3 3

А. В. КАМИНСКИИ

ОСНОВЫ
АНАЛОГОВОЙ
И ЦИФРОВОЙ
ЭЛЕКТРОНИКИ

7/ Й нфра-Инженерия
А. В. Каминский

ОСНОВЫ АНАЛОГОВОЙ
И ЦИФРОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ

Учебник

Москва Вологда
«Инфра-Инженерия»
2025
УДК 621.38

ББК 32.844.1

К18

Рецензенты:

кафедра «Электротехника, электроника и электромеханика»
Дальневосточного государственного университета путей сообщения

(зав. кафедрой канд. техн, наук, доц. В. Г. Скорик);

доц. кафедры «Транспорт железных дорог» Дальневосточного государственного

университета путей сообщения канд. техн, наук С. А. Шухарев

Каминский, А. В.

К18 Основы аналоговой и цифровой электроники : учебник / А. В. Камин-
ский. - Москва , Вологда : Инфра-Инженерия, 2025. - 208 с. : ил., табл.

15ВХ 978-5-9729-2663-3

Рассмотрены наиболее распространенные типы элементов и компонентов, ис-
пользуемых в электронике. Представлены основные способы и принципы построе-
ния типовых электронных функциональных узлов, что может быть полезным при
освоении более сложных разделов электроники, в т. ч. связанных с применением
интегральных микросхем высокой степени интеграции. При рассмотрении элек-
тронных устройств уделялось внимание их принципу действия, что должно содей-
ствовать самостоятельному изучению вновь появляющихся компонентов электро-
ники и создаваемых впервые функциональных узлов и устройств.

Для студентов радиотехнических специальностей, а также для инженерно-техни-
ческих работников, изучающих электронику и схемотехнику.

УДК 621.38

ББК 32.844.1

18ВМ 978-5-9729-2663-3

© Каминский А. В., 2025

© Издательство «Инфра-Инженерия», 2025

© Оформление. Издательство «Инфра-Инженерия», 2025
ВВЕДЕНИЕ

Развитие электроники является основой значительного прогресса во мно-
гих областях науки и техники. Без электронных устройств не может существо-
вать ни одна отрасль промышленности, связи, транспорта. Электроникой назы-
вают отрасль науки и техники, занимающуюся изучением физических основ
функционирования, исследованием, разработкой и применением приборов, ра-
бота которых основана на протекании электрического тока в твердом теле, ваку-
уме и газе. К ним относят полупроводниковые (протекание тока в твердом теле),
электронные (протекание тока в вакууме), ионные (протекание тока в газе) при-
боры. На начальном этапе развития промышленной электроники широкое рас-
пространение в качестве элементной базы получили электронные и ионные при-
боры.

Первый электронно-вакуумный прибор был предложен в 1904 г. извест-
ным английским инженером и физиком Д. Флемингом. В 1907 г. американский
изобретатель Ли де Форест создал электровакуумную усилительную радиолампу
(триод). В России первую электронную лампу изготовил в 1914 г. Н. Д. Папа-
лекси. Однако низкая надежность, сложность эксплуатации, большая потребля-
емая мощность, громоздкость реализации явились факторами, ограничиваю-
щими применение этих приборов. В 30-х годах прошлого века началось активное
изучение полупроводниковых материалов с целью их использования в электро-
нике. Большой вклад в решение этой проблемы внесли теоретические работы со-
ветских физиков, возглавляемых академиком А. Ф. Иоффе. Дальнейшему разви-
тию элементной базы электронных устройств способствовало создание в 1947 г.
первого действующего транзистора американскими физиками У. Шокли,
Дж. Бардиным и У. Браттейном. Обладая существенными преимуществами по
сравнению с электронными лампами, транзисторы обусловили бурное развитие
полупроводниковой электроники. Применение транзисторов позволило суще-
ственно повысить надежность, уменьшить потребление мощности, габариты,
а также затраты на производство и эксплуатацию электронной аппаратуры. Од-
нако все возрастающая сложность электронной аппаратуры, обусловленная
усложнением возлагаемых на нее задач, вызвала необходимость перехода от ап-
паратуры на дискретных компонентах к ее интегральному исполнению. Про-
мышленный выпуск интегральных схем был начат в начале 60-х годов и способ-
ствовал бурному прогрессу в развитии электроники и микроминиатюризации
электронных средств. В настоящее время основу элементной базы современных
электронных устройств наряду с отдельными типами дискретных полупровод-
никовых приборов составляют интегральные микросхемы различной степени
интеграции.

Определенная общность элементной базы электронных устройств не ис-
ключает специфических особенностей используемых электронных приборов,
связанных с двумя основными направлениями развития электроники. Первое
направление - энергетическое (силовое), связанное с преобразованием перемен-
ного и постоянного токов для нужд электроэнергетики, электротяги, металлур-
3
гии и пр., и второе - информационное, к которому относятся электронные сред-
ства, обеспечивающие измерения, контроль и управление различными процес-
сами, включая производство и научные исследования во многих инженерных и
неинженерных отраслях (биология, медицина и т. и.). В предлагаемом издании
рассматриваются лишь наиболее типовые и распространенные узлы электрон-
ных устройств, относящиеся в основном к информационному направлению раз-
вития электроники. При этом математический аппарат, используемый в учеб-
нике, достаточно прост, что позволяет лучше понять основные закономерности,
присущие электронным схемам. Важной составляющей освоения теоретиче-
ского материала является умение выполнять несложные расчеты электронных
устройств. С этой целью в книгу включен ряд практических заданий, рассматри-
вается примерный порядок их решения. Эти задачи могут стать первым шагом
на пути овладения методами анализа и синтеза электронных схем, для расчета
которых современной наукой разработан серьезный математический аппарат.
Наряду с этим необходимо отметить, что для сохранения и повышения своей ква-
лификации специалист должен постоянно следить за научно-технической лите-
ратурой в области своей профессиональной деятельности. Особенно это касается
такой динамично развивающейся области, как электроника.
1.	ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ

Электронное устройство - это устройство, созданное из электронных ком-
понентов, принцип действия которых основан на взаимодействии заряженных
частиц с электромагнитными полями, и используемое для преобразования элек-
тромагнитной энергии (например, для передачи, обработки и хранения информа-
ции). Наиболее характерные задачи, решаемые с использованием таких
устройств: генерирование, усиление, приём электромагнитных колебаний.

1.1.	Электрофизические свойства полупроводников

Работа подавляющего большинства электронных приборов и устройств ос-
нована на использовании свойств структур на основе полупроводников - ве-
ществ, занимающих по электропроводности промежуточное положение между
проводниками и диэлектриками. Различие в электропроводности металлов, по-
лупроводников и диэлектриков обусловлено особенностями их энергетических
диаграмм, рис. 1.1, а. Энергетические уровни свободных носителей заряда соот-
ветствуют зоне проводимости, тогда как уровни валентных электронов соответ-
ствуют валентной зоне. Запрещенная зона характеризуется тем, что в ее преде-
лах нет энергетических уровней, на которых могли бы находиться электроны. На
рис. 1.1, а ширина запрещенной зоны обозначена как АЕ8. У металлов запрещен-
ная зона отсутствует. Поэтому в металлах имеется большое количество свобод-
ных электронов, чем и обеспечивается их высокая тепло- и электропроводность.
Ширина запрещенной зоны диэлектриков велика (АЕг > 4 эВ) и при обычных
условиях электроны проводимости отсутствуют. К основным материалам, ис-
пользуемым в современной полупроводниковой технике, относятся: германий
(Зе, кремний 5/, арсенид галлия СаАз. Германий и кремний относятся к IV группе
элементов таблицы Менделеева, ширина запрещенной зоны у них составляет
0,72 эВ и 1,12 эВ, соответственно. На рис. 1.1, б приведена схема кристалличе-
ской решетки этих полупроводников (при Т = 0). Четыре валентных электрона
участвуют в так называемых ковалентных связях с соседними атомами. Энерге-
тические уровни этих электронов соответствуют валентной зоне. Идеальный
кристалл полупроводника при Т = 0 является диэлектриком. Повышение темпе-
ратуры ведет к разрыву некоторых валентных связей в решетке, валентный элек-
трон становится свободным. Освобождение электрона от связей с атомами соот-
ветствует его переходу с уровня валентной зоны на уровень зоны проводимости.
Свободный электрон участвует в создании тока. При уходе электрона в валент-
ной зоне остается незаполненный энергетический уровень - дырка. Процесс вос-
становления связей в результате перемещения валентных электронов от одного
атома решетки к другому формально может быть заменено движением дырки
в противоположном направлении. Важность учета движения дырок объясняется
различием в подвижности свободных и валентных электронов.

зона проводимости

Рис. 1.1. Энергетическая диаграмма: а - зонная диаграмма твердых тел;
б - структура связей атома полупроводника в кристаллической решетке

Процесс образования в чистом полупроводнике пары - электрон в зоне
проводимости, дырка в валентной зоне - получил название генерации собствен-
ных носителей заряда. Одновременно с процессом генерации протекает процесс
рекомбинации в результате возвращения электронов из зоны проводимости на
вакантные уровни валентной зоны. Чаще всего рекомбинация происходит на де-
фектах кристаллической решетки, являющимися центрами рекомбинации. В со-
стоянии динамического равновесия скорости генерации и рекомбинации одина-
ковы, количество свободных носителей заряда при постоянной температуре
неизменно.

В рабочем диапазоне температур концентрация электронов и дырок в чи-
стом полупроводнике мала (10:1-1013 см’’) и по электрическим свойствам полу-
проводник близок к диэлектрикам.

Введение в чистый полупроводник примеси обусловлено необходимостью
создания в нем электронной или дырочной проводимости, а также увеличения
электропроводности.

Для получения полупроводника и-типа в чистый (собственный) полупро-
водник вводят примесь V группы элементов таблицы Менделеева: мышьяк (/Н),
фосфор (Р), сурьму (8Ь). Такие примеси, имеющие пять валентных электронов,
называются донорными. Четыре электрона атома донорной примеси образуют
устойчивую ковалентную связь с соседними атомами чистого полупроводника.
Пятый электрон, не участвующий в ковалентной связи, оказывается значи-
тельно слабее связанным со своим атомом, и для его отрыва от атома требуется
значительно меньшее количество энергии, чем для разрыва ковалентной связи.
В результате «избыточный» электрон атома примеси становится свободным, а
сам атом примеси превращается в неподвижный положительно заряженный
ион. При комнатной температуре все атомы примеси ионизованы, при этом
концентрация электронов ип оказывается значительно больше (на 5-^7 порядков)
концентрации дырок и практически определяется концентрацией донорной
примеси Ад, пв ~ Ад. Иными словами, в полупроводнике и-типа электроны яв-
ляются основными носителями заряда, а дырки - неосновными носителями
заряда.

Для получения полупроводника /р-типа в полупроводник вводят примесь
III группы элементов таблицы Менделеева: алюминий (А/), бор (В), индий (/л).
Такие примеси называются акцепторными. Каждый атом акцепторной примеси
образует три заполненные ковалентные связи с соседними атомами исходного
полупроводника, четвертая связь остается незаполненной. Недостающий валент-
ный электрон для заполнения этой связи поступает от одного из соседних ато-
мов, так как требуемая для такого перехода энергия невелика. Это приводит к
образованию дырки в ковалентной связи атома, откуда ушел электрон,
при этом атом акцепторной примеси преврашается в неподвижный отрица-
тельно заряженный ион. Аналогично рассмотренному выше, концентрация ды-
рок рг оказывается значительно больше концентрации электронов и опреде-
ляется в основном концентрацией акцепторной примеси Аа, рР ~ Ма- Итак, в по-
лупроводнике /;-типа дырки являются основными носителями заряда, а элек-
троны - неосновными носителями заряда.

Факторами, обусловливающими электрический ток в полупроводниковых
структурах, являются электрическое поле и неравномерность распределения
концентрации носителей заряда.

Дрейфовый ток представляет собой направленное движение носите-
лей заряда под действием электрического поля. Электроны перемещаются
в направлении, противоположном действию поля, дырки - в направлении
действия поля. Суммарная плотность дрейфового тока, протекающего через
полупроводник, с учетом электронной 71Р п и дырочной /др р составляющих:

}=1Дрп + 1дрр=ФФпЕ+ЧРНрЕ,

где цп, ЦР - подвижности электронов и дырок соответственно;

п, р - концентрация свободных носителей заряда;

Е - напряженность электрического поля. Ввиду меньшей подвижности
удельное сопротивление кремния больше, чем германия.

Диффузионный ток возникает, когда имеется различие в концентра-
ции электронов (дырок) в соседних слоях полупроводника. Носители заряда
перемещаются из слоя с большей концентрацией в слой с меньшей концент-
рацией. Если в данном слое постоянно поддерживается более высокая кон-
центрация носителей заряда, чем в соседнем с ним слое, то создается непрерыв 
ный диффузионный поток носителей заряда в направлении убывания концен-
трации.
Образование и сзойстеа р-л-перехода

В основе принципа действия большинства полупроводниковых прибо-
ров находятся свойства электронно-дырочного перехода или р-л-перехода.
Для создания двухслойной р-л-структуры используются процессы ионной
имплантации или диффузии. На практике получили распространение
р-л-структуры с неодинаковой концентрацией акцепторной (Ад) и донор-
ной (#д) примесей, т. е. с неодинаковой концентрацией основных носителей
заряда в п/п слоях р- и л-типа. Типичными являются структуры с Ал » Пд,
и, следовательно, рр » лп. Такие р-л-структуры называются несимметрич-
ными. Область с высокой концентрацией основных носителей заряда (низко-
омная область) называется эмиттером, область с низкой концентрацией
(высокоомная область) - базой.

В зависимости от наличия или отсутствия внешнего смещения и его
полярности р-л-переход может находиться в одном из трех состояний, состоя-
ние равновесия (смещение отсутствует), прямое смещение, обратное сме-
щение.

При отсутствии внешнего смещения начинается встречная диффу-
зия дырок из р- в «-область и электронов из «-области вр-область. Диффузион-
ный ток в основном определяется дырочной составляющей, т. к. рр » лп.
Дырки, вошедшие в «-область, рекомбинируют с электронами этой области,
а электроны, вошедшие в р-область, - с дырками р-области. В результате
в приграничной области р-типа создается нескомпенсированный заряд отрица-
тельных ионов акцепторной примеси, а в приграничной области и-типа -
нескомпенсированный заряд положительных ионов донорной примеси. Об-
разованный в результате встречной диффузии объемный заряд создает электри-
ческое поле с напряженностью Езап, препятствующее дальнейшей диф-
фузии основных носителей заряда. Таким образом, на границер «-перехода об-
разуется контактная разность потенциалов, численно характеризующая-
ся высотой потенциального барьера. Поле Езап не препятствует движению
через переход неосновных носителей, имеющихся в р- и «-областях. Таким об-
разом, через р-л-переход в равновесном состоянии движутся два встречно
направленных потока зарядов, находящихся в динамическом равновесии и вза-
имно компенсирующих друг друга. Результирующий ток через р-и-переход от-
сутствует.

Прямое смещение. На рис. 1.2, а приведена схема включения р-п-
структуры и источника внешнего смещения ЕНСт, соответствующая прямому
смещению р-и-перехода. Поле, создаваемое источником смещения, направлено
противоположно полю запирающего слоя. Происходит снижение потенциаль-
ного барьера, резко возрастает количество основных носителей зарядов способ-
ных диффузионно проникать в соседние области, т. е. увеличивается диффузи-
онный ток. Сопротивление р-л-перехода снижается.
Рис. 1.2. Смещение />-и-перехода:
а - прямое смещение; б - обратное смещение
Обратное смещение. Схема включения /р-л-структуры, соответствующая
обратному смещению /р-л-перехода, приведена на рис. 1.2, б. Поле создаваемое
источником смещения в /р-л-переходе совпадает по направлению с полем запи-
рающего слоя, ширина запирающего слоя увеличивается. Высота потенциаль-
ного барьера увеличивается, что ведет к резкому снижению количества основ-
ных носителей зарядов способных диффузионно проникать в соседние области,
т. е. к уменьшению диффузионного тока. Для неосновных носителей заряда поле
в /р-л-переходе остается ускоряющим, дрейфовый ток не изменяется. Результи-
рующий ток через/р-л-переход определяется в основном током дрейфа неоснов-
ных носителей. Обратный ток неосновных носителей иногда называют тепловым
током, т. к. он сильно зависит от температуры - при нагреве увеличивается гене-
рация неосновных носителей заряда. При обратном смещении сопротивление
/р-л-перехода увеличивается.

Из рассмотренного следует основное - вентильное - свойство
/р-л-перехода: при прямом смещении сопротивление /р-л-перехода мало, при об-
ратном - велико.

Зависимость тока через /р-л-переход от приложенного напряжения I
называется вольт-амперной характеристикой (ВАХ) электронно-дырочного пе-
рехода. На рис. 1.3, а приведена ВАХ идеального /р-л-перехода: сопротивление
перехода при прямом смещении отсутствует, Апр = 0, при обратном смешении
оно бесконечно велико, АоеР —> со. Такая предельная идеализация используется
далее при качественном анализе принципа действия выпрямительных устройств.
На рис. 1.3, б представлена ВАХ идеализированного /р-л-перехода, аналитиче-
ское выражение которой имеет вид

I = 10 (ехр(Ш ) -1)

где О - напряжение на р-п-переходе, ерт = к Т/д - тепловой потенциал, равный
контактной разности потенциалов <рк на границе /р-л-перехода при отсут-
ствии внешнего смещения, к - постоянная Больцмана;

Т- абсолютная температура;

ц — заряд электрона.

Необходимо отметить, что идеализированная ВАХ не учитывает ряд про-
цессов, характерных для реальных/р-л-структур, а именно: термогенерацию но-
сителей в запирающем слое; поверхностные токи утечки; падение напряжения
на сопротивлениях электронейтральных областей структуры; пробой при опре-
деленных обратных напряжениях. ВАХ реального /р-л-перехода приведена на
рис. 1.3, б.

Помимо основного, вентильного, свойства полупроводниковые структуры
на основе /р-л-перехода обладают и другими свойствами, которые необходимо
учитывать при проектировании электронных устройств. Рассмотрим некоторые
из них.
Рис. 1.3. Вольт-амперные характеристики /?->г-перехода:
а - идеальная ВАХ; б - идеализированная и реальная ВАХ

Явление пробоя р-п-перехода состоит в том, что при некотором обратном
напряжении наблюдается резкое увеличение обратного тока. Существуют
два вида пробоя: электрический и тепловой. Электрический пробой может быть
лавинным или туннельным. Для электрического пробоя характерна обрати-
мость, т. е. первоначальные свойства/р-и-персхода восстанавливаются, если сни-
зить напряжение на /л/г-иереходе. Электрический пробой используется в каче-
стве рабочего режима в полупроводниковых диодах (стабилитрон, туннельный
диод).

Если температура /р-и-персхода возрастает в результате нагрева его обрат-
ным током, а теплоотвод недостаточен, то усиливается процесс генерации пар
носителей заряда. Это приводит к дальнейшему увеличению обратного тока и
нагреву /р-п-перехода, что может вызвать его разрушение. Это тепловой пробой.
Тепловой пробой разрушает /р-и-переход.

Емкостные свойства р-п-перехода обусловлены наличием по обе стороны
от границы электрических зарядов, которые созданы ионами примесей,
а также подвижными носителями заряда, находящимися вблизи границы
/р-п-перехода. Емкость/р-п-перехода подразделяют на две составляющие: барьер-
ную и диффузионную.

Барьерная (зарядная) емкость СбаР определяется изменением неском-
пенсированного заряда ионов при изменении ширины запирающего слоя
под воздействием внешнего обратного напряжения. При увеличении обрат-
ного напряжения ширина /р-п-перехода возрастает и емкость Сбар уменьшается.

Диффузионная емкость Сднф обуславливается изменением зарядов не-
равновесных электронов и дырок слева и справа от /р-п-перехода в результате
изменения прямого напряжения на нем. Диффузионная емкость отражает физи-
ческий процесс изменения концентрации подвижных носителей заряда, накоп-
ленных в областях, вследствие изменения концентрации инжектированных
носителей.
1.2.	Полупроводниковые диоды

Полупроводниковым диодом называют полупроводниковый прибор с од-
ним /л/г-иереходом и двумя выводами. Рассмотрим некоторые из них, наиболее
широко применяемые на практике.

Выпрямительные диоды используют вентильные свойства /;>-«-перехода
и применяются в выпрямительных устройствах. В качестве исходного материа-
ла при изготовлении выпрямительных диодов используют в основном герма-
ний и кремний. На рис. 1.4, а, б приведены условное графическое обозначе-
ние (УГО) выпрямительного диода и его внешний вид.

Рис. 1.4. Выпрямительный диод:
а - УГО выпрямительного диода; б - внешний вид;

в - типовая вольт-амперная характеристика выпрямительного диода

Выпрямительные диоды характеризуются малыми потерями в переходе,
а также способностью пропускать большие токи. Мощные выпрямительные ди-
оды имеют массивный корпус для отвода тепла от перехода. Выпрямительные
диоды обычно работают на частоте сети переменного тока 50-60 Гц. Для
выпрямления высоких напряжений используются специальные высоковольтные
диоды - кремниевые (выпрямительные) столбы, состоящие из нескольких вклю-
ченных последовательно диодов. На рис. 1.4, в приведена типовая вольт-ампер-
ная характеристика реального диода.

Основными параметрами выпрямительных диодов являются

-	/пР ср тах - максимальное значение прямого среднего тока диода;

-	6/обр доп - допустимое наибольшее значение постоянного обратного
напряжения диода;

-	/тах - максимально допустимая частота входного напряжения;

-	//Пр - прямое падение напряжения на диоде при заданном прямом токе.

У германиевых диодов //пр < 0,5 В, у кремниевых - //пр < 1,5 В.
Выпрямительные диоды классифицируют по мощности и частоте:

-	по мощности: маломощные (/пр ср тах < 0,3 А); средней мощности
(0,3 А < Лтр ср тах < 10 А); большой мощности (/пр ср тах > ю А);

-	по частоте: низкочастотные (/так < Ю3 Гц); высокочастотные
(/шах > 103 Гц).

Стабилитроны применяются для стабилизации уровня напряжения
в схеме. Принцип действия основан на явлении электрического пробоя
/ля-перехода при включении диода в обратном направлении. На рис. 1.5, а, б
приведено условное графическое обозначение стабилитрона и его внешний
вид.

а)	б)	в)

Рис, 1.5. Стабилитрон:

а - УГО стабилитрона; б - внешний вид;

в - параметрический стабилизатор напряжения

К основным параметрам стабилитрона относятся'

-	напряжение стабилизации 4/«т - падение напряжения на стабилитроне
при протекании заданного тока стабилизации. Напряжение стабилиза-
ции определяется выбором соответствующей концентрации примеси
в базе диода. Шкала напряжений выпускаемых промышленностью ста-
билитронов находится в пределах 3-180 В;

/ст тш, /ст тах минимальный и максимальный токи стабилитрона, соот-
ветственно. При /ст > 1ст Ш1П стабилитрон входит в режим электрического
пробоя, при /ст > 1сттах обратимый электрический пробой сменяется не-
обратимым тепловым пробоем;

-	дифференциальное сопротивление гДИф - определяется при заданном зна-
чении тока на участке пробоя как гдаф = Д//ст/А/ст (доли Ом х- сот-
ни Ом).

На рис. 1.5, в приведен пример использования стабилитрона как основного
элемента параметрического стабилизатора напряжения. В практической рабо-
те 2 рассматривается расчет элементов схемы параметрического стабилизатора
напряжения и его основных параметров.

Варикап. Варикап - это полупроводниковый прибор, предназначенный
для использования в качестве управляемой электрическим напряжением емкости.
Условное графическое обозначение варикапа приведено на рис. 1.6, а.
Принцип действия варикапа основан на зависимости барьерной емкости от
величины обратного напряжения, приложенного к />-и-переходу. Основной ха-
рактеристикой варикапа является вольт-фарадная характеристика - зависимость
емкости варикапа от приложенного обратного напряжения, рис. 1.6, б. В выпус-
каемых промышленностью варикапах емкость может изменяться в широких пре-
делах: от единиц до сотен пикофарад.

а - УГО варикапа; б - вольт-фарадная характеристика;

в - пример использования варикапа

На рис. 1.6, в в качестве примера показано включение варикапа в цепь ре-
зонансного колебательного /_С-коптура. Изменение резонансной частоты проис-
ходит при изменении напряжения на варикапе УВ1. Конденсатор С исключает
закорачивание варикапа через индуктивный элемент В Сопротивление рези-
стора К1 выбирается достаточно большим, чтобы цепь управления не оказывала
влияние на добротность контура.

Фотодиод. Фотодиодом называется полупроводниковый диод преоб-
разующий оптическое излучение в электрический заряд. Принцип действия
фотодиода основан на явлении генерации пар свободных носителей заряда (элек-
троны и «дырки») при поглощении квантов света атомами в области
7?-л-перехода. На рис. 1.7, а, б приведено условное графическое обозначение фо-
тодиода и его внешний вид.

Различают следующие режимы работы фотодиода:

-	фотогальванический (генераторный) - фотодиод работает без внешнего
источника питания. Б этом режиме он может работать в качестве дат-
чики или в качестве элемента питания (солнечной батареи), так как под
воздействием света на выводах фотодиода появляется напряжение, зави-
сящее от светового потока и нагрузки;

-	фотодиодный - в схеме используется источник питания, который сме-
щает фотодиод в обратном направлении. В этом случае через фотодиод
течет обратный ток, пропорциональный падающему на него световому
потоку. В рабочем диапазоне напряжений этот ток практически не зави-
сит от приложенного обратного напряжения, см. рис. 1.7, в.
а)	б)	в)

Рис. 1.7. Фотодиод:
а - УГО фотодиода; б - внешний вид;

в - световая характеристика для различных уровней светового потока

Фотодиоды широко используются в системах управления, метрологии, ро-
бототехнике и других областях. Также они используются в составе других ком-
понентов, например, оптопар, оптореле.

Светодиод. Светодиодом называется полупроводниковый диод создающий
оптическое излучение при пропускании через него электрического тока в прямом
направлении. Принцип действия основан на явлении рекомбинации пар свободных
носителей заряда - электронов и дырок - в области /р-и-перехода. Рекомбинация
носителей заряда сопровождается освобождением кванта света (фотона).

На рис. 1.8, а, б приведено условное графическое обозначение светодиода
и его внешний вид. Основными материалами для изготовления светодио-
дов служат фосфид индия, арсенид-фосфид галлия, карбид кремния. Цвет свече-
ния определяется химическим составом полупроводника. Для сравнения
на рис. 1.8, в приведены вольт-амперные характеристики выпрямительного крем-
ниевого диода и светодиодов видимого спектра излучения.

а)

Рис. 1.8. Светодиод:

а - УГО светодиода; б - внешний вид; в - вольт-амперные характеристики
Основные характеристики светодиодов - вольт-амперные, яркостные и
спектральные. Основными параметрами светоизлучающих диодов являются
длина волны, полуширина спектра излучения, мощность излучения, рабочая ча-
стота и диаграмма направленности излучения.

Светодиоды находят широкое применение в цифровых индикаторах, све-
товых табло, устройствах оптоэлектроники.

Диоды Шоттки. Потенциальный барьер, полученный на основе контакта
«металл - полупроводник», часто называют барьером Шоттки, а диоды, исполь-
зующие такой потенциальный барьер, - диодами Шоттки. Барьер «металл - полу-
проводник», так же как и полупроводниковый /р-л-переход, обладает свойством
односторонней электропроводимости. В отличие от п/п диодов не происходит
процессов накопления и, соответственно, при переключении нет затрат времени
при рассасывании заряда неосновных носителей. В результате снижается время
на переключение, что позволяет использовать диоды Шоттки в качестве импуль-
сных и высокочастотных диодов. Помимо быстродействия к их достоинствам
следует отнести малое падение напряжения (0,2-0,4 В). Диоды Шоттки приме-
няются для создания высокоскоростных логических элементов, в низковольтных
высокочастотных выпрямителях.

1,3.	Биполярные транзисторы

В зависимости от принципа действия и конструктивных признаков транзи-
сторы подразделяются на два больших класса: биполярные и полевые.

Биполярный транзистор - это полупроводниковый прибор с двумя или бо-
лее /р-л-переходами, имеющий три и более выводов. Основными областями при-
менения транзисторов является использование их в схемах усиления электриче-
ских сигналов, а также в импульсных схемах в качестве электронных ключей.
Название «биполярный» обусловлено тем, что участие в образовании тока при-
нимают носители заряда обоих знаков: электроны и дырки.

Устройство биполярного транзистора. Конструктивно биполярный тран-
зистор состоит трех областей с чередующимися типами проводимости.
В зависимости от порядка чередования этих областей различают транзисторы
п-р-п и р-п-р типа. Крайние слои называют эмиттером (Э) и коллектором (К).
Между коллектором и эмиттером находится база (Б). Условные графические
обозначения транзисторов приведены на рис. 1.9, а.

В трехслойной структуре имеются два р-л-перехода: эмиттерный
р-л-переход между эмиттером и базой и коллекторный /р-л-переход между кол-
лектором и базой. Функция эмиттерного перехода - инжектирование (эмиттиро-
вание) носителей заряда в базу, функция коллекторного перехода - сбор носите-
лей заряда, прошедших через базовый слой.
Рис. 1.9. Биполярный транзистор:
а - УГО биполярного транзистора;
б - распределение токов в транзисторе р-и-р-тцпа в активном режиме

Повышению эффективности транзистора как активного элемента усили-
тельных устройств способствует ряд его конструктивных особенностей. Эмиттер
является наиболее высоколегированной областью. Для повышения эффективно-
сти сбора носителей заряда площадь коллекторного /р-л-перехода делают больше
площади эмиттерного /р-л-перехода. Область базы принципиально отличается
от соседних с нею областей:

-	тип проводимости базы противоположен типу проводимости эмиттера
и коллектора;

-	толщина базы мала по сравнению с длиной свободного пробега носите-
лей заряда;

база - наименее легированная область транзистора.

Режимы работы транзистора

Каждый /р-л-персход биполярного транзистора может быть включен либо
в прямом, либо в обратном направлении. В зависимости от этого различают сле-
дующие четыре режима работы транзистора:

-	активный режим: на эмиттерный /р-л-переход подано прямое напряже-
ние, на коллекторный - обратное. Активный режим используется при
работе транзистора в усилительных устройствах, генераторах;

-	инверсный режим', на коллекторный /р-л-переход подано прямое напря-
жение, на эмиттерный - обратное. Этот режим на практике применяется
крайне редко;

-	режим насыщения: оба/р-л-псрехода (эмиттерный и коллекторный) сме-
щены в прямом направлении. Наблюдается инжекция носителей заряда
из эмиттера и коллектора в базу. В результате база насыщается неоснов-
ными носителями, транзистор ведет себя как малое сопротивление, и
токи через него ограничиваются в основном за счет элементов внешней
цепи. В режиме насыщения транзистор полностью открыт, сопротивле-
ние транзистора мало;

-	режим отсечки', оба/р-л-перехода смещены в обратном направлении; со-
противления /р-л-переходов (для основных носителей заряда) увели-
чиваются. Через 7?-л-переходы проходят обратные токи коллекторного и
эмиттерного переходов: /иб<> и Лбо, соответственно. Транзистор закрыт.
Сопротивление транзистора велико.

Режимы насыщения и отсечки используются при работе транзистора
в качестве электронного ключа. Активный режим является основным режи-
мом работы биполярного транзистора в аналоговых электронных устройствах.
На рис. 1.9, а направления токов указаны для активного режима работы.

Схемы включения биполярных транзисторов

В зависимости от того, какой из трех выводов транзистора является общим
для входного и выходного сигналов, различают три схемы включения транзи-
стора: с общей базой (ОБ), общим эмиттером (ОЭ) и общим коллекто-
ром (ОК), рис. 1.10. Источники Е3, Ек обеспечивают смещение /р-и-переходов
транзистора. Указанная на рис. 1.10 полярность подключения источников соот-
ветствует активному режиму работы транзистора р-п-р типа.

Для сравнения схем включения используют параметры, характеризующие
транзистор с точки зрения его использования в усилительных устройствах.
К ним относят коэффициенты усиления'

-	по току К\ = Л/вых/А/вх;

-	по напряжению Км = ЫКягх/МЛх;

-	по мощности Кр = К\ К\ = АРВЫХ/АРВХ;
а также:

-	входное сопротивление Квх = Двх//вх;

-	выходное сопротивление Квых Двых/Дых.

Сравнение параметров для различных схем включения позволяет сделать
вывод об универсальности схемы с ОЭ, обеспечивающей усиление по току, так
и по напряжению, тогда как для схемы с ОБ К < 1, а для схемы с ОК Ку < 1.
Схема с ОЭ обладает максимальным усилением по мощности. Этим объясняется
широкое применение этой схемы в усилительных устройствах.

а - с общей базой; б - с общим эмиттером; в - с общим коллектором

Схема с ОБ имеет малое входное сопротивление и большое выходное со-
противление, что является ее недостатком. К достоинствам схемы с ОБ следует
отнести лучшие частотные характеристики по сравнению со схемой с ОЭ, низкий
уровень искажений выходного сигнала. Схема с ОБ получила распространение
в схемах усиления высокочастотных сигналов.

Схема с ОК (эмиттерный повторитель) имеет значительно большее вход-
ное сопротивление Авх, чем любая другая схема, усиливает сигнал как по току,
так и по мощности. Большее входное и малое выходное сопротивление схемы
с ОК обуславливает широкое применение эмиттерного повторителя в качестве
согласующего устройства.

Принцип действия биполярного транзистора

Рассмотрим принцип действия транзистора /ли-р-типа, включенного
по схеме с общим эмиттером, рис. 1.9, б. Принцип действия транзистора
и-р-и-типа аналогичен с той лишь разницей, что направления токов, знаки
носителей заряда и полярности напряжений противоположны указанным
на рис. 1.9, б.

Полярность указанных на рис. 1.9, б источников питания Еъ, Ек соответ-
ствует работе транзистора в активном режиме: напряжение на эмиттерном
/ля-и грех оде соответствует прямому смещению, на коллекторном - обратному,
причем |(7кэ| > |С7бэ|, напряжение на коллекторном /л/г-пгреходе (7кб =
= (Ткэ - (7бэ. Вследствие прямого смещения эмиттерного перехода начинается
усиленная диффузия (инжекция) дырок из эмиттера в базу. Основная часть ин-
жектированных в область базы дырок, двигаясь под действием градиента кон-
центрации (или электрического поля) достигает коллекторного р-л-иерехода.
Эти дырки захватываются полем коллекторного перехода и перебрасываются
в коллекторную область транзистора, образуя управляемую составляющую тока
коллектора, /к'. Некоторая часть инжектированных в область базы дырок реком-
бинирует с основными для базы и-типа носителями заряда - электрона-
ми, образуя ток базы Тб'- Соотношение между токами коллектора и эмиттера
имеет вид

1К = а!э,

где а - коэффициент передачи тока эмиттера. Вследствие малой вероятности
рекомбинации дырок в тонкой базе этот коэффициент близок к единице,
а = 0,95 -г 0,99. Часть тока базы, обусловленная рекомбинацией дырок
в базе, составляет

1Б = 1Э — 1К ~ — а1 э = (1 — а)1э.

Помимо указанных основных составляющих токов транзистора необхо-
димо учесть, что через запертый для основных носителей заряда коллекторный
/ли-переход будет протекать ток /кбо, образованный потоком неосновных носи-
телей заряда - электронов из коллектора в базу и дырок из базы в коллектор.
Следовательно, полный коллекторный ток составит

1к = + ^кбо = «1Э + ^кбо •	(1-1)
Ток базы, в соответствии с первым законом Кирхгофа, составит

1Б — 1Э — 1К — 1Э —	+ 1кбо) _ (1_ а)1э — 'к!.о •

Отсюда, ток эмиттера

1Э =— 1б+~1кб0-	(1-2)

Э -г	Ь 1	МЮ	X '

1-а	1-а

Учитывая, что для схемы включения с ОЭ входным током является ток
базы, а выходным - ток коллектора, практический интерес представляет зависи-
мость тока коллектора от тока базы. Для этого в выражении (1.1) заменим /э вы-
ражением (1.2), получим

т - Г 1 т 1 т т а т 1^1 а \

Ц-а 1-а	)	1-а у 1-а/

Обозначим а/(1 - а) = р. Тогда

1к=Р1б+(1 + Р)1кбо = Р1б+1кэо-	(1-3)

Здесь р - коэффициент передачи тока базы, р » 1; /кэо - сквозной (начальный)
ток транзистора, ток коллектора при обрыве базы, /б = 0.

Из анализа (1.3) следует, что относительно небольшое изменение тока базы
вызывает значительное изменение тока коллектора, ЛДс » А/г„ Также малое из-
менение входного напряжения АС/э вызывает значительное изменение напряже-
ния на нагрузке Л/кЛк и мощности, выделяющейся на резисторе Ак,
т. е. происходит усиление по напряжению и по мощности.

Статические характеристики биполярного транзистора

Каждой из рассмотренных выше схем включения транзисторов соответ-
ствуют свои статические характеристики, представляющие собой зависимости
токов транзистора от приложенных напряжений. Характеристики позволяют
определить параметры, необходимые для расчета транзисторных схем. Разли-
чают входные и выходные характеристики.

Входная вольт амперная характеристика представляет собой зависи-
мость входного тока от входного напряжения /вх = ./([/«) при [/вых = СОИ 81.
Выходная вольт-амперная характеристика - зависимость выходного тока от
выходного напряжения /вых =ДЦ!ЬК) при 7ВХ = соп81. Характеристики называют
статическими в связи с тем что их снимают при относительно медленных изме-
нениях напряжения и тока. На рис. 1.11, а приведена схема для снятия входных и
выходных ВАХ транзистора п-р-п типа, включенного по схеме с ОЭ.

Для схемы с ОЭ входными характеристиками являются зависимости
1ъ =Д[/бэ) при постоянных напряжениях С'кэ, рис. 1.11, б. При Пкэ = 0 оба
/р-л-перехода транзистора работают при прямом смещении, входная характери-
стика в этом случае представляет собой ВАХ двух /р-л-переходов, включенных
параллельно. При С/<э > С/кэ нас напряжение на коллекторном /р-л-переходе
соответствует обратному смещению, на эмиттерном />-л-переходе сохраняется
прямое смещение. Ток базы уменьшается, так как в этом режиме он обуслов-
лен процессом рекомбинации неосновных носителей заряда и равен разности
2э - /к. Помимо этого, уменьшение тока базы с ростом 11кэ происходит вследствие
эффекта модуляции ширины базы. Этим объясняется смещение входных харак-
теристик вниз с увеличением (7кэ относительно кривой с (7«э = 0.

Рис. 1.11. Вольт-амперные характеристики биполярного транзистора,
схема включения ОЭ:

а - схема для снятия ВАХ транзистора; б - входные характеристики;
в - выходные характеристики

Выходными характеристиками для схемы с ОЭ являются зависимости
/к = Д(7кэ) при постоянных токах базы 1б, рис. 1.11, в. На выходных характери-
стиках можно выделить три области, отвечающие различным режимам работы
транзистора: I - режим насыщения (режим двойной инжекции); II - режим от-
сечки, соответствует закрытому состоянию транзистора; III — активный режим.
В активном режиме ток коллектора почти не зависит от напряжения (Ткэ,
поэтому в этой области транзистор может быть представлен в виде источника
тока, управляемого током базы. Небольшой наклон выходных характеристик
обусловлен тем, что при увеличении (Укэ увеличивается ширина коллекторного
перехода, а ширина базовой области, напротив, уменьшается (эффект Эрли).
Следовательно, ток коллектора увеличивается. При уменьшении (7кэ умень-
шается обратное напряжение на коллекторном /р-и-переходе С’кь, а при
(Ткэ = СЛсэнас = (Тбэ (граница режима насыщения (7) и активного режима (7/))
напряжение (7кб изменяет знак, при дальнейшем снижении (Ткэ смещение кол-
лекторного перехода становится прямым. Начинается встречное движение ос-
новных носителей заряда (электронов) через прямосмещенный коллекторный
/р-л-переход, в результате чего ток коллектора уменьшается. В области насыще-
ния транзистор теряет свои усилительные свойства. Этот режим используется
при работе транзистора в качестве электронного ключа. На рис. 1.11, в рабочий
участок активного режима ограничен кривой допустимой мощности, рассеивае-
мой на коллекторном /р-л-переходе 7’кмах.
Входные и выходные характеристики транзистора позволяют определить
//-параметры и построить на их основе схему замещения транзистора. Более по-
дробно этот вопрос рассмотрен в практической работе 4.

Схемы замещения бипопярных транзистора

Широкое распространение для анализа цепей, содержащих транзисторы,
получили эквивалентные схемы замещения. Их использование позволяет
применять методы анализа цепей для определения таких практически значи-
мых параметров устройств на основе транзисторов, как входное и выходное
сопротивления, расчета частотных характеристик. Одной из наиболее распро-
странённых физических моделей биполярных транзисторов является мо-
дель Эберса - Молла, рис. 1.12, а. В этой модели транзистор представлен в виде
двух встречно включенных диодов, взаимодействие между которыми учитыва-
ется двумя управляемыми источниками тока, амЛ и щ//, где их и щ статические
коэффициенты передачи тока при нормальном и инверсном включении транзи-
стора, соответственно.

Токи инжектируемых через эмиттерный и коллекторный //-//-переходы но-
сителей обозначены как 1\ и Л, тогда как собираемые токи (экстракция) обозна-
чаются с помощью источников тока. С учетом уравнения идеализированной
вольт-амперной характеристики //-«-перехода, п. 1.1, в соответствии с первым
законом Кирхгофа получим

^ЭБО

1 СС ОСI

—

а^КБО (	/^КбА л

	 ехр --- — 1
1 ----------------\	\<рт )

, _ аЛ/^ЭБО

К ~ 1 —// /

А<БО

1 - а«

(1 - а?Л,)/ЭБ0

1 сс^сс^

(1 - ггР/кБО
1 сс а I

здесь 7эю, /кбо - обратные токи соответствующих //-«-переходов при неподклю-
ченном выводе другого перехода.

Приведенные выше уравнения называются уравнениями Эбсрса - Молла
и представляют собой математическую модель идеализированного биполярного
транзистора. Эти уравнения могут быть использованы для анализа статических
характеристик биполярного транзистора в различных режимах его работы:
активном, инверсном, отсечки и насыщения. Модель Эберса - Молла является
по своей сути нелинейной и ее применение ограничивается постоянными напря-
жениями и токами.
Рис. 1.12. Эквивалентные схемы замещения биполярного транзистора (схема с ОБ):
а - классическая модель Эберса - Молла; б - схема замещения в физических параметрах

На практике широкое распространение получили электронные устройства,
в которых при наличии больших постоянных токов и напряжений действуют ма-
лые переменные составляющие токов и напряжений. Если анализ работы по по-
стоянному току может быть выполнен на основе модели Эберса - Молла, то для
анализа по переменному току используются малосигнальные эквивалентные
схемы замещения биполярного транзистора. Рассматривают две группы мало-
сигнальных эквивалентных схем: схемы замещения в физических параметрах и
схемы замещения в /г-параметрах. Эквивалентные схемы состоят из линейных
элементов, параметры которых определяются в результате линеаризации вольт-
амперных характеристик транзисторов в окрестности режима работы по посто-
янному току. На рис. 1.12, б представлена Т образная малосигнальная эквива-
лентная схема замещения биполярного транзистора в физических параметрах
для включения с ОБ. Эта схема хорошо отражает структуру транзистора и содер-
жит физически обоснованные параметры. Схема может быть получена из схемы
на рис. 1.12, а заменой эмиттерного и коллекторного диодов их дифференциаль-
ными сопротивлениями гэ и лад, статического коэффициента передачи тока «м
на дифференциальный коэффициент а. Из схемы исключен источник тока щ/г,
так как предполагается работа транзистора в нормальном режиме. При работе
в области низких и средних частот может не учитываться барьерная емкость кол-
лекторного /р-и-перехода Ск.

Дифференциальное сопротивление включенного в прямом направлении
эмиттерного перехода определяется с учетом выражения для вольт-амперной
характеристики идеализированного /р-л-перехода, п. 1.1

(^эъ\	<Рт

гЭ = -Д—	= —

4 а'э ' иКБ=сопм ‘з

где /э - постоянная составляющая тока эмиттера;

(Тэб - напряжение на эмиттерном /р-л-переходе. В схеме замещения не учи-
тывается объемное сопротивление эмиттерной области, так как сопротив-
ление этой высоколегированной области транзистора очень мало. Типич-
ные значения гэ находятся в пределах от единиц до десятков Ом.
Дифференциальное сопротивление обратносмещенного коллекторного

//-//-перехода

Гк™ ~

1э=сопИ

обусловлено эффектом модуляции ширины базы (эффектом Эрли) и находится
в диапазоне 0,5-1,0 МОм. Для схемы с общим эмиттером дифференциальное со-
противление гко) значительно меньше: ГкО) = пцб/СР+1).

Объемное сопротивление базы гб является суммой сопротивлений актив-
ной и пассивной областей, расчет которых затруднен сложной геометрией базо-
вого слоя и его неоднородностью. Значения гб зависят от типа транзистора и со-
ставляют 100 -400 Ом. Сопротивление базы транзистора может быть оценено на
основе его паспортных данных из выражения гб ~ Гос/Ск, где тж - постоянная вре-
мени цепи внутренней обратной связи на высокой частоте, Ск - емкость коллек-
торного/р-л-перехода. Используя эквивалентную схему замещения, рис. 1.12, б,
определим входное сопротивление транзистора по переменному току транзи-
стора, включенного по схеме с общей базой. С учетом известных соотношений
между сопротивлениями схемы, год гб, гэ, для переменных составляющих
токов можно записать Д/э = Д/б + Д/к = Д/б + аД/э, отсюда Д/б = (1 - а)Д/э. Тогда
входное сопротивление

А^эб ГэДРэ+гБД/в гэД/э+ГБ(1-а)Д/э .	.

Гвх(Б) =	= д/з =--------------------= гэ + гБ(1 - «)•

Точность определения параметров физических эквивалентных схем отно-
сительно невысокая, поэтому на практике транзистор часто представляют в виде
четырехполюсника, входные и выходные электрические величины которого свя-
заны системой //-параметров. Независимыми переменными в этой системе явля-
ются входной ток и выходное напряжение, что удобно при экспериментальном
определении //-параметров. Выражения для переменных составляющих вход-
ного напряжения и выходного тока в системе //-параметров записываются следу-
ющим образом (схема с ОБ)

△^эб = Лцб^э + ^12бД^кб;

— ^21Б^Э + ^22Б^КБ-

Коэффициенты //чб (//-параметры) определяют на линейных участках ста-
тических входных и выходных вольт-амперных характеристик (для соответству-
ющей схемы включения транзистора). Транзистор при этом находится в актив-
ном режиме работы. Из приведенной выше системы уравнений следует

/’иб

' д;э 'дбкб=о

I Ш2Б

2^»’ Й21Б " ® Д(/КБ.О: Л22Б "

Определенные таким образом //-параметры имеют следующий физический
смысл: //ив, //21Б- входное сопротивление и коэффициент передачи тока эмиттера
при коротком замыкании по переменной составляющей выходного напряжения
(АС'кб = 0, /7кб = сопз1); /игв, //22Б - коэффициент внутренней обратной связи
по напряжению и выходная проводимость в режиме холостого хода по перемен-
ной составляющей входного тока (Л/э = 0,/э = соп81). На рис. 1.13, а приведена
упрощенная схема замещения транзистора в //-параметрах. В схеме отсутствует
источник напряжения /избАС/кб из-за малости параметра //21Б у современных тран-
зисторов. Для анализа низкочастотных устройств в схеме может не учитываться
емкость коллекторного ^-«-перехода Ск.

Рис. 1.13. Связь между параметрами малосигнальных схем замещения биполярного
транзистора (схема с ОБ): а - схема в //-параметрах; схемы в физических параметрах;

б - режим короткого замыкания на выходе; в - режим холостого хода на входе

Установим связь между //-параметрами и физическими параметрами для
схемы включения с общей базой. В качестве примера получим выражение пара-
метра //не через физические параметры. Для этого рассмотрим режим короткого
замыкания по переменной составляющей выходного напряжения схемы в физи-
ческих параметрах, рис. 1.13, б. Ток участка цепи с параллельным соединением
сопротивлений гб||гк(Б) составляет (1 - а)Л/э. Напряжение на этом участке

△^гБЦгК(Б) = (1 _ а)Д1э

гб+гК(Б)

Входное напряжение ЛОэв составит

ДВэб = АЦгЭ + △^гБцгК(Б) = ГЭД1Э + (1 — °0Д1э---- ( 

гб+гк(Б)

Отсюда входное сопротивление гвх (= //пб)

г _ Д^эб _	_	( ГБГК(Б)

вх “ "ЗГ” ” гЭ + й гБпгК(Б) - гэ + и а) Гб+г 

Учитывая, что гб « Под выражение для //пб через физические параметры
будет иметь вид

ЛцБ = 7э 4- С1 — «>Б-

Аналогичным образом могут быть получены выражения для остальных па-
раметров

,	_ ГБ	ГБ ,	_	,	_	1	1

Й-12Б —	~	; «21Б — а'> “22Б —	~

ГБ + ГК(Б) ГК(Б)	ГБ + ГК(Б) ГК(Б)
Отсюда могут быть получены выражения для физических параметров че-
рез Л-параметры

,	, у ^12Б	^12Б	1	,

Гэ = Йцб - (.1 - /121б) т—; гБ=т—; ГК(Б)=-—; а= Л21Б.

Л22Б	П22Б	П22Б

В п. 3.5 схемы замещения биполярных транзисторов в физических пара-
метрах используются для построения расчетных схем и определения основных
параметров усилительных каскадов с ОЭ и ОК. В практической работе 4 рассмат-
ривается применение схемы замещения транзистора в к параметрах для расчета
по переменному току однокаскадного усилителя напряжения.

Основные параметры биполярных транзисторов

Для эффективного использования транзисторов в различных проектируе-
мых устройствах необходимо знать их основные параметры. Приведем некото-
рые из них:

/к тах — максимально допустимый ток коллектора;

Скэ тах максимально допустимое напряжение между коллектором и эмит_
тером;

Рк тах — максимальная рассеиваемая мощность на коллекторном р-п~
переходе;

Р - коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ;

/а - граничная частота в схеме с ОБ - частота, на которой коэффициент
передачи тока эмиттера уменьшается в э/2 раз относительно значения измерен-
ного на низкой частоте.

1.4.	Полезые транзисторы

Полупроводниковые приборы, работа которых основана на изменении со-
противления полупроводникового материала поперечным электрическим полем,
называют полевыми транзисторами. В отличие от биполярных, принцип дей-
ствия полевых транзисторов основан на использовании носителей заряда только
одного знака (электронов или дырок). Поэтому полевые транзисторы иногда
называют униполярными. Первый полевой транзистор был создан в 1952 году
У. Шокли.

К достоинствам полевых транзисторов следует отнести их высокую техно-
логичность, хорошую воспроизводимость требуемых параметров, меньшую сто-
имость в сравнении с биполярными транзисторами. Полевые транзисторы управ-
ляются электрическим полем, что обуславливает их высокое входное сопротив-
ление.

