, когда измеряется отклонение
фазочастотной характеристики от линейного
закона. Имеющаяся в этом блоке линия
переменной длины используется для само-
самопроверки прибора в части оценки погрешно-
погрешности измерения сдвига фаз.
Комбинированный прибор ФК2-14 поз-
позволяет измерять разности фаз и отношения
уровней сигналов, изменения этих парамет-
параметров при использовании аналоговых вы-
выходных сигналов. Измерения проводятся на
фиксированных частотных точках до 7 ГГц
или непрерывно в любой точке диапазона
при качании частоты до 4 ГГц. Этот прибор
позволяет также измерять параметры фазо-
фазовращателей, модуляторов, фильтров и дру-
других элементов цепей и находить зависимость
модуля и фазы коэффициентов передачи от
параметра четырехполюсников (например,
питания для активных устройств).
При использовании различных свип-ге-
нераторов возможны панорамные измере-
измерения. Индикация в этом случае может про-
производиться по стандартному осциллографу,
например С1-64.
Этот прибор можно использовать как ам-
плифазометр для различных антенных изме-
измерений: исследования влияния обтекателя, сня-
снятия амплитудных и фазовых диаграмм направ-
направленности, измерения (при использовании до-
дополнительных антенных устройств) амплитуд-
амплитудно-фазового распределения в ближней зоне.
Таблица 8.1. Характеристики перспективных фазометров
Парамеф
Диапазон частот
Предел измерения, град
Погрешность измерения,
град
Входное напряжение
Входное сопротивлейие;
емкость
Габаритные размеры, мм
Масса, кг
Значение параметра приборов
Ф2-16
20 Гц-20 МГц
0-360
0,2-0,004
0,001-100 В
1 МОм;
30 пФ
490х 175х
х475
15
ФК2-12
1-1000 МГц
0+180
2,5
15 мВ-1 В
80 кОм; 3,5 пФ
с пробником,
50 Ом с тройником
490х 175х
х475
17,5
ФК2-14
110-7000
МГц
0+180
3
5-10-10-
510 В
50 Ом
26; 12; 5
ФК2-18
110-12400
МГц
0+180
1
10-4-Ю-7 ВТ
50 Ом G/3)
488х213х
х475;
488х 133х
х475
47
5.5. Метрологическое обеспечение средств измерения фазы
331
Таблица 8.2. Технические характеристики измерителей группового времени запаздывания
Параметр
Диапазон частот, МГц
Предел измерения, не
Разрешающая способность, не:
на экране ЭЛТ
на шкале прибора
Основная погрешность, не
Габаритные размеры, мм
Масса, кг
Ф4-7
100-1250
1,8-17000
0,2
0,05
1-600
—
83
Значение параметра
Ф4-8
100-1250
1,8-17000
0,2
0,05
1-600
—
103
приборов
Ф4-9
100-1250
1,8-17000
—
0,05
1-600
490 х 295 х 475
38
Использование направленных ответвите-
лей или специальных блоков, например при-
прибора РК4-10, позволяет измерять все пара-
параметры передачи и отражения (S-параметры)
объектов.
Технические характеристики наиболее
перспективных фазометров представлены
в табл. 8.1, а измерителей группового вре-
времени запаздывания в табл. 8.2.
8.5. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЯ ФАЗЫ
Основу метрологического обеспечения
средств измерения фазы составляют государ-
государственные специальные эталоны и образцовые
средства измерений, взаимодействующие ме-
между собой в соответствии с общесоюзной
поверочной схемой по ГОСТ 8.139-75
и 8.194-76.
Государственный эталон по ГОСТ
8.139 — 75 состоит из комплекса следующих
средств измерений:
резисторно-емкостного фазовращател я,
состоящего из набора мер сопротивления
и воздушного конденсатора переменной ем-
емкости;
линии задержки, состоящей из набора
отдельных реактивных звеньев;
измерительного моста переменного тока
для измерения и контроля индуктивностей
линий задержки;
компенсаторов переменного тока для
градуировки звеньев линии задержки и по-
поверки образцовых средств измерений;
Кварпевый
генератор
Плавный
фазовращатель
измерительного моста переменного тока
для согласования звеньев линии задержки;
генератора переменного напряжения.
Эталон воспроизводит угол сдвига фаз
в диапазоне 0 — 360° при частоте 1000 Гц
со среднеквадратическим отклонением от
0,3-10~3 до 10-10~3 град при неисключен-
ной систематической составляющей от
2-10-*+10-*ф до 40-10-4 + 0,17-10->,
град, в зависимости от значения измеряемо-
измеряемого угла сдвига фаз.
Структурная схема эталона единицы
угла сдвига фаз приведена на рис. 8.45. Си-
Синусоидальный сигнал кварцевого генератора
частотой 1000 Гц поступает непосредственно
на Вых1 и на последовательно включенные
резистивно-емкостный плавный ЯС-фазовра-
щатель, калиброванную ступенчатую линию
задержки, вспомогательную нагрузку и на
Вых2. Резистивно-емкостный фазовращатель
служит для воспроизведения угла сдвига фаз
в интервале от 0 до 5°. Линия задержки, со-
составленная из согласованных между собой п-
звеньев и нагруженная на согласованную на-
нагрузку, предназначена для расширения диа-
диапазона воспроизводимых углов фазовых
сдвигов до 360° путем фиксированных вре-
временных задержек сигнала.
Применение эталонных RC- и LC-цепо-
чек в качестве фазозадающих цепей в кали-
калибраторах фазы предполагает использование
высокостабильных элементов, их термоста-
тирование и контроль.
Передача размера единицы угла сдвига
фаз образцовым средствам измерений 1-го
разряда осуществляется сличением при по-
Ступенчатая
линия задержки
hi
Нагрузка
Вых-
Вых,
Дополнительный фазовращатель [—»] Индикатор
Рис. 8.45. Структурная схема эталона угла сдвига фаз
332
Измерение интервалов времени
мощи компаратора (прибора в виде RC-цепи
с устройством сравнения или электронного
фазометра со стабильностью не менее 0,01)
и рабочим средствам измерений методом
прямых измерений. Аналогичным образом
образцовые средства измерений 1-го разря-
разряда, в качестве которых используются двух-
двухфазные генераторы на дискретных частотах
и образцовые пассивные фазовращатели,
применяют для поверки образцовых средств
измерений 2-го разряда.
Погрешность образцовых средств изме-
измерений первого разряда в соответствии с по-
поверочной схемой не должна превышать 0,1°,
а второго 0,3°.
Рабочие средства измерения угла сдвига
фаз между двумя электрическими напряже-
напряжениями в диапазоне частот выше 2-Ю5 Гц
поверяют по специальной методике.
В диапазоне от 8,2 до 12 ГГц для пере-
передачи размера единицы угла сдвига фаз
образцовым средствам 1-го разряда исполь-
используется Государственный специальный эталон
(ГОСТ 8.194 — 76), состоящий из следующего
комплекса средств измерений:
волноводного плавного фазовращателя
телескопического типа, набора волноводных
отрезков сечением 23 х 10 мм;
фазового моста-компаратора, включаю-
включающего в себя специальные генераторы, фа-
фазометр, тройник, волноводный тракт
и опорные элементы.
Диапазон значений угла сдвига фаз,
воспроизводимых эталоном, составляет
0 — 360° со среднеквадратическим отклоне-
отклонением, не превышающим 0,1° при неисклю-
ченной систематической погрешности не бо-
более 0,1°.
РАЗДЕЛ ДЕВЯТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ИНТЕРВАЛОВ ВРЕМЕНИ
9.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ ИЗМЕРЕНИИ ВРЕМЕНИ
Раздел метрологии, занимающийся изу-
изучением методов и средств измерения вре-
времени и интервалов времени, называют хро-
хронометрией. Свойства времени как объекта
измерений определяются его физической
сущностью. Главными из них являются:
одномерность, однонаправленность, беско-
бесконечность, однородность и цикличность.
Одномерность времени означает, что
моменты времени следуют вдоль одной
координаты. Это позволяет характеризовать
время одним числом.
Однонаправленность времени подчерки-
подчеркивает упорядоченный характер временного
развития, его необратимость, когда причина
не может опережать следствие и никаким
образом нельзя возвратиться в прошлое.
Одномерность и однонаправленность време-
времени позволяют при измерении пользоваться
одним числом.
Бесконечность времени определяется
свойствами материи, находящейся в не-
непрерывном изменении и развитии. Время
никогда не начиналось и никогда не кон-
кончится. То, что мы отсчитываем даты от ка-
какого-либо исторического события, отражает
лишь условность шкалы времени, а не ее
начало.
Цикличность времени отражает перио-
периодичность процессов, происходящих в приро-
природе, когда мы наблюдаем смену времен года,
суток, периодичность процессов, происходя-
происходящих в живых организмах.
Единица времени является одной из ше-
шести основных единиц Международной си-
системы СИ. Способы измерения времени по-
постоянно развиваются, так как этого требова-
требовали в первую очередь астрономия, навигация
и геодезия. В настоящее время достигнута
относительная погрешность измерения вре-
времени 105. Таким образом, время предста-
представляет собой основную физическую величину,
которая может быть измерена с наивысшей
точностью.
В промышленности требуемая точность
измерения времени редко превышает 10
(примерно 0,1 с/сут). Однако в связи с необ-
необходимостью измерения других физических
величин, например в радио- и оптической ло-
локации космических объектов, в радионавига-
радионавигации, в аналого-цифровых преобразователях
напряжений, работающих по принципу двой-
двойного интегрирования, возникает потребность
использования еще больших точностей изме-
измерения времени. Среди ряда технических за-
задач можно назвать такие, в которых измере-
измерение интервалов времени и непосредственно
связанное с этим определение частоты опре-
определяют основные характеристики и прин-
принципы построения аппаратуры для исследова-
9.1. Общие сведения об измерении времени
333
ния различных процессов в устройствах
вычислительной техники, связи, телевидения,
электроники, ядерной физики, медицины
и др.
Основной единицей времени во всех си-
системах единиц является секунда (с). Ее опре-
определение изменялось в соответствии с потреб-
потребностями науки и техники приборостроения.
До 1956 г. в качестве единицы времени была
принята 1/89400 средних солнечных суток.
С 1967 г. размер единицы времени равен
секунде СИ, которая определяется как интер-
интервал времени, в течение которого совершается
9192631770 периодов излучения, соответ-
соответствующих переходу (F = 4, nif = 0/ & /F = 3,
mF = 0) между двумя уровнями структу-
структуры основного состояния атома цезия-133
при отсутствии возмущения внешними по-
полями.
Выбор начала отсчета носит условный
характер. Располагая определенной единицей
времени, начальным моментом отсчета и об-
общепринятой системой счисления (секунды,
минуты, часы, сутки, месяцы, годы) для пере-
перехода от одних единиц измерения к другим,
можно воспроизвести шкалу времени, т. е.
осуществить исчисление (счет) времени. Кро-
Кроме того, в хронометрии принята особая тер-
терминология для названия операций устано-
установления дат моментов событий на определен-
определенной шкале времени — определения времени,
а также для определения длительности ин-
интервалов времени при измерении времени.
При построении астрономической
шкалы времени, использующей суточное
вращение Земли, выбирают опорную точку,
кажущееся движение которой на небосводе
фиксируется в процессе наблюдения с зем-
земной поверхности. В зависимости от того, что
выбрано за опорную точку, различают
звездные и солнечные сутки. Под звездными
сутками понимается интервал времени
между двумя последовательными верхними
кульминациями точки весеннего равноден-
равноденствия, отсчитанными на одном и том же ме-
меридиане (кульминация — это максимальное
или минимальное положение какой-либо
точки относительно горизонта в процессе ее
видимого суточного движения). Ввиду того
что точка весеннего равноденствия — вообра-
воображаемая точка, практически осуществляют на-
наблюдение за звездами (отсюда и название
«звездные сутки») с последующим учетом
углового расстояния между наблюдаемой
звездой и точкой весеннего равноденствия.
В качестве опорной точки может быть
выбран центр диска Солнца, тогда интервал
времени между его двумя последовательны-
последовательными верхними кульминациями, отсчитанный
на одном и том же географическом меридиа-
меридиане, образует истинные солнечные сутки.
Звездные и солнечные сутки не равны
между собой. Соотношение между ними мо-
может быть получено на основе еще одного
опорного интервала времени — тропического
года. В этом случае в качестве опорной вы-
выбирается точка весеннего равноденствия, а
в качестве хронометрического процесса —
движение Земли вокруг Солнца.
В течение тропического года совершает-
совершается п3 оборотов Земли относительно точки ве-
весеннего равноденствия и ис + 1 оборотов от-
относительно Солнца. Соотношение между
временными интервалами по шкалам сол-
солнечного и звездного времени получено в сле-
следующем виде:
At с = К,Дг„
где Д£с, Дг3 — интервалы в единицах солнеч-
солнечного и звездного времени соответственно;
К3 = 0,99726 - поправка.
На основании солнечной и звездной еди-
единиц измерения времени можно установить
несколько шкал времени, отличающихся на-
началом отсчета в зависимости от долготы ме-
места. Ввиду этого было предложено считать
в качестве единого всемирного времени
местное время, определяемое по меридиану,
который проходит через обсерваторию
в Гринвиче.
Всемирное время широко используется
в астрономии и навигации, но эта шкала
имеет существенный недостаток, который со-
состоит в том, что смена суток для разных то-
точек земного шара происходит в разные часы.
Для устранения этого неудобства введена
еще одна шкала исчисления времени — пояс-
поясное время. С этой целью весь земной шар
разделяют на 24 пояса в меридиональном
направлении. От пояса к поясу время ме-
меняется на 1 ч. В нашей стране для более
полного использования светлого времени су-
суток установлено декретное время, которое на
1 ч опережает поясное.
Основа шкалы всемирного времени
(солнечные и звездные сутки) изменяется под
влиянием неравномерности вращения Земли
вокруг своей осн, которое приводит к увели-
увеличению суток на 10 с за каждые 100 лет.
В целях повышения точности измерения
в 1950 г. введено понятие эфемеридного
времени. Основное его отличие от всемирно-
всемирного состоит в том, что отсчет времени про-
производится не по суточному вращению Земли,
а по теоретически вычисленным координа-
координатам небесных тел на небосводе (эфемери-
(эфемеридам). В уравнение, описывающее движение
планет, в качестве аргумента входит равно-
334
Измерение интервалов времени
мерно текущее время. Сравнивая рассчи-
рассчитанные эфемериды на определенный момент
времени с координатами тех же небесных
тел, полученных по астрономическим наблю-
наблюдениям, вычисляют поправку к всемирному
времени, отражающую разницу между эфе-
меридным и всемирным временем.
С первого января 1972 г. атомные
шкалы времени во всем мире корректируют
по всемирному астрономическому времени
сдвигом на 1 с.
Наряду с использованием естественных
астрономических процессов в технике изме-
измерения времени широко используются искус-
искусственные хронометрические процессы. Время
суток измеряют часами, а интервалы време-
времени в науке и технике, как правило, — элек-
электронными измерителями интервалов вре-
времени.
Электронные средства измерения време-
времени. Эти средства используются при форми-
формировании и хранении шкал времени UTC, ба-
базирующейся па атомном определении се-
секунды; для синхронизации измеренных зна-
значений текущего времени в разнесенных по
территории страны пунктах, обеспечиваю-
обеспечивающих нужды геодезии, топографии, навигации
и радиосвязи; для измерения интервалов
времени с привязкой к текущему времени
в радиоастрономии.
Основу номенклатуры электронных
средств измерений (СИ) времени составляют
сипхронометры и транспортируемые кван-
квантовые часы. Современные синхронометры
являются многофункциональными прибора-
приборами для измерения времени. В их состав вхо-
входят устройства для формирования последо-
последовательности импульсных сигналов с перио-
периодом следования, кратным единицам измере-
измерения времени, обеспечения отсчета текущего
времени и измерения интервалов времени
в цифровой форме, выдачи значений времени
в двоично-десятичном параллельном и ши-
ротно-импульсном последовательном кодах.
Основной характеристикой электронных
СИ времени является погрешность хранения
шкалы времени Д7" за сутки, которая опреде-
определяется изменением сдвига шкалы времени
прибора относительно эталонной, которая
воспроизводится Государственным эталоном
времени и частоты.. Передача эталонной
шкалы потребителям осуществляется по ра-
радиоканалам в KB, ДВ и СДВ диапазонах
длин волн.
Погрешность ДГ определяется в основ-
основном нестабильностью частоты опорного ге-
генератора. Среднеквадратические значения
погрешности для современных кварцевых
и квантовых мер времени приведены ниже.
Тип генератора Погрешность,
мке/сут
Кварцевый 41-40 10
Рубидиевый 41-50 1
Цезиевый 41-47 0,1
Водородный 41-46 0,01
На значение погрешности ДТ влияет
также канал формирования сигналов вре-
времени. Эта погрешность обусловлена неста-
нестабильностью параметров изделий электрон-
электронной техники, питающих напряжений, внеш-
внешними факторами окружающей среды. Для
современных сипхропометров погрешность
составляет десятки наносекунд.
Одновременно с основной шкалой вре-
времени (ШВ) (последовательностью импульсов
с периодом следования 1 с) в синхронометре
формируется вспомогательная шкала време-
времени с изменяемой временной задержкой отно-
относительно основной ШВ в пределах от 1 мке
до 1 с с шагом в 0,1 мкс. Задержка осущест-
осуществляется дискретным методом. Вспомогатель-
Вспомогательная шкала времени используется при синхро-
синхронизации основной ШВ с эталонной, переда-
передаваемой по радиоканалам. В синхронометрах,
предназначенных для передачи информации
о текущем времени на расстояние более
200 м, в блоке формирования предусматри-
предусматривается преобразователь параллельного кода
в последовательный. Последовательный код
имеет длительность кодовой посылки 1 с
и частоту повторения импульсов 100 Гц. Ка-
Каждая кодовая посылка несет информацию
о значении текущего времени. Кодовая посы-
посылка состоит из серии 100 импульсов, имею-
имеющих широтно-импульсную модуляцию. Ло-
Логической 1 соответствуют импульсы дли-
длительностью 5 мкс, логическому 0 — им-
импульсы 2 мкс. Программирующий синхроно-
метр формирует сигнал для запрограммиро-
запрограммированного во времени включения измери-
измерительных приборов в автоматизированных
измерительных системах. Сигнал запуска вы-
вырабатывается в момент совпадения значения
текущего времени со значением, введенным
кодовым переключателем в компаратор ко-
кодов. В основе работы компаратора кодов ле-
лежит сравнение одновременных битов инфор-
информации двух чисел в двоичном коде.
Сигнал запуска в виде одиночного им-
импульса кроме управления внешними устрой-
устройствами включает реле времени синхрономе-
гра, в результате чего на выходе прибора
вырабатывается серия импульсов с запро-
запрограммированной частотой следования.
Преобразователь шкал времени предста-
представляет собой электронный фазовращатель,
осуществляющий небольшие смещения сред-
9.1. Общие сведения об измерении времени
335
Выход стандартных частот Опрос Команда
0,7Гц 7Гц 70Гц 700Гц /кГц, /0кГц ШкГц I Л 100 кГц,
у у Y
ф ь ь t) i 6 tb tb 6 6
ч 1-2-4-8
/МГц,
v
5 МГц,
b
Счетчик
времени.
Внешн.
Цифровая
индикация
текущего
времени.
Шкалы Маркер Шкала
времени. времени
Рис. 9.1. Структурная схема синхронометра типа 47-15
ней частоты опорного генератора относи-
относительно номинального значения, что соответ-
соответствует изменению размера секунды, форми-
формируемой синхронометром. Синхронометры
формируют ШВ в виде синхронных последо-
последовательностей импульсов 100, 10, 1 кГц, 100,
10, 1, 1/10, 1/60, 1/300, 1/3600, 1/86400 Гц
в виде параллельного 12-разрядного дво-
двоично-десятичного кода 8 — 4 — 2 — 1, несу-
несущего информацию о часах, минутах, се-
секундах, миллисекундах и микросекундах.
Погрешность формирования ШВ с внут-
внутренним опорным кварцевым генератором
+ 250 мкс, с внешним квантовым стандар-
стандартом + 1 мкс за сутки. Фазовая нестабиль-
нестабильность сигналов времени — менее 0,1 мкс.
Разрешающая способность коррекции
ШВ +0,1 мкс в пределах 0 — 24 ч.
Синхронометры имеют единое конструк-
конструктивное исполнение, унифицированную счет-
счетную часть, опорные кварцевые генераторы,
в них предусмотрено программное управле-
управление, возможность развертывания. Их можно
использовать в комплекте с приемниками
образцовых сигналов времени, а также
встраивать в измерительные системы.
Синхронометр типа 47-15 (рис. 9.1)
имеет встроенную аккумуляторную батарею,
переход на питание от которой осущест-
осуществляется автоматически при снятии сетевого
напряжения. Сбоев ШВ при переходе на ак-
аккумуляторное питание и обратно не проис-
происходит.
Синхронометр типа 47-14 предназначен
для отсчета и визуальной индикации текуще-
текущего времени, для управления работой пере-
переключающих и измерительных приборов,
программирования работы измерительных
систем в реальном масштабе времени.
Синхронометр 47-14 (рис. 9.2) имеет два
независимых канала формирования сигналов
времени. В первом канале осуществляется
отсчет в реальном масштабе времени. Вход-
Входная частота 5 или 1 МГц делится до- 1 Гц
декадными триггерными делителями ча-
частоты. Отсчет времени в секундах, минутах
и часах также производится триггерными де-
делителями с основаниями счета 10 и 6. Ем-
Емкость счетчика может быть установлена 24
или 100 ч.
Сигналы с этих делителей счетчика вре-
времени через дешифраторы и ключи управ-
управляют цифровыми индикаторами текущего
времени, а также в виде параллельного
двоично-десятичного кода выдаются на вы-
выходные разъемы прибора.
336
Измерение интервалов времени
Вход
Выход
Цифровая
индикация
текущего
времени
Формирователь
импульсов
запуска реле
времени.
Формирователь
импульсов
запуска реле
времени
//а регист-
регистрирующее
устройство
—К.8-Ч-2-1
На выносной,
индикатор
С програм-
программирующего
устройства
8-4-2-1
I I
Опрос Запуск
Рис. 9.2. Структурная схема синхронометра типа 47-14
Второй канал прибора представляет со-
собой реле времени, которое выдает сигналы
запуска и опроса для временного програм-
программирования измерительных систем. Этот ка-
канал состоит из цепочки декадных делителей
и умножителей частоты выдаваемых сигна-
сигналов (на 2 и 5). Запуск реле времени может
осуществляться вручную, полуавтоматически
и автоматически. Период следования сигна-
сигналов запуска и опроса устанавливается либо
вручную с помощью кнопочных переключа-
переключателей, расположенных на передней панели
прибора, либо дистанционно с помощью
сигналов, поступающих от внешнего упра-
управляющего устройства. При работе в автома-
автоматизированных измерительных системах при-
прибор 47-14 управляет работой измерительно-
измерительного коммутатора, определяя начало измери-
измерительного цикла и продолжительность ком-
коммутации отдельных измерительных каналов.
При регистрации результатов измерений
одновременно может печататься значение те-
текущего времени.
Транспортируемые квантовые часы. Для
решения современных навигационных, ра-
радиоастрономических задач, задач уплотнения
каналов в системах связи, а также для реше-
решения научно-технических задач геодезии
и картографии требуется иметь высоко-
высокоточные квантовые часы, находящиеся друг
от друга на расстояниях в тысячи и даже де-
десятки тысяч километров, показания которых
в течение длительного времени должны со-
совпадать с точностью не хуже 1 мкс. Для
синхронизации ШВ, формируемых двумя от-
отделенными друг от друга часами, необходи-
необходимо определить рассогласование шкал отно-
относительно эталонной шкалы и скорректиро-
скорректировать их показания на значение измеренного
рассогласования.
Сравнение ШВ часов, находящихся
в одном месте, может быть выполнено с вы-
высокой точностью A00, 10 или 1 не) с по-
помощью цифровых измерителей интервалов
времени. Для синхронизации ШВ часов, уда-
удаленных друг от друга на значительные рас-
расстояния, используются каналы связи в KB,
ДВ и СДВ диапазонах длин волн, в СВЧ
диапазоне с использованием искусственных
спутников Земли или отражения радиоволн
от метеорных следов, каналы телевидения,
а также транспортируемые квантовые (руби-
(рубидиевые или цезиевые) часы. При этом наи-
наивысшая точность синхронизации ШВ дости-
достигается применением транспортируемых кван-
квантовых часов (ТКЧ).
9.2. Электронные методы измерения интервалов времени
337
Структурная схема типовых рубидиевых
ТКЧ (рис. 9.3) содержит четыре основных
функциональных узла: рубидиевый стандарт
частоты, делитель частоты, вторичные элек-
электрические часы и блок питания.
Формирование ШВ осуществляется иа
основе высокостабильиого сигнала частотой
5 МГц рубидиевого стандарта частоты сле-
следующим образом. Сигнал кварцевого гене-
генератора частотой 5 МГц преобразуется умно-
умножением в п раз (п = 1638) до частоты
микроволнового перехода в атомах Rb87,
равной 6834, 6826 МГц. Ввиду иекратности
частот кварцевого генератора и частоты
перехода в атомах Rb87 для получения ми-
микроволнового поля требуемой частоты /пер
к умноженному сигналу частоты /пер подме-
подмешивается частота синтезатора /синт =
= 5,3174 МГц, и в резонаторе ячейки погло-
поглощения выделяется сигнал частотой
/пер = "/к. г ~~ .7 син-р
В канале умножения осуществляется фа-
фазовая модуляция с частотой /м = 170 Гц сиг-
сигналом с модулирующего генератора. Свет от
спектральной лампы проходит через оптиче-
оптический фильтр, ячейку поглощения с парами
Rb87 и попадает иа фотодиод. Ячейка погло-
поглощения, помещенная в резонатор, является
высокодобротным контуром. Поглощение
света накачки атомами Rb87 в ячейке погло-
поглощения изменяется в зависимости от отклоне-
отклонения частоты СВЧ сигнала, равной n/K r —
— /сннт, от частоты перехода в атомах Rb87.
Так как СВЧ сигнал промодулироваи часто-
частотой /м = 170 Гц, то и световой поток, па-
падающий на фотодиод, промодулироваи этой
же частотой. На выходе фотодиода обра-
образуется сигнал с частотой 170 Гц, синфазный
с сигналом модулирующего генератора, если
частота СВЧ поля и/к г - /сиет < /пер, т. е.
находится слева от вершины линии спек-
спектрального перехода, и противофазный, если
и/к.г-/синт >/пер- При переходе через вер-
вершину линии фаза сигнала ошибки меняется
скачком иа 180°, а амплитуда проходит через
нуль. Сигнал с фотодиода через предвари-
предварительный усилитель подается на блок усили-
усилителя низкой частоты и фазовый детектор, где
сравнивается с сигналом модулирующего ге-
генератора. Выходное напряжение с фазового
детектора через интегрирующий усилитель
подается на управляющий элемент кварцево-
кварцевого генератора. Таким образом, частота квар-
кварцевого генератора синхронизируется по ча-
частоте атомного перехода в Rb87.
Высокостабильный сигнал частотой
5 МГц с кварцевого генератора идет по
двум каналам: иа резонансный усилитель,
с которого ои поступает иа выходной разъем
прибора, а также иа формирователь схемы
деления частоты. С формирователя короткие
импульсы поступают иа делитель частоты
5 — 1 МГц, а затем иа делитель, понижаю-
понижающий частоту до 1 Гц. Импульсы частоты
1 Гц подаются иа вход установки 0 тригге-
триггера-селектора. На вход установки 1 подаются
импульсы частоты 100 кГц. Триггер-селек-
Триггер-селектор осуществляет привязку импульсов ча-
частотой 1 Гц к импульсам частотой 100 кГц
для уменьшения нестабильности делителя
100 кГц — 1 Гц. Срезом выходного импуль-
импульса триггера-селектора запускается ждущий
мультивибратор выходного формирователя.
Сформированные по длительности и ампли-
амплитуде импульсы в виде шкалы времени вы-
выдаются иа выход прибора. Со второго выхо-
выхода триггера-селектора импульсы отрицатель-
отрицательной полярности подаются иа формирова-
формирователь-усилитель для электромеханических ча-
часов. Для коррекции ШВ прибора внешним
синхронизирующим импульсом предусмо-
предусмотрена схема синхронизации, включающая
в себя входное устройство, два мультивибра-
мультивибратора и инвертор.
Ход часов при транспортировании в че-
чемодане при установке номинального значе-
значения частоты по эталонному генератору с по-
погрешностью + 1101 составляет не более
5 мкс за сутки. Индикация и счет текущего
времени в секундах, минутах и часах осу-
осуществляются с помощью стрелочных элек-
электромеханических часов.
9.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ ИНТЕРВАЛОВ
ВРЕМЕНИ
По способу измерения и отображения
информации измерители временных интерва-
интервалов (ИВИ) делятся иа оециллографические
и цифровые.
При осциллографическом способе на-
наиболее распространены следующие методы
измерения временных параметров: калибро-
калиброванных разверток; калиброванных вре-
временных меток; сравнения с эталонной за-
задержкой развертки.
Первые два метода широко используют-
используются в осциллографах различного класса и под-
подробно рассматриваются в осциллографиче-
ской технике. Третий метод положен
в основу построения всех специализиро-
специализированных осциллографических ИВИ.
Диапазон измерения временных интер-
интервалов осциллографическими ИВИ — от до-
долей наносекунды до нескольких секунд. По-
338
Измерение интервалов времени
' Внешняя
синхр.
ГСхема
'синхронизации
Мульти-
Мультивибратор
12-14 мкс
IZZ3ZZZ
Инвертор
Делитель
частоты
1 МГц-
100 кГц
Входное
устройство
Мульти-
Мультивибратор
1,5 мкс
Триггер -I I Схема
селектор! | пуска
Вых.оПвых. .1.
Формирова-
Формирователь -
усилитель
Буферный
каскад
♦
Делитель
частоты
5-1 МГц
Формирова-
Формирователь
Мульти-
Мультивибратор
3 мкс
■*
Выход 5 М
т I
Схема
контроля
Гц
Усилитель
резонансный
[Генератор одиночных импульсов)—
Пуск
Внеш.
Корр.
Корр.
Корр.
синх.
+
0
—
Контроль
бат.
■*
Контроль
бат.П
Блок
питания
Контроль
4 В
Контроль
6,3 В
Контроль 16 В
грешность измерения во всем диапазоне
длительности 10~2 —10~3%, а при использо-
использовании в генераторах задержки этих приборов
внешней высокостабильной временной базы
она уменьшается до 10""%. Погрешность
измерения временных интервалов с по-
помощью универсальных осциллографов в та-
таком широком диапазоне составляет 2 —10 %.
Осциллографические ИВИ позволяют
измерять амплитуду сигналов и устанавли-
устанавливать любой уровень начала и конца измере-
измерения в диапазоне 0,1 — 0,9 от высоты изобра-
Рис. 9.3. Функциональная схема
жения сигнала на экране ЭЛТ ступенями,
через 0,1. Погрешность установки уровня из-
измерений 1 — 3 %. Таким образом, по сравне-
сравнению с универсальными осциллографами
ИВИ позволяют более точно измерять как
временные, так и амплитудные параметры
импульсных электрических сигналов.
Осциллографические ИВИ отличаются
от универсальных осциллографов рядом осо-
особенностей, среди которых следует отметить
наличие собственного высокостабильного
кварцевого генератора, использующегося не
• 9.2. Электронные методы измерения интервалов времени
339
Источник спектральный >
Управление
термостатом
Возбудитель
спектральной
лампы
Генератор
импульсов
запуска
Контроль Т.1
: г
Дискриминатор
I I
'J
Фильтр
кварцевый
Оптический
фильтр
Ячейка
погло-
поглощения
6834 МГц
Генератор
кварпевый
Коррекция
кварца
5,317 МГц
Г"
Контроль
5,31 МГц
I
Синтезатор
частоты
Пред-
усили-
усилитель
I
Контроль Т.2
Блок комбинированный
Стабили-
Стабилизатор
тока
Управле-
Управление терм<
статом
I |
Коррекция
поля
90 МГц
.J
Блок комбинированный1
Умножитель
частоты
Усилитель
интегри-
интегрирующий
1 5 МГц
Усилитель низкой частоты
ИНТ
Детектор
фазовый
170 Гц
Контроль 90 МГп
_1
170 Гц
Генератор
модули-
модулирующий
Контроль 12,6 В
Усилитель
селектив-
селективный
J
Блок
стабили-
стабилизаторов
J I
Стандарт частоты рубидиевый |
типовых рубидиевых ТКЧ
только для заполнения измеряемых вре-
временных интервалов метками времени, но
и для синхронизации работы всего прибора.
Другой особенностью ИВИ является воз-
возможность одновременно наблюдать кали-
брационные метки различной дискретности,
причем они могут быть не только яркостны-
ми, но и в виде амплитудных отметок.
Принцип работы осциллографического
ИВИ поясняется следующей схемой
(рис. 9.4). Основой прибора, определяющей
его метрологические характеристики, являет-
является кварцевый генератор. На выходах каналов
формирования калибрационных меток вы-
выдаются метки времени с интервалами между
ними порядка десятых и сотых долей микро-
микросекунды. Эти метки в зависимости от режи-
режима работы могут подаваться либо на под-
подсвет ЭЛТ, либо на вертикально отклоняю-
отклоняющие пластины. Для исследования интервалов
большой длительности в приборе предусмо-
предусмотрена возможность плавного изменения
времени задержки начала развертки относи-
относительно начала измеряемого сигнала. Переме-
340
Измерение интервалов времени
Кварцевый,
генератор
'Pop ми ро-
роба тель
±
Канал формиро-
формирования выходных
импульсов
[выход
фазоора-
ща тель
Канал форми-
формирования
развертки
Вход
Усилитель
Схема, формиро-
формирования
подсвета.
Рис. 9.4. Структурная схема осциллографи-
ческого ИВИ
щая развертку во времени, можно по частям
измерять длительность различных участков
сигнала.
Напряжение, снимаемое с фазовращате-
фазовращателя, может быть сдвинуто по фазе относи-
относительно входного от 0 до 360°и, где и — число
оборотов ротора фазовращателя. Выходные
сигналы с делителей частоты используются
для запуска генераторов развертки.
Недостатком осциллографических ИВИ
является малая чувствительность индикато-
индикатора, которая ограничивается минимально до-
допустимым уровнем изображения на экране
ЭЛТ.
При измерении интервалов времени ци-
цифровыми методами имеют место следующие
основные особенности:
временной интервал может задаваться
не только периодическими, но и непериоди-
непериодическими или однократными сигналами;
временной интервал может определяться
различно; длительностью импульса на опре-
определенном уровне амплитуды; интервалом
между двумя импульсами на неодинаковых
для обоих импульсов уровнях их амплитуд;
интервалом между различными уровнями
амплитуды одною и того же импульса
и т. д.;
во многих случаях временной интервал
может задаваться незамешанными им-
импульсными сигналами, т. е. сигналами, сни-
снимаемыми с различных выходов и незави-
независимыми во времени.
Благодаря перечисленным особенностям
построение измерителей интервалов времени
отличается от построения измерителей пе-
периодов в электронно-счетных частотомерах.
Это отличие состоит в том, что измерители
интервалов времени имеют два одинаковых
входных формирующих устройства, одно из
которых формирует импульс начала изме-
измеряемого интервала (стартовый импульс),
а второе — импульс конца измеряемого ин-
интервала (столовый импульс).
Кроме того, оба формирующих устрой-
устройства имеют регулируемые уровни формиро-
формирования, что позволяет осуществлять измере-
измерения временных интервалов на различных
уровнях амплитуды входных сигналов.
Иногда формирующие устройства не
имеют регулируемых уровней формирова-
формирования. При этом измерители интервалов вре-
времени пригодны лишь для проведения изме-
измерений в ограниченном числе случаев и часто
с невысокой точностью.
Следует отметить еще одну особенность,
заключающуюся в том, что измерители ин-
интервалов времени часто не позволяют полу-
получить нужной погрешности измерений (для
однократных измерений) при сравнительно
низком быстродействии пересчетной схемы.
В то же время измерители периодов могут
использовать умножение периодов с целью
обеспечения необходимой погрешности.
Отмеченные основные особенности из-
измерителей интервалов времени существенно
отличают их от измерителей периодов
в электронно-счетных частотомерах и выде-
выделяют их в особый класс измерительных
приборов.
Ниже рассматриваются наиболее "рас-
"распространенные цифровые методы измерения
интервалов времени.
Метод последовательного счета. Сущ-
Сущность метода последовательного счета со-
состоит в представлении измеряемого интерва-
интервала хизм в виде последовательности некоторого
количества импульсов, следующих друг за
другом через одинаковые эталонные проме-
промежутки" времени то6р.
По количеству импульсов последова-
последовательности, называемой квантующей, судят
о длительности измеряемого интервала. Оче-
Очевидно, что количество импульсов квантую-
квантующей последовательности является цифровым
кодом интервала тизм.
Устройство, реализующее этот метод,
Генератор
квантующей
последова-
последовательности
импульсов
Вход
->
Временной
селектор
Блок
формирования
Счетчик
Рис. 9.5. Функциональная схема преобра-
преобразователя последовательного счета
9.2. Электронные методы измерения интервалов времени
341
1 2 3
1 г з
I I I
N-1
|
N-1
|
N
I.
I
I
-H
i
I I
*)
Рис. 9.6. Временная диаграмма при методе
последовательного счета:
а — импульсы квантующей последовательности;
б — импульсы, определяющие начало и конец
измеряемого интервала; в — управляющий им-
импульс; г — импульсы на выходе селектора
называют преобразователем последователь-
последовательного счета.
На рнс. 9.5 приведена общая функцио-
функциональная схема преобразователя.
На временной селектор поступают им-
импульсы с генератора квантующей последова-
последовательности. Временной селектор управляется
прямоугольным импульсом, длительность
которого равна измеряемому интервалу хизм.
Управляющий импульс формируется блоком
формирования.
При наличии управляющего импульса
через селектор проходят импульсы квантую-
квантующей последовательности, которые затем ре-
регистрируются счетчиком.
Как известно, относительная погреш-
погрешность однократного измерения (преобразова-
(преобразования интервала) равна
8о.изм= + 50 ± 1/ЛГ, (9.1)
где 60 — относительная погрешность периода
квантующих импульсов; N — количество им-
импульсов, зарегистрированных счетчиком.
Соответственно абсолютная погреш-
погрешность выразится в виде
Дт„
(9.2)
»±x0-
При достаточно малом значении 60 по-
погрешность однократного измерения будет
в основном определяться погрешностью
дискретности + х0. Следует заметить, что
значение погрешности ± х0 является пре-
предельным.
Для измеряемого интервала тюм можно
записать (рис. 9.6)
, - Дх2. (9.3)
вляющими абсолютной погрешности.
При независимости величин Axj и Дх2
и равномерной плотности распределения их
значений в пределах х0 плотность распреде-
распределения суммарной погрешности подчиняется
закону Симпсона.
Математическое ожидание величины
хЮм для однократного измерения
[М]хюм = ЛГх0. (9.4)
Дисперсия суммарной погрешности
ОДх = xJ/6, (9.5)
и среднеквадратическое отклонение
<*O.H3M = I0/j/6. (9.6)
Из приведенных соотношений для по-
погрешности преобразователя последователь-
последовательного счета видно, что ее уменьшение для
однократного измерения возможно при
уменьшении 60 н х0.
Уменьшение 60 связано с повышением
стабильности частоты кварцевых генерато-
генераторов и принципиальных трудностей не встре-
встречает.
В настоящее время величина 6 может
быть сведена до 10~8 — 10~9 за неделю.
Уменьшение величины х0 связано с уве-
увеличением быстродействия пересчетных схем
и других узлов, что встречает принци-
принципиальные трудности.
Достигнутое в настоящее время быстро-
быстродействие пересчетных схем ограничивает х0
значением 10 не (по литературным данным
х0 может быть сведена до 1 не).
Практически уменьшение погрешности
Старт
Генератор
квантующей
последова-
последовательности,
импульсов
Устройство
демпфирова-
демпфирования и ин-
индикации
Рис. 9.7. Упрощенная функциональная схема
ИВИ по методу задержанных совпадений
342
Измерение интервалов времени
преобразователей последовательного счета
возможно двумя путями.
Первый из них — это увеличение быстро-
быстродействия пересчетных схем и соответствую-
соответствующее уменьшение т0.
Другой путь связан с использованием
различных методов учета промежутков Axt и
Дт2 (рис. 9.6).
Методы учета участков AT] и Ат2 могут
иметь самостоятельное значение при созда-
создании измерительных приборов и устройств.
Поэтому эти методы ниже рассматриваются
отдельно. При этом будет со всей очевид-
очевидностью установлена их связь с методом по-
последовательного счета.
Метод задержанных совпадений. Этот
метод имеет ряд вариантов. На рис. 9.7 при-
приведена функциональная схема одного из них.
Для простоты схема соответствует случаю,
когда измеряемый интервал задается двумя
импульсами. В рассматриваемом варианте
метод задержанных совпадений используется
для учета участка Ат2 преобразователя по-
последовательного счета (рис. 9.5).
Учет участка Att можно осуществить
также с помощью метода задержанных сов-
совпадений, но для этого известны и спе-
специальные методы, например метод старт-
стопного деления. В данном случае предпо-
предполагается синхронизация импульсов квантую-
квантующей последовательности стартовым импуль-
импульсом (Aij =0).
Схема рис. 9.7 работает следующим
образом. Импульсы с генератора квантую-
квантующей последовательности через схему совпа-
совпадения СС, управляемую триггером, посту-
поступают одновременно на счетчик и секциони-
секционированную линию задержки JI3lt Л32, ..., Л3„
с временем задержки каждой секции то/п.
Отвод от каждой секции линии присоединен
к одному из входов схем совпадений CCV
СС2, ..., ССп. Вторые входы схем совпадений
соединены с одним из плеч триггера.
При поступлении стартового импульса
открывается схема совпадения и счетчик ре-
регистрирует импульсы с его выхода. При
этом схемы совпадений закрыты низким по-
потенциалом, снимаемым с триггера.
С приходом стопового импульса прекра-
прекращается счет импульсов, поступающих со
схемы совпадения; Перепад напряжения
триггера открывает схемы совпадений. При
этом если стоповый импульс приходит в мо-
момент времени, когда последний импульс сов-
совпадений находится в m-й секции линии за-
задержки, то импульсы появятся на выходах
схем от ССт до ССп. Импульсы совпадения
поступает далее на устройство дешифриро-
дешифрирования и индикации.
Таким образом, рассмотренная схема
позволяет уменьшить абсолютную погреш-
погрешность преобразователя последовательного
счета и свести ее к то/п.
Величина п зависит от таких факторов,
как длительность перепадов напряжения
триггера, длительность импульсов на выходе
схемы совпадения, широкополосность линии
задержки, разрешающее время схем совпаде-
совпадений и др.
При больших п схема становится кри-
критичной в настройке и малонадежной.
Практически с помощью описанного ме-
метода было достигнуто уменьшение погреш-
погрешности дискретности до 50 не для схем на по-
полупроводниковых приборах и до 10 не для
схем на электронных лампах.
Ноииусный метод. Нониусный метод на-
нашел широкое применение в технике измере-
измерения интервалов времени как в качестве сред-
средства уменьшения погрешности преобразова-
преобразователей последовательного счета, так и
в качестве самостоятельного метода по-
построения некоторых измерительных
устройств.
На рис. 9.8 приведена функциональная
схема измерителя интервалов времени с но-
ниусным методом уменьшения погрешности
Ат2 и с синхронизацией стартового импульса
(At] =0). Схема работает следующим обра-
образом. Импульсы с генератора квантующей по-
последовательности поступают на входы
схем совпадения и на вход делителя
частоты. Делитель частоты формирует
импульсы, синхронные с квантующей по-
последовательностью и служащие для запу-
запуска исследуемых устройств. Одновременно
импульсы делителя открывают схему совпа-
Генератор
квантующей
последова-
последовательности
импульсов
Схема
совпадения
Делитель
частоты
Пусковой
импульс
Счетчик
грубого
отсчета
Схема
совпа-
совпадения
Генератор
нониусных
импульсов
т
Счетчик
точного
отсчета
Стоп
Рис. 9.8. Функциональная схема измерителя
временных интервалов по нониусному ме-
методу
9.2. Электронные методы измерения интервалов времени
343
дения, выходные импульсы которого реги-
регистрируются счетчиком грубого отсчета.
Генератор нониусных импульсов запу-
запускается стоповым импульсом. Генерируемые
им импульсы с периодом ти = (п—1)/п, где
п — целое число, поступают на другой вход
схемы совпадений и одновременно регистри-
регистрируются счетчиком точного отсчета. Через не-
некоторый промежуток времени, зависящий от
длительности участка т0 — Дт2 (рис. 9.6), про-
произойдет совпадение импульсов квантующей
и нониусной последовательностей. Импульс
схемы совпадения блокирует генератор но-
нониусных импульсов. Очевидно, что количе-
количество импульсов, зарегистрированных счетчи-
счетчиком, пропорционально длительности участка
т0 - Дт2.
Измеренный интервал тизм можно выра-
выразить в виде
где N — показания счетчика грубого отсчета;
NH — показания счетчика точного отсчета;
Ахн — шаг нониуса, равный то/п.
Таким образом, нониусный метод позво-
позволяет свести абсолютную погрешность изме-
измерений к величине то/п. При этом величина
п может достигать достаточно больших зна-
значений (несколько десятков и даже сотен), что
и обусловливает широкое распространение
метода.
Использование нониусного метода при
больших значениях п предъявляет к узлам
схемы ряд требований, наиболее суще-
существенными из которых являются;
высокая стабильность частоты нониус-
нониусной последовательности;
высокая стабильность параметров им-
импульсов обеих последовательностей;
высокая разрешающая способность схем
совпадений.
Существенным недостатком нониусного
метода является неудобство отсчета резуль-
результатов измерений по нескольким табло с по-
последующими вычислениями.
Абсолютная погрешность нониусного
метода может быть сведена к 1 не.
Методы с промежуточным преобразова-
преобразованием. Ниже рассматриваются методы пре-
преобразования время —амплитуда и преобразо-
преобразования масштаба времени.
Метод преобразования вре-
время — амплитуда широко используется
в самых различных измерительных устрой-
устройствах.
Рассмотрим этот метод на примере его
применения в преобразователе последова-
последовательного счета с целью учета участка Ат2.
Для простоты, как и ранее, принято, что
стартовый импульс синхронизирован с им-
импульсами квантующей последовательности.
На рис. 9.9 приведена функциональная
схема измерительного устройства.
Импульсы квантующей последователь-
последовательности с генератора поступают на первые
входы схем совпадения 1 и 2, которые по
вторым входам управляются триггером.
С приходом стартового импульса триг-
триггер опрокидывается, при этом открывается
схема совпадения 2 и закрывается схема сов-
совпадения /. Начинает работать схема грубого
измерения времени, состоящая из схемы со-
совпадения 2 и счетчика.
Стоповый импульс возвращает триггер
в исходное положение, закрывается схема
совпадения 2 и открывается схема совпаде-
совпадения /. Стоповый импульс одновременно по-
поступает на преобразователь время —ампли-
—амплитуда и запускает его. Первый импульс
с выхода схемы совпадения / прекращает ра-
работу преобразователя. На выходе преобразо-
преобразователя при этом возникает импульс, ампли-
амплитуда которого пропорциональна длительно-
длительности интервала между двумя импульсами —
стоповым и первым импульсом с выхода
схемы совпадения 1, т. е. пропорционально
участку Ат2 (рис. 9.6). В качестве преобразо-
преобразователя время —амплитуда наиболее часто ис-
используется генератор линейного пилообраз-
пилообразного напряжения, управляемый двумя им-
Старт-
Стоп -
Триггер
Генератор квантующей
последовательности импульсов
Преобразователь
время — амплитуда
Амплитудный
анализатор
Схема совпадения
1
Блок дешифрирования
и индикации
Схема совпадения
2
Счетчик
грубого отсчета
Рис. 9.9. Функциональная схема ИВИ по методу преобразования время —амплитуда
344
Измерение интервалов времени
Старт
С,топ
Преобра-
Преобразователь
масштаба
времени
-*■
Схема
совпа-
совпадения
■»■
Счетчик
| Генератор |
Рис. 9.10. Общая функциональная схема
ИВИ по методу преобразования масштаба
времени
пульсами — запускающим и останавливаю-
останавливающим.
Далее импульс с выхода преобразовате-
преобразователя поступает на вход n-канального ампли-
амплитудного анализатора. В простейшем случае
амплитудный анализатор может быть вы-
выполнен в виде п параллельно соединенных
интегральных дискриминаторов с равноот-
равноотстоящими друг от друга порогами дискри-
дискриминации.
В зависимости от амплитуды импульса
на выходе преобразователя на выходе анали-
анализатора получится сигнал того или иного ви-
вида (вид сигнала зависит от типа используе-
используемого анализатора), несущий информацию
о длительности интервала Дт2. Этот сигнал
поступает на блок дешифрирования и инди-
индикации.
Таким образом, возможно уменьшить
абсолютную погрешность дискретности до
то/и. Значение п зависит от линейности и ста-
стабильности преобразователя время —амплиту-
—амплитуда, разрешающей способности анализатора
амплитуды, задержек в отдельных узлах
схемы.
Метод преобразования мас-
масштаба времени состоит в том, что дли-
длительность измеряемого интервала тизм пре-
преобразуется в импульс длительностью kzmM,
которая измеряется с помощью преобразо-
преобразователя последовательного счета.
Обычно преобразование масштаба вре-
времени осуществляется в два этапа. Первый из
них заключается в преобразовании вида вре-
время—амплитуда, второй — в преобразовании
вида амплитуда —время.
На рис. 9.10 приведена общая функцио-
функциональная схема измерительного устройства.
Стартовый и стоповый импульсы, интер-
интервал тизм между которыми требуется изме-
измерить, поступают на преобразователь мас-
масштаба времени. Импульс на выходе преобра-
преобразователя, имеющий длительность /стшм,
управляет схемой совпадения, которая во
время действия этого импульса пропускает
квантующие импульсы с генератора на счет-
счетчик. Следовательно, генератор, схема совпа-
совпадения и счетчик представляют собой пре-
преобразователь последовательного счета,
с помощью которого осуществляется изме-
измерение интервала /стизм.
Очевидно, что для измеряемого интерва-
интервала можно записать
где N — количество импульсов, зарегистри-
зарегистрированных счетчиком.
Таким образом, рассматриваемый метод
позволяет измерить малые интервалы вре-
времени, не прибегая к быстродействующим
пересчетным схемам.
Погрешность метода преобразования
масштаба времени определяется в основном
значением и постоянством коэффициента
преобразования /с.
Выражение для погрешности за счет из-
изменения к можно записать в виде
Атиз„ w = т0Д/с//с0 (к0 - А/с),
где к0 — номинальное значение к; А/с — от-
отклонение /с от номинального значения.
Построение преобразователя масштаба
времени может быть осуществлено самыми
различными способами.
Рассмотрим один из возможных вариан-
вариантов преобразователя, функциональная схема
которого приведена на рис. 9.11.
Триггер формирует прямоугольный им-
импульс с длительностью, равной измеряемому
интервалу тизм.
Импульсы триггера запускают генера-
генератор линейного пилообразного импульса, ам-
амплитуда которого пропорциональна измеряе-
измеряемому интервалу тизм. Далее пилообразный
импульс поступает на преобразователь ам-
амплитуда—время, который формирует пря-
прямоугольный импульс длительностью кхтм.
Преобразователь амплитуда —время может
быть построен аналогично преобразователю,
описанному при рассмотрении преобразова-
преобразователя амплитуды одиночного импульса во
временной интервал.
Триггер
кГ
изм
Генератор
пилообразного
напряжения
Л
Преоб разова-
тель ампли-
амплитуда— время
Рис. 9.11. Один из вариантов преобразова-
преобразователя масштаба времени
9.3. Автоматизация процесса измерения интервалов времени
345
9.3. АВТОМАТИЗАЦИЯ
ПРОЦЕССА ИЗМЕРЕНИЯ
ИНТЕРВАЛОВ ВРЕМЕНИ
В связи с внедрением в приборостроение
интегральной микроэлектроники и вычисли-
вычислительной техники выявилась тенденция по-
построения измерителей временных интерва-
интервалов. Постепенно отпадает необходимость
в параллельном развитии двух ранее вполне
самостоятельных групп приборов, таких как
электронно-счетные частотомеры (ЭСЧ)
и ИВИ. В последние годы появилась воз-
возможность создания многофункционального
прибора, полностью удовлетворяющего всем
требованиям, которые раньше в отдельности
предъявлялись к ЭСЧ и ИВИ. Например,
в приборе 43-64, построенном на основе ми-
микропроцессорного контроллера, функции из-
измерения интервалов времени, частоты и пе-
периода реализуются на единой основе, связан-
связанной с формированием и последующим изме-
измерением интервала времени, равного измеряе-
измеряемому интервалу (измерение времени) или
целому числу периодов измеряемого сигнала
(измерение периода и частоты). Измерение
сформированного таким путем интервала
производится методом счета импульсов
с применением интерполяционной техники
для уменьшения погрешности квантования.
Измеренный интервал времени хх опре-
определяется относительно шкалы, образованной
метками времени с периодом следования
10 не, в соответствии с формулой
где т0 — интервал времени между вторым
тактовым импульсом с начала измеряемого
интервала и вторым тактовым импульсом
в конце измеряемого интервала (рис. 9.12);
т, — интервал времени между началом изме-
измеряемого интервала и следующим за ним им-
импульсом; т2 — интервал времени между кон-
концом измеряемого интервала и следующим за
ним тактовым импульсом.
Интервалы
расширяются
Входной,
сигнал
Метки
\Cmapm
Стоп
12
100 МГц I il I I I I I I
\N0-1 No
Сигналы
oiuuSku
квантования
Рис. 9.12. Временная диаграмма работы
ИВИ 43-64
в 128 раз и измеряются, как т0, счетно-им-
счетно-импульсным методом (метки времени длитель-
длительностью Го = 10 не).
Результаты измерений накапливаются
в отдельных регистрах:
ЛГ0 = т0/Г0; N, = mxjxo; JV2 = 128т2/х0.
Длительность одиночного интервала
времени вычисляется микропроцессором по
формуле
хх = 10[JV0 + (JV, - JV2 - AJVcp)/128],
где хх измеряется в наносекундах с разре-
разрешающей способностью 1 не; AiVq, —
поправочное число, учитывающее взаимное
рассогласование интерполяторов, которое
определяется в процессе калибровки.
В режиме измерения повторяющихся ин-
интервалов времени (с усреднением) дополни-
дополнительно подсчитывается число усредненных за
время измерения интервалов Ne\ интервал
времени вычисляется по формуле
хх = 10 [JV0 + (JV, -N2- N£ANcp)/128] /NE.
В режиме измерения периода число
Ne — количество усредняемых периодов. Пе-
Период вычисляется по формуле
Tx=l/fx =
= 10 [No + (N, -N2- AJVcp)/128] /NE.
Упрощенная структурная схема прибора
с микропроцессорным контроллером приве-
приведена на рис. 9.13. Она содержит следующие
основные блоки: измеритель времени и ча-
частоты, интерполятор, селектор, формирова-
формирователь готовности, блок регистров, цифро-ана-
цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), кварцевый
генератор и умножитель, микропроцес-
микропроцессорный контроллер (МПК), блок управления,
блок индикации, интерфейс и блок питания.
Микропроцессорный контроллер в свою
очередь содержит: устройство вычислитель-
вычислительное управляющее, оперативное запоминаю-
запоминающее устройство (ОЗУ), устройство запоми-
запоминающее программируемое.
Измеритель времени и частоты вклю-
включает в свой состав усилители — формирова-
формирователи входных сигналов, делитель частоты
1000 МГц, коммутатор, запоминающее
устройство и дешифратор, который содер-
содержит программу работы прибора с данным
блоком.
Селектор предназначен для формирова-
формирования из входного сигнала измеряемого интер-
интервала времени и из сигнала опорной частоты
кварцевого генератора эталонного интервала
времени, равного измеряемому с точностью
до длительности периода сигнала опорной
346
Измерение интервалов времени
Г j
1
1
L_
ш
К
Устройство
вычислительное
управляющее
У
U!A
шд
>—
>
>-
F
ОЗУ
Устройство
запоминающее
программируемое
1
1
1
Измеритель
частоты
и времени
Селектор
i
t ft t t
Блок
питания
Интерполятор
\
Кварцевый генератор
и умножитель частоты
\
-
Блок
управ-
управления
Формиро-
Формирователь
\
1
\
\
♦
*
Блок
инди-
индикации
т
т
Интер-
Интерфейс
Блок
регистров
ЦАП
■« 1
Рис. 9.13. Упрощенная структурная схема ИВИ с микропроцессором
частоты формирования импульсов xt и т2
счета числа колебаний входного сигнала за
время строба Е и счета числа колебаний
опорной частоты за время строба Т.
Интерполятор содержит два одинаковых
канала и служит для расширения импульсов
xt и т2 в 128 раз и последующего их измере-
измерения методом счета числа колебаний сигнала
опорной частоты.
Формирователь готовности вырабаты-
вырабатывает сигнал «Готов», задающий время ра-
работы селектора, а также содержит дешифра-
дешифратор управления селектором и часть разрядов
счетчиков Nl и ЛГ2.
Блок регистров содержит основную
часть счетчиков, а также дешифратор управ-
управления, вырабатывающий сигнал сброса реги-
регистров, установки селектора, приема и выдачи
информации. Схема совпадения выдает сиг-
сигнал в момент переполнения счетчика. Сигнал
с выхода схемы совпадения подготавливает
окончание времени счета прибора.
Цифро-аналоговый преобразователь
предназначен для измерения уровня запуска
прибора в режиме ручного управления и для
установки требуемого уровня запуска в режи-
режиме дистанционного управления прибором. Он
также содержит дешифратор управления реги-
регистрами ЦАП и вырабатывает сигнал «Пуск».
Устройство вычислительное управляю-
управляющее, ОЗУ и устройство запоминающее про-
программируемое образуют МПК, который
управляет работой всех функциональных
блоков прибора и осуществляет обработку
результатов измерений.
Блок управления предназначен для упра-
управления работой блока индикатора и пре-
преобразования командных сигналов, поступаю-
поступающих с МПК, в управляющие сигналы при-
прибора.
Блок индикатора содержит цифровые
индикаторные элементы и клавиатуру для
ввода данных.
Интерфейс обеспечивает работу прибора
в системах с каналом общего пользования.
Блок питания выдает необходимые пи-
питающие напряжения. В нем конструктивно
размещены опорный кварцевый генератор
и усилитель 5 МГц.
Микропроцессорный контроллер являет-
является составной частью прибора. Он имеет мо-
модульное построение, т. е. все его функцио-
функциональные узлы выполнены в виде конструк-
конструктивно законченных модулей, связь между ко-
которыми осуществляется через приборную
магистраль. Она в свою очередь разделена
на четыре магистрали: данных, адреса, упра-
управления и питания.
Технические характеристики МПК опре-
определяются в основном параметрами стан-
стандартного микропроцессора КР58ОИК8О
и КМОП интегральных микросхем, на ко-
которых построено большинство устройств со-
сопряжения. Микропроцессорный контроллер
имеет следующие технические данные:
Разрядность магистрали данных 8
Разрядность магистрали адреса 16
Частота тактирования микро-
микропроцессора, МГц 1
Время выполнения команд, мкс 4—18
9.4. Средства измерения временных интервалов
347
Микропроцессорный контроллер под-
подключается к устройствам памяти непосред-
непосредственно через приборную магистраль, к дру-
другим устройствам прибора — частично через
приборную магистраль и блок управления.
В приборе предусмотрен самоконтроль,
осуществляемый измерением частоты или
периода собственного опорного сигнала
кварцевого генератора частотой 100 МГц.
Относительная погрешность измерения
частоты не должна превышать значения, рас-
рассчитанного по формуле
б/= ±(бо+10-9/Гсч + бзап),
где б0 — относительная погрешность по ча-
частоте опорного кварцевого генератора;
Гсч — время счета; 5зап — погрешность запу-
запуска, обусловленная шумами на входе прибо-
прибора и нестабильностью уровня запуска.
Относительная погрешность измерения
длительности одиночных импульсов и интер-
интервалов времени не должна превышать значе-
значения, рассчитанного по формуле
где хх — измеряемый интервал времени, с;
5Ш — относительная погрешность запуска,
обусловленная шумами входного сигнала;
б3ап ~ относительная погрешность запуска,
обусловленная нестабильностью уровня за-
запуска.
Относительная погрешность по частоте
опорного кварцевого генератора после 2 ч
самопрогрева не превышает 1,5 10~7 за
30 сут; 5 -10 7 за 12 мес.
Прибор предназначен для эксплуатации
при температуре окружающей среды от —10
до + 50°С и относительной влажности до
98°/
У О /0 .
9.4. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЯ
ВРЕМЕННЫХ ИНТЕРВАЛОВ
Специфические особенности ИВИ обу-
обусловлены очень широким диапазоном изме-
измеряемых временных интервалов (от единиц
наносекунд до нескольких секунд), функцио-
функциональными возможностями и условиями экс-
эксплуатации. Прибор типа И2-7 предназначен
для измерения временных интервалов им-
импульсных сигналов наносекундного диапазо-
диапазона. В основу работы ИВИ (рис. 9.14) поло-
положены два известных осциллографических
метода. При измерении временных интерва-
интервалов в диапазоне 0,2 —100 не используется
метод сравнения измеряемого интервала
с известным значением. Этот метод реали-
реализуется применением регулируемой линии за-
задержки, включенной в тракт запуска разверт-
Канал
внешнего
запуска
*■
t
' At
Генератор
синхрони-
синхронизации
' Л\ '
измери-
измерительная
Каскад
подсвета
•
_.
Генератор
развертки
1
N
Калибратор
временных
меток
Рис. 9.14. Структурная схема ИВИ И2-7
ки ЭЛТ. Сравнение измеряемого интервала
с задержкой осуществляется по экрану ЭЛТ.
Погрешность измерения метода не превы-
превышает 0,1%.
При измерении временных интервалов
в диапазоне 0,1 — 3 мке используют калибро-
калиброванные яркостные метки времени, которые
накладывают на линию развертки измеряе-
измеряемого сигнала. С этой целью в приборе пре-
предусмотрен генератор коротких калибро-
калиброванных импульсов (меток), которые выдают-
выдаются в тракт вертикального отклонения. Пе-
Периоды повторения этих меток составляют
10, 20, 50 не.
Измеритель интервалов времени И2-8
является первым цифровым прибором, спе-
специально предназначенным для измерения
временных интервалов с быстродействием
пересчетной схемы 10 МГц.
Кроме интервалов времени прибор И2-8
может измерять длительность периода по-
повторения (одного периода и периода, умно-
умноженного в 1000 раз).
Имеется также возможность измерения
частоты синусоидальных и импульсных коле-
колебаний при времени счета 1 с.
Функциональная схема прибора И2-8
приведена на рис. 9.15.
Прибор имеет входы: 1 к 2, для подачи
импульсов, между которыми измеряется ин-
интервал времени. На вход / следует подавать
импульс начала измеряемого интервала
(стартовый импульс), а на вход 2 — импульс
конца интервала (стоповый импульс).
Для обеспечения необходимого диапазо-
диапазона амплитуд входных импульсов на каждом
из входов имеется усилитель (/ и 2) и ком-
компенсированный делитель. Выбор того или
иного рабочего диапазона входных ампли-
амплитуд осуществляется переключателем В1
(В1а-В1г).
У прибора И2-8 установка уровня фор-
348
Измерение интервалов времени
| О Внешний.
кварцевый.
Формиру-
Формирующий триг-
триггер 10'МГц
-Сеть
Блок
питания
. +270В(нестадилизированное)
■ -200В (стабилизированное)
■+90 В
■ + 70 В
■-200В
Рис. 9.15. Функциональная схема ИВИ И2-8
мирования (измерения) производится одно-
одновременно для обоих входов. Уровни форми-
формирования обоих входов одинаковы. Эта осо-
особенность прибора накладывает отпечаток на
реализацию отдельных его узлов.
Входной сигнал, поданный на вход /
с переключателя В1а, поступает на входную
формирующую схему / и переключатель В2д
вида измерений.
Входной сигнал с входа 2 через пере-
переключатель В1 в подается также на переклю-
переключатель В2д.
Сигнал с переключателя В2д подается
далее на входную формирующую схему 2.
Таким образом, в зависимости от вида
измерений на входную формирующую схему
может поступить сигнал как с входа /, так
и с входа 2. Кроме того, сигнал с входа
1 может оказаться поданным на обе форми-
формирующие схемы одновременно.
Необходимость в такой коммутации
определяется наличием таких видов измере-
измерений, как измерение периода повторения
входных сигналов за 1 и 1000 периодов (по-
(положения 2 и 3 переключателя В2), длительно-
длительности положительных и отрицательных им-
импульсов (положения 4 и 5), интервала между
двумя импульсами положительной и отрица-
отрицательной полярностей (положения 6 и 7),
а также наличием режима контроля (положе-
(положение /).
В зависимости от вида измерений им-
импульсы с обеих схем формирования через
переключатели В26 и В2г следуют на запуск
управляющего триггера, формирующего
прямоугольный управляющий импульс, дли-
длительность которого равна измеряемому ин-
интервалу.
В режиме контроля управляющий триг-
триггер запускается одновременно по обоим вхо-
9.4. Средства измерения временных интервалов
349
дам (счетный запуск) импульсами с выхода
группы делительных декад, делящих частоту
1 МГц оперного кварцевого генератора до
1 Гц.
Таким образом, в режиме контроля вре-
время счета эталонных импульсов частотой
10 МГц оказывается равным 1 с. Это обес-
обеспечивает полное заполнение семи отсчетных
декад, что позволяет проконтролировать ра-
работу всех основных узлов прибора.
При измерении коротких периодов (по-
(положение 2 переключателя В2) входной сиг-
сигнал подается на вход /. Далее, после вход-
входной формирующей схемы 1 сигнал через
переключатель В2а поступает на вход дели-
делительных декад. После умножения периода
в 1000 раз сигнал через переключатели В2б
и В2г поступает на управляющий триггер.
Следует заметить, что во всех режимах
работы прибора счету подвергаются им-
импульсы квантующей последовательности ча-
частотой 10 МГц, получаемые путем умноже-
умножения частоты опорного кварцевого генера-
генератора.
Когда измеряемые периоды достаточно
велики для получения необходимой точности
измерения, оно осуществляется за один пе-
период, т. е. управляющий триггер запускается
импульсами с периодом следования, равным
периоду входных сигналов.
В этом режиме измерения (положение 3)
импульсы с входной формирующей схемы
1 через переключатели В26 и В2г поступают
на запуск управляющего триггера.
При измерении длительности положи-
положительных импульсов (положение 4) последние
поступают одновременно на входы обеих
формирующих схем.
Это необходимо для того, чтобы сфор-
сформировать короткие импульсы, соответствую-
соответствующие заданному уровню амплитуды от фрон-
фронта (входная формирующая схема 1) и среза
(входная формирующая схема 2) импульса.
Полученные таким образом стартовый
и стоповый импульсы через переключатели
В26 и В2г осуществляют раздельный запуск
управляющего триггера.
При измерении длительности отрица-
отрицательных входных импульсов (положение 5)
формирование осуществляется аналогично.
Однако стартовым импульсом в этом случае
является импульс с входной формирующей
схемы 2, а стоповым — с входной формирую-
формирующей схемы 1. Это объясняется тем, что каж-
каждая из формирующих схем (триггер Шмитта)
выдает два импульса равной полярности от
фронта и среза входного импульса. Поэтому
для обеспечения запуска управляющего триг-
триггера импульсами одной полярности незави-
независимо от полярности входного импульса
и осуществляется описанная выше коммута-
коммутация формирующих схем.
Измерение интервала времени между
двумя импульсами положительной полярно-
полярности (положение 6) осуществляется путем раз-
раздельного пуска управляющего триггера им-
импульсами с входных формирующих схем /
и 2.
При этом, как уже говорилось, стар-
стартовым импульсом является импульс с фор-
формирующей схемы /, а стоповым — с форми-
формирующей схемы 2.
При измерении длительности импульсов
отрицательной полярности (положение 7)
стартовым импульсом оказывается импульс
с формирующей схемы 2, а стоповым — с
формирующей схемы /.
Такое коммутирование формирующих
схем объясняется теми же причинами, что
и при измерении длительности импульсов
обеих полярностей. Независимо от вида из-
измерений управляющий импульс отрицатель-
отрицательной полярности через буферный каскад и ли-
линию задержки поступает на усилитель. Ли-
Линия задержки обеспечивает задержку управ-
управляющего импульса на время, необходимое
для сброса пересчетной схемы прибора в ну-
нулевое положение перед началом очередного
цикла измерений.
Инвертирующий усилитель, стоящий по-
после линии задержки, одновременно обеспечи-
обеспечивает дополнительное формирование управ-
управляющего импульса по длительности путем
выбора нужного смещения каскада усилите-
усилителя.
Далее управляющий импульс положи-
положительной полярности поступает на сиг-
сигнальный селектор. Одновременно на один из
входов селектора поступает квантующая по-
последовательность коротких импульсов, полу-
получаемых с формирующего триггера Шмитта.
Работой триггера управляет схема бло-
блокировки, состоящая из блокирующего триг-
триггера и тиратрона блокировки. Это позволяет
управляющему триггеру в течение одного
цикла измерений опрокидываться только от
двух импульсов, следующих друг за другом.
Основные технические характеристики
прибора И2-8 приведены ниже.
Диапазон измерений периодов следова-
следования импульсов — от 2 мкс до 1 с. При дли-
длительности периода от 2 до 1000 мкс изме-
измеряется среднее значение за 1000 периодов.
Погрешность измерений периода или
суммы 1000 периодов ± 0,01 % ± 1/JV, где
N — показания счетчика.
Диапазон измерений интервалов вре-
времени между двумя импульсами одинаковой
Измерение интервалов времени
Генератор задержки
Задержанный Запускающий
импульс импульс
Исследуемый источник
временных интервалов
Внешний
запуск
Выход
Рис. 9.16. Функциональная схема ИВИ по компенсационному методу
полярности и с амплитудами, отличающими-
отличающимися друг от друга не более чем в 2 раза,— от
10 мке до 1 с.
Погрешность измерения интервалов
+ 0,01 % ± 1/JV. При пологих фронтах
входных импульсов следует учитывать по-
погрешность измерений за счет установки
уровня измерения импульса.
Принимая линейную аппроксимацию
для фронтов входных импульсов, эту состав-
составляющую погрешности можно определить из
равенства
Ату= ±AU(z^i/Umaxi +тф2/1/т„2),
где AU — абсолютная погрешность установ-
установки уровня измерения; Umaxi и Umax2-
амплитуды обоих импульсов; Тф1 и Тф2 —
длительности фронтов первого и второго
импульсов.
Диапазон измерения длительности
импульсов — от 10 мке до 1 с. Погрешность
измерения длительности импульсов
+ 0,01 % ± 1/JV. При пологих фронтах
входных импульсов следует также учитывать
погрешность за счет установки уровня изме-
измерений импульса. При принятых выше усло-
условиях и обозначениях эту составляющую по-
погрешности можно определить из равенства
где Тф1 и тС2 — длительности фронта и среза
входного импульса; Umax — амплитуда вход-
входного импульса.
Амплитуда входных импульсов при из-
измерении периода может находиться в преде-
пределах от 1 до 150 В, а при измерении интерва-
интервалов между импульсами и длительности
импульсов - от 2 до 150 В.
Длительность входных импульсов дол-
должна быть не менее 0,1 мке.
В основу работы ИВИ И2-17 положен
компенсационный метод (рис. 9.16) измере-
измерения временных интервалов в диапазоне
10 мке—10 мс. Погрешность измерения вре-
меннйх параметров 10"* —110~9 с. Изме-
Измеряемый интервал времени сравнивается с ка-
калиброванным значением задержки. Для реа-
реализации этого метода в приборе предусмо-
предусмотрены источник эталонных временных интер-
интервалов (генератор задержки) и устройство для
сравнения измеряемого интервала с эта-
эталонным, в качестве которого используется
экран ЭЛТ.
В процессе измерений генератор задерж-
задержки включают в цепь запуска индикатора,
а измеряемый сигнал подают на вход си-
системы вертикального отклонения ЭЛТ. При-
Прибор измеряет временные параметры источ-
источников импульсных сигналов, которые имеют
внешнюю синхронизацию.
Генератор задержки позволяет получить
два импульса с регулируемой задержкой ме-
между ними. Опорный импульс, снимаемый
с выхода ], служит для запуска исследуемых
устройств, а задержанный, снимаемый с вы-
выхода 2, используется для запуска ждущей
развертки индикатора (рис. 9.17).
Переменную задержку получают мето-
методом временной селекции любого импульса
из конечной серии периодических импульсов.
Этот метод позволяет использовать систему
грубой задержки и сводит погрешность
определения интервала времени между
опорным и задержанным импульсами к по-
погрешности определения частоты задающего
генератора, стабилизированного кварцем
A0 МГц). Для формирования опорного им-
импульса импульсы с частотой повторения
10 МГц делятся до частот от 100 кГц до
10 Гц.
Для получения хорошей синхронизации
частоты кварцевого генератора и опорного
Кварцевый
генератор
Делитель
частоты
г
Селектор
1
Блок
перемен-
переменной
задержки
Выход 1
—о-<
Выход 2
Т
V
Селектор
2
Рис. 9.17. Функциональная схема прибора
И2-17
9.4. Средства измерения временных интервалов
351
импульса служит селектор /, на вход которо-
которого поступают импульсы как с делителя ча-
частоты, так и с задающего генератора. На вы-
выходе селектора / импульс появляется только
при совпадении во времени обоих входных
импульсов. Чтобы получить задержанный
импульс, последовательность импульсов
с выхода делителя частоты через блок пере-
переменной задержки поступает на селектор
2 одновременно с импульсами задающего ге-
генератора. С выхода 2 снимается задер-
задержанный импульс.
В приборе предусмотрена возможность
работы от внешнего опорного генератора
частотой 10 МГц, что позволяет снизить по-
погрешность измерения за счет нестабильности
частоты генератора, которая особенно суще-
существенно сказывается при измерении больших
интервалов времени.
Структурная схема осциллографического
ИВИ типа И2-26 практически не отличается
от схемы прибора И2-17. Особенностью при-
прибора И2-26 является повышенная точность
измерения временных интервалов, равная
±E 10'7-0,8-10~9) с за 30 сут. Установка
уровня измерения производится ступенями
через 0,1 высоты изображения сигнала на
экране ЭЛТ. Полоса пропускания усилителя
вертикального отклонения индикатора лежит
в пределах от 20 Гц до 50 МГц. Улучшение
чувствительности вертикально отклоняющих
пластин и применение широкополосного уси-
усилителя в индикаторе прибора позволило рас-
расширить динамический диапазон амплитуд
измеряемых сигналов в области малых зна-
значений до 60 мВ.
Генератор задержки прибора И2-26
имеет внешнюю синхронизацию импульсами
с частотой повторения 100 кГц, 1 и 5 МГц.
Прибор можно применять при поверке
параметров цифровых ИВИ, электронно-
счетных частотомеров и измерительных им-
импульсных генераторов, а также при настрой-
настройке и регулировке радиотехнической аппара-
аппаратуры.
Цифровой ИВИ И2-23 предназначен для
измерения временных интервалов, длитель-
длительности одиночных и повторяющихся ви-
видеоимпульсов, периодов повторения импуль-
импульсов и синусоидальных сигналов, среднего
значения периода, а также частоты повторе-
повторения импульсных и синусоидальных сигналов.
Разрешающая способность прибора по изме-
измеряемому интервалу 100 не, диапазон измере-
измерения временных интервалов 110 6 —1 с, ча-
частоты 20 Гц - 10 МГц.
Погрешность измерения временных ин-
интервалов ±A-10~*т.г—1-10~7) с, частоты
± A -10~* — 1) Гц. Амплитуда входных сиг-
сигналов находится в пределах от 0,5 до 150 В.
Прибор выполнен на микросхемах и по-
полупроводниковых приборах, имеет ручной
и автоматический запуск с регулируемым
временем индикации, но ие синхронизирует-
синхронизируется внешними импульсами. Индикация ци-
цифровая семиразрядная, однострочная. В схе-
схеме прибора реализован счетно-импульсный
метод прямого счета (рис. 9.18).
За время, равное длительности измеряе-
измеряемого временного интервала, производится
счет импульсов внутреннего опорного гене-
генератора с периодом повторения 100 не. При
этом измеряемый интервал преобразуется
в целое число периодов опорного генерато-
генератора: zx = NTm.
При измерении частоты производится
счет импульсов входного сигнала за 1 с. При
измерении среднего значения периода осу-
осуществляется счет импульсов опорного гене-
генератора за время, равное п периодам повторе-
повторения входного сигнала, где п - коэффициент
деления частоты входного сигнала, равный 1,
10, 100, 1000.
В приборе предусмотрен вывод инфор-
информации о результатах измерения в канал об-
общего пользования КОП или на внешнее ре-
регистрирующее устройство в коде 8 — 4 — 2 — 1,
а также выход опорного кварцевого генера-
генератора, который может быть использован как
источник высокостабильного сигнала часто-
частотой 10 МГц.
Для повышения разрешающей способно-
способности в приборе И2-24 используется счетно-им-
счетно-импульсный метод нониусного типа. Этот ме-
метод позволяет учесть остаток от разбиения
измеряемого временного интервала последо-
последовательностью импульсов опорной частоты
с периодом повторения 100 не
Принцип работы прибора поясняется
функциональной схемой на рис. 9.19.
Диапазон измерения временных интер-
интервалов, сдвигов импульсов 2' 10 — 0,2 мс,
а длительностей импульсов 20-10'6—0,2 мс.
Разрешающая способность 2 не.
Погрешность измерения временных ин-
интервалов + E-10~5 — 2- 10~9тх) при крутизне
входных сигналов не менее 1 В/нс, где
хх — измеряемый интервал. Уровни начала
и конца измерения могут быть установлены
независимо. Амплитуда входных сигналов
0,3 — 100 В. Запуск — ручной и автоматиче-
автоматический, а также от внешних импульсов отрица-
отрицательной полярности амплитудой 2 —5 В.
Исходное состояние десятичного счетчи-
счетчика прибора перед началом измерения со-
соответствует числу 993 020.
Контроль работоспособности прибора
производится в режиме самоконтроля (по
352
Измерение интервалов времени
>~О~| Формирователь 1
>~O~ Формирователь 2
Делитель частоты
Индикатор
Генератор
f()=10 МГц
Блок управления
режимом измерения
Триггер
t2
Преобразователь времен
ных интервалов
Вход Г
Рис. 9.18. Функциональная схема ИВИ по счетно-импульсному методу прямого счета
1
Блок автоматики
Делатель 1
A,2,5,10,20,
50,100)
I
Устройство
формиро-
формирования
Вход 2
У-О-
Преобразо-
Преобразователь
нониусный
Делитель2
A,2,5,10,20,
50,100)
ILL
Канал
допол-
дополнения
Грубый
а точный
каналы
I :
Блок
питания
' I
Декада
да МГц
Декада.
Г МГц
Ключи
высоко-
высоковольтные
4/50
Ключи высоко-
высоковольтные
Устройство
автопуска
Л в [
Индикатор
Рис. 9.19. Функциональная схема прибора И2-24
Полярность Уровень
+ /*Я^ /f^^ Период -
\-^у Интервал-.
>—| Про5ник~1
>—[ Пробник 2
Длительность
Преобразо-
Преобразователь
временных
интервалов
л9
л8
л?
Индикатор
Ле Л5 Л<\
Лз
■Лг
Л1
t t t t _T7
Ключи
высоко-
высоковольтные
t
Декада
Г МГц
t
|
Ключи
высоко-
высоковольтные
t
Декада
Г МГц
t
Блок
питания
Внутренний
Кварц
Внешний
Рис. 9.20. Функциональная схема ИВИ И2-25
10.2. Характеристики аттенюаторов различных видов
353
всем основным параметрам и режимам из-
измерения) и позволяет исключить профилак-
профилактические мероприятия и увеличить периодич-
периодичность поверок. Предусмотрен также вывод
информации о результатах измерения на
КОП и внешнее регистрирующее устройство
в коде 8-4-2-1.
Высокая разрешающая способность
и возможность измерения однократных вре-
временных интервалов позволяют использовать
прибор в ядерной физике, в экспериментах
для определения времени пробега и жизни
частиц, для измерения скорости, ускорения
и других параметров физических процессов,
если они с помощью датчиков преобразуют-
преобразуются в электрические сигналы и интервалы
времени; кроме того, он может быть исполь-
использован для измерения времени запаздывания
и задержки при контроле качества и испыта-
испытаниях интегральных микросхем и полупро-
полупроводниковых приборов.
Прибор типа И2-25 (рис. 9.20) построен
по схеме прямого счета импульсов, имеет та-
такое же функциональное назначение, как
и приборы И2-8, И2-23, но на порядок мень-
меньшую разрешающую способность и погреш-
погрешность измерения и рассчитан на более жест-
жесткие условия эксплуатации.
Высок'оомные пробники прибора позво-
позволяют измерять как частоту, так и временнйе
параметры непосредственно в цепях раз-
различных радиоэлектронных устройств при их
регулиронке и налаживании.
В приборе предусмотрен вывод инфор-
информации на КОП и внешнее регистрирующее
устройство.
РАЗДЕЛ ДЕСЯТЫЙ
АТТЕНЮАТОРЫ И ИЗМЕРЕНИЕ ОСЛАБЛЕНИЯ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ.
КЛАССИФИКАЦИЯ АТТЕНЮАТОРОВ
В СВЧ схемах широко используются
устройства для ослабления и регулирования
уровня мощности в тракте — аттенюаторы.
Они применяются для изменения амплитуды
выходного сигнала, чувствительности изме-
измерительных приемников, анализаторов спек-
спектра, стробоскопических осциллографов, рас-
расширения пределов измерения вольтметров,
измерителей мощности и других приборов.
Кроме того, массовое применение в СВЧ
трактах различного вида четырехполюсни-
четырехполюсников, таких как ферритовые устройства, на-
направленные ответвители, мосты, гибридные
соединения и другие узлы, предъявляет тре-
требования к измерению их параметров, в част-
частности ослабления, вносимого этими четырех-
четырехполюсниками. Одной из важных самостоя-
самостоятельных задач является задача измерения
больших ослаблений.
По принципу действия аттенюаторы
разделяются на резисторные, поглощающие,
предельные, поляризационные, ферритовые,
на полупроводниковых приборах; по кон-
конструкции - на коаксиальные, волноводные,
полосковые; по возможности регулировки
ослабления - на переменные (электрически
и механически управляемые) и фиксиро-
фиксированные; по. уровню ослабляемой мощно-
мощности — на аттенюаторы низкого уровня (до
1 Вт) и высокого; по точности - на кали-
12 п/р Кузнецова В. А.
брованные и некалиброванные.
Аттенюатор характеризуется ослабле-
ослаблением (затуханием), т. е. отношением уровня
мощности на входе к уровню мощности на
выходе, выраженным в децибелах:
/l = 101g(PBX/PBbJ,
и коэффициентом стоячей волны (КСВ).
10.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ
АТТЕНЮАТОРОВ РАЗЛИЧНЫХ
ВИДОВ
Аттенюаторы резисториые (вид Д2) пред-
представляют собой устройства, в схеме которых
для ослабления мощности используются ре-
резисторы. Резисторные аттенюаторы разде-
разделяются на фиксированные и ступенчатые.
Фиксированные резисторные аттенюа-
аттенюаторы - это Т-образные делители, выпол-
выполненные на резисторах, например С2-10, С6-1.
