М. И. ДИМИТРОВА * И. Д. ВАНКОВ
ИМПУЛСНИ
СХЕМ И
СЛАМПИ
И ТРАН31/1 СТОРИ
ИЗДАТЕЛСТВО ТЕХНИКА
инж. МАРИЯ ИЛ. ДИМИТРОВА • инж. ИВАН Д. БАНКОВ
ИМПУЛСНИ
СХЕМ И
С ЛАМПИ
И ТРАН 3 И СТОРИ
Сканиране: Петко Пешков, обработка: LZ2WSG
13 май 2009 година, KN34PC
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО .ТЕХНИКА' СОФИЯ 1969
УДК 621.374
Книгата обхваша ссновните типове им пулен и
схеми в лампов и транзисторен вариант и практиче-
ски изпълнени техни разновидности—по-голямата
част проектирани и експериментирани от авторите.
Наблегнато е върху обясненията на физическите
пронеси и методите за проектиране. Използувани са
опростени математични формули—доколкото са необ-
ходима за количествена оценка на процесите и глав-
но за проектиране на схемите.
Поради големия брой експериментирани схеми
с практически данни книгата може да бъде използу-
вана като полезен справочник за широк кръг спе-
пиалисти—инженера, физици, техници, радиолюбите-
ли и всички, конто проектират или изцолзуват им-
пулени устройства.
ПРЕДГОВОР
Импулсната техника е един от най-младите клонове на радиоелек-
трониката, но независимо от това импулсните схеми и устройства на-
мират изключително широко приложение—в изчислителната техника,
автоматиката, телевизията, радиолокацията, атомната физика и много
други. Създаването и използуването на транзисторите допринесе още
повече за развитието и разширението на тази облает.
Тази книга е разделена на две части, предмет на конто са основни-
те типове импулени схеми, изпълнени съответно с лампи и транзисто-
ри. При всяко импулено устройство (тригер, чакащ мултивибратор и т.
н.) най-напред подробно е разгледано действието на една или няколко
основни схеми от този тип, след което са описани различии варианти
и разновидности, характеризиращи се с подобрение на някои от пара-
метрите. За почти всеки тип устройство са дадени и практически схе-
ми, като са посочени стойностите на елементите и захранващите напре-
жения и получаваните при тях параметри на изходните импулси. По-го-
ляма част от тези схеми са проектирани и експериментално изелед-
вани от авторите.
Книгата е предназначена за използуване от широк кръг специали-
ста—инженери, физици, средни техници, радиолюбители и други, зани-
маващи се с проектиране и конструиране на импулени схеми и устрой-
ства. С оглед на това основно внимание е отделено на п&дробното раэ-
глеждане и изясняване на физическите процеси, протичащи в отделяй-
те схеми. Приведени са само основните математически зависимости,
необходими за поясняване на физическите процеси и за оразмеряване
на елементите на схемите, поради което използуването на книгата не
изисква специална математическата подготовка и познания по висша
математика. За повечето основни схеми са дадени съображенията за
избиране на режима на работа на лампите или транзисторите и начи-
иът аа определяне стойностите на елементите. Всички разглеждания
са направени по възможност просто, с пренебрегване на влиянието на
някои допълнителни фактори, като обаче са избягнати грубите опрос-
тявания, конто биха изменили физическата същност на явленията. Me*
тодите на начисление позволяват ориентировъчното определяне на стой-
ностите на елементите с достатъчна за инженерната практика точност.
Наличието на голям брой практически схеми и техните разновид-
ности с подробни данни за получаваните параметри дава възможност
книгата да бъде използувана и като справочник за готови импулени
схеми, особено от по-неподготвените в тази облает читатели.
Накрая бихме желали да отбележим, че това е първата книга на
български език, в конто се прави подробно разглеждане на работата
на импулсните устройства с транзистори. Същевременно тя е и пър-
вата българска книга по импулсна техника, предназначена за широк
кръг читатели — със сравнително популярно изложение на материала.
Поради това авторите биха били много благодарни за всички забележ-
ки и предложения по съдържанието на книгата, изпратени на адрес:
София, бул. Руски№6, издателство „Техника”.
Авторите
4
ПЪРВА ЧАСТ
ЛАМПОВИ ИМПУЛСНИ СХЕМИ
1,
ЕЛЕКТРИЧЕСКИ ИМПУЛСИ
Импулсната техника разглежда начините и схемите за получаване и
преобразуване на електрическите импулси. Понятието ИМПУЛС озна-
чава напрежение или ток, действуващо в кратък интервал от време,
съизмерим с продължителността на преходния процес в електрическа-
та верига.
В зависимост от поляритета на напрежението или тока импулсите
могат да бъдат положителни, отрицателни или двуполярни (фиг. 1-1).
Според формата си те се делят на правоъгълни, островърхи, камбано-
Фиг. 1-1. Видове импулси:
а — положителни ; б — отрицателни ; в — двуполярни
образни, трапецовидни, експоненциални, линейно изменящи се и др
(фиг. 1-2). В реалните схеми обаче тяхната форма не съответствува
строго на така изброените типове. Правоъгълните импулси например
имат форма, близка до трапецовидната, а островърхите—до експонен-
циалната. За определяне на вида и свойствата на всеки импулс се из-
ползуват неговите параметри, конто се дефинират най-често при раз-
глеждане на реалния правоъгълен импулс (фиг. 1-3).
Продължителност (ширина) на импулса (t„). Определи се като
интервал от време, измерен на ниво половината от амплитудата
на импулса (0,5 А, фиг. 1-3). В някои случаи тя може да бъде
измерена на ниво 0,1 А или нулево ниво.
Продължителност на фронтовете на импулса. Участъците О В
и CD на правоъгълния импулс (фиг. 1-4) се наричат съответно преден
и заден фронт. Продължителността на предния фронт (/Пф) се опреде-
ли като време за нарастване на импулса от 0,1 до 0,9 от стойността на
амплитудата А, а продължителността на задняя фронт (^,ф)—време за
спадане на импулса от 0,9 до 0,1 от амплитудата (фиг. 1-4).
5
Фиг. 1-2. Форма на импул-
сите:
а — правоъгълни ; б — остро-
върхи ; в — камбанообразни ;
г — трапецовидни ; д — експо-
ненциални ; е — линейно изме-
няли с«
Фиг. 1-3. Продължител-
ност на импулса
Фиг. 1-4. Продължителност на
фронтовете на импулса
Фиг. 1-5а. Отскок на импулса
Фиг. 1-5?. Спадане на импулса
Фиг. 1-6. Период на повторение
на импулсите.
а — правоъгълни импулси , б — екс-
понеициални импулси
6
Спадане на импулса. Той характеризира намалението на амплиту-
дата на импулса във времето (наклона на участъка ВС, наречен плато
на импулса, фиг. 1-55). Измерва се в проценти от амплитудата А.
Отскок на импулса. Той представлява краткотрайно отклонение
от нивото на платото (след предния фронт) или от нулевото ниво
(след задния фронт) (фиг. 1-5а). Измерва се в проценти от амплиту-
дата А.
В много случаи импулсите се повтарят във времето, като образу-
ват последователност (поредица) или серия. Ако тяхната последова-
телност е периодична, тя се характеризира със следните параметри:
Период на повторение на импулсите (Т). Интервалът от време
между началото на два съседни импулса с еднакъв поляритет
(фиг. 1-6). Често се употребява и обратната величина:
f=JT>	(1-1)
наречена честота на повторени е’(с л е д ване) на импулсите.
Коефициент на запълване. Огношението между продължитеЛността
на импулса и периода на повторение
”5= -Т 	И-2)
Спектрален анализ на импулсния процес. Всяка периодична по-
редица от импулси може да бъде представена като сума от безкрайно
голям брой синусоидални трептения, имащи определена честота, ампли-
туда и фаза (съгласно известного развитие в ред на Фурие):
и (^Ao+Aj cos (ut—cfi)+A2 cos (2wt—<p2)+...
• • -4-A„cos (nut—yn),	(1-3)
2~	„
къдетош= , a T e периодът на повторение на импулсите.
Съвкупността от тези синусоидални трептения образува спектъра
на импулсите, който, както се вижда от (1-3), е безкраен. Амплитуда-
та на отделните трептения обаче намалява с увеличение на техния но-
мер. Това дава възможност правилното предаване и преобразуване на
импулсите (без изменение на формата им) да се извърщва от елек-
тронни устройства, имащи ограничена честотна лента. Тя обикновено
се определя от израза
. ,	2:5
Д/=~7;--	(1-4)
Минималната пропускана честота трябва да съответствува на чес-
тотата на повторение на импулсите, а максималната може да бъде
определена от равенството
1	2 — 5
/max=/min “И ДА -р "I £	•	(1*5)
Пропускането на минималната честота осигурява правилното преда-
ване на плоската част на импулса, а на махсималната—^предаване на фрон-
товете без увеличаване на тяхната продължителност.
7
2.
ДИФЕРЕНЦИРАЩИ И ИНТЕГРИРАЩИ ВЕРИГИ
ДИФЕРЕНЦИРАЩИ ВЕРИГИ
Общи сведения
Верига, напрежението на изхода на конто е пропорционално на про-
изводната на входного напрежение, се нарича диференцираща верига.
Известно е, че токът зареждащ един кондензатор (фиг. 2- 1а) и на-
прежението върху плочите му са свързани със зависимостта
ic С
duc
dt
(2-1)
Фиг. 2-1. RC-ци-
ференцираща верига
Ако за веригата, показана на фиг. 2-16, е из-
пълнено условието
«с>Иизх,	(2-2
може да се приеме
«вх= Мизх + «С^Мс.	(2-3)
Тогава изходното напрежение (падението на на-
прежението върху съпротивлението R)
dur	dii
Um*=Ri=RC—^^RC~p- (2-4)
е пропорционално на производната на входното напрежение.
Тъй като /?С-диференциращата верига поради простого си устройство
се използува най-често в импулсната техника, тук ще бъде отделено
място само на нея.
Условието (2-2) означава, че активного съпротивление R трябва да
бъде много по-малко от капацитивното съпротивление. Когато входното
напрежение е синусоидално, това условие се записва с израза
а>С
(2-5)
8
Ако се диференцират периодично следващи импулси, вместо ш следва
да се постави o>max (/max) — най-високата честота от разлагането в ред
аа Фурие, конто все още има значителна роля (1-5). На практика не-
равенство™ (2-5) се замени с
т = /?С=0,08-yi—.	(2-6)
•'mix
При такова съотношение между времеконстантата на диференциращата
/?С-верига и честотата /гаах изкривяванията по отношение на идеалното
диференциране са по-малки от 3%. Когато се диференцират импулси
с правоътълна форма и известна продължителност на фронта /ф,заиз-
биране на необходимата стойност на времеконстантата т се използува
зависимостта
т=/?С=0,1/ф.	(2-7)
Физическите процеси в диференциращата трупа, например при дифе-
ренциране на правоъгълен импулс (фиг. 2-2а), биха могли да се раз-
гледат така: при появата на входного напрежение токът в А’С-вери-
u U
гата със скок нараства до стойността L——-=b — (в началния момент
А К
кондензаторът С не е зареден) и напрежението на изхода получава мак-
сималната си стойност; след това кондензаторър С започва да се за-
режда и изходното напрежение намалява съгласно формулата (2-4); тъй
като времеконстантата т е значите ано по-малка от продължителността на
Фиг. 2-2. Диференциране на правоъгъ-
лен импулс
Фиг. 2-3. Реална диференцираща верига
импулса tn, зареждането на кондензатора завършва, преди да е настъ-
яил краят на входния импулс и изходното напрежение става равно на
аула (lie = Um); том входният импулс се прекрати, кондензаторът за-
почва да се разрежда през съпротивлението R с ток, който в първия
/	ис Um\
моменте максимален Up=-0-^-5-1, а после спада по експоненциален за-
\	А	А /
кон до нула. Поради това при диференцирането на правоъгълен им-
пулс на изхода (върху съпротивлението /?) се получават разнополярни
9
импулси с експоненциална форма (фиг. 2-25). Теоретичният анализ [21}
показва, че ширина та им, измерена на ниво 0,5, е
^ = t'^0,7RC.	(2-8)
Реална дифеоенцараща верига. При практического използуване на
диференциращите вериги те винаги се предхождат от някакво елек-
тронно устройство, а изходътим есвързан към друго подобно устрой-
ство. Затова схемата от фиг. 2-15 съответствува само ва идеалния слу-
чай. Реалната схема на диференцирашата верига е по-сложна. В нея
(фиг. 2-3) са включени изходното съпротивление на предшествуващото-
стъпало (/?в) и неговият изходен капацитет (Свх). Влиянието на устрой-1
ството, свързано към изхода на диференцирашата верига, е отразено с
капацитета Сизх, включен паралелно на съпротивлението R.
Пълното теоретично разглеждане [21] на работата на реалната ди-
ференцираща верига (с отчитане влиянието на /?в, Сзх и Сизх) показва,
че колкото тези величини са по-големи, толкова амплитудата и стръм-
ността на предния фронт на изходния сигнал намаляват, а ширината му
нараства. На практика паразитните капацитети на входа и на изхода
иа диференцирашата верига (при добър монтаж) са най-малко 10—20 pF.
Приема се, че минималният капацитет на диференцирашата трупа трябва
да превишава поне 2—3 пъти тази стойност, т. е. да бъде 40—60 pF.
При избран кондензатор С стойността на съпротивлението А* се опре-
дели от зависимостите (2-5), (2-6) или (2-7).
Диференциращ усилвател. Повишение на точността на диферен-
цирането без намаление на амплитудата на изходния сигнал може да се
постигне с диференциращ усилвател (фиг. 2-4). Той се състои от опе-
рационен усилвател (1) и елементите на самата диференцираща верига
(R и С). Съпротивлението R обуславя дълбока отрицателна обратна
връзка по напрежение и поради това входного съпротивление на усил-
вателя [21] е
Я - ,4; •	(2-9>
където k е коефициентът на усилване
без обратна връзка. При голям кое-
фициент на усилване /?е е много мал-
ко и условието за идеално диферен-
Фиг. 2-4. Диференциращ усилвател циране

RC 1
Лпах
(2-10)
се изпълнява много по-лесно. При това точността на диференциране е
толкова по-висока, колкото коефициентът на усилване на усилвателя
е по-голям.
Приложение. Диференциращите вериги се използуват широко в-
импулсната техника. Един от най-често срещаните случаи на прило-
10
жение е за намаление на продължителността на импулсите, т. е. за по-
лучаване от правоъгълни на островърхи импулси, необходими за управ-
ление на редица устройства, за марки на време в осцилографите, ра-
диолокационните устройства и др. Изискванията за идеално диферен-
циране при подобии приложения не са високи. По-важно е получава-
нето на достатъчна амплитуда на изходния сигнал и често условието
(2-2) не се спазва много строго. Друго приложение на диференцира-
щите вериги е получаването по електрически път на математическата
произнодна на някаква функция (най-често функция на времето), на-
пример в аналоговите изчислителни машини, устройствата за автома-
тично регулиране и др. Главного изискване в този случай е да се
осигури диференциране, близко до идеалното, т. е. да бъде изпълнено
с голяма точност условието (2-2), поради което се използуват пре-
димно диференциращи усилватели.
ИНТЕГРИРАЩИ ВЕРИГИ
Общи сведения
Верига, сигналът на изхода на конто е пропорционален на интеграла
на входния сигнал, се нарича интегрираща. При нея
A = k Bdt,
(2-И)
където с А и В са означени съответно сигналите на входа и изхода,
a k е някаква константа.
Схемата на фиг. 2-5а показва най-елементарната верига за осъще-
ствяване на тдди зависимост при входна величина ток и изходна —
Фиг. 2-5. С- и А-интегрираща верига
Фиг. 2-6. /?С-интегрира-
ща верига
напрежение, а схемата на фиг. 2-56 — при входна величина напреже-
ние и изходна — ток.* Обикновено в импулсната техника е необходимо
при интегрирането на напрежителен сигнал да се получи също напре-
*Гази схема се използува например за получаване на линейно изменят се ток при Па-
даване на напрежение с правоъгълна форма на отклонителните бобини на телевизион-
яите тръби.
!1
жение. В такъв случай най-често се използува /?С-интегрираща верига
(фиг. 2-6), за конто са в сила зависимостите
иизх^ис J idf; Z=—R-------------	(2-12)
Ако се изпълни условието
Uc ^вх,	(2-13)
“в
тогава г (токът е пропорционален на входного напрежение) и в
1\
такъв случай
I^^bx di	(2-14).
— изходното напрежение е пропорционално на интеграла от входного-
За изпълнение на условието (2-13) е необходимо активного съпро-
тивление да бъде много по-голямо от капацитивното, т. е. при си-
нусоидално входно напрежение
Фиг. 2-7. Интегриране на пра-
воъгълен импулс
R -4г.	(2-15)
шС
При несинусоидален периодичен сигнал
очевидно условието (2-15) трябва да бъ-
де изпълнено за хармоничната съставя-
ща с най-ниска честотата, т. е. за че-
стотата на повторение на входните им-
пулси.
При подаване на правоъгълен импулс на входа в интегриращат
верига протичат следните физически процеси : след постъпване ла вход
ното напрежение (момента фиг. 2-7) кондензаторът С започва да се
зарежда по експоненциален закон през съпротивлението -R, като напре-
жението му се стреми да достигне амплитудата на входния импулс
(Um)- При изпълнение на условието <2-15) времеконстантата на веригата
на зареждане е многократно по-голяма от ширината на входния им-
пулс (4 ). Поради това, когато входният импулс се прекрати (моментът
Z2, фиг. 2-7), напрежението върху кондензатора е все още твърде ни-
ско (Uc<Um). Това обуславя почти линейно нарасгване на изходното
напрежение през време на импулса, понеже се използува само начал-
ната облает на експоненциалната крива. След края на импулса конден-
заторът се разрежда отново до нулево напрежение. По такъв начин
при интегрирането на правоъгълен импулс на изхода се получава ос-
тровърх импулс със значително по-малка амплитуда и почти линейно
нарастващ преден фронт.
При избиране на стойностите на елементите на интегриращата ве-
рига се въвежда величината 7]доп — допустимата стойност на относи-
телната грешка при интегрирането, характеризираща разликата между
точния интеграл на входния сигнал и действително полученото изходно
напрежение. Когато се интегрира правоъгълен импулс с продължител-
12
ноет /н , зададената относителна грешка може да се осигури, ако вре-
меконстантата на интегриращата трупа удовлетворява условието
-	(2-16)
z 1 ДОП
В този случай амплитудата на изходния сигнал е
Wh3X;==;UbX = 2 f]non К8Х.	(2- 17)
Очевидно изискванията за получаване на точно интегриране и голям
изходен сигнал са противоречиви и обикновено се търси някакво ком-
промисно решение в зависимост от конкретния случай на приложение.
В реалните интегриращи вериги съществено влияние върху проце-
сите на интегриране оказват допълнителните елементи, евързани към входа
и изхода им. Най-силно е влиянието на входното съпротивление на
следващото стъпало (/?вх). Увеличението на съпротивлението R над не-
говата стойност води до намаление на амплитудата на изходното на-
прежение, без да допринася съществено за повишаване на точността на
интегрирането. Трябва да се отбележи още, че изолационното съпро-
тивление на кондензатора С на интегриращата верига има същото дей-
ствие като съпротивление!о /?вх и поради това използуваните конден-
затори трябва да са с малък ток на утечка. Съществуват схеми, при кон-
то, за да се намали влиянието на съпротивлението RBX, следващото
стъпало се включва към интегриращата верига само за определени
кратки интервали от време [30].
Интегриращи. усилватели. Повишаване на точността на интегрира-
нето без значително намаление на амплитудата на изходното напреже-
ние се постига, както и при диференциращите вериги, с помощта на усилва-
тел с дълбока отрицателна обратна
връзка по напрежение (фиг. 2-8),
осъществена през интегриращия кон-
дензатор С. Еквивалентната време-
константа на интегриране в този
случай е
Те -(1+Ю RC, (2-18)
където /<е коефициентът на усилване
на опе[ ационния усилвател без обратна връзка.
Приложение. Интегриращите вериги се използуват за разширя-
ване на импулси (получаване на по-продължителни импулси от кратко-
трайни), за създаване на временно закъснение (време, за което изход-
ният сигнал достига определена стойност), за разделяне на импулси по
ширина(постига се чрез използуване на интегриране, последвано от огра-
ничение, при което на изхода се получават импулец само когато вход-
ните превишават една определена продължителност) и др. Точността на
интегрирането при подобии случаи не е от особено значение. При по-
лучаване на математическата функция интегриране по електрически
начин, както е например при електронно-изчислителни машини с
непрекъснато действие (аналогови машини), при някои аналогови
регулатори и др., от особена важност е точността на интегриране-
то. В подобии случаи се прилагат главно Интегриращи усилватели.
13
Фиг. 2-8. Интегриращ усилвател
3
ОГРАНИЧИТЕЛИ
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Ограничителях е устройство, напрежението на изхода на което пре-
става да се променя, когато изменящият се входен сигнал достигне
някаква предварително зададена стойност, наречена праг на огра-
ничение™ (t/пр фиг. 3-1а,5,в). Постоянната стойност на изходното
напрежение, съответствуваща на този праг, се нарича ниво на ог-
раничением. В зависимост от вида на ограничителя изходното на-
прежение може да не превишава нивото наограничението ((/х фиг. 3-1а)—
Фиг. 3-1. Характеристики на ограничители :
а — ограничител отгоре ; б — ограничится отделу ; в — двустранен ограничител
ограничение отгоре, да не става по-ниско от това ниво ((/3
фиг. 3-15) — ограничение отдолу или да не излиза извън две
определена нива (С\ и (Л фиг. З-le)— ограничение отгоре и отдолу
или двустранно ограничение.
На фиг. 3-1 а,б,в са показани зависимостите между изходния и
входная сигнал на идеалния ограничител. Всяко устройство, което има
подобна амплитудна характеристика, може да бъде използувано за ог-
раничение. Тъй като характеристиките на реалните схеми се отличават
от идеалните, въвежда се параметърът точност на ограниче-
ние то, който се характеризира с отклонението на изходното напре-
жение от нивото на ограничение.
Според вида на използуваните елементи, ограничителите се разде-
лят на три групи: диодни, лампови и транзисторна.
14
ДИОДНИ ОГРАНИЧИТЕЛИ
Най-често на практика се използуват диодните ограничителни схеми
поради твърде простата им конструкция в сравнение с останалите.
На фиг. 3-2 и 3-3 са показани основните схеми на паралелен, а
нй фиг. 3-4 и 3-5 — на последователен диоден ограничится е ниво на
ограничение нула. При това със схемите от фиг. 3-2 и 3-4 се осъще-
Фиг. 3-2. Паралелен диоден ограничится отгоре
Фиг. 3-3. Паралелен диоден ограничител отделу
ствява ограничение отгоре, а със схемите от фиг. 3-3 и 3-5 — огра-
ничение отделу.
Действието на паралелния диоден ограничител отгоре е следното:*
когато входният сигнал (в случая синусоидално напрежение) е с отри-
цателен поляритет, диодът Д е запушен, съпротивлението му в обратна
посока е много голямо:
Ro6p^R	(3-1)
и стойността на изходното напрежение
“изх,=“/г+А^р	;	(3-2)
когато поляритетът на входния сигнал е положителен, диодът се от-
пушва, съпротивлението му в посока на пропускане става малко:
RnP<R	(3-3)
♦При всички разглеждания е прието, че товарною съпротивление е с достатьчно
голяма стойност и не влияе на пронесите в ограничителя.
15
и изходното напрежение е
„	п	^пр л
“«зх,—RTR^Rw~Ub* ^~°-
(3-4>
При паралелния ограничител отдолу, отличаващ се само по поля-
ритета на включване на диода, зависимостите са същите, но формула
(3-2) е в сила за положителния полупериод на входного напрежение,
а (3-4) за отрицателния.
Фиг. 3-5. Последователен диоден ограничител отдолу
Действието на последователния диоден ограничител е подобно
При ограничение отгоре (фиг. 3-4), когато входного напрежение е от-
рицателно, диодът е отпущен, съпротивлението му е ниско (3-3) и из-
ходното напрежение е
“от
(3-5)
Когато входного напрежение стане
съпротивлението му става твърде
жение е
положително, диодът се запушва,
голямо (3-1) и изходното напре-
„ " = вх
И"2 Яобр+Я
R «вх pH
*обр
(3-6)
При последователния ограничител отдолу могат да се направят съ-
щите разглеждания, но при обратен поляритет на входного напре-
жение.
Сравнението между двата типа ограничители показва, че точността
на ограничение, конто при паралелните диодни ограничители завися
16

Таблица 3-1
Зависимости
Ограничител отгоре
при ивх<| Е |; «изх = «и„~«вх
при	и„„ = иизх |£|
Ограничител отгоре
при ип < - |£|; «нзх = «изх^ивх
при «вх > - IЕ\- и„„ = пизх - I Е I
Ограничител отделу
"Ри «вх> - 1 Е 'J «изх= “взх "вх
"Р" “«< - I Е 1> «изх = “изх ~ - 1
Ограничител отделу
при UBX> I Е I; UB3X = ию^ URI
приМвх<|Е|; «ивх = пизх «=> \Е |
оо
Продолжение на табл. 3-1
Схема
Зависимости
Фиг. 3-11а
Фиг. 3-12а
Фиг. 3-1 За
Форма яа напреженията
Ограничител отгоре и отделу
при 1 Е, I > zzBX> - I Е., I; zzH3X= «из>«вх
при zzBX > | £j |; zzH3x zz„"^ [A | /?2- E., |J?3
A4 +7?j
при "»x< - &>1; «и„= «,,'зх^ -1 £2l
Ограничител отгоре и отделу
при I Ег |> авх> I Е2 I ;	zz„x
при и > • £, I • и	U " I I	+ I Д‘ 1
при «вх ? , м Ь **изх кизх^—-—-----------
4“/?2
при авх<|£а ; zzH„jz- иИ'^ |£,| _	_
Ограничител отгоре и отделу
при - |£\ |<«вх< -| Ez I; «изх-- «ИЗх~ивх
ПОИ U _____I Ел * U -Ц '	^1“'
при “вх^ I М > “нзх "изх!= ----------------
r^r2
при «,,Х> i £2 I; »ИЗХ = “изх-^-1 Е-г
Ограничител отгоре и отделу
npH-|£j|<«Bx< - 1 Е‘г II «изх^“из>«вх
ИР»
А1 + К2
при UBX> ~ I Ег 1> иизх~иизх"^— I Ег I
от изпълнението на неравенство™ (3-3), а при последователните — от
{3-1), е по-висока при последователните. Действително условието /?«<
-</?обр се изпълнява по-лесно, отколкото /?Пр ч/?, тъй като съпротивле-
нието /? не може да се избира много голямо (както ще бъде изяснено
по-нататък, това увеличава влиянието на паразитните капацитети върху
продължителността на фронтовете на изходния импулс), а правото съ-
противление на реалните диоди не е много малко. Други недостатъци
на паралелния диоден ограничител са: товарът, включен към изхода
му, трябва да бъде високоомен (/?<^/?тов); при използуване на допъл-
яителен източник на опорно напрежение вътрешното съпротивление на
посдедния (което е последователно свързано с Rnp) трябва да бъде
много ниско. Поради тези причини паралелният диоден ограничител се
използува много рядко.
В табл. 3-1 са показани различии схеми на последователни диодни
ограничители с допълнителен източник на опорно напрежение, пред-
назначен за задаване на ниво на ограничение™, отлично от нула. Да-
дени са кривите на изходното напрежение при входен сигнал със си-
нусоидална форма и зависимостите между входното и изходното на-
прежение, при условие че са изпълнени иеравенствата (3-1) и (3-3).
При ограничение на правоъгълни импулси или на синусоидални на-
прежения с висока честота съществено влияние върху работата на
лоследователния диоден ограничител оказват паразитните капацитети —
•Фиг. 3-14. Реална схема на по-
следователен диоден ограничител
отдолу
Фиг. 3-15. Влияние на паразит-
ните капацитети Сизх и Сак :
а — вкодно напрежение ; б — ияходно
напрежение
собстввният капацитет на диода (анод-катод) Сак и изходният капаци-
тет на схемата СИЗх = См + Сг (фиг. 3-14), където См е монтажният
капацитет, а Ст — капацитетът на товара. При подаване на положителен
правоъгълен импулс (с безкрайно малка продължителност на фронтовете
и от източник с нулево вътрешно съпротивление*) — фиг. 3-15, из-
ходното напрежение в началния момент се определи от съотношението
на тези капацитети:
2С
и.зх=г—С.к.	(3-7)
ак ' ь изх
’Гези приемания са направени за опростяване на разглеждането.
19
След това започва процес на зареждане на паразитните капацитети с
времеконстанта
тзар =	+ R (С1к + Сизх)^/?пр (Сак + Сиэх).	(3-8 У
При това изходното напрежение се измени по експоненциален закон,
като в зависимост от съотношението на капацитетите нараства, аксг
CtK е по-малко от СИЗх (фиг. 3-155) или спада, ако Сзк е по-голямо ог
Сизх (показано с пунктир), стремейки се към Um DR, п ^Um. След
''пр ' **
отрицателния фронт на импулса протичат аналогични процеси с тази
разлика, че диодът е запушен и времеконстантата на разреждаве е
Тразр=/?(С'ак_|_Сизх)^>'сэар.	(3-9^
Поради това обикновено съпротивлението /? се определи от зададената
продължителност на отрицателния фронт и паразитните капацитети
п-
А:=з(сак+сизх:
(3-10>
На всички схеми са показани полупроводникови диози, но не съ-
ществува принципна разлика при заменянето им с лампови. Огр^ничи-
телите с лампови диоди имат някои съществени недостатъци: необхо-
димост от отопление, нестабилност на прага на ограничение™ при
изменение на отоплителното напрежение и др. Ламповите диоди обаче
превъзхождат полупроводниковите по това, че имат практически без-
крайно голямо обратно съпротивление и параметрите им почти не за-
висят от температурата.
Изборът на полупроводникови диоди за ограничителите се прави в
съответствие с конкретните изисквания на схемата. Плоскостните ди-
оди имат малко съпротивление в посока* на пропускане (/?np = 0,2-i-
4-0,5 Q), но притежават значителен собствен капацитет (Сак —- 104-30pF)
и са подходящи само за работа при ниски чесготи (54-10 kHz). С тях
могат да се ограничават напрежения със значителни ампдитуди — 100
до 300 V.
Обикновените германиеви точкови диоди имат съпротивление в по-
сока на пропускане около 100ч-200 Q, обратно съпротивление — 200
до 500 кй и капацитет около 1 pF. Те позволяват работа при по-ви-
соки честоти (до 150 MHz), но при по-малки амплитуди (до 150 V).
Силициевите точкови диоди имат подобии параметри, но обратният им
ток е многократно по-малък (под 1 рА) и позволяват работа при по-
високи температури на околната среда (до 120—150 С)**.
* Съпротивленията в права и обратна посока на полупроводниковите диоди са не
линейки — зависят or приложеното напрежение и протичащия ток. Тук са посочени
стойностите, съответствуващи на най-често използуваните в практиката режими.
** Посочените данни са за най-често използуваните диоди.
20
ЛАМПОВИ ОГРАНИЧИТЕЛИ
Нелинейността на характеристиките на електронните лампи (ia ==
=f(ug ) и ia = f(ua ) позволяна използуването им в ограничителни схеми.
Ламповите ограничители отстъпват пред диодните по отношение на
точността на ограничението, но при тях едновременно с ограничението
се извършва и усилване на сигнала.
Фиг. 3-16. Решетъчен ограничител:
а — схема ; б'— решетъчно ограничение
Решетъчен ограничител. На фиг. 3-16а е показана схемата на ре-
шетъчен ограничител, изпълнен с триод. Ограничението (при подхо-
дяще избрани параметри на схемата) се осъществява благодарение на
действието на участъка решетка-катод, който с едностранната си про-
водимост е аналогичен на диод и заедно с ограничителното съпротив-
ление Р образува паралелен диоден ограничител отгоре (фиг. 3-2). Ре-
шетъчният ограничител се отличава от диодния по това, че изходното
му напрежение е дефазирано спрямо входного на 180° (фиг. 3-166) по-
ради фазообръщащото действие на лампата.
Анодно ограничение отдолу. Схемата на анодния ограничител от-
долу външно не се отличава от схемата на обикновен усилвател с
/?С-връзка, но работната точка върху решетъчната характеристика
(т. А на фиг. 3-17) е избрана така, че се работи в режим на запуш-
ване на лампата, т. е. на спиране на анодния й ток, когато входного
напрежение стане по-малко от напрежението Eg0 (фиг. 3-17). Очевидно
в тези ограничители трябва да се използуват лампи, чиято характе-
ристика се отличава с рязко изразен преход от отпущено към запу-
шено състояние.
Анодно-решетъчен ограничител. Анодно-решетъчният ограничител
представлява комбинация от решетъчен ограничител (ограничение от-
горе) и аноден ограничител отдолу. За целта в решетъчната верига ее
включва ограничително съпротивление Р, а работната точка върху
21
Фиг. 3-18. Анод fto-решетъчно ограничение
22
ламповата характеристика се избира така, че да се работи в режим на
спиране на анодния ток. Измененията на напреженията и токовете в
решетъчната и анодната верига на такъв ограничител са показани на
фиг. 3-18. За доближаване на двете нива на ограничение често се изпол-
зуват режими с понижено анодно напрежение — около 30-^60 V.
Фиг. 3-19. Ограничител с катодна връзка
Съществен недостатък на двустранния ограничител от този тип е
невъзможността за независимо регулиране на праговете. Това се по-
стига с използуване на по-сложни схеми. Една от тях, получила доста
широко разпространение, е схемата на ограничител с катодна връзка
(фиг. 3-19). Лампата Лг представлява катоден повторится, а лампата
Ла е свързана като стъпало със заземена решетка. Съпротивлението
RK, общо за двете лампи, осигурява връзката между тях. Ограничението
отдолу се постига от запушването на лампата JR при голям входен
сигнал с отрицателен поляритет. При положителен входен сигнал със
значителна амплитуда напрежението върху общото катодно съпротив-
ление RK (създавано от тока на лампата Л{) става много голямо, лам-
пата Л2 се запушва и се получава ограничение отгоре. Регулирането
на праговете на ограничение се постига чрез изменяне на преднапре-
жението на лампите (Eg. и Eg. съответно). Тук и двете лампи работят
като анодни ограничители отдолу, поради което ограничението се из-
вършва с по-голяма точност. Друго съществено предимство на схе-
мата е задоволителната й работа при висока честота на повторение на
импулсите и когато последните имат стръмни фронтове.
Определяне на елементите. Изборът на елементите на разгледа-
ните дотук ограничители, изпълнени с триодни лампи, се извършва,
като се вземе пред вид влиянието на паразитните капацитети, конто
предизвикват удължаване на фронтовете на изходното напрежение и
появата на отскоци. Теоретичного разглеждане [21]дава зависимостите
^-)=3CH3x^-;	(з-п)
^ф(4-) = ЗСизх ffa »
23
където ^ф(_) е фронтът на изходния импулс при излизане на лампата
от запушено състояние, /Ф(+) — фронтът на изходния импулс, когато
лампата се запушва, a Cn3x = CaK-f-CM 4- Свх — паразитен капацитет в
анодната верига на лампата. (Тук Свх означава входния капацитет на
следващото стъпало.)
По зададени фронтове на импулсите £ф(_) и /ф(+) се избира подхо-
дяща лампа (Сак и /?,) и се изчислява необходимого анодно съпротив-
ление . Ограничителното съпротивление при решетъчния ограничи-
тел се избира така, че да бъде изпълнено неравенството
R^Rglt,	(3-12)
където Rgk-Л ООО 2 представлява съпротивлението на участъка ре-
шетка-катод, когато протича решетъчен ток. Не се препоръчват много
големи стойности на съпротивлението R, защото то заедно с дина-
мичная входен капацитет на лампата Свх = Cgi-f-Cag(l +/С) образува
паразитна интегрираща верига, конто също предизвиква удължаване
на фронтовете на импулса.
Пентоден ограничител. Схемата на пеитодния ограничител
(фиг. 3-20а) прилича напълно на схемата на обикновените /?С-усилва-
тели с пентодна лампа. За получаване на ограничение отгоре е необ-
ходимо анодното съпротивление Ra да езначително по-голямо. В такъв
(така че ug~>ug, фиг. 3-205), изменението на анодния ток и изходното
напрежение се прекратява поради настъпващото преразпределение на
катодния ток между анода и екранната решетка. Както се вижда от
фиг. 3-206, нивото на ограничение (иа т\п) зависи от стойността на
анодното съпротивление и ако Ra не е достатъчно голямо (/?а</?а),
ограничение (без протичаие на решетъчен ток) не може да се получи.
Ограничение отдолу с пентодна лампа се постига, както и при три-
одите чрез подходяще избиране на преднапрежението, така че прагът
24
на ограничение да съответствува на напрежението на запушване. На
фиг. 3-21 са показани графики, поясняващи действието на двустранния
пентоден ограничител.
За подобряване на точността на ограничението при пентодните ог-
раничители често се работи при повишено отношение между екраниото
Фиг. 3-21. Двустранно ограничение с пентод
и анодно напрежение. Вследствие на облекченото преразпределение на
катодния ток в този случай нелинейността на динамичната характе-
ристика става по-рязка.
Влиянието на изходния капацитет на пентодния ограничител върху
формата на сигнала е подобно на влиянието на изходния капацитет
при триодните ограничители с тази разлика, че продължителностите
на фронтовете на импулса ^ф<~> и ^ф(+) са приблизително еднакви, тъй
като при пентодните лампи Rt Ra (3-11).
ПРИЛОЖЕНИЕ
Ограничителите се прилагат твърде често в импулсната техника: за
формиране на напрежение с правоъгълна форма от синусоидално на-
прежение, чрез двустранно ограничение; за амплитудна селекция на
импулси, например за отделяне на импулси с амплитуда, по-голяма от
дадено ниво; за селекция на импулси по техния поляритет, например
отделяне само на положителни или само на отрицателни импулси; за
възстановяване на формата на импулси, чието плато е изменено от
паразитни сигнали и др.
25
4
ТРИГЕРИ
ОПИСАНИЕ И АНАЛИЗ НА СХЕМАТА
Тригер (спусково устройство, мултивибратор с две устойчивы състоя-
ния, електронно реле, двоична схема) се нарича устройство с две
устойчиви състояния, което може да остава неограничено дълго във всяко
едно от тях. При въздействие на външни пускащи импулси, пред-
извикващи протичането на лавинообразен процес, тригерът със скок
променя състоянието си.
Основната схема на тригер с анодно-решетъчни връзки е показана
на фиг. 4-1—симетричен тригер с външно преднапрежение. ;Той пред-
Фиг. 4-1. Тригер с анодно-решетъчни връзки
и външно преднапрежение
ставлява двустъпален постояннотоков усилвател (лампите Лх и J7a)
обхванат от- силна положителна обратна връзка (изходът е съединен а
входа), осъществена с помощта на съпротивителните делители /?—Rg,
конто определят каква част от анодного напрежение на едната лампа
се подава на решетката на другата. Лампите JIL и Лг са обикповено
еднакви — двете система на един двоен триод, а при симетричния
26
тригер и стойностите на съответните съпротивления са равни. Поради
това би могло да се допусне, че когато и двете лампи са отпушени,
токовете, конто протичат, трябва сыцо да са еднакви и ще същест-
вува електрическо равновесие. В действителност такъв режим е не-
удщйяив. Наистина, ако двете лампи са отпушени и техните анодни
токове са равни (га1=га2) и настъпи краткотрайно изменение на някой
от токовете или захранващите напрежения, равновесието се нарушава.
Например, ако токът /а1 започне да расте, настъпва намаление на напре-
жението ип, лампата Л2 започва да се запушва, поради това токът /в2
намалява, напрежението «а2 се повишава, вследствие на обратната
връзка лампата Лх увеличава още повече анодния си ток и т. н., т. е.
настъпва лавинообразен процес, в резултат на който лампата Лх се от-
пушва силно, а лампата Л2 се запушва. При подаване на външен им-
пулс с така избран поляритет, че да се отпуши запушената лампа или
запуши отпушената, същият процес протича отново и състоянието на
тригера се сменя със скок. Преминаването на схемата от едно устой-
чиво състояние в другото се нарича цреобрыцане-.
Условието за възникване на лавинообразен процес е коефициентът
на усилване на ватворената верига (К) да ^бъде по-голям от единица
/ Р' \а / В \2
Н т?---—1	>Ь	(4-1)
К- \ Ri + R \R+Rg	1 ’
където
/?а(/?+/?г)
Ra +R+Rg ’
Когато в резултат на преобръщането едната лампа се запуши, а дру-
гата — силно се отпуши, това условие не се изпълнява вече и вери-
гата на обратната връзка престава да действува — схемата
преминава в устойчиво състояние.
Както се вижда, при сменянето на състоянията на тригера всяка
лампа работи в два крайни режима — запушена, при което напреже-
нието на решетката й е минимално («gmin), а напрежението на анода й—
максимално («аШах) и отпущена, при което пешетъчното й напрежение
е максимално (игт«х), а анодното — минимално («amin). Разликата между
стойностите на анодните напрежения в двата случая определя ампли-
тудата на изходния импулс:
= «-mln-	(4’2)
В табл. 4-1 са дадени изразите, показващи връзката между по-
сочените по-горе величини и параметрите на схемата [21]. Втората
колона в таблицата се отнася за тригер с автоматично преднапреже-
ние (фиг. 4-2), при който вместо отделен източник на преднапрежение
се използува падението на напрежението върху общото катодно съ-
противление RK , дължащо се на протичането на анодния ток на от-
пушената лампа. При симетрична схема този ток почти не се измени,
27
Таблица 4-1
Величина	Схема с външно предиалрежение	Схема с автоматично предияпрежение
Решетъчно напре- жение на запуше- ната лампа	_ Rg	( Еа g"""~R+Rg\ 1-1-л ит] -~^<Е R <-^0 1+~R (4-За)	*	_ Rg ( Еа	\ “gmin R +R\l + n~Um ~ -U*<Ego (4-3o)
Анодно напреже- ние на запушена- та лампа	и ат“~ 1+„ (4-4а)	Ea ua max J _|_ZI (4-4o)
Решетъчно напре- жение hi отпуше- ната лампа	Rg	Еа 1+л Eg V0 1+ R	(4-5а)	*	Rg	Eg ugm^~Rg+R i-|_„ —^*>0 (4-56)
Анодно напреже- ние на отпуше- ната лампа	и «min	- 1+.„ (4-6а)	Ea-faoRa "omin	1 -(-я (4-66)
Амплитуда на из- ходнля импулс	Jao Ra ит	1-(-az (4-7л)	u	la0^-_ 1-|_„ (4-76) I
Забележк	a: п= Ra ;	(4-8) R+Rg	’ Uk=IaRk-<	(4-9) /до — аноден ток на отпушената лампа * потенциал на решетката по отношение на катода на лампата.	
когато тригерът смени състоянието си. Затова кондензаторът С„,
шунтиращ катодното съпротивление, обикновено се избира с малка
стойност.
28
За да може тригерът да остане във всяко от крайиите състояния
неограничено дълго време (до постъпване на външен импулс), т. е.
за да бъде равновесието устойчиво, трябва да са изпълнени две ус-
ловия :
а)	напрежението на решетката на запушената лампа да бъде по-
ниско от запушващото (ufmin < fff0) I
б)	отпушената лампа да работи в режим на решетъчно ограничение
отгоре, при което измененията на захранващите напрежения се отра-
зяват незначително на анодните й ток и напрежение. За да бъде изпълнено
това условие, трябва напрежението, създадено от делителя R—Rg да
бъде положително (нгтах>0) и съпротивлението R да бъде много по-
голямо от съпротивлението на участъка решетка-катод на лампата
при протичане на решетъчен ток (съгласно 3-12). Обикновено при пра-
вилно избрани стойности на елементите последното условие се изпъл-
нява автоматично.
Поради наличието на паразитни капацитети в схемата измененият
на състоянията на тригера не настъпват мйгновено. Продължителностт
на преходните процеси се определи от времето за преобръщане н
Фиг. 4-2. Тригер с анодно-ре-
шетъчни връзки и автоматично
преднапрежение
Фиг. 4-3. Еквивалентна схема на
решетъчните вериги на лампите
в тригерите
тригера и от времето за възстановяването му. Времето за преобръщане
се измерва от момента на постъпване на входния импулс до момента,
когато едната от лампите эапочне да се запушва, поради което дейст-
вието на положителната обратна връзка се прекратява, т. е. това е
времето, през което коефициентът на усилване остава по-голям от еди-
ница. Времето за възстановяване е интервалът от преобръщането на
тригера до достигане на стационарните стойности на анодните и ре-
шетъчниге напрежения.
За нама ляване на времето за преобръщане почти вин аги паралелно
на съпротивленията R се включват така наречените ускоряващи кон-
дензатори (показани на фиг. 4-1 с прекъсната линия). Еквивалентната
схема на входната верига на тригера е показана на фиг. 4-3. Ако кон-
дензаторът С отсъствува, нарастването на напрежението «2 става за
време, определено от параметрите на веригата — R, Rg и входния ди-
намичен капацитет Свх = Cgk + Cga (1+/():
(4-10)
29
Включването на този капацитет предизвиква увеличение на стръм-
ността на нарастване на напрежението, подавано на решетката на лам-
пата, и затова ускорява преобръщането на тригера. Обикновено капа-
цитетът на ускоряващия кондензатор се определя от съотношението
CR=C„Rg,	(4-11)
при което се осигурява точно предаване на фронта на входния импулс.
Времето за възстановяване е различно при отпушване (/B,) и при
запушване (/в2) на лампата. Времето 41 зависи от анодното съпро-
тивление Ra, вътрешното съпротивление на лампата R, и паразитния
капацитет за този случай:
Сизх1 = С?*^ Cgk+C„	(4-12)
(Cak и Cgk са междуелектродните капацитети на лампата, а См —
монтажният капацитет, към който евентуално може да се прибави и
капацитетът на товара) и се определя от израза
/ ~ Ч	С ~ 3^изх1 Um
/В1—3 Ra+R. Сизх!- /ао ,	(4-13)
където /ао е анодният ток на лампата при ug ₽« 0 и иа=иатт.
Времето за възстановяване при запушване на лампата (Zb2) зависи само
от анодното съпротивление Ra и изходния капацитет, който в този случай е
^изх2“ Cak-\-C-\- См	(4-14)
(вместо капацитета Cgk участвува капацитетът на ускоряващия кон-
дензатор С, тъй като съпротивлението Rgg на отпушената лампа е
много малко и може да се приеме, че решетката й е заземена):
7в2^3/?оСИВх2.	(4-15)
В повечето случаи при правилно подбиране на ускоряващите кон-
дензатори времето за преобръщане е значително по-кратко от вре-
мето за възстановяване, поради което се приема, че фронтовете на
изходния имп"лс се определят само от процеса на възстановяване:
^Ф(+) = ^в2 и )— 7В1,	(4-16)
където с /ф(+) и /ф(_) е означена продължителността на положителния
съответно отрицателния фронт на импулса.
ОПРЕДЕЛЯНЕ НА ЕЛЕМЕНТИТЕ НА СХЕМАТА
При начисление на тригерите обикновено се задават амплитудата
на изходния импулс Um и продължителността на положителния и отри-
цателния му фронт £ф(+) и £ф(_).
Най-често използуваните лампи са маломощни двойни триоди
(ЕСС 81, ЕСС 82, Е92СС, 6Н1П, 6НЗП, 6Н15П и др.) с ток при ну-
лево преднапрежение от порядъка на lO-v-20 mA. С избирането на
лампата се определят Ri и анодното напрежение Еа (150-5-300 V).
. 30
При схемата с автоматично преднапрежение изчислението се из-
вършва в следната последователност.
Напрежението, създавано върху съпротивлението за автоматично пред-
напрежение, се определи от съвместното решаване на изразите (4-35)
Е
и (4-55) с отчитане на зависимостта	като за сигурност се
приема
Е 2
t7^(l,5-3)--^.	(4-17)
От анодните характеристики на лампата се определя анодният ток
на отпушената лампа 1а0 — при ug=0 и
приема, че Rg+R Ra, т. е. п =
ните загуби не превишават допустимите:
u-a=Ea—Um—Uk (при това се
1). Проверява се дали анод-
Ра 4о (Ea-Um-Uk) < РЙДОП •	(4-18)
Съпротивленията Ra и /?* се определят от изразите
/?о= и R^Uj \	(4-19)
Ja0	Со
Кондензаторът Ck се избира в граничите 0,014-0,1 pF (колкото
продължителността на фронтовете е по-голяма, толкова по-голям трябва
да бъде неговият капацитет).
За определяне на стойностите на съпротивленията R и Rg се из-
хожда също от условията за наличие на две устойчиви състояния
(4-35) и (4-55), конто, ако се приеме, че п <4 1 и Ем —, могат да
* li-
ce представят в следния вид:
_____'л Uk ~ Еа____ о \ р Uk р
£в(|х-1)-|л(^+Ут)__Ea—Uk	(4-20)
Сумата от двете съпротивления се избира така, че да се удовлетво
рява условието п << 1, т. е.
/?g+/?^(5-20) Ra,	(4-20 а)
а стойността на всяко едно от тях се определя в съответствие с (4-20).
Стойността на ускоряващите кондензатори се избира най-често съ-
гласно равенството (4-11):
с= CnxRg
° R 	(4-21)
След тяхното определяне трябва да се провери дали продължител-
ностите на положителния и на отрицателния фронт не превишават за-
дадените. Ако се окаже, че получените параметри не съответстнуват
на зададените, трябва да се намалят избраните капацитети на ускоря-
ващите кондензатори или да се избере лампа с по-голям ток /в0.
31
При схемата с външно преднапрежение изчислението е подобно,
Съпротивлението Ra се изчислява от израза
Ra = Ea-Um Ri •	(4-22)
Су мата от съпротивленията R+Rg се определи от (4-20 а), след
което съпротивлението Rg се изчислява от израза (получен от (4-3 а)
и (4-5 а), при условие че
р
AW2 4-3) »-°т т/?).	(4-23)
Напрежението на източника за преднапрежение се избира в съот-
ветствие с израза (получен също от (4-3 а) и (4-5 а)):
'Eg\ъ (1,5 4-3)+^)-	(4-24)
По-нататък изчислението се извършва, както при схема с автома-
тично преднапрежение.
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
Пускане на тригера. За преобръщане на тригерите се използуват по-
ложителни или отрицателни импулси с достатъчна амплитуда, подавани
на анода или решетката на лампите. Предпочита се работа с отрица-
телни импулси поради по-голямата чувствителност и по-точната фик-
сация на момента на преобръщането. Към схемите за пускане се по-
ставят известии изисквания: да има малко взаимно влияние между из-
точника на пускащи импулси и тригера; да бъде изключена възможността
за паразитно пускане на тригера; да се обезпечи достатъчна сигур-
ност на преобръщането. В табл. 4-2 са посочени различии начини за
пускане и техните предимства и недостатъци. Показани са схеми с
пускане по броящ вход, когато поредица от еднополярни импулси се
подава на двата входа едновременно и предизвиква поредно сменяне
на състоянията на тригера, и с пускане по единичен вход (разделно
пускане), когато при постъпване на същата поредица състоянието на
тригера се сменя само еднократно.
Бързодействие. Основният параметър, по който се определи прило-
жимостта на тригерите, е тяхното бързодействие, което често се оце-
нява с така нареченото разрешаващо време. Понятието раэре-
шаващо време на тригера (или разрешаваща способност) означава ми-
нималния интервал от време между два пускови импулса, при който
все още всеки от тях предизвиква сигурно преобръщане. Това
значи, че в момента на постъпване на поредния пускащ импулс преход-
ните процеси, дължащи се на предхождащия, са завършили и напре-
женията в схемата са се вече установили. Намаление на разрешаващото
време на тригера се постига чрез вземане на специални мерки за ус-
32
Таблица 4-2
Схема
Фиг. 4-4
Фиг. 4-5
Фиг.
Фиг. 4-7
Характеристика на схемата
I „
I Пускане с отрицателни импулси,
подавани непосредствено на решетки-
I те на лампите (по разделен вход),
i Изисквания: генератор на пускащи
импулси с малко вътрешно съпротивле-
' ние; Ср = 20+50 pF.
Недостатъци: генераторы на
пускащи импулси е непрекъснато свързан
с тригера и влияе на процеса на преоб-
ръщаие ; процесът на пускане се забавя,
понеже кондензаторът Ср образува капа-
цитивеи делител с Свх; Ср и Rg обра-
зуват дифереицираща верига и при
пускащи импулси с правоъгълна форма
може да се получи паразнтио пускане от
задния фронт.
Пускане с положителни импулси,
подавани в общата катод на верига на
лчмпите (при симетричен тригер с ав-
томатично предиапрежение). Изисква-
1 нмя — както по-горе.
I Недостатък: преобръщаието н>
I тригера не става достатъчно рязко.
Предимство: не се виасят допъл-
нителии капацитети във веригата на об-
; ратна връзка.
Пускане с импулси с редуващ се
поляритет, подавани на решетката
на едната лампа (иесиметрично пуска-
ие). Изисквания — както по-горе.
Недостатъци: различна чувст-
вителност при пускане с положителнн и
с отрицателни импулси; необходимост от
поредипа импулси с редуващ се поляри-
тет.
Пускане с отрицателни импулси,
подавани на решетките на лампите
през разделителни диоди (по броящ
вход) .
Предимства: необходима е по-
мадка амплитуда на пускащите импулси
в сравнение с пускаието в анодната ве-
рига ; разделителните дйоди са включени
към чо-малко обратно напрежение.
Недостатък: обратиото съпро-
тивление на диодите е включено пара-
лелно на съпротивленията Rg (на съот-
ветната запушена лампа), което намалява
стабилността на схемата.
3 Импулсни схеми
33
Продьлжение на табл. 4-2
Характеристика на схемата
Фиг. 4-8
Фиг. 4-9
I
|
I Пускане с отрицателни импулси,
пода-ани на анодите на лампите
пре» разделителни диоди (по броящ
вход)*.
Недостать к: използуват се повече
елементи.
Предимстьа: няма опасност от
паразнтно пускане, зашото диодите не
пропускат положителните импулси ; про-
несите в схемата протичат при практи-
чески изключена пускова верига: нор-
мално и двата диода са запушени, кати
обратного напрежение на диода, свър-
зан с анода на отпушената лампа, е го-
лямо (Еа —иа min), а на диода, свързан
с анода на запушената — близко
до нула (Еа — иа тах); при подаване
на отрицателен импулс последният се
отпушва и импулсът през съпротивител-
ния делител R — Rg постъпва на решет-
ката на отпушената лампа, предизвик-
вайки преобръщане на тригера; след
преобръщаието диодите са отиово запу-
шени, но при разменени обратни напре-
жения и следващият пускащ импулс се
подава отново на решетката на отпуше-
ната пампа (през другия диод).
Пускане с подаване на две пореди-
ци отрицателни импулси, разместени
във времето, на третите решетки на
лампите (при тригер с пентоди).
Не до с та т ъ ци : необходимост от
значителна амплитуда на пускащите им-
пулси ; двете поредици импулси трябва
да са разместени във времето.
Предимство: пусковата верига
и веригата на обратна връзка са отде-
лени.
* При положителен поляритет на пускащите импулси разделителните диоди се
включват в обратна посока.
34
коряване процеса на възстановяване: намаление на всички паразитни
капацитети в схемата — чрез използуване на лампи с малки между-
електродни капацитети, обмислен и добре подреден монтаж и др..;
намаление на стойностите на съпротивленията Ra, R и Rg, което съ-
Фиг. 4-10 а. Практически схема на симетричен тригер с анодно-решетъчни връзки и
автоматично преднапрежение
Фиг. 4-10 б. Осцилограми :
торе — пускащи импулси; долу — напрежение на един от изходите (1 или 0); ма-
щаби — вертикален 30 V/cm; хсризонтален 1 p.s/cm
кращава времената за презареждане на ускоряващите кондензатори
(4-15) (намалението на анодното товарно съпротивление Ra позволява
избирането на по-малки стойности на ускоряващите кондензатори по-
ради намалението на входния динамичен капацитет на лампите).*
На фиг. 4-10 е показана практическа схема на симетричен тригер
* Много малки стойности на съпротивленията Ra, Rk Rg също не се препоръчват,
защото се намалява амплитудата на скока на анодното напрежение и може да се на-
руши стабилността иа постояннотоковия режим на тригера.
Таблица 4-3
Схема
Характеристика иа схемата
Фиг. 4-11
Фиг. 4-13
Тригер с пентоди, Намалението на
разрешаващото време се получзва по-
ряди голямата стръмност на лампите.
Тригер с ограничение на измене-
ниями на анодното и решетъчното
напрежение. С цената иа известно
усложнение на схемата — използуване
на различии фиксираши напрежения
и допълнителни диоди (Д1+Д6) се по-
стига намаление на продължителността
иа фроитовете и ^ф(—rb<t
като чрез ограничения на нива 90V и
70V се използува само иачалната, най-
стръмна част от експоненциално из-
менящото се след скока анодно напре-
жение (фиг. 4-12 б). Освен това изме-
нението на решетъчното иапрежеиие
е също ограничено отдолу (на ниво
—2 V) и не може да става много отрица-
телно. Схемата се задействува устой-
I чиво от пускащи импулси с честота на
I повторение до 10 MHz.
i______________________________________

