/
Автор: Ненов Г.Д.
Теги: радиотехника електротехника инженерство електроника радиоелектроника
Год: 1981
Текст
ГД. НЕНОВ
ИЗЧИСЛЯВАНЕ
НА НИСКОЧЕСТОТНИ
ШИРОКОАЕНТОВИ
И ИМПУАСНИ УСИЛВАТЕЛИ
техника
Проф. к.т.н. инж. ГЕОРГИ Д. НЕНОВ
ИЗЧИСЛЯВАНЕ
НА НИСКОЧЕСТОГНИ
ШИРОКОАЕНТОВИ
И ИМПУЛСНИ УСИАВАТЕЛИ
ДЪРЖАВНО ИЗДАТЕЛСТВО .ТЕХНИКА*
СОФИЯ • 1981
УДК 621.398.6
В книгата е застъпено изчисляването на нискочестотни,
широколентови и импулсни усилватели чрез опростени фор-
мулы и графики, като е запазена необходимата точност. Усил-
вателите са предназначены за радиотехнически устройства и
системы. По тази причина са дадени и схемите на тонко ректо-
ры и други спомагателни вериги.
Последната глава съдържа сведения, конто се отнасят до
регулирането и настройката на различните видове усилватели
при тяхното разработване. Показано е също така измерването
на качествените показатели.
Книгата е предназначена за широк кръг специалисты, за
учащите от средните и висшите технически учебни заведения
и за напредналите радиолюбители.
© Георги Д. Ненов, 1981
с/о Jusautor, Sofia
621
ПРЕДГОВОР
Едни от най-разпространените устройства в радиоелектроника-
та са усилвателите. Едва част от тях са нискочестотните, широ-
колентовите и импулсните усилватели. В тази малка книга е по-
казано тяхното опростено изчисляване. При нейното съставяне
се имаше пред вид интересът на читателя, койТо разработва
усилватели за собствени нужди, но не и за серийно или масово
производство. Не са малко инженерите, техниците, учащите и
напредналите радиолюбители, конто изпитват често нужда от
пособие за изчисляване на радиотехнически устройства с опрос-
тени формули. Това предназначение на книгата определи и ней-
ния справочен характер. При написването е осигурена относител-
на самостоятелност на частите в нея.
Предполага се, че читателят е запознат с основните сведения
от усилвателната техника. Някои припомняния са направени, за
да се предпазят по-неопитните от груби или банални грешки. В
този смисъл книгата не е учебник или системно изложение от
такъв род, че в нея да се разглеждат всички въпроси, свързани
с теорията и практиката на усилвателните устройства. Нека не-
подготвените читатели да не я ползуват, докато не придобият
необходимите знания за това.
Авторът е имал пред вид и още едно съображение. Совре-
менного ежедневие е много интензивно и напрегнато. За изпъл-
нението на голяма част от техническите задачи се предоставя
кратък срок. В това отношение книгите като тази ще подпомог-
нат специалистите, за да стане техният труд по-ефективен.
Опростяването на формулите за изчисляване и илюстрирането
на методиките с числени примери не са нсвост. Те са застъпе-
ни в много книги и трябва да се признае, че интересът на чита-
телите към тях е изключителен. Към такъв начин на писане ав-
торът беше насочен от книгите и от разговорите с колеги у нас
и в чужбина. Общуването с читатели беше също така полезно.
Не е изключено при преработването на формулите и при
числените пресмятания да са допуснати някои грешки. Авторът
ще приеме с гореща благодарност отправените бележки, както
и всички пожелания и препоръки за подобряването на книгата
при евентуално ново издание.
3
ГЛАВА 1
ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА НИСКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ
1,1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Нискочестотните усилватели намират широко приложение в
радиотехниката. Те усилват сигнали от различии източници: мик-
рофон, грамофонна мембрана, магнетофон и др. Определението
„нискочестотни" се утвърди за усилвателите, използувани преди
всичко в звукотехниката.
Свойствата на усилвателите се описват чрез качествените им
показатели. Чрез тях може да се установи дали усилвателят е
подходящ за определени цели, например за битови нужди, за
озвучаванена зали или на открити пространства и т. н. От съ-
ществено значение са коефициентът на усилване, честотният об-
хват, коефициентът на честотни изкривявания, коефициентът на
нелинейни изкривявания, изходната мощност, динамичният обх-
ват, чувствителността на различните входове и съответните вход-
ни съпротивления, надеждността и др.
Стойностите на качествените показатели се определят от пред-
назначение™ на усилвателя. В повече страни на света те са
обехт на специални стандарти.
Много важно е да се знае какви са източниците на сигнали-
те и какво е товарного съпротивление. Всеки усилвател, за да
работи пълноценно, трябва да се свърже към подходящ източ-
ник на сигнал и да се натовари със строго определено съпро-
тивление.
Нормалната работа на усилвателя зависи от условията на
околната среда: температура, влага, вибрации и други въздейст-
вия.
Източникът на захранване се определи от предназначение™
на усилвателя и влияе силно върху работата му.
Изчисляването на нискочестотни усилватели има за цел опре-
деляне стойностите на параметрите на градивните елементи при
зададени качествени показатели. Синтезирането на схемата изис-
ква добро познаване на съществуващите усилватели. Това съв-
сем не означава копиране, тъй като създаването на ново радио-
техническо устройство е творчески процес.
5
В процеса на изчисляване се решават следните задачи:
1. Изясняват се условията на работа и изискванията към усил-
вателя. Това означава да се установят параметрите на околната
среда, предназначение™ на усилватели и качествените му пока-
затели.
2. Съставя се блокова схема и се прави ориентировъчно на-
числение, за да се види дали ще се получи необходимого усил-
ване, дали няма да се превишат допустимите изкривявания, как-
ви усилвателни стъпала могат да се използуват и какви усил-
вателни елементи са необходими.
3, Изчисляване на отделните стъпала и на спомагателните ве-
риги (филтри, тонкоректори, регулатори и т. н.).
Изчисляването дава възможност да се построй макет, който
да се изследва и да се внесат необходимите корекции. Това е
необходимо, защото не е възможно в аналитичните формули да
се вземат пред вид всички фактори.
От уточняване се нуждаят данните за нелинейните изкривя-
вания и за дълбочината на отрицателната обратна връзка, тъй
като формулите за тяхното пресмятане са приблизителни. Обик-
новено се измерват коефициентът на нелинейна изкривявания,
изходната мощност и коефициентът на полезно действие при
най-подходящ режим на усилвателните елементи.
При експерименталното изследване се проверява устойчивост-
та на усилвателя. Чрез корекции се постига необходимият за-
пас в това отношение. В такъв случай се променят честотната
и фазовата характеристика, но това обикновено става извън за-
дадения честотен обхват.
1.2. ОРИЕНТИРОВЪЧНО ИЗЧИСЛЯВАНЕ
При ориентировъчното изчисляване се определят общият кое-
фициент на усилване, броят и видът на отделните стъпала, ве-
ригите на общите обратни връзки. Съставя се блоковата схема
на усилвателя и се разпределят честотните изкривявания меж-
ду отделните стъпала и веригите, конто ги пораждат. Задачата
има различии схемни решения.
Като изходни данни се използуват: мощността на сигнала
върху товара Рт , товарного съпротивление /?т (или напрежение-
то върху него UT ) долната и горната гранична честота и
и допустимите изкривявания за тях 7Их и М.>, електродвижещото
напрежение на източника на сигнала и вътрешното му съп-
тивление /?и , температурата на околната среда ta .
6
Уточняването на липсващите данни става, като се изходи от
предназначението на усилвателя условията на работа.
1. Общият коефициент на усилване на мощност, измерен в
dB, е
A'po6m=101g^L-,dB. (1.1)
*вх
Изходната мощност Ризх се получава от мощността върху
товара Рт , к ато се вземе под внимание коефициентът на полез-
но действие на трансформатора т]тр:
Ризх = — • (1.2)
7/тр
В табл. 1.1 са дадени стойностите на т)тр в зависимост от
изходната мощност за стационарни и портативни усилватели.
Таблица 1.1
Изходна мощност ^тр
стационарни усилватели портативни усилватели
До 1 W От 1 до 10 W От 10 до 100 W Над 100 W 0,74-0,8 0,754-0,85 0,844-0,93 0,924-0,97 0,6-5-0,75 0.74-0,8 0,754-0,85
За безтрансформаторни крайни стъпала 7)ТР=1.
Входната мощност, при условие че има съгласуване (/?и =
/?вх), е
£2
№
където Еи е ефективната стойност на електродвижещото напре-
жение;
7?и — вътрешното съпротивление на източника на сигнала.
При зададена амплитуда Ецт (вместо Еи) следва да се взе-
ме под внимание връзката между тях (Еит = ^2~Еи).
2. Приема се, че усилването на мощността от крайното стъ-
пало Л>кр е от 15 до 30 d В, като малките стойности се отнасят
за схема с обща база и общ колектор, а големите — за схема
с общ емитер.
7
3. Броят на стъпалата до крайното стъпало се определи, ка-
то се вземе под внимание, че едно стъпало осигурява усилване
около (15—20) dB, т. е.
^Ркр
154-20 ‘
(1.4)
1-----------------------------------------------------------------------|
Фиг. 1.1
Получената стойност на п се закръглява до най-близкото по-
голямо цяло число. За покриване на загубите от усилването по-
ради обратната връзка и тонкорекцията трябва да се добавят
още едно или две стъпала към получените чрез формулата (1.4).
Структурната схема на един нискочестотен усилвател в пове-
чето случаи е като показаната на фиг. 1.1. В нея крайното и пред-
крайното стъпало са обхванати от обща отрицателна обратна
връзка.
Крайното стъпало се изгражда по двутактна безтрансформа-
торна схема. Трансформаторната връзка се използува за съгла-
суване с товара, получаване на подходящи напрежения и други
удобства, но тя се е залазила само в някои съвременни усилвате-
ли (например много мощни усилватели за радиофикация).
Режимът на крайното стъпало е клас В или клас АВ.
Предварителните стъпала са с непосредствена или с резистор-
но-кондензаторна връзка. Емитерният повторител се използува
като входно стъпало, защото има голямо входно съпротивление.
Характеристиките на тонкоректорите са близки до теоретични-
те, когато преди тях е включено усилвателно стъпало с малке
8
изходно сопротивление, а след тях— с голямо входно съпротив-
ление.
Входного стъпало трябва да е малошумящо. Това се постига
най-често, като се използува полеви транзистор.
4. Зададените честотни изкривявания се разпределят между
стъпзлата. Изходният трансформатор внася изкривявания при нис-
ки честоти от 0,5 до 2 dB, а при високи честоти—от 0,2 до 1
dB. Едно резисторно стъпало внася изкривявания от 0,2 до 0,6
dB (съответно за ниски и високи честоти). Кондензаторите, конто
се използуват като разделителни елементи илиса поставени в еми-
терни вериги, предизвикват спадане на честотната характеристи-
ка с 0,1 — 0,3 dB.
Пример 1.1. Да се изчисли ориентировъчно нискочестотен
усилвател при следните изходни данни: Рт =10 W; /?т =4Q; fr =
100 Hz; 4=15000 Hz; M1=M2<—3dB; EH =0,6 V; /?„ =80 kQ;
/fl=30°C.
1. Изчислява се общият коефициент на усилване по мощност.
Приема се крайното стъпало да бъде безтрансформаторно. Тог а-
ва Ризх=Рт=10 W.
Входната мощност се определи чрез (1.3)
Е2 0,б2
Общият коефициент на усилване съгласно (1.1) е
Р 10
ArPo6m=101g-p’~ = Ю 1g 2>25;1(p-=66,5dB.
Получената стойност може да се закръгли на 70 dB, за да
се разполага с резерв.
2. Приема се, че крайното стъпало ще осигури усилване, не
по-малко от 20 dB, т. е. /Сркр =20 dB.
3. Броят на усилвателните стъпала (без крайното) се полу-
чава от (1.4)
^Робщ—^Ркр 70—20_
20 20 “
Приема се по-голямото следващо число п=3.
<Разпределение на честотните изкривявания. Изкривяванията
могат да се разпределят по равно между крайното стъпало и
всички предварителни стъпала, тъй като в крайното стъпало има
мощни транзистори и могат да се включат разпределителен кон-
9
дензатор между товара и изхода и коригиращи кондензатори за
високите честоти. Ето защо се приема? честотни изкривявания
по 1,5 dB за ниски и високи честоти за крайного стъпало и по
0,5 dB съответно за всяко от предварителните стъпала.
Пример 1.2. Да се изчисли ориентировъчно нискочесто-
тен усилвател за радиоприемник при следните изходни данни:
Рт =1,5 W; Рт =4Q; /x=80Hz; ft= 12 kHz,Mx=Al2<-3dB; Еи =
0,055 V; = lk2; ta =30°C.
Входната мощност e
^2 0,0552
P”= 2k=12T10^-l-5.10-6W
За общия коефициент на усилване се получава
Р 1,5
/СрОбщ=101ё =ioig J 5 10_6 =60 dB.
'вх ’
По-нататък задачата няма еднозначно решение. Едното от
решенията може да бъде усилвател с две транзисторни стъпала—
крайно и предварително. Другото решение е усилвател с мощ-
на интегрална схема. За тази цел е подходящ например А205К.
Вторият вариант е за предпочитане, тъй като има много по-доб-
ри технико-икономически показатели.
За получаване на големи изходни мощности се реализират
усилватели, чиито крайни стъпала са безтрансформаторни с мощ-
ни транзистори, а предварителните стъпала се заместват от ин-
тегрални схеми.
1.3. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ ЗА ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА КРАЙНИ
УСИЛВАТЕЛИ
Усилвателните устройства обикновено се изчисляват, като се
започне от изхода и се завърши с входа.
Съвременните крайни усилватели съаържат крайни и пред-
крайни стъпала, които са свързани с определен брой общи елемен-
ти. Това обстоятелство е много характерно за мощните инте-
грални схеми, в които всички елементи освея външните (дис«
кретните) са поместени в общ корпус.
Изчисляването на усилвателите, а също така и тяхното регу-
лиране съдържа два основни момента:
а) осигуряване на подходящ режим на усилвателните еле-
менти, иначе ще се получат големи нелинейни изкривявания;
10
б) подбиране на елементите с цел да се получи подходяща
честотна или преходна характеристика, т. е. да не се превишат
допустимите линейни изкривявания. Този вид изкривявания се
предизвикват от елементите, конто имат реактивни съпротивле-
ния, но не е без значение и съотношението на техните парамет-
ри и параметрите на елементите с активни съпротивления. На-
пример разделителните кондензатори влияят на изкривяванията
при ниски честоти, но степента на влиянието зависи от стой-
ностите на съпротивленията пре ди и след тях.
Следователно при изчисляване на усилвателните стъпала тряб-
ва да се следи непрекъснато състоянието на схемата за липса
на сигнал или за неговото наличие. Формалното използуване на
препоръчани изрази и зависимости често пъти води до неверии
резултати.
Изчисляването на някои разпространени схеми на крайни
усилватели ще бъде показано с числени примери и съответни
пояснения.
1.4. БЕЗТРАНСФОРМАТОРЕН УСИЛВАТЕЛ С КОМПЛЕМЕНТАРНА
ДВОЙКА ТРАНЗИСТОРИ
Схемата на усилвателя е показана на фиг. 1.2. Числените
стойности на необходимите изходни данни за конкретния пример
са: Рг =150 mW; А =120 Hz; f2=5000 Hz; М±=М2=— 1 dB; Е=
9 V; А=10°С.
Усилвателят е предназначен за пренэсим радиоприемник.
Редът на изчисляване е, както следва:
7. Избор на транзистора. Транзисторите се избират, като
се изхожда от допустимите стойности на разсейваната мощност
(^стах), напре'кението колектор—емитер (t/c^max) и колекторния
ТОК (/стах):
Рстах^ (1.5)
f/c^max >£'; (1 -6)
/стах>/с/л- (!•/)
Тук 1Ст е амплитудата на колекторния ток.
Допустимата разсейвана мощност от единия транзистор е
/^стах^ЗТД mW Тя се получава чрез (1.5), като се замести
Рт = 150 mW
Допустимого напрежение колектор—емитер трябза да е no-
li
голямо от захранващото напрежение, защото когато единият
транзистор е напълно отпушен, върху другия се установява поч-
ти цялото напрежение Е (Т2 и Т3 работят в режим клас В).
Тук е необходим и известен резерв.
Фиг. 1.2
От третото условие зависят преди всичко нелинейните изкри-
вявания.
На трите условия (1.5), (1.6) и (1.7) отговарят транзисторите:
от тип 7WP—SET 321;
от тип MW-T321 N.
Избраните транзистори имат високи гранични честоти и лен-
тата 120—5000 Hz може да се реализира.
За предшествуващото стъпало е подходящ транзисторът
SFT 353 (той трябва да е маломощен).
2. Определяне на товарното съпротивление. За целта се из-
ползува формулата
р (^^Cmin)2
(1.8)
Стойността на z/cmin се избира от съображения да не се из-
ползуват началните закривени участъци на изходните характе-
ристики ic==f(ucE\ тъй като ще се получат големи нелинейни
изкривявания. За този тип транзистори може да се приеме rzcmin =
=0,5 V (за мощни германиеви транзистори Ucmin е до 2 V, а за
12
силициеви—до 4 V). Като се заместят съответните стойности
и на останалите величини в (1.8), получава се ^53 Q. Най-
близката стандартна стойност на съпротивлението на високого-
ворителите е 50Q. Ето защо се приема /?т =50 Q.
При тази стойност на /?т амплитудите на изходното напре-
жение и изходния ток са съответно
Уст= V2tfTPT =72.50.0,15^3,9 V;
UCm 3,9
80mA.
х\т 50
Вече се вижда, че е спазено и условието (1.7), защото
7cw<C^Cmax==250 mA.
3. Определяне режима на работа на крайните транзисто-
ра. Токът при липса на сигнал за режим клас В е
7co=(0,05-?0,l)/cw (1.9)
Приема се 7с0=Ю mA.
4. Определяне на съпротивлението Rc. За определяне на
Rc се използува формулата
_ 0,5£-^
С W-'с min
където Ubo.. е напрежението база—емитер на транзистора Т2 при
липса на сигнал; неговата стойност се отчита от характеристи-
ките на транзистора, като се построй работната точка (за герма-
ниеви транзистори (?во^0,2->0,3 V, а за силициеви —J7bo^0,7V);
1втй — входният ток на транзистора Т2, определен чрез 1Ст
и параметъра на транзистора A21emin съгласно зависимостта
(1.11)
л21етш
1с min — минималният колекторен ток на Tv при който се из-
бягват нелинейните изкривявания; за маломощни транзистори
/cmin=0,5-i-1 mA, а за транзистори със средна мощност —
Л?т1п=я3"т“4 mA.
В конкретния пример UBo.:—0,0.0 V; Z;2iemin=60; /с min=0,5 mA.
Тогава
13
1вт = ° '' ~ 1,3 mA;
oU
^=-.3 ~2'39 10’2-
За Rc следва да се избере стандартна стойност. В приложе-
ния П1 и П2 са дадени стойностите на резисторите и конденза-
торите при съответни допустимы отклонения. За резистора Rc мо-
же да се приеме +10% и да се избере стандартната стойност
2,2 kQ. Разсейваната мощност от него е много малка.
5. Изчисляване на Rt и Резисторът /?* и термисторът
Rt служат за термокомпенсация. Тяхното паралелно свързване
осигурява подходяща зависимост на съпротивлението от темпера-
турата. Общото съпротивление от паралелното свързване на
Rt и R^ се означава с и се определи по формулата
Rn > (1.12)
J Вт..min”"7 Во.,
където Ubo3 е напрежението база—емитер на транзистора Т3 при
липса на сигнал;
/во., — токът във веригата на базата на транзистора Т2
при липса на сигнал (за най-благоприятния случай),
определен чрез 1со и feifmin на транзистора съгласно
зависимостта
спз)
n212: min
За конкретно я пример Ubo., = 02 У- За транзистора SFT353
няма данни в каталога за feif min? сто защо ориентировъчно може
да се приеме стойността feu min =60. Тогава
10 . 10 3
/во, = 60
0,167
10 3А;
D _ 0,2+0,2
Кп ~ 1,3 10“34-0,5 10 3-0,167 10~з
245 Q.
Като се вземе под внимание максималната температура ta =*
= 40°С, пресмята се необходимото относително изменение на на-
прежението върху Rn , а именно
1 2,2 Ю 2(/ —20)
^2в I ~ [j и
иВо3
14
__1 2,2 .10- з. 2(40-20) n 72
1 0,2+0,2 — 0,/о.
Ако се избере термистор от типа ММТ-9 при средня стойност
на температурния коефициент ат =3% на 1°С, относителното на-
маление на съпротивлението му е
mt =1—-20)=1- (40—20)=0,4.
Необходимо е /тгн ^mt Това условие е спазено.
Съпротивленията 7?^ и Rt се изчисляват, като се използуват
формулите
р р
С-15’
Чрез заместване на стойностите на /?п, т.л и mt се полу-
чават
/^302 2; Rt ^1300 2.
Избират се съответно стандартните стойкости
7?*, =300 2; 7?/ <=«1200 2.
Вместо Rt и R*t може да се използуват два пэлупроводн ико-
ви диода.
6. Определяне на RE, R* и R2. За изчисляването на съпро-
тивленията се използуват формулите:
Re=(0,1~0,3)Rc; (1.16)
R2=a( Re+2 -^Rc)‘> (1-17)
R*=aRc-R2, (1-18)
където Ub01 e напрежението база—емитер на транзистора 7\ при
липса на сигнал (за германиеви транзистори tAso^0,3V,
а за силициеви 0,7 V);
а— коефициент, който се приема от 3 до 5 за германие-
ви транзистори и от 10 до 25 — за силициеви.
15
Малките стойности на коефициента пред Rc в (1.16) важат
за силициеви транзистори и по-голяма нестабилност, а големите —
за германиеви транзистори и сравнително малка нестабилност.
За примера, който се решава, могат да се приемат а = 5 и
£7bO1 = 0,2V. Тогава
7?^ =0,1=220 й.
Получената стойност съвпада със стандартната
Р2 = 5(2204-2 °’2 2200 )~1590 Q.
Приема се стандартна стойност 1500Й.
7?*=5.2200—1500 = 9500 2.
Избира се стандартна стойност 10 кй.
7 Изчисляване на СР1, СР2 а Се. За определяне на капаци-
тетите на разделителните кондензатори СР1 и СР2 се използува
формулата
където 7?Сл е съпротивлението на веригата, която следва след
разделителния кондензатор. За СР1 това е входного съпротивле-
нне на транзистора Tv което съгласно каталожните данни е око-
ло 2 кй, а за СРз — товарного съпротивление RT = 50 й.
При определяне на капацитета по тази формула разделител-
ният кондензатор няма да предизвика по-големи изкривявания от
-1 dB:
Избира се стандартна стойност 2p,F:
c>.^av
Приема се стандартна стойност 100 |iF, за да има резерв.
Капацитетът на кондензатора Се се определя, като се изпол-
зува формулата
СЕ> (1-20)
16
Като се заместят съответните стойности на величините, се по-
лучава
120 2200 ~
Приема се стандартната стойност 100 [xF.
С това завършва определянето на елементите на схемата. След
нейното макетиране и пускане в действие могат да се уточнят
стойностите на 7?^, R* и на капацитетите на кондензаторите.
1.5. БЕЗТРАНСФ0РМАТ0РЕН УСИЛВАТЕЛ СЪС СЪСТАВНИ
ТРАНЗИСТОРИ
Схемата на усилвателя е дадена на фиг. 1.3. Основното от-
личие в сравнение със схемата на фиг. 1.2 е в съставните тран-
зистори Т2—Т4 и Уз—Тб. Чрез тях се постига по-голяма изходна
мощност. Крайните транзистори Т4 и Т& са еднотипни и мощни
(трудно се намират мощни транзистори за комплементарна двойка
Фиг. 1.3
2 Изчисляване на . .
17
на тяхно място). Съставните транзистори осигуряват много по-
голямо усилване и голяма изходна мощност.
Друга особеност на схемата е връзката между общата точка
на крайните транзистори и съпротивлението Rc , от което се по-
лучава сигналът. Тя се осъществява посредством кондензатора
Сф и резистора 7?ф. Благодарение на това при едно и също зах-
ранващо напрежение се получава необходимият сигнал за възбуж-
дането на крайните транзистори и за тяхното по-пълноценно из-
ползуване, т. е. за получаването на по-голяма изходна мощност.
В усилвателя е въведена отрицателна обратна връзка по отно-
шение на сигнала. Част от изходното напрежение се връща на
входа чрез веригата, съставена от резистора R* и кондензатора
С*. Стойността на капацитета на С* се подбира при пускането на
усилвателя в действие с цел да се коригират честотната и фазова-
та характеристика за избягване на опасността от самовъзбуждане,
От уточняване се нуждае и стойността на R*. То се прави на
базата на допустимите нелинейни изкривявания.
Ролята на резистора Rr във веригата на базата на транзисто-
ра 7\ се изпълнява от 7?' и 7?'z. Това усложняване се налага с
цел да не се допуска отрицателна обратна връзка по отношение на
сигнала, т. е. да се разделят двете вериги за обратна връзка —
режимната и сигналната. Кондензаторът СФ1 е поставе:’ за да се
филтрира сигналът.
Резисторите и 7?" служат за връзка между крайните тран-
зистори и транзисторите на комплементарната двойка.
Съпротивлението на резисторите, означени с пунктш?, е (0,05-h
<-0,1)7?т
Редът на изчисляване е почти същият, както на уси ^ателя,
показан на фиг. 1.2.
Изчисляването на усилвателя се извършва при изходю даннп
PT=10W; 7?T=4Q; /i=60Hz; /2=15kHz; М1=Л12=-3 dB;
ta =40°C.
1. Избор на транзисторите T\ Тъ. Изборът се прави съ-
гласно условията (1.5)—(1.7).
Рсп,ах = -^-=-40 =2’5W-
Захранващото напрежение не е зададено, но може се опре-
дели, като се използува (1.8)
£=2(>/ 2РТ£Т +«Cmin) = 2 (^2 16 4 + l>20V.
За «с min се приема стойност (1-2)V.
Приема се стандартно захранващо напрежен ie £ = 24V.
18
Амплитудата на тока 1Ст се получава от формулата за изход-
ната мощност
На поставените изисквания отговаря транзистора
AD314[35], за който PCmax=45W \ UСЕ max — 80V;
/cmax=6A; fT=250kHz: Rthjc =1,5°C/W; /г21е = 40.
2. Определяне тока при липе а на сигнал на крайните тран-
зистори. Използува се (1.9)
/Со = (0,054-0,1)/Cw^ (0,054-0,1) 2,24^0,11-^0,23А.
Приема се /с© = 0,15 А.
3. Изчисляване на съп ротивленията R'E и R”. Съпротивле.
нията R'E и Re са еднакви по стойност и са от 5 до 10 пъти по-
големи от входните съпротивления на крайните транзистори:
Ве = #е= (5~ Ю) RBX кр. (1.21)
Входното съпротивление може да се определи чрез входния
ток и входното напрежение на крайните транзистори. Входният
ток на сигнала е
J JCm 2,24 <
/в'”^-л2^-=Т=э6гт,А-
Входният ток при липса на сигнал се получава чрез същата
зависимост, но от тока 1со
=Air=3’75 гаА-
Ст входните характеристики 1в =J(ube) за получените стой-
ности на IВт и 1во се отчитат напрежения Ube съответно 0,6 V
и 0,2 V. Тяхната разлика е амплитудата на входното напрежение
^=0,6-0,2=0,4 V.
Тогава входното съпротивление за променлив ток на край-
ните транзистори е
р Вт __ 0*4 КО
Квхкр^ 1~ 56 10
ОШ
Съгласно (1.21)
R'E=R”=(5 4-10) 7,15=(35,75 4- 71,5) Q.
19
Избира се стандартна стойност 7?^=7?"=68 Q.
4. Избор на транзисторите за комплементарната двойка
7\—Т3 и на Тг Те трябва да осигурят входная сигнал за край-
ните транзистори. Освен това в резисторите R'E и R'E се губи
част от сигнала. Ето защо Т2 и Т3 трябва да осигуряват]ток
lcm=ISm+ -^ = 56 . 10 Ч--^-~б2 mA.
Захранващото напрежение е изчислено £=24 V
Разсейваната мощност от всеки транзистор на двойката е
Pc max ~0,05£ZC/W2 =0,05.24 62 10~3~74,4mW.
На всички условия отговарят транзисторите ГТ402В и ГТ404В.
Първият от типа PNP, а вторият — NPN. Тех ните данни са:
Pcmax=600mW; (/c^max=40 V;/cmax=500 mA;/?^ =0,l°C/W;
fa =lMHz; h21e =30-80.
Транзисторът 7\ може да бъде например SFT353.
За транзисторите на комплементарната двойка е от значение
и стойността на h21e. Тя трябва да е в границите от 30 до 60.
По-малките стойности от 30 утежняват режима на транзистора
Гр а по-големите увеличават температурната нестабилност на
съставните транзистори.
Изчисленията се продължават нататък, както е показано в
(1.4 — т. 3) при изчисляване на усилвателя с комплементарна
двойка.
5. Определяне режима на Т2 и Т3. Токът при липса на сиг-
нал е
/Со = (0,05 4-0,5)/cw=(0,05 4-0,1)62 10"3=(3,14-6,2) mA.
Избира се /со=4 mA.
6. Определяне на Rc, Рф и Сф. Като се изходи от спадане-
то на напрежението, се получава
КС+КФ = (1.22)
min
където Uво. е напрежението база—емитер на предкрайните тран-
зистори при липса на сигнал;
Uво кр — напрежението база — емитер на крайните транзи-
стори при липса на сигнал!
1вт. — входният ток на Т2 (Т3).
1с min се избира (0,5-j-1) mA. Стойностите на Ubo3 и Увокр се
20
отчитат от входните характеристики на транзисторите съответно
за токове 1во2 и 1Во кр при липса на сигнал. За конкретния случай
г) . г) 0,^ • 24—(0,15—0,20) д г-г' , га
+Яф =-^-10^0,5-10-3 ~4’66 ье.