Полевые транзисторы, так же как и биполярные, могут применяться для
усиления мощности электрических сигналов, но особенно эффективно их при-
менение в устройствах цифровой электроники.
В зависимости от принципа действия полевые транзисторы подразделя-
ются:

-	на полевые транзисторы с управляющим /р-и-переходом;

-	МДП-транзисторы.

Основным способом движения носителей заряда, образующих ток поле-
вого транзистора, является их дрейф в электрическом поле. Проводящий слой, в
котором создастся рабочий ток полевого транзистора, называют каналом. Элек-
трод, от которого начинают движение основные носители заряда в канале, назы-
вают истоком, а электрод, к которому движутся основные носители заряда,
называют стоком. В основе принципа действия всех полевых транзисторов нахо-
дится изменение тем или иным способом проводимости канала. Входной сигнал,
управляющий проводимостью канала, подается на затвор.

В зависимости от способа создания проводящего канала в МДП-транзисто-
рах различают:

-	МДП-транзисторы со встроенным каналом;

-	МДП-транзисторы с индуцированным каналом.

Аналогично биполярным, полевые транзисторы могут быть включены по
одной из трех схем: с общим истоком (ОИ), с общим стоком (ОС), с общим за-
твором (ОЗ). Схема с общим истоком получила наибольшее распространение.
На рис. 1.14 приведены условные графические обозначения различных типов по-
левых транзисторов. Рассмотрим основные типы полевых транзисторов.

Р-канальный ^канальный

Р-канальный

в)

Рис. 1.14. Условные графические обозначения полевых транзисторов:

а - ПТ с управляющим /р-и-переходом; б - МДП-транзистор со встроенным каналом;
в - МДП-транзистор с индуцированным каналом

Транзисторы с управляющим р-п-переходом. Рассмотрим принцип дей-
ствия на примере полевого транзистора с каналом и-типа, рис. 1.15, а, схема
включения с ОИ. Управляющее (входное) напряжение 44» подается между затво-
ром и истоком. Полярность напряжения соответствует обратному смещению
обоих/р-и-переходов, СЛи < 0. При увеличении (по модулю) входного напряжения
ширина /р-и-переходов транзистора увеличивается за счет изменения толщины
запирающего слоя, а следовательно изменяется поперечное сечение токопрово-
дящего канала и его проводимость, и в конечном итоге, выходной ток - стока /с
транзистора.

При (Ли = 0 и С'си > 0 входная цепь закорочена. Толщина ур-и-переходов
минимальна, сопротивление канала минимально, через канал протекает макси-
мальный ток стока - т. н. начальный ток стока /си»ч. При < 0 ((Ли = сопз1)
и увеличении напряжения 1Лп область двойного электрического слоя уве-
27
личивается, особенно сильно это проявляется вблизи стока, где максимально об-
ратное напряжение на /р-л-переходах, см. рис. 1.15, а. Увеличение Л с рос-
том С7си происходит до определенного значения выходного напряжения, равного
напряжению насыщения (Л» нас. При дальнейшем возрастании (Ли ток 1С остается
неизменным вплоть до пробивного напряжения 11а1 проб.

Рис. 1.15. Полевой транзистор с управляющим ^-«-переходом:
а - устройство транзистора; 6 - стоко-затворная характеристика
в - стоковая характеристика ДНА»)

На рис. 1.15, б, в представлен примерный вид вольт-амперных характери-
стик ПТ с управляющим /р-и-переходом. Стоко-затворная характеристика А((/зи),
рис. 1.15, б, показывает зависимость тока стока от напряжения затвор-исток
при постоянном напряжении сток-исток. По стоко-затворной характеристике
определяется крутизна транзистора: 5 = йА/сКАи при (Ли = сопз1. Крутизна опре-
деляет усилительные свойства полевого транзистора. Также по стоко-затворной
характеристике определяется напряжение отсечки О™ 0Тс - напряжение затвор-
исток, при котором ток стока равен нулю.

Стоковые (выходные) характеристики АШЛ), рис. 1.15, в, отражают зави-
симость тока А от напряжения (Ли при заданном напряжении (7311 = соплй На ха-
рактеристиках можно выделить три характерных участка. Участок I характери-
зуется практически линейной зависимостью А((Ли), что позволяет использовать
полевой транзистор в качестве управляемого сопротивления. Это т. н. омическая
область. Для участка 11 характерна слабая зависимость тока А от напряжения (Ли.
Это область насыщения. Участок III характеризуется резким увеличением тока А
вследствие лавинного пробоя /р-и-переходов вблизи стока по цепи сток-затвор.

МДП транзисторы. В отличие от транзисторов с управляющим
/р-л-переходом в МДП-транзисторах затвор изолирован от канала слоем ди-
электрика. Поэтому МДП-транзисторы относят к группе ПТ с изолированным
затвором.

Рассмотрим принцип действия МДП-транзисторов со встроенным кана-
лом л-типа, рис. 1.16, а. В качестве исходного материала транзистора использо-
ван кремний, имеющий электропроводность /р-типа. Металлический затвор
28
изолирован от полупроводниковой подложки слоем диэлектрика диоксида крем-
ния 5/(92. Подложка соединяется с истоком либо внутри прибора, либо подложка
имеет вывод во внешнюю цепь и соединение с истоком осушествляется во внеш-
ней цепи.

Рис. 1.16. МДП-транзистор со встроенным каналом:

а - устройство транзистора; 6 - стоко-затворная характеристика С'М-
в - стоковая характеристика /с( (Ак)

Вольт-амперные характеристики МДП-транзистора со встроенным кана-
лом «-типа приведены на рис. 1.16, б, в. В отличие от рассмотренного выше ПТ
с управляющим р «-переходом данный тип МДП-транзистора допускает управ-
ление напряжением обеих полярностей.

При [Ай < 0 поле затвора выталкивает носители заряда - электроны из то-
копроводящего канала, тем самым обедняя его носителями, что приводит к сни-
жению его проводимости, а, следовательно, и тока 1С. Данный режим работы
транзистора называют режимом обеднения канала носителями. Стоковые харак-
теристики при П311 < 0 расположены ниже кривой, соответствующей = 0.

При [Ди > 0 поле затвора притягивает электроны из ^-области и слоев стока
и истока, тем самым увеличивая концентрацию носителей заряда в канале (обо-
гащение носителями канала), и увеличивая его проводимость, следовательно,
ток 1с повышается. Такой режим получил название режим обогащения канала
носителями. Стоковые характеристики при СЛи > 0 располагаются выше исход-
ной КрИВОЙ (Сзи = 0).

Основные параметры полевых транзисторов'.

-	коэффициент усиления по напряжению, ц = АЦси/АЦш при 1С = сопзц

-	крутизна стоко-затворной характеристики, 5 = А/с/АС''и при С/сп = сопя!,
отражает влияние О'ш на выходной ток 7С;

-	напряжение отсечки, Ц,И ОТС - напряжение затвор-исток, при котором ток
1с становится практически равным нулю. Для МДП-транзистора с инду-
цированным каналом аналогичный параметр называется пороговым
напряжением САипор - напряжение затвор-исток, при котором начина-
ется формирование проводящего канала;
-	дифференциальное выходное (внутреннее) сопротивление г, = АЦсп/А1с
при 1/зя = сопз1.

Существенным преимуществом МДП-транзисторов является высокое
входное сопротивление, достигающее значений 1О1о-1014 Ом (у транзисторов с
управляющим/р-и-переходом Авх = 107—109 Ом). Помимо этого для полевых тран-
зисторов характерна более высокая, в сравнении с биполярными транзисторами,
температурная стабильность их характеристик.

Микросхемы на МДП-транзисторах обладают высокой технологичностью,
низкой стоимостью, способностью работы при более высоком напряжении пита-
ния, чем микросхемы на биполярных транзисторах. Широкое распространение
получило использование микросхем на МДП-транзисторах в устройствах циф-
ровой электроники.

1.5. Биполярные транзисторы
с изолированным затвором

В современной силовой электронике широкое распространение получили
так называемые транзисторы ЮВТ (1пяи1а1ес1 Са(с В1ро1аг ТгапзШог). В отече-
ственной научно-технической литературе для обозначения транзисторов этого
типа используется аббревиатура БТИЗ (Биполярный Транзистор с Изолирован-
ным Затвором).

Первые поколения БТИЗ не получили широкого распространения из-за су-
щественных недостатков: медленного переключения, низкой надёжности и воз-
можного перехода в тиристорный режим из-за существующего в полупроводни-
ковой структуре прибора паразитного транзистора. Дальнейшее совершенство-
вание структуры и технологии изготовления прибора способствовало повыше-
нию предельных коммутируемых напряжений и токов, снижению прямого паде-
ния напряжения, повышению частоты коммутации. Современные БТИЗ позво-
ляют коммутировать токи от десятков до сотен ампер, при этом рабочее напря-
жение может варьироваться от нескольких сотен до тысячи и более вольт.

Основное назначение БТИЗ - работа в качестве электронного ключа. Тран-
зистор является полностью управляемым полупроводниковым прибором, его
включение и выключение происходит при подаче и снятии положительного
управляющего напряжения между затвором и эмиттером. На рис. 1.17, а приве-
дено условное графическое обозначение БТИЗ, его внешние выводы обозначены
как: 3 - затвор (§а!е), Э - эмиттер (еппйег), К - коллектор (со11ес(ог). Внешний
вид транзистора представлен на рис. 1.17, б. В устройствах силовой электроники
целесообразно использование БТИЗ в составе сборок (модулей), содержащих
один или, чаще, несколько транзисторов. Такая конструкция позволяет снизить
количество внешних элементов цепи, наращивать мощность устройств путем
установки дополнительных модулей. Выбор того или иного модуля зависит от
цели, для которой его планируется применять. На рис. 1.17, в, г представлен
внешний вид силового модуля, состоящего из двух БТИЗ и приведена схема их
включения (полумост). Для защиты транзисторов от повреждения обратным
напряжением используется встречно-параллельное включение встроенных быст-
родействующих диодов.

Рис. 1.17. Биполярный транзистор с изолированным затвором:
а - условное графическое обозначение БТИЗ; б - внешний вид;
в - транзисторный модуль; г - полумостовая схема на БТИЗ

БТИЗ представляет собой гибрид полевого и биполярного транзисторов в
одной полупроводниковой структуре. В этой структуре биполярный транзистор
образует силовой канал, а полевой транзистор - канал управления. Схематично
структура БТИЗ с вертикальным каналом показана рис. 1.18, а. Транзисторы
этой структуры имеют малые размеры и сниженное падение напряжения в от-
крытом состоянии в сравнении со структурой с горизонтальным расположением
затвора.

Рис. 1.18. Биполярный транзистор с изолированным затвором:

а - структура БТИЗ с вертикальным каналом; б - вольт-амперная характеристика БТИЗ;
в - схема замещения внутренней структуры БТИЗ

Транзистор закрыт, если входное напряжение нзэ ниже порогового, выход-
ное напряжение икэ приложено к слаболегированному слою и". При подаче
на изолированный затвор напряжения, превышающего пороговое, в /^-области
создается проводящий канал, МДП транзистор открывается и электроны от
истока (область и+) через индуцированный канал поступают в дрейфовую г: об-
ласть, являющуюся базой /?-и-/г-транзистора. Поступление электронов приводит
к снижению потенциального барьера нижнего прямосмещенного эмиттерного
/ли-и грех ода, что приводит к усиленной инжекции дырок из высоколегирован-
ной //-области (эмиттер/г-и-/г-транзистора) в /г -область базы. Этим обеспечива-
ется открытие биполярного /г-и-/г-транзистора и через него начинает протекать
ток. Верхний по схеме, коллекторный /г-и-переход биполярного транзистора все-
гда смешен в обратном направлении, поэтому /?-/г-/?-трапзистор не попадает
в режим насыщения.

На рис. 1.18, б приведен участок типичной выходной вольт-амперной ха-
рактеристики БТИЗ, соответствующий положительному напряжению коллек-
тор-эмиттер 7/кэ и прямому току коллектора 7к. На этом участке могут быть вы-
делены области насыщения (7) и активного режима (77). Область насыщения (кру-
той участок характеристики 7к(7/кэ)) соответствует открытому состоянию тран-
зистора при работе его в качестве электронного ключа. Ток коллектора в этом
случае определяется параметрами элементов внешней цепи. Напряжение насы-
шения (7кэ нас ниже напряжения Оси нас для полевых транзисторов с изолирован-
ным затвором в аналогичном режиме и определяется увеличением концентрации
неосновных носителей заряда в слаболегированной дрейфовой /г -области.
Если сигнал управления затвором 6'зэ незначительно превышает пороговое зна-
чение (Тзэ пор, то основная его часть компенсируется за счет токового насыще-
ния. Это соответствует горизонтальному участку выходной характеристики (об-
ласть 77, рис. 1.18, б). Усилительные свойства БТИЗ характеризуются крутизной
§ = Л/к/ЛС'п, которая определяется усилительными свойствами МДП- и бипо-
лярного транзисторов в структуре БТИЗ. В соответствии с этим, крутизна БТИЗ
значительно превышает ее значение для полевого транзистора с изолированным за-
твором. При превышении определенного максимального напряжения коллектор-
эмиттер (Тпркэ происходит лавинный пробой перехода //-область/»--дрейфовая
зона/»4 -эпитаксиальный слой, область 777 на рис. 1.18, б.

На рис. 1.18, в приведена схема замещения БТИЗ. На этой схеме УТ - по-
левой транзистор с изолированным затвором, Т1 - паразитный биполярный тран-
зистор, образующийся при изготовлении полевого транзистора с вертикальным
проводящим каналом. Транзистор Т» образуется в результате дополнения исход-
ной структуры полевого транзистора /л/г-переходом. Структура, образованная
транзисторами Т1 и Тг, имеет глубокую положительную обратную связь, так как
ток коллектора Тг влияет на ток базы Тц а ток коллектора транзистора Т| опре-
деляет ток базы Тг. В соответствии со схемой замещения, в открытом состоянии
два насыщенных транзистора Т1 и Тг шунтируют сопротивление канала полевого
транзистора, чем и определяется снижение падения напряжения на открытом
транзисторе (замкнутом ключе).

Сочетание двух приборов в одной структуре позволило объединить досто-
инства полевых и биполярных транзисторов; высокое входное сопротивление,
высокая токовая нагрузка, малое сопротивление во включённом состоянии.
Быстродействие БТИЗ несколько ниже быстродействия полевых транзисторов,
но значительно выше быстродействия биполярных транзисторов. Для боль-
шинства транзисторов БТИЗ времена включения и выключения не превосхо-
дят 0,5-1,0 мкс. Для МДП-транзисторов характерна квадратичная зависимость
сопротивления канала от приложенного напряжения, тогда как сопротивление
канала БТИЗ растет прямо пропорционально току. Это обеспечивает более низ-
кие потери мощности в БТИЗ в открытом состоянии при равной токовой
нагрузке.

Эти особенности позволяют заключить, что основной областью примене-
ния МДП-транзисторов являются низковольтные высокочастотные преобразова-
тели, тогда как БТИЗ могут использоваться в мощных высоковольтных схемах,
импульсных источниках питания, устройствах управления тяговыми двигате-
лями, устройствах индукционного нагрева, сварочных аппаратах.
2.	ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА

2.1.	вводные сведения

Выпрямители - устройства, предназначенные для преобразования перемен-
ного напряжения в постоянное. Необходимость в таком преобразовании обуслов-
лена тем, что питание таких распространенных электронных устройств, как усили-
тели, генераторы осуществляется постоянным напряжением, а источником электри-
ческой энергии является источник переменного напряжения, например, промыш-
ленная сеть частотой 50 Гц.

Выпрямители образуют широкую группу электронных устройств и могут
быть классифицированы по различным признакам:

1)	по числу фаз переменного напряжения:

-	однофазные;

-	многофазные (в основном трехфазные).

2)	по наличию возможности регулирования уровня выпрямленного напряже-
ния:

-	неуправляемые;

-	управляемые (тиристорные).

3)	по схемному решению:

-	линейные (непрерывного действия);

-	импульсные.

В настоящем разделе рассматриваются схемы выпрямительных устройств с
потребляемой нагрузкой мощностью до нескольких сотен ватт, т. е. выпрямители
малой мощности. В этом случае задача преобразования переменного тока в посто-
янный ток решается с помощью однофазных выпрямителей, получающих питание
от однофазной сети переменного тока.

Функциональная блок-схема однофазного выпрямительного устройства при-
ведена на рис. 2.1. Элементами блок-схемы являются:

СТ- согласующий трансформатор, повышающий или понижающий напряже-
ние в зависимости от соотношения напряжения на выходе источника питания
и напряжения сети;

В Г - вентильная 1руппа, служит для преобразования переменного тока в ток
одного направления;

СТ	ВГ	СФ	СН

Рис. 2.1. Функциональная блок-схема линейного выпрямительного устройства

СФ - сглаживающий фильтр, применяется для сглаживания пульсаций вы-
прямленного напряжения;
СН - стабилизатор выпрямленного напряжения, обеспечивающий посто-
янство выходного напряжения при изменении нагрузки, напряжения питающей
сети и т. п.

Основные параметры выпрямительных устройств

Параметры выпрямительных устройств позволяют сравнить различные
схемы выпрямления между собой, являются основой для выводов об их досто-
инствах и недостатках и позволяют обоснованно выбрать области, где их приме-
нение наиболее эффективно. Помимо этого, на основе параметров выпрямитель-
ных устройств осуществляется выбор элементов схемы, в первую очередь дио-
дов. Исходными данными при расчете выпрямительных схем являются: среднее
значение выпрямленного напряжения С'н ср, сопротивления нагрузки /?н, действу-
ющее значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора С/г и сети 11г.
При расчете параметров диоды предполагаются идеальными.

Ниже приведены некоторые из основных параметров выпрямительных
схем. Далее, для каждой из рассматриваемых схем будут приведены их числен-
ные значения.

Средневътрямленное значение напряжения на сопротивлении нагрузки
ин.сР=Учнаж	(2.1)

1 о

здесь //,,(/) - мгновенное значение напряжения на сопротивлении нагрузки.

Параметр С/н ср позволяет определить соответствующее ему действующее
значение напряжения на вторичной обмотке Г/. и коэффициент трансформации
трансформатора: ии = СЛ/С/г. Этот же параметр позволяет определить для данного
сопротивления нагрузки Ан среднее значение тока нагрузки: /нср = ПнСР/Лн, кото-
рое, в свою очередь, используется как один из параметров для выбора диодов
выпрямительной схемы.

Максимальное обратное напряжения на диоде, С/обР тах. Этот параметр, так
же как и 7Н ср, для выбора диодов схемы выпрямителя.

Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения

1-^н ер

здесь Пп>.1 - амплитуда первой гармоники выпрямленного напряжения на сопро-
тивлении нагрузки. Если пренебречь вкладом высших гармоник в выпрямленное
напряжение, то его можно представить в виде

ин(1)~ин.сР+ит,181П(®1)-

Амплитуда первой гармоники выпрямленного напряжения приближенно
может быть определена как половина интервала между максимальным С/тах и ми-
нимальным 1/тт значениями напряжения мн(/)
Уш.1 * Итя* 2 ИиЙП '	(2.3)

Для определения точной величины д необходимо применять разложение
зависимости мн(0 в ряд Фурье. Лучшими для потребителя являются схемы с ми-
нимальным коэффициентом пульсаций.

Частота первой гармоники выпрямленного напряжения на нагрузке, /ш.
Этот параметр определяет эффективность использования сглаживающих филь-
тров. Чем выше частота/щ, тем более высоким будет коэффициент сглаживания
фильтров.

При определении параметров необходимо учитывать, то, что их значения
зависят от наличия в схемах сглаживающих фильтров, стабилизаторов, харак-
тера нагрузки и т. д. Ниже рассматриваются простые схемы выпрямителей,
состоящие из согласующего трансформатора, вентильной группы и работающие
на чисто активную нагрузку. Для упрощения анализа схем трансформаторы
и диоды предполагаются идеальными.

2.2.	Однофазные выпрямители

Питание электронных устройств малой мощности осуществляется с ис-
пользованием однофазных выпрямительных устройств. По числу полупериодов
выпрямленного напряжения различают одно- и двухполупериодные. Последние,
в свою очередь, делятся на двухполупериодные с выводом средней точки и двух-
полупериодные мостовые выпрямители. Наибольшее распространение на прак-
тике получили мостовые выпрямители.

Ниже рассмотрены однофазные выпрямители, их принцип действия и ос-
новные характеристики.

Однополупериодные г ыпрямители

Данный выпрямитель является самым простым по устройству однофаз-
ным выпрямителем и состоит из согласующего трансформатора СТ, ко вто-
ричной обмотке которого последовательно подсоединены выпрямительный
диод ИО и нагрузочный резистор Лн, рис. 2.2, а. При анализе этой и последую-
щих выпрямительных схем диоды предполагаются идеальными, при этом
сопротивление открытого диода Апр = 0 и на схеме замещения ему соответ-
ствует проводник, сопротивление закрытого диода Я<йр —>оо и ему соответствует
разрыв.

На рис. 2.3 приведены временные диаграммы токов и напряжений на раз-
личных участках схемы однополупериодного выпрямителя. В течение первой
половины периода (интервал Г) напряжение нД/) > 0, верхний по схеме вы-
вод трансформатора имеет более высокий потенциал, чем нижний, рис. 2.2, а,
диод ИО открыт.
Рис. 2.2. Однофазный однополупериодный выпрямитель:

а - принципиальная электрическая схема; схемы замещения выпрямителя для:
б - положительного и в - отрицательного полупериодов входного напряжения

Для этого интервала времени схема замещения выпрямителя представ-
лена на рис. 2.2, б. Напряжение на нагрузке практически совпадает с напря-
жением на вторичной обмотке трансформатора, ин(1) = Из(0'- При поступлении
отрицательной полуволны напряжения «?(/) (интервал II) полярность напряже-
ния на вторичной обмотке становится обратной, диод ИО закрыт, ток в цепи от-
сутствует.

Рис. 2.3. Графические зависимости напряжений и токов на элементах схемы выпрямителя

Напряжение на закрытом диоде совпадает с напряжением на вторичной об-
мотке трансформатора,	< на нагрузке напряжение отсут-

ствует, ин(0 = 0. Интервалу II соответствует схема замещения на рис. 2.2, в.

Определим основные параметры однополупериодного выпрямителя,
рис. 2.2, а.

Средневыпрямленное значение напряжения на сопротивлении нагрузки

1 т	1 Т/2	тт ./этт

Ин.сР=-1ин(1)<11=- I Н2п18тИ)с11 = ^=^^^0,45Н2.

То То	Л 71

Данному значению (7НСр соответствует действующее напряжение на вто-
ричной обмотке трансформатора
и, = 4=И — 2,2217

2	/^ И Ср ’ Н ср •

Средневыпрямленное значение тока нагрузки
, =1^0,45^1.
н-СР п	п

Максимальное обратное напряжение на диоде достигается в непроводя-
щий полупериод и совпадает с амплитудой напряжения на вторичной обмотке
трансформатора

^обр.тах ^2т	ср •

Рассматриваемая схема выпрямления имеет самый большой коэффициент
пульсаций выпрямленного напряжения

Ин.сР 2

Частота первой гармоники выпрямленного напряжения на нагрузке совпа-
дает с частотой сети,/ш =/с-

Основными параметрами, определяющими выбор диода для его использо-
вания в схеме выпрямителя являются максимально допустимый прямой средний
ток диода, /прсрд, и максимальное обратное напряжение на нем, С/обртахд. Эти па-
раметры приводятся в справочных данных для выбранного диода.

Условие выбора диода по прямому среднему току

Т >Т — Т =^нср/

Ир ср Д Л ср ' пер	/ О •

/ н

Условие выбора диода по максимальному обратному напряжению
^обр тах д — ^обр тах — ^2т ’ ср ‘

Вследствие определенного разброса параметров рекомендуется выби-
рать диод с номинальными параметрами, превышающими рабочие не менее чем
на 30 %. Если возможность такого выбора отсутствует, то могут быть использо-
ваны простые схемотехнические решения, рис. 2.4, а, б. Например, для увеличе-
ния допустимого обратного напряжения используется последовательное соеди-
нение диодов, рис. 2.4, а. При этом включаемые параллельно диодам резисто-
ры Аш.1 служат для выравнивания обратных напряжений на диодах и выбираются
из условия Лш.1~ ОДАобрд, где - сопротивление /-го диода при обратном сме-
щении. Аналогично, для увеличения допустимого прямого среднего тока исполь-
зуется параллельное соединение диодов, рис. 2.4, б. Последовательно с диодами
для выравнивания токов через них могут быть включены резисторы Ад>,. Сопро-
тивления резисторов выбираются из условия АД]( ~ 10Апр.1, где /?иР - сопротивле-
ние /-го диода при прямом смещении.
Гис. 2.4. Схемы соединения диодов: а - для увеличения допустимого обратного напряжения;

б - для увеличения допустимого прямого среднего тока

К достоинствам рассмотренного типа выпрямителя следует отнести про-
стоту его конструкции, надежность. В то же время однополупериодному выпря-
мителю свойственны следующие недостатки: большой коэффициент пульсаций,
малые значения выпрямленных тока и напряжения, низкий КПД выпрямителя
(ток вторичной обмотки имеет постоянную составляющую, которая вызывает
подмагничивание сердечника и уменьшение его магнитной проницаемости).
Вследствие перечисленных недостатков данная схема не нашла широкого прак-
тического применения.

Двухполупериодный выпрямитель с выводом средней точки

Данная схема может рассматриваться
как соединение двух однополупериодных
выпрямителей с общим нагрузочным сопро-
тивлением /?н, рис. 2.5. Вторичная обмотка
трансформатора состоит из двух одинаковых
полуобмоток, соединённых с анодами дио-
дов ИО1 и ИО?. Сопротивление нагрузки КЙ
включено между общей точкой соединения
катодов диодов и средним (нулевым) выво-
дом вторичной обмотки трансформатора.
Для приведенных на рис. 2.5 обозначений
напряжения «2-1(0, «2-г(0 равны по величине
в любой момент времени и совпадают по
фазе.

Рис. 2.5. Однофазный выпрямитель
с выводом средней точки

Принцип действия выпрямителя рассмотрим на основе временных диа-
грамм токов и напряжений, рис. 2.6, а. В течение первой половины периода (ин-
тервал Г) напряжения м‘ц(0, «2-г(0 > 0, верхний по схеме вывод трансформато-
ра имеет более высокий потенциал, чем нижний, рис. 2.5. В этом случае анод
диода ИО1 имеет положительный относительно средней точки потенциал, а анод
диода И>2 - отрицательный, и, следовательно, диод ЕО1 находится в открытом
состоянии, диод ИО? - в закрытом. Интервалу I соответствует схема замещения
на рис. 2.6, б (схема 7). При построении схем замещения диоды предполагаются
идеальными. В рассматриваемый полупериод напряжение на нагрузке практиче-
ски совпадает с напряжением на верхней половине обмотки, «н(0 = «2-1(0, обрат-
ное напряжение на закрытом диоде ИО? совпадает с напряжением на всей
вторичной обмотке трансформатора, иут = - («/2-1(0 + «2-2(7))- В течение второй
половины периода (интервал 77) напряжения «2-1(0, «2-2(7) < 0, верхний по схеме
вывод трансформатора имеет более низкий потенциал, чем нижний, рис. 2.5,
и, следовательно, диод ИО] находится в закрытом состоянии, диод ИОг - в от-
крытом. Интервалу 77 соответствует схема замещения на рис. 2.6, б (схема 77).
Напряжение на нагрузке практически совпадает с напряжением на нижней
половине обмотки, ни(0 = «2-2(7), обратное напряжение на закрытом диоде ИО1
совпадает с напряжением на всей вторичной обмотке трансформатора, нут =
= «2-1(0 + «2-2(0- В последующем процессы в схеме повторяются.

а)

Рис. 2.6. Двухполупериодный выпрямитель с выводом средней точки:
а - графические зависимости напряжений и токов на элементах схемы выпрямителя;
б - схемы замещения выпрямителя с выводом средней точки:

для положительного (схема 7) и отрицательного (схема II) полупериодов напряжения
вторичной обмотки трансформатора

б)

Основные параметры двухполупериодного выпрямителя с выводом сред-
ней точки:

- средневыпрямленные значения напряжения на сопротивлении нагруз-
ки, 7/н сР, тока нагрузки, 7Н ср:
1 тд	?ТТ 7а/? ТТ

Ин.ср = 4 I	* 0.91Д, = 0,4517,;

о	ля

I сп = Ьф =,я0,9^ = 0,45—
р К тгК„ К В

Здесь Пг-1 - действующее значение напряжения на половине вторичной об-
мотки трансформатора;

- максимальное обратное напряжение на диодах соответствует ам-
плитудному напряжению на всей вторичной обмотке трансформатора,
(7обр тах^

^обртах ^2т л/ЗИт ТТС7 ИСр.

Коэффициент пульсаций можно получить раскладывая в ряд Фурье напря-
жение на сопротивлении нагрузки мн(1). Амплитуда первой (основной) гармо-
ники выпрямленного напряжения составляет (7тд = 2(7Н ср/3, отсюда коэффициент
пульсаций:

Ч--^ = -«0,67.

И 3

н.ср

- частота первой гармоники выпрямленного напряжения на нагрузке,
/1н:/ш = 2/с, где /с - частота сети.

При выборе диодов для их использования в схеме выпрямителя основными
параметрами являются максимально допустимое значение прямого среднего
тока Упр ср д и максимальное обратное напряжение (Уобртахд. Т. к. ток нагрузки про-
текает через диоды поочередно, то средний ток диода равен: 7дср = 0,5/нч1,
и допустимый прямой средний ток должен его превышать:

I пр ср Д >1д.ср _ 0’51н.ср‘

Максимальное допустимое обратное напряжение должно превышать мак-
симальное обратное напряжение на диоде:

обр.тах д^^ обр.тах- ^^н.ср*

В сравнении с однополупериодным, двухполупериодный выпрямитель
с выводом средней точки имеет более низкий коэффициент пульсаций выпрям-
ленного напряжения и более высокую частоту пульсаций, что дает возможность
снизить размеры и вес сглаживающих фильтров. Помимо этого снижаются мас-
согабаритные показатели трансформатора из-за отсутствия подмагничивания
магнитопровода и лучшего использования обмоток.

Однофазный мостовой выпрямитель

Схема однофазного мостового выпрямителя приведена на рис. 2.7. Диоды
вентильной группы	образуют мостовую схему выпрямления. В одну

диагональ моста включено сопротивление нагрузки Ан, в другую - вторичная об-
мотка согласующего трансформатора с напряжением 112(1).
Рис. 2.7. Однофазный мостовой
выпрямитель

Принцип действия выпрямителя
рассмотрим на основе временных диа-
грамм токов и напряжений, рис. 2.8, а.
В течение первой половины периода
напряжения 1/2(1) (интервал Г) верхний по
схеме вывод трансформатора имеет бо-
лее высокий потенциал, чем нижний.
В этом случае диоды КО] КО? открыты
и соединены последовательно, ток про-
текает по пути: вторичная обмотка
трансформатора - ИО] - сопротивление

нагрузки Ан - ИО1. На рис. 2.8, б приведены схемы замещения мостового выпря-
мителя, первой половине периода (интервал I) соответствует верхняя схема. При

построении схем замещения диоды предполагаются идеальными, так что сопро-
тивления открытых диодов принимаются нулевыми, закрытых - бесконечно
большими. Диоды КОз, КОг закрыты, и, с учетом схемы замещения, соединены
параллельно друг другу и параллельно вторичной обмотке трансформатора.

Во второй половине периода напряжения 112(1) (интервал II) нижний по
схеме вывод трансформатора имеет более высокий потенциал, чем верхний вы-
вод. Теперь открытыми и последовательно соединенными будут диоды КОз, КОд,
ток протекает по пути: вторичная обмотка трансформатора - Р'Оз - сопротивле-
ние нагрузки Ан - КОд. Диоды КО], КОз закрыты, соединены параллельно друг
другу и параллельно вторичной обмотке трансформатора. Интервалу II соответ-
ствует нижняя схема замещения, рис. 2.8, б.

Основные параметры двухполупериодного мостового выпрямителя:

- средневыпрямленные значения напряжения на сопротивлении нагруз-
ки (7Н ср, тока нагрузки 7Н ср

1 т	1 т/2	этт ?./?ТТ

Ин.ср = -I инС)Л =•- — I и2т8т(Ой)Л = —- =^-^- - 0,9П2

То Т/2 о	ля

- действующее напряжение вторичной обмотки трансформатора, соответ-
ствующее средневыпрямленному напряжению на нагрузке

и,—^инс_«цшнс.

О /О н ЧР	н.ср

- максимальное обратное напряжение на диодах практически соответ-
ствует амплитудному напряжению на вторичной обмотке трансформа-
тора

^обртах = ^2т = ^^2 ~ ср •

Коэффициент пульсаций можно получить раскладывая в ряд Фурье напря-
жение на сопротивлении нагрузки ин(1). Разложение имеет вид
2Ц2ю
л

, 2	„

I I —СО82С'Н

3

^п.ср

. 2	„

1 — ео82и(

3

Амплитуда первой (основной) гармоники выпрямленного напряжения со-
ставляет /7т,1 = 2С7цвр/3, отсюда коэффициент пульсаций

С|--^А = - =0,67.

И 3

— частота первой гармоники выпрямленного напряжения на нагрузке
/ш = 2/с, где ус - частота сети.

Рассмотренная схема выпрямления обеспечивает более высокий коэффи-
циент использования трансформатора, чем однополупериодный выпрямитель
и выпрямитель с выводом средней точки. При одинаковом среднем значении вы-
прямленного напряжения напряжение на вторичной обмотке трансформатора
мостового выпрямителя ниже, чем у двух других схем. Этими преимуществами
обеспечивается широкое распространение мостовой выпрямительной схемы
на практике.

Рис. 2.8. Однофазный мостовой выпрямитель: а - графические зависимости
напряжений и токов на элементах схемы выпрямителя; б - схемы замещения
однофазного мостового выпрямителя для положительного (схема I) и отрицательного
(схема II) полупериодов напряжения вторичной обмотки трансформатора

а)
2.3	. Сглаживающие фильтры

Сглаживающими фильтрами (СФ) называются устройства, предназначен-
ные для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения.

Принцип действия СФ основан на различии сопротивления элементов
фильтра для постоянной и переменной составляющих выпрямленного напряже-
ния.

СФ пропускает на выход постоянную составляющую выпрямленного
напряжения и максимально ослабляет его переменную составляющую. Эф-
фективность сглаживающих фильтров определяется коэффициентом сглажи-
вания р, который определяется отношением коэффициента пульсаций на входе
фильтра дВх к коэффициенту пульсаций на его выходе <уВы-<:

Р _ Чвх _ Ц вх. т-1

Чвых И вых т1’
1ВЫА	ВЫЛ 111,1

где С/вх_т.1,	амплитуды первых гармоник напряжении на входе и выхо-

де фильтра, соответственно.

Емкостный фильтр

Емкостный фильтр включается параллельно сопротивлению нагрузки,
рис. 2.9, а. Принцип действия фильтра может быть объяснен на основе анализа
периодически повторяющихся процессов зарядки и разрядки конденсатора.
На графике напряжения на сопротивлении нагрузки могут быть выделены два в
общем случае неравных по длительности интервала, рис. 2.9, б. На интервале /
конденсатор С заряжается от вторичной обмотки трансформатора по пути: вто-
ричная обмотка трансформатора - диод УО - сопротивление нагрузки Яп. Посто-
янная времени этого процесса п определяется малыми сопротивлениями об-
мотки трансформатора /?тр и открытого диода Апр: Т1 = С(К-Р + Апр), поэтому напря-
жение на нагрузке практически совпадает на интервале I с напряжением на об-
мотке трансформатора. Зарядка начинается, как только напряжение на вторич-
ной обмотке трансформатора на несколько десятых долей вольта начинает пре-
вышать напряжение на нагрузке, и заканчивается тогда, когда напряжение на об-
мотке трансформатора становится равным и снижается относительно напряже-
ния на нагрузке. При этом диод ИО закрывается и начинается разрядка конден-
сатора на сопротивление нагрузки. Этот процесс соответствует интервалу II
на рис. 2.9, б и протекает с постоянной времени тп = СИ. Разрядка протекает
со значительно меньшей скоростью, чем зарядка, т. к. /?„ » Атр + Апр и, следова-
тельно, Т1 « тп. Этим и объясняется сглаживающий эффект фильтра. Наличие
емкостного фильтра приводит к изменению режима работы выпрямительного
устройства и некоторых его параметров' средневыпрямленное значение напря-
жения на нагрузке близко к амплитудному значению, Сн сР < И1т, зарядный ток
имеет вид последовательности импульсов; увеличивается интервал действия об-
ратного напряжения (интервал II, рис. 2.9, б); в рассматриваемой схеме в случае
высокоомной нагрузки максимальное обратное напряжение на диоде может
до двух раз превышать амплитудное значение, [7о6р тах < 2172т.

Рис. 2,9. Работа выпрямителя с емкостным фильтром:
а - принципиальная электрическая схема выпрямителя с емкостным фильтром;

б - график напряжения на нагрузке при наличии емкостного фильтра и его отсутствии

Принцип действия емкостного фильтра также может быть пояснен с уче-
том частотной зависимости сопротивления конденсатора. Емкость конденсатора
фильтра должна быть такова, чтобы на самой низкой частоте гармонической со-
ставляющей спектра выпрямленного напряжения сопротивление фильтра хсп;
было значительно ниже сопротивления нагрузки Ан:

ХС(1)“2лГ1нС<<Кн’

где /1н - частота первой гармоники выпрямленного напряжения, для однополу-
периодного выпрямителя совпадает с частотой сети. Для практических
оценок может быть принято хам) < О, I /?ц.

Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения при наличии емкост-
ного фильтра может быть найден из выражения

Ч = (2тгГ1нСКн)-1.

Отсюда может быть сделан вывод, что данный тип фильтра целесообразно
использовать при работе выпрямителя на высокоомную нагрузку.

Индуктивный фильтр

Индуктивный фильтр включается последовательно с сопротивлением
нагрузки, рис. 2.10, а.
Рис. 2.10. Работа выпрямителя с индуктивным фильтром:

а - принципиальная электрическая схема выпрямителя с индуктивным фильтром;

6 - график напряжения на нагрузке при наличии индуктивного фильтра

и его отсутствии

Принцип действия индуктивного фильтра основан на явлении электромаг-
нитной индукции. В соответствии с законом электромагнитной индукции, изме-
няющееся магнитной поле, возбуждаемое пульсирующим током фильтра, приво-
дит к появлению в нем ЭДС электромагнитной индукции. Индуцированная ЭДС
препятствует изменению тока, в результате чего и происходит уменьшение
амплитуды пульсаций тока и напряжения на нагрузке. Как известно, ток в цепи
с индуктивностью отстает по фазе от напряжения, поэтому максимумы
тока нагрузки будут следовать с некоторым запаздыванием относительно макси-
мумов напряжения на входе фильтра. При увеличении индуктивности фильт-
ра Ь коэффициент сглаживания повышается, пульсации выпрямленного напря
жения ин(/)> соответственно, уменьшаются. Аналогично рассмотренному выше
емкостному фильтру, принцип действия индуктивного фильтра может быть
пояснен с учетом частотной зависимости его сопротивления. Индуктивность
фильтра 1 выбирается из условия, чтобы на самой низкой частоте спектра напря-
жения на входе фильтра индуктивное сопротивление хцц значительно больше
сопротивления нагрузки Нп

ХЬ(1) = 2л?1нЬ » Кн.

При выполнении этого условия переменная составляющая выпрямленного
напряжения будет приложена к сопротивлению фильтра, а напряжение на
нагрузке будет практически постоянным. Коэффициент сглаживания фильтра
может быть определен из выражения

_ 2яГ1нЬ

Кн

Отсюда следует, что эффективность индуктивного фильтра повышается
с увеличением частоты напряжения на нагрузке /|Н, индуктивности фильтра Ь
и уменьшением сопротивления нагрузки /?„. Более эффективное подавление
пульсаций обеспечивают Г-образные (ЬС) и П-образные СДС-филыры. Еше
более высокую степень сглаживания обеспечивает использование активных
фильтров.

2.4	Стабилизаторы напряжения

Стабилизатор напряжения поддерживает (стабилизирует) напряжение на
сопротивлении нагрузки при изменении, в определенных пределах, сопротивле-
ния нагрузки или напряжения сети.

Классификация стабилизаторов по принципу действия'

-	стабилизаторы параметрического типа;

-	стабилизаторы компенсационного типа.

В параметрическом стабилизаторе поддержание выходного напряжения
обеспечивается за счет использования нелинейности характеристики полупро-
водникового элемента.

Компенсационный стабилизатор содержит цепь отрицательной обратной
связи, в результате действия которой соответствующим образом изменяется ко-
эффициент передачи элемента, включенного в цепь передачи электрической ве-
личины.

В зависимости от способа включения стабилизирующего элемента стаби-
лизаторы делятся на последовательные, параллельные и последовательно-парал-
лельные.

По способу управления рассматривают непрерывные и импульсные (клю-
чевые) стабилизаторы. В стабилизаторах непрерывного действия используется
активный режим работы биполярного или полевого транзистора, тогда как в ста-
билизаторах импульсного типа - ключевой режим работы полупроводниковых
приборов.

Основным параметром, характеризующим эффективность работы стаби-
лизатора, является коэффициент стабилизации (по напряжению):

где (7Вх ном, Иных ном номинальные уровни входного и выходного напряжении
стабилизатора;

А/Ах, Л(Аых - абсолютные изменения входного и выходного напряжений
при заданном изменении тока нагрузки и входного напряжения.

Помимо стабилизаторов напряжения также находят применение в качестве
электронных устройств стабилизаторы тока и мощности.

Далее рассмотрены наиболее типичные схемы стабилизаторов.

Параметрический стабилизатор напряжения

Параметрическим стабилизатором, в общем случае, называется устрой-
ство, в котором выходное напряжение или ток поддерживается на уровне задан-
ного значения за счет использования нелинейных свойств характеристик элек-
тронных компонентов (вольт-амперных, ом-градусных, вебер-амперных, вольт-
секундных и др.). В качестве примера таких приборов можно назвать такие
элементы, как стабилитроны, терморезисторы, дроссели насыщения и т. д.
На рис. 2.11, а приведена схема выпрямителя, которая содержит параметриче-
ский стабилизатор напряжения на основе полупроводникового стабилитрона.
Для поддержания выходного напряжения на требуемом уровне используется
участок обратимого электрического (лавинного) пробоя стабилитрона. Напряже-
ние на участке лавинного пробоя почти постоянно при значительном изменении
тока через стабилитрон. Резистор (балластный резистор) необходим для огра-
ничения тока через стабилитрон.

При увеличении входного напряжения (7ВХ растет ток через стабилитрон /ст,
увеличивается падение напряжения на сопротивлении К[, а напряжение на
нагрузке остается практически неизменным, С7ВЫх = С'З. Примерный порядок рас-
чета стабилизатора данного типа рассмотрен в практической работе 2.

Рис. 2.11. Параметрический стабилизатор напряжения:

а - принципиальная электрическая схема мостового выпрямителя
с параметрическим стабилизатором напряжения;

б - I рафики входного и выходного напряжений стабилизатора

Стабилизаторы данного типа обеспечивают относительно невысокий ко-
эффициент стабилизации, Хост = 10-30. Для получения более высокого Хцст
(до 1000 и более) при применяют компенсационные стабилизаторы. К достоин-
ствам параметрического стабилизатора следует отнести его простоту, низ-
кую стоимость и надежность. Его недостатками являются: зависимость напряже-
ния стабилизации (7СТ от температуры; малый динамический диапазон регулиро-
вания. Тем не менее, наряду с использованием в выпрямительных устройствах,
такие стабилизаторы находят применение в качестве источников опорного
напряжения для более сложных схем.
Стабилизатор напряжения компенсационнойо типа

Принцип действия стабилизатора компенсационного типа основан на том,
что изменение напряжения на нагрузке (под действием изменения входного
напряжения выпрямителя или сопротивления нагрузки) передаётся на специ-
ально вводимый в схему регулирующий элемент, препятствующий изменению
напряжению. В качестве регулирующего элемента, как правило, используются
транзисторы (полевые или биполярные).

В качестве примера на рис. 2.12, а приведена схема стабилизатора напря-
жения компенсационного типа в составе однофазного мостового выпрямителя.
Регулирующий элемент - биполярный транзистор О\ — включён последовательно
с нагрузкой и играет роль управляемого балластного сопротивления.

а)	б)

Рис. 2.12. Компенсационный стабилизатор напряжения последовательного типа:
а - принципиальная электрическая схема мостового выпрямителя со стабилизатором
напряжения компенсационного типа; б - графики напряжений стабилизатора

Ток регулирующего элемента равен току нагрузки. Резистор Ае и ста-
билитрон КС>5 образуют источник опорного напряжения. Предположим, что
напряжение на входе стабилизатора С7Вх возросло, выходное напряжение С7вЫх
также увеличится. Так как С,т = сопз1, напряжение на эмиттерном />-л-переходе
транзистора 11&, уменьшится: (.Лъ) = (7ст - Овх|. В результате этого уменьшается
ток эмиттера (и нагрузки), увеличивается сопротивление транзистора и падение
напряжения на нем, [7КЭ, а выходное напряжение С/Вых уменьшается до исходного
уровня.

К достоинствам рассмотренного типа стабилизатора напряжения следует
отнести значительно более высокий коэффициент стабилизации в с сравнении с
параметрическим стабилизатором, низкое выходное напряжение, что, в свою
очередь, определяет высокую стабильность выходного напряжения по току
нагрузки.

В настоящее время широкое применение находят интегральные линейные
стабилизаторы напряжения. По своему принципу действия они соответствуют
рассмотренному выше компенсационному стабилизатору напряжения последо-
вательного типа. По уровню выходного напряжения различают стабилизаторы
с фиксированным напряжением и стабилизаторы с регулируемым напряжением.
Ниже приведены некоторые из параметров интегральных стабилизаторов
напряжения:

-	входное напряжение (.Ах - диапазон входного напряжения стабилиза-
тора, при котором обеспечивается работоспособность стабилизатора;

-	выходное напряжение С/Вых - уровень выходного напряжения для стаби-
лизаторов с фиксированным выходным напряжением или диапазон вы-
ходного напряжения для регулируемых стабилизаторов;

-	максимальный выходной ток /т»х - максимальная величина выходного
тока стабилизатора.

На рис. 2.13 представлены внешний вид и типовые схемы включения ин-
тегральных стабилизаторов напряжения.

Рассмотренные линейные компенсационные стабилизаторы напряжения
непрерывного действия имеют невысокий КПД. Их применение может быть
оправдано в случаях, если:

-	мощность, потребляемая нагрузкой, мала, например внутренние цепи
питания управляющих микросхем;

-	необходим высокий коэффициент стабилизации и малые пульсации,
например, при организации питания операционных усилителей, преци-
зионных измерительных схем и т. д.;

-	необходимо обеспечить малые значения электромагнитного фона в
окружающем пространстве;

-	необходима высокая надежность работы.

б)	в)

Рис. 2.13. Интегральные стабилизаторы напряжения: а - внешний вид (КР142ЕН5А);
б - схема включения с фиксированным выходным напряжением;

в - схема включения с регулируемым выходным напряжением

В иных случаях целесообразно использовать импульсные стабилизаторы,
обеспечивающие более эффективное преобразование энергии.
3.	УСИЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА

3.1.	В годные сведения

Усилителем называется устройство, предназначенное для усиления вход-
ных электрических сигналов по напряжению, току или мощности за счет преоб-
разования энергии источника питания в энергию выходного сигнала.

На рис. 3.1 представлена обобщенная структурная схема усилителя. В ка-
честве источников входного сигнала используются различные преобразователи
неэлектрических величин в электрические: микрофоны, пьезоэлементы, считы-
вающие магнитные головки и др.

Рис. 3.1. Обобщенная структурная схема усилителя:

1 - источник входного сигнала; 2 - усилитель; 3 - источник питания. 4 - нагрузка

Усилители представляют собой чрезвычайно многочисленный класс элек-
тронных устройств. Они могут быть классифицированы по различным призна-
кам. Рассмотрим некоторые из них:

- по виду усиливаемого сигнала:

•	усилители гармонических (синусоидальных) сигналов;

•	усилители импульсных сигналов;

-	по диапазону усиливаемых частот:

•	усилители постоянного тока (УПТ), усиливают входной сигнал от ну-
левой до некоторой верхней частоты;

•	усилители переменного тока, которые делятся на:

•	усилители низкой частоты (УНЧ) - устройства с диапазоном усилива-
емых частот от единиц герц до сотен килогерц;

•	усилители высокой частоты (УВЧ) - устройства с диапазоном усили-
ваемых частот от сотен килогерц до сотен мегагерц;

•	широкополосные усилители (ШПУ) - устройства с диапазоном уси-
ливаемых частот от десятков - сотен герц до сотен мегагерц;

•	избирательные (узкополосные) усилители (ИУ) - усилители, обеспе-
чивающие усиление в узком диапазоне частот;

-	по способу связи между каскадами:

•	непосредственная (резистивная) связь - используется в усилителях
постоянного тока;
•	резистивно-емкостная связь - используется в усилителях переменного
тока;

•	трансформаторная связь - используется в усилителях мощности, из-
бирательных усилителях.

3.2. Основные параметры
и характеристики усилительных устройств

Универсальной характеристикой электронных устройств, в т. ч. и усилите-
лей, с точки зрения изменения параметров передаваемого через них сигнала яв
ляется передаточная функция, //р(|со). Передаточная функция представляет со-
бой отношение параметров выходного и входного сигналов и является, в общем
случае, комплексной функцией частоты:

НуОш) = Рвых^ю\

О®)

К параметрам, характеризующим входной и выходной сигналы, относятся
напряжение, ток, мощность. Если рассматривается отношение однородных пара-
метров входного и выходного сигналов, то такую безразмерную передаточную
функцию принято называть коэффициентом усиления. В зависимости от вида
входной и выходной величин рассматривают коэффициент усиления по напря-
жению:

вых .

-Ц	,

вх

коэффициент усиления по току:

— ^вых .

^вх

коэффициент усиления по мощности

Р
— вых
₽ р
вх

Комплексный характер коэффициентов усиления Кц, К\ обусловлен нали-
чием амплитудных и фазовых искажений усиливаемого сигнала.

К важнейшим параметрам усилительных устройств относят их входное
и выходное сопротивления. Они должны учитываться при согласовании усили-
тельного устройства, как с источником входного сигнала, так и с нагрузкой.
В общем случае эти параметры являются комплексными и определяются следу-
ющим образом
7 — ^ВХ	ТТПТЛ I? — ГАПСр 7	— ^ВЫХ ХХ

—вх |	ПрИ Кн С0П81, ^вых	|

вх	хвых

В случае, если необходимы только активные составляющие входного и вы-
ходного сопротивлений, то используют следующие выражения

т. Ийх	г»	X Т*	ВЫХ XX ^ВЫХ ВЫХ XX

—— при В=СОП81; Квь =-------------------=--------,

Авх	-Цых	кз

где С/вых хх - напряжение холостого хода на выходе усилителя (при Кн —* <ю);

/,<, - ток короткого замыкания (при Ки = 0). Во многих практических слу-
чаях требуется, чтобы входное сопротивление было значительно больше
сопротивления источника сигнала (генератора), Авх » Л. Это соответ-
ствует снижению нагрузки, которую создаёт усилитель для источника сиг-
нала.

