Текст
Б.С.1ершунский Основы ЭЛЕКТРОНИКИ и микроэлектроники
ИЗДАНИЕ ТРЕТЬЕ, ПЕРЕРАБОТАННОЕ И ДОПОЛНЕННОЕ
Допущено Министерством радиопромышленности СССР в качестве учебника для учащихся средних специальных учебных заведений по специальности 0612 «Электронные вычислительные машины, приборы и устройства»
Киев
Головное издательство
издательского объединения «Вища школа» 1987
32.85я723
Г42
УДК 621.38(075.8)
Основы электроники и микроэлектроники / Б. С. Гершунский.— 3-е изд., перераб. и доп.— К. ; Вища шк. Головное пзд-во, 1987. —422 с.
В учебнике изложены основные сведения о современных и наиболее перспективных элементах и узлах технической электроники, физическая сущность явлений, происходящих в дискретных полупроводниковых приборах и интегральных микросхемах, принципы построения и анализа наиболее распространенных электронных схем.
В третьем издании существенно расширен материал по основным направлениям функциональной микроэлектроники, голографии, магнетоэлектроники, криоэлектроники, хемотроники, биологической электроники, по схемотехническим особенностям построения микропроцессоров и электронных роботов.
Для учащихся средних специальных учебных заведений по специальности 0612 «Электронные вычислительные машины, приборы и устройствам
Табл. 7. Ил. 336. Библиогр.: 50 назв.
Рецензент: инженер И. Н, Пащук (Московский радиоаппаратостроительный техникум)
Редакция литературы по информатике и автоматике Зав. редакцией Г. Ф. Трофимчук
-----------——— —''-----------------4 -----------------------------------------------------------...j
_ 2403000000-136 1n.
Г М211(04')—87 194-87
©Издательское объединение «Вища школа», 1977
©Издательское объединение «Вища школа», 1987, с изменениями
ПРЕДИСЛОВИЕ
Одним из наиболее важных факторов ускорения научно-технического прогресса, автоматизации и интенсификации общественного производства, создания новых высокоэффективных технологий, совершенствования планирования и управления является все более широкое использование во всех отраслях народного хозяйства нашей страны электронно-вычислительной техники. В соответствии с Основными направлениями экономического и социального развития СССР на 1986—1990 годы и на период до 2000 года, принятыми XXVII съездом КПСС, объем производства вычислительной техники в двенадцатой пятилетке возрастет в 2—2,3 раза. Намечено организовать массовый выпуск персональных компьютеров, высокими темпами наращивать масштабы применения современных высокопроизводительных электронно-вычислительных машин всех классов, продолжить создание и повысить эффективность работы вычислительных центров коллективного пользования, интегрированных банков данных, сетей обработки и передачи информации.
Интенсификация современного производства немыслима без ускоренного развития вычислительной техники, приборостроения, электроники и микроэлектроники, являющихся катализаторами научно-технического прогресса.
Наиболее распространенные компоненты современной технической электроники — дискретные полупроводниковые приборы и интегральные микросхемы. Без знания принципов работы этих компонентов, их типов и особенностей эксплуатации невозможно эффективно использовать те безграничные возможности, которые открывает перед различными отраслями народного хозяйства нашей страны электроника.
Курс «Основы электроники и микроэлектроники» базируется на физике, математике и электротехнике. В свою очередь его изучение создает необходимые предпосылки для сознательного усвоения учащимися последующих специальных, профилирующих дисциплин. При изучении предмета учащиеся должны приобрести необходимые теоретические знания о работе наиболее распространенных электронных компонентов и узлов, выполнить ряд лабораторных и практических работ, научиться рассчитывать типовые электронные схемы в процессе курсового проектирования.
3
Учебник состоит из пяти разделов. В первом разделе рассматриваются электрофизические основы работы электронных приборов и интегральных микросхем. Второй и третий разделы посвящены изучению технических характеристик и параметров полупроводниковых приборов и микросхем. В четвертом разделе рассматриваются вопросы полупроводниковой и микроэлектронной схемотехники — особенности построения типовых электронных схем логических элементов, усилительных устройств, генераторов и источников электропитания. В пятом — описаны наиболее распространенные устройства отображения информации и индикаторы.
В учебнике значительное внимание уделено наиболее перспективным направлениям развития технической электроники: рассмотрены основы оптоэлектроники, лазерной техники, голографии, вопросы построения и использования больших интегральных микросхем, принципы создания технических средств функциональной микроэлектроники.
Отзывы и предложения просим присылать по адресу: 252054, Киев-54, ул. Гоголевская, 7, Головное издательство издательского объединения «Вища школа».
ВВЕДЕНИЕ
0.1. Роль электроники в народном хозяйстве
Электроника как наука (ее принято называть физической электроникой) занимается изучением электронных явлений и процессов, связанных с изменением концентрации и перемещением заряженных частиц в различных средах (в вакууме, газах, жидкостях, твердых телах) и условиях (при различной температуре, под воздействием электрических и магнитных полей). Задача электроники как отрасли техники (технической электроники) — разработка, производство и эксплуатация электронных приборов и устройств самого различного назначения.
Современные технические средства электроники широко используются во всех отраслях народного хозяйства нашей страны.
В настоящее время можно назвать несколько основных направлений, характеризующих сферы приложения технической электроники. Каждое из этих направлений, в свою очередь, имеет многочисленные разветвления (табл. 1.1).
Чем же обусловлено столь широкое применение электронной аппаратуры? Почему в каждой из многочисленных отраслей современной техники электроника дает толчок качественно новому этапу развития, производит подлинную техническую революцию?
Эффективность электронной аппаратуры обусловлена высоким быстродействием, точностью и чувствительностью входящих в нее элементов, важнейшими из которых являются электронные приборы. С помощью этих приборов можно сравнительно просто и во многих случаях с высоким к. п. д. преобразовывать электрическую энергию по форме, величине и частоте тока или напряжения. Такой процесс преобразования энергии осуществляется во многих схемах электронной аппаратуры (выпрямителях, усилителях, генераторах).
Кроме того, с помощью электронных приборов удается преобразовывать неэлектрическую энергию в электрическую и наоборот (например, в фотоэлементах, терморезисторах). Разнообразные электронные датчики и измерительные приборы позволяют с высокой точностью измерять, регистрировать и регулировать изменения всевозможных неэлектрических величин — температуры, давления, упругих деформаций, прозрачности и т. д.
Процессы преобразования энергии в приборах электроники происходят с большой скоростью. Это обусловлено малой инерциоп-
5
Таблица 1.1. Области, применения технических средств электроники
Направление Области, применения устройства
Связь Проводная связь (фототелеграфия, аппаратура дальней связи, автоматическая телефонная связь) Радиосвязь (радиовещание, телевидение, радиорелейная связь, радиотелефония, видеотелефония, космическая радиосвязь и телевидение и др.)
Радиоэлектронная аппаратура широкого потребления Звукозаписывающая и усилительная аппаратура Радиоприемники, радиолы Радиолюбительские конструкции. Телевизоры Устройства бытовой электронной автоматики Электронные часы Электронные игрушки и т. п.
П ромыш л е н н ая элект ронина Управление производственными процессами Измерительная аппаратура Устройство электропитания Промышленное телевидение ' Автоматика Телеуправление Медицинская аппаратура (диагностическая, лечебная, протезы и др.) Электротехническое и энергетическое оборудование Аппаратура, применяемая на транспорте, и т. д.
Специальная техника Радиолокация (аэродромное обслуживание, системы ПВО, бортовая аппаратура, системы дальнего и сверхдальнего обнаружения, системы разведки и радиопротиводействия, пассивная радиолокация) Радионавигация Инфракрасная техника Оборудование космических аппаратов Оптические квантовые генераторы Ультразвуковая локация Ядерная электроника Биологическая электроника и т. д.
Вычислительная техника и техническая кибернетика Электронные цифровые вычислительные машины Аналоговые вычислительные машины Автоматизированные системы управления Автоматические информационные системы Электронные обучающие и контролирующие машины Персональные микрокомпьютеры и т. д.
ностью, характерной для большинства электронных приборов, позволяющей применять их в широком диапазоне частот — от нуля до десятков и сотен гигагерц. При этом достигается такая высокая чувствительность, которая не может быть получена в приборах другого типа. Так, электронными измерительными приборами можно измерять токи порядка 10“17 А и напряжения 10~10 В.
Электронные приборы легко обнаруживают мельчайшие, совершенно недоступные для механических измерительных инструментов, неточности в изготовлении изделий вплоть до размеров в 1 мкм.
Электронный микроскоп, увеличивающий в миллионы раз, открыл перед человеком возможность глубоко проникнуть в мир
6
атома, а специальные электронные устройства радиоастроггомгт позволяют человеку проникнуть в тайны Вселенной.
Велико значение электроники и в биологии, где с помощью электронной аппаратуры изучаются процессы высшей нервной деятельности человека, процессы мышления, исследуются мельчайшие живые организмы, изучаются проблемы наследственности, генетического кода и др.
Электронные приборы находят широкое применение и в химии. Тончайший химический анализ вещества может быть проделан с помощью технических средств электроники в течение нескольких секунд.
Наиболее характерной чертой дальнейшего научно-технического прогресса в нашей стране является переход к полностью автоматизированному производству на базе использования электронной техники.
Применение автоматических систем программного управления станками, линиями и даже целыми заводами значительно повышает производительность труда и обеспечивает повышение качества продукции, экономию материалов и энергии. Исключительно важное значение имеет все более широкое внедрение в самые различные отрасли народного хозяйства нашей страны, в работу планирующих органов автоматизированных систем управления (АСУ) на основе использования электронных вычислительных машин (ЭВМ).
Способность человека мыслить и действовать не может быть полностью заменена никакими машинами. Тем не менее многие процессы протекают столь быстро, зависят от столь большого числа разнообразных факторов, что человек, управляющий ими, остро нуждается в многочисленных средствах, которые помогли бы ему повысить чувствительность и быстроту реагирования на происходящие явления. Такую помощь человеку оказывают разнообразные устройства электронной автоматики и, в первую очередь, ЭВМ.
Если первоначально эти машины выполняли только вычислительные работы, то в настоящее время сфера их применения значительно расширилась. Современные ЭВМ представляют собой сложные автоматические устройства, способные обрабатывать всевозможную информацию.
Процессы переработки информации, значительно усложнившиеся в современных условиях в связи с развитием всех отраслей науки и техники, составляют важное содержание умственной деятельности людей. Поэтому ЭВМ, приборы и устройства, облегчающие эту работу и неизмеримо повышающие ее производительность, имеют первостепенное значение для общего научно-технического прогресса, развития экономики и культуры социалистического Общества.
7
0.2. Электроника: прошлое, настоящее, будущее
Становление и развитие электроники стало возможным благодаря настойчивым усилиям многих сотен ученых-физиков, пытавшихся на протяжении длительного времени познать и научно объяснить природу электрических явлений.
Еще в древней Греции Фалес из Милета впервые обнаружил, что янтарь, потертый о шерсть, притягивает легкие предметы. От греческого слова ^AeKipov (янтарь) и возникло название «электричество». От первых опытов по изучению электрических явлений до открытия электрона прошло более двух тысяч лет. Лишь в 1891 г. английский физик Дж. Стони, опираясь на исследования Фарадея, Максвелла и многих других ученых, ввел в науку понятие «электрон», понимая под этим элементарное количество электричества. Понадобились труды крупнейших теоретиков и экспериментаторов XIX и XX вв.— Г. Гельмгольца, У. Крукса, Д. И. Менделеева, Э. Холла, В. Рентгена, Г. Герца, А. Г. Столетова, Дж. Дж. Томсона, Г. Лоренца, А. Беккереля, Р. Милликена, Э. Резерфорда, А. Ф. Иоффе, Г. Вильсона, ЛА. Планка, А. Эйнштейна, Н. Бора, Луи де Бройля, В. Гейзенберга, П. Дирака, Э. Ферми, Л. Д. Ландау и многих других ученых, чтобы углубить и развить первые представления о свойствах одной из наиболее удивительных элементарных частиц материи — электрона.
Первые шаги технической электроники следует отнести к концу XIX в., когда русский электротехник А. Н. Лодыгин создал первую электрическую лампу накаливания (1872 г.). Производство электрических осветительных ламп явилось впоследствии той материальной базой, на которой началось промышленное развитие электронной техники. Открытие американским ученым Т. А. Эдисоном явления термоионной эмиссии в 1883 г. и исследование фотоэлектронной эмиссии в 1888 г. профессором Московского университета А. Г. Столетовым послужили началом изучения электронных явлений, которые вскоре были использованы и в технике.
Событием, оказавшим огромное влияние на развитие электроники, было изобретение первого в мире радиоприемника русским ученым А. С. Поповым в 1895 г. Потребности радиотехники в значительной степени стимулировали создание и совершенствование различных электронных приборов, прежде всего, приемно-усилительных электронных ламп.
Первый ламповый детектор изобрел английский ученый Дж. А. Флеминг (1904 г.). Через три года после этого американский ученый де Форест Ли ввел в лампу Флеминга управляющий электрод — сетку и создал триод, обладающий способностью генерировать и усиливать электрические сигналы.
Несмотря на техническую отсталость царской России, многие русские ученые вели большую работу по созданию электронной аппаратуры. Однако только после Великой Октябрьской социалистической революции началось широкое развитие отечественной электроники.
8
В 1918 г. В. И. Ленин подписал декрет Совнаркома «О централизации радиотехнического дела». В этом же году по инициативе В. И. Ленина была создана Нижегородская радиолаборатория — научная и производственная база отечественной радиоэлектроники. Сотрудники Нижегородской радиолаборатории, советские ученые и инженеры М. А. Бонч-Бруевич, А. А. Пистолькорс, А. Ф. Шорин и другие в короткий срок добились значительных успехов в разработке новых совершенных образцов электронной аппаратуры.
В. И. Ленин внимательно следил за успехами Нижегородской радиолаборатории и высоко оценивал их. Об этом свидетельствует его письмо к М. А. Бонч-Бруевичу от 5 февраля 1920 г., в котором В. И. Ленин писал: «Газета без бумаги и «без расстояний», которую Вы создаете, будет великим делом. Всяческое и всемерное содействие обещаю Вам оказывать этой и подобным работам»1. Несмотря на огромные трудности, переживаемые в тот период нашей страной, В. И. Ленин нашел время, чтобы лично во всех подробностях ознакомиться с состоянием радиоэлектронной техники и наметить организационные формы ее развития.
В последующие годы развитие электроники шло быстрыми темпами, причем наряду с совершенствованием электронных ламп разрабатывались и другие электронные приборы — электроннолучевые, ионные, фотоэлектронные, полупроводниковые.
Возможность генерировать и усиливать электрические колебания при помощи полупроводниковых приборов была открыта еще в 1922 г. сотрудником Нижегородской радиолаборатории О. В. Лосевым. Однако в то время полупроводниковые приборы были еще очень несовершенными, чтобы конкурировать с электронными лампами. и широкого распространения не получили.
В 30-х годах группой советских ученых под руководством А. Ф. Иоффе было начато широкое и систематическое исследование свойств полупроводников. В результате этих исследований была создана стройная теория полупроводников и выяснены возможности их технического применения.
Крупным событием в развитии полупроводниковой техники было открытие в конце 1948 г. американскими учеными У. Браттей-ном, Дж. Бардином и У. Шокли транзисторного эффекта. Первые промышленные образцы транзисторов появились в 1949—1950 гг. После этого началось интенсивное исследование новых физических явлений в полупроводниках, производство и применение многочисленных разновидностей полупроводниковых приборов.
Особенно целесообразным оказалось использование полупроводниковых приборов в многоэлементных установках, например в ЭВМ, где их применение позволило в несколько раз уменьшить габаритные размеры, повысить надежность работы, снизить расход электроэнергии.
Современный этап развития электронной техники характеризуется значительным усложнением электронной аппаратуры. Обычные
1 Ленин В. И. Поли. собр. соч,, т. 51, с. 130.
9
(дискретные) компоненты электронных схем уже не могут в полной мере удовлетворить требования резкого уменьшения габаритных размеров и повышения надежности электронных устройств. Все более широкое развитие получает микроэлектроника — отрасль электроники, занимающаяся микроминиатюризацией электронной аппаратуры с целью уменьшения ее объема, массы, стоимости, повышения надежности и экономичности на основе комплекса конструктивных, технологических и схемных методов. При этом необходимо подчеркнуть, что именно успехи в создании и практическом использовании обычных полупроводниковых приборов, совершенствовании технологии их изготовления решающим образом способствуют микроминиатюризации электронной аппаратуры на основе широкого применения пленочных и особенно полупроводниковых интегральных схем. Таким образом, в развитии технической электроники можно выделить три основных этапа: 1) ламповой электрони-кщ 2) полупроводниковой электроники-, 3) микроэлектроники.
Каждый последующий этап развития, внося коренные изменения в элементную базу электронной аппаратуры, в то же время не означает полного отрицания предшествующих этапов, так как технические средства ламповой и дискретной полупроводниковой электроники все еще широко используются. В области вычислительной техники указанные выше три этапа развития элементной базы были последовательно реализованы в трех так называемых поколениях ЭВМ.
В Советском Союзе первая электронная вычислительная машина была сконструирована в Киеве под руководством академика С. А. Лебедева. Эта машина (МЭСМ — малая электронная счетная машина) была построена па электронных лампах и выполняла около 104 операций/с.
С 1953 по 1960 гг. в нашей стране серийно выпускались ЭВМ первого поколения типа БЭСМ-1, «Стрела», М-20, «Урал-1», «Урал-2», «Урал-4», «Минск-1» и др. Сравнительно небольшой срок службы ламп (до 104 ч) налагал жесткое ограничение на предельное число элементов, используемых в одной ЭВМ. Поэтому операционные возможности этих машин, емкость их памяти и быстродействие были незначительными. Кроме того, низкая надежность, значительные габаритные размеры и большое потребление мощности ограничивали возможности практического применения ЭВМ первого поколения.
С начала 60-х годов на смену первым машинам приходит второе поколение ЭВМ, выполненных на дискретных полупроводниковых приборах. Высокая надежность этих приборов позволила резко повысить качество основных узлов машины, увеличить их быстродействие. К этому поколению относятся полупроводниковые ЭВМ «Минск», БЭСМ-4, М-220, БЭСМ-6, «Наири», «Мир» и т. д.
Основной комплекс работ по созданию современных средств вычислительной техники проводится по проекту создания Единой системы электронных вычислительных машин (ЕС ЭВМ), который в 1969 г. стал объединенным проектом социалистических стран — членов СЭВ.
Ю
В конце 1971 г. в нашей стране были проведены успешные испытания ЭВМ третьего поколения на основе интегральных микросхем, позволивших значительно повысить надежность, быстродействие и емкость памяти ЭВМ, уменьшить их габаритные размеры и массу, резко снизить потребляемую мощность. Одновременно были созданы эффективные средства отладки программ, файловые системы, архивы, текстовые редакторы, которые значительно расширили возможности общения человека-пользователя с компьютером.
Применение интегральных микросхем позволило перейти к созданию мини-ЭВМ, которые по мощности и быстродействию не уступали большим машинам 50—60-х годов, но отличались от них существенно меньшими габаритными размерами и повышенной экономичностью.
В 70-х годах были разработаны первые образцы больших интегральных микросхем (БИС), содержащих от несколько сотен до нескольких тысяч компонентов в одном кристалле полупроводника и обладающих самыми различными функциональными возможностями. Именно на основе БИС были созданы электронные микрокалькуляторы, которые получили широкое распространение в различных отраслях науки, техники, производства, сфере управления. Но наиболее эффективное применение БИС было связано с созданием в середине 70-х годов микропроцессора — программно управляемого устройства, осуществляющего процесс обработки цифровой информации и управления им и построенного, как правило, на одной или нескольких БИС.
В результате за последние 25 лет размеры вычислительных машин уменьшились примерно в 200 000 раз, потребление энергии на единицу их мощности — во столько же раз, быстродействие возросло в 300, а функциональные возможности — в 200 раз.
Прогресс в области технологии производства интегральных микросхем неуклонно продолжается — на очереди переход микроэлектроники в наноэлектронику, в которой размер отдельного элемента интегральной схемы исчисляется уже не микрометрами, а нанометрами. К 1990—1995 годам должны быть созданы промышленные образцы сверхбольших интегральных схем (СБИС) с размерами отдельных деталей 0,2—0,5 мкм (200—500 нм). Число же их в схеме — пластинке кремния площадью несколько квадратных миллиметров — достигнет десятков миллионов, т. е. увеличится по крайней мере на три порядка. При этом функциональные возможности микропроцессоров и построенных на них микро-ЭВМ возрастут не в тысячу раз, а гораздо больше, поскольку закон возрастания этих возможностей нелинеен по отношению к увеличению плотности монтажа электронных компонентов в кристалле полупроводника.
Развитие надежной микропроцессорной элементной базы обеспечило возможность массового производства микро-ЭВМ. Специалисты подсчитали, что к 2000 году число встроенных в различные устройства (микрокомпьютеры, роботы) микропроцессоров достигнет во всем мире десяти миллиардов. Помимо огромных техниче
U
ских достижений, такое широкое распространение микропроцессорной техники и микро-ЭВМ со всей остротой выдвинуло проблему всеобщей компьютерной грамотности — ведь персональные компьютеры уже в ближайшее время будут использоваться практически каждым, независимо от приобретенной специальности и квалификации.
В настоящее время все имеющиеся ЭВМ условно (главным образом, по емкости внешней памяти, которая определяет в конечном счете конструктивные размеры и стоимость ЭВМ) классифицируются на следующие группы: супер-ЭВМ, большие ЭВМ, мини-ЭВМ и микро-ЭВМ. Супер-ЭВМ отличаются повышенной производительностью (сотни миллионов, а в перспективе — миллиарды операций в секунду), они занимают большую площадь (несколько залов площадью более 100 м2), являются наиболее дорогостоящими. Эти машины не относятся к универсальным и массовым видам компьютеров, они используются, главным образом, для решения сложных специализированных задач — управление космическими объектами, составление прогнозов погоды, обработка больших массивов разнообразной информации. Мировой парк супер-ЭВМ и больших ЭВМ в настоящее время составляет примерно 100 тыс. экземпляров, причем по имеющимся прогнозам их число в ближайшее десятилетие существенно не изменится.
Таблица 1.2. Данные научно-технического прогнозирования развития элементной базы ЭВМ
Наименование элементов 1990 г. 1995 г. 2000 г.
Электровакуумные и ионные приборы:
электронные лампы — — —
электронно-лучевые трубки + — —
газоразрядные цифровые индикаторы — — —
Полупроводниковые приборы:
транзисторы биполярные + — —
транзисторы полевые (униполярные) + — —
туннельные диоды — — —
лавинно-пролетные диоды + — —
диоды Ганна + + —
приборы с зарядовой связью (ПЗС) + 4- —
Элементы на эффекте Холла и магниторезисторы + — —
Жидкие кристаллы -1- + —
Полупроводниковые интегральные схемы малой
и средней степени интеграции 4- — —
Большие интегральные схемы + 4- 4-
Элементы оптоэлектроники + 4- - -
Элементы на лазерах + + - -
Голографические элементы + + --
Криогенные элементы + + 4-
Элементы на магнитных пленках 4- +
Хемотронные элементы + + 4-
Элементы акустоэлектроники + + 4-
Биологические элементы + + 4-
Знак «+» означает вероятную применяемость элементов.
12
Мини-ЭВМ обычно занимают комнату площадью 20—60 м2, мировой парк мини-ЭВМ составляет примерно один млн. экземпляров, также без заметных тенденций к увеличению.
Что же касается микро-ЭВМ, которые по целому ряду параметров не уступают мини-ЭВМ и даже большим ЭВМ, то мировой парк этих компьютеров к 1990 г. составит несколько десятков миллионов, а но некоторым данным даже более 100 миллионов штук.
Не подлежит сомнению, что микро-ЭВМ разного типа (встраиваемые в различные сложные устройства, настольного типа, портативные переносные, стоечной конструкции) являются именно тем типом компьютеров, которые уже сейчас занимают и займут в будущем ключевые позиции в различных сферах производства и управления.
Приступая к изучению элементной базы технической электроники и микроэлектроники, важно знагь не только ее прошлое и настоящее, но и будущее. В связи с этим представляют интерес данные научно-технического прогнозированья развития элементной базы ЭВМ, которые приведены в табл. 1.2.
Несмотря на то что данные этой таблицы не являются исчерпывающими (как и результаты любого прогнозирования), они тем не менее помогают выяснить некоторые новые перспективные направления развития технических средств электроники.
0.3. Как изучать электронику!
Электроника как отрасль техники развивается исключительно быстрыми темпами. Непрерывное совершенствование технических средств электроники приводит к тому, что информация о конкретных видах электронных приборов и схем оказывается малоустойчивой. Поэтому попытка рассмотреть все виды приборов и схем, применяющихся в современной электронной аппаратуре или имеющих перспективы применения в будущем, будет заведомо безуспешной. Для этого имеются соответствующие стандарты, служебные и производственные инструкции, справочники. Гораздо важнее понять и осмыслить идеи, заложенные в основу работы электронных приборов и устройств, динамику и логику их развития, принципиальные возможности практического применения.
Наиболее целесообразно в основу изучения технических средств электроники положить принцип типичности. Сущность этого принципа состоит в том, что вместо изучения всех разновидностей электронных приборов и схем определенного класса рассматриваются лишь типичные, в которых детально раскрываются характерные и наиболее устойчивые признаки всего класса. Одновременно уделяется внимание и тем теоретическим положениям, которые лежат в основе работы тех пли иных электронных элементов и схем. Такой подход позволяет рассчитывать на сознательное и творческое усвоение закономерностей технической электроники с возможностью их реализации в изменившихся условиях.
13
Материал учебника расположен в такой последовательности, чтобы- очередная порция учебной информации была логическим следствием предыдущей. Это требует от учащегося систематического изучения материала.
К учебному материалу надо относиться дифференцированно. В курсе имеется материал, о котором по тем или иным причинам достаточно иметь лишь общее представление. К такому материалу можно отнести, например, различные исторические данные, сведения о работах ученых и их научной биографии, факты, привлекаемые из смежных отраслей знаний. Этот материал не требует запоминания или глубокого понимания. Он входит в учебный предмет прежде всего для повышения общей технической культуры учащегося, его эрудиции.
Не подлежит сомнению также, что в любом разделе и почти в каждой теме курса имеются сведения, которые необходимо запомнить. К таким сведениям относятся некоторые постоянные величины (например, скорость света, звука), соотношения между размерностями, выраженными в разных единицах измерения, условные графические обозначения тех или иных приборов, наиболее употребительные формулы и др.
Значительное место в учебном предмете занимает материал, требующий от обучаемого прежде всего понимания (физический смысл явлений и процессов, происходящих в электронных приборах, принципы построения и назначение элементов электронных схем, достоинства и недостатки схемных решений и т. п.).
И наконец, будущий техник должен овладеть умениями и навыками, характерными для специалиста по электронной технике — сборка и испытание схем, работа с измерительной аппаратурой, выполнение технических расчетов, грамотное использование справочной литературы и т. п.
Следует помнить, что главная задача обучения — научиться самостоятельно и творчески работать. Этому должны способствовать содержащиеся в учебнике вопросы и задания, которые требуют не ограничиваться пассивным восприятием информации, а самым активным образом участвовать в решении предлагаемых учебных проблем.
Прочитав текст, постарайтесь выделить главное из прочитанного и составить перечень слов или сочетаний нескольких слов, которые несут наибольшую смысловую нагрузку и в наибольшей степени отражают сущность изложенных сведений. Такие слова называют ключевыми. Ключевые слова помогают сосредоточиться и осознать самое основное из прочитанного.
В качестве примера предлагаем следующий вариант ключевых слов к первому параграфу введения: физическая электроника, техническая электроника, электронные приборы, быстродействие, точность, чувствительность, управление, переработка информации, вычислительные машины.
Составьте перечень ключевых слов ко второму параграфу введения.
Раздел I
ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОННОЙ ТЕХНИКИ
Глава 1. ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОННОЙ ТЕОРИИ
Работа электронных приборов и интегральных микросхем основана на управлении концентрацией, скоростью и направлением движения заряженных частиц в различных средах с помощью электрических и магнитных полей. Изучение свойств этих частиц и их поведения в различных условиях является необходимой предпосылкой для понимания работы разнообразных электронных элементов.
В связи с этим возникает ряд вопросов:
1. Почему именно электрон наилучшим образом удовлетворяет требованиям, предъявляемым к частицам, выступающим в качестве носителей тока в электронных приборах?
2. Как получить поток свободных электронов, затрачивая при этом минимальное количество энергии?
3. Каким образом можно управлять движением электронов?
Для ответа на эти вопросы необходимо повторить ряд положений, изученных ранее в курсе физики. Укажем лишь на те из них, которые представляются наиболее существенными с точки зрения технической электроники.
1.1. Электроны в атоме. Основы зонной теории твердого тела
В соответствии с электронной теорией все окружающие нас вещества состоят из мельчайших частив — атомов. Атом, в свою очередь, состоит из более мелких частиц, основными из которых являются протоны, нейтроны и электроны. Протоны имеют положительный электрический заряд, электроны — отрицательный, равный по величине заряду протона, а нейтроны электрически нейтральны, их заряд равен нулю.
Протоны и нейтроны образуют ядро, в котором сосредоточена практически вся масса атома. Вокруг ядра под влиянием его притяжения движутся по определенным замкнутым траекториям (орбитам) отрицательно заряженные электроны. В нормальном состоянии атом содержит одинаковое количество протонов и электронов и поэтому электрически нейтрален.
Количество протонов, нейтронов и электронов в атоме зависит от типа химического элемента, составной частью которого он является. Например, в атоме водорода вокруг ядра вращается только один электрон (рис. 1.1), в атоме меди — 29, в атоме золота — 79. Число электронов, вращающихся вокруг ядра, всегда равно поряд-
15
Рис. 1.1. Схема строения атома водорода
новому номеру элемента в периодической системе элементов Д. И. Менделеева. Например, атом 92-го элемента таблицы (урана) имеет 92 электрона, вращающихся вокруг ядра по многочисленным орбитам.
Вращающиеся в атоме электроны, которые расположены на внешних орбитах, связаны с ядром слабее, чем электроны, находящиеся на внутренних, близких к ядру орбитах. Поэтому под действием соседних ато
мов или вследствие других причин внешние электроны могут покинуть свою орбиту, что повлечет за собой изменение электрического состояния атома. Электроны, расположенные на внешних орбитах атомов, называются валентными электронами. Они определяют химическую активность вещества, т. е. участвуют в создании химической связи между атомами. Электроны, освободившиеся от внутриатомных связей, получили название свободных электронов. Они перемещаются внутри вещества между атомами в различных направлениях и с различными скоростями. При наличии внешнего электрического поля беспорядочное движение свободных электронов становится упорядоченным, направленным. В результате возникает электрический ток. Чем больше свободных электронов имеет вещество, тем выше его электропроводность. Этим в объясняется хорошая проводимость металлов, а также деление твердых тел по способности их проводить электрический ток на проводники, полупроводники и диэлектрики.
Теряя или приобретая электроны, нейтральный в электрическом отношении атом становится заряженным. Такой атом называется ионом. Процесс отрыва электронов от атома или присоединения к атому лишнего электрона, в результате которого образуется положительный или отрицательный ион, носит название ионизации атома. Ионы, имеющие разноименные заряды, притягиваясь друг к другу, образуют молекулы.
Необходимо отметить, что описанная выше так называемая классическая теория строения атомов не может дать ответы наряд вопросов, связанных с поведением микрочастиц.
Действительно, согласно классической электродинамике, электрон, как каждая электрически заряженная частица, при вращении вокруг ядра должен непременно излучать электромагнитные волны, теряя при этом энергию. Непрерывное уменьшение энергии должно вести к постепенному приближению орбиты к ядру, так как круговая скорость падает и для сохранения равенства центробежной и центростремительной сил необходимо все большее сжатие орбиты. В конечном итоге электрон должен упасть на ядро, а излучение прекратиться. Однико этого не происходит. Кроме того, пеирерьшисо изменение частоты вращения электрона на орбите, казалось бы, должно приводить к непрерывному изменению частоты излучения. Но известно, что атомные оптические спектры имеют линейчатую, прерывистую структуру с характерным чередованием линий,
16
которым соответствуют определенные (дискретные) значения частот. Таким образом, предложенная Э. Резерфордом планетарная модель атома не могла объяснить излучение и поглощение энергии атомами.
Перед учеными возникла исключительно острая проблема, связанная с противоречиями между суммой накопленных наукой теоретических представлений и новыми фактами, не укладывающимися в эти привычные представления. Наряду с сугубо научными проблемами пришлось решать и проб-блемы мировоззренческие. Ряд ученых начали высказывать сомнение в истинности знаний, добытых наукой, и даже в самой возможности объективного научного познания.
Именно в эти годы В. И. Ленин в работе «Материализм и эмпириокритицизм» дал глубокий анализ мировоззренческой дискуссии в физике. Он показал, что возникшие проблемы и трудности не только не противоречат основным положениям диалектического материализма, но, наоборот, являются подтверждением их плодотворности. Суть кризиса физики, как отмечал В. И. Ленин, заключалась в том, что физика «рождала» диалектический материализм Новые факты заставили сломать рамки механицизма и перейти к гибким диалектико-материалистическим представлением. С особой силой подтвердилось важнейшее положение материалистической диалектики о том, что противоречия— источник развития, что будущее — итог, порождение противоречий. В то время когда физики ожесточенно дискутировали вопрос о реальности электрона, В. И. Ленин утверждал: «Электрон также неисчерпаем, как и атом, природа бесконечна...»1. Все последующее развитие физики подтвердило глубину ленинской мысли.
Жизнь настоятельно требовала объяснения новых физических явлений. Такое объяснение было дано квантовой теорией строения вещества, в соответствии с которой электроны имеют свойства не только материальных частиц (корпускул), но и волновые свойства.
В основу квантовой теории положены следующие теоретические предпосылки:
Гипотеза М. Планка. В 1900 г. М. Планк выдвинул гипотезу, в соответствии с которой энергия электронов в атоме может принимать лишь вполне определенные дискретные значения. Изменение энергии электронов может происходить только скачкообразно Переход из состояния с меньшей энергией в состояние с большей энергией может произойти при условии поглощения извне порции энергии, равной разности значений энергии в этих состояниях. При обратном переходе эга порция энергии должна быть отдана. Такая порция энергии получила название кванта энергии.
Постулаты Н. Бора. В 1913 г. И. Бор установил следующее:
1. Электрон в атоме может находиться в определенных устойчивых состояниях, называемых стационарными. В этом случае атом не излучает энергии.
2. Атом излучает или поглощает энергию только при переходе из одного стационарного состояния в другое. Величина кванта энергии связана с чаёТбТОЙ ПЗЛуЧёНИЯ С00ТИ0ШИ1П6М
W = hv, (1.1)
1 Ленин В. И. Полн..сабр._соч., т. 18, с. 277.
и
где v — частота излучения; h — постоянная Планка (h — 6,626 X х 10~34 Дж • Гц-1).
3. Момент количества движения электрона на стационарной орбите должен быть кратньм числу Д.
т^г = /г1Н’ G-2)
где те — масса электрона; И — скорость движения электрона по орбите; г — радиус орбиты электрона; п — целое число.
Принцип неопределенности В. Гейзенберга. В соответствии с этим принципом в атомной системе невозможно одновременно точно задать некоторые пары сопряженных величин, например координату и скорость электрона. Если при определении координаты х неточность будет равна Дх, а неточность в определении соответствующей компоненты скорости Vx будет ЛУХ, то соотношение Гейзенберга для этой компоненты имеет вид
(1.3)
Таким образом, чем точнее задать координату х(Дх—>0), тем более неопределенной будет величина -> оо^, и на-
оборот. Отсюда следует, что понятие траектории по отношению к внутриатомным перемещениям электрона, а также представление о нем лишь как о материальной частице являются недостаточными.
Гипотеза де Бройля. В 1923 г. Луи де Бройль выдвинул предположение о наличии волновых свойств у движущихся частиц вещества вообще и у электрона в частности. Он доказал, что электромагнитная энергия заряженной частицы, движущейся по замкнутой орбите, не излучается только в том случае, если вдоль орбиты укладывается целое число длин волн, т. е. образуется стоячая волна.
Следовательно, при движении по орбите с радиусом г должно выполняться соотношение
2лг = пУ., (1.4)
где X — длина волны; п — целое число (1, 2, 3 и т. д.).
Длину волны электрона, имеющего массу те н скорость V, можно определить, приравнивая его энергии—механическую и обусловленную волновыми свойствами
hv = h -j- = -у- , (1.5)
откуда
. 2ft — jr
meV
Число n в соотношении (1.4) называют главным квантовым чш> лом. Оно определяет орбиту электрона, которую он может занимать в соответствии с уровнем своей энергии.
18 д
(1-6)
Кроме главного квантового числа, состояние электрона в атоме характеризуется еще гремя квантовыми числами: орбитальным, орбитальным магнитным и спиновым магнитным, определяющими соответственно малую ось эллиптической орбиты электрона, ориентацию орбиты в пространстве и собственное вращение электрона вокруг оси, перпендикулярной к плоскости орбиты.
Принцип запрета Паули. В соответствии с этим принципом в атоме не может быть двух электронов, у которых все четыре квантовых числа одинаковы. Спиновое магнитное квантовое число
, 1 может иметь только два значения: ± -%.
Каждой орбите соответствует строго определенная энергия электрона, или разрешенный энергетический уровень. Уровни энергии, которые не могут иметь электроны при переходе с одной орбиты на другую, называются запрещенными.
Количество электронов, находящихся на каждой орбите, и количество орбит для каждого вещества совершенно определенны. Так, на первой внутренней орбите могут размещаться не более двух электронов, на следующих двух орбитах — по восемь, на четвертой орбите — десять, на пятой — восемь и т. д. Электроны всегда стремятся занять уровни наименьшей энергии. Поэтому все внутренние электронные орбиты оказываются полностью заполненными, частично заполненной может быть только внешняя орбита. Чем более удаленную от ядра орбиту занимает электрон, тем большую энергию он имеет. При переходах на орбиты, расположенные ближе к ядру, электрон отдает часть своей энергии в окружающую среду в виде излучения, вследствие чего его энергия уменьшается. Наоборот, если электрон в условиях воздействия тепла, света или каких-либо других внешних факторов приобретает дополнительную энергию, то он переходит па новую, более удаленную от ядра орбиту. Электрон, получивший дополнительную энергию, называется возбужденным. Предельным случаем возбуждения является ионизация, при которой электрон отрывается от ядра и покидает атом.
До сих пор рассматривались возможные состояния электронов в изолированном атоме. Очевидно, значительно больший практический интерес представляют свойства электронов вещества, состоящего из множества атомов. Распространяются ли основные положения квантовой теории на эти электроны?
Рассмотрим эти вопросы применительно к твердому веществу, имеющему кристаллическое строение.
В твердом теле (кристалле) соседние атомы расположены настолько близко друг к другу, что между ними происходит взаимодействие. При этом на электроны влияет не только ядро собственного атома; они подвергаются влиянию и ядер соседних атомов, вследствие чего характер движения электронов изменяется. Взаимодействие многих атомов вызывает смещение и расщепление энер гетических уровней электронов. При объединении в твердом теле N одинаковых атомов каждый уровень энергии расщепляется на
19
Рис. 1.2. Энергетические зоны твердого тела
N близко расположенных друг к другу энергетических уровней, которые образуют энергетическую зону.
На рис. 1.2, а схематически показано расщепление энергетических уровней Wr и W2 электронов в одиночном атоме при образовании системы из шести одинаковых атомов (N = 6). При достаточно большом расстоянии г между атомами они почти не влияют друг на друга. При сближении атомов до расстояния г — г2 происходит расщепление энергетического уровня !Е2 на шесть дискретных значений. Дальнейшее уменьшение расстояния до величины г — /у сопровождается расщеплением энергетического уровня При некотором значении г — г0 в системе образуются две совокупности дискретных энергетических состояний, лежащих в интервале между ДЭД\ и Д1Г2 и называемых энергетическими зонами. Энергетические зоны и Д1Г.2 при г — г0 разделены промежутком ДГ3, не содержащим энергетических состояний. Такой энергетический промежуток принято называть запрещенной зоной. Запрещенные зоны соответствуют таким значениям энергии, которыми электрон не может обладать. При дальнейшем сближении атомов наступает перекрытие энергетических зон Д и Д1172, т. е. заполнение запрещенной зоны Д1^3. Уровни энергии, занятые электронами при температуре абсолютного нуля и отсутствии внешних воздействий, образуют в твердом теле заполненные зоны. Совокупность энергетических уровней валентных электронов образует так называемую нормальную, или валентную, зону. Разрешенные уровни энергии, которые остаются не занятыми при температуре абсолютного нуля, составляют в твердом теле свободную зону. Ее нижнюю часть называют зоной проводимости, поскольку уровни, входящие в нее, могут занимать электроны, получившие дополнительную энергию при нагреве или другим путем.
Таким образом, принцип Паули распространяетсяи на кристаллическую структуру твердого тела, рассматриваемого как единую систему взаимодействующих атомов.
На рис. 1.2, б показаны графически энергетические зоны твердого тела. По вертикальной оси этой диаграммы откладывается уровень энергии, которой обладают электроны. Горизонтальная ось — безразмерная. Шириной запрещенной зоны определяется электропроводность материала. Следовательно, проводимость того
20
Рис. 1.3. Энергетические диаграммы различных веществ: а — проводника; б — диэлектрика; в — полупроводника: 1 — валентная зона; 2 —• запрещенная зона; 3 — зона проводимости
или иного вещества определяется той энергией, которую нужно сообщить валентным электронам, чтобы они могли перейти со своего нормального энергетического уровня на высший энергетический уровень, соответствующий зоне проводимости. При этом электроны теряют связь с ядром атома и становятся свободными.
Такая энергетическая структура твердых тел позволяет объяснить физическую сущность разделения их на проводники, диэлектрики и полупроводники. На рис. 1.3 показаны типичные диаграммы энергетических зон для проводника, диэлектрика и полупроводника. У проводников зона проводимости и вона валентных электронов перекрывают друг друга, т. е. запрещенная зона отсутствует и валентные электроны легко переходят в зону проводимости. У диэлектриков ширина запрещенной зоны велика, и, следовательно, для перехода валентных электронов в зону проводимости им нужно сообщить значительную энергию (не менее 3 эВ). Для полупроводников запрещенная зона относительно невелика (примерно 0,5—3 эВ), и под действием внешних факторов (тепло, свет, электрическое поле и т. п.) электроны за счет изменения запаса энергии могут перейти из нормальной зоны в зону проводимости. Электропроводность полупроводников неустойчива и сильно зависит от внешних факторов. Следует помнить, что понятие энергетический уровень или энергетическая зона характеризует только энергетическое состояние электрона, а не геометрическое расположение его в теле.
Свойства электронов достаточно хорошо изучены. Электрон — это электрически заряженная частица, имеющая:
отрицательный заряд е — 1,602 • 10~19 Кл;
массу те — 9,109 • 10~31 кг;
радиус ге = 2,82 • 10“15 м;
удельный заряд ~ = 1,759 • 10п Кл/кг.
Ни одна другая частица не имеет такого большого значения —, как электрон. Эго позволяет легко отличать его от других те частиц.
Электроны обладают следующими основными свойствами:
1) в электрическом поле электроны испытывают воздействие силы и сами могут создавать электрическое поле;
21
2) электроны отталкиваются друг от друга-,
3) движущиеся электроны образуют электрический ток. Следовательно, подобно электрическому току, проходящему по проводу, поток электронов создает магнитное поле и в поперечном магнитном поле сам испытывает воздействие силы;
4) находясь в движении, электрон обладает кинетической энер-
„ тД,г „ -
гиеи, равной При столкновении электронов с каким-либо телом их кинетическая энергия превращается в тепловую; при соударении движущегося электрона с нейтральным атомом кинетическая энергия электрона может быть затрачена на ионизацию атома;
5) благодаря большой величине — электрон обладает высокой подвижностью.
Как уже отмечалось, в соответствии е квантовой теорией электроны, помимо свойств, присущих отдельным материальным частицам (корпускулам), обладают также и волновыми свойствами. Установлено, что электронам, как и световым лучам, свойственно явление дифракции, т. е. огибание препятствия, поставленного на их пути. Особенно заметны волновые свойства электронов в пространстве. линейные размеры; которого- сравнимы с размерами электрона.
1.2. Работа выхода электронов
Для работы электронных приборов необходимы свободные электроны. Только в этом случае они смогут выполнять функции носителей электрического тока. Как получить такие электроны? На первый взгляд, ответ не вызывает затруднений — ведь каждое из окружающих нас веществ содержит множество электронов. Задача заключается лишь в том, чтобы «оторвать» их от ядра и при необходимости «извлечь» из вещества. Но, оказывается, это возможно лишь при выполнении определенных условий, о которых и пойдет речь ниже.
При температуре абсолютного нуля (Т =0 К) н отсутствии других источников возбуждения электроны в атомах любого вещества занимают уровни с наименьшей энергией. В проводниках, обладающих высокой концентрацией электронов в зоне проводимости, распределение электронов по величинам энергии можно изобразить графиком (рис. 1.4), названным распределением Ферми (по оси абсцисс отложено значение энергии, а по осп ординат— количество электронов). Из графика (кривая 1) видно, что при температуре абсолютного пуля нет электронов, обладающих эпергией, большей Wf (уровень Ферми). Величина Wf зависит от физических свойств материала и определяется выражением
2
Wf = ‘ (к7)
8те /
22
Рис. 1.4. График распределения электронов по величинам энергии в зоне проводимости (распределение Ферми)
Рис. 1.5. Двойной электрический слой металла
на поверхности
где h — постоянная Планка; те — масса электрона; N — число свободных электронов в 1 см3 проводника.
В металлах N си 1О22...1О23. Поэтому максимальная энергия Wf электронов внутри металла достигает десятков электрон-вольт. Однако выход электронов за поверхность металла при температуре абсолютного нуля и отсутствии внешних воздействий (освещение поверхности проводника, бомбардировка пучком электронов ит. п.) не наблюдается. Это объясняется двумя причинами. Во-первых, те немногие электроны, которые выходят .за пределы проводника, теряют большую часть своей энергии и накапливаются на поверхности металла. Между этими электронами и положительными ионами, находящимися внутри металла у его поверхности, образуется электрическое поле, направленное от проводника к слою электронов (рис. 1.5). Совокупность положительных ионов у поверхности металла и электронов, появляющихся над поверхностью, называется двойным электрическим слоем. Действие двойного электрического слоя на электроны, стремящиеся покинуть пределы металла, является тормозящим, так как этим электронам приходится летать но направлению электрических силовых линий и отдавать свою энергию полю.
Во-вторых, если некоторое количество электронов все же вышло за пределы металла в окружающую среду, то металл будет обратно их притягивать. Объясняется это тем, что металл, лишенный части электронов, заряжается положительно и, следовательно, между ним и вылетевшими электронами возникает электрическое поле, препятствующее выходу новых электронов.
Таким образом, для отрыва от поверхности проводника электроны должны затратить работу против электрических сил, возвра-щающих их обратно, т. е. некоторую полную энергию
IF0=Wo. (1-8)
Величина Wo называется работой выхода. Работа по перемещению электрона из проводника в окружающее пространство равна произведению заряда электрона е на пройденную разность потен-
23
Рис. 1.6. Энергетическая диаграмма для границы металл— вакуум
Рис. i.7. Энергетическая диаграмма выхода электронов из полупроводника
циалов <р0. Поэтому
Ц7Й = = ефо- (1-9)
Эта работа измеряется в электрон-вольтах (эВ).
Диаграмма изменения энергии при переходе электрона иа металла в вакуум приведена на рис. 1.6. По оси ординат отложена величина энергии в соответствующих точках пространства, а по осп абсцисс — расстояние от поверхности металла. В целом кривая изображает потенциальный барьер, удерживающий электроны в металле. Участок ab соответствует максимальной энергии электрона Wf внутри металла; высота потенциального барьера определяет полную энергию Wa, которую электрон должен иметь для вылета из металла, разность этих энергий соответствует работе выхода электрона е<р0.
Величина работы выхода твердых тел зависит от их структуры и является физической характеристикой тела. Чем меньше у данного проводника работа выхода, тем меньшей должна быть затрата энергии для получения свободных электронов вне этого проводника.
Выход электронов возможен также из полупроводников и диэлектриков. Однако при этом работа затрачивается не только на преодоление тормозящих электрических сил, но и на возбуждение электронов, переходящих из валентной зоны в зону проводимости.
Полная работа выхода полупроводников
е<р == e<pt- + е<р0> (1.10)
где e<Pi — работа, затрачиваемая иа перевод электронов из валентной зоны в зону проводимое'™; е<р0 — работа, необходимая для выхода электронов проводимости за поверхность полупроводника.
Энергетическая диаграмма, иллюстрирующая процесс выхода электронов из полупроводника, приведена на рис. 1.7. У некоторых примесных полупроводников работа выхода может быть очень малой (порядка 1 эВ).
24
Таким образом, если электронам металлов или полупроводни ков сообщается извне дополнительная энергия, то выход электронов из тела оказывается возможным — происходит электронная эмиссия.
Поток свободных электронов в электровакуумных и ионных (газоразрядных) приборах возникает из металлического или полупроводникового электрода — катода.
Чтобы электроны могли выйти за пределы катода, необходимо сообщить им извне некоторую энергию, достаточную для преодоления противодействующих сил. В зависимости от способа сообщения электронам добавочной энергии различают такие виды электронной эмиссии:
термоэлектронную, при которой дополнительная энергия сообщается электронам в результате нагрева катода;
фотоэлектронную, при которой на поверхность катода воздействует электромагнитное излучение;
вторичную электронную, являющуюся результатом бомбардировки катода потоком электронов или ионов, двигающихся с большой скоростью;
электростатическую, при которой сильное электрическое ноле у поверхности катода создает силы, способствующие выходу электронов за его пределы.
1.3. Движение электронов в электрических и магнитных полях
Управление движением свободных электронов в большинстве электронных приборов осуществляется с помощью электрических или магнитных полей. В чем состоит сущность этих явлений? Каким закономерностям они подчиняются? Рассмотрим эти вопросы вначале для электрического поля, а затем для магнитного.
Электрон в электрическом поле. Взаимодействие движущихся электронов с электрическим полем — основной процесс, происходящий в большинстве электронных приборов. Наиболее простым случаем является движение электрона в однородном электрическом поле, т. е. в поле, напряженность которого одинакова в любой точке как по величине, так и по направлению.
На рис. 1.8, а показано однородное электрическое поле, созданное между двумя параллельными пластинами достаточно большой протяженности, чтобы пренебречь искривлением поля у краев.
На электрон, как и на любой заряд, помещенный в электрическом поле с напряженностью Е, действует сила, равная произведению величины заряда на напряженность поля в месте нахождения заряда,
F = — сЕ, (1.11)
Знак минус показывает, что вследствие отрицательного заряда электрона сила имеет направление, противоположное направлению вектора напряженности электрического поля. Под действием силы
25
Рис. 1.8. Движение электрона в ускоряющем (а), тормозящем (б) и поперечном (в) электрических полях
F электрон двигается навстречу электрическому полю, т. е. перемещается в сторону точек с более высоким потенциалом. Поэтому поле в данном случае является ускоряющим. Работа, затраченная электрическим полем на перемещение заряда из одной точки в другую, равна произведению величины заряда на разность потенциалов между этими точками, т. е. для электрона
А = elJ = е — £/х), (1.12)
где U — разность потенциалов между точками 1 и 2 (рис. 1.8, а). Эта работа затрачивается на сообщение электрону кинетической энергии
(1-13)
WK
где V и Го — скорости движения электрона в точках 2 и 1. Приравнивая равенства (1.12) и (1.13), получаем
'M^-V20)
2 — *
Если начальная скорость электрона Ео = 0, то
-у- = eU-
(1.14)
(1-15)
Отсюда можно определить скорость электрона в электрическом ноле при разности потенциалов U:
v=]/^u. (1.16)
г гпе
Подставляя в (1.16) значения заряда и массы электрона, можно получить выражение для скорости электрона (км/с)!
V* 600 о. (1.17)
26
Таким образом, скорость, приобретаемая электроном при движении в ускоряющем поле, зависит только от пройденной разности потенциалов. Из формулы (1.17) видно, что скорости электронов, даже при сравнительно небольшой разности потенциалов, получаются значительными. Например, при U — 100 В получаем V = = 6000 км-'с. При такой большой скорости электронов все процессы в приборах, связанные с движением электронов, протекают очень быстро. Например, время,, необходимое для пролета электронов между электродами в электронной лампе, составляет доли микросекунды. Именно поэтому работа большинства электронных приборов может считаться практически безынерционной.
Рассмотрим теперь движение электрона, у которого начальная скорость Vo направлена против силы F, действующей на электрон со стороны поля (рис. 1.8, б). В этом случае электрическое поле является для электрона тормозящим. Скорость движения электрона и его кинетическая энергия в тормозящем поле уменьшаются, так как в данном случае работа совершается не силами поля, а самим электроном, который за счет своей энергии преодолевает сопротивление сил поля. Энергия, теряемая электроном, переходит к полю. Действительно, поскольку движение электрона в тормозящем поле означает его перемещение в направлении отрицательного полюса источника поля, то при приближении электрона к последнему суммарный отрицательный заряд узеличивается и соответственно увеличивается энергия поля. В тот момент, когда электрон полностью израсходует свою кинетическую энергию, его скорость окажется равной нулю, и затем электрон будет двигаться в обратном направлении. Движение его в обратном направлении является не чем иным, как рассмотренным выше движением без начальной скорости в ускоряющем поле. При таком движении электрона поле возвращает ему ту энергию, которую он потерял при своем замедленном движении. Если электрон, обладающий большой начальной скоростью, не успевает за время пребывания в тормозящем поле израсходовать всю кинетическую энергию, то он теряет только часть своей энергии, передавая ее нолю.
В рассмотренных выше случаях направление скорости движения электрона было параллельным направлению электрических силовых линий поля. Такое электрическое поле называется продольным. Поле, направленное перпендикулярно вектору начальной скорости электрона, называется поперечным. Рассмотрим вариант, когда электрон влетает в электрическое поле с некоторой начальной скоростью и под прямым углом к направлению электрических силовых линий (рис. 1.8, в). Поле действует на электрон с постоянной силой, определяемой по формуле (1.11) и направленной в сторону более высокого положительного потенциала. Под действием этой силы электрон приобретает скорость Ер направленную навстречу полю. В результате электрон совершает одновременно два взаимно перпендикулярных движения: прямолинейное равномерное по инерции со скоростью Е(| и прямолинейное равномерно ускоренное со скоростью Ер Под влиянием этих двух взаимно
27
перпендикулярных скоростей электрон будет двигаться по траектории, представляющей собой параболу. После выхода из электрического поля электрон будет двигаться по инерции прямолинейно.
В электронных приборах электрические воля обычно неоднородны. Они характеризуются непостоянством напряженности по величине и направлению. Конфигурация таких полей весьма разнообразна и сложна. Выбирая величины и направления начальной скорости электронов, а также величины и направления напряженности электрического поля, можно заставить электроны двигаться по заранее рассчитанной траектории, подобно тому, как направление светового луча изменяют путем выбора первоначального его направления и соответствующих оптических сред. Таким образом, существует подобие между законами движения электронов в электрическом поле и законами световой оптики. На основании такой аналогии науку, которая изучает движение электронов в электрическом поле, называют электронной оптикой.
Электрон в магнитном поле. Влияние магнитного поля на движущийся электрон можно рассматривать как действие этого поля на проводник с током. Это положение доказывается следующим образом. Движение электрона с зарядом е и скоростью V эквивалентно току i, проходящему через элементарный отрезок проводника длиной А/, так как
IM = eV. (1.18)
Действительно, ток
i =
где А/ — время прохождения заряда \q через поперечное сечение проводника. Следовательно, (А/ = ^Д/, или
;д/ = д^. (i.i9)
Учитывая, что частное представляет собой скорость движения заряда V, a &q— заряд электрона, равный е, и подставляя эти значения в формулу (1.19), получим принятое вначале выражение (1.18).
Согласно основным законам электромагнетизма сила, действующая в магнитном поле на провод длиной А/ с током г, равна
F = BiA/sin а, (1.20)
где В — магнитная индукция; а — угол между направлением тока и магнитной силовой линией поля.
Используя соотношение (1.18), получим новое выражение, характеризующее силу воздействия магнитного поля на движущийся в нем электрон,
F — BeVsin а. (1.21)
28
Рис. 1.9. Траектория движения электрона в магнитном поле
Из этого выражения видно, что электрон, движущийся вдоль силовых линий магнитного ноля (а = 0), не испытывает никакого воздействия поля (F = ВеКчп 0° = 0) и продолжает перемещаться с заданной ему скоростью.
Если вектор начальной скорости электрона перпендикулярен вектору магнитной индукции, т. е. а = (рис. 1.9, а), то сила, действующая на электрон,
F - BeV sin -J == BeV. (1.22)
Направление этой силы определяется ио правилу левой руки. Сила F всегда перпендикулярна направлению мгновенной скорости V электрона и направлению магнитных силовых линий поля. В соответствии со вторым законом Ньютона эта сила сообщает электрону с массой те ускорение, равное Поскольку ускорение перпендикулярно скорости V, то электрон под действием этою нормального (центростремительного) ускорения будет двигаться по окружности, лежащей в плоскости, перпендикулярной к силовым линиям поля.
В общем случае начальная скорость электрона может быть неперпендикулярна к магнитной индукции, т. е. а < у (рис. 1.9, б). В данном случае траекторию движения электрона определяют две составляющие начальной скорости: нормальная и касательная lAj, первая из которых направлена перпендикулярно к силовым линиям магнитного поля, а вторая параллельно им. Под действием нормальной составляющей электрон движется по окружности, а под действием касательной — перемещается вдоль силовых линий поля.
В результате одновременного действия обеих составляющих траектория движения электрона принимает вид спирали.
Рассмотренная возможность изменения траектории движения электрона с помощью магнитного поля используется для фокусировки и управления электронным потоком в электронно-лучевых трубках и других приборах.
29
1.4. Электрический ток в газе
В некоторых электронных приборах баллон заполняется каким-либо инертным газом. При давлении газа в баллоне от 0,1 Па и выше электроны взаимодействуют (соударяются) при своем движении с атомами или молекулами газа, что при определенных условиях приводит к ионизации газа, резко изменяющей свойства прибора. Такие приборы называются ионными. В современной электронной технике ионные приборы применяются редко (главным образом, в качестве индикаторов). Рассмотрим лишь некоторые физические явления, обусловленные прохождением электрического тока через газ. Совокупность этих явлений получила название электрического разряда в газе.
Ионизация газа. Ионизацией газа называют процесс образования в нейтральном газе ионов — положительно или отрицательно заряженных атомов. Как известно (параграф 1.1), в атомах любого вещества, в том числе и находящегося в газообразном состоянии, имеются валентные электроны, вращающиеся на наиболее удаленных от ядра орбитах и обладающие наибольшим запасом энергии. Если этим валентным электронам сообщить извне некоторую дополнительную энергию, то электрон может покинуть атом, превратив его в положительно заряженный ион.
Различают поверхностную и объемную ионизацию газа. Причиной поверхностной ионизации является эмиссия электронов с поверхности твердых тел (катодов ионных приборов) за счет дополнительной энергии, сообщаемой атомам этих тел при нагреве (термоэлектронная эмиссия), освещении (поверхностный фотоэффект), ударах быстролетящих частиц (вторичная эмиссия) и др. Атомы газа, взаимодействуя с положительно заряженной поверхностью катода, излучающего электроны, могут превращаться в ионы.
Однако основным видом ионизации газа является объемная ионизация, происходящая в объеме газа. Чаще всего она происходит вследствие соударения атомов газа с быстродвижущимися частицами (электронами или ионами). Такой процесс выбивания новых электронов и образования положительных ионов называется ионизацией при соударении, или ударной ионизацией. Если полученные после ионизации свободные электроны имеют достаточную энергию, например, получив ее в ускоряющем электрическом поле, то каждый из них может ионизировать новый атом и т. д. Таким образом, возможно лавинообразное нарастание количества электронов и ионов.
Иногда в газах возможно образование отрицательных ионов. Они возникают при соединении нейтральных атомов с одним или несколькими электронами.
Возбуждение атомов газа. Если на пути свободного пробега А.св (от столкновения до столкновения) электрон не приобретает энергии, достаточной для ударной ионизации, ю при столкновении с атомом происходит возбуждение нейтрального атома —перевод электрона на более высокий энергетический уровень (рис. 1.10).
30
Рис. 1.10 Возбуждение атома ударом электрона: ----
1—направление удара; 2— электрон на орбите; 3— электрон / ____S\\
пчеле перемещения на удаленную орбиту / у'''
Такое состояние атома называется возбужден- II • II ним, а энергия, необходимая для его возбуж- \ \ // /
дения, энергией возбуждения. В возбужден- \---------------
ном состоянии атом обычно находится недолго --------------
(порядка 1СГ7 ... 10~9 с), после чего переходит
в нормальное состояние (или другое возбужденное состояние с меньшей энергией). При таком переходе атом отдает полученную им ранее добавочную энергию в виде кванта электромагнитного излучения (фотона)
/iv = Г2 — WL,
где h — постоянная Планка; v — частота электромагнитного излучения; IV7! и W.2 — энергия электрона на начальном и конечном уровнях.
Это излучение сопровождается свечением газа, если испускаемые лучи относятся к видимой части электромагнинюго спектра.
Рекомбинация. Кроме ионизации и возбуждения атомов, в газе происходит и обратный процесс образования нейтральных атомов: рекомбинация положительных и отри нательных ионов между собой или положительных попов и электронов, т. е. возвращение возбужденных атомов в нормальное состояние и распад отрицательных ионов на нейтральные атомы и электроны.
Рекомбинация приводит к уменьшению количества заряженных частиц, т. е. к деионизации газа.
Обычно рекомбинация сопровождается выделением лучистой энергии. В большинстве случаев при этом наблюдается свечение газа.
Деионизация газа в зависимости от рода газа и его давления совершается за время порядка 10~Б...10~3 с, т. е. со сравнительно малой скоростью. Поэтому, по сравнению с электровакуумными приборами, ионные приборы значительно более инерционны и плохо работают на высоких частотах.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Почему, приступая к изучению технической электроники, необходимо вспомнить основные положения теории строения вещества?
2. Какая закономерность объясняет следующее утверждение: «Электроны, расположенные на внешних орбитах атома, связаны с ядром слабее, чем электроны, находящиеся на внутренних, близких к ядру орбитах»?
3. Почему масса электрона отличается от массы иона?
4. Можно ли считать, что основные положения классической теории строения атома полностью характеризуют свойства внутриатомных частиц?
5. Какие критерии положены в основу деления веществ на проводники, полупроводники и диэлектрики?
6. Подберите ключевые слова для характеристики явлений, открытых Э. Резерфордом, М. Планком, Н. Бором, В. Гейзенбергом, Луи де Бройлем, В. Паули.
31
7. Объяснив; различие между понятиями «энергетический уровень» и «энергетическая зона»,
8, В параграфе 1.1 утверждается, что благодаря большой величине отноше-е
ННЯ те электР0Н обладает высокой подвижностью. Дайте объяснение этому положению. Имеет ли оно практический смысл?
9. Зависит ли энергия кванта от длины волны электромагнитного излучения при переходе электрона с более высокого энергетического уровня на более низкий?
10. Концентрация электронов в некотором металле составляет 8,4 • 1022 см-3. Найдите максимальное значение энергии для любого электрона в этом металле при 0 К (уровень Ферми). Ответ выразить в электрон-вольтах.
11. В однородном электрическом поле электрон проходит ускоряющую разность потенциалов 10 В. Начальная скорость равна пулю. Найдите конечную скорость электрона (движущегося в вакууме) и его кинетическую энергию.
12. Как движется электрон в магнитном поле, если его начальная скорость направлена под углом к вектору напряженности этого поля?
13. Дайте характеристику явлениям, сопровождающим электрический разряд в газе.
14, Объясните свечение газа в процессе электрического разряда.
15. Выпишите основные понятия, которые впервые встретились в изученной выше главе. Какие понятия из встретившихся были известны ранее?
Глава 2. ЭЛЕКТРОФИЗИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА
ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Количество существенно различных типов полупроводниковых приборов в настоящее время исчисляется десятками и непрерывно возрастает. Однако независимо от их функционального назначения, конструктивного оформления и специфических особенностей работы все полупроводниковые приборы имеют нечто общее, связанное с электрофизическими свойствами чех материалов, на которых они сформированы,— полупроводников. Основными процессами в полупроводниковых приборах являются получение носителей зарядов, управление их концентрацией и движением. Однако эти процессы в твердых полупроводниках во многом отличаются от аналогичных процессов в вакууме или газе. Понять механизм управления электрическими зарядами в полупроводниках — это значит получить ключ к решению сугубо практических вопросов, связанных с оптимальным использованием многочисленных и разнообразных полупроводниковых приборов, составляющих элементную базу современной полупроводниковой техники. Задача эта отнюдь не простая. Дело в том, что теория физических явлений в полупроводниках отличается большой сложностью и может быть во всех подробностях усвоена лишь на основе глубокого изучения фундаментальных разделов физики твердого тела с привлечением соответствующего математического аппарата. Поэтому придется ограничиться упрощенным, иногда аксиоматическим, изложением основных теоретических положений физики полупроводников, отбирая лишь те из них, которые крайне необходимы для последующего изучения и понимания работы полупроводниковых приборов.
Можно выделить следующие основные вопросы данной главы;
32
1. Что собой представляет твердый полупроводник, какова его внутренняя структура?
2. Как возникают свободные носители зарядов в полупроводнике?
3. Какие факторы влияют на проводимость полупроводников? В чем проявляется это влияние?
2.1. Внутренняя структура полупроводников
К полупроводникам относится большое количество веществ и элементов, которые по своим электрическим свойствам занимают промежуточное положение между проводниками и диэлектриками.
Формальным признаком принадлежности вещества к классу полупроводников является величина удельной электропроводности, которая для них может принимать значение в пределах о = = 1О2...1О"8 См/м (к проводникам относятся вещества с удельной электропроводностью о = 104...103 См/м, к диэлектрикам — вещества, имеющие а < 10~12 См/м).
С точки зрения зонной теории, к полупроводникам относятся вещества, ширина запрещенной зоны которых не превосходит 3 эВ. Важнейшим свойством и признаком полупроводников является зависимость их электрических свойств от внешних условий: температуры, освещенности, давления, внешних полей и т. п. Характерная особенность полупроводников заключается в уменьшении их удельного сопротивления с увеличением температуры.
Наиболее широкое применение в полупроводниковой технике получили германий, кремний, селен, а также полупроводниковые соединения типа арсенид галлия, карбид кремния, сульфид кадмия и др.
Для полупроводников характерно кристаллическое строение т. е. закономерное и упорядоченное расположение их атомов в пространстве. В кристаллах связанные между собой атомы располагаются строго определенным образом и на одинаковых расстояниях друг от друга, в результате чего“образуется своеобразная решетка из атомов, которую принято называть кристаллической решеткой твердого тела. Для примера на рис. 2.1 показана структура кристаллической решетки германия.
Рис. 2.1. Структура кристаллической решетки германия
Рис 2.2. Ковалентная связь атомов
2 7-76
33
Между атомами кристаллической решетки существуют связи. Они образуются валентными электронами, которые взаимодействуют не только с ядром своего атома, но и с соседними. В кри^ сталлах германия связь между двумя соседними атомами осуществляется двумя валентными электронами — по одному от каждого атома. Схематически это показано на рис. 2.2. Такая связь между атомами называется двухэлектронной, или ковалентной.
Характерная особенность двухэлектронных связей заключается в том, что при их образовании электроны связи принадлежат уже не одному, а сразу обоим, связанным между собой атомам, т. е. являются для них общими. В результате внешняя орбита каждого из атомов имеет как бы по восемь электронов и становится полностью заполненной. Кристаллическая решетка, в которой каждый электрон внешней орбиты связан ковалентными связями с остальными атомами вещества, является идеальной. В таком кристалле все валентные электроны прочно связаны между собой и свободных электронов, которые могли бы участвовать в переносе зарядов, нет. Такую кристаллическую решеп<у имеют все химически чистые беспримесные полупроводники при температуре абсолютного нуля (—273 °C). В этих условиях полупроводники обладают свойствами идеальных изоляторов.
2.2. Собственная проводимость полупроводников
Под действием внешних факторов некоторые валентные электроны атомов кристаллической решетки приобретают энергию, достаточную для освобождения от ковалентных связей. Так, при любых температурах выше абсолютного нуля атомы твердого тела колеблются около узлов кристаллической решетки. Чем выше температура, тем больше амплитуда колебаний. Время от времени энергия этих колебаний, отдельные флуктуации которой могут превышать ее среднее значение, сообщается какому-либо электрону, в результате чего его полная энергия оказывается достаточной для перехода из валентной зоны в зону проводимости. Этот процесс носит вероятностный характер.
В соответствии со статистикой Ферми — Дирака вероятность того, что состояние с энергией W при данной температуре Т будет занято-электроном, выражается функцией
w И р I W ‘— w р \
е~кт~-с 1 еХр ~kT ) + 1
где k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура. Очевидно, имеются только две возможности: 1) уровень с энергией W будет занят электроном и 2) уровень не занят электроном. Величина Тр называется энергией, или уровнем Ферми. При любых значениях температуры уровень Ферми совпадает с тем энергетическим уровнем, для которого характерна вероятность занятия (или незанятия) его электроном р = А, т. е. 50 %.
34
С увеличением температуры концентрация свободных электронов в полупроводнике возрастает по экспоненциальному закону
_Д1? / ЛЦ7\
= пое 2*г = п0 exp , (2.2)
где п.1 — количество свободных электронов в 1 см3 химически чистого полупроводника1; — ширина запрещенной зоны; п0— коэффициент, равный 5 • 1019 см~3 для германия и 2 • 1020 см~3 для кремния; k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура.
Таким образом, еслдаизвне будет подведена энергия, достаточная для перехода электрона через запрещенную зону, то полупроводник будет обладать определенной проводимостью.
На рис. 2.3 изображена энергетическая диаграмма беспримесного полупроводника и распределение Ферми — Дирака при различных температурах. По оси абсцисс отложена вероятность (р) заполнения электронами соответствующих энергетических уровней. На этом рисунке минимальное значение энергии зоны проводимости обозначено Wn, Максимальное значение энергии валентной эоны — Ц7В. При температуре абсолютного нуля все валентные уровни заполнены с вероятностью, равной единице, а вероятность заполнения любого уровня зоны проводимости равна нулю. Этому случаю соответствует распределение Ферми — Дирака в виде графика 1 (ломаная линия). Прн комнатной температуре часть валентных электронов переходит в зону проводимости. Поэтому вероятность заполнения электронами валентной зоны оказывается несколько меньше единицы, а вероятность заполнения электронами зоны проводимости — больше нуля (кривая 2). Уровень Ферми располагается посредине запрещенной зоны. Вероятность заполнения этого уровня равна 0,5. Однако поскольку он находится в запрещенной зоне, то фактически электроны не могут стабильно находиться на этом уровне.
При значительном увеличении температуры kT растет, стремясь к бесконечности. Поэтому вероятность заполнения любого разрешенного уровня (2.1) будет стремиться к 0,5 (прямая 3 на рис. 2.3).
Как известно, для полупроводников ширина запрещенной зоны, разделяющей эону энергии валентных электронов от зоны проводимости, незначительна. Например, для германия ширина запрещенной зоны равна 0,67 эВ, а для кремния — 1,1 эВ. Поэтому для получения заметной проводимости в этих веществах обычно достаточно тепловой энергии, возникающей у электронов при комнатной температуре.
При освобождении электрона из ковалентной связи в последней возникает как бы свободное место, обладающее элементарным положительным зарядом, равным по абсолютной величине заряду электрона. Такое освободившееся в электронной связи место условно назвали дыркой, а процесс образования пары электрон — дырка получил название генерации зарядов. Дырка обладает положительным зарядом, поэтому она может присоединить к себе электрон соседней заполненной ковалентной связи. В результате этого восстанавливается одна связь (этот процесс называют рекомбинацией) и разрушается соседняя или, другими словами, заполняется одна дырка и одновременно с этим возникает новая в другом месте. Такой генерационно-рекомбинационный процесс непрерывно повторяется, и дырка, переходя от одной связи к другой, будет перемещаться по кристаллу, что равносильно перемещению положительного заряда, равного по величине заряду электрона.
1 Индекс i обозначает, что данная величина относится к собственному (intrinsic) полупроводнику.
а* 35
Рис. 2.3. Энергетическая диаграмма и графики распределения Ферми — Дирака для беспримесного полупроводника при различных температурах
Рис. 2.4. Принцип дырочной проводимости
Атомы
Направление поля и перемещение дырок
• Электрон
При этом надо иметь в виду, что концентрация дырок в идеальной кристаллической решетке химически чистого (собственного) полупроводника (pj всегда равна концентрации свободных электронов:
Pi = nt. (2.3)
Пользуясь соотношением (2.2), можно подсчитать, что при комнатной температуре (Т = 293 К) число свободных электронов в беспримесном германии равно щ « 2,5 • 1013 см-3.
Учитывая, что в каждом кубическом сантиметре объема германия находится примерно 4,4 • 1022 атомов, можно заключить, что один свободный электрон приходится на миллиард атомов вещества.
В кремнии при той же температуре количество свободных электронов из-за большей ширины запрещенной зоны меньше и составляет л/ ~ 1,4 X X Ю10 см-3.
Скорость генерации носителей VreB (как и скорость рекомбинации VpeK) определяется свойствами полупроводника и его температурой. Скорость рекомбинации, кроме того, пропорциональна концентрации электронов и дырок, так как чем больше количество носителей, тем вероятнее, что их встреча завершится рекомбинацией. Учитывая, что в установившемся режиме должно существовать динамическое равновесие (скорость генерации Уген должна быть равной скорости рекомбинации Урек), получим
VreB = VpeK = rnlPl = rnlt (2.4)
где г — множитель, определяемый свойствами полупроводника..
Это условие называют условием равновесной концентрации носителей в собственном полупроводнике.
При отсутствии внешнего электрического поля электроны и дырки перемещаются в кристалле хаотически вследствие теплового движения. В этом случае ток в полупроводнике не возникает. Если же иа кристалл действует электрическое поле, движение дырой и электронов становится упорядоченным и в кристалле возникает электрический ток. Чтобы понять, как перемещаются дырки, рас
36
смотрим рис. 2.4, на котором изображено несколько одних и тех же атомов, расположенных вдоль полупроводника, в различные моменты времени. Пусть в некоторый начальный момент времени в крайнем атоме 1, расположенном слева, появилась дырка вследствие того, что из этого атома «ушел» электрон. В этом случае атом становится заряженным положительно и может притянуть к себе электроны соседнего атома. При наличии электрического поля, направленного слева направо, электрон атома 2, двигаясь против садовых линий поля, заполнит дырку в первом атоме, но зато образуется новая дырка в атоме 2 (рис. 2.4, б). Последовательно переходя от одного атома к другому, дырка через некоторое время образуется в крайнем правом атоме 6 (рис.2.4, е). Таким образом, проводимость полупроводника обусловлена перемещением как свободных электронов, так и дырок. В первом случае носители зарядов отрицательны (негативны), во втором — положительны (позитивны). Соответственно различают два вида проводимости полупроводников — электронную, или проводимость типа п (от слова negative — отрицательный), и дырочную, или проводимость типа р (от слова positive — положительный).
В химически чистом кристалле полупроводника число дырок всегда равно числу свободных электронов и электрический ток в нем образуется в результате одновременного переноса зарядов обоих знаков. Такая электронно-дырочная проводимость называется собственной проводимостью полупроводника. При этом общий ток в полупроводнике равен сумме электронного и дырочного токов. Это условие может быть записано так:
J=Jn+Jp, (2.5)
где J — плотность тока, А/см2; Jn — плотность электронной составляющей тока; Jр — плотность дырочной составляющей тока.
Величина плотности тока зависит от скорости перемещения носителей заряда в полупроводнике. Поскольку электронам при движении внутри кристалла приходится непрерывно сталкиваться с атомами кристаллической решетки, скорость их движения характеризуется некоторой средней величиной Vn с . Средняя скорость движения электрона прямо пропорциональна напряженности электрического поля, воздействующего на полупроводник, т. е.
V„cp = Pn£. W
где — коэффициент пропорциональности, который называют подвижностью электронов.
Подвижность цп [м2/(В • с)] численно равна средней скорости перемещения электрона под действием электрического поля напряженностью 1 В/м-.
V
Ин = • (2.7)
LJ
Аналогичные процессы происходят и при упорядоченном движении дырок через кристалл. Поэтому
Vpcp=H/, (2.8)
37
где Vp ср — средняя скорость движения дырки; ир— коэффициент пропорциональности, который называют подвижностью дырок. Величина подвижности зависит от типа полупроводника (структуры его кристаллической решетки, химического состава, температуры и т. д.).
Для германия подвижность электронов при комнатной температуре равна приблизительно 0,39 м2/(В • с), а для кремния — 0,135 м2/(В • с). Подвижность дырок для германия составляет 0,19 м2/(В • с), а для кремния — 0,05 м2/(В • с).
Известно, что плотность тока численно равна заряду (в кулонах), проходящему через единицу площади в 1 с. Следовательно,
Jn = еп^п ср = еп^пЕ, (2. 9)
где е — заряд электрона; п, — концентрация электронов.
Аналогично для дырочного тока
JP = eP&PE- (2-Ю)
Общая плотность тока
J = ]р = е (рплг 4-Е. (2.11)
В то же время плотность тока по закону Ома равна
./ = аЕ, (2.12)
где а — удельная электропроводность вещества.
Сравнивая (2.11) и (2.12), получаем !
а = е (pnnl + pppf). (2.13)
В результате можно сделать следующее заключение: удельная электропроводность полупроводника зависит от концентрации электронов и дырок и от их подвижности. Согласно (2.2) и (2.3) получим
/ АIV \
а = е (р„ + ир) «о exp - I . (2.14)
Эта формула показывает, что удельная электропроводность полупроводника зависит от типа вещества (так как в формулу входят величины п0 и AIV), а также от температуры. Чем. выше температура, тем удельная электропроводность выше, причем эта зависимость иосит экспоненциальный характер.
2.3. Примесная проводимость полупроводников
Наличие примесей существенно изменяет проводимость полупроводника.
В зависимости от того, атомы какого вещества будут введены в кристалл, можно получить преобладание избыточных электронов или дырок, т. е. получить полупроводник с электронной или дырочной проводимостью.
Проводимость, вызванная присутствием в кристалле полупроводника примесей из атомов с иной валентностью, называется примесной. Примеси, вызывающие в полупроводнике увеличение свободных электронов, называются донорными, а вызывающие увеличение дырок — акцепторными.