:	Тригер с катодни повторите.ш.
| Повишението на бързодействието се
। получава поради ниското изходио съп-
| ротивление на катодните повторители,
което позволява избирането на много
малки стойности на съпротивленията
R и Rg . Изходният сигнал се полу-
чава обикновено от един от катодните
повторители.
36
Продолжение на табл. 4-3
Характервстака на скемата
Тригер с високочестотна корекция
и катодни повторители. Въвежда-
нето на коригиращите дросели в анод-
яите вериги увеличава бързодействие-
то благодарение на намалениена вре-
мето за зареждане на изходните ка-
пацитети, а малкият входен капацитет
на катодиите повторители позволява
избирането на ускоряващи конденза-
тори с малък капацитет (под 30 pF).
Диодите Д2Ж съкращават времето
на зареждане на ускоряващите кон-
дензатори. При посочсните на схемата
стойности на елементите тригерът ра-
боти при честота на повторение иа
пускащите импулси до 10 MHz.
с автоматично преднапрежение. Използувано е пускане по броящ вход
с подаване на отрицателни импулси на решетките на лампите. При по-
сочените на схемата стойности на елементите тригерът има следните
параметри:
разрешаващо време: 1 p,s;
продължителност на фронтовете: /ф<+>= 0,5 jxs; /ф(—>=0,2 jxs;
амплитуда на изходния импулс: 58 V.
При спазване ца посочените по-горе условия се постига намаление
на разрешаващото време до около 1 jis. За по-голямо повишение
на бързодействието на тригерите се прилагат специални схеми, някои
от конто са показани в табл. 4-3.
Увеличаване на бързодействието на тригерите над 10 MHz се по-
стига чрез използуване на специални лампи с много голяма стръмност,
като специални широколентови пентоди със стръмност 15:30 mA/V,
лампи с вторична електронна емисия и др.
ТРИГЕР С КАТОДНА ВРЪЗКА
Действие на схемата. Тригерът с катодна връзка (тригер на Шмит)*
се различава от разгледаните дотук схеми на тригери по това
(фиг. 4-15), че едната анодно-решетъчна връзка (по напрежение) е за-
менена с връзка по ток, осъществена чрез общото катодно съпротив-
ление R,-. Тази схема се характеризира също с две устойчиви състоя-
“ Тригерът иа Шмит, както ще се види по-натагьк, въпрекн наименоваиието си и
наличието на две стабилни състояния почти никога не се използува в тригерен режим
на работа.
37
ния на равновесие, съответствуващи назапушеното (респективно от-
пушеното) положение на всяка от двете лампи.
Условията за устойчиво равновесие на тригера в състоянието, при
което лампата JIt е запушена, а Л2 — отпущена, са подобии на тези
при тригера с две анодно-решетъчни връзки:
а.	Напрежението между решетка и катод на запушената лампа
трябва да е по-голямо от напрежението на запушване; когато z/вх = О
то се изразява с формулата
1ао.. RK >'i\Eg'l	(4-25)
- Еа — laojtx
където £gOl =----ji----е напрежението на запушване на лампата .//,
при анодно напрежение и„ = Еа —Iao.Rn , а /я„, — анодният ток на лам-
пата Л2 при ug, — 0.
б.	Лампата Л, трябва да работи в режим на решетъчно ограничение
R^R-g Ea>IaOsRK.	(4-26)
При повишаване на входного напрежение лампата Лх остава запу-
шена, докато е изпълнено условието
fao2RK— «вх> 'EgOt\.	(4-27)
При превръщане на израза (4-27) в равенство тя се отпушва, про-
тича аноден ток, анодното й напрежение намалява, понижават се ре-
шетъчното напрежение и анодният ток на лампата Л2, намалява потен-
циалът на катода (/да./?«), лампата Лу се отпушва по-силно и т. н.
Възниква лавинообразен процес, който завършва с отпушване на Лх и
запушване на Л2. Условието за съществуването му е усилването в за-
творената верига да бъде по-голямо от единица:

(4-28)
38
Стойността на входного напрежение, при което тригерът се пре-
обръща, наречена първи праг (ниво) на задействуване, съгласно (4-27)
се определя с израза
UB^IaOtRh — \E'go\.	(4-29)
Ако входного напрежение продължи да нараства, анодният ток на
лампата Лг се увеличава, анодното й напрежение се намалява и лам-
пата Л.3 се запушва още по-силно, поради което състоянието на три-
гера не се изменя. При това лампата Лг работи със силна отрицателна
обратна връзка по ток, дължаща се на съпротивлението в катодната й
верига RK, и не съществува опасност от претоварването й при твърде
високи входни напрежения.
При намаляване на входного напрежение и достигане на стойността
L/вх, преобръщане все още не настъпва. Това се дължи на изменения
режим на работа на лампата Лг — при мвх=7/ВХ1 нейното анодно напре-
жение сега е uai < Еа , а потенциалът на решетката на лампата Л2
~ /а' {'Еа ~Ia' ~^Rg -	(4-30)
е по-нисък и тя не може да се отпуши. Едва при
Ивх = f/BX.j t/вх,	(4-31)
анодният ток на лампата Лг се намалява достатъчно, лампата Лг се
отпушва, протича лавинообразен процес в обратна посока и схемата
се връща в първоначалното си състояние.
i/2 £92 СС 1/2 £92 СС
Фиг. 4-16. Практическа схема на тригер на Шмит
Разликата между напреженията t/BXl .и UBK* определя така нарече-
аата хистерезисна облает на тригера, която в зависимост от параме-
трите на схемата може да бъде от няколко десети от волта до де-
сетки волта.
* Пьяните изрази за напреженията t/Bx, и (7Вх. са доста сложни (21] и затова не
ее рааглеждат тук.
39
Практически схеми и разновидности. На фиг. 4-16 е показана
практичевка схема на тригер на Шмит. С помощта на потенциоме-
търа може да се подава постоянно положнтелно напрежение (fg)
на решетката на лампата Л,. В зависимост от неговата стойност са
Фиг. 4-17. Действие на тригера на
Шмит като устройство за формиране
на правоъгълни импулси:
а — входно напрежение ; 6 — изходно напре-
жение
преобръща, когато амплитудата му
мента tlf фиг. 4-17)
въвможни два режима на работа
на схемата:
а) при Unt > Ее > Uni> т. е.
положителното напрежение е из-
брано между двата Прага; в такъв
случай прн подаване на импулси
с редуващ се поляритет схемата
се преобръща последователно от
едното в другото устойчиво съ-
стоянне, т. е. работн подобно на
симетричен тригер; този режим
на работа намира сравнително ог-
раничено приложение;
б) при Eg < схемата има
само едно устойчиво състояние на
равновесие: при подаване на По-
ложителен външен импулс тя се
достигне определена стойност (мо-
Wbx —	— ^'BXt “*’ Eg)
(4-32)
в новото състояние обаче тригерът остава само докато амплитудата
на входния импулс не стане по-малка от стойността Um, (момента Н,
фиг. 4-17):
u„<Um^Um~Eg,	(4-33)
при което настъпва обратного преобръщане и връщане в изходното
състояние.
В този случай независимо от формата на входния импулс на из-
хода се получава правоъгълен импулс с постоянна амплитуда, опре-
делена от параметрите на схемата, и ширина, зависеща от амплитудата
и ширината на входния импулс. Чрез изменяне на постоянного реше-
тъчно напрежение може да се изменя амплитудата, необходима за за-
действуване на тригера (4-32). Поради това този режим на работа се
използува много широко за формиране на импулси и за тяхното раз-
деляне по амплитуда (дискриминация).
Точността на работа на тригера в такъв случай се определя от
ширината на хистерезисната облает •— колкото последната е по-тясна,
толкова точността е по-висока. При посочените на фиг. 4-16 стойности
на елементите и използуването на лампа Е92СС(р. = 50и 5 = 6mA/V) се
получават Л/нх,=" 116 V, f7M.= 108V, т. е. ширината на хистерезисната
облает е 8V.
За намаление на ширината на хистерезисната облает се използуват
схеми с понижен коефициент на усилване на затворената верига (бли-
40
Таблица 4-4
Схема
Характеристика на схемата
Фиг. 4-18
Фиг. 4-20
Фиг. 4-21
Тригер на Шмит с много тясна
хистерезисна облает. Постига се
чрез намаление на коефициента на
усилване на затворената верига, rto-
средством включване на допълнително
съпротивление в катодната верига
Тригер на Шмит с много тясна
хистерезисна облает. Тук намале-
нието на коефициента на усилване се
дължи на разделянето на анодния то-
вар на лампата Лг и подаване само
на част от нейното анодно напреже-
ние на реиктката на лампата Лг..
I Тригер на Шмит с повишена ста-
' билност. Постига се чрев заменяне
на катодного съпротивление с дина-
। мичното съпротивление на допълни-
телно включената лампа Л», което има
i твърде висока стойност RK ).
Трргер на Шмит с понишено бър-
зодейстеие. Осигурява се чрез изпол-
зуване на индуктивна корекция по-
средством бобините и L-,.
41
зък до единица). Полезно е и поставянето на лампата Л2 в режим на
работа без решетъчен ток (0 > ugi max > £^о2)- В този случай обаче се
налага взимане на допълнителни мерки за стабилизация на постоянно-
токовия режим на тригера.
Важен параметър на тригера с катодна връзка е неговото бързо-
действие. В това отношение той превъзхожда симетричните тригери,
тъй като пусковата и товарната му верига са отделени от веригите за
обратна връзка и техните паразитни капацитети не влияят на продъл-
жителността на преходните процеси. Освен това поради наличието на
съпротивление в катодната верига (/?„) входният капацитет на лампата
Л2 се намалява, което позволява използуване на ускоряващ конденза-
тор с по-малък капацитет (Ю-ьЗО pF). Начините заповишаване на бър-
зодействието са аналогични на тези при симетричните тригери.
В табл. 4-4 са дадени няколко схеми на тригери с катодна връзка,
характеризиращи се с подобрение на някои от разгледаните параметри.
5.
ЧАКАЩИ МУЛТИВИБРАТОРИ
ОПИСАНИЕ И АНАЛИЗ НА СХЕМАТА
Чакащият мултивибратор представлява релаксационен генератор*
с едно устойчиво състояние. След постъпване на външен пускащ им-
пулс схемата преминава във временно устойчиво състояние с продъл-
жителност, определена от параметрите й. Изменението през този пе-
риод на заряда на кондензатора, включен във веригата на обратната
връзка, довежда до възникване на обратен лавинообразен процес, пре-
обръщане и възстановяване отново на изходното устойчиво състояние.
Така чакащият мултивибратор след въздействие н^ външен пускащ им-
пулс генерира само един правоъгълен имцулс с определена продъл-
жителност.
В зависимост от начина на осъществяване на положителната об-
ратна връзка съществуват три основни схеми на чакащи мултивибра-
тори: със съпротивителна връзка (фиг. 5-1), с две съпротивително-
капацитивни връзки (фиг. 5-2) и с катодна връзка (фиг. 5-3). В табл. 5-1
заедно с тези основни схеми са показани време — импулсните им диаг-
рами и са дадени никои по-важни зависимости.
В устойчивото състояние и в трите схеми лампите Лх са запушени,
а Л2 — отпушени. Задействуването става от външен импулс, който цре-
дизвиква протичането на лавинообразен процес (момента tlt фиг. 5-4,
5-5, 5-6): благодарение на положителната обратна връзка нарастването
на тока на лампата Лг причинява намаление на анодното й напрежение
и през капацитета С — на решетъчното напрежение на лампата Л2;
това от своя страна намалява тока на Л2, повишава нейното анодно
напрежение, решетъчното напрежение и анодния ток на ЛА и т. н.
Условието за възникване на лавинообразния процес — коефициентът на
усилване на затворената верига да бъде по-голям от единица — е да-
дено за всяка схема в табл. 5-1. Този процес завършва с преобръща-
нето на чакащия мултивибратор, т. е. с отпушването на лампата Л1 и
запушването на лампата Лг. За краткото време на преобръщането кон-
* Генератори, при конто скоростта на нарастване на напреженията и токовете в
схемата се измени рязко и формата на генерираните трептения се отличава силно от
синусоидалната, се наричат релаксационни.
43
Таблица 5-1
Чакащ мултявибратор с две съпротиви
телио-капацитивии връзки
Чакащ мултивибратор
с катодна връзка
Чакащ мултявибратор със съпроти-
вителна (7?С) връвка	
I
Фиг. 5-1. Чанащ мулти-
вибратор със съпротиви-
телна връзка
Фиг. 5-2. Чакащ мултиви-
братор с две съпротиви-
телно-капацитивни връзки
I