Полоса пропускания - диапазон частот, в пределах которого коэффициент
усиления уменьшается не более чем в э/2 по сравнению со своим максимальным
значением, т. е. на границах полосы пропускания коэффициент усиления равен

|<1((' = ('[|) = 1<11(г = (;1)=Ь1|^

где /н,ф, - нижняя и верхняя границы полосы пропускания, соответственно. От-
сюда, ширина полосы пропускания А/'п п =/в -/н.

Динамическим диапазоном усилителя Р называют отношение наиболь-
шего допустимого значения входного напряжения к его наименьшему допусти-
мому значению:

вхтах

ОдБ=201ё|

вхтах

выхтах

выхтах

Максимально допустимое входное напряжение С7Вх тах усилителя ограни-
чено искажениями сигнала, вызванными выходом рабочих точек усилительных
каскадов за пределы линейного участка характеристики. Минимально допусти-
мое напряжение РВЫх тах обычно ограничено уровнем собственных шумов усили-
теля, на фоне которых полезный сигнал не удается выделить.

Коэффициент полезного действия г] представляет собой отношение вы-
ходной мощности, отдаваемой усилителем в нагрузку, к общей мощности, по-
требляемой от источника питания: т| = РвыФРо.

Характеристики усилительных устройств показывают, как преобразуется
входной сигнал в зависимости от параметров усилителя. Зависимость модуля ко-
эффициента усиления от частоты называется амплитудно-частотной характе-
ристикой (АЧХ) усилителя. На рис. 3.2, а приведена типичная АЧХ усилителя
переменного тока, Кфф). Частотная зависимость КД) обусловлена наличием
в схеме усилителя реактивных элементов (конденсаторов), а также частотной за-
висимостью параметров усилительных элементов (транзисторов), причем умень-
шение Ки в области низких частот определяется параметрами реактивных эле-
ментов усилителя, а его снижение в области высоких частот - свойствами уси-
лительных элементов схемы. Неравномерность характеристики КА/) обуславли-
вает появление амплитудных искажений выходного сигнала.

Фазочастотная характеристика (ФЧХ) представляет собой зависи-
мость угла сдвига фаз между выходным и входным напряжениями от часто-
ты, рис. 3.2, б. Отклонение частотной зависимости фазового сдвига от линей-
ной соответствует изменению фазовых соотношений между составляю-
щими спектров входного и выходного сигналов и приводит к возникновению фа-
зовых искажений сигнала. Фазовые искажения возникают по тем же причи-
нам, что и амплитудные. Более подробно о видах искажений сигналов будет ска-
зано далее.

Рис. 3.2. Частотные характеристики усилителя: а - амплитудно-частотная
характеристика А'и(/): б - фазочастотная характеристика <р(/)

Рис. 3.3. Амплитудная
характеристика усилителя (Ли,гх((/вх)

Амплитудная характеристика Цвых(1/вх)
представляет собой зависимость амплитуд-
ного или действующего значения первой гар-
моники выходного напряжения (Увыхш от
входного синусоидального напряжения 6’В1 ш,
рис. 3.3. По амплитудной характеристике мо-
жет быть определен диапазон изменения
входного напряжения |7.Л« тш, Цех. тах], в пре-
делах которого сохраняется линейная связь
между входным и выходным напряжениями,
а коэффициент усиления имеет постоянную
величину. При низких уровнях входного
сигнала, САх < С4х шт, В ВЫХОДНОЙ СИГНЭЛ

вносят вклад собственные шумы усилителя, что затрудняет обнаружение по-
лезного выходного сигнала на их фоне. При высоких уровнях входного сигнала,
Св\ С^вх тах, возникают искажения формы выходного сигнала, обусловленные
нелинейностью характеристик усилительных элементов схемы. Это также
приводит к нарушению линейности связи между входным и выходным напряже-
ниями. По амплитудной характеристике определяется динамический диапазон
усилителя О.

Виды искажений сигналов

В усилительном устройстве форма выходного сигнала мВых(0 может отли-
чаться от формы входного и»х(/), т. е. имеет место искажение сигнала. При ана-
лизе работы усилителей рассматривают два вида искажений: линейные и нели-
нейные.

Нелинейные искажения обусловлены нелинейностью вольт-амперных
характеристик используемых в усилителе элементов (биполярных и поле-
вых транзисторов, операционных усилителей). При воздействии на входе уси-
лителя гармонического сигнала форма выходного сигнала будет отличаться от
синусоидальной. Особенностью нелинейных искажений является появление
в спектре выходного сигнала гармонических составляющих, которые отсут-
ствуют во входном сигнале. Помимо нелинейности характеристик усилитель-
ных элементов причинами возникновения искажений такого типа могут быть:
нелинейность характеристик намагничивания трансформаторов или дроссе-
лей с сердечниками; неправильный выбор начального положения рабочей
точки усилительного элемента; чрезмерно большая амплитуда входного сиг-
нала и т. д.

Для оценки уровня нелинейных искажений используются следующие ко-
эффициенты:

-	коэффициент гармоник КГ - отношение действующего значения выс-
ших гармоник выходного напряжения (или тока) к действующему зна-
чению первой гармоники при подаче на вход усилителя гармонического
сигнала:

к _>1 + ц^ + ...+ц^
ц

-	коэффициент нелинейных искажений Кп определяется отношением
мощностей всех высших гармоник выходного сигнала, к полной выход-
ной мощности:

К = 1^2 +Р3 +Р4 +.+ РП"

" \Р.+Р2+Р3+....+ ?/

Линейные искажения, в отличие от нелинейных, не приводят к искажению
формы синусоидального сигнала. Различают два типа линейных искажений: ча-
стотные и фазовые.

Частотные искажения усилительного устройства оцениваются по виду
его амплитудно-частотной характеристики и обусловлены неодинаковым усиле-
нием различных частотных составляющих входного сигнала, т. е. зависимостью
коэффициента усиления от частоты Ки(/). Для оценки уровня частотных искаже-
ний используют коэффициент частотных искажений М, который определяется
55
как отношение коэффициента усиления в области средних частот к коэффици-
енту усиления на границах рабочего диапазона: М = -АГи(/ср)/Хи(4р). С точки зрения
отсутствия частотных искажений идеальной является амплитудно-частотная
характеристика, у которой для всех усиливаемых частот выполняется соотноше-
ние Хи(/) = СОП81.

Фазовые искажения вызваны непропорциональными фазовыми сдвигами,
вносимыми усилителем для различных частотных составляющих входного сиг-
нала, в результате чего нарушается взаимное расположение гармонических со-
ставляющих в выходном сигнале по сравнению с входным.

Частотные и фазовые искажения обусловлены наличием в цепях уси-
лителя реактивных компонентов и инерционными свойствами активных при-
боров.

3-3. Обратная связь в усилительных устройствах

Обратной связью называется воздействие части выходного напряжения
или тока усилителя на его входное напряжение или ток. Электрические цепи,
обеспечивающие эту передачу, носят название цепей (звеньев) обратной связи.
Звено обратной связи характеризуется коэффициентом передачи [), показываю-
щим связь параметра (напряжения, тока) выходного сигнала звена с аналогич-
ным параметром выходной цепи усилителя.

Все виды обратной связи оказывают значительное влияние на свойства
усилительного устройства, поэтому они широко используются для направлен-
ного изменения его параметров.

Структурная схема усилителя, охваченного цепью ОС, приведена
на рис. 3.4, а. В нем выходной сигнал усилителя (напряжения (Дых или ток Дых)
через цепь обратной связи частично или полностью подается на схему сравнения,
где происходит вычитание (или сложение) входного сигнала (СД или -/вх) и сиг-
нала ОС (^х или Дх).

Рис. 3.4. Усилитель с обратной связью: а - структурная схема усилителя,
охваченного обратной связью: Ки - коэффициент усиления усилителя; (3 - коэффициент
передачи звена обратной связи; б - последовательная обратная связь по напряжению
Рассмотрим основные классификационные признаки обратных связей,
применяемых в электронных устройствах.

Обратную связь называют отрицательной, если ее сигнал вычитается из
входного сигнала, и положительной, если сигнал ОС суммируется с входным.
Введение отрицательной обратной связи уменьшает коэффициент усиления уси-
лителя, тогда как введение в усилитель положительной обратной связи увеличи-
вает коэффициент усиления.

Местной обратной связью (местной петлей обратной связи) принято назы-
вать ОС, охватывающую отдельные каскады или части усилителя, а общей об-
ратной связью - такую ОС, которая охватывает весь усилитель.

В зависимости от способа получения сигнала различают обратную связь
по напряжению, когда снимаемый сигнал ОС пропорционален напряжению вы-
ходной цепи; обратную связь по току, когда снимаемый сигнал ОС пропорцио-
нален току выходной цепи; комбинированную ОС, когда снимаемый сигнал ОС
пропорционален как напряжению, так и току выходной цепи.

По способу введения во входную цепь сигнала обратной связи различают:
последовательную и параллельные схемы введения ОС. Для получения после-
довательной обратной связи сигнал с выхода усилителя вводится последова-
тельно с источником входного напряжения. В этом случае на входе непосред-
ственно усилителя выполняется алгебраическое суммирование входного напря-
жения и напряжения обратной связи. Для получения параллельной обратной
связи сигнал с выхода усилителя вводится параллельно источнику входного
сигнала. В этом случае на входе усилителя происходит алгебраическое сумми-
рование входного тока и выходного тока звена обратной связи. Комбинации
способов получения сигналов обратной связи и их введения во входную цепь
усилительных устройств определяют четыре основных типа цепей обратной
связи:

-	последовательную обратную связь по напряжению;

-	последовательная обратная связь по току;

-	параллельная обратная связь по напряжению;

-	параллельная обратная связь по току.

Каждый из указанных типов может осуществлять как положительную, так
и отрицательную обратные связи. Виды обратных связей и примеры их практи-
ческой реализации представлены на рис. 3.5. Если коэффициент обратной связи
зависит от частоты, то такую обратную связь называют частотно-зависимой.
Такой вид связи находит применение, например, в генераторах гармонического
сигнала.

Звено обратной связи может содержать нелинейные элементы, например,
диоды. В этом случае такая обратная связь является нелинейной, ее использова-
ние позволяет изменять свойства усилителя только для заданных значений вход-
ного сигнала.
последовательная ОС по напряжению

последовательная ОС по току

параллельная ОС по току

Рис. 3.5. Виды обратных связей и примеры их практической реализации
Получим выражение для коэффициента усиления усилителя, охваченного
цепью последовательной обратной связи по напряжению, рис. 3.4, б. Коэффици-
ент усиления собственно усилителя, Ки, коэффициент усиления с учетом обрат-
ной связи, Кц.ос коэффициент передачи звена обратной связи, (5, соответственно:

К =Н1- К =Ь
_и

йое

а '

Для входного контура устройства: И; = ГД ± ЪГОС. Здесь верхний знак соот-
ветствует указанному на рис. 3.4, б направлению напряжения обратной связи 17ос.
В этом случае имеет место отрицательная обратная связь. Нижний знак соответ-
ствует положительной обратной связи. С учетом этого для коэффициента усиле-
ния А и, «с будем иметь:

Ц2

Кц ос =	= - ,^2- =-----Ки 	(3.1)

’ ц п;±иос	1±₽КЦ

и2 й;

В полученном выражении произведение Р>К, представляет собой петлевое
усиление, а 1 + рК - глубину обратной связи. При величине петлевого усиления
О < рки < 1 и положительной обратной связи коэффициент усиления увеличива-
ется, т. е. Ко,ос > К-, При РК > 1 усилитель теряет устойчивость, на его выходе
появляются автоколебания, форма которых зависит от характера и параметров
цепи обратной связи и коэффициента петлевого усиления. Неравенство РКи > 1
равносильно следующим двум условиям' рки > 1 и <р = 0°, где ср суммарный фа-
зовый сдвиг, вносимый собственно усилителем и звеном обратной связи. Если эти
условия выполняются только на одной частоте, то выходной сигнал будет иметь
форму, близкую к синусоидальной. Этот режим работы усилителя широко приме-
няется в генераторах гармонического сигнала. Если упомянутые выше условия
выполняются для широкой полосы частот, то выходной сигнал будет иметь неси-
нусоидальную форму, в частности, форму прямоугольных импульсов.

Коэффициент усиления усилителя охваченного отрицательной обратной
связью меньше, чем при ее отсутствии, Ка.ос < Ки. Применение отрицательной
обратной связи обеспечивает: повышение стабильности коэффициента усиления
при смене активных компонентов, изменении напряжений питания и т. д.; рас-
ширение полосы пропускания усилителя; уменьшение фазового сдвига между
выходным и входным напряжениями; снижение уровня нелинейных искажений
и собственных помех, возникающих в той части усилителя, которая охвачена
отрицательной ОС.

Оценка влияния отрицательной обратной связи на стабильность коэффи-
циента усиления может быть выполнена на основе полученного выше выраже-
ния (3.1). Из факторов, определяющих стабильность коэффициента усиления
Ки,ос(Ки, Р) основным является зависимость коэффициента усиления собствен-
но усилителя Ка от различных дестабилизирующих факторов. При этом
нестабильность коэффициента передачи звена обратной связи // значительно
ниже и ею можно пренебречь. Тогда:

ак „ ос-	= —-—гаки -»дк,

“ос Жи (1+РКц)2	“

-------тАК,
(ирки)2

Здесь ЛАТ.,,с, Л/С - абсолютные изменения коэффициентов усиления при наличии
обратной связи и при ее отсутствии. Переходя к относительным изменениям, по-

лучим:

АКЦ.ОС _	1 ДКЦ

Ки,ос ~1 + РКи Ки

или 5Ки0С

Жц
1+₽к/

Таким образом, относительное изменение коэффициента усиления усили-
теля с отрицательной обратной связью в \+Кф раз меньше относительного из-
менения коэффициента усиления без обратной связи.

Из (3.1) следует важный вывод, что если К/! » 1, то можно считать, что
Ка,Ос практически не зависит от параметров собственно усилителя и определяется
свойствами звена обратной связи, т. е. /С. ос ~ !//>'.

Изменение входного сопротивления усилителя, охваченного цепью ООС,
зависит только от способа ее введения и не зависит от того, каким образом полу-
чен сигнал обратной связи Например, для последовательной обратной связи:

_ц1_ц;+цос_ц;Г1, ц0Л

~вх,оос I, 1Д Ц /

С учетом Йос = входное сопротивление

2 ООС — ^ВХ (1 Р ) •

——вл \	-и > /

Таким образом, введение в усилитель последовательной ООС в глубину
отрицательной обратной связи раз увеличивает его входное сопротивление.

Параллельная отрицательная обратная связь приводит к увеличению вход-
ного тока /вх, в связи с этим входное сопротивление усилителя уменьшается

/

—вх,оос

7 /

—вх —ОС

2ВХ(1 + КиР) + Хос

Изменение выходного сопротивления усилителя, охваченного цепью ООС,
зависит только от способа снятия сигнала обратной связи и не зависит от того,
каким образом этот сигнал будет введен в его входную цепь. При использовании
отрицательной обратной связи по напряжению выходное сопротивление усили-
теля уменьшается в 1 + К[1_ раз, т. е.

7

—ВЫХ,ООС

1 + кир'

Это объясняется тем, что ООС по выходному напряжению при действии
внешних возмущений, в частности изменении выходного тока, стремится поддер-
жать неизменным значение выходного напряжения усилителя. Это эквивалентно
60
уменьшению его выходного сопротивления. Отрицательная обратная связь по току
увеличивает выходное сопротивление. При выполнении условий X. « 2»«х + 2<к
выходное сопротивление усилителя при наличии ООС по току имеет вид

2Выхоос в ^вых + ^ос(1 + К-иР) •

При использовании отрицательной ОС по напряжению усилитель прибли-
жается к идеальному источнику напряжения, выходной сигнал которого практи-
чески не изменяется при различных сопротивлениях нагрузки. Обратная связь по
току стабилизирует ток нагрузки, приближая усилитель к идеальному источнику
тока.

Режимы работы усилительных каскадов

При отсутствии входного сигнала усилительный каскад находится в ста-
тическом режиме (режиме покоя). Этот режим характеризуется постоянными
напряжениями на элементах усилительного каскада. При подаче сигнала на вход
усилителя в его элементах возникают переменные токи, изменяющиеся в соот-
ветствии с приложенным входным напряжением. Приращения токов от-
носительно их постоянных составляющих и соответствующие им прираще-
ния напряжений характеризуют режим каскада по переменному току (дина-
мический режим). В зависимости от постоянного тока и падения напряжения
на активном приборе усилительного каскада, а также от значения амплитуды
входного сигнала принято различать следующие режимы работы (классы усиле-
ния): А, В, С, В, промежуточные режимы, например АВ. Для сравнения различ-
ных режимов используется понятие угла отсечки. Угол отсечки 0 - половина вре-
менного интервала, выраженного в угловых единицах (градусы, радианы), в те-
чение которого ток протекает через усилительный элемент.

Режим А - режим работы активного прибора, при котором ток в выходной
цепи протекает в течение всего периода изменения напряжения входного сигнала.
Угол отсечки для этого режима 9 - л. Максимальная амплитуда выходного сиг-
нала в данном режиме может достигать значения близкого к ЕЛ, Ек - напряжение
источника питания. Для этого точка покоя должна находиться в средней части
нагрузочной прямой. Транзистор находится на линейном участке своих вольтам-
псрных характеристик без захода в области насыщения и отсечки. В этом режиме
обеспечивается самый низкий уровень нелинейных искажений усиливаемого сиг-
нала, что является основным его достоинством. В то же время работа усилителя в
классе А характеризуется низким КПД, который теоретически не может превы-
шать 0,5, практически же не превышает 0,35. Это объясняется большим током по-
коя /ко независимо от наличия или отсутствия входного сигнала. Режим усиления
класса А применяется в тех случаях, когда необходимы минимальные нелинейные
искажения, а мощность и КПД не имеют решающего значения: входные каскады,
каскады предварительного усиления, а также выходные каскады небольшой мощ-
ности (до 1 Вт). Для пояснения особенностей различных режимов усиления
на рис. 3.6 представлены графические зависимости. На рис. 3.6, а приведено се-
мейство выходных вольтамперных характеристик биполярного транзистора, на
котором буквами Л, В, С, И, АВ обозначены положения точек покоя для различных
классов усиления. На рис. 3.6, б представлен график входного воздействия («вх, /Вх)
и соответствующие ему зависимости выходного тока в разных режимах работы
усилительного устройства.

В режиме В ток в выходной цепи транзистора протекает только в течение
половины периода входного сигнала. Угол отсечки при этом составляет 9 = л/2.
При отсутствии входного сигнала (режим покоя) значительно снижается потреб-
ляемая устройством мощность, что обусловливает значительное, по сравнению
с режимом А, улучшение энергетических показателей каскада. Данный класс
усиления находит применение в усилителях средней и большой мощности. Ос-
новным недостатком усилителей, работающих в классе В, являются значитель-
ные нелинейные искажения выходного сигнала. По этой причине режим В не по-
лучил широкого распространения. Чаще в качестве рабочего режима использу-
ется промежуточный режим АВ.

В режиме АВ ток в выходной цепи транзистора протекает больше поло-
вины периода изменения напряжения входного сигнала, при этом 0 > я/2. В ста-
тическом режиме через активный элемент протекает ток, равный 5-15 % макси-
мального тока при заданном входном сигнале. Для этого режима работы при вы-
соком КПД характерны небольшие искажения выходного сигнала, что позволяет
использовать его при построении выходных каскадов усилителей мощности,
в т. ч. двухтактных усилителей мощности.

В режиме С ток в выходной цепи транзистора протекает на интервале
меньшем половины периода входного сигнала, при этом в < я/2. Этот режим со-
ответствует расположению точки покоя в области отсечки и находит широкое
применение в мощных резонансных усилителях.

а)

Рис. 3.6. Режимы работы усилительного каскада: а - положение точки покоя для различных
режимов работы; б - изменение выходного тока в зависимости от входного сигнала:

1 - входной сигнал усилителя; 2 - режим Л; 3 - режим В и АВ', 4 - режим С
В режиме В усилительный элемент (биполярный транзистор) может нахо-
диться только в состоянии «включено» (режим насыщения) или «выключено»
(режим отсечки). Этот режим также называется ключевым. Выходной ток в ста-
тическом режиме может принимать только два значения /к тах и /к тт, ЧТО ПОЗВО-
ляет получить максимальный, близкий к единице, КПД.

3.4. Усилители переменного тока

Схемы усилительных каскадов отличаются большим разнообразием. Они
могут отличаться числом усилительных каскадов и режимом работы управляе-
мых элементов, в качестве которых могут использоваться биполярные или поле-
вые транзисторы, электронно-вакуумные лампы. В зависимости от выполняемых
функций рассматривают каскады предварительного усиления и выходные (око-
нечные) каскады. Если предварительные каскады предназначены для повышения
уровня входного сигнала по напряжению, то роль оконечных каскадов - получе-
ние требуемых тока и мощности в нагрузке. Назначение каскада определяет ре-
жим работы по постоянному току (режим покоя) используемого в нем активного
электронного прибора. Несмотря на отличия, принцип построения основных це-
пей усилительных каскадов одинаков. Его удобно рассмотреть на основе струк-
турной схемы однокаскадного усилителя, рис. 3.7, а. В качестве управляемого
элемента УЭ каскада используется биполярный или полевой транзистор. Усили-
ваемый сигнал Мвх подается на вход усилителя, выходной сигнал »ВЫх снимается
с выхода УЭ.

Рис. 3.7. Однокаскадный усилитель: а - структурная схема;
б - временные диаграммы токов и напряжений

Процесс усиления заключается в преобразовании энергии источника по-
стоянного напряжения Е в энергию выходного сигнала вследствие изменения со-
противления УЭ под действием входного сигнала. При отсутствии входного
сигнала нвх ток и напряжение выходной цепи содержат только постоянные
63
составляющие: /о, (Те, рис. 3.7, б. Значения постоянных составляющих токов и
напряжений усилительного каскада определяются выбранным режимом покоя,
см. стр. 61.

Действие сигнала на входе каскада г/вх обуславливает появление перемен-
ной составляющей выходного тока / и выходного напряжения нвых с амплитуда-
ми 7т, С7Ш, соответственно.

Далее рассматриваются типовые схемы усилительных каскадов и их основ-
ные параметры.

3-5. Усилители на биполярных транзисторах

Основные параметры и характеристики усилительных каскадов в значи-
тельной степени определяются способом включения управляемого элемента -
транзистора. При построении усилительных устройств на биполярных транзи-
сторах наибольшее распространение получила схема включения транзистора с
общим эмиттером. Схема включения с общим коллектором (эмиттерный повто-
ритель) используется несколько реже. Схемы включения с общей базой находят
применение в узком классе устройств, например во входных цепях радиоприем-
ных устройств, работающих в диапазоне ультракоротких волн. Поэтому далее
рассматриваются основные параметры и особенности построения каскадов, ис-
пользующих включение транзисторов по схемам с общим эмиттером и коллек-
тором. Каскады рассматриваются в предположении синусоидальной формы
входного сигнала. Частота входного сигнала принадлежит диапазону средних ча-
стот, для которых реактивные сопротивления вводимых в схему конденсаторов
пренебрежимо малы, а влияние емкостей /2-и-переходов, частотной зависимости
коэффициентов передачи по току (а, Р) не учитывается. Анализ проводится
для каскадов на транзисторах п-р-п типа.

Усилительный каскад на биполярном транзисторе
с общим эмиттером

В зависимости от способа задания режима покоя рассматривают различ-
ные варианты реализации схемы усилительного каскада с общим эмиттером.
На рис. 3.8, а представлена получившая наибольшее распространение схема с
фиксированным потенциалом базы. Основными элементами схемы являются не-
линейный активный элемент - биполярный транзистор УТ, резистор в коллек-
торной цепи 7?к, источник питания Ек. Конденсаторы СР1, СР2 являются раздели-
тельными. Конденсатор СР1 исключает влияние внутреннего сопротивления ис-
точника входного сигнала Лг на режим усилительного каскада по постоянному
току и предотвращает протекание постоянного тока по цепи Ек- /Т - /•! . Конден-
сатор СР2, аналогично СР1, исключает влияние сопротивления нагрузки Лн на ре-
жим каскада по постоянному току, при этом для переменной составляющей вы-
ходного напряжения в области рабочих частот его сопротивление пренебрежимо
мало. Делитель напряжения, образуемый резисторами Ль Л 2, задает постоянную
составляющую напряжения на базе СДо, тем самым фиксирует потенциал базы и,
совместно с резисторами К3, Кя, определяет режим покоя каскада.

Основные параметры усилительного каскада в значительной степени зави-
сят от внешних дестабилизирующих факторов. Основным среди них является
температура окружающей среды, колебания которой вызывают изменение об-
ратного неуправляемого теплового тока коллекторного /р-и-перехода До, напря-
жения эмиттерного /з-и-перехода Дг>,, коэффициента передачи тока базы р и др.
Как результат, изменяется ток покоя коллектора До, что может вывести усили-
тель из заданного режима работы, появлению нелинейных искажений выходного
сигнала. Одним из методов стабилизации режима работы транзисторного кас-
када является введение цепей отрицательной обратной связи. В рассматривае-
мом усилительном каскаде резистор Аэ является элементом последовательной
обратной связи по постоянному току. Стабилизирующее действие цепи ООС мо-
жет быть пояснено с учетом схемы цепи (рис. 3.8, а) следующим образом.
При увеличении температуры возрастает ток коллектора До, ток эмиттера До. уве-
личивается падение напряжения на Аэ, САо = АДо. Так как потенциал базы, зада-
ваемый сопротивлениями резисторов А,, Аз, не изменяется, то снижается напря-
жение на управляющем эмиттерном /з-и-переходе С'До:

п6эв(^)=п60-иэ0^-^—

К.| + К-2

В результате этого ток базы снижается, что ведет к уменьшению тока кол-
лектора. Другими словами, изменения параметров режима покоя передаются по-
средством цепи обратной связи в противофазе на вход каскада, что препятствует
изменению тока До и напряжения СД,о и стабилизирует положение точки покоя.
Отрицательная обратная связь является причиной снижения коэффициента уси-
ления каскада. Включение параллельно резистору Аэ конденсатора Сэ устраняет
отрицательную обратную связь по переменному току.

Принцип действия усилительного каскада следующий. При включении ис-
точника питания Ек в схеме усилителя возникают постоянные токи и напряже-
ния, определяющие режим покоя. Подключение ко входу каскада источника
входного сигнала приводит к появлению переменных составляющих напряжения
Мбэ, тока базы Д. Это, в свою очередь, вызывает появление переменной составля-
ющей коллекторного тока Д. Ток Д создает на соединенных параллельно (по пе-
ременному току) резисторах Ак, Ап переменную составляющую напряжения, ко-
торая и является выходным напряжением усилителя ия.

Для расчета усилительных устройств с небольшим количеством каскадов
широкое распространение получил графоаналитический метод. Графические
построения выполняются с использованием входных и выходных вольтампер-
ных характеристик транзисторов. Достоинством метода является наглядность
связи между параметрами режима покоя (ГДо, До) с амплитудами его перемен-
ных СОСТаВЛЯЮЩИХ ((Дэш, /кт), которые, как правило, являются исходными дан~
ными для расчета.
Для анализа статического режима работы каскада строят нагрузочную пря-
мую по постоянному току’, /АСЛ-,}. Учитывая, что по постоянному току нелиней-
ный управляющий элемент (транзистор), резисторы Кэ, /?,< соединены последова-
тельно (см. рис. 3.8, а) и сумма падений напряжений на них равна напряжению
источника питания, получаем уравнение нагрузочной прямой:

ИКэо=Ек-1кО(Кэ+Кк).

Здесь учтено, что Ло ~ А. Все возможные значения токов и напряжений
транзистора соответствуют точкам пересечения его коллекторных вольт-ампер-
ных характеристик с линией нагрузки по постоянному току. Построение линии
нагрузки может быть выполнено по точкам соответствующим режиму холостого
хода и короткого замыкания. В режиме холостого хода До = 0, СД,» = Ек, сопро-
тивление транзистора стремится к бесконечности, /?1р = (Аэв/До —> со. В режиме
короткого замыкания напряжение на транзисторе (Аэо = 0, ток коллектора огра-
ничен сопротивлением резисторов /?к, А>, Ло = Лк/(7?к + А>), сопротивление тран-
зистора практически нулевое, Атр = (Азо/Ао = 0. Методика построения нагрузоч-
ной прямой не зависит от типа нелинейного прибора. Положение точки покоя
((А,о, Ло) на линии нагрузки определяется режимом работы управляемого эле-
мента, заданными амплитудами напряжения (Ап и тока Лп нагрузки, допустимым
уровнем нелинейных искажений. Например, максимальному уровню выходного
сигнала при минимальном уровне нелинейных искажений соответствует ре-
жим А усилительного каскада, а положение точки соответствует приближенно
середине линейного участка нагрузочной прямой. При этом токи, напряжения
и мощности транзистора не должны превышать предельно допустимых значе-
ний. Напряжения и токи транзистора, соответствующие данному режиму покоя,
называются напряжениями и токами смещения. В схеме рис. 3.8, а режим покоя
обеспечивается источником питания Ак и резисторами К\, Кз.

Рис. 3.8. Однокаскадный усилитель напряжения (схема с ОЭ): а - принципиальная схема;
б - схема замещения усилительного каскада в физических параметрах

Для анализа усилительного каскада при наличии переменного входного
сигнала используют линию нагрузки по переменному току. При ее построении
необходимо учесть, что сопротивление разделительного конденсатора СРз для
переменного тока мало, внутреннее сопротивление источника питания Ек также
близко к нулю. Отсюда следует, что резисторы Ак, Ан по переменному току со-
единены параллельно, их эквивалентное сопротивление составляет Акн = АК||АН.
Линия нагрузки проходит через точку покоя, угол наклона ее определяется отно-
шением приращений напряжения Д14э и тока А/к, АТА/АА = Аки. Построенная на
выходных характеристиках транзистора нагрузочная прямая позволяет опреде-
лить максимальные значения переменных составляющих выходного напряже-
ния каскада и коллекторного тока, соответствующие усилению сигнала без иска-
жений.

Анализ каскада по переменному току позволяет определить такие основ-
ные параметры каскада как коэффициенты усиления по напряжению Ки, по току
К,, по мощности КР, входное Авх и выходное АВЫх сопротивления. Для анализа
используются схемы замещения усилительных каскадов в виде активных четы-
рехполюсников содержащих управляемые источники тока и (или) ЭДС. Расчет
схем замещения выполняется на основе методов теории цепей. На рис. 3.8, б
представлена схема замещения рассматриваемого усилительного каскада в фи-
зических параметрах для области средних частот. Вследствие нулевого сопро-
тивления источника питания для переменного тока верхние по схеме выводы ре-
зисторов Ац Ак соединены с выводом эмиттера. На частотах входного сигнала
сопротивления разделительных конденсаторов СР1, СрР пренебрежимо малы и на
схеме замещения они отсутствуют. Аналогично, резистор обратной связи Аэ за-
шунтирован нулевым сопротивлением конденсатора Сэ. Следует также учиты-
вать, что ввиду большого разброса характеристик и параметров транзисторов
расчет носит приближенный характер. Помимо этого, при расчете принимаются
определенные приближения для упрощения получаемых соотношений и луч-
шего их понимания.

Входное сопротивление каскада Авх = АивхА/7 вх определяется параллельным
соединением резисторов Ач, А? и входного сопротивления собственно транзи-
стора Гвх, Авх = АфАзЦгвх. Входное сопротивление транзистора, включенного по
схеме с ОЭ, с учетом того, что гэ « гко> + АК||АН, составляет:

г _ Ай,,-) _ гбА1б + гэА1э ~ гБЛ.ь +гэ(Л1Б - |>Л1) _ г + г (! + «)

Д1Б Д1б	Д1б

При определении выходного сопротивления Квых из схемы замещения
усилителя исключают источники ЭДС и тока, заменяя их внутренними
сопротивлениями, нагрузка отключена, Ан —> °о. В случае рассматриваемой
схемы принимается АнВх = 0 и рА/в = 0. Сопротивление Авых определяется
параллельным соединением резистора Ак и выходного сопротивления самого
транзистора гВых,>Р-- 7?вых - Ак||гВых,тР. Поскольку г«(э) » Ак, то Авых ~ Ак.

Коэффициент усиления по току определяется как К, = А/Вых/А/Вх. Из рис. 3.8, б
следует что А«вх = Аивэ или А/ВхАВх = А/'вГвх. Отсюда, А/в = А/ВхАВх/гВх. Принимая
г-, = 0, для приращения выходного тока А/ВЫх = Аг/Вых/Ая получим:
_ Аивых _ од: ГК(Э) II II К-11 П А1ВХКВХ гк(э) II Кк II ,

" п " РД1Б о " Р г	К

К-Н	^-Н	ГВХ	К-И

Знак «-» в полученном выражении свидетельствует об изменении фазы вы-
ходного тока относительно входного на 180° (в области средних частот). Анало-
гично, выходное напряжение находится в противофазе с входным напряжением.
Полученное выражение позволяет получить выражение для Кг.

К _ А'вых _ _о Квх гк(3)||Кк||Кн
' А'.х Р Гвх Кн

Упрощенное выражение для К может быть получено в предположении,
что сопротивление делителя Кц = Т?1||Т?2 » гвх, тогда Авх ~ гвх, и гК(э) » ЛК1|ЛН,
тогда Гц[->;||Ак||Ан ~ АК||АН. Отсюда, приближенное выражение для К примет вид:

Как следует из полученного выражения, при /?,< » //>< коэффициент
усиления приближается к своему максимальному значению К шах = Р-

Коэффициент усиления по напряжению имеет вид К = Лмвых/Ле, где Ле -
изменение ЭДС. Используя приближенное выражение для К, получим:

к _ Ливцх _ Л1вь1хВ.н	~ Кк||В.н

Ле Д1вх(К„+В.вх) ~ *' К.г+Квх '

Коэффициент усиления по напряжению возрастает с увеличением
коэффициента усиления по току транзистора р и уменьшением внутреннего
сопротивления источника входного сигнала К .

Коэффициент усиления по мощности определяется как Кр = К.К.. Схема
с ОЭ характериуется максимальным по сравнению с другими схемами
включения коэффициентом Кр.

В практической работе 4 основные показатели усилительного каскада
определяются на основе схемы замещения в //-параметрах.

Усилительный каскад на биполярном транзисторе
с общим коллектором

Усилительный каскад с общим коллектором часто называют эмиттерным
повторителем вследствие того, что снимаемое с эмиттера выходное напряже-
ние нн практически совпадет с входным г/вх как по величине, так и по фазе,
Пн Пвх Пбэ ' Пвх, Э., следовательно, коэффициент усиления по напряжению дан-
ной схемы близок к единице, Ки < 1. Для данной схемы характерно высокое вход-
ное и низкое выходное сопротивление. Это позволяет использовать его, напри-
мер, в качестве буферного усилителя для согласования маломощного высокоом-
ного источника входного сигнала с низкоомной нагрузкой. Высокое входное со-
противление является одним из важнейших преимуществ каскада ОК.
Принципиальная схема усилительного каскада с общим коллектором при-
ведена на рис. 3.9, а. Коллекторный вывод транзистора по переменному току яв
ляется общим для входного и выходного сигналов. В эмиттерную цепь включен
резистор /?> обеспечивающий последовательную отрицательную обратную связь
по напряжению. Обратная связь является 100%-й, т. к. выходной сигнал снима-
ется непосредственно с резистора обратной связи /?э. Назначение разделитель-
ных конденсаторов СР1, СРг аналогично назначению соответствующих конденса-
торов в каскаде с ОЭ. Они определяют вид низкочастотной части амплитудно-
частотной характеристики каскада. Резисторы 7?1, Л? предназначены для зада-
ния режима покоя каскада, причем для повышения входного сопротивления ре-
зистор К2 может не использоваться. Расчет статического режима не отличается
от рассмотренного выше для каскада с ОЭ.

Рис. 3.9. Эмиттерный повторитель (схема с ОК): а - принципиальная схема;
б - схема замещения усилительного каскада в физических параметрах

При подаче входного сигнала ЛмВх происходит соответствующее (поло-
жительное или отрицательное) изменение напряжения на эмиттерном
/р-и-переходе Ладэ, тока базы Д/б, коллектора Д/к и эмиттера Д/э. Изменение
тока эмиттера, в свою очередь, создает на соединенных параллельно по пере-
менному току резисторах /(„ Вл приращение напряжения Днэ = ЛП^н'Д/з, что
и является выходным напряжением, Диэ = ДмВых. Из проведенного анализа ра-
боты каскада следует, что если Дивх > 0, то и ДиВых > 0, полярности входного
и выходного сигналов совпадают, т. е. усилитель по схеме с ОК является
неинвертирующим.

Расчет основных параметров каскада с ОК выполним на основе схемы за-
мещения в физических параметрах для области средних частот, рис. 3.9, б.

Входное сопротивление каскада с ОК ЛВх = ДмвхД//вх определяется пзрал-
дельным соединением резисторов 7?,, А? и входной цепи транзистора гВх,
Авх = К1 ЦАгЦгвх. Для определения гВх = Аи*х/Д/б выполним обход внешнего контура
схемы замещения:
-Дивх + Л'|Л, + К + ЛэПКнХР + 1)А1Ь = °-
Откуда Дпвх = Д1ь(гБ + (гэ + К.Э||КН)(1 + ₽)), и
гВх=^-гб+(гэ + К.,||Кн)(Р + 1)

Д1Б

При выводе принято, что гК(э> >> (Р+1)7?э||Лв и им можно пренебречь. Если
учесть, что гэ « АЭ||АН, и гб « (гэ +	। 1), то упрощенное выражение для

Авх примет вид

К„*К1||К2||[(Р + 1)КЭ||КМ].

Из сравнения выражений для входных сопротивлений каскадов с ОЭ и ОК,
следует вывод, что входное сопротивление схемы с ОК значительно больше
и оно меняется с изменением сопротивления нагрузки.

Выходное сопротивление Квых определяется в режиме холостого хода на
выходе,	—> со при отключенном источнике входного сигнала, е(7) = 0:

*ВЫх=Кэ||^.

А’э

Из уравнения по второму закону Кирхгофа для внешнего контура схемы
замещения, рис. 3.9, б:

-Дивых + А1эгэ + ^(гБ + к.г ЦК.! I |К2) = 0 -►

^ = гэ+^7(гб + К||КЛК2)

Отсюда выходное сопротивление

КВЫх - *э11^= КэШ Гэ + ^(ГБ +	® *>э •

Типичное значение АВЫх составляет 100 -200 Ом, что существенно меньше,
чем в схемах с ОЭ и ОБ. Каскад с ОК может быть использован в качестве выход-
ного каскада усилителя для согласования выходной цепи усилителя с низкоом-
ной нагрузкой.

Коэффициент усиления по току К = Д/вих/Д/вх рассчитывается аналогично
тому, как это делалось выше для схемы с ОЭ, стр. 67. С учетом схемы замещения
приращение выходного тока Д/вых составит

_Аивых Д1эК.,|1Кн Д1Б(Р-г1)Кэ]1Кн

Так как Днвх = ДмБк или Д',,х/?Вх = Д/бГвх, отсюда, Д/е = Д/вхАвх/гвх. Тогда

= КВХ(Р + 1)К, К
4Л1ВЫХ /А1ВХ

Гвх

„ Д1вых В.вх (Р + 1)Кв||В.н
к, = — РЫЛ ___ ВЛ х 1_____-__.3 11 п
При Авх ® гвх и Ан « Ав коэффициент усиления по току приближается
к своему максимальному значению К, тах:= р + 1.

Коэффициент усиления по напряжению Кп = КиВых/Ке также определяется
подобно тому, как это было сделано для каскада с ОЭ. Используя приближенное
выражение для К,, получим

к =	—Вн-----~(р + 1) Кз1|К„ ~(р + 1)----МВп-------.

А1ВХ Кг+Квх Кг+Квх В. + (В+1)8. ЦК.

Отсюда следует, что Ка < 1 и его значение зависит от внутреннего сопро-
тивления источника входного сигнала Аг. При Аг« Авх Ки ~ 1. Наряду с отмечен-
ными выше достоинствами для усилительного каскада с ОК характерны: боль-
шой коэффициент усиления по току; стабильный коэффициент усиления по
напряжению; отсутствие в рабочем диапазоне частот фазового сдвига между
входным и выходным напряжениями.

3.6. Усилители на полевых транзисторах

В отдичие от рассмотренных выше устройств на биполярных транзисторах
усилительные каскады на полевых транзисторах управляются напряжением,
приложенным или к обратносмещенному /р-и-переходу (транзистор с управляю-
щим /р-и-переходом) или между электрически изолированным затвором и под-
ложкой (МДП-транзисторы). Основным преимуществом усилительных каскадов
на полевых транзисторах является их высокое входное сопротивление: для кас-
кадов на транзисторах с управляющим /р-и-переходом оно составляет десятки
МОм; для каскадов на МДП-транзисторах достигает 1012—1015 Ом.

Помимо высокого входного сопротивления для усилительных каскадов на
полевых транзисторах характерны: меньший коэффициент шума; большая соб-
ственная температурная стабильность режимов покоя, но более низкий коэффи-
циент усиления по напряжению.

Анализ усилительных каскадов на полевых транзисторах можно проводить
аналитическим или графоаналитическим методом.

Наибольшее распространение получили каскады с общим стоком и с об-
щим истоком, которые и рассматриваются ниже.

Схема с общим истоком

Схема усилительного каскада с общим истоком приведена на рис. 3.10, а.
В качестве управляемого элемента используется МДП-транзистор со встроен-
ным каналом и-типа, работа которого возможна как в режиме обогащения, так и
в режиме обеднения. К основным элементам каскада относятся, источник пита-
ния Ес, транзистор УТ, резистор Ас. Разделительные конденсаторы СР1, СР2 отде-
ляют по постоянному току усилительный каскад от источника входного сигнала
и нагрузки. Элементы А3, А1, Аи определяют режим по постоянному току. Рези-
стор А1 с целью увеличения входного сопротивления может быть исключен
71
из схемы. Резистор Аи имеет двойное назначение. С одной стороны, он, анало-
гично резистору А, в схеме с ОЭ, является звеном последовательной ООС по току
и обеспечивает стабилизацию режима покоя. С другой стороны, резистор Ая
представляет собой элемент автоматического смещения каскада. При отсут-
ствии в схеме резистора Вл потенциал затвора транзистора практически равен
нулю, смещение СЛио создается за счет падения напряжения на резисторе Аи:
1/юо ~ - ЛоАи < 0. Конденсатор Си шунтирует Вя и устраняет этим ООС по пере-
менному току.

По принципу действия каскад с ОИ подобен каскаду с ОЭ. При подаче
входного сигнала Дг/вх происходит соответствующее (положительное или отри-
цательное) изменение напряжения на затворе Днзи, тока стока Д/с, истока Л/'и,
напряжения на резисторе Вс Дикс. Приращение икс является выходным напряже-
нием каскада, причем Дикс = - Дивык. Каскад с ОИ является инвертирующим.
Графоаналитический расчет по постоянному и переменному току также выпол-
няется аналогично рассмотренному выше для каскада с общим эмиттером.

Анализ каскада по переменному току, расчет его основных параметров вы-
полняется на основе его схемы замещения, рис. 3.10, б. С учетом того что поле-
вой транзистор является электронным прибором, управляемым напряжением,
схема замещения содержит источник тока управляемый напряжением, Д/ = 5Днвх,
где 8 - крутизна, 5' = Д/с/Днзи при Дней = сопЛ. Сопротивления Ас и Ан включены
параллельно, Асн = Ас||Ан. Резисторы А1, Аз по переменному току также вклю-
чены параллельно, А1з = А1||Аз.

Рис. 3.10. Усилительный каскад на ПТ (схема с ОИ);
а - принципиальная схема; б - схема замещения

Входное сопротивление каскада Авх определяется сопротивлением дели-
теля напряжений Авх = А1||Аз. Входное сопротивление собственно транзистора
очень велико (гвх > 10х Ом). Если резистор А1 отсутствует, то Авх = Аз.

Выходное сопротивление каскада Авых определяется при Дивх = 0 парал-
лельным соединением Ас и <иДИф: Авых = Ас||гСИднф ~ Ас. При расчете входного
и выходного сопротивлений на повышенных частотах необходимо учитывать
межэлектродные емкости Сзн, Сзс, Сси.

Коэффициент усиления по напряжению К. = ДнВых/Ае определим для
области средних частот, когда сопротивления конденсаторов в схеме замеще-
ния С™, Сзс, Сси велики и внутреннее сопротивление источника входного сигна-
ла мало в сравнении с входным сопротивлением Авх, Аг « Авх (Ле ~ Ливх):

_ дивых _ 8ДивЛпдиф||Кс||Кн _

К-И -	-	,	- 8г ф||К ЦК

Лпвх	Лпвх

Усилительные каскады с ОИ характеризуются сравнительно большим
коэффициентом усиления по напряжению, большим входным сопротивлением,
так как А3 берется порядка долей - нескольких МОм. Они получили наиболее
широкое распространение по сравнению с другими типами каскадов на полевых
транзисторах.

Схема с общим стоком (истоког.ый повторитель)

Повторитель напряжения может быть построен на полевом транзисторе
любого типа. Нагрузка подключается в цепь истока, а сток по переменным со-
ставляющим тока и напряжения соединен с общей шиной каскада, т. е. вывод
стока является общим для входной и выходной цепей усилительного каскада.
Поэтому истоковый повторитель называют каскадом с общим стоком (ОС).

Схема истокового повторителя на полевом транзисторе со встроенным ка-
налом и-типа приведена на рис. 3.11, а. Сток транзистора соединен непосред-
ственно с положительным полюсом источника питания 4- Ес. Режим покоя обес-
печивается резистивным делителем напряжения А1, А3 в цепи затвора и резистор
в цепи истока Кп. Входное напряжение подается на затвор через разделительный
конденсатор СР1, а выходное напряжение поступает на нагрузку с истока через
разделительный конденсатор СР2. Резисторы Кн и КЛ по переменному току соеди-
нены параллельно, Кш = АИ|1АН и создают 100%-ю последовательную отрицатель-
ную обратную связь по переменному напряжению. Этим обеспечивается высокая
стабильность коэффициента передачи Ки и лучшие частотные свойства каскада по
сравнению с каскадом с ОИ. При выборе точки покоя необходимо обеспечить такое
напряжение смещения (7зно, чтобы оно соответствовало участку передаточной ха-
рактеристики с максимально возможной крутизной. Это позволит приблизить Кч
к единице, что способствует снижению влияние Сзи, Сзс на входную емкость кас-
када, уменьшению фазового сдвига, вносимого входной цепью.

В соответствии со схемой замещения, рис. 3.11, б:

дивых = 8Лизигсидаф||К.и||К.н = 8Лизигсидиф||К.ин.

Отсюда

Лизи - ——.

8%дпф||Кин
а)	б)

Рис. 3.11. Усилительный каскад на ПТ (схема с СК):
а - принципиальная схема; б - схема замещения

Для входного контура схемы, рис. 3.11, а для приращений напряжений мо-
жет быть записано выражение

Лп = Дц -Ли = Ли-------------АЦвых---->

ВЫХ	ВХ	ЗИ	ВХ гл	пт*

8ги,д„ф||Кин

.	р + 8гСПд„ф||К„н^

	 = Ди»х-
вых	ПР-ВХ

^сидифН^ин )

Отсюда, коэффициент усиления по напряжению

_ Дцвых _ 8гсидиф II В-ин

Дивх 1 "С 8тсндпф || К-ин

Входное сопротивление Авх у каскада с общим стоком значительно выше,
чем у каскада с общим истоком. Поскольку Лизи = Лмвх- ЛиВЬ1х, собственный вход-
ной ток значительно ниже, чем в схеме с ОИ. Это допускает применение
более высокоомных резисторов делителя В\, В, (до нескольких МОм). Следова-
тельно, Ввх < А1||А3.

Выходное сопротивление Лвых каскада может быть определено из опытов
холостого хода и короткого замыкания, ЛВЬ1Х = Аихх/Л./кз.

В режиме холостого хода (Ан —> со) напряжение на выходных зажимах кас-
када Л//хХ (- Д^БЫх)



—> Аи, =			.  ||^« +1  В режиме короткого замыкания (Лн = 0, ДмВЫх =	- 0, Дг/зи А^/вх)
Отсюда, выходное сопротивление

Аихх_____ гСИДИф||К-и ~ 1

8гС11диф||К11+1 8

Выходное сопротивление усилительных каскадов с общим стоком, как
правило, существенно меньше, чем у каскадов с общим истоком. Это следствие
того, что последовательная обратная связь по напряжению, повышая входное со-
противление, понижает выходное.
4.	ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

4.1.	Классификация ОУ. Основные параметры
и характеристики ОУ

Операционный усилитель (ОУ) - это многокаскадный усилитель напряже-
ния с большим коэффициентом усиления, непосредственными связями между
каскадами, большим входным и малым выходным сопротивлениями, выполнен-
ный в виде интегральной микросхемы.

Название «операционный» связано с первоначальным применением этих
усилителей главным образом для выполнения различных математических опера-
ций над входными сигналами: алгебраического сложения, вычитания, умноже-
ния на постоянный коэффициент, интегрирования, дифференцирования, лога-
рифмирования и т. д.

На рис. 4.1 представлены варианты условных графических обозначений
операционного усилителя.

оиг —

нс
ис

Рис. 4.1. Условные графические обозначения операционного усилителя:
а - с дополнительными полями; б - без дополнительных полей.

УС - выводы балансировки (коррекция нуля), +С, -С- выводы напряжения питания

Вход ОУ, отмеченный знаками «о» или «-», называется инвертирующим.
При подаче сигнала на этот вход приращение выходного сигнала будет иметь
обратный знак (противоположный по фазе) по сравнению с приращением вход-
ного сигнала. В практических схемах на основе ОУ инвертирующий вход
часто используется для введения внешних отрицательных обратных связей.
Не отмеченный знаком или отмеченный знаком «+» вход ОУ называется
неинвертирующим входом. Если входной сигнал подается на неинвертирую-
щий вход, то приращение выходного сигнала совпадает по знаку с приращением
входного сигнала.

Основные параметры и характеристики операционных усилителей заметно
отличаются в зависимости от области их применения, что, в свою очередь, опре-
деляет их конструктивные особенности.

В зависимости от назначения ОУ могут быть подразделены на две группы:
ОУ общего (широкого) применения и ОУ специального назначения. ОУ общего
применения имеют средние значения параметров, низкую стоимость, широкий
диапазон напряжения питания, относительно невысокую частоту единичного
усиления и предназначены для использования в аппаратуре широкого примене-
ния, где к их параметрам не предъявляются жесткие требования.