Различное действие примесных атомов обьясняется следующим образом. Предположим, что в кристалл германия, атомы которого имеют четыре валентных электрона (рис. 2.5, о), введен атом вещества, имеющий на внешней орбите не четыре, а пять валентных электронов, например атом мышьяка. В этом случае атомы мышьяка 38
Рис. 2.5. Примесная проводимость германия*
а•^''чистый германий; б — германий с до-корней примесью; в м германий с акцепторной примесью
своими четырьмя из пяти валентными электронами-вступают в связь с атомами кристаллической решетки германия (рис. 2.5, б). Пятый валентный электрон мышьяка окажется не связанным, т. е. становится избыточным (свободным) электроном. Полупроводники, электропроводность которых повысилась благодаря образованию избытка свободных' электронов при введении примеси, называются полупроводниками с электронной проводимостью, или сокращенно полупроводниками типа п. Введение в четырехвалентный полупроводник трехвалентного элемента, например индия (рис. 2.5, в), приводит, наоборот, к избытку дырок над свободными электронами. В этом случае ковалентные связи не будут полностью завершены и образовавшиеся дырки могут перемещаться по кристаллу, создавая дырочную проводимость. Полупроводники, электропроводность которых обусловливается в основном движением дырок, называются полупроводниками с дырочной проводимостью, или сокращенно полупроводниками типа р.
Для того чтобы примесная проводимость преобладала над собственной, концентрация атомов донорной примеси N или акцепторной примеси Л1а должна превышать концентрацию собственных носителей заряда, равную и, = pi-Практически при изготовлении примесных полупроводников величины Nn или Na всегда во много раз превышают /г£.. Например, для германия, у которого при комнатной температуре /1£. = р( = 2,5 • I013 см-3, величины N& и Na могут быть порядка 10” см-3, т. е. в 1000 раз больше концентрации собственных носителей.
Рассмотрим более подробно процессы, происходящие в примесных полупроводниках .
Полупроводник л-типа. На рис. 2.6, а показаны энергетическая диаграмма полупроводника с донорной примесью и распределение Ферми — Дирака для этого случая. Атомы примеси обладают энергетическими уровнями, отличающимися от уровней собственного полупроводника. Так, пятивалентные примеси мышьяка, сурьмы, бора и других веществ имеют энергетические уровни валентных электронов вблизи зоны проводимости основного полупроводника. Величина AIVn между энергетическим уровнем валентных электронов примесных атомов (этот уровень обычно называют примесным) и зоной проводимости составляет примерно 0,05 эВ. Поэтому уже при комнатной температуре почти все электроны
с примесного уровня переходят в зону проводимости. В связи с этим кривая распределения Ферми — Дирака, а также уровень Ферми WF смещаются вверх.
Рис. 2.6. Энергетические диаграммы и графики распределения Ферми — Дирака для примесных полупроводников;
а — n-типа; б — р-типа
39
В полупроводнике л-типа концентрация электронов в зоне проводимости определяется выражением
nn = Nn+ni-
Поскольку N 5> пр то
пп~Кл- (2.15)
Учитывая, что скорость рекомбинации носителей в полупроводнике пропорциональна концентрации электронов н дырок, по аналогии с (2.4) запишем VpeK = 'Vn- (2-16)
где рп — концентрация дырок в полупроводнике п-типа.
Скорость генерации в примесном полупроводнике n-тнпа остается практически той же, что и в собственном полупроводнике:
^ген гп1‘
Таким образом, при динамическом равновесии, когда И = ГСп рсК
п’ = Ппрп. (2.17)
Отсюда определяется равновесная концентрация дырок в примесном полупроводнике п-типа:
Из (2.18) вполне очевидно, что концентрация дырок в полупроводнике с донорной примесью значительно меньше, чем в чистом беспримесном полу-, проводнике, т. е.
2 П,
Рп = = (2.19)
д
Электроны, составляющие подавляющее большинство подвижных носителей заряда в полупроводниках п-типа, называют основными носителями заряда, а дырки — неосновными.
Полупроводник р-тнпа. В отличие от пятивалентных атомов донорной примеси у трехвалентных атомов акцепторной примеси (индия, таллия, алюминия и др.), валентные электроны расположены на энергетическом уровне, находящемся в непосредственной близости от зоны валентных электронов собственного полупроводника. Величина A W р (рис. 2.6, б) составляет примерно 0,05 эВ. В связи с этим электроны валентной зоны легко переходят на примесный уровень («захватываются» трехвалентными атомами примеси). Следовательно’, в валентной зоне появляется большое число дырок. Они будут заполняться другими электронами валентной зоны, на месте которых образуются новые дырки, н т. д. Таким образом, появляется возможность последовательного смещения электронов в валентной зоне, что обусловливает повышение проводимости полупроводника. Кривая распределения Ферми — Дирака и уровень Ферми в этом случае смещаются вниз (рис. 2.6, б).
Концентрация дырок в полупроводнике p-типа равна
Рр = Na + Pi-
Вследствие того что р£ Na, получаем
Рр ~ Na- (2-20)
Концентрация электронов при этом определяется соотношением, аналогичным (2.18): ~
2 2
„ -nJ-n± р~Рр~ Na-
(2.21)
40
Следовательно, концентрация электронов в полупроводнике с акцепторной примесью значительно меньше, чем в собственном полупроводнике:
% = « «/• <2-22)
Таким образом, в отличие от полупроводников с донорной примесью в полупроводниках p-типа дырки являются основными носителями заряда, а электроны — неосновными.
2.4. Температурная зависимость проводимости примесных полупроводников
В соответствии с (2.13) удельная электропроводность собственного полупроводника
о = е (Нп". + НрР,)-
В случае примесного полупроводника это выражение несколько видоизменяется. Для полупроводника n-типа вместо в формулу следует подставить пп ж ~ Л'д (2.15), а вместо pi следует подставить рп. Учитывая, что рп « пп, получаем
о„ « ФпЛ/д. (2.23)
Рассуждая аналогично, для полупроводника p-типа запишем
ар ~ eppNa- (2-24)
Полная электропроводность примесных полупроводников (опр) в общем случае определяется суммой собственной (aj и примесной (а?) удельных проводимостей
°пр = °i + °2-
Рассмотрим теперь зависимость удельной электропроводности примесного полупроводника от температуры. С учетом (2.14) запишем
I ДИ7\ /
стпр = а1ехР^-^ = ^exp , (2.25)
где AW'np — энергия ионизации атомов примеси, т. е. энергия, необходимая для перехода электронов с примесного энергетического уровня в эону проводимости ' (для полупроводников n-типа Д1Упр == \Wn на рис. 2.6, а) или для перехода электронов из валентной зоны на примесный энергетический уровень (для полупроводников p-типа ДЙ7пр = АЙ?р на рис. 2.6, б).
На рис. 2.7 приведена зависимость удельной электропроводности примесного полупроводника от температуры (кривая /). Для большей наглядности по осн абсцисс значения температуры отложены в °C. Эта зависимость имеет три характерные области: примесной, смешанной и собственной проводимости.
При относительно низких температурах, когда можно пренебречь тепловой генерацией носителей, удельная электропроводность примесного полупроводника определяется главным образом примесной составляющей удельной электропроводности, т. е. концентрацией и подвижностью основных носителей заряда (участок / на рис, 2.7). С увеличением температуры подвижность носителей уменьшается, так как возрастает число столкновений носителей с атомами кристаллической решетки (сокращается средняя длина свободного пробега). В связи с этим удельная электропроводность полупроводника несколько снижается (участок II на рис. 2.7). В области положительных температур наряду с примесной проводимостью все большую роль начинает
41
Рис. 2.7. Температурная зависимость удельной электропроводности примесного полупроводника
играть собственная проводимость полупроводника, связанная с генерацией электронов и дырок. Это приводит к тому, что при значительном повышении температуры, несмотря на уменьшение подвижности носителей, электропроводность возрастает по экспоненциальному закону (участок III, кривая 1, рис. 2.7). На этом участке экспоненциальный рост удельной электропроводности примесного по-
лупроводника практически совпадает с таким же изменением электропроводности собственного полупроводника (кривая 2, рис. 2.7).
Рассмотрение зависимости опр = / (() показывает, что лишь на участке II электро-
проводность примесного полупроводника остается относительно стабильной. Именно этот участок стремятся использовать при построении боль
шинства полупроводниковых приборов. На других участках электро-
проводность меняется весьма существенно, что может привести к нарушению нормального режима работы полупроводниковых устройств.
2.5. Дрейфовый и диффузионный токи в полупроводнике
Ток в полупроводнике появляется как следствие направленного перемещения носителей заряда. Различают два возможных случая появления тока в полупроводнике. Ток, обусловленный внешним электрическим полем, получил название дрейфового тока. Ток, возникающий в результате диффузии носителей из области, где их концентрация повышена, в направлении области с более низкой концентрацией, называется диффузионным бездрейфовым током. Неравномерность концентрации носителей зарядов в полупроводнике может возникнуть под действием света, нагревания, электрического поля и т. д.
Обозначив в общем случае концентрацию электронов в полупроводнике п, а концентрацию дырок р, с учетом (2.9) и (2.10) найдем, что плотность электронного дрейфового тока
Jn др = еп^пЕ< <2.26)
а плотность дырочного дрейфового тока
JPAp=eWp£- (2-27)
Суммарная плотность дрейфового тока электронов и дырок
7др = е (V-nn + НрР) £ (2.28)
Механизм возникновения диффузионного тока можно объяснить так. Пусть по каким-либо причинам концентрации электронов в различных точках полупроводника неодинакова. Очевидно, что вероятность столкновения электронов друг с другом больше там, где выше концентрация их. Поэтому электрон, совершая хаотическое тепловое движение, в соответствии с общими законами теплового движения будет стремиться перейти в область меньших столкновений. В результате носители заряда, совершающие тепловое движение, будут смещаться из области с большей концентрацией в область с меньшей концентрацией их, что и приведет к возникновению диффузионного тока.
Плотность диффузионного тока пропорциональна отношению изменения концентрации (Ал или Ар) к изменению расстояния (Ах), на котором наблю-
42
_ Ал А л
дается это явление. Отношения 11 д~^ получили название градиентов концентрации соответственно для электронов и для дырок. Более точно градиенты концентрации электронов и дырок могут быть записаны в виде
grad/i = ^, gradp = ^. (2.29)
Плотность диффузионного тока электронов и дырок определяется следующими соотношениями:
4диф = ^4"' (2’30)
^диф = -^р£. (2.31)
где Dn н Dp — коэффициенты диффузии соответственно электронов и дырок, зависящие от типа полупроводника, концентрации примесей, температуры и состояния кристаллической решетки, см2/с. При комнатной температуре коэффициенты диффузии: для германия
Dn as 100 см2/с, Dp яг 47 см2/с|
для кремния
Dn ss 30 см2/с, Dp as 13 см2/с.
Таким образом, в общем случае в полупроводнике следует рассматривать четыре составляющих тока: дрейфовый н диффузионный для носителей каждого знака.
Общая плотность тока в полупроводнике
J = J п др + Jn диф + р др + р диф ~ +
+ + (2.32)
Знак минус перед четвертым слагаемым означает, что диффузия происходит в направлении уменьшения концентрации, а поскольку дырки несут положительный заряд, то диффузионный ток должен быть положительным dp при < 0. ах
Если с помощью какого-либо внешнего воздействия динамическое равновесие концентраций электронов и дырок в полупроводнике нарушено, то появляется дополнительная неравновесная концентрация носителей заряда. После прекращения внешнего воздействия происходит процесс рекомбинации и полупроводник приходит в равновесие.
Среднее время существования носителей заряда в полупроводнике обычно называют временем жизни носителей, среднее расстояние, которое за это время проходят носители, называют диффузионной длиной носителей заряда.
Диффузионная длина L и время жизни носителей т связаны между собой следующими соотношениями: для электронов
Ln = V^p~- (2.33)
для дырок
L„ = VxpDp. (2.34)
43
проводимости.
W///&/////,
Валентная зона
а
В самом как прямой
Зона проводимости^^
II
Валентная зона
6
простом случае
из
Рис. 2.8 Механизм рекомбинации носителей заряда:
а — прямая рекомбинация; б — рекомбинация через промежуточный уровень (цифрами обозначены ступени процессов)
- ,
Величина — , обратная времени жизни носителей, определяет скорость рекомбинации.
Различают несколько видов рекомбинации носителей в полупроводниках.
:бинация может рассматриваться зоны проводимости в валентную
зону на имеющийся там свободный уровень (рис. 2.8, а). Разность энергии при этом выделяется в виде кванта электромагнитного излучения либо передается кристаллической решетке в виде механических колебаний.
Другой возможный путь рекомбинации связан с поэтапным переходом электрона через запрещенную зону: вначале электрон из зоны проводимости переходит на некоторый промежуточный уровень, расположенный внутри запрещенной зоны, а затем уже с этого уровня переходит в валентную зону (рис. 2.8, б). Промежуточные уровни, получившие название центров рекомбинации, или ловушек, могут появиться, если в кристаллической решетке имеются дефекты, обусловленные тепловым возбуждением атомов, наличием примесей, несовершенством поверхности полупроводника, воздействием на полупроводник частиц с большей энергией ф-лучей или а-час-тиц).
Наличие в полупроводнике центров рекомбинации позволяет резко уменьшить время жизни носителей зарядов, что необходимо для создания быстродействующих полупроводниковых приборов.
2.6. Электропроводность полупроводников в сильных электрических полях. Эффект Ганна
С ростом напряженности электрического поля проводимость полупроводника изменяется. В слабых электрических полях концентрация носителей заряда не зависит от напряженности поля Е, а зависимость тока через полупроводник от напряженности электрического поля подчиняется закону Ома. На рис. 2.9 этому случаю соответствует участок О А зависимости i = f (Е). Начиная с некоторого значения напряженности Ег, нарастание i с ростом Е сначала замедляется, а при Е = Екр полностью прекращается (участок АВ на рис. 2.9). При дальнейшем увеличении Е (участок ВС) энергии поля еще недостаточно для увеличения концентрации носителей заряда; при этом подвижность электронов р уменьшается (вследствие увеличения числа столкновений с атомами кристаллической решетки) и определяется выражением
р = Но (1 — <№)., _ (2.35)
44
Рис. 2.9. Зависимость I — = / (Е) полупроводника в электрическом поле
Рис. 2.10. Энергетические зоны полупроводника в сильном электрическом поле:
/ — схема ионизации при соударении; 2 — схема электростатической ионизации
где ц0 — подвижность в слабых полях; а — коэффициент, не зависящий от напряженности поля.
В соответствии с этим дифференциальная проводимость полупроводника на этом участке оказывается величиной отрицательной. Падение i с ростом Е продолжается до порогового значения напряженности £ПОр> после чего проводимость полупроводника резко' возрастает из-за увеличения концентрации носителей заряда (участок CD на рис. 2.9).
Существует несколько механизмов повышения концентрации носителей заряда под действием сильного электрического поля.
В сильных полях происходи! вырывание полем носителей заряда из связей и ударная ионизация атомов электронами, получившими достаточную энергию на длине свободного пробега (эффект Пуля).
Одним из механизмов увеличения числа носителей заряда в сильных электрических полях является эффект Зинера. В сильных полях энергетические зоны полупроводника наклонены (рис. 2.10). В этом случае электрон приобретает способность проходить через запрещенную зону двумя путями (рис 2.10, 1, 2). Вертикальный переход связан с затратой энергии и обусловлен механизмом ударной ионизации. При горизонтальном переходе 2 энергия не затрачивается, т. е. происходит как бы «просачивание» электронов скво: ь потенциальный барьер. Это явление получило название электростатической ионизации, или эффекта Зинера.
Экспериментальные данные показывают, что эффект Зинера в германии начинает проявляться при напряженности порядка Е « 2 X 107 В/м.
При Е « 10s... 10° В/м в полупроводнике возникает эффект Штарка — расщепление энергетических уровней, приводящее к уменьшению ширины запрещенной зоны. В связи с этим уменьшается энергия, необходимая электрону для перехода из валентной зоны в зону проводимости. Возрастает роль температурного воздействия на полупроводник: с увеличением температуры увеличивается количество свободных электронов, возрастает электропроводность.
45
Рис. 2.11. К пояснению эффекта Ганна:
а — зависимость i = f (Е) полупроводникового кристалла; б — образование электроста* тического домена; « — характер изменения силы тока в цепи
Данное явление называется термоэлектронной ионизацией Френкеля.
Рассмотренные эффекты сильного поля оказывают большое влияние на процессы, протекающие в полупроводниковых приборах.
Все более широкое практическое применение получает эффект Ганна, открытый в 1963 г. Сущность его состоит в следующем. Пусть через полупроводниковый кристалл течет ток от источника питания, создающего в полупроводнике электрическое поле с напряженностью Ео, причем Екр<Еа < £Пор (рис. 2.11, а). Предположим далее, что на небольшом отрезке кристалла, заключенном между ху и х2, напряженность поля вследствие флуктуации, обусловленной некоторой неоднородностью удельного сопротивления полупроводника, возросла на небольшую величину А£. Как видно из рис. 2.11, а, в области х2 < х < х.2 плотность тока окажется меньше, чем в области х < х1 и х > х2. Поэтому электроны, движущиеся против сил поля, начнут скапливаться вблизи xlt создавая здесь отрицательный заряд, и отрываться от х2, оставляя нескомпенси-рованный положительный заряд (рис. 2.11, б). Между точками xt и х2 образуется дипольный слой, обедненный свободными электронами. Этот слой называют электростатическим доменом.
Обычно домен формируется вблизи электродов, так как в результате вплавления контактов эти области полупроводника оказываются наиболее неоднородными.
Под воздействием внешнего электрического поля домен может перемещаться через кристалл в направлении от «катода» к «аноду» со скоростью порядка К)5 м/с. Учитывая, что домен может двигаться только против сил поля (так как под воздействием внешнего поля электроны, скопившиеся в области xlt преодолевают силы кулоновского притяжения к положительно заряженным донорам и устремляются к аноду), местом его зарождения всегда является область катода. При подходе к аноду электроны рекомбинируют и домен распадается. При этом вблизи катода зарождается новый домен и процесс повторяется, приобретая периодический характер.
Так как в области домена концентрация свободных электронов понижена, возникновение его в кристалле сопровождается повышением сопротивления образца и уменьшением силы тока в цепи
46
примерно в два раза. На рис. 2.11, й показан характер изменения тока с течением времени. Участок I соответствует зарождению домена. В области II домен перемещается от катода к аноду и сила тока в цепи сохраняется неизменной и минимальной. Область III соответствует распаду домена, при котором ток возрастает от 7min до первоначального значения 70. Указанный процесс повторяется со сверхвысокой частотой, так как скорость перемещения домена в кристалле чрезвычайно велика.
Таким образом, эффект Ганна позволяет преобразовать мощность постоянного тока источника питания в мощность переменного тока сверхвысокой частоты. Специфика эффекта Ганна состоит в том, что преобразование мощности происходит во всем объеме образца, а не в узкой области р — п перехода, как в обычных полупроводниковых структурах. Поэтому может быть получена значительно большая выходная мощность, чем для рассматриваемых ниже транзисторов и туннельных диодов. Принципиально возможно создание генераторов Ганна мощностью порядка нескольких киловатт в импульсе и частотой до десятков гигагерц. Кроме того, генераторы Ганна просты по конструкции, имеют значительный срок службы и способны работать от источников низкого напряжения. Эффект Ганна находит практическое применение не только для генерации и усиления колебаний сверхвысоких частот, но и для построения функциональных интегральных схем большой сложности, лежащих в основе очередного качественно нового этапа развития микроэлектроники.
2.7. Эффект Холла
Явления, возникающие в полупроводнике с током при помещении его в магнитное поле, называются гальваномагнитными.
К числу наиболее распространенных гальваномагнитных явлений относится эффект Холла, под которым понимают явление, открытое еще в 1879 г. американским физиком Эдвином Гербертом Холлом.
Пусть вдоль пластинки из полупроводника, имеющей толщину d, длину а и ширину b (причем 1), протекает ток /j (управляющий ток), а перпендикулярно к ее поверхности направлено магнитное поле (управляющее поле), как это показано на рис. 2.12. При одновременном воздействии этих двух управляющих величин между точками 3 и 4 возникает э. д. с. Е2 (э, д. с. Холла), равная
р
(2-36)
где Ra — коэффициент пропорциональности (постоянная Холла), зависящий от физической природы полупроводника; В — индукция магнитного поля.
, Рассмотрим механизм возникновения эффекта Холла для случая полупроводника с электронной проводимостью.
47
Электроны, вызывающие гок /х, как известно, движутся в направлении, противоположном направлению тока (рис, .2,12). Под влиянием магнитного поля, направленного перпендикулярно к плоскости пластинки, на движущиеся электроны воздействует сила Лоренца
F = е IVB],
(2.37)
где е — заряд электрона; V — скорость движения электрона. Эта сила направлена перпендикулярно к направлению движения электронов и магнитного поля (правило левой руки) и отклоняет электроны к переднему краю пластинки. Благодаря накоплению электронов на переднем крае пластинки он заряжается отрицательно (рис. 2.12, отрицательный потенциал точки 4), а противоположный край обедняется электронами и приобретает заряд, соответствующий заряду освобожденных ионов кристаллической решетки, т. е. положительный (рис. 2.12, потенциал точки 3). Вследствие этого в полупроводнике возникает поперечное холловское электрическое поле (направленное от заднего края пластинки к переднему), препятствующее отклонению электронов под действием силы Лоренца.
Процесс накопления зарядов разных знаков у противоположных граней полупроводника продолжается до тех пор, пока сила, вызываемая электрическим полем возникших электрических зарядов, не станет равной силе, обусловленной магнитным полем.
В этом стационарном состоянии электроны опять начнут протекать вдоль пластинки.
При одинаковых направлениях тока и магнитного поля знаки зарядов соответствующих граней электронных и дырочных полупроводников и, следовательно, направления холловских полей в них будут противоположными.
В случае, если в материале имеются носители заряда только одного вида, постоянная Холла равна
п ____Зл 1
Кн ~ Т ' ёп, ’
(2.38)
т, е. определяется только концентрацией носителей заряда п (е — заряд электрона).
Для практического применения эффекта Холла (в датчиках электрических и магнитных величин, счетно-решающих элементах и преобразователях) необходимо иметь материал с малой концентрацией носителей при высокой подвижности. Таким материалом являются германий, кремний, арсенид индия, селенид ртути и др.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Назовите основные специфические особенности полупроводников.
2. На какие свойства полупроводника влияет ширина запрещенной зоны?
43
3. Что такое дырка? В чем состоит различие дырки и ионизированного атома?
4. Объясните процесс прохождения тока в собственном полупроводнике. Поясните, почему при небольших значениях напряжений ток пропорционален напряжениям, в то время как прн больших приложенных напряжениях ток мало зависит от них.
5. Что такое статистика Ферми — Дирака?
6. Какой полупроводник называют примесным? Найдите правильный ответ:
1) смесь нескольких различных полупроводников;
2) механическая смесь частиц металла и диэлектрика;
3) смесь кремния < германия;
4) полупроводник, содержащий в небольшой концентрации примесь с валентностью, отличной от валентности основного вещества.
7. От чего зависит электропроводность примесных полупроводников? Найдите правильный ответ:
1) от концентрацш примерей;
2) от полярности приложенного напряжения;
3) от направления протекающего тока.
8. Что такое основные и неосновные носители зарядов? Как связаны между собой их равновесные концентрации?
9. , Что такое собственная электропроводность? Может ли примесный полупроводник обладать собственной электропроводностью?
10. Где располагается уровень Ферми у примесных полупроводников р-типа?
Найдите правильный ответ:
1) посредине запрещенной зоны;
2) в валентной зоне;
3) в зоне проводимости;
4) вблизи валентной зоны;
5) вблизи зоны проводимости.
11. Как изменится положение уровня Ферми примесного полупроводника n-типа при повышении температуры?
12. В каких случаях возникает неравновесное состояние полупроводника?
13. Какой зависимостью связаны диффузионная длина и время жизни носителей?
14. Какие токи могут протекать в полупроводнике?
15. Что такое дрейф носителей в полупроводнике?
16. Что такое днффузг я носителей в полупроводнике?
17. Объясните зависимость удельной электропроводности примесного полупроводника от. температуры.
18. Объясните зависни ость тока в полупроводнике от величины напряженности электрического поля.
19. Как образуется электростатический домен в полупроводнике?
20. Объясните влияние, силы Лоренца на процессы, связанные с эффектом Холла.
21. Приведите примеры полупроводниковых материалов, используемых для изготовления полу проводниковых приборов.
22. Составьте перечень ключевых слов к параграфам 2.2, 2.3, 2.6 и 2.7.
Глава 3. КОНТАКТНЫЕ И ПОВЕРХНОСТНЫЕ ЯВЛЕНИЯ
В ПОЛУПРОВОДНИКАХ
В предыдущей главе были рассмотрены электрофизические свойства полупроводника с собственной и примесной проводимостью, причем в обоих случаях речь шла о кристалле, имеющем в исходном состоянии (до воздействия на него- внешних факторов) одинаковые свойства в любой точке его поверхности или объема. Однако однородные полупроводники находят ограниченное применение: они не
49
посредственно используются только в качестве полупроводниковых резисторов. Большинство дискретных полупроводниковых приборов и элементов микросхем представляют собой неоднородные структуры. Основные разновидности таких структур — контакт двух полупроводников с разным типом проводимости п- и р-типа и контакт металла с полупроводником. Следует учесть также, что непосредственно у поверхности полупроводникового кристалла однородность кристаллической решетки нарушается вследствие ее обрыва у поверхности. Это приводит к возникновению так называемых поверхностных энергетических состояний, изменяющих условия переноса носителей заряда вблизи поверхности.
В данной главе там предстоит выяснить следующие основные вопросы:
1. Какими свойствами обладают контакты типа полупроводник— полупроводник? Как изменяются эти свойства под воздействием внешних факторов?
2. Какими специфическими особенностями отличаются контакты типа металл — полупроводник? Как использовать эти особенности при создании полупроводниковых приборов и элементов микросхем?
3. В чём специфика условий прохождения зарядов у поверхности полупроводника?
3.1. Формирование контакта полупроводник — полупроводник. Электронно-дырочный переход
Все электрические контакты можно разделить на три основные группы: омические, нелинейные и инжектирующие. В зависимости от назначения контакта к нему предъявляются различные требования. Так, омический контакт должен обладать очень малым переходным сопротивлением, не искажать форму передаваемого сигнала, не создавать шумов, иметь линейную вольтамперную характеристику. Подобные контакты необходимы для соединения элементов, схемы друг с другом, с источниками питания и т. д.
Нелинейные контакты используются для преобразования электрических сигналов (выпрямление, детектирование, генерирование и т. п.). Они имеют резко нелинейную вольтамперную характеристику, форма которой определяется конкретным назначением соответствующего прибора. Инжектирующие контакты обладают способностью направлять носители зарядов только в одну сторону. Этот тип контактов широко используется в полупроводниковых приборах, например, в биполярных транзисторах (гл. 6).
Наибольшее распространение в полупроводниковой технике и микроэлектронике получили контакты типа полупроводник — полупроводник, а физические явления, происходящие в зоне этих контактов, лежат в основе работы большинства.полупроводниковых приборов.
Электрический переход между двумя областями полупроводника, одна из которых имеет электропроводность п-типа, а другая р-ти-
50
па, называют электронно-дырочным, или р-п переходом (рис. 3.1).
Электронно-дырочный переход нельзя создать простым соприкосновением пластин п- и p-типа, так как при этом неизбежен промежуточный слой воздуха, окислов или поверхностных загрязнений. Эти переходы получают вплавлением щих примесей в пластинки
р-п переход
-----------уб—------------
Полупроводник', [Полупроводник_.
п-типа. । '| р-типа
___________i__।
Рис. 3.1. Электронно-дырочный переход
или диффузией соответствую-монокристалла полупроводника,
а также путем выращивания р-п перехода из расплава полупроводника с регулируемым количеством примесей. В зависимости от способа изготовления р-п переходы бывают сплавными, диффузионными и др.
Рассмотрим явления, возникающие при электрическом контакте между полупроводниками и- и p-типа с одинаковой концентрацией донорных и акцепторных примесей (рис. 3.2, а). Допустим, что на границе раздела (сечение х0) тип примесей резко изменяется (рис. 3.2,б)х.
Существование электронно-дырочного перехода обусловлено различием в концентрации подвижных носителей заряда электронной и дырочной областей. В электронной части полупроводника концентрация электронов в соответствии с (2.15) пп = NЛ, а кон-
центрация дырок в соответствии с (2.18) рп = -тт-. В дырочной
N д
части согласно (2.20) и (2.21)
Рд N а > рп, Пр < Пп‘
Вследствие того что концентрация электронов в «-области выше, чем в p-области, а концентрация дырок в p-области выше, чем в «-области, на границе этих областей существует градиент концентраций носителей, вызывающий диффузионный ток электронов из «-области в p-область (поток 1 на рис. 3.2, а) и диффузионный ток дырок из p-области в «-область (поток 2 на рис. 3.2, а). Кроме тока, обусловленного движением основных носителей заряда, через границу раздела полупроводников возможен ток неосновных носителей (электронов из p-области в «-область н дырок из «-области в р-об-ласть). Потоки неосновных носителей на рис. 3.2, а обозначены соответственно ,3 и 4. Вследствие существенного различия в концентрациях основных и неосновных носителей ток, обусловленный основными носителями заряда, будет преобладать над током неос-
1 Такого вида р-п переход со скачком концентраций примесей разного типа называется реушм переходом. На практике чаще используются переходы с плавным измененй&м концентрации примесей. Однако при изучении физических процессов в р-п переходе будем рассматривать его идеализированную модель, предполагая, что он состоит из двух полупроводниковых пластин, соприкасающихся своим! торцевыми поверхностями.
51
Рис. 3.2. Формирование р-п перехода и потоки носителей заряда (а); распределение концентрации доноров и акцепторов (б); распределение концентрации электронов и дырок (в)
Рис. 3.3. Образование электрического поля и контактной разности потенциалов в р-п переходе:
а — распределение электрических зарядов; б — направление электрического поля; в — распределение напряженности поля Е; г — потенциальная диаграмма
ионы доноров ионы анчепторов
@ — дырки
0- электроны
новных носителей. Если бы электроны и дырки были нейтральными, то диффузия в конечном итоге привела к полному выравниванию их концентрации по всему объему кристалла. На самом же деле диффузионные токи через р-п, переход не приводят к выравниванию концентрации носителей в обеих частях полупроводника. Из рис. 3.2, в видно, что уход электронов из приконтактной п-области приводит к тому, что их концентрация (п„) здесь уменьшается и возникает нескомпенсированный положительный заряд ионов донорной примеси. Точно так же в p-области вследствие ухода дырок их концентрация (рр) в приконтактном слое снижается (рис. 3.2,я) и здесь возникает нескомпенсированный отрицательный заряд ионов акцепторной примеси. Таким образом, на границе областей -п- и p-типа образуются два слоя противоположных по знаку зарядов. Область образовавшихся пространственных зарядов представляет собой р-п переход. Его ширина (А = хр — хп) обычно не превышает десятых долей микрометра.
Пространственные заряды в переходе образуют электрическое поле, направленное от положительно заряженных поной доноров к отрицательно заряженным ионам акцепторов. Схема образования электрического поля в р-п переходе показана на рис. 3.3, а и б. Это поле является тормозящим для основных носителей заряда и ускоряющим для неосновных. Теперь любой электрон, проходя
52
щий из электронной области в дырочную, попадает в электрическое поле, стремящееся всзвратить его обратно в электронную область. Точно так же и дырки, попадая из области р в электрическое поле р-п перехода, будут вэзвращены этим полем обратно в р-область.
Что же касается неосновных носителей заряда, то они, совершая хаотическое тепловое движение (дрейфуя), могут попасть в зону р-п перехода. В этом случае ускоряющее поле перехода вытолкнет их за пределы перехода.
На рис. 3.3, в показано распределение напряженности поля в р-п переходе. Наибольшая величина напряженности Е наблюдается в сечении х0, поскольку через это сечение проходят все силовые линии, начинающиеся на положительных зарядах, расположенных левее х0. По мере удаления от х0 влево количество неском-пенсированных полокительных зарядов будет уменьшаться, следовательно, и напряженность поля будет уменьшаться. Аналогичная картина наблюдются и при удалении вправо от сечения х0. Если считать, что поле создается только зарядами доноров и акцепторов, то уменьшение напряженности происходит по линейному закону.
Потенциальная дгаграмма р-п перехода показана на рис^З.З.г. За нулевой потенцизл условно принят потенциал слоя х0. При перемещении от ха а сечению хп потенциал повышается, а при перемещении от ха к хр — снижается. За пределами перехода поле отсутствует и ср(х) = const. Перепад потенциала в переходе равен контактной разности потенциалов Hlt. Этот перепад обычно называют потенциальным барьером, так как он препятствует перемещению основных носи'елей заряда.
Следует отметить, что при комнатной температуре некоторое количество основных носителей зарядов в каждой из областей полупроводника обладает энергией, 'достаточной для преодоления потенциального барьера. Это приводит к тому, что через р-п переход диффундирует незначительное количество электронов и дырок, образуя соответственно электронную (ЛДИф) и дырочную (Jp диф) составляющие диффузионного тока. Кроме того, через р-п переход беспрепятственно проходят неосновные носители заряда (т. е. дырки из «-области и электроны из p-области), для которых электрическое поле р-п пеэехода является ускоряющим. Эти заряды образуют соответственно электронную (Л др ) и дырочную (/РДР) составляющие дрейфового тока. Направление дрейфового тока неосновных носителей противоположно направлению диффузионного тока основных носителей. Поскольку в изолированном полупроводнике плотность тока должна быть равна нулю, то в конце концов устанавливается динамическое равновесие, когда диффузионный и дрейфовый потоки зарядов через р-п переход компенсируют друг друга, т. е.
J п дио ДР + Р диф Jр ДР = (3.1 )
53
Рис. 3.4. Уровень Ферми в полупроводниках: а — до контакта о полупроводнике л-типа; б —* до контакта в полупроводнике p-типа; a — после контакта
3.2. Энергетическая диаграмма р-п перехода
Известно (параграф 2.3), что положение уровня Ферми в примесном полупроводнике зависит от проводимости и концентрации носителей заряда. На рис. 3.4, а и б показано положение уровня Ферми на энергетических диаграммах обособленных р- и «-областей полупроводника (до контакта). В полупроводнике «-типа уровень Ферми (WFn на рис. 3.4, а) смещен от середины запрещенной зоны в сторону зоны проводимости, а в шэлупроводнике р-типа уровень Ферми (WF„ на рис. 3.4,6) смещен в сторону валентной зоны.
После образования р-л-перехода и возникновения некоторой контактной разности потенциалов UK устанавливается тепловое равновесие, при котором результирующий ток через р-п переход становится равным нулю. Это означает,что в условиях теплового равновесия вероятность прохождения носителей заряда через р-п переход в обоих направлениях становится одинаковой. Следовательно, энергетические диаграммы п- и p-областей полупроводника в процессе установления теплового равновесия должны сместиться относительно друг друга так, чтобы уровень Ферми был постоянным по всему переходу, т. е. уровень Ферми p-области WFp и n-области WFn должны расположиться в одну линию. При этом энергетическая диаграмма р-п перехода имеет вид, показанный на рис. 3.4, в. Разность минимальных энергий электрона в зонах проводимости р- и «-областей равна есрк, т. е. определяется контактной разностью потенциалов. Концентрация электронов в зоне проводимости «-области оказывается выше, так как минимальная энергия, которой должны обладать электроны в этой зоне, ниже, чем в зоне проводимости p-области. Чтобы перейти в зону проводимости полупроводника p-типа, электрону полупроводника «-типа необходимо совершить работу есрк. Такую же работу должны выполнить дырки для перехода из валентной зоны полупроводника p-типа в валентную зону полупроводника л-типа.
Высота потенциального барьера в р-п переходе определяется положением уровня Ферми в «- и p-областях, т. е. концентрацией примесей Уд и Na.
В электронном полупроводнике с высоким содержанием примесей при их концентрации порядка 1019 см”3 уровень Ферми располагается очень близко ко дну зоны проводимости. В дырочном полупроводнике при тех же условиях уровень Ферми будет лежать вблизи потолка валентной зоны. В предельном случае получим разность потенциалов порядка ширины запрещенной зоны.
Уменьшение концентрации примесей в любой из областей, наоборот, смещает уровень Ферми к середине запрещенной зоны. При этом высота потенциального барьера между п- и p-областями снижается.
3.3. Свойства р-п перехода при наличии внешнего напряжения
При нарушении равновесия электронно-дырочного перехода внешним электрическим полем через него начинает протекать ток. Характер токопрохождения и величина тока оказываются различными в зависимости от полярности приложенного напряжения.
54
Рис. 3.5. Прямое включение р-п перехода: а схема подключения источника; б—энергетическая диаграмма
Вначале рассмотрим случай, когда внешнее напряжение противоположно по знаку контактной [ азности потенциалов (рис. 3.5,а). В э'ом случае источник включается так, что поле, создаваемое внешним напряжением в р-п переходе, направлено навстречу собственному полю р-п перехсда. Такое включение называют прямым. Оно приводит к снижению высоты потенциального барьера. Основные носители заряда получают возможность приблизиться к контакту, скомпенсировав заряд примесей. Поэтому ширина р-п перехода уменьшится. Из рис. 3.5, б видно, что для этого случая уровень Ферми в п-обл асти поднимается, а в p-области опускается. Часть основных носи'елей, имеющих наибольшие значения энергии, сможет преодолеть сравнительно узкий и невысокий потенциальный барьер и перейти через границу, разделяющую полупроводники п- и p-типа. Это приводит к нарушению равновесия между дрейфовым и диффузионным токами. Диффузионная составляющая тока становится больше дрейфовой, и результирующий прямой ток через переход оказывается отличным от нуля:
пр = /диф—/ДР>0. (3.2)
По мере увеличенг я внешнего прямого напряжения прямой ток через переход может гозрасти до весьма больших значений, так как он обусловлен главным образом движением основных носителей, концентрация которых в обеих областях велика.
Нетрудно заметить, что преодолевшие потенциальный барьер носители заряда попадают в область полупроводника, для которой они являются неосновными.
Процесс введения носителей заряда через электронно-дырочный переход при понижении высоты потенциального барьера в область полупроводника, где эти носители заряда являются неосновными, называется инжекцией (от английского слова inject — впрыскивать, вводить).
Инжектированные носители диффундируют в глубь соответствующей области полупроводника, рекомбинируя с основными носителями этой области. Так, по мере проникновения дырок из p-области в «-область они рекомбинируют с электронами, в результате чего диффузионный дырочный ток !р ДИф в «-области постепенно спадает до нуля. Однако это вовсе не означает, что ток в цепи прекращается. Под действием внешнего электрического поля поступающие от источника в «-область электроны продвигаются к переходу, создавая электронный ток /„. По мере приближения к переходу этот ток вследствие рекомбинации с дырками падает
55
Рис. 3.6 Распределение токов, обусловленных инжекцией дырок
Рис. 3.7. Обратное включение р-п перехода:
а — схема; б — энергетическая диаграмма
до нуля. Суммарный ток в «-области / =? /р ф /п во всех точках полупроводника п-типа остается неизменным (рис. 3.6). Одновременно с инжекцией дырок в «-область происходит инжекция электронов в p-область. Протекающие при этом процессы аналогичны.
Рассмотрим теперь свойства р-п перехода, к которому подведено обратное внешнее напряжение (рис. 3.7, а). При этом электрическое поле, создаваемое источником, совпадает с полем р-п перехода. Потенциальный барьер между р- и «-областями возрастает. Он теперь становится равным cpK+ U. Количество основных носителей, способных преодолеть действие результирующего поля, уменьшается. Соответственно уменьшается и ток диффузии основных носителей заряда. Под действием электрического поля, создаваемого внешним источником, основные носители будут оттягиваться от приконтактных слоев в глубь полупроводника. В результате ширина р-п перехода увеличивается (рис. 3.7, б).
Для неосновных носителей (дырок в n-области и электронов в p-области) потенциальный барьер в электронно-дырочном переходе отсутствует и они будут втягиваться полем в области р-п перехода. Это явление называется экстракцией.
При обратном включении преобладающую роль играет дрейфовый ток, который имеет небольшую величину, так как он создается движением неосновных носителей. Этот ток получил название обратного тока:
Л>бр = ДР 1диф- (3.3)
Величина обратного тока практически не зависит от внешнего обратного напряжения. Это можно объяснить тем, что в единицу времени количество генерируемых пар электрон — дырка при неизменной температуре остается неизменным.
3.4. Вольтамперная характеристика р-п перехода
Свойства электронно-дырочного перехода наглядно иллюстрируются его вольтамперной характеристикой (рис. 3.8, а), показывающей зависимость тока через р-п переход от величины и полярности
Б6
Рис. 3.8. Характеристики р-п перехода: а — вольтамперная 6 — сопротивления
приложенного напряжения. Аналитическим выражением вольт-амперной характеристики р-п перехода является формула
/ = /0Jexp(g)-l] = /0(e^-l), (3.4)
где /0 — обратный ток насыщения р-п перехода, определяемый физическими свойствами полупроводникового материала; U — напряжение, приложенное к р-п переходу, е — основание натуральных логарифмов; е — заряд электрона; k — постоянная Больцмана; Т — абсолютна? температура р-п перехода.
Формула (3.4) пригодна как для прямых, так и обратных напряжений (прямое напряжение положительное, обратное — отрицательное). Из формулы (3.4) следует, что при положительных (прямых) напряжениях ток через р-п переход с увеличением напряжения резко возрастает. При отрицательных (обратных) напряжениях показатель степени числа е — отрицательный. Поэтому при
1
увеличении обратною напряжения величина е кТ —-hj— становится
ся значительно меньше единицы и ею можно пренебречь. При этом / = /оер ~ — /0, т- е' обратный ток равен току насыщения и в определенных пределах остается величиной практически постоянной. Обычно ток /0 имеет величину порядка микроампер.
Дальнейшее увеличение обратного напряжения приводит к пробою р-п перехода, пэи котором обратный ток резко увеличивается.
Различают два вида пробоя: электрический (обратимый) и тепловой (необрати ыый).
Электрический пробой происходит в результате внутренней электростатической эмиссии (зинеровский пробой) и под действием ударной ионизации атомов полупроводника (лавинный пробой).
Внутренняя электростатическая эмиссия в полупроводниках аналогична электростатической эмиссии электронов из металла.
57
Сущность этого явления заключается в том, что под действием сильного электрического поля электроны могут освободиться из ковалентных связей и получить энергию, достаточную для преодоления высокого потенциального барьера в области р-п перехода. Двигаясь с большей скоростью на участке р-п перехода, электроны сталкиваются с нейтральными атомами и ионизируют их. В ре зультате такой ударной ионизации появляются новые свободные электроны и дырки, которые, в свою очередь, разгоняются полем и создают всевозрастающее количество носителей тока. Описанный процесс носит лавинообразный характер и приводит к значительному увеличению обратного тока через р-п переход. Таким образом, чрезмерно увеличивать обратное напряжение нельзя. Если оно превысит максимально допустимую для данного р-п перехода величину (t/ospmaxHa рис. 3.8, а), то участок р-п перехода пробьется, и р-п переход потеряет свойство односторонней проводимости (тепловой пробой).
Тепловой пробой р-п перехода происходит вследствие вырывания валентных электронов из связей в атомах при тепловых колебаниях кристаллической решетки. Тепловая генерация пар электрон — дырка приводит к увеличению концентрации неосновных носителей заряда и к росту обратного тока. Увеличение тока, в свою очередь, приводит к дальнейшему повышению температуры. Процесс нарастает лавинообразно.
Электрический и тепловой пробои р-п перехода во многих случаях происходят одновременно. При чрезмерном разогреве перехода, когда происходит изменение структуры кристалла, переход необратимо выходит из строя. Если же при возникновении пробоя ток через р-п переход ограничен сопротивлением внешней цепи и мощность, выделяющаяся на переходе, невелика, то пробой обратим. В этом случае можно управлять обратным током путем изменения внешнего напряжения, подводимого к переходу.
Анализ вольтамперной характеристики р-п перехода позволяет рассматривать его как нелинейный элемент, сопротивление которого изменяется в зависимости от величины и полярности приложенного напряжения (рис. 3.8, б). При увеличении прямого напряжения сопротивление р-п перехода уменьшается. С изменением полярности и величины приложенного напряжения сопротивление р-п перехода резко возрастает. Следовательно, прямая (линейная) зависимость между напряжением и током (закон Ома) для р-п переходов не соблюдается. Нелинейные свойства р-п переходов лежат в основе работы полупроводниковых приборов, использующихся для выпрямления переменного тока, преобразования частоты, ограничения амплитуд и т. д.
з.5. Температурные и частотные «ойства р-н перехода
Свойства р-п перехода существенно зависят от температуры окружающей среды. При повышении температуры возрастает генерация пар носителей заряда — электронов и дырок, т. е. увеличи-
58
вается концентрация неосновных носителей и собственная пэоводимость полупроводника. Это наглядно показывают вольт-амперные характеристики германиевого р-п перехода, снятые при различной температуре (рис. 3.9). Как видно из рисунка, при повышении температуэы прямой и обратный токи растут, а р-п переход теряет свое основное свойство —одностороннюю проводимость.
Зависимость от температуры обратной ветви вольтамперной характеристики определяется температурь ыми изменениями то-
ратуры на вольтамперную характеристику р п- перехода
ка насыщения. Этот ток пропорционален равновесной концентрации неосновных носителей заряда, которая
с увеличением температуры возрастает по экспоненциальному закону. По этому же закону с ростом температуры увеличивается
и ток насыщения
/о(Л = /о(^)еа47',
(3.5)
где /0 (Г) и 10(Т0) — обратные токи насыщения при рассматриваемой (Т) и комнатной (То) температурах; АТ = Т — То — перепад температур; а — коэффициент, зависящий от свойств полупроводника (для германия а « 0,05...0,09 К-1; для кремния а 0,07... 0,13 К’1).
Для германиевых и кремниевых р-п переходов обратный ток возрастает примерно в 2—2,5 раза при повышении температуры на каждые 10 °C.
Прямой ток р-п перехода при нагреве возрастает не так сильно, как обратный ток. Эю объясняется тем, что прямой ток возникает в основном за счет примесной проводимости. Но концентрация примесей от температуры практически не зависит. Температурная зависимость прямой ветви вольтамперной характеристики в соответствии с формулой (З.2) определяется изменениями тока /0 и показателя экспоненты.
Для германиевых приборов верхний температурный предел 70...90 °C. У кремниэвых приборов вследствие большей энергии, необходимой для отрыва валентного электрона от ядра атома, этот предел более высок: 120...150 °C.
Свойства р-п перехода зависят также от частоты приложенного напряжения. Это объясняется наличием собственной емкости между слоями полупроводника с разными типами проводимости.
При обратном напряжении, приложенном к р-п переходу, носители зарядов обоих знаков находятся по обе стороны перехода, а в области самого перехода их очень мало. Таким образом, в режиме обратного напряжения р-п переход представляет собой емкость, величина которой пропорциональна площади р-п перехода, концентрации носителей заряда и диэлектрической проницаемости материала полупроводника. Эту емкость называют барьерной (С<>).
59
При малом обратном напряжении, приложенном к р-п переходу, носители зарядов противоположных знаков находятся на небольшом расстоянии друг от друга. При этом собственная емкость р-п перехода велика. При увеличении обратного напряжения элек-
Рис. 3.10. Эквивалент- троны все дальше отходят от дырок_по обе ная схема р-п перехода стороны от р-п перехода и емкость р-п пере-
хода уменьшается. Следовательно, р-п пере-
ход можно использовать как емкость, управляемую величиной обратного напряжения1.
При прямом напряжении р-п переход, кроме барьерной емкости, обладает так называемой диффузионной емкостью Сдиф. Эта емкость обусловлена накоплением подвижных носителей заряда в п- и p-областях. Как было показано выше (параграф 3.3), при прямом напряжении в результате инжекции основные носители заряда в большом количестве диффундируют через пониженный потенциальный барьер и, не успев рекомбинировать, накапливаются в п- и p-областях. Каждому значению прямого напряжения Unp соответствует определенная величина заряда <2ДИф, накопленного в области р-п перехода. Поэтому
р* ____ Q
^диф у
(3.6)
Диффузионная емкость не оказывает существенного влияния на работу р-п перехода, так как она всегда зашунтирована малым прямым сопротивлением перехода. Наибольшее практическое значение имеет барьерная емкость. В связи с-этим эквивалентная схема р-п перехода (схема замещения) для переменного тока имеет вид, показанный на рис. 3.10. На этой схеме Ro— сопротивление толщи полупроводников п- и p-типа и выводов от них (около ГОм); /?3 — сопротивление перехода, зависящее от величины и полярности приложенного напряжения (рис. 3.8, б); С — сумма барьерной и диффузионной емкостей. При обратном напряжении диффузионная емкость отсутствует и С = Св, a R3 = /?обр, т. е. имеет очень большую величину. При работе на высоких частотах емкостное сопротивление Хс == уменьшается и обратный ток может пройти через эту емкость, несмотря на большую величину сопротивления R3 = R06P. Это нарушает нормальную работу прибора, так как р-п переход теряет свойство односторонней проводимости. Поэтому для работы на высоких частотах используются в основном точечные полупроводниковые приборы, у которых площадь р-п перехода незначительна и собственная емкость мала.
В настоящее время имеются полупроводниковые приборы, успешно работающие в очень широком диапазоне частот — до сотен мегагерц и выше.
1 Это свойство р-п перехода используется в варикапах — полупроводниковых диодах с управляемой величиной емкости (гл. 5).
60
3.6. Туннельный эффект
В 1958 г. японский ученый Лео Эсаки открыл явление туннельного эффекта в полупроводниках.
Туннельный эффект, заключается в том, что электроны проходят через потенцисльный барьер р-п перехода, не изменяя своей энергии. Для получения туннельного эффекта используется полупроводниковый материал (германий, арсенид галлия) с очень большой концентрацией примесей (до 1021 примесных атомов в 1 см3), в то время как обычно концентрация примесей в полупроводниках не превышает 1015 см-3.
Полупроводники с таким высоким содержанием примесей называются вырожденными, а их свойства очень близки к свойствам металлов.
Вследствие высокого содержания примесей в обеих областях полупроводникового кристалла ширина р-п перехода оказывается очень малой (не более 0,01 мкм), что приводит к значительному повышению напряженности электрического поля на переходе (порядка 10s В/м). В этих условиях имеется конечная вероятность того, что электрон, движущийся в сторону очень узкого
барьера, пройдет сквозь него (как через
«туннель») и займет свободное состояние с такой же энергией по другую сторону от барьерного слоя. Чтобы подчеркнуть специфичность прохождения электронов через р-п переход, описанное явление было названо туннельным эффектом.
Известно, что увеличение концентрации донорных примесей смещает уровень Ферми вверх, а увеличение концентрации акцепторных примесей — вниз относительно середины запрещенной зоны. При концентрации примесей порядка Ю21 см-3 уровень Ферми полупроводника n-типа располагается внутри зоны проводимости, а уровень Ферми полупроводника р-типа — внутри валентной зоны. Из рис. 3.11, а видно, что при отсутствии внешнего напряжения уровни Ферми Wрп и Wpp совпадают, так как величина энергии на уровне Ферми должна быть одинаковой по всей структуре.
Внутри р-п перехода границы энергетических зон полупроводников р-
Рис. 3.11. Энергетические диаграммы р-п перехода при туннельном эффекте
61
и ц-типов искривляются. Вследствие того, что уровни Ферми в вырожденных полупроводниках расположены за пределами запрещенной зоны, при осуществлении контакта образуется зона перекрытия, расположенная между границей валентной зоны 1ГВ полупроводника p-типа и границей зоны проводимости Wn полупроводника п-типа. В этой зоне разрешенные уровни электронного полупроводника расположены против разрешенных уровней дырочного полупроводника. Для простоты рассуждений будем считать, что все разрешенные уровни, расположенные ниже уровня Ферми, заняты электронами, а расположенные выше него — свободны.
В очень узком р-п переходе при высокой напряженности поля возникают условия для беспрепятственного туннельного прохождения электронов из одного слоя в другой сквозь потенциальный барьер. Однако для этого необходимо, чтобы против занятого электроном уровня по одну сторону барьера имелся свободный уровень за барьером. При отсутствии внешнего напряжения (U —О на рис. 3.11, а) такой возможности фактически нет, так как занятым уровням в зоне проводимости полупроводника п-типа противостоят занятые уровни в валентной зоне полупроводника р-типа1.
Если к р-п переходу приложить небольшое прямое напряжение, то высота потенциального барьера и перекрытие зон уменьшатся (рис. 3.11, б). Энергетическая диаграмма полупроводника п-типа поднимется вверх, а полупроводника p-типа опустится вниз. При этом уровни некоторых электронов проводимости n-области расположатся против свободных уровней валентной зоны p-области. Тем самым создаются благоприятные условия для туннельного перехода электронов из электронного полупроводника в дырочный. Поэтому через р-п переход потечет туннельный ток, величина которого будет зависеть от величины приложенного прямого напряжения. Следует отметить, что при прямом напряжении через р-п переход, кроме туннельного тока, проходит и диффузионный ток /диф, создаваемый перемещением электронов и дырок проводимости. Следовательно, полный ток р-п перехода при туннельном эффекте составляет
! ~ If. пр 1т. обр !диф. (3’7)
Отметим также, что диффузионный ток в случае использования вырожденных полупроводников оказывается на несколько порядков меньше тока в обычном р-п переходе. Это объясняется весьма малой концентрацией неосновных носителей из-за увеличения концентрации примесей. На рис. 3.12 показана вольтамперная характеристи-
1 В действительности столь резкой границы между областями с занятыми и свободными уровнями нет. Поэтому при комнатной температуре некоторая часть этих уровней освобождается за счет электронов, перешедших на уровни, расположенные выше уровня Ферми. Тем не менее при отсутствии внешнего напряжения ток, проходящий через р-п переход, практически отсутствует. Это объясняется тем, что встречные потоки тех немногочисленных электронов, которые все же совершают туннельные переходы, взаимно компенсируются и результирующий туннельный ток оказывается равным нулю ^ Т ^Т. пр ^Т.обр 0)’
62
Рис. 3.12. Вольтамперная характеристика р-п перехода с туннельным эффектом
ка р-п перехода с туннельным эффектом. Основная ее особенность состоит в том, что при подаче прямого напряжения, превышающего некоторое напряжение Ult прямой туннельный ток начинает резко убывать.
Наличие падающего участка характеристики (ЛВ на рис. 3.12) можно объяснить следующим образом. Увеличение прямого напряжения, с одной стороны, приводит к увеличению туннельного тока,
а с другой,— уменьшает напряженность электрического поля в р-п переходе. Поэтому при некотором значении прямого напряжения U2 (рис. 3.11, в), когда напряженность электрического поля в р-п переходе резко снижается, туннельный ток прекращается, а р-п переход приобретает обычные свойства, связанные с прохождением через него диффузионного тока (на рис. 3.12 кривая / в интервале после U2, соответствующая полному току р-н перехода, совпадает с кривой 2 диффузионного тока, показанной пунктиром).
При подаче на р-п переход обратного напряжения (рис. 3.11,г) энергетическая диаграмма полупроводника «-типа опускается вниз, а полупроводника p-типа поднимается вверх. Ширина зоны перекрытия увеличивается, что приводит к росту обратного туннельного тока, поскольку возникают условия для свободного туннельного перехода валентных электронов p-области в зону проводимости «-области. Величина обратного тока зависит от величины обратного напряжения, с увеличением которого энергетические зоны п- и p-областей смещаются сильнее.
Односторонняя проводимость р-п перехода при туннельном эффекте полностью отсутствует (рис. 3.12).
С ростом напряжения в интервале от до U2 ток падает. Следовательно, на этом участке р-п переход оказывает переменному току некоторое отрицательное сопротивление
р •
Уменьшение тока с ростом напряжения эквивалентно сдвигу фазы между указанными величинами на 180°. Поэтому мощность переменного сигнала, равная произведению тока на напряжение, будет иметь отрицательный знак. Это показывает, что отрицательное сопротивление не потребляет мощности переменного сигнала, а отдает его во внешнюю цепь.
В электронике понятие «отрицательное сопротивление» известно давно. Так, вольтамперные характеристики с падающим участком наблюдаются при динатронном эффекте в многоэлектродных лампах. С помощью отрицательного сопротивления можно скомпенсировать потери, вносимые в схему положительным сонротивле-
63
нием, и, таким образом, в зависимости от поставленной задачи осуществить усиление, генерирование или преобразование электрических сигналов.
На этом явлении основано действие туннельных диодов, пригодных для усиления и генерирования СВЧ колебаний и для построения сверхбыстродействующих импульсных устройств.
3.7. Гетеропереход
В отличие от р-п перехода, образованного в результате контакта полупроводников с одинаковой шириной запрещенной зоны (гомопереход), гетеропереходом называют переход, образованный в результате контакта полупроводников с различной шириной запрещенной зоны. Примерами гетеропереходов могут служить переходы германий — кремний, германий — арсенид галлия и др.
Полупроводники, используемые для создания гетероперехода, должны иметь идентичные кристаллические структуры, т. е. кристаллическая решетка одного полупроводника должна с минимальными нарушениями переходить в кристаллическую решетку другого.
Наибольший практический интерес представляют гетеропереходы, образованные полупроводниками с различной шириной запрещенной зоны, причем интересными свойствами обладают не только гетеропереходы между полупроводниками п- и p-типа, но и гетеропереходы с одним типом проводимости: пп или рр.
Рассмотрим особенности физических процессов в гетеропереходах. На рис. 3.13 приведена энергетическая диаграмма р-п гетероперехода, в котором ширина запрещенной зоны дырочного полупроводника меньше, чем у электронного полупроводника. Особенностью энергетической диаграммы гетероперехода является разрыв энергетических уровней в валентной зоне АЦ7В и в зоне проводимости А1ГП. Величина разрыва зависит от соотношения ширины запрещенных зон AIV\ и А1Г2.
В зоне проводимости величина разрыва обусловлена разностью истинных работ выхода электронов из р- и п-полупроводников, а в валентной зоне, кроме этого, еще и неравенством энергий U7B1 и 1ГВ2. Поэтому потенциальные барьеры для электронов и дырок будут различными: потенциальный барьер для электронов в зоне проводимости меньше, чем для дырок в валентной зоне. При подаче
на переход напряжения в прямом направлении потенциальный барьер для электронов уменьшится и электроны из п-полупроводника будут инжектироваться в р-полу-проводник. Потенциальный барьер для дырок в p-области также уменьшится, но (при правильном выборе величины, прямого напряжения) все же останется достаточно боль-
*•4/— Р
*14/—
Рис. 3.13. Энергетическая диаграмма р-п гетероперехода
64
шим для того, чтобы инжекции дырок из p-области в «-область практически не было. Таким образом может быть достигнута инжекция носителей тока только в одну из областей р-п перехода, что весьма важно для высококачественной работы многих полупроводниковых приборов (транзисторов, светодиодов и т. д_).
В гомопереходах этого добиваются более сильным легированием примесями «-области относительно p-области. Однако по этому пути нельзя идти бесконечно, так как, с одной стороны, существует предел «растворимости» примеси в полупроводнике и, с другой,— при сильном легировании полупроводника в него одновременно с примесью вносится множество различных дефектов, ухудшающих структуру кристаллической решетки и параметры р-п перехода. В связи с этим наиболее перспективным способом получения односторонней инжекции носителей тока в полупроводниках является использование гетеропереходов. Весьма важно отметить, что при использовании гетеропереходов типа пп в прямой проводимости участвуют только основные носители тока — электроны. Это означает, что при переключении прибора из прямого включения в обратное в нем не будет происходить относительно медленного «рассасывания» неосновных носителей, как в обычных р-п переходах. Следовательно, с помощью подобных гетеропереходов может быть существенно уменьшено время переключения полупроводниковых приборов (вплоть до 0,3—1 нс), что особенно важно для создания быстродействующих переключающих элементов и устройств.
3.8. Контакт металл — полупроводник. Переход Шоттки
Исторически первыми полупроводниковыми приборами были приборы, основанные на контакте полупроводника с металлом (точечноконтактные диоды). Их применение основывалось на экспериментально обнаруженном явлении — выпрямлении слабых переменных сигналов в области соприкосновения металлической иглы с полупроводниковым кристаллом.
Структура и свойства контактов металл — полупроводник зависят от расположения уровней Ферми в том и другом слое и от величины работы выхода, необходимой для перевода электрона с уровня Ферми в вакуум.
Рассмотрим энергетическое положение электронов проводимости в металле и полупроводнике относительно положения свободных электронов в вакууме. На рис. 3.14, а изображены энергетические диаграммы для изолированных друг от друга металла и полупроводника п-типа, помещенных в вакуум. Для выхода электрона из металла или полупроводника в вакуум ему необходимо сообщить некоторую энергию: з<рм — для металла; е<рп — для полупроводника. Предположим, что работа выхода из металла выше, чем из полупроводника. В этом случае при образовании контакта поток электронов из полупроводника в металл будет преобладающим. В результате металл начнет заряжаться отрицательно, а полупроводник — положительно и между ними на границе контакта уста-
3 7-76
65
Рис. 3.14. Энергетические диаграммы контакта металл— электронный полупроводник: а — образцы, не контактируют; 6 -« контакт металл — электронный полупроводник л-типа при £<рм> £(рп; а—, контакт металл — полупроводник и типа при е<рп > е<рм
Рис. 3.15. Вольтамперные характеристики перехода Шоттки (/) и р-п перехода (2)
новится некоторая контактная разность потенциалов UK. Направленное перемещение электронов будет происходить до тех пор, пока уровни Ферми не выравняются (рис. 3.14, б). Вследствие ухода электронов из приконтактного слоя полупроводника этот слой обедняется носителями заряда, и его сопротивление повышается. Ширина области пространственного заряда в полупроводниках составляет единицы микрометра, а в металлах — менее 10"4 мкм. Поэтому в приконтактной области зоны энергии полупроводника искривляются кверху (рис. 3.14, б). Чтобы преодолеть возникающий на границе контакта потенциальный барьер и перейти из одного вещества в другое, электрон металла или полупроводника должен обладать энергией е (<рм — Фп) сверх энергии уровня Ферми. Поскольку приконтактный слой полупроводника, обедненный носителями заряда, препятствует прохождению тока через контакт, он является запирающим. Очевидно, электрическое поле внешнего напряжения, совпадающее по направлению с внутренним полем, в случае запирающего слоя увеличивает ширину области пространственного заряда, а противоположно направленное поле уменьшает ее. Таким образом, при образовании обедненного слоя контакт металла с полупроводником приобретает выпрямляющие свойства, а вольтамперная характеристика такого контакта аналогична характеристике обычного р-п перехода.
В случае, если работа выхода из металла меньше работы выхода из полупроводника, то преимущественный переход электронов будет происходить из металла в полупроводник. Вследствие этого приконтактный слой полупроводника обогащается носителями зарядов, концентрация электронов в нем возрастает, а сопротивление понижается. На рис. 3.14, в показана энергетическая диаграмма для
66
этого случая. Искривление зон энергетической диаграммы полупроводника происходит в противоположную сторону. Обогащенный приконтактный слой имеет низкое сопротивление при любой полярности внешнего напряжения, приложенного к переходу. Поэтому подобные контакты не обладают выпрямляющими свойствами и могут быть использованы для создания омических переходов в полупроводниковых приборах и микросхемах, необходимых для присоединения тех или иных элементов к внешней цепи.
Впервые образование потенциального барьера в приконтактной области металла и полупроводника было обнаружено в 1930 г. немецким физиком В. Шоттки. По имени ученого выпрямляющий контакт металл — полупроводник n-типа называют переходом Шоттки. Важнейшей особенностью перехода Шоттки по сравнению с р-п переходом является отсутствие инжекции неосновных носителей заряда. Эти переходы работают только на основных носителях. Отсюда следует, что в приборах, в которых используется 'переход Шоттки, отсутствует диффузионная емкость, связанная с накоплением и рассасыванием неосновных носителей. Отсутствие диффузионной емкости существенно повышает быстродействие приборов, в том числе работающих в режиме переключения. Не менее важной особенностью таких приборов является, значительно меньшее прямое напряжение по сравнению с напряжением на р-п переходе. Это объясняется тем, что при прохождении даже небольшого начального тока через контакт с большим сопротивлением на нем выделяется тепловая энергия, способствующая дополнительной термоэлектронной эмиссии и росту числа носителей заряда, принимающих участие в образовании прямого тока. Для сравнения на рис. 3.15 приведены вольтамперные характеристики перехода Шоттки и р-п перехода. '
3.9. Поверхностные явления в полупроводниках
Физические явления, возникающие у поверхности полупроводникового кристалла, существенно влияют на энергетическое состояние носителей заряда вблизи поверхности. Это объясняется тремя основными причинами: нарушением распределения потенциала кристаллической решетки полупроводника вследствие его обрыва у поверхности; наличием нескомпенсированных валентных связей у поверхностных атомов; искажением потенциала решетки из-за всевозможных поверхностных дефектов структуры кристалла. В результате потенциальный барьер пограничных атомов отличается от потенциального барьера атомов внутри кристалла.
Наличие на поверхности кристалла поверхностных энергетических уровней способствует переходу электронов из валентной зоны на эти уровни или с поверхностных уровней в зону проводимости.
В зависимости от вероятности тех или иных переходов поверхностные уровни могут быть отнесены к категории донорных или акцепторных уровней, а на поверхности кристалла возникают электрические заряды той или иной полярности. Например, при
3*
67
Рис. 3.16. Эффект поля в структуре металл — диэлектрик — полупроводник
появлении на поверхности полупроводника л-типа зарядов положительной полярности у поверхности возникает обогащенный электронами слой, поскольку последние будут притягиваться из глубинных слоев полупроводника к его поверхности. Если же на поверхности возникают электрические заряды отрицательной полярности, то приповерхностный слой полупроводника обедняется носителями заряда, поскольку электроны этого слоя будут выталкиваться в глубь кристалла.
Рассмотрим процессы в приповерхностной области полупроводника, когда перпендикулярно к поверхности приложено внешнее электри-
ческое поле с помощью металлического электрода, отделенного от полупроводника слоем диэлектрика (рис. 3.16, а). Такая структура получила название МДП (металл — диэлектрик — полупроводник). Она представляет собой своеобразный конденсатор, у которого одна из обкладок полупроводниковая. На этой обкладке будет наведен такой же по величине заряд, как и на металлической, однако в отличие от металла заряд в полупроводнике не
сосредоточивается на поверхности, а распространяется на некоторое расстояние в глубь кристалла. Знак заряда в полупроводнике зависит от полярности приложенного напряжения. При отрицательной полярности напряжения на металлической обкладке (рис. 3.16, а) наведенный в полупроводнике заряд положительный.
В дырочном полупроводнике положительный заряд обусловлен дырками, которые притянулись к поверхности, а в электронном — ионами доноров, от которых оттолкнулись электроны, компенсировавшие их заряд. Следовательно, в первом случае происходит обогащение, а во втором — обеднение приповерхностного слоя полупроводника. Если принять потенциал в объеме полупроводника равным нулю, то потенциал поверхности будет отличен от нуля из-за наличия зарядов между объемом и поверхностью. Разность потенциалов между поверхностью и объемом называют поверхностным потенциалом и обозначают <ps (рис. 3.16, б).
Рассмотренное выше явление изменения концентрации носителей (а значит, и проводимости) в приповерхностном слое полупроводника под действием электрического поля называют эффектом поля. Этот эффект находит широкое практическое применение в так называемых полевых транзисторах (параграф 7.11).
68
Контрольные вопросы и упражнения
1. Дайте определение р-л перехода.
2. Почему р-п переход часто называют запирающим слоем?
3. Какое из приведенных утверждений правильное:
1) электроино-дырочный переход — это слой, обедненный носителями заряда;
2) электронно-дырочный переход — это слой, обогащенный носителями заряда.
4. Чем обусловлен диффузионный ток через р-п переход?
5. Чем объясняется скг чок потенциала на участке р-п перехода? Найдите правильный вариант ответа:
1) разной концентрацией подвижных носителей;
.2) наличием внешнего источника тока;
3) изменением структуры кристаллической решетки-,
4) наличием двойного электрического слоя, образующегося за счет не-скомпенсированного объемного заряда по обе стороны р-п перехода;
5) инжекцией подвижных носителей заряда через р-п переход.
6. Нарисуйте и объясните энергетическую диаграмму р-п перехода.
7. Как образуется контактная разность потенциалов?
8. Как располагается уровень Фермн в изолированном р-п переходе?
9. Укажите кривую распределения- потенциала в изолированном р-п переходе (рис. 3.17),
10. Какое из приведенных ниже выражений относится к вольтамперной характеристике р-п перехода:
/
3) /0 = / ^е67" - 1
2) I = /д ^ехр — 1
4) I = 70(еГг - 1) ?
11. Дайте характеристику обратимому и необратимому пробою р-п перехода.
12. Как объяснить влияние температуры на форму вольтамперной характеристики р-п перехода?
13. Как изменяется шир гна р-п перехода при обратном включении внешнего источника?
14. Какая емкость больше — барьерная или диффузионная, если р-п переход находится под обратным напряжением?
15. Как изменяется диффузионная емкость р-п перехода с ростом прямого тока через р-п переход?
16. Объясните влияние емкости р-п перехода на его частотные свойства.
17. Укажите основную особенность вольтамперной характеристики р-п перехода при туннельном эффекте:
1) односторонняя проводимость;
2) отсутствие односторонней проводимости;
3) наличие падающего участка на прямой ветви;
4) большая крутизна;
Рис. 3.17. Распределение потенциала в изолированном р-п переходе
69
5) наличие участка насыщения.
18. Как распределяются уровни Ферми в полупроводниках п- и p-типа при появлении туннельного тока через р-п переход?
19. Почему диффузионный ток, проходящий через р-п переход при туннельном эффекте, незначителен?
20. Объясните термин «отрицательное сопротивление».
21. Что собой представляет гетеропереход? Какими свойствами он обладает?
22. Как образуется переход Шоттки? Чем он отличается от обычного р-п перехода?
23. Объясните физический смысл эффекта поля в приповерхностном слое полупроводника.
24. Составьте ключевые слова к гл. 3.
Глава 4. ОПТИЧЕСКИЕ И ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ЯВЛЕНИЯ
В ПОЛУПРОВОДНИКАХ
В современной электронной технике широко используются полупроводниковые приборы, основанные на принципах фотоэлектрического и электрооптического преобразования сигналов. Первый из этих принципов обусловлен изменением электрофизических свойств вещества в результате поглощения в нем световой энергии (квантов света). При этом изменяется проводимость вещества или возникает э. д. с., что приводит к изменениям тока в цепи, в которую включен фоточувствительный элемент. Второй принцип связан с генерацией излучения в веществе, обусловленной приложенным к нему напряжением и протекающим через светоизлучающий элемент током. Указанные принципы составляют научную основу оптоэлектроники — нового научно-технического направления, в котором для передачи, обработки и хранения информации используются как электрические, так и оптические средства и методы.
Все многообразие оптических и фотоэлектрических явлений в полупроводниках можно свести к следующим основным:
поглощение света и фотопроводимость;
фотоэффект в р-п переходе;
электролюминесценция;
стимулированное когерентное излучение.
В соответствии с приведенной классификацией оптических и фотоэлектрических явлений в полупроводниках в данной главе должны быть последовательно изучены следующие основные вопросы:
1. В чем состоит физическая сущность процесса фотопроводимости в полупроводниках? Что собой представляет так называемый фоторезистивный эффект?
2. Как ведет себя р-п переход под воздействием электромагнитного облучения? В чем сущность фотогальванического эффекта?
3. Какие физические явления связаны с электромагнитным излучением в полупроводниках, используемым в оптоэлектронике и лазерной технике?
70
4.1. Фотопроводимость в полупроводниках. Фоторезистивный эффект
Явлением фотопроводимости называется увеличение электропроводности полупроводника под воздействием электромагнитного излучения.
При освещении полупроводника в нем происходит генерация электронно-дырочных пар за счет переброса электронов из валентной зоны в зону проводимости. Вследствие этого проводимость полупроводника возрастает на величину
Ла = е (рпЬп1 + Pp\pt), (4,1)
где е — заряд электрона; р„ — подвижность электронов; рр — подвижность дырок; Дп) — концентрация генерируемых электронов; Д/7, — концентрация генерируемых дырок.
Поскольку основным следствием поглощения энергии света в полупроводнике является перевод электронов из валентной зоны в зону проводимости, т. е. междузонный переход, то энергия кванта света фотона должна удовлетворять условию
/п’кр>ДГ, , (4.2)
где h — постоянная Планка; Л IF — ширина запрещенной энергетической зоны полупроводника; vKp — критическая частота электромагнитного излучения (красная граница фотопроводимости).
Излучение с частотой v < vKp не может вызвать фотопроводимость, так как энергия кванта такого излучения /iv < &W недостаточна для перевода электрона из валентной зоны в зону проводимости. Если же hv >> &W, то избыточная относительно ширины запрещенной зоны часть энергии квантов передается электронам в виде кинетической энергии.
Критической частоте vKp соответствует граничная длина волны
где с — скорость света (3 • 108 м/с). При длинах волн, больших граничной, фотопроводимость резко падает. Так, для германия граничная длина волны составляет примерно 1,8 мкм. Однако спад фотопроводимости наблюдается и в области малых длин волн. Это объясняется быстрым увеличением поглощения энергии с частотой и уменьшением глубины проникновения падающей на полупроводник электромагнитной энергии. Поглощение происходит в тонком поверхностном слое, где и образуется основное количество носителей заряда Появление большого количества избыточных носителей только У поверхности слабо отражается на проводимости всего объема полупроводника, так как скорость поверхностной рекомбинации больше объемной и проникающие вглубь неосновные носители заряда увеличивают скорость рекомбинации в объеме полупроводника.
71
Фотопроводимость полупроводников может обнаруживаться в инфракрасной, видимой или ультрафиолетовой частях электромагнитного спектра в зависимости от ширины запрещенной зоны, которая, в свою очередь, зависит от типа полупроводника, температуры, концентрации примесей и напряженности электрического поля.
Рассмотренный механизм поглощения света, приводящий к появлению свободных носителей заряда в полупроводнике, называют фотоактивным. Поскольку при этом изменяется проводимость, а следовательно, внутреннее сопротивление полупроводника, указанное явление было названо фото резистивным эффектом. Основное применение фоторезистивный эффект находит в светочувствительных полупроводниковых приборах — фоторезисторах (параграф 5.2), которые широко используются в современной оптоэлектронике и фотоэлектронной автоматике.
Необходимо отметить, что наряду с фотоактивным, существуют и другие механизмы поглощения квантов света, не приводящие к появлению избыточных свободных носителей заряда в полупроводнике. К их числу относится так называемое экситонное поглощение, а также поглощение свободными носителями заряда и оптическими колебаниями решетки.
Экситонное поглощение энергии кванта представляет собой такой вид возбуждения связанного электрона, при котором этот электрон не отрывается от своего атома, а лишь переходит на более высокий энергетический уровень. Следовательно, экситонное возбуждение не создает свободных носителей заряда и не изменяет электропроводности полупроводника. При переходе возбужденного электрона в нормальное состояние выделяется энергия, которая может быть передана валентному электрону соседнего атома, обусловив его возбуждение. Поэтому экситонное возбуждение может передаваться по кристаллу полупроводника, не вызывая электрического тока в кристалле, так как перемещаются не носители заряда, а лишь возбужденные состояния атомов.
Механизм поглощения энергии излучения свободными электронами сводится к тому, что под действием электромагнитного поля эти электроны совершают колебательные движения синхронно с полем. Если в процессе таких колебаний электрон испытывает столкновения с кристаллической решеткой полупроводника, то он передает ей энергию поля. В противном случае электрон возвращает электромагнитному полю накопленную им энергию. Таким образом, поглощение излучения свободными носителями и связанное с этим рассеяние энергии кристаллической решеткой не являются фотоактивными процессами и не приводят к изменению проводимости полупроводника. Тем не менее эти процессы могут косвенно влиять на-фотопроводимость, повышая уровень возбуждения электронов и их готовность к переходу из валентной зоны в зону проводимости.
72
4.2. Фотоэффект в р-п переходе
При освещении электронно-дырочного перехода и примыкающих к нему участков полупроводников между ними возникает электродвижущая сила. Этот эффект называют фотогальваническим.
Рассмотрим р-п структуру, у которой
Рис. 4.1. Электронно-ды-рочный переход под воздействием света
р-п переход и непосредственно прилегающая к нему часть р- и . «-областей подвергаются действию света (рис. 4.1). Поток падающих на полупроводник фотонов со-
здает в нем некоторое количество подвижных носителей зарядов — электронов и дырок. Часть из них, диффундируя к переходу, достигает его границы, не успев рекомбинировать. На грани-
це перехода электронно-дырочные пары разделяются электрическим полем перехода. Неосновные носители, для которых поле р-п перехода является ускоряющим, выбрасываются этим полем за переходз дырки в р-, а электроны в «-области. Основные носители зарядов задерживаются полем перехода в своей области. В результате происходит накопление нескомпенсированных зарядов и на р-п переходе создается добавочная разность потенциалов, называемая фото-электродвижущей силой (фото-э. д. с.).
Величина фото-э. д. с. зависит от интенсивности светового потока и обычно составляет десятые доли вольта. Если цепь рп-структу-ры при этом замкнуть, то в ней под действием фото-э. д. с. создается электрический ток, сила которого зависит от величины свето-
вого потока и сопротивления нагрузки.
Фотогальванический эффект используется в вентильных фотоэлементах, фотодиодах и фототранзисторах, изготовленных на основе селена, германия, кремния, сернистого таллия, сернистого серебра.
4.3. Электромагнитное излучение в полупроводниках.
Лазеры
Возвращение электронов из зоны проводимости в валентную зону полупроводника (параграф 2.5) сопровождается излучением электромагнитной энергии. Полупроводниковые оптические излучатели можно разделить на две группы:
излучатели, основанные на принципе спонтанной (самопроизвольной) инжекционной электролюминесценции;
оптические генераторы когерентного (индуцированного) излучения (лазеры).
В общем смысле люминесценция — это излучение, мощность которого превышает интенсивность теплового излучения при данной температуре («холодное» свечение) и которое сохраняется в течение некоторого времени после окончания вызывающего его воз
73
буждения. В люминесцирующем веществе за счет энергии внешнего воздействия часть электронов с нижних энергетических уровней W'i переходит на более высокие уровни, а затем оказывается на некотором уровне возбуждения (метастабильном уровне) (рис. 4.2, а). Возвращение этих электронов с уровня W2 на уровень сопровождается электромагнитным излучением, длина волны которого определяется соотношением
<4-3>
где 1 — длина волны, мкм; — уровни энергии, эВ.
Кроме простейшего случая рассмотренной трехуровневой системы, может наблюдаться и четырехуровневая система излучения (рис. 4.2, б), где оба уровня Wr и 1Ё2 являются метастабильными.