Фиг. 5-3. Чакагц мултиви-
братор с катодна връзка
СЛ
Чакаш мул 1ивнбратор със сьвроти-
оителна ($С) връзка
Фиг. 5-4. Форма на на-
преженията в чакащия
мултивибратор със съпро-
тивителна връзка :
а — пускащ импулс ; б — ре-
шетъчно напрежение на лампа-
та Лх; в — анолно напрежение
на «Z7j ; г — решетъчно нап-
режение на Л2; д — анодно
напрежение, на Л2; е — напре-
жение върху коидензатора С
Продължение на таблица 5-1
Чакаш мултивибратор с две съпроти-
вителио-капацитивнн връзки
Чакащ мултивибратор
с кдгодиа връака
Фиг. 5-5. Форма на напре-
женията в чакащия мулти-
вибратор с две съпроти-
вително-капацитивни връз-
ки :
а — решетъчно напрежение на
лампата Лх ; 6 ~ решетъчно
напрежение на Л2 ; в — анод-
но напрежение на Л*; г—анод-
но напрежение Л9 ; д — напре-
жение върху кондензатора ;
е — напрежение върху конден-
затора С
Фиг. 5-6. Форма на напре-
женията в чакащия мул-
тивибратор с катодна
връзка:
а — пускав* импулс; б — на-
прежение върху катодяото съ-
противление ; в — анодно на-
прежение на Л1 ; г — реше-
тъчно напрежение на Л> ; д —
анодно напрежение на Л2; е—
напрежение върху кондензато-
ра С
9>
Означения	Време за въз- становяване	Условие Продължител- за работа ноет на импулса] в чакащ | режим	Условие за възникване на лавинообразен процес
параметри на лампата Jlt !а — аноден ток на лампата Л2 при
Продължение на таблица 5-1
дензаторът, означен на всички схеми с С, не успява да промени за-
ряда си. Веднага след това започва неговото разреждане (фиг. 5-4е,
5-5г„ 5-6е) през вътрешното съпротивление на отпушената лампа и съ-
противленията /?а, и Rg., което продължава, докато кондензаторът С
се рдзреди дотолкова, че потенциалът на решетката на лампата Ла да
достигне напрежението на отпушване. В този момент (/а, фиг. 5-4, 5-5,
5-6) анодният й ток започва да нараства, анодното й напрежение — да
намаляра и възниква лавинообразен процес в обратна посока, в резул-
тат на който схемата се връща в изходното си състояние.
Продължителностга на временно устойчивого състояние, т. е. ши-
рината на генерирания правоъгълен импулс (Q, се определя от стой-
ността на капацитета на кондензатора С и елементите на веригата, на
разреждане съгласно дадените в таблицата зависимости. След второго
преобръщане на чакащия мултивибратор започва краткотраен процес
на възстановяване, при конто кондензаторът С се зарежда през съпро-
тивлението /?а, и участъка решетка—катод на отпушената лампа. В схе-
мата с катодна връзка във веригата на зареждане участвува и катод-
ного съпротивление RK . Времето за възстановяване ) е важен пара-
метър на чакащите мултивибратори, тъй като едва след завършването
му те могат да се задействуват повторно. В табл. 5-1 са дадени изра-
зите за неговото определяне. В схемата с две съпротивително-капаци-
тивни връзки времеконстантата на разреждане на кондензатора Сх след
второто преобръщане (през време на устойчивото състояние той се за-
режда) е по-голяма от времеконстантата на разреждане на С (Rg,^>Ra,),
поради което тя определя времето за възстановяване. Във всички схеми
възстановяването на зарядите на съответните кондензатори води до
наличието на отскоци в анодните и решетъчните напрежения на лам-
пите (фиг. 5-4, 5-5, 5-6).
От трите разгледани схеми най-голямо приложение в импулсната
техника намира чакащият мултивибратор с катодна връзка заради съ-
ществените му предимства: не е необходим допълнителен източник за
преднапрежение (Eg)— ролята му се изпълнява от падението на на-
прежението от анодния ток на отпушената лампа върху съпротивле-
нието RK; анодният товар на лампата Ла, върху който се получава из-
ходното напрежение, не участвува във веригата на положителната об-
ратна връзка и поради това товарът практически не оказва влияние на
процеса на преобръщане на схемата; продължителността еа гейерира-
ния импулс може да се регулира удобно чрез изменяне на големината
на съпротивлението Rg. По тази причина по-нататъшните разглеждания
се отнасят само до тази схема.
ОПРЕДЕЛЯНЕ НА ЕЛЕМЕНТИТЕ НА СХЕМАТА
При изчислението на чакащия мултивибратор обикновено предвари-
телно са зададени ширината и амплитудата на генерирания импулс (t„
и Um) и времето за възстановяване (4). Най-често сеизползуват лампи
двойни триоди с аноден ток при нулево напрежение на решетката
47
около 104-20 mA— ЕСС 81, ЕСС 82, 6Н1П, 6НЗП и др. Когато двете
лампи са еднакви, може да се приеме, че p,i = p,a = p,Оби-
кновено се избират и еднакви стойности на анодните съпротивления
Rat~Rat~Ra • След определяне на лампата се избира подходяще анодно
напрежение (за посочените лампи най-често 200, 250 или 300 у). За
опростяване и а изчислението може да се приеме [25], че
Ra +/?,>/?,.	(5-5)
В такъв случай съпротивлението Ra се определя от съотношението
Нпг т. е. Ra Rt Е -% .	(5-6)
г\а +1\1 Са	Са — Um
Проверява се дали мощността, разсейвана на анода на отпуше-
ата лампа, не превишава допустимата:
	£ Р« ^Rt+Ra - Um)^P« до..-	(5-7)
Съпротивлението Rt. се определя от условието за наличие на ча-
мащ режим (5-2), като се отчетат зависимостите
Кондензаторът иовяване (5-4):	Е	Е 1	и Iaa^Ri ~ Ra > т. е. RK =(1,5-2)	•	(5-8) С се определя според зададеното време на възста- С—3/?а ’	(5-9)
а съпротивлението няя импулс (5-3):	R,, — от зададената продължителност на изход- тит- 2,3 С 1g р-п- са
Накрая трябва да се провери и изпълнението на условието за са-
мовъзбуждане (5-1), което обикновено се изпълнява с голям резерв.
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
Един от най-важните параметри на чакащите мултивибрагори е
постоянството на продължителността на изработваните от тях им-
пулси. Основните фактори, конто се отразяват на тази стабилност, са:
изменението на захранващите напрежения, което се отразява върху
стойността на скоковете на напреженията и поради това — на вре-
мето за разреждане на времезадаващия кондензатор; смяната на лам-
48
Фиг. 5-7 а, б. Чакащ мултивибратор с катодна връзка и положи-
телна решетка :
а — схема ; б — напрежение между решетката и катода на Л2 : I — при
схема на чакащ .мултивибратор с катодна връзка и решетка, свързана към
иулев потенциал, Ц — при схема на чакащ мултивибратор с катодна връзка
и положителна решетка
Фиг. 5-7 в. Осиилограми :
0 е _ пускаш импулс ; долу — изходен импулс ; маша'и — вертикален 25 V/'cm,
р •	хоризонтален 10 /<s/cm
4 Импулени схеми
49
пите или стареенето им, което също измени стойностите на скоковете
на напреженията, както и на напрежението на запушване Eg0; изме-
нение™ на околната температура и влажността, конто се отразяват
на стойностите на елементите на схемата — съпротивления и конден-
затори ; изменението на паразитните капацитети и в частност на Iка-
пацитета на включвания към изхода товар, конто причиняват различно
удължаване на задния фронт на импулса и така изменят продъ^жи-
телността му.	/
Намаление на влиянието на различните дестабилизиращи фактори
се постига чрез общоизвестните мерки за стабилизиране на захранва-
щите напрежения и чрез използуване на електронни лампи с малка
стойност на напрежението на запушване Eg0 (в такъв случай при съ-
д До л	о
щото относително изменение - F  абсолютного изменение на Egt>—
kEg0 е по-малко). Съществуват и специални схеми за увеличаване на
стабилността на ширината на изработваните импулси: с положителна
решетка, с диодна фиксация на остатъчното анодно напрежение на
лампата Лх и др.
Схемата на мултивибратор с „положителна решетка" и катодна връз-
ка (фиг. 5-7 а) по принципа на действието си не се отличава от по-
казаната в табл. 5-1 (фиг. 5-3). Основната разлика е, че кондензато-
рът С измени заряда си през временно устойчивого състояние в други
граници: от Еа—Iao2Rk до Еа — Да, min, докато при схемата-от фиг. 5-3
изменението е от Еа—Iao2Rk до aa,min. При това експоненциално из-
менящото се напрежение между решетката и катода на лампата Л9
се стреми вместо към нула към напрежението Еа . На фиг. 5-7 б е
показана разликата в хода на това напрежение при обикновената
схема (/) и при схемата с „положителна решетка" (//), в случай че
параметрите на двете схеми осигуряват еднаква продължителност на
генерираните импулси. Очевидно е, че ако поради някаква причина
(например изменение на захранващото напрежение) се измени стой-
ността на запушващото напрежение Eg0.—с Д Ego2, изменението на про-
дължителността на импулса при схемата с „положителна решетка*
ще бъде значително по-малко, тъй като кривата (//) нараства много
по-стръмно от кривата (/). Продължителността на импулса при тази
схема се определя съгласно израза
tn =2,3/?.C/g-Az^±^._ ,	(5-11)
където /оо, е токът на лампата Д след първия скок* (през време на
временно устойчивого състояние). Изчислението на елементите на схе-
Меюди за определяне на този ток са дадени в [22].
50
мага с положителна решетка става аналогично на основната схема.
Само стойността на съпротивлението Rg се определя от израза (5-11).*
)[1ускането на чакащите мултивибратори се извършва както с по-
лоя^ителни импулси, подавани в решетката на лампата Ль така и с
отрицателни — подавани в нейния анод. Вторият начин има предим-
ството, че схемата е по-чувствителна — импулсът през кондензатора С
се подава на решетката на нормално отпушената лампа, и недоста-
тъка, че пусковата верига влияе по-силно на работата на чакащия
мултивибратор. За правилната работа на чакащия мултивибратор е
необходимо и в двата случая пускащите импулси да са много по-кратки
от продължителността на генерирания импулс. На фиг. 5-7 са пока-
зани най-често използуваните типове пускови вериги (за положителни
и отрицателни импулси). Кондензаторът Сх (респ. С2) и съпротивле-
нието (/?2) са подбрани така, че се осигурява диференциране на
пускащия импулс. Диодите Д1 (Дг) процускат само импулс с необ-
ходимия за задействуването на чакащия мултивибратор поляритет.
При показаните на схемата на фиг. 5-7 а стойности на елементи-
те се получават следните параметри на схемата:
при Rg = 500kQ и изменение на С от 200pF до 0,5pF продъл-
жителността на изходния импулс се изменя съгласно израза
t„ [ps] --25 С [pF]
при С=2000 pF и изменение на от 0,1 до 1MQ продължи-
телността се изменя от 1,5 до 186 ps.
За стойности на времезадаващите елементи Rg~ 500 k и Cg=
= 2000pF—A, =50ps; £ф(+);=7ф (_)=0,5ps и tB = 1 р s. Амплитудата
на изходният импулс е 60 V.
За намаляване на времето на възстановяване е необходимо да се
използуват по-малки капацитети на кондензатора С. Ограничение в
това отношение са паразитните капацитети в схемата. Кондензаторът С
трябва да е неколкократно по-голям от тях, тъй като в противен
случай техните изменения биха се отразявали силно на продължител-
ността на генерирания импулс. От друга страна, намаляването на ка-
пацитета на кондензатора С при зададена ширина на импулсите води
до избирането на по-големи стойности на съпротивлението Rg , което
също е допустимо само в известии граници (ограничава се от решетъч-
ните токове на лампата, от влажността и темпера^рата).
В случайте, когато се налага получаване с помощта на чакащи
мултивибратори на импулси с коефициент на запълване, близък до
единица, т. е. с период на повторение, почти равен на ширината на
импулсите, е необходимо вземането на допълнителни мерки за нама-
ляване на времето на възстановяване. На фиг. 5-8 а е показана схема,
при конто за целта се използува ограничение на максималното на-
прежение в анода на лампата Д на определено ниво Е (Е<^Еа'). След
* При тази схема поради по-бързото разрежлане на времезадаващия кондензатор
за получаване на същата ширина на импулса е необходимо да се избира по-голяма
времеконстанта RgC.
51
врыцането на чакащия мултивибратор в устойчивого състояние на
равновесие кондензаторът С започва да се зарежда и напрежение то в
анода на лампата Лг се изменя експоненциално, като се стреми към Ев .
При достигане на потенциала Е обаче (фиг. 5-86) диодът Д се от-
пушва и преходният процес се прекратява значително по-рано.
Фиг. 5-8. Схема с фиксация на анодното напрежение за намаляване на времето на-
възстановяване:
а — схема ; б — анодно напрежение на .7,
Още по-кратко време на възстановяване може да се получи чрез
включване на катоден повторител между анода на лампата Лг и вре-
мезадаващия кондензатор С (фиг. 5-9). В такъв случай кондензаторът
се зарежда вместо през съпротивлението Rn през ниското изходно
съпротивление на катодния повторител ^).
Приложение. По-важните случаи на приложение на чакащите мул-
тивибратори са: формиране и разширение на импулси — получаване
на изходни импулси с пря-
воъгълна форма и еднак-
ва амплитуда и ширина, при
подаване на входни импул-
си с различна форма, амп-
литуда и продължителност;
задържане на импулси и
възможност за цлавно ре-
гулиране на времето на за-
къснение — при постъпва-
не на пускащ импулс чака-
щияг мултивибратор изра-
ботва правоъгълен импулс,
който след диференциране
Фиг. 5-9. Чакаш мултивибратор с допълнително
включен катоден повторител
дава два островърхи им-
пулса, съответствуващи на
фронтовете му; вторият от
тях се получава след време, определено от ширината на генерирания пра-
воъгълен импулс; амплитудна дискриминация — използува се обстоя-
телството, че чакащите мултивибратори могат да се задействуват само
от пускащи импулси с амплитуда, по-голяма от определена стойност.
52
6.
МУЛТИВИБРАТОРИ
ОПИСАНИЕ И АНАЛИЗ НА СХЕМАТА
Мултивибраторите са релаксационни генератори с капацитивна обрат-
на връзка, конто за разлика от чакащите мултивибратори работят в
автогенераторен режим и имат само временно устойчиви състояния на
равновесие. Напрежението на изхода им е с почти правоъгълна
форма и стръмни фронтове.
Най-често използуваната схема — мултивибратор с две съпроти-
вително-капацитивни връзки — е показана на фиг. 6-Г.\ Би могло да
се очаква, че е възможно състояние, при което и двете лампи са от-
пушени. В действителност такова състояние е неустойчиво. Още при
включването на захранващите напрежения, вследствие на неизбежната
разлика в скоростите на установяване на напреженията и токовете в
различните точки на схемата и вероятните флуктуациии, едната лампа
се зазпушва, а другата се отпушва. Това състояние обаче е само вре-
менно устойчиво. Да допуснем, че в момента t = 0 (фиг. 6-2) лампата
е запушена, а лампата Л3 — отпущена. Напрежението върху елек-
тродите на кондензатора С, (фиг. 6-2е), установено в един предхож-
дащ момент от времето, се измени и когато то достигне стойността
Uc\ min (момента t0), потенциалът на решетката на лампата Лг ста-
ва равен на напрежението на запушване Egox; Лг се отпушва, анодният
й ток нараства, напрежението на анода й започва да намалява; това
спадане се предава на решетката на лампата Л2 и предизвиква напа-
дение на нейния аноден ток. В резултат напрежението на анода на
Л.2 започва да се увеличава, това нарастване се предава чрез конден-
затора на решетката на лампата Лг, причинява яовишение на
стойността на нейния аноден ток и т. н. и при условие, че коефициен-
тът на усилване на затворената верига е по-голям от единица,
„	н2Яо,
А	+*,, Яа_. + «г >	1)
(където plt /?г, и р.>, са съответно параметрите на лампите Лг и
Лг) се развива лавинообразен процес, вследствие на който двете лампи
сменят състоянията си — Лг се отпушва, а Л3 — запушва. За вре-
53
Фиг, 6-1. Мултивибратор с две сьпро-
тивигелно-клпацитивни връзки
Фиг. 6-2. Форма на напреженията в мул-
тивибратора с две съпротивително-капаци-
тивни връзки:
а — решетъчно напрежение на лампата JJi ; 6 —
анодно напрежение на JJi ; в — напрежение на
кондензатори С2 ; г — решетъчно напрежение на
Л>; д — анодно напрежение на Лй ; е — напре-
жение върху кондензатора Ct
мето на скока напреженията на кондензаторите остават постоянни.
Тяхното изменение се извършва през време на състоянието на вре-
менно устойчиво равновесие, настъпващо след това. Кондензаторът С,
започва да се разрежда през лампата Лг и съпротивленията Rgln Rat,
като напрежението му се стреми да достигне потенциала на анода на
отпушената лампа — иа, min  Времеконстантата на разреждане на този.
кондензатор и стойностите на напреженията върху плочите му в началото
и в края на разреждането определят продължителността на временно
устойчивого състояние на равновесие съгласно израза
T^SR^lg	(6-2)
/?, Ra
(прието е, че Rg^>
Е
Ако се използуват зависимостите Eg<y и Um = Еа — «о, min ,
където Um е амплитудата на импулса на анода на лампата Ль полу-
чава се изразът
T^2£RgiCt\g	(6-3)
През същото време кондензаторът С, се зарежда и зареждащият
го ток протича през съпротивлението решетка-като^ на отпушената
лампа (Rgkt) и анодното съпротивление на запушената лампа Л2(^аг).
като предизвиква отскоци в напреженията на решетката и анода на
лампата Лг и експоненциално нарастване на анодното напрежение на
лампата Лг. Поради това продължителността на положителния фронт
на това напрежение се определя от времеконстантата на зареждане
= Cl(Rai+Rg>!, )~G Ra.	(6-4)
(обикновено Rgk'^Ra) съгласно израза
^ФХ+)^3 = SC^Ra..	(6-5).
Продължителността на отрицателния фронт на същия импулс за-
виси от разреждането на паразитния капацитет СИЗХ2 и се определя от
/?•
/фг(-)^ЗСИЗх а ~•	(6-6)
След изтичане на времето Та настъпва обратен лавинообразен про-
цес, в резултат на който лампата Л1 се запушва, а лампата Ла се от-
пушва. Сега кондензаторите Сг и С2 сменят ролите си: първият опре-
деля продължителността на временно устойчивого състояние:
Т.^2,3 RglCi^^ >	(6-7)
55
а вторияг — продължителността на положителния фронт на напрежеиие-
то в анода на лампата JR:
(6-8)
И тук отрицателният фронт на това напрежение се определя от раа-
реждането на съответния паразитен капацитет — CHSI1;
/?О1 /?,•
^Ф,(—)~3 Сизх,	•	(6-9)
За да се получи изходно напрежение с форма, близка до правоъ-
гълната, продължителностите на положителните фронтове* трябва да
бъдат значително по-кратки от временно устойчивите състояния:
' Л и ^фх( ! )'	(6-10)
Тъй като обикновено Rat<zRg.. и RaS^Rg,, то за спазване на условията
(6-1) е необходимо капацитетите на кондензаторите С* и С., да не се
различават много.
ОПРЕДЕЛЯНЕ НА ЕЛЕМЕНТИТЕ НА СХЕМАТА
При изчислението на мултивибраторите обикновено се задават след-
ните величини: амплитуда на изходните импулси Vт, период на пов-
торение на импулсите Т и коефициент на запълване 5. За лампи най-
често се избират двойни триоди с аноден ток при нулево напрежение
на решетката от порядъка на 10-ь20 mA — ЕСС 81, ЕСС 82, 6Н1П,
6НЗП и др. След избиране на лампата се определят вътрешното съ-
противление Rt и коефициентът на усилване р. Избира се напрежение
на захранвашия източник Еп — 200 <-300 V.
В повечето случаи се използуват еднакви стойности на двете анод-
ни съпротивления (Rai — Ra..~Ra) и на двете решетъчни съпротивле-
ния (Rgl = Rg.,=R,, ), а необходимият коефициент на запълване се пости-
га с избиране на различии кондензатори Сх и С». Стойността на анод-
ните съпротивления се определя от зададената амплитуда на изход-
ъите импулси:
Ru ‘ (6’Н)
Тъй като схемата е симетрична, периодът на генерираните импулси
може да се определи от израза
н С_,
T^7\^79 = 2,3(/??C1 + A>i,C2)lg	•	(6-12)
* Обикновено поради малката стойност на паразитните капацитети процължител-
ността на отрицателните фронтове е много по-кратка от ширината на съответните им-
пулси.
56
От друга страна, коефициентът на запълване (за изходни се прие-
ма? положителните импулси в анода на лампата ,72) е
е Т2 RgC,
S Т " RgCl+~RsC., ’	<6’13)
От (6-12) и (6-13) се получава
р С___________ST___ • PC_______I А
цП	(6-14)
2,31g—2.3 Ig-g -
В зависимост от това, дали е необходимо положителните или от-
рицателните импулси да са по-тесни, коефициентът на запълване 5 ще
бъде съответно по-малък или по-голям от 0,5. От формула (6-14) е
ясно, че ако 5<0,5, Ct>C2 и обратно — ако S>0,5, Ci<C2. И в два-
та случая по-големият кондензатор трябва да се избере така, че усло-
вията (6-10) да бъдат изпълнени с достатъчен резерв. Например при
5 <0,5 кондензаторът С± се определи от условието
/‘фК-Н—3 С1 Ra	5 /То - 500 ’
(6-15)
т. е.	6-! 6)
а съпротивленията /?£ и кондензаторът С2 — от (6-14).
Накрая трябва да се провери и условието за самовъзбуждане (6-1),
което в повечето случаи се изпълнява с достатъчен запас.
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
Почти всички дестабилизиращи фактори, чието влияние бе разгле-
дано при чакащите мултивибратори (изменение на температурата, влаж-
ността, захранващите напрежения или Стойностите на елементите, ста-
реене на лампите и др.) се отразяват на постоянството на периода на
генерираните от мултивибратора импулси. Мерките за стабилизация са
аналогични. Най-често прилаганият метод е подаването на положител-
но напрежение на решетките през съпротивленията Rg (вместо включ-
ването им към нулев потенциал) — схема с „положителен решетки".
На фиг. 6-3 съпротивленията Rg са свързани към положителното на-
прежение Е, получено чрез съпротивителния делител/?!—/?г. Периодът
на повторение на импулсите на симетричен мултивибратор с положи-
телна решетка се определя от
4- Е —и, ...
T'=4,6/?,Clg е-Е^	(6-17)
Тази схема позволява линейно регулиране на честотата на повто-
рение на импулсите в граници б-ь 10 пъти чрез изменяне на напреже-
нието Е (респ. на потенциометъра Предимствотона този начин на
57
регулиране е, че при изменяне само на един елемент на схемата се
осигурява регулиране на честотата при постоянен коефициент на за-
пълване. Ако за тази цел се използуват съпротивленията Rg, би било
необходимо да се изменят едновременно и синхронно и двете съпро-
тивления.
Фиг. 6-3 а. Мултивибратор с положителна решетка и
възможност за плавно регулиране на периода на по-
вторение на генерираните импулси
Фиг. 6-3 6. Осиилограма на изходното напрежение :
мащаби — вертикален 30 V4cm ; хорнзонталсн 20 дб/сгп
При дадените на фиг. 6-3 а стойности на елементите се получават
следните параметри:
амплитуда на изходния импулс Um = 60 V;
честота на повторение на импулсите: /шах = 28 kHz, /min = 8 kHz
(за двете крайни положения на потенциометъра);
58
коефициент на запълване 5=0,5. При изменяне на капацитета на
кондензатора Сг той се изменя от 5=0,82 за Ст=50 pF до 5=0,08
за С\= 10000 pF (и в двата случая за средно положение на потенцио-
метъра);
продължителност на фронтовете /ф(_; =0,15 [is, £ф(|_) = 5,2 [is при
/= 10 kHz.
За правилната работа на мултивибратора с две /?С-връзки, както
бе посочено по-горе, е необходимо кондензаторите Q и С.2 да не се
различават силно. Това затруднява получаването на много малки кое-
фициенти на запълване (0,054-0,01), тъй като тогава кондензаторът с
Фиг. 6-5. Форма на напреженията в мул-
тивибратора с катодна връзка:
а—решетъчно напрежение на лампата Лх : б —реше
тъчно напрежение на Л<\ в ~ напрежение върх •
катодного съпротивление ; г — анодно напрежеу-
ние на Л_.
по-голям капацитет не успява да се зареди напълно за времето на
краткотрайния импулс, формата и продължителността на импулсите се
изменят и зависимостите (6-3) и (6-7) не са вече в сила. В тези слу-
чаи се предпочита използуването на мултивибратор с катодна връзка
(фиг. 6-4). Той се различава от разгледания впредишната глава чакащ
мултивибратор от същия тип по това, че елементите му са подходяще
подбрани (малка стойност на катодн это съпротивление или на тока
на лампата Л2—ia.) и условието за наличие на, чакащ режим (5-4) —
сигурно запушване на първата лампа (.7Р се изпълнява само за на-
чалния момент (/1г фиг. 6-5):
ia, max Rk > \Rg0, >	(6-18)
59
Таблица 6-1
Характеристика на схемата
Схема
Фиг. 6-6
Фиг. 6-8
:	Мултивибратор с пентодни лампи.
I Предимство: избягва се влияние-
। то на товара върху честотата на пов-
торение иа импулсите и се подобрява
формата им чрез разделяне на вери-
гата на обратна връзка (осъществена
между първите и вторите решетки на
лампите) и тази на товара (свързан
I към един от анодите).
[
I Мултивибратор с подобрела фоома
! на изходния импулс. Постига се чрез
j намаляване на тока на зареждане на
; кондензаторите Cj и С.> посредством
\ съпротивленията R (100 :-250 к£!) в
момента на отпушване на съответната
’ лампа, с коего се иамалява началният
1 експоненциален участък на анодното
I напрежение. Кондензаторите С уско-
 ряват процеса на преобръщане.
Мултивибратор с подобрена фор-
ма на изходния импулс. За целта
товарът се свързм към анода на до-
пълнителна лампа (Л3), през чието
анодно съпротивление ие протича то- [
кът на зареждане на кондензатора С. !
И е д о с г а т ь к : използуване на ,
допълнителна лампа.	!
където ZOs шах е анодният ток на лампата Л., в първия момент, когато през
решетъчната й верига протича и зареждащият ток на кондензатора С.
В края на времето 7\ (момента А,, фиг. 6-5) условието за съществу-
ване на чакащ режим на работа вече не се изпълнява —
ia..Rk < ifgoj,	(6-19)
т. е. съществуват само временно устойчиви състояния на равновесие.
Периодът на генерираните импулси представлява сумата от про-
дължителностите на тези състояния:
Т=7\+Т2,	(6-20)
60
конто се определят от зависимостите
Тх ~3 RaiC, 7\ - 2,3 Rg С \g-	+ ^0j_/a0~77^- ’	(Ь-21)
където /,01 е токът на лампата Лк след отпушването й.
Изборът на параметрите на мултивибратора с катодна връзка е
доста критичен, стабилността на работа — ниска, а формата на импул-
сите се отличава значително от правоъгълната. Поради това приложе-
ние™ му се оправдана само за малък брой случаи.
В табл. 6-1 са показани няколко варианта на основната схема на
мултивибратор, отличаващи се с подобрени параметри.
Приложение. Мултивибраторът с две съпротивително-капацитивни
връзки (особено с „положителни решетки") е най-често използуваната
схема на задаващ генератор в импулсната техника и се прилага ви-
наги когато не се изисква особена стабилност на периода на генери-
раните импулси (5ч-10%). При по-строги изисквания за постоянство
на честотата се използува синхронизация с външен генератор с по-ви-
сока стабилност (например кварцов) [21].
61
7.
БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРИ
ОПИСАНИЕ И АНАЛИЗ НА СХЕМАТА
Блокинг-генераторът представлява еднолампов релаксационен гене-
ратор със силна индуктивна положителна обратна връзка. Тя се осъ-
ществява чрез трансформатор (фиг. 7-1), първичната намотка на който
(Wj) е включена в анодната верига на лампата, а вторичната (w2) — в
решетъчната. В решетъчната верига са включени огце кондензаторът
Cg и съпротивлението Rg , конто определят честотата на повторение
на генерираните импулси.
Условието за самовъзбуждане на блокинг-генератора — коефици-
ентът на усилване в затворената верига да е по-голям от единица —
се изразява с неравенството
hS R,. >1,	(7-1)
ai2
където
е преводното отношение на трансформатора,
5 — стръмността на лампата,
Re —еквивалентното товарно съпротивление в анодната верига
£
(7-2)
R,,k — съпротивление на учасгъка решетка-катод на лампата.
Тъй като блокинг-генераторът работа и при положителни напре-
жения на решетката (със значителни решетъчни токове) R.,k?Rg и
условието за самовъзбуждане придобива вида
nSRe

(7-3)
Разглеждането на пронесите в блокинг-генератора е удобно да
започне от стадия на запушена лампа (възстановителен стадий), през
който кондензаторът Cg се разрежда сравнително бавно през съпро-
тивлението Rg., а решетъчното напрежение ug бавно расте (става по-
положително) (фиг. 7-2а). В момента t0 напрежението на кондензатора
достига запушващото напрежение (|uc = лампата се отпушва,
62
през нея протича аноден ток, конто преминава през първичната на-
мотка на трансформатора и увеличава магнитния поток.* За осъще-
ствяването на положителната обратна връзка вторичната намотка на
трансформатора е включена така, че растящият магнитен поток инду-
Фиг. 7-1. Блокинг-генератор
Фиг. 7-2. Форма на напреженията и токо-
вете в блокинг-генератора
а — решетъчно напрежение ; б — анодно напре
женке ; в — решетъчен и аноден ток ; г - напре
жени* върху кондензатора С

