/
Автор: Галкин В.И. Пелевин Е.В.
Теги: электротехника электроника микроэлектроника учебное пособие промышленная электроника
ISBN: 5-06-005101-3
Год: 2006
Текст
В.И. Галкин,
Е.В. Пелевин
Промышленная
электроника
и микроэлектроника
В.И. Галкин,
Е.В. Пелевин
Промышленная
электроника
и микроэлектроника
Учебное пособие
для средних профессиональных
учебных заведений
Москва
атв «Высшаяшкола»
2006
УДК 621.38
ББК 32.859
Г 16
Рецензенты:
канд. техн, наук Мельников В Я.,
зав. лабораторией института электроники НАН РБ;
Н.Н. Ядловский, преподаватель Минского энерготехникума связи
Галкин, В.И.
Г 16 Промышленная электроника и микроэлектроника.
Учеб, пособие для студентов средних проф. учеб, заве-
дении/В.И. Галкин, Е.В. Пелевин. — М.: Высш, шк.,
2006. — 350 с.: ил.
ISBN 5-06-005101-3
В пособии рассмотрены технологические процессы изготовления
изделий микроэлектроники, их диагностика, расчеты параметров ти-
повых электрических схем и элементов электронной техники, пред-
ставлены основные технико-экономические показатели участка, цеха
при производстве изделий микроэлектроники.
Для студентов средних профессиональных учебных заведений
УДК 621.38
ББК 32.859
ISBN 5-06-005101-3 © ФГУП «Издательство «Высшая школа», 2006
Оригинал-макет данного издания является собственностью издательства
«Высшая школа», и его репродуцирование (воспроизведение) любым спосо-
бом без согласия издательства запрещается.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Ускорение научно-технического прогресса и интенсифика-
ция производства невозможны без электронных средств автома-
тизации управления и контроля, которые служат для получения,
обработки и использования информации. Обслуживание такой
сложной электронной техники требует подготовки высококвали-
фицированных специалистов.
Промышленная электроника является составной частью бо-
лее общей отрасли науки и техники, называемой электроникой.
Она занимается вопросами применения электронных приборов в
различных областях промышленности, а также обслуживанием
этих отраслей электронными измерительными устройствами,
устройствами контроля, управления и преобразования электри-
ческой энергии.
Предмет «Промышленная электроника и микроэлектрони-
ка» базируется на знаниях, полученных учащимися при изучении
математики, физики, теоретических основ электротехники, элек-
трорадиоматериалов, электрорадиоизмерений, и предусматрива-
ет изучение физических основ и принципов работы аналоговых и
цифровых элементов, устройств и систем, а также знакомство с
их практическим применением.
Значительное место в пособии отведено рассмотрению фи-
зических процессов, характеристик и параметров активных и
пассивных элементов электронной аппаратуры, а также конст-
руктивно-технологическим особенностям полупроводниковых
приборов в интегральном исполнении и общим принципам мик-
роэлектроники. Приведены сведения о базовых логических эле-
ментах на биполярных, МДП- и КМДП-структурах, а также
принципах построения различных электронных устройств —
усилителей, генераторов электрических колебаний различной
формы, выпрямителей, стабилизаторов постоянного напряже-
ния, устройств цифровой вычислительной техники, цифроана-
логовых и аналого-цифровых преобразователей и др. Расчетные
соотношения даны в таком объеме, в каком это необходимо для
изучения сущности процессов, происходящих в этих устройст-
вах, и установления наиболее важных закономерностей.
Для лучшего усвоения материала в конце каждого раздела
приведены контрольные вопросы и задания.
Главы 1—4, 9—14 написаны В.И. Галкиным, 5—8 и 15 —
Е.В. Пелевиным.
ВВЕДЕНИЕ
Промышленная электроника является частью более обще-
го понятия — электроника. Электроника представляет собой
отрасль науки и техники, занимающуюся изучением прин-
ципов устройства, работы и применения различных элект-
ронных приборов.
Физическая электроника изучает явления в электроваку-
умных и полупроводниковых приборах, процессы на повер-
хности раздела между вакуумом или газом и твердыми или
жидкими телами. В технической электронике изучается уст-
ройство электронных приборов, их электрические характе-
ристики, параметры и применение в технике.
Промышленная электроника является одним из направ-
лений технической электроники, которое связано с приме-
нением электронных приборов и устройств в различных от-
раслях промышленности и обслуживанием этих отраслей
электронными устройствами измерения, контроля, управ-
ления, преобразования электрической энергии, а также элек-
тронными технологическими установками.
Различные области технической электроники базируют-
ся на единой основе использования электронных (полупро-
водниковых и электровакуумных) приборов. Они объеди-
нены общностью принципов действия и характеристик ос-
новных электронных функциональных устройств (усилите-
лей, генераторов, логических элементов, выпрямителей и
т.д.). Эти устройства являются составными частями сложных
электронных систем, например электронных регуляторов
различных процессов, электронных вычислительных машин.
В промышленной электронике можно выделить три об-
ласти: информационную электронику, энергетическую элек-
тронику и электронную технологию.
Информационная электроника составляет основу элект-
ронно-вычислительной и информационно-измерительной
техники, а также устройств автоматики. К ней относятся
электронные устройства получения, обработки, передачи,
хранения и использования информации, устройства управ-
ления различными объектами и технологическими процес-
сами.
Энергетическая электроника связана с устройствами и
системами преобразования электрической энергии средней
4
и большой мощностей. Сюда относятся выпрямители, ин-
верторы, мощные преобразователи частоты и другие уст-
ройства.
Электронная технология включает в себя методы и уст-
ройства, используемые в технологических процессах, осно-
ванных на действии электромагнитных волн различной д лины
(высокочастотные нагрев и плавка, ультразвуковая резка и
сварка и т.д.), электронных и ионных пучков (электронная
плавка и сварка и т.д.).
Зарождение электроники было подготовлено всем ходом
развития промышленного производства в конце XIX—нача-
ле XX в. Широкое применение электрической энергии в
промышленном производстве требовало создания новых
средств измерения, контроля и управления, более чувстви-
тельных, точных и быстродействующих по сравнению с су-
ществующими механическими и электромеханическими ус-
тройствами.
На становление и дальнейшее развитие электроники ре-
шающее влияние оказало изобретение радио русским уче-
ным А.С. Поповым в 1895 году.
Значительным шагом в развитии электроники были изоб-
ретения в 1904 году англичанином Я. Флемингом двухэлек-
тродного электровакуумного прибора — диода и примене-
ние его в качестве детектора в радиоприемных устройствах,
создание в 1907 году в США Ли де Форестом трехэлектрод-
ной электронной лампы — триода, позволяющей усиливать
и генерировать электрические колебания.
В 1922 году сотрудник Нижегородской лаборатории
О. В. Лосев открыл возможность генерации и усиления элек-
трических колебаний с помощью кристаллического (полу-
проводникового) элемента. Создание различных типов элек-
тровакуумных приборов обусловило развитие в 20—30-е годы
радиосвязи, телевидения, радиолокации, измерительной
техники и других областей радиоэлектроники.
Эти успехи позволили широко внедрять электронные
приборы и устройства в промышленную электронику.
Развитие электроники характеризуется постоянным
увеличением сложности электронных устройств. В настоя-
щее время принято считать, что сложность электронной
аппаратуры через каждые пять лет возрастает примерно в 10
раз.
Недостатками электронных ламп оказались небольшой
срок службы и большое потребление энергии. Эти недостат-
5
ки и усложнение электронных устройств заставили специа-
листов разрабатывать электронные приборы с другими прин-
ципами действия. Ими оказались полупроводниковые при-
боры.
Применение полупроводниковых приборов в электрони-
ке, вычислительной технике, энергетике приобрело массо-
вый характер, что определялось их большими достоинства-
ми: высоким КПД, долговечностью, надежностью, неболь-
шими габаритами, массой и т.д.
В конце 60-х годов появились первые изделия микро-
электроники — интегральные схемы, которые быстро со-
вершенствовались и стали основными изделиями электро-
ники.
Полупроводниковая интегральная микросхема (ИМС) —
микроминиатюрный функциональный узел электронной
аппаратуры, в котором элементы и соединительные провод-
ники изготавливаются в едином технологическом цикле на
поверхности или в объеме полупроводникового материала.
Важной особенностью микроэлектроники является раз-
работка и внедрение методов предельного уменьшения раз-
меров элементов микросхемы: микрорезисторов, диодов,
транзисторов. Это приводит к увеличению функциональных
возможностей микросхем, повышению их надежности и
быстродействия, снижению потребляемой энергии.
В перспективе развития микроэлектроники намечается
функциональное укрупнение ИМС за счет использования
новых физических явлений, позволяющих с помощью про-
стых нерасчленяемых структур осуществлять функции, обыч-
но реализуемые с помощью многоэлементной сложной цепи
или устройства. Реализация такого принципа соответствует
появлению новых изделий микроэлектроники, которые на-
зывают функциональными. Они представляют собой новый
этап развития электроники — функциональную микроэлек-
тронику, которая будет создаваться на основе физической
интеграции в отличие от технологической интеграции, по
которой изготавливаются современные микросхемы. Особен-
ностью схем с физической интеграцией является то, что в
них невозможно выделить область в твердом теле микросхе-
мы, выполняющую роль транзистора, диода, резистора и
т.д. Подобные функциональные свойства реализуются за счет
атомарных, молекулярных и других связей, создающих раз-
личные эффекты. Примером такого функционального при-
бора является пьезокристалл.
1. ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
1.1. ЭЛЕМЕНТЫ
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
Все элементы радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) мож-
но разделить на две группы: активные и пассивные. К ак-
тивным относятся элементы, осуществляющие усиление,
формирование и преобразование электрических сигналов,
как правило, с одновременным увеличением их энергии
или мощности. Активными элементами являются биполяр-
ные и полевые транзисторы, электронно-управляемые лам-
пы, полупроводниковые и другие приборы, принцип дей-
ствия которых основан на использовании квантово-механи-
ческого туннельного эффекта или на управлении переме-
щением электрических или магнитных доменов в кристал-
лах и тонких пленках. В пассивных элементах преобразова-
ние сигналов происходит без увеличения их энергии и даже
с частичной ее потерей. В зависимости от выполняемой
функции пассивные элементы подразделяются на следующие
группы: резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности
(дроссели, трансформаторы), соединяющие проводники,
пленки и элементы коммутации.
1.2. РЕЗИСТОРЫ
Резисторы — наиболее распространенные детали РЭА. На
их долю приходится от 20 до 50 % общего числа элементов
аппаратуры. Принцип работы резисторов основан на исполь-
зовании свойств различных материалов оказывать сопротив-
ление электрическому току. Классификация резисторов при-
ведена на рис. 1.1. В соответствии с этой классификацией,
по материалу изготовления резистивной области различают-
ся проволочные и непроволочные резисторы, а в зависимо-
сти от возможности изменения сопротивления они бывают
нерегулируемые (постоянные), регулируемые (переменные)
и подстроечные. Постоянные резисторы не изменяют сопро-
7
Рис 1.1. Классификация резисторов
тивление при сборке, настройке и эксплуатации аппаратуры,
а переменные и подстроечные имеют для этой цели специ-
альное устройство (контактный ползун, управляемый на
прямой планке, поворотной или червячной оси).
Основными параметрами резисторов являются: номиналь-
ное сопротивление, допуск, номинальная мощность рассея-
ния, максимальное рабочее напряжение, стабильность со-
противления. Номинальное сопротивление R (значение со-
противления резистора, обозначенное на корпусе резистора
или в сопроводительной документации) выражается в омах
(Ом), килоомах (кОм), мегаомах (МОм) и т.д. Значения
номинальных сопротивлений стандартизированы и опреде-
ляются шестью рядами: Е6, Е12, Е24, Е48, Е96, Е192. Чис-
ловые коэффициенты первых трех наиболее употребительных
рядов приведены в табл. 1.1. Номинальное сопротивление
получают умножением числового коэффициента на 10", где
п — целое положительное или отрицательное число или нуль.
Максимально допустимое отклонение реального сопротив-
ления резистора от его номинального значения, выражен-
ное в процентах, называется допуском. Допуски, как и но-
минальные сопротивления, нормированы и определяются
классом точности, устанавливающим величину производ-
ственной погрешности. Наиболее употребительными явля-
ются три класса точности: I класс соответствует допуску
8
Таблица 1.1. Шкала числовых коэффициентов
стандартизированных рядов Е6, Е12 и Е24
Е6 Е12 Е24 Е6 Е12 Е24 Е6 Е12 Е24
±20% ±10% ±5% ±20% ±10% ±5% ±20% ±10% ±5%
1,0 1,0 1,0 2,2 2,2 2,2 4,7 4,7 4,7
- 1,1 - - 2,4 - - 5,1
- 1,2 1,2 - 2,7 2,7 - 5,6 5,6
- 1,3 - 3,0 - - 6,2
1,5 1,5 1.5 3,3 3,3 3,3 6,8 6,8 6,8
- - 1,6 - - 3,6 - - 7,5
1,8 1,8 3,9 3,9 - 8,2 8,2
- - 2,0 - - 4,3 - - 9,1
±5%; II класс — ±10 %; III класс — ±20 %. Прецизионные
резисторы изготовляются с допусками: ±2 %; ±1; ±0,5; ±0,2;
±0,1; ±0,05; ±0,02; ±0,01 %. Номинальное сопротивление
резистора обычно указано маркировкой на нем.
На резисторах относительно больших размеров номиналь-
ное сопротивление маркируют, применяя общепринятые со-
кращенные обозначения единиц, и указывают возможное
отклонение от номинала в процентах, например 1,5 кОм ±10%.
На малогабаритных резисторах номинальные сопротив-
ления маркируют с помощью кода. Единицу ом обозначают
буквой Е, килоом — буквой К, мегаом — буквой М. При
этом сопротивления от 100 до 910 Ом выражают в сотых
долях килоома, а сопротивления от 100 тыс. до 910 тыс. Ом в
сотых долях мегаома. Если сопротивление выражается целым
числом, то обозначение единицы ставят после этого числа,
а если сопротивление выражается целым числом с десятич-
ной дробью, то целое число ставится впереди буквы, обо-
значающей единицу, а дробь — после буквы (буква заменя-
ет запятую). Например, сопротивление 68 Ом обозначают 68
Е; 6,8 кОм - 6К8; 68 кОм - 68К; 6,8 МОм - 6М8. Когда
же сопротивление выражается десятичной дробью, мень-
шей единицы, буквенное обозначение единицы измерения
располагается перед числом, а нуль и запятая из маркиров-
ки исключаются. Например-, сопротивление 680 Ом = 0,68
кОм обозначают К68, а 680 кОм = 0,68 МОм — М68. На
малогабаритных резисторах допускаемое отклонение нано-
сится после обозначения номинального сопротивления
следующими буквами: ±5 % — И, ±10 % — С, ±20 % — В.
В последнее время применяют маркировку резисторов
цветовым кодом. Код наносится на резистор в виде колец.
9
Первые два кольца обозначают числовой коэффициент, тре-
тье — порядок множителя, четвертое — допуск. Значение
номинала, порядок множителя и допуск определяются цве-
том колец.
Под номинальной мощностью рассеяния Рном понимают
наибольшую мощность, создаваемую протекающим через
резистор током, при которой он может длительное время
работать, сохраняя свои параметры. Резисторы выпускаются
с номинальной мощностью рассеяния 0,01; 0,025; 0,05; 0,125;
0,25; 0,5; 1; 2; 5; 10 Вт и более.
Максимальное рабочее напряжение — это максимальное
напряжение, приложенное к резистору, при котором еще
не возникает электрического пробоя.
Стабильность сопротивления резистора характеризуется
в основном температурным коэффициентом сопротивления
ТКЛ, который определяется выражением
ДЯ
ТКЯ =------.
ЯдТ
TKJ? может быть положительным, отрицательным или
равным нулю.
По принятой системе обозначений условное обозначение
типа резистора (маркировка) состоит из трех элементов. Пер-
вый, буквенный, элемент указывает тип резисторов (С —
постоянные, СП — переменные); второй, цифровой, — ма-
териал, из которого они изготовлены (1, 2, 3, 4 — непрово-
лочные, 5 — проволочные, 6 — резисторы СВЧ); третий,
цифровой, элемент означает конструктивный вариант ис-
полнения резисторов одной группы (например: С 2-2 —
постоянный непроволочный, поверхностный, металлопле-
ночный резистор второго варианта исполнения; С5-5 — по-
стоянный проволочный резистор пятого варианта исполне-
ния).
На электрических схемах резисторы обозначаются пря-
моугольниками. Внутри прямоугольников для нерегу-
лируемых резисторов (рис. 1.2, а—ж) условными знаками
указывается номинальная рассеиваемая мощность, а для
регулируемых (рис. 1.2, з и и) и подстроечных (рис. 1.2, к, л)
она не приводится.
Особую группу составляют полупроводниковые резис-
торы, к которым относятся терморезисторы, фоторезисто-
ры, варисторы и тензорезисторы.
10
Рис. 1.2. Условные обозначения резисторов
Терморезисторы — это резисторы, сопротивление кото-
рых существенно зависит от температуры. Терморезисторы с
отрицательным TKJ? называют термисторами, а с положи-
тельным ТКЛ — позисторами. Терморезисторы широко при-
меняются для стабилизации режима полупроводниковых
устройств, в качестве датчиков температуры в аппаратуре
теплового контроля и т.п.
Фоторезисторы — это полупроводниковые резисторы,
сопротивление которых определяется их освещенностью.
Варисторы — это полупроводниковые резисторы, сопро-
тивление которых зависит от приложенного напряжения. Они
имеют нелинейную вольт-амперную характеристику (рис. 1.3).
Варисторы применяются в маломощных стабилизаторах на-
пряжения, автоматических регуляторах
усиления, устройствах автоматической
регулировки полосы пропускания и т.д.
Тензорезисторы — это полупроводни-
ковые резисторы, в которых исполь-
зуется зависимость электрического со-
противления от механических деформа-
ций. Они изготовляются с номинальным
сопротивлением от нескольких десятков
ом до нескольких килоом и по характеру
зависимости сопротивления от прикла-
дываемого механического воздействия
делятся на линейные и нелинейные.
Условные обозначения полупроводни-
ковых резисторов показаны на рис. 1 А.
теристика варис-
тора
Рис. 1.4. Условные обозначения полупроводниковых резисто-
ров: а — термистора; б — позистора; в — варистора; г — линей-
ного тензорезистора; д — нелинейного тензорезистора; е — фо-
торезистора
11
1.3. КОНДЕНСАТОРЫ
Пассивные элементы РЭА, предназначенные для созда-
ния в электрической цепи требуемого значения электричес-
кой емкости, называются конденсаторами. Они применяют-
ся для разделения постоянной и переменной составляющих
тока и в электрических фильтрах, для сглаживания пульсаций
выпрямленного напряжения и для уменьшения электричес-
кой связи между каскадами. С катушками индуктивности
конденсаторы образуют колебательные контуры, которые
широко используются в различных радиоэлектронных
устройствах.
Принцип работы конденсатора основан на его способно-
сти накапливать заряд на своих обкладках, если к ним при-
ложено напряжение. Классификация конденсаторов приве-
дена на рис. 1.5.
Рис. 1.5. Классификация конденсаторов
Конструктивно конденсатор представляет собой устрой-
ство, состоящее из двух или более электропроводящих пла-
стин (обкладок), разделенных тонким слоем диэлектрика. В
качестве диэлектрика используются твердые органические
(бумага, пленки) и неорганические (слюда, керамика, стек-
ло) вещества, жидкости и газы. Особую группу образуют
оксидные (электролитические) конденсаторы, в которых роль
12
диэлектрика выполняет тонкая оксидная пленка. Большин-
ство оксидных конденсаторов являются полярными и требуют
соблюдения полярности подключения выводов. Нарушение
этого условия значительно ухудшает свойства конденсато-
ров и может привести к выходу их из строя.
По характеру изменения емкости конденсаторы подраз-
деляются на конденсаторы постоянной емкости, или
нерегулируемые, конденсаторы переменной емкости (пере-
менные, полупеременные, или подстроечные) и саморе-
гулируемые.
Конденсаторы постоянной емкости характеризуются по-
стоянными площадью перекрытия пластин (обкладок) и
расстоянием между ними.
У конденсаторов переменной емкости (КПЕ) площадь
перекрытия пластин (обкладок) или расстояние между пла-
стинами не остаются постоянными и могут изменяться. Не-
подвижные пластины называются статорными, подвижные —
роторными.
В РЭА широко применяются блоки КПЕ, состоящие из
двух, трех и более КПЕ, механически связанных друг с
другом. Разновидностью КПЕ являются подстроечные кон-
денсаторы. Их емкость можно изменять лишь с помощью
отвертки или другого инструмента.
В саморегулируемых конденсаторах емкость изменяется под
действием приложенного к конденсатору напряжения. Ди-
электриком в них служит материал из специальной керами-
ки — сегнетоэлектрик. Такие конденсаторы называют вари-
кондами.
К саморегулируемым конденсаторам относятся и полу-
проводниковые диоды, называемые варикапами. В основу
действия варикапа положена зависимость емкости
полупроводникового диода от приложенного к нему обрат-
ного напряжения.
Условные графические обозначения конденсаторов при-
+
а б в г д . е ж з и
НН-НН-Ч1—if -уб- чк- -4F -^б-
Рис. 1.6. Условные обозначения конденсаторов: а— постоян-
ной емкости; б — полярного; в — оксидного (электролитическо-
го) полярного; г — оксидного неполярного; д, е — переменной
емкости; ж, з — подстроечных; и — вариконда
13
ведены на рис. 1.6. Их эксплуатационные свойства оценива-
ются следующими основными параметрами: номинальной
емкостью, выражаемой в пикофарадах (пФ), нанофарадах
(нФ) и микрофарадах (мкФ); допустимым отклонением ем-
кости конденсатора от номинальной, или допуском; номи-
нальным рабочим напряжением и температурным коэффи-
циентом емкости ТКС
ТКС=
дс
сдт’
Как и для резисторов, значения номинальных емкостей
конденсаторов от 1 пФ и выше определяются рядами значе-
ний. Для основных классов точности большинства групп
конденсаторов существуют ряды номинальных емкостей: для
I класса (±5 %) — ряд Е24, для II класса (±10 %) — ряд
Е12; для III класса (±20 %) — ряд Е6. Числовые коэффици-
енты рядов Е6, Е12, Е24 такие же, как и для резисторов.
Номинальную емкость получают умножением числового
коэффициента на 10п, где п — целое положительное или
отрицательное число или нуль. Номинальные емкости элек-
тролитических конденсаторов выбирают из ряда 0,5; 1; 2; 5;
10; 20; 30; 50; 100; 200; 300; 500; 1000; 2000; 5000.
В зависимости от материала диэлектрика конденсаторы
подразделяют на группы, присваивая сокращенные обозна-
чения, состоящие из букв и цифр. Например, керамические
на номинальное рабочее напряжение до 1600В (К.10) и выше
1600В (К15); электролитические фольговые алюминиевые
(К50); оксидно-полупроводниковые (К53); комбинирован-
ные пленочные (К75); переменные вакуумные (КП1); под-
строечные воздушные (КТ2).
Номинальную емкость маркируют на конденсаторе пол-
ностью (может быть не обозначена единица «пФ») или же с
использованием кода (для малогабаритных конденсаторов).
Если номинальная емкость выражается целым числом, то
обозначение единицы измерения ставят после этого числа.
Например: емкость 15 пФ обозначают 15П, а емкость 0,015
мкФ=15 нФ обозначают 15Н.
Если номинальная емкость выражается десятичной дро-
бью, меньшей единицы, то нуль целых и запятая из марки-
ровки исключаются, а буквенное обозначение единицы из-
мерения располагается перед числом (150 пФ=0,15 нФ обо-
значают Н15, а 0,15 мкФ обозначают М15). Если номиналь-
ная емкость выражается целым числом с десятичной дро-
14
бью, то целое число ставят впереди, а десятичную дробь
после буквы. Например', емкость 1,5 пФ обозначают 1П5, а
емкость 1500 пФ =1,5 нФ обозначают 1Н5.
1.4. КАТУШКИ ИНДУКТИВНОСТИ
Катушками индуктивности называют пассивные элементы
РЭА, основным свойством которых является эффект пре-
образования энергии электрического тока в энергию маг-
нитного поля и обратно. Этот эффект используется для со-
здания реактивного сопротивления переменному току,
осуществления связи между цепями через магнитный поток
и других целей.
Основными параметрами катушек индуктивности явля-
ются индуктивность, добротность и температурный коэф-
фициент индуктивности TKZ.
Индуктивность катушки выражается в генри (Гн), мил-
лигенри (мГн) или микрогенри (мкГн). Значение индук-
тивности зависит от конструкции катушки и возрастает при
увеличении размеров и числа ее витков. Введение в катушку
сердечника из магнитно-диэлектрических материалов (фер-
рита, альсифера, карбонильного железа, магнетита) увели-
чивает ее индуктивность, а из диамагнитных материалов
(меди, латуни, алюминия) — уменьшает. Это явление
используется для регулировки индуктивности.
Добротность катушки Q равна отношению ее реактив-
ного сопротивления к активному: Q = wL/R. Добротность
катушки повышается при введении сердечника из карбо-
нильного железа, альсифера или феррита.
Температурный коэффициент индуктивности TKZ опре-
деляется как относительное изменение индуктивности при
изменении температуры на один градус:
д£
ТКХ =----.
£дТ
Он зависит от материала, из которого выполнен каркас
катушки, типа намотки и конструктивных особенностей
катушки.
Катушки индуктивности в отличие от конденсаторов и
резисторов являются нестандартными элементами. Они рас-
считываются и изготовляются для конкретных устройств РЭА
(дросселей, трансформаторов и др.). На рис. 1.7 показа-
ны условные графические обозначения катушек индук-
тивности.
15
Рис. 1.7. Условные обозначения катушек индуктивности: а —
без сердечника; б — с отводами; в — с магнитодиэлектрическим
сердечником (карбонильное железо, альсифер); г — с ферро-
магнитным или ферритовым сердечником; д — с медным сер-
дечником; е — с зазором в ферромагнитном магнитопроводе;
ж — с индуктивностью, регулируемой путем изменения поло-
жения магнитопровода
1.5. ЭЛЕМЕНТЫ КОММУТАЦИИ
1.5.1. Переключатели
Основным назначением переключателей в РЭА является
коммутация электрических цепей для обеспечения того или
иного режима ее работы. Переключатели состоят из двух
элементов: контактной пары и механизма ее замыкания-
размыкания. Контакты выполняются из платины, серебра,
золота, их сплавов, а также из бронзы, латуни или вольф-
рама. Форма контактов может быть плоскоконической, плос-
косферической, цилиндрической.
В зависимости от действия механизма замыкания—раз-
мыкания контактов переключатели делятся на нажимные
(кнопки и клавишные), перекидные (тумблеры) и галет-
ные.
В настоящее время широкое распространение получили
герметизированные переключатели с пружинными контак-
тами из ферромагнитного материала, соприкасающимися под
действием магнитного поля (герконы). Различают герконы,
работающие на замыкание, переключение и размыкание
электрической цепи. Конструкция геркона состоит из бал-
лона и помещенной в него контактной пары. Внутри балло-
на, диаметром 3—6 мм и длиной 30—50 мм, создается вакуум
или газовая среда (азот, аргон, водород) различного давле-
ния. При определенной напряженности магнитного поля элек-
тромагнита или постоянного магнита свободные концы
пружинных контактов (чаще всего из пермаллоевой прово-
16
локи), находящиеся на расстоянии нескольких десятых или
сотых долей миллиметра, притягиваются друг к другу и
замыкают контакт. При уменьшении напряженности кон-
такты упругой силой возвращаются в исходное положение,
и контакт размыкается. Герконы применяются как реле,
коммутаторы и др.
Основными параметрами переключателей являются: пе-
реходное сопротивление (обычно равно 0,01—0,03 Ом); ем-
кость между контактами (должна быть не более единиц пи-
кофарад); сопротивление изоляции; мощность контактов;
срок службы; четкость фиксации; масса и габариты.
Условные обозначения наиболее распространенных ти-
пов переключателей показаны на рис. 1.8.
Рис. 1.8. Условные обозначения наиболее распространенных
типов переключателей: а — замыкающий контакт; б, в — размы-
кающие контакты; г — контакт с фиксацией в замкнутом поло-
жении; д — контакт с фиксацией в разомкнутом положении; е,
ж — коммутирующие контакты с фиксацией крайних положе-
ний; з — коммутирующие контакты с фиксацией среднего и край-
них положений; и — коммутирующие контакты с фиксацией в
среднем положении и без фиксации в крайних; к — галетный
переключатель
1.5.2. Реле
Назначением реле, как и переключателей, является
коммутация электрических цепей РЭА. Однако если в пере-
ключателе эта коммутация осуществляется механическим
нажатием кнопок, клавиш, изменением положения рычага
тумблера или ручки галетного переключателя, то в реле од-
новременное замыкание (размыкание) контактных пар про-
исходит под действием электрического, магнитного или теп-
лового поля.
По принципу действия реле делятся на электромагнит-
ные, магнитоэлектрические, электродинамические, индук-
ционные, элекгротепловые, электронные и др.
Наибольшее распространение получили электромагнит-
ные реле, которые состоят из контактных пар, якоря, об-
2 - 5926
17
мотки, сердечника и элементов для их механической сбор-
ки. В зависимости от вида коммутируемого тока электро-
магнитные реле могут быть постоянного и переменного то-
ков. Реле постоянного тока подразделяют на нейтральные и
поляризованные. Нейтральные реле срабатывают только при
наличии постоянного тока в обмотке, а поляризованные
имеют якорь, расположенный между контактными пласти-
нами, который при срабатывании реле перемещается в одну
или другую сторону в зависимости от направления протека-
ющего в обмотке тока.
Рис. 1.9. Условные обозначения реле:
а — реле с одной группой контактов;
б — реле с несколькими группами контактов
В зависимости от времени срабатывания реле разделяют
на быстродействующие (не более 0,005 с), нормальные (от
0,005 до 0,015 с) и замедленные (более 0,015 с).
Основными параметрами реле являются: токи (напряже-
ния) срабатывания и отпускания; время срабатывания и
отпускания; срок службы; масса и габариты. Условные обо-
значения реле показаны на рис. 1.9.
1.5.3. Соединители
Соединители (разъемы) предназначены для выполнения
электрического монтажа между блоками и функциональными
ячейками РЭА с помощью кабелей, жгутов и печатных про-
водников на общей соединительной плате. Соединители со-
стоят из двух частей: вилки и розетки, в изоляционных
основаниях которых соответственно укреплены штыри и
гнезда, образующие контактные пары. Соединители выпол-
няются с гладкими, плоскими и круглыми штырями, с
пружинными гнездами и с гиперболоидной поверхностью
18
гнезда или штыря. Последний вид соединения наиболее на-
дежен, так как контактирование осуществляется во многих
точках гиперболоидной поверхности. По форме соединители
бывают цилиндрические и плоские прямоугольные. Первые
используются в высокочастотных цепях. Основными пара-
метрами соединителей являются число и надежность кон-
тактных пар, их переходное сопротивление, рабочее напря-
жение и максимальный рабочий ток, рабочий диапазон ча-
стот, масса и габариты, срок службы. Условные обозначения
соединителей показаны на рис. 1.10.
Рис. 1.10. Условные обозначения соединителей:
а — штырь (штепсель) соединителя; б — гнездо соедините-
ля; в, г — высокочастотные (коаксиальные) соединители; д —
розетка и е — вилка разъемного соединителя
Контрольные вопросы и задания
1. Перечислите основные параметры и характеристики ре-
зисторов.
2. На каком принципе основана работа терморезисторов,
варисторов и тензорезисторов?
3. Назовите основные виды и параметры конденсаторов.
4. Какие факторы влияют на индуктивность катушек?
5. Назовите наиболее распространенные типы переключа-
телей и приведите их условные обозначения.
6. В чем проявляются различия между нейтральными и
поляризованными реле постоянного тока?
2*
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
2.1. ФИЗИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА
ПОЛУПРОВОДНИКОВ
2.1.1. Энергетические зоны полупроводников
К полупроводникам относят вещества, которые по своему
удельному сопротивлению (р=1О'5...1О10 Ом • см) занимают
промежуточное положение между проводниками и диэлект-
риками. Характерной чертой полупроводников, отличающей
их от других веществ, является сильная зависимость их со-
противления от температуры и концентрации примесей.
В производстве полупроводниковых приборов наиболь-
шее распространение получили германий и кремний — эле-
менты 4-й группы таблицы Менделеева. Они должны иметь
правильную кристаллическую структуру с очень малыми
дефектами (в виде недостающих или сместившихся атомов)
и очень высокую чистоту — не более одного атома примеси
на 1010 атомов основного вещества.
Все вещества состоят из атомов, образованных положи-
тельно заряженным ядром и электронами, вращающимися
вокруг него по орбитам с определенными радиусами. Каждый
электрон, входящий в состав атома, обладает определенной
полной энергией. Энергии электронов атома можно пред-
ставить в виде диаграммы (рис. 2.1, а). Чем дальше от ядра
находится вращающийся электрон, тем выше его энергия
(или энергетический уровень на диаграмме). При этом элек-
троны в атоме могут обладать лишь дискретными значения-
ми энергий Wit W3 и на рис. 2.1, а) и не могут
иметь промежуточных значений. Другими словами, элект-
роны свободного атома образуют дискретный энергетичес-
кий спектр.
Электроны, вращающиеся на внешних оболочках, назы-
ваются валентными. Установлено, что в атоме любого веще-
ства одинаковая энергия может быть не более чем у двух
электронов. Поскольку в веществе содержится большое ко-
личество атомов, то на валентные электроны действуют поля
электронов и ядер соседних атомов, в результате чего каж-
20
дый отдельный разрешенный энергетический уровень атома
расщепляется на ряд новых энергетических уровней, энер-
гии которых близки друг к другу. В результате образуются
целые энергетические зоны, состоящие из близко располо-
женных энергетических уровней. Совокупность уровней, на
которых могут находиться электроны, называют разрешен-
ной зоной (зоны 1, 3 и 5 на рис. 2.1,6). Верхний энергетичес-
кий уровень разрешенной зоны называют потолком, ниж-
ний — дном. Промежутки между разрешенными зонами но-
сят название запрещенных зон (зоны 2 и 4 на рис. 2.1, 6).
Энергетические уровни, образованные валентными элек-
тронами, называют валентной зоной (зона ВЗ на рис. 2.1, в).
При температуре абсолютного нуля (О К или -273,16 °C)
все ее энергетические уровни заполнены электронами.
Расположенная над ней разрешенная зона называется зоной
проводимости ЗП. При температуре абсолютного нуля все
энергетические уровни ЗП свободны. Зона проводимости
отделена от ВЗ запрещенной зоной 33. Ширина 33 оказывает
существенное влияние на свойства полупроводника. При
комнатной температуре (+25 °C) у кремния ширина запре-
щенной зоны составляет ДЖ= 1,12 эВ, у германия Д1К=
0,75 эВ, у арсенида галлия ДИ/ = 1,43 эВ. У диэлектриков
ДЖ> 6 эВ, а у металлов Д1У= 0, т.е. зона проводимости
сливается с валентной зоной.
W
W4
W3
W2
Wt
Рис. 2.1. Энергетические зоны полупроводника
21
2.1.2. Электроны и дырки в полупроводниках
В кристалле чистого германия и кремния связь между
атомами осуществляется за счет вращения двух электронов,
принадлежащих двум рядом расположенным атомам, по од-
ной общей орбите. Такая связь называется парноэлектрон-
ной, или ковалентной (рис. 2.2, а). Германий и кремний
являются четырехвалентными элементами, их атомы имеют
по 4 валентных электрона, и ковалентные связи образуются
между четырьмя соседними атомами, как показано на рис.
2.2, б. На этом рисунке парные ковалентные связи обозна-
чены параллельными линиями, соединяющими два сосед-
них атома, а электроны, образующие эти связи, — черны-
ми точками (1). Электроны, связанные ковалентными свя-
зями, не участвуют в электропроводности полупроводника.
Чтобы появилась электропроводность (т.е. чтобы полупро-
водник стал способным проводить электрический ток), не-
обходимо разорвать часть ковалентных связей. Освобожденные
от ковалентных связей электроны смогут свободно переме-
щаться по кристаллу полупроводника и участвовать в элек-
тропроводности. Такие электроны называют свободными, или
электронами проводимости (рис. 2.2, в). Разрушение кова-
лентных связей происходит при сообщении электронам до-
полнительной энергии за счет повышения температуры (на-
грева) полупроводника, облучения светом и других энерге-
тических воздействий. В результате энергия свободных элек-
тронов увеличивается, и их энергетические уровни соот-
ветствуют энергетическим уровням зоны проводимости.
Место на внешней орбите атома, где ранее находился
электрон (или, иными словами, разорванная ковалентная
связь), называется дыркой. На энергетической диаграмме
Рис. 2.2. Плоская модель кристаллической решетки германия
и кремния (а, б, в) и их энергетическая диаграмма (г)
22
дырке соответствует свободный энергетический уровень (2)
в валентной зоне, с которого электрон перешел в зону про-
водимости (рис. 2.2, г). Атом, лишившийся одного из элект-
ронов, обладает положительным зарядом, равным абсо-
лютному значению заряда электрона. Следовательно, обра-
зование дырки эквивалентно возникновению положитель-
ного заряда р = +q (q ~ 1,6 • 1019 Кл — заряд электрона).
Образование свободных электронов в зоне проводимос-
ти и дырок в валентной зоне называют генерацией носите-
лей заряда, или генерацией пар электрон—дырка, поскольку
у абсолютно чистых (собственных) полупроводников появ-
ление свободного электрона в зоне проводимости обязательно
сопровождается появлением дырки в валентной зоне.
Свободный электрон может, теряя часть своей энергии,
из зоны проводимости перейти в валентную зону, заполнив
собой одну из имеющихся в ней дырок. При этом восста-
навливается ковалентная связь. Этот процесс называют ре-
комбинацией. Таким образом, рекомбинация всегда сопро-
вождается потерей пары электрон—дырка.
Рекомбинация всегда означает переход электрона в со-
стояние с более низкой энергией. Выделяющаяся при этом
энергия может излучаться в виде кванта света (фотона) или
превращаться в тепловую энергию.
Промежуток времени от момента генерации носителя за-
ряда до его рекомбинации называют временем жизни, а рас-
стояние, пройденное им за время жизни, — диффузионной
длиной.
2.1.3. Концентрация носителей зарядов
в собственном полупроводнике
При температурах, превышающих -273,16 °C, в
полупроводнике всегда имеются разорванные ковалентные
связи, т.е. некоторое количество свободных электронов и
равное им число дырок. Число, или концентрация, свобод-
ных электронов и дырок зависит от ширины запрещенной
зоны Д И7 и температуры: оно тем больше, чем меньше Д W
и выше температура. При заданной температуре процесс ге-
нерации носителей заряда уравновешивается процессом ре-
комбинации. Такое состояние полупроводника называют рав-
новесным. Для полупроводника, находящегося в равновес-
ном состоянии, концентрация свободных электронов л, рав-
23
на концентрации дырок д (индексы i соответствуют чистому,
или собственному, полупроводнику) в валентной зоне, и
можно записать
л(д = я2 = д2 = const. (2.1)
2.1.4. Примесные полупроводники
Для придания полупроводниковым приборам требуемых
свойств в чистые полупроводники добавляют дозированные
примеси других элементов. Примеси бывают донорные и
акцепторные.
При внесении в германий или кремний пятивалентных
элементов (фосфора Р, мышьяка As, сурьмы Sb и др.) че-
тыре валентных, электрона примесных атомов образуют
устойчивые ковалентные связи с соседними атомами основ-
ного вещества. Пятые валентные электроны примесных ато-
мов, не участвующие в ковалентных связях, слабо связаны
со своим ядром и уже при комнатной температуре отрыва-
ются от атома и становятся свободными. При этом примес-
ные атомы превращаются в положительные ионы, а ото-
рвавшиеся электроны добавляются к свободным электро-
нам собственной электропроводности. Концентрация элект-
ронов в таком полупроводнике оказывается значительно
больше, чем концентрация дырок, и протекание тока через
него будет в основном определяться движением электронов
и в очень малой степени — движением дырок. Такие полу-
проводники называют полупроводниками п-типа (от латин-
ского слова negative — отрицательный), а пятивалентные
примеси — донорами.
Если содержание примесей в полупроводнике мало, то
их атомы практически не взаимодействуют межцу собой,
вследствие чего энергетические уровни примесных атомов
не расщепляются на зоны. Малая энергия, сообщаемая элек-
тронам донорных примесей для их перевода в зону проводи-
мости (эту энергию называют энергией ионизации), свиде-
тельствует о том, что энергетические уровни доноров рас-
полагаются вблизи дна зоны проводимости полупроводника
(рис. 2.3, а). При низкой температуре вероятность перехода
электронов из валентной зоны в зону проводимости во много
раз меньше вероятности их перехода с донорных уровней.
При увеличении концентрации доноров их энергетичес-
кие уровни расщепляются, образуя зону, которая может
слиться с зоной проводимости. Такой полупроводник назы-
24
вают вырожденным. В вырожденном полупроводнике кон-
центрация носителей заряда собственной электропроводно-
сти очень мала, поэтому свойства такого полупроводника
мало зависят от изменений температуры.
При введении в германий или кремний трехвалентных
примесей (бора В, индия In, алюминия А1 и др.) три вален-
тных электрона примесных атомов образуют устойчивые
ковалентные связи с тремя соседними атомами основного
вещества. Для образования четвертой ковалентной связи при-
месным атомам не хватает по одному электрону. Эти элект-
роны они получают за счет разрыва ковалентных связей у
других атомов германия или кремния. При этом на месте
разрушенных ковалентных связей образуются дырки, кото-
рые добавляются к собственным дыркам и увеличивают тем
самым общую концентрацию дырок в полупроводнике. Элек-
троны, захваченные атомами примеси, превращают их в от-
рицательные ионы и, находясь в связанном состоянии, не
могут участвовать в электропроводности. Следовательно, в
полупроводнике будет преобладать дырочная электропро-
водность. Такой полупроводник называют полупроводником
p-типа (от латинского слова positive — положительный), а
входящие в него примеси — акцепторами.
На зонной диаграмме энергетические уровни акцептор-
ных примесей располагаются вблизи потолка валентной зоны
(рис. 2.3, б), поэтому при небольшой дополнительной энер-
гии (0.01...0.05 эВ) электроны из валентной зоны могут
переходить на этот уровень, образуя дырки. При увеличении
Рис. 2.3. Зонные диаграммы полупроводника с донорны-
ми (а) и акцепторными (б) примесями
25
концентрации примесей уровни акцепторов расщепляются,
образуя зону, которая может слиться с валентной. Полу-
проводник становится вырожденным.
Подвижные носители электрического заряда, концент-
рация которых преобладает в полупроводнике, называются
основными, а носители зарядов, концентрация которых в
полупроводнике меньше, — неосновными.
Введение примесей в полупроводник сопровождается
увеличением концентрации основных носителей заряда (л„
или рр) и пропорциональным уменьшением концентрации
неосновных (пр или р„). При установившейся температуре
произведение концентраций примесей основных и неоснов-
ных подвижных носителей заряда связано с концентрация-
ми этих зарядов в собственном полупроводнике уравнением
= Ni- <2-2>
2.1.5. Дрейфовый ток
Свободные электроны хаотически перемещаются по
кристаллу полупроводника. Помимо этого происходит
разрушение ковалентных связей одних атомов (процесс ге-
нерации носителей заряда) и восстановление ковалентных
связей (рекомбинация) других, рядом расположенных с
ними атомов, что сопровождается исчезновением дырок в
одном месте и появлением их в другом. Такое явление по-
зволяет представить дырки в качестве подвижных свобод-
ных носителей элементарного положительного заряда.
Если в полупроводниках создать электрическое поле на-
пряженностью Е, то хаотическое движение электронов и
дырок приобретет направленный характер: электронов — в
направлении, противоположном направлению напряженно-
сти поля, а дырок — в направлении, совпадающем с на-
правлением напряженности. Направленное движение заря-
дов вызовет протекание через полупроводник электричес-
кого тока, называемого дрейфовым и имеющего две состав-
ляющие — электронную и дырочную, плотности которых
соответственно равны
Лдр = яп JP№ = ЯР РрЕ, (2.3)
где пир — концентрация электронов и дырок в
полупроводнике; цЛ и ц, — подвижность электронов и ды-
рок.
26
Подвижность электронов и дырок равна их сред-
ней скорости в электрическом поле с напряженностью
Е = 1 В/см, т.е.
Значения ц„ и зависят от температуры и концентрации
примесей. С ростом температуры и концентрации приме-
сей подвижность носителей заряда уменьшается, что связа-
но с увеличением числа столкновений зарядов в единицу
времени.
Поскольку электроны и дырки под действием электри-
ческого поля движутся в противоположных направлениях
(напомним, что за направление тока принимается направле-
ние движения положительных зарядов), то результирующая
плотность протекающего через полупроводник тока равна
4 = + <лР = + «Р р,)£ (2.4)
2.2. ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫЙ ПЕРЕХОД (ЭДН)
2.2.1. Контакт двух полупроводников р- и л-типов
Принцип действия большинства полупроводниковых при-
боров основан на явлениях, происходящих на границе двух
полупроводников с различными типами электропровод-
ности.
Обозначим концентрацию доноров в п-области через Na,
а концентрацию акцепторов p-области через ЛГВ. Предполо-
жим, что температура полупроводника такова, что все ато-
мы примесей ионизированы. Тогда концентрации основных
носителей (электронов в n-области п„ и дырок в р-области
рр) окажутся приблизительно равными концентрациям до-
норов и акцепторов: л„= р.— Na В это же время концен-
трации неосновных носителей (дырок в л-области р„и элек-
тронов в p-области л,) будут намного меньше не только
концентраций основных носителей, но и концентрации соб-
ственных носителей л, , что следует из уравнения (2.2).
Если бы электронная и дырочная области полупровод-
ника были изолированы друг от друга, то в состоянии рав-
новесия отрицательный заряд ионов акцепторов был бы
скомпенсирован положительным зарядом дырок, а положи-
тельный заряд ионов доноров — отрицательным зарядом
свободных электронов, и каждая из областей полупровод-
ника оказалась бы электрически нейтральной:
27
N-n+p~p-N-n. (2.5)
Так как в p-области дырок значительно больше, чем в
«-области, будет происходить их диффузия из p-области в
л-область и в приконтактном слое p-области концентрация
дырок р станет меньше равновесной. Аналогично вследствие
диффузии электронов из л-области в p-область в прикон-
тактном слое л-области концентрация электронов л ока-
жется меньше их равновесной концентрации, что и показа-
но на рис. 2.4, а (для простоты анализа принято: Nt = Na,
вследствие чего п„=рри пр=р„). В результате в приконтакт-
ном слое л-области возникает положительный заряд, а в
приконтактном слое р-области — отрицательный заряд (рис.
2.4, 6).
Рис. 2.4. Распределение концентраций электронов и дырок
(а) и плотности объемного заряда (6) в полупроводнике с элек-
тронной и дырочной областями
Заряд, возникающий в приконтактных слоях р- и л-об-
ластей полупроводника, называется объемным зарядом элек-
тронно-дырочного перехода (р-л-перехода), а область, охва-
тывающая приконтактный слой, — областью объемного за-
ряда электронно-дырочного перехода (ЭДП), или обеднен-
ным слоем ЭДП, поскольку концентрации основных носите-
лей в этой области значительно меньше их концентраций за
пределами области.
2.2.2. Диффузионный ток
Движение свободных электронов и дырок в полупровод-
нике подобно движению молекул газа. Это означает, что
при неравномерном распределении концентраций носителей
заряда в объеме полупроводника при постоянной темпера-
28
туре происходит их диффузия, т. е. движение носителей за-
ряда в область с более низкой концентрацией. Диффузион-
ное движение дырок и электронов через границу раздела р-
и л-областей создает диффузионный ток /диф, имеющий две
составляющие: дырочную /рдиф, обусловленную диффузией
дырок из ^-области в л-область, и электронную, обуслов-
ленную диффузией электронов из л-области в /7-область.
Направление диффузионных составляющих электронно-
го и дырочного токов показано на рис. 2.5.
В процессе диффузии количество дырок в л-области уве-
личивается на столько, на сколько оно уменьшается в
р-области, а увеличение количества электронов в р-области
равно их уменьшению на такое же число в л-области. По-
этому в обедненном слое положительный заряд равен абсо-
лютному значению отрицательного заряда. Пространствен-
ное разделение положительного и отрицательного зарядов в
ЭДП приводит к возникновению электрического поля, на-
зываемого диффузионным, вектор напряженности Етф ко-
торого направлен от положительного заряда к отрицатель-
ному (см. рис. 2.4, б). Это поле способствует движению не-
основных носителей: дырок из л-области в /7-область и элек-
тронов из /7-области в л-область. Следовательно, помимо
диффузионного тока через ЭДП протекает и дрейфовый
ток, имеющий электронную 1„ лр и дырочную 1р др составля-
ющие. Направление дрейфового тока противоположно на-
правлению тока диффузии (рис. 2.5).
При отсутствии внешнего электрического поля резуль-
тирующий электрический ток через
. ЭДП равен нулю. Это означает, что в
равновесном состоянии число основ-
1п.диф-------ных носителей, переходящих в проти-
ip воположные области полупроводника
за счет диффузии, равно числу неос-
-----------in- др новных носителей, поступающих в эти
ip_ др области за счет дрейфа.
; i----7 Образование объемных зарядов про-
Рис. 2.5. Направ-
ления диффузион-
ных и дрейфовых со-
ставляющих элект-
ронного и дырочно-
го токов через ЭДП
тивоположных знаков в приконтакт-
ной области вызывает появление раз-
ности потенциалов между р- и «-об-
ластями, которая называется контак-
тной.
Образование контактной разности
потенциалов на границе двух полупро-
29
водников с различными типами электропроводности созда-
ет своеобразный потенциальный барьер, препятствующий
процессу диффузии основных носителей. Из /^-области в
л-область смогут перейти за счет диффузии только те дыр-
ки, энергия которых достаточна для преодоления потенци-
ального барьера высотой <р1к Это замечание справедливо и
для электронов л-области.
Контактная разность потенциалов <р1к, или высота по-
тенциального барьера, тем больше, чем сильнее легированы
области ЭДП. При одинаковой степени легирования <р1к боль-
ше в полупроводниках с большей шириной запрещенной
зоны. Для большинства германиевых ЭДП <р1к= 0,25—0,45 В,
а для кремниевых <р1к = 0,5...0,9 В.
2.3. ВОЛЬТ-АМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ЭДП
2.3.1. Смещение ЭДП в прямом направлении
Приложение внешнего напряжения называют смещением
ЭДП. Различают смещение ЭДП в прямом и обратном на-
правлениях.
Прямое смещение получается при подключении источ-
ника внешнего напряжения плюсом к р-области, а минусом
к л-области (рис. 2.6, а). При этом результирующая напря-
женность электрического поля ЭДП уменьшается до значе-
ния Е = Дцф - £пр, а потенциальный барьер — до значения
<р = йс - ф„р, что приводит к увеличению диффузии основ-
ных носителей через ЭДП. Поскольку число неосновных но-
сителей вр- и л-областях при этом не изменяется, то прак-
—о Unp о
--------
--------*-Едиф
-о С/обрО----
---► Еобр
-------*~Едиф
© 0
.© 0
0"
Ф О
® О р
ФФ ®0
®ф QQl°6p
ФФ О®*
ФФ 0®
л @0 0® р
—= Едиф - Епр
Е = Едиф + Еобр
Рис. 2.6. Прямое (а) и обратное (6) включения полупровод-
ника с ЭДП
30
тически не изменяется и ток дрейфа. Результирующий ток
ЛР = 4иф - Ар будет определяться диффузионным током и
иметь одинаковое с ним направление.
Снижение потенциального барьера при прямом включе-
нии ЭДП увеличивает число основных носителей, диффун-
дирующих в области с противоположным типом электро-
проводности, и приводит к увеличению их концентраций
на границах этих областей с ЭДП. Электроны и дырки,
диффундирующие в смежные области полупроводника, ста-
новятся в этих областях неосновными носителями. Такое
явление называется инжекцией неосновных носителей, а про-
текающий при этом через ЭДП электрический ток — то-
ком инжекции, или прямым током. Та область, в которую
осуществляется инжекция неосновных носителей, называ-
ется базой, а область, из которой происходит инжекция, —
эмиттером. Большое значение прямого тока свидетельству-
ет о малом сопротивлении ЭДП при таком включении.
2.3.2. Смещение ЭДП в обратном направлении
Если внешнее электрическое поле приложено к ЭДП
плюсом к электронному полупроводнику, а минусом — к
дырочному (рис. 2.6, б), то напряженность внешнего
электрического поля совпадает с направлением напряжен-
ности Едиф диффузионного поля ЭДП. Это вызывает увели-
чение потенциального барьера, что в свою очередь умень-
шает число основных носителей, способных диффундиро-
вать в области с противоположным типом электропровод-
ности, т. е. приводит к уменьшению тока диффузии основ-
ных носителей. При достаточно большом внешнем напряже-
нии диффузия основных носителей через ЭДП прекращает-
ся и Протекающий через него ток будет определяться лишь
дрейфовым током неосновных носителей. Этот ток называ-
ется обратным. Сила его настолько мала, что в большин-
стве случаев им можно пренебречь и считать, что ток через
ЭДП не протекает, т. е. сопротивление ЭДП при обратном
включении велико.
2.3.3. Уравнение вольт-амперной характеристики ЭДП
В равновесном состоянии через ЭДП протекает ток, име-
ющий диффузионную /даф и дрейфовую 1№ составляющие,
уравновешивающие друг друга, т. е. /даф = 1^. При прямом
смещении ЭДП вследствие уменьшения потенциального
31
барьера диффузионная составляющая увеличивается в
раз и становится равной
(2.6)
где = кТ/q — температурный потенциал, <рт = 25мВ
при Т = 293 К.
Дрейфовая составляющая тока при этом почти не изме-
няется. Следовательно, результирующий ток через ЭДП при
прямом смещении
/ =7' - 4 = L (е^- 1). (2.7)
При обратном смещении ЭДП происходит увеличение
потенциального барьера, препятствующего диффузионному
движению основных носителей заряда. Диффузионная со-
ставляющая тока уменьшается в e'W^paa, а дрейфовая уве-
личивается, но очень незначительно. Результирующий ток
через ЭДП становится равным
<2-8)
и протекает в направлении, противоположном направлению
прямого тока.
Дрейфовую составляющую тока называют обратным
током насыщения или просто обратным током и обознача-
ют Is. Формулы (2.7) и (2.8) обычно объединяют и запи-
сывают в виде
7=//е^-1). (2.9)
Внешнее напряжение Ub эту формулу входит со знаком
«плюс» при прямом смещении и со знаком «минус» — при
обратном.
Графическая зависимость
тока через ЭДП от приложен-
ного к нему внешнего напря-
жения (рис. 2.7) называется
вольт-амперной характерис-
тикой (ВАХ) ЭДП. Она имеет
прямую /щ, =ДС7пр) и обрат-
ную /„ер -ДС^) ветви. Не-
Рис. 2.7. Вольт-амперная ха-
рактеристика идеального ЭДП
32
большие изменения внешнего прямого напряжения приво-
дят к весьма значительным изменениям прямого тока, в то
время как при изменении в больших пределах обратного
напряжения через ЭДП протекает очень малый обратный
ток. Это свойство позволяет использовать ЭДП в качестве
выпрямительных элементов, преобразующих переменный ток
в постоянный.
2.4. ОСОБЕННОСТИ РЕАЛЬНЫХ ЭДП
В идеальном ЭДП обратный ток уже при небольшом об-
ратном напряжении остается постоянным, т. е. не зависит от
этого напряжения (см. рис. 2.7). Однако при исследовании
реальных ЭДП наблюдается сильное увеличение обратного
тока при увеличении обратного напряжения, особенно в
кремниевых структурах. Отличия экспериментальных дан-
ных от теоретических вызваны термогенерацией носителей
заряда и существованием поверхностных токов утечки. Уве-
личение обратного напряжения может привести к пробою
ЭДП, проявляющемуся в резком увеличении обратного тока.
В зависимости от физических явлений, приводящих к про-
бою, различают два вида пробоя: электрический и тепловой.
Электрический пробой может иметь лавинный или туннель-
ный характер.
2.4.1. Лавинный пробой
Этот вид пробоя вызывается ударной ионизацией при
большой напряженности электрического поля, созданного
обратным напряжением. Скорость движения неосновных но-
сителей, движущихся через ЭДП, достигает при этом тако-
го значения, что при соударении с атомами в зоне ЭДП
происходит их ионизация. Образовавшиеся носители заряда
также приобретают большую скорость и ионизируют другие
атомы и т. д. Увеличение концентрации неосновных носите-
лей в зоне ЭДП приобретает лавинный характер, что при-
водит к лавинному увеличению обратного тока, который
может быть ограничен только внешним сопротивлением цепи.
Лавинный пробой возникает в слабо легированных (вы-
сокоомных) полупроводниках, имеющих достаточно боль-
шую ширину области объемного заряда. При лавинном про-
бое падение напряжения на ЭДП остается постоянным (кри-
вая 1 на рис. 2.8, а).
3 - 5926
33
Рис. 2.8. Вольт-амперная (в) и вольт-фарадная (6) харак-
теристики реального ЭДП
2.4.2. Туннельный пробой
В основе туннельного пробоя лежит туннельный эффект,
т. е. прохождение электронов через потенциальный барьер,
высота которого превышает энергию свободных электронов.
Туннельный пробой обычно возникает в сильно легирован-
ных полупроводниках, имеющих узкий ЭДП с большой
напряженностью электрического поля. При такой напряжен-
ности происходит смещение энергетических зон р- и л-об-
ластей таким образом, что энергетические уровни зоны про-
водимости л-области оказываются одинаковыми с энерге-
тическими уровнями валентной зоны p-области. В результате
энергия электронов зоны проводимости л-области стано-
вится такой же, как и энергия валентных электронов p-об-
ласти. При этом возникает беспрепятственный переход элек-
тронов из одной области в другую, что проявляется в виде
протекания туннельного тока. ВАХ туннельного пробоя пред-
ставлена кривой 2 на рис. 2.8, а.
Туннельный пробой, как и лавинный, является обрати-
мым: при снятии обратного напряжения свойства ЭДП вос-
станавливаются.
2.4.3. Тепловой пробой
За счет протекания обратного тока через ЭДП в нем
выделяется мощность Р - которая вызывает разог-
рев перехода и прилегающих к нему областей полупровод-
34
ника. Если количество выделяемой теплоты превышает ко-
личество отводимой теплоты за счет электропроводности и
рассеяния в окружающую среду, то происходит увеличение
температуры перехода, что влечет за собой увеличение элек-
тронно-дырочных пар за счет генерации, увеличение обрат-
ного тока и возникновение теплового пробоя, разрушаю-
щего ЭДП (кривая 3 на рис. 2.8, а).
2.4.4. Барьерная емкость ЭДП
Пространственное разделение положительного и отрица-
тельного зарядов ЭДП (см рис. 2.4, б) позволяет представить
его в виде плоского конденсатора, «обкладками», или плас-
тинами, которого служат электрически нейтральные р- и
л-области. Емкость, обусловленную перераспределением за-
рядов ЭДП, называют зарядной, или барьерной. Эта ем-
кость зависит от обратного напряжения, приложенного к
ЭДП, так как при его изменении изменяется ширина обла-
сти объемного заряда, что равносильно изменению расстоя-
ния между пластинами конденсатора.
Барьерную емкость для резкого ЭДП можно рассчитать
по приближенной формуле:
(210>
где Сбар0— барьерная емкость ЭДП при С4бР= 0.
Зависимость барьерной емкости от обратного напряже-
ния называется вольт-фарадной характеристикой (рис. 2.8, б).
2.5. РАЗНОВИДНОСТИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
ПЕРЕХОДОВ И КОНТАКТОВ
2.5.1. Контакт между полупроводниками одного типа
электропроводности
Контакт между полупроводниками одного типа электро-
проводности, но с разной концентрацией примесей обозна-
чают как р+-р- или л+-л-переход (знаком «+» отмечается
полупроводник с большей концентрацией примесей).
В отличие от ЭДП, образованного при контакте полу-
проводников с разными типами электропроводности, в
р+-р- или л+-л-переходах не образуется слой с малой кон-
центрацией носителей заряда, и их сопротивление опреде-
ляется в основном сопротивлением низкоомной области, т. е.
3’
35
области с большей концентрацией примесей. В связи с этим
ток через такие переходы протекает при любой полярности
прикладываемого к ним внешнего напряжения.
Переходы типа р+-р или п+-п используются при изготов-
лении омического контакта к полупроводникам.
Промежуточное положение между ЭДП и переходами
типа р+-р или п+-п занимают p-i- или «-/-переходы, кото-
рые образуются между дырочным или электронным полу-
проводником и собственным полупроводником.
2.5.2. Контакт металла с полупроводником
Свойства контакта металла с полупроводником зависят
от соотношения между работой выхода электронов из ме-
талла (WQ и из полупроводника (И^ или И/).
Из курса физики известно, что электроны переходят из
материала с меньшей работой выхода в материал с большей
работой выхода. При контакте металла с полупроводником
p-типа при выполнении условия < Wp будет происхо-
дить переход электронов из металла в полупроводник, и в
полупроводнике вблизи контакта окажется избыточный за-
ряд электронов, которые начнут рекомбинировать с дырка-
ми. Концентрация дырок в полупроводнике вблизи контак-
та в соответствии с уравнением (2.2) уменьшится, что при-
ведет к нарушению электронейтральности на этом участке. В
полупроводнике p-типа вблизи места контакта с металлом
образуется слой неподвижных отрицательных ионов доно-
ров, а область металла, прилегающая к полупроводнику,
из-за ухода из нее электронов приобретет положительный
заряд. В результате у границ контакта возникнут объемные
заряды и появится контактная разность потенциалов, пре-
пятствующая дальнейшему переходу электронов из металла
в полупроводник и способствующая переходу электронов
из полупроводника p-типа (неосновные носители заряда) в
металл. Равновесное состояние установится при равенстве
потоков электронов, переходящих из металла в полупро-
водник и из полупроводника в металл.
Если к рассмотренной системе подключить источник
внешнего напряжения плюсом к полупроводнику p-типа и
минусом к металлу, то результирующее электрическое поле
в приконтактной области уменьшится и поток электронов
из металла в полупроводник превысит поток электронов из
полупроводника в металл. В цепи потечет электрический ток,
сила которого будет тем больше, чем больше внешнее на-
36
пряжение. При изменении полярности внешнего напряже-
ния электрическое поле в приконтактной области увели-
чится, что вызовет уменьшение потока электронов из ме-
талла по сравнению с потоком электронов из полупровод-
ника в металл, и в цепи будет протекать ток противополож-
ного направления (обратный). Поскольку этот ток обуслов-
лен неосновными носителями полупроводника p-типа, то
сила его будет незначительная.
Таким образом, рассмотренный контакт полупроводни-
ка p-типа с металлом подобно ЭДП обладает выпрямляю-
щими свойствами. Аналогичными свойствами будет обладать
контакт полупроводника и-типа с металлом, если выполня-
ется условие Ф'п < И'.
Выпрямляющие контакты металл—полупроводник полу-
чили название барьеров Шоттки (по фамилии немецкого
ученого, исследовавшего их свойства). Перенос электричес-
ких зарядов в переходах с барьером Шоттки осуществляется
только электронами, в них отсутствует явление инжекции,
накопления и рассасывания зарядов, поэтому приборы, ис-
пользующие такие переходы, обладают высоким быстро-
действием и малым временем переключения.
2.5.3. Омические контакты
Омическими называют контакты, сопротивление кото-
рых не зависит от силы и направления тока. Они имеют
линейную ВАХ и используются для соединения полупро-
водника с металлическими токопроводящими элементами
полупроводниковых приборов. Такие контакты должны иметь
малое электрическое сопротивление и обеспечивать отсут-
ствие инжекции электронов из металла в полупроводник.
Эти условия выполняются при введении между основным
полупроводником и металлом дополнительной полупровод-
никовой области с повышенной концентрацией примеси.
2.6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Полупроводниковыми диодами называют полупроводнико-
вые приборы с одним электронно-дырочным р-л-переходом и
двумя выводами. В качестве выпрямляющего электрического
перехода может быть ЭДП или контакт металл—полупровод-
ник. Подключение р- и «-областей диода к внешним выводам
осуществляется через невыпрямляющие контакты.
Обычно полупроводниковые диоды имеют несимметрич-
37
ные ЭДП. Такие переходы получаются при различных со-
держаниях примесей в р- и «-областях. Поэтому при прямом
смещении диода инжекция неосновных носителей в слабо
легированную область из сильно легированной значительно
превышает инжекцию неосновных носителей в противопо-
ложном направлении.
В зависимости от соотношения линейных размеров вып-
рямляющего перехода и толщины области объемного заряда
диоды подразделяются на плоскостные и точечные.
Плоскостными называются диоды, у которых линейные
размеры, определяющие площадь выпрямляющего контак-
та, значительно больше толщины области объемного заря-
да, а точечными — диоды, у которых эти размеры значи-
тельно меньше толщины области объемного заряда.
По назначению полупроводниковые диоды делятся на
выпрямительные, высокочастотные, сверхвысокочастотные
(СВЧ), туннельные, варикапы, стабилитроны и др.
2.6.1. Выпрямительные диоды
Выпрямительные диоды предназначены для преобразова-
ния переменного тока в постоянный.
Основу современных выпрямительных полупроводнико-
вых диодов составляет ЭДП, который получают методом
сплавления или диффузии. В качестве материала применяет-
ся германий или кремний.
Для получения больших значений выпрямленного тока
выпрямительные диоды выполняются плоскостными, по-
скольку для нормальной работы диода плотность тока через
переход не должна превышать 1—2 А/мм2.
Основной характеристикой выпрямительного диода яв-
ляеся его вольт-амперная характеристика. Вид ВАХ зависит
от материала полупроводника и температуры (рис. 2.9). Бла-
годаря большой ширине запрещенной зоны допустимая ра-
бочая температура и предельно допустимый прямой ток у
кремниевых диодов больше, чем у германиевых. По этой же
причине кремниевые диоды выдерживают большие обрат-
ные напряжения и имеют меньшие обратные токи и боль-
шее прямое падение напряжения. С ростом температуры у
кремниевых диодов увеличивается напряжение пробоя, в то
время как у германиевых тепловой пробой из-за значитель-
но больших обратных токов может произойти раньше ла-
винного и напряжение пробоя с ростом температуры умень-
шается.
38
Работоспособность кремниевых диодов обеспечивается в
диапазоне температур от -60 до +120... 150 ’С.
Основными параметрами выпрямительных полупровод-
никовых диодов являются:
— постоянное прямое напряжение С^при заданном пря-
мом токе Znp;
— максимально допустимое обратное напряжение
при котором диод может нормально работать длительное
время;
— средний выпрямленный ток 4п.ср— среднее за период
значение выпрямленного постоянного тока, протекающего
через диод;
— постоянный обратный ток 1^, протекающий через
диод при обратном напряжении, равном
— максимально допустимая средняя мощность т., —
средняя за период мощность, рассеиваемая диодом при про-
текании тока в прямом и обратном направлениях, при ко-
торой обеспечивается заданная надежность диода;
— дифференциальное сопротивление гшф — отношение
приращения напряжения на диоде к вызвавшему его прира-
щению тока.
По значению среднего выпрямленного тока полупровод-
никовые диоды делятся на маломощные (/тср< 0,3 А), сред-
ней мощности (0,3 А < 1т ср. < 10 А) и большой мощности
(4п.сР > 10 А). Выпрямительные диоды большой мощности
называются силовыми.
Рис. 2.9. Условное обозначение (о), ВАХ германиевого (б) и
кремниевого (в) диодов при различных температурах
39
Для работы диодов при повышенных напряжениях ис-
пользуют выпрямительные столбы, представляющие собой
последовательно соединенные полупроводниковые диоды
одного типа с близкими по значению параметрами. Прило-
женное к такой цепочке диодов обратное напряжение рас-
пределяется между диодами равномерно и не вызывает их
пробоя. Выпускаются также выпрямительные блоки, в ко-
торых выпрямительные диоды соединяются по определен-
ной (например, мостовой) схеме.
Выпрямительные полупроводниковые диоды малой и
средней мощности способны работать на частотах 50... 105 Гц
(силовые диоды — на частотах 50 Гц), т. е. являются низко-
частотными.
2.6.2. Высокочастотные диоды
К высокочастотным относятся диоды, способные рабо-
тать на частотах до 300 МГц. Диоды, работающие на часто-
тах свыше 300 МГц, являются сверхвысокочастотными. Раз-
новидностью высокочастотных диодов являются импульс-
ные диоды.
С ростом частоты увеличивается шунтирование диффе-
ренциального сопротивления (сопротивления по перемен-
ному току) обратно смещенного ЭДП барьерной емкостью.
Это приводит к уменьшению обратного сопротивления и
ухудшению выпрямительных свойств диода. Так как значе-
ние барьерной емкости пропорционально площади ЭДП, то
для ее уменьшения необходимо уменьшать площадь ЭДП.
Малую площадь перехода имеют микросплавные диоды,
но их недостатком является накопление в базе неосновных
носителей заряда, инжектируемых в нее при прямом сме-
щении диода. Это ограничивает быстродействие (частотный
диапазон) микросплавных диодов.
Лучшим быстродействием обладают точечные диоды,
способные работать в диапазоне СВЧ.
Основными параметрами высокочастотных диодов явля-
ются:
— общая емкость диода Сд, измеряемая как емкость меж-
ду выводами диода при заданном обратном напряжении;
— максимальное прямое импульсное напряжение Сбрита*;
— максимально допустимый импульсный прямой ток
Атр и max»
— время установления напряжения диода интервал
времени от момента подачи импульса прямого тока на диод
40
до достижения заданного значения прямого напряжения на
нем;
— время восстановления обратного сопротивления диода
/вск— интервал времени, прошедший с момента прохожде-
ния тока через нуль (после изменения полярности прило-
женного напряжения) до момента, когда обратный ток до-
стигнет заданного малого значения.