В группе ОУ специального назначения могут быть выделены:

-	быстродействующие ОУ - применяются для усиления импульсных
и широкополосных сигналов, характеризуются высоким значением
скорости нарастания выходного сигнала, широкой полосой пропускания
(Кц = 20-150 мВ/мкс, Г < 1 мкс;^ > 50 МГц);

-	прецизионные ОУ - применяются для точного преобразования аналого-
вых сигналов, характеризуются высоким значением К, малым дрейфом

выходного напряжения (близок к идеальному ОУ) (Ц. < 1 мВ; Ка > 1О’);

-	микромощные ОУ - имеют малую потребляемую мощность, малое пи-
тающее напряжение (< 3 В), применяются в автономных устройствах,
где существуют ограничения по питанию;

-	программируемые ОУ - имеют возможность управления коэффициен-
том усиления, частотой единичного усиления или потребляемой мощно-
стью.

Структурная схема типового ппераци энного усилителя

Как уже было сказано выше, со
схемотехнической точки зрения опе-
рационный усилитель представляет
собой многокаскадный усилитель по-
стоянного тока с дифференциальным
входом. На рис. 4.2 приведена упро-
щенная принципиальная схема типо-
вого операционного усилителя. В ка-
честве входного каскада ОУ исполь-
зуется дифференциальный каскад,
свойства которого определяют вход-
ные свойства операционного усили
теля в целом: входное сопротивление,
коэффициент ослабления синфазного
сигнала и т. д. Использование диффе-

-Л-0
н-и,

‘-И,

х” 1 Г.-------1	—---------

Блл Дифференциальный Промежуточный Выходной
и _ус^лдтель	усилитель усилитель

Рис. 4.2. Принципиальная схема типового
операционного усилителя

УТ1 УГ2



ренциального усилительного каскада позволяет максимально уменьшить вели-
чину дрейфа усилителя, получить достаточно высокое усиление, обеспечить по-
лучение максимально высокого входного сопротивления и максимально пода-
вить действующие на входе синфазные составляющие, обусловленные измене-
нием температуры окружающей среды, изменением напряжения питания, старе-
нием элементов и т. п.

Промежуточный каскад (усилитель напряжения) предназначен для усиле-
ния сигнала по току и напряжению и согласования по сопротивлению входного
и выходного каскадов.
Выходной каскад служит для согласования большого выходного сопротив-
ления усилительных каскадов с низкоомной нагрузкой, т. е. позволяет получить
малое выходное сопротивление. Выходной каскад выполняется, как правило, по
двухтактной схеме.

ОсноЕ-ные параметры и характеристики ОУ

Параметры и характеристики ОУ определяют область их применения и мо-
гут быть условно подразделены на входные, передаточные и выходные. Рассмот-
рим некоторые из них.

Входные параметры'.

Входные параметры определяются свойствами входного дифференциаль-
ного каскада:

-	входное напряжение смещения нуля, - разность напряжений на вхо-
дах, при которой [/вых = 0. Типичные значения для дифференциальных
каскадов на биполярных транзисторах [/см = 1-10 мВ; для дифференци-
альных каскадов на полевых транзисторах [/см < 30 мВ;

-	средний температурный дрейф напряжения смещения, АЦсУАТ: макси-
мальное изменение С/см при изменении температуры на 1 °С. Типовые
значения для биполярных входов 5-20 мкВ/°С, для входов с полевыми
транзисторами 20-100 мкВ/°С;

-	входное дифференциальное сопротивление, Квх- определяется как отно_
шение Д[/вх/А/вх при заданной частоте сигнала. Повышение входного со-
противления дифференциального усилителя достигается снижением ба-
зовых токов покоя транзисторов входного дифференциального каскада.
Для этого во входном каскаде могут использоваться супербета-транзи-
сторы, для которых характерен большой коэффициент усиления по току.
В ряде случаев для повышения входного сопротивления ОУ в его вход-
ном каскаде могут быть использованы полевые транзисторы. Типовые
значения Авхна низких частотах для биполярных входов - 104-108 0м,
для полевых - 107-10120м.

Передаточные параметры .

-	коэффициент усиления, К.ф/= 0), равен отношению приращения выход-
ного напряжения к вызвавшему это приращение входному напряжению
при отсутствии ОС, К., = АЦвыФАЦв*. В зависимости от типа ОУ коэффи-
циент усиления может составлять от нескольких сотен до сотен тысяч
и более;

-	граничная частота, /гр - частота входного сигнала, на которой /Си(/|р) =
= Ки(/= 0)/э/2;

-	частота единичного усиления,/1 - частота входного сигнала, на которой
ад = 1.

Выходные параметры'.

-	максимальный выходной ток, /вых тах: для ОУ, имеющих внутреннюю за-
щиту от короткого замыкания по выходу, это выходной ток коротко-
го замыкания в режиме ограничения; для ОУ без защиты от КЗ -
предельный выходной ток, который нельзя превышать. Для разных ОУ
изменяется в диапазоне 1-1500 мА;

-	выходное сопротивление, ЛВЬ1Х. внутреннее выходное сопротивление ОУ,
рассматриваемого как эквивалентный генератор, может быть опреде-
лено как отношение 11юЛк1- Типовое значение Авых ддя ОУ широкого при-
менения 100-1000 Ом;

-	максимальное выходное напряжение, СЛыхтах. Для большинства типов
ОУ величина С'М,1Х тах 10 В.

Приведенные выше частотные параметры (/р,/1) ОУ характеризуют усиле-
ние гармонических сигналов и могут быть определены по амплитудно-частот-
ной характеристике ОУ. На рис. 4.3, а приведен типичный вид амплитудно-
частотной характеристики ОУ. Характеристика имеет падающий участок в обла-
сти высоких частот вследствие частотной зависимости параметров транзисторов
и паразитных емкостей операционного усилителя. По граничной частоте /гр оце-
нивают полосу пропускания усилителя (0.../р), которая для современных ОУ
составляет десятки МГц.

Рис. 4.3. Характеристики ОУ: а - амплитудно-частотная характеристика &(/);
б -- амплитудная (передаточная) характеристика С/вых(О»)

Другой важнейшей характеристикой ОУ является его амплитудная {пере-
даточная) характеристика, рис. 4.3, б. Характеристика состоит из двух ветвей,
которые получают подачей сигнала на соответствующий вход, при этом на дру-
гом входе сигнал нулевой. При изменении входного напряжения в пределах го-
ризонтальных участков характеристик выходное напряжение остается практиче-
ски неизменным и определяется напряжениями Пвыхтах, Пвыхивж • Горизонталь-
ным участкам характеристик соответствует режим насыщения выходного кас-
када ОУ. На наклонном участке характеристик выходное напряжение пропорци-
онально входному. Угол наклона участка определяется коэффициентом усиле-
ния Ка операционного усилителя. Большие значения К. обеспечивают возмож-
ность построения схем со свойствами, которые зависят только от параметров
цепи отрицательной обратной связи. Линейный режим работы ОУ возможен
только при введении цепи ООС.

При анализе схем с ОУ применяется характерный расчетный прием:

-	в режиме линейного усиления напряжение между входами ОУ очень
мало. Это свойство проявляется в любых схемах с ОУ и широко исполь-
зуется при анализе (|(7+ - 1Ц ~ 0);

-	входные токи ОУ равны нулю (/ , I- = 0).

Операционные усилители находят широкое применение при разработке
различных аналоговых и импульсных электронных устройств. Использование
в цепях прямой и обратной передачи ОУ различных линейных и нелинейных эле-
ментов позволяет получать устройства с требуемым алгоритмом преобразования
входного сигнала.

4 2. Схемы включения ОУ

Рассмотрим некоторые из типовых устройств, которые могут быть постро-
ены с использованием ОУ.

Инвертирующий усилитель. Схема инвертирующего усилителя приведена
на рис. 4.4, а. Для получения инвертирующего усилителя входной сигнал и сигнал
обратной связи должны подаваться на один и тот же инвертирующий вход, т. е.
создается параллельная ООС по напряжению. Для снижения величины токового
дрейфа неинвертирующий вход может быть заземлен через резистор Кз = А1ЦЯ2.
Входной сигнал подается через резистор Л1 на инвертирующий вход ОУ. С учетом
принятых выше допущений потенциал на неинвертирующем входе Ив = 0.

В линейном режиме входное напряжение ОУ С7ВХ = Иа - Ив = Ивых/Ки.
При Км —> да [/д ~ 0. Отсюда следует, что потенциалы на входах ОУ можно счи-
тать равными. Если один из входов ОУ заземлить, на втором входе будет также
поддерживаться нулевой потенциал, хотя напрямую входы ОУ гальванически не
связаны. Этот эффект называется виртуальным или мнимым заземлением и ис-
пользуется здесь и далее при выводе приближенных выражений для парамет-
ров ОУ. Для входного контура усилителя:

Увх-Уа =Ивх = ^1=^111 •

Выходное напряжение усилителя ГЛых:

^К2 = ^2^1 = - вых •

Отсюда:

ВХ _ ^вых ___. к _ ^вых _	-^2

К2	и Ивх К,’

или, в общем случае
Знак «-» в выражении для Ки означает, что фазы входного и выходного
напряжений сдвинуты относительно друг друга на 180°. На рис. 4.4, б приведены
временные диаграммы напряжений на входе и выходе ОУ.

Рис. 4.4. Инвертирующий усилитель: а - принципиальная электрическая схема;
б - временные диаграммы напряжений

С учетом практически нулевого потенциала инвертирующего входа А
(Цд~0) входное сопротивление усилителя Лвх составит:

Выходное сопротивление ОУ

п _ ^выхОУ
вьк 1+киОУ₽’

где р - коэффициент передачи звена ООС, |3 = К[/(К} + /6). Учитывая, что
Кс оу —> оо Лвых —> 0. Параллельная ООС по напряжению уменьшает как
входное, так и выходное сопротивление усилителя.

Неинвертирующий усилитель. Неинвертирующий усилитель (рис. 4.5, а)
содержит цепь последовательной отрицательной обратной связи по напряже-
нию, выходной сигнал которой подается на инвертирующий вход ОУ. Входной
сигнал подается на неинвертирующий вход усилителя. В силу принятых ранее
допущений коэффициент усиления имеет вид

ВХ

Цвых	_ Цвых _ I + ^ОС _ 2 | Крс

К.+Крр 1	и Ивх	К,

или, в общем случае
Рис. 4.5. Неинвертирующий усилитель: а - принципиальная электрическая схема;
б - временные диаграммы напряжений; в - повторитель на ОУ

В неинвертирующем усилителе фазы входного и выходного напряжений
совпадают, рис. 4.5, б. Входное сопротивление неинвертирующего усилителя /%.
определяется входным сопротивлением ОУ по неинвертирующему входу

Выходное сопротивление

„	^ВЫХОУ

вых ОУ

1 + Кпоу---—----

-ук1 + кос

Последовательная ООС по напряжению увеличивает входное сопротив-
ление и уменьшает выходное сопротивление усилителя.

Неинвертирующий и инвертирующий усилители широко применяются на
практике в качестве высокостабильных усилителей различного назначения.

Повторитель на ОУ является частным случаем неинвертирующего усили-
теля при Л]—>оо, Кос= 0, рис. 4.5, в. Усилитель охвачен цепью последовательной
ООС по напряжению с коэффициентом передачи 0 = 1, т. е. 100%-й ООС.
С учетом этого коэффициент усиления рассматриваемого устройства составит
Кс = 1, что и объясняет его название «повторитель». Достоинством этой схемы
является очень высокое входное сопротивление, Квх повт ^вх ОУ’Ад;_ОУ ► И НИЗ~
кое выходное сопротивление, Квых повт ^выхОУ/Кп_ОУ > 0.

Повторитель применяется в качестве буферного усилителя для согласова-
ния внутреннего сопротивления источника с сопротивлением нагрузки. Как пра-
вило, такие усилители применяются в тех случаях, когда целесообразно полу-
чить усиленный по мощности сигнал, не нагружая источник сигнала, например,
какой-либо датчик. На выходе повторителя имеется сигнал идентичный вход-
ному и пригодный для дальнейшей обработки, например, преобразования
или передачи.

Аналоговый сумматор. Схема инвертирующего сумматора приведена
на рис. 4.6, а. Она собрана на основе ОУ с инвертирующим входом и цепью па-
раллельной ООС по току. Число параллельных ветвей на входе устройства
соответствует количеству сигналов, предназначенных для сложения. Предпола-
гая входное сопротивление идеального ОУ бесконечно большим, для узла а мо-
жет быть записано

й + О + й + *ос = 0 йс = _(й + й + й)-

С учетом того, что дифференциальное входное напряжение идеального ОУ
равно нулю и (ра = <Рь = 0, токи определяются следующим образом

. __	. __ ^2	. __ ^3	.	_ ^вых

Н п 1 С г ' 13 I ' ^ос с
“1 к2 к3 лос

Тогда уравнение для узла а примет вид

ВЫЛ	/	±	| Г, | О 1

ЯОс '^1	^2	^3/

Отсюда, при К\ = /?: = Кз = К выходное напряжение составит

^вых = -(и1+и2 + и3)

Если /?ос =/?, топвых = —(их + и2 + и3). Схема обеспечивает возможность
суммирования сигналов с различными весовыми коэффициентами, Кос/К,,
где / - номер входа. С практической точки зрения количество входных сигналов
ограничено нагрузочной способностью ОУ, т. к. выходной ток ОУ определяется
как /выхоу = 1н + /ос, где /н - ток нагрузки.

Рис. 4.6. Инвертирующий сумматор на ОУ: а - принципиальная схема;
б - временные диаграммы напряжений

Временные диаграммы напряжений, иллюстрирующие работу инвертиру-
ющего сумматора, приведены на рис. 4.6, б. На основе инвертирующего сум-
матора может быть построен цифроаналоговый преобразователь (ЦАП).
На рис. 4.7, а приведена упрощенная схема такого устройства. Если сопротивле-
ния параллельных ветвей /?, кратны степени 2, т. е. К, = К 21’1, а на входы СА через
ключи, управляемые цифровым двоичным кодом, подать эталонное напряжение
САт, то уровень выходного напряжения нВых будет пропорционален действую-
щему в данный момент времени цифровому коду.

Схема неинвертирующего сумматора приведена на рис. 4.7, б. Сопро-
тивления резисторов во входных ветвях одинаковы. Получим выражение
83
для выходного напряжения 27 вых сумматора имеющего, в общем случае, п входов.
Предполагая ОУ идеальным, уравнение по первому закону Кирхгофа для узла а
будет иметь вид

Н + ^2 + ’’’ +	— О-

Преобразуем это уравнение, выражая входные токи через напряжения на
участках схемы

П1 — иа ।	— иа ।	। ип иа _ о

п к	п ~

Отсюда, напряжение на неинвертирующем входе составит

Рис. 4.7. Схемы устройств на основе ОУ: а - упрощенная принципиальная схема ЦАП;
б - схема неинвертирующего сумматора

Напряжение на инвертирующем входе

С учетом справедливого для идеального ОУ соотношения = иъ

Н1 + 112 "I” "I” ип	К-1	+ К2

— ивых п । п ивых “ р (и1 + и2 + ’ ’ ’ + Пп).

П	“Г 1\2	ПК^

Выбирая параметры элементов схемы, так что выполняется соотношение
(/? + К1)/пК1 = 1, получим

^вых	1Ц + и2 "Ь "Ь ип.

Дифференциальный (разностный) усилитель. Дифференциальный усили-
тель усиливает разность сигналов, подаваемых на входы ОУ. Схему также назы-
вают вычитающий усилитель или усилитель с дифференциальным входом.
На рис. 4.8, а, б приведены варианты схем дифференциальных усилителей.
Рис. 4.8. Дифференциальный усилитель на ОУ: а - принципиальная схема;
б - схема с повышенным входным сопротивлением

Определим коэффициент усиления устройства (рис. 4.8, а) используя ме-
тод наложения (принцип суперпозиции). В соответствии с ним выходное напря
жение схемы иВых может быть представлено в виде и вых = и’ + и", где состав-
ляющая и' определяется действием источника щ, а составляющая и" -
действием источника из. Для нахождения и' положим 112 = 0, что соответствует
закорачиванию источника из. Полученная в результате этого схема является ин-
вертирующим усилителем, выходное напряжение которого и' записывается
в виде

, «ос
и = —и1----.

1

Составляющую и" определим, закорачивая источник щ. В этом случае
схема сводится к неинвертирующему усилителю, на входе которого включен
резистивный делитель напряжения (Аз, Аз), с учетом которого напряжение на
входе Ь усилителя и+ составит

К3

и+ = и2--------

2 А2 + А3

С учетом известного выражения для коэффициента усиления неинверти-
рующего усилителя

А3 Аг + Аос

+ Кос

и = и+---------= и2 —----------—

К2 А2 + А3 Ах

В результате действия сигналов щ и из выходное напряжение составит

И вых И “Ь И

А3 А: + Аос	Аос

и2 -----------;------ВН 

“ К2 + А3 Ат	А1
Если выполняются соотношения: К\ = Кз, Из - Кос, то при Кос > К] устрой-
ство обеспечивает усиление разности входных сигналов

ВЫХ я 1 ^2

а при А] = Кз = Кз = Кос выходной сигнал равен разности входных сигналов
2/вых 2/2 — 2/1.

В разностном усилителе помехи, поступающие на его входы, оказываются
синфазными сигналами и не усиливаются, поскольку схема усиливает только
разностный сигнал. Степень подавления синфазных сигналов определяется точ-
ностью подбора резисторов 7?1, Кз, Кз и Кос. Способность усиливать полезный
сигнал при наличии сильных синфазных помех позволяет применять дифферен-
циальный усилитель в различных измерительных схемах. Недостатком рассмот-
ренной схемы является различное входное сопротивление по инвертирующему
и неинвертирующему входам, а также сложность регулирования коэффициента
усиления, для чего требуется одновременное изменение двух точно подобран-
ных резисторов.

Для устранения различия во входных сопротивлениях применяется схема
на рис. 4.8, б. Первый каскад схемы образован двумя одинаковыми ОУ ИА1
и !.)А2 и представляет собой дифференциальный усилитель, имеющий высокое
входное сопротивление. Схема их включения обеспечивает высокий уровень по-
давления синфазного сигнала. ОУ ВАЗ второго каскада производит вычитание
выходных сигналов ОУ ВА1, ВА2 и тем самым уменьшает влияние на выходной
сигнал напряжения смещения нуля ОУ ВА1, РА2 и синфазного входного напря
жения.

Пренебрегая напряжением между входами ОУ ВА1 и ВА2, для падения
напряжения на переменном резисторе Крег можно записать ид = ш - из. С учетом
очень больших входных сопротивлений ОУ резисторы К^, Арег, Кз оказываются
соединенными последовательно с током /д = пд/Арег = («1 - Н2)/Лрег. Отсюда,
напряжение на выходе каскада 1 составит

К1+Ярег1-Й2
и вых1 — (и1 ~ и2)	7	

“рег

Далее, этот сигнал поступает на вход второго каскада схемы 11, являю-
щийся непосредственно разностным усилителем. Используя результаты анализа
его работы, для случая Кз = Кз, Лз = Кос получим выходное напряжение схемы
в виде

,	. К1 + йрег + #2 #0С

ВЫХ (^1	^2/ '	р	' “7

“рег	к3

Уровень выходного напряжения регулируется изменением сопротивления
резистора Арег. Рассмотренная схема используется в качестве прецизионного
измерительного усилителя с дифференциальным входом.

Источник тока на ОУ. При разработке электронных устройств возникает
необходимость использования устройств, свойства которых близки к свойствам
идеальных источников постоянного тока и напряжения. Реализация на практике
идеальных источников тока и напряжения невозможна. Тем не менее, для неко-
торого ограниченного диапазона изменения параметров создание устройств,
близких по своим характеристикам к идеальным, вполне возможно. При Этом
могут использоваться биполярные и полевые транзисторы, операционные уси-
лители. Далее рассмотрим некоторые варианты реализации схем управляемых
напряжением источников тока.

По способу подключения нагрузки источники тока можно разделить па две
группы:

-	источники тока с так называемой «плавающей» нагрузкой, т. е. с нагруз-
кой, выводы которой не соединяются с общей шиной;

-	источники тока с заземленной нагрузкой.

Два примера схем источников тока приведены на рис. 4.9, а, б. Транзистор,
подключенный к выходу ОУ, позволяет увеличить максимально допустимый вы-
ходной ток источника. Принцип построения обеих схем одинаков. Он состоит во
введении в схему неинвертирующего усилителя цепи последовательной ООС по
выходному току. В качестве датчика выходного тока используется резистор Яш.
Падение напряжения на нем является сигналом обратной связи. Резистор А1 огра-
ничивает ток базы транзистора, диод ИО защищает эмиттерный /р-и-переход
транзистора от обратных напряжений.

Рис. 4.9. Источник тока на ОУ: а - схема с «плавающей» нагрузкой;
б - схема с заземленной нагрузкой

На рис. 4.9, а приведена схема источника тока с «плавающей» нагрузкой.
Потенциалы неинвертирующего С/+ и инвертирующего V входов идеального ОУ
одинаковы, 0+ = О, и равны П+ = Увх, П_ = Отсюда Iэ = УВХ//?П1.
Для тока коллектора являющегося током нагрузки можно записать

Ас(~ ^н) - а1э + 1КБо - а т, Ь Асбо ~ т-
«И!

здесь а - коэффициент передачи тока эмиттера, Лево - обратный ток коллектор-
ного /р-л-иерехода. Таким образом, вследствие малост и /кво и близости к единице
коэффициента а, ток 7н в нагрузочной ветви пропорционален С/вх и не зависит
от Ан. Если по некоторому закону изменять входное напряжение мвх(/), то
по этому же закону будет изменяться и выходной ток схемы /н(0- Максималь-
ный выходной ток зависит от сопротивления нагрузки Кл и напряжения пита-
ния А. /н тах	+ Аш).

Если по условиям работы сопротивление нагрузки должно иметь соедине-
ние с общей шиной, то может использоваться схема источника тока с заземлен-
ной нагрузкой, рис. 4.9, б. Параметры элементов схемы приближенно могут быть
определены по заданным сопротивлению нагрузки Ан, максимальному значению
тока нагрузки 1И тах, напряжению источника питания Ек. Максимальное падение
напряжения на сопротивлении нагрузки составит 11и так = Ан/« тах- Напряжение
на сопротивлении шунта определяется следующим образом

^нтах + ^ЭКтт + ^ттах ~ Ек —»	тах — Ек — 1/лтах ~ Ежтт’

где С/эктт - минимальное падение напряжение на транзисторе, при кото-
ром он находится в управляемом, активном, режиме, [/экпш = 1-2 В.
При Цэк > ^7эктш транзистор находится в линейной области своих харак-
теристик. Сопротивление резистора Аш (датчика тока)

„ _ тах

Аш — ------

'ь тах

Минимальное напряжение на неинвертируюшем входе Цвх шш, при котором
ток нагрузки имеет максимальное расчетное значение /« тах

^вхпиг. — Ек ~ Еш1птах.

При увеличении входного напряжения ток нагрузки уменьшается. Мини-
мальное значение тока нагрузки будет достигнуто при максимальном напряже-
нии на выходе операционного усилителя. Для исключения перегрузки ОУ по
току, уменьшения нелинейности транзистор должен иметь большой коэффици-
ент передачи тока базы р, так чтобы |3 > /н тах/ АыХ так, где 7ВЫХ тах - максимальный
выходной ток ОУ.

Погрешность преобразования «напряжение - ток» при использовании би-
полярных транзисторов связана с отличием коэффициента передачи тока а от
единицы. Эту погрешность можно компенсировать подбором резистора Ап..
Погрешность, обусловленную нелинейностью характеристик транзистора,
можно существенно уменьшить, применяя транзистор с большим значением р
или составной транзистор (схема Дарлингтона). МДП-транзисторы оказываются
хорошей заменой биполярного транзистора, так как они имеют достаточную рас-
сеиваемую мощность, вносят незначительную нелинейность, для них исключён
вторичный пробой, свойственный биполярным транзисторам, т. е. пробой из-за
локальных перегревов кристалла при больших токах. Материал канала
МДП-транзистора имеет положительный температурный коэффициент сопро-
тивления, поэтому ток равномерно распределяется по сечению канала.

Преобразователи «напряжение - ток» могут применяться при передаче
аналоговой информации по линиям связи. Представление информации об изме-
88
ряемой величине в виде токового сигнала получило наибольшее распростране-
ние, так как значение протекающего тока одинаково во всех точках линии и, со-
ответственно, ее сопротивление не оказывает влияния на передаваемую инфор-
мацию. Это выполняется при отсутствии токов утечки.

Интегратор на ОУ. Интегратором называется электронное устройство,
выходной сигнал которого пропорционален интегралу по времени от его вход-
ного сигнала. На рис. 4.10, а приведена принципиальная схема простейшего ин-
тегратора на ОУ. В ее основе инвертирующий усилитель, в цепь обратной связи
которого включен конденсатор С. Как было показано выше, потенциал инверти-
рующего входа близок к нулю, <ра ~ 0 («виртуальная земля»). Тогда напряжение
на резисторе К практически совпадает с входным нВх и входной ток ц составляет
/1 = Ивх/Л. Вследствие высокого входного сопротивления ОУ для узла а можно
записать /1 + /’ = 0 или /1 = - /г. Выходное напряжение совпадает с напряжением
на конденсаторе, «вых = «с. Тогда:

На рис. 4.10, б приведены временные диаграммы напряжений интегратора,
поясняющие его работу. При расчёте интеграторов постоянную времени т (= ЯС)
и величину входного сигнала необходимо выбирать таким образом, чтобы за
время действия входного сигнала ОУ не насыщался. Для уменьшения дрейфа по-
стоянной составляюшей выходного напряжения параллельно конденсатору С
может быть установлен дополнительный резистор Адоп.

Рис. 4.10. Активный интегратор: а - принципиальная схема;
б - временные диаграммы напряжений интегратора

Для повышения точности интегрирования необходимо:

-	использовать ОУ с низким напряжением смещения;

-	выбирать ОУ с входными каскадами на полевых транзисторах;

-	включать между неинвертирующим входом и землей резистор, шунти-
руя его конденсатором.
Интеграторы широко применяют при создании генераторов линейно изме-
няющегося и синусоидального напряжений, фазосдвигающих устройств, в каче-
стве фильтров низких частот и т. д.

Активные КС-фильтры. Активным фильтром называется частотный
фильтр, содержащий один или несколько активных четырехполюсников с обрат-
ной связью, за счет которой формируется амплитудно-частотная характеристика
фильтра. Наибольшее распространение в качестве активных четырехполюсни-
ков получили операционные усилители. Если пассивными элементами фильтра
являются резисторы и конденсаторы, то такой фильтр называется активным
АС-фильтром или /1 АС-фильтром.

Фильтры на ОУ имеют следующие преимущества перед пассивными филь-
трами:

-	совмещение усилительных и фильтрующих свойств в пределах полосы
пропускания;

-	независимость свойств фильтра от нагрузки;

-	малые масса и объем, которые слабо зависят от полосы пропускания, что
особенно важно при разработке устройств, работающих в низкочастот-
ной области;

-	простота каскадного включения при построении фильтров высоких по-
рядков.

Вместе с тем область применения ЛАС-фильтров ограничивают следую-
щие недостатки:

-	необходимость источника питания для работы активного элемента
схемы фильтра;

-	ограниченный частотный диапазон, определяемый собственными ча-
стотными свойствами используемых усилителей.

Несмотря на перечисленные недостатки, активные фильтры находят широ-
кое практическое применение. Более подробно ЛАС-фильтры и их расчет рас-
смотрены в практической работе 8.

Рассмотренные выше электронные устройства содержат цепи отрицатель-
ной обратной связи, что обеспечивает работу операционных усилителей в линей-
ном режиме. Наряду с этим существуют устройства, принцип действия которых
основан на нелинейном режиме работы ОУ, например аналоговые компараторы
напряжения.

Широкое применение получил компаратор, в котором ОУ охвачен поло-
жительной обратной связью по неинвертирующему входу с помощью резисто-
ров Ац Аг. Схема также называется пороговый элемент или триггер Шмитта,
рис. 4.11, а.

При больших отрицательных входных напряжениях ивх выходное напря
жение компаратора нВых= +(7выхтах. Переключение компаратора произойдет то-
гда, когда входное напряжение на неинвертирующем входе достигнет напря 
жения срабатывания Напряжение срабатывания определяется совместным
действием напряжений: выходного (+С4ых тах) и опорного (Поп) и может быть
найдено методом наложения:
Рис. 4.11. Компаратор с ПОС (Триггер Шмитта): а - принципиальная схема;
б - передаточная характеристика компаратора; в - временные диаграммы напряжений

При «вх ~ (7сР выходное напряжение начнет уменьшаться, ДС4ых < 0. Это
отрицательное прирашение по цепи ПОС Я1Я2 поступает на прямой вход, что вы-
зывает соответствующее отрицательное приращение напряжения на неинверти-
рующем входе, ЛСгп' < 0, т. е. потенциал неинвертирующего входа снизится,
входное напряжение возрастет: | и+ - и |Т, и+ < и . ОУ усилит это приращение,
и на выходе приращение |А(7вых’| > |ЛС/вых|, что вызовет дальнейшее снижение
напряжения на неинвертирующем входе. Процесс развивается лавинообразно
и завершается когда г/вых = - бвых тах, то есть имеет место регенеративный про-
цесс. При дальнейшем увеличении ивх выходное напряжение будет оставаться
равным - {/вых пмх. Напряжение на неинвертирующем входе (7пр (= С/пп - напря-
жение отпускания) при этом составляет:

^отп

выхтах । ^оп К,
+ К-2 ~	+ К-2

При уменьшении иех до С/отп произойдет новое переключение и пВЫх =

Vвых тах- Процесс переключения также будет носить регенеративный характер.
Переключение компаратора происходит при разных напряжениях С’тп < 1/ср. Та-
ким образом, передаточная характеристика компаратора имеет гистерезисный
характер, рис. 4.11, б. Ширина зоны гистерезиса

^г ^СР ^ОТ||

О^вых О1ах(-) + ^иьгхтахЦ) п

------------------------К, .

К1 + К,

Временные диаграммы напряжений компаратора с ПОС при синусоидаль-
ном входном сигнале приведены на рис. 4.11, в. Использование ПОС позволяет
значительно ускорить процессы переключения. Широкое распространение полу-
чило использование в качестве компараторов специализированных ОУ, предна-
значенных непосредственно для импульсного режима работы.
5.	ИМПУЛЬСНЫЕ

И АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ УСТРОЙСТВА

Для современной электроники характерно широкое применение импульс-
ных устройств. На основе импульсной техники выполняются системы управле-
ния и регулирования, устройства измерения и отображения информации, цифро-
вой электроники.

5 1. Общие сведения об импульсных устройствах

Импульсными называются устройства, предназначенные для генерирова-
ния, формирования, преобразования и неискаженной передачи импульсных сиг-
налов (импульсов).

Импульсными сигналами называют электрические колебания, существую-
щие в пределах конечного интервала времени, соизмеримого с длительностью
переходных процессов в электрической системе, в которой они действуют.

К импульсным устройствам относятся электронные ключи, триггеры, ре-
лаксационные генераторы (одновибраторы, мультивибраторы), блокинг-генера-
торы, генераторы линейно изменяющегося напряжения.

К преимуществам импульсных устройств по сравнению с устройствами не-
прерывного действия (аналоговыми устройствами) следует отнести:

-	лучшую помехоустойчивость, высокую пропускную способность.
Информация заключается в определенном сочетании импульсов, неко-
торое изменение амплитуды не влияет на качество передачи инфор-
мации;

-	в импульсном устройстве достигается большая мощность в импульсе
при малой величине средней мощности, потребляемой устройством.
Масса и габариты устройств в основном определяются средней мощно-
стью;

-	меньшее влияние разброса параметров полупроводниковых элементов
и температуры - работают в ключевом режиме (включено - выклю-
чено);

-	удобство разработки сложных устройств на основе однотипных элемен-
тов.

При всем многообразии электрических импульсов принято различать ви-
деоимпульсы и радиоимпульсы, рис. 5.1, а. Видеоимпульсы представляют собой
сигналы преимущественно одной полярности, используются в телевидении в ка-
честве управляющих импульсов. Радиоимпульсы - импульсы высокочастотных
колебаний напряжения или тока обычно синусоидальной формы. Радиоим-
пульсы не имеют постоянной составляющей. Радиоимпульсы получают модули-
рованием высокочастотных синусоидальных колебаний по амплитуде. В рас-
сматриваемых далее импульсных устройствах используются видеоимпульсы,
которые часто называются просто импульсы. На рис. 5.1, б приведен типичный
вид импульса напряжения и указаны его основные параметры:

-	амплитуда (максимальное значение) сигнала, 1/т;

-	активная длительность импульса, определяется по уровню, соответ-
ствующему 0,511т, /и;

-	длительность фронта импульса, определяется как интервал времени
нарастания сигнала от уровня 0,1 Кп до 0,9С'т, /ф;

-	длительность среза импульса, определяется как интервал времени, в те-
чение которого импульс убывает от уровня 0,11/т до 0,9 Цт, 1с,

-	спад вершины импульса, Ли.

Характерным для радиоимпульса параметром является несущая частота /о,
соответствующая частоте синусоидального заполнения импульса.

а)	б)

Рис. 5.1. Импульсные сигналы: а - классификация по виду импульса;
б - основные параметры импульсных сигналов

Для периодической последовательности импульсов используются следую-
щие параметры'

-	период повторения импульсов Т;

-	частота повторения импульсов/= 1/Т,

-	пауза 1П = Т - 1И;

-	скважность импульсов О = Т/ 1а;

-	коэффициент заполнения К, = 1/(9 = {Н/Т.

Вследствие нелинейного режима работы полупроводниковых приборов
в импульсных устройствах, анализ процессов в них представляет собой довольно
сложную задачу. Поэтому, там где это возможно, стремятся свести такие цепи
к линейным заменой п/п приборов их схемами замещения.

По виду преобразования импульсных сигналов или их использования им-
пульсные устройства могут быть подразделены на следующие виды:

-	цепи, обеспечивающие неискаженную передачу импульсов: к ним могут
быть отнесены линии задержки, усилители импульсов, трансформа-
торы;
-	устройства преобразования импульсов представляют широкую группу
импульсных устройств, обеспечивающих формирование импульсов
одной формы из импульсов другой формы или получение импульсов
той же формы, но с другими параметрами (амплитудой, частотой и т. д.).
В этой группе устройств различают:

-	линейные преобразователи импульсов, к которым относятся интегриру-
ющие и дифференцирующие цепи;

-	нелинейные преобразователи импульсов предназначены для формирова-
ния сигнала нужной формы из сигнала, форма которого для последую-
щего использования. К таким устройствам относят амплитудные огра-
ничители, компараторы, триггеры Шмитта, преобразователи импульсов
цифровых устройств;

-	электронные генераторы импульсов, работающие в автоколебательном
(автогенераторы), ждущем режиме и режиме деления частоты.

Далее рассмотрим некоторые виды импульсных устройств.

5 2. Формирователи импульсо-

Для правильного функционирования различных устройств требуются им-
пульсы определённой формы, имеющие заданные длительность и амплитуду.
Вследствие этого существует необходимость предварительного преобразования
импульсов: изменения их амплитуды, полярности, длительности, формы.

К простейшим формирователям импульсов относятся пассивные К1.-
и АС-цепи. Вследствие возникающих в этих цепях переходных процессов форма
выходного напряжения зависит как от постоянных времени этих цепей (для
АД-цепи тит. = 1/А, для АС-цепи т«< = КС), так и от длительности входного
импульса, /и. Например, при действии импульса прямоугольной формы
на входе АС-цепи и выполнении соотношения тис « сигнал, снимаемый с кон-
денсатора, по форме будет близок к входному. При >> /и на выходе получают
практически линейно нарастающее напряжение. Этот эффект используется в ге-
нераторах линейно изменяющегося напряжения. При простоте устройства рас-
смотренные цепи не обеспечивают качественного дифференцирования и инте-
грирования. Этого недостатка лишены активные дифференцирующие и инте-
грирующие устройства, реализуемые, например, на основе операционных усили-
телей.

Амплитудным ограничителем называется электронное устройство, напря-
жение на выходе которого Свых остается на постоянном уровне, когда входное
напряжение СА либо превышает некоторое пороговое значение (ограничение
сверху), либо ниже (ограничение снизу). В иных случаях выходное напряжение
повторяет форму входного напряжения. Амплитудные ограничители использу-
ются для формирования импульсов заданной формы и амплитуды из напряжения
произвольной формы, сглаживания вершин импульсов, выделения импульсов за-
данной амплитуды. Основными элементами ограничителей являются лампы,
транзисторы, диоды. К наиболее простым и экономичным относятся диодные
ограничители.

По виду ограничения входного сигнала различают:

-	односторонние ограничители: ограничение амплитуды или сверху, или
снизу;

-	двусторонние ограничители: ограничение амплитуды и сверху и снизу.

По способу соединения активных элементов рассматривают:

-	последовательные: активный элемент, например диод, включается по-
следовательно с сопротивлением нагрузки;

-	параллельные: активный элемент включается параллельно сопротивле-
нию нагрузки.

На рис. 5.2 приведены передаточные характеристики амплитудных огра-
ничителей с различными видами ограничения входного сигнала. Е, Е' - источ-
ники постоянного смещения.

Рис. 5.2. Передаточные характеристики амплитудных ограничителей:
ограничение электрического сигнала:
а - сверху; б - снизу; в - двустороннее

На рис. 5.3, а приведены принципиальные схемы амплитудных ограничи-
телей последовательного типа.

Рассмотрим принцип действия амплитудного ограничителя на примере
схемы с ограничением сверху. Временные диаграммы приведены на рис. 5.3, б.
На интервале I потенциал анода диода У1) ниже, чем потенциал его катода, диод
заперт и выходное напряжение определяется напряжением источника постоян-
ного смещения, иВЫх = Е. На интервале II диод открыт и в пренебрежении малым
сопротивлением открытого диода выходное напряжение практически совпадает
с входным напряжением: //ВЫх ~ «вх. Выходное напряжение может быть найдено
с использованием метода наложения.

_ ^ивх ,

ВЬ1Х’к + кпр  кпр+к
-100

II

’20000т

: с положительным

смещением

без смещения

с отрицательны
мещением

8 От	16 От

Т (Зесе)

24 0т

Рис. 5.3. Односторонние амплитудные ограничители: а - принципиальные схемы
ограничителей: без смещения, с положительным смещением, с отрицательным
смещением (слева направо); б - временные диаграммы напряжений

На рис. 5.4 приведена принципиальная схема (а) двустороннего амплитуд-

ного ограничителя и соответствующие ему временные диаграммы напряже-
ний (б).

а)	б)	в)

Рис. 5.4. Двусторонний ограничитель: а — схема с использованием диодов;
б - временная диаграмма напряжений; в - схема с использованием стабилитронов

На интервале I диод УЕ>\ закрыт, диод УО1 открыт, выходное напряжение
формируется совместным действием источников Е\, Ег, на интервале II диоды
ЕО1, РТЬ открыты, выходное напряжение практически совпадает с входным,
«вых ~ «вХ; на интервале III диод РТЪ открыт, диод ИО? закрыт, выходное напря-
жение создается источником Ег, «вых = Ег. На рис. 5.4, в приведена принципиаль-
ная схема ограничителя на основе полупроводниковых стабилитронов 201, 20?.
При синусоидальном входном напряжении выходное напряжение будет иметь
вид, аналогичный представленному на рис. 5.4, б, при этом в схеме отсутствуют
источники смещения.

5 3. Электронные ключи

Электронные ключевые схемы являются важнейшими элементами им-
пульсных схем и логических элементов. В качестве нелинейных приборов с
управляемым сопротивлением в электронных ключах используются полупро-
водниковые диоды, биполярные и полевые транзисторы, тиристоры, биполярные
транзисторы с изолированным затвором (ЮВТ-транзисторы).
При анализе работы ключей и их практическом применении необходимо
знать их основные параметры:

-	сопротивление ключа в замкнутом (включенном) Квкл и разомкнутом
(выключенном) АВыкл состояниях. При замкнутом состоянии электрон-
ного ключа его внутреннее сопротивление должно быть близко к нулю,
/?вкл —> 0, при разомкнутом состоянии сопротивление должно стремиться
к бесконечности, Квыкл

-	быстродействие — характеризуется временем переключения ключа.
Время переключения из включенного состояния в выключенное
и наоборот должно стремиться к нулю;

-	помехоустойчивость - характеризуется чувствительностью электрон-
ного ключа к воздействиям импульсов помехи;

-	остаточное напряжение ключа во включенном состоянии, (7ост;

-	ток утечки в выключенном состоянии, 1ут.

Наиболее широкое распространение в качестве электронных ключей полу-
чили транзисторные ключевые схемы. На их основе создаются триггеры, муль-
тивибраторы, коммутаторы, блокинг-генераторы и т. д.

Транзисторные ключевые схемы могут быть классифицированы по различ-
ным признакам, рассмотрим некоторые из них:

по виду нелинейного элемента:

-	ключи на биполярных транзисторах;

-	ключи на полевых транзисторах;

по состоянию транзистора в открытом состоянии:

-	насыщенный;

-	ненасыщенный;

по типу включения сопротивления нагрузки в цепь транзисторного ключа:
- последовательное включение;

- параллельное включение.

Электронные ключи на биполярных транзисторах

Широкое применение в качестве электронных ключей находят транзистор-
ные каскады на биполярных транзисторах, причем наибольшее распространение
получила схема включения с общим эмиттером. На рис. 5.5, а, б приведены прин-
ципиальная схема электронного ключа на биполярном транзисторе структуры
п-р-п и семейство выходных характеристик биполярного транзистора, соответ-
ственно. На выходных ВАХ построена нагрузочная прямая, соответствующая
выбранному значению сопротивления Линия нагрузки пересекает оси коор-
динат в т. 1 (1/кэ = О, 7К = Е^/КЛ) и т. 4 Шк, = Ек, 1К = 0), рис. 5.5, б. Различают
статический и динамический режимы работы электронного ключа.

Статический режим работы ключа

В статическом режиме электронный ключ может находиться в одном
из двух основных состояний: насыщения и отсечки.
В режиме отсечки оба /ля-перехода транзистора смещены в обратном
направлении, для схемы на рис. 5.5, а 1/бз < 0; Ь'с,к < 0,1К = /Кбо', /б = -Аво' Л ₽ <0;
СА> ~ Ек. Границей режима отсечки является точка пересечения нагрузочной пря-
мой и ветви выходных ВАХ с /р, = 0, т. 3 на рис. 5.5, б. Режим глубокой отсеч-
ки (С/бэ < 0) обеспечивается внешним источником смещения < 0), при этом
= САх - ЛбоАб. Отсюда следует условие выбора резистора Ав: Аб < Г7Вх/Або.

В режиме насыщения оба /э-и-перехода транзистора смещены в прямом
направлении, ГС, > 0; С'А > 0, {А>, нас ~ 0; при этом /к, нас.

Р -II

к кэ,нас

б)

Рис. 5.5. Электронный ключ на биполярном транзисторе: а - принципиальная электрическая
схема; б - выходные ВАХ транзистора для схемы включения с общим эмиттером

Току 7к,нас соответствует ток базы /б.нас = /к.нас/0. Дальнейшее увеличение
тока 2б > /б,нас не приводит к увеличению коллекторного тока /к.Нас. Отсюда усло-
вием нахождения транзистора в режиме насыщения является.

т . т _ ^к.нзц:

1 б 1 б,нас- й

к
~М.

Границей режима насыщения является точка пересечения нагрузочной пря-
мой и ветви выходных ВАХ с С’кк = 0, т. 2 на рис. 5.5, б.

Степень насыщения определяется коэффициентом насыщения 8 = 1бИб,пас.
Оптимальным является значение коэффициентом насыщения в диапазоне
1,5-2,0.

Широкое применение для анализа импульсных устройств, использую-
щих ключевые схемы, получили схемы замешения биполярных транзисторов.
На рис. 5.6, а, б приведены основные и упрощенные схемы замещения биполяр-
ного транзистора в режимах насыщения и отсечки.
Рис. 5.6. Схемы замещения биполярного транзистора
в статических режимах работы электронного ключа:
а - режим насыщения; б - режим отсечки

Динамический режим работы ключа

Причинами переходных процессов, возникающих в схеме транзисторного
ключа при переключении, являются процессы, связанные с изменением про-
странственного заряда неосновных носителей в области базы и процессы, свя
занные с перезарядом барьерных емкостей эмиттерного (Сэ) и коллекторно-
го (Ск) /э-л-переходов. Для расчета переходных процессов используется метод
заряда. Метод заряда основан на принципе электронейтралъности базы, со-
гласно которому в любой точке базы положительный и отрицательный заряды
одинаковы и изменяются с одинаковой скоростью.

Процесс открывания ключа на биполярном транзисторе может быть разде-
лен на три этапа'

-	задержка включения;

-	формирование фронта;

-	накопление заряда.

Содержание этапа задержки включения составляет процесс перезарядки
барьерных емкостей С, и Ск под действием входного сигнала. Ток перезарядки
емкостей Сэ и Ск протекает через резистор /’б, постоянная времени этого этапа
приближенно определяется как т. ~ (С, + Ск)/?б. Этап задержки включения закан-
чивается когда напряжение на эмиттерном /э-и-переходе достигает напряжения
отпирания, г/бэ(/3) = 1/тп.

На этапе формирования фронта коллекторный ток нарастает по экс-
поненциальному закону, коллекторное напряжение при этом снижается. Фор-
мирование фронта заканчивается, когда коллекторный ток достигает значения
/к(/ф) = /к.нас ~ Ек/Кк. Моменту окончания этапа формирования фронта соответ-
ствует точка 2 нагрузочной прямой на границе активной области и области насы-
щения, при этом 7к.нас.= Л21з/б.нас. Заряд неосновных носителей заряда в базе тран-
зистора называется граничным и определяется из соотношения <2Ф = Те,насТь =
= /к.насТБ/Лгь, где тб - время жизни неосновных носителей в области базы.

На этапе накопления заряда продолжается увеличение избыточного заряда
неосновных носителей в области базы. Этот процесс также носит экспоненци-
альный характер, но постоянная времени тн несколько ниже, чем на предыду-
щем этапе: тн = (0,8-0,9)тб (для современных дрейфовых транзисторов). Из-за
увеличения концентрации носителей заряда сопротивление базы снижается и,
соответственно, уменьшается напряжение между выводами эмиттера и коллек-
тора, вплоть до своего статического значения в режиме насыщения.

Процесс выключения ключа на биполярном транзисторе состоит из двух
этапов:

-	рассасывания избыточного заряда неосновных носителей заряда базы;

-	формирование отрицательного фронта.

На этапе рассасывания заряда неосновных носителей происходит экстрак-
ция неосновных носителей заряда из области базы, избыточный заряд, обуслов
ленный этими носителями, уменьшается до Огр. На этом этапе ток коллектора /к
и напряжение на коллекторе нк практически не изменяются. Время рассасывания
уменьшаются с увеличением запирающего сигнала и убыванием степени насы-
щения. Поэтому большие входные токи /с, которые выгодны с точки зрения со-
кращения длительности положительного фронта, нежелательны для запирания
ключа. По окончании этапа рассасывания транзистор входит в активный режим.

На этапе формирование отрицательного фронта начинается уменьшение
базового и коллекторного токов, увеличение коллекторного напряжения, форми-
руется задний фронт импульса коллекторного тока. На этом этапе происходит
как уменьшение объемного заряда базы от (9гр до 0, так и перезарядка эмиттерной
и коллекторной емкостей.

Из проведенного анализа следует, что быстродействие транзисторного
ключа определяется как параметрами самого транзистора, так и схемы включе-
ния. С целью повышения быстродействия могут использоваться следующие схе-
мотехнические решения:

-	включение в цепь управления форсирующего конденсатора;

-	использование нелинейной обратной связи;

-	использование фиксирующих диодов;

-	применение переключателей тока.

Рассмотрим некоторые из этих способов повышения быстродействия.
В схеме ключа с форсирующим конденсатором, рис. 5.7, а, ток базы имеет боль-
шое значение на интервале формирования фронта, а по его завершении умень-
шается до такой величины, при которой степень насыщения базы неосновными
носителями заряда невелика. В момент включения конденсатор Сф шунтирует
резистор Кв и входной ток принимает максимальное значение, /е(0) ~ ивх/Авх,
где Авх - входное сопротивление транзистора. Это способствует уменьше-
нию длительности фронта /ф формируемого на коллекторе УТ импульса нап-
ряжения. По мере зарядки конденсатора Сф ток базы уменьшается,
/б ~ (Ивх - Сбэнас)/(.7?вх + Аб). При выключении входное напряжение складывается с
напряжением на заряженном конденсаторе, что ведет к увеличению начального
тока базы, т. е. к увеличению скорости удаления неосновных носителей в базе
транзистора. Время рассасывания /[1ас.с уменьшается. Емкость Сф определяется из
соотношения Сф * Тб/Аб.

Уменьшению времени выключения способствует применение в схемах
ключей нелинейной обратной связи. Хорошие результаты дает использование
диодов Шоттки в качестве элемента обратной связи, рис. 5.7, 6. В процессе от-
пирания транзистора при увеличении коллекторного тока потенциал коллектора
снижается и, как только он становится ниже потенциала базы, диод Шоттки от-
крывается. Часть тока источника входного сигнала ответвляется в цепь диода,
ток базы уменьшается, и транзистор не входит в режим насыщения.

Рис. 5.7. Повышение быстродействия транзисторного ключа:
а - схема с форсирующим конденсатором; б - схема с диодом Шоттки

В результате быстродействие транзисторного ключа с диодом Шоттки воз-
растает вследствие сокращения длительности фронта импульса коллекторного
тока при включении и уменьшения времени рассасывания при выключении.
Недостатком ненасыщенного транзисторного ключа является повышенное паде-
ние напряжения и»э на открытом ключе.

Ключи на полевых транзисторах

Ключи на полевых транзисторах используются для коммутации как анало-
говых, так и цифровых сигналов. Коммутаторы аналоговых сигналов обычно вы-
полняют на полевых транзисторах с управляющим /7-и-переходом или МДП-
транзисторах с индуцированным каналом. В цифровых схемах применяются
только МДП-транзисторы с индуцированным каналом.

На рис. 5.8 приведены схемы транзисторных ключей на МДП-транзисто-
рах с индуцированным каналом.

Рассмотрим принцип действия ключа с резистивной нагрузкой. При нуле-
вом напряжении на затворе транзистор заперт. Условием запирания транзис-
тора является соотношение [7ЗИ < С/поР, где С/пор - пороговое напряжение, при ко-
тором начинается формирование проводящего канала. В этом состоянии через
резистор Ас протекает обратный ток стокового (сток-подложка) /л/г-иерехода
10 9—10 1(1 А. При указанных значениях остаточного тока падением напряже-
ния ЛАс можно пренебречь. Максимальное напряжение на закрытом ключе
С/вых = Ап. При условии САи > Апор, происходит отпирание транзистора, ток стока
достигает максимального /стах = Еп/Кс. Напряжение на выходе //ВЫх определяется
резистивным делителем Ас и сопротивлением открытого канала гк и в реальных
схемах стремится к нулю, тогда как для ключа на биполярном транзисторе
напряжение в режиме насыщения 11кз нас составляет несколько десятых долей
вольта. При использовании этой схемы в качестве элемента интегральной мик-
росхемотехники наличие в ней резистора ведет к увеличению занимаемой пло-
щади. Это снижает степень интеграции и усложняет технологический процесс
изготовления. Поэтому в устройствах микроэлектроники используются ключи, в
которых в качестве нагрузочного сопротивления используется либо транзистор
с каналом такого же типа проводимости, что и канал управляющего транзистора
(ключ с динамической нагрузкой), либо транзистор с каналом другого типа про-
водимости (комплементарный ключ).