цира електродвижещо напрежение (е. д. н.) е2, което повишава реше -
тъчното напрежение. Същевременно анодното напрежение иа (фиг. 7-26)
намалява поради падението на напрежението в първичната намотка.
Повишението на решетъчното напрежение предизвиква ново нарастване
на анодния ток и съответно на решетъчното напрежение. В резултат
се развива лавинообразен процес, чиято скорост се ограничава от па-
разитните капацитети Q и С, (включващи съответните междуелек-
* Както е известно, матнитният поток в трансформатора се определя от сумарното
действие на всички токове, протичащи през различните му намотки. В случая за основе»
е приет магнитиият поток, създаван от анодиия ток. Поради това нарастването на този
ток води до увеличение на магнитния поток в трансформатора, а нарастването на ре-
шетъчния ток—до намалението му и обратно. Електродвижещи напрежения в намотките се
индуцират само при промяна на магнитния поток, а изменения иа тези е.д. с. иастъпват,
/ДФ \	ДФ
когато скоростта иа промяиа на магнитния поток! уу) не е постоянна (при 4 —const
стойностите на индуцираните е. д. н. остават също постоянни).
63
тродни капацитети на лампата, паразитните капацитети на трансфор-
матора и монтажа), тъй като, от ед на страна, напрежение то върху
тях се изменя постепенно, а от друга — токовете на презареждането
им протичат през намотките на трансформатора, оказват значително
размагнитващо действие (създават магнитен поток, обратен на основния)
и забавят нарастването на магнитния поток. Поради сравнително го-
лямата стойност на кондензатора Cg напрежението върху него по време
на лавинообразния процес почти не успява да се измени.
Когато напрежението на решетката стане положително, протича ре-
шетъчен ток, който бързо нараства. Това води до намаление на съ-
противлението Rgk. От друга страна, увеличаващият се решетъчен ток
и намаляващото анодно напрежение предизвикват понижение на стръм-
ността на лампата и настъпва момент (£), фиг. 7-2а, когато условието
(SR \
—l 1 Въпреки това
лавинообразният процес продължава още известно време, защото на-
малението на токовете на паразитните капацитети осигурява все още
нарастване на магнитния поток. Когато обаче стръмността на лампата
се намали дотолкова, че изменението на решетъчното напрежение пре-
(SR \
< 1)—^,фиг.7-2,
лавинообразният процес се прекратява, като анодното и решетъчното
напрежения достигат своите екстремни стойности, а токовете през па-
разитните капацитети стават равни на нула. С това завършва форми-
рането на предния фронт на импулса.
В настъпилия след това стадий кондензаторът Cg се зарежда през
малкото съпротивление Rgk и поради това решетъчните напрежения и
ток бързо намаляват. Същевременно анодният ток вследствие малката
стръмност на ламповите характеристики в тази облает намалява много
бавно. В резултат магнитният поток в трансформатора непрекъснато
нараства с почти постоянна скорост, поради което индуцираните в на-
мотките е. д. н. и е2) и анодното напрежение остават неизменни.
С намаляване на решетъчното напрежение работната точка посте-
пенно се връща в областта на характеристиките с голяма стръмност и
условието за самовъзбуждане започва да се изпълнява отново. Сега
спадането на решетъчното напрежение (/2, фиг. 7-2) предизвиква силно
намаление на анодния ток, съответно спадане на магнитния поток в
трансформатора, намаление на индуцираните е. д. н. и е2) и ново
намаление на решетъчното напрежение. Така в схемата възниква лави-
нообразен процес в обратна посока и лампата бързо се запушва. При
това настъпва рязко прекратяване на анодния ток, което предизвиква
индуциране в намотките на трансформатора на е. д. н. с обратна по-
сока, проявяващи се като отскоци в анодното и решетъчното напре-
жение. В зависимост от затихването в трептящите кръгове, образувани
от индуктивностите на трансформаторните намотки и паразитните ка-
пацитети, преходният процес, предизвикан от отскоците, може да
бъде апериодичен или затихващ периодичен (вторият е показан с пре-
късната линия на фиг. 7-2). В повечето случаи възникването на перио-
64
дичен преходен процес е нежелателно, тъй като сыцествува опасност
при положителния полупериод на решетъчното напрежение лампата да
се отпуши отново и да се наруши правилната работа на устройството.
Затова често паралелно на една от намотките на трансформатора се
включва активно съпротивление, осигуряващо апериодично затихване.
Тъй като през време на импулса кондензаторът Cg се е заредил и
напрежението му е станало по-високо от това на запушване (j«c тах|>
£goj), след завършване на преходния процес, предизвикан от ряз-
кото прекратяване на анодния ток, лампата остава запушена. Започва
възстановителният стадий (пауза), през който кондензаторът Cg се раз-
режда през съпротивлението Rg. Тъй като времеконстантата на тази
верига е твърде голяма, токът на разреждане се изменя много бавно
и е. д. н., индуцирана в решетъчната намотка, може да се пренебрегне.
Поради това цялото напрежение на кондензатора е приложено между
решетката и катода на лампата и докато то не достигне необходимото
напрежение, лампата не се отпушва. При достигането му целият процес
се повтаря отново.
От направеното разглбждане на работата на блокинг-генератора се
вижда, че през време на работния стадий (от tr до t>) кондензаторът
Cs се зарежда през малкото съпротивление Rgk и напрежението му се
изменя с Д Uc (фиг. 7-2е). През възстановителния стадий напрежението
на този кондензатор се намалява със същата стойност, но чрез раз-
реждане през многократно по-голямото съпротивление . Поради това
коефициентът на запълване при блокинг-генератора е много малък и
е възможно с маломощни лампи да се получават импулси с голяма
мощност. Това е основного му предимство пред двуламповите релак-
сационни генератори, при конто едната лампа е винаги проводяща и
мощността, отделяна в нея — значителна.
Продължителността на импулса на блокинг-генератора се определя
от [25]:
(7-4)
lg max
а времето за възстановяване, което е приблизително равно на периода
на генерираните импулси,
R T^2,3RgCglg“^-	(7-5)
I сго I
Определянето на величините ugmax и Zgmjx е свързано с изчисления
и графически построения, подробно дадени в [11] и [29]. За практи-
чески изчисления може да се приеме
Hg max ^«(0,8 ч- 0,9) Еа ,	(7-6)
a igmax се определя от статичната импулсна характеристика на изпол-
зуваната лампа при иа =«аппп?а (0,2н-0,1)£'я .
5 Импулсни схеми
69
ИЗИСКВАНИЯ КЪМ ЕЛЕМЕНТИТЕ НА СХЕМАТА
Лампа. Блокинг-генераторът произвежда импулси с много малък
коефициент на запълване. Поради това изгодно се явява използуването
на лампи с окисни катоди, конто допускат получаване на кратки то-
кови импулси, неколкократно превишаващи емйсионния ток на катода.
За осигуряване на нормален топлинен режим на анода на лампата е
необходимо да се спази условието
/ и
п ____ a max a nun f	/ 7 7\
*а ср —------'f-----*и = <а доп >	( / -I )
т. е. средната разсеяна мощност да не надвиши допустимата. Тъй като
блокинг-генераторът работа със значителни решетъчни токове, трябва
да се проверява и топлинният режим на решетката:
__ la max ugmax z г>
--	£ДОП«
(7-8)
ср
В случайте, когато допустимата разсеяна мощност на решетката не е
посочена в данните, за лампата се приема PgJOn^0,2 РаДоп.
За по-лесно осигуряване на условието за самовъзбуждане и за по-
лучаване на по-стръмни фронтове на импулса е желателно използува-
нето на лампи с голяма стръмност. От триодите най-подходящи са
6Н1П, 6Н2П, 6НЗП, 6Н6П, 6Н8С, ЕСС81, ЕСС82 и др. (използува се
едната триодна система или двете свързани паралелно). За получаване
на мощни импулси се използуват лъчеви тетроди — 6ПЗС, 6П6С, 6П1П
и др. Използуването на пентоди дава също добри резултати, но изисква
по-сложно захранване.
Импулсен трансформатор. За генериргне на импулси със стръмни
фронтове е необходимо импулсният трансформатор да има минималки
паразитни капацитети между навивките и малки индуктивности на раз-
сейване. За осигуряване на плоска форма на върха на импулса индук-
тивността на намотките трябва да бъде достатъчно голяма, така че
нейното реактивно съпротивление и за най-ниската честота да е зна-
чително. Тези изисквания се удовлетворяват най-добре при използу-
ването на сърцевини от материал с висока магнитна проницаемост
(пермалой, рометал, ферит и др), което позволява да се постигне не-
обходимата индуктивност с малък брой навивки и така да се намалят
паразитните капацитети и индуктивността на разсейване. Напоследък
най-широко приложение намират трансформаторите с феритна торои-
дална сърцевина с магнитна проницаемост ц = 600-=-2000 и диаметър —
според необходимата мощност и ширина на импулса — 8ч-20 mm. Пър-
вичната намотка има обикновено 20 до 50 навивки. Коефициентът на
и	/ ИМ « \ v
наи-често единица (п = —= 1), тъй като из-
' wl '
трансформация се избира
следванията [29] показват, че тогава се получават най-стръмни фрон-
тове. Избирането на и>1 не е оправдано, тъй като се затруднява про-
цесът на самовъзбуждане (7-3). При особено мощни блокинг-генератори
целесъобразно се оказва намаляването на коефициента на трансфор-
мация до 0,25.
66
Времезадаваща група RgCg. Както се вижда от (7-4) и (7-5), изме
нението на кондензатора Cg предизвиква промяна както на честотата
на следване, така и на ширината на генерираните импулси. Затова обик-
новено Cg се избира според желаната ширина на импулса (7-4), a Rg се
използува за регулиране на честотата (7-5). Изменението на Cg позво-
лява регулиране на ширината на импулса в граница от 1 до 10 пъти,
а на Rg — изменяне на честотата в граници от 1 до 25.
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
В табл. 7-1 са дадени практически схеми на блокинг-генератори и
данни за произвежданите импулси. Посочени са и разновидности на
основната схема, при конто с допълнителни средства се постига по-
добрение на никои от параметрите на блокинг-генератора.
Широко приложение намира еднотактният блокинг-генератор, ра-
ботещ в чакащ режим. За целта на решетката на лампата се подава
допълнително отрицателно напрежение (Eg), така че независимо от
пълното разреждане на кондензатора Сг(ис=0) тя остава запушена
(\Eg |>|Fg0|). В табл. 7-2 са показани няколко схеми на еднотактни
блокинг-генератори, конто се различават по начините на подаване на
външни пускащи импулси. Тези импулси отпушват лампата на блокинг-
генератора, след което процесите в него протичат, както при обикно-
вената схема, с тази разлика само, че след генерирането на един един-
ствен импулс лампата остава запушена до идването на следващия
пускащ импулс.
Приложение. Еднотактните блокинг-генератори се прилагат широко
като формирователи на краткотрайни импулси. Твърде разпространено
е използуването на блокинг-генератора в режим на синхронизация с
външни периодични сигнали (например в генератори за редова и кад-
рова развивка в телевизионните приемници). Ако честотата на синхро-
низиращите импулси се избере л-пъти по-голяма от тази на блокинг-
генератора, при правилен подбор на амплитудата той се синхронизира
с всеки л-ти импулс и се осъществява л-кратно деление на честотата
(на практика стабилна синхронизация се получава при л<5-~10).
67
Таблица 7-1
00
Схема
Характеристика на схемата
Фиг. 7-3 «
+Еа 1к Рф 1,0 , ^7
150V
Ra
изм32
680Т-
Цзход 1
Оксифер 1000
(10x6x5)
V/, -кл, = WT =15нав
(ФО,2]
1/2 ЕСС81
Практически схема на б.гокинг-генератор. За намаление
на влиянието на мощния токов импулс върху източника на
захранващо напрежение и оттам върху другите стъпала,
свързани към последний, винаги е необходимо да се поста-
ви филтър /?ф, Сф със стойности на елементите, опреде-
лени от
la max „	1>6
СФ~ *Еа ;НФ-Сф ’
Фиг. 7-3<7. Осцилограма на изходния импулс (в изход 1)
мащаби — вертикален 5V/cm, хоризонтален 0,1 ps/cm
където Д Еа е допустимого намаление на анодното напреже-
ние от токовия импулс.
Изходният импулс може да се получи или чрез включва-
нето на съпротивлението Ra (с отрицателна полярност и сра-
внително маломощен), или чрез допълнителна товарна намот-
ка на трансформатора (wT).
Параметри:
при Cg =200 pF и Rg =200 кй /=20 kHz =0,15 ps и
амплитуда (в изход 1) 25 V;
при Cg =200 pF и изменение иа Rg от 50 кй до 1МЙ
честота се мени съгласно израза
4000
f= Rg [KQf
kHz ;
при R -200 кй и изменение на Cg от 200 до 10 000 pF
честотата се мени от 8 до 2 kHz, ширината на импулса —
от 0,15 до 0,22 ps и амплитудата — от 25 до 68 V.
Схема
HS9SSBHB
инфябиа
?кл вжЯЯИ i HUE 10аЪН(
Фиг. 7-4 б. Осцжлограма на изходния импулс (в изход 1):
мащаби—вертикален 7,5 V/cm, хоризонтален 0,1 [as/спт
Продължение на табл. 7-1
Характгристикя на схемата
Блокинг-генератор с положителна решетка. Съпротив-
лението R вместо към земя е свързано с източника на
анодно напрежение.'Поради това напрежението на конденза-
тора Cg при разреждането му в паузата се стреми към
+Еа (фиг. 7-4 (7) и пресичането на линията на запушващото
напрежение става под значителен ъгъл (близък до 90").	:
В резултат стабилността на периода е много по-висока, а .
честотата и хоефициентът на запълване нарастват:
• Е -4- и
„ „ . а [ е max
7-^2,3 RgC glg -ga + i£?j •
Параметрит
при Cg =200 pF и /?g =5	kHz, ги =0,14 ps и
амплитуда на изходния импулс (в изход 1) 30 V ;
при С, = 200 pF и изменяне на Rg от 200 kS ло 5 М2
74
flg[k2] kHz;
при R =200 k2 и изменяне на Cg от 200 до 5000 pF 
честотата се изменя от 357 до 60 kHz, ширината на j
импулса — от 0,14 до 0,2 цз, а амплитудата—от 30 до 80 V. |
Схема
Фиг. 7-5 б
Продължение на табл. 7-1
Характеристика на схемата
Блокинг-генератор с допълнителен трептящ кръг.
За осигуряване на още по-висока стабилност на периода на
генерираните импулси се използува допълнителен трептящ
кръг LK , Ск , чиято собствена честота се избира малко по-
ниска от честотата на блокинг-генератора. По’време иа им-
пулса трептяшият кръг се възбужда ударно и след запуш-
ване на лампата в него възникват синусоидални трептения,
конто се наслагват с анодното и решетъчното напрежение
(фиг. 7-5 б). Синусоидалното изменение на анодното напре-
жение. предизвиква съответно изменение на запушващото
напрежение (Egg), така че пресичането иа кривата на реше-
тъчното напрежение става почти под ъгъл 90° и моментът
на отпушване на лампата ее фиксира много точно.
Схема
Фиг. 7-7
Фиг. 7-8
Таблица 7-2
Характеристика на схемата
Еднотактен блокинг-генератор с пара- !
лелно пускане. Пололителните пускащи !
импулси се подават на решетката на допъл- '
нителната лампа Л2, конто също обик- ।
новено е запушена от напрежението—Eg |
Те я отпушват и анодният й ток, протичаш (
през анодната намотка на трансформатора, I
индуктира положително напрежение в реше-
тъчната намотка, което отпушва Лг и блокинг-
генераторът се задействува. Недостатък на
схемата е, че входните импулси трябва да
бъдат по-кратки от генерираните.
Еднотактен блокинг-генератор с после-
дователно пускане. Лампата Л2 е свързана I
като катоден повторител, през който се пода- I
ват положителните входни импулси в реше-
тъчната верига на блокинг-генератора и го
задействуват. Ниското изходно съпротивление
на катодния повторител не влияе на проне-
сите в решетъчната верига на блокинг-гене-
ратора. Недостатъкът е, че при много широки
импулси е възможно двукратно задейству-
ване.
Еднотактен блокинг-генератор с намо-
лено време на възстановяване. »Мъртвото“
време (за което блокинг-генераторът не може
да бъде задействуван отново) се определя от
времето на разреждане на кондензатора в
решетъчната верига С£ (времеконстантата
Rs Cs )• За да се намали то, се включва
диодът Д и кондензаторът се разрежда през|
неговото . малко съпротивление в посока на;
п ропускане.
71
8
ГЕНЕРАТОРИ НА ТРИОНООБРАЗНО НАПРЕЖЕНИЕ
Трионообразното (линейно изменящото се) напрежение има вида, показан
на фиг. 8-1. То се характеризира с продължителен участък на линейно
нарастване или спадане и краткотраен участък на изменение в обратна
посока, при който формата не е от особено значение. Основните му
параметри са:
Продължителност на линейная участък (наречен прав или рабо-
тен ход) Гпр. В зависимост от конкретното предназначение тя варира
в широки граници — от няколко на-
фиг. 8-1. Трионообразно (линейно
изменящо се) напрежение
образно напрежение се хар;
на анодното напрежение
носекунди до минути.
Време за възстановяване (обра-
тен ход) Гобр. Желателно е времето
за възстановяване да бъде колкото
се може по-кратко. То се измерва и
задава в проценти от продължител-
ността на правил ход.
Амплитуда на трионообразно-
то напрежение Um (фиг. 8-1). В по-
вечето случаи се изисква генерира-
ното напрежение да бъде със значи-
телна амплитуда, тъй като по-ната-
тъшното му усилване винаги е съ-
проводено с изкривявания. Ефектив-
ността на генераторите на трионо-
шра с коефицие нта на използуване
(8-1)
Скорост на изменянето па напрежението по време на правая
лос^(гг) 11 линейносгп на правая ход. Под линейност на правия ход
се разбира постоянството на скоростта на изменение на напрежението,
която се оценява чрез коефициента на нелинейност. дефиниран с
израза
72
/Аи \	, Au 1
g _ _?z 'fz°_ j z	/о
H"	(Ш\	’	^’2'
\ AZ )/=0
където (4г)/-0 e скоРостта на изменение на напрежението в началото
на линейния участък, а г — в неговия край. Линейността на
трионообразните напрежения, използувани за развивка в осцилографите, е
около 14-5%, а в индикаторите на радиолокаторните станции — по-
добра от 0,1%.
Най-често за получаване на трионообразно напрежение се използува
зареждането или разреждането на кондензатор (С) с константен ток
(/). В такъв случай в израза
Uc ~ С	(8-3)
може да се замести
q = It	(8-4)
и се получава
U(-=-ct = kt’	(8-5)
т. е. напрежението е линейна функция на времето.
За получаване на трионообразно напрежение по този начин е необ-
ходимо след завършване на линейното зареждане (разрейсдане) кон-
дензаторът да се превключи така, че да се разреди (зареди) и върне
в изходното състояние (обратная ход), след което отново да се вклю-
чи за линейно зареждане (разреждане). Ако това превключване се из-
вършва от самия генератор, казва се, че той работи в автогенераторен
режим, а ако то става чрез подаване на външни управляващи импул-
си — в чакащ режим.
В схемите за превклк^чване на кондензатора се използуват елек-
тронни лампи, работещи в ключов режим или тиратрони. Приложението
яа последните се ограничэва от ниското им бързодействие — до 100 kHz.
За осигуряване на постоянен ток на зареждане (при което фор-
мула (8-5) остава в сила) се използуват два начина:
1. Зареждане (разреждане) на кондензатора през токостабилизиращ
елемент. Най-простият стабилизатор от този тип е активно съпротив-
ление с голяма стойност (интегрираща верига), но по-често за целта
се използуват пентодни или триодни лампи.
2. Усилватели с обратна връзка. Основните схеми от този тип са
генераторите с компенсиращо напрежение* и генераторите с капаци-
тивна отрицателна обратна връзка (интегриращи схеми).
* Поради ограничения обем на книгата тези генератори ще бъдат разгледани са-
мо при траизисторните схеми. Същите са описани подробно в [21].
73
ГЕНЕРАТОРИ С ТОКОСТАБИЛИЗИРАЩ ЕЛЕМЕНТ
На фиг. 8-2 е показана една от най-простите схеми на чакащ ге-
нератор на трионообразно напрежение, използуващ зареждане на кон-
дензатор през активно съпротивление. Нормално лампата Лг е отпущена
(съпротивлението Rs е свързано към източника на анодно напрежение)
^е~^:из'А
Фиг. 8-2. Генератор на трионообразно на- Фиг. 8-3. Входно и изходно напрежение
прежение със зареждане на кондензатора	на генератора от фиг. 8-2
през съпротивление
и кондензаторът С е зареден до напрежение иа min- При подаване на
отрицателен управляващ импулс (момента t0, фиг. 8-3) лампата се за-
пушва и кондензаторът започва да се зарежда през съпротивлението
Ra, като напрежението му се стреми да достигне Еа • При прекратя-
ване на управляващия импулс (момента ^) лампата се отпушва отново
и кондензаторът се разрежда през вътрешното й съпротивление, като
в момента t.2 неговото напрежение достига иа min и схемата се връща
в изходното си състояние.
Теоретичният анализ [21] дава за коефициента на нелинейност
израза
е« =Ё~-и - = ЛЛГ’	(8-6)
иа min "я
където
р —и
I = а _ а min.	/о 7V
'о Ra
е началният ток на зареждане на кондензатора (в момента tQ).
От (8-6) се вижда, че за получаване на по-висока линейност на ге-
нерираното напрежение е необходимо да се осигурят колкото се може
по-малки стойности на uamin и Um, т. е. да се използува само начал-
ният участък на експоненциално нарастващото напрежение на конден-
затора. Първото се постига чрез свързване на Rg към източника на
74
анодно напрежение •— лампата се поставя в граничен режим*, а вто-
рого — чрез избиране на времеконстантата на зареждане много по-го-
ляма от продължителността на работния ход:
(8-8)
г\а 1 пр — i упр,
където /упр е ширина на управляващия импулс.
Изпълнението на тези изисквания влошава използуването на анод-
ното напрежение. Ако се сравнят изразите (8-6) и (8-1)
U’"
?	-- F - zz Сн ’	(8-9)
'-'л	"л min	'
се вижда, че коефициентът на използуване на анодното напрежение в
най-добрия случай (И0Пш|«Ев) е равен на коефициента на нелинейност.
Например при захранващо напрежение fa=300V и коефициент на не-
линейност 1% амплитудата на изходното напрежение е само 3 V.
Фиг. 8-4. Автогенератор на линейно
изменящо се напрежение с тиратрон
Фиг. 8-5. Изходно напре>кение на
генератора от фиг. 8-4
Въпреки своите недостатъци генераторите от този тип намират при-
ложение, когато изискванията към линейността на изходното напре-
жение не са високи. На фиг. 8-4 е показана схемата на подобен авто-
генератор, използуващ като ключов елемент тиратрон. Кондензаторът
С се зарежда през съпротивлението Ra до достигане на запалителното
напрежение на тиратрона (7/зап, фиг. 8-5). В момента тиратронът се
запалва и кондензаторът бързо се разрежда през ниското му вътреш-
но съпротивление. При това анодното му напрежение се намалява и
при достигане (момента /2) на напрежението на угасване (6/Гас) тира-
тронът се запушва отново и процесът се повтаря. Ампли'Иудата на из-
ходното напрежение завися от параметрите на тиратрона:
(8-Ю)
Коефициентът на нелинейност се определя също от израза (8-6).
• * Граничен режим на работа е този режим, при който на първата решетка е пода-
дено такова напрежение, чието по-нататъшно увеличение не предизвиква изменения на
анодното напрежение и анодния ток на лампата, т. е. последната работи в режим на
ограничение отгоре (гл. 3).
75
За правилната работа на схемата трябва времето на дейонизация на
тиратрона да бъде много по-малко от продължителността на правия
ход. В противен случай тиратронът ще се запалва преждевременно
(при ма<С4ап) вследствие на останалите в обема му йони. Честотата
Фиг. 8-6. Генератор с разреждане на
кондензатора през токостабилизиращ пентод
Фнг. 8-7. Входно и изходно напреже-
ние на генератора от фиг. 8-6
на генерираните импулси може да се регулира чрез изменяне на пред-
напрежението на тиратрона — чрез него се изменя напрежението на
запалване.
По-добри резултати се получават при зареждане (разреждане) на
кондензатора през нелинейно съпротивление, така че големината на за-
реждащия ток да остава неизменна независимо от намалението на на-
прежението върху това съпротивление. В показаната на фиг. 8-6 схема
ролята на такова съпротивление изпълнява пентодът Л.,.
В изходно състояние лампата Лх е отпушена и работи в граничен
режим (съпротивлението е свързано към източника на анодно на-
прежение Е„), така че остатъчното й напрежение (ия,тш) е минимално.
Преднапрежението на лампата Д. е избрано така, че тя е винаги от-
пушена (0>£а,,>Дп). Поради това кондензаторът С е зареден до на-
прежение
UC max ~^а>та^ = Ед Wjj, гл in,
което е твърде близко до Еа.
При постъпване на управляватц импулс (момента /0, фиг. 8-7) лам-
пата Лх се запушва и кондензаторът започва да се разрежда през то-
костабилизиращата лампа с почти постоянен ток. Това продължава до
завършване на входния импулс (момента когато Лг отново се от-
пушва и през нейното ниско вътрешно съпротивление кондензаторът
се зарежда бързо до началното напрежение «стах •
За определяне на линейността на генерираното напрежение е необ-
ходимо да се намери еквивалентна схема за заместване на токостаби-
лизиращата лампа Да. На фиг. 8-8 е показана анодната характеристика
на пентода при решетъчно напрежение Egl. Както се вижда, при анод-
ни напрежения, по-големи от граничната стойно:т (иа,^>иа,min), харак-
76
теристиката е почти линейна и има наклон, съответствуващ на вътреш
ното съпротивление на лампата за променлив ток:
Д и Е +и
ctg х = я = —.	(8.12)
При условие, че кондензаторът С не се разрежда до напрежения,
по-ниски от граничного (ис min), в съответствие с (8-12) веригата
му на разреждане може да се представи, както е показано на фиг. 8-9.
Фиг. 8-8. Анодна характеристика на пентода
за схемата от фиг. 8-6
Фиг. 8-9. Еквивалентна
схема на веригата на раз-
реждане на кондензатора
С в схемата от фиг. 8-6
(През време на разреждането лампата Лг е запушена.) В такъв случай
за коефициента на нелинейност се получава
£Н ^+%„,ах	4^	’	<8’13)
където, както и по-горе,
, Ее + ua., max
/<	(8-14)
е началният ток на зареждане на кондензатора.
От еквивалентната схема и (8-13) се вижда, че в сравнение със
схемата от фиг. 8-2 във веригата на разреждане активното съпротив-
ление Ra е заместено от значително по-високото вътрешно съпротив-
ление на пентода /?, . Освен това еквивалентното напрежение, към ко-
ето се стреми да се презареди кондензаторът (Ее), е многократно по-
високо от захранващото напрежение Еа. По тези причини при същата
амплитуда на линейно изменящото се напрежение коефициентът на не-
линейност е много по-малък. На практика обаче се работи при коефи-
циент на нелинейност 1-7-2%, при което амплитудата на генерираните
импулси и коефициентът на използуване на анодното напрежение
са много по-високи.
77
При използуване на пентода 6Ж2П например (при £е, = —1 V и
Ее,=100 V — Ее =11 kV) и при Еа =300 V, ако коефициентът на нели-
нейност се избере 1°/о, се получава Um = 110 V и 5 = 0,365.
Друго предимство на описаната схема е възможността да се по-
лучи трионообразно напрежение с висока скорост на изменение (с вй-
Фиг. 8-10. Генератор със зареждане на
кондшзатора през токостабилизиращ
триод с отрицателна обратна връзка
сока честота на повторение). Ако се приеме, че токът на зареждане
остава постоянен, равен на началиия, от израза (8-5) за скоростта на
изменение се получава
д и и ____	/0
----С	(8-16)
(Скоростта е отрицателна, тъй като кондензаторът се разрежда линей-
но и напрежението е спадащо.) Например при ток /0=5 mA и конден-
затор С=200 pF скоростта на изменение е — 25.106 V/s, т. е. при
амплитуда 100 V продължителността на работния ход ще бъде 4[is.
Използуването на триодни лампи като токостабилизиращ елемент в
горната схема е нецелесъобразно поради ниските стойности на вът-
решното им съпротивление и напрежението Ее. Затова се предпочита
включването на триоди, работещи с отрицателна обратна връзка по
ток. Схема на генератор от този тип е показана на фиг. 8-10. Отрица-
телната обратна връзка се създава чрез включване на съпротивление
в катодната верига на триода (/?*). Този генератор работа аналогично
на генератора с пентодна лампа и формата на напреженията има съ-
щия характер (фиг. 8-7). Тук обаче еквивалентното съпротивление,
през което се разрежда кондензаторът поради отрицателната обратна
връзка, е
Rt~Ri +(f+!)/?*.	(8-17)
78
а еквивалентното напрежение, към което той се стреми да се презареди—
E't^Ee„	(8-18)
където Ri и |i са параметрите на лампата Лг.
При използуване на триоди с висок коефициент на усилване и при
|цостатъчно голямо съпротивление Rk могат да се получат много ви-
соки стойности на еквивалентните параметри. Например при (л= 100 и
2u= + 100 V (наличието на катодно съпротивление позволява работа
с положителни решетъчни напрежения, без протичане на решетъчен
тцк) се получава £"е=10 kV и /?,• =10 Мй.
Недостатък на генераторите с триодна лампа е, че за да се получи
висока линейност, съпротивлението в катодната верига трябва да има
значителна стойност (504-500 кй). Това ограничава стойността на на-
чалния разреждащ ток (/0) и не позволява получаването на високи
скорости на изменяне на трионообразното напрежение (8-16). Тези ге-
нератори обаче са много подходящи за генериране на напрежения с
голяма продължителност на работния ход (до няколко минути), тъй
като при използуване на много големи катодни съпротивления (l-s-10
Мй) се получава висока линейност и стабилност на наклона.
За подобряване на линейността като стабилизиращ елемент се из-
ползуват и пентоди с включено съпротивление в катодната верига,
обикновено с малка стойност (5-=-10 кй), така че да не се затруднява
получаването на висока скорост на изменение. Неудобство в този слу-
чай създава свързването на екранната решетка, чието напрежение
спрямо катода трябва да остава постоянно, за да се запазят пентод-
ните свойства на лампата. За целта тя обикновено се свързва към ка-
тода през достатъчно голям капацитет. При генериране на твърде
бавно изменящи се напрежения обаче необходимата стойност на този
капацитет може да се окаже прекалено голяма.
ГЕНЕРАТОРИ С КАПАЦИТИВНА ОТРИЦАТЕЛНА ОБРАТНА ВРЪЗКА
Почти всички генератори от този тип имат за основа така нарече-
ната схема на Милер (интегратор на Милер) (фиг. 8-11). В изходно
състояние лампата Л е запушена по аноденток чрез подаденото от-
рицателно напрежение на трата решетка (—Eg2). Съпротивлението Rg е
избрано достатъчно голямо, така че токът през веригата на първата
решетка да е малък и целият емисионен (катоден) ток да протича
през веригата на екранната решетка. При това потенциалът на пър-
вата решетка е слабо положителен (ug «0).
Когато на трета решетка се подаде положителен управляващ им-
пулс (момента /0, фиг. 8-11), в лампата протича аноден ток, предиз-
викващ скокообразно намаление на анодното напрежение. Това нама -
ленце (Д и'а ) през кондензатора С, напрежението върху плочите на
който не успява да се измени, се предава изцяло на първа решетка
като очевидно не може да превиши по амплитуда запушващото напре-
79
жение на лампата (£г01)- В противен случай анодният ток би станал
равен на нула и скок въобще не би възникнал. На практика напреже-
нието на първа решетка се установява близко до запушващото и през
лампата започва да тече сравнително слаб аноден ток.
След скока започва бавно разреждане на кондензатора през съпро-
тивлението Re и лампата. При това решетъчното напрежение се стреми
Фиг. 8-11. Генератор с капацитивна от-
рицателна обратна връзка (схема на
Милер)
Фиг. 8-12. Форма на напреженията в
схемата на Милер :
а — напрежение на трета решетка ; б— анод-
но напрежение; в — - напрежение на първа
решетка
да нарасне, анодният ток—да се повиши, а анодното напрежение—да
се намали. Тъй като анодното напрежение се намалява К пъти по-
бързо от нарастването на решетъчното (К е коефициентът на усил-
ване по напрежение), то остава почти неизменно—намалението на анодното
напрежение и на напрежението върху кондензатора взаимно се ком-
пенсират. При това поради силната отрицателна обратна връзка през
кондензатора разреждащият го ток ic остава почти постоянен. Действи-
телно, ако ic се намали, ще се повиши решетъчното напрежение
(ug =Еа—icRg), ще се увеличи анодният ток и ще се намали анод-
ното напрежение, което от своя страна ще възпрепятствува намале-
нието на разреждащия ток. Обратно, при нарастване на разреждащия
ток ще се получи намаление на ia и увеличение на иа , което противо-
действува на това нарастване. По тази причина може да се при-
еме, че кондензаторът се разрежда с постоянен ток и изменението на
неговото напрежение (като се пренебрегне началният скок) е линейно:
р
Uc^ иа _____а t,	8-19)
Rg С
Е
където	разреждащият ток.
80
По-строгото разглеждане на процеса на разреждане на конденза-
тора [21] показва, че измененията на напрежението и тока следват екс-
поненциален закон, но времеконстантата на този процес и напреже-
нието, към което се стреми да се презареди кондензаторът, са много
големи:
~ — SRgRaC,	E=SRaEa.	(8-20)
При използуване на лампа 6Ж2П например със стръмност 5=0,4 mA/V
и при Rg = Ra = 1MQ и Еа =250V сеполучава Е— 100 kV и т=0,2 s.
Именно поради тази извънредно висока стойност на Е и при продъл-
жителности на работния ход 7"пр " може да се приеме, че разреж-
дащият ток е постоянен.
Процесът на линейно разреждане продължава, докато анодното на-
прежение достигне граничната стойност («ainin, фиг. 8-12) и решетъч-
ното напрежение престане да управлява анодния ток. При това анод-
ното напрежение също престава да се измени, а решетъчното поради
прекъсване на действието на отрицателната обратна връзка бързо на-
раства и достига началната си стойност. След края на управляващия
импулс (момента tlt фиг. 8-12) анодният ток се прекратява рязко, анод-
ното и решетъчното напрежение се изменят отново скокообразно
( Д « '(<=« Д пд), а кондензаторът сравнително бързо се зарежда до на-
прежение Еа — през съпротивлението Ra и участъка решетка-катод
на лампата. С това схемата се връща в изходното си състояние. За
подобряване на формата на генерираното напрежение обикновено ши-
рината на управляващия импулс се избира така, че той да завърши
преди прекратяването на линейното разреждане на кондензатора (на-
пример в момента t2', фиг. 8-12).
Описаната схема позволява работа само в чакащ режим, при което
продължителността на работния ход зависи от ширината на пускащите
импулси. Поради това много по-широко приложение намират схемите
на генератори, използуващи освен отрицателна и втора, положителна
обратна връзка, осигуряваща самостоятелното връщане на схемата в
изходното състояние след прекратяване процеса на линейно разреж-
дане на кондензатора. В зависимост от начина на реализиране на тази
положителна обратна връзка генераторите от този тип се разделят на
три бсновни вида.
А. ГЕНЕРАТОРИ С ТРАНЗИТРОННА ОБРАТНА ВРЪЗКА
При тези генератори (наричани още фантастрони с екранна връзка)
положителната обратна връзка се осъществява между веригиуе на
екранната и третата решетка—чрез съпротивлението /?2 и конденза-
тора Cj (фиг. 8-13). Съпротивленията /?,, R.2 и /?., и напрежението Eg3
са тдка подбрани, че в изходно състояние лампата е запушена по трета
решетка. Входният отрицателен импулс (фиг. 8-14а) през кондензатора
С2, съпротивлението и диода Д постъпва на анода на лампата,
б Импулени схеми
81
откъдето през кондензатора С се подава на първарешетка. Това пред-
извиква намаление на екранния ток и при правилно подбрани пара-
метри на схемата—повишение на напрежението на трета решетка и от-
пушване на лампата по аноденток. От този момент (t0, фиг. 8-14) про-
Фиг. 8-13. Фантастрон с екранна връзка
Фиг. 8-14. Форма на напреженията във
фантастрона с екранна връзка :
а — пускащ импулс ; б — анодно напрежение;
в — напрежение на пъгва решетка ; г — на-
прежение на втора решеткч ; д — напрежение
на трета решетка
цесите в генератора протичат, както в схемата на Милер. Когато анод-
ното напрежение достигне граничната стойност (иа min, фиг. 8-146), на-
прежението на първа решетка (фиг. 8-14в) се повишава бързо (отри-
цателната обратна връзка вече не действува), екранният ток също на-
раства, напрежението на трета решетка намалява, лампата се запушва
по аноден ток и схемата се връща в изходното си състояние. Двата
преходни процеса—на започване на разреждането и на връщане на
схемата в изходното й състояние—са много кратки, тъй като положи-
телната обратна връзка осигурява тяхното лавинообразно протичане.
Чрез диода Дг анодното напрежение се ограничава на ниво Ео—за
подобряване на формата на генерираното напрежение (намалява се
времето на възстановяване). Времетраенето на работния ход и времето
на възстановяване [21] се определят от изразите
Tn^RgC~<L..
Еа
(8-21)
Го6р ~ 2,3/?aClg£* ..	(8-22)
Продължителността на линейно-изменящия се участък се регулира
най-често чрез изменяне на съпротивлението /?г(или чрез изменяне на
напрежението, към което това съпротивление е включено — показано
82
Таблица 8-1
Схема
Характеристика на схемата
Практически схема на фантаст-
рон с екранна връзка, работещ в
чакащ режим. П а р а м е т р и: необхо-
дима амплитуда на пускащите импул-
си 25—30 V ; при изменение на огра-
ничителното напрежение (£0) от Ю =
ч-100 V продължителността на работ-
ния ход се мени :
при С= 220 pF — от 10 : 220 ps
при С=4700 pF — от 190 : 5000 ps
Недостатък — голямо време на
възстановяване (продължителност на
обратния ход).
фиг. 8-15а
фиг. 8-16
вжгп
фиг. 8-17а
Схема с нама.:ено време на въз-
становяване, За целта между ано-
да и решетката на лампата е вклю-
чен катоден повторител и кон-
дензаторът през (Времето на въз-
становяване се зарежда през него-
вото ниско изходно съпротивление.
Схемата има съшите параметри на
работния ход при време на възста-
новяване :
при С- 220 pF — 2-с 30 ps ;
при С=4700 pF —20=100 ps
Схема на фантастронен автогене-
ратор. Параметри: При Еу =50 V,
7'np=150ps, Го6р=80 ps. /--= 4,3kHz,
Um = 55 V. При изменяне на упрае-
ляващото напрежение £у от 0 до 150 V
продължителността на работния ход
се изменя от 1280 р s до 50 р s, като;
продължителността на времето за въз-
становяване и амплитудата на трио-
нообразното напрежение оставят поч-
; ТИ ПОСТОЯННИ.
I Недостатък: линейността в сравне-
ние с фантастрона, работещ в чакащ
режим, е по-ниска, тъй като през вре-
ме на работния ход кондензаторът Ci
' се зарежда, напрежението на втора-
 та решетка се изменя и анодният ток,
а оттам и разреждащият ток, не ос-
! тават постоянни.
83
с прекъсната линия на фиг. 8-11)—плавно и на кондензатора С—стъ-
пално. Тя може да се измени и чрез променяне на напрежението EQ,
но при това се мени и амплитудата на изходното напрежение.
Мащаби — вертикален 20 V/cm, хоризонтален 20 ps/cm
SHHi
Фиг. 8-17 б. Осцилограма на изходното напрежение
Мащаби — вертикален 20 V/cm; хоризонта ен 30 ps/cm
Описаната схема работи в чакащ режим. За работата й като авто-
генератор е необходимо да се премахнат съпротивлението /?а и отри-
цателното напрежение Egs(Eg3=0).
В табл. 8-1 са дадени практически схеми и разновидности на фан-
тастрона с екранна връзка.
84
Б. ГЕНЕРАТОРИ С КАТО ДНА ВРЪЗКА
При генераторите от този тип (наричани често фантастрони с ка-
тодна връзка) положителната обратна връзка се осъществява също
чрез веригата на третата решетка, но катодного съпротивление RK
(фиг. 8-18) създава и допълнителна отрицателна обратна връзка. Дей-
ствието на тези генератори е подобно на действието на чакащия мул-
Фиг. 8-18. Фантастрон с катодна връзка
Фиг. 8-19. Форма на напреженията във
фантастрона с катодна връзка :
а — пускащ импулс ; б - анодно напрежени ;
в — напрежение на първата решетка ; ?— на
п решение върху катодною съпротивление;
<) — напрежение между решетката и катод
тивибратор с катодна връзка (фиг. 5-3), като ролята на първия триод
се изпълнява от катода, третата решетка и анода на лампата, а на
втория—от катода, първата решетка и екранната решетка.
В изходно състояние напрежението между първата решетка и ка-
тода е около О V (съпротивлението Rg е свързано към източника на
захранващо напрежение), а потенциалът на тази решетка спрямо земя
е значително по-висок (фиг. 8-19 л). Катодното съпротивление RK
е така подбрано, че създаваното върху него падение на напрежението
uk (от протичането на тока на екранната решетка) е по-голямо от за-
пушващото напрежение по трета решетка.
Ако на трета решетка се под аде положителен входен импулс с
дортатъчна амплитуда, лампата се о гпушва по аноден ток, което пред-
извиква понижение на анодното напрежение и през кондензатора С—на
напрежението на първата решетка. Това води до намаление на катод-
ния ток, на падението върху съпротивлението RK и лампата се отпушва
85
още по-силно по трета решетка. Развива се лавинообразен процес (мо-
ментът t0, фиг. 8-19), който завършва, когато напрежението между
първата решетка и катода достигне стойност, близка до напрежението
на запушване. За разлика от схемата на Милер и фантастрона с ек-
ранна връзка обаче, за да се получи напрежение между първата ре-
шетка и катода близко до запушващото, потенциалът на първата ре-
шетка спрямо земя трябва да се понижи значително, т. е. скокообраз-
ните изменения на анодното и решетъчното напрежение (Au'gl «=> Aw„',
фиг. 8-19) трябва да имат доста по-голяма амплитуда. (Вследствие на до-
пълнителната отрицателна обратна връзка, създавана от катодното съпро-
тивление, когато потенциалът на първата решетка се понижава, едновреме-
нно с него, макар и малко по-слабо, намалява и потенциалът на катода и за
да се получи изменение на напрежението между решетката и катода
около 5-~ 10 V, потенциалът на решетката трябва да се намали с
30 4- 50 V.)
След скока започва процес на линейно разреждане на конденза-
тора, който протича по описания по-горе начин. Когато анодното на-
прежение се понижи дотолкова (ип min, фиг. 8-196), че първата решетка
загуби управляващото си действие върху анодния тск (в момента f,,
фиг. 8-19), действието на обратната връзка между анода и първата
решетка се прекратява. Започва нов стадий, през който потенциалът
на първата решетка (респ. на катода) и катодният ток бързо нараст-
ват. След кратко време (в момента t<2, фиг. 8-19) падението на напре-
жението върху катодното съпротивление достига стойност, при конто
третата решетка започва отново да управлява анодния ток. В резул-
тат, тъй като потенциалът на катода продължава да расте, анодният
ток започва бързо да намалява, а анодното и решетъчното напреже-
ние (през кондензатора С)—бързо да растат. Това води до рязко уве-
личение на катодния ток, ново намаление на анодния ток и т. н. Раз-
вива се лавинообразен процес, който завършва със запушване на лам-
пата по трета решетка и прекратяване на анодния ток. При това на-
преженията на анода и на първата решетка отново се изменят скоко-
образно (Д«/ Д иа"). След зареждане на кондензатора С през вери-
гата Ra, съпротивлението на участъка решетка-катод на лампата и Rh —
схемата се връща в изходното си състояние.
Процесите във фантастрона с катодна връзка зависят силно от го-
лемината на катодното съпротивление. Корто то има сравнително
малка стойност, падението на напрежението върху него не е доста-
тъчно за запушване на лампата по трета решетка, схемата няма устой-
чиво състояние и работи като автогенератор.
Генерираното от фантастрона с катодна връзка напрежение има по-
мадка линейност, отколкото схемата с екранна връзка, тъй като ка-
тодното съпротивление намалява динамичната стръмност на лампата
(8-20). Въпреки това схемата намира широко приложение, защото е
проста и не изисква допълнителен източник на отрицателно напреже-
ние за работа в чакащ режим. Линейността при работа в автогенера-
торен режим е винаги по-добра, отколкото при чакащ режим, тъй
като катодното съпротивление в първия случай има по-малка стойност
86
Таблица 8-2
Характеристика на схемата
00
Ч
Схема
Фиг. 8-20я
bBi's®
пвяши
Фиг. 8-20 6. Мащаб — вертикален 10 V/cm, хоризонтален 0,8 ms/cm
Практически схема h z фл <тастрон с катод-
на връзка.
Параметри:
продължителност на работния ход
време на въз.тановяване
амплитуда на пускащите импулси
— 2,5 ms;
— 1,5 ms;
— 20 + 30 V.
Фиг. 8-22
Продълженйе на табл. 8-2
Характеристика на схемата
Фантастрон с катодна връзка с подобрена форма на из- I
ходното напрежение. За целта е въведено ограничение на i
анодного напрежение чрез диода Д2Ж. Приизменяне на огра- !
ничителното напрежение £0 от 30 :-130 V продължителността
на работния ход се изменя съответно от 5 4-180 ps при из-
менение на амплитудата <п 20-7-80 V.
I
Фантастрон с катодна еръзка с намолено време на въз-
становяване. Това се постига чрез" включване на катоден
повторител (лампата Jlt) между анода', на лампата Л., и кон- i
! дензатора С. По този" начин през времето на възстановяване I
кондензаторът вместо прег съпротивлението Ra (0,47) сс зарежда I
през ниското изходно съпротивление на катодния повторител.
За получаване на добра линейност и висока скорост на превключ-
ване е желателно да се използуват пентоди с голяма стръмност по
трета решетка и малко запушващо напрежение на същата решетка.
Те трябва да имат и голяма мощност на разсейване на екранната ре-
шетка, тъй като в чакащ режим целият катоден ток протича през нея.
Затова във фантастронните генератори често се използуват смгсителни
(хептодни) лампи.
В табл. 8-2 са дадени практически схеми и разновидности на гене-
ратори с катодна връзка.
В. ГЕНЕРАТОРИ С ДОПЪЛНИТЕЛНА ЛАМПА
ЗА ОСЪЩЕСТВЯВАНЕ НА ПОЛОЖИТЕЛНАТА
ОБРАТНА ВРЪЗКА
Основната схема от този тип (санатрон) е показана на фиг. 8-23.
Лампата Лг е свързана по схемата на Милер и осигурява линейното раз-
реждане на кондензатора С, а с помощта на лампата .//2 се осъще-
ствява положителната обратна връзка. Съпротивлението Rat, включено
допълнително в анодната верига на лампата Лг, е много по-малко от
Ra и не оказва влияние на нормалната й работа.
В изходно състояние лампата Л2 работи в граничен режим (съпро
тивлението Rg е свързано към източника на захранващо напрежение
и-напрежението на анода й е ниско (ii'a -= namln). Съпротивленията R2,
R3 и напрежението —Eg, са подбрани така, че лампата Лг е запушена
по трета решетка («• •<	). Кондензаторът С е зареден до напре-
8й
жението на ограничение Ео (фиг. 8-24 б). Схемата се задействува чрез
краткотраен отрицателен импулс, подаден на третата решетка на лам-
пата Л.2. В резултат анодният ток на тази лампа намалява, анодното
й напрежение нараства, през /?3—/?2 (кондензаторът Са ускорява пре-
Фиг. 8-24. Форма на напреженията в
санатрона:
а — пусьлш импулс: б — анодно напреже-
ние на лампата .-'7, ; в— напрежение на първа
решетка на JIit г — напрежение на първа ре-
шетка на Л» ; б — анодно нарежение на Л
даването) нараства напрежението на третата решетка на лампата Лх и
през нея протича аноден ток. Това води до понижаване на анодното
й напрежение, което през кондензатора С3 предизвиква намаление на
потенциала на първата решетка на лампата .ZZ2) още по-силно спадане
на анодния й ток, увеличение на анодното й напрежение и т. н. Въз-
никва лавинообразен процес, в резултат на който лампата Д се от-
пушва по аноден ток. При това нейните анодно и решетъчно напрежения
се изменят със скок, като изменението на потенциала на т. А (както при
схемата на Милер) е малко по-малко от напрежението на запушване
на лампата Лг по първа решетка (Дпл'^ Скокообразното измене-
ние на напрежението на самия анод на тази лампа обаче е малко по-
голямо (поради наличието на съпротивлението /?й]) и ако лампите Д и
Д са еднакви (f'Oi = Е^), то е достатъчно за запушване на Д. Т ака
след скока Д остава запушена и не влияе на нормалната работа на
Лг, т. е. на линейното разреждане на кондензатора С. Времеконстан-
тата на веригата /?5—С3 е избрана така, че линейното спадане на анод-
ното напрежение на лампата Д да се предава без изкривяване на ре-
шетката на лампата Д, с което тя се поддържа запушена. Линейното
разреждане на кондензатора С продължава, докато анодното напре-
90
жение на Лх достигне минималната си стойност. От този момент на-
татък (Z1( фиг. 8-24) поради зареждането на С3 напрежението на решет-
ката на Л3 започва да расте и в момента Л (фиг. 8-24) тя се отпушва.
Анодното й напрежение намалява, това понижава напрежението на тре-
тата решетка на лампата Д, нейният аноден ток намалява, а анодното
й напрежение нараства и през кондензатора Сл създава ново увели-
чение на напрежението на решетката на Л %. Възниква отново лавино-
образен процес, завършващ със запушването на Лг по трета решетка
и отпушване на Ла. Когато кондензаторите Си С, се заредят, схемата
възстановява изходното си състояние.
В схемата (фиг. 8-23) са включени някои допълнителни елементи
конто имат следното предназначение: диодът Д.2 фиксира нулевото
напрежение на третата решетка на лампата Лх и не позволява пови-
шаването му след запушването на .%, с което се осигурява нормално
поддържане на режима на линейно разреждане на кондензатора; дио-
дът Д3 е свързан към напрежение, малко по-отрицателно от запушва-
щото на лампата Л., (|£i | > | Е'^J); поради това напрежението на ре-
шетката на Л> не може да стане много отрицателно въпреки значи-
телното понижение на анодното напрежение на лампага Л\ през време
на работния ход; така се осигурява минимално време от момента на
достигане на напрежението n^min (?j) до момента на отпушване на лам-
пата Ла (/а) и се намалява времето на възстановяване.
Благодарение на отделната лампа за положителна обратна връзка,
работеща в оптимален усилвателен режим, санатронът съчет^ва извън-
редно висока линейност на генерираното напрежение с голяма скорост
на преходните процеси, което позволява получаване на много кратки
импулси — под 1 |M5. С това той превъзхожда фантастронните генера-
тори. Друга особеност на схемата е, че в анода на лампата Л3 се по-
лучават правоъгълни импулси с много добра форма, стабилността на
продължителността на конто превъзхожда многократно съответната
стабилност на чакащите мултивибратори. При това ширината им зависи
много слабо от измененията на захранващото напрежение — при
ЬЕа = ± 10%, АГ = ±0,1%. Всички тези качества обуславят широ-
кото приложение на санатрона в устройства, където се предявяваг ви-
сок» изисквания към линейността на генерираното напрежение и ста-
билността на ширината на импулсите.
Продължителността на работния ход може да се регулира чрез
изменяне на Rgt С или Ео. В някои случаи се включва и диод за огра-
ничаване на минималното анодно напрежение на лампата Л\ (показан
с прекъсната линия на фиг. 8-23), който подобрява малко формата на
анодното напрежение. Чрез изменяне на това напрежение на ограни-
чение може също да се регулира ширината на импулсите.
В табл. 8-3 са дадени две други схеми на генератори от подо-
бен тип.
91
ГФ
Фиг. 8-26
Таблица 8-3
Характеристика на схемата
Видоизменена схеми на санатрон. Първата решетка иа
лампата Л2 вместо към анода на лампата Лг е свързана с пър-
вата й решетка. По този начин се избягва използуването на
разделителния кондензаюр С3, диода и съпротивлението Re^
Недостатък — лампатаЛг трябва да има по-малкозапуш-
ващо напрежение от Лр което при еднотипни лампи може да се
осигури с намаление на напрежението на екранната решетка
на Лг.
Санафант. В катодната верига на лампата Л^ е включено
съпротивление (RK ), към което е свързана първата решетка
иа лампата Лх. Поради ниското изходно съпротивление на
катодната верига, скокообразното изменение на напрежението,
запушващо Л2 в началото на работния ход, е много стръмно.
Катодното съпротивление се избира със сравнително малка
стойност (200-т-500 2), така че линейността е почти както при
санатрона.
ВТОРА ЧАСТ
ТРАНЗИСТОРНЫ ИМПУЛСНИ СХЕМИ
9.
ОСОБЕНОСТИ ПРИ РАБОТА НА ТРАНЗИСТОРИТЕ
В ИМПУЛСНИ СХЕМИ
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
В импулсните схеми транзисторите работят обикновено в ключов
режим. Идеалната ключова. схема се характеризира с две положения:
„изключено", при което съпротивлението между входа и изхода й е
безкрайно голямо, а токът, протичащ през нея — равен на нула; „вклю-
чено" — съпротивлението между входа и изхода й и падението на на-
прежението върху нея са равни на нула. При тази схема преминаването
от едното положение в другото и обратно става за безкрайно малко
време.
Реалният транзисторен ключ се отличава съществено от идеалния.
В табл. 9-1 са дадени основните схеми на включване на транзисторите/
посочени са техните особености и са показани изходните характери-
стики (заедно с товарната права, прекарана за съпротивление /?к в ко-
л!екторната верига или /?. в емитерната). От тях се вижда, че в зави-
симост от стойността на входния ток транзисторът може да се намира
в три различии състояния: запушено (при отсъствие на входен ток
или входен ток в обратна посока) — облает I (надясно от т. Л) на
фиг. 9-2, 9-4 и 9-6; активно (при входен ток О <	< /ЕЧН) — облает
II (между точки А и В); наситено (при входен ток zBX >/вхн) —
облает III (наляво от т. В).
При ключов режим на работа на положение „изключено" съответ-
ствува запушено състояние на транзистора, при което през него за
разлика от идеалния ключ протичат известии токове. На положение
„включено" отговаря наситеното състояние, при което обаче падението
на напрежението върху транзистора не е точно равно на нула. (В схе-
мата с обща база то може да стане равно на нула, но само при опре-
делена стойност на входния ток —	- /€В.) Транзисторът се намира
в активно състояние само през време на преминаването му от едно
* Всички разглеждания са направени за транзистори тип р-п-р, но са валидни и
за тип п-р-п, ако се изменят поляритетите на напреженията и посоките на токовете.
93

Таблица 9-1
Свойств!
Схема с обща база
Коефициент на усилване по мощност, по-голям от 1.
Коефициент на усилване по ток, по-малък от I.
Високо иэходно съпротивление.
Схема с общ емитер
Коефициент на усилване по напрежение, по-голям от 1.
Коефициент на усилване по ток, по-голям от 1.
Сравиително ниско изходно съпротивление (в сравнение със
схемата с обща база).
Схема с общ колвктор
Коефициент на усилване по напрежение, по-малък от 1.
Коефициент на усилване по ток, по-голям от 1.
Много високо входно и много ниско изходно съпротивление.
:	I
крайно състояние в друго. Свойствата му в тази облает определят ско-
ростта на превключване. По-нататък ще бъдат разгледани особеностите
на всяко от състоянията на транзисторите и преходните процеси при
превключването им.
ЗАПУШЕНО СЪСТОЯНИЕ НА ТРАНЗИСТОРА
Запушеното състояние се характеризира с това, че и на двата
прехода на транзистора са подадени’ обратни напрежения. При това
през него протичат токовете Гб, Гк и /' (фиг. 9-7), евързани съгласно
закона на Кирхсф с равенство™
(9-1)
Те се дължат на наличието на неосновни носители в полупроводни-
ковия материал (дупки в областта с /г-проводимост— базата и елек-
трони в областите с р-проводимост—
колектора и емитера), конто,
движейки се по законите на ди-
фузията, достигат преходите между
областите с различна проводимост.
Там, попаднали в ускоряващото елек-
трическо поле на съседната облает,
те навлизат в нея и създават съот-
ветните токове. Стойностите на то-
ковете зависят предимно от темпе-
Фиг. 9-7. Неуправляеми токове в тран-
зистор, евързан по схема с общ емитер
ратурата на полупроводника (тя определи кинетичната енергия и ско-
ростта на дифузията на неосновните носители) и твърде слабо от при-
ложените напрежения. Поради това токовете Г Л и Г се наричат
често неуправляеми.
Големините на неуправляемите токове зависят и от начина на
евързване на транзистора. В. табл. 9-2 са дадени най-често срещаните
схеми на включване и техните параметри при запушено състояние на
транзистора. Неуправляемите токове влияят съществено върху работата
на импулените транзисторни схеми, поради което най-често се прилага
начинът на евързване от фиг. 9-11, а в случайте, когато се използува
схемата от фиг. 9-10, съпротивлението /?<-, се избира по възможност с
малка стойност.
Обикновено в справочниците за транзистори се дава стойността на
тока /ко при температура 20°С. За германиевите транзистори може да
се приеме, че при увеличаване на температурата с всеки 10° стойността
на този ток се удвоява:	,э
-	(9-7)
/ко(Н) =/Ко(20 ) 2 10 ’
където Д/° е превишението над температурата 20°С.
95
Таблица 9-2
Фиг. 9-9