Процесс перехода электронов с уровня Н72 на уровень Wx может протекать по-разному. Если переход атомов из возбужденного состояния в равновесное происходит вне связи с внешними воздействиями, то момент излучения и направление вектора поляризации каждого фотона случайны, а результирующий световой поток характеризуется лишь среднестатистическими, параметрами. В этом случае возникает спонтанное некогерентное излучение, а образованный в результате такого излучения луч света представляет собой наложение (суперпозицию) волн, генерируемых множеством элементарных осцилляторов (возбужденных атомов). Частота и начальная фаза у всех слагаемых волн при этом неодинаковы.
При действии световой волны на люминесцирующую систему с возбужденными атомами с частотой, соответствующей резонансной частоте этих атомов (т. е. длине волны, рассчитываемой по формуле 4.3), может возникнуть процесс, при котором все возбужденные атомы излучают почти одновременно, взаимосвязанно и так, что генерируемые фотоны абсолютно неотличимы от тех, которые эту генерацию вызвали. Такое вынужденное когерентное излучение называют стимулированным или индуцированным, а излучатели таких волн получили название лазеров (от английского Ligfai Amplification by Stimulated Emission of Radiation — усиление света за счет индуцированного излучения).
Возможность создания квантовой системы, способной отдавать свою вщгтреннюю энергию в виде когерентных электромагнитных волн, впервые бма обоснована советским ученым В. А. Фабрикантом в.1939 г. Экспериментально такая возможность была подтверждена только в 1950—1951 гг. В результате достижений советских ученых Н. Г. Басова и А. М. Прохорова (19oi—1954), а также американских ученых Ч. Таунса, Дж. Гордона, Н. Цай-герд. н других в 1954 г. были созданы первые квантовые пенераторьг диапазона СВЧ. В конце 1960 г. в СССР были впервые разработаны и изготовлены квантовые генераторы оптического диапазона (ОКГ) на рубине и на смеси газов геЛЙЯ И нёона.
Особое место среди квантовых генераторов оптического диапазона занимают полупроводниковые оптические квантовые генераторы, основоположниками теории которых были советские ученые Н. Г. Басов, Б. М. Вул и Ю.М. Попов. Начиная с 1957 г. в нашей стране и за рубежом созданы многочисленные образцы полупроводниковых ОКГ на таких материалах, как ар-74
сенид галлия, арсенид индия, сурьмянистый индий, селенистый и теллуристый свинец и др.
Преимущества полупроводниковых лазеров перед оптическими квантовыми генераторами иа стекле, ионных кристаллах и газах‘заключается в их малых размерах, более высоком к. п. д., в возможности прямого преобразования электрической энергии в когерентное излучение и, следовательно, в простоте управления интенсивностью этого излучения.
Рассмотрим принцип получения когерентного электромагнитного излучения в полупроводнике.
В обычном состоянии в полупроводнике имеет место равновесное распределение носителей по энергетическим уровням, подчиняющееся распределению Ферми — Дирака (параграф 2.2). В этих условиях количество электронов на нижних энергетических уровнях всегда превышает количество электронов, находящихся на верхних (возбужденных) уровнях энергий. Между этими уровнями происходит непрерывный обмен электронами, причем переход с нижнего на верхний уровень сопровождается поглощением энергии, а переход с верхнего уровня на нижний — излучением энергии. Поскольку в обычном состоянии нижние уровни энергии «заселены» электронами более густо, в такой системе вероятность поглощения поступающей извне энергии больше, чем вероятность излучения энергии при обратном переходе электронов на более низкий уровень. Поэтому квантовая система, находящаяся в равновесном состоянии, не может усиливать или генерировать электромагнитные колебания.
Для того чтобы заставить полупроводник усиливать электромагнитное излучение, необходимо нарушить равновесное распределение электронов по уровням и искусственно создать такое распределение, когда число электронов на верхних уровнях больше, чем на нижних. Такое состояние полупроводника называют состоянием с инверсной заселенностью. Процесс создания условий, при которых полупроводник приобретает состояние с инверсной засе
Рис, 4.2. Схема трехуровневой (а) и четырехуровневой (6) систем энергетических переходов в люминесцирующем веществе
Java
'проводимости.
Наибольшая
. плотность 7 электронов
Индуцирующий. ' фотон
Индуцированное ' излучение
Наименьшая плотность " электронов (свободная зона)
Наибольшая плотность дырок
Валентная
зона
Рис. 4.3. Возникновение индуцирован* ного излучения
75
ленностью, получил название накачки. Существуют различные способы накачки полупроводниковых лазеров (оптическая накачка, накачка электронным пучком, ударная ионизация и др.).
Инверсная заселенность достигается обычно не во всем спектре энергетических состояний, а лишь в зонах, примыкающих к запрещенной зоне полупроводника. При этом наиболее плотно заселенными электронами оказываются уровни, лежащие вблизи «дна» зоны проводимости, а наибольшая плотность дырок получается вблизи верхнего края валентной зоны (рис. 4.3). В этих условиях падающий квант электромагнитного излучения (индуцирующий фотон) может индуцировать испускание такого же кванта, переводя электрон из зоны проводимости в валентную зону. Вероятность поглощения такого кванта, мала, так как в рассмотренной ситуации нижнее состояние уже свободно, а верхнее заполнено, т. е. вероятность индуцированных переходов вниз будет больше вероятности переходов вверх. "Следовательно, создаются условия, когда электромагнитное излучение преобладает над поглощением. Это способствует нарастанию фотонной лавины и усилению когерентного электромагнитного излучения.
В настоящее время проводятся интенсивные исследования, направленные 'на использование лазеров в вычислительной технике. Предполагается, что на основе лазеров удастся создать сверхбыстродействующие цифровые вычислительные машины. Запоминающая ячейка на лазере позволяет записать информацию в двоичной системе (нуль — единица). При этом принимают, что нуль соответствует невозбужденному состоянию, а единица — возбужденному. Исключительно большие скорости переключения лазера из одного состояния в другое позволяют ожидать от такой вычислительной ячейки 109 переключений в секунду, что важно для создания разнообразных логических элементов.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Назовите основные физические явления, связанные с оптическими и фотоэлектрическими процессами в полупроводниках.
2. Почему под воздействием света сопротивление полупроводника уменьшается?
3. Что такое «красная граница фотопроводимости»? Почему речь идет именно о красном участке электромагнитного спектра?
4, В чем состоит различие между фотоактивным и экситонным поглощением света в полупроводнике?
5. Объясните механизм образования фото-э. д. с. в электронно-дырочном переходе?
6. В чем сущность фотогальванического эффекта?
7. Укажите основные виды полупроводниковых излучателей электромагнитных волн.
8. Чем отличаются механизмы спонтанного и индуцированного излучения в полупроводнике?
9. Как объяснить термин «лазер»?
10. Объясните процесс получения когерентного излучения в полупроводниковом лазере.
11. В чем состоят принципиальные возможности использования лазеров в вычислительной технике?
Раздел II
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Глава 5. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ РЕЗИСТОРЫ
Полупроводниковые резисторы представляют обширный класс полупроводниковых приборов, принцип действия которых основан на свойствах полупроводников изменять свое сопротивление под действием температуры, электромагнитного излучения, приложенного напряжения и других факторов. К наиболее распространенным полупроводниковым резисторам относятся:
1) терморезисторы — приборы, сопротивление которых значительно изменяется при изменении температуры;
2) фоторезисторы — приборы, принцип действия которых основан на фоторезистивном эффекте — изменении сопротивления полупроводникового материала под действием электромагнитного излучения;
3) варисторы — приборы, работа которых основана на эффекте уменьшения сопротивления полупроводникового материала при увеличении приложенного напряжения.
При изучении этих приборов необходимо обратить внимание на две наиболее существенные особенности их работы: 1) зависимость электрических характеристик и параметров от воздействия неэлектрических внешних факторов (в терморезисторах и фоторезисторах); 2) явную нелинейность вольтамперных характеристик (особенно у терморезисторов и варисторов), которая позволяет реализовать с помощью этих приборов весьма своеобразные технические задачи.
Кроме того, рассмотрим следующие вопросы:
1. Как конструктивно оформлены рассматриваемые типы полупроводниковых приборов?
2. Каким образом они включаются в схему?
3. В чем состоит физический смысл их характеристик и параметров?
4. Как практически используются свойства рассматриваемых приборов?
5. Как маркируются полупроводниковые резисторы? Дак они изображаются на принципиальных электрических схемах?
77
5.1. Терморезисторы
Форма, габариты и конструктивные особенности современных терморезисторов весьма разнообразны; их выполняют в виде дисков (рис. 5.1, а), миниатюрных бусинок (рис. 5.1, б), плоских прямоугольников (рис. 5.1, в) и др.
В зависимости от типа используемого полупроводникового материала и габаритов чувствительного элемента исходное сопротивление терморезисторов составляет от нескольких ом до десятков мегом.
На рис. 5.2 изображена простейшая электрическая цепь, состоящая из терморезистора RK и линейного резистора R, величина которого не зависит от температуры. Если к этой цени приложить напряжение Е, *в ней установится некоторый ток 7, величина которого определяется из решения системы уравнений:
Е = Ur + = UT + IR, (5.1)
UT = f (7), (5.2)
где Uj — падение напряжения на терморезисторе в установившемся режиме.
Зависимость UT — f (J) представляет собой вольтамперную характеристику терморезистора (рис. 5.3) с тремя основными участками: ОА, АВ и ВС. На начальном участке О А характеристика линейна, так как при малых токах мощность, выделяющаяся
Рис. 5.2. Простейшая цепь с терморезистором
Рис. 5.3. Вольтамперная характеристика терморезистора
75
Рис. 5.4. Возникновение релейного эффекта:
а — при изменении температуры; б — при изменении приложенного напряжения
в терморезисторе, мала и практически не влияет на его температуру. На участке АВ линейность ха-
рактеристики нарушается. С ростом тока температура терморезистора повышается, а его сопротивление (вследствие увеличения числа электронов и дырок проводимости в материале полупроводника) уменьшается. При дальнейшем увеличении тока на участке ВС уменьшение сопротивления оказы-
вается столь значительным, что рост тока ведет к уменьшению напряжения на терморезисторе. В конце участка ВС вольтам-перная характеристика все более приближается к горизонтальной линии параллельной оси абсцисс. Это и позволяет использовать некоторые типы терморезисторов для стабилизации напряжения.
Характерным для цепи, содержащей терморезистор RK и линейный резистор R, является резкое, скачкообразное нарастание или убывание тока, вызванное изменением сопротивления терморезистора. Это явление получило название релейного эффекта. Релейный эффект может произойти в результате изменения температуры окружающей среды или величины приложенного к цепи на
пряжения.
На рис. 5.4, а показано возникновение релейного эффекта при изменении окружающей температуры.
Вольтамперная характеристика I терморезистора соответствует температуре окружающей среды Т\, характеристика II— температуре Т2, III — изображает зависимость t/T = Е — IR. При температуре Т1 ток в цепи /1( определяется абсциссой точки 1 пересечения вольтамперной характеристики терморезистора и характеристики III. При повышении окружающей температуры от 7\ до Т2 вольтамперная характеристика терморезистора опускается. При этом ток вначале возрастает плавно до значения /2 в точке 2, которая соответствует неустойчивому состоянию схемы, и далее (при небольшом повышении температуры) скачком возрастает до /а в точке 3, где устойчиво сохраняет свое значение при постоянстве температуры. Это явление называется прямым релейным эффектом.
Уменьшение температуры приводит к плавному уменьшению тока до значения /, в точке 4 и далее — к скачкообразному уменьшению тока до Л (точка 1). Это явление называется обратным релейным эффектом.
На рис* 5.4, б показано возникновение релейного эффекта при изменении приложенного напряжения.
79
Рис. 5.5. Температурная характеристика терморезистора с отрицательным коэффициентом
Рис. 5.6. К пояснению принципа работы позистора
При напряжении источника Ev режим работы цепи определяется точкой 1. При увеличении напряжения до Е2 рабочая точка переходит в положение 2. Теперь достаточно небольшого увеличения напряжения, чтобы рабочая точка скачком переместилась в положение 3, что соответствует резкому увеличению тока от /2 до /3.
Релейный эффект используется в разнообразных схемах тепловой защиты, температурной сигнализации, автоматического регу
лирования температуры и т. д.
Помимо вольтамиерной характеристики, важнейшей характеристикой терморезистора является зависимость его сопротивления or температуры. Типичная температурная характеристика R = = ф (Т) терморезистора с отрицательным температурным коэффициентом приведена на рис. 5.5.
Важнейшими параметрами терморезисторов являются:
Номинальное (холодное) сопротивление — сопротивление рабочего тела терморезистора при температуре окружающей среды 20 °C, Ом.
Температурный коэффициент сопротивления аТ, выражающий в процентах изменение абсолютной величины сопротивления рабочего тела терморезистора при изменении температуры на 1 °C. Обычно значение ат приводится для температуры 20 °C. Значение ат для любой, температуры в диапазоне 20—150 °C определяется
из соотношения
в
ат »
(5.3)
где В = -^1?а In
1 2 — 1 1 Кт
коэффициент температурной чувствительно
сти, зависящий от физических свойств материала, К; '1\ — исходная температура рабочего тела; Т2 — конечная температура рабочего тела, для которой определяется значение ат; Rt, и Rt, — сопротивления рабочего тела терморезистора при температурах соответственно Тг и Т2.
Наибольшая мощность рассеивания — мощность, при которой терморезистор, находящийся при температуре 20 °C, разогревается протекающим током до максимальной рабочей температуры.
Максимальная рабочая температура — температура, при которой характеристики терморезистора остаются стабильными длительное время (в течение указанного срока службы).
80
Постоянная времени т — время, в течение которого температура терморезистора становится равной 63 °C при перенесении ею из воздушной среды с температурой О °C в воздушную среду с температурой 100 °C, с. Таким образом, параметр т характеризует тепловую инерцию терморезистора.
Постоянная времени т представляет собой отношение теплоемко сти С к коэффициенту рассеивания b
т = т • (5-4)
Теплоемкость С — количество тепла, которое необходимо сообщить терморезистору, чтобы повысить температуру рабочего тела на 1 °C, Дж./°С.
Коэффициент рассеивания b — мощность, рассеиваемая терморезистором при разности температур рабочего тела и окружающей среды в 1 °C, Вт/град.
Терморезисторы с отрицательным температурным коэффициентом используется для измерения и регулирования температуры, термокомпенсации различных элементов электрической цепи, работающих в широком интервале температур, измерения мощности высокочастотных колебаний и индикации лучистой энергии, стабилизации напряжения в цепях постоянного и переменного токов, в качестве регулируемых бесконтактных резисторов и т. п.
Терморезисторы с положительным температурным коэффициентом (позисторы) изготовляются на основе титаната бария, легированного специальными примесями, которые в определенном интервале температур увеличивают свое удельное сопротивление на несколько порядков. Существующая технология позволяет изготовлять позисторы с положительным а-г, составляющим 0,15—0,2 (1/°С). По своему конструктивному оформлению позисторы аналогичны терморезисторам таблеточного типа (рис. 5.1, а). Они имеют диаметр около 5 мм и высоту 1,5 мм. Проволочные выводы припаяны к торцевым поверхностям таблетки. От атмосферных воздействий позистор защищен слоем электроизоляционной эмали.
Принцип работы позистора иллюстрирует схема, приведенная на рис. 5.6. В этой схеме позистор RK, включенный последовательно с сопротивлением нагрузки /?н, используется в качестве ограничителя тока. Когда сопротивление нагрузки падает ниже определенного значения, в цепи увеличивается ток и возрастает температура позистора. Сопротивление позистора при этом возрастает, что ограничивает ток в цепи нагрузки.
5.2. Фоторезисторы
Фоторезисторы изготовляются на основе сульфида кадмия, селенида кадмия, сернистого свинца, а также поликристаллических слоев сернистого и селенистого кадмия. Конструкции фоторезисторов разнообразны. Светочувствительные элементы обычно помещаются в пластмассовый или металлический корпус, а в отдельных слу-
81
Рис. 5.7. Конструкция фоторёзисторов:
а типа СФ2—1, СФЗ—1; б — типа СФ2—2; СФЗ—2; й — ти« па СФ2—4, СФЗ—4
Рис. 5.8. Схема включения фоторезистора
чаях, когда требуются малые габариты, выпускаются без корпуса.
Примеры конструктивного оформления некоторых типов фоторезисторов показаны на рис. 5.7.
Фоторезистор включается в цепь последовательно с источником напряжения и сопротивлением нагрузки (рис. 5.8).
Если фоторезистор находится в темноте, то через него течет темновой ток
R7 + ’
(5.5)
где Е — э. д. с. источника питания; 7?т — величина электрического сопротивления фоторезиетора в темноте, называемая темновым сопротивлением', —сопротивление нагрузки.
При освещении фоторезистора энергия фотонов расходуется на перевод электронов в зону проводимости. Количество свободных электронно-дырочных пар возрастает, сопротивление фоторезистора падает и через него течет световой ток
/ =
с яа + ян‘
(5-6)
Разность между световым и темновым током дает значение-тока /ф, получившего название первичного фототока проводимости
/ф = /0-/т. (5.7)
Когда лучистый поток мал, первичный фототок проводимости практически безынерционен и изменяется прямо пропорционально величине лучистого потока, падающего на фоторезистор. По мере возрастания величины лучистого потока увеличивается число электронов проводимости. Двигаясь внутри вещества, электроны стал-
82
Рис. 5.9. Характеристики фоторезисторов:
а— вольтампериая; б — световая (люксамперная); в — спектральные; г — частотные
киваются с атомами, ионизируют их и создают дополнительный поток электрических зарядов, получивший название вторичного фототока проводимости. Увеличение числа ионизированных атомов тормозит движение электронов проводимости. В результате этого изменения фототока запаздывают во времени относительно изменений светового потока, что определяет некоторую инерционность фоторезистора.
Основными характеристиками фоторезисторов являются:
Волыпамперная, характеризующая зависимость фототока (при постоянном световом потоке Ф) или темнового тока от приложенного напряжения. Для фоторезисторов эта зависимость практически линейна (рис. 5.9, а).
Световая (люксамперная), характеризующая зависимость фототока от падающего светового потока постоянного спектрального состава. Полупроводниковые фоторезисторы имеют нелинейную люксамперную характеристику (рис. 5.9, б). Наибольшая чувствительность получается при малых освещенностях. Это позволяет использовать фоторезисторы для измерения очень малых интенсивностей излучения. При увеличении освещенности световой ток растет примерно пропорционально корню квадратному из освещенности. Наклон люксамперной характеристики зависит от приложенного к фоторезистору напряжения.
Спектральная, характеризующая чувствительность фоторези-стора при действии на него потока излучения постоянной мощности определенной длины волны. Спектральная характеристика определяется материалом, используемым для изготовления светочувствительного элемента. Сернисто-кадмневые фоторезисторы имеют высокую чувствительность в видимой области спектра, селенисто-
£3
кадмиевые — в красной, а сернисто-свинцовые — в инфракрасной (рис. 5.9, в).
Частотная, характеризующая чувствительность фоторезистора при действии на него светового потока, изменяющегося с определенной частотой. Наличие инерционности у фоторезисторов приводит к тому, что величина их фототока зависит от частоты модуляции падающего на них светового потока — с увеличением частоты светового потока фототок уменьшается (рис. 5.9, г). Инерционность ограничивает возможности применения фоторезисторов при работе с переменными световыми потоками высокой частоты.
Основные параметры фоторезисторов:
Рабочее напряжение Up — постоянное напряжение( приложенное к фоторезистору, при котором, обеспечиваются номинальные параметры при длительной его работе в заданных эксплуатационных условиях.
Максимально допустимое напряжение фоторезистора итях — максимальное значение постоянного напряжения, приложенного к фоторезистору, при котором отклонение его параметров от номинальных значений не превышает указанных пределов при длительной его работе в заданных эксплуатационных условиях.
Темновое сопротивление RT — сопротивление фоторезистора в отсутствие падающего на него излучения в диапазоне его спектральной чувствительности.
Световое сопротивление Rc — сопротивление фоторезистора, измеренное через определенный интервал времени после начала воздействия излучения, создающего на нем освещенность заданного значения.
Кратность изменения сопротивления Kr — отношение темнового сопротивления фоторезистора к сопротивлению при определенном уровне освещенности (световому сопротивлению).
Допустимая мощность рассеяния — мощность-, при которой не наступает необратимых изменений параметров фоторезистора в процессе его эксплуатации.
Общий ток фоторезистора — ток, состоящий из темнового тока и фототока.
Фототок — ток, протекающий через фоторезистор при указанном напряжении на нем, обусловленный только воздействием потока излучения с заданным спектральным распределением.
Удельная чувствительность — отношение фототока к произведению величины падающего на фоторезистор светового потока на приложенное к нему напряжение, мкА/(лм • В)
Ко = /Ф/(Ф(/), (5.8)
где /ф — фототок; равный разности токов, протекающих по фоторезистору в темноте и при определенной (200 лк) освещенности, мкА; Ф — падающий световой поток, лм; U — напряжение, приложенное к фоторезистору, В.
Интегральная чувствительность — произведение удельной чувствительности на предельное рабочее напряжение 5ИНТ =
84
Постоянная времени тф — время, в течение которого фототок изменяете?! на 63 %, т. е. в е раз (е « 2,718).
Постоянная времени характеризует инерционность прибора.
В последние годы фоторезисторы широко применяются во многих отраслях науки и техники. Эго объясняется пх высокой чувствительностью, простотой конструкции, малыми габаритами и значительной допустимой мощностью рассеивания. Значительный интерес представляет использование фоторезисторов в оптоэлектронике (параграф 10.1).
5.3^ Варисторы
Варисторы представляют собой полупроводниковые резисторы с токопроводящим элементом, выполненным из карбида кремния и керамического связующего материала. Внешний вид варисторов стержневого и дискового типов показан на рис. 5.10, а. Некоторые полупроводниковые варисторы предназначены для применения в микросхемах. Конструктивное оформление мпкромодульного варистора показано на рис. 5.10, б.
Схема включения варистора приведена на рис. 5.11, а. С увеличением приложенного напряжения сопротивление варистора уменьшается, а ток, протекающий в цепи, нарастает. Основной особенностью варистора является нелинейность его вольтамперной характеристики (рис. 5.11, б), которая объясняется явлениями, происходящими на контактах и на поверхности кристаллов карбида кремния.
При повышении напряжения, приложенного к варистору, возрастает напряженность электрического поля между отдельными кристаллами. Это сопровождается электростатической эмиссией с острых зубцов и граней кристаллов карбида кремния. Одновременно происходит пробой оксидных пленок, образующихся на поверхности кристаллов, а также микронагрев контактных точек между кристаллами. Все это приводит к повышению проводимости варистора, причем полярность приложенного напряжения существенного значения не имеет — нелинейный рост тока через прибор наблюдается при повышении напряжения любой полярности. Так как вольтамперная характеристика симметрична, варистор
СН1-3
Рис. 5.10. Конструктивное оформление варисторов
Рис. 5.11. Схема включения (а) и типовая вольтамперная характеристика варистора (6)
85
может быть использован в цепях и постоянного, и переменного тока.
Основные параметры варисторов:
Статическое сопротивление RCT — значение сопротивления варистора при постоянных величинах тока и напряжения р и /\СТ [ '
Динамическое сопротивление Ra — сопротивление варистора переменному току
Динамическое сопротивление в данной точке вольтамперной характеристики может быть определено по тангенсу угла наклона касательной к вольтамперной характеристике.
Коэффициент нелинейности р — отношение статического сопротивления в выбранной точке вольтамперной характеристики к динамическому сопротивлению в этой же точке
Величина Р положительна. Для выпускаемых в настоящее время варисторов она имеет значение порядка 2...6 в зависимости от типа и номинального напряжения варистора.
Показатель нелинейности а —величина, обратная коэффициенту нелинейности
а = -|-. (5.10)
В широком диапазоне напряжений и токов выражение для вольтамперной характеристики варистора может быть представлено в виде
/ = В1Д-, U = А1Л, (5.11)
где А и В — постоянные коэффициенты, связанные между собой соотношением
В = Л4 = Л-Р. (5.12)
Чтобы определить показатель или коэффициент нелинейности, достаточно найти токи и /2> протекающие через варистор при значениях напряжения и U2. Тогда
la --
, g Л .. ig 1g Л , ig^-ig^
g Ui
g^l . Ig U-2- lgt/a
]g £.2 Ig ^2 1g Л
(5.13)
(5.14)
86
Ц+иг Uf-U’2
Рис. 5.12. Схема перемножения. двух величин с помощью варисторов
Рис. 5.13. Условные обозначения полупроводниковых резисторов
Классификационное напряжение — напряжение на варистсре при данном^значении тока.
Классификационное напряжение стержневых варисторов обычно определяют при токе 10 мА. У дисковых варисторов классификационное напряжение определяют при токах 2...3мА.
Классификационное напряжение не является рабочим эксплуатационным напряжением варистора, которое выбирают исходя из допустимой мощности рассеивания варистора и значения допустимой амплитуды напряжения.
Допустимая амплитуда импульсного напряжения обычно указывается в технических условиях на варистор.
Классификационный ток — ток, при котором определяют классификационное напряжение варистора.
Температурный коэффициент тока — характеризует изменение (повышение) электропроводности варистора с ростом температуры
• 100 %, (5.15)
где /х — ток при температуре tb равной 20 ± 2 °C; /2 — ток при температуре t2, равной обычно 100 ± 2 °C.
Допустимая мощность рассеивания — мощность, при которой варистор сохраняет свои параметры в заданных техническими условиями пределах в течение срока службы.
Современные варисторы используются в разнообразных электронных схемах: для защиты приборов и элементов схем от перенапряжений; стабилизации напряжения и тока; регулирования и преобразования электрических сигналов.
Примером использования варистора для преобразования электрических сигналов может служить схема, приведенная на рис. 5.12. Она позволяет произвести операцию перемножения двух величин. В схеме используются варисторы с квадратичной зависимостью тока от приложенного напряжения. Поскольку для варистора I = BU^ (см. 5.11), то для получения квадратичной вав-исимости 1 = f ({/) необходимо, чтобы коэффициент нелинейности р = = 2. Тогда можно записать
Л = В + ад; /2 - B(U, - и^.
Прибор в диагонали показывает разность этих токов
! = К - /2 = 4BU1U2,
X. е. показания оказываются пропорциональными произведению напряжений t/i и U2.
8?
Контрольные вопросы и упражнения
1. Назовите приборы, условные графические обозначения которых приве-дены на рис. 5.13.
2. Пользуясь справочником [27, 42], расшифруйте обозначения и произведите классификацию указанных ниже приборов: СФ2-12, ФСК-П1, СН1-3, ТКП-450, СТ6-4Г, СФЗ-8, ФСД-1, ММТ-6, CT3-23, СФ2-8, СТ5-1, СТ6-ЗБ, СТ4-15, ФСК-5, Т8С2М, КМТ-4, СФЗ-5, ТП6/2.
3. Расскажите о вольтамперной характеристике термореэистора с отрицательным температурным коэффициентом.
4. Что такое релейный эффект в цепи с терморезистором?
5. Объясните физический смысл температурного коэффициента сопротивления терморезистора.
6. Вычислите коэффициент температурной чувствительности терморезистора, если ?! = 290 К; = 310 К; RT =1 кОм; = 200 Ом.
7. Составьте схему для измерения температуры с помощью терморезистора.
8. Укажите основные особенности позистора.
9. Объясните физический смысл удельной чувствительности фоторезистора. 10. Выпишите из справочника основные технические параметры фоторези*
сторов типа СФ2-1, СФ2-12, СФЗ-1, СФЗ-8. По каким параметрам эти приборы наиболее сильно отличаются, друг от друга?
11. Составьте схему фотореле на фоторезисторе.
12. Чем объясняется нелинейность вольтамперной характеристики варистора?
13. Пользуясь справочником, определите по вольтамперной характеристике коэффициент нелинейности варистора СНЫ. Сравните' найденное значение с паспортным значением.
14. Какие из указанных выражений описывают вольтамперную характеристику варистора:
1) / = BL/a; 2)В=Л/“; 3) U = Л/р; 4) U = Л/“; 5) 1 = Blfo
15. Расскажите о применении варисторов в электронных схемах. Составьте схему стабилизатора напряжения на варисторе.
16. Составьте перечень ключевых слов к главе 5.
Глава 6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Полупроводниковым диодом называется прибор с двумя выводами, содержащий один электронно-дырочный переход.
Наибольшее применение получили германиевые и кремниевые полупроводниковые диоды, а также диоды, выполненные на основе арсенида галлия.
В зависимости от способа получения электронно-дырочных переходов полупроводниковые диоды делятся на два типа: плоскостные и точечные.
Исторически первым типом полупроводникового диода был кристаллический детектор, используемый в простейших (детекторных) радиоприемниках. К настоящему времени сфера применения полупроводниковых диодов расширилась настолько, что практически трудно назвать тот или иной узел электронной аппаратуры, в котором бы не использовались эти исключительно разнообразные по своему назначению полупроводниковые приборы.
Важнейшими достоинствами полупроводниковых диодов являются:
малые габаритные размеры и масса', высокий коэффициент полезного действия (свыше 99 %); отсутствие накаливаемого источника электронов',
88
практически неограниченный срок службы (при выполнении соответствующих правил эксплуатации)-, высокая надежность.
Поэтому полупроводниковые диоды вначале заставили «потесниться», а затем практически полностью вытеснили вакуумные диоды из таких широко распространенных устройств, как выпрямители переменного тока, обеспечивающие электропитанием подавляющее большинство современных электронных схем. Широкое распространение в современной полупроводниковой технике получили кремниевые стабилитроны, предназначенные для стабилизации напряжения, варикапы (емкость р-п перехода которых изменяется при изменении подведенного к ним напряжения), туннельные диоды (имеющие на вольтамперной характеристике участок с отрицательным сопротивлением), быстродействующие импульсные диоды (для работы в схемах с импульсами микросекундного и наносекундного диапазона), разнообразные диоды сверхвысокочастотного (СВЧ) диапазона (для работы в качестве модуляторов, смесителей, делителей и умножителей частоты), фотодиоды (реагирующие на световое облучение).
Помимо перечисленных, все более широкое применение находят светодиоды, диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды и др. Можно не сомневаться в том, что и в будущем полупроводниковые диоды будут иметь первостепенное значение в электронной технике, непрерывно совершенствоваться и обновляться.
Приступая к изучению столь обширного класса приборов, необходимо вначале ознакомиться с конструкцией прибора того или иного типа, далее рассмотреть способы его включения в схему, принцип работы, характеристики, параметры, возможности практического применения. Следует обратить внимание также на особенности условных графических обозначений диодов и систему их маркировки.
6.1. Выпрямительные диоды
В выпрямителях переменного напряжения наибольшее применение находят германиевые и кремниевые полупроводниковые диоды. Основными методами получения р-п переходов для выпрямительных диодов являются сплавление и диффузия.
Конструкция маломощного сплавного кремниевого диода показана на рис. 6.1, а. Электронно-дырочный переход образуется вплавлением алюминия в кремний. Пластинка кремния с р-п переходом припаивается к кристаллодержателю, являющемуся одновременно основанием корпуса диода. К кристаллодержателю приваривается корпус со стеклянным изолятором, через который проходит вывод алюминиевого электрода.
В диффузионных диодах р-п переход создается при высокой температуре диффузией примеси в кремний или германий из среды, содержащей пары примесного материала. Конструкции диффузионных и сплавных выпрямительных диодов аналогичны. Маломощные
89
a &
Рис. 6.1. Конструкция выпрямительных диодов:
а — сплавной малфмощный кремниевый диод (/ — внешние выводы; 2 — кристаллодержатель; 3 — корпус; 4 — стеклянный изолятор; 5 — алюминиевая проволока; б— кристалл; 7 — припой); б — мощный выпрямительный диол (/ — внешние выводы; 2— стеклянный изолятор; 3 — корпус; 4 — кристалл; 5 — припой; б — кристаллодержатель); в — выпрямительный столб
выпрямительные диоды имеют относительно небольшие габариты и массу и с помощью гибких выводов монтируются в схему. У мощных диодов кристаллодержатель представляет собой массивное
теплоотводящее основание с винтом и плоской внешней поверхностью для обеспечения надежного теплового контакта с внешним
теплоотводом (рис. 6.1, б). Между кристаллом и основанием обыч
но помещают пластинку из вольфрама или ковара, имеющую примерно такой же коэффициент линейного расширения, как и материал кристалла. Это способствует уменьшению механических напряже-
ний в кристалле при изменении температуры.
Выпрямительные столбы представляют собой несколько специально подобранных диодов, соединенных последовательно и залитых эпоксидной смолой. Внешний вид и схематическое устройство типичного выпрямительного столба показаны на рис. 6.1, в.
Работа полупроводникового
20
выпрямительного диода основана на свойстве р-п перехода про--’ пускать ток только в одном направлении.
Основной характеристикой полупроводниковых диодов является вольтамперная характеристика. Для сравнения на рис.
Рис. 6.2. Сравнительные вольтампер-ные характеристики германиевого (1) и кремниевого (2) диодов
80
6.2 приведены типовые вольтамперные характеристики германиевого и кремниевого диодов. Кремниевые диоды имеют во много раз меньшие обратные токи при одинаковом напряжении, чем германиевые. Допустимое обратное напряжение кремниевых диодов может достигать 1000... 1500 В, в то время как у германиевых оно лежит в пределах 100...400 В. Кремниевые диоды могут работать при температурах —60... + 150 °C, а германиевые — 6О...+ 85°С. Это обусловлено тем, что при температурах выше 85°С резко увеличивается собственная проводимость германия, приводящая к недопустимому возрастанию обратного тока. Вместе с тем прямое падение напряжения у кремниевых диодов больше, чем у германиевых. Это объясняется тем, что у германиевых диодов можно получить величину сопротивления в прямом направлении в 1,5—2 раза меньшую, чем у кремниевых, при одинаковом токе нагрузки. Поэтому мощность, рассеиваемая внутри германиевого диода во столько же раз меньше.’ В связи с этим в выпрямительных устройствах низких напряжений выгоднее применять германиевые диоды.
К основным стандартизированным параметрам выпрямительных диодов относятся:
Средний прямой ток /пр.ср— среднее за период значение прямого тока.
Максимально допустимый средний прямой ток /пр.ср max.
Средний выпрямленный ток /вп.Ср— среднее за период значение выпрямленного тока, протекающего через диод (с учетом обратного тока).
Максимально допустимый средний выпрямленный ток Дп.ср. max •
Постоянное прямое напряжение Unp — значение постоянного напряжения на диоде при заданном постоянном прямом токе.
Среднее прямое напряжение Дпр.сР — среднее за период значение прямого напряжения при заданном среднем значении прямого тока.
Постоянное обратное напряжение UO6P — значение постоянного напряжения, приложенного к диоду в обратном направлении.
Максимально допустимое постоянное обратное напряжение Па6р .max*
Максимально допустимое импульсное обратное напряжение ^обр.и .max*
Постоянный обратный ток /ОбР — значение постоянного тока, протекающего через диод в обратном направлении при заданном обратном напряжении.
Средний обратный ток /Обр.ср — среднее за период значение обратного тока.
При разработке выпрямительных схем может возникнуть необходимость получить выпрямленный ток, превышающий предельно допустимое значение для одного диода. В этом случае применяют параллельное включение однотипных диодов (рис. 6.3, а).
Для выравнивания токов, протекающих через диоды, последовательно с диодами включаются омические добавочные резисторы
91
UM Rdo6
a
VD1 VD2 VDn
Рис. 6.3. Параллельное (a) и последовательное (б) соединение выпрямительных диодов
7?ДОб порядка нескольких ом. Это позволяет искусственно уравнять
прямые сопротивления
диодов, которые для разных образцов приборов могут быть суще-
ственно различными.
В высоковольтных цепях часто используют последовательное соединение диодов (рис. 6.3, б). При таком соединении напряжение распределяется между всеми диодами. Для обеспечения надежной работы диодов параллельно каждому из них следует включить резистор (порядка 100 кОм) для выравнивания обратных сопротивлений. В этом случае напряжения на всех диодах будут равными.
6.2. Кремниевые стабилитроны
Явление электрического пробоя, опасное для обычных диодов, находит полезное применение в кремниевых плоскостных диодах, получивших название кремниевых стабилитронов, или опорных диодов.
При изготовлении стабилитронов наиболее широко используются сплавной и диффузионно-сплавной методы получения р-п переходов. Исходным материалом при изготовлении стабилитрона служит пластинка кремния /i-типа. В нее вплавляется алюминий, являющийся акцепторной примесью для кремния. Кристалл с р-п
Рис. 6.4. Конструкция кремниевого стабилитрона:
1, 8— внешние выводы; 2~ трубка; 3 — изолятор; 4 — корпус; 5 — внутренний вывод; 6 кристалл с переходом; 7 — крнсталлодержатель
Рис. 6.5. Вольтамперная характеристика кремниевого стабилитрона
92
переходом помещается обычно в герметизированный металлический корпус (рис. 6.4).
Нормальным режимом работы стабилитронов является работа при обратном напряжении, соответствующем обратимому электрическому пробою р-п перехода.
Следует отметить, что эффект Зинера и лавинный механизм электрического пробоя р-п перехода наблюдаются как у кремниевых, так и у германиевых диодов. Однако выделение тепла, сопровождающее эти процессы, приводит для германия к дополнительной тепловой генерации носителей заряда, искажающей картину лавинного пробоя. Поэтому в качестве материала для полупроводниковых стабилитронов используется кремний, обладающий более высокой температурной стабильностью.
Важнейшей характеристикой стабилитрона является его вольтамперная характеристика (рис. 6.5). В прямом направлении вольтамперная характеристика стабилитрона практически не отличается от прямой ветви любого кремниевого диода. Обратная ветвь ее имеет вид прямой вертикальной линии, проходящей почти параллельно оси токов. Поэтому при изменении в широких пределах тока падение напряжения на приборе практически не изменяется. Это свойство кремниевых диодов и позволяет использовать их в качестве стабилизаторов напряжения1.
Поскольку электрический пробой наступает при сравнительно низком обратном напряжении, мощность, выделяющаяся в р-п переходе даже при значительных обратных токах, будет небольшой, что предохраняет р-п переход от теплового (необратимого) пробоя. Превышение предельно допустимого обратного тока стабилитрона приводит, как и в обычных диодах, к выходу прибора из строя.
Основными параметрами кремниевых стабилитронов являются:
Напряжение стабилизации U„ — падение напряжения на стабилитроне в области стабилизации при номинальном значении гока.
Минимальный ток стабилизации /CT.min — такое значение тока нерез стабилитрон, при котором возникает устойчивый пробой.
Максимальный ток стабилизации /ст.тах — наибольшее значение тока через стабилитрон, при котором мощность, рассеиваемая на стабилитроне, не превышает допустимого значения.
. Дифференцйальное сопротивление гст — отношение приращения напряжения на стабилитроне к приращению тока в режиме стабилизации
Гст = АПст/Д/ст- (6.1)
Зеличина гСТ характеризует степень стабильности напряжения стабилизации при изменении тока пробоя.
* Полупроводниковый стабилитрон, у которого областью стабилизации [вляется прямая ветвь вольтамперной характеристики, называют стаби-тором.
93
Рис. 6.6. Схема стабилизатора постоянного напряжения на кремниевом стабилитроне
Рис. 6.7. Стабилизатор переменного напряжения (а) и форма его выходного напряжения (б)
Максимальная мощность рассеивания Рт™ — наибольшая мощность, выделяющаяся в р-п переходе, при которой не возникает тепловой пробой перехода.
Температурный коэффициент напряжения стабилизации аст— отношение относительного изменения напряжения стабилизации к абсолютному изменению температуры окружающей среды (выражается в %/град)
аст == \Uct/(Uct\T). (6.2)
Наиболее простая, но достаточно распространенная схема стабилизатора постоянного напряжения на кремниевом стабилитроне приведена на рис. 6.6. Схема представляет собой делитель напряжения, состоящий из резистора Rb и стабилитрона VD. При изменении питающего напряжения (7ВХ напряжение на стабилитроне и на нагрузке Rtl изменяется незначительно, в чем и выражается стабилизирующее действие схемы.
Одна из возможных схем стабилизатора переменного напряжения на кремниевых стабилитронах приведена на рис. 6.7, а. Напряжение сети через трансформатор Т поступает в схему, состоящую из резистора Rfi и встречно включенных стабилитронов VD1 и VD2. Переменное напряжение ограничивается на уровне напряжения стабилизации [7С1 стабилитронов VD1 и VD2. В результате этого на выходе получается напряжение (/внх трапецеидальной формы (рис. 6.7, б). При изменении величины входного напряжения амплитуда выходного напряжения остается постоянной, а действующее значение меняется незначительно (за счет некоторого изменения площади трапеций).
Более сложные схемы стабилизаторов напряжения рассматриваются в гл. 20.
6.3. Высокочастотные диоды
Высокочастотные диоды — приборы универсального назначения. Они могут быть использованы для выпрямления, детектирования и других нелинейных преобразований электрических сигналов в диапазоне частот до 600 МГц. Высокочастотные диоды изготовляются, как правило, из германия или кремния и имеют точечнук
94
Рис. 6.8. Конструкция точечного диода:
1 — выводы: 2—стеклянный баллон*, 3 — кристалл германия; 4— электрод из гольф-рамовой проволоки
структуру. Конструкция точечного германиевого диода показана на рис. 6.8. Диод состоит из кристалла германия, припаянного к кристаллодержате-
лю, контактного электрода в ви-
де тонкой вольфрамовой проволочки и стеклянного баллона. Размеры кристалла составляют 1 X 1 X 0,2 мм. Радиус области соприкосновения проволочки с германием обычно не превышает 5— 7 мкм.
Для получения р-п перехода диод в процессе изготовления подвергают токовой формовке. С этой целью через него в прямом направлении пропускается кратковременный импульс тска величиной до 400 мА. В результате формовки тонкий слой полупроводника, примыкающий к острию, приобретает дырочную проводимость, а на границе между этим слоем и основной массой пластинки возникает р-п переход. Такая конструкция диода обеспечивает небольшую величину емкости р-п перехода (не более 1 пФ), что позволяет эффективно использовать диод на высоких частотах. Однако малая площадь контакта между частями полупроводника с проводимостью типа п и р не позволяет рассеивать в области р-п перехода значительные мощности. Поэтому точечные диоды менее мощные, чем плоскостные, и не используются в выпрямителях, рассчитанных на большие напряжения и токи. Они применяются, главным образом, в схемах радиоприемной и измерительной аппаратуры, работающей на высоких частотах, а также в выпрямителях на напряжения не выше нескольких десятков вольт при токе порядка десятков миллиампер.
Включение высокочастотных точечных диодов в схему принципиально не отличается от включения плоскостных выпрямительных диодов. Аналогичен и принцип работы точечного диода, основанный на свойстве односторонней проводимости р-п перехода.
Типичная вольтамперная характеристика точечного диода показана на рис. 6.9, а. Обратная ветвь характеристики точечного диода значительно отличается от соответствующей ветви характеристики плоскостного диода. Ввиду малой площади р-п перехода обратный ток диода мал, участок насыщения невелик и не так резко выражен. При увеличении обратного напряжения обратный ток возрастает почти равномерно. Влияние температуры на величину обратного тока сказывается слабее, чем в плоскостных диодах,— удвоение обратного тока происходит при приращении температуры на 15—20°C (рис. 6.9, б). Напомним (параграф 6.1), что в плоскостных р-п переходах обратный ток возрастает примерно в 2—2,5 раза при повышении температуры на каждые 10 °C.
95
Рис. 6.9. Вольтамперная характеристика точечного диода (а) и ее зависимость от изменения температуры (б)
Свойства высокочастотных диодов характеризуют параметры, аналогичные указанным в параграфе 6.1. Существенное значение для оценки свойств высокочастотных диодов имеют:
Общая емкость диода Ся — емкость, измеренная между выводами диода при заданных напряжении смещения и частоте.
Дифференциальное сопротивление — отношение приращения напряжения на диоде к вызвавшему его малому приращению тока.
Диапазон частот — разность предельных значений частот, при которых средний выпрямленный ток диода не менее заданной доли его значения на низшей частоте.
Высокочастотные точечные диоды могут быть использованы в схемах детектирования, в качестве ограничителей, нелинейных сопротивлений, коммутационных элементов и т. п.
В последние годы все большее применение находят диоды, основанные на выпрямляющем действии контакта металл — полупроводник — так называемые диоды Шоттки. В отличие от обычных точечных диодов, у которых контакт осуществляется прижимом металлической иглы, у диодов Шоттки контакт представляет собой тонкую пленку металла (золото, никель, алюминий, платина, вольфрам, молибден, ванадий и др.). Как было показано выше (параграф 3.8), приборы, использующие контакт металл — полупроводник, работают на основных носителях заряда, что позволяет существенно уменьшить их инерционность, а следовательно, повысить быстродействие. Время переключения диодов Шоттки из запертого состояния в открытое и наоборот определяется малой величиной барьерной емкости, которая обычно не превышает 0,01 пФ.
Основное преимущество диодов Шоттки по сравнению с диодами на р-п переходах — возможность получения меньших значений прямого сопротивления контакта, так как металлический слой по этим свойствам превосходит любой, даже сильно легированный слой полупроводника.
96
Малое прямое сопротивление и небольшая емкость барьера Шоттки позволяет диодам работать на сверхвысоких частотах. Типичный диапазон рабочих частот составляет 5—250 ГГц, а время переключения — менее 0,1 нс. Обратные токи диодов Шоттки малы и составляют несколько микроампер. Обратные напряжения лежат в интервале 10... 1000 В.
Следует отметить, что диоды Шоттки получили распространение сравнительно недавно (в начале 70-х годов), хотя их теория насчитывает более 50 лет. Это объясняется тем, что лишь в последние годы, благодаря совершенствованию технологии производства полупроводниковых приборов и интегральных микросхем, удалось получить барьеры Шоттки с характеристиками и параметрами, близкими к идеальным.
6.4. Импульсные диоды
Импульсные диоды предназначены для работы в быстродействующих импульсных схемах с временем переключения 1 мкс и менее. При столь коротких рабочих импульсах приходится учитывать инерционность процессов включения и выключения диодов и принимать конструктивно-технологические меры, направленные на снижение барьерной емкости и сокращение времени жизни неравновесных носителей заряда в области р-п перехода.
По способу изготовления р-п перехода импульсные диоды подразделяются на точечные, сплавные, сварные и диффузионные (меза и планарные). Устройство диодов указанных групп показано на рис. 6.10.
Конструкция точечных импульсных диодов (рис. 6.10, а) практически не отличается от конструкции обычных высокочастотных диодов. В некоторых случаях для улучшения характеристик диода на острие контактной иглы наносят примесь (обычно индий или алюминий), образующую акцепторные центры в германии и кремнии п-типа. В процессе электроформовки прнконтактная область полупроводника сильно нагревается и непосредственно под острием иглы образуется небольшая по размерам р-область.
В сплавных диодах (рис. 6.10, б) р-п переход получают вплавлением в кристалл полупроводника электронной проводимости кусочка сплава,
Рис. 6.10. Устройство р-п перехода точечных (а), сплавных (б), сварных (в), диффузионных мезадиодов (г) и планарных (б) импульсных диодов:
1 — р-п переход; 2 — кристалл; 3— омический контакт
4 7-76
97
Рис. 6.11. Схема включения (а) и осциллограммы входного напряжения (б) и тока (в) импульсного диода
содержащего атомы акцепторной примеси. Граница между исходным монокристаллом и сильно легированным p-слоем представляет собой р-п переход. Обычно такой метод используется при изготовлении кремниевых импульсных диодов. При создании аналогичных германиевых диодов шябсто метода сплавления используют метод импульсной сварки (рис. 6.10, в). В этом случае к кристаллу германия подводится тонкая золотая (с присадкой галлия) игла и через полученный контакт пропускается импульс тока большой амплитуды, в результате чего конец золотой иглы сваривается с германием.
Наиболее быстродействующие импульсные диоды получают методом диффузии донорных или акцепторных примесей в твердый полупроводник. Проникая на некоторую глубину полупроводника, диффундирующие атомы меняют тип проводимости этой части кристалла, вследствие чего возникает р-п переход. После получения диффузионной структуры осуществляют химическое травление поверхности полупроводника, после которого р-п переход сохраняется только внутри небольшой области, которая возвышается над остальной поверхностью в виде столика (меза). Такой вид кристалла называют мезаструктурой (рис. 6.10, г). Емкость р-п переходов мезадиодов ниже, а напряжение пробоя выше, чем у сплавных или сварных диодов. Время переключения мезадиодов не превышает 10 нс.
Весьма перспективными являются диоды, полученные при помощи планарно-эпитаксиальной технологии (рис. 6.10, д'). При их изготовлении примесь вводится в полупроводник (обычно кремний) локально — через «окна» в защитной окисной пленке SiO2. Получающиеся при этом р-п переходы отличаются высокой стабильностью параметров и надежностью.
Простейшая схема включения импульсного диода приведена на рис. 6.11, а. Под воздействием входного импульса положительной полярности (рис. 6.11, б) через диод протекает прямой ток, величина которого определяется амплитудой импульса, сопротивлением нагрузки и сопротивлением открытого диода. Если на диод, через который протекает прямой ток, подать обратное напряжение так, чтобы его запереть, то диод запирается не мгновенно (рис. 6.11, в). В первый момент наблюдается резкое увеличение обратного тока через диод и лишь постепенно с течением времени он уменьшается и достигает установившегося значения /Обр- Указанное явление связано со спецификой работы р-п перехода и представляет собой проявление так называемого эффекта накопления. Сущность этого эффекта состоит в следующем. Во время протекания прямого тока через р-п переход осуществляется инжекция носителей. В результате инжекции в непосредственной близости 9в
к переходу создается концентрация неосновных неравновесных носителей, которая во много раз превышает концентрацию равновесных неосновных носителей в области р-п перехода: чем больше концентрация неосновных носителей, тем больше обратный ток. Время жизни неравновесных носителей ограничено — постепенно их концентрация уменьшается как за счет рекомбинации, так и за счет ухода через р-п переход. Поэтому через некоторое время (тв на рис. 6.11, в) неравновесные неосновные носители исчезнут; обратный ток восстановится до нормального значения /Обр.
Основной характеристикой импульсных диодов является их переходная характеристика. Она отражает процесс восстановления обратного тока и обратного сопротивления диода при воздействии на него импульсного напряжения обратной полярности (см. рис. 6.11, в).
Основные параметры импульсных диодов:
Время восстановления обратного сопротивления тв — интервал времени от момента прохождения тока через нуль после переключения диода с заданного прямого тока в состояние заданного обратного напряжения до момента достижения обратным током заданного низкого значения.
Заряд переключения Qni<—„часть. накопленного заряда, вытекающая во внешнюю цепь при изменении направления тока с прямого на обратное.
Общая емкость СЛ — емкость, измеренная между выводами диода при заданных напряжении смещения й частоте.
Импульсное прямое напряжение /7пр.и—пиковое значение прямого напряжения на диоде при заданном импульсе прямого тока.
Импульсный прямой ток /Пр.и — пиковое значение импульса прямого тока при заданной длительности, скважности и форме.
Для импульсных диодов указывают также величину постоянного прямого напряжения Unp при протекании постоянного тока /пр и величину обратного тока /ОбР при заданной величине обратного напряжения t/ocp. Предельные режимы определяются величиной максимально допустимого постоянного обратного напряжения ^обр.тах, максимально допустимой величиной импульсного обратного напряжения t/o«p. и. max: а также величинами максимально допустимого постоянного прямого тока /пр. max и максимально допустимого импульсного прямого тока /пр. и. max •
Импульсные диоды широко применяются в импульсных схемах самого различного назначения, например в логических схемах электронных цифровых вычислительных машин.
6.5. Варикапы
Варикапами называют полупроводниковые диоды, у которых используется барьерная емкость запертого р-п перехода, зависящая от величины приложенного к диоду обратного напряжения. Конструкция варикапа показана на рис. 6.12. В кристалл кремния 5
4*
99
Рис. 6.12. Конструкция варикапа
Рис. 6.13. Схема включения
варикапа
с одной его стороны вплавлен в вакууме алюминиевый столбик 4 для получения р-п перехода, а с другой стороны — сплав золото — сурьма для получения омического контакта 6. Эта структура вплавляется в вакууме в коваровый золоченый кристаллодержатель 7. К алюминиевому столбику прикреплен внутренний вывод 2. Соединение кристаллодержателя с баллоном <3 и выводом 1 осуществляется сплавлением в водороде.
Для использования свойств варикапа к нему необходимо подвести обратное напряжение (рис. 6.13).
Как известно, при отсутствии внешнего напряжения между р- и «-областями существуют контактная разность потенциалов (потенциальный барьер) и внутреннее электрическое поле. Если к диоду приложить обратное напряжение [/ОбР (рис. 6.14, а), то высота потенциального барьера между р- и «-областями возрастет на величину приложенного напряжения (рис. 6.14, б), возрастет и напряженность электрического поля в р-п переходе. Внешнее обратное напряжение отталкивает электроны глубже внутрь «-области, а дырки — внутрь p-области. В результате происходит расширение области р-п перехода и тем больше, чем выше напряжение t^o<ip (t/обр > иовр, на рис. 6.14, б и в).
Таким образом, изменение обратного напряжения, приложенного к р-п переходу, приводит к изменению барьерной емкости между р- и «-областями. Величина барьерной емкости диода Се может быть определена из формулы
г eS
Сб ~ 4nd '
(6.3)
где е — относительная диэлектрическая проницаемость полупроводника; S — площадь р-п перехода; d — ширина р-п перехода.
Формула (6.3) аналогична формуле для емкости плоского конденсатора. Однако, несмотря на сходство этих формул, между барьерной емкостью и емкостью конденсатора имеется принципиальное различие. В обычном конденсаторе расстояние между его пластинами, а следовательно, и его емкость не зависят‘от на-100
Рис. 6.14. Действие обратного напряжения на р-п переход: а — двойной слой зарядов в р-п переходе; б — изменение потенциала ф вдоль перехода; в — изменение плотности объемного заряда р
Рис. 6.15. Зависимость емкости варикапа от величины обратного напряжения
пряжения, приложенного к конденсатору. Ширина же р-п перехода зависит от величины приложенного к нему напряжения, следовательно, барьерная емкость зависит от напряжения: при возрастании запирающего напряжения ширина р-п перехода увеличивается, а его барьерная емкость уменьшается.
Основной характеристикой варикапа является зависимость его емкости от величины обратного напряжения (вольтфарадная характеристика). Типичная характеристика Сб = f (£70бр) показана на рис. 6.15. В зависимости от назначения величина номинальной емкости варикапов может быть в пределах от нескольких пикофарад до сотен пикофарад. Зависимость емкости варикапа от приложенного напряжения определяется технологией изготовления р-п перехода.
Параметры варикапов:
Номинальная емкость Саа„— емкость между выводами варикапа при номинальном напряжении смещения (обычно Ucu = = 4 В).
Максимальная емкость Ст^— емкость варикапа при заданном напряжении смещения.
Минимальная емкость Ст\»—емкость варикапа при заданном максимальном напряжении смещения.
Коэффициент перекрытия Кс — отношение максимальной емкости диода к минимальной.
Добротность Q — отношение реактивного сопротивления варикапа к полному сопротивлению потерь, измеренное на номинальной частоте при температуре 20°С.
Рис. 6.16. Схемы электронной настройки колебательных контуров
Максимально допустимое напряжение i7max — максимальное мгновенное значение переменного напряжения, обеспечивающее заданную надежность при длительной работе.
Температурный коэффициент емкости (ТКЕ) — отношение qt-носительного изменения емкости при заданном напряжении к вызвавшему его абсолютному изменению температуры окружающей среды.
Максимально допустимая мощность /’max— максимальное значение мощности, рассеиваемой на варикапе, при котором обеспечивается заданная надежность при длительной работе.
Основное применение варикапа — электронная настройка колебательных контуров. На рис. 6.16, а приведена схема включения варикапа в колебательный контур. Контур образован индуктивностью L и емкостью варикапа Св. Разделительный конденсатор Ср служит для того, чтобы индуктивность L не закорачивала варикап по постоянному току. Емкость конденсатора Ср должна быть в несколько десятков раз больше емкости варикапа.
Управляющее постоянное напряжение U подается на варикап с потенциометра R2 через высокоомный резистор R1. Перестройка контура осуществляется перемещением движка потенциометра R2.
Данная схема имеет существенный недостаток — напряжение высокой частоты влияет на варикап, изменяя его емкость. Это ведет к расстройке контура. Включение варикапов по схеме, показанной на рис. 6.16, б, позволяет значительно уменьшить расстройку контура при действии переменного напряжения. Здесь варикапы включены по высокой частоте последовательно навстречу друг другу. Поэтому при любом изменении напряжения на контуре емкость одного варикапа увеличивается, а другого уменьшается. По постоянному напряжению варикапы включены параллельно.
6.6. Туннельные диоды
Туннельным называется полупроводниковый диод, в котором используется туннельный механизм переноса носителей заряда через р-п переход и в характеристике которого имеется область отрицательного дифференциального сопротивления (параграф 3.6).
Для изготовления туннельных диодов используются германий, арсенид и антимонид галлия. Наиболее широкое распространение получили германиевые туннельные диоды.
102
0 4,5
a
Рис. 6.17. Конструкция туннельных диодов:
1 — выводы; 2 — контактная проволочка; 3 — керамическая втулка; 4 — кристалл полупроводника
Вне зависимости от исходного материала основным способом изготовления р-п перехода туннельных диодов является вплавление. После вплавления перехода для уменьшения его площади (что необходимо для улучшения частотных свойств прибора) переход подвергают электролитическому травлению. Затем диод помещают в металлокерамический корпус, имеющий' гибкие выводы. Конструкции некоторых туннельных диодов показаны на рис. 6.17, а, б.
Свойства туннельного диода определяются формой его вольтамперной характеристики, для снятия которой может быть использована схема, приведенная на рис. 6.18, а. Механизм туннельного эффекта и особенности вольтамперной характеристики туннельного диода описаны в параграфе 3.6. Напомним лишь, что на участке А Б вольтамперной характеристики (рис. 6.18, б) туннельный диод может быть эквивалентно заменен некоторым отрицательным сопротивлением определенной величины.
Однако туннельный диод сам по себе не может быть генератором электрической энергии, так как это противоречит закону сохранения энергии. Дело в том, что отрицательное сопротивление служит удобным математическим символом, а не реальной физической величиной, и означает лишь, что на некотором участке вольтамперной характеристики прибора увеличение напряжения уменьшает ток (и наоборот). Все известные приборы могут усиливать и генерировать электрические сигналы лишь при подаче на них энергии от
Рис. 6.18. Схема включения (а) и вольтамперная характера стика (б) туннельного диода
103
внешних источников (аккумуляторов, батарей). У таких устройств к. п. д. всегда меньше единицы, а отрицательное сопротивление в них выполняет функцию автоматического (в генераторах) или управляющего внешним сигналом (в усилителях) клапана, регулирующего поступление электрической энергии от источника питания в нагрузку.
Важное преимущество туннельного диода перед обычными полупроводниковыми приборами заключается в его очень высокой рабочей частоте. Это объясняется тем, что туннельный переход электронов происходит практически мгновенно — порядка 10 “13 с. Изготовляемые в настоящее время туннельные диоды могут работать на частотах до 10й Гц.
Вследствие того, что при туннельном переходе электроны.не расходуют своей энергии, туннельный диод может работать при очень низкой температуре, при которой обычные полупроводниковые приборы перестают работать. Туннельный диод может работать также и при более высокой температуре, чем обычные полупроводниковые приборы. Одним из преимуществ туннельных диодов является очень малая потребляемая мощность (не более 1 % мощности, потребляемой обычным полупроводниковым прибором).
Основными параметрами туннельных диодов являются:
Пиковый ток /п — прямой ток в точке максимума вольтамперной характеристики (рис. 6.18, б).
Ток впадины Iв — прямой ток в точке минимума вольтамперной характеристики.
Напряжение пика U„ — прямое напряжение, соответствующее пиковому току.
Напряжение впадины U& — прямое напряжение, соответствующее минимальному току.
Напряжение раствора Upp — прямое напряжение на второй восходящей ветви при токе, равном пиковому.
Емкость диода Сд — суммарная емкость перехода и корпуса диода при заданном напряжении смещения.
По назначению туннельные диоды делятся на следующие основные группы: усилительные, генераторные, переключающие.
Работа усилителей и генераторов на туннельных диодах рассматривается в гл. 13 и 18. Здесь рассмотрим лишь работу туннельного диода в переключающей схеме. Основной у большинства, переключающих схем на туннельных диодах является цепь, представляющая собой последовательное соединение туннельного диода с другими элементами. Пример такой цепи показан на рис. 6.19, а. До подачи переменного входного сигнала под действием внешнего напряжения Е в цепи диода течет постоянный ток /0, а к диоду прикладывается напряжение Ur — Е — l0Ri- При подаче переменного сигнала в зависимости от его полярности ток в цепи диода будет либо уменьшаться на величину i, либо увеличиваться на ту же величину. При токе /0 — i на диоде будет напряжение U2 (рис. 6.19, б), а при токе /0 + I — напряжение U3. Затем по мере уменьшения тока напряжение на диоде упадет до величины U4 и потом скачком
104
Рис. 6.19. Применение туннельного диода в режиме ключа: а — схема; б — графическое пояснение работы
изменится до Uv В результате при отрицательном напряжении сигнала напряжение на диоде (и на выходе) будет равно U2, а при положительном значении равно U3, причем Ua U2. Эта резкая разница между величинами напряжений на выходе и позволяет рассматривать туннельный диод как прибор с двумя устойчивыми состояниями, т. е. электронный ключ. Переход из одного устойчивого состояния в другое совершается очень быстро — за время 10-9...10"8 с, в связи с чем туннельные диоды принципиально пригодны для работы в электронных вычислительных машинах (в схемах триггеров, запоминающих ячеек, логических элементов и т. д.).
6.7. Фотодиоды
Фотодиод представляет собой фотогальванический приемник излучения без внутреннего усиления, фэточувствительный элемент которого содержит структуру полупроводникового диода. Фотодиод сочетает в себе достоинства полупроводниковых приборов (малые масса и размеры, большой срок службы, низкие питающие напряжения, экономичность) с более высокой чувствительностью по сравнению с электровакуумными фотоэлементами и фоторезисторами.
Устройство фотодиода аналогично устройству обычного плоскостного полупроводникового диода. На рис. 6.20 приведена конструкция типичного фотодиода. Фотодиод выполнен так, что его р-п переход одной стороной обращен к стеклянному окну, через которое поступает свет, и защищен от воздействия света с других сторон.
Схема включения фотодиода приведена на рис. 6.21. Напряжение источника питания приложено к фотодиоду в обратном направлении. Когда фотодиод не освещен, в цепи проходит обратный (темновой) ток небольшой величины (10—20 мкА для германиевых и 1—2 мкА для кремниевых диодов).
При освещении фотодиода появляется дополнительное число электронов и дырок, вследствие чего увеличивается переход неос-
105
Рис. 6,20. Конструкция фотодиода:
/ — кристалл германия с р-п переходом; 2 — кристаллодержа-гель; 3 — металлический корпус; 4 — кольцо; 5 — выгод; 6 — металлическая трубка; 7 — стеклянный изолятор; 8— оловянное кольцо; £ — стеклянное окно
Рис. 6.21. Схема включения фотодиода
новных носителей заряда: электронов из p-области в n-область и дырок в обратном направлении. Это приводит к увеличению тока в цепи. При правильно подобранном сопротивлении нагрузки RK и напряжении источника питания Е этот ток будет зависеть только от освещенности прибора, а падение напряжения на сопротивлении можно рассматривать как полезный сигнал, воздействующий на другие элементы схемы.
Следует отметить, что фотодиод можно включать в схемы как с внешним источником питания, так и без него. Режим работы фотодиода с внешним источником питания называют фотодиодным, а без внешнего источника — вентильным.
В вентильном режиме в фотодиоде под действием светового потока возникает э. д. с., поэтому он не нуждается в постороннем источнике напряжения.
Рассмотрим основные характеристики фотодиодов.
Вольтамперная характеристика — при Ф = const определяет зависимость тока фотодиода от напряжения на нем при постоянной величине светового потока (рис. 6.22, а). При полном затемнении - (Ф — 0) через фотодиод протекает темновой ток /т,
Рис. 6.22. Характеристики фотодиода:
г— вольтамперная; б " световая; а—спектральные (/ — германиевый фотодиод; 2— кремниевый фотодиод)
106
равный сумме обратного тока насыщения р-п перехода и тока утечки. С ростом светового потока /д увеличивается. Характерной особенностью рабочей области вольтамперных характеристик является практически полная независимость тока фотодиода от приложенного напряжения. Такой режим наступает при обратных напряжениях на диоде порядка 1.В. Поскольку темновой ток мал, то отношение тока при освещении к темновому току велико, что весьма важно при индикации освещения. Если обратное напряжение превысит некоторое допустимое значение, то в р-п переходе возникает эффект лавинообразного размножения носителей заряда, который может привести к выходу фотодиода из строя.
Световая характеристика изображает зависимость тока фотодиода от величины светового потока при постоянном напряжении на фотодиоде: /д = f (Ф) при ил — const. В широком диапазоне изменений светового потока световая характеристика фотодиода оказывается линейной (рис. 6.22, б).
Спектральная характеристика показывает зависимость спектральной чувствительности от длины волны падающего на фотодиод света. Спектральные характеристики германиевых и кремниевых фотодиодов показаны на рис. 6.22, в.
Параметры фотодиодов.
Интегральная чувствительность 5ИИТ — отношение фототока диода к интенсивности падающего немонохроматического излучения заданного спектрального состава: 5ИНт — 7Д/Ф.
Рабочее напряжение Up — постоянное напряжение, приложенное к фотодиоду, при котором обеспечиваются номинальные параметры при длительной его работе в заданных эксплуатационных условиях.
Темновой ток 1Т — ток, протекающий через фотодиод при указанном напряжении на нем в отсутствие потока излучения в диапазоне спектральной чувствительности.
Долговечность — минимальный срок службы фотодиода при нормальных условиях эксплуатации.
, Фотодиоды, как и приемники лучистой энергии других типов, широко применяются. Они могут использоваться в фотометрии, фотоколориметрии, для контроля источников света, измерения интенсивности освещения, прозрачности среды, регистрации и счета ядерных частиц, автоматического регулирования и контроля температуры и других параметров, изменение которых сопровождается изменением оптических свойств вещества или среды. Широкое применение фотодиоды находят также в устройствах ввода и вывода современных ЭВМ, в оптоэлектронных схемах.
6.8. Светодиоды
Светодиодом называют излучающий полупроводниковый прибор с одним электронно-дырочным переходом, предназначенный для непосредственного преобразования электрической энергии в энергию некогерентного светового излучения.
107
Рис. 6.23. Устройство светодиода:
/ — линза; 2 — доваровый баллон; 3 — полупроводниковая пла-стина с р-п переходом; ножка; 5— выводы
ми данной падает по
Как было показано выше (параграф 3.3), при подаче р-п переход прямого напряжения наблюдается интенсивная инжекция неосновных носителей заряда: электронов в p-область и дырок в n-область. Инжектированные неосновные носители рекомбинируют с основными носителями полупроводника и их концентрация быстро удаления от р-п перехода в глубь полупро
водника. При встрече электрона и дырки их заряды компенсируются и данные носители заряда исчезают. Поэтому при рекомбинации выделяется энергия. У многих полупроводников рекомбинация носит безызлучательный характер — энергия, выделяющаяся при рекомбинации, отдается кристаллической решетке, т. е. превращается в конечном итоге в тепло. Однако у полупроводников, выполненных на основе карбида кремния (SiC), галлия (Ga), мышьяка (As) и некоторых других материалов, рекомбинация является излучательной — энергия рекомбинации выделяется в виде квантов излучения — фотонов.
Поэтому у таких полупроводников прохождение через р-п переход тока в прямом направлении сопровождается некогерентным оптическим излучением определенного спектрального состава. Это явление используется для создания светодиодов, которые иногда называют также люминесцентными диодами.
В зависимости от ширины запрещенной зоны полупроводника и особенностей рекомбинации носителей заряда излучение может лежать в инфракрасной, видимой или ультрафиолетовой частях спектра. Наибольшее распространение получили светодиоды, излучающие желтый, красный и зеленый свет. Созданы также образцы светодиодов с перестраиваемым цветом свечения.
Конструкция типичного светодиода, используемого в качестве источника излучения, показана на рис. 6.23. Кристалл полупроводника с соответствующими выводами помещают в- коваровый или керамический баллон, верхняя часть которого заканчивается стеклянной (или из эпоксидной смолы) линзой. С помощью'линзы излучение приобретает заданную направленность.
Свойства и эффективность работы светодиодов характеризуются совокупностью электрических, световых и эксплуатационных параметров. Важнейшие из них:
Яркость свечения диода В (кд/м2) при максимально допустимом прямом токе /пр.max, мА.
Постоянное прямое напряжение Unp при максимально допустимом токе, В.
Полная мощность излучения Р„оли, мВт.
Максимально допустимое обратное напряжение /70бр. max, В. Ширина диаграммы направленности светового излучения.
108
Рис. 6.24. Габариты светодиода типа АЛ301 (А, Б) (а); спектральная характеристика (б), характеристика направленности (в)
Величина Unp для- большинства светодиодов не превышает нескольких вольт; 7Пр.тах имеет величину порядка единиц — десятков миллиампер; яркость свечения В — десятки кандел на квадратный метр; Рполн — доли милливатта; масса прибора не превышает нескольких долей грамма; температурный диапазон — 60 °C. .+ 70°С.
Важнейшие характеристики светодиодов — спектральная и характеристика направленности. Первая из них представляет собой Р
зависимость относительной мощности излучения р-------- от длины
* ПОЛИ
излучаемой волны при определенной температуре среды. Вторая определяет величину интенсивности светового излучения в зависимости от направления излучения.
На рис. 6.24 показаны габаритные размеры, спектральная характеристика и характеристика направленности светового излучения светодиодов типа АЛ301 (А, 5).
Контрольные вопросы и упражнения
1. Пользуясь справочником [42], расшифруйте обозначения следующий полупроводниковых диодов:
1А401Б, КЛ104А, 2С447А, 2Д910В, АЛ102Г, 1И403А, 2В104Г, ГА501Ж, ГД507А, АЙ201И, ЗИ201Л, КС531В, КЦ403Г. Д226Е, КС680А, КДббЗБ, 2А202А, ФД-1.
2. Каким типам полупроводниковых диодов соответствуют условные графические обозначения, приведенные на рис. 6.25. i
3. Какие из указанных полупроводниковых диодов целесообразно использовать в схемах выпрямителей?
Д818Г, ГД107Б, 2Д202В, 2Д918А, АИ101А, 2В110Е, 2У102А, КВ104Б, КЦ405Г, 2С551А.
4. Составьте схему для снятия вольтамперной характеристики полупроводникового диода типа 2Д202Д.
109
-и- -И----------------M- -й- -(й>- -@-
' 2 Т 4 s- s
Рис. 6.25. Условные графические обозначения полупроводниковых диодов
5. Можно ли в схеме рис. 6.3, б для выравнивания обратных сопротивлений подключить параллельно каждому из диодов резисторы с сопротивлением 10 Ом?
6. Могут ли кремниевые стабилитроны работать в режиме теплового пробоя?
7. Объясните физический смысл основных параметров кремниевых стабилитронов.
8. Для стабилизации напряжения используется кремниевый стабилитрон, напряжение стабилизации которого постоянно и равно Ucr = 10 В. Определить допустимые пределы изменения питающего напряжения, если /ст тах = 30 мА; /ст mln = 1 мА; /?н = 1 кОм, /?0 = 500 Ом.
9. Какие требования предъявляются к высокочастотным диодам?
Укажите правильный ответ:
1) высокое обратное напряжение;
2) диод должен быть плоскостным;
3) диод должен иметь минимальную емкость;
4) большой участок насыщения в области обратных напряжений;
5) большая мощность рассеяния.
10. Какими параметрами характеризуются импульсные диоды?
11. Укажите основную характеристику варикапа:
1) 'пр = f ("пр); 2) Сб = f (Ua6)\ 3) Сдиф = f (£/ ); 4) t/o6p = f (С& 5) Сднф = /("обр)-
12, Укажите примерное значение рабочей частоты туннельных диодов:
10е Гц; 1021 Гц; 1011 Гц; 103 Гц; 101в Гц.
13. Составьте схему для снятия вольтамперной характеристики диода типа ЗИЗО1Г. Подберите необходимые измерительные приборы.
14. В каких электронных схемах используются туннельные диоды?
Укажите правильный ответ:
1) в схемах генераторов;
2) в схемах выпрямителей;
3) для настройки колебательных контуров;
4) в схемах усилителей;
5) в переключающих схемах;
6) в схемах, реагирующих на изменение температуры.
15. Можно ли использовать свойства фотодиодов, если к нему подведено прямое напряжение?
16. Как работает фотодиод в вентильном режиме?
17. Составьте схемы фотореле с использованием фотодиодов.
18. Объясните механизм работы светодиодов.
19. Укажите возможности практического применения светодиодов,
20. Составьте перечень ключевых слов к главе 6.
Глава 7. ТРАНЗИСТОРЫ
Транзистором называется преобразовательный полупроводниковый прибор, имеющий не менее трех выводов, пригодный для усиления мощности.
Электронная промышленность выпускает широкий ассортимент транзисторов, применение которых позволяет создать экономичную по питанию, малогабаритную и надежную аппаратуру.
110
Наиболее распространенные транзисторы имеют два р-п перехода. В них используются носители заряда обеих полярностей. Такие транзисторы называются биполярными. Особую группу составляют полевые, или канальные, транзисторы, которые часто называют униполярными, а также однопереходные транзисторы (двухбазовые диоды).
Специфические функции в современной электронной аппаратуре выполняет фототранзистор, который наряду с преобразованием светового сигнала в электрический способен усилить последний по мощности.
В этой же главе будут рассмотрены четырехслойные полупроводниковые приборы (с тремя р-п переходами), получившие название тиристоров. Различают двухвыводные (диодные) и трехвыводные (триодные) тиристоры. Строго говоря, диодные тиристоры, или, как их часто называют, динисторы, не могут быть отнесены к классу транзисторов. Однако по принципу действия такой прибор, как будет показано ниже, имеет много общего с транзисторами и поэтому можно в данном случае отступить от формального признака — числа выводов.
Транзисторы — наиболее интересные и распространенные приборы современной технической электроники. За годы развития эти приборы неоднократно и весьма существенно видоизменялись по конструктивному оформлению, технологии изготовления, электрическим характеристикам и параметрам. Однако сущность основных физических явлений и процессов, происходящих в транзисторах, фактически не меняется. Познание этих явлений и процессов — основная задача при изучении данной главы. Вместе с тем предстоит разобраться в вопросах, имеющих наиболее важное практическое значение и неизбежно возникающих при изучении любого электронного прибора: выяснить конструктивные особенности наиболее типичных представителей класса транзисторов, схемы их включения, режимы работы, характеристики, параметры, возможности практического применения, условные графические обозначения и принципы маркировки.
7.1. Устройство биполярных транзисторов
Схематическое устройство плоскостного биполярного транзистора с двумя р-п переходами показано на рис. 7.1. Основным элементом транзистора является кристалл германия или кремния, в котором созданы три области различных проводимостей. Две крайние области всегда обладают проводимостью одинакового типа, противоположного проводимости средней области. На рис. 7.1, а изображен плоскостной транзистор, у которого крайние области обладают электронной проводимостью, а средняя — дырочной. Такие приборы называются транзисторами типа прп. У транзистора, схематическое изображение которого показано на рис. 7.1, б, крайние области обладают дырочной проводимостью, а средняя — электронной. Такие приборы называются транзисторами типа рпр. Физи-
Ш
Рис. 7.1. Схематическое изображение транзистора;
а —транзистор про-типа; б—транзистор рпр-типа
ческие процессы, протекающие в транзисторах обоих типов, аналогичны.
Средняя область транзистора называется базой, одна крайняя область называется эмиттером, другая — коллектором. К каждой из областей припаяны выводы, при помощи которых прибор включается в схему. Из рис. 7.1 видно, что в транзисторе имеются два р-п перехода: эмиттерный (между эмиттером и базой) и коллекторный (между базой и коллектором). Расстояние между ними очень мало — порядка нескольких микрометров. Следовательно, область базы представляет собой очень тонкий слой. Кроме того, концентрация атомов примеси в области базы незначительна — во много раз меньше, чем в эмиттере. Это является важнейшим условием работы транзистора. Конструктивно транзисторы различаются в зависимости от мощности и метода образования р-п переходов.
Широко распространенным методом образования р-п переходов является метод вплавления. Схематическое устройство сплавного транзистора показано на рис. 7.2.
Базой такого транзистора служит пластинка германия или кремния типа п или р, на которую с двух сторон наплавляются кусочки акцепторного вещества (индия или алюминия). При этом вблизи границ сплавления в толще германия или кремния образуются два слоя с необходимым типом проводимости, представляющие собой эмиттер и коллектор прибора.
Методом вплавления получают транзисторы на различные мощности, работающие как в режиме усиления, так и переключения. Максимальная рабочая частота таких транзисторов не превышает 30 МГц.
В последние годы высокочастотные транзисторы, в том числе и мощные высокочастотные, все чаще изготовляют методом диффузии.
На рис. 7.3 приведена упрощенная схема изготовления такого транзистора. Заготовку кристалла полупроводника с проводимостью типа п (рис. 7.3, а) нагревают в парах акцепторной примеси, в результате чего происходит диффузия этой примеси в поверхностные слои полупроводника (рис. 7.3, б). Затем таким же способом производят диффузию донорной примеси (рис. 7.3, в). После удаления лишних диффузионных слоев образуется транзисторная структура типа прп (рнс. 7.3, г).
Поскольку диффузия — очень медленный процесс, можно контролировать толщину диффузионного слоя с большей степенью точности и получать область базы толщиной около одного микрометра.
Рис. 7.2. Устройство сплавного транзистора:
1 ч» эмиттер, 2 — коллектор, 3 — база
Рис. 7.3. Упрощенная схема изготовления транзистора методом
412
Рис. 7.4. Конструкция маломощного транзистора:
а — со стальным колпачком (7— внешние выводы; 2— кристаллодержатель;. 3 — кристалл полупроводника; 4 — стальной колпачок; 5 — ко-варовый фланец; 6 — стеклянный изолятор); б— с медным колпачком и холопносвариым корпусом (/ — вывод; 2 — стекло; 3 — кристаллодержатель; 4— колпачок; 5 — р-п переход; 6 — вывод; 7 — фланец) ,
Рис. 7.5. Конструкция мощного транзистора:
1 — медный теплоотвод; 2 — крепежное отверстие; 3 — отверстие для удаления газов после сварки и диск для герметизации; 4 — кристалл германия; 5 — стекло изолятора; 6 — стальной фланец; 7— коваровая втулка; 8 — двухзвенный вывод
Это позволяет значительно улучшить частотные свойства транзистора. Кроме того, технология производства транзисторов методом диффузии предусматривает плавное изменение концентрации примесей от эмиттерного перехода к выводу коллектора, вследствие чего электрическое поле коллектора частично распространяется и на область базы. В результате действия этого ускоряющего поля время движения неосновных носителей зарядов через базу к коллектору уменьшается, что также позволяет расширить частотный диапазон прибора. Диффузионный метод получения р-п переходов, имеющий много технологических разновидностей, позволяет создавать различные типы транзисторов на рабочие частоты до 1 ГГц и более.