В табл. 2.1 приведены основные параметры и технологии
получения выпрямляющих переходов некоторых типов вы-
сокочастотных диодов.
Таблица 2.1. Параметры и технология получения ЭДП
высокочастотных диодов
Тип диода Ч мА 03 С р ^Обр мкА ^обр mix, В ^прлтах, мА и пр и mix, В мкс & Технология получения перехода
ДЗЮ 500 0,6 20 20 - 2,4 0,3 15 Сплавная
Д311 40 0,4 100 30 500 1,25 0,05 1,5 Мезадиф- фузионная
Д220 50 0,551 50...100 1,5 3,75 0,5 15 Микро- сплавная
ГД511А 15 0,6 50 12 50 - - 1 Точечный переход
КД503Б 20 1,2 10 30 200 3,5 0,01 2,5 Пла- нарная
КД501А 200 1,1 5 50 150070 0,004 4 Планарно- эпитак- сиальная
КД514А 10 1.0 5 10 50 - - 0,9 Барьер Шоттки
Отличительной особенностью СВЧ-диодов является их
конструктивное оформление. Корпус СВЧ-диода проекти-
руется таким образом, чтобы диод обладал минимальной
емкостью и индуктивностью и обеспечивал его надежное
крепление.
Высокочастотные СВЧ-диоды применяются для выпрям-
ления высокочастотных колебаний (выпрямительные), де-
тектирования (детекторные), управления уровнем мощнос-
ти (переключательные), умножения частоты (умножитель-
ные) и других нелинейных преобразований электрических
сигналов.
41
На схемах выпрямительные, высокочастотные и СВЧ-
диоды обозначаются так, как показано на рис. 2.9, а.
2.6.3. Полупроводниковые стабилитроны
Полупроводниковым стабилитроном называют полупро-
водниковый диод, напряжение на котором в области элект-
рического пробоя сохраняется с определенной точностью
при изменении проходящего через него тока в заданном
диапазоне.
Вольт-амперная характеристика стабилитрона показана
на рис. 2.10, а. Рабочим участком стабилитрона является
участок электрического пробоя. Поскольку электрический
пробой наиболее характерен для кремниевых диодов, то ста-
билитроны обычно изготовляют из кремния. Механизм про-
боя может быть лавинным, туннельным или смешанным.
Если ЭДП создан с двух сторон кремниевого кристалла,
то ВАХ будет симметричной относительно начала координат
(рис. 2.10, б). Такой стабилитрон называется симметричным,
или двуханодным.
Основными параметрами кремниевых стабилитронов яв-
ляются:
— напряжение стабилизации U„;
— минимальный 1алйан максимальный Л,т„ токи стаби-
лизации;
— максимально допустимая рассеиваемая мощность Рт.„:
— дифференциальное сопротивление на участке стаби-
лизации г - Д1ЩД1„\
Рис. 2.10. ВАХ несимметричного (а) и симметричного (б)
стабилитрона
42
температурный коэффициент напряжения на участке ста-
билизации а„ —ли„1 (U„- ДГ).
У современных стабилитронов напряжение стабилизации
лежит в пределах от 1 до 1000 В при токах стабилизации от 1
мА до 2 А. Для стабилизации напряжений менее 1 В исполь-
зуется прямая ветвь ВАХ кремниевого диода, называемого
стабистором. У стабисторов 0,7 В. Путем последова-
тельного соединения стабилитронов (или стабисторов) можно
получить любое требуемое напряжение стабилизации.
Дифференциальное сопротивление на участке стабили-
зации примерно постоянно и для большинства стабилитро-
нов составляет 0,5...200 Ом. Температурный коэффициент
напряжения может быть положительным (у стабилитронов
с U„ > 6 В) и отрицательным (у стабилитронов с U„ < 6 В)
и для большинства стабилитронов находится в пределах
(-0,5...+0,2) %/°C. Условные обозначения даны на рис. 2.11,
а, б.
Стабилитроны предназначены для стабилизации напря-
жения в цепях постоянного тока. Принцип стабилизации
напряжения с использованием стабилитрона (рис. 2.11, в)
заключается в том, что при изменении напряжения ию из-
меняется ток 1„, протекающий через стабилитрон, а напря-
жение на стабилитроне U„ и подключенной параллельно
ему нагрузке /^практически не меняется.
а
Рис. 2.11. Условное обозначение одноанодного (а), двуханод-
ного (6) стабилитронов и схема простейшего стабилизатора на-
пряжения (в)
2.6.4. Варикапы
Варикапами называют полупроводниковые диоды, дей-
ствие которых основано на использовании зависимости ем-
кости от обратного напряжения.
43
Вольт-фарадная характеристика варикапа подобна харак-
теристике, показанной на рис. 2.8, б. Полная емкость вари-
капа Св включает в себя барьерную емкость С6арЭДП, оп-
ределяемую формулой (2.10), и емкость между его электро-
дами и выводами, не зависящую от приложенного напря-
жения.
На рис. 2.12, а показана вольт-фарадная характеристика
варикапов КВ109А...КВ109Г, а на рис. 2.12, б — условное
графическое изображение
Рис. 2.12. Вольт-фарадная ха-
рактеристика варикапа КВ 109
(а) и условное обозначение ва-
рикапа (б)
б варикапа.
Основными параметрами
варикапа являются:
V — общая емкость Св—
емкость, измеренная меж-
ду выводами варикапа при
заданном обратном напря-
жении;
— коэффициент пере-
крытия по емкости Кс— от-
ношение емкостей варика-
па при двух заданных зна-
чениях обратных напряже-
ний;
— максимально допусти-
мое обратное напряжение
^>6р.тах>
— сопротивление потерь г„ — суммарное активное сопро-
тивление кристалла, контактных соединений и выводов ва-
рикапа;
— добротность Q, — отношение реактивного сопротивле-
ния варикапа на заданной частоте переменного сигнала к
сопротивлению потерь при заданном значении емкости или
обратного напряжения;
— температурный коэффициент емкости аа — отноше-
ние относительного изменения емкости (АС/ С) к вызвав-
шему его абсолютному изменению температуры окружаю-
щей среды.
Варикапы применяются в электронных устройствах в
качестве элемента с электрически управляемой емкостью.
2.6.5. Туннельные и обращенные диоды
Туннельными называются полупроводниковые диоды, на
вольт-амперной характеристике которых имеется участок с
44
отрицательным дифференциальным сопротивлением (учас-
ток АВ на рис. 2.13, а). Наличие такого участка, являющего-
ся следствием проявления туннельного эффекта, позволяет
использовать туннельные диоды для усиления и генериро-
вания электрических колебаний, а также в переключающих
схемах.
Основными параметрами туннельных диодов являются:
— пиковый ток 1„— значение прямого тока в точке мак-
симума ВАХ, при котором значение дифференциальной ак-
тивной проводимости равно нулю (di/du = 0);
— ток впадины I, — значение прямого тока в точке ми-
нимума ВАХ, при котором di / du = 0;
— отношение токов туннельного диода 1п/1,— отноше-
ние пикового тока к току впадины;
— напряжение пика Un — значение прямого напряже-
ния, соответствующего пиковому току;
— напряжение впадины U,— прямое напряжение, соот-
ветствующее току впадины;
— напряжение раствора U№ — значение прямого напря-
жения на второй восходящей ветви ВАХ туннельного дио-
да, при котором ток равен пиковому.
Туннельные диоды изготавливают из германия или ар-
сенида галлия, содержащих большую концентрацию приме-
сей (1О18...1О20 см 3). Германиевые туннельные диоды оформ-
ляются в металлостеклянных корпусах с гибкими вывода-
ми, арсенид-галлиевые — в металлокерамических.
Достоинствами туннельных диодов являются: высокие
Рис. 2.13. Вольт-амперные характеристики (а, г) и условные
обозначения туннельных (6) и обращенных (в) диодов
45
рабочие частоты, малые шумы, слабая зависимость пара-
метров от температуры. Недостатки: малый диапазон рабо-
чих напряжений, малая мощность, несовместимость техно-
логии изготовления (туннельные диоды изготавливают обыч-
но методом сплавления) с технологией-изготовления ин-
тегральных схем, сложность цепей развязки между входом
и выходом.
Обращенные диоды представляют собой разновидность
туннельных диодов и характеризуются тем, что вместо уча-
стка с отрицательным дифференциальным сопротивлением
у них на ВАХ имеется практически горизонтальный участок
(рис. 2.13, г). В отличие от туннельных диодов для изготовле-
ния обращенных диодов применяются невырожденные гер-
маний и арсенид галлия.
Из рис. 2.13, г видно, что в обращенных диодах обрат-
ный ток значительно больше прямого, отчего и произошло
название этих диодов.
Малая инерционность обращенных диодов позволяет ис-
пользовать их для работы в диапазоне СВЧ, в частности для
выпрямления малых высокочастотных и СВЧ-сигналов.
Условные графические обозначения туннельных и обра-
щенных диодов даны соответственно на рис. 2.13, б и 2.13, в.
2.7. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ (БТ)
2.7.1. Основные определения и классификация
Биполярным транзистором (БТ) или просто транзисто-
ром называют полупроводниковый прибор с двумя взаимо-
действующими ЭДП и тремя или более выводами, усили-
тельные свойства которого обусловлены явлениями инжек-
ции и экстракции неосновных носителей заряда.
Электронно-дырочные переходы образуются между тре-
мя областями полупроводника с различными типами элект-
ропроводности. Область, расположенную между ЭДП, на-
зывают базой. Одну из крайних областей, предназначенную
для наиболее эффективной инжекции носителей заряда в
базу, называют эмиттером, а ЭДП между эмиттером и ба-
зой — эмиттерным. Другая крайняя область, предназна-
ченная для экстракции (вытягивания) неосновных носите-
лей из базы, называется коллектором, а ЭДП между коллек-
тором и базой — коллекторным. Расстояние между перехо-
дами очень мало: у высокочастотных транзисторов оно ме-
46
нее 10 мкм, а у низкочастотных не превышает 50 мкм. К
каждой области припаивают металлические выводы для вклю-
чения транзистора в электрическую цепь.
Тип электропроводности эмиттера и коллектора проти-
воположен типу электропроводности базы. В зависимости от
порядка чередования р- и л-областей различают транзисто-
ры со структурой р-п-р (рис. 2.14, а) и п-р-п (рис. 2.14, б).
Условные графические обозначения (УГО) транзисторов
р-п-р и п-р-п отличаются лишь направлением стрелки у элек-
трода, обозначающего эмиттер. Окружности на УГО могут
отсутствовать.
В зависимости от механизма переноса неосновных носи-
телей через базу транзисторы подразделяют на бездрейфовые,
в которых заряды переносятся от эмиттера к коллектору в
основном за счет диффузии, и дрейфовые, в которых проис-
ходит дрейф носителей от эмиттера к коллектору под дей-
ствием электрического поля, создаваемого в базе.
По максимальной рабочей частоте ^транзисторы под-
разделяют на низкочастотные (fp< 30 МГц), высокочастот-
ные (30 МГц < fp < 300 МГц) и сверхвысокочастотные
(4 >300 МГц).
По значению максимально допустимой мощности, рас-
сеиваемой на электродах, транзисторы подразделяются на
маломощные (Рти < 0,3 Вт), средней мощности (0,3 Вт <
Лии 3 Вт) и мощные (Р^ > 3 Вт).
По конструктивным особенностям различают точечные
транзисторы, содержащие один или два точечных ЭДП, и
плоскостные.
Эмиттер База Коллектор
~ J ' р 0 ©\ п
3 I 0®
I 0©
1 0©
Ф©\
Ф©
©О
©0
б
Эмиттер База Коллектор
0©^
0®
0®
0®
©о
®е
©0
р
Рис. 2.14. Структуры и условные графические обозначения
БТ типа р-п-р (а) и п-р-п (б)
47
По технологии изготовления транзисторы подразделяются
на сплавные, диффузионные, эпитаксиальные, планарные,
планарно-эпитаксиальные, конверсионные, ионно-имплан-
тационные и мезатранзисторы.
В зависимости от используемого полупроводника тран-
зисторы делятся на германиевые и кремниевые. В настоящее
время большинство транзисторов (в том числе и транзисто-
ры интегральных схем) изготавливаются на основе крем-
ния.
2.7.2. Режимы работы биполярных транзисторов
Различают три основных режима работы биполярного
транзистора: активный, отсечки и насыщения. Принцип ра-
боты транзисторов р-п-р- и п-р-п-типов одинаков, поэтому
в дальнейшем будем рассматривать лишь работу транзисто-
ров со структурой р-п-р.
При работе транзистора в активном режиме его эмиттер-
ный переход смещается в прямом, а коллекторный — в
обратном направлении (рис. 2.15). Под действием прямого
напряжения U3B происходит инжекция дырок из р-эмиттера
в л-базу. Попав в базу, дырки становятся в ней неосновны-
ми носителями заряда и под действием сил диффузии дви-
жутся к коллекторному ЭДП, образуя дырочную составля-
ющую эмиттерного тока 1Эр. Обычно концентрация акцеп-
торных примесей в эмиттере 1УаЭ и коллекторе NaKBo много
раз превышает концентрацию донорных примесей в базе
NaB, поэтому инжекцией электронов из базы в эмиттер мож-
но пренебречь и считать, что 1Э =
Часть инжектированных в базу дырок рекомбинирует с
имеющимися в ней свободными электронами, но ввиду ма-
лой ширины базы основная часть дырок достигает коллек-
Рис. 2.15. Включение транзистора в активном режиме работы
по схеме с общей базой
48
торного ЭДП и его электрическим полем перебрасывается в
коллектор, образуя составляющую коллекторного тока 1Кр.
Очевидно, что из-за рекомбинации части инжектирован-
ных дырок в базе /Кр < /э, т. е. /Кр = й21Б/э
Коэффициент пропорциональности й21Б называется ста-
тическим коэффициентом передачи тока эмиттера. Для со-
временных транзисторов й21Б = 0,9.-0,998.
Так как коллекторный переход смещен в обратном на-
правлении, то через него протекает ток /КБО образованный
неосновными носителями базы (дырками) и коллектора
(электронами). Направление этого тока совпадает с направ-
лением /Кр, поэтому полный ток коллектора равен:
А< ~ ^21Б + Асбо- (2.11)
Дырки, инжектированные в базу из эмиттера и проре-
комбинировавшие в ней, сообщают базе положительный
заряд. Для восстановления электрической нейтральности базы
в нее из внешней цепи поступает такое же количество элек-
тронов, образующих рекомбинационный ток базы /Б . По-
мимо рекомбинационного тока через базу протекает и об-
ратный ток коллектора в противоположном направлении,
поэтому полный ток базы равен
4“ ^Брек‘ Асбо (2.12)
В активном режиме работы транзистора ток базы в десят-
ки и сотни раз меньше токов коллектора и эмиттера.
Рассмотренный активный режим работы транзистора на-
зывается нормальным. Если прямое смещение подать на кол-
лекторный переход, а обратное — на эмиттерный, то будет
иметь место активный инверсный режим. Поскольку кон-
центрация примесей в коллекторе делается меньше, чем в
эмиттере, статический коэффициент передачи тока й21Б( в
инверсном активном режиме меньше, чем в активном нор-
мальном режиме.
Режим отсечки транзистора получается в том случае, если
под действием внешних напряжений эмиттерный и коллек-
торный ЭДП смещены в обратном направлении (2.16, а). В
этом случае через оба ЭДП протекают незначительные об-
ратные токи эмиттера /Эбои коллектора I^o- Ток базы равен
сумме этих токов и в зависимости от типа транзистора на-
ходится в пределах от единиц мкА (для кремниевых БТ) до
единиц мА (для германиевых БТ).
В режиме насыщения оба ЭДП — эмиттерный и коллек-
4 - 5926
49
a
б
Рис. 2.16. Токопрохождение в транзисторах в режимах отсеч-
ки (а) и насыщения (б)
торный — смещены в прямом направлении (рис. 2.16, б), и
инжекция дырок в базу осуществляется, как из эмиттера,
так и из коллектора. Поскольку в базе эти потоки неоснов-
ных носителей направлены навстречу друг другу, то сум-
марный ток в цепи коллектор—эмиттер определяется разно-
стью этих токов. Из-за уменьшения напряженности элект-
рического поля прямосмещенного коллекторного ЭДП умень-
шается экстракция дырок из базы в коллектор, что приво-
дит к накоплению в базе неосновных носителей заряда (ды-
рок). Для восстановления электрической нейтральности базы
в нее из внешней цепи поступают электроны, создавая ток
базы, значительно превышающий его значение в активном
режиме.
В режимах отсечки и насыщения управление токами тран-
зистора почти отсутствует. Эти режимы используются при
работе транзисторов в импульсных и ключевых устройствах.
Для усиления сигналов применяется активный режим рабо-
ты транзистора.
2.7.3. Схемы включения биполярных транзисторов
В схеме, приведенной на рис. 2.15, электрическая цепь,
образованная источником (7Эб, эмиттером и базой транзис-
тора, называется входной, а цепь, образованная источником
(7кб, коллектором и базой, — выходной. База является об-
щим электродом для входной и выходной цепей, поэтому
такую схему включения транзистора называют схемой с об-
щей базой или сокращенно — схемой ОБ. Из рисунка также
следует, что
/э=4+4- (2.13)
Эго соотношение между токами транзистора остается спра-
ведливым и для любой другой схемы его включения.
50
На рис. 2.17, а показана схема, в которой общим элект-
родом для входной и выходной цепей является эмиттер. Та-
кая схема включения называется схемой с общим эмитте-
ром (схема ОЭ). Для установления связи между выходным
(коллекторным) и входным (базовым) токами воспользу-
емся уравнением (2.11), подставив в него вместо тока Л,его
значение, определенное из (2.13):
Ас ~ ^21Б (Ac + V + АсБО’
откуда следует
7 = ^21б г + Асбо
* 1- \в Б 1 - Айв ’
Обозначив /г21Е= й21Б / (1 - й21Б) и 1/ (1 - й21Б) = 1 + Л21Б /
(1 • й21Б) = 1 + Л21Е, окончательно получим
Ас— ^21Е А»+ (1 ^21 е) Асбо
(2.14, a)
или
Ас ^21Е ^Б + Асэо-
(2.14, б).
Коэффициент пропорциональности й21Е называется ста-
тическим коэффициентом передачи тока базы. При й21Б =
0,9...0,998 значение й21Енаходится в пределах 9...499.
Составляющая /кэо = (1 + й21Е) /кбо называется обрат-
ным током коллектора в схеме ОЭ. Таким образом, в схеме
ОЭ обратный ток коллектора значительно больше, чем в
схеме ОБ. Обратный ток коллектора в схеме ОЭ, измерен-
ный при замкнутых эмиттере и базе и заданном обратном
напряжении (/кэ, обозначается /кэк. Иногда обратный ток
коллектора измеряется при включении между базой и эмит-
тером резистора с заданным сопротивлением. В этом случае
его обозначают /K3R. При отключенной базе этот ток обо-
значают /кэх.
Обратные токи 1^ и /кэо не зависят от входных напря-
a
Ub
Рис. 2.17. Включение транзистора по схеме с общим эмитте-
ром (а) и общим коллектором (б)
4*
51
жений £/эб и £/бэ и вследствие этого называются неуправляе-
мыми составляющими коллекторного тока. Эти токи силь-
но зависят от температуры, окружающей среды и определя-
ют температурные свойства транзистора. Установлено, что
значение обратного тока /КБ0 удваивается при повышении
температуры на 10 °C для германиевых и на 8 °C для кремни-
евых транзисторов. В схеме ОЭ температурные изменения
неуправляемого обратного тока /кэо могут в десятки и сотни
раз превышать температурные изменения неуправляемого
обратного тока /КБ0 и полностью нарушить нормальную ра-
боту транзистора. Поэтому в транзисторных схемах приме-
няются специальные меры термостабилизации транзистор-
ных каскадов, уменьшающие влияние температурных изме-
нений токов на работу транзистора.
На практике часто встречаются схемы, в которых общим
электродом для входной и выходной цепей является кол-
лектор (рис. 2.17, б). Такую схему включения транзистора
называют схемой с общим коллектором, или схемой ОК.
Для получения уравнения, связывающего входной ток
(ток базы) с выходным (ток эмиттера) в схеме ОК подста-
вим в уравнение 2.11 вместо тока коллектора значение /к=
/э- /Б. Решив полученное таким образом уравнение относи-
тельно тока /э, найдем
1 h 4+ . _ h 4бо
1 л21Б 1 л21Б
ИЛИ
7Э — (1 + А21Б) 7б+ 1^эо‘
(2.15, а)
(2-15, б)
В схеме ОЭ и ОК входным током является ток базы, а в
схеме ОБ — ток эмиттера. Так как ток /Б в десятки и сотни
раз меньше, чем токи /э и /к, то схемы ОЭ и ОК (особенно
схема ОК) обладают значительно большим входным сопро-
тивлением по сравнению со схемой ОБ. Кроме того, в схе-
мах ОЭ и ОК выходные токи (/к и /э соответственно) зна-
чительно больше входного тока /Б. Поэтому схемы ОЭ и ОК
обладают коэффициентом усиления по току. В схеме ОБ
выходной ток 1К меньше входного тока /э, следовательно,
эта схема усилением по току не обладает.
2.7.4. Статические характеристики
биполярных транзисторов
Эти характеристики показывают графическую зависи-
мость между токами транзистора и напряжениями его элек-
52
тродов. Наибольшее применение получили статические вход-
ные и выходные характеристики.
Входные статические характеристики представляют со-
бой вольт-амперные характеристики эмиттерного ЭДП, сме-
щенного в прямом направлении. Увеличение напряжения на
этом переходе (рис. 2.18) приводит к увеличению тока эмит-
тера и, следовательно, тока базы. Из-за внутренней обрат-
ной связи в транзисторе, осуществляемой через базу, кол-
лекторное напряжение также оказывает влияние на входной
ток. Однако это влияние сказывается при небольших напря-
жениях С/КБ и t/K3. При дальнейшем увеличении коллектор-
ного напряжения входной ток почти не изменяется. Поэто-
му входные характеристики обычно представляются всего
лишь двумя кривыми, снятыми при коллекторном напря-
жении, равном нулю, и некотором отрицательном (для тран-
зисторов р-п-р) или положительном (для транзисторов
п-р-п) напряжении.
Выходные статические характеристики БТ— это вольт-
амперные характеристики коллекторного ЭДП, смещенно-
го в обратном направлении. Их вид также зависит от спосо-
ба включения транзистора и напряжения на эмитгерном ЭДП.
Выходные статические характеристики БТ, включенно-
го по схеме ОБ, снимаются при постоянных значениях тока
эмиттера (рис. 2.19, а). При /э= 0 в выходной цепи протека-
ет только обратный неуправляемый ток 1^ъо. С появлением
тока эмиттера появляется и управляемая составляющая кол-
Рис. 2.18. Входные характеристики германиевого транзистора
ГТ320А в схеме ОБ (а) и ОЭ (б)
53
Рис. 2.19. Выходные характеристики транзистора ГТ320А в
схемах ОБ (а) и ОЭ (б)
лекторного тока й21Б/э. Так как в схеме ОБ 1К — й21Б/э +
Лево, то увеличение тока /э вызывает увеличение тока ZK.
Выходные статические характеристики для схемы ОЭ
показаны на рис. 2.19, б. Крутой участок характеристик при
малых напряжениях и^э соответствует режиму насыщения,
при котором эмитгерный и коллекторный р-л-переходы сме-
щены в прямом направлении. При увеличении напряжения
[/кэ коллекторный переход запирается, и характеристики
становятся более пологими, но все же они идут круче, чем
в схеме ОБ. Так как в схеме ОЭ ZK Л21Е 4 + (1 + ^21е) Лево,
то с ростом тока базы увеличивается и ток коллектора.
Повышение температуры вызывает увеличение токов
транзистора и приводит к смещению его характеристик. Особо
сильно температура влияет на входные характеристики в
схеме ОЭ.
2.7.5. Параметры биполярных транзисторов
Все рассмотренные выше рассуждения касались работы
транзистора при постоянных напряжениях и токах его элек-
тродов. При работе транзистора в усилительных схемах важ-
ную роль играют переменные сигналы с малыми амплиту-
дами. Свойства транзистора в этом случае определяются так
называемыми малосигнальными параметрами.
На практике наибольшее применение получили h -пара-
метры. Буква h является первой буквой латинского слова
hybryd, что означает смешанный. Поэтому й-параметры на-
54
зывают также гибридными, или смешанными. Такое назва-
ние эти параметры получили вследствие того, что одни из
них имеют размерность проводимости, другие — сопротив-
ления, а третьи вообще безразмерные. Кроме й-параметров
используются также у-параметры и z-параметры. Все у-пара-
метры имеют размерность проводимости, а все z-параметры
— размерность сопротивлений. Однако их измерение сопря-
жено со значительными практическими трудностями, в то
время как й-параметры измеряются сравнительно легко.
Всего й-параметров четыре: йи, й12, й21, й22. Их значения
зависят от схемы включения транзистора и режима его ра-
боты (т. е. от выбора рабочей точки). Измерение и расчет й-па-
раметров осуществляют на основании следующих формул:
л U
та
t/ = const
вых
— выходное сопротивление, измеряется в омах (Ом);
hn л и
1п = const
— коэффициент обратной связи по напряжению, без-
размерная величина;
й = А
21 Л 4, !/__= const
та вых
— коэффициент прямой передачи по току, безразмерная
величина;
22 Д I„ — const
вых та
— выходная проводимость, измеряется в сименсах (См).
Все й-параметры можно определить по статическим ха-
рактеристикам. При этом параметры йн и й12 определяются
по входным, а параметры й21 и й^ — по выходным характе-
ристикам. Для указания схемы включения к цифровым ин-
дексам й-параметров добавляются буквенные: б — если тран-
зистор включен по схеме ОБ; э — если транзистор включен
по схеме ОЭ. Приращения токов и напряжений для задан-
ной рабочей точки А должны учитывать конкретную схему
включения БТ.
Для точки А, указанной на семействах входных (рис. 2.20,
а) и выходных (рис. 2.20, б) характеристик БТ, включен-
55
б
Рис. 2.20. Определение статических Л-параметров БТ по ста-
тическим характеристикам
ного по схеме ОЭ, расчетные формулы для определения й-
параметров примут вид:
Цсэ ~ const
^бэ^’бэ ~
ЕЗ --В», Ом;
1 Б- 1 Б
L = const
D
^БЭО-^БЭ
-5-0 ’
JK(E) ЛК(Р)
Цсэ = COnst
J /к
L = const
ь
, Ом.
Аналогичным образом определяются h -параметры для
схемы ОБ.
При определении параметров й12 и й21 необходимо токи и
напряжения подставлять в формулы в одинаковых единицах
измерения.
Параметр й216 называют коэффициентом передачи тока в
схеме ОБ, а параметр hll3— коэффициентом передачи тока
в схеме ОЭ. В отличие от статических коэффициентов пере-
дачи й21Б и h21Ei определяемых как отношения выходного тока
к входному в схемах ОБ и ОЭ, параметры Л216 и й21э опреде-
ляются как отношения изменений выходных токов к выз-
вавшим их изменениям входных токов. Другими словами,
параметры й216 и й21э характеризуют усилительные свойства
транзистора по току для переменных сигналов.
56
2.7.6. Частотные свойства биполярных транзисторов
Параметры транзистора зависят не только от режима ра-
боты, но и от частоты усиливаемых сигналов. Так, с увели-
чением частоты коэффициент передачи тока базы й21э умень-
шается по абсолютному значению или по модулю. Модуль
коэффициента й21э обозначают в виде |й21э|. Частота, на кото-
рой |й21э| уменьшается в V2 раза по сравнению с его значе-
нием на низкой частоте, называется предельной частотой
передачи тока базы и обозначается Д1э. Частота, на которой
|Л21Э| уменьшается до 1, называется граничной и обозначает-
ся}^ (или/). Частоты Д и Д связаны между собой соотно-
шением Д = Д1э |й21э|.
При работе транзистора на частотах, превышающих Д ,
усилительные свойства транзистора уменьшаются вплоть до
частоты Д. На частотах, превышающих транзистор вооб-
ще перестает усиливать. Поэтому знание частот Д или Д
позволяет судить о возможности работы транзистора в за-
данном диапазоне частот.
В справочниках по полупроводниковым приборам для
транзисторов обычно указываются модуль коэффициента
передачи тока базы |й21э| и частота f, на которой определено
его значение. По этим данным легко определить граничную
частоту: Д =/|Л21э|. Например, для транзистора типа ГТ320Б
й21э = 6 на частоте /= 20 МГц. Следовательно, граничная
частота этого транзистора Д = 20-6 = 120 МГц.
2.8. ТИРИСТОРЫ
Тиристором называют полупроводниковый прибор с дву-
мя устойчивыми состояниями, который имеет три и более
перехода и может переключаться из закрытого состояния в
открытое, и наоборот.
Тиристоры с двумя выводами называют диодными, или
динисторами,г. с тремя выводами— триодными,или тринис-
торами.
2.8.1. Динисторы
Структура динистора состоит из четырех областей полу-
проводника с чередующимися типами электропроводности
р!-п\-р2-п2, между которыми образуются три ЭДП. Край-
ние ЭДП являются эмиттерными, а средний — коллектор-
ным. Область р\ называют р-эмиттером, или анодом, об-
ласть п2—л-эмиттером, или катодом (рис. 2.21, а). Такую
57
Рис. 2.21. Структура (а) , двухтранзисторный эквивалент (б)
и УГО (в) динистора
структуру можно представить в виде двух транзисторов с
разным типом электропроводности (р-п-р и п-р-п), соеди-
ненных между собой так, как показано на рис. 2.21, б.
Если источник питания подключить через ограничитель-
ный резистор плюсом к аноду динистора, а минусом к ка-
тоду, то эмиттерные ЭДП 1 и 3 окажутся открытыми, а
коллекторный 2 — закрытым. Через ЭДП 1 из р-эмиттера
будут инжектироваться дырки в базу nl, а из л-эмиттера —
электроны в базу р2. При малых значениях напряжения ис-
точника питания все оно практически будет падать на зак-
рытом коллекторном переходе. На переходах 1 и 3 окажется
очень незначительное прямое напряжение, инжекция носи-
телей заряда из эмиттеров в базы будет невелика, и через
динистор будет протекать небольшой ток Ц содержащий
дырочную инжекционную составляющую Л216/а транзистора
р1-л1-р2, электронную инжекционную составляющую A2,Z,
транзистора л1-р2-л2 и обратный ток коллекторного ЭДП,
т.е.
А ~ 21бА 21б4 + Асво>
откуда следует
т _________________________^КБО_______
* 1 - (А'216 + А~16) •
(2.16)
Обычно этот ток измеряется при максимально допусти-
мом постоянном прямом напряжении Unp „„ (участок ОА
на рис. 2.22).
58
Рис. 2.22. Вольт-амперная ха-
рактеристика динистора
При некотором значе-
нии прямого напряжения,
называемого напряжением
включения {/вкл, энергия
носителей заряда, прохо-
дящих через коллекторный
ЭДП, увеличивается на-
столько, что они оказыва-
ются способными ионизи-
ровать атомы этого пере-
хода. Лавинообразно увели-
чивающееся число носите-
лей заряда вызывает рез-
кое уменьшение сопротивления коллекторного ЭДП, вслед-
ствие чего сопротивление между анодом и катодом динис-
тора уменьшается до десятых долей Ом, и падение напря-
жения на нем не превышает 1...2 В. На ВАХ этому процессу
соответствует участок АБ с отрицательным дифференци-
альным сопротивлением.
При ил — значение суммы й'21б + й"216 приближает-
ся к единице, что приводит, как это следует из формулы
(2.16), к резкому увеличению анодного тока, значение ко-
торого ограничивается сопротивлением резистора R^. В спра-
вочных данных обычно указывается значение напряжения
открытого динистора 6^ при максимально допустимом по-
стоянном токе
Напряжение включения для динисторов составляет, как
правило, сотни вольт.
После переключения динистора в открытое состояние его
ВАХ аналогична прямой ветви полупроводникового диода
(участок CBD на рис. 2.22). В открытом состоянии динистор
находится до тех пор, пока через него протекает ток, не
меньший тока удержания /уд. Для перевода динистора из
открытого состояния в закрытое следует уменьшить напря-
жение внешнего источника примерно до 1 В или вовсе от-
ключить его.
Если источник внешнего напряжения подключить ми-
нусом к аноду, а плюсом к катоду, то оба эмиттерных пере-
хода окажутся смещенными в обратном направлении, т. е.
закрыты, и через динистор будет протекать небольшой об-
ратный ток (участок ОЕ на рис. 2.22).
Условное обозначение динистора дано на рис. 2.21, в.
59
2.8.2. Тринисторы
Тринистор отличается от динистора наличием дополни-
тельного вывода от одной из базовых областей, получивше-
го название управляющего электрода (УЭ). Подавая на уп-
равляющий электрод напряжение (обычно импульсное) от
внешнего источника, можно переводить тринистор в от-
крытое состояние при напряжениях Ua < С7ВКЛ. Если управ-
ляющий электрод соединен с л-базой, примыкающей к ано-
ду, то для отпирания тринистора на этот электрод нужно
подать короткий (длительностью в несколько микросекунд)
импульс отрицательной полярности относительно анода (уп-
равление по аноду). При этом увеличивается число инжек-
тированных дырок из анода pl в базу л1 и процесс лавино-
образного нарастания носителей заряда развивается при мень-
шем значении анодного напряжения. Если УЭ соединен с
/>-базой, прилегающей к аноду (рис. 2.23, а), то для отпира-
ния тринистора на УЭ следует подать положительный относи-
тельно катода импульс (управление по катоду), что вызовет
увеличение инжекции электронов из эмиттера л2 (катода) в
базу р2. Чем больше ток УЭ (Zy), тем при меньшем значении t/a
будет проходить отпирание тринистора (рис. 2.23, б).
Для запирания тринистора необходимо уменьшить его
рабочий ток /а до значения /а < 1т путем уменьшения на-
пряжения источника питания £а или изменения его поляр-
ности. Такие тринисторы называют незапираемыми. Выпус-
каются также запираемые тринисторы, переводящиеся из от-
крытого состояния в закрытое путем подачи на УЭ напря-
жения противоположной полярности.
Рис. 2.23. Структура (а), ВАХ тринистора (б) и симметрич-
ного динистора (в)
60
2.8.3. Симметричные тиристоры
У таких тиристоров ВАХ в I и III квадрантах симметрич-
ны относительно начала координат (рис. 2.23, в). Они вы-
полняются на основе пятислойных структур и называются
симисторами.
Условные графические обозначения тринисторов и си-
мисторов даны на рис. 2.24.
Рис. 2.24. Условные обозначения тиристоров: а — тринистора
с управлением по аноду; б — тринистора с управлением по като-
ду; в — симметричного динистора; г — симметричного тринис-
тора
Тиристоры чаще всего применяются в качестве мощных
двухпозиционных переключателей, а также в автогенерато-
рах, мультивибраторах, устройствах защиты, для управле-
ния электродвигателями переменного тока, в выпрямителях
и инверторах, устройствах автоматики и т. п.
На рис. 2.25, а дан пример включения тринистора в цепь
для регулирования мощности в нагрузке Д,. Фазовращатель Ф
создает регулируемый фазовый сдвиг <р между управляю-
щим напряжением Uy и входным напряжением Um в цепи
нагрузки. От значения <р зависит момент включения трини-
стора и, как следствие этого, среднее значение тока /н,
протекающего через нагрузку (рис. 2.25, б).
Рис. 2.25. Включение тринистора в цепь для регулирования
мощности (а) и диаграммы напряжений и токов в цепи (б)
61
2.8.4. Параметры тиристоров
Основными параметрами тиристоров, помимо уже отме-
ченных, являются:
— напряжение в открытом состоянии — падение
напряжения на тиристоре в открытом состоянии (от 1 до 3 В);
— максимальное обратное напряжение — максимальное
значение постоянного т„ или импульсного и. об-
ратного напряжения, при котором обеспечивается заданная
надежность (единицы — тысячи В);
— постоянное прямое напряжение в закрытом состоянии
<7МК₽ — максимальное значение прямого напряжения, при
котором не происходит включение тиристора (единицы —
сотни В);
— неотпирающее напряжение на управляющем электро-
де Ц. иеог — наибольшее напряжение на управляющем элек-
троде, не вызывающее отпирания тиристора (доли В);
— запирающее напряжение на управляющем электроде
Ц э — напряжение, обеспечивающее требуемое значение за-
пирающего тока управляющего электрода (единицы—десят-
ки В);
— запирающий ток управляющего электрода — мини-
мальное значение постоянного /у з или импульсного /уз и
обратного тока управляющего электрода, которое обеспечи-
вает переключение тиристора из открытого состояния в зак-
рытое (десятки—сотни мА);
— отпирающий ток управления — минимальное посто-
янное /уот или импульсное /у.от и значение тока управляюще-
го электрода, необходимое для включения тиристора (де-
сятки мА);
— время включения — время от момента подачи
отпирающего импульса до момента, когда напряжение на
тиристоре уменьшается до 0,1 своего начального значения
(единицы—десятки мкс);
— время выключения — минимальное время, в те-
чение которого к тиристору должно прикладываться запи-
рающее напряжение (десятки—сотни мкс).
2.9. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ (ПТ)
Полевой транзистор (ПТ) — это полупроводниковый
прибор, усилительные свойства которого обусловлены дви-
жением основных носителей заряда одного знака через про-
62
водящий канал и который управляется электрическим по-
лем, создаваемым входным напряжением.
Управляющий электрод ПТ называется затвором. Он
должен быть изолирован от канала. По способу изоляции
затвора ПТ делятся на три типа:
1) с управляющим р-п-переходом, или с р-л-затвором;
2) с металлополупроводниковым затвором, или с зат-
вором Шоттки;
3) с изолированным затвором.
2.9.1. Полевые транзисторы с р-л-затвором
Устройство одного из типов ПТ с p-и-затвором показано
на рис. 2.26, а. Его основу составляет полупроводник л-типа,
с одной стороны которого методом диффузии образована
область p-типа (затвор). На границе р- и л-областей образу-
ется ЭДП. Концентрацию примесей в p-области делают зна-
чительно большей, чем в л-области, поэтому область объем-
ного заряда, обладающая очень большим сопротивлением
электрическому току, будет в основном располагаться в по-
лупроводнике л-типа. Слой полупроводника, лежащий справа
от ЭДП, называется каналом. Если между р- и «-областями
включить источник напряжения £/зи, как показано на
рис. 2.26, б, то ЭДП окажется включенным в обратном на-
правлении и его толщина увеличится, что приведет к умень-
шению толщины канала. Сопротивление канала при этом
увеличится. Следовательно, изменяя напряжение С/зи, мож-
но управлять толщиной канала и его сопротивлением.
Если теперь к каналу подключить второй источник на-
пряжения t/CH (рис. 2.26, в), то через канал потечет ток,
образованный движением электронов (основных носителей)
Рис. 2.26. Структура ПТ с р-л-затвором и каналом л-типа
63
от нижней части л-области к ее верхней части. Участок п-
области, от которой начинают движение основные носите-
ли заряда, называют истоком, а участок, к которому они
движутся, стоком.
Ток 1С (ток стока), протекающий через канал ПТ, зави-
сит от его сопротивления. Следовательно, при изменении
напряжения С73и изменяется и протекающий через канал ток
стока.
Если в качестве исходного материала использовать полу-
проводник p-типа (область затвора при этом должна иметь
электропроводность л-типа), получим ПТ с р-п-затвором и
каналом p-типа. При этом полярности £/зи и Ucll должны быть
противоположным тем, которые указаны на рис. 2.26, в.
2.9.2. Статические характеристики
полевых транзисторов с р-л-затвором
Полевые транзисторы с р-и-затвором работают, как пра-
вило, при обратном напряжении С73и и имеют вследствие
этого очень малые входные токи (токи затвора).
Поэтому входные характеристики /3 = f (£/ЗИ) использу-
ются очень редко. Основными статическими характеристи-
ками, получившими практическое применение, являются
выходные (стоковые) и передаточные (сток-затворные).
Статические выходные характеристики представляют со-
бой зависимость /с=/({/Си)пРи ^зи = const. Их вид для ПТ
с р-л-затвором и каналом л-типа показан на рис. 2.27, а.
При UCii = 0 электрическое поле в канале отсутствует и /с=0.
Рис. 2.27. Статические выходные (а) и передаточные (6) ха-
рактеристики ПТ с р-л-затвором и каналом л-типа
64
Увеличение напряжения t/CH приводит к увеличению элек-
трического поля в канале и росту тока 1С. Крутизна нараста-
ния тока /сбудет определяться начальным сопротивлением
канала. Это сопротивление минимальное при £/зи = 0, по-
этому крутизна нарастания тока 1С при С/Зи = 0 будет наи-
большая. Протекающий через канал ток стока создает на
нем падение напряжения, которое является обратным для
ЭДП между затвором и каналом. Это вызывает увеличение
области объемного заряда (толщины ЭДП), уменьшение тол-
щины канала, увеличение его сопротивления и уменьшение
крутизны нарастания тока /с.
При некотором напряжении (/си нас, называемом напря-
жением насыщения, происходит почти полное перекрытие
канала областью объемного заряда. Это происходит у облас-
ти стока, поэтому на этом участке обратное напряжение
между затвором и каналом оказывается наибольшим. Даль-
нейшее увеличение напряжения £/си вызывает очень незна-
чительное изменение тока 1С.
Ток стока, протекающий через канал ПТ при С7си = ^синас
и U3lf = 0, называют начальным током стока и обозначают
Л: нт-
Если на затвор подать отрицательное напряжение, то со-
противление канала окажется больше, чем оно было при
С7ЗИ = 0. Это приводит к уменьшению крутизны нарастания
тока 1С, и перекрытие канала наступит при меньшем значе-
нии напряжения С/си.
Область выходных характеристик при (7СИ > £7СИ нас на-
зывают пологой, или областью насыщения, а область харак-
теристик, заключенная между напряжениями £/Си = 0 и
£7СИ = ^ал нас, — крутой, или омической. При работе в оми-
ческой области ПТ можно рассматривать как электрически
управляемый резистор, сопротивление которого изменяется
в некоторых пределах при изменении напряжения на затво-
ре. При использовании ПТ для усиления сигналов режим
его работы выбирается в пологой области.
Статические передаточные характеристики — это зави-
симость /с = f (U3VI) при С/си = const (рис. 2.27, б). Они
снимаются при напряжениях С7си > (7СИнас, т. е. для пологой
области выходных характеристик. Вид передаточных харак-
теристик вытекает из принципа действия ПТ. Напряжение
насыщения, при котором ток стока уменьшается до нуля,
называется напряжением отсечки'U3Vl т, а значение тока
стока определяется из выражения
5 - 5926
65
^С^Сиач^-^и/^Иоге)2- (2-17)
2.9.3. Полевые транзисторы с затвором Шоттки
В ПТ с затвором Шоттки управление сопротивлением
канала осуществляется изменением под действием напряже-
ния затвора толщины выпрямляющего перехода, образован-
ного rta границе между металлом и полупроводником. По
сравнению с ^-«-переходом выпрямляющий переход металл—
полупроводник позволяет существенно уменьшить длину
канала (до 0,5... 1 мкм).
При этом значительно уменьшаются и размеры всей струк-
туры ПТ, вследствие чего ПТ с барьером Шоттки способны
работать на более высоких частотах (до 50...80 ГГц).
2.9.4. Полевые транзисторы с изолированным затвором
Эти транзисторы имеют структуру металл—диэлектрик-
полупроводник и называются кратко МДП-транзисторами.
Если в качестве диэлектрика используется оксид кремния,
то их называют также МОП-транзисторами.
Существует две разновидности МДП-транзисторов: с
индуцированным и со встроенным каналами.
В МДП-транзисторах с индуцированным каналом р-типа
(рис. 2.28) области стока и истока p-типа образуют с «-об-
ластью подложки два встречно включенных ЭДП, и при
Рис. 2.28. Структура и схема под-
ключения к источникам питания
МДП-транзистора с индуцированным
каналом р-типа
подключении к ним
источника любой по-
лярности ток в цепи
будет отсутствовать.
Если же на затвор от-
носительно истока и
подложки подать от-
рицательное напряже-
ние, то при достаточ-
ном значении этого
напряжения в припо-
верхностном слое по-
лупроводника, распо-
ложенном под затво-
ром, произойдет ин-
версия типа электро-
проводности, и р-об-
ласти стока и истока
66
окажутся соединенными каналом p-типа. Такое напряжение
затвора называют пороговым и обозначают £/зи пор. С увели-
чением отрицательного напряжения затвора увеличивается
глубина проникновения инверсного слоя в полупроводник,
что соответствует увеличению толщины канала и уменьше-
нию его сопротивления.
Передаточные и выходные характеристики МДП-тран-
зистора с индуцированным каналом p-типа представлены
на рис. 2.29. Падение напряжения на сопротивлении канала
уменьшает напряжение между затвором и каналом и толщи-
ну канала. Наибольшее сужение канала будет у стока, где
Рис. 2.29. Статические характеристики МДП-транзистора с
индуцированным каналом р-типа
напряжение Uaоказывается наименьшим (Ua = U^- U3H).
В МДП-транзисторах со встроенным каналом между об-
ластями стока и истока уже в стадии изготовления создается
тонкий приповерхностный слой (канал) с таким же типом
электропроводности, какую имеют сток и исток. Поэтому в
таких транзисторах ток стока /Снач, называемый начальным,
протекает и при U3W — 0 (рис. 2.30).
2.9.5. Дифференциальные параметры полевых транзисторов
Кроме рассмотренных выше параметров свойства ПТ ха-
рактеризуются дифференциальными параметрами: крутиз-
ной передаточной характеристики, или крутизной ПТ; диф-
ференциальным сопротивлением и статическим коэффици-
ентом усиления.
Крутизна ПТ S = dlc / dU3Vl при (7СИ = const характе-
5*
67
Рис. 2.30. Статические характеристики МДП-транзистора со
встроенным каналом р-типа
ризует усилительные свойства транзистора и для маломощ-
ных транзисторов обычно составляет несколько мА/В.
Дифференциальное сопротивление r( = dUCH / dlc при
U3ii ~ const представляет собой сопротивление ПТ перемен-
ному току.
Крутизну ПТ можно определить по выходным статичес-
ким и передаточным характеристикам (рис. 2.30) на основа-
нии выражения
^4 _ 4(В)~ 4(C)
^зи *4и = cons* U зи - U зи
а дифференциальное сопротивление — по выходным ха-
рактеристикам в соответствии с выражением
А *4и U" - U'
4 4 4зи “const 4(E) 4(D)
Статический коэффициент усиления р = dUcv/dU3lfnpn
связан с параметрами 5и г, формулой ц= Srt.
Действительно, формулу для ц можно представить сле-
дующим образом:
dUc„ dlc dlL,. dlc
dU3ii dU31i ~dL dlc ~dlL Г'
Полевые транзисторы используются в усилителях с боль-
шим входным сопротивлением, ключевых и логических ус-
тройствах, а также в управляемых аттенюаторах в качестве
элемента, сопротивление которого изменяется под действи-
ем управляющего напряжения.
68
Условные графические обозначения полевых транзисто-
ров показаны на рис. 2.31.
Рис. 2.31. Условные обозначения палевых транзисторов: а, б —
с р-л-затвором и каналами п- и p-типов соответственно; в, г —
с изолированным затвором и индуцированными каналами п- и
p-типов; д, е — с изолированным затвором и встроенными кана-
лами п- и р-типов
Контрольные вопросы и задания
1. Что понимают под валентной зоной, зоной проводимос-
ти и запрещенной зоной полупроводника?
2. Как получают полупроводники р- и л-типов?
3. Какие причины вызывают протекание через ЭДП диф-
фузионного и дрейфового токов?
4. Изобразите на одном графике ВАХ германиевого и крем-
ниевого диодов. Чем вызваны отличия прямых и обрат-
ных ветвей характеристик?
5. Чем ограничивается частотный диапазон полупровод-
никовых диодов? Каким образом его можно увеличить?
6. На использовании какого явления основана работа ва-
рикапа?
7. Назовите основные параметры кремниевых стабилитро-
нов и стабисторов. Какие из них можно определить по
ВАХ?
8. Поясните принцип стабилизации напряжения постоян-
ного тока с помощью стабилитрона.
9. Изобразите схемы включения биполярных транзисторов
типов р-п-р и п-р-п в режимах отсечки, насыщения и ак-
тивном. В каком из этих режимов возможно активное
управление коллекторным током и почему?
10. Как определяются h-параметры по статическим харак-
теристикам биполярного транзистора? Определите эти
параметры для транзистора ГТ320А, включенного с об-
щей базой (рис. 2.18, а и 2.19, а) в режиме Ux= 0,35 В,
U№--5 В и при включении его по схеме с общим эмитте-
ром (рис. 2.18, б и 2.19, б) в режиме U = -0,35 В, U =
69
11. В чем отличия между динистором и тринистором?
12. Поясните принцип управления током стока в полевом
транзисторе с р-л-затвором и в МДП-транзисторе с ин-
дуцированным каналом.
13. Какие характеристики и параметры определяют основ-
ные свойства полевых транзисторов?
3. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Оптоэлектронным называют полупроводниковый при-
бор, излучающий или преобразующий электромагнитное
излучение, либо чувствительный к этому излучению в ви-
димой, инфракрасной и ультрафиолетовой областях спект-
ра, либо использующий подобное излучение для внутрен-
него взаимодействия его элементов.
По принципу действия и выходному эффекту оптоэлек-
тронные полупроводниковые приборы подразделяются на
излучающие, приемники излучения и оптопары, или опт-
роны.
3.1. ИЗЛУЧАЮЩИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Излучающим называют полупроводниковый прибор, пред-
назначенный для непосредственного преобразования элект-
рической (или световой) энергии в энергию светового из-
лучения. Излучающие полупроводниковые приборы подраз-
деляются на четыре группы: светоизлучающие диоды, лазе-
ры, электролюминесцентные порошковые и пленочные из-
лучатели.
Наиболее характерным представителем излучающих по-
лупроводниковых приборов является светоизлучающий диод
(СИД), который преобразует электрическую энергию в энер-
гию светового излучения. Если ЭДП светоизлучающего ди-
ода включить в прямом направлении, то в результате ин-
жекции подвижных носителей заряда начнется их интен-
сивная рекомбинация в прилегающих к ЭДП областях по-
лупроводника и в самом ЭДП. При рекомбинации происхо-
дит переход электронов с более высоких энергетических
уровней, лежащих в зоне проводимости, на более низкие,
расположенные в валентной зоне. Этот переход сопровожда-
ется выделением части энергии в виде тепла (фононная ре-
комбинация) или электромагнитного излучения (фотонная
рекомбинация). В СИД используется фотонная рекомбина-;
ция, которая является преобладающей в полупроводниках
из арсенида (GaAs) и фосфида (GaP) галлия, карбида крем-
71
ния (SiC) и сопровождается излучением видимого света в
диапазоне от красного до голубого (рис. 3.1). Цвет свечения
зависит от материала примесей. Так, например, введение
примесей из оксида цинка ZnO обеспечивает получение крас-
ного свечения, из азота N — зеленое, из ZnO и N —желтое
и оранжевое и т. д.
Яркость свечения СИД зависит от числа зарядов, ин-
жектированных ЭДП. При этом сила тока, протекающего
через переход, для получения нормальной яркости состав-
ляет не менее 30 мА/см2. С целью увеличения КПД СИД
поверхность ЭДП выполняют в виде полусферы (рис. 3.1, а).
Перспективным является создание СИД с перестраиваемым
цветом свечения. Для этого в одном кристалле полупровод-
ника создаются два ЭДП (рис. 3.1, б), образованных различ-
ными примесями. Один ЭДП создает излучение зеленого
цвета, а другой — красного. Принципиальная схема такого
СИД приведена на рис. 3.1, в. Он имеет три вывода, что
позволяет пропускать через каждый ЭДП различные токи.
Изменяя токи переходов, можно изменять цвет свечения от
желто-зеленого до красно-желтого оттенка, а также полу-
чать чистые зеленый и красный цвета. Примером такого СИД
является диод АЛС331А (ЗЛС331), у которого токи перехо-
дов могут изменяться до 20 мА.
Широкое применение получили матрицы СИД, позво-
ляющие воспроизводить различные символы — буквы, циф-
ры (цифро-знаковые индикаторы ЦЗИ) и др. Внешний
вид ЦЗИ из семи светоизлучающих сегментов показан на
рис. 3.2. Они изготавливаются в виде монолитных матриц
или гибридных ИМС на керамической подложке.
Основными параметрами СИД являются: цвет свечения,
прямой ток /пр, прямое напряжение 6^ и яркость свечения
Рис. 3.1. Структуры СИД: а — полусферическая; б — с пере-
страиваемым цветом свечения; в — принципиальная схема СИД
с перестраиваемым цветом свечения
72
Рис. 3.2. Внешний вид цифро-знакового
индикатора
В. Например, светоизлучающий диод
АЛ 112В красного цвета свечения имеет:
/пр = 10 мА; Unv = 2 В; В = 250 кд/м2.
Полупроводниковые ЦЗИ применя-
ются в устройствах отображения анало-
говой и цифровой информации в мик-
рокалькуляторах, электронных наручных
часах и других устройствах.
3.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
ПРИЕМНИКИ ИЗЛУЧЕНИЯ
Принцип действия полупроводниковых приемников элек-
тромагнитного излучения основан на использовании фото-
электрических явлений, или фотоэффектов. Различают два
вида фотоэффектов — внутренний и внешний.
Под внутренним фотоэффектом понимают переход элек-
тронов вещества на более высокий энергетический уровень
под действием излучения. Это приводит к изменению кон-
центрации подвижных носителей заряда и, следовательно,
к изменению электрических свойств полупроводника.
Внешний фотоэффект представляет собой фотоэлектрон-
ную эмиссию, которая заключается в том, что испускание
электронов тем или иным веществом происходит при воз-
действии на это вещество ультрафиолетового, видимого или
инфракрасного излучения.
Полупроводниковыми приемниками излучения являют-
ся фоторезисторы, фотодиоды, фототранзисторы и фототи-
ристоры, в которых используется внутренний фотоэффект.
3.2.1. Фоторезисторы
Фоторезистором называется полупроводниковый прибор,
не имеющий ЭДП, сопротивление которого изменяется под
действием инфракрасного, видимого или ультрафиолетово-
го излучения. Он представляет собой (рис. 3.3, а) фоточув-
ствительную полупроводниковую пластинку или пленку 2
(обычно из сульфида или селенида кадмия, а также из суль-
73
Рис. 3.3. Конструкция (о) и схема включения (6) фоторезис-
тора
фида свинца), нанесенную на диэлектрическую подложку 1.
От концов пластинки делают выводы 3 для включения фо-
торезистора в электрическую цепь и помещают ее в пласт-
массовый корпус с окошком. Если между выводами фото-
чувствительной пластинки включить источник ЭДС (рис. 3.3,
б), в цепи потечет небольшой ток, обычно не превышаю-
щий нескольких микроампер и называемый темновым то-
ком 1Т. Этот ток обусловлен наличием в неосвещенной полу-
проводниковой пластинке некоторого количества свобод-
ных носителей заряда. При освещении фоторезистора ток в
цепи существенно возрастает вследствие того, что кванты
электромагнитного излучения возбуждают электроны и пе-
реводят их из валентной зоны в зону проводимости или на
примесные уровни, увеличивая дырочную электропровод-
ность. Возможен также переход электронов с примесных
уровней в зону проводимости, что увеличивает электрон-
ную электропроводность фоторезистора.
Разность между общим З&щ и темновым /т токами
А> ~ А>«щ * 4
называют фототоком. Зависимость фототока от светового
потока Ф (рис. 3.4, а) называется энергетической характе-
ристикой фоторезистора, а зависимость фототока от напря-
жения U, приложенного к его выводам, — вольт-амперной
характеристикой (рис. 3.4, б). Для большинства фоторезис-
торов его ВАХ являются линейными.
Фототок зависит также от спектрального состава свето-
вого потока, т. е. от его длины волны X. Эта зависимость
получила название спектральной характеристики (рис. 3.4, в).
Кроме рассмотренных характеристик свойства фоторези-
сторов определяются рядом параметров, основными из ко-
торых являются следующие:
74
Рис. 3.4. Энергетическая (в), вольт-амперные (б) и спект-
ральная (в) характеристики фоторезистора
токовая чувствительность к световому потоку 5Ф, опреде-
ляемая как отношение фототока /ф к световому потоку Ф:
й-7*/Ф,
и токовая чувствительность к освещенности Е, определяе-
мая соотношением
S.-L/R
Если световой поток является немонохроматическим, то
определенные таким образом чувствительности называются
интегральными, а при монохроматическом световом потоке —
монохроматическими.
Граничная частота f^— частота синусоидального сигна-
ла, модулирующего световой поток, при котором чувстви-
тельность фоторезистора уменьшается в 2 раз по сравне-
нию с чувствительностью при смодулированном световом
потоке. Для большинства фоторезисторов f^= 103... 105 Гц.
Темновое сопротивление — сопротивление неосвещенно-
го резистора. Это сопротивление имеет широкий диапазон
значений (/?,= КЕ.ЛО’Ом) и является наибольшим (10s...
10’ Ом) у сернисто-кадмиевых фоторезисторов.
Фоторезисторы обладают значительной инерционностью,
обусловленной временем генерации и рекомбинации носи-
телей заряда. Например, у фоторезисторов на основе серни-
стого свинца уменьшение чувствительности наблюдается на
частоте модуляции светового потока свыше 1 кГц, а на ос-
нове сернистого кадмия — на частоте порядка 100 Гц. Вслед-
ствие этого они могут применяться в устройствах, работаю-
щих на частотах до 10 кГц.
75
3.2.2. Фотодиоды
Фотодиодом называют фотогальванический приемник
излучения без внутреннего усиления, фоточувствительный
элемент которого имеет структуру полупроводникового ди-
ода. В основу работы фотодиода положена зависимость об-
ратного тока от освещенности.
Фотодиоды используются в фотогальваническом и фо-
тодиодном режимах. Работа в первом режиме основана на
фотогальваническом эффекте, связанном с образованием
разности потенциалов (свето-ЭДС) при освещении неодно-
родного полупроводника. При этом часть валентных элект-
ронов получает энергию, достаточную для их перехода в
зону проводимости. В результате в обеих областях увеличива-
ется количество основных и неосновных носителей заряда.
Под действием контактной разности потенциалов ЭДП про-
исходит переход неосновных носителей заряда в противопо-
ложные области полупроводника, в результате чего между
р- и л-областями возникает контактная разность потенциа-
лов, называемая фото-ЭДС. Значение фото-ЭДС у селено-
вых и кремниевых фотодиодов составляет 0,5...0,6 В, у ар-
сенидогаллиевых — до 0,87 В. Следовательно, фотодиоды
можно использовать для получения электрической энергии.
Для этих целей изготавливаются специальные фотодиоды с
большой площадью ЭДП, которые называются солнечными
элементами.
При работе диода в фотогальваническом или фотопреоб-
разовательном режиме он смещается в обратном направле-
нии, и фототок является функцией освещенности (рис. 3.5,
а). Вольт-амперные характеристики фотодиода в этом режи-
ме подобны коллекторным характеристикам транзистора,
включенного по схеме ОБ (рис. 3.5, б). При это^ фототок
зависит от сопротивления резистора нагрузки и напряжения
внешнего источника.
Преимуществом фотодиодов по сравнению с фоторезис-
торами является их высокое быстродействие, в 100 и более
раз превышающее быстродействие фоторезисторов. Еще бо-
лее высоким быстродействием обладают фотодиоды со струк-
турой p-i-n, со структурой Шоттки и лавинные.
Основными параметрами являются токовая чувствитель-
ность Sh граничная частота модуляции светового потока
рабочая длина волны А или рабочий интервал длин волн
АХ, номинальное рабочее напряжение темновой ток
Дбр т и максимально допустимое обратное напряжение
76
Рис. 3.5. Схема включения фотодиода в фотопреобразователь-
ном режиме (а) и его ВАХ (б)
3.2.3. Фототранзисторы
Фототранзистор — это фотогальванический приемник
излучения, фоточувствительный элемент которого содер-
жит структуру транзистора, обеспечивающую усиление.
Конструктивно фототранзистор выполняется таким об-
разом, чтобы световой поток воздействовал на базовую об-
ласть. Обычно фототранзистор включается по схеме ОЭ
(рис. 3.6, а), и через его коллекторный переход при отсут-
ствии освещения протекает темновой ток /кзо = (1 + Ь21Е)/кбо-
При освещении базы в ней происходит генерация дополни-
тельных пар электрон—дырка. Дырки, являющиеся в л-базе
неосновными носителями заряда, диффундируют к коллек-
торному переходу и втягиваются его полем в коллектор,
Рис. 3.6. Схема включения фототранзистора (а, б) и его вы-
ходные ВАХ (в)
77
образуя первую составляющую коллекторного фототока /ф1.
Для электронов электрическое поле коллекторного перехо-
да представляет потенциальный барьер, поэтому, если вы-
вод базы оставить неподключенным, то неравновесные элек-
троны останутся в базе, уменьшая потенциальный барьер
эмиттерного перехода. Это вызовет инжекцию дырок из р-
эмиттера в базу, которые диффундируют к коллекторному
переходу и образуют вторую составляющую коллекторного
фототока /ф2.
Если базовый вывод подключить к источнику напряже-
ния, как это делается у обычного биполярного транзистора
(рис. 3.6, б), то можно получить не только оптическое, но и
электрическое управление коллекторным током фототран-
зистора.
Вольт-амперные характеристики фототранзистора подоб-
ны ВАХ фотодиода (рис. 3.6, в), но характеризуются боль-
шими значениями токов. Конструктивно фототранзистор
изготавливается таким образом, чтобы световой поток об-
лучал область базы.
Основными параметрами фототранзисторов являются то-
ковая чувствительность 5J, коэффициент усиления по фо-
тотоку К, ф (несколько сотен) и ширина полосы пропуска-
ния (у биполярных транзисторов она составляет 104... 105 Гц).
Более высокую фоточувствительность и полосу пропус-
кания (106...108 Гц) имеют полевые фототранзисторы. Поле-
вой фототранзистор выполняется с управляющим р-и-пере-
ходом и имеет три электрода: сток, исток и затвор (рис. 3.7,
а). ЭДП затвор—канал выполняет функцию фотодиода, фо-
тоток которого создает напряжение на резисторе R,. Так как
Свет
Рис. 3.7. Структура (а), схема включения (б) и стоковые (вы-
ходные) характеристики (в) полевого фототранзистора
78
£4и=я,-А*,.
то при £,= const (рис. 3.7, б) с изменением освещенно-
сти изменяется ток затвора 13 (ток фотодиода), что приво-
дит к изменению напряжения С/зи и, как следствие этого,
изменению тока стока /с(рис. 3.7, в).
3.2.4. Фототиристоры
Фототиристором называют фотогальванический прием-
ник излучения, фоточувствительный элемент которого имеет
структуру тиристора. Работа фототиристора подобна работе
тринистора. Различие заключается лишь в том, что напря-
жение включения, при котором происходит переход фото-
тиристора из закрытого состояния в открытое, определяется
не управляющим током, а освещенностью одной из баз.
Фоторезисторы, фотодиоды, фототранзисторы и фото-
тиристоры широко применяются в устройствах автоматики
и измерительной техники, системах телеуправления и сиг-
нализации, в вычислительной технике, фотометрии, им-
пульсных устройствах, оптопарах и др.
3.3. ОПТОПАРЫ
Оптопарой, или оптроном, называют оптоэлектронный
полупроводниковый прибор, содержащий излучающий и
фотоприемный элементы, между которыми имеется опти-
ческая связь и обеспечена электрическая изоляция (рис. 3.8).
В источнике светового излучения (ИС) энергия элект-
рического сигнала преобразуется в световое излучение. Све-
товое излучение через оптический канал (ОК) поступает на
фотоприемник (ФП), в котором преобразуется в электри-
ческую энергию.
Излучателями в оптопарах обычно служат СИД. В опти-
ческих каналах используются полимерные оптические клеи
и лаки, незатвердевающие вазелиноподобные и каучуковые
Рис. 3.8. Структурная схема оптопары
ОК
79
оптические среды, а также волоконно-оптические светово-
ды. В качестве фотоприемников в оптопарах применяются
фоторезисторы, фотодиоды, фототранзисторы, фототирис-
тор^Е В зависимости от типа фотоприемника различают ре-
зисторные, диодные, транзисторные и тиристорные опто-
пары (рис. 3.9).
Рис. 3.9. Условные графические обозначения фоторезистор-
ной (а), фотодиодной (б), фототранзисторной (в) и фототи-
ристорной (г) оптопар
Важным свойством оптопар является их способность уси-
ления электрических сигналов по мощности, напряжению
и току, а также полная электрическая развязка входа и
выхода. Это позволяет применять оптопары для связи между
узлами аппаратуры, находящимися под различными потен-
циалами, имеющими различные значения логических уров-
ней, в качестве элементов оптического управления сильно-
точными и высоковольтными устройствами.
Контрольные вопросы и задания
1. Какие физические процессы лежат в основе работы све-
тоизлучающего диода?
2. Назовите основные характеристики СИД и изобразите
их вид.
3. Дайте определение основных параметров СИД.
4. Каково конструктивное выполнение СИД?
5. На каком физическом эффекте основана работа фоторе-
зисторов?
6. Как изменяется сопротивление фоторезистора при из-
менении светового потока?
7. В каких режимах могут работать фотодиоды? Дайте крат-
кую характеристику этих режимов.
8. Назовите основные области применения фоточувстви-
тельных полупроводниковых приборов.
9. Что понимают под оптопарой? Изобразите ее структур-
ную схему.
10. Изобразите условные графические обозначения рези-
сторной, диодной, транзисторной и тиристорной оптопар.
4. МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМАХ
Использование электронных устройств для решения раз-
личных технических задач сопровождается совершенствова-
нием самих электронных устройств и усложнением их элек-
трических схем.
Совершенствование элементной базы электроники идет
в направлении увеличения надежности ее элементов, умень-
шения их размеров, массы, стоимости, повышения быстро-
действия, создания новых элементов, обладающих больши-
ми функциональными возможностями.
Создание сложных электронных устройств, содержащих
сотни миллионов и миллиарды элементов, стало возмож-
ным на базе микроэлектроники.
Микроэлектроника — это область электроники, позво-
ляющая создавать электронные устройства, отличающиеся
от обычных более высокой надежностью, значительно мень-
шими размерами и массой, малым потреблением энергии,
малой затратой материалов и высокой степенью автоматиза-
ции производства. Основное свойство микросхемотехники
— создание не отдельных элементов, а целых функциональ-
но завершенных узлов, включающих большое количество
определенным образом электрически соединенных элемен-
тов.
В настоящее время микроэлектроника развивается по двум
направлениям: интегральная и функциональная. Функцио-
нальные узлы, выполненные по интегральной технологии,
называют интегральными микросхемами (ИМС, ИС) или
просто микросхемами. При создании ИМС используют те же
теоретические положения, что и в электронных узлах, вы-
полненных на дискретных элементах: каждому элементу элек-
трической цепи соответствует подобный полупроводнико-
вый или пленочный элемент. Однако возможность автома-
тизации проектирования микроэлектронных узлов позволя-
6 - 5926
81
ет с целью улучшения параметров увеличить число входя-
щих в него активных (транзисторов, диодов) и пассивных
(резисторов, конденсаторов) элементов, не вызывая при
этом существенных затрат на их производство.
Функциональная микроэлектроника реализуется в виде
приборов, в которых используются различные свойства и
явления внутри отдельных участков твердого тела и на его
границах. Примерами таких приборов являются кварц, за-
меняющий собой высокостабильный колебательный кон-
тур, твердотельный полупроводниковый выпрямитель и не-
которые другие. Развитие функциональных приборов по-
зволит отказаться от дальнейшего увеличения степени ин-
теграции полупроводниковых ИМС, значение которой ог-
раничено минимально допустимыми размерами входящих в
них элементов.
Интегральные микросхемы по технологии изготовления
подразделяются на полупроводниковые (монолитные), гиб-
ридные, совмещенные и пленочные.
4.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
Полупроводниковой называют ИМС, все элементы и меж-
дуэлементные соединения которой выполнены в объеме и
на поверхности полупроводника. Большинство элементов
полупроводниковых ИМС (транзисторы, диоды, резисто-
ры, конденсаторы) изготавливают на основе транзистор-
ных структур, созданных в полупроводнике с помощью
планарно-эпитаксиальной технологии, сущность которой
заключается в следующем.
На подложке p-типа (обычно из кремния) наращивается
монокристаллический слой высокоомного кремния л-типа,
повторяющий кристаллографическую ориентацию подлож-
ки (монокристаллом называют твердое тело с регулярной
кристаллической структурой) — рис. 4.1, а. Этот процесс
называется эпитаксией.
Затем пластину с эпитаксиальным слоем нагревают до
1250 °C в атмосфере сухого кислорода, вследствие чего на ее
поверхности образуется тонкий слой диоксида кремния SiO2,
обладающий высокими диэлектрическими свойствами. Пос-
ле охлаждения на слой диоксида кремния наносят слой фо-
торезиста (рис. 4.1, б), а сверху на него накладывается фото-
шаблон (или маска), имеющий прозрачные и непрозрачные
участки (рис. 4.1, в). При освещении фоторезиста ультра-
82
Рис. 4.1. Этапы планарно-эпитаксиальной технологии
Диффузия
акцепторов
IIIIIIIIIII
Подложка р-типа
Диффузия
доноров
IIIIIIIIIII
фиолетовым светом через фотошаблон засвеченные участки
фоторезиста задубливаются.
При помещении в специальный растворитель незадуб-
ленные участки фоторезиста растворяются, а задубленные
сохраняются (рис. 4.1, г). Обработанную таким образом пла-
стинку помещают в другой раствор, который растворяет
диоксид кремния, находящийся на участках, незащищен-
ных фоторезистом. В результате в полупроводниковой плас-
тине создаются «окна», представляющие оголенные (неза-
щищенные) участки поверхности полупроводника л-типа
(рис. 4.1, д).