|	Характеристика на схемата
i _____________________________
I
1 Схема с обща база. Отворена входна
|	(емитерна) верига
4=0;	4=4=4о.	0-2)
Тук /ко е обратният ток на колекторния
(колектор—база) р-п преход, свързан като
1 диод (емитерният извод на транзистора е
свободен). Този ток е основен параметър на
. транзистора и почти винаги се дава в ката-
! лозите — за определена температура и
; известно напрежение /7кб
।
J________________________________________
: Схема с общ емитер. Отворена входна
(базова) верига.
I Напрежението на захранвагция източник
I Ек е приложено към колекторния преход
' не директно, а през емитерния преход
1 (базага не е включена никъде), поради което
| обратният ток на колекторния преход /ко
I протича през прехода база-емитер (в права
| посока) и се усилва като обикновен входен
J ток. Затова в колекторната верига тече ток
4 =4 ='кео=Л<Ж 4о= (Ж) 1К0 ’	(9-3)
където ? е коефициентът на усилване по ток
на транзистора в схема с общ емитер (фор-
мула 9-10). Тъй като обикновено
Лео’^ко тази пРичина подобно свърз-
ване трябва да се избягва.
, Схема с общ емитер. Базата е овързана
I с емит-ра през активно съпротивление.
! Този случай се среща много често в прак-
i тическше схеми. При него обратният ток
на колекторния преход /ко се разделя на
две части : едната — /ко1~/б , протича през
съпротивлението R6 в базовата верига, а
втората — /ко2,преминава поез емитерния пре-
ход и се усилва- Неулравляемият юк в
колекторната верига в такьв случай
i L =4oi + (! + н) • 4о2	(9-^ I
I	,	;
е толкова по-слао. колкото съпротивление- ,
। то R6 има по-малка стойност (/ко2 е по-ма_ I
 лък).	!
96
Продължение на табл. 9-2
Схема
Виж фиг. 9-10
Характеристика на схемата
При 7?б =0 през колекторната верига би
трябвало да протича само обратният ток на
колекторния преход ZK0 (ZKo2=0, ZKOj = ZKO),
a l'e да е равен на нула, тъй като напре-
жението между базата и емитера е нула.
I фактически обаче поради собственото съ-
противление на базата част от тока ZK0 все
пак протича през емитерния преход и се
усилва. Поради това
z;^0; Z;=Ze+Z;=ZKH0>ZK0 (9-5)
където ZK,HO се нарича начален ток на тран-
зистора и също се дава в каталозите.
Схема с общ емитер
Между базата и емитера е включен източ-
ник на запушващо напрежение £6 и през
двата прехода протичат обратни токове
(при условие, че>7?б Z6), конто са про-
порционални на площите на тези преходи.
Тъй като в повечето транзистори колектор-
ният преход има много по-голяма площ от
емитерния, може с известно приближение
да се приеме
Н 4.	<9-6)
АКТИВНО СЪСТОЯНИЕ НА ТРАНЗИСТОРА
Транзисторът се намира в активно състояние, когато колекторният
му преход е поляризиран в посока на непропускане, а емитерният—в по-
сока на пропускане (права посока). В този режим той има усилвателни свой-
ства—всяко изменение на входния ток (базов или емитерен) предизвиква
съответно изменение на колекторния ток. Свойствата на транзистора
в активната облает се характеризират с различии групи параметри
(у, A, z), най-разпространени от конто са така наречените Л-параметри
(табл. 9-3). От тях най-важни са коефициентите на усилване по ток а
и р, с конто се оценяват усилвателните качества на транзистора. Вход-
ного съпротивление на транзистора показва какъв товар представлява
транзисторният ключ за предшествуващото (управляващото) стъпало, а
Импухни схеми
97
Таблица 9-3
00
Параметър	Схема с общ емитер	Схема с обща бава	Сьотношение между параметрите на двете схеми
Входно съпроти- вление	J А «6 \	(9-6) Не /вхе 1 .  I ц = const \	б / к	J Д«е ]	(9'12) 116 Гвхб	д/^ j	=consf	''вхе- 1 "а	(9-16)
Коефиии- ент на обратна връзка	/	\	(9-9) z12e—(‘обре==1 Дц	/ —const \	к /	0	/ аме \	(9-13) ^12б~(1обрб“1 д ик ) /е = const	+ а(1+Робрб) ^бре~ ИЗХ6 1+|. 		<9’17> ~ иобрб
Коефици- ент нт усилване по ток —	/ Д/к \	(9-10) '‘'ole '	^ Д Z6 J tt(i const	/	\	(9-14) ^916 Л — I		 f \ Д 1е ) ик — const	а ,_а	(9-18)
Изходно съпротив- ление	/ Дцк \	(9-11) ^22е~гизхе—\ Д—const	/ д«к\	(9-15) 226 ''эхб	д	j /е - Const	гцвхе ^изхб (1 а)	(9-19)
изходното — влиянието. което външният товар оказва върху работата
на ключа.
НАСИТЕНО СЪСТОЯНИЕ НА ТРАНЗИСТОРА
При наситеното състояние на транзистора и двата прехода са по-
ляризирани в права посока. Паденията на напреженията върху тях са
малки (за германиеви транзистора 0,1 4-0,3 V) и могат да се прене-
брегнат в сравнение със захранващото напрежение в колекторната ве-
рига. В такъв случай колекторният ток в този режим се определя само
от стойността на напрежението Ек и колекторното съпротивление RK:
Е /кн •	(9-20)
За осигуряване на наситеното състояние е необходимо входният
ток да превиши една определена стойност :
4 =4 /ен =	(за схема с обща база),	(9-21)
4,	/6н =-	=> (за схема с общ емитер).	(9-22)
Знакът равенство в (9-21) и (9-22) съответству ва на режим на
работа на границата между активного и наситеното състояние. Поради
толерансите в коефициента на усилване по ток при различните екзем-
пляри транзистори и зависимостта на този параметър от температурата
и колекторния ток, за да се осигури насищане във всички случаи, е
необходимо входният ток да се избира с известен резерв. Той се ха-
рактеризира с коефициента на насищане:
Л'-'.6	)	(9-23)
/пн	Ск \	/ен	£к /
Избирането на по-голям коефициент на насищане осигурява по-
малко падение на напрежението върху транзистора и по-стабилна ра-
бота при изменяне на температурата и товара. При твърде големи
стойности на 7V обаче нараства входният ток (консумацията от пред-
шествуващото стъпало). Освен това в базата се натрупва голямо ко-
личество неосновни носители (дупки), инжектирани през отпущения ко-
лекторен преход, конто при прекратяване на входния ток (запушване
на транзистора) се разсейват бавно и влошават честотните свойства на
транзисторния ключ.
ПРЕХОДНИ ПРОЦЕСИ ПРИ ПРЕВКЛЮЧВАНЕ НА ТРАНЗИСТОРА
Времето, за което става преминаването на транзистора от едно
крайно състояние в друго, е от съществено значение при използува-
нето му в импулсните схеми. То зависи преди всичко от честотните
99
свойства на транзистора, конто се характеризират с така наречената
гранична честота (/а) — честотата, при конто коефициентът на
усилване по ток « се намалява с 3db по отношение на стойността ан за
ииски честоти:
а/ = 0,707ан .	(9-24)
При схемата с общ емитер се използува честотата
л-4-	(9’25)
при конто коефициентът на усилване £ се намалява с 3db по отношение
стойността при ннски честоти рн. Понякога се използува и честотата fT
при конто коефициентът на усилване р става равен на единица (фиг. 9-12)
Фиг. 9-12. Зависимост на коефициентите на усил-
ване по ток а и ? от честотата
Преходните процеси при превключването на транзисторите ще бъдат
разгледани за най-често прилаганата схема — с общ емитер (фиг. 9-1 Зе),
и при приемане, че тя се управлява с правоъгълни напрежителни им-
пулси, имащи безкрайно кратки фронтове. Положителното входно на-
прежение (йвх фиг. 9-13а) поддържа транзистора в запушено
състояние, при което през него протичат само неуправляемите токове
(съгл. (9-16)).
При постъпване на отрицателен входен импулс t/BI i (момента tn,
фиг. 9-13 а) преходът база-емитер се отпушва и протича базов ток
(фиг. 9-13 в) :
- /б1	•	(9-26)
При това зарядът в базата (qe ) нараства експоненциално. Същият закон
на изменение има и колекторният ток (фиг. 9-1 Зг):
t
U = ^6i(l-e“r'! ),	(9-27)
100
Фиг. 9-i3. Форма на токовете и напре^ке-
нията в транзистора при превключване:
а — входво напрежение ; б -- напрежение на ба-
зата ; в — базов ток ; г — колекторен ток : д—
колекторно напрежение : г — схема
101
който се стреми да достигне стойността ZK = p/6i- Времеконстантата
на процеса* се определя от честотните свойства на транзистора:
= 2^ •	(9-28)
При достигане на стойността, съответствуваща на режима на на-
сищане —
/к = /кн ~ ~ ’	(9-29)
колекторният ток престава да нараства, но зарядът в базата продъл-
жава да се увеличава, докато достигне максималната си стойност
У 6 max “ Р	Т;; ,	(9-30)
което става за време (3-4-5)^.
Както се вижда, процесът на преминаване на транзистора от запу-
шено в наситено състояние се състои от два етапа:
а.	формиране на положителния фронт на импулса — от подаване
на входния импулс до установяване на колекторния ток, съответствуваш
на режима на насищане; неговата продължителност [1] се определя
от израза
/..	/V
/Ф1 2,3 г, 1g--2.3 lg v ;	(9-31)
I	КН	' J
<51 у
б.	натрупване на допълнителен заряд в базата (показано с пре-
късната линия на фиг. 9-13 г), дължащ се на преминаването на неос-
новни токоносители (наречени излишни) през отпущения колекторен
преход (при коефициент на насищане (V> 1).
Процесът на преминаване от наситено в запушено състояние също
може да се разглежда като съставен от две части:
а. при прекратяване на входния импулс (момента tlt фиг. 9-13 а) и
подаване отново на положително входно напрежение (м„х = Uni) про-
тича обратен базов ток (фиг. 9-1 Зе)
/б	,	(9-32)
който спомага за разсейването на заряда от излишните носители в ба-
зата; процесът на разсейване има също експоненциален характер (по-
казан с пунктир на фиг. 9-13 г), като времеконстантата на намалява-
:: Скоростта на пронеся на превключването завися и от капацитета на колекторния
преход (Скб), чисто влияние може да се отрази, като в (9-27) вместо се постави вре-
меконстантата
+ ^кСкб.
При нискичестотни транзистора тази корекция е незначителна (у е твърде голямо),
но при високочестотни вторият член може да бъде определят — у	Ск6.
.102
нето на заряда е приблизително равна на тд ; времето за разсейване се
определя от момента на прекратяване на входния импулс до момента,
когато зарядът в базата достигне стойността, съответствуваща на ко-
лекторния ток /кн*:
/ +/
tp =2,3	1g-/-1- 62 = 2,3	1g-
KR , I	1 JO 62
з +z62	14-₽7
H	KH
(9-33)
62
б, след това започва процесът на формиране на задния фронт на
импулса (фиг. 9-13г)— експоненциалното намаление на заряда в базата
предизвиква понижение на колекторния ток, което се прекратява при
пълното разсейване на този заряд (<?,-, = 0); продължителността на задняя
фронт се определя от израза
/4,2 = 2,3	1g—•	(9-34)
Н КН
От сравнението на зависимостите (9-31), (Q-33) и (9-34) се вижда
че за да се намали продължителността на предния фронт на импулса
е желателно да се осигури дълбоко насищане на транзистора (7V>1)—
чрез подаване на входни импулси с достатъчво голяма амплитуда. В
такъв случай се натрупва голям излишен заряд в базата и силно на-
раства времето за разсейването му (/р), т. е. получава се значително
разширение на изходния импулс в сравнение с входния. Поради това
в зависимост от конкретните изисквания се подбира най-подходящият
коефициент на насищане. Във всички случаи увеличението на амплиту-
дата на запушващия входен импулс t/Bx2 (Дг) е желателно, тъй като
се намалява както времето на разсейване, така и продължителността на
задняя фронт.
МЕТОДИ ЗА УСКОРЯВАНЕ НА ПРЕВКЛЮЧВАНЕТО НА ТРАНЗИСТОРИТЕ
Противоречието в изискванията за кратък преден фронт и малко
време за разсейване може да се избегне с използуването на входен им-
пулс с по-сложна форма (фиг. 9-14). Отпушването на транзистора се
извършва със сравнително голям токов импулс (/6i т), което съкращава
времетраенето на предния фронт (9-31). Този импулс е с малка про-
дължителност (от порядъка на 7ф1), след което се установява по-малък
базов ток /б1, достатъчен за сигурното поддържане на наситеното
състояние. За запушване също се подава импулс с по-голяма ампли-
туда (/бз т), с което се съкращава времето за разсейване и продължи-
телността на задняя фронт — (9-33) и (9-34). След това базовият ток
 Изразът (9-33) е в сила, ако ширина га на входния импулс е била достатъчна, з
да може зарядът в базата да достигне максималната си стойност тах = ^'61	
103
но използуването на ускоряващ
1
Фиг. 9-14. Форма на базовия ток на
транзистора, осигуряваша намалени
времена на превключване
се намалява до стойността, необходима за поддържане на изключеното
състояние на транзистора (/б2).
Получаването на входно напрежение с посочената форма е трудно^
кондензатор с подходящо избран ка-
пацитет С (фиг. 9-15) създава подо-
бен ефект. При изключено състояние
(«вх = 0) необходимият запушващ ба-
зов ток (/б2, фиг. 9-16) се създава
от източника на напрежение +Ев
през съпротивлението /?б2- При пода-
ване на входен импулс (момента tv
фиг. 9-16) почти цялото входно на-
прежение се прилага на базата на
транзистора (при условие, че С
; Свк — входният капацитет на тран-
зистора) и през емитерния преход
протича зарядният ток на конден-
затора С (Ля т, фиг. 9-166). След за-
базовият ток се определи от съпро-
тивлението /?б1 (/?б2 >• Гвх) (9-26) и се подбира така, че да осигури
насищането на транзистора. При прекратяване на входного напрежение
(момента t2, фиг. 9-16) кондензаторът С се разрежда частично през
емитерния преход и осигурява повишаване на обратная базов ток
/г,2т, фиг. 9-166). След разсейването на целия базов заряд емитер-
ният преход се запушва и той се доразрежда през съпротивленията
|^х
на този
Фиг. 9-15. Намаление на времето на пре-
включване чрез включване на ускоряващ
кондензатор б базовата верига
Фиг. 9-16. Напрежение и ток в базо-
вата верига на транзистора при схемата
от фиг. 9-15 :
а —• входно напрежение ; б — базов ток
/?6i и /?,2. За правилната работа на схемата времеконстантите на за-
реждане и разреждане на кондензатора трябва да са неколкократно
по-малкн от ширината на входния импулс (С). Тъй като времеконстан-
тата на разреждане след запушването на емитерния преход на транзи-
R R
с тора е твърде голяма (тр .== Ср—r-р-), често се включва диодът Д
^61 + ^62
104
Таблица 9-4
Схема
фиг. 9-18
фиг. 9-19
Характеристика на схемата
Фиксация с ограничителен Фюд в
колекторната верига. Диодът Д е
включен към източник на допълнител-
но напрежение Ev ( £УКН | < |£’1|| < |£’к ).
По този начин при отпущен транзис-
тор потенциалы на колектора му се
поддържа по-отрицателен от потенциала
на базата и транзисторы не се па-
сища.
Не достатъц и: високи изисквания
към източника на напрежение Ег—висока
стабилност и малко вътрешно съпро-
тивление ; изисквания за бързо възста-
новяване на обратного съпротивление :
на фиксирашия диод: при големи ко-
лекторни токове падението на напре-
жението върху диода нараства и е въз-
можно колекторният преход все пак да
се окаже поляризиран в права посока
Фиксация чрез нелинейна отрица-
телна обратна връзка. Падението на
напрежението върху силициевия диод
Д., изпълнява ролята на източника Е.
от предишната схема. Когато потенциа-
лы на колектора стане по-отрицателен |
от потенциала на т. .4. диодът Дг се
отпушва и не позволява по-нататъшно-
то намаление на колекторнбто напре-
жение (през базовата верига протича
'к
ток /б __	, а токът /вх — <б минава
4
през диода ДД.
Вместо силициевия диод могат ла
бъдат включени два или повече герма-
ниеви диоди или активно съпротивле-
ние, така че също да се осигури нуж-
ного падение на напрежението.
Фиксация с отрицателна обратна
връзка по ток. Благодарение на отри-
цателната обратна връзка, осъще-
ствена чрез съпротивлението /?е , уве-
личаването на напрежението на базата :
води до повишаване на потенциала на
емитера, при което напрежението вър-
ху прехода емитер-база, а следователно
и базовият ток нарастват незначител-
но. Това не позволява (в известии гра-
ници на увеличение на напрежението
на базата) да се достигне режим на
105
Продължение на табл. 9-4
Схема
i
I
Характеристика на схемата	;
Виж фи!. 9>19
насищане. Предназначението на диода j
Дх е да осигури запушването на тран-
зистора със сравнително ниско поло- ,
жително напрежение f6 ; когато тран-
зисторът е запушен, диодът е отпушен
и потенциалът в емитера е приблизи- ;
телно равен на нула; при подаване на !
отрицателен импулс на входа потен-
циалът на емитера става също по от-
рицателен, Дг се запушва и не влияе ;
на работата на схемата във включено ;
състояние.
(показан с прекъсната линия), през чието ниско съпротивление в права
посока се доразрежда кондензаторът С.
В много случаи, когато е необходимо да се осигури минимално
време на превключване, иЗползуването на транзистори, работещи в
режим на насищане, се оказва нецелесообразно и се предпочита работа
в актпвната облает — на границата на насищането. Тогава се налага
вземането на цопълнителни мерки за фиксиране на работната точка в
избраното място на характеристиките независимо от измененията на
температурата, захранващите напрежения и пр. В табл. 9-4 са дадени
по-често язползуваните схеми от този тип.
106
10
ОГРАНИЧИТЕЛИ
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Наличието на добре дефинирани състояния на запушване и насищане
обуславя ефективното използуване на транзисторите като ограничители.
В зависимост от амплитудата на входния сигнал и положението на
работната точка върху динамичната
транзисторен усилвател (фиг.10-1 а)
може да се осъществи ограни-
чение отгоре (навлизанг в област-
та на насищане), ограничение от-
делу (запушване) или двустранно
ограничение (фиг. 10-2).
От динамичната характеристи-
ка се вижда едно важно предим-
ство на транзисторните ограничи-
тели пред ламповите — преходи-
те между областите на запушено
или наситено състояние и актив-
ната облает на работа на транзи-
стора са много по-резки, което
осигурява по-висока точност на
ограничението. Транзисторните ог-
раничители имат и някои същест-
вени недостатъци: нивото на ог-
раничение при запушено състоя-
ние («ИЗх = |£к |~ /к ) завися от не-
управляемия колекторен ток на
транзистора, койго силно се из-
меня с температурата; продъл-
жителността на преходните про-
цеси при превключването на тран-
характеристика (фиг. 10-1 (5) с всеки
Фиг. 10-1. Транзисторен усилвател
« — схема ; б — динамична характеристика
зисторите е значително по-голяма от продължителността при електрон-
ните-лампи, поради което стръмността на фронтовете на изходния
сигнал след ограничението е значително по-малка
107
Фиг. 10-2. Видове ограничения.
а — ограничение отгоре , б — ограничение отлолу ; й — двустранно ограничение
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
Практическите схеми на транзисторните ограничители са много раз
нообразни в зависимост от конкретното им предназначение. При огра*
ничение отделу в действителност се използуват диодните свойства на
емитерния преход, съчетани с усилвателното действие на транзи-
стора. При ограничение отгоре схемата е толкова по-чувствителна
(прагът на ограничение /пр толкова по-нисък), колкото е по-голяма стой-
ността на колекторното съпротивление 7?к (/Пр—)• Много го-
лямото увеличение на това съпротивление обаче влошава силно отри-
цателния фронт на изходния импулс, тъй като при запушването на
транзистора разреждането на изходния паразитен капацитет се извършва
през него.
За подобряване на фронтовете на изходните импулси в ограиичите-
лите се прилагат начините за избягване на насищането на транзисто-
рите чрез фиксиране на работната точка в активната облает (табл. 9-4).
В табл. 10-1 са дадени някои от най-разпространените схеми на
транзисторни ограничители, формата на входните и изходните напре-
жения и характеристика на действието им.
108
Таблица 10-1
Характеристика на схемата
Двустранен ограничител При отсъствие на входен сигнал транзис-
торы е на границата на запушването (работната точка е в долния край
яа динамичната характеристика). При достагьчно голяма амплитуда на
синусоидалното входно напрежение се осъшествява двустранно ограни-
чение (съпротивлението е голямо)
Недостатък: формата на изходното напрежение се отличава силно
от правоъгълната.
Двустранен ограничител. При отсъствие на входен сигнал транзис-
торы е слабо наснтен (работната точка е в горния край на динамичната
характеристика). През време на положителната полувълна на синусоидал-
ното входно напрежение той се запушва бързо (поради слабого насища-
не времето за разсейване на излишните носители в базата е кратко).
Предимство диодът Д не допуска подаването на отрицателна-
та полувълна на входного напрежение на базата на транзистора, с което
се избягва дълбокото насищане на транзистора и влошаването на право-
ъгълната форма и симетричността на изходното напрежение.
Продълженне на табл. №Г
о
Схема
Форма на напреженията
Характеристика на схемата
Двустранен. ограничител. Когато входною напрежение е
положително, транзисторът Ту е запушен, a 7g е наситен (по-
ради положителното напрежение, подадено на емитера му). При
отрицателно входно напрежение транзисторите разменят ролите
си — Г1 се насища, а Г2 — запушва.
Предимство. формата на изходното напрежение е no-
близка до правоъгълната поради двукратного двустранио огра-
ничение.
Двустранен ограничител. В схемата са използувани два
разнотипни транзистора Ту (р-п-р) и Тг (п-р-п), свързани като
усилвател с непосредствена връзка. При отрицателно входно на-
прежение и двата транзистора са наситени, а при положително —
запушени.
Предимство: транзисторът Т2 ограиичава повторно ко-
лекторното напрежение на Л, поради което се получава изход-
но напрежение с добра правоъгълиа форма дори когато вход-
ният сигнал е с малка амплитуда.
Кондензаторът С подобрява свойствата на схемата при по-
високи честоти поради положителната обратна връзка, която
създава
11.
ТРИГЕРИ
ОПИСАНИЕ И АНАЛИЗ НА СХЕМАТА
Тригерите с транзистора са аналогични по структура и действие на
лампсвите тригери. Съществуващите различия се дължат на специ-
фичността на характеристиките на транзисторите.
На фиг. 1J-1 е показана най-често използуваната схема на симетри-
чен тригер* с колекторно-базови връзки и външно (фиксирано) пред-
напрежение, а на фиг. 11-2—симетричен тригер с автоматично преднапре-
жение. И двете схеми могат да се разглеждат като двустъпален по-
стояннотоков усилвател. чийто изход е свързан с входа му (осъщест-,
Фиг 11-1 Симетричен тригер с колектор-	Фиг. 11-2. Симетричен тригер с колектор-
но-базови връзки и външно преднапре-	но-базови връзки и автоматично прелна-
жение	прежение
вена е положителна, обратна връзка) през съпротивителния делител
/?—</?>. Както и ламповите, транзисторните тригери имат две устойчи-
ви състояния, смяната на конто настъпва само след получаване на
външен пускащ импулс. Условията за стабилност на всяко едно от
устойчивите състояния на тригера са: подаване на достатъчно запуш-
'За- симетричен тригер RKi=RKz = RK; #6i=/?62 =/?fl ;~R2 =R ; Cl =C} C.
Ill
ващо напрежение на единия транзистор и сигурно насищане на дру-
гая транзистор. В табл. 11-1 са дадени съотношенията между параме-
трите на схемата, конто осигуряват изпълнението на тези условия.
Разликата между схемите от фиг. 11-1 и 11-2 се състои само
в начина, по който се обезпечава сигурното запушване на транзисто-
рное. При първата схема това става чрез допълнителен източник на
напрежение Ей, а при втората — от падението на напрежението 67е
върху общото емитерно съпротивление /?е, което се получава от про-
тичането през него на тока на отпущения транзистор. Съпротивление-
то се шунтира обикновено с кондензатор (Се ), за да се отстрани
отрицателната обратна връзка, конто може да възникне през времето
на преобръщане на тригера поради нееднаквата скорост на изменение
на напреженията и токовете в двата транзистора
Таблица 11-1
Условие
Тригер с външно
преднапрежение
I
! Тригер с автоматично преднапрежение
За запушване на
транзистора
i
(11-1 a) j
За насищане на от-!
пушения транзис-!
тор	|
-. Zkh Ек !
~	! 'б
(11-2а) ।
4н £*•
(11-2 6)
Паралелно на съпротивленията R (фиг. 11-1 и 11-2) са свързани
ускоряващи кондензатори С, конто имат същото предназначение, както
при ламповите тригери — ускоряват смяната на устойчивите състояния.
За разлика от ламповите схеми обаче тук техните стойности са по-
големи, за да осигурят протичането на достатъчно големи базови то-
кове в транзисторите при преобръщането (Лити 1б2т, фиг. 9-15).
Когато тригерът е в едно от устойчивите си състояния (единият
транзистор е запушен, а другият — наситен), действието на положител-
иата обратна връзка е прекъснато. При постъпване на външен импулс
(параметрите и начинът на подаването му ще бъдат разгледани по-на-
татък), предизвикващ запушването на отпущения транзистор (напри-
мер Т2), потенциалът на колектора му започва да намалява (след раз-
сейване на излишните токоносители в базата му). През делителя
и предимно през кондензатора С това намаление се предава на базата
на транзистора Tt, през него започва Да протича ток, потенциалът на
колектора му става по-положителен, през другая делител R— Re и уско-
♦Тригерите, в конто отпушеният транзистор не е наситен, се отличават с по-го-
лямо бързодействие, но имат по-ниска стабилност и се прилагат по-рядко
112
ряващ кондензатор С това изменение се предана на базата на транзис-
тора Тч, базовият ток на Т2 намалява, понижава се съответно и
колекторният му ток и т. н. Докато транзисторите Тг и Т, са одновре-
менно отпушени, веригата на положителната обратна връзка е затво-
рена, развива се лавинообразен процес, в резултат на който транзис-
торът Т, се запушва, а 7\ — отпушва. С това действието на обратната
връзка се прекъсва и след известно време в схемата се установяват
токовете и напреженията, съответствуващи на второто устойчиво със-
тояние.
Преходните процеси при транзисторните тригери се отличават сил-
но от процесите при ламповите. Освен действуващите при лампите
фактори — начин на подаване, форма, амплитуда и продължителност
на пускащите импулси, пускаща верига, вид на товара, включен към
изхода на тригера, и др, при транзисторите е от значение и степента
на насищане (коефициентът А). Самите процеси на отпушване и за-
пушване при Тях са също по-сложни, отколкото при електронните
лампи. Всичко това прави теоретичния анализ на преходните процеси
доста сложен [1, 2, 27]. Без да се отделя място за подробното му
излагане, тук ще бъдат отбелязани само някои по-важни особености
а.	Лавинообразният процес в тригера не възниква в момента на по-
стъпване на пускащия импулс, а по-късно — след като отпушеният
транзистор (например 7\) излезе от областта на насищане (след време,
което зависи от разсейването на излишните неосновни носители в ба-
зата му — съгласно (9-3)) и след като потенциалът на базата на за-
пушения транзистор Т2 (по отношение на емитера) стане равен на ну-
ла, т. е. когато и двата транзистора достигнат границата на влизане в
активната облает. Продължителността на този подготвителен стадий
се определя главно от честотните свойства на транзисторите и е тол-
кова по-голяма, колкото е по-висок коефициентът на насищане N. Из-
мененията на колекторните и базовите напрежения през него са
незначителни.
б.	Когато и двата транзистора са в активно състояние, действува
ноложителната обратна връзка и протича лавинообразен процес с го-
ляма скорост. Поради това напреженията на ускоряващите конденза-
тори не успяват да се изменят и измененията на колекторните напре-
жения на двата транзистора изцяло се предават на базите на проти-
воположните транзистори (A««i = AmK2, A«62 = A«ki). Базовото напреже-
ние на наситения транзистор (TJ обаче е от порядъка на 0,14-0,2V
и щом колекторното напрежение на отпушващия се транзистор (Т2)
се намали със същата стойност (стане по-положително), емитерният
преход на транзистора Г, се запушва, положителната обратна връзка
престава да действува и лавинообразният процес се прекратява По
тази причина измененията на напреженията и токовете в схемата през
време на лавинообразния процес са незначителни, а самият процес —
твърде кратък. Продължителността му е толкова по-малка, колкото
токът, създаван от пускащия импулс, е по-голям.
в.	Главното изменяне на напреженията и токовете в тригера (до
стойностите, съответствуващи на устойчивого състояние), т. е. самото
3 Ичпулсни схеми	1 1
преобръщане, става след прекратяването на лавинообразния процес.
Ускоряващият кондензатор, свързан към колектора на запушващия се
транзистор (Tj), започва да се зарежда през колекторното съпротивле-
ние /?к и през емитерния преход на отпушващия се транзистор Т2. В
резултат напрежението в колектора на става все по-отрицателно
и се формира отрицателният фронт на изходния импулс с продължи-
телност
/ф(_> = 2,3/?к С 1g
E,R \
1 )~2-3/?,<с
(11-3)
(при условие, че Е& е достатъчно по-малко от Ек)
В същото време отпушващият се транзистор Т2 (вследствие на
допълнителния базов ток от зареждането на ускоряващия конденза-
тор колекторният му ток нараства по-бързо) преминава в наситено
състояние и в колекторната му верига се получава скокообразно по-
ложително изменение на напрежението с продължителност
„ 2л R С fa
^ф(+)«=>2,3/?к -1g	(11-4)
(при условие, че Е6 <sEK).
Обикновено капацитетът на ускоряващите кондензатори се избира
така, че продължителностите на двата фронта да са равни:
0,24
c^faRK *	(Н-5)
През този последен стадий на преходния процес ускоряващият
кондензатор, свързан към колектора на отпушващия се транзистор
(Т3), се разрежда през съпротивленията /? и Едва след завърщ-
ване на този процес, т. е. след време
RR6
,	<11-7)
напрежението на базата на запущения транзистор (Ту) достига стацио-
нарната си стойност.
Общата продължителност на трите стадия на преходните процеси
определя бързодействието на тригера. Тъй като продължителността
на лавинообразния процес обикновено е доста по-малка, максималната.
работна честота на тригера се определя главно от продължителност-
та на фронтовете и времето на подготвителния стадий и може да
се приеме* [28]
/тах®“0,5/о .	(11-7)
'Изразите (11-3) -(11-7) са в сила при пускане по единичен вход или при хибрид-
но пускане на тригера (фиг. 11-6) При останалите начини на пускане бързодействието
с "0-ниско - /т„^0,3 /„ .
114
115
Таблица 11-2
Величина	Григер с външно преднапрежение	Тригер с автоматично преднапрежение
Захранващо напре- жение Запушващо напре- гкение	Um	(11-7 а) £б--=1,5 + 6 V	(11-8а)	£к~ 1,2£„,	(11-7 6) t/e = l+2V	(11-8 6)
Колекторен ток на наситения транзи- стор	4н^кдоп	(”-9> (обикновено се избира 7KH=5-i-20 mA)	
Съпротивление R	£'к RK^—f~	(11-10 а) 7кн	£к RK^	г-	(11-10 6) 'кн
Съпротивление R6	0.2 ,	(11-11 а, 7ко шах	£к ^6	°>‘2 (D +р	(11-116) V'e ' к ' ко шах
Съпротивление R	^mln	^6		, F R 1	Р F	(1112 а) Ск ^6 “Г Hmin	^min К к	,, , _ D _j_	Р	(11-12 6) Кв "Г кт1п ке
Продължение на табл. 11-2
Be пичина	Григер с вьышно преднапрежение	Тригер с автоматично преднапрежение
Съпротивление Re Кондензатор Се	—	и, Re- ,	(11-13 а) 7кн 20 Ct“fR	(11136) -'а 'е (обикновено се избира Се — 1000-т-5ч00 pF)
Ускоряващи конден- затори С	0.24	R + R6 fa^K	" C"3fmalRR6	(П-14) (обикновено се избира С=100ч-300 pF)	
Амплитуда на нзаод- ния импулс Прнети означения	£к	Ек R Um~ R+rk R	(11*15а)	Un- r+Rk -Ue	(11-156) /КО1Пах — неуправляем ток в колекторната верига при максималната работ на темпера- тура (определен от (9-7)). 3m(n — иай-малкага стойност на коефициента на усилване по ток за избрания тип транзистори	
Таблица 11-3
Схема
Характеристика на схемата
Фиг. 11-4
Пускане с отрицателна импулси,
подавани в емитерната весига.
Предимств.а: малка амплитуда
на пускащите импулси , сравнително
проста пускаша верша
Нед остатъци: понижава се
бързодействието на тригера; необхо-
дим е значителен пусков ток (мощен
входен импулс).
Пускане с положителни импулси,
подавани в колектопната верига.
| ИзползуванеТО на разделителните ди-
I оди Д1 и Д2, също както при лампо-
I вите схеми, изключва пускащата ве-
рига от схемата на тригера и отстра-
I нява влиянието й върху процеса на
i преобръщане. За да се намали нато-
варването на източника на пускащи
импулси, съпротивлението Rp трябва
да бъде голямо, а за да може разде-
лит елният кондензатор Ср да се раз-
режда бързо — то трябва да бъде
малко. Затова вместо съпротивление
понякога се включва диод (показан
с пунктир), който с малкото си право
и голямо обратно съпротивление от-
говаря едновременно и на двете изис-
квания
Предимство при тозн начин на
пускане се осигурява по-високо бър-
зодействие на тригера.
Недостатъни: необходима е по-
голяма амплитуда на пускащите им-
пулси и по-голям брой елемеити в
пускащата верига.
Пускане с положителни импулси,
подавани в базовата верига
Предимство: осигурява се ви-
соко бързодействие на тригера при
по-малка амплитуда на пускащите
импулси.
Недостатък: схемата работи
устойчиво в по-тесни граници на
изменение на амплитудата на пуска-
щите импулси и поради това се пови-
шава чувствителността й към изме-
ненията на температурата и захран-
ващите напрежения
Фиг. 11 -5
117
Продължение на табл. 11-3
Схема
Характеристика на схемата
Хибридно (смесено) пускане. Съпро-
тивленията R' и R" управляват по-
тенциалите на анолите на диодите
Д1 и Д2 в съответствие с тези на
колекторите на транзисторите, така
че всеки положителен входен импулс
се подава само на базата на отпуще-
ния транзистор. По този начин се
осигурява бързодействие, равно на
това при пускането по единичен вход.
Шунтирането на съпротивленията R’ и
R' с диоди (показано с пунктир) по-
вишава още бързодействието на три-
гера — ускорява се разреждането на
разделителните кондензаюри Cj и С2
Предимство. обединява висо-
кото бързодействие и чувствителност-
та на пускането в базовата верига
с големия допустим толеранс на ам-
плитудата на пускащите импулси при
колекторното пускане
ОПРЕДЕЛЯНЕ НА ПАРАМЕТРИТЕ НА СКЕМАТА
Обикновено зададените величини при определяне стойностите на
елементите на тригера са: амплитуда на изходното напрежение (t7m),
максимална честота на следване на пускащите импулси (/max), продъл-
жителност на фронтовете (Ащ и £ф(+)) и максимална температура на
работа на схемата. Транзисторите се избират според необходимата
амплитуда ((Дедоп >Um) и честота (Ja >2 fmax или fa >3/шах — в зави-
симост от избрания начин на пускане). От каталожните им данни с'е
вземат още величините /кои (3. Стойностите на захранващите напре
жения и елементите на схемата мо^ат да се определят ориентировъч-
но от зависимостите, дадени в табл. 11-2.
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
Освен от правилния избор на елементите и свойствата на използу-
ваните транзистори стабилността и бързодействието на тригера зависят
и от начина на подаване на пускащите импулси. Както и при лампо-
вите тригери, входните импулси могат да се подават поотделно на
едини я или другая транзистор — разделно пускане (пускане по еди-
ничен вход) или едновременно и на двата входа на тригера — пус-
кане по броящ вход, при което смяната на устойчивите състояния се
118
извършва от всеки входен импулс. В приложната електроника, изчис-
лителната техника и ядрената електроника най-разпространен е вторият
начин на пускане. Подобно на случая при ламповите тригери и тук прео-
бръшането може да се извършва с подаване на запушващ импулс на на
Фиг 11-7 а. Практически схема на си-
метричен тригер с външно преднапре-
'"ение
Фиг. 11-7 6 Осцилограми
горе — пускаши импулси; долу — напрежение в един от изходите (1 или 0), маща-
би — вертикален 5 V/cm, хоризонтален 2 ps/cm
ситения транзисторили на отпушващ импулс — на запушения. Предпочита
се първият начин, защото се отличава с по-голяма чувствителност (необ-
ходима е по-малка амплитуда на пусковия ток). В табл. 11-3 са пока-
зани различии начини за пускане по броящ вход и са посочени техни-
те особености.
На фиг. 11-7 е показана практически схема на симетричен тригер
с външно преднапрежение. За намаление на влиянието на външни па-
разитни сигнали е избрано сравнително високо запушващо напрежение
119
Таблица 11-4
CxeMi
Характеристика на схемата
Тригер с диодна фиксация в колек-
торните вериги. Увеличението иа
бързодействието се постига благо-
дарение на избягването на насища-
нето чрез прилагане на диодна фик-
сация (както при схемата от фиг. 9-17).
Тригер с диодна , фиксация в ба-
зовите вериги. Диодите Дх и Д.,
не позволяват напрежението на бази-
те на транзисторите да става много
положително, което улеснява отпуш-
ването
Тригер с нелинейна обратна връз-
ка Повишеното бързодействие на
схемата седължи на избягванею на
насищането чрез прилагане на нели-
। нейна отрипателна обратна връзка
| (както при схемата от фиг 9-18)
Фиг 11-11
Тригер с емипирни повторители.
Връзките между транзисторите на
тригера (Г8 и Т3) са осъществени
през емитерни повторители (транзи-
сторите 1\ и ГД. Бързодействието
на схемата се повишава благодарение
на по-бързото зареждане на ускоря-
ващите кондензатори през ниското
изходно съпротивление на емитерни-
те повторители.
.120
(Еб = 6V), което понижава малко бързодействието на тригера. При по-
сочените на фигурата данни за схемата се получават следните пара-
метри .
максимална работна честота—/niJX =100 kHz;
амплитуда на изходните импулси—£/„,=-10V;
продължителност на фронтовете — /ф(+) =0,3 p.s гф > =0,2 ps;
амплитуда на пускащите имцулси — над 2V.
При транзисторните тригери, както и при ламповите бързодействие-
то е един от най-важните параметри. За неговото повишаване освен
използуването на транзистори с висока гранична честота се използу-
ват и специални схеми, в конто чрез посочените вече начини (табл. 9-4)
се избягва насищането на отпущения транзистор В табл. 11-4 са по-
казаны различии схеми от този тип.
ТРИГЕР С ЕМИТЕРНА ВРЬЗКА
В схемата на тригера с емитерна връзка (фиг. 11-12), наричан често
по аналогия с ламповяя тригер с катодна връзка „тригер на
Шмит", едната колекторно базова връзка е заменена с об-
ратна връзка по чок, осъществявана през общото емитерно съпро-
Фиг 11-12. Григер с емитерна връзка (григер на Шмит)
тивление . В едното устойчиво състояние транзисторът 1\ е запу-
шен от падението на напрежението върху емитерното съпротивление,
създавано о г тока на втория транзистор Т2. Зависимостите между па-
раметрите на схемата, осигуряващи изпълнението на условията за
стабилност на това състояние — сигурно запушване на транзистора
Тг и насищане на транзистора Т>, са дадени в табл. 11-5
При постепенното повишаване на входного напрежение се достига
стойност (uBX = UBxi=U1—Ео, където Ux е първият праг на задейству-
ване на тригера — (11-20), табл. 11-5), за конто напрежението между
базата и емитера на транзистора 7\ става равно на нула и той се от-
пушва. През него протича колекторен ток, потенциалът на колектора
121
Таблица 11-5
Първо устойчиво състояние	Условие за запушване на транзистора л	R~RK, £к + ₽ «к, (*е +*К,) 'ко max	0 bl6)
	Условие за насищане на транзистора т2	н’-17)
Второ устойчиво състояние	Условие за насищане на транзистора л	Ri+?RB	<П-18>
	Условие за запушване на транзистора Тг	4-/? ) /	О1'19) ' гко max
Първи праг на	задействуване	"г- - - £	/?е	(11-20) 1 кг~ ve
Втори праг на задействуване		R6RB U^R+R6(\+RKJRe)	(11’21)
	