Стойността на 1вт, за предкрайните транзистори се получава
чрез зависимостта (J.11)
j ______[ст ___ 62 10-3 _
/Sm“ ЗО~~2ША-
(1-23)
Сумата Rc +R$ =4,66 kQ се разпределя между двата рези-
стора, като се вземат под внимание условията
R* ^(20+50) 7?т;
/?Ф <(0,05+0,1)7?с •
Първото условие произтича от необходимостта да не се шун-
тира товара, а второто — да не се нарушава режимът на тран-
зистора 7\.
Могат да се приемат стандартните стойности 7?с=3,9кй и
7?ф =330 Q.
Кондензаторът Сф трябва да има пренебрежимо малко съ-
противление в сравнение с R$ за най-ниската честота на сигнала:
ХА 20 3,2 3,2 ~
Ф ш1Яф Л/?ф 60 330 г
Приема се стандартна стойност 300 [1F.
7 Изчисляване на Rt и Rm. Изчисляването се извършва с
помощта на формулите (1.14)—(1.15). Предварително се изчисля-
ват:
/Во2 =
с° = 4 10 3 ^133 10-6А<
П21е min
^Во.. + ^Во3+^Во кр _ 0,15+0*154-0,2 ^ojQ’n
1Вт!+Гс—(2+о;5-07133По-з ~
2,2 IO-з . 3(/а —20)
^Во2 + ^Во3 +^Во кр
, 2,2 . 10“3 ,з . (40-20) n_QC
= 1 “----0,15+0,15+0,2 —-°»736-
=1- - 2'1)-1- -,00--с40-»)-0-4-
21
880 2.
Тогава за двете съпротивления се получава
о ^птн (•-"«/) 210.0,736(1-0,4) 07С„
----------------- =------0,736-0,4---~276&
р _ ЯшЯп _ 276 . 210
~ Яш-/?я ~ 276-210’
Избират се стандартнее стоимости /?ш=2702^и Rt =8292
от резисторите тип ММТ-9 (П.1).
8’ Определяне на Re, R\, R\,R2и СФ1. Като се използуват фор-
мули (1.16)—(1.18), получава се
^£=0,1/?с=0,1 3,9 103=390Q.
Получената стойност съвпада със стандартната.
R2=a ( Re +2 -^Rc )=5(390+2 -°’2 -3909)^2280 Q.,
Приема се стандартна стойност R2=2,2 kQ.
Rt=aRc -tf2=5 3900-2200= 17300 Q.
Получената стойност се раздели на две части, така че да не
се шунтират входът и изходът на усилвателя. В случая е целе-
съобразно да се приеме по-малка стойност за R". Възможно
е например
/?;>(20-?50)7?.
7?i—7?i
При тези съотношения и като се изберат стандартни стой-
кости, се получават
/?; = 18kQ; /?'; = 270Q.
Филтърният кондензатор СФ1 трябва да има пренебрежимо
малко съпротивление в сравнение с /?' за най-ниската честота на
сигнала:
г 20 _ 20 __и р
Сф1“ (Di/?; - 60 18 . 103 ’ •
Избира се стандартна стойност СФ1 = 10рК
9. Изчисляване на СР1, Ср, и Се. За изчисляване на СР1 и
СР2 се използува формула (1.19), а за Се — (1-20):
22
Г - °’32 - °-32 о
Lp* А Ясл 60 1 ю8 ^г-
За /?сл се приема 1 кй, тъй като то се образува от параделн о-
то свързване на входното съпротивление на транзистора, което е
около 2 кй и /?2=2,2 кй.
Приема се стгндартната стойност СР1 =10 pF.
СР2 1330pF.
С ^(ЮОГУРЯВаНе НН РезеРв се пРиема стандартната стойност
Г ЗЕ - 3>24 QHQ Т7
° Л^с 60 3’9 103 РК
Допустимите честотни изкривявания (—3dB) са големи и за
Се може да се приеме стандартната стойност 200 [iF, която е
по-малка от изчислената. В това отношение може да се разчита
и на отрицателната обратна връзка. След това при регулиране
на усилвателя, ако е необходимо, за Се се приема по-голямата
стандартна стойност 500 р F.
10. Определяне на Съпротивлението 7?^ се определи съ-
образно зададените нелинейни изкривявания. Неговата точна
стойност се получава по експериментален път. Ориентировъчно-
то изчисляване се прави, като се допуске, че необходимата дъл-
бочина на обратната връзка е F=5-?-10, т. е. до 20 dB. Тогава
вх, (1.24)
54-10
сьдето /С е коефициентът на усилване по напрежение без обрат-
на връзка, т. е. преди включването на 7?*;
7?вх—еквивалентното съпротивление във входната верига
на транзистора 7\; 7?вх се образува от паралелното
свързване на входното съпротивление на транзистора
Tv съпротивленията във веригата на базата му и съ-
противлението на източника на сигнала. В случая мо-
же да се приеме, че /?вх = (0,5 4-1) kQ.
Коефициентът на усилване е отношение на изходното и
входното напрежение, което се определи с изразите
ияз1=^2Р~Ё. = ^2. 10.4~9V;
23
и..- mV.
min 60
Параметрите Л11е и hiV min се отнасят за транзистора Ту
^=“0,бб7_^13^;
KR’ 135.500
=-5440-= <6750-13 50°)2-
Може да се приеме /?р=10 кй.
Капацитетът на кондензатора С& е до няколкостотин пико-
фарада. Той внася затихване за високите честоти и предпазва
усилвателя от самовъзбуждане в този обхват, но не бива да има
много голяма стойност, защото влошава честотната характеристи-
ка над допустимите граници.
77. Изчисляване на повърхността на радиатора за охлажда-
не на крайните транзистори. Използува се формулата
SP
1400
J_____
'со
(1.25)
където tj е зададената температура на колекторния преход в
°C, конто се приема от 0,8 до 0,9 от указаната в
каталога максимална температура или някаква друга
стойност, по-малка от нея, ако има определени съоб-
ражения за това (например за надеждност);
Rthjc — топлинното съпротивление между прехода и корпуса
на транзистора в °C/W;
Рс о max — максималната разсейвана мощност от колекторния
преход на транзистора.
При посочените размерности на величините повърхността се
получава в ст2. Това е пълната повърхност на радиатора. Ако
за Sj° се получи по-малка стойност от повърхността на транзи-
стора, радиатор не е необходим.
Мощността Рс о шах се определи чрез формулата
Рсотах^0,025-^-. (1.26)
Като се заместят съответните величини в (1.25) и (1.26), се
получава
24
Pcom.x~O,O25.-^*-=3,6W;
c 1400 ,_л .
~ _____-------^170 cm’.
3,6 1,5
С това завършва изчисляването на усилвателя.
Трябва да се отбележи, че за термокомпенсация вместо Rr
и /?ш се използуват много често един или няколко полупровод-
никови диода (в зависимост от последователните преходи на
транзисторите и Re ). Има също така схеми, в конто със същото
предназначение се включва транзистор.
На фиг. 1.3 с прекъсната линия са означени резистори в еми-
терните вериги на Т4 и Г5, с конто се въвежда отрицателна об-
ратна връзка по ток. Благодарение на това се подобряват честот-
ната характеристика, симетрията между горното и долното рамо
и т. н. От друга страна, в резисторите се разсейва голяма част
от енергията на сигнала и се намалява коефициентът на полез-
но действие.
1.6. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ТРАНСФОРМАТОРНО ДВУТАКТНО
СТЪПАЛО
Схемата на стъпалото е показана на фиг. 1.4. Трансформато-
рът Гр! служи за връзка с източника на сигнала. Вторичната
му намотка се състои от две еднакви навивки с общ (среден)
извод. Благодарение на това към двата транзистора се подават
две противофазни напрежения с еднаква големина. При липса на
сигнал двата транзистора са почти запушени. Всеки от тях усил-
ва само единия полупериод на сигнала. Вторият трансформатор
7р2 служи за връзка с товара. Неговата първична намотка се
състои от две еднакви части и чрез тях се осигурява работата
на всеки от транзисторите при зададения товар. Както се вижда
от схемата и дадените пояснения, единият транзистор работи поч-
ти самостоятелно само през положителния полупериод на сигна-
ла, а другият — през отрицателния. Върху този физически про-
чее се изгражда изчисляването на стъпалото. Определянето на
съответните величини ще бъде показано с конкретен пример.
Да се йзчисли трансформаторно двутактно усилвателно стъ-
пало на мощност при следните изходни данни: Рт =8W ; R-r =22;
A=120Hz; /2=4500 Hz; Mr=M2< - 3 dB; E*=12V; ta =40°C.
25
Целесъобразно е транзисторите да работят в икономичния ре-
жим клас В.
1. Избор на транзистора. При избора на транзистори се съблю-
дават условията
Фиг. 1.4
р
изх .
“4 ’
UСЕ тах> 0,354-0’4
IС тах>/с т
______2РТ______
Чтр UCE min)
(1.27)
(1.28)
(1.29)
Стойността на т)Тр (коефициентът на полезно действие на
трансформатора) се отчита от табл. 1.1. Тъй като няма сведения
дали усилвателят е стационарен или преносим, приема се т]Тр=
=0,8. Тогава
Р 8
PCma^-4-;-=^-8-=2,5W;
UcE max > 0,354-0,4
12
0,354-0,4
=304-34 V.
26
1ст Чтр (£-“сят1п0,8 (12-2) -2А-
За Kcfmin се приемат 2V, за да се избягнат закривените уча-
стъци в началото на изходните характеристики, иначе нелиней-
ните изкривявания са недопустима
На условията (1.27) — (1.29) отговарят много от българските
транзистори. Може да се използува например AD 313, чиито пара-
Метри Са • Рс тах =40 AV , LJСЕ шах= 40 V \ Ic max —6А >
fa =250 kHz; tj = 85°C; Rthja= 1,5°C/W.
2. Определяне на товарното съпротивление за променлив
ток в колекторната верига и на колекторния ток при липса
на сигнал. За целта се използуват зависимостите
/?c~n=-~^£min)2 ; />изх=4~: О-30)
Z/H3X 'тр
/со=(°,О5^О,1)/с^ (1.31)
Като се заместят съответните стойности, се получава
Pc~n=5Q; P„3x = 10W; /св=(0,1^0,2)А.
За 1со може да се приеме 0,15 А.
3. Изчисляване на веригата за преднапрежение. Токът във ве-
ригата на базата при липса на сигнал 1в о за най-неблагоприятния
Случай ПрИ ТраНЗИСТОрИ С /l21Emin=30 е
/с о 0,15
7во=-т--------= -зб—=-5тА.
Л21£птт
От входната характеристика на транзистора AD313 се вижда,
че на ток /во=5шА отговаря напрежение £Лво = О,25 V
Токът в делителя се определи така, че преднапрежението да
не се влияе от сигнала:
h =(14-3) -^=(14-3)-4-= (404-120) mA.
Я21«
Може да се приеме 1д =50 mA и да с; определи общ ото съп-
ротивление /?п на резисторите Rt и /?2> кои го са свързани пара-
лелно:
г> __ R%Rt __ У во _ 0,25 _ г Q
n~R2+Rt ~ 1д ~ 50.10”3
27
По-вататък изчисленията продължават с определянето на тв ,
mt, R2 и Rt. В случая Т?2 има предназначението на /?ш (1.5—т. 7)
и тъй като се компенсират измененията само в един преход, фор-
мулата за тв се видоизмени незначително:
2,2 10-*(ia _20) 2,2. Ю-3(4о_2О)
fflH 1- ц— —1- о,25 —0,824;
0,824—0,4
mt = 1~Тбб" -20)=l—j^-(40-20)=0,4;
_ Rn _ 5 . 0,824(1-0,4) cfto
-----0,824—0,4 “•
Избира се стандартна стойност 7?2=5,6 Q.
_ я2яп _ 5,6.5 лддп’
R* ~~ ~ R2—R„ ~ 5.6—5 ~4b,6Q*
5,6—5
/? E~Ubo
1 + ВО
__12-0,25 196 Q
(50+2,5). 10_3
Приемат се стандартны стойкости съответно Rt =47 Q и
/?1==180 Q.
4. Изчисляване на входная ток, входното съпротивление и
входната мощност. Тези данни са необходими за изчисляване
на предшествуващото стъпало. За най-неблагоприятния случай
1жт—1 Вт =“Т— = “on- 66 ГЛ А.
21е min би
От входните характеристики на транзисторите се отчитат стой
ностите на напрежението база - емитер за /В/и=66тА и за/во=
= 5 mA. Те са съответно 0,75 V и 0,25 V Тяхната разлика е ам-
плитудата на входното напрежение
№=0,75-0,25 = 0,40 V.
При изчисляване на входното съпротивление се взема под вни-
мание съпротивлението /?п, което е включено към източника на
сигнала последователно с входното съпротивление на транзистора:
^” + 7?п = °’4- +5^11 Q.
'вт 66.10-3
Необходимата входна мощност на сигнала, като се вземат под
внимание и загубите върху Rn, е
^?ЕХ
28
/2 р
& ___ 1В т ^вх
Авх— g
(66 . 10~3)2 и
------~24 mW
5. Изчисляване на електрическате параметра на азходния
трансформатор. Изчисляването се прави за едната половина на
първичната намотка.
Преводното отношение за полэвината намотка е
/ R /2
п» ----= V ЛЙТ^^0’707-
V ^тр^с-п У 0,8.5
Съпрэтивлзнието за постоянен ток на полэвината от ^първич-
/ W-. \
ната намотка ( 2 ) се 0ПРеДеля от зависимостта
Г11 =0,58 Rc^ (1-7]тр)=0,58.5 (1 —0,8)=0,58 Q,
а на вторичната] намотка
гг = 0,42/?т 17^=0,42 2 ^=£*-=0,212.
*тр v»°
Честотните изкривявания за долната гранична честота /х= 120 Hz’
предизвикани от изходния трансформатор, няма да превишат
— 1 dB, ако индуктивността на половината от първичната намотка
се определи чрез формулата
°>32 (Rc~n —г1п ) 0,32 (5 -0,58) , 9 „
fi 120
Параметрита на входная трансформатор Tpi се определят при
изчисляване на предшествуващото (драйверното) стъпало.
6. Определяне на повърхността на радиатора. Използува
се формула (1.25)
1400 0_ 2
80—30 ^87 ст .
1,5
с 1400
п _______________________
Л? Отах KthJC 2,88
Мощността Рсотах се изчислдза чрез формулата
Рс 0 max «0,1-^- (1.32)
кС~п
Като се заместят fel2V и Rc^ =5Q, получава се Рс о тах^
^2,88 W.
29
1.7. КРАЙНИ УСИЛВАТЕЛИ С ИНТЕГРАЛЫ И СХЕМИ
Усилвателите от този вид са безтрансформаторни и с непос-
редствена връзка между транзисторите. Входните стъпала са ди-
ференциални усилватели или стъпала с няколко транзистора, об-
хванати от обща обратна връзка за стабилизиране на режима.
Фиг. 1.5
Корпусите са пригодени за монтиране на радиатори или се произ-
веждат заедно с тях.
Интегралната схема 1УСО2Б се произвежда у нас. С нея се
осигурява изходна мощност 1,5 W при товарно съпротивление 8 Q
и коефициент на нелинейните изкривявания около 3%. Захранва-
нето е от източник с напрежение 12 V. Необходимо™ входно нап-
режение на сигнала е 0,25 V, т. е. коефициентът на усилване е
над 20 dB. Входното съпротивление е 500 kQ и позволява включ-
ване на източници с голямо вътрешно съпротивление.
С помощта на интегралната схема А205К може да се получи
изходна мощност до 5 W Усилването на напрежението е 40 dB,
а коефициентът на нелинейните изкривявания не превишава 10%.
Честотната лента е от 50 Hz до 17 kHz при отношение сиг-
нал/шум — над 60 dB.
На фиг. 1.5 е показано включването на външните елементи
към изводите на интегралната схема А202К. Захранването се осъ-
ществява от един източник, чието максимално напрежение е 20V.
30
Входният сигнал постъпва чрез веригата С2-/?2 към извода
10. Другата верига С\—R19 включена към извода 8, осъществява
отрицателната обратна връзка между изхода и входа на усилва-
теля. За тази цел се използува и един от вътрешните резистори,
който не е показан на фиг. 1.5.
Кондензаторите С3 и С4 са филтърни. Необходимо е С3 да се
монтира близко до интегралната схема, а не до източника за зах-
ранване.
Елементите С5, С7, С8 и Т?4 са поставени за предотвратяване на
самовъзбуждането.
Резисторът и кондензаторът CQ служат за връзка между
крайното и предкрайното стъпало (bootstrap), поради което от-
пада необходимостта от източник с по-високо захранващо напре-
жение за последното.
Изходната мощност на интегралните схеми РА246 и ТВА800 е
също така 5 W
Интегралната схема ТСА940 бсигурява 10 W изходна мощност
при нелинейни изкривявания под 1%. Захранващото напрежение е
29 V, а товарного съпротивление — 4S. Честотната лента при не-
равномерност - 3 dB е от 40 Hz до 20 kHz. Съществен е големи-
ят коефициент на полезно действие — 65%.
От интегралната схема TDA2020 се получава 20 W изходна
мощност при нелинейни изкривявания до 1%. Честотната харак-
теристика е с неравномерност — 3dB от 10 Hz до 160 kHz. Оп-
тималното товарно съпротивление е 82. При 4 Q се получава по-
малка мощност на усиления сигнал.
Изходна мощност до 50 W може да се получи чрез интеграл-
ната схема KD2131 (фиг. 1.6). Честотната лента е от 30 Hz до
20 kHz, а нелинейните изкривявания — около 0,1%. Захранването
на усилвателя се осъществява от два захранващи източника.
31
На практика често се използува съвместна работа на интеграл-
пи схеми и мощни крайни усилватели с дискретни елементи. На
фиг. 1.7 е дадена схема от този^вид. Тя е съчетание на един
операционеи усилвател и крайно стъпало, съставено от компле-
ментарна двойка транзистори. След нея схемата може да продъл-
жи, като се реализира безтрансформаторен усилвател със състав-
ни транзистори. Усилването на напрежението се определи от съ-
противленията на резисторите и Т?2:
£ (1-33)
Трябва да се помни, че чрез тях се създава много дълбока
отрицателна обратна връзка, която обхваща целия усилвател и
опасността от самовъзбуждане нараства. Освен това в безтранс-
форматорния усилвател се въвеждат и локални обратни връзки.
Резисторът 7?3 служи за ограничаване на тока от операционния
усилвател.
Определянето на Т?2 и R3 е дадено при изчисляването на
схеми с операционни усилватели.
Захранването е възможно да се реализира от един или от Два
източника. Необходимо е да се вземат под внимание конкретните
изисквания и да се състави съответна схема за тази цел.
За получаване на големи изходни мощности се прибягва до
паралелна работа на транзистори в крайните стъпала, а също та-
ка и до мостови схеми с безтрансформаторни усилватели или с
интегрални схеми.
32
1.8. ПРЕДУСИЛ ВАТЕЛ И С ИНТЕГРАЛ НИ СХЕМИ
Като предусилватели могат да се използуват операционни
усилватели или линейни интегрални схеми, съставени от няколко
транзистора. Изчисляват се параметрите на външните (дискретни-
те) елементи. Заводите-производители често дават таблици с дан-
Фиг. 1.8
пи за необходимите стойкости на съпротивленията и капацитети-
тс на тези елементи. Използуването на индуктивни бобиыи се из-
бягва. Изчисленията са наложителни при липса на такива данни
във фирмените каталози и при изисквания, конто се различават от
иосочените в тях.
Пример за приложение на линейна интегрална схема е пред-
усилвателят, реализиран с К1УС221 (фиг. 1.8). Елементите, кон-
то се съдържат в нея, са заградени с прекъсвана линия. Това са
двата транзистора 7\ и и седемте резистора, свързани към
тях. Външните елементи са показани вън от прекъсваната линия.
Техните стойности могат да се изчислят посредством опростени
формули.
Конденздторът Ct и резисторът 4 kQ, свързан между изводите
? и Ю вътре в интегралната схема, образуват филтър за захран-
аането на транзистора Като се изходи от условието, че съ-
противлението на филтърния кондензатор при най-ыиската често-
та на сигнала или на фона на изправения ток ft трябва да бъде
3 Иэчжлява1и > . . . 3JV
много по-малко от съпротивлението на филтъра (в случая
4 к2), се получава
(1.34>
Изчисляването показва, че по отношението на Сг е допуснатск
презапасяване.
Кондензаторите С2 и С3 са разделителни. Чрез тях се отделят
галванично съответно източникътна сигнала и товарът. Капаците-
тът на разделителния кондензатор Ср се определи от съображе-
ние да се осигури безпрепятствено преминаване на сигнала. Кон-
дензаторът трябва да има пренебрежимо малко съпротивление за
най-ниската честота Д от, спектъра на сигнала в сравнение със
съпротивлението на източника на сигнала Ru и съпротивлението
Ксл след Ср Внесените честотни изкривявания от Ср няма да
са по-големи от — 1 dB, ако се спази условието
г - °>32
Р~ /1 (Яи+*сл)
(1.35>
При отделяне на С2 за се приема входното съпротивление
на K1YC221, а при определяне на С3 за Ru се приема съпротивле-
нието 1,7 к2 в колекторната верига на Т2 и за RCA — товарното-
съпротивление, включено след С3.
Кондензаторът С4 премахва отрицателната обратна връзка, коя-
то се създава от съпротивлението 400 Q в емитерната верига на
Т2, с което се увеличава усилването. Той също така трябва да има
пренебрежимо малко съпротивление за най-ниската честота ft в
сравнение със съпротивлението в емитерната верига. Честотните
изкривявания, предиззикани от С4, няма да са по-голема от — 1 dB„
ако се спази условието
6/г п
С^СЕ^ ™ (1.35)
където Icq е колекторният ток на Т2 при липса на сигнал.
Линейната интегрална схема К1УС221 при показаното свързва-
не на фиг. 1.8 усилва над 100 пъти. Горната гранична честота е
над 100 kHz, а входното съпротивление — по-голямо от 2 kQ.
В усилвателя могат да се въведат отрицателни обратни връз-
ки. Например, ако не се включат кондензатори в емитерните ве-
риги на транзисторите, появяват се локални отрицателни обратни
връзки по ток. По-добре е да се създаде обща отрицателна об-
ратна връзка, като се включат последователно един резистор
34
(7?р) и един кондензатор (С$) между изводите Зи 9 на интеграл-
ната схема. Съпротивлението на резистора се определи, като се
използува формулата
R^Rz (1.37)
където /?£• е съпротивлението на резистора в емитерната верига
на транзистора 7\ (на схемата /?е = 100 Q);
К и К' са съответно общите коефициенти на усилване на
усилвателя К1УС221 без общата обратна връзка и
след нейното въвеждане.
Кондензаторът Ср е разделителен. Той няма да внася забеле-
жими честотни изкривявания,ако стойността на капацитета му
отговаря на условието
с‘ Д (1'38)
Общата отрицателна обратна връзка подобрява значително
параметрите на усилвателя. Нейното въвеждане се прави много
често с цел да се стабилизира усилването.
Интегралните схеми 1УСО1А и 1УСО1Г са българско производ-
ство. В тях се съдържат по три транзистора и по няколко ре-
зистора. Връзката между транзисторите е галванична. Двете
схеми могат да се използуват за реализиране на усилвателни
секции с различно предназначение.
1.9. ОПЕРАЦИОННИ УСИЛВАТЕЛИ
Те са подходящи за предусилватели. За идеалния операцио-
нен усилвател важи следното:
а) усилването без външна обратна връзка е безкрайно голямо;
б) входного съпротивление е безкрайно голямо;
в) изходното съпротивление е безкрайно малко;
г) честотната лента е широка;
д) параметрите са стабилни.
Реалният операционен усилвател има крайни стойности на
посочените параметри. Коефициентът на усилване без външна
обратна връзка например е няколко десетки хиляди пъти. Идеа-
лизирането на усилвателя е предпоставка за опростяването на
много количсствени изводи и на формулите за пресмятане.
35
Като изходш данни за изчисляване на операционки усилва-
тели служат:
а) данните за напрежението вътрешното съпротивление на.
източника на сигнала;
б) товарного съпроти-
вление;
в) коефициеытът на усил
ване и честотната лента.
За товар обикновено
служи входното съпротив-
ление на следващия усил-
вател, конто най-често е
мощен.
Изчисляването на ин-
вертиращ усилвател
(фиг. 1.9) може да се из-
върши в следнля ред:
1. Избор на операционен усилвател, Изборът се съобразява
с посочените преди това данни. Необходимо е да се провери по
каталог какъв е запасът по фаза за горната гранична честота
на сигнала /2. На фиг. ЫЮ е показано, че за честотата
MHz фазовият ъгъл ср^135° Това означава, че се разполага с
запас от 45°, тъй като при ср — 180° обратната връзка става по-
ложителна.
Като се вземат под внимание напрежението и токът на сиг-
нала в товара, проверява се дали избраният операционен усил-
вател може да ги осигури и при какво захранващо напрежение
става това.
2. Изчисляване наелементитевъв веригата насбратната връз-
ка. Отрицателната обратна връзка се сьздава чрез резисторлте
/?3 и /?2 (фиг. 1.9). Тя е много дълбока и създава условия за
самовъзбуждапе на усилвателя. По тази причина е наложително
въвеждане на вериги за корекцчи на чесготата и фазовата ха-
рактеристика. Това ще бъде показано по-нататьк.
Съпротивлението на резистора се избира по съображение
да не се губи върху него значителна част от входния сигнал.
Ето зато
0,1 иш
max
(1.39)
В тази формула е входното напрежение, което постъпв»
•т източиика на сигнала, а 1„ ,пах — максималната стойност на
36
входния ток, песочена в каталога (обикновено от 0,1 до 5 рА).
Коефициентът на усилване на напрежението К' след въвеж-
дането на отрицателната обратна връзка се определя от отно-
шение™ на съпротивленията
R2 и R1.
K'=--Rr\. (1.40)
Знакът минус показва
промяна на поляритета на
сигнала след усилването му.
След като е избрана стой-
ността на Rlf може да се на-
числи /?2. За целта се изпол-
зува модулът на К’, т. е.
пренебрегва се минусът
(1.41)
Ако операционният усилвател е включен по начина, показан
на фиг. 1.7, при определяне на /С' се взема под внимание усил-
ването от входа до изхода на целия усилвател.
3. Изчисляване на 7?3. Резисторът R3 е предназначен за ком-
пенсация с цел да се запази нивото на постоянною напрежение
на изхода. Стойността на R3 се изчислява чрез зависимостта
^2
^1+
(1.42)
4. Входни и изходни величина. От анализа на операционния
усилвател е установено, че входното съпротивление е приблизи-
телно равно на Ry
R^R\. (1.43)
Определянето на 7?вх е необходимо, за да се знае натоварва-
нето на източника на сигнала.
За да не се претовари операционният усилвател по отношение
на входа, проверява се дали входното напрежение не преви-
шава допустимата стойност, посочена в каталога.
Изходното съпротивление зависи от дълбочината на отрицател-
ната обратна връзка. По тази причина отчетената без обратна
връзка стойност на от каталога се коригира съгласно за-
висимостта
/?' = (1.44)
I+ Ri+Rt
37
Когато К>К' зползува сз опростената формула
^зх~ (1 45>
Например при /<=10000 и /<'=100 се получава /?и„=0,01/?нзж
т. е. изходното сопротивление при наличието на отрицателната
обратна връзка по напрежение е сто пъти по-малко от дадено-
то в каталога за случая, когато тя липсва.
Необходимое да се провери дали изходното напрежение
не превишава допустимата стойност от каталога. Там обикнове-
но се посочва размахът Трябва
пих- (1.46)
където се определи, като се вземат под внимание К' и t/BX,
Обикновено за С/8Х се дава ефективната стойност. Тогава
[/em~2.8/(K (1.47)
При несиметрични стойности за изходното напрежение, на-
пример 10 V :i —12 V, за (70w max се приема удвоената стойност
на по-малката (в случая 10 V).
5. Верига за корекция. Елементите на веригите за корекция
се посочват в каталога. Обикновено се дават таблицы или гра-
фики.
При липса на каталожни данни се препоръчва корекция чрез
изменение на входного съпротивление. За целта между двата
входа (фиг. 1.9) се включва верига от резистор и кондензатор
(7?к и Ск). Стойностите на съпротивлението и капацитета могат
да се определят, като се използува идеализираната честотна харак-
теристика на усилвателя без обратна връзка (фиг. 1.11). Пре-
ходът между спадането 6 dB/oct и 12 dB/oct е т. А. От ней-
ната проекция върху абсцисната ос т. А' се прекарва права под
наклон 6 dB/oct спрямо оста. След това през точката, която
съответствува на необходимый коефициент наусилване /С', се на-
чертава права, успоредна на абсцисната ос. В случая за/С' е избрана
стойността 30 dB. Двете прави се пресичат в т. С- Другата ха-
рактерна точка е т. В. От нея започва спадането на характерис-
тиката без обратна връзка и без корекция. На двете точки съ-
ответствуват честотите fc н /в. Те следва да се отчетат, тъй ка-
то са необходимы за изчисляването на RK и Ск От каталога се
отчита входного съпротивление на операционния усилвател /?£.
Съпротивлението и капацитетът Ск се определят чрез фор
мулите
38
_____ 1 3____
[ V1+ —
fc )\ #c
(1.48)
(1.49)
r 0,16
K~/b/?k
Получените стойкости подлежат на уточняване при експери-
менталното изследване. В случай че усилвателят се самовъзбуж*
да, следва да се увеличат
съпротивленията и /?3.
Очевидно е, че с това се
намалява усилването.
6. Някои съображения
и изчисления във връзка
съе захранването. При
осигуряване на захранва-
вето трябва дасесъблю*
дава следното:
а) какви източници се
предписват от завода-про-
изводител на операцион-
нил усилвател;
б) да не се сгрешат общите проводники при използуването
на няколко интегрални схеми;
в) филтърните кондензатори да се включат непосредствено
към изводите за захранване на операционния усилвател (фиг. 1.12).
За захранване на операционните усилватели се използуват
обикновено два източника Ех и Е2 с еднакви по големина и про-
тивоположив по знак напрежения, но има и изключения. В ка-
талога се посочват техните минимални и максимални стойности.
Така например може Ег да бъде от +6 V до ±18 V, а Е2— от
—6 до —18. V. Несиметричните захранващи напрежения, т. е.