Описанный процесс от момента нанесения на окислен-
ную поверхность полупроводника слоя фоторезиста до об-
разования «окон» в полупроводнике называется фотолито-
графией.
б«
83
После этого с пластины удаляется оставшийся фоторе-
зист и пластина помещается в печь, в которой при темпера-
туре порядка 1120 ’С через имеющиеся в ней «окна» произ-
водится диффузия акцепторных примесей (бора), в резуль-
тате чего в полупроводнике л-типа образуются /^-области
(рис. 4.1, ё).
Затем поверхность пластины снова окисляется, и произ-
водится вторая фотолитография, в результате которой обра-
зуются «окна» над участками /^-областей. Через эти «окна»
осуществляется вторая диффузия, но уже донорных приме-
сей, в результате чего в /^-областях создаются участки .с
электропроводностью л-типа (рис. 4.1, ж).
На этом формирование транзисторных структур закан-
чивается.
4.2.1. Транзисторы полупроводниковых ИМС
Если транзисторная структура используется в качестве
транзистора, то верхняя л-область служит эмиттером, ниж-
няя — коллектором, а расположенная между ними p-об-
ласть — базой (рис. 4.2, а). При этом транзистор имеет струк-
туру п-р-п и обладает лучшими частотными свойствами и
бблыпим коэффициентом передачи тока, чем интеграль-
ный р-п-р транзистор. Недостатком транзистора является то,
что токи базы и коллектора протекают не только перпенди-
кулярно ЭДП, но и вдоль р- и л-областей, вследствие чего
увеличиваются сопротивления этих областей токам базы и
коллектора. Это приводит к ухудшению частотных свойств
транзистора и ряда других его параметров.
Для уменьшения распределенного сопротивления кол-
лекторной области, имеющей наибольшую протяженность,
на начальном этапе изготовления в нижней л-области со-
здают слой повышенной электропроводности л-типа, назы-
ваемый скрытым слоем (рис. 4.2, б).
а б е г
Рис. 4.2. Структура интегрального планарно-эпитаксиально-
го транзистора
84
Если транзистор предназначен для работы в импульсном
режиме, то для увеличения быстродействия и уменьшения
искажений импульсов он должен обладать малым временем
рассасывания накапливаемых в базе зарядов. Это достигает-
ся шунтированием ЭДП база—коллектор диодом Шоттки
(рис. 4.2, в, г). Такой транзистор называют транзистором с
барьером Шоттки. Его отличие от обычного интегрального
транзистора (рис. 4.2, б) состоит в том, что металлический
контакт базы расширен в коллекторную область. Диод Шот-
тки образуется в месте контакта металла с высокоомной
коллекторной «-областью.
В цифровых ИМС находит применение специфический
полупроводниковый прибор, не имеющий дискретного ана-
лога, — многоэмиттерный транзистор (МЭТ). Он отличается
от обычного тем, что имеет несколько эмиттеров, объеди-
ненных одним слоем базы (рис. 4.3). Эти эмиттеры распола-
гаются так, что прямое взаимодействие между ними через
базу практически исключено.
Рис. 4.3. Структура (а) и условное обозначение (б) МЭТ
Включение МЭТ обычно осуществляется по схеме, по-
казанной на рис. 4.4. На эмиттерных входах МЭТ могут дей-
ствовать напряжения высокого (U1) и низкого (IP) уров-
ней, а на базе — всегда высокое напряжение. Если на все
эмиттеры поступают напряжения высокого уровня U1, то
эмиттерные ЭДП закрыты и ток базы VT1 протекает через
коллекторный ЭДП МЭТ. Этот ток является в то же время
током базы транзистора VT2, вследствие чего VT2 отпира-
ется. Такой режим работы МЭТ называется инверсным ак-
тивным (рис. 4.4, а).
Если хотя бы на один эмитгерный вход МЭТ поступает
напряжение низкого уровня U° (рис. 4.4, б), то этот эмит-
85
Рис. 4.4. Режимы работы МЭТ
терный ЭДП МЭТ открывается и через него протекает ток
базы VT1. Коллекторный ток МЭТ при этом близок к нулю,
транзистор VT2 закрыт, a VT1 находится в режиме насыще-
ния.
Диоды полупроводниковых ИМС изготавливаются, как
правило, на основе биполярных транзисторных структур при
выполнении внутрисхемных соединений путем металлиза-
ции, проводимой после формирования всех элементов ИМС.
Существует пять вариантов диодного включения транзис-
торной структуры (рис. 4.5). Для различных схем включения
оказываются различными напряжения пробоя, значения
обратных токов, прямые напряжения при заданном прямом
токе. Так, для вариантов а, в и г = 5...7 В, а для
вариантов б и д = 20...50 В. Наименьшее значение
обратного тока имеют диоды, выполненные в соответствии
с вариантами а и г, так как в этих случаях используется
только эмиттерный ЭДП, имеющий меньшую площадь и
толщину по сравнению с коллекторным.
УГО диода показано на рис. 4.5, е.
где
Рис. 4.5. Схемы диодного включения интегрального транзис-
тора
86
4.2.2. Резисторы полупроводниковых ИМС
По своей значимости и количеству резисторы в ИМС
занимают третье место после транзисторов и диодов. Резис-
торы, выполняемые по полупроводниковой технологии,
подразделяются на объемные и диффузионные.
Объемные резисторы реализуются в виде омических (не-
выпрямляюших) контактов металла с полупроводником. Эти
резисторы имеют невысокую температурную стабильность,
и для получения больших номинальных значений сопротив-
лений требуется большая площадь. По этим причинам объем-
ные резисторы в ИМС широкого распространения не полу-
чили.
Диффузионные резисторы выполняются в объеме полу-
проводника путем локальной диффузии на небольшую глу-
бину. Следовательно, диффузионные резисторы можно из-
готавливать одновременно с другими элементами ИМС, то
есть ими может служить эмиттерная, коллекторная или ба-
зовая область транзисторной биполярной структуры. Наибо-
лее часто в этих целях применяется базовая ^-область, обла-
дающая наибольшим удельным сопротивлением. Номиналь-
ные значения сопротивлений таких резисторов находятся в
пределах 100 Ом...50 кОм. Резисторы с меньшими значени-
ями сопротивлений реализуются на эмиттерных областях.
Диффузионные резисторы помимо активного сопротив-
ления содержат и емкостное, обусловленное барьерными
емкостями ЭДП транзисторной структуры и изолирующего
ЭДП. Поэтому с ростом частоты их сопротивления умень-
шаются. С целью уменьшения частотной зависимости сопро-
тивлений диффузионных резисторов увеличивают глубину
проникновения эмиттерной области в базовую.
Кроме диффузионных в полупроводниковых ИМС при-
меняют резисторы на основе МДП-структур. Технология
изготовления таких резисторов поясняется в п. 4.4.
4.2.3. Конденсаторы полупроводниковых ИМС
В полупроводниковых ИМС используются два типа кон-
денсаторов: на основе ЭДП, называемые диффузионными,
и оксидные.
Диффузионные конденсаторы выполняются на основе
эмиттерного и коллекторного ЭДП транзисторной структу-
ры (рис. 4.6, а, б). При этом не требуется дополнительных
технологических операций, поскольку используются те же
ЭДП, что и в транзисторной структуре.
87
Рис. 4.6. Структуры полупроводниковых конденсаторов
Недостатками диффузионных конденсаторов являются:
зависимость емкости от приложенного обратного напряже-
ния, низкая добротность Q, определяемая отношением ем-
костного сопротивления Хс = 1 / <ос к сопротивлению по-
терь гпот, и строго определенная полярность напряжения,
смещающего ЭДП в обратном направлении. Диффузионные
конденсаторы полупроводниковых ИМС имеют емкость до
400 пФ; пробивное напряжение — 25...50 В; добротность —
1...10; температурный коэффициент сопротивления —
2 х 10‘4 град-1 и допуск, равный ±( 15...20 %).
С целью увеличения емкости диффузионных конденса-
торов иногда используют параллельное соединение коллек-
торного и эмиттерного ЭДП.
В оксидных конденсаторах в качестве одной обкладки
используют слой л+-типа, в качестве диэлектрика — слой
диоксида кремния SiO2 толщиной 0,08...0,1 мкм, в качестве
второй обкладки — пленку алюминия (рис. 4.6, в). Такие
конденсаторы позволяют получить емкость С = 650 пФ/мм2,
добротность 10...100, допуск ±10 % и выдерживают про-
бивное напряжение до 50 В. В отличие от диффузионных
емкость оксидных конденсаторов не зависит от полярности
и значения приложенного напряжения.
4.3. ИЗОЛЯЦИЯ ЭЛЕМЕНТОВ
В ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ИМС
Все элементы полупроводниковых ИМС изготавливают-
ся в едином технологическом процессе на общей подложке.
Изоляция элементов друг от друга в таких ИМС осуществ-
ляется тремя способами: с помощью ЭДП, диэлектричес-
кой пленки диоксида кремния SiO2 и с помощью диэлект-
рической подложки.
Изоляция с помощью ЭДП в полупроводниковых ИМС,
элементы которых выполнены по планарно-эпитаксиальной
88
Диффузия акцепторов
шпппп у Маска
Рис. 4.7. Изоляция эле-
ментов полупроводнико-
вых ИМС с помощью ЭДП
б
технологии, поясняется рис. 4.7.
Сначала на подложке p-типа вы-
ращивается тонкий слой л+-типа,
являющийся коллекторной обла-
стью транзисторных структур.
Затем на поверхность наклады-
вается маска и через ее отвер-
стия при высокой температуре
осуществляется глубокая диф-
фузия акцепторных примесей
(рис. 4.7, а). В результате л-об-
ласть оказывается разделенной на
отдельные ячейки («колодцы»)
тонкими p-областями (рис. 4.7, б).
Полученные л-области в дальней-
шем используются для форми-
рования элементов ИМС, при-
чем все элементы оказываются отделенными друг от друга
двумя встречно включенными ЭДП, один из которых все-
гда будет находиться в обратносмещенном состоянии, и од-
ним переходом от подложки p-типа. Для исключения связи
элементов через подложку на нее подают максимальный
отрицательный потенциал источника питания.
Изоляция элементов ИМС с
помощью диэлектрической плен-
ки диоксида кремния SiO2 осу-
ществляется следующим образом.
В исходной пластине кремния
л-типа с выращенным слоем
л+-типа методом фотолитографии
формируется маска из пленки
SiO2 под изолирующие области
(рис. 4.8, а), после чего пластин-
ка подвергается травлению. В ре-
зультате на участках, незащищен-
ных пленкой SiO2, образуются
канавки (рис. 4.8, б). После тер-
мической обработки в кислород-
ной среде канавки покрываются
Рис. 4.8. Изоляция элементов
ИМС с помощью диэлектрической
пленки
89
пленкой SiO2 (рис. 4.8, в). На рельефную поверхность плас-
тины наносят слой полукристаллического кремния л-типа
(рис. 4.8, г), затем нижнюю поверхность пластины шлифу-
ют до пленки SiO2. В результате получается структура
(рис. 4.8, д), в которой подложкой является поликристалли-
ческий кремний, а участки под элементы изолированы плен-
кой SiO2.
Диэлектрическая изоляция элементов позволяет создать
ИМС с улучшенными характеристиками по сравнению с
ИМС, в которых изоляция образована ЭДП: увеличивается
пробивное напряжение, уменьшаются паразитные емкости
и токи утечки, повышаются радиационная стойкость и бы-
стродействие. Однако в технологическом отношении метод
диэлектрической изоляции является более сложным.
При изоляции ц помощью диэлектрической подложки в
качестве подложки используют сапфир, кварц, оксид бе-
риллия и другие материалы, обладающие высокими диэлек-
трическими свойствами. На подложке выращивается крем-
ний л-типа (рис. 4.9, а), который затем на отдельных участ-
ках протравливается вплоть до подложки, вследствие чего
образуются кремниевые островки («карманы») л-типа
(рис. 4.9, б), используемые в дальнейшем для формирова-
ния элементов ИМС. Существенным недостатком этого ме-
тода является рельефность поверхности, которая затрудняет
осуществление металлической разводки.
а
б
Si п-типа
Сапфир
Рис. 4.9. Изоляция элементов ИМС с помощью диэлектри-
ческой подложки
4.4. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МДП-ТРАНЗИСТОРЫ
Наряду с биполярными транзисторами в полупроводни-
ковых ИМС успешно применяют МДП-транзисторы, в ко-
торых диэлектриком является пленка диоксида кремния SiO2.
Интегральные МДП-транзисторы изготовляются по планар-
ной технологии. Области стока и истока формируют локаль-
ной диффузией легирующих примесей в кремниевую под-
ложку с противоположным типом электропроводности. Изо-
90
ляция затвора от полупроводника осуществляется пленкой
SiO2, расположенной на поверхности подложки между об-
ластями стока и истока. Затвор и выводы электродов выпол-
няют путем металлизации.
Структура МДП-транзистора с каналом л-типа показана
на рис. 4.10, а. Истоки и стоки смежных МДП-транзисторов
разделены встречно включенными ЭДП.
Рис. 4.10. Структура МДП-транзистора с индуцированным
каналом л-типа (а) и комплементарной пары МДП-транзис-
торов (б)
Технология изготовления МДП-транзисторов белее про-
стая, чем биполярных. Необходим лишь один процесс диф-
фузии и меньшее количество процессов фотолитографии. Это
обеспечивает больший процент выхода годной продукции и
меньшую ее стоимость.
Существенным преимуществом МДП-транзисторов яв-
ляется возможность их использования не только в качестве
активных, но и пассивных элементов. Использование МДП-
транзисторов как элементов резисторной нагрузки позволя-
ет большинство ключевых и логических ИМС создавать только
на базе МДП-структур.
Технология изготовления интегральных МДП-транзис-
торов позволяет создавать в кремниевой подложке МДП-
транзисторы с каналами р- и «-типов с очень близкими
электрическими параметрами. Такие транзисторы называются
комплементарными (КМДП), или дополняющими (рис. 4.10,
б). Применение КМДП-транзисторов позволяет во многих
случаях создавать устройства, обладающие более высокими
параметрами. Например, логические элементы на КМДП-
транзисторах имеют более высокие помехоустойчивость и
быстродействие, могут работать в широком диапазоне изме-
нения питающих напряжений (от 3 до 18 В), что значитель-
но облегчает их согласование с биполярными транзистора-
ми, потребляют исключительно малую мощность в стати-
ческом режиме.
91
4.5. ПЛЕНОЧНЫЕ ИМС
Пленочными называют ИМС, все элементы и междуэле-
ментные соединения которых выполнены в виде пленок,
наносимых на диэлектрическую подложку. В_качестве под-
ложки используются такие диэлектрики, как стекло, си-
талл, керамика.
Различают тонкопленочные и толстопленочные ИМС.
К тонкопленочным относятся ИМС, толщина пленок
которых не превышает 1 мкм. Пленки толщиной более 1
мкм называют толстыми.
Элементы тонкопленочных ИМС наносятся методс|мкгер-
мовакуумного осаждения или катодного распыления. При
термовакуумном осаждении подложка с маской располага-
ются в вакуумной камере, в которой помещен испаряемый
материал и нагреватель. При нагревании материал испаряет-
ся и осаждается на подложку через «окна» в маске в виде
тонкой пленки.
При катодном распылении в разреженной газовой среде
размещаются холодный катод из распыляемого металла, анод
и между ними- подложка. Между анодом и катодом прикла-
дывается высокое напряжение, вызывающее ионизацию газа.
Положительные ионы движутся к катоду и выбивают из
него атомы металла, которые осаждаются на подложке, об-
разуя тонкую пленку.
Толстые пленки получают методом шелкографии, зак-
лючающимся в продавливании пасты, изготовленной из
материалов, образующих пленки, через специальные сетки-
трафареты (рис. 4.11), имеющие шелковую основу.
Рис. 4.11. Схема нанесения паст через сетчатые трафареты:
1 — трафарет; 2 — ракель; 3 — паста; 4 — подложка
92
4.5.1. Пленочные резисторы
Пленочный резистор представляет собой пленку высо-
коомного материала длиной /, шириной b и толщиной d
(рис. 4.12, а). Сопротивление такого резистора определяется
по формуле:
Л = Р-Г7- <41>
о а
где р — удельное сопротивление, имеющее размерность
Омм или Омсм.
С точки зрения технологичности нанесения пленки, вы-
сокопроизводительное™ и стабильности ее свойств для каж-
дого материала она имеет строго определенную толщину d.
Поэтому отношение р, = р/d д ля каждого материала являет-
ся постоянной величиной и уравнение (4.1) можно пред-
ставить в виде
Л = Р.4“- <4-2)
При b = I получим: R = р„ то есть ps можно определить
как удельное поверхностное сопротивление квадратной ре-
зистивной пленки, не зависящее от размеров квадрата и
имеющее размерность Ом/квадрат (или Ом/О). Применяе-
мые материалы позволяют получить ps = 10...5000 Ом/П.
Практически ps = 100...300 Ом/П.
Пленочные резисторы имеют значительно больший диа-
пазон номинальных значений и меньший разброс по срав-
нению с диффузионными. При номинальных сопротивле-
ниях пленочных резисторов до 5 кОм они имеют прямо-
угольную форму. При больших сопротивлениях применяют
последовательное соединение нескольких пленок и услож-
няют их конфигурацию (рис. 4.12, б, в).
Рис. 4.12. Схематическое обозначение пленочных резисторов
93
4.5.2. Пленочные конденсаторы
Пленочный конденсатор изготовляют путем нанесения
на участок диэлектрической подложки проводящих и диэлек-
трических пленок, чередующихся между собой (рис. 4.13, а).
Проводящие пленки обычно выполняются из алюминия и
служат обкладками конденсатора. В качестве диэлектриче-
ских пленок, в значительной мере определяющих парамет-
ры и качество конденсатора, применяют монооксид 1фем-
ния SiO, трехсернистую сурьму Sb2S3, монооксид германия
GrO и некоторые другие.
Емкость пленочных конденсаторов достигает 10 тыс. пФ,
а их разброс не превышает ± 5 %. Площадь такого конденса-
тора составляет 2,5 х 2,5 мм2.
4.5.3. Пленочные индуктивности
В некоторых аналоговых ИМС требуются индуктивные
элементы от единиц до нескольких сотен мкГн. С помощью
пленочной технологии удается получить индуктивность до
20 мкГн. Она образована напылением на подложку тонкой
проводящей спирали (рис. 4.13, б). Форма спирали может
быть и прямоугольной. Добротность таких индуктивных эле-
ментов не превышает 50, поэтому они применяются редко.
Пленочные активные элементы (транзисторы и диоды)
по параметрам уступают активным элементам полупровод-
никовых ИМС и по этой причине применяются редко.
Тонкопленочная технология применяется также для осу-
ществления электрических соединений между отдельными
элементами ИМС, создания контактных площадок. Для та-
ких пленок используются материалы, имеющие высокую
Рис. 4.13. Структура пленочных конденсаторов (а) и индук-
тивности (б)
94
электропроводность и хорошую адгезию к подложке (золо-
то, никель, медь вакуумной плавки, алюминий).
4.6. СОВМЕЩЕННЫЕ И ГИБРИДНЫЕ ИМС>
Совмещенные ИМС представляют собой полупроводни-
ковую подложку, в объеме которой выполнены активные
элементы. Пассивные элементы выполняются на оксидной
пленке, созданной на поверхности подложки по пленочной
технологии. Таким образом, совмещенные ИМС сочетают
достоинства полупроводниковой и пленочной технологий.
В гибридных ИМС в качестве активных элементов ис-
пользуются бескорпусные полупроводниковые диоды, а в
качестве пассивных — пленочные элементы. После установ-
ки на диэлектрическую подложку активных элементов все
элементы должны быть изолированы друг от друга. Изоля-
ция осуществляется с помощью тонких диэлектрических
пленок, располагаемых между проводящими. В гибридных
ИМС могут устанавливаться навесные конденсаторы, ин-
дуктивности, транзисторы, а также бескорпусные полупро-
водниковые интегральные схемы. Такую сложную гибрид-
ную ИМС называют микросборкой.
Контрольные вопросы и задания
1. Что такое микроэлектроника?
2. В чем сходство и различия направлений интегральной
и функциональной микроэлектроники?
3. Что понимают под степенью интеграции микросхем? Как
классифицируются ИМС по этому параметру?
4. Дайте краткую характеристику полупроводниковых, пле-
ночных, совмещенных и гибридных ИМС.
5. В чем сущность планарно-эпитаксиальной технологии?
6. Какие процессы включает в себя фотолитография?
7. Поясните последовательность формирования в полупро-
водниковой подложке транзисторных структур.
8. Что представляют собой пассивные элементы полупро-
водниковых ИМС?
9. Как осуществляется изоляция между элементами по-
лупроводниковых ИМС?
10. Как осуществляется соединение между элементами в
ИМС?
95
11. Как осуществляется тонкопленочная технология ИМС?
12. Как выполняются пленочные резисторы? Что такое
поверхностное сопротивление резистивного слоя?
13. Что представляет собой пленочный конденсатор?
14. Как конструируются индуктивные элементы для ИМС?
15. Каковы преимущества МДП-транзисторов и ИМС на
их основе?
16. Что такое комплементарные МДП-транзисторы?
17. В чем различия между совмещенными и гибридными
ИМС?
5. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ ЭЛЕКТРОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
5.1. ОБОБЩЕННАЯ СХЕМА ЭЛЕКТРОННЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ И ИХ КЛАССИФИКАЦИЯ
Электронным усилителем называют устройство, обеспе-
чивающее увеличение мощности электрических сигналов,
поступающих на его вход.
Увеличение мощности сигнала в усилителе происходит
за счет преобразования энергии источника питания. Это пре-
образование осуществляется с помощью активных элемен-
тов, обладающих управляющими свойствами: биполярных
и полевых транзисторов, электронных усилительных ламп и
др.
Обобщенная схема простейшего усилителя изображена
на рис. 5.1. Ко входу усилителя (точки 1—2) подключен
источник входного сигнала с действующим значением ЭДС
Еи и внутренним сопротивлением Д,.
Источниками входных сигналов могут быть различные
устройства: микрофон, фотоэлемент, пьезоэлемент, термо-
пара, антенна, предыдущий усилитель и др. Маломощный
входной сигнал управляет расходом энергии источника пи-
7 - 5926
97
тания значительно большего уровня мощности. Таким обра-
зом, благодаря использованию управляющего (активного)
элемента и более мощного источника питания, представля-
ется возможность усиления мощности входных сигналов.
В выходной цепи усилителя действует усиленный сиг-
нал, что отображено на схеме наличием источника напря-
жения с выходным сопротивлением Для выделе-
ния усиленного сигнала в выходную цепь включается на-
грузка RH (точки 3—4).
Входное и выходное сопротивления усилителя, а также
входные и выходные токи и напряжения в общем случае
являются комплексными. Однако для большинства рассмат-
риваемых далее усилителей их можно считать активными.
Нагрузкой может служить резистор, колебательный кон-
тур, обмотка трансформатора или электродвигателя, откло-
няющая система ЭЛТ и др. Разделяют нагрузки по постоян-
ному и переменному токам.
Нагрузка по постоянному току образуется сопротивле-
нием цепи, по которой протекает постоянная составляющая
выходного тока. Сопротивление цепи, по которой протекает
переменная составляющая выходного тока, образует нагрузку
по переменному току. Для разделения нагрузок по постоян-
ному и переменному токам применяются разделительные
конденсаторы и трансформаторы.
Простейший усилитель (рис. 5.1) содержит один актив-
ный элемент. Этот элемент с присоединенными к нему пас-
сивными элементами выполняет функцию усиления пода-
ваемого на него электрического сигнала и называется кас-
кадом усиления, или усилительным каскадам. Усилитель мо-
жет состоять из нескольких каскадов усиления, т. е. быть
многокаскадным.
Электронные усилители можно квалифицировать по ряду
признаков.
По параметру усиливаемого сигнала усилители подразде-
ляются на усилители напряжения, усилители тока и усили-
тели мощности.
Усилитель напряжения обеспечивает на нагрузочном со-
противлении заданное выходное напряжение. В таком режи-
ме усилитель работает при выполнении условий R^ » R* и
Л. » ^ых,что обеспечивает относительно большие измене-
ния напряжения на нагрузке при небольших изменениях
токов во входной и выходной цепях.
В режиме усиления тока необходимо выполнение усло-
вий R^ « R„ и Д, « 1^, при которых обеспечивается
98
прохождение заданного тока в выходной цепи при малых
значениях напряжения.
Для усилителя мощности необходимо согласование вход-
ной цепи с источником входного сигнала и выходной цепи
с сопротивлением нагрузки, это будет при выполнении ус-
ловий к,х К И Авых.
По роду усиливаемых сигналов различают усилители не-
прерывных (гармонических) и импульсных сигналов.
По характеру изменения во времени входного сигнала
различают усилители медленно меняющегося (постоянно-
го) и переменного токов. Для усилителей постоянного тока
характерно наличие усиления уже на нижней частоте/= 0. В
свою очередь, усилители переменного тока делятся на уси-
лители низкой частоты, высокой частоты, узкополосные и
широкополосные.
5.2. ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ
И ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ
К основным техническим показателям и характеристи-
кам электронных усилителей относятся: коэффициент уси-
ления, амплитудно-частотная, фазочастотная и амплитуд-
ная характеристики, линейные и нелинейные искажения,
динамический диапазон, входное и выходное сопротивле-
ния, коэффициент полезного действия, выходная полезная
мощность и некоторые другие.
Коэффициент усиления определяется как отношение сиг-
нала на выходе усилителя к сигналу на его входе. Различают
коэффициенты усиления напряжения Ки тока Kt и мощнос-
ти Кр. Коэффициент усиления может быть выражен в отвле-
ченных или в логарифмических единицах. В отвлеченных еди-
ницах
Коэффициент усиления в логарифмических единицах
(децибелах — дБ) связан с коэффициентом усиления в от-
влеченных единицах выражениями:
Х,(дБ) = 201g^; А;.(дБ) = 201gX,; ^(дБ) = 101g К.
Выражение коэффициента усиления в децибелах вызва-
но особенностями нашего слуха, воспринимающего измене-
ния громкости пропорционально логарифму изменения силы
(амплитуды) звуковых колебаний.
7*
99
Амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) назы-
вается зависимость модуля коэффициента усиления напря-
жения усилителя от частоты. Типовая АЧХ показана на
рис. 5.2, а кривой 2. Прямая 1 на этом рисунке соответствует
АЧХ идеального усилителя, в
котором отсутствуют линейные
искажения.
Частоты/, и/, на которых
модуль коэффициента усиле-
ния уменьшается в 'ЛГ раз, на-
зываются соответственно ниж-
ней и верхней граничными час-
тотами. Интервал частот,
заключенных между /, и fB,
называется полосой пропуска-
ния AF усилителя.
Область АЧХ, в которой
коэффициент усиления не за-
висит от частоты, т. е. является
вещественной величиной, на-
зывают областью средних час-
тот. Коэффициент усиления
в области средних частот
определяет номинальный ко-
эффициент усиления усилите-
ля. Обычно соответствует
средней частоте/полосы пропускания.
Изменения коэффициента усиления в области нижних и
верхних частот определяются частотными искажениями сиг-
нала. Количественно эти искажения оцениваются коэффи-
циентом частотных искажений:
j Область
Область J Область j иимкт
нижних । средних । верхних
частот
* Область
I частот
I частот
Or
Рис. 5.2. Амплитудно-
частотная (а) и фазочас-
тотная (б) характеристи-
ки усилителя
а
2
б
ф
г0
1
2
. Г
Х(со)
(5.1)
где К(а) — модуль коэффициента усиления усилителя
на некоторой частоте, лежащей за пределами области сред-
них частот.
Фазочастотная характеристика (ФЧХ) — это зависи-
мость фазового сдвига между выходными и входными на-
пряжениями от частоты при действии на входе гармоничес-
кого напряжения (тока). Появление фазового сдвига между
выходными и входными напряжениями в идеальном усили-
теле объясняется задержкой сигнала в усилителе на некото-
100
рое время За это время фаза входного напряжения, выра-
женная в радианах, изменится на гадили на 2лД. Вследствие
этого уравнение ФЧХ имеет вид:
ф(<о) =-<о/э=-2лД. (5.2)
Знак «минус» в этом уравнении отображает отставание
по фазе выходного напряжения по сравнению с входным.
Графически уравнение (5.2) представляет прямую линию,
исходящую из начала координат (прямая 1 на рис. 5.2, б).
Реальная ФЧХ (кривая 2 на рис. 5.2, б) отличается от иде-
альной. Это означает, что различные спектральные состав-
ляющие входного сигнала задерживаются усилителем на раз-
личное время. Отличия реальной ФЧХ от идеальной харак-
теризуют фазочастотные искажения в усилителе.
Из сравнения АЧХ и ФЧХ видно, что наличие фазовых
искажений вызывает частотные искажения. Так как оба вида
искажений, вносимых усилителем, обусловлены линейны-
ми элементами схемы, то их называют линейными искаже-
ниями.
Амплитудная характеристика представляет собой зависи-
мость амплитуды (или действующего значения) первой гар-
моники выходного напряжения или тока от амплитуды (или
действующего значения) гармонического входного напря-
жения или тока. Идеальная амплитудная характеристика
выражается уравнением (7ВЫХ = К Um и является линейной
(прямая 1 на рис. 5.3). Реальная амплитудная характеристика
отличается от идеальной (кривая 2 на рис. 5.3). Линейной
оказывается лишь часть амплитудной характеристики (учас-
ток АВ на рис. 5.3). Шумы в усилителе и другие помехи
приводят к тому, что при Um = 0 на выходе усилителя
имеется некоторое напряжение. При Um> (/^^пропорцио-
Рис. 5.3. Амплитудная
характеристика усилителя
нальность между входным и вы-
ходным напряжениями наруша-
ется из-за нелинейности харак-
теристик активных элементов
усилителя.
Это обусловливает ограниче-
ние амплитуды выходного сиг-
нала и искажение его формы. Если
на вход усилителя поступает сиг-
нал сложной формы, то изменя-
ется его спектральный состав, т.е.
выходной сигнал усилителя со-
101
держит гармонические составляющие, отсутствующие во
входном сигнале; иначе говоря, в усиливаемый сигнал вно-
сятся нелинейные искажения.
Динамический диапазон усилителя D представляет собой
выраженное в децибелах отношение номинального выход-
ного напряжения, при котором нелинейные искажения не
превышают допустимых значений, к минимальному значе-
нию выходного напряжения, ограниченному уровнем шу-
мов и помех в усилителе, т. е.
U
2)y = 2°lg .
°вых nun
Пределы изменений ЭДС источника сигнала от ewmmflo
ежх.т«х определяют динамический д иапазон сигнала:
Dc=201g
^вхпип
Чтобы во всем диапазоне изменений ЭДС источника сиг-
нала нелинейные искажения усилителя не превышали допу-
стимых и обеспечивалась необходимая помехозащищенность,
должно быть выполнено условие Д > De. Если это условие
не выполняется, необходимо либо увеличить Dy (взяв, на-
пример, активный элемент с более линейной характеристи-
кой), либо уменьшить Д.
Для источника сигнала усилитель представляет собой
эквивалентное сопротивление, определяющее его входное
сопротивление:
Относительно нагрузки усилитель можно рассматривать
как генератор напряжения с внутренним сопротивлением
U
г = вых хх
вых Т
*ВЫХ. К.3
Для усилителей средней и особенно большой мощности
важным показателем является коэффициент полезного дей-
ствия. КПД определяется как отношение выходной полез-
ной мощности выделяемой в нагрузке, к общей мощ-
ности Ро, потребляемой усилителем от источников пита-
ния, т. е.
102
В свою очередь, выходная полезная мощность при ак-
тивной нагрузке определяется выражением
Р -
т Ч •
Выходная мощность усилителя может составлять от со-
тых долей ватта до сотен ватт. Максимальная мощность, ко-
торая создается на выходе усилителя при заданном значе-
нии нелинейных искажений, называется номинальной.
Наименьшее значение напряжения (или тока) на входе
усилителя, при котором на выходе усилителя создается но-
минальная мощность, называется чувствительностью уси-
лителя.
В тех случаях, когда одиночный каскад не обеспечивает
заданного усиления, применяются многокаскадные усили-
тели. При этом усилитель может содержать как однотипные,
так и разнотипные каскады.
Структурная схема многокаскадного усилителя, содер-
жащего п каскадов, показана на рис. 5.4.
Рис. 5.4. Структурная схема многокаскадного усилителя
Коэффициент усиления многокаскадного усилителя по
всем трем электрическим параметрам определяется по об-
щей формуле:
п
к=к1к2-...кп = п к,,
J = 1
где п — число каскадов усиления; К, К, — модули коэф-
фициентов усиления, измеренные с учетом действия пре-
дыдущего и последующего каскадов усилителя.
Частотные искажения определяются по формуле:
п
М(ш)= МДш) • М2(ш) •... • М>)= П М/©).
У=1
При построении многокаскадного усилителя одним из
основных вопросов является согласование каскадов между
103
собой без заметной потери усиления. Связь между каскада-
ми осуществляется с помощью специальных схем между-
каскадной связи, которые должны иметь достаточно ста-
бильный коэффициент передачи в рабочем диапазоне час-
тот и минимальную нелинейность.
Основными видами межкаскадных связей, схемы кото-
рых приведены на рис. 5.5, являются: резистивно-емкостная
(рис. 5.5, а), непосредственная (рис. 5.5, б) и трансформа-
торная (рис. 5.5, в).
Рис. 5.5. Основные виды межкаскадных связей
При построении многокаскадных усилителей широко
используют резистивно-емкостную связь, которая обеспе-
чивает надежную развязку каскадов по постоянному току.
Трансформаторную связь обычно используют для согла-
сования выходного сопротивления оконечного каскада, яв-
ляющегося усилителем мощности, с сопротивлением внеш-
ней нагрузки.
При усилении медленно меняющихся напряжений и то-
ков, а также в тех случаях, когда требуется усиливать не
только переменные, но и постоянные составляющие сигна-
лов, применяют гальванические связи.
Для согласования сопротивлений каскадов в усилителях
широко применяют обратную связь. Кроме того, обратная
связь используется для получения требуемых показателей и
характеристики усилителей.
5.3. ВИДЫ ОБРАТНЫХ СВЯЗЕЙ В УСИЛИТЕЛЯХ
Под обратной связью (ОС) понимают передачу части
энергии усиленных колебаний из выходной цепи во вход-
ную. Цепь, по которой осуществляется такая передача энер-
104
гии, называется цепью обратной связи. Если электрические
колебания из выходной цепи поступают во входную цепь в
фазе с электрическими колебаниями входного сигнала, то
это положительная ОС (ПОС). При противофазности ука-
занных электрических колебаний образуется отрицательная
ОС (ООС).
Цепь ОС вместе с частью схемы усилителя, к которой
она подключена, образует замкнутый контур—петлю ОС.
Петля ОС может охватывать один или несколько каскадов
(рис. 5.6). В первом случае ОС является местной, во втором —
общей.
В зависимое™ от принци-
пе. 5.6. Структурная схема
усилителя с обратными связя-
ми ( Р] и р2 — коэффициенты
передачи цепей ОС)
выходному напряжению: иж
па действия и способа подачи
во входную цепь обратная
связь может быть различных
видов. По принципу действия
различают ОС по напряжению
и ОС по току. При ОС по на-
пряжению цепь ОС включа-
ется параллельно нагрузке 2”,
(рис. 5.7, а). При этом напря-
жение обратной связи иж ока-
зывается пропорциональным
= РЦив» гае ₽ — коэффициент
передачи цепи ОС. При ОС по току цепь ОС включается
последовательно с нагрузкой усилителя (рис. 5.7, б), а на-
пряжение ОС оказывается пропорциональным току в цепи
нагрузки, т. е.
“ос = Р'вых^ос-
Для определения вида обратной связи можно воспользо-
ваться следующим правилом. Если при коротком замыка-
нии нагрузки напряжение ОС сохраняется, то имеет место
ОС по току, если же оно обращается в нуль, то имеет место
ОС по напряжению.
Рис. 5.7. Виды ОС по принципу действия
105
Напряжение ОС может подаваться на вход усилителя либо
последовательно с напряжением входного сигнала, либо
параллельно. В первом случае обратная связь называется пос-
ледовательной (рис. 5.8, а), а во втором — параллельной (рис.
5.8, б). Наибольшее распространение в усилительных уст-
ройствах получили следующие виды обратных связей: пос-
ледовательная ОС по току; последовательная ОС по напря-
жению; параллельная ОС по напряжению.
Рис. 5.8. Виды ОС по способу подачи напряжения ОС во вход-
ную цепь усилителя
5.4. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
НА КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ
Рассмотрим, как изменяется коэффициент усиления уси-
лителя при охвате его последовательной ОС по току (рис.
5.9, а). Для такого усилителя
“«=“»±Иос- (5-4)
Знак «плюс» здесь соответствует ПОС, а знак «минус» —
оос.
Разделив обе части уравнения (5.4) на иЛЫХ и обозначив:
К ~ — коэффициент усиления усилителя без
учета действия ОС;
Рис. 5.9. Структурные схемы усилителей с последовательной
ОС: а — по току; б— по напряжению
106
Кж = ивых/“вх — коэффициент усиления усилителя с уче-
том действия ОС;
₽ = «ос/«вых = 4ых 4с /(4ых 4) - Zck/Zh - коэффициент
передачи цепи ОС, получим:
L = 1±b.
К к v
ОС
Данное уравнение позволяет определить коэффициент
усиления усилителя, охваченного петлей ОС:
К =-£—
к 1 ± рХ
(5.5)
Знак «минус» в этом выражении соответствует ПОС, а
знак «плюс» — ООС.
Уравнения (5.4) и (5.5) остаются справедливыми и для
усилителя с последовательной ОС по напряжению (рис. 5.9, б).
В этом случае
Р = “ос/^вых = “вых 4/ (4 + 4) = 4/ <4 + 4)-
Выражение (5.5) показывает, что последовательная ПОС
увеличивает коэффициент усиления усилителя, а последо-
вательная ООС уменьшает его. В то же время введение в
усилитель последовательной ООС способствует увеличению
стабильности коэффициента усиления усилителя, т. е. умень-
шению его относительного изменения при изменении ре-
жима, старении активных и пассивных элементов, измене-
нии температуры. Действительно, из выражения (5.5) сле-
дует, что Коос = К / (1 + рХ). Взяв производную от этого
выражения, получим
1 _К = К**
(1 + РХ)2 К Х(1 + РХ)’
откуда
</Х00с = dK/K
Коос 1 + РХ •
(5.6)
Таким образом, последовательная ООС уменьшает вели-
чину относительной нестабильности коэффициента усиле-
ния в (1 + рХ) раз. При этом уменьшаются линейные и
нелинейные искажения и увеличивается полоса пропуска-
ния усилителя. Эти замечания остаются справедливыми и
для усилителей с параллельной обратной связью по напря-
жению и току.
107
Произведение называют иногда фактором обратной
связи, а величину А = 1 + рА— глубиной ООС. При расче-
тах принимают А = 2...4. При А < 2 ОС мало влияет на
свойства усилителя, а при А > 4 значительно уменьшается
коэффициент усиления, что усложняет конструкцию уси-
лителя.
5.5. ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
НА ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
Входное сопротивление усилителя с обратной связью
почти не зависит от принципа действия ОС (по напряже-
нию или току), но существенно зависит от способа ее пере-
дачи на вход (последовательная или параллельная ОС).
При последовательной обратной связи (рис. 5.7) входное
сопротивление усилителя определяется выражением
^Х ОС ^вх/^вх'
Так как /„= и' ^/Zm, где Z^ — входное сопротивление
усилителя, не охваченного петлей ОС, то
Z - u»z» - u«z«
юос и' и + и
вх вх — “ос
Принимая иж= рмвых, уравнение (5.7) можно преобразо-
вать к виду
(5.7)
7 = Z^
ПЖ 1 ± Р^ ’
(5.8)
в котором коэффициент усиления определяется уравне-
нием (5.5).
Выражение (5.8) показывает, что последовательная ПОС
(знак «плюс» в знаменателе) уменьшает входное сопротив-
ление усилителя, а последовательная ООС (знак «минус» в
знаменателе) увеличивает его.
При параллельной обратной связи цепь ОС подключает-
ся параллельно входу усилителя, т. е. параллельно его вход-
ному сопротивлению. В результате входное сопротивление
усилителя при введении в него параллельной ОС, положи-
тельной или отрицательной, уменьшается.
Кроме специально вводимых ОС в усилителе могут быть
внутренние обратные связи, создаваемые междуэлектрод-
ными, междуэлементными и монтажными емкостями, ин-
дуктивностями выводов элементов и т. п. Такие ОС называ-
108
ют паразитными. Их действие увеличивается с ростом часто-
ты и может полностью нарушить работу усилителя. Для умень-
шения действия паразитных ОС применяют различные меры:
используют специальные развязывающие фильтры, препят-
ствующие проникновению переменных токов между каска-
дами через шины питания, уменьшают монтажные емкости
путем повышения качества монтажа, применяют активные
элементы с малыми междуэлектродными емкостями и др.
5.6. ОСНОВНЫЕ ВИДЫ СИГНАЛОВ
При работе электронных устройств в их цепях протекают
постоянные и переменные токи, создаваемые различными
электрическими сигналами. Законы изменения сигналов во
времени могут быть самыми разнообразными. Чаще всего
приходится иметь дело с гармоническими и импульсными
сигналами.
5.6.1. Гармонические сигналы
Гармоническими сигналами называют сигналы (колебания),
при которых физическая величина (ток, напряжение) из-
меняется во времени по закону синуса или косинуса. Графи-
чески гармонические колебания изображаются кривой —
синусоидой или косинусоидой (рис. 5.10); они могут быть
записаны в форме:
'= A,sin (®* + ч>о)
или
/ = Imcos (<Bt+ ф0),
Рис. 5.10. Гармонические колебания: а — график изменения
величины тока во времени; б — график изменения величины
тока от фазы
109
где i — мгновенное значение тока; i„ — амплитуда, т. е.
максимальное значение тока; <в — угловая частота колеба-
ний; (at + ф0) — фаза колебаний; q>0 — начальная фаза
колебаний.
Наименьший промежуток времени, через который сину-
соидальная величина возвращается в первоначальное состо-
яние, называется периодом Тгармонических колебаний. Вели-
чина, обратная периоду, называется частотой колебаний и
измеряется в герцах:
J Т 2л
5.6.2. Импульсные сигналы
Работа многих радиоэлектронных устройств связана с
кратковременными изменениями токов и напряжений в их
цепях. Кратковременные изменения токов и напряжений
называют электрическими импульсами, а режим работы ра-
диоэлектронной аппаратуры, при котором она подвергается
воздействию электрических импульсов, — импульсным ре-
жимом.
Кратковременные отклонения напряжения или тока от
некоторого постоянного уровня могут происходить по раз-
личным законам. Они определяют форму импульсов
(рис. 5.11): прямоугольную 1, треугольную 2, колоколооб-
разную 3, пилообразную 4, ступенчатую 5 и др. Такие им-
пульсы называют видеоимпульсами. Видеоимпульсы могут
быть отрицательной (отрицательные) или положительной
(положительные) полярности.
Кроме видеоимпульсов существуют радиоимпульсы. Они
представляют собой пакеты (пачки) высокочастотных ко-
лебаний, огибающая которых изменяется по законам ви-
деоимпульсов (рис. 5.12).
Чаще всего в импульсных устройствах применяются пря-
моугольные видеоимпульсы (импульсы прямоугольной фор-
1 2 3 4 5 t
Рис. 5.11. Видеоимпульсы
110
мы). Они характеризуются фрон-
том 1, вершиной 2 и спадом или
срезом 5 (рис. 5.13).
11 VI.... U *t Различают одиночные, непе-
VI I V риодические и периодические
V V V V v Vv импульсы. Одиночными являюг-
Рис. 5.12. Радиоимпульсы импульсы, появляющиеся на-
столько редко, что ко времени
поступления на устройство очередного импульса оно оказы-
вается полностью освобожденным от влияния предыдущего
импульса. У периодических импульсов интервал времени
между двумя любыми соседними импульсами, называемый
периодом повторения Т, есть величина постоянная. Величи-
на, обратная периоду повторения, называется частотой сле-
дования, или частотой повторения импульсов: F= \/Т.
Интервал времени от
момента появления им-
пульса до момента его ис-
чезновения — это длитель-
ность импульса t„, а интер-
вал времени между двумя
соседними импульсами —
его пауза t„ (рис. 5.13). Та-
ТИ
Рис. 5.13. Периодическая пос-
ледовательность видеоимпульсов о'браз^ перио; по.
вторения равен сумме длительности импульса и длительно-
сти паузы:
Реальный импульс (рис. 5.14, а) не имеет четко выра-
женных границ начала и конца. Поэтому обычно за длитель-
ность импульса принимается временной интервал, в тече-
ние которого электрическая величина (напряжение или ток)
превышает 0,1 амплитудного значения. Иногда пользуются
активной длительностью импульса t^, определяемой по уров-
ню 0,5 от амплитудного значения.
К параметрам импульса также относятся время установ-
ления (или длительность фронта) L, длительность среза (или
длительность спада) te и амплитуда Um.
В большинстве случаев импульсы имеют не ровную, а
скошенную вершину (рис. 5.14, б). Для таких импульсов вво-
дится понятие неравномерности вершины (спада вершины)
AU, определяемой выражением
Л U= U - Ц
/и J
111
a
б
Рис. 5.14. Основные параметры видеоимпульса
Отношение q = T/tK называют скважностью импульсов. В
зависимости от назначения импульсного устройства скваж-
ность может составлять от единиц до нескольких тысяч.
Величину, обратную скважности, К = \/q = tJT назы-
вают коэффициентом заполнения.
]1дя. периодических импульсов важным параметром яв-
ляется среднее значение импульса, или постоянная составля-
ющая последовательности импульсов:
U = fu(t)dt, I.. = ~~ i Р= J p(t)dt.
ср ° ’ ср То Р Т О
В этих выражениях u(t), i(t) и p(t) представляют собой
мгновенные значения напряжения, тока и мощности за время
импульса.
Если импульс имеет прямоугольную форму, то
,r U t U т It I
ср Т q ’ ср Т q ’
Два последних выражения показывают, что амплитуды
тока и мощности в импульсе могут значительно (в q раз)
превышать средние значения тока и мощности, потребляе-
мые от источника питания.
5.6.3. Спектральный состав импульсных сигналов
При воздействии на радиоэлектронное устройство
(фильтр, усилитель, линию задержки и др.) синусоидаль-
112
ного тока или напряжения результат воздействия, т. е. закон
изменения электрической величины на выходе устройства,
можно определить с помощью комплексного метода реше-
ния уравнений Кирхгофа. Импульс и последовательность
импульсов не являются синусоидальными электрическими
колебаниями. Однако известно, что любое несинусоидаль-
ное периодическое колебание u(t) можно разложить в бес-
конечный тригонометрический ряд (ряд Фурье), состоящий
из постоянной и синусоидальных составляющих (гармоник),
имеющих различные амплитуды, частоты и фазы. Такую
совокупность гармоник называют спектром. При этом раз-
личают спектр амплитуд и спектр фаз.
Спектр амплитуд периодической последовательности
прямоугольных импульсов показан на рис. 5.15, а. Каждая
гармоника отображается отдельной линией, длина которой
пропорциональна амплитуде этой гармоники, а расположе-
ние относительно оси частот определяется ее фазой. Такой
спектр называют линейчатым. Огибающая линейчатого спек-
тра амплитуд изменяется по закону sin х/х. Частоты f0i,fo2, ...
зависят от длительности импульсов и определяются выра-
жением /От = (т = 1, 2, 3,...). Число гармоник, заклю-
ченных между частотами 0, f0l, f02, равно скважности
импульсов. Поэтому при увеличении периода повторения Т
амплитудный спектр становится более «густым», а при Т°°
превращается в сплошной (рис. 5.15, б).
Спектром фаз, или фазочастотным спектром, называют
совокупность фаз гармонических составляющих. С учетом
начальных фаз амплитуды гармоник могут быть как поло-
жительными, так и отрицательными, что и учтено на рис.
5.15, а. В ряде случаев интересуются лишь амплитудным (ам-
Рис. 5.15. Частотные спектры периодической последователь-
ности прямоугольных импульсов (а) и одиночного прямоуголь-
ного импульса (б)
8 - 5926
113
плитудно-частотным) спектром без учета фаз. В таком слу-
чае амплитудно-частотный спектр (рис. 5.15, а) будет вы-
глядеть так, как показано на рис. 5.16.
Чтобы форма выходных им-
Рис. 5.16. Амплитудно-
частотный спектр перио-
дической последовательно-
сти прямоугольных им-
пульсов
пульсов при прохождении через
электрическую цепь (или устрой-
ство) не отличалась от формы
входных импульсов, необходимо,
чтобы эта цепь пропускала все
гармоники, сохраняя их началь-
ные фазы. Количество гармоник,
пропускаемых электрической це-
пью (или устройством), опреде-
ляет ее полосу пропускания AF.
Следовательно, в идеальном слу-
чае полоса пропускания должна
быть бесконечно большой. Рас-
сматривая рис. 5.16, можно заметить, что гармоники с наи-
большими амплитудами сосредоточены в полосе частот 0...^.
Поэтому форма импульсов в наибольшей степени определя-
ется гармониками именно этого диапазона. Для пропуска-
ния этих гармоник полоса пропускания электрической цепи
(устройства) должна быть равной AF=fm — 1Д,. Для повы-
шения крутизны фронта и среза импульсов полосу пропус-
кания увеличивают до значения AF= (2...3)ДИ.
Контрольные вопросы и задания
1. Запишите выражения, связывающие коэффициенты уси-
ления напряжения, тока и мощности в отвлеченных еди-
ницах и децибелах.
2. В чем отличие амплитудно-частотной характеристики
усилителя от амплитудной?
3. Какими причинами вызываются линейные и нелиней-
ные искажения сигналов в усилителе?
4. Назовите возможные виды обратных связей в усилите-
лях.
5. Докажите стабилизирующее действие ООС на коэффи-
циент усиления напряжения.
6. Почему с физической точки зрения последовательная
ООС увеличивает входное сопротивление усилителя?
7. Дайте определение гармоническим сигналам.
8. Назовите виды и параметры импульсных сигналов.
6. УСИЛИТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
6.1. ПРИНЦИП УСИЛЕНИЯ
ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Усилители переменного напряжения (УПН) являются
наиболее распространенным типом электронных усилителей.
В зависимости от диапазона частот входных сигналов,
для усиления которых предназначены УПН, последние под-
разделяют на несколько видов.
Для усиления сигналов в диапазоне частот от единиц
герц до десятков килогерц используют усилители низкой
частоты (УНЧ). УНЧ, усиливающие сигналы в диапазоне
частот 15...20 кГц, называют усилителями звуковой часто-
ты (УЗЧ). Для усиления сигналов в диапазоне частот от
десятков килогерц до десятков и сотен мегагерц использу-
ют усилители средней (ультразвуковой) частоты (УСЧ) и
высокой частоты (УВЧ).
Для усиления импульсных видеосигналов, имеющих
спектр частот от десятков герц до сотен мегагерц, применя-
ют импульсные усилители, которые называют также широ-
кополосными (ШИУ).
При необходимости усиления сигналов в узком диапазо-
не частот применяют узкополосные (избирательные) уси-
лители.
Связь усилителя с источником входных сигналов и на-
грузкой, а также между отдельными каскадами в многокас-
кадных усилителях переменного напряжения в большинстве
случаев осуществляется через резделительные ДС-цепи и реже —
с помощью трансформаторов. При таких связях усиливается
и передается в нагрузку только переменная составляющая
сигнала, несущая полезную информацию. Лишь л инте-
гральных усилителях ввиду сложности изготовления кату-
шек индуктивности и конденсаторов большой емкости при-
меняются гальванические связи, пропускающие как пере-
менные, так и постоянные составляющие усиливаемого сиг-
8*
115
нала. Общими требованиями, предъявляемыми к цепям меж-
каскадных связей, являются минимальные потери усиле-
ния, минимальные вносимые искажения, достаточная элек-
трическая прочность.
УПН применяются в радиоприемных, телевизионных и
радиотрансляционных устройствах, системах автоматики и
телеметрии, цифровых и многих других устройствах.
Работа усилителя. Усилители переменного напряжения
могут быть выполнены на электронно-управляемых лампах,
биполярных или полевых транзисторах. В последнее время
очень часто используются УПН на интегральных микросхе-
мах.
В качестве нагрузок в УПН могут использоваться резис-
торы, трансформаторы, обмотки электродвигателей, дина-
мические головки громкоговорителей и др.
Из транзисторных УПН наибольшее применение полу-
чили усилители с общим истоком (ОИ) и общим эмитте-
ром (ОЭ). Это связано с тем, что такие усилители обеспечи-
вают получение большого коэффициента усиления при срав-
нительно высоком входном сопротивлении. Для уменьше-
ния частотной зависимости технических показателей в тран-
зисторных УПН в качестве нагрузок обычно используют
резисторы.
На рис. 6.1,а показана схема простейшего усилителя на
полевом транзисторе, включенном по схеме с ОИ и резис-
тивной нагрузкой Лс.
Источник сигнала с ЭДС ею создает на входе усилителя
(рис. 6.1, б) на зажимах 1—1 переменное напряжение ит,
изменяющееся по закону и„= sinco?.
При неработающем источнике сигнала (ми = 0) уси-
литель находится в режиме покоя (интервал времени О...^,
который характеризуется постоянными напряжениями зат-
вора £4иои стока t/сио и током 1^. Ток покоя /«, протекает
через резистор нагрузки Rc и создает на его сопротивлении
напряжение U^^IcqRc, поэтому
^ст~ (6-1)
В момент времени tt включается источник переменного
напряжения и напряжение затвора начинает изменяться по
закону
116
Режим работы активного элемента, при котором хотя
бы один из его параметров изменяется во времени, называ-
ется динамическим. Следовательно, с момента времени ПТ
и усилитель в целом из режима покоя (статического режи-
ма) переходят в динамический режим.
Во время положительного полупериода входного напря-
жения (интервал tL t2) напряжение затвора становится менее
отрицательным. Это вызывает увеличение тока стока и па-
дения напряжения на резисторе Rc. Напряжение исц в соот-
ветствии с выражением (6.1) уменьшается.
Во время отрицательного полупериода входного напря-
жения (интервал t2 t3) напряжение {7ЗИ становится более
отрицательным, чем в режиме покоя. Это приводит к умень-
шению тока стока, падению напряжения на резисторе Леи
увеличению напряжения U^.
Таким образом, под действием переменной составляю-
щей напряжения затвора С4,зи sinca/TOK стока, напряжение
стока и напряжение на нагрузке преобразуются из постоян-
117
ных, какими они были в режиме покоя, в пульсирующие,
содержащие постоянные и переменные составляющие:
*с = 4о + 4с
«Ас = = 7с<А + 4сАsin ®' = + sin
«СИ — " «Rc ~ Ес ~ ' ^mRc S'n — ^СИО " S*n
Из последнего уравнения видно, что изменение напря-
жения на резисторе Яс численно равно изменению напря-
жения стока, т. е. UmKc= U^. Поэтому последнее уравнение
можно записать в виде
^ск = Ест - s^n 0>t-
Знак «минус» в этом выражении означает противофаз-
ность переменных составляющих напряжений стока и затво-
ра.
Так как UnKc = 1тС^с - £4си, то при соответствующем
выборе сопротивления резистора можно получить С4си>
С4зи» т. е. усиление входного напряжения.
Усиленное переменное напряжение поступает на выход
усилителя через разделительный конденсатор Ср. Емкость
этого конденсатора должна быть достаточно большой, что-
бы на его сопротивление падала лишь незначительная часть
переменной составляющей напряжения беи- При этом мож-
но считать, что С4ВЫХ= £4си-
На рис. 6.2, а показана схема простейшего усилителя на
биполярном транзисторе, включенном с ОЭ, а принцип
его работы иллюстрируется графиками, приведенными на
рис. 6.2, б.
Усилители, приведенные на рис. 6.1, а и 6.2, а, называ-
ются инвертирующими, так как у них фаза выходного на-
пряжения противоположна фазе входного напряжения.
В рассмотренных усилителях выходные напряжения со-
здаются переменными составляющими токов стока и кол-
лектора, значительно превышающими по амплитуде вход-
ные токи — токи затвора и базы. Поэтому усиление напря-
жения происходит при одновременном усилении мощности.
Усилитель можно выполнить на биполярном транзисто-
ре, включенном по схеме с общей базой (рис. 6.3). Физиче-
118
a
б
Рис. 6.3. Упрощенная
схема усилителя на БТ с
общей базой
ские процессы в таком усилите-
ле ничем не отличаются от фи-
зических процессов в усилителе
на БТ с ОЭ. С помощью графи-
ков, отображающих изменения
напряжений и токов при дей-
ствии на входе усилителя пере-
менного напряжения, можно
убедиться в том, что выходное
напряжение в усилителе на БТ
с ОБ совпадает по фазе с вход-
ным. Такой усилитель называют
неинвертирующим.
119
6.2. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
6.2.1. Нагрузочная характеристика
В усилителе на ПТ, схема которого приведена на рис.
6.1, а, ток стока /си напряжение стока С/си связаны уравне-
нием (6.1). Это уравнение учитывает наличие нагрузки в
выходной цепи и в координатах /с, С/си отображается пря-
мой линией, которую называют выходной нагрузочной ха-
рактеристикой, выходной нагрузочной прямой или линией
нагрузки. Для ее построения на семействе статических вы-
ходных (стоковых) характеристик ПТ достаточно опреде-
лить две точки. Координаты этих точек легко установить на
основании уравнения (6.1):
1-я точка: полагаем 1С= 0, тогда (/си —Ес;
2-я точка: полагаем Ucli = 0, тогда /с = EJRq.
Угол наклона нагрузочной прямой к оси напряжений
(рис. 6.4) зависит от сопротивления нагрузки Re и увеличи-
вается при его уменьшении. Если при этом токовая коорди-
ната 2-й точки, найденная указанным способом, выходит
за пределы графика, то 2-ю точку берут с другими коорди-
натами: одной координатой /с задаются произвольно в пре-
делах значений, имеющихся на оси ординат, а вторую ко-
ординату С/си определяют в соответствии с уравнением (6.1):
^СИ~
Значения тока стока /с и напряжения с/си, связанные
между собой уравнением (6.1), зависят также от напряже-
ния затвора U3Vl. Три параметра Ic, UCil и (7ЗИ определяют
исходный режим, или режим покоя усилителя. На выход-
ных характеристиках этот режим отображается точкой А,
лежащей на пересечении вы-
иСИ0 и'си Ес иСИ
ходной нагрузочной характери-
стики с выходной статической
характеристикой, снятой при
заданном значении напряжения
затвора. Напряжения и токи в
Рис. 6.4. К построению нагру-
зочной характеристики на семей-
стве статических выходных харак-
теристик ПТ
120
режиме покоя помечаются дополнительным индексом «О»:
Л»> ^сио> ^зио-
Недостатком рассмотренного усилителя является то, что
в нем используются два источника постоянного напряже-
ния: достаточно мощный источник питания Ес и маломощ-
ный источник £/ЗИ0- Последний применяется для задания ис-
ходного режима и называется источником смещения.
6.2.2. Усилители на полевых транзисторах
с автоматическим смещением
Обычно на практике вместо специального источника
смещения С/ЗИ0в цепь истока ПТ включают резистор /?и(рис.
6.5, а).
Ток стока, протекая через этот резистор, создает на нем
падение напряжения = /СЛИ. ® результате потенциал
истока увеличивается до значения UH = UR^ и напряжение
между затвором и истоком оказывается равным
и.к = и3- и = о - и.= -и. = - /СЛИ.
Таким образом, напряжение, создаваемое на резисторе
RK током /с прикладывается между затвором и истоком, т. е.
выполняет функцию источника смещения. По этой причине
резистор Ли называют резистором автоматического смеще-
ния. Его сопротивление для обеспечения режима покоя, ха-
рактеризуемого значениями 1С = /сои U3il = U3m(точка А на
рис. 6.4), рассчитывают по формуле:
RvT 1^зИо1‘Л:о-
Рис. 6.5. Схемы усилителей на ПТ с автоматическим смеще-
нием
121
Рис. 6.6. Схема уси-
лителя на МДП-тран-
зисторе
Обычно схему усилителя на ПТ
с р-л-затвором изображают так,
как показано на рис. 6.5, б. Затвор
соединяется с общей шиной (ши-
ной нулевого потенциала) через ре-
зистор R3, а источник входного
сигнала подключается к зажимам
1-1. Резистор R3 является нагрузкой
источника входного сигнала и оп-
ределяет входное сопротивление
усилителя.
Включение резистора R^, поми-
мо необходимого напряжения сме-
щения, создает в усилителе последовательную ООС по току
и тем самым стабилизирует коэффициент усиления и ре-
жим.
В усилителях на МДП-транзисторах с индуцированным
каналом необходимое напряжение обеспечивается вклю-
чением в цепь затвора делителя (рис. 6.6). При этом
R2.
От выбранного значения тока делителя 1а = Ес/ (А1 +
R2) зависят сопротивления резисторов Я1 и R2. Поэтому
ток делителя выбирают исходя из обеспечения требуемого
входного сопротивления усилителя.
6.3. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ
НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
В усилителе на БТ транзистор должен работать в актив-
ном режиме, при котором эмиттерный переход смещен в
прямом направлении, а коллекторный — в обратном. В уси-
лителях, показанных на рис. 6.2, а, и рис. 6.3, смещение
осуществляется отдельными источниками, однако в боль-
шинстве случаев вместо этих источников используются спе-
циальные цепи смещения.
В зависимости от способа смещения эмиттерного перехо-
да различают усилители с фиксированным током базы, с
фиксированным напряжением база—эмиттер и с цепью сме-
щения с отрицательной обратной связью.
122
6.3.1. Усилитель с фиксированным током базы
Схема усилительного каскада с фиксированным током
базы показана на рис. 6.7, а.
Рис. 6.7. Схема усилителя на БТ с фиксированным током базы
(а) и характеристики транзистора (б, в)
Расчет режима покоя начинается с построения выходной
нагрузочной прямой на семействе статических выходных
характеристик (рис. 6.7, б) в соответствии с уравнением
Цсэ =
1V7 Л. Ль Л.
и выбора рабочей точки А на выходных и входных (рис. 6.7,
б, в) характеристиках. При заданных значениях £^и Лк
режим покоя однозначно определяется значением тока базы:
т Ек- £„
Б° *Б Ъ
не зависящим от типа резистора, так как «Е^. Следо-
вательно, формула для расчета сопротивления резистора ЯБ
имеет вид:
£к- £/ Ек
Я = к Ю1 « —.
Б т т
Ч S
6.3.2. Усилитель с фиксированным напряжением базы
Режим покоя можно обеспечить и другим способом, за-
дав, например, постоянное напряжение смещения эмиттер-
ного перехода с помощью делителя Л1Л2, как показано на
рис. 6.8. Это напряжение подается на эмиттерный переход с
резистора Л2. Таким образом, должно быть обеспечено ра-
венство
U„ = LR2 = ,
1Q д БЭо’
123
где /д — ток, протекающий через делитель Л1R2. Тогда
/?1 = ^R1 = ^БЭо
4+V
Рис. 6.8. Схема уси-
лителя на БТ с фик-
сированным напряже-
нием базы
Ток делителя /д в маломощных
каскадах предварительного усиле-
ния выбирают из условия 1Л =
(5... 10) /Бо, а в мощных каскадах
— из условия 1Д= (2...5) /Бо.
Недостатком усилителей с фик-
сированным током базы и с фик-
сированным напряжением база-
эмиттер является их низкая темпе-
ратурная стабильность. Изменение
температуры приводит к изменению
тока базы (а также токов коллек-
тора и эмиттера), что вызывает из-
менение режима покоя.
6.3.3. Усилитель с эмиттерной термостабилизацией
Для стабилизации режима покоя в усилитель вводят эле-
менты или цепи, создающие ООС. На рис. 6.9, а показана
схема усилителя с фиксированным напряжением база—эмит-
тер и последовательной ООС по току, образуемой резисто-
ром ЛЗ в цепи эмиттера.
В таком усилителе
Ц>ЭП = ип- ию
где ию = 1аЮ‘, ию = 1Эо • R3.
Рассмотрим, как осуществляется стабилизация режима в
таком усилителе при изменении температуры (термостаби-
лизация).
Увеличение температуры вызывает увеличение токов 1^,
1Эд> /кдИ напряжения ию = IgJG. Так как напряжение июс
изменением температуры практически не изменяется, то
увеличение напряжения ию приводит к уменьшению на-
пряжения иъ= ию - Uu. Уменьшение напряжения С/БЭо
влечет за собой уменьшение токов транзистора. В результате
124
Рис. 6.9. Схемы усилителей на БТ с эмитгерной (а) и коллек-
торной (б) стабилизацией
изменения токов транзистора, вызванные изменением тем-
пературы, при наличии резистора R3 оказываются меньши-
ми, чем в усилителе без такого резистора. Поэтому резистор
R3 называют резистором термостабилизации.
Расчет сопротивлений резисторов Rl, R2 и ЛЗ осуществ-
ляется следующим образом:
В целях экономичности и получения удовлетворительной
температурной стабильности напряжение ию выбирают в
пределах
UK3 = (Q,l...Q,2)Et.
Затем определяют
Л2= бэ0 "ю
1 4+4, 4+4,
Рассмотренный вид стабилизации режима работы тран-
зистора называют эмиттерной стабилизацией.
6.3.4. Усилитель с коллекторной стабилизацией режима
В данном усилителе (рис. 6.9, б) через резистор R1 дей-
ствует параллельная ООС по напряжению. Сопротивление
125
Бо
этого резистора рассчитывается по формуле:
/?1 = ^кэ0 ' ^БЭ0
40
Стабилизация режима покоя в таком усилителе заклю-
чается в следующем. Увеличение температуры приводит к
увеличению токов 1Ъо, 1К() и /Эо- В результате увеличивается
напряжение 1^= а напряжение С/КЭо = Ек -
уменьшается. Так как
т = ^КЭ0- ^БЭ0 _ ^КЭ0
R1 R1 ’
то уменьшение СКЭо вызывает уменьшение тока 1Ъо и, сле-
довательно, уменьшение токов 1^, /Эо.
Недостатком стабилизации режима с помощью ООС яв-
ляется увеличение расхода мощности, потребляемой усили-
телем от источника питания, и уменьшение коэффициента
усиления. При усилении переменного напряжения последний
недостаток устраняется шунтированием элементов ООС кон-
денсаторами большой емкости.
6.4. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
УСИЛИТЕЛЕЙ
6.4.1. Назначение конденсаторов в усилителях
Если усилительный каскад на ПТ, схема которого пока-
зана на рис. 6.5, б, используется для усиления переменного
напряжения, то в него включают еще и конденсаторы Ср1,
Ср2 и С™ (рис. 6.10, а). Конденсаторы Ср1и Ср2 называются
раздельными. Они используются для развязки усилителя по
постоянному току от источника входного сигнала (Ср1) и от
нагрузки усилителя (Ср2). Емкости этих конденсаторов
должны быть такими, чтобы на них терялась небольшая
часть входного и выходного переменного напряжения. Это
требование осуществляется при выполнении условий:
= 20-30 = 20-30
₽‘“2W„; ₽2 2л
где /н — частота самой низкой гармоники в спектре уси-
ливаемого сигнала;
Д, — сопротивление внешней нагрузки усилителя.
(6.2)
126
(6.3)
Емкость конденсатора Си выбирается из условия:
20...30
и 2л Vk ‘
При этом сопротивление конденсатора Си для перемен-
ного напряжения оказывается в 20—30 раз меньше сопро-
тивления резистора RH, и можно считать, что исток ПТ по
переменному току соединен с общей шиной усилителя. В
результате напряжение ООС, которое создавалось на резис-
торе 7?и при отсутствии конденсатора Си, оказывается близ-
ким к нулю, и все входное напряжение прикладывается
между затвором и истоком ПТ.
Элементы и Си называют цепью автоматического сме-
щения.
6.4.2. Выходная динамическая характеристика
При гармоническом характере усиливаемого переменно-
го напряжения рабочая точка А, характеризующая режим
покоя усилителя, выбирается примерно в середине выход-
ной нагрузочной прямой, построенной на семействе стати-
ческих выходных характеристик ПТ для сопротивления на-
грузки по постоянному току, равного Ra= Rc+ RK (рис.
6.10, б). При этом, как было показано на рис. 6.1, б, ток /с
и напряжение (7СИ становятся пульсирующими, т. е. у них
появляются переменные составляющие. Для переменной со-‘
Рис. 6.10. Схема усилителя переменного напряжения на ПТ
(а) и графики выходных нагрузочной и динамической характе-
ристик (б)
127
ставляющей тока стока сопротивления конденсаторов Си и
Ср2 близки к нулю, вследствие чего сопротивление нагруз-
ки усилителя по переменному току гн равно сопротивлению
элементов Re и /?н, включенных параллельно (внутреннее
сопротивление источника питания Ес переменному току мож-
но считать равным нулю):
=
Н *c + V
Если обозначить переменную составляющую тока стока
через Azc, то вследствие противофазное™ переменных со-
ставляющих тока ic и напряжения (7СИ (см. графики 3 и 4 на
рис. 6.1, б), уменьшению мгновенного значения тока стока
на Azc соответствует увеличение мгновенного значения на-
пряжения {/си на Д Ucvl = &icr„, т. е. справедливы уравнения:
'с — 'с0 ~&‘с’ ^си ~ ^си0 + ^сгн
Подставляя во второе уравнение значение Д/с = /Со -zc,
получим
иси ~ + (4:0 * У гк (6-4)
Уравнение (6.4) связывает мгновенные значения выход-
ного тока и выходного напряжения при переменном сигна-
ле на входе усилителя и определяет выходную нагрузочную
характеристику по переменному току, или выходную дина-
мическую характеристику. Для ее построения необходимо
определить две точки.
1-я точка: полагая 1С~ 1Со, получим иси = С/СИо.
Следовательно, выходная динамическая характеристика
проходит через точку (/С(); С/СИо), определяющую режим по-
коя;
2-я точка: полагая ic = 0, получим иси = £/СИо + 1^.