Конструктивное оформление транзисторов разных типов иллюстрируются рис. 7.4 и рис. 7.5. В большинстве случаев кристалл с р-п переходами монтируется в специальный корпус, который выполняет следующие функции:
1) изолирует кристалл с переходами от воздействия внешней среды;
2) обеспечивает механическую прочность прибора, условия для отвода тепла, выделяющегося на переходах при работе прибора, а также удобство монтажа прибора.
На рис. 7.4, а показана конструкция маломощного плоскостного транзистора. Он состоит из стального колпачка, коварового фланца, двух стеклянных изоляторов и двух коваровых выводов через изоляторы. Третий вывод приварен непосредственно к фланцам. Недостатком данной конструкции является то, что тонкое донце (ножка) легко деформируется при сварке. Это приводит к появлению мелких трещин в изоляторах, и герметичность прибора нарушается. На рис. 7.4, б изображена усовершенствованная конструкция маломощного транзистора. Она включает в себя медный колпачок и ножку. Толщина коварового фланца составляет 1,5 мм; такой же толщины получаются изоляторы, что обеспечивает более прочный спай металла со стеклом. Наличие медного колпачка дает возможность применить холодную сварку.
На рис. 7.5 представлена конструкция мощного транзистора. Герметизи-•руется этот прибор также электросваркой колпачка со стальным фланцем. Поскольку сталь имеет недостаточную теплопроводность, то кристалл с' пере
113
ходами для лучшего рассеивания выделяющегося в процессе работы тепла устанавливается на припаянный к фланцу медный вкладыш.
При электросварке разогретый металл выделяет различные газы, вредно действующие на переходы транзистора. Поэтому в верхней части колбы преду-смотрено небольшое отверстие для их удаления из корпуса. После электро-сварки это отверстие закрывается диском и запаивается.
7.2. Принцип работы транзистора
Для рассмотрения принципа работы биполярного транзистора вое-, пользуемся схемой, приведенной на рис. 7.6. Из рисунка видно, что транзистор представляет собой по существу два полупроводниковых диода, имеющих одну общую область — базу, причем к эмиттерному р-п переходу приложено напряжение Ех в прямом (пропускном) направлении, а к коллекторному переходу приложено напряжение Е2 в обратном- направлении. Обычно 1| 3> | -£*11- При замыкании выключателей ХЛ/ и SA2 через эмиттер-ный р-п переход осуществляется инжекция дырок из эмиттера в область базы. Одновременно электроны базы будут проходить в область эмиттера. Следовательно, через эмиттерный переход пройдет ток по следующему пути: +ЕЪ миллиамперметр РА1, эмиттер, база, миллиамперметр РА2, выключатели SA2 и SA1,— Ег.
Если выключатель SA1 разомкнуть, а выключатели SA2 и ХЛЗ замкнуть, то в коллекторной цепи пройдет незначительный обратный ток, вызываемый направленным движением неосновных носителей заряда — дырок базы и электронов коллектора. Путь тока! +Е2, выключатели ХДЗ и ХД2, миллиамперметр РА2, база, коллектор, миллиамперметр РАЗ, — Е2.
Таким образом, каждый из р-п переходов в отдельности подчиняется тем закономерностям, которые были установлены ранее (параграф З.З)1.
Рассмотрим теперь прохождение токов в цепях транзистора при замыкании всех трех ключей. Как видно из рис. 7.7, подключение транзистора к внешним источникам питания приводит к изменению высоты потенциальных барьеров р-п переходов. Потенциальный барьер эмиттерного перехода понижается, а коллекторного — увеличивается.
Ток, проходящий через эмиттерный переход, получил название эмиттерного тока (/э). Этот ток равен сумме дырочной и электронной составляющих
'э = + ^эл- (7-0
Если бы концентрация дырок и электронов в базе и эмиттере была одинаковой, то прямой ток через эмиттерный переход создавался бы перемещением одинакового числа дырок и электронов
1 Принцип действия транзисторов типа п-р-п аналогичен, только в область базы вводятся из эмиттера не дырки, а электроны. Для таких транзисторов полярность напряжений Е1 и Е2 должна быть противоположна той, которая показана на рис. 7.6, направление токов также изменится иа противоположное, так как они обусловлены в данном случае не дырочной, а электронной проводимостью.
114
Рис. 7.6. К пояснению принципа работы транзистора
грамма включенного транзистора
в противоположных направлениях. Но в транзисторах, как было сказано выше, концентрация носителей заряда в базе значительно меньше, чем в эмиттере. Это приводит к тому, что число дырок, инжектированных из эмиттера в базу, во много раз превышает число электронов, движущихся в противоположном направлении. Следовательно, почти весь ток через эмиттерный р-п переход обусловлен дырками. Эффективность эмиттера оценивается коэффициентом инжекции у, который для транзисторов типа р-п-р равен отношению дырочной составляющей эмиттерного тока к общему току эмиттера:
у = ^ = ^эр 1
!эр + !Эп 1 +
^ЭР
В современных транзисторах коэффициент у обычно мало отличается от единицы (у « 0,999).
Инжектированные через эмиттерный переход дырки проникают вглубь базы. В зависимости от механизма прохождения носителей заряда в области базы отличают бездрейфовые и дрейфовые транзисторы. В бездрейфовых транзисторах перенос неосновных носителей заряда через базовую область осуществляется в основном за счет диффузии. Такие транзисторы обычно получают описанным выше методом сплавления. В дрейфовых транзисторах в области базы путем соответствующего распределения примесей создается внутреннее электрическое поле и перенос неосновных носителей заряда через базу осуществляется в основном за счет дрейфа. Такие транзисторы, как уже отмечалось, обычно получают методом диффузии примесей.
Несмотря на определенные различия в механизме прохождения носителей заряда через базу, и в бездрейфовых, и в дрейфовых транзисторах дырки, попав в базу, для которой они.являются неосновными носителями заряда, начинают рекомбинировать с электронами. Но рекомбинация — процесс не мгновенный. Поэтому почти все дырки успевают пройти через тонкий слой базы и достигнуть коллекторного р-п перехода прежде, чем произойдет рекомбинация. Подойдя к коллектору, дырки начинают испытывать действие электрического поля коллекторного перехода. Это поле для
115
дырок является ускоряющим, поэтому они в результате экстракции быстро втягиваются из базы в коллектор и участвуют в создании тока коллектора. Цепь коллекторного тока: +£2, выключатели ЗЛЗ и SA1, миллиамперметр РА1, эмиттер, база, коллектор, миллиамперметр РАЗ,— Е2 (рис. 7.6).
Принимая во внимание малую степень рекомбинации дырок с электронами в области базы, можно считать ток коллектора /к примерно равным току эмиттера Iq:
/к«/э. (7.3)
Те дырки, которые все же рекомбинируют в области базы с электронами, участвуют в создании тока базы /в, проходящего в цепи! 4-Дх, миллиамперметр РА1, эмиттер, база, миллиамперметр РА2, выключатели SA2 и SA1. Следовательно, ток базы равен разности токов эмиттера и коллектора
7б = /э~7к. (7.4)
Нетрудно заметить также, что ток эмиттера, измеряемый миллиамперметром РА1, равен сумме токов базы и коллектора, измеряемых соответственно приборами РА2 и РАЗ, т. е.
/э = 7б + /к- (7.5)
Необходимо обратить внимание на то, что, хотя электроны и дырки движутся в противоположных направлениях, токи в цепях транзистора проходят в одном направлении, совпадающем с направлением движения носителей заряда положительной полярности — дырок. Это нетрудно понять, если учесть, что противоположное направление движения электронов и дырок компенсируется их противоположным знаком. Следовательно, при образовании тока в цепях транзистора речь может идти не о разности, а именно о сумме электронной и дырочной составляющих.
Для оценки влияния рекомбинации носителей заряда в базе на усилительные свойства транзистора используется коэффициент переноса носителей в базе, который показывает, какая часть инжектированных эмиттером дырок достигает коллекторного перехода.
Этот коэффициент можно определить по формуле
6 = -^ 7 ЭР
Коэффициент переноса 6 тем ближе к единице, чем меньше толщина базы и концентрация электронов в базе по сравнению с концентрацией дырок в эмиттере.
Одним из основных параметров транзистора является коэффициент передачи тока эмиттера, который равен отношению прира* щения тока коллектора к приращению тока эмиттера при неизменном напряжении на коллекторном перех'оде;
А7И аГ-Д/э
(7.6)
(7-7)
116
Этот коэффициент может быть выражен через величины у и 6 следующим соотношением: ;
а = у8. (7.8)
Так как у и 8 меньше единицы, то коэффициент передачи тока эмиттера а также не превышает единицы. Обычно а = 0,95...0,99. Чем больше коэффициент а, тем меньше отличаются между собой токи коллектора и эмиттера, тем более эффективно могут быть использованы усилительные свойства транзистора1.
Поскольку в цепи коллектора кроме тока, обусловленного экстракцией дырок из базы в коллектор, протекает собственно обратный ток коллекторного перехода /кбо, то полный ток коллектора
/к = а/э + /кБО- (7.9)
Учитывая, что ток /кбо по величине незначителен, можно принять /к = а/э- (7.10)
Из выражения (7.10) следует, что транзистор представляет собой управляемый прибор, так как величина его коллекторного тока зависит от величины тока эмиттера.
В зависимости от полярности напряжений, приложенных к эмиттерному и коллекторному переходам транзистора, различают четыре режима его работы:
Активный режим. На эмиттерный переход подано прямое напряжение, а на коллекторный — обратное. Этот режим является основным режимом работы транзистора. Вследствие того, что напряжение в цепи коллектора значительно превышает напряжение, подведенное к эмиттерному переходу, а токи в цепях эмиттера и коллектора практически равны, следует ожидать, что мощность полезного сигнала на выходе схемы (в коллекторной цепи) может оказаться намного больше, чем во входной (эмиттерной) цепи транзистора. Именно эта гипотеза может быть принята в качестве рабочей для последующего (параграф 7.6) исследования усилительных свойств транзистора.
Режим отсечки. К обоим переходам подводятся обратные напряжения. Поэтому через них проходит лишь незначительный ток, обусловленный движением неосновных носителей заряда. Практически транзистор в режиме отсечки оказывается запертым.
Режим насыщения. Оба перехода находятся под прямым напряжением. Ток в выходной цепи транзистора максимален и практи
1 Следует отметить, что и в электрическом поле пространственного заряда коллекторного перехода может возникнуть «размножение» носителей в результате ударной ионизации, которое можно учесть коэффициентом умножения М. Этот коэффициент зависит от концентрации носителей, напряженности электрического поля в коллекторном р-п переходе и харакТёрЗ ЗГй распределения. Поэтому в общем случае коэффициент а = убМ может оказаться больше единицы. Однако специальные лавинные транзисторы, работающие в режиме лавинного умножения тока в коллекторном переходе, широкого распространения ие получили.
117
чески не регулируется током входной цепи. В этом режиме транзистор полностью открыт.
Инверсный режим. К эмиттерному переходу подводится обратное напряжение, а к коллекторному — прямое. Эмиттер и коллектор меняются своими ролями — эмиттер выполняет функции коллектора, а коллектор — функции эмиттера. Этот режим, как правило, не соответствует нормальным условиям эксплуатации транзистора.
7.3. Схемы включения транзисторов
Различают три возможные схемы включения транзисторов (рис. 7.8): с общей базой (ОБ), с общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Такая терминология указывает, какой из электродов транзистора является общим для его входной и выходной цепей.
На рис. 7.8, а показана схема с общей базой, которая по существу не отличается от схемы, приведенной на рис. 7.6. Различие состоит лишь в том, что из схемы исключены миллиамперметры и ключи, а во входаую (эмиттерную) цепь последовательно с источником питания Ег включен источник входного сигнала, вырабатывающий некоторое переменное напряжение £/вх.
Обратим внимание на то, что в этой схеме через источник входного сигнала (точнее, через внутреннее сопротивление этого источника) проходит ток эмиттера /э- Ток, проходящий через источник входного сигнала, называют входным током. Следовательно, для схемы с общей базой
/вх=/Э- (7-11)
Выходным током в этой схеме является ток коллектора
/вых = /к- (7.12)
Если под воздействием (/вх ток эмиттера возраста- на некоторую величину Д/э, то соответственно возрастут и остальные токи тран -зистора
/э 4- Д/э = /к + А^к + 1в + Л/б- (7.13)
Рис. 7.8. Схемы включения транзисторов-.
а — с общей базой; б — с общим эмиттером; в — с общим коллек-тором
. 118
Независимо от схемы включения транзисторы характеризуются дифференциальным коэффициентом прямой передачи тока, который представляет собой отношение выходного тока к вызвавшему его приращению входного тока при постоянном напряжении в выходной цепи. С учетом (7.7) для схемы с общей базой таким коэффициентом может служить коэффициент передачи тока эмиттера
_ А/вых £ = const.
Д7вх д/э н 2
Поскольку ток эмиттера — наибольший из всех токов транзистора, то схема с общей базой имеет малое входное сопротивление для переменной составляющей тока сигнала. Фактически это сопротивление равно сопротивлению гэ эмиттерного перехода, включенного в прямом направлении, т. е.
R
_А^вх вх А'вх
дс/вх
Д/Э
гэ-
(7-14)
Низкое входное сопротивление схемы с общей базой (единицы — десятки ом) является ее существенным недостатком, так как в многокаскадных схемах это сопротивление оказывает шунтирующее действие на сопротивление нагрузки предыдущего каскада и резко снижает усиление этого каскада по напряжению и мощности.
В схеме с общим эмиттером показанной на рис 7 8 6 вход ной сигнал также прикладывается к выводам эмиттера и базы , а источник питания коллектора включен между выводами эмиттера и коллектора. Таким образом, эмиттер является общим электродом для входной и выходной цепей.
Основной особенностью схемы, с общим эмиттером является то, что входным током в ней является не ток эмиттера, а малый по величине ток базы. Выходным током в этой схеме, как и в схеме с общей базой, является ток коллектора. Следовательно, коэффициент прямой передачи тоКа для схемы с общим эмиттером
А^вых __ А/К
(7.15)
Найдем соотношение между 0 и а. Для этого воспользуемся равенством Д/Б = Д/э— Д/к и подставим его вместо Д/Б в формулу (7.15)
о _ Л/к А/к = 1
р Д/Б Д/ -Д/к ^э,
Д/к
v А/э 1
Учитывая, что ду2 = — , получим К
0 = Т^. (7.16)
119
Если а = 0,98, то р = t ^(93 = 49. Таким образом, в схеме с общим эмиттером можно получить коэффициент прямой передачи тока порядка нескольких десятков.
Входное сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером значительно больше, чем в схеме с общей базой. Это следует из очевидного неравенства
(7.17) Д/Б ‘
Достоинством схемы с общим эмиттером следует также считать возможность питания ее от одного источника напряжения,' поскольку на базу и на коллектор подаются питающие напряжения одного знака. Поэтому схема с общим эмиттером в настоящее время является наиболее распространенной. •
Следует отметить, однако, что температурная стабильность схемы с общим эмиттером оказывается несколько хуже, чем схемы с общей базой.
Это можно доказать следующим образом.
В соответствии с (7.9) полный ток коллектора
/к = + /кво-
Эта формула фактически характеризует связь между выходным, и входным током транзистора для схемы с общей базой. Найдем теперь аналитическое выражение, характеризующее связь выходного тока (/к) с входным (/в) для схемы с общим эмиттером. Преобразуя приведенное выше выражение, получим
/к = «(/к + /в) + /кво, откуда
= + <7Л8>
Слагаемое обычно обозначают /Кэо и называют началь-ным коллекторным током1. Следовательно,
/к = Р/б + /кэо- (7.19)
Нетрудно понять, что /кэо = ПРИ а = 0,95...0,99 в десятки раз больше теплового тока /КБо, и хотя с ростом температуры а изменяется незначительно, но растет гораздо сильнее. Именно поэтому выходной ток в схеме с общим эмиттером в
1 Ток 1КЭ0 проходит через транзистор при оборванной цепи базы, т. е. при /Б = 0 (7.18).
120
более сильной степени зависит от температуры, чем в схеме с общей базой.
В схеме с общим коллектором (рис. 7.8, в) входной сигнал подается на участок база — коллектор. Входным током является ток базы, а выходным.— ток эмиттера. Поэтому коэффициент прямой передачи тока для этой схемы
=____^э____= р + 1.
Д/Б д/э-д/к Р
Несмотря на сравнительно большие значения коэффициента прямой передачи тока и входного сопротивления, схема с общим коллектором практически не позволяет получить усиления по напряжению и поэтому применяется значительно реже, чем две предыдущие1.
7.4. Статические характеристики транзистора
Статические характеристики транзистора отражают зависимость между токами и напряжениями на его входе и выходе.
Одним семейством характеристик эту зависимость показать нельзя. Поэтому необходимо пользоваться двумя семействами статических характеристик транзистора. Наибольшее распространение получили входные и выходные статические характеристики для двух основных схем включения — с общей базой и с общим эмиттером.
Для схемы с общей базой входная характеристика представляет собой зависимость тока эмиттера 1Э от напряжения между эмиттером и базой Use при постоянной величине напряжения между коллектором и базой {7кб:
/э = /({/ЭБ) при f/кв — const.
Типичные входные статические характеристики транзистора для схемы с общей базой приведены на рис. 7.9, а. Из рисунка видно, что входные характеристики аналогичны вольтамперной характеристике р-п перехода для прямого тока, причем изменение напряжения {7 кб слабо влияет на ток эмиттера. Это объясняется тем, что электрическое поле, создаваемое напряжением t/кв в схеме с общей базой, почти полностью сосредоточено в коллекторном переходе и оказывает незначительное влияние на прохождение зарядов через эмиттерный переход. Так, на рис. 7.9, а входные характеристики, снятые при (7кв #= 0> практически сливаются. Поэтому в справочниках обычно приводят лишь две входные характеристики для данного типа транзистора — одну, снятую при (7 кб = = 0, и вторую, снятую при {7кб Ф 0, например при (7кб = — = —5 В.
1 Схема с общим коллектором применяется главным образом для согласования сопротивлений между отдельными каскадами многокаскадного усилителя или между выходом усилителя и низкоомной нагрузкой. Эти вопросы будут подробно рассмотрены в гл. 10.
121
Рис. 7.9. Статические характеристики транзистора для схемы с общей базой:
а входные; б — выходные
Выходные характеристики транзистора для схемы с общей базой изображают зависимость тока коллектора от напряжения на коллекторе при постоянных значениях эмиттерного тока
/к == Ф (^кв) при /э = const.
Примерный вид выходных статических характеристик транзистора изображен на рис. 7.9, б1. Из рисунка видно, что при нормальной рабочей полярности напряжения (7Кв, когда коллекторный пере-, ход работает в обратном направлении, выходные характеристики представляют собой почти прямые линии, идущие с очень небольшим наклоном. Это объясняется тем, что коллекторный ток создается за счет диффузии носителей зарядов, проникающих из эмиттера через базу в коллектор. Поэтому величина коллекторного тока определяется главным образом величиной тока эмиттера и незначительно зависит от напряжения (7Кв> приложенного к коллекторному переходу. Даже при (7Кб = 0 происходит явление экстракции и ток коллектора может иметь достаточно большую величину, зависящую от величины тока эмиттера.
При /э = 0 характеристика выходит из начала координат, а затем идет на небольшой высоте почти параллельно оси абсцисс. Она соответствует обычной характеристике обратного тока р-п перехода. Ток/кво, определяемый такой характеристикой, является неуправляемым и представляет собой один из параметров транзистора. Из рис. 7.9, б видно также, что при перемене полярности напряжения (7кб ток /к резко уменьшается и достигает нуля при значениях (7кб порядка десятых вольта. В этом случае коллекторный переход работает в прямом направлении, ток через этот переход резко возрастает и идет в направлении, обратном нормальному рабочему току. При этом транзистор может выйти из строя. Участки характеристик, показанные на рис. 7.9, б пунктирными линиями, не ЯВЛЯЮТСЯ рабочими и обычно на графиках не приводятся.
1 Несмотря на то что напряжение на коллекторе для транзистора р-п-р отрицательное, выходные характеристики принято изображать в положительных осях координат.
123
Рис. 7.10. Статические характеристики транзистора для схемы с общим эмиттером: а — входные; б — выходные
Для схемы с общим эмиттером статической входной характеристикой является график зависимости тока базы /в от напряжения ивэ при постоянном значении (/кэ:
/б = /(^бэ) при иКэ = const.
Выходные характеристики транзистора для схемы с общим . эмиттером представляют собой зависимости тока коллектора от напряжения между коллектором и эмиттером при постоянном токе базы
/к = ср (t/кэ) при /в = const.
Типичные входные и выходные статические характеристики транзистора для схемы с общим эмиттером показаны на рис. 7.10.
Из рис. 7.10, а видно, что с ростом напряжения £7кэ ток 1в уменьшается. Это объясняется тем, что при увеличении £/кэрастет напряжение, приложенное к коллекторному переходу в обратном направлении, уменьшается вероятность рекомбинации носителей заряда в базе, так как почти все носители быстро втягиваются в коллектор.
Объяснение хода выходных характеристик (рис 7.10, б) приводится на рис. 7.11, из которого видно, что в схеме с общим эмиттером напряжение, приложенное к коллекторному переходу, равно £7кэ — ^бэ> так как эти напряжения между точками коллектор — база оказались включенными встречно. Поэтому при |1/кэ|-< < !^/вэ! напряжение на коллекторном переходе оказывается включенным в прямом направлении. Это приводит к тому, что крутизна выходных характеристик на начальном участке от = 0 до
Рис. 7.11. К пояснению формы выходных характеристик транзистора для схемы с общим эмиттером
Переход коллектор база \
Переход , эмиттер
Ваза
Р п р
- Uk3
-о + о Убз |
123
|^кэ| — | ^ьэ | велика. На участке | (7КЭ } > । [/Бэ | крутизна характеристик уменьшается, они идут почти параллельно оси абсцисс. Положение каждой из выходных характеристик зависит, главным образом, от величины тока базы.
7.5. Динамический режим работы транзистора
В практических схемах транзисторных усилителей в выходную цепь транзистора наряду с источником питания включают сопротивление нагрузки, а во входную — источник усиливаемого сигнала.
Режим работы транзистора с нагрузкой называется динамическим. В атом режиме токи и напряжения на электродах транзистора не остаются постоянными, а непрерывно изменяются. Рассмотрим работу транзистора, включенного по наиболее распространенной схеме с общим эмиттером, в динамическом режиме (рис. 7. 12, а). В этой схеме напряжение источника питания Е& распределяется между участком коллектор — эмиттер (выходом схемы) и нагрузочным сопротивлением R„ так, что напряжение
Укэ — Ек — IkRh- (7.20)
Выражение (7.20) представляет собой уравнение динамического режима для выходной цепи. Изменения напряжения на входе транзистора вызывают соответствующие изменения тока эмиттера, базы, а следовательно, и тока коллектора /к- Это приводит к изменению напряжения на Ru, в результате чего изменяется и напряжение Uk.3.
Обратим внимание на то, что питание транзистора в рассматриваемой схеме (как и в любой другой схеме с общим эмиттером) производится от одного источника £i<. Напряжение на эмиттерный переход подается через резистор /?Б в цепи базы. Величина сопро-
Рис. 7.12. Динамический режим работы транзистора а схема включения: б — динамическая характеристика в семействе статических выходных характеристик; в — входная динамическая характеристика
124
тивления этого резистора определяет исходную величину постоянного тока базы транзистора при отсутствии входного сигнала.
Характеристики транзистора, находящегося в динамическом режиме, отличаются от характеристик статического режима, так как они определяются не только свойствами самого транзистора, но и свойствами элементов схемы.
Наиболее часто используются выходные и входные динамические характеристики.
На рис. 7.12, б изображены выходные статические характеристики транзистора и приведена динамическая характеристика (нагрузочная прямая) АВ, соответствующая сопротивлению нагрузки /?н-
Положение нагрузочной прямой на статических характеристиках однозначно определяется напряжением источника питания Ек и сопротивлением резистора RH. Точка В пересечения нагрузочной прямой с осью напряжений совпадает с точкой, в которой напряжение на коллекторе равно Ек. Действительно, эта точка соответствует случаю, когда ток коллектора равен нулю. При этом ток в нагрузочном сопротивлении отсутствует и падение напряжения на сопротивлении нагрузки равно нулю. Следовательно, все напряжение источника питания £к оказывается приложенным к участку коллектор — эмиттер транзистора.
Точка А пересечения нагрузочной прямой с осью токов совпадает с точкой, для которой удовлетворяется условие
так как ток коллектора в случае, если бы транзистор можно было открыть полностью (или закоротить), ограничивался бы только величиной сопротивления RH
Все промежуточные положения точек на линии нагрузки характеризуют возможные напряжения и токи в соответствующих цепях транзистора при подаче сигнала с учетом сопротивления нагрузки. Любому току базы соответствуют вполне определенные значения тока коллектора и коллекторного напряжения. Например, если в режиме покоя (до поступления входного сигнала) был установлен ток базы /бз, то рабочая точка Р на нагрузочной прямой укажет соответствующие этому току значения /кр и ^кэр (рис. 7.12, б).
Входная динамическая характеристика представляет собой зависимость входного тока от входного напряжения в динамическом режиме (рис. 7.12, в).
Чтобы построить входную динамическую характеристику, нужно для каждого напряжения на коллекторе (для которого имеется статическая входная характеристика) определить по выходной динамической характеристике соответствующий ток базы. Затем на входных статических характеристиках следует отметить точки, которые соответствуют найденным значениям токов базы. Если
125
теперь соединить эти точки Д', Р', В' (рис. 7.12, в) плавной кривой линией, то получим входную динамическую характеристику транзистора1.
7.6. Усилительные свойства транзисторов
Возможность усиления электрических сигнэлое; с помощью транзистора была обоснована в параграфе 7.2. Рассмотрим теперь некоторые количественные показатели работы транзистора как усилителя для различных схем его включения.
На рис. 7.13 показаны три простейшие усилительные схемы при включении транзистора с общей базой (рис. 7.13, а), общим эмиттером (рис. 7.13, б) и общим коллектором (рис. 7.13, в).
Основными показателями транзисторного усилительного каскада при любой схеме включения транзистора являются:
Коэффициент усиления по току
= (7.21)
;вх Коэффициент усиления по напряжению
(7.22)
Коэффициент усиления по мощности
Кр = KiKu- (7.23)
Входное сопротивление (7.14)
Для указанных на рис. 7.13 трех схем включения транзистора коэффициенты усиления по току, напряжению и мощности определяются следующими вполне очевидными выражениями.
Схема с общей базой
ХГЭ = fC — Rh _ aRu A'3«ex Б *вхБ к Арб = р— • квхБ (7.24) (7.25) (7.26)
1 Вследствие того, что входные статические характеристики транзистора располагаются густо, иногда для упрощения анализа работы и расчета транзисторного каскада входную динамическую характеристику не строят, а просто одну из входных статических характеристик, соответствующую некоторому напряжению иа коллекторе, отличному от нуля, принимают за динамическую.
126
Рис. 7.13. Простейшие усилительные схемы при включении транзистора с общей базой (а), общим эмиттером (б) и общим коллектором (в)
Схема с общим эмиттером Д/к „ ^3 = ^ = 0:
К А/К*н .
К£/Э “ *вхЭ 1
„ ₽’*н
Л/>Э = Т5-
"ИХЭ
Схема с общим коллектором д/ч ^к = _э=₽ + 1.,
Кцк = ^— = (Р +1)^-1
Д/Бкпх К Квх К
*FK = (₽ + 1)\— квх К
(7.27)
(7.28)
(7.29)
(7.30)
(7.31)
(7.32)
Из приведенных выражений видно, что коэффициенты усиления по току, напряжению и мощности существенно зависят от схемы включения транзистора, а также от величины соответствующего входного сопротивления.
Для определения входных сопротивлений транзистора воспользуемся эквивалентными схемами, которые должны отражать реальные свойства замещаемых транзисторов. Широкое распространение получили так называемые Т’-образные эквивалентные схемы (рис. 7.14).
При построении эквивалентной схемы транзистора исходят из того, что эмиттерный и коллекторный переходы, так же как и тонкий слой базы, обладают некоторыми определенными сопротивлениями, равными соответственно гэ, н гв- Поэтому простейшей эквивалентной схемой транзистора должна служить цепь, составленная из сопротивлений гэ, и гб, соединенных между собой, как показано на рис. 7.14, а. У современных транзисторов в активном режиме работы величина гэ составляет обычно десятки ом, гб — сотни ом, а гц — сотни тысяч ом. При подключении ко входу такой схемы (к зажимам 1) источника входного сигнала
127
Рис, 7.14, Эквивалентные Т-образные схемы транзистора: а — без дополнительного генератора тока; 6 — для схемы с общей базой; « — для схемы с общим эмиттером; г—для схемы с общим коллектором
создается в сопротивлении гц и в нагрузке, подключенной к выходным клеммам 2, во много раз меньший ток, чем ток в сопротивлении Гэ и в цепи базы. Такой режим не соответствует реальным условиям работы транзистора, обладающего усилительными свойствами. В действительности, как известно, через сопротивление нагрузки транзистора проходит ток /ц да а/э- Поэтому необходимо изменить распределение тока между ветвями эквивалентной схемы. Это можно сделать, подключив параллельно сопротивлению гк в эквивалентной схеме дополнительный генератор, вырабатывающий ток а/э (рис. 7.14, б). Прохождение этого тока в выходной цепи соответствует реальным условиям работы схемы с общей базой и позволяет отразить усилительные свойства транзистора.
Из схемы рис. 7.14, б видно, что величину входного напряжения Пвх можно считать равной сумме падений напряжений на сопротивлениях гэ и гБ при прохождении через них соответственно токов 1Э и /Б:
пвх = /эгэ + /БгБ = 1эгэ + 7Э(1 — “)ГБ = 7Э Рэ + (1 — а)гБ].
(7.33)
Из выражения 7.33 видно, что входное сопротивление транзистора для схемы с общей базой
/?вх Б == Гэ + (1 — а) Гб- (7-34)
Поскольку величина сопротивлений гэ и гБ незначительна, входное сопротивление каскада с общей базой оказывается довольно низким (единицы — десятки ом).
Таким образом, количественные данные подтверждают предварительные соображения о величине этого сопротивления, полученные на основе качественного анализа работы схемы с общей базой.
Упрощенная эквивалентная схема для каскада с общим эмиттером приведена на рис. 7. 14, в. В этой схеме для отражения реаль-128
кого усилительного режима работы транзистора в выходную цепь включен дополнительный генератор тока 0/б- Исходя из изложенного, получим
= “Ь 7бГб, откуда
7?вхЭ=/Уэу-— = (Р + 1)гэ + гБ. (7.35)
'Б
Очевидно /?вх э »/?вх б-
В эквивалентной схеме на рис. 7.14, г, отражающей свойства каскада с общим коллектором,
t/вх — 7бГб + /э (Тэ + RJ,
/?вх к = /в-Б + У-э±^- = ГБ + (Р + 1) (гэ + Ra). (7.36) 'Б
Подставив полученное значение RBX^ в формулу (7.31), легко убедиться, что коэффициент усиления по напряжению каскада с общим коллектором при любых значениях сопротивления Ru и р остается меньшим единицы. Следовательно, каскад с общим коллектором для усиления сигналов по напряжению непригоден.
Сравнительные свойства схем включения транзисторов, работающих в режиме усиления, приведены в табл. 7.1.
Таблица 7.1. Ориентировочные показатели схем включения транзисторов
Тип схемы Усиление Входное сопротивление, Ом
К/ Ки Кр
ОБ I до 1000 до 1000 Единицы — десятки
ОЭ 10—100 100 до 10000 Сотни
ок 10—100 1 до 100 Десятки тысяч
7.7. Транзистор как активный четырехполюсник
Устройство, имеющее два входных и два выходных зажима и обладающее способностью усиливать мощность подводимых к нему электрических сигналов, получило название активного четырехполюсника1.
Транзистор в общем случае представляет собой активный нелинейный четырехполюсник (рис. 7.15)2. Его, как было показано
1 Устройства, содержащие два вводных и два выходных зажима, часто встречаются в электронных схемах. Однако многие из них (например, трансформатор) не могут усиливать мощность электрических колебаний. Такие четырехполюсники в отличие от активных называются пассивными.
2 Следует учесть, что транзистор фактически имеет только три вывода (эмиттер, база, коллектор). Поэтому один из них является общим для цепей входа и выхода, что соответствует рассмотренным выше трем возможным схемам включения транзистора,
5 7-76 129
Рис. 7.15. Транзистор — четырехполюсник
две другие величины.
в параграфе 7.4, можно охарактеризовать семейством нелинейных статических характеристик, связывающих величины постоянных напряжений Ult U2 и токов /ь /2 на входе и выходе транзистора. Все эти четыре величины взаимосвязаны, причем достаточно задать две из них, чтобы однозначно определить по статическим характеристикам Задаваемые величины являются независи
мыми переменными. Две другие величины представляют собой функции этих независимых переменных.
Если принять в качестве независимых переменных /г и U2, а в качестве зависимых U, и /2, то можно записать
= Л (Л. t/2), /2 = /2 (Л,
Дифференцируя величины U, и /2 по /2 и (72, получим следующие уравнения:
Обозначим
h — h — — . ~ 01, ’ п”- - di, ’
h — -- h — dl*
12 0U2 ’ 22 ~ dU2 ‘
Если на постоянные составляющие токов и напряжений наложены достаточно малые сигналы переменного напряжения и или i, то их амплитуды (или, соответственно, действующие значения) можно рассматривать как малые приращения постоянных составляющих. В этом случае можно записать:
(7j — h,,l, + h.,2U2 I /2 = Й21/1 -f* h22U2.j
(7.37)
Коэффициенты hn, h,2, h21 и h22, входящие в эти уравнения, называются h-параметрами транзистора. Каждый из этих параметров имеет определенный физический смысл. В частности, параметр /ги представляет собой величину входного сопротивления транзистора при коротком замыкании на выходе (U2 = О)-и измеряется в омах:
= при t/2 = 0. (7.38)
Параметр й12 равен отношению входного напряжения к выходному U2 при разомкнутой входной цепи (/х = 0):
h12 = при ?! = 0. (7.39)
130
При этом предполагается, что источник напряжения U2 подключен к выходным зажимам транзистора, а напряжение U2 измеряется на входных зажимах. Следовательно, параметр Л12 характеризует степень влияния выходного напряжения на режим входной цепи транзистора. Поэтому он называется коэффициентом обратной связи.
Параметр Л21 равен отношению выходного тока к входному при короткозамкнутом выходе (U2 = 0).
h21 = при U2 = 0. (7.40)
Этот параметр называется коэффициентом усиления по току.
Параметр h22 представляет собой выходную проводимость транзистора при разомкнутых входных зажимах — 0) и измеряется в микросименсах
йга = р- при/х = 0. (7.41)
Между h-параметрами и параметрами транзистора, соответствующими Т-образным эквивалентным схемам, существует определенная зависимость. Для схемы с общей базой эта зависимость выражается соотношениями ft, «п
ГЭ = ^ПБ ~ ~ Л21б)’
Л22Б
h ] 2 g I
ГБ = Т ’ Гк = ь ’ а = -~^21Б- (7.42)
"22 Б '22Б
Если известны h-параметры для схемы с общей базой, то легко путем пересчета получить h-параметры для схемы с общим эмиттером и общим коллектором
L Апв 113 ~T+W
, Л11БЛ22Б~ Л12Б (Л21б+ 0
"12Э-------1 _l_fc 1
1 "Т ")|Б
. ^21Б о
' Л21Э " “ill, — Р 1 + "21Б
. Й22Б
223 ~ 1 + W
, Й11Б
ft12K ~
А ~ 11
21К — r+h^-
t _ Л22Б
"22К ~ 1 _и А • 1 + "21Б
(7.43)
(7-44)
J
Система A-параметров называется гибридной (смешанной), так как одни /г-параметры определяются в режиме холостого хода на
5* 131
Рис. 7.16. Определение йБ-параметров транзистора по входным (а) и выходным (б) характеристикам
входе (/j = 0), а другие в режиме короткого замыкания на выходе (Ut = 0).
В настоящее время /t-параметры находят наибольшее распространение при расчете транзисторных низкочастотных схем. Эти параметры легко определяются экспериментально, а также графическим путем по статическим характеристикам транзистора.
В качестве примера рассмотрим способ определения Лб -параметров транзистора (для схемы с общей базой). На входных характеристиках транзистора (рис. 7.16, а) строят характеристический треугольник abc, из которого находим
Лпб = при икъ = 0,
а1э
где Д(/эб = Ьс ял 0,0b В; Д/э = ab ял 15 мА
Следовательно,
. 6 • IO-*
^11Б . 10-3 '''' Ом
Из этого ж треугольника определяем
Д6ЛР.
^^дТлТ ПРИ А/э = 0,
£ЛС/КБ
где
Д[/ЭБ = Ьс ял 0,06 В, Д(/КБ = 5 — 0 = 5В.
Следовательно,
Л12б« » 0,012.
О
Параметры h2]E и й22Е определяют по выходным характеристикам (рис. 7.1 , б). Построив характеристический треугольник fnk, найдем
д/к
Л21Б = д7~ при А^кб = 0;
8
132
Д/К = е/» 29—19,5 = 9,5 мА; Д/э= 30 — 20 = 10 мА Л21б = = 0,95;
^22^
-г^- при Д/э = 0; Д/к = nk = ‘иКБ
ДПКБ xfkm 12,5 В;
^ = ^ = 8. 10-6 См.
1мА;
7.8. Температурные и частотные свойства транзистора
Диапазон рабочих температур транзисторов, определяемый свойствами р-п переходов, такой же, как и у полупроводниковых диодов. Особенно сильно на работу транзисторов влияет нагрев и менее существенно — охлаждение (до —60 °C). Исследования показывают, что при нагреве от 20 до 60 °C параметры плоскостных транзисторов изменяются следующим образом: гк падает примерно вдвое, гБ — на 15'—20 %, а гэ возрастает на 15—20 %. Представление о влиянии нагрева на /i-параметры дают графики рис. 7.17, а, построенные для маломощного плоскостного транзистора, включенного по схеме с общей базой. Кроме изменения значения основных параметров транзистора, нагрев вызывает смещение выходных характеристик и изменение их наклона (рис. 7.17, б), что также нарушает нормальную работу прибора.
Особенно существенное влияние на работу транзистора при нагреве оказывает ток /кбо Приближенное значение тока при нагреве можно определить из равенства
^кбо, »/квоне0/ 7А/, (7.45)
где /кбо,— величина /Кбо при повышенной температуре; /кбон— величина /кбо при нормальной температуре (20° С); Д/ — разность температур при нагреве транзистора.
Для практических расчетов можно принять, что при повышении температуры на каждые 10 °C ток /кбо возрастает примерно йдвое.
133
1МГц 10МГц
%. $ <$0 fl «fla
а 5 6
Рис. 7.18. Векторные диаграммы п транзистора на разных частотах
125... 150 °C. С этой же целью и
Нестабильность режима транзистора, обусловленная током /кбо, очень существен-< на, так как обратный ток кол-1К лектора в значительной степени влияет на токи эмиттера и коллектора, а следовательно, на усилительные свойства транзистора.
Наиболее часто для работы при повышенных температурах применяются крем-зв ниевые транзисторы. Предельная рабочая температура у этих приборов составляет юльзуется и ряд новых полупро
водниковых материалов, из которых особый интерес представляет карбид кремния. Приборы, изготовленные на карбиде кремния, смогут нормально работать до температур 500...600 °C.
На частотные свойства транзисторов большое влияние оказывают емкости р-п переходов. С увеличением частоты емкостное сопротивление уменьшается и шунтирующее действие емкостей возрастает. Поэтому Т-образная эквивалентная схема транзистора иа высоких частотах, кроме чисто активных сопротивлений гэ, гб и гк, содержит емкости Сэ и Ск, шунтирующие эмиттерный и коллекторный переходы. Особенно вредное влияние на работу, транзистора оказывает емкость Ск, так как на высоких частотах емкостное 1 сопротивление и оказывается значительно меньше, чем сопротивление гк, и коллекторный переход теряет свои основные свойства. В данном случае влияние емкости Ск аналогично влиянию емкости, шунтирующей р-п переход в плоскостном полупроводниковом диоде.
Второй причиной ухудшения работы транзистора на высоких частотах является отставание по фазе переменного тока коллектора от переменного тока эмиттера. Это обусловлено инерционностью процесса прохождения носителей заряда через базу от эмит-терного перехода к коллекторному, а также инерционностью процессов накопления и рассасывания зарядов в базе.
Время пролета носителей через базу тпру обычных транзисторов составляет приблизительно 0,1 мкс. Конечно, это время очень мало, но на частотах порядка единиц — десятков мегагерц становится заметным некоторый сдвиг фаз между переменными составляющими токов /э и /к. Это приводит к увеличению переменного тока базы и, как следствие, к снижению коэффициента усиления по току. Это явление иллюстрируется векторными диаграммами, приведенными на рис. 7.18. Первая из них соответствует относительно низкой частоте, на которой все токи практически совпадают по фазе, а коэффициент 0 имеет наибольшую величину
134
Р — ро. На более высокой частоте запаздывание тока /к на время тлр относительно тока /э ведет к появлению заметного сдвига фаз <р между этими токами. Теперь ток базы /б равен не алгебраической (как на рис. 7.18, а), а геометрической разности токов /э и /к, вследствие чего он заметно увеличивается (рис. 7.18, б). На еще более высокой частоте коэффициент р становится еще меньше вследствие увеличения угла сдвига фаз <р и тока /Б (рис. 7.18, в).
Оценивая частотные свойства транзистора, следует учитывать также, что диффузия — процесс хаотический. Неосновные носители зарядов, инжектированные эмиттером в базу, передвигаются в ней разными путями. Поэтому носители, одновременно вошедшие в область базы, достигают коллекторного перехода в разное время. Таким образом, закон изменения тока коллектора может не соответствовать закону изменения тока эмиттера, что приводит к искажению усиливаемого сигнала.
Необходимо отметить, что с увеличением частоты коэффициент Р уменьшается значительно сильнее, чем а. Коэффициент а снижается лишь вследствие влияния емкости Ск, а на величину Р влияет, кроме этого, еще и сдвиг фаз между /к и /э. Следовательно, схема с общей базой имеет лучшие частотные свойства, чем схема с общим эмиттером.
Для определения коэффициентов усиления по току на частоте / могут быть использованы формулы:
Р =----.
/1 + Ш2 (7.47)
г VP/
где а0 и ро — коэффициенты усиления по току при частоте f = 0; fa, и /р — предельные частоты транзистора в схемах с общей базой и общим эмиттером соответственно.
Для расширения частотного диапазона транзисторов необходимо увеличивать скорость перемещения неосновных носителей зарядов через базу, уменьшать толщину слоя базы и коллекторную емкость. При выполнении этих условий транзисторы (например, дрейфовые, планарные) могут успешно работать на частотах порядка десятков и сотен мегагерц.
7.9. Транзистор в режиме ключа
Важнейшими элементами современных схем автоматики и электронных вычислительных машин являются устройства релейного типа. Главная особенность их состоит в том, что под воздействием входного сигнала режим работы таких устройств резко (скачкообразно) меняется. Это позволяет осуществлять переключение, или коммутацию, различных электрических цепей схемы.
135
Переключающие устройства релейного типа обладают двумя устойчивыми положениями, которые могут рассматриваться как положения «включено» и «выключено». По аналогии с двоичным счислением в математике, в котором существует только два дискретных значения «О» и «1», такие устройства часто называются также двоичными элементами.
Транзистор является одним из наиболее распространенных элементов беекон-
Рис. 7.19. Ключевая схе- тактных переключающих устройств. Режим на на транзисторе работы транзистора в переключающем
устройстве обычно называют ключевым..
Этот режим характерен тем, что транзистор' в процессе работы периодически переходит из открытого состояния (режима насыщения) в запертое (режим отсечки) и наоборот, что соответствует двум устойчивым состояниям переключающего устройства.
На рис. 7.19 изображена простейшая схема ключа на транзисторе рпр, включенном по схеме с общим эмиттером.
Запирание транзистора (режим отсечки) наблюдается в том случае, когда оба р-п перехода (эмиттерный и коллекторный) закрыты. Для этого достаточно, чтобы обратные напряжения на этих переходах были близки к нулю (порядка 0,05...0,1 В). Из схемы рис. 7.19 видно, что для запирания транзистора типа рпр
нужно подать на его вход такое напряжение, чтобы потенциал базы был выше потенциала эмиттера, т. е. чтобы напряжение t/вэ между базой и эмиттером удовлетворяло неравенство и^э О (для транзисторов типа прп знак этого неравенства будет обратным).
Напряжение U кэз на коллекторе запертого транзистора равно
^кэз = £к — /кбо^н,
где /кво — обратный ток коллектора. Обычно /кбоЛ?н<С£к- Поэтому МОЖНО ПрИНЯТЬ (7КЭз«£к-
В запертом состоянии транзистор может находиться неограниченно долго. Вывести его из этого устойчивого состояния можно только за счет внешних воздействий, например путем подачи на вход транзистора типа рпр запускающего импульса отрицательной полярности.
Вторым устойчивым состоянием является режим насыщения открытого транзистора. Насыщение наступает в том случае, когда оба р-п перехода транзистора открыты.
На рис. 7.20, а приведены выходные статические характеристики транзистора с общим эмиттером. В семействе этих характеристик проведена нагрузочная прямая АВ, выражающая зависимость тока коллектора от напряжения на коллекторе при определенных значениях £к и /?„• Величина тока коллектора определяется главным образом величиной тока базы: чем больше ток базы
136
Д' S
Рис. 7.20. Графическое пояснение работы транзистора в ключевом режиме:
I — режим отсечки; I! — активный режим; III — режим насыщения
(входной ток), тем больше ток коллектора. При некотором значении тока базы /Бнас = ^Б4 коллекторный ток достигает максимальной (для данных £к и /?н) величины /Ктах- Такая величина коллекторного тока соответствует рабочей точке А на рис. 7.20, а. При дальнейшем увеличении тока базы ток коллектора практически остается неизменным. Поэтому /к max получил название тока насыщения и обозначается /к нас- Величина тока насыщения открытого транзистора может быть найдена по формуле
/киас=ЪК (7.48)
А н
Току насыщения коллектора соответствует величина насыщающего тока базы
/ 7К нас /7
/б нас == — =, (7.49)
где Р — коэффициент усиления транзистора по току.
Из рис. 7.20, а видно, что в области насыщения (вблизи точки Л) напряжения между коллектором и эмиттером, как и напряжения между любыми другими выводами транзистора, близки к нулю.
На рис. 7.20, б показана зависимость тока коллектора /к от тока базы /б- Из этого рисунка видно, что характеристика /ц = f (/б) имеет изломы на границах области запирания (отсечки) и насыщения. Это способствует более четкой работе переключающего устройства. Следует, однако, иметь в виду, что при переходе транзистора из одного устойчивого состояния в другое возможны переходные процессы, искажающие
ч>.
О
ОАк.нас^.
I О
Uks
г
Рис. 7. 21. К пояснению переходных процессов при работе транзистора в режиме ключа
137
форму импульсных токов и напряжений в цепях транзистора. На рис. 7.21 приведены временные диаграммы, иллюстрирующие характер изменения коллекторного тока под воздействием импульсного входного сигнала прямоугольной формы.
Пусть в момент времени t = tr на вход транзистора подан импульс напряжения </ (рис. 7.21, а)1, который вызвал соответствующее скачкообразное изменение тока эмиттера /3 (рис. 7.21, 6). Если бы для всех носителей заряда в базе траектории и скорости были одинаковы, то коллекторный ток через некоторое время задержки, равное времени пролета тпр носителей через базу, идеально воспроизвел бы форму тока эмиттера. Однако, как уже известно из параграфа 7.8, траектории и скорости движения носителей в базе различны. Поэтому одновременно инжектированные эмиттером носители заряда доходят до коллектора в разные моменты времени, что приводит к искажению переднего фронта импульса тока коллектора (рис. 7.21, в)2. В установившемся режиме, когда ток коллектора равен току насыщения /к нас, в базе транзистора имеется некоторая избыточная (по сравнению с равновесной) концентрация дырок и электронов. В момент окончания импульса тока /д концентрация неосновных носителей в базе уменьшается. Часть из них уходит через коллекторный, переход, затягивая спад импульса тока коллектора и «размывая» его задний фронт, остальные рекомбинируют с основными носителями базы. Изменения выходного напряжения икэ показаны на рис. 7.21, г.
Качество транзисторного ключа определяется скоростью переключения, т. е. временем его перехода из одного состояния в другое. Чем выше частотные свойства транзистора, тем выше его быстродействие и тем лучше он работает в ключевом режиме.
7.10. Эксплуатационные параметры транзистора
Транзистор, как и любой другой электронный прибор, характеризуется рядом эксплуатационных параметров, предельные значения которых указывают на возможности практического применения того или иного транзистора. К числу таких параметров относятся: Максимально допустимая мощность Рк.тах, рассеиваемая коллектором,— это превращающаяся в тепло мощность тока коллектора, бесполезно расходуемая на нагревание транзистора. В общем случае мощность, рассеиваемая транзистором, складывается из мощностей, рассеиваемых каждым р-п переходом:
Р = Рк + Лэ = ^К^КБ + /э^ЭБ-
Однако в усилительном режиме у плоскостных транзисторов ^Э^ЭБ ^К^КБ- Поэтому Р Рк ~ /к^КБ-
При недостаточном теплоотводе разогрев коллекторного перехода может привести к резкому увеличению тока /к. Это в свою очередь,
* Для транзисторов типа рпр этот импульс имеет отрицательную поляр-
ность, для транзисторов прп положительную.
2 На рис. 7.21, в переднему фронту импульса тока коллектора соответствует время г'ф, за которое ток нарастает до 0,9/к нас; заднему фронту импульса соответствует время /ф, в течение которого ток спадает до 0,1 нас.
138
приводит к возрастанию мощности, рассеиваемой на коллекторе, и к еще большему нагреву коллекторного перехода. Процесс приобретает лавинообразный характер, и транзистор необратимо выходит из строя. Следует учитывать также, что при повышении температуры окружающей среды предельно допустимая мощность Летах уменьшается. Поэтому необходимо тщательно следить за режимом работы транзисторов, исключая внешний нагрев прибора, особенно работающего при повышенных мощностях.
Максимально допустимый ток коллектора ограничивается максимально допустимой мощностью, рассеиваемой коллектором. Превышение предельного значения тока коллектора приводит к тепловому пробою коллекторного перехода и выходу транзистора из строя.
Максимально допустимое напряжение между коллектором и общим электродом транзистора (^кэ.max или ^кн.тах). Это напряже-ние определяется величиной пробивного напряжения перехода. Кроме того, оно зависит от мощности, тока коллектора и температуры окружающей среды.
Из соображений надежности работы схемы не рекомендуется использовать величины токов, напряжений и мощностей выше 70 % их наибольших допустимых значений. Следует, однако, отметить, что при работе в ключевом режиме значительная мощность выделяется на транзисторе только в течение перехода из открытого состояния к запертому и обратно (на активном участке характеристики). Поэтому среднее за период значение мощности, рассеиваемой в транзисторе, относительно невелико, что позволяет допускать мгновенные значения токов коллектора и эмиттера в 2—3 раза больше паспортных, предельных для режима усиления значений, не опасаясь перегрева транзистора.
Предельная частота усиления по току (fa или /д) — частота, при которой коэффициент усиления потоку а или 0 уменьшается до 0,7 (в/2 раз) своего значения на низких частотах.
Выше перечислены лишь наиболее важные эксплуатационные параметры транзисторов. В паспортах транзисторов и справочниках указывается ряд других параметров: максимально допустимый ток базы, обратный ток эмиттера, максимально допустимый импульсный ток коллектора, напряжение насыщения коллектор — эмиттер, емкость коллекторного перехода, максимальная температура работы транзистора и т. д.
7.41. Полевые транзисторы
Полевым транзистором называется трехэлектродный полупроводниковый прибор, в котором ток создают основные носители заряда под действием продольного электрического поля, а управление величиной тока осуществляется поперечным электрическим полем, создаваемым напряжением, приложенным к управляющему электроду.
139
Рис. 7 22. Схематическое изображение Рис. 7.23. Полевой транзистор с конструкции н схема включения иолево- изолированным затвором го транзистора с р-п переходами
Все полевые транзисторы по своим конструктивным особенностям можно разделить на две группы:
1) полевые транзисторы с р-п переходами (канальные, или униполярные, транзисторы);
2) полевые транзисторы с изолированным затвором (МДП-или МОП- транзисторы).
На рис. 7.22 приведены схематическое изображение конструкции полевого транзистора с р-п переходами и схема его включения. Тонкий слой полупроводника типа п (или р), ограниченный с двух сторон электронно-дырочными переходами, называется каналом. Принцип действия транзисторов с каналом типа п или р аналогичен; различие заключается лишь в полярности напряжений источников питания. Включение канала в электрическую цепь обеспечивается с помощью двух омических электродов, один из которых (И) называется истоком, а второй (С) — стоком. Вывод, подсоединенный к областям /7-типа, является управляющим электродом и называется затвором (3). Выводы И, С и 3 соответствуют (в порядке перечисления) катоду, аноду и сетке электровакуумного триода или эмиттеру, коллектору и базе обычного биполярного транзистора.
Величина тока в канале зависит от напряжения Uc, приложенного между стоком и истоком, нагрузочного сопротивления и сопротивления полупроводниковой пластинки между стоком и истоком. При Uc и RH — const ток в канале /с (ток стока) зависит только от эффективной площади поперечного сечения канала. Источник Ези создает отрицательное напряжение на затворе, что приводит к увеличению толщины р-п перехода и уменьшению токопроводящего сечения канала. С уменьшением сечения канала увеличивается сопротивление между истоком и стоком и снижается величина тока /с- Уменьшение напряжения на затворе вызывает уменьшение сопротивления канала и возрастание тока /с- Подключив последовательно с £зи источник усиливаемого переменного напряжения (ДХ) можно изменять ток через канал по закону изменения вход-
140
fl о
Рис. 7.24. Характеристики полевого транзистора с р-п переходами: а — выходные (стоковые) характеристики! 6 — стокозатворная характеристика
ного напряжения. Ток стокаJ проходя через сопротивление нагрузки RH, создает на нем падение напряжения, изменяющееся по закону UBX. При соответствующем подборе величины Ra можно добиться повышения уровня выходного напряжения по сравнению с напряжением на входе, т. е. усилить сигнал.
Полевые транзисторы с изолированным затвором име
ют структуру металл — диэлектрик (окисел) — полупроводник. Поэтому их часто называют МДП- или МОП-транзисторами. Принцип работы этих приборов основан на эффекте поля в поверхностном слое полупроводника (параграф 3.9).
На рис. 7.23 схематически показана конструкция такого транзистора. Основой прибора служит пластинка (подложка) монокристаллического кремния p-типа. Области истока и стока представляют собой участки кремния, сильно легированные примесью п-типа. Расстояние между истоком и стоком примерно 1 мкм. На этом участке расположена узкая слабо легированная полоска кремния п-типа (канал). Затвором служит металлическая пластинка, изолированная от канала слоем диэлектрика толщиной примерно 0,1 мкм. В качестве диэлектрика может использоваться выращенная при высокой температуре пленка двуокиси кремния.
В зависимости от полярности напряжения, приложенного к затвору (относительно истока), канал может обедняться или обогащаться носителями заряда (электронами). При отрицательном напряжении на затворе электроны проводимости выталкиваются из области канала в объем полупроводника подложки. При этом канал обедняется носителями заряда, что ведет к уменьшению тока в канале. Положительное напряжение на затворе способствует втягиванию электронов проводимости из подложки в канал. В этом режиме, получившем название режима обогащения, ток канала возрастает.
Таким образом, в отличие от полевого транзистора с р-п переходами транзистор с изолированным затвором может работать-с нулевым, отрицательным или положительным напряжением на затворе.
На рис. 7.24, а показан примерный вид семейства выходных (стоковых) вольтамперных характеристик полевого транзистора с р-п переходами /с = / ((/с ) при t/зи = const.
Пусть напряжение между затвором и истоком 7/зи = 0. При увеличении положительного напряжения Uc на стоке ток 7с будет нарастать. Вначале зависимость 1с = f (Uc ) будет почти линейной (участок ОА на рис. 7.24, а). Однако с возрастанием /с увеличивается падение напряжения на канале, повышается об-
141
и стокозатворная
Рис. 7.25. Стоковые (а)
(б) характеристики полевого транзистора с изолированным затвором:
I режим обогащении; 11 — режим обеднения
ратное смещение для р-п переходов (особенно вблизи стока), что ведет к сужению сечения токопроводящего канала и замедляет рост тока /с. В конечном итоге у стокового конца пластинки канал сужается настолько, что дальнейшее повышение напряжения уже не приводит к росту /с (участок АВ на рис. 7.24, а). Этот режим получил название режима насыщения, а напряжение Uc, при котором
происходит насыщение, называется напряжением насыщения (Пс.насЛ Если снять зависимость тока/сот напряжения Uc для ряда напряжений на затворе (/7зи < 0), то получим семейство выходных характеристик полевого транзистора.
Зависимость /с=ф((7зи) при Uc = const получила название стокозатворной характеристики (рис. 7.24, б).
Выходные характеристики полевого транзистора с изолированным затвором имеют такой же вид, как и характеристики транзистора с р-п переходами (рис. 7.25, а). Различие заключается лишь в том, что транзисторы с р-п переходами могут работать только в режиме обеднения (сужения) канала, а транзисторы типа МДП (или МОП) работают как в режиме обеднения (при отрицательных напряжениях на затворе), так и в режиме обогащения (при положительных напряжениях на затворе). По этой же причине стокозатворная характеристика транзистора с изолированным затвором может захватывать область положительных напряжений между затвором и истоком (рис. 7.25, б).
Основными параметрами полевых транзисторов являются: Крутизна характеристики ыс S - J при Uc = const.
Лизи
(7.50)
Этот параметр характеризует эффективность управляющего действия затвора.
Напряжение отсечки Пзиотс —обратное напряжение на затворе, при котором токопроводящий канал окажется перекрытым.
Входное сопротивление Квх между затвором и истоком (определяется при максимально допустимом напряжении между этими электродами)
р _Д^ЗИтах /7 сп
ш3 max
Выходное сопротивление /?вых (определяется в режиме насыщения)
Квых = при Uза = const. (7.52)
142
Выходное сопротивление характеризуется тангенсом угла наклона выходных характеристик. В рабочей области этот угол близок к нулю и, следовательно, выходное сопротивление оказывается достаточно большим (сотни килоом).
Кроме указанных, полевые транзисторы характеризуются рядом других максимально допустимых параметров, определяющих предельные режимы работы прибора.
К важнейшим достоинствам полевых транзисторов следует отнести:
1. Высокое входное сопротивление, достигающее в канальных транзисторах с р-п переходами величины 10е—109 Ом, а в транзисторах с изолированным затвором 1013—1016 Ом. Такое высокое значение входного сопротивления объясняется тем, что в транзисторах с р-п переходами электронно-дырочный переход между затвором и истоком включен в обратном направлении, а в транзисторах с изолированным затвором входное сопротивление определяется очень большим сопротивлением утечки диэлектрического слоя.
2. Малый уровень собственных шумов, так как в полевых транзисторах, в отличие от биполярных, в переносе тока участвуют заряды только одного знака, что исключает появление рекомбинационного шума.
3. Высокая устойчивость против температурных и радиоактивных воздействий.
4. Высокая плотность расположения элементов при использовании приборов в интегральных схемах.
Полевые транзисторы могут быть использованы в схемах усилителей, генераторов, переключателей. Особенно широко применяются они в малошумящих усилителях с высоким входным сопротивлением. Весьма перспективным является также использование их (с изолированным затвором) в цифровых и логических схемах (параграф 11.10).
7.12. Однопереходный транзистор (двухбазовый диод]
Однопереходный транзистор (рис. 7.26, а) представляет собой монокристаллическую пластинку кремния п-типа с высоким значением удельного сопротивления, на концах которой расположены омические контакты баз Б1 и Б2, а на боковой стороне — один эмиттерный р-п переход. Участки кристалла длиной 1г и Z2 (обычно Zj < Z2) выполняют функции баз прибора. Эмиттерный контакт связи с внешним выводом эмиттера Э.
Схема включения однопереходного транзистора показана на рис. 7.26, б. К выводам баз Б1 и Б2 подводят напряжение питания UВ/В2, причем база Б2 имеет положительный потенциал относительно базы Б1, которую обычно заземляют. Под действием этого напряжения в кремниевой пластинке возникает ток /В1Б2- Участок между базами Б/ и Б2 однопереходного транзистора представляет собой омическое сопротивление в несколько килоом с линейной вольт-ампериой характеристикой. Поэтому напряжение Uраспределяется по базам пропорционально их сопротивлениям, которые зависят от длин и /2. Эти напряжения соответственно равны (7ЭБ) и ПБ9Э. Полярность напряжения (7ЭБ1 такова (рис. 7.26, а), что в исходном состоянии эмиттерный р-п
143
+ Utftf2
Рис. 7.26. Устройство (а), схема включения (б) и вольтамперная характеристика (в) однопереходного транзистора
переход будет смещен в обратном направлении и через него пройдет только небольшой обратный ток утечки /350 (рис. 7.26, в). Это же состояние сохранится при подаче на змиттер отрицательного напряжения иэ или положительного, но не превышающего величины напряжения (/ЭБ1. Если же напряжение 6/э превысит напряжение (УЭБ| на величину, достаточную для отпирания эмнттериого р-п перехода (точка А на рис. 7.26, в), то в кремниевую пластинку из эмиттера будут инжектироваться дырки. Под действием электрического поля источника UП1Б2 эти дырки будут двигаться по направлению к выводу базы Б1, образуя эмиттерный ток, что приведет к увеличению проводимости на участке длиной или уменьшению до незначительной величины сопротивления на этом участке. В результате внутреннее падение напряжения </ЭБ1 уменьшится, что повлечет дальнейшее отпирание эмиттерного р-п перехода и увеличение тока эмиттера и т. д. Таким образом, процесс нарастания эмиттерного тока будет развиваться лавинообразно. С ростом эмиттерного тока, связанного с увеличением инжекции носителей из эмиттера в пластинку, сопротивление эмиттерного перехода снижается, а напряжение (7Э уменьшается. Это соответствует появлению в вольтамперной характеристике участка отрицательного сопротивления прибора (участок АВ на рис. 7.26, в).
Дальнейшее увеличение эмиттерного тока (участок ВС) связано с повышением внешнего эмиттерного напряжения.
Таким образом, вольтамперная характеристика однопереходного транзистора напоминает вольтампериые характеристики туннельных диодов, что позволяет использовать данный прибор для построения различных переключающих схем.
Благодаря своим достоинствам (простоте конструкции, стабильному напряжению срабатывания, малому потреблению тока в цепи управления, хорошей повторяемости характеристик и параметров от образца к образцу, возможности передачи сравнительно мощных импульсов и т. д.) однопереход» ные транзисторы с успехом используются в разнообразных импульсных схемах,
144
7.13. Фототранзисторы
Фототранзистор представляет собой фотогальванический приемник излучения, фоточувствительный элемент которого содержит структуру транзистора, обеспечивающую внутреннее усиление.
Конструктивное оформление одного из типичных фототранзисторов (типа ФТ-1) показано на рис. 7.27. Прибор состоит из германиевой пластины 5, в которую с обеих сторон соосно впаяны навески индия, образующие коллектор 6 и эмиттер 8. Пластина германия припаяна оловянным кольцом к кристаллодержателю 7, который в свою очередь приварен к ножке 10. Коллектор и эмиттер при помощи тонких выводов 9 соединены с проводниками 1, изолированными от ножки стеклянными изоляторами 2. Базовый вывод 11 приварен к ножке. Весь фототранзистор помещен в герметичный корпус 3, в котором имеется круглое отверстие, закрытое стеклом 4.
Двухполюсная схема включения фототранзистора показана на рис. 7.28. При таком включении вывод базы фототранзистора остается свободным, т. е. ток базы /ц = 0. При освещении базы в ней появляются свободные электроны и дырки. Для базы фототранзистора типа рпр дырки являются неосновными носителями зарядов, поэтому они втягиваются полем коллекторного перехода в коллектор, увеличивая ток в его цепи. Оставшиеся в базе основные носители зарядов (электроны) создают пространственный заряд, снижающий высоту потенциального барьера эмиттерного перехода. При этом облегчается переход дырок из эмиттера в базу, а затем в коллектор, что приводит к еще большему росту коллекторного тока, проходящего через нагрузочное сопротивление. Таким образом, даже при небольшом световом потоке, падающем на базу, ток коллектора оказывается достаточно большим, что свидетельствует о высокой чувствительности фототранзистора1.
Рис. 7.27. Конструкция фототранзистора
Рис. 7.28. Двухполюсная схема включения фототранзистора
1 Интегральная чувствительность современных фототранзнстороВ достигает сотен миллиампер на лтомен (для сравнения отметим, что интегральная чувствительность фотодиодов составляет 10—20 мА/лм).
145
Первоначально фототранзисторы применялись исключительно в рассмотренной выше двухполюсной схеме включения. Поэтому в некоторых конструкциях фототранзисторов базовый вывод отсутствует. Такой фототранзистор по своим параметрам отличается от фотодиода только большей интегральной чувствительностью. Фототранзистор, снабженный тремя выводами, представляет дополнительные возможности его использования, основанные на том, что, помимо светового сигнала, на его вход можно подать сигнал электрический.
Поскольку конструкция фототранзистора в основном не отличается от конструкции обычного биполярного транзистора, характеристики этих двух приборов также одинаковы, если на вход фототранзистора подается только электрический сигнал.
Основными параметрами фототранзисторов являются:
Темновой ток /т — ток через затемненный фототранзистор при приложенном рабочем напряжении'.
Ток при освещении /с — ток через освещенный фототранзистор при положенном рабочем напряжении.
Интегральная чувствительность ЗИНт — отношение тока’ через фототранзистор при приложенном рабочем напряжении к падающему на него световому потоку.
Наибольшая мощность рассеивания Ppac. max—допустимая мощность, выделяющаяся на приборе и допускающая его эксплуатацию в течение длительного времени.
Фототранзисторы используются в качестве чувствительных элементов в разнообразных автоматических устройствах, фототелеграфии, кинофотоаппаратуре, в устройствах ввода и вывода информации в вычислительной технике, для регистрации ультрафиолетового и инфракрасного излучения и т. д. Кроме того, они с успехом используются в оптоэлектронике.
7.14. Четмрехслойные полупроводниковые приборы (тиристоры]
Тиристоры относятся к классу четырехслойных полупроводниковых приборов, состоящих из четырех последовательно чередующихся областей с проводимостью р- и п-типа.
Диодный тиристор (диод-тиристор, динистор) имеет выводы от двух крайних областей. Часто такие приборы называют также неуправляемыми переключающими диодами.
Триодный тиристор (триод-тиристор, тринистор) — это полупроводниковый прибор, представляющий собой четырехслойную структуру типа рпрп (или прпр), имеющую вывод от двух крайних областей и от одной внутренней (базовой) области. Такие приборы называют также управляемыми переключающими диодами,
Схематические изображения четырехслойных структур показаны на рис. 7.29. В этих структурах крайние электронно-дырочные переходы называются эмиттерными, средний переход — коллекторным, внутренние области структуры, лежащие между перехо-
146
Рис. 7.29. Четырехслойные структуры диодного (а) и триодного (б) тиристора
-О £ О-
а
Рис. 7.30. Схема включения (а) и эквивалентная схема (б) диод-тиристора
дами, называются базами.. Электрод, обеспечивающий электрическую связь с внешней n-областью, называется катодом, а с внешней ' р-областью — анодом. В триод-тиристорах с внутренней p-областью (p-базой) соединен управляющий электрод.
При изготовлении тиристоров кристалл со структурой рпрп-типа припаивается на кристаллодержатель и герметизируется в металлическом корпусе. Конструктивное оформление тиристора практически не отличается от оформления обычного плоскостного диода.
Схема включения диод-тиристора показана на рис. 7.30, а. Из схемы видно, что средний (коллекторный) р-п переход заперт обратным напряжением источника Е. Однако при больших токах понижение высоты потенциального барьера оказывается настолько резким, что средний переход может оказаться отпертым. При этом падение напряжения на приборе резко падает, а следовательно, в вольтамперной характеристике прибора появляется участок отрицательного сопротивления.
Для анализа работы тиристора четырехслойную структуру целесообразно представить в виде двух транзисторов типов рпр и прп (рис. 7.30, б), причем коллекторный ток транзистора рпр (Т1) одновременно является базовым током транзистора прп (Т2), а коллекторный ток транзистора Т2 — базовым током транзистора Т1. Таким образом,
/б2 = /к, И Ail = /к2-
При увеличении э. д. с. источника инжектированные одним из эмиттеров основные носители зарядов пересекают область, где они являются неосновными, частично рекомбинируя в ней. Нере-комбинировавшие носители проходят через коллекторный переход и, оказавшись в области, для которой они являются основными, т.е. в слое базы сопряженного транзистора, понижают высоту потенциального барьера, способствуя инжекции зарядов из второго эмиттера, что ведет к увеличению общего тока прибора.
147
Рис. 7.31. Вольтамперные характеристики диодного (а) и триодного (б) тиристора
Небольшое приращение эмиттерного тока Д/ai транзистора Т1 вызывает некоторое приращение тока коллектора Д/ki, который, поступая в базу сопряженного транзистора, вызывает приращение
Д?К2 = Д^вгРг =
где 02 — коэффициент усиления по току транзистора Т2, включенного по схеме с общим эмиттером.
В свою очередь коллекторный ток /ki увеличивается в исходном транзисторе на величину
Д/щ = Д/к2₽1 = Д/к1Р1Ра>
где — коэффициент усиления по току транзистора Т1, включенного по схеме с общим эмиттером.
Таким образом, к концу первого цикла начальное приращение Д /ц! коллекторного тока исходного транзистора возрастает в — =
= PjPj раз. Далее процесс продолжается, и ток в контуре эквивалентных транзисторов лавинообразно возрастает.
Переход структуры рпрп из непроводящего состояния в проводящее можно вызвать не только повышением напряжения внешнего источника, но и увеличением тока в одном из эквивалентных транзисторов. Для этого в тиристоре от одной из баз делают вывод (управляющий электрод). Меняя ток управляющего электрода можно регулировать напряжение переключения, а следовательно, управлять работой прибора.
Типовая вольтамперная характеристика диод-тиристора приведена на рис. 7.31, а. Она может быть разбита на следующие основные области: / — область малого положительного сопротивления, соответствующая открытому состоянию прибора-, II — область высокого отрицательного сопротивления-, III — область обратимого пробоя среднего р-п перехода-, IV — непроводящее состояние (средний р-п переход заперт внешним источником напряжения); V — область высокого сопротивления', VI — область лавинного необратимого пробоя.
148
Наличие в вольтамперной характеристике прибора участка с отрицательным сопротивлением позволяет использовать диод-тиристор в различных электронных схемах. Кроме того, очевидно, что диод-тиристор может находиться в двух устойчивых состояниях. Первое состояние характеризуется малым током, протекающим через прибор, и большим падением напряжения на нем (участок IV на рис. 7.31, а). Второе устойчивое состояние соответствует малому падению напряжения на приборе и большому току, проходящему через него (участок / на рис. 7.31, а).
Вольтамперные характеристики триод-тиристора показаны на рис. 7.31, б.
Основные параметры диодных и триодных тиристоров:
Напряжение включения иккл — основное напряжение1 в точке включения тиристора (напряжение, при котором ток через прибор начинаёт резко нарастать).
Ток, включения 1ВКЛ— основной ток2 в точке включения (ток, протекающий через прибор при приложенном к нему напряжении включения).
Удерживающий ток /уд — минимальный основной ток, который необходим для поддержания тиристора в открытом состоянии при определенном режиме в цепи управляющего электрода.
Напряжение в открытом состоянии (70ткР — основное напряжение при определенном токе в открытом состоянии тиристора.
Ток в закрытом состоянии /зкр — основной ток при определенном напряжении в закрытом состоянии, при определенном режиме в цепи управляющего электрода.
Обратный ток /оер — анодный ток при определенном обратном напряжении.
Общая емкость СОбщ — емкость между основными электродами3 тиристора при определенном напряжении в закрытом состоянии.
Постоянный отпирающий ток управляющего электрода 1У.ОТ — минимальное значение постоянного тока управляющего электрода, которое обеспечивает переключение тиристора из закрытого состояния в открытое при определенных режимах в цепях основных и управляющего электродов.
Импульсный отпирающий ток управляющего электрода /у.от.и — минимальное значение амплитуды импульса тока управляющего электрода, которое обеспечивает переключение тиристора из закрытого состояния в открытое при определенных режимах в цепях основных и управляющего электродов.
1 Основным напряжением называют напряжение между электродами тиристора, подключаемыми к цепи нагрузки.
2 Основной ток — ток, протекающий через электроды тиристора, подключаемые к цепи нагрузки.
’ Основные электроды — электроды тиристора, подключаемые к цепи нагрузки (анод — электрод, к которому поступает прямой ток из внешней цепи; катод — электрод, по которому прямой ток поступает во внешнюю цепь).
149
Постоянное отпирающее напряжение на управляющем электроде Uy.Ut — напряжение на управляющем электроде тиристора, соответствующее постоянному отпирающему, току управляющего электрода.
Импульсное отпирающее напряжение на управляющем электроде f/у.от.и — значение амплитуды импульса напряжения на управляющем электроде тиристора, соответствующее импульсному отпирающему току управляющего электрода.
Импульсное неотпирающее напряжение (/неОт.и — максимальное значение амплитуды импульса основного напряжения с определенной длительностью переднего фронта, не вызывающее переключения тиристора из закрытого состояния в открытое.
Импульсное отпирающее напряжение UOT.„ — минимальное значение амплитуды импульса основного напряжения с определенной длительностью фронта, которое обеспечивает переключение тиристора из закрытого состояния в открытое.
Время включения /ЕКЛ — интервал времени между моментом в начале отпирающего импульса, соответствующим 0,1 его амплитуды, и моментом, когда основное напряжение падает до 0,1 значения разности напряжений в закрытом и открытом состоянии тиристора.
Время выключения 4ыкл — время, в течение которого основной ток уменьшается до нуля при переключении тиристора по цепи основных электродов из открытого состояния в закрытое.
Максимально допустимый постоянный ток в открытом состоянии max-
Максимально допустимый импульсный ток в открытом состоянии /<>ткр. и. max-
Максимально допустимое прямое постоянное напряжение в закрытом состоянии зкр. max-
Максимально допустимое постоянное обратное напряжение Иовр .max*
Максимально допустимое постоянное обратное напряжение на управляющем электроде иоьР. у. max-
Максимально допустимый постоянный прямой ток управляющего электрода /пр. у. так.
Максимально допустимая средняя рассеиваемая мощность Pep max-
Максимально допустимая импульсная мощность на управляющем электроде Р у. и. max-
Необходимо отметить, что параметры четырехслойных приборов могут сильно изменяться в интервале рабочих температур. Тиристоры имеют четко выраженные переключающие свойства, позволяющие использовать их в самых различных схемах автоматики и вычислительной техники.
Отметим также, что на основе четырехслойных переключающих приборов удалось создать фототиристор — быстродействующий и высокочувствительный переключатель, управляемый светом.
150
Контрольные вопросы и упражнения
1. Пользуясь справочником [27, 42], расшифруйте маркировку н произведите классификацию следующих приборов (по типу, мощности, частоте): 2У101А, ФТ-1, 1Т702А, 2П350Б, 2Т606А, ГТ109А, КТЗЗЗА, КТ317Б, КУ202Н, 1Т320А, 1Т403Д, 2Т117А, ГТ305А, ГТ806А, КТ911Г, ГТ402Ж, 2Н102И, ФТГ-2, 2П201Г, 2Т317А, 2ТМ103А, КП101Д, КТ203Б, КТ117Г, КТ903А, КТ805А, 1Т311Л, ГТ338В, КТ119А, КП201К, КПЗОЗИ.
2. На рис. 7.32 приведены условные графические обозначения транзисторов и тиристоров. Укажите_тнп каждого прибора.
3. Чем объясняется высокая надежность и экономичность современных транзисторов?
4. Расскажите об известных Вам разновидностях транзисторов по конструктивно-технологическому признаку.
5. Чем оценивается эффективность эмиттера? Найдите правильный вариант ответа:
1) общим током эмиттера;
2) концентрацией основных носителей заряда в эмиттере;
3) отношением дырочной составляющей эмиттерного тока к общему току эмиттера (для транзистора при);
4) отношением тока эмиттера к току базы;
5) отношением дырочной составляющей эмиттерного тока к общему току эмиттера (для транзистора рпр).
6. Объясните физический смысл коэффициента переноса носителей в базе.
7. Чем обусловлено появление обратного тока коллектора?
Найдите правильный вариант ответа:
1) основными носителями заряда в области коллектора;
2) неосновными носителями заряда базы и коллектора;
3) основными носителями заряда базы;
4) правильного ответа нет.
8. Коэффициент передачи тока Р = 97. Найдите величину коэффициента передачи тока а.
9. Чем объяснить принципиальную возможность усиления электрических сигналов с помощью транзистора?
10. Как объяснить название транзистора — «биполярный»?
11. Известно, что название «транзистор» получено от сочетания английских слов transfer (перенос) и resistor (сопротивление). Отражает лн это словосочетание идею работы транзистора?
12. Какой из р-п переходов транзистора обычно имеет большую площадь? Найдите правильный ответ:
1) эмиттерный переход;
Рис. 7.32. Условные графические обозначения транзисторов и тиристоров
151
2) коллекторный переход;
3) площадь р-п переходов в транзисторе одинакова.
13. Транзистор типа ГТ305А включен в схему с общим э миттером. В каком режиме работает транзистор, если
иБЭ = 4-0,4В и икэ = — 10В?
14. Расскажите о преимуществах схемы включения транзистора с общим эмиттером.
15. Как называются статические характеристики транзистора, записанные в виде:
7б = / (^БЭ> п₽и ^КЭ = const«
{э = ! (°эб) п₽и иКБ = const>
;к = ^кб) пРи /3 = const>
/К = /(^Кэ) ПРИ Лз = const?
16. Укажите области активного режима, отсечки и насыщения иа статических характеристиках транзистора с общим эмиттером.
17. Составьте схему для снятия статических характеристик транзистора типа ГТ109А при его включении с общей базой.
18. Составьте схему для снятия статических характеристик транзистора 1Т403А при его включении с общим эмиттером.
19. Постройте динамические характеристики транзистора типа КТ312В, если напряжение источника питания = 20 В, а сопротивление нагрузки в цепи коллектора RH = 500 Ом. Статические характеристики транзистора (для схемы с общим эмиттером) взять из справочника.
20. Объясните построение Т-образных эквивалентных схем транзистора.
21. Почему транзистор называют активным четырехполюсником?