когато Е± и Е2 се различават, се посочват в каталога. Такъв е
случаят с |iA702, за който са дадени £’1=4-14 V и Е2 =—6 V»
но захранването на |лА709 следва да се осъществи със симет-
рични напрежения от ±9V до ±18 V. Това означава, че може
да се изберат £\=±9 и Е2 = —9 V или Ег— ± 12 V и £’2== —12 V
и т. н.
Общия извод на двата източника се свързва с общия провод-
ник в монтажната схема.
Посочените в каталога максимални захранващи напрежения
не бива да се превишават в никакъв случай. Напротив, правилно
39
е да се работи с някакъв резерв. Типичны максимални напре Ке-
ния са ±18 V, а действителните би трябвало да бъдат до ±15\Л
Отклоненията на действителните захранващи напрежения не
трябва да превишават ±20%. При ±х=±15 V и Е2 =—15 V,
ако първото се измени с
4-20%, а второто — с —20%„
получават се съответно Ех=
+ 18 V и Е2=~ 12%. При
такава разлика настъпва раз-
балансиране и изместване на
нивото на постоянзата със-
тавка.
Другото съществено из-
искване засяга пулсациите на
захранващите напрежения.
Те не бива да са по-големи
от 1 % •
напрежение на сигнала
Това означава (ако
изходно напрежение
Трябва да не се забравя, че изходното
е с около 2 V по-малко от захранващото.
+ и Е^ — —12 V), че неизкривеното
на сигнала е £7Изх<Ю V (амплитудна стойност).
Фиг. 1.13
Капацитетът на кондензаторите Сг и С2 е от 0,001 до 0,1 рК
Захранването на операционния усилвател може да се осъще-
стви от един източник (фиг. 1.13). В този случай трябва захран
ващото напрежение Е да е сума от абсолютните стойкости на
двете захранващи напрежения Ех и Е*.
40
Е= |£х | 4- | Е, | (1.50)’
Определянето на съпротивленията Rlt R2 и R3 е показано с
формулите (1.39), (1.41) и (1.42).
Стойността на /?4 е от 50 до 100 kQ. С него ее намалява вли-
янието на делителя върху входа на усилвателя.
Кондензаторът С\ е филтърен. Неговият капацитет е около'
0,05—0,1 pF
Другият кондензатор С2 е разделителен. Капацитетът му се оп-
ределя от допустимия коефициент на честотните изкриЕявания.
Той няма да превиши—1 dB, ако се използува формулата
<Е51>
където fi е до лната гранична честота на сигнала;
7?и — вътрешното съпротивление на източника на сигнала.
Съпротивлението на резистора Т?5 се определи чрез зависимост-
та
R5 = -{pE~U^ , (1.52>
*стаб. доп
където £7стаб е общ ото стабилизирано напрежение от двата ста-
билитрона;
Лтаб. доп— допустимата разсейЕана мсщност от стабилитро-
ните.
Явно е, че трябва E>UC^6-
Захранването на операционния усилвател от един източник
(освен със стабилитрони) може да се ссъществи и с резисторен'
делител.
При захранване на операционния усилвател от два източника
изводът т се свързва с общия проводник на монтажната схема,,
а в случая той е свързан с общата точка на двата стабилитро-
на.
Тук ще бъде показан числен пример за изчсляване
на инвертиращ усилвател (фиг. 1.14 б) съгласно даде-
ната методика. Изходните данни са: необходимо усилване /С'=
= 100; товарно съпротивление RT = 2 kS; ефективно напрежение
от източника на сигнала 67и =60 mV; вътрешно съпротивление
на същия = 1 kS; гранични честоти и допустими стойности
на коефициента на честотни изкривявания за тях Л=40 Hz; /2=
—20 kHz; Мг=М2=— 2 dB.
1. Съгласно установения ред трябва да се избере подходящ
41
операционен усилвател. Нека той да бъде |лА709. Данните за не-
го от каталога са:
коефициентът на усилване без обратна връзка К—15000;
захранващо напрежение от ±9 V до ±18 V;
максимален входен
TOK Iвх гпах=1»5 |1А;
минимално входно
съпротивление Авх min =
==50 kS;
средна стойност на
изходното съпротивле-
ние /?„зх==150 £2;
максимално входно
напрежение f/BX max= 10V
Нафиг. 1.14 а са
показани графики за
коефициента на }силва-
не без отрицателна об-
ратна връзка в зависи-
мост от честотата при
различии стойкости на
елементите за корек-
ция /?кь Qi и СК2 (фиг.
1.14 6). При усилване
100 пъти, както е в
заданието (А"'=40 dB),
се вижда, че горната
гранична честота на
усилвателя за графика-
та 2 е по-висока от за-
дал ената /о=20 kHz.
Графиката 1 не $удов-
летворява това усло-
вие, а оетаналите графики разширяват лентата и при една обща
отрицателна обратна връзка с други стъпала може да се създа-
дат условия за самовъзбуждане. С допълнителна прекъсвана
линия е отбелязана честотната характеристика с обратна връзка
и корекция.
Може да се избере и операционният усилвател р,А741. Той ес
вътрзшна корекция и със защита от прзтоварване. При това тряб-
ва да се вземе под внимание неговата доставка и цената му.
Двата операционни усилвателя имат аналози, конто се произ-
42
веждат от различии фирми и имат други означения (например
SN 72709, МС 1709С, SN 72741, МС 1741С н т. н.).
2. Съпротивлението съгласно (1.39) и като се има пред
вид, че Ubx=Uu , е
Приема се стандартната сгонност 3,3 кй, за да има по-голям
резерв.
Тогава чрез (1.41) за Т?2 се получава
=K’Rt =100 3,3 103 = 330 кй.
Получената стойност съвпада със стандартната.
3. Вече може да се изчисли R3, като се използува (1.42):
г> ~ 3,3 . 10s. 3.30 . 103 .. о ьо
Я1-Н?2 3,3 Ю’+З’зо . 103 ~д,<5 к“'
4. Входното съпротивление е праблизително равно на /?Р т. е.
RK^R^3,3 кй.
Зададеното входно напрежение от източника на сигнала е по-
малко от 60 mV и много по-малко от максималното, което се
допуска, ий1 шах = 10 V.
За определяне на изкодното съпрэтавленле е оправдано да
се използува съкратената формула (1.45), тъй като
4- R„,= -X-l50=ia
Размахът на изходното напрежение съгласно (1.47) е
l/om^2MUx=2,8 100 60 10-3 = 16,8 V.
При захранващо напрежение ±12 V максималната стойност
е ^от max=20 V. Следователно условието (1.46) е спазено. От
това следва, че могат да се избират и по-високи захранващи
напрежения.
5. За кривата 2 на фиг. 1.14 а се отчитат от каталога съот-
ветните стойносги на елементите за корекция, а именно
7?к1 = 1,5 kQ; СК1=500 pF; Ск2=20 pF.
6. По изказаните съображения в т. 4 следва да се изберат
£\= + 12 V и £*2=—12 V.
43
Свързването на двата източника с изводите 4 и 7 на опера-
ционния усилвател и с общия проводник става, както е показа-
но на фиг. 1.12. Кондензаторите и С2 са с капацитет 0,1 jxF
и се свързват непосредствено към изводите 4 и 7
Резисторът (фиг. 1.14 б) предпазва операционния усилва-
тел от претоварване. То
може да се получи при
късо соединение и при
капацитивен товар. Произ-
водителят препоръчва из-
ползуването на /?4=200й.
В случая товарното съпро-
тивление е много голямо'
(/?г =2 kQ) и необходимо-
сти от Т?4 отпада.
Ако галваничната връз-
ка е нежелателна, на
входа и изхода се включ-
ват разделителни конден-
затори, чийто капацитет може да се определи, като се използува-
форму лата (1.35).
На фиг. 1.15 е показана схемата на неинвертиращ усилвател.
Той не променя поляритета на сигнала при усилването му. Осо-
беностите на схемата са главно във включването на източника на
сигнала към неинвертиращия вход, означен на фиг. 1.15 с плюс.
Резисторът /?3 се запазва, а единият от краищата на се свър-
зва с общия проводник.
Редът на изчисляване на неинвертиращия усилвател е същият.,
както на инвертиращия. Необходимо е да се вземат под внима-
ние следните зависимости:
«1
(1.53}
Р' _К' р
Аизх~ р Аизх.
(1.54>
(1.55)
В тези формули К, R™ и /?ИЗх са съответно коефициентът на
усилване, входного и изходното съпротивление без обратна връз-
ка (отчетените от каталога). С индекс (') са означени същите-
44
показатели, но за неинвертиращия
връзка.
Изчисляването на капацитета Сг
згва (1.35), а на /?3 — (1-42).
Схемата на повторител, реа-
лизиран с операционен усилва-
/ел, е дадена нафиг. 1.16. Чрез
резистора Т?2 се връща цялото
,сходно напрежение на входа
се създава много дълбока
отрицателна обратна връзка.
Коефициентът на иредаване
wa напрежението е почти еди-
ница:
/Г-1.
Входното съпротивление е
много голямо:
Фиг. 1.16
/?вх — Л7?ву.
усилвател, т. е. с обратна
се извършза, като се изпол-
(1.55)
Изходнотэ съпротивление е много малко:
^изх
к
R'
ивх
(1.56А
Съвротивлепияга и R3 са еднаквч и се избират от 1 де
10 к2. Техните означения са запазен i за сравнение с разгледа-
ите схеми на инвертиращчя и нелязгртиращия усилвател.
1.10 ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА РЕЗИСТОРНО СТЪПАЛО С БИПОЛЯРЕН
ТРАНЗИСТОР
Схемата на стъпалото е показана на фиг. 1.17. За товар слу-
жат входното съпротивление и входният капацитет ыа следващо-
T0 стъпало /?мсл и СВх ел- Изчисляването ще бъде показано с
конкретен пример. Зададени са: Е=40 Hz; =20 kHz; Л41 = Д43=
= -3 dB; £'=9 V: t/eI„=0,8 V; /?вХел=4 kQ, С« = 2500 рВ
4=35°С
Спазва се следният ред:
1. Избор на транзистор. Транзисторът трябва да осигуря-
аа необходима за товара ток на сигнала и да нма достагьчно
пнеока горна гранична честота fa .
45
Входният ток за следващото стъпало (товара) е
-=-~8=0,2 10~3А.
/ВХСЛ Явхсл 4.103
Токът при липса на сигнал /со, т. е. определеният" от работ-
ната точка, трябва да отговаря на условието
Фжг. 1.17
/со >1,5 /вх сл«
Очевидно е, че може да се приеме /со=1 mA. Тази стойност
отговаря на типовия режим. Ако се избере друга стойност за
/со, различна от тази на типовия режим, необходимо е да се
преизчислят параметрите на транзистора чрез формулите
So(I coj=~ fC~~ S 0(/coi
УС01
5вх(/С02)= “/ С0 ^нх(/с01);
1 Ш (1.57>
^(/co2)=-r—coi);
7 СО!
*С(/СО2) =-у^-т(/С01)-
1С01
Токът /coi съответствува на типовия режим, а /со?— на по-
воизбрания.
46
Избраният транзистор трябва да има гранична честота /г, ко-
нто отговаря на условието
fr >10f25er^. (1.58)
Подходящ за случая е транзисторът ГТ2307. Чрез него мол
же да се осигури необходимият ток за следващото стъпало.,
Като се вземе под внимание, че /г min = 4MHz; So= I J/2ie I
= 18 mA/V и г**'= 150 2, вижда се, че условието (1.58) се удо-
влетворява:
4MHz>10 20 103 18 10-3 150 = 540 kHz.
2. Определяне на Rc Изкривяванията при честотата няма
да са по-големи от —3 dB, ако се спази неравенството
-6 20 10> 2500 .
=50 10-6S.
Следователно трябва Rc <20 k2 (50 10-6 5 съответствува
на 20 10s 2).
От друга страна, върху Rc се допуска спадане на напреже-
нието от 0,3 до 0,6 Е. При стойност 0,4 Е
03 . » 3 6 к2
/со 1 10
За да има резерв, приема се стандартна стойност 7?c=3.3kQ
3. Определяне на Re, R± и R2. Използуват се формулите
7? £ = (0,14-0,3) Rc;
= (0,14-0,3). 3.3 103=(3304-990) 2.
Избира се стандартната стойност /?£—1 к2.
= (1.59}
\ 'со I
Като се изберат а~5 Ub;>=Q,'2 V, получава се
/?2=5( 1 103 + ! 4о% )=6 кЙ-
Приема сё близката стандартна стойност 7?2 = 6,2 кй.
R^a-f-—Rr (1.60)
47
Заместват се съответните стойкости:
7?! = 5 6,2 10s = 38,8 kQ.
Приема се /?1=39 kQ.
4. Изчисляване на Ср1, СРг и Се- Съгласно зацанаето се до-
пуска Мг = —3 dB. Следователно никой от кондензаторлте не
трябва да внася изкривявания, по-големи от — IdB. Това усло-
вие може да се спази, ако се определят капацитетате чрез фор-
мулите:
СР1> (1.61)
Ср2<‘ Mc+W (1,62)
Се>^- (1.63)
/1
При зелен знак на транзистора h2\e min =40, .пах =70. Тога-
ва за по-неблагоприятния случай
1 ^2\е mln _ 40 99 lq
hlle So--------kQ
3a Cpi се получава
Ср1— 40?2,2Л0г^ l’&2 Iх F'
Приема ce Cpi =2 pF.
__0t32
Gp2— 4073,3.1 №+4. ЦГ) ’ I1 r'
Приема се Ср2=2 pF.
Ce>-----=150 pF.
Прие,ма ce Ce =200 pF.
5. Определяне на входная сигнал и усилването. Входният
ток за транзистор при зададен коефициент h2u min се определи,
като се вземе под внимание изходният ток на транзистора /с~
/с~=М«-1А—=0,2.10-з+-^=0,44 mA.
Х\ g <и*
48
Тогава
/вх = 1в~ =
0,44.10-3
40
=0,011 mA,
^i\e mln
Входного напрежение е
{/вх=/вх Л11е= НЛО-6.2,2.103= 24,2 mV.
Коефициентът на усилване се определи с отношението на (7Вхсл
И ^/вх •
7Х ^ВХСЛ__ Q’8
[/вх 0,0242
Често пъти част от съпротивлението Re не се шунтира с кон-
дензатора Се . С това се цели да се повиши входного съпротив-
ление, да се стабилизира и намали коефициентът на усилване и
да се подобрят честотните свойства на стъпалото.
1.11. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ЕМИТЕРЕН ПОВТОРИТЕЛ С ПОВИШЕНО
ВХОДНО СЪПРОТИВЛЕНИЕ
Емитерният повторител с повишено входно съпротивление има
широко приложение в практиката. Схемата на едно усилвателно
стъпало от този вид е дадена нафиг. 1.18. Чрез елементите R9f
Сб се намалява влияние-
то на делителя /Д
върху входного съпро-
тивление. Редът за из-
числяване ще бъде по-
казан с конкретен при-
мер. Изходните данни
са: ^=40Hz;fc-20kHz;
М^М^— 3dB;
(Д =0,3 V; /?т =1 кQ;
£=12 V;<=35°C.
7. Изб op на тран-
зистор. Избира се тран-
зистор с голям коефи-
Циент на усилване hue
и ако стъпалото е вход-
с малък кое-
фициент на шума. Условието (1.58) ва граничната честота съ~
така трябва да се спази.
* Изчисляване на . . .
4»
Подходящ е транзисторът ГТ2307. За него беше направена
проверка на (1.58). При синя маркировка/i2iemin =60 и/i2u ими=
= 120. Изискването за коефициента на шума не се съблюдава,.
тъй като няма указания, че стъпалото е входно.
2. Определяне на режима. За получаване на голямо входно
съпротивление трябва да се изберат големи стойкости на £ и
Re и малка стойност на /со-
Необходимо е £<0,8 UcEmai и при по-голям ток режимът на
работа е по-стабилен.
В случая може да се изберат 47со = 3 V и 7со=1 mA.
3. Определяне на Re- Върху Re ще спадне разликата от
захранващото напрежение и Uсо-
E—Um 12—3
Re=~ . -С-=гТ(Гз=9 kQ-
/со 6
Приема се стандартна стойност 7?£=8,2 kS. Този избор е по-
подходящ, тъй като t/co^4V, а при 7?^ = 10 к£2 се получава Uc$=
«=2 V, което е свързано с опасност от навлизане в нелинейната
облает от характеристиките на транзистора и появата на значител-
ни нелинейни изкривявания.
4. Изчисляване на Rv R2 и 7?3. Използуват се формулите
(1.59), (1.60) и зависимостта
Z?3=(3-?10)/ilu. (1.64)
Съпротивлението /?2 се определи, като се приемат а=5р,
I7bo=0,2V и вместо Rc се замества Re:
/?2=5(8,2.1034-г°’2-3)=42к2.
Приема са стандартна стойност 7?2=39 к2.
7?!= 5 Г1~-39.103=21 кй.
Близката стандартна стойност е 22 kS.
За определянето на R3 е необходима стойността на h\\e, която
беше изчислена в предния пример (/гц^=2,2 kQ). Тогава чрез (1.64)
при междинна стойност за коефициента пред hue се получава
/?з=5.2,2.103= 11 kS.
Може до се приеме 10 к£2.
5. Определяне на усилванепго, входното и изходното съпро-
тивление. Използуват се формулите:
50
R'BI^h2ie Re~ ;
^изх So ’
*q~4-SqRe„
Re Rt
където ^=-Re¥r~
Като ее заместят съответните величини, ce получават
„ _ 8,2.103. 1.103
*E-- 8,2. 104-1.103 ~89U Q’
(60+!2°). 890= (53,5:-107) kQ;
(1.65)
(1.66)
(1-67)
(1.68)
' 18.10-3 ~5э’5
K'^JSA?3-890-^0 94
л® 1 + 18.10-3.890
Необходимого входно* напрежение на сигнала е
0,3
w~°>32V-
Ub' Л0
6. Изчисляване на Cpi, СР2 и Св . При допустимите честотни
изкривявания (—3dB) могат да сё използуват форму лите
ср1=^л\х;
г _ 032
Ср2-/1(^изх+Л)’
/1
кьдето =
Получават се съответно
<2р1— 40753,5Т10‘3^73 П^’
(1.69)
(1-70)
(1-7 Г)
(1-72)
51
Приема се Cpi = O,l pF.
-_ 0,32 7/? Т?
Ср2— 40(55,5+1. 10*) 6 nF-
Близката стандартна стойност е 10 [л F.
„ __ 22. 103.39.108
Кв~~22. ЮН-39. 1бз^
Тогава за С б се получава
— 40714~ТдГ^2’68 Iх F-
Приема сеСб=5(хР.
С това се завършва изчисляването на стъпалото.
1.12. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА РЕЗИСТОРНО СТЪПАЛО С ПОЛ ЕВ И
ТРАНЗИСТОР
Схемата на усилвателното стъпало с полеви транзистор
(фиг. 1,19) не се отличава по структура от схемата на същия вид
стъпало с биполярен транзистор (фиг. 1.17). Като товар Ст, /?»
може да се използуват входни/гт капацитет и входного съпротив-
ление на следващото стъпало. Редът за изчисляване е следният.
7. Избор на транзистор. Необходимо е максималният ток
във веригата на сорса Idss и праговото напрежение U9 на тран-
зистора да удовлетворяват условията:
/d55>(8+10) 7Т; (1.73)
|[/о|>(4~5) [7т, (1.74)
където 7Т и Ur са съответно токът и напрежението на товара .
Горната гранична частота е висока и не е необходима проверка.
2. Определяне на режима. Задачата се свежда до избор на
тока във веригата на дрейна при липса на сигнал Id> При товар
от няколко килоома се призма 7ээ=1 mA, а при десетки и пове-
че килоома—/z?o=(O»l~O»3) mA.
Необходимого преднапрежение се избира в границите
(1.75)
\ V Id$S
Усилватгдните свойства на ползвия транзистор се проявяват
st
no-добре, ако напрежението дрейн-сорс при липса на сигнал Udo
отговаря на условието
Udo>U9+U. -|-0,5. (1.76)
3. Изчисляване на Rs, Т?2. Съпротивлението на резисто-
ра Rs зависи от допустимата нестабилност на режима
Фиг. 1-19
к^ит+^ (177)
yZX)
Стойността 0,5 се приема при по-голяма допустима нестабил-
ност. Компромисна е междинната стойност 1.
За определяне на и се задава ток в делителя, образу-
ван от двата резистора:
/д =(0,54-5) |1А. (1.78)
Малки стойкости се избират при необходимост от голямо
входно съпротивление, а големи — при повишени изисквания за
стабилност на режима. Тогава
. (1,79)
' Д
Я2. (1-80)
1 д
4. Определяне на Rd- Ако Ст е (20+ 30) pF, използува се
формулата
Rd . (1.81)
'D0
53
При големи стойности на Ст (например ако следващото стъ-
пало е с биполярен транзистор) трябва да се спази неравенството
-^->6 h с, - А (1.82)
При това /словие изкривяванията за честотата няма да са
по-големи от —3 dB.
5. Определяне на К» /?вх и С7ВХ. Използуват се формулите
(t83>
Стръмността So на проходната характеристика на транзисто-
ра lD=f(Uas)b& работната точка, т. е. при Uqs~Uqq, може да
се изчисли чрез формулата
(134)
1 IDSS
Когато Rt^>Rd,
K<^SqRd. (1.85)
Входното съпротивление се определи от съпротивленията на
делителя, който по отношение на сигнала са свързани паралелно
чрез източника за захранване:
«=^7' “'86)
Необходимого входно напрежение е
(t-87)
Ао
6. Изчисляване на капацшпешнше Cpi, СР2 и Cs. Изчисляване-
то се извършва чрез формулите
(1.88)
С$ >0’32$0. (1.90)
С това може да се завърши изчисляването на стъпалото.
54
Разгледаната методика ще се използува за изчисляване на
усилвателно стъпало с полеви транзистор при следните изходни
данни: f^AOHz; /2=20kHz; Af1=M2= -3dB; UT =0,2 V;
7?T=2kQ; CT =2000 pF; £=12 V.
7. Избор на транзистор, Условията (1.73) и (1.74) се удовлет-
воряват от транзистора КПЗЗЗЕ (съветско производство). Той е
с PN преход и с N -канал. Двата важни параметъра са: 7dss=»
=9 mA и £/0 = — 3 V (във формулите са използувани абсолютните
стойности на напреженията).
2. Определяне на режима. Тъй като товарното съпротивле-
ние е малко, приема се 7/ю= 1 mA.
Чрез формулата (1.75) се определи преднапрежението
f/co=3 = 2 V.
Избира се Um съгласно (1.76),
17до=4 V.
Явно е, че то трябва да бъде по-голямо по абсолютна стой-
ност от праговото напрежение ий.
3. Изчисляване на Rs, R^ и 7?,. Използуват се форму ли
(1.77)—(1.80).
^-riU-3 ka-
Избира се стандартна стойност =2t7 kQ.
За изчисляване на и R2 токът във веригата на делителя
се избира съгласно (1.78):
/д=2 [л А.
Тогава
^=2,7'20/10-»0 З~2=350 kQ-
Приема се стандартна стойност R2=330 kQ.
Ri=~Н — 330 • ю3 ~5,67 м а.
Z. 1 U
Избира се стандартна стойност Rt=5,1 Мй.
4. Определяне на Rd. Стойността на Ст е голяма (2000 pF).
Това означава, че стойността на Rd трябва да се определи, като
55
се вземе под внимание и (1.82). Първо се извършва начисление
чрез (1.81):
Ло=.в=«-|~5.з к а-
I . Ю—3
Приема се Кд = 5,6 kS.
Съгласно (1.82) трябва
^l15r>6.20.10’.2.10-=-5JffiI
Като се извършат изчисленията, се вижда, че неравенствот»
се удовлетворява. Следователно може да се приеме определена-
та преди това стойност RD=5,6 kS.
5. Определяне на Ко» и Um. Първо се изчислява стръм-
ността So, като се използува (1.84):
„ 2.9.10—8 /1716 "3 9
So —----з--у 9.10-3 mA/V.
След това чрез (1.83) се определи Кв:
К я=>2 ю—з 5,6108 •2-108 —2 95
А, 2. IV 5Д1034-2.103 —2»У0-
Причината за слабото усилване на напрежението е малкото
товарно съпротивление. Ако то беше много по-голямо от Кд,
тогава съгласно (1.85) К0^11,2. Трябва да се забележи, че стъ-
палото усилва много пъти тока и мощността на сигнала.
Като се използува (1.86), за Квх се получава
п _ 330.103.5,1.106 ,1п.о
330.1034-5,1.106 К“’
Необходимото входно напрежение се определи чрез (1.87):
7/вх=Др-=0,1 V.
6. Изчисляване на капацитетите Cpi, СР2 « С$- Използуват
се формулите (1.88)4- (1.90):
Ср1 >40 7310 . юз 12»9 nF
________ в»32________1 05 и F
40(5,6 . 103+2 . 103)_•
56
г . 0,32. 2. 10~з
-----40-------^16 pF.
Избират се съответно стандартни стойности Cpi=15nF; СР2==
fiF; Cs =20pF.
1.13. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ТОНКОРЕКТОРИ
Тонкоректорите са електрически устройства, с помощта на*
конто се измени честотната характеристика на усилвателя. Това
се налага както от акустиката на залата, така и от субективния
характер на слуховото възприятие. Изменение™ на честотната
характеристика създава подходяща темброва окраска на музикал-
ните творби и подобрява разбираемостта при възпроизвеждането
на говор. Необходимостта от „срязване" на високите честоти се
налага при износени грамофонни плочи и замърсени фонограми,
за да се отстранят шумовете. Коригиране на честотната характе-
ристика се изисква и при използуването на някои източници на
сигнал, като пиезоелектрически звукоотнемател, магнитофонна
глава и др.
Изчисляване на прости тонкоректори. Най-простите тонкорек-
тори са съставени от последователно или паралелно свързани ре-
зистор и кондензатор. Те се включват в междустъпалната връзка.
Стръмността на регулирането е 6dB/oct. Това става плавно, кога-
то резисторът е промен л ив.
На фиг. 1.20 е показан тонкоректор за високи честоти. С /?и
е означено еквивалентното изходно съпротивление на веригата
преди него, а с 7?т — еквивалентното товарно съпротивление след
него. За изчисляване на елементите R и С освен стойностите за
/?и и е необходимо да се знае и спадането на усилването (на
честотната характеристика) т2 при дадена честота /2 спрямо
средните честоти. Тогава
О-91)
Ако спадането е дадено в децибели, трябва първо да се изрази
в число и тогава да се замести във формулата (1.91).
Капацитетът на кондензатора се изчислява по формулата
На фиг. 1.21 е показана схема на тонкоректор за ниски че-
57
стоти. Съпротивленията 7?и и /?т имат същото значение, както
при тонкоректора за високите честоти. Стойностите на елементите
R и С се изчисляват при зададено спадане на усилването за
долната гранична честота j\ спрямо средните честоти с формулите
Фиг. 1.20 Фиг. 1.21
R=(Ra + RT)(m1-l)
и С=---------
у «I—2
(1.93)
(1.94)
Изчисляване на комбиниран тонкоректор. Комбинираният
тонкоректор (фиг. 1.22) позволява регулиране на честотната ха-
рактеристика в областта на ниските
и високите честоти. Схемата
от лявата страна на /?3 е за
ниските честоти, а от дяс-
ната — за високите. С комби-
нирания тонкоректор може
да се осигури както спадане,
така и подем на честотната
характеристика.
Изчисляването на тонко-
ректора може да стане с
помощта на табл. 1.2, 1.3 и
номограмите, дадени на фиг.
1.23, 1.24 и 1.25. Редът за
фиг 1 22 изчисляване се илюстрира с
конкретен пример.
Да се изчисли комбиниран
тонкоректор, с които да се осигури спадане и подем на честот-
ната характеристика съответно при f1 = 40Hz, /nx=±15dB и
при f2=15kHz; /тг2= ±15dB спрямо средните честоти.
1. Избира се съпротивлението на потенциометрите /?н и /?в в
границите от 10 до 100kQ. В случая се приема Rn =/?*=47к£2.
58
2. От табл. 1.2 за стойността ит10бщ се отчита стойността на
J3. Величината /и10бщ определи размаха на коригирането. В случая
/и, общ=2/«1=30 dB.
За р се приема равна или по-голяма стойност от отчетената.
Приема се р=50.
3. Изчислява се съпротивлението на резистора:
= 4750-103—9402.
Избира се стандартна стойност /?2=1кЙ.
4. От номограмите на фиг. 1.23 за m1=15dB и р=50 се отчита
m2=16,3dB.
Таблица 1.2
dB 17,8 23 26,5 29 31 32,6 34 35 36 37
1 ₽ । 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Таблица 1.3
m2, dB 4 7 9,3 11,2 13,6 14 15,2 16,2 17 1 17,8 18,7 19,3 19,8
а 1 2 3 4 5 6 7 8 9 ю 1! 12 13
а0 0,5 0,67 0,75 0,8 0,83 0,86 0,88 0,89 0,9 0,91 0,92 0,925 0,93
*0 0,5 0,33 0,25 0,2 0,17 0,14 0,12 0,11 0,1 0,09 0,08 0,075 0,07
5. От табл. 1.3 за m2=16,3dB се отчита а=8, а,=0,89 и К*=>
=0,11. Тогава
/?1==а/?2 = 8.1 103=8к2.
Избира се стандартна стойност =8,2 к 2.
6. От номограмата на фиг. 1.24 за 2?4=lkQ, m1=15dB и
/t=40Hz се отчита С2=0,5pF. Приема се стандартната стойност
•С2=0,47 р F. Капацитетът на кондензатора Сг е
-С*-= °’47-: 10Г6-^59 nF.
1 а о
Приема се стандартната стойност Cx=56nF.
39
7. За съпротивлението на резистора се избира десет "пъти
по-малка стойност от стойността на 7?,:
р _ *> _ 47 103 _47Ш
Фиг. 1 23
Получената стойност съвпада със стандартната.
р 8. От номограмата на фиг. 1.25 за f2~ 15 kHz, т'2= 16,3 dВ и
/?з=4,7кй се отчита C4 = 0,02|iF. Избира се стандартната стой-
ност C4=0,022pF.
Капацитетът на кондензатора С3 се изчислява по формулата
С3 = = 2^2_^2,75 nF.