Следовательно, выходная динамическая характеристика
проходит через точку, лежащую на оси напряжений при
Ес = иСИо+ 1с/я. Так как гн< (Д+Д,), то Е’с< Ес (см. рис.
6.10, б).
6.5. ДИНАМИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
Свойства усилительного каскада при поступлении на его
вход переменного напряжения или тока характеризуются
динамическими параметрами, или параметрами режима уси-
ления: динамической крутизной передаточной характерис-
тики; коэффициентами усиления напряжения, тока и мощ-
128
ности; входной динамической емкостью; выходной полез-
ной мощностью, которая выделяется в нагрузке усилителя;
переменной составляющей выходного тока и некоторыми
другими.
Динамической крутизной передаточной характеристики,
или просто крутизной усилителя, называют отношение
(6.5)
где 1ВЫХ и Um — амплитуды переменных составляющих
выходного тока и входного напряжения.
Коэффициент усиления напряжения определяется как
отношение
Работа усилителя на БТ сопровождается протеканием тока
входного электрода — тока базы. Поэтому, помимо коэф-
фициента усиления напряжения Ки, свойства такого усили-
теля характеризуются коэффициентом усиления тока: Kt =
-^вых / -^вх*
Коэффициент усиления мощности определяется выра-
жением:
’ Р 0,51 -U '
вх ’ вх вх
Параметры 5Д, Ки, К,и Кр можно определить графичес-
ким методом. При этом используются формулы, выражаю-
щие динамические параметры через амплитудные значения
токов и напряжений:
5= = _ Анвых .
Д L ^BXSin(®') ’
U U sinfot+ft) U
TS = ВЫХ — МВЫХ V ; /я вых .
“ f4..xSin(<»0 Umn ’
L* _ = La .
' L 4вх8’П(шГ) Ашх
9 - 5926
129
Порядок определения динамических параметров усили-
теля на БТ, включенном по схеме ОЭ, следующий.
1. На семействе статических выходных характеристик БТ
строится выходная нагрузочная характеристика, затем вы-
бирается рабочая точка А и проводятся выходные нагрузоч-
ная и динамическая характеристики (рис. 6.11, а).
2. Для заданной амплитуды входного напряжения С/тБЭпо
входным характеристикам определяется амплитуда тока базы
4б= (£ - Гъ/2 (рис. 6.11, б).
Рис. 6.11. К определению динамических параметров усилите-
ля по характеристикам
3. По выходной динамической характеристике для най-
денной амплитуды тока базы БТ находят амплитуды кол-
лекторного тока ZmK= /к- 1"к/ 2 и коллекторного напряже-
ния ^тКЭ = ^КЭ " КЭ / 2.
4. Рассчитываются динамические параметры Sa, Ки, Кр=
KuKiH полезная мощность Рк, выделяемая в нагрузке по
Рис. 6.12. К определе-
нию входной динамичес-
кой емкости
переменному току:
Р„= °>5 4кЧ<э-
Для усилителей на ПТ пара-
метры К,и Крне определяются.
Входная динамическая емкость
усилителя обусловлена наличием
междуэлектродных емкостей ак-
тивных элементов.
В усилителе на ПТ (рис. 6.12)
можно считать, что /„= Г„ + Г*.
Составляющие i'mw Гяобусловле-
но
ны входной и проходной междуэлектродными емкостями
ПТ. Следовательно, входное сопротивление усилителя имеет
емкостный характер и обусловлено некоторой результирую-
щей входной емкостью, которую назовем входной динами-
ческой емкостью Свхд С учетом этого можно записать:
'вх=/'вх+'ж = UJ®Cn <6-7)
К емкости С„ приложено переменное напряжение и^,
поэтому i’m = uN jo Сю. Так как рассматриваемый усилитель
является инвертирующим, напряжение, приложенное к ем-
кости Спрох, равно сумме напряжений ита и мвых, в результате
чего имеем i"m = (и^ + wB1JX)ja> С^. Подставляя значения и
i"m в выражение (6.7) и учитывая, что ивых/ивх = Ки, получа-
ем:
4=«>^+(i + *.)Cn,J- <6-8)
Сравнивая выражения (6.7) и (6.8), можно сделать вы-
вод о том, что входная динамическая емкость связана со
статическими междуэлектродными емкостями уравнением
С = с+ (1 + К) С . (6.9)
ВХЛ ВХ v U7 прох ' 7
Выражение (6.9) показывает, что входная динамическая
емкость усилителей на ПТ значительно больше входной ста-
тической емкости ПТ, приводимой в справочниках. Вход-
ная динамическая емкость уменьшает входное сопротивле-
ние усилителя.
Выражение (6.9) справедливо и для усилителя на БТ,
однако его входное сопротивление кроме емкостной состав-
ляющей содержит и активную составляющую, обусловлен-
ную протеканием тока базы.
6.6. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
6.6.1. Эквивалентные схемы транзисторов
При работе полевого транзистора в усилительном режи-
ме его можно рассматривать как линейный элемент и в рас-
четах заменять эквивалентной схемой, содержащей вход-
ную и выходную цепи.
При включении ПТ с общим истоком ввиду малого тока
затвора можно считать, что активная составляющая входно-
го сопротивления очень велика. В этом случае входную цепь
ПТ можно отобразить емкостью Сзи при гн = 0 или емкос-
тью Сшл = СЗИ + C3C(1+AJ при г„ * 0.
9*
131
Согласно выражению для динамической крутизны 5Д =
4с/*4ви, имеем
4с = ^зи=-т^у7- (6.Ю)
1 722 н .
Параметр У21, определяемый для ПТ из выражения
г = -А.
21 Чи
Д1С
эИ
при 1/си = const,
есть не что иное, как крутизна передаточной характеристи-
ки S (крутизна ПТ), а К22 = 1/л, где = г, = гси — выходное
дифференциальное сопротивление ПТ. С учетом этого выра-
жение (6.10) можно представить в виде
г Sr, изк
тС г( + гн
Умножая обе части этого равенства на since t и учитывая,
что Srt = ц, получаем выражение, связывающее мгновен-
ные значения тока стока и напряжения затвора ПТ:
Мцзи
r,+r*'
(6.11)
Данному выражению соответствует эквивалентная схе-
ма, приведенная на рис. 6.13, а.
Напряжение, создаваемое в нагрузке усилителя, опреде-
ляется из выражения = /сгн или с учетом (6.11):
«.ых
Нцзи . =
Г/ + гн -
которому соответствует эквивалентная схема, показанная на
рис. 6.13, б.
а _____________।
Рис. 6.13. Эквивалентные схемы полевых транзисторов
132
Для усилителя на биполярном транзисторе, включенном
по схеме ОЭ, параметр
21
Л*
—— «
^“бэ
AiK
ДиБЭ
при = const
является крутизной передаточной характеристики БТ (кру-
тизной БТ), которая в справочниках обычно не приводится.
Однако параметры 5 и ц легко рассчитать по известным h-
параметрам с помощью формул:
5= у = А‘б — .
^мбэ Ь11Э
н —— • -j-— •
“пэ “из
Таким образом, выходную цепь полевого и биполярного
транзистора на низких частотах можно представить в виде
эквивалентной схемы с генератором напряжения или
тока Su^ с внутренним (дифференциальным) сопротивле-
нием Г). Чтобы эти схемы были справедливы и для высоких
частот, необходимо учесть частотную зависимость входящих
в них элементов 5, ц и г,.
Представление полевых и биполярных транзисторов иден-
тичными эквивалентными схемами позволяет осуществить
единый подход к анализу усилителей на транзисторах.
Инвертирующие свойства усилителя отображаются зна-
ком «минус» перед обозначением напряжения ЭДС эквива-
лентного генератора напряжения или перед обозначением
тока эквивалентного генератора тока.
6.6.2. Эквивалентные схемы усилительных каскадов
Принципиальные схемы усилителей напряжения (УН) с
реостатно-емкостными связями на полевых и биполярных
транзисторах показаны соответственно на рис. 6.14, а и б.
В усилительный каскад на транзисторе V71 входит часть
схемы, заключенная между затвором (или базой) транзис-
тора VTI, без учета цепей смещения и источника сигнала, и
затвором (или базой) транзистора К72, включая цепи сме-
щения транзистора И72 и его входное сопротивление, кото-
рое образует нагрузку усилительного каскада на VT1.
Переход от принципиальной схемы усилительного кас-
када к его эквивалентной схеме по переменному току осу-
133
Рис. 6.14. Схемы усилителей переменного напряжения на по-
левых (а) и биполярных (б) транзисторах
ществляется следующим образом. Активный элемент заме-
няется генератором тока -Su^ (или генератором напряжения
-ри^) с внутренним сопротивлением гси или гю. К выход-
ным зажимам полученного таким образом генератора в со-
ответствии с принципиальной схемой подключаются все эле-
менты каскада, оказывающие сопротивление переменному
току, а также междуэлектродные емкости и емкости монта-
жа. Источник питания в эквивалентной схеме отсутствует,
так как его сопротивление переменному току близко к нулю.
Поскольку сопротивления конденсаторов Си и С3 для пере-
менного тока малы, то цепочки 7?ИСИ и Я3С3 в эквивалент-
ных схемах по переменному току также будут отсутствовать.
Не войдут в них и входные цепи, так как они находятся за
пределами границ усилительных каскадов (рис. 6.15).
Рис. 6.15. Эквивалентные схемы усилителей переменного на-
пряжения на полевых (в) и биполярных (б) транзисторах
134
Сравнивая полученные эквивалентные схемы, легко за-
метить полное сходство их левых частей до конденсатора Ср2
включительно. Элементы, представленные справа от кон-
денсатора Ср2, отображают внешнюю нагрузку каскада, ко-
торая включает в себя активную и емкостную составляю-
щие. С учетом этого замечания усилители на ПТ и БТ можно
представить обобщенной эквивалентной схемой по перемен-
ному току (рис. 6.16). Входящие в эту схему элементы опре-
деляются типом усилителя. Так, например, для усилителя
на ПТ: г( = гси; R'H— R.; Cl = Сси + См, где См — емкость
монтажа; /?"„= Я,ет; С2 = Сшлсл
Для усилителя на БТ: г, = гкэ; R’„ = R*: Cl = Сю + См;
R”= R3KB, где R,** — эквивалентное сопротивление, образо-
ванное делителем Rl, R2 и входным сопротивлением тран-
зистора К72, С2 = Свхдсл — входная динамическая емкость
следующего каскада.
Рис. 6.16. Обобщенная эквивалентная схема транзисторного
усилителя
6.7. АНАЛИЗ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ
УСИЛИТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
Анализ частотных свойств усилителей переменного на-
пряжения с реостатно-емкостными связями, именуемых в
дальнейшем усилителями напряжения, заключается в полу-
чении выражений, используемых для построения их частот-
ных характеристик: АЧХ и ФЧХ. Исходным материалом для
такого анализа является эквивалентная схема усилителя по
переменному току. Для упрощения вычислений и получения
более наглядных формул анализ проводят отдельно для об-
ласти средних, верхних и нижних частот.
6.7.1. Область средних частот
В данной области сопротивления емкостей С1 и С2 ока-
зывается значительно большими, чем сопротивления эле-
135
ментов R'H и R”, и эти емкости на эквивалентной схеме (см.
рис. 6.16) можно исключить. Емкость разделительного кон-
денсатора Ср выбирается достаточно большой, и в области
средних частот его сопротивление переменному току близко
к нулю. С учетом этого эквивалентную схему усилителя в
области средних частот можно представить в виде, показан-
ном на рис. 6.17,а. В соответствии с этой схемой коэффици-
ент усиления в области средних частот определяется выра-
жением
К = 3s. = ’Su«*R = .J
’ “«X “к
где
±= _L+_L+ _L
Л г, R'H R"H
(6.12)
(6.13)
Так как R'Ka R”k образуют нагрузку усилителя по пере-
менному току ги = R’HR"H(R'H+R^, то эквивалентную схему,
изображенную на рис. 6.17, а, можно представить в ином
виде (рис. 6.17,6). Из этой схемы следует:
к —£—r=.sr.
* и„ г,+г 1 + г /г н
Рис. 6.17. Эквивалент-
ные схемы усилителя для
области средних частот
Кер
Область СЧ
б
ш
Рис. 6.18. Частотные ха-
рактеристики в области
средних частот: а — АЧХ;
£-ФЧХ
136
Таким образом, в области средних частот коэффициент
усиления можно считать постоянной вещественной величи-
ной. Вследствие малого влияния емкостей Cl, С2 и Ср2 (см.
рис. 6.16) в области средних частот фазовым сдвигом между
входным и выходным напряжениями можно пренебречь,
т.е. считать <р (со) = 0 (рис. 6.18).
6.7.2. Область верхних частот
В области верхних частот сопротивления элементов С1 и
С2 (см. рис. 6.16) уменьшаются и могут стать сравнимыми с
сопротивлениями элементов R'H и R"H. При этом эквива-
лентная схема усилителя приобретает вид, показанный на
рис. 6.19. В этой схеме О=С1+С2=Свых+См+Свхлсл
Коэффициент усиления, полученный на основании дан-
ной эквивалентной схемы, определяется выражением:
II—) = = > <614)
ит j&c 1+JtoCA 1+_/итв
где
т.= СЛ,
(6.15)
называется постоянной времени усилителя в области верхних
частот.
Выражение (6.14) показывает, что в области верхних
частот коэффициент усиления усилителя имеет комплекс-
ный характер и может быть представлен в виде
К =-----а---/
в 1+(тв)2
А_сот
ср в
1+(<0Т,)2
= Reku - Imk.
В в
Модуль выражения (6.14):
V1+ (<отв)2
Рис. 6.19. Эквивалентная схема усилителя для области верх-
них частот
(6.16)
137
может быть использован для построения АЧХ (рис. 6.20,а),
а аргумент
I к
<рв(ю) = arctg g / = - arctg сотв (6.17)
КЛ.
для построения ФЧХ в области верхних частот (рис. 6.20,6).
Частота со = юв = 1/тв, на которой A’Jco) = Л^.р/л/2"являет-
ся верхней граничной частотой усилителя. Ей соответствует
частота
f = ю- - 1 = 1
* 2л 2лтв 2nRC
(6.18)
Рис. 6.20. Частотные
характеристики усилителя
в области верхних частот:
а —АЧХ; б-ФЧХ
6.7.3. Область нижних частот
В области нижних частот сопротивления элементов С1,
С2 и Ср2 увеличиваются по сравнению с их значениями на
средних частотах. При этом в эквивалентной схеме можно
пренебречь влиянием емкостей С1 и С2, но следует учесть
емкость разделительного конденсатора Ср2 (рис. 6.21). Коэф-
фициент усиления в области нижних частот в соответствии
с эквивалентной схемой определяется выражением:
Рис. 6.21. Эквивалентная схема уси-
лителя для области нижних частот
138
К = Ымд| =
н “« 1+1//К ’
(6.19)
где
'.= СР.<7^- +й'^- <«»)
постоянная времени усилителя в области нижних частот.
Выражение для тн легко получается непосредственно из эк-
вивалентной схемы.
Для построения АЧХ и ФЧХ на основании выражения
(6.19) определяют модуль
и фазу
а/ШДют,,)’
<рн(ш) = arctg[ 1/(сотм)]
(6.21)
коэффициента усиления в области нижних частот. Виц АЧХ
и ФЧХ, построенных на основании этих выражений, при-
веден на рис. 6.22.
Частота ш = шн = 1/тн, на которой Хн(со) = ^2, соот-
ветствует нижней граничной частоте
(6.22)
СО 1
f = ---2—= ------.
к 2л 2 л тн
Рис. 6.22. Частотные
характеристики усилите-
ля в области нижних ча-
стот: а - АЧХ; б - ФЧХ
139
6.8. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В современной РЭА (телевизионной, измерительной, си-
стемах телеуправления, импульсных радиолокаторах и т.д.)
широкое применение находят усилители сигналов, спектр
частот которых находится в пределах от звуковых до частот
в несколько мегагерц, а в некоторых случаях — до десятков
и сотен мегагерц. Такие усилители называются широкопо-
лосными.
К широкополосным усилителям относятся и усилители
видеоимпульсов, или видеоусилители (ВУС), так как час-
тотный спектр видеоимпульсов содержит большое количе-
ство гармоник с различными частотами. Схема ВУС такая
же, как и усилителя напряжения (см. рис. 6.14), отличается
лишь значениями элементов.
6.8.1. Физические процессы в видеоусилителях
Рассмотрим физические процессы, происходящие в ви-
деоусилителе на полевых транзисторах (рис. 6.14, а) при
поступлении на его вход прямоугольного импульса, используя
графики, приведенные на
рис. 6.23.
До момента tl усили-
тель находится в режиме
покоя, который характе-
ризуется напряжением мзи
~ ^ЗИ(Р Иси — ^СИ0> WCp2 —
[/СИо. В момент /1 напря-
жение затвора скачком
уменьшается, что вызыва-
ет увеличение напряжения
«си- Паразитная емкость С
= Свых + С, + пре-
пятствует скачкообразному
увеличению напряжения
иси. Напряжение мси уве-
личивается по экспоненци-
альному закону:
Рис. 6.23. Графики из-
менений напряжений в
ВУС при усилении отри-
цательного прямоуголь-
ного импульса
140
“си “ Чей (Ь^) + Ц:ио <6-23)
по мере зарядки паразитной емкости Спо цепи +Ес->
С—> Си -> -Ес с постоянной времени т., определяемой вы-
ражением (6.15).
Одновременно с зарядкой емкости С начинается зарядка
разделительного конденсатора Ср2 по цепи +£с-> /?с-> Ср2
-> -Е. с постоянной времени тн, определяемой выра-
жением (6.20). Напряжение на конденсаторе Ср2 изменяется
по закону:
“с»2 = Чей (be”7’") + Ucv.. (6.24)
Так как тн » тв, то зарядка Ср2 будет продолжаться и
после того, как емкость С полностью зарядится до значения
ЧИт„ = Чи + Чей-
В интервале времени tx... t2 происходит формирование
фронта выходного импульса. При этом, как видно из схе-
мы, изт = иси - Чф. Можно считать, что за это время на-
пряжение на конденсаторе Ср2 не изменилось и осталось
равным (7СИо. Следовательно, формирование фронта выход-
ного импульса с учетом выражения (6.23) будет происхо-
дить по закону:
= иси - Чи0 = Чей (6-25)
В интервале времени t2... сформируется вершина выход-
ного импульса. Так как при этом иси = Читм — Чио+ Чей,
то с учетом выражения (6.25) выходное напряжение изме-
няется по закону
и„ = UrUm„ - и. = Г1/’и.
вых СИтйХ ср2 лСИ
С момента времени С рабочая точка возвращается в поло-
жение, характеризующее режим покоя. Ток стока увеличи-
вается, а напряжение иСИ уменьшается по мере разрядки
емкости С через транзистор и резистор Я, от. Выходное на-
пряжение убывает до нуля при установлении равенства Uc =
и,^. После этого начинает разряжаться конденсатор Ср2, ток
разрядки которого протекает через резистор Я,.м в направ-
лении, противоположном направлению тока зарядки, обра-
зуя в выходном напряжении отрицательный выброс.
В ВУС на БТ (рис. 6.14,6) процессы при усилении видео-
импульсов протекают аналогично, однако искажения фор-
мы усиливаемых прямоугольных импульсов вызываются не
141
только зарядкой емкостей С и Ср2, но и физическими про-
цессами, происходящими в самом транзисторе.
6.8.2. Параметры, используемые для оценки
искажений в видеоусилителях
Из рис. 6.24 видно, что отличия выходного импульса от
прямоугольного проявляются в меньшей крутизне фронта,
спаде или завале вершины и появлении отрицательного выб-
роса. Амплитуда отрицательного выброса пропорциональна
спаду вершины Д(7ВЫХ, поэтому для оценки искажений вы-
ходного импульса чаще всего применяются два параметра:
время установления, или длительность фронта, и относи-
тельный спад вершины.
Временем установления гу называется время, в течение
которого выходное напряжение усилителя изменяется от 0,1
до 0,9 значения напряжения в установившемся режиме
или, в соответствии с рис. 6.24, /у = /09 - 4л. Так как при
формировании фронта выходное напряжение изменяется по
закону выражения (6.25), то на основании этого можно за-
писать:
О-1 (1 -
°>9 и - е^ч).
Решая эти уравнения относительно Z0,i и /0>9, получаем
К ~ 4,9 " 4,1 ~ я 2,2 Тв. (6.27)
В ВУС на БТ время установления определяется выраже-
нием
4 = 2>2
где т'в= тв + ту21.
Таким образом, для уменьшения длительности фронта
или увеличения скорости нарастания выходного напряже-
ние. 6.24. Форма
выходного импульса
напряжения видео-
усилителя
142
ния необходимо уменьшать постоянную времени усилителя
в области верхних частот, что равносильно увеличению верх-
ней граничной частоты полосы пропускания.
Относительный спад вершины выходного импульса оп-
ределяется как отношение изменения напряжения на вы-
ходе усилителя ДС4ых за время действия входного импуль-
са /и к значению напряжения в установившемся режиме
С^си, т.е.
8вД£4ых/^™СИ-
Изменение напряжения на выходе за время /и, равное
длительности входного импульса, можно определить на ос-
новании уравнения (6.26):
ДС/ = С^си - = Ц_и (1 - е-*и/’и).
Тогда
U
8= = 1-е-чЛ< (6.28)
Выражение (6.28) показывает, что для уменьшения 8
необходимо увеличивать тн по сравнению с /и, т.е. необхо-
димо выполнять условие тн» ?и. Тогда, раскладывая ег^и в
ряд Тэйлора и ограничиваясь первыми двумя членами, по-
лучаем:
8*V»e24rM- (6.29)
Из выражения (6.29) следует, что для уменьшения спа-
да вершины выходного импульса необходимо уменьшить
нижнюю граничную частоту полосы пропускания усилите-
ля, т.е., как это вытекает из формул (6.20) и (6.22), увели-
чивать емкость разделительного конденсатора.
6.9. КОРРЕКЦИЯ АЧХ УСИЛИТЕЛЯ
ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Для увеличения верхней граничной частоты, как это
видно из выражения (6.18), необходимо уменьшать значе-
ния С и R. Однако возможность для уменьшения эквива-
лентного сопротивления R сопровождается, как это видно
из выражения (6.12), снижением коэффициента усиления.
Эффективность каскада резисторного усилителя приня-
то оценивать его добротностью, или площадью усиления,
которая определяется следующим образом:
143
D = KAF*Kf =
ср cp * в
SR
2nCR
s
2nC
(6.30)
Выражение (6.30) показывает, что произведение верх-
ней граничной частоты на коэффициент усиления усилите-
ля в области средних частот есть величина постоянная. Сле-
довательно, в рассмотренных усилителях переменного на-
пряжения увеличение fB неизбежно сопровождается умень-
шением
Для увеличения^ при неизменном значении необхо-
димо увеличивать площадь усиления усилителя, т.е. пло-
щадь, заключенную под АЧХ в полосе пропускания. Это
достигается применением активного элемента с большей
крутизной или введением в усилитель элементов, осуще-
ствляющих подъем АЧХ в области верхних частот, иначе
говоря, высокочастотной коррекцией АЧХ. Элементы, ко-
торые ее обеспечивают, называются элементами высокочас-
тотной коррекции.
6.9.1. Высокочастотная индуктивная коррекция
Наиболее распространенным видом высокочастотной кор-
рекции является включение в цепь стока или коллектора
транзистора дросселя с индуктивностью L (рис. 6.25, а). Эк-
вивалентная схема усилителя для области верхних частот
приведена на рис. 6.25, б. Согласно этой схеме, индуктив-
ность L с емкостью С и сопротивлением Д образуют парал-
лельный колебательный контур. На резонансной частоте эк-
Рис. 6.25. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы
усилителя с индуктивной высокочастотной коррекцией
144
Рис. 6.26. Вид АЧХ усилителя с
коррекцией в области верхних ча-
стот
Бивалентное сопротивле-
ние контура Лэкв будет
больше, чем сопротивле-
ние резистора X, вслед-
ствие чего увеличивается
сопротивление нагрузки
по переменному току и
коэффициент усиления.
Если резонансную часто-
ту контура выбрать в об-
ласти верхних частот, то
из-за увеличения коэф-
фициента усиления про-
изойдет подъем АЧХ в этой области частот (кривая б на рис.
6.26) и увеличение fB до значения fBMp. При оптимальной
высокочастотной индуктивной коррекции увеличение fB кор
по сравнению cfB может достигнуть 1,7 раза.
6.9.2. Высокочастотная эмиттерная коррекция
В усилителях на БТ вследствие малого сопротивления
добротность параллельного колебательного контура оказы-
вается низкой и увеличение/в за счет индуктивной коррек-
ции незначительное. Более эффективной в усилителях на
БТ является высокочастотная эмиттерная коррекция, обра-
зованная элементами и Скор (рис. 6.27, а). Для поясне-
ния принципа действия такой коррекции рассмотрим сле-
дующие случаи.
Рис. 6.27. Схема усилителя с высокочастотной эмитгерной
коррекцией (а) и его АЧХ (6)
10 - 5926
145
Если Скор = оо , то в усилителе на всех частотах ООС по
переменному току отсутствует и АЧХ усилителя отобража-
ется кривой 1 на рис. 6.27, б. При Скор = 0 (т.е. когда кон-
денсатор Скор отсутствует) на резисторе создается пос-
ледовательная ООС по переменному току, что приводит к
уменьшению коэффициента усиления и некоторому увели-
чению /в до значения/воос (кривая 2). Для осуществления
высокочастотной коррекции емкость конденсатора Ск„ вы-
бирают такой, что на нижних и средних частотах ООС со-
храняется, а на верхних уменьшается. Это приводит к уве-
личению коэффициента усиления в области верхних частот
(кривая 5) и увеличению/, до значения/вкор
*
6.9.3. Низкочастотная коррекция
Для уменьшения спада вершины выходного импульса,
как было отмечено, необходимо уменьшать нижнюю гра-
ничную частоту усилителя. Это достигается с помощью низ-
кочастотной коррекции АЧХ, которая заключается в увели-
чении коэффициента усиления в области нижних частот.
Часто низкочастотная коррекция осуществляется с помо-
щью АС-фильтра, включаемого в цепь стока или коллекто-
ра (элементы R$ и Сф на рис. 6.28).
Емкость конденсатора Сф выбирают таким образом, что-
бы он оказывал малое сопротивление переменному току на
средних и верхних частотах. В таком случае на нижних часто-
Рис. 6.28. Схемы усилителей на полевом (а) и биполярном
(б) транзисторах с низкочастотной коррекцией АЧХ
146
тах сопротивление цепи выходного электрода переменному
току будет определяться выражением
Z"=R’ + R* =/?'+_________
** - Лф+1/(доСф) " 1+>СфЛф
(6.31)
и усилительный каскад можно представить в виде эквива-
лентной схемы, показанной на рис. 6.29,а.
Как видно из выражения (6.31), уменьшение частоты
приводит к увеличению нагрузки по переменному току,
что сопровождается увеличением коэффициента усиления и
подъемом АЧХ в области нижних частот. Частота/н при этом
уменьшается до значения/, кор (рис. 6.29, 6).
Кроме осуществления низкочастотной коррекции, RC-
фильтр выполняет и роль развязывающего фильтра, умень-
шающего связь между каскадами по переменному току че-
рез общий источник питания.
Рис. 6.29. Эквивалентная схема (а) и АЧХ (б) усилителя: 1 —
без коррекции; 2 — с низкочастотной коррекцией
6.10. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Избирательными, или селективными, называются усили-
тели с узкой полосой пропускания. Они применяются в том
случае, когда из сложного входного напряжения необходи-
мо выделить полезный сигнал, подавив остальные сигналы,
представляющие помеху, например при приеме радио- и
телепередач, в системах измерения, автоматического конт-
роля и управления и т.д.
Уменьшение полосы пропускания усилителя достигается
включением в него частотных фильтров в качестве нагруз-
ки (рис. 6.30, а) или в цепь ОС (рис. 6.30, б).
ю*
147
Рис. 6.30. Структурные схемы избирательных усилителей
В усилителях первого типа нагрузкой служит параллель-
ный колебательный контур LC (рис. 6.31, а), и частотная
зависимость коэффициента усиления совпадает с частотной
зависимостью сопротивления контура, достигая максималь-
ного значения на резонансной частоте (рис. 6.31,б). Мо-
дуль коэффициента усиления такого усилителя определяет-
ся выражением
n+(A/W-
Он снижается при уменьшении добротности Q контура.
При уменьшении добротности контура увеличивается поло-
са пропускания ДГ усилителя, т.е. снижается его избира-
тельность. С целью увеличения добротности контура часто
используется не полное, а частичное включение контура в
коллекторную цепь (рис. 6.32, а). При работе усилителя на
низкоомную нагрузку для уменьшения шунтирования кон-
Рис. 6.31. Схема избирательного усилителя с колебательным
контуром (а) и его резонансные характеристики (б)
148
тура малым сопротивлением нагрузки выходное напряже-
ние снимают с части контура (через конденсатор Ср2 на рис.
6.32, а), или с дополнительной обмотки L2, индуктивно
связанной с основной Z1 (рис. 6.32, б).
Рис. 6.32. Схемы узкополосных избирательных усилителей
Экспериментальные исследования показывают, что наи-
большую добротность контура (от 50 до 200, а с примене-
нием ферритовых сердечников и до 500) легче всего обес-
печить в диапазоне частот от 50 кГц до 5 МГц. На частотах
менее 50 кГц добротность контура уменьшается вследствие
роста активного сопротивления катушки, которое повыша-
ется с увеличением числа витков, а на частотах более 5 МГц
— вследствие возрастания потерь в конденсаторе и в пара-
зитной емкости катушки.
На частотах менее 50 кГц лучшими избирательными свой-
ствами обладают усилители, содержащие частотный RC-
фильтр в цепи ОС. В качестве частотного /?С-фильтра наи-
большее распространение получил двойной Т-образный мост.
На частоте f0 = 1/(2л7?С), которая называется частотой
квазирезонанса, коэффициент передачи двойного Т-образ-
ного моста р= UoJU^a оказывается равным нулю. Поэтому
при включении его в цепь ООС усилителя (рис. 6.33) на
квазирезонансной частоте f0 напряжение Ux равно нулю, а
коэффициент усиления имеет максимальное значение. При
частотах, отличающихся от/;, в усилителе появляется на-
149
Рис. 6.33. Схема избирательного усилителя
с двойным Т-образным мостом
пряжение ООС UK, что приводит к уменьшению коэффи-
циента усиления. Поэтому АЧХ избирательного усилителя с
двойным Т-образным мостом подобна АЧХ резонансного
усилителя.
6.11. УСИЛИТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
6.11.1. Усилители низкой частоты
УНЧ в интегральном исполнении — это, как правило,
апериодические усилители, охваченные общей (по постоян-
ному и переменному току) или местной ОС. Часто приме-
няются оба названных вида ОС. Интегральные электронные
усилители содержат большое число вспомогательных выво-
дов, которые придают им универсальность, расширяют об-
ласть применения.
На рис. 6.34, а показана схема двухкаскадного УНЧ на
ИМС типа 122УН1. Первый каскад (на транзисторе РП)
собран по схеме ОЭ, а второй (на транзисторе VT2) — по
схеме ОЭ, если выходной сигнал снимается с выводов 8, 9,
или по схеме ОК, если выходной сигнал снимается с выво-
да 11.
Выводы 3, 5,10, а также 11, если последний не является
выходным, служат для подключения внешних конденсато-
ров, осуществляющих частотную коррекцию. К точке 10
можно подключить конденсатор, который совместно с ре-
зистором R3 образует фильтр в коллекторной цепи транзис-
тора VT1 для уменьшения опасности возбуждения усилите-
ля. При подключении шунтирующих конденсаторов к выво-
дам 3, 5 и 11 ООС по переменному сигналу отсутствует,
150
Рис. 6.34. Схемы ИМС 122УН1 (а) и К284УЕ1 (б)
остаются только местные ООС по току, создаваемые резис-
торами R2 и К7 и осуществляющие стабилизацию режима.
Резисторы Л4 и R5 обеспечивают смещение на эмиттерном
переходе транзистора VTI и одновременно образуют общую
ООС усилителя.
Если требуется обеспечить высокое входное сопротивле-
ние интегрального усилителя, в его входном каскаде можно
использовать полевые транзисторы. Примером такого уси-
лителя является ИМС типа К284УЕ1 (рис. 6.34, б). Типовая
схема включения этой ИМС дана на рис. 6.35, а. В соответ-
ствии с типовой схемой включения принципиальная схема
усилителя выглядит так, как показано на рис. 6.35, б. Рези-
Рис. 6.35. Усилитель на ИМС К284УЕ1: а — типовая схема
включения ИМС; б— принципиальная схема усилителя
151
стор 7?5 является нагрузкой в цепи истока ПТ VT1 и частью
коллекторной нагрузки БТ К72. Одновременно резистор R5
является элементом последовательной ООС по напряжению.
Резистор Л6 служит для защиты выходного транзистора от
перегрузок при коротком замыкании на выходе. Навесной
резистор R исключает шунтирование входа усилителя дели-
телем А1Л2.
Рассмотренный усилитель может применяться в качестве
входного каскада чувствительных усилителей, выходного
каскада при передаче сигналов по кабелю (благодаря мало-
му выходному сопротивлению) и других устройств, требу-
ющих большого входного и малого выходного сопротивле-
ний. Его можно применять также в устройствах, требующих
стабильного коэффициента передачи.
На рис. 6.36,а показана принципиальная схема ИМС типа
К119УН2. Усилитель, выполненный на этой микросхеме,
может работать в диапазоне "частот от 5 Гц до 200 кГц. В
соответствии с типовой схемой включения (рис. 6.36,б) прин-
ципиальная схема усилителя выглядит так, как показано на
рис. 6.36,в. Первый каскад выполнен на транзисторе VT\ по
схеме с ОЭ. Резисторы R3 и 7?4 обеспечивают необходимую
термостабилизацию каскада. Для уменьшения ООС по пере-
менному току резистор R4 шунтируется конденсатором С
большой емкости. Транзистор второго каскада включен по
схеме с ОК (т.е. представляет собой эмиттерный повтори-
тель). С выхода второго каскада на вход первого через рези-
стор R1 осуществляется последовательная ООС по напряже-
нию.
Рис. 6.36. Усилитель на ИМС К119УН2:а — принципиальная
схема ИМС; б — типовая схема включения ИМС; в — принци-
пиальная схема усилителя
152
6.11.2. Широкополосные усилители
В настоящее время разработано большое количество ши-
рокополосных интегральных усилителей (ШИУ). Полоса про-
пускания некоторых из них составляет сотни мегагерц, АЧХ
имеет особую форму. Многие из этих усилителей обладают
повышенной чувствительностью. Такие ШИУ образуют спе-
циальную группу. Большинство же современных ШИУ об-
ладают универсальными свойствами, т.е. могут применяться
для усиления импульсных или других широкополосных сиг-
налов в различных узлах современной РЭА.
На рис. 6.37 показана принципиальная схема интеграль-
ного ВУС типа 218УИ1 для видеоимпульса положительной
полярности. Усилитель имеет два входа: потенциальный 72 и
импульсный 77. В нем применена комбинированная стаби-
лизация режима: эмиттерная — через резистор 7?4 и коллек-
торная — через резистор R2. Нагрузкой транзистора по по-
стоянному току является резистор R3. Усилитель имеет сле-
дующие параметры: 3,5; 0,1 мкс; Лх > 1 кОм.
В качестве импульсных усилителей и видеоусилителей
широко применяются двухкаскадные ШИУ, или так назы-
ваемые токовые двойки. Примерами таких интегральных уси-
лителей являются ИМС типа К118УП1, К.119УН1, К218УП2,
К218УНЗ и др. Они представляют собой двухкаскадные уси-
лители с параллельной ООС по току. Коэффициент усиле-
ния таких усилителей можно изменять в широких пределах
путем подбора параметров цепей ОС.
Двухкаскадный усилитель типа К118УП1 (рис. 6.38,а)
предназначен для усиления импульсных сигналов. Напряже-
ние смещения подается на базу транзистора VT1 первого
каскада через резистор R2 с нелинейного делителя, состоя-
щего из резисторов R4 и R5 и транзистора F73. Эти же
элементы образуют цепь ООС. Глубину ООС можно изме-
нять в широких пределах путем измене-
ния напряжения, подаваемого на базу
транзистора К73 (через вывод 5).
Транзистор VT4 является элементом
высокочастотной коррекции: используют-
ся зарядные емкости его обратно смещен-
ие. 6.37. Схема интегрального
ВУС218УИ1
153
Рис. 6.38. Схема интегрального импульсного усилителя
К118УП1 (а) и генератора тока (б)
ных эмитгерного и коллекторного р-л-переходов. При необ-
ходимости между выводами 12 и 14 может подключаться
дополнительный конденсатор.
Кроме такого способа коррекции применяется коррек-
ция двухполюсником. Последний представляет собой гене-
ратор тока, включаемый в цепь эмиттера. Этот генератор
тока (рис. 6.38,6) также имеет корректирующую цепь
^copQop, однако емкость конденсатора Скор обычно не пре-
вышает 15 пФ. Интегральный конденсатор такой емкости
легко реализуем.
Достоинствами эмиттерной коррекции являются высо-
кая устойчивость усиления, повышенная стабильность па-
раметров, возможность изменения полосы пропускания и
коэффициента усиления в широких пределах и др.
В ШИУ применяется и индуктивная высокочастотная
коррекция. Однако ввиду сложности изготовления интег-
ральных катушек индуктивности с высокой добротностью
вместо них используются эквиваленты индуктивности. В ка-
честве аналогов индуктивности перспективными следует счи-
тать эквивалентные индуктивности на основе операцион-
ных усилителей и гЭД^аторов.
154
Контрольные вопросы и задания
1. Поясните принцип усиления переменного напряжения в
простейших усилителях на ПТ и БТ.
2. Изобразите схемы усилительных каскадов на ПТ, со-
держащие по одному источнику питания. Как рассчиты-
ваются элементы усилителя, обеспечивающие задан-
ный режим работы?
3. Изобразите схему усилителя на БТ с эмиттерной стаби-
лизацией. Докажите наличие термостабилизации режи-
ма в таком усилителе и поясните методику расчета эле-
ментов, обеспечивающих заданный режим покоя.
4. В чем отличия выходной динамической характеристики
усилителя от выходной нагрузочной характеристики? Как
строится выходная динамическая характеристика?
5. Каково назначение конденсаторов, шунтирующих ре-
зисторы в цепях истока и эмиттера транзисторных уси-
лителей?
6. В чем отличия между входной динамической емкостью
усилителя и входной емкостью активного элемента (ЭУЛ,
ПТ или БТ)?
7. Составьте эквивалентную схему по переменному току
усилителя, схема которого приведена на рис. 5.10,а.
8. Почему в усилителях переменного напряжения проис-
ходит уменьшение коэффициента усиления в областях
верхних и нижних частот?
9. В чем заключается высокочастотная коррекция АЧХ уси-
лителей и в каких случаях она применяется?
1О. Для каких целей используется низкочастотная коррек-
ция АЧХ усилителей?
11. В чем отличия избирательных усилителей от широко-
полосных?
7. УСИЛИТЕЛИ С ГАЛЬВАНИЧЕСКИМИ
СВЯЗЯМИ (УГС)
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В рассмотренных усилителях переменного напряжения
связь между отдельными каскадами, а также между первым
каскадом и источником сигнала и между последним (вы-
ходным) каскадом и нагрузкой осуществлялась с помощью
АС-цепей или трансформаторов. При такой связи усилива-
лись только переменные составляющие сигналов. С умень-
шением частоты усиливаемого сигнала увеличиваются поте-
ри и возрастают искажения, вносимые АС-цепями и обмот-
ками трансформаторов. Поэтому при усилении медленно
меняющихся напряжений и токов, а также в тех случаях,
когда требуется усиливать не только переменные, но и по-
стоянные составляющие сигналов, применяются гальвани-
ческие связи. Элементами гальванических связей могут быть
резисторы, диоды и просто проводники. В последнем случае
связь называется непосредственной.
В усилителях с гальваническими связями (УГС) fK = 0.
Такие усилители часто называют усилителями постоянного
тока (УПТ), хотя это название довольно неточно отражает
их свойства. Отсутствие разделительных конденсаторов и
трансформаторов в УГС исключает наличие фазового сдвига
на частоте /н = 0.
Вид АЧХ и ФЧХ усилителя с гальваническими связями
показан на рис. 7.1,а и б.
В большинстве случаев при использовании УГС требует-
ся, чтобы при изменении полярности постоянной составля-
ющей входного сигнала изменялась и полярность постоян-
ной составляющей выходного сигнала. Следовательно, амп-
литудная характеристика УГС должна иметь вид, представ-
ленный на рис. 7.1,в.
УГС находят применение в стабилизаторах напряжения
и тока, измерительных приборах, устройствах автоматики,
следящих системах, счетно-решающих устройствах вычис-
лительных машин и тд. В последнее время область использо-
156
Рис. 7.1. Характеристики усилителей с гальваническими свя-
зями: а — АЧХ; б — ФЧХ; в — амплитудная
вания УГС значительно расширилась и они стали широко
применяться в качестве составной части различных усили-
телей переменного тока (УНЧ, ВУС, широкополосных уси-
лителей и пр.). Это обусловлено тем, что УГС, не содержа-
щие громоздких конденсаторов большой емкости, удобно
изготовлять' по интегральной технологии, которая обеспе-
чивает получение УГС с очень высокими параметрами.
По принципу действия и схемному исполнению усили-
тели с гальваническими связями делятся на два основных
вида: УГС прямого усиления и УГС с преобразованием. В УГС
с преобразованием основное усиление сигнала осуществля-
ется после преобразования его спектра. Это значительно ус-
ложняет его схему. В настоящее время наибольшее распрост-
ранение получили УГС прямого усиления, которые являют-
ся более простыми в изготовлении и отладке.
7.2. ПРОСТЕЙШИЕ УСИЛИТЕЛИ
С ГАЛЬВАНИЧЕСКИМИ СВЯЗЯМИ
ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
7.2.1. Усилители с непосредственными связями
Простейшие УГС прямого усиления выполняются с не-
посредственными или потенциометрическими связями между
каскадами.
Принципиальная схема простейшего двухкаскадного УГС
на БТ типа р-п-р и непосредственными связями между кас-
кадами приведена на рис. 7.2,а.
157
Режим покоя первого каскада рассчитывается по мето-
дике, изложенной в параграфе 6.3. Сопротивление резисто-
ра ЯЭ2 должно быть таким, чтобы обеспечивалось условие
ЦсЭ1 + ^Э! = ^БЭ2 + Ц>2>
откуда
= IL™ + Цм - £4-»r
Обычно [/КЭ1 иЭ1, поэтому из последнего уравнения
следует U32 > U3l. Согласно данному неравенству, при оди-
наковых режимах работы транзисторов F71 и К72 (при этом
41 = 4г и С/КЭ1 = UK32) справедливы неравенства R33 > 7?Э1
и Лю < RKl.
Так как резисторы АЭ1 и R32 являются элементами ООС,
то для определения коэффициента усиления каждого кас-
када следует использовать выражение (5.5), в котором в
соответствии с (6.15) Л, «5RK, а р= 14/Ас- Тогда
' = • К — *^ц
1,1 1+5^, ’ “2 l+SR*
(7.1)
Данные выражения показывают, что увеличение сопро-
тивления резистора Rq и уменьшение сопротивления резис-
тора Як приводят к уменьшению коэффициента усиления.
Поэтому в таком усилителе не удается получить значитель-
ного коэффициента усиления за счет увеличения числа кас-
кадов.
Для уменьшения ООС вместо резисторов 7?Э1 и R32 мож-
но использовать полупроводниковые стабилитроны, однако
это не устраняет причины уменьшения сопротивления R& в
каждом последующем каскаде.
Для получения большого коэффициента усиления в мно-
гокаскадном усилителе с непосредственной связью иногда
Рис. 7.2. Схемы усилителей с непосредственными связями
158
используют чередующиеся каскады, выполненные на тран-
зисторах типа р-п-р и п-р-п (рис. 7.2,6). Такой усилитель
называют усилителем с дополнительной симметрией.
7.2.2. Усилители с потенциометрическими связями
Рис. 7.3. Схема усилителя с по-
тенциометрическими связями
связи между каскадами (рис. 7.3).
Ди и Ди делителя подбираются
Получить одинаковые
режимы работы в много-
каскадном транзисторном
УГС с одинаковыми зна-
чениями сопротивлений
резисторов Аэ и /?к и, сле-
довательно, с одинако-
вым коэффициентом уси-
ления каждого каскада
можно при осуществле-
нии потенциометрической
Сопротивления резисторов
таким образом, чтобы вы-
полнялось условие:
иЭ2 = £п2 - - иъж = R - tz .
Ли * Л»
Если нагрузку подключить между коллектором F72 и
движком переменного резистора R, то амплитудная харак-
теристика усилителя будет соответствовать виду, показан-
ному на рис. 7.1,а.
7.2.3. Дрейф нуля в усилителях с гальваническими связями
Недостатком рассмотренных УГС является то, что измене-
ние режима одного из каскадов под действием различных
дестабилизирующих факторов вызывает изменение тока или
напряжения выходного каскада- Это явление называется дрей-
фом нуля. Наибольшее влияние на дрейф нуля в УГС оказы-
вает первый каскад, так как изменение тока или напряже-
ния на его выходе усиливается последующими каскадами.
Основные причины, вызывающие дрейф нуля УГС:
— изменение температуры окружающей среды;
— изменение давления и влажности окружающей среды;
— изменение напряжений источников питания;
— старение активных и пассивных элементов усилителя;
— шумы, создаваемые активными и пассивными эле-
ментами.
159
Количественно дрейф нуля оценивается дрейфом, при-
веденным ко входу (приведенным дрейфом):
= U^JKu. (7.2)
Величина приведенного дрейфа ограничивает минималь-
но различимый входной сигнал. Расчеты и эксперименталь-
ные исследования показывают, что для одиночных каска-
дов с ОЭ приведенный к входу дрейф нуля по напряжению
примерно равен 2...8 мВ/град для кремниевых БТ и 20...30
мВ/град — для германиевых БТ. Приведенный дрейф по
току в таких каскадах при токе 1Э = 1 мА может превышать
10 мкА/град.
Приведенный дрейф нуля в одиночных каскадах на ПТ
меньше, чем в каскадах на БТ, и составляет 3...4 мВ/град.
Уменьшение дрейфа нуля в УГС достигается следующи-
ми мерами: стабилизацией напряжений источников пита-
ния; термостатированием усилителей; применением крем-
ниевых транзисторов, имеющих меньшую температурную
зависимость коллекторного тока из-за меньшего значения
обратного тока по сравнению с германиевыми транзистора-
ми; применением термокомпенсирующих элементов; охва-
том усилителя местными и общими петлями ООС по посто-
янному току; использованием балансных (мостовых) схем.
7.3. БАЛАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В транзисторных и интегральных усилителях широкое рас-
пространение получили усилители параллельного баланса
(рис. 7.4.).
Активные элементы VT1 и К72 образуют два плеча мос-
та. Еще два плеча образованы резисторами Я1 и R2. Эмитти-
рующие электроды активных элементов имеют общий ре-
зистор R3. Источник входного напряжения включен между
управляющими электродами активных элементов, а выход-
ным напряжением является напряжение между выход-
ными электродами. Таким образом, данный УГС имеет сим-
метричные вход и выход.
Если элементы симметричных плеч одинаковы, т.е. =
R2, и параметры активных элементов КП и К72 одинако-
вы, то при «и = 0 мост сбалансирован и = 0. Изменение
напряжения питания, температуры окружающей среды и
других факторов в симметричной мостовой схеме приводит
к одинаковому изменению токов i, и i2. В результате напря-
жения выходных электродов (коллекторов или стоков) из-
160
Рис. 7.4. Схема усилителей параллельного баланса с симмет-
ричными входами и выходами на биполярных (а) и полевых (б)
транзисторах
меняются одинаково, и разность напряжений между ними
по-прежнему остается равной нулю.
Под действием напряжения иш изменения напряжений
управляющих электродов оказываются одинаковыми по зна-
чению и противоположными по полярности (фазе): u^Jl и
-Цк/2. Эти напряжения вызывают изменения токов Ц и /2
таким образом, что Ьц = - Д/2- Напряжение на резисторе Я,
при этом не изменяется, так как
Д«э = <A/i + Ц) А = °-
Это означает, что для парафазных напряжений резистор
Яэ не является резистором ООС, и транзисторы Р71 и VT2
совместно с резисторами 2?1 и Я2 образуют однокаскадные
усилители без ООС. Коэффициент усиления можно опреде-
лить, используя эквивалентные схемы отдельных каскадов,
представленные на рис. 7.5. Знаки «минус» перед обозначе-
ниями генераторов тока отображают инвертирующие свой-
ства каждого каскада.
В соответствии с этими схемами имеем:
и и
и и = SR —,
вых! 2 вых2 2
откуда ^жых Wbmx! " ^вых2 ” ^вх
и = - SR, (7.3)
11 - 5926
161
где
г, R1 _ ra.R2
rn + /?1 ra+ R2
(7.4)
Сравнение выражений (7.3) и (6.15) показывает, что
усилитель параллельного баланса имеет такой же коэффи-
циент усиления, что и усилительный каскад без ООС.
ивых1
ивых2
Рис. 7.5. Эквивалентные схемы левого (а) и правого (б) плеч
усилителя параллельного баланса
7.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Дифференциальные усилители (ДУ) на биполярных и
полевых транзисторах отличаются от балансных усилителей,
показанных на рис. 7.4, наличием двух несимметричных вхо-
дов (рис. 7.6).
При поступлении на входы ДУ парафазных напряжений
ивх1 = мвх/2 и «„г = - w„/2 работа ДУ не отличается от работы
усилителя параллельного баланса. При этом резистор Я, не
является элементом ООС, и напряжения на несимметрич-
ных выходах оказываются равными:
“«I = ~SRunl = ~SRuJ2’
= -SRu^ = -SR (-uJ2) - SRuJ2,
Рис. 7.6. Схемы дифференциальных усилителей на биполяр-
ных (а) и полевых (б) транзисторах
162
а на симметричном выходе
“.нх = '“««I - “«„г = М - “„1) = - М“«-
При поступлении на входы ДУ синфазных сигналов ит1
= “вх2 = Чвх изменения токов Ц и /2 равны и по значению и
по знаку, а изменение напряжения на резисторе Я,
дмэ = (д/\ + дуя, = 2д/Яэ.
Таким образом, для синфазных входных напряжений
резистор Я, является элементом ООС, и каждое плечо ДУ
можно представить в виде, показанном на рис. 7.7. Коэффи-
циент усиления каждого плеча можно определить по фор-
муле:
^всф - W + PXJ,
где Ки = SR — коэффициент усиления плеча без учета
действия ООС; р= и^/и^ — коэффициент передачи цепи
ООС; Я — эквивалентное сопротивление выходной цепи
усилителя, определяемое выражением (7.4).
Подставив значения Ки и р в выражение для коэффици-
ента усиления одного плеча, получим
Г = /7
“* 1 + 25Я, “ 2Я, ’ k
Обычно Я.Ц,» Я1 и » Я2, поэтому можно считать,
что Я = Я1 = Я2 = Як. Тогда выражение (7.5) примет вид:
Р‘>
где Як и Я, — сопротивления резисторов в коллекторных
и эмиттерных цепях соответственно.
1 При входных синфазных сигналах потенциалы коллек-
торов изменяются одинаково, поэтому напряжение на сим-
метричном выходе «их = 0.
Обычно синфазные сигналы пред-
ставляют собой сигналы помехи, по-
этому желательно иметь Яисф = 0.
Уменьшение Кисф достигается, как это
видно из (7.6), увеличением сопротив-
ления резистора Я,.
1
иа1
ивых1
I (мвых?)
?
Рис. 7.7. Эквивалентная схема одного
плеча ДУ для синфазных сигналов
И*
163
В большинстве случаев входные сигналы не являются
чисто синфазными или противофазными, а содержат оди-
наковую (синфазную «вхсф) и отличающуюся (дифферен-
циальную ивхдиф = «„I - ию2) части, как показано на рис.
7.8. В таком случае сигналы, действующие на входах ДУ,
можно представить математически в следующей форме:
и . и , - и ,
и = и + —= и + ___“L
ВХ1 “вхсф т 2 “вхсф 2 ’
и = и------= и . НЮ1 ~ и«х2
кй вхсф 2 вхсф 2
В каждом плече синфазная составляющая будет усили-
ваться с коэффициентом а дифференци-
альная — с коэффициентом X ~ -SR„
так что
U . = - “вхсф - SRk ' U- > (7.7)
ВЫХ1 D ВХСф тс 'Э ' '
И, = ' “вхсф + -1*1 ' Ua2 , (7.8)
ВЫХ2 п ВХ-Сф К х 7
«вых = “шх! - ЫВЫХ2= - Щ («и1 - “«Л (7-9)
Выражения (7.7), (7.8) и (7.9) показывают, что в ДУ с
полностью симметричными плечами синфазный сигнал по
симметричному выходу полностью подавляется, а выходное
напряжение пропорционально разности входных напряже-
ний, т.е. их дифференциальной части.
Выходные напряжения по несимметричным выходам,
кроме полезной дифференциальной составляющей, содер-
жат и синфазную составляющую.
Важным параметром ДУ является коэффициент ослабле-
ния синфазного сигнала К^, который определяется отно-
шением
(710>
Рис. 7.8. Представление
входных сигналов в виде
дифференциальных и син-
фазных составляющих
164
Данное выражение показывает, что для увеличения
необходимо увеличить R,. Однако повышение сопротивле-
ния резистора R, сопровождается увеличением падения на-
пряжения на нем и требует увеличения напряжения источ-
ника питания. Поэтому вместо резистора Д часто включа-
ют генератор стабильного тока (ГСТ), обладающий боль-
шим динамическим и малым статическим сопротивлениями
(рис. 7.9).
Рис. 7.9. Схема ДУ с генера-
тором стабильного тока
7.5. ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
7.5.1. Общие сведения
Операционными усилителями (ОУ) называют широкий
класс усилителей с гальваническими связями, имеющими
большой коэффициент усиления и работающими в схемах с
глубокой обратной связью.
ОУ были разработаны для выполнения математических
операций суммирования, перемножения, логарифмирования,
интегрирования и др. в аналоговых вычислительных маши-
нах. ОУ в настоящее время изготавливают в интегральном
исполнении, они являются универсальными устройствами,
используемыми для построения схем генераторов, актив-
ных фильтров, схем телевизионных устройств, стабилиза-
торов напряжения и тока и большого числа других прибо-
ров.
Независимо от сложности принципиальной схемы почти
все ОУ имеют структурную схему, показанную на рис. 7.10.
Операционные усилители, построенные по такой схеме,
имеют два входа и один выход. По отношению к выходу
один из входов является инвертирующим, другой — неин-
вертирующим. Наличие в ОУ инвертирующего и неинверти-
165
Рис. 7.10. Структурная схема ОУ
рующего входов значительно облегчает введение в него раз-
личных ОС и с их помощью реализацию различных функ-
ций.
Каскады усиления служат для обеспечения заданного
коэффициента усиления. В современных ОУ коэффициент
усиления составляет от единиц до десятков тысяч. Каскад
сдвига уровня напряжения предназначен для исключения
постоянной составляющей напряжения, которая возникает
при непосредственной связи между каскадами. Благодаря
этому каскаду на выходе ОУ устанавливается нулевое на-
пряжение при отсутствии сигналов на его входах.
Выходной (оконечный) каскад служит для получения
малого выходного сопротивления ОУ в целях лучшего со-
гласования ОУ с нагрузкой. Он выполняется по однотакт-
ной, а чаще всего — по двухтактной схеме. В некоторых ОУ
в выходных каскадах предусмотрена схема защиты от пере-
грузок, с помощью которой ограничивается максимальный
ток транзисторов выходного каскада.
Питание ОУ осуществляется от разнополярных источни-
ков, благодаря чему облегчается задача компенсации сме-
щения нуля на выходе ОУ при отсутствии входных сигна-
лов и исключается постоянная составляющая тока и напря-
жения в нагрузке.
Представляя ОУ идеальной моделью, считают, что К„ -> оо,
R^-^oo, -> 0. Кроме того, к основным признакам иде-
ального ОУ следует также отнести бесконечно широкую
полосу частот усиливаемых сигналов, начиная с частоты/= 0,
постоянство амплитуды усиливаемого сигнала во всем диа-
пазоне частот, отсутствие дрейфа нуля, высокое подавление
синфазных сигналов (отсутствие статических и шумовых
ошибок). Основными характеристиками ОУ являются амп-
литудная и амплитудно-частотная (рис. 7.11).
Большинство интегральных ОУ изготовляют по по-
лупроводниковой технологии (серии К140, К153, К553,
К740, К744 и др.) и лишь некоторые — по гибридной (се-
рии 284, 287).
166
Рис. 7.11. Характеристики ОУ: а — амплитудная; б — АЧХ
На рис. 7.12 показана принципиальная схема ОУ типа
К140УД1. На транзисторах FT1 и И72 выполнен входной
ДУ. Усилительный каскад на транзисторах VT4 и Р75 обес-
печивает переход от симметричного выхода к несимметрич-
ному. В эмиттерные цепи первого и второго каскадов вклю-
чены большие динамические нагрузки, которые образова-
ны ГСТ, выполненными на диодно-транзисторных струк-
турах У73 и VT6. Ток Zo ГСТ первого каскада задается нели-
нейным делителем Л6Л7 И7БЛ8, обладающим термостабили-
зирующими свойствами.
Рис. 7.12. Схема интегрального ОУ К140УД1
167
Усиленное напряжение с коллектора транзистора VT5
поступает на базу транзистора VT1, на котором выполнен
каскад сдвига уровня, представляющий собой эмиттерный
повторитель с ГСТ на транзисторе К78.
Напряжение с динамической нагрузки каскада сдвига
уровня (коллектора И78) поступает на базу транзистора ИТР,
образующего с резисторами 1, Л12 и Я10 выходной эмит-
терный повторитель. Чтобы компенсировать ослабление на-
пряжения, усиливаемого каскадом сдвига уровня, в выход-
ной эмиттерный повторитель введена цепь ПОС, позволя-
ющая получить коэффициент передачи этого повторителя,
больший единицы (примерно 1,5). Действие ПОС проявля-
ется следующим образом.
Часть выходного напряжения, снимаемая с резистора /?12,
через резистор 7?10 подается в эмитгерную цепь транзистора
И78. По отношению к этому напряжению транзистор И78
образует усилитель с ОБ. Так как усилитель с ОБ входной
сигнал не инвертирует, то в его коллекторной цепи созда-
ется дополнительное напряжение, совпадающее по фазе с
основным напряжением. Благодаря этому на базе транзисто-
ра И79 и на его эмиттере создается напряжение, которое
несколько превышает напряжение, снимаемое с коллекто-
ра И75.
Диод VD, работающий при обратном смещении, исполь-
зуется в качестве конденсатора, обеспечивающего допол-
нительный фазовый сдвиг в целях повышения устойчивос-
ти ОУ.
Основные параметры микросхемы К14ОУД1Б:
— напряжение источника питания ±12,6 В;
— коэффициент усиления 1350...8000;
— напряжение смещения ± 7мВ;
— выходное сопротивление 200 Ом;
— входное сопротивление 100 кОм;
— полоса пропускания 5 Мгц.
7.5.2. Применение операционных усилителей
Интегральные ОУ широко используются в радиоэлект-
ронной аппаратуре благодаря своей универсальности. На ОУ
реализуются различные усилительные устройства, генерато-
ры импульсных и синусоидальных колебаний, фазовые и
амплитудные дискриминаторы, различные устройства ана-
логовой вычислительной техники. Вследствие невысокой сто-
168
имости интегральные ОУ широко применяются в качестве
функциональных узлов низкочастотных усилителей.
В практических схемах операционный усилитель охваты-
вается цепью ОС, включаемой между выходом и входом.
Сопротивление цепи ОС может быть активным или комп-
лексным.
При расчете схем на основе ОУ, охваченных цепью ОС,
будем считать, что удовлетворяются два основных требова-
ния, предъявляемые к интегральным ОУ: бесконечно боль-
шие коэффициент усиления и входное сопротивление. Вви-
ду бесконечно большого коэффициента усиления ОУ зна-
чение дифференциального напряжения на его входах можно
считать равным нулю, т.е. потенциалы инвертирующего и
неинвертирующего входов такого ОУ оказываются одина-
ковыми. Бесконечно большое входное сопротивление ОУ
позволяет пренебречь его входными токами.
Схема инвертирующего усилителя на основе ОУ показа-
на на рис. 7.13,а. Так как потенциал неинвертирующего вхо-
да равен нулю, то на основании сделанного выше замеча-
ния можно считать равным нулю и потенциал инвертирую-
щего входа. Считая также, что /ю = 0, получим = i2 или
(u„ - 0)/Л1 = (0 - Ыии)/Л2.
Согласно последнему уравнению, мвых — -ию R2/RI и
W = -^2/Л1. (7.11)
Знак «минус» в полученной формуле означает, что по-
лярность выходного напряжения противоположна полярно-
сти входного напряжения (отсюда и название «инвертирую-
щий»). Коэффициент усиления такого усилителя определя-
ется лишь соотношением сопротивлений резисторов 7?1 и Ю.
и не зависит от коэффициента усиления самого ОУ.
Рис. 7.13. Инвертирующее включение ОУ
169
Так как потенциал точки А равен нулю, то входное со-
противление инвертирующего усилителя Rm = R\.
В реальной схеме входной ток ОУ * 0. Протекая через
резисторы R1 и R2, этот ток создает на них некоторое на-
пряжение
R1R2
U Л1+Л2 ’
которое прикладывается к инвертирующему входу. В резуль-
тате выходное напряжение отличается от нуля.
Чтобы напряжение между инвертирующим и неинверти-
рующим входами оставалось равным нулю, неинвертирую-
щий вход подключают к общей точке (земле или корпусу)
через резистор ЛЗ (рис. 7.13,6). Сопротивление этого резисто-
ра выбирается таким, чтобы выполнялось равенство
• R2
+ Л2 ~ln2 R3'
При равенстве токов <К1 и получаем
Я1+Я2
В случае, когда R2 » Л1, что имеет место при =
Л2/Л1 » 1, получим R3 » R1.
Если к инвертирующему входу подключить несколько
источников сигналов (рис. 7.14), то токи /„ /2 и /3, протека-
ющие по входным цепям, будут определяться выражения-
ми:
i=J^ i =
1 R1 ’ 2 R2’ 3 R3 ’
Считая /„ = 0, получаем /4 - А+/2+/3. Тогда
. ....... —. . ^вх! , “вх2 “вхЗ .
u^=-i<R4=- а1+/2+,з)Л4=-( +
Следовательно, данная схема
осуществляет суммирование вход-
ных напряжений с масштабными
множителями /и, = - Л4/Л1, т2 =
- Я4/Я2 и т3 = - Я4/ЯЗ.
Рис. 7.14. Схема инвертирующе-
го сумматора
170
На рис. 7.15,о представлена схема неинвертирующего уси-
лителя. В таком усилителе равенство и, = О выполняется в
том случае, если
откуда следует
Отличительным свойством неинвертирующего усилите-
ля является его высокое входное сопротивление, которое
определяется по формуле:
T^T^U + p^),
где 7?^ и К,и — соответственно входное сопротивление и
коэффициент усиления усилителя, не охваченного ОС.
Если на инвертирующий вход ОУ подать все выходное
напряжение (рис. 7.15,6), что соответствует Л2 = 0 в уравне-
нии (7.12), то получится повторитель напряжения с коэф-
фициентом передачи, равным единице.
Устройство, схема которого приведена на рис. 7.16, пред-
ставляет собой сочетание инвертирующего и неинвертирую-
щего усилителей. Выходное напряжение данной схемы
Если R\ = R3, R2 = R4, то это выражение будет иметь
вид:
Рис. 7.75. Неинвертирующее включение ОУ
171
Рис. 7.16. Схема вычитающего
устройства на ОУ
и, ™ Л1+Л2 . R2
Um R1+R2 Rl ~Umi R1 (мвх2-ыах1) Л1
Следовательно, выходное напряжение такого устройства
пропорционально разности входных напряжений.
В цепь ООС операционного усилителя можно включить
не только активные (резисторы), но и реактивные элемен-
ты (например, конденсаторы).
На рис. 7.17, а, приведена схема устройства на ОУ, в
котором вместо резистора ОС включен конденсатор С.
В этой схеме иъъа = -uc, ц = ic. Так как
If,
“с = и /с = /1=-^,
ТО
Ur — I
с RC “
Рис, 7.17. Схемы интегрирующего (а) и дифференцирующего
(б) усилителей
172
Следовательно, усилитель, схема которого приведена на
рис. 7.17, а, является интегрирующим.
В схеме, приведенной на рис. 7.17,6, и^ — - ик = -i^R. Так
как it = ic = Cduc/dt, а ис- ит, то ивых = RCduRX/dt.
Согласно этому выражению, ОУ, включенный в соот-
ветствии с рис. 7.17,6, выполняет операцию дифференциро-
вания входного напряжения. Поэтому такой усилитель на-
зывается дифференцирующим.
Контрольные вопросы и задания
1. В чем проявляются недостатки простейших усилителей
с непосредственными и потенциометрическими связя-
ми между каскадами?
2. Что такое дрейф нуля в УГС и какими причинами он обу-
словлен?
3. Поясните, почему в усилителях параллельного баланса
дрейф нуля значительно меньше, чем в небалансных
усилителях.
4. Почему ДУ имеют различные коэффициенты усиления
синфазного и дифференциального сигналов?
5. Какие меры принимаются в ДУ для увеличения коэффи-
циента подавления синфазного сигнала?
6. Какова структура интегрального ОУ? Какие функции вы-
полняют входные каскады ОУ и какова их схемотехни-
ка?
7. Чем вызвана необходимость введения в ОУ каскадов
сдвига уровня?
8. Поясните, как осуществляется защита перегрузок по
току в выходных каскадах интегральных ОУ.
9 Изобразите схемы инвертирующего, неинвертирующе-
го, суммирующего, вычитающего, дифференцирующе-
го и интегрирующего устройств, выполненных на осно-
ве интегральных ОУ.
8. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
8.1. РЕЖИМЫ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА
Усилители мощности (УМ) являются оконечными, т.е.
выходными, каскадами многокаскадного усилителя и слу-
жат для передачи потребителю заданной или максимально
возможной мощности. Основными параметрами УМ явля-
ются выходная мощность, отдаваемая усилителем в нагруз-
ку; коэффициент полезного действия (КПД); коэффициент
гармоник. Эти параметры существенно зависят от режима
работы выходного каскада.
Различают три основных режима работы выходного уси-
лительного каскада: режимы классов А, В и С.
Режим А. Рабочая точка в режиме покоя находится в
середине линейного участка динамической характеристики
(точка А на рис. 6.7 и 6.11), и при гармоническом входном
сигнале изменения коллекторного тока и коллекторного на-
пряжения происходят также по гармоническому закону с
минимальными нелинейными искажениями. Выходная мощ-
ность по переменному току, отдаваемая усилителем в на-
грузку, определяется по формуле:
= ка,
ВЫХ ’ лгК жКЭ’
а потребляемая усилителем от источника питания — из вы-
ражения:
Л == 4Д
Следовательно, КПД усилителя в режиме А
Р I U
„ — »ых — л « мК ижКЭ
Поскольку при активной (резисторной) нагрузке всегда
Лк < Ло, а ^,кэ0 < 0,5^, то КПД усилителя с активной
нагрузкой в режиме А оказывается менее 25 %.
Ввиду малого КПД режим А в выходных каскадах ис-
пользуется редко.
Режим В. Исходное положение рабочей точки усилителя
на БТ выбирается на границе между активным режимом и
174
режимом отсечки (рис. 8.1). Вследствие этого при гармони-
ческом входном сигнале в коллекторной цепи БТ образуют-
ся импульсы напряжения и тока с амплитудами С/тКЭ и ZmK
соответственно.
Режим работы активного элемента принято характеризо-
вать параметром, называемым углом отсечки 0. Под углом
отсечки понимают выраженную в градусах половину части
входного напряжения, в течение которой через активный
элемент протекает ток. Следовательно, в режиме В угол от-
сечки 0 = 90°, а в режиме А 0 — 180’.
В полупериоды входного напряжения, соответствующие
запертому состоянию транзистора, потребление мощности
от источника питания сокращается до минимума, благодаря
чему режим В характеризуется большим КПД, который
может достигать 60—70%. Недостатком режима В являются
большие нелинейные искажения. Поэтому режим В приме-
няется при работе на резонансную нагрузку, в которой вы-
деляется лишь первая гармоника, а остальные подавляются,
и, кроме того, в двухтактных усилителях.
С целью уменьшения нелинейных искажений в УМ вме-
сто режима В часто применяют режим АВ, в котором на-
чальное положение рабочей точки выбирается в активной
области при небольшом коллекторном токе. В режиме АВ
90’ < 0 < 180’.
Режим С. Исходное положение рабочей точки выбирает-
ся в области отсечки, причем 0 < 90’. Режим С характеризу-
Рис. 8.1. Графики изменений напряжений и токов при работе
усилителя в режиме класса В
175
ется наибольшим КПД (до 85 %) и наибольшими нелиней-
ными искажениями. Он применяется в усилителях повы-
шенной мощности.
8.2. ОДНОТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Однотактные усилители обычно работают в режиме А и
используются в предварительных каскадах УМ. При резис-
торной нагрузке они выполняются и рассчитываются так
же, как и усилители напряжения. При низкоомных нагруз-
ках для увеличения КПД однотактные УМ строятся по транс-
форматорной схеме (рис. 8.2, а). Так как сопротивление пер-
вичной обмотки трансформатора Тпостоянному току мало,
то нагрузочная характеристика по постоянному току прохо-
дит почти вертикально. Нагрузка по переменному току об-
разуется приведенным сопротивлением R'm которое опреде-
ляется из выражения:
где Пгр = — коэффициент трансформации; И/1 и
W2 ~ число витков соответственно в обмотках I и II.
Выходная динамическая характеристика пройдет через
точку А, характеризующую режим покоя, и точку, лежа-
щую на оси бкэ при напряжении
— UKa + LR'« £’ + IK R’,
К K3q Kq H К Kq h’
как показано на рис. 8.2, б.