Ступенчатые аттенюаторы на резисто-
резисторах в основном имеют две схемы построе-
построения:
в диапазоне частот от постоянного тока
до 0,5 — 1 ГГц аттенюаторные секции с опре-
определенными значениями ослаблений (напри-
(например, 1, 2, 3, 4 и 10, 20, 30, 40 дБ) соединяются
последовательно при помощи различных
коммутирующих устройств (чаще всего с ку-
кулачковым механизмом управления). Такая
схема позволяет при минимальном количе-
количестве резисторов (минимальном числе секций)
354
Аттенюаторы и измерение ослабления
Таблица 10.1. Основные технические характернстнкн резнсторных н поглощающнх аттенюаторов
Наименование
Аттенюатор резис-
торный перемен-
переменный
Аттенюатор резис-
торный ступенча-
ступенчатый
Аттенюатор резис-
торный фиксиро-
фиксированный
Аттенюатор погло-
поглощающий перемен-
переменный
Тип
Д2-13
ДО-14
Д2-22
Д2-23
ДО-24
Д2-25
Д2-26
ДО-27
ДО-28
Д2-29
ДО-31
Д2-33
Д2-34
Д2-36
Д2-37
Д2-38
Д2-40
Д5-17
Д5-18
Д5-20
Д5-21
Д5-22
Диапазон
частот,
ГГц
0,5-3
1-3
0-1,5
0-1,5
0-1,5
0-1,5
0-3
0-3
0-3
0-3
0-3
0-5
0-5
0-5
0-5
0-5
0-5
1,5-3
3-7
11,5-17,15
8,3-11,55
7,15-10,2
Диапа-
Диапазон
ослаб-
ослабления,
ДБ
9-40
9-40
0-109
0-109
0-59
0-59
2
3
4
6
10
3
5
10
15
20
40
1-30
1-20
1-30
1-30
1-30
Погрешность
установки
ослабления,
дБ
±0,5
±0,5
±@,06-1)
±@,06-2)
±@,06-1)
±@,06-1)
±@,4-0,5)
±@,4-0,5)
±@,4-0,5)
±@,4-0,5)
±@,4-0,5)
+ 1
±1
±1
1,5
1,5
1,5
-
±@,5-1,5)
±@,5-1,5)
±@,5-1,5)
ксв
1,4-1,5
1,4
— -^
-
1,15-1,5
1,15-1,5
1,15-1,5
1,15-1,5
1,15-1,5
1,2-1,45
1,2-1,45
1,2-1,45
1,2-1,45
1,2-1,45
1,2-1,45
1,3
1,4
1,08
1,08
1,8
ВЧ
тракт,
мм
16/4,6
16/7
16/7
16/4,6
16/7
16/4,6
7/3
7/3
7/3
7/3
7/3
16/7
16/7
16/7
16/7
16/7
16/7
16/4,6
10/4,34
17x8
23x10
28,5x12,6
Допус-
Допустимая
входная
мощ-
мощность,
Вт
3
3 ^
1
1
1
2
1,5
1
,5
1
1
0,5
0,5
0,5
Мас-
Масса,
кг
2^5/
—
-
~
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,18
1,6
1,5
0,9
0,95
0,95
получать ступенчатые аттенюаторы с широ-
широким диапазоном изменения ослаблений (на-
(например, от 0 до 121 дБ через 1 дБ);
в диапазоне частот до 12 ГГц приме-
применяется конструкция ступенчатых аттенюато-
аттенюаторов барабанного типа. Фиксированные атте-
аттенюаторы с ослаблением 1, 2, 3, 4, 5 и т. д.
через 1 дБ; 10, 20, 30, 40, 50 и т. д. через
10 дБ встраиваются в барабан, и при помо-
помощи СВЧ переключателей каждый из атте-
аттенюаторов в отдельности включается в высо-
высокочастотный тракт. Для обеспечения измене-
изменения ослабления от 0 до 120 дБ через 1 дБ
применяются двух- или трехбарабанные ат-
аттенюаторы, т. е. последовательно включают-
включаются две или три секции. В этом случае по-
погрешность будет в 2 — 3 раза больше.
Аттенюаторы поглощающие. Действие
поглощающих аттенюаторов (вид Д5) осно-
основано на затухании электромагнитной энер-
энергии в поглощающих материалах. Рабочей
частью поглощающих аттенюаторов являет-
является пластина с нанесенным на нее слоем по-
поглощающего материала. С помощью ручки
и соответствующего механизма пластину
можно перемещать к середине волновода
или коаксиальной линии, тем самым увели-
увеличивая рассеяние электромагнитной энергии
в поглощающем слое. Это приводит к увели-
увеличению затухания электромагнитной волны,
вносимого аттенюатором.
В табл. 10.1 приведены характеристики
резисторных и поглощающих аттенюаторов.
Предельные аттенюаторы (вид Д4) осно-
основаны на использовании явления затухания
электромагнитной энергии в запредельном
волноводе. При X > Х,пр получается сильное
затухание: электрическое и магнитное поля
10.2. Характеристики
аттенюаторов различных видов
355
Таблица 10.2. Основные технические характеристики предельиых аттенюаторов
Тип
аттенюатора
Д4-3
Д4-4
Д4-5
Диапазон
частот,
ГГц
0,1-1,0
0,5-3
1,0-3,0
Пределы
установ-
установки ослабле-
ослабления, дБ
30-120
30-100
25-100
Погрешность
установки
ослабления,
ДБ
1,0-1,5
1,2-1,5
1,2-1,5
ксв
1,5
1,3
1,3
ВЧ тракт,
мм
16/4,6
16/4,6
16/7
Допустимая
входная
мощность,
Вт
10
1
1
Мас-
Масса,
кг
5
5
5
убывают вдоль волновода по экспоненциаль-
экспоненциальному закону. Постоянная затухания а =
р
Предельный аттенюатор представляет
собой отрезок круглого волновода, на входе
и выходе которого включены отрезки коак-
коаксиальных линий с возбуждающим и при-
приемным элементами. Затухание, выраженное
в децибелах, А = 8,68а/ + АИЗЧ — линейная
функция расстояния / между возбуждающим
и приемным элементами. Начальное осла-
ослабление Атч составляет около 10 — 25 дБ. Это
недостаток аттенюатора. Основные техниче-
технические характеристики предельных аттенюато-
аттенюаторов приведены в табл. 10.2.
Поляризационные аттенюаторы (вид
ДЗ) - это устройства, применяемые для ка-
калиброванного ослабления энергии электро-
электромагнитных волн, действие которых основа-
основано на зависимости поглощения электро-
электромагнитных волн от плоскости их поляри-
поляризации.
Принцип действия этих аттенюаторов
заключается в изменении степени поглоще-
поглощения электромагнитной энергии специальной
пластиной, размещенной в круглом волново-
волноводе и вращающейся вместе с ним, в зависимо-
зависимости от угла поворота пластины относитель-
относительно плоскости поляризации электромаг-
электромагнитных волн. Ослабление, вносимое атте-
аттенюатором, определяется углом поворота
поглощающей пластины и может быть от-
отсчитано по шкале, кинематически связанной
с вращающейся секцией и проградуирован-
ной в децибелах согласно расчетной фор-
формуле.
Конструктивно поляризационный атте-
аттенюатор состоит из трех секций волновода,
соединенных последовательно. Средней сек-
секцией является круглый волновод, свободно
вращающийся между двумя крайними вол-
новодными секциями, жестко укрепленны-
укрепленными в корпусе.
Обе крайние секции представляют собой
переходы с прямоугольного волновода на
круглый. Внутри каждой секции (вдоль нее)
12*
помещены поглощающие пластины, парал-
параллельные широким стенкам волноводов
и друг другу и делящие секции пополам.
Отсчетное устройство состоит из шкалы,
установленной непосредственно на поворот-
поворотной секции, и проекционной оптической си-
системы. Шкала выполнена в виде сегмента из
матового стекла с нанесенными на него де-
делениями, оцифрованными непосредственно
в децибелах. Проекционная оптическая си-
система состоит из проекционной лампы,
объектива, двух зеркал и экрана. С помощью
проекционной оптической системы участки
шкалы, соответствующие установленному
ослаблению, проектируются на экран атте-
аттенюатора.
Энергия электромагнитной волны, рас-
распространяющаяся вдоль прямоугольного
волновода, попадает в одну из крайних секций
аттенюатора, в которой электромагнитная
волна из волны Я10 в прямоугольном волно-
волноводе преобразуется в волну Яп в круглом
волноводе без ослабления. Затем электро-
электромагнитная энергия поступает в круглую
среднюю вращающуюся секцию аттенюато-
аттенюатора, где в зависимости от положения погло-
поглощающей пластины ослабляется и поступает
в другую крайнюю секцию аттенюатора, где
происходит обратное преобразование волны
Яц в волну Я10 в прямоугольном волново-
волноводе. Если средняя пластина лежит в той же
плоскости, что-и крайние, то аттенюатор по-
почти не вносит затухания. При повороте цен-
центральной секции, когда расположенная в ней
пластина образует с пластинами крайних
секций угол 8, волна, поступающая из пер-
первой секции, поляризуется под углом 8 по от-
отношению к средней пластине. Составляющая
электромагнитной волны, параллельная пла-
пластине, поглощается ею, а составляющая, пер-
перпендикулярная пластине, проходит без осла-
ослабления. Затухание, выраженное в децибелах,
в зависимости от угла поворота 6 опреде-
определяется по формуле
A =401gsec6 + /lHa4.
356
Аттенюаторы и измерение ослабления
Таблица 10.3. Основные технические характеристики поляризационных аттенюаторов
Тип
ДЗ-27
ДЗ-28
ДЗ-29
ДЗ-ЗО
ДЗ-31
ДЗ-32А
ДЗ-ЗЗА
ДЗ-34А
ДЗ-35А
ДЗ-36А
ДЗ-37
ДЗ-38
Диапазон
Частот,
Wit
1 1Ц
5,65-8,25
3,93-5,65
2,58-3,93
2,14-3,15
3,15-4,8
6,85-9,93
8,24-12,05
12,05-17,44
17,44-25,86
25,86-37,5
37,5-53,57
53,57-78,33
,( Пределы
измерения
ослабления,
•дБ
0,5-60
0,5-60
0,3-80
0,3-80
0,3-80
0,5-70
0,5-70
0,5-70,
0,5-70
1-70
1-70
1-70
Погрешность установки
ослабления,
дБ
± @,01+0,0044) до 50
дБ; +0,6 свыше 50 дБ
±@,01+0,0044) до 50
дБ; +0,6 свыше 50 дБ
±@,01 +0,0044) до 60
дБ; +0,4 до 70 дБ;
+ 0,8 до 80 дБ
± @,01 + 0,0044) до 60
дБ; +0,4 до 70 дБ;
+ 0,8 до 80 дБ
+ @,01+0,0044) до 60
дБ; ±0,4 до 70 дБ;
+ 0,8 до 80 дБ
+ @,01+0,0054) до 50
дБ; +0,7 свыше 50 дБ
±@,01+0,0054) до 50
дБ; +0,7 свыше 50 дБ
±@,01+0,0054) до 50
дБ; +0,7 свыше 50 дБ
±@,01+0,0054) до 20
дБ; ±0,4 свыше 20 дБ
до 50 дБ; +0,9 свыше
50 дБ
±@,01+0,0054) до 20
дБ; ±0,4 свыше 20 дБ
до 50 дБ; +0,9 свыше
50 дБ
±0,024 до 50 дБ
+ 0,024 до 50 дБ
ксв
1,15
1,15
1,15
1,15
1,15
1,2
1,2
1,2
1,2
1,2
1,15
1,15
ВЧ тракт,
мм
35x15
48x24
72x34
90x45
58x25
28,5 х 12,6
23x10
17x8
11x5,5
7,2 х 3,4
5,2x2,6
3,6x1,8
Габариты,
мм;
масса, кг
165х230х
х53О; 8,3
175х230х
х700; 12,5
215х350х
х1230; 34,5
215х350х
х1415; 44
190х320х
хЮ22; 20
596 х 270 х
х210; 6,0
478 х 270 х
х210; 6,0
350х270х
х210; 5,5
315х270х
х210; 5,5
257х270х
х210; 5,5
146 х 225 х
х 150; 4,0
139х225х
х 150; 4
Таблица
Тип
Э6-29
Э6-30
Э6-32
Э6-33
Э6-34
Э6-35
Э6-36
Э6-38
Эб-42
Э6-43
Э6-44
Э6-45
10.4. Основные
Диапазон
частот,
ГГц
0,9-1,8
1-2
1,5-3
1,5-3
2-4
2,5-4,7
4-7
2,6-3,94
5,64-8,24
6,85-9,93
8,24-12,05
12,05-17,44
технические характеристики коаксиальных и
Ослабление
в прямом
направлении,
дБ
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
Ослабление
в обратном
направлении,
дБ
15
15
20
20
20
20
20
20
20
20
20
20
КСВ
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
1,3
Уровень
МОЩНОСТИ
в тракте
2
2
5
5
5
5
5
2
2
1
1
1
волноводных
ВЧ тракт,
мм
16/7
16/4,6
16/4,6
16/7
10/4,34
10/4,34
10/4,34
72x34
35x15
28,5 х 12,6
23x10
17x8
вентилей
Масса,
кг
2,25
2,25
1,85
1,85
1,8
1,8
1,15
10,0
2,4
2,2
1,0
1,0
10.3. Методы измерения ослабления
357
Таблица 10.5. Основные технические характеристики электрически перестраиваемых
аттенюаторов
Тип
АЦ003
ЖХ023
ЕХ019
ВЦ011
ЕЦ044
БЦ007
Диапазон
частот,
ГГц
12-37,5
12-37,5
17,04-79,4
9,3-9,9
0,5-1
3 + 0,5
Максимальное
ослабление,
дБ
20
40
20
40
55
40
Начальное
ослабление, дБ
0,7-1
1-1,5
1,5
0,7
1,2
1,0
Допустимая
мощность, Вт
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
—
Управляющий
ток,
мкА
—
—
—
50-100
150
Отсчет ослабления электромагнитной
энергии производится по шкале, связанной
с вращающейся секцией, и с помощью опти-
оптической системы проектируется на экран (для
удобства отсчета). .
Достоинствами этого аттенюатора
являются: независимость затухания от ча-
частоты, неизменность фазовых соотношений
при регулировке ослабления, независимость
стабильности затухания от стабильности по-
поглощающих элементов.
Основные технические характеристики
поляризационных аттенюаторов приведены
в табл. 10.3.
Ферритовые аттенюаторы, или ферри-
товые вентили (вид Э6), также относятся
к развязывающим устройствам. Они обла-
обладают невзаимными свойствами: в прямом
направлении пропускают энергию с очень
малым затуханием @,5 — 1 дБ) и имеют
большое затухание (более 20 дБ) для энер-
энергии, распространяющейся в обратном напра-
направлении. Тем самым развязка генератора от
влияния нагрузки достигается без заметных
потерь мощности. Наиболее известны венти-
вентили, в которых используются эффект Фарадея
и резонанс поглощения в феррите. По кон-
конструкции вентили разделяются на коак-
коаксиальные и волноводные.
Основные технические характеристики
коаксиальных и волноводных вентилей при-
приведены в табл. 10.4.
Аттенюаторы на полупроводниковых при-
приборах. Аттенюаторы на основе р-г-п-диодов
и диодных малогабаритных сборок имеют
ступенчатую с шагами 1 и 10 дБ регулиров-
регулировку ослабления до 30 — 60 дБ. Погрешность
установки ослабления в зависимости от диа-
диапазона частот, широкополосное™ этих
устройств и вносимого ослабления колеблет-
колеблется в пределах от ± 0,5 до + 1,5 дБ. Такие
аттенюаторы, имеющие малые габариты
и массу и возможность электронного упра-
управления ослаблением, находят самое широкое
применение в современных радиоизмери-
радиоизмерительных приборах и системах.
Основными преимуществами их являют-
являются: возможность цифрового отсчета ослабле-
ослабления; возможность дистанционного управле-
управления; возможность встраивания в измеритель-
измерительную аппаратуру и в системы с цифровым
отсчетом и управлением в двоичном коде;
возможность встраивания в системы автома-
автоматического регулирования и стабилизации
мощности; скорость отсчета ослабления;
малые габариты и масса; удобство стыковки
и уменьшение погрешностей рассогласова-
рассогласования при работе с малогабаритными узлами
и аппаратурой СВЧ; возможность устано-
установления сенсорных датчиков в качестве орга-
органа регулировки ослабления.
Основные технические характеристики
некоторых электрически перестраиваемых
аттенюаторов приведены в табл. 10.5.
10.3. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ОСЛАБЛЕНИЯ
В основном все методы измерения осла-
ослабления в высокочастотных трактах предста-
представляют собой, как правило, разновидность
метода замещения (сравнения с образцовым
аттенюатором).
По способу включения образцового ат-
аттенюатора все методы измерения ослабле-
ослабления, основанные на принципе замещения,
разделяются на следующие:
последовательного замещения по высо-
высокой частоте;
параллельного замещения по высокой
частоте;
последовательного замещения по проме-
промежуточной частоте;
параллельного замещения по промежу-
промежуточной частоте;
замещения на низкой частоте.
Метод замещения на промежуточной ча-
частоте наиболее универсален и нашел широ-
широкое применение в измерениях ослабления.
Метод последовательного замещения на
СВЧ. При этом методе в СВЧ тракт вклю-
включаются последовательно два аттенюатора:
358
Аттенюаторы и измерение ослабления
Развязывающее
устройство
♦
- Генератор
Образцовый
аттенюатор
Измеряемый
ч етыр ехполюсни к
*
Детекторная
гоповка
♦
Индикатор
Рис. 10.1. Схема измерения ослабления методом последовательного замещения на СВЧ
образцовый и поверяемый. Затухание обоих
аттенюаторов сравнивается таким образом,
чтобы сумма затуханий их осталась постоян-
постоянной (в первоначальном положении один ат-
аттенюатор имеет максимальное затухание,
другой — минимальное; в конечном положе-
положении — наоборот). Пределы измерения этим
методом довольно велики (до 70 — 80 дБ),
а собственная погрешность метода мала
и определяется в основном погрешностью
образцового аттенюатора.
Схема измерения ослабления методом
замещения на СВЧ представлена на
рис. 10.1.
Метод параллельного замещения на СВЧ.
При этом методе СВЧ тракт состоит из двух
параллельных каналов, в один из которых
включается образцовый аттенюатор, а во
второй — поверяемый. По индикатору с по-
помощью образцового аттенюатора устанавли-
устанавливается равное затухание в обоих каналах. За-
Затухание поверяемого аттенюатора опреде-
определяется по затуханию образцового аттенюа-
аттенюатора. Погрешность измерения определяется
погрешностью образцового аттенюатора,
погрешностью за счет неидентичности кана-
каналов и нестабильностью генератора.
Схема измерения ослабления методом
параллельного замещения на СВЧ предста-
представлена на рис. 10.2.
Метод последовательного замещения на
промежуточной частоте (супергетеродинный
метод). Метод заключается в сравнении за-
затухания, вносимого исследуемым четырехпо-
четырехполюсником в тракт СВЧ, с затуханием образ-
образцового аттенюатора на промежуточной ча-
частоте образцовой установки. Этот метод
универсален, так как позволяет работать
в широком диапазоне частот с одним и тем
же образцовым аттенюатором и обеспечи-
обеспечивает погрешность измерения примерно 1 %
затухания в децибелах. Пределы измерения
ослабления значительны A00—120 дБ).
Схема измерения ослабления методом
последовательного замещения на промежу-
промежуточной частоте представлена на рис. 10.3.
Метод параллельного замещения на про-
промежуточной частоте. Схема измерения осла-
ослабления методом параллельного замещения
представлена на рис. 10.4. На выходах сме-
смесителей / и 2 сигналы промежуточной ча-
частоты синхронны, причем амплитуда сигнала
на выходе смесителя 1 всегда постоянна,
а амплитуда и фаза сигнала на выходе сме-
смесителя 2 зависят от комплексного коэффи-
коэффициента передачи исследуемого четырехпо-
четырехполюсника.
С помощью образцового фазовращателя
и образцового аттенюатора компенсирую-
компенсирующий сигнал подбирается таким, чтобы сумма
измеряемого и компенсирующего сигналов
равнялась нулю. Это возможно тогда, когда
ослабление образцового аттенюатора точно
совпадает с ослаблением поверяемого четы-
четырехполюсника, а фаза коэффициента переда-
передачи образцового фазовращателя отличается
от фазового сдвига, вносимого поверяемым
четырехполюсником, на 180°.
Этот метод позволяет обеспечить сле-
следующие погрешности: систематическую
0,02-0,4 дБ; случайную 0,01-0,6 дБ.
Принцип действия фазовращателя осно-
основан на том, что с помощью двух фазосдви-
гающих цепочек и трансформаторов форми-
формируются четыре напряжения, последовательно
сдвинутые на 90°:
/^siiKflt; /4,sin((ot-(-90°);
Л, sin (art + 180°); Л, sin(u)t + 270°).
Эти напряжения через управляемые эле-
элементы с коэффициентами передачи К1, К2,
К3, К4 суммируются. Суммарный сигнал
А можно записать следующим образом:
А = Ах \Ksmmt-\- K2sin(a>t + 90°) +
+ К3 sin (at + 180°) +
+ K4sin((or + 2700)] =A1(K1 -K3)sinat +
+ А2(К2 — K4)cos(ot.
Если разность коэффициентов передачи
К1 - К3 и К2 — К4 изменять по закону К, —
- К3 = Kosin(f>H К2 — К4 = K0cosy,TO сум-
суммарный сигнал будет изменяться по закону
A =A1K0cos((ot — ф).
Фазовый сдвиг измеряется цифровым
фазометром, встроенным в установку.
О дногенера горный измеритель, исполь-
использующий сдвиг частоты с помощью балансного
модулятора. В этой схеме на выходе смесите-
смесителя выделяется сигнал частоты модуляции,
10.3. Методы измерения ослабления
359
Генератор
Развязывающее
устройство
Развязывающее
устройство
Образцовый
аттенюатор
Поверяемый
аттенюатор
Переключатель
Измеритель
мощности
Рис. 10.2. Схема измерения ослабления методом параллельного замещения на СВЧ
Измеряемый
четырех-
четырехполюсник
Развязывающее
устройство
■I Смеситель
Развязывающее
устройство
Генератор
Усилитель
промежуточной
частоты
Детектор
Гетеродин
Образцовый
аттенюатор
Генератор
промежуточной частоты
Усилитель
♦
Индикатор
Рис. 10.3. Схема измерения ослабления методом последовательного замещения на промежуточ-
промежуточной частоте
Компенсирующий сигнал промежуточной частоты
Исследуемый
четырех-
четырехполюсник
Генератор
сигналов I
Смеси-
Смеситель 1
Смеситель 2
Гете-
Гетеродин
Измеряемый сигнал
промежуточной частоты
Усили-
Усилитель 1
Усили-
Усилитель 2
Образцовый
фазо-
фазовращатель
Фазовый
детектор 1
Фазовый
детектор 2
Индикатор
Образцовый
аттенюатор
Фазовраща-
Фазовращатель 90°
Рис. 10.4. Схема измерения ослабления методом параллельного замещения на промежуточной
частоте
Образцовый
фазовращатель
Генератор
сигналов
t
Балансный
модулятор
1 +'пр
Исследуемый
аттенюатор
Смеситель
Образ
аттен
цовый
юатор
Модулятор
■ iijj^
Усилитель
' 1
Фазовращатель
90°
Фазовый
детектор
Индикатор
Рис. 10.5. Структурная схема одногенераторного измерителя, использующего сдвиг частоты
с помощью балансного модулятора
360
Аттенюаторы и измерение ослабления
Модулятор
*■
Генератор
Развязывающее
устройство
Исследуемый
четырехполюсник
Индикатор
♦
Образцовый
усилитель
Детектор
Развязьгоающее
устройство
Рис. 10.6. Схема измерения ослабления методом замещения на низкой частоте
пропорциональный коэффициенту передачи
четырехполюсника (рис. 10.5).
Этот метод является комбинированным,
так как замещение фазы осуществляется на
высокой частоте, а замещение ослабления —
на частоте модуляции, которая в данном
случае играет роль промежуточной.
Одногенераторные методы имеют то
преимущество, что промежуточная частота
является очень низкой, поэтому образцовый
аттенюатор — это низкочастотный рези-
стивный аттенюатор, точность которого мо-
может достигать десятитысячных долей децибе-
децибела. Однако они имеют ограниченную чув-
чувствительность (из-за низкочастотных шумов
смесителей), не превышающую 10~14 Вт.
Метод замещения на низкой частоте (ме-
(метод квадратичного детектирования). Этот ме-
метод заключается в сравнении затухания, вно-
вносимого исследуемым четырехполюсником,
с коэффициентом деления делителя, стояще-
стоящего в схеме индикатора и работающего на ча-
частоте модуляции ВЧ генератора.
Напряжение частоты модуляции выде-
выделяется на кристаллическом детекторе, рабо-
работающем на квадратичном участке своей ха-
характеристики. В этом случае продетёктиро-
ванное напряжение пропорционально СВЧ
мощности. Поэтому
где I/, — напряжение на выходе детектора
без исследуемого четырехполюсника;
U2 — то же напряжение при включенном
четырехполюснике.
При применении делителя с плавно ме-
меняющимся коэффициентом деления форму-
формула принимает следующий вид:
где К^ и К2 — соответствующие значения
коэффициента деления делителя.
Практически делители бывают ступен-
ступенчатыми и отсчет ведется по шкале вольтмет-
вольтметра и по показаниям делителя. Тогда
AaB = \0\g(U1Ki/U2K2).
Этот метод обеспечивает диапазон изме-
измеряемых величин 35 — 70 дБ с погрешностью
+ 0,1-0,15 дБ.
Схема измерения ослабления методом
замещения на низкой частоте представлена
на рис. 10.6.
Метод измерения с помощью направ-
направленных ответвнтелен. При этом методе осла-
ослабление исследуемого четырехполюсника
определяется путем выделения, детектирова-
детектирования СВЧ сигналов в тракте с помощью на-
направленных детекторов до и после четырех-
четырехполюсника и последующего их сравнения.
Этот метод применяется при панорамной
индикации и измерении ослабления.
Погрешность измерения при этом мето-
методе определяется погрешностью за счет не-
неидентичности направленных детекторов, не-
неравномерности частотной характеристики,
нестабильности сигнала и погрешностью ин-
индикаторного блока.
Схема измерения ослабления с по-
помощью направленных ответвителей предста-
представлена на рис. 10.7.
Метод короткозамкнутой линии (стоячей
волны). Ослабление четырехполюсника мож-
можно измерять с помощью измерительной ли-
линии. При подключении короткозамыкателя
на конце СВЧ тракта в нем устанавливается
стоячая волна.
Напряжение на зонде измерительной ли-
линии будет определяться формулой
U(x) = 2K(a)sinBnxfk),
Генератор качающейся частоты
Инди каторный
блок
Направленный
ответвитель
Исследуемый
четырехполюсник
Направленный
ответвитель
Согласованная
нагрузка
Рис. 10.7. Схема измерения ослабления методом направленных ответвителей
10.4. Средства измерения ослабления
361
Согласующее
устройство
Исследуемый
четырехполюсник
>
Согласующее
устройство
*
Измеритель-
Измерительная линия
Коротко-
эамыкатель
Генератор
Индикатор
Рис. 10.8. Схема измерения ослабления методом короткого замыкания
где К — коэффициент, зависящий от переход-
переходного затухания зонда; а — амплитуда волны;
х — расстояние от узла стоячей волны; X —
длина волны в волноводе.
При измерении ослабления сначала при
отсутствии испытуемого четырехполюсника
устанавливают зонд линии в пучность н за-
замечают показание индикатора Uo, затем
включают в тракт четырехполюсник; при
этом показания прнбора-ннднкатора умень-
уменьшаются до G]. Далее опять исключают четы-
четырехполюсник и перемещают зонд на такое
расстояние %, при котором индикатор вновь
покажет [/,, тогда
АдБ= -201gsinBnxA).
Этому методу присущи (при кажущейся
простоте н отсутствии зависимости от вида
характеристики детектора линии) малые пре-
пределы измеряемых затуханий (до 10—15 дБ)
и большие погрешности (до 0,3 — 0,4 дБ на
15 дБ), поэтому он применяется крайне ре-
редко.
Схема измерения ослабления методом
короткого замыкания представлена на
рис. 10.8.
10.4. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЯ
ОСЛАБЛЕНИЯ. КЛАССИФИКАЦИЯ,
ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ.
ПРИМЕНЯЕМОСТЬ ПРИ СОЗДАНИИ
И ЭКСПЛУАТАЦИИ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ,
ЕЕ УЗЛОВ И БЛОКОВ
Исходя из методов измерения ослабле-
ослабления все современные средства измерения ос-
ослабления можно разделить на следующие:
установки для поверки аттенюаторов; пано-
панорамные измерители КСВ и ослабления; из-
измерители комплексных коэффициентов пере-
передачи; поляризационные аттенюаторы.
Установки для поверки аттенюаторов.
Принцип работы серийно выпускаемых уста-
установок для поверки аттенюаторов основы-
основывается на линейном преобразовании частоты
входного сигнала в промежуточную, на ко-
которой осуществляется сравнение ослабления
измеряемого четырехполюсника с ослабле-
ослаблением образцового аттенюатора. В качестве
источника высокочастотного сигнала и гете-
гетеродина используются типовые генераторы
сигналов и генераторы стандартных сигна-
сигналов.
Установка Д1-9 представляет собой
сравнительно простои одноканальнын изме-
измеритель ослабления, размещенный в одном
блоке. В комплекте с серийными генератора-
генераторами она позволяет измерять ослабление до
80—100 дБ относительно начального уровня
мощности 10~4 Вт.
Установки Д1-9 и Д1-14 по принципу
действия аналогичны, но у установки Д1-14
улучшены технические характеристики в ча-
части расширения рабочего диапазона частот
и пределов измеряемых ослаблений.
Введение режима автоматического ус-
усреднения обеспечивает возможность отсчета
результатов в автоматическом режиме при
измерении больших ослаблений и уменьше-
уменьшение случайной составляющей погрешности.
Предусмотрена возможность работы
в автоматизированных системах.
Установка ДК1-12 может работать в ре-
режиме как одноканального измерения, так
и двухканального. Все элементы, связанные
с формированием опорного сигнала двухка-
двухканального измерителя (образцовый фазовра-
фазовращатель, детекторное устройство и пр.), ском-
скомпонованы в отдельном блоке. Установка
более сложна по устройству, однако позво-
позволяет достигнуть лучших параметров (шире
диапазон измеряемых ослаблений, меньше
погрешности измерения ослабления) и обес-
обеспечивает измерение фазы коэффициента
передачи четырехполюсников. Отсчет ослаб-
ослабления производится непосредственно по
шкале образцового аттенюатора, а фазы —
по шкале встроенного измерителя фазы, так-
также работающего на определенной промежу-
промежуточной частоте. В качестве образцового
аттенюатора в установке используется атте-
аттенюатор предельного типа, погрешность ко-
которого определяется размерами предельного
волновода н микрометрического винта, изго-
изготовленных по первому классу точности. Ре-
Результаты измерения модуля и фазы коэффи-
коэффициента передачи четырехполюсника реги-
регистрируются на ЦПУ.
Установка ДК1-15 работает в более вы-
высокочастотном диапазоне.
362
Аттенюаторы и измерение ослабления
Таблица 10.6. Установки для новеркн
Параметры
Диапазон частот, ГГц
Диапазон измерения:
ослабления, дБ
фазы, град
Погрешность, дБ:
систематическая
случайная
КСВН входа, не более
ВЧ тракт, мм
Габаритные размеры, мм
Масса, кг
аттенюаторов i
четырехполюсников
Д1-9
0,0001-17,44
0-100
—
0,04-1
0,1-0,7
1,3
16/7; 16/4,6;
35x15;
23x10;
16x8
480x320x475
43
ДК1-12
0,0001 -17,44
0-140
0-360
0,02-2,5
0,02-1
1,15
7/3; 16/4,6
16x8
480x320x475
95
■ измерения ослабления
Д1-14
0,0001-37,5
0-100
—
0,05-1,53
Не более 0,25
1,5
7/3; 16x8;
11x5,5;
7,2 х 3,4
480x240x475
28,5
ДК1-15
37,5-78,33
0-80
0-360
±@,1-1,1)
1,2-1,5
5,2x2,6;
3,6x1,8
480x480x120;
ЛЯП v ЛЯП v 1 ЛП
ЧоУ} X 4OVJ X 1UU
54
Основные технические характеристики
установок для поверки аттенюаторов приве-
приведены в табл. 10.6.
Установки для поверки аттенюаторов
предназначены для калибровки как от-
отдельных, так и встроенных в измерительный
генератор аттенюаторов, а ДК1-12 — также
для измерения модуля и фазы коэффициен-
коэффициентов передачи различных четырехполюсников,
ослабление которых не превышает
120- 140 дБ. С помощью этих установок мо-
могут поверяться направленные ответвители,
фильтры, гибридные соединения, вентили,
усилители, экранировка генераторов и эле-
элементов передающих и приемных высокоча-
высокочастотных тактов, а также (в комплекте с изме-
измерительными линиями и направленными от-
ветвителями) определяться КСВ устройств,
обладающих как весьма малыми, так и боль-
большими (близкими к единице) коэффициентами
отражения.
Схемы измерений ослаблений с по-
помощью различных установок представлены
на рис. 10.9-10.12.
Панорамные измерители КСВ и ослабле-
ослабления. Принцип действия этих приборов осно-
Управляюшее напряжение
ван на использовании двух направленных от-
ветвителей с детекторными головками (на-
(направленных детекторов (НД) с включенным
между ними исследуемым четырехполюсни-
четырехполюсником). Сигнал от генератора качающейся ча-
частоты подводится к исследуемому четырех-
четырехполюснику. При измерении ослабления вы-
выделяются падающий на исследуемый объект
и прошедший через него СВЧ сигналы, де-
детектируются и подаются в индикаторный
блок. Сигнал с выхода детекторной головки
НД подающей волны поддерживается по-
постоянным системой автоматической регули-
регулировки мощности (АРМ) генератора. Шкалы
индикатора градуированы в децибелах и по-
позволяют производить непосредственный от-
отсчет измеряемой величины. Схема измерения
ослабления представлена на рис. 10.7.
Достоинством этих приборов является
возможность наблюдения на осциллографи-
ческом индикаторе характеристик ослабле-
ослабления в диапазоне частот. Основные техниче-
технические характеристики панорамных измерите-
измерителей КСВ и ослабления (в части измерения
ослабления) приведены в табл. 10.7.
Эти приборы необходимы при разработ-
Смеситель 1
|Генератор|
| Генератор ДБлок вентилей
I Баланс 1
Измеряемый
четырехполюсни к
О1
Баланс
Смеситель 2
1
Синхронизатор
Блок
измерения фазы
Установка
для калибровки
аттенюаторов
Рис. 10.9. Схема измерения ослабления и фазы четырехполюсника на установке ДК1-12
10.4. Средства измерения ослабления
363
Генератор
Управляющее напряжение
Генератор
к
Аттенюатор [—»] Смеситель 1
-»4 Смеситель 2\
J_
Синхронизатор
Блок измерения фазы
Установка для калибровки
аттенюаторов
Рис. 10,10. Схема поверки встроенного аттенюатора генератора с помощью установки ДК1-12
Управляющее напряжение
Генератор
Й Аттенюатор ] *\ Смеситель 1
. t
Антенна
Антенна
а)
Блок вентилей ] »j Смеситель 2
Генератор |
Управляющее напряжение
Синхронизатор
Блок
измерения фазы
Установка
для калибровки
аттенюаторов
Генератор
Аттенюатор
Согласованная
нагрузка
*| Смеситель 1
Смеситель 2 ]—
| Блок вентилей
Блок
измерении фазы
Генератор
Синхронизатор
Установка
для калибровки
аттеню аторов
Рис. 10.11. Схема измерения качества экранировки генератора с помощью установки ДК1-12:
а — первый баланс; б — второй баланс
Управляющее напряжение
Смеситель 1
i
Блок вентилей
Генератор
Генератор
Направленный
ответвитель
Смеситель 2
Измеряемый
объект
Синхронизатор
Блок
измерения фазы
Установка
для калибровки
аттенюаторов
Рис. 10.12. Схема измерения больших КСВ с помощью направленных ответвителей и уста-
установки ДК1-12
364
Аттенюаторы и измерение ослабления
Устройство
управления частотой
Генераторное
устройство
ГКЧ
—•■
Измерительная
СВЧ головка
+ ♦
Измеряемый
четырехполюсник
Измерительный блок
Двухканальный
преобразователь
Следящий гетеродин
Чреобразователь частоты
Рис. 10.13. Структурная схема измерителя комплексных коэффициентов передачи (упрощенная)
ке и серийном производстве СВЧ узлов ра-
радиоэлектронной аппаратуры.
Измерители комплексных коэффициентов
передачи. Принцип работы приборов осно-
основан на выделении опорного и измеряемого
сигналов, которые несут информацию об из-
измеряемых параметрах. Опорный и изме-
измеряемый сигналы преобразуются в измери-
измерительном блоке, который выдает информа-
информацию для наблюдения и измерения на экра-
экране ЭЛТ соответствующих характеристик.
Структурная схема одного из приборов для
измерения коэффициента передачи представ-
представлена на рис. 10.13. Выходной сигнал с гене-
генератора качающейся частоты ГКЧ с по-
помощью тройника разделяется на два плеча:
опорное и измерительное. Сигнал с опорно-
опорного плеча непосредственно поступает на изме-
измерительный блок, а сигнал в измерительном
плече предварительно проходит через изме-
Таблица 10.7. Осиовиые техиические характеристики панорамных измерителей КСВ
и комплексных коэффициентов передачи в части измерения ослабления
Тип
Панорамные
измерители
КСВ
РК2-47
Р2-52
Р2-53
Р2-54
Р2-56
Р2-57
Р2-58
Р2-59
Р2-60
Р2-61
Р2-65
Р2-66
Р2-67
Р2-68
Р2-69
Р2-70
Р2-71
Панорамные
измерители
комплексных
коэффициентов
передачи
Р4-11
Р4-23
Диапазон
частот
ГГц
0,1-1,25
1,07-2,14
2,0-4,0
4,0-12,05
2,59-3,94
3,2-4,8
3,94-5,64
5,64-8,24
6,85-9,93
8,24-12,05
25,86-37,5
17,44-25,86
12,05-17,44
37,5-53,57
53,57-78,33
12,05-18,0
12,05-18,0
0,01-1,25
1-4
Пределы
измерения
ослабления,
ДБ
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
0-30
+ 10 40
+ 10 70
Погрешность
измерения
ослабления,
ДБ
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
+ (О;5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
±@,5-2)
+ @,5-2)
±@,4-2,4)
+ @,7-2,8)
ВЧ тракт,
мм
16/7; 16/4,6;
7/3
16/7; 16/4,6;
7/3
16/7; 7/3
7/3
72x34
58x25
48x24
35x15
28,5x12,6
23x10
7,2 х 3,4
11x5,5
17x8; 16x8
5,2x2,6
3,6x1,8
7/3
3,5/1,5
16/7; 16/4,6;
7/3
7/3
Масса,
кг
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
45
58
65
10.5. Автоматизация процессов измерения ослабления
365
ряемый объект. Эти, сигналы поступают на
смесители опорного и измерительного кана-
каналов, куда от гетеродинов подается сигнал,
сдвинутый по частоте на 100 кГц. После это-
этого сигналы частотой 100 кГц поступают
в делительную схему, где производится из-
измерение отношения амплитуд. Продетекти-'
рованная постоянная составляющая напря-
напряжения подводится к экрану ЭЛТ, где про-
производится наблюдение исследуемых характе-
характеристик в диапазоне частот.
Основные технические характеристики
измерителей комплексных коэффициентов
передачи (в части измерения модуля коэффи-
коэффициента передачи) представлены в табл. 10.7.
Возможность измерения фазы коэффи-
коэффициента передачи, а также КСВ и фазы коэф-
коэффициента отражения четырехполюсников
и наблюдения всех характеристик в диапазо-
диапазоне частот делает их незаменимыми при раз-
разработке СВЧ узлов радиоэлектронной аппа-
аппаратуры и увеличивает быстродействие их
измерений при серийном производстве и экс-
эксплуатации радиоэлектронной аппаратуры.
Измерители комплексных коэффициен-
коэффициентов передачи применяются при разработке,
исследованиях, производстве и обслужива-
обслуживании радио- и телевизионных передатчиков,
связных систем, систем спутниковой связи
(проверка развязки полосовых фильтров,
переключателей, направленных ответвителей,
затухания кабелей передачи мощности' и их
соединителей, аттенюаторов и ш^
Метод измерения ослабления с по-
помощью поляризационного аттенюатора опи-
описан в § 10.3, конструкция поляризационных
аттенюаторов — в § 10.2, а основные техниче-'
ские характеристики приведены в табл. 10.3.
Следует отметить, что поляризационные ат-
аттенюаторы — самые простые и доступные
средства измерения ослабления волноводных
СВЧ узлов\ в диапазоне частот 2,14—
78,3 ГГц с погрешностью ±@,01-0,5) дБ до
37,5 ГГц и ±@,02-3) дБ до 78,3 ГГц, по-
поэтому их удобно использовать в радиоэлек-
радиоэлектронной аппаратуре во время ее эксплуата-
эксплуатации.
10.5. АВТОМАТИЗАЦИЯ
ПРОЦЕССОВ ИЗМЕРЕНИЯ
ОСЛАБЛЕНИЯ
Новые измерительные задачи, возникаю-
возникающие при разработке и эксплуатации радио-
радиоэлектронной аппаратуры, требуют расшире-
расширения функциональных возможностей радиоиз-
радиоизмерительных приборов, в том числе средств
измерения ослабления, улучшения их метро-
Та блица 10.8. Основные технические характеристики панорамных измерителен КСВ
н комплексных коэффициентов передачи с микропроцессором (в части измерения ослабления)
Тип
Панорамные
измерители
КСВ
Р2-73
Р2-74
Р2-75
Р2-76
Р2-77
Р2-78
Р2-79
Р2-80
Р2-81
Р2-82
Панорамные
измерители
комплексных
коэффициентов
передачи
Р4-36
Р4-37
Р4-37/1
Р4-38
Диапазон
частот
ГГц
0,01-1,25
0,01-1,25
0,01-1,25
0,01-1,25
0,01-1,25
1,25-5,0
1,25-5,0
1,25-5,0
1,25-3
1,25-3
4-12,05
0,001-1,25
0,001-1,25
1,25-5
Пределы
измерения
коэффициента
передачи, дБ
+ 30 50
+ 30 50
+ 30 50
+ 30 50
+ 30- -50
+ 30 50
+ 30 50
+ 30 50
+ 30 50
+ 30 50
+ 30 60
+ 30 80
+ 30 80
+ 30 80
Погрешность
измерения
коэффициента
передачи, дБ
+ @,2-1,7)
+ @,2-1,7)
±@,2-1,7)
±@,2-1,7)
+ @,2-1,7)
±@,2-1,7)
+ @,2-1,7)
±@,2-1,7)
+ @,2-1,7)
±@,2-1,7)
±@,5-2,3)
+ @,3-0,9)
+ @,3-0,9)
+ @,3-1,5)
ВЧ тракт,
мм
3,5/1,5; 7/3;
16/4,6; 16/7
3,5/1,5
7/3
16/4,6
16/7
3,5/1,5; 7/3;
16/4,6; 16/7
3,5/1,5
7/3
16/4,6
16/7
7/3
7/3
7/3; 16/7; 16/4,6
7/3
Масса,
кг
40
40
40
40
40
40
40
40
40
40
42
57
57
52
366
Аттенюаторы и измерение ослабления
логических характеристик (расширения пре-
пределов, повышения точности измерения, уве-
увеличения быстродействия и надежности
и т. н.). Поэтому в последние годы разрабо-
разработан ряд приборов на базе микропроцессор-
микропроцессорной системы управления и обработки
данных, отвечающих в наиболее полной ме-
мере поставленным требованиям. Это пано-
панорамные измерители КСВ и ослабления, из-
измерители комплексных коэффициентов пере-
передачи, которые позволяют индицировать
и измерять на экране ЭЛТ ослабление
четырехполюсников до 50 —80 дБ с
погрешностью ±@,2- 1,5) дБ.
Встроенная микропроцессорная система
обеспечивает управление следующими опера-
операциями:
установкой пределов перестройки ча-
частоты и автоматической линеаризацией пере-
перестройки;
автоматическим исключением погрешно-
погрешности неравномерности калибровки;
цифровой обработкой данных и выво-
выводом на экран измерительной информации;
процессом измерения в диалоговом ре-
режиме (прибор - оператор) с указанием оши-
ошибок оператора.
Основные технические характеристики
панорамных измерителей КСВ и ослабления
и измерителей комплексных коэффициентов
передачи с микропроцессором приведены
в табл. 10.8.
Разработан также комплекс автоматизи-
автоматизированных приборов для измерения ослабле-
ослабления и калибровки аттенюаторов, в том числе
встроенных в генераторы сигналов, ком-
комплексных коэффициентов передачи (модуля
и фазы) фазовращателей, направленных от-
ветвителей, вентилей, мостов, гибридных со-
соединений и других узлов высокочастотных
трактов. Комплекс управляется внешней
ЭВМ через КОП, имеет встроенный микро-
микропроцессор, который выполняет функции
обработки результатов измерений, контроля
калибровки и настройки прибора, коррекции
результатов измерения ослабления с учетом
систематической погрешности.
Одной из особенностей принципиальной
схемы комплекса является замена образцо-
образцового аттенюатора предельного типа атте-
аттенюатором с электронным управлением, что
позволило упростить его конструкцию, по-
повысить точность и надежность.
Основными техническими характеристи-
характеристиками комплекса являются: диапазон частот
@,1 МГц — 17,85 ГГц); пределы измерения
ослабления @-14 дБ до 6 ГГц); по-
погрешность измерения ослабления @,01 —
2,5 дБ).
10.6. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЯ ОСЛАБЛЕНИЯ
Поверка установок для калибровки атте-
аттенюаторов осуществляется путем поверки на
промежуточной частоте образцового атте-
аттенюатора, встроенного в установку, с по-
помощью другого образцового аттенюатора
(Д1-13 или Д1-11), аттестованного органами
Госстандарта.
Схема поверки представлена на
рис. 10.14. Производится многократное из-
измерение нескольких значений ослабления ат-
аттенюатора (Д1-13 или Д1-11) на промежуточ-
промежуточной частоте установки (например, 6,5 ГГц)
и каждый раз определяется значение Л,- по
образцовому аттенюатору установки. Вычис-
Вычисляются среднеарифметические значения для
каждого значения ослабления:
где п — количество измерений для каждого
значения ослабления.
Систематическая погрешность образцо-
образцового аттенюатора установки определяется
как
Д-4оа = -4 о. а- -4 Д1-13,
где А Д1.13 — аттестованное значение осла-
ослабления аттенюатора Д1-13.
Случайная погрешность измерения осла-
ослабления на ПЧ определяется как
Установка Д1-15 поверяется с помощью
поляризованных аттенюаторов ДЗ-37, ДЗ-38
(определение погрешности измерения за счет
нелинейности ЬАИ и шунтирующего действия
паразитных каналов ЬАШК) и аттенюатора
Д1-13 (определение погрешности измерения
ослабления индикаторного блока
установки ЬАИ).
Кроме того, рассчитываются погреш-
погрешность измерения за счет рассогласования 5-4р
и среднеквадратическое отклонение SA^,.
Суммарная погрешность измерения ослабле-
ослабления определяется по формуле
\ FЛрJ +E/<ш.кJ
Образцовые аттенюаторы Д1-11 и Д1-13
выполнены по схеме многозвенного рези-
сторного аттенюатора с ослаблением 10 дБ
на одно звено. Особенностью схемы атте-
аттенюатора Д1-11 является то, что параллельно
резисторам, стоящим в последовательных
цепях, включены конденсаторы, позволяю-
позволяющие уменьшить зависимость ослабления ат-
аттенюатора от частоты. Отдельные П-образ-
10.6. Метрологическое обеспечение средств измерения ослабления
367
1
Генератор
промежуточной частоты
Образцовый
аттенюатор
Эквивалент
смесителя
Установка для калиб-
калибровки аттенюаторов
Рис. 10.14. Схема поверки установки для калибровки аттенюаторов
Таблица 10.9. Оснонные технические характеристики образцовых аттенюаторон ДЫЗ и Д1-11
Параметр
Диапазон частот, МГц
Диапазон установки ослабления, дБ
Основная погрешность установки ослабления, дБ:
на постоянном токе
на частоте 5 МГц
на частоте 6,5 МГц
на частоте 30 МГц
Входное и выходное сопротивление, Ом
Габариты, мм
Масса, кг
ДЫЗ
0-6,5
0-90 через 10 дБ
0,010-0,021
0,012-0,05
0,013-0,06
_
37,5 + 0,2
100x120x145
2,5
Д1-11
0-30
2-120 через 10 дБ
0,003-0,016
0,004-0,5
0,004-0,5
0,005-0,2
37,5 + 0,1
150х 150x100
2,2
ные звенья аттенюатора расположены
в общем круговом отсеке, представляющем
собой предельный волновод, который обес-
обеспечивает подавление паразитных связей вхо-
входа с выходом более чем на 120 дБ.
Основные технические характеристики
аттенюаторов Д1-11 и ДЫЗ приведены
в табл. 10.9.
Поляризационные аттенюаторы пове-
поверяются на установках ДК1-12 и ДК1-15,
остальные аттенюаторы - на установках
Д1-14 и ДК1-15. Погрешность поверки атте-
аттенюаторов по ослаблению ААП определяется
погрешностью измерения ослабления на
установке ААу и погрешностью рассогласо-
рассогласования ААр:
АА*.
Волноводные поглощающие аттенюа-
аттенюаторы могут быть поверены с помощью по-
поляризационных аттенюаторов ДЗ-27 —
ДЗ-36А методом последовательного замеще-
замещения на СВЧ (см. рис. 10.1). Погрешность из-
измерения при этом методе складывается из
погрешности поляризационного аттенюато-
аттенюатора и суммарной случайной погрешности, за-
зависящей от нестабильности генератора по
мощности и частоте, случайной погрешности
индикатора и погрешности рассогласования.
Если КСВ развязывающих аттенюато-
аттенюаторов не превышает 1,05, то погрешность рас-
рассогласования ААр можно не учитывать при
определении ААП.
Панорамные измерители КСВ и ком-
комплексных коэффициентов передачи поверяют-
поверяются с помощью образцовых мер ослабления
10, 20, 40 дБ, подключаемых вместо иссле-
исследуемых объектов.
Погрешность измерения ослабления
прибором, дБ, определяется как
АА - + (Ати - Лобр),
где Атм — измеренное значение образцовой
меры ослабления; Аоър — паспортное значе-
значение образцовой меры ослабления.
368
Измерение амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников
РАЗДЕЛ ОДИННАДЦАТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
11.1. АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ АКТИВНЫХ
И ПАССИВНЫХ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
При контроле технического состояния
радиоэлектронной аппаратуры важное место
занимает измерение частотных характери-
характеристик различных ее узлов, в частности ампли-
амплитудно-частотных характеристик. Амплитуд-
Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) четырех-
четырехполюсника определяется зависимостью мо-
модуля коэффициента передачи от частоты сиг-
сигнала.
V?
Вход Выход
Рис. 11.1. Схема четырехполюсника
Модуль коэффициента передачи А опре-
определяется как отношение мощности или на-
напряжения на выходе четырехполюсника
к мощности или напряжению на его входе
при условии отсутствия отражения на входе
(рис. 11.1):
A = U2/U1\u, = 0. A1.1)
При U2 < U1 происходит ослабление
сигнала при прохождении его через четырех-
четырехполюсник, являющийся в этом случае пас-
пассивным, и коэффициент передачи является
коэффициентом ослабления.
При V2> U1 происходит усиление сиг-
сигнала и коэффициент передачи является
коэффициентом усиления.
Четырехполюсник в этом случае называ-
называется активным.
Значение коэффициента передачи четы-
четырехполюсника и значение частоты сигнала,
на которой проводилось его определение,
образуют точку в системе соответствующих
координат, а совокупность таких точек обра-
образуют кривую АЧХ в требуемом диапазоне
частот.
11.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ПАРАМЕТРОВ
АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК
Измерение параметров амплитудно-ча-
амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников
возможно двумя методами: путем снятия за-
зависимости модуля коэффициента передачи
от частоты по точкам с последующим интер-
интерполированием кривой АЧХ; путем получе-
получения панорамного изображения АЧХ с по-
помощью генератора качающейся частоты
(ГКЧ) и индикаторного устройства.
Первый метод предусматривает исполь-
использование генератора синусоидальных сигна-
сигналов, вольтметра или измерителя мощности.
Сигнал фиксированной частоты с генератора
подается на проверяемый четырехполюсник,
при этом на входе и выходе четырехполюс-
четырехполюсника измеряется уровень сигнала. Модуль
коэффициента передачи рассчитывается по
A1.1). Этот метод обладает рядом недостат-
недостатков:
снятие кривой АЧХ по точкам, число ко-
которых находится в прямой зависимости от
требуемой точности измерения, занимает
длительное время;
ввиду дискретности воспроизведения
АЧХ возможен пропуск резких изменений
кривой в промежутках между точками
(рис. 11.2);
при длительных измерениях сказывается
влияние на характер кривой АЧХ изменения
температуры окружающей среды и питаю-
питающего напряжения, искажающее истинную
кривую.
Этих недостатков лишен второй метод
измерения параметров АЧХ, однако ему при-
присущ свой недостаток — снижение точности
измерения, обусловленное коротким временем
измерения в каждой точке кривой АЧХ.
Рис. 11.2. Истинная кривая АЧХ (а) и та же
кривая АЧХ, снятая по точкам (б)
11.2. Методы измерения параметров АЧХ
369
Генератор
качаю-
качающейся
частоты
■»>-
Исследуе-
Исследуемый
четырех-
четырехполюсник
■>•>-
Блок модулирую-
модулирующего напряжения
Индика-
Индикаторное
устрой-
устройство
Рис. 11.3. Структурная схема простейшего
автоматического измерителя АЧХ
При использовании второго метода для
измерения параметров АЧХ предусматри-
предусматривается наличие генератора, частота которого
плавно изменяется по определенному закону
в требуемой полосе частот, и индикатора,
воспроизводящего кривую АЧХ. В качестве
такого индикатора можно использовать ли-
либо осциллографическую установку, либо
двухкоординатный самописец.
Структурная схема простейшего автома-
автоматического измерителя АЧХ приведена на
рис. 11.3.
Сигнал с ГКЧ подается на вход иссле-
исследуемого четырехполюсника. Из-за наличия
у этого четырехполюсника зависимости мо-
модуля коэффициента передачи от частоты сиг-
сигнала на его выходе сигнал модулирован по
амплитуде. Огибающая этого сигнала, выде-
выделенная на детекторной головке, входящей
в состав индикаторного устройства, управ-
управляет отклонением луча индикатора по верти-
вертикали, вырисовывая кривую АЧХ.
Управление частотой ГКЧ и отклоне-
отклонением луча индикатора по горизонтали осу-
осуществляется блоком модулирующего напря-
напряжения, одновременно синхронизирующим
работу этих двух узлов.
В измерителе АЧХ, построенном по та-
такой структурной схеме, горизонтальное по-
положение луча на экране индикатора соответ-
соответствует частоте на входе исследуемого четы-
четырехполюсника, а вертикальное — значению
модуля коэффициента передачи на этой ча-
частоте. Таким образом, на экране автоматиче-
автоматически вычерчивается кривая АЧХ исследуемого
четырехполюсника.
Форма модулирующего напряжения
в данном случае может быть любой: пило-
пилообразной, треугольной, синусоидальной.
Принципиально важно, чтобы закон измене-
изменения частоты совпадал с законом отклонения
луча индикатора по горизонтали, так как
только в этом случае создается линейный ча-
частотный масштаб. В качестве модулирующе-
модулирующего напряжения в измерителях АЧХ наиболь-
наибольшее применение находит сигнал с линейно
изменяющейся формой, так как в этом слу-
случае обеспечивается одинаковая яркость всех
участков кривой АЧХ.
Для отсчета значения частоты форми-
формируется система частотных меток, которые
можно получить либо в результате детекти-
детектирования сигнала, прошедшего через резо-
резонансный волномер, либо смешением сигнала
ГКЧ с сигналом, задаваемым встроенным
кварцевым генератором.
Измерение модуля коэффициента пере-
передачи основано на методе замещения. Перед
началом измерения прибор калибруется пу-
путем подачи сигнала с ГКЧ непосредственно
на индикаторный блок. При этом имеющий-
имеющийся на выходе ГКЧ аттенюатор устанавли-
устанавливается в положение максимального ослабле-
ослабления, условно принимаемого за 0. Затем
подключается исследуемый четырехполюс-
четырехполюсник. Восстанавливая показания индикатора,
соответствующие его положению при кали-
калибровке, по изменению ослабления аттенюа-
аттенюатора ГКЧ определяют ослабление или уси-
усиление исследуемого четырехполюсника. Кро-
Кроме того, измерение АЧХ четырехполюсника
возможно без его предварительного отклю-
отключения по заранее прокалиброванной шкале
осциллографического индикатора.
Для реализации всего многообразия тре-
требований, предъявляемых к измерителям
АЧХ, их структурная схема имеет целый ряд
дополнительных узлов, повышающих каче-
качество измерений и расширяющих функцио-
функциональные возможности прибора. Структурная
схема такого измерителя АЧХ приведена на
рис. 11.4.
Основным узлом измерителя АЧХ
остается ГКЧ. В зависимости от требований,
предъявляемых к нему, возможно использо-
использование двух принципов его построения. Для
получения большой выходной мощности при
малых нелинейных искажениях колебания ге-
генерируются непосредственно автогенерато-
автогенератором качающейся частоты. Для перекрытия
широкого диапазона частот без разбивки его
на поддиапазоны используется принцип сме-
смешивания сигналов фиксированной и пере-
перестраиваемой частот.
Для обеспечения постоянства уровня вы-
выходного сигнала во всем диапазоне качания
частоты служит блок автоматической регу-
регулировки амплитуды.
Часть сигнала с ГКЧ подается на блок
частотных меток, в котором вырабатывается
целый спектр калибровочных частот в пре-
пределах рабочего диапазона ГКЧ. В момент
совпадения частоты ГКЧ с любой из этих
частот образуются сигналы, которые пода-
подаются в индикаторный блок и наблюдаются
на экране в виде амплитудных меток.
370
Измерение амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников
Блок частотных
меток
♦
Генератор качаю-
качающейся частоты
*
Блок автомати-
автоматической регули-
регулировки амплитуды
—».
Блок модулирую-
модулирующего напряжения
Аттенюатор
-»-
Исследуемый
четырех-
четырехполюсник
■»-
Индикаторный
блок
♦
Усилитель
♦
Детекторная
головка
Рис. 11.4. Структурная схема измерителя АЧХ
Для калиброванного изменения выход-
выходного напряжения ГКЧ служит аттенюатор.
В приборе используются несколько ви-
видов детекторной головки: для измерения
сигнала с минимальным влиянием на иссле-
исследуемый четырехполюсник используются вы-
сокоомные головки; при измерениях на вы-
выходе согласованных трактов используются
согласованные детекторные головки, ко-
которые помимо детектора содержат еще и на-
нагрузочное сопротивление; проходные детек-
детекторные головки служат для измерения сиг-
сигнала на выходе измерителя АЧХ или
в согласованных трактах без нарушения их
однородности. При исследовании АЧХ высо-
высокоселективных устройств возникает необхо-
необходимость одновременного наблюдения на
экране прибора больших перепадов уровня
сигнала. В этом случае используются широ-
широкополосные логарифмические усилители,
включаемые между детекторной головкой и
индикаторным блоком.
Индикаторный блок предназначен для
воспроизведения амплитудно-частотной ха-
характеристики исследуемого четырехполюсни-
четырехполюсника. В качестве индикатора в основном ис-
используется ЭЛТ. При выборе типа ЭЛТ
учитывается ряд требований, предъявляемых
к ней. В зависимости от скорости качания
частоты ГКЧ используются ЭЛТ с нор-
нормальным и длительным послесвечением.
При медленном качании частоты для полу-
получения изображения на экране требуется бо-
более длительное послесвечение.
На повышение точности измерения па-
параметров АЧХ и разрешающей способности
прибора большое влияние оказывают раз-
размеры рабочей части экрана ЭЛТ.
В измерителях АЧХ используются ЭЛТ
как с электростатическим, так и с маг-
магнитным отклонением луча.
Для обеспечения возможности наблюде-
наблюдения на экране ЭЛТ двух и более кривых
АЧХ используются многоканальные индика-
индикаторные блоки. Это существенно расширяет
функциональные возможности прибора.
11.3. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ
ПАРАМЕТРОВ
АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ.
КЛАССИФИКАЦИЯ,
ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ.
ПРИМЕНЯЕМОСТЬ ПРИ СОЗДАНИИ
И ЭКСПЛУАТАЦИИ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ,
ЕЕ УЗЛОВ, БЛОКОВ
И ЭЛЕКТРОННЫХ КОМПОНЕНТОВ
Для измерения параметров амплитудно-
частотных характеристик служат измерители
АЧХ (подгруппа XI по ГОСТ 15094-69), ко-
которые предназначены для наблюдения и из-
измерения зависимости модуля коэффициента
передачи активных и пассивных четырехпо-
четырехполюсников от частоты.
Классификация измерителей АЧХ огово-
оговорена ГОСТ П023-74 «Приборы для иссле-
исследования амплитудно-частотных характери-
характеристик. Типы и основные параметры. Техниче-
Технические требования. Методы испытаний».
В зависимости от ширины полосы кача-
качания приборы подразделяются на следующие
типы: узкополосные, среднеполосные, широ-
широкополосные и комбинированные. Узкопо-
Узкополосные измерители АЧХ обеспечивают поло-
полосу качания, составляющую доли и единицы
процента центральной частоты, а широкопо-
широкополосные — полосу качания, составляющую по-
полный диапазон частот прибора. Комбиниро-
Комбинированные совмещают в себе функции как узко-
узкополосных, так и широкополосных приборов.
Обеспечение в одном приборе возможности
измерения и широкополосных, и узкопо-
узкополосных АЧХ связано с определенными труд-
трудностями, так как если в первом случае основ-
основная задача — поддержание постоянства уров-
уровня выходного напряжения или мощности во
всей полосе качания, то во втором случае ос-
основное внимание уделяется вопросам стаби-
11.3. Средства измерений параметров АЧХ
371
лизации частоты и паразитной частотной
модуляции.
По допустимым значениям основных ча-
частотных параметров (/-параметров) и ам-
амплитудных параметров (^-параметров) изме-
измерители АЧХ подразделяются по классам
точности. При этом определяющими пара-
параметрами являются погрешности измерения
частоты и коэффициента передачи.
По числу одновременно исследуемых
АЧХ измерители АЧХ подразделяются на
одноканальные и многоканальные.
По динамическому диапазону воспрои-
воспроизведения АЧХ приборы делятся на измерите-
измерители АЧХ с линейным и логарифмическим
масштабами по амплитуде. Линейный масш-
масштаб обеспечивается в динамическом диапазо-
диапазоне амплитуд до 20 дБ. Эти ограничения
обусловливаются такими причинами, как не-
нелинейность амплитудной характеристики де-
детекторной головки, значительная толщина
линии луча, ограниченные размеры экрана
прибора. Использование логарифмического
масштаба позволяет проводить измерение
АЧХ высокоселективных устройств с перепа-
перепадом уровней в 60 —80 дБ.
Измерители АЧХ имеют две группы па-
параметров: частотные и амплитудные. К ос-
основным частотным параметрам относятся:
диапазон частот — диапазон, в пределах
которого возможны измерения данным при-
прибором;
максимальная и минимальная полосы
качания частоты — участок диапазона частот,
одновременно наблюдаемый на экране при-
прибора, в котором обеспечиваются норми-
нормируемые характеристики;
длительность периодов автоматического
качания частоты — время вычерчивания на
экране прибора кривой АЧХ;
погрешность измерения частоты по
экрану прибора с помощью собственных ча-
частотных меток;
нелинейность частотного масштаба, %,
характеризующая искажение воспроизведе-
воспроизведения АЧХ по горизонтали и определяемая по
формуле
Ки= ±Д/™,-100/Д/,
где Д/max ~~ максимальное отклонение ча-
частоты от линейного закона ее изменения;
Д/ — установленная полоса качания.
К основным амплитудным параметрам
относятся:
амплитуда выходного напряжения ГКЧ
при работе его на согласованную нагрузку,
пределы его регулировки и погрешность ос-
ослабления выходного напряжения;
неравномерность уровня выходного на-
напряжения ГКЧ при работе его на согласо-
согласованную нагрузку — величина, выражаемая
в децибелах и определяемая по формуле
Д1/= ±10\S(Umax/Umin),
где Umax и Vт,„ — соответственно максималь-
максимальная и минимальная амплитуды выходного
напряжения ГКЧ в полосе качания или
в диапазоне частот;
чувствительность по каналу вертикаль-
вертикального отклонения, нормируемая либо по вы-
высокой частоте, либо по низкой;
выходное сопротивление ГКЧ, характе-
характеризующее влияние, оказываемое им на АЧХ
исследуемого четырехполюсника в точке
присоединения;
динамический диапазон воспроизведения
АЧХ четырехполюсников в линейном и лога-
логарифмическом масштабе — диапазон модуля
коэффициента передачи, который можно
одновременно измерять на экране индикато-
индикатора;
погрешность измерения модуля коэффи-
коэффициента передачи согласованных четырехпо-
четырехполюсников, нормируемая при измерении в ли-
линейном и логарифмическом масштабах;
неравномерность собственной АЧХ
в максимальной полосе качания — величина,
выражаемая в децибелах и определяемая по
формуле
G = ± W\g(U^JU^n),
где и^щХ и 1/^,„ — соответственно максималь-
максимальная и минимальная амплитуда выходного
напряжения собственного ГКЧ в максималь-
максимальной полосе качания, измеренная на собствен-
собственном индикаторе измерителя АЧХ.
Для измерителей АЧХ с нижней рабочей
частотой свыше 30 МГц допускается норми-
нормировать обобщенные амплитудные пара-
параметры :
пределы измерения модуля коэффициен-
коэффициентов передачи согласованных четырехполюс-
четырехполюсников;
погрешность измерения модуля коэффи-
коэффициентов передачи согласованных четырехпо-
четырехполюсников в полосе частот;
коэффициент стоячей волны по напряже-
напряжению (К„ ц) выхода ГКЧ.
Погрешность измерения параметров
АЧХ зависит от достоверности воспроизве-
воспроизведения АЧХ на экране прибора. Искажение
АЧХ является следствием ряда причин.
Чтобы определить искажение АЧХ, необхо-
необходимо знать параметры измерителя АЧХ
и исследуемого четырехполюсника, так как
погрешность измерения зависит не только от
прибора, но и от измеряемого устройства.
Причинами искажения АЧХ являются:
372
Измерение амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников
Таблица 11.1. Основные технические и эксплуатационные характеристики измерителей
амплитудно-частотных характеристик
Тип
XI-40
Xl-42
XI-43
XI-46
Xl-47
XI-48
XI-49
Xl-50
Xl-53
-
Диапазон
частот,
Гц
210-106
5-Ю5 -
1,25-10»
5105 -
1,25-10»
210-
2-105
106-2,5-10»
105-1,5-10»
105-1,5-10»
3,6 103 -
1,002-109
2- 10-
2105
Полоса
качания,
Гц
Ю2-3-107
6I06 -
1,25-Ш9
6106 -
1,25-10»
310-
1,99 105
2-Ю5 -
2,49 108
2103 -
1,5-108
2-Ю3 -
1,5-108
5 105 -
1,002 ■ 109
210-
1,998- 105
Погрешность
измерения
частоты,
Гц
±B-10/+
+0,05 Af)
±C-10/ +
+ 0,05 Д/)
±C-10-4/+
+ 0,05 Af)
±C-10/ +
+ 0,05 Af)
±(Ю/+
+ 0,2 Af)
±C-10-4/+
+ 0,05 Af)
±C-10-4/ +
+ 0,05 Af)
+ C-10/ +
+ 0,1 Af)
±A0/ +
+ 0,02 Af)
Динамический
диапазон
воспроизведения
АЧХ, дБ
J5 - линейный
масштаб; 40 —
логарифмиче-
логарифмический масштаб
14
20 — линейный
масштаб; 40 —
логарифмический
масштаб
20 — линейный
масштаб; 70 —
логарифмиче-
логарифмический масштаб
14
14
14 — линейный
масштаб; 70 —
логарифмический
масштаб
_
24 - линейный
масштаб;
72 — логариф-
логарифмический мас-
масштаб
Погрешность
измерения
модуля
коэффициента
передачи, дБ
±@,3 + 0,06/4)-
линейный масштаб;
± 1 — логарифми-
логарифмический масштаб
+ @,4 + 0,1 А)
+ @,4 + 0,1 А) -ли-
-линейный масштаб;
±2,5 — логариф-
логарифмический масштаб
±@,4 + 0,15/4)-
линейный масштаб;
±C-4)-логариф-
±C-4)-логарифмический масштаб
±@,4 + 0,15/4)
+ @,4+ 0,1 Л)
±@,4 + 0,1/4) -
линейный масштаб;
± 2,5 - логариф-
логарифмический масштаб
_
± @,25 + 0,09Л)-
линейный масштаб;
± 1,5 - логариф-
логарифмический масштаб
Габаритные
размеры,
мм;
масса, кг
495х255х
-х475;
35
490х175х
х475;
490х175х
х482;
45
490х175х
х475;
490х175х
х482;
47
490х135х
х475;
490х175х
х482;
42
500х177х
х486;
22
490 х175х
х482;
25
490х175х
х482;
490х135 х
х475;
40
308 х133х
хЗО4; 8,5
488 х 93 х
475;
488 х 253 х
х537;
44
Примечание. /— частота в измеряемой точке; А/ — установленная полоса качания; А — модуль
коэффициента передачи в измеряемой точке в децибелах.
11.3. Средства измерений параметров АЧХ
373
неравномерность выходного напряжения
ГКЧ прибора;
нелинейность амплитудной характери-
характеристики детекторной головки;
нелинейные искажения выходного напря-
напряжения ГКЧ прибора;
рассогласование в высокочастотном
тракте;
динамические погрешности измерения
АЧХ, вызванные переходными процессами
в исследуемом устройстве и связанные
с перестройкой частоты с одной точки
к другой;
паразитная частотная модуляция, яв-
являющаяся результатом самопроизвольного
нежелательного воздействия на частоту сиг-
сигнала, создаваемая паразитными наводками,
фоном и т. п. и отличающаяся от частоты
качания;
нестабильность средней частоты ГКЧ;
нелинейность частотного масштаба.
Основные технические и эксплуата-
эксплуатационные характеристики выпускаемых отече-
отечественной промышленностью измерителей
АЧХ приведены в табл. 11.1.
Наиболее широкое применение находят
универсальные измерители АЧХ, позволяю-
позволяющие решать широкий круг измерительных
задач: низкочастотные приборы Xl-46, X1-48,
Х1-49 и высокочастотные Х1-42 и Х1-43.
Приборы Х1-43 и Х1-49 в отличие от ба-
базовых моделей Х1-42 и Х1-48 имеют в своем
составе линейно-логарифмический преобра-
преобразователь (Х1-43) и селективный преобразова-
преобразователь (Х1-49), расширяющие динамический
диапазон воспроизведения АЧХ до 40
и 70 дБ соответственно. Данные приборы
предназначены для исследования в лабора-
лабораторных условиях. Для работы в жестких ус-
условиях эксплуатации при температуре окру-
окружающей £реды до — 30 °С предназначены
приборы Х1-40 и Х1-47. Измеритель АЧХ
Х1-50 щ)именяется при настройке и испыта-
испытании телевизионной техники. Наличие в его
составе встроенного генератора сетчатого
поля позволяет осуществлять проверку ли-
линейности телевизионного изображения, а
с помощью внешнего измерительного мо-
моста — проверку согласования антенных выво-
выводов.
Прибор Х1-53 является представителем
нового поколения измерителей АЧХ.
Встроенная микропроцессорная система
обеспечивает возможности улучшения техни-
технических характеристик, расширяет функцио-
функциональные возможности прибора и сокращает
продолжительность измерения за счет авто-
автоматизации измерительных процессов.
При создании и эксплуатации радио-
радиоэлектронной аппаратуры основной задачей
измерителей АЧХ является исследование ам-
амплитудно-частотных характеристик узлов
и блоков с определением их параметров.
Снятие АЧХ заключается в том, что в при-
приборе устанавливаются нужные диапазон ча-
частот, полоса качания, выходной уровень.
Сигнал подается на вход исследуемого
устройства, а с выхода его через детектор-
детекторную головку соединяется с индикаторной
частью прибора. Однако при этом необходи-
необходимо принять ряд мер, несоблюдение которых
приводит к искажению кривой АЧХ и увели-
увеличению погрешности измерения ее параме-
параметров. Характер этих мер зависит как от ча-
частотного диапазона, так и от вида исследуе-
исследуемого четырехполюсника.
Важную роль играет согласование выхо-
выхода прибора с нагрузочным сопротивлением.
Если на частотах до десятков мегагерц рас-
рассогласование приводит лишь к уменьшению
уровня выходного сигнала, то на более высо-
высоких частотах - к увеличению неравномерно-
неравномерности выходного сигнала в полосе качания. Со-
Согласование входа исследуемого устройства,
например усилителя промежуточной ча-
частоты, видеоусилителя, возможно путем под-
подключения на конце кабеля, соединяющего их
с выходом измерителя АЧХ, сопротивления,
близкого к волновому. О качестве согласова-
согласования можно судить по неравномерности вы-
выходного сигнала прибора путем измерения
его на выходе при помощи проходной детек-
детекторной головки. Если исследуемый четырех-
четырехполюсник имеет низкоомный вход с волно-
волновым сопротивлением, отличным от выход-
выходного сопротивления измерителя АЧХ, то его
необходимо соединять с прибором через
согласующее устройство.
При низкоомном выходе исследуемого
устройства, например фильтра, телевизион-
телевизионного антенного усилителя, коаксиальной ли-
линии передачи, его следует подключать к вхо-
входу индикаторного устройства через согласо-
согласованную детекторную головку, а при отличии
выходного сопротивления четырехполюсни-
четырехполюсника от сопротивления нагрузки детекторной
головки между ними необходимо устанавли-
устанавливать согласующее устройство.
При исследовании АЧХ активных четы-
четырехполюсников возможны искажения, вы-
вызванные перегрузкой последних. Особенно
это касается усилителей, из-за нелинейности
амплитудных характеристик которых вер-
вершина кривой АЧХ при больших уровнях вы-
выходных сигналов прибора становится более
плоской. Аналогичные искажения суще-
существуют при наличии в усилителях автомати-
автоматической регулировки усиления (АРУ). В этих
374
Измерение амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников
Измеритель АЧХ
Вход 1 Вход 2 Выход
Эталонный
четырехполюсник
Детекторная
головка
Исследуемый
ч етырехполюсник
Детекторная
головка
Q
Рис. 11.5. Структурная схема соединения приборов при настройке исследуемого четырех-
четырехполюсника по эталонному четырехполюснику
случаях на вход исследуемого четырехпо-
четырехполюсника необходимо подавать сигнал с ми-
минимальным уровнем, а имеющуюся систему
АРУ отключать.
При настройке многокаскадных уст-
устройств, например усилителей промежуточ-
промежуточной частоты, видеоусилителей, когда необхо-
необходимо просмотреть АЧХ каждого каскада
в отдельности, а также при настройке ча-
частотных дискриминаторов используется вы-
сокоомная детекторная головка.
При наличии у измерителя АЧХ двухка-
нального индикаторного устройства можно
использовать метод настройки исследуемого
четырехполюсника по эталонному (рис. 11.5).
Для этого сигнал с выхода измерителя АЧХ
подается одновременно на входы этих четы-
четырехполюсников, а их выходы подключаются
к отдельным каналам индикатора, усиление
которых устанавливается одинаковым. Изме-
Изменяя соответствующие элементы настраивае-
настраиваемого четырехполюсника, добиваются совме-
совмещения его АЧХ с эталонной.
Двухканальные индикаторы особенно
широко используются для измерения нерав-
неравномерности АЧХ, лежащей в пределах нерав-
неравномерности выходного сигнала измерителя
АЧХ. Совмещая на экране индикатора
кривые обоих каналов, одна из которых со-
соответствует АЧХ исследуемого четырехпо-
четырехполюсника, а другая — собственной АЧХ при-
прибора, и измеряя величину их несовпадения,
определяют неравномерность амплитудно-
частотной характеристики.
Наряду с исследованием АЧХ четырех-
четырехполюсников измерители АЧХ позволяют ре-
решать ряд других измерительных задач, таких
как измерение добротности колебательного
контура, крутизны АЧХ, полных сопротивле-
сопротивлений и КСВ нагрузки, исследование кабелей.
Измерение добротности колебательного
контура. Добротность колебательного конту-
контура определяется путем измерения полосы
пропускания частот резонансной кривой Д/
на уровне 0,707 и резонансной частоты /р
(рис. 11.6) и вычисления ее по формуле
Измерение добротности контуров с по-
помощью измерителей АЧХ удобно тем, что
оно может проводиться в широком диапазо-
диапазоне частот.
Измерение крутизны АЧХ. При настрой-
настройке частотных дискриминаторов и других
устройств, АЧХ которых имеет линейные
скаты, к линейности частотного масштаба
прибора предъявляются повышенные требо-
требования, что технически трудно обеспечить.
Для уменьшения требований к линейности
частотного масштаба измерителей АЧХ
переходят к измерению производной АЧХ,
т. е. ее крутизны. На экране прибора она на-
наблюдается в виде горизонтальной линии, от-
отклонение от которой соответствует нелиней-
нелинейности АЧХ.
Для получения производной АЧХ ис-
используется метод двойной частотной моду-
модуляции (рис. 11.7). Если на исследуемый четы-
четырехполюсник от измерителя АЧХ поступает
сигнал частотой /, промодулированный по
частоте синусоидальным сигналом с часто-
частотой /м с генератора модулирующих сигна-
сигналов, то при малой девиации частоты Д/м на
выходе четырехполюсника при помощи де-
детектора и селективного усилителя выделяет-
выделяется сигнал с частотой /м, амплитуда которо-
которого пропорциональна производной АЧХ на
частоте /. При изменении частоты / в поло-
полосе качания измерителя АЧХ сигнал с часто-
частотой /ы воспроизводит на экране прибора ча-
частотную характеристику крутизны АЧХ.
Крутизна АЧХ S определяется по формуле
1
0,707
О'
Q = /Р/А/ = 0,5 (/„ + /„)/(/„ - /„).
Рис. 11.6. АЧХ резонансного контура
11.3. Средства измерений параметров АЧХ
375
Генератор модулирующих сигналов |
L
Измеритель
АЧХ
Исследуемый
ч етырехполюсник
Детектор 1
Селективный
усилитель
Детектор 2
Рис. 11.7. Структурная схема соединения приборов при измерении крутизны АЧХ
где U — напряжение на входе индикаторного
устройства; Д/м - девиация частоты; К —
коэффициент усиления селективного усилите-
усилителя на частоте модуляции; КД1, КД2 —
коэффициенты передачи детекторов.
Метод двойной частотной модуляции
особенно целесообразен при настройке ча-
частотных детекторов-дискриминаторов. На
рис. 11.8 показаны АЧХ и частотная харак-
характеристика крутизны АЧХ дискриминатора на
двух расстроенных контурах при разной рас-
расстройке Д£ контуров относительно централь-
центральной частоты. Если АЧХ дискриминатора с
Д§2 кажется достаточно линейной, то кривая
частотной характеристики ее крутизны по-
показывает, что АЧХ нелинейна.
Измерение полного сопротивления н КСВ
Рис. 11.8. АЧХ A) и частотная характеристи-
характеристика крутизны АЧХ B) частотного дискрими-
дискриминатора на расстроенных контурах
Головка
детектор-
детекторная
проходная
Длинная
линия
Т
Рис. 11.9. Структурная схема соединения
приборов при измерении полного сопротив-
сопротивления исследований кабелей
нагрузки измерителем АЧХ обеспечивается
с погрешностью 15 — 20% по структурной
схеме, приведенной на рис. 11.9. При согла-
согласовании волнового сопротивления длинной
линии Zo с выходным сопротивлением при-
прибора Zr, т. е. Zo = Zr, и при отсутствии по-
потерь в линии напряжение на ее входе имеет
вид
U= U0(l - Гне-->*""°),
где Гн = (Zo - Zh)/(Z0 + Z,,) =
= Гне'ф — коэффициент отражения; v — ско-
скорость распространения энергии в линии;
/— длина длинной линии; Uo — напряжение
на входе длинной линии при согласованной
нагрузке.
При несогласованной нагрузке напряже-
напряжение сигнала, продетектированного проход-
проходной детекторной головкой, изменяется от
1/0A-Г„) до С/оA+Г„) (рис. 11.10,4 При
отключенной нагрузке осциллограмма на-
напряжения представлена на рис. 11.10,6. Мо-
Модуль коэффициента отражения и фаза имеют
вид
rE = AU/Ui; ф=2ЛД//Д/0,
где Д/о = v/2l; Д/ — сдвиг минимума напря-
Л-Л--/-А—.A-V- 1AU
Рис. 11.10. Осциллограммы на экране изме-
измерителя АЧХ при подключенной нагрузке (а)
и при отключенной нагрузке (б):
1 — при отсутствии потерь в длинной линии; 2 —
при наличии потерь в длинной линии
376
Измерение амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников
жения при подключенной нагрузке относи-
относительно минимума при отключенной нагруз-
нагрузке.
Измерив Гм и ф на экране прибора по
диаграмме Вольперта — Смита, определяют
полное сопротивление нагрузки.
По формуле
определяют коэффициент стоячей волны по
напряжению исходя из известного
значения Г„.
Недостатком данного метода является
то, что измеренные значения Г„ и ф являют-
являются усредненными и определить их точно на
любой частоте невозможно.
Исследование высокочастотных кабелей.
Используя структурную схему соединения
приборов (см. рис. 11.9), с помощью измери-
измерителя АЧХ можно измерить длину кабеля
/ при известной диэлектрической постоянной
е диэлектрика, применяемого в кабеле, его
волновое сопротивление, а также потери
в кабеле в диапазоне частот.
Для определения длины кабеля изме-
измеряется расстояние между соседними миниму-
минимумами напряжения Д/о при ненагруженном
кабеле (рис. 11.10,6), которое связано с дли-
длиной кабеля / соотношением
где с — скорость света.
Нагружая кабель на калиброванное со-
сопротивление ZH и подбирая сопротивление
до выполнения условия ZH = Zo, что соответ-
соответствует минимальным колебаниям на экране
измерителя АЧХ, определяют волновое со-
сопротивление кабеля.
Отклонение уровня на осциллограмме
при отключенной и подключенной нагрузках
соответствует потерям, вносимым иссле-
исследуемым кабелем.
11.4. АВТОМАТИЗАЦИЯ
ПРОЦЕССОВ ИЗМЕРЕНИЯ
АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Наиболее перспективным путем повы-
повышения уровня автоматизации измерителей
АЧХ является использование в составе при-
приборе?" встроенных средств вычислительной
техники: микропроцессорных систем и ми-
микро-ЭВМ. Встроенная микропроцессорная
система способна выполнять следующие
функции:
заменять жесткую логику на програм-
программную, в результате чего прибор со
встроенной микропроцессорной системой,
обладающий теми же возможностями, что
и прибор, выполненный на микросхемах
средней и малой степеней интеграции и на
дискретных элементах, будет обладать мень-
меньшими массогабаритными характеристиками
и более высокой надежностью;
обеспечивать диалог оператора с прибо-
прибором и представлять при этом измеритель-
измерительную информацию в более удобном цифро-
цифровом виде, обеспечивать контроль правильно-
правильности действия оператора и самоконтроль
прибора, что повышает производительность
и безошибочность труда оператора;
организовывать интерфейс, что позволит
использовать прибор в составе больших ав-
автоматизированных измерительных систем;
повышать точность измерений путем
учета при вычислении результата измерения
факторов, влияющих на точностные характе-
характеристики прибора.
На рис. 11.11 приведена структурная схе-
схема измерителя АЧХ со встроенной микро-
микропроцессорной системой.
Микропроцессорная система, являющая-
являющаяся основой прибора, выполняет функции
управления прибором и обработки измери-
измерительной информации. Ею могут решаться
следующие задачи управления: установка
поддиапазонов частот и перестройка ча-
частоты в полосе качания; запуск частотомера;
установка коэффициента передачи управляе-
управляемого усилителя; установка поддиапазона де-
детектора; индикация результатов измерения
и функционирования прибора.
На основе поступающей в микропроцес-
микропроцессорную систему информации об уровне вы-
выходного сигнала с аттенюатора, частоте вы-
выходного сигнала с частотомера и уровне
измеряемого сигнала с детектора произво-
производится расчет параметров АЧХ исследуемого
четырехполюсника. При этом осуществляет-
осуществляется линеаризация частотного масштаба и про-
производится коррекция неравномерности соб-
собственной АЧХ, что повышает точность изме-
измерения. Для работы на малых уровнях сигна-
сигнала с целью уменьшения влияния шумов
и помех возможен режим многократной вы-
выборки и усреднения результатов измерения.
Управление функционированием прибо-
прибора осуществляется через устройство сопря-
сопряжения по 12-разрядной информационной
шине, 3-разрядной шине управления и 3-раз-
3-разрядной адресной шине.
Функционирование прибора осущест-
осуществляется по следующим алгоритмам: набору
частот качания ГКЧ; распределению кодов
перестройки и перестройки ГКЧ; сбору
и обработке данных; управлению управ-
11.4. Автоматизация измерения АЧХ четырехполюсников
377
Генератор качаю-
качающейся частоты
Частотомер
Аттенюатор
JL.
Исследуемый
четырехполюсник
■»■
Управляемый
усилитель
Микропроцессор-
Микропроцессорная система
Аналого-цифровой
преобразователь
Детектор
| Блок индикации |
Рис. 11.11. Структурная схема измерителя АЧХ со встроенной микропроцессорной системой
ляемым усилителем; индикации; управлению
режимами работы прибора.
Управление функционированием прибо-
прибора осуществляется с помощью клавиатуры
на передней панели прибора.
Алгоритм набора частот качания ГКЧ
обеспечивает установку начальной и конеч-
конечной частот качания по данным, введенным
с клавиатуры. Набранные значения частот
вводятся в оперативное запоминающее
устройство (ОЗУ) микропроцессорной си-
системы. Затем осуществляется проверка на
корректность установленных значений, т. е.