Рис. 5.8. Виды ключей на МДП-транзисторах с индуцированным каналом:
а - с резистивной нагрузкой (и-канал); б - с динамической нагрузкой (и-канал);
в- комплементарный ключ (»-,д-канал)

Схема ключа с динамической нагрузкой приведена на рис. 5.8, б. Транзи-
стор УТ, исток которого соединен с заземленной шиной питания, является
управляющим, а транзистор УТо — нагрузочным, выполняющим роль резис-
тора. Нагрузочный транзистор используется в качестве нелинейной нагруз-
ки. При (7ВХ < САипор! транзистор УТ закрыт, выходное напряжение определяется
отношением сопротивлений транзисторов УТо, УТ и находится в пределах
Еп - (Аи ж>ро < СВых < Еп, где 11за поро - пороговое напряжение транзистора УТо.
Если САх > (7зппор1, транзистор РТ1 открыт, выходное напряжение будет мини-
мальным при условии, что крутизна стоко-затворной характеристики транзи-
стора УТ} больше крутизны характеристики транзистора УТо.

В отсутствие сигнала на входе комплементарного ключа, рис. 5.8, в, напря-
жение на затворе транзистора (7 с каналом л-типа САи1 = 0, тогда как на затворе
/>-канального транзистора УТ напряжение ААг = - Еа. Следовательно, транзис-
тор УТ закрыт, транзистор УТ открыт. На выходе ключа действует высокий
уровень напряжения, (7Вых = Еп. Ток от источника питания практически не
потребляется. При 1ТВК > ЕП - (7зи пор’ напряжения на затворах транзисторов
(7зи1 > Еа - 1/ж по₽2, (7зи2 > - (Ли пар2, транзистор УТ1 открыт, транзистор УТ закрыт.
На выходе ключа действует низкий уровень напряжения, САых ~ 0. В этом режиме
ток от источника питания также не потребляется.

К существенным преимуществам комплементарного ключа в сравнении
с рассмотренными выше типами ключей:
-	в стационарных режимах, т. е. как в открытом, так и в закрытом состоя
нии, ключ практически не потребляет ток от источника питания;

-	практически нулевое остаточное напряжение в открытом состоянии и
близкое к напряжению питания выходное напряжение в закрытом состо-
янии. Это обеспечивает высокую помехоустойчивость цифровых схем
на комплементарных ключах;

-	повышенное быстродействие в сравнении со схемами с резистивной
нагрузкой и с динамической нагрузкой. Это объясняется тем, что как за-
ряд, так и разряд емкости нагрузки Сн происходит через соответствую-
щий открытый транзистор комплементарной пары.

5 4. Триггеры: классификация, принцип действия

Триггером называется электронное устройство, имеющее два устойчивых
состояния, способное под воздействием внешнего управляющего сигнала пере-
ходить скачком из одного состояния в другое. При отсутствии управляющего
сигнала устройство находится в устойчивом состоянии произвольно длительное
время. Процесс перехода триггера из одного устойчивого состояния в другое
называется опрокидыванием.

Триггеры применяются в импульсных устройствах для формирования
стандартных по амплитуде импульсов прямоугольной формы с малой длитель-
ностью фронта и среза, которые практически не зависят от скорости изменения
входного управляющего сигнала. В цифровых устройствах триггеры использу-
ются в качестве элементарных цифровых автоматов с двумя внутренними состо-
яниями, т. е. триггеры выполняют функции ячеек двоичной памяти и может ис-
пользоваться для запоминания и хранения информации.

Триггер можно рассматривать как двухэлементный усилитель постоянного
тока, охваченный положительной обратной связью. В связи с большим разнооб-
разием схем триггеров, областей их применения целесообразно рассмотреть
классификацию триггеров по различным признакам:

по способу введения положительной обратной связи:

-	триггер с коллекторно-базовыми связями (симметричный триггер);

-	триггер с эмиттерной связью (несимметричный триггер);

по способу запуска:

-	триггер со счетным (общим) запуском - сигнал запуска подается в цепь
управления обоих транзисторов;

-	триггер с раздельным запуском - сигнал запуска подается только в цепь
одного из транзисторов;

по способу смещения:

-	триггер с внешним источником смещения;

-	триггер с автоматическим смещением.

Рассмотрим работу триггерного устройства на примере симметричного
триггера с коллекторно-базовыми связями и внешним смещением, рис. 5.9, а.
Для построения триггера используются два транзисторных ключа (УТ1, 7?К1
и УТ2, Ак1), охваченных ПОС. Примем, что рассматриваемый триггер является
симметричным, т. е. /?,<| = Акз = Л\, А] = Кг = К, СТ = Сг = С. На схеме тригге-
ра Е - основной источник питания; СТм - дополнительный источник смешения,
обеспечивает через резисторы Къ подачу на базы транзисторов УТ1 и УТ2 неко-
торого запирающего напряжения. Форсирующие конденсаторы С используют
для ускорения процессов переключения транзисторов.

а)	б)

Рис. 5.9. Триггер с коллекторно-базовыми связями и раздельным запуском:
а - принципиальная схема; б - схема замещения симметричного триггера
в одном из устойчивых состояний

В первый момент после включения триггера оба транзистора будут от-
крыты, так как на базу транзистора поступит положительное напряжение от ис-
точника коллекторного питания Е через цепь КС. В этом состоянии триггер не
может находиться продолжительное время, из-за неизбежных флуктуаций токов
и напряжений триггер самопроизвольно перейдет в одно из двух устойчивых со-
стояний. Процесс перехода носит лавинообразный (регенеративный) характер.
Он завершается в момент времени, когда один из транзисторов попадает в режим
насыщения, а другой - в режим глубокой отсечки, что приводит к фактическому
размыканию цепи ПОС. Это состояние схемы будет устойчивым. В режиме
насыщения и отсечки транзистор теряет свои усилительные свойства. В пред-
ставленной на рис. 5.9, б схеме замещения транзистор УТ1 находится в режиме
насыщения, транзистор УТ2 - в режиме отсечки.

Режим насыщения УТ1 обеспечивается, если:
т _ т _ ^Юнас _ В
1Б1 > 1 БI пас “

Ток базы УТ1 1ы может быть определен на основании метода наложения,
тогда

т =_Е_______т	Цсм Е

Б1 Кк + К ЛКк + К к6 - Вкр-

₽ КкР'
Режим отсечки транзистора УТ2 обеспечивается, если Сб->2 < 0. В соответ-
ствии с методом наложения



Е

К +К6

К + 1Кбо

Ь ,
к + к6

Отсюда следует, что напряжение смещения в цепи базы (С'/.-Э должно удо-
влетворять условию С/см > /кбо^б. Условия насыщения и запирания во втором
устойчивом состоянии симметричного триггера аналогичны. Чтобы переклю-
чить триггер в новое состояние, необходимо воздействие запускающего им-
пульса, например, на базу открытого транзистора УТ1 подать импульс напряже-
ния отрицательной полярности. Этот импульс снизит потенциал базы УТ1 и вы-
зовет лавинообразный процесс переключения триггера (регенеративный про-
цесс) в результате которого транзистор УТ2 перейдет в открытое состояние,
а УТ1 - в закрытое. Новое состояние равновесия при отсутствии внешнего запус-
кающего импульса также будет устойчивым.

5 5- Электронные генераторы

Электронный генератор - устройство, преобразующее энергию постоян-
ного тока в периодические электрические колебания определенной мощности,
частоты и формы.

Электронные генераторы применяются в радиопередающих и радиоприем-
ных устройствах, в измерительной аппаратуре, в электронных вычислительных
машинах, в устройствах телеметрии. В технике связи автогенераторы использу-
ются при формировании тестовых сигналов, сигналов синхронизации, служеб-
ных сигналов, опорных колебаний и т. д.

Генераторы образуют обширную группу электронных устройств и могут
быть классифицированы различным образом:

по форме колебаний:

-	генераторы гармонических (синусоидальных) колебаний;

-	генераторы прямоугольных колебаний (релаксационные генераторы,
мультивибраторы);

-	функциональные генераторы, в т. ч. генераторы линейно изменяющихся
колебаний;

по частоте генерируемых колебаний:

-	генераторы низкой частоты (0,01-100 кГц);

-	генераторы высокой частоты (0,1-100 МГц);

-	генераторы сверхвысокой частоты (> 100 МГц);

по виду цепи обратной связи:

-	ГС-генераторы;

-	7?С-генераторы;

-	кварцевые генераторы.
по режиму работы:

-	автоколебательный режим;

-	режим запуска внешними импульсами.

В автоколебательном режиме выходное переменное напряжение формиру-
ется на выходе генератора сразу после подключения напряжения питания и
не требует для начала работы подачи внешнего управляющего воздействия
Генераторы, работающие в автогенераторном режиме, часто называют авто-
генераторами или генераторами с самовозбуждением.

Генераторы, работающие в режиме запуска внешними импульсами, после
включения источника питания могут сколь угодно долго находиться в устойчи-
вом состоянии, выходное переменное напряжение при этом отсутствует. Когда
на вход такого генератора поступает сигнал запуска, на его выходе формируется
сигнал, параметры которого полностью определяются собственными характери-
стиками устройства. Такой режим работы обычно называют ждущим (затормо-
женным).

5 6. Оснозы теории автогенераторов.
Баланс амплитуд и фаз

Рис. 5.10. Структурная схема
автогенератора

Со структурной точки зрения ав-
тогенератор представляет собой усили-
тель электрических сигналов, охвачен-
ный положительной обратной связью
(ПОС), рис. 5.10. Здесь введены обозна-
чения: Ки - собственный коэффициент
усиления усилителя, - коэффициент
передачи звена обратной связи. Вход-
ным сигналом усилителя в схеме авто-
генератора является часть его выход-
ного напряжения, передаваемая звеном
обратной связи. В качестве усилителя
могут быть использованы усилители на
биполярных и полевых транзисторах,

электронно-вакуумных лампах, операционных усилителях, логических элемен-
тах и т. д. В качестве звеньев ПОС используются частотно-зависимые цепи: АС-
четырехполюсники, ГС-контуры, кварцевые резонаторы.

Процесс генерации начинается с появлением в усилителе случайных коле-
баний с малыми амплитудами и продолжается до установления стационарной
амплитуды выходного напряжения, когда амплитуда колебаний достигает посто-
янной величины. В процессе самовозбуждения величина/? остается постоянной,
тогда как коэффициент усиления Ки из-за нелинейности вольт-амперной харак-
теристики усилителя с ростом амплитуды уменьшается. В тот момент, когда К,.
достигает значения 1//?, дальнейший рост амплитуды выходного напряжения
прекращается, амплитуда автоколебаний стабилизируется. Такой вывод может
быть сделан на основе анализа выражения для коэффициента усиления при нали-
чии положительной обратной связи Лц.тюс, которое получается аналогично рас-
смотренному в и. 3.3:

Условием, обеспечивающим наличие сигнала на выходе генератора при
отсутствии внешнего входного сигнала является Ку, пос которое возможно
при

р-Ки=1.	(5.1)

С учетом комплексного характера величин 7уд,Пос, Д равенство (5.1) выпол-
няется при двух следующих условиях:

р-ки=1	(5.2)

<р + \|/ = 2лк, к = 0,1, 2,...	(5.3)

где Ки и // - модули коэффициентов усиления и передачи звена обратной связи,
соответственно, <р и - аргументы этих коэффициентов. Первое условие (5.2)
называется условием баланса амплитуд и означает что ослабление выход-
ного сигнала в ф раз, вносимое звеном обратной связи, должно полностью ком-
пенсироваться усилителем. Выполнение условия (5.2) обуславливает неизмен-
ность амплитуды колебаний в установившемся режиме. Для возбуждения коле-
баний в момент включения и до выхода на стационарный режим необходимо,
чтобы /Ки > 1. В этом случае выходная мощность усилителя превышает мощ-
ность потерь в звене обратной связи, в результате чего в течение переходного
процесса с момента включения автогенератора и до его выхода на установив-
шийся режим амплитуда автоколебаний возрастает.

Условие (5.3) называется условием баланса фаз. Баланс фаз определяет
условие, при котором в цепи усилитель - звено ПОС обеспечивается положи-
тельная обратная связь, т. е. выходной сигнал цепи обратной связи совпадает по
фазе с входным сигналом усилителя. Это возможно, если суммарный фазовый
сдвиг в цепи усилитель - звено ПОС будет равен 0 или кратен 2л.

Если условия (5.2) и (5.3) выполняются только для одной частоты, то на
выходе генератора присутствуют колебания только этой частоты и устройство
является автогенератором гармонических колебаний. Если указанные условия
выполняются для нескольких частот, то выходное напряжение имеет негармони-
ческий характер. В случае, если условия (5.2) и (5.3) выполняются для всех ча-
стот, то выходное напряжение генератора имеет вид последовательности прямо-
угольных импульсов.
5.7.	Генераторы гармонических колебаний

Автогенераторы гармонических колебаний широко используют в изме-
рительной технике. Основными элементами автогенератора являются усили-
тель для выполнения условия баланса амплитуд, и фазосдвигающая цепь, обес-
печивающая баланс фаз. В практических схемах автогенераторов фазовый
сдвиг, необходимый для обеспечения баланса фаз, реализуют или с использова-
нием магнитной (трансформаторной) связи в АС-схемах или с помощью рези-
стивно-емкостной связи в АС-схемах. АС-генераторы целесообразно применять
при работе в области высоких частот, тогда как на низких частотах они малоэф-
фективны из-за необходимости применения в них катушки индуктивности и кон-
денсатора с большими номиналами Ь и С. На низких частотах более предпочти-
тельным является использование АС-генераторов. Рассмотрим их более по-
дробно.

По виду цепи обратной связи АС-генераторы подразделяются.

-	на автогенераторы с поворотом фазы сигнала в цепи ПОС на ± 180°
на частоте /о',

-	автогенераторы без поворота фазы сигнала, фазовый сдвиг сигнала
в цепи ПОС равен нулю на квазирезонансной частоте /о.

На рис. 5.11, а, б приведены принципиальные схемы фазосдвигающих
трехзвенных (лестничных) АС-цепей. Каждое звено АС-цепи типа «С-парал-
лель», рис. 5.11,а, обеспечивает фазовый сдвиг в пределах от 0° до -90° при уве-
личении частоты от нулевой до бесконечной. Поэтому для того чтобы на неко-
торой конечной частоте /о фазовый сдвиг между выходным и входным напряже-
ниями этой цепи составил -180° необходимо использовать не менее трех звеньев.

Рис. 5.11. Фазоврагцающие ЯС-цепи: а - С-параллель; б ~ Я-параллель

При условии А] = А? = Аз - А, С1 = Сз = Сз = С выражения для частоты /о
для схемы на рис. 5.11, а имеет вид

2 л К С

для схемы на рис. 5.11, б

0 2лл/бВ.С'
Для обеих схем модуль коэффициента передачи р на частоте /о составляет
Р(/=Уо) = 1/29. Отсюда следует, что для возникновения автоколебаний и компен-
сации потерь мощности в звене обратной связи усилитель должен обеспечивать
коэффициент усиления Ка > 29. Перестройка частоты автоколебаний цепочечных
генераторов затруднена, поэтому их обычно используют только для работы
на фиксированной частоте.

В автогенераторах без поворота фазы сигнала в качестве цепей обратной
связи используются АС-фильтры: полосовой и заграждающий. На рис. 5.12, а
приведена схема полосового АС-фильтра (моста Вина) и его амплитудно-
и фазочастотная характеристики. Квазирезонансная частота /о, на которой фазо-
вый сдвиг между выходным и входным напряжениями равен нулю, рассчитыва-
ется следующим образом:

0 2лКС'

На этой частоте коэффициент передачи достигает максимального значе-
ния //(/ = /») = 1/3. На рис. 5.12, б приведена схема одного из самых распростра-
ненных АС-генераторов синусоидальных колебаний - генератора на основе мо-
ста Вина.

Рис. 5.12. ЯС-генератор без поворота фазы: а - мост Вина, амплитудно-частотная,
₽(ю), фазочастотная <р(со) характеристики моста Вина;

б - принципиальная схема ЯС-генератора с мостом Вина

Активный элемент генератора - операционный усилитель ОЛ1 - охвачен
цепью отрицательной обратной связи (резисторы А1, Аг) и цепью частотно-изби-
рательной положительной обратной связи (мост Вина). Параметрами элементов
цепи ПОС (А, С) определяется частота генерируемых синусоидальных колеба-
ний. Она совпадает с квазирезонансной частотой /о. Соответствующим выбором
сопротивлений Аь А? цепи ООС обеспечивается необходимый для выполне-
ния условия баланса амплитуд коэффициент усиления ОУ Ки = 3. Уровень
искажений выходного гармонического сигнала будет минимальным (~ 0,5)
при условии обеспечения точного соотношения между сопротивлениями
резисторов цепи ООС. Поэтому для повышения устойчивости работы генера-
тора Вина применяют различные автоматические системы стабилизации ампли-
туды.
5 8. Мультивибраторы

Мультивибратор представляет собой такой тип автогенератора, для кото-
рого, в отличие от генератора гармонического сигнала, условия баланса ампли-
туд и фаз выполняются для всех частот. Выходное напряжение мультивибратора
имеет вид импульсов практически прямоугольной формы. Мультивибратор
также называют релаксационным генератором, так как параметры генерируемой
последовательности импульсов определяются протекающими в нем переход-
ными процессами. Мультивибратор не имеет устойчивых состояний, в которых
он мог бы находиться сколь угодно долгое время. Вместо этого существуют два
квазиустойчивых состояния, время нахождения в каждом из которых определя-
ется параметрами элементов схемы. Работа мультивибратора заключается в по-
стоянной смене этих состояний, в результате чего на выходе формируется напря
жение по форме близкое к прямоугольному. Рассмотрим работу автогенератора
релаксационного типа на примере симметричного мультивибратора на дискрет-
ных элементах, рис. 5.13, а. Для параметров элементов симметричного мульти-
вибратора справедливы следующие соотношения: АК1 = /С: = йк, = К2 = К,
Ст = С*= С, Кк « К. Временные диаграммы, поясняющие принцип действия
мультивибратора, приведены на рис. 5.14.

в)	г)

Рис. 5.13. Симметричный мультивибратор на биполярных транзисторах: а - принципиальная
схема: б - схема замещения для расчета параметров выходного сигнала; схемы замещения:
в - первое квазиустойчивое состояние; г - второе квазиустойчивое состояние
После подачи напряжения питания вследствие наличия положительной об-
ратной связи начинается процесс перехода в одно из двух квазиустойчивых со-
стояний. Процесс носит лавинообразный характер. Вследствие некоторого раз-
личия параметров элементов схемы изменения электрических величин (токов,
напряжений) происходят с разной скоростью. Предположим, для определенно-
сти, что ток коллектора УТ1 /К1 увеличился в большей степени, чем /кз. Тогда:

1,Т=>П	И, ,	=> I Л => И =>ПЯЛ=>1 .

к! кэ1	бэ2	к2	кэ2	бэ1 к!

Этот процесс заканчивается переходом транзистора УТ1 в режим насыще-
ния, транзистора УТ2 - в режим отсечки. При этом ис: ~ -Е, исз ~ 0. Мультивиб-
ратор переходит в первое квазиустойчивое состояние. Этому состоянию соот-
ветствует схема замещения, представленная на рис. 5.13, в. В этом состоянии
происходит перезарядка конденсатора С1 по пути: +Е - Вл - С\ - к-э (УГГ) - Е.
Постоянная времени этого процесса п ~ К1С1 определяет длительность форми-
руемого на коллекторе транзистора УТ2 импульса напряжения. Одновременно
с этим конденсатор Сз заряжается по пути +Е - ИК2 - Сз - б-э (УТ1) - Е. Постоян-
ная времени зарядки Сз тз = КкзСз определяет длительность переднего фронта
импульса, тз« и.

Рис. 5.14. Временные диаграммы напряжений симметричного мультивибратора

Первому квазиустойчивому состоянию соответствует временной интер-
вал на рис. 5.14. В момент времени Л напряжение мр1 становится прак-
тически равным нулю и начинается переход во второе квазиустойчивое сос-
тояние'.
Этот процесс заканчивается переходом транзистора УТ1 в режим отсечки,
транзистора УТ2 - в режим насыщения. При этом ис1 ® 0, пег ~ - Е. Этому состо-
янию соответствует схема замещения, представленная на рис. 5.13, г, В этом со-
стоянии происходит перезарядка конденсатора С 2 по пути: +Е - /6 - С2 -
к-э (УТ2) - Е. Одновременно с этим конденсатор С1 заряжается по пу-
ти +Е- Ак1 - С1 - б-э (УТ2) —Е. В силу симметрии параметров элементов схемы
постоянные времени в этих процессах совпадают с соответствующими величи-
нами в первом квазиустойчивом состоянии. На рис. 5.14 второму квазиустойчи-
вому состоянию соответствует временной интервал (УЪ.

Для расчета параметров импульсной последовательности в силу симмет-
рии схемы достаточно провести расчет только для одного квазиустойчивого со-
стояния, например, первого. На рис. 5.13, б приведена схема замещения мульти-
вибратора в первом квазиустойчивом состоянии для расчета параметров выход-
ного сигнала. Установившееся напряжение на конденсаторе С<, если бы не про-
изошло отпирание транзистора УТ2, составит

ис1(оо) =Е-ц ,

Начальное значение напряжения на конденсаторе С: (момент времени /о)
иС1 (Р+ ) = - (Е - Цбэ2.нас ) = - Е + и6э2,нас •

Переключение мультивибратора во второе квазиустойчивое состояние
происходит тогда, когда напряжение на эмиттерном р-и-переходе транзисто-
ра УТ2 достигает напряжения отпирания ибэ2,нас. Этот момент времени соответ-
ствует моменту окончания формирования импульса 1а. Напряжение на конденса-
торе С1 при этом составит

^С10и) — ^бэЗ.нас ^к$1,нас‘

Отсюда

иС1(М = иС1(*) +(ис1(°+) - ис1(°°))е /Т|.

С учетом полученных выше выражений для мс1(/и), г/с1(оо), ис 1 (0+) длитель-
ность импульса 1ц составит

. гп1	^бэ,нас ^кэ,нас Г^бэ,нас ~

= СтКДп ------------------— =	~

и 11 Р Тт	тт ~ о I

к	^бэ,нас ) \икэ,нас~и7

®С1К11п(2)~0,7С1К1.

Для симметричного мультивибратора длительности импульса и паузы
равны, Л, = 4п, частота последовательности импульсов составит:
г_1_ 1 _	1 _ГС1=С2=СЪ_____________

Г Т \, + Гп О^СК.+0,7С,К, ' ;К,=Н2=К I' 1,4-С-К'

Заметим, что на интервале времени, в течение которого на коллекторе
транзистора УТ2 формируется импульс напряжения, на коллекторе транзисто-
ра УТ1 действует низкий уровень напряжения, что соответствует состоянию па-
узы. На следующем интервале времени состояние выходов меняется на противо-
положное.

Работа рассмотренного выше мультивибратора возможна и в несиммет-
ричном режиме. В этом случае длительности импульса и паузы формируемой по-
следовательности неодинаковы' Л, Ф /п. Из проведенного анализа следует, что это
возможно при различных значениях постоянных времени определяющих /и
и /п. Например, если принять 1Ь > /У (С1 = Сз), то длительность импульса выход-
НОГО напряжения 2^вых,2, см. рис. 5.13, а, будет больше длительности паузы. Дли-
тельность импульса на коллекторе транзистора УТ1, напротив, будет меньше
длительности паузы.

В практической работе 7 рассматривается принцип действия и расчет ос-
новных параметров симметричного и несимметричного (в зависимости от вари-
анта) мультивибратора на операционном усилителе.

5.9- Блокинг-генераторы

Блокинг-генератор представляет собой генератор мощных импульсов пря-
моугольной формы малой длительности (от единиц до нескольких сотен микро-
секунд) и скважностью, изменяющейся в пределах от единиц до нескольких ты-
сяч. Благодаря большой скважности обеспечивается экономичная работа бло-
кинг-генератора, так как транзистор генератора потребляет энергию от источ-
ника питания только в течение времени формирования импульса.

Импульсы имеют высокую крутизну фронтов и амплитуду, почти равную
напряжению источника питания. При использовании дополнительной выходной
повышающей обмотки импульсного трансформатора (ИТ) амплитуда выходных
импульсов может во много раз превышать напряжение источника питания. Сер-
дечник ИТ изготавливается из магнитомягкого материала с непрямоугольной
петлей гистерезиса. Использование импульсного трансформатора, с одной сто-
роны, затрудняет микроминиатюризацию устройства, но, с другой стороны, поз-
воляет осуществить гальваническую развязку нагрузки и источника питания,
обеспечить одновременную генерацию нескольких импульсов с разными ампли-
тудами.

На рис. 5.15, а приведена получившая наибольшее распространение схема
блокинг-генератора с конденсатором С в цепи обратной связи, режим работы -
автоколебательный. Схема выполнена на транзисторе УТ, включенном по схе-
ме с ОЭ, и импульсном трансформаторе ИТ. Положительная обратная связь
осуществляется с помощью вторичной обмотки ИТ с числом витков и»,
конденсатора С и резистора К. Коэффициент трансформации цепи обратной
связи ле = згк/и'б, где щ, - число витков первичной обмотки. Элементы Л и С опре-
деляют частоту следования импульсов, резистор А« ограничивает ток базы.
Нагрузка может быть подключена к коллектору транзистора, либо, как в данном
случае, к дополнительной нагрузочной обмотке трансформатора. Коэффициент
трансформации цепи нагрузки составляет ин = ид/ид, где мд - число витков нагру-
зочной обмотки. Символом «•» на схеме устройства обозначены одноименные
выводы обмоток импульсного трансформатора. Диод КО/ исключает прохожде-
ние в нагрузку импульса напряжения отрицательной полярности, возникающего
при запирании транзистора. Участок цепи с диодом ИО2 и Аш предназначен для
защиты транзистора от превышения коллекторным напряжением //,<> предельно
допустимого значения СДэдоппри запирании транзистора.

Рассмотрим работу устройства в автогенераторном режиме. При включе-
нии питания начинается заряд конденсатора С по цепи +ЕК - Аб - С - мд - Ао.
Транзистор УТ заперт, напряжения на обмотках ИТ практически равны нулю.
Когда напряжение на конденсаторе С достигает напряжения отпирания, появля-
ются коллекторный и базовый токи. Транзистор работает в режиме усиления и
через ИТ осуществляется положительная обратная связь. Возрастание коллек-
торного тока вызывает наведение в базовой обмотке ид ЭДС положительной по-
лярности относительно эмиттера. Напряжение на базовой обмотке в сумме с
напряжением на конденсаторе ис обуславливают рост напряжения Мбэ, что,
в свою очередь, приводит к увеличению тока базы /б и коллектора /к. Возрастание
коллекторного тока приводит к дальнейшему увеличению положительного по-
тенциала базы. Возрастание токов происходит лавинообразно, имеет место так
называемый прямой блокинг-процесс, в ходе которого формируется передний
фронт импульса. Заканчивается блокинг-процесс переходом транзистора в ре-
жим глубокого насыщения. В этом режиме транзистор утрачивает усилительные
свойства и лавинообразный процесс прекрашается.

Рис. 5.15. Блокинг-генератор: а - принципиальная схема;
б - временные диаграммы напряжений, автоколебательный режим
По окончании блокинг-процесса формируется вершина импульса. На этом
этапе транзистор открыт, напряжение на нем мало, ик:, = Сфэ нас. Напряжение на
коллекторной обмотке близко к Ек, на базовой и нагрузочной обмотках - ЕЛпъ
и ЕУпп, соответственно. Ток коллектора состоит из трех составляющих

, ./ Л	Ек -С/ 1Н Ьк

1К = 1ц + I» + 1н> 1ц =- 1б =---- —	--------е - ;И = ----- = —---,

П6 П^(/?0+Гвх)	Пк П2/?Н

здесь ф - ток намагничивания, 1$, 1'н - приведенные токи базовой и нагрузочной
обмоток, т = (Ло + гВх)С- постоянная времени цепи базы, гвх - входное сопротив-
ление транзистора в открытом состоянии. В процессе формирования вершины
импульса транзистор находится в режиме насыщения, при этом ф > Ф/р. Под дей-
ствием напряжения базовой обмотки происходит перезарядка конденсатора С
током базы. По мере заряда конденсатора ток базы уменьшается, ток коллектора
возрастает практически линейно за счет составляющей ф. Это ведет к снижению
степени насыщения транзистора.

По завершению этапа формирования вершины импульса ток базы убывает
до величины Ф = Ф/р, что соответствует выходу транзистора из насыщения, пе-
реходу его в активный (усилительный) режим и восстановлению действия поло-
жительной обратной связи. Уменьшение тока базы вызывает уменьшение тока
коллектора. В базовой обмотке ИТ индуцируется ЭДС так что верхний по схеме
вывод имеет отрицательный потенциал по отношению к нижнему, рис. 5.15, а.
Это приводит к еще большему снижению тока базы и коллектора. Переход тран-
зистора в запертое состояние происходит также лавинообразно и называется об-
ратным блокинг-процессом. Процесс продолжается до тех пор, пока ток коллек-
тора не достигнет нуля, а напряжение на коллекторе не станет равным напряже-
нию источника питания, ию = Ек. На этом формирование заднего фронта им-
пульса заканчивается.

После окончания импульса начинается перезаряд конденсатора С через ре-
зисторы Ло, Лб, пока не произойдет отпирание транзистора УТ, его переход в ли-
нейный режим, а затем - в состояние насыщения. Далее процесс генерации им-
пульсов повторяется. Временные диаграммы напряжений в стационарном ре-
жиме работы блокинг-генератора приведены на рис. 5.15, б.

Блокинг-генераторы находят широкое применение в устройствах автома-
тики, регулирования и промышленной электроники. На их основе выполняют
формирователи управляющих импульсов, сравнивающие устройства (компара-
торы), делители частоты.

5 10. Генераторы линейного
изменяющегося наполнения

Генератор линейного изменяющегося напряжения (ГЛИН) является им-
пульсным устройством, в выходном напряжении которого имеется участок,
линейно изменяющийся во времени. В случае если напряжение изменяется пе-
риодически, то ГЛИН называется генератором пилообразного напряжения
(ГПИ).

В отличие от других импульсных устройств, активные элементы ГЛИН
(транзисторы, операционные усилители) работают в линейном режиме. В таких
импульсных устройствах как электронные ключи, мультивибраторы, триггеры
активные элементы подавляющую часть длительности импульса находятся или
в режиме насыщения или в режиме отсечки. Активный режим используется при
быстром переходе от одного крайнего режима к другому. В ГЛИН усилительный
режим является основным режимом работы активных элементов, участвующих
в формировании линейной части импульса. Этим обуславливаются требования к
стабильности характеристик активных элементов схем и времязадающих цепей.

Основные формы выходного напряжения ГЛИН приведены на рис. 5.16.
Напряжение изменяется линейно в течение рабочей стадии ф от некоторого
начального значения (7о до предельного значения (71, далее, в течение определен-
ного интервала времени, называемого временем восстановления /в, возвращается
к исходному состоянию. Для линейно изменяющегося напряжения характерно
условие ф » /в. Линейно изменяющееся напряжение может быть положитель-
ным или отрицательным, возрастающим и спадающим, рис. 5.16, а - г.

Рис. 5.16. Типовые формы пилообразного напряжения:

а - нарастающее положительное; б - убывающее положительное;
в - убывающее отрицательное; г— возрастающее отрицательное

Основными параметрами напряжения ГЛИН являются максимальное зна-
чение перепада напряжения в течение рабочей стадии (7т = |(71(ф)-(7о(О)|, дли-
тельность рабочей стадии ф и стадии восстановления ф. Для оценки степени ли-
нейности выходного напряжения и(1) на этапе рабочего хода используют коэф-
фициент нелинейности

итах итт
итах

где	— максимальная и минимальная скорости изменения выходного

напряжения генератора, соответственно. В идеальном случае линейно изме-
няющегося напряжения и' = сопл! и е = 0. Поэтому при построении ГЛИН
стремятся получить возможно меньший коэффициент нелинейности.
Важным параметром генераторов ЛИН является коэффициент использова-
ния напряжения источника питания

кЕ = ит/Е.

где 1/т - амплитуда импульса ЛИН (перепад напряжения), Е - напряжение ис-
точника питания ГЛИН. Комплексным показателем качества ГЛИН явля-
ется добротность <5 = е/ке- Очевидно, что качество ГЛИН тем выше, чем
больше его добротность.

Принцип действия ГЛИН основан на чередующихся процессах зарядки и
разрядки конденсатора. При этом в течение рабочего этапа длительностью ф про-
исходит процесс заряда или разряда конденсатора в цепи с относительно боль-
шим сопротивлением, а в течение этапа восстановления - соответственно про-
цессы разряда и заряда конденсатора в цепи с относительно малым сопротивле-
нием нелинейного элемента.

Минимальное значение коэффициента нелинейности выходного напряже-
ния генератора е = 0 будет обеспечено при постоянной скорости изменения
напряжения на конденсаторе в течение рабочей стадии, а это, учитывая извест-
ное соотношение /с = Сйис/<11, возможно при постоянном токе заряда конденса-
тора. В реальных схемах ГЛИН удается лишь приближенно обеспечить постоян-
ство (стабилизацию) тока конденсатора во время рабочего хода. При этом закон
изменения напряжения на конденсаторе приближается к линейному.

В зависимости от метода стабилизации тока конденсатора рассматривают
схемы с токостабилизирующими элементами в цепи заряда или разряда конден-
сатора и схемы с компенсирующей ЭДС. Для получения компенсирующей ЭДС
применяется положительная или отрицательная обратная связь.

ГЛИН используются в устройствах развертки сигналов в телевизионных и
осциллографических трубках, для преобразования аналоговых сигналов в число
импульсов в измерительных и преобразовательных устройствах, формирования
временного сдвига импульса в зависимости от величины входного сигнала
в фазоимпульсных устройствах, широтно-импульсной модуляции сигналов
в преобразовательной технике.

Далее рассмотрим некоторые варианты реализации схемы ГЛИН.

ГЛИН с токостабилизирующим элементом. Для обеспечения высокой
степени линейности выходного напряжения (е < 0,1) используют токостабилизи-
рующие нелинейные элементы в цепи заряда или разряда выходного конденса-
тора. Таким элементом может быть, например, работающий в активном ре-
жиме биполярный транзистор. При этом целесообразным является выбор схемы
включения с общей базой. При заданном токе эмиттера 13 величина дифференци-
ального сопротивления коллекторного р и-перехода гК(б) = А (Аб/АГ составляет
10б Ом и более. Отсюда, А/,< = Д(7иб/гК(б) ® 0, т. е. при изменении приложенного
к транзистору напряжения (Аб Г'А) ток через транзистор практически не меня-
ется, транзистор работает в режиме источника постоянного тока.

Схема генератора убывающего положительного напряжения с транзистор-
ным стабилизатором тока в цепи разряда конденсатора и временные диаграммы
117
входного и выходного напряжений представлены на рис. 5.17, а, б. Транзис-
тор УТ1 работает в режиме электронного ключа, управляемого при помощи им-
пульсов входного напряжения «вх, транзистор УТ2 включен по схеме с ОБ и ис-
пользуется в качестве токостабилизирующего элемента. Резистор /?к имеет малое
сопротивление и используется для обеспечения режима насыщения транзистора
УТ1. Резистор ГУ является элементом отрицательной обратной связи по току и
способствует стабилизации тока разряда конденсатора С.

До подачи управляющего импульса и„х оба транзистора открыты, причем
транзистор УТ1 находится в режиме насыщения, а транзистор УТ2 в активном
режиме. Суммарное падение напряжения на насыщенном транзисторе УТ1 и ма-
лом сопротивлении резистора Ак не превышает 1-2 В. Следовательно, начальное
напряжение на конденсаторе я^вых(Д) = ОД /1) = Ек - нас /к1ЛК близко к напря-
жению источника питания Ек, рис. 5.17, б.

Рис. 5.17. ГЛИН с токостабилизирующим элементом:
а - принципиальная схема; б - временные диаграммы напряжений

При поступлении на базу транзистора УТ1 управляющего импульса отри-
цательной полярности транзистор УТ1 закрывается, конденсатор С начинает раз-
ряжаться через транзистор УТ2, напряжение нс = нкз понижается. Разрядный ток
/с = <к2 почти не изменяется в течение рабочей стадии, а напряжение нс = «вых
изменяется практически по линейному закону. Ток разряда в начальный момент
рабочей стадии приближенно может быть определен как

Еэ

= АаОг) = а2^Э2^1) ~ а2

кэ

где «2 - коэффициент передачи тока эмиттера транзистора УТ2. Изменение тока
разряда конденсатора С за время действия входного импульса определяется из-
менением выходного напряжения транзистора УТ2 и выходным сопротивлением
транзистора гк<б) (схема с ОБ)

ДГДгК Ут

дШ) = д/К2а2) = ^ = —.

ГК(Б) ГК(Б)
С учетом найденных величин коэффициент нелинейности составит

8 = --- = ---------.

Л’ а'2^’эгК(Б)

При выводе этого соотношения влияние нагрузки не учитывалось, /?н —» оо.
При подключении нагрузки нелинейность выходного напряжения увели-
чится. Для уменьшения коэффициента нелинейности е при небольших сопро-
тивлениях нагрузки между нею и выходом ГЛИН включают эмиттерный повто-
ритель.

Максимальная длительность рабочей стадии и, соответственно, макси-
мальная амплитуда выходного сигнала ГЛИН обеспечивается при разряде кон-
денсатора от начального (максимального) значения С'сГ|) до С’с(Г) = 0. Предпо-
лагая разрядный ток конденсатора в течение рабочей стадии неизменным по ве-
личине, длительность может быть определена из выражения

-I =С— = С ис^ ~ ЦсЫ = С	х с ~Ек + а2^йк

с ,М	В	Г

X.	X	р	р

Отсюда

По окончании управляющего импульса мвх транзистор УТ1 открывается и
переходит в режим насыщения, конденсатор заряжается через насыщенный
транзистор УТ1 и резистор Ак за стадию восстановления, длительность которой
определяется выражением

1В ® ЗСАК.

К достоинствам рассмотренного генератора следует отнести малую вели-
чину коэффициента нелинейности (около 0,01) при высокоомной нагрузке, боль-
шой коэффициент использования напряжения источника питания (около 0,9),
широкий диапазон длительности рабочей стадии и небольшое время стадии вос-
становления. Недостатками этой схемы генератора являются невысокая нагру-
зочная способность, необходимость иметь значительный управляющий импульс
11т > Ек и отдельный источник питания Е-}.

ГЛИН на операционном усилителе. В настоящее время широкое распро-
странение получили генераторы линейно изменяющегося напряжения с отрица-
тельной обратной связью, выполненные на операционных усилителях. Исполь-
зование операционных усилителей позволяет создавать генераторы ЛИН с ма-
лым значением коэффициента нелинейности (е < 0,01) и слабым влиянием со-
противления нагрузки на форму выходного напряжения.

На рис. 5.18, я приведена схема генератора ЛИН, в которой отрицательная
обратная связь в операционном усилителе ИА2 осуществляется с помощью ин-
тегрирующего конденсатора С. Операционный усилитель ИА1 используется как
компаратор, переключение которого происходит в тот момент времени, когда
напряжение на его неинвертирующем входе становится близким к Ео.
Рис. 5.18. ГЛИН на ОУ (автоколебательный режим):
а - принципиальная схема; б - временные диаграммы напряжений

Рассмотрим принцип действия генератора. Предполагая операционные
усилители ОА1 и ВА2 идеальными, определим напряжение обратной связи иж.
В соответствии с методом наложения иос = и' + и'', где и' находится при
иглин = 0, а напряжение и' при нВы»1 = О

ц0С(Г) = и' + и”

,Цв°‘х^ +

/?з + А4

ЦглинС^
А3 + А4

Я3-

Выходное напряжение ВА1, работающего в режиме компаратора, может
принимать значения С'’ВЫх тах И — (/выхтах, выходное напряжение ВА2 в процессе
работы генератора меняется в пределах от - II- до У+. Временные диаграммы
напряжений приведены на рис. 5.18, б. После подачи питания начинается непро-
должительный переходной процесс, по завершении которого в схеме устанавли-
вается стационарный автоколебательный режим. Рассмотрим принцип действия
генератора, начиная с момента времени Л, когда компаратор переходит в состо-
яние отрицательного насыщения, нВЫх1(/1) = - Сектах. Конденсатор С заряжен до
отрицательного напряжения, ис(?1) = - У-. В момент /, открывается диод 1772,
начинается перезарядка конденсатора через резистор Аз, при этом на конденса-
торе и выходе ВА2 на интервале Л-Ц» формируется линейно возрастающее напря
жение. Напряжение иж на неинвертирующем входе ВА1 также линейно нарас-
тает и в момент /з достигает Ео. Напряжение иглин(?з) = ис(/з) = У+ определяется
из условия ИжУз) = Ео

(+ \ - - ^ВЫХ таГ О .	_ С .Г,	_ Р	I П	Й4

мос1г21 —	+4	. , '3 — й0 и+ ~	и выхтах п 

+ К4 л3 т "4	К3

В момент 6 в результате действия положительной обратной связи (через
резистор А?) компаратор переключается в состояние Ниихф/з) = 1/»ыхтах. Процесс
переключения имеет лавинообразный (регенеративный) характер. В момент /з
открывается диод УО1, начинается перезарядка конденсатора через резистор Ац
при этом на конденсаторе и выходе ОА2 на интервале /з-/з формируется линейно
убывающее напряжение. Напряжение иос на неинвертирующем входе ВА1 также
линейно убывает и в момент Л достигает Ео. Напряжение нглин(Гз) = ис(Гз) = V
определяется из условия нОс(/з) = Ео

Мос(^з) = „ 1' я4 + р—-к3 = Е0^и_ = Е0 - ивыхтах^.

В момент 1з компаратор вновь регенеративно переключается, начинается
формирование линейно возрастающего участка г/глин и т. д. Если смещение на
не инвертирующем входе ЕА1 отсутствует, Ео = 0, то амплитуды 17+ и 17- одина-
ковы

и+ = \и_\ = и

вых тах

П3

4

Зарядка конденсатора происходит практически постоянным током, что и
обуславливает линейный характер изменения напряжения на нем ис и напряже-
ния генератора нглин. С учетом указанных на рис. 5.18, а условных положи-
тельных направлений ис и /с ток конденсатора на восходящем участке Л - /2 со-
ставляет С/вых тах/Т?2, а на нисходящем участке /2 - (з ток конденсатора имеет ве-
личину - 17выхтах/Л1. Для определения длительностей этих участков воспользу-
емся известным выражением для напряжения на конденсаторе. Напряжение
на конденсаторе в момент Г2

^2

им = и+ = I ^+с{т - щ_| =	(г2 - +) - щ_|.

С1

Отсюда длительность восходящего участка Гр

+ Ш К4

г = I - { = СЯ2---------- = 2СЯ2 —.

р /	±	2 п	2 р

^выхтах	п3

Напряжение на конденсаторе в момент ?з

^3

С. X |ГГ I 1 Г ^выхтах ,	. Т7 ^выхтах	ч . тт

= “1^-1 = “7 -------Б--=-------------тт---- Из - ^2) + ^+-

^2

Следовательно, длительность нисходящего участка 1В составит

Щ + |У_|	Е,

1в = 13-12= СК. ------= 2СЕ, Т

вых тах	^3

Период следования пилообразных импульсов

Т = Гр + 1В = 2С(^г + /?2)—.

кз

Данная схема может быть использована также и в качестве мультивибра-
тора если выходным напряжением будет напряжение мВых1(Г) с выхода компара-
тора БА1.
6.	ОСНОВЫ ЦИФРОВОМ ЭЛЕКТРОНИКИ

Цифровая электроника в настояшее время все более и более вытесняет тра-
диционную аналоговую. В основе современных управляющих систем лежит пре-
образование информации с помощью цифровых устройств, которые оперируют
с цифровыми сигналами.

6.1.	Основные понятия и определения

Цифровой сигнал - это сигнал, который может принимать только два зна-
чения (иногда - три значения). Причем разрешены некоторые отклонения от этих
значений. Например, в случае т. и. положительной логики уровню логического
нуля соответствуют напряжения в диапазоне от 0 до 0,5 В, уровню логической
единицы - от 2,5 до 5 В.

Цифровые сигналы, в отличие от аналоговых, лучше защищены от дей-
ствия шумов, наводок и помех: небольшие отклонения от разрешенных значений
не искажают цифровой сигнал, так как всегда существуют зоны допустимых от-
клонений. В сравнении с аналоговыми устройствами, деградация цифровых
устройств с течением времени выражена в гораздо меньшей степени, так как не-
большое изменение их параметров не отражается на их функционировании.
К тому же цифровые устройства проще проектировать и отлаживать. Вместе с
тем, в большинстве случаев выходные сигналы датчиков, измеряющих физиче-
ские величины (температура, давление, скорость и т. д.) имеют аналоговый вид.
Для преобразования аналоговых сигналов в цифровую форму и обратно требу-
ется применение специальной аппаратуры (аналого-цифровых и цифро-аналого-
вых преобразователей).

Существует два способа представления цифровых сигналов (логических
переменных): потенциальный и импульсный. При потенциальном способе зна-
чениям логического нуля и логической единицы ставят в соответствие два раз-
личных уровня напряжения или тока. В этом способе представления значение
логической переменной может быть определено в любой произвольный момент
времени. При потенциальном представлении возможен как синхронный, так и
асинхронный съем информации. В импульсном способе представления значению
логической единицы (логического нуля) соответствует положительный (отрица-
тельный) перепад напряжения, срабатывание цифрового устройства происходит
по переднему или заднему фронту импульса. Возможен только синхронный съем
информации.

По принципу действия все цифровые (логические) устройства могут быть
разделены на две группы: комбинационные и последовательностные.

Выходные сигналы комбинационных устройств [автоматами без па-
мяти) однозначно определяются только действующей в данный момент времени
комбинацией входных сигналов (логических переменных) и не зависят от вход-
ных сигналов, действовавших на входе ранее. К комбинационным устройствам
122
относятся логические элементы, шифраторы, дешифраторы, мультиплексоры,
демультиплексоры, сумматоры, арифметико-логические устройства, цифровые
компараторы, преобразователи кодов и т. и.

В последовательностных устройствах (автоматах с памятью) выход-
ные сигналы определяются не только действующей на данный момент времени
комбинацией входных сигналов (переменных), но и последовательностью вход-
ных сигналов (переменных), действовавших в предыдущие моменты времени.
Примерами последовательностных устройств являются триггеры, двоичные
счетчики, регистры, цифровые запоминающие устройства.

По способу ввода-вывода информации различают:

последовательные устройства: выходные переменные снимаются с вы-
хода не одновременно, а последовательно, разряд за разрядом;

-	параллельные устройства: выходные переменные (все разряды) снима-
ются с выхода одновременно;

-	последовательно-параллельные устройства: входные и выходные пере-
менные представлены в различных формах. Либо на вход переменные
подаются последовательно символ за символом, а с выхода они снима-
ются одновременно, либо наоборот.

6,2.	Основные теоремы алгебры логики

Алгебра логики (булева алгебра) является математическим аппаратом ана-
лиза и синтеза цифровых устройств. Такой аппарат для решения задач формаль-
ной логики в середине прошлого века разработал ирландский математик Д. Буль.
По его имени математический аппарат и получил название булевой алгебры или
алгебры логики. Логические переменные здесь и далее будут обозначаться через
Хъ функция логических переменных - У или У(Х1, Ха,..., Хп). Аксиомы и законы
булевой алгебры используются при проектировании устройств с логическими
элементами. Приведем некоторые из аксиом алгебры логики, относящихся к опе-
рациям с одной переменной:

Х+О = Х; Х-0 = 0;

Х + 1 = 1; XI =1;

Х + Х = Х; ХХ = Х

К основным законам алгебры логики относят законы инверсии для логиче-
ского сложения и умножения:

-	инверсия суммы переменных есть произведение их инверсий:

Х1+Х2=Х1-Х2;

-	инверсия произведения переменных есть сумма их инверсий:
ХгХ2=Х1+Х2.
Эти законы известны как теоремы де Моргана. Использование инверсии в
некоторых случаях позволяет упростить логическую функцию и, соответ-
ственно, ее реализацию.

6,3.	Логические элементы

Логическими элементами (ЛЭ) называются функциональные устройства, с
помощью которых реализуются элементарные логические функции. Они обычно
используются для построения цифровых устройств комбинационного типа.

Любую логически сложную функцию, отражающую сложное высказыва-
ние, можно реализовать, используя три типа логических элементов И, ИЛИ, НЕ.
Для описания принципа действия, как основных логических элементов, так
и более сложных цифровых устройств используются таблицы истинности, вре-
менные диаграммы, логические выражения. Таблица истинности содержит
полный набор комбинаций логических переменных, для каждого из которых ука-
зывается значение функции. Логические переменные обозначаются символами
Х1, Х2, Хз, ... и принимают значения логических нуля или единицы. Логические
выражения обозначаются У и представляют собой функции логических перемен-
ных: }'=/(У|,Х2, ...,Ха) и могут принимать только значения 0 или 1.

Логический элемент //реализует операцию логического умножения (конъ-
юнкции), имеет несколько входов и один выход. Сигнал логической единицы по-
является на выходе ЛЭ И только в том случае, если на все входы поданы сигналы,
соответствующие единице. Операция//соответствует математической операции
пересечения множеств. Функция логического умножения записывается в виде:

У = Х1Х2... Хп=Х1аХ2л...лХп.

Этот элемент имеет несколько входов и один выход. Число переменных,
над которыми выполняется операция, обозначается цифрой. Например, элемент
ЗИ выполняет операцию логического умножения над тремя логическими пере-
менными.

На рис. 6.1 приведено условное графическое обозначение двухвходово-
го ЛЭ 2И (а); таблица истинности ЛЭ 2И (б); временные диаграммы ЛЭ 2И (в);
назначение выводов микросхемы КР1564ЛИ1, содержит 4 ЛЭ 2И (г).

1А 1
1В 2

IV 3
2А 4

2В 5
2У 6

СЖО 7

14 Усс

13 4В
12’4 А

114У

10 3В

9 ЗА

8,ЗУ

Рис. 6.1. Логическое умножение: а - УГО ЛЭ 2И; б - таблица истинности для ЛЭ 2И;
в - временная диаграмма ЛЭ 2И; г- микросхема 4*2И (КР1564ЛИ1)
Операция логического умножения может рассматриваться как управление
сигналами. Если для ЛЭ 2И один из входов считать управляющим, а второй ин-
формационным, то при логической «1» на управляющем входе, сигнал с инфор-
мационного входа проходит на выход без ограничения, но если на управляющем
входе низкий логический уровень, то прохождение сигнала со входа на выход
отсутствует.