* а 8
Приема се стандартна стойност C3=2,7nF.
Коефициентът ао=0,89 определи такова положение на плъзга-
чите на потенциометрите, при което коефициентът на предаване
на делителите не зависи от честотата. При тази стойност може да
се избере потенциометър с обратна логаритмична характеристика,
за да се осигури плавно регулиране.
Коефициентът на предаване на тонкоректора за средните че-
стоти /Со=О,11 показва с колко трябва да се компенсира загуба-
та от усилването.
60
Фиг. 1.25
Фиг. 1.24
За правилното функциониране на тонкоректора е необходимо
той да се предшествува от усилвателно стъпало с малко изходно
съпротивление и да се натоварва от усилвателно стъпало с голямо
входно съпротивление.
1.14. РЕГУЛАТОРИ НА УСИЛВАНЕТО
Регулиране на усилването е необходимо, когато трябва да се
изменя големината на сигнала. Това се налага при смяна но из-
точниците, при различие на акустичните условия и други случаи.
В радиотехническите устройства за звуковъзпроизвеждане се
използува предимно плавното регулиране на усилването.
Най-разпространеният регулятор е погпгнциояепгричнияп (фиг.
1-26). Потенциометърът е безжичен и осигурява плавно изменение
Иа изходното напрежение. Той се включва пред входного стъпало»
61
разно, когато входът е
Фиг. 1.26
когато сигналът е голям. Източници на сравнително големи сиг-
наля (около 0,5 4-IV) са детекторът на радиоприемник, пиезоелек-
трическият звукоотнемател и др. Такова включване не е целесъоб-
много чувствителен (за фотоклетка или
висококачествен микрофон), тъй като
движение™ на плъзгача е съпроводено
с шумове, конто се усилват и имат
много голяма стойност на изхода на
усилвателя. В този случай са наложи-
телни сериозни мерки против смуще-
нията.
Потенциометричният регулатор по-
зволява регулиране на усилването в
много широк обхват. Заедно с капацитета Со той внася честотни
и преходни изкривявания в областта на високите честоти. Изкри-
вяванията са максимални за онова положение на плъзгача, при
което изходното съпротивление на потенциометъра е максимално.
Капацитетът Со представлява сума от динамичния капацитет на
следващото стъпало и монтажния капацитет. Съпротивлението на
потенциометъра се определи за горната гранична честотата
при зададени допустими^честотни изкривявания —1 dB. За целта
се използува формулата
(1’95)
Когато за източник на I сигнала служи резисторно стъпало
съпротивлението се определи от изходното съпротивление на
транзистора и от съпротивле-
нието на резистора в колекторната
верига RC'-
Фиг. 1.27
Поради това, че човешкотоухо
реагира различно на звукове с
еднаква интензивност и различна
честота, се е наложило създава-
нето пъкомпенсирания регулатор'
(фиг. 1.27). При малък интензитет на звука усещането е най-сла-
бо за ниските честоти. По тази причина с помощта на конденза-
тора С и резистора Rt се осигурива затихване в областта на сред-
ните и високите честоти. Изводът на потенциометъра, към кой^
то се свързват и С, се прави обикновено при стойност 0,2 7?
спрямо общий проводник. Капацитетът на конде нзатора е някол-
62
ко нанофарада, а съпротивлението на резистора — десетки ки-
лоома.
Регулирането на усилването може да се осъществи и чрез
изменяне на режима или чрез отрицателна обратна връзка.
1.15. РАЗВЪРЗВАЩИ И ИЗГЛАЖДАЩИ ФИЛТРИ
Филтърните устройства предотвратяват паразитната връзка
между стъпалата през източника за захранване и проникването
на фон от него поради недостатъчното изглаждане на изправе-
ното напрежение. Развързващите и изглаждащите филтри се
включват най-често в колекторните вериги към захранващия
проводник (фиг. 1.28). Тяхното изчисляване се извършва после-
дователно от изхода към входа на усилвателя, за да се отчете
взаимного влияние между тях. Спазва се следната последова-
телност:
1. Изчислява се съпротаеленаето на резистора 7?ф, като се
задава спадане на напрежени
20% от ZT, и се вземат под
внимание протичащите през
него токове /сь Л?2,
(фиг. 1.28).
Съпротивлението
----- <L97>
При ниски захранващи
напрежения се приема
ДС/Ф=(1~2)У.
върху него ДС/ф, равно на о до
Фиг. 1.28
Колкото по-голяма е стойността на 7?ф, толкова по-малки са
размерите и стойността на филтъра, но консумацията на енергия
от източника се увеличава и понижава коефициента на полезно
действие на усилвателя. По тази причина се избира компромис-
но решение, като се изхожда от типа на усилвателя и изисква-
нията към него.
2. Определи се капацитетът на кондензатора^С^ Лкато се
използува формулата
О • £
(1.98)
където /3 е долната гранична честота на сигнала при развързващ
филтър или честотата на фона при изглаждащ филтър.
ГЛАВА 2
ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ШИРОКОЛЕНТОВИ УСИЛВАТЕЛИ
2.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Широколентовите усилватели се характеризират с отношение
на горната и долната гранична честота, което е много но-голямо
от единица Обикновено fx е няколко десетки херца,
a f2 — от няколко мегахерца до 100 и позече мегахерца. Тези
усилватели намират приложение в измервателната техн яка, теле-
визията, колективните антенни системи и други радиотехнически
устройства. При тяхното изграждане се дава предпочитание н»
еднаквите стъпала и на безиндуктивните корекции.
Най-голямо приложение има схемата с общ емитер. Когато
съпротивлението на източника на сигнала е над 10 k Q, на входа
се включва смитерен повторител, а след него — останалите стъ-
пала. За същата цел може да се използува и стъпало с полеви
транзистор. Емитерният повторител служи за крайно стъпало,
ако товарного съпротивление е по-малко от 300—500 Q. Той играе
ролята на съгласуващо устройство, когато като товар се включ-
ва кабзл.
Редът за изчисляване на многостьпален широколентоз усил-
вател е от изхода към входа, т. е. от крайното към входного
стъпало. Преди това се определи броят на стъпалата и се избират
.подходящи транзистори.
2.2. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ШИР0К0ЛЕНТ030 УСИЛВАТЕЛНО
СТЪПАЛО С ЕМИТЕРНА КОРЕКЦИЯ
Принципната схема на стъпалото е показана на фиг. 2.1. Ко-
ригирането на честотната характеристика в областта на влсоките
честоти се осъществява чрез резистора и кондензатора
конто са вкжочени в емитерната верига.
Филтърната трупа 7?ф, Сф може да се използува за кориги-
ране на честотната характеристика в областта на ниските често-
ти. Нейното изчисляване е показано отделно. Ако няма нужда от
«4
Фиг. 2.1
това и от филтриране и развързване/'тя се елиминира, като Ro
се свързва направо с източника за захранване Е.
Чрез емитерната корекция се постигат стабилна и устойчива
работа и възможност за използуване>на транзистори със значи-
телни производствени то-
леранси. Освен това усил-
вателят има малки раз-
мери.
Изчисляването ще бъ-
де показано с конкретен
пример.
Да се изчисли стъпало
при следните изходни Дан-
ии: Ко=1О; Л=40Нг; f2=
= 7 MHz;M1=M2=-3dB;
/?r=0.1MQ; Ст =5pF;
/?И=ЗЭЭ2; ta =30°С.
1 Избор на транзис-
торна. избора на транзис-
тора е необходима вели-
чината
(2.1)
Като се заместят зададените стойности, получава се
Л~10 7 106 300=21 109Hz.Q.
При големи зададени стойности на 7?и следва да се приеме
7?H<5kQ, тъй като делителят във веригата на базата също се
отнася към 7?и •
Аналогична величина се определи за транзистора
/7,^-^-Hz й. (2.2)
^Тс
За транзистора ГТ308Б се получава
5 °ff-5-=32>10’Hz. а.
Необходимо е да се спази условието
Ят >П. (2.3)
В противен случай се търси друг транзистор.
За избрания транзистор при /со==1п1А се отчитат Л21й=85;
rbb. =80 й; Cty=5pF; =0,114p,s; ге=26Й.
& Изчисляване на . .
65
Ако времеконстантата z# и съпротивлението ге не са дадени
в каталога, тяхното определяне става чрез формулите
/а
(2-4)
т₽
(2-5)
0,026
е ^со
където /со е колекторният ток при липса на сигнал, т. е. токът в
работната точка.
Понякога в справочниците се дава честотата fT, при която
h21e =1. Тогава fa се определи чрез съотношението
fa=mfr- (2.6)
За бездрейфовите транзистори /п=1,2, а за дрейфовите — т~
= 1,6.
2. Избор на съпротивлението Rek- Стойността на Rek се из-
бира в границите от 100 до 40052. Големите стойности осигуряват
стабилна работа на стъпалото, но те не се предпочитат при нис-
ки захранващи напрежения. От друга страна, когато стойността
на Rek е голяма, получава се голяма стойност на съпротивлени-
ето в колекторната верига Rc и шунтиращото влияние на па-
разитния капацитет е по-силно.
За стабилна работа е достатъчно RsK^fe
В случая може да се приеме Rek= 150 52.
3. Определяне на Rc. Първо се определи еквивалентното, то-
варно съпротивление Ro:
R0~K0Rek. (2.7)
От получената стойност на Ro и като се вземе под внима"
ние RT, определи се Rc'-
Ес ~ RT -Ro •
При големи товарни съпротивленин (Rr 3^R0) важи приближе-
нието
Rc^Ro-
Като се използуват данните за конкретния пример, нолучават
се
Я0~10. 150=150052;
(2-8)
66
7?c ^7?o=15OO Q.
Получената стойност за 7?с съвпада със стандартната.
4. Изчисляване на Сек- Извършва се чрез формулата
г (2.9)
С ЕК^------б---------.
КЕК
= 110 pF.
В разглеждания пример
Сек^ 5 ‘ 10~12(1500+^qq)+5 . IO"12 - 1500
Следва да се избере близката по-голяма стандартна стойност.
Приема се 6^= 120 pF.
5. Проверка на горнапга гранична честота. Това се прави,
за да се види дали се удоволетворява заданието. Най-напред се
определя времеконстантата т^к:
-\-h2ieR0CTo (2.10)
(2.И)
Тогава горната гранична честота f'2, при която усилването
спада с 3 dB спрямо /Со, е
Г в’16 %ЕК
2 т/?к^и "Ь zbb
Трябва т‘е- получената горна гранична честота f'2 да е
по-голяма от зададената. Ако това условие не е спазено, избира
се друг транзистор с по-голяма стойност на 77т и малки стой-
ности на rbb' и Стс-
След изчисленията за конкретния случай се получават
тДк=0,114 10-6+85 1500 5 10“12^0,752 pis;
f ____21®. 85 152-----^7,15 MHz.
2 0,752 10“6 (300+80)
Вижда се, че f'2 превишава /2 = 7MHz. Следователно транзис-
торът е избран правилно.
6. Изчисляване на Re, Ri и R2. Използуват се формулите
(1.16), (1.60) и (1.59), като се вземе под внимание, че към RE
се прибавя и REKt
Re =(0,1—0,3) Rc =(0,14-0,3). 1500=(1504-450)2.
67
Избира се стандартна стойност /?f=390Q.
При а=5,77во = О,2 V и /со=1 mA за R2 се получава
R2=a(Re+Rek± Ub0A=5(390 + 150 + * -°’2^— )=3700S.
\ /со / 1 10~3
Приема се 7?2=3,9kQ.
При захранващо напрежение f=12V стойността на е
Ri = ajE — #2 = 5 r’jo’-ca- —3900=56,1 kS.
Приема се /?!=56 кй.
7. Определяне на СрЬ Ср2 и Се. Формулите са аналогични на
тези, конто се използуват за резисторното нискочестотно усилва-
телно стъпало, като се внасят някои несъществени промени:
Ср,ь (2-12)
Входното съпротивление 7?вх се определи преди всичко от
тъй като входното съпротивление на транзистора /?'х при нали-
чието на обратната връзка чрез Rek е голямо:
+&21ХЛ?(2.13)
Ако се изчисли получава се сравнително голяма стойност
(около 15 kQ). Следозагзлно можз да се пэлз\ -3,9 кй •
Тогава
Р . 0,16_< р
Ср1 40 3900^1
Тази стойност съвпада със стандартната.
Капацитетът на Ср2 се определя по формулата
Ср2>/(Х/?т' (2.14)
Като се заместят съответните стойности, получава се
. 0,32 ,QA пТТ
ь₽2 ^40(15бб+0,Г. ТО-б) и ПГ *
Може да се приеме СР2=0,1 pF.
Определянето на Се се извършва чрез (1.63):
68
„ 6ZC0 6 U0-3
Ся>-д-= 40 =150p,F.
Приема се стандартна стойност C^-^ 200 pF.
При изчисляването на мощни широколентови усилватели се
отдели значително внимание на режима и влиянието му върху
параметрите на транзистора. Това е показано в специалната лите-
ратура [4, 19, 45, 60].
2.3. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА М НО Г ОСТ ЪП А Л ЕН ШИРОКОЛЕНТОВ
УСИЛВАТЕЛ С ЕМИТЕРНА КОРЕКЦИЯ
В практиката се използуват най-често двустъпални и тристъ-
пални широколентови усилватели. Те се изграждат от еднотипни
стъпала. При необходимост на входа и изхода се включват еми-
терни повторители. Редът за изчисляване е следният:
7. Определяне броя на спгъпалата. Смята се, че едно стъпало
може да осигури усилване около 10 пъти. Колкото по-широка е
честотната лента, толкова по-малко усилване трябва да се зада-
на на едно стъпало и толкова по-висока трябва да бъде гранич-
ната честота на транзистора. Не са редки случайте от едно стъ-
пало да се получи усилване на напрежението от 3 до 5 пъти.
Понякога /<0=20-7-30.
Успоредно с разглеждането на методиката ще бъде решен
конкретен пример-
Да се изчисли широколентов усилвател при следните изходни
данни: /<Общ =100; /\ = 60Hz; /2 = 6MHz; /И1 = /И2=-3dB; /?г =
= 0,15М2; Ст =3 pF; /?и =300 Q; ta = 30°С.
Схемата на усилвателя е съставена от две стъпала с емитер-
на корекция (фиг.2.2), т.е. приема се брой на стъпалата N=(2.
Усилването от едно стъпало /<01 трябва да бъде
В случая 7<01 = \/100=10.
2. Избор на транзистор. Транзисторите 1\ и'7'2'за двете'стъ-
пала са от един и същ тип. Изборът се прави по следния начин.
От графиката на фиг.2.3 при определената стойност на Уи
зададена на /<общ се определи стойността на величината /70. За
Разглеждания пример при /<общ=100 за графиката N=c2 се отчита
770^7 (означена с прекъснати линии и стрелки).
69
След това се 'определи величината
/71=-—°бш/—. (2.16)
"О
За изчислявания усилвател
Фиг. 2.2
п 20.100 6 106
/71= 7 -^1715 MHz.
За избрания транзистор се изчислява
/71-пах =-^— • (2.17)
rbbf G Тс
Транзисторът е подходящ, ако е спазено условието
771 max ^/71* (2.18)
Избира се транзисторът ГТ311И, за който гд^=37 Q, C7V:=2pF и
/71 тах= —--—^2160 MHz> 1715 MHz.
37 2 10~12 ‘
Следователно изборът е основателен.
<3. Определяне на Rc. Избира се
/?сМЮ^30)гм-. (2.19)
Обикновено Rc =(0,5 4-3) к 2.
В случая г^'=37 2. Тогава
70
Rc =20 Гьь'^20 37= 740 2.
Приема се стандартната стойност /?с=б802.
4. Изчисляване на Rek- Използува се формулата
(2.20)
о *Rc
RBH^ f>---re-
Л01
Фиг. 2.3
За транзистора ГТ311И при избрания режим (/со=1гпА)
ге =26 2 и Zi2i«= 150. След пресмятане се получава
26 = 42 2.
Избира се стандартна стойност 7?£А=39тс.
5 Изчисляване на Сек- Първо се определи величината
Тдк=Тд +h2\eRcCrc* (2.21)
От справочника за избрания резистор се отчита тр =0,053.10“6s’
заместват се със стойностите на останалите величини в (2.21):
tJ’=0,053.10”64-150.680.2.10-12~0,257 10~6 s.
Когато в справочника няма данни за , използува се (2.4).
Капацитетът Сек се изчислява през формулата
1,2
СЕк= р-
(2.22)
71
(2.23)
Законкретния случай
г 1,2.0,257 . 10“6 . 10 CQn -
СЕК^-------39—150--------530 pF.
Приема се стандартна стойност Сгх=510 pF.
6. Проверка на горната , гранична честота. Горната гранична
честота за едно стъпало е
0.16Й21е
W<oi'
За примера, който се разглежда,
f' 0.16 • 150 о ос mu-
's 0,257 10—в.10 У’*30 mnz*
Трябва получената стойност за да удоволетворява условието
/'>1,5/2—за двустъпален усилвател; (2.24)
f2 >2Д — за тристъпален усилвател, (2.25)
Усилвателят, който се изчислява, е двустъпален и изискването
е спазено, тъй като 9,35.10e> 1,5 .6 10®.
В случай че не са спазени (224) и (2.25), избира се друг тран-
зистор с по-голяма стойност на /71тах и изчисленията се повта-
рят.
Трябва да се отбележи, че ако входното и крайното стъпало
се различават от другите стъпала, те могат да се изчислят само-
стоятелно, като се използуват формулите за единично стъпало
(2-1)—(2.14).
7. Изчисляване на останалите елементи. Изчисляването на
Re, Ri> Rt, Се и капацитетите на разделителните конденза-
тори се извършва както в предшествуващия пример за едностъ-
пален усилвател, като се завишават до 2 пъти стойностите на
капацитетите при избора на стандартна стойност.
При захранващо напрежение f=12V, ток /с0=1тА и като се
приемат пак й»5, £/Во =0,2V, за съпротивленията към транзисто-
ра Та се получават
Re =0,3 Rc =0,3 680=20412.
Приема се стандартна стойност Re = 220 2.
(Uап \ / 0,2 \
Re + Rek+ ) = 5(220 +39 +23 00 Q.
72
ф=2
Приема се #2=2,7к2.
р 19
₽1=а^-/?2вТТо-3 -2700 =57,3к2.
Приема се #!=56к2.
При резистора #ф протича токът, консумиран от първото стъ-
пало (около 1 mA). Задава се^спадане на напрежението 2 V и се
определи стойността на съпротивлението
9
~ 1 io—з=2 ь а.
Приема се стандартна стойност #ф = 1,8 к 2.
Капацитетът на кондензатора Сф е
3,2 _ з,2 р
71/?ф “60 1,8. 10» И Г’
Приема се Сф=50рР.
При пресмятане на резисторите Re, #i и R2 към 7\ се отчи-
та, че напрежението Е за това стъпало е вече около 10 V. Като
се приемат стандартни стойности, получават се
=220 2; #3=2,7 к 2; #х = 47к2.
Капацитетът на кондензаторите Се е
f, . 6/со 6.1. 10~3 ,ЛП р
Се> h =--------бб---= 100^F-
Приемат се удвоени стойности Се = 200 р F поради това, че
усилвателят е двустъпален.
г °>16 _ °-16 р
Ср1^ ~60 2-7 Ю-з~11хг-
Избира се стандартна стойност Cp|=2pF.
г 0,32 — °’32 ~ 1 ЧЯ Р
Ср2^ fi(Rc +RJ ~ 60(680+2700) ~ ,Э0 fir’
Приема се СР2=5 р F.
С > ^,32________О’32____«=»35 nF
/1(#с+Кт) 60(680+ 0,15 16») °
Приема се 6^=47 nF
С това завършва изчисляването на двустъпалния усилвател с
емитерна корекция.
73
2.4. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ШИРОКОЛЕНТОВО СТЪПАЛО
С ИНДУКТИВНА КОРЕКЦИЯ В ТОВАРА
Схемата на стъпалото е дадена на фиг.2.4. Резисторите ,
/?2 служат за фиксиране и стабилизиране на режима. Конден-
заторът Се премахва отрицателната обратна връзка, създадена
За сигнала чрез /?£, а запазва обратната връзка по постоянен
Фиг. 2.4
ток за стабилизиране на режи-
ма.
Чрез резистора Rc и индук-
тивността L се захранва колек-
торът на транзистора. Освен то-
ва заедно с Ст и /?т те слу-
жат за товар. Влиянието на ин-
дуктивността се проявява при
високи честоти. Това се пости-
га с подходящ подбор на ней-
ната стойност. При високи че-
стоти нараства товарното съ-
противление и се коригира усил-
ването, тъй като Кв & SZr
(ZT с комплексно™ товарно съпротивление в колекторната вери-
га, съставено от Rc, Ц Ст и /?т). Коригирането е ефикасно при
R т ^>Rc.
Изчисляването ще бъде показано с разглеждането на числен
пример. Данните за него са: /<о = 1О; /\=60 Hz; /2 = 6,5MHz; Мг=
=Л12=—3dB; Z?T=0,2MQ; CT=3pF; RK =300 Q; E=9V.
1. Избор на транзистор. Съобразява се с (2.1)4-(2.3). Ето и
конкретните изчисления на транзистора /7416:
Я~/Щ?и=10 6,5 . 106 300=19,5 109 Hz.Q;
/7т ^’-,2—=-----,2—=32 ю9 Hz а
СТс 5 10“12
Транзисторы е подходящ, тъй като /7Т >-П.
2. Определяне на Rc Използува се формулата
(2.26)
Стойността на Rc осигурява необходимого усилване.
Стръмността So се определи, като се вземе под внимание то-
кът в работната точка:
74
S0-40/Co.
В случая
So=4O 1 . IO"3 mA/V;
/?с = - 10 з =2502.
40. IO-3
(2.27)
Избира ее стандартна стойност Rc =270 2.
3. Изчисляване на L. За изчисляването на коригиращата индук-
тивност L са необходими някои спомагателни величини.
Най-напред от справочника за транзистора П416 се отчитат
/**- = 1002; Crc=5pF; fa =40MHz; /i2u=50.
Определи ce
0.16 So r bb. o,16 40. 10"3 . 10Э ,c q
г- j--------=- 40 -l0,.---=16 10-9s;
C0-^-+S0r**-C^ = 16 *°n 9 + 40 IO"3 100 5 . 10-,2^80pF.
T0=C0/?c =80 . 10-12 . 270^21 . 10~9s;
75
От графиката на фиг.2.5 срещу х=0,58 се отчитат съответно
wiopt^O.57 и 5(/nopt)^2,2.
Тогава
£ = /?с(т04-т)/пОр1. (2.28)
Като се заместят числените стойности за разглеждания пример,
получава се
£ = 270(214-16) IO-9 0,57^5,7 |1Н.
4. Проверка на горната гранична честота. Горната гранич-
на честота на стъпалото с корекция е
/2= 70^5(/и°рО=(2Т=Т6)—10-9 2,2а=19’5 MHz-
Явно е, че действителната горна гранична честота f'2=9,5 MHz е
по-голяма от зададената f2=6,5 MHz.
Проверката е сигурна, когато
B(mopt)<0,5 Sorw,. (2.29)
В случая разликата е незначителна, тъй като
B(/nOpt)^2,2, а 0,5 Sor«e* = 2.
5. Изчисляване на Re, Ri « R2. Използуват се формулите
(1.16), (1.30) и (1.59), като се задават {/во=0,3 V; я = 5 и се вземе
под внимание, че /c„ = lmA, f=9V.
За определяне на Re може да се зададе спадане на напре-
жението върху него около (0,24-0,4) Е и се използува зависи-
мостта
Re = J2^±P’4)A = (0;2АДА = (1,8 4-3,6) kQ.
С<3
Приема се Re =2,7 k Q.
UR \ 0,3 \
Я2 = а(/?в+ А =5(2,7 ю» + — - U15kS.
7с0 ) 1 ю /
Избира се стандартна стойност /?2=15 кй.
76
R1=a.E- — Ri=5 9 3 - 15 I0’=30kS.
•Co 1 10~3
Приема ее 7?г=33 k2.
6. Изчисляване на Cpi, Cp2 и Ce- Изчисл шането ce извърш-
ва чрез формулите (1.61)-+(1 . 63). Необходимо е към в зна-
менателя на (1.61) да се добави и /?н. Приблизителна преценка
за kiu се дава чрез съотношението
hue = (2.30)
50 . =1250 2;
40. ю~3
С > 0.16 0,16
Р1" /1(^и+лпе) 60(300+1250) Ь72 р. Ь
Приема се Cpi = 2 р F.
s~- 0,32 __ 0,32 Qp. £ р.
р1^ /1(ЯС +Я?)’—60(270+0,2 ЮО 0,0
Приема се Ср2=33 n F.
х, м 6ZCo 6 1 10-3 1nn „
60 —=Ю0 pF.
Получената стойност съвпада със стандартната.
2.5. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ШИРОКОЛЕНТОВО СТЪПАЛО С ПОЛЕВИ
ТРАНЗИСТОР И С0РСОВА КОРЕКЦИЯ
Схемата на стъпалото е показана на фиг. 2.6. За коригиране
на честотната характеристика служат елементите Csk и Rsk.
Редът за изчисляване ще бьде показан с конкретен примео.
Да се изчисли широколентово стъпало с полеви транзистор
при следните зададени величини: Козал >5; Д=60 Hz; f,=5MHz;
Mi=Afj=-3dB; ₽т = 0,2 М2; 74=0,2 V; CT = 2pF; Я =300 Q;
£=12 V; 4=30°C.
1. Избор на транзистор. Транзисторът се избира, като се
изхожда от площта на усилване. Тя е
n = .5 . 1С«=25 MHz.
77
Ако се избере транзисторы КПЗОЗЕ, обусловената от него-
вите параметри и монтажния капацитет площ на усилването е
/7T^_°_J6 So
Со
(2.31)
Фиг. 2.6
Трябва
ПТ>П.
Стръмчостта So се определи чрез (1.84)
q _2Idss
d°“ UQ
2.9. Ю-з ] 1 . ю-з __
3 у 9 Ю-з —
2mA/V.
Във формулата за 50 с а заместени отчетените стойности от
справочника loss и U9, а /р0=1 mA е избраната стойност на
тока в работната точка.
Капацитетът Со се образува от изходния капацитет на тран-
зистора и монтажния и товарния капацитет, които са свързани
паралелно. Може да се приеме C0^8pF. Тогава
тт 0,16 . 2 . 10“3
Пу —--------------=40 MHz.
8 . 10“12
Следователнэ тра4зисторът КПЗОЗЕ е подходящ за проек-
тираното стъпало.
78
2. Определяне на режима. Токът във веригата на дрейна се
избира малко по-голям, за да се получи по-голяма стръмност и
вследствие на това —по-голямо усилване, въпреки че товарного
съпротивление е голямо. Може да се приеме избраната стой-
ност в предната точка Лх)=1 mA.
Преднапрежението се изчислява чрез (1.75)
ит=и0 (1 - (1— J* 1 2 10 ° )=2V
\ v fDS3 / \ V 9 10-3 /
Съгласно (1.76) се приема £/D0=4V.
3. Определяне на Rs и RD- Използуват се формулите (1.77)
и (1.81). Не е необходимо да се съобразяваме с (1.82), тъй като
ще се въведе верига за корекция
D ^оо+1 2+1
Rs Im 1 10-з=ЗкЙ;
— E~um — tpa Rs
,2-4-i . 1<Г» V Л^ kB
1 10“3 *
Избират се стандартни стойности /?5 = 2,7 kQ; 7?z>=5,6 kQ.
4. Изчисляване на веригата за корекция9. Първоначално се
определят коефициентът на усилване при средни честоти /<0, вре-
меконстантата т0 и горната гранична честота /' на некоригираното
стъпало:
Rq^SqRd ;
т0^С0 Rd}
(2.32)
(2. 33)
(2.34)
Тези формули са валидни, когато Rd^Rt и Rd^R; (Ri е
вътрешното съпротивление на транзистора).
Като се заместят числените стойности, получават се
10-3 5,6 103 = 11,2;
т0~8 10-12 5,6 103=44,8 10—9 s;
^3,57 MHz
2 44,8 10~9
Чрез елементите за корекция се въвежда комплексна отрица-
телна обратна връзка, чиято дълбочина при средни честоти е
79
F=l+50flsJt. (2.35)
Ако се спази условието
CqRd = CskRski (2.36)
след въвеждане на корекцията коефициентът на усилване се на-
малява F пъти и също толкова пъти се увеличава горната гра-
нична честота. Ето защо могат да се определят минималната и
максималната стойност на F:
D ___ А
Г min /
/2
(2.37)
Е* __ ^0
* max— х
л Озад
В случая
JR’ р ___ 5 . 106 « д'
W. '’min-^-Юб
F — 11,2 — 2 24 *
1 max 5
Може да се избере стойността F = 2,0, за да се осигури по-
голям резерв, иначе е възможно да се получи по-висока гранич-
на честота, но коефициентът на усилване да е по-малък от зада-
дения. Тук се имат пред вид и производственна толеранси на
градивните елементи.
При избраната стойност F=2,0 за коефициента на усилване и
за горната гранична честота на коригираното стъпало се получа-
ват
^=4 =4^5-6>*°-=5;
/2к=/зГ=3(57 10е 2=7,14 MHz>/2 = 5 MHz.
От (2.35) следва
7?w=2hL = _2-L =500 Q.
so 2 . 10-3
Приема се сцандартната стойност 7?sk=510 Q±5%.
80
Като се^вземе под внимание, че С0/?о=т0 от (2.36), се опре-
дели С5к: '
Cs^~^ = 44’8^ * ~89’5 PF-
Избира се стандартната стойност С$к=91 pF+5 %.
5. Изчисляване на Rt и R2. Изчисляването съвпада с това за
резисторно стъпало с полеви транзистор (т. 1.12). Получената
стойност Rs =3 кй е на общото съпротивление във веригата на
сорса. Тъй като 7?.$к=510Й, за Rs се приема 2,2 кй.
Съпротивленията на резисторите и са същите, т. е.
/?х=5,1 МЙ; Т?2=330 кй.