находится ли набранное значение частоты
в пределах диапазона частот, в котором при-
прибор калибровался, либо в пределах макси-
максимальной полосы качания ГКЧ.
Алгоритм распределения кодов пере-
перестройки и перестройки ГКЧ обеспечивает
установку пределов перестройки частоты
и шага ее перестройки, а также перестройку
ГКЧ. Диапазон перестройки разбивается на
дискретные значения, и каждая точка при-
привязывается к кодам цифро-аналогового пре-
преобразователя (ЦАП), которые управляют
ГКЧ. Частота генерируемого сигнала изме-
измеряется частотомером и поступает в микро-
микропроцессорную систему, которой осущест-
осуществляется управление ЦАП и переключение
поддиапазонов ГКЧ. При этом определяют-
определяются номер поддиапазонов, в которых находят-
находятся крайние значения полосы качания, и зна-
значения соответствующих им кодов ЦАП.
Определение проводится методом последо-
последовательных совмещений показаний частото-
частотомера и кодов частот. Аналогично проводится
расчет кодов управления в каждой промежу-
промежуточной точке полосы качания, число которых
составляет несколько сотен. Расчетные
данные заносятся в память микропроцессор-
микропроцессорной системы.
При перестройке частоты ГКЧ данные
кодов точек переписываются в регистр памя-
памяти ЦАП. После прохождения каждой точки
полосы качания проводятся сбор и обработ-
обработка данных, соответствующих этой точке,
а затем переход к следующей точке полосы
качания.
Получение и обработка данных об ам-
амплитуде измеряемого сигнала обеспечивают
алгоритм сбора и обработки данных. Снача-
Сначала определяется длительность периода вы-
выборки значения амплитуды. При этом учиты-
учитываются длительность периода выходного
сигнала и необходимое время задержки. За-
Затем запускают аналого-цифровой преобразо-
преобразователь (АЦП) и получают данные об ампли-
амплитуде. В режиме измерения с усреднением
цикл измерения в каждой точке полосы кача-
качания повторяется заданное число раз с после-
последующим усреднением результата измерения.
Алгоритм управления управляемым уси-
усилителем обеспечивает установку его коэффи-
коэффициента передачи как в ручном, так и
в автоматическом режиме. В ручном режиме
требуемый коэффициент передачи устанавли-
устанавливается с помощью клавиатуры. В автомати-
автоматическом режиме он регулируется автоматиче-
автоматически до выполнения условия нахождения
показаний АЦП в заданных пределах. При
нарушении этого условия необходима регу-
регулировка выходного сигнала ГКЧ.
Вывод на экран результатов измерений
в числовой и графической формах обеспечи-
обеспечивается алгоритмом индикации. В графиче-
графической форме отображаются кривая АЧХ ис-
исследуемого четырехполюсника в линейном
или логарифмическом масштабе, прямая,
определяющая уровень входного сигнала из-
измерительного блока. В числовой форме ото-
отображаются информация о граничных часто-
частотах полосы качания, значение частоты
в точке, отмеченной частотной меткой, ос-
ослабление в этой точке в децибелах или отно-
относительных величинах.
Алгоритм управления режимами позво-
позволяет расширить функциональные возможно-
возможности прибора, обеспечивая следующие ре-
режимы работы:
внешнее управление прибором;
378
Измерение амплитудно-частотных характеристик четырехполюсников
вывод измерительной информации на
внешнее регистрирующее устройство;
измерение с произвольно выбранной за-
задержкой;
повышение точности измерений при на-
наличии помех путем усреднения результатов
измерений;
индикацию на экране контрольных уров-
уровней по амплитуде и контрольных частотных
меток;
запоминание текущих данных в отдель-
отдельной памяти прибора;
индикацию результатов деления и раз-
разности между текущими данными и данными
памяти.
11.5. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЙ ПАРАМЕТРОВ АЧХ
Поверка измерителей АЧХ предусматри-
предусматривает определение погрешностей измерения
и проверку параметров прибора, влияющих
на точность измерения. К операциям повер-
поверки относится определение: диапазона рабо-
рабочих частот; полосы качания; погрешности
измерения частоты; максимального уровня
выходного напряжения ГКЧ, пределов его
регулировки и погрешности ослабления; по-
грещности измерения модуля коэффициента
передачи; неравномерности уровня выходно-
Генератор
качающейся
частоты
Генератор
стандартных
сигналов
Вольтметр
или измеритель
мощности
Индикатор
измерителя
АЧХ
Головка
детекторная
согласованная
Рис. 11.12. Структурная схема соединения
приборов при определении выходного на-
напряжения ГКЧ
го напряжения; неравномерности собствен-
собственной АЧХ.
В качестве средств поверки для опреде-
определения частотных параметров используются
электронно-счетные частотомеры, для опре-
определения амплитудных параметров — вольт-
вольтметры и образцовые аттенюаторы.
Диапазон рабочих частот проверяется
при помощи частотомера путем измерения
граничных частот диапазона. Этот же метод
используется и для определения полосы ка-
качания, которая определяется как разность
значений частот в начале и конце проверяе-
проверяемой полосы. При наличии в приборе соб-
собственных частотных меток можно определе-
определение полосы качания проводить по ним.
Погрешность измерения частоты по
собственным частотным меткам определяет-
определяется внутри интервала между двумя соседними
метками. Поверяемым прибором измеряют
частоту в выбранной точке полосы качания,
а затем в эту точку устанавливается стоп-
метка, частота которой измеряется с по-
помощью частотомера. Погрешность опреде-
определяется по формуле
где /i и /2 — соответственно частота в вы-
выбранной точке, измеренная поверяемым при-
прибором, и действительное значение частоты
в этой точке, определяемое как частота стоп-
метки.
Выходное напряжение ГКЧ на согласо-
согласованной нагрузке проверяется методом заме-
замещения по схеме, приведенной на рис. 11.12.
К выходу ГКЧ подключается согласованная
детекторная головка, и регулировкой чув-
чувствительности на экране устанавливается
требуемый размер изображения. Затем де-
детекторная головка подключается к генерато-
генератору сигналов и регулировкой его выходного
напряжения устанавливается изображение
того же размера. Значение выходного напря-
напряжения генератора сигналов, измеренное во-
вольтметром или измерителем мощности, со-
соответствует выходному напряжению ГКЧ.
При определении выходного напряжения
ГКЧ проверяется и его неравномерность.
Генератор -качающейся частоты
измерителя АЧХ
Индикатор
измерителя АЧХ
Усилитель
измерительный
•*-
Ослабитель
развязывающий
Головка детектор-
детекторная согласованная
♦
Аттенюатор
переменный
образцовый
i
Ослабитель
развязывающий
Рис. 11.13. Структурная схема соединения приборов при определении погрешности ослабле-
ослабления выходного напряжения ГКЧ
11.5. Метрологическое обеспечение СИ параметров АЧХ
379
Рис. 11.14. Осциллограмма кривой АЧХ при
определении погрешности измерения коэффи-
коэффициента передачи
При этом фиксируются минимальное (£/„,,„)
и максимальное (Umax) показания вольтме-
вольтметра. Неравномерность уровня выходного на-
напряжения AU, дБ, определяется по формуле
AU = ±l01g(Umax/Umln).
Погрешность ослабления выходного на-
напряжения и пределы его регулировки опреде-
определяются при помощи образцового переменно-
переменного аттенюатора по схеме, приведенной на
рис. 11.13. Если образцовый аттенюатор
имеет ступенчатую регулировку и линию на
экране индикатора, соответствующую вве-
введенному ослаблению образцового аттенюа-
аттенюатора A'j, невозможно совместить с исходным
положением, то ослабление выходного атте-
аттенюатора А, дБ, определяется по формуле
где А\ и A'i+l — выведенные относительно на-
начального положения ослабления образцово-
образцового аттенюатора, отличающиеся на одну
ступень, дБ; Д/ — расстояние между линия-
линиями, соответствующими А\ и А\+и мм;
Д/, — расстояние от линии, соответствующей
ослаблению А\ до линии, соответствующей
исходному положению, мм.
Погрешность измерения модуля коэффи-
коэффициента передачи проверяется наблюдением
АЧХ образцового аттенюатора на экране по-
поверяемого измерителя АЧХ. На экране инди-
индикатора в начале, в середине и в конце полосы
качания выбираются проверяемые точки а,
Ь и с (рис. 11.14), так чтобы по оси амплитуд
одна из них соответствовала коэффициенту
передачи, равному значению динамического
диапазона воспроизведения АЧХ в линейном
или логарифмическом масштабе (точка Ь),
а две других располагались в начале (точ-
(точка а) и середине (точка с) динамического
диапазона. На линии, от которой необходи-
необходимо проводить отсчет модуля коэффициента
передачи, например 0 дБ, выбирается по
одной нулевой точке в начале, в середине и
в конце полосы качания (точки 1, 2 п 3).
По методу измерения модуля коэффи-
коэффициента передачи, заложенному в поверяемом
измерителе АЧХ, определяют значения этого
коэффициента At в проверяемых точках а,
бис, после чего к прибору подключают
образцовый аттенюатор. Положение АЧХ
образцового аттенюатора при нулевом зату-
затухании (кривая //) изменяется так, чтобы эта
кривая проходила через точку / линии /.
При введении затухания (кривая ///) до про-
прохождения АЧХ образцового аттенюатора по-
поочередно через каждую проверяемую точку
(а, Ь и с) по его шкале отсчитывается дей-
действительное значение модуля коэффициента
передачи в этих точках Ащ. Погрешность
Д„ дБ, определяется по формуле
где А, — модуль коэффициента передачи в 1-й
проверяемой точке, определенной пове-
поверяемым измерителем АЧХ, дБ; ^4oi —
действительное значение модуля коэффи-
коэффициента передачи в той же точке, отсчитанное
по образцовому аттенюатору, дБ.
Затем аналогичные измерения проводят-
проводятся в других точках полосы качания (точки
2 и 3).
Неравномерность собственной ампли-
амплитудно-частотной характеристики измерите-
измерителей АЧХ в максимальной полосе качания
проверяется путем измерения на экране соб-
собственного индикатора АЧХ выходного на-
напряжения собственного ГКЧ. Методика
определения неравномерности собственной
АЧХ приборов, имеющих в канале верти-
вертикального отклонения (КВО) усилитель по-
постоянного тока (УПТ), отличается от мето-
методики, используемой для измерителей АЧХ,
не имеющих УПТ в КВО.
Неравномерность собственной АЧХ при-
приборов, имеющих УПТ в КВО, определяется
с помощью переменного аттенюатора, вклю-
Рис. 11.15. Осциллограмма кривой АЧХ при
определении неравномерности собственной
АЧХ
380
Измерение искажений формы сигналов
ченного между выходом ГКЧ и входом
КВО. При нулевом ослаблении аттенюатора
точку Ь кривой / (рис. 11.15), соответствую-
соответствующую, минимуму характеристики, совмещают
с ближайшей горизонтальной линией IV
масштабной сетки экрана индикатора. Затем
вводится ослабление аттенюатора до совме-
совмещения максимальной АЧХ с той же линией.
Неравномерность собственной АЧХ а, дБ,
определяется по формуле
ст = + А/2,
где А — введенное ослабление аттенюато-
аттенюатора, дБ.
Если аттенюатор ступенчатый и макси-
максимум АЧХ введением ослабления невозможно
совместить с горизонтальной линией IV, то
фиксируются два ближайших ослабления At
и Ai + 1, соответствующих кривым // и ///,
максимумы которых (точки с, и с,+ 1) распо-
расположены на наименьшем расстоянии и по раз-
разные стороны от горизонтальной линии IV.
Неравномерность в этом случае определяет-
определяется по формуле
ст = + [Л, + (А1+, - Ад Д/х/Д/,] /2,
где Ai и Ai+1 — введенные относительно на-
начального положения ослабления аттенюато-
аттенюатора, дБ; Д/j — расстояние между максимума-
максимумами кривых // и III, мм; Д/х - расстояние от
максимума с, кривой // до минимума линии
IV, мм.
Для измерителей АЧХ, не имеющих
УПТ в КВО, выходное напряжение ГКЧ
подают на вход КВО. По масштабной сетке,
отсчетному устройству или линейкой изме-
измеряется максимальная высота огибающей 1тах
и перепад Д/ между максимальной и мини-
минимальной высотами огибающей. Неравномер-
Неравномерность собственной АЧХ в этом случае опре-
определяется по формуле
ст= ±101g([/mM/t/mJ,
где Umin = Vmax - AU.
Измерители АЧХ, прошедшие поверку
с положительными результатами, считаются
годными к выпуску и применению.
РАЗДЕЛ ДВЕНАДЦАТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ИСКАЖЕНИЙ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
12.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ
ИСКАЖЕНИЙ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
Передающие, приемные, усилительные
и другие радиотехнические устройства мож-
можно в той или иной степени отнести к катего-
категории нелинейных систем, хотя нелинейные ис-
искажения в этих системах незначительны.
Необходимость измерения нелинейных иска-
искажений связана с постоянным повышением
требований к качеству усилителей и генера-
генераторов синусоидальных колебаний.
Параметры всех элементов, входящих
в состав усилителя, в той или иной степени
зависят от воздействующего на них напряже-
напряжения (тока) и, следовательно, обладают неко-
некоторыми нелинейными свойствами. Наиболее
существенной нелинейностью обладают ак-
активные усилительные элементы, нелиней-
нелинейностью в меньшей степени — элементы
с ферромагнитными сердечниками и на-
наименьшей нелинейностью — конденсаторы
и резисторы. Нелинейность элементов схемы
приводит к тому, что зависимость выходно-
выходного напряжения усилителя от входного также
приобретает нелинейный характер. В резуль-
результате на выходе усилителя появляются спек-
спектральные составляющие, которые отсутство-
отсутствовали в исходном сигнале.
При наличии нелинейных элементов
мгновенное значение напряжения на выходе
некоторого нелинейного четырехполюсника
Uвых можно выразить через мгновенное зна-
значение синусоидального напряжения и на вхо-
входе в виде полинома
^вых = <*yU + агиг + а3и3 + а4и* + а5и5 + ...
A2.1)
Обычно при рассмотрении процессов,
связанных с нелинейностью элементов, огра-
ограничиваются первыми тремя членами правой
части выражения A2.1), но в отдельных слу-
случаях учитываются также четвертый и пятый
члены. При подаче на вход исследуемого
четырехполюсника только одного синусои-
синусоидального напряжения на выходе его полу-
получается ряд гармонических составляющих. Ес-
Если и = Umisin<i)t, то напряжение на выходе
[7ВЫХ можно в первом приближении выра-
выразить следующим образом:
и„ых = (а2 l/J.i/2) + (a, Vml + Зя3 U3mi/4) sin юг +
+ (a2C/ml/2)sin2o)( + (a3^i/4)sin3(o( +...
A2.2)
12.1. Характеристики искажений формы сигналов
381
Таблица 12.1. Состаалиющие наприжении на выходе четырехполюсника
Исходный
член полинома
a\U
аи2
а и*
4
аи5
Члены
(о = 0
-
«2^1
2
-
гармонического ряда при амплитуде составляющих нелинейных
искажений на выходе четырехполюсника
sin (of
-
sin2(of
-
2
-
sin 3 (of
-
-
a3U3al
2
-
sin 4 (of
-
-
5-44*1
-
sin 5 (Of
-
-
Отдельные составляющие напряжения
(вызывающие нелинейные искажения), полу-
получающиеся на выходе четырехполюсника
(если предположить, что коэффициенты
а,, а2, а3, а4 положительные), приведены
в табл. 12.1.
Из A2.2) и табл. 12.1 можно сделать два
вывода: наличие л-й гармоники обусловли-
обусловливается не только л-м членом A2.1); каждый
член полинома я-го порядка вызываег по-
появление составляющих более низкого поряд-
порядка, но более эффективно выраженных.
Таким образом, зная коэффициенты а,,
а2, а3 и т. д., можно вычислить амплитуды
всех составляющих амплитудного спектра,
получаемого на выходе четырехполюсника.
Однако коэффициенты аи а2, а3 и т. д. весь-
весьма трудно определяются и остаются обыч-
обычно неизвестными. Поэтому приведенные
в табл. 12.1 данные можно использовать
лишь для предварительного заключения
о предположительных соотношениях между
амплитудами отдельных составляющих ис-
исследуемого амплитудного спектра. Посколь-
Поскольку значения коэффициентов а,, а2, а3 и т. д.
резко снижаются с увеличением индекса,
многими членами выайего порядка можно
пренебречь.
Суммарная
амплитуда
um2z
ия3г
tf«4l
Таблица
12.2. Члены разложении гармонического ряда
Суммарные составляющие амплитуд,
соответствующие гармоникам
1
0
и "
и»1
и™
. 2
-
-
-
-
3
-
-
-
-
4
-2U™
-
-
-
5
-
-
5L/mv
-
6
21Я1
-
1
-
71/™
-
-14 U™
-
8
-2 17™
-
16 Ulm
-
-20 [/Г
382
Измерение искажений формы сигналов
Члены разложения A2.2) можно предста-
представить в виде табл. 12.2. В первом столбце
этой таблицы приведены обозначения сум-
суммарных амплитуд гармоник на выходе четы-
четырехполюсника:
l/mV=a51/^/16 и т.д.
При подаче на вход четырехполюсника
только одного синусоидального сигнала не-
нелинейные искажения можно оценивать по
суммарным коэффициентам нелинейных ис-
искажений или анализируя возникающие иска-
искажения по каждой составляющей напряжения
(тока) отдельно. В первом случае оперируют
двумя видами суммарных коэффициентов не-
нелинейных искажений: Kfi и Kfi. Коэффи-
Коэффициент Kf\ характеризует отношение дей-
действующего значения всех возникающих гар-
гармонических составляющих к действующему
значению всех составлякмцих напряжения на
выходе исследуемого четырехполюсника:
= \/и\ + и| +и\+ ... /\/и\ + и\
+и\+ ...
Коэффициент Kf2 определяется как от-
отношение действующего значения всех гармо-
гармонических составляющих только к действую-
действующему значению напряжения и1 с основной
частотой со:
Между коэффициентами Kfl и Kf2, %,
существуют следующие соотношения:
Коэффициенты нелинейных искажений
л-го порядка, %, определяются общим выра-
выражением
В некоторых случаях оценка нелинейных
искажений производится по методам взаим-
взаимной модуляции, т. е. по комбинационным со-
составляющим нелинейных искажений. При
этом на вход исследуемого четырехполюсни-
четырехполюсника подают в простейшем случае два синусои-
синусоидальных сигнала различной частоты.
12.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЙ
ИСКАЖЕНИЙ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
Измерение искажений формы сигналов,
близких к синусоидальным, сводится к изме-
измерению коэффициента нелинейных искажений
(КНИ). Методы измерений КНИ различают-
различаются по методическому, аппаратурному реше-
решению и метрологическим характеристикам.
В качестве основных классификационных
признаков Н. Б. Петровым были приняты
методы реализации измерительного устрой-
устройства, поскольку они определяют состав ис-
источников погрешностей, а также диапа-
диапазонные и эксплуатационные свойства прибо-
приборов. Такой подход хотя и является субъек-
субъективным, но в то же время позволяет
провести анализ методов и дать их сравни-
сравнительную оценку.
Методы измерения КНИ по способу
обработки и представления информации раз-
Методы измерения
-L
Аналоговые
Цифровые I
Спектральные
Квази-
Квазиспектральные
Асинхронные
_L
Синхронные
1
Ф ильтровые
1
С подавлением
С выделением
Графические
первой гармоники
первой гармоники
К омп енс ани он-
ные
J
С внешним
генератором
Мгновенного
значения
Интегрального
значения
Компенсационно-
фильтровой
Рис. 12.1. Методы измерения коэффициента нелинейных искажений
12.2. Методы измерений искажений формы сигналов
383
леляются на две большие группы (рис. 12.1):
аналоговые и цифровые. В аналоговых при-
приборах измеряемый сигнал непосредственно
подвергается обработке (усилению, преобра-
преобразованию, сравнению и т. п.) до получения ин-
информации на отсчетном устройстве. При
этом возможна реализация любого из трех
известных определений КНИ. Все промежу-
промежуточные операции производятся в аналоговой
форме, поэтому они подвергаются и всем
возможным искажениям, определяемым
свойствами аналоговых методов: наводкам
шумов и фона, изменению спектрального со-
состава вследствие неравномерности АЧХ,
дрейфу коэффициента усиления и т. п. Эти
искажения влияют на суммарную погреш-
погрешность приборов:
В цифровых приборах аналоговый сиг-
сигнал сразу преобразуется в цифровую форму
и все операции, необходимые для получения
конечного результата, производятся ди-
дискретными методами с помощью специали-
специализированного вычислительного устройства
или микропроцессора, выполняющих вычис-
вычисление первой гармоники и одного из значе-
значений КНИ.
Все аналоговые методы, представляю-
представляющие интерес в метрологическом отношении,
делятся на две большие подгруппы: спект-
спектральные и квазиспектральные. Спектральные
методы измерения КНИ основаны на приме-
применении селективных приборов (анализаторов
спектра, селективных вольтметров, измери-
измерительных приемников и т. п.) общего приме-
применения. С их помощью производится измере-
измерение уровней гармонических составляющих
входного сигнала, а вычисление КНИ по по-
полученным данным осуществляется вручную.
К достоинствам спектральных методов от-
относятся :
возможность измерения КНИ сигналов,
сильно загрязненных различного рода поме-
помехами, в том числе и имеющих малый уро-
уровень;
широкий диапазон частот, в котором
можно измерять КНИ;
возможность измерения очень малых
значений КНИ (от 0,01 до 0,0001 %).
К недостаткам спектральных методов
относятся: большая трудоемкость и невысо-
невысокая точность измерений (примерно 10%).
Квазиспектральные методы базируются
на выделении или подавлении одной из со-
составляющих сигнала — первой гармони-
гармоники—и определении действующих напряже-
напряжений полного сигнала или высших гармоник,
т. е. реализации одного из определений
КНИ. Сюда же относятся графоаналитиче-
графоаналитические методы -определения КНИ по осцилло-
осциллограммам сигнала, полученным с помощью
шлейфовых осциллографов или двухкоор-
динатных самописцев (в области инфранизких
частот).
Фильтровые методы разделяют на две
подгруппы: с подавлением первой гармони-
гармоники и с выделением ее. Метод, основанный на
выделении первой гармоники, получил ши-
широкое распространение, и на его основе раз-
разработаны все известные типы измерителей
нелинейных искажений (ИНИ). Это связано
с тем, что подавление первой гармоники до-
достаточно просто осуществляется на практике
в широком диапазоне частот. Метод с выде-
выделением первой гармоники не получил столь
широкого распространения, так как для его
реализации необходимо выполнение двух ус-
условий: во-первых, остаточный КНИ выделен-
выделенной первой гармоники должен быть много
меньше измеряемого значения КНИ, во-
вторых, коэффициент передачи селективной
системы должен быть строго постоянным
в диапазоне частот и равным единице, что
представляет собой сложную техническую
задачу.
Лучшие образцы ИНИ фильтрового ти-
типа устойчиво работают в диапазоне частот
до 600 кГц, имеют погрешность не более 3%
и диапазон измерения от 0,01%.
Графический метод находит незначи-
незначительное применение в области инфраиизких
частот в связи с отсутствием специализиро-
специализированной аппаратуры. Способ заключается
в измерении параметров искажений записан-
записанной огибающей и вычислении с помощью
специальных таблиц спектра гармоник сиг-
сигнала и соответственно КНИ. Трудоемкость
метода сравнительно высока, а погрешность
не лучше 10%.
Компенсационные методы определения
КНИ основаны на подавлении первой гар-
гармоники измеряемого сигнала когерентным
(но противофазным) сигналом с малым (по
сравнению с измеряемым) значением КНИ.
Этот метод позволяет улучшить присущую
фильтровому методу погрешность подавле-
подавления высших гармоник при отфильтровывании
первой. Однако при этом имеют место три
составляющие погрешности, характерные
384
Измерение искажений формы сигналов
для компенсационного метода: погрешность
дисбаланса амплитуды, фазы компенсирую-
компенсирующего напряжения и его К НИ.
■Компенсирующее напряжение может
быть получено от вспомогательного генера-
генератора, привязанного по фазе к измеряемому
сигналу, или отфильтровыванием высших
гармоник из исследуемого сигнала (компен-
(компенсационно-фильтровой метод). При неста-
нестабильности амплитуды компенсирующего на-
напряжения, которая не зависит от амплитуды
измеряемого сигнала, может возникнуть су-
существенная дополнительная погрешность.
При реализации компенсационно-фильтрово-
компенсационно-фильтрового метода предполагается, что отфильтровы-
вание высших гармоник производится филь-
фильтром высших гармоник или резонансным
с ослаблением второй гармоники в М раз,
т. е. в составе компенсирующего напряжения
будут присутствовать
V'n=Vn:Mn,
где Un — напряжение гармоник в измеряе-
измеряемом сигнале; U{, — напряжение гармоник
в компенсирующем сигнале; М„ —
коэффициент ослабления гармоник.
Тогда в первом приближении получим
-
"
К
Ш,
1
м„
Например, при U2 Ф 0, Un = 0 и М г = 10,
5 = 0,5%, т.е. даже при фильтрации гармо-
гармоник всего в 10 раз погрешность измерения
КНИ меньше 1 % и не зависит от абсолют-
абсолютного значения КНИ.
Поскольку компенсирующее напряжение
получают из измеряемого, то Un = U\ кшт
т. е. изменение амплитуды измеряемого сиг-
сигнала не приводит к разбалансу процесса
компенсации.
Погрешность за счет дисбаланса фаз мо-
может быть оценена при следующих допуще-
допущениях. Пусть UM = [/Комп> но ф # 180°, тогда
разностное напряжение первой гармоники
AUl = [/„1/2 [1+cos (я-ф)]:
AU{
IV
Предполагая, что погрешность за счет
i мала, имеем
К/1 = Kfl + [1 + C0SGt - ф)]/К/ь
откуда
AKfi/Kfi = [1 + cos (я - q>j]/K2fi.
Из последней формулы следует, что для
погрешности АК/К = 5 при различных КНИ
допустимы следующие углы дисбаланса:
Ф s£ arccos [I — 8K2f{].
Например, при 5 = 0,01 и К = 1 фдоп ^
*S ± 8°; при К = 0,1 фдоп ?; ± 0,8°; при К =
= 0,01 фдоп ^ ± 0,08°, т. е. допустимый угол
дисбаланса обратно пропорционален КНИ,
а это значит, что с уменьшением измеряемо-
измеряемого КНИ требования к степени балансировки
по углу (и амплитуде) резко повышаются.
С расширением частотного диапазона
погрешность практически всех аналоговых
методов значительно возрастает, особенно
при малых значениях КНИ. Это обстоятель-
обстоятельство существенно ограничивает перспектив-
перспективность аналоговых методов измерения КНИ.
Цифровые методы измерения КНИ, как
н в других областях измерительной техники,
применяются в тех случаях, когда требуется
получить высокие точность и быстродей-
быстродействие в широком частотном и динамическом
диапазонах.
Цифровые методы измерений КНИ ос-
основаны на выделении нз измеряемого сигна-
сигнала его «мгновенных значений» в нулевых
точках периода, преобразовании их в цифро-
цифровой код и дальнейшей обработке по заданно-
заданному алгоритму.
По виду аппаратурной реализации ци-
цифровые методы разделяются на асинхронные
и синхронные.
При асинхронном методе для осуществ-
осуществления выборки «мгновенных» значений изме-
измеряемого сигнала (UmM) используют вспомо-
вспомогательный генератор стробирующих импуль-
импульсов, частота которого в N раз выше частоты
измеряемого сигнала, но не кратна ему:
В этом случае для использования мас-
массива [/,-, определения числа отсчетов, началь-
начальной и конечной фаз применяется сложный
алгоритм с линейной аппроксимацией на-
начального и конечного участков измеряемого
сигнала. Погрешность такого метода не луч-
лучше 0,1% при К/^0,5%.
При синхронном методе измерения
КНИ между частотой измеряемого сигнала
и частотой строба устанавливается жесткая
синхронизация:
/стр = ">/изм-
Существуют две модификации синхрон-
синхронного метода.
12.2. Методы измерений исказкений формы сигналов
385
А А А
О 1,0 2,0 3,0 %0 5,0 F,W\\
Рис. 12.2. Гармонический состав сигнала
При первой можно измерять «мгновен-
«мгновенное» значение К НИ, т. е. по массиву (У,
одного периода измеряемого сигнала, при
второй измеряется среднее^иш интегральное
значение КНИ по массиву U,-, набранному из
различных периодов измеряемого сигнала.
Первая модификация реализуется только
в диапазоне частот ниже 20 Гц, а вторая — в
диапазоне свыше 20 Гц. Ограничения опре-
определяются быстродействием многоразрядных
АЦП.
Измерение КНИ порядка сотых долей
процента, особенно при малых уровнях сиг-
сигнала, представляет значительные трудности.
В ряде случаев для этих целей используют
анализаторы гармоник низких частот. Одна-
Однако анализаторы гармоник в диапазоне ча-
частот 10-20000 Гц имеют уровень соб-
собственных нелинейных искажений на частотах
до 1000 Гц 0,1%, а на частотах свыше
1000 Гц 0,05%, т.е. вносимая ими погреш-
погрешность за счет собственных искажений при из-
измерении КНИ примерно 0,1% на частотах
до 1000 Гц составит 10%. Кроме того, эти
приборы не позволяют измерять амплитуду
гармонических составляющих, отличающих-
отличающихся от основной частоты (первой гармоники)
более чем на 60 дБ.
Для измерения высших гармоник необ-
необходимо повышать чувствительность прибо-
прибора, а это не всегда возможно.
В существующих анализаторах гармо-
гармоник используются режим фиксированной ча-
частоты, анализ спектральных составляющих
лА А
0,25 0,5
1,0
Рис. 12.3. Типичный вид гармонического со-
состава квазигармонического сигнала
13 п/р Кузнецова В. А.
путем перестройки по частоте резонансного
фильтра (иногда применяется перестраи-
перестраиваемый супергетеродинный приемник). При
этом на экране индикатора наблюдаются
гармоники сигнала, равноотстоящие друг от
друга по оси частот (амплитудно-частотный
спектр). По гармоническому составу сигна-
сигнала судят о его нелинейных искажениях
(рис. 12.2). На рис. 12.2 1 -5 -номера
гармоник сигнала, А — амплитуда гармо-
гармоники.
Измерить нелинейные искажения четы-
четырехполюсника можно и другим способом,
состоящим в том, что на его вход подается
монотонно изменяющаяся во времени, на-
например по линейному закону частота. Для
выделения гармоник этого квазигармониче-
квазигармонического сигнала достаточно использовать
фильтр с фиксированной частотой настрой-
настройки. Типичный вид гармонического состава
сигнала приведен на рис. 12.3. Как видно из
рисунка, гармоники здесь располагаются
в обратном порядке и расстояния между ни-
ними по частоте получаются не одинаковыми,
что необходимо учитывать в процессе изме-
измерения. Этот способ реализуется применением
измерителей частотных характеристик
(ИЧХ), при этом между исследуемым четы-
четырехполюсником и ИЧХ необходимо вклю-
включить фильтр.
Причины искажений сигнала различны:
нелинейность характеристики канала связи,
его инерционность, внутренние шумы, фон
и другие помехи, накладывающиеся на сиг-
сигнал при его передаче. Эти факторы имеют
различную физическую природу, но резуль-
результат их действия одинаков, поэтому отыски-
отыскиваются пути оценки всех искажений (ли-
(линейных, нелинейных и шумовых) на единой
основе.
Известные методы измерения каждого
вида искажений имеют свои особенности
и недостатки; так, широко применяемый ме-
метод одного и двух тонов, метод полос шума
и метод с использованием пилообразного
сигнала имеют общий недостаток: при изме-
измерении реальный сигнал заменяется моделью,
что не позволяет в полной мере учитывать
свойства передаваемого сигнала. Метод
оценки нелинейных искажений с учетом спек-
спектра реального сигнала свободен от этого не-
недостатка, однако и он вносит дополни-
дополнительные искажения.
Измерение линейных искажений по мак-
максимальной неравномерности частотных и не-
нелинейности фазовых характеристик также не
позволяет учитывать свойства реального
сигнала. При этом отсутствует возможность
сравнения между собой систем с одинаковой
386
Измерение искажений формы сигналов
максимальной неравномерностью частотной
характеристики.
Методы оценки шумовых искажений (от-
(отношение сигнал/шум, коэффициент шума,
шумовая температура и т. п.) являются ста-
статистическими, так как подавляющее боль-
большинство шумов имеет флуктуационный ха-
характер.
Из известных методов только корреля-
корреляционный применим для оценки искажений
любого вида и позволяет учитывать при
этом свойства передаваемого сигнала. Одна-
Однако он не позволяет выделить из выходного
сигнала составляющие искажений и оценить
их количественно.
С определением искажений тесно свя-
связаны определения таких параметров, как
коэффициент усиления, время задержки,
динамический диапазон и др., однако, по-
поскольку различные искажения определяются
разными методами, четкое и однозначное
определение этих параметров представляет
значительные технические трудности.
В качестве единого метода определения
различных искажений сигнала можно приме-
применить метод приближения функций в радиоиз-
радиоизмерениях. На этой основе искажения опреде-
определяются как величина, характеризующая сте-
степень различия выходных сигналов реальной
и идеальной систем при одинаковых
входных сигналах.
Пусть исследуемая система преобразует
сигнал X(t) в сигнал Y(t). Будем считать, что
она не искажает сигнал, если
У (t, k, х, a) = KX(t-x) + a.
Припишем реальной системе параметры
идеальной системы Ко, х0, а0, при которых
сигналы У и У отличаются наименьшим
образом. Из физических соображений оче-
очевидно, что, если исследуемая система безы-
безынерционна, следует положить т0 = 0. Для ли-
линейной системы а0 = 0 (при равном нулю
среднем значении входного сигнала). Разли-
Различие У и У можно оценить функционалом
F{y(t); y(t, k, х, а)}, который должен удовле-
удовлетворять следующим условиям: F^O; F = 0
при У = У . С учетом того, что измеряемый
сигнал является случайным и может быть
как стационарным, так и нестационарным,
функционал F должен содержать усреднение
по времени и множеству. В качестве F может
быть взято среднеквадратическое значение
разности у — у. Получив параметры идеаль-
идеальной системы, наиболее близкой к исследуе-
исследуемой, из сигнала y(t) можно выделить
полезный сигнал, которым является
y(t, k0, х0, а0), и составляющие искажений
t,(t) = y(t)-y(t,ko,ao,zo),
следовательно, можно провести их исследо-
исследование аналитически или экспериментально.
Значения /с0 и х0, являющиеся параметрами
идеальной системы, наиболее близкой к ре-
реальной, при этом естественно принять за эк-
эквивалентный коэффициент усиления и экви-
эквивалентное время задержки соответственно.
Степень искажения сигнала можно ха-
характеризовать минимальным значением F =
= F{y(i); y(t,ko,io, a0)}. Однако это может
оказаться нецелесообразным. Например,
если F = (у — уJ (здесь и ниже черта над
величиной означает ее усреднение по време-
времени и множеству), то удобнее оценивать
искажения не по мощности составляющих
искажений, а по ее отношению к мощности
всего сигнала или полезного сигнала на вы-
выходе. В общем случае степень искажений
характеризуется функционалом Ф{у(Г),
P(f, k0, х0, а0)}, удовлетворяющим тем же
требованиям, что и F. В отдельных случаях
функционалы F и Ф могут совпадать.
Динамический диапазон системы опре-
определяют следующим образом:
где (х2)тах определяется исходя из допу-
допустимых нелинейных искажений, (x2)min зави-
зависит от уровня шумов. Если нелинейные
и шумовые искажения оцениваются по раз-
различным критериям, произвести обоснован-
обоснованное определение динамического диапазона
трудно. При единой оценке искажений опре-
определение Д значительно упрощается.
Для сравнения рассмотренного метода
с другими методами оценки искажений зада-
зададим F и Ф следующим образом:
F = (ГГЙ1; <l> = \/Fmin/k2(x2-x2).
A2.3)
Примем, что на нелинейную безынер-
безынерционную систему с характеристикой y=f(x)
воздействует сигнал х = Asinat. Если по-
положить т = 0 и учесть, что функция
f(kA sin cot + а) наименьшим образом отли-
отличается от функции по квадратичному крите-
критерию, и если а и кА совпадают соответствен-
соответственно с нулевым и первым коэффициентами
разложения f(A sin cot) в ряд Фурье, то полу-
получим
ko=AJA; ao=Ao; х = 0; х2 = А2/2;
Ф=
где Aj — амплитуда j-й гармоники выходного
сигнала. Очевидно, что если F и Ф опреде-
определены по A2.3), то при гармоническом вход-
12.3. Автоматизация измерений исказкений формы сигналов
387
ном сигнале оценка искажений по данному
методу совпадает с известным определением
КНИ.
При тех же F и Ф и при узкополосном
входном сигнале (пренебрегая составляющи-
составляющими искажений в полосе сигнала) можно пока-
показать, что Ф совпадает с оценкой нелинейных
искажений по методу полос шума.
Метод позволяет аналитическим путем
определить, от каких характеристик сигнала
зависят его искажения. При необходимости
моделирования сигнала следует выбирать те-
тестовый сигнал таким образом, чтобы эти ха-
характеристики были близки характеристикам
реального сигнала.
При расчете искажений возможен выбор
оптимальной работы системы для обеспече-
обеспечения минимума искажений реального сигнала.
Большинство существующих методов оценки
искажений получается из рассмотренного как
частный случай, что дает возможность ана-
анализа их недостатков и преимуществ. Метод
может быть осуществлен при помощи при-
прибора, реализующего алгоритм определения
F и Ф и поиск минимума F. Расчет искаже-
искажений и аппаратура для реализации метода бу-
будут более простыми для стационарных
входных сигналов, так как в этом случае не-
необходимо производить усреднение только
или по времени, или по множеству.
12.3. АВТОМАТИЗАЦИЯ
ИЗМЕРЕНИЙ ХАРАКТЕРИСТИК
ИСКАЖЕНИЙ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
В большинстве случаев автоматизация
измерений различных физических величин
базируется на применении методов цифро-
цифровой обработки информации о параметрах из-
измеряемых сигналов с помощью малых ЭВМ
или встроенных микропроцессоров. Чаще
всего внедрение автоматизированных мето-
методов начинается с применением малых ЭВМ.
Автоматизированные приборы являются бо-
более дорогими, чем аналоговые, но возмож-
возможность получить большую точность, быстро-
быстродействие и хорошая воспроизводимость ре-
результатов обеспечивают им широкий круг
потребителей. Особенно хорошо эти преиму-
преимущества проявляются при разработке образ-
образцовых приборов и рабочих эталонов.
В соответствии с известными алгорит-
алгоритмами расчета КНИ автоматизация его изме-
измерений может быть осуществлена примене-
применением аналого-цифрового преобразования
входного сигнала и цифровой обработки на
ЭВМ сигнала, преобразованного в код. Не-
Непрерывный входной сигнал с помощью АЦП
превращается в дискретную последователь-
13*
Гацп
1
Дискре-
тизатор
Кванто-
Квантователь
I J
Специализи-
Специализированное
вычислитель-
вычислительное
устройство
Рис. 12.4. Обобщенная схема автоматизиро-
автоматизированного измерителя КНИ
ность отсчетов, каждый из которых является
аппроксимацией соответствующего периоди-
периодического участка измеряемого сигнала.
На рис. 12.4 показана обобщенная схема
автоматизированного измерителя КНИ. Ра-
Работу АЦП в этом приборе можно предста-
представить в виде процесса, который состоит из
двух последовательных этапов. На первом из
них формируется последовательность отсче-
отсчетов во времени U (п) = U(t)\l=am в которой
отсчеты Un представлены в аналоговой фор-
форме. На втором этапе значение каждого от-
отсчета Un представляется числом, состоящим
из конечного числа двоичных разрядов. В ре-
результате получается новая дискретная после-
последовательность 1/Кв(п)- Практически в АЦП
обе операции выполняются совместно, т. е.
имеется единый блок, на вход которого по-
поступает измеряемый сигнал U(t), а на выхо-
выходе формируется последовательность вида
lUm(t). Разность l(n) = U(ri)-UKB(n) назы-
называется шумом квантования.
На рис. 12.5 показаны входной сигнал
и соответствующий ему сигнал на выходе
АЦП. При заданном числе точек квантова-
квантования N для сигнала с частотой со шаг дискре-
дискретизации
f ш = 2n/aN = T/N,
где Т = 2n/N — период входного сигнала
V(t).
Для правильной работы АЦП необходи-
необходимо выполнение условия Гдцп ^ tm, где
Гдцп — время, необходимое для преобразо-
преобразования одного значения квантованного сигна-
сигнала АЦП. Следует учитывать, что за время
работы АЦП Гдцп происходит изменение
входного сигнала, что приводит к дополни-
дополнительной погрешности выходного кода АЦП.
Рис. 12.5. Входной сигнал и соответствующий
ему сигнал на выходе АЦП
388
Измерение искажений формы сигналов
Если при рабочей частоте входного сигнала
1 МГц выбрать максимальное число точек
квантования N = 128, то наименьший шаг
квантования
tm = 10/128« 7,8 не.
Аналого-цифровой преобразователь
с таким быстродействием пока создать не
удается, поэтому для данного частотного
диапазона целесообразно применить метод
стробоскопического преобразования, позво-
позволяющий трансформировать спектр входного
периодического сигнала в более низкий диа-
диапазон частот.
Для уменьшения погрешности АЦП уве-
увеличивают число разрядов, что позволяет
уменьшить шум квантования, но повышение
числа разрядов снижает быстродействие
АЦП. Длительность интервалов времени ме-
между выборками непостоянна, она изменяется
в зависимости от готовности АЦП к следую-
следующему такту работы. На практике приходится
принимать этот интервал постоянным, что
приводит к некоторой погрешности преобра-
преобразования входного сигнала. Необходимый
массив выборок в конкретном приборе мо-
может создаться путем последовательного набо-
набора значений отсчетов от нулевого до (N-1),
где N — количество выборок, необходи-
необходимое для получения заданной погрешности
измерения, при постоянном шаге квантова-
квантования.
Несмотря на то что на входе АцП фор-
форма огибающей сигнала, преобразованного
стробоскопическим методом, не соответ-
соответствует линейно-масштабированному по
времени входному сигналу, каждому значе-
значению номера выборки соответствует пропор-
пропорциональное входному сигналу значение
трансформированного сигнала.
Дальнейшая цифровая обработка полу-
полученного массива производится по формуле
. N-1
o=~Jf Z U,;
KHU=]/(Vl-Ul-U2al)/U2nl, A2.4)
где (Уд — действующее значение напряжения
входного сигнала; Uo — постоянная состав-
составляющая измеряемого сигнала; U д] —
эффективное значение первой гармоники из-
измеряемого сигналя.
В свою очередь каждая из этих состав-
составляющих для квантованного по времени
входного сигнала с постоянным шагом кван-
квантования определяется следующим образом:
A2.6)
где а! и р! - первые члены ряда Фурье,
причем
2
ai= — I Ui
" 1 = 0
2 N~1
Pi = — I
A2.7)
A2.8)
a q>, = 2ni/N, где i = 0, 1, 2, ..., N - 1.
После подстановки A2.5) —A2.8) в A2.4)
получим
КНИ =
I-N-I "I I-N-I -12
L i=o J Li--o J
J7 x'yi
N-l
-1.
incp.j
A2.5)
Приведенный выше алгоритм определе-
определения КНИ позволяет сократить количество
вычислительных операций по сравнению
с алгоритмом определения коэффициентов
ряда Фурье.
При рассмотрении возможных источни-
источников погрешности автоматизированных мето-
методов измерения КНИ необходимо выделить
следующие факторы, влияющие на погреш-
погрешность :
нелинейность характеристики аналогово-
аналогового запоминающего устройства (АЗУ);
скорость заряда накопительного конден-
конденсатора в АЗУ и его разряд в течение времени
хранения;
стабильность шага квантования;
стабильность длительности стробирую-
щего импульса и его фронтов;
точность умножения в N раз частоты
(пробирующего генератора;
количество выборок измеряемого сигна-
сигнала N;
количество разрядов АЦП, его быстро-
быстродействие, нелинейность передаточной харак-
характеристики преобразователя;
погрешность выполнения вычислитель-
вычислительных операций в вычислительном устройстве
(округления результатов вычислений, сумми-
суммирования-вычитания, умножения-деления, из-
извлечения корня, вычисления тригонометри-
тригонометрических функций, погрешность задания к);
погрешность, обусловленную тем, что
в спектре исходного сигнала при выбранной
12.3. Автоматизация измерений исказкений формы сигналов
389
Вход
Аттеню-
Аттенюатор
Аналоговый,
канал
CmpoS.
АЦПВ2-22
Л
Пуск
АЦП
Сброс счетчика. |—
Коней \ Г~
преоор. г* *i
Информ.
ОЗУ
\
Фиксация Д
Логика.
Подстройка
частоты
Шаговый.
Конец считывания
Коней, цикла
Считывание
Конец
цикла
Информ.
N
Блок
управления
СВУ
Пуск
БП
Абт.-полуавт.
Индикатор
захвата
ФАП
Однократный,
счет
Повт. из и.
Повт. счет.
Блок
встроенного
калибратора
T3-1S
БП
f Контрол,
ЦПУ
220 В
Сеть
Вкл. - Выкл.
220 9,
Рис. 12.6. Функциональная схема автоматизированного прибора для измерения КНИ типа
ИНИ-50
частоте квантования имеются составляющие,
частота которых выше 1/2 частоты квантова-
квантования.
Функциональная схема автоматизиро-
автоматизированного прибора для измерения КНИ типа
ИНИ-50, разработанного под руководством
Н. Б. Петрова, приведена на рис. 12.6.
Основные блоки прибора выполняют
следующие функции:
входное устройство (аттенюатор) осу-
осуществляет согласование уровня измеряемого
сигнала с допустимым, который разрешается
подавать на вход аналогового канала прибо-
прибора;
аналоговый канал предназначен для вы-
выполнения операции выборки, запоминания
и хранения мгновенных значений составляю-
составляющих измеряемого сигнала;
АЦП, в качестве которого используется
цифровой вольтметр общего назначения ти-
типа В2-22, осуществляет преобразование вход-
входного сигнала в цифровой код;
ОЗУ осуществляет функцию накопления
полного массива мгновенных значений в ви-
виде кода, поступающего с АЦП;
блок управления специализированным
вычислительным устройством (СВУ), ко-
который последовательно выполняет передачу
значений массива выборок, количества выбо-
выборок, а также включение цифропечатающего
устройства (ЦПУ), производит одно- или
трехкратный счет выбранного массива
в ОЗУ и СВУ;
ЦПУ предназначено для документирова-
документирования результатов измерений;
блок встроенного калибратора обеспечи-
обеспечивает контроль работоспособности прибора
в автономном режиме и оценку его погреш-
погрешности.
Всей работой прибора управляет блок
логики. Он осуществляет следующие функ-
функции:
формирует импульс длительностью, рав-
равной длительности периода входного сигнала;
с помощью системы фазовой автопод-
автоподстройки производит привязку частоты вну-
внутреннего перестраиваемого генератора к ча-
частоте входного сигнала;
осуществляет автоматический поиск диа-
диапазона частот с целью обеспечения захвата
частоты измеряемого сигнала системой
ФАПЧ;
390
Измерение искажений формы сигналов
определяет количество выборок на пе-
период измеряемого сигнала;
формирует стробирующий импульс, не-
необходимый для работы аналогового канала;
производит автоматический сдвиг вре-
временного положения стробирующих импуль-
импульсов;
определяет один из возможных режимов
работы прибора (шаговый, автоматический,
полуавтоматический).
Принцип работы прибора можно пояс-
пояснить, используя функциональную схему,
представленную на рис. 12.6.
С помощью входного аттенюатора уста-
устанавливается необходимый для устойчивой
работы прибора уровень измеряемого сигна-
сигнала. С его подачей на вход аналогового кана-
канала происходит автоматический поиск диапа-
диапазона частот, затем схема фазовой автопод-
автоподстройки захватывает частоту входного сиг-
сигнала и удерживает ее в течение времени
измерения. При необходимости производит-
производится ручная подстройка частоты до захвата ее
системой ФАПЧ. С помощью кнопки Сброс
производится установка на нуль АЗУ в ана-
аналоговом канале АЦП и ОЗУ.
В блоке логики вырабатывается им-
импульс, длительность которого равна дли-
длительности периода измеряемого сигнала,
и выдается команда «Разрешение». С по-
помощью органов управления выбираются
нужный режим и число выборок на период
измеряемого сигнала, т. е. коэффициент ум-
умножения частоты сигнала на входе прибора.
Кнопкой Пуск выдается последняя команда
«Разрешение», и производится набор массива
мгновенных значений измеряемого сигнала
в аналоговом канале прибора.
Последовательный набор выборок коди-
кодируется в АЦП и записывается в ОЗУ. По
окончании набора массива из блока управле-
управления ОЗУ в блок логики поступает команда
«Конец набора». Блок управления ОЗУ в за-
зависимости от выбранного режима работы
(повторный счет или «однократный счет»)
производит либо трехкратное вычисление
КНИ по полученному массиву, либо одно-
однократное и переводит блок логики в режим
повторного набора массива выборок.
Ввод значений I/,-, Kf и / в СВУ анало-
аналогичен вводу N и определяется соответствую-
соответствующими управляющими командами, поступаю-
поступающими при автоматическом выполнении про-
программы. Только при вводе значений I/,
в СВУ блоком управления выдается импульс
считывания информации с необходимого
адреса ОЗУ. Информация в ОЗУ представ-
представляется в виде 22-разрядного слова в прямом
двоичном коде. Оперативное запоминающее
устройство может запомнить 128 таких слов.
Быстродействие ОЗУ при записи и считыва-
считывании составляет 1,5 мкс на одно слово. Для
контроля количества записанных в ОЗУ
и считанных из ОЗУ слов информации пред-
предусмотрено устройство индикации, состоящее
из двух идентичных счетчиков. Каждый счег-
чик состоит из двух декад, декада содержит
десятичный делитель, дешифратор и свето-
светодиодную индикаторную матрицу.
Задача определения КНИ требует не-
небольшого объема памяти. Программа
в ЭКВМ вводится непосредственно с кла-
клавишного пульта и интерпретируется в про-
процессе вычисления аппаратными средствами
ЭКВМ. Преимуществом ЭКВМ является ее
более высокая надежность, определяемая
меньшим числом электрорадиоэлементов по
сравнению с мини-ЭВМ. Поскольку в ЭКВМ
имеется встроенное индикаторное табло или
дисплей, отпадает необходимость в разра-
разработке специального устройства индикации.
Для ввода данных измерения ординат сигна-
сигнала и констант необходимо устройство ввода-
вывода данных.
Устройство ввода-вывода состоит из
следующих блоков: коммутатора, блока ин-
инверсии, блока опроса, блока порядка, блока
сопряжения и блока команд. Коммутатор
совмещен с входным регистром и разбит на
три одинаковых блока. К каждому блоку
подходит параллельно двумя разрядами
двоично-десятичного кода информация о па-
параметрах Uh f и Kf.
Записанная во входном регистре инфор-
информация поступает на блок инверсии парал-
параллельным 6-разрядным кодом. С блока инвер-
инверсии информация поступает на блок сопряже-
сопряжения, при этом обеспечивается работа послед-
последнего по сигналам негативной логики.
Блок опроса определяет последователь-
последовательность выдачи импульсов кода дешифратора
для непосредственного ввода в ЭКВМ.
В блоке порядка находится схема определе-
определения показателя степени вводимого числа, ко-
которая позволяет производить ввод числовых
данных в большом диапазоне их значений.
Ввод чисел производится в режиме с пла-
плавающей запятой, что позволяет оперировать
широким диапазоном чисел и получать
большую точность вычислений.
Блок сопряжения обеспечивает согласо-
согласование по логическим уровням с элементной
базой процессора ЭКВМ по шести информа-
информационным шинам. В его составе находится
коммутатор 6-разрядного двоично-десятич-
двоично-десятичного кода, который осуществляет преобразо-
преобразование параллельного кода в последователь-
последовательно-параллельный. Импульсы, приходящие
12.4. Средства измерений нелинейных искажений
391
с блока опроса, управляют работой комму-
коммутатора, последовательно переключая раз-
разряды параллельного кода на его входе.
Блок команд определяет последователь-
последовательность выдачи информации при ручном или
автоматическом исполнении программ.
В качестве ЭКВМ в приборе использу-
используется специализированная вычислительная
машина «Электроника ТЗ-16» с микропро-
микропрограммным управлением. Входной язык ма-
машины прост, быстро усваивается и не тре-
требует специальной подготовки обслуживаю-
обслуживающего персонала. Все операции выполняются
над десятичными числами с плавающей за-
запятой. Числовая информация представлена
10 разрядами мантиссы и 2 разрядами по-
порядка с их знаками. Точность вычислений —
не хуже 10~10. Время выполнения арифмети-
арифметических операций следующее: сложения (вы-
(вычитания) 2 мкс, умножения (деления) 20 мкс,
математических функций — не более 400 мкс.
Объем памяти 4 Кбит.
С помощью клавиатуры ЭКВМ обеспе-
обеспечиваются задание режимов работы, ручной
ввод программ, команд программ и чис-
числовых данных в память машины, а также
проведение коррекции программы при ее
отладке.
Встроенное ЗУ на магнитных картах по-
позволяет значительно ускорить процесс ввода-
вывода программ и числовых данных из па-
памяти машины, значительно превосходящей
по всей длине информационную емкость
ЭКВМ.
Встроенный дисплей, выполненный на
электронно-лучевой трубке, позволяет кон-
контролировать правильность занесения про-
программы числовых данных в память машины.
На экране ЭЛТ могут быть показаны одно-
одновременно содержимое трех регистров (X, Y
и Z) памяти с плавающей запятой или номер
шага программы и код операции.
В автономном режиме работы прибора
на вход аналогового канала подается сигнал
от встроенного калибратора с заранее из-
известным КНИ. Таким образом осуществ-
осуществляются проверка его работоспособности
и оценка погрешности. В калибраторе в каче-
качестве реперов используются сигналы типа
«меандр», треугольный и монохроматиче-
монохроматический. Основными источниками погрешности
калиброванного значения КНИ треугольного
сигнала являются нелинейность закона нара-
нарастания (спада) напряжения и возможное не-
неравенство полупериодов.
Для уменьшения первой составляющей
погрешности постоянная времени цепи фор-
формирования интегратора ос = т/Г выбирается
равной 20, что делает относительную по-
погрешность воспроизведения значения КНИ
равной 0,03%, где т — постоянная времени
заряда (разряда) емкости интегратора,
Т — период функции.
Вторая составляющая погрешности
крайне мала, потому что исходный сигнал
типа «меандр» вырабатывается с помощью
триггера, который обеспечивает достаточно
строгое равенство полупериодов. Кроме то-
того, сигнал треугольной формы поступает на
фильтр низких частот, с помощью которого
подавляются высшие составляющие спектра
входного сигнала.
Обеспечение высокой линейности пере-
передаточной характеристики фильтра и большо-
большого коэффициента подавления позволяет по-
получить на выходе монохроматический сигнал
с КНИ не хуже 0,005%.
12.4. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ
НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
Основным назначением измерителей не-
нелинейных искажений, выпускаемых промыш-
промышленностью, является использование их для
контроля и аттестации высококачественных
усилителей мощности звукового диапазона
частот, звукозаписывающих и звуковоспро-
звуковоспроизводящих устройств, для проверки модули-
модулирующих трактов передатчиков и других
устройств, к качеству воспроизведения фор-
формы которых предъявляются повышенные
требования. Кроме того, ИНИ применяются
для оценки искажений формы выходных сиг-
сигналов измерительных генераторов. Как пра-
правило, кроме основного назначения — измере-
измерения коэффициента нелинейных искажений —
во всех приборах предусматривается воз-
возможность измерения переменного напряже-
напряжения и визуального наблюдения искажений.
Долгое время наиболее распростра-
распространенными ИНИ были приборы С6-1 и С6-1А.
Измерение КНИ в этих приборах произво-
производится методом сравнения измеряемого на-
напряжения с напряжением высших гармоник
в этом сигнале. Упрощенная структурная
схема прибора С6-1 приведена на рис. 12.7.
Подаваемое на вход прибора напряже-
>-
Избирательный
усилитель
Согласующий
усилитель
Выпрямитель
и стабилизатор
напряжения
Электронный
вольтметр
Рис. 12.7. Упрощенная структурная схема
прибора С6-1
392
Измерение искажений формы сигналов
Согласую-
Согласующее
устройстве
Несимметр
Симметр.
Вход
Вход част. Гц
\$ 9
\\ | / Входной
\
ДБ
V ^
л
Выход
■>
О
1
Переключатель
режимов работы
Ре»
>
Lj|
Фильтр
Баланс
О
рныи
Калибр.
?,
ДБ
f
t
Уси
вол
ме
литель
ьт-
тра
Осцилло-
граф
Калибратор
Рис. 12.8. Упрощенная функциональная схема прибора С6-5
ние усиливается предварительным усилите-
усилителем. Входной сигнал регулируется так,
чтобы выходное напряжение всегда было по-
постоянным. С выхода усилителя напряжение
подается на электронный вольтметр для ка-
калибровки, затем включается избирательный
усилитель, который подавляет сигнал основ-
основной частоты, и на вход электронного вольт-
вольтметра поступает напряжение только высших
гармоник.
Электронный вольтметр имеет квадра-
квадратичную характеристику, и его показания про-
пропорциональны эффективному значению из-
измеряемого напряжения. Поэтому независимо
от соотношения амплитуд и фаз напряжений
на входе вольтметра он покажет эффектив-
эффективное значение высших гармонических состав-
составляющих сигнала.
При соответствующей градуировке элек-
электронного вольтметра результат измере-
измерения можно получить в процентах или деци-
децибелах.
В приборе типа С6-5 используется раз-
раздельное измерение среднеквадратического
значения напряжения высших гармоник сиг-
сигнала и среднеквадратического значения это-
этого же сигнала при нормированном значении
напряжения первой гармоники на входе пре-
селекторного фильтра.
Измеряемый сигнал поступает на вход
согласующего устройства (рис. 12.8), пред-
предназначенного для расширения пределов из-
измеряемых напряжений и обеспечения как
симметричного, так и несимметричного вхо-
входа прибора.
Аттенюатор служит для выбора преде-
пределов измерений напряжения при работе при-
прибора в режиме вольтметра и коэффициента
гармоник при работе в режиме измерения
нелинейных искажений. Режекторный усили-
усилитель подавляет основную гармонику изме-
измеряемого сигнала. Частота настройки режек-
торного фильтра определяется органами
плавной настройки и переключателем диапа-
диапазона частот.
В фильтре предусмотрена автоматиче-
автоматическая регулировка усиления, поддерживающая
сигнал на входе фильтра на постоянном
уровне. Отфильтрованный сигнал через атте-
аттенюатор поступает на усилитель вольтметра,
на входе которого подключен калибратор,
позволяющий откалибровать шкалу вольт-
вольтметра. Преобразователь среднеквадратиче-
ских значений превращает сигнал переменно-
переменного тока в сигнал постоянного тока, изме-
измеряемый гальванометром, прокалиброванным
в значениях коэффициента гармоник и в зна-
значениях напряжения.
Прибор С6-5 позволяет измерять КНИ
гармонических сигналов в различных радио-
радиотехнических устройствах, среднеквадратиче-
ское (действующее) значение напряжения
переменного тока, определять отношение на-
напряжений на линейной и логарифмической
шкалах.
Основная погрешность измерения при-
прибора на несимметричном входе составляет
5 — 0,02 КГ в диапазоне частот от 20 Гц до
20 кГц и 10 — 0,1 КГ в диапазоне частот от
20 до 200 кГц.
Пределы измерений КНИ: от 0,03 до
100% на несимметричном входе и от 0,3 до
100% на симметричном.
Диапазон входных напряжений при из-
измерении КНИ: 0,1-100 В на несимметрич-
несимметричном входе и 0,1—30 В на симметричном.
Прибор предназначен для эксплуатации
в диапазоне рабочих температур от + 5 до
+ 40°С и при относительной влажности до
98%.
12.5. Метрологическое обеспечение СИ искажений формы сигналов
393
12.5. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЙ ХАРАКТЕРИСТИК
ИСКАЖЕНИЙ ФОРМЫ СИГНАЛОВ
Метрологическое обеспечение средств
измерений характеристик искажений формы
сигналов основывается на методах воспро-
воспроизведения сигналов с калиброванным значе-
значением К НИ. Типы сигналов, которые в на-
настоящее время используются или могут
быть использованы в качестве калибро-
калиброванных по КНИ, приведены на рис. 12.9.
Монохроматический сигнал в виде сину-
синусоидального напряжения с Kf->0 часто ис-
используется для поверки нелинейных искаже-
искажений, уровня шумов и фона. Идеальный по
форме синусоидальный сигнал получить
практически невозможно. Когда говорят
о таком сигнале, то имеют в виду, что значе-
значением КНИ такого сигнала по сравнению
с оцениваемым параметром можно прене-
пренебречь.
Дигармонические сигналы получают пу-
путем синтеза двух монохроматических коге-
когерентных сигналов, которые могут быть ис-
использованы в качестве калиброванных
в диапазоне КНИ от 0 до 100%. К числу не-
недостатков дигармонических сигналов отно-
относится невозможность поверки с их помощью
частотных погрешностей ИНИ, обуслов-
обусловленных неравномерностью АЧХ и отклоне-
отклонением показателя степени квадратирующего
устройства от двух.
Некогерентный дигармонический сигнал
не может быть использован для поверки ци-
цифровых ИНИ.
Полигармонические сигналы представ-
представляют собой наиболее обширный класс сигна-
сигналов, по своим свойствам близких к ре-
реальным сигналам, измеряемым рабочими
ИНИ. Большинство этих сигналов пригодно
для калибровки ИНИ во всем диапазоне их
значений, а некоторые могут служить только
реперами, т. е. имеющими единственное зна-
значение КНИ, и условно могут называться
«естественными». Это сигналы, имеющие
форму меандра или пилообразного напряже-
напряжения. Коэффициент нелинейных искажений
меандра равен: Kfx = 48,3322 или Kf2 =
= 12,02734; пилообразного сигнала Kfi =
= 12,11259 или К/2= 12,02734. В приве-
приведенных значениях учтена 5001-я гармоника,
что соответствует относительной погрешно-
погрешности не более 0,1%. Оба сигнала в идеальном
случае не содержат четных гармоник, закон
убывания амплитуд пилообразного сигнала
1/и2, а меандра 1/и, т. е. амплитуда соста-
составляющих уменьшается медленно. В связи
с этим сигнал типа «меандр» пригоден для
оценки широкополосное™ аналоговых ИНИ
или погрешности дискретизации цифровых
ИНИ.
Другие виды «естественных» сигналов
мало пригодны из-за сложности формирова-
формирования их с заданной погрешностью.
Вторую группу полигармонических сиг-
сигналов составляют сигналы, сформированные
из фрагментов синусоидального напряжения.
Таковыми являются сигналы типа «усе-
«усеченный синус», «в нуле усеченный синус»
и «разновеликий синус»:
coscp при 0 ^ ф ^ 9;
/(ф) = Л cos9 при я - 9 ^ ф
cos ф при я + 9 ^ ф
я + 9;
2я,
Калиброванные по КНИ сигналы
Монохроматический
Дигармонические
Полигармонические |
Когерентный
Некогерентный
Синусоидальный
усеченный
X "Усеченный синус")
Синусоидальный
усеченный в нуле
["В нуле усеченный синус")
X
Синусоидальний
искаженный
("Искаженный синус")
X
Меандр
X
Синусоидальный
разновеликий
"Разновеликий синус")
X
Пилообразный
Шумовой
X
Синтезированный
Рис. 12.9. Типы сигналов, используемых в качестве калиброванных л о КНИ
394
Измерение искажений формы сигналов
Методы калибровки сигналов по КНИ
Абсолютный
Относительный
1
J-
Спектрально - нулевой
J.
По отношению напря-
напряжений независимых
не калиброванных
сигналов
По временному
представлению
Комбинированный
Дигармонические |—'—| Полигармонические
По отношению
амплитуд полуволн
По отношению по
к Um, Ocp,tJg
По отношению
двух калиброванных
по КНИ сигналов
Рис. 12.10. Методы калибровки сигналов по КНИ
где 9 — угол отсечки сигнала типа «усе-
«усеченный синус»;
О при 0 ^ ф < 9;
втф при О^ф^я —9;
при я + 9^ф<2я — 9;
V0 при 2я-9 ^ф<2я,
где 9 — угол отсечки сигнала типа «в нуле
усеченный синус»;
при 0 ^ ф ^ я;
при я ^ ф ^ 2я,
где А и В — амплитуды полуволн сигнала
типа «разновеликий синус».
В принципе все три типа сигнала при-
пригодны для получения калиброванных значе-
значений КНИ в диапазоне от 0 до 100% в значе-
значениях Kf2, однако техническая реализация
этих сигналов существенно различна.
В третью группу входят сигналы сину-
синусоидального типа («искаженный синус» и ис-
исходного белого шума — шумовой). Первый
пригоден для поверки ИНИ общего приме-
применения, второй — для поверки измерителей не-
нелинейности, работающих по методу шумо-
шумовой загрузки.
Последнюю группу составляют сигналы,
синтезируемые из монохроматических сигна-
сигналов или смеси монохроматического и кали-
калиброванного полигармонического, например
сумма усеченного синусоидального с 9 = 90°
и монохроматического синфазного или про-
противофазного сигналов.
Известные методы калибровки по КНИ
рассмотренных выше сигналов условно
можно разделить на три группы: абсолют-
ный, относительный и комбинированный
(рис. 12.10).
Абсолютный метод основан на исполь-
использовании свойств спектра сигнала типа «усе-
«усеченный синус». При его калибровке не при-
применяется измерение каких-либо физических
величин самого сигнала. Обращение в нуль
спектральных составляющих этого сигнала
при строго определенных значениях угла от-
отсечки позволяет установить однозначную
связь между углом отсечки и КНИ сигнала,
т. е. обращением в нуль составляющих спек-
спектра калибровать сигнал по КНИ. Этот ме-
метод позволяет получить высокую точность
воспроизведения размера единицы КНИ
в диапазоне 1 —100 %. К числу недостатков
метода следует отнести большую трудо-
трудоемкость и существенную дискретность кали-
калиброванных значений КНИ. Предельно дости-
достижимая погрешность метода ограничивается
в основном чувствительностью спектрально-
спектрального индикатора, фиксирующего моменты
обращения в нуль составляющих спектра,
и технической реализацией устройства отсеч-
отсечки. Случайная относительная погрешность
метода оценивается значением 0,01%.
Относительные методы калибровки при-
применяются для группы дигармонических и по-
полигармонических сигналов и основаны на из-
измерении отношения двух или более ис-
исходных напряжений калибруемого сигнала
или параметров временного представления
сигналов.
Простейшим относительным методом
является метод, заключающийся в измере-
измерении напряжения первой гармоники U\ и выс-
высшей Un (второй, третьей или более высокого
порядка), уравнивании и суммировании этих
исходных сигналов, делении Un до получения
заданного отношения:
12.5. Метрологическое обеспечение СИ искажений формы сигналов
395
где Лп — коэффициент деления.
Погрешность калибровки зависит от по-
погрешности уравнивания U1 = V„, погрешно-
погрешности деления и КНИ исходных (в основном
CJ сигналов. Погрешность метода в обла-
области низких частот лежит в пределах от 0,1 до
0,03%. При использовании когерентных ис-
источников сигнала Ul и Un можно получить
калиброванный сигнал, пригодный для по-
поверки не только аналоговых, но и цифровых
ИНИ. Этот метод применяется в приборах
ГИС-2Б и Г6-1.
Вариантом этого метода является ме-
метод, основанный на суммировании первой
гармоники с составляющими высших гармо-
гармоник. Калибровка в этом случае выполняется
уравниванием эффективных напряжений пер-
первой и суммы высших гармоник с последую-
последующим делением высших. Такой метод исполь-
использован в аппаратуре Государственного пер-
первичного эталона при КНИ, меньших 5%,
и образцовых средствах измерений первого
разряда.
Калибровка с относительной погреш-
погрешностью примерно 0,1% в диапазоне частот
до 100 кГц производится методом, исполь-
использующим временное представление сигналов
типа «меандр» и пилообразного. Калибровка
осуществляется путем измерения при необ-
необходимости и коррекции временных параме-
параметров сигналов, таких как длительность полу-
полупериодов, фронтов, линейность плоской ча-
части импульса, линейность закона нарастания
и спада.
С помощью комбинированных методов
можно калибровать такие сигналы, как «рав-
«равновеликий синус», «усеченный синус» и др.
Сущность комбинированного метода со-
состоит в том, что один из параметров (в ос-
основном угол отсечки) устанавливается абсо-
абсолютным методом, а далее калибровка осу-
осуществляется относительными методами —
через отношение амплитуд полуволн, отно-
отношение постоянной составляющей к амплиту-
амплитуде одной из полуволн, через коэффициент де-
деления напряжения и т. п.
Комбинированный метод позволяет ре-
реализовать ряд преимуществ, которыми не
обладают два рассмотренных выше метода.
К ним относятся возможность автоматиза-
автоматизации калибровки; малое время, затрачиваемое
на калибровку, что особенно существенно
для диапазона инфранизких частот; возмож-
возможность получения практически любых кали-
калиброванных значений КНИ.
ГОСТ 8.110 — 74 определяет значение
размера единиц коэффициента нелинейных
искажений в диапазоне частот от 20 до
1000 000 Гц — процент (%). Эффективное
значение воспроизводимого в данном диапа-
диапазоне частот КНИ составляет от 0,01 до
100%. Среднеквадратическое отклонение ре-
результата измерения E0) не превышает
1 • 10 при неисключенной систематиче-
систематической погрешности (90), не превышающей
0,05• 10~2 — 1 • 10~2 в зависимости от частоты
и значений КНИ.
Общесоюзная поверочная схема опреде-
определяет порядок передачи размера единицы
КНИ от эталона к рабочим средствам изме-
измерений. Она содержит эталон-копию и рабо-
рабочий эталон с погрешностью 110~3 и образ-
образцовые средства измерений первого и второго
разрядов.
В качестве образцовых средств измере-
измерений первого разряда применяются источники
дигармонических или полигармонических
сигналов, калиброванных по КНИ, которые
представляют собой сумматоры квазисину-
квазисинусоидальных сигналов, компарируемых по
вольтметру.
Образцовыми средствами измерений
второго разряда служат ИНИ, выполненные
по принципу измерения отношения средне-
квадратического значения напряжения выс-
высших гармоник к напряжению первой или
среднеквадратическому значению напряже-
напряжения полного сигнала. В зависимости от ча-
частоты и значений КНИ погрешность измере-
измерения составляет от 0,01 до 0,05% для первого
и от 0,03% до 0,05% для второго разрядов
соответственно. Во всех звеньях поверочной
схемы используется, как правило, метод
прямых измерений.
396
Измерение шума
РАЗДЕЛ ТРИНАДЦАТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ШУМА
13.1. ШУМОВЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Одним из основных требований, предъ-
предъявляемых к приемным устройствам радиоло-
радиолокационных станций, аппаратуры связи, навига-
навигации и другим, является способность приема
слабых сигналов. К факторам, которые огра-
ограничивают их чувствительность, относятся со-
собственные шумы приемно-усилительных
устройств. Для характеристики уровня со-
собственных шумов приемных устройств и от-
отдельных узлов и блоков применяются сле-
следующие основные параметры: коэффициент
шума и температура шума входа устройства.
Коэффициент шума приемного устрой-
устройства или любого линейного четырехполюс-
четырехполюсника определяется соотношением
г = ("с. вх/"ш. вх)/("с. вых/"ш. вых)>
A3.1)
где Рс вх, Рш. вх, Рс вых, Рш вых - номинальные
мощности входного сигнала и шума, сигнала
и шума на выходе четырехполюсника при
нормальной температуре шума входной на-
нагрузки Т = 293 К.
Как следует из A3.1), коэффициент шума
показывает, во сколько раз отношение сигна-
сигнала к шуму на выходе четырехполюсника
уменьшается по сравнению с аналогичным
отношением на его входе.
Введя обозначение Рс ВЫК/РС вх = G (коэф-
(коэффициент усиления по мощности), A3.1) мож-
но записать как
F = Рш.вых/Рш.вхС A3.2)
Коэффициент усиления реальных четы-
четырехполюсников имеет частотную зависи-
зависимость, потому и коэффициент шума в общем
случае также зависит от частоты и полосы
частот, в которой производятся измерения.
Для характеристики шумовых свойств ис-
используется дифференциальный коэффициент
шума
F(t) =(Рс.вх/Рш.вх)А//(Рс.вых/Рш.вых)А/ =
Рщ.вых (в полосе А/->0)
~ GPiu.bx (в полосе А/->0)'
где / — средняя частота бесконечно малой
полосы частот Д/.
Под дифференциальным коэффициентом
шума понимается величина, показывающая,
во сколько раз уменьшается отношение
мощностей сигнала и шума в бесконечно
малой полосе частот при прохождении по-
полезного сигнала через четырехполюсник.
Предполагаем, что источник сигнала,
подключенный к входу четырехполюсника,
вместе с сигналом выделяет также шумовую
составляющую с интенсивностью шума, рав-
равной Sm. вх(/)- Выходная мощность шума ли-
линейного четырехполюсника состоит из двух
составляющих, обусловленных шумами ис-
источника сигнала и собственными шумами
четырехполюсника с интенсивностью Sm,4(f).
Подставив в A3.3) значение мощности шу-
шумов составляющих, можно получить выра-
выражение для дифференциального коэффициента
шума:
,x(/). A3.4)
Из A3.4) видно, что значение F(t) четы-
четырехполюсника зависит от интенсивности
входного шумового сигнала. Для однознач-
однозначности определения коэффициента в качестве
стандартного принят источник, интенсив-
интенсивность шумового сигнала которого постоянна
и равна интенсивности шумов сопротивле-
сопротивления, находящегося при температуре То =
= 293 К.
С учетом этого дифференциальный коэф-
коэффициент шума активного линейного четы-
четырехполюсника
F(f) = l+Sm.4(f)/kT0.
При измерениях обычно определяют
интегральный (усредненный) в полосе частот
коэффициент шума, который показывает, во
сколько раз уменьшается отношение полной
мощности сигнала к полной мощности шума
при прохождении через четырехполюсник
полезного сигнала от стандартного источни-
источника:
^и = * ш. вых/Рш. вх^ = "ш. вых/К ' o^
где fcT0A/G — мощность шумов на выходе
четырехполюсника при температуре стан-
стандартного источника; А/ — полоса пропуска-
пропускания.
Если учесть, что полный шумовой сиг-
сигнал на выходе содержит составляющие за
счет шумов источника и собственных шумов
четырехполюсника, уравнение для интеграль-
интегрального коэффициента шума можно записать
в следующем виде:
F,, = l+Plu.4/kT0GAf.
13.2. Методы измерения шумовых параметров 4-полюсников
397
Если составляющие шума линейного
четырехполюсника являются белым шумом,
то дифференциальный и интегральный коэф-
коэффициенты шума численно равны независимо
от амплитудно-частотных характеристик ис-
исследуемых устройств и называются просто
коэффициентом шума.
Для характеристики шумовых свойств
малошумящих активных четырехполюсников
вместо коэффициента шума удобнее пользо-
пользоваться понятием эффективной температуры
шума входа четырехполюсника.
Температура шума активного четырех-
четырехполюсника может определяться по формуле
Тш. эф = (F- 1)TO, A3.5)
где F — коэффициент шума активного линей-
линейного четырехполюсника.
Однако малые значения температуры
шума, рассчитанные по измеренному значе-
значению коэффициента шума, могут отличаться
от своего действительного значения. Это
обусловлено тем, что при снижении уровня
измеряемого коэффициента шума относи-
относительная погрешность определения эффектив-
эффективной температуры шума по A3.5) значительно
превышает погрешность измерения той вели-
величины F, которая входит в формулу. Для сни-
снижения погрешности оценки малых значений
эффективной температуры шума необходимо
производить ее непосредственное измерение.
Различают дифференциальную и инте-
интегральную температуры шума на выходе
четырехполюсников. Зависимость между эти-
этими температурами шума на входе четырех-
четырехполюсника аналогична зависимости между
дифференциальным и интегральным коэффи-
коэффициентами шума. Если собственные шумы
четырехполюсника имеют характер белого
шума, то дифференциальная и интегральная
температуры совпадают. При этом темпера-
температура шума именуется «эффективной темпера-
температурой шума на входе четырехполюсника».
13.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ШУМОВЫХ ПАРАМЕТРОВ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Измерение шумовых параметров четы-
четырехполюсников — коэффициента или темпе-
температуры шума — сводится к измерению соот-
соотношения мощностей шумовых сигналов на
выходе исследуемого устройства при опреде-
определенным образом изменяемом уровне мощно-
мощности шумового сигнала на его входе.
Методы измерения различаются между
собой способами выделения и определения
отношения мощностей сигналов на выходе
и создания известного с определенной точ-
точностью изменения уровней мощностей сиг-
сигналов на входе приемно-усилительных
устройств.
J3.2.J. МЕТОД ДВУХ ОТСЧЕТОВ
Наиболее простым и распространенным
в повседневной практике методом измерения
шумовых параметров приемно-усилительных
устройств (ПУУ) является метод двух, отсче-
отсчетов.
Метод состоит в поочередной подаче на
вход измеряемого устройства шумовых сиг-
сигналов с известными значениями темпера-
температуры шума Т, и Т2 G"i < T2) и измерении
уровня сигналов на его выходе.
Структурная схема метода измерения
приведена на рис. 13.1. В качестве источни-
источников шумовых сигналов могут использовать-
использоваться любые генераторы шума с известной тем-
температурой шума.
При поочередной подаче на вход изме-
измеряемого ПУУ шумовых сигналов показания
измерителя мощности будут пропорцио-
пропорциональными:
al=k(Tl + Ty) = kFy; A3.6)
«2 = k(T2 + Ty) = k[Fy + (T2 - TJKII.I)
где Fy — коэффициент шума измеряемого
ПУУ при подаче сигнала с температурой
шума Tt; k — коэффициент пропорциональ-
пропорциональности.
Решив совместно A3.6) и A3.7), получим
где и = а2/а, — относительное изменение
уровня мощности сигнала на выходе линей-
линейной части измеряемого ПУУ при двух раз-
различных значениях температуры шума на его
входе.
Полученное в результате измерения зна-
значение Fy(Ty) включает в себя кроме значения
температуры шума входа измеряемого
Генератор
шума 1
(Т,)
h
Генератор
шума 2
(Т2)
Измеряе-
Измеряемое
устрой-
устройство
Измери-
Измеритель
мощности
Рис. 13.1. Структурная схема измерения шу-
шумовых параметров четырехполюсников ме-
методом двух отсчетов
398
Измерение шума
устройства также составляющую за счет соб-
собственных шумов измерителя мощности:
Ty={T2-nTl)/{n-l)-TmM/G, A3.9)
где ТИШ — температура шума входа измери-
измерителя мощности; G — коэффициент усиления
измеряемого устройства по мощности.
При измерениях может использоваться
один генератор шума, если имеется возмож-
возможность изменения его температуры шума, на-
например газоразрядный генератор шума во
включенном и выключенном состояниях. Ес-
Если имеется возможность плавного изменения
температуры шума, например при использо-
использовании диодного генератора шума Г2-32 или
газоразрядного генератора шума с аттенюа-
аттенюатором на выходе, то изменением Т2 можно
достигнуть и = 2 и отсчитать значение Fy(Ty)
по шкале тока диода или аттенюатора. Ме-
Метод двух отсчетов при и = 2 получил назва-
название метода удвоения.
При выборе числа и исходят из того, что
при слишком малом значении отношения
уровней мощности сигналов (и < 2) снижает-
снижается точность отсчета, а при слишком боль-
большом может возникнуть дополнительная по-
погрешность за счет нелинейности преобразо-
преобразования сигнала в измерителе мощности.
Разновидностью метода двух отсчетов,
исключающей трудно учитываемую соста-
составляющую погрешности измерения за счет
собственных шумов измерителя мощности,
является метод аттенюатора (постоянного
уровня). Он наиболее пригоден для измере-
измерения шумовых характеристик усилительных
устройств. Структурная схема метода изме-
измерения приведена на рис. 13.2.
В отличие от рассмотренного выше ме-
метода в данном методе изменение отношения
сигналов производится аттенюатором на вы-
выходе измеряемого усилителя в тракте СВЧ
или промежуточной частоты.
При подаче на вход измеряемого усили-
усилителя сигнала от градуированного генератора
с низким уровнем температуры шума (Т,)
отмечается показание измерителя мощности
где у1 — затухание градуированного атте-
аттенюатора при подключенном генераторе шу-
ма с Т,; а0 — показание выходного прибора,
обусловленное собственными шумами изме-
измерителя мощности.
При включении на вход измеряемого
усилителя генератора с температурой шума
Т2 затухание аттенюатора (у2) устанавли-
устанавливается таким, при котором показание изме-
измерителя мощности примет значение а2=а,.
Это соответствует равенству
/с(Т, + Ту)/у, + ос0 = к(Т2 + Ty)h2 + ос0.
Отсюда Ту=(Г2-пТ,)/(п-1), где
и = Y2/Yi ~ отношение затуханий аттенюа-
аттенюатора.
Метод имеет два варианта в зависимо-
зависимости от способа изменения отношения сигна-
сигналов. При использовании аттенюатора в трак-
тракте промежуточной частоты, как и при методе
двух отсчетов, необходимо учитывать по-
поправку за счет собственных шумов измерите-
измерителя мощности. В этом случае температура
шума измеряемого усилителя определяется
по A3.9).
Использование аттенюатора в СВЧ
тракте позволяет производить изменения от-
отношения сигналов непосредственно на выхо-
выходе измеряемого усилителя. При этом необхо-
необходимо учитывать поправку за счет шумов,
вносимых аттенюатором. Температура шума
на входе измеряемого усилителя
Ty=(T2-nT1)/n-l + T0/G,
где G — коэффициент усиления измеряемого
усилителя.
Оба метода (двух отсчетов и аттенюато-
аттенюатора) имеют одинаковую зависимость погреш-
погрешности измерения температуры шума от пара-
параметров измерительной аппаратуры. Ос-
Основными составляющими погрешностей ме-
методов являются:
погрешность за счет нелинейности ам-
амплитудной характеристики измеряемого
устройства и преобразования сигнала в из-
измерителе мощности (для метода двух отсче-
отсчетов);
Генератор
шума 1 (Т|)
Генератор
шума 2 (Т:)
Измеряемое
устройство
Калиброванный
аттенюатор
Измеритель
мощности
Рис. 13.2. Структурная схема измерения шумовых параметров четырехполюсников методом
аттенюатора (постоянного уровня)
13.2. Методы измерения шумовых параметров 4-полюсншов
399
погрешность градуировки температуры
шума генераторов;
погрешность индикации отношения сиг-
сигналов;
погрешность за счет рассогласования ге-
генератора шума и измерителя мощности.
Для получения высокой точности изме-
измерения целесообразно:
обеспечивать постоянство выходного со-
сопротивления генератора шума при измене-
изменении его температуры шума (например, при
включении и выключении газоразрядного ге-
генератора шума), а также аттенюатора при
изменении затухания;
добиваться высокой линейности ампли-
амплитудной характеристики измеряемого устрой-
устройства и измерителя мощности;
при выборе генераторов шума исходить
из условий Т2 » Т, и Т2 > Тг
Основными недостатками рассмотрен-
рассмотренных методов являются:
низкая чувствительность, в результате
чего при измерениях больших значений тем-
температуры шума возрастает погрешность из-
измерения;
трудность настройки измеряемого
устройства в большом динамическом диапа-
диапазоне (при настройке на минимум коэффи-
коэффициента шума);
низкая производительность труда;
невозможность проведения измерений
шумовых параметров ПУУ без разборки ап-
аппаратуры, в состав которой оно входит.
Однако несмотря на указанные недо-
недостатки приведенные методы относительно
просты, не требуют для своей реализации
дорогостоящей измерительной аппаратуры
и могут использоваться там, где не требует-
требуется высокая производительность труда и не
измеряются шумовые параметры в большом
динамическом диапазоне.
J3.2.2. МЕТОД ОПОРНОГО СИГНАЛА
Для исключения погрешностей за счет
нестабильности усиления измерительного
тракта и нелинейности преобразования сиг-
сигналов при измерениях шумовых параметров
четырехполюсников может использоваться
метод опорного сигнала. Структурная схема
метода приведена на рис. 13.3. От измери-
измерительного генератора, работающего в режиме
непрерывной генерации, через направленный
ответвитель на исследуемое устройство по-
подается опорный сигнал. В тракте промежу-
промежуточной частоты измерительного приемника
имеются ограничитель и частотный детек-
детектор. Второй детектор приемника по отноше-
отношению к шумовому сигналу работает в смеси-
смесительном режиме. Гетеродинным сигналом
является опорный сигнал от измерительного
генератора. При выключенном генераторе
шума (ГШ) отсчитывается показание выход-
выходного индикатора приемника. Включается ге-
генератор шума, изменением ослабления атте-
аттенюатора измерительного генератора увели-
увеличивается уровень опорного сигнала до полу-
получения прежнего показания индикатора. Раз-
Разность двух отсчетов аттенюатора дает отно-
отношение сигналов на выходе четырехполюс-
четырехполюсника.