Логический элемент ИЛИ реализует операцию логического сложения
(дизъюнкции). Сигнал логической единицы появляется на выходе логического
элемента в том случае, если хотя бы на один из входов подана логическая еди-
ница. Операция ИЛИ соответствует математической операции объединения мно-
жеств. Функция логического сложения записывается в виде:

У = Х! + Х2+... + уХп =Х!уХ2у ... уХп.

Этот элемент также имеет несколько входов и один выход. На рис. 6.2 при-
ведено условное графическое обозначение двухвходового ЛЭ 2ИЛИ (а); таблица
истинности ЛЭ 2ИЛИ (б); временные диаграммы ЛЭ 2ИЛИ (в); назначение вы-
водов микросхемы КР1564ЛЛ1, содержит 4 ЛЭ 2ИЛИ (г).

Рис. 6.2. Логическое сложение: а - УГО ЛЭ 2ИЛИ; б - таблица истинности для ЛЭ 2ИЛИ;
в - временная диаграмма ЛЭ 2ИЛИ; г - микросхема 4*2ИЛИ (КР1564ЛЛ1)

Операция логического сложения выполняет смешивание сигналов, т. к. вы-
ходной сигнал появляется при приходе сигналов на любой вход логического эле-
мента. Оба сигнала, поступающих на первый и на второй вход ЛЭ 2ИЛИ, будут
отображаться в выходном сигнале.

Логический элемент НЕ осуществляет функцию логического отрицания
(инверсии). На выходе ЛЭ НЕ появляется сигнал, соответствующий единице, то-
гда, когда на вход подан сигнал логического нуля (и наоборот). В соответствии
с выполняемой операцией элемент НЕ иногда называют инвертором. Элемент
НЕ имеет всегда только один вход.

Логическое отрицание обычно обозначают чертой над соответствующими
логическими переменными, например:

У =Х .

На рис. 6.3 приведено условное графическое обозначение ЛЭ НЕ (а); таб-
лица истинности ЛЭ НЕ (б); временные диаграммы ЛЭ НЕ (в); назначение выво-
дов микросхемы КР1564ЛН1, содержит 6 ЛЭ НЕ (г).
1Л 1
1УЛ
2Л 3
2У 4
ЗА э

ЗУ. 6
ОКО ?

14 Усс
13.6 А
12.6Т
Ш5А
Ю!5У
914А
814У

Рис. 6.3. Логическое отрицание: а - УГО ЛЭ НЕ; б - таблица истинности для ЛЭ НЕ;
в - временная диаграмма ЛЭ НЕ;- микросхема 6НЕ (КР1564ЛН1)

Система из трех описанных выше логических операций (И, ИЛИ, НЕ) поз-
воляет реализовать сколь угодно сложную логическую схему. Такая система ло-
гических операций называется функционально полной системой. Наряду с нею к
функционально полным относят системы из двух элементов И, НЕ и ИЛИ, НЕ.
На практике широкое применение нашли логические элементы, совмешающие в
себе функции элементов двух последних систем. Это элементы И-НЕ (штрих
Шеффера) и ИЛИ-НЕ (стрелка Пирса). На рис. 6.4 приведены условные графи-
ческие обозначения элементов И-НЕ и ИЛИ-НЕ и соответствующие им таблицы
истинности.

Оснсг.ные параметры логических элементов

При проектировании цифровых устройств разработчику аппаратуры необ-
ходимо знать и грамотно использовать параметры логических элементов. Пара-
метры интегральных микросхем приводятся в справочной литературе, рассмот-
рим основные из них:

-	коэффициент объединения по входу Коб - это число входов микросхемы,
с помощью которых реализуется логическая функция (например, ЛЭ 4И-
НЕ имеет четыре входа, т. е. КОб = 4);

б)

X,	X,	У
0	0	1
1	0	0
0	1	0
1	1	0

г)

Рис. 6.4. Комбинированные логические элементы: а - УГО ЛЭ 2И-НЕ;
б - таблица истинности для ЛЭ 2И-НЕ; в - УГО ЛЭ 2И-НЕ;
г - таблица истинности для ЛЭ 2И-НЕ

-	коэффициент разветвления по выходу Кр1а представляет собой число ло-
гических входов устройств этой же серии, которое может быть одновре-
менно присоединено к выходу данного логического элемента. Для боль-
шинства микросхем А'раз = 4-10;

-	время задержки распространения сигналов характеризует быстродей-
ствие цифрового устройства, иначе, время реакции логического эле-
мента на изменение сигналов на входах. Различают следующие пара-
метры: время задержки при включении логического элемента, /зд10;
время задержки при выключении логического элемента, Ад0,1; среднее
время задержки, Ад

-	напряжения высокого 7/'1 (логическая единица) и низкого (7° (логический
ноль) уровней и их допустимая нестабильность;

-	входные токи /Вх°, Лх1 при входных напряжениях низкого и высокого
уровней;

-	мощность, потребляемая микросхемой, РПОт.

Базовые логические элементы

В настоящее время для реализации логических операций используются
устройства, выполненные на основе интегральных микросхем (ИМС). Использо-
вание ИМС обусловлено их технико-экономическими преимуществами в срав-
нении с дискретными полупроводниковыми элементами. Современные логиче-
ские ИМС в зависимости от технологии изготовления делятся на серии, отлича-
ющиеся набором ЛЭ, напряжением питания, потребляемой мощностью, динами-
ческими параметрами и др. В основе каждой серии находится схемное решение
основного (базового) логического элемента, который, в свою очередь, является
основой для более сложных схем. В качестве базовых чаще всего выбираются
элементы ИЛИ-НЕ и особенно И-НЕ.

В настоящее время наибольшее распространение получили следующие ба-
зовые логические элементы:

-	транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ (ТТЬ));

-	транзисторно-транзисторная логика с диодами Шоттки (ТТЛШ (ТТЕ8));

-	эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ);

-	интегрально-инжекционная логика (И2Л);

-	логика на комплементарных полевых транзисторах (КМОП (СМО8));

-	логика на однотипных полевых транзисторах (и-МОП, р-МО11).

Интегральные схемы на основе ТТЛ-логики получили наибольшее распро-
странение, они обладают средним быстродействием (/тах = 20-50 МГц) и средней
потребляемой мощностью. ИМС на основе ЭСЛ-логики наиболее быстродей-
ствующие, но потребляемая ими мощность превышает мощность элементов
ТТЛ. Базовые элементы И2Л были разработаны специально для пользования в
больших интегральных схемах. Для них характерна высокая степень интеграции,
пониженное напряжение питания, возможность регулирования в широких пре-
делах быстродействие путем изменения потребляемой мощности. Отличитель-
ной чертой ИМС на полевых транзисторах является малая потребляемая мощ-
ность и высокая помехоустойчивость. Вследствие малых размеров полевых тран-
зисторов, интегральные схемы на их основе имеют более высокую степень инте-
грации в сравнении с ИМС на биполярных транзисторах, однако уступают по-
следним по быстродействию. Рассмотрим основные типы базовых логических
элементов.
Транзисторно-транзисторная логика (ТТЛ). В основе этого типа логики
находится использование многоэмиттерного транзистора (МЭТ). Прямое взаи-
модействие между эмиттерами МЭТ исключено, эмиттерные р-п-переходы мо-
гут рассматриваться как параллельно включенные диоды. Рассмотрим принцип
действия схемы ТТЛ на примере трехвходового логического элемента И-НЕ,
рис. 6.5, а. Соответствующая ему электрическая принципиальная схема пред-
ставлена на рис. 6.5, б. Она образована соединением трех каскадов. Первый кас-
кад (1) содержит МЭТ УТ\ и резистор и реализует логическую функцию «И».
Промежуточный каскад (2) служит для предварительного усиления и создает
противофазный сигнал для выходного каскада: сигнал на эмиттере Е71 совпадает
по фазе с его входным сигналом (на его базе), сигнал на коллекторе находится
в противофазе с входным. Двухтактный выходной каскад (3) обеспечивает уси-
ление мощности выходного сигнала.

Рис. 6.5. Реализация логического элемента на основе ТТЛ:
а - ЛЭ ЗИ-НЕ; б - электрическая принципиальная схема ЛЭ ЗИ-НЕ ТТЛ;
в - временные диаграммы напряжений

Если хотя бы на одном из входов схемы действует уровень логическо-
го «О», МЭТ РТ1 оказывается насыщенным током, протекающим от источника
питания 1ТИП через резистор Л, напряжение на его коллекторе (а это база РТг)
близко к нулю. Следовательно, транзистор 1 71 закрыт, транзистор УТз также за-
крыт - на его базе потенциал близкий к нулю. Транзистор УТз и диод УО откры-
ваются высоким потенциалом коллектора транзистора УТз. Напряжение на вы-
ходе Свых имеет уровень логической «1».

Если на всех входах схемы действуют высокие уровни напряжения,
то эмиттерные переходы РТ1 закрываются, УТ\ работает в инверсном актив-
ном режиме. Ток от источника питания через резистор К\, открытый коллектор-
ный переход УТз поступает в базу транзистора УТз. Транзисторы УТз, УТз откры-
ваются, и на выходе схемы имеется уровень напряжения, соответствующий ло-
гическому нулю. Транзистор УТз и диод УО закрыты. На рис. 6.5, в приведе-
ны временные диаграммы напряжений, поясняющие принцип действия элемен-
та ТТЛ.
Быстродействие логических элементов ТТЛ может быть повышено, если
обеспечить работу транзисторов в активном, т. е. ненасыщенном режиме, при
котором отсутствует накопление и рассасывание носителей в базах транзисто-
ров. Это возможно при применении транзисторов с барьером Шоттки (ТТЛШ).
При этом высокое быстродействие сочетается с умеренным потреблением мощ-
ности. Транзистор с барьером Шоттки - транзистор с диодом Шоттки, подклю-
ченным параллельно коллекторному /ли-переходу транзистора.

Когда транзистор закрыт или работает в ненасыщенном, активном режиме,
потенциал коллектора выше потенциала базы, диод Шоттки закрыт и не влияет
на работу транзистора. При насыщении транзистора потенциал коллектора
уменьшается, диод Шоттки открывается при напряжении 0,3-0,5 В и фиксирует
этот уровень напряжения на коллекторном переходе, не позволяя транзистору
перейти в режим насыщения.

Логика на комплементарных парах полевых транзисторов с изолирован-
ным затвором, КМОП-логика. В последнее время широкое распространение по-
лучила КМОП-логика. Несмотря на более сложный технологический процесс из-
готовления ячеек КМОП по сравнению с биполярными, на сегодняшний день,
благодаря своим уникальным свойствам, логика КМОП практически вытеснила
«биполярную» логику. КМОП используется в микропроцессорах, микро-
контроллерах, микросхемах статической памяти и других схемах цифровой ло-
гики. На рис. 6.6 приведены принципиальные схемы логических элементов, вы-
полненные по технологии КМОП.

Рис. 6.6. Логические элементы на основе КМОП-логики:
а - инвертор, ЛЭ НЕ; б - ЛЭ 2И-НЕ; в - ЛЭ 2ИЛИ-НЕ

Логические элементы И-НЕ, ИЛИ-НЕ имеют следующие особенности: па-
раллельному соединению транзисторов одного типа соответствует последова-
тельное соединение транзисторов другого типа; выполняемая логическая функ-
ция определяется соединением транзисторов «нижнего этажа»; полярность ис-
точника питания Е зависит от типа канала транзисторов нижнего этажа (если тип
канала и, то полярность +Е).

Рассмотрим кратко принцип действия ЛЭ 2И-НЕ (рис. 6.6, б). В этой схеме:
УТ], УТу - нагрузочные транзисторы; УТз, КА-управляющие транзисторы. Если
129
на вход 1 подается сигнал логического «О», то транзистор УТз будет закрыт,
а транзистор РТ? открыт и выходное напряжение близко к напряжению источ-
ника питания, т. е. на выходе уровень логической «1». Если на все входы
подается сигнал логической «1», то транзисторы УТз и УТд открыты, а транзи-
сторы УТ\ и УТ-1 закрыты. Выходное напряжение стремится к потенциалу земли
(логический «О»). К достоинствам интегральных схем, выполненных по техно-
логии КМОП, в дополнение к приведенным выше, следует отнести: широкий
диапазон напряжений питания (3-15 В), большую нагрузочную способность,
сравнительно низкую стоимость. Отечественные серии интегральных микросхем
на основе КМОП-логики: К176, К561, К1561 и др.

ЛЭ КМОП-серий широко применяются при построении экономичных циф-
ровых устройств малого и среднего быстродействия. По мере совершенствова-
ния технологии их изготовления они составляют все большую конкуренцию для
ЛЭ ТТЛ при создании быстродействующих устройств.

Использование логических элементов позволяет реализовать различные
логические функции. Одной из задач, решаемых при этом, является минимизация
логической функции. Это позволяет уменьшить количество используемых при
этом логических элементов, что ведет к снижению стоимости реализации и по-
вышению надежности. В практической работе 9 рассматривается минимизация
логической функции на основе карт Вейча.

6.4.	Устройства комбинационной логики

Комбинационными называют цифровые устройства, выходной сигнал ко-
торых определяется комбинацией сигналов, действующих на входах устройства
в данный момент времени и не зависит от их значений в предыдущие моменты
времени. Цифровые устройства комбинационного типа применяются для кон-
троля, сигнализации и защиты, реализации программного управления по задан-
ному алгоритму, управления исполнительными механизмами и т. д. Рассмотрим
некоторые из таких устройств.

Комбинационные устройства, предназначенные для изменения вида коди-
рования информации, называются преобразователями кодов. Частным случаем
таких устройств являются рассматриваемые ниже шифраторы и дешифраторы.

Шифратор (кодер, СО) - комбинационное логическое устройство для пре-
образования чисел из десятичной системы счисления в двоичную. Пусть в шиф-
раторе имеется т входов, последовательно пронумерованных десятичными чис-
лами (0, 1, 2, 3, ..., т - 1), и п выходов. Поступление сигнала на один из входов
вызывает появление на выходах «-разрядного двоичного числа, соответствую-
щего номеру возбужденного входа. Если число входов т и выходов и связано
соотношением: т = 2”, то такой шифратор называют полным, если число входов
меньше 2", он называется неполным. Шифраторы применяются в цифровых си-
стемах для обеспечения связи между различными устройствами посредством
ограниченного числа линий связи, например, для введения первичной
информации с клавиатуры. При нажатии любой клавиши на соответствующий
вход шифратора подается сигнал логической единицы, который и преобразуется
на выходе в двоично-десятичный код, соответствующий нажатой клавише.

На рис. 6.7 приведены условные графические обозначения комбинацион-
ных цифровых устройств - преобразователей кодов.

х()- о

х}---- 1

х2- 2

----3

х4 — 4

х3----5

6

Х7---- 7

*8- 8

х9----9

СИ

1 -Л

2 —у2

4 —л

8 ,-У4

Рис. 6.7. Устройства - преобразователи кодов; а - шифратор; б - дешифратор

Дешифратор (называемый также декодером, /ЭС) предназначен для обрат-
ного преобразования двоичных чисел в сравнительно небольшие по значению
десятичные числа. Входы дешифратора служат для подачи двоичных чисел, вы-
ходы последовательно нумеруются десятичными числами. Каждой из комбина-
ций входных сигналов дешифратора соответствует сигнал только на одном из
его выходов. Таким образом, дешифратор выполняет операцию, обратную шиф-
ратору. Для полного дешифратора число выходов п связано с количеством входов
т соотношением п = 2т. Если п < 2т, то дешифратор называют неполным. Де-
шифраторы применяются в управляющих системах для формирования управля-
ющих воздействий в зависимости от комбинации входных сигналов. Широкое
распространение дешифраторы получили в качестве преобразователей кодов,
например двоичного в десятичный. На рис. 6.8 приведен пример использования
дешифратора для преобразования четырехразрядного двоичного кода в десятич-
ный. В качестве дешифратора выбрана интегральная микросхема К155ИДЗ, ее
внешний вид приведен на рис. 6.8, а. На рис. 6.8, б приведена принципиальная
электрическая схема, для моделирования в среде М1сго-Сар используется
НС74154, рис. 6.8, в, являющийся аналогом К155ИДЗ. Двоичный сигнал посту-
пает на вход дешифратора от четырехразрядного двоичного счетчика. Сигнал ло-
гического нуля появляется на том инверсном выходе дешифратора, десятичный
номер которого соответствует двоичному входному коду, рис. 6.8, г.

Комбинационные устройства, предназначенные для управляемой передачи
данных, называют распределителями. К таким устройствам относятся мульти-
плексоры и демультиплексоры.
а)

Рис. 6.8. Применение дешифратора:

а - внешний вид К155ИДЗ; б - принципиальная электрическая схема;
в - дешифратор в среде М1сго-Сар; г - временные диаграммы

Оо'

От'

О2'
Оз'

Об'

Об'

О7'

а) б)

Рис. 6.9. Условные
графические обозначения:
а - мультиплексора;

б - демультиплексора

Мультиплексором называется комбинационное
логическое устройство, предназначенное для управля-
емой передачи данных от нескольких источников ин-
формации в один выходной канал. Мультиплексор
имеет один выход и две группы входов информацион-
ные и адресные. На адресные входы поступает двоич-
ный код, который определяет, какой из информацион-
ных входов в данный момент времени подключен к вы-
ходу. Если устройство имеет и адресных входов, то ко-
личество комбинаций «-разрядного адресного кода,
и соответственно, число информационных входов со-
ставит 2П. На рис. 6.9, а приведено условное графиче-
ское обозначение мультиплексора с тремя адресны-
ми (А, В, С) и, соответственно, восемью информацион-
ными входами (До, /Ь, ..., Д?). Вход V является входом

разрешения работы (входом стробирования). Число информационных входов
выпускаемых промышленностью микросхем мультиплексоров не превышает 16.
Опрос источников информационных сигналов может проводиться в зависимости
от схемы управления как циклически, так и по иному алгоритму (в зависимости
от условий измерения сигналов). Согласно описанному выше принципу дей-
ствия, мультиплексор позволяет преобразовать информацию от разнесенных
в пространстве датчиков к виду с разделением по времени. Обратную задачу -
распределение информации, полученной от одного канала, между несколькими

приемниками решают демультиплексоры.

Демультиплексором называется комбинационное логическое устройство,
предназначенное для управляемой передачи данных от одного источника инфор-
мации в несколько выходных каналов. Демультиплексор имеет один информа-
ционный вход, п адресных входов и 2" выходов. На рис. 6.9, б приведено услов-
ное графическое обозначение демультиплексора.
Цифровой компаратор представляет собой комбинационное логическое
устройство, предназначенное для сравнения чисел одинаковой длины, представ-
ленных в виде двоичных кодов. Число входов компаратора определяется разряд-
ностью сравниваемых кодов. Как правило, микросхемы цифровых компараторов
имеют три выхода, на которых отображается результат сравнения (больше,
меньше, равно). Компараторы широко используются в вычислительной технике,
измерительной технике, радио- и проводной связи, бытовых приборах. Напри-
мер, цифровые часы с будильником содержат цифровой компаратор: при совпа-
дении текущего времени с заданным, подается звуковой сигнал.

6,5.	Последовательностные цифровые устройства

Выходные сигналы последовательностных логических устройств опреде-
ляются не только действующими в настоящий момент входными сигналами, но
и теми значениями логических переменных, которые действовали на входе в
предыдущие моменты времени. Наглядным примером этого является работа
счетчика импульсов: при счете устройство должно не только реагировать на по-
ступление входного сигнала, но и учитывать предшествующее состояние. Функ-
цию запоминания значений логических переменных в цифровых устройствах вы-
полняют триггеры. В п. 5.4 были рассмотрены триггеры на дискретных элемен-
тах. Ниже рассматриваются принципы построения и функционирования некото-
рых наиболее распространенных триггеров на логических элементах.

Триггеры

Триггером называется устройство, способное находиться в одном из двух
устойчивых состояний и скачкообразно переходить из одного состояния в другое
под действием внешнего управляющего сигнала. Способность сохранять устой-
чивый уровень выходного сигнала в течение сколь угодно долгого времени (при
наличии питания) и позволяет использовать триггер в качестве элемента памяти
в устройствах хранения информации и других устройствах цифровой схемотех-
ники.

В общем случае триггер содержит собственно элемент памяти и некоторую
входную схему управления, преобразующую входные сигналы триггера в сиг-
налы, требуемые для управления элементом памяти. Для удобства использова-
ния триггер обычно имеет два выхода: прямой - Р и инверсный - 0. Если на
прямом выходе триггера логическая единица, то говорят, что триггер установ-
лен, если логический ноль, то - сброшен. Входы триггеров делятся на информа-
ционные и вспомогательные. Сигналы, поступающие на информационные
входы, управляют состоянием триггера. Вспомогательные входы используются
для предварительной установки триггера в требуемое состояние и синхрониза-
ции. Входы триггеров обозначаются следующим образом:

-	5' - раздельный вход установки, <3=1. О =0;
-	Л-раздельный вход сброса, 0 = 0, 0 = 1;

-	У- вход установки универсального ..Ж-триггера;

-	К - вход сброса универсального Ж-триггера;

-	V - управляющий вход для разрешения приема либо информационных,
либо тактовых сигналов;

-	В - информационный вход переключения триггера в состояние, соответ-
ствующее логическому уровню на этом входе;

-	С - вход синхронизации (тактовый вход), разрешает схеме управления
запись информации в триггер;

-	Т — счетный вход триггера.

По функциональному признаку’, определяющему поведение триггера при
воздействии сигналов управления, различают:

-	Л5-триггер - триггер с раздельной установкой состояний «О» и «1»;

-	/Э-трипер - триггер с приемом информации по одному входу. Выходной
сигнал повторяет входной сигнал, но с задержкой, определяемой тактовым сиг-
налом;

-	Т-триггер - счетный триггер, изменяет свое состояние каждый раз при
поступлении входного сигнала;

-	Ж-триггер - универсальный триггер, в отличие от А5-триггера, допус-
кает ситуацию с одновременной подачей активных сигналов на оба входа.

По способу записи информации триггеры подразделяют:

-	на асинхронные триггеры - воспринимают информационные сигналы
и реагируют на них в момент появления на входах триггера;

-	синхронные (тактируемые') триггеры - реагируют на информационные
сигналы при наличии разрешающего сигнала на входе синхронизации. Синхро-
низация позволяет согласовывать во времени процессы чтения и записи в разных
частях схемы, реализуя алгоритм работы устройства, устранить влияние задер-
жек распространения сигналов в различных элементах схемы. В зависимости от
уровня активного сигнала входы триггеров делятся на прямые и инверсные. Для
переключения триггера на прямой вход необходимо подать сигнал высокого
уровня, на инверсный вход - сигнал низкого уровня (положительная логика).

Синхронные триггеры по виду активного логического сигнала на тактовом
входе делятся на управляемые уровнем (статические) и управляемые фронтом
(динамические). Триггеры со статическим управлением воспринимают информа-
ционные сигналы при подаче на вход С уровня логической единицы (прямой
С-вход) или логического нуля (инверсный С-вход). Триггеры с динамическим
управлением воспринимают информационные сигналы при изменении сигнала
на С-входе от «0» к «1» (прямой динамический С-вход) или от «1» к «0» (инверс-
ный динамический С-вход).

Для описания работы триггера могут быть использованы словесное описа-
ние, таблицы истинности, логические выражения. Отличительной особенностью
описания триггеров является использование в качестве дополнительной входной
переменной предыдущего значения выходного сигнала триггера @п. В связи
с этим наиболее часто для описания работы триггера используют таблицы
переходов, определяющие, какие логические сигналы необходимо подать на его
информационные входы для перехода из заданного состояния (Л в заданное со-
стояние 2п+1.

КЗ-триггер. В зависимости от способа управления различают асинхрон-
ные и тактируемые А5-триггеры. Асинхронный А5-триггер является самым про-
стым типом триггера, имеет два входа и может быть реализован на двух двух-
входовых логических элементах: 2ИЛИ-НЕ или 2И-НЕ. В схеме присутствуют
обратные связи, это позволяет учесть предшествующее состояние триггера.
На рис. 6.10 представлены обозначение асинхронного триггера с инверсными
входами (а), его принципиальная схема на основе ЛЭ 2И-НЕ (б), а также поясня-
ющие принцип действия таблица переходов (в) и временная диаграмма (А).
При входных сигналах 8 = 0, В =1 либо подтверждается состояние «1», если
триггер находился в этом состоянии, либо происходит переход в это состояние.
Если входные сигналы 8 = 1, К. = 0, то либо подтверждается состояние «0», если
триггер находился в этом состоянии, либо происходит переход в это состояние.
Значениям сигналов на входе 8 = 1, В =1 соответствует сохранение триггером
предыдущего состояния, т. е. триггер выступает как элемент памяти. Комбина-
ция сигналов 8 = 0, В = 0 является запрещенной и не используется, т. к. выход
триггера находится в неопределенном состоянии.

Рис. 6.10. Асинхронный Я5-триггер с инверсными входами:

а - условное графическое обозначение; б - принципиальная электрическая схема;
в - таблица переходов; г - временная диаграмма

Асинхронные ./^-триггеры находят ограниченное применение в качестве
самостоятельных устройств. Однако они часто входят составной частью в схемы
более сложных триггеров. Синхронный АА-триггер может быть получен на ос-
нове асинхронного А5'-триггера введением логической схемы управления, так
что его переключение будет происходить при наличии дополнительного такто-
вого сигнала.

Недостатком АА-триггеров является наличие запрещенной комбинации
сигналов. Этого недостатка лишены Д-, Т-, Ж-триггеры.

0-триггер. Д-триггеры имеют один информационный вход (Д) и вход син-
хронизации (С). При поступлении синхросигнала в триггер записывается
значение, которое в данный момент установлено на информационном входе Д.
При отсутствии синхросигнала изменение значений на входе Д никакого воздей-
ствия на состояние триггера не оказывает. Название триггера «Д (<1е1ау -
задержка)» обусловлено тем, что состояние логической «1» сохраняется
и после снятия входного сигнала до прихода очередного тактового импульса.
На рис. 6.11 приведены обозначение синхронного Д-триггера (а) и временные
диаграммы напряжений (б) на его выводах. В момент времени Л на информаци-
онном входе действует уровень логической «1» (Д = 1), на вход С поступает
тактовый импульс (С = 1), происходит установка уровня логической едини-
цы (О = 1). Это состояние сохраняется до момента Л. В момент времени (2
на входе С устанавливается высокий уровень сигнала. Так как на входе Д уро-
вень логического нуля, то происходит сброс триггера, ^ = 0. Д-триггер может
быть построен на основе синхронного /?5'-трипера, если подавать сигнал Д
на вход 5' напрямую, а на вход К - через инвертор.

Рис. 6.11. Д-триггер: а - УГО Д-триггера с синхронизацией по переднему фронту;
б - временная диаграмма

Т-григгер. Дтриггер имеет один информационный вход (7-вход) и
изменяет свое состояние всякий раз, когда на вход Т поступает управляющий
сигнал. Его часто называют триггером со счетным входом. Дтриггер является
единственным триггером, текущее состояние которого определяется не
информацией на входах, а его состоянием в предыдущем такте. Дтриггеры могут
быть построены на основе синхронных Д- или А5"-триггеров с дополнительными
обратными связями. На рис. 6.12 приведено обозначение Дтриггера (а)
и временная диаграмма напряжений на Г-входе и прямом выходе С) триггера (б).

Рис. 6.12. /'-триггер: а - УГО Г-триггера с инверсным динамическим входом синхронизации;
б - временная диаграмма
Для обеспечения надежной работы триггера его инверсный выход
соединяется со входом Т через линию задержки (ЛЗ) на основе одного-двух
логических элементов. Срабатывание триггера происходит по заднему фронту
импульса синхронизации - в моменты времени Л, /2, /з, /♦, ... состояние выхода
меняется на противоположное: «1»	«О», «О» —> «1».

На основе нескольких каскадно соединенных /'-триггеров могут быть
построены счетчики импульсов, делители частоты.

ДК-триггер. Ж-триггер является универсальным синхронным триггером.
На его основе с помощью несложных коммутационных изменений могут быть
получены КЗ-, Т— и Д-триггеры. Ж-триггер не имеет запрещенных комбинаций
входных сигналов: при У = К = 1 триггер работает в счетном режиме. Внутренняя
структура Ж-триггеров достаточно сложна, их схемы содержат два-три
асинхронных триггера со схемами управления. Для их применения, как правило,
достаточно знакомства с их параметрами. Выпускаемые промышленностью в
виде интегральных микросхем Ж-триггеры содержат дополнительные
установочные асинхронные входы К и 5. При К = 0, 5 = 1 происходит установка
триггера, <9П| = 1; при К = 1,5=0- сброс триггера, (Ли = 0 (прямые входы).
На рис. 6.13 приведено обозначение Ж-триггера с инверсным динамическим
С-входом (а), его обозначение в программе схемотехнического моделирования
Мзсго-Сар с инверсными входами установки и сброса, (б), временная диаграмма
напряжений на выводах триггера, (в).

а - УГО Ж-триггера; б - модель в среде М1сго-Сар, 1 - вход предварительной установки,
2 - вход предварительного сброса; в - временная диаграмма напряжений

На временной диаграмме:

-	в момент /о происходит установка триггера, 8 = 0, О = 1;

-	в момент Л на входе установки У действует сигнал низкого уровня (.7=0),
на входе сброса К - высокий уровень (К = 1), на С-входе при этом спад
тактового импульса (ф), происходит сброс выхода к уровню логиче-
ского «0», 0=0;

-	в момент й на информационных входах ../ = 1, К = 0, на С-входе спад
тактового импульса (ф), происходит установка выхода, ^=\.

Триггеры относят к классу конечных автоматов - устройств, имеющих
память об их предыдущем состоянии. Триггеры широко используют при
цифровой обработке информации в устройствах измерительной техники,
автоматики и вычислительной техники.

Регистры

Регистр - последовательностное логическое устройство, используемое
для хранения «-разрядных двоичных чисел и выполнения преобразований над
ними. Регистр представляет собой упорядоченную последовательность тригге-
ров (обычно .О-триггеров), число которых соответствует числу разрядов в слове.
С каждым регистром обычно связано комбинационное цифровое устройство, с
помощью которого обеспечивается выполнение некоторых операций над сло-
вами. Основной параметр регистра -разрядность, соответствует количеству раз-
рядов цифровой информации и определяется количеством триггеров, образую-
щих регистр.

В общем случае регистр может выполнять следующие действия над двоич-
ными словами:

запись входной информации в последовательной или параллельной
форме;

-	хранение информации;

-	сдвиг хранимой информации вправо или влево;

-	выдача хранимой информации в последовательной или параллельной
форме.

Регистры используются в качестве безадресных запоминающих устройств,
преобразователей и генераторов кодов, устройств временной задержки цифро-
вой информации, делителей частоты и др.

По способу приема информации регистры подразделяют:

-	на параллельные: информация записывается и считывается в параллель-
ной форме;

-	последовательные (сдвиговые регистры): информация записывается и
считывается в параллельной форме;

-	последовательно-параллельные: информация записывается или считы-
вается как в параллельной, так и в последовательной формах.

В параллельных регистрах каждый из триггеров имеет свой независимый
информационный вход и свой независимый информационный выход. Параллель-
ные регистры служат для хранения информации, называются регистрами памяти
или хранения и обычно являются частью более сложных цифровых устройств, та-
ких как цифровые фильтры, ОЗУ, синтезаторы частот или схемы прямого цифро-
вого синтеза. Запись информации в регистр памяти осуществляется после уста-
новки на входах Г>1, /Л, ..., /Л новой цифровой комбинации при поступлении
определенного уровня или фронта синхроимпульса на вход С регистра.

Параллельные регистры, в свою очередь, делятся на две группы:

-	регистры, срабатывающие по фронту управляющего сигнала С (или так-
тируемые регистры);

-	регистры, срабатывающие по уровню управляющего сигнала С (или
стробируемые регистры).
Большинство регистров имеют восемь разрядов, то есть запоминают один
байт информации. Память регистра сохраняется до момента выключения пита-
ния схемы.

Последовательный (сдвиговый) регистр является, как правило, универ-
сальным и может выполнять все доступные для регистров микрооперации.
В сдвиговых регистрах все триггеры соединены в последовательную цепочку
(выход каждого предыдущего триггера соединен со входом /Э следующего триг-
гера). Работой регистра управляют тактовые импульсы. С приходом очередного
тактового импульса состояние /-го триггера передается следующему, / + 1 триг-
геру. В общем случае «-разрядный регистр записывается «-разрядное число
за п тактовых импульсов. Поступившее на вход регистра в последовательном
коде число может быть считано с его выходов в параллельном коде. Записанное
в регистр число может быть поразрядно считано с его старшего разряда в после-
довательном коде. Применение последовательного кода связано с необходимо-
стью передачи большого количества двоичной информации по ограниченному
количеству соединительных линий. Таким образом, последовательный регистр
осуществляет не только запись и хранение информации, но и преобразование
формы ее представления. Возможность сдвига двоичного кода широко исполь-
зуется в устройствах управления.

На рис. 6.14 приведены условные графические обозначения и схемы четы-
рехразрядных параллельного (а) и последовательного (б) регистров.

Рис. 6.14. Регистры: а - УГО параллельного регистра; б - схема параллельного регистра;
в - УГО последовательного регистра; г - схема последовательного регистра

Счетчики импупьсог

Счетчиком называется последовательностное устройство, предназначен-
ное для счета входных импульсов и фиксации их числа в двоичном коде. В циф-
ровых устройствах счетчики могут выполнять следующие операции:

-	установка в исходное состояние (запись нулевого кода);

-	запись входной информации в параллельной форме;

-	хранение информации;
-	выдача хранимой информации в параллельной форме;

-	инкремент - увеличение хранящегося кодового слова на единицу;

-	декремент - уменьшение хранящегося кодового слова на единицу.
Основными параметрами счетчиков являются

-	модуль счета (М) - максимальное количество единичных импульсов, ко-
торое может быть сосчитано счетчиком. Счетчик обнуляется, когда при-
ходит М-й импульс. Модуль счета двоичного счетчика определяется
из соотношения: М= 2”, п - число разрядов счетчика;

-	шаг счета - приращение значения счетчика при приходе очередного им-
пульса;

-	направление счета - в сторону увеличения, в сторону уменьшения;

-	быстродействие - максимальная частота следования счетных импуль-
СОВ,^сч.

Счетчики могут классифицироваться по различным параметрам.

По значению модуля счета счетчики подразделяют:

-	на двоичные, модуль счета которых равен целой степени числа 2;

-	двоично-кодированные, в которых модуль счета может принимать лю-
бое, не равное целой степени числа 2, значение. Примером такого вида
счетчиков могут быть двоично-десятичные счетчики.

По направлению счета'.

-	суммирующий счетчик: предназначен для выполнения счета в прямом
направлении, т. е. для сложения. С приходом очередного счетного им-
пульса на вход счетчика его показание увеличивается на единицу;

-	вычитающий счетчик', предназначен для осуществления счета в обратном
направлении, т. е. для вычитания. Каждый счетный импульс, поступающий
на вход вычитающего счетчика, уменьшает его показание на единицу;

-	реверсивный счетчик', предназначен для выполнения операции счета как
в прямом, так и в обратном направлении.

По способу организации межразрядных связей счетчики делятся:

-	на последовательные: триггеры разрядов счетчика соединены каскадно,
счётные импульсы поступают только на вход триггера первого разряда,
а с его выхода - на вход триггера второго разряда и т. д.;

-	параллельные: счётные импульсы одновременно поступают на входы
всех разрядов, однако каждому счётному импульсу соответствует сраба-
тывание только определённых разрядов. Для получения больших значе-
ний модуля пересчёта применяют каскадное соединение параллельных
счётчиков. Такие параллельно-последовательные счётчики имеют более
высокое быстродействие, чем последовательные, и требуют меньших
аппаратурных затрат.

На рис. 6.15, а приведено обозначение четырехразрядного двоичного счет-
чика с последовательным переносом с модулем счета М= 24 = 16. Счетчик имеет
инверсный вход сброса Я для предварительной установки разрядов счетчика
в состояние логического «О». Счетчик может быть построен на основе
.Ж-три перов, на входы которого подан уровень логической «1», Я = К = 1.
В этом случае .Ж-триггер функционирует в счетном режиме, аналогично
Т’-триггеру. На рис. 6.15, б приведена временная диаграмма напряжений, дей-
ствующих на выводах счетчика.

Перед поступлением счетных импульсов все разряды счетчика устанавли-
ваются в состояние логического «О» (<9ч = 0\ = 01 = Оз = 0) подачей сигнала
низкого уровня на инверсный вход К. На инверсный динамический С-вход по-
ступает первый счетный импульс, по заднему фронту которого первый разряд
счетчика переходит в состояние О~ = 1, что соответствует двоичному числу 0001.
На входе второго разряда действует уровень логической «1». По окончании вто-
рого счетного импульса первый разряд счетчика переходит в состояние «0»,
а второй - в состояние «1». формируется код 0010. По окончании 15 импульса
все разряды счетчика устанавливаются в состояние «1», а с 16 импульсом счет-
чик переходит в исходное состояние 0000.

Рис. 6.15. 4-разрядный двоичный счетчик: а - УГО счетчика;
б - временная диаграмма напряжений

Частота импульсов на выходе Оо, рис. 6.15, а, является наибольшей по
сравнению с другими выходами. На выходе (Л частота выходного сигнала
наименьшая. Поэтому выход Оо называют младшим, а выход С/ - старшим раз-
рядами счётчика. Заметим, что частота следования импульсов на выходе каждого
последующего триггера уменьшается вдвое по сравнению с частотой выходных
импульсов предыдущего триггера. Это позволяет использовать схему счетчика
для построения делителя частоты. При этом входной сигнал поступает на счет-
ный вход первого триггера, а выходной снимается с выхода с последнего триг-
гера. Если частота входных тактовых импульсов /вх, то частота выходных им-
пульсов /ВЫх составит /вых =/вх/Л/=/^х/2п, где п - число разрядов счетчика.

6 6. Аналого-цифровые
и цифро-аналоговые преобразователи

Многие физические величины (напряжение, ток, температура, давление
и т. д.), информация о которых необходима для управления промышленными и
бытовыми техническими устройствами, имеет аналоговый характер. В го же
время, для ее обработки эффективным является использование цифровых
устройств. Задачу преобразования аналоговой физической величины в эквива-
лентные ей значения числовых кодов выполняют аналого-цифровые преобразо-
ватели (АЦП). Часто возникает и обратная задача преобразования цифрового
сигнала в соответствующий ему аналоговый. Для решения этой задачи исполь-
зуются цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП). Эти устройства широко ис-
пользуются в промышленных системах управления, цифровых системах связи,
радиолокации, радионавигации, станках с числовым программным управлением.
Рассмотрим основные способы построения таких преобразователей, их пара-
метры и характеристики.

Цифро-аналоговые преобразователи. В процессе цифро-аналогового пре-
образования последовательно выполняются следующие операции:

-	формирование в заданном диапазоне изменения выходного сигнала п его
дискретных значений С7Ь отличающихся на некоторое значение Аг/. Каж-
дому Ц, соответствует некоторый цифровой код К,;

-	последовательное, с заданным временным интервалом Т, присвоение
выходному сигналу значений, соответствующих входной последова-
тельности кодов К,.

Выходной сигнал, полученный в результате цифро-аналогового преобра-
зования, имеет вид дискретной по уровню функции, что является проявлением
эффекта квантования. Для ослабления ступенчатого характера сигнала на выходе
ЦАП может быть установлен фильтр низкой частоты.

Разделение ЦАП на отдельные группы проводят по следующим призна-
кам:

-	по способу формирования выходного сигнала различают ЦАП с сумми-
рованием напряжений и суммированием токов. Этот признак определяет
структурную схему преобразователя;

-	по роду выходного сигнала: преобразователи с токовым выходом или
выходом по напряжению;

-	по типу цифрового интерфейса: с последовательным или параллельным
вводом;

-	по возможностям изменения опорного напряжения различают ЦАП с по-
стоянным и изменяющимся опорным напряжением (умножающие
ЦАП).

Аналого-цифровые преобразователи. В процессе аналого-цифрового пре-
образования последовательно выполняются следующие операции:

-	выборка значений исходной аналоговой величины в некоторые наперед
заданные дискретные моменты времени, т е. дискретизация сигнала
по времени;

-	квантование (округление до некоторых известных величин) полученной
в дискретные моменты времени последовательности значений исходной
аналоговой величины по уровню;

-	кодирование - замена найденных квантованных значений некоторыми
числовыми кодами.
В процессе дискретизации из некоторой аналоговой зависимости «(/)
получают ее дискретный эквивалент путем выборки дискретных значений:
и(кТ\) = {1/(0), 1/(Тя), и(2ТД) к = 0, 1, 2, .... Выборки (отсчеты) входного
сигнала следуют через определённый временной интервал Тя, называемый ин-
тервалом (периодом) дискретизации. Интервал дискретизации выбирается в со-
ответствии теоремой Котельникова - Шеннона, согласно которой, если сигнал
имеет ограниченный спектр, т. е. все его спектральные составляющие имеют ча-
стоты не выше некоторой частоты/пах, то для восстановления аналогового сиг-
нала из последовательности его дискретных значений интервал дискретизации
должен удовлетворять условию: Тя < 1/2/тах. Иначе, исходный аналоговый сиг-
нал может быть однозначно и без потерь восстановлен по своим дискретным от-
счётам, взятым с частотой / большей удвоенной максимальной частоты спект-
ра Утах, Т. в.2/тах.

Операция квантования по уровню дискретной функции 1ДкТя) заключа-
ется в отображении бесконечного множества ее возможных значений на некото-
рое конечное множество значений 1/я(к), называемых уровнями квантования.
В процессе квантования происходит округление каждого значения 1/(кТя) до бли-
жайшего уровня 1/я(к). Это приводит к возникновению ошибки (шума) квантова-
ния, Ек = 11/(кТд) - (7д(Л)|, максимальное значение которой Лн/2 определяется раз-
рядностью используемого выходного кода, Ли - интервал между двумя смеж-
ными уровнями квантования, Ли = 1/я(к + 1) - 1/я(к). С увеличением разрядности
выходного кода ошибка квантования уменьшается.

Процесс кодирования заключается в замене найденных квантованных зна-
чений входного сигнала 1/л(к) некоторыми цифровыми кодами. Число уровней
квантования и наименьшее число разрядов и двоичных чисел, кодирующих эти
уровни, связаны соотношением п = 1о§:ЛЛ

Кроме ошибки квантования, при оценке точности АЦП учитывают:

-	инструментальную погрешность, связанную с неидеальностью исполь-
зуемой элементной базы;

-	апертурную погрешность - заключается в несоответствии значения
входного сигнала 1}л(к) преобразованному цифровому коду Аь. Возни-
кает, если входной сигнал в течение интервала дискретизации Тя изме-
няется более, чем на значение шага квантования Лм.

Электрические характеристики ЦАП и АЦП могу быть подразделены на
статические, которые задают конечную точность преобразования, и динамиче-
ские, характеризующие быстродействие данного класса устройств. Рассмотрим
некоторые из них.

К статическим характеристикам относятся:

-	число разрядов выходного кода и, отображающего исходную аналого-
вую величину, которое может формироваться на выходе АЦП или пода-
ваться на вход ЦАП;

-	абсолютная разрешающая способность, Ди, - среднее значение мини-
мального изменения сигнала на выходе ЦАП, или минимального
изменения входного сигнала АЦП, обусловленное увеличением или
уменьшением его кода на единицу;

-	погрешность полной шкалы - относительная разность между реальным
и идеальным значениями предела шкалы преобразования при отсут-
ствии смещения нуля;

Напряжение смещения нуля НО - для АЦП это напряжение, которое необ-
ходимо приложить к его входу для получения нулевого выходного кода, для
ЦЛП - это напряжение, присутствующее на его выходе при подаче на вход ну-
левого кода.

К динамическим характеристикам относятся:

-	максимальная частота преобразования /птах- наибольшая частота дис-
кретизации, при которой заданные параметры соответствуют установ-
ленным нормам;

-	время преобразования - это время, отсчитываемое от начала импульса
дискретизации или начала преобразования до появления на выходе
устойчивого кода, соответствующего данной выборке.

Основными типами аналого-цифровых преобразователей являются

-	АЦП последовательных приближений;

-	АЦП параллельного преобразования;

-	АЦП с двойным интегрированием.

Дадим краткую характеристику этим типам преобразователей.

АЦП последовательных приближений обладают сравнительно высоким
быстродействием и точностью, преобразуемый аналоговый сигнал последова-
тельно сравнивается с весовыми значениями напряжений, которые соответ-
ствуют весовым коэффициентам разрядов.

В АЦП параллельного преобразования входной аналоговый сигнал одно-
временно (параллельно) сравнивается с 2П - 1 градациями опорного напряжения,
образуемыми резистивным делителем. Получаемый результат сравнения преоб-
разуется в параллельный «-разрядный двоичный код. Такие АЦП обладают мак-
симальным быстродействием.

Принцип действия АЦП с двойным интегрированием состоит в следую-
щем: на первом этапе происходит интегрирование входного аналогового сигнала
за определенный промежуток времени. Затем осуществляется интегрирование
противоположного по знаку известного постоянного напряжения и фиксируется
интервал времени, за который выходное напряжение станет равным нулю, путем
подсчета импульсов, следующих с известной частотой. Зафиксированное счет-
чиком число импульсов представляется в виде кода.

Вышеперечисленные методы преобразования позволяют разделить АЦП
на группы по точности и быстродействию, что, в свою очередь, позволяет обос-
нованно подойти к определению их области применения.
7. ПРАКТИКУМ

Практикум содержит практические задания по основным разделам курса.
Каждое практическое задание содержит таблицу с исходными данными по вари-
антам, а также иные, необходимые в соответствии с заданием, данные: схемы,
графики и т. д. Для каждого задания предлагается примерный порядок решения
в общем виде.

Практическая работа 1.

Нелинейные электрические цепи постоянного тока

Задание:

Нелинейная электрическая цепь содержит последовательно соединенные
источник постоянной ЭДС Е, резистор К и нелинейный элемент (полупроводни-
ковый диод). Рабочая точка находится на прямой ветви вольтамперной характе-
ристики п/п диода.

По исходным данным, приведенным в табл. 7.1:

-	привести схему цепи;

-	определить ток в цепи, используя:

-	графоаналитический метод (по выбору);

-	численный метод (по выбору);

-	определить статическое и дифференциальное сопротивления диода в ра-
бочей точке: /?с111р, Адифф;

-	статическое сопротивление при обратном смещении диода: АСтобР;

-	на основе метода кусочно-линейной аппроксимации вольтамперной
характеристики построить схему замещения нелинейного элемента;

-	рассчитать, используя какой-либо из методов (графоаналитический, чис-
ленный) ток цепи при совместном действии источников постоянной Е
и синусоидальной ЭДС е(/) = Ет81п(®/). Построить график зависимости
/(/) при I = 0...2Т, где Т - период синусоидальной ЭДС. Принять ампли-
туду источника ЭДС Ет = 0,1Е, частота/= 50 Гц.
Исходные данные к практической работе 1

Таблица 7.1

№	Е. В	К. кОм	/о, мкА	т, К
1	5	1	2	300
2	4	2	5	200
3	10	2	7	200
4	3	0,5	9	300
5	6	2	10	200
6	6	1	5	300
7	3	2	2	300
8	10	3	3	300
9	4	2	7	200
10	5	1,5	4	200
11	5	1	2	300
12	4	2	5	200
13	10	2	7	200
14	3	0,5	9	300
15	6	2	10	200
16	6	1	5	300
17	3	2	2	300
18	10	3	3	300
19	4	2	7	200
20	5	1,5	4	200
21	5	1	2	300
22	4	2	5	200
23	10	2	7	200
24	3	0,5	9	300
25	6	2	10	200

Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

Е - напряжение источника питания, В;

К - сопротивление резистора, кОм;

1а - ток обратносмещенного /л/г-иерехода, мкА;
Т- абсолютная температура, К.

1.	Нелинейная электрическая цепь содержит последовательно соединен-
ные источник постоянной ЭДС Е. резистор К и нелинейный элемент, рис. 7.1, <7.
В качестве нелинейного элемента используется полупроводниковый диод. Ука-
занная на схеме полярность источника ЭДС соответствует прямому смещению
диода.
Рис. 7.1. Нелинейная электрическая цепь (прямое смещение диода):
а - принципиальная электрическая схема; б - метод пересечения характеристик

2.	Определение тока цепи может быть проведено графоаналитическим или
численным методом. Для расчета графоаналитическим методом необходимо
иметь графическую вольтамперную характеристику нелинейного элемента.
Она может быть получена экспериментальным путем или взята из справоч-
ных данных. Для численного метода используется аналитическое выражение
вольтамперной характеристики и(/). Т. к. точное выражение «(/) для нелинейного
элемента отсутствует, то в задаче будет использоваться известное соотношение
для идеализированной вольтамперной характеристики полупроводникового
диода:

ЦИд	иД

1-т0(скБТ -1)-г$(е*т -1).

Здесь <рт - тепловой потенциал, В. (7д - напряжение на диоде, В; 7о - неуправля-
емый обратный ток диода, А. Тепловой потенциал рассчитывается следующим
образом:

где Агб - постоянная Больцмана, кь = 1,38065 • 10 22 Дж/К;

7 - заряд электрона, 1,6022-10 19 Кл;

Т- абсолютная температура, К.

2.1.	В качестве графоаналитического метода может быть использован ме-
тод пересечения характеристик. Составим уравнение по второму закону
Кирхгофа для цепи (рис. 7.1, а):

ик + ид(1) = Е -у

ид(1) = Е-11к =Е--К-1.

(7.1)
Далее, строим графики, соответствующие левой и правой частям уравне-
ния (7.1). Выражение в правой части уравнения представляет собой внешнюю
характеристику источника ЭДС II = Е - ЕЕ Она может быть построена по двум
точкам: т. М (II = О, I = Е/К, режим короткого замыкания), т. X ((7 = Е, У = О,
режим короткого замыкания), рис. 7.1, б. Для построения зависимости (7д(У) пре-
образуем приведенное выше уравнение идеализированной ВАХ п/п диода
к виду:

Ид=<рт1п^ + 1|.	(7.2)

Но )

Максимальное значение тока в этой цепи в пренебрежении малым сопро-
тивлением открытого диода ограничено сопротивлением резистора Е и состав-
ляет Утах = Е!Е. Задавая значения тока / в пределах от 0 до Утах, из (7.2) определим
соответствующие им значения (7д и построим график У(У7д). Точка пересечения
графиков (7 = Е - /?У и У((7д) и дает искомый ток У* (т, А на рис. 7.2, б, рабочая
точка). Этому току соответствует напряжение (7д’ = II*.

2.2.	Уравнение (7.1) представляет собой функциональное уравнение, кото-
рое может быть записано в виде Е(1) = 0, где Е(У) = Е - ЕЕ - 11д(1). Его решение
может быть найдено каким-либо численным методом. Выберем для расчета ме-
тод Ньютона - Рафсона, алгоритм которого может быть представлен в виде:

1к+1=1к~ Лхк) ; к = 1,2,....	(7.3)

1^1-1

V /1-1к

где Р(1к) = Е -К1к - <рг1п —+ 11;

Но I

(с! Е А	фу

' ш Л=1к	!к+1о

Начальное значение искомой величины У1 может быть приближенно опре-
делено с использованием графоаналитического метода расчета. Начальную
оценку искомого тока можно получить, если учесть, что сопротивление дио-
да при прямом смещении мало и ток цепи в основном определяется соп-
ротивлением Е. Тогда У1 = ЕЕ и, используя (7.3), определяются значения Ук
на следующих шагах вычислительного процесса. Вычисления могут быть оста-
новлены при достижении заданной точности е, т. е. при выполнении усло-
вия |Ук-Ук+1| < Е.