22. Какой из й-параметров транзистора характеризует величину входного сопротивления? Найдите правильный ответ
1) ^21Б’ 2) ^21Э> 3) й11Б; 4) Л22э; 5) й12Б; 6) й11Э; 7) й12Э.
23. Почему й-параметры транзистора называют гибридными?
24. Найдите йэ-параметры транзистора типа КТ316Д графическим путем по его статическим характеристикам (характеристики взять из справочника).
25. Найдите коэффициент передачи тока 0, если | й21Б | = 0,95.
26. В какой схеме включения — с общей базой или с общим эмиттером — коэффициент прямой передачи тока сильнее зависит от частоты?
27. Какие процессы определяют зависимость коэффициента переноса в базе от частоты?
28. Какая схема отличается большей температурной стабильностью — с общей базой или с общим эмиттером? Ответ объясните.
29. Что такое предельная частота )р?
30. Чем объяснить искажение фронта импульса коллекторного тока при работе транзистора в режиме ключа?
31. Расскажите об основных эксплуатационных параметрах биполярных транзисторов.
32. Укажите основные преимущества полевых транзисторов перед биполярными. Найдите правильный ответ:
1) высокое входное сопротивление;
2) более высокая граничная частота;
3) больше допустимая мощность, рассеиваемая прибором;
4) меньше уровень шумов;
5) проще конструктивное оформление;
6) шире температурный режим работы;
7) более стабильные параметры;
8) меньшая стоимость.
152
33. Как называются характеристики полевого транзистора, записанные в виде:
= f (иа) при Узи = const,
1С = <р (17зи) при Uc = const?
34. Чем отличаются полевые транзисторы с р-п переходом от транзисторов с изолированным затвором?
35. Объясните принцип работы и возможности практического применения одиопереходного транзистора.
36. Чем объяснить увеличение интегральной чувствительности фототранзистора по сравнению с фотодиодом?
37. Объясните физический смысл вольтамперной характеристики тиристора.
38. Приведите основные параметры приборов 2Н102А и 2У203А и объясните их.
39. Составьте перечень ключевых слоев к параграфам 7.2; 7.3; 7.5; 7.6; 7.11;
Раздел III ОСНОВЫ МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ
Глава 8. ГИБРИДНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Микроэлектроника является новым направлением электроники, позволяющим с помощью сложного комплекса физико-химических, технологических, конструктивных и схемотехнических методов решить проблему создания высоконадежных и экономичных электронных элементов и устройств.
Следует отличать микроэлектронику от микроминиатюризации электронной аппаратуры, так как это, хотя и взаимосвязанные, но не тождественные друг другу направления. В процессе микроминиатюризации аппаратуры решают, главным образом, задачу об уменьшении ее объема и массы. С этой целью используют малогабаритные дискретные элементы (резисторы, конденсаторы, диоды, транзисторы и т. д.), объединяемые в миниатюрные функциональные узлы-микромодули [16]. Это направление не может обеспечить принципиально новый подход к повышению надежности и экономичности непрерывно усложняющейся электронной аппаратуры. Поэтому задача микроэлектроники состоит не только в уменьшении габаритов и массы электронных элементов и устройств, но и, прежде всего, в качественно новом подходе к их разработке и применению.
Современная микроэлектроника развивается в трех основных направлениях, связанных с созданием и совершенствованием гибридных интегральных микросхем, полупроводниковых интегральных микросхем и функциональных устройств.
В соответствии с принятой терминологией микросхема — это микроэлектронное изделие, имеющее плотность монтажа не менее пяти элементов в одном кубическом сантиметре объема, занимаемого схемой, и рассматриваемое как единое конструктивное целое.
Интегральная микросхема (ИМС) представляет собой микросхему, все или часть элементов которой нераздельно связаны и электрически соединены между собой так, что устройство рассматривается как единое целое.
Гибридная интегральная микросхема — это интегральная микросхема, часть элементов которой имеет самостоятельное конструктивное оформление.
Полупроводниковая интегральная микросхема — интегральная микросхема, элементы которой выполнены в объеме и (или) на поверхности полупроводникового материала.
154
В зависимости от количества элементов в схеме различают:
ИМС первой степени интеграции, содержащие до 10 элементов;
ИМС второй степени интеграции, содержащие от 10 до 100 элементов;
ИМС третьей степени интеграции, содержащие от 100 до 1000 элементов и т. д.
Интегральные микросхемы, содержащие более 100 элементов, принято называть большими интегральными схемами (БИС)
Повышение степени интеграции микросхем и связанное с этим уменьшение размеров элементов имеют определенные пределы. Интеграция свыше неокольких десятков тысяч элементов оказывается экономически нецелесообразной и технологически трудно выполнимой. Поэтому весьма перспективным направлением дальнейшего развития электронной техники является функциональная микроэлектроника, позволяющая реализовать определенную функцию аппаратуры без применения стандартных базовых элементов. В функциональной микроэлектронике используются разнообразные физические явления, положенные в основу оптоэлектроники, акустоэлектроники, криоэлектроники, хемотроники, магнетоэлектроники и др.
В данном разделе будут рассмотрены преимущественно физико-технологические основы создания интегральных микросхем и функциональных устройств. Схемотехнические вопросы дискретной электроники, микроэлектроники рассматриваются в IV разделе учебника.
При изучении материала, относящегося к гибридным интегральным микросхемам, необходимо выяснить:
1. Из каких конструктивных элементов состоят современные, гибридные ИМС?
2. Как разрабатываются и выполняются пассивные элементы гибридных ИМС (подложки, резисторы, конденсаторы индуктивности, проводники, контактные площадки)?
3. Какими конструктивными особенностями отличаются активные элементы (диоды, транзисторы)?
4. Какие последовательные этапы проходят процессы проектирования и технологии изготовления гибридных ИМС?
8.1. Конструктивные элементы гибридных ИМС
В современных гибридных интегральных схемах пассивные элементы (резисторы, конденсаторы, контактные площадки и внутрисхемные соединения) изготавливают путем последовательного нанесения на подложку пленок из различных материалов, а активные элементы (диоды, транзисторы и др.) выполняют в виде отдельных (дискретных) навесных деталей (в миниатюрном или бескорпусном оформлении).
В зависимости от толщины пленок различают толстопленочные (1. ..25 мкм) и тонкопленочные гибридные микросхемы (до 1 мкм). Существенным недостатком толстопленочных микросхем является
155
нестабильность номинальных значений величин пассивных микроэлементов и относительно низкая плотность монтажа. Тонкие пленки обеспечивают плотность монтажа до 200 элементов/см8 и высокую точность элементов.
Основными конструктивными элементами гибридной интегральной микросхемы являются:
подложка, на которой размещаются пассивные и активныеэле-менты;
пассивная часть с планарным (в одной плоскости) расположением пленочных проводников, контактных площадок, резисторов и конденсаторов; •
навесные бескорпусные полупроводниковые приборы с гибкими проволочными выводами или с жестко фиксированной системой выводов:
навесные миниатюрные пассивные элементы (конденсаторы больших номиналов, трансформаторы, дроссели), которые применяются как исключение;
корпус для герметизации микросхемы и закрепления ее выводов.
8.2. Пассивные элементы
Подложки. В качестве материала подложки наиболее часто используют стекло и керамику. Выбор этот обусловлен малой удельной электропроводностью, химической стойкостью и высокой диэлектрической прочностью. Для обеспечения хорошего сцепления пленок с подложкой последние подвергаются тщательной полировке, травлению в кислотах и промывке. Кроме того, перед нанесением пленок подложки очищают путем ионной бомбардировки непосредственно в установке для напыления. Подложка для нанесения гибридной микросхемы представляет собой четырехугольную пластинку длиной /, шириной b и толщиной s. Установлены следующие размеры подложек:
I, мм ... 48 48 24 16 16 12 6 4;
Ь, мм ... 60 30 30 20 10 10 5 2,5.
Толщина подложек 0,6; 1,0; 1,6 мм с отклонениями 0,06 мм.
Подложки 48 X 60 мм или кратных размеров используются для изготовления за один технологический цикл нескольких одинаковых пленочных схем с последующей разрезкой на меньшйе платы. Неперпендикулярность сторон не более 0,1...0,2 мм, непарал-лельность плоскостей не более 0,05 мм.
Проводники и контактные площадки. Проводники служат для соединения отдельных элементов микросхемы друг с другом, а контактные площадки — для соединения пленочных и навесных элементов с проводниками, а также для связи с внешними выводами микросхемы.
Основными требованиями к пленочным проводникам и контактным площадкам являются: высокая электрическая проводимость; хоро-
156
шая адгезия к подложке и хорошая способность к пайке или к сварке; малое переходное сопротивление между проводящим слоем И другими элементами микросхемы; химическая инертность по отношению к другим слоям.
Для напыления проводников и контактных площадок рекомендуются золото, серебро, медь, алюминий и никель. Для улучшения- адгезии токопроводящих материалов к подложке напыляют подслой хрома, титана, молибдена, железа и др.
В конструкции пленочной микросхемы часто возникает необходимость пересечения одного проводника с другим. Пересечение представляет собой, посуществу, микроконденсатор, так как между проводниками возникает паразитная емкостная связь. Для изоляции между проводниками применяется в большинстве случаев моноокись кремния и халькогенидное стекло. Каждое пересечение должно иметь сопротивление проводников не более 0,8 Ом/см, а емкость не более 2 пФ.
Минимально допустимые размеры контактной площадки, предназначенной для контроля номиналов пленочных элементов, составляют 0,3 X 0,3 мм, для подпайки навесных элементов — 0,7 X X 0,7 мм, для сварки 0,4 X 0,4 мм. Минимально допустимые расстояния между контактными площадками 0,5 мм. Контактным^пло-щадкам рекомендуется придавать наиболее простую форму, например Г-, Т- и П-образную.
Резисторы. Пленочные резисторы изготавливаются из материалов, обладающих высоким электрическим сопротивлением и низким температурным коэффициентом сопротивления (ТКС): хрома, нихрома, тантала, металлокерамики, специальных проводящих красок на основе углерода и др.
Обычно пленочные резисторы имеют прямоугольную форму. На рис. 8.1 показаны две основные конфигурации пленочных резисторов. Для получения стабильных пленочных сопротивлений толщина пленки берется 0,01... 1 мкм. Очень тонкие пленки (0,005 мкм) значительно изменяют свои параметры в процессе изготовления и эксплуатации схемы. Кроме того, последующее воздействие воздуха вызывает поверхностное их окисление, которое приводит- к изменению сопротивления. В более толстых пленках это окисление сказывается меньше. Однако пленки толщиной более 1 мкм не обеспечивают достаточно прочного сцепления с подложкой.
Для резистора, имеющего форму прямоугольника (рис. 8.1, а), величина сопротивления определяется выражением
R = pl/bh, (8.1)
где R — величина сопротивления, 0м; р — удельное сопротивление материала резистивной пленки, Ом/см; b — ширина резистивного слоя, см; h — толщина пленки, см.
Очевидно, при одной и той же толщине резистивной пленки можно получать различные сопротивления, отличающиеся друг от
157
Выводы
а 6
Рис. 8.2. Пленочный конденсатор:
а — общий вид; б — чертеж (/ — нижняя обкладка; 2— верхняя обклалка; 3— диэлектрик)
Рис. 8.1. Основные конфи- друга в десятки раз. Для этого доста-гурацни пленочных резне- т0чн0 изменять отношение длины пленки торов
к ее ширине.
Нормализованной мерой сопротивления пленочного резистора служит поверхностное удельное сопротивление Ra (сопротивление, приходящееся на квадрат площади резистивной пленки). Единицей измерения такого сопротивления служит величина Ом на квадрат (Ом/D), Значение Ra зависит лишь от удельного сопротивления материала и толщины пленки и является величиной постоянной для квадрата любых размеров. Так, при b = I Rs = p/h.
Фактическая величина сопротивления R равна произведению удельного поверхностного сопротивления на число квадратов
R = RSN. (8.2)
Для резистора, выполненного по рис. 8.1, б, сопротивление определяют по формуле
R » Ra[lb/s(d + co2)s], (8.3)
где <о — ширина резистивных линий; s — расстояние между ними. Ширину резистивной линии принимают обычно не менее 0,2 мм, так как более узкая линия может приводить к обрывам из-за дефектов маски или подложки.
В результате расчета пленочных резисторов должны быть определены ширина b и длина I резистивной пленки. Эти величины рассчитывают по формулам
b > Vr(RsP)/(RP^y, <8-4)
l = b(R/Rs). (8.5)
Исходными данными для расчета являются: заданная величина сопротивления R, Ом; расчетное значение мощности рассеяния резистора Р, Вт; максимально допустимая удельная мощность рассеяния резистивной пленки РУЛ, Вт/см2; минимальная ширина пленки b (для резистора, рис. 8.1, а) или w (для резистора, рис. 8.1, б), см.
За максимально допустимую удельную мощность рассеяния принимают мощность, приходящуюся на квадрат пленки, при кото
158
рой температура резистора не превышает +60 °C при температуре окружающего воздуха +25 °C.
Характеристики некоторых материалов, применяемых для изготовления пленочных резисторов, приведены в табл. 8.1.
Таблица 8.1. Электрофизические свойства некоторых пленочных резисторов
Материал Обозначение Удельное поверхностное сопротивление Om/Q Температурный коэффициент сопротивления ткс IO"8, 1/град Относительно^ изменение сопротивления за 1000 ч работы, % Удельняя мощность рассеяния Руд, Вт/сма
Хром Сг 100...200 ±100 0,5 2
Нихром NiCr до 300 ±100 0,5 0,5
Т антал Та 80...200 100 1,0 до Ю
Нитрид тантала TaN 10...200 100 0,2 —
Титан Ti 50 0 —. —
Рений Re 200... 300 0 — -—
Кермет — 1200 200 0,5 4
Металлосили-
цидные сплавы МЛТ-ЗМ 500 ±150 1 1
Диапазон номиналов пленочных резисторов лежит в пределах 50 Ом... 10 МОм.
В процессе настройки микросхем в некоторых случаях необходимо изменить номинал резистора. Для этого на резистивную пленку напыляют перемычки, число и размещение которых зависит от условий подстройки. Если необходимо подстроить номинал резистора в сторону увеличения, резистивную пленку частично удаляют химическим травлением или с помощью луча лазерной установки подгонки.
Пленочные резисторы могут работать при напряжениях до нескольких сотен вольт на частотах до нескольких сотен мегагерц.
Конденсаторы. Пленочные конденсаторы обычно состоят из трех слоев: двух металлических обкладок (электродов) и диэлектрического слоя между ними (рис. 8.2, а). В качестве материалов для обкладок чаще всего используют алюминий, а также золото, серебро, тантал, медь и др. Диэлектриками служат моноокись кремния SiO, моноокись германия GeO, трехсернистая сурьма SbaS3, пяти-окись тантала Та2Ов, боросиликатное и алюмосиликатное стекло и т. д.
Емкость плёночного конденсатора определяется по формуле
С = 0,0885(eS/d), (8.6)
где С — емкость, пФ; е — диэлектрическая проницаемость диэлектрика; S — площадь обкладок конденсатора, сма; d — толщина диэлектрика, см.
Емкость конденсатора, площадь обкладок которого равна 1 см2, называют удельной емкостью Со (выражается она в пФ/см2):
Со = 0,0885e/d. (8.7)
159
Как видно из формулы, величину удельной емкости определяют диэлектрическая проницаемость и толщина диэлектрика. Для получения большой удельной емкости применяют диэлектрики с высоким значением диэлектрической проницаемости, а также уменьшают толщину диэлектрика, которая обычно составляет десятые доли микрометра.
Электрическая прочность диэлектрика оценивается величиной пробивного напряжения (/проб и соответствующим значением напряженности электрического поля Епр, между которыми существует зависимость
£пр = U проб/d. (8.8)
Важным эксплуатационным показателем конденсаторов является температурный коэффициент емкости (ТКЕ), который определяется по формуле
ТКЕ = [(С2 — CJ/Ci (/2 — 4)], (8.9)
где С1 — емкость при первоначальной температуре; С2 — емкость при повышенной температуре.
Потери в диэлектрике пленочного конденсатора выражают через тангенс угла диэлектрических потерь tg6.
Основные электрические и эксплуатационные свойства пленочных конденсаторов приведены в табл. 8.2.
Таблица 8.2. Электрические и эксплуатационные свойства пленочных конденсаторов
Материал диэлектрика Диэлзкт-ричес к 1Я проницаемость е Эксплуатационная удельная емкость Со, пФ/см2 Тангенс угла диэлектрических потерь tg б при 1 кГц, % Электрическая прочность, ЕПр, кВ/мм Температурный коэфф и-пвент емкости» (ТКЕ) 10-*. 1/град
SiO 5...6 ю4 0,5...1 10...100 2...5
SiO2 4 2 • 104 0,5 5 • 1О2...1О3 2
GeO 10...12 104...2 • 104 0,2...0,5 10...50 2...4
Sbao3 18...20 2 • Ю4 0.5...1 до 200 5...6
AlgOg 8 3-104.. .4 -104 0,3...1 до 500 3...4
1 a2O6 20... 22 5 • 1О4...1О6 0,3...1 до 500 2...3
Боросиликатное
стекло 4 104...2 • Ю4 0,1...0,3 до 100 100
Алюмосиликат-
ное стекло 4...5 104.-.5 • 104 0,2,..0,3 до 100 100 ’
Расчет пленочных конденсаторов при выбранной толщине диэлектрика сводится к определению площади обкладок по формуле 5= Сн/С0 ' (8.10)
(Св — заданный номинал емкости).
Нижняя обкладка при формировании трехслойного конденсатора должна выступать за край обкладки не меньше, чем на 0,2 мм (рис. 8.2, б).
160
Современные тонкопленочные конденсаторы позволяют получить емкость от единиц пикофарад до микрофарад (с точностью ±5... 15 %) на рабочие напряжения до 20 В. Подгонять величину емкости можно механически, используя специфичный для пленочных схем процесс — выжигание. При необходимости получения больших емкостей применяют дискретные конденсаторы.
Индуктивности. В тонкопленоч
/5мм
Рис. 8.3. Тонкопленочная индуктивность
ных схемах применяют пленочные индуктивности в виде однослойной спирали (рис. 8.3). В качестве материала спирали обычно используют золото, так как оно обладает хорошей проводимостью. Такие спирали имеют очень малую индуктивность (единицы мкГн/см2). При изготовлении больших индуктивностей трудно одновременно удовлетворить двум противоречивым требованиям — уменьшить габариты и получить высокую добротность. Наиболее целесообразная форма индуктив-' ности — квадратная. Подобная индуктивность, например, на 10 мкГн, содержит 46 витков шириной 0,05 мм каждый при расстоянии между витками 0,1 мм; размер катушки 15 X 15 мм. Поскольку изготовление тонкопленочных индуктивностей связано с большими трудностями, в тонкопленочных схемах применяют главным образом дискретные микрокатушки индуктивности с сердечником из порошкового железа или из специальных ферритов.
8.3. Бескорпусные полупроводниковые приборы
В гибридных интегральных микросхемах в качестве активных элементов применяют дискретные полупроводниковые приборы. По способу герметизации они делятся на бескорпусные и корпусные. Так как бескорпусные приборы имеют малые габариты и массу, применение их в гибридных интегральных микросхемах следует считать наиболее целесообразным и перспективным.
По способу монтажа в микросхему бескорпусные полупроводниковые приборы можно разделить на две группы: приборы с гибкими выводами и приборы с жесткими объемными выводами.
На рис. 8.4 показана одна из типичных конструкций бескорпус-ного прибора (диодной матрицы) с гибкими выводами. Диаметр проволочных выводов составляет обычно 30—40 мкм. Выводы к контактным площадкам подсоединяются различными методами, главными из которых являются термокомпрессионный и ультразвуковой. Метод термокомпрессии основан на одновременном воздействии тепла и давления на область контакта. Метод ультразвуковой сварки основан на одновременном воздействии колебаний ультра-
6 7.76 161
Рис. 8.4. Диодная матрица с гибкими выводами
Рис. 8.5. Схема установки транзистора с жесткими сферическими выводами: /— вывод базы; 2 — вывод коллектора;
3 — вывод эмиттера
звуковой частоты, возбужденных в свариваемых деталях, и давления в области сварки. Вибрации высокой частоты, разрушая пленку окисла на поверхности раздела металлов в области сварки, способствуют повышению качества сварного соединения.
Недостаток конструкции бескорпусных полупроводниковых приборов с гибкими выводами заключается в трудности автоматизации процессов установки приборов в микросхему. Поэтому при сборке активных элементов широко используются приборы с жесткими выводами. Для. них характерно отсутствие соединительных проводников, что позволяет автоматизировать процесс сварки микросхем и повысить надежность соединений. На рис. 8.5 схематически показана структура установки транзистора с жесткими сферическими (шариковыми) выводами. В качестве материала выводов применяют медь и серебро. Для предотвращения воздействия внешних факторов кристаллы полупроводника в бескорпусных приборах покрывают специальными защитными покрытиями (лаки, эмали, смолы, компаунды и др.).
8.4. Основы проектирования и технологии изготовления гибридных ИМС
Особенностью констэуировання гибридных интегральных микросхем является сочетание конструктивных и технологических решений, связанных с формированием тех или иных компонентов схемы. Рассмотрим основные этапы изготовления гибридных интегральных микросхем.
I этап — анализ принципиальной электрической схемы и исследование возможностей ее реализации в виде пленочной гибридной микросхемы. На этом этапе определяют типы применяемых элементов, их номинальные параметры, выявляют, какие элементы будут выполнены в пленочном исполнении, а какие — в дискретном, а также число и расположение контактных площадок. С этой целью преобразуют принципиальную электрическую схему изделия в коммутационную. Пример такого преобразования приведен на рис. 8.6. На коммутационной схеме навесные элементы не изображают (их выводы показывают контактными площадками).
162
Рис. 8.6. Преобразование принципиальной электрической схемы усилителя (а) в коммутационную схему (б)-
II этап — разработка топологической структуры пленочной микросхемы. Топологический чертеж микросхемы это конструкторский документ, определяющий ориентацию и взаимное расположение всех элементов микросхемы на площади подложки, а также форму и размеры пассивных элементов.
Для составления топологического чертежа необходимо предварительно рассчитать геометрические размеры всех пленочных элементов (параграф 8.3) и на этой основе определить площадь подложки S.
Ориентировочно ее вычисляют по формуле
п т k I
s==K^ 4+5,^+^ s^+i^4+(8JI)
где К — коэффициент использования площади подложки (обычно принимают К ~ 2 — 3); — площадь резистивного <-го элемента; Sc— площадь емко-
стного i-го элемента; SL —площадь индуктивного (-го элемента; —площадь активного (-го элемента (транзистора, диода); N — число контактных площадок; Зк—площадь одней контактной площадки: п, т, k, I — число соответственно резисторов, пленочных конденсаторов, катушек индуктивности и активных элементов.
По вычисленной ориентировочной площади подложки выбирают ее типоразмер из ряда рекомендуемых (параграф 8.2). Далее решается задача оптимального размещения на подложке всех элементов микросхемы. При этом необходимо иметь в виду, что однозначного решения топологии микросхемы не существует, и разработчику приходится менять расположение элементов до тех пор, пока не будет найден оптимальный вариант, удовлетворяющий ряду конструктивно-технологических требований. Следует учитывать, в частности, что при создании сложной многоэлементной микросхемы появляется опасность возникновения паразитных связей и наводок между расположенными на одной подложке различными функциональными узлами. Так как интуитивная разработка топологического чертежа не всегда позволяет учесть все факторы, влияющие на работу микросхемы, для разработки топологических чертежей с успехом используются ЭВМ.
Пленочные микросхемы могут быть однослойными или многослойными. Увеличение числа слоев позволяет сократить объем микросхемы и увеличить плотность упаковки до нескольких, сотен элементов в 1 см3, но вызывает значительные технологические трудности. Поэтому рекомендуется максимально использовать площадь подложки при минимальном числе слоев (не более 23). Обычно пленки элементов, для получения которых требуется наиболее высокая температура, наносятся первыми. Как правило, в целях лучшего теплоотвода на поверхности подложки располагают резистивные пленки, затем проводящие пленки межсоединений и обкладки конденсаторов, далее— диэлектрические пленки.
6*
163
Ключ а
Номер СЛОЯ Целебное обозначение Наименование слоя Обозначения материала Электрические характеристики Метод нанесения слоя
/ L J Резисторы Сплав МАТ-ЗМ Rs=300 0м/ □ Напыление в вакууме
2. проводники и контактные площадки Алюминий fa-0.08-Ом/П п
3 Нижняя обкладка конденсатора Алюминий fa<008 Ом/ □ п -
^7 777'77/XX/ 877^ L-zyZzzyzzz A Дизлектрик Моноокись кремния с^бОООпФ/емг „
б верхняя обкладка конденсатора Алюминий fat 0.08 Ом/ □ п
8
Рис. 8.7. Чертежи главного вида пленочной микросхемы:
а — общий топологический чертеж: б — принципиальная электрическая схема; в — таблица для расшифровки элементов
В качестве примера на рис. 8.7 приведен общий топологический чертеж эмиттерного повторителя, его принципиальная электрическая схема и таблица для расшифровки элементов1.
На общем топологическом чертеже не показан транзистор VT, но в нижней части изображения имеются два крест-накрест расположенных уголка. Уголкн являются технологическими знаками и обозначают месторасположение навесных элементов. Треугольник в нижнем левом углу платы является ключом данной микросхемы и служит для ее ориентации. Топологический чертеж пленочной микросхемы обычно выполняют в укрупненном масштабе (10 : 1 пли 20 : 1). Размеры и расположение пленочных элементов задают координатной сеткой с шагом 0,1 или 0,2 мм, а также способом прямоугольных координат. Кроме общего топологического чертежа, в комплект конструкторской документации на гибридную и пленочную микросхему входят топологические чертежи отдельных слоев (послойные чертежи). Так, на рис. 8.8 в увеличенном виде показан чертеж резистивного слоя, где обозначены контуры всех резисторов, входящих в схему эмиттерного повторителя (рис. 8.7, б). Четыре вершины каждого прямоугольника, обозначающего резистор, пронумерованы и координаты их относительно выбранных осей х и у занесены в таблицу.
Ill этап — изготовление фотошаблонов и масок. На основе топологического чертежа в фотолаборатории изготавливают миниатюрные фотошаблоны, размеры которых соответствуют размерам микросхемы. Фотошаблоны выполняют на фотопластинках с разрешающей способностью порядка
1 Примеры оформления чертежей микросхем взяты из книги Петрова Г, Н., Косачевой Д. И. Чтение чертежей микросхем.— М. : Энергия, 1973.— 80 с.
1’64
Рис. 8.8. Чертеж резистивного слоя
Таблица
номера /почек Координаты
/ У
1 2,7 8.1
г ТГ •Зг
8.Г tr
8,1 J,/
2,7 5.7
S 2,7 6.4
7 ~W 6.4
10 5.7
э 1,5- 7,8
10 l.b 8,8
400 лнний/мм. На их основе изготавливают маски (трафареты), через которые напыляют необходимые материалы. В качестве подложек для масок используют никелированную медную фольгу, фольгу из нержавеющей стали, из бронзы и т. д.
Необходимый рисунок маски можно получить прожиганием подложек электронным лучом или трайлением. Наибольшее распространение получил второй способ. Чтобы получить рисунки травлением подложки, пользуются способом фотолитографии. В процессе фотолитографии используется светочувствительный полимерный материал — фоторезист.
Изготовление металлических масок способом фотолитографии показано на рис. 8.9. На подложку маски тонким слоем наносится фоторезист. После просушки на него накладывается фотошаблон и ультрафиолетовыми лучами, под действием которых фоторезист полимеризуется, производится экспонирование. После этого подложку протравливают кислотой. Участки, не защищенные полимеризованным фоторезистом, вытравливаются насквозь, образуя необходимый рисунок. Полимеризованный фоторезист смывают органическим растворителем.
При изготовлении пленочных микросхем маски могут -использоваться многократно.
IV этап — нанесение пленочных пассивных элементов микросхемы. Существует несколько способов получения тонкопленочных элементов. Наибольшее распространение получили вакуумное напыление и катодное распыление.
На рис. 8.10 показана конструкция установки для напыления в ваку-. уме. Установка состоит из плоской плиты 3 с герметизирующей прокладкой. На плиту устанавливают стеклянный или металлический колпак 6 со смотровым окном 5. На некотором расстоянии от испарителя 10 помещается под-
Рис. 8.9. Фотолитографический метод изготовления металлических- масок:
а — подложка с нанесенным фоторезистом; 6 — экспонирование через шаблон; в — подложка после травления; г—готовая маска после удаления фоторезиста (/ — фоторезист; 2 — подложка;
3 — фотошаблон)
165
Рис. 8.10. Установка для испарения в вакууме:
1— паромасляныЛ насос; 2— манометры; 3 — плита с герметизирующей прокладкой; 4 — заслонка; 5 — смотровое окно; 6 — колпак; 7 — нагреватель подложки; 8 — подложка; 9 — маска; 10 — испаритель; // — вакуумный насос; 12 — вентили
Рис. -8.11. Установка для катодного распыления:
/ — вращающийся ввод; 2—заслонка; 3—катод; 4 — колпак; 5 — заземленный экран; 6 — подложка; 7 — анод; 8 — нагреватель; 9 — базовая плита; 10 — подвод инертного газа; 11 — подвод реактивного газа; 12 — фланец высоко-вакуумного затвора
ложка 6, на которую должна быть нанесена пленка. Для получения требуемого рисунка схемы применяют маски 9. Испарение осуществляется после откачки до вакуума порядка Ю“3 Па. В этом случае атомы испаренного вещества распространяются прямолинейно, и оседая на подложке, создают слой пленки требуемой толщины.
Для получения пленок из тугоплавких материалов применяют катодное распыление. Схема установки для катодного распыления показана на рис. 8.11. Распыляемый материал служит катодом. На анод подается высокое напряжение (порядка 20 кВ). Подложку и маску располагают на небольшом расстоянии от катода (1—5 см). Из установки откачивается воздух, после чего в нее подают инертный газ, создавая под колпаком давление порядка 0,1— 1 Па. Под действием высокого напряжения в установке возникает ионизация газа. Тяжелые ионы, попадая на катод, разрушают его. Частицы катода разлетаются в разные стороны и оседают на подложке, образуя на ней слой пленки необходимой толщины и формы.
V этап — установка дискретных элементов. Для соединения навесных активных элементов с пленочным монтажом применяется пайка низкотемпературными припоям ;, что исключает повреждение приборов и нарушение адгезии металлизированных участков подложки из-за перегрева. Пайка производится миниатюрными механизированными паяльниками с автоматической дозировкой припоя и авторегулированием температуры нагрева зоны соединения.
Для соединения выводов бескорпусных полупроводниковых приборов с контактными площадками микросхем разработано большое количество способов сварки и пайки (термокомпрессия, сварка давлением с косвенным импульсным нагревом, ультразвуковая сварка, пайка волной припоя, оптический способ пайки, способ электронно-лучевой сварки и сварки лучом лазера и т. д.). Для крепления к подложке приборов с гибким и жесткими выводами используются специальные термостойкие клеи на основе компаундов.
VI этап — конструктивное оформление микросхемы. Применяются два способа защиты пленочных гибридных микросхем от воздействия внешних 166
Рис. 8.12. Металлостеклянный круглый корпус:
а — детали конструкции (/ — баллон; 2 — соединительные проводники; 3—интегральная схема; 4 - контактный выступ; 5 — припой; 6 — колпачок; 7 — стекло; 8 — выводы); б — вид корпуса в сборе (1 — пластинка интегральной схемы; 2 — алюминиевая соединительная металлизация; 3 — баллон; 4 — соединительные проводники из золота диаметром 0,018—0,025 мм;
5 — припой (золото (Ггермаиием); 6 — соединение стекла с металлическим кдлца^ком; 7 — соединение баллона с головкой корпуса; 8 — выводы диаметром 0,4—0,48 мм; 9 -3> соединение выводов со стеклом)
факторов п от механических повреждении: бескорпусная защита (герметизация компаундами) и корпусная защита (герметизация с помощью прочных корпусов различного типа). Корпусную защиту рекомендуется применять при длительной (более десяти сутбк) эксплуатации микросхем в условиях повышенной влажности.
Корпус должен обладать достаточной механической прочностью, малой массой и габаритами, хорошей электрической изоляцией. Кроме того, внутри него следует поддерживать достаточно стабильную температурные условия.
Для гибридных интегральных микросхем применяют в основном три вида корпусов: металлостеклянный круглый, металлокерамический пло
ский и металлостеклянныи плоский.
Металлостеклянный круглый корпус типа ТО (рис. 8.12) имеет восемь, десять или двенадцать выводов, направленных в одну сторону перпендикулярно плоскости основания. Круглые корпусы имеют высокую механическую прочность и достаточную надежность. К их недостаткам можно отнести низкое использование объема корпуса, а также малую плотность упаковки корпусов в блоке.
В настоящее время для защиты микросхем все больше применяются плоские корпусы с выводами, направленными в противоположные ^тороны. Они обладают небольшой высотой, большим числом выводов, хорошей теплопроводностью. Конструкция керамического плоского корпуса с металлизированными выводами показана на рис. 8.13. Для обеспечения более надежной герметизации плоские внешние выводы не проходят внутри керамического корпуса, а монтируются к металлизированным дорожкам, нанесенным
Рис. 8.13. Керамический плоский корпус:
/ — пайка каркаса с основанием; 2— пайка крышки с каркасом; <3— крышка (керамика или ковар); 4 — керамический каркас; 5— керамическое основание; 6 — годложка с пленочными элементами; 7 — плоские внешние выводы; 8 — токоведущие дорожки; 9 — перемычки
167
Рис. 8.14. Металлостеклянные плоские корпусы:
/ — крышка; 2 — сварной шов; 3 —стеклянный изолятор; 4 — вывод; 5— микросхема; 6 —• ключ; 7 — основание
на основание корпуса. Толщина дорожек 12,5 мкм. Подложка микросхемы помещается внутрь корпуса, а затем пленочные контактные площадки соединяются с металлизированными площадками корпуса с помощью перемычек.
В металлостекляиных плоских корпусах (рис. 8.14) выводы и основание изготавливаются из ковара, а крышка — из ковара или из стали. Крышка с корпусом соединяется сваркой, что обеспечивает высокую герметичность конструкции. Подобные корпусы позволяют эксплуатировать микросхемы в течение длительного времени в условиях повышенной относительной влажности (до 98 %) и в температурном диапазоне —60...+ 125 °C.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Дайте определение микроэлектронике как новому направлению развития электроники.
2. Чем вызвана необходимость использования микроэлектронных элементов и устройств в вычислительной технике?
3. В чем состоит различие микроэлектроники от микроминиатюризации электронной аппаратуры?
4. Чем достигается высокая надежность работы микроэлектронных устройств?
5. Назовите основные направления развития микроэлектроники.
6. Чем отличаются друг от друга определения понятий «микросхема», «интегральная микросхема», «гибридная интегральная микросхема», «полупроводниковая интегральная микросхема», «большая интегральная схема»?
7. Назовите основные конструктивные элементы гибридной интегральной микросхемы.
8. Укажите требования к подложкам гибридных интегральных микросхем.
9. Какие материалы используются для создания проводников и контактных площадок гибридных интегральных микросхем?
10. Как выполняются резисторы гибридных интегральных микросхем? Какие параметры определяют величину сопротивления резистора?
11. Объясните физический смысл понятия «поверхностное удельное сопротивление», В каких единицах измеряется такое сопротивление?
12. К чему сводится расчет пленочного резистора?
168
13. Рассчитайте геометрические размеры тонкопленочного резистора из нихрома по следующим данным: сопротивление резистора 7? = 1 кОм; мощность рассеяния Р — 0,01 Вт.
14. Объясните конструкцию пленочного конденсатора. Какими параметрами характеризуется пленочный конденсатор? -
15. Как провести конструктивный расчет пленочного конденсатора с номинальной емкостью Сн = 100 пФ и рабочим напряжением (7р = 10 В?
16. Как выполняются катушки индуктивности, дроссели и трансформаторы в гибридных интегральных микросхемах?
17. Какими особенностями Отличаются активные элементы гибридных интегральных микросхем?
18. Пользуясь справочником [27; 42], приведите условные графические обозначения и технические параметры следующих бескорпусных полупроводниковых приборов: КД 907А, КТ319В; КП201Л.
19. Ниже указаны основные этапы разработки гибридной интегральной микросхемы. Расположите их в необходимой последовательности: 1) изготовление фотошаблонов и масок;
2) нанесение пленочных пассивных элементов;
3) разработка топологической структуры пленочной микросхемы;
4) анализ электрической принципиальной схемы;
5) конструктивное оформление микросхемы;
6) установка дискретных элементов.
20. Что собой представляет топологический чертеж микросхемы?
21. Дайте характеристику фотолитографического процесса изготовления пленочной микросхемы.
22. Как осуществляется вакуумное напыление пленочных элементов? Как устроена установка для катодного распыления?
23. Каким требованиям должен удовлетворять корпус гибридной интегральной микросхемы?
24. Составьте ключевые слова к гл. 8.
Глава 9. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ
В отличие от гибридных интегральных микросхем, состоящих из двух различных типов элементов (пленочных и навесных), полупроводниковые интегральные микросхемы состоят из единого кристалла полупроводника, отдельные (локальные) области которого выполняют функции активных и пассивных элементов, между которыми существуют необходимые электрические соединения и изолирующие прослойки.
Полупроводниковые ИМС имеют наиболее высокую степень интеграции элементов (свыше 104 элементов/см3) и позволяют получить максимальную надежность, так" как количество соединений в них сведено к минимуму.
При изучении данной главы нам предстоит разобраться в следующих основных вопросах:
1. Как осуществить изоляцию элементов полупроводниковой ИМС, учитывая, что они расположены в одном и том же кристалле полупроводника?
2. Каким образом формируются активные и пассивные элементы в полупроводниковой ИМС?
3. Как проектируются и разрабатываются полупроводниковые ИМС?
4. В чем состоят особенности современных БИС?
169
9.1. Принципы изготовления полупроводниковых ИМС
Основной принцип получения полупроводниковых ИМС заключается в том, что они создаются в едином технологическом цикле, т. е. все активные и пассивные элементы этих схем формируются одновременно на одной и той же несущей конструкции — подложке. Сам термин «интегральная схема», как известно, отражает факт объединения (интеграции) отдельных деталей-компонентов в конструктивно единый прибор, а также факт усложнения выполняемых этим прибором функций по сравнению с функциями отдельных компонентов.
В основу создания полупроводниковой ИМС положены групповой метод и планарная технология. Сущность группового метода, освоенного еще в дискретной полупроводниковой технике, состоит в том, что на пластине полупроводника одновременно изготавливается множество однотипных полупроводниковых приборов. Затем пластина разрезается на сотни отдельных кристаллов, содержащих по одному прибору данного типа. Полученные приборы помещаются в корпусы с внешними выводами и в таком виде поступают к разработчику аппаратуры. В дискретной полупроводниковой технике разработчик, составляя тот или иной функциональный узел (усилитель, генератор и т. п.), вынужден соединять полученные приборы один с другим и с иными элементами с помощью пайки, что, естественно, снижает надежность всего устройства. В интегральной технике на исходной полупроводниковой пластине одновременно изготавливаются не отдельные приборы, а целые функционально законченные узлы, состоящие из транзисторов, диодов, резисторов, конденсаторов и т. д. Эти элементы соединяются один с другим не проводниками и пайкой, а короткими тонкими металлическими полосками, напыляемыми на поверхность пластины. Для этого коммутационные электроды всех элементов выводятся на поверхность пластины и размещаются в одной плоскости в одном плане. Такую возможность обеспечивает специальная планарная технология изготовления полупроводниковых ИМС.
Полупроводниковые интегральные схемы в основном изготавливаются из кремния. Выбор этот обусловлен тем, что по сравнению с германием он имеет большую, запрещенную зону, меньшие обратные токи и более высокую рабочую температуру (до +125 °C). Кроме того, путем окисления поверхности кремния легко получить пленку двуокиси кремния, обладающую хорошими защитными свойствами.
Основными процессами создания компонентов полупроводниковых интегральных схем являются технологические процессы создания р-п переходов, с помощью которых формируются как активные, так и пассивные компоненты интегральных схем — транзисторы, диоды, резисторы, конденсаторы и т. д. Такими процессами являются диффузия примесей в кремний и эпитаксиальное наращивание монокристаллических слоев кремния на кремниевую подложку, имеющую противоположный тип проводимости. Е1 соответствии с
170
Рис. 9.1. Процесс формирования изолирующих р-п переходов: а — пластина кремния с окисной пленкой; б — пластина кремния после диффузии примеси и образования «островков»
Рис. 9.2. Образование <островков» посредством использования изолирующей прослойки
этим по технологии изготовления современные интегральные схемы можно разделить на изготавливаемые с применением только процессов диффузии, и схемы, при создании которых используются как процессы диффузии, так и процессы эпитаксиального наращивания.
Технология изготовления интегральных схем первого типа получила название планарной, а второго типа —эпитаксиально-планарной.
Особый тип полупроводниковых интегральных микросхем составляют микросхемы, выполненные по так называемой совмещенной технологии. В этом случае активные элементы изготовляют по планарной или эпитаксиально-планарной технологии в объеме полупроводникового кристалла, а пассивные элементы — методами тонкопленочной технологии на его поверхности.
В твердом теле полупроводника пассивные и активные элементы необходимо изолировать друг от друга во избежание коротких замыканий. По способу изоляции компонентов полупроводниковые интегральные схемы можно разделить на две группы.
В схемах первой группы, изготавливаемых по планарной технологии, изоляция осуществляется образованием между элементами (группой элементов) дополнительных р-п переходов. При их формировании создаются изолирующие перегородки шириной 20— 30 мкм, которые разделяют пластинку кремния на отдельные микроучастки— «островки». Этот процесс иллюстрируется рис. 9.1. В качестве исходной структуры берется однородно легированная сравнительно высокоомная пластина кремния p-типа, на которую методом фотолитографии наносится защитный слой SiO2(pHC. 9.1,а/ Через незащищенные участки производится диффузия из паровой фазы примеси n-типа. В результате диффузии образуются изолированные n-слои (рис. 9.1, б), причем р-п переход заканчивается на плоской поверхности под защитной пленкой, что позволяет резко снизить токи утечки по поверхности. К полученным р-п переходам подключают напряжение таким образом, чтобы переход был заперт.
171
Вследствие этого получаются электрически изолированные друг от друга «островки», в которых затем формируют необходимые схемные элементы.
Этот метод имеет три недостатка: относительно небольшое сопротивление изоляции, заметную емкость между изолируемыми элементами и увеличение площади схемы. Однако он обеспечивает высокий процент выхода годных схем и относительно низкую их стоимость.
В схемах второй группы, изготавливаемых по методу планарноэпитаксиальной технологии,. «островки» изолируются пленками двуокиси кремния SiO2. На рис. 9.2 в упрощенном виде показана технология получения «островков». Пластина монокристаллического кремния n-типа окисляется и на ней образуется пленка SiO2. (рис. 9.2, а). Затем в соответствии со схемой в пленке SiO2 вытравливаются канавки / (рис. 9.2, б). Поверхность повторно окисляется (рис. 9.2, в), образуя фигурный слой SiO2. На этот слой наращивается с помощью эпитаксии1 слой поликристаллического кремния собственной проводимости 3 (рис. 9.2, а). После сошлифовки монокристаллического кремния образуются «островки» 4 (рис. 9.2, д), в которых методом диффузии или эпитаксиальным наращиванием формируют необходимые элементы схем.
Этот способ изоляции «островков» существенно уменьшает емкости между островками, токи утечки и увеличивает пробивное напряжение..Однако технология изготовления сложнее и стоимость изготовления схем соответственно более высокая.
9.2. Компоненты полупроводниковых ИМС
Транзисторы. Для всех конструктивно-технологических типов полупроводниковых интегральных схем транзисторы являются основными и наиболее сложными компонентами. В современной интегральной полупроводниковой технике используются транзисторы двух типов — биполярные и полевые (МДП-транзисторы). Специфическая особенность их заключается в том, что изготавливаются они по планарной или эпитаксиально-планарной технологии. Для структуры планарных транзисторов характерно расположение выводов в одной плоскости (плане). Плоская система позволяет простым способом — нанесением пленки двуокиси кремния — создать защиту от внешних воздействий. Благодаря защитному слою планарные структуры получили наибольшее распространение при изготовлении интегральных схем.
На рис. 9.3 схематически показана последовательность операций при изготовлении биполярного транзистора методом планарнодиффузионной технологии.
Первые два этапа (рис, 9.3, а, б) ничем не отличаются от этапов формирования «островков», изолированных друг от друга непро-
1 Процесс эпитаксиального наращивания может быть выполнен различными способами, например, вакуумным напылением кремния на соответ- • ствующую подложку.
172
Рис. 9.3. Изготовление биполярных транзисторов методом планарно-диффузионной технологии:
а. — диффузия донорной принеси; б — формирование «островков»; в — повторная диффузия акцепторной примеси и формирование саговой области; г — образование эмиттерной области и формирование контактных площадок
Mb
'Эпитаксиальный слой
а
77 3 6 К К 6 3 32
W///////A i W/ff/А Ш W/////A
\у////т\
Рис. 9.4. Изготовление биполярной транзисторной структуры с помощью эпитаксиально-планарной технологии:
а — пластина кремния с эпитаксиальным слоем и окисной пленкой, вскрытой для изолирующей диффузии; б — пластина кремния после изолирующей диффузий; в — транзисторная структура после диффузии базы, эмиттера и металлизации
водящими р-п переходами (рис. 9.1). В-результате диффузии донорной примеси в исходной пластинке образуются коллекторные области транзисторов. Далее (рис. 9.3, в) производят повторную диффузию акцепторной примеси с целью получения базовой области. Третья диффузия (рис. 9.3, г) приводит к образованию эмиттера. После этого осуществляют омический контакт с областями коллектора, базы и эмиттера и создают контактные площадки, к которым впоследствии можно присоединять внешние выводы.
Изготовление р-п переходов и элементов интегральных твердых схем способом диффузии имеет определенный недостаток: р-п переход не имеет четкой границы. Это объясняется тем, что диффузия идет с поверхности материала. В связи с этим примесь в исходном материале распределяется неоднородно: на поверхности атомов примеси больше, а в глубине меньше. Нечеткость р-п переходов существенно влияет на качество и свойства компонентов схемы.
Создание изолирующих областей и р-п переходов наиболее успешно осуществляется с помощью эпитаксиально-планарной технологии. В этом случае используется процесс эпитаксиального наращивания тонкого монокристаллического слоя кремния п-типа на высокоомную подложку p-типа (рис. 9.4* а). В полученную эпитаксиальную пленку (толщина 20—25 мкм) методом диффузии вводят акцепторную примесь. Распределение примеси в такой тонкой пленке почти одинаково. Это позволяет получить практически очень "четкий р-п переход. На рис. 9.4, б показана пластина после изолирующей диффузии, а на рис. 9.4, в — после диффузии.базы, эмиттера и создания металлизированных выводных контактов. ;
173
Рис. 9.5. Многоэмиттерный транзистор:
а н—топология и структура; б—взаимодействие смежных эмиттеров: в—схемные обоэна» чения
В процессе развития микроэлектроники (особенно в связи с потребностями вычислительной техники) появились некоторые разновидности биполярных транзисторов, которые не имеют аналогов в дискретной полупроводниковой технике. К их числу относится многоэмиттерный транзистор. Структура многоэмиттерного транзистора показана на рис. 9. 5, а. Он представляет собой совокупность нескольких прп-транзисторов, имеющих общую базу и общий коллектор. Количество эмиттеров может достигать 5... 8 и более.
Особенности многоэмиттерного транзистора как единой структуры состоят в следующем (рис. 9.5, б). Каждая пара смежных эмиттеров вместе с разделяющим их p-слоем базы образует так называемый горизонтальный (продольный) транзистор типа прп. Если на одном из эмиттеров действует прямое напряжение, а на другом — обратное, то первый будет инжектировать электроны, а второй собирать те из них, которые прошли без рекомбинации расстояние между эмиттерами. Такой транзисторный эффект является паразитным,, так как в обратносмещенном переходе, который должен быть запертым, будет протекать ток. Чтобы избежать этого явления, расстояние между эмиттерами должно быть не менее 10... 15 мкм. В этом случае рекомбинация инжектированных электронов с дырками базового слоя будет наиболее вероятной и до обратносмещенного перехода свободные электроны практически не дойдут.
При формировании многоэмиттерной структуры необходимо стремиться- к уменьшению обратного тока транзисторов. В противном случае в инверсном режиме, когда эмиттеры находятся под обратным напряжением, а коллектор под прямым, носителя, инжектированные коллектором, достигают эмиттеров и в их цепщ несмотря на обратное смещение, будет протекать ток. Чтобы вос-174
Рис. 9.6. Варианты использования биполярного транзистора в качестве диода
препятствовать этому, увеличивают сопротивление базы, удаляя омический базовый контакт от активной области транзистора (рис. 9.5, а). При такой конфигурации сопротивление узкого «перешейка» между активной областью и базовым контактом возрастает и в инверсном режиме инжекция электронов из коллектора в активную область базы будет незначительной. Соответственно, паразитные токи через эмиттеры практически не пройдут.
Схемные обозначения многоэмиттерного транзистора показаны на рис. 9.5, в.
Наряду с биполярными, в полупроводниковых ИМС широко применяются полевые МДП-транзисторы (с изолированным затвором). В основе изготовления МДП-транзисторов так же, как и биполярных, лежит планарная технология, однако число технологических операций, необходимых для создания МДП-транзисторов, значительно сокращается. Принцип действия МДП-транзисторов описан в параграфе 7.11 (рис. 7.23).
Диоды. В полупроводниковых интегральных схемах диоды изготавливают методами планарной технологии одновременно с изготовлением транзисторов. На рис. 9.6 показаны пять вариантов использования биполярных транзисторов в -качестве диодов.
В зависимости от требований, предъявляемых к диоду в интегральной схеме, выбирается та или иная транзисторная структура. Например, при включении транзистора по схеме рис.9.6, а, б используется переход эмиттер — база. При таком включении носители зарядов накапливаются в базе. Поскольку толщина базы очень мала (менее 20 мкм), процесс разряда емкости р-п перехода будет быстрым, что позволяет получить наибольшее быстродействие. В этих же схемах диоды имеют наименьшее значение обратного тока, так как в них используется только эмиттерный переход, площадь и ширина которого наименьшие. Наибольшее значение обратного тока имеет диод, включенный по схеме рис. 9.6, в, так как в этом случае оба перехода включены параллельно. Емкость такого диода увеличивается, быстродействие снижается.
В качестве диодов общего назначения используют коллекторнобазовый р-п переход (рис. 9.6, а, д). При таком включении диоды имеют наибольшие значения допустимых обратных напряжений — порядка 50 В.
Резисторы. В полупроводниковых интегральных схемах резисторы изготавливают методом локальной диффузии примеси в островки эпитаксиального слоя кремниевой заготовки. Причем образование резисторов идет одновременно с созданием эмиттер-
175
Рис. 9.7. Диффузионный резистор:
а— поперечное сеченне; б — форма в плайе (сечение по С—Су, А1 —алюминиевые выводы резистора; SiO* — изолирующая пленка: / — эпитаксиальный слой кремния n-типа, в котором диффузией создан резистор с проводимостью р-тнпа; 2 — кремниевая подложка
ной и базовой областей транзисторов. В процессе эмиттерной диффузии создаются резисторы с малым удельным сопротивлением порядка 0,5 Ом/квадрат, а в процессе базовой диффузии — с удельным сопротивлением порядка 100...300 Ом/квадрат. Это объясняется тем, что в эмиттерной области сосредоточено наибольшее количество основных носителей зарядов, а в базовой очень мало.
Диапазон номиналов диффузионных резисторов лежит в пределах 10 Ом...50 кОм с допуском ± 10...20 %.
На рис. 9.7 показан диффузионный планарный резистор, сформированный в базовой области. От других элементов схемы он изолируется р-п переходом (/—2).
Диффузионные резисторы работают на частотах 10...20 МГц. В схемах, работающих на частотах выше 20 МГц, резисторы формируются в островках, изолированных слоем двуокиси кремния. ТКС диффузионных резисторов составляет (2—3) • 10-3 1/°С. Максимальное падение напряжения на резисторе — около 20 В.
Конденсаторы. В полупроводниковых интегральных схемах в качестве конденсаторов используют барьерную емкость р-п перехода, который формируется в островках кремниевой пластины одновременно с формированием транзисторов интегральной схемы способом диффузии; р-п переход включается в обратном направлении.
Типичные конструкции конденсаторов на основе р-п переходов показаны на рис. 9.8.
В первой конструкции (рис. 9.8, а) используется переход эмиттер— база, обладающий наибольшей из всех переходов удельной
Изашрующая — диффузия р-типа
Подложка р-типа
Рис. 9.8. Конструкция конденсаторов интегральных схем на основе р-п перехода:
а — эмиттер — Саза; б — коллектор — база; а -• коллектор — подложка
емкостью (порядка 1500 пФ/мм2), но и наименьшим пробивным напряжением (единицы вольт). Во второй конструкции (рис. 9.8, б) используется переход коллектор — база, удельная емкость которого в пять-шесть раз ниже, чем у эмиттерного перехода, а пробивное напряжение примерно во столько же раз выше.
Недостатком рассмотренных конструкций является наличие паразитных емкостей, которые обычно возникают между одной из обкладок конденсатора и землей. Наименьшей паразитной емкостью характеризуются конденсаторы на основе перехода коллектор — подложка (рис. 9.8, в). Однако они обладают наименьшей удельной емкостью.
Индуктивности, Наиболее трудновыполнимыми элементами интегральных схем являются индуктивности. В настоящее время не существует метода получения индуктивностей классического вида в твердых схемах. Поэтому в них искусственно создают схемные элементы, реализующие индуктивный эффект (отставание тока от напряжения по фазе). Такими элементами могут быть, например, реактивные транзисторы. В этом случае транзисторы работают в таком режиме, при котором их коллекторный ток отстает по фазе от напряжения на коллекторе на 90°. Однако реализуемые таким способом индуктивности имеют величину единиц микрогенри, а добротность — не более нескольких десятков. Поэтому применение их весьма ограничено. В связи с этим при конструировании интегральных схем в основном применяют навесные миниатюрные катушки индуктивности.
9.3. Разработка топологии полупроводниковых ИМС
Основной особенностью конструирования полупроводниковых интегральных схем является необходимость учета взаимосвязи между параметрами элементов, создаваемых тем или иным способом, электрофизическими параметрами материалов, из которых создаются элементы, физическими процессами в них и технологией изготовления. Размеры и форму каждого элемента микросхемы задают фотошаблоном и режимом локальной диффузии, т. е. подбирая размеры фотошаблона, концентрацию примесей, режимы диффузии ит. п., можно создавать элементы с требуемыми параметрами.
Разработка топологии — основной этап в проектировании полупроводниковых интегральных схем, на котором решаются вопросы компоновки элементов микросхемы и соединений между ними. Для этого предварительно анализируется принципиальная-электрическая схема, выбранная для интегрального исполнения.
В качестве примера рассмотрим принципиальную электрическую схему, приведенную на рис. 9.9. После выполнения электрических и конструктивных расчетов составляется приближенный компоновочный эскиз общего вида топологии микросхемы (рис. 9.10). Как видно из рисунка, транзисторы изображаются в виде прямоугольников, причем эмиттерная область и контакт эмиттера вычерчены в виде квадратов, а базовая и коллекторная
177
Рис. 9.9. Принципиальная электрическая схема, предназначенная для инте-врального исполнения
Рис. 9.10. Компоновочный эскиз полупроводниковой интегральной схемы:
1 — коллекторная область; II — контакт коллектора; III — эмиттерная область; IV — контакт эмиттера; V— базовая область; VI — контакт базы
области — в виде прямоугольников. Конфигурация резисторов аналогична тонкопленочным.
Обычно топологические чертежи выполняют в масштабе 100 : 1; 200 : 1; 500 : 1 или 600 : 1, что диктуется требуемой точностью. Для графического отражения толщины слоев разрабатывается чертеж структуры кристалла (рис. 9.11). На этом чертеже показан разрез А—А (по рис. 9.10). Разрез выполняется таким образом, чтобы секущая плоскость рассекала максимальное количество элементов. Если невозможно одной плоскостью рассечь все типы элементов, применяется ступенчатый разрез (несколькими плоскостями). Изображение таких разрезов в интегральной схеме сопровождается пояснительной таблицей, расшифровывающей наименование и материалы каждого слоя, его толщину (Я/, Н2 и т. д.), проводимость и другие параметры.
Кроме общего топологического чертежа, для изготовления фотошаблонов должны быть составлены чертежи отдельных слоев: базового, эмиттерного, металлизации, окон под контакты и резистивного. Чертежи выполняются так же, как и чертежи слоев в тонкопленочных микросхемах (см. рис. 8.8).
Рис. 9.11. Чертеж структуры кристалла.
/ — коллекторная область; 2 коллекторный контакт; 3 — эмиттерная область; 4 — эмит-терный контакт; 5 — базовая область; 6 — базовый контакт; 7 — резистор; 8 — слой металлизации; 8 — эпитаксиальный слой; 10 ** подложка; II — разделительная область
178
9.4. Большие интегральные схемы
Большой интегральной схемой называется такая схема, в корпусе которой на одной пластине (или в ее объеме) содержится большое число (102 и более) схемных ячеек, соединенных между собой в сложную функциональную схему.
Переход от технологии полупроводниковых интегральных схем к технологии БИС характеризует современную тенденцию, связанную с интеграцией не только элементов, но и целых узлов.
Причины перехода к БИС вызваны также необходимостью сократить целый ряд операций, обладающих низкой надежностью при производстве обычных интегральных схем. К ним относятся резка пластины, установка кристалла в корпус, присоединение кристалла к выводам, установка отдельных корпусов на печатной плате и т. д. Во. всех этих случаях имеются технологические операции, обладающие пониженной надежностью (герметизация, термокомпрессия и т. д.).
Главная цель перехода к БИС — получение более высоких качественных показателей и большей надежности электронных устройств при меньших затратах. Повышение надежности БИС обусловлено, главным образом, применением более качественных компонентов, уменьшением количества сварных соединений и числа технологических операций. Например, соединение кристалл — вывод корпуса — печатный проводник — вывод корпуса — кристалл заменяется в БИС одним напыленным на пластину тонкопленочным соединением. Интенсивность отказов БИС всегда меньше суммы интенсивностей отказов составляющих ее схем.
По технологическому признаку различают гибридные и полупроводниковые (монолитные) БИС. Для построения гибридных БИС применяют многослойную толсто- или тонкопленочную разводку, позволяющую осуществить коммутацию бескорпусных интегральных микросхем и пленочных пассивных элементов. Дискретные элементы и микросхемы монтируются с помощью жестких (шариковых) выводов. При изготовлении полупроводниковых БИС применяют базовые кристаллы в виде матриц биполярных или полевых (МДП) транзисторов.
Рис. 9.12. Конструкция коммутационной платы гибридной БИС:.
/ — подложка; 2—межслойная изоляция;, 3 — многослойная разводка; 4 — навесные элементы (микросхемы)
Рис. 9.13. Общий вид БИС в корпусе
179
Важнейшей особенностью создания БИС является привлечение ЭВМ как на стадии проектирования, так и на стадии управления технологическими процессами производства и контроля создаваемых схем.
На рис. 9.12 показан один из возможных вариантов конструкции коммутационной платы гибридной БИС. После сборки БИС помещают в герметичный корпус, имеющий 24, 32 или 48 выводов. Общий вид БИС в корпусе показан на рис. 9.13.
9.5. Приборы с зарядовой связью в ИМС
Одно из наиболее перспективных направлений использования полупроводниковых ИМС в вычислительной технике состоит в разработке так называемых приборов с зарядовой связью (ПЗС),представляющих собой совокупность взаимодействующих МДП-струк-тур. Это взаимодействие обеспечивается общностью полупроводникового слоя и малым расстоянием между МДП-структурами (рис. 9.14). Тот факт, что прибор с зарядовой связью состоит из множества технологически и конструктивно объединенных МДП-структур, расположенных на очень малых расстояниях одна от другой, позволяет считать его полупроводниковой интегральной схемой, а поскольку количество взаимодействующих МДП-структур в нем достигает нескольких тысяч, то ПЗС можно отнести к классу больших интегральных схем.
Принцип действия ПЗС состоит в том, что в каждой отдельной МДП-структуре можно создать локальный приповерхностный заряд неосновных носителей —зарядовый пакет — и перемещать его вдоль поверхности от одной МДП-структуры к другой, меняя напряжения на металлических электродах (затворах).
На рис. 9.15 все затворы (31, 32, 33) находятся под одинаковым отрицательным напряжением — Ur. Поэтому из приповерхностного слоя в толщу полупроводника типа п выталкиваются электроны и на всем протяжении этого слоя- под затворами образуется область, обедненная электронами.
При одинаковых напряжениях на затворах обедненная электронами область имеет одну и ту же глубину под всеми затворами. Поэтому «дно» этой области в данном случае изображается прямой линией. Если же отрицательное напряжение на одном из затворой больше, чем на смежных, то из-под затвора в толщу полупроводника уходит больше электронов, обедненный слой под ним углубляется, а «дно» общего обедненного слоя приобретает определенный рельеф (рис. 9.15, б). Очевидно, что геометрическому рельефу обедненного слоя соответствует потенциальный рельеф: в области «углублений» обедненного слоя находится минимум потенциала — потенциальная яма. Если потенциалы (/1 на затворах 31 и 32 ме-
Ркс. 9.14. Структура ПЗС
180
Рис. 9.15. Структура обедненного слоя и электрического поля в ПЗС: а — режим покоя; б — режим хранения; в— режим записи
нее отрицательны, чем на затворе 33, то на границах затвора 33 образуются электрические поля с некоторой напряженностью Е, препятствующие перемещению положительных зарядов — дырок — из-под этого слоя. Поэтому образовавщийся под затвором 33 зарядовый пакет дырок будет сохраняться в этой области длительное время. Этот случай в ПЗС называют режимом хранения, а напряжение Щ — напряжением хранения.
Пусть теперь на затвор 33 подано отрицательное напряжение — Us большее, чем напряжение U2 на затворе 32 (рис. 9.15, в). Тогда на границе затворов 32 и 33 образуется ускоряющее электрическое поле, способствующее перемещению дырок к затвору 33. Следовательно, дырочный пакет, хранившийся под затвором 32, перейдет под затвор 33 и останется здесь, поскольку на границе со следующим затвором 34 действует тормозящее поле (напряжение — по абсолютной величине меньше, чем — Us). Ввод зарядового пакета под тот или иной затвор называют режимом записи.
Для того чтобы обеспечить хранение и запись зарядовых пакетов, необходимо менять напряжения на затворах в строгой последовательности. С этой целью используются специальные схемы управления, работающие в соответствии с заданной программой передачи и хранения той или иной информации, закодированной в зарядовых пакетах.
Интересная особенность ПЗС связана с тем, что заряд дырок можно вводить в полупроводник путем локального освещения его поверхности. При. этом под соответствующим затвором образуется заряд, пропорциональный освещенности. Под действием света в приповерхностном слое полупроводника образуются электронно-дырочные пары. Электроны отталкиваются полем соответствующего затвора, а дырки накапливаются в потенциальных ямах. Если освещенность на разных участках разная, то совокупность зарядов под затворами и образующийся в связи с этим потенциаль
181
ный рельеф обедненного слоя будут характеризовать изображение, спроецированное на ПЗС.
Возможность записи, хранения и передачи информации позволяет использовать ПЗС в устройствах памяти ЭВМ, в разнообразных логических схемах, а также в устройствах формирования сигналов изображения.
Контрольные вопросы и упражнения
I. Какие принципы положены в основу создания полупроводниковых ИМС?
2. Как объяснить термин «планарная технология» применительно к изготовлению полупроводниковых ИМС’
3. Чем объяснить преимущественный выбор кремния в качестве материала подложки полупроводниковой ИМС?
4. Какие существуют способы изоляции компонентов полупроводниковых ИМС? Объясните сущность каждого из них.
5. Как формируются «островки» в полупроводниковой ИМС?
6. Объясните основные этапы создания биполярной транзисторной структуры в полупроводниковой ИМС.
7. Как устроен многоэмиттерный транзистор?
8. В чем состоят преимущества МДП-транзнсторов перед биполярными в полупроводниковых ИМС?
9. Приведите варианты схем использования транзисторов в качестве диодов. Сравните их между собой.
10. Как формируются резисторы и конденсаторы в полупроводниковых ИМС?
11. Укажите возможности создания индуктивных элементов в полупроводниковой ИМС. Чго собой представляет «реактивный транзистор»?
12. В какой последовательности разрабатывается топология полупроводниковой ИМС?
13. Дайте характеристику современных БИС.
14. Как работают приборы с зарядовой связью? Укажите возможности практического применения этих приборов.
15. Составьте перечень основных понятий, встретившихся в гл. 9.
Глава 10. ФУНКЦИОНАЛЬНАЯ МИКРОЭЛЕКТРОНИКА
Функциональная микроэлектроника предлагает принципиально новый подход к созданию электронной аппаратуры, позволяющий реализовать определенную функцию того или иного электронного устройства путем непосредственного использования физических явлений в твердом теле. В этом случае локальному объему твердого тела придаются такие свойства, которые требуются для выполнения данной функции. В качестве материала для построения функциональных устройств могут выступать не только полупроводники, но и сверхпроводники, сегнетоэлектрики, диэлектрики и др. Для переработки информации в функциональных устройствах используются физические явления, не связанные обязательно с электропроводностью, например оптические и магнитные явления, распространение ультразвука.
К числу наиболее интенсивно разрабатываемых направлений функциональной микроэлектроники, уже получивших практическое применение, следует отнести: оптоэлектронику, акустоэлект
182
ронику, магнетоэлектронику, криоэлектронику, хемотронику, ди-электрическую электронику и биоэлектронику.
В настоящей главе описываются физическая сущность явлений, положенных в основу указанных направлений развития функциональной микроэлектроники, и возможности технической реализации их в некоторых электронных устройствах.
10.1. Оптоэлектроника
Оптоэлектроника — одно из наиболее развитых направлений в функциональной микроэлектронике, поскольку оптические и фотоэлектрические явления достаточно хорошо изучены, а технические средства, основанные на этих явлениях, длительное время используются в электронике (фотоэлементы, фотоэлектронные умножители, фотодиоды, фототранзисторы и др.). Тем не менее оптоэлектроника как самостоятельное научно-техническое направление возникла сравнительно недавно, а ее достижения неразрывно связаны с развитием современной микроэлектроники.
Первоначально оптоэлектроника считалась сравнительно узкой отраслью электроники, изучающей лишь полупроводниковые све-тоизлучатели и фотоприемники. Однако в последнее время понятие «оптоэлектроника» значительно расширилось. Теперь в него включают и такие недавно возникшие направления, как лазерная техника, волоконная оптика, голография и др. В соответствии с рекомендациями МЭК (Международной электротехнической комиссии) оптоэлектронный прибор определяется как прибор, чувствительный к электромагнитному.излучению в видимой, инфракрасной или ультрафиолетовой областях; или прибор, излучающий и преобразующий некогерентное или когерентное излучение в этих же спектральных областях; или же прибор, использующий такое электромагнитное излучение для своей работы.
Оптоэлектроника основана на электронно-оптическом принципе получения, передачи, обработки и хранения информации, носителем которой является электрически нейтральный фотон. Совмещение в оптоэлектронных функциональных устройствах двух способов обработки и передачи информации — оптического и электрического — позволяет достигать огромного быстродействия, высокой плотности размещения хранимой информации, создания высокоэффективных средств отображения информации. Очень важным преимуществом элементов оптоэлектроники является то, что они оптически связаны, а электрически изолированы между собой. Это обеспечивает надежное согласование различных оптоэлектронных цепей, способствует однонаправленности передачи информации, помехоустойчивости каналов передачи сигналов. Изготовление полупроводниковых элементов оптоэлектроники — оптронов— совместимо с интегральной технологией, поэтому их создание может быть включено в единый технологический цикл производства интегральных микросхем.
Рассмотрим основные технические средства оптоэлектроники.
183
Рис. 10.1. Структурная схема оптрона
Основным элементом оптоэлектроники, как уже отмечалось выше, является оптрон. Простейший оптрон представляет собой четырехполюсник (рис. 10.1), состоящий из трех элементов: источника излучения (фотоизлучателя) 1, световода 2 и приемника излучения (фотоприемника) 3, заключенных в герметичный светонепроницаемый
корпус.
Сочетание фотоизлучателя и фотоприемника в оптроне получило название оптоэлектронной пары. Наиболее распространенными из-
лучателями являются светодиоды, выполненные на основе арсенида галлия, фосфида галлия, фосфида кремния, карбида кремния и др. Они имеют высокое быстродействие (порядка 0,5 мкс), миниатюрны и достаточно надежны в работе. По своим спектральным характеристикам светодиоды хорошо согласуются с фотоприемниками, выполненными на основе кремния. Поскольку схемотехнические возможности оптрона определяются главным образом характеристиками фотоприемника, этот элемент и дает название оптрона в целом. К основным разновидностям оптронов относятся: резисторные (фотоприемником служит фоторезистор); диодные (фотоприемник — фотодиод); транзисторные (фотоприемник — фототранзистор) и тиристорные (фотоприемник — фототиристор).
Схематическое изображение указанных оптронов показано на рис. 10.2, примеры конструктивного оформления оптронов (в дискретном и микроминиатюрном исполнении) и их цоколевки — на рис. 10.3.
В зависимости от совокупности характеристик используемой оптронной пары оптрон может выполнять различные функции в электронных цепях: переключение, усиление, согласование, преобразование, индикация и др.
В качестве примеров технического использования оптронов на рис. 10.4 приведены некоторые простейшие схемы, позволяющие реализовать специфические свойства этих приборов. Напримёр, резисторный оптрон, включенный по схеме рис. 10.4, а, может быть использован в качестве управляемого резистивного делителя напряжения. Под воздействием управляющего входного напряжения UBX изменяется прямой ток светодиода и его излучение. Соответственно изменяется и сопротивление фоторезистора, а сле-
Рис. 10.2. Схематически!- изображения оптронов:
а — резисторного; б диодного; в — транзисторного; а — тиристорного
184
Рис. 10.3. Примеры конструктивного оформления и цоколевки оптронов:
а — в дискретном исполнении; б — в микроисполнеиии
Рис. 10.4. Применение оптронов]
а— в качестве управляемых резисторов; б — в ключевых схемах; в— в схеме оптической связи
довательно, и распределение напряжения источника £2 на фоторезисторе и выходном (нагрузочном) резисторе
Подобный управляемый резистор может быть использован в разных электронных схемах, например, для дистанционного управления коэффициентом усиления в усилителях. Обычно для этой цели применяются ручные регуляторы, представляющие собой вынесенные из устройства потенциометрические регуляторы усиления. Однако такие регуляторы не дают хороших результатов при
185
использовании их в аппаратуре высокого класса для дистанционного управления на значительном расстоянии, так как в соединительных проводах даже при тщательной их экранировке возможны значительные наводки переменных электромагнитных полей, приводящие к появлению фона. Для полного устранения наводок необходимо разделить цепь сигнала от цепи управления. Эта задача и решается с помощью делителя напряжения на оптронном управляемом резисторе.
На рис. 10.4, б показана простейшая схема включения диодного оптрона. Эта схема может работать в ключевом (импульсном) режиме и при этом создавать на выходе импульсное напряжение, превышающее по своей амплитуде уровень управляющих входных импульсов. Напряжение на выходе, представляющее собой часть относительно высокого (10...20 В) напряжения источника питания £, зависит от тока фотодиода. Величина тока фотодиода, в свою очередь, управляется световым потоком светодиода, который изменяется (модулируется) по закону изменения импульсного входного сигнала. При этом амплитуда входных импульсов, воздействующих на светодиод, может быть значительно меньше, чем напряжение 1/вых [201. Аналогичным способом могут быть построены ключевые схемы на транзисторных и тиристорных оптронах, выступающих в качестве аналогов таких широко распространенных электронных элементов, как импульсные трансформаторы, переключатели, разъемы и т. п.
Принципиальная возможность осуществления оптической связи с помощью оптронов иллюстрируется на рис. 10.4, в. В передающем устройстве такой линии связи главный элемент — излучатель света (светодиод, лазер), в приемном — фотоприемник (фотодиод, фототранзистор). Связь между передатчиком и приемником осуществляется с помощью специального световода — волоконно-оптического кабеля, обеспечивающего помехоустойчивость и надежность связи. Широкополосность такого оптического канала огромная (по одной линии связи может быть одновременно передано 1010 телефонных разговоров или 10е телевизионных программ). Подобные линии связи могут быть использованы в вычислительной технике для передачи огромных массивов информации, обрабатываемой в различных блоках ЭВМ.
Передача света по волоконно-оптическим световодам основана на использовании эффекта полного внутреннего отражения. Как известно, световой луч, проходящий через границу раздела двух среде показателями преломления пг и п2 (рис. 10.5, а), подчиняется закону преломления, описываемому уравнением
rajsin — п2 sin 02, (Ю-1)
откуда
sin 0а = ^sin 0Р (10.2)
Если п,г < п2 и sin 0Х <1, то sin 0а <1, 186
Рис. 10.5. К пояснению устройства световода:
а — преломление света на границе раздела двух сред (0Х—угол падения; 02 — угол преломления); б — световой луч в волноводе (явление полного внутреннего отражения); в распространение светового луча в двухслойном световоде
При условии /ij > и2, т. е. если свет‘переходит из среды, оптически более плотной, в среду, оптийески менее плотную, то при изменении угла падения 0Х наступает момент, когда sin 02 > 1, что невозможно, так как максимальное значение sin 02 = 1. В этом случае луч не преломляется, а полностью отражается от поверхности раздела сред. В световом волноводе используется именно это явление: луч, последовательно отражаясь от стенок волновода, распространяется в заданном направлении (рис. 10.5, б).
В волоконно-оптических световодах используется двухслойное волокно. Оно состоит из «сердцевины» (внутренней жилы) с показателем преломления и оболочки с показателем преломления п2.
Поскольку внутренняя жила оптически более плотная, чем оболочка («1 > п2), то для лучей, входящих в световод под малыми углами по отношению к оси световода, выполняется условие полного внутреннего отражения: при падении световой волны на границу с оболочкой вся ее энергия отражается внутрь «сердцевины». То же самое происходит и при всех последующих отражениях. Таким образом, свет распространяется вдоль оси световода, не выходя через оболочку (рис. 10.5, в).
Обычно внутренняя (световедущая) жила изготавливается из чистого кварца, а светоотражающая оболочка, имеющая меньший показатель преломления, из кварца, легированного бором. Диаметр внутренней жилы световода обычно не превышает десятков мкм, диаметр оболочки — 100 мкм. Как показывают экспериментальные исследования, такие световоды отличаются высокой прочностью и в то же время устойчивы к изгибам и скручиванию.
Двухслойные световоды могут объединяться в кабели, содержащие до нескольких сот двухслойных волокон (рис. 10.6). Типовые технические данные оптических кабелей следующие: наружный диаметр 2...20 мм; прочность на разрыв — от десятков до сотен
187
/^^^Ооолоика
Метбмош
Рис. 10.6. Устройство световолокон-иого кабеля
ньютонов, масса — 2...200 г7м (минимальные значения порядка 0,3 г/м), допустимый радиус изгиба 5...50 см.
Весьма сложную задачу представляет собой ввод излучения в световод. Наилучшее сопряжение достигается при использовании в качестве излучателя твердотельного лазера, создающего когерентное излучение. Более сложно обстоит дело при соединении световодов со светоизлучающими диодами, имеющими широкую
диаграмму направленности. В этом случае световедущая сердце-вина волокна размещается непосредственно над активной областью светодиода (рис. 10.7, а). Эффективность ввода может быть повышена с помощью специальных фокусирующих линзовых систем (рис. 10.7, б), однако это существенно усложняет конструкцию устройства ввода.
Оптоэлектронные устройства находят все более широкое применение в вычислительной технике. Наиболее перспективными в настоящее время считаются так называемые голографические устройства памяти ЭВМ, основанные на принципах голографии — нового, быстро развивающегося направления оптоэлектроники.
Прежде чем познакомиться с работой оптического запомниающего устройства (ЗУ), необходимо хотя бы в общих чертах рассмотреть сущность голографического отображения информации.
В 1947 г. английский ученый Д. Габор разработал метод записи и восстановления пространственной структуры световой волны (волнового фронта), который получил название голографии.
Известно, что обычное фотографическое изображение того или иного объекта не дает представления о его объемных свойствах. Это происходит потому, что фотопластинка реагирует только на среднюю интенсивность света при экспонировании и не способна реагировать на фазу световой волны, которая зависит от расстояния между объектом и фотопластинкой. Д. Габор обратил внимание на то, что при фотографировании всегда приходится осуществлять наводку на резкость, иначе изображение будет нечетким. Между тем, независимо от наводки на резкость, с лучами света, образующими изображение на фотопластинке, никаких изменений на участке между объектом и фотопластинкой не происходит. В связи с этим Д. Габор предположил, что изображение объекта присутствует в скрытом от наблюдателя виде в любой
Рис. 10.7. Ввод излучения в световод:
а — безлинзовая система (/ — кристалл светодиода; 2 — активная излучающая область,' 3 — световод; 4 — оптический клей); б — с помощью фокусирующей линзы (/ — излучатель; 2 — фокусирующий элемент; 3 — световод)
188
плоскости между объектом и фотопластинкой. Иначе говоря, изображение в том или ином виде содержится в самой структуре световой волны, распространяющейся от объекта к объективу фотоаппарата. Именно эта волна несет наиболее полную информацию об объекте, причем эта информация оказывается зашифрованной в амплитудных и фазовых изменениях волнового фронта. Таким образом, для получения необходимой информации об объекте, в том числе и о его объеме, достаточно зафиксировать (записать) пространственную структуру световой волны, а затем, используя эту запись, восстановить изображение объекта. Этот двухступенчатый процесс записи и восстановления волнового фронта, несущего информацию об объекте, и называется голографией, а зафиксированная пространственная структура световой волны — голограммой.
Каким же образом можно зафиксировать на фотопластинке и амплитуду, и фазу световой волны? Д. Габор предложил использовать для записи голограммы явление интерференции двух когерентных световых лучей, а для восстановления изображения с голограммы — явление дифракции света.
Как известно, при интерференции волны от двух одинаковых источников света, расположенных на некотором расстоянии друг от друга, в любой точке пространства будут накладываться друг на друга, причем в некоторых точках произойдет удвоение амплитуды, а в некоторых амплитуда колебаний окажется равной нулю. Это дает основание утверждать, что в интерференционной картине содержится определенная фазовая информация, позволяющая определить расстояние от какого-то места интерференционной картины до источника (или источников) изучения. Величина максимумов распределения поля в интерференционной картине позволяет оценить интенсивность излучения, а соотношение между максимумами и минимумами — когерентность. Следовательно, в интерференционной картине (голограмме) записана вся возможная информация об излучении источников.