му става по-положителен, през делителя R—R(> и ускоряващия кон-
дензатор С това нарастване се предана на базата на транзистора и
предизвиква намаление на колекторния и емитерния му ток. Потенциа-
лъг на общата точка на двата емитера се намалява и 7\ се отпушва
още по-силно. Възниква лавинообразен процес, тригерът се преобръща и
преминава във второто си устойчиво състояние. Условията за неговата
стабилност са подобии — сигурно запушване на транзистора Т2 (фор-
мула 11-19) и насищане на транзистора 7\ (формула 11-18) — табл. 11-5.
Увеличението на входного напрежение над стойността ив1Л води само
до нарастване на базовия и емитерния ток на транзистора Ть без
да предизвиква съществени изменения в схемата.
При понижаване на входного напрежение тригерът се преобръща
при друга иегова стойност (uBX = UBX2=U2—E0, където 6/3 е вторият
праг на задействуване на тригера — (формула 11-21. табл. 11-5), за
конто падението на напрежението върху емитерното съпротивление и
потенциалът на базата на транзистора Т2 се изравняват и той се
отпушва.
1 9 9
В зависимост от избора на постоянного напрежение Z?o (определено
от стойностите на съпротивленията /?, и /?2) са възможни два режима
на работа:
а)	при E^>U2 (напрежението е избрано между двата прага на
задействуване — обикновено в средата на хистерезисната облает)
схемата работи подобно на симетричен тригер и при подаване на
входни импулси с редуващ се поляритет сменя последователно устой-
чивите си състояния;
б)	при	устройството практически има едно устойчиво със-
тояние — когато входного напрежение надмине стойността £7вх], три-
герът се преобръща, но остава във второго си състояние само докато
това напрежение не се намали под стойността 6'вх>
Прилага се предимно вторият режим на работа. Подобно на лампо-
вите тригери от същия тип той се използува за формиране на право-
ъгълни импулси със стръмни фронтове от входни напрежения с про-
изводна форма и като амплитуден дискриминатор (задействуване от
импулси с амплитуда, която превишава определена прагова стойност —
^Лх1 = ^1—Еа} Поради силната зависимост на параметрите на транзисто-
рите от температурата стабилността на прага на дискриминация при
тригерите с емитерна връзка е ниска. което ограничава приложе-
нием им
123
12.
ЧАКАЩИ МУЛТИВИБРАТОРИ
ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Чакащите мултивибратори, изпълнени с транзистори, имат същите
общи принципи на действие, както и ламповите. Те се характеризи-
рат с наличието на едно устойчиво и едно временно устойчиво състо-
яние. Второто състояние се установява при въздействие на външен
пускащ импулс и се прекратява след време, определено от парамет-
рите на схемата. Най-широко приложение намират чакащите мултивиб-
ратори с емитерна (фиг. 12-1) и колекторно-базова (фиг. 12-3) връзка.
Структурата и на двете схеми е аналогична на съответните лампови
чакащи мултивибратори с положителна решетка (с катодна връзка и
със съпротивителна връзка).
ЧАКАЩ МУЛТИВИБРАТОР С ЕМИТЕРНА ВРЪЗКА
Описание и анализ на схемата. При чакащия мултивибратор от този
тип обратната връзка между двата транзистора се осъществява чрез
общото съпротивление в емитерната верига — /?е. Схемата има пре-
димството, че не е необходим допълнителен източник на напрежение.
В устойчивого състояние транзисторът 7\ е запушен, а транзисто-
рът Т.2 — отпушен. Запушването на Т2 завися от потенциала на не-
говата база (£0), определен от съпротивителния делител —Т?2 и от
падението на напрежението върху общото емитерно съпротивление (t/e),
създадено от протичането на тока на отпущения транзистор през него.
Съотношението
£0 1 I | — Ан2 Ан2^е
(12-1)
изразява условието за сигурното запушване на транзистора Т\. При
наситен транзистор Т3 са в сила зависимостите
Z.2 . Ал Ан> Я и /б2^>----------
(12-2)
124
Фиг 12-1 а. Чакащ мултивибратор с емитерна връзка
Фи1. 12-16 Осцилограми
горе — пускащ импулс, долу — изходен импулс,
мащаби — вертикален 5 V/cm, хоризонтален 1 ps/cm
125
откъдето вепосредствено следва
условието за сигурното му насищане
Re < р Rk-2-
(12-3)
Когато са изпълнени условията (12-1) и (12-3), схемата може да запази
устойчивото си състояние неограничено дълго време.
При подаване на пускащ им-
пулс (например отрицателен им-
пулс в базата на транзистора 7\—
момента t0, фиг. 12-2) през 7\
протича колекторен ток и потен-
циалът на колектора му се пови-
шава. През кондензатора С това
скокообразно настъпващо измене-
ние се предава на базата на тран-
зистора Т2, поради което намаля-
ват колекторният му ток и паде-
нието на напрежението върху еми-
терното съпротивление. Това при-
чинява още по-силно отпушване
на 7\ и т. н. Развива се лавинооб-
разен процес, схемата се преобръ-
ща и се установява временно ус-
тойчивото състояние. Тъй като за
времето на преобръщането напре-
жението върху кондензатора С
почти не успява да се измени,
а
5
8
г
д
Фиг. 12-2. Форма на напреженията в
чакащия мултивибратор с емитерна
връзка:
а — колекторно напрежение на транзистора
Г1; б — колекторно напрежение на А; в —на-
прежение върху емитерното съпротивление ;
г — базово напрежение на Г. : д — напре-
жение върху кондензатора С
цялото положително изменение на
колекторното напрежение на тран-
зистора Т\ (кик^Ек, фиг. 12-2а
се подава на базата на транзи-
стора Т2 (фиг. 12-2 г) и го запушва.
За да бъде транзисторът 7\
наситен през временно устойчивото
състояние, съпротивлението в колекторната му верига се избира
RKl>RK2	(12-4)
(съответно /кн1<7кн2, Ля1^?е<Лн2^?е и | Ео |>/KHi/?e, т. е. потенциалът
на базата на транзистора 7\ е по-отрицателен от емитерния). Ако това
условие не бъде изпълнено, преобръщане не може да настъпи.
След преобръщането кондензаторът С започва да се разрежда
(фиг. 12-2d) през отпущения транзистор Тг и съпротивленията R6 и
Re, при което потенциалът на базата на транзистора Т2 намалява
(фиг. 12-2г). Когато този потенциал се изравни с емитерния — след
време
tK^Q,lCR6	(12-5)
(при условие, че IK0Re < Ек и Re < A*Ki) — транзисторът Т., започва
да се отпушва, възвиква обратен лавинообразен процес и схемата се
126
Фиг 12-3(2 Чакаш мултивябр«<ор с колекторнс-базсви
воъзкч
ИИМШЯПНН
ППВП
Фиг. 12-3 б. Осцилограми :
горе — пускащ импулс; долу — изходен импулс; маща-
би — вертикален 5 V/cm; хоризонтален 2 ps/cm
Т27
преобръща отново (моментът^, фиг. 12-2). При това транзисторът 7\
се запушва, Т2 — насища, а кондензаторът С започва да се зарежда
през съпротивленията RKi, Re и емитерния преход на отпушения тран-
зистор Т2, стремейки се към напрежение Ек — Ue. Това предизвиква
отскоци в напреженията ик2 и ие и постепенно нарастване на напреже-
нието z/Ki (фиг. 12-2). След време
tB	ЗС(/?К1 + R, )~ЗС7?К1	(12-6)
схемата се връща в изходното състояние.
Ширината на генерираните импулси се определя от продължител-
ността на временното устойчиво състояние (12-5) и може да се изменя
чрез регулиране на съпротивлението /?б ( в сравнително тесни граница,
за да не се наруши условието за насищане на Т2 — (12-3)). При из-
работване на твърде кратки импулси трябва да се има пред вид и
продължителността на преходните процеси при преобръщането, конто
са сходни с процесите при симетричните тригери. В такъв случай ши-
рината на генерираните импулси може да се определи от равенството
+	02-7)
където /р е времето за излизане на транзистора от състояние на наси-
щане (за разсейване на излишните неосновни носители в базата му).
За намаление на времето на преобръщане спомага включването на кон-
дензатора Cj (фиг 12-1), който действува подобно на ускоряващия
кондензатор (фиг. 9-15).
Минималният интервал между два пускащи импулса при чакащия
мултивибратор с емитерна връзка зависи от ширината на генерираните
импулси и времето за възстановяване tB. Съществен недостатък на
тази схема е голямата продължителност на това време (tB = (0,24-0,3)/и ),
поради което формата на генерираното напрежение се отличава силно
от правоъгълната. Намалението на времето за възстановяване чрез из-
биране на по-малки стойности на съпротивлението Ra е ограничено,
тъй като може да се наруши условието (12-4).
Определяне на елементите на схемата^Обикаоъ&ио са зададени
величините: амплитуда и продължителност на изходните импулси (Um
и t„) и период на повторение на пускащите импулси (Т). Транзисто-
рите Т\ и Т> се избират с максимално допустимо напрежение между
колектора и базата Uk6 доп > 2U,„ и максимално допустимо обратно на-
прежение на емитерния преход Lze,-, Доп>//т От каталозите се отчитат
А И /к0
Захранващото напрежение Ек се избира Ев = (1,14-1,2) Um, а на-
прежението на емитера — UB — (0,14-0,2)^ • Напрежението Ео се избира
така, че да се осигури запушването на транзистора 7\- i Ue |—|.С0| =
= | 0,54-1 V. Колекторният ток на транзистора Г, се избира близък
до максимално допустимия за избрания транзистор (/кн2^-/кдоп)
Стойностите на елементите на схемата се определят ориентиро-
въчно в следната последователност:
а) съпротивление в емитерната верига
Re--	(12-8)
7кн2
128
б. съпротивление	в колекторната верига на транзистора Т2 Um =	02-Э)
в. съпротивление в колекторната верига на транзистора 7\
/?к1-(2-?6)/?к2	(12-10)
(за да бъде изпълнено условието (12-4);
г.	съпротивление в базовата верига на Т2
Ех
< ftnin/fo; R> >	02-11)
'ко max
където /котах е стойността на неуправляемия ток при максимална ра-
ботна температура, определена съгласно формула (9-7), a {Jmin —-
минималната стойност на коефициента на усилване по ток за избра-
ния тип транзистори;
д.	времезадаващ кондензатор
С-оЖ;	02-12)
е.	съпротивления на делителя /?2; избират се така, че токът
през делителя да е около 10 пъти по-голям от базовия ток на тран-
зистора Ти протичащ през временното устойчиво състояние:
Ri
^к.
ю
₽ ^к2^0
!()(£,-Ео) •
(12-13)
Накрая се проверява дали при избраните стойности на елементите
се осигурява необходимого бързодействие на чакащия мултивибратор:
T>t„ + (4->5) С(/?к1+/?е).	(12-14
ЧАКАЩ МУЛТИВИБРАТОР С КОЛЕКТОРНО-БАЗОВИ ВРЪЗКИ
Описание и анализ на схемата. При този тип чакащи мултивиб-
ратори (фиг. 12-3) обратиата връзка между транзисторите се осъщест-
вява, както при симетричните тригери, посредством съпротивителния
делител R—/?бь В устойчивого състояние транзисторът 7\ се поддържа
сигурно запушен от допълнителния източник на напрежение Е6:
Е,- >/K0Rf,t-	(12-15
Транзисторът Т2 е наситен при спазване на условието (както при ча-
кащия мултивибратор с емитерна връзка):
/?62<С3^2*	(12-16)
При постъпване на външен пускащ импулс (момента фиг. 12-4)
схемата се преобръща, транзисторът 7\ се отпушйа, транзисторът Ге
се запушва, а кондензаторът С, който за времето на преходния про-
9 Импузсни схеми
129
цес не успява да измени заряда си, започва да се разрежда през съ-
противлението /?б2- При това потенциалът на базата на транзистора Га
намалява и след време
tn ~ Q,7CR62	(12-17)
12-4. Форма на напреженията в
ча-
Фиг.
кащия мултивибратор с колекторно-базо-
ви връзки.
а — колекторно напрежение на транзистора Л ;
б — колекторно напрежение на Гэ, в — базово
напрежение на 7\; г — базово напрежение на
Г2; д — напрежение върху кондензатора С
(при условие, че IKOR62<EK) става равен на нула (момента tb фиг. 12-4)-
Транзисторът 7'2 се отпушва, веригата на обратната връзка се затваря
и настъпва повторно преобръ-
щане на схемата, след което
кондензаторът С се зарежда
(фиг. 12-4д) през съпротивле-
нието 7?к1 и емитерния преход
на транзистора 7'2 (стремейки
се към напрежение Ек) за време
/в^ЗС/?и1.	(12-18)
С това схемата се връща в из-
ходното си състояние и може
да бъде задействувана от нов
входен импулс. За разлика от
чакащия мултивибратор с еми-
терна връзка времето за възста-
новяване може да бъде нама-
лено чрез използуване на малки
съпротивления RK\ (тук условие-
то (12-4) не се поставя).
Определяне на елементите
на схемата. Зададените величи-
ни и съображенията при избира-
не на транзисторите са същи-
те, както при чакащия мултиви-
братор с емитерна връзка. Нап-
реженията на захранващите из-
точници Ек и Еъ , стойностите
на съпротивленията Rk2, Ret, R
и капацитетът на ускоряващия
при симетричния тригер с външно
кондензатор Сг се определят, както
преднапрежение (изрази (1 l-7a)-i-(l 1-12а) и (11-14), табл. 11-2). Остана-
лите елементи на схемата се определят ориентировъчно по следния начин:
а. съпротивление в базовата верига на транзистора Т2
R62<Z$Rk2 и R«2 /котах-^Ек	(12-19)
б. съпротивление в колекторната верига на транзистора 1\; обик-
новено се избира така, че продължителността на процеса на възстано-
вяване да е достатъчно малка:
;	(12-20)
130
трябва ла се има пред вид обаче, че за стабилната работа на ча-
кащия мултивибратор времето за възстановяване трябва значително да
йревишава продължителността на процеса на преобръщане:
С/?к1^(34-5)
1
в. времезадаващ кондензатор:
оЛб2
(12-21)
(12-22)
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
Задействуването на чакащите мултивибратори може да се извършва
с положителни или отрицателни пускащи импулси. На фиг. 12-5 и 12-6 са
показани най-разпространените схеми на пускащи вериги — подаване на
отрицателни импулси в базата на запущения транзистор или подаване иа
положителни импулси в колектора на запущения и през кондензатора
С — на базата на отпущения транзистор. Предпочита се вторият начин
i
Фиг. 12-5. Пускане на чакащия мултивиб-
ратор чрез подаване на отрицателни им-
пулси на базата на запущения транзистор
Фиг. 12-6. Пускане на чакащия мултивиб-
ратор чрез подаване на положителни импул-
си в колектора на запущения транзистор
поради по-голямата му чувствителност. Предназначението и съображе-
нията за избиране на елементите на пускащите вериги (Ср, Rp и Д) са
същите, както при тригерите.
Чакащият мултивибратор с емитерна връзка, изпълнен по схемата
от фиг. 12-1 (със стойности на елементите, посочени на фигурата) и с
пускаща верига с Ср =300 pF, /?р =18kQ и диод SFD112 (фиг. 12-6)
има следните параметри:
при С 300 pF и /?б = 18 kQ— t„ =3,5 [is, ^ф(_) =0,1 [is, /ф(+) =0,2 [is,
Um^\ 1 V ;
при Rfi =18 kS и изменяне на С от 300 pF до 5000 pF ширината на
импулса се мени от 3,5 [is до 45 ps.
Със схемата от фиг. 12-3 (при показаните на фигурата стойности
на елементите) и същата пускаща верига се получава:
131
Таблица 12-1
Схема	Характеристика иа схемата
Фиг 12-7
Чакащ мултивибратор с намале-
но време на възстановяване. След
второю преобръщане вместо през
съпротивлението 7?Kj кондензаторът
С се зарежда през ниското изходно
съпротивление на допълнително вклю-
чения емитерен повторител (7з). По
този начин времето за възстановява-
не може да се намали от 10 до 15
пъти.
Чакащ мултивибратор с повишена
температурна стабилност. Стаби-
лизирането на продължителността на
импулса при повишаване на темпера-
турата се постига чрез използуване
на ударного възбуждане на трептя-
щия кръг, включен в базовата ве-
рига. Както се вижда от фиг. 12-8 б,
формата на напрежението ий> се из-
меня така, че дефинирането иа мо-
мента на отпушване на транзистора
Г2 става по-точно (пресичането на
нулевата линия става под по-голям
ъгъл). Схемата е приложима само
при малка продължителност на импул-
сите (50-7-100 [is), когато необходи-
миге стойности на Z.A са достатъчно
малки за лесио конструктивно изпъл-
нение.
Недостатък: трудна настройка
на схемата и неудобства при необхо-
димост от плавно регулиране иа ши-
рината на импулса.
132
Продължение на табл. 12-1
Схема
Характеристика на схемата
Чакащ мултивибратор с линейно
заоеждане на времезадаващия кон-
дензатор, включен в емитерната
верига. В устойчивото състояние
транзисторът Ту е запушен, Г2 —
отпушен (ненаситен), a Ts е отпущен
и изпълнява ролята на генератор на
постоянен ток (поради силната отри-
цателна обратна връзка, създввана от
съпротивлението /?е8). При постъпва-
не на отрицателен входен импулс Ту
се отпушва, колекторното му напре-
жение става по-положително и Г2 се
запушва. Колекторният ток на Г3 за-
почва да тече през fj и да зарежда
кондензатора С. Напрежението върху
кондензатора нараства линейио (за-
реждащият ток е постоянен) и потен-
циалът на емитера на Г2 става по-
положителен. В даден момент Г2 се
отпушва, потенциалът на емитера му
(а чрез кондензатора С и на емитера
на Ту) се понижава рязко (става no-
отрицателен) и Ту се запушва. Колек-
торният ток на Т3 започва отново да
протича през Т2 и схемата се връща
в изходното си състояние.
Предимства: слаба зависимо ст
на продължителността на импулсите
от температурата и захранващите на-
прежения (поради стръмното изменя-
не на напрежението на емитера на
Л в момента на отпушването му);
изходните импулси са с много кратки
фронтове и правоъгълна форма.
Недостатък: необходимое от
3 различии захранваши напрежения
и един допълнителен транзистор.
Чакащ мултивибратор с ценеров
диод. В устойчивото състояние тран-
зисторът Г2 е наситен, ценеровият
диод (Д) не пропуска и Ту е запу-
шен. При постъпване на отрицателен
входен импулс Ту се отпушва, скоко-
образного изменение на колекторното
му напрежение се предава в т. А и
запушва диода Д, а с това и Т.,.
Напрежението на колектора на f2
става отрицателно, през ценеровия
диод протича обратен ток (той дости-
га областта на стабилизиране) и Ту
се насища. Разреждането на конден-
133
Продолжение на табл. 12-1
Сх«ма
Виж фиг. 12-10
Характеристика на схемата
затора С през съпротивленията и
/?2 определя продължителността на
временного устойчиво състояние на
схемата. В края на този процес дио-
дът Д започва да пропуска, 7\ се
насища, а ценеровият диод и 7\ се
запушват.
П редимстваг малкото динамич-
но съпротивление на цеверовия диод
спомага за по-бързото преобръшане;
тъй като през временното устойчиво
състояние диодът Д е запушен, в
схемата могат да се използуват тран-
зистори с малко йаксимално допусти-
мо обратно напрежение на емитер-
ния преход (например дифузионни).
Чакащ, мултивибратор с регули-
ране на ширината на импулса в 1
широки граници. За регулиране на
продължителността на импулса се I
използува изменението на запушва- ;
щото напрежение, подавано със скок ;
на базата на транзистора Т2 при пре- 
минаването във временното устойчиво |
състояние (чрез потенциометъра Р
се мени частта от изменението на i
колекторното напрежение на Л — !
а ик^Ек , конто през кондензатора 1
С постъпва на базата на Т2). Съпро-
тивлението R3 подобрявз линейност-
та на зависимостта между измене- I
нието на Р и ширината на импулса,
а чрез потенциометрите Рх и Р2 се ।
нагласят границите иа обхвата на [
регулиране. Диодът Д, предпазва [
емитерния преход на транзистора Т.,
от подаване на високо обратно напре- ।
жение. При посочените на фигурата ;
стойности на елементите се постига
регулиране на ширината на импул-
сите от 2 до 800 ps.
при С = 300 pF и R-56 кй —	; 10,5 |xs, (ф<_) = 0,5 ps, (ф(_|.) = 0,3 p.s
Um=\\ V;
при C=300pF и изменяне на R от 18 кй до 56 кй ширината на
импулса се изменя от 3,2 ps до 10,5 ps;
при /?=56кй и изменяне на С от 300 pF до 3000 pF ширината на
импулса се увеличава до ПО ps.
134
Когато с обикновените схеми на чакащи мултивибратори, описани
по-горе, не могат да се осигурят необходимите параметри, се прилагат
по-сложни схеми — с повишена стабилност при изменяне на темпера-
турата, с намалено време на възстановяване и др. По-често използува-
ните от тях са показани в табл. 12-1.
МНОГОФАЗЕН ЧАКАЩ МУЛТИВИБРАТОР
Една разновидност на чакащия мултивибратор, конто пред-
лага много _удобства при някои специални случаи на употреба,
е така нареченият многофазен чакащ мултивибратор. Той се отличава
от обикновения по това, че съдържа повече от два транзистора и може
да изработва поредица следващи във времето импулси, получавани на
различии изходи на схемата. На фиг. 12-12 е показано едно възможно
Фиг. 12-13 Изходни напрежения на
многофазния чакащ мултивибратор
Фиг. 12-12. Многофазен чакащ мултивибратор
изпълнение на това устройство. Транзисторите Тх и Т2 образуват мул-
тивибратор с емитерна връзка от разгледания вече тип (фиг. 12-1). Тран-
зисторите Т3, Г4 и Т- и свързаните към тях елементи представляват
допълнителни времезадаващи
групи. Действието им е също-
то, както на транзистора Г2, и
свързаните към него /?К2, Rea и
С&1. Нормално транзисторите
ТЭ~Т5 са отпущении се нами-
рат в състояние на насищане.
Постъпването на положителен
пускащ импулс (фиг. 12-13) в
колекторната верига на 7\ и
през Сб2 — на базата на Т2 —
задействува чакащия мултиви-
братор Тх—Т2, настъпва временното му устойчиво състояние, което
след време tuX = O,7се прекратява (схемата се преобръща
отново). При това транзисторът Т2 преминава от запушено в
наситено състояние, положителното изменение на напрежението в ко-
лектора му се подава със скок през Свз на базата на транзистора Г3
135
И предизвиква неговото запушване. След разреждането на кондензатора
Соз Гд се отпушва отново, като запушэа 7\. Така в колектора на транзисто-
ра Т3 се получава отрицателен импулс с продължителност, определена от
изход] изход 2	изход п
Фиг. 12-14. Блокова схема на многофазен чакаш мулти-
вибратор, генериращ п импулса
изход !	изход 2	изход п
Фиг. 12-15. Блокова схема на многофазен чакащ мултивибратор,
генериращ групп от по п импулса
втората времезадаваща трупа ^и2=0,7С6з/?бз. По същия начин се изработва
импулс на колектора на транзистора и т. н. Схемата генерира поре-
дица от четири следващи във времето импулса (с еднаква или различна
продължителност), получавани на четири отделяй изхода (колекторите
на транзисторите Т2, Tit и Г5).
На фиг. 12-14 е показано получаването на групи от по п следващи
един след друг във времето импулси с помощга на многофазен чакащ
мултивибратор, при подаване на входа на поредица пускови импулси
с период на повторение.
7'2>^и1(12-23)
където с £и1, tU2,. . tMn са означени продължителностите на генерира-
ните импулси.
На фиг. 12-15 е даден друг вариант на използуване на схемата. Се-
рията импулси с продължителност Лп-г-б™ се получава многократно
при подаване само на един пускащ импулс благодарение на връзката
между последний времезадаващ елемент Тп и първия чакащ мултиви-
братор — в този случай положителното изменение (със скок) на напре-
жението на колектора на последняя транзистор Тп изпълнява ролята
на пускащ импулс за чакащия мултивибратор 7'1—Г2. При осъществя-
ване на връзката между изхода на последния елемент и входа (пока-
зано с прекъсната линия) през логически схема И (схема на съвпадение) се
създава възможност за спиране на изработването на групите импулси чрез
външен управляващ сигнал, подавай на втория вход на схемата И (Вход 2).
Предимство на схемите от този тип е получаването на почти пра-
воъгълни импулси с използуването на по-малко количество елементи.
Известен недостатък е, че транзисторите Ta-i-Tn са нормално отпушени
и общата консумация на схемата е значителна.
136
13.
МУЛТИВИБРАТОРИ
ОПИСАНИЕ И АНАЛИЗ НА СХЕМАТА
На фиг. 13-1 е показана най-разпространената схема на мултивибра-
тор — с колекторно-базови връзки, напълно сходна по структура с
ламповия мултивибратор с анодно-решетъчни връзки и „положителни ре-
шетки". Както и ламповият, транзисторният мултивибратор представлява
двустъпален усилвател, изходът на който е съединен с входа му. Така осъ-
ществената силна положителна обратна връзка осигурява условия за само-
възбуждане ; схемата работи като генератор на 'импулси с почти пра-
воъгълна форма. Действието на транзисторния мултивибратор най-
общо се свежда до превключване на конденэаторите Сг и С2 (фиг. 13-1)
от._разреждане към зареждане и обратно посредством работа на тран-
зисторите в ключов режим, управлявана от самите процеси в схемата.
Както и при ламповите мултивибратори, не е възможно устойчиво
състояние, за което и двата транзистора (7\ и Т.2) да бъдат в еднакво
състояние (отпушени или запушени). Действително още при подаване
на захранващото напрежение (дори ако схемата е напълно симетрична)
неминуемо се развиват процеси, конто водят до запушването на еди-
ния транзистор (например 7\) и отпушването на другия (7\). Това съ-
стояние е само временно устойчиво — поради процеса на раз-
реждане на кондензатора С2 през съпротивлението /?б2 и отпущения
транзистор, настъпва момент (t0, фиг. 13-2), когато напрежението на ба-
зата на транзистора Т\ става равно на нула, през 7\ започва да протича
колекторен ток, нарастването на напрежението на колектора му се предава
през кондензатора Ci на базата на Г2 и причинява намаление на колектор-
ния му ток. В резултат потенциалът на колектора на Т2 става по-от-
рицателен; през С2 това намаление се предава на базата на Тх и т.н.
Развива се лавинообразен процес, след който транзисторът 1\ се от-
пушва, а тпанзисторът Т2 се запушва. За да се повиши стабилността
на работата и се подобри правоъгълната форма на генерираните им-
137
пулей, и при мултивибраторите се осигурява насищане на отпущения
транзистор.* Условието за насищане на транзистора 7\ е
Фиг. 13-1. Мултивибратор с колектро-
но-базови връзки
Фиг. 13-2. Форма на напреженията в
мултивибратора с колекторно-базови
връзки
а — колекюрно напрежение на транзистора
, б — колекторно напрежение на Л, в —
бвэово напрежение на > г — бвзово на-
прежение на Т?
(13-1)
За времето на преобръщане
напреженията върху конденза-
торите не успяват да се изменят.
Веднага след това конденза-
торът С2 започва да се зарежда
през отпущения емитерен пре-
ход на транзистора Т\ и ко-
лекторното съпротивление /?К2-
като се стреми към напреже-
ние Ек. Този процес с време-
константа
Tg £ — Со /?к2
(13-2)
(обикновено гВх</?к2) предиз-
виква експоненциално нараст-
ване на колекторното напреже-
ние на запущения транзистор Т.2
(фиг. 13-26). В същото време
кондензаторът С\ се разрежда
през наситения транзистор Тг и
съпротивлението R61, като се
стреми да се презареди до-
напрежение Ек . Времеконстан •
тэта на този процес 'ciBc, = C]/?6i
определя продължителност-
та на временного устойчиво
състояние:
Г~0,7 ЗДь (13-3>
което се прекратява, когато напрежението на кондензатора спадне до-
аула (момента tlt фиг. 13-2). В този момент транзисторът Т2 се от-
*По-подробното разглеждане на процесите в мултивибраторите показва [1], че при
дълбоко насищане на отпущения транзистор лавинообразен процес може въобще да не
възникне и схемата да не започне да генерира. Действително, ако 7\ е дълбоко наситен,
когато при разреждането на кондензатора Cj базата на Т2 достигне потенциал нула и
транзисторът Г2 започне да се отпушва, положителното изменение със скок на колек-
торното му напрежение може да се окаже недостатъчно за извеждане на 1\ от състо-
яние на насищане и преобръщане да не настъпи. Затова коефициентът на насищане ие
трябва да бъде мною голям (обикновено се избира W= 1,3---1,5),
138
иушва, протича обратен лавинообразен процес, в резултат на който
транзисторът 1\ се запушва, а Т2 — насища, при спазване на условието
Яб2<0/?м2.	(13-4)
След това преобръщане кондензаторът Q започва да се зарежда —
през отпущения емитерен преход на и колекторното съпротивление
/?К]. Времеконстантата на процеса
ъс = С2 Rkl	(13-5)
определя времето на експоненциалното нарастване на напрежението в
колектора на транзистора 7\ (фиг. 13-2а).
Продължителността на второто временно устойчиво състояние за-
виси от процеса на разреждане на кондензатора Сг (zPc ^R6 С2) и на-
прежението, при което настъпва новото преобръщане (ис.^0), съгласно
израза
T”~0,7C2R6..	(13-6)
Периодът на повторение на импулсите се определя от продължи-
телностите на двете временно устойчиви състояния — (13-3) и (13-6).
Г= Т'+ Г"—0,7 (QR6, +C2R6:).	(13-7)
Характерна за транзисторните мултивибратори е голямата продъл-
жителност на отрицателните фронтове (при преминаване на транзисто-
рите от отпущено в запушено състояние) на импулсите, получавани на
колектора на 7\:
^Зтзс ==ЗС1/?к1	(13-8)
и колектора на Т2
/ф;(_> ®»3тзс —3C.2lRK,.	(13-9)
Продължителностите на положителните фронтове на тези импулси
(при преминаване на транзисторите от запушено в отпущено състоя-
ние) са
^Ф.(+) <=</ф,(+)	—	(13-9)
и зависят изключително от честотните свойства на използуваните тран-
зистори.
Дадените дотук зависимости са в сила при условие, че продължи-
телностите на временните устойчиви състояния са достатъчни за пъл-
ното зареждане на съответните кондензатори:
^Ф1(-)=ЗС1/?к1<7'"=0,7/?б9С2 и ^Ф2(-)=Зед2<7''=0,7/?б1С1. (13-11)
Ако това изискване не бъде спазено, формата на генерираните импул-
си се отличава силно от правоъгълната.
При симетрична схема (/?б1=/?б2И /?К1=/?к2)от условията(13-11)иза-
висимостите (13-1) и (13-4) могат да се определят допустимите граници на
изменението на коефициента на запълване (за изходен се приема по-
ложителният импулс в колектора на Тг), при конто разглежданият
режим се запазва:
Т<5 =	(13-12)
139
ОПРЕДЕЛЯНЕ НА ЕЛЕМЕНТИТЕ НА СХЕМАТА
При изчисление на транзисторните мултивибратори (фиг. 13-1}
обикновено се задават величините: амплитуда на импулсите (t7m), пе-
риод на повторение на генерираните импулси (Г) и продължителност
на импулсите на колектора на единия от транзисторите (например на.
Т8— Т") или коефицентът на запълване (5). Транзисторите 7\ и Т2 се
избират с максимално допустимо напрежение между колектора и ба-
зата UK6 доп >2 U„ и максимално допустимо обратно напрежение на
емитерния преход* Ue6 доп От каталога се отчитат величините
Р, Л» и fa (fa).
Захранващото напрежение Ек се избира Ек	&
токът на наситения транзистор — /кн </к доп (обикновено /KH = 10-i-20mA\
Ориентировъчното определяне на елементите на схемата става в
следния ред:
а.	съпротивления в колекторните вериги:
II
/?к1=-/?к2=~;	(13-13).
7кн
б.	съпротивления в базовите вериги:
/?в1==/?б2{^__л1--	(13-14)
(от условията за насищане на транзисторите — (13-1) и (13-4) — при
коефициент на насищане ДА= 1,3 ч-1,5);
проэерява се и условието за стабилна работа при максимална
температура:
/ко msx<' ^K ;	(13-15}
в.	времезадаващи кондензатори:
С2='07^2:	C1=W^’	(13-16)
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
На фиг. 13-3 е показана практическа схема на мултивибратор с
възможност за плавно регулиране на ширината на изходните импулси
(коефициента на запълване) чрез Р2 (с се извършват точното уста-
новяване на честотата), при което честотата на генерациите почти не
се променя. Параметрите й при посочените на фигурата стойности на
елементите са:
честота на генериране — /= 1 kHz;
граници на изменение на коефициента на запълване — S=0,2-j-0,7;
амплитуда на изходните импулси — Um = 12 V;
продължителност на фронтовете — по-малка от 2ps.
*Ако допустимого обратно напрежение на емитерния преход е ниско (както е на-
пример при дифуэионните транзистори), в базовите вериги на 7} и Т2 е необходимо
да се включат предпазни диоди (фиг. 13-8).
140-
Малката продължителност на отрицателните фронтоне се дължи на
включването на диодите и съпротивленията 1,2 kQ — както в схемата
от фиг. 13-4 (табл. 13-1).
Фиг. 13-3 в Практическа схема на мултивибратор
с възможност за плавно изменяне на коефициента на
запълване
Фиг. 13-36. Осцилограма иа изходното напрежение
мащаби — вертикален 6 V/cm, хоризонтален 200 ps/cm
Когато се изискват подобрени параметри на мултивибратора — на-
маление на продължителността на фронтовете, повишение на темпера-
турната стабилност и др., се използуват по-сложни схеми, никои от
конто са показани в табл. 13-1.
141
Таблица 13-1
Схема	j	Характеристика на схемата
Фиг 13-4
Фиг. 13-6
Мултивибратор с коригиращи duo- j
ди. Диодът, включен към колектора
на запушения транзистор, не пропус-
ка и свързаният към него кондензатор
се зарежда през допълнителното съп-
ротивление /?д По този начин зареж-
дащият ток не протича през колек-
торното съпротивление и отрицателният
фронт на изходните импулси е много
по-кратък (определя се само от пара-
зитиия капацитет в колекторната ве-
рига). Диодът,|включен към колектора на
наситения транзистор, пропуска и свър-
заният към него кондензатор се раз-
режда през малкото му вътрешно
съпротивление и наситения транзистор,
както в обикновената схема. При опре-
деляне на стойностите на съпротивлени-
ята се спазва съотношението /?к1 =Rk2=
=/?д1=/?д2=2/?к,където /?ке стойността
на колекторното съпротивление, опре-
делена от (13-13).
Недостатък: стесняват се грани-
ците на изменение на коефициента на
запълване.
Мултивибратор с диодна фиксация
Подобрението на формата на изход-
ните импулси се дължи на огранича-
ването на колекторните напрежения
на ииво —Е посредством диодите
и Дг.
Недостатък: иеобходимост от
още едно напрежение
Мултивибратор с подобрена (форма
на изходните импулси. Постига се
благодарение на намалението иа вре.
меконстантите на зареждане на кон.
дензаторнте Ct и С2 (RKCi и /?^С2)чрез
разделяне на колекторните съпротив-
линия на две части. Общата стойност
на колекторните съпротивления RK =
=RK + R" се избира от формула ।
(13-13).	|
142
Продолжение на табл. 13-1
Схема
Виж фиг. 13-45
Фиг 13-7
Фиг. 13-8
Характеристика на схемата
Недостатък: намалява се изме-
нението (със скок) на напрежението,
подавано на базите при преобръща-
нето на мултивибратора и се затруд-
нява възникването на лавинообразния
процес.
Мултивибратор с емитерна пов-
торители. Подобрението на фрон-
товете на изходните импулси се полу-
чава поради зареждането на конден-
заторите Q и С2 през ниското изходно
съпротивление на емитерннте повто-
рители (Г3 и Т4).
Мултивибратор с предпазни диоди.
Емитерните преходи на транзисторите
са зашитени от големите обратни
напрежения при запушването чрез
диодите Д и Д2. Съпротивленията
и R2 намаляват неуправляемите
токове в колекторните вериги, когато
съответният диод и транзистор са
запушени (фнг. 9-10, табл. 9-2).
Мултивибратор с нелинейна отри-
цателна обратна връзка. С помощта
на обратната връзка (както при схе-
мата от фиг. 9-18) отпушеният тран-
зистор се поддържа ненаситен. Това
осигурява по-лесното възникване на
генерациите.
Мултивибратор с емитерен капа-
цитет. Едииият времезадаващ кон-
fl ензатор (С) е включен в емитерната
верига на транзистора Т±. През едното
временно устойчиво състояине, когато
е запушен, кондензаторът С се раз-
режда през съпротивлението R, като
143
Продътженне на табл. 13-1
Схема
Фиг. 13-11
Характеристика на схемата
се стреми да ее презареди до напрежение
а кондензаторът Сб се зарежда през
съпротивлението RKl и емитерния преход иа
Т2. Когато напрежението на кондензатора С
стане равно на нула, Т\ се отпушва и про-
тича лавинообразен процес, в резултат на
който Т2 се запушва, a 7j — насища. Схемата
минава във второто временно устойчиво-
състояние, при което С се зарежда
през наситения транзистор Tj и /?к1 а С6
се разрежда през 7", и /?62. Когато Сб се
разреди дотолкова, че базового напрежение
на Т2 стане равно на нула, Т2 се отпушва
и протича обратниэт лавинообразен процес.
Съпротивлението /?бт и диодът Д подобряват
формата на изходните импулси (както при
схемата от фиг. 13-4).
Предимства: по-слаба температуриа
зависимост — времезадаващият кондензатор
С е включен в емитерната верига, където
неуправляемият ток има по-малка стойност
(Ze<76) и изменението на напрежението
върху кондензатора С в момента на отпуш-
ване иа 1\ >исяД)) е доста стръмио, оси-
гурява генериране на твърдетесни импулси
(коефициент на запълване до 5=0,02) —
параметрите на веригите за разреждане на
кондензаторите С и Сб могат да се избе-
рет много различии
Мултивибратор с линейно зареждане на
времезадаващия капацитет в емитео-
ната верига При отпушен транзистор Т\
н запушен Т2 петенциалът на емитера на Т2
става все по-положителен, тъй като конден-
заторът С се зарежда през съпротивление-
то /?е2 и отпушения транзистор ГР В мо-
мента, когато той достигне потенциала на
базата на Т2, последният се отпушва, а отри-
цателното изменение на напрежението в еми-
тера му, през кондензатора С, запушва Tt.
След преобръщанетоГ С започва да се раз-
режда през 7?е1 и Т2, при което потенци-
алът на емитера на се стреми към нула.
След достигането й схемата се преобръща
отново. Поради сравнително гслемите стой-
ности на съпротивленията Rtl и Re2 изме-
нянето на заряда на кондензатора С се
извършва с почти постоянен ток
144
Продължение на табл. 13-1
С' ема	Характеристика на схемата Предимства- висока температурна стабилност — /е </6 и измененията на на- преженията в емитерите при започване на лавинообразните процеси са доста стръмни,
Виа фиг 13-11	малка продължителност на фронтовете (от- пушените транзистори не са наситени) При посоченизе на фигурата стойности на елементите се получават следните параме- три • /=20 kHz, Um =4,5 V, £ф(+) =0,2 ps и ^(_)=0,3 ps
	Мултивибратор със съставни транзис- тори Вместо Zi и Т2 са включеии съ-
1	I	" Сг	ставните траизистори Ту —Ту и Т3 — Тг (свързани по схема Дарлингтон), конто са
|> ? h- к —l?1—*	еквивалентни на транзистор с много пд- голям коефициент на усилване (3 = Р'З"). Поради това съпротивленията R6 може да се избират с доста по-големи стойности — формула (13-14) и да се получават осцила-
фГ	ции с много ниска честота, без да е необ- ходимо използуването иа кондензатори Су
	и С2 с много голям капацитет (с големи токове на утечка, температурна зависимост
Фиг. 13-12	и обем). Отрицателиите фронтове на им- пулса също се получават по-кратки
10 Импулснк схеми
145
14.
БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРИ
БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРИ С ОБЩ ЕМИТЕР
торната и оазовата верига,
Фиг. 14-1. Блокииг-генератор
с обш емитер
Блокинг-генераторът с общ емитер (фиг. 14-1) е подобен на лам-
повия вариант с положителна решетка. Той представлява едностъпа-
лен усилвател със силна положителна обратна връзка между колек-
осъществена чрез импулсен трансфор-
матор.
Разглеждането на процесите в схемата
е удобно да започне от стадия на запу-
шен транзистор (пауза между два импул-
са), когато кондензаторът С, зареден по
време на предшествуващия импулс до на-
прежение «с =«стах, се разрежда през
съпротивлението R. При това през колек-
торната и базовата намотка на трансфор-
матора протичат неуправляемите токове на
транзистора (1'К^Г6 <=« /ко — (9-6)), с почти
постоянна стойност и електродвижещи на-
прежения (е. д. н.) не се индуктират (на-
равни на нула'). Неуправляемият ток в
процеса на разреждане, като определя
стреми да се презареди кондензаторът—
«с min — — (|£е|+/ко/?). Когато кондензаторът се разреди напълно
(«с **>0), транзисторът се отпушва, разреждането се прекратява и за-
почва формирането на импулса. Продължителността на първия стадий,
т. е. на интервала между два импулса, се определя от израза
).	(Н-1)
преженията в намотките са
базовата верига влияе на
напрежението, към което се
От израза (14-1) се вижда, че ако съпротивлението /? се свърже към нулев
потенциал (Е, = 0), t0 ще зависи силно от началния ток на транзис-
тора /ко, т. е. от температурата. За да се намали температурната за-
висимост, е желателно напрежението Ef, да има по-висока стойност
и най-често се използува източникът на колекторно напрежение —
146
Еъ =ЕК (аналогично на ламповата схема с положителна решетка). При
отпушването на транзистора (момента tlf фиг. 14-2) колекторният му
ток и магнитният поток на трансформатора нарастват и в намотките
се индуктират е. д. н. На базата на транзистора се подава отрица-
телно напрежение, което още повече увеличава базовия и колектор-
иия ток, а оттам и напрежението на базата. Започва лавино-
образен процес, условието за възникването на който може да се опре-
дели от следните съображения: нарастването на базовия ток с Д/б
Фиг 14-2 Форма на напреженията
и токовете в блокинг-генератора с
общ емитер
а __ колекторно напрежение , б — колек
торен ток , в — напрежение в базовата
намотка на трансформатора ; г — базов
ток , д — напрежение върху кондензато
pa С
предизвиква увеличаване на колекторния ток с Д/к = £Д/б , което от
своя страна (през трансформатора) създава ново нарастване на базо-
вия ток.
Д/' д/я
(’4-2)
където«= -6 е коефициентът на трансформация; за да се получи
лавинообразен процес, е необходимо
147
откъдето условието за самовъзбуждане е
$>п.	(14-3)
Лавинообразният процес (формирането на предния фронт на им-
пулса) завършва, когато транзисторът се насити и загуби усилвател-
ните си свойства ({3<gl, момента /2, фиг. 14-2). Продължителността на
този стадий (на предния фронт) зависи главно от честотните свойства
на транзистора и се определя ориентировъчно (при пренебрегване на
влиянието на товара) от
^2,2-2^—	(14-4)
През следващия стадий (формиране на платото на импулса) тран-
зисторът остава наситен. Ширината на импулса зависи предимно от
пронесите в базовата верига, където кондензаторът С се зарежда от
напрежението на базовата намотка през ниското съпротивление на
отпушения емитерен преход — гвхе. Поради това времеконстантатана
този процес тс=Сгвхе е твърде малка. В края на зареждането (след
време 4«31:с) напрежението на кондензатора достига максималната
си стойност «с=«стах (момента /3, фиг. 14-2), а базовият ток спада
до нула. Започва процес на разсейване на ивлишните неосновни но-
сители в базата, след завършването на който (момента £4) транзисто-
рът достига границата на активната облает и условието за настъпване
на обратен лавинообразен процес се изпълнява отново. В резултат ши-
рината на импулса се определя от продължителностите на двата
процеса :
— 4 + ^р	ЗСгв1( е4"^Р •	(14-5)
Формата на импулса (наклонът на платото) се определя главно от
изменението на токовете в намотките на трансформатора. За осигуря-
ване на постоянство на напрежението в тези намотки, т. е. на
плоско плато на импулса, е необходимо намагнитващият ток
на трансформатора* и създаваният от него магнитен поток да
нарастват линейно. Тъй като транзисторът е наситен и съпротив-
лението му е много малко, изменението на намагнитващия ток (при
пренебрегване влиянието на товарната верига) се определя от еквива-
лентната индуктивност на трансформатора, приведена към колектор-
ната му верига (LK), и съпротивлението . Както е известно, токът
*Действието на намагнитващия ток на трансформатора се определя от сумарното
ъэдействие на токовете, протичаши в отделните намотки. В случая за положителна е
вриета посоката на тока в колекторната намотка, поради което стойността на намагнит-
пващия ток е
'м ='к +”'б
(при пренебрегване на влиянието товара). Индуктираиите в намотките е. д. н. са про-
порционални на скоростта на изменение на намагнитващия ток и създавания от него
магнитен поток. Затова при линейно изменение на този ток те остават постоянни.
148
1
ь
Фиг. 14-3 Замести-
телна схема на ко-
лекторната верига
на блокинг-генера-
тора при наситен
транзистор
в подобна верига (фиг. 14-3) нараства по експонен-
циален закон с времеконстанта
т£ = ^--	(14-6)
В повечето случаи поради малката стойност на
съпротивлението RK (10—100 Q) е изпълнено условието
(14-7)
и може да се приеме, че за времето на импулса на-
магнитващият ток нараства линейно (използува се
само началната облает на експоненциалния процес,
фиг. 14-2). В такъв случай напреженията в намот-
ките остават почти постоянни, а токовете в базовата
и колекторната верига имат съответно вида, показан
на фиг. 14-2 г,в. Максималното напрежение, до което
се зарежда кондензаторът С, е
^С’шах—(14-8)
(при условие, че се пренебрегне падението на напрежението върху
съпротивлението RK), където UW6 и UWk са стойностите на напреже-
нията в базовата и колекторната намотка през този стадий.
През време на обратния лавинообразен процес колекторният ток
и магнитният поток в трансформатора рязко намаляват и напреженията
в намоткитеспадат до нула. Върху емитерния преход се при лага високото
положително напрежение на кондензатора («стах) и протича силен обратен
базов ток (фиг. 14-2г), обуславящ разсейването на остатъчния заряд в
базата (съответстващ на колекторния ток • в режим на насищане) и за-
пушването на транзистора (момента t5, фиг. 14-2). Вследствие на про-
тичането на този обратен ток напрежението на кондензатора се нама-
лява чувствително (Дцс> фиг. 14-2 д) и се съкращава интервалът между
импулсите.
През стадия на формиране на платото на импулса в индуктив-
ността на трансформатора се натрупва известна енергия. При рязкото
прекратяване на колекторния ток тя предизвиква отскоци на напре-
женията в намотките на трансформатора, амплитудата на конто
въпреки ограничаващото действие на съпротивлението RK може
да бъде неколкократно по-голяма от захранващото напрежение Ек 
Това създава опасност за транзистора и затова обикновено паралелно
на една от намотките се включва диод (показан с прекъсната линия
иа фиг. 14-1), който се отпушва при възникването на отскок и огра-
ничава силно амплитудата му.
Периодът на трептенията при пренебрегване продължителността на
фронтовете на импулсите се определя от израза
+	(14-9)
(обикновено /„ </0).
Процесите в блокинг-генератора с общ емитер имат някои съще-
ствени отличия от процесите в аналогичната лампова схема:
149
а.	Времеконстантата на нарастване на намагнитващия ток в трансфор-
матора Ti при използуването на транзистор е много по-голяма — при
ламповата схема в нея участвува и вътрешното съпротивление на
лампата, което е многократно по-високо от съпротивлението на наси-
тения транзистор. Поради това при използуване на същите трансфор-
матора с транзисторните блокинг-генератори могат да се получат
много по-широки импулси (до няколкостотин микросекунди) при за-
пазване иа плоско плато на импулса.
б.	Продължителността на, импулса зависи и от времето на раз-
сейване на излишните неосновни носители в базата, поради
което получаването на кратки импулси (ZH<C2ps) е твърде трудно. За
да се намали времето на разсейване, е желателно да се използуват
малки съпротивления и индуктивности LK. Първото осигурява по-
слабо насищане на транзистора, а второто — по-бързо нарастване на
колекторния ток (намаление на коефициента на насищане), но и двете
влошават формата на импулса.
в.	Разреждането на кондензатора С (фиг. 14-2<9), предизвикано от
протичането на обратния базов ток (в края на втория лавинообра-
зен процес), не позволява получаването на големи интервали между
импулсите.
БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОРИ С ОБЩА БАЗА И ОТ КОМБИНИРАН ТИП
За генериране на импулси с малък коефициент на запълване ши-
роко приложение намира схемата на блокинг-генератор с обща база
{фиг. 14-4). При него импулсният трансформатор създава положителна
обратна връзка между колекторната верига и емитерната, в конто е
включена и времезадаващата трупа R—С. Пронесите в схемата са по-
добии на процесите при блокинг-генератора с общ емитер и затова
ще бъдат раэгледани само някои особености.
Разреждането на кондензатора С през време на паузата между им-
пулсите става през съпротивлението /? (известно влияние на процеса
оказва н неуправляемият ток /'</ко). Използуването на източник на
лоложително напрежение Ее е наложително — в противен случай напреже-
нието /'/?, което остава да действува в емитерната верига след пълното
разреждане иа кондензатора («с ««0), може да сеокаже недостатъчно за
започване на регенеративния процес (работната точка да остане в облает на
характеристикнте, където коефициентът на усилване а е малък и ус-
ловието за възникване на лавинообразен процес да не може да се из-
пълни. Кондензаторът С се разрежда до напрежение «с за време
/0~2,3RClg(l + -^^),	(14-10)
след което транзисторът се отпушва и възниква лавинообразен процес.
Условието за неговото появяване може да се изведе, както по-горе —
(14-3):
&'к = х Д/е = Дгк >Д(1[,
150
откъдето
(14-11>
Тъй като винаги a<J, в тази схема трябва да се използуват понижа-
ващи трансформатори (л<1).
Продължителността на лавинообразния процес (на предния фронт
на импулса) освен от параметрите на транзистора зависи силно и от
преводното отношение на трансформатора — колкото п е по-малког
/ д/к \
толкова емитерният ток I Дге = —) нараства по-бързо-
/“ф1
-2.2r^ ^7
(14-12)
През време на формиране на платото на импулса кондензаторът С
се зарежда до напрежение ис=«стах от емитерния ток, който е зна-
чително по-голям от базовия. Поради това времето за зареждане е
по-кратко, отколкото в схемата с общ емитер и могат да се получат
по-тесни импулси. От друга страна, токът за разсейване на остатъч-
ння заряд в базата (протичащ по време на обратния лавинообразен
процес) преминава през веригата база—колектор, поради което конден-
заторът С не се разрежда и напрежението му остава равно на «стах-
Освен това ниската стойност на неуправляемия ток J' позволява
Фиг 14-4. Блокинг-
генератор с обща
база
Фиг 14-5. Блокинг-
^енератор с емите-
рен капацитет
Фиг. 14-6. Форма на напре-
женията в блокинг-генерато-
ра с емитерен капацитет
а — колекторно напрежение , б —
напрежение върху кондензатора С
включването на големи съпротивления У? без забележимо намаление на
температурната стабилност на честотата на генерациите. Всички тези
причини дават възможност за нолучаване на малък коефициент на за-
пълване даже и при малки стойности на кондензатора С.
151
Основният недостатък на схемата с обща база — голямата про-
дължителност на фронтовете на импулса — може да се избегне при
използуване на комбинирана схема (фиг. 14-5)—така наречения блокинг-
генератор с емитерен капацитет [1]. При него положителната обратна
връзка се осъществява между колекторната и базовата верига, както
в схемата с общ емитер. Поради това условието за възникване на
лавинообразен процес (14-3) се изпълнява с голям резврв и продължител-
ността на фронтовете се намалява. Времезадаващата трупа обаче е
включена в емитерната верига, което осигурява запазване на предим-
ствата на схемата с обща база — пэ-кратки импулси, малък коефи-
циент на запълване и слаба температурна зависимост.
Недостатък на блокинг-генератора от този тип е силното спадане
«а платото на импулса (фиг. 14-6), тъй като потенциалът на колек-
тора през време на формиране на платото се определя от сумата на
две напрежения — напрежението на насигения транзистор, което е
малко и почти неизменно, и напрежението на кондензатора С
(фиг. 14-6 6), което напрекъснато нараства (по абсолютна стойност).
За намаляване на спадането е целесъобразно да се избират по-големи
стойности на съпротивлението /?к, тъй като колкото е по-голямо,
кондензаторът С се зарежда до по-ниско напрежение. Много големи-
те стойности на това съпротивление обаче водят до значителни загуби
в амплитуда и мощност на изходния импулс.
ИЗИСКВАНИЯ КЪМ ЕЛЕМЕНТИТЕ НА СХЕМИТЕ
Транзистор. Избира се в съответствие със зададените амплитуда,
мощност и честотни параметри (фронтове, ширина, честота на след-
яане) на импулса.
Захранващи напрежения. Определят се в зависимост от изис-
кваната амплитуда на импулса Um:
Ещ — Пт Ек,
(14-13
където пТ е преводното отношение на товарната намотка. (С известно
приближение падението на напрежението върху съпротивлението /?к мо-
же да се пренебрегне.)
Във всички случаи трябва да се спазват условията
Ек <С^ке доп и £’к<67кбдоп-	(14-14)
В схемата с общ емитер източникът на напрежение Ек се изпол-
зува за подаване и jia базового напрежение Е6. В останалите две
схеми напрежението Ее се избира от порядъка на Ек.
Импулсен трансформатор. Използуват се предимно трансформа-
тори, навити върху тороидални феритни сърцевини (р = 600-ь2000, диа-
метър 8—10 mm), поради простата им конструкция, минимални раз-
мери и ниски индуктивности на разсейване. Индуктивността LK е же-
лателно да бъде малка, за да се намали времето на разсейване на
452
излишните неосновни носители и съответно ширината на импулса. Обик-
новено се избира LK —3004-500pH (wK =154-30 навивки), при което
времето на разсейване може да се пренебрегне спрямо времето на
зареждане на кондензатора (/и t3).
Преводното отношение на трансформатора в схемите с общ емитер
и емитерен капацитет се избира най-често п—1. В схемата с обща
база (л<а) се предпочита и = 0,3-г-0,5. Намаляването на п под тази
стойност, въпреки че прави фронтовете на импулса по-стръмни, е не-
желателно, понеже се затруднява конструктивното реализиране на транс-
форматора.
Времезадаваща група. Кондензаторът С се избира в зависимост от
зададената ширина на импулса съгласно (14-5), като гвхе се определя
от характеристиките на транзистора. В някои случаи е целесъобразно
последователно с базовата намотка и прехода база — емитер на тран-
зистора да се включи допълнително съпротивление Re — фиг. 14-7
(Rt =504-1002), което силно намалява влиянието на температурните
изменения на гВхе върху ширината на импулса. В този случай
tn~3R6C.	(14-16)
Съпротивлението R се избира в зависимост от честотата на след
ване на генерираните импулси от (14-1), като «стах се приема равно
на t^_п Ек за схемата с обща база и пЕкза другите две схеми. Чрез
изменение на това съпротивление може да се осигури плавно регу-
лиране на честотата. В този случай минималната му стойност не трябва
да е под 34-5 к 2 (при маломощни транзистори), тъй като в противен
случай транзисторът се насища прекалено силно и се увеличава ши-
рината на импулса. Максималната му стойност се ограничава от
изискванията за температурна стабилност:
ЯтахЛсо max 5=0,1 (за схема с общ емитер), (14-17)
/?тах/'е max ^0,1 Fe (за другите ДВв СХСМИ).	(14-18)
ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ И РАЗНОВИДНОСТИ
В таблица 14-1 са дадени практически схеми на трите разгледани
типа блокинг-генератори заед но с техните параметри. Показани са и
няколко други разновидности на блокинг-генератори, при конто с раз-
личии средства се постига подобряването на определени параметри
на схемата.
Освен като автогенератори блокинг-генераторите намират широко
приложение и при работа в чакащ режим. За целта транзисторът се
поддържа запушен и след пълното разреждане на времезадаващия
кондензатор. При работа в чакащ режим интервалът между импулсите
се определя от честотата на пускащите импулси и основният недо-
статък на схемата с общ емитер — голям коефициент на запълване —
не е от значение. Поради това се предпочита използуването на тази
схема, тъй като има по-добра форма на изходните импулси. В табл. 14-2
са дадени няколко схеми на чакащи блокинг-генератори, а в табл. 14-3
са показани начините за подаване на пускащите импулси.
153
сл
Таблица 14-1
Характеристика иа схемата