Основным недостатком метода является
значительная составляющая погрешности из-
измерения за счет собственных шумов измери-
измерительного приемника. Кроме того, метод не
имеет преимуществ по сравнению с другими
методами в части высокочастотной состав-
составляющей погрешности измерений.
13.2.3. МОДУЛЯЦИОННЫЙ МЕТОД
ИЗМЕРЕНИЯ ШУМОВЫХ ПАРАМЕТРОВ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Известно много различных вариантов
модуляционного метода. Общим для них
является сравнение мощности шумов на вы-
выходе линейной части испытуемого устрой-
устройства при включенной и выключенной мерах
температуры шума [спектральной плотности
мощности шума (СПМШ)] на входе четырех-
четырехполюсника. Для выделения слабых шумовых
сигналов на выходе измеряемого устройства
Генератор шума
Направленный
ответвитель
Измеряемый
четырехполюсник
Приемник
Измерительный
генератор
Индикатор
Рис. 13.3. Структурная схема измерения шумовых параметров четырехполюсников методом
опорного сигнала
400
Измерение шума
Генератор
шума
*■
Измеряемый
четырех-
четырехполюсник
*
Измери-
Измерительное
устройство
| Модулятор генератора шума
Рис. 13.4. Упрощенная структурная схема мо-
модуляционного метода измерения коэффици-
коэффициента шума четырехполюсника
используется модуляционный метод выделе-
выделения и измерения сигналов.
Метод обладает достаточно высокой
чувствительностью, что позволяет использо-
использовать при измерениях относительно мало-
маломощные меры шума, а также включать их
в измерительные тракты через направленные
ответвители. Последнее в свою очередь де-
делает возможным:
производить измерения коэффициента
шума при работе приемного устройства на
реальную нагрузку (антенну);
осуществлять измерения шумовых пара-
параметров без нарушения функционирования
приемного устройства;
исключать дополнительную погреш-
погрешность измерения, обусловленную изменением
выходного сопротивления генератора шума
при его работе в режиме модуляции.
На рис. 13.4 приведена упрощенная
структурная схема метода измерения. Прин-
Принцип измерения иллюстрируется на рис. 13.5,
на котором показан характер изменения во
времени относительных температур шума,
приведенных к входу измеряемого устрой-
устройства.
При модуляции генератора шума (вклю-
(включении и выключении) относительная темпе-
температура шума, приведенная к входу измеряе-
измеряемого четырехполюсника, изменяется от
Тт.ш/Т0 + TJT0 + TmJT0 или tXAU + F4 + A
Д° То/То + Тч/То + Тиш/То или F4 + A, где
А = (F изм - 1) /G; 7>. ш — температура шума
генератора; tT ш — избыточная относитель-
относительная температура шума генератора; Тч —
температура шума измеряемого четырехпо-
четырехполюсника; F4 — коэффициент шума четырех-
Т/Ц Тпш+Тч+Тизм/То Тпш/Т0
1О
\тч+тизм/т0
Рис. 13.5. Временная диаграмма изменения
температуры шума на входе измеряемого
четырехполюсника
полюсника; FmM — коэффициент шума изме-
измерительного устройства; То — нормальная
температура B93 К).
Шумовой сигнал на выходе четырехпо-
четырехполюсника промодулирован частотой модуля-
модуляции генератора шума. Как видно из
рис. 13.5, глубина модуляции тем больше,
чем меньше мощность шумов измеряемого
четырехполюсника. Во всех вариантах моду-
модуляционного метода селективно выделяются
низкочастотные составляющие частоты мо-
модуляции, пропорциональные tr ш и tr ш +
+ F4 + А или F4 + А. Одна из величин (tr щ)
фиксируется с помощью автоматического ре-
регулирования усиления (АРУ) усилителя изме-
измерительного устройства, а другая использует-
используется для определения коэффициента шума
измеряемого четырехполюсника. Примене-
Применение при этом узкополосных устройств (синх-
(синхронных и частотных детекторов, фильтров
и др.) позволяет избавиться от шумового фо-
фона и увеличить чувствительность к первой
гармонике низкочастотной составляющей
модулированных сигналов.
Известно большое число различных ва-
вариантов модуляционного метода, удовлетво-
удовлетворяющих многим требованиям, предъяв-
предъявляемым к измерениям шумовых параметров
четырехполюсников. В зависимости от тре-
требуемой точности и пределов измерения, осо-
особенностей исследуемых устройств, наличия
средств измерений и пр. может быть техни-
технически реализован тот или иной вариант
метода.
Модуляционный метод с программной мо-
модуляцией генератора шума и измериемого
устройства. В основе метода использовано
раздельное во времени измерение относи-
относительной температуры шума градуированного
генератора шума и исследуемого устройства.
Упрощенная структурная схема, поясняющая
принцип измерения, и характер изменения во
времени относительной температуры шума
приведены на рис. 13.6. Измерения прово-
проводятся в два этапа. На первом осуществляется
калибровка выходного индикатора измери-
измерительного устройства в относительных едини-
единицах температуры шума (переключатель
П установлен в положении Калибровка).
В этом режиме генератор шума модулирует-
модулируется сигналами типа «меандр», измеряемый
четырехполюсник не модулируется. Относи-
Относительная температура шума, приведенная
к входу четырехполюсника (рис. 13.6,6), из-
изменяется от 7"г.Ш/То + Тч/Т0 + Tnp/T0G до
То/То + Гц/То + Tnp/T0G, где Тпр - темпе-
температура шума приемника; G — коэффициент
усиления измеряемого четырехполюсника.
Переменная составляющая, выделенная
13.2. Методы измерения шумовых параметров 4-полюсников
401
Генератор
шума
Измеряемый,
четырехполюсник
| Измерение
-г
Т/То
Тг.ш/То Калибровка
-JfcdL-!=J
Приемник
Модулятор
КВадратичный.
детектор
Г
Усилитель
частоты
модуляции
4
Т/Т0
| /Тр/Тр
Щ/то1
\/т0 то+
Hcrl_JZZlJL_
о+тч/то
ю
Рис. 13.6. Структурная схема измерения шумовых параметров четырехполюсников модуляцион-
модуляционным методом с программной модуляцией (а) и временные диаграммы изменения относительной
температуры шума в режимах калибровки (б) и измерения (в)
узкополосным усилителем частоты модуля-
модуляции из разностного сигнала и пропорцио-
пропорциональная относительной температуре шума
генератора [С/ = к (Тг ш - То)/То~], исполь-
используется для калибровки выходного индикато-
индикатора F. Изменением усиления приемника пока-
показание индикатора F устанавливается равным
относительной температуре используемого
для измерений генератора шума.
При модуляции испытуемого четырехпо-
четырехполюсника (режим Измерение) генератор шума
выключен. Относительная температура шу-
шума, приведенная к входу четырехполюсника
(рис. 13.6,в), изменяется от Т0/Т0 + Тч/Т0 +
Tnp/T0G до
где
температура шума выхода выключенного
четырехполюсника.
Переменная составляющая разностного
сигнала
= к (F,, + Д).
A3.10)
U2 = к [(То + "Г)/7о -
Как видно из A3.10), U2 с точностью до
А = T'0/T0G равно температуре шума выклю-
выключенного измеряемого устройства.
Таким образом, если генератор шума
и измеряемое устройство поочередно моду-
модулировать сериями импульсов и на выходе
усилителя частоты модуляции синхронно
с помощью переключателя раздельно выде-
выделять сигналы, пропорциональные Тгш и Тч,
а с' помощью АРУ сигналы, пропорцио-
пропорциональные Т, „I, поддерживать постоянными,
то по линейной шкале индикатора F можно
осуществлять непрерывное измерение коэф-
коэффициента шума четырехполюсника.
Основными недостатками метода яв-
являются сложность системы коммутации сиг-
сигналов и модуляции ГШ и измеряемого четы-
четырехполюсника, а также наличие постоянной
составляющей погрешности Д.
Рассмотренный вариант модуляционно-
модуляционного метода предусматривает при проведении
измерений модулировать исследуемый СВЧ
четырехполюсник. Однако не все СВЧ
устройства могут модулироваться, а во мно-
многих случаях модуляция крайне нежелательна
во избежание выхода их из строя. В этом
случае для реализации метода могут исполь-
использоваться внешние СВЧ модулирующие
устройства. Эти модуляторы должны быть
широкополосными (диапазон частот модуля-
модулятора должен иметь полосу рабочих частот
измеряемого устройства), а модуляционные
характеристики должны быть достаточно
близки к характеристикам модулированных
сигналов ГШ.
Для измерения шумовых параметров
СВЧ четырехполюсников может использо-
использоваться вариант модуляционного метода,
в котором модуляция измерительных сигна-
сигналов осуществляется в блоках промежуточной
частоты. Однако в этом случае коэффициент
шума СВЧ усилителя
Дополнительная погрешность за счет
шумов, вносимых измерительным устрой-
устройством в измерения шумовых параметров
СВЧ четырехполюсников с большими коэф-
коэффициентами шума и усиления, является не-
незначительной по сравнению с другими соста-
составляющими погрешности метода. В то же
время при измерении шумовых параметров
малошумящих устройств дополнительная
погрешность может быть достаточно боль-
большой. Для ее снижения или исключения пред-
402
Измерение шума
элок компенсации
Фазовращатель
Усилитель
частоты fn
Синхронный
детектор
Усилитель
частоты fB
Гб.
лок измерителя
Генератор
опорного
напряжения Гв
Генератор
промежуточной
частоты
Квадратичный
детектор
СВЧ блок
измерителя
J
Предваритель-
Предварительный усилитель
_ _ А
Измерительный канал
Усилитель
частоты
УПЧ
Синхронный
детектор
[Измерение
Испытуемый
усилитель
Генератор
шума
~1
Калибровка
Генератор
опорного
напряжения Гн
I
УПЧ
Модулятор
Квадратичный
детектор
Синхронный
детектор
Усилитель
частоты fH
L
Канал АРУ
I
Рис. 13.7. Структурная схема модуляционного метода измерения коэффициента шума СВЧ
усилителей с автоматической компенсацией собственного шума измерительного устройства
ложен ряд методов, основанных на исполь-
использовании вспомогательных сигналов компен-
компенсации.
Модуляционный метод измерения шу-
шумовых параметров четырехполюснвков с ав-
автоматической компенсацией собственного шу-
шума измерительного устройства. Структурная
схема метода измерения приведена на
рис. 13.7. В режиме калибровки выходного
индикатора F избирательные каскады кана-
каналов АРУ и измерительного, настроенные на
частоту /н, выделяют сигналы генератора
шума. Эти сигналы используются для кали-
калибровки индикатора F в единицах коэффи-
коэффициента шума и обеспечивают работу схемы
АРУ. В режиме измерений благодаря проти-
противофазной модуляции УПЧ измерительного
канала из сигналов, поступающих на вход
усилителя, выделяется сигнал от генератора
шума. Компенсационный сигнал, сформиро-
сформированный в блоке компенсации из сигнала про-
промежуточной частоты, модулируется частотой
/„ и дополнительно в УПЧ частотой /„
и подается на вход усилителя частоты /н из-
измерительного канала. На выходе синхронно-
синхронного детектора измерительного канала дей-
действуют сигналы, пропорциональные коэффи-
коэффициенту шума исследуемого четырехполюсни-
четырехполюсника и измерительного устройства, а также
компенсационный сигнал. Изменением ам-
амплитуды и фазы последнего сигнала в блоке
компенсации добиваются равенства его сиг-
сигналу, пропорциональному шумам измери-
измерительного устройства. Показания выходного
индикатора F(U = F4 — l/GJ будут с точ-
точностью до 1/G4 равны коэффициенту шума
измеряемого устройства.
Основными составляющими погрешно-
погрешности измерения коэффициента шума СВЧ
четырехполюсника модуляционным методом
являются:
погрешность градуировки генератора
шума 8Г ш;
погрешность из-за рассогласования
в высокочастотном тракте;
погрешность за счет неполной компен-
компенсации шумов измерительного устройства
13.2. Методы измерения шумовых параметров 4-полюсников
403
Измеряемый
усилитель
>
t
Генератор шума
Генератор проме-
промежуточной частоты
Гетеродин
+
Смеситель
Модулятор 1
1
Генератор опорного
напряжения
Аттенюатор
•
-■
Модулятор 2
(
Усилитель
частоты модуляции
Квадратичный
детектор
♦
Усилитель проме-
промежуточной частоты
Рис. 13.8. Структурная схема нулевого модуляционного метода измерения коэффициента шума
четырехполюсника
погрешность индикаторной части изме-
измерительного устройства EИНД).
Полная погрешность измерения коэффи-
коэффициента шума (без учета погрешности из-за
рассогласования)
f = ± l
5?.,
Нулевой модуляционный метод. Предста-
Представляет интерес нулевой модуляционный ме-
метод измерения коэффициента шума СВЧ уси-
усилителей с помощью образцового аттенюато-
аттенюатора. В отличие от ранее рассмотренных
вариантов модуляционного метода в данном
методе отсчет отношения уровней сигналов
производится по градуированному аттенюа-
аттенюатору, включенному в тракт промежуточной
частоты. Метод позволяет исключить влия-
влияние нестабильности коэффициента передачи
измерительного устройства и снизить соста-
составляющую погрешности за счет его шумов.
Структурная схема метода приведена на
рис. 13.8.
На вход усилителя промежуточной ча-
частоты поочередно через модуляторы пода-
подаются сигнал со смесителя и компенса-
компенсационный сигнал от генератора промежуточ-
промежуточной частоты (ГПЧ). Соотношения сигналов
определяются по шкале аттенюатора при
трех режимах измерения: измеряемый усили-
усилитель выключен, измеряемый усилитель
включен, генератор шума включен.
Измеряемый усилитель вы-
выключен. Относительные температуры шу-
шума, приведенные к входу смесителя по перво-
первому и второму каналам, равны соответствен-
соответственно-
Г,1р| + Г0 и Тпр2+ Го+ Tr.n.4-a, A3.11),
i де Тпр| и Т„р 2 — температура шума измери-
измерительного устройства по первому и второму
каналам; Т, „ ч — условная температура
ГПЧ.
Затухание аттенюатора а, устанавли-
устанавливается таким, чтобы сигналы в обоих кана-
каналах были равны. Контроль равенства сигна-
сигналов проводится по измерительному устрой-
устройству, используемому в качестве индикатора.
Измеряемый усилитель вклю-
включен. Изменяя затухание аттенюатора а2,
добиваются равенства сигналов по каналам:
T.ipi + (ТЧ+ T0)G = Гпр2+ Го+ Гг.п.ча2.
A3.12)
Генератор шума включен. До-
Добиваются равенства сигналов в каналах. При
этом показание аттенюатора будет равно аз:
Тпр1 + (ТЧ + Тг|Ш)С = Гпр2+ Го+ Гг „ ча3.
A3.13)
Решая совместно A3.11) —A3.13), полу-
J
Метод измерений коэффициента шума
с использованием аттенюатора следует счи-
считать наиболее точным. Это объясняется тем,
что измерительное устройство в данном ме-
методе используется в качестве высокочувстви-
высокочувствительного индикатора. Приборная погреш-
погрешность измерения коэффициента шума в ос-
основном определяется погрешностью относи-
относительных измерений введенного затухания.
Обычно данная погрешность не превышает
0,05 — 0,1 дБ при определении затухания до
20-25 дБ.
Практическое применение рассмотрен-
рассмотренных методов для измерения шумовых пара-
параметров различных классов радиоэлектрон-
радиоэлектронной аппаратуры в рабочем режиме имеет
ряд особенностей, обусловленных ее назначе-
назначением, принципами работы, конструктивным
исполнением узлов и блоков.
404
Измерение шума
13.3. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ
ШУМОВЫХ ПАРАМЕТРОВ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Для измерения шумовых параметров
различных устройств выпускается относи-
относительно большое число типов приборов. Эта
измерительная аппаратура различается по
техническим характеристикам (пределам из-
измерений, диапазонам рабочих частот) и но-
номенклатуре исследуемых устройств. Весь
комплекс приборов позволяет решать мно-
многие измерительные задачи, возникающие при
оценке шумовых свойств как аппаратуры
в целом, так и отдельных ее узлов при их
проектировании, производстве и эксплуата-
эксплуатации. С помощью подобных приборов могут
производиться измерения:
коэффициента шума приемных уст-
устройств;
коэффициента шума и передачи СВЧ
усилителей, интегральных микросхем и тран-
транзисторов по точкам и в панораме;
температуры шума СВЧ усилителей
и транзисторов;
коэффициента шума и потерь преобразо-
преобразования балансных смесителей.
Для построения приборов использован
модуляционный метод измерения с разделе-
разделением сигналов промежуточной частоты по
измерительному каналу и каналу АРУ с ком-
компенсацией собственных шумов измери-
измерительных устройств. Все измерители коэффи-
коэффициента шума (за исключением Х5-23 — Х5-28)
построены на основе использования следую-
следующих унифицированных блоков:
индикатора коэффициента шума
Я8Х-263;
блока режимов Я8Х-264, обеспечиваю-
обеспечивающего измеряемые устройства необходимыми
для их работы напряжениями;
генераторов шума Я5Х-265, Я5Х-267;
трансформаторов согласующих, венти-
вентилей и др.
Основным блоком измерителя коэффи-
коэффициента шума (ИКШ) является индикатор
коэффициента шума Я8Х-263, который опре-
определяет метод измерения, используется для
выделения из общего шумового сигнала из-
измерительных сигналов, их обработки и инди-
индикации полученных результатов, выдает уп-
управляющие сигналы для работы генератора
шума и блока преобразования частоты.
В зависимости от решаемой измеритель-
измерительной задачи и технических характеристик ис-
исследуемого устройства могут применяться те
или иные ИКШ. Основные технические ха-
характеристики измерителей коэффициента шу-
шума приведены в табл. 13.1.
13.3.1. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ШУМА ПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
Коэффициент шума приемных устройств
в диапазоне частот 0,01 — 37,5 ГГц может
определяться с помощью измерителей шума
Х5-11 и Х5-23-Х5-28. Конкретные диапа-
диапазоны приборов определяются рабочим диа-
диапазоном частот используемых генераторов
шума.
Приборы позволяют производить изме-
измерения:
коэффициента шума приемных уст-
устройств, имеющих выход с линейной части
приемных устройств на промежуточных ча-
частотах 2A0)-120 МГц;
коэффициента шума СВЧ усилителей
с компенсацией собственных шумов измери-
измерительного устройства. Для проведения изме-
измерений дополнительно необходим преобразо-
преобразователь частоты (см. рис. 13.14);
коэффициента усиления по мощности
СВЧ усилителей. Для проведения измерений
дополнительно необходимы преобразователь
частоты и второй генератор шума;
коэффициента шума приемно-усили-
тельных устройств методом двух отсчетов.
Результаты измерений индицируются
по аналоговому (Х5-11) и цифровому
(Х5-23-Х5-28) табло ИКШ.
Ниже приводится краткое описание про-
процесса измерения коэффициента шума и ра-
работы приборов Х5-11 и Х5-23.
Измеритель коэффициента шума Х5-11
Прибор предназначен для измерения
коэффициента шума приемных устройств
и СВЧ усилителей, коэффициентов усиления
по мощности СВЧ усилителей в диапазоне
частот до 37,5 ГГц.
Измеритель коэффициента шума со-
состоит из индикатора коэффициента шума
Я8Х-263 и преобразователя промежуточной
частоты. Он может работать совместно с ге-
генераторами шума Г2-5Б, Г2-6Б, Г2-8В,
Г2-9В, Г2-10В, Г2-25Б, Г2-38, Г2-39, Г2-40,
Г2-41, Г2-42, Г2-43, Г2-32 и Я8Х-265.
Прибор представляет собой супергетеро-
супергетеродинный приемник с двойным преобразова-
преобразованием частоты. Структурная схема прибора
и временные диаграммы, поясняющие рабо-
работу ИКШ, приведены соответственно на
рис. 13.9 и 13.10. Сигнал с выхода измеряе-
измеряемого устройства с частотами 10—120 МГц
подается на преобразователь промежуточной
частоты, в котором преобразуется в сигнал
частотой 60 МГц, поступающий на вход ин-
индикатора ИКШ Я8Х-263; сигналы с частота-
частотами 60 и 2 МГц подаются на вход индика-
Характеристика
Назначение
(измеряемое устройство)
Минимальное значение вход-
входного сигнала ПЧ, мВ
Диапазон частот, ГГц
Диапазон промежуточных
частот, МГц
Пределы измерения:
коэффициента шума
коэффициента усиления, дБ
потерь преобразования,
дБ
Коэффициент шума ИКШ
Погрешность измерения, %:
коэффициента шума
коэффициента шума без
учета импульсной ра-
работы
коэффициента усиления
потерь преобразования
Полоса пропускания, МГц
Погрешность индикатора
Состав прибора'
Х5-9
свч
усилители,
транзис-
транзисторы
-
0,18-0,5
-
1-100
0-40
12
±A2-16)
±17
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-265
Таблица 13.1. Основные 1ехнические характеристики
Х5-10
СВЧ
усилители,
транзис-
транзисторы
-
0,4-4
-
1-100
0-40
15
±17
±10
±15
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-265
Х5-11
Приемные
устройства
-
10-120*
0,15-300
0-40
75
±10
±6
-
-
Я8Х-263
Х5-12
СВЧ
усилители,
интеграль-
интегральные микро-
микросхемы
-
0,4-4
-
1-100
0-40
15
±17
+ 10
+ 15
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-265
Х5-15
СВЧ
усилители,
транзис-
транзисторы
-
0,03-0,5
-
1-100
1-2 5**
0-40
15
+ 5*";
±A5-25)
±15
±A5-25)
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Х5-16
СВЧ
усилители,
транзис-
транзисторы
-
0,4-1,25
-
1-100
1-2,5**
0-40
15
± 5***:
+ 21
±15
±15
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
ИКШ
Х5-17
СВЧ
усилители,
интегральные
микросхемы
-
0,624-1,248
-
1,25-100
0-40
± 10 (в точке);
± 15 (в панораме)
±20 (в точке);
+ 25 (в панораме
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-267
Х5-18
СВЧ
усилители,
интегральные
микросхемы
-
1,07-4
-
1,25-100
0-40
+ 10 (в точке);
+ 25 (в панораме;
± 20 (в точке);
+ 25 (в панораме
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-267
Х5-20
СВЧ усилители,
интегральные
микросхемы,
транзисторы,
балансные
смесители
3.86-5,96
10-120
1-100
0-40
0ч—10
100 до 4- ГГц; 25
от 4 до 5,96 ГГц
± 22
± 15
± 15
±20
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-267
Я5Х-268
Характеристика
Назначение
(измеряемое
устройство)
Минимальное значение вход-
входного сигнала ПЧ, мВ
Диапазон частот, ГГц
Диапазон промежуточных
частот, МГц
Пределы измерения:
коэффициента шума
коэффициента усиления, дБ
потерь преобразования,
дБ
Коэффициент шума ИКШ
Погрешность измерения, %:
коэффициента шума
коэффициента шума без
учета импульсной ра-
работы
коэффициента усиления
потерь преобразования
Полоса пропускания, МГц
Погрешность индикатора
Состав прибора '
Х5-21
Х5-22
СВЧ усилители, интегральные
микросхемы, транзисторы,
балансные смесители
-
5,35-8,15
2-120
1-100
0-40
Он—10
25
±22
±15
±15
±20
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-269
-
8,15-12,42
2-120
1-100
0-40
0-^ -10
25 до 11,5 ГГц;
100 от 11,5 до
12,42 ГГц
±22
±15
+ 15
±20
-
-
Я8Х-263
Я8Х-264
Я5Х-270
Х5-23 1 Х5-24
Х5-25
Х5-26
Х5-27
Х5-28
Приемные устройства
0,01-1,25
2-120
1-100
—
±10
118
±5
Индикатор
ИКШ,
Я5Х-267
1
0,7-4
2-120
1-100
—
±9
118
±5
Индикатор
ИКШ,
Я5Х-268
1
3,2-12,05
2-120
1-100
—
±8
118
±5
Индикатор
ИКШ,
Я5Х-269
1
12,05-17,44
2-120
1-100
—
±7
118
+ 5
Индикатор
ИКШ,
Я5Х-270
1
17,44-25,86
2-120
1-100
—
±12
118
±5
Индикатор
ИКШ,
Я5Х-271
1
25,86-37,5
2-120
1-100
—
±12
118
±5
Индикатор
ИКШ,
Я5Х-272
* Рабочий диапазон частот определяется диапазоном используемых ГШ (см. далее табл. 13.5, 13.6).
** При измерениях с низкотемпературным ГШ.
*** При измерениях коэффициента шума 1,4 и без учета погрешности из-за рассогласования.
1 Указаны основные унифицированные узлы и блоки.
13.3. Средства измерений шумовых параметров 4-полюсников
407
Измеряемое
ПУ
Г
Преобразователь
ПЧ
Генератор шума | |
Блок питания
Калибровка
Генератор
опорных сигналов
¥
■НУПЧ2Н-
Измерение
Генератор сигналов
компенсации
лг
5 кГп
80 Гц_ПГ
Квадратичный
детектор
Усилитель синхрон-
синхронный, детектор 5 кГп
Синхронный
детектор 80 Гц
Измерительный
канал
■Чупчз
Квадратичный
детектор
Усилитель 80 Гц
Синхронный
детектор 80 Гц
1' Канал
АРУ
Рис. 13.9. Упрощенная структурная схема измерителя коэффициента шума Х5-11
тора Я8Х-263 — преобразователь частоты,
в котором 60 МГц преобразуются в
2 МГц.
Сигнал промежуточной частоты 2 МГц
(рис. 13.10, а) поступает в блоке УПЧ1 на де-
делитель сигналов. В состав сигнала входят со-
составляющие, обусловленные шумами генера-
генератора сигналов, измеряемого устройства
и индикатора коэффициента шума. Для вы-
выделения из сигнала составляющей, несущей
информацию об уровне шумов исследуемого
ПУУ и УПЧ1, общий сигнал модулируется
меандром частотой 5 кГц (рис. 13.10,6), уси-
усиливается и разветвляется на два канала: из-
измерительный и АРУ.
Прохождение сигналов в каналах в зави-
зависимости от режима работы индикатора
ИКШ Я8Х-263 имеет ряд особенностей.
Резким калибровки
Генератор шума включен и модулирует-
модулируется сигналами типа «меандр» частотой 80 Гц.
Канал АРУ. Усиленный в УПЧЗ, про-
детектированный квадратичным детектором
(рис. 13.10, в), усиленный избирательным уси-
усилителем (рис. 13.10, д) сигнал, пропорцио-
пропорциональный мощности шума генератора, ис-
используется в качестве опорного для автома-
автоматического регулирования усиления УПЧ1.
Измерительный канал. Пере-
Переключатель Я находится в положении Кали-
WdJltu:
i
р с
гпр — ~пр
1ПЛГ_
t
s)
ППП
Рис. 13.10. Временные диаграммы, поясняющие работу Х5-11
408
Измерение шума
бровка. На выходе квадратичного детектора
(КД) сигнал аналогичен сигналу на выходе
КД канала АРУ (рис. 13.10, в). После усиле-
усиления'в селективных усилителях 5 кГц и 80 Гц
(рис. 13.10, г,д,е) и избирательного детекти-
детектирования в синхронном детекторе 80 Гц сиг-
сигнал, пропорциональный известному значе-
значению коэффициента шума генератора, подает-
подается на аналоговый индикатор F. Регулиров-
Регулировкой усиления измерительного канала доби-
добиваются показания индикатора, равного коэф-
коэффициенту шума генератора,— проводится
градуировка шкалы в единицах относитель-
относительной температуры шума.
Резким измерения
Канал АРУ. Работа канала аналогич-
аналогична работе в режиме калибровки.
Измерительный канал. Пере-
Переключатель Я находится в положении Изме-
Измерение. В УПЧ2 производится модуляция сиг-
сигнала меандром частотой 80 Гц в противофа-
зе частоте модуляции генератора шума.
В результате из общего сигнала в первой по-
половине периода выделяется составляющая,
содержащая сигналы генератора шума и из-
измеряемого приемного устройства, во второй
половине периода пропускается сигнал, со-
содержащий шумы измеряемого ПУУ. Форма
сигнала на выходе КД приведена на
рис. 13.10, г. После усиления в усилителях
5 кГц и 80 Гц (рис. 13.10,ж,з) и детектиро-
детектирования в синхронном детекторе 80 Гц выде-
выделяется сигнал, пропорциональный коэффи-
коэффициенту шума ПУУ. По предварительно
отградуированному индикатору производит-
производится отсчет коэффициента шума измеряемого
приемника.
При измерениях коэффициента шума
малошумящих усилителей, а также для по-
повышения точности измерения в приборе
предусмотрен режим компенсации шумов из-
измерительного устройства. Компенсация шу-
шумов производится перед подключением
в схему измеряемого усилителя с помощью
генератора сигналов компенсации. Сигнал от
генератора сигнала компенсации через схему
управления сигналом подается на вход
УПЧ1. Предварительно в схеме управления
сигнал модулируется импульсами частотой
5 кГц в противофазе с частотой модуляции
основного сигнала. Изменением уровня сиг-
сигнала от генератора компенсации добиваются
нулевых показаний выходного индикатора
икш.
Общая погрешность измерения коэффи-
коэффициента шума УПЧ определяется следующи-
следующими составляющими:
погрешностью, вносимой индикатором
коэффициента шума (Я8Х-263);
высокочастотной погрешностью;
погрешностью градуировки генератора
шума;
погрешностью, обусловленной работой
ИКШ в автоматическом (импульсном) режи-
режиме.
Измеритель коэффициента шума Х5-23
Прибор предназначен для измерения
коэффициента шума приемных устройств.
Измеритель коэффициента шума аналогичен
приборам Х5-24 —Х5-28. Состав всех прибо-
приборов одинаков: унифицированный индикатор
коэффициента шума и генератор шума на
диапазон рабочих частот ИКШ. Основные
технические характеристики приборов приве-
приведены в табл. 13.1.
В основу построения прибора положен
модуляционный метод измерения с выделе-
выделением после квадратичного детектора соста-
составляющих сигналов, пропорциональных шу-
шумам исследуемого приемного устройства
и сумме шумов приемного устройства и гра-
градуированного генератора шума, с последую-
последующим их интегрированием, преобразованием
в цифровую форму и обработкой в измери-
измерителе отношений.
Принцип измерения коэффициента шума
приемных устройств с помощью Х5-23 за-
заключается в следующем.
Генератор шума модулируется сигнала-
сигналами типа «меандр» частотой 80 Гц от инди-
индикатора ИКШ. Учитывая, что шумы усилите-
усилителя промежуточной частоты, стоящего на
входе индикатора прибора, значительно
меньше шумов большинства исследуемых
приемных устройств, первыми при дальней-
дальнейшем рассмотрении пренебрегаем. Относи-
Относительная температура шума, приведенная
к входу измеряемого приемника, изменяется
при модуляции ГШ от
Тi = Тг.ш/' о + 'пр/То
(при включенном ГШ) до
Т2 = Т0/Т0+Тпр/Т0
(при выключенном ГШ), где Т2 =
= (То + Тпр)/Т0 = Fnp - коэффициент шума
приемного устройства.
Разностный сигнал
' з = м ~~ ' 2 = ('г.ш ~~ 'о)/'о = *г. ш>
где tr ш — избыточная относительная темпе-
температура шума ГШ.
На выходе квадратичного детектора ин-
индикатора КШ выделяются сигналы U, г. ш =
= ktT ш и UF = kFnp, которые поступают на
измеритель отношения сигналов.
В режиме калибровки выходной иидика-
13.3. Средства измерений шумовых параметров 4-полюсников
409
I Узел усилителя
промежуточной частоты
I и квадратичных детекторов
I , 1 |
I Квадратичный ^ Синхронный
' детектор 1 [Д детектор
Узел управления!
L.
УПЧ| L
Квадратичный
I детектор 2
Переключа-
Переключатель входа 1
Генератор
тока 1
Переключа-
Переключатель входа 2
с v
Генератор
тока 2
Компара-
тори(У 1
Компара-
тори0*2
Приемное
устройство
Генератор
шума
_П_Г5 кГц
_П_Г80 Гц
Узел синхро-
синхронизации
Узел
индикации
Узел нор-[*
мирования
Рис. 13.11. Упрощенная структурная схема измерителя коэффициента шума Х5-23
тор, стоящий на выходе измерителя отноше-
отношений, будет индицировать показания
где /с, — коэффициент пропорциональности.
Если установить показание выходного
индикатора ИКШ а, = tr ш, то в режиме из-
измерения индикатор будет иметь показания
Если учитывать, что
tr.u,A/<r.,,,= Fnp/t/F.
то можно получить
^3 = ^г. ш? пр Лг. ш = **пр-
Таким образом, применение квадратич-
квадратичного детектора и измерителя отношений по-
позволяет получить линейную шкалу с прямым
отсчетом для снятия показаний измеренного
значения КШ.
Упрощенная структурная схема измери-
измерителя коэффициента шума Х5-23 приведена на
рис. 13.11.
Индикатор измерителя коэффициента
шума состоит из следующих основных уз-
узлов: усилителя промежуточной частоты
и квадратичного детектора (УПЧ и КД),
узлов управления, нормирования, индика-
индикации, синхронизирующих сигналов и питания.
Прибор работает следующим образом.
На вход измеряемого приемного устройства
от генератора шума подается шумовой сиг-
сигнал, модулированный меандром частотой
80 Гц с относительной температурой шума
Г, ш. После усиления и преобразования сиг-
сигнал, содержащий шумы ГШ и ПУУ, с выхо-
выхода линейной части измеряемого устройства
(с выхода УПЧ) поступает на индикатор
ИКШ. На входе узла УПЧ и КД располо-
расположен электрически управляемый аттенюатор,
с помощью которого регулируется амплиту-
амплитуда сигнала, поступающего на вход ИКШ.
С аттенюатора сигнал поступает на широко-
широкополосный УПЧ с полосой пропускания
2 — 120 МГц. Благодаря такой полосе имеет-
имеется возможность подключения ИКШ практи-
практически ко всем ПУУ без преобразователя
промежуточной частоты.
Усиленный сигнал после УПЧ подается
на двухканальный квадратичный детектор,
состоящий из противофазно работающих
модулятора 5 кГц, КД, усилителя и синхрон-
синхронного детектора.. Дополнительная модуляция
позволяет снизить флуктуационную соста-
составляющую сигнала и выделить из шумового
сигнала от ГШ участки, в которых суще-
существуют переходные процессы, связанные
с работой генератора в импульсном режиме.
Промодулированные сигналы поступа-
поступают на квадратичные, а затем на синхронный
детекторы. В последнем сигналы от двух ка-
каналов суммируются и поступают в узел
управления. Переключатели входов узла,
управляемые частотой 80 Гц, последователь-
последовательно подключают сигналы положительной по-
полярности, пропорциональные fr.m + Fnp и
FпР, к управляемым генераторам тока. В те-
течение 5 мс каждого полупериода подклю-
подключаются емкости С,, а затем С2 и происходит
их заряд. В последующую 1 мс происходит
разряд емкости С,, а затем С2 до нулевого
410
Измерение шума
значения отрицательным напряжением, по-
поступающим из узла нормирования. Во
время разряда емкостей на выходах ком-
компараторов формируются положительные
импульсы, длительности которых tt =
= k(UtI.m+UFnp)/Upa3p и t2=kUFnp/Upu3p
прямо пропорциональны амплитудам сигна-
сигналов, несущих информацию о trlu+Fnp, Fnp,
и обратно пропорциональны управляющим
разрядным напряжениям. Изменением значе-
значения разрядного напряжения в канале tr ш +
+ Fnp осуществляется калибровка узла инди-
индикации в единицах избыточной температуры
шума ГШ.
Узел нормирования выполняет в прибо-
приборе функции преобразователя время —код,
а также измерителя отношения дискретного
действия. В узле из импульсных сигналов
производится формирование пакетов им-
импульсов частотой 4 МГц, длительности ко-
которых определяются значениями коэффи-
коэффициентов шума tr ш + Fnp и Fnp. Пакеты
импульсов, несущие информацию о коэффи-
коэффициенте шума измеряемого приемного уст-
устройства, подаются на узел индикации, в ко-
котором производится подсчет импульсов
в пакете, а результаты индицируются на ци-
цифровом табло узла.
Для автоматического учета изменения
коэффициента усиления на участке схемы
между ГШ и выходом синхронного детекто-
детектора (СД) в узле нормирования в каждый цикл
частоты 80 Гц вырабатывается сигнал, регу-
регулирующий разрядное напряжение в интегра-
интеграторе канала Fnp. В схеме узла нормирования
предусмотрен имитатор, который вырабаты-
вырабатывает контрольный сигнал (подается на вход
индикатора КШ) для оперативной проверки
исправности ИКШ.
Основная погрешность измерения коэф-
коэффициента шума (без учета составляющей за
счет рассогласования) определяется по фор-
формуле
АИ.к.ш= ±|Аи +8?.ш + ДЛ„п>
где Ди — основная погрешность измерения
КШ, вносимая индикаторным блоком (не
превышает ±5%); 8Г ш — погрешность гра-
градуировки генератора шума (зависит от диа-
диапазона частот прибора и точности образцо-
образцовой аппаратуры); Димп — погрешность авто-
автоматического режима измерения (не превы-
превышает ±3%).
13.3.2. ИЗМЕРЕНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ
ШУМА СВЧ УСИЛИТЕЛЕЙ
И ТРАНЗИСТОРОВ
Измерение температуры шума малошу-
мящих СВЧ усилителей и транзисторов
с коэффициентом шума 1—2,5 и более в диа-
диапазоне частот 0,4—1,25 ГГц может произво-
производиться с помощью измерителей коэффициен-
коэффициента шума Х5-15 и Х5-16. Структурная схема
метода измерения температуры шума тран-
транзисторов приведена на рис. 13.12. При изме-
измерениях температуры шума СВЧ усилителей
из схемы исключаются втулки питания
и вместо держателей транзисторов вклю-
включается исследуемое устройство. Схема изме-
измерения собирается из блоков, входящих
в комплект приборов: индикатора Я8Х-263,
блока режимов Я8Х-264, низкотемпературно-
низкотемпературного и твердотельного генераторов шума, дер-
держателя транзисторов и втулок питания для
подключения к измеряемым устройствам на-
напряжений, согласующих и развязывающих
устройств.
Описания принципа измерения и работы
измерителей коэффициента щума в режиме
измерения температуры шума СВЧ усилите-
усилителя приведены на примере прибора Х5-16.
Измеритель коэффициента шума Х5-16
Прибор предназначен для измерения
температуры и коэффициентов шума и уси-
Трансформатор
согласующий
t
Держ
транзи
*
Втулка питания
атель
сторов
•
Гетеродин
♦
Преобразователь
частоты
Я8Х-264
Я8Х-263
f Л_Г 5 кГц |
JLT80 Гц
Блок питания
Трансформатор
согласующий
• Втулка питания
Низкотемпературный
генератор шума
Генератор шума
Рис. 13.12. Структурная схема измерения температуры шума транзисторов
13.3. Средства измерений шумовых параметров 4-полюсников
411
ления по мощности биполярных транзисто-
транзисторов и СВЧ усилителей.
В состав прибора кроме ранее ука-
указанных блоков входит твердотельный гене-
генератор шума Я8Х-265.
В основу построения прибора положен
модуляционный метод измерения коэффи-
коэффициента шума с модуляцией опорного генера-
генератора шума между двумя фиксированными
уровнями и компенсацией собственных шу-
шумов измерительного устройства на промежу-
промежуточной частоте.
Предусмотрены следующие основные
режимы работы прибора:
измерение температуры шума, коэффи-
коэффициентов шума и усиления по мощности СВЧ
усилителей;
измерение температуры шума, коэффи-
коэффициентов шума и усиления по мощности би-
биполярных транзисторов в схемах включения
с общим эмиттером и общей базой. Измере-
Измерения могут производиться при:
комплексно-сопряженном согласовании
источника сигнала с входом измеряемого
устройства;
согласовании по оптимальному (мини-
(минимальному) значению коэффициента шума;
нормированном сопротивлении источни-
источника сигнала, равном 50 Ом.
В качестве градуированного источника
сигнала использован низкотемпературный
генератор шума. Он состоит из коаксиаль-
коаксиальной линии, в разрыв которой включен погло-
поглощающий аттенюатор с затуханием около
25 дБ. Коаксиальная линия с аттещоатором
помещена в сосуд Дьюара, наполненный
жидким азотом. Температура шума генера-
генератора определяется физической температурой
и потерями в выходном участке коаксиаль-
коаксиальной линии, имеющей температуру несколько
выше температуры жидкого азота. Для обес-
обеспечения автоматизации измерения ко второ-
второму концу аттенюатора с помощью коак-
коаксиальной линии подключен вспомога-
вспомогательный твердотельный генератор шума,
работающий в режиме модуляции меандром
частотой 80 Гц.
Измерения коэффициента шума более
2,5 проводятся с помощью твердотельного
генератора Я8Х-265.
Преобразование сигналов из диапазона
СВЧ на промежуточную частоту осущест-
осуществляется в блоке преобразователя частоты,
включающего в свой состав (кроме смесите-
смесителя) усилители промежуточной частоты
УПЧ1 и УПЧ2, а также коммутаторы сигна-
сигналов от генераторов опорного шумового
и компенсационного сигналов. В качестве ге-
гетеродинов при измерениях могут использо-
-4H Смеситель Н УПЧ1
Генератор
опорного
сигнала
Генератор
сигнала
компенсаций
Комму
татор
Комму
татор
ЛГ80 Гц
I
От Я8Х=263
I
.ИГ 5 кГц
Преобразователь частоты
Рис. 13.13. Структурная схема преобразова-
преобразователя частоты измерителя коэффициента шума
Х5-16
ваться измерительные генераторы соответ-
соответствующего диапазона частот с уровнем
выходной мощности не менее 10 мВт.
Структурная схема преобразователя
приведена на рис. 13.13.
Температура шума, приведенная к входу
измеряемого четырехполюсника, изменяется
от
Т1=ТГ.Ш+ТЧ+ТСМ/ОЧ +
+ Ту.п ч i/G4GCM +
2/G4GCMGy. п. ч
(при включенном вспомогательном ГШ) до
^2 ~ ' н. ]. in + * ч + ^ см /G4 +
+ Ту. п. ч i/G4GCM + Ту I, ч 2/G4Gy. п. ч 1
(при выключенном вспомогательном ГШ),
где Тч, Тсм, Туп.чь 7у.п.ч2> Тнг ш — тем-
температура шума измеряемого четырехпо-
четырехполюсника, смесителя, усилителей промежуточ-
промежуточной частоты и низкотемпературного ГШ со-
соответственно; G,, GCM, Gy.n4|, Gyn42~
коэффициенты передачи измеряемого че-
четырехполюсника, смесителя и усилителей
промежуточной частоты соответственно.
Для повышения точности, а при измере-
измерениях малых коэффициентов шума четырех-
четырехполюсников для исключения значительной
составляющей погрешности за счет соб-
собственных шумов измерительного устрой-
устройства применяется их компенсация вспомога-
вспомогательным сигналом. В приборе Х5-16 компен-
компенсация шумов выполняется в блоке преобра-
преобразователя частоты. Компенсационный сигнал
вырабатывается генератором шумов на ти-
тиратроне. Коммутатор сигналов, упра-
412
Измерение шума
вляемый частотой 5 кГц, подключает на
вход УПЧ2 в одну половину периода сигнал
от измеряемого устройства, во вторую —
компенсационный сигнал. Температура шу-
шума компенсационного сигнала Г3 устанавли-
устанавливается изменением амплитуды шумового
сигнала от генератора компенсационного
сигнала равной температуре шума измери-
измерительного устройства:
' г.
' у. п. ч 2
Компенсационный сигнал, подаваемый
в противофазе с сигналами шумов измери-
измерительного устройства, компенсирует их, и
в результате на входе индикатора ИКШ
Я8Х-263 имеются сигналы, пропорцио-
пропорциональные разности температур Tiy T2 и Т3:
* 1 ~ ' з = 77. iu + Тч; Т2 — Т3 = Т„ , ш + Тч.
В индикаторе коэффициента шума
Я8Х-263 в режиме калибровки из общего
сигнала выделяется составляющая, модули-
модулированная частотой 80 Гц и пропорциональ-
НлЯ 1 |- щ ■• н. г. ш-
Выходной индикатор измерителя коэф-
коэффициента шума градуируется в единицах из-
избыточной относительной температуры шума
опорного генератора шума:
^ г. ш ~ ( 'г. ш 'н. i. ш) / 'н. I .ш-
В режиме измерения в измерительном
канале ИКШ имеется сигнал, пропорцио-
пропорциональный Тн. г. Ш+Тч, и стрелочный индика-
индикатор Я8Х-263 регистрирует коэффициент шу-
шума измеряемого четырехполюсника
* \ ' н. [. ш i~ * ч) I ' н. г. ш-
Более подробно работа блока Я8Х-263
рассмотрена в п. 13.3.1.
Погрешность измерения коэффициента
шума состоит из следующих составляющих:
погрешности, вносимой измерительной
частью измерителя (примерно 2,4%);
погрешности за счет неточно! о опреде-
определения температуры шума на выходе низко-
низкотемпературного генератора @,48%);
погрешности за счет неточности опреде-
определения избыточной температуры генератора
шума A,2%);
случайной погрешности за счет флуктуа-
флуктуации A,4%);
погрешности за счет рассогласования ге-
генератора шума @,9%).
13.3.3. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ШУМА СВЧ УСИЛИТЕЛЕЙ,
ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ,
ТРАНЗИСТОРОВ И БАЛАНСНЫХ
СМЕСИТЕЛЕЙ
Измерения коэффициента шума СВЧ
усилителей могут производиться практиче-
практически всеми типами ИКШ, приведенными
в табл. 13.1. Приборы обеспечивают измере-
измерение коэффициента шума в пределах 1-100
в диапазоне частот до 12,4 ГГц, а при ис-
использовании преобразователей частоты, раз-
разработанных потребителем, — во всем диапа-
диапазоне частот, перекрываемом градуированны-
градуированными генераторами шума (до 37,5 ГГц). Основ-
Основная погрешность измерения коэффициента
шума в зависимости от рабочих часгот изме-
измеряемого устройства, его особенностей, техни-
технических характеристик преобразователей ча-
частоты и гетеродинов находится в пределах
±A2-25)%.
На рис. 13.14 приведена структурная
схема измерения коэффициента шума СВЧ
усилителей.
Измерения базируются на использова-
использовании в качестве основных следующих унифи-
унифицированных блоков: Я8Х-263, генераторов
шума Я5Х-265, Я5Х-267, Я5Х-268-Я5Х-272,
трансформаторов согласующих.
Измерения коэффициента шума инте-
интегральных микросхем и транзисторов могут
производиться с помощью измерителей
Х5-9, Х5-10, Х5-15, Х5-16, Х5-20-Х5-22.
Обобщенная структурная схема метода
измерения приведена на рис. 13.15. Приборы
обеспечивают измерение шума в пределах
Трансформатор
согласующий
Усилитель СВЧ
Трансфс
соглас
эрматор
зующий
■*-
Согласующее
устройство
Генератор шума
*■
*■
Преобразователь
частоты
Я8Х-263
' f JU5 кГц |
Гетеродин
Блок питания
JU
80 Гц
Рис. 13.14. Структурная схема измерения коэффициента шума СВЧ усилителей
13.3.
Трансформатор
согласующий
♦
Держатель
транзисторов
♦
Трансформатор
согласующий
Средства измерений шумовых параметров 4-полюсников
Втулка питания
>
Гетеродин
♦
Преобразователь
частоты
*
Я8Х-264
413
Я8Х-263
' f J~U~ 5 кГц
_П_Г 80 Гц
Втулка питании
Генератор шума
*
Блок питания ГШ
Рис. 13.15. Структурная схема измерения коэффициента шума интегральных микросхем и
транзисторов
1 — 100 в диапазоне частот до 12,42 ГГц с по-
погрешностью + A2-25)%.
При измерениях используются унифици-
унифицированные блоки Я8Х-263, Я8Х-264, согла-
согласующие трансформаторы, согласующие уст-
устройства. Для подключения транзисторов
и интегральных микросхем в комплект ка-
каждого прибора включены специальные дер-
держатели исследуемых устройств. Подача пи-
питающих напряжений к транзисторам про-
производится через втулки питания от блока
режимов Я8Х-264.
В блоке преобразования частоты прибо-
приборов Х5-15, Х5-16 и Х5-20-Х5-22 предусмо-
предусмотрен специальный генератор шумового сиг-
сигнала для компенсации шумов измерительно-
измерительного устройства.
Измерение коэффициента шума ба-
балансных смесителей может производиться
с помощью измерителей Х5-20 —Х5-22 в диа-
диапазоне частот 3,86—12,42 ГГц. Структурная
схема метода измерения приведена на
рис. 13.16.
В схеме измерения используются сле-
следующие блоки, входящие в состав ИКШ:
индикатор Я8Х-263, генераторы шума
ЯХ-267-ЯХ-270. В качестве гетеродинов мо-
могут использоваться измерительные генера-
генераторы соответствующего диапазона частот.
Процесс измерения коэффициента шума
смесителей не отличается значительно от
подобных измерений в СВЧ усилителях, так
как базируется на использовании унифициро-
унифицированного индикатора Я8Х-263.
К особенностям схемы относится ис-
использование согласующего устройства для
согласования на промежуточной частоте вы-
выходного сопротивления измеряемого баланс-
балансного смесителя со входным сопротивлением
индикатора Я8Х-263.
13.3.4. ПАНОРАМНОЕ ИЗМЕРЕНИЕ
КОЭФФИЦИЕНТОВ ШУМА
И ПЕРЕДАЧИ СВЧ УСИЛИТЕЛЕЙ
И ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
При разработке, изготовлении и экс-
эксплуатации широкополосных приемно-усили-
тельных устройств имеется необходимость
измерения коэффициентов шума и передачи
узлов, входящих в их состав, во всем рабо-
рабочем диапазоне частот устройства. Наиболее
оптимальными четырехполюсниками явля-
являются те, которые имеют минимальный коэф-
коэффициент шума и наибольший коэффициент
передачи. В процессе настройки широкопо-
широкополосных четырехполюсников для достижения
путем настройки подобных характеристик
необходимо их одновременное наблюдение
и измерение в рабочем диапазоне частот. Все
рассмотренные ранее измерители коэффи-
коэффициентов шума позволяют производить ис-
исследования четырехполюсников по данным
характеристикам поочередно на каждой фик-
фиксированной частоте (по точкам). Это иссле-
исследование занимает значительное время. Ви-
Визуальная индикация результатов измерения
в диапазоне частот при этом не обеспечи-
обеспечивается. Эти измерительные задачи в диапазо-
диапазоне 0,624 — 4 ГГц решают измерители коэф-
коэффициента шума Х5-17 и Х5-18. Основные
характеристики приборов приведены
в табл. 13.1.
Генератор шума
>
Балансный
смеситель
Блок питания ГШ
Гетеродин
Согласующее
устройство
Я8Х-263
Л_Г 80 Гц
Рис. 13.16. Структурная схема измерения коэффициента шума балансных смесителей
414
Измерение шума
Генератор
качающейся частоты
>
Индикатор
♦ ♦ ♦
Трансформатор
согласующий
*•
Согласующее
устройство
*
Преобразователь
частоты, ГШ2
t
Усилитель СВЧ
t
Трансформатор
согласующий
*■
ГШ1
Я8Х-263
f JTT5 кГц |
_П_Г80 Гц
Блок питания ГШ
Рис. 13.17. Упрощенная структурная схема панорамного измерения коэффициентов шума и
передачи СВЧ усилителей
Упрощенная структурная схема пано-
панорамного измерения коэффициентов шума
и передачи СВЧ усилителей приведена на
рис. 13.17.
В схеме измерения используются уни-
унифицированные блоки Я8Х-263, Я8Х-264,
Я8Х-267, трансформаторы согласующие,
а также узлы из состава других приборов
(держатели интегральных микросхем, генера-
генераторы качающейся частоты). Особенностью
схемы индикатора прибора является исполь-
использование ключевой схемы измерения отноше-
отношения и синхронного интегратора. Синхронный
интегратор работает по принципу интегри-
интегрирования, использующего линейную часть ха-
характеристики заряда конденсатора. Одновре-
Одновременность измерения коэффициентов шума
и усиления достигается с помощью про-
программной модуляции генератора шума
и шумового сигнала исследуемого усилителя
и включением в измерительный блок коэф-
коэффициента шума дополнительного канала для
измерения коэффициента усиления. Кратко
процесс измерения состоит в следующем.
При проведении измерений ГШ1 моду-
модулируется меандром частотой 80 Гц. Относи-
Относительная температура шума на входе индика-
индикатора Я8Х-263 изменяется
от Г, = (Ггш| + Тч) G4Gn/T0 + TnGn/T0
до T2=(T0
где Тг ш I, Тч, Т„ — температура шума со-
соответственно генератора шума, измеряемого
четырехполюсника и преобразователя ча-
частоты; G4, Gn — коэффициенты передачи со-
соответственно измеряемого четырехполюсни-
четырехполюсника и преобразователя частоты.
Специальная схема коррекции в индика-
индикаторе обеспечивает в диапазоне частот по-
постоянство коэффициента передачи преобра-
преобразователя частоты. Разностный сигнал, выде-
выделяемый в индикаторе
где к — коэффициент пропорциональности.
При постоянном уровне избыточной от-
относительной температуры шума генератора
(Гг. ш) разностный сигнал Ut пропорционален
коэффициенту передачи измеряемого четы-
четырехполюсника. Этот сигнал проходит через
избирательные каскады индикатора Я8Х-263,
интегратор индикаторного блока и подается
для визуального наблюдения на электронно-
электроннолучевую трубку. Одновременно этот сигнал
преобразуется в аналого-цифровом преобра-
преобразователе (АЦП) и подается на цифровое
табло.
Предварительно перед измерениями
производится калибровка индикатора в еди-
единицах коэффициента передачи с использова-
использованием дополнительного генератора шума, ко-
который включается последовательно на выхо-
выходе измеряемого четырехполюсника.
В период, когда ГШ1 не включен, одно-
одновременно с выделением сигнала, несущего
информацию о коэффициенте передачи, из
общего сигнала в избирательных каскадах
измерительного канала блока Я8Х-263 выде-
выделяется составляющая
где /с, — коэффициент пропорциональности;
^ч! ^п — коэффициенты шума измеряемого
четырехполюсника и преобразователи ча-
частоты.
В измерителе отношений индикаторного
блока из сигналов Ul и U2 выделяется сиг-
сигнал, пропорциональный их отношению:
V3 = к2 [F, + (Fn - 1)/G,G J = kF4 + Д.
Составляющая погрешности измерения
коэффициента шума четырехполюсника А
снижается введением сигнала компенсации,
вырабатываемого шумовым генератором
13.3. Средства измерений шумовых параметров 4-полюсников
415
компенсации в блоке преобразования ча-
частоты.
Сигнал, пропорциональный коэффициен-
коэффициенту шума измеряемого четырехполюсника,
подается на осциллографический индикатор
и одновременно после преобразования
в АЦП — на цифровое табло.
В блоке индикатора сигналы, пропор-
пропорциональные F4 и G4, с помощью коммутато-
коммутатора подаются на пластины ЭЛТ и на экране
индицируются кривые изменения коэффи-
коэффициентов шума и передачи в диапазоне ча-
частот.
В режиме измерения по точкам на ци-
цифровом табло индицируется частота, на ко-
которой производятся измерения.
Погрешности, возникающие при измере-
измерениях, можно разделить на две группы: по-
погрешности измерения в точке; погрешности,
обусловленные измерением в панораме.
Составляющие погрешности в точке
аналогичны составляющим ИКШ, рассмо-
рассмотренным ранее. Общая погрешность прибо-
приборов Х5-17, Х5-18 составляет +10%.
Погрешности измерения в панораме
включают в себя погрешность измерения по
точкам и погрешности, обусловленные ос-
циллографическим индикатором, неравно-
неравномерностью СПМШ генератора шума в диа-
диапазоне частот и большими пределами изме-
измерения параметров. Общая погрешность из-
измерения коэффициента шума в панораме
находится в пределах ±A5 — 25)%.
13.3.5. АВТОМАТИЗАЦИЯ ИЗМЕРЕНИЙ
Операции измерения шумовых характе-
характеристик приемных устройств и их отдельных
узлов с помощью выпускаемых серийно из-
измерителей коэффициента шума трудоемки,
требуют достаточно высокой квалификации
операторов и относительно большой номен-
номенклатуры приборов. Одним из основных пу-
путей улучшения технологии измерений яв-
является автоматизация процесса измерения на
базе вычислительной техники. По этому пу-
пути идет развитие средств измерений шу-
шумовых характеристик четырехполюсников за
рубежом и в отечественном приборострое-
приборостроении. Так, ИКШ, рекламируемый фирмой
Hewlett Packard (США), модели 8970А и оте-
отечественный прибор Х5-29 — первый из серии
новых перспективных приборов для шу-
шумовых измерений — имеют высокий уровень
автоматизации процесса измерений и обра-
обработки результатов. Эти приборы содержат
устройства для внутриприборной и межпри-
межприборной автоматизации. Устройства межпри-
межприборной автоматизации обеспечивают работу
ИКШ в составе автоматизированных изме-
измерительных систем (АИС) через канал общего
пользования. Основную роль в автоматиза-
автоматизации процесса измерения, управления работой
и обработки результатов в ИКШ выполняют
микропроцессорные средства вычислитель-
вычислительной техники. Применение в приборах микро-
микропроцессоров позволило за счет замены аппа-
аппаратных средств программными принци-
принципиально изменить процесс измерения, рас-
расширить функциональные возможности
ИКШ, автоматизировать ряд трудоемких
операций по проведению подготовительных
настроек, обработке результатов измерений,
а также упростить электрические схемы.
Расширение функциональных возможно-
возможностей ИКШ выразилось в том, что одним
прибором, например Х5-29, удалось реализо-
реализовать измерительные задачи, решаемые в ана-
аналогичном диапазоне частот серийными при-
приборами Х5-10, Х5-12, Х5-18 и Г1-2.
Микропроцессор в приборе Х5-29 вы-
выполняет следующие основные функции:
производит автоматический выбор пре-
пределов измерений;
выполняет автоматическое управление
процессом измерения (устанавливает необхо-
необходимый для измерения уровень входных сиг-
сигналов, управляет работой отдельных узлов
измерительного тракта и др.);
автоматически перестраивает встро-
встроенный в прибор гетеродин либо в заданном
оператором диапазоне частот, либо на
частоту, на которой должны производить-
производиться измерения;
производит автоматически измерение
собственных коэффициентов шума и переда-
передачи ИКШ и вносит коррекцию в результаты
измерений шумовых и передаточных харак-
характеристик четырехполюсников;
запоминает значения и вносит поправки
на частотную зависимость СПМШ генерато-
генераторов шума, используемых в качестве меры
уровня шума;
производит математическую обработку
результатов измерений (усредняя их с целью
уменьшения флуктуационной погрешности)
и представление информации для индикации
ее на цифровом табло и на электронно-луче-
электронно-лучевом индикаторе ИКШ;
обеспечивает передачу информации
и обмен ею между ИКШ и другими устрой-
устройствами АИС.
Ниже приводится краткое описание ра-
работы прибора Х5-29.
Измеритель коэффициента и температуры
шума Х5-29
Прибор предназначен для измерения
коэффициента и температуры шума прием-
416
Измерение шума
ных устройств, коэффициента шума и пере-
передачи СВЧ усилителей, транзисторов и инте-
интегральных микросхем, а также для градуиров-
градуировки рабочих генераторов шума.
Измерения коэффициента шума (КШ),
коэффициента передачи (КП) и температуры
шума (ТШ) и индикация результатов могут
осуществляться как в диапазоне частот (в па-
панораме), так и на фиксированных частотах
(в точке).
Основные технические характеристики
измерителя коэффициента шума Х5-29 при-
приведены в табл. 13.2.
В основу прибора положен принцип мо-
дульно-блочного построения СИ на основе
использования унифицированных блоков:
индикатора коэффициента шума Я8Х-273;
блока преобразования частоты Я8Х-274;
блока режимов Я8Х-275; генератора шума
Я5Х-268 и других узлов.
Прибор Х5-29 выпускается в трех моди-
модификациях, которые имеют различную ком-
комплектацию блоков и узлов и решают раз-
различные задачи в области измерения шу-
шумовых и передаточных характеристик четы-
четырехполюсников.
В табл. 13.3 приведены измерительные
задачи, обеспечиваемые прибором Х5-29
и его модификациями.
Кроме указанных в табл. 13.3 измери-
измерительных задач с помощью прибора могут
быть проведены измерения КШ и КП при-
приемных устройств, имеющих выход промежу-
промежуточной частоты в диапазоне 1—4 ГГц. Для
реализации этого необходимо иметь допол-
дополнительный ГШ на диапазон, соответствую-
соответствующий рабочему диапазону частот измеряемо-
измеряемого ПУ.
В основу построения прибора положен
модуляционный метод измерения. Упрощен-
Упрощенная структурная схема прибора приведена на
рис. 13.18.
При проведении измерений КШ шу-
шумовые сигналы от ГШ1, промодулированные
меандром, и от измеряемого четырехполюс-
четырехполюсника поступают через первичный канал на-
направленного ответвителя на вход преобразо-
преобразователя частоты. В качестве сигналов гетеро-
гетеродина используются сигналы от двух электри-
электрически управляемых генераторов, встроенных
в преобразователь частоты.
Управление перестройкой генераторов
в диапазоне частот и установка фиксирован-
фиксированной частоты по программе, заданной опера-
Таблица 13.2. Осиоввые техиическве характеристики измерители коэффициента шума
XS-29 и его модификаций
Характеристика
Диапазон частот, ГГц
Диапазон промежуточных
частот, МГц
Пределы измерения:
коэффициента шума
коэффициента передачи
температуры шума, К
СПМШ ГШ, кТ0
Погрешность измерения, % :
коэффициента шума
коэффициента передачи
температуры шума
градуировки СПМШ
ГШ
Состав прибора
Х5-29
1-4
1-120
1-1000
1-Юб
—
+ 9,7 для КШ < 100;
±26 для КШ > 100
+ B,4-4,8) для
КП < 102;
+ (9,7-15) для
КП> 102
—
—
Я8Х-273, Я5Х-268,
Я8Х-274
Х5-29/1
1-4
1-120
1-1000
1-Ю»
20-600
+ 9,7 для КШ < 100;
+ 26 для КШ > 100
+ B,4-4,8) для
КП < 102;
+ (9,7-15) для
КП < 102
+ 26
—
Я8Х-273, Я5Х-268,
Я8Х-274, Я8Х-275,
низкотемператур-
низкотемпературный ГШ
Х5-29/2
1-4
1-120
1-1000
1-10"
20-600
2-100
+ 9,7 для КШ < 100;
+ 26 для КШ> 100
+ B,4-4,8) для
КП < 102;
+ (9,7-15) для
КП> 102
+ 26
+ 7,5 до 10 кТ0;
±5 для 10 кТ0 и
выше
Я8Х-273, Я5Х-268,
Я8Х-274, низко-
низкотемпературный ГШ
13.3. Средства измерений шумовых параметров 4-полюсников
417
тором, обеспечиваются сигналами от микро-
микропроцессора (МП).
После усиления в усилителе промежу-
промежуточной частоты сигналы через полосовой
фильтр поступают на вход индикаторного
блока ИКШ. С помощью аттенюатора, упра-
управляемого МП, на входе Я8Х-273 устанавли-
устанавливается амплитуда сигналов, поступающих на
широкополосный усилитель, обеспечиваю-
обеспечивающая наименьшую погрешность измерения.
Усиленные сигналы разветвляются на два
канала, в которых они противофазно моду-
модулируются и детектируются. С выхода синх-
синхронного детектора сигналы подступают на
АЦП. Дальнейшая обработка измерительной
информации производится МП по програм-
программам, записанным в постоянном запоминаю-
запоминающем устройстве ПЗУ.
Результаты измерений индицируются на
экране электронно-лучевой трубки (частот-
(частотная зависимость шумовых и передаточных
характеристик) и на цифровом табло (точное
значение измеряемого параметра в точке,
обозначенной на ЭЛТ меткой).
Внешнее управление МП, съем упра-
управляющих кодов и обработка информации
осуществляются через устройство ввода-вы-
ввода-вывода прибора.
С помощью программ, записанных
в ПЗУ микропроцессора, предусмотрено
проведение следующих операций:
измерение коэффициентов шума и пере-
Таблица 13.3.
прибором Х5-29 и
Задача
Измерение КШ при-
приемных устройств
Измерение КШ и КП
СВЧ усилителей
Измерение ТШ че-
четырехполюсников
Измерение КШ и
КП транзисторов
и интегральных
микросхем
Градуировка рабо-
рабочих ГШ
Задачи, выполняемые
его модификациями
Х5-29
+
Х5-29/1
+
Х5-29 2
дачи, температуры шума четырехполюсни-
четырехполюсников с автоматическим внесением поправок
в результаты за счет собственных шумов
и частотной зависимости коэффициента
передачи измерительного тракта КШ;
проведение измерений малых значений
ослабления при необходимости снижения по-
погрешности определения КШ четырехполюс-
четырехполюсников на значение потерь, вносимых СВЧ
трактом в участке от выхода ГШ1 до входа
измеряемого устройства;
согласование образцового и рабочего ге-
генераторов шума с помощью сигнала от спе-
Г"
Преобразователь частоты Я8Х-274
ГШ1
♦
Четырех-
Четырехполюсник
г-
»■
ГШ2
♦
Направленный
ответвитель
Гетеродин
♦
Смеситель
Генератор
промежуточной частоты
Предвари-
Предварительный УПЧ
и
Фильтр
г
Индикатор коэффициента шума
Я8Х-273
Аттенюатор
УПЧ
Ключ 1,
*-) квадратичный
детектор
Ключ 2,
квадратичный
детектор
Генератор
5 кГц
Синхронный
детектор
Осциллографияеекий
индикатор
Микро-
Микропроцессор
АЦП
Схема
ввода-
вывода
Цифровое
табло
Рис. 13.18. Упрощенная структурная схема измерителя коэффициента шума Х5-29
14 п/р Кузнецова В. А.
418
Измерение шума
циального твердотельного генератора повы-
повышенной мощности;
градуировка рабочих ГШ с усреднением
результатов измерений;
диагностирование исправности и повер-
поверка ИКШ.
13.4. ИСТОЧНИКИ
ШУМОВЫХ СИГНАЛОВ
В качестве градуированных по темпера-
температуре шума или спектральной плотности
мощности шумов источников сигналов при
измерениях шумовых параметров приемно-
усилительных устройств, СВЧ интегральных
микросхем, транзисторов и пр. используется
значительная номенклатура генераторов
шума. Физическая природа возникновения
флуктуации электрического тока или напря-
напряжения весьма разнообразна. Она может за-
заключаться в тепловом движении электронов
(тепловой шум), дрейфе носителей тока (дро-
(дробовой эффект), флуктуациях проводимости
(избыточный шум) и др. В качестве пер-
первичных источников шума в задающих гене-
генераторах используются различные устрой-
устройства: газоразрядные приборы, вакуумные
и полупроводниковые приборы и др. Класси-
Классификация основных приборов, используемых
в качестве первичных источников шума, при-
приведена на рис. 13.19.
Применение тех или иных первичных ис-
источников в генераторах шума определяется
предъявляемыми к ним требованиями по ра-
рабочей полосе частот, уровню, равномерности
в полосе частот, стабильности мощности
и другим параметрам.
13.4.1. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ
ГЕНЕРАТОРЫ ШУМА
Наибольшее применение в сантиметро-
сантиметровом диапазоне волн в качестве первичного
источника шума нашли газоразрядные шу-
шумовые трубки с положительным столбом.
Газоразрядные шумовые трубки (ГШТ)
имеют высокую равномерность спектраль-
спектральной плотности мощности шума в широкой
полосе частот, стабильный и относительно
высокий уровень мощности, просты в экс-
эксплуатации, устойчивы к жестким воздей-
воздействиям внешней среды и обладают достаточ-
достаточно высокой эксплуатационной надежностью.
Газоразрядные шумовые трубки пред-
представляют собой стеклянную трубку, напол-
наполненную инертным газом (аргоном или не-
неоном) до давления от сотен до тысяч
Паскалей. На одном конце трубки располо-
расположен прямонакальный, или подогревный,
катод, на противоположном — анод. Свой-
Свойство газоразрядных трубок генерировать шу-
шумы обусловлено колебаниями электронов
в плазме. Теория разрядов в трубках, напол-
наполненных под небольшим давлением инертны-
инертными газами, достаточно полно изложена в ли-
литературе по газовому разряду.
Для практического использования шу-
шумового излучения положительного столба
ГШТ помещают в специальные генера-
генераторные секции. В зависимости от диапазона
частот и типа трубки могут быть использо-
использованы генераторные секции, выполненные на
волноводе, коаксиальной или полосковой ли-
линии.
Волноводные шумовые генераторы
представляют собой отрезок волновода,
в центре широкой стенки которого под
малым углом G— 15°) помещается ГШТ. На-
Наклонное положение трубки в волноводе обес-
обеспечивает при разряде равномерное внесение
потерь на достаточной длине линии, благо-
благодаря чему достигается удовлетворительное
согласование ГШТ с линией передачи в ши-
широком диапазоне частот. Конструирование
генераторов шума в коротковолновой части
Шумовые приборы
_Е
Газоразрядные приборы
Тепловые
источники
Вакуумные
приборы
Полупроводниковые
приборы
Газоразрядные диоды
в магнитном поле
Специальные
резисторы
Шумовые
диоды
Фоторезисторы
Газоразрядные трубки с
положительным столбом
Тиратроны
и газотроны
Фотодиоды
Полупроводниковые
диоды
Рис. 13.19. Классификационная схема основных приборов, используемых в качестве первичных
источников шума
13.4. Источники шумовых сигналов
419
миллиметровых волн сопряжено с большими
трудностями из-за малого диаметра и тол-
толщины стенок ГШТ. В связи с этим шумовые
генераторы миллиметрового диапазона изго-
изготовляются пакетированными без возможно-
возможности в эксплуатации производить смену ГШТ.
В длинноволновой части сантиметровых
волн из-за сложности согласования трубки
с линией передачи обычно применяются
коаксиальные или полосковые генераторы
шума. В большинстве случаев в коак-
коаксиальных генераторах шума ГШТ поме-
помещаются внутри ленточной спирали, которая
является внутренним проводником коак-
коаксиальной линии. Внешним проводником слу-
служит цилиндрическая поверхность корпуса
линии. Форма спирали (шаг, зазор между со-
соседними витками, диаметр спирали) опреде-
определяется исходя из требуемого волнового со-
сопротивления, связи трубки с линией переда-
передачи, диапазона частот.
Полосковые генераторы шума предста-
представляют собой симметричную полосковую ли-
линию, вдоль оси которой помещается газораз-
газоразрядная шумовая трубка.
Основными параметрами, характери-
характеризующими шумовые газоразрядные генера-
генераторы, являются:
рабочий диапазон частот;
температура шума (относительная тем-
температура шума) или спектральная плотность
мощности шума;
КСВН шумового генератора в рабочем
режиме («горячий» прибор) и в выключен-
выключенном состоянии («холодный» прибор);
потери, вносимые в тракт генератором
шума в выключенном состоянии;
превышение потерь, вносимых в тракт
в рабочем режиме, над потерями в выклю-
выключенном состоянии генератора шума;
анодный ток ГШТ;
погрешность градуировки СПМШ гене-
генератора щума.
Интенсивность излучения ГШТ опреде-
определяется главным образом электронной темпе-
температурой плазмы (Те). При помещении ГШТ
в волноводную или коаксиальную генератор-
генераторную секцию интенсивность шумового излу-
излучения генератора шума становится меньше
Те на значение потерь в генераторной сек-
секции. Потери, вносимые генератором шума
в тракт, в выключенном состоянии в основ-
основном определяются потерями в стенке трубки,
линии передачи и в присоединительных эле-
элементах.
Связь ГШТ с линией передачи опреде-
определяется потерями, вносимыми в тракт труб-
трубкой во включенном состоянии. Между тем-
температурой шума генератора, электронной
I *
температурой плазмы, потерями, вносимыми
в тракт включенным (Ц) и выключенным (LJ
генераторами, имеется связь, которая может
быть выражена уравнением
Tr.m=7;[(Lr-Lx)/Lr]. A3.14)
Как видно из A3.14), температура шума
генератора и ее стабильность во многом
определяются превышением потерь, вно-
вносимых в тракт в рабочем режиме, над поте-
потерями в выключенном состоянии. Поэтому
при разработке генераторов шума или выбо-
выборе прибора для измерения всегда стремятся
к получению большого значения 1^ и
малых Lx.
Исследования серийных ГШТ в диапазо-
диапазоне частот 1 — 32 ГГц показали, что частотная
зависимость затухания, вносимого плазмой
в СВЧ линию передачи, и потерь в генера-
генераторной секции не оказывает значительного
влияния на частотную характеристику
СПМШ генераторов. Больший вклад вносит
зависимость анодных колебаний в ГШТ от
частоты. Соответствующим выбором анод-
анодного тока трубки (например, для ГШ-11 рав-
равного 200 мА) можно достигнуть значитель-
значительного снижения этой составляющей частотной
зависимости СПМШ генераторов.
Температура шума генераторов имеет
некоторую зависимость от режима разряда.
Изменение температуры шума от тока анода
неодинаково для различных типов ГШТ. Для
исключения возможных погрешностей при
измерениях за счет изменения температуры
шума от тока анода рекомендуется эксплуа-
эксплуатацию генераторов производить при токах,
указанных в технической документации на
ГШТ.
Экспериментальные проверки ГШТ по-
показали, что отклонения напряжения накала
от номинального значения на 10% не приво-
приводят к ухудшению характеристик генераторов.
Во многих случаях практического при-
применения бывает необходимо использовать
генераторы шума в импульсном режиме.
Длительность импульса горения ГШТ огра-
Таблица 13.4. Погрешность
градуировки генераторов шума
Генераторы шума
коаксиальные
Диапазон
частот, ГГц
0,4-0,5
0,5-4
4-12,42
Погреш-
Погрешность, %
±5,5
+ 4,8
+ 5
волноводные
Диапазон
частот, ГГц
3,86-17,44
17,44-37,5
Погреш-
Погрешность, %
+ 4
±10
420
Измерение шума
Та б ли ца 13.
Характеристика
Диапазон частот, ГГц
Спектральная плотность мощности шума
LT
Погрешность градуировки СПМШ, %
КСВН «холодного» генератора
КСВН «горячего» генератора
Превышение потерь «горячего» генера-
генератора над потерями «холодного» генера-
генератора, дБ
Потери, вносимые «холодным» генера-
генератором, дБ
Выходное сопротивление, Ом
5. Коаксиальные генераторы шума
Г2-5Б
0,5-2
59-80
+ 15,2
1,6
1,6
20
—
75
Г2-6Б
0,8-4
59-80
+ 15,2
1,6
1,6
20
—
50
Я5Х-268
0,7-4
58-74
±D,8-7)
1,5 до 3,2 ГГц;
2 свыше 3,2 ГГц
1,5 до 3,2 ГГц;
2 свыше 3,2 ГГц
20
1
50
Г2-38
1-3
63-71
+ 10
1,6
1,4
18
0,6
75
Г2-39
1-4
63-71
+ 10
1,6
1,4
18
0,6
50
Я5Х-269
3,2-12,05
58-74
+ 5
1,5
1,5
20
1
50
Таблица 13.6. Волиоводиые генераторы шума
Характеристика
Диапазон частоты, ГГц
Спектральная плотность мощ-
мощности шума кТц
Погрешность градуировки
СПМШ, %
КСВН «холодного» генератора
КСВН «горячего» генератора
Превышение потерь «горячего»
генератора над потерями
«холодного» генератора, дБ
Потери, вносимые «холодным»
генератором, дБ
Сечение волновода, мм
Г2-25Б
2,59-3,94
20-70
±11
1,25
1,25
20
0,6
72x34
Г2-8В
3,94-5,64
20-70
±11
1,25
1,25
20
0,6
48x24
Г2-9В
5,64-8,24
20-70
±11
1,25
1,25
20
0,6
35x15
Г2-10В
8,24-12,05
20-70
±11
1,25
1,25
20
0,6
23x10
Г2-40
8,25-12,04
55-72
±9
1,3
1,25
20
0,6
23 х 10
Характеристика
Диапазон частоты, ГГц
Спектральная плотность
мощности шума кТ0
Погрешность градуировки
СПМШ, %
КСВН «холодного» гене-
pd1Ор«
КСВН «горячего» генера-
генератора
Превышение потерь «го-
«горячего» генератора над
потерями «холодного»
генератора, дБ
Потери, вносимые «холод-
«холодным» генератором, дБ
Сечение волновода, мм
Г2-41
12,04-
17,44
55-72
±10
1,3
1,25
20
0,6
17x8
Я5Х-270
12,05-17,44
59-71**;
22-42*
+ 4
1,3
1,2*;
1,2-1,5**
20
1
16x8
Г2-42
17,44-
25,86
55-70
±13
1,3
1,25
16
0,6
11x5,5
Продолжение
Я5Х-271
17,44-
25,86
22-42*;
49-73**
+ ю
1,3
1,2*;
1,2-1,5**
20
1
11x5,5
Г2-43
25,86-
37,5
53-70
±15,2
1,3
1,25
16
0,6
7,2 х 3,4
табл. 13.6
Я5Х-272
25,86-
37,5
22-42*
49-73**
±10
1,3
1,2*;
1,2-1,5**
20
1
7,2 х 3,4
* Генераторы шума на ГШТ ГШ-5А и ГШ-6А.
•• Генераторы шума на ГШТ ГШ-5 и ГШ-6.
13.4. Источники шумовых сигналов
421
ничена снизу длительностью переходного
процесса в газовом разряде. В зависимости
от допустимых искажений минимальная дли-
длительность модулирующего импульса может
составлять 0,2—1 мс.
Спектральная плотность мощности шу-
шума радиоизлучения при работе в режиме не-
непрерывной генерации и при импульсной мо-
модуляции неодинакова. Значение отклонения
СПМШ зависит от типа ГШТ и различно
даже для трубок одного типа. Это обстоя-
обстоятельство накладывает ограничения на ис-
использование импульсного режима работы
ГШТ в высокоточных генераторах шума.
Как показали исследования, изменение
СПМШ в импульсном режиме можно значи-
значительно снизить при увеличении анодного то-
тока. Так, при работе ГШТ в форсированном
режиме по току (ГШ-10, ПИ-И до 200 мА,
ГШ-5 и ГШ-6 до 150 мА) изменение СПМШ
в импульсном режиме по сравнению с его
значением в режиме непрерывной генерации
незначительно.
Генераторы шума на ГШТ обладают до-
довольно высокой временной стабильностью,
имеют хорошую сходимость характеристик
ламп между собой. Значения шумовой тем-
температуры отдельных ГШТ отличаются друг
от друга только в пределах случайной по-
[ решности измерений. Газоразрядные шу-
шумовые трубки не имеют заметного старения
от наработки. В связи с этим специально
отобранные ГШТ используются в качестве
меры СПМШ в эталонах и образцовой аппа-
аппаратуре различных разрядов.
Погрешности градуировки генераторов
пума определяются в основном точностью
измерительной аппаратуры. Для известных
образцовых установок значения этих по-
погрешностей приведены в табл. 13.4.
Основные технические характеристики
енераторов шума приведены в табл. 13.5
,! 13.6.
13.4.2. ТЕПЛОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ШУМА
В основу построения тепловых генерато-
?ов шума положен принцип излучения элек-
электромагнитной энергии нагретым «черным»
телом. Основным элементом таких генерато-
генераторов является согласованная нагрузка, физи-
физическая температура которой определяет
спектральную плотность мощности шумово-
о излучения:
S=kT. A3.15)
Уравнение A3.15) справедливо в области
температур и частот, в которой выполняется
соотношение
hf « kT,
A3.16).
где h — постоянная Планка F,62 • 10 34 Дж/с);
Т — температура источника шумового из-
излучения, К; к — постоянная Больцмана
A,38-10~23 Дж/град); / — частота радиоиз-
радиоизлучения, Гц.
При невыполнении A3.16) (например,
при Т<4 К, /=1,2-1010 Гц) спектральная
плотность мощности излучения «черного»
тела определяется законом Планка:
iy A3.17)
Применение при расчетах соотношения
A3.17) является сложным.
Известно, что существует с достаточной
для расчета точностью (примерно 1 %) ли-
линейная зависимость между физической тем-
температурой тела и спектральной плотностью
шумового излучения вплоть до температуры
жидкого гелия D К) и частот длинноволно-
длинноволновой части миллиметровых волн. В этом слу-
случае условием выполнения соотношения
A3.15) является соотношение
Тепловые генераторы применяются при
создании эталонных и образцовых источни-
источников шума для передачи единицы спектраль-
спектральной плотности мощности шумового ра-
радиоизлучения рабочим прибором, а также
при измерениях шумовых параметров мало-
шумящих устройств.
Тепловые генераторы шума классифици-
классифицируются на низкотемпературные (НГШ) и вы-
высокотемпературные (ВГШ).
Низкотемпературные генераторы шума.
Генераторы шума в общем случае состоят из
однородной линии передачи, нагруженной на
согласованную нагрузку и помещенной
в криостат с жидким охладителем. В каче-
качестве охладителей используются жидкие азот,
гелий и водород.
Для уменьшения притока тепла к охла-
охладителю через поперечное сечение линии
передачи последние часто выполняются в ви-
виде коаксиальной линии с минимально тонки-
тонкими стенками проводников. По сравнению
с волноводными трактами, особенно боль-
больших сечений, размеры коаксиальной линии
могут быть значительно меньше. Связь
с волноводным трактом в этом случае осу-
осуществляется с помощью волноводно-коак-
сиального перехода.
Внешний и внутренний проводники
коаксиальной линии выполняются из нержа-
нержавеющей стали, что обусловлено ее весьма
низкой теплопроводностью. Токонесущие
поверхности проводников покрываются тон-
422
Измерение шума
ким слоем металла с высокой электропро-
электропроводностью (серебро, золото).
В качестве согласованных нагрузок в ге-
генераторах используются резисторы или
объемные коаксиальные нагрузки, выпол-
выполненные из поглощающего материала. Для
согласования нагрузки с трактом внутренняя
поверхность внешнего проводника в нижней
части коаксиальной линии имеет специаль-
специальную форму.
Особенностью эксплуатации низкотем-
низкотемпературных генераторов шума является то,
что уровни охлаждающих жидкостей с тече-
течением времени непрерывно снижаются, а это
приводит к изменению температуры вдоль
нагрузки и линии передачи, а также вно-
вносимых в линию потерь. В каждой конструк-
конструкции генератора применяются различные тех-
технические решения для стабилизации во вре-
времени температуры шума.
В отличие от генераторов шума с жид-
жидким азотом в гелиевых генераторах шума
криостат представляет собой единую кон-
конструкцию из двух сосудов Дьюара — вну-
внутреннего и внешнего. Внутренний сосуд за-
заполнен жидким гелием. Внешний сосуд за-
заполняется жидким азотом и служит те-
тепловым экраном для снижения испарения
гелия. Для сокращения расхода гелия и ста-
стабилизации уровня выходного сигнала темпе-
температура участка линии передачи вблизи ее
конца делается равной температуре жидкого
азота независимо от уровня гелия. Это до-
достигается с помощью хорошего теплового
контакта соответствующего участка линии
с наружным сосудом криостата.
Аттестация низкотемпературных генера-
генераторов по уровню температуры шума про-
производится расчетным методом. В общем слу-
случае генераторы шума состоят из согласован-
согласованной нагрузки находящейся при температуре
охлаждающей жидкости, и однородной ли-
линии передачи, участки которой находятся
при разной температуре и имеют соответ-
соответствующие потери. Упрощение законов рас-
распределения температуры (линейный закон,
аппроксимация ломаной линии и др.), а так-
также неточное определение малых потерь
отдельных участков тракта значительно
влияют на точность аттестации. Наиболь-
Наибольшую точность аттестации имеет эксперимен-
экспериментально-теоретический метод расчета, в кото-
котором низкотемпературный генератор шума
разбивается на ряд секций, для которых экс-
экспериментально определяются законы распре-
распределения температуры и вносимых потерь.
Полагая, что распределение темпера-
температуры вдоль нагрузки равномерно и она
имеет температуру охлаждающей жидкости
и хорошо согласована с линией передачи
(КСВН ^ 1,05), температуру шума на выходе
генератора можно рассчитать по формуле
Тг.
- Г„] <х(х)е
dx,
где Г„ — температура нагрузки; а(х) — коэф-
коэффициент затухания единицы длины секции;
х, — расстояние от выхода генератора до
нагрузки.