Когерентный луч света, который освещает объект и рассеивается нм, называют сигнальным', луч, создающий когерентный фон — опорным.
Одна из важнейших особенностей голографии — возможность записи большого числа голограмм на одной и той же фотопластинке при использовании по-разному направленных опорных лучей.
Если для записи голограммы необходимы два источника когерентного изучения, то для восстановления изображения объекта голограмму достаточно осветить только одним опорным лучом. Для извлечения информации из голограммы обычно пользуются той же установкой, что и для голографирования. Голограмма устанавливается на то же место, где находилась фотопластинка при изготовлении голограммы, и облучается лучом лазера.
За счет явления дифракции луч света после прохождения голограммы разделяется на три составляющих: одна из них проходит через голограмму без изменения направления (так называемый луч нулевого дифракционного порядка); два других отклоняются от первоначального направления на некоторый угол, зависящий от длины волны и шага интерференционных полос, зафиксированных на голограмме (лучи первого п второго дифракционного порядков). Эти лучи содержат всю информацию о голограмме ,а наблюдатель, фиксирующий их, получает наиболее полное представление о форме и объеме соответствующего объекта1.
Рассмотрим теперь возможности записи информации в голографических ЗУ вычислительных машин (рис. 10.8).
^Объектом записи в вычислительной технике обычно является двумерная матрица двоичных знаков. При записи информации луч лазера с помощью системы зеркал разделится на два: сигнальный, проходящий через запоминаемый объект, и опорный. Направление опорного луча управляется дефлектором — устройством, состоя-
1 Более подробно вопросы записи и воспроизведения голограмм рассматриваются в специальной литературе (например, [26, 30]).
189
Рис. 10.8. Структурная схема голографического запоминающего устройства (ЗУ)
щим из модулятора поляризации света и лучепреломляющего кристалла. В зависимости от комбинации управляющих напряжений, поступающих на вход модулятора, можно получить множество пространственных положений светового луча. Изменение дефлектором направления опорного луча позволяет последовательно записать необходимое число голограмм.
Цифровая информация, подлежащая записи, наносится на так называемый транспарант., представляющий собой двумерную матрицу прозрачных и непрозрачных участков, соответствующих единицам и нулям двоичного кода.
При воспроизведении информации дефлектор настраивается на определенное положение опорной волны и таким образом выбирается изображение требуемого транспаранта. Сигнальный луч при этом перекрывается затвором. Дальнейшая выборка нужной информации осуществляется электронным путем при обработке сигналов, зафиксированных при воспроизведении на матрице фотоприемников.
Стандартные фотопластинки, используемые в голографических ЗУ, обеспечивают сочетание высокой разрешающей способности (до 3 • 103 линий/мм) и фоточувствительности (порядка 10-5Дж7см2). Емкость памяти типичного голографического ЗУ составляет 10® бит7с.
Повышенный интерес к голографическим ЗУ объясняется не только большой информационной емкостью голограмм. Основным фактором является высокая помехоустойчивость голографической записи, поскольку при любых видах помех интерференционная картина записанного изображения практически не нарушается.
190
ЮЛ. Акустоэлектроника
Акустоэлектроника — это направление функциональной микроэлектроники, основанное на использовании пьезоэлектрического эффекта, а также явлений, связанных с взаимодействием электрических полей с волнами акустических мапряжеиий в пьезоэлектрическом полупроводниковом материале. По существу, акустоэлектроника занимается преобразованием акустических сигналов в электрические и электрических в акустические. Обратим внимание на то, что данное определение аналогично определению оптоэлектроники, где речь идет о взаимных преобразованиях оптических и электрических сигналов.
На рис. 10.9, а показана структура элементарной ячейки кварца, состоящей из трех молекул SiO2. При отсутствии деформации центр тяжести положительных и отрицательных ионов совпадает (плюсом отмечены ионы кремния, минусом — кислорода). Сжатие кристалла в вертикальном направлении (рис. 10.9, б) приводит к смещению положительных ионов вниз, а отрицательных вверх. Соответственно, на наружных электродах появляется разность потенциалов. Рассмотренное явление называют прямым пьезоэлектрическим эффектом. Существует и обратный пьезоэффект, когда под действием приложенного напряжения и в зависимости от его полярности пьезокристалл (кварц, сегнетова соль, турмалин и др.) поляризуется и изменяет свои геометрические размеры. Если же к пьезокристаллу приложить переменное напряжение, то в нем возбуждаются механические колебания определенной частоты, зависящей от размеров кристалла.
Явления прямого и обратного пьезоэффекта известны давно. Однако лишь в последние годы, благодаря развитию полупроводниковой техники и микроэлектроники, удалось создать качественно новые акустоэлектронные функциональные устройства.
Одним из основных приборов акустоэлектроники является электроакустический усилитель (ЭАУ). На рис. 10.10 показана схема такого усилителя на объемных волнах. На торцах полупроводникового звукопровода (3) расположены пьезоэлектрические полупроводниковые преобразователи (П), которые с помощью омических контактов (К) присоединены с одной стороны к звуко-
Рис. 10.9. Возникновение пьезо-э. д. с. при сжатии элементарной ячейки кварца
Рис. 10.10. Структура электроакустического усилителя на объемных волнах:
П — пьезоэлектрические полупроводниковые преобразователи; 3 — полупроводниковый зву-копровод; К — омические контакты
191
Рис. 10.11. Взаимодействие потока электронов и акустической волны
проводу, а с другой — к входным и выходным клеммам.. При подаче на вход переменного напряжения во входном пьезопреобразователе возбуждается акустическая волна, которая распространяется по звукопрово-ду. Взаимодействие волны с движущимися в том же направлении по полупроводниковому звукопроводу электронами обеспечивает ее усиление. Для объяснения этого явления рассмотрим рис. 10.11. Предположим, что в звукопровод вводится гармоническая продольная акустическая волна, движущаяся со скоростью Рв- Давление Р в кристалле при этом от точки к точке меняется. В тех местах, где кристалл сжимается (Р > 0), пьезо-э. д. с. (£в) замедляет движение электронов, а в тех местах, где растягивается,— ускоряет. В результате этого в начале каждого периода волны образуются сгустки электронов. При Гэ > Ув сгустки движутся в тормозящих участках волны и передают ей свою энергию, чем и обеспечивается усиление. Подобные акустоэлектрон-ные усилители могут давать выходную мощность сигнала порядка нескольких ватт, имея полосу пропускания до 300 МГц. Их объем (в микроэлектронном исполнении) не превышает 1 см3.
Основным недостатком объемных ЭАУ является сравнительно большая мощность, рассеиваемая в звукопроводе. Более перспективными в этом отношении являются ЭАУ на поверхностных волнах. Структура такого усилителя показана на рис. 10.12, а. С помощью входного решетчатого пьезопреобразователя (рис. 10.12, (5), напыляемого на поверхность пьезоэлектрического кристалла Пэ, в последнем возбуждается акустическая волна. На некотором участке поверхность пьезокристалла соприкасается с поверхностью полупроводниковой пластины, в которой от источника Е проходит ток. Следовательно, на участке поверхностного контакта пьезокристалла и полупроводника произойдет взаимодействие акустической волны с потоком электронов. Именно на этом участке происходит акустическое усиление сигнала, который затем снимается
Рис. 10.12. Структура электроакустического усилителя на поверхностных волнах (а) и вид преобразователя (Пр) сверху (б): ^—полупроводник: Пэ — пьезодиэлектрик
192
в виде усиленного переменного напряжения с выходного преобразователя, работающего в режиме обратного пьезоэффекта. '
Достоинство ЭАУ поверхностного типа состоит в том, что материалы пьезоэлектрика и полупроводника могут .быть разными. Первый из них должен обладать высокими пьезоэлектрическими свойствами, второй — обеспечивать высокую подвижность электронов. В качестве полупроводникового слоя в подобных усилителях используют обычно кремниевый монокристалл п-типа толщиной около 1 мкм, выращенный на сапфировой подложке эпитаксиальным способом. Этот материал имеет удельное сопротивление порядка 100 Ом • см и подвижность носителей заряда до 500 см2/(В • с). Длина рабочей части поверхностного ЭАУ составляет примерно 10 мм, ширина 1,25 мм, потребляемая мощность постоянного тока порядка 0,7 Вт.
Акустоэлектронные устройства являются весьма перспективными,, особенно для широкополосных схем и схем сверхвысокочастотного (СВЧ) диапазона.
10.3. Магнетоэлектроника
Одним из наиболее перспективных направлений развития функциональной микроэлектроники является магнетоэлектроника, связанная с использованием свойств тонких магнитных пленок. Применение магнитных материалов в качестве носителей информации основано на том, что они обладают двумя устойчивыми состояниями, соответствующими двум пороговым участкам цикла перемагничивания — магнитному насыщению и размагничиванию (остаточной намагниченности). Длительный период в качестве магнитных материалов использовались, главным образом, ферритовые сердечники. Однако энергия, необходимая для перемагничивания ферритовых сердечников, и время, затрачиваемое на этот процесс, были относительно большими. С появлением тонкопленочных магнитных элементов удалось сократить эти показатели в десятки раз и совместить технологию изготовления тонкопленочных магнитных элементов с производством других элементов интегральных микросхем. Для магнитных пленок наиболее интересные электрические свойства связаны с гальваномагнитными эффектами, основанными на взаимодействии носителей тока с магнитным полем з пленке. Наиболее распространенным методом получения тонких магнитных пленок является вакуумное испарение.
Для нужд микроэлектроники и вычислительной техники чаще зсего используются тонкие пленки пермаллоя (сплав никеля и железа с небольшими добавками меди, хрома и молибдена). Такие пленки обеспечивают необходимое сочетание достаточно высокого эыстродействия, информационной емкости в ограниченном объеме : малыми энергетическими затратами на управление и сохранение информации.
На рис. 10.13 показана схема построения матрицы памяти на гонких магнитных пленках. На стеклянной подложке 2 вначале
Г 7-76
193
Рис. 10,13. Схема построения матрицы памяти на тонких магнитных пленках:
1 — пленка; 2 — подложка; 3 — подслой меди;
4 — диэлектрическая пленка; 5 — сигнально-разрядные шины; 6 — числовые шины; 7 — по лиамидная пленка
формируется медная пленка 3, на которую затем методом испарения в вакууме наносится пермал-лоевая магнитная пленка 1 толщиной порядка 0,01 мкм. Далее на основе полиамидной пленки
7, фольгированной с двух сторон в процессе стандартной фотолитографии, формируют перпендикулярно расположенные друг к другу числовые и сигнально-разрядные шины шириной 0,07 мм и с шагом 0,14 мм. Полученная таким образом управляющая матрица проводников накладывается на стеклянную пластинку с пер-маллоевой пленкой. Если теперь по числовой и сигнально-разрядной шинам пропустить токовые импульсы, то они при своем совпадении на перекрестии шин перемагнитят участок пленки. Следовательно, под перекрестием шин появится определенным образом сориентированный домен. Это локальное положение намагниченности можно принять за «1». Магнитостатические характеристики магнитной пленки обеспечивают стабильное положение сформированного домена и длительное хранение записанной информации. Для того чтобы такая ситуация была обнаружена (воспроизведена), в числовую шину подается переменный ток частотой 10 МГц, который раскачивает домен с такой же частотой относительно сигнально-разрядной шины на угол менее 90°. В результате составляющая полного магнитного потока домена изменяется по абсолютной величине между максимальным значением и нулем с частотой, вдвое большей, чем частота тока в числовой шине. При этом возникает (наводится) выходной сигнал, который снимается с сигнально-разрядной шины. Поданные в момент воспроизведения в числовую шину импульсы тока частотой 1'0 МГц вызывают появление выходного сигнала в сигнально-разрядной шине с частотой 20 МГц. Воспроизведенный сигнал сравнивается с сигналом от так называемой опорной шины, расположенной всегда над ячейками, хранящими «О». При вопроиэведении «0» оба сигнала (воспроизведенный и опорный' находятся й фазе и выходное разностное напряжение, поступающее на усилитель, практически равно нулю. Если же воспроизводите? «1», то полезный сигнал оказывается сдвинутым по фазе относительно опорного на 180° и амплитуда выходного сигнала будет удваиваться. Это позволяет четко различить нулевой уровень сигналг от единичного и надежно представить воспроизведенную информацию в двоичном коде.
Следует отметить, что на тонких магнитных пленках могут был выполнены не только элементы памяти ЭВМ, но также логические микросхемы, магнитные усилители и другие устройства.
194
10.4. Криоэлектроника
Криогенная1 электроника, или криоэлектроника,— одна из новых и весьма перспективных отраслей науки, сформировавшаяся в по-.следние годы. Ее интенсивному развитию способствовали, с однсй 'стороны, широкие исследования явлений, происходящих в твердом 'теле при низких температурах, и практическое применение полученных результатов в различных отраслях радиоэлектроники, а с другой — достижения криогенной техники, позволившие разработать экономичные, малогабаритные и надежные системы охлаждения.
К криогенным температурам относят температуры в пределах 20...0 К. Известно, что сопротивление любого металла при понижении температуры падает. Однако в некоторых металлах и сплавах, помимо такого нормального уменьшения удельного сопротивления, наблюдается и совершенно новое явление: при температуре около 20 К и ниже их сопротивление падает до нуля. Такие материалы называются сверхпроводниками. В настоящее время сверхпроводимость удалось обнаружить примерно у двадцати элементов (в частности, свинца, ртути, алюминия, теллура), многих металлических сплавов (сплава свинца с золотом), а также у других соединений, содержащих неметаллы (сульфида, меди, карбида, молибдена и др.). Если в кольцо из сверхпроводящего материала ввести ток, то он будет присутствовать в нем очень долго (в течение многих месяцев и даже лет). Это объясняется тем, что электроны проходят через материал, находящийся в сверхпроводящем состоянии, без потерь энергии.
Известно также, что сверхпроводник характеризуется нулевой магнитной индукцией. Если матерйал становится сверхпроводящим, то он как бы выталкивает любое заключенное в нем магнитное поле, а полный магнитный поток, охватывающий сверхпроводящую цель, измениться не может. Использование низких температур позволяет добиться кинетической упорядоченности (упоря-дочности движения) носителей заряда, свести к минимуму тепловую хаотичность колебательных движений атомов в кристаллической решетке твердого тела, т. е. в значительной степени уменьшить уровень флуктуационных собственных шумов соответствующих приборов. Тем самым использование криогенных температур позволило значительно улучшить технические и экономические параметры электронных устройств, в том числе и в вычислительной технике. На основе явлений сверхпроводимости металлов и сплавсв, появления у металлов при температуре ниже 20 К полупроводниковых свойств при аномально высокой подвижности носителей заряда и других криогенных явлений удалось по новому подойти к созданию усилительных и переключающих элементов, запоминающих устройств, фильтров, резонаторов, линий задержки и т. п. [14].
Наиболее распространенным криогенным прибором является криотрон, представляющий собой переключающий криогенный
1 От греческого «криос» — холод, мороз.
7*
195
Танталовый управляемый (вентильный) провой
. Ниобиевый управляющий проводу,
Рис. 10.14. Криотронный
Ж, о
элемент, основанный на свойстве сверхпроводников скачком менять свою проводимость под воздействием магнитного поля.
На рис. 10.14 показана схема, поясняющая принцип действия криотрона. В своей первоначальной и простейшей
переключатель форме криотрон представлял собой
сверхпроводящий провод, который можно было переключать из состояния с нулевым сопротивлением в нор-
мальное состояние при помощи магнитного поля, создаваемого электрическим током, протекающим по другому сверхпроводнику. Провод, переключаемый из нормального состояния в сверхпроводящее и обратно, называется вентильным. В схеме на рис. 10.14 таким проводом служит танталовый провод, критическая температура которого равна 4,4 К. Другой провод, в данном случае сделанный из ниобия (его критическая температура равна 8 К), называется управляющим и наматывается в виде соленоида вокруг вентильного провода.
Экспериментальным путем, установлено (эффект Мейснера): если приложить магнитное поле параллельно сверхпроводящей проволоке, то при определенной (критической) величине напря
женности этого поля сопротивление проволоки внезапно восстанавливается. Физический смысл этого явления состоит в том, что
изменение внешнего магнитного поля индуцирует токи на поверхности металла. Магнитное Ноле и поверхностный ток проникают в сверхпроводник на глубину 10—100 нм. Наличие тока в очень тонком поверхностном слое сверхпроводника приводит к увеличению его сопротивления. Напряженность внешнего магнитного поля в криотроне изменяется с помощью тока /упр, пропускаемого через управляющий провод. В зависимости от величины этого тока скачкообразно меняется ток вентильного провода от значения Лент. max, когда провод находится в сверхпроводящем состоянии, до значения Лейт.min при восстановлении его сопротивления.
Отношение изменений этих токов называют коэффициентом уси-
ления по току
А Лент
~ д7 u/ynp
(10.3)
Время перехода криотрона из одного состояния в другое составляет доли микросекунды, т. е. эти приборы обладают высоким быстродействием. Как и любой другой быстродействующий переключатель, криотрон можно применять в логических цепях ЭВМ. При использовании тонкопленочных криотронов они оказываются весьма миниатюрными: на 1 см2 площади может быть размещено до нескольких тысяч криотронов. Однако необходимость работы в условиях глубокого охлаждения и связанные с этим технологические трудности все- еще ограничивают широкое внедрение крио* тронов в вычислительную технику.
196
10.5. Хемотроника
Хемотроника^ак новое научно-техническое направление возникло на стыке электрохимии и электроники. Это наука о построении разнообразных электрохимических приборов на основе явлений, связанных с прохождением тока в жидких телах с ионной проводимостью.
Исследования показали, что жидкостные системы имеют ряд важных преимуществ перед системами на основе твердых тел. К основным достоинствам жидкостных (электролитических) приборов следует отнести: низкие рабочие напряжения (до 1 В) и малые токи (микроамперы), что’позволяет, создавать весьма экономичные приборы; появление нелинейности характеристик при малых приложенных напряжениях (0,05...0,005 В), что позволяет достичь высокой чувствительности нелинейных преобразователей; протекание физико-химических процессов в тонком слое (единицы микрометров), что дает возможность создавать микроминиатюрные элементы схем. Вместе с тем следует учитывать, что небольшая подвижность (порядка 5 • 10-4см2/(В • с)) значительно ограничивает сверху рабочий частотный диапазон этих приборов (f » 0...1 кГц).
В настоящее время предложено большое число различных хе-мотронных приборов и устройств: управляемые сопротивления, точечные и плоскостные электрохимические диоды и транзисторы, интеграторы, блоки памяти ЭВМ, каскады усиления постоянного тока и др. Общность механизма работы хемотронных приборов и электрохимических механизмов восприятия, преобразования и хранения информации в сложнейших системах живых организмов (в том числе и в нейронах человеческого мозга) позволяет рассчитывать на создание в будущем на жидкостной основе биопреобразователей информации — своеобразных моделей человеческого интеллекта.
Из разнообразных технических средств хемотроники наибольший интерес представляют управляемые сопротивления и запоминающие устройства.
Конструкция электрохимического управляемого сопротивления (этот прибор иногда называют мимистором) показана на рис. 10.15.
Принцип работы мимистора основан на изменении сопротивления проводника в результате катодного осаждения на него металла или анодного растворения. Мимистор, работающий с использованием медного электролита, состоит из стеклянного корпуса 4, заполненного электролитом 1 (обычно GuSO4 + H2SO4 + этанол). На одной из стенок герметично закрытой ванны нанесена электропроводящая подложка 6, имеющая выводы 7 и 5, расположенные вне гальванической ванны. Электролит омывает электрод 2 с выводом 3. Входные сигналы подаются на электропроводящую подложку 6 и электрод 2.В зависимости от полярности входных сигналов на подложке 6 медь будет или гальванически осаждаться, или анодно растворяться. Тем самым будет изменяться электрическое
197
Рис. 10.15/ Устройство хемо-тронного управляемого сопротивления (мимистора)
Рис. 10.16. Хемотронная ячейка памяти:
/ — пластинчатые электфоды из золота или плати-ны; 2 — эпоксидное изолирующее покрытие; 3 —, междуэлектродный зазор; 4— медный- электрод
сопротивление медной пленки, находящейся на подложке 6. Воспроизведение величины изменяющегося сопротивления обычно производят с помощью мостовых измерительных схем. Приборы подобного типа имеют диапазон изменения сопротивления 0...1000 Ом, диапазон токов управления 0,05... 1 мА, потребляемую мощность управления 1О‘3...1О'6 Вт, объем 0,2...0,4 см8, массу — несколько граммов. Они могут работать при температурах — 15... + 100 °C, устойчивы к ударным нагрузкам и вибрации. Все эти качества мимисторов делают их весьма перспективными приборами для использования в автоматику вычислительной и измерительной технике. Они находят применение для создания реле времени, счетчиков импульсов, интегрирующих устройств, самонастраивающихся систем автоматики и т. п.
Принцип действия хемотронной ячейки памяти иллюстрирует рис. 10.16. В герметичном пластмассовом корпусе расположены два пластинчатых электрода 1 из золота или платины. Электроды с внутренней стороны изолированы эпоксидным покрытием 2, за исключением узкого зазора 3, ширина которого не должна превышать 0,1 мм. На противоположной стенке ячейки напротив зазора расположен медный электрод 4. Расстояние между этим электродом и пластинчатыми электродами 1 составляет примерно 0,5 мм. Сопротивление между электродами 1 зависит от наличия раствора электролита в зазоре 3. Если зазор заполнен раствором, то это сопротивление велико. При подаче иа электроды 1 напряжения, отрицательного относительно электрода 4, последний начинает растворяться, и в зазоре 3 происходит отложение меди. Через некоторое время (время записи) зазор между электродами 1 будет замкнут осажденной медью и сопротивление между ними резко снизится-из-за высокой проводимости -меди. Если же на электроды 1 подать напряжение, положительное относительно электрода 4, то осажденная в зазоре медь растворяется и ячейка возвращается в прежнее состояние, характеризуемое высоким сопротивлением между электродами 1. Таким образом, ячейка имеет два устойчивых состояния, позволяющих записывать информацию в двоичном коде.
19в
С помощью несложной схемы коммутации на трехпозиционном переключателе можно осуществлять три вида операций — записи, воспроизведения и стирания. При положении I переключателя на электроды 1 от источника Ех через резистор R1 подается отрицательное относительно электрода 4 напряжение. При этом происходит запись — в зазоре 3 осаждается медь. При положении III переключателя полярность напряжения, поступающего от источника £,, изменяется. Медь в зазоре растворяется — происходит стирание. Положение II переключателя соответствует воспроизведению, когда к электродам 1 подключается измерительная схема, состоящая из источника £2 и резистора R2. Выходным сигналом служит падение напряжения С/вых на резисторе R2. При замкнутом зазоре £Г)ЫХ « Е2, при разомкнутом £/вых « 0.
10.6. Диэлектрическая электроника
При изучении свойств тонких пленок, различных металлических и неметаллических материалов, используемых в микроэлектронике, были обнаружены новые интересные физические явления. Так, в двухслойной пленочной структуре, состоящей из тонких (порядка 1—10 мкм) пленок металла и диэлектрика (рис. 10.17), приконтактная область диэлектрика обогащается электронами, эмиттированными из металла. В массивных образцах диэлектрика эти узкие приконтактные области повышенной электропроводности практически не влияют на токовый режим. В тонких же пленках эмиттнрованные из металла в диэлектрик носители заряда существенно изменяют электропроводность диэлектрического слоя. Если теперь приложить к диэлектрику, обогащенному носителями заряда, разность потенциалов, то через него пройдет ток, величина которого будет зависеть от числа эмиттированных в диэлектрик из металла электронов. Это явление позволило создать новый класс микроэлектронных приборов, составляющих технические средства диэлектрической электроники. В качестве примера рассмотрим принцип действия простейших диэлектрических приборов — диода и транзистора.
Диэлектрический диод (рис. 10.18, а) представляет собой пленочную структуру типа МДМ (металл—диэлектрик — металл). Металлические пленки изготавливают из разнородных металлов
Дизлоктрик
Металл
Рис. 10.17. Эмиссия электронов из ме- Рис. 10.18. Диэлектрический диод (а) таллической пленки в тонкий слоя ди- и транзистор (6) электрика
199
с различной работой выхода (из золота и индия), диэлектрическая пленка образована путем осаждения на металл тонкого слоя сернистого кадмия (CdS). Выпрямительный эффект в диэлектрическом диоде определяется различием работ выхода из истока и стока. Поэтому в одном направлении возникают большие токи, а в обратном — очень малые. Коэффициент выпрямления такого диода (отношение прямого тока к обратному) достигает значений 104 и выше. В диэлектрическом транзисторе (рис. 10.18, б) три электрода — исток, сток и затвор. Пленочные исток и сток могут быть выполнены из металла или, как показано на рисунке, из обогащенного электронами кремния n-типа. Слой затвора высокоомный. Им может служить диэлектрик или полупроводник p-типа с низкой дырочной электропроводностью. Конфигурация затворного слоя и уровень электропроводности отдельных участков выбираются так, чтобы имитировать функции управляющей сетки в вакуумном триоде. Подаваемое на затвор внешнее напряжение управляет величиной тока между истоком и стоком.
Приборы и устройства диэлектрической электроники микроминиатюрны, малоинерционны, обладают низким уровнем собственных шумов, мало чувствительны к изменениям температуры и радиации. Создание эмиссионных токов в диэлектриках не требует затрат энергии. Поэтому диэлектрические приборы весьма экономичны.
10.7. Функциональные устройства, основанные на эффекте Ганна
Примером реализации эффекта Ганна (параграф 2.6) для построения схемы с регулируемой формой выходного сигнала может служить устройство, показанное на рис. 10.19, а. Его основу составляет кристалл арсенида галлия длиной 1 мм, шириной 0,5 мм и толщиной 0,5 мм. К концам пластины приплавлены омические контакты из чистого индия. На внешние клеммы / (катод) и 4 (анод) подается напряжение смещения, достаточное для возникновения доменов. Образовавшийся у катода домен движется к аноду. На одну из сторон кристалла через высокоомный слой 3 помещен управляющий электрод 2. Если контакт SX замкнут, то, как только домен попадает в зону управляющего электрода, тоц через прибор возрастает. При разомкнутом контакте ток на выходе прибора не меняется.
Временная диаграмма выходного тока показана на рис. 10.19, б. Длительность выходных импульсов зависит от времени прохождения домена под управляющим электродом.
Если вместо управляющего электрода на поверхность образца поместить светочувствительное сопротивление, то получится прибор, преобразующий световую информацию в электрическую. Такой прибор может служить для высокоскоростного считывания световых изображений ипреобразованияих в последовательность электрических импульсов. Если на образец поместить несколько 200
Рис. 10.19. Функциональное устройство с регулируемой формой выходного сигнала:
а — схема (/ — катод; 2—управляющий электрод; 3 — высокоомный слой; 4 — аиод); 6 — временная диаграмма выходного тока
Рис. 10.20, Многоканальный импульсный модулятор:
а — схема (1 катод; 2 — управляющий электрод; 3 — анод); б — временные диаграммы
управляющих электродов, то такой прибор обеспечит последовательное считывание информации с управляющих электродов и преобразование ее в цифровой код (рис. 10.20, а). На рис. 10.20, 6 показаны временные диаграммы управляющих сигналов на электродах и тока в выходной цепи прибора. Экспериментальные исследования такого многоканального импульсного модулятора показали, что кристалл арсенида галлия длиной 300 мкм с десятью управляющими электродами (каждый длиной 20 мкм) производит считывание и временное уплотнение десяти входных импульсов (длительностью 2 нс) со скоростью, в десятки раз превышающей скорость, достигнутую в транзисторных устройствах.
10.8. Биоэлектроника
Это направление функциональной микроэлектроники находится в стадии становления, однако оно является одним из наиболее интересных и перспективных. Биоэлектроника возникла как одно из ответвлений более общей науки — бионики, исследующей специфические явления, происходящие в живых организмах, и использующей эти явления в разнообразных научно-технических целях.
Современная биоэлектроника охватывает проблемы изучения нервной системы человека, животных, а также моделирование нервных клеток (нейронов и нейронных сетей) для дальнейшего совершенствования электронных приборов и устройств, особенно в области электронной вычислительной техники.
Почти для всех биологических видов нервная система, представляет собой сеть нейронов. Строение и функционирование отдельного нейрона показано на рис. 10.21. Нейрон состоит из тела клетки (сомы) и имеет один или несколько входных отростков (дендритов),
201
Рис. 10.21. Схематическое изображение нейрона:
1 — дендриты; 2 — тело нейрона (сома); 3 — аксон
а также выходных отростков (аксонов). Место перехода аксона одного нейрона в дендрит другого называется синапсом. Тело клетки — это место сбора информации нейроном, поэтому на нем сгруппированы сотни и тысячи синаптических окончаний. В невозбужденном состоянии плазма нейрона имеет некоторый потенциал относительно окружающей среды. Величина его может колебаться в ту или другую сторону, т. е. возможен процесс адаптации — приспособления к внешним условиям. В теле клетки происходит пространственное и временное суммирова
ние сигналов, поступающих от других нейронов. Дендриты собирают информацию от оканчивающихся на них синапсов и передают суммарный Сигнал в сому. При достиже-
нии суммарным сигналом некоторого порогового значения в соме вырабатывается импульс, который поступает в аксон, распространяется в нем, а затем разветвляется во многочисленные синапсы, направляясь к другим нейронам.
Нервные клетки обладают огромными логическими возможностями, обусловленными большим количеством входов, выходов, обратных связей, изменяющих свою структуру по определенным, пока еще не изученным законам. Ни одна из искусственно созданных моделей нейронов не воспроизводит в настоящее время даже в грубом приближении тех логических возможностей, которые имеются в реальной нервной клетке.
Важнейшими информационными свойствами, которыми должны обладать модели нейронов, являются: генерирование импульса при возбуждении; наличие порога возбудимости; пространственное и временное суммирование входных сигналов; большое количество входов и один выход; память. Существующие модели нейронов различной сложности, выполненные на транзисторах, туннельных диодах, логических микросхемах — это только первый шаг на пути созданий искусственного мозга. Однако они являются той основой, иа которой строятся модели, все более близкие как по выполняемым функциям, так и по своим конструктивным решениям к реальным нейронам [15, 16].
Контрольные вопросы и упражнения
1. Чем вызвана необходимость развития функциональной микроэлектроники как новой отрасли технической электроники?
2. Назовите основные направления развития функциональной микроэлектроники.
202
3. Какие физические явления используются в функциональной микроэлектронике?
4. Несмотря на разнообразие физических явлений, используемых в функциональной микроэлектронике, применяемые в этой области приборы и устройства имеют некоторые общие черты и свойства. Укажите их.
5. Дайте определение оптоэлектронике как научно-техническому направлению функциональной микроэлектроники.
6. Что собой представляет оптоэлектронный прибор?
7. Дайте характеристику используемым в оптоэлектронике фотоизлучателям и фотопрнемиикам.
8. Как устроены и работают оптроны? Какие виды оптронов известны?
9. Чем обеспечиваются надежность согласования, помехоустойчивость и широкополосность оптоэлектронных цепей?
10. Какие функции выполняют оптоэлектронные приборы?
11. Как работает линия оптической связи?
12. Расскажите об устройстве и назначении световодов.
13. В чем состоит сущность голографии? Как используются принципы голографии при создании запоминающих устройств ЭВМ?
14. Дайте определение акустоэлектронике как научно-техническому направлению функциональной микроэлектроники.
15. Как работает электроакустический усилитель?
16. Укажите основные свойства тонких магнитных пленок. Чем объяснить принципиальную возможность применения технических средств магнетоэлектроники в вычислительной технике?
17. Как устроена матрица памяти на тонких магнитных пленках?
18. Какие температуры считаются криогенными?
19. Что такое сверхпроводник? Какими свойствами он обладает?
20. Как работает криотрон? Укажите возможности применения криотронов в вычислительной технике.
21. Что изучает хемотроника?
22. Расскажите о работе наиболее известных хемотронных приборов.
23. Как устроены и работают приборы диэлектрической электроники? Какими свойствами они обладают?
24. Расскажите о работе функциональных устройств, основанных на эффекте Ганна.
25. Чем занимается биоэлектроника как отрасль науки и техники.
26. Как устроен нейрон?
27. Расскажите о направлениях создания искусственного интеллекта. Чем обусловлена целесообразность научно-технических изысканий в этой области?
Раздел IV
ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОННОЙ СХЕМОТЕХНИКИ
Глава 11. ЛОГИЧЕСКИЕ ПОТЕНЦИАЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
Задача электронной схемотехники состоит в том, чтобы практически реализовать физические свойства и технические возможности разнообразных электронных приборов в конкретных схемах, выполняющих те или иные функции. При всем многообразии электронных схем, используемых в современной аппаратуре, их можно свести к нескольким наиболее распространенным классам: усилителям, генераторам, источникам питания (выпрямителям, стабилизаторам, преобразователям) и т. д.
В электронной автоматике и вычислительной технике исключительно широкое применение находят различные по своему назначению логические схемы, могущие выполнять соответствующие логические операции. Подробное рассмотрение работы основных узлов современных ЭВМ, их вычислительных и логических возможностей не входит в задачу курса «Основы электроники и микроэлектроники». Эти вопросы рассматриваются в профилирующих предметах специального цикла. Однако для предварительного ознакомления с принципами построения и работой схем некоторых типичных логических элементов (как в дискретном, так и в микро-' электронном исполнении) вполне достаточно тех сведений, которые приведены в предыдущих главах учебника. Изучение логических элементов создает необходимые предпосылки для последующего углубленного изучения работы узлов и устройств цифровой вычислительной техники, автоматики, импульсной техники,электронных измерительных приборов. Поэтому материал данной главы весьма важен для установления преемственных связей межд^ различными учебными предметами.
В данной главе рассматриваются следующие основные вопросы:
1. Каким образом осуществляется кодирование (представление) обрабатываемой информации в цифровой вычислительной технике?
2. Что собой представляют логические элементы, какие логические операции они выполняют?
3. По каким признакам классифицируются основные логические схемы, какими характеристиками и параметрами оценивается их работа?
4. Как реализуются логические операции в наиболее распространенных сериях интегральных микросхем?
204
11.1. Представление информации в цифровой вычислительной технике
Прежде чем рассматривать схемы электронных логических элементов, необходимо привести хотя бы краткие сведения об арифметических основах их работы, в частности, об используемых в цифровых ЭВМ операциях над числами и системах счисления.
Системой счисления называется совокупность приемов и правил для наименования и обозначения чисел. Условные знаки, применяемые для обозначения чисел, называются цифрами. Возможны различные системы счисления, которые делятся на два класса: непозиционные и позиционные.
В непозиционной системе счисления каждая цифра, где бы она ни располагалась, означает одно и то же число. Примером непозиционной системы счисления может служить так называемая римская нумерация, в которой роль цифр играют буквы латинского алфавита. Так, буква I всегда означает единицу, буква V — пять, буква X — десять. В ч'исле XXX, записанном в римской системе счисления, цифра X в любом месте означает десять. Одним из основных недостатков непозиционных систем счисления является трудность записи больших чисел и выполнения арифметических операций с ними.
Позиционной называется такая система счисления, в которой значение каждой цифры зависит от ее места (позиции) в ряду цифр, и^сЙражаюЩйх число. Позиционной является широко распространенная обычная десятичная система счисления. В этой системе для записи любого числа используется десять цифр: 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9.
Количество различных цифр, употребляемых в позиционной системе, называется ее основанием. Следовательно, десятичная система имеет Йснова-нием число десять. Основание позиционной системы показывает, во сколько раз изменяется значение одной и той же цифры при перестановк^ее На соседнюю позицию. Например, в числе 888 первая цифра слева означает 8 сотен, вторая — 8 десятков, третья — 8 единиц.
Всякое число в десятичной системе счисления изображается последовательностью цифр, разделенной запятой на две части: целую и дробную. Цифры целой части справа налево от запятой выражают собой соответственно количество единиц, десятков, сотен, тысяч и так далее, т. е. положительных целых степеней десяти, содержащихся в этом числе. Цифры дробной части слева направо от запятой выражают собой соответственно количество десятых, сотых и т. д. долей единицы, т. е. отрицательных степеней числа 10. Так, последовательность цифр 12536,31 представляет собой сокращенную запись выражения 1 • 104 + 2 • 103 + 5 •’ 10* 4~ 3 • 101 + 6 • 10° + 3 X X 10'1 + 1 16А Данное выражение можно переписать в виде
£ (П.1)
/^=1-2
где а_2 = 1; Я-i = 3; а0 = 6; а2 — 3, а2 = В; а3 = 2; а4 = 1.
В общем случае любая позиционная система счисления представляет числа в виде последовательности цифр при степенях основания ql, т. е.
п
£ а,.</ = anqn + arl_1qn~' Н----1- а^1 + Н------F а-т<?-/й>
t=-m
• (11.2)
где q — основание системы (q — целое, положительное); ai — количество единиц i-го разряда числа, причем at < q.
Десятичная система счисления не является единственной позиционной системой записи чисел.
205
В ЭВМ применяют позиционные системы счисления с недесятичным основанием: двоичную, шестнадцатиричную, восьмиричную н . некоторые другие1.
Наибольшее распространение в ЭВМ получила двоичная система счисления. Это обусловлено тем, что такую систему счисления легче всего реализовать с помощью двухпозиционных электронных элементов. Кроме того, она дает возможность упростить выполнение арифметических действий.
Двоичная система счисления требует всего лишь две цифры: 0 и 1. Основанием этой системы счисления является число 2. Оно записывается как 10 = 1 • 21 + 0 • 2°. Все числа в двоичной системе представляются последовательностями цифр 0 и 1.
Правила построения чисел в двоичной системе счисления в принципе те же, что и в десятичной: как только счет дошел до старшей цифры (в десятичной системе — до 9, в двоичной — до 1), необходимо записать 0 и перенести единицу в старший разряд. Иными словами, число больше 9 в десятичной системе и больше 1 в двоичной нельзя записать одной цифрой, необходимо записать двухзначное число из двух цифр.
Начнем счет от нуля до десяти в двоичной системе счисления. Нуль остается нулем в любой системе. Единица тоже. Как записать число 2? Такой цифры в двоичном'счислении нет, т. е. одной цифрой его записать нельзя. Следовательно, так же как сумму 9 + 1 в десятичной системе счисления можно записать только двумя цифрами: 10 (десять), так и в двоичной системе 1 + 1 можно записать двумя цифрами: 10 (читается не «десять», а «один, нуль»). Если в младший разряд этого числа добавим 1, то получим число три в двоичном счислении:
+ 2
11
Таким образом, «один, Один» и есть «три» в двоичном счислении. Для записи числа «четыре» необходимо добавить единицу в младший разряд числа «три». Получим
11
1
100
Рассуждаем при этом следующим образом: 1+1 = 2, нуль пишем, единицу переносим. Снова 1+1 = 2, нуль пишем, единицу переносим. В результате число «один, нуль, нуль» в двоичном счислении выражает число 4 в десятичном. Аналогичным путем счет может быть продолжен. Нетрудно убедиться, что при переводе десятичных чисел от 0 до 10 в двоичные получаются следующие числа:
0=0 4 =
1=1 5 =
2 = 10 6 =
3=11 7 =
100 8 = 1000
101 9 = 1001
НО 10 = 1010
111
Приведем общее правило перевода чисел из одной системы в другую: для перевода целого числа N, представленного в системе счисления с основанием q, в систему счисления с основанием р необходимо данное число последовательно делить на основание системы счисления р до тех пор, пока последнее частное не будет меньше р. гЬюло N в системе счисления с основанием р представится в виде упорядоченной последовательности остатков деления, причем старшую цифру числа N дает последнее частное.
1 Для обозначения используемой системы счисления обычно то или иное число заключают в скобки и в индексе указывают основание системы счисления.
206
В соответствии с указанным правилом рассмотрим в качестве примера перевод из десятичной системы в двоичную числа 341:
Следовательно, (341)10 = (101010101)2.
Перевод правильной дроби, представленной в системе счисления с основанием q, в систему счисления с основанием р заключается в последовательном умножении ее на основание р, причем перемножению подвергаются только дробные части. Дробь в системе счисления р представится в виде упорядоченной последовательности целых частей произведений, где старший разряд является первой цифрой произведения. В качестве примера переведем десятичную дробь 0,8125 в двоичную:
Направление для .записи числа
v 0,8125 х 2
х. 1,6250 * ' ____?
v 1,2500
Х 2
v 0,5000
х 2
1,0000
Таким образом,
(О,8125)1о = (0,1101)2.
Для чисел, имеющих как целую часть, так и дробную, перевод из одной системы счисления в другую осуществляется отдельно для целой и дробной части по правилам, указанным выше.
Арифметические действия над двоичными числами производятся по тем же правилам, что и над десятичными:
Сложение Вычитание
0 + 0 = 0 0—0=0
0+1=1 1—0=1
1+0=1 1—1=0
1 + 1 = 10 10 — 1 = 1
Умножение
0-0 = 0 0-1=0 1-0 = 0
1-1 = 1
Приведем примеры:
1) сложение . 1011101
+ 100110
10000011 (в десятичной 93 + 38 = 131);
2) вычитание 1101001 110101 110100 (в десятичной 106—53 = 52);
207
U
/ 0 I 0 t
t o I 0 1
0
3)
умножение
Рис. 11.1. Способы представления цифровой информации:
а — потенциальный код; б — импульсный код
4)
деление
1101
x 101
1101
0000
1101 1000001 (в
13 • 5 = 65);
10-11011 I 111
1П|ТГоТ
1000
111
111 — ш
0 (в десятичной 91 : 7 = 13).
В цифровых ЭВМ арифметические действия над числами выполняются в арифметическом устройстве, основой которого является так называемый сумматор. Это название объясняется тем, что все арифметические действия в конечном счете сводятся к сложению. Так, умножение заменяется многократным сложением, деление — многократным вычитанием, а вычитание в свою очередь, может быть заменено сложением.
Физическими аналогами знаков 0 и 1 двоичной системы счисления служат электрические сигналы, способные принимать два хорошо различимых значения (например, напряжение высокого и низкого уровней, отсутствие и наличие электрического импульса, противоположные по знаку значения напряженности магнитного поля).
На рис. 11.1 показаны возможные способы представления цифровой информации. На рис. 11.1, а двоичное число 10101 представлено последовательностью разных уровней напряжения, причем наибольшему значению напряжения соответствует 1, а наименьшему — 0 (потенциальный код). На рис. 11.1, б это же число представлено последовательностью импульсов (импульсный код). Ниже будут рассмотрены принципы построения и работа схем потенциальных логических элементов на основе полупроводниковых диодов, биполярных и полевых МДП-транзисторов.
11.2. Основные логические операции
Цифровые ЭВМ позволяют не только производить сложные вычисления, но и выполнять определенные логические операции, связанные с поиском решения сложных многофакторных задач, таких, например, как управление полетом космических станций, выбор наиболее рациональных технологических процессов на производстве, перевод с одного языка на другой и т. п.
При всем многообразии логических операций, выполняемых современными ЭВМ, В основе математического описания работы
208
вычислительных устройств лежат достаточно простые положения математического аппарата алгебры логики, или булевой алгебры1.
В булевой алгебре переменные и их функции могут принимать толькодва значения: 0 и 1. Над переменными могут производиться три основных действия: логическое сложение, логическое'умножение и логическое отрицание, что соответствует логическим функциям ИЛИ, И, НЕ.
Логическая функция ИЛИ — логическое сложение (дизъюнкция) обозначается у = xr V хг и читается так: логическая функция у принимает значение логической единицы (у = 1), если логическая переменная Xj или логическая переменная х2 равны 1 (можно читать: у равно Xj или х2).
Логическая функция И — логическое умножение (конъюнкция) обозначается у = х, • х2. Эта условная запись читается так: у = 1, тогда и только тогда, когда Xj и х2 равны 1; при любых, других сочетаниях логических переменных у — 0 (можно читать: у равно Xj и х2).
Логическая функция НЕ — логическое отрицание (инверсия) обозначается у = х и читается так: у равно не х (или у есть инверсия х).
Помимо простейших логических операций, могут быть использованы и более сдожные. Важнейшие из них:
' Логическая функция И — НЕ — отрицание конъюнкции (операция Шеффера). Обозначается у — хг • х2.
Логическая функция ИЛИ — НЕ — отрицание дизъюнкции (операция Пирса). Обозначается у = Xj \/' х2.
В соответствии с приведенными выше соображениями может быть составлена таблица состояний логических переменных (таблица истинности) (табл. 11.1).
Таблица 11.1. Состояние логических переменных (таблица истинности)
Х1 Жг У
или II НЕ И—НЕ ИЛИ—НЕ
0 0 0 0 1 1 1
0 1 1 0 1 1 0
1 0 1 0 0 . 1 0
1 1 1 1 0 0 0
Схемотехническая реализация рассмотренных логических операций производится с помощью логических элементов, условное изображение которых в соответствии с требованиями Единой системы конструкторской документации (ЕСКД) приведено на рис. 11.2. Как видно из рисунка, логический элемент обозначается прямоугольником, внутри которого указывается символ, опреде-
1 Правила алгебры логики впервые сформулировал английский математик Д. Буль (1815—1864).
209
a 5 6 г д
Рис. 11.2. Условные обозначения основных логических элементов:
а — схема ИЛИ; б — схема И; в — схема НЕ; £-= схема И—НЕ: д схема ИЛИ—НЕ
ляющий выполняемую функцию. Символ «1» определяет функцию ИЛИ; символ & — функцию И; инверсия, осуществляемая функциональным элементом, обозначается кружком на выходе прямоугольника.
Функционально полная система логических элементов — это такой набор элементов, используя который можно реализовать любую сколь угодно сложную логическую функцию. Ввиду того, что ‘ любая логическая функция представляет собой комбинацию простейших функций —дизъюнкции, конъюнкции и инверсии, набор из элементов ИЛИ, И, НЕ является функционально полным. То же можно сказать и об элементах, реализующих функции И — НЕ и ИЛИ —НЕ.
11.3. Простейшие логические схемы
Для выполнения логических операций с использованием потенциального кода в качестве двоичной переменной приняты уровни напряжений. За значение логической единицы можно принять высокий положительный потенциал, а за значение логического нуля — нулевой потенциал. Очевидно, в состав логических схем должны входить элементы, имеющие два устойчивых состояния, одно из которых соответствует единице, а другое — нулю. Этому требованию удовлетворяют полупроводниковые диоды и транзисторы (в дискретном или интегральном исполнении), которые наиболее часто используются в логических схемах. В качестве примера на рис. 11.3 приведены простейшие варианты логических схем. Схема, представленная на рис. 11.3, а, реализует логическую функцию ИЛИ. Она может иметь несколько входов и один выход. Для работы схемы необходимо, чтобы сопротивление резистора R было значительно больше прямого сопротивления диода и внутреннего сопрогивления источника входных сигналов. В исходном состоянии
Рис. 11.3. Простейшие логические схемы.
а— схема ИЛИ; б схема И; в — схема НЕ; е — схема И—НЕ; д-=-схема ИЛИ—НЕ
210
Рис. 11.4. Инвертор на полевых транзисторах с изолированным затвором:
а — с нагрузкой в виде резистора; б — с нагрузкой в виде МДП-транзистора
диоды заперты. Если хотя бы на один вход подано положительное напряжение, соответствующее логической единице, то и на выходе
появится сигнал логической единицы, равный падению напряжения на резисторе. Очевидно, для реализации операции «ИЛИ» необходимо выполнение условия UBX > U„.n. Схема на рис. 11.3, б реализует логическую функцию «И». Если на входы схемы одновремен
но поданы высокие напряжения в виде импульсов цли положительных перепадов напряжений, то диоды запираются и на выходе схемы устанавливается высокий потенциал, соответствующий логической единице (ивых = (7И.П). Логическая функция «НЕ» реализуется с помощью схемы инвертора (рис. 11.3, в). В ней транзистор работает в ключевом режиме. В исходном состоянии транзистор заперт, так как потенциал базы практически равен нулю. Напряжение на выходе в этом случае соответствует логической единице (Увых » £7И.П). При подаче на базу транзистора высокого положительного потенциала транзистор отпирается и на выходе схемы устанавливается низкое напряжение, соответствующее логическому нулю. Транзистор при этом находится в режиме насыщения. В схеме на рис. 11.3, г включены два транзистора последовательно друг с другом. При одновременной подаче на базы двух транзисторов положительных сигналов транзисторы отпираются, на коллекторном резисторе создается падение напряжения, а на выходе схемы напряжение снижается до уровня логического нуля. Таким образом схема реализует логическую операцию «И — НЕ».
Электрическая схема, выполняющая функцию «ИЛИ — НЕ», состоит из двух транзисторов со связанными коллекторами и общего коллекторного резистора (рис. 11.3, 5). При отсутствии сигналов на входах схемы транзисторы заперты и на выходе имеется сигнал логической единицы. Если хотя бы на один вход подать положительный сигнал, то соответствующий транзистор отпирается, и на выходе схемы потенциал понизится. В настоящее время в cxej мах логических элементов широко используются полевые транзисторы типа МДП или МОП. В качестве примера на рис. 11.4 приведены схемы инверторо*на полевых транзисторах с изолированным затвором.
В схеме на рис. 11.4, а при подаче на вход отрицательного напряжения транзистор запирается, падение напряжения на сопротивление нагрузки снижается до нулевого значения,, и на выходе формируется импульс, полярность которого противоположна полярности входного напряжения. Таким образом, схема инвертирует полярность входного сигнала. При выполнении логических схем на основе МДП-структур резистор, стоящий в цепи стока, может быть изготовлен в виде МДП-транзистора с соединенными
211
между собой затвором и стоком (рис. 11.4, б). Это особенно целесообразно в интегральных схемах, так как исключает дополнительные стадии технологического процесса, необходимые для получения резисторов. Для нормальной работы логической схемы проводимость такого МДП-транзистора должна быть значительно меньше проводимости основного транзистора в открытом состоянии. Транзистор VT2 обычно работает в режиме обогащения. Поэтому его сопротивление в процессе работы остается практически неизменным.
11.4. Логические интегральные микросхемы (классификация)
Логические интегральные микросхемы предназначены для выполнения разнообразных логических функций, запоминания информации и ряда других операций и в совокупности обеспечивают возможность построения арифметических, запоминающих и управляющих устройств цифровых ЭВМ, измерительных приборов, аппаратуры автоматического управления и т. д.
-В настоящее время, как правило, изготавливают не отдельные логические схемы, а серии интегральных микросхем, в каждую из которых входят в той или иной комбинации элементы, выполняющие операции конъюнкции (И), дизъюнкции (ИЛИ), инверсии (НЕ) и более сложные логические операции И — НЕ, ИЛИ — НЕ, И — ИЛИ — НЕ и др.
По виду схемотехнической реализации основных логических операций и принципу построения базовых логических элементов различают следующие типы логических интегральных микросхем:
ТЛНС — транзисторная логика с непосредственной связью между логическими элементами;
РТЛ — резистивно-транзисторная логика;
РЕТЛ — резистивно-емкостная транзисторная логика;
ДТЛ — диодно-транзисторная логика;
ТТЛ — транзисторно-транзисторная логика;
ТЛ.ПТ — транзисторная логика на переключателях тока или ТЛЭС — транзисторная логика с эмиттерными связями;
МДПТЛ — транзисторная логика на МДП-транзисторах.
Разнообразие типов базовых элементов объясняется тем, что каждый из них имеет свои достоинства и свою область применения. Для сравнения и оценки логических микросхем того или иного типа используются их характеристики и параметры. Поэтому прежде чем рассматривать особенности схемного построения логических интегральных микросхем указанных выше типов, необходимо разобраться в системе технических показателей, которыми они характеризуются.
11.5. Характеристики и параметры логических ИМС
Важнейшими характеристиками логических микросхем являются входные и передаточные. Входные характеристики представляет собой графические зависимости величины входного тока 1ВЛ от
212
Рис. 11.5. Примерный вид входных характеристик логических микросхем
Рис. 11.6. Примерный вид передаточных характеристик логических микросхем
величины входного напряжения UBx, т. е. /вх = / (UBx). По виду входных характеристик все логические схемы можно разделить на две группы. К первой относятся схемы, у которых при отсутствии входных напряжений входной ток отсутствует и появляется, когда уровень входного напряжения достигнет определенной величины (рис. 11.5, кривая /). Для микросхем второй группы, наоборот, при отсутствии входного напряжения ток во входной цепи имеет максимальное значение, а при увеличении входного напряжения входной ток уменьшается (рис. 11.5, кривая 2).
Передаточная характеристика логической микросхемы определяет зависимость выходного напряжения схемы от напряжения на одном из ее входов при определенных постоянных напряжениях на остальных входах, т. е. (7ВЫХ = <₽ (i/вх). Примерный вид передаточных характеристик логических микросхем показан на рис. 11.6.
Кривая 1 на рис. 11.6 показывает, что логическая микросхема работает без инвертирования сигнала — при малом входном напряжении выходное напряжение близко к нулю, при возрастании входного напряжения уровень выходного напряжения также повышается. Кривая 2 на этом рисунке, наоборот, характеризует работу логической микросхемы с инвертированием, когда малому входному напряжению соответствует максимальное напряжение на выходе, а при увеличении напряжения Ь/вх выходное напряжение снижается. Чем более резким является переход от максимального к минимальному уровню выходного напряжения, тем более четко работает схема, тем выше ее качество..
Все логические ИМС характеризуются определенным набором — номенклатурой параметров, приводимых в справочниках и другой документации. Большинство параметров стандартизировано, что обеспечивает однозначность измерительных методик и возможность сравнения различных типов логических ИМС. Все параметры можно разделить на статические и динамические. Рассмотрим те из них, которые наиболее существенны для сравнительных оценок.
Статические параметры характеризуют микросхему в статическом режиме. К ним относятся:
213,
t
Рис. 11.7. Временные диаграммы напряжений на входе и выходе логической микросхемы
напряжение источника питания U„.
входное (С) и выходное (1*1 ых) напряжения логического нуля;
входное (1ДХ) и выходное (L/вых) напряжения логической единицы;
ВХОДНОЙ (/°х, /L) И ВЫХОДНОЙ (/вых, /вых) токи логического нуля и логической единицы;
7^ра3—коэффициент разветвления по выходу, определяющий число входов микросхем-нагрузок, которые можно одновременно подключить к выходу данной микросхемы; в этом смысле
часто употребляют термин «нагрузочная способность» микросхемы;
КОб — коэффициент объединения по входу/определяющий число входов микросхемы, по которым реализуется логическая функция.
Допустимое напряжение статической помехи U„ характеризует статическую помехоустойчивость микросхемы, ее способность противостоять воздействию мешающего сигнала, длительность которого значительно превосходит время переключения микросхемы. К воздействию помехи наиболее чувствительны микросхемы, имеющие низкий перепад логических уровней.
Средняя потребляемая мощность определяется выражением РПОТ. Ср — (/’пот + Рпот)/2, где Р^т, PLot — потребляемая микросхемой мощность в состоянии логического 0 и 1 на выходе. По потребляемой мощности логические ИМС делятся на мощные (30 мВт < < Рпот. ср < 300 мВт); средней мощности (3 мВт < Рпот. ср < 30 мВт); маломощные (0,3 мВт < Рпот. ср < 3 мВт); микромощные (1 мкВт< < Рпот. ср < 300 мкВт); нановаттные (Рпот. ср <1 мкВт).
Динамические параметры характеризуют свойства микросхемы в режиме переключения. К ним относятся:
время перехода из состояния логического нуля в состояние логической единицы /°’1;
время задержки распространения сигнала при выключении микросхемы /0,|зД. р;
время перехода из состояния логической единицы в состояние логического нуля Д0;
время задержки распространения сигнала при включении микросхемы /110Эд. р;
среднее время задержки распространения сигнала, определяемое по формуле
/зд. р. ср = (Узд. р + /зд р)/2-
Динамические параметры определяются сравнением сигналов на входе и выходе логической ИМС. На рис. 11.7 приведены временные диаграммы входного и выходного сигналов и показаны уровни отсчета, относительно которых определяются динамические параметры. 214
Среднее время задержки характеризует быстродействие схемы. В зависимости от быстродействия различают следующие группы логических ИМС: сверхбыстродействующие (/Зд. р.ср < 10 нс); быстродействующие (10 нс <<зд. р.ср < 30 нс); среднего быстродействия (ЗОнс</3д. р. ср<{300 нс); малого быстродействия (£,д. р.ср > 300 нс).
Кроме статических и динамических параметров, характеризующих электрический режим работы логической ИМС, используются и эксплуатационные параметры. Они характеризуют работоспособность интегральных микросхем в условиях воздействия окружающей среды. числу эксплуатационных параметров относятся: диапазон рабочих температур, допустимые механические нагрузки (вибрации, удары, линейные ускорения), границы допустимого изменения атмосферного давления, влажности и т. п.
Рассмотрим теперь особенности построения и работы логических микросхем разных типов.
11.6. Логические ИМС типа ТЛНС, РТЛ и РЕТЛ
Простейший, исторически первый, вариант логических ИМС типа ТЛНС показан на рис. 11.8. Нетрудно убедиться, что данная схема позволяет реализовать функцию ИЛИ — НЕ. Любой из входных сигналов положительной полярности (положительная логика) будет инвертирован на выходе (у = х, + х2 + х3). Действительно, поступление хотя бы на один вход сигнала положительной полярности приводит к отпиранию соответствующего транзистора и переходу его в режим насыщения. При этом резко возрастает падение напряжения на общем для всех транзисторов нагрузочном сопротивлении /?в, а выходное напряжение UBbn = (7И П — 7к/?н. понизится практически до нуля. Таким образом, высокий уровень напряжения на входе, соответствующий логической единице, при-
водит к снижению напряжения на выходе схемы до уровня логического нуля. В отрицательной логике, т. е. в том случае, когда на вход (входы) поступает напряжение отрицательной полярности, схема, построенная на транзисторах типа прп выполняет функцию И — НЕ: высокий уровень напряжения на выходе будет только
при условии, что все три транзистора заперты, т. е. на все входы поступили сигналы низкого уровня. Изменение характера выполняемой функции при замене положительной логики на отрицательную (и наоборот) является общим свойством логических схем, в чем нетрудно убедиться при дальнейшем рассмотрении их разно-
видностей.
Несмотря на определенные достоинства (простота, малая потребляемая мощность, высокое быстродействие), транзисторные логические микросхемы с непосредственной связью применяются редко. Их недостатком является значительный разброс входных характеристик (а следовательно,
Рис. 11.8. Схема типа ТЛНС
Рис. 11.9. Схема типа РТЛ
Рис. 11.10. Схема типа РЕТЛ
и входных сопротивлений) транзисторов. В результате при одном и том же входном напряжении базовые токи транзисторов могут существенно отличаться друг от друга. Кроме того, схемы типа ТЛНС имеют низкую помехоустойчивость (Un = 0,1...0,15 В) и небольшую нагрузочную способность (Лраз <!4).
Для повышения помехоустойчивости и выравнивания входных сопротивлений транзисторов в цепи баз включают дополнительные резисторы с сопротивлением порядка нескольких сотен ом (рис. 11.9). В этом случае образуется схема типа РТЛ, принцип работы которой и выполняемые ею логические функции ничем не отличаются от рассмотренной выше схемы типа ТЛНС. Следует, однако, отметить, что схемы типа РТЛ имеют относительно небольшое быстродействие. Объясняется это тем, что участок база — эмиттер каждого транзистора обладает заметной паразитной емкостью (показано пунктиром на рис. 11.9). При поступлении входного сигнала эта емкость заряжается через соответствующий базовый резистор. Постоянная времени заряда (т= НС) при достаточно большом сопротивлении базового резистора может превысить длительность входного сигнала. В результате происходят искажения формы входного сигнала, затягивание процесса отпирания транзистора и .снижение быстродействия схемы. Для устранения этого недостатка базовые резисторы шунтируют конденсаторами (рис. 11.10). Схемы такого типа называются схемами РЕТЛ. В момент переключения конденсаторы (их называют ускоряющими) на некоторое время закорачивают резисторы и тем самым как бы исключают их из схемы. Поэтому постоянная времени заряда паразитных базовых емкостей резко уменьшается, а время переключения транзисторов из запертого состояния в открытое и наоборот заметно сокращается.
Рассмотренные варианты логических интегральных микросхем использовались на первом этапе развития микросхемотехпШ. В полупроводниковых ИМС и особенно в микросхемах с высокой степенью интеграции (БИС) они оказались бесперспективными, вследствие значительного количества резисторов и конденсаторов, занимающих большую площадь. В связи с этим при построений
216
более совершенных логических ИМС стремятся ограничить количество пассивных элементов и использовать преимущественно активные диодно-транзисторные и транзисторно-транзисторные структуры.
11.7. Логические ИМС типа ДТЛ
Диодно-транзисторные логические схемы (ДТЛ) состоят из диодных цепей, реализующих функцию «И» и транзисторного инвертора. Таким образом, схема типа ДТЛ выполняет логическую операцию И — НЕ. Типичные схемы ДТЛ показаны на рис. 11.11. Схема на рис. 11.11, а состоит из трех входных диодов VD1, VD2 и VD3, которые совместно с резистором /?1 образуют логическую схему «И», и так называемого простого инвертора на транзисторе VT1. Диоды VD4 и VD5 не выполняют логических функций; их задача — обеспечить необходимое напряжение смещения на базе транзистора VT. Поэтому эти диоды называют диодами смещения.
Пусть в исходном состоянии напряжения на логических входах равны нулю. Тогда диоды VD1, VD2 и VD3 открыты и через них протекает практически весь ток от источника В сторону диодов смещения (вправо от точки а, рис. 11.11, а) ток почти не идет, поскольку сопротивление двух последовательно включенных диодов смещения VD4, VD5 и высокоомного резистора R3 оказывается значительно больше, чем сопротивление открытых входных диодов. Следовательно, транзистор VT будет надежно заперт (на базу этого транзистора относительно эмиттера подается обратное напряжение от источника (7СМ). Напряжение на выходе схемы (т. е. напряжение на участке коллектор — эмиттер транзистора) равно Увых = U«.ta — — /кЯ2- При /к = 0 (транзистор заперт) ивых = U„. „2, т. е. напряжению логического нуля на входах соответствует напряжение логической единицы на выходе.
При поступлении положительных единичных сигналов на все входы одновременно входные диоды VD1 — ED3 закрываются и ток от источника (/и.п.1 через диоды смещения VD4 и VD5 попадает на резистор R3 и в базу транзистора VT. На резисторе R3 при
z, ™
Вход1 о1 |<j
х т Вход2#_^-
х, Ш ВходЗ Ы?.
„ ИМ Ш У7-
- * Ы Т к
Ч1[>
у _
Выход
а
Рис. 11.11. Схема типа ДТЛ
о — с простым инвертором; б — со сложным инвертором
217
этом создается падение напряжения, приложенное к участку база — эмиттер транзистора в прямом направлении. При и.ю Э> | UCM | транзистор VT переходит из запертого исходного состояния в режим насыщения. Ток коллектора транзистора резко возрастает, падение напряжения на резисторе R2 увеличивается, а напряжение на участке коллектор — эмиттер, т. е. на выходе схемы, снижается до уровня логического нуля.
Необходимо отметить, что схема ДТЛ допускает большой коэффициент объединения по входу (/СОб « 8—10), позволяет получить большой логический перепад напряжений на выходе и обеспечивает высокую помехоустойчивость.
Выходное сопротивление схемы в процессе работы не остается неизменным: когда транзистор VT открыт, это сопротивление мало; в закрытом состоянии транзистора выходное .сопротивление схемы резко возрастает, в связи с этим ограничивается нагрузочная способность микросхемы, так как подключение к высокоомному выходу низкоомной нагрузки оказывает шунтирующее действие на выходное сопротивление и снижает уровень выходного сигнала. Поэтому рассмотренный выше вариант схемы ДТЛ в основном применяется при гибридной технологии изготовления, когда необходимо использовать минимальное количество транзисторов. Для обеспечения высокой нагрузочной способности в ДТЛ обычно используется специальный выходной каскад, называемый сложным инвертором (рис. 11.11, б). При подаче на все входы схемы сигналов логической единицы диоды VDI—VD3 запираются и ток, определяемый резистором /?1, течет через диоды смещения в базу транзистора VT1. На резисторе R3 при этом создается падение напряжения, полярность которого оказывается прямой по отношению к участку база-эмиттер транзистора VT3. Таким образом, транзисторы VT1 и ПТ’З отпираются, потенциалы их коллекторов снижаются, а разность этих потенциалов (между точками b и с, рис. 11.11, б) оказывается ниже, чем суммарный порог отпирания транзистора VT2 и смещающего диода VD6. В результате транзистор VT2 будет находиться в закрытом состоянии, а основное назначение смещающего диода VD6 состоит в том, чтобы с должной надежностью поддерживать это состояние при насыщении транзисторов VT1 и VT3. Очевидно, что на выходе схемы будет установлено напряжение логического нуля, поскольку выходное напряжение снимается с участка коллектор — эмиттер открытого транзистора VT3. Выходное сопротивление схемы при этом мало и, следовательно, подключение к выходу данной микросхемы нескольких аналогичных микросхем практически не оказывает шунтирующего действия на выходное сопротивление схемы и почти не влияет на режим ее работы.
Если хотя бы на один вход подать низкий уровень напряжения, то соответствующий входной диод смещается в прямом направлении, ток, определяемый резистором 7?1, течет в цепи открытого диода, транзисторы VT\ и VT3 запираются, а на выходе схемы (т. е. на участке коллектор — эмиттер закрытого транзистора VT3) при этом устанавливается напряжение логической единицы. Раз-218
ность потенциалов между коллекторами транзисторов VTI и VT3 возрастает и становится достаточной для отпирания транзистора VT2. Ток этого транзистора (т. е. выходной ток схемы) возрастает, а следовательно, выходное сопротивление схемы по-прежнему остается низким, допуская подключение к выходу свыше десяти аналогических нагрузочных микросхем (КРаЭ ~ 12 — 16).
Помехоустойчивость логических ИМС типа ДТЛ достигает 0,5...0,6 В, задержка распространения сигнала не превышает 10—15 нс.
11.8. Логические ИМС типа ТТЛ
Серьезным недостатком схем типа ДТЛ является большое количество диодов, необходимых для выполнения заданных логических операций и обеспечения надежной работы схемы. Поскольку каждый диод (а в интегральном исполнении транзистор в диодном включении) нуждается в изолирующем «островке» внутри полупроводникового кристалла, площадь и объем интегральной микросхемы типа ДТЛ оказываются значительными.
Из рис. 11.11 видно, что совокупность входных (логических) диодов и диодов смещения, образуя встречно включенные р-п переходы, по существу соответствует структуре биполярного транзистора. Отсюда возникает возможность замены этой совокупности многоэмиттерным транзистором, выполненном в одном изолирующем «островке» полупроводникового кристалла. Воплощением этой идеи и является рассматриваемая ниже схема транзисторнотранзисторной логики (ТТЛ).
ТТЛ-схемами принято называть такие логические ИМС, в кото- . рых логическая операция конъюнкции выполняется с помощью многоэмиттерного транзистора нр/г-типа, причем эмиттерные переходы этого транзистора выполняют функции, аналогичные тем, которые выполняют входные диоды схем типа ДТЛ, а переход база — коллектор используется в качестве своеобразного диода смещения.
На рис. Ц.12 показан простейший вариант схемы ТТЛ, выполняющей функцию И — НЕ (у = XjX2x3). Если на все входы схемы, т. е. на эмиттеры многоэмиттерного транзистора типа прп, поданы положительные напряжения, соответствующие логической единице, то эмиттерные р-п переходы смещаются в обратном направлении. Ток, поступающий в базу многоэмиттерного транзистора' VT1 через резистор 7?1, проходит в цепь коллектора, смешенного в прямом направлении, и далее в базу инвертирующего транзистора VT2. При этом транзистор VT2 переходит в режим насыщения, а напряжение на выходе схемы соответствует логическому нулю.
Если хотя бы на один вход подано напряжение логического нуля, то соответствующий эмиттерный переход транзистора VT1 смещается в прямом направлении. Ток, поступающий в базу транзистора VTi, будет преимущественно проходить через этот переход. Коллекторный ток транзистора VT1 уменьшается, и транзистор VT2
219
Рис. 11.12. Схема типа ТТЛ с простым инвертором
Рис. 11.13. Схема типа ТТЛ со сложным инвертором и логическим расширителем
Базовая схема Логические
запрется, так как ток в его базе станет меньше порога включения. На выходе схемы напряжение повысится до уровня логической единицы.
Основное преимущество схемы ТТЛ перед другими типами логических ИМС заключается в их высоком быстродействии, основанном на активном действии механизма переключения входного транзистора В процессе запирания транзистора VT2 заряд, накопленный в его базе, разряжается через входной транзистор, чем обеспечивается его активное рассасывание.
Недостатками схем ТТЛ с простым инвертором являются низкая помехоустойчивость (U„ т 0,2...0,3 В) из-за низкого напряжения отпирания инвертирующего транзистора, а также небольшая нагрузочная способность (Кра:, = 4—6).
* Эти недостатки устраняются в схемах ТТЛ со сложным инвертором (рис. 11.13). Как видно из рисунка, сложный инвертор в схеме ТТЛ такой же, как и в рассмотренной выше (см. рис. 11.11, б) схеме ДТЛ. Транзисторы VT2 и VT4 могут рассматриваться как одно целое: они вместе запираются и вместе отпираются, управляя работой транзистора КУЗ1.
Схемы ТТЛ со сложным инвертором обладают повышенной помехоустойчивостью (Un = 0,7... 1 В) и нагрузочной способностью (^Сраз = 10... 15). Среднее время задержки сигнала лежит в пределах 10—30 нс.
На рис. 11.13 показаны дополнительные выводы от точек 1 и 2 инвертора, к которым можно подключить (в точках 3 и 4) схему логического расширителя (подсоединение показано пунктирными линиями). С помощью этой схемы удается реализовать логическую операцию И — ИЛИ — НЕ (у = xyXj.Yg + x4x5xfi). Схема логического расширителя построена на многоэмиттерном транзисторе и в принципе работает аналогично основной схеме ТТЛ.
1 Такая схема включения транзисторов называется схемой Дарлингтона, а ячейка, образованная двумя дополняющими друг друга транзисторами, получила название составного транзистора.
220
Отметим также, что наряду с обычными схемами ТТЛ существуют схемы, в которых коллекторные переходы транзисторов шунтируются диодами Шоттки (6.3). Это позволяет существенно повысить быстродействие логических элементов.
11.9. Логические ИМС с эмиттерными связями (переключатели тока]
Рассмотренные выше типы логических ИМС обладают общим недостатком: транзисторы в этих схемах, находясь в открытом состоянии, работают в режиме насыщения. В связи с этим в областях базы и коллектора накапливаются значительные заряды, для рассасывания которых при переходе транзистора, в закрытое состояние требуется дополнительное время. Для устранения этого недостатка используются схемы типа ТЛПТ (переключатели тока), которые называются также транзисторными логическими схемами с эмиттерными связями (типа ТЛЭС)1. Основная особенность этих схем состоит в том, что открытые транзисторы в них не входят в режим насыщения. Благодаря этому, повышается быстродействие схемы.
Одна из простейших схем подобного типа — логическая схема типа ТЛПТ показана на рис. 11.14. В исходном состоянии транзисторы VT1—И 73 заперты и ток от источника проходит через транзистор V74, который открыт опорным напряжением Uon. Поскольку все входные транзисторы (1/71—У7"3) заперты, то на базу выходного транзистора V75 подается высокий положительный потенциал, равный потенциалу коллекторов транзисторов VT1—VT3. Транзистор VT5 при этом открыт, через резистор R4 (сопротивление нагрузки) проходит большой ток, напряжение на резисторе R4 повышается, что соответствует уровню логической единицы на выходе t/2.
Характерной особенностью схемы является такой выбор режима работы открытых транзисторов VT4 и VT5, который обеспечивает надежное отпирание этих транзисторов, не доводя до насыщения.
Отпирание хотя бы одного из транзисторов VT1—VT3 приводит к повышению падения напряжения на резисторе R3 и обеспечивает запирание транзистора 1/74 (так как потенциал эмиттера этого транзистора становится более высоким, чем потенциал базы, подключенной к низковольтному источнику опорного напряжения). В связи с этим ток от источника питания резко переключается с транзистора V74 на транзисторы V71—1/73. Падение напряжения на резисторе 7?1 возрастает, потенциал базы транзистора V75 снижается, транзистор У 75 запирается, а величина напряжения на выходе у2 (на резисторе R4) падает до уровня логического нуля. Таким образом, схема позволяет реализовать логическую опера-
1 Эти схемы обозначают также ЭСЛ ИС (интегральные схемы с эмиттерно-связанной логикой).
221
Рис. 11.14. Логическая схема типа Рис. 11.15. Схема типа ТЛЭС ТЛПТ
цию ИЛИ — НЕ. Выход ух (с коллектора транзистора VT4) — прямой. Снимая выходное напряжение с этого выхода, можно реализовать функцию «ИЛИ».
Более сложная схема транзисторной логики, работающей по принципу переключения тока, показана на рис. 11.15. Эта схема (типа ТЛЭС) считается одной из наиболее быстродействующих логических ИМС. В схеме четыре эмиттерно-связанных каскада (VT1—VT4), два выходных каскада (VT5, 1/76), с нагрузкой в цепи эмиттера и источник опорного напряжения на транзисторе VT7. Работа данной схемы во многом аналогична работе схемы на рис. 11.14. Если на входы xlt х2, х:. поданы потенциалы, соответствующие уровню логического нуля, то транзисторы VTI—VT3 закрыты, транзистор же VT4 открыт, так как на его вход подано опорное напряжение с резистора R4, включенного в цепь эмиттера транзистора VT7. Если хотя бы на один из входов подать положительное напряжение, равное уровню логической единицы, то соответствующий входной транзистор откроется (но не войдет в режим насыщения), а транзистор VT4 закроется.
Схема имеет два выхода. На одном из них ух напряжение будет соответствовать логической единице только в том случае, когда заперт транзистор VT4. Для этого, как уже отмечалось, достаточно подать единичное напряжение хотя бы на один вход схемы. Следовательно, по выходу уг схема реализует логическую операцию ИЛИ. Нетрудно убедиться в том, что по выходу у2 схема позволяет выполнить - логическую операцию ИЛИ — НЕ. Поэтому можно считать, что схема типа ТЛЭС в целом способна реализовать функцию ИЛИ/ИЛИ — НЕ. Обратим внимание на то, что в схеме на рис. 11.15 заземлен не отрицательный, а положительный полюс источника питания, так что все рабочие потенциалы, отсчитываемые относительно нулевого потенциала заземленного положительного полюса источника, оказываются отрицательными. Разумеется, это не меняет принципа действия схемы, однако заземление положительной шины питания существенно уменьшает влияние проходящих по ней помех.
222
11.10. Логические ИМС на МДП (МОП)-транзисторах
С позиций схемотехники основное различие между полевыми и биполярными транзисторами заключается в существенном различии их входных сопротивлений. Благодаря большому входному сопротивлению, транзисторы последующих каскадов практически не оказывают шунтирующего действия на выходное сопротивление предыдущих элементов схемы. Этим объясняется высокая нагрузочная способность логических ИМС на МДП (МОП)-транзисторах (Яраз> 10...20).
Логические схемы на основе транзисторов типа МДП могут содержать как схемы И — НЕ, так и схемы ИЛИ — НЕ, а также схемы, И, И — ИЛИ — НЕ и т. д. В отличие от схем на биполярных транзисторах в данных схемах в качестве нагрузочных резисторов используются открытые МДП-транзисторы. В связи с этим упрощается технология изготовления интегральных схем и, кроме того, увеличивается плотность размещения, так как МДП-транзи-стор занимает на подложке меньшую площадь, чем диффузионный резистор. В логических схемах на МДП-транзисторах отсутствуют элементы (резисторы, диоды, конденсаторы) в цепях связи между выходом одного транзистора и входом другого. Это объясняется высоким входным сопротивлением МДП-транзисторов.
На рис. 11.16 приведены схемы базовых логических элементов на МДП-транзисторах с и-каналом. Для построения многовходовой схемы ИЛИ — НЕ к одному нагрузочному МДП-транзистору подключаются стоком несколько логических транзисторов, истоки которых заземляются. Например, на рис. 11.16, а транзисторы ЕП и VT2 включены параллельно, отпирание каждого из них приводит к снижению уровня выходного напряжения, т. е. схема выполняет функцию ИЛИ — НЕ.
Интегральная технология изготовления МДП-структур позволяет использовать последовательное (ярусное) включение МДП-транзисторов, когда в цепь между нагрузкой и землей включен не один, а два, три или четыре МДП-транзистора по схеме И. В этом случае исток нижнего логического МДП-транзистора подключа-
Рис. 11.16. Схемы базовых логических элементов на МДП-транзисторах: а — ИЛИ—НЕ; б-М-НЕ
223
рис. 11.17. Логические ИМС на комплементарных транзисторах КМОПТЛ с параллельным (а) и последовательным (б) включением логических транзисторов
ется к земле, а его сток — к истоку вышестоящего и т. д. Ток через нагрузку проходит лишь в том случае, если будут открыты МДП-транзисторы всех ярусов. По этому принципу строятся схемы И—НЕ (рис. И 16, б).
Следует иметь в виду, что на работу логических ИМС на МДП-транзисторах существенное влияние оказывает паразитная емкость нагрузки С„ (показано пунктиром на рис 11.16). При значительном увеличении числа нагрузок увеличивается постоянная времени заряда суммарной паразитной емкости нагрузки, что ведет к снижению быстродействия схемы.
Весьма перспективным направлением разработок логических ИМС на полевых транзисторах является использование МОП-тран-зисторов с каналами разного типа проводимости (рис. 11.17). Такие транзисторы называются комплементарными, а логические ИМС этого типа обозначаются КМОПТЛ. Поскольку открывание одного из этих транзисторов всегда сопровождается закрыванием другого, то такие схемы практически не потребляют мощности в статическом режиме. Общая закономерность построения схем КМОПТЛ состоит в том, что параллельное соединение одного типа транзисторов сопровождается последовательным соединением транзисторов другого типа.
Пусть в схеме на рис. 11.17, а на оба логических входа поданы напряжения, соответствующие логическому нулю. Тогда в «-канальных транзисторах VTi и VT3 канал перекрывается, т. е. транзисторы оказываются запертыми. В р-канальных транзисторах V'7’2 и VT4 каналы открываются, однако, поскольку через эти каналы протекают незначительные по величине токи запертых транзисторов Т1 и ТЗ, падением напряжения на каналах можно пренебречь. Следовательно, выходное напряжение, примерно равное напряжению источника питания, будет соответствовать уровню логической единицы.
Если подать на вход напряжение логической единицы, то транзистор VTi отпирается, а транзистор VT2 (с каналом противоположной полярности) запирается. Незначительный остаточный ток транзистора VT2, протекая через канал транзистора VTi, со-
224
здает на нем практически нулевое падение напряжения, поэтому на выходе схемы уровень напряжения будет соответствовать логическому нулю. Логический перепад напряжений в этой схеме оказывается весьма большим (примерно равным и„.п). Поэтому помехоустойчивость схемы повышается.