3.	Статическое сопротивление нелинейного элемента УСт.пр в рабочей точ-
ке А, рис. 7.1, б, рассчитывается по найденным току У* и напряжению II*д
^ст.пр

ид

Дифференциальное сопротивление нелинейного элемента 7?ДИффпр в точ-
ке А определяется следующим образом

дифф, пр

61

I *

1=1

Величину Ядифф Пр можно определить по известной зависимости Цд(Г), (7.2):
п Г = 'Рт
^дифф.пр	.	* •

\ ш 71=1	1о+1

Дифференциальное сопротивление может быть определено по углу
наклона касательной к графику вольтамперной характеристики нелинейного эле-
мента в т. А, рис. 7.1, б. Учитывая угол [5 между направлением касательной
и осью тока, запишем:

дифф.пр — т

где тг [В/см], П11 [А/см] - масштабные коэффициенты по напряжению и току,
соответственно.

4.	При совместном действии на входе цепи источников постоянного и пе-
ременного напряжения, рис. 7.2, а, ток цепи, помимо постоянной составляю-
щей, будет содержать и переменную составляющую. Результирующая ЭДС со-
ставит е(7) = Ео +	Расчет полного тока в этом случае также может

быть выполнен графоаналитическим методом, как и ранее, п. 2.1, при наличии
в цепи только источника постоянной ЭДС. Для реализации метода пересече-
ния характеристик исходные зависимости /(н) (рис. 7.2, б) дополнены зависимо-
стью входного напряжения е(() и итоговым графиком /(/). Период переменной
составляющей входного напряжения разбивается на некоторое количество вре-
менных интервалов, в середине каждого из которых определяются значения
входного напряжения е(Л). Далее, на зависимости /(м) строят соответствующие
отдельным значениям входного напряжения нагрузочные прямые е(Л) - Ш, опре-
деляют точки их пересечения с характеристикой нелинейного элемента 7((7Иэ).
Таким образом, находятся значения тока цепи в соответствующие моменты вре-
мени /(/,), что и позволяет построить итоговую зависимость /(/), Достоинством
рассмотренного метода является его наглядность и применимость в случае зна-
чительной нелинейности характеристики нелинейного элемента. Его недостат-
ками можно считать трудоемкость и относительно невысокую точность. В этой
связи графоаналитический метод целесообразно применять для расчета неслож-
ных электронных устройств, например, одно-, двухкаскадных усилителей напря-

жения.
Рис. 7.2. Нелинейная цепь при наличии постоянного
и синусоидального источников ЭДС: а - схема цепи;

б - графоаналитический метод расчета (метод пересечения характеристик)

Если амплитуда переменной составляющей входного напряжения мала по
сравнению с постоянной составляющей, так что рабочая точка не выходит за пре-
делы линейного участка характеристики, то для расчета может быть использован
метод кусочно-линейной аппроксимации (линеаризации). В соответствии с ним
характеристика нелинейного элемента может быть аппроксимирована совокуп-
ностью отрезков прямых линий. На рис. 7.3, а приведен график вольт-амперной
характеристики диода 1(ЦЮ) и ее кусочно-линейной аппроксимации, Г(Цт),
на рис. 7.3, б, в - схемы замещения диода, соответствующие участкам ОА и ЛВ
аппроксимирующей характеристики. Схема замешения диода для рабочего
участка АВ содержит источник ЭДС Ео и резистор Ад. ЭДС Ео может быть при-
ближенно определена по точке пересечения касательной к графику 1(ЦЯЭ) в рабо-
чей точке (т. А(Ц*, /*)) и оси напряжений, рис. 7.3, а. Более точно это можно
сделать, если учесть, что уравнение касательной к графику 7((7и-э) имеет вид:

1(Н) = к-ИНгю,	(7.4)
где

<П

^иД>ид=и*

- (-’дифф.пр

- дифференциальная проводимость - вели-

к =

чина, обратная дифференциальному сопротивлению: 6дИффпр = 1/-/?ДИффпР;
/но - свободный член уравнения касательной, 1 = 1ио при (7=0, может быть
по известным координатам т. А: 1цо = Г - ОдиффпрЕГ*. Тогда, учитывая, что
в точке пересечения касательной с осью напряжений 1 = 0, из уравнения
(7.4) получим: Ео = - 1ио/Одифф пр. Определенная таким образом величина
представляет собой пороговое напряжение (7ПОр. Если прямое напряжение
на диоде (7д меньше порогового, (7д < (7ПОр, то ток через диод практически
отсутствует, I ~ 0. Методы определения дифференциального сопротивле-
ния Кдифф пр рассмотрены в п. 3.

Рис. 7.3. Метод ку сочно-линейной аппроксимации:

а - характеристики нелинейного элемента: исходная /((/нэ), аппроксимирующая /*([7нэ);
схемы замещения нелинейного элемента: б - на участке 0А, в - на участке АВ

Далее на основе найденных параметров получаем схемы замещения исход-
ной цепи: по постоянному току, рис. 7.4, а, по переменному току, рис. 7.4, б.
Постоянная составляющая тока цепи /о, в соответствии со схемой, рис. 7.4, а,
составит:

, _ В-Б0

“ в+кд

Для определения амплитуды переменной составляющей тока цепи 1т ис-
пользуется схема замещения по переменному току, рис. 7.4, б:

р

Т = т

т’к+кд’
а)	б)

Рис. 7.4. Метод линеаризации: а - схема замещения цепи по постоянному току;
б - схема замещения цепи по переменному току

В случае если рабочая точка не выходит за пределы линейного участка
вольт-амперной характеристики диода, ток цепи /(/) будет иметь вид

1(1) = 1() +1т8т(®1).

Расчет 1(1) может быть выполнен каким-либо численным методом. Отличие
от рассмотренного выше алгоритма расчета по методу Ньютона - Рафсона (7.3)
состоит в том, что период изменения е(1) разбивается на некоторое количество
временных интервалов и итерационный процесс выполняется для каждого дис-
кретного момента времени Л соответствующего середине /-го интервала времени.

Практическая работа 2.

Параметрический стабилизатор напряжения

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7.2, требуется выполнить рас-
чет параметрического стабилизатора напряжения, рис. 7.5:

-	определить недостающие параметры стабилизатора напряжения;

-	построить (качественно) графики напряжений на входе и выходе стаби-
лизатора;

-	выбрать в соответствии с приведенными в табл. 7.2 данными (С’Ст, /сттт,
Лт тах) реальный п/п стабилитрон, определить по его справочным данным
дифференциальное сопротивление гст.

Определить параметры стабилизатора напряжения с учетом гст:

-	выходное сопротивление стабилизатора //ш-..;

-	коэффициент сглаживания пульсаций Ксг',

-	коэффициент нестабильности по напряжению Км\

-	коэффициент нестабильности по току Кн\.
Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

С/ст - напряжение стабилизации, В;

/ст тш минимальный ток стабилизации, мА;

/ст тах максимальный ток стабилизации, мА;

Етт - минимальный уровень входного напряжения. В,
Етях - максимальный уровень входного напряжения, В;

Кг - сопротивление резистора нагрузки, кОм.

1.	Схема параметрического стабилизатора напряжения приведена на
рис. 7.5.

Таблица 7.2

Исходные данные к практической работе 2

№	Ест-, в	/ст ШШ) мА	/ст тах, мА	Кх, кОм	К2, кОм	Етт, В	-Ётах? В
1	10	1	30	1,0	0,5	*	*
2	13	1	20	*	2,2	16	24
3	13	2	25	1,0	1,0	*	*
4	10	1	20	*	1,0	18	25
5	9	1	18	0,5	0,5	*	*
6	9	1	30	*	2,0	15	21
7	14	2	35	1,5	0,8	*	*
8	14	1	20	*	1,0	17	25
9	10	2	35	0,8	0,8	*	*
10	13	2	30	*	2,5	18	25
11	10	1	30	1,0	0,5	*	*
12	13	1	20	*	2,2	16	24
13	13	2	25	1,0	1,0	*	*
14	10	1	20	*	1,0	18	25
15	9	1	18	0,5	0,5	*	*
16	9	1	30	*	2,0	15	21
17	14	2	35	1.5	0,8	*	*
18	14	1	20	*	1,0	17	25
19	10	2	35	0,8	0,8	*	*
20	13	2	30	*	2,5	18	25
21	10	1	30	1,0	0,5	*	*
22	13	1	20	*	2,2	16	24
23	13	2	25	1,0	1,0	*	*
24	10	1	20	*	1,0	18	25
25	9	1	18	0,5	0,5	*	*
г Т

Рис. 7.5. Принципиальная схема
стабилизатора напряжения
параметрического типа

2.	Определить недостающие па-
раметры стабилизатора напряжения.
В данном случае недостающим пара-
метром стабилизатора является сопро-
тивление балластного резистора Вл.

Ток нагрузки /н в режиме стаби-
лизации напряжения с учетом парал-
лельного включения стабилитрона и
нагрузки (С7Н = (/ст) составит

_ Ун _ Уст

К.? I/ 2

Далее расчет сопротивления может быть выполнен различными мето-
дами.

2.1.	Если требуется обеспечить минимальные потери мощности в элемен-
тах стабилизатора, то расчет может быть выполнен по минимальному току ста-
билизации. Минимальному току стабилизации соответствует минимальный
входной ток

11ТШ1 = 1ст ПНП ] н •

В этом случае падение напряжения на балластном резисторе Вл будет
иметь минимальное значение, что, в свою очередь, соответствует минимальному
входному напряжению Ещш

Ук1 пип = Е тт — Уст •

Отсюда сопротивление резистора

_ У Р.1 ШИ _ Едцд — ЦСТ

1щт ^ст тт + 'н

Далее необходимо проверить - не превысит ли ток через стабилитрон мак-
симальный ток стабилизации /ст мах. При максимальном входном напряжении Ет!а
падение напряжения на балластном резисторе (7к1 тах СОСТаВИТ

’ ВТ тах — Етах — Уст •

Отсюда максимальный ток через балластный резистор

_ Ук.1 тах _ Етах — УСТ

тах К!	1Ц

Ток стабилитрона /ст при этом составит

т _т т _^тах—Уст Уст

1ст — 'тах 1н _	Г1

К1	кн

Если /ст < /ст тах? то расчет сопротивления К\ проведен верно.
2.2.	Если требование снижения потерь мощности не является критичным,
то расчет может быть выполнен по среднему току стабилизации

^ст тш + ^ст тах

т	VI 111111	VI 111С1Л

^ст ср =

Среднее значение входного напряжения

Р • + Р
с _ пип т тах
ьср -	2

Среднее значение тока балластного резистора
11 ср = ^ст ср + 1н •

Падение напряжения на балластном резисторе при среднем значении вход-
ного напряжения

иК1ср Еср Пст.

Отсюда сопротивление балластного резистора

Ск1 ср

В процессе работы стабилизатора ток стабилитрона не должен выходить за
пределы допустимого диапазона [/ст тш> /ст тах].

При максимальном входном напряжении ток стабилитрона составит

При минимальном входном напряжении ток стабилитрона составит

Если выполняется неравенство /ст тш < /ст Етш < /ст Етах < /ст тах, ТО ЦОС 46'1 ПрО-
веден верно.

В случае расчета этим методом могут быть снижены требования к точно-
сти соответствия параметров реальных элементов схемы расчетным (//ст, Яс, К1).

3.	Графики напряжений на входе и выходе стабилизатора при произволь-
ной форме входного сигнала имеют вид, представленный на рис. 7.6, а. Такой
вид выходного напряжения возможен если используется идеальный п/п стаби-
литрон со строго постоянным напряжением стабилизации на рабочем участке его
вольтамперной характеристики. В этом случае дифференциальное сопротивле-
ние Гст на участке стабилизации предполагается равным нулю.

4.	В приведенном выше расчете предполагалось, что используется идеаль-
ный п/п стабилитрон у которого дифференциальное сопротивление рабочего
участка вольтамперной характеристики равно нулю, гст = 0. В этом случае
стабилизатор напряжения в расчетном диапазоне может рассматриваться как
идеальный источник ЭДС с нулевым внутренним сопротивлением. Реальный
стабилитрон имеет отличное от нуля г„, что приводит к некоторой нестабильно-
сти выходного напряжения стабилизатора. Данный параметр п/п прибора приво-
дится в его паспортных данных. Для оценки влияния ненулевого г=ст на основные
параметры стабилизатора рассмотрим его схему замещения, рис. 7.6, б.

Рис. 7.6. Параметрический стабилизатор напряжения:

а - графики напряжений на входе и выходе параметрического стабилизатора;

б - схема замещения стабилизатора с учетом гст

Система уравнений по второму закону Кирхгофа имеет вид
^^вх ~ 'Дет + 1НЖ1 + ^ВЫХ

И ст =" С Вых — 1стГСТ

Из второго уравнения системы

После подстановки этого выражения в первое уравнение системы получим

вых

гст т т Кц _ . ГстВд
I" кД ст	'и	*

+ к1	гРТ + К1	ггт + К. 1

VI	1	V1	1	VI	1

(7.5)

Отсюда выходное сопротивление стабилизатора

р _ 1-ЫХ _ гст^1
кв«х	'

гст + К-1

Из (7.5), с учетом /н = и^/Кл, следует

1 I _ т г К.н(Кд +Гст) +	1ГС-| _ т т К-1

и вх и ВЫХ	р	С СТ ’

ГС!	гст

что позволяет получить коэффициент сглаживания пульсаций
Ксг

аИВХ _ Н (Д1 ГСТ )	1 ГСТ _ Г. « к I ~

ЯП	гР	। ст 1 ’ Н | ~

^вых	С'1н	1ет

Как следует из полученного соотношения, с уменьшением гст коэффициент
сглаживания увеличивается, т. е. возрастает эффективность работы стабилиза-
тора. Малым значением гст обладают т. н. прецизионные стабилитроны, напри-
мер, для стабилитрона 2С190К гст = 15 Ом. Прецизионные стабилитроны приме-

няют в роли источников эталонного напряжения или опорных компонентов в
различных схемах, где требуется высокая точность стабилизации напряжения.

Практическая работа 3.

Расчет однофазного выпрямительного устройства
с емкостным фильтром

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7.3, требуется выполнить рас-
чет однофазного выпрямительного устройства с емкостным фильтром.

Выбрать схему выпрямителя согласно номеру варианта.

Определить:

-	основные параметры выпрямительных диодов, выбрать диод для ис-
пользования в схеме выпрямителя;

-	электрические параметры трансформатора, используя метод вспомога-
тельных элементов;

-	емкость конденсатора фильтра в соответствии с заданным значением ко-
эффициента пульсаций на выходе выпрямителя.

Примерный порядок решения

Исходные данные к работе:

-	вариант схемы: МТ - двухполупериодная мостовая;

-	Цо - среднее значение выпрямленного напряжения на сопротивлении
нагрузки;

-	/о - среднее значение выпрямленного тока нагрузки;

-	Кп - коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения;

-	(71 - действующее значение напряжения на первичной обмотке транс-
форматора.

Расчет проведем с использованием следующих числовых данных:
Цо = 12 В. /о = 0,5 А, Кп = 0,05, (71 = 220 В. Схема однофазного мостового выпря-
мителя с емкостным фильтром приведена на рис. 7.7, а. Точный аналитический
расчет выпрямителей представляет определенные трудности, в связи с тем,
что полупроводниковые приборы, применяемые в качестве преобразователей пе-
ременного напряжения в постоянное, являются нелинейными элементами.
Расчет таких электронных цепей будет проводиться по приближенным форму-
лам с использованием графических зависимостей.

Таблица 73

Исходные данные к практической работе 3

№ варианта	и, в	/о. мА	Ап	С/1, в	Схема
1	+5	1500	0,020	220	ОП
2	+12	200	0,050	110	ДП
3	-13	150	0,070	127	мт
4	+3	15	0,008	110	ОП
5	-11	480	0,040	127	ДП
6	+9	600	0,030	220	мт
7	+24	2000	0,100	220	ОП
8	-33	800	0,050	110	ДП
9	+48	1100	0,200	127	мт
10	+15	1400	0,080	220	ОП
И	+10	340	0,010	110	мт
12	+14	260	0,030	127	ОП
13	+9	500	0,200	220	ДП
14	-6	25	0,400	110	мт
15	+48	3000	0,060	127	ОП
16	-64	1500	0,001	110	ДП
17	+12	300	0,100	127	мт
18	+36	700	0,020	220	ОП
19	+8	400	0,080	220	ДП
20	+4	200	0,090	110	мт
21	+5	1500	0,020	127	мт
22	+12	200	0,050	220	ОП
23	-13	150	0,070	110	ДП
24	+3	15	0,008	127	мт
25	-11	480	0,040	220	ОП

Примечание: схема однофазных выпрямительных устройств: ОП - однополупериодная; ДП -
двухполупериодная с выводом средней точки трансформатора; МТ - двухполупериодная мо-
стовая схема.

Определим сопротивление нагрузки по заданным средним значениям

напряжения и тока нагрузки:

Кн = 1+° = —= 24 Ом.

10	0,5
а)

Рис. 7.7. Анализ выпрямительного устройства:
а - принципиальная схема однофазного мостового выпрямителя с емкостным фильтром;

6 - вольт-амперная характеристика п/п диода в относительных единицах

Выбор диода для его последующего использования в выпрямительной
схеме выполняется по двум основным параметрам: максимальному значению
прямого среднего тока, /пр ср, максимальному обратному напряжению, СФбр тах.
Определение этих параметров выполним на основе известных средних значений
выпрямленного напряжения на сопротивлении нагрузки, Сф, и выпрямленного
тока нагрузки, /о. Для рассматриваемой схемы однофазного мостового выпрями-
теля параметры /п[1 ср, /Лбр тах СОСТаВЯТ

I - = — = 0,25 А- И , 1ШХ= -Ц, =	• 12 = 18,8 В.

Полученные значения являются приближенными вследствие наличия в
схеме выпрямителя емкостного фильтра. Далее найденные значения будут уточ-
нены. При выборе диода на основе справочных данных будем учитывать не ме-
нее чем 30%-й запас к рассчитанным значениям -/пр ср, С/обр тах-

В соответствии с найденными параметрами в схеме выпрямителя может
быть использован кремниевый выпрямительный диод КД204В. Его справочные
данные: максимально допустимый прямой средний ток /пр ср тах = 1 А, постоянное
прямое среднее напряжение Сфрср = 1,4 В, максимальное обратное напряже-
ние СфбртахД — 50 В.

Определим сопротивление диода при прямом смещении, /?п[1. Для этого вос-
пользуемся вольт-амперной характеристикой п/п диода в относительных едини-
цах, рис. 7.7, б. По оси ординат откладываем относительное значение тока диода
/пр /пр ср//пр ершах = 0,25/1,0 = 0,25 отн. ед. Далее, находим точку пересечения
с вспомогательной кривой и, опуская из этой точки перпендикуляр, находим ве-
личину //Пр* = 0,74 отн. ед. и в абсолютных единицах //пр = СфР* //прср = 0,74-1,4 =
= 1,04 В. Отсюда сопротивление диода при прямом смещении
п _^У = 121 = 4,16Олс
р I 0 25

Определим активное сопротивление фазы трансформатора

р , Ио ,рВ~ 12	/2-50-1,2

р 10ГВ \И010	0,5-50-1,2 \ 12-0,5

здесь кТ - коэффициент, зависящий от схемы выпрямления. Принимают: для од-
нополупериодной схемы кг = 2,3, для двухполупериодной с выводом сред-
ней точки кг = 4,7, для двухполупериодной мостовой к. = 3,5; В - магнитная
индукция в магнитопроводе трансформатора, для трансформаторов мощ-
ностью до 1000 Вт можно предварительно принимать равной 1,2-1,6 Тл
для сети с частотой тока 50 Гц и 1,0-1,3 Тл для сети с частотой тока
400 Гц;

/- частота переменного тока питающей сети,/= 50 Гц;

л- - число стержней сердечника трансформатора: .у = 1 для броневой, л = 2
для стержневой и « = 3 для трехфазной конфигурации магнитопровода. Выби-
раем трансформатор стержневого типа, з = 2.

Активное сопротивление фазы выпрямителя

Кф = ^-тр = 2,96 + 2-4,16 = 11,28 Ом,

где к,, - коэффициент, зависящий от схемы выпрямления, равный /<п = I для
однополупериодной схемы и двухполупериодной с выводом средней
точки; кг, = 2 для двухполупериодной мостовой схемы.

Наличие в схеме выпрямителя емкостного фильтра оказывает влияние на
его работу. Например, каждый из диодов схемы будет находиться в проводящем
состоянии менее половины периода, тогда как в схеме без фильтра диоды в от-
крытом состоянии находятся в течение половины периода входного напряжения.
Угол, соответствующий интервалу времени, в течение которого диоды находятся
в проводящем состоянии, зависит от величин Сф и /Г и обозначается 20. Вели-
чина 0, при которой ток через диод прекращается (отсекается), называют углом
отсечки. Угол отсечки зависит от С/о, /о и количества импульсов выпрямленного
тока за период р. Уравнение, определяющее эту связь, является трансцендент-
ным и решается графически. Для облегчения расчетов используются вспомога-
тельные коэффициенты А, В, О, Р, Н, для которых в справочной литературе при-
водятся их зависимости от угла отсечки. Основной расчетный коэффициент вы-
прямителя А определяется следующим образом

_ 3-14-11,28 ^0 ?/|

р-Ц, р-Кн 2-24
Здесь р - число импульсов тока за период, для однофазного мостового вы-
прямителя р = 2.

На рис. 7.8, а, б приведены графики зависимостей вспомогательных
коэффициентов В, В, Р, Н от основного расчетного коэффициента выпрямите-
ля А. Пользуясь ими, определяем их значения, соответствующие рассчитанно-
му Л’=0,74 В* = 1,6, В“ = 1,85, Г = 4,5,/Г = 958.

О--”

1.6
в

а)

б)

Рис. 7.8. Вспомогательные коэффициенты от основного параметра А:

а - коэффициенты В, В,р-,б- коэффициент Н (кривая 1 - для однополупериодной схемы;

кривая 2 - для двухполупериодных схем)

Электрические параметры трансформатора. Действующее значение
напряжения на вторичной обмотке трансформатора

И2 =В*И0 =1,6-12 = 19,2 В.

Коэффициент трансформации по напряжению

Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора

Ь=— 10 = — -0,5 = 0,463 А.

Р 2

Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора

Уточним, используя вспомогательные коэффициенты, основные пара-
метры выбранных диодов. Обратное максимальное напряжение на диоде

Побр тах = э/2 • В*И0 = 1,414 • 1,6 • 12 = 27,2 В.
Так как 0'обртах < С/обртахд, то по данному параметру выбранный диод мо-
жет быть использован в выпрямительной схеме. Амплитудное значение тока вто-
ричной обмотки трансформатора и диода

*

Р 4 5

Ьт=~ 10- — '0,5 = 1,12 А.

Р 2

Амплитудное значение незначительно превышает максимальное значение
прямого среднего тока. Учитывая, что при наличии емкостного фильтра диоды
схемы работают в импульсном режиме и, согласно справочным данным, макси-
мальная амплитуда импульсного тока диода КД204В значительно превышает
найденную величину (7гаш имп » Лт), данный диод может использоваться в дан-
ной схеме.

Емкость конденсатора фильтра Сф находим, используя вспомогательный
коэффициент И*:

С —У-
ф к к

-------= 798 мкФ.
0,05-24

Выбираем конденсатор Сф = 910 мкФ в соответствии с рядом Е24 номина-
лов конденсаторов и с учетом допуска ± 5 %. Номинальное напряжение конден-
сатора должно превышать амплитудное значение напряжения вторичной об-
мотки трансформатора. С увеличением тока нагрузки сглаживающие свойства
фильтра ухудшаются. Это указывает на целесообразность применения емкост-
ных фильтров при высокоомных нагрузках.

Практическая работа 4.

Расчет однокаскадного усилителя низкой частоты
на биполярном транзисторе

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7.4, требуется выполнить рас-
чет графоаналитическим методом однокаскадного усилителя на биполярном
транзисторе рис. 7.9, а. Схема включения - ОЭ, класс усиления - А.

Требуется:

-	на основе исходных данных осуществить выбор транзистора;

-	выполнить расчет каскада по постоянному току. Определить: параметры
элементов схемы: К\, Аг, Ак, Аэ; электрические параметры в режиме по-
коя С/ко, С%о, Оэо, Ло, Ло, Ло, Лло, Лго;

-	выполнить расчет каскада по переменному току. Определить, используя
входные и выходные вольтамперные характеристики транзистора, мало-
сигнальные //-параметры, построить схему замещения усилительного
каскада в //-параметрах. Определить: параметры элементов схемы: СР1,
СР2, Сз, параметры усилительного каскада: АВХ? ^ВЫХ) Ли, Л, Лр, КПД, .7;
построить временные диаграммы напряжений в контрольных точках
схемы усилителя: щ(Т), иг(0, из((), 1м(Г) при воздействии входного гармо-
нического сигнала;

-	выполнить моделирование работы усилительного каскада в программе
схемотехнического моделирования (по выбору).

Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

7/вых т амплитуда выходного сигнала, В,

-	сопротивление нагрузки, Ом;

/н, - нижняя граница полосы пропускания, Гц;

/Гк - напряжение источника питания усилительного каскада, Б.

Таблица 7.4

Исходные данные к практической работе 4

Вариант	С^вых т? в	Ян, Ом	/к, Гц	Ек, В
1	2,0	400	90	6
2	1,0	250	120	9
3	5,0	450	200	27
4	3,8	350	150	12
5	1,0	600	180	9
6	3,4	550	140	12
7	1,6	280	160	6
8	4,8	590	170	27
9	2,2	440	НО	9
10	3,4	600	150	12
11	1,6	500	60	6
12	1,7	250	70	6
13	1,8	300	80	9
14	2,0	350	90	12
15	2,2	400	120	15
16	2,6	450	140	18
17	2,8	480	150	24
18	3,0	500	160	27
19	2,8	520	170	24
20	3,0	540	180	20
21	3,0	550	200	18
22	3,2	580	220	15
23	3,6	560	230	12
24	1,8	480	250	9
25	2,0	320	270	6

Расчет усилительного каскада преимущественно основывается на исполь
зовании графоаналитического метода. Этот метод дает наглядное представление
о работе усилительного каскада как о схеме с нелинейным элементом.
Графоаналитический метод позволяет:

-	учесть нелинейность характеристик транзистора;

-	рассматривать действие любых сигналов в любом классе усиления;

-	наглядно установить связь параметров режима покоя с амплитудными
значениями их переменных составляющих в рабочем режиме.

Применение графоаналитического метода ограничивает необходимость
иметь входные и выходные вольт-амперные характеристики транзисторов, при-
ближенный характер и трудоемкость расчетов на их основе. В этой связи данный
метод применяется для анализа усилительных устройств с небольшим числом
каскадов (до 2-3).

Помимо графоаналитического метода применяется расчет на основе схем
замещения (в физических параметрах, в к- и ^-параметрах) с использованием ме-
тодов теории цепей. Метод схем замещения применяется для расчета по пере-
менному току при условии, что рабочая точка остается в пределах линейных
участков вольт-амперных характеристик транзистора.

В данном задании используются оба рассмотренных выше метода.

1.	Расчет по постоянному току.

Для выбора транзистора определим требования к максимально допусти-
мому значению напряжения коллектор-эмиттер, максимально допусти-
мому току коллектора, 7КД9п:

и КЭ ДОП > (Ц - 1,3)ЕК; I к доп > 1,3 • 21нт =1,3-2	.

кн

На выходной ВАХ транзистора отметим области превышения предельно
допустимых параметров /к > Л дол, 1/ю > 1/юДОП, Рк №КэАс > А доп. •> рис. 7.9, б. При
построении нагрузочных прямых по постоянному и переменному току необхо-
димо чтобы они находились в области допустимых значений.

Рис. 7.9. Однокаскадный усилитель напряжения: а - принципиальная электрическая схема;
б - нагрузочная прямая по постоянному току; в - схема для расчета по постоянному току

Усилительный каскад при отсутствии входного сигнала находится в ре-
жиме покоя, рис. 7.9, в. В этом случае возможные значения электрических вели-
чин определяются положением нагрузочной прямой по постоянному току на
164
выходных вольт-амперных характеристиках выбранного транзистора. От выбора
положения нагрузочной прямой зависит уровень входного сигнала, при котором
возникнут нелинейные искажения выходного сигнала. В качестве примера пред-
положим, что исходным данным задания соответствует транзистор КТ315В. Его
входные и выходные ВАХ приведены на рис. 7.10. Для построения нагрузочной
прямой необходимо задать координаты двух её точек. Точка 0 (рис. 7.9, б) соот-
ветствует режиму холостого хода. Ее координаты: (7Кэ = Ек, /к = 0. Координаты
второй точки (т. А, рис. 7.9, б) определяют режим покоя усилительного каскада:
(Аэ = (Ал, Л = Ло. Их значения рассчитываются с учетом обеспечения заданной
амплитуды напряжения (Аых т на сопротивлении нагрузки Ка:

кэО = выхт +	= кт +	> Ао = (1,05 — 1,3)1нт,

где Л(Аэ - напряжение на коллекторе соответствующее области нелинейных
искажений, (Л Су, ~ 2 В). При построении нагрузочной прямой необходимо
убедиться, что она не выходит за область допустимых значений по току
коллектора, 7К, напряжению коллектор-эмиттер, (Аэ, мощности рассеяния
на коллекторном тр-и-переходе, Рк. Если целью расчета является обеспече-
ние максимальной амплитуды выходного сигнала (при отсутствии искаже-
ний), то постоянная составляющая напряжения коллектор эмиттер (Аэо вы-
бирается из условия (Аэо = Ак/2.

Максимальный ток коллектора 7т»хо определяется точкой пересечения
нагрузочной прямой и оси тока коллектора, рис. 7.9, б и позволяет определить
сопротивления резисторов А., Кэ

В

К0б = Кк тКэ = -——.

*тах0

Сопротивление Л, выбирается из условия обеспечения стабильной работы
усилителя: /С = (0,1-0,3)Ак. Тогда

В об = Вк+(0,1-0,3)ВК =(1,1-1,3)ВК;

к —

(1,1-1,3)

Ток базы в режиме покоя /во соответствует коллекторной характеристике,
проходящей через заданную точку покоя (т. А, рис. 7.9, б). Также ток /во может
быть найден из приближенного соотношения До = РсрДо, где рср - среднее значе-
ние коэффициента усиления по току для схемы включения с общим эмиттером.
Параметр рср рассчитывается по известным из паспортных данных выбранного
транзистора минимальному ртт И максимальному ртах значениям коэффициента
усиления

Р_ Ртт + Ртах

ср	9
Соответствующее току /во напряжение Г/б,о определяется по входной харак-
теристике выбранного транзистора, рис. 7.10, а. Согласно первому закону
Кирхгофа, ток эмиттера в режиме покоя

1эо= ^бо + 1ко •

Напряжение на резисторе К3 (потенциал эмиттера) при отсутствии вход-
ного сигнала

Рис. 7.10. Расчет по постоянному току:
а - входные характеристики; б - выходные характеристики

Напряжение базы (потенциал базы) при отсутствии входного сигнала, С%о,
в соответствии вторым законом Кирхгофа:

^60 = ^бэО +	•

Для расчета сопротивлений резисторов делителя напряжения Пг, К? необ-
ходимо задать ток 1ю. Рассматриваемый вариант схемы усилительного кас-
када называется схема с фиксированным потенциалом базы. Для того чтобы по-
тенциал базы был практически не зависимым от изменения тока базы, необхо-
димо чтобы ток делителя значительно превышал ток базы. В этой связи для оп-
ределения До может использоваться следующее соотношение: До = (5-10)/ео-
Тогда /го = /ы - /во. Сопротивление резистора /6:

К -Ибо.

К2- —•

а20
Сопротивление резистора /? г

„ _ Е к И ео
1------1---•

1ю

Значительное влияние на характеристики усилительного каскада оказы-
вает зависимость параметров транзистора от температуры. При изменении тем-
пературы будут изменяться токи транзистора, что приведет к изменению режима
по постоянному току и, в свою очередь, окажет влияние на усилительные свой-
ства транзистора. При проектировании транзисторных схем одной из основных
задач является обеспечение надежной работы схемы во всем рабочем диапазоне
температур. Наиболее существенное влияние на токи транзистора оказывает из-
менение с температурой обратного тока коллекторного р-п-перехода, /1П, напря
жение на эмиттерном //-//-переходе, С76э, коэффициента усиления по току, |3.
С учетом этих факторов изменение тока коллектора с температурой имеет вид

А1=—Га10+ ёАТ + (1 +1б)—\	(7.6)

к 1 + Ру( к° К6+Кэ 67	17

где Р - коэффициент усиления по току транзистора, включенного по схеме с
общим эмиттером;

/\Т- изменение температуры, °С;

у - коэффициент, характеризующий степень обратной связи по постоян-
ному току

К	К К

у------; кб =—4^-.

кэ+кб к|+к2

Чем больше у, тем выше стабильность схемы. Для оценки степени влияния
изменения температуры на режим работы усилителя используется коэффициент
нестабильности

8=—53—.

1 + ру

Из (7.6) следует, что чем меньше 5', тем меньше изменение тока коллекто-
ра А/к и, соответственно, выше стабильность схемы. Как следует из определения
коэффициента нестабильности, повышению стабильности каскада способствует
увеличение сопротивления резистора Р.. и уменьшение сопротивления в цепи
базы Кб.

2.	Расчет по переменному току предполагает определение основных пара-
метров усилительного каскада, таких как: коэффициенты усиления по напряже-
нию Ки, току Кь мощности Ко. входное Авх, и выходное Квых сопротивления и др.
Помимо этого определяются емкости разделительных конденсаторов, СР1, СР2,
конденсатора в цепи ООС Сэ. Расчет основных параметров может быть выполнен
на основе малосигнальной схемы замещения усилительного каскада в //-парамет-
рах. При определении //-параметров используются линейные участки входной
и выходной вольтамперных характеристик в окрестности точки покоя А,
рис. 7.10. Схема замещения позволяет получить достоверные результаты, если
при максимальной амплитуде входного сигнала рабочая точка не выходит за пре-
делы линейных участков ВАХ. Отсюда название схемы замещения - «малосиг-
нальная». Параметры йп, Ип определяются по входным вольт-амперным харак-
теристикам (для схемы с общим эмиттером) на основе соотношений:

АиБЭ |	.	|	_| ^иБЭ |

•	’	12

Д1К Л „	\	1. .

ь ' Дикэ=0	х кз ^А1б=0

Параметры Й21, И22 определяются по выходным вольт-амперным характе-
ристикам:

1	'	1	|'

И = 1 __—	* п = 1 ____—_

П21 а •	’	П22 л

I Л п к Аи™ к л

\ Ь 7ДиКЭ=0	х ' Д1б=0

Построенная с использованием найденных //-параметров схема замещения
усилительного каскада представлена на рис. 7.11. На схеме не показаны конден-
саторы СР1, СР2, Сэ, т. к. схема построена в предположении, что их сопротивлени-
ями в рабочем диапазоне частот можно пренебречь. По этой же причине на схеме
не учитываются емкости коллекторного и эмиттерного /ля-пере ходов (Ск, Сэ).
Таким образом, рассматриваемая схема замещения предназначена для анализа
усилительного каскада в области средних частот.

Рис. 7.11. Малосигнальная схема замещения усилительного каскада
в //-параметрах в области средних частот

Входное сопротивление каскада по переменному току’, В.вх, определяется
параллельным соединением резисторов делителя, Аб = А ЛА?, и входного сопро-
тивления транзистора йп:

р _ КБЬЦ
вх КБ+ЬП'

Здесь учитывается что внутреннее сопротивление источника питания Ек
мало: Авн ~ 0.
Сопротивления разделительных конденсаторов выбираются таким обра-
зом, чтобы они практически не оказывали влияние на коэффициент усиления
каскада. Найденное Квх позволяет рассчитать емкость разделительного конден-
сатора СР1 из условия, что его емкостное сопротивление на нижней граничной
частоте/, должно быть много меньше (например, в 10 раз) входного сопротивле-
ния каскада Квх:

10

Р‘ 2я Гн-К

Выходное сопротивление каскада по переменному току в режиме холо-
стого хода, ВВЫХ*

Емкость разделительного конденсатора СР2 находят из условия, что его
сопротивление на частоте/н должно быть много меньше (например, в 10 раз) со-
противления АВЫХ +

Сп 2 —----------------

р	2л- Гн • (Евых + Кн)

Конденсатор Сэ в цепи эмиттера транзистора шунтирует резистор А, и тем
самым устраняет отрицательную ОС по переменному току, которая снижает уси-
ление каскада. Емкость Сэ выбирается так, чтобы ее сопротивление на частоте/,
было много меньше (например, в 10 раз) меньше сопротивления Кэ:

0,1Лэ -

Коэффициент усиления Ки зависит от сопротивления нагрузки Для
учета этого влияния рассчитаем эквивалентное сопротивление нагрузки
которое определяется параллельным соединением резисторов /С, Кн:

При выполнении соотношений Ли « Кб, /т 1 « Кнэ приближенное выра-
жение для коэффициента усиления по напряжению Ка имеет вид:

Ц вых _ Ь?1 • Кнэ

Свх

ьи

Знак «-» объясняется инвертированием фазы выходного сигнала по отно-
шению к фазе входного сигнала.
Коэффициент усиления по току

к. = 1к =	Ь21

1б 1 +1122 ’ нэ

Коэффициент усиления по мощности

Кр=КиК1.

Если при расчете К учитывать в качестве выходного тока только ток
нагрузки 7Н, то коэффициент усиления по току К' будет равен

К' _	—	^21 КК

1б 1 + Ь22 • Кю Кк + Кн

2.1. Использование графоаналитического метода позволяет наглядно
оценить максимальную амплитуду входного сигнала, при которой будут от-
сутствовать нелинейные искажения сигнала на выходе усилителя. При расчете
каскада по переменному току необходимо учесть, что резистор обратной связи
в цепи эмиттера Кэ зашунтирован малым сопротивлением Сэ, а резисторы К
и Ян включены параллельно, Ян > = ЯК||ЯИ. Для построения нагрузочной прямой
по переменному току’ на линии абсцисс выходных ВЛХ отметим точку,
соответствующую напряжению САэо + /ко'/?н„ рис. 7.12, б. Через эту точку и
точку покоя (т. А) проводим прямую. Далее, на нагрузочной прямой отметим
две точки, расположенные симметрично относительно точки покоя и макси-
мально удаленные от нее, но при этом находящиеся в линейной области выход-
ных ВАХ. Эти точки отмечены «*» на рис. 7.12, б. На входных ВАХ соответ-
ствующие точки обозначены также знаком «*», рис. 7.12, а. Выполненные по-
строения позволяют определить амплитуды переменных составляющих напря-
жений и токов: 7бт, Цбэш, Лт, Скэт. Используя эти величины, определим входную
мощность

р _ ^бт^бэт

“	2

Мощность, отдаваемая усилителем в нагрузку, или выходная мощность
р _ ^кт^кэт

1 ВЫХ	2

Коэффициент полезного действия

Р

~ _ вых
 р ’
ср

здесь Рср - средняя мощность, выделяющаяся на коллекторе транзистора,
РсР = /коСАсэо. Для выбранного класса усиления (класс А) р <<0,5.
Рис. 7.12. Расчет по переменному току: а - входные характеристики;
б - выходные характеристики

Если определенные с использованием вольтамперных характеристик мак-
симальные амплитудные значения выходных величин ([/«и»», /нт) не соответ-
ствуют заданным, то следует задать новое положение т. А и провести повторный
расчет. При этом нагрузочные прямые по постоянному и переменному току
должны находиться в области допустимых значений, рис. 7.9, б.

Построение временных диаграмм напряжений в контрольных точках уси-
лительного каскада, рис. 7.9, а, выполним в предположении, что входной сигнал
является гармоническим: И}(1) =	а частота соответствует диапа-

зону средних частот. Тогда, используя результаты выполненного выше расчета,
для напряжения на базе будем иметь:

и6( = и2(0) = иб0 + Ит8т(со0.

При построении графика напряжения на коллекторе транзистора необхо-
димо учитывать, что его переменная составляющая находится в противофазе
с входным напряжением:

ик(= и3(1)) = ПкО + Птвых8т(®* +1«0°).

Напряжение на сопротивлении нагрузки г/Вых(=гм(0) практически совпадает
с переменной составляющей коллекторного напряжения ик(г):

ин(= п4(0) = П т вых8т( ай + 180°).
На рис. 7.13 приведены зависимости напряжений в контрольных точках
схемы. Ввиду значительного различия амплитуд входного и выходного сигналов
представленные зависимости носят лишь качественный характер.

-ШАЛЛАЛ

вых т

режим покоя

рабочий режим

Рис. 7.13. Временные зависимости напряжений усилительного каскада

Практическая работа 5.

Ключ на биполярном транзисторе

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7.5, требуется выполнить рас-
чет статического режима работы электронного ключа на биполярном транзи-
сторе в заданном температурном диапазоне при активном характере сопротивле-
ния нагрузки. Схема ключа со смещением в цепи базы и форсирующим конден-
сатором приведена на рис. 7.14, а.

Определить:

-	параметры элементов схемы: А;, А?, Кк.

-	потенциалы т. 1, 2, 3, 4 схемы в режимах насыщения и отсечки;

-	емкость форсирующего конденсатора С;

-	построить качественно график выходного сигнала электронного ключа
при воздействии на его входе периодической последовательности пря-
моугольных импульсов напряжения (скважность = 2).

Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

Ек - напряжение источника питания ключа, В.

С7вхт - амплитуда входного сигнала, В;

(Твыхт - амплитуда выходного сигнала, В;

/?„ - сопротивление нагрузки, кОм;

5 - коэффициент насыщения, отн. ед.;

/д - рабочий диапазон температур, °С;
Лйо - обратный ток коллекторного ^-„-перехода (при / = 20°), мкА;

Ргош - минимальное значение коэффициента усиления по току в схеме с ОЭ;

С7б»- напряжение эмиттерного/р-и-перехода, В;

/с - частота входного сигнала, Гц.

Расчет статических режимов выполняется с целью обеспечения заданной
устойчивости закрытого и открытого состояний и стабильности заданной ампли-
туды выходного тока и напряжения. При этом учитывается возможное измене-
ние параметров транзистора в рабочем диапазоне температур.

Таблица 7.5

Исходные данные к практической работе 5

Вариант	Ек, В	вх.т, В	&вых т, В	Ян, кОм	5	1ь, °С	Або, мкА	Дтт	(7бэ, В
1	12	5	10	3,9	3	20-70	3	40	0,9
2	И	5,3	9	2.7	4	20-70	5	30	0,8
3	10	3,5	7,6	2,7	3	20-60	10	35	0,6
4	И	6	9	3,9	3	20-60	7	40	0,9
5	12	4,5	9	3,3	4	20-60	8	40	0,8
6	12	4	10	4,7	3	20-70	8	35	0,7
7	12	3	8	3,9	4	20-70	9	30	0,7
8	10	5	8	4,7	4	20-60	9	30	0,8
9	И	5,4	8	3,9	4	20-70	5	30	0,9
10	12	5,3	9,6	3,9	4	20-70	9	30	0,9
И	11	3,5	9	3,3	3	20-60	9	35	0,8
12	11	5	8	4,7	4	20-70	10	30	0,9
13	12	4	9	3,9	3	20-60	3	40	0,8
14	12	6	9	2,7	3	20-70	5	35	0,9
15	11	3 5	8	3,9	2	20-60	7	40	0,7
16	10	5,3	9	2,7	2	20-70	10	40	0,8
17	11	5	9	5,6	3	20-60	6	30	0,7
18	12	5,4	10	4,7	2	20-70	5	35	0,8
19	10	5,3	7,6	5,6	3	20-60	3	40	0,7
20	11	3,5	9	4,7	4	20-70	5	30	0,8
21	12	5	10	6,3	3	20-60	7	35	0,7
22	10	5	8	2,7	2	20-70	8	30	0,8
23	11	4	8	3,9	3	20-60	10	35	0,9
24	12	6	9,6	4,7	4	20-70	3	30	0,8
25	10	4	7	5,1	2	20-70	5	40	0,9

Статические режимы работы электронного ключа (насыщения и отсечки)
обеспечиваются соответствующим выбором сопротивлений элементов схемы:
К1, Т?2, Для их расчета используются схемы замещения ключа в соответству-
ющих режимах работы, рис. 7.14, б, в.

1. Сопротивление /?2 выбирается из условия обеспечения надежного запи-
рания транзистора при отсутствии входного напряжения, (7Вх = 0. Для этого база
транзистора и-р-и-типа (рис. 7.14, а) должна иметь отрицательный потенциал,
т. е. < 0. В этом случае транзистор находится в режиме отсечки. Схема заме-
щения транзистора в этом режиме представлена на рис. 7.14, б. Напряжение
формируется совместным действием источником напряжения смещения в цепи
базы Есы и источником тока /Кбо, представляющим собой ток обратносмещенного
коллекторногор-и-перехода. В соответствии с методом наложения (Л = 11б + (Тб".
Составляющая Пе определяется из выражения

Пб=-Есм-^—.

IX]

Здесь учтено, что направления напряжений Сд и (Тб' противоположны. Ис-
точник тока /кбо при этом заменяется своим внутренним сопротивлением, кото-
рое у идеального источника тока имеет бесконечно большое значение.

Рис. 7.14. Электронный ключ на биполярном транзисторе со смещением в цепи базы
и форсирующим конденсатором: а - принципиальная схема электронного ключа;
схемы замещения ключа: б - в режиме отсечки; в - в режиме насыщения

Напряжение (Тб" находится как'

^б ^кбо шах

В1 + В, '

здесь /кбо тах - обратный ток коллекторного р-и-перехода при максимальной ра-
бочей температуре. Ток /квотах может быть найден из выражения

Чпах 20

I , =т , Н-20°У2 5 10
кбо тах кбо' > '

где /тах - верхняя граница рабочего диапазона температур. При расчете (Тб"
источник напряжения смешения Еск заменяется проводником. Оконча-
тельно, выражение для (Тб имеет вид
—	— —-^СМ--------кбо тах-----—“— — 0	(2.7)

и	О	V'	СМ IX	'иЧ 11К1Л.	1Л

IV] + К-2	К] + 1К2

Напряжение смещения Есм. выбирается в диапазоне: Есм = 0,1-0,3-&. При-
мем: Есы = 0,2/Гк. Окончательно получим

Р О 2Р

< ^см _

2 т	т

1	кбо тах	1 кбо тах

2.	Для определения //< учтем, что выходное напряжение закрытого ключа
будет иметь минимальное значение ((Аыхт) при максимальном токе /квотах,
что соответствует максимальной рабочей температуре. На основании 2-го закона
Кирхгофа

Ек — Евыхт _ 1 'н + ' кботах )^-к •

Откуда

Р -II	Р -П

,>в>1л1П _ к Дых т

1ц + ' кбо тах	Евых т , т

„ т 'кбо тах

кя

3.	Рассмотрим работу электронного ключа в режиме насыщения, рис. 7.14, в.
Ток базы транзистора, соответствующий заданному коэффициенту насыщения .7
определяется как

т _ с г	_ с ^к.нас _ с	Ек

1б _ 5 1б,нас “ э ’ о	“ д	’

Ртт . титк

где /б, нас - ток базы, соответствующий граничному режиму между областью
насыщения и активной областью на вольтамперной характеристике транзи-
стора. Для определения тока /ь составим уравнение для узла Б, рис. 7.14, в:

Е: 1д1 =1д2 +1б ““^б = 1кд -1К2-

Ток /к.1 определим из уравнения по второму закону Кирхгофа для контура
А1 — /7вх - /7бэ1

1к1^1 + Е'бэ = Е вх !к1 = Ь ‘	“ •

К1

Ток /к2 находим из уравнения для контура К: - Есм -

то т т _ <:	. т _ Есм

ХК2К2 “ 1,бэ ~ьсм ХК2 -----------------•

К 2

Следовательно, ток базы составит:

т т т Евх — ЕГбэ Есм + Ибэ с Ек

1 к — 11 > I — 10 2 —---------------------— ь---•

К1	к2 ртЬКк
Отсюда, сопротивление резистора Л1 составит:

_______Цвх ~ Цбэ_____
$ _ Ек Есм I Цдэ

РтпЛк К2

4.	Для определения потенциалов точек схемы ключа в режиме отсечки
примем входное напряжение равным нулю, Свх = 0. Тогда точка 1 имеет потен-
циал <р 1 = 0. Потенциал базы (т. 2) совпадает с найденным ранее (7.7) напряже-
нием базы: ф2 = Се. Потенциал коллектора (т. 3) может быть найден из анализа
схемы ключа в режиме отсечки, рис. 7.14, б, на основе метода наложения:

ФЗ =Ек

п

В.к + В.н

^кбо

В.КВ.Н

Кк + К„

Точка 4 имеет отрицательный относительно «земли» потенциал: <рд = -Есм.
При определении потенциалов точек схемы в режиме насыщения учтем, что на
входе ключа действует сигнал с амплитудой СВхт. Тогда <р1 = СВХт. Потенциал
базы совпадает с напряжением на прямосмещенном эмиттерном /р-и-переходе:
<р2 = С7бэ. Потенциал коллектора транзистора, находящегося в режиме насыщения,
практически равен нулю: (рг = (Аэ «ас ~ 0. Потенциал т. 4 не изменился:
ф4 Есм-

По известным потенциалам точек схемы могут быть найдены токи в любой
из ветвей схемы.

5.	Важной характеристикой электронного ключа является его быстродей-
ствие, которое определяется временем, необходимым для перехода ключа из от-
крытого состояния в закрытое и обратно. Это время, в свою очередь, определяет
длительность переднего и заднего фронтов формируемого на выходе ключа им-
пульса напряжения и связано с процессами накопления и рассасывания избыточ-
ных носителей заряда в базе транзистора. Одним из эффективных способов по-
вышения быстродействия ключа является использование форсирующего конден-
сатора Сф, рис. 7.14, а. Уменьшение времени включения и выключения обеспе-
чивается за счет увеличения тока включения Е. Емкость форсирующего конден-
сатора Сф должна быть оптимальной, так как с увеличением Сф сокращается дли-
тельность фронта коллекторного тока /ф, но может увеличиться глубина насыще-
ния, а с уменьшением Сф увеличиваются длительности фронта и среза коллек-
торного тока как результат сравнительно малых токов базы. Оптимальное значе-
ние емкости Сф может быть найдено из выражения

р ТР экв

1 ф опт ~ Д

К1

где тр экв эквивалентная постоянная времени, тр экв тр + рЯкСк; тр = р/2л/а -
постоянная времени транзистора, обусловленная инерционными процес-
сами изменения концентрации носителей заряда в базе.
Практическая работа 6.