Распределение температуры вдоль вы-
выходного тракта измеряется с помощью тер-
термопары при нескольких уровнях охлаждаю-
охлаждающей жидкости (после заливки, при мини-
минимальном уровне). Коэффициент затухания
отдельных секций и нестабильность потерь
в разъемах определяются экспериментально
и затем рассчитываются с учетом изменения
температуры секций.
Основными составляющими погрешно-
погрешности определения номинальной температуры
шума на выходе генератора являются:
погрешность, вызванная неточным уче-
учетом неравномерности охлаждения нагрузки;
погрешность за счет неточности опреде-
определения потерь в линии передачи и нестабиль-
нестабильности потерь в разъемах (фланцах);
погрешность, вызванная неопределен-
неопределенностью распределения температуры.
В табл. 13.7 приведены основные метро-
метрологические характеристики низкотемпера-
низкотемпературных генераторов шума Г2-46 и гелиевого.
Высокотемпературные генераторы шума.
Основу конструкции подобных генераторов
составляет согласованная нагрузка, нагретая
до относительно высокой температуры. Для
хорошего согласования нагрузка выполняет-
выполняется в виде объемного и пленочного поглоти-
поглотителя. Непосредственно на волноводе с на-
Таблица 13.7. Основные характеристики
гелиевого НГШ в Г2-46
Характеристика
Охладители
Диапазон частот, ГГц
Номинальное значе-
значение температуры
шума, К
Погрешность аттес-
аттестации температуры
шума, К
КСВН выхода
Выходной тракт
Гелиевый
НГШ
Жидкий
гелий
8,7-11,3
8,4
±0,6
1,04-1,06
Волновод
сечением
23 х 10 мм
Г2-46
Жидкий
азот
0,48-4
80,8
±1
1,2-1,25
Коаксиал
50 Ом
13.4. Источники шумовых сигналов
423
грузкой, покрытом изоляцией, размещен на-
нагреватель в виде нагревательных спиралей.
За счет различной плотности намотки спира-
спирали вдоль волновода достигается необходи-
необходимая равномерность распределения темпера-
температуры вдоль поглотителя.
Волновод с нагревателем помещен в ци-
цилиндрический тепловой экран. Пространство
между кожухом генератора и экраном запол-
заполнено изолирующим материалом. Выходной
конец волновода также теплоизолирован.
В конструкции поглотителя размещены тер-
термопары для измерения и автоматического
регулирования постоянства температуры.
При нагреве согласованной нагрузки она
создает шумовое излучение. Спектральная
плотность мощности шума такого генерато-
генератора при одинаковой температуре вдоль по-
поглотителя и отсутствии потерь в волноводе
от поглотителя до выхода прямо пропорцио-
пропорциональна абсолютной температуре поглотите-
поглотителя. Так как данные условия трудно выпол-
выполнимы, аттестация высокотемпературных ге-
генераторов шума, так же как и низкотемпера-
низкотемпературных, производится экспериментально-тео-
экспериментально-теоретическим методом.
Основными составляющими погрешно-
погрешности аттестации генераторов являются:
погрешность аппаратуры для автомати-
автоматической стабилизации температуры Eа J;
погрешность измерения температуры
Eт);
погрешность за счет неравномерности
температуры вдоль поглотителя (8нр);
погрешность внесения поправки на поте-
потери в волноводе, в том числе от частотной за-
зависимости затухания Eп).
Общая погрешность высокотемператур-
высокотемпературного генератора шума определяется суммой
частных погрешностей, являющихся слу-
случайными и не зависящими друг от друга:
Анализ абсолютных значений состав-
составляющих погрешности показывает, что наи-
наибольший вклад в общую погрешность вно-
вносит составляющая, обусловленная учетом
потерь в волноводе. Уменьшение этой по-
погрешности возможно лишь при изготовле-
изготовлении волновода из неферромагнитного мате-
материала с проводимостью, большей проводи-
проводимости никеля. Наиболее подходящим для
этой цели является золото. Особенно боль-
большое значение этот фактор приобретает при
повышении рабочей частоты, когда потери
волновода значительно возрастают.
Высокотемпературные генераторы шума
используются в широком диапазоне ча-
частот — вплоть до коротковолновой части
миллиметровых волн. В табл. 13.8 приве-
приведены основные технические характеристики
нескольких типов высокотемпературных ге-
генераторов шума.
13.4.3. ГЕНЕРАТОРЫ ШУМА
НА ВАКУУМНЫХ ПРИБОРАХ
В диапазоне высоких частот в качестве
генератора шумовых сигналов используется
шумовой диод 2Д2С, работающий в режиме
насыщения. Источником шумового излуче-
излучения в диоде является дробовой шум. Дей-
Действующее значение тока диода в режиме на-
насыщения определяется формулой Шоттки.
/д = 1/2е/0Д/,
где е — заряд электрона; /0 - анодный ток
диода; Д/ — полоса шумов.
В режиме насыщения анодный ток дио-
диода мало зависит от анодного напряжения.
Регулировка анодного тока производится из-
изменением напряжения накала. Это свойство
насыщенного диода исключает необходи-
необходимость встраивания в генератор для измене-
изменения уровня СПМШ аттенюатора. Номиналь-
Номинальная мощность шума насыщенного диода на
нагрузке R
PH = el0RAf/2.
На основе диода 2Д2С создан генератор шу-
шума Г2-32. Он представляет собой коаксиаль-
коаксиальную линию с включенным в нее диодом, ра-
работающим в режиме насыщения. К одному
Таблица 13.8. Основные характеристики высокотемпературных генераторов шума
Тип
генератора
Г2-26
Г2-27
Г2-28
Г2-29
Г2-30
Диапазон
частот, ГГц
0,1-3
0,1-4
4-5,56
5,52-8,33
8,33-11,54
Температура
шума, К
733
733
733
733
733
Погрешность
аттестации, дБ
+ 0,1
+ 0,1
+ 0,1
+ 0,1
+ 0,1
ксвн
1,2
1,2
1,2
1,2
1,2
Сечение
волновода или
сопротивление
тракта
75 Ом
50 Ом
48x24 мм
35 х 15 мм
23 х 10 мм
424
Измерение шума
концу линии подключена нагрузка, второй
конец является выходом генератора шума.
При работе на внешнюю согласованную на-
нагрузку 75 Ом генератор шума обеспечивает
получение сигналов с СПМШ до 50&Го.
Плавное регулирование уровня сигнала
в пределах 12 — 50 кТ0 производится измене-
изменением анодного тока диода. Изменение уров-
уровня СПМШ в пределах 1-13 кТ0 достигается
включением на выход генератора фиксиро-
фиксированных аттенюаторов из комплекта прибора.
Основными техническими характеристи-
характеристиками генератора шума Г2-32 являются: диа-
диапазон частот A — 600 МГц), пределы измене-
изменения СПМШ A — 50 кТ0) и погрешность уста-
установки уровня СПМШ [ + @,11Л + 0,5)кГо].
13.4.4. ГЕНЕРАТОРЫ ШУМА
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
Из генераторов шума на полупроводни-
полупроводниковых приборах наибольшее применение
в практике измерений находят генераторы на
лавинопролетном диоде (ЛПД). Конструк-
Конструктивно они состоят из ЛПД и генераторной
секции, служащей для согласования входного
сопротивления р-л-перехода с сопротивле-
сопротивлением нагрузки. Источником шумового излу-
излучения в ЛПД являются дробовые флуктуа-
флуктуации тока насыщения диода и флуктуации
коэффициента умножения лавины. Мощ-
Мощность, отдаваемая диодом в нагрузку, опре-
определяется выражением
где Рш 0 = s°|Z|2/8K — минимальная мощ-
мощность шумов, отдаваемая диодом в согласо-
согласованную с его внутренним сопротивлением
нагрузку; А — коэффициент передачи мощно-
мощности от р-л-перехода в нагрузку; S°=/(i0;
1/F; 1/(/Тр) — спектральная плотность флук-
флуктуации тока диода; Z = R +JX —
сопротивление р-л-перехода диода; Rs —
сопротивление растекания диода.
Генераторы шума перекрывают деци-
дециметровый и сантиметровый диапазоны волн.
Максимальный уровень СПМШ таких гене-
генераторов может находиться в пределах
30 — 40 дБДГ0. Они MOiyr работать как в ре-
режиме непрерывных колебаний, так и в режи-
режиме импульсной модуляции при длительности
импульсов от нескольких долей микросекунд
и более. Генераторы имеют некоторые
технико-эксплуатационные характеристики
(большую СПМШ и частоту модуляции,
меньшую длительность модулированных им-
импульсов, малые габариты и массу, простую
схему электрического питания) лучшие, чем
у генераторов на газоразрядных трубках,
но уступают последним по стабильности
СПМШ и ее частотной зависимости. Лавино-
пролетные диоды имеют резкую зависи-
зависимость полного сопротивления р-л-перехода
в рабочем режиме от частоты и тока диода.
Это затрудняет согласование диода с высо-
высокочастотным трактом в широкой полосе ча-
частот. При создании генераторов шума на
ЛПД эти особенности учитываются соответ-
соответствующим выбором тока диода (/„), коэффи-
коэффициента передачи (А), напряжения пробоя
и др.
Температурная зависимость СПМШ,
обусловленная изменением полного сопро-
сопротивления р-л-перехода при изменении внеш-
внешней температуры, может быть снижена вве-
введением в конструкцию генератора автомати-
автоматической компенсации ухода уровня СПМШ.
Основными техническими характеристи-
характеристиками генератора шума Я5Х-265 на лавино-
лавинопролетном диоде, входящем в комплект
измерителей коэффициента шума, являются:
диапазон частот @,18-4 ГГц), СПМШ
A0 — 35 кТ0), погрешность градуировки
(±6%), КСВН выхода A,15-1,6) и относи-
относительное изменение СПМШ при изменении
внешней температуры на 10°С (±2%).
13.4.5. ГЕНЕРАТОРЫ ШУМА
НА ФОТОДИОДЕ
В литературе показана возможность ис-
использования в качестве генератора шума фо-
фотодиода, помещенного в резонансную систе-
систему. Настройка генератора на требуемую
частоту производится перестройкой резо-
резонансной системы. Согласование выходной
проводимости фотодиода с проводимостями
выходного тракта и испытуемого устройства
осуществляется подбором связи диода.
Номинальная мощность генератора шу-
шума, поступающая на вход испытуемого
устройства при отсутствии освещения,
а при освещении
Р„ом 2 = к( Гд +
Д/ =
где к — постоянная Больцмана; Тл — темпе-
температура фотодиода; /0 — постоянный ток
фотодиода; Gs — входная проводимость
фотодиода.
Генераторы шума на фотодиодах можно
использовать при измерениях температуры
шума малошумящих усилителей. На выход
усилителя подаются шумовые сигналы от
фотодиода при освещении и при его отсут-
отсутствии. Выходная мощность шума на выходе
измеряемого усилителя будет равна соответ-
соответственно Рвых1 и Рвьтх2.
13.5. Метрологическое обеспечение СИ шумовых сигналов
425
По формуле
Ty = eI0/2kG(y-l)-\
где у = Р„ых2/Рвыхь определяется значение
температуры шума.
Шумовая температура генератора на фо-
фотодиоде изменяется регулировкой освещения
фотодиода.
Экспериментальная проверка генератора
шума на фотодиоде, проведенная на частоте
140 МГц, показала, что расхождение в ре-
результатах измерений, полученных с по-
помощью генераторов шума на вакуумном
диоде и фотодиоде, не превышает ± 4 %.
Несмотря на ряд преимуществ (не тре-
требуется сложный источник питания, простота
устройства) генераторы шума на фотодиоде
не нашли широкого применения в практике
измерения шумовых параметров приемно-
усилительных устройств.
13.5. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЙ ШУМОВЫХ
СИГНАЛОВ
Все ранее рассмотренные методы изме-
измерения шумовых характеристик четырехпо-
четырехполюсников основываются на использовании
комплекса средств измерения, включающих
в общем случае в свой состав генераторы
шума (меры СПМШ) и индикаторные
устройства. Поверка и метрологическая атте-
аттестация подобных измерительных комплексов
могут осуществляться поэлементной или
комплектной поверкой. Выбор того или ино-
иного метода поверки (аттестации) измеритель-
измерительного комплекса определяется метрологиче-
метрологическими характеристиками поверяемого сред-
средства измерения, особенностями его построе-
построения, принципом работы и наличием необхо-
необходимых измерительных приборов.
13.5.1. ПОЭЛЕМЕНТНАЯ ПОВЕРКА
ИЗМЕРИТЕЛЕЙ КОЭФФИЦИЕНТА ШУМА
При поэлементной поверке погрешность
измерительного комплекса определяется со-
составляющими погрешностей отдельных при-
приборов, входящих в него. Прямоотсчетным
измерителям коэффициента шума свой-
свойственны в основном следующие составляю-
составляющие: погрешность градуировки СПМШ (тем-
(температуры шума) генератора шума, входяще-
входящего в состав ИКШ; погрешность индикатор-
индикаторного блока; погрешность за счет работы ГШ
в импульсном режиме.
Последняя составляющая погрешности
обусловлена совместной работой индикатор-
индикаторного блока ИКШ, генератора шума и изме-
измеряемого устройства. Она возникает из-за:
взаимодействия блоков комплекта
ИКШ;
различия среднего значения СПМШ ге-
генератора шума за длительность модулирую-
модулирующего импульса от СПМШ генератора при
работе в режиме непрерывной генерации;
послесвечения генератора шума в пе-
период измерения коэффициента шума;
неидентичности коэффициентов передачи
измерительного канала в режимах калибров-
калибровки и измерения.
Суммарная погрешность поверенного
комплекса ИКШ с учетом погрешности по-
поверки определяется по формуле
~ ^
1имп.ср
где Аимп. ср ~ суммарная погрешность им-
импульсного режима, %; Дс в ч — потери в СВЧ
тракте от разъема генератора до входного
разъема четырехполюсника, коэффициент
шума которого измеряют поверяемым
ИКШ, %; Днел — суммарная погрешность
из-за нелинейности блока индикатора; 5Г ш —
погрешность градуировки генератора шума,
входящего в состав поверяемого ИКШ, %;
6В — вариация потерь в трансформаторе пол-
полных сопротивлений, применяемом в тракте
для выбора режима согласования на входе
измеряемого устройства, %; 5ПОВ - сум-
суммарная погрешность поверки комплекта
ИКШ, %; 6П - невоспроизводимость потерь
в высокочастотном тракте, %.
Методы и средства поверки гевераторов
шума. Государственная система обеспечения
единства измерений предполагает, что пере-
передача единицы спектральной плотности
мощности шумового радиоизлучения осуще-
осуществляется методом сравнения с мерами
СПМШ (температуры шума) при помощи
компараторов, обеспечивающих необходи-
необходимую точность. Порядок передачи единицы
СПМШ от государственных эталонов до ра-
рабочих приборов определяется государ-
государственными стандартами. Государственные
стандарты определяют метрологические ха-
характеристики эталонов, образцовых средств
измерений и методы передачи единицы
СПМШ образцовым и рабочим средствам
измерений.
Государственные эталоны состоят из те-
тепловых и газоразрядных волноводных
и коаксиальных генераторов шума, диодных
коаксиальных генераторов шума, высокоча-
высокочастотных и сверхвысокочастотных компарато-
компараторов. Так, в состав эталонной аппаратуры
426
Измерение шума
Таб ли ца 13
.9. Основные метрологические характернстикн государственных эталонов
Диапазон
- • частот,
ГГц
0,002-0,125
0,125-0,25
0,25-0,5
0,5-1
1-4
1-4
2,6-17,4
2,6-17,4
17,4-37,4
17,4-37,4
Вид
генератора
шума
Тепловой
»
Диодный
Газоразрядный
Тепловой
Газоразрядный
Тепловой
Газоразрядный
Тепловой
Газоразрядный
единицы СПМШ
Воспроизво-
Воспроизводимая СПМШ,
Вт/Гц
E,8-6,2) ■ 10-21
E,8-6,2)-10-21
@,8-1)-10-19
B,4-3) ■ 10-19
F,3-6,4)- 10-21
B — 3)-10-19
F,3-6,4) 10-21
B-3)-10-19
F,3-6,4) 10-21
B-3)-10-19
Среднеквадра-
тическое
отклонение
1,0 10-2
1,6 10-2
1,2 10-2
0,8-10-2
0,8-10-2
0,8-10-2
0,4-10-2
0,4-10-2
1,6-10-2
1,6 10-2
Неисключенпа!.
систематическая
погрешность
±3-10-2
+3-10-2
+ 3-10-2
+ 3-10-2
+ 3-10-2
+ 3-Ю-2
+ 2,4-10-2
+ 2,4-10-2
+ 6-10-2
±6-10-2
Таблица 13
Характеристика
Диапазон частот,
ГГц
Пределы измерения
относительной
шумовой
температуры
ГШ
Коэффициент
шума установки
(в относитель-
относительных единицах)
Погрешность,
вносимая
компаратором,
Погрешность
градуировки, % :
коаксиаль-
коаксиальных ГШ
волновод-
ных ГШ
Выходное сопро-
сопротивление, Ом
Сечение волно-
волновода, мм
10. Основные характернстнкн
П-2
0,4-4
5-70
15
±3,3
±5,5
±4,8 на
0,5-
4 ГГц
50
—
Г1-4
0,03-0,5
3-80
15
+ 4,4
±7,5 на ча-
частотах
<0,25 ГГц;
± 6 на час-
частотах
>0,25 ГГц
±4
50
—
Г1-5
3,86-5,96
3-80
25;
100 на
часто-
частотах
<4 ГГц
±3,6
±5
±4
50
48x24
установок
П-6
5,35-8,15
3-80
25
±3,6
±5
±4
50
35х 15
дли градунровкн генераторов шума
П-7
8,15
12,42
3-80
25 на
частотах
< 11,5
ГГц;
100 на
частотах
> 11,5
ГГц
±3,6
±4,5
±4
50
23x10
Г1-8
12,05
17,44
5-1000
-
±5
9
± 4
—
16x8
ГГ-9
17,44-
25,86
5-1000
-
±5
—
±10
—
11x5,5
Г1-10
25,86-
37,5
5-1000
-
±5
_
±10
—
7,2 х 3,4
в диапазоне частот 2,6 — 17,4 ГГц входит
пять независимых комплексов, каждый из
которых состоит из СВЧ компараторов,
теплового генератора, четырех волноводных
газоразрядных генераторов шума, в ком-
комплект которых входят 10 газоразрядных шу-
шумовых трубок.
Основные метрологические характери-
характеристики государственных эталонов единицы
спектральной плотности шумового радиоиз-
радиоизлучения приведены в табл. 13.9.
Образцовые средства измерений (теп-
(тепловые, диодные и газоразрядные генераторы
шума) сличаются с государственными этало-
эталонами с помощью эталонных компараторов
(модуляционных радиометров). Точность
образцовых приборов характеризуется преде-
пределами допустимой относительной погрешно-
13.5. Метрологическое обеспечение СИ шумовых сигналов
427
Таблица 13.11. Значения СПМШ при соблюдении условий
Тип
генератора
Г2-5Б
Г2-6В
Г2-8В
Г2-9В
Г2-10В
Диапазон
частот,
ГГц
0,8-2
0,8-4
3,94-5,64
5,64-8,24
8,24-12,05
Параметры при выключенной
трубке
КСВН выхода
1,6
1,6
1,3
1,3
1,25
Потери, дБ
1
1
0,6
0,6
0,6
СПМШ, дБ
18,1
18,1
17,8
17,8
17,9
Погрешность
СПМШ, дБ
+ 0,6
+ 0,6
+ 0,4
+ 0,4
+ 0,4
сти. В табл. 13.10 приведены основные ме-
метрологические характеристики образцовых
средств измерения СПМШ генераторов
шума.
При поверке рабочих генераторов шума,
выполненных на ГШТ, могут использоваться
поэлементная и комплектная поверки. Выбор
способа поверки производится с учетом тре-
требуемой точности, рабочей частоты и эконо-
экономических затрат.
Поэлементная поверка более проста
в реализации, но уступает комплектной
в точности. Применительно к генераторам
шума, выполненным на газоразрядных шу-
шумовых трубках ГШ-10, ГШ-11, при поэле-
поэлементной поверке не требуется дорогостоя-
дорогостоящих компараторов, образцовых генераторов
шума.
В результате обобщения результатов
большого количества испытаний была опре-
определена возможность установления промыш-
промышленным генераторам шума уровня СПМШ
и погрешности ее нормирования (табл. 13.11)
без проведения их индивидуальной градуи-
градуировки при выполнении следующих условий:
а) КСВН выхода генератора шума
и вносимые им потери в тракт в выключен-
выключенном состоянии не должны превышать значе-
значений, указанных в технической документации
на них. Измерения могут выполняться пано-
панорамными измерителями КСВН и ослаблений
на пяти частотах в пределах используемого
частотного диапазона ИКШ;
б) анодный ток ГШТ A50 мА) должен
устанавливаться с погрешностью, не превы-
превышающей ±3%;
в) генератор шума должен применяться
в комплекте с тремя экземплярами ГШТ, по-
поочередно устанавливаемыми в генераторные
секции. При этом результаты измерения вно-
вносимых потерь в СВЧ тракт при смене трубок
не должны отличаться друг от друга более
чем на + 0,15 дБ.
Как видно из табл. 13.11, поэлементная
поверка дает довольно низкую точность ат-
аттестаций генераторов шума по уровню
СПМШ и поэтому может рекомендоваться
только для измерений, в которых не предъ-
предъявляются высокие требования к точности.
При комплектной поверке СВЧ генера-
генераторов шума устанавливают соответствие по-
поверяемых приборов требованиям техниче-
технической документации по следующим параме-
параметрам: рабочему току и его стабильности;
КСВН выхода «холодного» и «горячего» ге-
генераторов; потерям, вносимым в тракт СВЧ
«холодным» и «горячим» генераторами; не-
нестабильности уровня СПМШ; погрешности
уровня СПМШ.
Спектральная плотность мощности шу-
шумового излучения генераторов может опре-
определяться в зависимости от наличия средств
измерений с использованием следующих
компараторов: установок для градуировки
генераторов шума Г1-2 —Г1-10; измерителей
слабых уровней сигналов П5-9, П5-16, П5-36
и др.
Измерения КСВН и вносимых в тракт
потерь рекомендуется производить с по-
помощью панорамных измерителей КСВН
и ослаблений.
Определенные трудности имеются в ме-
метрологическом обеспечении низкотемпера-
низкотемпературных генераторов шума.
Температура шума генераторов, выпол-
выполненных в виде охлажденных жидким азотом
или гелием согласованных нагрузок, соста-
составляет 80 и 10 К соответственно. Совре-
Современные установки по поверке генераторов
шума не обеспечивают поверку низкотемпе-
низкотемпературных генераторов. Градуировка подоб-
подобных генераторов может проводиться поэле-
поэлементной аттестацией, основанной «а кос-
косвенных измерениях распределения физиче-
физических температур и потерь вдоль его тракта.
Для комплектной поверки можно применять
установку, которая позволяет использовать
метод сравнения рабочих ГШ с образцовыми
непосредственно по температуре шума. Ос-
Основу установки составляют высокочувстви-
высокочувствительный приемник и образцовый НГШ.
С помощью данной установки обеспечивает-
обеспечивается градуировка ГШ с температурой
5 —1500 К с абсолютной погрешностью
428
Измерение шума
Генератор
промежуточной частоты
Образцовый
аттенюатор
»■
Индикатор ИКШ
Блок
модулятора ГШ
Рис. П.20. Структурная схема определения погрешности из-за нелинейности индикатора ИКШ
Г
Генера-
Генератор шума
Приемник
Индика-
Индикатор ИКШ
I
Модуля-
Модулятор ГШ
1_ Измеритель коэффициента шума|
Рис. 13.21. Структурная схема определения погрешности индикатора ИКШ за счет импульсного
режима
Г Генератор шумаU
Поверяемый измеритель коэффициента шума
Плавный аттенюатор |»[ Приемник
Модулятор I
Аттенюатор с генератором
промежуточной частоты
*| Индикатор ИКШ]-,
I
Модулятор ГШ
L ' _ .1
Рис. 13.22. Структурная схема поверки ИКШ с применением нулевого образцового ИКШ
1
1
1
1
L
Г
1
Поверяемый комплект ИКШ
Рабочий ГШ
Переключатель
СВЧ
t <—
Согласующее
устройство
Опорный ГШ
1
Модулятор
Индикатор
Согласующее
устройство
Направленный
ответвитель
-
Согласующее
устройство
♦
Вспомогатель-
Вспомогательный ГШ
1
1
1
1
'Приемник СВЧ
1 контрольный
1
1
L
—
Преобра
тель С
вова-
;вч
Согласующий
трансформатор
Коммутатор ПЧ «
♦
Измери
отнош(
1
тель
эний
L_
J
Рис. 13.23. Структурная схема установки для комплектной поверки измерителей коэффициента
шума
13.5. Метрологическое обеспечение СИ шумовых сигналов
429
1,5 К (для гелиевых ГШ) и 3 К (для азот-
азотных ГШ).
Поверка индикаторов измерителей коэф-
коэффициента шума. Поверка индикаторов пря-
моотсчетных измерителей коэффициента шу-
шума состоит в определении погрешностей за
счет нелинейности индикаторного блока
и импульсного режима работы ИКШ.
Погрешность за счет нелинейности ин-
индикаторного блока (измерительного канала)
определяется сравнением показателей выход-
выходного прибора индикатора при подаче на
вход ИКШ изменяемого с помощью образцо-
образцового аттенюатора сигнала промежуточной
частоты. Структурная схема метода измере-
измерения приведена на рис. 13.20. В качестве
образцового аттенюатора и генератора про-
промежуточной частоты при измерениях может
использоваться блок Я5Х-261 из комплекта
установки Г1-2.
Погрешность импульсного режима ра-
работы определяется путем сравнения резуль-
результатов измерения коэффициента шума испы-
испытуемого ПУУ измерителем коэффициента
шума прямоотсчетным способом и способом
двух отсчетов. Последний в измерениях ис-
используется в качестве контрольного. Струк-
Структурная схема определения погрешности им-
импульсного метода приведена на рис. 13.21.
При измерениях в качестве испытуемого
могут использоваться супергетеродинные
приемники с коэффициентом шума 10—15,
усилением 25 — 30 дБ и выходом на проме-
промежуточную частоту 60 МГц (например, П5-10,
П5-15, П5-17, П5-21 и др.).
Известен относительно простой
и точный метод поверки индикатора ИКШ
с применением нулевого образцового изме-
измерителя коэффициента шума. Структурная
схема метода приведена на рис. 13.22.
Для реализации метода поверки необхо-
необходим СВЧ ослабитель со стабильным ослаб-
ослаблением, испытуемый приемник, блок ослаби-
ослабителя Я5Х-261 из установки Г1-2.
Метод состоит в поочередной компенса-
компенсации на выходе поверяемого ИКШ шумового
сигнала монохроматическим сигналом от ге-
генератора промежуточной частоты. Сначала
изменением ослабления образцового атте-
аттенюатора компенсируется шумовой сигнал,
пропорциональный коэффициенту шума при-
приемника Fn У = (ГО + Гпр)/Г0 (генератор шума
выключен). Затем компенсируется сигнал,
пропорциональный (Г, ш + Гпр)/Г0. Опреде-
Определив разность введенных ослаблений (Л)
и зная относительную избыточную темпера-
температуру шума генератора шума гг. Ш — (ТТШ —
— Го)/Го, по формуле
вычисляют коэффициент шума приемного
устройства.
Погрешность импульсного режима и со-
составляющая погрешности из-за нелинейно-
нелинейности индикатора, %, определяется по формуле
А(имп + нел) i = у*1 изм i ** п. у i) * 1 w/r п у,-,
где FmM, — коэффициент шума приемного
устройства, измеренный прямоотсчетным
способом.
Погрешность измерения ИКШ опреде-
определяется по формуле
V *V
"(имп + нел)-
13.S.2. КОМПЛЕКТНАЯ ПОВЕРКА
ИЗМЕРИТЕЛЕЙ КОЭФФИЦИЕНТА ШУМА
Общая погрешность измерителя коэф-
коэффициента шума в целом может превышать
сумму частных погрешностей, определенных
при поэлементной поверке. Это обусловлено
тем, что при этой поверке не учитывается
составляющая погрешности, обусловленная
взаимодействием генератора шума и индика-
индикаторного устройства. Поэтому комплектная
поверка позволяет оценить метрологические
характеристики ИКШ как единого средства
измерений. Подобная поверка может быть
выполнена иа установке для поверки ИКШ.
Структурная схема установки приведена на
рис. 13.23.
В основу установки положен метод срав-
сравнения результатов измерения коэффициента
шума контрольного СВЧ приемно-усили-
тельного устройства с помощью поверяемо-,
го ИКШ и установки.
Установка представляет собой модуля-
модуляционный радиометр, выполненный по схеме
сравнения шумовых сигналов на низкой ча-
частоте.
В качестве контрольного ПУУ рекомен-
рекомендуется использовать СВЧ преобразователи
от выпускаемых промышленностью прием-
приемников ПК7-9, ПК7-10, ПК7-11, установок
Г1-2, Г1-5 и др.
Установка обеспечивает измерения
в диапазоне частот 1 — 12 ГГц, погрешность
поверки ИКШ — не более 0,15 дБ.
430
Измерение параметров спектра радиосигналов
РАЗДЕЛ ЧЕТЫРНАДЦАТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ СПЕКТРА РАДИОСИГНАЛОВ
В радиотехнике, электронике, технике
связи и других областях иауки и техники
анализ формы электрических сигналов по-
позволяет получить информацию о качестве
радиоустройств, линий связи, технологиче-
технологических процессов и т. п.
Однако этот способ анализа электриче-
электрических сигналов ие всегда удовлетворяет тре-
требованиям, предъявляемым к анализу сигна-
сигналов.
Более чувствительным и информатив-
информативным является анализ спектральных характе-
характеристик сигналов. Особенно важным является
знание спектрального состава сигналов в на-
настоящее время, когда остро встает проблема
электромагнитной совместимости радиоэлек-
радиоэлектронной аппаратуры.
Спектральным (частотным) «языком»
описывают ие только колебательные про-
процессы, ио и свойства аппаратуры. Использо-
Использование преобразователей иеэлектрических ве-
величии в электрические позволяет распростра-
распространить радиотехнический спектральный анализ
на области механики, акустики, гидроакусти-
гидроакустики, медицины и др.
14.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ
СПЕКТРА РАДИОСИГНАЛОВ
Преобразования Фурье применяют при
аналитических исследованиях физических
процессов, если удовлетворяются условия
Дирихле и абсолютной интегрируемости.
Эти условия для реальных физических про-
процессов обычно всегда выполняются. Пре-
Преобразования Фурье позволяют представить
сложный процесс множеством простейших
компонентов: гармонических колебаний, соб-
собственных функций линейных систем с по-
постоянными коэффициентами. Совокупность
амплитуд (плотностей амплитуд для аперио-
апериодических процессов) и начальных фаз, привя-
привязанных к началу отсчета (t = 0), всех ча-
частотных компонентов процесса /(Г) назы-
называют спектральной функцией S(ca).
Спектральную функцию S(ca) находят
прямым преобразованием Фурье:
S(ca) = J
A4.1)
Спектральная функция — функционал
всего закончившегося процесса, а в практиче-
практических исследованиях изучают иезакоичившие-
ся ко времени измерений процессы.
Для устранения этого несоответствия
было введено понятие текущего частотного
спектра
= f f{t)e'lMdt,
A4.2)
характеризующего иезакоичившийся процесс
в пределах — оо, ..., т, искусственно преры-
прерываемый в момент т.
Произведем в A4.2) замену вида е~1т =
= cos cat —j sin cat и найдем
T t
= J f(t)cosMdt —j J f(t)sinG>tdt =
— qo — ao
= S (w)Tcos - jS (w)Tsin =
где
S (ca)T | = ]/s2 (ca)Tcos + S2 (ca)Tsjn
A4.3)
A4.4)
— модуль текущего частотного спектра;
\|/ (са)т = - arctg [S (ca)Tsin /S (ca)Tcos] A4.5)
— начальные фазы аргумента текущего спек-
спектра;
S(a>)rcos= J f{t)coswtdt;
— оо
т
Я(ю)гйп= J /(О sin cat dt A4.6)
— косинусная и синусная составляющие те-
текущего спектра.
Косинусная н синусная составляющие
текущего спектра представляют собой сово-
совокупность коэффициентов ак и Ьк преобразова-
преобразования Фурье, которые на интервале — Г/2 < t <
< Г/2 имеют вид
Т/2
2
A4.7)
-Г/2
Т/2
bk = — /(т) sin /ссаот dx.
-Т/2
14.2. Методы измерения характеристик спектра сигналов
431
\Ck\
I
fg 2fg 3fg tfg Sfg 6f0 7fg 8fg f
Рис. 14.1. Линейчатый спектр Фурье
Таким образом, любой детерминиро-
детерминированный сигнал можно разложить на конеч-
конечное число гармоник с частотами kf0 = k/T,
амплитудой
и фазой —
В практике наиболее часто требуется
знание спектра |S(ca)r|2. Вклад |Q|2 в сред-
среднюю мощность на частоте kf0 называется
интенсивностью сигнала на этой частоте,
а график величин | Q |2 в зависимости от
к называется линейчатым спектром Фурье.
Пример такого спектра приведен на
рис. 14.1.
Таким образом, спектр сигнала характе-
характеризуется частотой, амплитудой и фазой его
составляющих, которые и измеряются при
создании и эксплуатации радиоэлектронной
аппаратуры и электронных компонентов.
Кроме этих основных характеристик
спектр сигналов характеризуется формой
и шириной. В ряде случаев форма и ширина
спектра являются достаточной информацией.
14.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ХАРАКТЕРИСТИК СПЕКТРА
СИГНАЛОВ
В настоящее время известны два ос-
основных метода измерения характеристик
спектра сигналов: вычисление преобразова-
преобразований Фурье A4.2) цифровыми средствами
и получение преобразований Фурье как ре-
результата воздействия исследуемого процесса
fit) на избирательный четырехполюсник.
Функциональные схемы устройств, ре-
*
-
S
\uslnuii
lUcosuit
X
f
Рис. 14.2. Функциональная схема устройства,
реализующего вычисление модуля спектра
\S(w)T\sin<p(ui)
arctg
ср(ш)
\S(w)T\casip(aj)
Рис. 14.3. Функциональная схема устройства,
реализующего вычисление аргумента спект-
спектральной функции
ализующих метод вычисления преобразова-
преобразований Фурье, приведены на рис. 14.2 и 14.3.
Для измерения модуля и аргумента те-
текущего частотного спектра (рис. 14.2 и 14.3)
необходим ключ (Кл), отключающий в мо-
момент отсчета текущего спектра исследуемую
функцию /(г) от схемы, чтобы в соответ-
соответствии с A4.2) и A4.6) осуществить обрыв /(г)
в момент т и прекратить интегрирование.
Фактически текущий частотный спектр опре-
определяется не для функции /(г), а для функции
/i (г) (рис. 14.4), равной /(г) до времени т
и нулю для t > т.
Изменяя частоту (рис. 14.3 и 14.2), изме-
измеряют модуль и аргумент текущего спектра
на разных частотах. Для получения одина-
одинаковых начальных фаз напряжений U sin cat
и U cos cat на всех частотах их источник синх-
синхронизируют ключом.
"Для измерения спектральной функции
S(ca) с использованием схем, изображенных
на рис. 14.2 и 14.3, время интегрирования
должно превышать длительность исследуе-
исследуемого процесса /(t).
Для рассмотрения второго метода изме-
измерения спектральных характеристик оценим
реакцию U (i) четырехполюсника на воздей-
воздействие процесса /(t), которая определяется
обратным преобразованием Фурье:
1
2л
A4.8)
f(t)
Рис. 14.4. Эпюры входных напряжений про-
процессов :
/(/) — анализируемого; f\(t) — процесса, по кото-
которому определяется текущий частотный спектр;
f2 (t) — процесса, по которому вычисляется напря-
напряжение на выходе однорезоиансного контура
432
Измерение параметров спектра радиосигналов
где К (ев) = | К (<в) | е/ч>И — передаточная функ-
функция (частотная характеристика); | К (ю) | — ам-
амплитудно-частотная характеристика (АЧХ);
I ф (<в) | — фазочастотная характеристика че-
четырехполюсника (ФЧХ).
Умножим правую часть A4.2) на e~J°" и
eJm:
A4.9)
Интеграл в правой части A4.9) можно
рассматривать как интеграл наложения
(Дюамеля). В общем случае интеграл нало-
наложения записывается следующим образом:
J h(z-t)f(t)dt,
A4.10)
где U(г) — мгновенное значение напряжения
на выходе четырехполюсника в момент г;
Н(t) — переходная функция; h(i) — импульс-
импульсная характеристика четырехполюсника.
Первый член A4.10) учитывает воздей-
воздействие незакончившегося процесса /(() после
момента отсчета т (рис. 14.4). Если процесс
прерывают в момент t = х, как это требуется
при моделировании выражения A4.2), то
первый член A4.10) не нужен [/(т) = 0], тогда
т
17(т)= \ f(t)h(x~t)dt. A4.11)
— 'Х>
Сопоставляя A4.9) и A4.11), преобразова-
преобразование Фурье A4.9) для текущего спектра с точ-
точностью до масштабного коэффициента
а можно представить в виде A4.11) как ре-
результат воздействия исследуемого процесса
f(t) на избирательный четырехполюсник
с импульсной характеристикой
h Мид = ае'то' = a cos wot + ;'а sin wot.
A4.12)
Импульсной характеристикой вида
A4.12) обладают четырехполюсники, АЧХ
которых описываются 5-функцией Дирака
К (со) = 5 (ю — ю0). Такой импульсной характе-
характеристикой обладает идеальный одиночный ре-
резонансный контур. У этого контура время
установления огибающей Тфр -»0 независимо
от полосы пропускания. Импульсную харак-
характеристику и переходную функцию реальных
избирательных систем можно записать
в символической форме:
h(t) = a (t) eMot; H(t) = b (t) e***,
A4.13)
где a (t) и b (t) — огибающие, времена нара-
нарастания и спада которых зависят от полосы
пропускания или, точнее, от передаточной
функции К(сл). Для реального одиночного
резонансного контура
/!({)„ = ае-"<>**, A4.14)
где а = R/2L — множитель затухания; R,
L — сопротивление и индуктивность контура.
Подставив A4.12) в A4.13), получим
= a J
A4.15)
Сопоставив A4.15) с A4.9), с учетом
A4.3) —A4.6) найдем модуль и аргумент
S (со)Тид =
= aS(co)rl/cos2 [сот + i|/(co):r] + si
= aS(co)r;
A4.16)
д т
= arctg {sin [ют + v|/(m)T]/cos [ют + v|/(co)t]} =
= ют + v|/(co)t A4.17)
Функциональная схема устройства, ре-
реализующего этот метод, представлена на
рис. 14.5.
Сигнал /(() через ключ подводят к двум
идеальным контурам с импульсными харак-
характеристиками /1ИД1 = a cos <в( и hm2 = ^sinayt.
Для измерения модуля напряжения на конту-
контурах квадрируют, суммируют и извлекают
квадратный корень, а для измерения аргу-
аргумента выполняют обратное тригонометриче-
тригонометрическое преобразование отношения напряжения
на контурах. В момент отключения /(()
мгновенные значения выходных напряжений
схемы соответствуют модулю и аргументу
текущего спектра для определенного св0
[A4.4) и A4.5)].
\S(w)T\sin[wt+(p(a>)]
\S(<o)T\cos[cot+(p(co)]
Рис. 14.5. Функциональная схема устройства,
реализующего метод определения модуля и
аргумента спектральной функции с помощью
одиночного резонансного контура
14.3. Средства измерений характеристик спектра
433
Для измерения спектральной функции
S(w) по этой схеме (рис. 14.5) напряжение на
выходах схемы отсчитывают после оконча-
окончания процесса fit). Анализируя особенности
измерений текущего спектра по этой схеме
и абстрагируясь от технической реализации
идеальных одиночных резонансных конту-
контуров, можно подсказать пути упрощения
схемы в тех случаях, когда не нужно изме-
измерять аргумент текущего спектра. После от-
отключения процесса/(() от схемы переменное
напряжение на идеальных контурах не ме-
меняется и для измерения модуля текущего
спектра достаточно измерить переменное на-
напряжение на контуре, т. е. достаточна схема
с одним идеальным контуром.
Модуль спектральной функции закон-
закончившегося процесса можно измерить в одно-
канальной схеме с идеальным контуром без
ключа, поскольку после окончания процесса
переменное напряжение на контуре не зави-
зависит от времени (а = 0) и положения ключа,
так как нет внешних воздействий.
Практически аппаратурный частотный
спектр не соответствует ни полному A4.1), ни
текущему A4.2) спектрам, так как реализо-
реализовать бесконечные пределы интегрирования
невозможно.
Практически для анализа непрерывных
процессов используют весовые функции («ок-
(«окна»), которые ограничивают процесс, под-
подвергаемый анализу. Используются прямо-
прямоугольные «окна», «окна» Тьюки, Хэмминга,
Бартлета, Парзена и др.
Анализ с использованием весовой функ-
функции («окна») выполняется согласно A4.11):"
= J f(t)h(x-t)dt =
Рис. 14.6. Наложение весовой функции a(t)
на процесс f(t):
I — весовая функция; 2 — процесс f(i): 3 — а (/)/(/) —
взвешенный процесс f(t)
f(t)a(t-t)e-]atdt, A4.18)
где а (т — t) — весовая функция, которая как
бы вырезает часть процесса f(t) (рис. 14.6).
Применение фильтров с ограниченной
полосой пропускания и конечной длитель-
длительностью окна приводит к определенным по-
погрешностям, которые можно учитывать.
Уменьшение полосы пропускания анали-
анализирующего фильтра при увеличении протя-
протяженности «окна» приближает спектральную
функцию взвешенного участка процесса
f{t)a(x — t) к спектральной функции процесса
f(t), и при Тф»Гпрц (Гпрц — длительность
процесса) они совпадут.
Разновидностью первого метода являет-
является метод вычисления коэффициентов Фурье
A4.7) как суммы выборочных значений сиг-
сигнала, взятых через промежутки времени At
на интервале — Т/2 < t < Г/2 и умноженных
на sin и cos аргумента /с<вот, с последующим
вычислением амплитуды и фазы спек-
спектральных составляющих.
Разновидностью второго метода являет-
является дисперсионный анализ, где роль анализи-
анализирующих фильтров выполняет дисперсионная
линия задержки.
14.3. СРЕДСТВА ИЗМЕРЕНИЙ
ХАРАКТЕРИСТИК СПЕКТРА.
КЛАССИФИКАЦИЯ, ОСНОВНЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ, ПРИМЕНЕНИЕ
Приведенные выше методы измерений
характеристик спектра аппаратурно реали-
реализуются различными измерительными прибо-
приборами, основными из которых являются ана-
анализаторы спектра, которые рассматриваются
далее.
Основная масса существующих анализа-
анализаторов спектра реализует второй из изло-
изложенных методов, причем реализация идет по
пяти направлениям: анализ спектра набором
полосовых фильтров (параллельный анализ),
анализ спектра с помощью перестраиваемо-
перестраиваемого фильтра или гетеродинированием* (после-
(последовательный анализ), анализ спектра с по-
помощью дисперсионных линий задержки, ана-
анализ на цифровом фильтре и псевдопарал-
псевдопараллельный анализ.
Бурное развитие в настоящее время по-
получают вычислительные анализаторы благо-
благодаря их определенным достоинствам при
анализе спектров низких частот. Такие вы-
вычислительные анализаторы основаны на вы-
вычислении дискретного или быстрого пре-
преобразования Фурье.
434
Измерение параметров спектра радиосигналов
Таким образом, аппаратурная реализа-
реализация анализаторов спектра идет по семи на-
направлениям. Кроме того, все анализаторы
в зависимости от способа измерения разде-
разделяют fta приборы последовательного и одно-
одновременного анализа (анализаторы, работаю-
работающие в реальном масштабе времени). Первые
содержат фильтр, а анализ спектра произво-
производится путем перестройки фильтра по частоте
или гетеродинного преобразования исследуе-
исследуемого спектра. При этом изменяется частота
гетеродина, а анализатор по своей структуре
подобен супергетеродинному приемнику.
Приборы второго типа отличаются тем, что
спектр анализируемого процесса на опреде-
определенном участке частот, определяемом «ок-
«окном», воспроизводится почти одновременно
(за время много меньшее длительности ана-
анализируемого процесса). К последним анали-
анализаторам относятся анализаторы параллель-
параллельного и псевдопараллельного действия, дис-
дисперсионные анализаторы спектра и рад
вычислительных анализаторов в определен-
определенном диапазоне частот.
Рассмотрим принцип работы и характе-
характеристики перечисленных выше анализаторов.
14.3.1. АНАЛИЗАТОРЫ СПЕКТРА
ПАРАЛЛЕЛЬНОГО ДЕЙСТВИЯ
В этих приборах анализ спектра про-
производится с помощью фильтров с перекры-
перекрывающимися частотными характеристиками
(рис. 14.7, а). Выходные напряжения фильтров
после детектирования (рис. 14.7,6) поочеред-
поочередно с помощью коммутатора подаются на
вертикально отклоняющие пластины ЭЛТ.
Коммутатором управляет ступенчатое на-
напряжение генератора развертки. За время
действия от t0 до t, первой ступеньки
(рис. 14.7, в) к вертикально отклоняющим
пластинам ЭЛТ подключен детектор 1, за
время действия от tj до t2 (второй ступень-
ступеньки) — детектор 2 и т. д. По истечении перио-
периода развертки все фильтры будут поочередно
подключены к вертикально отклоняющим
пластинам ЭЛТ.
Пусть анализируемое колебание содер-
содержит две спектральные составляющие с ам-
амплитудами 17, и U2, а частоты составляю-
составляющих /\ и /2 совпадают с центральными
частотами фильтров 2 и 4. Как следует из
рис. 14.7,6, под действием входного колеба-
колебания иа выходе фильтров 2 и 4 возникнут на-
напряжения, пропорциональные 17, и U2, а на
выходе фильтров 1,3 и 5 — напряжения зна-
значительно меньшей амплитуды. На экране
ЭЛТ возникнут пять выбросов, несущих
информацию об исследуемом спектре
(рис. 14.7, г). Отсчет спектральных соста-
составляющих производится обычно только по
амплитудам двух наибольших выбросов,
а остальные три являются нежелательными.
Нежелательные выбросы становятся тем
меньше, чем ближе форма частотных харак-
характеристик фильтров к прямоугольной, так как
при прямоугольной форме под действием
спектральной составляющей появляется на-
напряжение на выходе только одного фильтра
Важнейшей характеристикой анализато-
анализатора является его разрешающая способность,
1
ц
Фг
1
1
1
Детектор 1
■Й-
Детектор 2
■й-
■
Детектор п
■Й-
а-
а
Е
1
1
Генератор
ступенча-
ступенчатого нап-
напряжения
K4(f) K5(f)
А
to *i t2 ts g) tn t . g)
Рис. 14.7. Структурная схема анализатора спектра параллельного действия и принцип его работы
14.3. Средства измерений характеристик спектра
435
количественно определяемая как минималь-
минимальная разность частот двух спектральных со-
составляющих, при которой эти составляющие
можно наблюдать на экране ЭЛТ раздельно.
Как следует из рис. 14.7, д, для фильтров
с прямоугольной частотной характеристикой
К (/) (идеальных фильтров) разрешающая
способность Д/р = 2Д/ф.
Однако частотную характеристику пря-
прямоугольной формы невозможно реализовать
на практике, и в анализаторах используют
фильтры с частотной характеристикой, близ-
близкой к прямоугольной. Надежного разделения
спектральных составляющих достигают при
большой разности частоты, и разрешающую
способность приблизительно оценивают
удвоенной полосой пропускания фильтра:
Д/р=2BД/ф). A4.19)
Для получения постоянной разрешаю-
разрешающей способности во всем диапазоне анализи-
анализируемых частот фильтры следует делать с по-
постоянной полосой пропускания. Это требова-
требование легко выполнить в том случае, когда
отношение максимальной анализируемой ча-
частоты к минимальной не превышает не-
нескольких единиц. Но даже в звуковом и ин-
фразвуковом диапазонах необходимо вести
анализ от долей герца до единиц килогерц,
при этом полоса пропускания фильтра на
нижней границе частот должна быть 0,01 Гц
и меньше. Сохранение такой полосы во всем
диапазоне невозможно, поскольку на частоте
1 кГц фильтр должен иметь эквивалентную
добротность 105. Кроме того, число филь-
фильтров для анализа сигналов в звуковом диа-
диапазоне с такой разрешающей способностью
столь велико, что реализовать такое устрой-
устройство практически невозможно. Во избежание
этого фильтры выполняют с одинаковой эк-
эквивалентной добротностью, а их полоса про-
пропускания выбирается кратной октаве (обыч-
(обычно 1/3 и 1/2 октавы).
Как отмечалось в § 14.2, фильтрам ана-
анализатора свойственна инерционность, кото-
которую принято оценивать временем установле-
установления ху напряжения на выходе фильтра от 0,1
до 0,9 установившегося значения (значения
0,1 и 0,9 приняты условно и в ряде кон-
конкретных случаев могут быть другими).
Как известно, для фильтров с различной
формой частотной характеристики
A4.20)
где А — постоянный коэффициент, зависящий
от типа применяемого фильтра. Так, для
одиночного контура А = 0,73, для системы
связанных контуров с критической связью
А = 0,72. Для приближенных расчетов можно
принять А = 1.
Очевидно, что спектральные составляю-
составляющие можно измерить по истечении интерва-
интервала времени, большего или равного ту. Этот
интервал характеризует время анализа
Га = ту*1/2Д/ф. A4.21)
Если фильтры имеют разные полосы
пропускания, то время анализа определяется
наименьшей полосой.
Анализаторы спектра с набором поло-
полосовых фильтров не получили широкого рас-
распространения, главным образом, из-за слож-
сложности систем фильтров, их большой стоимо-
стоимости, невозможности анализа в широкой
полосе частот при хорошей разрешающей
способности. Достоинством этих приборов
является малое время измерения по сравне-
сравнению с другими видами анализаторов спек-
спектра, что в ряде случаев является определяю-
определяющим.
14.3.2. ГЕТЕРОДИННЫЕ АНАЛИЗАТОРЫ
СПЕКТРА ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО
ТИПА
Как уже отмечалось, в большинстве слу-
случаев достаточно иметь информацию об ам-
амплитуде и частоте составляющих спектра
сигналов, а фазовый спектр не представляет
интереса. Для измерения амплитудного спек-
спектра в большинстве случаев используют ана-
анализаторы спектра последовательного типа.
С помощью приборов этого класса можно
исследовать периодические и другие виды
сигналов, спектры которых практически не
изменяются за время измерения. Такие при-
приборы получили наибольшее распростране-
распространение.
Рассмотрим работу гетеродинного ана-
анализатора спектра по упрощенной структур-
структурной схеме (рис. 14.8, а).
Генератор развертки вырабатывает пи-
пилообразное напряжение 1/раз, которое воз-
воздействует на горизонтально отклоняющие
пластины ЭЛТ, вызывая отклонение луча по
оси X. Кроме того, это же напряжение по-
поступает на управляющий элемент частотно-
модулированного генератора (ЧМ генерато-
генератора). При линейной модуляционной характе-
характеристике частота колебаний линейно меняется
во времени (рис. 14.8,6). Постоянное по ам-
амплитуде напряжение ЧМ генератора вместе
с исследуемым колебанием подается на сме-
смеситель. Пусть спектр колебания состоит из
двух спектральных составляющих с амплиту-
амплитудами U, и U2 на частотах f1 и f2, причем
по амплитуде эти составляющие много
436
Измерение параметров спектра радиосигналов
f(t)
Преобра-
Преобразователь
частоты
УПЧ
Детектор
чм
генератор
*
Управля-
Управляющий,
элемент
Генератор L(\
развертки. \—
t K(f)
a)
Рис. 14.8. Структурная схема гетеродинного
анализатора спектра последовательного ана-
анализа и принцип его работы
меньше напряжения Vr ЧМ генератора
(рис. 14.8, в). Тогда в области частот, мень-
меньших частоты генератора /г, ток смесителя
будет содержать составляющие разностных
частот /г — fl и /г — /2 с амплитудами, про-
пропорциональными I/, и 1/2. При перестройке
генератора эти составляющие также будут
смещаться по частоте по линейному закону,
как показано на рис. 14.8, б. Колебание со
смесителя попадает на усилитель промежу-
промежуточной частоты УП Ч - высокоизбиратель-
высокоизбирательное устройство, настроенное на частоту /р
с амплитудно-частотной характеристикой
К (Я (рис. 14.8,6).
Построение траектории светящегося
пятна на экране ЭЛТ показано на
рис. 14.8,6. При перестройке генератора сиг-
сигналы Ul и U2 последовательно на экране
ЭЛТ воспроизводят форму АЧХ УПЧ. Вы-
Высота выбросов на экране ЭЛТ пропорцио-
пропорциональна Ul и U2 (рис. 14.8, г). Следовательно,
по высоте выбросов можно судить об ам-
амплитудах спектральных составляющих, а их
частоты определять по положению выбросов
по горизонтальной оси на экране ЭЛТ и ча-
частоте /г.
При исследовании спектра для удобства
отсчета спектральных линий минимальную
частоту ЧМ генератора fmtn следует выби-
выбирать равной /ф. Тогда первый выброс, обус-
обусловленный напряжением ЧМ генератора,
происходит в момент времени t0, а значения
частот fl и /2 отсчитываются по шкале,
,нуль которой совмещен с началом развертки
(рис. 14.8, д).
Для отсчета частот спектральных соста-
составляющих необходимо знать масштаб по оси
X, определяемый как приращение Л/г ча-
частоты генератора, отнесенное к смещению
АХ пятна по оси абсцисс. Поскольку смеще-
смещение \Х пропорционально изменению напря-
напряжения развертки Л1/раз, масштаб пропорцио-
пропорционален отношению Л/г/Л1/раз, но зависи-
зависимость /гA/раз) — модуляционная характери-
характеристика ЧМ генератора, поэтому характер
масштаба определяется видом этой зависи-
зависимости. Если модуляционная характеристика
линейна, то отношение Л/г/Л1/раз постоянно
и масштаб тоже линейный.
Линейный масштаб свойствен большин-
большинству анализаторов спектра. В этом случае
модуляционная характеристика ЧМ генера-
генератора имеет вид /г = fmin + й1/раз, где а - кру-
крутизна модуляционной характеристики. На-
Напряжение развертки определяет отклонение
пятна по оси абсцисс Ar = Sxl/pa3. Под дей-
действием колебания с частотой /г — /, откло-
отклонение пятна по оси ординат
Y=SyKnpUrK(fr-fl)Ku, A4.22)
где Кпр и Кп — коэффициенты передачи пре-
преобразователя и детектора.
Исключив из приведенных соотношений
1/раз, получим уравнение траектории светя-
светящегося пятна:
У = SyKnKnpUrK (/min -f, + aX/Sx).
A4.23)
Отсюда ясно, что вид этой зависимости в не-
некотором масштабе соответствует форме
АЧХ УПЧ. Следовательно, наблюдаемые на
экране ЭЛТ выбросы отображают зависи-
зависимость К (/)■
Ранее полагали, что напряжение на вы-
выходе УПЧ пропорционально его коэффи-
коэффициенту передачи на частоте воздействующе-
воздействующего на него колебания. Такой подход справед-
справедлив только в статическом режиме, когда
частота ЧМ генератора изменяется с на-
настолько малой скоростью, что переходные
процессы в УПЧ успевают полностью закон-
закончиться. На практике приходится учитывать
влияние переходных процессов, за счет ко-
которых частотная характеристика может
сильно деформироваться. На экране ЭЛТ
при этом наблюдают динамическую частот-
частотную характеристику УПЧ. Вид динамиче-
14.3. Средства измерений характеристик спектра
437
Рис. 14.9. Динамические искажения анализа-
анализатора спектра. Связь параметров сигнала
с характеристиками прибора
ской частотной характеристики определяется
статической частотной характеристикой
УПЧ и скоростью изменения частоты воз-
воздействующего на УПЧ сигнала (рис. 14.9).
На рис. 14.9, а по оси ординат отложено
отношение амплитуды напряжения 1/к.дин
на контуре в динамическом режиме к ре-
резонансному напряжению Срез, а по оси
абсцисс — обобщенная расстройка \. Пара-
Параметром семейства является отношение ту/т0,
где т0 — время пребывания в пределах по-
полосы пропускания УПЧ спектральной соста-
составляющей. Как следует из рис. 14.8,6, ско-
скорость смещения частоты сигнала ЧМ ге-
генератора равна {fmax-fmm)/Ta, где
frpax — максимальная частота ЧМ генерато-
генератора; Та — время анализа спектра, определяе-
определяемое длительностью прямого хода развертки.
Очевидно, что
т0 = 2Af^TJ(fmax -fmj- A4.24)
Поскольку Ту « 1/2 Д/ф, то
h До = if max - /тш)/ТаBД/фJ.
A4.25)
Кривая, соответствующая ту/т0=0,
является резонансной кривой контура УПЧ.
При увеличении скорости развертки ча-
частотные характеристики деформируются.
Максимумы характеристик смещаются впра-
вправо от резонанса, причем смещение возра-
возрастает с увеличением скорости нарастания ча-
частоты. Это объясняется тем, что на частотах,
меньших резонансной, из-за инерционности
контура амплитуда колебания не успевает
нарасти до установившегося значения и при
дальнейшем увеличении частоты продолжает
увеличиваться. Форма спадающего участка
динамической частотной характеристики
обусловлена биениями между внешним сиг-
сигналом изменяющейся частоты и собственны-
собственными колебаниями контура. Анализ показы-
показывает, что росту отношения ту/т0 соответ-
соответствует расширение полосы пропускания
динамической характеристики 2Д/ДИИ, как
показано на рис. 14.9,6.
В анализаторах спектра нет необходимо-
необходимости точно воспроизводить частотную харак-
характеристику УПЧ, так как информация о спек-
спектре заложена в положении выбросов по оси
Л" и в их амплитуде. Здесь вполне допустимо
небольшое отклонение формы выбросов от
формы АЧХ УПЧ, поэтому для анализатора
спектра можно принять ту/т0 = 1. Тогда вре-
время анализа вычисляется из соотношения
Та = (L -/т,„)/BД/фJ A4.26)
и может достигать десятков секунд, поэтому
в анализаторах спектра используют трубки
с послесвечением. Из рис. 14.9, а видно, что
при переходе с одной скорости развертки на
другую изменяется отношение 1/к, дин/^рез,
поэтому для точного измерения амплитуды
составляющих спектра при таком переходе
необходимо каждый раз проводить кали-
калибровку прибора.
Разрешающую способность анализато-
анализатора спектра оценивают удвоенной полосой
пропускания УПЧ. В динамическом режиме
полоса пропускания УПЧ расширяется, что
ухудшает разрешающую способность. Это
ухудшение можно оценить по графику, при-
приведенному на рис. 14.9,6, из которого сле-
следует, что, например, значению ту/т0 =20 со-
соответствует пятикратное расширение по-
полосы. С переходом в динамический режим
разрешающая способность ухудшается. На
практике всегда используется динамический
режим, поэтому анализатор характеризуется
динамической разрешающей способностью
Д/р.дии. определяемой из формулы
дии = 2BД/дин).
A4.27)
Если время анализа выбрано из <14.21),
то динамическая полоса пропускания УПЧ
2Д/ДИИ лишь незначительно превышает ста-
статическую полосу. Уменьшение времени ана-
анализа приводит к ухудшению разрешающей
способности.
Ранее указывалось, что форма напряже-
напряжения развертки может быть любой. При нели-
нелинейной развертке скорость изменения ча-
частоты ЧМ генератора непостоянна в разных
точках экрана. В динамическом режиме это
приводит к искажению спектра: колебание
постоянной амплитуды будет вызывать вы-
выбросы разной высоты в зависимости от по-
438
Измерение параметров спектра радиосигналов
ложения на экране, т. е. от частоты ис-
исследуемого колебания. Поскольку для анали-
анализаторов спектра характерен динамический
режим, развертка всегда должна быть линей-
линейной.
Иногда приходится анализировать
спектр последовательности импульсов
с большой скважностью. Спектры таких им-
импульсов содержат число составляющих, при-
примерно равное скважности, а их раздельное
наблюдение потребовало бы очень большого
времени. Поэтому при анализе подобных
спектров задача обычно состоит в выделении
не отдельных спектральных составляющих,
а огибающей спектра. Соответственно изме-
изменяются и требования к разрешающей спо-
способности: полосу пропускания УПЧ выби-
выбирают значительно уже лепестка спектра. При
такой полосе постоянная времени контура
УПЧ оказывается намного меньше периода
повторения исследуемых импульсных сигна-
сигналов. По окончании каждого импульса, воз-
воздействующего на контур, в последнем проис-
происходят свободные колебания, полностью зату-
затухающие к моменту прихода очередного
импульса. Следовательно, ход процесса
в контуре не изменяется, если рассматривать
воздействие на него не периодической после-
последовательности импульсов, а ряда одиночных
импульсов со сплошным спектром.
При рассмотрении принципа работы
анализатора предполагалось, что в полосу
пропускания УПЧ попадает лишь сигнал
с разностной частотой вида /г — /с = /п. Од-
Однако в полосу пропускания УПЧ попадает
также сигнал с частотой /с = /с + /п
(рис. 14.10).
Чтобы анализ спектра осуществлялся на
частоте /с, необходимо выполнение неравен-
неравенства
2/;, > А/эф,
A4.28)
If
1
1
1
1
1
1
fr
/ j\
/ 1 \
/ 1 \
/ 1 \
/ 1 \
f>
f
f
Рис. 14.10. Основной и зеркальный каналы
приема. Исключение побочных каналов
приема
где Д/эф - эффективная ширина исследуемо-
исследуемого спектра, в пределах которой заключена
подавляющая часть энергии импульса.
Как известно, эффективная ширина спек-
спектра связана с длительностью импульса ти со-
соотношением Д/Эф = К/х„, где К — коэффи-
коэффициент, зависящий от формы импульса, спосо-
способа определения его длительности и отноше-
отношения энергии, заключенной в пределах Д/эф,
к общей энергии импульса. Так, для импуль-
импульса прямоугольной формы при К = 6 в полосе
частот Д/эф сосредоточено 95% энергии им-
импульса.
Для сигналов с широкими спектрами
приходится выбирать высокую промежуточ-
промежуточную частоту. Полоса пропускания УПЧ мо-
может оказаться чрезмерно широкой, а разре-
разрешающая способность недостаточной. В этих
случаях применяют двойное или тройное
преобразование с понижением частоты. Уз-
Узкополосная фильтрация сигнала происходит
в УПЧ, следующим за последним смесите-
смесителем.
В анализаторах спектра ось частот кали-
калибруется с помощью частотных меток либо
с помощью маркера.
В простейшем случае для создания мет-
метки маркера используется генератор гармони-
гармонического напряжения, частота которого уста-
устанавливается оператором и считывается со
шкалы генератора. Это напряжение посту-
поступает на вход анализатора и вызывает вы-
выброс на экране ЭЛТ — частотную метку. Со-
Совмещая метку с выбросами, соответствую-
соответствующими спектральным составляющим, можно
измерить частоты последних.
Погрешность измерения частоты зави-
зависит от неточности совмещения, погрешности
определения частоты по шкале генератора
и ширины полосы пропускания УПЧ. Опре-
Определяющими являются две последние соста-
составляющие, так как первую можно исключить
многократным повторением измерений.
Измерение частоты составляющих в ши-
широкополосном спектре удобнее производить
по частотным меткам, получаемым от гене-
генератора импульсов, дающих дискретный
спектр. Высоту выбросов можно измерять по
масштабной сетке, помещенной перед экра-
экраном. При этом различают два вида анализа-
анализаторов спектра, приборы, измеряющие отно-
отношение спектральных составляющих, и при-
приборы для измерения абсолютного уровня.
Появление анализаторов спектра, измеряю-
измеряющих абсолютный уровень, способствовало
сокращению парка измерительных приемни-
приемников, функции которых они заменили. В на-
настоящее время все выпускаемые анализа-
анализаторы спектра последовательного типа явля-
14.3. Средства измерений характеристик спектра
439
ются панорамными, т. е. перестройка по
частоте гетеродина происходит автоматиче-
автоматически в широком диапазоне частот. Эти и дру-
другие элементы автоматизации более подробно
рассмотрены в § 14.3.3.
Как видно из структурной схемы анали-
анализатора последовательного типа и принципа
его работы (см. рис. 14.8), частотный диапа-
диапазон такого прибора определяется смесителем
и генератором ЧМ. Это дало возможность
создавать комплекты приборов на основе
общей базы и набора смесителей и генерато-
генераторов ЧМ в очень широком диапазоне частот.
Анализаторы спектра последовательного
типа значительно проще в изготовлении, чем
анализаторы параллельного действия, обла-
обладают высокой разрешающей способностью.
Их недостатками являются невозможность
измерения спектра случайных сигналов, оди-
одиночных импульсов и очень большое время
измерений с высокой разрешающей способ-
способностью низкочастотных и инфранизкоча-
стотных сигналов.
Кроме того, эти анализаторы обладают
всеми недостатками супергетеродинных при-
приемников: побочными и зеркальными канала-
каналами приема, что снижает их динамический
диапазон.
В настоящее время на базе общего ос-
циллографического индикатора выпускаются
два комплекта анализаторов спектра.
Первый комплект в диапазоне частот
10 Гц — 39,6 ГГц обеспечивает:
измерение частоты, частотных интерва-
интервалов и отношения амплитуд составляющих
спектра сигналов (до 12 ГГц);
наблюдение формы спектра и спек-
спектральных составляющих с запоминанием
и возможность сличения двух и более спек-
спектров;
измерение спектра с высоким разреше-
разрешением по частоте;
панорамную индикацию спектра во всем
диапазоне (поддиапазонах) частот каждого
прибора;
измерение нелинейности четырехполюс-
четырехполюсников по искажениям сигнала.
В диапазоне частот 10 Гц — 110 МГц
дополнительно обеспечивается:
Блок НЧ [*[ Индикатор
Преобразова-
Преобразователь частоты
>-
Блок
ПЧ
*•
Инди-
Индикатор
Рис. 14.11. Упрощенные структурные схемы
приборов СК4-56 (а) и СК4-58, СК4-59,
С4-60, С4-60/1, С4-60/2 (б)
измерение уровней сигналов и соста-
составляющих их спектров с высокой чувстви-
чувствительностью по напряжению и мощности;
измерение параметров и наблюдение
АЧХ четырехполюсников до 120—140 дБ.
Упрощенные структурные схемы анали-
анализаторов спектра комплекта приведены на
рис. 14.11.
Каждый прибор комплекта представляет
собой супергетеродинный приемник с ручной
и автоматической перестройкой частоты
в пределах всего диапазона и в поддиапазо-
поддиапазонах.
Исследуемый сигнал переносится на
промежуточную частоту, выделяется селек-
селективным фильтром, усиливается, детектирует-
детектируется и поступает на индикатор.
Преобразователи частоты переносят ис-
исследуемые сигналы на промежуточные ча-
частоты 50 МГц или 128 кГц (в блоке Я4С-68),
обеспечивают ручную и автоматическую
перестройку частоты в заданном поддиапа-
поддиапазоне частот, измерение частоты спек-
спектральных составляющих сигнала, подавление
сигналов каналов побочного приема, требуе-
требуемую экранировку, необходимую чувстви-
чувствительность, управляют полосой обзора и по-
полосой пропускания анализаторов.
Блоки Я4С-68(НЧ) и Я4С-53(ПЧ) осу-
осуществляют частотную селекцию составляю-
составляющих спектра, обеспечивают отсчет уровней
составляющих спектра и необходимую чув-
чувствительность в линейном и логарифмиче-
логарифмическом масштабах, вырабатывают пилообраз-
пилообразное напряжение для горизонтальной разверт-
развертки луча осциллографического индикатора
и автоматической перестройки частоты ге-
гетеродина, обеспечивают развертку индика-
индикатора.
Индикатор служит для индикации и из-
измерения уровней составляющих спектра,
а также для питания встраиваемых в него
блоков.
Индикатор Я4С-О83О работает в трех ре-
режимах: осциллографическом (без памяти),
периодическом (запоминание изображения
на время прямого хода развертки), длитель-
длительного запоминания (до 30 мин) с принуди-
принудительным стиранием изображения. Предусмо-
Предусмотрена разовая (однократная) развертка.
Для увеличения точности измерения
уровня составляющих спектра низкоча-
низкочастотные анализаторы комплекта вместо ос-
осциллографического индикатора могут ком-
комплектоваться стрелочным Я4С-57 (СК4-55,
СК4-57 - серийно не выпускались). Ос-
Основные технические характеристики этого
комплекта анализаторов приведены
в табл. 14.1 и 14.2.
440
Измерение параметров спектра радиосигналов
Таблица 14.1. Технические
Характеристика
Диапазон частот
Погрешность измерения
частоты, Гц
Полоса обзора
Полоса пропускания на
уровне 3 дБ
Уровень собственных
шумов, приведенный к
входу
Пределы измеряемых
уровней сигнала
Погрешность входного
аттенюатора, %
Погрешность аттенюа-
аттенюатора ПЧ, %
Погрешность амплитуд-
амплитудного калибратора, %
Погрешность индикато-
тора, %
Неравномерность ам-
амплитудно-частотной
характеристики (мо-
(может быть учтена гра-
графиком), %
Динамический диапазон,
ДБ:
по гармоническим
искажениям
по интермодуля-
интермодуляционным искаже-
искажениям
Входное сопротивление
Питание
Габаритные размеры,
мм
Масса, кг
СК4-55, СК4-56
0,01-60 кГц;
0,06-300 МГц
(с внешним гетеро-
гетеродином)
±A0-4/+Л* + 1)
50 Гц-50 кГц
3, 10, 30, 100, 300 Гц
30 нВ (Л = 3 Гц, R =
= 600 Ом, 50 Гц)
100 нВ-10 В
2
3
1,5
1,5(СК4-55);
4(СК4-56)
3
90
80
100 кОм @,01-60
кГц); 50 Ом @,06-
300 МГц)
характеристики анализаторов
СК4-57, СК4-58
0,4-600 кГц
+ A0/+Л* + 1/Т**)
0-200 кГц
0,1; 0,3; 1,0; 3,0 кГц
0,14 мкВ (Л= 100 Гц,
R = 600 Ом, 1 кГц)
0,3 мкВ-10 В
3
4
1,5
1,5(СК4-57);
4(СК4-58)
6
70
70
50, 600 Ом; 10 кОм
Сеть напряжением 220 + 22 В, частотой 50 + 0,.
160x480x475
(СК4-55);
160x480x555
(СК4-56)
21 (СК4-55)
30 (СК4-56)
120x480x555;
160x480x475
(СК4-57);
120x480x555;
160x480x555
(СК4-58)
38 (СК4-57)
47 (СК4-58)
СК4-59
10 кГц-ПО МГц
±(КГ6/+Л*-И/Т**)
0-100 МГц
0,1-300 кГц (диск-
(дискретно в ряду 1, 3, 10)
0,22 мкВ (Л = 100
Гц, R = 50 Ом,
0,5 МГц)
0,7 мкВ-0,7 В
6
4
5
4
12
70
70
50 Ом
>Гц
160x480x555;
160x480x555
54
* П — полоса пропускания.
** Т — время счета.
14.3. Средства измерений характеристик спектра
441
Таблица 14.2. Технические характеристики анализаторов
Характеристика
Диапазон частот, ГГц
Погрешность измере-
измерения частоты
Полоса обзора, МГц
Полоса пропускания,
кГц, на уровне 3 дБ
Уровень собственных
шумов, приведен-
приведенный к входу,
дБ•мВт
Погрешность атте-
аттенюатора ПЧ, %
Неравномерность
амплитудно-часто-
амплитудно-частотной характеристи-
характеристики, дБ
Погрешность ампли-
амплитудно-частотной
дБ
Дианамический диа-
диапазон по интермо-
интермодуляционным иска-
искажениям, дБ
Входное сопротивле-
сопротивление, Ом
Питание
Габаритные размеры,
мм
Масса, кг
С4-60/1
0,01-1,5
+ A0/+1 МГц)
1500
-100
4
5
0,8 (без учета i
60
50
Сеть
160x480x555;
160x480x555
60
С4-60/2
1,45-39,6
2000
1 — 300 кГц (дискретно через
-100 4- -70
(по диапазону)
4
5
С4-60
0,01-39,6
±A0-2/+1 МГц)
1500 @,01-1,5 ГГц);
2000 A,45-39,6 ГГц)
1, 3, 10)
-100 4- -70
(по диапазону)
4
5
«равномерности амплитудно-частотной характеристики)
напря
60 A,45-12 ГГц);
50 A2-19,45 ГГц);
40 A9,45-39,6 ГГц)
50
жением 220 + 22 В, часто!
160x480x555;
160 х 480 х 555
60
60 @,01-12 ГГц);
50 A2-19,45 ГГц);
40 A9,45-39,6 ГГц)
50.
ой 50±0,5 Гц
160x480x555;
160x480x555;
160x480x555
90
Второй комплект анализаторов спек-
спектра — панорамных измерительных приемни-
приемников в диапазоне 100 МГц— 17,44 ГГц—
обеспечивает:
последовательный анализ формы спек-
спектров сигналов в пределах поддиапазона при
панорамной перестройке частоты;
измерение уровней основных, внепо-
лосных и побочных колебаний;
измерение частоты и частотных интерва-
интервалов сигналов и составляющих спектров.
Эти анализаторы в отличие от СВЧ
анализаторов спектра С4-60, С4-60/1, С4-60/2
обладают повышенной чувствительностью,
более широкими полосами пропускания,
большим ослаблением зеркального канала
и каналов побочного приема, а также воз-
возможностью измерения абсолютных уровней
составляющих спектра.
Каждый прибор комплекта представляет
собой супергетеродинный приемник с ручной
и автоматической перестройкой частоты
в пределах диапазона (поддиапазона) и в от-
отдельных его участках.
Исследуемый сигнал переносится на
промежуточную частоту, выделяется селек-
селективным фильтром, усиливается, детектирует-
-ся и поступает на индикатор. Преобразовате-
442
Измерение параметров спектра радиосигналов
ли частоты обеспечивают перестройку ча-
частоты в заданном диапазоне, измерение
частоты, ослабление каналов побочного при-
приема з& счет встроенных полосового фильтра
(до 1,5 ГГц) и сопряженных ЖИГ фильтров
(свыше 1,5 ГГц), а также необходимую чув-
чувствительность и требуемую экранировку.
Блок ПЧ осуществляет частотную селек-
селекцию составляющих спектра, обеспечивает от-
отсчет их уровней и необходимую чувствитель-
чувствительность, формирует линейный и логарифмиче-
логарифмический масштабы, вырабатывает пилообразное
напряжение для горизонтальной развертки
луча осциллографического индикатора и ав-
автоматической перестройки частоты гетеро-
гетеродина СВЧ.
Основным достоинством комплекта ана-
анализаторов спектра — измерительных прием-
приемников — является их высокая чувствитель-
чувствительность, которая обеспечивается тем, что их
гетеродины работают только на первой гар-
гармонике, обеспечивая при этом максимальное
отношение сигнала к шуму.
Наряду с приборами блочного типа, вы-
выполненными на основе общей базы, выпу-
выпускаются и моноблочные приборы. Одним из
таких приборов с повышенной степенью ав-
автоматизации является С4-74. Прибор С4-74
представляет собой панорамный супергете-
супергетеродинный приемник с четырехкратным пре-
преобразованием частоты.
Частота настройки прибора автоматиче-
автоматически или вручную перестраивается в пределах
всего рабочего поддиапазона или в любом
участке соответствующего поддиапазона
с меньшими пределами перестройки.
Сигнал с выхода детектора анализатора
спектра индицируется в виде откликов на
экране ЭЛТ, горизонтальная развертка кото-
которой синхронизирована с перестройкой ча-
частоты свипгенератора. Структурная схема
прибора приведена на рис. 14.12.
Исследуемый сигнал в зависимости от
выбранного поддиапазона C00 Гц — 150 МГц
или 150-300 МГц) через входной ступен-
ступенчатый аттенюатор, переключатель и фильтр
(фильтр низкой частоты ФНЧ) 0—150 МГц
или полосовой фильтр (ПФ) 150 —
300 МГц поступает на соответствующий
смеситель. На смеситель также поступает
сигнал с гетеродина, частота которого в
зависимости от выбранного режима изме-
изменяется от 263,5 до 413,5 МГц плавно (вруч-
(вручную или автоматически) или дискретно
через 1 МГц. Преобразованный сигнал
частотой 263,5 + 0,5 МГц (поддиапазон
300 Гц - 150 МГц) усиливается, проходит
через фильтр и поступает на второй смеси-
смеситель, где с помощью гетеродина частоты
150 МГц преобразуется в сигнал частоты
113,5 ±0,5 МГц. Усиленный сигнал 113,5 +
±0,5 МГц поступает на третий смеситель,
где с помощью третьего гетеродина частоты
105,34 + 0,5 МГц преобразуется в сигнал ча-
частоты 8160 кГц. Частота третьего гетеро-
гетеродина в зависимости от выбранного режима
изменяется в пределах 1 МГц плавно (вруч-
(вручную или автоматически) или дискретно через
10 кГц. Сигнал частоты 8160 кГц филь-
фильтруется, а затем поступает на четвертый сме-
смеситель, где преобразуется в сигнал частоты
128 кГц.
На частотах 8160 и 128 кГц осущест-
осуществляется разделение компонентов, линейное,
логарифмическое усиление и детектирование
сигнала. Усиленный по постоянному току
сигнал поступает на вертикальные пластины
ЭЛТ.
В приборе предусмотрено обратное пре-
преобразование (восстановление) исходного сиг-
сигнала для обеспечения возможности произво-
производить измерение частот компонентов сигнала
со сложной структурой спектра с погреш-
погрешностью внутреннего частотомера. Обратное
преобразование сигнала производится анало-
аналогично прямому преобразованию, но в обрат-
Входной
аттенюатор
Преобразова-
Преобразователь частоты
fa б ■
Кварцевый
генератор
Гетеродин
Преобразова-
Преобразователь частоты
УПЧ
УВО, УГО
АЦП
эсч
Блок разверт-
развертки и ЦАП
ЭЛТ
Блок
питания
Маркер-
компаратор
Блок
■*\ питания
|г
Пульт управления
Блок
автоматики
Ги
Рис. 14.12. Структурная схема С4-74:
УВО — усилитель вертикального отклонения; УГО — усилитель горизонтального отклонения
14.3. Средства измерений характеристик спектра
443
ном порядке и со сдвигом частоты на
1 МГц.
При работе прибора в режиме «СЛЕЖ
включено» сигнал с тракта промежуточной
частоты 128 кГц через систему автоматиче-
автоматической регулировки усиления поступает на
смеситель, где восстанавливается частота
8160 кГц.
Преобразование (сдвиг) частоты про-
производится за счет смешения частоты
8160 кГц с опорной частотой 1 МГц. При ра-
работе прибора в режиме «СЛЕЖ выключено»
сигнал в тракт обратного преобразования
подается от автономного генератора с часто-
частотой 7160 кГц.
Отфильтрованный и усиленный сигнал
с частотами от 1 до 151 МГц поступает на
вход электронно-счетного частотомера
(ЭСЧ), измеряющего входной сигнал, сме-
смещенный, как упоминалось выше, на 1 МГц.
Для правильных показаний на табло ис-
истинной частоты входного сигнала сдвиг или
переход с диапазона на диапазон компенси-
компенсируется соответствующей предустановкой
ЭСЧ. Для обеспечения работы прибора с уз-
узкими полосами пропускания введена автома-
автоматическая подстройка частоты (фазы) гетеро-
гетеродинов.
Гетеродин 263,5 — 413,5 МГц синхрони-
синхронизируется системой фазовой автоподстройки
частоты (ФАП) в дискретных точках. Гетеро-
Гетеродин блока опорных частот стабилизируется
ФАП на фиксированной частоте 150 МГц
с использованием опорной частоты 5 МГц.
Гетеродин 105,34 МГц синхронизируется
ФАП в дискретных точках через 10 кГц.
Опорные сигналы с частотами 1 МГц
и 10 кГц образуются делением частоты
5 МГц кварцевого термостатированного ге-
генератора. В приборе применена система ав-
автоматической настройки по заданной или из-
измеренной частоте входного сигнала.
В режиме настройки частота вручную
или автоматически (заданная или измерен-
измеренная) записывается в регистр памяти, автома-
автоматически сравнивается с частотой сигнала, из-
измеряемой внутренним частотомером, резуль-
результат сравнения через цифро-аналоговый пре-
преобразователь управляет частотами гетероди-
гетеродинов. Другие функции автоматизации прибора
описаны в § 14.3.3.
Основные технические характеристики
прибора С4-74 приведены ниже.
Характеристика
Диапазон частот
Значение
... 300 Гц-
300 МГц
Погрешность измерения час-
частоты составляющих, Гц ±(
Продолжение
Полоса обзора 20 Гц —
150 МГц
Полосы пропускания на уров-
уровне 3 дБ 3 Гц —
300 кГц с
кратностью
1,3
Уровень собственных шумов,
Вт/кГц . 10~15
Уровень измеряемых напряже-
напряжений 300 нВ-3 В
Погрешность отсчетного ат-
аттенюатора, дБ, не более ±0,5 до
60 дБ;
±1 дБ до
70 дБ
Динамический диапазон, дБ 70 — 80
Прибор имеет линейный и
логарифмический масшта-
масштабы, дБ 0-80
Входное сопротивление, Ом 50
Потребляемая мощность,
ВА 200
Габаритные размеры, мм . . 390 х 490 х
х255
Масса, кг 40
14.3.3. АНАЛИЗАТОРЫ СПЕКТРА
НА ДИСПЕРСИОННЫХ ЛИНИЯХ
ЗАДЕРЖКИ
В дисперсионных линиях задержки (ДЛЗ)
время задержки гармонического сигнала зави-
зависит от его частоты. Существуют линии, в
которых эта зависимость линейна в опреде-
определенном диапазоне частот. Пусть на вход та-
такой линии поступает исследуемый радиоим-
радиоимпульс, спектр которого лежит в этом диапа-
диапазоне. Отдельные спектральные составляю-
составляющие импульса будут претерпевать задержку,
пропорциональную их частотам, и поэтому
будут появляться на выходе линии в раз-
разные моменты времени.
В результате этого огибающая выходно-
выходного напряжения линии задержки будет со-
соответствовать форме спектральной функции
радиоимпульса. Рассмотрим дисперсионную
линию задержки, коэффициент передачи ко-
которой в рабочем диапазоне частот
К(а>) = К0е-^{<0), A4.29)
где Ко — модуль коэффициента передачи, не
зависящий от частоты;
i|/(ш) = а (ш - й>!J + 11(ш- Ш[),
где ю, — нижняя граничная частота рабочего
диапазона; 2а — дисперсия; х1 — задержка на
частоте шг
Задержка гармонического напряжения
444
Измерение параметров спектра радиосигналов
T3=d^((o)ld(o = 2u{(o-(ol) + xl A4.30)
является линейной функцией его частоты ш.
Пусть на вход дисперсионной линии за-
задержки поступает радиоимпульс
Ux (Г) = Ux (Г) cos [шог + ф (Г)], A4.31)
где ш0 — несущая частота; ф(Г) —фазовый
угол; Ux(Г) ф 0 при 0 ^ t ^ т„.
Спектральная функция радиоимпульса
= [ Vx(t)e->mtdt = \
A4.32)
где |S(m)| и а(ю) — модуль и аргумент спек-
спектральной функции.
Если полоса частот, занимаемая спек-
спектром, попадает в пределы рабочего диапазо-
диапазона линии, то выходное напряжение линии за-
задержки будет
= —Re\S(w)K(m)d(m). A4.33)
п
Подставив в A4.33) S(<o) и К(и>), после пре-
преобразований получим
U (() = Re \ --=■ Ко ехр JQ [ Ux (К) ехр ( -j\Sl +
I\/па L о V
где
Если выполняется условие
х\ « 4а,
(К34)
A4.35)
A4.36)
A4.37)
то в подынтегральном выражении A4.34)
exp(^.2/4a) ~ 1 и интеграл описывает спек-
спектральную функцию входного напряжения.
Аргументом полученного соотношения
является параметр П, линейно зависящий от
времени. Огибающая выходного напряжения
U(t) = {K0/]/na)S{n) A4.38)
воспроизводит модуль спектральной функ-
функции импульса, развернутый во времени. Ча-
Частотный масштаб по оси времени dQ/dt =
= 1/2 а обусловлен дисперсией линии за-
задержки. Следовательно, по огибающей вы-
выходного напряжения, наблюдаемой на экране
осциллографа, можно измерить параметры
ДЛЗ | *\ Детектор |
И
Генератор
развертки
Рис. 14.13. Структурная схема дисперсионного
анализатора
модуля спектральной функции входного на-
напряжения (рис. 14.13).
Генератор развертки осциллографа ра-
работает в ждущем режиме и запускается ис-
исследуемыми импульсами.