а б
Рис. 8.2. Схема однотактного трансформаторного усилителя
(а) и его характеристики (б)
176
При соответствующем выборе коэффициента трансфор-
мации можно получить Ек. Тогда в предельном слу-
чае ^пкэ = Ек, ZmK — Zrq и КПД
п = 0,5 . -^2- < 0,5.
Асо Дс
Кроме более высокого КПД достоинством трансформа-
торного УМ являются простота изменения фазы выходного
напряжения и возможность использования низковольтно-
го источника питания, так как вследствие малого падения
напряжения на обмотке трансформатора в режиме покоя
^КЭ0 Дс
К недостаткам трансформаторного УМ относятся: значи-
тельные габариты и масса; большие затраты труда и дефи-
цитных материалов при его изготовлении; существенная за-
висимость параметров трансформатора (и, следовательно,
усилителя) от частоты усиливаемого сигнала; чувствитель-
ность к магнитным полям, что приводит к появлению в
обмотках трансформатора паразитных ЭДС, создающих до-
полнительный фон.
8.3. ДВУХТАКТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Двухтактные УМ могут быть трансформаторными и бес-
трансформаторными.
Двухтактный трансформаторный УМ представляет собой
два однотактных каскада с общими цепями нулевого потен-
циала и с общим выходным трансформатором, имеющим
выведенную среднюю точку первичной обмотки. Входные
напряжения, поступающие на базы транзисторов каждого
плеча, должны быть сдвинуты по фазе на 180*, что обеспе-
чивается применением на входе УМ фазоинверсного каска-
да или входного трансформатора с выводом от середины
вторичной обмотки (рис. 8,3,а). Вследствие такого построе-
ния входной цепи активные элементы ИЛ и VT2. работают
поочередно, каждый лишь в течение одного полупериода вход-
ного гармонического напряжения. На рис. 8.3, б показаны
графики напряжений и токов. Через первичную обмотку
трансформатора 72 токи протекают в каждый полупериод
входного напряжения, и ток первичной обмотки = /К1 -
I'm при гармоническом входном напряжении также оказы-
вается гармоническим. В двухтактном усилителе КПД может
достигать 78%, что в 1,5 раза больше максимально возмож-
ного КПД в однотактном трансформаторном УМ.
12 - 5926
177
a
б
Рис. 8.3. Схема двух-
тактного Трансформатор- i^iKI-iK2
ного усилителя (о) и гра-
фики напряжений и токов
электродов (б)
При работе транзисторов двухтактного УМ в режиме В
нелинейные искажения оказываются значительными. Это
вызвано нелинейностью входных характеристик транзисто-
ров. Действительно, согласно рис. 8.4, при отсутствии пря-
Рис. 8.4. Графики, иллюстрирующие образование нелинейных
искажений типа «ступенька»
178
мого смещения эмиттерных переходов при малых напряже-
ниях Ub3 базовые токи транзисторов VTI и У72 практичес-
ки не изменяются. В результате между положительным и
отрицательным полупериодами результирующего базового
тока, протекающего через вторичную обмотку входного
трансформатора 71, образуется небольшой горизонтальный
участок — ступенька. Подобную форму будет иметь и ре-
зультирующий ток, протекающий через первичную обмот-
ку выходного трансформатора 72. Такие нелинейные иска-
жения называют искажениями типа «ступенька».
Для исключения нелинейных искажений типа «ступень-
ка» в усилителе используют режим АВ. С этой целью с по-
мощью делителя R1R2 на базы транзисторов И71 и У72
подают небольшое прямое напряжение, как показано на
Рис. 8.5. Схема двухтактного каскада с
элементами, обеспечивающими устра-
нение нелинейных искажений типа «сту-
пенька» (а), и графики, поясняющие его
работу (6)
рис. 8.5,а Благодаря
этому рабочая точ-
ка каждого транзи-
стора в режиме по-
коя оказывается в
начале линейного
участка входной ди-
намической харак-
теристики (рис.
8.5,6).
Двухтактным
трансформаторным
УМ присущи те же
недостатки, что и
однотактным. По-
этому в настоящее
время широкое
применение получи-
ли двухтактные бес-
трансформаторные
УМ.
Двухтактные бес-
трансформаторные
усилители могут
иметь два раздель-
ных или один об-
щий вход, два или
один источник пи-
тания.
12*
179
На рис. 8.6,а представлена схема двухтактного бестранс-
форматорного УМ с двумя раздельными входами и двумя
источниками питания. Под действием противофазных вход-
ных напряжений транзисторы КП и Г72 работают пооче-
редно, и ток через нагрузку протекает в каждый полупери-
од входных напряжений.
Схема однофазного двухтактного бестрансформаторного
УМ дана на рис. 8.6,5. Объединение двух входов в один в
таком усилителе достигнуто за счет использования в нем
комплементарных транзисторов (т.е. транзисторов склизки-
ми параметрами, но разной структурой: р-п-р и п-р-п).
В УМ, показанном на рис. 8.6,в, используется один ис-
точник питания Е„. Роль второго источника питания выпол-
няет балансирующий конденсатор С. Ток /Э1, протекающий
через открытый транзистор КП во время отрицательного
полупериода входного напряжения, заряжает этот конден-
сатор. Во время положительного полупериода входного на-
пряжения открывается транзистор Р72 и через него проте-
кает ток гЭ2- Так как в это время транзистор Р71 закрыт, то
в качестве источника питания для И72 используется заряд
балансирующего конденсатора С. При одинаковых парамет-
рах транзисторов VT1 и КТ2 токи i3X и /э2, протекающие
через транзисторы и нагрузку Д,, также одинаковы, и кон-
денсатор С заряжается до половины напряжения источника
£п, т.е. Uc = EJ2. Так как при открытом транзисторе КП
напряжения Uc и £п включены встречно, то результирую-
щее напряжение, питающее коллекторную цепь транзисто-
ра КП, также равно EJ2\
= Еа-Uc — ЕП-EJ2 = EJ2.
а б в
VTI VTI VT1
Рис. 8.6. Схемы двухтактных бестрансформаторных усилителей
180
В настоящее время широко применяются следующие схе-
мы бестрансформаторных УМ: с параллельным возбужде-
нием однофазным напряжением одиночных оконечных тран-
зисторов (рис. 8.7,я); с параллельным возбуждением одно-
фазным напряжением составных оконечных транзисторов (рис.
8.7,6).
а б
Рис. 8.7. Схемы бестрансформаторных УМ с одиночными (а)
и составными (б) выходными транзисторами
Контрольные вопросы и задания
1. В чем преимущества и недостатки усилителя, работаю-
щего в режиме В, перед усилителем, работающим в
режиме А?
2. С какой целью в однотакгных усилителях мощности в
качестве нагрузки применяется трансформатор?
3. Какова причина появления нелинейных искажений типа
«ступенька» в двухтактных УМ? Каким способом устра-
няют эти искажения?
4. В чем преимущества двухтактных бестрансформатор-
ных УМ перед трансформаторными?
5. Почему в усилителях средней и большой мощности в
оконечных каскадах часто применяют не одиночные, а
составные транзисторы?
9. ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИ
9.1. АНАЛОГОВАЯ И ЦИФРОВАЯ ФОРМЫ
ПРЕДСТАВЛЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
Под информацией понимают сведения о событиях в об-
щественной жизни, явлениях природы, процессах в техни-
ческих устройствах и т.п. Всякая информация нуждается в
материальном носителе. В электронике таким носителем яв-
ляется электрический сигнал, чаще всего представленный в
виде электрического тока или напряжения. Непрерывный
сигнал, отображающий информацию, называется аналого-
вым, а устройства, в которых действуют такие сигналы, —
аналоговыми устройствами. Для получения высокой точнос-
ти при аналоговой обработке информации к элементам ана-
логовых устройств предъявляются жесткие требования. В ча-
стности, они должны обладать очень хорошей линейнос-
тью, т.е. между изменениями напряжения или тока на вы-
ходе элемента и на его входе должна существовать линейная
зависимость; в противном случае на выход будет передана
искаженная информация.
Сигнал, отображающий информацию в виде фиксиро-
ванного набора отдельных значений исходной информации,
называют дискретным (или цифровым) сигналом, а устрой-
ства, в которых действуют такие сигналы, — дискретными
(или цифровыми) устройствами. Цифровая форма обработ-
ки информации является более надежной, и получение вы-
сокой точности достигается при использовании более про-
стых элементов, чем при аналоговой обработке. Правда, число
элементов цифровых устройств оказывается больше, чем
аналоговых, но они более легко поддаются интеграции и
выпускаются в виде миниатюрных интегральных микросхем
самого различного назначения. Применение цифровых мик-
росхем позволяет высокое качество небольшого числа высо-
коточных аналоговых операций заменить большим числом
быстрых, но не таких точных операций. При этом внешние
и внутренние помехи, возникающие в самих устройствах,
на цифровые элементы оказывают меньшее влияние, чем
на аналоговые.
182
Информация, представленная в дискретной форме, со-
стоит из набора чисел и символов. Способ записи чисел
цифровыми знаками называется системой счисления. В зави-
симости от способа записи (изображения) чисел системы
счисления делятся на непозиционные (например, римская
система счисления) и позиционные. В современных ЭВМ,
широко используемых для цифровой обработки информа-
ции, используются только позиционные системы счисле-
ния. В них значение цифры в числе определяется ее местом
(позицией).
9.2. ДВОИЧНАЯ СИСТЕМА СЧИСЛЕНИЯ
Позиционные системы счисления имеют наименования,
совпадающие с количеством используемых в них цифр. В
повседневной жизни мы пользуемся десятичной системой
счисления, в которой для записи чисел используется десять
цифр от 0 до 9. Любое положительное число А в десятичной
системе можно записать в виде ряда
А = а • 10" + а .• 10"'1 +...+ а,- 101 + а.-10° + а .• 10'1 +...+ а 10’т,
Л Л“ 1 1 U "1 -Ж '
где 10 — основание системы; ап, a„_t, ..., alt а0, a.h ..., а.т
— коэффициенты, принимающие одно из значений от 0 до
9; п и т — любые целые числа. Например, число 2078,5
может быть представлено в виде
2078,5 = 2-103 + 0-Ю2 + 7-Ю1 + 8-10® + 510'1.
Места, занимаемые цифрами числа, называются разря-
дами. В десятичной системе счисления единица каждого раз-
ряда «весит» в 10 раз больше единицы соседнего справа
разряда.
При цифровой обработке информации широко исполь-
зуется двоичная система счисления, в которой для записи
чисел используются только две цифры: 0 и 1. Любое поло-
жительное число В в двоичной системе записывается в виде
В = b • 2“ + b . 2”' +...+ Ь. • 21 + Ь. • 2° + Ь. • 2-' +...+ b 2-",
П л-1 1 v "1 -т
где 2 — основание системы; b„, Ь„.ь..., Z>„ b0, b.u..., b.m —
коэффициенты, принимающие одно из значений 0 или 1; п
и т — любые целые числа.
При записи чисел в двоичной системе счисления (как и
в десятичной) знаки «плюс» между разрядами и основания
системы с их степенными показателями опускаются, и дво-
ичная запись числа В приобретает вид
в ~ ^А>-г ААр ь.\ -Ьт.
183
Целая часть числа отделяется от дробной точкой или за-
пятой.
Числа 0 и 1 записываются в двоичной и десятичной си-
стемах одинаково. Начиная с числа 2 запись чисел в двоич-
ной системе отличается от их записи в десятичной системе.
Например, число 2 в двоичной системе записывается в виде
210= 1-2* + 0-2°= 102,
а число 3 — в виде
310= 1-21 + 1-2° = 112
и т.д. Из этого примера также видно, что в двоичной систе-
ме единица каждого разряда (старшего) «весит» в два раза
больше единицы соседнего с ним справа (младшего) разря-
да. Поэтому для записи некоторого числа в двоичной систе-
ме счисления необходимо иметь большее число разрядов,
чем для записи этого числа в десятичной системе. Несмотря
на этот недостаток, двоичная система широко применяется
в цифровой технике благодаря тому, что для изображения
одного разряда числа требуется элемент с двумя устойчивы-
ми состояниями, одно из которых принимается за 0, а дру-
гое за 1. Таким элементом может служить триггер.
Для перевода числа из двоичной системы счисления в
десятичную его записывают в виде суммы коэффициентов,
умноженных на 2"’/, где п — разряд, к которому относится
данный коэффициент. После возведения в степень и пере-
множения полученные слагаемые складывают. Например,
1011 = 1-23 + 0-22 + 1-2* + 1-2°= 1-8 + 0-4 + 1-2+11 = 8 + 2 + 1 = 11.
При переводе числа из десятичной системы счисления в
двоичную это число последовательно делят на 2, а остатки
от деления записывают друг за другом в обратном порядке.
Например, перевод числа 91-десятичной системы счисления
в двоичную осуществляется следующим образом:
184
т.е. число 91 в двоичной системе счисления будет иметь вид
10110112.
9.3. ЭЛЕМЕНТАРНЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ФУНКЦИИ
В ЭВМ, импульсных и других цифровых устройствах
широко применяются логические элементы (ЛЭ). Каждый
ЛЭ выполняет вполне определенную операцию или имеет
определенную переключательную функцию (ПФ). Для опи-
сания логических операций используется математический
аппарат, получивший название алгебры логики, или буле-
вой алгебры (в честь ее разработчика ирландского математи-
ка Джорджа Буля). Алгебра логики изучает взаимосвязь между
простыми высказываниями, образующими сложное выска-
зывание. С точки зрения алгебры логики простое высказы-
вание может иметь только два значения — истинное или
ложное. Одно из этих значений принимается за 1, второе —
за 0. Следовательно, простое высказывание является двоич-
ной переменной.
Алгебра логики широко применяется в теории цифровой
техники, в которой используются устройства, имеющие два
устойчивых состояния равновесия. При этом одно из состоя-
ний, соответствующее, например, высокому уровню напря-
жения, обозначается 1, а соответствующее низкому уровню
напряжения — 0.
Уровень выходного напряжения ЛЭ (т.е. значение ПФ
этого элемента) зависит от уровней напряжения входных
двоичных переменных. Эта связь отображается таблицей ис-
тинности, или состояний, в которой для всех наборов вход-
ных переменных указывается соответствующее им значение
ПФ.
Совокупность значений двоичных переменных называ-
ется набором переменных. Если число независимых перемен-
ных (аргументов) ПФ равно п (т.е. Xj, х3...х„), то
существует 2" различных сочетаний этих переменных, т.е.
наборов.
Любая ПФ может быть выражена в форме функции от
двоичных переменных (либо от других ПФ) с помощью
ограниченного числа элементарных логических функций.
Основнымй из них являются следующие:
1. Логическое отрицание НЕ (инверсия) преобразует ис-
тинное выражение в ложное или наоборот. Например, лож-
185
ное высказывание «два больше трех», высказанное с отри-
цанием «два НЕ больше трех», становится истинным. Сим-
волически логическое отрицание обозначается в виде чер-
точки над аргументом: у = х. Такое выражение читается: «у
равен НЕ х».
Логическое отрицание имет два исхода в зависимости от
значения аргумента: а) если х = 0, то у = 1 и б) если х = 1,
то у = 0.
2. Логическое сложение ИЛИ (дизъюнкция) использу-
ется для образования сложного высказывания из простых.
При этом сложное высказывание будет истинным, если ис-
тинно хотя бы одно из простых высказываний, и ложным,
если ложны все простые высказывания. Символически опе-
рация ИЛИ обозначается выражениями:
у = Х, + Xj + X, + ... или у = x1vx2vx3v ...
Читается: «у равен х{ или х2 или х3...»
3. Логическое умножение И (конъюнкция) тоже исполь-
зуется для образования сложного высказывания из простых,
но при этом сложное высказывание считается истинным
тогда, и только тогда, когда истинны все простые высказы-
вания. Символически операция И обозначается выражения-
ми:
y = Xj • х2 • х3 •... илиу = х, Л^Л^А ...
Читается: «У равен х, и Xj и х3...»
На основе этих простых логических операций могут стро-
иться и более сложные:
1. Отрицание логического сложения ИЛИ-HE, называе-
мое также «стрелкой Пирса», образует сложное высказыва-
ние из простых в соответствии со следующим правилом:
сложное высказывание истинно лишь в том случае, когда
ложны все образующие его простые высказывания, и лож-
но, если истинно хотя бы одно из простых высказываний.
Символически операция ИЛИ-HE обозначается выра-
жениями:
У = Х1 + Х2 ИЛИ у = Xj | Х2 ИЛИ у = X, V Xj.
2. Отрицание логического умножения И-НЕ, известное
также под названием «штрих Шеффера», образует сложное
высказывание из простых согласно правилу: сложное выс-
186
казывание истинно, если ложно хотя бы одно из простых
высказываний, и ложно, если все простые высказывания
истинны.
Символически операция И-НЕ обозначается выражени-
ями:
у = Xj • х2 ИЛИ У = Xj/Xj или у = X, Л х2.
3. Сложение по модулю два, известное также под назва-
ниями «исключающее ИЛИ» и «неравнозначность», харак-
теризует ПФ, которая в отличие от дизъюнкции является
истинной, если истинны или х„ или Xj в отдельности. Ус-
ловное обозначение этой функции:
у = X, Ф Xj.
Таблицы истинности функций И, ИЛИ, ИЛИ-HE, И-
НЕ и «сложение по модулю два» показаны в табл. 9.1, а
условные графические обозначения ЛЭ, реализующих эти
функции, — на рис. 9.1.
Таблица 9.1. Таблица истинности функций ИЛИ, И, ИЛИ-НЕ,
И-НЕ, сложение по модулю два
У
или! И ИЛИ-НЕ
И-НЕ x,®x2
О
О
1
1
О 0 0
1 1 о
0 1 о
1 1 1
1
о
о
о
1 0
1 1
1 1
о о
(<5); И (в); ИЛИ-НЕ (г); И-НЕ (д); сложение по модулю 2 (е)
187
9.4. ЗАКОНЫ БУЛЕВОЙ АЛГЕБРЫ
Для конъюнкции, дизъюнкции и отрицания справедли-
вы следующие законы:
1) переместительный:
х, • х, = х, • хр
xt + х2 = х2 + xt;
2) сочетательный:
(х, • х2) х3 = х, (х2 х3),
(х; + х) + Xj = х, + (х2 + х3);
3) первый распределительный:
х^х2 + х,) = X] Xj + х, X,,
второй распределительный:
Xj + XjXj = (Xj + Xj) (Xj + Xj);
4) инверсный (закон де Моргана):
X, • Xj = xj + xj,
Xj + = Xj Xj.
В справедливости этих законов легко убедиться, если со-
ставить таблицы истинности для левых и правых частей урав-
нений.
Из законов булевой алгебры выводятся важные правила:
1) х + 1 = 1, х + х = 1;
2) х • 0_=0; х • х — О
3) х = х (двойное отрицание);
4) х • х •... • х = х; х + х + ... + х = х (повторение);
5) X! Х2 + х, % = х, (склеивание);
6) х, + х, • Хг = X] (поглощение).
Использование законов и правил булевой алгебры по-
зволяет проводить эквивалентные преобразования ПФ, пред-
ставляя их в более удобном (простом) виде.
9.5. ФОРМЫ ПРЕДСТАВЛЕНИЯ
ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫХ ФУНКЦИЙ
На практике переключательные функции чаще всего пред-
ставляют в дизъюнктивной или конъюнктивной форме. В
дизъюнктивной форме представления ПФ используются эле-
ментарные конъюнкции, а в конъюнктивной — элементар-
ные дизъюнкции.
188
Элементарной конъюнкцией называется конъюнкция лю-
бого числа двоичных переменных хьх^...х^, в которой все
сомножители являются либо одиночными аргументами, либо
отрицаниями одиночных элементов. Например, конъюнк-
ции Xixpc3, х&рь являются элементарными, а конъюнкции
хръ, XjSjXj таковыми не являются.
Дизъюнктивной нормальной формой (ДНФ) переключа-
тельной функции называется дизъюнкция любого числа эле-
ментарных конъюнкций. Например, ПФ
/= + х,х4 + х, + х,х4
записана в ДНФ.
Число переменных (сомножителей), входящих в элемен-
тарную конъюнкцию, определяет ранг этой конъюнкции.
Так, конъюнкции хрсз, XjXj, х(х3 являются конъюнкциями
второго ранга; х1хгх3, — третьего ранга и т.д.
Совершенной ДНФ (СДНФ) ПФ, имеющей п аргумен-
тов, называется такая форма, в которой все конъюнкции
имеют ранг п.
СДНФ ПФ записывается по таблице истинности. При этом
каждому набору переменных, на котором ПФ равна 1, ста-
вится в соответствие элементарная конъюнкция ранга п, в
которой переменные, имеющие нулевое значение на дан-
ном наборе, берутся с отрицанием. Затем все полученные
таким образом элементарные конъюнкции, называемые кон-
ституентами (составляющими) единицы (так как они со-
ответствуют наборам, при которых ПФ равна 1), объединя-
ют дизъюнктивно. Примером ПФ, представленной в СДНФ,
является функция
/= х^ + х^^ + х^. (9.1)
При представлении ПФ в конъюнктивной форме исполь-
зуются элементарные дизъюнкции, представляющие собой
дизъюнкции любого числа двоичных переменных х^.-х^, в
которых все сомножители являются либо одиночными ар-
гументами, либо отрицаниями одиночных аргументов. Напри-
мер, дизъюнкции Х[ + х3, X] + Хг + х3 являются элементар-
ными, а дизъюнкции xt + х3, Xj + Xj + х3 ими не являются.
Конъюнктивной нормальной формой (КНФ) ПФ называ-
ется конъюнкция элементарных дизъюнкций. Например,
/= X, (X, + X,) (Xj + X,) (Xj + Xj + x4).
Число переменных, входящих в элементарную дизъюн-
кцию, называется ее рангом.
189
Совершенной КНФ (СКНФ) ПФ, имеющей п аргумен-
тов, называется такая форма, в которой все дизъюнкции
имеют ранг п. СКНФ ПФ составляется по таблице истинно-
сти, но, в отличие от СДНФ, по наборам, на которых ПФ
принимает нулевые значения. Каждому такому набору ста-
вится в соответствие элементарная дизъюнкция ранга п, в
которой переменные, имеющие на данном наборе единич-
ные значения, берутся с отрицанием. Полученные таким
образом элементарные дизъюнкции объединяются конъюн-
ктивно.
Элементарные дизъюнкции СКНФ называются консти-
туентами нуля, так как они соответствуют наборам, на ко-
торых ПФ принимает нулевое значение.
Дизъюнктивные формы представления ПФ (ДНФ,
СДНФ) получили большее практическое распространение
по сравнению с конъюнктивными (КНФ и СКНФ).
9.6. МИНИМИЗАЦИЯ
ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫХ ФУНКЦИЙ
Переключательные функции используются для синтеза
логических схем. Так, например, ПФ (9.1) соответствует
логическая схема, представленная на рис. 9.2,а (на схеме не
показаны ЛЭ, осуществляющие инверсию переменных
Х2 И Хз).
Сложность логической схемы можно определить в виде
ее цены С, определяемой суммарным числом входов всех
Рис. 9.2. Синтез логической схемы, реализующей ПФ/ = х?сус3
+ хрсус3 + х?сус3
190
используемых в ней ЛЭ. Цена данной логической схемы
С= 12.
В большинстве случаев исходную ПФ можно упростить
или минимизировать, используя законы и правила булевой
алгебры или другие методы. Например, в выражении (9.1)
можно произвести склеивание элементарных конъюнкций 1
и 3 по Хр = х^с3 и элементарных конъюнкций 2
и 3 по х2: х{х^с3 + х3х^с3 = xtx3, в результате чего ранг ПФ
уменьшится на 1 и она запишется в виде
/= х^3 + х,хг (9.2)
При этом логическая схема упрощается (С = 6) и при-
нимает вид, показанный на рис. 9.2,б.
Если к функции (9.2) применить первый распредели-
тельный закон, то она может быть записана в виде
/= XjX3 + х,х3 = х3 (X] + xj,
которому соответствует схемная реализация, показанная на
рис. 9.2, в. При этом цена схемы уменьшается до значения
04.
Из приведенного примера видно, что булева функция
нескольких переменных может иметь различные схемные
реализации. В большинстве случаев самой рациональной из
них будет та, которая содержит наименьшее число логичес-
ких элементов. Для определения такой схемы булеву функ-
цию подвергают преобразованиям, получившим название
минимизации.
Существует несколько видов минимизации булевых фун-
кций. В частности, один из них основан на использовании
законов и правил булевой алгебры. Если число двоичных
переменных не превышает четыре, то для минимизации удоб-
но использовать метод диаграмм Вейча или Карно.
Диаграмма Вейча имеет вид квадрата (при числе аргу-
ментов п = 2 и п = 4) или прямоугольника (при п = 3),
разделенного на 2" клеток. Каждой клетке ставится в соот-
ветствие определенная конъюнкция аргументов, причем
конъюнкции располагаются так, чтобы в соседних клетках
(строки или столбца) они отличались не более чем значени-
ем одного аргумента. Это позволяет склеивать две соседние
конъюнкции. Соседними на диаграмме Вейча являются так-
же крайние конъюнкции в одной строке (левая и правая) и
в одном столбце (верхняя и нижняя).
На рис. 9.3, а, б, в приведены диаграммы Вейча для двух,
трех и четырех переменных соответственно.
191
a
Рис. 9.3. Диаграммы Вейча для двух (а), трех (б) и четырех (в)
переменных
Для минимизации ПФ приводится к СДНФ, после чего
в клеточки, соответствующие наборам двоичных перемен-
ных, на которых ПФ равна единице, заносятся 1. В осталь-
ные клеточки заносятся 0, либо они остаются пустыми. В
заполненной таким образом диаграмме обводят прямоуголь-
ными контурами клетки с единицами, придерживаясь сле-
дующего правила: внутри контуров должны быть только
клетки с единицами, а число клеток должно быть равным
2К (где к = 0, 1, 2, ...), то есть может равняться 1, 2, 4, 8 и
т.д.; единицы в крайних клетках одной строки или одного
столбца могут включаться в один контур; каждый контур
должен включать как можно большее число клеток с еди-
ницами, а общее число контуров должно быть как можно
меньше.
Минимизированная ПФ записывается в виде дизъюнк-
ции простых импликант, описывающих контуры. В эти имп-
ликанты включают только те переменные, которые во всех
клетках контура имеют либо только прямые, либо только
инверсные значения.
Ниже приводятся примеры минимизации ПФ с помо-
щью диаграмм Вейча.
Пример 1. Минимизировать переключательную фун-
кцию
192
f= x{x2 + xtx2 + Xft.
Заполним диаграмму Вейча для двух переменных (рис.
9.4, а). Клетки с единицами объединяем в два контура. Вы-
ясняем, что импликанта, описывающая горизонтальный
контур, зависит только от переменной х1; представленной
ее инверсным значением, а переменная х, в него входить не
будет. Аналогичным образом убеждаемся, что импликанта,
описывающая вертикальный контур, определяется только
переменной Xj и не зависит от переменной х,.
Следовательно, минимизированная ПФ / будет иметь
вид:
= +ХГ
Пример 2. Минимизировать ПФ
f2 = Х^Х^ + + Xjjytj + xjty
Приводим ПФ к СДНФ:
ххх^с3 + x(xjx3.
Заполняем диаграмму Вейча и выделяем в ней три кон-
тура (рис. 9.4, б). Первому контуру соответствует импликан-
та XjXj, второму — импликанта XjX3, третьему — импликанта
Х]Х3.
Следовательно, f2mi„ = xjx? + х2х3 + Х]Х3.
В этом примере третий контур можно было бы образо-
вать из единиц, соответствующих конъюнкциям ^xpcj и хрс^.
Такому контуру соответствует импликанта xtx2, и миними-
зированная ПФ в этом случае будет иметь вид
Рис. 9.4. Диаграммы Вейча к примерам 1 (а) и 2 (d)
13 - 5926
193
Следовательно, для ПФ /2 возможны две минимальные
(тупиковые) формы, равноценные по числу переменных и
слагаемых, и любую из них можно выбрать для построения
комбинационной схемы.
Пример 3. Минимизировать ПФ
f3 = х,хДх4 + х^х^к4 + XtX^C4 + Х,Х^Х^ + XlXIX3X4 + XlX^K4 +
xtx^4 + х1хгх3х4.
Заполняем диаграмму Вейча на четыре переменные и
выделяем четыре контура (рис. 9.5). Первому контуру соот-
ветствует импликанта xix4, второму — jqxjxj, третьему —
х^4, четвертому — х1х2х3х4. Минимизированная ПФ/3 при
таком выделении контуров будет иметь вид:
/Зм,„ = + + W4 + VW'
Рис. 9.5. Диаграммы Вейча
к примеру 3
Контрольные вопросы и задания
1. В чем преимущество цифровой обработки сигнала пе-
ред аналоговой?
2. Дайте краткую характеристику двоичной, восьмеричной
и шестнадцатеричной системам счисления. Запишите
десятичное число 738 в каждой из этих систем.
3. Как осуществляются переводы двоичного числа в де-
сятичное и десятичного—в двоичное? Переведите дво-
ичное число 100101 в десятичное и 78 — в двоичное.
4. Как выполняются арифметические операции сложения,
умножения и вычитания над двоичными числами?
5. Перечислите основные логические функции и приведи-
те их таблицы истинности.
194
6. Назовите основные законы и правила булевой алгебры.
7. Как представляются переключательные функции вДНФ
и КНФ? В чем разница представлений ПФ в ДНФ и СДНФ
и между КНФ и СКНФ?
8. Что понимают под минимизацией ПФ? Минимизируйте
с помощью диаграмм Вейча следующие ПФ:
•А ~
Л = w3 + та + xiVs +
Л “ + + X1W*+ +
+ + х1хгх3х4 + Х1Х^А.
13*
10. БАЗОВЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ
ЭЛЕМЕНТЫ ЭВМ
10.1. КЛАССИФИКАЦИЯ ЭЛЕМЕНТОВ ЭВМ
Элементами ЭВМ называются те наименьшие функцио-
нальные части, на основании которых осуществляется логи-
ческое проектирование и техническая реализация машины.
Элементы, осуществляющие обработку информации, пред-
ставленной в непрерывной форме (например, непрерывно
изменяющиеся во времени напряжения и токи), называют
аналоговыми. Они используются для построения аналоговых
вычислительных машин (АВМ). Большинство современных
ЭВМ работают с сигналами, представленными в дискрет-
ной (цифровой) форме (ЦВМ), и для их построения ис-
пользуются дискретные (цифровые) элементы, осуществ-
ляющие различные логические и вспомогательные опера-
ции.-
По способу'кодирования обрабатываемой информации
элементы цифровых ЭВМ подразделяются на потенциаль-
ные, импульсные и импульсно-потенциальные.
В потенциальных элементах входные и выходные пере-
менные кодируются различными уровнями электрического
потенциала. Один из этих уровней принимается за 0, другой
— за 1. Если за 1 принят высокий уровень потенциала, а за
0 — низкий, то обработка осуществляется в положительной
логике (рис. 10.1,а). Противоположная кодировка соответ-
ствует отрицательной логике. Длительность потенциального
сигнала кратна длительности такта Т и определяется часто-
той смены информации.
В импульсных элементах 1 представляется наличием элек-
трического импульса напряжения или тока в начале такта, а
0 — отсутствием импульса (рис. 10.1,6). Импульсные сигна-
лы характеризуются постоянной длительностью /и < Ти не
зависят от частоты смены информации.
Импульсно-потенциальные элементы могут работать как
с потенциальными, так и с импульсными переменными,
причем входные переменные имеют обычно импульсный
характер.
По функциональному назначению элементы ЦВМ под-
196
разделяют на логические, запоминающие и вспомогатель-
ные, или специальные.
Логическими называют такие элементы, которые в про-
цессе преобразования входных переменных изменяют логи-
ческое содержание информации. Они могут быть комбина-
ционными и последовательностными. В комбинационных
логических элементах (ЛЭ) выходной сигнал в любой мо-
мент времени является функцией только входных сигналов.
Выходной сигнал в последовательностных ЛЭ зависит не
только от входных переменных, но и от внутреннего состо-
яния элементов, предшествовавших рассматриваемому мо-
менту времени.
Запоминающие элементы предназначены для хранения
данных и программ в виде цифровых кодов.
Вспомогательные (специальные) элементы служат для элек-
трического и временного согласования логических и запо-
минающих элементов. К ним относятся усилители, форми-
рователи и генераторы электрических импульсов, элементы
временной задержки и индикации, преобразователи уров-
ней и др.
По способу передачи информации ЛЭ ЭВМ могут быть
асинхронными (нетактируемыми) или синхронными (так-
тируемыми).
В асинхронных ЛЭ передача и преобразование информа-
ции определяются лишь собственным временем задержки
этих элементов.
В синхронных ЛЭ информация передается лишь в опре-
деленные моменты времени, определяемые поступлением на
его входы синхронизирующих (тактовых) сигналов.
Рис. 10.1. Виды сигналов: а — потенциальный, б — импульсный
197
По типу построения принципиальной схемы элементы
ЦВМ делят на элементы диодно-резисторной логики (ДРЛ);
диодно-транзисторной логики (ДТЛ); транзисторно-транзи-
сторной логики (ТТЛ); транзисторной эмитгерно-связанной
логики на переключателях тока (ЭСЛ); интегральной ин-
жекционной логики (И2Л); элементы на МДП- и КМДП-
транзисторах и др.
Элементы цифровых устройств разрабатываются и вы-
пускаются в виде серий интегральных микросхем, образую-
щих функционально полные системы элементов. Функцио-
нально полной называется такая система элементов, которая
позволяет построить любую логическую схему ЭВМ, циф-
рового автомата и т. п. Так, например, функционально пол-
ную систему образует совокупность логических элементов
И, НЕ и ИЛИ, элементы И-НЕ, а также элементы ИЛИ-
НЕ.
Сложность цифровых интегральных схем (ИС) характе-
ризуется степенью функциональной интеграции, определя-
емой формулой:
где Nm — число элементов И-НЕ либо ИЛИ-HE, располо-
женных на кристалле ИС. Если ИС выполнена с использова-
нием других базовых элементов, то N„ означает число эле-
ментов И-НЕ либо ИЛИ-HE, необходимых для реализации
логической функции, выполняемой данной ИС. В зависимос-
ти от значения А* различают малые ИС, или МИС {К* < 1),
средние ИС, или СИС (А^ = 1...2), большие ИС, или БИС
(А^ = 2...4), и сверхбольшие ИС, или СБИС (А^ > 4).
10.2. ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ
ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТОВ
Различают статические и динамические характеристики
и параметры ЛЭ. К статическим относят те из них, в кото-
рых отсутствует время в качестве аргумента функции. Ха-
рактеристики и параметры, зависящие от времени, называ-
ются динамическими.
Основными статическими характеристиками ЭВМ явля-
ются входная, выходная и передаточная характеристики. Вид
этих характеристик зависит от принципиальной схемы ЛЭ.
Входная характеристика /ю = f(U^ снимается для од-
ного входа при заданной нагрузке на выходе ЛЭ. «Отключе-
ние» остальных входов достигается подачей на них напря-
198
жений с уровнями логического 0 или 1 в зависимости от
логической схемы.
Выходная характеристика 1лах = f (U^) снимается для
двух состояний ЛЭ — логического 0 и логической 1 на вы-
ходе элемента.
Амплитудная передаточная характеристика (АПХ), пред-
ставляющая зависимость ивъа = f (Um), снимается, как и
входная, для одного из входов при заданной нагрузке, под-
ключенной к выходу ЛЭ.
Перечисленные характеристики используются для опре-
деления основных статических параметров, к которым от-
носятся:
— входные и выходные напряжения логического 0 —
U°x, USm и логической 1 — U£, . Чтобы выход одного
ЛЭ можно было непосредственно соединить с входом дру-
гого, необходимо совпадение уровней логического 0 и ло-
гической 1 по входу и выходу: U°BX = U£ = U°, U^=
= Ul;
— входной и выходной токи логического 0 — ZB° и
измеренные соответственно при Um — U°x и U№Bt= ;
— входной и выходной токи логической 1 — I ^и 1L»,
измеренные при Um — U^vl fZBbD1 — С/,!»;
— логический перепад — Un = U' - UQ;
— мощность, потребляемая в состоянии 1, — Р„т',
— мощность, потребляемая в состоянии 0, — Р°от;
— средняя статическая мощность потребления Р» = (Р^
Л°от)/2.
В реальных условиях на входы ЛЭ кроме полезных сигна-
лов поступают различные помехи, вызванные перекрестны-
ми наводками в линиях связи, наводками электромагнит-
ных полей, дрейфом напряжения питания и т. п. Помехи,
остающиеся постоянными в течение времени, превышаю-
щего длительность переходных процессов в схеме, называ-
ют статическими. Напряжение статической помехи указы-
вается в паспорте на ЛЭ и гарантируется для наихудшего
случая работы данного элемента. Способность ЛЭ сохранять
неизменным уровень выходного напряжения, определяемый
входными переменными, в условиях воздействия статичес-
ких помех оценивают параметром, называемым статичес-
кой помехоустойчивостью (Un). Этот параметр можно опре-
делить по АПХ для случая положительной и отрица-
тельной (С4‘) помех.
На рис. 10.2 показана АПХ логического элемента НЕ.
199
Рис. 10.2. Определение поме-
хоустойчивости по АПХ
Напряжения 1/°^ и ^на-
зываются соответственно
пороговыми напряжениями
логического 0 и логической
1 и относятся к статичес-
ким параметрам. Если Um =
U°, то Usba = U1. При воз-
действии на входной сиг-
нал положительной поме-
хи уровень выходного на-
пряжения не изменится,
если суммарное входное напряжение не превысит значения
и^. Следовательно, максимально допустимая амплитуда
положительной помехи, определяющая помехоустойчивость
U*, определяется как
£/;= и^- ио.
Отрицательные помехи на ЛЭ, находящейся в указан-
ном состоянии, влияния не оказывают.
Если ию = U1, то иъых= U° до тех пор, пока под дей-
ствием отрицательных помех входное напряжение не умень-
шится до значения U^ор. Следовательно, помехоустойчи-
вость к отрицательным помехам можно определить по фор-
муле:
U'=U'-U' .
v w пор *
На рис. 10.3 показаны графики входного и выходного
напряжений инвертора, при помощи которых можно опре-
а
Рис. 10.3. Графики входного (д) и выходного (б) напряжений
инвертора
200
делить динамические параметры, характеризующие быстро-
действие ЛЭ, т. е. скорость их переключения из состояния О
в состояние 1 и наоборот.
Параметры, указанные на рис. 10.3, имеют следующие
названия:
t ‘’° — длительность отрицательного фронта выходного
сигнала;
/од — длительность положительного фронта выходного
сигнала;
/^°р— время задержки распространения сигнала при вклю-
чении ЛЭ;
г*‘р— время задержки распространения сигнала при вык-
лючении ЛЭ.
Вместо параметров t ’^ри /°^р на практике часто исполь-
зуется среднее время задержки распространения сигнала, оп-
ределяемое выражением:
t = 0 5 (t *’° + г0,1 1
мр ср V здр' • зд.р/•
К динамическим параметрам относят также динамичес-
кую мощность Рдин, потребляемую ЛЭ от источника пита-
ния во время переключения из состояния 0 в состояние 1 и
из состояния 1 в состояние 0. Эта мощность обусловлена
затратами энергии на перезарядку емкостей схемы и про-
порциональна выражению где Си — емкость нагруз-
ки, f — рабочая частота. Следовательно, Рдан возрастает с
увеличением Сн и/
Ряд параметров ЛЭ учитывает как статику, так и дина-
мику. К ним относятся полная потребляемая мощность Рпт
= Рц, + Рдин и энергия или работа переключения А =
измеряемая в пикоджоулях и характеризующая уровень раз-
вития технологии, схемотехники и качество ИС (по мере их
совершенствования параметр А уменьшается примерно на
1,5 порядка за десятилетие).
Коэффициент разветвления по выходу — макси-
мальное число единичных нагрузок, которые можно одно-
временно подключить к выходу ЛЭ. Под единичной нагруз-
кой подразумевается один вход базового элемента этой же
серии. Входы некоторых элементов данной серии могут быть
эквивалентными нескольким единичным нагрузкам, а для
элементов других серий количество входов специально ого-
варивается.
Коэффициент объединения по входу К& — число входов
ЛЭ, по которым реализуется логическая функция (в том
числе с учетом входов логического расшйрения).
201
10.3. БАЗОВЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ
НА БИПОЛЯРНЫХ СТРУКТУРАХ
10.3.1. Аппроксимация вольт-амперных характеристик
полупроводниковых диодов и транзисторов
В качестве элементов цифровых интегральных схем ис-
пользуются полупроводниковые диоды, биполярные и по-
левые транзисторы, работающие в большинстве случаев в
переключательном режиме, или в режиме ключа. Переход
из замкнутого (открытого) состояния в разомкнутое (зак-
рытое) в электронном ключе осуществляется под действи-
ем управляющего напряжения.
Диодный ключ управляется самим сигналом. При этом
для определения его состояния удобно пользоваться апп-
роксимированной ВАХ (рис. 10.4, а). Диод считается откры-
тым, если падение прямого напряжения между эмиттером
(анодом) U3 и базой (катодом) £/Б превысит значение идз,
называемое напряжением запирания диода. Для кремниевых
диодов ил_3 я 0,6 В. Если U3- иъ< идз, то диод считается
закрытым и его сопротивление велико (сотни килоом и бо-
лее). При открытом диоде изменение протекающего через
него прямого тока сопровождается очень незначительным
изменением падающего на нем напряжения 1/до. Ддя крем-
ниевых диодов илоа 0,7...0,8 В. Сопротивление открытого
диода мало (не более нескольких десятков ом). Для диодов
Шоттки напряжения £/дзи идо имеют меньшие значения:
^д.ш.3 « ОД В, (7Д.Ш.О » 0,4 В.
Состояние транзистора (транзисторного ключа) опреде-
ляется напряжением, приложенным к его управляющему
электроду (базе, затвору). Аппроксимированная ВАХ эмит-
Рис. 10.4. Аппроксимированные ВАХ диодов (а) и транзисто-
ров (б)
202
тарного перехода кремниевого биполярного транзистора типа
п-р-п приведена на рис. 10.4,6- При U& < иЪЗз» 0,6 В тран-
зистор закрыт и сопротивление участка коллектор—эмиттер
гкэ, выполняющего роль переключающего элемента (пре-
рывателя), велико. Транзистор в этом случае представляет
разомкнутый ключ. При напряжениях U№ 3 < < UB3q
эмиттерный переход открыт и транзистор работает в актив-
ном режиме. Сопротивление в этом случае мало (несколько
сотен ом). Если в коллекторную цепь включена нагрузка, то
с увеличением напряжения иъз увеличивается коллектор-
ный ток /к и падение напряжения на сопротивлении на-
грузки, а напряжение [/кэ и сопротивление гкэ уменьшают-
ся. Наименьшего значения UK3 и гкэ достигнут в режиме
насыщения транзистора: ЦэНас = 0,1...0,4 В, * ^бэо
= 0,7...0,8 В, Гкэ нас — не более нескольких десятков ом.
10.3.2. Диодные логические элементы
Диодные логические элементы выполняются в двух ва-
риантах: с объединенными катодами и с объединенными
анодами. В схеме с объединенными катодами (рис. 10.5, а)
напряжение высокого уровня на выходе появляется в том
случае, когда высокий уровень напряжения U1 имеется хотя
бы на одном из входов. Следовательно, в положительной
логике такая схема выполняет функцию ИЛИ, при этом
Щ = Ul - Uao (рис. 10.5,6). Напряжение U* прикладывается
а
VD1
х—и---
—W----
4
в
б
У
Состояние
диодов
у*=Х1+Х2
Рис. 10.5. Схема (а), графики напряжений (б) и УГО (в) ЛЭ
ДРЛ 2ИЛИ
203
к катодам остальных диодов, которые оказываются закры-
тыми, если на их анодах действуют напряжения < U'.
Условное обозначение данного ЛЭ дано на рис. 10.5, в.
В схеме с объединенными анодами (рис. 10.6, о) откры-
тым оказывается тот диод, к катоду которого приложено
наименьшее напряжение IP. В результате на выходе схемы
образуется напряжение низкого уровня U°y= t/°B+ Цдо, ко-
торое прикладывается к анодам остальных диодов, запирая
те из них, на катодах которых действуют напряжения высо-
кого уровня (рис. 10.6, б). Высокий уровень напряжения на
выходе схемы Uly возникает лишь в том случае, когда на
всех ее входах будут действовать также напряжения высоких
уровней U1. Состояния диодов VD1, VD1 в этом случае бу-
дут определяться абсолютными значениями напряжения U1
и Еп. Если Еп - U1 > (0,7...0,8) В, то диоды будут открыты
(что и отображено на рис. 10.6, б). При Еп - Ux < 0,6 В
входные диоды будут закрыты.
Из сказанного следует, что логическая схема на диодах с
объединенными анодами в ПЛ выполняет операцию И. Ее
условное обозначение приведено на рис. 10.6, в.
Логические элементы, приведенные на рисунках 10.5, а
и 10.6, а, выполнены только на диодах и резисторах и пред-
ставляют элементы диодно-резисторной логики (ДРЛ). Как
самостоятельные элементы они не выпускаются, а исполь-
зуются в качестве составных частей более сложных ЛЭ: в
Состояние
диодов
Рис. 10.6. Схема (а), графики напряжений (б) и УГО (в) ЛЭ
ДРЛ 2И
204
ЛЭ диодно-транзисторной логики (ДТЛ), в преобразовате-
лях уровней, в постоянных запоминающих устройствах (ПЗУ),
в программируемых логических матрицах (ПЛМ) и некото-
рых других.
10.3.3. Диодно-транзисторные логические элементы
Логические элементы диодно-транзисторной логики пред-
ставляют собой сочетание диодных логических ячеек с тран-
зисторным инвертором. На рис. 10.7, а приведена схема ба-
зового функционального элемента ДТЛ, выполняющего
операцию И-НЕ.
Если хотя бы на один из входов х1 или х2 поступает
напряжение низкого уровня U°„ принятое за 0, то подклю-
ченный к этому входу диод VD1 или VD2 открыт. Напряже-
ние в точке а оказывается равным сумме напряжений на
открытом диоде Uao и на входе U°M т. е. U°= Ua0 + и°л.
Практически это напряжение составляет 1...1.2 В. Вклю-
чение между точкой а и базой транзистора диодов VD3 и
KD4, называемых смещающими диодами, уменьшает на-
пряжение базы на 2t7acM, где Uacu » (0,7...0,8) В — падение
напряжения на диоде.
Поэтому результирующее напряжение базы при нулевом
входном сигнале
1П= и*- 2 и
° <» д.см
оказывается отрицательным и транзистор VT закрыт. На
выходе ЛЭ устанавливается высокий положительный по-
тенциал, соответствующий логической единице.
Рис. 10.7. Схема (а) и графики напряжений (б) ЛЭ ДТЛ с
простым инвертором
205
Если на все входы поступают напряжения высокого уров-
ня, соответствующие логической единице, то диоды PD1 и
KD2 закрыты. Весь ток, протекающий от источника Д через
резистор Л1, поступает через смещающие диоды VD3 и KD4
в базу транзистора. Сопротивление резистора Я1 выбрано
таким, что транзистор открывается, переходит в режим на-
сыщения и на его коллекторе (выходе ЛЭ) устанавливается
низкий потенциал, соответствующий логическому нулю.
Источник Ем может отсутствовать. В этом случае нижний
(по схеме) вывод резистора R2 соединяется с эмиттером
транзистора VT.
На рис. 10.7, б приведены графики напряжений входных
сигналов и сигнала на выходе ЛЭ, наглядно подтверждаю-
щие выполняемую им логическую функцию 2И-НЕ. Пока
х1=х2=0 (или один из них равен 0), транзистор закрыт и на
выходе ЛЭ напряжение U'aM~ Д, т. е. у=1. Паразитная вы-
ходная емкость С„ заряжена до напряжения ~ Д. При
х1=х2=1 транзистор открывается и емкость С„ разряжается.
Происходит формирование отрицательного фронта t1>0 вы-
ходного сигнала. Ток разрядки емкости Сн является коллек-
торным током транзистора и остается почти постоянным в
течение времени разрядки, поэтому длительность отрица-
тельного фронта выходного импульса определяется по фор-
муле:
Ъ = дсн / 4
По окончании действия сигнала х1 (при х2=1) транзис-
тор снова запирается и емкость Сн заряжается по цепи: +Д
-> R3 ->Сн-> -Д. Формируется положительный фронт вы-
ходного напряжения. Считается, что зарядка емкости осу-
ществляется за время, равное (2...3) т, где т= ЛЗСН. Следо-
вательно, длительность положительного фронта выходного
напряжения равна
= $ = (2-.3) г.
Недостатком рассмотренного ЛЭ является большое вы-
ходное сопротивление в закрытом состоянии транзистора и
как следствие этого — малая нагрузочная способность. Для
повышения нагрузочной способности вместо простого ин-
вертора применяют сложный.
Сложный инвертор (рис, 10.8, а) состоит из парафазно-
го каскада, выполненного на транзисторе К71, и двухтакт-
ного выходного каскада на транзисторах И72 и F73. Если на
206
входы xl и х2 поступают напряжения высокого уровня (ло-
гические единицы), то диоды ИО1 и VD1 закрыты. Под
действием тока базы, протекающего от источника питания
через элементы Я1 и VD3, транзистор VT1 открывается. На
резисторе R4 ток эмиттера КП создает положительное на-
пряжение, которое поступает на базу транзистора К73. Тран-
зистор КГЗ открывается и переходит в режим насыщения.
На выходе ЛЭ формируется напряжение низкого уровня
= 0,1...0,4 В. Выходное сопротивление ЛЭ, определяемое
внутренним сопротивлением насыщенного транзистора Р73,
мало. Потенциал базы транзистора VTL (точка б) равен
и^^ик=иг^ т + иы иг>»0,2В + 0,8В = 1 В.
BVT2 6 КЭнас КП БЭнас К73 ’ ’
При отсутствии диода ИМ потенциал эмиттера этого тран-
зистора был бы равен
— Uv~ т « 0,2 В
3VT1 КЭнас КГЗ ’
и напряжение на эмитгерном переходе транзистора VT1 со-
ставило бы значение ^кэнас vn ~ 1 В " 0,2 В =
0,8 В.
Транзистор К72 оказался бы также открытым. Для пре-
дотвращения этого служит диод KD4.
При поступлении хотя бы на один из входов х1 и х2
напряжения низкого уровня потенциал точки а мал. Ток
базы транзистора КП также мал, и транзистор работает в
режиме, близком к режиму отсечки. Примерно в таком же
режиме находится и транзистор КГЗ, так как на его базу
подается малое положительное напряжение с R4.
Напряжение высокого уровня с коллектора VTI посту-
пает на базу транзистора КГ2, и он открывается. Ток, про-
Рис. 10.8. ЛЭ ДТЛ со сложным инвертором
207
текающий через R5, VT2, KD4 и нагрузку, подключенную
к выходу ЛЭ, формирует на ней напряжение высокого уров-
ня, соответствующее логической единице.
На рис. 10.8, б приведена схема базового элемента ДТЛ
серии К555, имеющего параметры: /ирср = 10 нс; Р= 2 мВт;
А = Р^рлр = 20 пДж; < 0,5 В; > 2,7 В. В ней
используются диоды и транзисторы (за исключением КГ4)
Шоттки. Роль диода KD4, используемого на рис. 10.8, а,
выполняет транзистор И73, который вместе с РТ4 образует
составной транзистор, увеличивая при этом параметр К^.
Диоды VD1 и KD2 — демпферные, или антизвонные, огра-
ничивающие напряжение отрицательных помех. Замена ре-
зистора /?4 (см. рис. 10,8, а) цепочкой R3, R4, VT2 улучшает
форму АПХ и повышает помехоустойчивость ЛЭ. Диод VD5
служит для увеличения коллекторного тока транзистора F71
при переключении ЛЭ из состояния USba = U1 в состояние
{/вых = U°, добавляя в него ток разрядки емкости С„.
10.3.4. Транзисторно-транзисторные логические элементы
Транзисторно-транзисторными ЛЭ (ТТЛ) называют та-
кие элементы, во входной цепи которых используется мно-
гоэмитгерный транзистор (МЭТ). По принципу построения
и работе схемы ТТЛ близки к схемам ДТЛ. Эмиттерные
переходы МЭТ выполняют функцию входных диодов, а
коллекторный переход — роль смещающего диода. Элемен-
ты ТТЛ компактнее, чем элементы ДТЛ, что повышает
степень интеграции микросхем ТТЛ. Интегральные схемы
на основе ТТЛ по сравнению с микросхемами ДТЛ имеют
более высокое быстродействие и надежность, ббльшую на-
грузочную способность и меньшую потребляемую мощность.
На рис. 10.9, а показана схема ЛЭ ЗИ-НЕ ТТЛ с про-
стым инвертором. Если на все входы МЭТ поданы напряже-
ния U^, соответствующие уровню 1, то все эмиттерные
переходы МЭТ VTL смещены в обратном направлении, а
коллекторный —• в прямом. Коллекторный ток МЭТ проте-
кает через базу транзистора Р72, который открывается и
переходит в режим насыщения. На выходе ЛЭ устанавлива-
ется напряжение низкого уровня .
Если хотя бы на один вход МЭТ подано напряжение
U°x, соответствующее уровню 0, то соответствующий эмит-
терный переход МЭТ смещается в прямом направлении. Эмит-
терный ток этого перехода протекает через резистор Я1,
вследствие чего коллекторный ток МЭТ уменьшается и тран-
208
зистор И72 закрывается. На выходе ЛЭ устанавливается на-
пряжение ВЫСОКОГО УРОВНЯ С/’вых-
Для повышения быстродействия ЛЭ в него вводят нели-
нейную обратную связь, осуществляемую с помощью дио-
да Шоттки (диод VD на рис. 10.9, а). Диод Шоттки VD с
транзистором И72 в интегральном исполнении составляет
единую структуру, которую иногда называют транзистором
Шоттки.
На рис. 10.9, б показана схема логического элемента 2И-
НЕ ТТЛ со сложным инвертором. Работа такого инвертора
была рассмотрена раньше.
Особенностью сложного инвертора является инерцион-
ность процесса переключения транзисторов И72, РТЗи КГ4.
Поэтому быстродействие сложного инвертора хуже, чем про-
стого. Для повышения быстродействия сложного инвертора
в него вводят дополнительный транзистор, который под-
ключается параллельно эмиттерному переходу FT4, как по-
казано на рис. 10.8, б (элементы VT2, R3 и R4).
В настоящее время выпускается несколько разновиднос-
тей серий микросхем с элементами ТТЛ: стандартные (се-
рии 133; К155), высокого быстродействия (серии 130; К.131)
и маломощные с диодами Шоттки (серии 533; КМ533; К555;
КМ555; 1533; КР1533 и др.). Они имеют большой процент
выхода, низкую стоимость, обладают широким функцио-
нальным набором и удобны для практического использова-
ния.
Модификации ЛЭ ТТЛ. К настоящему времени разрабо-
тано большое количество модификаций ЛЭ ТТЛ, связан-
ных с повышением нагрузочной способности, уменьшени-
ем задержек распространения сигналов, обеспечением воз-
Рис, 10.9. Схемы логических элементов ТТЛ И-НЕ с простым
(а) и сложным (б) инверторами
14 - 5926
209
можности объединения выходов ЛЭ, уменьшением потреб-
ляемой мощности, расширением выполняемых функций,
увеличением помехоустойчивости и т. п.
Для расширения функциональных возможностей базо-
вые ЛЭ ТТЛ имеют выводы К и Э от коллектора и эмиттера
транзистора VT2 (рис. 10.10, а), к которым подключаются
одноименные выводы расширителя.
Расширители представляют собой часть базового ЛЭ,
включающую входную логику на МЭТ VTI и транзистор
F72 с выходами от коллектора и эмиттера (рис. 10.10, б),
осуществляющую операцию И. На рис. 10.10, в дано его
условное графическое обозначение (УГО).'Единица, стоящая
рядом со знаком конъюнкции в основном поле, показыва-
ет, что при объединении одноименных выводов К и Э базо-
вого ЛЭ и расширителя произойдет расширение по ИЛИ, т.
е. транзистор VT4 отпирается при отпирании транзистора Р72
базового ЛЭ или расширителя.
Расширители выполняются как в виде отдельных мик-
росхем, так и в виде схем, встроенных в один корпус с
базовым ЛЭ. Примером ЛЭ со встроенным расширителем
может служить микросхема К155ЛР1 (рис. 10.11, а). Она
выполняет над входными сигналами xl, х2, хЗ и х4 в ПЛ
функцию у = xlx2 + хЗх4 и называется 2-2И-2ИЛИ-НЕ.
Наличие выводов К и Э позволяет подключить к ней до-
полнительные расширители, выпускаемые в виде самостоя-
тельных элементов. Например, если к данной микросхеме
Рис. 10.10. Логический элемент ТТЛ с расширителем
210
Рис. 10.11. Микросхема К155ЛР1 и вариант подключения к ней
расширителя
подключить расширитель на три входа, на которые подают-
ся сигналы х5, хб и х7, то образованная при этом схема (рис.
10.11, б) будет осуществлять функцию у = xlx2 + хЗх4 +
х5х6х7. УГО микросхемы дано на рис. 10.11, в.
При работе на нетиповую нагрузку (обмотку электро-
магнитного реле, лампочку накаливания, светодиод, им-
пульсный трансформатор и т. п.) используются ЛЭ ТТЛ с
открытым коллектором (рис. 10.12, а). При этом нагрузку
можно подключать к более высоковольтному источнику
питания (рис. 10.12, б, в, г, д). В таких случаях транзистор
VT4 изготовляется на разное допустимое напряжение пита-
ния: +5, +15, +30, +35 В и др. Открытый коллекторный
выход ЛЭ обозначается знаком йв УГО ЛЭ (рис. 10.12, е).
Рис. 10.12. ЛЭ ТТЛ с открытым коллекторным выходом
14’
211
Наиболее важным свойством ЛЭ с открытым коллекто-
ром является возможность объединения выходов несколь-
ких элементов при поочередной работе на общую нагрузку.
На рис. 10.13 приведена схема, состоящая из т ЛЭ, каждый
из которых с учетом инвертирования сигнала в выходном
каскаде выполняет функцию f(X), где X = (xl, х2,...,х„).
Выходное напряжение будет иметь уровень логической 1
лишь только в том случае, когда все выходные транзисторы
ЛЭ закрыты, т. е. все функции f (X) имеют уровень 1. Если
хотя бы одна из функций f (А) — 0, то 17вых = 0. Таким
образом, объединение коллекторов нескольких ЛЭ на об-
щую нагрузку реализует функцию «монтажное И» для фун-
кций/(А): ----------
^=дада-/в(А).
Рис. 10.13. Объединение ЛЭ с открытым коллектором на общую
нагрузку
В рассмотренных ранее ЛЭ ТТЛ со сложным инвертором
объединение выходов недопустимо, так как это привело бы
к протеканию большого сквозного тока через выходные цепи
ЛЭ. На рис. 10.14, а показано монтажное соединение выхо-
дов ЛЭ1, находящегося в состоянии = U1, и ЛЭ2, у
которого = Поскольку у ЛЭ1 открыт транзистор
К73, а у ЛЭ2 — транзистор РТ4, то через эти транзисторы
протекает сквозной ток большой силы, а состояние вы-
хода оказывается неопределенным. Чтобы этого не случи-
лось, разработаны схемы ЛЭ со сложным инвертором, у
которых кроме состояния логического 0 и логической 1 име-
ется третье состояние — высокое выходное сопротивление
по выходу (Д,#). Один из упрощенных вариантов такой схе-
мы показан на рис. 10.14, б.
212
Рис. 10.14. ЛЭ ТТЛ со сложным инвертором и тремя
состояниями выхода
Если на вход хЗ (управляющий) подать напряжение ло-
гической 1, то транзистор КГБ войдет в режим насыщения,
в результате чего на эмиттере МЭТ, соединенном с коллек-
тором VT5, окажется напряжение низкого уровня, что вы-
зовет насыщение МЭТ, запирание К72 и, следовательно,
КЕ4. При насыщенном транзисторе КТЪ и закрытом VT2
откроется диод KD1 и напряжение коллектора VT1 ограни-
чится значением — UaQ + С/КЭшс6= 0,8 + 0,2 = 1В. Такое
напряжение не может открыть последовательно включен-
ные эмитгерные переходы транзисторов К75 и КЕЗ, вслед-
ствие чего К75 и КЕЗ оказываются запертыми. Схема перей-
дет в состояние «отключено», которое называют высокоим-
педансным.
Если на управляющий вход хЗ подано напряжение низ-
кого уровня, то транзистор КЛ5 окажется закрытым, и схе-
ма будет работать по входам xl и х2 как ранее рассмотрен-
ный базовый ЛЭ 2И-НЕ (см. рис. 10.8, б).
Вход включения третьего состояния на УГО обозначает-
ся буквами EZ, а выход, имеющий состояние высокого им-
педанса, — буквой Z или меткой $.
10.3.5. Логические элементы ЭСЛ
Элементную базу эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ)
составляют устройства на переключателях тока.
Простейшая схема переключателя тока (ТП) показана
на рис. 10.15, а. Суммарный ток транзисторов КЕ1 и КЕ2
задается генератором тока I, включенным в цепь эмиттеров
213
транзисторов. Если на вход (базу КП) поступает напряже-
ние низкого уровня U°x (логический 0), то транзистор VT1
закрыт и весь ток I протекает через транзистор VT2, на
базу которого подается опорное напряжение U„, превыша-
ющее уровень напряжения U°x.
На коллекторе закрытого транзистора VT1 образуется
напряжение высокого уровня (логическая 1), а на коллек-
торе открытого транзистора РТ2 — напряжение низкого
уровня (логический 0), как показано на рис. 10.15, б. Если
= U^, то транзистор КП откроется. Так как Um< U^,
то транзистор К72 окажется закрытым и весь ток I будет
протекать через транзистор КП. На коллекторе КП образу-
ется напряжение низкого уровня, а на коллекторе К72 —
высокого.
Параметры генератора тока таковы, что транзисторы КП
и К72 не переходят в режим насыщения. Этим достигается
высокое быстродействие элементов ЭСЛ.
Принципиальная схема базового логического элемента
ЭСЛ показана на рис. 10.16, а. Этот ЛЭ одновременно вы-
полняет две логические операции: ИЛИ-НЕ по выходу У1
и ИЛИ по выходу У2.
На транзисторах VT1, VT2 и VT3 выполнен токовый пе-
реключатель, обеспечивающий получение логических фун-
кций ИЛИ-НЕ (на коллекторе К72) и ИЛИ (на коллекто-
ре К73). В качестве генератора тока используется высокоом-
ный резистор R5, включенный в объединенную эмитгер-
ную цепь транзисторов КП, VT2 и F73. Источник опорно-
Рис. 10.15. Упрощенная схема переключателя тока (а) и графики
напряжений (б), поясняющие его работу
214
a
б
Рис. 10.16. Схема базового логического элемента ЭСЛ
го напряжения выполнен на транзисторе КГ4 и диодах ИО1
и VD1. Опорное напряжение, уровень которого находится
примерно посередине между уровнями 17 = -0,9 В и {? = -
1,7 В, подается на базу транзистора И73, поэтому транзис-
тор К73 будет закрыт, если хотя бы на один из входов
подано напряжение более высокого уровня (логическая 1),
и открыт, если на всех входах имеется напряжение низкого
уровня (логический 0). Логическая информация с коллекто-
ров К72 и Р73 в виде напряжений с уровнями IP = -0,1 В и
IP = -0,9 В поступает на базы выходных эмиттерных повто-
рителей, выполненных на транзисторах F75 и VT6. Эмит-
терные повторители служат для увеличения нагрузочной спо-
собности ЛЗ и смещения уровней выходных напряжений
ТП до значения IP = -0,9 Ви (Р = -1,7 В.
В элементах ЭСЛ с общей точкой (корпусом) соединены
положительные полюса источников питания. Это обеспечи-
вает меньшую зависимость выходных напряжений от по-
мех, наводимых в общей шине, а также сохранность микро-
схем при случайных соединениях выходов с корпусом.
Условное обозначение базового элемента ЭСЛ дано на
рис. 10.16, б. Наличие двух выходов с прямым и инверсным
значениями функций расширяет логические возможности
ЛЭ ЭСЛ. В некоторых вариантах ЛЭ ЭСЛ используют рас-
ширители, подобно тому, как это делают в ТТЛ-схемах.
Для получения более сложных логических функций исполь-
зуют объединение эмиттеров выходных ЭП на общую на-
грузку, объединение коллекторов транзисторов двух и бо-
лее ТП, построение многоуровневых (многоярусных) ТП.
215
Различные варианты объединения выходов ЛЭ на об-
щую нагрузку показаны на рис. 10.17.
Рис. 10.17. Объединение эмиттерных выходов ЛЭ ЭСЛ
10.3.6. Логические элементы
интегральной инжекционной логики
Изобретение в 1972 г. элементов интегральной инжекци-
онной логики (И2Л) явилось результатом работ по совер-
шенствованию БИС на биполярных структурах. Для постро-
ения микросхем И2Л используется базовая структура, по-
казанная на рис. 10.18, а. В этой структуре можно выделить
два транзистора: горизонтальный токозадающий (р1-л1-р2)
и вертикальный переключающий (л2-р2-л1), соединенные
так, как показано на рис. 10.18, б. Отличительной особенно-
стью структуры является наличие дополнительного элект-
рода — инжектора И, образованного областью pl. Роль элек-
тронного ключа S выполняет переход коллектор—эмиттер
биполярного транзистора, работающего в режимах насыще-
ния (ключ замкнут) и отсечки (ключ разомкнут).
Смещение инжекторного перехода в прямом направле-
нии достигается подачей на инжектор />-типа положитель-
ного напряжения, равного 1... 1,5 В. С помощью электронно-
Рис. 10.18. Структура (а) и принципиальные схемы (б, в)
инверторов с инжекционным питанием
216
го ключа 5 база транзистора К72 может подключаться к
коллектору этого транзистора или к генератору тока (кол-
лектору КП). Если ключ разомкнут (при этом входное на-
пряжение имеет высокий уровень), то почти весь ток гене-
ратора поступает в базу транзистора К72. Транзистор открыт
и насыщен, и его выходное напряжение составляет едини-
цы или десятки милливольт (при условии, что к коллекто-
ру подключена нагрузка). При замкнутом ключе S почти
весь ток генератора тока течет через ключ и лишь незначи-
тельная его часть поступает в базу транзистора К72. Транзи-
стор находится в активном режиме вблизи области отсечки.
Напряжение коллектора транзистора в этом режиме соот-
ветствует высокому уровню — примерно 0,8 В.
Таким образом, транзистор с инжекционным питанием
можно рассматривать как инвертор или ЛЭ, выполняющий
операцию НЕ.
Рассмотрим работу цепочки инверторов на транзисторах
с инжекционным питанием (рис. 10.18, в).
При поступлении на вход напряжения высокого уровня,
соответствующего логической 1 (ключ Sразомкнут), ток 7,
генератора тока поступает в базу транзистора VT1 и перево-
дит его в режим насыщения. Ввиду малого выходного со-
противления насыщенного транзистора КП ток 12 второго
генератора тока протекает через транзистор КП и лишь не-
значительная его часть — через базу транзистора VT2. Тран-
зистор VT2 закрыт, его выходное сопротивление будет ве-
лико, и ток 13 третьего генератора тока поступит в базу
транзистора К73, переводя его в режим насыщения. На выходе
транзистора К73 установится напряжение низкого уровня,
соответствующее логическому 0.
На рис. 10.19 показана схема ЛЭ ИЛИ-HE на два входа.
При поступлении логических нулей на оба входа транзисто-
ры КП и КГ2 закрыты и на выходе образуется логическая 1.
Если хотя бы на один из входов
поступает логическая 1, то соот-
ветствующий транзистор открыт
и насыщен и на выходе, являю-
щемся объединением всех коллек-
торов, устанавливается логичес-
кий 0.
Достоинствами ЛЭ И2Л явля-
ются высокая степень интегра-
ции, большое быстродействие,
VT1
Рис. 10.19. Упрощенная
схема ЛЭ 2ИЛИ-НЕ инжек-
ционной логики
217
способность работать при очень малых токах (единицы мил-
лиампер) и малых значениях питающих напряжений. В то же
время низкие уровни сигналов и существенно отличающие-
ся по значениям выходные сопротивления для состояний
логического 0 и 1 делают неперспективным применение ЛЭ
И2Л в схемах малой и средней степени интеграции, так как
при этом очень трудно обеспечить надежную передачу сиг-
налов по внешним линиям связи без использования специ-
альных буферных элементов. Поэтому элементы И2Л ориен-
тированы на реализацию только в БИС и СБИС. На базе
элементов И2Л выполнены семейства микропроцессоров
КР582 и КР584.
10.4. БАЗОВЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ
НА МДП- И КМДП-СТРУКТУРАХ
Из полевых транзисторов при создании ЛЭ наибольшее
распространение получили МДП-транзисторы с индуциро-
ванным каналом. Это объясняется более высокой помехоза-
щищенностью таких ЛЭ по сравнению с ЛЭ на полевых
транзисторах других типов и использованием для питания и
управления напряжений одинаковой полярности, что об-
легчает задачу последовательного соединения элементов. Тех-
нология МДП-транзисторов более простая, а занимаемая ими
площадь в кристалле меньше, чем у биполярных транзисто-
ров. Это позволяет создавать на основе МДП-транзисторов
интегральные схемы среднего и большого уровня интегра-
ции со сравнительно большим процентом выхода годных
микросхем.
Если логические интегральные элементы построены на
МДП-транзисторах (МДП-ТЛ) с каналом /?-типа, то для их
работы используются источники отрицательного напряже-
ния. Состоянию логической 1 соответствует высокий отри-
цательный уровень напряжения, а состоянию логического 0 —
уровень напряжения, близкий к нулю. Следовательно, функ-
ционирование таких ЛЭ описывается отрицательной логи-
кой. Работа ЛЭ на МДП-транзисторах с каналом л-типа опи-
сывается положительной логикой. Такие ЛЭ имеют бо-
лее высокое быстродействие и по своим логическим уров-
ням совместимы с элементами ТТЛ. Этим объясняется их
более широкое применение по сравнению с ЛЭ на МДП-
транзисторах с каналом р-типа.