Фиг. 14-7 б. Осцилограма на изходния импулс.
Мащаби — вертикален 4 V/cm, хоризонтален 0,5ps/cm
Практически схема на блокинг-генератор
с общ емитер
Параметра:
при С—5000 pF и R =50 кй — /=6 kHz,
f„ _0,9 jxs, /ф( j.) — гф(_) =50 ns, амплитуда на
импулса Um =8 V ,
при С=5000 pF и изменение на R от 10 к 2
до 100 кй честотата на следване на импулсите се
изменя съгласно израза
f~ R [кй] kHz ’
при R—50 кй и изменяне на С от 200 pF до
0,05 pF честотата се изменя от 220 kHz до 500 Hz,
а ширината на импулса — от 0,7 до 2,1 ps
Продължение на табл. 14-1
Характеристика ва схемата
Схема
Фиг. 14-8 а
sbbmssb
||»
ВпМ
Практически схема на блокинг-генератор
с обща база
П а'р/а м е т р и
при С=5000 рг и /?=50 к2 — /=6 kHz,
f’»=0,8 ps, /ф(+) -=0,14 ps, . = 0,2 ps,
Ц»=Ю V,
при С=5000 pF и изменяне на R от 10 к2 до
100 к2, честотата на следване на импулсите се
И31еня съгласно израза
при R - 50 к2 и изменяне на С от 5000 pF
до 0,05„pF честотата се изменя от 6 kHz до
600 Hz, а ширината ня импулса от 0,8 до 2 ps
155-
фщ 14-8 и. Осцилограма на изходния импулс
Мащаби — вертикален 2,5 V/ст, хоризонтален 0,5 ps/cm
Продължение на табл. 14-1
Схема
Характеристика на схемата
Трансформатор ексифер W00
МО *1’4)
Ук'^г ^Нав
(00,2)
Фиг 14-9 а
Практически схема на блокинг-генератор
с емитерен капацитет
Параметри:
при С—1000 pF* и /?=50 к2 — /55 kHz,
t„ = 0,2 ps, *ф(+) = 0,22 ps, f0(-) = 0,05 ps,
<4=6V;
при C—1000 pF и изменяне на R от 10 kS до
100 ka честотата на следване се изменя съ-
гласно израза
2600
Я[к2]
kHz


Фиг 14-9 б Осцилограма на изходния импулс.
Машаби—вертикален 2 V/cm; хоризонтдлен 0,2 ps/cm
При изменяне на С от посочената стойност стабилността на генерациите се
нарушава.
156
Продължение на табл. 14-1
Схема
Фиг. 14-11
Характеристика на схемата
Блокинг-генератор с допълнителен трептяш,
кръг. За получаване на по-висока стабилност на
периода иа повторение на импулсите се изпол-
зува ударно възбуждане на допълнителен треп-
тящ кръг AjCj. Благодарение на процесите в
кръга [1] отпушването на транзистора става мно-
го рязко и неуправляеми! е токове почти не влия-
ят на интервала между импулсите. Продължи-
телността на периода на генерациите се определя
от параметрите на трептящия кръг 7=^1^
Блокинг-генератор с ппедпазен диод. Прн из-
ползуване на транзистори с малко максимално
допустимо обратно напрежение на емитерния
преход (например дифузионни) се включва дио-
дът Д, който след обратния лавинообразен процес
(когато на прехода емитер—база се прилага поло-
жителното напрежение на кондензатора С) се
запушва. Желателно е използуването на диоди с
високо обратно съпротивление. Съпротивлението R&
и източникът на напрежение Е6 осигуряват по-
бързотб запушване на транзистора при обратния
лавинообразен процес и намаление на неуправля-
емия колекторен ток през паузата между импул-
сите (фиг. 9-11, табл. 9-2).
157
Табли ia 14-2
Схема»
Фиг 14-12
С
Характеристика на схемата
Еднотактен блокинг-генератор с външно за-
пушващо напрежение. Запушването на транзистора
, се осигурява от източника на напрежение +£з-
Съпротивлението R се определя така, че конденза-
торът С да се презареди напълно (до -f-£3) в пау-
зата между два пускащи импулса
където ТП е периодът на пускащите импулси. Ос-
та налите елементи на схемата се избират. както при
блокинг-генераторите, работещи в автогенераторен
режим.
Еднотактен блокинг-генератор със запушващо
напрежение, получавано от захранващия източ-
ник Ек Запушващото напрежение се създава от из-
точника на колекторно напрежение чрез съпротиви-
телния делител Ri — R2. Кондензаторът Со от-
странява отрицателната обратна връзка, създаваиа
от съпротивлението R2. Запушващото напрежение
се избира обикновено £73=(1,5 —2) /K0R, а конден-
заторът Со се определя от Со
о,1/?к щ
при което намалението на напрежението U3 през
време иа импулса е под 10%. Стойностите на съ-
противленията на делителя се определят [1] от
(Ta-tK}EK
1 бед ’	- 5С0(Ек-и,)
Еднотактен блокинг-генератор без времезада-
ващ кондензатор. Пуска се с отрицателен импулс, I
отпушващ транзистора, който поради силната поло- |
жителна обратна връзка почти веднага се насища. В !
такъв случай напрежението върху колекторната намот- I
ка става равно на Ек , върху базовата — пЕк , и базо- |
пЕк	J
вмят ток —	= -р - Тъй като върху колектор-
ната намотка е приложено постоянно напрежение, |
колекторният ток започва да нараства експоненпиал- <
но. Когато той достигне стойността i =--------5——
к к
транзисторът навлиза в активната облает, условия та
158
Продължение на табл 14-2
Схема	Характеристика на схемата
Виж фиг 14-14	за възникване на обратен лавинообразен процес се изпълняват и схемата се връща в изходното си съ- стояние Продължителността на импулса се определя от процесите в колекторната верига (поради липсата на кондензатор в базовата верига) и може да се определи [12] от t	- и	к Предимства: сравнително проста схема, по-
	лучаване на импулси със стръмни фронтове и малка ширина. Н'едостатъци. за сигурна работа в чакащ режим е необходимо да се използуват силициеви транзистори — с малък неуправляем базов ток, така че напрежението Г6 7? да не е достатъчно за започване на нов лавинообразен процес (работната точка остава в облает от характеристиките, където ₽<1); формата на изходния импулс не е право- ъгълна (със спадащо плато).
Таблица 14-3
Сеема
Характеристика на схемата
Еднотактен б.юкинг-генератор с непосредст-
вено пускане.
Недостатък: разделигелният кондензатор Ср
влошава фронтовете на импулса (през изходното
съпротивление на източника на импулси той е
евързан паралелно на емитерния преход).
159
Продължение на табл. 14-3
Схема
Фиг 14-17
Характеристика на схемата
Еднотактен блокинг-генератор с паралелно
пускане. При подаване на пускащ импулс тран-
зисторът Г, се отпушва и колекторният му ток,
протичащ през колекторната иамотка иа транс-
форматора, задействува блокинг-генератора.
Недостатък: ширината на пускащия им-
пулс трябва да е по-малка от продължителност-
та на импулса иа блокинг-генератора.
Еднотактен блокинг-генератор с последо-
вателно пускане. ПускащияТ нмпулс постъпва
на базата на транзистора иа блокинг-генератора
(71) през емитерен повторител (Г2)
Предимство. ширината на входння им-
пулс не влияе на пронесите в блокинг-генерато-
| ра , при много широк пускащ импулс обаче съ-
ществува опасност от повторно задействуване.
160
15.
ГЕНЕРАТОРИ НА ТРИОНООБРАЗНО НАПРЕЖЕНИЕ
В транзисторните генератори на трионообразно напрежение, също
както и в ламповите, за получаване на линейно изменящо се напре-
жение* се използува зареждане или разреждане на кондензатор. В
зависимост от метода, осигуряващ линейното изменение на напреже-
нието върху кондензатора, т. е. постоянството на зареждащия или
разреждащия ток, съществуват почти същите основни типове гене-
ратори.
ГЕНЕРАТОРИ С РАЗРЕЖДАНЕ НА КОНДЕНЗАТОРА ПРЕЗ ТРАНЗИСТОР
В генераторите от този тип (фиг. 15-1) се използува слабата за-
висимост на колекторния ток на транзистора от изменението на ко-
лекторното напрежение**. В изходно състояние и двата транзистора
(Г9 и 7\) са отпушени и кондензаторът С е зареден до напреже-
ние «с =«с max, равно на напрежението върху прехода колектор-база
на транзистора 7\. За да бъде по-голяма амплитудата на изходното
напрежение (коефициентът на използуване на захранващото напреже-
ние по-висок), желателно е съпротивлението на този преход да бъде
значително по-високо от съпротивлението между колектора и емитера
на транзистора Т2. Това се осигурява чрез подходяще избиране на
режимите на работа на двата транзистора в изходно състояние или
при по-мощен транзистор Т2.
При подаване на положителен импулс на базата на транзистора Г9
той се запушва и кондензаторът С започва да се разрежда през 1\
с постоянен ток
£
/с =4i=«i4i«=iai^-’	(15-1)
където гК1 и /е1 са колекторният и емитерният ток на транзистора Ти
a — неговият коефициент на усилване по ток в схема с обща база.
*	За параметрите на трионообразното напрежение виж гл 8.
*	Особено при включване по схема с обща база (фиг. 9-1) 11
11 ИмпУлсни схеми
161
Този процес, продължава до пълното разреждане на кондензатора С
(ас—®)- След това, ако управляващият импулс не се прекрати, кои-
дензаторът би се презаредил до известно положително напрежение*.
Процесът на презареждане обаче не се извършва с постоянен ток и
Фиг. 15-1 Генератор на трионообразно
напрежение с разреждане на конден-
затора през транзистор
Фиг. 15-2. Форма на напреженията в
генератора от фиг 15-1
а — входно напрежение , б — изходно нзпре-
женне
изменението на напрежението върху кондензатора престава да бъде
линейно (показано с пунктир на фиг. 15-2 б). За- избягване на това
нежелателно явление е необходимо ширината на управляващите импулси
да бъде равна на времето на зареждане:
t„ = Tnp~c(^-F-
\ e
R;\
fe/
(15-2)
Когато продължителността на управляващите импулси е по-малка
от времето на зареждане (/и<7'пР), линейността се запазва, но се на-
малява амплитудата на трионообразното напрежение, понеже конден-
заторът не се разрежда напълно.
По-подробното изеледване на схемата [1] показва, че температурната
нестабилност на продължителността на правил ход Тпр се намалява
силно, ако се спази условието
Е Е„-
(15-3)
при което влиянията на неуправляемите токове на транзисторите Л и
Т9 взаимно се компенсират.
След прекратяване на входния импулс транзисторът Т2 се отпушва
* При евързване го схема с ебша база кслекюрен тск тече и при малки положи-
телнн напрежения колектор-емитер — фиг. 9-1.
162
отново и през неговото изходно съпротивление (за схема с общ ко-
лектор)
1”изх к2
(15-4)
кондензаторът се зарежда до максималното си напрежение. Време-
константата на този процес определя времето за възстановяване на
схемата
Тв^(3--5)^-.	(15-5)
При пренебрегване влиянието на неуправляемия ток в колекторната
верига на транзистора 1\~ коефициентът на нелинейност на генери-
раното напрежение може да се определи [1] от
Um Rj
1^изх 61
(15-6)
където Гизхб! е изходното съпротивление на транзистора 7\ (9-15).
От (15-6) се вижда, че линейността е толкова по-добра, колкото еми-
Е
7\{ie е по-голям. Неговата
терният ток на
максимална стой-
ност се ограничава от използувания тип транзистор.
Основен недостатък на описания генератор е силната температурна
зависиомст на амплитудата на трионооэразното напрежение:
Um ^Ис тах /^£'к'| Е%
Rt
fe Ri
(15-7)
б I KoAJo.
Значително по-добра стабилност може да се пзлучи чрез включване
на допълнително съпротивление в колекторната верига на транзистора Тл
(Ra— показано с прекъсната линия на фиг. 15-1). Стойността му се
изоира така, че да се осигури насищане на транзистора 7\ (R3>~), при
което амплитудата на изходното напрежение
£
Um^EK - -^R3-IKOR3	(15-8)
зависи много по-слабо от измененията на температурата, т. е. от про-
мените на 1К0 (/?3<^/?3). Работата на транзистора Т2 в режим на на-
сищане позволява увеличение на колекторния му ток в изходно със-
тояние на схемата, с което се съкращава времето за възстановяване.
Недостатък в този случай е повишената температурна зависимост на
продължителността на правия ход — условието (15-3) не съществува,
тъй като температурната стабилност на параметрите на наситения
транзистор е висока и тяхното изменение не може да компенсира
влиянието на температурните промени на параметрите на транзистора 7\.
Поради това се предпочита използуването на схемата с ненаситен тран-
* Това е най-неблагоприятният случай, тъй като колкото стойността на неупра-
вляемия ток е по-голяма, линейността е по-добра.
163
зистор във всички случаи, когато изискванията за температурната
стабилност на амплитудата на трионообразното напрежение не са
високи.
На фиг. 15-3 е показана друга схема на генератор на линейно
изменящо се напрежение. Той може да се разглежда като комбина-
-1ZV
4-иг. 15-За. Автогенератор на трионообразно напрежение с разреждане на кондензатора
през транзистор

Фиг. 15-3 б. Осцилограма на изходното напрежение; мащаби—вертикален 4 V/cm,
хоризонтален 10 [is/cm
ция на разгледания вече генератор от фиг. 15-1 с мултивибратора
с емитерен капацитет (фиг. 13-10). Транзисторите 7\ и Г2 образуват
схемата от фиг. 15-1, а транзисторите Га и Т3 — мултивибратора с
емитерен капацитет с тази разлика, че кондензаторът С вместо през
съпротивлението R (фиг. 13-10) се разрежда през транзистора 7\. По
този начин някои от елементите се използуват и в двете съставни
части на схемата.
След като кондензаторът С се зареди до максималното напреже-
ние, започва линейното му зареждане през транзистора 7\ (момента t0,
164
фиг. 15-4). В това време транзисторът Тг е запушен (фиг. 15-4 б и в)>
а транзисторът Т3 — отпушен и наситен («к3^0, фиг. 15-4 г и д). С
намаляване на напрежението върху този кондензатор се намалява и
запушващото напрежение между базата и емитера на транзистора Та—U62
(фиг. 15-4 в) и в момента (фиг.
15-4 а) транзисторът 7^ се отпуш-
ва. В схемата ьъзниква лавинооб-
разен процес, който завършва с
насищането на Т2 и запушването
на Тя. Кондензаторът С започва
да се зарежда от източника на
колекторното напрежение Ек през
съпротивлението /?3 и транзистора
Га (фиг. 15-4 а). В съшото време
кондензаторът Q продължава да
се разрежда през съпротивление-
то /?4, вътрешното съпротивление
на източника Ек , кондензатора С
и транзистора Т2. Нарастването
на отрицателното напрежение вър-
ху кондензатора С води до съот-
ветно увеличение на отрицателния
потенциал на колектора на Т2, на-
маление на разрядния ток на С2
и намаление на напрежението, за-
пушващо транзистора Т3 (и.3, фиг.
15-4 <?). Когато Иез стане равно на
Фиг. 15-4. Форма на напреженията
а — напрежение върху кондензатора
б~колекторно напрежение на транзистора
в~базово напрежение на транзистора
г —-кол-кторно напрежение на транзистора
д—базово напрежение на транзистора
С :
Г.;
Т,;
Г,;
нула (по-точно получи малка отрицателна стойност — момента
фиг. 15-4), транзисторът Т.. се отпушва и настъпва обратен лавинооб-
разен процес, завършващ със запушването на и насищането на Тя.
След това линейното разреждане на кондензатора С през транзистора
7\ (правият ход на трионообразното напрежение) започва отново.
Максималното напрежение, до което се зарежда кондензаторът С,
т. е. амплитудата на линейно изменящото се напрежение зависи от
съотношението между времеконстантите на зареждане на конденза-
тора С —	и на разреждане на кондензатора Ст— т2 = /?4С1:
от фиг. 15-3 се вижда, че през време на зареждане на кондензатора С
(когато транзисторът е наситен и падението на напрежението
върху него може да се пренебрегне) е в сила равенството

MK2?«lZc	— ивз;
(15-9)
тъй като зареждането се прекратява при отпушването на транзистора Г3,
т. е. при Иез^О, в този момент
«С Ис tnax^Uci — Hd min >
(15-10)
при за времето на зареждане на кондензатора С напрежението
върху кондензатора Q не успява да се измени съществено и може
да се приеме, че
«С1 min’=a'Wc max?^ |£к ,
165
т. е.
— 11с шахл<-' j Ек |>	(15-11)
и коефициентът на използуване на колекторното напрежение е мак-
симален:
(15-.2)
Затова обикновено се спазва съотношението
т2=( 100-ь200) Tj.	(15-13)
Продължителността на правия ход на генерираното трионообразно
напрежение се определя от израза
(15-14)
(Изразът (15-14) се отличава от (15-3), защото при тази схема в ко-
лекторната верига на транзистора Т2 е включено съпротивлението R3.)
При посочените на фиг. 15-3 стойности на елементите се получа-
ват следните параметри на генерираното напрежение •
при С=0,01 (iF* и /?1 = 5,3кй — 7'np=63(i,s, То6? = 9,5р.s,
/=13,6 kHz, Um =10V;
при C=0,01p.F и изменяне на RY от 1,5 k(J до 33 к й продължител-
ността на правия ход се изменя от 18p.s до 340 p.s, продължител-
ността на обратния — от 15 до 8p.s, а честотата на генерациите —
от 30 до 2,9 kHz.
ГЕНЕРАТОРИ С КОМПЕНСИРАЩО НАПРЕЖЕНИЕ**
Постоянството на тока на зареждане на един кондензатор освен
чрез включване на токостабилизиращ елемент може да се осигури и
чрез използуване на допълнителен източник на напрежение
фиг. 15-5), включен последователно в зарядната верига. Токът на за-
реждане в този случай се определя от израза
Очевидно, ако допълнителният източник изменя напрежението си по
същия начин, по който се изменя напрежението върху кондензатора
(«c=w(0)> токът на зареждане
Е
ic=~^	(15-16>
ще бъде постоянен.
* При тази стойност на кондензатора С се получава най-добра линейност иа гене-
рнраното напрежение.
**В литературата този принцип за получаване на линейно изменящо се напрежение
се нарича още .bootstrap” (буутстрап).
166
На фиг. 15-6 е показана схемата на генератор, използуващ този
принцип. За получаване на компенсиращото напрежение u(t) служи еми-
терният повторител (7\), на чийто вход се подава напрежението на
кондензатора—«с- Тъй като коефициентът на усилване по напреже-
ние на емитерния повторител при достатъчно голямо съпротивление в
смитерната верига (/^) е много близък до 1, валиден е изразът
Като източник на напре-
жение Е (от фиг. 15-5) се изпол-
зува напрежението Uo върху кон-
дензатора Со.
В изходно състояние транзи-
сторът 1\ е наситен (от тока през
съпротивлението Rt < и
Фиг 15-5. Получаване на грионообраз-
но напрежение с помощта на източник
на компенсиращо напрежение
Пе	и С	^Cmin 0. (15-17)
Поради това може да се приеме, че кондензаторът Со е зареден до
напрежение
(15-18)
където ил е падението на напрежението върху диода Д,, създавано от
тока на транзистора 7\. При постъпване на положителен входен им-
пулс транзисторът Тг се запушва и кондензаторът С започва да се за-
Фиг. 15-6 а Генератор на трионообразно напрежение с компенсиращо напрежение
режда. В началото веригата на протичане на зареждащия ток е: из-
тйнник на напрежение Ек, диод Дг и съпротивление R2. Съвсем скоро
ооаче увеличението на отрицателното напрежение се предава в емитера
на транзистора Т2 и през кондензатора Сп запушва диода Дь олед
което кондензаторът С се зарежда от напрежението на кондензатора
Со (Uo) и напрежението це през съпротивлението Rt. Зареждащият ток
167
остава почти постоянен поради действието на компенсиращото напре-
жение (изходното напрежение на емитерния повторител). Конденза-
торът Со се избира с много по-голяма стойност от С, така че Uo да се
изменя незначително през време на правия ход на трионообразното на-
фиг. 15-6 (У. Осцилограми •
горе — пускащ импулс; долу — изходно напрежение; мащаби — вертикален 5 V/cm.
хоризонтален 10 ps/cm
прежение. Максималното напрежение, до което може да се зареди кон-
дензаторът С [1], е
(15-1&>
1+^
ьо
При С < Со и като се вземе пред вид (15-18), се получава
Um^EK.	(15-20
Продължителността на правия ход при постоянен зареждащ ток е
(15-21)
‘с
Като се отчете зависимостта
=	(15-22)
изразът (15-21) добива вида
Гпр^/?2С.	(15-23)
За правилната работа на генератора е необходимо ширината на вход-
ните импулси да се избере равна на продължителността на правия ход.
168
След прекратяване на управляващия импулс транзисторът 1\ се на-
сища и започва стадият на възстановяване, който се състои от две
части. Отначало кондензаторът С се разрежда през транзистора 7\, а
диодът Д1 остава запушен. При Uc ~Uc min^»0 диодът се отпушва и за-
почва дозареждането на кондензатора Со, който по време на правия
ход, макар и малко, се е разредил. Зареждащият го ток протича през
съпротивлението R3 и ако е по-голям, може да предизвика запушва-
нето на транзистора 7а. В такъв случай времеконстантата на процеса
вместо от ниското изходно съпротивление на емитерния повторител се
определя само от съпротивлението R3 и времето на възстановяване
става по-голямо. За неговото намаление може да се включи източник
на ниско положително напрежение (1-S-2V) в емитерната верига на Т3
последователно със съпротивлението R3, който би осигурил отпуше-
ното състояние на Т2 и при протичането на зареждащия ток. За съ-
шата цел може да се използува допълнителен източник на ниско от-
рицателно напрежение Ео, включен, както е показано, с прекъсната ли-
ния нафиг. 15-6. Диодът Дг през време на правияход е запушен, така
че източникът не влияе на нормалната работа на генератора. При та-
кава схема обаче кондензаторът С не се разрежда до напрежение
Ис min «*>0 а до «с min-До поради което амплитудата на изходното на-
прежение и коефициентът на използуване на захранващото напрежение
се намаляват.
Нелинейността на трионообразното напрежение при генераторите
с компенсиращо напрежение се определя [1] от израза
(15-24)
От този израз се вижда, че е желателно използуването на транзистори
с голям коефициент на усилване 0, а също така включването на го-
лямо съпротивление в емитерната верига на Т3 (/?3) и малко съпро-
тивление в колекторната верига на Т2 Последното изискване огра-
ничена получаването на големи продължителности на правия ход
(15-23) — увеличение™ на кондензатора Се ограничено от изисква-
нето С<С0 На практика генераторите от този тип осигуряват коефи-
циент на нелинейност от 14-3% при максимална продължителност на
правия ход няколкостотин микросекунди. Тези параметри могат да се
подобрят, ако вместо транзистора Т2 се включи съставен транзистор
(схема на Дарлингтон) — фиг. 15-7, при който еквивалентният коефи-
циент на усилване по ток
W7	(15-25)
е много по-голям.
Температурната нестабилност на параметрите на генерираното на-
прежение се определя от измененията на неуправляемите токове на
транзисторите Т\ и Тъ — /ко, и 1К0.. Подробного разглеждане на про-
Цеситг [1] показва, че влиянията на измененията на двата тока са в
противни посоки и до голяма степей се компенсирит взаимно. Поради
това тези генератори могат да работяг в широк температурен обхват
169
при условие, че транзисторите 7\ и Т2 са еднотипни и е използуван
силициев диод Дх.
На фиг. 15.6 са дадени и стойностите на елементите за практическо
реализиране на схемата, при което се получават следните резултати:
при С = 0,01 pF и /?2 = 4,7 кй (необходима амплитуда на пускащите
импулси над 10 V)—7'np = 60ps, Тсб? — 7 psx, Um= 10 V;
> Емитер.
Фиг. 15-7 Съставен транзистор (схема
на Дарлингтон)
Фиг. 15-8 Генератор на трионообразно напре-
жение с капацитивна образна връзка
при С=0,01 pF и изменение на /?2 от 4,7 до 47 кй продъл-
жителността на правия ход се увеличава до 540 ps, а на обратния на-
малява до 2 ps; необходимата амплитуда на пускащите импулси на-
малява до 2 V;
при /?2- 4,7 кй и изменяне на Сот 0,01 до 0,1 pF’продължител-
ността на правия ход се изменя съгласно израза
7пР [ps] = 6000 С [ps]
а на обратния ход се увеличава до 12ps.
ГЕНЕРАТОРИ С КАПАЦИТИВНА ОТРИЦАТЕЛНА ОБРАТНА ВРЪЗКА
Създаването на отрицателна обратна връзка чрез включване на вре-
мезадаващия кондензатор между изхода и входа на един постоянно-
токов усилвател се използува широко и при транзисторните генератори
на трионообразно напрежение за подобряване на линейността. На
фиг. 15-8 е показана схемата на генератор от подобен тип. Усилвате-
лят е изпълнен с транзистора 1\. Управлението на генератора става с
*Продължителността на обратния ход при съшите стойности на С и R,> може да се
намали ако стойността на кондензатора Су се намали от 0,5 на 0,1 pF. В такъв случай
обаче схемата работи устойчиво само в тесни граници на изменение на С и /?2, т. ег
на Гпр.
170
1'5-9 Форма на напреженията
Фиг
в генератора с капацитивна обратна
връзка:
а — входно напрежение; б — базово на-
прежение на транзистора Т3; в — базово
напрежение на Л ; г—изходно напрежение
вънщни импулси чрез транзистора Т2, чиято база изпълнява роля, по-
добна на тазИ'на втората управляваща решетка в многоелектродните
лампи (напр. фиг. 8-11). В изходно състояние транзисторът Т2 е запу-
шен от източника на положителио баз
торът С е заредев — от напрежението
Ек, през колекторното съпротивление
R3 и емитерния преход на транзистора
Tt. При подаване на отрицателен вхо-
ден импулс (момента t0, фиг. 15-9 а)
транзисторът Т\ се отпушва. Поради
силната отрицателна обратна връзка
обаче колекторното му напрежение («изх,
фиг. 15-9 г) се изменя слабо: всяко рязко
изменение на колекторното напрежение
на Т2 през кондензатора С се подава
на базата на 7\; ако то при отпушва-
нето на Т2 се измени силно (скокът
е положителен), 7\ ще се запуши и
колекторният му ток ще се прекрати;
това ще предизвика спиране на емитер-
ния (4г =41), а оттам и на колекторния
ток (/к =a2ze2) на Т2 и колекторното
.му напрежение ще се измени в обрат-
на посока. По тази причина при подава-
нето на входен импулс «иах и «61 се
изменят твърде малко (обикновено ня-
колко десети от волта) и транзисторът 7^ преминава от наситено
в слабо отпушено състояние. След този скок започва разрежда-
нето на кондензатора С през вътрешното съпротивление на източ-
ника Ек и съпротивлението с почти постоянен ток: намалението на
разреждащия ток предизвиква понижение на базовия и съответно на
колекторния ток на 7\ и поради това — намаление и на колекторния
ток на Т2; това води до увеличение на отрицателния потенциал в ко-
лектора на7’2и нарастване на разреждащия ток, което се стреми даком-
пенсира първоначалното намаление. Тази компенсация естествено не
може да бъде пълна, защото, за да се получи изменение на напреже-
нието в колектора на Т2, трябва все пак да съществува някакво из-
менение на разреждащия ток. Тя е толкова по-добра, колкото коефи-
циентът на усилване е по-голям, тъй като едно и също изменение на
разреждащия ток предизвиква по-голямо компенсиращо изменение на
колекторния потенциал на Т2.
Разреждането на кондензатора завършва одновременно с прекратя-
ването на входния импулс (момента tlt фиг. 15-9 а). Режимите на ра-
бота на транзисторите Т\ и Т2 се подбират така, че докато трае
процесът на разреждане на кондензатора нито един от тях да не на-
влезе в областта на насищане. В противен случай действието на отри-
цателната обратна връзка би се прекратило и иИЗх би останало по-
стоянно.
171
След запушване на транзистора 7\ започва стадият на възстановя-
ване на генератора, през който кондензаторът С се зарежда от източ-
ника Ек, през съпротивлението и емитерния преход на транзистора
7\ до напрежение
«С == «С max	Ек —/Ко2	(15-26)
Тъй като през време на правия ход кондензаторът се разрежда почти
напълно («с min 0 — 7\ и Т, достигат границата на насищането), ам-
плитудата на линейного напрежение е
Еm	U-стзх Ек   Iко2 R^Ek.	(15-27)
Продължителността на правия ход може да се определи от израза
<?/? ~ $с>	С15'28)
а коефициентът на нелинейност
/?з R	R	, , С QQ1.
£~ Ек +Ik0\R3i hR3 ~	'	цо-zy;
(За ориентировъчно определяне на параметрите на генерираното напре-
жение влиянието на неуправляемите токове може да се пренебрегне.)
От изразите (15-27), (15-28) и (15-29) се вижда, че при повишаване
на температурата (/KOi и /ко2 нарастват) и трите параметъра намаляват
стойностите си, Докато за коефициента на нелинейност това е благо-
приятно, намалението на амплитудата и продължителността на правия
ход е нежелателно. Това може да доведе до прекратяване на разреж-
дането преди завършването на входния импулс и до изкривяване на
формата на изходното напрежение (показано с прекъсната линия на
фиг. 15-9 г). Поради това в генераторите от този тип е необходимо
въвеждането на температурна стабилизация*.
Времето на възстановяване на генератора се определя от експонен-
циалното зареждане на кондензатора С
Тв^Зч-б) R3C	(15-30)
останалите съпротивления във веригата на зареждане могат да се пре-
небрегнат).
Сравнението на изразите (15-28) и (15-30) показва, че генераторите
от този тип имат един съществен недостатък — времето за възстано-
вяване е твърде голямо и често надвишава продължителността на
правия ход:
(15-31)
(3-5)
* Разглеждането на методите на термостабилизация на генераторите на трионо-
образно напрежение излиза извън рамките на тази книга. Те са подробно разгледани
в [1].
172
ГЕНЕРАТОРИ ОТ ФАНГАСТРОНЕН ТИП
При транзисторните схеми, също както и при ламповите, широко
приложение намират генераторите с капацитивна отрицателна обратна
връзка, при конто е въведена и допълнителна, положителна обратна
връзка, осигуряваща работа в автогенераторен или автономен чакаш
режим*. За конструиране на под об-	__________________ р
ни генератори най-често се изпол- I	I I 0
зуват три транзистора, свързани по
такъв начин, че действуват подоб-
но на пентодната лампа. На фиг. 15-10
е показана схемата на подобен гене-
ратор, като използуваните транзисто-
ра са представени във вид на „съ-
ставен пентод". В него релята на
първа решетка и катод се изпълня-
ва от базата и емитера на транзисто-
ра 1\, на втора решетка — от колек-
тора на транзистора Т3 и на трета
решетка и анод — от базата и колек-
тора на транзистора Г2. Източникът
на напрежение Еб3 осигурява необхо-
димия режим на работа на Т3 и няма
принципно значение. Както се вижда,
схемата е аналогична на ламповия фан-
тастрон с екранна връзка (фиг. 8-13 —
Единствената разлика е, че тук не е
Фиг 15-10. Генератор на трионообраз-
но напрежение от фантастронен тип
без Диодната фиксираща верига),
необходим допълнителен източ-
ник на напрежение за запушване на „лампата” по трета решетка.
На фиг. 15-11 е показана практическата схема на този генератор.
Вместо източника £вз се използува напрежението от делителя /?5 — Re.
Действието на генератора ще бъде разгледано при чакащ режим, но
при подходящ подбор на елементите схемата може да работи и като
автогенератор. В изходно състояние транзисторите 7^ и Т3 са наси-
тени, а транзисторът 7’2 е запушен. Кондензаторът С е зареден до
максималното си напрежение — близо до Ек. В момента t0 на базата
на транзистора Т2 се подава отрицателен пускащ импулс (фиг. 15-12 а),
който го отпушва**. Подобно на схемата с капацитивна отрицателна
обратна връзка потенциалът на колектора на Т2 става по-положителен
и кондензаторът С започва да се разрежда, а базовият ток на тран-
зистора 7\ се намалява и той излиза от режима на насищане. При
това потенциалът на колектора на Т3 (и на емитера на Т3) става по-от-
рицателен и Т3 също излиза от режим на насищане, като потенцчалът
* Чакащ режим, при който пускането става с тесни импулси, а след завършване н а
правия ход в генератора протича обратен лавинообразен проЦес и схемата сама се
връща в изходното си състояние.
** Задействуването може да стане и с положителен импулс, подавай през конден-'
затор на колектора на транзистора Г2, откъдето през С постьпва на базата на 7).
173
на колектора му става по-отрицателен (поради намалението на колек-
торния му ток и на падението на напрежението върху съпротивле-
нието /?t). Това отрицателно нарастване през делителя R2— Rt по-
стъпва на базата на Т& отпушва го още по-силно, увеличава тока на
Lljwd
Фиг. 15-Па. Практическа схема на генератор на трионообразно напрежение от
фантастронен тип
Я№Ш^Я11КЯ1К
иваримими
Фиг. 15-11 б Осцилограма на изходното напрежение’ мащаби — вертикален 4V/cm ;
хоризонтален ЮС ps/cm
разреждане, намалява базовия ток на 7\ и т. н. В схемата се развива ла-
винообразен процес, който завършва със запушването на Т3, аТ2и 7\
оставят слабо отпушени, както и в генератора с капацитивна обратна
връзка. Оттук нататък процесът на разреждане на кондензатора се из-
вършва по същия начин, както в този генератор, тъй като транзисто-
рът Та е запушен и не влияе на процесите в схемата.
174
Процесът на разреждане завършва, когато транзисторът Т2 навлеэе
В режим на насищане (момента фиг. 15-12) и напрежението на ко-
лектора му (фиг. 15-12 г) остане постоянно независимо от изменението
ча тока на разреждане. Действието на отрицателната обратна връзка
Фиг. 15-12 Форма на напреженията в генератс^ '
от фантастронек тип
а — входно напрежение : б — базово напрежение на
транзистора 7\ ; в — коаекюрно напрежение на транзи-
стора Т\ , г — колекторно напрежение на , д — колек-
торно напрежение на Г3
се прекратява и кондензаторът С започва да се разрежда. по експо-
ненциален закон. При това разреждащият ток бързо намалява, а ба-
зовият ток на транзистора 1\ расте. Режимът на работа на 7\ се
подбира така, че когато Г2 се насити, той все още да остава в актив-
ната облает. Тогава увеличението на базовия му ток предизвиква на-
растване на колекторния ток и потенциалът в колектора му става не-
положителен. Тъй като емитерът на транзистора Ts има същия потен-
циал, Т3 започва да се отпушва, колекторният му ток нараства и по-
тенциалът на колектора му става по-положителен. През делителя
това изменение се подава на базата на намалява колек-
горния му ток и потенциалът на колектора му става по-отрицателен.
Това отрицателно изменение, настъпило скокообразно, през конденза-
тора С се подава на базата на 7\, което го отпушва още повече и
т. н. В схемата възниква обратен лавинообразен процес и в резултат
транзисторите 7\ и Т3 се отпушват до насищане, а транзисторът Т2
се запушва.
През стадия на възстановяване кондензаторът С, както и при ге-
нератора с капацитивна отрицателна обратна връзка, се зарежда по
експоненциален закон от източника Ек през съпротивлението и еми-
терния преход на транзистора 7\.
175
Параметрите на трионообразното напрежение на този генератор се
определят от изразите (15-27)(15-30), тъй като процесите на зареж-
дане и разреждане на кондензатора в двете схеми протичат анало-
гично. Когато е необходимо плавно
Фиг 15-13. Изходно напрежение на ге-
нератора от фантастронен тип при раз-
личии напрежения на фиксация в ко-
лектора на транзистора Та
(фиг. 15-13). При това кондензаторът
регулиране на продължителността
на правия ход на изходното на-
прежение, при генераторите от
фантастронен тип се въвежда до-
пълнителна фиксация на напре-
жението на колектора на транзи-
стора (показано с пунктир на
фиг. 15-11). В такъв случай вместо
при напрежение, определено от
(15-28), зарядът се прекратява при
«Стах^^о, (15-32)
тъй като диодът се отпушва и
ограничава напрежението в колек-
тора на транзистора на ниво Ео
:е зарежда до по-ниско напрежение
и понеже се разрежда със същия ток, продължителността на правия
ход се намалява:
RC ~ 1TRC'	(15-33)
к ко1 к	к
Заедно с това се намалява и времето за възстановяване — процесът на
зареждане на кондензатора се прекратява в началната част на експо-
нентата, където тя е най-стръмна. Известен недостатък на този начин на
регулиране на продължителността на правия ход е, че скоростта на
нарастване на трионообразното напрежение се запазва, а се изменя само
неговата амплитуда.
Линейно изменящото се напрежение при генераторите от фантастронен
тип се получава в колектора на транзистора Т%. Както се вижда от
фиг. 15-12 д, в колектора на транзистора Т3 се получава напрежение с
правоъгълна форма, което също може да се използува.
Линейността на транзисторните фантастронни генератори е значи-
телно пОгниска от линейността при ламповите (от порядъка на няколко
процента). Тя може да бъде подобрена, ако вместо транзистора 7\ се
използува съставен транзистор (фиг. 15-7). Продължителността на правия
ход може да бъде от няколко микросекунди до няколко милисекунди.
За стойностите на елементите, дадени на фиг. 15 И, се получават
следните параметри:
при C=0,05|iF и Ео = —Ек (потенциометърът Т?7 в горно крайне
положение) — Tnp=0,65 ms, То6р =0,3 ms, Um— 10 V;
при Е0=—Ек и изменение на С от 1500pF до 0,5 р.F
Tnp [ms]	13C[|iF]; 7"ОбР [ms] 6 С [p.F];
при С=0,05 [1F и поставяне на потенциометъра в долно крайне по-
ложение (£"0^3,5 V)—7),р = 0,21 ms, Тобр =0,1 ms и (Л, = 3,5 V.
176
Таблица 15-1
Характеристика на схемата
Схема
Схема с намалено i-реме на възста-
новяеане. Вместо през съпротивлението /?3
кондензаторът С се зарежда през ниското
изходно съпротивление на емитерния пов-
торител (Г4):
ГВ^.(3^5)-^С- .
Г4
Недостатък: емитерният повторител
внася фазово изместване, което създава
опасност от самовъзбуждане.
Схема с намалено време на възстановя-
ване. Напрежението на кондензатора С при
зареждане се стреми към напрежение Е2,
много по-високо от Ек . При достигане на
Ек обаче процесът се прекратява — нап-
режението в колектора на Г2 се ограни-
чава от днода Д. Така се използува само
началният стръмен участък на експонен-
циалната крива
Тв ~ 2,ЗСА>3 1g -------L-----
В табл. 15-1 са дадени две схеми на генератори от фантастронен
тип с намалено време на възстановяване.
Температурната зависимост на параметрите на трионообразыото на-
прежение при генераторите от този тип, също както и при генерато-
рите с капацитивна отрицателна обратна връзка, е голяма и се налага
вземането на мерки за термостабилизация.
За работа в автогенераторен режим е необходимо в края на зареж-
дането на кондензатора С транзисторът 7\ да излезе от насищане.
Това предизвиква намаление на напрежението в'' колектора му, запуш-
ване на транзистора Т3 и през делителя — отпушване на тран-
зистора Т2, което отново довежда генератора до стадия на разреждане
на кондензатора. Такъв режим на работа може да се получи, ако съпро-
тивлението /? се избере достатъчно голямо, Фака че токът през него,
когато не протича зареждащ ток I	да не е достатъчен за
поддържане на транзистора Т\ в наситено състояние
/?>?!/?!•	(15-34)
12 Импулсни схеми
177
16,
ПРИЛОЖЕНИЕ НА ТРИГЕРИТЕ
Изход1' изход0 ,'зход1 изход0
Фиг. 16-1. Блокови схеми на
тригер
а — с пускане по единичен вход, б —
с пускане по броящ вход
Тригерите са едни от най-често използуваните импулени сх^ми^
Свойство™ им да имат две устойчиви състояния и да ги запазват не-
ограничено дълго време определя приложимостта им като елементи за
запомняне на информация — в регистри, запомнящи устройства, логи-
чески схеми и др. Смяната на устойчивите
състояния след въздействието на всеки
входен импулс, подаден на броящ вход,
позволява използуването на тригерите в
различии устройства за определяне и де-
лене броя на импулсите — двоични, десе-
тични, реверсивни преброители и др.
При разглеждане на функциите и дей-
ствие™ на тригерните устройства двете
състояния на тригера се означават услов-
но с 0 и 1. Блокового означение на три-
гера с пускане по единичен вход е пока-
зано на фиг. 16-1а, а с пускане по
броящ вход — на фиг. 16-16. За всички
схеми, дадени по-нататък, е прието., че
състояние 1 е това, за което напрежението на изхода Изход1 е близ-
ко до захранващото (отрицателно при тригер, изпълнен с транзистори
тип s~n-p и положително при транзистори тип п-р-п или електронни
лампи), а напрежението на изхода Изход0 е почти равно на нула (при
транзисторните тригери) или значително по-ниско от захранващото (при
лампови тригери). Прието е също така, че тригерът се усгановява в съ-
стояние 1, когато се подаде пускащ импулс на единичния вход Вход1.
При състояние 0, обратно, напрежението на изхода Изход1 е почти
равно на нула или много по-ниско от захранващото, а на изхода
Изход0 — близко до напрежението на захранващия източник. Съ-
стоянието 0 се установява при подаване на пускащ импулс на единич-
ния вход Вход0.
178
ПРЕБРОИТЕЛИ НА ИМПУЛСИ
Двоичен преброител. Най-простото тригерно броящо устрой-
ство е двоичният (бинарен) преброител на импулси. Той се състои
(фиг. 16-2) от п тригера, като броящият вход на всеки тригер е свър.
эан с изхода на предшествуващия (при приемане, че тригерите са изпъл.
Цулиране
Фиг 16 2. Двоичен преброител
нени с р-п-р транзистори и се задействуват от положителни импулси —
с изхода Изход1). Действие™ му е разгледано с примера на пребро-
ител от четири тригера (табл. 16-1). Първоначално тригерите са поста-
вени в състояние 0 чрез подаване на нулиращ импулс на единичните
Фиг 16-3 Двоичен преброител, сьстоящ се от четири тригера
им входове Вход0 (фиг. 16-3). При постъпване на първия входен импулс
се измени само състоянието на първия тригер ТрА — от 0 на I. Вто-
рият входен импулс връща Трх в състояние 0, при което се получава
положителен скок на напрежението в изхода Изход\ (фиг. 16-4 6). Този
скок се диференцира във входната верига на следващия тригер Тр2 и
полученият при това островърх положителен импулс (фиг. 16-4 в) го
преобръща в състояние 1. По същия начин след постъпване на че-
твъртия входен импулс първите два тригера се връщат в състояние О,
а изходният импулс на тригера Тр2 (фиг. 16-4 г) поставя в състояние
1 тригера Тр3 и т. н. Всеки тригер сменя състоянието си само след
получаване на определен брой входни импулси: Трг — след всеки
импулс, Тр.г — след всеки два, Тр3 — след всеки четири и т. н., т. е.
ако честотата на следване на входните импулси е /, вторият тригер се
превключва с честота //2, третият — с честота//4 и пр. Това показва,
че всеки тригер осыцествява деление на броя на постъпилите импулси
яа две.
Както се вижда от табл. 16-1, на всеки брой входни импулси от-
говаря определена комбинация на състояния 0 и 1 на тригерите и
179
състоянието 1 на всеки тригер съответствува на получаването на опре^
делен брой входни импулси: на тригера Тр1 — на един (2°), на тригера
Тр3 — на два (21), на тригера Тр3 — на четири (22) и т. н. Това давд
възможност по индикацията за състоянията на тригерите да се опре-
Фиг. 16.4. Времеимпулсна диаграма, поясняваща действуете
на двоичния преоброител от фиг. 16-3:
я — входни импулси , б — напрежения на изходите Изход1 и Из^од9 на първия тригер ; в — импулси,
остъпващи иа броящия вход иа втория тригер . г—напрежение иа иэхода Изход1 на втория тригер ;
д — импулси, постъпващи на броящия вход на третия тригер , а—напрежение на иэхода Изход' на трг
тия тригер . яс — импулси, постъпващи на броящия вход иа четвъртня тригер , з — напрежение на и+
хода Изход' на четвъртия тригер
деля броят на регистрираните от преброителя импулси. T ака например-
при състояния на тригерите 1101 броят на постъпилите импулси е
1. 2° + 1.214-0.22Ч-1. 23 = 1+24-04-8 = 11.	(16-1}
При получаване на шестнадесетия входен импулс четирите тригера
се връщат в началното си състояние (0000). Така максималният брой
импулси, конто могат да бъдат регистрирани с преброител от четири
тригера, е 24—1 = 15. При преминаването на тригера Тр± в състояние
О на изхода му Изход\ се получава положително скокообразно из
менение на напрежението, което може да бъде използувано за задей-
ствуване на следващ тригер или друго устройство. В общия случай
при двоичен преброител от п тригера максималният обем (максималният
брой импулси, който може да бвде регистриран) е
А4п.х=2п-1.	(16-2)
180
Таблица 16-1
Двоичните преброители имат про-
сто устройство, но отчитането на
броя на импулсите (чрез сумиране
подобно на (16-1)) е твърде бавно
и неудобно, особено при по-голям
обем. Затова те намират сравнително
ограничено приложение.
Десетичен преброител. За
осъществяване на преброител, в кой-
то броят на импулсите се получава
във вид на десетично число, по прин-
цип е необходимо да се използуват
устройства с десет устойчиви състоя-
ния, конто при постъпване на всеки
поредей входен импулс преминават в
следващото устойчиво състояние, а
след получаване на десетия входен им-
пулс се връщат в началното си състо-
яние, като изработват изходен импулс
за задействуване на следващото уст-
ройство. При последователно евърз-
ване на п такива устройства подоб-
Входии импулси	Състояине на тригерите			
	Г,	г,		г.
нулиране	0	0	0	0
1	1	0	0	0
2	0	1	0	0
3	1	1	0	0
4	0	0	1	0
5	1	0	1	0
6	0	1	1	0
7	1	1	1	0
8	0	0	0	1
9	1	0	0	1
10	0	1	0	1
11	1	1	0	1
12	0	0	1	1
13	1	0	1	1
14	0	1	1	1
15	1	1	1	1
16	0	0	0	0
но на тригерите в двоичния преброител състоянието на всяко от тях
определя съответната цифра на числото регистрирани импулси. Макси-
малният обем на такъв преброител е
AZm.x=10»-l.	(16-3)
Тъй като тригерите имат само две устойчиви състояния, за кон-
струиране на тригерни десетични преброители се използуват групи от
по четири тригера, наречени тригерни декади. При тях тригерите са
Нулиране
Фиг. 16-5. Тригерна декада ,8+2“
евързани както при двоичния преброител от фиг. 16-3, но са въведени
и допълнителни връзки, чрез конто шест от шестнадесетте вьзможни
комбинации на състоянията на тригерите (табл. 16-1) се избягват. По
този начин декадата има само десет устойчиви състояния и всеки де-
сети импулс я връща в началното й състояние.
Теоретично съществуват голям брой възможности за осъществяване
на обратни връзки, но практическо приложение намират само няколко
181
Таблица 16-2
Таблица 16-3
Входни импулси	Състояние на	 тригерите				Входни импулси	Състояние на тригерите			
	1 ч	т*	Г3	1 л i		л	г,	i ч	л
нулиране	0	0	0	1 0 1	нулиране	0	0	0 1	0
1	1	0	0	0 :	1	1	0	0	0
2	0	1	0	0	2	0	1	0	0
3	1	1	0	о	3	1	1	0	0
4	0	0	1	0	4 /а	0	0	1 ,	0
1	5	1	0	1	0	416	0	1	1 :	0
6	0	1	1	0 1	5	1	1	1	0
!	7	1	1	1	о 1	к /а	0	0	0	1
8	0	0	0	1	6 \б	0	0	1 1	1
9	1	0	0	1	7	1	0	1	1
[ а	0	1	0	1	8	0	1	1	1
10 б	0	1	0	0	9	1	1	1	1
1 в	0	0	0	0	10	0	0	0	0
Таблица 16-4
Входни импулси	Състояние на				Състояние на схемата II
	Л	тригерите		Л	
		Г.	Т,		
нулиране	0	0	0	0	
I	1	0	0	0	отворена — пре-
2	0	1	0	0	минават поло-
3	1	1	0	0	жителям
4	0	0	1	0	нмпулси
5	i	0	1	0	
6	0	1	1	0	
7	1	1	1	0	
8	о	0	0	1	
9	1 '	0	0	1	затворена
а	0 1	0	0	1	
10					
					