Время анализа спектра с эффективной
шириной Да>эф определяется длительностью
импульса выходного напряжения (отклика)
и составляет
Га = Д(оэф / (du/dt) =
A4.39)
Рассмотрим условие A4.37) неискажен-
неискаженного воспроизведения спектральной плотно-
плотности. С учетом того, что ДсоэфТи = 2пК, это ус-
условие можно записать в виде
= пК/хк.
A4.40)
Интеграл в A4.34) является спектраль-
спектральной функцией импульса, отличающегося от
входного только фазовым углом t2/4a, воз-
возрастающим во времени по параболическому
закону. Если в исследуемый сигнал до по-
подачи его на линию задержки ввести такой же
фазовый угол, но с противоположным зна-
знаком, то фазовый угол в подынтегральном
выражении будет скомпенсирован и интег-
интеграл будет точно соответствовать спектраль-
спектральной функции исследуемого импульса. Для
этого частоту исследуемого сигнала до его
подачи на дисперсионную линию задержки
подвергают преобразованию (рис. 14.14).
В пределах длительности исследуемого
импульса частота ЧМ генератора возрастает
по линейному закону t/2a, что соответствует
нарастанию фазового угла как t2/4a. Частота
генератора выбирается таким образом, что
в рабочий диапазон линии задержки попа-
попадает разностная частота и фазовый угол
в подынтегральном выражении A4.34) ком-
компенсируется.
Таким образом, преобразование частоты
исследуемого сигнала позволяет проанализи-
проанализировать его спектр независимо от того, вы-
выполняется соотношение A4.37) или нет, т. е.
время анализа может быть меньше длитель-
длительности импульса. Поэтому предварительное
преобразование существенно расширяет воз-
возможности спектрального анализа с по-
помощью ДЛЗ.
14.3. Средства измерений характеристик спектра
445
Преобра-
Преобразователь
частоты
ЧМ
гене-
генератор
Управляю-
Управляющий
элемент
Генератор
развертки
U
синхр|
Рис. 14.14. Структурная схема простейшего
анализатора спектра на дисперсионной линии
задержки
Если исследуемое напряжение имеет вид
повторяющихся импульсов, то необходимо,
чтобы отклики, вызванные соседними им-
импульсами, не перекрывались. Следовательно,
длительность паузы тш между импульсами
должна превышать длительность отклика Та.
При анализе без преобразования для не-
неискаженного воспроизведения спектра дол-
должно выполняться условие A4.40) или ти «
<хт/пК. Это накладывает ограничение на
скважность исследуемого импульсного на-
напряжения, которая должна удовлетворять ус-
условию q % Тпз/ти * пК. При работе с пре-
преобразованием длительность паузы может
быть много меньше ти, поэтому допустима
работа с импульсными напряжениями,
скважность которых близка к единице. Одна-
Однако существование пауз во входном напряже-
напряжении принципиально необходимо, поскольку
за время паузы происходит наблюдение от-
отклика от предыдущего импульса. Чтобы
с помощью дисперсионных линий проанали-
проанализировать спектры непрерывных колебаний,
их следует преобразовать в последователь-
последовательность радиоимпульсов, называемых выбор-
выборками. Выборки чередуются с паузами, дли-
длительность которых должна превышать время
анализа. Для уменьшения отношения Та/ти
применяется режим работы с преобразова-
преобразованием частоты. Напряжение гетеродина имеет
вид прямоугольных импульсов с линейно из-
изменяющейся во времени частотой. По окон-
окончании очередного импульса смеситель запи-
запирается и исследуемое напряжение не посту-
поступает на вход линии задержки, что соответ-
соответствует паузе. Структурная схема такого
анализатора подобна схеме анализатора
с преобразованием, показанной на рис. 14.14.
Единственное отличие состоит в способе за-
запуска генератора развертки: в анализаторе
непрерывных колебаний он происходит от
внешнего источника. Пусть исследуемое на-
напряжение имеет вид Ux = Umcos<oo(. После
преобразования получим
Ux = Umcos{(u0t-t2/2a),
A4.41)
где Um Ф О при О < t < т„.
Интеграл в A4.34) соответствует спек-
спектральной функции прямоугольного импуль-
импульса. Огибающая выходного напряжения
пКохя sin[0,5(n-fflo)TH]
U (г) =
0,5(П-шо)ти
A4.42)
1а
Следовательно, гармоническому напря-
напряжению соответствует отклик A4.42), положе-
положение которого по оси абсцисс определяется
частотой <оо, а высота главного лепестка
пропорциональна амплитуде Um. Как извест-
известно, ширина главного лепестка спектра пря-
прямоугольного радиоимпульса соответствует
значению ДП = 4тс/ти. Разрешающую способ-
способность анализатора оценивают половиной
ширины лепестка 2тс/ти, так как при такой
разности частот между гармоническими со-
составляющими входного напряжения отклики
разделяются. Чем меньше разность частот
между соседними спектральными составляю-
составляющими, тем большее время Га требуется для
их разрешения.
Основными характеристиками таких
анализаторов являются диапазон длительно-
длительностей радиоимпульсов (или полоса анализа)
и разрешение (или число каналов анализа).
Анализаторы спектра с дисперсионными ли-
линиями задержки по своей структурной схеме
сходны с гетеродинными анализаторами по-
последовательного типа, а по быстродействию
близки к анализаторам параллельного типа.
Однако эти приборы распространены пока
мало, что обусловлено недостаточной поло-
полосой пропускания дисперсионных линий за-
задержки и их малым динамическим диапазо-
диапазоном. Работы по совершенствованию линий
задержки ведутся, поэтому можно ожидать,
что анализаторы такого типа в будущем бу-
будут применяться шире. А анализ спектра
одиночных радиоимпульсов и радиоимпуль-
радиоимпульсов с большой скважностью в настоящее
время возможен только такими приборами.
Известен анализатор спектра в реальном
времени С4-47 (С4-50) (серийно не выпуска-
выпускались), предназначенный для наблюдения
и измерения спектров радиосигналов в ре-
реальном времени в диапазоне СВЧ, в том
числе для анализа спектров импульсных ко-
кодированных сигналов и оценки изменения
спектров во времени в координатах часто-
частота — амплитуда — время.
446
Измерение параметров спектра радиосигналов
+ 60 МГц
ПФ |»| Смеситель ![*] УПЧ 1 \*\ Смеситель 2[»[ УПЧ 2 [>] ДЛЗ
А
чм
генератор 1
ЧМ
генератор 2
Детектор
J
Отсчетный
аттенюатор
Генератор
контроля
Генератор
строб-
импульсов
Блок
управления
Генератор
медленной
развертки
УВО
JLt
Генератор развертки
Рис. 14.15. Структурная схема анализатора спектра С4-47
Анализатор спектра С4-47 выполнен на
промежуточную частоту 160 МГц и подклю-
подключается к выходу СВЧ преобразователя при-
прибора С4-27. В СВЧ преобразователе осу-
осуществляется преобразование анализируемого
сигнала СВЧ в сигнал промежуточной ча-
частоты 160 МГц с использованием гармоник
гетеродинов, которые работают на частотах
170-700 МГц и 2-4 ГГц. Для повышения
чувствительности при измерениях анализато-
анализатором спектра С4-47 можно также использо-
использовать СВЧ преобразователи, работающие на
первой гармонике гетеродина, например бло-
блоки СВЧ от анализаторов спектра
СК4-61-СК4-67.
Прибор С4-47 построен по схеме супер-
супергетеродинного приемника с двукратным пре-
преобразованием частоты. Структурная схема
прибора С4-47 приведена на рис. 14.15.
Анализируемый сигнал, преобразо-
преобразованный на частоту 160 МГц, подается через
полосовой фильтр на смеситель 1 анализато-
анализатора. Центральная частота УПЧ1 равна
60 МГц. В режиме анализа спектров ра-
радиоимпульсов полоса частот УПЧ1 соста-
составляет 10 МГц, в режиме анализа спектров
непрерывных сигналов 3 МГц. С выхода
УПЧ1 сигнал поступает на анализирующую
ступень прибора, которая состоит из смеси-
смесителя 2, ЧМ генератора, УПЧ2 и ДЛЗ, с по-
помощью которой осуществляется разложение
сигнала в спектр. В режиме анализа спектров
радиоимпульсов запуск ЧМ генератора осу-
осуществляется сигналом с детектора, включен-
включенного на выход УПЧ2, либо импульсным
внешним сигналом; в режиме анализа спек-
спектров непрерывных сигналов — периодически-
периодическими синхроимпульсами, поступающими от
блока управления. В этом режиме измерений
можно реализовать весовую обработку сиг-
сигнала по косинусоидальному закону.
С выхода ДЛЗ отклики, определяющие
спектральные составляющие анализируемых
импульсов или выборок непрерывного сигна-
сигнала, через отсчетный аттенюатор и УВО по-
подают на ЭЛТ. Для наблюдения спектра
в анализаторе используют калиброванную
развертку, что позволяет отсчитывать ча-
частотные интервалы в спектре непосредствен-
непосредственно по масштабной сетке на экране ЭЛТ.
Анализатор спектра позволяет выпол-
выполнить анализ спектров радиоимпульсов из
кодовых пачек путем стробирования сигнала
в УПЧ1. Для этого используют генератор
стробимпульсов, который запускается внеш-
внешним видеоимпульсом, предшествующим ко-
кодовой пачке.
Анализатор спектра позволяет наблю-
наблюдать спектр в координатах частота — вре-
время — амплитуда и частота — время. В пер-
первом случае в анализаторе осуществляется
дополнительная «медленная» развертка луча
по вертикали и горизонтали. При этом спек-
спектрограммы соседних выборок сигнала или
последовательно проходящих на вход ра-
радиоимпульсов сдвигаются на экране по вер-
вертикали и горизонтали, что в сочетании с де-
детектированием откликов, поступающих
с выхода ДЛЗ, создает имитацию временно-
временного рельефа спектра на экране. Напряжение
медленной развертки (развертки оси времени)
складывается соответственно с огибающими
выходных откликов и напряжением разверт-
развертки спектрограмм.
Если УВО отключается, а огибающие
откликов ДЛЗ подаются на модулятор ЭЛТ,
на экране анализатора индицируется только
зависимость частоты от времени.
С помощью анализатора спектра С4-47
(С4-50) можно:
наблюдать и измерять частоту спек-
спектральных составляющих радиоимпульсов
143. Средства измерений характеристик спектра
447
и форму их спектра, в том числе следующих
с весьма малой частотой повторения. Так
как прибор определяет спектр каждого ра-
радиоимпульса, поступающего на его вход, то
при фотографировании с экрана анализатора
можно наблюдать спектры одиночных ра-
радиоимпульсов;
оценивать изменение спектров от им-
' пульса к импульсу в координатах часто-
частота — амплитуда — время и частота — время
как с внешним, так и с внутренним запуском
развертки оси времени;
наблюдать и измерять спектры кодиро-
кодированных импульсных сигналов, измерять
спектры радиоимпульсов, заранее вы-
выбранных с помощью системы стробирования
из кодовой пачки, оценивать изменение (в
координатах частота — время — амплитуда)
спектров от импульса к импульсу в пачке,
а также взаимную когерентность импульсов
в пачке при малых сдвигах во времени ме-
между ними;
оценивать взаимную когерентность ра-
радиоимпульсов в двух одновременно пода-
подаваемых на вход анализатора последователь-
последовательностях;
определять частоту радиоимпульсов,
оценивать уходы частоты и амплитуды от
импульса к импульсу, в том числе опреде-
определять закон изменения этих уходов во вре-
времени;
измерять и наблюдать спектры непре-
непрерывных сигналов в реальном масштабе вре-
времени, определять закон уходов частоты во
времени, отношение амплитуд различных
частотных компонентов сложного сигнала
и соответствующие частотные интервалы;
определять девиацию частоты и закон
частотной модуляции ЧМ сигнала при де-
девиации 0,4 — 3 МГц и частотах повторения
до 1 кГц;
исследовать среду с быстро изменяю-
изменяющимся во времени коэффициентом передачи,
зондируя ее радиоимпульсами с известными
спектрами; таким путем, в частности, воз-
возможно изучение нестационарной плазмы, ио-
ионосферы и пр.
Основные технические характеристики
Диапазон частот в комплекте
с СВЧ преобразователем 10 МГц-
39,6 ГГц
Входная центральная частота
анализатора спектра С4-47,
МГц 160
Максимальная полоса обзора,
МГц:
в режиме анализа спект-
спектров радиоимпульсов . . 10
Продолжение
в режиме анализа спект-
спектров непрерывных сигна-
сигналов 3
Диапазон длительностей ана-
анализируемых радиоимпуль-
радиоимпульсов, мкс 0,4 — 6
Разрешающая способность по
частоте, кГц, в режиме ана-
анализа спектров непрерывных
сигналов на уровне 3 дБ,
не хуже 50
Уровень собственных шумов
комплекта С4-50, приве-
приведенных к входу (чувстви-
(чувствительность при отношении
сигнал/шум, равном едини-
единице), не хуже:
в диапазоне 0,01-4 ГГц -90 дБ/Вт
в диапазоне 4-15 ГГц -80 дБ/Вт
в диапазоне 15-39,6 ГГц -70 дБ/Вт
для анализатора спектра
С4-47 50 мкВ
Пределы регулировки ослабле-
ослабления отсчетного аттенюатора,
дБ, ступенями через 1 дБ 0 — 29
Частотный масштаб развертки
по шкале экрана ЭЛТ из-
изменяется ступенями . . . 0,1; 0,2; 0,3;
0,5 и 1 мГц
на деление
Погрешность установки час-
частотного масштаба от уста-
установленного значения, %, не
более 15
Динамический диапазон, дБ,
в режиме анализа спектров
непрерывных сигналов, не
менее 30
Пределы изменения длитель-
длительности стробирующего им-
импульса, мкс 2—10
Пределы изменения длитель-
длительности развертки оси време-
времени, мкс 1 — 100
Погрешность анализа, дБ, не
более:
для радиоимпульсов дли-
длительностью около 6 мкс 2
для радиоимпульсов дли-
длительностью около 0,5 мкс 3
Напряжение питания, В, от
сети переменного тока час-
частотой 50 + 0,5 Гц . . . . 220 + 22
14.3.4. АНАЛИЗАТОРЫ СПЕКТРА
НА ЦИФРОВОМ ФИЛЬТРЕ
Вопросам цифровой фильтрации в лите-
литературе уделяется много внимания, и это не
случайно. Бурное развитие вычислительной
техники уже сейчас позволило создать ана-
'лизаторы спектра на цифровом фильтре
448
Измерение параметров спектра радиосигналов
Рис. 14.16. Обобщенные схемы двухполюсно-
двухполюсного цифрового фильтра (а) и анализатора
спектра, построенною на таких фильтрах (б)
а)
Прямой вход
Цифровой вход-
Выходы
Вход
предусилителя
Входной
усилитель и
блОК ФИЛЬТРОВ!
Детектор СКЗ
и устройство
усреднения
б)
в низкочастотном диапазоне. Появление вы-
вычислительных устройств с высоким быстро-
быстродействием и те преимущества, которые дает
цифровая фильтрация, создают уверенность,
что анализаторы спектра на цифровом филь-
фильтре заменят в ряде диапазонов частот анали-
анализаторы других типов.
Частотная характеристика и стабиль-
стабильность в отношении дрейфа цифрового филь-
фильтра более точно определены и лучше, чем со-
соответствующие параметры эквивалентного
аналогового фильтра. Цифровой фильтр не
нуждается в подстройке, компенсирующей
неточности из-за старения компонентов,
и его универсальность намного больше ана-
аналогового фильтра. Однако главным преиму-
преимуществом цифровой фильтрации является
упрощение применения высокоточных ци-
цифровых детектора и устройства усреднения.
Цифровой детектор измеряет истинное сред-
неквадратическое значение анализируемого
сигнала без ограничений, связанных с его
пик-фактором. Следовательно, рабочий диа-
диапазон ограничивается лишь нормальными
пределами общего динамического диапазона
и временем реакции фильтра A4.21). Цифро-
Цифровое устройство усреднения, обеспечивающее
усреднение по линейному и показательному
законам, отличается универсальностью, не-
недостижимой для аналоговых усредняющих
устройств.
На рис. 14.16 приведена обобщенная
схема двухполюсного цифрового фильтра.
Этот фильтр относится к группе рекур-
рекурсивных, т. е. к фильтрам, обратная связь ко-
которых гарантирует выходной сигнал филь-
фильтра в определенный момент времени
в форме явной функции предшествующих
этому моменту входных и выходных сигна-
сигналов. Характеристики такого фильтра, т. е.
Устройство управле-
управления отображением
и выдачей данных
На внешние
"устройства
форма его частотной кривой, относительная
ширина полос пропускания и конфигура-
конфигурация — фильтр нижних частот, фильтр верх-
верхних частот, полосовой фильтр или полосно-
заграждающий фильтр, зависят от коэффи-
коэффициентов умножительных устройств Ао, Alt-
А2, В1 и В2. Рабочий частотный диапазон
фильтра (ш0) определяется задержкой Z.
Задержка Z идентична элементарному ин-
интервалу выборки при предположении мгно-
мгновенного выполнения операций сложения
и умножения. Следовательно, рабочий ча-
частотный диапазон фильтра можно регулиро-
регулировать путем регулирования интервала выбор-
выборки; например, увеличение интервала выборки
вдвое (т. е. сокращение на половину частоты
выборки) приводит к сдвигу рабочего ча-
частотного диапазона фильтра на октаву ниже
при сохранении его относительной ширины
полосы пропускания. Свойства и параметры
цифрового фильтра, относящиеся к времени
установления, сдвигу фазы и др., практиче-
практически идентичны соответствующим характери-
характеристикам эквивалентного аналогового филь-
фильтра.
Пользуясь соответствующими Z-npe-
образованию обозначениями, передаточную
функцию цифрового фильтра из рис. 14.16
можно определить выражением
A4.43)
где Z-преобразование является дискретным
преобразованием Лапласа, в котором опера-
оператор Z"' заменяет оператор Лапласа S. Эти
два оператора можно взаимно преобразо-
преобразовать:
Z-'=e~St. A4.44)
14.3. Средства измерений характеристик спектра
449
Время, затрачиваемое реальными циф-
цифровыми фильтрами в процессе умножения,
играет существенную роль при сравнении
с интервалом выборки Z~l. Следовательно,
время задержки выбирается так, чтобы оно
вместе с временем умножения равнялось ин-
интервалу выборки. На вход цифрового филь-
фильтра подается последовательность дис-
дискретных данных, представляющая времен-
временную функцию анализируемого сигнала. На
выходе фильтра с передаточной функцией
A4.43) получаем спектральную функцию ана-
аналогично A4.15) с использованием передаточ-
передаточной функции A4.13).
На цифровом фильтре можно строить
анализаторы спектра и параллельного, и по-
последовательного типа, принцип работы ко-
которых и характеристики приведены выше.
14.3.5. АНАЛИЗАТОРЫ СПЕКТРА
ПСЕВДОПАРАЛЛЕЛЬНОГО ДЕЙСТВИЯ
ИЛИ АНАЛИЗАТОРЫ
РЕАЛЬНОГО ВРЕМЕНИ
СО СЖАТИЕМ ВРЕМЕННОГО МАСШТАБА
Анализаторы спектра псевдопараллель-
псевдопараллельного действия состоят как из цифровых, так
и из аналоговых частей и основаны на сжа-
сжатии временного масштаба.
Одним из преимуществ одновременного
(параллельного) анализа по сравнению с по-
последовательным является минимальное вре-
время анализа. Сокращение времени анализа до
минимального с одновременным использо-
использованием преимуществ последовательного ана-
анализа (простота и надежность схемы, высокая
избирательность) является одной из главных
задач квазиодновременного анализа.
Для заданной полосы пропускания Д/
с нестабильностью ц« 1 (что определяет
точность приводимой в дальнейшем фор-
формулы) и полосы анализа F минимальное не-
необходимое время анализа определяется вы-
выражением
Tumin = 2F/nn{AfJ. A4.45)
Применяя данное выражение, необходи-
необходимо учитывать также следующие обстоятель-
обстоятельства. При воздействии на анализатор слу-
случайных или почти периодических процессов
сигнал на выходе анализатора будет флук-
флуктуировать с интервалом корреляции тк, где
/
В зависимости от требуемой точности
5 спектрального анализа будет определяться
время измерения Ттм, необходимое для до-
дополнительного усреднения.
В анализаторах спектра с характеристи-
характеристикой избирательности, имеющей малый коэф-
коэффициент прямоугольности Кь на уровне Ь,
15 п/р Кузнецова В. А.
переходные процессы, возникающие при
перестройке анализатора, определяются не
полосой пропускания Д/, а крутизной спада
характеристики или эквивалентной им поло-
полосой пропускания А/'.
Для сокращения времени анализа До ми-
минимального применяются различные схемы
построения анализаторов. В частности, при-
применяется схема анализатора с комбинацией
последовательного и одновременного мето-
методов анализа, когда на выходе гетеродинного
анализатора включен не полосовой фильтр,
а гребенка отстоящих друг от друга на поло-
полосу пропускания фильтров, подключаемых по-
поочередно через коммутатор к индикаторно-
индикаторному устройству. Наиболее эффективным спо-
способом сокращения времени анализа низкоча-
низкочастотных процессов является транспонирова-
транспонирование спектра из инфразвукового и звукового
диапазонов в диапазон высоких частот, обес-
обеспеченный широкой номенклатурой анализа-
анализаторов последовательного типа.
При транспонировании (умножении)
спектра оператор преобразования М выпол-
выполняет мультипликативное смещение с коэффи-
коэффициентом транспонирования Кт:
MS(m) = S(KT(o). A4.46)
В зависимости от значения Кт будет
происходить сжатие (Кт < 1) или расширение
(Кт > 1) спектра.
Процесс транспонирования можно рас-
рассмотреть также с точки зрения изменения
временного масштаба, поскольку зависимо-
зависимости ю' = Кгю соответствует зависимость
Г = Kct,
A4.47)
где Кс — коэффициент сжатия масштаба
времени. Наглядно сжатие временного
масштаба показано на рис. 14.17. На рисунке
показан гармонический сигнал до транспони-
транспонирования (рис. 14.17, а) и после транспониро-
транспонирования (рис. 14.17,6). При этом коэффициент
сжатия временного масштаба Кс = Т/Т,
а коэффициент транспонирования (увеличе-
(увеличение частоты) Кт = Т/Т.
ю
Рис. 14.17. Временные графики гармониче-
гармонического сигнала и его сжатой копии
450
Измерение параметров спектра радиосигналов
На практике осуществляется транспони-
транспонирование спектра какой-либо конечной реали-
реализации процесса, а не всего процесса в целом,
что-приводит к определенным погрешностям
анализа.
В зависимости от диапазона частот
транспонируемых сигналов, значения коэф-
коэффициента транспонирования и метрологиче-
метрологических требований, предъявляемых к преобра-
преобразованию, применяются различные способы
транспонирования, краткое рассмотрение ко-
которых приводится ниже.
Простым и давно известным способом
транспонирования является запись и вос-
воспроизведение исследуемого процесса с раз-
различными скоростями 1)зап и ивос соответствен-
но. Коэффициент транспонирования при
этом равен отношению скоростей записи
и воспроизведения К7 = vBtx/v3an.
При транспонировании с помощью маг-
магнитофона могут быть взяты большие дли-
длительности реализации, однако значение коэф-
коэффициента транспонирования обычно не пре-
превышает 30 — 50. Кроме того, детонация из-за
неравномерности движения ленты и ее растя-
растяжения как при записи, так и при воспроизве-
воспроизведении приводит к появлению паразитных
спектральных составляющих, увеличиваю-
увеличивающих погрешность анализа. Значительная ам-
амплитудная погрешность обусловлена нерав-
неравномерной чувствительностью ленты по дли-
длине, нелинейностью кривой намагничивания.
Для обеспечения транспонирования сигналов
с широким динамическим диапазоном ам-
амплитуд перед записью производится частот-
частотная модуляция или импульсная модуляция
сигнала опорног о гетеродина по закону ис-
исследуемого процесса f(t).
Более перспективным является способ
транспонирования, использующий времен-
временную декорреляцию исследуемого сигнала.
Этот способ заключается в том, что из
исследуемого сигнала fit) берутся выборки
с длительностью т и периодом следования
Тн, определяемым по теореме Котельникова,
и затем производится сжатие периода следо-
следования выборок до Тв (в некоторых случаях
целесообразно уменьшать и длительность
выборки х). Через коэффициент сжатия вре-
временного масштаба Ксж — Тв /Тн можно опре-
определить коэффициент транспонирования Кт =
= 1/Ксж-
В соответствии с теоремой Котельни-
Котельникова функция /(() с ограниченным спектром
(высшая граничная частота /в) на произволь-
произвольном конечном промежутке (— Т/2, Т/2), где Г
может быть временем реализации, предста-
представляется рядом с конечным числом сла-
слагаемых п:
J \t)=2_l <~ke ■ A4.48)
Число слагаемых п определяется из ус-
условия
Если учесть, что каждая спектральная
составляющая обладает двумя степенями
свободы (определяется амплитудой и фазой)
всего на интервале Г, необходимо и доста-
достаточно т = 2п + 1 выборок, т. е. период следо-
следования выборок At определяется по формуле
At = Т/т % 1/2/,. A4.49)
Период следования выборок At целесо-
целесообразно уменьшать при транспонировании
до значения порядка длительности выбор-
выборки т.
В реальных устройствах Хттах порядка
105. Способ сжатия временного масштаба
выборок, взятых из сигнала, технически ре-
реализуется в устройствах двух основных ти-
типов : на магнитном барабане и на рециркуля-
торах с линией задержки в цепи обратной
связи.
Хотя с точки зрения теории работы
устройство с магнитным барабаном может
рассматриваться как рециркулятор с линией
задержки, имеются некоторые специфические
особенности его использования. Основной
недостаток устройства с магнитным бараба-
барабаном — это малый динамический диапазон
амплитуд (примерно 40 дБ) записываемых
сигналов и очень жесткие требования к ме-
механике устройства. Первый недостаток
можно устранить, применив предваритель-
предварительное кодирование сигнала, что, конечно, при-
приводит к менее эффективному использованию
периметра барабана. Второй недостаток,
относящийся к транспонирующим устрой-
устройствам с магнитным барабаном, отсутствует
у транспонирующих устройств на рециркуля-
торах с линией задержки в цепи обратной
связи.
Теория временного сжатия сигнала в ре-
циркуляторе подробно изложена в специаль-
специальной литературе. В качестве иллюстрации
Первый,
рециркулятор
о задержкой.
(/)
Второй
рециркулятор
с задержкой
At
Рис. 14.18. Структурная схема устройства
транспонирования
14.3. Средства измерений характеристик спектра
451
Аттенюатор
Входной
усилитель
ФНЧ
АЦП
ЗУ
±
ЦАП
±
Анализатор спектра
последовательного
действия
Устройство управления
Рис. 14.19. Упрощенная структурная схема анализаторов спектра СК4-72 и СК4-72/2
рассмотрим функциональную схему устрой-
устройства транспонирования, содержащую как ре-
рециркулятор, так и буферный накопитель
(рис. 14.18). На вход устройства поступают
выборки с интервалом At = l/2/B и длитель-
длительностью г, удовлетворяющей неискаженному
прохождению импульсов через линию за-
задержки в рециркуляторе.
Временем задержки t3a определяются
максимальное количество циркулирующих
импульсов т и, следовательно, коэффициент
транспонирования КТ = т:
l/m). A4.50)
Длительность выборки должна быть т <
< At/2m. В течение времени реализации Гр =
= mAt в первом рециркуляторе накапливает-
накапливается т выборок, в следующий такт работы
переключателя Пх самая ранняя выборка ис-
исчезает, так как для нее цепь обратной связи
разрывается и принимается новая выборка.
Анализатор последовательного типа мо-
может включаться на выходе первого рецирку-
лятора, однако устройство транспонирова-
транспонирования будет несколько совершеннее, если на
выходе первого рециркулятора включить
второй рециркулятор (буферный накопитель)
с временем задержки At. Тогда на выходе
второго рециркулятора в течение времени At
происходит циркуляция сжатой копии одной
конечной реализации сигнала за время Гр,
в то время как в первом рециркуляторе ко-
копия обнаруживается через Дг. Основной
трудностью разработки транспонирующих
устройств на рециркуляторах является отсут-
отсутствие линии задержки на большие времена.
Поэтому в настоящее время вместо рецир-
куляторов с линией задержки используют
цифровой блок памяти на регистрах сдвига.
Запись в блок памяти идет в темпе поступле-
поступления информации, а считывание — с предель-
предельной скоростью, обеспечивающейся быстро-
быстродействием цифровых схем памяти.
Отечественной промышленностью выпу-
выпускаются анализаторы СК4-72 и СК4-72/2, ос-
основанные на принципе сжатия временного
масштаба. Эти анализаторы предназначены
для измерения спектра периодических, непе-
Таблица 14.3. Технические характеристики анализаторов спектра реального времени
Характеристика
Диапазон частот
Число частотных каналов
Динамический диапазон по собственным шумам, дБ
Пределы входных напряжений
Число входных каналов
Число усреднений статистически независимых спектров
Число гармоник при порядковом анализе
Цифровой отсчет частоты спектральных составляющих
с погрешностью, %
Цифровой отсчет амплитуд спектральных составляющих
с погрешностью, %
Цифровой отсчет площадей под спектральными функ-
функциями с погрешностью, %
Число уровней при статистическом анализе
Потребляемая мощность, ВА
Габаритные размеры, мм
Масса, кг
СК4-72
0,05 Гц-20 кГц
200
60
80 мВ-8 В
(с согласующими
усилителями
80 мкВ-8 В)
16
1-1024
5, 10, 20
1
4
4
256
500
600 х 1985x900
210
СК4-72/2
0,05 Гц-20 кГц
200
60
80 мВ-8 В
1
1 - 1024
—
1
4
4
256
300
480x552x555
67
15*
452
Измерение параметров спектра радиосигналов
риодических (в том числе однократных) про-
процессов, случайных процессов и для статисти-
статистического анализа случайных процессов. Их
различие состоит в том, что СК4-72 допол-
дополнительно имеет восьмиканальный переклю-
переключатель, восемь входных предусилителей
и следящий генератор. Структурная схема
анализатора приведена на рис. 14.19. Ос-
Основные технические характеристики анализа-
анализаторов спектра реального времени СК4-72
и СК4-72/2 приведены в табл. 14.3.
14.3.6. ВЫЧИСЛИТЕЛЬНЫЕ
АНАЛИЗАТОРЫ СПЕКТРА
Бурное развитие цифровой вычислитель-
вычислительной техники дало толчок для создания циф-
цифровых анализаторов спектра, которые по со-
совокупности дискретных выборок вычисляют
A4.3) при замене интеграла на сумму из
N выборок
N-1
(V-i
Ar £ a(s)/(s)cos(sco);
s = 0
N-l
S(co)co
S(co)SJn*Ar £ a (s)/(s) sin (sco);
|S(co)|=l/s2(co)cos + S2(to)sln;
v|;(co)= -arctg[S(co)sin/S(co)cos], A4.51)
где a (s) — отсчеты весовой функции а ((), вы-
выделяющей участок реализации функции /(г)
с длительностью Tp=(N — \)At.
Спектр процесса, полученный численны-
численными методами в виде конечных сумм ди-
дискретных решегчатых функций A4.51) [такое
преобразование называют дискретным пре-
преобразованием Фурье (ДПФ)], отличается от
спектра, полученного интегральными пре-
преобразованиями A4.3). Спектр ДПФ периоди-
периодически размножен: повторяется по оси частот
с периодом, равным частоте отсчетов /огс =
= 1/А(. Это устраняется соответствующим
выбором дискретных частот со„, при котором
числовое преобразование Фурье называют
конечным преобразованием Фурье (КПФ).
Для ЭВМ типа БЭСМ-6 отношение време-
времени вычислений компонентов спектральной
функции по КПФ к времени реализации
функции /(() с N отсчетами равно
Л'/в-З-Ю ~5. Большое время вычислений
спектральной функции препятствовало ши-
широкому распространению цифровых методов
спектрального анализа. Это побудило разра-
разработать экономичные алгоритмы.
Алгоритм быстрого преобразования
Фурье (БПФ) построен так, что вычисление
частотных компонентов выполняют не деле-
делением больших последовательностей на мень-
меньшие, а в обратном порядке, начиная с N ис-
исходных последовательностей, содержащих по
одному члену в каждой, увеличивая затем
вдвое число членов в последовательности
и уменьшая вдвое число последовательно-
последовательностей при каждой операции умножения. Для
ЭВМ типа БЭСМ-6 время вычислений ком-
компонентов спектральной функции по алгорит-
алгоритму БПФ T6 = N(\og2N)-25-\0-" с.
Грубо оценить уменьшение объема
(времени) вычислений спектральной функции
можно, полагая число комплексных умноже-
умножений при ДПФ (КПФ) N2/2 и при БПФ
(N/2) log2 N : Be = N/log2 N- Выигрыш возра-
возрастает по мере роста числа отсчетов; так, для
N = 256 В6«20; для N = 512 Вб «40; для
N = 1024 В6 х 80.
Цифровые анализаторы спектра (ЦАС)
могут работать в режиме определения спек-
спектра по единственной группе учитываемых
выборочных значений ЛГ„ [/]e{/(s)}, где s =
= 0,1,..., N— 1, и в режиме периодиче-
периодической обработки чередующихся групп
Nn [f~\e{f(nQ + s)}, где п определяет но-
номер обрабатываемой группы, a Q — смеще-
смещение соседних обрабатываемых групп. Режим
периодической обработки развивающейся во
времени последовательности на соприкасаю-
соприкасающихся (Q = N) или пересекающихся A ^ Q ^
^ N) группах выборочных значений принято
называть режимом анализа спектра в реаль-
реальном времени. Отличительной особенностью
анализа в реальном времени является то, что
анализ проводится без потери информации.
При этом различают циклический (на сопри-
соприкасающихся группах) и скользящий (на пере-
пересекающихся группах) спектральные анализы.
В практической ситуации исследуемые
группы выборочных значений вводятся
в ЦАС непрерывным потоком с интервалом
дискретности At, значение длительности ко-
которого определяется в соответствии с теоре-
теоремой отсчетов верхней граничной частотой
сигнала £2В: At = тс/£2в, так что количество
выборочных значений сигнала, поступающе-
поступающего на вход цифрового анализатора спектра
(ЦАС) в единицу времени, равно AN = С1в/к.
Во избежание переполнения блоков опе-
оперативной памяти вычислительного анализа-
анализатора при сколь угодно длительном его функ-
функционировании в режиме реального времени
скорость ввода информации /(s) не должна
в среднем превышать скорости ее обработки,
т. е. скорости формирования отсчетов спек-
спектральной функции S (со). При этом, поскольку
14.3. Средства измерений характеристик спектра
453
в ЦАС осуществляется групповая обработка
информации и в формировании каждого от-
отсчета спектра участвуют все N выборочных
значений сигнала данной группы, всегда бу-
будет существовать задержка готовности ре-
результатов не менее чем на N тактов ввода.
Фактическое время задержки полной готов-
готовности результатов всегда несколько больше
указанного за счет дополнительных затрат
на обработку учитываемых выборочных от-
отсчетов в каждой группе. Конкретные значе-
значения, устанавливающие связь между допусти-
допустимой скоростью ввода информации и тре-
требуемым быстродействием операционных
устройств ЦАС, работающих в реальном
времени, зависят от режима анализа спектра
(циклический или скользящий), режима функ-
функционирования и структурной организации
и от реализуемых алгоритмов обработки.
Скользящий анализ спектра используется
редко, поэтому будем рассматривать в даль-
дальнейшем только циклический анализ.
Структурная схема ЦАС для цикличе-
циклического анализа спектра представлена на
рис. 14.20. В режиме реального времени
с разделением ввода и обработки сначала
все N отсчетов обрабатываемой группы
Nn [/] в течение времени Тв через устрой-
устройство ввода-вывода информации УВВ по мере
их поступления пересылаются в оперативное
запоминающее устройство ОЗУ. Последним
тактом ввода к ОЗУ подключается арифме-
арифметическое устройство АУ, которое осущест-
осуществляет обработку зафиксированной группы
отсчетов в соответствии с реализуемым ал-
алгоритмом дискретного или быстрого пре-
преобразования Фурье. Служебная информация
о весовых коэффициентах ехр[— j2nps]/N
вводится в АУ из постоянного запоминаю-
запоминающего устройства ПЗУ. Вывод результатов
обработки может осуществляться либо не-
непосредственно из АУ, либо через ОЗУ. Синх-
Синхронизация работы всех операционных бло-
блоков ЦАС выполняется командами, выра-
вырабатываемыми в устройстве управления (УУ).
В режиме реального времени с разделе-
разделением ввода и обработки информации полная
обработка группы выборочных значений
Nn[f]
Nn+l И
У///,
О 1 2 3 О 1 2 3 t
Тп Т„
Рис. 14.21. Временная диаграмма работы
ЦАС
Nn [/] должна быть выполнена до поступле-
поступления первого отсчета следующей группы
N,, + i[/], т.е. в течение одного интервала
дискретности At. Таким образом, полное
время обработки всех N отсчетов должно
удовлетворять условию То ^ At (см.
рис. 14.21).
Поскольку обработка информации свя-
связана с выполнением большого количества
элементарных операций" обработки, каждая
из которых состоит из умножения и сумми-
суммирования, АУ анализатора должно обладать
весьма высоким быстродействием. Так, если
обработка информации в реальном времени
осуществляется по алгоритму ДПФ и тре-
требует, как известно, выполнения N2 элемен-
элементарных операций обработки, то время вы-
выполнения одной элементарной операции
определяется соотношением
A4.52)
Рис. 14.20. Структурная схема ЦАС для
циклического анализа спектра
При заданном времени выполнения
одной элементарной операции топ из A4.52)
можно определить верхнюю частоту анализа
спектра в реальном времени:
ClB^n/zonN2. A4.53)
Применение алгоритма ДПФ для реали-
реализации режима реального времени с разделе-
разделением ввода и обработки приводит к суще-
существенному ограничению диапазона рабочих
частот из-за ограниченного быстродействия
операционных блоков ЦАС. Поскольку об-
общее количество элементарных операций бло-
блоков при реализации БПФ при прочих равных
условиях сокращается до 0,5Nlog2 N, требуе-
требуемое время выполнения элементарной опера-
операции становится равным
т6 =g 2At/Nlog2 N = 2тг/Пв Nlog2 N,
A4.54)
т. е. сокращается в 2Nflog2 N раз. Верхняя
граница рабочего диапазона частот при этом
. A4.55)
14.3. Средства измерений характеристик спектра
455
Таблица 14.4. Диапазоны частот ЦАС
режиме реальвого времена
Способы
анализа
ДПФ
БПФ
Каскад-
Каскадный
БПФ
Рабочий диапазон частоты /в ЦАС,
Гц, в режимах
разделения
ввода и
обработки
0,5
102
0,5-103
буферной
памяти
0,5-103
105
0,5-106
активного
использова-
использования пауз
0,5-103
Цифровые анализаторы спектра кроме
спектральных характеристик обычно вычис-
вычисляют статистические характеристики.
В качестве примера можно привести
анализатор спектра цифровой СК4-71, пред-
предназначенный для измерения спектральных,
корреляционных и статистических характе-
характеристик сигналов в реальном масштабе вре-
времени.
Анализатор спектра цифровой выпол-
выполняет анализ сигналов, поступающих в анало-
аналоговом виде с диапазоном частот 0 — 50 кГц
или в виде числовых рядов. Он позволяет из-
измерять спектральные, корреляционные и ста-
статистические характеристики сигналов, обна-
обнаруживать сигналы, замаскированные в шу-
шумах, определять критические частоты переда-
передаточных функций и соответствующие им
функции когерентности в сложных системах,
исследовать непрерывные, переходные и оди-
одиночные процессы.
В практике измерений отдельные харак-
характеристики процессов обычно измеряются
с помощью специализированных приборов:
анализаторов спектра, измерителей корреля-
корреляционных и статистических характеристик, из-
измерителей нелинейных искажений и параме-
параметров цепей и др. Анализатор СК4-71 пред-
представляет собой качественно новый тип аппа-
аппаратуры, в которой специфические функции
многочисленных приборов моделируются
с помощью программ: для изменения харак-
характера функционирования достаточно вызова
соответствующей программы без аппаратур-
аппаратурного переустройства системы. Комплекс про-
программ анализатора спектра позволяет соче-
сочетать в одном приборе практически все функ-
функциональные возможности, необходимые для
всестороннего анализа различных сигналов
(рис. 14.23).
Работа анализатора спектра цифрового
основана на вычислительном принципе опре-
определения параметров сигналов. Структурная
Восстанов-
Восстановление
сигнала
по спектру
\
\
Фазовая ха-
характеристика
\
АЧХ
-
Диаграмма
Боде
1
Передаточ-
Передаточная функция
/
-
Диаграмма
Найквиста
Импульсная
реакция
1
Цифровой анализатор сигналов
(аппаратурное и математическое обеспечение)
/
/
\
Цифровая
фильтрация
Операция^
обратная
свертке I
Идентифика-
Идентификация сигналов|
1
Модуль
спектра
Фазовый
спектр
Спектр в
комплексной
плоскости
Функция ко-
когерентности
Усреднение
спектров
1
\
Квадратур-
Квадратурные состав-
составляющие
Спектр
мощности
Взаимный
спектр
Кепстр
— J
Измерение
параметров
сигналов
-
7
Спектраль-
Спектральный анализ
периодиче-
периодических,
случайных
и редко
повторяю-
повторяющихся
процессов
Функция
распреде-
распределения
Анализ статистических
характеристик
Гистограммы
мгновенных значений
Одномерное распределе-
распределение вероятностей
Корреля-
Корреляционный
анализ
1 / 1
Характерис-
Характеристическая
функция
Корреля-
Корреляционная
функция
Взаимная
корреляцион-
корреляционная функция
Рис. 14.23. Функциональные возможности цифрового анализатора спектра
456
Измерение параметров спектра радиосигналов
Г
Вход А
Г
Вход Б
Усилитель
Усилитель
-
ФНЧ
Канал
АЦП
Устройство
управления
К
ФНЧ
анал
АЦП
а1
1
1
_!
б1
1
1
Блок
ввода с
перфоленты
Вычисли-
Вычислительное
устройство
Устройство
ввода
вых д
цифро-
анных
—Цифровой графопостроитель]
Перфоратор
ЦПУ|
1 —Q Цифровой магнитофон
-1 —j Дисковый накопитель
Внешняя ШМ
Осциллографияе-I
ский индикатор '
X-^Y-самописец^]
Рис. 14.24. Структурная схема анализатора спектра СК4-71
схема анализатора СК4-71 приведена на
рис. 14.24.
Входные аналоговые сигналы по одному
(А) или двум (А, В) каналам поступают на
соответствующие усилители с переменным
коэффициентом усиления, которые приводят
различные пределы входных сигналов (от
0,125 до 8 В) к постоянному значению, необ-
необходимому для нормального функционирова-
функционирования последующих трактов. Далее сигналы
поступают на фильтр нижних частот ФНЧ,
где происходит выделение полосы частот,
подлежащей анализу. По команде оператора
фильтр может быть выключен. С выхода
фильтров сигналы поступают на АЦП, где
преобразуются в параллельный 10-раз-
10-разрядный двоичный код. Возможна работа как
одного, так и обоих каналов. В последнем
случае выборки мгновенных значений сигна-
сигнала берутся одновременно в обоих каналах,
что позволяет сохранить в цифровом коде
информацию о фазовых соотношениях сиг-
сигналов, необходимую для измерения вза-
взаимных характеристик. Частота выборки
определяется кварцевым генератором и мо-
может изменяться оператором в пределах от
0,2 Гц до 100 кГц. Эта частота определяет
отсчетный масштаб прибора во временной
и частотной областях.
Тракт сигнала от входа усилителей до
выхода АЦП имеет калиброванные значения
коэффициента передачи во всем диапазоне
частот и уровней напряжений. Информация
о значении коэффициента передачи и частота
выборки вводятся в вычислительное устрой-
устройство и учитываются при формировании ко-
конечного результата.
Цифровое вычислительное устройство
работает в соответствии с заложенной в него
программой. Программа состоит из ряда
подпрограмм, организующих ту или иную
вычислительную операцию (вычисление спек-
спектра, корреляционной функции, построение
гистограммы и др.). Вызов необходимой
подпрограммы осуществляется с устройства
управления. Результаты вычислений выво-
выводятся на индикаторное или регистрирующее
устройство. Все результаты сопровождаются
масштабным коэффициентом для перевода
их в физические единицы.
При анализе сигналов, представленных
в цифровом виде (в виде числового ряда),
данные вводятся непосредственно в цифро-
цифровое вычислительное устройство с помощью
устройства ввода числовых данных: с набор-
наборного табло пульта управления в десятичном
коде или с перфоленты.
Основные технические характеристики
цифрового анализатора спектра СК4-71
Диапазон частот
Динамический диапазон, дБ
Пределы входных напряжений
Число входов
Число выборок сигналов, ана-
анализируемых прибором. . .
0 Гц-
50 кГц,
60
80 мВ-8
2
32-4096
Основные режимы работы:
спектральный, статистический и корре-
корреляционный анализ;
измерение амплитудного и фазового
спектров;
измерение передаточных функций элек-
электрических, механических, термических и дру-
других сигналов;
измерение свертки двух сигналов;
измерение спектра мощности, взаимного
спектра и функции когерентности;
измерение корреляционных функций;
измерение гистограмм амплитуд.
14.3. Средства измерений характеристик спектра
457
Основными достоинствами цифровых
анализаторов спектра являются широкие
возможности автоматизации при значитель-
значительном расширении функциональных возможно-
возможностей и повышении точности анализа. Недо-
Недостатками являются ограниченность частот-
частотного диапазона из-за невысокого быстродей-
быстродействия операционных схем и малый динами-
динамический диапазон АЦП.
14.3.7. ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
Области применения анализаторов спек-
спектра постоянно расширяются (табл. 14.5).
В настоящее время анализаторы спектра ис-
используются в радиоэлектронике, радиолока-
радиолокации, связи, акустике, гидроакустике, авиа-
авиационном машиностроении, ракетостроении,
автомобильной промышленности, судострое-
судостроении, строительстве, здравоохранении, геоло-
геологии, ядерных исследованиях и др. Рассмо-
Рассмотрим некоторые из измерительных задач,
решаемых с помощью анализаторов
в первых пяти областях.
Измерение амплитуд и частот линейных
спектров. Высокая стабильность гетероди-
гетеродинов, наличие встроенного частотомера и воз-
возможность абсолютной калибровки по уров-
уровню обеспечивают прецизионное измерение
значений уровней и частот спектральных со-
составляющих в современных анализаторах
Рис. 14.25. Определение частоты составляю-
составляющей спектра по яркостной метке /
спектра. В них предусмотрен режим, позво-
позволяющий производить такие измерения при
панорамном обзоре спектра с помощью яр-
костной метки (рис. 14.25). В этом режиме
частотомер регистрирует частоту той спек-
спектральной составляющей, с которой совпа-
совпадает метка. Смещая последнюю с помощью
ручки «Метка», можно с высокой точностью
измерить частоту любой спектральной со-
составляющей в пределах обзора.
В некоторых анализаторах, например та-
таких, как С4-60, измерение частот спек-
спектральных составляющих производится по
цифровому индикатору частоты совмеще-
совмещением с помощью ручки «Частота» измеряе-
измеряемой спектральной составляющей с цент-
Таблица 14.5. Параметры аппаратуры, измеряемые с помощью анализаторов спектра
Исследуемая аппаратура
Измеряемый параметр
Передатчики, генераторы, гетеродины
Преобразователи частоты, акустиче-
акустические и гидроакустические преоб-
преобразователи, смесители, модуля го-
горы, умножители
Приемники, усилители
Аттенюаторы, ограничители, пере-
переключатели
Фильтры, ответвители, делители и
сумматоры мощности
Электрорадиоэлементы: диоды, гене-
генераторы и др.
Диапазон частот, линейность перестройки; стабильность
частоты (в том числе и стандартов частоты); устойчи-
устойчивость к изменениям нагрузки, питающих напряжений,
прогреву; чистота спектральной линии; параметры мо-
модуляции; уровень гармоник, внеполосных и побочных
колебаний; ширина спектра частот, занимаемая пере-
передатчиком
Потери и линейность преобразования; развязка между
входами; подавление нежелательных составляющих спек-
спектра; частотные характеристики в большом динамиче-
динамическом диапазоне
Уровень компрессии, блокирование, динамический диа-
диапазон по интермодуляционным и перекрестным иска-
искажениям; степень экранировки; частотные характеристики
трактов в большом динамическом диапазоне; искажения
сигналов
Ослабление, развязка между входами; потери; искаже-
искажения сигналов
Затухание за полосой, потери; амплитудно-частотная
характеристика в большом динамическом диапазоне;
направленность
Уровень амплитудных, частотных и фазовых шумов;
линейность характеристики; стабильность частоты
458
Измерение параметров спектра радиосигналов
oil
L
; о
A
1
Рис. 14.26. Спектр AM колебания с иска-
искажением огибающей: Л — глубина модуляции
по первой гармонике
ральной линией масштабной сетки на экра-
экране ЭЛТ.
Определение амплитуд спектральных со-
составляющих проводится по отсчету значений
уровня спектральной составляющей на экра-
экране ЭЛТ (или по стрелочному прибору) и ум-
умножением этого значения на значение осла-
ослабления аттенюаторов анализатора спектра.
Измерение значения амплитуд спектральных
составляющих в большинстве анализаторов
спектра может производиться как в линей-
линейном, так и логарифмическом масштабе. Зна-
Значение уровня спектральной составляющей
определяется по формулам
t = Ai П KJ- Bi =
где Ut и Bi — значения уровней составляю-
составляющих спектра в абсолютных величинах или
децибелах; К, - показатель ослабления j-ro
аттенюатора; п — число аттенюаторов в из-
измерительном тракте анализатора спектра.
Измерение параметров модулированных
колебаний. Большой динамический диапазон,
высокое разрешение и малый уровень пара-
паразитной модуляции анализаторов позволяют
Uo
ui
1
и?
1-
■Л
щ
\и„
Un
I
11 ,
Hg П^ Пц /7j П2 flj Hq Hj /7o Л* Пц П§ ^g
Рис. 14.28. Спектр ЧМ (ФМ) колебания
проводить качественный контроль параме-
параметров модулированных колебаний. К таким
колебаниям относятся амплитудно-, частот-
частотно- и фазомодулированные, с однополосной
модуляцией, а также импульсно-модулиро-
ванные. На рис. 14.26 показан спектр ампли-
тудно-модулированных (AM) колебаний с си-
синусоидальной модуляцией и искажением оги-
огибающей.
Глубина модуляции, %, по спектру опре-
определяется отношением
М = 21/,-100/1/„%, A4.61)
а коэффициент гармоник, %, — выражением
= ]/{V\
-100,
A4.62)
где Uo, [/,, U2, ■■■, Un — соответственно ам-
амплитуды несущей, первой и высших гармо-
гармоник модуляции.
При измерении параметров AM колеба-
колебаний в логарифмическом масштабе и отсчете
уровней боковых компонентов в децибелах
(Д) коэффициент модуляции, %, может быть
рассчитан по формуле
А
/и = 2-1(Г 20\l00.
Рис. 14.27. Спектр AM сигнала прн нали-
наличии паразитной ЧМ: Д — глубина AM
Рис. 14.29. Спектр шумов генератора вблизи
несущей: Д — уровень шумов при расстрой-
расстройке Д/
14.3. Средства измерений характеристик спектра
459
При измерении глубины модуляции AM
колебаний при наличии паразитной частот-
частотной модуляции (ЧМ) боковые компоненты
имеют не равные значения. Измерение глу-
глубины модуляции в этом случае следует про-
производить в соответствии с рис. 14.27.
На рис. 14.28 показан спектр ЧМ коле-
колебания. Амплитуды боковых составляющих
и-го порядка ЧМ или ФМ колебания равны
амплитуде немодулированного колебания,
умноженной на абсолютное значение /„(Р):
1/„ = 1/0|/„(Р)|, A4.64)
где /„(Р) - функция Бесселя n-го порядка от
аргумента Р, Р = Д///т при ЧМ, р = Д<р при
ФМ.
При измерении спектров ЧМ колебаний
следует иметь в виду, что при наличии пара-
паразитной AM боковые компоненты одинаково-
одинакового порядка слева и справа от центральной
частоты имеют неодинаковые значения.
Во всех случаях анализа AM, ЧМ (ФМ)
колебаний минимальные частоты модуля-
модуляции, которые могут быть измерены, опреде-
определяются разрешающей способностью анали-
анализатора спектра.
Измерение шумов генераторов. В ряде
случаев анализаторы спектра могут быть ис-
использованы для измерения спектров боковых
шумов сигналов генераторов (рис. 14.29).
Типичные значения уровня собственных
шумов анализатора спектра вблизи несущей
для анализатора СК4-59 — не менее 55 дБ
при расстройке 10 кГц и до 70 дБ при рас-
расстройке 50 кГц в полосе пропускания
100 Гц. Для расширения динамического диа-
диапазона при измерении шумов генераторов
и малых модуляций (нелинейных искажений)
используют дополнительно режекторный
фильтр, настраиваемый на несущую частоту
и подключаемый к входу анализатора. При
этом динамический диапазон измерений воз-
возрастает на значение ослабления несущей
фильтром.
Рис. 14.30. Интермодуляционные искажения
в резонансном усилителе:
Л и fi ~ частоты входных сигналов
Рис. 14.31. Перекрестная модуляция в резо-
резонансном усилителе:
Л — величина перекрестной модуляции; /м — часто-
частота модуляции помехи
Измерение искажений в трактах. Интер-
Интермодуляционные искажения возникают при
взаимодействии двух и более сигналов в не-
нелинейном тракте. Иитермодуляциоиные ис-
искажения третьего порядка оказывают боль-
большое влияние иа качество работы в многока-
многоканальных системах связи. На рис. 14.30 пока-
показан результат измерений интермодуля-
интермодуляционных искажений ПЧ усилителя с рас-
расстройкой между двумя равными сигналами
А/-
Гармонические искажения являются
важным параметром генераторов, так как
в ряде случаев они определяют внеполосные
излучения. С помощью анализатора спектра
можно легко оценить уровень каждой гармо-
гармоники, а по их амплитудным соотношениям
судить о характере искажений. Спектрограм-
Спектрограмма позволяет выявить гармоники до десято-
десятого порядка.
Измерение перекрестной модуляции и бло-
блокирования в приемниках. Подключение ана-
анализатора спектра к выходу УПЧ приемника
дает возможность измерять такие важные
характеристики приемных устройств, как
перекрестную модуляцию и блокирование.
Рис. 14.32. Изменение коэффициента усиле-
усиления на Д под действием немодулированной
помехи
460
Измерение параметров спектра радиосигналов
Анализатор
спектра
Вых. с в an.
геи. Вход
П
\
бдБ
t 1 I
Вход Выход
Четырех-
Четырехполюсник
ml™
а)
Afn
■* >■
5) '
Рис. 14.33. Измерение АЧХ электромехани-
электромеханического фильтра
На рис. 14.31 показаны боковые компо-
компоненты, возникшие на немодулированном сиг-
сигнале при действии помехи с AM на резо-
резонансный усилитель. При воздействии на
усилитель немодулированной помехи изме-
изменение коэффициента усиления регистрирует-
регистрируется уменьшением амплитуды полезного сиг-
сигнала (рис. 14.32).
Измерение АЧХ четырехполюсников.
Большинство современных анализаторов
спектра имеют выход сигнала «следящего ге-
генератора», частота которого совпадает с ча-
частотой настройки прибора и следит за ней
в процессе перестройки. Это позволяет изме-
измерять АЧХ четырехполюсников при включе-
включении их между разъемами Выход свип. ген.
и Вход прибора (рис. 14.33, а).
Высокая селективность анализаторов,
а также применение в режиме панорамного
обзора схемы измерения уровня по яркост-
ной метке (измерение огибающей спектра),
позволяющей с высокой точностью реги-
регистрировать частоту и уровень сигнала на
выходе четырехполюсника, обеспечивают
весьма точное измерение АЧХ различных
устройств в динамическом диапазоне до
140 дБ. На рис. 14.33,6 показана АЧХ элек-
электромеханического фильтра с полосой пропу-
пропускания Д/п.
Измерение полосы пропускания четы-
четырехполюсника производится на уровне 6 дБ
(при измерениях по напряжению) или 3 дБ
(при измерениях по мощности).
Исследование спектров повторяющихся
радиоимпульсов. Одним из главных назначе-
назначений анализаторов спектра ВЧ и СВЧ диапа-
диапазонов является анализ спектров радиоим-
радиоимпульсных сигналов. Анализаторы спектра
позволяют оперативно и в наглядной форме
измерять (или оценивать) основные пара-
параметры радиоимпульсов: несущую частоту
(/0), длительность (ти), период (частоту) по-
повторения (Т, F), форму, занимаемую полосу
частот.
Наиболее полная информация о параме-
параметрах исследуемого спектра импульсной по-
последовательности содержится в спектрограм-
спектрограмме на экране ЭЛТ анализатора, настроенно-
настроенного на режим так называемого импульсного
отклика. Для получения такого режима необ-
необходимо, чтобы полоса пропускания (П)
в анализаторе спектра была больше (или
равна) частоте следования импульсов.
В этом случае постоянная времени ПЧ филь-
фильтра меньше периода повторения импульсов
и анализатор успевает «откликнуться» на
каждый приходящий импульс за период раз-
развертки в виде отдельных линий на экране
ЭЛТ. В то же время для разрешения огибаю-
огибающей спектра полоса должна быть мала по
сравнению с шириной основного лепестка.
Обычно на практике для выполнения этих
условий пользуются соотношениями
Il>Fn, Л=£@,1 -=-0,03)/ти. A4.65)
Для получения спектрограммы с доста-
достаточным количеством откликов, формирую-
формирующих огибающую спектра в этом режиме, не-
необходимо, чтобы период развертки был
достаточно большим по сравнению с перио-
периодом повторения импульсов. Обычно требует-
требуется, чтобы
Тразв > B0 - 100) Г„. A4.66)
Следует отметить, что в тех случаях,
когда период повторения импульсов боль-
большой, наблюдение спектрограмм радиоим-
радиоимпульсных сигналов на экране ЭЛТ затрудни-
тельно, так как из-за недостаточного после-
послесвечения при больших периодах развертки
на экране не видно непрерывной спектро-
спектрограммы. В современных анализаторах спек-
спектра используются ЭЛТ с памятью, поэтому
этим недостатком они не обладают.
На рис. 14.34 изображена типичная спек-
спектрограмма радиоимпульсной последователь-
последовательности, содержащая следующую информа-
информацию: несущая частота (/0) регистрируется на
A
mi
—-*- -
I
1
f°
1
/j
s
\ *
vf[
'ч
f"
IrVn
f
Рис. 14.34. Спектрограмма радиоимпульсной
последовательности
14.4. Автоматизация измерений характеристик спектра
461
гш
Исследуемый
усилитель
-
Анализатор
спектра
кпх
Рис. 14.35. Спектрограмма последователь-
последовательности радиоимпульсов с пропуском одного
импульса за время развертки
цифровом индикаторе при совмещении мет-
метки или центральной линии масштабной сет-
сетки с максимальной амплитудой основного
лепестка; ширина бокового лепестка опреде-
определяет длительность импульса ти = 1/(/" — /');
временной интервал между дискретными ли-
линиями, являющимися откликами на каждый
приходящий импульс, равен периоду повто-
повторения импульсов Т = 1/F = 1/Д/; отношение
максимальной амплитуды основного лепест-
лепестка к максимальной амплитуде бокового (Д)
определяет в некоторой мере форму импуль-
импульса (теоретическое отношение для идеального
прямоугольного импульса составляет
13,2 дБ, трапецеидального 20 дБ, треуголь-
треугольного 26 дБ).
Обнаружение паразитных эффектов в по-
последовательности радиоимпульсов.
Одним из наиболее распространенных
случаев применения анализаторов спектра
при анализе радиоимпульсных сигналов
является исследование искажений формы
спектра с целью обнаружения паразитной
модуляции в импульсе и выпадений (пропу-
(пропусков) импульсов из периодической последо-
последовательности. Для наблюдения искажений
спектра импульса, обусловленных выпаде-
выпадением импульса, необходимо установить ре-
Рис. 14.36. Огибающая спектра импульсного
сигнала при флуктуациях длительности им-
импульсов
Рис. 14.37. Огибающая спектра импульсного
сигнала при паразитной ЧМ внутри импульса
Рис. 14.38. Структурная схема измерителя
шумов усилительных устройств
жим импульсного отклика на экране ЭЛТ.
Примерный вид спектрограммы при выпаде-
выпадении приведен на рис. 14.35.
При паразитных флуктуациях длитель-
длительности импульсов или частотной модуляции
внутри импульсов на экране ЭЛТ анализато-
анализатора происходит флуктуация амплитуды или
частоты спектральных линий. На рис. 14.36
и 14.37 изображены типичные спектро-
спектрограммы импульсов с паразитной модуляцией
внутри импульса.
Измерение шумов усилительных уст-
устройств. Используя анализаторы спектра в ка-
качестве высокочувствительных селективных
индикаторов с автоматической перестройкой
частоты, а также дополнительный ГШ, мож-
можно производить измерение уровней шумов
(коэффициента шума) усилителей. При вы-
выключении ГШ (рис. 14.38), установив полосу
обзора анализатора спектра, равную диапа-
диапазону рабочих частот усилителя, на экране
ЭЛТ получим шумовую дорожку, обусло-
обусловленную собственными шумами усилителя
во всем рабочем диапазоне. По разнице по-
показаний анализатора спектра при выключен-
выключенном и включенном ГШ можно определять
уровень собственных шумов усилителя во
всем диапазоне и вычислять дифферен-
дифференциальный коэффициент шума усилителя на
любой частоте его диапазона.
Подробнее возможности анализаторов
спектра и их использование при измерении
характеристик четырехполюсников и генера-
генераторов изложены в специальной литературе.
14.4. АВТОМАТИЗАЦИЯ
ИЗМЕРЕНИЙ ХАРАКТЕРИСТИК
СПЕКТРА
Современная тенденция развития ра-
радиоэлектронной аппаратуры, увеличиваю-
увеличивающаяся номенклатура измеряемых параме-
параметров спектра требует сокращения времени
измерений, что можно обеспечить только
путем введения внутриприборной автомати-
автоматизации измерений и обработки результатов,
т. е. создания вычислительных анализаторов
спектра.
При разработке, производстве и экс-
эксплуатации радиоэлектронных средств объем
измеряемых параметров очень велик (изме-
(измерения параметров элементов цепей, АЧХ
462
Измерение параметров спектра радиосигналов
и других характеристик трактов), однако ко-
конечной целью является получение качествен-
качественного спектра сигнала. В настоящее время
для.измерения параметров спектра передат-
передатчика бортовой самолетной радиостанции при-
приборами третьего поколения требуется 30 —
50 мин, а для обработки результатов 1 —2 ч.
Все это обусловило бурное внедрение
автоматизации в анализаторы спектра.
Первым шагом автоматизации явилось со-
создание панорамных приборов с автоматиче-
автоматической перестройкой по частоте, при этом вре-
время анализа во всей полосе частот существен-
существенно сократилось и появились дополнительные
возможности по использованию анализато-
анализаторов для измерения и наблюдения АЧХ четы-
четырехполюсников. Следующим элементом ав-
автоматизации явилось введение встроенного
частотомера, связанного с визиром (меткой)
ЭЛТ анализатора. Это позволяет оперативно
и с высокой точностью определять частоты
составляющих спектра.
Анализатор спектра — это сложный
и многофункциональный прибор с большим
числом элементов управления, что затруд-
затрудняет работу с ним. В анализаторах спектра
С4-74 и С4-77 автоматически устаналивают-
ся оптимальные время интегрирования и по-
полоса пропускания при изменении полосы об-
обзора, что упрощает работу с приборами.
Наиболее полная автоматизация процес-
процессов измерения и обработки спектра осущест-
осуществлена в СК4-71, о чем говорилось ранее
В этом приборе управление всеми функция-
функциями может осуществляться от ЭВМ.
Вычислительные анализаторы могут
быть не обязательно полностью цифровыми.
Для сохранения достоинств последователь-
последовательного анализа и обеспечения необходимого
уровня автоматизации на выходе преобразо-
преобразователя частоты можно поставить АЦП и
в дальнейшем вести цифровую обработку
выборок. Вычислительные и цифровые ана-
анализаторы спектра позволяют значительно
поднять степень автоматизации. При этом
автоматизация должна идти по следующим
направлениям: связь прибора с КОП; авто-
автоматическая установка ослабления; автомати-
автоматическая перестройка частоты во всем диапазо-
диапазоне; автоматический выбор оптимальных ре-
режимов анализа; отображение информации
в цифровом и графическом виде на дисплее
и внешних устройствах- автоматическая ка-
калибровка приборов; запоминание и сравне-
сравнение спектров; вычисление вторичных параме-
параметров, таких как глубина и индекс модуляции,
коэффициент гармоник, ширина полосы за-
занимаемых частот, уровень внеполосных
и побочных излучений и др.
Создание таких анализаторов спектра
с внутриприборной автоматизацией позво-
позволит сократить время измерений спектров
в 5 — 10 раз, а время обработки результа-
результатов—в 20-30 раз. Автоматическая кали-
калибровка приборов позволяет снизить погреш-
погрешность измерения уровней спектральных со-
составляющих в 1,5 — 2 раза, а частоты — в
10 раз.
Анализаторы спектра следующего поко-
поколения будут представлять собой мощные ин-
информационно-измерительные системы.
14.5. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ СРЕДСТВ
ИЗМЕРЕНИЙ ХАРАКТЕРИСТИК
СПЕКТРА
Независимо от способа моделирования
преобразования Фурье в анализаторе того
или иного типа результаты эксперименталь-
экспериментального анализа спектра должны быть каче-
качественно и количественно совместимы с ана-
аналитическим спектром исследуемого сигнала.
Качественная совместимость, как отмечалось
ранее, достигается выбором адекватной фи-
финитному преобразованию Фурье физической
модели анализатора спектра, обеспечиваю-
обеспечивающей возможность определения комплексного
спектра (его ортогональных составляющих)
на фиксированном и согласованном с иссле-
исследуемым сигналом интервале анализа. Коли-
Количественная совместимость определяется по
заданному критерию суммарной погреш-
погрешностью определения спектра в каждой точке
исследуемого диапазона частот или макси-
максимальной суммарной погрешностью во всем
диапазоне. Меру количественного соответ-
соответствия экспериментального и аналитического
спектров следует считать основной метроло-
метрологической характеристикой анализатора спек-
спектра. Вспомогательные метрологические ха-
характеристики ограничивают классы иссле-
исследуемых сигналов, их параметры, режимы
работы анализатора, при которых гаранти-
гарантируется оговоренная точность эксперимен-
экспериментального анализа. В частности, вспомога-
вспомогательные метрологические характеристики
определяют информационную полноту оцен-
оценки спектра, ограничивая рабочий диапазон
частот и временных интервалов, шаг дискре-
дискретизации по времени и частоте (для цифровых
приборов).
Общесоюзной поверочной схемы для
метрологической аттестации и поверки ана-
анализаторов спектра пока не существует. Это
связано с отсутствием специализированных
образцовых средств и сложностью их созда-
14.4. Автоматизация измерений характеристик спектра
463
ния в связи с многофункциональностью этих
приборов.
В настоящее время поверка анализато-
анализаторов спектра ведется с помощью генераторов
синусоидальных колебаний, широкополос-
широкополосных вольтметров и аттенюаторов, т. е. с по-
помощью устройств широкого назначения. По-
Поверка анализаторов спектра с помощью
только синусоидального сигнала не позво-
позволяет выявить погрешность, связанную с не-
нелинейностью входных узлов анализаторов
спектра. Точность широкополосных вольт-
вольтметров для поверки анализаторов спектра
(АС) на малых уровнях недостаточна. Ста-
Стабильность выходных напряжений генерато-
генераторов низка. В настоящее время существует
только два узаконенных документа по ме-
метрологическому обеспечению анализаторов
спектра. Это методические указания по по-
поверке анализаторов спектра (МУ-204). Они
распространяются только на три типа при-
приборов (С4-5, С4-8, С4-9) и уже устарели.
С 1979 г. введен в действие ГОСТ
22741—77, который устанавливает общие
технические требования на АС и дает общие
рекомендации по их испытаниям. Наряду
с поверкой по синусоидальным сигналам
ГОСТ допускает возможность поверки АС
по сигналам с нормированными спек-
спектральными составляющими. Способы оцен-
оценки погрешности измерения частоты спек-
спектральных составляющих и частотных интер-
интервалов между ними, существующие в настоя-
настоящее время, удовлетворяют современным тре-
требованиям. Способы поверки амплитудных
характеристик, т. е. способы оценки погреш-
погрешности измерения амплитуд и отношения ам-
амплитуд спектральных составляющих, ну-
нуждаются в доработке.
В настоящее время разрабатываются ме-
методы и средства поверки анализаторов спек-
спектра по сигналам с нормированными спек-
спектральными составляющими.
Для оценки погрешности измерения аб-
абсолютных уровней амплитуд составляющих
разработан способ, использующий последо-
последовательность однополярных прямоугольных
видеоимпульсов. Калибровка абсолютных
значений амплитуд составляющих произво-
производится путем формирования импульса с тре-
требуемыми параметрами. Вместо высоты им-
импульсов устанавливают требуемую постоян-
постоянную составляющую, что приводит к умень-
уменьшению погрешности. При этом импульсы
пропускают через фильтр нижних частот,
имеющий частоту среза ниже частоты следо-
следования импульсов. Длительность импульса
с большой точностью устанавливается по
обращению в нуль определенных составляю-
составляющих. Сформированный таким образом сиг-
сигнал подают на вход анализатора спектра, из-
измеряют амплитуду составляющей, значение
которой рассчитано, и по расхождению зна-
значений определяют погрешность АС. Устано-
Установить калиброванные значения амплитуд
можно на уровнях порядка сотых долей
вольта и выше.
Для поверки более чувствительных при-
приборов разработан способ калиброванного
относительного изменения амплитуд спек-
спектральных составляющих. Он базируется на
связи между изменением числа импульсов
в серии или изменением периода следования
серий, с одной стороны, и относительным
изменением амплитуд определенных соста-
составляющих, с другой стороны. Серии импуль-
импульсов формируют следующим образом.
Из каждых mt импульсов периодической
последовательности оставляют только неко-
некоторое число р1 импульсов. Амплитуды спек-
спектральных составляющих на частотах,
кратных частоте следования импульсов
в пачках 1/П|, пропорциональны vdm\'-
Изменяя р и т, можно получить раз-
различные изменения амплитуд составляющих
K = UnJUni={p2ml)/{plm2).
Можно использовать спектральные со-
составляющие серий импульсов на частотах,
меньших частоты следования импульсов.
Отношение амплитуд составляющих при
различных чирлах импульсов в сериях опре-
определяется формулой
и„
// Рг~
/ -V
V Vr = 0,i,
// Pl~
/ X
Г ^r = 0, 1,
/Pi-
+ ( >„
\r = 0,l
1
2..
2..
1
,2
cos 2nfcrx
)
\
cos 2тс/сгт
/
sin 2тс/сгт
2
+
2
+
\2
/
Pi-1 \2
+ | У sin 2к/сгх
Форма импульсов для указанных слу-
случаев может быть любой, но она не должна
меняться в процессе измерений.
Описанный способ калиброванного из-
изменения амплитуд составляющих позволяет
оценить погрешность АС при измерении как
напряжений амплитуд составляющих, так
и их отношений с большой точностью.
Если в сериях, сформированных опи-
описанным выше способом, используются пря-
прямоугольные импульсы, то их можно исполь-
464
Измерение параметров спектра радиосигналов
зовать для получения калиброванного отно-
отношения амплитуд двух составляющих. Отно-
Отношение амплитуд определяется формулой
и
я±1
р(т±
P- 1
sin-
V = 0, 1,2...
Для случая, когда необходимо оцени-
оценивать погрешность измерения малых измене-
изменений составляющих, например через 0,1 дБ,
можно использовать способ плавного кали-
калиброванного изменения амплитуд составляю-
составляющих. Этот способ основан на свойстве спек-
спектральных составляющих, коротких по срав-
сравнению с периодом следования импульсов.
Неравномерность АЧХ можно опреде-
определять двояко. Можно изменять частоту одной
составляющей, поддерживая ее амплитуду
или высоту отклика. Можно использовать
широкополосный спектр, у которого заведо-
заведомо известно отношение амплитуд соста-
составляющих. О неравномерности АЧХ в этом
случае судят по изменению отношений вы-
высот откликов. Наиболее удобен спектр, в ко-
котором есть составляющие с одинаковыми
амплитудами. Если длительность импульсов
отличается от половины периода на малую
величину Дт„, то четные составляющие в оп-
определенном интервале частот имеют пример-
примерно одинаковую амплитуду:
ак = (- 1) к/2 BАС /кк) sin кк (Дх„/Г) =
где к = 2, 4, 6 ...
Методические указания и ГОСТ, опреде-
определяющие основные параметры АС и их испы-
испытания, распространяются только на анализа-
анализаторы спектра последовательного типа. Опре-
Определение метрологических характеристик при-
приборов другого типа производится по их
техническим условиям и инструкциям экс-
эксплуатации, поэтому приведем перечень
и краткие определения метрологических ха-
характеристик цифровых и аналого-цифровых
анализаторов спектра. Использование этих
характеристик позволяет в большинстве
практических случаев определить возмож-
возможность и целесообразность применения кон-
конкретного анализатора спектра для решения
той или иной задачи спектральной обработ-
обработки и отображения информации.
1. Суммарная погрешность спектрально-
спектрального анализа 8 характеризует меру количе-
количественного соответствия экспериментального
и аналитического спектров. Оценивается
по отношению максимума суммарной по-
погрешности определения модуля спектра
sup | AS (со) | в заданном диапазоне частот к
максимально возможному показанию анали-
анализатора спектра sup|F(co)|. Допускается раз-
раздельное представление составляющих сум-
суммарной погрешности: погрешности взвешива-
взвешивания 8ВЗ, погрешности дискретизации 8ДИС, по-
погрешности квантования 8КВ, различных инстру-
инструментальных погрешностей 8, (/=0,1,...). При
этом суммарная погрешность определяется
как среднеквадратическое значение ло-
локальных погрешностей. При метрологиче-
метрологических испытаниях анализаторов спектра сум-
суммарная или локальные погрешности обычно
оговариваются по отношению к группе те-
тестовых сигналов в виде отрезков гармониче-
гармонических колебаний с заданными частотами, фа-
фазами и длительностями. От оценки суммар-
суммарной погрешности 8 можно перейти к оценке
суммарной погрешности определения пар-
циональных характеристик спектра: ортого-
ортогональных составляющих и фазы.
2. Интервал анализа Га определяет мак-
максимально возможную длительность иссле-
исследуемых сигналов Тс без их усечения, должен
согласовываться с интервалом существова-
существования исследуемых сигналов, если исходить из
условия
Интервал анализа косвенно определяет
одно из условий полноты представления
спектра — шаг дискретности по частоте:
Дш s; 2 л/ Га.
Для дискретно-аналоговых и цифровых
анализаторов спектра интервал анализа сов-
совместно с интервалом дискретизации опреде-
определяет количество учитываемых отсчетов сиг-
сигнала N=Tn/At, что весьма важно для
оценки погрешности этих приборов.
3. Верхняя граничная частота анализа
Пв определяет рабочий диапазон частот. Она
согласуется по априорно известным сведе-
сведениям о граничной частоте спектра иссле-
исследуемых сигналов или частоте среза ограни-
ограничивающего фильтра. Эту величину для ди-
дискретно-аналоговых и цифровых анализато-
анализаторов спектра косвенно определяет интервал
дискретизации исследуемых сигналов
At =
где m — коэффициент запаса по частоте ди-
дискретизации, зависящий от крутизны спада
исследуемого спектра рабочего диапазона
14.5. Метрологическое обеспечение СИ характеристик спектра
465
частот и допустимой погрешности дискрети-
дискретизации.
Для анализаторов спектра полосовых
сигналов (дисперсионных анализаторов
в частности) этот параметр заменяется ши-
шириной полосы рабочего диапазона частот
Afi.
4. Чувствительность А определяет мини-
минимальный уровень (амплитуду) сигнала задан-
заданной длительности, при котором обеспечи-
обеспечивается индикация максимального значения
модуля исследуемого спектра sup|F(co)| с за-
заданным превышением над уровнем соб-
собственных помех. При метрологических испы-
испытаниях анализаторов спектра чувствитель-
чувствительность оговаривается по отношению к отрез-
отрезку гармонического сигнала, настроенного на
центральную частоту анализа.
Следует отметить, что чувствительность
по модулю А при известном уровне соб-
собственных помех определяет чувствитель-
чувствительность по отношению к ортогональным со-
составляющим и фазе.
5. Динамический диапазон анализа Д
определяется как отношение максимального
регистрируемого при заданной степени иска-
искажений значения модуля спектральной плот-
плотности гармонического сигнала максималь-
максимальной длительности к минимальному реги-
регистрируемому при заданном превышении над
уровнем собственных помех значению моду-
модуля спектральной плотности гармонического
сигнала. Динамический диапазон для
сложных сигналов вследствие распределения
энергии по диапазону частот уменьшается
в уВ раз, где В = FT— сложность сигнала.
6. Время запаздывания готовности ре-
результатов х характеризует задержку опреде-
определения и регистрации всего множества опре-
определяемых отсчетов спектра исследуемого
сигнала по отношению к моменту окончания
его регистрации. В аналоговых и дискретно-
аналоговых АС оно отсчитывается от конца
интервала анализа Та, в цифровых — от мо-
момента регистрации последнего из учиты-
учитываемых отсчетов сигнала. Косвенно время
запаздывания характеризует быстродействие
анализаторов спектра.
В ряде случаев вместо времени запазды-
запаздывания х удобно использовать его относитель-
относительную меру — коэффициент запаздывания Кх,
равный отношению времени запаздывания
к реальному или гипотетически допустимому
интервалу дискретизации At = n/flg:
Кх = т/Дг.
Подробнее о погрешностях, их природе
и учете их влияния изложено в специальной
литературе.
РАЗДЕЛ ПЯТНАДЦАТЫЙ
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
15.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ
И ПАРАМЕТРЫ МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
Модуляцией называется физический про-
процесс преобразования несущего сигнала, при
котором один из параметров его подвергает-
подвергается изменению, соответствующему закону ин-
информативного сигнала. Несущий сигнал, па-
параметр которого подвергнут изменению,
называют модулированным, а сигнал, в со-
соответствии с законом изменения которого
производят модуляцию,— модулирующим.
Рассмотрим наиболее часто встречаю-
встречающийся случай, когда в качестве несущего ис-
используется синусоидальный сигнал вида
U (t) = U 0 sin (co0t + Фо) = U 0 sin Ф (I),
A5.1)
где Uo — амплитуда сигнала; <о0 — круговая
частота сигнала; ф0 и Ф — соответственно
начальная и текущая фазы сигнала.
В зависимости от того, какой параметр
данного сигнала подвергается изменению,
различают следующие виды модуляции:
амплитудную, при которой получается
амплитудно-модулированный сигнал (AM
сигнал);
частотную (ЧМ сигнал);
фазовую (ФМ сигнал).
Модуляцию двух последних видов ввиду
существующей тесной связи между ними ча-
часто объединяют под единым термином
«угловая модуляция».
Модулированные сигналы как един-
единственный возможный носитель информации
чрезвычайно широко используются в радио-
радиоэлектронике и других областях науки и тех-
техники. В частности, AM сигналы применяют
в радиовещании и во многих специальных
радиоэлектронных устройствах. Сигналы
с угловой модуляцией используют в систе-
системах связи, телевидении, радионавигации, си-
системах телеуправления и др.
466
Измерение параметров модулированных сигналов
Рассмотрим основные параметры моду-
модулированных сигналов. Обозначим модули-
модулирующий сигнал в виде функции m(t). При
амплитудной модуляции сигнала A5.1)
имеем
U=U0+bm(t),
где Ь — постоянный коэффициент, опреде-
определяющий уровень модуляции. В дальнейшем
будем считать коэффициент b равным едини-
единице, что не влияет на общность рассмотрения.
Если модулирующий сигнал m(t) являет-
является гармоническим, т. е.
m(t) = msinfit, A5.2)
где fi — круговая частота гармонического
модулирующего сигнала, то
U(t)= Uo(\ + Msinfit)sin(co0t + cp0),
где М = m/U0 — коэффициент, характеризую-
характеризующий уровень амплитудной модуляции. Коэф-
Коэффициент М называется коэффициентом ам-
амплитудной модуляции (коэффициентом мо-
модуляции).
В более общем случае, соответствующем
реальным (квазисинусоидальным) модули-
модулирующим сигналам, имеем
= £mt sin
A5.3)
где mj и Afk — соответственно амплитуда
и начальная фаза fc-й гармонической состав-
составляющей модулирующего сигнала. В этом
случае AM сигнал принимает вид
U(t)
= Um 1 + £ Мк sin (fcfit + il/fc) sin (co0t +
+ Фо),
A5.4)
где Um — среднее значение амплитуды моду-
модулированного сигнала за период модулирую-
модулирующей функции Т = 2;t/fi; Mk — коэффициент
амплитудной модуляции fc-й гармонической
составляющей модулирующего сигнала (пар-
(парциальный коэффициент модуляции). Значение
Um в общем случае модуляции сигналом
A5.3) не равно амплитуде немодулированно-
го сигнала Uo.
Амплитудно-модулированный сигнал,
описываемый формулой A5.4), за период мо-
модуляции Т имеет максимальное Umax и мини-
минимальное Umm значения амплитуды колебания
(соответственно есть максимальное и мини-
минимальное значения огибающей сигнала). Вели-
Величины Мв и Мн, %, соответственно равны
Мв = (Umax - t/mI00/C/m = AUmax- 100/l/m;
A5.5)
Ми = (Um - Umin)■ 100/l/m = Д1Гт,„ ■ 100/l/m
A5.6)
и называются коэффициентом модуляции
«вверх» (Мв) и коэффициентом модуляции
«вниз» (Ми). Коэффициенты модуляции Мв и
Ми называют иногда коэффициентами пико-
пиковой модуляции.
В частном случае модуляции гармониче-
гармоническим сигналом A5.2) имеем Мв = М„ = Мп.
Необходимо обратить внимание еще на
одну особенность AM сигналов. В отличие
от A5.1) реальные модулируемые сигналы
характеризуются наличием высших гармони-
гармонических составляющих, т. е.
U(t) =
A5.7)
где и„ и ф„ — соответственно амплитуда
и начальная фаза n-й гармонической соста-
составляющей, и = 1, 2, 3, ...
В этом случае AM сигнал имеет вид
+ Y, мкп sin (fcfit + il/fc) \> sin (nwot + ф„).
* JJ
Такой сигнал в общем случае имеет раз-
различные по форме огибающие положитель-
положительной и отрицательной полуволн несущего ко-
колебания и, следовательно, должен характери-
характеризоваться различными коэффициентами моду-
модуляции Мв и М„ для каждой из полуволн. Это
обстоятельство должно приниматься во вни-
внимание при измерении коэффициентов моду-
модуляции средствами измерений, имеющими
разное схемное построение, особенно в ме-
метрологической практике.
Рассмотрим характеристики ЧМ сигна-
сигналов. При частотной модуляции изменению
в соответствии с законом m(t) подвергается
несущая частота сигнала, т.е. f(t) = fo +
+ m(t). В случае модуляции сигналом A5.2)
имеем
f(t) = /0 + Л/ sin fit,
где А/ — максимальное отклонение частоты
модулированного сигнала от среднего значе-
значения /0, соответствующее амплитуде модули-
модулирующего сигнала т.
Величина Л/ называется девиацией ча-
частоты. Переходя к круговой частоте, полу-
получим со (t) = со0 + Дсо sin fit.
Используя общую формулу для фазы
колебания с переменной частотой
A5.8)
15.2. Методы и СИ параметров модулированных сигналов
467
получаем выражение для ЧМ сигнала
U (t) = U0 sin (co0t + C cos fit + ф0), A5.9)
где C = Лсо/fi — индекс частотной модуляции.
При модуляции сигналом A5.3) выраже-
выражение для ЧМ сигнала примет вид
U @ = U0 sin wot - £ р,< cos (fcfit + \|/t) + cp0 L
A5.10)
где Pj; = Дсод. /fcfi — индекс парциальной ча-
частотной модуляции.
В этом случае вводятся параметры ЧМ
сигнала: девиация частоты «вверх» (Л/в),
равная максимальному (пиковому) отклоне-
отклонению частоты от среднего значения в сторону
ее увеличения, и девиация частоты «вниз»
(Л/„), равная максимальному отклонению
частоты в сторону меньших значений, ко-
которые для сигнала A5.10) не равны друг дру-
другу. Как и для AM сигнала, при модуляции
гармоническим сигналом A5.2) в этом случае
имеем
А/в = А/„ = А/.
При фазовой модуляции дополнительно-
дополнительному изменению относительно значения wot +
+ ф0 подвергается фаза колебания Ф (I). Для
модулирующего сигнала A5.2) имеем
Ф (t) = wot + ф0 + ДФ sin fit,
где ЛФ — максимальное отклонение фазы от
ее текущего значения при модулированном
сигнале, соответствующее т. Тогда выраже-
выражение для ФМ сигнала будет иметь вид
U (t) = Uo sin (wot + ДФ sin fit + ф0).