Основу базовых элементов логических ИМС на МДП-
транзисторах составляет инвертор (элемент НЕ). На рис. 10.20
218
UjKnop---------------
t/0 ------------
У
V/
^ЗИиар
«4
Рис. 10.20. Схемы инверторов на МДП-транзисторах (а, б) и
графики входных и выходных напряжений (в)
показаны схемы инверторов на МДП-транзисторах с кана-
лами n-типа с одним (о) и двумя (б) источниками питания.
Транзисторы VTI выполняют роль нагрузочных элементов,
а К72 являются переключательными. В таких инверторах от-
сутствует такой недостаток, как накопление и рассасывание
неосновных носителей заряда, поэтому время переключе-
ния определяется только зарядкой и перезарядкой между-
электродных емкостей.
Транзисторы VT1 обеих схем имеют более узкие и длин-
ные каналы по сравнению с каналами транзисторов VT2.
Поэтому если оба транзистора КП и VT2 открыты, то со-
противления их каналов К*! и R& удовлетворяют условию
Xci » R& Если Xs!, т.е. Um > Um пор, то транзисторы К72
оказываются открытыми. Так как при этом то
напряжение на выходе близко к нулю (рис. 10. 20, в).
Если х = 0, т.е. |и„| < |<7ЗИ пор|, то транзисторы VT2
закрываются, а транзисторы КП находятся на грани запи-
рания. При этом Л1 « Лг и на выходе устанавливается
напряжение высокого уровня, соответствующего логичес-
кой 1.
Включение в цепь затвора транзистора КП дополнитель-
ного источника напряжения |£э| > |£с| повышает помехо-
устойчивость ЛЭ.
Для получения ЛЭ ИЛИ-НЕ на МДП-транзисторах па-
раллельно транзисторам VT1 подключают требуемое коли-
чество однотипных транзисторов. Число параллельно вклю-
ченных транзисторов определяет число входов (рис. 10.21, а).
В ЛЭ И-НЕ дополнительные транзисторы включаются пос-
ледовательно с транзистором VT2 (рис. 10.21, б).
219
Рис. 10.21. Схемы трехвходовых логических элементов ИЛИ (а)
и И-НЕ (б) на МДП-транзисторах
Для повышения быстродействия и снижения потребляе-
мой мощности ЛЭ строятся на комплементарных МДП-тран-
зисторах (элементы КМДП-ТЛ), имеющих различные типы
электропроводности каналов.
Основу, ЛХКМДП-ТЛ составляет ключевая схема на
транзисторах с каналами противоположного типа электро-
проводности (рис. 10.22, а), выполняющая роль инвертора
(элемента НЕ). Работает такой ключ следующим образом.
При Um = IP = 0 транзистор И72 закрыт, так как U3m =
- 0 = 0. В то же время ЦИ1 = Um - Ес = 0 - Ес = - Ее,
транзистор УП открыт и через него напряжение +Ее посту-
пает на выход схемы, образуя высокий уровень выходного
напряжения Ее. Если U„ = U1 - +ЕС, то U3m = U„ - 0
= Ес - 0 = Ес и транзистор V72 открыт. Так как при этом
£/ЗИ1 = Um - Ее = Ее - Ее = 0, то транзистор VT1 будет
Рис. 10.22. Схемы инвертора (а), логических элементов ИЛИ-
НЕ (б) и И-НЕ (в) на КМДП-транзисторах
220
закрыт и на выход через открытый транзистор К72 будет
передан нулевой потенциал корпуса, образуя на выходе ло-
гический нуль. Следовательно, при любом уровне входного
напряжения один из транзисторов ключа будет открыт, а
другой закрыт. Тем самым исключается протекание сквоз-
ного тока через ключ и значительно уменьшается энергия,
потребляемая им от источника питания.
На рис. 10.22, б показана схема двухвходового ЛЭ ИЛИ-
НЕ, выполненного на комплементарных МДП-транзисто-
рах. Параллельно соединенные транзисторы КГЗ и КГ4 с
каналом л-типа являются управляющими, а транзисторы
VT1 и VT1 с каналом р-типа — нагрузочными. Управляю-
щие транзисторы образуют нижнее, а нагрузочные — верх-
нее плечо делителя, с которого снимается выходное напря-
жение.
Если на входах xl и х2 напряжение низкого уровня: =
U„< иЗИпв^ то транзисторы КГЗ и КГ4 закрыты. Исток
транзистора КП с каналом р-типа подключен к плюсу ис-
точника Е„ поэтому напряжение его затвора (7ЗИ m < 0 и
превышает по абсолютному значению пороговое напряже-
ние. Транзистор КП открыт, сопротивление его канала мало
и напряжение истока транзистора VT2 близко к напряже-
нию +Ее. Следовательно, транзистор VT2 тоже открыт, и
сопротивление верхнего плеча оказывается значительно мень-
ше, чем сопротивление нижнего плеча. На выходе устанав-
ливается напряжение высокого уровня, близкое к напряже-
нию источника питания.
Если хотя бы на один вход xl или х2 поступает напряже-
ние высокого уровня, то соответствующий транзистор ниж-
него плеча открывается, а верхнего плеча — закрывается. На
выходе образуется напряжение низкого уровня, близкое к
нулю.
В логических элементах И-НЕ КМДП-ТЛ (рис. 10.22, в)
управляющие МДП-транзисторы с каналом л-типа КГЗ и
VT4 включены последовательно, а нагрузочные с каналом
р-типа — параллельно. Сопротивление нижнего плеча будет
мало в том случае, если открыты оба транзистора КГЗ и
КГ4, т.е. когда на входах xl и х2 действуют напряжения,
соответствующие логическим единицам. При этом Um « 0 и
соответствует логическому нулю. Если на одном из входов
будет напряжение низкого уровня, то один из транзисторов
КП или VT2 открыт, а один из транзисторов VT3 или КГ4
закрыт. При этом сопротивление верхнего плеча значитель-
221
но меньше, чем сопротивление нижнего плеча, и уровень
выходного напряжения соответствует логической единице.
10.5. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Оптоэлектронные ИМС состоят из одной или несколь-
ких оптопар и электронной интегральной микросхемы, объе-
диненных при помощи гибридной технологии в один кор-
пус. Такие приборы обладают более широкими возможнос-
тями по сравнению с элементарными оптронами. Их можно
разделить на три основные группы: переключательные, ли-
нейные и релейного типа.
Переключательные оптоэлектронные схемы являются
наиболее многочисленными. Примером таких приборов мо-
жет служить ИМС 249ЛП1 (рис. 10.23, а), в которой объе-
динены диодная оптопара и стандартная ИМС. При проте-
кании через светодиод номинального входного тока в цепи
фотоприемнйка (фотодиода) возникает фототок, вызыва-
ющий отпирание и перевод в режим насыщения транзисто-
ров УП и К73. На выходе образуется низкий уровень на-
пряжения С4ых = Uo«> 0,2 В. Если входной ток оптрона мень-
ше номинального, то транзисторы КП и F73 оказываются
закрытыми, а транзистор К72 открыт и ивых = Ux = Е„- URt
ПБЭ1 Не-
линейные оптоэлектронные ИМС способны выполнять
аналоговые преобразования сигналов. Так, например, ИМС
К249КН1 состоит из двух диодных оптопар, работающих^
режиме фотоэлементов и выполняющих функции широко-
полосного трансформатора (рис. 10.23, б).
Оптоэлектронные ИМС релейного типа используются для
Рис. 10.23. Примеры оптоэлектронных микросхем
222
коммутации силовых цепей в широком диапазоне напряже-
ний и токов. Они управляются сигналами, логические уров-
ни которых согласованы с уровнями стандартных ИМС.
С помощью оптоэлектронных элементов можно реализо-
вать различные логические функции. Так, схема, показан-
ная на рис. 10.24, а, моделирует операцию логического ум-
ножения, а схема на рис. 10.24, б — операцию логического
сложения.
Рис. 10.24. Логические
оптоэлектронные эле-
менты
Контрольные вопросы и задания
1. Назовите основные статические параметры ЛЭ.
2. С помощью графиков напряжений входного и выходно-
го сигналов инвертора поясните определение динами-
ческих параметров ЛЭ.
3. Изобразите графики аппроксимированных ВАХ полупро-
водникового диода и эмиттерного перехода биполярно-
го транзистора.
4. Нарисуйте схему ЛЭ ДТЛ с простым инвертором, реа-
лизующего функцию И-НЕ. Объясните назначение всех
элементов схемы.
5. С какой целью в ЛЭ вместо простого инвертора приме-
няется сложный? Изобразите схему сложного инверто-
ра.
6. Что собой представляют и для чего служат логические
расширители? Определите ПФ, реализуемую логичес-
ким элементом, изображенным на рис. 10.11,а, при
х1=хЗ=0.
7. С какой целью изготавливаются ЛЭ с открытым коллек-
торным выходом?
3. Изобразите схему и поясните работу ТП, используемо-
го в базовых ЛЭ ЭСЛ.
223
9. Назовите основные части базового ЛЭ ЭСЛ, изображен-
ного на рис. 10.16, а, и поясните его работу.
10. Изобразите структуру и эквивалентную электрическую
схему элемента И2Л. Каким образом осуществляется
управление генератором тока?
11. Поясните принцип работы ЛЭ И-НЕ на МДП-транзисто-
рах с каналами л-типа (рис. 10.21, б).
12. Поясните принцип работы ЛЭ ИЛИ-HE на КМДП-тран-
эисторах (рис. 10.22, а).
11. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ТРИГГЕРЫ
11.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ И КЛАССИФИКАЦИЯ
Триггерами, или, точнее, триггерными системами, назы-
вают большой класс электронных устройств, способных дли-
тельное время находиться в одном из двух устойчивых со-
стояний, которое они принимают под воздействием вне-
шних сигналов.
Триггерная система состоит из элемента памяти (соб-
ственно триггера) и схемы управления (рис. 11.1). Схеме
управления принадлежит определяющая роль в формирова-
нии свойств триггера. Изменяя логическую структуру схемы
управления и способы ее связей с элементом памяти, мож-
но получить триггеры с разными функциональными воз-
можностями. Отсутствие схемы управления определяет про-
стейший вариант триггера, в котором входные сигналы воз-
действуют непосредственно на входы элемента памяти.
Входные сигналы в зависимости от выполняемой функ-
ции подразделяются на информационные, или логические
(ХЬ...,Х)> синхронизирующие, или тактирующие (C„...,Q;
управляющие, или подготовительные (H,...,K,), и устано-
вочные (Sy, Ry). Аналогичные названия имеют и соответ-
ствующие входы триггера.
Sy
XI
Хк
Cl
Cl
Vl
Vm
Ry
Рис. 11.1. Структурная схема триггерной системы
15 - 5926
225
Триггер имеет два выхода — прямой Q и инверсный Q.
Считается, что триггер находится в единичном состоянии,
если Q=l, Q=0 (то есть на прямом выходе высокий уровень
напряжения, на инверсном — низкий). Состояние, в кото-
ром 0=0, 0=1, принимается за нулевое.
Запись информации в триггер (то есть установка его в
единичное состояние или сброс в нулевое) определяется
сигналами на информационных входах. Для этих входов ис-
пользуются следующие обозначения:
5 (от англ. Set — установка) — вход для раздельной
установки триггера в состояние 1;
R (от англ. Reset — сброс) — вход для раздельной уста-
новки триггера в состояние 0;
Т (от англ. Toggle — релаксатор) — счетный вход тригге-
ра; каждый сигнал, поступающий на этот вход, вызывает
изменение состояния триггера на противоположное;
J (от англ. Jerk — внезапное включение) — вход для
раздельной установки универсального JK-триггера в состоя-
ние 1;
К (от англ. Kill — внезапное отключение) — вход для
раздельной установки универсального JK-триггера в состоя-
ние 0;
D — вход для установки триггера в состояние 0 или 1.
Сигналы на управляющих (подготовительных) и синх-
ронизирующих (тактирующих) входах выполняют вспомо-
гательную функцию. С помощью подготовительных сигна-
лов можно прервать работу триггера (или группы тригге-
ров), сохранив информацию на выходе. Синхронизирую-
щие сигналы определяют моменты приема входной инфор-
мации триггером или осуществляют синхронную работу груп-
пы устройств, образующих функциональный узел.
Перечисленные сигналы преобразуются схемой управле-
ния в сигналы 5* и R*, являющиеся информационными
для элемента памяти и устанавливающие триггер в состоя-
ние 0 или 1. Установка триггера в нужное состояние незави-
симо от значений сигналов на вышеперечисленных входах
может быть также осуществлена с помощью сигналов 5У и
Ry на установочных входах.
Правила функционирования триггера могут быть зада-
ны: 1) словесным описанием; 2) в виде таблицы перехо-
дов; 3) в виде характеристического уравнения; 4) в виде
графа; 5) в виде временных диаграмм.
По способу организации логических связей триггеры под-
226
разделяются на RS-триггеры, JK-триггеры, D-триггеры, Т-
триггеры.
По способу приема информации различают асинхронные
(нетактируемые) и синхронные (тактируемые) триггеры. В
асинхронных триггерах имеются только асинхронные входы
и запись информации происходит в момент поступления
сигналов на эти входы. Прием информации в синхронных
триггерах осуществляется только при поступлении разреша-
ющих сигналов на подготовительные и синхронизирующие
(управляющие) входы.
По способу синхронизации различают триггеры со ста-
тическим и динамическим управлением записью. В первом
случае управление триггером осуществляется уровнями син-
хронизирующих сигналов, а во втором — моментом перехо-
да синхронизирующего сигнала с низкого уровня напряже-
ния на высокий (положительным фронтом) или с высоко-
го на низкий (отрицательным фронтом).
По принципу передачи принятой информации синхрон-
ные триггеры подразделяются на одноступенчатые и двух-
ступенчатые.
По числу информационных входов триггеры бывают од-
новходовые, двухвходовые и многовходовые. Наибольшее
распространение получили одно- и двухвходовые триггеры.
11.2. АСИНХРОННЫЕ ТРИГГЕРЫ
Схема простейшего ЛУ-триггера (собственно триггера, или
элемента памяти), выполненного на двух логических эле-
ментах 2ИЛИ-НЕ, показана на рис. 11.2, а. Он содержит два
информационных входа R и 5, а правила его функциониро-
вания определяются табл. 11.1.
Таблица 11.1. Функционирование RS-триггера
Такт1п Такт (+1
S" R" QOT1 QH1
0 0 Qt Of
0 1 0 1
1 0 1 0
1 1 * *
Из таблицы следует, что комбинация входных сигналов
^-^=0 не изменяет состояния триггера. Действительно, если
15'
227
a
б
в
Рис. 11.2. Принципиальные схемы ЛУ-триггеров с прямым (а)
и инверсным (б) управлением и их УГО (в, г)
к моменту времени t„ состояние триггера характеризовалось
сигналами Q"=l, ^=0, то в момент t„ на входах верхнего
ЛЭ будут действовать нулевые сигналы и на его выходе Q
будет логическая В это же время на верхнем входе
нижнего ЛЭ будет логическая 1, на нижнем входе 5 — ло-
гический 0, в результате чего на его выходе Q будет под-
держиваться логический 0 (£/+1=0). Аналогично можно по-
казать, что при данной комбинации входных сигналов со-
стояние -Триггера, соответствующее выходным сигналам
(7= 0 и 0"=1, также не изменится. По этой причине комби-
нацию входных сигналов 3*=7?"=0 называют нейтральной.
Комбинация входных сигналов 3*=1, Л"=0 переводит RS-
триггер в единичное состояние: C+l=L ^**=0, если он
перед этим находился в нулевом состоянии (0"=О, С’=1).
Если же ЛУ-триггер в момент времени t„ находился в еди-
ничном состоянии (С"=1, 0"=О), то_данная комбинация
подтверждает это состояние (0,+1=1, Q^'=0\ Поэтому вход
5 называют единичным входом: появление логической 1 на
этом входе гарантирует наличие логической 1 на прямом
выходе триггера независимо от его первоначального состоя-
ния.
Комбинация входных сигналов Р=0, /?=1 обеспечивает
нулевое состояние триггера. Действительно, если £>=1 и
Q1=0, то при поступлении сигналов 5*=0 и Я"=1 на одном
входе верхнего ЛЭ появится логическая 1. Это вызовет по-
явление на его выходе логического 0 (<7+1=0), и на обоих
входах нижнего ЛЭ будут логические нули, а на его выходе
^+1 — логическая единица. Если же триггер находится в
228
нулевом состоянии (Q"=0, Q"=l), то комбинация входных
сигналов 5h=0, Л"=1 состояние триггера не изменит, так
как на обоих входах верхнего ЛЭ будут логические едини-
цы, а нижнего ЛЭ — логические нули, подтверждающие
выходные сигналы С+1=0, Q"+l=l. По этой причине вход R
называют нулевым входом.
При комбинации входных сигналов Sh=R„=l на_ обоих
выходах триггера появятся логические нули (Q'+l=Q,+l=0).
Если вслед за этим последует нейтральная комбинация вход-
ных сигналов (5*'=7?,=0), то триггер с равной вероятностью
примет единичное или нулевое состояние. Поэтому комби-
нацию входных сигналов 5h=Rn=l для рассматриваемого RS-
триггера называют запрещенной и в таблице состояний ото-
бражают символами *, 0 или буквами х и н/0.
В рассмотренном триггере переключение состояний осу-
ществляется единичными сигналами. Такой триггер называ-
ют RS-триггером с прямым управлением и обозначают так,
как показано на рис. 11.2, в.
Асинхронные RS-триггеры на ЛЭ И-НЕ. Асинхронный RS’-
триггер можно выполнить и на двух двухвходовых ЛЭ
И-НЕ (рис. 11.2, б).
В отличие от RS'-триггера на ЛЭ ИЛИ-НЕ переключение
данного триггера осуществляется сигналами логического 0.
Такой триггер называют триггером с инверсным управлением
(RS'-триггер). На функциональных схемах переключающие
входы RS-триггера снабжаются индикаторами инверсии, а
к буквенным обозначениям входов добавляются знаки от-
рицания (рис. 11.2, г). Состояния триггера в зависимости от
комбинаций входных сигналов приведены в табл. 11.2.
Таблица 11.2. Функционирование RS-триггера
ТактГ„ Такт(+1
S" R" (У*1 О'*1
0 0 * *
0 1 1 0
1 0 0 1
1 1 О’ О’
В отличие_от RS-триггера с прямым управлением пере-
ключение RS-триггера осуществляется нулевыми сигнала-
229
ми, а комбинация сигналов S=R=0, при которой на обоих
выходах триггера образуются единицы, является запрещен-
ной.
Асинхронные RS-триггеры с прямым и инверсным уп-
равлением используются в качестве элементов памяти при
построении других типов триггеров, а также в оперативных
запоминающих устройствах статического типа.
11.3. ОДНОСТУПЕНЧАТЫЕ СИНХРОННЫЕ
ТРИГГЕРЫ С ПОТЕНЦИАЛЬНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
11.3.1. Синхронный ^5-триггер на ЛЭ И-НЕ
Асинхронный А5-триггер легко преобразовать в син-
хронный, если подключить к его входам устройство управ-
ления, состоящее из логических элементов. На рис. 11.3, а
приведена структурная схема синхронного RS-триггера со
статическим управлением на ЛЭ И-НЕ. Собственно триггер
выполнен на элементах DD3 и DM, а элементы DD1 и DD1
образуют устройство управления. Кроме информационных
входов S и R устройство управления имеет синхронизирую-
щий, или тактовый, вход С, связанный с входами 5 и R
операциями И-НЕ. Поэтому информация с входов 5 и R
передается на собственно триггер только при С= 1.
Собственно триггер управляется внутренними сигналами
5* и R*. Переключения осуществляются нулевыми уровня-
ми этих сигналов так же, как в триггере на рис. 11.2, б. Так
как ЛЭ DD1 и DD2 осуществляют инверсию входных сигна-
лов 5 и R, то нулевым уровням сигналов 5* и R* должны
соответствовать единичные уровни внешних информацион-
ных сигналов S и R.
Рассмотрим работу синхронного ЛУ-триггера, приняв
DD2 Tfi DD4
Рис. 11.3. Схема (а) и условные обозначения (б, в) синхронного
ЛУ-триггера на логических элементах И-НЕ
230
C"=0, ^=1, Я"=0. Если С=0, то ЛЭ DD1 и DD2 закрыты и
5*=7?*=1. Такая комбинация внутренних сигналов *$* и R*
является нейтральной для собственно триггера, и он сохра-
няет свое состояние (7=0. Это состояние не изменяется при
любых значениях информационных сигналов 5 и R. С при-
ходом синхронизирующего импульса (0=1) на входах ЛЭ
DD\ будут действовать логические 1, вследствие чего 3*=0
и Q"+1=l. Так как А*=1 (поскольку /f=0 и 0=1), то на
входы ЛЭ, DD4 поступят сигналы Я*=1, Q"+1=l и на его
выходе возникнет сигнал Q"+,=0. Триггер перейдет в еди-
ничное состояние, которое будет сохраняться и после пре-
кращения действия синхронизирующего импульса, так как
при 0=0 для собственно триггера опять возникнет нейт-
ральная комбинация 5*=Л*=1.
Обратный переброс триггера в состояние Q=0 произой-
дет в момент действия следующего синхронизирующего
импульса при наличии на информационных входах сигна-
лов 5*=0 и Я"=1. Комбинация входных сигналов 5Ь=7?"=1
для рассмотренного триггера является недопустимой, так
как при С=1 возникает недопустимая комбинация 5*=/?*=0,
создающая неопределенное состояние на выходах триггера:
Условное обозначение рассмотренного синхронного RS-
триггера с двумя информационными и одним синхронизи-
рующим входами дано на рис. 11.3, б, а его состояния — в
табл. 11.3.
Таблица 11.3. Функционирование синхронного RS-триггера
Такт,„ Такт (+1
С S" R” О'*1
‘ 0 0 0 Q"
0 0 1 Q"
0 1 0 Q"
0 1 1 0я
1 0 0 Q"
1 0 1 0
1 1 0 1
1 1 1 *
Если на дополнительные входы элементов DD3 и DD4
(на рис. 11.3, а они показаны пунктиром) подавать сигналы
231
S и R, то можно осуществлять асинхронную установку триг-
гера в состояния 0 и 1, минуя информационный и синхро-
низирующий входы. При этом функционирование триггера
будет определяться состояниями, соответствующими состо-
яниям триггера с инверсным управлением (см. табл. 11.2).
Условное обозначение синхронного триггера с дополнитель-
ными входами, позволяющими осуществлять асинхронное
управление его работой, показано на рис. 11.3, в.
При синхронной работе триггера на его дополнительных
входах должна поддерживаться нейтральная комбинация
S=R=}.
11.3.2. Синхронный ДО-триггер на ЛЭ ИЛИ-НЕ
Управление работой такого триггера (рис. 11.4, а) осу-
ществляется сигналами низкого уровня на синхронизирую-
щем входе Св соответствии с табл. 11.2. Запрещенной ком-
бинацией информационных сигналов является комбинация
5h=/?'=0 (при 0=0). Действительно, в этом случае на обоих
входах ЛЭ DD1 и DD2 оказываются сигналы логического О
(5h=J?’=(?=0), а на информационных входах собственно RS-
триггера. (DD3 и DD4) — запрещенная комбинация 5*=/?*=1.
В синхронных ЛУ-тригтерах изменения состояний при
наличии разрешающего синхронизирующего импульса про-
исходят так же, как и в асинхронных. Поэтому смена сигна-
лов на информационных входах должна производиться только
в паузах между синхронизирующими импульсами, чтобы
не произошло нарушение его работы.
а
DD2 DD4
Рис. 11.4. Схема (а) и условное обозначение (6) синхронного
ЛУ-триггера на логических элементах ИЛИ-НЕ
232
11.3.3. Синхронный D- триггер
Он имеет один информационный вход D и вход синхро-
низации С (рис. 11.5, а). На ЛЭ DD3 и DM выполнена ячей-
ка памяти (Л5-триггер), а на ЛЭ DD\ и DD2 — схема управ-
ления.
При отсутствии синхронизирующего импульса (С=0) ЛЭ
DD1 и DD2 закрыты, S*=7?*=l и на выходе триггера под-
держивается устойчивое состояние. При этом информация
на входе D не изменяет состояние ЛЭ DD\ и DD1 и поэтому
не влияет на состояние ячейки памяти.
Если с приходом синхронизирующего импульса 0=1
сигнал на информационном входе D отсутствует, т.е. 1>=0,
то ЛЭ DD\ закрыт и 3*=1. На обоих входах ЛЭ DD1 будут
действовать логические 1 (0=1, 5*= 1), он откроется (Л*=0),
что приведет к запиранию ЛЭ DM и отпиранию ЛЭ DD3. В
результате на выходе ячейки памяти установится нулевое
состояние (Q'+l=0, (?’+1=1). Если же во время действия син-
хронизирующего импульса 0=1 на вход D поступает логи-
ческая 1 (1>=1), то открывается ЛЭ DD1, на его выходе
образуется логический 0(3*=0), а ЛЭ DD2 будет закрыт и
Я*=1. Под действием промежуточного сигнала 5*=0 ЛЭ DD3
запирается ($"+1=1), а ЛЭ DM отпирается, так как на его
входах действуют сигналы Я*=1 и <2"+1=1.
Из вышеизложенного следует, что сигнал на выходе Q
D-триггера принимает такое же значение, какое имеется на
информационном входе D во время действия синхронизи-
рующего импульса. Это значение хранится (запоминается) в
триггере до прихода следующего синхронизирующего им-
пульса, так как в паузах между синхронизирующими им-
пульсами на входах ячейки памяти действует нейтральная
Рис. 11.5. Схема (а), временные диаграммы (б) и УГО (в)
синхронного одноступенчатого D-триггера с потенциальным
управлением
233
комбинация сигналов 5*=Л*=1. Следовательно, в D-тригге-
ре осуществляется задержка на один такт сигнала, поступа-
ющего на информационный вход D. Поэтому D-триггер на-
зывают триггером задержки (от англ, delay — задержка, про-
медление).
Закон функционирования такого триггера представлен
табл. 11.4.
Таблица 11.4. Функционирование синхронного D-триггера
ТактР Такт Г*1
С D Q**1 Q»1
0 0 0" 0”
0 1 0" 0"
1 0 0 1
1 1 1 0
На рис. 11.5, б приведены временные диаграммы синх-
ронного D-триггера для некоторых комбинаций сигналов на
входах D и С, а на рис. 11.5, в — условное графическое
обозначение.
Если требуется задержка записанной информации более
чем на один такт, применяют D И-триггер, отличающийся
от D-триггера наличием дополнительного входа И (от англ,
valve — вентиль, клапан), как показано на рис. 11.6, а. Ког-
да И=1, триггер работает как D-триггер. При И=0 ЛЭ DD1 и
DD2 закрыты при любых комбинациях сигналов на входах
D и Си в ячейке памяти хранится информация, записанная
в предыдущем такте.
Условное графическое обозначение D К триггера приве-
дено на рис. 11.6, б.
Как устройства запоминания двоичной информации D-
и D К триггеры применяются при построении регистров,
счетчиков и других узлов цифровой техники.
11.4. ДВУХСТУПЕНЧАТЫЕ
СИНХРОННЫЕ ТРИГГЕРЫ
Триггеры с потенциальным управлением (или статичес-
кие) реагируют на входные сигналы в течение всего време-
ни, пока на синхронизирующем входе действует разрешаю-
щий сигнал. В большинстве случаев требуются такие тригте-
234
Рис. 11.6. Схема (а) и условное обозначение (6) DK-триггера.
ры, в которых воспринимаемая информация не передава-
лась бы на выход непосредственно, а появлялась там только
тогда, когда входы схемы уже заблокированы (заперты). Та-
ким требованиям удовлетворяют синхронные двухступенча-
тые триггеры типа MS (от англ, master — хозяин, slave —
раб), работающие по принципу «ведущий—ведомый».
11.4.1. Двухступенчатые ДО-триггеры
На рис. 11.7, а показана схема ЛУ-триггера, работающего
по системе MS. В качестве основного М и вспомогательного
S триггеров используются синхронные статические ЛУ-триг-
геры. Синхронизирующий сигнал поступает на вход синх-
ронизации С первого триггера непосредственно, а на вход
С второго — через инвертор.
Работает такой триггер следующим образом. В исходном
состоянии (0=0) основной и вспомогательный триггеры
находятся в одинаковом состоянии, так как на синхронизи-
рующем входе С второго триггера действует разрешающий
сигнал С=1 и в него происходит перезапись информации из
первого триггера. Примем для исходного состояния <?l=Q2=0
и дальнейшие пояснения будем проводить с помощью вре-
менной диаграммы (рис. 11.7, б).
В момент времени поступает сигнал 0=1. Так как при
этом 1У=1, Л=0, то первый триггер установится в состояние
логической 1 (Q7=l, Ql=0), а второй триггер свое состоя-
ние не изменит. После прекращения действия входного им-
пульса (0=0) произойдет блокировка первого триггера и
235
Рис. 11.7. Схема (а), временные диаграммы (б) и условные
графические обозначения (в, г, д) синхронного двухступенчатого
ЛУ-триггера
записанная в нем информация перепишется во второй триг-
гер (момент времени 4). Следовательно, на вход второго
триггера будет передаваться только та информация, которая
поступает на информационные входы S и R непосредствен-
но перед окончанием действия положительного синхрони-
зирующего импульса. Устойчивая работа такого триггера обес-
печивается при 4 > 4, пер, 1П > ги.лэ + 'зд.пер, где 4 — длитель-
ность синхронизирующего импульса; 4 — длительность па-
узы между синхроимпульсами; 4,. пер — задержка переклю-
чения синхронного статического триггера; 4, лэ — время пе-
реключения ЛЭ НЕ.
Условное графическое обозначение синхронного двух-
ступенчатого RS-триггера (рис. 11.7, в) в отличие от одно-
ступенчатого имеет две буквы Т в основном поле УГО. По-
скольку переключение триггера происходит по отрицатель-
ному фронту синхроимпульса, для такого триггера исполь-
зуются также УГО, приведенные на рис. 11.7, г, д.
Если вход S соединить с выходом Q2, вход R — с выхо-
дом Q2, то при поступлении на вход С синхроимпульса
первый триггер переключится в состояние, противополож-
ное состоянию второго, а после окончания синхроимпульса
второй триггер примет состояние первого. Следовательно,
236
переключения триггера в противоположные состояния бу-
дут вызываться каждым импульсом, поступившим на вход
синхронизации С. Такой триггер называется Т-триггером (от
англ, toggle — кувыркаться), или триггером со счетным вхо-
дом, или более просто — счетным триггером. Частота вы-
ходных импульсов Г-триггера вдвое меньше частоты вход-
ных, поступающих на вход С. Поэтому такие триггеры при-
меняются в делителях частоты и для построения разрядов
двоичного счетчика.
11.4.2 Двухступенчатые /X-триггеры
JK-триггер отличается от ЛУ-триггера отсутствием запре-
щенной комбинации информационных сигналов /и К. Пра-
вила функционирования асинхронного и синхронного JK-
триггера приведены в табл. 11.5, в которой символом «*»
обозначено любое значение сигналов на входах J и К. Из
таблицы видно, что при J=K~\ состояние JK-триггера из-
меняется на противоположное.
Таблица 11.5. Функционирование JK-триггера
Асинхронного Синхронного
Jn К* Qn+1 С" J" кп О'1*’
0 0 0” 1 0 0 Qn
0 1 0 1 0 1 0
1 0 1 1 1 0 1
1 1 & 1 1 1 ОТ
0 * * QP
Одноступенчатые асинхронные и синхронные JK-триг-
геры распространения не получили из-за низкой устойчи-
вости их работы, /^-триггеры, построенные по системе MS,
наоборот, устойчивы и надежны в работе, обладают боль-
шими функциональными возможностями, вследствие чего
широко используются в различных устройствах цифровой
техники.
Схема двухступенчатого синхронного //Г-триггера (рис.
11.8, а) подобна схеме аналогичного RS-триггера (см. рис.
11.7, а), но имеет два дополнительных конъюнктора на вхо-
дах, на которые помимо информационных сигналов / и АГи
сигнала синхронизации поступают сигналы 02 и 02 с вы-
ходов триггера. При /~А=1 такой триггер превращается в
237
б
в
а.
Рис. 11.8. Схема (в) и условные графические обозначения (б,
в) синхронного двухступенчатого JK-триггера
рассмотренный выше Т-триггер. Действительно, информа-
ционные сигналы на входах S и R первого триггера имеют
вид: 5= CJQ2; R = CKQ2.
Если J=K=1, то при поступлении на вход синхронизи-
рующего импульса (0=1) эти сигналы оказываются равны-
ми S=@2, R^Ql, то есть триггер первой ступени переклю-
чается в состояние, противоположное состоянию триггера
второй ступени.
Условное графическое обозначение двухступенчатого JK-
триггера дано на рис. 11.8, б. Входов / и Сможет быть не-
сколько. На рис. 11.8, в приведено УГО /^-триггера, имею-
щего три входа / и три входа ^ объединенных конъюнк-
тивно. Таким образом, но с дополнительными установоч-
ными входами 5 и R выполнены интегральные триггеры
К155ТВ1, КМ155ТВ1. Наличие нескольких одноименных
входов упрощает синтез ряда цифровых устройств на триг-
герах (счетчиков, пересчетных устройств и т.п.).
11.5. СИНХРОННЫЙ D-ТРИГГЕР
С ДИНАМИЧЕСКИМ УПРАВЛЕНИЕМ
ПОЛОЖИТЕЛЬНЫМ ФРОНТОМ
СИНХРОИМПУЛЬСА
По схеме MS может быть выполнен и D-триггер, однако
на практике наибольшее распространение получил синхрон-
ный D-триггер, управляемый положительным фронтом син-
хроимпульса, или динамический триггер. Информация в та-
кой триггер записывается в момент изменения напряжения
на синхронизирующем входе с уровня логического 0 до
уровня логической'1.
238
Схема такого триггера приведена на рис. 11.9, а, а вре-
менные диаграммы, поясняющие его работу, — на рис. 11.9,
б. Он состоит из трех простейших триггеров 71, 72 и 73,
выполненных на ЛЭ И-НЕ.
Если 0=0, то на входе триггера 73 действует нейтраль-
ная комбинация х2=хЗ=1 и он находится в состоянии хра-
нения информации (0Н1=О’)- Триггеры 71 и 72 находятся в
режиме приема информации, при этом х1=х2Р=1 D=D, а
х4=хрс3 = D- 1 = D= D, то есть один из них в зависимости
от значения D находится в неправильном состоянии: на обоих
выходах устанавливаются напряжения с уровнями логичес-
кой 1.
Запись в триггер 0 и 1 осуществляется в два этапа. При
записи 0 на входе С на первом этапе устанавливается логи-
ческий О (0=0). Такое же напряжение устанавливается и на
входе D (0=0). При этом х,=1; х2=х3=1; х4=0; 0*+1=С". На
втором этапе при D=0 на вход С подают уровень логичес-
кой 1. В момент поступления сигнала 0=1 логические еди-
ницы оказываются на всех трех входах ЛЭЗ и на его выходе
появляется сигнал х2=0. Поскольку по-прежнему х3=1 (так
Рис. 11.9. Схема (а) и графики (б), поясняющие работу
синхронного Отрштера, управляемого положительным фронтом
синхроимпульса
239
как х4-0), то триггер 73 будет установлен в состояние 0=0,
0=1. После установки триггера 73 в нулевое состояние из-
менение напряжения на входе D в течение действия сигнала
0=1 не вызывает изменения этого состояния, так как при
этом х2=0 и х,=1 (значит, х4=0) при любом значении D.
Аналогичным образом осуществляется установка тригге-
ра в единичное состояние, только в этом случае на первом
этапе на входе D устанавливается сигнал 7>=1.
На рис. 11.10, а показано изменение напряжения на пря-
мом выходе рассмотренного триггера при тех же сигналах на
входах D и С, что и на рис. 11.5, а.
Условное графическое обозначение D-триггера, управ-
ляемого положительным фронтом синхроимпульса, дано на
рис. 11.10, б.
а б
t
Рис. 11.10. Временные диаграммы (а) и УГО (б) D-триггера,
управляемого положительным фронтом синхроимпульса
Среди выпускаемых интегральных триггеров с динами-
ческим управлением наибольшее распространение получили
триггеры ТМ1, входящие в серии К155, К555, КР1531,
КР1533 и др. В одном корпусе содержится два D-триггера и
помимо входов D и С имеются в каждом из них установоч-
ные входы Зи R, позволяющие установить триггер в нуж-
ное состояние независимо от сигналов D и С.
Контрольные вопросы и задания
1. Изобразите структурную схему триггерной системы и
поясните назначение ее входов.
2. Поясните работу синхронного RS-триггера на ЛЭ ИЛИ-
НЕ (рис. 11.2, а). Почему комбинация информационных
сигналов S=R=1 является запрещенной для такого триг-
гера?
240
3. Как работает синхронный RS-триггер? Все ли комбина-
ции информационных сигналов являются для него раз-
решенными?
4. Изобразите схему и поясните работу асинхронного RS-
триггера с инверсным управлением. Какая комбинация
входных сигналов является запрещенной для этого триг-
гера?
5. Изобразите схему синхронного D-триггера с потенци-
альным управлением и поясните его работу с помощью
временных диаграмм.
6. Изобразите схему двухступенчатого синхронного RS-
триггера. В чем преимущества такого триггера перед
одноступенчатым?
7. Изобразите схему двухступенчатого JK-триггера. Как
работает такой триггер при J=K=1?
8. Что такое Т-триггер? Преобразуйте в асинхронный Т-
триггер двухступенчатый RS-триггер и двухступенчатьм
JK-триггер.
9. Изобразите схему и поясните процесс записи 0 и 1 в D-
триггер, управляемый положительным фронтом синхро-
импульса.
16 - 5926
12. ГЕНЕРАТОРЫ
ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
Генераторами называют электронные устройства, преоб-
разующие электрическую энергию источника постоянного
тока в энергию незатухающих электрических колебаний.
Различают генераторы с внешним (независимым) воз-
буждением и с самовозбуждением. Генераторы с внешним
возбуждением — это резонансные усилители, работающие в
режиме больших амплитуд. Генераторы с самовозбуждени-
ем, называемые обычно автогенераторами, представляют
собой автономные электронные устройства, в которых ге-
нерирование электрических колебаний происходит благода-
ря выполнению условий самовозбуждения. Автогенераторы,
как правило, применяются в качестве задающих генерато-
ров, колебания которых могут использоваться для возбуж-
дения следующего, более мощного каскада или генератора
с внешним возбуждением.
12.1. УСЛОВИЯ САМОВОЗБУЖДЕНИЯ
ГЕНЕРАТОРА
Любой автогенератор электрических колебаний представ-
ляет собой усилитель, охваченный цепью положительной
обратной связи (рис. 12.1). При этом часть выходного напря-
жения йж через цепь ПОС поступает на вход усилителя в
фазе с входным напряжением, обеспечивающим заданное
значение (/вых. Чтобы амплитуда
Рис. 12.1. Структурная
схема автогенератора
выходного напряжения не изме-
нилась, должно, быть выполнено
условие Ux = Um.t Так как йш =
^вых / ~ Р^вых> то из ра-
венства иж = ит следует рс/^ =
0^ / Ки, или
(12.1)
Уравнение (12.1) является ус-
ловием существования в генера-
242
торе незатухающих электрических колебаний. Ему соответ-
ствуют два уравнения:
ф = 1, (12-2)
отражающее баланс амплитуд в автогенераторе, и
Фи + фр = 2лп, (12.3)
отражающее баланс фаз, в котором п - 0, 1, 2, 3 ...
Уравнение (12.2) требует от усилителя такого коэффи-
циента усиления, при котором полностью компенсируются
потери напряжения, поступающего через цепь ПОС.
Уравнение (12.3) определяет условие, при котором в зам-
кнутой системе (усилитель + цепь ПОС) обеспечивается
ПОС.
Следует отметить, что уравнение (12.2) справедливо для
установившегося (стационарного) режима работы автогене-
ратора. При проектировании автогенератора должно быть
выполнено условие Кр > 1. В этом случае при подаче на
автогенератор напряжения питания любые сколь угодно ма-
лые напряжения на входе (например, напряжения шумов)
будут вызывать возрастающее по амплитуде выходное на-
пряжение. По мере увеличения Ueba вследствие нелинейнос-
ти амплитудной характеристики усилителя его коэффици-
ент усиления будет уменьшаться, и стационарное состоя-
ние установится при Ацр = 1.
12.2. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
Для получения синусоидального (гармонического) вы-
ходного напряжения необходимо, чтобы условия (12.2) и
(12.3) выполнялись только для некоторой одной частоты. С
этой целью цепь ПОС должна обладать избирательными свой-
ствами. Такие свойства, как известно, имеют параллельный
колебательный Л С-контур (последовательный контур при-
меняется очень редко) и АС-цепи.
12.2.1. ZC-генераторы
Существует множество схем L С-генераторов, которые
отличаются между собой способами включения колебатель-
ного контура и создания ПОС. На рис. 12.2, а приведена
схема автогенератора с индуктивной трансформаторной ПОС
(схема Майсснера). Скачки напряжения и тока, появляю-
16*
243
Рис. 12.2. Схемы транзисторных ZC-генераторов с индуктивной
трансформаторной (а) и автотрансформаторной (б) связью
щиеся в контуре LKCK при подключении к генератору
источника питания £к, через обмотку Ьъ передаются в
базовую цепь транзистора VT. Обмотка Д трансформатора Т
включена таким образом, что возникающая при этом
переменная составляющая коллекторного тока усиливает
переменную составляющую контурного тока, т.е. за счет
взаимоиндукции М между усилителем и колебательным
контуром действует ПОС. Конденсатор Ср предотвращает
протекание через контур постоянной составляющей
коллекторного тока, а дроссель Ld уменьшает шунтирование
контура по переменному току внутренним сопротивлением
источника питания Ек.
Баланс амплитуд в автогенераторе с трансформаторной
связью достигается выбором необходимого коэффициента
взаимоиндукции М (т.е. числа витков катушки 1^), а баланс
фаз — правильным подключением концов катушки (при
отсутствии генерации следует поменять концы катушки,
подключаемые к базе транзистора и общей шине).
Вместо трансформаторной в автогенераторе может
использоваться автотрансформаторная обратная связь (рис.
12.2, б). Такая схема называется трехточечной, так как
колебательный контур подключается к усилителю тремя
точками. Обобщенная трехточечная схема автогенератора по
переменному току показана на рис. 12.3. Характер элементов
Xh Х2 и Х3 колебательного контура определяется из условий
баланса фаз и амплитуд. При этом возможны два случая:
1) если имеет индуктивный характер, то сумма
реактивных сопротивлений Х2 и Х2 должна носить емкостный
характер;
244
Рис. 12.3. Обоб-
щенная трехто-
чечная схема ав-
тогенератора
2) если Xi имеет емкостный характер,
то сумма реактивных сопротивлений Х2и
Х3 должна носить индуктивный характер.
В обоих случаях сопротивление сум-
мы Х2 + Х3 должно равняться сопротив-
лению Х{.
Характер реактивности элемента Х2, с
которого снимается напряжение ОС, дол-
жен быть таким же, как и у элемента X,.
Только в этом случае ОС будет положи-
тельной.
Схему автогенератора, у которого J,
и Х2 — индуктивные катушки, а Х3 — конденсатор, называют
индуктивной трехточкой (схемой Хартли). Схему автогене-
ратора, у которого Xi и Х2 — конденсаторы, а Х3 — катушка
индуктивности (рис. 12.4, а), называют емкостной
трехточечной схемой, или емкостной трехточкой (схемой
Колпитца).
Во всех рассмотренных типах автогенераторов частота
генерируемых колебаний в основном определяется элементами
контура:
0
(12.4)
Для автогенератора, выполненного по емкостной
трехточечной схеме, под Ск следует понимать емкость С1
Cl / (Cl + С2).
Для построения А С-генераторов гармонических колебаний
удобно использовать интегральные усилители: однокаскад-
ные, дифференциальные, операционные и др. На рис. 12.4, б
а
Рис. 12.4. ЛС-автогенераторы на транзисторе (а) и ОУ (б)
245
показан вариант возможной реализации £ С-генератора
синусоидальных напряжений на интегральном ОУ.
Колебательный контур LC включается между выходом ОУ
и неинвертирующим входом, обеспечивая нужную ПОС. В
цепь ООС для стабилизации амплитуды генерируемых
колебаний включают терморезистор R с отрицательным ТКА.
Увеличение амплитуды колебаний вызывает уменьшение
сопротивления терморезистора. При этом увеличивается
глубина ООС, приводящая к уменьшению амплитуды
колебаний.
12.2.2. АС-генераторы
На частотах менее 50 кГц вследствие увеличения требуемых
значений L и С увеличиваются размеры катушек и кон-
денсаторов и одновременно ухудшается добротность коле-
бательного контура и стабильность его параметров. Поэтому
на низких частотах вместо ZC-автогенераторов обычно ис-
пользуют АС-автогенераторы, которые в этом диапазоне
частот, особенно в нижней его части, обладают существен-
ными преимуществами.
Частотно-зависимыми четырехполюсниками, использу-
емыми в АС-генераторах, являются Г-образные АС-цепи,
двойная Г-образная цепь, мост Вина, Т-образные мосты
АС и двойной Т-образный мост.
Из этих четырехполюсников наибольшее применение в
АС-генераторах нашли мост Вина и двойной Т-образный мост.
Схема, амплитудно-частотная и фазочастотная характери-
стики моста Вина показаны на рис. 12.5. Из рисунка видно,
что на некоторой частоте/;, называемой частотой квазире-
зонанса, коэффициент передачи моста Вина оказывается ве-
щественной величиной с максимальным значением р0 = 1/3
Рис. 12.5. Схема (а), амплитудно-частотная (6) и фазо-
частотная (в) характеристики моста Вина
246
и нулевым фазовым сдвигом <р₽ = 0°. Так как один каскад
усиления вносит фазовый сдвиг <р„ = 180°, то для получе-
ния нулевого фазового сдвига на входе усилителя он должен
содержать четное число инвертирующих каскадов (рис. 12.6, а).
Для выполнения условия баланса амплитуд (12.2) на частоте
квазирезонанса усилитель должен иметь коэффициент уси-
ления Ки > 3. Так как в двухкаскадном усилителе можно
получить Ки » 3, то это позволяет ввести в усилитель,
кроме положительной, отрицательную ОС, обеспечиваемую
элементами Д, и ДЗ. Введение в цепь ООС терморезистора R3
с отрицательным ТК7? позволяет осуществить стабилизацию
амплитуды генерируемых колебаний. Действительно, увели-
чение амплитуды, вызванное различными факторами, вызы-
вает увеличение тока через резистор R3. При этом сопро-
тивление его уменьшается, что приводит к увеличению на-
пряжения ООС, создаваемого на Дя, и уменьшению коэф-
фициента усиления усилителя.
Обычно элементы моста Вина выбираются из условий:
Cl = С2 = С; Rl = R2 = R.
При этом частота генерируемых колебаний
70 2nRC
Однако ввиду шунтирования резистора R2 входным
сопротивлением усилителя и делителем в цепи базы
транзистора VTI условие Al = R2 не выполняется. В результате
генерируемая частота оказывается зависящей не только от
значений элементов Rl, R2, С1 и С2, но и от параметров
усилителя, а коэффициент усиления усилителя, при котором
(12.5)
Рис. 12.6. Схемы Л С-генераторов с мостом Вина на транзисторах
(а) и ОУ (6)
247
выполняется условие баланса амплитуд, может существенно
превышать значение 3.
ЯС-генератор с мостом Вина легко выполнить на инте-
гральном ОУ, включив избирательный мост Вина между
выходом и неинвертирующим входом (рис. 12.6, б). С помо-
щью переменного резистора /?4 можно изменять коэффици-
ент усиления усилителя, добиваясь наименьших нелиней-
ных искажений генерируемых колебаний.
А С-генератор с мостом Вина легко сделать перестраивае-
мым по частоте. Для этого вместо резисторов и Л2 следу-
ет использовать сдвоенный переменный резистор либо вме-
сто конденсаторов С1 и С2 — сдвоенный блок конденсаторов
переменной емкости.
12.3. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
АВТОГЕНЕРАТОРОВ ГАРМОНИЧЕСКИХ
КОЛЕБАНИЙ
На частоту генерируемых колебаний автогенератора, кроме
параметров колебательного контура или другого фазирующего
четырехполюсника, существенное влияние оказывают пара-
метры усилителя, зависящие, в свою очередь, до измене-
ний температуры окружающей среды, напряжений источ-
ников питания, атмосферного давления и влажности, на-
грузки и т.п. Влияние этих и других дестабилизирующих
факторов сказывается тем сильнее, чем меньше добротность
колебательного контура или другого фазирующего четырех-
полюсника. Для увеличения добротности избирательных си-
стем применяют катушки индуктивности и конденсаторы с
малыми сопротивлениями потерь, уменьшают шунтирование
избирательных систем со стороны входа и выхода усилителя,
используют параметрическую стабилизацию усилителя пу-
тем введения в него различных ООС и т.п. Этими способами
удается получить относительную нестабильность частоты
автогенератора Af/f= ЮЛ..ЮЛ Однако наиболее эффектив-
ным способом стабилизации частоты автогенераторов явля-
ется кварцевая стабилизация, когда в качестве колебательной
системы используется кварцевый резонатор, или сокращен-
но — кварц, добротность которого достигает значения 106 и
более.
Кварц по своим свойствам эквивалентен колебательному
ZC-контуру с высокой добротностью, и его можно пред-
ставить электрической схемой, показанной на рис. 12.7, а.
248
Рис. 12.7. Эквивалентная схема кварца (а), зависимость его
реактивного сопротивления от частоты (б) и схема изменения
реактивного сопротивления (в)
Значения элементов £кв, Скв, Лкв и Со определяются
геометрическими размерами пластинки кварца и видом среза.
Так, например, для кварца на 4 МГц Lm = 100 мГн, Сш =
0,015 пФ, = 100 Ом, Со = 5 пФ.
Из характера изменения сопротивления кварцевого
резонатора (рис. 12.7, б) следует, что он имеет две резонансные
частоты: частоту последовательного резонанса fn и частоту
параллельного резонанса f02. При fOi < f < Лг реактивное
сопротивление кварца имеет индуктивный характер, а при f
<4 и/>4 — емкостный.
Частота последовательного резонанса определяется
выражением:
4 = 1/ (2я ^Си),
а частота параллельного резонанса — выражением:
4 = ^1 + CJC. / (2л
Так как Са « Со, то из приведенных выражений сле-
дует:
•41я 4-
Если необходимо изменить частоту кварцевого резонатора
в небольших пределах, то последовательно с ним включают
подстроечный конденсатор, емкость которого значительно
больше, чем Са (рис. 12.7, в).
При кварцевой стабилизации частоты возможно по-
строение двух типов кварцевых ZC-генераторов: с LC-
контуром и без £ С-контура.
249
Рис. 12.8. Схемы автогенераторов с кварцевой стабилизацией
частоты
При первом типе генераторов кварцевый резонатор
включают в цепь обратной связи, а основной колебательный
контур LC — в коллекторную цепь транзистора. Автоге-
нератор в таком случае можно выполнять по схеме индук-
тивной (рис. 12.8, а) или емкостной (рис. 12.8, б) трехточки.
Для выполнения условий самовозбуждения необходимо,
чтобы резонансная частота колебательного контура £КСК
равнялась частоте кварцевого резонатора или была кратна ей.
В последнем случае генератор будет работать на соответству-
ющей гармонике кварца.
На рис. 12.8, в показана схема кварцевого генератора на
интегральном ОУ. В этом генераторе кварцевый резонатор,
выполняющий роль параллельного колебательного контура
с высокой добротностью, включен в цепь ПОС ОУ между
подключенным к выходу ОУ делителем R3R4 и неинверти-
рующим входом. Выполнение условия баланса амплитуд
зависит от соотношения сопротивлений резисторов делите-
ля R3R4 и цепи ООС Л1Л2.
Кварцевая стабилизация частоты транзисторных автогене-
раторов позволяет уменьшить относительную нестабильность
частоты генерируемых колебаний на 2—3 порядка по срав-
нению с обычными генераторами. Для получения более вы-
сокой стабилизации частоты применяют различные методы
термокомпенсации генераторов и их термостатирование.
12.4. ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСОВ
Генераторы импульсов, или импульсные генераторы,
широко применяются в измерительной технике, радио-
локации, радиосвязи, телевидении, вычислительной тех-
250
нике и т.д. Длительность генерируемых импульсов может
составлять от единиц наносекунд до сотен миллисекунд при
скважности от двух до десятков и сотен тысяч. По способу
возбуждения различают импульсные генераторы с самовоз-
буждением (автоколебательные), внешним (посторонним)
возбуждением и генераторы, работающие в ждущем (затор-
моженном) режиме.
Для выполнения условия самовозбуждения в генераторе
создается цепь положительной обратной связи. Для обеспе-
чения работы в ждущем режиме применяются специальные
схемотехнические меры, вследствие чего цепь ПОС начина-
ет действовать только после подачи на вход генератора за-
пускающего импульса.
Отличительной особенностью большинства генераторов
импульсов является наличие двух устойчивых состояний
равновесия. Переход из одного устойчивого состояния в
другое осуществляется не плавно, а скачкообразно и имеет
лавинообразный характер в начальной стадии. Такой процесс
называется регенеративным, а устройства, работа которых
основана на использовании этого процесса, — регенератив-
ными. Регенеративные устройства позволяют генерировать
прямоугольные импульсы с высокой крутизной фронта и
среза и формировать перепады напряжений и токов.
Все регенеративные генераторы можно подразделить на
две группы:
спусковые устройства (триггеры), которые не содержат
реактивных элементов и в которых переход из одного ус-
тойчивого состояния в другое происходит под воздействием
управляющего напряжения;
релаксационные генераторы импульсов, содержащие не
менее одного реактивного элемента (обычно конденсатор),
выполняющего роль накопителя энергии. В таких генераторах
регенеративные (лавинообразные) процессы чередуются с
релаксационными, т.е. относительно медленными измене-
ниями энергии накопителя. Разновидностями релаксацион-
ных регенеративных генераторов импульсов являются муль-
тивибраторы, одновибраторы, блокинг-генераторы, фанта-
стронные генераторы.
В настоящее время получили широкое распространение
генераторы импульсов на ИМС — операционных усилите-
лях и логических элементах, что обусловлено простотой осу-
ществления в этих ИМС положительной обратной связи.
251
12.4.1. Генераторы импульсов на дискретных элементах
Для генерирования прямоугольных (или близких к ним
по форме) импульсов при отсутствии жестких требований
к их длительности и частоте повторения широкое распро-
странение получили автоколебательные мультивибраторы.
Схема простейшего автоколебательного мультивибратора на
транзисторах приведена на рис. 12.9, а. Он представляет собой
двухкаскадный усилитель с положительной ОС, замкнутый
в кольцевую схему: выход первого усилителя соединен со
входом второго, а выход второго — со входом первого. Если
Дс1 = -^2, ^Б1 = ^Б2 и Cl — С2, то мультивибратор называют
симметричным.
При подключении источника питания токи проходят через
оба транзистора УП и И72. Одновременно начинается зарядка
конденсаторов С1 и С2. Напряжения на конденсаторах t/Ci и
Ua нарастают по экспоненциальному закону.
По мере увеличения коллекторных токов транзисторов
повышаются и коэффициенты усиления плеч (т.е. первого
и второго усилительных каскадов) мультивибратора. Пока
РА'< 1 (p-коэффициент передачи цепи положительной ОС;
К — коэффициент усиления), происходит увеличение
коллекторных токов обоих транзисторов и увеличение
напряжений UCI и UC2. Мультивибратор работает как
двухкаскадный усилитель с положительной ОС.
Вследствие даже незначительной асимметрии плеч
мультивибратора, вызванной разбросом параметров тран-
зисторов, резисторов и конденсаторов, коллекторный ток
одного транзистора окажется больше по сравнению с кол-
Рис. 12.9. Схема мультивибратора с коллекторно-базовы-
ми связями (а) и графики напряжений на электродах транзисто-
ров (б)
252
лекторным током другого транзистора. При 1 это при-
ведет к возникновению регенеративного процесса. Дейст-
вительно, пусть коллекторный ток /К1 транзистора 771 бу-
дет больше коллекторного тока /К2 транзистора 772. Это
вызовет уменьшение коллекторного напряжения транзистора
771, которое передается через конденсатор С1 на базу
транзистора 772 и приводит к уменьшению коллекторного
тока этого транзистора. Уменьшение тока сопровожд ается
увеличением коллекторного напряжения транзистора 7Т2,
которое через конденсатор С2 передается на базу транзистора
VT1 и приводит к еще большему увеличению коллекторного
тока /кь уменьшению коллекторного напряжения транзистора
771 и т.д.
Рассмотренный процесс можно более кратко представить
в виде такой символической записи:
и и и и Т->
К1 1 КЭ1 7КЭ2*^ vK32 1 БЭ1 ' f
____________________________________ 4
Процесс увеличения коллекторного тока /К1 и уменьше-
ния коллекторного тока /К2 вследствие действия положи-
тельной ОС носит лавинообразный характер и заканчивается
переходом транзистора 771 в режим насыщения, а транзистора
772 — в режим отсечки.
При открытом и насыщенном транзисторе 771 кон-
денсатор С1 оказывается подключенным через малое
сопротивление гю1 между базой и эмиттером транзистора 772.
При этом отрицательное напряжение £/БЭ2 = -UCI под-
держивает транзистор 772 в закрытом состоянии. В таком
состоянии, которое называется временно устойчивым, или
квазиравновесным, мультивибратор будет находиться в те-
чение времени, определяемого перезарядкой конденсатора
С1 по цепи:
+Е„ -> /?Б2 -> С1 -> коллектор — эмиттер 771 -> - Ев.
В это же время происходит зарядка конденсатора С2 по
цепи:
+ЕВ -> R^-* С2 -> база — эмиттер VT1 -» -Ев.
Обычно элементы и /?Б выбирают так, чтобы процесс
зарядки конденсатора протекал быстрее, чем процесс их
перезарядки. Поэтому конденсатор С2 успеет зарядиться до
значения коллекторного напряжения закрытого транзистора
772, которое примерно равно +£п. После окончания зарядки
С2 транзистор 771 будет удерживаться в режиме насыщения
за счет протекания тока базы 7Б1 = /Бнас = EBRsl.
253
По мере перезарядки конденсатора С1 напряжение UCI
увеличивается и в некоторый момент достигает нулевого
значения. С этого момента транзистор И72 начнет откры-
ваться, его коллекторное напряжение иКЭ2 уменьшается, и
в мультивибраторе замыкается цепь ПОС, вызывающая
лавинообразный процесс изменений токов и напряжений:
Т<--------------------------------------1
Этот процесс заканчивается запиранием транзистора VTi
и переходом в режим насыщения транзистора И72.
Мультивибратор переходит во второе квазиустойчивое
состояние равновесия, в котором начинается зарядка
конденсатора С1 по цепи:
+Еп -> С2 база — змиттер F72 -Еп
и перезарядка конденсатора С1 по цепи:
+£п -> ЛБ1 -> С2 -+ коллектор — змиттер Р72 -* -ЕП^Г
Транзистор УП будет поддерживаться в закрытом со-
стоянии напряжением U^, которое подключается через малое
сопротивление между его базой и эмиттером минусом к
базе. Такое квазиустойчивое состояние будет сохраняться до
тех пор, пока напряжение Ua не достигнет нулевого значения.
С этого момента начнет развиваться новый лавинообразный
процесс изменений токов и напряжений, который приведет
к отпиранию транзистора УП и запиранию Р72.
Графики изменений коллекторных и базовых напряжений
мультивибратора показаны на рис. 12.9, б.
Время закрытого состояния транзистора И71, или дли-
тельность положительного импульса, снимаемого с выхода
1, определяется перезарядкой конденсатора С2 и рассчи-
тывается по приближенной формуле:
t, » C1R,. 1п2 » 0,7 C21L,. (12.6)
И1 ш ш v z
Аналогично
t, « С1А., 1п2 » 0,7 С1Д.,. (12.7)
Их 4>Х 9 DX х '
Период повторения
Т= 'И1 + = 0,7 (Cl^ + С2ЛБ1). (12.8)
В симметричном мультивибраторе при Cl = С2 - С и
^Б1 = ^Б2 = ^б:
^ = ^ = 0,7^; T«1,4CRB.
254
Мультивибратор, схема которого показана на рис. 12.9, а,
называют мультивибратором с коллекторно-базовыми связя-
ми и положительной базой.
Если одно из квазиустойчивых состояний автоколе-
бательного мультивибратора сделать устойчивым, то он
превращается в ждущий мультивибратор, или одновибратор.
Такое устройство может находиться сколь угодно долго в
устойчивом состоянии, пока на его вход не поступит им-
пульс напряжения, переводящий его в квазиустойчивое со-
стояние. Переход из квазиустойчивого состояния в устойчи-
вое в одновибраторе осуществляется самостоятельно.
На рис. 12.10, а показана схема одновибратора с коллекторно-
базовыми связями, а на рис. 12.10, б — временные диаграммы
напряжений, поясняющие его работу.
Резисторы R\, R2 и R& выбираются такими, что напря-
жение между базой и эмиттером транзистора У71 оказывается
отрицательным. Поэтому в исходном состоянии этот
транзистор закрыт. На базу транзистора И72 через резистор
подается положительное напряжение. Транзистор И72
вследствие этого открыт и насыщен.
Входной отрицательный импульс через разделительную
цепь отсекающий диод KD1 подается на базу тран-
зистора и72. Ввиду накопленных в базе зарядов неосновных
носителей транзистор К72 не может сразу закрыться, и на-
чинается процесс рассасывания неосновных носителей. Через
время транзистор К72 окажется на границе режима насы-
щения и под действием отрицательного входного импульса,
Рис. 12.10. Схема одновибратора на БТ с коллекторно-базовы-
ми связями (а) и графики напряжений на электродах транзисто-
ров (б)
255
приложенного к базе К72, коллекторный ток транзистора
К72 начнет уменьшаться, а коллекторное напряжение С/КЭ2 —
увеличиваться. Увеличение напряжения С/КЭ2 через делитель
Л2Л1 передается на базу транзистора VT\. Чтобы увеличить
коэффициент передачи делителя, не нарушая исходного со-
стояния, резистор R2 можно шунтировать конденсатором
Су небольшой емкости, который называется ускоряющим.
Под действием ПОС, приводящей к лавинообразному
процессу изменений токов и напряжений транзисторов:
Т* ^4э1
Т<-----------------------
транзистор VT1 запирается, а транзистор КП отпирается и
переходит в режим насыщения. Наступает квазиустойчивое
состояние равновесия.
После отпирания транзистора КП конденсатор С
оказывается включенным между базой и эмиттером
транзистора К72, причем Ub32 = - Uc. Начинается перезарядка
конденсатора С по цепи: +£п -> ЛБ -> С -> VT1 —> -Еа.
Перезарядка сопровождается уменьшением отрицательного
напряжения на конденсаторе и на базе транзистора К72. При
этом напряжение £7КЭ1« 0, а (/КЭ2« Е„ - (Еа + Еь) R^ / (Л1
+ Л2 + R&).
Как только напряжение на конденсаторе достигнет нуле-
вого уровня, рабочая точка, характеризующая режим
транзистора VT2, окажется на границе с активной областью.
При дальнейшем увеличении напряжения Uc рабочая точка
перейдет в активную область и замкнется цепь положитель-
ной ОС:
Т* АсЛ~* ЦсЭ1
Т<------------.-------------------
Т-+ {/БЭ2?->
_____________4-
Транзистор КП закроется, a VT2 откроется и будет
находиться в режиме насыщения. Начнется зарядка кон-
денсатора С по цепи: +Еа —> -> С -> VT2 -> -Е„. После
зарядки конденсатора С одновибратор будет находиться в
устойчивом состоянии до прихода следующего входного
(запускающего) импульса, т.е. в режиме ожидания. Поэтому
одновибратор часто называют ждущим мультивибратором.
Длительность формируемого одновибратором импульса
определяется постоянной времени цепи перезарядки
256
Рис. 12.11. Схема одновибратора на БТ с эмиттерной связью
конденсатора Си может быть приближенно определена по
формуле:
0,7/^ С. (12.9)
Недостатком рассмотренного одновибратора является
использование в нем двух источников £п и 2^. Поэтому чаще
применяется одновибратор с эмиттерной связью (рис. 12.11),
в котором имеется только один источник питания Еп. Роль
источника Еъ, обеспечивающего запирание транзистора VT1
в исходном состоянии, выполняет напряжение на резисторе
R,, создаваемое эмитгерным током открытого и насыщенного
транзистора VT2. Ток базы насыщенного транзистора У72
определяется сопротивлением резистора 7^, а ток коллектора —
сопротивлением резистора R&. Сопротивления резисторов Я1,
R2 и Я, рассчитываются таким образом, чтобы в исходном
состоянии напряжение (/БЭ транзистора VTI было отрица-
тельным, т.е.
= Еп R2 / (Я1 + R2) - U3 < 0, (12.10)
где U3 = /Э2 нас Я,; 1Э2 нас — эмиттерный ток транзистора
F72 в режиме насыщения.
12.4.2. Генераторы импульсов на логических элементах
Автоколебательные мультивибраторы, в которых ис-
пользуется принцип работы, рассмотренный в п. 12.4.1,
выпускаются и в интегральном исполнении (например,
К119ГГ1, КР119ГГ1). Недостатком интегральных мульти-
вибраторов является потребность в конденсаторах большой
17 - 5926
257
емкости, которые трудно изготавливать. Поэтому в таких
мультивибраторах используются навесные конденсаторы,
подключаемые к соответствующим выводам ИМС.
Каждое плечо мультивибратора можно рассматривать как
транзисторный ключ или логический элемент И-НЕ. Это
позволяет выполнять мультивибраторы на базе логических
элементов.
Мультивибратор на двухвходовых ЛЭ И-НЕ (рис. 12.12)
работает следующим образом.
Предположим, что ЛЭ1 закрыт, а ЛЭ2 открыт. Тогда на
выходе ЛЭ1 действует напряжение высокого уровня С/*вых и
конденсатор С1 заряжается через резистор R2. Напряжение
ию, создаваемое на резисторе R2, поддерживает ЛЭ2 в
открытом состоянии до тех пор, пока ию > С7*пор. Пока идет
зарядка конденсатора С1, кондесатор С2 успевает практически
полностью разрядиться через выходное сопротивление
открытого ЛЭ2 и диод VD1.
Когда напряжение на резисторе R2 достигнет порогового,
ЛЭ2 начнет закрываться. Увеличение напряжения на выходе
2 через конденсатор С2 будет передано на вход ЛЭ1 и вызо-
вет его отпирание. При этом произойдет уменьшение
напряжения на выходе 1, которое через конденсатор С1
будет передано на вход ЛЭ2 и приведет к дальнейшему умень-
шению протекающего через него тока. Таким образом, замы-
кается петля положительной ОС и происходит «опрокиды-
вание» (т.е. переход из одного квазиравновесного состояния
в другое) мультивибратора. После «опрокидывания» ЛЭ1
окажется открытым, а ЛЭ2 — закрытым. Начнется зарядка
конденсатора С2 и разрядка конденсатора С1.
Рис. 12.12. Схема мультивибратора на логических элементах
И-НЕ
258
На рис. 12.13, а приведена схема одновибратора (ждущего
мультивибратора), выполненного на логических элементах
И-НЕ.
В исходном состоянии на входе ЛЭ1 действует напряжение
высокого уровня — логическая единица. Напряжение на входах
ЛЭ2 равно напряжению на резисторе R, которое создается на
нем входным током ЛЭ2. Так как ImR < СЛпор, то можно
считать, что на входах ЛЭ2 имеется логический нуль, а на
выходе — логическая единица, которая передается на второй
вход ЛЭ1. Таким образом, на каждом входе ЛЭ1 имеется
логическая единица. Следовательно, ЛЭ1 открыт и на-
пряжение на его выходе соответствует логическому нулю.
Напряжение на конденсаторе С также близко к нулю.
При поступлении на вход отрицательного импульса, со-
ответствующего нулю, на выходе ЛЭ1 устанавливается
логическая единица, соответствующая напряжению высо-
кого уровня. Начинается зарядка конденсатора С. Ток зарядки
протекает от выхода ЛЭ1 через конденсатор Си резистор R.
На резисторе создается положительное напряжение UR = Iq^R
> t^nop, которое в виде логической единицы поступает на
входы ЛЭ2 и открывает его. На выходе ЛЭ2 образуется низ-
кое напряжение (логический нуль), которое передается на
второй вход ЛЭ1 и поддерживает его в закрытом состоянии
после прекращения действия входного импульса.
По мере зарядки конденсатора С напряжение UR на
резисторе А уменьшается. При UR < С1 пор дальнейшее умень-
шение UR будет сопровождаться увеличением напряжения
U3 на выходе ЛЭ2 и на верхнем входе ЛЭ1. Начнет действовать
Рис. 12.13. Схема одновибратора на логических элементах (а) и
графики изменений напряжений на входах и выходах ЛЭ (б)
17*
259
положительная ОС, которую можно представить символи-
ческой записью:
-> UA-> UA-> UA^> UA->
* 2 3 ' 1
При U3 > U°op на обоих входах ЛЭ1 будет логическая
единица, ЛЭ1 откроется и на его выходе напряжение умень-
шится до логического нуля. Начнется разрядка конденсатора
С через выходное сопротивление ЛЭ1 и диод VD. Напряжение
U2 на входах ЛЭ2 станет меньше порогового t7n°op, и ЛЭ2
закроется. В таком состоянии устройство будет находиться
до прихода следующего запускающего импульса.
Графики напряжений на входах и выходах логических
элементов показаны на рис. 12.13, б. Они построены без учета
задержек при переключениях одновибратора.
12.4.3. Генераторы импульсов на операционных усилителях
Мультивибраторы на операционных усилителях. На рис.