Аналогичным образом можно объяснить работу схемы, показанной на рис.
11.17, б.
11.11. Логические ИМС
с использованием оптоэлектронных элементов
Рис. 11.18. Оптоэлектронная логическая ИМС (инвертор-переключатель)
В последние годы повышенное внимание привлекает идея построения логических ИМС с использованием оптронов. Так, на базе диодных оптронов уже разработаны интегральные оптоэлектронные переключающие схемы, обладающие повышенной помехоустойчивостью, экономичностью и достаточно высоким быстродействием. Пример такой схемы показан на рис. 11.18. Схема представляет собой логический ключ (инвертор-переключатель) с управлением по оптическому каналу. Транзисторная его часть соответствует базовой структуре ТТЛ, в которой многоэмиттерный транзистор заменен оптроном. Отличие этой схемы от обычных логических ИМС состоит в гальванической развязке входа, что упрощает связь между блоками, повышает устойчивость работы схемы, уменьшает уровень шумов в ней, так как последние подавляются оптическим каналом в оптроне.
Оптоэлектронные микросхемы имеют стандартные корпуса, принятые для интегральных ИМС. Время задержки сигнала в них составляет примерно 50...90 нс, уровень логического нуля на выходе обычно не превышает 0,3 В, а уровень логической единицы составляет не менее 2,3 В.
11.12. Краткая характеристика некоторых серий логических ИМС
Микросхемы, выпускаемые электронной промышленностью, относятся к той или иной серии, под которой понимают совокупность микросхем, выполняющих различные функции, но имеющих единую конструктивно-технологическую основу и предназначенных для совместного применения в аппаратуре. Количество применяемых в настоящее время серий логических ИМС весьма велико и непрерывно дополняется новыми разработками. Поэтому рассмотрим лишь некоторые из них, наиболее распространенные в вычислительной технике и электронной автоматике.
8 7.76
225
Используемая в настоящее время система обозначений интегральных микросхем состоит из следующих элементов:
Первый — цифра, обозначающая серию микросхемы.
Второй — две буквы, обозначающие подгруппу и вид микросхемы по функциональному назначению.
Третий — цифра, обозначающая порядковый номер разработки микросхемы по функциональному признаку в данной серии.
Четвертый — буква, обозначающая отличие по какому-либо параметру одинаковых типов микросхем (например, по величине напряжения питания).
В обозначениях логических ИМС после номера серии ставится буква «Л»; следующая буква обозначения зависит от вида выполняемой логической операции: схемы И обозначаются ЛИ; схемы ИЛИ — ЛЛ; схемы НЕ — ЛН; схемы И — НЕ7ИЛИ — НЕ — — ЛБ; схемы И — ИЛИ — ЛС; схемы И — ИЛИ — НЕ — ЛР, прочие — ЛП.
Пример маркировки: 121ЛБ1А — микросхема 121 серии, логический элемент И — НЕ/ИЛИ — НЕ, разновидность А.
Указанная система обозначений касается вновь разрабатываемых и модернизируемых интегральных схем.
Для микросхем выпуска прошлых лет, все еще широко применяющихся в электронной аппаратуре, действует следующая система маркировки:
Первый элемент — цифра, обозначающая группу микросхемы по конструктивно-технологическому исполнению (1, 5, 7 — полупроводниковые; 2, 4, 6, 8 — гибридные; 3 — прочие (пленочные, вакуумные, керамические и др.).
Второй элемент — две буквы, обозначающие подгруппу и вид микросхемы по функциональному назначению.
Третий элемент — две цифры, обозначающие порядковый номер разработки (регистрации) данной серии.
Четвертый и пятый элементы соответствуют третьему и четвертому элементам в приведенной выше системе обозначений.
Примеры маркировки: К1ЛБ331; К1ЛР553; К1ЛИ721 и т. д. (буква «К» перед обозначением указывает на то, что данные микросхемы относятся к категории микросхем широкого применения; в обозначении интегральных микросхем специального назначения буква «К» не ставится).
Ниже приводятся технические данные логических ИМС серий 133, 155 п 172.
Логические ИМС серии 133. Микросхемы данной серии построены на базовых элементах транзисторно-транзисторной логики. В состав серии входят микросхемы, позволяющие выполнять разнообразные логические операции:
1ЛБ331 (К1 ЛБ331) — 2 элемента;
4И - НЕ, один расширяемый по ИЛИ;
1ЛБ332 (К1ЛБ332) — элемент 8И — НЕ;
1ЛБЗЗЗ (К1ЛБЗЗЗ) — 4 элемента 2 И — НЕ;
1ЛБ334 (К1ЛБ334) — 3 элемента ЗИ — НЕ и т. д.
226
11 3
Рис. H.19. Логическая ИМС 1ЛБ331 (К1ЛБ331):
а — схема электрическая принципиальная; б — условное графическое обозначен ние
В качестве примера на рис. 11.19 приведена принципиальная электрическая схема микросхемы серии К1ЛБ331 и ее условное графическое обозначение.
Напряжение источника питания всех микросхем серии 133 ин.п = 5 В; допускаемое отклонение (7и.п не более ± 5 %; потребляемая мощность (в зависимости от разновидности микросхемы) Рпот = 52...160 мВТ;
t/вых > 2,4 В; t/Lx < 0,4 В; 4° < 17... 60 нс;
< 36 нс; t/n < 0,4 В; /(раз = 10... 30.
Логические ИМС серии 155. В состав серии входят транзисторно-транзисторные микросхемы, выполняющие следующие сложные дорические операции типа 4И — НЕ, 8И — НЕ, 2И — 2ИЛИ — НЕ, 4 — 4И — 2ИЛИ — НЕ и т. п.
Типичная микросхема данной серии 1ЛБ553 (К1ЛБ553) представляет собой четыре элемента 2И — НЕ (рис. 11.20) и характеризуется следующими параметрами:
Ua. п = 5В ± 5 %; Рпот = 110 мВт; t/L,x > 2,4 В; (7°ь,х < 0,4 В;
<15 нс; /°д' < 29 нс;
t/n«0,4 В; /(об = 2; /<раз= 10.
[Логические ИМС серии 172. Микросхемы этой серии построены на МОП-транзисторах. В состав серии входят следующие логические ИМС:
К.1ЛБ721 — 2 элемента 4ИЛИ — НЕ/4ИЛИ;
К1ЛБ722 — эдемент 10ИЛИ — НЕ/10ИЛЙ;
К1ЛИ721 — 4 элемента 2И;
К1ЛР721 — 2 элемента 2И — 2ИЛИ/2И — 2ИЛИ — НЕ.
8*
227
/4
Рис. 11.21. Логическая ИМС К1ЛИ721:
а — схема электрическая принципиальная; б — условное графическое обозначение
На рис. 11.21 в качестве примера показаны электрическая принципиальная схема и условное графическое обозначение логической ИМС типа К1ЛИ721.
Напряжение питания всех микросхем серии Ua п = 27 В ± 10 %;
/пот < 5 мА; t/вых > — 7,5 В; 1/®ых С — 2 В;
/зд. р.ср == 0,6 мкс; /?вх 15 МОм;
Un С 1 В; Краз = 15.
Приведенные примеры позволяют судить о сложности и разнообразии функциональных возможностей современных логических ИМС, а также о количественных данных параметров, характеризующих их работу.
228
Контрольные вопросы и упражнения
1. Как кодируется информация в цифровых ЭВМ?
2. Почему в.цифровых ЭВМ широко используется двоичная система счисления?
3. Переведите в двоичную систему счисления числа: 0,6713; 28; 97; 105,2; 859; 691,25; 395, 375.
4. Выполните действия:
а) . 1011011101 б) 10.11,11001 в) _0,101100
+ 111100101 ~ 110,01111 0,011111
д) 10101110001111 I 11011 г) v ИОН
I-----х 100,1
б. Дайте характеристику логическим функциям И, ИЛИ, НЕ, И—НЕ, ИЛИ-НЕ.
6. Что собой представляет таблица истинности?
7. Почему диоды и транзисторы могут использоваться для построения логических схем?
8. Расскажите о работе простейших логических схем.
9. . По каким признакам проводится классификация логических ИМС?
10. Как расшифровать обозначения: ТЛНС, РТЛ, РЕТЛ, ДТЛ, ТТЛ, ТЛЭС, МДПТЛ, КМОПТЛ?
11. Расскажите об основных характеристиках логических ИМС.
12. Какими параметрами характеризуются логические ИМС? Как обозначаются эти параметры?
13. Дайте сравнительную характеристику логических ИМС типа ТЛНС, РТЛ и РЕТЛ.
14. Чем отличаются между собой схемы простого и сложного инвертора?
15. Почему схема ДТЛ со сложным инвертором имеет малое выходное сопротивление?
Является ли эта особенность схемы ее преимуществом? Почему?
16. Расскажите о назначении диодов смещения в схеме ДТЛ? С какой целью используется последовательное включение двух диодов смещения?
17. Для чего в схемах ТТЛ используется многоэмиттерный транзистор?
18. Что собой представляет логический расширитель? Как он подключается к основной схеме ТТЛ?
19. Укажите основные особенности логических ИМС типа ТЛЭС. Чем объяснить высокое быстродействие схем этого типа?
20. Почему схемы ТЛЭС называют переключателями тока?
21. Какими достоинствами обладают логические ИМС на МДП-транзисторах?
22. Как составляются схемы типа КМОПТЛ? Как они работают?
23. Как работают логические ИМС с применением оптронов? Пользуясь справочником, приведите схему и основные параметры оптоэлектронной микросхемы типа К 249ЛП1.
24. Как расшифровать обозначения следующих логических ИМС:
Рис. 11.22. Условные графические обозначения логических ИМС серин К178
229
К1ЛБ041; К1ЛИ45; К1ЛП062; К1ЛР081; К1ЛБ106В; К1ЛН101А; К1ЛБ141А; К1ЛЛ201; К1ЛС281В; К1ЛР334; К1ЛБ557; К1ЛР583; К1ЛИ781; К1ЛП871?
25. Выпишите из справочника [41] параметры микросхем серии КЮ4, КИО, К134, К178, К187 и сравните их друг с другом.
26. Приведите условное графическое обозначение логических ИМС, выполняющих следующие функции:
2И — НЕ; 2И — 2ИЛИ — НЕ; 4 — 4И — 2ИЛИ — НЕ; 4ИЛИ — НЕ/4ИЛИ.
27. На рис. 11.22 приведены графические обозначения логических ИМС серии К178. Какие функции выполняют эти микросхемы?
28. Приведите схемы базовых ЭСЛ элементов серии 500, 700 и 1500 (См., например, Корнейчук В. И., Тарасенко В. П., Мишинский Ю. Н. Вычислительные устройства на микросхемах: Справочник. Киев : Техн1ка, 1986. 264 с.).
Глава 12. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
Наиболее важное назначение электронных приборов — усиление электрических сигналов. Устройства, предназначенные для выполнения этой задачи, называются электронными, усилителями.
Усилительные устройства находят очень широкое применение. Они являются основными узлами различной электронной аппаратуры, широко используются в.устройствах автоматики и телемеханики, в следящих, управляющих и регулирующих системах, счетно-решающих и вычислительных машинах, контрольно-измерительных приборах и т. д.
Нам предстоит рассмотреть наиболее типичные и распространенные схемы электронных усилителей на дискретных полупроводниковых приборах и микросхемах. Однако, прежде чем приступить к изучению схемных особенностей усилителей, необходимо выяснить следующие вопросы:
1. По каким признакам классифицируют современные усилители?
2. Какими техническими показателями характеризуются усилители? Какое значение имеют эти показатели для оценки свойств той или иной усилительной схемы?
12.1. Классификация усилителей
Классификация усилителей может быть произведена по нескольким признакам: по характеру усиливаемых сигналов (усилители гармонических сигналов, импульсные усилители и т. д.), по роду усилительных элементов (транзисторные, ламповые), по назначению,числу каскадов, роду электропитания и другим показателям. Однако одним из наиболее существенных классификационных признаков является диапазон частот электрических сигналов, в пределах которого данный усилитель может удовлетворительно работать.
По этому признаку различают следующие основные типы усилителей:
1. Усилители низкой частоты (УНЧ), предназначенные для усиления непрерывных периодических сигналов, частотный спектр 230
которых лежит в пределах от десятков герц до десятков килогерц1. Характерной особенностью УНЧ является то, что отношение верхней усиливаемой частоты (/в) к нижней (/„) У усилителей данного типа велико и обычно составляет не менее нескольких десят
ков, доходя в отдельных случаях до десятков тысяч.
2. Усилители постоянного тока (УПТ) (точнее, усилители медленно меняющихся напряжений и токов), усиливающие электрические сигналы в диапазоне частот от нуля (/„ = 0) до высшей рабочей частоты /в, составляющей нередко десятки и сотни килогерц. Эти усилители широко применяются в измерительной аппаратуре, устройствах автоматики и вычислительной техники. Они позволяют
усиливать как переменные составляющие сигнала, так и его по
стоянную составляющую
3. Избирательные (или селективные) усилители, усиливающие сигналы в очень узкой полосе частот. Для них характерна неболь-
шая величина отношения у < 1,1 У Эти усилители 'Н /
верхней частоты к нижней Добычно
могут использоваться как на низких,
так и на высоких частотах и выступают в качестве своеобразных частотных фильтров, позволяющих выделить (или подавить) заданный диапазон частот электрических колебаний. Узкая полоса частотного диапазона во многих случаях обеспечивается применением в качестве нагрузки таких усилителей одного или нескольких колебательных (резонансных) контуров. В связи с этим избирательные
усилители часто называют резонансными, или полосовыми.
4. Широкополосные усилители, усиливающие очень широкую полосу частот (от нескольких килогерц и ниже до нескольких мегагерц и выше). Эти усилители предназначены для усиления сигналов в устройствах импульсной связи, радиолокации и телевидения. Во многих случаях усиленные сигналы воспроизводятся на экране электронно-лучевой трубки и регистрируются визуально. Поэтому часто широкополосные усилители называют видеоусилителями. Помимо своего основного назначения, эти усилители с успехом используются также в устройствах автоматики и вычислительной техники.
1 Строго говоря, полоса частот УНЧ ограничена диапазоном звуковых частот (20 Гц...20 кГц). Свое название эти усилители получили в начале развития усилительной техники, когда они использовались главным образом в аппаратуре радиовещания, радиосвязи, проводной связи, записи и воспроизведения звука и т. п. В настоящее время сфера применения УНЧ значительно расширилась. Они с успехом используются в самых разнообразных электронных устройствах, не связанных непосредственно со звукоусилением, в связи с чем их рабочий частотный диапазон во многих случаях не соответствует звуковому диапазону. Тем не менее термины «усилитель НИЗКОЙ частоты», «усилитель звуковой частоты» все еще являются весьма распространенными.
231
12.2. Основные технические показатели усилителей
Важнейшими техническими показателями усилителя являются: коэффициенты усиления (по напряжению, току и мощности), входное и выходное сопротивления, выходная мощность, коэффициент полезного действия, номинальное входное напряжение (чувствительность), диапазон усиливаемых частот, динамический диапазон амплитуд и уровень собственных помех, а также показатели, характеризующие нелинейные, частотные и фазовые искажения усиливаемого сигнала.
Коэффициенты усиления. Коэффициентом усиления по напряжению, или просто коэффициентом усиления К, называется величина, показывающая, во сколько раз напряжение сигнала на выходе усилителя больше, чем на его входе:
К = (12.1)
Значение коэффициента усиления К у различных усилителей напряжения может иметь величину порядка десятков и сотен. Но и этого в ряде случаев недостаточно для получения на выходе усилителя сигнала требуемой амплитуды: Тогда прибегают к последовательному включению ряда усилительных каскадов (рис. 12.1). Для многокаскадных усилителей общий коэффициент усиления равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов
К = КЛз.-Лп. (12.2)
Для структурной схемы усилителя, приведенной на рис. 12.1, или
Легко проверить, что
ТС ТС ТС вых 1 вых 2 вых 3 ^вых 3
А1А2А3 — 77---- • 77-- • 77- = 77--->
1 ивх 1 u вых] ивых2 ^вх1
т. е. справедливость формулы (12.2) доказана.
Коэффициент усиления, вычисленный по формуле (12.1), представляет собой безразмерную величину. Учитывая, что в совре-
232
менных усилительных схемах коэффициент усиления, выраженный в безразмерных единицах, получается довольно громоздким числом, в электронике получил распространение способ выражения усилительных свойств в логарифмических единицах — децибелах (дБ). Коэффициент усиления, выраженный в децибелах, равен
ЯдБ = 201g ^-х = 201g Я. (12.3)
и вх
Обратный переход от децибел к безразмерному числу производится при помощи выражения
к дВ
К = 10 20. (12-4>
Если Принять КдБ = 1, то
К дБ 1 к= Ю 20 = Ю20 = 1,12.
Следовательно, усиление равно одному децибелу, если напряжение на выходе усилителя в 1,12 раза (на 12 %) больше, чем напряжение на входе. Коэффициент усиления многокаскадного усилителя, выраженный в децибелах, представляет собой сумму коэффициентов усиления отдельных каскадов усилителя, выраженных в тех же единицах:
20 IgK = 20 lgKt + 20 lgKa + ... + 20 lgK„„
т. e.
КдБ = Kl дБ + K2 дБ + 1 • • + дВ- (12.5)
Кроме коэффициента усиления по напряжению, пользуются коэффициентами усиления по току и по мощности, которые также могут быть выражены в децибелах1. Например, если мощность сигнала на входе усилителя имела значение Р1Х, а затем повысилась до РВых, то коэффициент усиления по мощности в децибелах можно найти по формуле
*P«B=101g^. (12.6)
Следует помнить, что для перехода к децибелам при логарифме отношения мощностей ставится множитель 10, а при логарифме отношения напряжений или токов — 20. Это объясняется тем, чю мощность пропорциональна квадрату напряжения или квадрату тока
1 Необходимо отметить, что выходной сигнал может отличаться от входного не только по величине, но и по фазе. Поэтому в общем случае коэффициенты усиления по напряжению и по току — величины комплексные. Что же касается коэффициента усиления по мощности, то он имеет смысл лишь при активном характере нагрузки. Поэтому коэффициент усиления по мощности— всегда число действительное.
233
Ppc. 12.2. Усилитель как четырёхполюсник
Входное и выходное сопротивления. Усилитель можно рассматривать как активный четырехполюсник, к входным зажимам которого подключается источник усиливаемого сигнала, а к выходным — сопротивление нагрузки. На рис. 12.2 показана одна из возможных эквивалентных схем усилительного каскада. Источник
входного сигнала показан в виде генератора напряжения с э. д. с. Евх, имеющего внутреннее сопротивление Rr. Со стороны выхода усилитель представлен в виде генератора напряжения с э. д. с. Евых и внутренним сопротивлением RBblx. Усилитель одновременно является нагрузкой для источника сигнала и источником сигнала для внешней нагрузки Ru, причем нагрузкой усилителя может быть не только оконечное устройство (потребитель), но и вход следующего каскада усилителя1.
Входное сопротивление усилителя в любом случае представляет собой сопротивление между входными зажимами усилителя. Оно равно
б,
/?вх = 7^. (12.7)
1 вх
Выходное сопротивление RBbIX определяют между выходными зажимами усилителя при отключенном сопротивлении нагрузки V.
В зависимости от соотношения внутреннего сопротивления источника R, и входного сопротивления усилителя RBX источник сигнала может работать в режиме холостого хода (RBX Rr) короткого замыкания (RBX <С Rr) и согласования (RBX « Rr). Аналогичные режимы работы возможны и для выходной цепи (RH RBWX — холостой ход; RH <С RBbix — короткое замыкание; RH« RBblx — согласование). В соответствии с этим различают как для входной, так и для выходной цепи режимы усиления напряжения, тока и мощности.
Выходная мощность. При активном характере сопротивления нагрузки выходная мощность усилителя равна
[72 Z72
п _____ вых _ т вых
* вых---, (1Z.OJ
где UBblx— действующее, a Um ВЬ1Х—амплитудное значение выходного напряжения. Выходная мощность — это полезная мощность, развиваемая усилителем в нагрузочном сопротивлении.
1 Возможно построение эквивалентных схем, в которых источники входного и выходного сигнала будут представлены в виде генераторов тока.
2 Входное и выходное сопротивления усилителя, как и сопротивление нагрузки, в общем случае имеют комплексный характер, но входные и выходные токи и напряжения обычно определяют в условиях, при которых эти сопротивления можно считать активными.
234
Увеличение выходной ^мощности усилителя ограничено искажениями, которые возникают за счет нелинейности характеристик усилительных элементов при больших амплитудах сигналов. Поэтому чаще всего усилитель характеризуют максимальной мощностью, которую можно получить на выходе при условии, что искажения не превышают заданной (допустимой) величины. Эта мощность называется номинальной выходной мощностью усилителя.:
Коэффициент полезного действия. Этот показатель особенно важно учитывать для усилителей средней и большой мощности, так как он позволяет оценить их экономичность. Численно к. п. д. равен
т] = ^- 100%, (12.9)
где Ро — мощность, потребляемая усилителем от всех источников питания.
Номинальное входное напряжение (чувствительность). Номинальным входным напряжением называется напряжение, которое нужно подвести к входу усилителя, чтобы получить на выходе заданную мощность. Входное напряжение зависит от типа источника усиливаемых колебаний. Чем меньше величина входного напряжения, обеспечивающего требуемую выходную мощность, тем выше чувствительность усилителя. Подача на вход усилителя напряжения, превышающего номинальное, приводит к значительным искажениям сигнала и называется перегрузкой со стороны входа. Если усилитель предназначен для работы от нескольких источников, то его вход рассчитывается обычно на наименьшее найряже-ние, которое дает один из источников, а другие источники сигнала включаются через делители напряжения.
/ Диапазон усиливаемых частот. Диапазоном усиливаемых частот, или полосой пропускания усилителя, называется та область частот, в которой коэффициент усиления изменяется не больше, чем это допустимо по техническим условиям.
Допустимые изменения коэффициента усиления в пределах полосы пропускания зависят от назначения и условий работы усилителя. В УНЧ, например, эти изменения обычно не превышают 3 дБ.
Следует иметь в виду, что с расширением полосы пропускания возрастает стоимость аппаратуры и усложняется ее конструкция. Кроме того, может увеличиваться воздействие на усилитель различного вида помех. Поэтому обычно частотный диапазон усилителя сужают до минимальных пределов, обеспечивающих необходимое качество работы усилителя.
Уровень собственных помех усилителя. Динамический диапазон амплитуд. Причины возникновения помех на выходе усилителя различны. Их можно разделить на три основные группы: 1) тепловые шумы, 2) шумы усилительных элементов, 3) помехи из-за пульсаций напряжения питания и наводок со стороны внешних электрических и магнитных полей.
235
Известно, что в проводниках и полупроводниках при нормальной комнатной температуре (порядка 20 °C) электроны движутся хаотически, причем в каждый данный момент количество электронов, движущихся в каком-либо одном направлении, превышает количество электронов, движущихся в других направлениях. Преимущественное движение электронов в любом направлении является электрическим током и, следовательно, при этом на проводнике или полупроводнике создается напряжение, не подчиняющееся какому-либо определенному закону. Так как впервые с этим напряжением столкнулись при создании радиовещательных приемников, в которых оно после усиления попадало к громкоговорителю и создавало шум, то его назвали напряжением шумов.
Шумовые напряжения, в силу своей случайности, имеют самые различные частоты и фазы и поэтому практически охватывают всю полосу частот усилителя. Следовательно, с увеличением полосы пропускания усилителя уровень шума возрастает. Кроме того, шум тем больше, чем выше температура и больше величина сопротивления цепи, которая создает напряжение тепловых шумов. При температуре 20—25 °C шумовое напряжение можно найти по формуле
/. ш « 0,13 /(/в — /н) R, (12.10)
где ит.ш — напряжение тепловых шумов, мкВ; fB и /н — высшая и низшая частоты, пропускаемые цепью, кГц; R — активная составляющая сопротивления цепи в полосе частот от /ндо/в, кОм.
Все цепи усилителя создают напряжение тепловых шумов, однако особенно большое влияние оказывают собственные шумы первых усилительных каскадов, так как эти шумы в дальнейшем усиливаются всеми последующими каскадами. Если, например, высшая и низшая рабочие частоты усилителя равны 10 000 и 100 Гц, а активное сопротивление входной цепи составляет 500 Ом. то напряжение тепловых шумов будет равно
UT. ш = 0,13/(10 —0,1)0,5«0,27 мкВ.
Приведенные вычисления показывают, что величина напряжения тепловых шумов очень мала. Поэтому помехи от тепловых шумов в усилителях сказываются лишь при больших коэффициентах усиления. Напряжение шумов может возникнуть также из-за неравномерности движения носителей электрических зарядов через усилительный элемент. Это явление называют дробовым эффектом. Уровень шумов транзисторов обычно оценивают коэффициентом шума, выражаемым в децибелах и показывающим, на сколько децибел включенный в цепь транзистор повышает уровень шумов по сравнению с тепловыми шумами цепи.
Большое влияние на общий уровень помех усилителя оказывают пульсации напряжений источников питания, а также наводки со стороны внешних электрических и магнитных полей. Уменьшение этих помех может быть достигнуто применением дополнительных сглаживающих фильтров на выходе источников питания и тщатель-236
Рис. 12.3. Амплитудная характеристика усилителя
Рис. 12.4. Появление нелинейных искажений сигнала из-за нелинейности входной характеристики транзистора
ной экранировкой наиболее ответственных цепей усилителя (главным образом входных).
Величина общих помех на выходе усилителя должна быть значительно меньше напряжения усиленного сигнала; в,противном случае из хаотически изменяющегося напряжения помех нельзя будет выделить полезный сигнал. Обычно считают, что полезный сигнал должен превышать уровень помех не менее чем в 2—3 раза (на 6- 10 дБ).
Графическая зависимость амплитуды (или действующего значения) выходного напряжения усилителя от амплитуды (или действующего значения) его входного напряжения на некоторой неизменной частоте сигнала получила название амплитудной характеристики (рис. 12.3). Амплитудная характеристика реального усилителя (сплошная линия на рис. 12.3) не проходит через начало координат, поскольку в реальных усилителях напряжение на выходе при отсутствии входного напряжения определяется уровнем собственных шумов усилителя и помехами. При больших входных напряжениях ([7ВХ > ^вхтх) реальная амплитудная характеристика также расходится с идеальной (показанной пунктиром), искривляясь из-за перегрузки усилительных элементов со стороны входа. Таким образом, реальный усилитель может усиливать без заметных искажений напряжения не ниже (/вх min и не выше £/Вхтах (участок АВ на рис. 12.3).
Отношение амплитуд наиболее сильного и наиболее слабого сигналов на входе усилителя называют динамическим диапазоном амплитуд D. Динамический диапазон обычно выражают в децибелах:
D«B = 201g^^. (12.11)
и вх min
г Искажения в усилителях. При усилении электрических сигналов могут возникнуть нелинейные, частотные и фазовые искажения.
Нелинейные искажения представляют собой изменение формы кривой усиливаемых колебаний, вызванное нелинейными свой
237
ствами цепи, через которую эти колебания проходят. Основной причиной появления нелинейных искажений в усилителе является нелинейность характеристик усилительных элементов, а также характеристик намагничивания трансформаторов или дросселей с сердечниками.
Появление искажений формы сигнала, вызванных нелинейностью входных характеристик транзистора, иллюстрируется рис. 12.4. Предположим, что на вход усилителя подан испытательный сигнал синусоидальной формы1. Попадая на нелинейный участок входной характеристики транзистора, этот сигнал вызывает изменения входного тока, форма которого отличается от синусоидальной. В связи с этим и выходной ток, а значит, и выходное напряжение изменят свою ({юрму по сравнению с входным сигналом.
Чем больше нелинейность усилителя, тем сильнее искажается им синусоидальное напряжение, подаваемое на вход. Известно (теорема Фурье), что всякая несинусоидальная периодическая кривая может быть представлена суммой гармонических колебаний основной частоты и высших гармоник. Таким образом, в результате нелинейных искажений на выходе усилителя появляются высшие гармоники, т. е. совершенно новые колебания, которых не было на входе. Степень нелинейных искажений усилителя обычно оценивают величиной коэффициента нелинейных искажений (коэффициента гармоник)
Кг =- |/рг + Р3 + ••• +Рп , (12.12)
где Р2 + Р3 + ... + Рп — сумма электрических мощностей, выделяемых на нагрузке гармониками, появившимися в результате нелинейного усиления; Рг — электрическая мощность первой гармоники.
В тех случаях, когда сопротивление нйгрузкю имеет одну и ту же величину для всех гармонических составляющих усиленного сигнала, коэффициент гармоник определяется по формуле
_ Ю2 +13+ ••• +/„ _ KCg + + + , (12.13)
К с,
где /], /2, /3 и т. д. — действующие (или амплитудные) значения первой, второй, третьей и т. д. гармоник тока на выходе; Ult U2, U3 и т. д.— действующие (или амплитудные) значения первой, второй, третьей и т. д. гармоник выходного напряжения.
Коэффициент гармоник обычно выражают в процентах, поэтому найденное по формулам (12.12) и (12.13) значение КГ следует умно-
1 В реальных усилительных схемах входной сигнал может иметь различную форму, как правило, отличающуюся от синусоидальной. Однако более удобно исследовать свойства усилителя, предполагая, что иа его вход поступает чисто синусоидальный испытательный сигнал.
238
Рис. 12.5. Примерный вид амплитудно-частотной характеристики УНЧ
Рис. 12.6. Фазочастотная характеристика усилителя
жить на 100. Общая величина нелинейных искажений, возникающих на выходе усилителя и созданных отдельными каскадами этого усилителя, определяется по приближенной формуле:
Кг. общ = Krl К г 2 + • • + Кгт (12.14)
где A'ri, /Сг2, ..., Кт — нелинейные искажения, вносимые каждым каскадом усилителя. Допустимая величина коэффициента гармоник всецело зависит от назначения усилителя. В усилителях контрольно-измерительной аппаратуры, например, допустимое значение Кг составляет десятые доли процента.
Частотными называются искажения, обусловленные изменением величины коэффициента усиления на различных частотах. Причиной частотных искажений является присутствие в схеме усилителя реактивных элементов — конденсаторов, катушек индуктивности, междуэлектродных емкостей усилительных элементов, емкости монтажа и т. д. Зависимость величины реактивного сопротивления от частоты не позволяет получить постоянный коэффициент усиления в широкой полосе частот.
Частотные искажения, вносимые усилителем, оценивают по его амплитудно-частотной характеристике, представляющей собой зависимость коэффициента усиления от частоты усиливаемого сигнала. В зависимости от типа и назначения усилителя формы частотных характеристик могут быть различными. Для примера на рис. 12.5 показана примерная амплитудно-частотная характеристика УНЧ. При построении амплитудно-частотных характеристик частоту по оси абсцисс удобнее откладывать не в линейном, а в логарифмическом масштабе (для каждой частоты фактически по оси откладывается величина 1g/, а подписывается значение частоты). Если частоту отложить в линейном масштабе, то такая характеристика будет неудобной для пользования, так как все нижние частоты будут очень сжаты у самого начала координат, а область верхних частот окажется слишком растянутой.
Степень искажений на отдельных частотах выражается коэффициентам. частотных искажений М, равным отношению коэффи
239
циента усиления на средней частоте к коэффициенту усиления на данной частоте Kf.
М = ^-. (12.15)
Обычно наибольшие частотные искажения возникают на границах диапазона частот /н и /в. Коэффициенты частотных искажений в этом случае равны
Л4Н =-^ ; А-1В = , (12.16)
где Ан и Кв — соответственно коэффициенты усиления на нижних и верхних частотах диапазона. Из определения коэффициента частотных искажений следует, что если М > 1, то частотная характеристика в области данной частоты имеет завал, а если /VI <1, — то подъем. Для усилителя низкой частоты идеальной частотной характеристикой является горизонтальная прямая (линия АВ на рис. 12.5).
Коэффициент частотных искажений многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов частотных искажений отдельных каскадов
М = М^М^.М". (12.17)
Следовательно, частотные искажения, возникающие в одном каскаде усилителя, могут быть скомпенсированы в другом, чтобы общий коэффициент частотных искажений не выходил за пределы заданного. Коэффициент частотных искажений, так же как и коэффициент усиления, удобно выражать в децибелах:
Л4дБ = 201gM. (12.18)
В случае многокаскадного усилителя
Л4дб = Л41дб + ЛКдв ... -р Л4,1дв. (12.19)
Допустимая величина частотных искажений зависит от назначения усилителя. Для усилителей контрольно-измерительной аппаратуры, например, допустимые искажения определяются требуемой точностью измерения и могут составлять десятые и даже сотые доли децибела.
Следует иметь в виду, что частотные искажения в усилителе всегда сопровождаются появлением сдвига фаз между входным и выходным сигналами, т. е. фазовыми искажениями. При этом под фазовыми искажениями обычно подразумевают лишь сдвиги, создаваемые реактивными элементами усилителя, а поворот фазы самим усилительным элементом во внимание не принимается.
Фазовые искажения, вносимые усилителем, оцениваются по его фазочастотной'“характёр'истике, представляющей собой график зависимости угла сдвига фазы <р между входным и выходным напряжениями усилителя от частоты (рис. 12.6). Фазовые искажения в
240
усилителе отсутствуют, когда фазовый сдвиг линейно зависит от частоты. Идеальной фазочастотной характеристикой является прямая, начинающаяся в начале координат (пунктирная линия на рис. 12.6). Фазочастотная характеристика реального усилителя имеет вид, показанный на рис. 12.6 сплошной линией.
Контрольные вопросы и упражнения
1. По каким признакам классифицируют электронные усилители?
2. Почему усилители постоянного тока правильнее называть усилителями медленно меняющегося напряжения или тока?
3. Отношение верхней частоты усиливаемых сигналов к нижней составляет
= 1000. К какому типу следует отнести данный усилитель? ’ н
4. Является ли усилителем повышающий трансформатор?
5. Во сколько раз изменится напряжение сигнала на выходе усилителя, если его усиление возрастает на 30 дБ?
6. Найдите коэффициент усиления мощности, если = 0,2 В; =
= 5,6 В; /?вх = 600 Ом; /?вых = 5 Ом.
7. Определите сопротивление нагрузки усилителя, если напряжение на нем (7ВЬ]Х = 2,5 В; мощность, потребляемая от источника питания, 3 Вт, а г) = 0,9.
8. Объясните основные причины появления собственных шумов в усилителе.
9. Составьте структурную схему для снятия амплитудной характеристики усилителя.
10. Составьте эквивалентную схему усилителя, ко входной цепи которого подключен ^генератор тока. Чем отличаются режимы работы входной цепи усилителя с генератором напряжения и с генератором тока?
11. Объясните появление нелинейный искажений в транзисторном усилителе, пользуясь семейством выходных характеристик транзистора.
12. Объясните физический смысл коэффициента гармоник.
13. Какими причинами можно объяснить завал частотной характеристики УНЧ на низких частотах? Найдите правильный вариант ответа: 1) собственными шумами усилителя;
2) влиянием температуры;
3) наличием в схеме реактивных элементов;
4) малым входным сопротивлением схемы;'
5) нелинейностью характеристики усилительного элемента.
14. Определите коэффициент усиления каскада в области средних частот, если на частоте [пК„ = 100 и Л1П = 3 дБ.
15. Укажите причины фазовых искажений в транзисторном усилителе. Найдите правильный вариант ответа:
1) изменение фазы сигнала транзистором на 180°;
2) влияние реактивных элементов схемы;
3) запаздывание сигнала на выходе по сравнению с сигналом на входе из-за конечного времени, необходимого для прохождения тока в цепях усилителя;
4) линейная зависимость угла сдвига фаз между выходным и входным сигналами от частоты;
5) появление новых гармонических составляющих в выходном сигнале
по сравнению с сигналом на входе.
16. Составьте перечень ключевых слов к параграфу 12.2.
241
Глава 13. УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Характерной особенностью современных электронных усилителей является исключительное многообразие схем, по которым они могут быть построены. Однако среди этого многообразия можно выделить наиболее типичные схемы, содержащие элементы и цепи, которые чаще всего встречаются в усилительных устройствах независимо от их функционального назначения. К числу таких типичных усилительных схем следует отнести каскады усилителей низкой частоты. Поэтому изучение усилительных устройств целесообразно начать именно с рассмотрения схем УНЧ, выяснения принципов их построения, назначения отдельных элементов и порядка их расчета.
Современные УНЧ выполняются преимущественно на биполярных и полевых транзисторах в дискретном или интегральном исполнении, причем усилители в микроисполнении отличаются от своих дискретных аналогов, главным образом, конструктивнотехнологическими особенностями, схемные же построения принципиальных отличий не имеют. При изучении данной главы следует обратить внимание на следующие основные вопросы!
1. Какими соображениями руководствуются при построении предварительных и оконечных (выходных) каскадов усилителя?
2. В чем состоят схемные особенности каскадов транзисторных усилителей?
3. Как осуществляется межкаскадная связь в многокаскадных усилителях?
4. Какими способами достигается согласование предварительных каскадов друг с другом и выходных каскадов с сопротивлением нагрузки?
13.1. Предварительные каскады усиления
Назначение усилителя в конечном итоге состоит в получении на заданном сопротивлении оконечного нагрузочного устройства требуемой мощности усиливаемого сигнала.
В качестве источника входного сигнала в УНЧ могут использоваться такие устройства, как микрофон, звукосниматель, фотоэлемент, термопара, детектор и т. п. Типы нагрузок также весьма разнообразны. Ими могут быть, например, громкоговоритель, измерительный прибор, записывающая головка магнитофона, последующий усилитель, осциллограф, реле.
Большинство из перечисленных выше источников входного сигнала развивают очень низкое напряжение. Подавать его непосредственно на каскад усиления мощности не имеет смысла, так как при таком слабом управляющем напряжении невозможно получить сколько-нибудь значительные изменения выходного тока, а следовательно, и выходной мощности. Поэтому в состав структурной схемы усилителя, кроме выходного каскада, отдающего 242
Предварительные каскады
Выходной каскад
Рис. 13.1.Структурная схема УНЧ
Рис. 13.2. Простейшая схема резистивного усилительного каскада с общим эмиттером
требуемую мощность полезного сигнала ₽ нагрузку, как правило, входят и предварительные каскады усиления (рис. 13.1).
Эти каскады принято классифицировать по характеру сопротивления нагрузки в выходной цепи транзистора. Наибольшее применение получили резистивные усилительные каскады, сопротивлением нагрузки которых служит резистор.
В качестве нагрузки транзистора может быть использован и трансформатор. Такие каскады называют трансформаторными. Однако вследствие большой стоимости, значительных размеров и массы трансформатора, а также из-за неравномерности амплитудно-частотных характеристик трансформаторные каскады предварительного усиления применяются весьма редко. Основное применение эти схемы находят в выходных каскадах усилителей.
В каскадах предварительного усиления на биполярных транзисторах чаще других используется схема с общим эмиттером, которая, как было показано выше (см. параграф 7.3), обладает высоким коэффициентом усиления по напряжению и мощности, сравнительно большим входным сопротивлением и допускает использование одного общего источника питания для цепей эмиттера и коллектора.
Рассмотрим принципы построения и особенности работы наиболее употребительных схем предварительного усиления.
Резистивный каскад на биполярном транзисторе. Простейшая схема резистивного усилительного каскада с общим эмиттером и питанием от одного источника показана на рис. 13.2. Входной сигнал поступает на базу и изменяет ее потенциал относительно заземленного эмиттера. Это приводит к- изменению тока базы, а следовательно, к изменению тока коллектора и напряжения на нагрузочном сопротивлении Разделительный конденсатор Ср1 служит для предотвращения протекания постоянной составляющей тока базы через источник входного сигнала. С помощью конденсатора СР2 на выход каскада подается переменная составляющая напряжения i/кэ, изменяющаяся по закону входного сигнала,
243
Рис. 13.3. Графическое пояснение процесса усиления сигнала схемой с общим эмиттером
но значительно превышающая его по величине. Важную роль играет резистор /?б в цепи базы, обеспечивающий выбор исходной рабочей точки на характеристиках транзистора и определяющий режим работы каскада по постоянному току. Для выяснения роли резистора Т?Б обратимся к рис. 13.3, иллюстрирующему процесс усиления сигнала схемой с общим эмиттером. В принципе процесс усиления можно отразить следующей взаимосвязью электрических величин
Um вх 1ът Ыт 7Km#K (UкЭт = — 7Кт^к) ~ Um вых >
и т вх.
Действительно, рассматривая вначале рис. 13.3, а, а затем рис. 13.3, б, можно убедиться в том, что напряжение входного сигнала с амплитудой ит.вх = U^am синфазно изменяет величину тока базы. Эти изменения базового тока вызывают в коллекторной цепи пропорциональные изменения тока коллектора и напряжения на коллекторе, причем амплитуда коллекторного напряжения (с учетом масштаба по оси абсцисс) оказывается значительно больше амплитуды напряжения на базе1.
Для получения наименьших искажений усиливаемого сигнала рабочую точку Р следует располагать на середине отрезка АВ нагрузочной прямой, построенной в семействе выходных характеристик транзистора. Из рис. 13.3, б видно, что положение рабочей точки Р соответствует току смещения в цепи базы 7бр. Для получения выбранного режима необходимо в усилителе обеспечить требуемую величину тока смещения в цепи базы. Для этого и служит
1 Следует обратить внимание на то, что напряжение сигнала на входе и на выходе каскада сдвинуты между собой по фазе на 180°, т. е. находятся в противофазе. Это означает, что рассматриваемый каскад, не нарушая закон изменения сигнала (в нашем частном случае сигнал изменяется по синусоидальному закону), в то же время поворачивает его фазу на 180°.
244
резистор /?б в схеме рис. 13.2. Величину сопротивления этого резистора рассчитывают по формуле
Re = --, (13.1)
'БР 'Кр
где /бр и /кР — постоянные составляющие тока базы и коллектора в выбранных рабочих точках Р' и Р соответственно.
Схема, приведенная на рис. D 1Э. г „„„„.„„„„„„„о,.
’ г г Рис. 13.4. Схема резистивного кас-
13.2, получила название схемы када с фиксированным напряже-с фиксированным базовым током, нием смещения Смещение фиксированным током базы отличается минимальным числом деталей и малым потреблением тока от источника питания. Кроме того, сравнительно большое сопротивление резистора /?б (десятки килоом) практически не влияет на величину входного сопротивления каскада. Однако этот способ смещения пригоден лишь тогда, когда каскад работает при малых' колебаниях температуры транзистора. Кроме того, большой разброс и нестабильность параметра (3 даже у однотипных транзисторов делают режим работы каскада весьма неустойчивым
при смене транзистора, а также с течением времени.
Более эффективной является схема с фиксированным напряжением смещения на базе (рис. 13.4). В этой схеме резисторы и /?б, подключенные параллельно источнику питания £к, составляют делитель напряжения. Сопротивления делителя определяются из очевидных соотношений:
(13.2)
(13.3)
Ток делителя 7Д обычно выбирают в пределах
/д«(2 4-5)/Бр.
(13.4)
При этом повышается стабильность режима работы схемы, так как изменения тока в цепях эмиттера и коллектора транзистора незначительно влияют на величину напряжения смещения. Вместе с тем ток делителя не следует выбирать слишком большим из соображений экономичности, так как чем больше ток /д, тем более мощным должен, быть источник питания Er.
Из схемы, приведенной на рис. 13.4, видно, что сопротивление /?б делителя включено параллельно входному сопротивлению транзистора. Кроме того, пренебрегая малым внутренним сопротивлением источника питания, можно считать, что Re и /?б
245
Рис. 13.5. Схема термостабилизации режима транзисторного каскада:
а —с терморезистором; б — с диодом; в — с цепочкрй эмиттерной стабилизации R^C^
включены параллельно друг другу. Поэтому необходимо, чтобы
R^Rp, ^»^х, (13.5)
т. е. делитель, образованный резисторами /?ь и Re, должен обладать достаточно большим сопротивлением (порядка нескольких килоом). В противном случае входное сопротивление каскада окажется недопустимо малым.
При построении схем транзисторных усилителей приходится принимать меры для стабилизации положения рабочей точки на характеристиках. Основной дестабилизирующий фактор, нарушающий устойчивую работу транзисторной схемы,— влияние температуры. Существуют различные способы термостабилизации режима работы транзисторных каскадов. Наиболее распространенные из них реализуются с помощью схем, показанных на рис. 13.5.
В схеме на рис. 13.5, а терморезистор с отрицательным температурным коэффициентом сопротивления включен в базовую цепь транзистора таким образом, что при повышении температуры происходит уменьшение отрицательного напряжения на базе за счет уменьшения сопротивления терморезистора RK. При этом происходит уменьшение тока базы, а следовательно, и тока коллектора. В результате увеличение коллекторного тока, вызванное влиянием температуры, компенсируется его уменьшением за счет действия термозависимого смещения, т. е. общее приращение тока коллектора будет незначительным.
Одна из возможных схем термостабилизации режима транзистора с помощью полупроводникового диода показана на рис. 13.5,6. В этой схеме диод включен в обратном направлении, а температурная характеристика обратного тока диода должна быть аналогична температурной характеристике обратного тока коллектора применяемого транзистора. Реализовать эту возможность, однако, удается только для одного транзистора данного типа. При смене транзистора стабильность, как правило, ухудшается из-за разброса величины
246
обратного тока коллектора (напомним, что обратный ток коллектора в наибольшей степени подвержен влиянию температуры).
Наибольшее распространение получила схема термостабилиза; ции режима, приведенная на рис. 13.5, в. В этой схеме навстречу фиксированному прямому напряжению смещения, снимаемому с резистора /?б, включено напряжение, возникающее на резисторе /?э при прохождении через него тока эмиттера.
Пусть по какой-либо причине, например при увеличении температуры, постоянная составляющая коллекторного тока возрастает. Так как /э = /к + /б, то увеличение тока /к приведет к увеличению тока эмиттера /э и падению напряжения на резисторе Ra. В результате напряжение между эмиттером и базой Пбэ уменьшится1, что приведет к уменьшению тока базы /Б> а следовательно, и тока /к. Наоборот, если по какой-либо причине коллекторный ток уменьшится, то уменьшится и напряжение на резисторе 7?э, а прямое напряжение 17 бэ возрастет. При этом увеличится ток базы и ток коллектора.
В большинстве случаев резистор /?э шунтируется конденсатором Сэ достаточно большой емкости (порядка десятков микрофарад). Это делается для отвода переменной составляющей тока эмиттера от резистора Ra-
Наиболее важные показатели, характеризующие работу усилительного каскада, могут быть определены графическим или аналитическим путем.
При графическом расчете усилителя в режиме малого сигнала необходимо построить нагрузочную прямую в семействе выходных статических характеристик транзистора, а также воспользоваться статической входной характеристикой, снятой (в случае схемы с общим эмиттером) при (7кэ Ф 0. Так, например, пользуясь построениями, приведенными на рис. 13.3, можно определить следующие величины:
входное сопротивление
п т вх Бдт .
Квх — ,
2 m вх Бт
коэффициент усиления по напряжению
где
Ji _____ КЗ max ^КЭпЯп.
'-'т вых — 2 »
II _____ ^БЭтах ^БЭттп .
Ыт вх — 2 •
коэффициент усиления по току
м tn втIX Кт .
А/ "7 7 >
т вх Вт
(13.6)
(13-7)
(13.8)
(13.9)
247
Рис. 13.6. Резистивный каскад в виде четырехполюсника
Рис. 13.7. Зависимость коэффициентов усиления резистивного каскада от сопротивления нагрузки
коэффициент усиления по мощности
КР = КиК,. (13.10)
Для определения параметров усилительного каскада аналитическим методом следует воспользоваться его эквивалентной схемой, представленной в виде четырехполюсника (рис. 13.6).
Под сопротивлением RH понимают результирующую нагрузку транзистора для переменной составляющей коллекторного тока. Практически она состоит из параллельно соединенных сопротивлений: 7?к данного каскада и /?вх.сл последующего каскада:
• (13-И)
* ^вх.сл
Как было показано в параграфе 7.7, для четырехполюсника можно записать следующую систему уравнений, связывающих между собой входные и выходные токи и напряжения:
^ВХ ~ ^11 ВХ ^12^ВЫХ1
7вых = 7l2i7ах ^22^вых.
Но из схемы, приведенной на рис. 13.6, следует, что
--- 7a:'.R
7 вых
^вых
7?н
(13.13)
Знак «минус» в последнем выражении отражает тот факт, что напряжение на выходе каскада отличается по фазе от входного напряжения на 180°.
Решая совместно системы уравнений (13.12) и (13.13), можно получить, для расчета основных параметров усилителя необходимые формулы, которые оказываются пригодными для любой схемы включения транзистора.
Обозначая /in/i22 — /112/121 = h, получим n _ Увх _ + hRH
БХ ~ /вх ~ 1 + h2iR„ ;
(13.14)
248
a
Рис. 13.8. Схемы
включения полево-
го транзистора:
й -г с общим истоком; б — с общим затво-ром; в — с общим стоком
К/ =
Рис. 13.9. Резистивный усилительный каскад на полевом транзисторе
(13.15)
11 R
= (13.16)
^вх ^вх
КР = [К!\-\Ки\. (13.17)
Анализ уравнений (13.15), (13.16) и (13.17) показывает, что коэффициенты усиления резистивного каскада на транзисторе зависят от сопротивления нагрузки так, как это изображено на рис. 13.7. Из приведенных кривых видно, что для получения максимального усиления по мощности необходимо выбрать вполне определенное оптимальное сопротивление нагрузки транзистора. Его величина может быть найдена по следующей приближенной формуле:
Практически в предварительных каскадах резистивных усилителей не ставится задача максимального усиления мощности входных сигналов. Поэтому обычно в таких каскадах R„ <$; /?н.опт- В этом случае расчетные формулы упрощаются и приобретают следующий вид:
/?вх«Лп; (13.19)
(13.20)
Ku^-h^RH = (13.21) ’
Йо,
Kpk^Rh. (13.22)
Л11
249
Резистивный каскад на полевом транзисторе. Полевые транзисторы применяются в трех схемах включения (рис. 13.8): с общим истоком (ОН), с общим затвором (ОЗ) и с общим стоком (ОС). Основным и наиболее распространенным является каскад с общим истоком. Принципиальная схема такого каскада приведена на рис. 13.9. Резистор Rc в цепи стока выполняет функцию сопротивления нагрузки усилителя, цепочка 7?иСи в цепи истока служит для получения напряжения автоматического смещения и выбора рабочей точки на стоко-затворной характеристике полевого транзистора (рис. 7.24). Резистор R3 в цепи затвора позволяет подать постоянное напряжение смещения на участок затвор — исток. Что же касается разделительных конденсаторов Cpi и СР2, то их назначение ничем не отличается от аналогичных элементов в схеме на биполярном транзисторе (см. рис. 13.4).
13.2. Межкаскадные связи
Существуют три основных способа связи между каскадами в многокаскадном усилителе — связь через разделительные конденсаторы (емкостная связь), непосредственная связь (гальваническая) и связь с помощью трансформаторов (трансформаторная). Наибольшее распространение в схемах усилителей переменного напряжения, и в частности в УНЧ, получила емкостная межкаскадная связь.
Типичные схемы транзисторных усилителей с емкостной межкаскадной связью приведены на рис. 13.10.
Рис. 13.10. Схемы предварительных усилителей с емкостной межкаскадной связью:
а — на биполярных транзнсто* рах; б — иа полевых транзисторах; d — на полевом и биполярном транзисторах
250
Рис. 13.11. Полная эквивалентная схема усилителя с емкостной межкаскадной связью
ph
в, которая иллюстрирует возмож-
Первые две схемы (рис. 13.10, а и б) не требуют каких-либо пояснений, так как назначение их элементов было разобрано выше. Значительный интерес представляет схема, приведенная на рис. 13.10,
пости сочетания полевых транзисторов с биполярными. Поскольку полевые транзисторы имеют высокое входное сопротивление и сравнительно низкий уровень шумов, то их применение особенно целесообразно в первых каскадах усилителя.
Рассмотрим амплитудно-частотную характеристику усилителя с емкостной межкаскадной связью на примере связи первого и второго каскадов схемы, показанной на рис. 13.10, а. Для этого предварительно составим полную эквивалентную схему усилителя (рис. 13.11), а также эквивалентные схемы, отражающие его свойства в области низших, средних и высших частот усиливаемых сигналов (рис. 13.12). В этих схемах показаны лишь те элементы, которые оказывают наибольшее влияние на свойства . каскада в соответствующем диапазоне частот, транзистор заменяют его Т-образной эквивалентной схемой, а параллельно или последовательно соединенные сопротивления и емкости заменяют их эквивалентами. Так, резисторы Рб и Рб заменены эквивалентным сопротивлением
251
резисторы 7?к и /?вх. сл заменены эквивалентным сопротивлением
^К^вх.сл
Rtt= «к + ^х.сл
а емкость Со представляет собой полную емкость, нагружающую каскад и определяемую выражением
Со « Свх.сл + Сы, (13.23)
где Свх.сл — входная емкость следующего каскада: См — суммарная монтажная емкость схемы.
В общем случае (см. рис. 13.11) эквивалентная схема усилителя содержит ряд реактивных элементов — емкостей, часть из которых (СР1 и Срг) включена в цепь последовательно по отношению ко входу и выходу каждого каскада, а часть (Ск , Сэ , Со) параллельно тому или иному элементу схемы. Влияние этих емкостей на величину выходного напряжения, а следовательно, и на коэффициент усиления, различно для разных частот усиливаемого сигнала.
При понижении частоты сигнала емкостное сопротивление Хсп = у?- разделительных конденсаторов возрастает и их влия
ние на работу схемы увеличивается. В то же время влияние малых емкостей Ск и Со на низких частотах оказывается несущественным, так как шунтирующие емкостные сопротивления в этом случае значительно больше сопротивлений элементов, к которым они подключены параллельно. Емкость Сэ обычно выбирается достаточно большой величины (единицы — десятки микрофарад). Поэтому
1
уже на низких частотах емкостное сопротивление - ^оказывает-ся значительно меньше сопротивления резистора R и потерями переменного напряжения сигнала на цепочке 7?эСэ можно пренебречь. В результате эквивалентная схема усилителя для низших частот диапазона приобретает вид, показанный на рис. 13.12, а.
Увеличение сопротивлений разделительных конденсаторов на
низких частотах приводит к тому, что падение напряжения сиг-
нала на них возрастает и выходное напряжение схемы падает.
Поэтому и амплитудно-частотная характеристика усилителя падает с понижением частоты (рис. 13.13).
С увеличением частоты усиливаемого сигнала и переходом в область средних частот диапазона емкостные сопро-тивления Хе? = уменьшаются настолько, что падением напряжения сигнала на них уже можно пренебречь. Со-
Рис. 13.13. Амплитудно-частотная характеристика усилителя с емкостной межкаскадной связью
252
противления же малых емкостей Ск и Со на этих частотах остаются еще достаточно большими, и они также не, влияют на амплитудно-частотную характеристику каскада. Поэтому эквивалентная схема для средних частот не содержит реактивных элементов (см. рис. 13.12, <5), а коэффициент усиления на этих частотах имеет наибольшее значение (см. рис. 13.13).
При дальнейшем повышении частоты сигнала существенное влияние на работу схемы начинают оказывать емкость транзистора Ск и емкость Со. Это приводит к завалу амплитудно-частотной характеристики усилителя в области высших частот (см. рис. 13.13). Эквивалентная схема усилителя для высших частот показана на рис. 13.12, в.
Граничными частотами /н и /в в УНЧ считают такие частоты, на которых коэффициент усиления падает в 1,4 раза по отношению к его значению на средних частотах, т. е. составляет примерно 0,7/(ср (см. рис. 13.13).
13.3. Выходные каскады усилителей (общая характеристика)
Выходной каскад усилителя предназначен для отдачи заданной величины мощности сигнала в заданное сопротивление нагрузки. По сравнению с каскадами предварительного усиления выходные каскады имеют ряд особенностей.
Обычно предварительные каскады усиления выполняются на маломощных транзисторах и потребляют от источников питания незначительную мощность. Амплитуда входного сигнала в этих усилителях в большинстве случаев невелика, и рабочий участок характеристики транзистора можно считать линейным. Поэтому при рассмотрении работы каскадов предварительного усиления не интересуются коэффициентом полезного действия каскада, а нелинейные искажения сигнала считают ничтожно малыми.
Поскольку выходные каскады потребляют от источников пита ния значительно большую мощность, то их коэффициент полезного действия должен быть достаточно высоким, так как в конечном счете он определяет экономичность всего усилителя. Для выделения в нагрузке заданной мощности на вход каскада мощного усиления подается большая амплитуда сигнала, захватывающая значительную область характеристик транзистора. Поэтому увеличение мощности, развиваемой усилителем в нагрузке, сопровождается возрастанием нелинейных искажений. Следует также иметь в виду, что из-за большой амплитуды входного сигнала параметры транзистора за период сигнала изменяются в широких пределах. В связи с этим расчет отдаваемой каскадом мощности, его коэффициента усиления и коэффициента нелинейных искажений производят графическим способом по характеристикам транзистора, . так как при аналитическом расчете этих величин с использованием малосигнальных параметров транзистора могут быть допущены большие ошибки.
253
Рис. 13.14. Построение проходной динамической характеристики транзистора: а—нагрузочная прямая в семействе выходных статических характеристик; 6 — входная карактеристика; в —• йроходкая динамическая характеристика
Величина максимальной неискаженной мощности и к. п. д. оконечного каскада зависит от типа транзистора, режима работы и схемы каскада. При небольшой выходной Мощности (от милливатт до десятых долей ватта) в каскадах мощного усиления применяют те же транзисторы, что и в предварительных каскадах.
Для получения средней и большой мощности (единицы — десятки ватт и выше) используются специальные мощные транзисторы.
В выходных каскадах, так же как и в предварительных, чаще всего используется схема с общим эмиттером. В этом случае коэффициент усиления сигнала по мощности получается наибольшим и, следовательно, требуются наименьшая выходная мощность от предыдущего каскада и наименьшее усиление от предварительного усилителя.
Отметим также, что выходные каскады усилителей могут быть построены по однотактной или двухтактной схемам, существенно отличающимся друг от друга.
Прежде чем рассматривать схемные особенности выходных каскадов, остановимся на характеристике возможных режимов их работы.
Найдем графическую зависимость выходного тока транзистора от напряжения на его входе 1ВЫХ = <р (UBX). Такая зависимость получила название проходной динамической характеристики транзистора.
Рассмотрим порядок ее построения для транзистора типа прп, включенного по схеме с общим эмиттером (рис. 13.14). Для построения этой характеристики необходимо:
в семействе статических выходных характеристик транзистора по заданным величинам Er и /?„ построить нагрузочную прямую АВ (рис. 13.14, а);
отметить точки пересечения нагрузочной прямой со статическими характеристиками (/, 2, 3 и т. д.) и найти соответствующие этим точкам величины выходного тока (тока коллектора) и входного тока (тока базы) (рис. 13.14, а);
254
Рис. 13.15. Графики, иллюстрирующие работу усилительного каскада в режимах:
а — класса А; б — класса В\ в —» класса AS
перенести найденные значения тока базы на входную статическую характеристику транзистора, снятую при /7кэ¥= 0 (обычно [/Кэ = 5 В) (рис. 13.14, б);
по оси абсцисс графика входной характеристики найти значения входных напряжений (Дбэ ). соответствующие каждому значению тока базы (в точках Г, 2', 3' и т. д.) (рис. 13.14, б);
каждому значению напряжения I/бэ найти соответствующие значения тока /к (от" меченные ранее в семействе выходных характеристик) и построить график зависимости /к — f (СЪэ)> т. е. /ВЫх = = f (£Дх) (рис. 13.14, в).
В зависимости от выбора рабочей точки на проходной динамической характеристике
транзистора различают три основных режима работы усилительного каскада: А, В и АВ. Для работы каскада в режиме А па базу подается такое напряжение смещения, чтобы рабочая точка Р, определяющая ис-
ходное состояние схемы при отсутствии входного сигнала, располагалась примерно на середине прямолинейного участка характеристики (рис. 13.15, а). В этом режиме напряжение смещения [/БэР ио абсолютной величине всегда больше амплитуды входного сигнала (ДвэрД: Дтвх), а ток покоя /Кр всегда больше амплитуды переменной составляющей выходного тока (7кР > /кт)- Поэтому в режиме А при подаче на вход каскада синусоидального напряжения в выходной цени будет протекать ток, изменяющийся также по синусоидальному закону. Это обусловливает минимальные нелинейные искажения сигнала. Однако этот режим является наименее экономичным. Дело в том, что полезной является лишь мощность, выделяемая в выходной цепи за счет переменной составляющей выходного тока, а потребляемая мощность определяется значительно большей величиной постоянной составляющей. Поэтому к. п. д. усилительного каскада в режиме А составляет лишь 20—
255
30 %. Обычно в этом режиме работают каскады предварительного усиления или маломощные выходные каскады.
В режиме В (рис. 13.15, б) рабочая точка выбирается так, чтобы ток покоя был равен нулю. При подаче на вход сигнала ток в выходной цепи каскада протекает лишь в течение половины периода изменения напряжения сигнала. В этом случае выходной ток имеет форму импульсов с углом отсечки 0 = (углом отсечки принято называть половину той части периода, в течение которого проходит ток). Режим В характеризуется высоким к. п. д. усилителя (60—70 %), так как постоянная составляющая выходного тока значительно меньше, чем в режиме А1. Однако режим В характеризуется большими нелинейными искажениями сигнала, вследствие чего этот режим используется главным образом в мощных двухтактных каскадах.
Режим АВ является промежуточным между режимами А и В (рис. 13.15, в)2.
13.4. Однотактный выходной каскад
Типичная схема однотактного выходного каскада с общим эмиттером показана на рис. 13.16. Элементы схемы Ср, Дб> . 7?б, Сэ и R3 выполняют те же функции, что и в предварительных каскадах усиления. Выходной трансформатор служит для согласования сопротивления нагрузки с выходным сопротивлением транзистора. Если пренебречь потерями в трансформаторе, то можно считать, что мощность в первичной и вторичной обмотках остается неизменной, т. е. Pi = Рц .
В этом случае можно записать
Ri Rh'
где Pi и Рц — сопротивления первичной и вторичной цепей трансформатора переменному току.
Для получения максимальной мощности полезного сигнала сопротивление первичной цепи переменному току должно быть равно оптимальному сопротивлению коллекторной нагрузки тран-
’ Разлагая импульсы тока коллектора в ряд Фурье, можно доказать, что для режима В постоянная составляющая (среднее значение тока за период) составляет приблизительно К ™ах , т. е. К^с- ~ 0,318/ц тах.
8 Кроме основных режимов (А, В и АВ), в усилителях могут быть установлены режимы класса С и Д. В режиме С ток протекает в цепи меньше
(л I
0 < -g- ). В режиме Д усилительный элемент работает как ключ: транзистор или полностью открыт (насыщение), или полностью заперт (отсечка). Несмотря на высокую экономичность этих режимов, они применяются редко из-за недопустимо больших искажений сигнала,
256
Рис. 13.16. Однотактный выходной каскад транзисторного усилителя
Рис. 13.17. Графический анализ работы однотактного выходного каскада в режиме А
зистора (7?н.опт)| при котором произведение переменных составляющих напряжения и тока в коллекторной цепи оказывается максимальным.
Поэтому примем 7?i = 7?н. опт-
Сопротивление вторичной цепи переменному току равно сопротивлению нагрузки Ra, т. е. 7?ц = Ra. Поэтому
_ "а
р р •
Ан.опт Ан
Разделив левую и правую части данного равенства на U{, получим
1
^н.опт и\ ' R?
{Л.
Отношение тт— г
представляет собой коэффициент трансформации
выходного трансформатора (п). Следовательно,
(13.24)
Величина (сопротивление нагрузки потребителя) обычно задается. Что же касается сопротивления Ra. опт, то его следует определить графическим путем из условия получения максимальной неискаженной мощности сигнала.
Рассмотрим рис. 13.17, иллюстрирующий работу выходного каскада в режиме А. На рисунке изображено семейство статических выходных характеристик транзистора заданного типа. На этом же графике показана линия предельно допустимой мощности,
9 7-76 257
рассеиваемой на коллекторе транзистора (Рктах), имеющая вид (иперболы (эта кривая обычно приводится в справочниках). Теперь необходимо установить положение рабочей точки. Рассуждаем следующим образом. Допустим, входной сигнал еще не подается. Тогда в цепи коллектора транзистора проходит постоянный коллекторный ток (ток покоя), а сопротивление этому току фактически равно омическому сопротивлению первичной обмотки (Wr) выходного трансформатора. Обозначим это сопротивление Очевидно, что его величина невелика (близка к пулю). Поэтому в режиме покоя практически все напряжение источника питания Ек прикладывается к участку коллектор — эмиттер транзистора. Нагрузочная прямая для этого случая (линия статической нагрузки) пройдет из точки на оси абсцисс, соответствующей напряжению Ек, почти параллельно оси токов (рис. 13.17). Найдем пересечение линии статической нагрузки (ЛСН) со статической характеристикой, занимающей среднее положение в семействе характеристик (на рис. 13.17 эта характеристика соответствует току базы /Б2). Предварительно примем эту точку за рабочую точку Р, определяющую исходное состояние каскада. Теперь через эту точку следует провести нагрузочную прямую (НП) под таким углом, чтобы выбранная рабочая точка делила эту прямую на две примерно равные части (АР и РВ на рис. 13.17, где точки А и В соответствуют пересечению нагрузочной прямой с крайними статическими характеристиками транзистора). Если этого не удается сделать, то надо расположить рабочую точку выше или ниже ее предварительно выбранного положения, но обязательно на ЛСН, и повторить построение. При этом необходимо стремиться к тому, чтобы рабочая точка находилась возможно ближе к линии предельно допустимой мощности Рдтах, но лежала ниже нее.
В точках пересечения нагрузочной прямой с крайними статическими характеристиками транзистора определяем' минимальные и максимальные значения тока и напряжения коллекторной цепи: /кш1п, ^K3mi п? Летах j ^кЭтах (рис. 13.17).
Обратим внимание на то, что при поступлении входного сигнала рабочая точка будет перемещаться по динамической линии нагрузки (ее пересечение со статической нагрузочной прямой лишь частный случай, соответствующий режиму покоя), и при максимальной амплитуде сигнала напряжение на коллекторе Удэтах может оказаться намного больше (примерно в два раза) напряжения источника питания Ек.
Положение рабочей точки на середине нагрузочной прямой указывает на то, что каскад работает в режиме А с наименьшими нелинейными искажениями. Выходная мощность каскада при максимальном уровне входного сигнала зависит от площади треугольника АВС (рис. 13.17). С учетом к. п. д. выходного трансформатора (фг аз 0,7... 0,9) эта мощность может быть найдена по формуле
Лыхтах = Т]т^^, (13.25)
258
(13.26)
(13.27)
. (13.28)
опт В СМ
(13.29)
где /кт и и^т— амплитудные значения тока и напряжения в цепи коллектора. Из рис. 13Л7 очевидно, что
• ^Kmgx ^Kmin
I Km = 2 ' f j ^КЭтах-^KSmln O'Km = ------2------‘
Следовательно, ‘ n l^Kmax ^KmlnH^KSmax ^K3mln)
* вых max — Лт g
Величину оптимального сопротивления нагрузки 7?н. случае можно определить по формуле
р _______
fXH-ОПТ - г .
Подставив полученное значение /?н. опт в формулу (13.24), определяют коэффициент трансформации согласующего выходного трансформатора.
Наличие в схеме выходного каскада трансформатора приводит-к существенным частотным искажениям усиливаемого сигнала. Рассмотрим эквивалентную схему согласующего трансформатора, включенного в выходную цепь транзистора (рис. 13.18).
Эквивалентная схема содержит следующие элементы: Ск — емкость транзистора; t\ — активное сопротивление первичной обмотки; Lpi — индуктивность рассеяния первичной обмотки; — индуктивность первичной обмотки; r'it L'Vi, С'г — соответственно активное сопротивление, индуктивность рассеяния и междувитко-вая емкость вторичной обмотки трансформатора, пересчитанные в первичную цепь по формулам:
Г2 = % ; = Ь; Сз = С#. (13.30)
Сопротивление /?„ — это сопротивление нагрузки 7?н, пересчитанное
наибольшей выход-
в первичную цепь I г I. Для ной мощности, как было показано выше, необходимо, чтобы =
& ^?в.опт-
Р Lpf ri 1'р2
•с. 13.18. Эквивалентная схема вы- Рис.
13.19. Амплитудно-частотная ха-ходкого трансформатора рактеристика выходного каскада с
трансформатором
9*
259
Типичная амплитудно-частотная характеристика выходного каскада с трансформатором приведена на рис. 13.19.
В области низших частот существенное влияние на характеристику оказывает индуктивность Llt сопротивление которой ((uLJ уменьшается с понижением частоты, шунтируя нагрузочное сопротивление Rh, на высших частотах колебательный контур, образованный емкостью С'2 и индуктивностями рассеяния, может вызвать резонансный подъем усиления, ведущий к неравномерной передаче частот усиливаемого сигнала. Наиболее благоприятные условия для передачи сигнала создаются в области средних частот, где практически можно пренебречь влиянием реактивных элементов, схемы.
Однотактный каскад усиления мощности обладает рядом существенных недостатков, основными из которых являются следующие’ 1) невозможность применения экономичных режимов АВ и В из-за недопустимо больших нелинейных искажений; 2) малый к. п. д. каскада; 3) относительно большие нелинейные искажения, вносимые транзистором; 4) увеличение нелинейных искажений из-за постоянного подмагничивания магнитопровода выходного трансформатора; 5) относительно большие частотные искажения.
13.5. Двухтактные выходные каскады
В тех случаях, когда однотактный каскад усиления мощности
неприменим из-за указанных выше недостатков, а также когда
мощность, отдаваемая одним транзистором, недостаточна, применяют двухтактную схему усиления мощности (рис. 13.20). В двухтактном каскаде используют два одинаковых транзистора, работающих в идентичных режимах. Каждый из транзисторов со своими цепями составляет плечо каскада. Вторичная обмотка трансформатора предшествующего каскада имеет вывод от средней точки. Это необходимо для подачи на базы транзисторов двухтактного
каскада двух равных по величине, но противоположных по фазе напряжений UBXi и t/Bx2. Выходной трансформатор имеет вывод от средней точки первичной обмотки. Резисторы Re и Re обра-
- + I
Рис. 13.20. Двухтактный выходной каскад транзисторного усилителя
зуют делитель напряжения, обеспечивающий подачу требуемого напряжения смещения на базы транзисторов. Через средний вывод трансформатора Т2 подается напряжение на коллекторы транзисторов. Каждое плечо, взятое в отдельности, представляет собой обычный каскад усиления мощности с трансформаторным выходом, однако совместная работа двух плеч
придает каскаду новые качества.
Рассмотрим процессы, происходящие в двухтактной схеме.
260
Допустим, что входной сигнал на базах обоих транзисторов отсутствует и в коллекторных цепях транзисторов VT1 и VT2 проходят только постоянные составляющие токов 7К1р и /К2р, величины которых определяются выбранным положением рабочей точки на характеристиках.
Как видно из рис. 13.20, токи покоя протекают по первичной обмотке выходного трансформатора от средней точки в противоположных направлениях. Следовательно, при полной симметрии плеч магнитные поля, созданные этими токами, компенсируются, и в сердечнике трансформатора отсутствует постоянная составляющая магнитного потока (постоянное подмагничивание). Это являете^ важным преимуществом двухтактной схемы перед однотактной, так как уменьшает нелинейные искажения в выходном трансформаторе (исключается возможность работы в области магнитного насыщения) и позволяет сделать его менее громоздким.
При подаче на базы транзисторов двух равных по величине и противоположных по фазе синусоидальных напряжений ивх i и ивх 2 результирующие напряжения на базах изменяются в противофазе
^БЭ1 = Ф^БЭО “Ф ^вх! Ф^БЭО 4“ U т вх Sin at, «БЭ2 = ^БЭО — Ивх2 = УбЭО — Um вх sin (at, где (7бэо — напряжение смещения на базах, снимаемое с резистора
Если, например, в данный момент на базу первого транзистора поступает отрицательное напряжение относительно эмиттера, а на базу второго — положительное, то
i'ki = /к1р + /кт51ПО)ф
1’к2 = /к2р — /ктЗШСОЛ
Следовательно, переменные составляющие коллекторных токов транзисторов сдвинуты между собой по фазе на 180°.
Величина полезной мощности, отдаваемой в нагрузку, зависит от величины переменного магнитного потока в сердечнике выходного трансформатора, который пропорционален разности токов *К1 и *К2-Т
Ф = Л (1'к1 —1'к2) = [(7к1р + /gmSin (17)—
— (/к2р —/KrnSinco/)] = 2Л/Кт sin со/, (13.31)
где А — коэффициент пропорциональности.
Таким образом, полезный магнитный поток пропорционален удвоенной переменной составляющей коллекторного тока и, следовательно, мощность в нагрузке равна сумме мощностей, развиваемых каждым транзистором. Ток, потребляемый от источника питания в колебательном режиме, в любой момент времени равен сумме мгновенных значений токов транзисторов:
i’ki + fK2 = /щр + /цт sin (at -j- /кар — 7Kmsin (at = 27цр. (13.32)
261
Следовательно, ток, потребляемый от источника питания, равен удвоенному току покоя одного транзистора и не содержит переменной составляющей.
Важным преимуществом двухтактной схемы является ее малая чувствительность к пульсациям питающих напряжений. Недостаточное сглаживание пульсаций напряжения питания в выпрямителе создает в двухтактном каскаде меньший фон, чем в однотактном. Это объясняется тем, что транзисторы питаются параллельно и под влиянием пульсаций питающих напряжений коллекторные токи iK1 и iK2 будут одновременно увеличиваться или уменьшаться. Поскольку токи в первичной обмотке трансформатора направлены в противоположные стороны, то результирующий магнитный поток от изменения этих токов, будет равен нулю. Следовательно, во вторичной обмотке трансформатора уровень фона с частотой пульсирующего напряжения источников питания равен нулю, или имеет небольшую величину в случае некоторой асимметрии схемы.
В двухтактном каскаде значительно, уменьшаются нелинейные искажения, благодаря компенсации четных гармоник в выходном трансформаторе. Так, если мгновенное значение второй гармоники коллекторного тока первого транзистора /^ =sin 2<о/, то мгновенное значение второй гармоники коллекторного тока для транзистора VT2 будет равно = Г^2т sin2 (at ± 180°) = Гк2т X X sin (2at ± 360°) == /к2т sin 2at.
Таким образом, в обоих плечах токи второй гармоники одновременно увеличиваются или уменьшаются, т. е. находятся в фазе. Очевидно, это справедливо и для всех других четных гармоник. Так как эти токи в первичной обмотке трансформатора проходят в противоположных направлениях, то создаваемое ими магнитное поле будет равно нулю. Амплитуды третьей и всех нечетных гармоник находятся в противофазе и, следовательно, магнитные поля, созданные этими токами, компенсироваться не будут. Таким образом, если не учитывать некоторой асимметрии двухтактной схемы, величину нелинейных искажений можно подсчитывать только по третьей гармонике.
Двухтактные-схемы могут работать не только в, режиме А, но и в более экономичных режимах АВ и В, что позволяет существенно повысить к. п. д. каскада. Преимущества двухтактного усилителя мощности наиболее полно реализуются при работе транзисторов в режиме В. В этом режиме плечи двухтактной схемы работают поочередно, каждое в течение полупериода сигнала. Поэтому ток коллектора каждого транзистора представляет собой импульсы, имеющие вид полусинусоид, т. е. каждое плечо схемы работает с большими нелинейными искажениями сигнала. Несмотря на это, результирующий ток в первичной обмотке выходного трансформатора i = tKi — Гиз, а следовательно, и напряжение на нагрузке RH имеет форму, близкую к синусоидальной. Графики, иллюстрирующие работу двухтактного каскада в режиме В, приведены на рис. 13.21.
262
Рис. 13.21. Графическое пояснение работы двухтактного каскада в режиме В:
с__график, поясняющий работу первого
плеча; б — график, поясняющий работу второго .плеча; в — график .результирующего тока в первичной обмотке выходного трансформатора
Выведем основные энергетические соотношения для двухтактного выходного каскада.
Обозначим максимальное значение импульсного тока коллектора каждого транзистора через /кmax- Разлагая импульсы тока в ряд Фурье, можно доказать, что для режима В при синусоидальной форме входного сигнала справедливы выражения:
/К1т«^, (13.33)
/kicP = 7k2cP«^, (13.34)
где /к1т — амплитуда первой гармоники тока коллектора; /к1ср =s = /к2сР = -^кср — средние значения тока каждого транзистора.
Полезная мощность, отдаваемая в нагрузку каждым транзисто
ром, равна
Рвых — 2 ^Klm^Km-,
(13.35)
где и^т—амплитуда переменной составляющей напряжения на коллекторе.
Мощность, потребляемая каждым транзистором от источника питания, составляет
Л» = ?ксРЕк. (13.36)
Вследствие симметрии схемы к. п. д. даухтактного каскада в режиме В равен
9Р р , Г 77
„ вых вых 1 Kim Km о о-7\
Пв — rap— = ~р~ = у ‘ J-----р~- (13.37)
Zr0 Г-о Z 2Кср £к
Отношение = £ называется коэффициентам использования tK
напряжения питания и в режиме В может иметь величину порядка В - 0,9. Поэтому выражение для к. п. д. с учетом (13.33J и (13.34) можно записать в виде
Т)в = -U = т • '0,9 л 0,7. (13.38)
2 'Кер 4
263
Рис. 13.22. Схема фазоинверсного каскада
Разность подводимой и полезной мощностей
Рк = Р0-Рвых=Р()(1-г1в) (13.39) рассеивается в виде тёпла на коллекторе транзистора. Высокий к. п. д. указывает, что в режиме В на коллекторе транзистора рассеивается относительно небольшая часть (около 30 %) мощности, потребляемой транзистором от источ-
ника питания. Поэтому при заданной допустимой величине мощности Рк тах в режиме В транзистор может отдать мощность в несколько раз большую, чем в режиме А.
Кроме входного трансформатора Т1 с выходом от средней точки вторичной обмотки, для возбуждения двухтактного каскада могут использоваться так называемые фазоинверсные схемы предоконеч-ных каскадов. Фазоинверсный каскад должен давать на выходе два напряжения, равные по величине и сдвинутые между собой по фазе на 180°.
Одна из таких схем (с разделенной нагрузкой) приведена на рис. 13.22. Напряжения [7ВЫХ1 и t7BMX 2 соответственно равны:
£Л>ых1 = Ек. — £Дых2 = /Э₽Э-
Поскольку ток коллектора /к почти не отличается по величине от тока эмиттера /э, то при условий = В.э напряжения 47вых1 и t/Bb|X 2 оказываются равными по величине, но противоположными друг другу по фазе. Эти напряжения'и применяются для возбуждения двухтактного каскада. Достоинство такой схемы — отсутствие трансформатора по входной цепи двухтактного каскада. Недостаток — малый коэффициент усиления по напряжению.