A5.11)
Из сопоставления A5.9) и A5.11) следует
общность ЧМ и ФМ сигналов, заключаю-
заключающаяся в том, что каждый из них характери-
характеризуется наличием модуляции двух видов.
Именно это дает основание к их объедине-
объединению под общим названием сигналов с угло-
угловой модуляцией. По аналогии с ЧМ сигна-
сигналом ЛФ называется индексом модуляции,
в данном случае фазовой.
Отмеченная общность ЧМ и ФМ сигна-
сигналов используется на практнке при их форми-
формировании и измерении параметров. Следует,
однако, иметь в виду, что при фазовой моду-
модуляции частота сигнала изменяется пропор-
пропорционально не модулирующему сигналу, а его
производной по времени. Соответственно
при частотной модуляции фазовый сдвиг
пропорционален интегралу от модулирую-
модулирующей функции. Указанные зависимости сле-
следуют из A5.8).
Одним из наиболее важных параметров
модулированных сигналов является уровень
искажений закона модуляции. При анализе
сигналов с синусоидальной модуляцией он
характеризуется коэффициентом гармоник
огибающей модулированного сигнала (КГ),
определение которого приведено в разд. 12,
или уровнями гармонических составляющих
огибающей.
Модулированные сигналы никогда не
существуют в чистом виде, а характеризуют-
характеризуются наличием случайной (шумовой или пара-
паразитной) амплитудной и угловой модуляций.
Кроме того, в большей или меньшей мере
в зависимости от метода и условий форми-
формирования они обладают сопутствующей моду-
модуляцией по другому параметру (AM сигналы
имеют сопутствующую угловую модуляцию;
ЧМ сигналы — сопутствующую амплитуд-
амплитудную модуляцию). Например, при частотной
модуляции сигнала клистронного генератора
с частотой F возникает амплитудная моду-
модуляция с частотой четных гармоник модули-
модулирующего сигнала BF, 4F и т. д.). Наличие
сопутствующей модуляции является нежела-
нежелательным явлением, искажающим при приеме
и обработке информативный сигнал, что
вынуждает при измерении параметров моду-
модулированных сигналов принимать спе-
специальные меры по ее подавлению.
15.2. МЕТОДЫ И СРЕДСТВА
ИЗМЕРЕНИЙ ПАРАМЕТРОВ
МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ.
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
ИЗМЕРИТЕЛЕЙ МОДУЛЯЦИИ
И ИХ ОСНОВНЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
Одной из основных тенденций развития
радиоэлектронных систем, использующих
модулированные сигналы, является непрерыв-
непрерывное совершенствование их качественных по-
показателей. В значительной мере оно дости-
достигается за счет повышения требований
к параметрам модулированных сигналов
и снижения уровня искажений, вносимых
трактами их формирования, передачи
и обработки. Необходимость метрологиче-
метрологического обеспечения разработки, производства
и эксплуатации радиоэлектронных систем
определяет круг задач по измерению пара-
параметров модулированных сигналов. Главны-
Главными из них помимо измерения уровня моду-
модуляции считаются высококачественная демо-
демодуляция сигнала, т. е. выделение закона
модуляции, определение степени соответ-
соответствия его исходному (заданному) и измере-
468
Измерение параметров модулированных сигналов
Вход ВЧ
Вход ПЧ
Преобразова-
Преобразователь частоты
Тракт
ПЧ
Демодулятор
AM сигнала
Калибратор
Демодулятор
ЧМ сигнала
J
Тракт
НЧ
Выхад
1 НЧ
Пиковый
детектор
Схема индикации
Рис. 15.1. Структурная схема измерителя модуляции
ние уровня искажений. Непременным усло-
условием при этом является строгая оценка
погрешности измерений, от достоверности
которой в значительной степени зависит ка-
качество создаваемой радиоэлектронной аппа-
аппаратуры и соответствие ее предъявляемым
требованиям в процессе эксплуатации. В со-
современной аппаратуре требования к разре-
разрешающей способности и погрешности измере-
измерений параметров модулированных сигналов
составляют от 0,1 до единиц процентов.
Наиболее полно указанные задачи ре-
решают специальные средства измерений — из-
измерители модуляции, классифицируемые
в соответствии с ГОСТ 15094-69 на следую-
следующие виды: измерители коэффициента ампли-
амплитудной модуляции (С2); измерители девиа-
девиации частоты (СЗ).
В последние годы широко применяются
комбинированные приборы, совмещающие
указанные выше функции,— измерители мо-
модуляции (СКЗ).
Современный измеритель модуляции —
это прецизионный многофункциональный из-
измерительный прибор, позволяющий совмест-
совместно с другими средствами измерений опера-
оперативно решать комплекс основных измери-
измерительных задач, перечисленных выше. Рассмо-
Рассмотрим принципы их построения и исполь-
используемые методы измерений.
По своей структуре (рис. 15.1) измери-
измеритель модуляции представляет собой измери-
измерительный приемник с преобразованием несу-
несущей частоты входного сигнала в промежу-
промежуточную. В основе работы приборов лежит
метод демодуляции сигнала, осуществляе-
осуществляемой на промежуточной частоте, в процессе
которой выделяется сигнал, соответствую-
соответствующий с точностью до внесенных искажений
закону модуляции. Демодулированный сиг-
сигнал в зависимости от поставленной измери-
измерительной задачи подвергается дальнейшей
обработке в тракте прибора или поступает
на выход для анализа и определения его ха-
характеристик с помощью других средств из-
измерений.
Демодуляция (в зависимости от вида
сигнала) производится с помощью ампли-
амплитудных или частотных (фазовых) детекторов.
Основными требованиями к детектору,
определяемыми задачей качественной демо-
демодуляции, являются линейность его характе-
характеристики и малый уровень шумов.
Демодулятор AM сигнала кроме основ-
основной функции выполняет обычно еще функ-
функцию первичного преобразователя в системе
автоматической стабилизации среднего уров-
уровня несущего сигнала Um, что упрощает про-
процесс измерения коэффициента модуляции.
Поэтому в схемотехническом отношении де-
демодулятор является одним из каскадов трак-
тракта ПЧ прибора (рис. 15.2).
Демодулятор включает в себя два
диодных детектора (/ и 2), противоположных
полярностей, работающие на отдельные
безъемкостные нагрузки, сигналы с которых
в виде полуволн несущей частоты подаются
на интегрирующие RC-фильтры для выделе-
выделения постоянной и переменной составляющих
огибающей. Переменная составляющая (оги-
(огибающая) поступает для дальнейшей обработ-
обработки в тракт НЧ, а постоянная через компара-
компаратор и УПТ управляет коэффициентом усиле-
усиления УПЧ 1 для стабилизации уровня несуще-
несущего сигнала. Кроме того, оба детектора
работают на общую безъемкостную нагруз-
нагрузку, на которой при этом восстанавливается
сигнал несущей частоты. Восстановленный
сигнал подается на УПЧ2, в результате чего
он становится охваченным отрицательной
обратной связью через демодулятор, что
>- У/777 * УПЧ2 -
RC-фильтр
постоян-
постоянной, состав-
составляющей.
VI
Рис. 15.2. Структурная схема демодулятора
AM сигнала
15.2. Методы и СИ параметров модулированных сигналов
469
обеспечивает снижение уровня искажений
при демодуляции.
Дальнейшая обработка выделенного
сигнала огибающей в тракте НЧ заключает-
заключается в его фильтрации и измерении пикового
значения (при законе огибающей, близком
к гармоническому,— амплитудного значения)
положительной и отрицательной полуволн
огибающей.
При наличии системы автоматической
стабилизации уровня несущего сигнала
в тракте ПЧ, принцип действия которой опи-
описан выше, измеренное положительное и от-
отрицательное пиковые (амплитудные) значе-
значения сигнала огибающей представляются
с помощью масштабного преобразователя
непосредственно в единицах коэффициентов
модуляции Мъ, М„ или Мп.
В качестве демодуляторов сигналов
с угловой модуляцией в измерителях моду-
модуляции используют частотные детекторы, тре-
требования к которым аналогичны изложенным
выше. Обычно применяют детекторы сле-
следующих видов: частотные на расстроенных
контурах; импульсные частотные и ча-
частотные на основе линии задержки и фазово-
фазового дискриминатора.
Выбор частотного детектора произво-
производится исходя из особенностей демодулируе-
мого сигнала (ширины спектра, уровня иска-
искажений и сопутствующей амплитудной моду-
модуляции) и предъявляемых к измерителю моду-
модуляции требований по качеству демодуляции.
Детекторы на расстроенных контурах
в силу своей широкополосности и сравни-
сравнительно низких уровней вносимых искажений,
что обеспечивается корректирующими цепя-
цепями, получили широкое применение в кон-
контрольно-измерительных приборах аппара-
аппаратуры связи. В современных измерителях
модуляции общего применения они не ис-
используются.
Импульсные частотные детекторы, назы-
называемые иногда в технической литературе
счетными детекторами, отличаются высокой
линейностью преобразования, поэтому изме-
измерители модуляции, предназначенные для ка-
качественной демодуляции, строятся на их ос-
основе. Принцип действия импульсного детек-
детектора поясняется его структурной схемой
и графиками, приведенными на рис. 15.3.
В основе работы детектора лежит принцип
преобразования ЧМ сигнала в последова-
последовательность видеоимпульсов со строго за-
заданными амплитудой и длительностью, ча-
частота следования которых соответствует за-
закону модуляции. Таким образом, ЧМ сигнал
преобразуется в сигнал с частотно-импульс-
частотно-импульсной модуляцией. Из полученного импульсно-
Триггер
Схема
формирования
Фильтр
нижних
частот
ь
г.
3'
Л
V
/у
i i
i i
к к
1 1
1 1
1 1
/1/1
1 1
1 1
i i
1 i
1
h
1
1
ЛЛ
1
N К
i
i
i
J
i
i
i
i
t
t
5) *
Рис. 15.3. Структурная схема импульсного
частотного детектора (а) и диаграммы,
поясняющие принцип его работы (б):
1 — демодулируемый ЧМ сигнал; 2 — сигнал
частотно-импульсной модуляции (ЧПМ); 3 — нор-
нормированный сигнал ЧПМ; -/ — сигнал огибающей
го сигнала после амплитудного детектирова-
детектирования выделяются постоянная и переменная
составляющие. Первая из них используется
в качестве сигнала обратной связи в системе
настройки на частоту ПЧ. Переменная со-
составляющая (огибающая) фильтруется и по-
поступает в тракт НЧ для обработки и опреде-
определения девиации частоты.
Тракт НЧ аналогичен описанному выше
при изложении метода измерения коэффи-
коэффициентов модуляции. В комбинированных
приборах он является общим.
Частотные детекторы на основе линии
Схема
сложения
Амп ли ту дн ы й
детектор
Линия
задержки (Т)
Схема
вычитания
г
Схема
вычитания
1
Амплитудный"
детектор
и
а)
вых
б)
Рис. 15.4. Частотный детектор на основе
линии задержки:
а — структурная схема; 6 - детекторная характе-
характеристика
470
Измерение параметров модулированных сигналов
задержки и фазового дискриминатора харак-
характеризуются низким уровнем шумов и пото-
потому применяются при измерениях шумовой
модуляции. Структурная схема такого детек-
детектора приведена на рис. 15.4. Исследуемый
ЧМ сигнал непосредственно и через линию
задержки (время задержки т) поступает на
балансный фазовый детектор. Выходной низ-
низкочастотный сигнал детектора будет перио-
периодической функцией фазового сдвига, обусло-
обусловленного введенной задержкой т. При вы-
выполнении условия равенства амплитуд сигна-
сигналов на выходе детектора U(t) и U(t + x)
сигнал на выходе детектора имеет вид
1/,ых=-2|/21/ояп(Дют/2),
который может быть аппроксимирован пи-
пилообразной характеристикой. Значение вво-
вводимой задержки т выбирается из уравнения
со0т/2 = Bи+ 1) ir/4,
где и = 0,1,2,... из условия работы на
участке характеристики, близком к линейно-
линейному.
Как отмечалось выше, реальный ЧМ
сигнал всегда несет в себе сопутствующую
амплитудную модуляцию, которая в процес-
процессе обработки сигнала в тракте измерителя
модуляции преобразовывается в угловую,
что вносит дополнительные искажения
в демодулированный сигнал и погрешность
в результат измерения девиации частоты.
Основной вклад в процесс преобразования
вносит частотный демодулятор. В наиболь-
наибольшей степени этот недостаток присущ демо-
демодуляторам с применением фазовых детекто-
детекторов и расстроенных контуров. Для устране-
устранения данного эффекта сигнал на входе демо-
демодулятора подвергается амплитудному огра-
ограничению. Качество ограничения характери-
характеризуется коэффициентом подавления ампли-
амплитудной модуляции КАМ = Д1/вх/Д(/вых, а так-
также коэффициентом преобразования ампли-
амплитудной модуляции в угловую, происходяще-
происходящего в ограничителе, Ком — ДФсоп/Мсоп
(ДФСОП — фазовый сдвиг, вносимый ограничи-
ограничителем, Мсоп — коэффициент сопутствующей
модуляции на вход). Уровень сопутствующей
модуляции исследуемых ЧМ сигналов дости-
достигает 10 — 20% и более, поэтому к ограничите-
ограничителям предъявляются весьма жесткие требова-
требования. Например, коэффициент подавления
Кдм для достижения составляющей погреш-
погрешности измерения девиации частоты за счет
перехода модуляции амплитудной в угловую
менее 1% должен быть не менее 100 при
%
В качестве ограничителей уровня сигна-
сигнала обычно используют усилительный каскад,
выполненный по каскадной схеме включения
транзисторов. Режим ограничения обеспечи-
обеспечивается за счет отсечки тока коллектора или
насыщения транзистора. Первый вариант
является предпочтительным, так как в режи-
режиме насыщения ухудшаются частотные свой-
свойства транзистора и увеличивается фазовый
сдвиг ДФ, вносимый усилителем-ограничите-
усилителем-ограничителем. Другими факторами, вызывающими до-
дополнительный фазовый сдвиг, являются не-
нестабильности режимов работы усилителя,
искажения формы ограниченного сигнала,
цепи нагрузки и др. Достижение минималь-
минимального значения Кфм особенно важно в изме-
измерителях модуляции, предназначенных для де-
модулирования и измерения характеристик
широкополосных ЧМ сигналов, так как вно-
вносимая паразитная девиация при этом
Д/пар = КфмМсоп^"-
Для более эффективного подавления сопут-
сопутствующей амплитудной модуляции исполь-
используют два последовательных каскада усилите-
усилителей-ограничителей. При этом достигаются
значения коэффициента перехода АМ/ЧМ
(Лам/чм), вызванного всеми действующими
в тракте прибора факторами, на уровне
1 — 10 Гц/% при частотах модуляции
1-20 кГц и Mcons:30%.
Качественные характеристики измерите-
измерителей модуляции, кроме перечисленных, специ-
специфичных для данного вида приборов, во
многом зависят от остальных основных бло-
блоков и трактов измерителей модуляции. Тре-
Требования к ним в целом являются общими
для всех видов электронных измерительных
приборов, построенных на принципе измери-
измерительного приемника с преобразованием ча-
частоты.
Преобразователь частоты, обеспечиваю-
обеспечивающий перекрытие требуемого диапазона ча-
частот исследуемых сигналов, обычно выпол-
выполняется по схеме классического гетеродиниро-
вания. Основные требования к преобразова-
преобразователю — минимальный уровень шума и гар-
гармонических составляющих гетеродина, а так-
также линейность преобразователя. Последнее
требование относится к преобразователю
в режиме измерения коэффициента ампли-
амплитудной модуляции.
Наиболее полно всей совокупности тре-
требований удовлетворяют гетеродины на осно-
основе LC-контуров, обеспечивающие перекрытие
частотного диапазона непосредственной
перестройкой или делением частоты. В ряде
последних моделей измерителей модуляции
применяют стробоскопический преобразова-
преобразователь частоты. Принцип стробоскопического
преобразования затрудняет реализацию ука-
15.2. Методы и СИ параметров модулированных сигналов
471
занных выше требований к уровню шума
и комбинационным составляющим прибора,
Достоинством его является сравнительно
простое схемотехническое решение вопросов
автоматизации процесса настройки на часто-
частоту исследуемого сигнала.
Основные требования к тракту промежу-
промежуточной частоты измерителя модуляции со-
состоят в обеспечении требуемой широкопо-
лосности, неравномерности амплитудно-ча-
амплитудно-частотной и линейности фазо-частотной харак-
характеристик исходя из заданных уровней вно-
вносимых линейных и нелинейных искажений.
Выбор значения промежуточной частоты
производится исходя из условий подавления
частот гетеродина, сигнала и наиболее за-
заметных комбинационных составляющих,
а также обеспечения требуемой широкопо-
лосности. Совокупность предъявляемых тре-
требований в ряде случаев является противоре-
противоречивой, поэтому допускаются компромиссные
решения. Например, допускается наличие так
называемых «пораженных» участков частот-
частотного диапазона, где комбинационные соста-
составляющие преобразования вида n/c + m/r
близки к значению /п ч и заметно искажают
сигнал промежуточной частоты, что не по-
позволяет проводить измерения, В необхо-
необходимых случаях для устранения этих нежела-
нежелательных эффектов используют двукратное
преобразование частоты. Как отмечалось
выше, в тракте ПЧ осуществляется также
нормирование уровня исследуемого сигнала,
для чего в составе УПЧ имеются каскады
с регулируемым коэффициентом усиления,
охваченные через детектор несущего сигнала
отрицательной обратной связью.
В заключение рассмотрим калибратор.
Калибратор предназначен для периодиче-
периодической калибровки прибора в процессе его экс-
эксплуатации. Сигнал калибратора с нормиро-
нормированными значениями коэффициента ампли-
амплитудной модуляции и девиации частоты по-
подается на вход тракта ПЧ прибора. При
этом показания отсчетного устройства дол-
должны быть равны определенным значениям,
соответствующим форме сигнала калибрато-
калибратора, При расхождении показаний производит-
производится подстройка прибора с помощью внешнего
органа регулировки или автоматически.
Структурная схема калибратора и графики,
поясняющие принцип калибровки, приведены
на рис. 15.5.
Калибратор представляет собой генера-
генератор сигнала промежуточной частоты, им-
пульсно модулированный сигналом формы
типа меандр. Таким образом, его можно счи-
считать AM сигналом с коэффициентом моду-
модуляции 100% или ЧМ сигналом с девиацией
Кварцевый.
генератор ПЧ
1
Амплитудный.
модулятор
3'
Генератор
модулирующе-
модулирующего сигнала
г
На вход
УПЧ
а)
2'
*)
Рис. 15.5. Структурная схема калибратора
(а) и графики, поясняющие принцип его
работы (б)
частоты /п. ч/2. Реально при обработке сиг-
сигнала калибратора измеренные значения мо-
модуляции отличаются от указанных выше, что
вызвано более сложной, чем синусоидальная,
формой модулирующего сигнала калибрато-
калибратора. Однако это не является принципиальным,
так как при калибровке важны только детер-
детерминированный характер сигнала и постоян-
постоянство измеренного значения. Рассмотренная
схема иллюстрирует принцип калибровки.
В конкретных приборах используются раз-
различные его варианты.
В соответствии с тенденциями развития
измерительной техники, определяемыми
практическими потребностями и возможно-
возможностями элементной базы, современные изме-
измерители модуляции выполняются в виде авто-
автоматизированных приборов; в них исполь-
используются средства вычислительной техники,
в необходимых случаях предусматриваются
программное управление и возможность ра-
работы в системе с КОП.
Рассмотрим реализацию указанных тен-
тенденций на примере измерителя модуляции
СКЗ-45. Прибор предназначен для высокока-
высококачественной демодуляции сигналов с ампли-
амплитудной, частотной и фазовой модуляцией
и измерения характеристик модулированных
сигналов — коэффициента амплитудной мо-
модуляции, девиации частоты, индекса фазовой
модуляции, частоты и коэффициента гармо-
гармоник демодулированного сигнала, уровня не-
несущего сигнала, а также для измерения ха-
характеристик шумовой модуляции.
В схемотехническом отношении прибор
состоит из тракта аналоговой обработки
472
Измерение параметров модулированных сигналов
и цифровой части. Тракт аналоговой обра-
обработки выполнен в традиционном виде, прин-
принципы построения его аналогичны изло-
изложенным выше. Особенностью прибора
является введение режима измерения индекса
фазовой модуляции. Для этого сигнал с вы-
выхода частотного детектора подается на инте-
интегрирующий RC-каскад, осуществляющий
в соответствии с A5.8) преобразование изме-
изменения частоты несущего сигнала в изменение
его фазы. Для автоматизации настройки на
частоту несущего сигнала в приборе приме-
применен управляемый стробоскопический преоб-
преобразователь с малым уровнем шумов. Циф-
Цифровая часть включает в себя систему обра-
обработки и управления, измеритель цифровой,
преобразователь код —код и панель ручного
управления.
Обработку информации и управление
прибором осуществляет микропроцессор,
выполненный на основе микро-ЭВМ С5-21
системы «Электроника». В функции микро-
ЭВМ входит:
опрос клавиатуры панели ручного упра-
управления прибором;
управление прибором (режимами ра-
работы и алгоритмами обработки сигнала)
в соответствии с функциями, заданными че-
через клавиатуру панели управления или по
КОП;
выполнение логических и вычисли-
вычислительных операций, связанных с подготовкой
прибора к применению и реализацией алго-
алгоритмов обработки информации.
Измеритель цифровой выполняет:
преобразование постоянного напряже-
напряжения с амплитудного детектора в тракте НЧ,
соответствующего измеряемой величине,
в импульсный код, поступающий в микро-
микропроцессор для дальнейшей обработки;
вывод обработанной информации на
цифровое индикаторное табло;
вывод с микропроцессора информации
о режиме работы прибора для управления
его каскадами.
Таким образом, измеритель цифровой
осуществляет Связь микропроцессора с ана-
аналоговой частью прибора.
Преобразователь код —код обеспечивает
сопряжение КОП с входами (выходами) ми-
микропроцессора (микро-ЭВМ).
Панель управления представляет собой
набор кнопочных переключателей с матрич-
матричной системой включения. Заданный на пане-
панели режим работы прибора обозначается со-
соответствующими индикаторными лампоч-
лампочками.
Процесс работы прибора состоит из
операций автоматической калибровки и из-
измерения. Калибровка проводится при вклю-
включении прибора в течение периода установле-
установления рабочего режима (самопрогрева) или по
команде путем прерывания процесса измере-
измерения. В последнем случае она может быть
проведена в полном объеме (по всем контро-
контролируемым параметрам) или в одном (задан-
(заданном) режиме измерения. Особенностью при-
прибора является реализация процесса кали-
калибровки программными средствами без регу-
регулировки тракта аналоговой обработки сигна-
сигнала. Измеренное значение параметра сигнала
калибратора заносится в ОЗУ микро-ЭВМ.
При последующем измерении параметра ис-
исследуемого сигнала результат измерения при
обработке микро-ЭВМ корректируется с уче-
учетом погрешности, выявленной при калибров-
калибровке. За счет этого устраняются сложности ав-
автоматического управления характеристиками
аналогового тракта, вызванные большим ко-
количеством факторов, влияющих на дрейфы
аналоговых элементов. Пределы корректи-
корректировки выбираются с учетом работы аналого-
аналогового тракта при уходе его характеристик
в области качественной обработки сигнала.
При катастрофическом характере уходов
корректировка результата измерения не про-
производится и микро-ЭВМ выдает на индика-
индикатор сигнал «Отказ», запрещающий работу
прибора в одном или во всех (нескольких)
режимах. Для повышения точности измере-
измерений операция калибровки может выполнять-
выполняться по прецизионному сигналу внешнего ис-
источника, например образцовой установки.
При обработке результата измерения
микро-ЭВМ по команде, заданной на панели
управления или по КОП, может выполнить
операцию усреднения результатов измерения
(по восьми результатам, полученным после
поступления команды), представить резуль-
результаты измерений в логарифмической форме,
выдать их без учета поправки при калибров-
калибровке. Последняя операция удобна для контроля
качества аналоговой обработки сигнала.
Основные технические характеристики
измерителя модуляции СКЗ-45 и других со-
современных приборов приведены в табл. 15.1.
Применение измерителей модуляции
при решении различных измерительных за-
задач иллюстрируется структурной схемой,
приведенной на рис. 15.6. Методом прямого
измерения определяются параметры, харак-
характеризующие уровень модуляции (Мв, Мн,
Л/в, А/н). При необходимости демодулиро-
ванный сигнал поступает для анализа и из-
измерения его параметров на вспомогательное
средство измерений (осциллограф, анализа-
анализатор спектра, измеритель коэффициента гар-
гармоник, псофометр, декодер или др.). Напри-
15.2. Методы и СИ параметров модулированных сигналов
473
Таблица 15.1. Технические характеристики измерителей модулиции
Характеристика
Диапазон частот:
несущих, МГц
модулирующих, кГц
Пределы измерения:
коэффициента модуляции,
/о
девиации частоты, кГц
индекса фазовой модуля-
модуляции, рад
коэффициента гармоник, %
уровня входного сигнала,
а
Погрешность измерения:
коэффициента модуляции,
девиации частоты, кГц
коэффициента гармоник,
уровня входного сигнала,
ДБ
Уровень собственного шума и
фона:
в режиме AM, %
в режиме ЧМ, Гц
Уровень вносимых искажений,
в режиме AM
в режиме ЧМ
С2-23
0,01-500
0,03-200
0,1-100
—
-
—
—
+ 0,2%)° ~М +
-
-
0,1-0,3
0,5-2
СКЗ-43
4-1000
D—500 в режиме
AM)
0,03-60
1-100
1-500
—
—
—
+ 0,5%)
+ E-10-2Д/+
+ A/J
-
0,2-0,6
50-750
0,5-1
0,2-2
СКЗ-45
0,1-1000
D-10000 с блоком
Я4С-103)
0,02-200
1-100*
0,1-70**
0,1-1000*
0,005-300**
1-100
1-10
0,1-10
± B- 10М + МШ)
±B-10-2Д/+Д/ш)
+ A0~1-А"г +А"гвн)
±2
0,15-0,2*
Q Q2 О 1 * *
'5-125*
2-40**
0,45-1,5
0,2-1,5
* Режим измерения пикового значения параметра.
** Режим измерения среднеквадратического значения.
мер, при контроле параметров радиовеща-
радиовещательного передатчика по указанной схеме
определяются максимальный коэффициент
амплитудной модуляции или номинальное
значение девиации частоты, амплитудно-ча-
амплитудно-частотная характеристика модуляционного
тракта и ее неравномерность в диапазоне
модулирующих частот, коэффициент гармо-
гармоник, уровень комбинационных помех, псофо-
метрический шум, уровень паразитной и со-
сопутствующей модуляции и др.
Кроме изложенного выше метода, осно-
основанного на демодуляции сигнала, приме-
применяются и другие, использующие различные
Источник модулирующего
сигнала (передатчик)
•■
Измеритель модуляции
Вспомогательное
средство измерений
На регистрирующее
устройство
Рис. 15.6. Схема включения измерителя модуляции при решении измерительных задач
474
Измерение параметров модулированных сигналов
свойства модулированных сигналов или ме-
методы их специальной обработки.
Например, для определения коэффициен-
коэффициента амплитудной модуляции могут быть при-
применены осциллограф или анализатор спек-
спектра. Эти методы анализа AM сигналов
достаточно просты в плане реализации
и обычно применяются для качественной
(без строго определенной погрешности)
оценки параметра. Методы подробно изло-
изложены в технической литературе и здесь не
рассматриваются.
Остановимся на методах измерения па-
параметров ЧМ сигналов, имеющих наиболее
широкое применение, в частности, при кон-
контроле аппаратуры связи, в метрологической
практике, при физических исследованиях,
ввиду возможности реализации высоких точ-
точностных характеристик.
Спектральные методы
Методы основаны на свойствах спек-
спектрального разложения ЧМ сигналов. Извест-
Известно, что при гармоническом законе модуля-
модуляции сигнал может быть представлен в виде
U(t) = U0{J0($) sin (ay + psinnt) +
00
+ £ Jk (P) [sin (coo + пП) t - sin (coo - пп) t]},
l
A5.12)
где Jk (P) — функция Бесселя первого рода
fc-ro порядка.
Из A5.12) следует, что амплитуда любой
спектральной составляющей сигнала содер-
содержит информацию о параметре модуляции р.
Определив р = A//F, получим значение де-
девиации частоты:
A/=pF.
Структурная схема способа измерения
девиации частоты спектральным методом
показана на рис. 15.7. Наиболее часто ис-
используется спектральная составляющая с не-
несущей частотой ЧМ сигнала / = шо/2л. Из-
Измерение основывается на соотношении
что имеет место, как это следует из свойств
функции Бесселя, при р = р„, где р„ — л-й ко-
корень функции Бесселя (и = 1, 2, 3, ...). Ука-
Указанный метод в технической литературе по-
получил название метода «нулей функции
Бесселя». При реализации метода значение
модулирующей частоты F обычно бывает
известно или может быть измерено ЭСЧ
с достаточно высокой точностью. Таким
образом, погрешность измерения А/ мето-
методом «нулей функции Бесселя» целиком опре-
определяется точностью регистрации момента
обращения в нуль амплитуды спектральной
составляющей с частотой /, а также сте-
степенью соответствия реального ЧМ сигнала
его математическому описанию A5.12). При
использовании анализатора спектра с дина-
динамическим диапазоном 40 дБ и более послед-
последняя причина является основным источником
погрешности в данном методе измерения.
Наиболее значительные погрешности по-
появляются при наличии у ЧМ сигнала сопут-
сопутствующей амплитудной модуляции с часто-
частотой 2F и искажения модулирующей функции
в результате присутствия третьей гармоники.
Анализ погрешности измерения из-за ука-
указанных факторов доказывает, что составляю-
составляющая погрешности при сопутствующей ам-
амплитудной модуляции на уровне 10 — 20%
достигает 4%, а наличие третьей гармоники
в искаженном сигнале приводит к погрешно-
погрешности около 0,5% при Кг до 2%.
Важным достоинством метода является
то, что используемый при измерении анали-
анализатор спектра при условии достаточной раз-
разрешающей способности в частотном и дина-
динамическом диапазонах в принципе не вносит
в измерение систематической погрешности.
Недостатками метода «нулей функции Бессе-
Генератор
модулирующего
сигнала
Аттенюатор
плавный
Частотомер F
Генератор
ЧМ сигнала
Г
Измеритель
модуляции
Анализатор
спектра
Рис. 15.7. Структурная схема измерения девиации частоты спектральным методом:
/„ — подавляемая спектральная составляющая ЧМ сигнала
15.2. Методы и СИ параметров модулированных сигналов
475
ля» являются его трудоемкость и ограничен-
ограниченность по диапазону измеряемых значений де-
девиации частоты (Р = 2,45 -г 20). Ограничение
сверху связано с трудностью регистрации
обращения в нуль спектральной составляю-
составляющей сигнала при больших индексах модуля-
модуляции. Область применения метода при необ-
необходимости может быть расширена путем
точного деления амплитуды модулирующего
сигнала в заданное число раз, если приме-
применяемый в источнике ЧМ сигнала модулятор
обладает требуемой линейностью модуля-
модуляционной характеристики. Изложенный метод
измерения девиации частоты является наибо-
наиболее точным из известных методов, что до-
достигается применением генераторов ЧМ сиг-
сигналов с малыми уровнями искажений.
Метод измерения девиации частоты с по-
помощью электронио-счетного частотомера. Ме-
Метод заключается в преобразовании ЧМ сиг-
сигнала в сигнал промежуточной частоты, зна-
значение которой е выбирается близким нулю.
Преобразованный сигнал U (t) =
= U sin (а + (Аш/П) sin ilt) подается на ЭСЧ.
При выполнении ряда условий показания ча-
частотомера будут примерно равны
N * А//(я/2), A5.13)
где А/ — девиация частоты ЧМ сигнала.
Справедливость A5.13) подтверждается
рассмотрением физической сущности опера-
операции, выполняемой частотомером, которая
заключается в определении числа случаев
прохождения текущей фазы преобразованно-
преобразованного сигнала через значение 2л, т. е. в опреде-
определении отношения
т
N = ent {\|//2я} = enti— (е + Aw cos £lt)dt У
[2я J J
Выполняя интегрирование и пренебрегая
операцией ent, что допустимо при достаточ-
достаточно больших значениях р, получаем
N = Д./72/7Г {1 + -1 (е/А/) + ~ (е/Д/L + ...
Таким образом, можно с достаточно вы-
высокой степенью точности считать, что N =
= А//(л/2) в широком диапазоне значений
Е/А/.
Принципиально метод измерения девиа-
девиации частоты с помощью частотомера приме-
применим при любых значениях р, однако наибо-
наиболее точно измерение проводится при боль-
больших индексах модуляции, что связано
с дискретным, характером преобразований,
выполняемых частотомером. При р > 5 влия-
влиянием указанного фактора практически мож-
можно пренебречь и погрешность измерения
определяется, главным образом, качеством
ЧМ сигнала (наличием сопутствующей ам-
амплитудной модуляции, искажениями закона
модуляции и нестабильностью частот источ-
источника сигнала и гетеродина).
При практической реализации метода
для снижения погрешности измерения, вы-
вызванной различиями в пороге чувствительно-
чувствительности используемых частотомеров, необходимо
обеспечить уровень сигнала на его входе,
превышающий примерно на порядок нор-
нормальный для конкретного частотомера. Кро-
Кроме того, для снижения влияния сопутствую-
сопутствующей амплитудной модуляции необходимо
выполнить условие линейного преобразова-
преобразования частоты ЧМ сигнала (С/с < Ur).
Осциллографический метод измерения де-
девиации частоты. Метод заключается в пре-
преобразовании ЧМ сигнала в сигнал промежу-
промежуточной частоты, причем частота сигнала
гетеродина /г (поисковая частота) устанавли-
устанавливается близкой к значению / + А/ или / -
— А/, где / — несущая частота ЧМ сигнала,
А/ — девиация частоты. При осциллографи-
ровании сигнала промежуточной частоты на
экране осциллографа наблюдается характер-
характерная фигура с горизонтальным участком
(рис. 15.8), что свидетельствует о выполне-
выполнении равенства /г = / ± А/. Для получения
устойчивого изображения частота развертки
осциллографа должна быть синхронизирова-
синхронизирована сигналом с частотой, субкратной F =
= П/2п.
Рассмотренный метод является фактиче-
Генератор
модулирующего
сигнала
Делитель частоты F/n
Генератор
ЧМ сигнала
Гетеродин
(сигнал поисковой частоты)
Смеситель
Форма сигнала
на экране осциллограф
Рис. 15.8. Структурная схема измерения девиации частоты осциллографическим методом
476
Измерение параметров модулированных сигналов
ски разновидностью метода измерения ча-
частоты сигнала по фигурам Лиссажу.
Погрешность метода существенно зави-
зависит .от условий его реализации. Для сниже-
снижения систематической составляющей погреш-
погрешности необходимо выбрать осциллограф
с полосой пропускания, превосходящей F.
Случайная составляющая погрешности опре-
определяется, главным образом, стабильностью
частот источника ЧМ сигнала и гетеродина
н зависит от индекса модуляции р. Мини-
Минимальное значение случайной погрешности
достигается при достаточно больших индек-
индексах (Р > 20), что ограничивает область при-
применения метода. Достоинством его является
некритичность результата измерения к фор-
форме сигнала огибающей, поэтому метод
является предпочтительным для целей по-
поверки (аттестации) измерителей пиковых зна-
значений девиации частоты.
15.3. МЕТРОЛОГИЧЕСКОЕ
ОБЕСПЕЧЕНИЕ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ
МОДУЛЯЦИИ
Нормативными документами на методы
и средства поверки измерителей модуляции
регламентированы методы прямых измере-
измерений, основанные на применении образцовой
аппаратуры К2-34, К2-38 и К2-44.
Установка К2-34 предназначена для опре-
определения метрологических характеристик из-
измерителей модуляции в режиме измерения
параметров AM сигнала — погрешности изме-
измерения коэффициента модуляции, коэффициен-
коэффициента гармоник, вносимого трактом поверяе-
поверяемого прибора в огибающую AM сигнала. В
режиме измерения параметров ЧМ сигнала
установка обеспечивает определение коэффи-
коэффициента перехода амплитудной модуляции в
частотную в тракте поверяемого прибора
/
В состав установки К2-34 входят форми-
формирователь AM сигналов, генератор модули-
модулирующего напряжения и преобразователь ча-
частоты. Основные технические и метрологиче-
метрологические характеристики установки приведены
в табл. 15.2.
Принцип действия установки заключает-
заключается в формировании AM сигналов с калибро-
калиброванными значениями коэффициента модуля-
модуляции на фиксированных несущих частотах.
Сигналы с несущими частотами 4, 10
и 25 МГц генерируются непосредственно
в формирователе AM сигналов. Сигналы
с частотами 0,01; 0,035; 0,1; 0,35 и 1 МГц
образуются путем линейного преобразова-
преобразования AM сигнала с частотой 4 МГц с по-
помощью гетеродинов, конструктивно входя-
входящих в генератор модулирующего напряже-
Таблица
Характеристика
Несущая частота J) выход-
выходных сигналов, МГц
Модулирующая частота F
генераторов модулирую-
модулирующих напряжений, кГц
Коэффициент модуляции М,
/о
Девиация частоты Д/, кГц
Погрешность установки:
коэффициент модуля-
модуляции
девиации частоты
Уровень частотного шума
и фона генератора дис-
дискретных частот, Гц
5.2.
0,01
4; 1
0,03
20;
0,1-
Технические и метрологические характеристики
установок К2-34 и К2-38
К2-34
; 0,035; 0,1; 0,35; 1;
0; 25; 425
; 0,09; 20; 30; 60
30, 60
-100 (устанавливается
дискретно, с шагом 0,1 %
при
при
(А--
мш
Л/=0,1 - 10 и 10%
М= 10 - 100)
—
! = 10~2Л/+ Мш)%
= 0.15 -г 0,3;
= 0,05 Ч 0,3)
—
К2-38
/ = 10; /, = 50; / = 10; / = 50
0,4; 1;'6; 15; 100; 200
—
0,001-1 (сигнал/,); 0,005-5 (сигнал
/2); 0,5- 100 (сигнал/3); 0,5- 1000 (сиг-
(сигнал /4) (устанавливается дискретно,
с коэффициентом деления Afmax
К\0~" К= 1, 2, 3, ..., 9, п= 1, 2, 3)
±(А = КГ2; А/+ А/ш) кГц;
(А = 0,5-1,7; Д/ш = 0,4-50 Гц)
1-10-'/+0,1 (F = 0,3-3,4 кГц);
5-10"9/+0,2
(/■=0,03-20 кГц); 5- 10-8/+ 10
(/■=0,03-2000 кГц);
/— частота сигнала, Гц
15.3. Метрологическое обеспечение измерителей модуляции
Делитель
модулирующе-
модулирующего напряжения
II
Генератор
модулирующе-
модулирующего напряжения
Генератор
сигнала
4 МГц
Балансный
модулятор
Генератор
сигнала
10 МГц
Балансный
модулятор
Преобра-
Преобразователь
частоты
Генератор
сигнала
25 МГц
Балансный
модулятор
L '
Комму-
Коммутатор
UM
Преобра-
Преобразователь
частоты
Форма AM сигнала
(МН=1ОО%) на
экране осциллогра-
осциллографа при калибровке
Рис. 15.9. Структурная схема установки К2-34
ния. Сигнал с частотой 425 МГц образуется
путем гетеродинирования AM сигнала с ча-
частотой 25 МГц в блоке преобразователя ча-
частоты. Принцип действия аппаратуры уста-
установки поясняется структурной схемой, пока-
показанной на рис. 15.9. Формирование AM
сигналов осуществляется с помощью ли-
линейных балансных модуляторов, предста-
представляющих собой диодный мост, в плечи кото-
которого противофазно подаются высокоча-
высокочастотный сигнал с частотой 4, 10 или 25 МГц
и модулирующее напряжение. Калибровка
AM сигналов заключается в получении коэф-
коэффициента модуляции сигнала на выходе мо-
модулятора М„ = 100%, что достигается изме-
изменением уровня модулирующего напряжения
до получения на экране внешнего осцилло-
осциллографа характерной фигуры, показанной на
рис. 15.9. Используя линейность модуля-
модуляционной характеристики балансного модуля-
модулятора, калиброванные значения коэффициента
модуляции М < 100% получают путем деле-
деления модулирующего сигнала в заданное чис-
число раз с помощью точного делителя на вы-
выходе генератора модулирующего напряже-
напряжения.
Установка К2-38 предназначена для
определения метрологических характеристик
измерителей модуляции в режиме измерения
параметров ЧМ сигналов — погрешности из-
измерения девиации частоты, коэффициента
гармоник, вносимого трактом поверяемого
сигнала в огибающую ЧМ сигнала, уровня
частотного шума тракта измерителя модуля-
Генератор
модулирующ е-
го напряжения
Делитель
напряжения
Генератор
дискретных
частот
Генератор
ЧМ сигнала
Генератор
ЧМ сигнала
Умножитель
f,x5
Преобразова-
Преобразователь частоты
Масштабный
генератор
Преобразова-
Преобразователь напряже-
напряжение—частота
Электронно-
счетный
частотомер
Генератор
ЧМ сигнала
Измеритель
модуляции
К2-44(преобразователь частоты
и
Рис. 15.10. Структурная схема установки К2-38
478
Логические анализаторы
ции. Кроме того, установка обеспечивает
определение коэффициента перехода частот-
частотной модуляции в амплитудную в тракте при-
прибора ^э режиме измерения параметров AM
сигналов (пчм/Ам)-
Установка состоит из генератора ЧМ
сигналов, генератора модулирующих напря-
напряжений и генератора дискретных частот. Гене-
Генератор ЧМ сигналов совместно с генерато-
генератором модулирующих напряжений обеспечи-
обеспечивает выдачу калиброванных по девиации
частоты прецизионных ЧМ сигналов на не-
несущих частотах flt /2, /3, /4 (характеристи-
(характеристики сигналов приведены в табл. 15.2). Генера-
Генератор дискретных частот является источником
немодулированных сигналов с частотами
0,128; 1; 10; 50; 83,3; 250; 500; 1000 МГц
с малым уровнем частотных шумов (харак-
(характеристики сигналов приведены в табл. 15.2)
и обеспечивает определение уровня частот-
частотного шума тракта измерителя модуляции.
Структурная схема установки К2-38, пояс-
поясняющая принцип ее построения, показана на
рис. 15.10. Генератор ЧМ сигналов содержит
три независимых генератора на частоты /ь
/3 и /4. Сигнал с частотой /2 получают ум-
умножением сигнала /,в5 раз. Сигналы /\ —
/4 кроме значений несущих частот разли-
различаются еще пределами устанавливаемых де-
девиаций частоты. Принципиальной особен-
особенностью измерителя модуляции в режиме
обработки ЧМ сигнала является отсутствие
дополнительной погрешности измерения де-
девиации частоты, зависящей от значений несу-
несущей частоты сигнала, т. е. допустимо опреде-
определение погрешности на одной несущей часто-
частоте. Применение в установке ряда ЧМ сигна-
сигналов с различными частотами вызвано слож-
сложностью перекрытия широкого диапазона
воспроизводимых значений девиации ча-
частоты (от единиц герц до 1 МГц) одним ЧМ
генератором.
Калибровка девиации частоты выходно-
выходного сигнала с частотой /4 осуществляется ме-
методом измерения с помощью электронно-
счетного частотомера, для чего ЧМ сигнал
переносится на промежуточную частоту,
близкую к нулю. Как показано в § 15.2, по-
показания частотомера в этом случае опреде-
определяются выражением N = 2Д//л « 0,637А/.
Для получения прямого отсчета измеряемо-
измеряемого значения девиации частоты в генераторе
ЧМ сигналов имеется специальный масш-
масштабный генератор сигнала с частотой
637 Гц. При включении частотомера в ре-
режим измерения отношения частот ЧМ сигна-
сигнала и масштабного генератора показания ча-
частотомера соответствуют установленному
значению девиации частоты. Калибровка де-
девиации частоты ЧМ сигналов с частотами
/j — /3 производится методом компарирова-
компарирования с сигналом частотой /4 с использова-
использованием поверяемого измерителя модуляции,
осуществляющего демодулирование компа-
рируемых сигналов. Компаратор состоит из
пикового детектора, преобразующего демо-
дулированный сигнал в постоянное напряже-
напряжение, пропорциональное девиации частоты,
и преобразователя напряжение — частота.
Процесс компарирования заключается в по-
получении равенства показаний частотомера
при подаче на вход компаратора (поочеред-
(поочередно) соответствующих компарирующих сигна-
сигналов.
РАЗДЕЛ ШЕСТНАДЦАТЫЙ
ЛОГИЧЕСКИЕ АНАЛИЗАТОРЫ
16.1. ВВЕДЕНИЕ
Широкое применение логических инте-
интегральных микросхем (и особенно микропро-
микропроцессоров) при разработке современной ра-
радиоаппаратуры привело к тому, что тради-
традиционные аналоговые осциллографы во мно-
многих случаях оказались непригодными для
наблюдения за прохождением информации.
Это связано прежде всего с тем, что при ра-
работе с осциллографом одновременно можно
наблюдать лишь ограниченное число процес-
процессов (максимум восемь), тогда как при работе с
микропроцессорами очень часто требуется од-
одновременный просмотр более 40 процессов.
Значительную трудность представляет
наблюдение однократных или непериодиче-
непериодических логических процессов. Выпускаемые за-
запоминающие осциллографы также непри-
непригодны из-за малого числа каналов и недоста-
недостаточной полосы пропускания.
Очень несовершенен запуск осциллогра-
осциллографа (первым пришедшим импульсом), что
при наблюдении непериодических сигналов
дает неустойчивое изображение на экране
элт.
Даже главное достоинство осциллогра-
осциллографов — возможность измерения напряжения
контролируемых сигналов — превращается в
недостаток, так как при работе с логически-
16.2. Классификация логических анализаторов
479
ми интегральными микросхемами достаточ-
достаточно знать, в каком состоянии находится
данный узел (в состоянии логической 1 или
логического 0). Излишняя информация так-
также затрудняет интерпретацию полученных
данных.
Логический анализатор — эквивалент ос-
осциллографа, специально приспособленный
для работы с цифровыми схемами и сво-
свободный от всех недостатков аналоговых ос-
осциллографов.
Если осциллограф показывает значение
напряжения в зависимости от времени, то
логический анализатор показывает логиче-
логическое состояние в зависимости от числа про-
прошедших тактовых импульсов. Таким обра-
образом, логические анализаторы позволяют
проверять работу логических узлов в режиме
реального времени. Они воспринимают
двоичные сигналы и представляют их в фор-
форме, удобной для оператора.
Область применения анализаторов
чрезвычайно широка: их можно использо-
использовать как при разработке и выпуске, так
и при ремонте различных логических
устройств. Кроме того, они удобны и при
отладке математического обеспечения как
отдельно взятых приборов, так и больших
информационно-измерительных систем.
В данном пункте описаны логические
анализаторы, выпускаемые промышлен-
промышленностью. Кроме логических анализаторов
дано описание программатора для програм-
программирования постоянных запоминающих
устройств, без которых невозможно построе-
построение ни одной микропроцессорной системы.
16.2. КЛАССИФИКАЦИЯ
ЛОГИЧЕСКИХ АНАЛИЗАТОРОВ
Принцип работы логических анализато-
анализаторов заключается в том, что изменение логи-
логических состояний в испытуемых точках, пере-
переход из одного логического состояния в дру-
другое под воздействием внешних стимулов за-
записываются во внутреннюю память анализа-
анализатора, а затем воспроизводятся на экране
индикатора в виде, удобном для восприятия
оператором. Наличие в анализаторе вну-
внутренней памяти позволяет просматривать не
только периодические, но и однократные ло-
логические процессы.
В зависимости от наличия внутреннего
генератора и вида индикации логические
анализаторы подразделяются на анализа-
анализаторы логических состояний (АЛС) и анали-
анализаторы временных диаграмм (АВД).
Анализаторы логических состояний ис-
используются для записи во внутреннюю па-
память сигнала, внешнего по отношению
к прибору, в качестве которого, как правило,
используются стимулирующие сигналы, из-
изменяющие логические состояния испы-
испытуемых схем.
В АВД предусматривается наличие вну-
внутреннего тактового генератора, используе-
используемого для записи логического состояния
в данной точке во внутреннюю память при-
прибора. Структурные схемы использования
АЛС и АВД приведены на рис. 16.1, а, б.
Таким образом, при помощи анализато-
анализатора данные о логическом состоянии испытуе-
испытуемого узла на рабочей частоте заносятся во
внутреннюю память, преобразуются к виду,
удобному для индикации, и индицируются
либо в виде квазивременной диаграммы (для
АВД), либо в виде таблицы истинности (для
АЛС) на экране ЭЛТ.
В первом случае данные в память зано-
заносятся синхронно с изменением логического
состояния испытуемого узла, а во втором —
асинхронно. Поэтому очень часто АЛС на-
называют синхронными, а АВД — асинхронны-
асинхронными анализаторами. Вид информации на
экране ЭЛТ приведен на рис. 16.2.
Чтобы избежать потерь информации
в АВД, необходимо запись в память вести
с частотой, в несколько раз превышающей
Галс '
[Источник стимула
а)
Испытуемый узел
Память —»-| Индикатор
J
АВД
Источник стимула \
Испытуемый узел [
Память —*4 Индикатор
б)
Тактовый генератор
Рис. 16.1. Структурные схемы логических анализаторов:
а — анализатор логических состояний; 6 — анализатор временных диаграмм
480
Логические анализаторы
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
0
0
0
0
г
1
1
1
0
0
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
Рис. 16.2. Вид информации на экране ЭЛТ:
а — таблица истинности; б — квазивременная диаг-
диаграмма
рабочую частоту испытуемого узла (по край-
крайней мере в 5 —6 раз). Поэтому тактовая ча-
частота АВД всегда выше тактовой частоты
АЛС. Кроме того, внутренняя память для
полного воспроизведения диаграммы изме-
изменения логических состояний должна быть
много больше, чем у АЛС. Так, например,
наибольшая глубина памяти АЛС известных
моделей равна 64 бита на канал, а для АВД
она доходит до 2048 бит на канал и более.
Анализатор временных диаграмм чаще
всего используется на начальной стадии про-
проектирования при отладке аппаратных
средств, так как он позволяет оценить отно-
относительные задержки между каналами. Благо-
Благодаря большой глубине памяти и специаль-
специальной схеме детектирования коротких импуль-
импульсов при помощи АВД возможно отыскание
коротких паразитных импульсов, существую-
существующих между тактовыми импульсами.
Вместе с тем АВД удобен и при работе
с асинхронными системами, например для
контроля синхронизации КОП.
На конечной стадии проектирования ап-
аппаратной части или отладки математическо-
математического обеспечения приборов более удобен АЛС,
на экране которого изображается часть про-
программы в двоичном коде. Многие АЛС
имеют возможность отображать информа-
информацию не только в двоичном, но и в восьме-
восьмеричном, и в шестнадцатеричном кодах. Не-
Некоторые АЛС имеют дополнительные блоки
преобразования информации, что позволяет
получать на экране таблицу команд (листинг
программы) непосредственно на языке про-
программирования высокого уровня.
Кроме указанных анализаторов суще-
существуют специализированные анализаторы,
предназначенные для решения узкого круга
задач. Типичным представителем таких ана-
анализаторов является анализатор 814, который
предназначен только для контроля прохо-
прохождения сигналов по КОП. Существуют ана-
анализаторы, предназначенные для контроля
прохождения информации по шинам микро-
микропроцессоров какого-либо конкретного типа.
16.3. ОСОБЕННОСТИ
ЛОГИЧЕСКИХ АНАЛИЗАТОРОВ
Многоканальность. С помощью осцил-
осциллографа одновременно можно рассматри-
рассматривать лишь два, максимум восемь незави-
независимых процессов. Число каналов в анализа-
анализаторах практически ограничивается лишь ем-
емкостью внутренней памяти и габаритными
размерами индикаторного устройства. В на-
настоящее время имеются анализаторы с чис-
числом каналов от 2 до. 104. Многоканальные
анализаторы удобны при регулировке и ре-
ремонте печатных плат с комбинационной
и последовательной логикой: регистрами,
счетчиками, сумматорами и т. д. Большое
число каналов необходимо при проверке
плат памяти, различных интерфейсных плат
и особенно микропроцессорных устройств,
где подчас только адресная шина занимает
16 и более каналов. Очевидно, что для 8-раз-
8-разрядного микропроцессора, имеющего 16-раз-
16-разрядную адресную шину, 8-разрядную шину
данных и ряд других линий, требуется не ме-
менее чем 32-канальный анализатор.
Быстродействие. Проверка будет идеаль-
идеальной только в том случае, если она произво-
производится на рабочей частоте. Таким образом,
чем выше быстродействие анализатора, тем
лучше. Большинство АЛС имеет быстродей-
быстродействие 10 — 20 МГц, что вполне достаточно
для современной микропроцессорной тех-
техники.
Как уже указывалось, чтобы избежать
потери информации, АВД должны иметь бо-
более высокое быстродействие. Если первые
анализаторы такого типа работали на часто-
частоте 10 МГц, то сейчас ни одна фирма не про-
производит анализаторы с быстродействием ме-
менее 20 МГц. Частота большинства совре-
современных АВД 50 и 100 МГц. Однако наблю-
наблюдается дальнейший рост быстродействия.
Известны отдельные модели с быстродей-
быстродействием 200, 300 и даже 660 МГц.
При выборе анализатора по быстродей-
быстродействию следует учитывать и то, что все АВД
имеют возможность детектировать узкие па-
паразитные выбросы, существующие между '
тактовыми импульсами. Чем выше рабочая
частота анализатора, тем более узкие им-
импульсы он способен захватывать. Как прави-
правило, анализатор с быстродействием 100 МГц
способен различать паразитные импульсы
длительностью 3 — 5 не, а с быстродействием
50 МГц 5-10 не.
Способы запуска. Самым простым, при-
16.3. Особенности логических анализаторов
481
Канал О
Канал 1
Канал
шпуль*; лшшшишшшшшм
За
Таблица
истинности
О 10100
0 11100
011101
010111
0 10111
000101
000100
0 00101
оо_д_цр
(OO_OJ±i}*-\
000000
10 1000
100110
11 1010
1 10000
110000
Запускающее слово, уста- Запускающее
новленное переключате— J слово
лями
Рис. 16.3. Принцип комбинационного запуска
мененным уже в первых анализаторах, яв-
является запуск по параллельному коду слова
(комбинационный запуск). Если аналоговый
осциллограф запускается первым пришед-
пришедшим перепадом, что позволяет просматри-
просматривать только периодические сигналы, то ана-
анализаторы запускаются по коду параллельно-
параллельного слова, пришедшего одновременно по всем
каналам. Непериодический сигнал отобра-
отображается на экране осциллографа неустойчиво,
так как запуск происходит в случайный мо-
момент времени. Анализатор при правильном
выборе запускающего слова даст стабиль-
стабильную картину, так как запуск будет осущест-
осуществляться всегда в одном и том же месте про-
проходящей информации. При этом запускаю-
запускающее слово должно быть выбрано так, чтобы
оно было единственным в длинной последо-
последовательности данных. Для выявления момен-
момента запуска в анализаторах любого типа дол-
должен быть компаратор кодов, сравнивающий
код приходящей информации с кодом, вво-
Запускающее слово
Задержка п импульсов
Таблица
истинности
1010 11
100011
1000 10
10 1000
101000
111010
1110 11
111010
1 11001
111000
111111
010111
011001
000 101
001111
0 11111
Рис. 16.4. Принцип цифровой задержки
16 п/р Кузнецова В. А.
димым с передней панели. При совпадении
кодов вырабатывается сигнал, запускающий
анализатор. Код запускающего слова вво-
вводится при помощи либо переключателей, ли-
либо клавиатуры (рис. 16.3).
Как правило, длина запускающего слова
определяется числом каналов. Однако
в малоканальных анализаторах очень часто
возможность по комбинационному запуску
превышает число каналов. Так, у двухка-
нального анализатора 820 запуск может осу-
осуществляться 4-разрядным словом. Неко-
Некоторые фирмы выпускают специальные внеш-
внешние устройства для увеличения длины запу-
запускающего слова. Если используются не все
каналы, то длина запускающего слова может
быть уменьшена до 1 бита, что эквивалентно
запуску по перепаду аналогового осцилло-
осциллографа.
Как было указано, анализаторы фикси-
фиксируют информацию во внутренней памяти по-
после прихода запускающего слова. Длина на-
наблюдаемой последовательности (количества
слов, заносимых в память) зависит только
от глубины памяти каждого канала.
При конструировании цифровых
устройств, когда имеет место длинная после-
последовательность логических сигналов, часто
возникает потребность просмотреть «окно
данных», далеко отстоящее от запускающего
слова. Для этой цели служит цифровая за-
задержка, при помощи которой возможно
передвижение «окна данных» на любое коли-
количество таковых импульсов (рис. 16.4). Таким
образом, в этом режиме при одном и том же
запускающем слове можно исследовать про-
программу по частям.
Такая задержка эквивалентна временной
задержке аналогового осциллографа. Однако
с помощью временной задержки невозможно
точно установить, сколько импульсов про-
прошло до момента отсчета, в то время как ана-
анализатор позволяет определить с абсолютной
точностью «окно данных», необходимое для
наблюдения. Глубина цифровой задержки
у различных анализаторов — от 104 до 106
импульсов. Чем длиннее запускающее слово,
тем короче цифровая задержка. Это объяс-
объясняется тем, что в длинной последовательно-
последовательности данных всегда можно выбрать запускаю-
запускающее слово, отстоящее недалеко от требуемо-
требуемого «окна данных».
Кроме цифровой задержки в анализато-
анализаторах имеется режим так называемой отрица-
отрицательной задержки. Если, пропуская через
внутреннюю память информацию, с прихо-
приходом запускающего слова остановить запись,
то в памяти останется информация, предше-
предшествующая моменту запуска, что принци-
482
Логические анализаторы
Окно данных
\\ Запускающее слово (ЗС)
Рис. 16.5. Режимы работы анализаторов:
/—НАЧАЛО, после момента запуска; //—КО-
//—КОНЕЦ, до момента запуска; /// — СДВИГ, до и
после момента запуска; IV — после задержки на
я тактовых импульсов; V — после прихода трех
запускающих слов; VI — после прихода двух
запускающих слов и задержки на и тактовых
импульсов
пиально невозможно при работе с осцилло-
осциллографом. Такой режим можно использовать
при отыскании многих неисправностей, ког-
когда наблюдается сбой в одном и том же ме-
месте программы. Если в качестве запускающе-
запускающего слова использовать код сбоя, то можно
проанализировать условия, предшествующие
этому сбою.
Кроме цифровой задержки (задержки
тактовых импульсов) во многих анализато-
анализаторах предусмотрена возможность задержки
запускающего слова, на определенное коли-
количество слов. Этот режим необходим при ра-
работе с микропроцессорными системами, где
очень часто программа содержит циклы
и запускающее слово может повторяться не-
неоднократно. При необходимости просмотра
информации внутри петли после л-го цикла
и используется задержка запуска. В этом
случае запускающее слово выбирается вну-
внутри петли и вводится задержка на п слов.
«Окно данных» будет указывать информа-
информацию внутри петли после прохождения п ци-
циклов программы.
Все указанные выше режимы работы
анализатора в условной форме приведены на
рис. 16.5.
Некоторые анализаторы имеют возмож-
возможность запуска при последовательном совпа-
совпадении нескольких параллельных слов с за-
заданными значениями. Такой запуск позво-
позволяет выбрать из множества ветвей про-
программы одну, вполне определенную. Напри-
Например (рис. 16.6), между словами А и
D имеются следующие пути: ABD, ACD,
ABCD. Эти три ветви можно различить, осу-
осуществляя запуск по словам В и D, А и С, В
и С.
16.4. ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ
ВХОДЫ АНАЛИЗАТОРОВ
Во многих анализаторах имеются так
называемые квалификационные входы
(входы признаков), которые значительно
расширяют область их применения. Входы
признаков имеют двоякое значение: во-
первых, они расширяют длину запускающего
слова, во-вторых, с их помощью возможна
выборка из потока данных только той ин-
информации, которая сопровождается опреде-
определенной комбинацией кода признаков. Такой
режим эквивалентен расширению объема па-
памяти, так как в память не будет заноситься
информация, не требующая анализа.
На рис. 16.7 приведен пример, когда
в качестве сигналов признаков выбран код
Запуск
omcymcn
Syem
Установленное
запускающее слаб
1 1 0001 01 11-*-^
Вид
информации
на информа-
информационном табло
Рис. 16.6. Разделение ветвей программы
Рис. 16.7. Принцип работы входа признаков
16.5. Индикация
483
11. При установлении запускающего слова
00110111 анализатор включается не с первой
строки, а с четвертой и в память будет зано-
заноситься только информация, которая сопро-
сопровождается кодом 11 по входам признаков.
Входы признаков необходимы при рабо-
работе с микропроцессорными системами, имею-
имеющими двунаправленную шину. Они позво-
позволяют отличать сигналы, входящие в микро-
микропроцессор, от сигналов, выходящих из него.
16.5. ИНДИКАЦИЯ
В первых моделях анализаторов, объем
памяти и число каналов которых были не-
небольшими, логические состояния индициро-
индицировались светящейся (логическая 1) или несве-
несветящейся (логический 0) лампочкой или све-
тодиодом. При большом числе каналов
чаще всего используется ЭЛТ, на которой
изображается таблица истинности, времен-
временная диаграмма или другой вид индикации.
В портативных анализаторах исполь-
используется однострочная индикация на светодио-
дах или светодиодных семисегментных инди-
индикаторах, при этом высвечивается одно па-
параллельное слово. Дальнейший опрос содер-
содержимого памяти производится построчно.
Индикация таблицы истинности может
быть выражена в двоичном, восьмеричном
или шестнадцатеричном коде. Для получе-
получения двоичного кода, как правило, исполь-
используются фигуры Лиссажу. При индикации ал-
алфавитно-цифровой информации используют-
используются встроенные специализированные дисплеи.
Почти каждый современный анализатор
с ЭЛТ имеет индикацию в виде графов.
В этом случае 16-разрядное слово преобра-
преобразуется в точку, расположение которой на
экране говорит о его содержимом. Такой
вид индикации дает общее качественное
представление о всей информации, проходя-
проходящей через анализатор. Структурная схема
точек hj экране
[ToWlwTTddiTllrn \-ooouoooc oooooooo
преобразования информации в графы приве-
приведена на рис. 16.8.
Вся информация разбивается на две
группы по восемь каналов. Информация
с каждой группы поступает на цифро-анало-
цифро-аналоговые преобразователи, входы которых свя-
связаны с горизонтальными и вертикальными
отклоняющими системами индикатора. Та-
Таким образом, каждому 16-разрядному слову
соответствует единственная точка с вполне
определенными координатами.
Такой вид индикации используется для
общей оценки программы, проходящей по
шине. При этом можно увидеть петли про-
программы, по яркости найти наиболее часто
встречающиеся слова, по мерцанию от-
отдельных точек определить перемежающиеся
сбои. При появлении подозрительных мест
в программе можно сделать переход на та-
таблицу истинности для более детального ана-
анализа программы.
Некоторые анализаторы обеспечивают
индикацию, очень близкую к индикации гра-
графами: информация при помощи ЦАП пре-
преобразуется в точку, определяющую коор-
координату по оси Y. В качестве оси X служит ось
времени.
Такая индикация полезна в двух слу-
случаях:
1) при наблюдении изменения последо-
последовательности адресов подпрограммы (рис.
16.9);
2) при наблюдении информации, предва-
предварительно прошедшей через АЦП. В этом
случае индикация восстанавливает первона-
первоначальную форму напряжения.
В обоих случаях при большой длине па-
параллельного слова оно может быть разбито
на части.
Кроме анализаторов общего примене-
Рис. 16.8. Структурная схема преобразова-
преобразования информации в графы
16*
'Рис. 16.9. Изменение адреса подпрограммы
484
Логические анализаторы
ния имеются анализаторы, специализиро-
специализированные для работы с определенными типами
микропроцессоров. В качестве индикатора
используются встроенные алфавитно-ци-
алфавитно-цифровые дисплеи, которые высвечивают ин-
информацию либо в коде ГОСТ 13052 — 74, ли-
либо в виде команд на языке, принятом
в микропроцессоре данного типа.
Другим типом специализированного
анализатора является анализатор, предназ-
предназначенный для работы с каналом общего по-
пользования. Типичным представителем такого
рода анализаторов является анализатор 814.
16.6. КОНСТРУКЦИЯ
ПОДКЛЮЧАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Большое значение имеют конструкция
подключающих устройств и их входные ха-
характеристики. Если статической нагрузкой
подключающих устройств, начиная с 50
кОм, можно пренебречь при работе не толь-
только с ТТЛ схемами, но КМОП схемами, то
большое значение приобретает входная ем-
емкость, существенно уменьшающая быстро-
быстродействие испытуемых схем. Как показывают
расчеты, входная емкость 20 пф ограничи-
ограничивает диапазон работы с КМОП схемами до
8-10 МГц и при работе с ТТЛ схемами —
до 50 — 60 МГц. Для уменьшения входной
емкости все анализаторы имеют выносные
компараторы (от 4 до 16 в одном корпусе).
Однако в этом случае невозможно подклю-
подключить анализатор к разнесенным точкам
схемы. Для исключения этого недостатка не-
некоторые фирмы в ряде моделей анализато-
анализаторов применяют активные пробники, где ак-
активный элемент помещается у кончика щупа.
В специализированных анализаторах,
предназначенных для работы с микропроцес-
микропроцессорами конкретного типа, очень удобны за-
зажимы типа «клипса», подключаемые к внеш-
внешнему буферному устройству. Такой зажим
позволяет быстро подключить анализатор
к испытуемому узлу.
Анализаторы, предназначенные для кон-
контроля работы КОП, подключаются к каналу
стандартным кабелем.
Большое количество индивидуальных
зажимов в многоканальных анализаторах
очень затрудняет их подключение, поэтому
во многих из них применяется цветная мар-
маркировка, облегчающая отыскание необходи-
необходимого канала.
Одно из существенных требований
к входному устройству — надежные механи-
механический и электрический контакты при малых
габаритных размерах и массе. Лучшие инди-
индивидуальные зажимы имеют массу 3 — 5 г.
16.7. ВВОД НАЧАЛЬНЫХ ДАННЫХ
Для нормальной работы анализатора
необходимо ввести следующие данные: вид
индикации, код запускающего слова, режим
работы, длительность цифровой задержки,
длительность задержки запуска, код входа
признаков, уровень компарирования, частоту
внутреннего тактового генератора (для АВД)
и ряд других величин.
В первых моделях анализаторов все
перечисленные выше операции выполнялись
различными переключателями и тумблера-
тумблерами, расположенными на передней панели.
Чаще всего для ввода запускающего слова
использовались тумблеры на три положения,
установленные в один ряд, а для ввода раз-
различных задержек — кодовые переключатели.
При таком способе управления передняя па-
панель анализатора оказывается резко перегру-
перегруженной, что затрудняет работу с анализато-
анализатором.
В последних моделях анализаторов, где
применяются встроенные алфавитно-ци-
алфавитно-цифровые дисплеи, чаще всего используется
ввод начальных данных с клавиатуры. Есть
два способа использования клавиатуры:
1) каждой кнопке присуща только одна
конкретная функция;
2) на экране располагаются данные
о всех возможных режимах анализатора.
Необходимые режимы выбираются
перемещаемым указателем. Количество тре-
требуемых органов управления существенно со-
сокращается, хотя аппаратно-программная
часть оказывается несколько сложнее.
16.8. ВРЕМЕННЫЕ
СООТНОШЕНИЯ В АНАЛИЗАТОРЕ
Как любое запоминающее устройство
логический анализатор характеризуется вре-
временем установления tyCT и временем удержа-
удержания tyu. Время установления — интервал
времени, необходимого для приведения ана-
анализатора в состояние готовности к выполне-
выполнению операции захвата данных. Время удер-
удержания — время, необходимое для уверенного
захвата анализатором входной информации
(рис. 16.10, а).
В тестируемых устройствах, как прави-
правило, имеются узлы, построенные на раз-
различных логических микросхемах с задержка-
задержками от нескольких наносекунд до единиц
микросекунд. При таком разбросе задержек
информация, захваченная анализатором,
имеющим положительное время удержания
(рис. 16.10,6), будет неопределенной. При за-
задержках, больших времени удержания, будет
16.9. Обобщенная структурная схема анализаторов
485
Рабочий, перепад
] Информация
I
Тактовый импульс
3
Тактовый импульс
ю
Рис. 16.10. Время установления и удержания
АЛС (а) и работа логического анализатора
с различными задержками в каналах (б)
захвачена информация, соответствующая
предыдущему тактовому импульсу (каналы
3 и 4), а при задержках, меньших времени
удержания, захватывается информация, со-
соответствующая данному записывающему
импульсу (каналы 1 и 2).
Таким образом, для уверенной работы
анализатор должен иметь нулевое время
удержания. В этом случае при соблюдении
времени установления для входной информа-
информации анализатор всегда будет захватывать ин-
информацию, соответствующую данному так-
тактовому импульсу. Нулевое время удержа-
удержания в анализаторе обеспечивается более бы-
быстродействующим компаратором тактовых
импульсов и дополнительной задержкой ин-
информации в каждом информационном кана-
канале. Типичное время установления для ана-
анализаторов с предельным быстродействием
20 МГц составляет 20 не.
Канал О
Канал п
Тактовые
импульсы
±
Компа- | Компаратор кодов
патовы
16.9. ОБОБЩЕННАЯ
СТРУКТУРНАЯ СХЕМА
АНАЛИЗАТОРОВ
Структурная схема, приведенная на рис.
16.11, верна как для АЛС, так и для АВД.
Тактовые импульсы могут быть и внешни-
внешними, и внутренними. В зависимости от типа
анализатора некоторые узлы структурной
схемы могут.отсутствовать.
Назначение отдельных узлов схемы:
компараторы сортируют информацию
на логический 0 и логическую 1;
память записывает информацию при по-
помощи внешнего (АЛС) или внутреннего
(АВД) тактового импульса;
компаратор кодов сравнивает поступаю-
поступающую информацию с информацией, вводимой
с передней панели. При приходе запускаю-
запускающего слова вырабатывается сигнал на
устройство запуска;
устройство запуска разрешает запись
в память приходящей информации;
счетчик цифровой задержки задерживает
разрешение записи в память на заданное
число тактовых импульсов;
счетчик задержки запуска задерживает
разрешение записи в память на заданное
число запускающих слов;
схема преобразования информации пре-
преобразует информацию, записанную в па-
память, к виду, удобному для восприятия;
индикатор индицирует информацию
в виде таблицы истинности или временной
диаграммы.
Устройство запуска
Память О
Память п
Преобразование
информации
Индикация
Счетчик
задержки запуска
Счетчик
цифровой задержки
Уровень компарирования
Рис. 16.11. Обобщенная структурная схема анализатора
486
Логические анализаторы
16.10. ПРИМЕРЫ
ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ЛОГИЧЕСКИХ
АНАЛИЗАТОРОВ
Работа с анализаторами требует от опе-
оператора высокой квалификации, так как часто
очень трудно правильно выбрать уникальное
слово для запуска и место подключения ком-
компаратора тактовых импульсов и, наконец,
установить длительность задержек. Опера-
гор должен хорошо знать схему проверяемо-
проверяемого узла, знать, какой результат должен быть,
уметь интерпретировать полученные резуль-
результаты. Чем сложнее схема, тем труднее вы-
выполнить эти условия.
Ниже приводятся примеры использова-
использования анализаторов, начиная с простых (кон-
(контроль отдельных микросхем) и кончая
сложными (проверка микропроцессорных
устройств), безотносительно к конкретному
типу анализатора, так как в приведенных
примерах можно использовать любой с под-
подходящим числом каналов и с требуемым
быстродействием.
Проверка отдельных триггеров. При про-
проверке Г-триггера (рис. 16.12) в качестве так-
тактового импульса для анализатора должен
использоваться тактовый импульс, пере-
перебрасывающий триггер. Для контроля может
быть использован всего один информа-
информационный канал, который подключается к вы-
выходу триггера. При этом нет необходимости
в выборе условий запуска. Так, при запуске
с нуля анализатор будет индицировать
0101..., а при запуске с единицы 1010...
При проверке _>-триггеров (рис. 16.13)
следует различать два случая: 1) на вход по-
поступает периодический сигнал; 2) на вход по-
поступает непериодический сигнал.
Первый случай эквивалентен проверке
Г-триггера. Во втором случае возникает
трудность с запуском, так как контролирует-
контролируется информация по одному или двум каналам
и почти невозможно найти уникальное запу-
запускающее слово. Но тем не менее проверить
работу триггера можно. Для этого на анали-
анализаторе занимают два канала и просматри-
просматривают информацию при ручном запуске. При
многократном запуске информация на инди-
индикаторе меняется, но в любом случае отстава-
Инф. Такт
1
Инф. Такт
MINI Mi Mil К
Информация
S)
Рис. 16.13. Проверка _>-триггера:
а — схема проверки; б — приходящая информация
ние информации на втором канале на один
такт говорит о правильной работе триггера.
Проверка счетчиков. Рассмотрим сле-
следующие случаи:
1) счетчик работает в непрерывном ре-
режиме или счетчик досчитывает до определен-
определенного числа, сбрасывается в нуль и продол-
продолжает работать;
2) счетчик досчитывает до определенно-
определенного числа и останавливается;
3) при непрерывной работе счетчик на
определенном значении счета выдает сигнал.
В первом случае проверка сводится
к проверке отдельных триггеров в счетном
режиме (рис. 16.14). При использовании
одного канала анализатора и запуске от
1 можно поочередно проверить все выходы.
Для этого случая информация будет 1010...
для веса 1, 110011... для веса 2, 11110000...
для веса 4 и т. д. Если подключить все четы-
четыре канала и ввести запускающее слово 0000,
то на экране анализатора в случае правиль-
правильной работы отображается таблица истинно-
истинности двоичного счетчика (рис. 16.15,а).
Для проверки многоразрядного счетчи-
счетчика, когда информация превышает глубину
памяти каждого канала, данный метод не-
неприемлем. Рассмотрим, например, четырех-
декадный десятичный счетчик. Его можно
проверить подекадно, используя импульс за-
запуска декады в качестве тактового импульса.
Такая проверка эквивалентна проверке оди-
Рис. J6.12. Проверка Г-триггера
Рис. 16.14. Проверка счетчика в непрерыв-
непрерывном режиме
16.10. Примеры использования логических анализаторов
487
^^
0000
0001
0010
0011
0100
0 101
0110
0 111
1000
1001
1010
101 1
1100
1 101
1110
1111
)
^ с
' 0 0 -'
100 -
1001
1001
1001
1001
ипчппп 1001
следую- 1001
шезо цикла 10 0 1
——*-оооо
0000
0000
0000
0000
0000
■ J
'СО"
1 Г1 Q 1
1001
10 01
1001
1001
1001
1001
1001
0000
0000
0000
0000
0000
0000
1 0 ~ 1
1001
1001
1001
1001
1001
1001
1001
1001
0000
0000
0000
0000
0000
00 00
'" ij Л '
о о)о
00 11
0 100
0 101
01 10
0 14
1000
1001
0000
00 01
00 10
00 11
0 100
0 101
a) Si
Рис. 16.15. Вид информации на экране анали-
анализатора при проверке двоичного счетчика (а)
и четырехдекадного десятичного счетчика (б)
ночного Г-триггера. Однако значительно
удобнее подключить анализатор ко всем вы-
выводам счетчика и установить запускающее
слово 0000000000000000 и цифровую задерж-
задержку 9990. На экране должна быть информация
«окна данных», запоминающая конец цикла
счета и начало следующего цикла (рис.
16.15,6). Если ввести задержку 9992, то ин-
информация, указанная на рис. 16.15,6, сдви-
сдвинется на две строки и будет иметь такой же
вид, как при использовании режима «сдвиг».
Но если использовать этот режим, полной
гарантии правильной работы всего счетчика
дать нельзя. Например, если будет пропуск
некоторых тактов или декад, то в этом слу-
случае информация не изменится. При исполь-
использовании цифровой задержки достоверность
будет полная. Пропуск даже одиночного так-
такта будет немедленно отражаться на инфор-
информации. Объясняется это тем, что при исполь-
использовании цифровой задержки контролируется
весь цикл работы счетчика, а при использо-
использовании режима «сдвиг» контролируются толь-
только окрестности запускающего слова (рис.
16.16). Таким же путем проверяются счетчи-
ки, которые досчитывают до определенного
числа, сбрасываются в нуль и продолжают
работать.
Для проверки счетчиков, работающих
в непрерывном режиме, может быть исполь-
использована и индикация в виде графов.
Во втором случае, если счетчик досчиты-
досчитывает до определенного числа и останавли-
останавливается, необходим уже несколько другой
подход (хотя возможны и все уже указанные
способы) с использованием всего одного ка-
канала и цифровой задержки (рис. 16.17). За-
Запуск по используемому каналу должен быть
установлен на единицу. Если цифровая за-
задержка установлена на 10 тактов меньше,
чем число, зафиксированное в момент оста-
остановки счетчика, и при запуске получена ин-
информация 10101011111..., значит счетчик ра-
работает правильно. При этом наблюдается
работа всего счетчика, так как запуск на-
начинается с приходом первого импульса,
а «окно данных» указывает на конец работы.
Может быть использован и другой спо-
способ. Рассмотрим четырехразрядный деся-
десятичный счетчик, который останавливается
в положении 9999. К анализатору подклю-
подключаются все выходы счетчика. Вводится запу-
запускающее слово 0000000000000000 и устана-
устанавливается цифровая задержка 9990 (рис.
16.18, а). Можно цифровую задержку не вво-
вводить, а ввести запускающее слово, отвечаю-
отвечающее числу 9990 A001100110010000). Однако
(в соответствии с рис. 16.16) достоверность
проверки при этом будет значительно мень-
меньше.
Третий случай (при непрерывной работе
счетчик на определенном значении счета вы-
выдает постоянный или импульсный сигнал)
практически эквивалентен проверке счетчика,
работающего в непрерывном режиме. Рас-
Рассмотрим, например, десятичный счетчик, ко-
который при счете 1020 при помощи дешифра-
дешифраторов выдает импульсный сигнал (длитель-
(длительностью в один такт), а при счете
1022 — непрерывный сигнал, который длится
Запуск A-й режим)
Контролируемый
участок B-й режим),
Цифровая задержка
9992
Запуск
B-й режим)
Контролируемый
участок A-й режим)
Э999
к-
\0кно
[данных
Н
Рис. 16.16. Размещение «окна данных» при
проверке счетчиков
Рис. 16.17. Проверка двоичного счетчика в
режиме останова
488
Логические анализаторы
10 0 1
10 01
100 1
1 0 0,1
1001
10 01
10 01
10 01
10 01
1001
10 01
10 0 1
10 01
10 0 1
10 0 1
10 0 1
10 01
10 0 1
1001
10 01
1001
10 01
10 0 1
1001
10 01
10 01
1 0 01
10 01
1 0 01
10 01
10 0 1
10 01
10 01
10 0 1
10 01
10 01
10 0 1
10 01
100 1
10 01
10 0 1
10 01
10 01
10 01
10 01
10 01
10 01
1001
0 0 00
0 0 01
0 0 10
0 011
0 100
0 10 1
0 110
0111
10 00
10 0 1
10 01
1001
10 01
10 01
1 0 01
Остановка
счетчика
Момент ера
Еатывания Я
деш.ифра-/£'1
торов—г 1
О 1
О 1
О 1
01
О 1
О 1
01
О 1
О 1
О 1
00
0 0 01
0 0 0 1
0 0 0 1
0 0 0 1
0 0 0 1
0 0 01
0 0 01
0 0 0 1
0 0 01
0 0 01
0 0 0 1
0 0 01
00 0 1
0 0 01
0 00 1
0 0 0 1
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
00 0 00
0 0 00
0 0 0 0
0 00 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 00
0 0 0 0
0 0 0 0
0 0 00
00 0 1
000 1
00 0 1
0 0 0 1
0 0 0 1
0 0 01
0 001
0 0 01
00 0 1
0 0 01
0 010
0 010
0 010
0010
0 010
0 0 10
0 0 0 0
0 0 0 1
0 0 10
0 0 11
010 0
010 1
0110
0111
10 0 0
10 0 1
0 0 0 0
0 001
0010
0 011
010 0
0 10 1
Рис. 16.18. Вид информации на экране анализатора при проверке десятичного счетчика в одно-
однократном режиме (а) и десятичного счетчика с дешифраторами (б)
до конца счета. Правильный вид инфор-
информации при запуске с нуля и введении
цифровой задержки 1010 приведен на рис.
16.18,6. Выходы дешифраторов подключены
к каналам 16 и 17. Таким образом, любая
модификация счетчиков может быть прове-
проверена при помощи логического анализатора
на рабочей частоте.
Проверка регистров. Рассмотрим не-
несколько случаев: 1) кольцевой регистр; 2)
сдвиговый регистр, заполняемый единицами;
3) сдвиговый регистр.
В первом случае можно подключить
анализатор ко всем триггерам регистра,
установить запуск с единицы любого канала
и посмотреть, как перемещается единица. Но
практически для проверки кольцевого реги-
регистра достаточно иметь два канала (рис.
16.19, а). Запуск осуществляется единицей
в первом канале, а наблюдается момент по-
появления единицы на выходе последнего триг-
триггера регистра. Так, например, если регистр
имеет 16 разрядов, то информация будет
иметь вид, приведенный на рис. 16.19,6.
Аналогична проверка регистра, запол-
заполняемого единицами (рис. 16.20). На этом же
рисунке приведен вид информации для по-
последнего случая.
Если длина регистра превышает глубину
памяти отдельного канала, то можно ис-
использовать цифровую задержку.
Сдвиговые регистры проверяются так
же, как отдельные D-триггеры. Если работа
начинается с предварительной очистки реги-
регистра, то его можно проверить так же, как
кольцевой регистр, т. е. запустить с единицы
по первому каналу и посмотреть, когда ин-
информация переместится в последнюю ячейку
регистра. Если предварительной очистки нет,
то это несколько усложняет проверку.
Следует различать, когда проходит из-
известная информация и когда неизвестная.
В первом случае легко организовать ком-
комбинационный запуск, воспользовавшись
свойством регистра преобразовывать после-
последовательную информацию в параллельную
(рис. 16.21).
Запуск осуществляется с части регистра,
а наблюдается информация, дошедшая через
п тактов до последней ячейки. При необхо-
необходимости может быть использована цифровая
задержка.
С п-разрядный
регистр сдвига.
Выход
1-й ячейки
Выход
п-й ячейки
*)
Рис. 16.19. Проверка кольце-
кольцевого регистра:
а — схема проверки; 6 — вид
информации
ю
16.10. Примеры использования логических анализаторов
489
I+5B
f p Регистр
T - \c сдвига
Инф. Такт
_ Выход Выход 0 1
1-й ячейки п-й ячейки О 1
п) °1
а) 0 1
01
о 1
01
о 1
01
о 1
01
Рис. 16.20. Проверка сдвиго- 0 1
вого регистра, заполняемого ° '
единицами: Л
а — схема проверки; б — вид ин- г) у у
формации ' ,
Например, необходимо проверить
128-разрядный регистр. Первые восемь кана-
каналов используются для организации запу-
запускающего слова. Следовательно, первый бит
запускающего слова подойдет к концу реги-
регистра через 120 тактов. Вводя цифровую за-
задержку 104 (при 16-битовой глубине памяти),
можно наблюдать последовательное запу-
запускающее слово и еще 8 бит информации,
следующей за запускающим словом. Для на-
наблюдения достаточно одного канала, под-
подключаемого к последней ячейке регистра.
Если информация, проходящая по реги-
регистру, неизвестна, то можно организовать
запуск с единицы и определить любую часть
информации, которую можно использовать
в качестве запускающего слова. Дальнейшая
проверка может проходить указанным выше
способом. Единственным условием такой
проверки является необходимость цикличе-
циклического прохода информации, что возможно
в любом устройстве.
Проверка содержимого постоянных за-
запоминающих устройств. Импульсы, такти-
тактирующие адресный счетчик, должны исполь-
У час ток
организации за- Контролируемый
пускающего слова /участок
Инф.
| Регистр*
1
Инф. Такт
зоваться в качестве тактовых импульсов для
записи информации в память анализатора
(рис. 16.22). К информационным входам ана-
анализатора подключаются как адресные входы
ПЗУ, так и выходы информации. Организуя
запуск по адресным входам, начиная с адре-
адреса 0000... на экране индикатора можно полу-
получить таблицу истинности ПЗУ по первым
16 адресам. Для дальнейшего просмотра не-
необходимо использовать цифровую задержку.
Когда выходы ПЗУ работают на общую
шину и съем информации идет по мере необ-
необходимости (по сигналу «выбор кристалла»),
используется вход признаков. В этом случае
в память анализатора будет заноситься
только то, что выдает ПЗУ на общую шину.