12.14, а приведена схема мультивибратора на операционном
усилителе (ОУ). Его работа заключается в следующем.
В момент подключения мультивибратора к источникам
питания Uc = = 0, а состояние ОУ является неопре-
деленным. ПреДПОЛОЖИМ, ЧТО В ЭТОТ МОМеНТ С4ых = £4ых.пих-
Следовательно, на неинвертирующем входе ОУ действует
положительное напряжение 17,2^= С4ых.т« • / (Я1 + R2).
Конденсатор С начнет заряжаться через резистор ИЗ. При
увеличении напряжения на конденсаторе до значения, близ-
кого к , ОУ выходит из режима насыщения, вступает
Рис. 12.14. Схема мультивибратора на ОУ (а) и графики изме-
нений напряжений на конденсаторе и выходе мультивибра-
тора (б)
260
в действие положительная ОС, и начинается лавинообразный
процесс переключения («опрокидывания»), в результате
которого на выходе ОУ устанавливается минимальный ниж-
ний уровень напряжения = £4ых.пш» напряжение на не-
инвертирующем входе принимает значение ^вых.гат ‘
Л1 / (Rl + R2). Конденсатор С начинает перезаряжаться
через резистор ЛЗ. При уменьшении напряжения (7С до
значения, близкого к происходит «обратное опроки-
дывание» и т.д.
Графики выходного напряжения и напряжения на кон-
денсаторе, иллюстрирующие работу мультивибратора, пока-
заны на рис. 12.14, б.
Одновибраторы на операционных усилителях. Прин-
ципиальная схема одновибратора на ОУ (рис. 12.15, а)
отличается от схемы мультивибратора на ОУ (рис. 12.14, а)
наличием диода VD, подключенного параллельно конден-
сатору С. При указанном на схеме направлении включения
диода в исходном состоянии на выходе устанавливается ми-
нимальный (отрицательный) уровень напряжения t4ta.min.
Диод VD, образующий с резистором ЛЗ делитель выход-
ного напряжения, оказывается включенным в прямом
направлении, поэтому падение напряжения на нем близко к
нулю и Uc = № « 0. Напряжение на неинвертирующем
входе равно ГА*’ = £/вых. RI / (Л1 + R2).
Графики напряжений, поясняющие работу одновибра-
тора, приведены на рис. 12.15, б.
При поступлении на вход импульса положительной
полярности с амплитудой, превышающей значение 17па.пцп
7?1 / (Al + R2), напряжение на неинвертирующем входе
Рис. 12.15. Схема одновибратора на ОУ (а) и графики на-
пряжений на конденсаторе, входе и выходе одновибратора (б)
261
становится положительным. Под действием {7+) > 0 напря-
жение на выходе также становится положительным и,
поступая на неинвертирующий вход через делитель R1R2,
лавинообразно нарастает до максимального значения (7ВЫХ тих-
Напряжение на неинвертирующем входе принимает значение
/?1 / (Я1 + Л2).
Под действием напряжения UBba конденсатор С на-
чинает заряжаться через резистор R3. Диод VD включается
в обратном направлении и на процесс зарядки влияния не
оказывает. Пока Uc < с/Ц? , напряжение С4ых= С4ьи. ш»- При
приближении Uc к Cty ОУ выходит из режима насыщения
и при Uc > &+)ю под действием положительной ОС, осуще-
ствляемой через делитель Л1R2, происходит второе «опро-
кидывание», в результате которого на выходе устанавливается
минимальное напряжение ивых min. Конденсатор начинает
разряжаться через резистор R3 и гвых ОУ. Когда напряжение
на конденсаторе достигает нулевого уровня, диод открывается
и процесс разрядки конденсатора заканчивается.
Таким образом, на выходе одновибратора на ОУ
формируется положительный импульс с крутыми фронтами,
длительность которого можно рассчитать по формуле:
ги» СЛ31п(1 + Я1/Я2). (12.11)
Если изменить направление включения диода, то изме-
нится полярность выходного импульса. При этом запуск
одновибратора должен производиться входными импульсами
отрицательной полярности.
12.5. КОМПАРАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЙ
Компаратор, или сравнивающее устройство, предназначен
для сравнения двух напряжений, поступающих на его входы.
Одно из сравниваемых напряжений, называемое опорным,
может быть постоянным или медленно меняющимся, другое
обычно имеет относительно большую скорость изменения. В
зависимости от знака разности входных напряжений на вы-
ходе компаратора устанавливается максимальный (Utba max)
или минимальный (UBia уровень напряжения.
Компараторы применяются в устройствах временной
задержки импульсов, для получения перепадов напряжений
или импульсов малой длительности, измерения фазы
синусоидальных колебаний и других целей.
262
В качестве компараторов широко используются
интегральные ОУ. Большой коэффициент усиления
интегрального ОУ обеспечивает установление высокого или
низкого уровня выходного напряжения при незначительном
отличии входных напряжений, т.е. изменение уровней
происходит при Umi - U„2 « 0.
12.5.1. Компараторы напряжений без гистерезиса
Простейшая схема компаратора на ОУ показана на рис.
12.16, а. Входное напряжение подано на инвертирующий, а
опорное — на неинвертирующий вход. Если Um < Um, то
входное напряжение ОУ Uo < 0 и U„m = ияых При Um >
Uon напряжение Uo > 0 и UhbDl ~ Полярность выход-
ного напряжения изменяется при переходе входного
напряжения через значение Um и ввиду большого значения
коэффициента усиления носит ступенчатый характер.
Передаточная характеристика такого компаратора показана на
рис. 12.16, б. Если поменять местами источники Um и
или изменить их полярность, то произойдет инверсия
передаточной характеристики.
Условное обозначение компараторов напряжения
приведено на рис. 12.16, в.
Рис. 12.16. Схема компаратора
12.5.2. Компараторы напряжений с гистерезисом
Широкое применение получили компараторы на ОУ с
положительной ОС, известные под названием триггеров
Шмитта, или пороговых устройств. В триггере Шмитта
пороговые уровни переключения ОУ из одного состояния в
другое, называемые уровнями срабатывания и отпускания
Umi, не совпадают, как у обычного компаратора. Они раз-
личаются на величину, называемую гистерезисом переклю-
чения - Ц^. На рис. 12.17 показана схема триггера
Шмитта на ОУ (а) и его передаточная характеристика (б)
263
при Um = 0. Если U„ < 0, то £7ВЫХ = £/вых гоах и на не-
инвертирующий вход с делителя R1R2 подается напряжение
U
U+> = ---ВЫХ max JQ = £/ (12.12)
“ /?1 + Л2 С₽6
Пока Um < Ug>, увеличение входного напряжения не
вызывает изменения выходного. При достижении входным
напряжением значения и дальнейшем его увеличении
изменяется полярность напряжения Ux между входами и на
выходе ОУ напрях^ние скачком устанавливается на уровне
С4ых шт- Напряжение Un, при котором происходит скачко-
образное изменение уровня выходного напряжения, назы-
вают напряжением (или порогом) срабатывания U^. После
переключения на неинвертирующем входе устанавливается
отрицательное напряжение:
U
.= (/ = ----а? Л2. (12.13)
вх-шш °™ + /{2
При уменьшении напряжения Um выходное напряжение
поддерживается на отрицательном уровне min до тех пор,
пока напряжение Um больше напряжения опреде-
ляемого выражением (12.13). При достижении входным
напряжением Um значения и дальнейшем его умень-
шении изменяется полярность напряжения Ux и на выходе
ОУ напряжение скачком устанавливается на максимальном
положительном уровне Напряжение при
котором происходит повторное изменение уровня выходно-
го напряжения, называют напряжением отпускания U^.
Из выражений (12.12) и (12.13) следует, что при оди-
наковых абсолютных значениях UatM max и Uata min равны и
абсолютные значения напряжений и и ширина зоны
гистерезиса
4U = и и =<и . и \-Л—
г срб отп ' вых max вых -f- fQ
определяются соотношением сопротивлений резисторов 7?1
и/?2.
Рассмотренный триггер Шмитта называют инвертиру-
ющим, так как у него за пределами зоны гистерезиса поляр-
ность выходного напряжения противоположна полярности
входного. Его условное обозначение показано на рис. 12.17, в.
264
б
в
Уота
Увыхт1н
У ши max
Црв Уш
Рис. 12.17. Схема инвертирующего триггера Шмитта на ОУ (а),
его передаточная характеристика (б) и условное графическое
обозначение (в)
Контрольные вопросы и задания
1. В чем заключаются условия баланса амплитуд и фаз в
автогенераторе гармонических колебаний?
2. Каким образом обеспечивают баланс амплитуд и баланс
фаз в автогенераторах с трансформаторной и автотран-
сформаторной связью?
3. Изобразите трехточечную схему автогенератора гармо-
нических колебаний на БТ Какой характер должны иметь
реактивные элементы Х1, Х2 и ХЗ колебательного кон-
тура?
4. В каких случаях удобно использовать ЯС-генераторы
гармонических колебаний?
5. Какие виды частотно-зависимых четырехполюсников
применяются в ЯС-генераторах?
6. Почему в ЯС-генераторе на интегральном ОУ, показан-
ном на рис. 12.6, б, частотно-избирательный четырех-
полюсник включен в цепь положительной обратной свя-
зи?
7. Каковы причины нестабильности частоты генерируемых
колебаний в автогенераторах?
8. Какую функцию выполняет кварцевый резонатор, вклю-
чаемый в автогенератор?
9. Пользуясь символической формой записи, поясните ра-
боту мультивибратора с коллекторно-базовыми связями.
10. Поясните работу мультивибраторов на ЛЭ (рис. 12.12)
и интегральном ОУ (рис. 12.14, а).
11. Поясните работу одновибраторов на БТ (рис. 12.11),
ЛЭ (рис. 12.13, а) и на интегральном ОУ (рис. 12.15, а).
12. Изобразите схему простейшего компаратора напряже-
ний на интегральном ОУ и поясните его работу.
13. ЛОГИЧЕСКИЕ ЭЛЕМЕНТЫ СРЕДНИХ
И БОЛЬШИХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ
13.1. РЕГИСТРЫ
Регистры являются наиболее распространенными узлами
ЭВМ. Они предназначены для приема, хранения и передачи
информации, представленной в виде двоичного кода (слова).
Каждому разряду двоичного кода соответствует определенный
разряд (ячейка памяти) регистра. С помощью регистров можно
выполнять некоторые логические операции (поразрядное
логическое сложение, умножение и др.), а также осуществ-
лять операции преобразования информации из одного вида
в другой (например, преобразовывать последовательный код
в параллельный и т.п.).
Регистр представляет собой совокупность определенным
образом соединенных триггерных ячеек с устройством
управления входными и выходными сигналами. Число ис-
пользуемых в регистре триггеров определяет его разрядность.
Каждый триггер регистра может иметь прямой и инверсный
выходы, что позволяет снять записанный в нем код в прямом
или инверсном виде.
Важнейшим признаком классификации регистров явля-
ется способ ввода—вывода информации и характер пред-
ставления вводимой и выводимой информации.
По способу ввода и вывода (приема и передачи) информа-
ции регистры подразделяются на параллельные, последова-
тельные и параллельно-последовательные.
По характеру представления вводимой и выводимой
информации регистры делят на однофазные и парафазные. В
однофазных регистрах информация вводится в прямом или
обратном (инверсном) кодах, а в парафазном — одновременно
в прямом и обратном. Вывод информации из регистров обо-
их типов может осуществляться как в прямом, так и в
обратном кодах.
Регистры можно классифицировать также по числу тактов
управления при записи и по виду выполняемых операций
над словами.
266
По числу тактов управления регистры подразделяются на
однотактные, двухтактные и многотактные. Число тактов
определяется типом используемых в регистре триггеров.
По виду выполняемых операций над словами различают
регистры для приема, передачи и сдвига информации.
13.1.1. Параллельные регистры
В параллельных регистрах запись информации (слова)
осуществляется параллельным кодом, т.е. одновременно во
все разряды регистра. Записанная информация может
многократно считываться и храниться в регистре сколь угодно
длительное время. Поэтому такие регистры называют реги-
страми памяти.
На рис. 13.1, а приведена схема четырехразрядного параллель-
ного однофазного регистра на RS-триггерах.
Управление приемом (записью) и выдачей (считыванием)
информации осуществляется соответственно элементами И1
и И2, ИЗ. Входы а}, а2, а3 и а4 соответствуют разрядам
записываемого слова (числа).
Рис. 13.1. Схемы однофазного (а) и парафазного (б) парал-
лельных регистров
267
Перед записью все триггеры регистра устанавливают в
нулевое состояние подачей импульса «Усг. О» на входы Л Запись
информации at...a4 в регистр осуществляется при поступле-
нии импульса записи на шину «Зап». При этом на выходах
элементов И1 образуются сигналы установки триггеров в
состояние 1 только в тех разрядах, в которых ц = 1. Остальные
триггеры остаются в нулевом состоянии. Записанный в
регистр код выдается в прямом (через элементы Я2) или
инверсном (через элементы ИЗ) виде при поступлении на
входы ЛЭ И2 или ЛЭ ИЗ соответственно импульсов ВП или
ВИ. Информация о записанном коде сохраняется в регистре
до прихода следующего импульса «Усг. О».
Недостаток рассмотренного параллельного регистра
заключается в том, что требуется время для его обнуления
перед записью новой информации. Это снижает быстродей-
ствие регистра. Для увеличения быстродействия применяют
парафазную запись информации. Парафазный регистр мож-
но получить из однофазного, преобразовав устройство
управления записью (рис. 13.1, 6). Записываемое слово
представляется в прямом (ata2a3a4) и инверсном (oia2a3a4)
кодах и подается на входы элементов И1 и И2 соответствен-
но. Запись в регистр производится при поступлении сигналов
записи на шину «Зап». При этом на входы Sтриггеров по-
ступают прямые, а на входы R — инверсные значения разрядов
записываемого слова, которые устанавливают триггеры в
нужные состояния независимо от исходных состояний. Выдача
информации осуществляется так же, как и в однофазном.
13.1.2. Последовательные регистры
Наряду с записью и хранением информации последова-
тельные регистры позволяют осуществить логическую
операцию сдвига кода записанного числа на любое количество
разрядов. Поэтому последовательные регистры называют
также сдвигающими регистрами, или регистрами сдвига.
Сдвиг кода записанного числа в регистре применяется при
выполнении операций умножения и деления. Так, например,
сдвиг кода 0100 (числа 4) на один разряд влево дает код 1000
(число 8), что соответствует умножению на 21 = 2. Сдвиг
этого же кода 0100 на один разряд вправо дает код 0010
(число 2), что равносильно делению на 21 = 2.
Помимо выполнения операций умножения и деления,
сдвигающие регистры применяются для преобразования
268
параллельного кода в последовательный и наоборот, а также
для построения счетчиков импульсов.
Последовательный регистр состоит из последовательно
соединенных триггеров. Под действием тактовых импульсов
состояние каждого триггера передается последующему, что
равносильно сдвигу кода. В зависимости от числа последо-
вательностей тактовых импульсов, осуществляющих сдвиг
кода, сдвигающие регистры бывают однотактными, двух-,
трех- и четырехтактными (в общем случае многотактными).
Триггеры сдвигающего регистра должны обладать свой-
ством запоминания информации, поэтому при построении
регистров широко используются синхронные двухступен-
чатые триггеры. На рис. 13.2, а показана схема последовательного
«-разрядного регистра на синхронных двухступенчатых JK-
триггерах. Вводимое «-разрядное число А в парафазном коде
подается на вход триггера Тг,. Ввод числа в регистр осуществ-
ляется тактовыми импульсами, поступающими на вход
синхронизации С. По отрицательному фронту первого
импульса С в триггер Тп записывается значение первого
разряда числа А По отрицательному фронту второго импульса
С состояние триггера ТГ) переписывается в Тг2, а триггер Тг1
принимает состояние второго разряда числа А и т.д. После
поступления п тактовых импульсов весь регистр оказывается
заполненным разрядами числа А. Для вывода информации из
регистра последовательным кодом следует подать новую серию
из п тактовых импульсов.
Рис. 13.2. Схема последовательного регистра на синхронных JK
(а) и АУ-триггерах (6)
269
Регистр сдвига можно выполнить и на синхронных
одноступенчатых триггерах, если применить не однотактную,
а многотактную схему синхронизации. На рис. 13.2,6приведена
схема двухтактного сдвигающего регистра, построенного на
синхронных одноступенчатых ЛУ-триггерах. Он состоит из
основного (Тгь Тг2,..., Тгп) и дополнительного (Т'гь Т г2...,
Т'гп) регистров. По первому импульсу С1 (при этом С2 = 0)
первый разряд числа А записывается в триггер 7ЬЬ а затем
по первому импульсу С2 (С1 =0) состояние триггера Тг!
передается триггеру Т'г,. После серии из п импульсов С, и
такого же количества импульсов С2 основной и дополни-
тельный регистры будут заполнены разрядами числа А.
13.1.3. Параллельно-последовательные регистры
Параллельно-последовательный регистр на D-триггерах
(рис. 13.3) позволяет осуществлять преобразование парал-
лельного кода в последовательный и наоборот. Двух-
ступенчатые D-триггеры имеют инверсные входы S и R для
асинхронной установки нуля (входы Л) и для записи и-раз-
рядногочисла А (а15 а2... а„) в регистр параллельным кодом
(входы S). Параллельная запись числа во все разряды регистра
осуществляется импульсом Cl = 1. При этом на выходах ЛЭ
И образуются значения 3J, а2... ап, которые поступают на
асинхронные входы S D-триггеров регистра и устанавливают
их в состояния О], а2... а„. Преобразование параллельного
Рис. 13.3. Схема параллельно-последовательного регистра на D-
триггерах
270
кода в последовательный осуществляется подачей серии им-
пульсов на вход С1. Этими импульсами записанный в регистр
код как бы выталкивается поразрядно, а освобождающиеся
разряды устанавливаются в нулевое состояние.
В данный регистр можно осуществить запись числа
последовательным кодом. Последовательный код записы-
ваемого числа подается на вход D и импульсами, поступа-
ющими на вход С1, «проталкивается» в регистр. Через выхо-
ды Qi, Qi ... Qn число, записанное в регистр последо-
вательным кодом, может быть считано прямым параллельным
кодом.
13.1.4. Реверсивные регистры
Регистры, которые позволяют осуществлять сдвиг запи-
санного в них кода вправо или влево, называют реверсивными
(рис. 13.4).
Реверсивный регистр отличается от сдвигающего (рис.
13.2) наличием перед каждой ячейкой устройства управления,
выполненного на трех двухвходовых элементах И-НЕ. Для
сдвига вправо необходимо одновременно с поступлением
синхронизирующего импульса на вход С подать импульс на
шину «Вправо». При этом на входы D каждого последующе-
го триггера поступает информация с выхода триггера
предыдущего разряда (через ЛЭ И2 и ИЗ), которая будет
переписана во вторую ступень каждого принимающего
триггера после окончания действия импульса на входе С. Для
сдвига последовательного кода влево одновременно с
синхронизирующим импульсом С подается импульс на шину
«Влево». В этом случае на D-вход первой ступени каждого
триггера поступает информация о состоянии последующего
Рис. 13.4. Фрагмент схемы реверсивного регистра сдвига
271
триггера (через ЛЭ И1 и ИЗ), которая переписывается во
вторую ступень после окончания синхронизирующего им-
пульса.
13.2. СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ
Счетчиком импульсов называют устройство, предназна-
ченное для подсчета числа импульсов, поступающих на его
вход, и хранения результата счета в виде кода. Счетчики им-
пульсов широко применяются в измерительной технике и в
устройствах цифровой обработки информации. Практически
любую аналоговую величину (длительность и период по-
вторения импульсов, угол поворота, перемещение, скорость
и т.п.) можно преобразовать в электрические импульсы,
число которых пропорционально значению аналоговой ве-
личины, подсчитать эти импульсы с помощью счетчика и
выразить числом или кодом. На таком принципе основана и
работа аналого-цифровых преобразователей. В ЭВМ счетчики
применяются для формирования адресов команд, подсчета
количества циклов при выполнении программы, подсчета
количества шагов при выполнении операций умножения и
деления.
13.2.1. Основные параметры и классификация
Счетчики импульсов выполняются на основе триггеров,
образующих двоичные разряды. Количество разрядов
определяется наибольшим числом, которое должен зафикси-
ровать счетчик. В «-разрядном счетчике имеется один вход
для счета импульсов и п выходов для выдачи кода числа
подсчитанных импульсов. Основными параметрами счетчи-
ков являются их информационная емкость, или модуль счета
К^, и быстродействие. Модуль счета определяется макси-
мальным числом импульсов, которое может быть подсчитано
данным счетчиком, и зависит от количества разрядов. При
одном разряде = 2, при двух разрядах К„ = 22, при
трех — Кт = 23, при п разрядах = 2". После поступления
на «-разрядный счетчик 2й импульсов он обнуляется.
Следовательно, в таком счетчике может длительное время
сохраняться информация о (2я - 1) или меньшем числе
подсчитанных импульсов. Быстродействие счетчика опреде-
ляется двумя величинами: разрешающей способностью и
временем установки очередного состояния. Разрешающая спо-
собность tp = 1 / fm (fr, — частота следования входных им-
272
пульсов) определяется минимально допустимым временным
интервалом между двумя входными импульсами, при котором
не происходит потери счета (сбоя). Время установки пред-
ставляет собой интервал времени между поступлением
импульса на вход счетчика и переходом его в новое состоя-
ние.
По целевому назначению счетчики подразделяются на
простые и реверсивные. Простые счетчики могут быть сум-
мирующими или вычитающими. В суммирующих счетчиках
каждый вновь поступающий на его вход импульс увеличивает
показание счетчика на одну единицу, а в вычитающих —
уменьшает на единицу. Реверсивные счетчики могут работать
в обоих режимах: суммирования и вычитания.
По способу переключения триггеров во время счета им-
пульсов счетчики подразделяются на асинхронные и син-
хронные. В асинхронных счетчиках переход каждого триггера
(разряда) из одного состояния в противоположное проис-
ходит сразу же после изменения сигналов на его управляющих
входах. В синхронных счетчиках переключения триггеров при
наличии соответствующих сигналов на управляющих входах
происходят только в моменты поступления синхронизи-
рующих импульсов.
По модулю счета счетчики делятся на двоичные с = 2"
и недвоичные с * 2".
По способу организации цепей переноса информации меж-
ду разрядами различают счетчики с последовательным, сквоз-
ным и параллельными переносами.
13.2.2. Двоичные счетчики импульсов
Рассмотрим состояния трехразрядного двоичного счет-
чика, работающего в режимах сложения (прямой счет) и
вычитания (обратный счет), отображенные в табл. 13.1.
Из таблицы видно, что частота переключений триггера
каждого последующего i-ro разряда в два раза меньше, чем
частота переключений триггера предыдущего (i - 1)-го разряда.
Это свойство позволяет использовать счетчики в качестве
делителей частоты.
Из табл. 13.1 также следует, что в режиме прямого счета
триггер i-ro разряда переключается тогда, когда триггер (i -
1)-го разряда переключается из 1 в 0 или когда триггеры всех
младших разрядов (i.lf i.2... ib io) находятся в единичных
состояниях. В режиме обратного счета триггер i-ro разряда
переключается в том случае, если триггер (i - 1)-го разряда
18 - 5926
273
переключается из 0 в 1 или триггеры всех младших разрядов
находятся в единичном состоянии. Эти закономерности по-
зволяют строить счетчики асинхронного типа (с последо-
вательным переносом), в которых входные импульсы по-
ступают только на вход триггера младшего разряда, а пе-
реключение последующего триггера осуществляется с выхода
предыдущего, и синхронные счетчики, в которых входные
импульсы поступают на все триггеры и их переключение
осуществляется одновременно в зависимости от состояний
триггеров предшествующих разрядов.
Таблица 13.1. Соответствие между числом входных
импульсов и значениями выходного кода
трехразрядного двоичного счетчика
Число импульсов, поступаю- Прямой счет Обратный счет
02 01 00 02 Q1 00
щих на вход 22 21 2° 22 2’ 2°
0 0 0 0 1 1 1
1 0 0 1 1 1 0
2 0 1 0 1 0 1
3 0 1 1 1 0 0
4 1 0 0 0 1 1
5 1 0 1 0 1 0
6 1 1 0 0 0 1
7 1 1 1 0 0 0
Суммирующие счетчики с последовательным переносом.
На рис. 13.5, а показана схема суммирующего четырехразряд-
ного счетчика с последовательным переносом на двух-
ступенчатых /^-триггерах. Подача напряжений логической 1
на входы / и АГтриггеров каждого разряда превращает их в
счетные с информационным входом С. Поскольку пере-
ключение двухступенчатого /ЛГ-тригтера осуществляется в мо-
мент окончания положительного импульса на входе С, то
для обеспечения режима суммирования вход С триггера /-го
разряда, в соответствии с табл. 13.1, должен быть подклю-
чен к прямому выходу триггера (/ - 1)-го разряда. Если вход
С триггера /-го разряда соединить с инверсным выходом
триггера (/ - 1)-го разряда, счетчик будет вычитающим, что
также следует из табл. 13.1.
Прицип работы счетчика иллюстрируется графиками,
приведенными на рис. 13.5, б. Перед началом работы все
разряды устанавливаются в нулевое состояние подачей
импульса напряжения логического 0 на вход «Уст. О». Первый
импульс, поданный на счетный вход первого триггера,
устанавливает в состояние 1 первую ступень. Вторая (основ-
ная) ступень этого триггера устанавливается в единичное
состояние после окончания действия первого импульса с
некоторой задержкой t№ t — tm т, где tm т — время задержки
Рис. 13.5. Схема суммирующего четырехразрядного счетчика с
последовательным переносом (а) и графики, поясняющие его
работу (б)
18*
275
переключения триггера. Состояния остальных триггеров при
этом не изменяются. Вторым счетным импульсом первый
триггер переводится в нулевое состояние, которое устанав-
ливается в нем после окончания действия второго импульса.
Третий счетный импульс снова переводит первый триггер в
единичное состояние и т.д. Таким образом, каждый нечет-
ный импульс, поступающий на счетный вход первого
триггера, переводит его в единичное состояние, а каждый
четный возвращает в нулевое состояние (график Q1 на рис.
13.5, б). В результате на выходе триггера первого разряда
образуются прямоугольные импульсы, частота которых в два
раза меньше, чем частота входных импульсов. Эти импульсы
поступают на счетный вход триггера второго разряда. Первый
импульс Q1 осуществляет подготовку единичного состоя-
ния триггера второго разряда, которое устанавливается пос-
ле прекращения действия импульса Q1. Второй импульс Q1
возвращает триггер второго разряда в нулевое состояние и
т.д. Состояния триггера второго разряда будут характери-
зоваться импульсами Q1, частота повторения которых в два
раза меньше частоты повторения импульсов Q1. При этом
импульсы Q2 оказываются задержанными относительно
срезов соответствующих входных импульсов (2-го, 6-го, 10-
го и т.д.) на время = 2/ш1 (график Q2 на рис. 13.5, б).
Триггер третьего разряда срабатывает от выходного
импульса 02, и его состояния изображаются импульсами
03, которые имеют частоту повторения в два раза меньшую,
чем частота повторения импульсов 02. Кроме того,
увеличивается и задержка импульсов 03 относительно вход-
ных импульсов: = 3/ш j (график 03 на рис. 13.5, б).
Состояния триггера четвертого разряда характеризуются
его выходными импульсами 04, которые имеют частоту
повторения в два раза меньшую, чем частота повторения им-
пульсов 03 (график 04 на рис. 13.5,6).
Достоинством двоичных счетчиков с последовательным
переносом является простота построения, а недостатком —
задержка переключения триггеров на каждом шаге передачи
единицы от разряда к разряду > t№,3 > tw,2 > Если /щ4
превысит временной интервал между счетными (входны-
ми) импульсами, произойдет искажение информации. Сле-
довательно, временная задержка переключения триггеров
старшего разряда счетчика определяет максимальное значение
частоты входных импульсов. Для «-разрядного двоичного
276
счетчика с последовательным переносом максимальная частота
повторения входных импульсов определяется по формуле:
(13.1)
Если перед каждым разрядом (кроме первого) включить
схемы управления, позволяющие коммутировать входы этих
разрядов к прямым или инверсным выходам предыдущих
разрядов, то получится реверсивный счетчик, способный
работать как в режиме суммирования, так и в режиме
вычитания.
Двоичные счетчики с параллельным переносом. Эти счет-
чики относятся к типу синхронных и обладают лучшей по-
мехоустойчивостью и наибольшим быстродействием.
На рис. 13.6 показана схема четырехразрядного суммирую-
щего двоичного счетчика с параллельным переносом,
построенного на двухступенчатых /Х-триггерах. В нем на вхо-
ды J и К триггера каждого разряда через ЛЭ И подаются
сигналы с прямых выходов триггеров всех предыдущих
разрядов. Переключение триггера /-го разряда при поступле-
нии на вход С очередного счетного импульса произойдет лишь
в том случае, если триггеры всех предшествующих разрядов
находятся в состоянии 1 (см. табл. 13.1).
Если входы конъюнкторов подключить не к прямым, а к
инверсным выходам триггеров, то получится вычитающий
счетчик с параллельным переносом.
Время установки счетчика с параллельным переносом
не зависит от числа разрядов и определяется уравнением:
(13-2)
где — время задержки переключения конъюнктора.
Рис. 13.6. Схема четырехразрядного двоичного счетчика с
параллельным переносом
277
Промышленностью выпускается целый ряд двоичных
счетчиков в интегральном исполнении, выполненных по
различным технологиям. Примером может служить четы-
рехразрядный реверсивный двоичный счетчик ИЕ7, по-
строенный на двухступенчатых JA'-триггерах и имеющийся в
сериях К155, К555, К1533 и др. (рис. 13.7, а). При работе в
режиме суммирования счетные импульсы подаются на вход
«+1» (вывод 5 ИМС), а в режиме вычитания — на вход «-1»
(вывод 4 ИМС). При этом должно быть обеспечено условие
С= 1, R = 0. Кроме того, этот счетчик имеет дополнитель-
ные информационные входы DO, DI, D2, D3. Эти входы
используются для предварительной установки счетчика: при
С = 0 двоичный код, установленный на этих входах, пе-
редается на выходы счетчика 00, 01, Q2, Q3. При R = 1
счетчик обнуляется независимо от уровней сигналов, дей-
ствующих на входах «+1», «-1» и С.
При работе в режиме суммирования после состояния
Q3 02 01Q0 = 1111 очередной импульс, поступающий на вход
«+1», вызывает обнуление счетчика. При этом на выходе
переноса «>15» формируется импульс логического нуля.
При работе счетчика в режиме вычитания после состоя-
ния 03020100 = 0000 очередной импульс, поступивший на
вход «-1», устанавливает счетчик в состояние 1111 и вызы-
вает появление сигнала заема в виде логического нуля на вы-
ходе «<0».
Выходы переноса «>15» и заема «<0» удобно использовать
при наращивании разрядности счетчиков, как показано на
рис. 13.7, б.
Рис. 13.7. Реверсивный счетчик К155ИЕ7
278
13.2.3. Недвоичные счетчики импульсов
Путем введения обратных связей и использования
установочных входов триггеров можно построить счетчики
с любым модулем счета. Такие счетчики часто называют
пересчетными устройствами. В качестве примера рассмотрим
синтез пересчетного устройства на D-триггерах, управляемых
положительным фронтом синхроимпульса (типа ТМ2), име-
ющего три состояния 1—3—2, то есть К„ = 3. Очевидно, что
такое устройство должно быть двухразрядным.
Составим таблицу функционирования пересчетного
устройства (табл. 13.2).
Таблица 13.2. Таблица функционирования пересчетного
устройства с кодом пересчета 1—3—2
Состояние Q2 Q1 D2 D1
1 0 1 1 1
2 1 1 1 0
3 1 0 0 1
0 0 0 0 1
Первая строка этой таблицы соответствует состоянию 1,
которое в двоичном коде отображается как 0201 = 01. Для
перехода в состояние 3, то есть для образования комбинации
сигналов 0201 = 11, на входы D триггеров обоих разрядов
должны быть поданы сигналы логической 1, что и отображено
в первой строке двух последних столбцов табл. 13.2. Анало-
гичным образом заполняются остальные строки. При вклю-
чении питания вместо рабочих состояний 1, 3 или 2 устрой-
ство может оказаться в запрещенном состоянии 0201 = 00.
Если при этом окажется, что на входах D обоих триггеров
действуют сигналы логического нуля (DI = D1 = 0), то схе-
ма «застрянет» в состоянии 0201 = 00. Для исключения это-
го необходимо предусмотреть на входах D триггеров комбина-
цию сигналов, при которых очередной входной импульс
переведет пересчетное устройство в одно из рабочих состоя-
ний. Пусть такой комбинацией будет D2DI =01 (четвертая
строка табл. 13.2). На основании табл. 13.2 строим карты Карно
(Вейча) для входов D1 и D2 (рис. 13.8, а), по которым находим:
D2 = 01, D1 = 02 + 01 = Q2Q1.
279
Рис. 13.8. Пересчетнос устройство с кодом пересчета 1—3—2
Полученным уравнением соответствует функциональная
схема пересчетного устройства, показанная на рис. 13.8, б.
Широкое распространение среди недвоичных счетчиков
получили двоично-десятичные счетчики, у которых сигнал
переноса (заема) вырабатывается после поступления на их
вход десяти счетных импульсов. Примерами таких счетчиков
могут служить ИМС К155ИЕ2, К155ИЕ6, К555ИЕ6,
КР1533ИЕ6, К561ИЕ14 и др. Такие счетчики применяются
в измерительной технике, различной связной аппаратуре,
устройствах отображения информации в цифровом десятич-
ном коде и т.п. Они получили название пересчетных декад
или просто декад.
13.3. ШИФРАТОРЫ И ДЕШИФРАТОРЫ
Шифратор, или кодер, — это устройство, осуществляю-
щее кодирование сигналов, подлежащих цифровой обработке.
Шифратор, у которого при т = 2" входах имеется п выхо-
дов, называется полным. Если т < 2", шифратор называется
неполным. При подаче сигнала на один из входов на выходе
появляется двоичный код, численно равный номеру воз-
бужденного входа.
Шифратор широко используется при вводе данных с
клавиатуры. При вводе данных с клавиатуры десятичных
чисел используется неполный шифратор «10—4» (л = 4,
т = 10), функционирование которого определяется табл. 13.3.
280
Таблица 13.3. Функционирование неполного шифратора «10—4»
Возбужденный вход Выходы
Уз Уз У, Уо
*0 0 0 0 0
Х1 0 0 0 1
Х2 0 0 1 0
х3 0 0 1 1
Х4 0 1 0 0
Х5 0 1 0 1
Х6 0 1 1 0
Х7 0 1 1 1
Х8 1 0 0 0
Х9 1 0 0 1
На основании этой таблицы выражения переключательной
функции (ПФ) для каждого выхода имеют вид:
У О = Xl + Х3 + Х3 + Х7 + Х9 = XF?&9>
У1 = Х3 + Х3 + Xi + Х7 =
У2 = Х4 + Х5 + Х( + X7=XW<Ft>
Уз = Х3+Х9=‘Х^1Г
Реализация этих функций в базисе И-НЕ приведена на
рис. 13.9, а, а условное обозначение полученного шифратора —
на рис. 13.9, б.
Рис. 13.9. Схема (а) и УГО (б) неполного шифратора «10—4»
281
Дешифратор, или декодер, — это комбинационный
операционный узел ЭВМ, преобразующий «-разрядный по-
зиционный код в т = 2"-разрядный унитарный код. Такой
дешифратор называется полным. Правила его работы
определяются табл. 13.4.
Таблица 13.4. Функционирование полного дешифратора
на л входов
Входы Уо Выходы
х2 У, у
0 0 0 0 1 0 0 0
0 0 0 1 0 1 0 0
1 1 1 1 0 0 0 1 6
1 1 1 1 0 0 0 1
В соответствии с этой таблицей ПФ, реализуемая по
каждому выходу, имеет вид:
Уо Vn-f'^P
.......................... (13-3)
V/ = X-/-X^
В зависимости от способа реализации ПФ, определяемых
уравнениями (13.3), дешифраторы делятся на одноступен-
чатые, или линейные, и многоступенчатые.
В линейных дешифраторах каждое уравнение системы
(13.3) реализуется отдельным ЛЭ. В качестве примера осу-
ществим синтез полного линейного двухразрядного дешиф-
ратора, имеющего два входа (л = 2) и четыре выхода (т - 4),
кратко называемого дешифратором «2—4». Таблица его
функционирования (табл. 13.5) получается из табл. 13.4 при
л = 2.
Переключательным функциям у, выходных переменных,
указанным в этой таблице, соответствует схема, приведенная
на рис. 13.10, а. Чтобы каждый вход дешифратора представлял
собой единичную нагрузку, прямые и инверсные значения
входных переменных формируются внутри дешифратора с
помощью инверторов.
282
Таблица 13.5. Функционирование дешифратора «2—4»
Входы ПФ возбужденного выхода
Х2 Х1
0 0
0 1
1 0 У2 = ХЛ
1 1 Уз = хЛ
Если использовать не двухвходовые, а трехвходовые
конъюнкторы, то третьи входы можно объединить и
использовать в качестве стробирующего (вход С на рис. 13.10,
а). При С = 1 в зависимости от значений и х^ на одном из
выходов (возбужденном) появляется высокий уровень
напряжения, а на остальных — низкие. При С=0 на всех выходах
оказываются низкие уровни напряжения.
Часто выходы дешифратора делают инверсными. При этом
на возбужденном выходе дешифратора будет низкий уровень
напряжения, а на остальных — высокий.
Условные графические обозначения дешифраторов с
прямыми и инверсными выходами даны на рис. 13.10, б, в.
Недостатком линейных дешифраторов является то, что с
увеличением числа входных переменных (разрядности)
увеличивается число входов конъюнкгоров.
Многоразрядные дешифраторы выполняются в виде
каскадного соединения малоразрядных стробируемых де-
шифраторов (рис. 13.11) либо как многоступенчатые. На
Рис. 13.10. Схема (а) и УГО стробируемых дешифраторов «2—
4» с прямыми (б) и инверсными (в) выходами
283
Рис. 13.11. Каскадное включение дешифраторов
рис. 13.12 показана схема четырехразрядного двухступенчатого
дешифратора, построенного из двухразрядных нестробиру-
емых линейных дешифраторов и матрицы, образованной
двухвходовыми конъюнкторами (такие дешифраторы назы-
ваются прямоугольными). Синтез такого дешифратора осу-
ществлен на основании уравнений (13.6) при п = 4.
Дешифраторы применяются в устройствах управления
ЦВМ для дешифрации операций или микрокоманд в управ-
ляющие сигналы, для преобразования параллельного кода в
последовательный, в запоминающих устройствах для выбора
ячейки памяти при записи или считывании информации, в
распределителях импульсов по различным цепям и др.
13.4. МУЛЬТИПЛЕКСОРЫ И ДЕМУЛЬТИПЛЕКСОРЫ
Мультиплексор (от англ, multiplex — многократный)
представляет собой логическое устройство, используемое для
последовательного опроса логических состояний большого
числа переменных и передачи их на один выход. На рис. 13.13,
а приведена схема мультиплексора на 4 входа («4—1»), Входы
284
I ступень
II ступень
Рис. 13.12. Двухступенчатый нестробируемый прямоугольный
дешифратор
и являются адресными. Их значение определяет одну из
переменных %, хь Xj или Хз, передаваемую на выход у.
У “ 515Л + 51аЛ + в1*Л + а1аЛ-
Рис. 13.13. Мультиплексор на четыре входа (а), одноадресный
мультиплексор на два входа (б) и его упрощенная схема (в)
285
Например, если а0 = 1 и а{ = 0 (адрес 01), то на выход
передается переменная хь так как при этом
у = 1-0-Хд + 1-1-х, + 1-0-х2 + 0-1-х3 = х,.
Число соединяемых с выходом входов может быть зна-
чительно увеличено, причем при 2П коммутируемых входах
потребуется всего п адресных входов.
При одном адресном входе выход можно коммутировать
с одной из двух переменных XqHX} (рис. 13.13, б). В этом
случае мультиплексор выполняет роль управляемого пере-
ключателя (рис. 13.13, в).
Условное изображение мультиплексора показано на рис.
13.14, а. Вход Е— разрешающий. Сигнал Е = 1 разрешает
работу мультиплексора, а Е= 0 — запрещает.
Интегральные мультиплексоры имеются во многих сериях
различных типов логик и имеют организацию «16—1», «8—
1», «4—1» и «2—1». Для коммутации большего числа входов
применяются различные способы соединения мультиплек-
соров малой разрядности.
Мультиплексоры применяют: для преобразования
параллельных цифровых кодов в последовательные; на
выходах запоминающих устройств при считывании инфор-
мации по одной разрядной шине; в многоразрядных сдви-
гателях кодов чисел; для реализации различных булевых
функций и др.
На рис. 13.14, ^приведена схема комбинационного устройства
сдвига, выполненного на сдвоенных мультиплексорах типа
КП2 (К155КП2, К555КП2, КР1533КП2 и др.). Прохождение
разрядов числа хрс^сухрсзхрс] на выходы yyyyyt и у0
мультиплексоров определяется сигналами at и а0 на адресных
входах (рис. 13.14, в). Если ц, = щ = 0, то на выходы поступают
разряды с нулевых входов, то есть у3 = х7, у2 = хв, у, = xs,
у0 = х<,- При at = 0 и а0 = 1 (код адреса 01) на выходы
мультиплексора поступают разряды с первых входов, то есть
Уз= *6, Уз= хз> Уз= х* Уо ~ хз, что соответствует сдвигу кода
числа на один разряд в сторону младших разрядов. При
адресном коде ар0 = 10 происходит сдвиг числа на два разряда,
а при адресном коде ар0 = 11 — на три разряда.
Устройство, предназначенное для посылки входного
сигнала в ту или иную электрическую цепь (в тот или иной
адрес), называется демультиплексором. Схема демульти-
плексора на 4 выхода приведена на рис. 13.15, а. Появление
переменной хна выходахулУ1,У1 илиу3 определяется значениями
286
Рис. 13.14. УГО мультиплексора «4—1» (а) и устройство сдвига
кода на сдвоенных мультиплексорах типа К155КЛ2 (б)
адресных переменных at и а? Например, если а0= а, = 1,
то переменная х появится на выходе у3, так как при этом
у3 = aoajX= 11х -х.
Сравнивая рисунки 13.15, а и 13.10, а, легко убедиться в
их подобии. Следовательно, функцию демультиплексора мо-
жет выполнять стробируемый дешифратор, в котором сигнал
х подается на стробирующий вход С, а остальные входы ис-
пользуются как адресные. По этой причине большинство
стробируемых дешифраторов называются дешифраторами-
демультиплексорами. При использовании таких дешифраторов
287
Рис. 13.15. Демультиплексор «1—4» на основе ЛЭ (а) и стро-
бируемого дешифратора (б)
в качестве демультиплексоров в основном поле УГО пи-
шутся буквы DMX (рис. 13.15, б).
13.5. СУММАТОРЫ
Сумматором называется устройство, выполняющее
операцию сложения цифровых кодов двух чисел. Сумматоры
входят в состав арифметико-логического устройства (АЛУ)
ЭВМ.
Известно, что все многообразие математических операций
(сложение, вычитание, умножение, деление, возведение в
степень, извлечение корня и т.п.) можно получить с помо-
щью операций сложения прямых и обратных кодов чисел,
сдвинутых влево или вправо на то или иное число разрядов.
Поэтому скорость выполнения вычислительных процессов
в ЭВМ зависит от быстродействия сумматоров.
Арифметические действия с двоичными числами ока-
зываются наиболее простыми по сравнению с арифмети-
ческими действиями над числами в других позиционных
системах счисления и выполняются в соответствии с пра-
вилами, представленными в табл. 13.6.
288
Таблица 13.6. Правила выполнения арифметических
операций с двоичными числами
Двоичное сложение Двоичное вычитание Двоичное умножение
0 + 0 = 0 0-0 = 0 0-0 = 0
0 + 1 = 1 0-1 = 1 0-1=0
1+0 = 1 1-1=0 1’0 = 0
1 + 1 = 10 10-1 = 1 1-1 = 1
Операции сложения и вычитания начинаются с младших
разрядов. При сложении двух единиц в одном разряде в данном
разряде записывается нуль и образуется единица переноса в
следующий разряд, которая складывается с числами этого
разряда. При вычитании 1 из 0 в старшем разряде вычитаемого
занимается 1 и осуществляется операция 10 - 1 = 1.
Примеры:
10110 10110 10110 10110
+1001 +11101 -10000 -1101
11111 110011 110 1001
По принятой в ЭВМ системе счисления и кодирования
сумматоры делятся на двоичные, десятичные, двоично-де-
сятичные и др.
По способу организации суммирования сумматоры мо-
гут быть комбинационные, в которых результат суммирова-
ния не запоминается, и накапливающие (с запоминанием
результата суммирования).
По способу выполнения операций сумматоры подразде-
ляются на последовательные, параллельные и последователь-
но-параллельные. В последовательных сумматорах суммирова-
ние осуществляется последовательно от младших разрядов к
старшим, а в параллельных суммирование одноименных
разрядов происходит одновременно. В параллельно-после-
довательных сумматорах суммируемые многоразрядные числа
разбиваются на группы, в которых производится параллельное
поразрядное суммирование, а полученные при этом частичные
суммы складываются последовательно.
13.5.1. Неполный одноразрядный сумматор
Простейшим является одноразрядный двоичный сумматор
на два входа. Так как при сложении двух одноразрядных чи-
19 - 5926
289
сел, каждое из которых равно 1, формируется единица переноса
в старший разряд, то сумматор должен иметь два выхода:
один для формирования частичной суммы, относящейся к
данному разряду, второй — для формирования переноса в
старший разряд. Состояния такого сумматора при сложении
двух одноразрядных двоичных чисел а0 и Ьо приведены в
табл. 13.7. Здесь s0 — частичная сумма; с, — сигнал переноса.
Таблица 13.7. Состояния двухвходового полусумматора
О
О
1
1
О О
1 1
О 1
1 О
О
О
О
1
Из выражений для s0 и сь полученных на основании
этой таблицы:
sn ~ аЛЬЛ + аЛЪп — ап Ф ЛЛ,
О 0 0 0 0 о 0;
с, —
1 0 0’
(13.4)
(13.5)
следует, что формирование переноса можно осуществить на
элементе И, а частичной суммы — на элементе ИСКЛЮЧА-
ЮЩЕЕ ИЛИ (рис. 13.16, а).
В данном одноразрядном сумматоре не учитывается
перенос из младшего разряда, и его называют неполным,
или полусумматором. Условное изображение полусумматора
дано на рис. 13.16, б.
Рис. 13.16. Схема (в) и условное обозначение (6) неполного
одноразрядного сумматора
290
13.5.2. Полный одноразрядный сумматор
С учетом переноса из младшего разряда полный одно-
разрядный сумматор (ПОРС) должен иметь три входа: два
входа для первого и второго слагаемых и один — для сигнала
переноса из младшего разряда.
Состояния такого ПОРС для z-го разряда представлены в
табл. 13.8, на основании которой можно получить выражения
переключательных функций s, и с,+1:
Таблица 13.8. Состояние ПОРС
аДс. S.
ООО 0 0
001 1 0
010 1 0
011 0 1
100 1 0
101 0 1
110 0 1
111 1 1
5. = а( Ъ. с, + 3, b. с. + a.l), Z, + a, bt ср
с,+1 = й. ь,с, + в/ Ъ с,+ °, ь, Ъ Ь, сг
Проведя несложные преобразования, эти функции мож-
но записать в виде:
= а. Ф й. Ф с., (13.6)
с/+/ = аА + % + ь,£г (13.7)
Схема ПОРС, построенная на основании этих уравнений,
показана на рис. 13.17, а, а условное обозначение — на рис.
13.17, б.
Уравнение (13.7) для переноса в разряд можно
записать в виде
С/+; = аА + Ц + b)ci = & + Pfp (13-8)
где: g, = afii; р, = at + £>,.
Первое слагаемое в уравнении (13.8) вырабатывается
тогда, когда а, = д, = 1 и не зависит от значения переноса с, в
данный разряд. Поэтому функцию & = аД называют функ-
цией генерации переноса. Второе слагаемое показывает,
передается ли сигнал переноса с„ поступивший на вход /-го
19*
291
Рис. 13.17. Схема (а) и условное обозначение (б) полного
одноразрядного сумматора
разряда, дальше, и называется функцией распространения
(передачи) переноса. Для четырехразрядного сумматора функ-
ции генерации и распространения переноса имеют вид:
So ~ а<&о> Si = aibi, g2 = а2&2> 8з ~ азЬз,
Ро~ ао + bg, pt — Oj + bp р2 — а2 + bp р3 — а2+ ЬТ
Тогда функции переноса из младшего и последующих
разрядов можно записать в виде:
с, = So + РоС*
C2 = S!+ = gl + Pl(go + Р0<^ = gt + goPl + РоР1Сё
C3 = g2 + Р2С2 = g2 + glP2 + goPl Рз + PoPl Рз Сё О3’9)
c4 = g3 + Рзсз = gi + g2P3 + giP3P3 + goP,P2P3 + РоР1РзРзс<з
Формулы (13.9) показывают, что перенос из каждого
разряда можно формировать одновременно по значениям
сигналов слагаемых а„ Ь:, поступивших в эти разряды, и
начальному переносу Сд. Схема параллельного четырех-
разрядного сумматора, построенного по такому принципу,
показана на рис. 13.18. Формирование функций переносов в
соответствии с уравнениями (13.9) осуществляется схемой
ускоренного переноса (СУП), включающей блок генерации
и распространения и блок переноса. СУП является составной
частью арифметического логического устройства (АЛУ) и
292
Рис. 13.18. Функциональная схема полного сумматора для двух
четырехразрядных двоичных чисел
выпускается в виде отдельной микросхемы (например,
К155ИП4). Для формирования частичных сумм а, Ф ft, в
блоке суммирования используются внутренние сигналы g
ИА-
Допустимость такого решения вытекает из равенства:
gi Ф Pi = afij Ф (а, + ft,) = а,ft, (а, + ft,) + аД (а, + ft,) = аДаД +
(а, +~i>) (a, + ft,) = аД + аД = а, Ф ftr
Схема ускоренного переноса имеется в параллельном
четырехразрядном сумматоре ИМ6 (533ИМ6, К555ИМ6,
КМ555ИМ6), УГО которого дано на рис. 13.19, а. Для уве-
личения разрядности необходимо выход переноса с4 одной
микросхемы соединить со входом начального переноса сле-
дующей микросхемы и т.д. Однако наибольшее быстродей-
ствие будет достигнуто в том случае, если перенос между
четырехразрядными сумматорами будет не последовательным,
а параллельным. Возможность осуществления такого переноса
вытекает из последнего уравнения системы (13.9), пред-
ставленного в виде
c4=G+PCg> (13.10)
где: G = g3 + g2p3 + g3p2p3 + g0ptp2p3, P = РоР1Р2Рз-
293
Выражение (13.10) формально совпадает с выражением
(13.8) для с,+;, следовательно, параллельный перенос меж-
ду четырехразрядными сумматорами с помощью СУП мож-
но выполнить так же, как и между отдельными разрядами
четырехразрядного сумматора. Но помимо выходов, ука-
занных на рис. 13.19, о, сумматор должен иметь также вы-
ходы Р (распространение переноса) и G (генерация пере-
носа), показанные на рис. 13.18.
На рис. 13.19, б приведено УГО АЛУ ИПЗ (К155ИПЗ,
К531ИПЗ и др.), позволяющего выполнить 16 логических и
16 арифметических операций над двумя четырехразрядными
числами А (АЗА2А1А0) и В (ВЗВ2В1В0). В отличие от сумма-
тора ИМ6 АЛУ ИПЗ имеет дополнительные селектирующие
входы £0, £1, Е1 и £3, вход выбора режима работы М,
выходы генерации би распространения Рпереноса и выход
компаратора К. При М—0 выполняются арифметические
операции, определяемые четырехразрядным кодом на
селектирующих входах. При М=\ формирование переносов
Рис. 13.19. Функциональные схемы четырехразрядного парал-
лельного сумматора ИМ6 (а) и АЛУ К155ИПЗ(б)
294
из разряда в разряд схемой ускоренного переноса не про-
изводится и АЛУ выполняет логические операции. При
селектирующем коде £0=0, £1-£2=1 и £3=0 на выходе
коммутатора появляется сигнал Х=1, если А=В.
Используя АЛУ ИПЗ и СУП ИП4 (К155ИП4, К531ИП4,
564ИП4 и др.), можно получить АЛУ большей разрядности.
На рис. 13.20 показана схема 16-разрядного АЛУ. Используя
выходы Ри G этого /АЛУ и дополнительную схему ИП4,
по такому же принципу можно построить 64-разрядное АЛУ.
При построении таких многоразрядных АЛУ одноименные
выходы М, К, Е0, El, Е2 и £3 микросхемы ИПЗ должны
быть объединены.
Рис. 13.20. Шестнадцатиразрядное АЛУ на ИМС К155ИПЗ и
К155ИП4
Контрольные вопросы и задания
1. Поясните, почему в параллельном однофазном регистре
перед записью информации необходимо обнуление его
разрядов.
2. Как осуществляется запись информации в последова-
тельный регистр?
295
3. В каком режиме требуется осуществить обнуление триг-
геров регистра, изображенного на рис. 13.3?
4, Почему с увеличением разрядности счетчика с после-
довательным переносом его быстродействие умень-
шается?
5. Изобразите схему четырехразрядного вычитающего
счетчика на D-триггерах, управляемых положительным
фронтом синхроимпульса.
6. Чем определяется более высокое быстродействие счет-
чика с параллельным переносом по сравнению со счет-
чиком с последовательным переносом?
7. Синтезируйте схемы: а) полного шифратора «16—4»;
б) полного линейного дешифратора «3—8».
8. Изобразите функциональную схему полного прямоуголь-
ного дешифратора «10—1024», выполненного на линей-
ных дешифраторах «4—16» и матрицах, составленных
из ЛЭ 2И. Сколько ступеней будет иметь такой дешиф-
ратор?
9. Запишите таблицу функционирования мультиплексора
«8—1» и осуществите его синтез.
10. Используя табп. 13.6 итабп. 13.7, получите булевы функ-
ции для частичных сумм полусумматора и полного одно-
разрядного сумматора. На основании полученных фун-
кций составьте схемы этих сумматоров в базисах И-НЕ
и ИЛИ-НЕ.
11. Для чего служит схема ускоренного переноса в парал-
лельных сумматорах?
14. ЦИФРОАНАЛОГОВЫЕ
И АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Вся информация, обрабатываемая ЦВМ, должна быть
представлена в цифровом коде. Поэтому входные аналоговые
величины, к каким относятся, например, постоянные или
меняющиеся по какому-либо закону напряжения, временные
интервалы, линейные и угловые перемещения, должны быть
представлены в ЦВМ в цифровом коде. Эту задачу решают
специальные устройства, называемые аналого-цифровыми
преобразователями (АЦП).
С другой стороны, при использовании ЦВМ для
управления работой различных объектов, отображения
результатов расчета в виде графиков и других целей возникает
необходимость представления цифровой информации,
выдаваемой ЦВМ, в виде аналоговых величин. Это преоб-
разование осуществляется с помощью цифроаналоговых
преобразователей (ЦАП).
14.1. Цифроаналоговые преобразователи
На рис. 14.1 приведена схема ЦАП, выполненного на базе
ОУ и преобразующего четырехразрядный двоичный код
х3х2Х]Х0 в напряжение. Преобразователь работает по принципу
суммирования весовых токов:
/0 = S0Z0 + S^ + SJ2 + s3l3, (14.1)
где 53, S2, S} к So — двоичные коэффициенты, при-
нимающие значения 0 или 1 в соответствии с кодом пре-
образуемого двоичного числа. Ключ z-ro разряда замкнут
(S, = 1), если X/ = 1, и разомкнут (5, = 0) при xt = 0.
Так как узел суммирования (инвертирующий вход ОУ)
имеет нулевой потенциал, то можно записать:
U U U U
Т — °" Т = °п 7 = on Т = _2В_ (14 21
0 V ‘ R{ ’ 2 R,' 2 R, • Ц >
297
Используя уравнения (14.1) и (14.2), можно получить
выражение для выходного напряжения ЦАП:
U =-/ R =- U R (1 sn +— S, +— S,+— SA. (14.3)
вых ос ос on ос ' 2^ О Д 1 ^2 2 ^3 '
Значения токов должны соответствовать весу определен-
ного разряда двоичного числа, т.е.
4-24-24; 4-24-44; 4-24 = 84.
Тогда с учетом уравнений (14.2) получим
и уравнение (14.3) примет вид
D
и =-и —^-(51 + 25 +45, + 85,)
вых on v 0 1 2 3'
ИЛИ
U=-U —S, (14.4)
где 0 < 15.
Несмотря на простоту реализации, расмотренный ЦАП
имеет ряд недостатков. Прежде всего необходима высокая
точность подбора сопротивлений резисторов АО, Al, R2. и R3.
Рис. 14.1. Схема ЦАП с матрицей из двоично-взвешенных
резисторов
298
Наиболее жесткие требования предъявляются к точности
сопротивлений резисторов старших разрядов, так как разброс
токов в этих разрядах не должен превышать значения тока
младшего разряда. Другим недостатком является непостоян-
ство нагрузки для источника опорного напряжения С4п>
зависящее от состояния ключей Это приводит к измене-
нию напряжения ит при изменениях преобразуемого кода и
снижает точность преобразования.
Получить двоично взвешенные токи можно также
посредством последовательного деления напряжений с по-
мощью резисторной матрицы типа R—2R, в которой ис-
пользуются всего лишь два номинала резисторов — Rvl 2R
(рис. 14.2). Из рисунка видно, что сопротивление каждой
ступени, ограниченной вертикальной штриховой линией,
равно R, а опорное напряжение Um каждой ступенью
уменьшается вдвое. Значения токов /0> I\> h и Л определяются
выражениями
U U U U
т = оп = оп • т = оп оп •
0 8-2Я 16Л ’ 1 4 -2R 8Я ’
U U U
Г == ОП — оп . т оп
2 2-2Л 4Л ’ 3 2R
и являются двоично взвешенными.
Схема четырехразрядного ЦАП с резисторной матрицей
типа R-2R показана на рис. 14.3, а. Подключение нижних (по
схеме) выводов резисторов 2R к нулевой шине или к инвер-
тирующему входу ОУ, имеющему также нулевой потенциал,
Рис. 14.2. Резисторная матрица постоянного импеданса типа
R-2R
299
Рис. 14.3. Схема ЦАП с матрицей типа R—2R
осуществляется с помощью двухпозиционных (или пере-
кидных) ключей Sg, Sh S2 и Sj. При любом положении
такого ключа напряжение на нем близко к нулю, что обес-
печивает малое напряжение на его паразитной емкости и по-
вышает быстродействие ЦАП.
Условное обозначение ЦАП приведено на рис. 14.3, б.
В качестве электронных ключей широкое распростране-
ние получили ключи на МДП-транзисторах (рис. 14.4). Если
х, = 0, то цепь управления вырабатывает напряжение логи-
ческой 1, поступающее на затвор транзистора VT1, и на-
пряжение логического 0, поступающего на затвор F71. При
этом открытым оказывается только транзистор И72, и ток
/-го разряда 1, втекает в шину суммирования ОУ. Если х, = О,
то напряжение с уровнем логической 1 поступает на затвор
транзистора И71, а на затворе транзистора Р72 оказывается
Рис. 74.4. Схема элек-
тронного ключа на МДП-
транзисторах с каналом
л-тапа
300
напряжение с уровнем логического 0. Ток It, минуя шину
суммирования, поступает в шину с нулевым потенциалом.
Такие электронные ключи используются, например, в
интегральном однокристальном десятиразрядном ЦАП
К572ПА1.
14.2. АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) осуществля-
ют автоматическое преобразование непрерывно изменяю-
щихся во времени аналоговых сигналов в эквивалентные
им значения числовых кодов. По принципу построения они
подразделяются на последовательные, параллельные и
последовательно-параллельные.
14.2.1. Последовательные
аналого-цифровые преобразователи
Примером такого АЦП является АЦП с единичным при-
ближением (рис. 14.5, а). На один вход логического элемента
И поступают импульсы с генератора счетных импульсов
(ГСчИ), а на второй — напряжение с прямого выхода триггера.
При поступлении на вход 5триггера импульса «Запуск», опре-
деляющего начало цикла преобразования, на выходе триггера
устанавливается напряжение высокого уровня, и счетные
импульсы через ЛЭ поступают на вход двоичного счетчика,
работающего в режиме суммирования. Цифровой код,
увеличивающийся с приходом каждого счетного импульса на
единицу младшего разряда (ЕМР), с выходов счетчика по-
ступает на входы ЦАП. В соответствии с этим кодом ЦАП
Цифровой код
Рис. 14.5. Функциональная схема АЦП с единичным прибли-
жением (а) и временная диаграмма (б), поясняющая его работу
301
вырабатывает напряжение Z/цлп, которое поступает на схему
сравнения, или компаратор (К), и сравнивается с входным
напряжением J4c> поступающим на второй вход. Пока и^п<ик,
на входе компаратора поддерживается уровень напряжения,
удерживающего триггер в единичном состоянии. Как толь-
ко напряжение t/цдп сравняется с входным напряжением
UM (рис. 14.5, б), компаратор вырабатывает напряжение,
сбрасывающее триггер в нулевое состояние, и ЛЭ блокирует
счетчик от ГСчИ. Выходной код счетчика при этом является
числовым эквивалентом напряжения Um.
Быстродействие рассмотренного АЦП, характеризуемое
временем преобразования, определяется числом разрядов
счетчика и частотой счетных импульсов. Время преобразования
/пр такого АЦП является переменным и зависит от уровня
входного напряжения. При этом
t = (2П - 1) А/ ,
где Д/ет = \/f„ — период следования счетных импульсов; п —
число разрядов счетчика.
Более высоким быстродействием обладают АЦП с дво-
ично-взвешенным приближением (рис. 14.6). В его состав
входят компаратор (К), цифроаналоговый преобразователь
(ЦАП) с источником опорного напряжения (ИОН) и устрой-
Рис. 14.6. Функциональная схема АЦП с двоично-взвешенным
приближением
302
ство управления (УУ), состоящее из «-разрядного регистра
(Рг), выходными сигналами которого управляются триггеры
со схемами И, а также генератора тактовых импульсов (ГТИ).
При поступлении импульса «Запуск» (начало преоб-
разования) импульс с выхода ГТИ записывает 1 в старший
(и-й) разряд триггера. При этом триггер старшего разряда
устанавливается в состояние 1, а все остальные — в нулевое.
Полученный цифровой код с выходов триггеров поступает
на выходы ЦАП и соответствует половине шкалы полного
преобразования. ЦАП вырабатывает напряжение (7цап,
которое поступает на вход компаратора и сравнивается с вход-
ным напряжением Um. Если t/цдп > Um, то выходной сигнал
компаратора сбрасывает триггер старшего разряда в нуль,
если Ццдп < Um, то 1 в триггере старшего разряда сохраняется.
Затем 1 сдвигается в регистре в (л-7)-й разряд, и такое же
значение принимает триггер этого разряда. Снова происходит
сравнение напряжений и £4х- Аналогичные циклы по-
вторяются до тех пор, пока не произойдет сравнение при 1 в
триггере младшего разряда.
По сравнению с АЦП с единичным приближением
рассмотренный АЦП осуществляет преобразование за п тактов
вместо 2п-1. Данные схемы АЦП получили широкое
распространение благодаря возможности построения
многоразрядных (до 12 разрядов) преобразователей высо-
кого быстродействия. На основе этого метода выполнены
серийно выпускаемые ИМС 12-разрядного АЦП типа
К572ПВ1 и 10-разрядного АЦП типа К1113ПВ1.
На рис. 14.7 приведена принципиальная схема следящего
АЦП. Если при сравнении напряжений {/цап и Um окажется
£/11АП > Um, то компаратор вырабатывает сигнал, перево-
Рис. 14.7. Функциональная схема следящего АЦП
303
дящий реверсивный счетчик в режим вычитания. При
t/цдп < Um выходной сигнал компаратора переводит счетчик
в режим суммирования. Таким образом, напряжение на вы-
ходе ЦАП постоянно следит за входным напряжением.
14.2.2. Параллельные аналого-цифровые преобразователи
Структурная схема параллельного АЦП показана на рис.
14.8, а. С помощью опорного напряжения Um, резистивного
делителя и компараторов осуществляется квантование сигнала.
Под квантованием понимают операцию, состоящую в преоб-
разовании непрерывного сигнала в дискретный.
Число элементов делителя определяет разрядность АЦП.
В данном случае структурная схема соответствует трехраз-
рядному АЦП.
а б
Рис. 14.8. Структурная схема трехразрядного параллельного
(а) и шестиразрядного параллельно-последовательного (б) АЦП
304
Входное напряжение Um не должно превышать опорного
иж. При этом на выходах компараторов образуется унитарный
код входного напряжения. Например, если
7 9
- U < U - U ,
14 оп “ [4 оп’
то компараторы KI, К2, КЗ и К4 устанавливаются в состоя-
ние 1, а компараторы К5, Кби К7 — в состояние 0. Пре-
образование полученного унитарного кода в двоичный осу-
ществляется логической схемой, называемой кодирующей
логикой.
Параллельные АЦП являются самыми быстродействую-
щими: их частота преобразования достигает нескольких со-
тен мегагерц. Однако эти преобразователи имеют большой
объем, который приблизительно удваивается с увеличени-
ем числа разрядов на 1. Так, например, если для трехразрядного
параллельного АЦП требуется 7 компараторов, то для вось-
миразрядного их потребуется 255. Поэтому число разрядов
параллельных АЦП не превышает 6...8.
14.2.3. Параллельно-последовательные
аналого-цифровые преобразователи
Структурная схема наиболее распространенного варианта
шестиразрядного параллельно-последовательного АЦП
показана на рис. 14.8, б. В ней используются два трехразрядных
параллельных АЦП. АЦП 1 вырабатывает три старших разряда
выходного двоичного кода. С помощью ЦАП образуется
аналоговое напряжение, соответствующее этому коду, которое
вычитается из входного напряжения. Разностное напряжение
Um- ^цап поступает на вход АЦП2, который вырабатывает
три младших разряда выходного двоичного кода. Для
согласования шкал параллельных АЦП1 и АЦП2 необходи-
мо, чтобы максимальное напряжение на входе АЦП2
равнялось напряжению, соответствующему аналоговому
эквиваленту младшего разряда АЦП1. Поэтому опорное
напряжение 17оп2 д ля АЦП2 должно быть в 23=8 раз меньше
по сравнению с опорным напряжением C^ni, используемым
вАЦП1.
Скорость преобразования напряжения в цифровой код в
современных АЦП составляет от тысяч до миллионов раз в
секунду, а наиболее быстрые осуществляют одно преобра-
зование за миллиардные доли секунды.
20 - 5926
305
Контрольные вопросы и задания
1. Поясните принцип работы ЦАП, выполненного по схе-
ме, показанной на рис. 14.1.
2. Получите аналитическое выражение для выходного на-
пряжения ЦАП, работающего по принципу суммирования
весовых токов.
3. Чему должны равняться сопротивления резисторов R1,
R2 и R3 в ЦАП, изображенном на рис. 14.1, если R0 =
160 кОм?
4. Определите напряжение на выходе ЦАП, показанном
на рис. 14.1, соответствующее входному двоичному
коду 1001, если = +10 В, R0 = 160 кОм, RK = 20 кОм.
5. Поясните, почему при использовании матрицы типа R-
2R источник опорного напряжения оказывается на-
груженным на постоянное сопротивление, не зависящее
от входного цифрового кода.
6. Поясните принцип работы АЦП, основанный на методах
последовательного и двоично-взвешенного приближений
(рис. 14.5 и рис. 14.6).
7. Почему параллельные АЦП имеют наибольшее быстро-
действие? В чем состоит их основной недостаток?
8. Почему в последовательно-параллельном шестиразряд-
ном АЦП, изображенном на рис. 14.8, б, = 1/8 U^?
15. ИСТОЧНИКИ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
ЭЛЕКТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
15.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ,
СТРУКТУРА И КЛАССИФИКАЦИЯ
Для работы любого электронного устройства требуется
источник питания, вырабатывающий одно или несколько
напряжений постоянного тока, отвечающих определенным
требованиям. В промышленной электронике такими устрой-
ствами чаще всего являются выпрямители.
Выпрямителями называют устройства, предназначенные
для преобразования энергии переменного тока в энергию
постоянного тока.
Структурная схема выпрямительного устройства изображена
на рис. 15.1. На вход выпрямителя подается сетевое переменное
напряжение ~иъ которое с помощью трансформатора изменя-
ется до требуемого значения ~Ц. Кроме того, трансформатор
осуществляет электрическую развязку блоков выпрямителя
и его нагрузки от сетевой электрической линии; такая раз-
вязка цепей повышает элекгробезопасность обслуживания.
После трансформатора переменное напряжение преобра-
зуется выпрямительными элементами (вентилями) в пульси-
рующее напряжение Um. Выпрямительными элементами
могут быть полупроводниковые диоды, тиристоры и другие
приборы, обладающие односторонней электропроводи-
мостью. Количество выпрямительных элементов зависит от
схемы выпрямителя.
Сглаживающий фильтр используется для уменьшения
пульсаций выпрямленного напряжения.
Рис. 15.1. Структурная схема стабилизированного выпрямителя
20* 307
Стабилизатор постоянного напряжения, установленный
после фильтра, поддерживает неизменным напряжение U„
на нагрузочном устройстве при изменении выпрямленного
напряжения или сопротивления нагрузки. В зависимости от
условий работы и требований, предъявляемых к выпрями-
тельным устройствам, отдельные его элементы могут отсутст-
вовать. Например, если напряжение сети соответствует
требуемому значению выпрямленного напряжения, то может
отсутствовать трансформатор, а в отдельных случаях — стаби-
лизатор постоянного напряжения.
В соответствии с возможностью регулирования выходного
напряжения различают неуправляемые и управляемые вы-
прямители.