6. Изчисляване на капацитегпите CPi, Срг и С$. Използуват
се (1.88-7-1.93). Получават се
✓-* 0,16 0,16 о г* —р
Cpl~7iRe7~ 60 31ЬПо»"~ ,6 nF’
За 7?вх се замества съпротивлението за прэменлив ток на де-
лителя Rv R2, тъй като входното съпрэгивление е много голямо:
R& _5,1 . 106.300. юз
/<BX~/?i+/?2 5,1 106+ 330 103 к“’
z-» 0,32 _ 0,32 qz? р»,
р2~А(Яо+Яг ) —60(5,6 . 103+200 103) ~
Cs>»^.= «q.J’+w,; „f.
Избират се съответно
CpI^10 nF; Ср2=0,033 pF; С5==2Э pF.
С това може да се смята, че задачата е решена.
2.6. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ШИРОКОЛЕНТОВО СТЪПАЛО С ПОЛЕВИ
ТРАНЗИСТОР И ИНДУКТИВНА КОРЕКЦИЯ В ТОВАРА
Принципната схема на стъпалото е дадена на фиг. 2.7. Кори-
гирането на характеристиката се извършва чрез индуктивността L.
По отношение на сигнала тя е свърза ia паралелно на капацитета
Со, който е съставен от изходния капацитет на транзистора, ка-
пацитета на товара и монтажния капацитет:
С0 = СиЗХ 4"См .
6 Изчисляване на . .
81
Коригирането се постига благодарение на резонанса. То е ефек-
тивно, когато /?т
Редът за изчисляване ще се проследи с числен пример.
Да се изчисли широколентово усилвателно стъпало с полеви
Фиг. 2.7
транзистор при следните изходни данни: Ко зад > 5; А=50 Hz;
f2=7MHz;7W1=M2 = -3dB;/?T =0,1 M2;£/T=0,2V Ст =2pF;
/?и =300 2; £=12V; /в=30°С.
/. Избор на транзистор. Изборът на транзистора се прави,
както и в предишния пример, по площта на усилването. За проек-
тираното стъпало тя е
П = К^=Ь 7 10e=35 MHz.
Необходимо е площта на усилване на транзистора да е по-го-
ляма от П. Ако се избере пак КПЗОЗЕ при режим /do = 1mA и
като се отчетат от справочника /dss=9 mA, L/0 = 3 V, се изчис-
ляват стръмността и /7Т:
J' ‘°;33 =2 mA/V
0 Uq V /dss 3 у 9 10“3 ‘
Обикновено капацитетът Co e от 5 до 10 pF. Може да се
приеме, че Со=8 pF. Тогава
П °»16 So _ 0.16.2. 10 з мн
7 т Со 8 . 10 12
Тъй като /7т>/7, избраният транзистор е подходящ за реали-
зиране на стъпалото.
2. Уточнявшее на режима. Вече беше избрана стойността на
тока във веригата на дрейна при липса на сигнал, а именно /до= 1 mA.
Съгласно (1.75) и (1.76)
<7<ю=<>0 (1—)=3 (1 -</-* ‘°2з )=2V.
\ 1 1 dss / \ 1 9 . 10 ° /
Т рябва
Udq Uq + + 0,5.
Може да се приеме f7zx>=(4-r5) V.
3. Изчисляване на Rd» За да се осигури усилване, трябва да
се спази условието
^^-2. IO- =2-5к2’
Приема се резерв и стандартна стойност Rd = 3,9 кй.
4. Изчисляване на индуктивността L. Най-напред чрез
(2.32) — (2.34) се определят /<0, т0 и за некоригираното стъпало:
K^SqRd^ 10 3.3,9 . 103=7,8;
t0^C„Rd=8 . IO'12 3,9 103~31,2 10'® s;
= . ^5,1 MHz.
'о 31,2 10-9
Необходимото увеличаване на горната гранична честота до
зададената е
За осигуряване на резерв може да се приеме по-голяма стой-
ност — В(т)=1,5.
От графиката на фиг. 2.8 зт стойността на В(т) се отчита
съответно /пя»0,3. Тогава
L=mCoR2D=O,3 . 8 10—12
5. Определяне на Rs, Ri
(1.77)-? (1.80):
п _ UGo+'
S г
JD0
(3,9 108)2~36,5 pH.
и R2. Използуват се формулите
2 + 1 , =3 кй.
1 10~3
Приема се стандартна стойност Rs =2,7 кй.
Прием, се ток през делителя 1о =2 рА. Тогава
ЯзЛэо-^go 2,7 . 103.1. 10~3—2
-----т------= - ----------=оо0 к У.
Jd 2 . 10~6
*2 =
83
Избира се стандартна стойност /?2 = 330 кQ.
/?,= f—-12 <-0,35
1 /д 2 2.10-6
10e~5,67 MS.
Фиг. 2.8
0,32 __ 0,32 Al A nF•
р2^ fi(Ro+^~ 5б(3;9“103Тб,Т-[0бГ~ ’
г . O,32So 0,32.2. 10 3 1 9я „р
----=-------5Q-----= 12,8 pF.
Приемат се Cpi=0,015 pF; СР2=0,068 pF; Cs =20 pF.
2.7. ШИРОКОЛЕНТОВИ УСИЛВАТЕЛИ С ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
Широколентовите усилватели с интегрални схеми са много
перспективни. Производството им е още ограничено, но разработ-
ването им се осъществява много бързо.
При използуването на интегрални схеми за реализиране на ши-
роколентови усилватели трябва да се вземе под внимание чес-
тотната характеристика на усилвателя при съответна честотна
корекция.
Създадените широколентови операционни усилватели са със
84
сравнително тясна честотна лента. Те могат да намерят ограни-
чено приложение.
Чрез широколентовия операционен усилвател |лА715 може да
се създаде широколентов усилвател с горна гранична честота
f2= 10 MHz и усилване до 100 пъти.
Фиг. 2.9
Фиг. 2.10
На фиг. 2.9 са дадени честотни характеристики на |лА715при
стойности на коефициента на усилване с обратна връзка съот-
ветно 10, 1С0 и 1000. В справочника се посочват и подходящите
стойности на елементите за честотна корекция.
Друг подходящ усилвател е |лА733. На фиг. 2.10 са пока-
зани честотните характеристики за три стойности на уснлването.
Първата от тях (/) съответствува на късо съединение между из-
водите Л—Д' от емитерите на входния диференциален усилвател
(фиг. 2.11), при което се премахва отрицателната обратна връзка
в това стъпало. При свързване на другата двойка изводи В—В'
накъсо се въвежда отрицателна обратна връзка в емитерите на
диференциалния усилвател и усилването намалява. На този слу-
чай съответствува честотната характеристика 2. Обратните връз-
ки се осъществяват посредством резисториге и Третата
честотна характеристика (3) се получава, когато изводите А—А'
и В—В' са свободни. Тсгава отрицателната обратна връзка е най-
дълбока и усилването — най-малко. На фиг. 2.12 а са показани
изводите на корпус ТО-100, който е кръгъл и с 10 извода, а на
2.126 — за корпуса ТО-116 с 14 извода и правоъгълна форма,
гледани отгоре.
Характеристиките на фиг. 2.10 са измерени при захранващо
85
напрежение ±6 V, товарно съпротивление към единичен изход
/?. = I k Q и температура 25°С.
Към широколентовите усилватели следва да се отнесат още
SN 72733, МС1733С, конто са аналози на ц А 733, както и усил-
вателите SN 72310, LM310, SN 72318.
Фиг. 2.11
а)
Фиг. 2.12
Вх В’ В +Есс
п п п п п п п
/4 13 12 // Ю 9 8
1 2 3 4 5 6 7
ULJUULJUU
Вк A' A Hjx
и
36
Усилвателят RCACA3040 при товарно съпротивление 50 2 оси-
гурява 30 dB усилване и честотна лента до 55 MHz.
Усилвателят SA-20 има честотна лента няколко десетки мега-
херци при усилване около 10 пъти.
Усилване около 50—100 пъти при честотна лента около
45—50 MHz може да се получи с МС 1553.
Диференциалните усилватели МА 3005 и МА3006 могат да
се използуват до 120 MHz.
Широколентовите усилватели са по-неустойчиви, тъй като съ-
държат голям брой стъпала и честотната лента е доста широка.
ГЛABA 3
ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ИМПУЛСНИ УСИЛВАТЕЛИ
3.1. ОБЩИ СВЕДЕНИЯ
Импулсните усилватели служат за усилване на импулсни сиг-
наля. Най-често се срещат сигналите, конто са съставени от по-
редица еднакви право-
ъгълни импулси с оп-
ределена честота на
повторение. Спектърът
на5 сигналите в този
случай е много широк,
но при изчисляване се
използуват преходните
изкривявания, конто по-
казват настъпилите из-
менения във формата на
импулсите.
На фиг. 3.1 е пока-
зан един правоъгълен
импулс съответно пре-
ди и след усилването
му. Измененията на
формата в някои случаи
са много важни и не
трябва да превишават
зададените стойности.
На втората графика е
дадено нормираното из-
ходно напрежение, т. е.
отношението
ЦИЗХ
^изх уст
(О, (3.1)
където Яизх (0 е функцията на изходното напрежение, което се
установява с течение на времето, тъй като ин-
дуктивността и капацитетите във веригата не
88
позволяват неговото нарастване със скок, както
това става с входното напрежение:
^изхуст— установената стойност на изходното напрежение
след завършването на преходния проиес.
Функцията h(f) се нарича преходна характеристика,
Останалите величини, означены на чертежа, са, както следва:
Ти — продължителност на импулса;
ty — времето за установяване на импулса; отчита се
между нивата 0,1 и 0,9 на преходната характе-
ристика:
5 — отскокът на импулса;
Д — спадането на плоската част на импулса.
За изчисляване на импулсните усилватели освен посочените
величини Ги , /у, 5, Д се задават и следните данни:
RT Ст — съпротивлението и капацитетът на товара;
Rn — съпротивлението на източника на сигнала;
UBX, f/изх — напрежението на входния и усиления импулс
или едното от тях и коефициентът на усил-
ване /Со;
Е— захранващото напрежение;
ta — максималната температура на околната среда.
Принципните схеми на импулсните и на широколентовите усил-
ватели са еднакви. Това произтича от връзката между честотната
и преходната характеристика. Колкого по-малко е времето за
установяване на импулса /у, толкова по-висока трябва да бъде
горната гранична честота на усилвателя /2.
Доказва се, че за едно резисторно стъпало е валидна следна-
та връзка между /у и f2'.
Трябва да се знае, че неточността при изчисляването на импулс-
ни усилватели нараства при големи сигнали и повече стъпала.
Това налага експериментална проверка и регулиране, за да се
удовлетворят изискванията на заданието.
F 3. 2. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ИМПУЛСЕН УСИЛВАТЕЛ С ЕМИТЕРНА
КОРЕКЦИЯ
Схемата на стъпалото е показана на фиг. 2. 1, т. е. тя е съща-
та, каквато е схемата на широколентовото стъпало. От елементи-
те във веригата на обратната връзка (емитерната корекция) Сек
89
и Rek зависят коефициентът на усилване /Со, времето за устано-
вяване ty и отскокът на импулса 5. Плоската част на импулса за-
виси от елементите, които влияят на изкривяванията при ниски
ч стоти. Следователно изчисляването на Се, Срь СР2 и Сф тряб-
ва да се съобразява със спадането на плоската част.
От значение за формата на имулсите са също така RT и Ст,
честотните свойства на транзистора и нелинейността на неговата
проходна характеристика.
11зчисляването на импулсното усилвателно стъпало ще бъде
показано с конкретен пример.
Дасе изчисли стъпало при следните изходни данни: /Со = 1О;
/у =50.10"9s; Ят =0,15|л2: Ст =ЗрЕ ; /?и=2402; Д=0,03; 7И ==
= 2ps; /а=30°С.
Отскокът на импулса няма да е по-голям от няколко процента,
ако се спази методиката за изчисляване на широколентовото стъ-
пало от същия тип. Необходимо е да се приеме малко по-голяма
стойност за Сек в сравнение с изчислената.
/. Избор на транзистор. Изборът на транзистор може да се
направи, като се определи площта на усилване на стъпалото. Гор-
вата гранична честота се определи чрез времето за установяване,
като се използува (3.2):
/2 = 0135 = 0,35 = 7 MHz.
'2 50. Ю"9
Тогава съгласно (2.1)
/7~/С0/2/?и=10.7 106.240= 16,8. 109 Hz . Q.
Ако се избере транзистор ГТ308Б, за който Стс = 5pF, чрез
(2.2) се определи
Лт = °'16 =32 109Hz С.
Стс 5 10-12
Вижда се, че се удовлетворява изискването (2.3), т.е. /7Т > П.
Останалите необходими данни за ГТ 308Б, ако се избере ре-
жим/со= 1mA, са: fou =85; г**-=80Q; =0,114 ps: re =26 2,
/т = 120 1 06 Hz.
При липса на и ге трябва да се използуват формулите (2.4)4-
(2. 6).
2. Определяне на Rc-'T'ua като товарното съпротивление е
много голямо, може да се смята, че товарното съпротивление за
променлив ток се определи само от Rc- Неговата стойност е най-
добре да се изчисли чрез формулата
90
Rc^J 'bbc (3.3)
V hLTc
Като ее заместят стойностите на rbVy fT и Сгс, получава се
/ 80
Rc^2 5 10^i2 ^730 2.
Избира се стандартна стойност Rc =680 2.
<3. Изчисляване на Rek. Използува се (2.7):
Rek~ =68 2.
Л(, 10
Изчислената стойност съвпада със стандартната.
4. Изчисляване на Сек. Изчисляването се иззършва чрез фор -
мулата (2.9):
CTc(Rc + /?И)+СТ Rc 5.10~12(680+240)+3.10“ 12.680
Сек ™ R~^, 68 - — — ~
^97,5 pF.
Избира се по-голяма стандартна стойност <?£•#= ПО pF.
5. Проверка на горната гранична честота. За це.тта се из-
ползуват формулите (2.10) и (2.11):
к~тд -\-hiuRc СТс =0,114.10-5+85.680.5.10~12^0,4 u. s ;
0,16/1,.,/?™- 0,16.85.68 __
/> -------— ~= —“6--------------— ~7,2 MHz >/2.
^к(^и+^у) 0,4.10-6(240+80) 72
Следователно параметрите на елемеятите са определени пра-
вилно.
6. Изчисляване на Re, Ri и R2. Изчисляването се извършва
чрез формулите (1.16), (1,59) и (1.60). Трябва да се вземе под
внимание, че към общото съпротивление в емитерната верига се
прибавя и Rek-
Re =(0,14-0,3) Rc =(0,14-0,с) 680 = (684-204) 2.
Избира се стандартната стойност Re —1802.
При а=5 и t/BO=0,3V за R2 се получава
/ 1/дп \ / 0,3 \
R,=a Re+Rek+-,~~] =5 180 + 68+ . ,(1_3 ) =2740 2.
у Jco /у 1 • 1 /
91
Избира се стандартна стойност /?а=27С0 Q.
Ако се използува захранващо напрежение £=9V за се
получава стойността
а-.Е— - Я2=5—?—г-2700 = 42,3 к 2.
zco 2 1 10“3
Избира се /?х = 39 кй.
7. Определяне на Ср\, Ср? и Се- Определянето на капаците-
тите СР1, СР2 и Се се извършва, като се вземе под внимание
допустимото спадане на пчоската част на импулса Д. То е сума
от спаданията, конто се предизвикват от трите вериги:
Д № Др 1 + Др2 И- Д/г ~* Дф • (3.4)
Ето защо зададената стойност Д=0,03 трябва да се разпреде-
ли. Това може да стане по равно или да се предвиди по-голяма
част от веригата на Се-
Веригата на филтъра коригира спадането Д и го тази причина
в (3.4) Дф следва да се вземе с отрицателен знак, т. е. да се из-
вади
СР1>---------------------------------------------------- (3.5)
Др1(*и+*вх)
Ср2> др2(/?с+ят) (3,6>
Се> fo7“- (3.7)
(3.8)
ДФ
R'By=rbb- +А21«(ге +Rek)' (3.9)
Като се вземат под внимание числените стойности на величи-
ните от формулите и ако се разпред^ят изкривяванията по рав-
но, получават се
/?;х = 80+85 (26-Н8)^8 kQ.
В същност входното съпротивление се определи от/?2=2,7к£2:
9 1ГГ~6
Ср] > — 07>Г(240+ 2700Г Р F-
92
Получената стойност съвпада със стандартната.
9 6
£р2 0,01 (680+ 0,15 10») <==>133° PF-
Приема се СРг = 2200 pF.
п 40. 10“3. 2 . 10-6 о „
Се > ---------6Д1------ =8
Приема се стандартна стойност Cf = 10 р F.
Както се вижда, най-голям капацитет се получава за кондечза-
1ора в емитерната верига. Въпреки това преразпределянето на
изкривяванията не се оправдава.
[3 3. ИЗЧИСЛЯВАНЕ на ИМПУЛСЕН УСИЛВАТЕЛ й
ИНДУКТИВНА КОРЕКЦИЯ В .ТОВАРА
Схемата на усилвателното стъпало е показана на фиг. 2.4.
Коригирането на преходната характеристика се постига посред-
ством индуктивността L, която заедно с изходния и товарния
капацитет образува резонансен кръг. Неговото предназначение е
да ускори преходния процес, т. е. да съкрати времето за уста-
новяване на импулса. При това може да нарасне и отскокът.
Правилният подбор на параметрите на елементите позволява на-
маляването му до няколко процента или до нула.
Изчисляването на импулсния усилвател с индуктивна корекция
в товара ще бъде показано чрез числен пример със следните из-
ходни данни: KQ> 10; Zy<50ns; TH = l|ts; о<2%; Д=0,03,
/?т=0,1М2; CT=3pF; 7?„=300Q; fa=30°C; E=9V.
1. Избор на транзистор. Изборът на транзистор се прави, ка-
то се използуват (2.1)—(2.3). Пьрвоначално се определи горната
гранична честота чрез (3.2):
Тогава
Л«АГо/2#и=1О 7 106 300=21 109Hz Q.
Ако изборът се спре на КГ312Б (за него Стс =4 pF), се полу-
чава
/7т ~ ~-=~—=40 . 109Н? . S
Стс 4 . 10-12
93
Транзисторът е подходящ, тъй като
П,>П.
Останалите данни за КТ312Б за избран режим 7со=1 mA са:
A2u=60; rbb- = 802; /т =120 MHz; xfi =0,081 ps; re =26 S.
Явно e, че схемата на фиг. 2.4 трябва да се промени, тъй ка-
то избраният транзистор е от NPN тип. Това променя означение-
то на транзистора и поляритета на захранващия източник.
2. Определяне на Rc- Съпротивлението на резистора в колек-
торната верига се определи, като се изхожда от зададената стой-
ност на коефициента на усилване /<0=10 и като се използуват
(2.26) и (2.27):
Rc 10 =250 Q.
So 40 10~3
Избира се стандартна стойност Rc =2702.
3. Определяне на L. За определянето на индуктивността {на
бобината L са необходими величините:
0,16 So г ы, = 0.16.40. IO"3 80
- 120 1О6 -4,^0 W ь,
г ~ - 4- »r С - Г“26' 10~9 4
Со~ + «->ог**' <-Тс.— 270 "г
+40 10-3 80
т0=С07?с =28,6
4 10-12^28,6 pF;
10-12 . 270^7,72 10-9s;
7,72 . 10~9
0,65.
X = ______10________________________
то+“ 7,22 10“9+4,26.10“9
За 8=2%(по ординатната ос) от характеристиките нафиг. 3.2
означени с S, и при параметър х=0,65 върху абсцисната ос се
отчита /пх=0,35. От точката тх=0,35 върху абсцисната ос се
издига перпендикуляр и от характеристиките <р(/их) при параметър
х = 0,65 се отчита върху ординатната ос <р(0,35)^2,15.
От отчетената стойност /пх=0,35, като се знае х=0,65, се
определи
т~ 0~65
Тогава индуктивността, необходима за корекция, е
L = ти/?с(т + то)=О,54 . 270 . (7,72 + 4,26) . 10~9^1,75 |хН.
94
4. Проверка на времето за установяване. Времето за уст ано-
вяване на импулсите след усилването им от изчисленото стъпало е
, _ 2,2(т+г0) 2,2(7,72+4,26) . Ю"9 _ 7
^тх) ~ 2,15 -lA^ns.
Зададеното време /у < 50 ns. Следователно изискването от за-
данието по отношение на времето за устанэвяване се удовле-
творява.
5. Изчисляване'; на
Re, Ri и Rt. Изчисля-
ването се извършва
чрез формулите (1.16),
(1.59) и (1.60), като се
.ададат за силициев
тронзистор а= 15; Ubo—
= 0,7V и се взема под
внимание, че £=9V.
Задава се спадане
на напрежението върху
Re около (0,2+ 0,4) Е;
Re (0,2+0,4)/?
/со
(0,2+0,4) . 9 _
~ 1 10“3
=(1,8+3,6) к 2
Приема се 7?£=2,7к2
Фиг. 3.2
R, = a (Re+ U,b° )=(15(2 7 103 + --^) = 51kQ.
1 'co / 1 10
Получената стойност съвпада със стандартната:
R. =а-* Е —/?2=15 ,-51 103=74к2.
1 /со 2 1 10-3
Приема се стандартна стойност 7?,=б8к2.
6. Изчисляване на Ср|, СР2 и СЕ. Използуват се формулите
(3.5) _ (3.7), като се вземе под внимание, че
Rn = rbb.+h2ure =80 + 60 . 26=1640 2.
95
Съпротивленията на делителя са много по-големи от Гтази
стойност на /?вх и не оказват съществено влияние.
Р ______________1 . 10 6 =51 5 nF
pl Si(Kh + *bx) 0,01(300+1640) О1’Э1Г‘
Приема се CPi=0,068 |i F.
Р _ 1 . 10 6 _ 1 ПТ7
р2 М^с+^т) ~ 0,01(270+0,1 Ю6) ПГ-
Избира се стандартна стойност Ср2=1,8 nF.
~ SoT’h 40 . 10“3 1 10~6 . ~
Се = -------0,01 =4^F-
Приема се стандартна стойност Се =5{iF.
3. 4. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ДВУСТЪПАЛЕН ИМПУЛСЕН УСИЛВАТЕЛ
Схемата на усилвателя е показана на фиг. 3.3. Двата транзис-
тора са свързани галванично. Режимната обратна връзка чрез Rb
стабилизира работните точки на транзисторите. За коригиране на
фронта на импулса се използуват местните обратни връзки, кои-
то се осъществяват чрез Секл, Rek\ и Секь Rer2- Във веригата
на общата обратна връзка са включенн Секл, Rek\ и Сов, /?ов. Съ-
ответните времеконстанти са равни, т. е.
Сек\ Rek\=CObRob. (3.10)
Условието (3.10) се използува за изчисляване на елементите.
Допъл 1ителното съпротивление Rd предотвратява самовъз-
буждането на усилвателя (то е десетки ома).
Редът за изчисляване ще бъде разгледан чрез конкретен
пример.
Необходимо е да се изчисли усилвател по показаната схема
при следните изисквания: /Со=ЮО; iy=60ns; Ги = 1,5 ps;
~0%; Д = 0,05; /?т =0,1М2; Ст =3 рЕ; /?и =2002; C=12V;
/а«30°С.
/. Избор на транзистор. Транзисторите 7\ и Т2 са едно-
типни.
Транзисторът трябва да има висока гранична честота /т и ка-
пацитетът му Стс да удовлетворява (3. 11):
96
„ °'32 R /9 11\
Сте< )
На тези условия отговаря транзисторът КТ312Б. За него при
Zco=lrnA A2U=60; /т =120 MHz; rti- = 802; тд =0,08|is; Стс=
=4pF; re =26 2.
Фаг. 3. 3
Ако се изчисли <3.11), получгва се
0,32.60 . 10 п с „
----- . =9 5 pF> С гс.
200 . V100
Следователе /<"7'312Б може да се изяолзува за реализиране
на усилвателя.
2. Изчисляване на Rc\ и Rcz. Могат да се изберат еднакви
стайности, като се съобразим със завасимостта
/?С1=Яс2=/?с =(4+9)(rw. \-ге). (3.12)
За избрания нече режим
/?с = (4+9) (80+ 26)=(424ч-954) 2.
Избира се стандартна стойност Rci = Rc2=l k2.
3. Изчисляване на Reki и Сею- Съпротивлението Rei? се иэ-
бира няколко десегкн ома. За да не се получи много малка стой-
нвст за Сек* приема се 7?ла'2=102.
97
За определянето на Сею се използува формулата
СеК2=*
тт
^ЕК2
където тт «=»
0,16
7т"
(3.13)
(3.14)
Като се заместят числените стойности, получава се
.0.16 _ _ 13
120 16® ~
10-9s;
_ 1.3.10-9+4.10-12. юое _еоПпр
Сек2 Iq 5<3и pb •
Приема се С^2=510 pF.
4. Изчисляване на Reki, Rob, Секу « Сов. За съпротивлението
Reki се ириемат няколко десетки ома, но стойността му трябва да
е голяма, за да се получи голямо съпротивление за /?ов и да не
се шунтира изходната верига.
Ето защо може да се избере Rek\—30 2.
(3.15)
(3.16)
(3.17)
За останалите величини се използуват формулите
Rob^RqReki ;
Секу —
#ЕКУ
^EKl_
Тогава
Яоз^ЮО . 30=30002.
Получената стойност съвпада със стандартната.
г 1,3 . 10-9 + 4 . 10“12 . (1000+80) 10„ Р
Секу------- ------3q-------------*=> 1о/ рг.
Приема се стандартна стойност Cwi=200pF.
С,
Получената стойност е много малка и по тази причина е въз-
можен вариант на схемата без Соз. Тогава се налага нейното на-
стройване за уточняване на Секу-
98
5. Определяне на /?ф, Re\, Re2 и Rb- Стойностите на тези
сопротивления се определят, като се съобразяваме с напрежение-
то Uсо и тока /с0- Трябва потенциалът на mA (общата точка на
Rb и Re?) да е по-висок от потенциала на базата на транзистора
Ти за да протече необходимият ток за фиксиране на работната
точка. Колкото по-голяма потенциална разлика се предвиди, тол-
кова по-голяма стойност за Rb се получава и шунтиращото му
влияние по отношение на входа е малко. С тази цел спадането
на напрежението се избира 4 V. Тогава
ЯФ , * T=4kfl.
Ф /со 1 Ю~3
Избира се стандартна стойност /?ф =3,9 кй.
Ако се приеме за първия транзистор Uco = 5V, то
о +^с)“^со 12—1 . 10“3(3900+ 1000У-5 о - . о
/\С1 =---------г----------—------------\3----------- = Z, 1 К У.
1 10~3
/со
Подходяща е стандартната стойност 2,2 кй.
Приема се за двата транзистора еднакво напрежение база —
емитер при липса на сигнал Ubo^QJV. Тогава
D /со(Яф +Rc)—Ubo 12-1 10“3(3900+1000)—0,7 с ~
л\Е2— / ’ о ’ * V, г К У.
/со 1 10~3
Избира се 7?£-2=б,2 к 2.
Съпротивлението Rb се определи чрез формулата
Rb =fl21e min (Re2~ Re1----
\ / CO
(3.18)
Посредством стойността на fei^min се осигурява най-неблаго-
приятния случай, т. е. използуването на транзистор с минимално
усилване. В разглеждания пример е отчетено от каталога Л2и mm =
=25. След заместване и на останалите величини с техните чис-
лени стойности се получава
Rb =25(6200-2200- =82,5 к2.
Приема се 7?в^=82к2.
Тъй като напрежението UCo за 7\ не беше зададено при из-
численията, то може да се провери чрез формулата
Uco—E—Ico(Rc +/?л2)=12-1 . 1Q-3(1OOO4-62OO)=4,8V.
99
Тази стойност гарантира, че няма да се навлезе в ыачалните
участъци на изходните характеристики, конто са силно нелинейна
Напълно възможно е да не се получат удовлетворителни резулта-
ти с едно единствено изчисляване. Това означава, че трябва да
се направят няколко последователни приближения.
При определяне на режима и изчисляване на съпротивленията
Re\, Re2 и Rb по-често се приемат различии стойности за токе-
вете /coi и /со2- Това няма принципно значение за решаването на
задачата.
б.Определяне на СР1, СР2, СРз, Сех и Се,-
За изчисляването се използуват формулите (3.5)—(3.9):
/?вх=гьь,~1~^'21е R^Ki)= 80+60(26+ 10)=3440 Q;
Рх^
Т 15 6 _
____7и __ = ~41,2nF;
Др1(/?и +яах) 0,01(200+3440)
_________ТИ_________= 1,5 . 10-Ь
Ср> МЯсЛЯвх) “ 0,©1( 10004-3440)
<^33,8 nF;
и _____ _и
Срз) &oi(ioob+ai—1ё»у
Гн _ 1,5 10-6
СФ >----l^~R~ 0,Of “1000 ~0,10,1 Г’
SorH 40 10-3. 1,5 . 10“*
°*61
zfj
Поради еднаквост на данните Се{=Се2.
Могат да се приемат слсдните стандартми стойности:
СР1=О,О47 р F; Ср =0,047 р F; CP3=l,8nF;
Сф=0,15рР; C^C^lOpF.
Изчислсната по този начин стойност на Сф осигурлва нодем в
плсската част на импулса Дф =0,01. По този начин за останалнте
елементи остава определен резерв.
3.5. ОСОБЕНОСТИ ПРИ ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА КРАЙНИ
ИМПУЛСНИ УСИЛЗАТЕЛНИ СТЪПАЛА
Крайните устлвателни стъпала обикновено работят при големи
стойности на тока и напрежението на сигнала. Това произтича не
само от голямото усилване преди тях, но и от обстоятелството,
100
че товарното съпротивление е малко. В последний случай се пред-
почита реалнзиране на крайнотэ стъпало като емитерен повтори-
ел. По този начин може да се осигури и съгласуване с товара.
Емитерш-ят повторител се използува като съгласуващо устройст-
во п на входа на усилвателя, когато източникът на сигнала е с
голямо вътрешно съпротивление.
1. За осигуряване на големи стойности на сигнала е необхо-
димо и по-високо захранващо напрежение. При това не бива да
се забравя, че максималното допустимо напрежение колектор-еми-
тер на транзистора трябва да е по-голямо от захранващото на-
прежение, т. е.