(6	0	0	0	0	отворена
182
от тях. На фиг 16-5 е показана блоковата схема на декада тип „8-ь2*,
а действието й се пояснява от табл. 16-2. До постъпване на деветия
входен импулс процесите протичат както в двоичния преброител (табл
16-1). Десетият входен импулс преобръща тригера Тр1 в състояние О
Тр3	TPi
чцлиране
Фиг. 16-6. Тригерна декада'тип „16—6“
а той от своя страна — Тр2 в състояние 1 и през веригата А — Тр±ъ
състояние 0. Последният през веригата В връща тригера Трг в състо-
яние 0 и по този начин декадата се връща в началното си състо-
яние (0000).
Подобно е действието и на декадата тип „16-6“ (фиг. 16-6, табл. 16-3).
Благодарение на връзките Л и В се пропускат шест междинни
комбинации (две чрез връзката А и четири чрез В), така че деветият
входен импулс създава комбинацията 1111, а десетият — началната 0000.
Общ недостатък на тригернит 1 декади, при конто обратните връзки
управляват самите тригери е, че се налага някои тригери (Тр.у_—фиг. 16-5,
и Тpit Тр3 — фиг. 16-6) да се преобръщат последователно от два им-
пулса, конто им се подават почти непосредствено един след друг (в
много кратък временен интервал). Това повишава изискванията към
бързодействието на тези тригери и силно намалява сигурността на
работа на декадата.
Напоследък най-широко приложение намира декадата, използуваща
логически елемент (схема И), който се управлява от последняя тригер
(фиг. 16-7). Схемата И (схема на съвпадение) дава изходен импулс
Фиг. 16-7. Тригерна декада, използуваща логическа схема „И“
само при изпълнение на две условия; наличие на входен импулс и на-
личие на разрешаващ потенциал от тригера Tpi. До постъпване на
осмия импулс (табл. 16-4) процесите протичат, както в двоичния пре-
броител (при състояние 0 на Tpt схемата И получава разрешаващ
183
T Uaxod
200	200	Нулиране
-----11------ч-----------11--------- Всички диоди SFD112
i В ход------------------Scuчки тРаняисп,ори
SFT-309
Фиг. 16-8. Практическа схема на тригерна декада,
използуваща логическа схема ,И”
184
потенциал). Осмият импулс поставя тригера Tpi в състояние 1 и схе-
мата И получава забраняващ потенциал. Деветият импулс въздействува
само на първия тригер—преобръща го в състояние 1.Десетият импулс
връща 7/?! в състояние 0, а неговият изходен импулс—през веригата В —
ZPi също в 0, с което декадата преминава в началното състояние (0000).
Лрибежйаие о
Фиг. 1Ь-9 Двоичен преброител, работещ в режим на изваждане
На фиг. 16-8 е показана принципната схема на декада с транзисторни
тригери, използуваща описания принцип. Тригерите са от тип, подобен
на дадения на фиг. 11-7. Схемата И е изпълнена с диода Дисеупра-
влява от последняя тригер посредством съпротивлението R. Когато
Tpi е в състояние 0, левият му транзисторе запушен, потенциалът на ко-
лектора му е отрицателен (близък до —12 V) и диодът Д пропуска
положителните импулси от тригера Tpv
При състояние 1 този транзистор се на-	Таблица 16-5
сища,потенциалът в колектора му става
около 0V и положителните импулси
от изхода на първия тригер (мак-
сималният потенциал в него също е
около 0V) не могат да преминат
през диода.
Реверсивни преброители. В раз-
гледаните дотук преброители се из-
вършва сумиране на импулсите —
след постъпване на поредния входен
импулс числото, съдържащо се в
преброителя, се увеличава с единица.
Възможно е да се осъществи рабо-
та и в режим на изваждане. Зя целта
импулсът, подавай за нулиране на
преброителя преди започване на ре-
гистрацията, поставя всички триге-
ри в състояние 1 (подава се на еди-
ничните входове Вход1—фиг. 16-9),
а всеки входен импулс изменя съ-
входни
импулси
нулиране
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
И
12
13
14
15
16
състояние иа
тригерите
; 1
' 0
! 1
; 0
0
; 1
о
1
о
1
I о
I 1
; о
; 1
1
1
о
о
1
1
о
о
1
1
о
о
1
1
о
о
I
1
1
1
1
о
о
о
о
1
1
1
1
о
о
о
о
1
1 ;
;
1
1
1
1 I
1 !
о I
о 
о i
о
0 i
0
о '
о '
1
стоянието на тригерите по реда, по-
казан в табл. 16-5 (обратен на то-
зи при сумиране — табл. 16-1). Това се осигурява, като броящият
вход на всеки тригер се свърже с изхода ИзходР на предшествуващия.
Както се вижда от фиг. 16-4 б, положително скокообразно изменение
на напрежението за задействуване на следващия тригер на този изход
се получава при преминаване на тригера от състояние 0 в 1.
18Б
В редица случаи се налага използуването на тригерни преброители,
позволяващи броене и по двата начина — чрез сумиране и чрез изваж-
дане—наречени реверсивни. За целта се включват допълнителни логи-
чески елементи, чрез управляването на конто се осъществява премина-
ването от единия режим на работа към другия и обратно.
Фиг. 16-10. Реверсивен преброител с външно управление
Тр^пр л
— В*о/Ь
— Bxo(?°v
На фиг. 16-10 е показана блоковата схема на такъв преброител.
При него връзката между всеки два тригера се осъществява през логи-
ческите схеми И + и//—, управлявани от отделен тригер ТСъсто-
янията на този тригер съответствуват на режима на работа на пре-
броителя (табл. 16-6)—при състояние 1 разрешаващ потенциал се по-
дава на входовете на схемите И-\-, връзките между тригерите се осъ-
ществяват, както в схемата от фиг. 16-2 (броящите входове са свър-
зани с изходите Изход1) и преброителят работи в режим на събиране.
При състояние 0, обратно, разрешаващ потенциал получават схемите
Таблица 16-6
\ 1	Входни 	..мпулси ! 1	Число, регистрирано в преброителя	Състояние на тригерите					Режим на работа
		Л	Л	т,		Гупр	
।	нулиране	0	0	0	0	0	0	
1 1	1	1	0	0	0	0	
2 3	2 3	?	1 1	0 0	0 0	0 0	събиране
4	4	0	0	1	0	0	
! 5	5	1	0	1	0	0	
!	6	4	0	0	1	0	1	
J	7	3	1	1	0	0	1	изваждане
8	2	0	1	0	0	1	
1	9	3	1	1	0	0	0	
!	10	4	0	0	1	0	0	
11	5	1	0	1	0	0	събиране
И— и преброителят работи в режим на изваждане. Схемите ИЛИ имат
за задача да осигурят подаването на импулсите към входните вериги
на тригерите без схемите И+ и И~ да си влияят взаимно.
В зависимост от предназначението на реверсивния преброител прев-
ключването на режима на работа може да става от външни управля-
Фиг. 16-1 1. Реверсивен преброител с управление от самите регистрирани импулси
ващи импулси или от самите регистрирани импулси. В първия случай
преброителят има само един вход и постъпващите на него импулси се
сумират или изваждат в зависимост от състоянието на управляващия
тригер, което се командува с отделяй импулси, в съответствие с про-
грамата на работа. Вторият начин се използува, когато е необходимо
да се определи разликата в броя на импулсите на две едновременно
постъпващи поредици. В такъв случай (фиг. 16-11) входните импулси
постъпват на два отделки входа (Вход 1 и Вход 2), откъдето чрез
схема ИЛИ се подават на броящия вход на първия тригер и едно-
временно с това на съответните единични входове на управляващия
тригер. По този начин всеки импулс от поредицата, постъпваща на
Вход 1 поставя тригера Труп? в състояние 1 и се регистрира със
знак „ + т. е. предизвиква добавяне на единица към запомненото в
преброителя число. В същото време импулсите от другата поредица
(постъпваща на Вход 2) преобръщат управляващия тригер в състоя-
ние 0 и се регистриратсъс знак „ — “, т. е. сеизваждат*. Нафиг. 16-12
е показана принццпната схема на управляващата трупа и един двоичен
разряд на реверсивен преброител. Управляващият и преброителните
тригери са от типа, използуван в тригерната декада (фиг. 16-8). Схе-
мите И представляват транзисторни усилватели (Т\ и Т?д с двойно
управление—по базова и по емитерна верига. Схемата ИЛИ е реали-
зирана чрез общото товарно съпротивление в колекторните вериги на
тези транзистори (10 кй). При преобръщането на преброителния тригер
(7\, на базите на транзисторите Тъ и Т6 се подават отрицателни
импулси през диференциращите вериги Rx, Сг (на транзистора 7\—схе-
мата И-]----при преобръщане от състоянй'е 1 в 0, а на Тв — И-------при
*Импулсите в двете поредици обикновено са разпределени случайно (производно)
във времето, поради което се налага вземането на специални мерки за избягване на
грешките от съвпадението на импулси на двата входа и от ограниченото бързодейсгвие
на тригерния преброител. Същите са разгледани подробно в [14].
преобръщане от състояние 0 в 1). Управляващите потенциали от три-
гера Трупр се подават на схемите И през буферните усилватели Г7 и
Та. При състояние 1 транзисторът Г7 е наситен, потенциалът в колек-
тора му и в емитера на Г6—приблизително О V и Тй работа нормално
Фиг. 16-12. Практически схема на реверсивен преброител
(схемата И-\- пропуска ток). В същото време транзисторът Т8 е запу-
шен, потенциалът в колектора му около —12V и Т6 остава без ко-
лекторно захранващо напрежение (пке 0, схемата И— не пропуска).
Преброителят работи в режим на събиране. При състояние 0 на Труп$
транзисторът Г7 е запушен, Та — наситен и в резултат пропуска схе-
мата И— (Тв) — преброителят работи в режим на изваждане.
Кръгов преброител (тригеренкомутатор). При кръговите преброи-
188
Таблица 16-7
тели (табл. 16-7) за вся-
ка комбинация от съ-
стояния на тригерите
има само един тригер,
който е в състояние 1,
а всички останали са в
състояние 0. Постъпва-
нето на всеки входен
импулс предизвиква пре-
местване на състоянието
1 в следващия тригер
(или в предшествува-
щия), а тригерът, който
до този момент е бил в
Входни импулси	Състояние на тригерите	|					
	Гр,	Гр.	Т'рз	Гр,	. . .	Гр„
нулиране	1	0	0	0		0
1	0	1	0	0		0
2	0	0	1	0		0
3	0	0	0	1		0
п-1	6	6	6	6		1
състояние 1, се връща в
състояние 0. Блоковата схема на такъв преброител е показана на фиг.
16-13. Импулсът за нулиране поставя тригера Трг в състояние 1, а
всички останали — в 0. Входните импулси (през схемите И и закъсни-
телните вериги (3) се подават едновременно на единичните входове
Вход0 на всички тригери. Разрешаващ потенциал обаче получава само
тази схема И, чийто тригер се намира в състояние 1 (в случая Их\.
Входният импулс, преминавайки през нея и закъснителната верига Зх,
преобръща тригера Трх в състояние 0. Полученият при това изходен
импулс се подава на единичния вход Вход^ на тригера Тр9 и го
поставя в състояние 1. Закъснителната верига осигурява преобръща-
нето на тригерите Тр, и Тр2 да стане, след като импулсът на
Вход А
Фиг. 16-13. Кръгов преброител
Вход А се е прекратил. В противен случай схемата И2 може
също да пропусне този импулс (след преобръщането на Трг в 1) и
правилната работа на преброителя ще се наруши. Очевидно максимал-
ният брой импулси, конто могат да бъдат регистрирани от кръговия
преброител, е равен на броя на неговите тригери
Мп.х=«.	(16-4)
Предимството на този тип устройства е, че могат да осигурят про
изволен коефициент на делене на броя на входните импулси (равен на
броя на тригерите п). За целта изходът на последний тригер се свързва
с входа на първия и се образува затворена тригерна верига, конто има
180
п устойчиви състояния [17] След подаване на /z-ия импулс преброите-
лят се връща в началното си положение, като дава съответен изхо-
ден импулс. Кръгов преброител от този тип, изпълнен с 10 тригера,
може успешно да бъде използуван в десетичните преброители вместо
тригерна декада, но е значително по-скъп.
ТРИ1ЕРНИ РЕГИСТРИ
Статичен тригерен регистър. Той представлява (фиг. 16-14) ком-
бинация от тригерни и логически схеми И и служи за запомняне на
числа, представени като комбинации от единици и нули (в двоичен.
п
Вход]
. О /
\Bxodt Вход,
J"1вход?
—1
Ип
Входп
М]	Входе
-------о Чете не 8 обратен ко<
±j ° Четене 6 прав код
Трп	Вход А
—уг—° И у лиран °
ЁХОир)

И2
-о Запис
Вход /
Вход 2
Вход п
Фиг. 16-14. Статичен тригерен регистър
код—както при двоичните преброители—(16-1), като за целта триге-
рите му се установяват в състояния, съответствуващи на тази комби-
нация. С него може също така да се измени видът на кодиране на
числото (на местата на единиците да се предадат нули и обратно, т. е.
числото да се предаде в обратен код), да се преобразуват последова-
телно подавани импулси в паралелно и др.
В изходно положение тригерите, конто съставят регистъра (фиг. 16-14),
са установени в състояние нула (от импулс за нулиране). В съответ-
ствие с наличието или отсъствието на импулси на входовете Вход /<-
4- Вход и и при подаден разрешаващ потенциал на вход ,запис", през
схемите A/и единичните входове Вход1, свързани с тях, някои от тригери-
те се преобръщат в състояние 1. Например, ако на Вход 1 има импулс,
Тр, се установява в състояние 1, а при отсъствие на импулс запазва
състоянието си 0. Импулсите на входовете Вход! -х Вход п могаг
да постъпват едновременно (паралелно подаване на информацията) или
последователно. Регистрираната по този начин комбинация от единици
и нули може да се запази неограничено дълго. Всеки тригер управлява
чрез изходите си две схеми — И' и И". Когато тригерът е в състояние
1, разрешение по'учава схемата И', а когато е в 0 — И". В такъв случай,
ако импулсът бъде подаден на Вход А, импулси ще се получат само на
тези изходи на схемите И', чиито управляващи тригери са в състоя-
ние 1, т. е. запомненото число се извежда в същия вид, в какъвто
е било прието (в прав код). Ако импулсът бъде подаден на вход В,
190
Ще се получат изходни импулси само от тези схеми И", чиито тригери са в
състояние 0 — числото ще се изведе от регистъра в обратен код
(местата на единиците и нулите ще бъдат разменени».
Тригерен, регистър с изместване. За разлика от статичните три-
герни регистри при регистрите с изместване предназначено™ за запом-

Тр2
ТРп
Вход 2
Фиг. 16-15. Изместващ тригерен регистър със закъснителни елементи
няне число се регистрира последователно (разряд по разряд). За целта
е предвидена възможност за изместване на информацията от всички
тригери с една стъпка (един тригер) надясно (или наляво) при пода-
ване на външен управляващ импулс. Това позволява използуването на
тези регистри за извършване на аритметични операции с числа, при
което се налага изместване на числото с една стъпка надясно или
наляво.
На фиг. 16-15 е показана блоковата схема на регистър с измест-
ване, реализиран със закъснителни елементи (3). Най-напред на единич-
ните входове Вход0 на всички тригери {Вход 2) се подава импулс, привеж-
дащ ги в състояние 0. След това на единичния вход на Трг се подава
импулс, преобръщащ го в състояние 1 (ако такъв импулс отсъствува,
това е равносилно на записване на нула). След половин период на
Вход 2 постъпва „изместващ" импулс, който връща всички тригери в
състояние 0. Със закъснение, определено от закъснителния елемент 31г
положителният скок на напрежението от изхода на Тр3 (получен при
преминаването му от състояние 1 в 0) се подава на единичния вход
Вход\ на Тр2 и го преобръща в състояние 1, т. е. състоянието на Тр{,
след действието на първия изместващ импулс се е преместило на-
дясно— в тригера Тр^. След още половин период на единичния вход
Вход! отново постъпва(или не) външен импулс, съответствуващ на
информацията от следващия разряд на запомняното число, а при полу-
чаването на изместващия импулс съдържанието на Тр1 се премества
в Тр.з, съдържанието на Тр%—в Тр3 и т.н. След като по този начин
цялото число бъде запомнено в регистъра, подаването на нови измест-
ващи импулси предизвиква само преместването му вдясно.
На фиг. 16-16 е показана блоковата схема на изместващ регистър
с двойна структура: тригерите Трг~~Трп и свързаните към тях схеми
И образуват основния регистър, а тригерите Трд^-Трд исхемите И'—
допълнителен регистър. Изместването се осъществява посредством
четири, разместери във времето и периодично повтарящи се импулса:
а)	импулс, подавай на Вход 1—постъпва на единичните входове на
191
тригерите на допълнителния регистър (Вход0) и ги привежда в състо-
яние 0;
б)	импулс, подавай на вход Вход 2; предварително на вход А се
получава разрешаващ потенциал (когато трябва да се запише 1) или
забраняващ (за записване на 0); ако на вход А има разрешаващ потен-
Фиг. 16-16 Изместващ тригерен регистър с двойка структура
циал, импулсът от Вход 2 преминава през схемата /7/ на единичния вход
Вход} на тригера Тр^ и го установява в състояние 1; останалите
тригери остават в състояние 0, тъй като тригерите Трг-^Трп са все
още в състояние 0 и схемите И>~Ип' получават забраняващи потен-
циали;
в)	импулс, подавай на Вход 3—установява всички тригери Трг-т-Трп
в състояние 0 (при записването на информацията от първия разряд
на числото неговото действие е без значение—Тр^Трп и без товаса
в състояние 0);
г)	импулс, подавай на вход Вход 4—постъпва на схемите Иу-^Ип
и преминава само към входовете на тези тригери Трг-±-Трп, за който
съответните схеми И имат разрешаващ потенциал (управляващите ги
тригери от допълнителния регистър са в състояние 1); в случая само
Тр\ е в състояние 1 и разрешение има схемата Иг, поради което само
тригерът Tpi се преобръща в състояние 1; по този начин след въз-
действието на импулса от вход Вход 4 състоянието на Тр\ се премества
в TPl.
Повторного действие на същите импулси предизвиква изместването
на запомнената в Трг информация в Тр'2 (след въздействието на им-
пулса от Вход 2) и от Тр'2 в Тр2 (след въздействието на импулса от
Вход 4). По този начин последователно постъпващия на вход А код
на числото периодично се прехвърля от допълнителния в основния
регистър и се измества надясно. Също така се извършва и измества-
нето на цялото запомнено число.
192
ИНДИКАЦИЯ НА СЪСТОЯНИЕТО НА ТРИГЕРИТЕ
Индикация за състоянието на всеки тригер е необходима в случа-
те, когато се налага визуалното отчитане на запомнената от тригер-
ното устройство информация. Най-широко приложение намират свет*-
линните методи за индикация, тъй като се осъществяват сравнително
просто, а отчитането при тях е удобно и бързо. Обикновено се приема
све^енето на индикатора да съответствува на състояние 1 на тригера,
а тъмното му положение — на състояние 0. В табл. 16-8 са дадени
най-често използуваните светлинни индикатори и схемите за тяхното
свързване към тригерите. При ламповите тригери за индикация се из-
ползуват почти изключително неонови лампички, тъй като работните
напрежения на тригера са достатъчни за нейното непосредствено за-
действуване. При транзисторните тригери за управление на тези инди-
катори се налага включването на допълнителен транзистор с високо
работно напрежение, поради което често се прилагат и други инди-
катори.
В някои случаи (особено при двоични преброители; по-удобно се
оказва преобразуването на комбинацията от състояния на тригерите в
напрежение или ток, чиято стойност съответствува на запомненото от
преброителя или тригерния регистър число. Измерването на тези вели-
чини със стрелков инструмент позволява бързото и лесно отчитане на
регистрираната информация. В табл. 16-9 са дадени две схеми за осъ-
ществяване на посоченото преобразуване. Главният недостатък на този
метод за индикация е въвеждането на допълнителни грешки — при
преобразуването и при измерването на тока или напрежението.
К Импулсмм схеми
193
Таблица 16-S
Схема
Характеристика на схемата
। Индикация с неоном лампичка
(при лампов тригер). Запалването
на неоновата лампичка се управлява I
от напрежението в анода на тригерната
лампа Лг. В състояние О Лх е запу-
! шена, потенциалът на анода и — блн-
। зък до захранващото напрежение,
। напрежението, подавано на неоновата
I лампичка — близко до нула, и тя не
I свети. В състояние 1 Лг е отпущена. * 1
падението на напрежението върху
съпротивлението /?ц1 е Um и неоно-
вата лампичка се запалва, при усло-
вие че Um > Us (Us е напрежението
на запалване на неоновата лампичка).
В противен случай е необходимо тази
лампичка да се свърже вместо към
източника + Ея към по-високо поло-
I жително напрежение или към земя и
да се управлява от анода на другата
I лампа Л-> (показано с пунктир на
I фиг. 16-17). В този случай за правил*
ната ft работа трябва Еа — Um < t/r
(Ur е напрежението на угасване на
лампичката).
Индикация с неонова лампичка
(при транзисторен тригер). Тран-
зисторът Т се управлява от изхода
I Изход0 на тригера. В състояние нула
i потенциалът на този изход е отрица-
+ Ец | телен (близък до захранващото на-
<> j прежение) и Т е наситен. При това
потенциалът в колектора му е почти
i нула, напрежението, подадено на не-
д-д I оновата лампичка, е Ен < Ur и тя не
"S' j свети. При състояние 1 изходният
 потенциал на тригера е почти нула,
: Т е запушен, напрежението, подавано
! на лампичката, става Ек + £„ > Us
' и тя се запалва.
Предимство: неоновата лам-
। пичка има много малка консумация ।
; на ток (под 1mA).
I Недостатък: за правнлната pa- I
I бота на схемата е необходимо да се
। изпълнява условието |£к | > U3 — Uf
I което налага използуването на тран-
; зистори с високо работно напрежение
I (UM доп >60—100 V), като например
। П 25, П 26, ОС 1077, SFT 243.
194
продължение иа табл.
Схема
Фиг. 16-20
Характеристика на схемата
( Индикация с лампа с нажежмана кишка.
Лампата се включва като колекторен товар на до-
пълнителния транзистор Т, управляван от изхода
Изход1 на тригера. При състояние нула по-
тенции гы на този изход е около 0 V, транзис-
торът Т е запушен и лампата не свети. При със-
тояиие 1 изходният потенциал става отрицателен.
7' се насища и колекторният му ток предизвиква
светенето на лампата.
Предимство: не са необходим» транзистори
। с високо работно напрежение.
; Недостатък: голяма консумаиия на лампата —
i 30+50 mA; за насищане на транзистора Т е
необходим силен базов ток (1 2 mA), което
влияе на работата на тригера.
Индикация с лампи тип „магическо око'. Ано
дът на лампите от този тип е направен във вид
на гъста решетка, покрита с електролуминесцираш
материал и разположена близо до горната плоска
част на стъкления салон. Решетката на лампата
се свързва направо с изхода на тригера Изход1'
При състояние 0 изходното напрежение е отри-
цателно и лампата е запушена. При състояние 1 |
то става близко до нула и лампата се отпушва, |
при което електроните, достигащи анода, предиз- I
викват светене иа електролуминеспнрашия слой. ।
Предимства: малки размери — диаметър
5 mm, височина 25 mm; ниска консумаиия —
Ц, 1,25 V, If =20 mA*, отсъствие на консума-
ция от изхода на тригера.
Недостатък — висока цепа.
Данните се отнасят за лампа тип DM 160
Индикация с цифрова лампа. Изпол- |
‘ зува се при тригерните декади. Кон- ;
’ струкцнята на лампата се състон от ।
| един анод (А) и десет катода (А',,-Я'9). ;
| конто са направени от тънка жицд 
във формата на ъифрите от 0 до ч
При подаване на необходимого на-
прежение между никой от катодвте 
и анода възпиква разряд, в резултаг
на който съответният катод fe пок- j
рива сы светло сияние, т. е. циф- 1
ратл ,светва“. Запалвапето става с ,
схемата от фиг. 16-18, като всеки
: катод играе ролята на отделив нео-
i нова лампичка (заепни с анода| I
195
продължение иа табл. 16-9
Схема
Фиг. 16-23
Характеристика иа схемата
Преобразувател със съпротивител-
на мостова схема. Входовете Входг ч-
' Вход н са свързани с изходите на
. тригерите. Съпротивленнята R} са
; много по-големи от R и 1R, така че
токът, създаван от всекн тригер, не
' се влияе от напрежението в точките
: А, В, ... N, т. е. от токовете на оста-
нглите тригери. Всяка клетка от мо-
стовата схема осигурява деление на
две на входния й ток и през съпро-
тивлението Ro протича * 1112в част от
I тока, създаван от първия тригер,
от тока от вторня тригер и т. н.
I —i/2 от тока на последний тригер 7рп
I По този начин общият ток през съп-
I ротивлението Ru й падението на
напрежението върху него са пропор-
I ционални на запомнената в тригерния
преброител информация.
продължение на табл. 16-8
Схема
Виж фиг. 16-21
<	Характеристика на схемата
t~~	~	-
Транзисторите Т0—Т9 не се управля-
ват направо на находите на тригери-
те, а през специален дешифратор,
който в зависимост от състогнието
на тригерите в декадата подава необ-
ходимого напрежение само на опре-
делен транзистор — за запалване на
съответната цифра.
Предимство: много удобно и
бързо отчитане на резултата.
Недостатък: висока цена и сло-
жна схема на управление.
Таблица 16-9
Схема
Характеристика на схемата
8ход1 вход! ВхоЗз
Фиг. 16-22
Входп
Преобразу ване чрез съпротившп'лна
схема с двоична стъпка на изменение
на съпротивленията. Входовете Вход\ —
Вход п се свързват с изходите Изх> д1 на
тригерите Тр} — Трп . При състояние
О на всеки тригер изходното му напре-
женне е почти О V и не тече ток през
съответното му съпротивление. При със-
тояние 1 то става отрицателно и токът
е приблизително равен на захранващото
напрежение, разделен на стойността на
съответното съпротивление на схемата.
Съпротивленията са така подбрани, че
ако токът, протичаш през първото съп-
ротивление (при състояние 1 на Тр^), е
/, токът през второго съпротивление
е 2/, през третото — 4/ и т. н., а през
Rn —2'!—1Д Общият ток през измерва-
телния •уред е равен на сумата на
токовете, създавани от тригерите, нами-
ращи се в състояние 1 :
/0=А12°1+k2 24+k322I+ . .. kn 2п~Ч,
където коефициентите kr . . . kn са О
илн 1 в зависимост от състоянието на
съответния тригер. Токът /0 е пропор-
ционален на запомненото в преброителя
число.
Недостатък: трудно се осигуря-
ват съпротивления с посочеиото съотно-
шение на стойностите и с висока точ-
ност.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Доронкин, Б. Ф., В. В. Воскресенский — Транзисторные генераторы
импульсов. Связьиздат, Москва, 1965.
2.	Будинский, Я- — Транзисторные переключающие схемы. Связьиздат, Москва,
1965 (превод от чешки).
3.	Шан, С. Я. — Транзисторы в импульсной технике. Судпромгиз, Ленинград. 1933.
4.	Тишенко, А. М. и др. — Расчет и проектирование импульсных устройств на
транзисторах. Советское радио, Москва, 1964 г.
5.	Шт а г е р, В. В. — Полупроводниковые приборы в импульсных и коммутационных
схемах. Госэнергоиздат, Москва, 1963.
6.	Румпф, К., М. Пульверс — Справочник по транзисторным схемам. Изд. Мир,
Москва, 1965 (превод от немски).
7.	Герасимов, С. М. и др. — Расчет полупроводниковых усилителей и генера-
торов. Гостехиздат УССР, Киев, 1961.
8.	Азьян, Ю. М. и др. — Полупроводниковые триоды в регенеративных схемах.
.Госэнергоиздат*, Москва, 1959.
9-	С т е п а н е н к о, И. П. — Основы теории транзисторов и транзисторных схем. Гос-
энергоиздат, Москва, 1963.
10.	Важенина, 3. П. — Фантастронные генераторы. Изд. .Сов. радио", Москва,
1965.
11.	Браммер, Ю. А., И. Н. Па щук — Импульсная техника. Высшая школа, Мо-
сква, 1965.
12.	Oehmichen. Emploi rationnel des transistors. Edition Radio, Paris, 1964.
13.	Kemp. — .Electronics', 25. 1952, p. 11.
14.	Ваннов, И. Д. — Реверсивни преброители. .Известия на института по електро-
ника*, т. I, 1965.
15.	Санин, А. А. — Электронные приборы ядерной физики. Издательство Физико-ма-
тематической литературы, Москва, 1961.
16.	Dubessy, F. — Decade et affichage a fonction comptante et decomptante. Elect-
ronique et automatisme, 9, 1963, p. 356.
17.	Morin, H. — Cotnpteur en anneau a couplage direct. Electronique et automatisme,
3—4, 1963, p. 139.
18.	Mattisse, R. — Application des montages a bascule. Electronique et automatisme,
1, 1963, p. 11.
19.	Crequy, J., L. Nasbom — Nouvelles unites de comptage. Electronique et auto-
matisme, 10, 1963, p. 402.
20.	Самойлов, В. Ф., В. Г. Маковеев — Импульсная техника. Связьиздат, Мо-
сква, 1964.
21.	Воровски, Б. — Импулсна техника. Техника, София, 1965.
22.	К р ив и и к и й, Б. X. — Элементы и устройства импульсной техники. Изд. .Со-
ветское радио*, Москва, 1961.
23.	RCA Transistors Manual, 1964.
24.	General Electric Transistor Manual, 1964.
25.	Бонч-Бруевич, A. M. — Применение электронных ламп в экспериментальной-
физике. Издательство Технико-теоретической литературы, Москва, 1956.
26.	Кононов, Б. Н. — Симетричные триггеры на плоскостных полупроводниковые
триодах. Госэнергоиздат, Москва, 1960.
27.	Schreiber, Н. — Le transistor au laboratoire et dans I’industrie. Edition Radio,
Paris, 1964.
8.	Г о л ь д e нб e p г, Л. M. — Основы импульсной техники. Связьиздат, Москва, 1963
м. Мееров и ч, Л. А., Л. Г. 3 е л и ч е н к о — Импульсная техника. Советское радио
Москва, 1954.
5. Е р е м и н и д р. — Управляемый импульсный интегрирующий усилитель. Приборы
и техника эксперимента № 5, 1964.
19
СЪДЪРЖАНИЕ
Предговор
Първа част. Лампови импулсни схеми
1.	Електрически импулси.................................................. 5
2.	Диференциращи и интегриращи верш и.................................... 8
3.	Ограничители....................... ................................ 14
4.	Тригери.............................................................. 26
5.	Чакащи мултивибратори.................................................43
6.	Мултивибратори ...................................................... 53
7.	Блокинг-генератори................................................... 62
8.	Генератори на трионообразно	напрежение............................. 72
Втора част. Транзисторни импулсни схеми
9.	Особености при работа на транзисторите	в импулсни схеми ,............ 93
10.	Ограничители.........................................................107
11.	Тригери ...	 111
12.	Чакащи мултивибратори................................................124
13.	Мултивибратори.......................................................137
14.	Блокинг-генератори...................................................146
15.	Генератори на трионообразно	напрежение . .	 161
16.	Приложение на тригерите..............................................178
Литература................................................................  198
Автори инж
Худ. редактор Л. Басарева
Техв. редактор Дан. Боев
ИМПУЛСНИ СХЕМИ С ЛАМПИ И ТРАНЗИСТОРИ
Марая Илиееа Димитрова м инж. Иван Данаалов Ваннов
Рецензент инж. Иван Костадлнов Доспелое
Научен редактор инж Николай Боннее
Худ на корицата Ст. Ковалев
Коректор Д. Димитрова
Дадена за набор на 26 XI 1968 г.
Печатня колн 12,50
Формат 65Х92Ц6
Тираж 3075
Тематичен № 35
Цена 1,19 пв.
Подписана за лечат на 29. III. 1969 г.
Издателскн коли 12,50
Издателскн № 5110|Ш-1
Държавно издателство .Техника*, бул Рускл 6, София
Държавва печатница .Тодор Димитров*, ул. цар Самуил № 50— София, отпечатано в кл. 3, пор. № 10024