По числу фаз выпрямляемого напряжения переменного
тока выпрямители подразделяются на однофазные, трехфазные
и многофазные. Однофазные выпрямители применяются для
питания электронных устройств малой мощности. Для
питания электронных устройств средней и большой мощности
обычно используются трехфазные выпрямители. Однофазные
выпрямители подразделяются на однополупериодные и
двухполупериодные.
Основными параметрами выпрямителей являются средние
значения выпрямленного напряжения и тока 1^, дейст-
вующие значения напряжения U2 и тока 12 вторичной обмотки
трансформатора, коэффициент пульсации выпрямленного
напряжения К*, коэффициент сглаживания пульсации
коэффициент полезного действия (КПД), типовая мощность
трансформатора 5^, = 0,5 (5, + 52), где S2 = и = U2 I2.
Кроме того, каждый из функциональных узлов характе-
ризуется отдельной системой параметров и коэффициентов.
15.2. ОДНОФАЗНЫЕ НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ
ВЫПРЯМИТЕЛИ
15.2.1. Однополупериодные однофазные выпрямители
Однополупериодный выпрямитель, схема которого при-
ведена на рис. 15.2, а, состоит из трансформатора Тр, к
вторичной обмотке которого последовательно подсоединены
диод VD и нагрузочный резистор Д,. Как и в электросети,
между зажимами 7 и 2 вторичной обмотки трансформатора
существует синусоидальное напряжение:
U2 — sin <э/ = л/2 U2 sin a>t, (15.1)
308
Рис. 15.2. Схема однополу-
периодного выпрямителя (а) и
временные диаграммы напря-
жений и токов (б) в ней
где и U2 — амплитудное
и действующее значения
напряжения вторичной об-
мотки соответственно; со —
угловая частота, связанная с
частотой промышленной сети
соотношением <э=2лГ. Вре-
менные диаграммы напря-
жений и токов при выпрям-
лении показаны на рис. 15.2, б.
В течение положительной
части периода синусоидаль-
ного напряжения (в интервале
времени от 0 до Г/2) диод
открыт, так как потенциал
точки 1 выше потенциала точ-
ки 2 и по цепи протекает ток
I* Напряжение на нагрузке
(между зажимами Зя 4) при
этом практически равно вы-
ходному напряжению транс-
форматора. При отрицатель-
ном полупериоде напряжения
(в интервале времени от Т/2
до 7) диод закрыт, ток в цепи
с диодом и нагрузкой отсут-
ствует, а к запертому диоду
прикладывается обратное на-
пряжение UgBp.
Выпрямленные напряжение и ток в нагрузке уже не яв-
ляются синусоидальными, а имеют вид повторяющихся
импульсов одной полярности, разделенных паузами (рис.
15.2, б). Среднее значение выпрямленного напряжения равно
I/_ = J i/jSinarf dot =---« 0,45U2
о
или
nU
и =------------------------se- « 2,22U ,
2 п. ’ср’
(15.2)
(15-3)
/ = 0,45 . (15.4)
ср ’ п
309
Ток /ср является прямым током диода, т.е. /прср - /ср.
Действующее значение тока вторичной обмотки трансфор-
матора равно
I =---= —— к ! 57/ (i 5.5)
’ А, ЯЛ. ”
Коэффициент пульсаций Кп выпрямителя равен отно-
шению амплитуды первой (основной) гармоники, частота
которой в данном случае равна сос, к выпрямленному напря-
жению:
Ь57. (15.6)
Ср Ср
Значение первой гармоники Ulr получается разложенным
в ряд Фурье выходного напряжения UK.
Для однополупериодного выпрямителя разложение в ряд
записывается в виде
" 2^2
/7 = tZp ( 1 + — cosat + — cos2firf - — ^osat +...). (15.7)
Типовая мощность трансформатора может быть определена
из выражения:
5 « 5 = ILL = 2,2217 1,57/ « 3,5 Р. (15.8)
Основным преимуществом однополупериодного выпря-
мителя является его простота, а недостатком — то, что
выпрямленное напряжение сильно зависит от сопротивления
нагрузки и имеет большую амплитуду пульсаций. Поэтому
такие выпрямители применяются редко и только при вы-
сокоомных нагрузках. В остальных случаях используются, как
правило, двухполупериодные выпрямители.
15.2.2. Двухполупериодные однофазные выпрямители
Известны два варианта схем двухполупериодного одно-
фазного выпрямителя: схема с выводом от средней точки
вторичной обмотки трансформатора и мостовая схема.
Схема выпрямителя с выводом от средней точки вторичной
обмотки представлена на рис. 15.3, а. Выпрямитель состоит из
трансформатора Три двух диодов VD1 и VD2. Между средним
витком обмотки трансформатора и катодами диодов
подключена нагрузка Д,. Эта схема эквивалентна двум схемам
однополупериодного выпрямителя, диоды которых работают
310
б
обртах
Рис. 15.3. Схема двухполу-
периодного выпрямителя с
выводом от средней точки
вторичной обмотки транс-
форматора (а) и временные
диаграммы напряжений и
токов (б) в ней
на общую нагрузку. Временные
диаграммы напряжений и то-
ков при выпрямлении приве-
дены на рис. 15.3, б.
При включении сетевого
напряжения ~UX на каждой
половине вторичной обмотки
трансформатора возникает на-
пряжение U2. В первый полу-
период (в интервале времени
от 0 до Т/2), когда потенциал
точки 1 является положитель-
ным относительно точки 0, ток
/21 проходит через диод VD1,
нагрузку Д, и возвращается к
точке 1 через половину вто-
ричной обмотки. В следующий
полупериод полярность на кон-
цах обмотки меняется на обрат-
ную; диод KD1 закрывается, а
диод VD2 открывается. С этого
момента проводящим стано-
вится диод ED2 и через него
начинает протекать ток 122,
пройдя через нагрузку, он
замыкается через вторую поло-
вину вторичной обмотки. Та-
ким образом, через сопро-
тивление нагрузки Д, пооче-
редно проходят в одном и том
же направлении токи 121 и 122.
Эти токи будут одинаковыми,
если схема симметрична. Вы-
прямленное напряжение и ток вдвое больше по величине,
чем в схеме с однополупериодным выпрямлением:
2U, 2 'TILL
U=-±--------~г—= 0,9К;
Я п
(15.9)
1=-^ =0,9-§-. (15.10)
Д. А.
Из этих формул определяем действующее значение
напряжения и тока во вторичной обмотке трансформатора:
311
и,—— £/«1,шю; (15.11)
Л= /„”0,78/. (15.12)
Чтобы не допустить выхода из строя диодов, при их выборе
необходимо учитывать максимальные напряжение и ток в
цепи вторичной обмотки трансформатора:
£(>60 ^ = 2^= nUc„> (15.13)
оор max 2m ср’ ' '
= = «1.57<о- О5-14)
““ 2 с₽
Коэффициент пульсаций при двухполупериодном вы-
прямлении равен:
*. =4“- = 0.67,
vcp
а частота основной гармоники
4=2/
Недостатками двухполупериодного выпрямителя с вы-
водом от средней точки вторичной обмотки трансформатора
является высокое обратное напряжение, прикладываемое к
выпрямительным диодам, и усложненная конструкция транс-
форматора.
Однофазная мостовая схема двухполупериодного выпря-
мителя показана на рис. 15.4, а, а на рис. 15.4, б — временные
диаграммы напряжений и токов в его цепях. Схема содержит
трансформатор, к вторичной обмотке которого присоединены
четыре диода RD1...KD4, соединенные по схеме четырех-
плечевого моста. Нагрузка включена во вторую диагональ моста
(точки 3 и 4). Диоды включаются в проводящие направления
попарно: в один полупериод открыты диоды VD3 и VD2, в
другой — KD4 и VD1. Напряжение на каждом закрытом диоде
равно напряжению U2, поэтому обратное напряжение на
диоде не превышает значения CZ2m = >l2U2, что в 2 раза
меньше, чем в двухполупериодном выпрямителе с выводом
от средней точки вторичной обмотки трансформатора. В этом
одно из достоинств мостового выпрямителя. Кроме того, он
имеет более простую конструкцию трансформатора: не нужно
312
Рис. 15.4. Схема однофаз-
ного двухполупериодного мос-
тового выпрямителя (а) и вре-
менные диаграммы напряже-
ний и токов (б) в ней
делать дополнительного вы-
вода от вторичной обмотки.
Значения /ср, CZcp в нагрузке
и среднего тока, протека-
ющего через выпрямитель-
ные диоды, такие же, как
и в выпрямителе .со средним
выходом от вторичной об-
мотки. Потому коэффициент
пульсаций в мостовом двух-
полупериодном выпрями-
теле также равен 0,67, или
67 %.
Обе схемы двухполупе-
риодного однофазного вы-
прямления широко при-
меняются в выпрямителях
мощностью до 1 кВт и на-
пряжением от нескольких
вольт до десятков кило-
вольт.
15.3. ТРЕХФАЗНЫЕ НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ
ВЫПРЯМИТЕЛИ
Существуют два основных типа трехфазных выпрямителей:
с нейтральным выводом и мостовой.
Схема трехфазного выпрямителя с нейтральным выводом
изображена на рис. 15.5, а. В состав схемы входят: трехфазный
трансформатор, обмотки которого соединены звездой; три
диода, включенные в каждую из фаз трансформатора, и
нагрузочный резистор R„. На рис. 15.5, б изображены
временные диаграммы напряжений и токов рассматриваемого
выпрямителя. Из рисунка видно, что диоды работают
поочередно, каждый в течение трети периода, когда потенциал
одной из фазных обмоток (например, А) более положителен,
313
Рис. 15.5. Схема трехфазного
выпрямителя с нейтральным выво-
дом (а) и временные диаграммы
напряжений и токов (б) в ней
чем двух других (В и С). Вы-
прямленный ток в нагрузочном
резисторе Д, создается трками
каждого диода, имеет одно и то
же направление и равен сумме
выпрямленных токов каждой из
фаз.
Среднее значение выпрям-
ленного напряжения для рас-
сматриваемого выпрямителя
равно:
= 0,827^» 1,17 Ur (15.15)
Выпрямленный ток, являющийся суммарным током всех
поочередно действующих фаз выпрямителя, по форме
напоминает огибающую фазных ЭДС:
4₽=
(15.16)
Максимальное обратное напряжение на каждом закрытом
диоде равно амплитудному значению линейного напряжения:
U.= 2,1£С (15.17)
Действующее напряжение и ток вторичной обмотки равны:
£4=—=0,855^, (15.18)
Z,»0,48/ta-0,58Z,. (15.19)
Подсчет коэффициента пульсаций для трехфазного
выпрямителя с нейтральным выводом дает значение:
314
«.=V- = °.25-
ср
Достоинством данного выпрямителя является достаточно
высокая надежность, что определяется минимальным ко-
личеством диодов. К недостаткам следует отнести под-
магничивание сердечника трансформатора постоянным током,
что приводит к снижению коэффициента полезного действия
выпрямителя.
Трехфазный мостовой выпрямитель (рис. 15.6, а), не-
смотря на то, что в нем используется в два раза больше диодов,
по показателям превосходит рассмотренный трехфазный
выпрямитель. Данный выпрямитель содержит мост из шести
диодов. Диоды KD1, VD3, VD5 образуют одну группу, а
диоды VD2, KD4, VD6 — другую. В этом выпрямителе в
каждый момент времени ток в нагрузочном резисторе и двух
диодах появляется тогда, когда к этим диодам приложено
наибольшее напряжение. Например, в интервале времени /1—
Рис. 15.6. Схема трехфазного
мостового выпрямителя (а) и вре-
менные диаграммы напряжений и
токов (б) в ней
/2 (рис. 15.6, б) ток
возникает в цепи: диод
VD1 — нагрузочный ре-
зистор — диод VD4,
так как к этим диодам
приложено линейное на-
пряжение ил, которое в
этот интервал времени
больше других линейных
напряжений. В интервале
времени /2—t3 открыты
диоды VD1, VD6, так как
в это время к ним при-
ложено наибольшее ли-
нейное напряжение U„ и
т.д. Во все интервалы
времени токи в нагрузке
имеют одно и то же на-
правление.
Среднее значение вы-
прямленного напряжения
в рассматриваемом вы-
прямителе в два раза боль-
ше, чем в выпрямителе с
нейтральным выводом:
315
3 л/2 3<
I/ =—14» =--------------и2* 234 гл,
ср _ 2Л — 2 7 2’
Л Л
(15.20)
где — линейное напряжение на вторичной обмотке
трансформатора.
Максимальное обратное напряжение, как и в трехфазном
выпрямителе с нейтральным выводом, здесь равно ампли-
тудному значению линейного напряжения. Однако по отно-
шению к среднему выпрямленному напряжению в мостовом
выпрямителе оно в два раза меньше:
U2„ « ^05 U. (15.21)
Подсчет коэффициента пульсаций дает значение К = 0,057.
Оценку наиболее распространенных схем выпрямления
при активной нагрузке можно осуществлять, сравнивая их
электрические параметры, сведенные в табл. 15.1.
Таблица 15.1. Электрические параметры схем
выпрямления
Схемы вы- прямления Параметры схемы выпрямления
* Чартер s/р тр ср
Однополу- периодная однофазная 1.57 3,14 1.57 3,5 0,4
Двухполу- периодная с выводом от средней точки 0,0667 3,14 0,78 1,48 0,8
Однофазная мостовая 0,667 1.57 1.11 1,23 0,8
Трехфазная однополу- периодная 0,25 2,09 0,58 1,35 0,97
Трехфазная мостовая 0,057 1,05 0,82 1,05 0,99
Если принять за критерий коэффициент пульсаций К„,
то преимущество имеют трехфазные схемы, обеспечивающие
наименьшую пульсацию. В этих выпрямителях можно
316
применять менее сложные сглаживающие фильтры, чем в
других. Очень важным критерием является обратное на-
пряжение на диодах; в мостовых схемах (однофазных и
трехфазных) диоды работают при наименьших обратных
напряжениях.
При достаточно большой мощности постоянного тока в
нагрузке предпочтительнее трехфазная мостовая схема с более
выгодным использованием типовой мощности трансформатора
5^ (5^ Pcv). Наибольший КПД имеют двухполупериодные
схемы; особенно высоким КПД обладает трехфазная мостовая
схема.
В конкретных случаях применяются и другие критерии
(надежность, габаритные размеры, стоимость и т.д.).
15.4. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
На практике часто встречаются случаи, требующие
возможности изменения напряжения на выходе выпрямителя
в широких пределах (например, для управления скоростью
электродвигателей постоянного тока). В таких выпрямителях
применяют управляемые выпрямительные элементы, в
качестве которых в настоящее время обычно используют
тринисторы. Управляемый выпрямитель отличается от не-
управляемого наличием устройства управления, которое
осуществляет управление переводом тринисторов в прово-
дящее состояние.
Однофазный управляемый двухполупериодный выпрями-
тель с выводом от средней точки обмотки трансформатора
представлен на рис. 15.7, а. Моменты отпирания тринисторов
F31 и KS2 определяются моментами поступления на их
управляющие электроды импульсов тока и (рис. 15.7, б),
задержанных относительно момента перехода через нуль
вторичных напряжений U2 и U"2 на некоторое время, которое
соответствует фазовому углу а, называемому углом управления.
В результате форма и длительность импульсов токов, про-
текающих через открытый тринистор и нагрузку, будут
иными, чем в аналогичном выпрямителе на выпрямительных
диодах, а среднее значение выпрямленного напряжения
зависит от угла управления и определяется выражением:
^срУ = — I sinort d(nt=—— (1 + cos а). (15.22)
а
317
Рис. 15.7. Схема однофазного управляемого выпрямителя с
выводом от средней точки вторичной обмотки трансформатора
(а) и временные диаграммы напряжений и токов (б) в ней
При а= 0 выражение (15.22) совпадает с выражением
(15.9), а при а* О
U
Ц„«-^(1 + сова). (15.23)
Графическую зависимость С4рУ = Да), определяемую
уравнением (15.23), называют регулировочной характеристикой
(кривая а на рис. 15.8). Ее вид зависит от характера нагрузки
выпрямителя. При индуктивном характере нагрузки
уменьшаются среднее значение выпрямленного напряжения
Рис. 15.8. Регулиро-
вочные характеристи-
ки управляемого выпря-
мителя
и пределы изменения угла управле-
ния а (кривая б на рис. 15.8).
Трехфазные управляемые вы-
прямители — это выпрямители
средней и большой мощности. Ра-
боту одного из них рассмотрим на
примере выпрямителя с нейтраль-
ным выводом, схема которого изо-
бражена на рис. 15.9, а Выпрямитель
обычно работает на активно-
индуктивную нагрузку. Длитель-
ность работы тиристоров определя-
ется углом а, значение которого
318
задается импульсно-фазовым блоком управления (ИФБУ).
Изменение угла а в сторону уменьшения или увеличения
приводит к изменению средних значений выпрямительных
напряжений Ucp и тока 1ср.
При угле управления а < л/6 выпрямленный ток iH имеет
непрерывный характер и каждый тиристор выпрямителя
открыт в течение времени, соответствующего углу 2л/3 (рис.
15.9, б). При этом среднее значение выпрямленного на-
пряжения для угла а * 0 определяется по формуле:
3
17 = — I V3 t/.sinco/ de>t = U cosa, (15.24)
c₽ 2л „ 2 ср0 ’
б+“
где С7сро — среднее значение выпрямленного напряжения
при a = 0.
При угле управления a > л/6 в выпрямленном токе
появляются паузы. Тогда среднее значение выпрямленного
напряжения
U = J д/2Ц5тшиЫ= LA - [1 + cos(30e+a)]. (15.25)
** 2л я. ^2
6 “
Рис. 15.9. Схема трехфазного управляемого выпрямителя (а)
и временные диаграммы напряжений и токов (б) в ней
319
Выражения (15.24), (15.25) позволяют построить харак-
теристику управления трехфазного выпрямителя (рис. 15.10).
При угле управления а= 150 среднее значение выпрям-
ленного напряжения равно нулю.
Рис. 15.10. Регулировочные ха-
рактеристики трехфазного управ-
ляемого выпрямителя.
15.5. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ
Напряжение на выходе выпрямительного блока любого
выпрямителя всегда является пульсирующим и содержит как
постоянную, так и переменные составляющие.
Величины коэффициентов пульсаций выпрямительных
напряжений значительно превышают (см. табл. 15.1) те
значения, которые допустимы для напряжений питания
различной аппаратуры. Так, например, питание выходных
усилительных каскадов возможно лишь постоянным током
с коэффициентами пульсаций, не превышающими значений
1О'4...1О 5, а для выходных каскадов электронных измери-
тельных устройств — 10'6...10’7.
Сглаживающие фильтры предназначаются для уменьше-
ния пульсаций выпрямленного напряжения до уровня, при
котором нормально работает потребитель. Фильтры включа-
ются между выпрямительным блоком и нагрузкой.
Основным параметром, характеризующим эффективность
действия сглаживающего фильтра, является коэффициент
сглаживания, равный отношению коэффициентов пульсаций
на входе и выходе фильтра:
к
Г = п«
К фильтру предъявляются требования: при минимальных
собственных размерах и массе максимально уменьшить
переменную составляющую выпрямленного напряжения, не
увеличивая при этом сопротивление постоянной составля-
ющей. Фильтр не должен существенно влиять на работу
выпрямительных элементов и должен иметь малое время
переходных процессов.
320
В зависимости от типа фильтрующего элемента различают
емкостные, индуктивные и электронные фильтры. По коли-
честву фильтрующих звеньев фильтры делятся на однозвенные
и многозвенные.
15.5.1. Емкостные фильтры
Емкостный фильтр — это фильтр, относящийся к
однозвенным фильтрам. Он представляет собой конденсатор
Сф, включенный параллельно нагрузочному резистору Д,
(рис. 15.11). Работа емкостного фильтра основана на различных
постоянных времени цепей зарядки и разрядки конденсатора.
Рис. 15.11. Схемы емкостных
фильтров с однополупериод-
ным (в) и мостовым (б) выпря-
мителями
зывается значительно меньше,
Коэффициент пульсаций на
определяется по формуле:
Конденсатор Сф заряжа-
ется через малое внутреннее
сопротивление г, выпрями-
теля почти до амплитудного
значения выпрямленного на-
пряжения (рис. 15.12) с по-
стоянной времени = г,Сф.
При Um < иСф конденсатор
Сф разряжается через Д, с по-
стоянной времени Тр„ = Д,СФ.
Так как Д, » то »
Тпр, и разрядка конденсатора
проходит более медленно, чем
его зарядка. В результате ам-
плитуда пульсаций выпрям-
ленного напряжения при на-
личии конденсатора Сф ока-
чем без такого конденсатора,
выходе емкостного фильтра
Рис. 15.12. Временные
диаграммы напряжений и
токов однополупериодного
(о) и мостового (б) выпря-
мителей с емкостным филь-
тром
21 - 5926
321
F = ———
"СФ 2nfC^ •
(15.26)
Для лучшего сглаживания пульсаций емкостное сопро-
тивление должно быть значительно меньше активного сопро-
тивления нагрузки:
хс - 1/2т^ф « Д,.
Емкостный фильтр целесообразно применять с высо-
коомным нагрузочным резистором R при мощности Рк не
более нескольких десятков ватт.
15.5.2. Индуктивные фильтры
Индуктивный фильтр представляет собой дроссель
включенный последовательно с нагрузочным резистором Д
(рис. 15.13). Он, так же как емкостный фильтр, относится к
типу однозвенных фильтров. Чтобы получить малый коэф-
фициент пульсаций на выходе фильтра, индуктивное сопро-
тивление дросселя должно быть значительно больше сопро-
тивления нагрузки XL - 2^/Гф » Д,.
Коэффициент пульсаций на выходе индуктивного фильтра
определяется по формуле:
4£ф-адф/Д,. (15.27)
Рис. 15.13. CxgwwHjyKiHa-
ного фильтра с однополупе-
риодным выпрямителем (а)
и временные диаграммы на-
пряжений и токов однополу-
периодного выпрямителя с
индуктивным фильтром (б)
Индуктивные фильтры
применяются в выпрямителях
средней и большой мощнос-
ти, т.е. в выпрямителях, рабо-
тающих на нагрузочные
устройства с большими тока-
ми. В выпрямителях малой
мощности использование
индуктивного фильтра неце-
лесообразно, поскольку они
работают на высокоомные
нагрузочные устройства, что
приводит к необходимости
включения дросселя с боль-
шими габаритами и массой.
Это является существенным
недостатком индуктивного
фильтра по сравнению с
емкостным.
322
Г-образные фильтры являются простейшими многозвен-
ными фильтрами. Они могут быть ZC-типа (рис. 15.14, а) и
Л С-тип а (рис. 15.14, б). Их применяют для увеличения
коэффициента сглаживания, когда однозвенный фильтр не
обеспечивает требуемое его значение.
Снижение пульсаций ZC-фильтром объясняется совме-
стными действиями индуктивной катушки и конденсатора.
Коэффициент сглаживания ZC-фильтра можно рассчитывать
по формуле:
К = co2Z.CA. (15.28)
В расчетах одним из параметров (индуктивностью или
емкостью) элементов фильтра задаются исходя из габаритов,
массы и стоимости элементов. Например, если известны
емкость конденсатора, коэффициент сглаживания пульсаций
и частота основной гармоники, то можно определить индук-
тивность:
Z =---“— .
ф Wlr)2C*
(15.29)
В маломощных выпрямителях, у которых сопротивление
нагрузки велико (несколько килоом), вместо дросселя £ф
включают резистор R*, что существенно уменьшает массу,
габариты и стоимость фильтра.
Коэффициент сглаживания для Г-образного 2?С-филыра
определяется по формуле:
Рис. 15.14. Схемы Г-образных ZC-фильтра (в) и АС-фильтра
(б) и П-образных ZC-фильтра (в) и АС-фильтра (а)
21*
323
Ксг = (0,5 * 0,9) 2л/7?фСф. (15.30)
П-образный фильтр применяют, когда коэффициент
сглаживания Г-образного фильтра оказывается недостаточным.
П-образный фильтр (рис. 15.14, в) состоит из емкостного
фильтра (Сф1) и Г-образного £ С-фильтра (£фСф2) или RC-
фильтра (рис. 15.14, г). Коэффициент сглаживания
П-образного фильтра равен произведению коэффициентов
емкостного и Г-образного фильтров:
ЛГ «ALC Krr. (15.31)
СГ СГ Сф СГГ ' '
15.5.3. Электронные фильтры
В настоящее время все чаще начали применять элек-
тронные фильтры, в которых вместо индуктивных дросселей
включают транзисторы. Такая замена позволяет избавиться
от переходных процессов, отрицательно влияющих на работу
нагрузочного устройства и самого выпрямителя, при этом
снижаются габариты, масса и стоимость выпрямителя. Схема
одного из таких фильтров приведена на рис. 15.15, а.
При наличии пульсаций во входном напряжении на
резисторе Я1 создается также пульсирующее напряжение.
Переменная составляющая этого напряжения через конден-
сатор С1 прикладывается к эмитгерному переходу транзистора
VT1. Фазы напряжений, действующих на выходе и между
базой и эмиттером транзистора VT1, совпадают, поэтому
при увеличении напряжения UM транзистор VT1 подза-
пирается, его сопротивление гю увеличивается, что приводит
к уменьшению изменения тока /н, протекающего через
нагрузку. При уменьшении U„, наоборот, сопротивление
транзистора уменьшается, и изменения тока 1К также
оказываются меньше. Таким образом, данный фильтр как
бы следит за всеми быстрыми изменениями напряжения на
входе и регулирует сопротивление транзистора проходящему
через него току нагрузки таким образом, что выходное
напряжение фильтра изменяется значительно слабее, чем
напряжение на его входе. Коэффициент сглаживания такого
фильтра можно рассчитать по формуле:
Ксг = *"* Я1+(1-А21Б)Я2 ’ (15'32)
где А^ ф — коэффициент пульсаций фильтра.
Недостатком рассмотренного фильтра является уменьшение
напряжения на нагрузке за счет падения напряжения на
324
резисторе R1. Поэтому часто применяют транзисторный
фидьтр, схема которого показана на рис. 15.15, б. Сглаживание
пульсаций в таком фильтре происходит вследствие различия
сопротивлений транзистора постоянному и переменному
(пульсирующему) токам, поэтому постоянная составляющая
напряжения Um передается на выход фильтра со значительно
меньшим (в 50...200 раз) ослаблением, чем переменная.
Рис. 15.15. Схемы электронных сглаживающих фильтров с
включением нагрузочного резистора RK в коллекторную цепь
транзистора (а) и с включением нагрузочного резистора R* в
эмитгерную цепь транзистора (б)
15.6. ЭЛЕКТРОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Электронные стабилизаторы постоянного напряжения
подразделяются на параметрические, компенсационные и
комбинированные.
Основным параметром стабилизаторов напряжения
является коэффициент стабилизации, равный отношению
относительного изменения напряжения на входе стабилизатора
к относительному изменению напряжения на его
выходе (ДС4ых/^.ых):
„ ли ли-и
If __ вх . вых ____ вх вых
ет и ’ и &и и'
вх вых вых вх
(15.33)
Принцип работы параметрического стабилизатора на-
пряжения (рис. 15.16) заключается в поддержании по-
стоянного напряжения на выходе за счет перераспределения
токов, протекающих через линейный (Д^) и нелинейный
элементы. В качестве нелинейных элементов применяются
газоразрядные или кремниевые стабилитроны. Вольт-
амперная характеристика кремниевого стабилитрона и схема
325
параметрического стабилизатора напряжения на стабилитроне
были показаны на рис. 2.10 и рис. 2.11. Для параметрического
стабилизатора (см. рис. 2.11 и рис. 15.16)
(15.34)
где г„ — динамическое сопротивление стабилитрона.
Рис. 15.16. Функциональная
схема параметрического стабили-
затора напряжения
Достоинствами параметрических стабилизаторов напря-
жения являются простота устройства и малые габариты, а
недостатками — невозможность осуществления плавной
регулировки выходного напряжения, малая мощность и
малый КПД.
Компенсационный стабилизатор напряжения (рис. 15.17)
представляет собой систему автоматического регулирования.
Сущность компенсационного метода стабилизации напря-
жения состоит в том, что в процессе стабилизации с помощью
измерительного устройства ИУ осуществляется сравнение
выходного напряжения с опорным, или эталонным Um. Раз-
ностное напряжение усиливается и подается на регулирующий
элемент РЭ, изменяя его сопротивление таким образом,
чтобы уровень выходного напряжения не изменялся при
изменении входного напряжения.
Регулирующий элемент может включаться последо-
вательно (рис. 15.17, а) или параллельно (рис. 15.17, б) с
Рис. 15.17. Функциональные схемы компенсационных
стабилизаторов напряжения
326
нагрузкой. В качестве регулирующих и измерительных
элементов обычно используются транзисторы.
Принципиальная схема одного из вариантов компен-
сационного стабилизатора напряжения на БТ с включением
РЭ последовательно с нагрузкой приведена на рис. 15.18.
Работает он следующим образом.
VT1
Рис. 15.18. Принципиальная схема компенсационного тран-
зисторного стабилизатора напряжения
Напряжение С4Э2, равное разности между опорным на-
пряжением Um, задаваемым стабилитроном F7), и напря-
жением С4>м> определяемым положением движка переменного
резистора R4, определяет коллекторный ток транзистора Р72,
протекающий через резистор R1. Режим работы транзистора
VTI и его сопротивление /; = га определяются напряжением
С/ЭБ .
Увеличение входного напряжения Um в первоначальный
момент вызывает увеличение напряжений на нагрузке и
изменяемого Umtl. При этом напряжение Ц4э,1= |С4ш - ^4п1
увеличивается, вызывая увеличение тока/К} и падение
напряжения на резисторе R1. Увеличение напряжения на
резисторе R1 вызывает увеличение потенциала базы тран-
зистора И71 и уменьшение напряжения С^Б1. Сопротивление
г, транзистора И71 возрастает, падение напряжения на нем
также возрастает, а напряжение Um уменьшается, стремясь
к первоначальному значению.
Аналогично уменьшение напряжения Um приводит к
уменьшению сопротивления г, транзистора F71 и поддер-
жанию С4ых на прежнем уровне.
Уровень выходного напряжения зависит от измеряемого
327
напряжения UmM. При изменении напряжения будет из-
меняться и С4ых,т.е. в рассмотренном стабилизаторе имеется
возможность осуществления Платовой регулировки выходного
напряжения.
15.7. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
НАПРЯЖЕНИЯ
Наибольшее распространение среди интегральных элек-
тронных стабилизаторов напряжения получили компен-
сационные стабилизаторы на основе микросхем серии К142:
К142ЕН1, К142ЕН2, К142ЕНЗ и К142ЕН4 - с регу-
лируемым выходным напряжением; К142ЕН5 — с фикси-
рованным выходным напряжением; К142ЕН6Б — двух-
полярные с фиксированным выходным напряжением.
Электрические принципиальные схемы ИМС К142ЕН1
и К142ЕН2 идентичны (рис. 15.19) и различаются только
значениями допустимых входных и выходных напряжений.
Они содержат следующие основные узлы: источник опорного
напряжения (транзисторы VTY и F72, диоды VD1 и И02,
резисторы Я1 и R2); управляющий элемент (транзисторы
К73, Р74 и VT5, резистор ЯЗ); регулирующий элемент
Рис. 15.19. Принципиальная схема интегральных стабилизаторов
напряжения К142ЕН1 и К142ЕН2
328
(транзисторы VT1 и И7В) и устройство защиты (транзисторы
VT6, VT9, диод КОЗ и резистор R4).
Типовая схема включения микросхемы К142ЕН1 или
К142ЕН2 приведена на рис. 15.20. Конденсатор С1, вклю-
ченный между общей шиной и выводом 6 микросхемы, по-
вышает устойчивость стабилизатора. Установка необходимого
значения выходного напряжения осуществляется регули-
руемым делителем Al, R2, определяющим напряжение базы
транзистора КГ5 и в конечном итоге сопротивление регу-
лирующего элемента (VTJ и F73).
Коэффициенты нестабильности по напряжению и по току
такого стабилизатора не превышают 0,5 и 2 % соответственно
при токе нагрузки от 50 до 150 мА. При входных напряжениях
20 В для К142ЕН1 и 40В для К142ЕН2 значения выходных
напряжений могут быть установлены соответственно в
пределах 3...12 В и 12...30 В.
Рис. 15.20. Типовая схема включения ИМС К142ЕН1 (К142ЕН2)
15.8. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
С БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВХОДОМ
В настоящее время широкое распространение получили
источники питания с бестрансформаторным входом (ИПБВ),
часто их называют импульсными источниками питания (ИИП).
Общая структурная схема такого источника питания изобра-
жена на рис. 15.21.
Отсутствие в ИПБВ низкочастотного трансформатора
питания существенно уменьшает его массу и габариты и
увеличивает КПД. ИПБВ рационально применять при
выходной мощности свыше 15—25 Вт. Гальваническая
развязка выходной цепи ИПБВ от входной питающей сети
осуществляется трансформатором инвертора.
329
Рис. 15.21. Структурная схема источника питания с бестранс-
форматорным входом
Преобразование переменного тока сети в постоянный ток
нужного напряжения в ИПБВ происходит в такой после-
довательности: выпрямление сетевого тока входным выпря-
мителем с емкостным фильтром; преобразование выпрям-
ленного напряжения сети в импульсное напряжение повы-
шенной частоты; трансформирование импульсного напря-
жения до величин требуемого значения; выпрямление вто-
ричных напряжений, фильтрация их пульсаций и стаби-
лизация напряжений.
Применение на входе ИПБВ двухполупериодного мосто-
вого выпрямителя уменьшает максимальное обратное напря-
жение на диодах.
Выпрямленное и отфильтрованное напряжение сети
подается на инвертор, который преобразует постоянное
напряжение входного выпрямителя в импульсное напряжение
повышенной частоты порядка 20—50 кГц.
Инвертированием в источниках питания называют процесс,
обратный выпрямлению, т.е. процесс преобразования посто-
янного тока в переменный ток требуемого напряжения и
частоты.
Основными элементами инверторов являются коммутиру-
ющие приборы (устройства), которые периодически преры-
вают ток или изменяют его направление. В качестве комму-
тирующих приборов применяют тиристоры и транзисторы,
работающие в режиме «открыт—закрыт», благодаря чему КЛД
инверторов очень высок (до 95—99 %). Следует добавить,
что полупроводниковые ключи и преобразователи на них
имеют малые габариты, массу и стоимость, большой срок
службы.
Импульсное напряжение с выхода инвертора подается на
усилитель мощности, нагрузкой которого является импульс-
ный трансформатор, ко вторичным обмоткам которого
подключены выходные выпрямители с фильтрами.
330
Стабилизация выходного выпрямленного напряжения
реализуется в инверторе методом широтно-импульсной
модуляции или включением стабилизатора до инвертора или
после него.
Для управления работой ИПБВ в них применяют: цепи
запуска коммутирующих элементов преобразователя; цепи
обратной связи, обеспечивающие устойчивость ИПБВ как
системы автоматического регулирования с широтно-
импульсной модуляцией и стабилизацию выходного
напряжения; цепи защиты от перегрузки по току и короткого
замыкания.
Существует много разновидностей схем ИПБВ по испол-
нению входных выпрямителей, устройств преобразования и
управления, схем стабилизации выходных напряжений и
токов, цепей защиты и т.п. В схемах ИПБВ могут отсутствовать
некоторые элементы в зависимости от назначения и требуемых
параметров источника питания.
На рис. 15.22 изображена функциональная схема одного из
ИПБВ, широко применяемого в электронной аппаратуре.
Подобные схемы используются в устройствах питания
компьютеров, телевизоров, различных видов усилителей и
т.п.
Приведенный ИИП состоит из помехозащитного фильтра;
выпрямителя сетевого напряжения; схем запуска, защиты и
стабилизации; импульсного генератора; преобразователя
напряжения с импульсным трансформатором; выпрямителей
импульсных напряжений и компенсационного стабилизатора
одного из выходных напряжений.
Пусть в начальный момент времени при включении
источника питания в схеме запуска будет сформирован
Рис. 15.22. Функциональная схема импульсного источника
питания
331
импульс, который откроет транзистор импульсного гене-
ратора. При этом, за счет выпрямленного напряжения сети,
через обмотку трансформатора с выводами 1, 4 начнет
протекать линейно нарастающий пилообразный ток. Одно-
временно в магнитном поле сердечника трансформатора будет
накапливаться энергия, значение которой определяется
временем открытого состояния транзистора импульсного
автогенератора.
Вторичная обмотка трансформатора (выводы 5, 6) вы-
полнена таким образом, что в период накопления магнитной
энергии к диодам вторичного выпрямителя приложен
отрицательный потенциал, и они закрыты. Спустя некоторое
время схема запуска закрывает транзистор импульсного
генератора. Так как ток в обмотке трансформатора из-за
накопленной магнитной энергии не может мгновенно изме-
ниться, возникает ЭДС самоиндукции обратного знака. Вы-
прямительные диоды вторичного выпрямителя открыва-
ются, и ток вторичной обмотки резко возрастает.
Таким образом, если в начальный период времени маг-
нитное поле было связано с током, который протекал через
обмотку с выводами 1, 4, то теперь оно создается током
обмотки с выводами 5, 6. Когда вся энергия, накопленная за
время замкнутого состояния ключа импульсного генератора,
перейдет в нагрузку, то во вторичной обмотке ток достигнет
нулевого значения.
Из вышесказанного можно сделать вывод, что, регулируя
длительность открытого состояния транзистора импульсного
генератора; можно управлять количеством энергии, которое
поступает в нагрузку. Такая регулировка осуществляется с
помощью управляющего элемента по сигналу обратной связи
с выводов обмотки 2, 3 трансформатора. Сигнал обратной
связи пропорционален напряжению на нагрузке блока
питания.
Если напряжение на нагрузке по каким-либо причинам
уменьшится, то уменьшится напряжение, поступающее в
схему стабилизации. Схема стабилизации через управляющий
элемент схемы защиты начнет закрывать транзистор
импульсного генератора позже. Это увеличивает время, в
течение которого через обмотку 1, 4 трансформатора будет
протекать ток, и соответственно будет возрастать количество
энергии, передаваемой в нагрузку. Момент очередного
открывания транзистора импульсного генератора определяется
схемой стабилизации, где анализируется сигнал, посту-
332
пающий с импульсного трансформатора (широтно-импульсная
модуляция), что позволяет автоматически поддерживать
среднее значение выходного постоянного напряжения.
Для повышения стабильности одного из выходных напря-
жений блок питания содержит компенсационный стаби-
лизатор напряжения.
При возникновении опасной перегрузки по выходным
цепям напряжение обратной связи увеличивается настолько,
что схема защиты запирает транзистор импульсного генератора
и колебательный процесс срывается.
Помехозащитный фильтр предназначен для подавления
высокочастотных колебаний, возникающих при работе блока
Питания. Фильтр препятствует попаданию колебаний в
электрическую сеть.
Контрольные вопросы и задания
1. Каким требованиям должен удовлетворять полупровод-
никовый диод, работающий в однополупериодном
выпрямителе, изображенном на рис. 15.2?
2. К каким последствиям приведет тепловой пробой одного
из диодов в двухполупериодных выпрямителях (рис.
15.3, а и 15.4, а)?
3. Расскажите, как работает двухполупериодный регули-
руемый выпрямитель натринисторах.
4. Для каких целей применяются сглаживающие фильтры
и какие требования к ним предъявляются?
5. В чем преимущества фильтра с активными элементами
перед фильтрами с пассивными элементами?
6. Поясните принцип стабилизации напряжения стабилиза-
торами компенсационнрготипа.
Литература
Аксененко М.Д., Бараночников М.Л. Приемники оптического
излучения. М.: Радио и связь, 1997.
Бахтиаров Г.Д., Малинин В.В., Школин В.П. Аналого-цифровые
преобразователи / Под ред. Г.Д. Бахтиарова. М.: Сов. радио, 1980.
Галкин В.И. Промышленная электроника: Учеб, пособие. Мн.:
Вышэйшая школа, 1989.
Галкин В.И. и др. Полупроводниковые приборы: диоды, ти-
ристоры. Справ. / В.И. Галкин, AJL Булычев, П.М. Лямин. Мн.:
Беларусь, 1994.
Галкин В.И. и др. Полупроводниковые приборы: транзисторы.
Справ. / В.И. Галкин, A.JI. Булычев, П.М. Лямин. Мн.: Беларусь,
1995.
Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника: Учеб, пособие Для при-
боростроит. спец, вузов. М.: Высшая школа, 1991.
Ерофеев Ю Н. Импульсная техника. М.: Высшая школа, 1984.
Жеребцов И.П. Основы электроники. Л.: Энергоатомиздат, 1990.
Иванов В.И. и др. Полупроводниковые оптоэлектронные при-
боры. М.: Энергоатомиздат, 1983.
Игумнов Д.В. и др. Основы электроники. М.: Высшая школа,
1991.
Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры:
Справ. / Под ред. Г.С. Найвельта. М.: Радио и связь, 1985.
Круглякова М.Г. и др. Полупроводниковые приборы и основы
их проектирования^ Учеб, для техникумов. М.: Радио и связь, 1983.
Минаев Е.И. Основы радиоэлектроники: Учеб, пособие для вузов.
М.: Радио и связь, 1985.
Николаев ИМ., Филинюк Н.А. Интегральные микросхемы и
основы их проектирования: Учеб, пособие для техникумов. М.:
Радио и связь, 1992.
Основы промышленной электроники: Учеб, для неэлектро-
технических спец, вузов / Под ред. В.Г. Герасимова. М.: Высшая
школа, 1986.
Пароль Н.В., Кайдалов С.А. Фоточувствительные приборы и их
применение: Справ. М.: Радио и связь, 1991.
Пасынков В.В. и др. Полупроводниковые приборы. Учеб, для
вузов. М.: Высшая школа, 1981.
334
Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, ком-
мутирующие устройства РЭА. Справ. / Акимов Н.Н.и др. Мн.:
Беларусь, 1994.
Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Справ,
руководство / Пер. с нем. М.: Мир, 1982.
Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы. Справ. /
Якубовский С.В. и др. М.: Радио и связь, 1990.
Список сокращений
ABM — аналоговая вычислительная машина
АЛУ — арифметико-логическое устройство
АЦП — аналого-цифровой преобразователь
АЧХ — амплитудно-частотная характеристика
БИС — большая интегральная схема
БТ — биполярный транзистор
ВАХ — вольт-амперная характеристика
ВЗ — валентная зона
ВУС — видеоусилитель
ГСТ — генератор стабильного тока
ГТИ — генератор тактовых импульсов
ДНФ — дизъюнктивная нормальная форма
ДРЛ — диодно-резисторная логика
ДТЛ — диодно-транзисторная логика
ДУ — дифференциальный усилитель
ЕМР — единица младшего разряда
33 — запрещенная зона
ЗП — зона проводимости
ИИП — импульсный источник питания
ИМС — интегральная микросхема
ИОН — источник опорного напряжения
ИПБВ — источник питания с бестрансформаторным
выходом
И2Л — интегральная инжекционная логика
КМДП — комплементарная МДП-структура
КНФ — конъюнктивная нормальная форма
КПД — коэффициент полезного действия
КПЕ — конденсатор переменной емкости
ЛЭ — логический элемент
МДП — структура металл— диэлектрик—полупроводник
МЭТ — многоэмиттерный транзистор
ОБ — общая база
ОИ — общий исток
ОК — общий коллектор
ООС — отрицательная обратная связь
336
ОС — обратная связь
ОУ — операционный усилитель
ОЭ — общий эмиттер
ПОРС — полный одноразрядный сумматор
ПОС — положительная обратная связь
ПТ — полевой транзистор
ПФ — переключательная функция
РЭА — радиоэлектронная аппаратура
СБИС — сверхбольшая интегральная схема
СВЧ — сверхвысокая частота
СДНФ — совершенная ДНФ
СИД — светоизлучающий диод
СКНФ — совершенная КНФ
СУП — схема ускоренного переноса
ТКС — температурный коэффициент емкости
TKZ — температурный коэффициент индуктивности
TKJ? — температурный коэффициент сопротивления
ТТЛ — транзисторно-транзисторная логика
УВЧ — усилитель высокой частоты
УГО — условное графическое обозначение
УГС — усилитель с гальваническими связями
УЗЧ — усилитель звуковой частоты
УМ — усилитель мощности
УНЧ — усилитель низкой частоты
УПН — усилитель переменного напряжения
УПТ — усилитель постоянного тока
УСЧ — усилитель средней частоты
ФЧХ — фазочастотная характеристика
ЦАП — цифроаналоговый преобразователь
ЦВМ — цифровая вычислительная машина
ШИУ — широкополосной интегральный усилитель
ЭВМ — электронная вычислительная машина
ЭДП — электронно-дырочный переход
ЭДС — электродвижущая сила
ЭСЛ — эмиттерно-связанная логика
22 - 5926
Предметный указатель
Автогенератор 242
- гармонических колебаний ти-
па LC 243—246
---типа RC246—248
- импулыхл на дискретных эле-
ментах 252—254
- стабилизация частоты гармо-
нических колебаний 248
- условия самовозбуждения 242
Акцептор 25
Алгебра
- булева 185
- логики 185
Арифметико-логическое уст-
ройство (АЛУ) 294
База 31,46
Баланс
- амплитуд 243
- фаз 243
Барьер Шоттки 37, 85
Барьерная емкость 35,40,44
Варикап 13, 43—44
Вариконд 13
Варистор 11
Видеоимпульсы ПО
Видеоусилитель 140
Выпрямители 307
- однофазные двухполупериовд-
ные 310
- - однополупериоидные 308
- - управляемые 317
- трехфазные неуправляемые
313
- - управляемые 318
- характеристика регулировоч-
ная 318
Генераторы 242
- импульсов 250
- - на дискретных элементах
255
- - на логических элементах
257,259
- - на операционных усилите-
лях 260
- - релаксационные 251
Генерация носителей заряда
23,26
Геркон 16
Декодер 282
Демультиплексор 286
Дешифратор 282
- линейный 282
- многоступенчатый 283
Дешифратор-демультиплексор
287
Дизъюнкция 186,188
Динистор 57
Диод 13,37
- выпрямительный 38—40
- высокочастотный 40
- импульсный 40
- микросплавной 40
- обращенный 46
- плоскостной 38
- сверхвысоко частотный 40, 41
- точечный 38, 40
- туннельный 44—46
- Шоттки 37,208-209
338
Донор 24
Допуск 8,14
Дырка 23
Зона валентная 21
- запрещенная 21
- проводимости 21
Изоляция элементов полупро-
водниковых ИМС 89
Импликанта 192—194
Инвертирование 330
Индуктивность 15
- пленочная 94
Инжекция 31
Информация 182
Источник питания
- импульсный 329
- с бестрансформаторным вхо-
дом 329
Каскад усиления 98
Катушка индуктивности 75
- добротность 75
Код двоичный 183,268
- параллельный 270
- последовательный 270
Кодер 280
Коллектор 46
Компаратор напряжения 262
- без гистерезиса 263
- с гистерезисом 263
Конденсаторы 12,126
- диффузионные 87
- нерегулируемые 13
- оксидные 12,88
- переменной емкости 13
- пленочные 94
- подстроечные 13
- полупроводниковых ИМС 87—
88
- постоянной емкости 13
- саморегулируемые 75
Конституента
-единицы 189
- нуля 190
Контакты омические 37
Конъюнкция элементарная
189
Коррекция ВУС 143
- высокочастотная индуктив-
ная 144—145
- - эмиттерная 145—146
- низкочастотная 146—147
Коэффициент
- емкости температурный
(TKQ 14
- индуктивности температур-
ный (TKL) 75
- передачи тока базы 57
---эмиттера 49
- пульсаций 320
- сглаживания НС-фильтра 323
- сопротивления температур-
ный (TK7J) 10
- стабилизации 325
Линейные искажения 101
Логика
- диодно-резисторная (ДРЛ)
204
- диодно-транзисторная (ДТЛ)
205-208
- интегральная инжекционная
(И2Л) 216—217
- кодирующая 305
- на МДП- и КМДП-транзис-
торах (МДП-ТЛ, КМДП-ТЛ)
218—222
а*
339
- <ранзис горно-транзисторная (ТТЛ) 208—213 - эмиттерно-связанная 213— 215 Микросборка 95 Микросхемы интегральные 81—95 - гибридные 95 - оптоэлектронные 222—223 - пленочные 92—94 - полупроводниковые 6, 82—90 - совмещенные 95 - толстые 92 - тонкопленочные 92 - варикапов 44 - выпрямительных диодов 39 - высокочастотных диодов 40— 41 - динамические усилителя 128—131 - дифференциальные ПТ 67— 68 - катушек индуктивности 15 - логических элементов 198— 201 - переключателей 17 - стабилитронов 42—43 - туннельных диодов 45 - фотодиодов 76 - фоторезисторов 74—75
Микроэлектроника 6 - функциональная 6 Мост Вина 246 Мультивибратор автоколеба- тельный 252,258 - ждущий 256,259 Мультиплексор 284 - фототранзисторов 78 Переключатели 16 - галетные 16 - нажимные 16 - перекидные 16 Пересчетные устройства 279 Переход электронно-дыроч- ный 27
Напряжение пороговое 200 - отпускания 264 - срабатывания 264 - вольт-амперная характерис- тика 30 - особенности реальных ЭДП 33
Одновибраторы - на БТ 255 - на логических элементах 257— 260 - на ОУ 261 Оптопара 79 Оптоэлектронные ИМС 222 Оптоэлектронный прибор 71 Оптрон 79 Позисторы 11 Полупроводник 20—26 - вырожденный 25 - излучающий 71 - оптоэлектронный 71 - примесный л-типа 24 - - р-типа 25 - собственный 23—24 - чистый 23—24 Полусумматор 290
Параметры - биполярных транзисторов 54—56 Помехоустойчивость 199—200 Преобразователи - аналого-цифровые (АЦП) 301
340
- - параллельно-последователь-
ные 305
- - параллельные 304
- - последовательные 301
---с двоично-взвешенным
приближением 302
---с единичным приближе-
нием 301
---следящие 303
- цифроаналоговые 297
Приборы
- оптоэлектронные 71
- полупроводниковые 20—27
Приемники излучения полу-
проводниковые 73
Пробой ЭДП электрический 33
- лавинный 33
- тепловой 34
- туннельный 34
Расширители 210—211,215
Регистры 266
- памяти 267
- параллельно-последователь-
ные 270
- параллельные 267
- последовательные 268
- реверсивные 271
- сдвигающие 268
Резисторы 7
- диффузионные 87
- максимальное рабочее напря-
жение 10
- непроволочные 7
- нерегулируемые 7
- номинальная мощность рас-
сеяния 10
- объемные 87
- пленочные 93
- подстроечные 7
- полупроводниковых ИМС 87
- постоянные 7
- проволочные 7
- стабильность сопротивления
10
Рекомбинация 23,26
Реле электромагнитные 17
Связь обратная 104
- ковалентная 22
- отрицательная 105
- параллельная 106
- парно-электронная 22
- положительная 105
- по напряжению 105
- последовательная 106
- по току 105
Сигналы 109
- аналоговые 182
- гармонические 109
- - период колебаний 110
- - частота колебаний НО
- дискретные 182
- импульсные 110
- - амплитуда 111
- - видеоимпульсы ПО
- - время установления 111
- - длительность 111
- - длительность спада 111
- - длительность среза 111
- - коэффициент заполнения
112
- - пауза 111
- - период повторения 111
- - скважность 112
- - спектр амплитуд 113
- - спектр фаз 113
- - частота повторения 111
- непрерывные 182
- синфазные 163—164
- цифровые 182
Система счисления 183
- двоичная 183
- десятичная 183
341
- непозиционная 183
- позиционная 183
Скрытый слой 84
Соединители 18
Сопротивление 7
- номинальное 8
- темновое 75
Спектр
- амплитуд 113
-фаз 113
Стабилизаторы электронные
325
- интегральные 328
- постоянного напряжения
- - компенсационные 326
- - параметрические 326
Стабилитроны полупроводни-
ковые 42
Стабисторы 43
Сумматоры 288
- неполные одноразрядные 289
- полные одноразрядные 291
Схемы интегральные
- микроэлектронные 81
- полупроводниковые 82
Счетчики импульсов 272
- двоичные 273
- классификация 272
- недвоичные 278
- основные параметры 272
- с параллельным переносом
277
- с последовательным перено-
сом 274
Таблица истинности (состоя-
ний) 187,189
Тензорезисторы 11
Термисторы 11
Терморезисторы 10
Тиристоры 57
- диодные 57
- симметричные 61
- триодные 60
Ток
- диффузионный 28
- дрейфовый 26
- инжекции 31
- обратный 32
- прямой 31
- темновой 74
- утечки 33
Транзисторы 46
- бездрейфовые 47
- биполярные 46
- - параметры 54
- - режим работы 48
- - статические характеристи-
ки 52
- - схемы включения 50
- - усилительные каскады 122
- - частотные свойства 57
- дополняющие 91 ’
- дрейфовые 47
- комплементарные 91
- многоэмиттерные 85
- плоскостные 47
- полевые 62
- - дифференциальные пара-
метры 67
- - с затвором Шоттки 66
- - с изолированным затвором
66
- - с р-л-затвором 63
- - усилительные каскады 120
- полупроводниковых ИМС 84—
86
- с барьером Шоттки 85
- структуры МДП 90
- точечные 47
Триггеры 225
- асиюфонные типа RS227—230
342
- - со счетным входом (Т-триг-
геры) 237—238
- синхронные двухступенчатые
типа ДО 235—237
- - - типа JK 237—238
- - одноступенчатые типа RS
230—232
- - типа D 233,238-240
- Шмитта 263
- - инвертирующий 264
Тринисторы 60
Усилители 99
- балансные 160—162
- высокой частоты 115
- динамические характеристи-
ки 126
- дифференциальные 162—165
- дифференцирующие 173
- звуковой частоты 115,150
- избирательные 147—150
- инвертирующие 118
- интегрирующие 173
- крутизна 129
- мощности 174—181
- - двухтактные 177,180
- - однотактные 176
- на биполярных транзисторах
122—126
- с коллекторной стаби-
лизацией 125
------ с фиксированным на-
пряжением базы 123
----с фиксированным током
базы 123
----с эмитгерной термоста-
билизацией 124
- на полевых транзисторах
120—122
- неинвертирующие 119
- операционные 165—173
- переменного напаряжения
115,118,135,150
- - низкой частоты 150
- с гальваническими связями
156—165
- - дрейф нуля 159
- - с непосредственными свя-
зями 157
- - с потенциометрическими
связями 159
- селективные 147—150
- средней частоты 115
- широкополосные 115,140,
153
- электронные
- - амплитудно-частотная ха-
рактеристика 100
- - виды обратных связей 104
---отрицательная 105
---параллельная 106
---последовательная 106
- - динамический диапазон 102
- - классификация 98
- - мощности 99
- - напряжения 98
- - обобщенная схема 97
- - основные технические по-
казатели 99
- - фазочастотная характерис-
тика 100
- - чувствительность 103
Устройства
- аналоговые 182
- дискретные 182
- цифровые 182
Фильтры сглаживающие 320
- емкостные 321
- индуктивные 322
- электронные 324
Фотодиод 76
Фотолитография 83
Фотон 23
Фоторезистор 11, 73—75
Фототиристор 79
343
Фототранзистор 77
- полевой 78
Фотоэффект 73
- внешний 73
- внутренний 73
Функции 185
- булевы 185—187
- логические 185—187
- переключательные 185
Характеристика
- амплитудная ОУ 167
- амплитудно-частотная ОУ
167
- вольт-амперная идеального
ЭДП 32
- - реального ЭДП 32
- вольт-фарадная 34
- регулировочная 318
- фазочастотная моста Вина
246
Цепь автоматического смеще-
ния 127
Частота квазирезонанса 246
Чувствительность усилителя
103
Шифраторы 280
Электроника
- информационная 4
- промышленная 4
- техническая 4
- физическая 4
- энергетическая 4
Электронная технология 4
Электроны 22
- проводимости 22
- свободные 22
Электропроводность 22
Элементы ЭВМ 196
- аналоговые 196
- вспомогательные 197
- запоминающие 197
- классификация 196
- логические 197
- - диодно-транзисторные 205
- - диодные 203
- - на биполярных структурах
202
- - средних и больших инте-
гральных схем 266
- - транзисторно-транзистор-
ные 208
- - характеристики и парамет-
ры 198
- специальные 197
Эмиттер 46
Эпитаксия 82
Содержание
Предисловие......................................... 3
Введение............................................ 4
1. Пассивные элементы радиоэлектронной аппаратуры .... 7
1.1. Элементы радиоэлектронной аппаратуры........... 7
1.2. Резисторы...................................... 7
1.3. Конденсаторы.................................. 12
1.4. Катушки индуктивности......................... 15
1.5. Элементы коймутации........................... 16
1.5.1. Переключатели........................... 16
1.5.2. Реле.................................... 17
1.5.3. Соединители............................. 18
Контрольные вопросы и задания...................... 19
2. Полупроводниковые приборы....................... 20
2.1. Физические свойства полупроводников........... 20
2.1.1. Энергетические зоны полупроводников....... 20
2.1.2. Электроны и дырки в полупроводниках..... 22
2.1.3. Концентрация носителей зарядов
в собственном полупроводнике................... 23
2.1.4. Примесные полупроводники................ 24
2.1.5. Дрейфовый ток........................... 26
2.2. Электронно-дырочный переход (ЭДП)............. 27
2.2.1. Контакт двух полупроводников р- и л-типов. 27
2.2.2. Диффузионный ток........................ 28
2.3. Вольт-амперная характеристика ЭДП ............ 30
2.3.1. Смещение ЭДП в прямом направлении......... 30
2.3.2. Смещение ЭДП в обратном направлении....... 31
2.3.3. Уравнение вольт-амперной характеристики ЭДП. 31
2.4. Особенности реальных ЭДП...................... 33
2.4.1. Лавинный пробой......................... 33
2.4.2. Туннельный пробой....................... 34
2.4.3. Тепловой пробой......................... 34
2.4.4. Барьерная емкость ЭДП................... 35
2.5. Разновидности электрических переходов и контактов... 35
2.5.1. Контакт между полупроводниками одного
типа электропроводности........................ 35
2.5.2. Контакт металла с полупроводником....... 36
2.5.3. Омические контакты...................... 37
2.6. Полупроводниковые диоды....................... 37
2.6.1. Выпрямительные диоды.................... 38
2.6.2. Высокочастотные диоды .................. 40
2.6.3. Полупроводниковые стабилитроны.......... 42
345
26.4. Варикапы................................. 43
2.6.5. Туннельные и обращенные диоды........... 44
2.7. Биполярные транзисторы (БТ)................... 46
2.7.1. Основные определения и классификация.... 46
2.7.2. Режимы работы биполярных транзисторов...48
2.7.3. Схемы включения биполярных транзисторов .... 50
2.7.4. Статические характеристики биполярных
транзисторов................................... 52
2.7.5. Параметры биполярных транзисторов....... 54
2.7.6. Частотные свойства биполярных транзисторов ... 57
2.8. Тиристоры..................................... 57
2.8.1. Динисгоры............................... 57
2.8.2. Тринисторы.............................. 60
2.8.3. Симметричные тиристоры.................. 61
2.8.4. Параметры тиристоров.................... 62
2.9. Полевые транзисторы (ПТ)...................... 62
2.9.1. Полевые транзисторы с р-л-затвором.......63
2.9.2. Статические характеристики полевых
транзисторов с р-л-затвором.................... 64
2.9.3. Полевые транзисторы с затвором Шоттки... 66
2.9.4. Полевые транзисторы с изолированным затвором 66
2.9.5. Дифференциальные параметры полевых
транзисторов................................... 67
Контрольные вопросы и задания...................... 69
3. Оптоэлектронные приборы......................... 71
3.1. Излучающие полупроводниковые приборы.......... 71
3.2. Полупроводниковые приемники излучения......... 73
3.2.1. Фоторезисторы........................... 73
3.22. Фотодиоды............................... 76
3.2.3. Фототранзисторы......................... 77
3.2.4. Фототиристоры........................... 79
3.3. Оптопары...................................... 79
Контрольные вопросы и задания...................... 80
4. Микроэлектронные интегральные схемы............. 81
4.1. Общие сведения об интегральных схемах......... 81
4.2. Полупроводниковые интегральные схемы.......... 82
4.2.1. Транзисторы полупроводниковых ИМС....... 84
4.2.2. Резисторы полупроводниковых ИМС......... 87
4.2.3. Конденсаторы полупроводниковых ИМС...... 87
4.3. Изоляция элементов в полупроводниковых ИМС.... 88
4.4. Интегральные МДП-транзисторы.................. 90
4.5. Пленочные ИМС................................. 92
4.5.1. Пленочные резисторы .................... 93
4.5.2. Пленочные конденсаторы.................. 94
4.5.3. Пленочные индуктивности................. 94
4.6. Совмещенные и гибридные ИМС................... 95
Контрольные вопросы и задания...................... 95
346
5. Общие сведения об электронных усилителях........ 97
5.1. Обобщенная схема электронных усилителей
и их классификация................................. 97
5.2. Основные технические показатели
и характеристики усилителей........................ 99
5.3. Виды обратных связей в усилителях.............104
5.4. Влияние обратной связи на коэффициент усиления .... 106
5.5. Влияние обратной связи на входное сопротивление .... 108
5.6. Основные виды сигналов........................109
5.6.1. Гармонические сигналы...................109
5.6.2. Импульсные сигналы.......................НО
5.6.3. Спектральный состав импульсных сигналов.112
Контрольные вопросы и задания......................114
6. Усилители переменного напряжения.................115
6.1. Принцип усиления переменного напряжения.........115
6.2. Усилительные каскады на палевых транзисторах....120
6.2.1. Нагрузочная характеристика................120
6.2.2. Усилители на полевых транзисторах
с автоматическим смещением......................121
6.3. Усилительные каскады на биполярных транзисторах.... 122
6.3.1. Усилитель с фиксированным током базы.....123
6.3.2. Усилитель с фиксированным напряжением базы . 123
6.3.3. Усилитель с эмиттерной термостабилизацией.... 124
6.3.4. Усилитель с коллекторной стабилизацией режима 125
6.4. Динамические характеристики усилителей.........126
6.4.1. Назначение конденсаторов в усилителях....126
6.4.2. Выходная динамическая характеристика.....127
6.5. Динамические параметры........................128
6.6. Эквивалентные схемы...........................131
6.6.1. Эквивалентные схемы транзисторов........131
6.6.2. Эквивалентные схемы усилительных каскадов ... 133
6.7. Анализ частотных свойств усилителей напряжения .... 135
6.7.1. Область средних частот..................135
6.7.2. Область верхних частот..................137
6.7.3. Область нижних частот...................138
6.8. Широкополосные усилители.......................140
6.8.1. Физические процессы в видеоусилителях....140
6.8.2. Параметры, используемые для оценки
искажений в видеоусилителях.....................142
6.9. Коррекция АЧХ усилителя переменного напряжения .. 143
6.9.1. Высокочастотная индуктивная коррекция....144
6.9.2. Высокочастотная эмитгерная коррекция.....145
6.9.3. Низкочастотная коррекция.................146
6.10. Избирательные усилители.......................147
6.11. Усилители переменного напряжения
на интетральных микросхемах.........................150
6.11.1. Усилители низкой частоты................150
347
6.11.2. Широкополосные усилители................153
Контрольные вопросы и задания.......................155
7. Усилители с гальваническими связями (УГС)........156
7.1. Общие сведения.................................156
7.2. Простейшие усилители с гальваническими связями
прямого усиления....................................157
7.2.1. Усилители с непосредственными связями....157
7.2.2. Усилители с потенциометрическими связями.... 159
7.2.3. Дрейф нуля в усилителях с гальваническими
связями.........................................159
7.3. Балансные усилители............................160
7.4. Дифференциальные усилители.....................162
7.5. Операционные усилители.........................165
7.5.1. Общие сведения...........................165
7.5.2. Применение операционных усилителей.......168
Контрольные вопросы и задания.......................YTi
8. Усилители мощности...............................174
8.1. Режимы работы усилительного каскада............174
8.2. Однотактные усилители мощности.................176
8.3. Двухтактные усилители мощности.................177
Контрольные вопросы и задания.......................181
9. Логические функции...............................182
9.1. Аналоговая и цифровая формы представления
информации..........................................182
9.2. Двоичная система счисления.....................183
9.3. Элементарные логические функции................185
9.4. Законы булевой алгебры.........................188
9.5. Формы представления переключательных функций .... 188
9.6. Минимизация переключательных функций...........190
Контрольные вопросы и задания.......................194
10. Базовые логические элементы ЭВМ.................196
10.1. Классификация элементов ЭВМ...................196
10.2. Характеристики и параметры логических элементов... 198
10.3. Базовые логические элементы на биполярных
структурах..........................................202
10.3.1. Аппроксимация вольт-амперных характеристик
полупроводниковых диодов и транзисторов.........202
10.3.2. Диодные логические элементы.............203
10.3.3. Диодно-транзисторные логические элементы ... 205
10.3.4. Транзисторно-транзисторные логические
элементы........................................208
10.3.5. Логические элементы ЭСЛ.................213
10.3.6. Логические элементы интегральной
инжекционной логики.............................216
10.4. Базовые логические элементы на МДП- и
КМДП-структурах.....................................218
348
10.5. Оптоэлектронные микросхемы..................222
Контрольные вопросы и задания.....................223
11. Интегральные триггеры....................... 225
11.1. Основные понятия и классификация............225
11.2. Асинхронные ЛУ-трштеры......................227
11.3. Одноступенчатые синхронные триггеры с потенциаль-
ным управлением ................ . . ........... 230
11.3.1. Синхронный ЛУ-триггернаЛЭЙ-НЕ.........230
11.3.2. Синхронный АУ-триггер на ЛЭ ИЛИ-НЕ.....232
11.3.3. Синхронный D-триггер..................233
11.4. Двухступенчатые синхронные триггеры.........234
11.4.1. Двухступенчатые АУ-триггеры...........235
11.4.2. Двухступенчатые JK- триггеры..........237
11.5. Синхронный D-триггер с динамическим
управлением положительным фронтом синхроимпульса . . 238
Контрольные вопросы и задания.....................240
12. Генераторы электрических колебаний..............242
12.1. Условия самовозбуждения генератора............242
12.2. Автогенераторы гармонических колебаний........243
12.2.1. £С-генераторы...........................243
12.2.2. АС-генераторы...........................246
12.3. Стабилизация частоты автогенераторов
гармонических колебаний.............................248
12.4. Генераторы импульсов..........................250
12.4.1. Генераторы импульсов на дискретных элементах . 252
12.4.2. Генераторы импульсов на логических элементах . 257
12.4.3. Генераторы импульсов на операционных
усилителях......................................260
12.5. Компараторы напряжений........................262
12.5. L Компараторы напряжений без гистерезиса..263
12.5. 2. Компараторы напряжений с гистерезисом..263
Контрольные вопросы и задания.......................265
13. Логические элементы средних и больших
интегральных схем..................................266
13.1. Регистры.....................................266
13.1.1. Параллельные регистры..................267
13.1.2. Последовательные регистры..............268
13.1.3. Параллельно-последовательные регистры...270
13.1.4. Реверсивные регистры...................271
13.2. Счетчики импульсов...........................272
13.2.1. Основные параметры й классификация......272
13.2.2. Двоичные счетчики импульсов............273
13.2.3. Недвоичные счетчики импульсов..........279
13.3. Шифраторы и дешифраторы......................280
13.4. Мультиплексоры и демультиплексоры............284
13.5. Сумматоры....................................288
349
13.5.1. Неполный одноразрядный сумматор........289
13.5.2. Полный одноразрядный сумматор..........291
Контрольные вопросы и задания......................295
14. Цифроаналоговые н аналого-цифровые
преобразователи.................................. 297
14.1. Цифроаналоговые преобразователи..............297
14.2. Аналого-цифровые преобразователи ............301
14.2.1. Последовательные аналого-цифровые
преобразователи................................301
14.2.2. Параллельные аналого-цифровые
преобразователи................................304
14.2.3. Параллельно-последовательные
аналого-цифровые преобразователи...............305
Контрольные вопросы и задания......................306
15. Источники электропитания электронных устройств.... 307
15.1. Общие сведения, структура и классификация....307
15.2. Однофазные неуправляемые выпрямители.........308
15.2.1. Однополупериодные однофазные выпрямители . 308
15.2.2. Двухполупериодные однофазные выпрямители . . 310
15.3. Трехфазные неуправляемые выпрямители.........313
15.4. Управляемые выпрямители......................317
15.5. Сглаживающие фильтры.........................320
15.5.1. Емкостные фильтры......................321
15.5.2. Индуктивные фильтры....................? 322
15.5.3. Электронные фильтры....................324
15.6. Электронные стабилизаторы постоянного
напряжения.........................................325
15.7. Интегральные стабилизаторы напряжения........328
15.8. Источники питания с бестрансформаторным входом . 329
Контрольные вопросы и задания......................333
Литература.........................................334
Список сокращений..................................336
Предметный указатель.............................. 338
Учебное издание
Галкин Виталий Иванович
Пелевин Евгений Владимирович
ПРОМЫШЛЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
И МИКРОЭЛЕКТРОНИКА
Редактор ЕЯ. Рожкова
Художник AM Войткевич
Лицензия ИД Xs 06236 от 09.11.01.
Изд. № ПТН-9 Подп в печать 17 12.05 Формат 60х887}6
Бум. офсетная Гарнитура «Таймс». Печать офсетная.
Объем 21,56 усл. печ. л 22,19 усл. кр.-отт
Тираж 3000 экз Заказ № 5926
ФГУП «Издательство «Высшая школа», 127994, Москва, ГСП-4,
Неглинная ул., 29/14.
Тел.:(095)200-04-56.
httpy/www.vshkola.ru. E-mail: info_vshkola@mail.ru
Отдел реализации: (095) 200-07-69, 200-31-47, факс: (095) 200-34-86.
E-mail: sales_vshkola@.ru
Отпечатано в ОАО ордена «Знак Почета»
«Смоленская областная типография им. В. И. Смирнова».
214000, г. Смоленск, пр-т им Ю. Гагарина, 2