(3.19)
Освен това трябва да се спази изискването
E>(24-4)J7M3X. (3.20)
Малките стойности важат за еднополярни им пулей или при
директив включване на товара вместо резистора Rc. Явно е, че
товарното съпротивление в този случай трябва да допуска проти-
чането на постоянен ток.
2. Товарното съпротивление за промен лив ток на крайните стъ-
пала се образува от паралелното евързване на Rc и Ri
Ето защо при използуването на (3.3), (3.12) и на други
зависимости за определянето на Rc трябва да се има пред вид
Rc~ и след това да се определи
Rc==rtR<r (3-22)
к т —*с~
В разгледаните досега примери товарното съпротивление
и по тази причина
Rc-^Rc- (3.23)
Това може да се види още в началото. Съпротивлението Rc
е до няколко килоома, а товарното с един-два порядъка по-голя-
мо, т.е. (100-^-200)к2.
3. При определяне на режима трябва да се вземе под внима-
ние сигналът и по-точно вида на импулсите — еднополярни или
двуполярни.
101
а. В случай на еднополярни импулси (фиг. 3.4) токът, който
съответствувэ на работната точка /со> е малък. Най-иапред се оп-
редели напрежението при липса на сигнал:
t/со^^изх ‘T-^Cmin. (3.24)
Напрежението Uc min се избира така, че да се изключат от ра-
ботната облает закривените участъци на характеристиките. Пре-
поръчва се приемане на (l-?-2)V за германиеви транзистори и на
(2-?4)V - за силициеви.
Определянето на /Со става по следния начин. Избира се напре-
жение на базата, с което да се избегне кривината на входната
характеристика (фиг.3.4). Отчитат се съответно /д0 и /со. След
това се ирекарва товарната права за постоянен ток /? = . Тя мина-
ва през работната точка О и точката, конто съответствува на на-
прежението Е и отговаря на съпротивлението
Я= =RC +RE +/?ф =-%— (3.25)
'С
Токът 1с се отчита от графичните построения.
Построява се товарната права за променлив ток Rc~ и сепро-
верява получават ли се изходното напрежение и изходният ток.
При липса на графични характеристики се постъпва по следния
начин. Първо чрез (3.24) се определи UC9- След това се взема
под внимание /?= от (3.25) и се пресмята /со:
102
E—UCa
lco=—R Co (326)
б. Когато импудсите са двуполярни работната точка се разпо-
лага в средата на работната облает на характеристиквте (фиг. 3.5).
Напрежението на работната точка t/co се определи със зависи-
мостта (3.24). Токът /Со трябва да удовлетворява условието
/Со>(1,14-1,2)—^—- (3.27)
4. Параметрите на транзисторите следва да се преизчисляват
за новополучения режим, като се вземат под внимание зависимос-
тите (1.57). За /со, се използува стойността на колекторния ток,
за която са дадени параметрите, а за /со, съответно
а) за еднополярни импулси
/Со=-/Со+2Ш“-, (3-28)
където /с тах=-^31—И /со; (3 -29)
б) за двуполярни импулси
^соа=/со- (3.30)
Останалите пресмятания не се отличават от направените за
случайте на предусилвателните стъпала.
103
Э.в. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ИМПУЛСЕН УСИЛВАТЕЛ С ПОЛЕВИ
ТРАНЗИСТОР И СОРСОВА КОРЕКЦИЯ
Схемата на импулсното усилвателно стъпало с полеви транзистор
и сорсова корекция е същата като показаната на фиг. 2.6. Кори-
гирането на преходните изкривявания в областта на малките вре-
мена, т. е. на фронта на импулса, се осъществява чрез веригата
на CSk и Rsk- За сметка на това се намалява усилването, тъй ка-
то обратната връзка е отрицателна. При средни честоти тя има
активен, а при високи — комплексен характер.
Изчисляването може да се проследи с конкретен пример.
Да се изчисли импулсен усилвател с полеви транзистор и сор.
сова корекция при следните изисквания: Аозад>5;/узад=50пз;о^0;-
/?т = 0,1МЙ; CT=3pF; Яи=300Й; Д=0,05; T„=l,5ps; /а = ЗО°С;
F=12V.
1 .Изборна транзистор. Изборът на транзистора може да се на-
прави, като се вземе под внимание площта на усилване. При за-
дадено време за установяване на импулса усилвателят има след-
ната площ на усилване:
/7=0,35-5—=0,35 - 5 -6 = 35 MHz.
{у 50 Ю-9
Ако се избере транзисторът Л77303Д, неговата площ на усил-
ването се определи с (2.31). Най-напред се изчислява стръмността
2 9 IO"3 Г1 ю-3'
-----,-----V -- ~г=2 mA/V.
з л 9 10-з
“loss . / lDn
^о~ и У ~i
’ loss
Стойностите loss и Uo са отчетени от справочника, а токът
при липса на сигнал 7zk,= lmA се избира.
Приема се още
Се=CH3X + См + Ст 8pF.
След тези уточнявания се изчислява /7Т
__ 0,16 So 0,16.2 . 10“3 лпми
/7т =—7,----=—-------т,------=40 MHz
Со 8 10~12
Транзисторът е подходящ, ако /7Т >77. Очевидно е, че това
условие е спазено.
2. Определяне на режима. Токът при липса на сигнал е вече
избран, а именно /о0 = 1 mA. Чрез (1.75) се изчислява необходимо-
го преднапрежение
104
ис„=и9\
=2V.
9 10“
‘ DSS
Съгласно (1.76) може да се приеме
f/pe=4V
При тази стойност се проявяват по-добре усилватслните свой-
ства на транзистора.
3. Определяне на Rs и Rd. Целесъоб разно е използуването
на формулите (1.77) и (1.81).
Резисторът Rs може да осигури добра стабилност на режима,
а ко спадането на напрежението върху него е с 1 V по-голямо
от UGl:
00+1 _
Id. 1 1°-3
=3kQ.
Избира се стандартна стойност 7?$=2,7к2.
Капацитетът в изходната верига е по-малък от 20 pF и по та-
зи причина може да не се взема под внимание (1.82).
Тогава
RD=- '«’.„з.зкй
Id. 1 IO"3
Подходяща е стандартната стойност Rd=5,6 к 2
4. Изчисляване на Rsk и. Csk- Необходимо е най-напред да се
определят параметрите на некоригираното стъпало, като се из-
ползуват формулите:
10-3 . 5,6 103=11,2;
^C9Rd=8 Ю-12 5,6 103 = 44,8 10“9s;
/у'~2,2т,=2,2 . 44,8 10~9 = 98,56.10-*s.
Следва да се избере подходяща дълбочина на обратната връз-
ка. Тя трябва да удовлетворява изискванията както по отноше-
ние на времето за установяване на импулса, така също и във
връзка с усилването. Ето защо
=-^-=2,24 .
, зад 0
105
Явно е, че ако се приеме F=2,l ще се удовлетворят и двете
изисквания, тъй като ще се получат Ка>К, мд и /у</уМд.
Съпротивлението на резистора за корекция е
=55оа
Подходяща е стандартната стойчост 7?5АГ=5602±5ув.
Отскокът на импулса е приблизително нула (5^0), ако стой-
ността на Csk се определи от зависимостта
Г —44,8.10-9 р
CsK= Rsk --------560 80 pF
Приема се стандартна стойност CsK=82pF + 5%.
5. Изчисляване на и R2. Използуват се формулите (1.78)+
+(1.80).
Избира се токът в делителя 1Л =3р А.
Съпротивлението е
R.= 1 .IO^-j^,235ta,
Id 3 .10“°
Избира се стандартна стойност /?2=220к2.
За съпротивлението се получава
---Иг=—- f —220 103=3,78MS.
Л 3 ДО-6
Най-близката стандартна стойност е 3,6М2.
6. Определяне наС91, Ср. и Cs- Капацитетите на кондеызато-
рите се изчисляват чрез формулите (3.5)-(3.9), като се разпреде-
ли А=0,05 по равно, т. е. Др1 =АР, =&е«0,015 и се заместят съ-
ответните величини:
г Ти ____________1,5 10^______-ПО nF
₽‘ Ч(^и +Я»х) _0,015(300+20‘7 10’) ~оииРг»
„ n _ R& °-22 -106 -з,в. io* ОП7 1Л8П
където 7?вх я1+/?8 6,22 лон-3,6 до» ~207 2
Може да се приеме СР1==1000 pF.
За втория разделителен кондензатор се получава
с Т"______________—_____1’2—'А0.!________p^947dF
р-' ^ лрд₽о+/?т) —0,015(5,6 .Ю'Н-100 .10s) Р
Подходяща е стандартната стойност CP1=1000pF«
Най-после
106
Г S *°7 8’"
2 .IO-2 3 * 1,5 .10“* л„ „
~ 0,015 ---------------
Избира ce Cs =0,22pF.
3.7. ИЗЧИСЛЯВАНЕ НА ИМПУЛСЕН УСИЛВАТЕЛ С ПОЛЕВИ
ТРАНЗИСТОР И ИНДУКТИьНА КОРЕКЦИЯ В ТОВАРА
Прннципната схема на стъпалото е показана на фиг. 2.7 Тя
не се отличава от схемата на широколентовото стъпало с полеви
транзистор и индуктивна корекция в товара. Тук се коригират
изкривяванията в областта на малките времена или преди всичк*
времето за установяване на импулса. За тази цел се използува
индуктивността L, конто създава резонансен кръг с капацитета С*
съставен от паралелното свързване на изходния, монтажния и то-
варния капацитет;
Ефективността на корекцията е добра, ако товарного съиро-
тивление е много по-голямо от съпротивлението 7?d (RT >»Rd )•
Изчисляването ще бъде показано със следния пример. Да се
изчисли стъпало при зададени 7<О>5; ty =45ns; 3<=>0; RT =120kQ:
Ст = 3pF; R„=200Q; Д=0,03; Ти =2ps; £=12V; fa~30°C.
7. Избор на транзистор. Избраният транзистор трябва да има
по-голяма площ на усилване от тази на стъпалото. Данните за
транзистора КПЗОЗЕ са: 7диз=9тА; t/o=3V. С тях, ако се из-
бере 7^= 1mA, се изчислява
«, _ DSS
1/0 ’
I Во
loss
2 .9 .10 “3 / । ю-3
----з----</ 1 r=2mA/V
а V 9 .10 -3
Приема се
С#—Сизх 4-См 4-CT <=»8 pF.
Площта на усилването на избрания транзистор е
0,16 So
0,16.2 .[О-3 .А
= - Т5— = 40 MHz.
8 . 10-12
Усилвателното стъпало при зададените параметри има следна-
та площ на усилване:
197
77-0,35-*"- =0,35 2-^39 MHz.
ty 45
Транзисторът КП302Е e подходящ, тъй като
Лт >П.
2. Определяне на режима. Режимът се определя от величи-
ните Id,, Ug, и Ud„- Токът при липса на сигнал /д„ = 1тА беше
уточнен още при избора на транзистора. За опраделянето на Ug,
и Udo се използуват (1.75) и (1.76)
Ua, = U0(l-d— 1оо__+з(1—./ ‘-dP-3 ^=2V;
\ V Jdss / \ у 9 .10 3 /
Ud. >U.^Ur +0,5.
Тъй като стъпалото е предусилвателно, приема се Udo=4V.
3. Изчисляване на Rd. При определянето на се изхожда
от зададеното усилване
7?д>-^д-= 2 = 2,5kQ
оо
За да се осигури резерв, може да се приеме по-голяма стан-
дартна стойност, а именно 7? г» =3,3 k Q.
4. Изчисляване на индуктивността L. За определяне на ин-
дуктивността L е необходим коефициентът на корекция т, който
се отчита от графиката на фиг. 3.6 при зададената стойност на 8.
В случая 3^0 и т= 0,25.
След това се отчита стойността на функцията ср(т), за да се
провери дали се получава зададеното време за установяване на
импулса:
_ 2,2C0/?d
ср(т)
(3.31)
В конкретния случай (при гп=0,25) се получава (р(0,25)=1,45
Тогава
г 2,2 .8 .10~12 .3,3 .10’
4 = — М5---------------~40nS-
Съгласно заданлето/у =45 ns. Получената стойност след ко-
рекцията е по-малка (и може да се изчисли индуктивността
Z=/nC,7?D=0.25.8 . 10-12 . (3,3 . 103)2=43,6рН.
108
5. Определяне на Rs, Pi и R2. За определянето на съпротив-
ленията Rs, Рг и Rt се използуватформулите (1.77—1.80):
Rs =
Jo,,
2 + 1
Г^-’з- = 3к2-
Подходяща е стандартната стойност Р$ = 2,7 к 2.
Приема се токът през
делителя /д=ЗрА. Тогава
о _ RslD„—uan
А 2— .
Д
=2,7 Ю’ Л .10~3-2
3 .10~6
«235 к 2
Избира се стандартна
стойност Р„ =220 к 2.
Съпротивлението Rv е
*1= * _₽3== «2_.
'д 3 .10-
-220 103=3,78М2.
За Р| може да се при-
еме близката по-малка
стандартна стойност, как-
то беше направено за А\. фиг 3 6
Следователно Аг=3,6 М2.
6. Изчисляване на СР1, Ср. и Cs. За целта с ? използуват форму-
лите(3.5)—<3.9). Задеденатастойност на спадането на плоската част
А=0,03 се разделя по равно. Входното съпротивление се опреде-
ли от делителя
D _ RiRt _ °-22 .10’ .3.6 . 106
Я1+Д7 0,22.106+3,6 .106'
==*207 к2.
Капацитетът на разделителния кондензатор СР1 е
Cri<s! 0,01(200+207 .103) '"1 nF-
Получената стойност съвпада със стандартната.
Капацитетът на втория разделителен кондензатор се определи,
като се вземат под внимание Ro+Ri
109
Т
J и
2 . IO"6 , с с
' tv1 । о \ - ' ' " 1, v И j • •
0,01(3,3 . 104-120 .103)
да се приеме Срг=2,2 nF.
се
•5 о
Д5
Може
За Cs
Cs
получава
Т„ 2 Ю-з 2 10-6
0,01 =0,4 |.iF.
Подходяща е стандартната стойност Cs =0,47 pF.
3.8. ИМПУЛСНИ УСИЛВАТЕЛИ С ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
Усилване на импулсни сигнали чрез операционни усилвате-
ли. Свойствата на операционния усилвател могат да се преценят,
като се използуват данните от каталога. Най-подходящи от тях
са преходните характеристики.
На фиг. 3.7 са показани преходните характеристики па ши-
роколентовия операционен усилвател рА 715. Ориентировъчната
стойност на времето за установяване на правоъгълния импулс
е 100 ns при усилване до 100 пъти.
Усилване на импулсни сигнали с други усилватели. Усилва-
нето на импулсни сигнали при по-малки стойности на времето
за установяване на импулса може да се осуществи и чрез раз-
гледаните уаилватели в т. 2.7. Подходящ е усилвателят рА 733.
При съответно свързване на изводите се постигат следните
стойности на коефициента на усилване: 10, 100 и 400, а вре-
мето за установяване е съответно 3,6 ns; 6 ns и 7,5 ns.
ПО
Горната гранична честота на диференциалвите усилватели
МА 3005 ж МА 3006 е 120 MHz, което означава, че времето за
установяване на импулса може да бъде около 3 ns.
Усилвателят цА703 се използува като видеоусилвател. Него-
вата горна гранична честота е около 150 MHz.
Още по-висока е горната гранична честота на усилвателя
LM 171 (250 MHz).
Свързването на посочените интегрални схеми със съответни
дискретни елементи се дава в каталозите на фирмите-произво-
дители. Разработването на усилватели за импулсни сигнали се
състои преди всичко в избора на подходяща интегрална схема.
Много важна е експерименталната проверка и настройката на
построените усилватели, за да се оползотворят добре възмож-
ностите на използуваните прибори.
Изчисляването на разделителните кондензатори става, като
се използуват от заданието величините А, Ти , /?и и /?т Освен
това са необходими и /?нзх, конто се определят съответно
чрез (1.43) 4-(1.44).
Капацитетът на разделителиия кондензатор на входа е
С₽1>
Разделителният кондензатор между изхода и товара трябва
да е с капацитет
(3.32)
И
(3.33)
Не бива да се забравя, че много от интеграл ните схеми (пре-
ди всичко операционните усилватели) могат да се включват не-
посредствено към източника на сигнала и към товара.
Много интегрални схеми са с по-висока степей на интегра-
ция и съдържат различии функционални устройства. Такива са
приборите, използувани в телевизионната техника. За пример-
може да се посочи интегралната схема TDA 440 (ТВА 440), коя-
то освен видеоусилватели съдържа още междинночестотни
усилватели, детектори и други устройства.
111.
ГЛАВА 4
КОНСТРУКТИВНО ОФОРМЯНЕ И ОЦЕНКА
НА НАДЕЖДНОСТТА НА УСИЛВАТЕЛИТЕ
4.1. ОСНОВНИ ИЗИСКВАНИЯ ПРИ КФНСТРУКТИВН6Т0
ОФОРМЯНЕ НА УСИЛВАТЕЛИТЕ
Конструктивного оформяне на усилвателите е много разно-
образно. Не е възможно да се даде една единствена конструк-
ция, която да е валидна за вс!чки случаи. Всекя специалист
влага в тази дейиост много свои виждания, умения и поуки от
практиката си. Ето защо може да се препоръча на но-неопитни-
те да се запознават с коясгр/кциите на реномирани фирми и
да се стремят да разберат съобракенията на квнструкторите.
Преди конструирането на усилвателя необходимо да се из-
берат типэвеге на елеменгите и да се съсгави спецификация.
За тази цел се съобразязаме сьс следнотэ:
а. Услэзаяпа на работ. Така например при повешена вла-
га и температура се гтреднэчигат резасгорите КОИ, М.ЛТ, хер-
метизираните кондензатори и осзен това се предви.кда залива-
нето на платката с противозла кен лак. За среда с много голя-
ма вла кност се препэръчва система от мерки, която се нарича
тропикализация на апаратурата.
Услозията на работа вхлочзат също така механичните въз-
действия, поязата на плесени и термити, намаляване на наляга-
нето при големи височини, възцейсгвието на замърсен въздуж
и др.
б. Ргжамът на работ. Реткчмът на работа се характери-
зира с натозарването на елементите. За оденката па този фак-
тор е въведея коефициент на ндтозлрзаяе. Така например ре-
зисториге трлбза да рлсейзат по-мдлха мэщност пэд формата
на тонлина в охолиото пространство, защзто с това техният
живот се удължаза. Коефициентьт на натозарването за тях се
изразява с огнэшението на дейстзигелната разсейзана мэщност
и номипалната моцносг:
Р
K*R~ РЯ9и
(4.1)
412
Така например, ако един резистор със съпротивление /?=
= 1000 Q е предназначен за мощност 1 W и през него в действи-
телност протича ток 20 mA, действителната разсейвана мощност
и коефициентът на натоварване са
P=72tf=(2O 10-3)2 1000 = 0,4 W
Р -0.4 „
К»#—р 1 =0,4.
НОМ
Надеждността на резисторите е най-висока при Кн/?=0,2 за не-
чрекъснат режим и Лн/?=0,1— за импулсен режим на работа.
Коефициентът на натоварване за кондензаторите се определя
с отношението на действителното и номиналното работно напре-
жение
U
^с--и~б (4.2)
Препоръчва се /Chc=0,2 ч-0,6, но нс повече от 0,8.
В спецификацията се посочва типът на градивните елементи
и необходимитс количества от тях. След това за резисторите се
посочват съпротивлението, мощността и допустимият толеранс, а
за кондензаторите (освен типа и количествата)—работното напре-
жение и допустимият толеранс.
Например, ако при изчисляването за един резистор е получе-
на стандартна стойност 2,2 кй и през него протича ток/ = 5шА,
разсейваната мощност е
Р=(5 10-3)2 2,2 103 = 55 mW
Явно е, че може да се избере РНом=0,25 W, тъй като при та-
зи стойност Кн^^0,2.
Допустимият толеранс се определя още при изчисляване на
стъпалото, като се съобразяваме с влиянието на съпротивлението
или капацитета върху параметрите на усилвателя. Така например
във веригите на обратните връзки трябва да се предпочитат ре-
зистори и кондензатори с по-малък допустим толеранс.
По спецификацията става набавянето на градивните елементи.
Както се вижда, тя е необходима, в обратен случай може да се
монтират неподходящи елементи и да се губи ценно време при
разработването на усилвателя.
Разположението на елементите се уточнява, като се вземе
под внимание следното:
а. Входът и изходът да са далеч един от друг, за да се из-
бегне паразитната връзка между тях. По същото съображение
сгъпалата се разполагат така, че в непосредствен! близост да
112
i Из числам ле ва . . .
с само тези, които в принципната схема са свързани с между-
стъпална връзка. Това изискване се изпълнява доста трудно в
усилвателите с малки размери.
б. Свързващите проводница да са по възможност къси. Те-
се разполагат така, че паразитната връзка между тях да е сла-
ба.
в, Бобините и трансформаторные да не си влияят чрез раз-
сеяните магиитни потоци. Освен перпендикулярното разположение
се препоръчва използуването на екрани с голяма магнитна про-
ницаемост.
Екранират се с метални екрани и входните стъпала, в които
сигналът е малък (до 0,5 V).
г. Елементите за регулиране и настройки се монтират на
достъпни места. Това важи и за точките, в които се правят из-
мсрвания.
д. Елементите, които разсейват мощност, по-голяма опт
0,5 трябва да са на такива места, където има достатъчна
циркулация на въздух (задна стена в близост до отвори и пр.),
С охлаждането им се съобразява и тяхното положение. Напри-
мер мощните резистори се монтират хоризонтално.
Металните корпуси на мощните транзистори се залепват към
радиаторите със специална силиконова смола и тогава се притя-
гат с болтове. Това се прави за намаляване на топлинното съ-
противление между транзистора и радиатора, което се увеличава
много, когато повърхностите им не контактуват плътно поради
наличието на въздушни междини.
При конструирането на усилватели за серийно и масово про-
изводство се вземат под внимание технологичността, икономич-
ността и ремонтопригодеността на конструкцията. Тези въпросга
са застъпени в специалната литература.
4.2. МОНТАЖ НА УСИЛВАТЕЛЯ
Първоначално се съставя графичен оригинал (монтажна схе-
ма). Препоръчва се за тази цел да се използува милиметрова
хартия. С мек молив се начертава разположението на детайлите,
а след това и връзките между тях. На фиг. 4.1 е показано
разположението на интегралната схема А205К и дискретннте еле-
менти, които се свързват към нея. Принципната схема на усил-
вателя може да се види на фиг. 1.5. Връзката между елсмен-
тите на фиг. 4.1 не е показана, за да не се усложнява черте-
жът. Даденото разположение позволява реализиране на печатна
114
платка с подходяща конфигурация на проводниците. С малки
кръгчета е показано мястото на свързване на изводните краища.
Там се пробиват отвори, които служат още и за закрепване на
елементите.
Изработването на
печатни платки е описа-
но в литературата. Съ-
ществуват няколко на-
чина.
Трябва да се обърне
внимание на основата
(плочката). За широко-
лентови и импулсни
усилватели се използува
основа с малки загуби
при високи честоти.
Със същата цел се из-
ползуват опорни изола-
тори от керамика и
флуоропласт. Съедини-
телните проводници са къси, за да се избсгне влияыието на па-
разитните нараметри. При високи честоти не бива да се употре-
бява плексиглас, тъй като той има големи загуби.
За защита от влага се използуват специални лакове, особено
тези от полиетилен или полистирол. В много отговорни случаи
се прибягва към херметизация на усилвателните стъпала или на
целия усилвател.
Градивните елементи, чиято маса е над 50—60 грама, се за-
крепват към шасито със специални скоби, иначе може да се от-
качат и да предизвикат повреда на усилвателя (фиг. 4.2).
Създаването на сполучлив монтаж и на подходяща печатна
платка рядко пъти става отведнъж. Необходима са няколко по-
следователни опита със съответни размествания на детайлите и
внасяне на подобрения. Това е задължително при пресичане на
проводниците върху печатната платка. За препоръчване е първо
да се реализира усилвателят с монтаж чрез обикновени провод-
ници и след като се ликвидират последиците от паразитните
връзки, да се пристъпи към съставянето на чертеж за печатна
платка. Както е известно, при регулиране на усилвателя след
първоначалното пуска не в действие се налага разместване на де-
тайли, за да се отстранят индуктираните смущения или евенту-
ално самовъзбуждане. Когато се съставя графичният оригинал
(монтажната схема), трябва да се предвижда най-къс път за об-
115
щата обратна връзка и да се избягва съседството на проводни-
ци и детайли съответно със слаб и силен сигнал. Например раз-
делителните кондензатори от входа и изхода на усилвателя не
трябва да се монтират един до друг (Cpi и Срз на фиг. 3.3).
фиг. 4.2
Фиг. 4.3
Ако това е неизбежно, следва да се използува подходящ екран.
Разполагането на два съседни отвора върху печатната платка
трябва да става на разстояние между краищата им, което да не
е по-малко от дебелината на платката.
Очертанията на проводниците трябва да са закръглени, както
е показано на фиг. 4.3. Тяхната ширина обикновено е от 0,3 до
1,5 mm. При широки проводници се препоръчва тяхното разде-
ляне на няколко проводника, за да се избегне разпространяване-
то на индуктираните паразитни токове.
Опитът показва, че температурата на нагретите части може
да се намали с около ЭЭо/о, ако те се покрият с черна боя или
лак.
При по-сложни схеми се практикува изработването на някодка
Нб
печатни платки, конто се разполагат върху общо шаси. Електри-
ческите връзки между отделните платки и шасито се осъщест-
вяват чрез куплунги (фиг. 4.4). По този начин всяка от платки-
те може да се измерва и ремонтира удобно, като се снеме от
шасито.
Оформянето на захранващия блок се прави обикновено отдел-
но. Той се разполага по-далеч от входа и входните стъпала на
усилвателя, тъй като е източник на смущения.
4.3. ОЦЕНКА НА НАДЕЖДНОСТТА НА УСИЛВАТЕЛИТЕ
Надеждност на усилвателя е неговото свойство да усилва оп-
ределени сигнали при зададени технически условия (коефициент
на усилване, ниво на изходния сигнал, коефициент на изкривява-
не на сигнала, условия на работа и пр.).
Отказ е състояние на усилвателя, при което той не изпълня-
ва възложените му функции, т. е. той не усилва достатъчно, из-
кривява сигнала повече от допустимото, въобще не работа и пр.
Отказите са внезапни и постепенни.
За оценка на надеждността се използуват обикновено следните
показатели:
7. Вероятност за безотказна работа. Това е вероятността,
че в зададен интервал от време t при зададените условия няма
да настъпи отказ; означава се с Р(/). Например, ако се подло-
жат на изпитване 300 броя усилватели в продължение на 10 000
часа и от тях откажат 3, то вероятността за безотказна работа е
Р (10000,/г)=-°з^3=0,99.
Този резултат може да се тълкува така: от 100 усилвателя
в продължение на 10 000 часа ще работят, без да откажат, 99
усилвателя.
2. Средно време за безотказна работа. Това е усредненото
време на работа до първия отказ. Например, ако се изпитват 10
усилвателя и отделните екземпляри откажат за време, както след-
ва: 7\=2800 h; 72=3400h; Т3=2400 h; T4 = 2500h; 7\=3100 h;
Г6 = 2700 Ь; Г7=3300 h; T8=32C0h; T9=2900h; Tlo=26OO h,
средното време за безотказна работа се получава, като се разде-
ли сумата от Т2, . . . , Т10 на броя на усилвателите, т. е.
на 10:
117
7tp=-T^+ -|0- ' +Г1° =2890 h.
Увереността в този резултат е толкова по-голяма, колкого пове-
че усилватели се подложат на изпитване.
Надеждността на градивните елементи се оценява обикновено
с интензивностпш на отказите X. Тя се получава като отно-
шение на броя на отказалите елементи за единица време към
средния брой елементи, които са работили в зададения интервал
от време. Например X в интервала около f=500 h за # = 10 000
броя резистори се получава, като се вземе под внимание, че око-
ло петстотния час (от 495 до 505, т. е. за 10 часа) са отказали
Дп=2 резистора, а преди това са отказали общо /г=18 резисто-
ра:
X(/=500b)=
Ясно е, че може да се определи стойността на X за различии
стойности на времето. Примерна графика на зависимости Х(/) е
показана на фиг. 4.5. С В е означена характеристиката на по-
надеждното изделие, защото отказите са по-малко и стареенето
настъпва по-късно.
В паспортните данни за градивните елементи се дава стой-
ността Хо, която е почти постоянна и важи за един много дълъг
период от време. Участъкът с големи стойности на X (до орди-
натната ос) се характеризира с откази, дължащи се на скрити
118
дефекти в некачествени изделия. Неговото елиминираме се по-
стига чрез трениранс в продължение на няколко десетки до сто*
типи часове. В края на графиката се забелязва отново нараства-
ие на интензивността на отказите. Това се дължи на естествено-
-го стареене.
От гледна точка на надеждността [51, 56] градивните елементи
се смятат свързани последователи о, ако при отказ на един
от тях откаже цялото устройство, което те изграждат. Това свърз-
ване няма нищо общо с електрическото свързване. Интензив-
ността на отказите на устройството Л в този случай е сума от
интензивността на отказите на отделните елементи:
4A = Al + X2-f- (4.3)
Ето.и връзките между Л, P(t) и Тер, конто могат да се из-
ползуват при оценка на надеждността на усилвателя :
Р(/)~1-Л/; (4.4)
ТСр= (4.5)
Л
Формулата (4.4) пэи Л/<0,3 дава грешка до 5 % (точната е
/>(/)=е“л')-
Трябва да се знае, че интензивността на отказите зависи от
условията на работа, т. е. от натоварването на градивните еле-
менти, температурата, налягането на околната среда, вибрациите,
ускоренията и т. н. Влиянието на отделните фактори се отчита
със съответен коефициент на корекция а19 а2, . , ат, поради
.което
yd/п' (4*6)
При една груба преценка за надеждността може да се приеме»
че условията съвпадат с лабораторните, за конто Х=Х0» т. е.
Като пример ще бъде показана оценката на надеждност на без-
трансформаторния усилвател, показан на фиг. 1.3. Ще се начи-
слят средното време за безотказна работа и вероятността за без-
отказна работа в продължение на 5000 часа.