Операционные усилители

В практическом задании предлагается выполнить анализ схем на основе
операционных усилителей. Операционные усилители считать идеальными, их
основные характеристики приведены на рис. 7.15.

Рис. 7.15. Идеальный операционный усилитель; а - условное графическое обозначение;
характеристики: б - амплитудная характеристика, СЛых(С'вх);

в - амплитудно-частотная характеристика, Ки(/)

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7 6, требуется:

-	определить схемы включения операционных усилителей. Схемы цепей
приведены на рис. 7.16;

-	для схем 1, 2, 5, 6, 7, 8 определить коэффициент усиления по напряже-
нию, Ка, отн. ед., для схем 3, 4, 9, 10 рассчитать и построить частотную
характеристику А'ц(/);

-	построить графики зависимостей напряжений «1(0,	в точках 1,

2, 3 выбранной схемы: Входные сигналы в соответствии с номером ва-
рианта приведены на рис. 7.17;

-	используя какую-либо программу схемотехнического моделирования,
выполнить моделирование схемы и сравнить полученные результаты
с расчетными;

-	выполнить разводку печатной платы.

Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

вариант схемы: 1;

вариант входного сигнала: 1;

К1, Кз, Кз, сопротивления элементов схемы, кОм;

11т - амплитуда входного сигнала, В:

/с - частота входного сигнала, Гц.
Исходные данные к практической работе 6

Таблица 7.6

Вариант	Параметры								Схема	Вид ВХОДНОГО сигнала
	К.1, кОм	Кг, кОм	Кз, кОм	Кд, кОм	с, мкФ	Ь, мГн	Ит, В	&, Гц		
1	10	100	10	100	-	-	1	100	1	1
2	15	40	100	20	-	-	2	200	2	3
3	20	30	40	-	10	-	1	100	3	2
4	40	20	100	100	20	-	2	200	4	2
5	20	60	20	100	-	-	1	100	5	1
6	30	10	10	20	-	-	2	200	6	3
7	100	20	40	100	-	-	1	100	7	4
8	60	40	30	20	-	-	2	200	8	1
9	40	20	10	-	-	10	1	100	9	2
10	10	40	100	-	-	20	2	200	10	2
11	10	100	10	100	-	-	1	100	1	3
12	15	40	100	20	-	-	2	200	2	4
13	20	30	40	-	5	-	1	100	3	2
14	40	20	100	100	10	-	2	200	4	2
15	20	60	20	100	-	-	1	100	5	1
16	30	10	10	20	-	-	2	200	6	3
17	100	20	40	100	-	-	1	100	7	1
18	60	40	30	50	-	-	2	200	8	3
19	40	20	10	-	-	10	1	100	9	2
20	10	40	100	-	-	20	2	200	10	2
21	10	100	10	100	-	-	1	100	1	4
22	15	40	100	20	-	-	2	200	2	1
23	20	30	40	-	5	-	1	100	3	2
24	40	20	100	100	10	-	2	200	4	2
25	20	60	20	100	-	-	1	100	5	3
Рие. 7.16. Схемы цепей
Рис. 7.17. Входные сигналы

1.	Принципиальная схема цепи и вид входного сигнала приведены
на рис. 7.18.

Схема состоит из двух каскадно соединенных операционных усилителей.
В первом каскаде ОУ включен по инвертирующей схеме, во втором каскаде при-
менена неинвертирующая схема включения ОУ.

Рис. 7.18. Исходные данные к заданию: а - принципиальная схема цепи;
б - входной сигнал

2.	Коэффициент усиления по напряжению инвертирующего усилителя Ади
на основе ОУ ОА1 с учетом приведенных на рис. 7.18, а обозначений определя-
ется из выражения

Аналогично, коэффициент усиления неинвертирующего усилителя Кга
на основе ОУ ЭА2 имеет вид
К	К>

К2«-1 + ^

Результирующий коэффициент усиления всего устройства Ки определяется
как

^2 1С + К4 I
К1 I; К3 ,1

Ки=К1иК2и =

К2(К3 + К4)
К^З

3.	Графики зависимостей напряжений щ(1),	из(() в точках 1,2,3 схемы

приведены на рис. 7.19. При построении учитывается амплитудная характери-
стика используемых в схеме операционных усилителей. В соответствии с ней,
ограничение выходного сигнала наступает, если его уровень превышает 10 В.
Это приводит к возникновению нелинейных искажений, как это имеет место для
напряжения из(1).

4.	Использование программ схемотехнического моделирования позволяет
провести анализ работы электронных устройств, выявить влияние параметров
элементов схемы на ее характеристики. Это позволяет снизить вероятность оши-
бок при практической реализации электронного устройства.

Рис. 7.19. Временные зависимости напряжений в точках 1, 2, 3 схемы цепи

На рис. 7.20 приведена схема практического задания (рис. 7.20, а) и гра-
фики напряжений в выделенных точках схемы (рис. 7.20, б) выполненные в среде
М1сго-Сар. Данная программа предназначена для аналогового, цифрового и сме-
шанного моделирования и анализа цепей электронных устройств средней сте-
пени сложности.

К достоинствам программы могут быть отнесены:

-	интуитивно понятный интерфейс, исчерпывающая встроенная помощь;

-	большая библиотека компонентов;

-	графики результатов выводятся в процессе моделирования или после его
окончания по выбору пользователя, имеются сервисные возможности
обработки графиков;

-	имеется специальная программа для расчета параметров математиче-
ских моделей аналоговых компонентов по справочным или эксперимен-
тальным данным.
Программа М1сго-Сар очень удобна для первоначального освоения схемо-
технического моделирования электронных схем. В библиографическом списке
к данному учебнику приведены ссылки на источники, которые могут быть по-
лезны при изучении данной программы.

Рис. 7.20. Анализ схемы в среде схемотехнического моделирования М1сго-Сар:
а - схема цепи; б - осциллограммы напряжений в т. 1, 2, 3 схемы цепи

5.	Рассмотрим в упрощенном виде на примере схемы данного практиче-
ского задания один из основных технологических этапов изготовления реаль
ного электронного устройства - разводку печатной платы. Существуют как про-
граммы схемотехнического моделирования, одной из возможностей которых яв-
ляется проектирование печатных плат, так и программы, предназначенные
только для создания печатных плат. Программы для разработки плат могут от-
личаться количеством моделей элементов, наличием систем оптимизации разме-
щения элементов, возможностью автотрассировки, построения ЗП-изображения
внешнего вида конечного изделия и т. д. Среди простых, удобных, не требующих
значительных затрат времени на освоение программ можно назвать: 8ргнй-
СауоЩ, Еа§1е, ПщТгасс, РСВ123 и другие. Для рассматриваемого в практическом
задании устройства выберем современный высококачественный операционный
усилитель ЛП823. На рис. 7.21, а показан вид микросхемы с обозначением вы-
водов. В корпусе микросхемы содержатся два операционных усилителя, что поз-
воляет уменьшить размер проектируемой печатной платы и упростить процесс
ее разводки. Предполагается, что для печатной платы будет использоваться од-
носторонняя печатная плата (проводящий рисунок располагается с одной сто-
роны листа). На рис. 7.21, б представлен вариант разводки печатной платы, вы-
полненный в Зрпгй-Ьауогй 6.0. Через контакты АС разъема XI от внешнего ис-
точника на диодный мост ПА5 подается переменное напряжение. С выхода ди-
одного моста выпрямленное напряжение поступает на интегральные стаби-
лизаторы напряжения ПАЗ, ИА4, откуда стабилизированное напряжение
положительной и отрицательной полярности используется для питания микро-
схемы сдвоенного ОУ ПА1, 2. Входной сигнал поступает на контакт 1п группы
контактов XI, а выходной сигнал снимается с вывода Он! того же разъема.
Рис. 7.21. Проектирование печатной платы: а - назначение выводов Л 1)823:
б - разводка печатной платы для схемы практического задания

Практическая работа 7

Мультивибратор на операционном усилителе

Задание:

По исходным данным и соответствующей номеру варианта схеме мульти-
вибратора, рис. 7.22, а, б, приведенным в табл. 7.7, требуется:

-	определить параметры генерируемой мультивибратором последователь 
пости импульсов: длительность положительной, |г, и отрицательной, (-,
составляющих периода импульса, период, Т, частоту,/ амплитуду,

-	построить графики зависимостей от времени напряжений в точках 1, 2,
3 схемы: И1(7), мг(7), нз(/); токов в ветвях цепи;

-	выполнить моделирование работы схемы в среде схемотехнического мо-
делирования. Сравнить результаты моделирования с расчетными.

Примерный порядок решения.

Исходные данные к задаче:

в	ариант схемы: 1;

элементы схемы К\, Кг, Я, С.

Схема симметричного мультивибратора приведена на рис. 7.22, а. Название
«симметричный» обусловлено тем, что формируемый в результате работы устрой-
ства знакопеременный сигнал прямоугольной формы имеет симметричную форму
с равной продолжительностью положительного и отрицательного полупериодов.
Мультивибратор может находиться в одном из двух квазиустойчивых состояний.

Квазиустойчивым состояниям соответствует максимальное положительное
или максимальное отрицательное выходное напряжение: мВых = 1Лв,хтах ИЛИ 2/вых
^выхтах. Согласно амплитудной характеристике используемых в задании опера-
ционных усилителей, рис. 7.22, в, С/Выхтах= 10 В. Предположим, для определенности,
что «вых = бейтах. Тогда напряжение на неинвертирующем входе ОУ составит:

11 ос = Цф = вых тах ~	'

±Х1 + ±Х2
Рис. 7.22. Мультивибратор на операционном усилителе: а - симметричный мультивибратор;

6 - несимметричный мультивибратор; в - амплитудная характеристика ОУ

Таблица 7.7

Исходные данные к практической работе 7

№ варианта	К.1. кОм	Кг, кОм	К, кОм	Кз, кОм	Кд, кОм	С, нФ	Схема
1	30	56	100	—	—	50	1
2	39	75	—	100	180	50	2
3	24	51	150	—	—	50	1
4	27	62	—	180	100	50	2
5	30	51	100	—	—	50	1
6	39	56	—	100	150	50	2
7	22	62	180	—	—	50	1
8	24	68	—	150	100	50	2
9	27	75	100	—	—	50	1
10	30	62	—	180	120	50	2
И	39	68	150	—	—	50	1
12	22	56	—	100	180	50	2
13	24	52	180	—	—	50	1
14	24	52	—	180	150	50	2
15	22	56	100	—	—	50	1
16	30	68	—	150	180	50	2
17	39	62	100	—	—	50	1
18	27	75	—	180	100	50	2
19	30	68	150	—	—	50	1
20	22	62	—	100	200	50	2
21	39	56	180	—	—	50	1
22	24	51	—	150	100	50	2
23	22	62	100	—	—	50	1
24	30	51	—	180	120	50	2
25	39	75	150	—	—	50	1
ОУ находится в первом квазиустойчивом состоянии. Конденсатор С заря-
жается через резистор К по экспоненциальному закону с постоянной времени
т = КС. Изменение напряжения на конденсаторе происходит в соответствии
с известным из теории электрических цепей соотношением

_ I/

ис(г) - ис(<ю) + (ис(0+) - ис(оо))е 'т

В первом квазиустойчивом состоянии конденсатор перезаряжается от
начального напряжения ;/с(0+) = - /То до установившегося мс(оо) = Свыхтах. В момент
времени, когда напряжение на неинвертирующем входе достигнет уровня напря-
жения на инвертирующем входе (Со), формирование положительного полупериода
будет завершено и произойдет переключение мультивибратора во второе ква-
зиустойчивое состояние и начнется формирование отрицательного полупериода.
Это позволяет рассчитать длительность положительного полупериода (+:

иС (*+) = Ь 0 = вых тах + (— С о — С вых тах )е	Т .

Отсюда 1+, с учетом принятых на рис. 7.22, а обозначений

, 1 ьых тах +' 0	_	| ^выхтах + ^0 I	| , 2К> ]

(+ = т!п ------------ = КС1п ------------- = КС 1г. 1 -I-- .

(Д^вых тах — ^0 •	\ вых тах-О0;	к	^2)

Для симметричного мультивибратора 1+ = О, следовательно, период составит

Т = I, + г_ = 21. = 2 • В.С • 1п! 1 +

I *2
а частота

. 1 1

2-КС1П

Амплитуда импульсов соответствует максимальному выходному напряже-
нию операционного усилителя, Ст = Свыхтах. Ток последовательно соединенных
резисторов 7?1, К? и направление его протекания определяется выходным напря-
жением ОУ и для первого квазиустойчивого состояния составляет:

I- вых тах

1К12 ~ К! +К2

Ток КС-цепи может быть определен по известному напряжению на конден-
саторе мс(0 и для первого квазиустойчивого состояния составит:

С<1ис цГ2К1+К2\-%

ей	К у К; + К9

Графики напряжений в точках 1, 2, 3 схемы: нЦ/), ит{1), из(Г); токов в ветвях
цепи приведены на рис. 7.23. Графики получены в результате моделирования ра-
боты симметричного мультивибратора в среде М1сго-Сар с использованием
следующих параметров элементов схемы: К] = 5 кОм, Ат = 15 кОм, К = 30 кОм,
С= 100 нФ.

В несимметричном мультивибраторе, рис. 7.22, б, постоянные времени для
первого (т1 = КаС) и второго (тз = КзС) квазиустойчивых состояний различны,
следовательно, длительности положительного и отрицательного интервалов пе-
риода генерируемого напряжения будут различны: 1+ ф I-

Рис. 7.23. Графики напряжений в т. 1, 2, 3 схемы симметричного мультивибратора (рис. 7.22, а)

Практическая работа 8.

Расчет активных КС-фильтрсв первого порядка

на основе ОУ

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7.8, и соответствующей но-
меру варианта схеме активного АС-фильтра, рис. 7.24, требуется.

-	определить требования к параметрам операционного усилителя и на
этой основе осуществить выбор ОУ, привести его паспортные данные;

-	определить параметры элементов схемы. Параметры элементов схемы
принять равными ближайшим стандартным значениям;

-	получить комплексную передаточную функцию по напряжению, Ки;

-	рассчитать и построить амплитудно-частотную характеристику фильт-
ра &(/);

-	определить максимальные значения мощностей рассеивания для рези-
сторов схемы;

-	в соответствии с паспортными данными осуществить выбор дополни-
тельных элементов для обеспечения устойчивой работы ОУ (коррекция
нуля, частотная коррекция и т. д.);

- привести принципиальную схему разрабатываемого фильтра с указа-
нием параметров элементов схемы;
Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

вариант схемы: 1 (ЛАС-фильтр низких частот);

Авх - входное сопротивление, кОм;

Ан - сопротивление нагрузки, кОм;

1/т - максимальное значение амплитуды выходного сигнала фильтра, В,

Кио - максимальный коэффициент передачи фильтра по напряжению,
отн. ед. Для фильтра низких частот это коэффициент передачи для/= 0;

/в - верхняя граница полосы пропускания фильтра (частота среза), кГц.

Таблица 7.8

Исходные данные к практической работе 8

№ варианта	Тип фильтра	Схема фильтра	К-вх, кОм	Кн, кОм	Пт, В	КиО, отн. ед	1н, кГц	Гв, кГц
1	НЧ	1	10	4	12	5	0	9
2	нч	2	15	5	8	6	0	10
3	вч	3	20	6	13	7	0,12/11	-
4	вч	4	25	7	12	8	0,13/12	-
5	ПФ	5	40	10	9	17	0,26	15,0
6	нч	1	20	6	13	7	0	И
7	нч	2	25	7	9	8	0	12
8	вч	3	30	8	И	9	0,14/13	-
9	вч	4	35	9	10	10	0,15/14	-
10	ПФ	5	50	12	10,5	15	0,28	17,0
11	нч	1	30	8	11	9	0	13
12	нч	2	35	9	10	10	0	14
13	вч	3	40	10	9	И	0,16/15	-
14	вч	4	45	11	9	12	0,17/16	-
15	ПФ	5	60	14	12,5	10	0,31	19,0
16	нч	1	40	10	9	И	0	15
17	нч	2	45	И	9	12	0	16
18	вч	3	50	12	10	13	0,18/17	-
19	вч	4	55	13	И	14	0,19/18	-
20	ПФ	5	70	16	14,5	16	0,33	11,0
21	нч	1	50	12	10	13	0	17
22	нч	2	55	13	12	14	0	18
23	вч	3	60	14	12	15	0,20/19	-
24	вч	4	65	15	13	5	0,21/20	-
25	ПФ	5	80	18	10	18	0,35	13,0
Рис. 7.24. Схемы фильтров



1.	Схема ЛАС-фильтра низких частот приведена на рис. 7.24, /.Для выбора
операционного усилителя необходимо определить требования к значениям его
параметров:

-	для обеспечения заданной ширины полосы пропускания фильтра на ос-
нове ОУ требуемая частота единичного усиления ОУ, Д, определяется
из условия
Г1>5Ки0-гв;

-	максимальная скорость нарастания выходного напряжения, Стах, с четом
заданной максимальной амплитуды выходного сигнала от составляет

V >2тс-Г -И
1е т-

С учетом полученных требований осуществляется выбор ОУ на основе
паспортных данных. Также, с учетом исходных данных к заданию, необхо-
димо выполнение условий:

-	максимально допустимая амплитуда выходного напряжения данного ОУ
больше максимальной амплитуды сигнала: С/>Ыхтах> 1/т,

-	минимально допустимое сопротивление нагрузки меньше заданного со-
противления нагрузки фильтра: А, доп < Кп* (Кн - сопротивление
нагрузки с учетом звена обратной связи).

2.	Определение параметров элементов схемы.

2.1.	Для используемой в данной схеме неинвертирующей схемы вклю-
чения операционного усилителя характерно большое входное сопротивление.
При этом входное сопротивление и избирательные свойства фильтра в це-
лом определяется свойствами интегрирующей А1С-цепи. Её входное сопро-
тивление уменьшается с ростом частоты входного сигнала и в пределе стре-
мится к Аг Поэтому при выборе сопротивления А] следует исходить из соот-
ношения

К । > Квх.

Сопротивление резистора Аз выбирается из условия выравнивания то-
ков входного дифференциального каскада операционного усилителя (условие
балансировки):

К3 -Кр

Резистор К1 является элементом звена обратной связи и определяет, сов-
местно с Аз, коэффициент усиления входного сигнала по постоянному току Км.
Следовательно, его величина может быть определена из соотношения

К2=К3(Ки0-1).

После определения сопротивлений резисторов для каждого из них выбира-
ется ближайшее из стандартного ряда значений Е24. Далее, необходимо прове-
рить, что сопротивление нагрузки с учетом ее параллельного соединения со зве-
ном обратной связи Ан* превышает минимально допустимое сопротивление
нагрузки

Кн -(^2 + 1<з)
рдап“ Кн+К2 + К3

При выборе резисторов для их использования в реальном устройстве по-
мимо сопротивления необходимо учитывать и рассеиваемую ими мощность, ко-
торая не должна превышать допустимую. Оценка максимальной мощности
может быть выполнена по заданной максимальной амплитуде выходного сиг-
нала 1/т

п2	ъг2	о2

р	_ ит  р	_ ит . р	_ ит

гК1тах	’ К2та\ '	> гКЗтах

Л1Х-2	2К3

Если амплитуда выходного сигнала не превышает заданную, то фактиче-
ски рассеиваемая резисторами А1, Аг, /•! мощность будет ниже, т. к. напряжение
на каждом из них будет ниже 1/т'. СС м.кг. кз < Ст.

2.2.	Верхняя граница полосы пропускания (частота среза) фильтра опреде-
ляется из условия равенства активного и реактивного сопротивлений звеньев
фильтра: А1 = хс(/’=/в). Отсюда

2лК] Гв '

Емкость конденсатора выбирается ближайшей к расчетной из стандарт-
ного ряда значений Е24. На частотекоэффициент усиления .1 АС-фильтра низ-
ких частот снижается на 3 дБ (в э/2 раз).

3.	Рассматриваемый фильтр представляет собой каскадное соединение
пассивного АС-фильтра и неинвертирующего усилителя на основе ОУ. Ком-
плексный коэффициент передачи Я АС-фильтра может быть найден как произве-
дение коэффициентов передачи пассивного АС-фильтра и неинвертирующего

усилителя:

—и —иКС ' — и оу

1

1 + )2 тсГК^С

Отсюда, амплитудно-частотная характеристика фильтра АГи(/):

Ки=Ы =

1

А/1+(2гсЖ.1С)2

На рис. 7.25 приведена АЧХ ЛАС-фильтра низких частот, полученная в ре-
зультате моделирования работы фильтра в среде М1сго-Сар. Использованные при
расчете и моделировании параметры элементов схемы: А] = 10 кОм, Аг = 91 кОм,
Аз = 10 кОм, С= 1 нФ. Верхняя граница полосы пропускания/в = 15,9 кГц.

Рис. 7.25. Амплитудно-частотная характеристика ЛАС-фильтра низких частот /Ж/)
Расчет АКС-филыпра высоких частот выполняется аналогично. Для этого
типа фильтра частота /н задается в виде: /н = /ср фвч//в, где /ср фВЧ - частота среза
ФВЧ (нижняя граница полосы пропускания фильтра),/в - верхняя частота среза
разрабатываемого устройства с учетом снижения коэффициента усиления реаль-
ного ОУ. Частотаф, как и ранее, в случае фильтра низких частот, позволяет опре-
делить требования при выборе операционного усилителя. Далее, для определен-
ности, рассмотрим схему ЛАС-фильтра высоких частот с ОУ, включенным
по схеме дифференциатора, рис. 7.24, 4. Сопротивление резистора А, выбирается
из требования обеспечить входное сопротивление фильтра не ниже заданного
в исходных данных, 7?вх: Авх < К. С учетом того, что используется инвертирую-
щая схема включения операционного усилителя, сопротивление Л? находится
по известному коэффициенту усиления Км

К. 2 = К1Ки0.

Сопротивление нагрузки с учетом сопротивления резистора К_ не быть
ниже минимально допустимого сопротивления нагрузки Ан дол для выбран-
ного ОУ

кн -к2
ндоп“кн I К 2
Если данное соотношение не выполняется, то следует увеличить сопротив-
ление резистора А] до той величины, при которой данное условие будет выпол-
няться. Сопротивление резистора К выбирается из условия К- = К.1, что позво-
ляет выровнять токи входного каскада ОУ.

Нижняя граница полосы пропускания (частота среза) фильтра определя-
ется из условия

1

с =

2яК, Срфвч

На этой частоте активное и реактивное сопротивления звеньев фильтра
равны: = хс(/'=/срфВЧ).

Комплексный коэффициент передачи рассматриваемого ЛАС-фильтра мо-
жет быть получен с учетом инвертирующей схемы включения операционного
усилителя:

Ки=-^ = -

*1

В.э _ )юВ.2С
к ! 1	1 + )соК !С

Отсюда, амплитудно-частотная характеристика фильтра КЕ(/):



2лГК2С

а/1 + (2лЖ1С)2

Данная АЧХ получена в предположении, что используется идеальный ОУ.
На рис. 7.26 представлены амплитудно-частотные характеристики актив-
ного АС-фильтра высоких частот: идеальная (7) и полученная в результате моде-
лирования в среде Мзсго-Сар (2).

Рис. 7.26. Амплитудно-частотная характеристика ЛЯС-фильтра высоких частот Аи(/):

1 - идеальная; 2 - полученная в результате моделирования

Используемые при расчете и моделировании параметры элементов схе-
мы: Я, = 35 кОм, Я? = 350 кОм, Аз = 35 кОм, С = 30 нФ. Нижняя граница по-
лосы пропускания/ср фвч = 150 Гц. Верхняя частота среза фильтра/в = МкГц обу-
словлена снижением коэффициента усиления ОУ в области высоких частот,
рис. 7.24, 2.

При расчете полосового АКС-филыпра, рис. 7.24, 5, выбор ОУ выполняется
по основе тех же параметров (Д, Ртах), что и для рассмотренных выше фильтров
низких и высоких частот. При расчете этих параметров используется верхняя
граница полосы пропускания,/в.

Минимальная величина входного сопротивления определяется сопротив-
лением Я], которое выбирается из условия; Я; > Явх. Сопротивление резистора Я?
рассчитывается на основе заданного коэффициента передачи: Аг = Я|Аио.
Для данного фильтра Аио это максимальное значение коэффициента передачи в
полосе пропускания фильтра. На частотах входного сигнала, соответствующих
полосе пропускания, сопротивление конденсатора С; последовательно соединен-
ного с А1 мало и им можно пренебречь. Аналогично, проводимость конденсатора
Сг мала по сравнению с проводимостью параллельно соединенного с ним рези-
стора А?, и ею также можно пренебречь. Это и объясняет использование приве-
денного выше выражения для определения сопротивления резистора Аг. На ос-
нове таких же соображений могут быть определены емкости конденсаторов С;
и Сг. Емкость конденсатора С1 находится с учетом заданной нижней границы
полосы пропускания/н:

2лГнК! '

На частоте /И активное и реактивное сопротивления последовательного
звена фильтра равны, А; =	= /п). Емкость конденсатора Сг определяется

по известной верхней границе полосы пропускания/в:
Ст =---1----

 2лГ3К.2

На частоте /в активное и реактивное сопротивления параллельного звена
фильтра равны, Аз = Хсз(/ = /*1-

При расчете комплексного коэффициента передачи фильтра необходимо
учитывать, что в данном случае операционный усилитель включен по инверти-
рующей схеме, для которой комплексные сопротивления звеньев цепи обратной
связи имеют вид

ЕЬт-----

2 =К ।	1 _1 + ЗюС1К1 _ ЗюС2 _ К2

1®С(	р 1	1 + фиС2К.2

' 3®С2

Отсюда

к = _ 7 2 = _ К2 ЙоС ।

2|	1-|^а>С2В.з 1 + ]<эС'|К|

Амплитудно-частотная характеристика фильтра Аи(/):

К и - |ки | -

2лГС1К.2

^1 + (2лП<2С2)2

1

д/1 + (2лЖ.1С1)“

На рис. 7.27 приведена амплитудно-частотная характеристика полосового
ЛАС-фильтра Ка(/). При расчете и моделировании использованы следующие
параметры элементов схемы: А1 = Аз = 50 кОм, Аз = 750 кОм, С: = И нФ,
Сз = 12 пФ, Ан = 12 кОм, нижняя и верхняя границы полосы пропускания:
/п = 0,28 кГц,у^ = 17 кГц.

Рис. 7.27. Амплитудно-частотная характеристика полосового ЛАС-фильтра &(/)

Для оценки максимальной мощности рассеяния резисторов следует при-
нять во внимание, что амплитуда напряжения на резисторе Аз не превышает
максимального значения выходного напряжения 1/т. На резисторе А, ампли-
туда напряжения на любой частоте не выше амплитуды входного напряжения
С4п вх ил.

Рассмотренные фильтры первого порядка обеспечивают относительно не-
высокую крутизну частотной характеристики за пределами полосы пропускания
(- 6 дБ/окт). Если такая избирательность фильтра недостаточна, то следует либо
повышать порядок передаточной функции за счет введения дополнительных
АС-цепей, либо каскадно включать несколько идентичных активных фильтров.

Практическая работа 9.

Минимизация логической функции

с использованием карты Бейча

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7.9, требуется:

-	осуществить минимизацию логической функции У(Хз, Хг, Х1, Хо) с ис-
пользованием карты Вейча;

-	построить структурную схему логического устройства. При построении
использовать базовые логические элементы И-НЕ.

Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

Для заданного варианта в табл. 7.10 приведены наборы возможных значе-
ний логических переменных и соответствующие им значения логической функ-
ции У.

Целью минимизации функции алгебры логики (ФАЛ, логической функ-
ции) является уменьшение стоимости ее технической реализации и повышение
надежности. При минимизации ФАЛ используют либо ее нулевые, либо единич-
ные значения. В обоих случаях получают равносильные выражения, которые, од-
нако, могут отличаться по числу членов (т. е. цене) и выполняемым логическим
операциям.

Порядок действий при минимизации ФАЛ может быть следующим:

-	на карте Вейча логической функции п переменных выделяют прямо-
угольные области, объединяющие выбранные значения функции (логи-
ческий «0» или логическая «1»), т. е. происходит накрытие всех единич-
ных (или нулевых) значений функции минимальным числом правиль-
ных многоугольников максимальной площади.

Каждая область должна содержать 2* клеток, где к = 0, 1, 2, 3 ... - целые
числа. Выделенные области могут пересекаться, т. е. одна или несколько клеток
могут включаться в различные области;

-	для каждой выделенной области записывается логическое произведение
переменных, значения которых в рамках выделенной области остаются
постоянными;
Таблица 7.9

Исходные данные к практической работе 9

№ варианта	Номер набора значений логических переменных															
	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	и	12	13	14	15
1	0	1	0	1	1	0	0	0	1	0	1	1	0	0	0	0
2	0	1	1	1	1	0	0	0	0	0	1	1	1	0	1	0
3	1	0	1	0	0	0	1	1	0	0	0	0	1	1	1	0
4	0	1	0	0	1	0	1	0	0	0	1	1	1	0	0	0
5	0	0	1	0	1	1	1	0	0	0	1	1	1	0	0	1
6	0	0	1	0	0	1	0	0	1	0	0	1	1	1	0	1
7	0	1	1	1	0	1	1	0	1	1	1	1	0	0	0	0
8	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	0	1	1	1	1	0
9	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1	1	0	0	0	0
10	1	1	0	0	0	1	0	0	0	0	0	1	1	1	0	0
И	0	1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	0	0	1
12	0	0	1	1	0	0	0	0	1	1	1	0	1	0	0	1
13	0	0	0	0	0	1	1	1	1	0	0	0	1	1	0	1
14	1	1	1	0	0	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1
15	1	1	0	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0	0	1	1
16	0	0	1	1	1	0	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1
17	0	0	0	1	1	1	0	0	0	1	1	0	0	0	0	0
18	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	1	1	0
19	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0	0	0	1	1
20	1	1	1	0	0	0	0	1	1	0	0	1	1	0	0	1
21	1	0	0	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	0	1	1
22	1	1	0	0	0	0	0	1	1	1	1	0	0	1	1	1
23	0	0	1	0	0	1	0	0	0	0	1	1	1	0	0	1
24	0	0	1	1	0	0	0	0	1	1	1	0	0	0	1	1
25	1	0	0	0	0	0	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0

-	логические произведения переменных суммируются. Минимизирован-
ная логическая функция представляется в виде логической суммы про-
изведений общих переменных каждой выделенной области карты Вейча.
Таким образом, получают минимальную дизъюнктивную нормальную
форму (МДНФ) логической функции.

Таблица 7.10

Значения переменных

Логическая функция	Номер набора значений логических переменных															
	0	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	И	12	13	14	15
У	1	0	0	0	0	0	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0
Представим исходные данные в удобной для дальнейших преобразований
форме, табл. 7.11. В ней приведены наборы значений логических переменных
и соответствующие им значения логической функции.

Таблица 711

Таблица истинности

Номер набора	Входные переменные				Значение логической функции V
	Хз	Х1	Х1	Хо	
0	0	0	0	0	1
1	0	0	0	1	0
2	0	0	1	0	0
3	0	0	1	1	0
4	0	1	0	0	0
5	0	1	0	1	0
6	0	1	1	0	1
7	0	1	1	1	1
8	1	0	0	0	1
9	1	0	0	1	1
10	1	0	1	0	0
И	1	0	1	1	0
12	1	1	0	0	0
13	1	1	0	1	1
14	1	1	1	0	0
15	1	1	1	1	0

На рис. 7.28, а представлена карта Вейча для функции четырех логических
переменных, где, в соответствии с таблицей истинности, табл. 7.11, каждая
ячейка обозначена номером соответствующего набора логических переменных.
На рис. 7.28, б в каждой ячейке карты Вейча записано значение логической функ-
ции. Далее, ячейки с единичными значениями логической функции объединены
в прямоугольные области, для каждой из которых соответствует произведение
логических переменных:

У^Х^Хз; У2=Х0Х1Х3; У3=Х0Х1Х2.

Минимизированная логическая функция представляется в виде логической
суммы произведений общих переменных каждой области карты Вейча:

У = V, + у2 + у3 = Х^Хз + Х0Х1Х3 + Х0Х1Х2.

Для реализации логического устройства в базисе «И - НЕ», преобразуем
полученную функцию по правилам де Моргана в базисе ЛЭ «И - НЕ»:

У = Х^Хз + Х0Х1Х3 + Х0Х1Х2 =	(7

= (Х1Х2Хз)(ХоХ1Х3)(ХоХ1Х2)
Рис. 7.28. Минимизация логической функции: а - карта Вейча с номерами наборов
логических переменных; б - карта Вейча с выделенными областями

Анализ полученного выражения позволяет сделать вывод, что для реали-
зации необходимы четыре трехвходовых логических элемента и четыре инвер-
тора на каждую из переменных. В качестве логических элементов могут быть
использованы логические интегральные микросхемы К155ЛАЗ, К155ЛА4. Их за-
рубежными аналогами являются микросхемы 8И7400 и 8Я7410, соответственно.
На рис. 7.29, а представлена принципиальная схема электронного устройства,
реализующего логическую функцию У (7.8). Один корпус микросхемы К155ЛАЗ
(микросхема 001) содержит четыре логических элемента 2И-НЕ и при объеди-
ненных входах каждого из них позволяет реализовать инверсию всех четы-
рех входных переменных. Микросхема К155ЛА4 содержит три логических эле-
мента ЗИ-НЕ и реализует три трехвходовые функции И-НЕ (микросхема 002,
рис. 7.29, а), в микросхеме 003 используется один из трех логических элемен-
тов ЗИ-НЕ для реализации оставшегося умножения трех переменных и инверсии
их произведения. На рис. 7.29, б приведена схема реализации логической функ-
ции в среде схемотехнического моделирования М1сго-Сар.

а)	б)

Рис. 7.29. Реализация логической функции: а - принципиальная схема;
б - схема в среде Мюго-Сар
Числами рядом с условными обозначениями микросхем обозначены но-
мера их выводов, см. рис. 7.29, а. На принципиальной схеме жирной линией по-
казана обшая шина данных: номера входных сигналов обозначены числами слева
от шины, номера выходных сигналов - числами справа. Например, если сиг-
нал X? обозначен индексом 2, то из рисунка видно, что он поступает на вхо-
ды 9, 10 микросхемы 1ЭО1 и вход 2 микросхемы Г)Г)2. Использование такого обо-
значения значительно упрощает изображение и чтение схем.

Практическая забота 10.

Расчет делителя частоты

Задание:

По исходным данным, приведенным в табл. 7.12, требуется разработать на
основе счетчиков в интегральном исполнении делитель частоты последователь-
ности импульсов:

-	рассчитать параметры схемы делителя частоты для данного коэффици-
ента деления;

-	изобразить принципиальную схему делителя частоты;

-	привести временные зависимости напряжений в контрольных точках
схемы делителя.

В качестве счетчиков рекомендуется использовать микросхемы К155ИЕ6
иК155ИЕ7.

Примерный порядок решения

Исходные данные к задаче:

-	микросхемы счетчиков: К155ИЕ7, К155ИЕ6;

-	коэффициенты деления: для К155ИЕ7 К№Л = 3456; для К155ИЕ6
А-Дел = 6543.

1.	Определим необходимую разрядность двоичного счетчика для реализа-
ции делителя частоты с заданным коэффициентом деления'

п = [1оё2К дел ] = [1оё2 3456] = [ 11,7548... ] = 12,

где [... ] означает округление до ближайшего целого максимального числа. Для
построения схемы делителя используем микросхемы четырехразрядного
двоичного реверсивного счетчика К155ИЕ7.

Число корпусов микросхем # определим по известной общей разрядности
и и числу разрядов одной микросхемы т = 4:

Определим максимальный коэффициент деления счетчика с числом разря-

дов п:
К дел шах =2” =2'2 =4056.

Это число соответствует максимальному числу импульсов, которое может
сосчитать «-разрядный двоичный счетчик. Заданный коэффициент деления
меньше максимального, ЛдеЛ < -Кделшах, поэтому найдем число М, которое предва-
рительно должно быть установлено в счетчике-делителе:

м = кделтах - Кдел = 4056 - 3456 = 640.

Это десятичное число, переведем его в двоичный код, М2:

М2 =00101000 00002.

При переводе полученное число дополнено нулями в старших разрядах
до получения трех полных тетрад.

Таблица 7.12

Исходные данные к практической работе 1(

К155ИЕ7		К155ИЕ6	
№ варианта	кле„	№ варианта	кяе„
1	2783	1	3872
2	1007	2	7001
3	1562	3	2651
4	9235	4	5329
5	792	5	928
6	800	6	2001
7	1002	7	5374
8	4735	8	1523
9	3250	9	3621
10	1263	10	6872
И	2786	11	6521
12	1256	12	3582
13	2850	13	1653
14	561	14	2523
15	3250	15	5212
16	2125	16	3857
17	7853	17	2715
18	1500	18	2861
19	1682	19	625
20	526	20	398
21	893	21	6292
22	1920	22	3782
23	2870	23	2213
24	3120	24	1214
25	4120	25	3805
Схема делителя частоты представлена на рис. 7.30. Она представляет собой
каскадное соединение трех корпусов микросхемы К155ИЕ7. На прямой вход А
(установка «0») поступает импульс положительной полярности, на выходах всех
трех микросхем («1», «2», «4», «8») устанавливается уровень логического нуля,
происходит сброс счетчиков. Входная последовательность импульсов подается
на прямой динамический вход «+1» микросхемы ОО1, т. е. состояние счетчика
меняется по положительным перепадам входных импульсов от низкого уровня к
высокому.

Инверсный вход С используется для предварительной установки счетчика
в состояние, соответствующее двоичному коду на информационных входах
(«ОУ», «02», «04», «08»), Нормальный уровень на инверсных входах С всех кас-
кадов делителя - высокий.

По достижении на выходах четырехразрядного двоичного счетчика ОО1
максимального двоичного кода ШЬ на его инверсном выходе «>/5» фор-
мируется сигнал низкого уровня - сигнал переноса. Этот сигнал поступает на
счетный вход «+/» второго каскада делителя 002 в результате чего происходит
увеличение его выходного двоичного кода на единицу. После достижения
максимального кода на выходе ОО1 происходит переключение его к началь-
ному значению ОООО?. Далее, процесс повторяется и, когда выходной код счет-
чика 002 достигает максимального значения, на его выходе «>/5» формируется
сигнал переноса, поступающий на счетный вход последнего, третьего каскада
делителя 003. Когда на выходе переноса «>/5» 003 появляется сигнал низкого
уровня, то он поступает на входы разрешения предварительной установки (ин-
версный вход С) всех трех каскадов, см. рис. 7.30. При этом предварительно за-
фиксированные на параллельных входах О1, 02, 04, 08 счетчиков коды загру-
жаются в счетчики и появляются на их выходах. Далее, по мере поступления
входных тактовых импульсов счет будет идти аналогично описанному выше
от установленных предварительно кодов до максимальных значений. Выход-
ной сигнал делителя, снимаемый с выхода «>75» счетчика 003, может быть,
при необходимости, проинвертирован и будет представлять собой последова-
тельность коротких (~20-25 нс) прямоугольных импульсов положительной по-
лярности. Амплитуда импульсов соответствует уровню логической единицы
для ТТЛ-логики, частота/, =/1К№Л, где/- частота последовательности входных
импульсов. Обучающимся рекомендуется самостоятельно построить графики
сигналов в различных точках схемы делителя частоты.

2.	При разработке делителя частоты на основе микросхемы двоично-деся-
тичного счетчика К155ИЕ6 число корпусов микросхем В будет соответствовать
числу десятичных разрядов заданного коэффициента деления. Каждая микро-
схема К155ИЕ6 реализует один двоично-десятичный разряд, следовательно, для
заданного четырехразрядного Кяея = 3456 необходимо использовать четыре мик-
росхемы, А= 4. Максимальный коэффициент деления, который может быть по-
лучен с их использованием, составляет:

Белтах =Ю* =Ю4 =10000.
ОГЛ	002	01>3

Рис. 7.30. Принципиальная схема делителя частоты последовательности импульсов
на основе К155ИЕ7

Число Мдополняет заданный коэффициент деления до максимального:

М = КЛРЛтях -КЛРЛ = 10000-6543 = 3457.
ДСЛ Шал дел

Это число должно быть предустановлено на информационных входах раз-
рядов делителя частоты. В двоично-десятичном коде каждому разряду десятич-
ного числа четырехразрядный двоичный код. Число М в двоично-десятичном
коде имеет вид:

М„гп=0011 0100 0101 0111вгп.
гэС1Э	-оС/Э

На рис. 7.31 приведена принципиальная схема делителя частоты на основе
микросхем двоично-десятичного счетчика К155ИЕ6.

Рис. 7.31. Принципиальная схема делителя частоты последовательности импульсов
на основе К155ИЕ6

Принцип действия делителя частоты на основе двоично-десятичного счет-
чика аналогичен рассмотренному выше для двоичного счетчика. Отличие со-
стоит в том, что сигнал переноса формируется при достижении максимального
выходного кода 1001 всо, что соответствует цифре «9» в десятичном коде. Код
на информационных входах отдельных разрядов делителя частоты также запи-
сывается в двоично 'Десятичной форме.

При работе счетчика в режиме деления частоты его предельная частота/вх
определяется предельной частотой переключения триггера его первого разря-
да, т. е.

г

‘их

1_____

+ Ц.т.

где /и - длительность счетного импульса;

Л т. - задержка переключения триггера счетчика после окончания счетного
импульса.

Существенное сокращение времени установки двоичных счетчиков, а, сле-
довательно, повышение их быстродействия дает использование в счетчиках так
называемой последовательной или параллельной переносной связи.

Счетчики импульсов получили широкое распространение в устройствах
цифровой обработки информации. В этих устройствах измеряемый физический
параметр преобразуется в последовательность импульсов напряжения, число ко-
торых в соответствующем масштабе характеризует значение данного параметра.
Повышенный интерес к счетчикам импульсов объясняется их высокой точно-
стью, возможностью использования в устройствах с непосредственным цифро-
вым представлением результата, а также возможностью осуществления связи с
электронно-вычислительными машинами.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В настоящем издании рассмотрены наиболее распространенные типы
элементов и компонентов, используемые в электронике. Материал книги
также дает представление об основных способах и принципах построения ти-
повых электронных функциональных узлов. Эти сведения могут быть полез-
ными при освоении более сложных разделов электроники, в т. ч. связанных с
применением интегральных микросхем высокой степени интеграции. Помимо
этого, при рассмотрении электронных устройств уделялось внимание их
принципу действия, что должно содействовать самостоятельному изучению
вновь появляющихся компонентов электроники и создаваемых впервые функ-
циональных узлов и устройств. Электроника - это динамично развивающаяся
область науки и техники, и чтобы иметь представление о современном ее со-
стоянии, специалист должен непрерывно осваивать новые разделы. При этом
требуется знание основ электроники и наличие определенного технического
кругозора. Можно с уверенностью утверждать, что при любых изменениях в
области электроники, которые могут произойти в будущем, сохранится важ-
ность вопросов понимания физических процессов, происходящих в типовых
электронных цепях.

При проектировании электронных устройств большое значение имеет
не только качественное понимание принципа их действия, но и возможность
количественной оценки их основных характеристик, расчета электрических
параметров: токов и напряжений на различных элементах устройства. Опре-
деленную помощь в этом могут оказать рассмотренные в учебнике примеры
расчета некоторых типовых компонентов электронных устройств.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

Осно ная литература

1.	Опадчий, Ю. Ф. Аналоговая и цифровая электроника: полный курс : учеб-
ник для вузов / Ю. Ф. Опадчий, О. П. Глудкин, А. И. Гуров ; под ред.
О. П. Глудкина. - М. : Горячая линия - Телеком, 2003. - 768 с.

2.	Мироненко, И. Г. Электронные цепи и устройства : учебное пособие для
вузов / И. Г. Мироненко, Ю. А. Быстров. - М. : Высшая школа, 1989. -
286 с.

3.	Прянишников, В А. Электроника : полный курс лекций / В. А. Прянишни-
ков. - СПб. : Корона-Век, 2014. - 416 с.

4.	Горбачев, Г. Н. Промышленная электроника : учебник для вузов / Г. Н. Гор-
бачев, Е. Е. Чаплыгин ; под ред. В. А. Лабунцова. - М. : Энергоатомиз-
дат, 1988. - 320 с.

5.	Забродин, Ю. С. Промышленная электроника : учебник для вузов (спец,
энерг. и электромех.) / Ю. С. Забродин. - 2-е изд., стер. - М. : Альянс, 2013. -
496 с.

6.	Степаненко, И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем /
И. П. Степаненко. - 4-е изд., перераб. и доп. - М. : Энергия, 1977. - 672 с.

Дополнительная литература

1.	Жеребцов, И. П. Основы электроники / И. П. Жеребцов. - 5-е изд., перераб.
и доп. - Л. : Энергоатомиздат. Ленингр. отд-ние, 1990. - 352 с.

2.	Лачин, В. И. Электроника : учебное пособие для вузов (направ. 220200 «Ав-
томатизация и управление») / В. И. Лачин, Н. С. Савёлов. - 7-е изд. - Ростов
н/Д : Феникс, 2009. - 703 с.

3.	Шишкин, Г. Г. Электроника : учебник для бакалавров / Г. Г. Шишкин,
А. Г. Шишкин. - 2-е изд., испр. и доп. - М. : Юрайт, 2015. - 704 с.

4.	Гусев, В. Г. Электроника и микропроцессорная техника : учебник для вузов /
В. Г. Гусев, Ю. М. Гусев. - 3-е изд., перераб. и доп. - М. : Высшая
школа, 2005. - 790 с.

5.	Гальперин, М. В. Электронная техника : учебник для сред. проф. Образова-
ния / М. В. Гальперин. - 2-е изд., испр. и доп. - М. : ФОРУМ, 2014. - 352 с.

6.	Скаржепа, В. А. Электроника и микросхемотехника : учебник для вузов
(спец. «Автоматика и упр. в техн, системах») / В. А. Скаржепа, А. Н. Луцен-
ко. - Киев : Выща школа, 1989. - Ч. 1.-431 с.

7.	Скаржепа, В. А. Электроника и микросхемотехника. Электронные устрой-
ства промышленной автоматики : сборник задач / под общ. ред. А. А. Крас-
нопрошиной. - Киев : Выща школа, 1989. - 232 с.

8.	Расчет электронных схем: Примеры и задачи : учебное пособие для вузов /
Г. И. Изъюрова, В. А. Терехов, В. Н. Серов [и др.]. - М. : Высшая школа,
1987.-335 с.
9.	Основы промышленной электроники : учебник для вузов / В. Г. Герасимов,
О. М. Князьков, А. Е. Краснопольский, В. В. Сухоруков. - 3-е изд., перераб.
идоп.-М. Высшая школа, 1986. - 336 с.

10.	Кауфман, М. Практическое руководство по расчетам схем в электронике :
справочник : пер. с англ. / М. Кауфман, А. Г. Сидман : в 2 т. - М. : Энерго-
атомиздат, 1991. -Т. 1. -368 с.

11.	Головатенко-Абрамова, М. П. Задачи по электронике / М. П. Головатенко-
Абрамова, А. М. Лапидес. - М. : Энергоатомиздат, 1992. - 112 с.

12.	Амелина, М. А. Программа схемотехнического моделирования Мкго-Сар.
Версии 9, 10 : учебное пособие для вузов / М. А. Амелина, С. А. Амелин. -
3-е изд., стер. - СПб. : Лань, 2021. - 632 с.

13.	Разевиг, В. Д. Схемотехническое моделирование с помощью М1сго-Сар 7 /
В. Д. Разевиг. - М. : Горячая линия-Телеком, 2003. - 368 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ

ВВЕДЕНИЕ.........................................................3

1.	Элементная база электронных устройств.........................5

1.1.	Электрофизические свойства полупроводников..................5

1.2.	Полупроводниковые диоды....................................12

1.3.	Биполярные транзисторы.....................................16

1.4.	Полевые транзисторы........................................26

1.5.	Биполярные транзисторы с изолированным затвором............30

2.	Выпрямительные устройства....................................34

2.1.	Вводные сведения...........................................34

2.2.	Однофазные выпрямители.....................................36

2.3.	Сглаживающие фильтры.......................................44

2.4.	Стабилизаторы напряжения...................................47

3	Усилительные устройства......................................51

3.1.	Вводные сведения...........................................51

3.2.	Основные параметры и характеристики усилительных устройств.52

3.3.	Обратная связь в усилительных устройствах..................56

3.4.	Усилители переменного тока.................................63

3.5.	Усилители на биполярных транзисторах.......................64

3.6.	Усилители на полевых транзисторах..........................71

4	Операци онные усилители......................................76

4.1.	Классификация ОУ. Основные параметры и характеристики ОУ...76

4.2.	Схемы включения ОУ.........................................80

5,	Импульсные и автогенераторные устройства.....................92

5.1.	Общие сведения об импульсных устройствах...................92

5.2.	Формирователи импульсов....................................94

5.3.	Электронные ключи..........................................96

5.4.	Триггеры классификация, принцип действия..................103

5.5.	Электронные генераторы....................................105

5.6.	Основы теории автогенераторов. Баланс амплитуд и фаз......106

5.7.	Генераторы гармонических колебаний........................108

5.8.	Мультивибраторы............................................ПО

5.9.	Блокинг-генераторы........................................113

5.10.	Генераторы линейного изменяющегося напряжения............115

6.	Осногы цифровой электроники.................................122

6.1.	Основные понятия и определения............................122

6.2.	Основные теоремы алгебры логики...........................123
6.3.	Логические элементы......................................124

6.4.	Устройства комбинационной логики.........................130

6.5.	Последовательностные цифровые устройства.................133

6.6.	Аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи......141

7.	Практикум..................................................145

Практическая работа 1. Нелинейные электрические цепи постоянного тока.145

Практическая работа 2. Параметрический стабилизатор напряжения........152

Практическая работа 3. Расчет однофазного выпрямительного устройства
с емкостным фильтром..........................................157

Практическая работа 4. Расчет однокаскадного усилителя низкой частоты
на биполярном транзисторе.....................................162

Практическая работа 5. Ключ на биполярном транзисторе.........172

Практическая работа 6. Операционные усилители.................177

Практическая работа 7. Мультивибратор на операционном усилителе.......183

Практическая работа 8. Расчет активных КС-фильтров первого порядка
на основе ОУ..................................................186

Практическая работа 9. Минимизация логической функции
с использованием карты Вейча..................................194

Практическая работа 10. Расчет делителя частоты...............198

ЗАКЛЮЧЕНИЕ....................................................203

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК......................................204
Учебное издание

Каминский Александр Викторович

ОСНОВЫ АНАЛОГОВОЙ
И ЦИФРОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ

Учебник

18ВМ 978 5-9729 2663-3

Подписано в печать 30.04.2025
Формат 60x84/16. Усл. печ. л. 12,09. Печать по требованию.
Бумага офсетная. Гарнитура «Таймс».

Издательство «Инфра-Инженерия»
160011, г. Вологда, ул. Козленская, д. 63
Тел.: 8 (800)250-66-01

Е-таП: Ьоокт§@тГга-е.гп

ЬДр8://тГга-е.гп

Издательство приглашает
к сотрудничеству авторов
11с1\' то- технической литературы