Возможна и работа с запуском на выходе
информации. В этом случае определяется
адрес по известному содержимому памяти.
Проверка ОЗУ. Принципиально провер-
проверка содержимого ОЗУ не отличается от про-
проверки содержимого ПЗУ. Используя входы
признаков для подачи сигналов «выбор кри-
кристалла» и «запись-чтение», можно выбирать
требуемую информацию от конкретной ин-
интегральной микросхемы памяти, установлен-
установленной на плате с большим числом ИС. Одно-
Одновременно с этим указанные сигналы разре-
разрешают не только просматривать записанную
информацию, но и контролировать инфор-
информацию, поступающую на запись.
Проверка КОП. Наиболее удобным спо-
способом контроля работы КОП является при-
применение специализированного анализатора,
работа с которым будет описана ниже. Од-
Однако и применение обычного логического
анализатора очень облегчает работу с КОП.
При помощи КОП производится обмен
информацией между отдельными прибора-
приборами, входящими в информационно-измери-
информационно-измерительную систему. Обмен информацией со-
сопровождается сигналами синхронизации, ко-
которые могут быть использованы в качестве
тактовых импульсов для записи информации
в память анализатора.
Инф. Такт
Адресный
счетчик
ПЗУВК
Формирователь
сигнала ВК
Рис. 16.21. Проверка сдвигового регистра
Рис. 16.22. Проверка содержимого ПЗУ
490
Логические анализаторы
Возможны следующие случаи: 1) если
в качестве тактового импульса используется
перепад 1/0 сигнала СД («сопровождение
данных»), то в память анализатора будет за-
записываться информация, передаваемая пере-
передатчиком в линию; 2) если используется
перепад 1/0 сигнала ДП («данные приняты»),
то в память анализатора будет записываться
информация, принятая приемником.
Выбирая тот или иной режим работы
анализатора («начало» или «конец»), требуе-
требуемое запускающее слово и цифровую задерж-
задержку, можно наблюдать информацию, прохо-
проходящую по линии.
При отыскании причин, приводящих
к сбою, удобен режим «конец». Предполо-
Предположим, что на каком-то такте работы по линии
проходит заведомо ложная информация. На-
Например, печатающее устройство печатает
знак минус, когда известно, что измеряется
положительное напряжение. В этом случае
условия запуска устанавливаются по коду
знака минус. На индикаторе будет зафикси-
зафиксирована ошибочная информация и некоторое
количество тактов до момента сбоя. Анализ
полученных данных укажет на причину сбоя.
Умело используя анализатор, можно
просматривать информацию выборочно.
Так, например, если использовать вход при-
признаков, подключив к нему линию УП («упра-
(«управление»), то возможна выборка всех универ-
универсальных и адресных команд. В качестве
тактового импульса используется сигнал СД.
Если в качестве условия запуска использо-
использовать сигнал 30 («запрос на обслуживание»),
то можно просмотреть весь процесс иденти-
идентификации запроса на обслуживание, т. е. вы-
выяснить, какой из передатчиков выдал сигнал
и каков его байт состояния.
При работе с КОП, который работает
в асинхронном режиме, удобны АВД, ко-
которые также работают в асинхронном режи-
режиме и поэтому позволяют контролировать
весь процесс синхронизации (рис. 16.23).
В зависимости от выбранного условия запу-
запуска возможны следующие случаи:
1) если запуск осуществляется только но
линиям ГП («готов к приему»), ДП и СД, то
процесс синхронизации будет наблюдаться
при прохождении любого байта;
Сигнал со в па-
падения кодов
Рис. 16.23. Диаграмма процесса синхрониза-
синхронизации КОП
Запускающер 0 10
слово 0 1 0
, "" 0 0 1
" 1 0 0
10 0 S)
Рис. 16.24. Проверка компараторов кодов:
а — схема проверки; б — вид информации
2) если запуск осуществляется по ли-
линиям ГП, ДП, СД, УП, процесс синхрониза-
синхронизации будет наблюдаться с передачей первого
байта;
3) если кроме запуска по линиям ГП,
ДП, СД используется шина данных, то про-
процесс синхронизации будет наблюдаться
с вполне определенного байта.
Приведенные примеры не охватывают
все многообразие применения анализаторов
при работе с КОП. Возможны и другие слу-
случаи подобного использования анализаторов.
Проверка компараторов кодов. В каче-
качестве примера рассмотрим компаратор кодов
на микросхеме К155СП1 (рис. 16.24, а).
Предположим, что слово А не изменяется,
а слово В подается от двоичного счетчика.
В этом случае на информационные входы
анализатора подаются слово В и сигналы
с выходов сравнения, а на вход тактовых им-
импульсов — сигналы, тактирующие счетчик.
В качестве запускающего слова используется
код слова А. Если использовать режим
«сдвиг», т. е. одновременно наблюдать ин-
информацию до и после запуска, то при пра-
правильной работе таблица истинности на вы-
выходах сравнения должна иметь вид, приве-
приведенный на рис. 16.24,6.
Если оба слова изменяются произволь-
произвольно, то выявить момент совпадения можно,
использовав для запуска сигнал выхода сов-
совпадения (А = В). Записав в память оба слова,
можно найти код, отвечающий равенству
слов.
Если требуется найти все равные слова,
то необходимо выход совпадения, кроме ин-
информационного входа, подключить к входу
признаков и работать в режиме индикации.
16.10. Примеры использования логических анализаторов
491
На экране индикатора будет информация
о всех совпадающих словах.
Проверке компараторов кодов аналогич-
аналогична проверка схем контроля четности (напри-
(например, К155ИП2). Используя вход признаков
и запуск по выходу «чет» или «нечет», мож-
можно выявить все четные или нечетные слова.
Проверка мультиплексоров, дешифрато-
дешифраторов, преобразователей кодов. При проверке
мультиплексоров важно знать логическое со-
состояние на выходе при вполне определенных
адресах. Поэтому информационные входы
анализатора подключаются к входам муль-
мультиплексора, адресным входам и выходу.
В качестве тактового импульса удобно ис-
использовать импульс, тактирующий адресный
счетчик. Выбирая запускающее слово по
адресу, можно определить правильность
передачи информации с входов на выход.
Таким же путем проверяются и деши-
дешифраторы (преобразователи кодов). Подклю-
Подключая информационные входы анализатора
к входам и выходам дешифратора, можно
увидеть соответствие преобразованных ко-
кодов.
Проверка АЦП. В качестве тактового
импульса используется срез стробирующего
сигнала (флага). При проверке АЦП возни-
возникают трудности с выбором запускающего
слова, так как и входное напряжение, и вы-
выходной код имеют некоторый допуск (рис.
16.25). Поэтому в качестве запускающего
слова устанавливают ожидаемый код для
поданного на вход напряжения и запускают
анализатор в любом режиме («начало»,
«сдвиг» или «конец»). Наиболее удобен ре-
режим «сдвиг», так как он позволяет просмо-
просмотреть информацию до и после ожидаемого
кода.
Если правильный код присутствует на
выходе АЦП, то на индикаторе зафикси-
зафиксируются данные, проанализировав которые,
можно подсчитать допуск но линейности.
Если данные на экране не фиксируются,
то это говорит об отсутствии правильного
кода. В этом случае необходимо последова-
последовательно убирать запуск до самого младшего
Инф. Такт
V'-зг 1-16
-о
Инф. Такт
V 9
АЦП
Контроль -
ная
плата
Регулируе-
Регулируемая
плата
Генератор
слов
Стробимпульс (флаг)
Рис. 16.25. Проверка аналого-цифровых
преобразоват елей
Рис. 16.26. Проверка логических печатных
плат
разряда и повторять измерения. Таким обра-
образом можно выявить неправильно работаю-
работающий разряд АЦП и определить допуск по
линейности.
Проверка печатных плат. Во многих
анализаторах заложена возможность сравне-
сравнения информации, проходящей по разным
группам каналов. В некоторых анализаторах
для сравнения имеется дополнительная па-
память, хранящая контролируемые коды. Это
свойство позволяет использовать логический
анализатор в качестве логического компара-
компаратора для проверки цифровых печатных плат
(рис. 16.26).
На две печатные платы, одна из ко-
которых контролируется, а вторая заведомо
исправна, одновременно подается система
стимулов. Отклики с плат сравниваются при
помощи анализатора. Если коды, приходя-
приходящие с плат, совпадают, то в результате срав-
сравнения на экране будут индицироваться нули.
Это говорит о годности контролируемой
платы. Если коды будут различаться, то на
индикаторе появляются единицы, которые
указывают на канал и конкретный такт, где
произошел сбой.
В качестве источника стимулов лучше
всего использовать многоканальный генера-
генератор слов, при помощи которого возможно
получение любой логической комбинации.
Может быть использован и двоичный счет-
счетчик или генератор кода Грея для перебора
всех возможных состояний.
Проверка микропроцессорной системы.
Современные микропроцессоры — это слож-
сложные устройства, отличающиеся друг от друга
построением, системой команд и мате-
математическим обеспечением. Поэтому дать
конкретные подробные рекомендации ис-
использования анализатора Для конкретного
типа микропроцессора не представляется
возможным. Ниже приводятся некоторые
обшие рекомендации по использованию ло-
492
Логические анализаторы
>a
is-
■О О к
ОЗУ
' l
- +■
I
ПЗУ r
l_ JL
П11
о с
ИнфЛ
t ■)
-
J
12
Такт
Рис. 16.27. Проверка микропроцессорной
системы:
П1 — чтение; П2 — выбор кристалла
гических анализаторов с микропроцессорны-
микропроцессорными системами.
Информационные входы анализатора
подключаются к адресной шине и шине
данных (рис. 16.27). Используя дополни-
дополнительные входы признаков, в этом случае
можно просмотреть как всю программу
системы, так и ее отдельные подпрограм-
подпрограммы.
Если установить адрес ячейки начала
программы, а на вход признаков подать
синхроимпульс машинного цикла, то можно
последовательно просмотреть всю програм-
программу системы. При необходимости можно ис-
использовать цифровую задержку.
Для просмотра только кодов команд,
содержащихся в ПЗУ, на один из входов
признаков необходимо подать синхроим-
синхроимпульс, характеризующий цикл Ml (для ми-
микропроцессора КР580ИК80 это линия D5),
и включить режим выборки индикации. На
экране индикатора будут индицироваться
только команды и их адреса.
Подпрограммы можно рассматривать
только в том случае, когда известен адрес
ячейки памяти, в которой записана команда
CALL. Адрес ячейки в этом случае служит
запускающим словом. При необходимости
просмотра информации после нескольких пе-
петель подпрограммы используется задержка
запуска.
Обмен информацией по шинам данных
между процессором, ПЗУ, ОЗУ и устрой-
устройством ввода-вывода может быть проанали-
проанализирован, если на входы признаков подать
сигналы записи и чтения.
Приведенные примеры показывают, что
анализатор может быть применим практиче-
практически всегда при работе с логическими устрой-
устройствами. Умело варьируя выбором запускаю-
запускающего слова, цифровой задержкой и особенно
выбором тактового импульса, можно всегда
найти прием, при помощи которого можно
проверить правильность работы как части,
гак и всей схемы в целом.
16.11. ОПИСАНИЕ ПРИБОРОВ
Анализатор логический 16-каиальиый 806.
Назначение. Анализатор логический 16-ка-
нальный 806 предназначен для наблюдения
и анализа логических состояний различных
цифровых устройств. Анализатор может
применяться при разработке, эксплуатации
и ремонте калькуляторов, мини-ЭВМ, боль-
больших вычислительных машин, устройств вво-
ввода-вывода, блоков считывания с перфо-
перфоленты, перфокарт, магнитных лент, печатаю-
печатающих устройств, всевозможных приборов
с программным управлением и логических
печатных плат.
Основные технические характеристики.
Отображение информации представляется на
экране индикатора в виде таблиц истинности
или квазивременной диаграммы. Объем вну-
внутренней памяти 16 х 16 бит.
Максимальная частота воспринимаемых
тактовых импульсов — не менее 10 МГц при
длительности не менее 35 не.
Анализатор допускает комбинационный
запуск по любому числу каналов (от 1 до
16).
Анализатор допускает возможность на-
наблюдения 15 тактов информации до момен-
момента запуска.
В анализаторе имеется цифровая за-
задержка информации до 99999 тактов относи-
относительно момента запуска.
Имеется возможность сравнения инфор-
информации каналов 0 — 7 с каналами 8 — 15.
Напряжение порогового уровня входных
компараторов регулируется в пределах
± 1,5 В. Расширение предела уровня входно-
входного сигнала до + 10 В осуществляется делите-
делителем 1:10. Погрешность делителя ±5%.
Входные компараторы изменяют логи-
логическое состояние на выходе при превышении
напряжения на входах относительно напря-
напряжения порогового уровня на +100 мВ.
Входной импеданс каждого канала Rm
не менее: 50 кОм на входе 1:1; 500 кОм на
входе 1:10; Свх — не более 30 пФ на обоих
входах.
Питание прибора осуществляется от се-
сети переменного тока напряжением 220 + 22
В, частотой 50 + 0,5 Гц.
Потребляемая мощность — не более 160
В А.
По условиям эксплуатации анализатор
относится к группе 2 ГОСТ 22261—76.
Габаритные размеры 240x400x530 мм.
16.11. Описание приборов
493
Установка кодовой I
комбинации для запуска,—
Канал информации
I — -_ — —
7-
Канал запуска
Компаратор!
кодов Г
ИнфГ;
16 входных
компара-
компараторов
I
Такт
1В триггеров
временной
привязки
Канал тактовых
Г
Триггер
запуска
Делитель
на 15
Устройство
памяти
16X16
импульсов
^s
I Компара-
ТИ
Формирова-
тель ТИ
Схема пре-
преобразования
информации
Счетчик
цифровой
задержки
т
J
Инди-
Индикатор
Рис. 16.28. Структурная схема анализатора 806
Масса анализатора — не более 22 кг.
Функциональная схема анализатора 806
приведена на рис. 16.28. Он состоит из сле-
следующих основных частей:
канала тактовых импульсов, включаю-
включающего в себя компаратор тактовых импуль-
импульсов, формирователь нормированных так-
тактовых импульсов и счетчик цифровой за-
задержки;
канала информации, состоящего из
входных компараторов, триггеров времен-
временной привязки и устройства памяти;
канала запуска, в который входит ком-
компаратор кодов, триггер запуска и счетчик-де-
счетчик-делитель на 15;
схемы преобразования информации
и осциллографического индикатора.
Работа анализатора разбивается на два
цикла; сбора данных и воспроизведения
данных.
Цикл сбора данных происходит следую-
следующим образом. Как входная информация, так
и тактовые импульсы поступают на входные
компараторы, где происходит сортировка
данных на логическую 1 (выше уровня ком-
парирования) и логический 0 (ниже уровня
компарирования). С выхода компараторов
информация записывается в триггеры вре-
временной привязки, которые устраняют раз-
разброс задержек в каналах. Запись информа-
информации в эти триггеры производится тактовыми
импульсами, прошедшими компаратор. За-
Затем тактовые импульсы нормируются по
длительности и используются для записи ин-
информации в основную память A6 х 16 бит).
Устройство памяти представляет собой
16 последовательных сдвиговых регистров.
Информация постоянно записывается в ре-
регистры и все время продвигается слева на-
направо, и новые данные постепенно вытес-
вытесняют старые.
Кроме устройства памяти информация
поступает и на компаратор кодов. С прихо-
приходом запускающего слова компаратор кодов
выдает сигнал на триггер запуска, который
в свою очередь разрешает счет счетчику-де-
счетчику-делителю на 15. Когда счетчик заполняется, он
выдает сигнал запрета записи в память
и разрешение на цикл воспроизведения
данных. При этом в памяти будет зафикси-
зафиксировано запускающее слово (последние ячей-
ячейки регистров) и 15 тактов информации, еле-»
дующей непосредственно после момента за-
запуска (режим «начало»).
Если с приходом запускающего слова
немедленно остановить запись в память, то
в памяти оказываются зафиксированными
запускающее слово (первые ячейки реги-
регистров) и 15 тактов, прошедших в память не-
непосредственно перед моментом запуска (ре-
(режим «конец»).
Если включить счетчик цифровой за-
задержки, то работа происходит следующим
образом. После прихода запускающего сло-
слова с триггера запуска поступает сигнал на
счетчик-делитель иа 15. После заполнения
счетчика сигнал на остановку записи в па-
память не поступает, а вырабатывается сигнал,
разрешающий счет счетчику цифровой за-
• держки, и только после заполнения счетчика
494
Логические анализаторы
Память
Схема выборки,
из памяти
Г
100 кГц
Рис. 16.29. Функциональная схема преобра-
преобразования информации
происходит остановка записи в память.
В этом случае в памяти фиксируются
данные, отстоящие от момента запуска на
число тактовых импульсов, определяемых
цифровой задержкой.
Во всех случаях после прекращения за-
записи в память вырабатывается сигнал на
воспроизведение данных. Функциональная
схема преобразования информации приведе-
приведена на рис. 16.29.
Схема выборки из памяти предназначе-
предназначена для поочередного опроса ячеек памяти
и выдачи соответствующего логического сиг-
сигнала на ключ, управляющий напряжением
синусоидальной формы, подаваемым на го-
горизонтальные отклоняющие пластины ЭЛТ
индикатора. Выборка из памяти производит-
производится под воздействием тактового сигнала ча-
частотой 50 кГц, который сформирован дели-
делителем на два из синусоидального напряже-
напряжения 100 кГц.
Сигнал прямоугольной формы частотой
50 кГц поступает последовательно на два
4-разрядных счетчика. Сигналы с выходов
счетчиков подаются на два цифро-анало-
цифро-аналоговых преобразователя (ЦАП), напряжение
с которых через усилители подключается
к вертикальным и горизонтальным откло-
отклоняющим пластинам ЭЛТ. Так как на выходе
усилителей напряжение имеет ступенчато-на-
ступенчато-нарастающую форму, то на экране ЭЛТ обра-
образуется точечный растр. В момент перехода
луча от одной точки к другой на ось Z
подается специальный сигнал для гашения
луча.
Цифры @ и 1) на экране ЭЛТ образуют-
образуются при помощи фигур Лиссажу из синусои-
синусоидального сигнала частотой 100 кГц, нало-
наложенного на точечный растр. Напряжение на
вертикальные пластины подается непосред-
непосредственно от генератора. На горизонтальные
пластины напряжение, сдвинутое по фазе на
90°, поступает через транзисторный ключ,
управляемый схемой выборки из памяти. Ес-
Если из схемы выборки поступает сигнал, со-
соответствующий логическому 0, то транзи-
транзистор запирается и на ЭЛТ поступают оба
синусоидальных напряжения, образуя цифру
0. Если сигнал соответствует логической 1,
то транзистор насыщен и на горизонтальные
пластины синусоидальное напряжение не по-
поступает, а на ЭЛТ образуется цифра 1.
Комплект прибора состоит из следую-
следующих конструктивных узлов: собственно ана-
анализатора; индикатора, конструктивно соеди-
соединенного с анализатором в единый прибор
вертикального исполнения; четырех четырех-
канальных входных компараторов (информа-
(информационные каналы); одного одноканального
входного компаратора (канал тактового им-
импульса); калибровочного генератора; ком-
комплекта соединительных кабелей.
Калибровочный генератор служит для
экспресс-проверки работоспособности анали-
анализатора. Он представляет собой генератор
с самовозбуждением, работающий на
двоичный счетчик, выходы которого соеди-
соединяются с входами компараторов, что позво-
позволяет получить стандартное изображение на
экране индикатора, по которому можно су-
судить о работоспособности прибора, во всех
режимах.
Входные компараторы, подсоединяемые
к разъемам на передней панели, имеют цвет-
цветную маркировку (для удобства пользования).
Для подключения анализатора к испы-
испытуемым точкам служат специальные малога-
малогабаритные зажимы, которые также имеют
цветовой код, что значительно упрощает
отыскание требуемого канала. Все органы
управления расположены на передней пане-
панели. Для ввода запускающего слова исполь-
используются 16 расположенных в один ряд трех-
позиционных переключателей. Выбор цифро-
цифровой задержки осуществляется кодовыми
переключателями.
Часто при ремонте или регулировке от-
отдельных печатных плат требуется источник
стимулов — генератор с достаточно мощным
выходом, способным изменять состояние ин-
интегральной микросхемы без выпаивания ее
из печатной платы. Для удобства потребите-
потребителя и расширения возможностей анализатора
к нему придается такой генератор-стимуля-
16.11. Описание приборов
495
тор, питание которого осуществляется от
специальных гнезд на задней панели.
Стимулятор имеет следующие техниче-
технические характеристики: режим работы: оди-
одиночный и периодический; длительность гене-
генерируемых импульсов 100 — 700 не; напряже-
напряжение логического 0 менее 1 В на нагрузке
10 Ом; напряжение логической 1 более 2,2
В на нагрузке 6,04 Ом.
Для возможности использования анали-
анализатора в схемах, где применяются микро-
микросхемы различного типа (ЭСЛ, ТТЛ, МОП),
в приборе имеется раздельная регулировка
входного уровня по группам каналов и для
тактового импульса.
Все приведенные выше примеры исполь-
использования анализаторов практически приме-
применимы к анализатору 806 при условии удовле-
удовлетворения по числу каналов. Следует отме-
отметить, что анализатор 806 не имеет входов
признаков, что ограничивает его применение
для микропроцессорных систем.
Анализатор логический двухканальиый
820. Назначение. Анализатор предназначен
для наблюдения и анализа логических со-
состояний простых цифровых устройств: счет-
счетчиков, регистров, комбинационной логики.
Основные технические характеристики.
Отображение информации производится по
двум информационным каналам при помо-
помощи двух рядов светодиодов.
Глубина памяти каждого канала 16 бит.
Максимальная частота тактовых им-
импульсов — не менее 20 МГц.
Прибор допускает комбинационный за-
запуск по четырем каналам.
Прибор допускает возможность наблю-
наблюдения 15 тактов информации до момента
запуска.
Тип контролируемой логики: ТТЛ,
МОП.
Входное сопротивление каждого канала
на ТТЛ входе — не менее 10 кОм, на МОП
входе — не менее 20 кОм.
Входная емкость — не более 20 пФ.
Питание прибора — от сети переменного
тока напряжением 220 + 22 В, частотой
50 ± 0,5 Гц.
Потребляемая мощность — не более 40
В-А.
По условиям эксплуатации анализатор
относится к группе 2 ГОСТ 22261-76.
Габаритные размеры 236 х 93 х 308 мм.
Масса — не более 4 кг.
Функциональная схема анализатора при-
приведена на рис. 16.30. Цикл сбора данных
происходит следующим образом. Информа-
Информация на выходе буферных усилителей норми-
нормируется по амплитуде до уровня ТТЛ логики
Входные
Буферные
усилители
Регистр
канала А
Промежуточ-
Промежуточная память
Регистр
канала Б
ШЕЛ
Промежуточ-
Промежуточная память
Устрой-
Устройство
запуска
Счетчик-
делитель
на 15
Формиро-
Формирователь
ТИ
Счетчик
цифровой
задержки
Рис. 16.30. Функциональная схема анализа-
анализатора 820
(уровень логического 0 менее 0,4 В и уровень
логической 1 более 2,4 В). С выхода усилите-
усилителей информация поступает на триггеры при-
привязки, управляемые приходящими тактовы-
тактовыми импульсами, которые проходят через
отдельный буферный усилитель. Использо-
Использование триггеров привязки позволяет исклю-
исключить разброс задержки информационных
сигналов в различных каналах. Таким обра-
образом, информация на выходах триггеров всех
каналов появляется одновременно. После
триггеров привязки информация поступает
на регистры для записи и на компаратор ко-
кодов. Запись информации в регистры про-
производится нормированными по длительно-
длительности тактовыми импульсами. Если запускаю-
запускающее слово в информации отсутствует, то
запись в регистр происходит непрерывно.
При приходе запускающего слова компара-
компаратор кодов выдает сигнал на схему запуска,
которая дает разрешение на счетчик-дели-
счетчик-делитель на 15. В режиме «начало» запрет записи
в регистры происходит после заполнения
счетчика-делителя на 15. В режиме «конец»
остановка записи происходит немедленно
. с приходом запускающего слова.
496
Логические анализаторы
Если включена цифровая задержка, то
после прихода разрешения от компаратора
кодов, срабатывания устройства запуска
и счетчЮса-делителя на 15 остановки записи
в регистр не происходит, а выдается лишь
разрешение на счетчик цифровой задержки.
Остановка записи происходит после заполне-
заполнения счетчика.
В момент остановки счетчика вырабаты-
вырабатывается разрешение на воспроизведение
данных. Из этого сигнала специальным фор-
формирователем вырабатывается импульс пе-
переписи содержимого регистров А и Б в про-
промежуточную память этих каналов. Из про-
промежуточной памяти информация поступает
на индикацию. Горящий светодиод индици-
индицирует логическую 1, негорящий — логиче-
логический 0.
Конструктивно анализатор выполнен
в виде отдельного переносного прибора.
К анализатору придаются входные усилите-
усилители, присоединяемые к разъемам на передней
панели. Для удобства распознавания каналов
каждый вход обозначен цветной меткой.
В корпусе четырехканального входного уси-
усилителя находится и калибровочный генера-
генератор, выходы которого выведены в виде скоб
на боковую часть корпуса. Подключив к ним
входы усилителей, можно полностью прове-
проверить работоспособность анализатора во всех
режимах.
Примеры использования анализаторов
были приведены ранее.
Анализатор логический 32-канальный 821.
Назначение. Анализатор логический 32-ка-
32-канальный 821 предназначен для наблюдения
и анализа логических состояний сложных ци-
цифровых устройств, имеющих шинную струк-
структуру, в том числе и микропроцессорных.
Основные технические характеристики.
Отображение информации на экране индика-
индикатора происходит в виде таблицы истинности
или индикации графов.
Объем внутренней памяти 32 х 16 бит.
Максимальная тактовая частота воспри-
воспринимаемых тактовых импульсов — не менее
20 МГц при длительности не менее 20 не.
Анализатор имеет два входа признаков,
которые работают в режиме индикации и ре-
режиме запуска. В режиме индикации запись
информации в память производится только
при совпадении кодов на входах признаков
с заранее заданными.
Анализатор допускает комбинационный
запуск по любому числу каналов в пределах
от 1 до 24 и по двум каналам признаков.
Анализатор допускает возможность на-
наблюдения 15 тактов информации до момен-
момента запуска.
В анализаторе предусмотрена задержка
индикации информации до 99999 тактов от-
относительно момента запуска.
В анализаторе предусмотрена задержка
запуска до 99 запускающих слов.
Анализатор имеет возможность сравне-
сравнения информации каналов 1 — 16 с каналами
17-32.
Напряжение порогового уровня: регули-
регулируемое — в пределах ± 2,5 В; нерегулируе-
нерегулируемое (для ТТЛ) 1,5 + 0,2 В.
Расширение пределов регулировки уров-
уровней до ±10 В осуществляется делителем
1 : 4. Погрешность делителя—не более + 10 В.
Входное сопротивление каждого канала:
25 + 3 кОм в диапазоне установки логи-
логического уровня ± 2,5 В;
100+10 кОм в диапазоне установки
уровня + 10 В.
Входная емкость каждого канала — не
более 20 пФ.
Питание: сеть переменного тока напря-
напряжением 220 + 22 В частотой 50 ± 0,5 Гц.
Потребляемая мощность — не более 300
В-А.
Входные
компа-
компараторы
hv. ЭЛТ
к* [Индик
I (* 1 тор
Схема
преобра-
преобразования
инфор-
информации
Рис. 16.31. Структурная схема анализатора
821
16.11. Описание приборов
497
По условиям эксплуатации анализатор
относится к группе 2 ГОСТ 22261—76.
Габаритные размеры 490 х 174 х 555 мм.
Масса анализатора — не более 24 кг.
Функциональная схема анализатора ло-
логического 821 представлена на рис. 16.31.
Цикл сбора данных происходит следующим
образом. Информация, прошедшая входные
компараторы, поступает на триггеры привяз-
привязки, которые тактируются приходящими так-
тактовыми импульсами. После триггеров при-
привязки информация поступает для записи
в регистры памяти. Запись информации в па-
память происходит нормированными тактовы-
тактовыми импульсами. Если код входной информа-
информации не совпадает с кодом запускающего
слова, вводимого с передней панели через
схему ввода условий запуска, то запись в па-
память происходит непрерывно. При приходе
запускающего слова дальнейшая работа воз-
возможна в одном из трех режимов: НАЧАЛО
без цифровой задержки; НАЧАЛО при на-
наличии цифровой задержки; КОНЕЦ. В режи-
режиме НАЧАЛО без цифровой задержки работа
происходит следующим образом. Компара-
Компаратор кодов выдает сигнал на устройство запу-
запуска через счетчик числа событий. Если счет-
счетчик числа событий установлен в нуль, то
с приходом этого сигнала срабатывает
устройство запуска, давая разрешение запу-
запуска счетчику-делителю на 15. Когда счетчик
заполняется, он выдает сигнал запрета запи-
записи в память и разрешение на цикл воспрои-
воспроизведения данных. В памяти остается инфор-
информация о запускающем слове и 15 тактах
после момента запуска. Если счетчик числа
событий установлен не на нуль, то устрой-
устройство запуска срабатывает только после за-
заполнения счетчика. Тем самым в памяти
фиксируются данные только после прихода
вполне определенного количества запускаю-
запускающих слов, что очень удобно при работе с ми-
микропроцессорными системами.
В режиме НАЧАЛО при наличии циф-
цифровой задержки после прихода разрешения
от компаратора кодов, срабатывания
устройства запуска и счетчика-делителя на
15 не происходит остановки записи в память,
а выдается лишь разрешение на счетчик ци-
цифровой задержки. В этом случае в памяти
фиксируются данные, отстоящие от момента
запуска на число тактовых импульсов, опре-
определяемых цифровой задержкой.
В режиме КОНЕЦ остановка записи
в память происходит немедленно с прихо-
приходом запускающего слова.
Кроме указанных режимов в анализато-
анализаторе имеется режим СДВИГ, при помощи ко-
которого возможно наблюдение логических со-
Схема ввода
запускающего слова
Информация
I
каналов 0-7 —j Компаратор I
I 1 [каналов 6.7 i
I Коммутато р r*i U АЛ ——■ —•■
| Коммутато pf»j ПАП | [ j—••
8f ... |15 ! '
Информация _
каналов 8-15
Коммутато р|_
каналов 14,15
J
Рис. 16.32. Структурная схема преобразова-
преобразования информации в графы
стояний как до запуска, так и после него.
Для этой цели вместо счетчика-делителя на
15 вводится счетчик-делитель на 8.
После окончания цикла сбора данных
вырабатывается сигнал, разрешающий вы-
выборку информации из памяти на схему пре-
преобразования информации. Схема преобразо-
преобразования информации преобразует содержимое
памяти в вид, удобный для восприятия. Ин-
Информация может представляться в виде та-
таблицы истинности на экране ЭЛТ и в виде
графов (каждая точка на экране ЭЛТ своим
местоположением указывает на содержимое
данного слова).
Структурная схема и принцип построе-
построения таблицы истинности полностью анало-
аналогичны схеме и принципу построения таблицы
прибора 806 (см. рис. 16.29). Однако из-за
увеличения вдвое числа каналов один из
счетчиков имеет пять разрядов вместо четы-
четырех.
На рис. 16.32 представлена структурная
схема преобразования информации для ин-
индикации графов. Схема работает с первыми
16 - разрядное слово
а)
Рис. 16.33. Режимы работы при индикации
графов:
а — первый режим; б — второй режим
498
Логические анализаторы
16 каналами. Для лучшего восприятия суще-
существуют два типа индикации: простая и рас-
расширенная. В простом режиме (менее точном)
на цифро-аналоговые преобразователи по-
даю'тся не восемь, а шесть старших разря-
разрядов. Таким образом, число возможных
комбинаций (точек) снижается с 216 до 212.
При этом грубо оценивается ситуация.
В расширенном режиме (более точном) ис-
исключаются два старших разряда путем вы-
выбора соответствующего квадрата при помо-
помощи переключателей ввода запускающего сло-
слова. Данные режимы работы иллюстрируют-
иллюстрируются рис. 16.33.
Конструкция анализатора. Анализатор
выполнен в виде переносного прибора, к ко-
которому придаются:
одиночный компаратор тактовых им-
импульсов;
двухканальный компаратор для входов
признаков;
восемь четырехканальных компараторов
для информационных входов;
калибровочный генератор, при помощи
которого возможна проверка всех режимов
работы анализатора.
К анализатору также придаются под-
подключающие зажимы различного цвета. По
цвету зажима легко определить номер кана-
канала, что существенно упрощает работу с ана-
анализатором. Вес принадлежности находятся
в специальном укладочном ящике.
Органы управления расположены на
передней панели. Задержка запуска и цифро-
цифровая задержка устанавливаю i ся кодовым
переключателем. Установка запускающего
слова производится движковыми переключа-
переключателями побайтно. Для исключения механиче-
механического дребезга и увеличения надежности кон-
контактов все движковые переключатели нагру-
нагружены на Л5-фиггеры.
Имеется раздельная регулировка уров-
уровней каналов тактового импульса и информа-
информационных каналов 1 — 16 и 17 — 32.
Все приведенные ранее примеры исполь-
использования анализаторов справедливы для дан-
данной модели. В дополнение следует указать,
что полную проверку АЦП можно осуще-
осуществить, использовав режим графической ин-
индикации. Для этого необходимо подключить
выход АЦП к анализатору в следующем по-
порядке. Выходы разбиваются на две, жела-
желательно одинаковые, группы. Младшие раз-
разряды подключаются к каналам 1—6,
а старшие — к каналам 8—14. При подаче на
вход монотонно изменяющегося напряжения
любой формы на индикаторе будет изобра-
изображение прямоуюльника, равномерно запол-
заполненного точками. Если некоторые ючки или
ряд точек отсутствуют, то это говорит
о том, что АЦП пропускают некоторые
коды.
Анализатор логических состояний канала
общего пользования 814. Совместимость
устройств, применяемых при формировании
информационно-измерительных систем
(ИИС), обеспечивается системой интерфейса
(интерфейсом). В настоящее время наи-
наибольшее распространение получил интер-
интерфейс, принятый МЭК в качестве междуна-
международного (публикация 625.1).
Все приборы, входящие в ИИС, объеди-
объединяются при помощи общей магистрали —
КОП, имеющего 16 сигнальных линий. Схе-
Схема подключения и структура КОП приве-
приведены на рис. 16.34.
В связи с тем что количество устройств,
приборов и ИИС на их основе, имеющих ин-
интерфейс типа КОП, непрерывно увеличивает-
увеличивается, появилась необходимость в создании спе-
специализированного прибора, предназначенно-
предназначенного для наблюдения, контроля и анализа
работы интерфейса. Таким прибором являет-
является анализатор логических состояний КОП
814.
Назначение. Анализатор логических со-
состояний КОП 814 предназначен для наблю-
наблюдений и анализа работы интерфейса типа
КОП как отдельных приборов, так и систем
на их основе.
Основные области применения: разра-
разработка, наладка и ремонт интерфейса от-
отдельных устройств; наладка и ремонт интер-
интерфейса различных ИИС; проверка математи-
математического обеспечения работы ИИС.
Основные технические характеристики.
Анализатор может работать в одном из трех
режимов: приема, передачи, контроллера.
В каждом из указанных режимов анализатор
может работать со следующим быстродей-
быстродействием: максимальным, с замедлением до
0,5—1 с на байт, с ручным запуском работы
линии.
В режиме приема анализатор:
визуально отображает логические со-
состояния на всех линиях КОП;
обеспечивает прием и хранение инфор-
информации по 11 линиям (ЛД0-ЛД7, УП, КП,
ЗО); объем памяти изменяется дискретно
и имеет значения 32, 64, 128 бит по каждой
линии;
может останавливать работу линии при
совпадении приходящего кода с кодом, уста-
установленным переключателями передней пане-
панели анализатора (запускающее слово);
может останавливать работу линии при
приеме нечетного байта информации;
может индицировать для анализа вы-
16.11. Описание приборов
499
Устройство А
способно передавать и принимать
информацию и управлять
(например, ЭВМ)
Устройство В
способно передавать и принимать
(например, цифровой вольтметр)
Устройство С
способно только принимать
(например,генератор сигналов)
Устройство D
способно только передавать
(например, считьгоающее устройство)
коп
ttttt ttt fr
<->
Шина данных
(8 линий сигналов)
Шина синхронизации
C линии сигналов)
Шина управления
E линий сигналов)
ЛЛО-ЛП7
сд
-ДП
■УП
-ОИ
-ДУ
-КП
Рис. 16.34. Схема подключения и структура КОП:
СД — сопровождение данных; ГП — готов к приему; ДП — данные приняты; ОН — очистка интерфейса;
УП — управление данными; ЗО — запрос на обслуживание; ДУ — дистанционное управление; КП — конец
передачи
бранную из памяти информацию: номер
ячейки в десятичном коде и информацию на
шине данных в восьмеричном коде.
В режиме передачи анализатор имеет
возможность:
передавать по 10 линиям (ЛДО —ЛД7,
УП, КП) информацию из внутренней памя-
памяти;
заносить информацию в память анали-
анализатора непосредственно из КОП;
заносить информацию в память анали-
анализатора с помощью переключателей передней
панели;
дополнять до четности байт информа-
информации, передаваемый по линиям ЛДО —ЛД7.
В режиме контроллера анализатор
имеет возможность:
начинать работу с режима передачи;
осуществлять автоматический переход
из режима передачи в режим приема инфор-
информации после адресации им одного из прибо-
приборов системы на передачу и переход линии
УП в высокое состояние;
осуществлять автоматический переход
из режима приема в режим передачи инфор-
информации после приема им сигнала КП;
осуществлять идентификацию запроса
на обслуживание.
Выходные устройства передающей
схемы обеспечивают по всем 16 линиям
передачу логических сигналов с параметра-
параметрами:
низкому уровню соответствует выходное
напряжение не более 0,4 В при входном токе
48 мА;
высокому состоянию в линии соответ-
соответствует выходное напряжение не менее 2,4 В
при токе утечки 0,7 мА.
Питание: сеть переменного тока напря-
напряжением 220 + 22 В, частотой 50 + 0,5 Гц.
Потребляемая мощность — не более 90
В ■ А.
По условиям эксплуатации прибор отно-
относится к группе 2 ГОСТ 22261-76.
Габаритные размеры 240 х 190 х 530 мм.
Масса - не более 11 кт.
500
Логические анализаторы
Устройство
синхронизирующее
Устройство
индикации 2
Рис. 16.35. Структурная схема анализатора 814
Структурная схема анализатора приве-
приведена на рис. 16Л5. В основу работы анализа-
анализатора положено выполнение двух основных
исключающих друг друга функций: приема
информации и передачи информации.
В режиме ПРИЕМ анализатор работает
аналогично обычному анализатору логиче-
логических состояний: информация, проходящая по
КОП, заносится в память анализатора, а за-
затем просматривается для выявления ошибок
или сбоев. Запись информации в память про-
происходит при помощи сигналов синхрониза-
синхронизации. Скорость приема информации опреде-
определяется временем удержания им линии ДП
в низком состоянии.
В режиме ПЕРЕДАЧА анализатор рабо-
работает как программируемый генератор слов,
выдающий в КОП информацию для упра-
управления другими приборами. Передача ин-
информации осуществляется при помощи сиг-
калов синхронизации. Скорость передачи
информации анализатором определяется
временем задержки выдачи им нового байта.
В состав структурной схемы анализа го-
гора входят следующие узлы:
входные усилители (с резистивной на-
нагрузкой на входе), обеспечивающие стан-
стандартную нагрузку на каждой линии и гальва-
гальваническую развязку между КОП и устрой-
устройствами анализатора:
устройство синхронизирующее, осущест-
осуществляющее синхронизацию (диалог) анализато-
анализатора с исследуемыми приборами как в режиме
приема, так и в режиме передачи информа-
информации. Кроме того, устройство вырабатывает
сигналы СД, ДГ и ПРД (обозначения вну-
внутренних сигналов приведены в ГОСТ
26.003 — 80), поступающие на устройство па-
памяти 1, 2 и схему управления 3;
устройство памяти /. служащее для
записи и хранения информации, поступаю-
поступающей из КОП по 11 линиям и прошедшей че-
через входные усилители. Запись информации
в намять синхронизуется сигналом СД:
схема управления /, направляющая при-
приходящую из КОП информацию либо
в устройство памяти /, либо на схему упра-
управления 2;
схема управления 2. направляющая в
устройство памяти 2 информацию, приходя-
приходящую либо из КОП, либо из блока переклю-
переключателей ;
устройство памяти 2, служащее для за-
записи и хранения информации, поступающей
из схемы управления 2, и дальнейшей пере-
передачи ее в КОП через схему управления 3
и выходные усилители. Запись информации
синхронизируется сигналом СД. Выборка
информации из памяти для передачи синхро-
синхронизируется сигналом ДГ;
схема управления .?, направляющая на
выходные усилители информацию, посту-
поступающую либо из устройства памяти 2, либо
из блока переключателей. Передача инфор-
16.11: Описание приборов
501
мации синхронизируется сигналом ПРД;
выходные усилители, обеспечивающие
стандартную нагрузку для линий и передачу
сигналов по линиям КОП с уровнями логи-
логического 0 (высокий уровень) и логической
/ (низкий уровень) при максимальном вте-
втекающем токе, а также гальваническую раз-
развязку между КОП и устройствами анализа-
анализатора;
устройство индикации /, предназначен-
предназначенное для индикации логических состояний
всех 16 линий КОП;
устройство индикации 2, предназначен-
предназначенное для индикации информации, записанной
в устройства памяти / и 2. Выбор того или
иного устройства памяти определяется сиг-
сигналом, поступающим из схемы управле-
управления 1;
устройство сравнения, являющееся ком-
компаратором кодов сигналов, приходящих из
КОП и блока переключателей, вырабаты-
вырабатывающее сигнал ЗАПРЕТ, останавливающий
процесс синхронизации;
формирователь сигналов, вырабатываю-
вырабатывающий сигналы для управления линиями ОИ,
ДУ, 30.
Кроме названных режимов в анализато-
анализаторе предусмотрен режим КОНТРОЛЛЕР, при
котором осуществляется автоматический
переход из режима передачи в режим приема
информации и обратно.
Конструктивно прибор выполнен в виде
переносного прибора, к которому придается
специализированный кабель для подключе-
подключения к КОП.
В анализаторе предусмотрен режим кон-
контроля его работоспособности. Для этого
в память анализатора с помощью переклю-
переключателей передней панели записывается кон-
контрольная программа, а затем включается ре-
режим самоконтроля. По показаниям верхнего
и нижнего табло легко определить правиль-
правильность работы анализатора.
Примеры использования анализатора.
Передача. Этот режим используется для
регулировки и проверки устройства интерфей-
интерфейса приборов, работающих в качестве прием-
приемников информации: программируемых источ-
источников питания, генераторов сигналов, комму-
коммутаторов и т. д.
Режим имеет два подрежима: передачи
с помощью переключателей; передачи из
памяти.
В первом подрежиме в КОП передается
информация, код которой установлен с по-
помощью переключателей передней панели.
Во втором подрежиме программа, пред-
предварительно записанная в память анализа-
анализатора, может многократно передаваться
в КОП. Запись информации в память анализа-
анализатора производится либо из КОП (в режиме
ПРИЕМ), либо при помощи переключателей
передней панели. При этом информация, пере-
передаваемая анализатором из памяти по шине
данных, индицируется на цифровом табло
в восьмеричном коде, а по линиям УП,
КП — в двоичном коде на верхнем табло.
Перед началом регулировки какого-либо
прибора его интерфейс необходимо привести
в исходное состояние. Для этого с анализа-
анализатора подается сигнал ОИ. Регулировку луч-
лучше всего начинать с контроля приема прибо-
прибором интерфейсных сообщений, например
команды МАП. Интерфейсные сообщения и
их названия приведены ниже:
Интерфейсное
сообщение
(команда)
МАП
НПМ
МАИ
НПД
ЗАП
СБУ
СБА
ОПО
ЗПО
Наименование
сообщения
(команды)
Мой адрес на прием
Не принимай
Мой адрес источника
Не передавай
Запуск
Сброс универсальный
Сброс адресный
Отпирание последовательного
опроса
Запирание последовательного
опроса
Для этого код команды устанавливается
с помощью переключателей передней панели
и вводится в КОП при нажатии на кнопку
ЗАПУСК (режим передачи при помощи пере-
переключателей). Переданная информация инди-
индицируется на нижнем светодиодном табло
в двоичном коде.
Передав за адресом «Пустой байт»
(ПУС), тем самым переведя линию УП в вы-
высокое состояние, можно определить, адресо-
адресовался ли прибор на прием: индикатор ДП на
анализаторе должен гореть, показывая, что
прибор готов к приему программы.
Если прибор не адресовался, то для оты-
отыскания неисправности необходимо вновь пере-
передать команду МАП, предварительно передав
сигнал ИО, и, проследив прохождение сигна-
сигналов, найти неисправность. В этом случае
очень удобно использовать режим МЕДЛЕН-
МЕДЛЕННО или БЫСТРО, в котором команда будет
передаваться многократно и можно просле-
проследить прохождение сигналов в динамике.
После адресации можно переходить к
программированию прибора. Примерная по-
последовательность команд в общем случае для
любого программируемого прибора пока-
показана на рис. 16.36.
После команды ЗАП прибор начинает вы-
выполнять поставленную перед ним задачу.
502
Логические анализаторы
Начало
У С
Начало
СБУ
нпм
МАП
СБУ
Программные
данные
МАП
ЗАП
Программные
данные
НПМ
ЗАП
Рис. 16.36. Пример-
Примерная последова-
последовательность команд
для проверки про-
программируемого
прибора
Рис. 16.37. Про-
Программа для конт-
контроля процесса ус-
установления пара-
параметров сигнала лю-
любого аналогового
устройства
Если в исследуемом приборе осуществляется
контроль четности информации на шине
данных, то необходимо включить режим
ЧЕТНОСТЬ. При этом информация, переда-
передаваемая анализатором, автоматически допол-
дополняется до четности.
При необходимости многократного по-
повторения одной и той же программы целе-
целесообразно перейти в режим ПЕРЕДАЧА ИЗ
ПАМЯТИ. Передав последнюю команду про-
программы, записанной в память анализатора,
можно вернуться к начальной команде (нуле-
(нулевой строке), нажав на кнопку СБРОС.
К этой операции можно не прибегать, если
выставить с помощью переключателей перед-
передней панели код последней передаваемой
команды —после ее передачи память анализа-
анализатора автоматически возвращается к нулевой
строке и передача программы может быть
возобновлена. Режим ПЕРЕДАЧА ИЗ ПА-
ПАМЯТИ позволяет проверить работу уст-
устройств интерфейса приборов в динамике.
Для этого с помощью переключателей необ-
необходимо установить кодовую комбинацию
последнего слова и, включив режимы КОМ-
КОМПАРАТОР и БЫСТРО, нажать на кнопку
ЗАПУСК. Передав последнюю команду (на-
(например, ЗАП), анализатор остановит про-
процесс синхронизации. Программа может быть
возобновлена после нажатия на кнопки
СБРОС и ЗАПУСК.
При совпадении переданного анализато-
анализатором и установленного с помощью переклю-
переключателей кодов вырабатывается отрица-
отрицательный перепад напряжения с уровнями
ТТЛ, который подается на разъем на задней
панели анализатора. Этот сигнал может
быть использован для запуска (синхрониза-
(синхронизации) какого-либо устройства. Например, тре-
требуется определить время установления на-
напряжения на выходе программируемого ис-
источника питания. Для этого напряжение
с выхода источника подается на вход осцил-
осциллографа, запуск которого осуществляет сиг-
сигнал с анализатора. Программа, которая
в этом случае может быть записана в память
анализатора, приведена на рис. 16.37.
Передав команду ЗАП, анализатор запу-
запустит программу источника питания, т. е. на
его выходе начнет устанавливаться запро-
запрограммированное напряжение. Одновременно
сигнал синхронизации запустит развертку ос-
осциллографа и на его экране отобразится
процесс установки напряжения. Частота за-
запуска определяется временем, необходимым
для передачи анализатором всей программы.
При этом интервал времени между команда-
командами ЗАП и СБУ должен быть не менее вре-
времени установления напряжения.
Аналогично можно проследить процесс
установления параметров сигнала на выходе
любого аналогового устройства, имеющего
интерфейс типа КОП.
Прием. Этот режим используется при
отладке программы работы ИИС, проверке
и регулировке устройств интерфейса от-
отдельных приборов, способных передавать
информацию. В режиме ПРИЕМ анализатор
принимает и может записывать в память
всю информацию, проходящую по шине
данных и трем линиям шины управления.
В анализаторе предусмотрена возмож-
возможность работы на трех скоростях приема.
В режиме БЫСТРО схема синхронизации
позволяет принимать информацию с быстро-
быстродействием настраиваемой ИИС, опреде-
определяемым прибором системы с самым низким
быстродействием, При этом в память анали-
анализатора будут записаны до 128 последних
байтов, прошедших по шине данных.
В режиме МЕДЛЕННО анализатор за-
замедляет процесс синхронизации до 0,5—1 с
на 1 байт, что позволяет визуально наблю-
наблюдать прохождение информации по шинам
и производить ее беглый анализ. Для более
подробного анализа необходим режим РУЧ-
РУЧНОЙ. В этом случае анализатор задержи-
задерживает ответ по линии ДП и новая информа-
информация в КОП может появиться только после
нажатия на кнопку ЗАПУСК.
Если при прохождении программы воз-
возникает сбой в работе системы и он выявлен,
но неизвестна причина, его вызвавшая, то
необходимо перейти в режим КОМПАРА-
КОМПАРАТОР. Для этою с помощью переключателей
передней панели анализатора устанавливав!-
16.11. Описание приборов
503
ся код слова, на котором произошел сбой,
включается режим компарирования и возоб-
возобновляется программа системы. При возник-
возникновении сбоя анализатор, задержав ответ по
линии ДП, остановит процесс синхрониза-
синхронизации, а в память его будет записано до 128
предшествующих слов. После этого опера-
оператор может просмотреть содержимое памяти
и выявить причину сбоя. Если сбой выявить
не удастся, но известна предыдущая испол-
исполненная команда, то, установив ее код, опера-
оператор с помощью анализатора остановит про-
процесс синхронизации в нужном месте про-
программы и, перейдя в режим РУЧНОЙ,
сможет пошагово просмотреть прохождение
программы вплоть до выявления ошибки.
Например, при отладке ИИС выяснилось,
что цифровой вольтметр измерения произво-
производит, но результата не передает. Установив
с помощью переключателей код команды
ЗАП и остановив синхронизацию после запу-
запуска вольтметра, перешли в режим ПРО-
ПРОСМОТР. Анализ предыдущих команд пока-
показал, что ошибки в этой части программы
нет. Просмотрев пошагово прохождение по-
последующих команд, выявили ошибку в ко-
команде МАИ, предназначенной вольтметру.
Если в проверяемой системе информа-
информация, передаваемая каким-либо устройством
по шине данных, дополняется до четности,
то анализатор позволяет контролировать
этот процесс. В режиме ЧЕТНОСТЬ при
приеме нечетного байта анализатор остана-
останавливает процесс синхронизации и на панели
загорается соответствующий индикатор. Ра-
Работа системы возобновляется только после
нажатия на кнопку ЗАПУСК. Этот режим
может сочетаться с компарированием.
При совпадении кодов — установленного
переключателями и пришедшего из КОП —
вырабатывается отрицательный перепад на-
напряжения с уровнями ТТЛ, который может
быть использован для запуска какого-нибудь
устройства, например осциллографа.
При отладке систем, в которых преду-
предусмотрена идентификация запроса на обслу-
обслуживание, может возникнуть необходимость
проверки выполнения контроллером этой
операции. Такая проверка осуществляется
анализатором, для чего с помощью пере-
переключателя ЗО линия ЗО переводится в низ-
низкое состояние. Получив сигнал, контроллер
начинает проводить идентификацию. Анали-
Анализатор примет и запишет в память последова-
последовательно все команды, проходящие по КОП
в процессе идентификации.
Для отладки устройств интерфейса от-
отдельных приборов, способных передавать
информацию, необходимо либо перевести
С Начало ^
*
нпд
СБУ
+
МАП
+
Программные данные
ЗАЛ
Да
Иденти-
Идентификация 30
требуется
опо
МАИ
+
ПУС
уп=О
+
зпо
Рис. 16.38. Примерная последовательность
команд программы, записываемой в память
анализатора при ре1улировке устройства
интерфейса различных измерительных при-
приборов
исследуемый прибор в режим принудитель-
принудительной передачи, либо предварительно адресо-
адресовать его на передачу с помощью анализато-
анализатора, как было указано в предыдущем при-
примере.
Контроллер. Данный режим ис-
используется для комплексной проверки и ре-
регулировки устройств интерфейса прибора,
способных как передавать, так и принимать
информацию. В этом режиме в память ана-
анализатора предварительно должна быть запи-
записана программа системы анализатор —прибор
в соответствии с алгоритмом работы испы-
испытуемого прибора. В общем случае последо-
последовательность команд этой программы может
быть аналогична показанной на рис. 16.38.
Если испытуемый прибор по окончании
измерения выдает сигнал ЗО, а передачу ре-
результатов измерения осуществляет после
идентификации запроса на обслуживание, то
в память анализатора должна быть записана
программа идентификации.
В режиме КОНТРОЛЛЕР анализатор
начинает свою работу с режима передачи ин-
информации. Если установлен режим БЫСТРО
или МЕДЛЕННО и время измерения испы-
испытуемым прибором больше или равно вре-
'мени, которое необходимо анализатору для
504
Логические анализаторы
ПИП
цв
ЦПУ
коп
л
Рис. 16.39. Система автоматического конт-
контроля стабильности выходного напряжения
передачи одной команды, следует включить
режим компарирования и установить пере-
переключателями код команды ЗАП. Передав
эту команду, анализатор остановит процесс
синхронизации. После завершения прибором
измерения дальнейшее прохождение команд
возобновляется при нажатии на кнопку ЗА-
ЗАПУСК.
Команды МАИ и ПУС (переход линии
УП в высокое состояние) переводят анализа-
анализатор в режим приема информации. Приняв от
прибора байт состояния (в процессе иденти-
идентификации), анализатор переходит в режим
приема информации, и прохождение про-
программы продолжается.
В связи со спецификой работы анализа-
Q Начало J
нпд
нпм
СБУ
Идонти-
фикация 30
требуете
МАИ (ПИП)
Программные
данные
ЗАП
НПМ
МАП (IIB)
Программные
данные
ЗАП
Т
МАИ (ЦП)
МАП (ЦПУ)
ПУС
уп=О
опо
МАИ (ЦП)
ПУС
уп=О
зпо
Рис. 16.40. Примерная последовательность
команд программы, записываемой в память
анализатора при создании системы автома-
автоматического контроля
тора после завершения цикла идентификации
необходимо вновь передать команды МАИ
и ПУС, после чего анализатор перейдет в ре-
режим приема. Приняв от прибора последний
байт данных, сопровождаемый сигналом
КП, анализатор вновь переходит в режим
передачи, и цикл (программа) повторяется.
Режим КОНТРОЛЛЕР может быть ис-
использован при построении простых измери-
измерительных систем, в которых функцию устрой-
устройства управления выполняет анализатор.
Примером является система автоматическо-
автоматического контроля стабильности (временной или
температурной) выходного напряжения ис-
источника питания (рис. 16.39), в которую вхо-
входят программируемый источник питания
(ПИП), цифровой вольтметр (ЦВ), цифро-
печатающее устройство (ЦПУ) и анализа-
анализатор (А).
Программа, по которой осуществляется
работа системы, должна быть предваритель-
предварительно записана в память анализатора и зависит
от алгоритма работы конкретных приборов,
входящих в эту систему. Примером является
программа, показанная на рис. 16.40.
Программатор ППЧУ 815
Назначение. Программатор ППЗУ 815
предназначен для занесения информации
в электрически программируемые и перепро-
перепрограммируемые постоянные запоминающие
устройства типов ТТЛ, ЭСЛ, МОП. Про-
Программатор используется при разработке
и эксплуатации радиоизмеритёльных прибо-
приборов и средств вычислительной техники с ми-
микропроцессорным управлением для записи
алгоритма управления, автокалибровки
и самоконтроля. Универсальность прибора
достигнута за счет применения сменных бло-
блоков сопряжения, каждый из которых форми-
формирует амплитудно-временную диаграмму, не-
необходимую для программирования конкрет-
конкретного типа ППЗУ.
Основные технические характеристики
■Программатор обеспечивает запись ин-
информации в ППЗУ с объемом памяти не бо-
более 248 х 8 бит в автоматическом и пошаго-
пошаговом режиме.
Амплитуда программирующих импуль-
импульсов в режиме записи с блоком сопряжения
№ 1:
для вывода питания ППЗУ максималь-
максимальное напряжение не менее 12,5 В при токе до
50 мА;
для выходных разрядных выводов
ППЗУ максимальное напряжение не менее
12,5 В при токе до 40 мА.
Амплитуда программирующих импуль-
J6.ll. Описание приборов
505
КОП1
*
»
Перфо-
Перфолента
Внешних
устройств
С передней
панели
Эталонной ПЗУ
| Схема управления
L_ вводом
Счетчик
числа слов
Счетчик
адреса ЗУ
Регистр
текущего адреса
Устройство про-
проверки на пустоту
ЗУ
Адрес
Данные
Схема
сравнения
Схема синхронизации
Устройство управ-
управления записью
Устройство
проверки записи
Блоки сопряжения (№ 1-3)
Рис. 16.41. Структурная схема программатора 815
сов в режиме записи с блоком сопряжения
№ 2:
для вывода питания ППЗУ максималь-
максимальное напряжение не менее 10 В при токе до
500 мА;
для вывода «выбор кристалла» ППЗУ
максимальное напряжение не менее 10 В при
токе до 100 мА._
Амплитуда программирующих импуль-
импульсов в режиме записи с блоком сопряжения
№ 3:
для вывода «разрешение записи» ППЗУ
максимальное напряжение не менее 12,5 В
при токе до 700 мА;
для вывода «выбор кристалла» ППЗУ
максимальное напряжение не более 6 В при
токе до 55 мА;
для выходных разрядных выводов
ППЗУ максимальное напряжение не менее
2,85 В при токе до 5 мА.
Программатор выполняет следующие
функции:
ввод информации программирования во
внутреннюю память с переключателей пе-
передней панели, эталонного ПЗУ, перфо-
перфоленты, КОП;
предварительный контроль на пустоту
незапрограммированного ППЗУ;
запись информации в ППЗУ;
контроль записи;
комбинированный режим (автоматиче-
(автоматическое выполнение трех операций: предвари-
предварительного контроля, записи и контроля запи-
записи).
Программатор с блоками сопряжения
№ 1 и 2 обеспечивает выходные логические
уровни для адресных входов ТТЛ ППЗУ:
логического 0 — не более 0,4 В; логической
1 — не менее 2,4 В.
Программатор с блоком сопряжения
№ 3 обеспечивает выходные логические
уровни для адресных входов ЭСЛ ППЗУ:
логического 0 — не менее минус 1,63 В; логи-
логической 1 — не менбе минус 0,98 В.
Программатор обеспечивает формиро-
формирование временной диаграммы объекта про-
программирования. Временная диаграмма для
ППЗУ формируется аппаратным способом
в соответствующем блоке сопряжения для
конкретного типа ППЗУ.
По условиям эксплуатации анализатор
относится к группе 2 ГОСТ 22261-76.
Питание: сеть переменного тока напря-
напряжением 220 + 22 В, частотой 50 ± 0,5 Гц.
Потребляемая мощность — не более 200
В А.
Габаритные размеры 490 х 214 х 575 мм.
Масса — не более 22 кг.
Структурная схема программатора
представлена на рис. 16.41. Она состоит из
следующих основных частей: устройства
ввода данных программирования; запоми-
запоминающего устройства; устройства синхрони-
синхронизации (управления); устройства сравнения
(компараторов); устройства проверки на пу-
пустоту; устройства проверки записи; устрой-
устройства управления записью; сменных блоков
сопряжения (№ 1 — 3).
Принцип работы программатора заклю-
заключается в приеме, преобразовании, хранении
информации программирования во внутрен-
внутренней памяти, формировании и выдаче на
506
Логические анализаторы
объект програм1мирования этой информации
в виде последовательности кодов адреса
и данных, а также импульсов записи.
Информация, которую необходимо за-
записать в ПЗУ, заносится во внутреннюю па-
память анализатора через соответствующий
интерфейс. Она може! бьпь занесена из
КОП, с фотосчитывающего устройства через
схему управления вводом или переключате-
переключателями с передней панели или с эталонного
ПЗУ.
Перед началом записи микросхема про-
проверяется на пустоту. Проверка осуществляет-
осуществляется при помощи схемы компарирования
и устройства проверки на пустоту путем
перебора адресов счетчиком адреса ЗУ. Если
в ПЗУ записаны нули, то проверка заканчи-
заканчивается. Если по какому-либо адресу по-
появляется единица, то работа останавливается
и индикация на передней панели указывает
дефектный адрес. Дальнейшая работа про-
продолжается только после нажатия кнопки пу-
пуска.
В режиме записи на программируемую
микросхему через устройство управления
записью из -запоминающего устройства по-
подаются адрес и информация, которую надо
записать по данному адресу. В блоке сопря-
сопряжения информация преобразуется в серию
импульсов определенной длительности и ам-
амплитуды. Информация записывается после-
последовательно но каждому выходу.
Принцип программирования биполяр-
биполярных ППЗУ основан на избирательном
разделении или соединении электрических
связей в матрице. В качестве запоминающих
элементов в матрице обычно используются
плавкие перемычки (например, из нихрома)
и транзисторы. Для записи информации
(расплавления перемычки) необходимо про-
пропустить через программируемый элемент
ток не менее 250 мА. Во всех биполярных
ППЗУ с такими элементами невозможно
осуществить перезапись ранее записанной
информации.
Кроме биполярных ППЗУ имеется
класс электрически перепрограммируемых
ППЗУ, в которых в качестве запоминающего
элемента используется канальный лавинный
МОП-транзистор. В основе структуры таких
транзисторов лежит способ лавинной инжек-
ции, при котором идет накопление электри-
электрического заряда на изолированном затворе из
поликристаллического кремния в толстой ок-
оксидной пленке. Стирание информации осу-
осуществляется ультрафиолетовым облучением
с энергией, достаточной для выбивания элек-
электронов из поликристаллического кремния.
Правильность записи информации
в ПЗУ можно проверить при помощи
устройства проверки записи. В этом случае
компаратор сравнивает записанную в ПЗУ
информацию с информацией, находящейся
в запоминающем устройстве. При ошибоч-
ошибочной записи, причиной чего чаще всего бы-
бывает нерасплавленная перемычка, можно по-
повторить запись.
Возможно совмещение режимов провер-
проверки на пустоту, записи и контроля. После вве-
введения информации в ЗУ она может быть
скорректирована при помощи переключате-
переключателей передней панели.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Аблязов В. С, Швецов Б. Н. Авто-
Автоматический измеритель шума приемных СВЧ
устройств,— Вопросы радиоэлектроники. Сер.
1. Электроника, 1961, вып. 12.
2. Автоматизация радиоизмерений/В. П.
Балашов, Р. А. Валитов, Г. П. Вихров и
др.; Под ред. В. П. Балашова,—М.: Со-
Советское радио, 1966.
3. Адам С. Ф. Автоматические измерения
в СВЧ-цеиях.-ТИИЭР, 1978, т. 66, № 4.
4. Измерители амплитудно-частотных ха-
характеристик и их применение/П. Адоменас,
Я. Аронсон, Е. Бирманас и др.— М.: Связь,
1968.
5. Атамаляи Э. Г. Приборы и методы
измерения электрических величин,— М.: Выс-
Высшая школа, 1982,
6. Балакай В. Г., Крюк И. П., Лу-
Лукьянов Л. М. Интегральные схемы аналого-
цифровых и цифро-аналоговых преобразова-
преобразователей.— М: Энергия, 1978.
7. Барейша Л. И., Мельников А. И.
Генераторы шума на лавинопролётном дио-
диоде.— Радиотехника и электроника, 1969, т. 14.
№ 1.
8. Безкоровайиый П. М., Широков Н. Г.
Электрические измерения,—М.: Машино-
Машиностроение, 1971.
9. Измерение мощности на СВЧ/М. И.
Билько, А. К. Томашевский, П. П. Шаров,
Е. А. Баймаратов,—М.: Советское радио,
1976.
10. Биргер Л. А., Соков И. А. Образцо-
Образцовые тепловые генераторы шума.— Измери-
Измерительная техника, 1962, № 1.
11. Богданов Г. Б. Основы теории и
применения ферритов в технике измерений
и контроле,—М.: Советское радио, 1967.
12. Бойченко В. Д. Исследование возмож-
возможности поверки анализаторов спектра по
сигналам с нормированным спектром. Авто-
реф. дис. на соиск. ученой степени канд.
техн. наук. М. 1981.
13. Боидареико И. К., Дейнега Г. А.,
Маграчев 3. В. Автоматизация измерений
параметров СВЧ трактов—М.: Советское
радио, 1969.
14. Аппаратура для частотных и времен-
временных измерений/В. А. Благов, А. С. Дом-
бровский, В. Н. Зайцев и др.—М.: Совет-
Советское радио, 1971.
15. Портативные осциллографы Е. К.
Блюдин, 3. М. Борнар, К. В. Кравченко
и др. — М.: Советское радио, 1978.
16. Брянский Л. Н. Точное измерение
коэффициента стоячей волны и полных
сопротивлений на сантиметровых волнах,—
М,: Стандартгиз, 1963.
17. Вайсблат А. В. О точности измере-
измерения шумовых температур,—Вопросы радио-
радиоэлектроники. Сер. XII. Общетехническая,
1959, вып. 7.
18. Валитов Р. А., Сретенский В. Н.
Радиотехнические измерения. — М.: Советское
радио, 1970.
19. Волгин Л. И. Измерительные преоб-
преобразователи переменного напряжения в по-
постоянное. — М.: Советское радио, 1977.
20. Воллериер Н. Ф. Аппаратурный спек-
спектральный анализ сигналов,—М.: Советское
радио, 1977.
21. Вострокнутов Н. Н. Испытания и по-
поверка цифровых измерительных устройств. —
М.: Изд-во стандартов, 1977.
22. Галахова О. П., Колтик Е. Д.,
Кравченко С. А. Основы фазометрии,—М.:
Энергия, 1976.
23. Герцеиштейн М. Е., Прахии П. Ф.
Об измерении шумов методом опорного
сигнала,— Измерительная техника, 1968, №
11.
24. Гинзтон Э. П. Измерения на санти-
сантиметровых волнах: Пер. с англ./Под ред.
Г. А. Ремеза,— М.: Изд-во иностр. лит.,
1960.
25. Гитис Э. И., Писк улов Е. А. Ана-
Аналого-цифровые преобразователи.— М.: Энер-
гоиздат, 1981.
26. Гоиоровский И. С. Радиотехнические
цепи и сигналы.—М.: Советское радио,
1963.
27. Гоиоровский И. С. Частотная модуля-
модуляция и ее применение,— М,: Связьиздат, 1948.
28. Гончаров Г. А. Измерение АЧХ че-
четырехполюсников в большом динамическом
диапазоне частот спектральных составляю-
составляющих анализаторами спектра СК4-5 — СК4-59.
Тезисы докл. ВНТК/Измерение параметров
формы и спектра радиотехнических сигна-
сигналов. — Харьков: 1981.
29. Гришаиов А. А., Коидюкова Е. И.,
Редькин Б. Е. Интегрирующие цифровые
вольтметры,—М.: Энергоиздат, 1981.
30. Грохольский А. Л. Измерители доб-
добротности — куметры,— Новосибирск: Наука,
1968.
31. Губарь В. И., Туз Ю. М., Воло-
Володарский Е. Т. Аналого-цифровые преобразо-
преобразователи переменного тока,—Киев: Texmka,
1979.
32. Гущина Т. М., Кроткое И. Н., Кли-
онский М. Д. Измерение параметров элек-
508
Список литературы
трических цепей в диапазоне низких и высо-
высоких частот. — М.: Машиностроение, 1977.
33. ГОСТ 15094-69. Приборы электрон-
электронные радиоизмерительные. Классификация.
Наименования и обозначения.
34. ГОСТ 8.249-77. ГСИ. Аттенюаторы
коаксиальные. Методы и средства поверки
в диапазоне частот от 100 кГц до 17,44 ГГц.
35. ГОСТ 19158-73. Аттенюаторы. Тех-
Технические требования.
36. ГОСТ 17023-74. Приборы для иссле-
исследований амплитудно-частотных характерис-
характеристик. Типы и основные параметры. Техни-
Технические требования. Методы испытаний.
37. ГОСТ 22741—77. Анализаторы спект-
спектра последовательного действия. Общие тех-
технические требования. Методы испытаний.
38. ГОСТ 16465 — 70. Сигналы радиотех-
радиотехнические измерительные. Термины и опре-
определения.
39. ГОСТ 8.396-80. Измерители девиа-
девиации частоты. Методы и средства поверки.
40. ГОСТ 8.299-78. Измерители коэффи-
коэффициента амплитудной модуляции. Методы и
средства поверки.
41. ГОСТ 11294 — 81. Линии измеритель-
измерительные. Технические требования. Методы испы-
испытаний.
42. ГОСТ 13266-74. Измерители полных
сопротивлений коаксиальных и волноводных
трактов. Технические требования. Методы
испытаний.
43. ГОСТ 8.351-79. Линии измеритель-
измерительные. Методы и средства поверки.
44. ГОСТ 16423-78. Измерители коэффи-
коэффициента стоячей волны по напряжению па-
панорамные. Типы. Технические требования.
Методы испытаний.
45. ГОСТ 13317-80. Приборы электрон-
электронные измерительные диапазона СВЧ. Элемен-
Элементы присоединения. Основные размеры.
46. ГОСТ 16263-70. Метрология. Терми-
Термины и определения.
47. Давыдов Ю. Т. Использование фото-
фотодиода в качестве генератора тока.— Радио-
Радиотехника и электроника, 1967, т. 12.
48. Дворяшнн Б. В., Кузнепов В. И.
Радиотехнические измерения.—М.: Совет-
Советское радио, 1978.
49. Дженкннс Г., Ватте Д. Спектраль-
Спектральный анализ и его приложения. Вып. 1, 2;
Пер. с англ./Под ред. А. М. Трахтмана.—
М.: Мир, 1971.
50. Долгов В. А., Келнн А. В. Элек-
Электронные датчики для автоматических систем
контроля.—М.: Советское радио, 1968.
51. Драхсел Р. Основы электроизмери-
электроизмерительной техники.—М.: Энергоиздат, 1982.
52. Дубенецкнй Г. В., Гончаром Г. А.
Комплект анализаторов спектра последова-
последовательного действия в диапазоне частот 10
Гц — 39,6 ГГц и его функциональные воз-
возможности. Тезисы докл. ВНТК/Измерение
параметров формы и спектра радиотехни-
радиотехнических сигналов.— Харьков: 1981.-е. 28 — 30.
53. Жнлннскас Р. П. П. Измерители от-
отношений и их применение в радиоизмери-
радиоизмерительной технике. — М.: Советское радио, 1975.
54. Основы теории цепей/Г. В. Завеке,
П. А. Ионкин, А. В. Нетушил, С. В. Стра-
Страхов.-М.-Л.: Энергия, 1965.
55. Зернов Н. В., Карпов В. Г. Теория
радиотехнических цепей.—Л.: Энергия, 1972.
56. Измерения в электронике. Справочник,
т. 1/Под ред. В. А. Доброхотова. М.—Л.:
Энергия, 1965.
57. Измерение параметров формы и спект-
спектра радиотехнических сигналов. Тезисы докл.
ВНТК-Харьков: 1981.
58. Картьнну Г. Частотная модуляция.—
Бухарест: Меридиан, 1964.
59. Кварценые и квантовые меры часто-
частоты/Под ред. Б. И. Макаренко. — М.: Изд-во
СО СССР, 1976.
60. Кнеллер В. Ю. Автоматическое изме-
измерение составляющих комплексного сопротив-
сопротивления.—М.: Энергия, 1967.
61. Кнеллер В. Ю., Агамалон Ю. Р.,
Десова А. А. Автоматические измерители
комплексных величин с координированным
уравновешиванием.—М.: Энергия, 1975.
62. Кравченко С. А. Калибраторы фа-
фазы.—Л.: Энергоиздат, Ленингр. отд-ние, 1981.
63. Колтнк Е. Д. Фазосдвигающие уст-
устройства. — М.: Изд-во стандартов, 1981.
64. Кроткое И. Н. Точные измерения
электрической емкости и индуктивности.— М.:
Стандартгиз, 1966.
65. Кучеров А. С. О погрешности из-
измерения коэффициента шума из-за автома-
автоматической регулировки усиления.—Измери-
усиления.—Измерительная техника, 1966, № 12.
66. Макс Ж. Методы и техника обработ-
обработки сигналов при физических измерениях.
Т. 1 и 2: Пер. с франц. /Под ред.
Н. Г. Волкова.-М.: Мир, 1983.
67. Микроэлектронные цифроаналоговые
и аналого-цифровые преобразователи инфор-
информации/Под ред. В. Б. Смолова. — Л.: Энер-
Энергия, Ленингр. отд-ние, 1976.
68. Мнрскнй Г. Я. Радиоэлектронные из-
измерения.—М.: Энергия, 1975.
69. Мнрскнй Г. Я. Аппаратурное опреде-
определение характеристик случайных процессов,—
Л.: Энергия, Ленингр. отд-ние, 1967.
70. Мэклнн Э. Д. Терморезисторы: Пер.
с англ./Под общей ред. К. Н. Мартюшова —
М.: Радио и связь, 1983.
71. Пестрнков В. В. Фазовые радиотехни-
радиотехнические системы.— М.: Советское радио, 1968.
72. Петров Н. Б. Измерение малых коэф-
коэффициентов нелинейных искажений.— Измери-
Измерительная техника, 1968, № 7.
73. Петров Н. Б. Сужение частотного
спектра при измерении коэффициента нели-
нелинейных искажений.— Измерительная техника,
1969, № 4.
74. Петров Н. Б. Некоторые погрешности
аналого-цифрового измерения нелинейных
искажений.— Измерительная техника, 1979, №
5.
75. Петроснн Г. Г., Швецова В. Е. Спект-
Список литературы
509
ральная плотность мощности шума газораз-
газоразрядных генераторов в непрерывном и им-
импульсном режимах.—Электронная техника.
Сер. 1. Электроника СВЧ, 1971, вып. 8.
76. Петросяи Г. Г., Уздин Р. И. Методы
и средства поверки измерительных генерато-
генераторов шума СВЧ.—Измерительная техника,
1977, № 4.
77. Пчельников Ю. Н., Свиридов В. Г.
Электроника сверхвысоких частот.—М.: Ра-
Радио и связь, 1981.
78. Резчиков А. А., Хиирикус X. В.
Установка для градуировки низкотемпера-
низкотемпературных генераторов шума,—М.: Тр.
ВНИИФТРИ, 1974, вып. 112A72).
79. Резчиков А. А., Пучков Е. В. Уста-
Установка для проверки измерителей коэффициен-
коэффициента шума,— Измерительная техника, 1979,
№ 10.
80. Радиоизмерительиые приборы. Ката-
Каталог,- М.: ЭКОС, 1966.
81. Рад «отмерите.чьные приборы. Ката-
Каталог,-М.: ЭКОС, 1976.
82. Радиоизмерительиые приборы. Ката-
Каталог,-М.: ЭКОС, 1982.
83. Ройтман М. С, Будейкин В. П., Ба-
заркин В. В. Измеритель малых нелинейных
искажений. — Приборы и техника эксперимен-
эксперимента, 1984, № 2.
84. Рябиннн Ю. А. Стробоскопическое
осциллографирование. — М.: Советское ра-
радио, 1972.
85. Смеляков В. В. Цифовая измеритель-
измерительная аппаратура инфракрасных частот. — М.:
Энергия, 1975.
86. Смирнов П. Т. Цифовые фазометры —
Л..- Энергия, Ленингр. отд-ние, 1974.
87. Современные методы аттестации и
поверки измерителей девиации частоты.
Обзорная информация,- М.:ВНИИКИ, 1976.
88. Соловьев Н. Н. Измерительная тех-
техника в проводной связи. Т. З.-М.: Связь,
1971.
89. Справочник по радиоизмерительным
приборам. Т. 1—З/Под ред. В. С. Насоно-
Насонова. -М.: Советское радио, 1976, 1977, 1979.
90. Справочник по радиоэлектронным уст-
устройствам. Т. 2/Под ред. Д. П. Линде,—
М.: Энергия, 1978.
91. Тетерич Н. М. Генераторы шума.—
М.: Госэнергоиздат, 1961.
92. Техника субмиллиметровых волн/Под
ред. Р. А. Валитова,—М.: Советское радио,
1969.
93. Тишер Ф. Техника измерений на
СВЧ: Пер с нем./Под ред. В. Н. Сретен-
Сретенского.—М.: Физматгиз, 1963.
94. Трахтман А. М. Введение в обоб-
обобщенную спектральную теорию сигналов.—
М.: Советское радио, 1972.
95. Уздин Р. И. Анализ основной систе-
систематической погрешности при шумовых изме-
измерениях на СВЧ методом опорного сигна-
сигнала.-Тр. ВНИИФТРИ, 1969, № 24.
96. Узднн Р. И., Медведев В. В.,
Пругло В. И. О проверке измерителей
коэффициента шума,—Тр. ВНИИФТРИ,
1973, вып. 19D3).
97. Чайковский В. И. Метрологические
особенности экспериментального анализа
спектра. Изд. института кибернетики АН
УССР, 1977, вып. 77-6.
98. Черепанов В. П., Коиевский В. VI.,
Львов В. П. Газоразрядные источники шу-
шумов.—М.: Советское радио, 1968.
99. Шляндин В. М. Цифровые измеритель-
измерительные устройства.—М.: Высшая школа, 1981.
100. Шумилов В. Н. Цифровой измеритель
добротности. — Приборы и техника экспери-
эксперимента, 1984, № 2.
101. Электрические измерения/Под ред.
А. В. Фремке, 4-е изд. - Л.: Энергия, Ленингр.
отд-ние, 1973.
102. Энген Г. Ф. Успехи в области СВЧ
измерений,- США, ТИИЭР, 1978, т. 66, № 4.
103. Эпштейн С. Л. Измерение характерис-
характеристик конденсаторов. М, —Л.: Энергия, 1965.
104. Эрг лис К Э., Степанеико И. П.
Электронные усилители.— М:: Наука, 1964.
АЛФАВИТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Автоматизированные измерительные систе-
системы 18, 20
Анализаторы временных диаграмм 480
— логические, области применения 479
— — классификация 479, 480
— — примеры использования 486
— — технические характеристики 492 — 506
— спектра 430
— — вычислительные 452 — 461
— — классификация 443
— — параллельного действия 434, 435
— — последовательного анализа 435 — 443
— — реального времени 449 — 454
— — со сжатием временного масштаба 449 —
452
— — технические характеристики 440, 441
443, 447, 451
Аттенюаторы, классификация 353
— па полупроводниковых приборах 357
— образцовые 367
— поглощающие 354
— поляризационные 355
— резисторные 353
— ступенчатые 353
— ферритовые 357
Блоки приборов для измерения частоты 294
Ваттметры импульсные 178
— калориметрические 169 — 173
— терморезисторные 173 — 175
— термоэлектрические 177
— технические характеристики 171, 172 174,
177, 178
Вентили 356
Волновое сопро1Ивление 218
Волноводы 218
Вольтметры автокомпенсационные 34 — 37
— амплитудных значений 90
-- аналоговые 24, 33 — 34
— дифференциальные 39 — 47
— импульсные 111 — 116
— инфранизких частот 108—110
— среднеквадратических (действующих) зна-
значений 95-100
— средних значений 88
— технические характеристики 51—53, 54 — 60
— цифровые 24, 47 — 85
Время 332
— шкала астрономическая 332
— — атомная 333'
— — всемирная 333
— — эфемеридная 333
Гальванометры 27
Генераторы квантовые 283 — 286
— — шума
— — высокотемпературные 422
— — газоразрядные 418
— — на вакуумных приборах 423
— — на полупроводниковых приборах 424
— — низкотемпературные 421
— — технические параметры 419 — 420, 423 —
424
Диало! овый режим 226
Делители частоты 293
Демодулятор 468
Детектор направленный 224
Добротность 232
— методы измерения 232
на СВЧ 243
Измерение физической величины 9
Измерители группового времени запаздыва-
запаздывания 315-321
— декремента затухания 247
— комплексных коэффициентов передачи
226-228
— коэффициента нелинейных искажений 382 —
387
— — стоячей волны 224
шума 405-415
— модуляции 468 — 470
— полных сопротивлений 222, 245
— 5-параметров 227
Измерительная линия 220
— — волноводная 217
— — коаксиальная 221
— система 10
— установка 10
Измерительные мосты сопротивления оди-
одинарные 250
— — — двойные 251
— — — переменного тока 252
— — — трансформаторные 257
Измерительный преобразователь 11
— прибор 10
Канал общего пользования по ГОСТ
26.003-80 19, 20
Компаратор переменного напряжения 103 —
106
— частотный, фазовый 293 — 294
Коэффициент нелинейных искажений 382
— отражения 219
— передачи 219
— стоячей волны 219
— шума 396
Куметры 249
Линии волноводные 217
— измерительные 220
— силовые (электрических и магнитных по-
полей) 217
Меры добротности 252
— образцовых полных сопротивлений 231
Модуляция 465
— амплитудная 466
— частотная 466
— фазовая 467
Мост измерительный 250
— — терморезисторный 135—141
Мощность, характеристики 124
— методы измерения 126—129
— средства измерений 171 — 172, 174, 178
Омметр 246
Ослабление 353
— методы измерения 357 — 361
— средства измерений 361—365
Ответвители направленные 220
Поверка анализаторов спектра 462 — 465
— аттенюаторов 366 — 368
— измерителей амплитудно-частотных ха-
характеристик 378 — 380
— — добротности 251—254
— — емкости 213 — 217
КСВН 230-232
— — модуляции 476 — 478
— — мощности 183—187
— — нелинейных искажений 393 — 396
— — параметров шумовых сигналов 425 — 430
— — сопротивления 213 — 217
фазы 331 -332
частоты 295-297
— электроизмерительных приборов 117—119
— электронных аналоговых вольтметров
119-120
— цифровых вольтметров и АЦП 120—127
Погрешности измерений 12
Поляризация эллиптическая 220
Потенциометры постоянною кжа 37 — 39
Преобразователи терморечисторцые 130
— термоэлектрические 177—179
— частоты 293, 294
Приборы вибрационной системы 23
— выпрямительные 29
— индукционной системы 23
— магнитоэлектрической системы 23, 25, 32
— тепловой системы 23
— термоэлектрические 30, 31
— электродинамической системы 23, 29
— электромагнитной системы 23. 28
— электроннолучевые 22
— электронные 22, 24
— электростатической системы 23, 32
— электротепловые 22
Приемники сигналов эталонных частот и
времени 293-295
Рефлектометр 224
Система КАМАК 19
Сопротивление, методы измерения 243-
261
Схемы включения измеряемого объекта 240 —
242
Спектр, методы измерений 431—434
— характеристики 430, 431, 462 — 465
— эффективная ширина 438
Средство измерений 10
— — рабочее 11
— — образцовое 11
Стандарты частоты и времени квантовые
286-290
Температура шума 397
Термометры пленочные 142—147
— объемные 142, 143
Технические характеристики средств измере-
измерений 13—14
Точность измерений 11
Установки для калибровки генераторов шу-
шума 426
— — поверки аттенюаторов 361
Фаза 300
— коэффициента отражения 220, 222
— методы измерения 303
— — — компенсационный 309, 321
— — — круговой развертки 305
— — — линейной развертки 304
— - — нулевой 316
— — — осциллографический 303
— — — со стробоскопическим преобразова-
преобразователем 319
Фазовращатели 310
— диэлектрические 314
— емкостные 311
— индукционные 312
— квадратурные 311
— мостовые 311
— на линии переменной длины 314
— отражательного типа 312
— ЯС-типа 310
Фазометры 321 — 331
Формы сигналов 380
Фурье коэффициенты 431
— преобразование 430, 431
быстрое (БПФ) 452
— — дискретное (ДПФ) 452
Характеристика амплитудно-частотная 368
— — методы измерения 368 — 369
— — средства измерения 370 — 373
— искажений сигналов 380
— — — методы измерения 382
Частота, делители 293
— методы стабилизации 277 — 286
— — — кварцевый 278 — 282
— — — на процессах обмена энергией в ато-
атомах и молекулах 282 — 286
— — — параметрический 277 — 278
— нестабильность, 254 — 255
— синтезаторы 293
— синхронизаторы 293
— способы измерения 256 — 274
— — — гетеродинный 256 — 258
— — — мостовой 273 — 274
— — — приемником-компаратором 265 —268
— — — резонансный 270 — 273
Частотомер электронно-счетный 258 — 264
Часы квантовые 336
Шунты 26
Эталоны 11