Най-напред се съставя табл. 4.1, в която са посочени видо-
вете елементи, техният брой, интензивността на отказите, за да
се получи чрез сумиране Л на усилвателя. От табл. П.7 се от-
читат стойностите на Х=Х0 за различните елементи. Пресмятане-
то е ориентировъчно и няма да се правят уточнявания за нато-
варването и условията на работа, а ще се използуват максимал-
«ите стойности.
119
Таблица 4.1
Наименование на елементите 1 | Броя N, Я l©“6l/h N Я 10—6l/h i
Кондензатори 6 2,4 14,4
Резистори 10 1,0 10,0
Транзистори 5 1,9 9,5
Термистор 1 0,15 0,15
Изводи 6 0,05 0,3
Проводници 9 0,12 1,08
Спойки 24 0J 2,4
Л=37.83 i
От табл. 4.1 се вижда, че най-голяма опасност от откази
има от страна на кондензаторите, резисторите и транзисторите,
тъй като за тях X е съответно 14,4 10~6 1/h, 10 10“ 6 1/h
и 9,5 10-6 1/h.
Вероятността за безотказна работа и средното време за без-
отказна работа се определят чрез формулите (4.4) и (4.5)г
P(5000h)^l-37,83 10-6 5 103^0,814.
Този резултат показва, че от 100 усилвателя в продължение-
на 5000 часа ще откажат около 19. Тук трябва да се има пред-
вид, че не е отчетено влиянието на захранващия източник.
За ТСр се получава
7'ср=37.83 10-6 =27 900
Ако за ТСр се получи стойност, която навлиза в периода на
бързото стареене, например над 70000 — 80000 h, резултатът е-
нереален, тъй като X в този интервал от време няма постоянна
стойност, а нараства бързо (фиг. 4.5).
Трябва да се знае и това, че вероятността за безотказна ра-
бота P(t) характеризира надеждността на усилвателя по-добре в.
сравнение с Тср.
4.4. МЕРКИ ЗАПОДОБРЯВАНЕ НА НАДЕЖДНОСТТА
За подобряване на надеждността се използува комплекс от
мероприятия. Той обхваща етапите на проектирането, производ-
ството и експлоатацията.
120
При изчисляване на усилвателя може да се препоръча след-
ното:
1. Да се използуват елементи, чиято интензивност на откази-
те е малка.
В това отношение могатда се приложат и следните мерки:
а. Да се подложат на трениране при повишено натоварване
градивните елементи, които ще се използуват.
б. Да се проверят внимателно технитс параметри и при недо-
пустими отклонения за някои екземпляри да не се използуват съ-
щите при изграждането на усилвателя. Например за двутактните
усилватели се изискват транзистори с еднакви параметри, иначе
нелинейните изкривявания при една и съща мощност са големи.
Може да се направи проверка и на пробивното напрежение.
в. Градивните елементи с повишени шумове са ненадеждни.
Например при по-голям утечен ток кондензаторът шуми, а това е
доказателство, че той е неподходящ за работа в момента и ос-
вен това скоро може да настъпи пробив вследствие нарастване-
то на утечния ток. Шумовете в транзисторите и резисторите се
дължат на грешки при производството, които предизвикват преж-
девременен отказ.
2. Избира се схема, съдържаща малък брой елементи, всеки от
които да има висока надеждност. За пример могат да се посочат
интегралните схеми.
Освен това схемата трябва да осигурява стабилност на режима
и параметрите на усилвателя. Такива са схсмите с обратни връзки
Да се осигури работата на градивните елементи в облекчен.
режим.
3. Конструкцията да позволява надежден механичен и елек-
трически монтаж, а също така и поддържане на облекчен темпе-
ратурен режим.
В сложните системи се предвиждат резерви, донастройка, ав-
томатичен контрол, защита от претоварване и пр. За мощните
усилватели е подходяща автоматична защита от късо съедине-
ние на изхода или претоварване.
121
ГЛАВА 5
ПУ СКАНЕ НА УСИЛВАТЕЛЯ В ДЕЙСТВИЕ И ИЗМЕРВАНЕ
НА КАЧЕСТВЕНИТЕ ПОКАЗАТЕЛИ
5.1. ПЪРВОНАЧАЛНО ПУСКА НЕ НА УСИЛВАТЕЛЯ В ДЕЙСТВИЕ
Усилвателят започва да функционира още при първото му
включване, ако изправността на градивните елементи е проверена
предварително (входящ контрол) и ако те са монтирани и свърза-
ни правилно. Изключенията са сравнително редки. Ето защо пре-
ди включване на захранването и подаване на сигнала трябва да
се направи щателна проверка и се отстранят всички допуска-
ти грешки.
За отбелязване е, че много от специалистите при реализиране
на електронни схеми са нетърпеливи и бързат да видят ще зара-
боти ли направеното от тях устройство и ще се получат ли по-
казателите, конто са предвидени при изчисляването. В такива слу-
чаи електрическият и особено механичният монтаж се правят как
да е, само да се пусне устройство™ в действие, а „след това
ще се направи всичко, както трябва“. Опитът показва, че много
„временни“ решения остават след това като постоянни. Ето защо
механичният и електрическият монтаж трябва да се извършат пра-
вилно. Това означава да се осигури добро закрепване на детайли-
те към шасито, връзките между тях да са с къси и добре свър-
зани проводници. Изводите от входа, изхода и захранването да
са стабилни и да позволяват свързването на нзмервателните уре-
ди. Често пъти още на този етап се допуска погрешно свързва-
не, късо съединение, неправилен контакт поради допиране на про-
водниците и пр.
Много от градивните елементи се повреждат още в началото
при обръщане на шасито за измервания в различии точки, тъй
като става разместване и късо съединение между изводите им.
След щателна проверка на връзките усилвателят се включва
към източника за захранване. Това трябва да стане внимателно и
ако се забележат късо съединение, електрическа искра, миризма
на дим и изгаряне, да се изключи незабавно, за да се открие
причината. Обикновено тя е неправилно свързване на някои еле-
мент или допиране на дълги неизолирани проводници. Понякога
122
дефектират транзистори и кондензатори, които са били дълго вре-
на склад и не са проверени при нормални условия на работа.
Ако всичко е нормално, подава се сигнал на входа и се прове-
рява усилването и степента на изкривяванията. Тази проверка
е съвсем груба и следва да се извърши чрез осцилоскоп. След
това се пристъпва към обстойно проверяване на режима на рабо-
та и на усилването на сигнала, както е описано по-нататък.
5.2. ПРОВЕРКА И РЕГУЛИРАНЕ НА РЕЖИМА ЗА ПОСТОЯНЕН ТОК
Проверката на режима може да се извърши чрез волтметър
за постоянен ток с високо входно съпротивление. За тази цел са
подходящи различните комбинирани уреди (мултицети, авометри).
Пречка за проверката често пъти е самовъзбуждането на усил-
вателя. То може да се отстрани на първо време, като се пре-
махне действието на общата отрицателна обратна връзка. Ако
самовъзбуждането се дължи на паразитна връзка между изхода и
входа чрез захранващия източник, поставя се развързващ филтър
и се екранира входното стъпало. Тозивъпрос ще бъде изяснен в
следващата точка.
При проверката на режима е добре да се изяснят основните
съображения и изисквания за неговото установяване. За тази цел
на фиг. 5.1 са показани схемата и изходните характеристики на
резисторно стъпало, като са означени съответните токове и на-
прежения.
Усилването на голям сигнал е възможно, ако t/co е около 0,5 Е
41 7со~1,1 !ст. Ако Е= 12 V,to между колектора и емитера при липса
на сигнал трябва да има напрежение около 6V.
Нека напрежението Uco да е много по-малко. Това означава,
-че работната точка е по-високо (фиг. 5.2 а). По тази причина ко-
лекторният ток на сигнала Zc~ е ограничен „отгоре“.
Когато Uo е много голямо (фиг. 5.2£), токът ic~ е ограничен
,,отдолу“.
Графиката на ic~ в двата случая може да се види на екрана
на осцилоскопа.
Каква е причината за изместването на работната точка? На
първо място неправилното определяне на и В първия слу-
чай (фиг. 5.2а) потенциалът на базата спрямо общия проводник е
по-висок. Чрез измерване може да се установи, че f/во (напрежение-
то база —емитер при липса на сигнал) е по-голямо от 0,3 V за гер-
маниеви транзистори и по-голямо от 0,7 V за силициеви транзис-
тори. Във втория случай (фиг. 5.2 б) се установява обратното.
123
Отстраняването на този недостатък се постлга, като се
постави на мястото на един полупроменлив резистор с 2—3
пъти по-голямо съпротивление от това на (фиг. 5.3),,
а между емитера и колектора се включи волтметър. Плъз-
гачът на потенциометъра Р е свързан с единия краен извод накъ-
со, за да се получи реостат. Чрез преместване на плъзгача се
Фиг. 5.2
установява необходимата стойност на напрежението Uc& След това
се изключва захранването и внимателно се разпояват краищата
на Р. При това трябва да не се измести плъзгачът от фиксира-
ното положение. Измерва се съпротивлението на реостата и се
поставя на негово място ре-
зистор с нач-близката стан-
дартна стойност.
Причина за изместването
на работната точка може
да бъде и неправилно ораз-
мерена верига за стабилиза-
ция на режима. В такъв
случай работната точка се
,,качва“ нагоре под влияние
на температурата.
Токът /со зависи от 1^ и
/со=Л21^/ло (5*1)
При лошо оразмерена ве-
рига за стабилизация на ре-
жима работната точка се из-
мества нагоре, когато h2lE
на използувания транзистор
превишава значително усред-
нената стойност, която се
дава за него в справочника.
Обратното се получава при
много по-малка стойност на
hziE •
Измерването на тока /со
може да стане, като в ко-
лекторната верига се свърже
амперметър или като се из-
мери спадането на напрежението върху резистора /?с или /?с и
токът се изчисли по закона на Ом. Например, ако Rc = 2,2 kQ и
напрежението въру него е 2,4 V, то
Фиг. 5.4
2 4
.ТЬ1 т^*
Трябва да се отбележи, че това измерване е съпроводенос го-
яяма грешка, тъй като Re и Rc са обикновено с допустимо от-
клонение ±10%.
115
Режимът може да се измени още поради утечка или пробив в
никой от конденэаторите. Например утечният ток на кондензато-
ра Ср [фиг 5.4) „повдига“ работната точка на Та, ако сигналът се
вземе от колектора на 7\. Не са редки случайте по тази причн-
Фиг. 5.5
на да се повреждат крайни транзистори. В схемата на фиг. 5.4
резисторите ограничават тока до стойността
/с=__ А..
с rc+re
(5.2)
която е малка и не предизвиква прегряване на прехода на тран-
зистора.
Утечката и пробивът на кондензатора също така предиз-
викват нарастване на колекторния ток, защото напрежението С1Ву
става по-голямо. Например при пробив на Се потенциалът на
емитера става равен на нула (късо съединение с общия провод-
ник), а потенциалът на базата се запазва от делителя почти не-
пременен. В този случай е възможен пробив на прехода база —
емитер, ако напрежението върху Re преди това е било по-голя-
мо от допустимого за този преход.
Режимът на двуст ъпалния усилвател с н е п о с р ед-
ет не на връзка между стъпалата (фиг. 3.3) е много стабилен.
Това се дължи преди всичко на общата отрицателна обратна
връзка по постоянен ток, която се осъществява чрез резистора
RB. Тя обхваща двете стъпала и по тази причина е дълбока.
При неправилен подбор на елементите на усилвателя и преди
всичко на Rei, Re2 и Rb може да се получи неправилно функ-
циониране. Проверката се състои пак в измерване на напреже-
126
нията Ucm и Uco2- На фиг. 5.5 е дадена опростената схема с
необхолимите напрежения за регулирането.
Напрежението (7coi може да бъде малко, тъй като сигналът в
7\ е малък. но 17со2 трябва да е близко до половината от за-
хранващото напреже-
ние. Регулирането на
£/со2 се постнга чрез
/?в.Прн изключено за-
хранване, за да не оста-
ва базата на 7\ свобод-
на, се замени Rb с по-
тенциометър, свързан
като реостат, както е на
фиг 5.3. Волтметърът
се включва между еми-
тера и колектора на Т2.
Чрез изменение на съ-
противлението на реос-
тата се постига необ-
ходимого напрежение
Uco2- След това пак при
изключено захранване
се разпоява внимател-
но потенцнометърът, измерва се съпротивлението му и за /?в се-
избира най-близката стандартна стойност.
При измерване на усилвател от разгледания тип може пред-
писаната мярка да не помогне. Ето защо още в началото трябва
да се измерят напреженията на емитерите на транзисторите спря-
мо общия проводник. Необходимо е напрежението на емитера на
Т2 да е поне с IV по-голямо от това на 7\. Ако не етака, след-
ва да се увеличи малко съпротивлението Re2 и да се намали
Rci и едва след като се спази изискването за емитерните напре-
жения, да се пристъпи към регулиране.
Регулирането на режима на двутактните усилватели засяга
симетрията и тока при липса на сигнал, за да се получат мал-
ки нелинейни изкривявания.
Осигуряването на симетрия изисква преди всичко подбор на
транзистори с еднакви параметри. Много от заводите осигуряват
подходящи двойки транзистори. Ако липсват такива, взема се
двойка от транзистори с еднаква маркировка (обикновено с цвет-
ни точки). При наличие на повече екземпляри се подбират два
от тях, които имат близки стойности.
127
На фиг. 5.6 е дадена опростена схема на трансформаторе
двутактен усилвател.
При първата регулировка чрез резистора /?* (означен със звез-
дичка, което показва, че се подбира при регулирането на усил-
вателя) се постига показание на волтметъра 0,5 Е. В случая,
както и преди, се използува полупроменлив резистор (фиг. 5.3).
С другата регулировка се осыцествява спрягане на характе-
ристиките на двойките съставни транзистори от горното и дол-
ното рамо. Тя се извършва с резистора /?*н при пропускане на
сигнал през усилвателя и е обленена в т. 5.3.
По същия начин се регулира режимьт на усилвателите, изпъл-
нени с интегрални схеми. В каталозите се посочват външните еле-
менти, с конто се реализират съответните изисквания. Например
за интегралната схема А205К такова предназначение има резисторът
R2 (фиг. 1.5), който определя тока при липса на сигнал на вход-
ния транзистор. Неговата стойност е в границиге от 47 kQ до
220 kQ.
5.3. ПРОВЕРКА НА УСИЛВАТЕЛЯ ПРИ НАЛИЧИЕ НА СИГНАЛ
За проверката и регулирането на усилвателя при наличие на сиг-
нал е необходимо да се реализира блоковата схема, показана на
фиг. 5.7
На входа на изеледвания усилвател се подава сигнал от ге-
нератор на хармонични трептения или на импулси. При изелед-
ването на нискочестогии усилватели това е тонгенератор.
Фиг. 5.7
Към изхода на усилвателя се евързват електронен волтме-
тър и осцилоскоп. Чрез ключа се осигуряватяхното превключ-
ване към входа и изхода на усилвателя, за да се измерват съ-
ответните напрежения и да се наблюдава формата на сигнала.
J28
Проверката и регулирането на усилвателя трябва да сеизвър-
шват при условията, конто са предвидени в заданието. Източни-
кът на сигнал се замества с генератор по показания на фиг. 5.8
начин. Съпротивлението 7?и се реализира с допълнителен резис-
тор. Ако се изследва краен усилвател и за източник служи ре-
Фиг. 5.8
зисторно стъпало, в схемата за измерване се приема /?и тъй
като изходното съпротивление на резисторното стъпало е при-
близително равно на съпротивлението в колектора
Товарът също се съобразява с реалните условия. Например,
ако за товар служи друг усилвател, и Ст трябва да отго-
варят съответно на неговото входно съпротивление и входен ка-
пацитет.
Много грешки се допускат при свързване на схемата за из-
мерване поради неправилни заземявания. Необходимо е да се
знае на всеки уред общият проводник и връзката му с нулевия
проводник на мрежата. Поради грешни свързвания са възможни
къси съединения и паразитни връзки.
При правилно нагласен режим усилвателят заработва нормал-
но. Ако въпреки всичко това не стане, следва да се извърши
проверка, като се проследи сигналът на отделните стъпала и ве-
риги. Започва се от изходното стъпало и се стига до входа на
усилвателя. Често срещана повреда е прекъснат извод на раз-
делителен кондензатор и на трансформатор или някаква неправил-
на връзка между отделните стъпала.
При проверка на нискочестотни усилватели на входа се пода-
ва синусоидален сигнал с честота около 1000 Hz. Усилването на
напрежението е десетки пъти. С такъв сигнал се проверяват и
широколентовите усилватели. Разликата е в честотната лента.
Проверката трябва да се извърши с напрежение на входния или
изходния сигнал^ което съответствува на зададеното при изчис-
ляването.
Проверката на отделните стъпала на многостъпален усилвател
се прави при изключени общи обратни връзки, за да не се мас-
кират изкривяванията.
9 Изчисляване на . .
129
Още при пускането на усилвателя може да се появи* само-
възбуждане. То се дължи на обстоятелството, че се създава
положителна обратна връзка. Неговото отстраняване понякога е
съпроводено с доста трудности. Първо, трябва да^се открие при-
чината и тогава се предприемат съответни£мерки.~
Самовъзбуждането на ниски честоти се възприема като мото-
рен шум и се дължи обикновено на паразитна връзка между
усилвателните стъпала чрез източника за захранване. Мерките
се състоят в поставянето на развързващи филтри. На фиг. 5.9 я
е показано паралелно свързване на филтрите от този вид, а на
5.9 б—последователното. На практика се използуват съчетания
и от двата вида свързвания. Съпротивленията /?ф1 и /?ф2 се из-
числяват по допустимото спадане на напрежението Д£/ (задава
се до 1—2V) и като се вземе под внимание токът /ф. Използу-
ва се формулата
7?ф
At/
(5.3)
130
(5-4)
За паралелните филтри /ф =/со, но за последователните /ф
е сума от токовете, конто протичат през /?ф| и Т?ф2.
Капацитетът на кондензатора се определи чрез формулата
г — 3-2_
ф~7^ф ’
Самовъзбуждането при високи
честоти се дължи на различии при-
чини. За него подсказва и изображе-
ние™ на екрана на осцилоскопа,
което има вида, показан на фиг. 5.10.
За самовъзбуждането на усилвателя
се съди по-това, че на изхода се
измерва променливо напрежение, без
да е подаден сигнал на входа. При
големи амплитуди на генерираните
трептения усилвателят се поврежда.
За локализиране на причината за
самовъзбуждането се използува кон-
дензатор с капацитет няколко нано-
фарада. Той се свързва последователно на входовете на отделни-
те усилвателни стъпала, като се започне от крайното. При изчез-
ване на трептенията се търси паразитна връзка между изхода и вхо-
да в този участък. Ликвидиране на самовъзбуждането се постига
пояякога чрез поставяне на резистори във високоомните входове
(фиг. 5.11 а), конто внасят затихване в паразитните кръгове. Тях-
ната стойност се подбира така, че да не влияе силно на нивото
на сигнала. Друга мярка в това отношение е шунтиране на пър-
вичната намотка на изходния трансформатор с кондензатор и ре-
зистор (фиг. 5.11 б).
Самовъзбуждането се дължи твърде често на това, че общата
отрицателна обратна връзка е много дълбока. В такъв случай се
прилагат мерките, описани в специалната литература [15, 22, 40].
Коригиране на честотната характеристика се осъществява по
често с честотнозависима отрицателна обратна връзка. Пример
за това е схемата на фиг. 5.11 в. По-ефикасно е действието на
общата отрицателна обратна връзка (фиг. 1.3). Капацитетът на
кондензатора С* се подбира опитно. По тази причина той е озна-
начен със звездичка. Неговата стойност зависи преди всичко от
/?* и е от няколкостотин пикофарада до няколко нанофарада.
Коригирането на честотната характеристика се получава от това,
че дълбочината на обратната връзка нараства с повишаване на
131
честотата. Не бива да се допуска срязване на честотите от зада-
дената честотна лента на усилвателя.
Обезпечаване на надеждността на интегралните схеми и осо-
бено на операционните усилватели се осъществява посредством
веригите за корекция, посочени в каталога.
б)
Фиг. 5.11
Проследяването на сигнала чрез осцилоскоп позволява да се
открият бързо причините за ненормалната работа на усилвателя.
Така например асиметрията между двете рамена на двутактния
усилвател проличава от нееднаквото ограничаване на сигнала от
двете страни (фиг. 5.12 а). С прекъснатэ линия е показана
правилната форма на сигнала. На фиг. 5.12 б е показана осцило-
грамата за случая, когато токът на транзисторите от двете раме-
на при липса на сигнал е малък. За този недостатък може да се съди и
по това, че нелинейните изкривявания са големи при малки нива
на сигнала. По тази причина измерването на нелинейните изкри-
вявания на двутактните усилватели се препоръчва да се извър-
шва и при изходна мощност, която е 100 пъти по-малка от
номиналната. Регулирането на усилвателя с цел да се отстранят
изкривяванията, свързани с камбанообразната форма на сигнала
(фиг. 5.12d), се препоръчва да става посредством веригата за
фиксиране на работната точка. За схемата на фиг. 5.6 това е
резисторът тъй като той влияе на напрежението Ubo-
Изкривяванията на сигнала, дадени на фиг. 5.12 в, се дължат
на преходните процеси в изходния трансформатор при работа в
режим клас В. Те се отстраняват с намаляване на индуктивност-
та от разсейваното Ls, например чрез секциониране, създаване
на бифилярни намотки и пр. Понякога помага и увеличаването
на тока /со-
Когато сечението на феромагнитното ядро на изходния транс-
форматор е малко, получават се изкривявания на осцилограмата
като тези, показани на фиг. 5.12 г.
132
На фиг. 5.12 д е показано наслагване на изправеното напре-
жение върху сигнала поради недостаточно филтриране или пора-
ди паразитна индуктивна връзка между мрежовия и изходния
Фиг. 5.12
трансформатор. В първия случай трябва да се подобри филтри-
рането, а във втория да се промени разположението на трансфор-
маторите или да се постави феромагнитен екран.
5.4. ИЗМЕРВАНЕ И ПОДОБРЯВАНЕ НА КАЧЕСТВЕНЙТЕ
ПОКАЗАТЕЛИ НА УСИЛВАТЕЛИТЕ
Качествените показатели изразяват основните свойства на усил-
вателя. Те са количествени характеристики, по конто се съди да-
ли даден усилвател е подходящ за усилване на съответни сигна-
ли и задоволява ли определени изисквания.
Тук ще бъдат разгледани методите за измерване и подобря-
ване на качествените показатели, конто са достъпни за широк кръг от
специалисти. За същата цел има съвременни автоматизирани сред-
ства, но те се срещат по-рядко и поради това няма да се раз-
глеждат.
133
Амплитудна характеристика. Амплитудната характеристика
е зависимостта на изходното от входното напрежение (фиг. 5.13).
За един идеален усилвател тя е права линия, която минава през
началото на координатната система (в случая е показана с пунк-
тир). Действителната ам-
плитудна характеристика
започва с някаква стой-
ност, дължаща се на
шумоветеи смущенията—
t/см. Тяхното ниво е обик-
новено с 50—60 dB по-
ниско от нивото, при ко-
ето се получава номинал-
ната изходна мощност.
Причините за са преди
всичко в недостатъчната
филтрация на захранващи-
те напрежения на пред-
усилвателите , паразитнн-
те връзки и собствените
защо за входните стъпала
шумове на градивните елементи. Ето
трябва да се избират малошумящи транзистори, кондензатори с
малки утечни токове и въглеродослойни и металослойни рези-
стори. От много голямо значение е режимът на входния транзи-
стор. Подходящи са малките стойности на /с0 и Uco-
Измерването на UCM се извършва при липса на сигнал, като
се затвори входът със съпротивление, което е еквивалентно на
/?и (съпротивлението на източника на сигнала). Често пъти на
практика Ucu се отчита при късо съединение на дадения вход.
Измерването на амплитудната характеристика (фиг. 5.7) обик-
новено се осъщестзява при честота около 1000 Hz чрез ефек-
тивните стойности на UBX и С/изх, а не чрез амплитудните. Оче-
видно е, че в двата случая не съществуват принципни различия,
тъй като се засяга само мащабът.
Нелинейният участък от характеристиката при големи стой-
ности на сигнала се дължи
бори.
Чрез ^7Bxmin И (^вхтах Сб
усилвателя
£>=201йУвх тах
Ubjl mln
За един усилвател за
обхват е от 40 до 70 dB.
на насищане на усилвателните при-
определя динамичният обхват на
(5.5)
звуковъзпроизвеждане динамичният
131
Подобряване на амплитудната характеристика на усилвателя
п преди всичко на отделните стъпала се осъществява чрез пра-
вилен подбор на режима на работа и чрез въвеждането на отри-
цателни обратни връзки, за да се получи линеаризиране. От мно-
го голямо значение са
симетрията и токътпри К
липса на сигнал в край- j#
ните двутактни стъпа- &
ла. *£
Честотна и фазова
характеристика. От че- 20-
стотната характери-
стика се съди за въз- .
можностите на усилвате- ----------»-----! -.. । 1---
ля да се използува при ® ®
зададени сигнали. Тя из- , л
Фиг 5 14
разява зависимостта на
/< от f (в случая К е
по модул). Нейното измерване (фиг. 5.7) се извършва обикновено,
като на входа се подава сигнал с постоянно по големина напре
жение, равно на 0,5 от номиналното, и с честота от стандартната
честотна поредица. Получената стойност на изходното напреже-
ние за всяка от честотите се нанася в координатната система, по-
казана на фиг. 5.14. Мащабът по абсцисната ос е логаритмичен.
Препоръчва се следната стандартна поредица от честоти за
измерването на нискочестотни усилватели: 31,5; 63; 125; 250; 500;
1000; 2000; 4000; 8000 и 16 000 Hz.
Мащабът по ординатната ос е също така логаритмичен (ряд-
ко се използува линеен). По-често се измерва относителното
усилване
M=201g4-=201g , (5.6)
0 ^изх v0)
където t/H3X(/) е напрежението на изходния сигнал при някаква
честота f от стандартните, за която се извърш-
ва измерването;
^и3х(/о) — напрежението на изходния сигнал при средни
честоти (за средна честота се приема 800 или
1000 Hz).
Резултатите от измерванията и изчисленията се подреждат в
таблица и след това по тях се построява графичната зависи-
мост.
По този начин се измерва честотната характеристика на ши-
роколентов и нискочестотен усилвател.
135
Измерването на фазовата характеристика е по-сложно н е
разгледано в специалната литература. Фазовите изкривявания са
от значение завидеоусилвателите. Дорин техни значителни стой-
ности не се вземат под внимание при изчисляване и измерване
на нискочестотни усилватели.
За голяма част от усилвателите, особено за тези, конто са
без корекции, важи зависимостта
Ф= arc cos At (5.7)
Фазовата характеристика е необходима при изеледване на
устойчивостта на усилвателя и установяване на запаса в това
отношение.
Причина за влошаване на честотната характеристика в област-
та на ниските честоти са недостатъчните стойности на капаци-
тетите Ср и Се, т. е. капацитетите на разделителните и бло-
киращите кондензатори.
Неравномерността на честотната характеристика в областта
на високите честоти се дължи най-често на неправилно оразме-
рени вериги за корекция. Чрез изменение на Сек (фиг. 2.1, 2.2),
Csk (фиг. 2.6), L (фиг. 2.4, 2.7), Ср (фиг. 1.3) могат да се по-
лучат необходимите резултати.
Честотната лента на усилвателя може да е по-тясна, когато
транзисторите са с ниски гранични честоти или ако са оразме-
рени неправилно съпротивленията в колекторните вериги /?с.
Преходна характеристика. Измерването на преходната ха-
рактеристика се извършва, като се подава поредица от пра-
воъгълни импулси на входа на усилвателя, а на изхода му се
включи импулсен осцилоскоп, за да се наблюдава тяхната фор-
ма след усилването им. Чрез осцилограмата на фиг. 3.1 могат
да се определят времето за установяване на импулса tyt него-
вият отскок 8 и спадането му в плоската част А. Освен това на
ниво 0,5 може да се установи времето на закъснениена импулса.
Величините ty и 6 зависят от високочестотните свойства на
усилвателя. Причина за голяма стойност на t у може да бъдс
ниската гранична честота на транзисторите. Поради неправилно
оразмеряване на веригите за корекция се получават неприемливи
стойности на ty и 6. Чрез съответно изменение на Сек може да
се получат значителни подобрения. Често срещана причина за
голям отскок на импулса е и общата отрицателна обратна връз-
ка. Налага се намаляване на дълбочината и промяна на кориги-
ращия капацитет в нейната верига.
Причина за голямо спахане на импулса в плоската му част
са недостатъчните стойности на капацитетите Ср и Се.
136
Нелинейни изкривявания. Измерването на нелинейните из-
кривявания се извършва чрез съответен измерител на нелиней-
ни изкривявания, включен на изхода на усилвателя. На входа се
подава синусоидален сигнал с една от следните честоти: 100,
1000, 5000 Hz или съответни на тях от стандарта. Генераторът
на входен сигнал трябва да има коефициент на нелинейни из-
кривявания поне с един порядък (около 10 пъти) по-малък от
измерваната стойност на изкривяванията от усилвателя. Отчита
се коефициентът на нелинейни изкривявания.
Нелинейните изкривявания зависят от режима на крайняя усил-
вател, товара, асиметрията, съпротивлението на източника на
сигнала и от отрицателната обратна връзка. За получаването на
малки изкривявания трябва да се изчерпят най-напред другите
възможности и едва тогава да се въздействува чрез общата
обратна връзка.
При режим клас В на крайния усилвател следва да се из-
мерят нелинейните изкривявания при 100 пъти по*малка изходна
мощност от номиналната, а след това и при по-големи мощнос-
ти, докато се превиши номиналната с 10— 20%.
Удовлетворителна стойност на коефициента на нелинейните
изкривявания може да се смята 4%. За висококачествените усил-
ватели тя е по-малка от 0,5— 1%. За тях са от значение също
така интермодулационните изкривявания, чието нзмерване е да-
дено в специалната литература.
Входни и изходни величини. Измерването на входното и
изходното напрежение на усилвателя се извършва, както е по-
казано на фиг. 5.7.
Изходната мощност се определя чрез изчисляване. Това е
мощността, която се предава на товарното съпротивление Л т.
Ето защо
Ризх=Рт = 7?Т-. (5.8)
В (5.8) с Ur е означена ефективната стойност на напреже-
нието на сигнала върху товарното съпротивление. Трябва да се
забележи, че при изчисляването на усилвателите много често се
използува амплитудната стойност на сигнала. Тогава изходната
мощност е
[У*
Р иэх ==7)т (^»9)
За нзмерване на входното съпротивление се реализира схема-
137
та, дадена на фиг. 5.15. На входа на усилвателя се подава напре-
жение от генератор с определена честота, за която трябва да се
измери входното съпротивление. Обикновено то се измерва при
средни честоти и по тази причина /=1000 Hz. Напрежението от
Фиг. 5.15
генератора се поддържа постоянно. Първоначално при отворен
ключ се измерва изходното напрежение t/Ti След това клю-
чът се затваря, т. е. осъществява се късо съединение на резис-
тора^/? и се измерва напрежението t/T2 Тогава входното съ-
противление е
£/т1
^=Z7^_UT1 R. (5.10)
Изходното съпротивление на усилвателя се определя чрез две
измервания, при който входното напрежение на усилвателя се
поддържа постоянно. Ключът и при двете измервания е за-
творен. Първо се изключва товарного съпротивление и се измерва
изходното напрежение Е. След това се включва RT и се измер-
ва [7Т. Пресмята се
R^=E~U^ Rr (5.11)
При това чрез осцилоскоп се следи да не настъпят ограничения
във формата на изходния сигнал.
Подобряване на показателите чрез рационално експери-
ментиране. Подобряване на показателите на усилвателя може
да се постигне и след като той е регулиран при първоначалното
пускане и са измерени съответните характеристики. Традицион-
ният радиотехнически експеримент предвижда изследване на съот-
ветни зависимости, начертаване на графики и уточняване на оп-
тималните условия чрез анализ на получената информация. При
няколко променливи величини са необходими голям брой опити
за замяна на елементите и съответни измервания. Съпоставянето
138
на резултатите е също така трудно, а понякога води до грешни
изводи.
Рационалният експеримент се базира на такова провеждане
на опитите, при което се извлича максиматно количество инфор-
мация за свойствата на усилвателя. Благодарение на това обе-
мът на измерванията и изчисленията се съкращава извънредно
много. Така висококвалифицираните специалисти пестят ценно
време и труд. Подобряването на показателите по този начин
обикновено е значително, но има случаи, когато резултатите от
него не са толкова добри, защото методиката за оразмеряване
на усилвателя е сравнително точна. Приложение™ на рационал-
ния експеримент е много подходящо за подобряване показатели-
те на усилвателните секции ина усилвателите за големи стойнос-
ти на сигнала. Запознаването с алгоритъма за решаване на по-
ставената задача ще бъде направенос конкретен пример. За обект
е избрана интегралната схема А205К на мощен нискочестотен
усилвател (фиг. 1.5). След запознаване с каталожните данни се
смята, че трябва да се подоэрят показателите изходна мощност
Ризх и коефициент на нелинейни изкривявания k. На тях се въз-
действува посредством съпротивлението на източника на сигна-
ла 7?и (не е показано на схемата), съпротивленията на резисто-
рите и /?2 и захранзацото напрежение Е.
В табл. 5.1 са дахени резултатите от проведените олити
Първият от тях съответствува на началното състояние на усил-
вателя. Елементите имат следните стойности: /?и = 10 kQ;
562; /?2=47 kQ и Е= 12 V. За коефициента на нелинейните из-
кривявания и за изходната мощност са получени съответно k=*
5,9% и Ризх = 2,89 W.
Чрез следващия опит се цели да се установи ззвисимостта на
k и Ризх от измененията на /?н. По тази причина 7?р R2 и Е
оставят с непромснени стойности. Вижда се, че & = 4.9%, т. е*
увеличаването на 7? и подобрява този показател. В същото вре-
ме се забелязва намзляване на изходната мощност, тъй като ве-
че РИЗх=2,72 W.
От останалиге данни се съди, че увеличаването на влияе
по сыция начин, нарастването на увеличава k и Ризх, а уве-
личаването на Е намалява k и увеличава Ризх.
Благодарение на получената информация се взема решение
за изменение на променливите величини, за да се подобри даден
показател.
Първият от допълнителните опити спомага за подобряване
на показателя k. Вижда се, че /г = 2,4 %. Спрямо началното съ-
стояние /?и, Pi и Е имат по-големи стойности, a R2 — същата.
139
Изходната мощност е намалена с около половин ват и е Ризх=
2,32 W, Изкривяванията могат да се намалят още повече, като се
увеличат отново /?и , Ri и Е. При това изходната мощност
ще стане още по-малка. В случая това не е желателно и по тази
причина не са проведени други допълнителни опити с такава
цел.
Чрез втория допълнителен опит се постига увеличаване на
изходната мощност. Получената стойност РИЗх =3,32 W е мак-
симална. Освен това нелинейните изкривявания са по-малки от
измерените при началното състояние (£=5,5 % <5,9 %). Както и
в първия случай, не се провеждат други допълнителни опити,
иначе се получава увеличаване на £.
Таблица 5.1
Ли, кй ! Л2, кй Е, V к, % Ризх W
Начално състояние 10 56 । 47 12 5,9 2,89
Опити за установяване 1 12 ! 56 47 12 4,9 2,72
характера на измене- 2 10 1 68 47 12 3,3 2,4
ния та 3 10 56 56 12 8,7 3,24
4| 10 56 47 13 4,5 2,97
Допълнителни опити: —за Подобряване на k 1 12 I 68 47 13 2,4 2,32
—за подобряване на Ризх 10 56 56 13 5,5 3,32
От табл. 5.1 чрез конкретния пример се получава и друга ин-
формация. Данните от четвъртия опит (£=4,5%, РИЗх=2,97 W)
показват, че това състояние може да се смята за компромисно,
тъй като спрямо началното нелинейните изкривявания са по-мал-
ки, а изходната мощност — по-голяма. Интересно би било, ако
този опит се приеме за начален и спрямо него се извьршат про-
цедурите, отразени в таблицата.
В резултат на изследването могат да се направят следните
по-важни изводи:
а) каталожните данни са много близки до оптималните;
б) чрез рационален експеримент могат да се получат данни,
които да удовлетворяват по-добре изискванията за определен
конкретен случай на изпелзуване ia схемата.
140
При замяна на интегралната схема се получават стойности за
k и Ризх, който се отличават незначително от посочените в табл.
5.1 за съответните стойности на /?и , /?2 и Е. Това показва,
че обратните връзки (вътрешни и външни) стабилизират добре
показателите на схемата.
Рационалният експеримент може да се използува и в други
подходящи случаи. По принцип измерванията могат да се заме-
нят с изчисленияи да се опростят много процедурите при проек-
тирането на радиотехнически устройства с оптимални параметри.
Простотата и прегледността на рационалния експеримент го правят
достъпен за широк кръг специалисти.
П.1. НОМИНАЛНИ СТОЙНОСТИ ЗА СТАНДАРТНИ
РЕЗИСТОРИ
Допустима отклонения от номиналните стойности 1
±5’/. | ±10% | ±20% 1 ±5% | ±10% I ±20%
Номинални стойности । на съпротивленията Х10п*2
1,0 1,0 1,0 3,6
1,1 1 3,9 3,9
1,2 1,2 4,3
1,3 4,7 4,7 4,7
1,5 1.5 1,5 5,1
1,6 5,6 5,6
м 1,8 6,2
2.0 6,8 6,8 6,8
2,2 2,2 2,2 7,5
2,4 8,2 8,2
2,7 2,7 9,1
। 3,0 10 10 10
1 3,3 3,3 з,з I
•Стойността на п зависи от типа на резистора.
141
П.2. НОМИНАЛНИ СТОЙНОСТИ ЗА СТАНДАРТНИ
КОНДЕНЗАТОРИ
Допустими отклонения от номиналните кондензатори
±2% ±5*0 -Lino/ l-LOOO ^5°7’ 1 Д-ОПО/ I ОбЩИ 38 ±5%: ±10% |±20% xio% 1 ±2% 1 ±10%; ±20%;
Номинални капацитети ,, „
10 pF (п=1, 2, 3) номинални капацитети, дг
1,0 1,0 1,0 0 01 0,01 0,1 1,0 10
1,1
1,2 1,2 0,012
1,3
1,5 1,5 1,5 0.015 0,015 0,15 1,5 15
1,6
1,8 1,8 0,018 0,018
2,0 1
2,2 2,2 2,2 0.022 , 0,0 2 2 0,22 2,2 22
2,4 1 1 1
2,7 2,7 ,0,027
3,0 1 |
3,3 3,3 3,3 0,033 ' 0,033 0,33 3,3 33
3,6
3,9 3,9 0,039
4,3
4,7 4,7 4,7 0,047 0,047 0,47 4,7 47
5,1
5,6 5,6 0,056
6,2
6,8 6,8 6,8 0,068 । 0,068 0,68 6,8 68
7,5 । 1
82 8,2 |0,082 1 ।
9,1 I 1
10 10 10 1 100
Забележка. Стандартните стойности на електролитните кондензатори са-
1, 2, 5, 10, 20, 50, 100, 200, 500, 1000, 2000 и 5000 цЕ. Срещат се и голе
мите номинални стойности от таблината. Допустимите отклонения и в двата
случая обикновено се различават от табличните (например +80% и др).
-20%
142
П.З. ДАННИ ЗА БИПОЛЯРНИ ТРАНЗИСТОРИ
Тип на транзистора /т » ' MHz i / rbb'у S Ст i c > pF ZCBo , ' i pA | ^Cmax, W 1 ^fBmax, V : V .
SFT353 >2 60-150 75 32 5 0,2 24 12
SFT321 >1,3 120—55 55 32 5 0,2 24 12
ГТ2307 7 125—120 90 8 2 0,15 18 12
ГТ2308 13 70—150 100 9 2 0,15 18 12
ГТ4131 2 ! 100 60 — < 20 0,55 , 24 12
ГТ7304 >0,2 40 - 1 - 100 45,0 80 40
AD314 >0,25 40 1 1 100 45,0 80 40
AD313 >0,25 j 50 i i — — 100 45,0 60 Cfmax, V 30 ^Cmax, mA
П416 >40 ! 50 100 5 <3 0,1 12 25
ГТ404В > 1 30-80 — — <25 0,6 40 500
ГТЗО8Б >120 85 80 5 <2 0,15 12 50
ГТ311И >450 150 37 2 <10 0,15 12 50
КТ312Б >120 , 60 80 4 <-10 0.225 30 30
ГТ703Д >0.2 20—45 <500 15 40 3,5
КТ602А 150 20—80 75 4 <100 2,8 100 75
КТ805А 20 15—35 25 250 i <-104 30 160 8.103
П4БЭ 0,125 15-40 — I <400 25 60 5.103
П203 0,165 20—90 1 <400 10 55 2.5.103
П210Б 0,083 > 10 — i<15.103 60 50 12.103
П302 0,165 ,10—35 . 1 100 7 35 500
2№ 3055 0.8 20—100 — — — 115 100 15.10s
П.4. ДАННИ ЗА СЪВЕТСКИ ПОЛЕВИ ТРАНЗИСТОРИ
Тип на i транзистора Канал IDSS > mA I и0, V S ° max, mA/V CGS, pF pF Ли, I _dB j UDGmax, V
Нискочестотни
КП102К р 1,3-3,0 7,5 0,4-1,2 3 2 3 —20
КП102Л р 2,4-6,0 10,0 0,6—1,3 3 2 3 —20
КП103Ж р 0,6—1,2 1.4 0,7—2,1 10 4 3 —15
кпюзк р 1,7—3,8 2,8 1,4—4,0 10 4 3 -15
КП103М р 5,4—12 5,0 2,0—4,4 10 4 3 — 17
Високочестотни
КП302А N 3-24 5,0 5,0 I 10 8 20
КП302В /V А7 33 10,0 10,0 i 20 8 — 20
К ИЗО ЗВ /V I 3—20 8,0 3,5—6,5 j 6 2 4 20
КПЗОЗЕ N 5—20 3,0 4,0 J ! 6 2 — 25
КПЗОЗ N 1,5-5,0 0,5-2,0 2,0—6,0 i 6 2 — । —
143
П.5. ДАННИ ЗА ОПЕРАЦИОННИ УСИЛВАТЕЛИ
Параметър Тип на операционния усилвател
702 | 709 | 741 : 748 | 101 108
Вх. напрежение на несиметрия, V 5,0 7,5 , 6,0 6,0 5,0 2,0
Вх. ток на несиметрия, р А 2,0 0.5 0,2 0,2 02 0,0002
Вх. поляризиращ ток, р А Минимално усилване, V/mV 7,5 1,5 0,5 0,5 0,5 0,002
2,0 15 20 I 20 50 50
Обхват на захранв. напрежение, V минимално -3; 6 ±9 ±з! ±5 ±5 ±5
максимално —7; 14 ±18 ±18 | 1,0 : ±18 ±20 ±20
Горна гранична честота (К= I), MHz 30,0 1,0 1,0 1,0 1,0
Скорост на нарастване (/<' = 10), V/ps 5,0 3,0 0,5 I 2,0 2,0
Максимален обхват на вх. напре- жение, V —6;1,5 ±10 ±15 ±15 ±15 ±15
Максимално диференциално вх. напрежение, V ±5 ±5 ±30 ±30 ±30 ±0,5
Дрейф на вх. напрежение на не- симетрия, р V/°C Компенсация на несиметрията 10 10 7,0 7,0 3,0 3,0
не не да да да не
Вътрешна честотна компенсация не не да не не да
Защита на изхода от късо съеди- нение не I не да да да Да
144
Изчисляване
в
П.6. СРАВНИТЕЛНА ТАБЛИЦА ЗА ИНТЕГРАЛНИ СХЕМИ
Фирма Фирмено > сэначение на аналозитс
Феърчайлд И А 702 рА 709 И А 741 ц А 723 и А710 Р A7U
Моторола МС 1702 МС 1709 МС 1741 МС 1723 МС 1710 МС 1711
Семикъндъктър — LM 709 LM741 LM723 LM710 LM7H
Тексас инструменте SN 72702 SN 72709 SN 72741 — SN 72710 SN 727 11
Сименс— ФРГ —. ТВА221 ТВА 723 — —
Тесла — ЧССР МА 501-7-4 МА 741 МА 723 — —
Т уи герам — УНР RFT-ГДР — А 109 ТА 741 А НО
Е ЛОРГ — СССР — К1УТ531А К 140 У Д7 — К 521 СА2 К 521 СА!
ПК ,,Електронни елементи'* НРБ 1УО 709 1УО 741 — — —
П.7. ИНТЕНЗИВНОСТ НА ОТКАЗИТЕ НА ГРАДИВНИ
ЕЛЕМЕНТИ
. 1. 10~" 1/h
Наименован» 1-----------------—
максимална средн* миннмална
Акумулатори , 19 7,2 0,35
Батерии j 300 30 5
Дросели I 2,2 0,34 0,07
Диоди i
— германиеви ! 0,68 0,16 0,002
—силициеви 0,45 0v2 0,02
—селенови 0,6 i 0,2 0,1
Изолатори 1,5 0,05 0,03
Изводи — 0,05
Интегрални схеми
—линейни 0,6 0,3
— цифрови 0,5 0,1
Кондензатори 1 2,4 0,1 0,001
— книжки 1 0,3 0,05 0,003
— керамични 1.6 0,15 0,04
—слюдени 0,13 0,08 0,005
—танталови 1.9 0,6 0,11
—«лектролитии 0,5 0,04 0,003
Куплунги 1 1,1 0,06 0,025
Проводки ци 1 0,12 0,015 0,008
Резистори i 1.0 0,16 0,001
—композиционни 0,3 0,04 0,005
— слойки 0,06 0,03 0,017
— металослойни 0,4 0,04 0,004
—променливи 0,5 0,26 0,02
—жични 0,2 0,09 0,05
—нелинейни 0,15 0,05
146
П.7. ИНТЕНЗИВНОСТ НА ОТКАЗИТЕ НА ГРАДИВЙИ
ЕЛЕМЕНТИ
10-« 1/h М о
А * а Га ДИ V ЛивЦП.!!^ максим ална средна минималка
Спойки 0,01
Транзистори
—германиеви 1,9 0,9 0,6
— силициеви 1,4 0,5 0,3
Трансформатора
— входни 2,1 1,1 0,09 0,12
— изходни 0,2 0,04
— нискочестотни 0,04 0,02 0,01
— високочестотни 0,06 0,045 0,02
— импулсни 0,24 0,17 0,03
- силови 0,052 0,025 0,012
147
ЛИТЕРАТУРА
1. А г а х а н я н, Т. М. Линейные импульсные усилители. М., Связь, 1970.
2. Агаханян, Т. М. Усилительные секции с обратной связью. Сб. Теория
и расчет импу ьсных и усилительных схем на полупроводниковых при-
борах, М., Атомиздат, 1974.
3. Аналоговые и цифровые интегральные схемы. Под ред. С. В. Якубов-
ского М., Сов. радио, 1979.
4. Апериодические усилители на полупроводниковых приборах. Проектиро-
вание и расчет. Под ред. Р. А. Валитова и А. А. Куликовского. М.,
Советское радио, 1968.
5. Атанасов, Ал. и Ив. Стоянов. Транзисторна техника, С. Техника,
1972.
6. Б е к к е р, П. и Ф. Й е н с е н. Проектирование надежных електронных схем.
М., Советское радио, 1977.
7. Б о г д а н о в и ч, Б. М. и Э. Б. Вак сер. Краткий радиотехнический
справочник. Минск, Беларусь, 1976.
8. Бочаров, Л. Н., С. К. Жебряков и И. Ф. Колесников. Расчет
электронных устройств на транзисторах. М., Энергия, 1978.
9. Боянов, Й. Теория на електронните схеми. С., Техника, 1974. •
10. Боянов, Й. и Ал. Атанасов. Върху някои транзисторни схеми с тем-
пературна стабилизация на работната точка. Годишник на ВМЕИ „В. И.
Ленин", С. 1966, т. XX, кн. 3.
11. Боянов, Й., Ст. Стойчев и В- Фурнаджиев. Оптимизация на режи-
ма на работа на транзисторния усилвател на мощност чрез моделиряне с
ЦЕИМ, Известии на ВМЕИ „В. И. Ленин*1, С., 1970, кн. V.
12. Брауде, Г. В. и др. Расчет сложной схемы коррекции телевизионных
усилителей.— Радиотехника, 1949, кн. 6.
13. Брауде, Г. В. и др. Расчет сложной схемы коррекции телевизионных
усилителей. Радиотехника, 1950, кн 2.
14. Варшавер, Б. А. Расчет и проектирование импульсных усилителей. М.,
Высшая школа, 1975.
15. В о й ш в и л л о, Г. В- Усилительные устройства. М., Связь, 1975.
16. Волин, М. Л. Паразитные связи и наводки. М., Сов. радио, 1965.
17. Волков, Ю. А. и В- А. Королев. Исследование двухкаскадных уси-
лителей с различными видами общей обратной связи. Сб. Теория и расчет
импульсных и усилительных схем на полупроводниковых приборах, М.,
Атомиздат, 1974.
18. Вълков, С. А. Анализ и синтез на интегрални схеми. С., Техника,
1977.
19. Горбань, Б. Г. Широкополосные усилители на транзисторах. М., Энер-
гия, 1975.
20. Гребен, А. Б. Проектирование аналоговых интегральных схем. М.,
Энергия, 1976.
21. Нейчев. С. К. и др. Електронни устройства с линейни интегрални схеми
С., Техника, 1978.
148
22. Злата ров, В- Кр. Електронни усилватели и генератори. С., Техника
1978.
23. 3 л ат а р о в, В. Кр., Д. И. Стаменов и Р. М. Ива нов, Изследване на
двустъпален транзисторен усилвател с отрицателна обратна връзка по на-
прежение. С., Известия на ВМЕИ ,,Ленин“, юбилейно издание, 1970.
24. Злата ров, В. Кр., Д. И. С та мен о в и Р. М. И в а н о в. О макси
мальной глубине обратной связи некоторых усилителей. — Р ад и отех*
ника, 1972, кн. 6.
25. Злат а ров, В. К р. нН. Недели ев. Анализ и изследване на високо-
честотните изкривявания в многотранзисторни усилватели. С., Известия на
ВМЕИ „Ленин" 1975, кн. 1.
26. Конов, К. И. Интегра шите схе\и в практиката, ч. 2. С. Техника,
1978.
27. К о ф л и н, Р. и Ф. Дрискол. Операционные усилители и линейные ин-
тегральные схемы. М., Мир, 1979.
28. Ленк, Дж. Руководство для пользователей о. ерационных усилителей
М., Связь, 1978.
29. Ленк, Дж. Справочник по современным твердотельным усилителям. М.,
Мир, 1977.
30. Лурье, О. Б. Усилители видеочастоты. М. Сов. радио, 1961.
31. Мал як о в, С. К. Аналитичен метод а птимално инженерно проектира--
йена транзистор н RC-усилвател за повишени амплитуди.— Електро-
промишленост и приборострсене. 1971, кн. 10.
32. Маля ков, С. К Намиране на оптималните стойности на захранващи то
напрежение Ес и колекторния ток /с0 за раб^тната точка при транзисторен
#С-усилвател за повишени амп. итуди при различии критерии. — Елек-
тропромишленост и приборостроенс, 1972, кн. 1.
33. М а м о н к и н, И. Г Усилительные устройства. М-, Связь, 1977.
34. М и гул и н, И. Н. и М. 3. Чаповский. Усилительные устройства на
транзисторах. Киев, Техника, 1971.
35. М о с к о в, Т П., Г. М. К о н д а р е в и Т. Б. Т а к о в. Справочник по
полупроводников и прибори и интегрални схеми. т. 2, С., Техника, 1979.
36. Ненов, Г. Д. Допуски в радиоелектронните апаратури. —Радио теле-
визия електроника, 1974, кн. 10.
37. Ненов, Г Д. Моделиране и оптимизиране на радиотехнически вериги
и устройства. С., Техника, 1976.
38. Ненов, Г. Д. Надеждност на радиоелектронните апаратури.— Радио
телевизия електроника, 1971, кн. 5.
39. Ненов, Г. Д. Обратни връзки в усилвателите. —Радио телевизия
електроника, 1972, кн. 6.
40. Ненов, Г. Д. Усилвателни устройства. С., Техника, 1974.
41. Ненов, Г. Д. и Д. Ф. П о п я н е в. Радиотехника. С., Техника, 1980.
42. Ненов, Г. Д. и И. Б. Р а ч е в. Експериментално-статистическо моделиране
и оптимизиране на транзисторна импулсна секция с паралелна обратна
връзка по напрежение. — Електропромишленост и приборострое-
не, 1978, кн. 10.
43. Н е н о в, Г. Д. и И. Б. Р а ч е в. Задача и алгоритъм на ' роектирането на
им улсен усилвател. С., Известия на ВМЕИ „Ленин*4, 1976.
44. Ненов, Г. и Й Й. Михайлов. Нискочестотна техника. С., Тех-
ника, 1979
45. Н е н о в, Г Д. и С. Д. Л и ш к о в. Ръководство за упражнения и курсов
проект по усилвателни устройства. С., Техника, 1980.
46. Проектирование транзисторных радиовещательных и телевизионных при-
емников, под ред. У. А. Стовера, пер. с аигл. М., Энергия, 1971.
149
47. Проектирование транзисторных усилителей звуковых частот. Иод ред.
Н. Л. Безладнова. М.» Связь, 1978.
48. Проектирование усилительных устройств на транзисторах. Под ред. f В
В о й ш в и л о. М , Связь, 1972.
49. Пустынский, И. Н. Транзисторные зпдеоусилители. М. Сов. радио,
1973.
50. Рутковски, Дж. Наоъчник по операционии усилватели С., Техник.,
1978.
51. Сборник задач по теории надежности. Под ред. А. М. Полов ко и И.
М. Маликов а, М., Слв. радио, 1972.
52. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным
схемам. Под ред. Н. Н. Горюнова. М. Энергия, 1976.
53. Справочник радиолю. ителя-конструктора. Под ред.^Р. М. Малинина.
М., Энергия, 1973.
54. С т е п а н е н к о, И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. М., Энергия, 1967.
55. Таков, Т. и И. Стоянов. Линейни интеграл ни схеми. С. Техника,
1974.
56. Теория надежности радиоэлектронных систем в примерах и задачах. Под
ред. Г В. Д р ужин ина. М., Энергия, 1976.
57 Трохимевко, Я. К. Радиоприемные устройства на транзисторах. Ю ев,
Техника, 1972.
58. Т р о х и м е н к о, Я. К., И. С. К а ш и р с к и й и В- К. Ловки й. Проек’
тирование радиотехнических схем на инженерных ЭЦВМ. Киев, Техника
1976.
59. X л у п н о в, А. И. Любительские усилители низкой честоты. М.. Энергия
1976.
60. Цы кин, Г. С. Усилительные устройства. М., Связь, 1971.
61. Цы кин, Г. С. Усилители электрических сигналов. М.» Энергия, 1969.
62. Чаповский, М. 3. Улучшение качественных показателей транзистор-
ных усилителей. М.. Связь, 1968.
63. Шапиро, Л. Я. Усилители с разпределенным усилением. М. Связь,
1965.
64. Шафер* Д. В. Регулировка испытания и проверочные расчеты транзис-
торных усилителей. М.. Связь, 1971.
65. Шило, В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппара-
туре. М., Сов. радио, 1974.
66. Шишков. А. И. Полупроводникова техника. С. Техника, 1976.
67. Шишков, А. И. Пример» за изчисляване на любителски електронни
схеми. С., Техника, 1979.
68. Шишков, А. И. Транзистори и ди од и (Кратък справочник). С., Техни-
ка, 1978.
150
СЪДЪРЖАНИЕ
Предговор
Глава 1. Изчисляване на нискочестотни усилватели
1.1. Общи сведения 5
1.2. Ориентировъчно изчисляване . 6
1.3.. Общи сведения за изчисляване на крайни усилватели 10
1.4. Безтрансформаторен усилвател^с комплементарна двойка транзистори 11
1.5. Безтрансформаторен усилвател със съставни транзистори 17
1.6. Изчисляване на трансформаторно двутактно стъпало 25
1.7. Крайни усилватели с интегрални схеми 30
1.8. Предусилватели с интегрални схеми 33
1.9. Операнионни усилватели . . . 35
1.10. Изчисляване на резнсторно стъпало с биполярен транзистор . 45
1.11. Изчисляване на емитерен повторител с повишено входно съпроти-
вление . . 49
1.12. Изчисляване на резнсторно стъпало с полеви транзистор 52
1.13. Изчисляване на тонкоректори 57
1.14. Регулатори на усилването 61
1.15. Развързващи и изглаждащи филтри 63
Глава 2. Изчисляване на широколентовн усилватели
2,1. Общи сведения . 64
2.2. Изчисляване на широколентово усилвателно стъпало с емитерна ко-
q рекция 64
2.3. Изчисляване на многостъпален широколентов усилвател е еми-
терна корекция . ... 69
2.4. Изчисляване на широколентово стъчало с индуктивна корекция в товара 74
2.5. Изчисляване на широколентово стъпало с полеви транзистор и сор-
сова корекция ... 77
2.6. Изчисляване на широколентово стъпало с полеви транзистор и индук-
тивна корекция в товара ........... 81
2.7. Широколентовн усилватели с интегрални схеми 84
Глава 3. Изчисляване на импулени усилватели
3.1. Общи сведения 88
3.2. Изчисляване на импулсен усилвател с емитерна корекция 89
3.3. Изчисляване на импулсен усилвател с индуктивна корекция в товара 98
3.4. Изчисляване на Двустъпален импулсен усилвател . 96
3.5. Особености при изчисляването на крайни импулени усилвателии стъпала 100
3.6. Изчисляване на импулсен усилвател с полеви транзистор и сорсова
корекция . . . 104
3.7. Изчисляване на импулсен усилвател с полеви транзистор с индуктивна
корекция в товара . 107
3 8. Импулени усилватели с интегрални схеми .... 110
151
Г л а в a 4. Конструктивно оформяне и оценка на надеждността на
усилвателите
4.1. Основни изисквания при конструктивного оформяне на усилвателите 112
4.2. Монтаж на усилвателя. . 114
4.3. Оценка на надеждността на усилвателите [17
4.4. Мерки за подо >ряване на надеждността 120
Глава 5. Пускане на усилвателя в действие и нзмерване на качестве-
ните показатели
5.1. Първоначално пускане на усилвателя в действие . 122
5.2. Проверка и регулиране на режима за постоянен ток 123
5.3. Поовеока на усилвателя при наличие на сигнал 128
0.4. Нзмерване и подобряване на качествените показатели на усилвателите 133
Приложения
П.1. Номиналпи стойности за стандартна резистори 141
П.2. Номинални стойности за стандартни конлензатори 142
П.З. Дании за биполярни транзистори 143
П.4. Данни за съветски полеви транзистори 1 ьЗ
П 5. Данни за операционки усилватели . 14 4
П.6. Сравнителна таблица за интегрални схеми . 145
П.7. Интензивност на отказите на градивни елементи 146
Литература 148
ИЗЧИСЛЯВАНЕ ИА НИСКОЧЕСТОТНИ, ШИРОКОЛЕНТОВИ
И ИМПУЛСНИ УСИЛВАТЕЛИ
Автор проф. к.т.н. ин ж. Георги Димитров Ненов
Рецензент и: проф. к.ф.м.н инж. Васил Кръстев Злат аров
к.т.н. инж. Димитър Фотев Попянев
Първо издание
Научен редактор инж. Илиана Сумрова
Художник Тодор Павлов
Художник-редактор Жанин Белинска
Технически редактор Лили Волицер
Коре кто р Райна Тошева
КОД 03
9533122211
3174—81—81
Дадена за набор на 14. XII. 1880 г.
Подписана за печат 10. IV. 1981 г.
Излязла от печат 30. IV. 1981 г.
Формат 60X84/16
Печатни коли 9,50
Издателски коли 8,86
УИК 8.60
Тираж 5090
Цена 0,67 лв.
Държавно издателетво „Техника* бул, Руски б — София
Държавна печатница „В. Александров* — Врапа
БИБЛИОТЕКА__________
ПО РАДИО ЕЛЕКТРОНИКА