Широкое применение в электронной аппаратуре получили бес-трансформатерные двухтактные каскады на транзисторах. Особый интерес представляют схемы, не имеющие аналогов среди схем на электронных лампах, с использованием транзисторов разных типов (рпр и прп). Такие транзисторы различаются между собой направлениями протекания токов. Совместное применение разнотипных транзисторов позволяет существенно упростить схему усилителя. В качестве примера на рис. 13.23, а приведена бестрансфор-маторная схема усилителя на разнотипных транзисторах. Из рисунка видно, что транзисторы типов прп и рпр включены в цепь источника питания последовательно друг с другом по постоянному току и в то же время их входы и выходы соединены параллельно по напряжению переменного сигнала. Цепи смещения на схеме не показаны.
При подаче на вход переменного сигнала (рис. 13.23, б) по сопротивлению нагрузки Вн, включенному через разделительный
264
Рис.. 13.23. Бестрансфор-маторный выходной каскад усилителя:
а — схема; б — графики, поясняющие работу схемы
конденсатор Ср, потечет менных составляющих и VT2:
переменный ток /н, равный разности пере-коллекторных токов транзисторов VT1
= 1К1 — гК2-
Это обусловлено тем, что положительное входное напряжение, подведенное к базе транзистора типа прп, действует подобно отрицательному входному напряжению, приложенному к транзистору типа рпр, и наоборот. Таким образом, для работы данной схемы не требуется специальных входных трансформаторов или фазоинверсных каскадов.
Амплитуда переменной составляющей тока в нагрузке при полной симметрии схемы примерно равна удвоенной амплитуде коллекторного тока каждого транзистора, т. е. схема позволяет повысить выходную мощность по сравнению с однотактным каскадом. Кроме того, в схеме сохраняются все остальные преимущества обычного двухтактного каскада? Недостатком приведенной схемы является трудность подбора строго симметричных разнотипных транзисторов.
13.6. Широкополосные усилители
Для усиления входных сигналов, представляющих собой импульсы напряжения той или иной формы (прямоугольной, трапецеидальной, треугольной и т. д.), используются широкополосные (импульсные) усилители. Строго говоря, этот вид усилителей не относится по своему назначеяию к УНЧ. Однако схемотехнические особенности широкополосных усилителей во многом аналогичны схемам усилителей низкой частоты. Поэтому, не выделяя данные усилители в отдельный раздел, рассмотрим их работу в данной главе. В соответствии с теоремой Фурье периодическое импульсное напряжение состоит из суммы напряжения постоянной' составляю-
265
и
Рис. 13.24. Импульсы нацр яжения прямоугольной формы
щей и бесконечного числа гармоник с частотами, кратными частоте следования импульсов. Так, для импульсного напряжения прямоугольной формы (рис. 13.24) можно записать:
и = Uo 4- t/mlcoscofZ + Um2 cos 2<о1г| + С^зсозЗсщ/ + ... . (13.40)
Постоянная составляющая напряжения прямоугольной формы Ua и амплитуда любой n-й гармоники (где п = 1, 2, 3, ...— номера соответствующих гармоник) определяются из соотношений:
Ц> = ^; (13.41)
2(7 nntu
. (Л™ = —7 sin — , (13.42)
nn 1
где Um — амплитуда импульсов напряжения; tK — длительность импульсов; Т — период повторения импульсов.
Определив в соответствии с (13.42) амплитуды гармонических составляющих, получим частотный спектр импульсов прямоугольной формы, который бесконечен в области верхних частот и имеет нижнюю частоту, равную частоте следования импульсов.
Таким образом, для неискаженной передачи импульсных сигналов полоса пропускания усилителя должна быть как можно более широкой (теоретически — от нулевой частоты до бесконечно большой частоты). Именно поэтому усилители импульсов должны быть широкополосными.
.Обычно импульсный усилитель строится на основе резистивного усилительного каскада, обладающего наиболее равномерной частотной характеристикой в сравнительно широком диапазоне частот. Однако для расширения полосы пропускания как в сторону низких, так и в сторону высоких частот в схему вводятся специальные цепи частотной коррекции.
'Рис. 13.25. Схемы широкополосных транзисторных усилителей с низкочастотной (а) и высокочастотной '(^-коррекцией частотной характеристики
556
На рис. 13.25 представлены типичные схемы транзисторны^ широкополосных усилителей с низкочастотной (рис. 13.25, а) и высокочастотной (рис. 13.25, б), коррекцией.
Роль цепочки низкочастотной коррекции, выполняют элементы фильтра КфСф. При понижении частоты, емкостное сопротивление н
—тг возрастает и поэтому полное сопротивление нагрузки, на которое работает транзистор, увеличивается. Следовательно, коэффициент усиления каскада с понижением частоты растет. Это компенсирует снижение усиления на низких частотах от влияния конденсатора междукаскадной связи С'р, блокировочного конденсатора Сэ цепи стабилизации и др. При правильном выборе Ru и, Сф такая схема коррекции, позволяет расширить полосу пропускания резистивного каскада в сторону низких частот в десятки раз.
На рис. 13.25, б приведена схема широкополосного каскада с высокочастотной коррекцией индуктивностью. Корректирующая индуктивность L, включенная последовательно с резистором Ru„ образует в эквивалентной схеме каскада для верхних частот параллельный резонансный контур с емкостью1 Со, нагружающей каскад. Это увеличивает сопротивление нагрузки выходной цепи транзистора в области верхних частот, расширяя полосу пропускания каскада на этих частотах.
Контрольные вопросы и упражнения
1. На выходе усилителя необходимо получить заданную мощность Рвых порядка нескольких ватт. Следует ли в этом случае строить усилитель по многокаскадной схеме с использованием каскадов предварительного усиления или достаточно использовать один мощный транзистор, позволяющий получить заданное значение Р',ых?' Найдите правильный вариант ответа:
1) предварительные каскады усиления необходимы в любом случае;
2) если мощность входного сигнала достаточно велнка, то можно обойтись одним выходным каскадом;
3) если напряжение источника входного* сигнала достаточно велико, то можно обойтись одним выходным каскадом;
4) структурная схема усилителя определяется, допустимым уровнем, нелинейных и частотных искажений сигнала.
2' Начертите принципиальные электрические схемы типичных каскадов предварительного усиления на биполярном и полевом' транзисторе, сравните их свойства, и назначение элементов.
3.. Сравните назначение резисторов.в схеме нарис. 13*.2ш/?,Б нарис.13-.4.
4. Как.объяснить сдвиг фаз на, 1.80° между, входным и выходным напряжениями сигнала в схеме резистивного каскада с общим эмиттером?
5. Из каких соображений выбирают ток делителя в схеме, приведенной, на рис. 13.4?
6. Что произойдет в схеме; приведенной на рис. 13*5, б, при изменении: полярности включения диода?
7. Что произойдет в схеме, приведенной на.рис. 13.5,,в, если рабочее напряжение конденсатора Сэ меньше падения напряжения на резисторе /?э?
8. Как рассчитать емкость конденсатора Сэ в схеме, приведенной на рис. 13.5, в?
267
J). На рис. 13.3 приведено графическое пояснение процесса усиления сигнала схемой с общим эмиттером. Выполните аналогичные графические построения для транзистора типа ГТ 109В, взяв его характеристики из справочника [27] п приняв Е к= 10 В и R^ — 3,3 кОм.
10. ’ Объясните физический смысл понятия «оптимальное сопротивление, нагрузки» усилительного каскада.
11. Почему разделительные конденсаторы в схемах транзисторных УНЧ чаще всего электролитические?
12. Влияет ли величина емкости разделительных конденсаторов на форму амплитудно-частотной характеристики предварительных каскадов усиления?
13. Составьте схему предварительного усилителя, первый каскад которого собран на транзисторе КП101Г, а второй — на транзисторе ГТ310А.
14. Почему в области средних частот амплитудно-частотная характеристика транзисторного УНЧ идет параллельно оси частот?
15. Постройте динамическую проходную характеристику транзистора типа ГТ308В, включенного по схеме с общим эмиттером, если £к = 14 В, a Rg. = 300 Qm (см. рис. 13.14).
16. Объясните различие в режимах усиления А, В и АВ.
17. Расскажите о специфических особенностях выходных каскадов УНЧ по сравнению с каскадами предварительного усиления.
16. С какой целью используются выходные трансформаторы в схемах УНЧ? ' 19. Постройте линию допустимой мощности на коллекторе для транзистора типа 2Т301Ж. Данные транзистора и его статические характеристики взять из справочника.
20. Для транзистора типа КТ315Б, включенного по схеме с общим эмиттером, рабочая точка соответствует току /Кр — 30 мА и напряжению 1/КЭр= = 12 В. Допустим ли такой режим работы?
21. Габаритные размеры выходного трансформатора в двухтактном выходном каскаде обычно меньше, чем в однотактном (при одном и том же порядке выходной мощности). Почему?
22. Как объяснить увеличение к. п. д. каскада, работающего в режиме ZJ?
23. Укажите основные преимущества двухтактного выходного каскада-перед однотактным.
24. Приведите графическое пояснение работы фазопнверсного каскада с разделенной нагрузкой.
25: Расскажите о назначении и особенностях схемы широкополосного усилителя.
26. Составьте перечень ключевых слов к параграфам 13.1, 13.2 и 13.3.
Глава 14. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ
Обратной связью. называется такая электрическая связь между каскадами усилителя, при которой часть энергии усиленного сигнала с выхода усилителя подается обратно на его вход. Обратная связь может быть полезной, если она возникает в результате применения специальных схем и служит для улучшения свойств усилителя, или паразитной, если она возникает за счет нежелательного влияния различных цепей друг на друга.
На рис. 14.1 показаны различные способы подключения цепи обратной связи к выходной и входной цепям усилителя. Элемент схемы, обозначенный буквой р, является элементом -обратной связи, посредством которого часть напряжения с выхода усилителя попадает обратно на его вход. Если цепь обратной связи подключается к выходу усилителя параллельно его нагрузке ZH, то напря-
268
Рис. 14.1. Структурные схемы усилителей с обратной связью:
а — по напряжению, последовательная; б — по току, последовательная; в — по напряжению, параллельная
жение обратной связи L/р будет прямо пропорционально напряжению на выходе; такую обратную связь называют обратной связью по напряжению (рис. 14.1, а и в). Если же цепь обратной связи подключена к_выходу усилителя последовательно с его нагрузкой, то напряжение ее будет прямо пропорционально току в нагрузке /н; такую обратную связь называют обратной связью по току (рис. 14.1, б). Возможна комбинация этих способов подключения цепи обратной связи к выходу, при которой напряжение состоит из двух составляющих, пропорциональных выходному напряжению и току. Такая обратная связь называется смешанной.
Если цепь обратной связи подключается ко входу усилителя последовательно с источником входного сигнала, то обратную связь называют последовательной (рис. 14.1, а, б). Если же цепь обратной связи подключается ко входу параллельно источнику сигнала, то обратную связь называют параллельной (рис. 14.1, в).
Обратная связь может быть положительной или отрицательной. Положительная обратная связь возникает в том случае, когда напряжение обратной связи (7р совпадает по фазе с входным напряжением t/BX. Отрицательной обратной связью называется такая связь между выходом и входом, когда напряжение обратной связи противоположно по фазе входному напряжению Uax, т. е. оба эти напряжения сдвинуты по фазе относительно друг друга на 180°. Наиболее распространенной в усилителях является последовательная отрицательная обратная связь по напряжению.
Следует обратить внимание на то, что параметры, характерна зующие усилитель с обратной связью, в общем случае имеют комплексный характер.
Наша задача состоит в том, чтобы выяснить:
1. Как влияет обратная связь на основные свойства усилителя?
2. Каким образом решаются схемные вопросы введения отрицательной обратной связи в усилитель?
3. Как возникают паразитные обратные связи в усилителе
и каким путем можно ослабить их влияние?
269
14.1. Влияние обратной связи на коэффициент усиления и входное сопротивление усилителя
Для вывода формулы коэффициента усиления усилителя, охваченного обратной связью, воспользуемся структурной схемой, приведенной на рис. 14.1, а. Здесь усилитель с коэффициентом
усиления К = охвачен обратной связью, которая осуществ-^вх
ляется с помощью специальной цепи, обозначенной р. Отношение напряжения обратной связи 1/р, поступающего через цепь обратной связи на вход усилителя, к напряжению на выходе йвых называется коэффициентом передачи цепи обратной связи, т. е.
i/R
₽ = /Т±. (14.1)
{-'вых
Коэффициент р может принимать значения от 0 до -f-1 при положительной и от 0 до —1 при отрицательной обратной связи. По мере увеличения численного значения Р обратная связь становится более глубокой. Таким образом, напряжение обратной связи в общем случае определяется выражением
0₽=±Р^вь.х- (14.2)
Коэффициент усиления усилителя, охваченного цепью обратной связи, можно выразить отношением выходного напряжения на нагрузке С7ВЫХ к напряжению источника сигнала UBX
= (14.3)
Напряжение UBX, поступающее на вход усилителя, в общем случае является суммой напряжений UBX и U&
t/вх = Пвх + t/p-
Принимая во внимание выражение (14.2), получаем
t/BX = 0вх + (± Р^вых), (14.4)
откуда
t/вх = t7BX — (i pt/Bbix).
Подставляя значение UBX в формулу (14.3), получаем ts ____________________________U ъъа.____
св=>х- Mi/вых)'
270
Разделим числитель и знаменатель на U'ex. Тогда
Хсв
В окончательном виде выражение для коэффициента усиления уси лителя с обратной связью принимает вид
К_________К____
св 1 - (=й РК)'
(14-5)
Произведение называется фактором обратной связи',
знак при нем совпадает со знаком самой обратной связи. При положительной обратной свщщ знаменатель дроби уменьшается, а коэффициент усиления возрастает. При отрицательной обратной связи знаменатель возрастает, а коэффициент усиления падает.
Поскольку коэффициент усиления усилителя и коэффициент обратной связи в общем случае являются величинами комплексными, то их можно выразить следующим образом:
К = и р = ре<^, (14.6)
где Фк. Фр — фазовые сдвиги напряжения сигнала, вносимые соответственно усилителем и цепью обратной связи.
Следовательно, выражение (14.5) можно записать в виде
Кр(1'ч>к>
^св = 1 _ р^е/(<рк+<р0) ‘ (14.7)
Если фд 4- фр = л, то рХ = —РЮ т. е. фактор обратной связи — величина вещественная и отрицательная. Именно в этом случае
"4'8)
т. е. коэффициент усиления усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, падает в (1 + РЮ раз.
Несмотря на уменьшение усиления, отрицательная обратная связь широко используется в усилителях, так как при ее введении удается улучшить ряд других параметров. Особое значение для работы усилительной схемы имеет стабильность коэффициента t/силения. Следует отметить, что при работе усилителя его коэффициент усиления может изменяться вследствие ряда причин. Основные из них следующие: непостоянство напряжения источников питания, температуры, давления или влажности окружающей среды, старение усилительных элементов и деталей и т. п.
Из уравнения (14.8) при дифференцировании его по К получим
— = 1 (14 9}
dK (I + fW ’ 1 '
271
Перегруппировав переменные в уравнении (14.9) и разделив их на (14.8), запишем
1 dK
Ксв “ 1 + рк ’ X •
Следовательно, относительное изменение коэффициента усиле-
ния усилителя с отрицательной обратной связью уменьшается в (1 + 0/Q раз. При 0/( » 1 (при глубокой обратной связи) Ксв =
+
3
, т. е. коэффициент усиления схемы, охваченной глубокой от
рицательной обратной связью, практически не зависит от коэффи-
циента усиления собственно усилителя, а определяется только коэффициентом передачи цепи обратной связи.
Рассмотрим, как будет влиять отрицательная обратная связь на изменения коэффициента усиления, на примере. Пусть усилительный каскад с коэффициентом усиления К = 80 охвачен отрицательной обратной связью, причем коэффициент передачи цепи обратной связи 0 == 0,2. В соответствии с формулой (14.8) коэффициент усиления каскада с обратной связью составляет
К -—^--—^—-47 п,св— ]+ря 1+0,2.80
Предположим далее, что коэффициент усиления К. изменился (увеличился) на 10 %. Тогда коэффициент усиления каскада с обратной связью составит
К' - К + - 80 + 8 _ Л 70
'св 1 + Р(Я + Д/<) 1+0,2(80+8)
Следовательно, при использовании отрицательной обратной связи коэффициент усиления каскада изменился менее чем на 1 %. Физически стабилизация коэффициента усиления при введении отрицательной обратной связи объясняется следующим образом. Если за счет каких-либо причин усиление изменилось на величину А/(, то напряжение обратной связи изменится на соответствующую величину А£7р, причем, если усиление возросло, то возрастет напряжение обратной связи, что вызовет уменьшение входного напряжения; если усиление упало, то уменьшится напряжение обратной связи, что вызовет увеличение входного напряжения. Таким образом, отрицательная обратная связь препятствует любым изменениям величины коэффициента усиления.
Найдем входное сопротивление усилителя при последовательной отрицательной обратной связи (рис. 14.1, а и б):
Zbx.cb =~ = ^(1 +0Ю = ZbU1 +0Ю. (14.10)
1вх 1вх
где 7ВХ — входное сопротивление усилителя без обратной связи.
Из выражения 14.10 видно, что при введении последовательной отрицательной обратной связи входное сопротивление усилителя возрастает в (1 + 0/<) раз. Это объясняется тем, что напряжение
272
обратной связи вычитается из напряжения t/BX, поступающего на вход сигнала, и поэтому ко входу самого усилителя приложено разностное напряжение L/BX = £7ВХ — U$. В результате входной ток усилителя уменьшается, а входное сопротивление возрастает, что, как правило, благоприятно сказывается на работе усилителя.
14.2. Влияние отрицательной обратной связи на нелинейные и частотные искажения
Отрицательная обратная связь уменьшает нелинейные искажения и помехи, возникающие лишь в той части усилителя, которая охвачена обратной связью. Докажем это. Пусть при входном напряжении иву, усилительный каскад (или несколько каскадов) без обратной связи дает на выходе, кроме напряжения такой же формы, как входное, еще напряжение искажений или помех (/п. При охвате каскада отрицательной обратной связью на его вход, кроме напряжения сигнала, будет подаваться с выхода также напряжение искажений или помех. При неизменном значении напряжения сигнала, поступающего на вход каскада, охваченного обратной связью, уменьшения коэффициента нелинейных искажений не наблюдается, так как обратная связь уменьшает примерно одинаково как помехи, так и полезный сигнал. Однако напряжение полезного сигнала на входе можно довести до прежнего уровня увеличением коэффициента усиления предыдущего каскада. Вследствие этого уровень полезного сигнала на выходе каскада повысится, а все мешающие напряжения (возникающие только в каскаде, охваченном обратной связью) уменьшатся, что приведет к уменьшению уровня помех и нелинейных искажений. Действительно, при введении отрицательной обратной связи на выходе каскада возникает новое напряжение искажений или помех U„,CB , равное разности напряжения U„, вносимого усилительным каскадом, и напряжения U„.cB, прошедшего через цепь обратной связи и усилитель, а следовательно, помноженного на р/С
Un.CB = Un-$KUn.cB. (14.11)
Решив уравнение (14.11) относительно U„.CB, получим
Таким образом, отрицательная обратная связь уменьшает искажения и помехи, вносимые усилительным каскадом, в (1 + рК) раз. Формула (14.12) справедлива для любой гармонической составляющей нелинейных искажений, вносимых усилителем, а поэтому справедлива и для его коэффициента нелинейных искажений1. Поэтому количественно уменьшение коэффициента нелиней-
1 Следует иметь в виду, что формула (14.12) справедлива только для тех гармоник, которые находятся точно в противофазе с возникающими в усилителе гармониками.
273
ных искажений при наличии отрицательной обратной связи определяется выражением
Кг
(14.13)
Аг ГВ- . ' «
1 + рк
где Кг.с.в — коэффициент нелинейных искажений усилителя с отрицательной связью; Лг — его значение при отсутствии обратной связи.
В зависимости от допустимого уровня нелинейных искажений отрицательной обратной связью может быть охвачен один или несколько каскадов усилителя. Наибольшую величину нелинейных искажений обычно создает выходной каскад усилителя, так как он работает при больших амплитудах входного сигнала. Поэтому отрицательную обратную связь наиболее часто используют в мощных (выходных) каскадах усилителя.
Введение отрицательной обратной связи позволяет получить более равномерную амплитудно-частотную характеристику усилителя. В справедливости этого легко убедиться простым способом. Допустим, что в усилителе коэффициент частотных искажений Ми = -т^>1, т. е. усиление на низших частотах Лн меньше, Лн.
чем на средних Лер- При отрицательной обратной связи
М _ ^ср.св
***Н,СВ - IS I
Лн.св
где ЛсР.св и Ля.св— коэффициенты усиления соответственно на средних и низких частотах при введении в усилитель обратной связи.
tД„ I/ ^ср
ло А ср.св - j + рд-ср . А н. св — 1 + рдй »
следовательно,
*ср
1 + РЯср Лср 1+РЯн н-св~ -Ян-1 + Кр.
1 + РКн или
МН,СВ=Л1Н|±^. (14.14)
Т Д’ Г 1 + 1
Так как Лн<Лс0> то отношение , о„ < 1.
1 “Г рАСр
Таким образом, (Ин.Св<Мн.
Предполагая, что обратная связь весьма глубокая (0Л S> 1), и пренебрегая единицей по сравнению с рЛн и 0ЛСр в выражении (14.14), получаем Л1н.Св~ 1, т. е. частотные искажения в усилителе с глубокой отрицательной обратной связью значительно умень-
274
Рис. 14.2. Амплитудно-частотная характерно- к тика усилителя:
а — без отрицательной обратной связи; б — с отрицательной обратной связью
шаются. Сглаживание амплитудно-частотной характеристики при введении отрицательной обратной связи объясняется физически так. Уровень напряжения, подаваемого с выхода усилителя на вход, в соответствии с амплитудно-частотной характеристикой усилителя различен на разных частотах и, следовательно, различно действие обратной связи. В области частот, где имеется подъем, обратная связь больше ослабляет усиление, чем на частотах, где имеется завал амплитудно-частотной характеристики. Таким образом, неравномерность характеристики сглаживается (рис. 14.2). Все это справедливо лишь при вещественной обратной связи, если р не зависит от частоты. Применяя в цепи обратной связи реактивные элементы, т. е. делая коэффициент р частотно зависимым, можно получить амплитудно-частотную характеристику усилителя любой формы в зависимости от схемы. Этим часто пользуются для коррекции частотных искажений, возникающих в каскадах усиления, не охваченных обратной связью.
14.3. Устойчивость усилителя с обратной связью
Одним из недостатков усилителей с обратной связью является возможность возникновения паразитной генерации, т. е. появления и в усилителе собственных колебаний при отсутствии внешних сигналов на входе.
При (p^ -ф срр = 0, т. е. при совпадении фаз t?BX и Uza, р/< = = р/(. Тогда из (14.7) получаем для случая положительной обратной связи
^св = ГТ₽К- (,415>
Если РЛ -> 1, то /(св -+оо и колебания на выходе усилителя будет существовать даже при отсутствии полезного входного сигнала, развиваясь из малых флуктуационных шумовых напряжений. Практически этот случай соответствует генерации усилителя, т. е. самовозбуждению в нем колебаний, исключающих возможность использования его для усиления сигналов.
Из сказанного следует, что условия самовозбуждения усилителя можно записать так:
<Р = фк + ф0 = О; р/(= 1. (14.16)
Более полное суждение об устойчивости усилителя с обратной связью можно получить, если рассматривать его как своеобразную систему автоматического регулирования. Устойчивость подобных систем обычно исследуется методом, впервые предложенным Найквистом. Сущность этого метода состоит в следующем. Если ввести в замкнутый тракт усилитель — цепь обратной
275
Рис. 14.3. Примеры диаграмм устойчивости усилителя: а—усилитель работает неустойчиво; 6 — усилитель работает устойчиво
связи малый импульсный сигнал и исследовать характер его изменения, то возможны два варианта:
1) с течением времени при многократном прохождении
сигнала через все звенья тракта он затухает;
2) с течением времени сигнал возрастает.
В первом случае система считается устойчивой, во втором — неустойчивой.
Анализ устойчивости усилителя с обратной связью проводится с помощью построения частотно-фазовой характеристики фактора обратной связи РА = <р (/) в полярной системе координат в диапазоне частот от 0 до оо. Точкой, характеризующей устойчивость усилителя, является точка с координатами РА = 1; ф = 0. В соответствии с критерием Найквиста, если точка с координатами РА = 1 и <р = 0 не охвачена диаграммой = ф (/), то система устойчива, а если точка с этими координатами лежит в пределах диаграммы или на самой кривой РА' = <р (/), то система неустойчива.
Для практического построения диаграмм Найквиста можно воспользоваться следующими соображениями. Фактор обратной связи РА, как всякая комплексная величина, может быть разделен на действительную а и мнимую b части, являющиеся функциями частоты
РА = а (Г) + jb (f).
Задаваясь различными частотами в пределах f — О...00, можно определить для каждой заданной частоты значения a (f) и b (f) и отложить их соответственно по оси абсцисс и ординат (рис. 14.3). Модуль РА для данной частоты
Р* = /[«(f)l2 + [Mf)]2; (14.17)
а фазовый угол
ф = arct§ • (*418)
Соединяя плавной кривой концы радиус-вектора РА, соответствующие разным частотам от 0 до оо, получим искомую диаграмму устойчивости. На рис. 14.3, а приведен пример диаграммы неустойчивой системы, а иа рис. 14.3, б — устойчивой.
При увеличении чцсла каскадов, охваченных обратной связью, опасность самовозбуждения усилителя возрастает. Один резистивный каскад с частотно-независимой отрицательной обратной связью устойчив при любой величине 07<. Теоретически устойчив при любом и двухкаскадный усилитель с частотно-независимой обратной связью. Не рекомендуется охватывать общей отрицательной обратной связью более трех каскадов. В многокаскадных усилителях, содержащих более трех каскадов, рекомендуется применять многопетлевую обратную связь, при которой усилитель разбивается на отдельные каскады или группы каскадов, охваченных местной обратной связью. При построении усилителей с отрицательной обратной связью наилучшей схемой межкаскадной связи яв
276
ляется емкостная связь. Применение трансформаторов нецелесообразно, так как они приводят к большим фазовым сдвигам, в результате которых обратная связь может стать положительной и вызвать самовозбуждение" усилителя.
14.4. Схемы усилителей с отрицательной обратной связью
Одной из схем с глубокой отрицательной обратной связью является каскад с эмиттерной нагрузкой, или эмиттерный повторитель, схема которого показана на рис. 14.4. Этот каскад обладает рядом интересных особенностей1.
Рассматривая работу схемы в области средних частот, будем считать сопротивления разделительных конденсаторов незначительными. Поэтому сопротивление нагрузки переменному току
/?экв н ~ 7?э Vk ’ (14.19)
где ₽э — сопротивление эмиттерной нагрузки постоянному току, обусловливающее динамический режим работы усилительного каскада; — сопротивление внешней нагрузки.
Рис. 14.4. Схема змиттерного повторителя
Рис. 14.5. Схемы транзисторных усилителей с отрицательной обратной связью: а, б — напряжение обратной связи снимается с резистора; а — напряжение обратной связи снимается с обмотки выходного трансформа* тора
1 Нетрудно^убедиться, что данная схема, по существу, представляет собой каскад с общим коллектором, основные свойства которого были рассмотрены в параграфе 7.6.
Как видно из схемы^ напряжение (7ВЫХ совпадает по; фазе (геи полярности) с напряжением UrBX, поступающим: на взвод каскада, в то время как в усилительном каскаде с нагрузкой в цепи коллектора эти напряжения противофазны.
Сопротивление нагрузки включено одновременно как в цепь выхода, так и в цепь входа, благодаря чему все выходное напряжение подается на вход усилителя в качестве напряжения отрицательной обратной связи ф == —1). Согласно (14.8) в этом случае
(14.20)
т. е. эмиттерный повторитель не дает усиления по напряжению. Несмотря на это, каскад с эмиттерной нагрузкой обладает рядом преимуществ по сравнению с обычными усилительными каскадами. Наличие в эмиттерном повторителе глубокой отрицательной обратной связи почти полностью; устраняет нелинейные и частотные искажения сигнала. Поэтому форма выходного напряжения остается такой же, как и на входе, а амплитудно-частотная характеристика оказывается равномерной" в широком диапазоне частот.
Входное сопротивление эмиттерного' повторителя велико (см. формулу 14.10). С достаточной для практических расчетов точностью его величина может быть определена по формуле1 *
_ 1'в + 1'э + #экв.н) (I + Р)] R
ГБ + (rit + ^экв.н) (* + Р) +Я ’
(1421)
R' R"
где R = Б Б._ _ параллельное соединение сопротивлений /?б и Rr +-R&
/?б делителя. Выходное сопротивление, эммитерного повторителя не-
велико и зависит от сопротивления источника входного сигнала:
/?вь,х = -'-Э • (14.22)
гэ + т+у + ^э
Благодаря малому выходному сопротивлению каскада, он хорошо согласуется с низкоомной нагрузкой. Кроме того, при низком выходном сопротивлении каскада шунтирующее влияние емкости нагрузки Сн, подключенной параллельно сопротивлению RB, оказывается несущественным. Поэтому амплитудно-частотная характеристика эмиттерного повторителя практически не имеет завала на высоких частотах, характерного для обычных усилительных каскадов.
Перечисленные особенности эмиттерного повторителя позволяют применять его в тех случаях, когда надо отделить предыдущую часть схемы от ее нагрузки, которая изменяется по величине, имеет малое сопротивление или большую входную емкость.
1 Следует учесть, что в.формулах (44.21). и. (44.22)-(1 — коэффициент уси-
ления по току транзистора, а не коэффициент передачи цепи, обратной связи.
278
Схемы усилителей -с -отрицательной обратной связью весьма разнообразны. В качестве примера на рис. 14.5 приведены некоторые типичные схемы транзисторных усилителей с отрицательной обратной связью.
’Напряжение обратной связи Up в схеме на рис. 14.5, а снимается с резистора включенного в цепь эмиттера и не зашунтиро-ванного емкостью-Сэ (как в обычных каскадах); в схеме рис. 14.5,6 напряжение Up снимается с одного из резисторов (R2), образующих выходной делитель напряжения; в схеме рис. 14.5, в для получения напряжения Up используется специальная обмотка обратной связи в выходном трансформаторе. В зависимости от порядка включения концов обмотки обратная связь может быть либо отрицательной, либо положительной.
14.5. Паразитные обратные связи и способы их устранения
В усилителе часто возникают обратные связи, не создаваемые специально, а вызванные особенностями конструкции усилителя в целом или отдельных его элементов. Такие обратные связи называются паразитными.
Паразитная обратная связь может быть отрицательной и положительной. Отрицательная обратная связь может вызвать непредусмотренное расчетом значительное уменьшение коэффициента усиления усилителя и поэтому является нежелательной. При положительной обратной связи, наоборот, коэффициент усиления увеличивается, но вместе с тем растут нелинейные и частотные искажения сигнала, а также возможно самовозбуждение усилителя.
Основными видами паразитной обратной связи в усилителях являются:
Связь через междуэлект,родные емкости. Этот вид наиболее опасен для усилителей высокой частоты.
Связь, возникающая в результате индуктивного и емкостного взаимодействия между деталями и проводами усилителя. Предупреждение подобного вида нежелательных обратных связей достигается рациональным расположением элементов схемы, правильным монтажом, экранированием катушек, трансформаторов и отдельных проводов.
Связь через общие источники питания. В многокаскадных усилителях источник питания, как правило, является общим для всех каскадов. Через этот источник может возникнуть паразитная обратная связь между отдельными каскадами усилителя. Поясним это на примере трехкаскадного транзисторного усилителя низкой частоты, схема которого приведена на рис. 14.6. Из схемы видно, что через источник питания £к проходят коллекторные токи всех трех каскадов и токи делителей. Поэтому напряжение на зажимах источника можно определить по формуле
ик = £к-.(£/) ки-
где'S/— сумма всех токов, ’проходящих через источник питания.
2.79
Рие. 14.6. Паразитная обратная связь через общий источник- питания и ее устранение с помощью развязывающего фильтра
В рабочем режиме каждый из токов транзисторов содержит постоянную и переменную составляющие.
Прохождение постоянных составляющих токов через Ru приводит к снижению величины питающего напряжения, но не нарушает его постоянства.
Прохождение переменных составляющих токов через Ru ведет к периодическим изменениям величины питающего напряжения. Учитывая, что из трех переменных составляющих токов транзисторов наибольшую амплитуду имеет ток последнего (третьего) каскада, можно записать
1/к~ ~ Ек — b.r.sin at Ra.
Но напряжение Е’к~ источника питания приложено и к предыдущим каскадам. Поэтому любые изменения тока последнего каскада будут влиять (через общий источник питания) на режимы работы предыдущих каскадов. Такое влияние и представляет собой обратную связь.
Поскольку такая обратная связь не предусмотрена заранее, она считается нежелательной, паразитной. Для устранения такой связи необходимо исключить причину ее возникновения, т. е. не допустить прохождения переменных составляющих токов через источник питания. Этого можно добиться, если параллельно источнику питания подключить конденсатор Сф и выполнить условие
(14-23)
где ин — низшая частота усиливаемого сигнала.
Выполнение указанного неравенства (из-за малого значения R„) связано с необходимостью использования конденсатора Сф с очень большой емкостью (тысячи микрофарад). Для облегчения выполнения неравенства в цепь источника питания (последовательно с RK) включают резистор А?ф. Тогда неравенство
^«(Яи + Яф) (14-24)
280
может быть выполнено при сравнительно небольшой емкости Сф (десятки микрофарад). Цепочка /?фСф, препятствующая паразитной обратной связи между каскадами, получила название развязывающего фильтра. В некоторых случаях развязывающий фильтр включают в каждый усилительный каскад.
Необходимо иметь в виду, что включение 7?ф приводит к некоторому снижению постоянного напряжения питания, так как * на этом резисторе теряется часть напряжения, обусловленного прохождением через него постоянных составляющих токов.
Развязывающий фильтр, наряду с ослаблением паразитной связи, полезен также тем, что уменьшает действие фона, вызванного недостаточной фильтрацией напряжения питания (при питании схемы от выпрямителя). В отдельных случаях развязывающий фильтр служит элементом, корректирующим частотную и фазовую характеристики усилителя.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Что такое обратная связь, по каким причинам она возникает в усилителе?
2. Составьте структурные схемы усилителей с обратной связью: а) последовательной по напряжению; б) последовательной по току; в) параллельной по напряжению; г) однопетлевой; д) многопетлевой.
3. Почему параметры, характеризующие работу усилителя с обратной связью, в общем случае являются комплексными?
4. Укажите вид обратной связи, если сдвиг фаз между входным напряжением и напряжением обратной связи равен: а) 0°; б) 100°; в) 180°; г) 270°; д) 360°.
5. Усилитель состоит из трех каскадов, коэффициенты усиления которых соответственно равны: Ki = 20; = 30; К.а = 15. Последние два
каскада охвачены отрицательной обратной связью, причем 0 = 0,3. Найдите общий коэффициент усиления усилителя. Ответ выразить в децибелах.
6. Какое из приведенных выражений характеризует усилитель, охваченный отрицательной обратной связью:
а) ^св = ! _ ’ б) ’ в) К<* = ’
. к К ,
О Лсв — J
7. Объясните физический смысл изменения величины коэффициента усиления усилителя при введении отрицательной обратной связи.
8 Как влияет отрицательная обратная связь на стабильность коэффициента усиления?
9. Почему в формуле (14.10) появился сомножитель (1 + 0К)?
10. Почему увеличение входного сопротивления усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, оказывает благоприятное влияний на работу схемы?
11. Найдите величину фактора обратной связи, если коэффициент гармонии КГ = 10 % необходимо снизить до 1 °/о
12. Объясните смысл уменьшения нелинейных искажений в усилителе, охваченном отрицательной обратной связью.
13. Можно ли уменьшить влияние помех, попадающих иа вход усилителя, с помощью обратной связи?
14. Нарисуйте и сравните амплитудно-частотные характеристики типовой схемы двухкаскадного резистивного усилителя, если: а) усилитель работает
281
без обратной связи; б.) усилитель охвачен глубокой отрицательной обратной связью; в) усилитель охвачен положительной обратной связью (РК < 1).
15. В чем состоит сущность метода Найквиста, используемого при исследовании устойчивости усилителя с обратной связью?
16. На какой частоте будет генерировать усилитель, перешедший в режим самовозбуждения?
17. Какие из указанных свойств характерны для эмиттерного повторителя:
1) большой коэффициент усиления по напряжению;
2) большой коэффициент усиления по току;
3) малое входное сопротивление.;
4) большое выходное сопротивление;
5) малое выходное сопротивление;
6) незначительные частотные искажения;
7) большое входное сопротивление;
8) малые нелинейные искажения; ;
9) большой коэффициент усиления по мощности;
10) сдвиг фаз между выходным и входным напряжениями;
11) отсутствие сдвига фаз между входным и выходным напряжениями?
18. Чему равен коэффициент передачи цепи обратной связи в схеме эмиттерного повторителя?
19. Имеются ли принципиальные различия между схемами, приведенными на рис. 14.4 и 14.5, а?
20. Составьте схему истокового повторителя на полевом транзисторе.
21. Укажите причины паразитных обратных связей в усилителях.
22. Расскажите о назначении элементов развязывающего фильтра.
23. Оцените работу развязывающего фильтра, если Рф = 1 кОм; Оф = 10 мкФ;
Ra = 20 Ом; /н • /в = 100 Гц • 10 кГц.
Гл<ра 15. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
В устройствах автоматического контроля и регулирования часто регистрируются значения таких величин, как мощность, угол сдвига фаз, давление, температура, световой поток, прозрачность и многие другие. Эти электрические и неэлектрические величины во многих случаях удобно преобразуются в медленно изменяющиеся токи или напряжения, частота которых составляет всего лишь единицы или даже доли герца.
Для усиления таких медленно изменяющихся напряжений или токов необходимы усилители, полоса пропускания которых имеет нижнюю границу /н =.0. Усилители, обладающие этим свойством, носят название усилителей постоянного тока (УПТ) независимо от того, какая из величин — ток или напряжение — подлежит усилению.
Усилители постоянного тока широко используются в электрон-имх вычислительных устройствах, в измерительной технике, в медицине, в ядерной физике и в ряде других областей техники.
Электрические сигналы, воздействующие на вход усилителя постоянного тока, во многих случаях малы по величине. Так, ^помощью усилителей постоянного тока приходится усиливать напряжения порядка долей милливольта, а токи порядка 10 “13... 1в-1в А. Для усиления столь слабых электрических сигналов одного каскада обычно оказывается недостаточно, поэтому приходится применять усилитель, состоящий из нескольких каскадов.
282
Соединение каскадов между собой,, не представляющее сложности в обычных усилителях переменного напряжения, при усилении постоянного тока или напряжения сопряжено с преодолением больших трудностей. Прежде всего очевидно, что в усилителях постоянного тока для связи, выхода предшествующего каскада со входом последующего не могут быть применены ни трансформаторы, ни разделительные конденсаторы. Поэтому единственной схемой межкаскадной связи, пригодной для усилителей постоянного тока прямого усиления, является схема гальванической связи. Такая связь вносит в усилитель постоянного тока ряд специфических особенностей, затрудняющих как построение усилителя, так и его эксплуатацию.
Усиление постоянных напряжений и токов можно осуществлять двумя принципиально различными методами: непосредственно по постоянному току и с предварительным преобразованием постоянного тока в переменный. В соответствии с этим усилители постоянного тока делятся на два основных типа: усилители прямого усиления и усилители с преобразованием.
Нам предстоит разобраться в следующих основных вопросах:
1. В чем состоят особенности работы УПТ?
2. Какими соображениями руководствуются при построении схем УПТ?
3. На чем основаны возможности применения УПТ в вычислительной технике?
15.1. Усилители постоянного тока прямого усиления
Простейшим вариантом схемы гальванической межкаскадной связи является схема непосредственной связи, в которой напряжение сигнала, усиленное предыдущим каскадом, непосредственно поступает на вход последующего. Пример построения такой схемы показан на рис. 15.1.
Усилительные каскады выполнены по, схеме включения с об
щим эмиттером. Поэтому все расчетные соотношения при выборе режима покоя и режима усиления для каждого отдельного каскада, такие же, как и рассмотренные в параграфе 13.1. Однако, если в усилителях переменных сигналов,. каскады которых отделены друг от друга по постоянному току с помощью разделительных конденсаторов или. трансформаторов-, выбор-режима покоя каждого отдельного каскада не зависит от режимов смежных каскадов, и
аналитические положения, включая
Рис. 15.Г. Схема УПТ‘ с гальванической связью
283
диктуется соображениями наивыгоднейших условий работы при заданной величине полезного сигнала, то в УПТ дело обстоит не так.
Практическое осуществление гальванической связи затрудняется тем, что на базу следующего транзистора, кроме полезного сигнала, подается постоянное напряжение коллектора предшествующего каскада. Это постоянное напряжение необходимо компенсировать. В приведенной схеме компенсация постоянной составляющей выходного напряжения предыдущего транзистора достигается с помощью резисторов Ra последующего транзистора. Например, сопротивление резистора Rs2 подбирается такой величины, чтобы постоянное падение напряжения на нем было больше падения напряжения на R3i на разность напряжений коллектор — эмиттер предыдущего и база — эмиттер последующего транзистора:
= (Л.,1 + (^кэ1 —^Бэ2)- (15.1)
Напряжение (7вэг обеспечивает протекание необходимой величины базового тока
соответствующего нормальному режиму работы второго каскада.
Коэффициент усиления по напряжению отдельных каскадов определяется по формуле
Лк
= (15.3)
Авх
Для первого каскада
Явх 1 ~/?Э1 (Pi + 1) + (15.4)
где Rr— внутреннее сопротивление источника сигнала; R =
Лб^б
= вт-. п,; — сопротивление цепи смещения.
“в + Лб
Для второго каскада
Rax 2 ~ R32 (Р2 !) (15.5)
Аналогично рассчитываются входные сопротивления и для последующих каскадов.
Следует обратить внимание на то, что амплитудно-частотная характеристика УПТ в области низших частот не ограничена (из-за отсутствия разделительных конденсаторов), а в области высших частот не отличается от характеристики усилителей с резистивноемкостной связью.
Очевидно, что потенциалы коллекторов последующих транзисторов должны быть все более высокими. Это обстоятельство требует уменьшения сопротивлений Rk и увеличения сопротивлений R3 последующих каскадов (RK3 < Rk2 < Rki и Ras > Rb2 > Rai). Поскольку на резисторах R3 создается напряжение отрицательной 284
обратной связи, то с увеличением сопротивлений этих резисторов глубина отрицательной обратной связи возрастает. В результате коэффициент усиления последующих каскадов становится все более низким. Таким'образом, построение многокаскадного УПТ с высоким коэффициентом усиления представляет собой весьма сложную техническую задачу.
Еще более сложной задачей является обеспечение высокой стабильности работы усилителя при изменениях напряжения источника питания, режимов работы транзисторов, параметров входящих в схему элементов. Любые, даже очень медленные изменения перечисленных величин вызывают медленные изменения токов, которые через цепи гальванической связи передаются на выход усилителя и приводят к изменениям выходного напряжения. Подобные изменения выходного напряжения в усилителях переменных сигналов практически не оказывают сколько-нибудь заметного влияния на качественные показатели работы схемы. Что .же касается УПТ, то здесь медленные изменения выходного напряжения фактически не отличаются от изменений, связанных с действием на входе полезных сигналов.
Изменения выходного напряжения, не связанные с входным напряжением и обусловленные внутренними процессами в усилителе, называют дрейфом нуля усилителя. Напряжение дрейфа на выходе усилителя может оказаться одного порядка с напряжением сигнала или даже больше его. Это приводит к недопустимым искажениям усиливаемого сигнала. Различают абсолютный дрейф нуля на выходе усилителя и дрейф, приведенный ко входу усилителя.
Абсолютный дрейф нуля представляет собой максимальное изменение выходного напряжения при короткозамкнутом входе за определенный промежуток времени.
Приведенный ко входу дрейф усилителя равен отношению абсолютного дрейфа на коэффициент усиления усилителя (по напряжению): °
^др.вх = ^-х. (15.6)
Величина Z7AP.BX ограничивает минимально различимый входной сигнал, т. е. определяет чувствительность усилителя.
Необходимо отметить, что в усилителях постоянного тока на транзисторах требование высокой стабильности режима особенно трудно выполнимо вследствие зависимости параметров транзисторов от температуры. Поэтому наряду с такими методами уменьшения дрейфа, как стабилизация напряжения источников питания, применение глубокой отрицательной обратной связи и другие, приходится решать вопросы сугубо схемотехнические, связанные с рациональным выбором элементов и построением самих схем усиления.
Температурный дрейф транзисторов обусловлен главным образом изменениями обратного тока коллектора /кво и коэффициента усиления по току 0. Известно, что у кремниевых транзисторов
285
ток /кбо на несколько порядков меньше, чем у германиевых. С этой точки зрения в схемах УПТ более целесообразно применять кремниевые транзисторы. Для снижения дрейфа нуля, обусловленного изменениями коэффициента усиления по току, транзисторы целесообразно подвергать специальному отбору и использовать в режиме малых токов.
Следует отметить, что повышение устойчивости работы усилителя постоянного тока путем: введения в его схему отрицательных обратных связей не дает большого эффекта, так как в результате уменьшения коэффициентов усиления каскадов их число приходится увеличивать, а это требует увеличения общей мощности источника питания и усложнения схемы. Поэтому основными методами повышения устойчивости УПТ являются:
1. Применение балансных (мостовых) схем.
2. Преобразование постоянного напряжения в переменное и усиление переменного напряжения с последующим выпрямлением (усиление с модуляцией и демодуляцией сигнала — МДМ).
Рассмотрим эти вопросы более подробно.
15.2. Балансные каскады УПТ
Типовая балансная схема транзисторного УПТ приведена на рис. 15.2.
Данная схема по существу представляет собой мост, плечами которого являются резисторы 7?ki — #К2 и внутренние сопротивления транзисторов VT1 и VT2 (вместе с соответствующей частью резистора Ro и резистором Ra). К одной из диагоналей моста подведено напряжение источника питания а в другую диагональ включен нагрузочный резистор Rtt, с которого снимается выходное напряжение. Резисторы /?б1 = /?Б2 и R"a = Rm входят в делители напряжения источника питания и служат для выбора исходного режима работы каскадов. В эмиттерную цепь каждого из транзисторов включены резистор Ra и соответствующая часть резистора Ro.
Рис. 15.2. Балансная схема УПТ
Рис. 15.3. Амплитудная характеристика балансной схемы УПТ
286
Для нормальной работы схемы она должна быть строго симметричной. В этом случае в исходном состоянии (до поступления входного сигнала) мост окажется сбалансированным1, а напряжение на его выходе будет равно нулю.
При полной симметрии плеч токи покоя обоих транзисторов, а также их отклонения в случае изменения режима (например, при изменении напряжения Е^, изменении температуры и т. п.) имеют равную величину. Потенциалы коллекторов при этом также равны или получают одинаковые приращения напряжений. Поэтому при одинаковом воздействии дестабилизирующих факторов на оба транзистора одновременно баланс моста не нарушается и выходное напряжение не появляется, т. е. напряжение дрейфа равно нулю. Воздействие входного напряжения любой полярности приводит к разбалансировке моста, так как на базы транзисторов подаются напряжения разных знаков. При этом потенциалы коллекторов получают одинаковые по абсолютной величине, но противоположные по знаку приращения, через нагрузочное сопротивление проходит ток, создающий на /?н напряжение {/пых, величина и полярность которого зависят только от величины и полярности входного напряжения. Таким образом, амплитудная характеристика балансной схемы принципиально не должна отличаться от прямой линии, проходящей через начало координат (рис. 15.3).
В реальных балансных схемах всегда имеется некоторая асимметрия. Поэтому напряжение дрейфа на выходе полностью не исчезает. Однако дрейф нуля в балансных схемах определяется разно-, стью токов обоих транзисторов и поэтому значительно меньше, чем в обычных схемах прямого усиления.
Для обеспечения дополнительной симметрии схемы и регулировки токов транзисторов в режиме покоя используется переменный резистор Дй. Величина этого резистора невелика. Обычно Дй « (0,01...0,05) Дэ- Что же касается резистора /?э, то на нем создается падение напряжения за счет токов эмиттера обоих транзисторов
= (/Э1 Ч- /эЧ ЯЭ.
которое используется в качестве напряжения отрицательной обратной связи в режиме покоя. Любые одновременно возникающие нестабильности токов транзисторов (из-за влияния температуры, источника питания и др.) будут ослабляться за счет глубокой отрицательной обратной связи. Вместе с тем на резисторе Дэ не создается напряжение обратной связи для составляющих токов А/э1 и А7э2, вызванных действием полезного сигнала. Это объясняется тем, что токи эмиттеров обоих транзисторов под воздей-
*) Напомним, что условием баланса моста является равенство произведений сопротивлений противолежащих плеч, т. е. в нашем случае R^R^^ = ~ ^К2^0бщ 1 (гДе ЯОбщ I = Яобщ2 - сУмма внутреннего сопротивления соответствующего транзистора, сопротивления R3 и сопротивления части резистора Rq).
287
Рис. 15.4. Схема дифференциального каскада УПТ
ствием сигнала получают равные, но противоположные приращения (А/Э1 = = —А/э2)> так как потенциалы баз всегда противоположны друг другу (когда на базу VT1 от источника сигнала подается плюс, на базу VT2 — минус и наоборот). Следовательно, коэффициент усиления схемы не уменьшается.
Для повышения стабильности работы схемы резистор 7?э должен быть
высокоомным, однако это требует повышения напряжения источника питания. Поэтому величина £э при заданном £к рассчитывается по формуле
Ra
~ иКэ ~ 7К^К z31 + 7Э2
(15.7)
Коэффициент усиления балансного каскада равен коэффициенту усиления одного плеча схемы, нагруженного на сопротивление
причем £к = 7?к1 = /?К2-Величина
V _ h213^K ^Б flKQV
Ки А‘г + Й11э ’ /?Б + Л11э’ (15,8)
где
= 2" • ; 7?ь = 7?б1 = Т?Б2', Кб = 7?б1 — Rsi-
При построении многокаскадных схем УПТ балансные каскады можно соединять друг с другом непосредственной связью. При этом коллекторы предыдущего каскада соединяются с базами последующего.
В некоторых случаях выходной сигнал в балансном каскаде снимается с одного из коллекторов, а входные сигналы поступают на базы обоих транзисторов (рис. 15.4). Такая схема имеет симметричный вход и несимметричный выход. Фаза выходного сигнала совпадает с фазой сигнала UBXi и противоположна фазе сигнала (/вх2- Элементы схемы можно подобрать так, что выходное напряжение будет пропорционально разности входных напряжений и в идеальном случае не будет изменяться, если напряжения (7BXi
288
и Пвх2 получают равные приращения одного знака. Такой усилительный каскад называют дифференциальным.
Дифференциальный усилитель характеризуется кофф ициентом усиления разности входных напряжений
Кразн = ^* = --?±2' (15.9)
а также коэффициентом усиления среднего уровня входных напряжений
Kcv = К. + К2 = -1 К21, (15.10)
где Ki и К2 — коэффициенты усиления по первому и второму входам.
Для того чтобы усилитель реагировал только на разность входных напряжений, необходимо выполнение неравенства Кср Лразн-
15.3. Усилители постоянного тока с преобразованием
Наличие дрейфа и трудности непосредственного усиления очень малых сигналов постоянного тока в усилителях прямого усиления послужили причиной создания усилителей постоянного тока с пре-
образованием, устройство и принцип действия которых поясняет рис. 15.5.
Вначале усиливаемое напряжение (ток) преобразуется в колебания, амплитуда которых изменяется во времени пропорционально входному сигналу UBX. Для этого усиливаемый сигнал подают на модулятор. Одновременно на вход модулятора поступает переменное напряжение фиксированной частоты (300— 1000 Гц) от вспомогательного генератора, входящего в состав усилительного устройства. Полученное в результате преобразования напряжение (рис. 15.5, б) усиливается до нужной величины с помощью обычного усилителя переменного напряжения, в качестве которого может быть использован, например, усилитель низкой частоты, собранный по резистивной схеме. Напряжение U2 с выхода усилителя подается на демодулятор (де
Рис. 15.5. Усилитель постоянного тока с преобразованием:
а — структурная схема усилителя; б—форма напряжения в различных цепях усилителя
10 7-76
289
тектор), который позволяет получить из модулированных колебаний напряжение такой же формы, которое было подано на вход усилителя.
Преимуществами усилителей постоянного тока с преобразованием по сравнению с усилителями прямого усиления являются: значительно меньший уровень дрейфа, позволяющий усиливать слабые сигналы; малая чувствительность к колебаниям питающих напряжений, позволяющая обойтись без их стабилизации; простота введения обратной связи; высокий коэффициент усиления, достигающий десятков и сотен тысяч. Эти преимущества обусловлены тем, что основное усиление сигнала осуществляется на переменном токе. Недостатком усилителей постоянного тока с преобразованием является относительная сложность схемы.
Рассмотрим некоторые распространенные схемы модуляторов и демодуляторов.
Модуляторы. Сущность процесса модуляции состоит в преобразовании низкочастотного сигнала в сигнал более высокой частоты. Величина сдвига по частоте задается с помощью колебаний высокой частоты, которую в радиотехнике принято называть несущей, а в устройствах автоматики — опорной, или управляющей.
Допустим, что опорное напряжение имеет синусоидальную форму и записывается в виде
U = Um sin (<о/ + <р0). (15.11)
В случае чисто синусоидальных колебаний все три параметра, характеризующие эти колебания, т. е. амплитуда Um, частота <о и начальная фаза <р0, являются постоянными величинами. Модуляция состоит в том, что один из параметров изменяется в соответствии с изменениями полезного сигнала. В зависимости от того, какой из параметров изменяется, различают три вида модуляции: амплитудную, частотную и фазовую.
Допустим, что под воздействием входного сигнала ±t7B5i(/) изменяется амплитуда высокочастотных колебаний. Вследствие этого на выходе модулятора получим напряжение
^ВЫХ = ПЛ., ± tw Sin (ы/+ <р0), (15.12)
или
«вых = и,п (1 ± -,в,х ‘°') sin (<0/ + ср0). (15.13)
Колебания, описываемые этими уравнениями, уже не являются синусоидальными. Синусоидальные колебания должны иметь неизменную амплитуду, а из приведенных выше уравнений видно, что амплитуда колебаний изменяется во времени в соответствии с изменениями входного сигнала. Следовательно, модулированные колебания представляют собой колебания высокой частоты, низкочастотных составляющих в их составе нет. Однако модулированные колебания «несут» в себе низкочастотный сигнал, заложенный в изменениях их амплитуды.
290
Рис. 15.8. Схемы демодуляторов: а » балансного; б кольцевого
заметить, что фаза выходного напряжения при изменении полярности входного напряжения изменяется на 180°. При использовании кремниевых диодов схема может работать с дрейфом, не превышающим 1 мкВ/мин. Поскольку вольтамперные характеристики полупроводниковых диодов практически не начинаются с нуля, диодные модуляторы начинают работать при сравнительно больших входных напряжениях (порядка 10 мВ), т. е. чувствительность таких модуляторов невелика. Более высокую чувствительность (до 1 мВ) имеют транзисторные модуляторы. Принцип работы транзисторного модулятора поясняет рис. 15.7. К выводам база — эмиттер транзистора подается переменное напряжение Uon. Динамическое сопротивление эмиттер — коллектор включено в цепь входного сигнала. В один из полупериодов переменного напряжения транзистор оказывается запертым и его внутреннее динамическое сопротивление составляет десятки мегом. При этом цепь входного сигнала можно считать разомкнутой и напряжение (/вых практически равно нулю. В следующий-полупериод, когда к выводам база — эмиттер приложено прямое напряжение, внутреннее динамическое сопротивление транзистора резко падает, достигая нескольких ом; в этом случае напряжение Г/вых почти равно напряжению UBX. Следовательно, транзистор работает в режиме ключа.
Демодуляторы. В демодуляторе (детекторе) происходит операция, обратная модуляции. Она состоит в том, что из спектра высокочастотного модулированного сигнала выделяется низкочастотный (полезный) сигнал. В отличие от выпрямителей в демодуляторах направление тока в нагрузке изменяется на обратное при изменениях фазы переменного сигнала на входе на 180°. Особенностью схем демодуляторов является также наличие опорного (коммутирующего) источника переменного напряжения, имеющего ту же частоту, что и переменное напряжение сигнала.
На рис. 15.8, а показана схема балансного фазового демодулятора (детектора). Усиленное переменное напряжение сигнала подается через трансформатор Т1 со средней точкой, а опорное напряжение — через трансформатор Т2.
292
При отсутствии входного сигнала к диодам VD1 и VD2 приложено опорное напряжение. Во время положительного полу-периода этого напряжения диоды открываются и через них проходят одинаковые импульсы тока, которые создают на резисторах R1 и R2 напряжения, равные по величине, но противоположные по знаку. Напряжение на выходе при этом равно нулю.
При подаче входного сигнала во вторичных обмотках и UZ2 трансформатора Т1 индуктируются равные, но противофазные напряжения U, которые прикладываются к диодам последовательно с опорным напряжением. Допустим, что при данной фазе входного сигнала напряжение на обмотке совпадает по фазе с опорным, а на обмотке U^2 — находится в противофазе с ним. При этом напряжение на диоде VD1 больше, чем на VD2:
i/д! = иоп + и > ил2 = иоп - и.
Импульсы тока диода VD1 увеличиваются, а импульсы тока диода VD2 уменьшаются. Это приводит к увеличению напряжения на резисторе R] и к уменьшению его на R2. На выходе образуются положительные импульсы напряжения, которые сглаживаются конденсатором С. При изменении фазы входного сигнала на противоположную импульсы тока диода VD2 возрастают, а импульсы тока диода VD1 уменьшаются. Напряжение на выходе при этом становится отрицательным. В рассматриваемой схеме происходит однополупериодное выпрямление.
Распространенная схема двухполупериодного кольцевого фазочувствительного демодулятора показана на рис. 15.8, б. Входной сигнал и опорное напряжение подаются через трансформаторы Т1 и Т2 с выводами от средних точек. Резисторы R1—R4 ограничивают токи диодов, предохраняя их от перегрузки. Выходное напряжение создается на сопротивлении ₽„, включенном между средними точками трансформаторов, одна из которых заземлена. Под воздействием опорного напряжения в один из полупериодов, когда полярность напряжения на вторичной обмотке Т2 такова, что плюс будет в точке А, а минус в точке Б, диоды VD3 и VD4 открываются, а диоды VD1 и VD2 запираются. Обмотка Wt оказы-йается отключенной от схемы. Через сопротивление нагрузки пройдет ток, направление которого определяется только полярностью напряжения U2 в данный полупериод, т. е. фазой напряжения UDX. Для полярности, показанной на схеме, ток через RH будет проходить сверху вниз и далее его цепь замыкается через 1Г3, R4 и VD4. В последующий полупериод полярности всех напряжений изменяются на противоположные (обозначения в скобках). Теперь открываются диоды VD1 и VD2, а закрываются диоды VD3u VD4. Отключенной от схемы будет обмотка й^2, а ток в нагрузке будет создаваться напряжением Как видно из рис. 15.8, б, направление тока через Ra не изменится, но теперь цепь замкнется через U^4, R2n VD2.
Таким образом, в оба полупериода импульсы тока через RH Проходят в том же направлении, создавая положительное напряжение на выходе.
291
При изменении фазы входного сигнала на противоп то кную ток в нагрузке все время будет проходить снизу вверх, замыкаясь в первый полупериод через R3, VD3, Wlt RH и а во второй — через Rl, VD1. W3, RH и Wv Напряжение на выходе будет отрицательным. Следовательно, изменение фазы входного напряжения на 180° обусловливает изменение полярности выходного напряжения. Для сглаживания пульсаций выходного напряжения предназначен конденсатор фильтра С. Через него замыкаются высокочастотные составляющие импульсов тока диодов.
При отсутствии входного сигнала напряжение на выходе равно нулю, поскольку точки, к которым подключены вторичная обмотка трансформатора Т1 и нагрузка, имеют равнозначные потенциалы.
15.4. Операционные (решающие) усилители
Решение ряда сложных практических задач в различных сбластях науки и техники стало возможным благодаря использованию электронных моделирующих устройств — аналоговых математических вычислительных машин. Эти машины позволяют решать уравнения, описывающие те или иные процессы. Решение сводится к выполнению ряда математических операций- сложения, умноже ния, дифференцирования, интегрирования и т. п.
Следует отметить, что большинство этих операций может вы« подняться обычными пассивными электрическими цепями, состоящими из сопротивлений, емкостей и индуктивностей. Однако точность выполнения математических операций при этом оказывается недостаточно высокой. Лучших результатов можно добиться, используя схемы, содержащие электронные усилители. Использование усилителей позволяет одновременно с выполнением математических операций (реализуемых пассивными элементами схемы) осуществлять усиление сигналов. Такие усилители получили название операционных, или решающих. По своей схеме они являются усилителями постоянного тока.
Коэффициент усиления операционных усилителей достигает 10 . .10е, в связи с чем имеется возможность использования глубокой отрицательной обратной связи. Выше было показано, что свойства усилителя, охваченного глубокой отрицательной обратной связью, практически не зависят от параметров-усилителя и определяются главным образом цепью обратной связи. Это обстоятельство позволяет с помощью различных цепей обратной связи получать разнообразные передаточные функции, соответствующие различным математическим операциям.
В качестве примера рассмотрим работу простейшего операционного блока, выполняющего самую простую математическую опера цию — операцию умножения на заданный постоянный коэффициент. Поскольку такая операция представляет собой изменение масштаба входного сигнала, то осуществляющий ее операционный блок обычно называют масштабным.
294
Рис. 15.9. Делитель напряжения как простейший операционный блок
Рис. 15.10. Выполнение операции умножения с помощью операционного усилителя
Принципиально эту задачу можно решить с помощью обычного делителя напряжения, состоящего из двух последовательно включенных резисторов (рис. 15.9). Коэффициент передачи такого делителя легко рассчитать, пользуясь законом Ома.
Поскольку
uBux = ir2, / = + >
то
rz ^аых R-1
+ R* •
Данная простейшая схема масштабного преобразователя сигнала обладает двумя существенными недостатками: во-первых, коэффициент передачи не может быть больше единицы и, во-вторых, он не может быть отрицательным, т. е. делитель напряжения не может изменять знак сигнала. Более универсальным масштабным преобразователем является схема с использованием операционного усилителя (рис. 15.10).
Предположим, что R2 > RCB. Тогда ток /, протекающий через резистор R1, не разветвляется в точке А, которая называется суммирующей точкой, а практически полностью проходит через резистор обратной связи RCB. По закону Ома запишем
JR1 = ИВХ Пвх, 1 Rcb “ Hgx ИВЫХ,
ИЛИ
/?. ’ «св
Между напряжением действующим непосредственно на входе усилителя, и напряжением [/ВЫх существует зависимость
Пвых — RU вх,
где К — коэффициент усиления усилителя.
Учитывая, что
^вх-^х_^х-«/вых
*1 *св ’
295
a
и',»
^вых
~1Г
найдем связь между входным
^ВЫХ
выходным напряжениями:
At /J
------» С178X1
^СВ |
Ril
(15.14)
%св
Обозначая
через Ко, получим
и
К
^ВЫХ = --^„Х-
(15.15)
Коэффициент Ко (число, на которое фактически умножено напряжение (Увж) получил название коэффициента передачи.
Для того чтобы математическая операция умножения на постоянный множитель Ко выполнялась данным операционным блоком с приемлемой точностью, этот множитель должен сохранять постоянное значение во времени. Однако ни один электронный усилитель сам по себе не обеспечивает необходимого постоянства коэффициента усиления К и поэтому, пока существует зависимость множителя Ко от К, постоянство Ко не может быть обеспечено.
Важнейшее свойство усилителя с большим коэффициентом усиления и глубокой отрицательной обратной связью как раз и состоит в том, что зависимость между Ко « К может быть чрезвычайно слабой. В самом деле, при достаточно большом К, когда выполняется условие
(15.16)
величина, стоящая в знаменателе выражения (15.14), оказывается очень близкой к единице и множитель Ко практически не зависит от К :
р
Ао~к7. (15.17).
Что же касается отношения сопротивлений /?св и R1, то оно может поддерживаться постоянным с достаточно высокой точностью.
Из изложенного становится понятной роль усилителя в схеме операционного блока умножения: он позволяет производить умножение на постоянный коэффициент, величина которого может быть выбрана в широких пределах, и обеспечивает возможность перемены знака (инвертирования) входного сигнала.
На рис. 15.11 приведены функциональные схемы устройств, выполняющих операции сложения, интегрирования и дифференцирования.
29Г
операционных усилителей:
а — сложения; б — интегрирования; в — дифференцирования
В схеме сложения (рис. 15.11, а) напряжение в точке Л можно найти из выражения
t/s = кй1и вх1 + W/вх2 + Kcsf/ вых» (15.18) где ПВХ1 и (/вх2 — напряжения на входе схемы, которые необходимо сложить; t7Bblx — напряжение на выходе усилителя; /<0], К02, Ксв — передаточные коэффициенты, зависящие от величин сопротивлений Rl, R2 и сопротивления обратной
6
связи /<св.
Выходное напряжение усилителя можно определить по формуле f/вых =-W (15.19)
где К — коэффициент усиления усилителя («минус» показывает, что выходное напряжение имеет знак, обратный знаку напряжения (7Е). Из выражения (15.19) видно, что
Подставляя значение в формулу (15.18), получим
t/вых =-----—г (К011/вх1 + Л02{/вх2). (15.20)
Ясв + к
Коэффициент усиления К усилителя без обратной связи обычно имеет величину порядка десятков и сотен тысяч. Поэтому величиной ~ в формуле (15.20) можно пренебречь. Тогда
f/вых • t/вх!+^{/вхЛ (15.21)
Х^св ''св /
т. е. по схеме рис. 15.11, а выполняется операция сложения.
При соединении элементов схемы в соответствии с рис. 15.11, б можно осуществить математическую операцию интегрирования. Ток, проходящий через емкость, как известно, равен произведению емкости на производную от разности потенциалов на обкладках конденсатора. Принимая во внимание незначительную величину напряжения в точке А относительно выходного напряжения, за-’ пишем
/с«-С^-х, (15.22)
где !с — ток, проходящий через к онденсатор С.
297
Величина тока, проходящего через резистор R,
(15.23)
Учитывая, что резистор R и конденсатор С соединены между собой последовательно, получим
= (15.24)
Интегрируя по времени левую и правую части формулы (15.24) в пределах от 0 до t и поделив все члены на —С, найдем
1
(/вых - t/вых о = — f u^dt, (15.25)
ЛЬ J
О
где (/ВЬ|Х о — напряжение на выходе схемы при t = 0.
Таким образом, выходное напряжение пропорционально интегралу входного напряжения.
Предположим теперь, что емкость С включена на входе, -а в цепь обратной связи введено сопротивление R (рис. 15.11, в). Поскольку ток, проходящий во входной цепи, равен току, проходящему в цепи обратной связи, то
С~ =--------F’ (15-26)
откуда можно найти рабочую формулу дифференцирующего усилителя:
dU
UB.^ = -RC-jp. (15.27)
В рассмотренных схемах для осуществления разных математических операций всякий раз менялась только цепь обратной связи, охватывающей усилитель. Сама же схема усилителя оставалась неизменной.
Процессы, моделируемые аналоговыми вычислительными машинами, обычно изменяются достаточно медленно и характеризуются частотами, лежащими в пределах от нуля до нескольких десятков герц. Обычные низкочастотные, а тем более высокочастотные усилители нельзя использовать в качестве операционных, так как они содержат разделительные конденсаторы и трансформаторы, не пропускающие постоянных токов. Именно поэтому в качестве операционных применяются усилители постоянного тока.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Почему усилители постоянного тока находят широкое применение в электронной технике?
2. Чем объяснить необходимость большого коэффициента усиления в УПТ?
3. Объясните особенности межкаскадных связей в УПТ.
298
4. Из каких соображений выбирают величину сопротивления резистора /?э в схеме УПТ прямого усиления на транзисторах (см. рис. 15.1)?
5. Укажите принципы появления дрейфа нуля в схемах транзисторных УПТ. Найдите правильные варианты ответа:
1) старение элементов схемы;
2) отсутствие конденсаторов в цепях межкаскадной связи;
3) нестабильность напряжения источника питания;
4) использование в схеме УПТ глубокой отрицательной обратной связи;
5) влияние температуры на параметры транзисторов;
6) отсутствие конденсаторов, шунтирующих резисторы /?э;
7) малое входное сопротивление транзисторов.
6. Найдите приведенный ко входу дрейф усилителя, если максимальное изменение напряжения иа выходе усилителя при короткозамкнутом входе равно 30 мВ, а коэффициент усиления схемы по напряжению равен 101.
7. Какие из указанных транзисторов целесообразно использовать в схемах УПТ:
1) ГТ108Г; 2) МП113А; 3) ГТ309Е; 4) 2Т301Ж; 5) 1Т403А?
8. Составьте схему балансного каскада транзисторного УПТ на кремниевых транзисторах типа прп. Объясните назначение элементов схемы.
9. Почему балансный каскад УПТ часто называют мостовой схемой?
10, Составьте схему двухкаскадного транзисторного УПТ, если каждый из каскадов — балансный.
11. Укажите различие между балансным и дифференциальным каскадами УПТ.
12. Объясните назначение элементов структурной схемы усилителя постоянного тока с преобразованием.
13. Укажите достоинства и недостатки усилителя типа МДМ по сравнению с УПТ прямого усиления.
14. Составьте схему модулятора УПТ с преобразованием и объясните принцип ее работы.
15. С какой целью в схеме диодного модулятора (рис. 15.6) используется опорное напряжение?
16. Объясните назначение диодов в схеме рис. 15.8, б.
17. Почему в схемах операционных усилителей используются усилители постоянного тока?
18. Укажите наиболее вероятное значение коэффициента передачи цепи отрицательной обратной связи в схеме операционного усилителя:
1) Р = 0,2; 2) 3 = 0,9; 3) р = 0,4; 4) Р = 0,6; 5) Р = 0,3.
19. Чем отличаются цепи обратной связи операционных усилителей, выполняющих операции сложения, интегрирования и дифференцирования?
20, Составьте принципиальную электрическую схему операционного транзисторного усилителя, выполняющего функцию сложения.
Глава 16. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ
И ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В электронной аппаратуре часто появляется необходимость выделить ту или иную гармоническую составляющую сигнала, поступающего на вход усилителя. В этом случае применяют усилители со сравнительно узкой полосой усиливаемых частот. Такие усилители получили название избирательных, или селективных.
Получить избирательное усиление по частоте можно лишь с помощью частотно-зависимой цепи, используемой в качестве сопротивления нагрузки усилителя или элемента обратной связи.
299
Простейшей частотно-зависимой цепью является колебательный контур. Избирательные усилители с нагрузкой в виде резонансного контура LC получили наиболее широкое распространение в диапазоне высоких частот (десятки — сотни килогерц и выше). Они являются основными узлами радиопередающей, радиоприемной и телевизионной аппаратуры, используются в измерительных генераторах и т. п. В области низких частот наибольшее распространение получили избирательные усилители с включенными в цепь обратной связи резистивно-емкостными фильтрами. Эти усилители также находят широкое применение, являясь одними из наиболее ответственных узлов электронных измерительных приборов, аппаратуры автоматики, телемеханики, телеметрии и т. д.
Резонансные явления в электрических цепях достаточно подробно рассматриваются при изучении физики и электротехники. Поэтому в данной главе мы сосредоточим основное внимание на возможностях технической реализации резонансных явлений, познакомимся с наиболее типичными схемами избирательных усилителей. Будут рассмотрены следующие основные вопросы:
1. Какие свойства колебательных контуров используются при построении схем избирательных усилителей?
2. Какими техническими показателями характеризуются избирательные усилители, в чем состоит различие между избирательными усилителями и рассмотренными выше апериодическими усилителями?
3. Как видоизменяются схемные построения избирательных усилителей в зависимости от типа используемых усилительных элементов?
4. Какие функции выполняют элементы схем избирательных усилителей?
16.1. Свободные колебания в контуре
Простейшая колебательная система представляет собой электрическую цепь, состоящую из катушки индуктивности L и конденсатора С. Такая электрическая цепь называется колебательным контуром. Для получения в контуре электрических колебаний необходимо вначале сообщить конденсатору С первоначальный запас энергии, т. е. зарядить его. Для этого в схеме на рис. 16.1 переключатель поставим в положение /, вследствие чего конденсатор С зарядится до напряжения батареи Um, а в электрическом поле между обкладками конденсатора запасется энергия:
си~
№с = -/. (16.1)
Если теперь поставим переключатель в положение 2, то конденсатор окажется замкнутым на катушку и начнет разряжаться. Через катушку пойдет ток, который создаст вокруг нее магнитное поле. Напряжение на конденсаторе при разряде уменьшится, а ток
300
Рис 16.1. Колебательный
контур
Рис. 16.2. Графики напряжения и тока в контуре
в катушке, преодолевая э. д. с. самоиндукции, постепенно будет возрастать. Это означает, что энергия, запасенная в электрическом поле конденсатора, постепенно уменьшается и преобразуется в энергию магнитного поля катушки. В тот момент, когда ток разряда достигнет максимального значения, энергия магнитного поля катушки будет равна':
= (16.2)
В этот момент конденсатор полностью разрядится и напряжение на нем упадет до нуля. Далее ток в контуре начнет уменьшаться, что приведет к уменьшению энергии магнитного поля катушки. При этом по закону Ленца в катушке возникает э. д. с. самоиндукции, которая поддерживает уменьшающийся ток.
Этот ток вновь зарядит конденсатор, но полярность напряжения на обкладках окажется противоположной по сравнению с предыдущим случаем. В процессе перезарядки конденсатора происходит переход энергии магнитного поля катушки в энергию электрического поля конденсатора. В тот момент, когда ток упадет до нуля, напряжение на конденсаторе достигнет первоначальной величины. После этого конденсатор начнет разряжаться в противоположном направлении и процесс обмена энергией между конденсатором и катушкой будет повторяться.
Характер изменений напряжения на конденсаторе и тока в контуре иллюстрирует рис. 16.2.
Описанный выше процесс разряда конденсатора и возрастания тока разряда показан на отрезке 0 — tY. В момент tr напряжение U на конденсаторе равно нулю, а ток / достигает максимального значения Im. С момента tY ток в контуре уменьшается, но его направление остается неизменным. Конденсатор начинает заряжаться, на его обкладках возникает напряжение с противоположной полярностью (кривая напряжения'на графике идет ниже оси абсцисс). В момент /2 ток I достигает нуля, а напряжение на конденсаторе—максимального значения Um. Вся энергия магнитного поля катушки переходит в энергию электрического поля конденса
301
тора. Начиная с момента t2 происходит разряд конденсатора, а ток /, проходящий в противоположном направлении, увеличивается. В момент ta конденсатор полностью разрядится, а ток достигнет максимального значения. На участке t3 — происходит заряд конденсатрра и соответственно уменьшение тока. В момент восстанавливается исходное состояние и этим завершается полный цикл колебаний. Далее процесс повторяется.
Таким образом, в контуре происходит периодический колебательный процесс перехода энергии электрического поля конденсатора в энергию магнитного поля катушки и наоборот. Такой процесс называют процессом электромагнитных колебаний.
Колебания, происходящие в контуре при отсутствии в нем источника переменной э. д. с., называют свободными колебаниями.
Частоту свободных колебаний определяют величины L и С контура. В самом деле, если пренебречь потерями энергии в контуре, т.е. считать контур идеальным, то в процессе колебаний энергия электрического поля полностью переходит в энергию магнитного поля и наоборот. Поэтому можно принять
WL = Wc,
или
Для колебательного контура справедливы законы и положения теории переменного тока. Так, зависимость между амплитудой тока 1т и амплитудой напряжения Um на конденсаторе выражается соотношением
lm==^- = UmeyaC, (16.4)
где а>0 — угловая частота тока в контуре.
Подставив это выражение в равенство (16.3)', получим
LU^C2 = CU2m,
откуда угловая частота 1
0 / LC
Но ш0 = 2п/0. Следовательно, f =______________________________L—
а 2nVLC'
,16.5)
(16.6)
где /0 — частота свободных (собственных) колебаний контура, Гц; L — индуктивность катушки, Гн; С—емкость конденсатора, Ф. Таким образом, чем больше емкость и индуктивность контура, тем ниже частота его собственных колебаний.
302
Период То свободных колебаний контура определяют по формуле
Та = ~ = 2л VLC. /О
(16.7)
Из равенства (16.3) можно найти амплитудное значение тока в контуре
где р = = 1/” — волновое, или характеристическое, сопро-
‘т Г С тивление контура.
Нетрудно убедиться, что по своему физическому смыслу волновое сопротивление контура р является индуктивным сопротивлением катушки -или емкостным сопротивлением конденсатора для тока свободных колебаний (р = соХ == -Х?) .
Процесс свободных колебаний в контуре мог бы продолжаться бесконечно долго, если бы контур состоял только из емкости и -индуктивности. Практически в любом реальном контуре колебания достаточно быстро затухают, так как при каждом переходе энергии из конденсатора в катушку и наоборот часть ее расходуется на активном сопротивлении проводников, в диэлектрике конденсатора, а также в результате рассеивания электромагнитной энергии в окружающее пространство.
. Графически затухающие колебания в контуре иллюстрируются рис. 16.3. В зависимости от соотношения параметров контура L, С и активного сопротивления потерь R колебания могут затухать с разной скоростью. Чем больше R, тем быстрее затухают колебания. Можно представить себе такую электрическую цепь, в которой R имеет настолько большую величину, что энергия в цепи расходуется быстрее, чем изменится направление тока в цепи. Такая цепь колебательных свойств не имеет и ее называют апериодической.
Для оценки скорости затухания колебаний используют специальный параметр &, называемый декрементом затухания. Он показывает, какую часть энергии теряет контур за один полупериод колебаний. Вследствие того, что потери энергии в контуре за полупериод составляют
rfL т
303
а запасенная в контуре энергия
то
Заменив Та = — , получим
(Oq
= (168)
<uuL р v '
Величину, обратную уменьшенному в л раз декременту затухания, называют добротностью контура, или его качеством
(16.9)
Обычно величина Q составляет несколько десятков или даже сотен.
16.2. Вынужденные колебания в контуре.
Последовательный колебательный контур
Затухающие колебания в электронике практического применения не находят. Поэтому необходимо найти способы получения незатухающих колебаний в реальном контуре. Очевидно, что для этого следует пополнять запас энергии контура с таким расчетом, чтобы полностью компенсировать потери в нем. Для этого контур подключают к генератору переменного тока. Незатухающие колебания, которые возникают при этом в контуре, называют вынужденными, так как их частота задается частотой внешнего генератора.
Генератор переменного тока можно подключить к контуру двумя способами: последовательно с элементами контура L, С и R и параллельно им. В первом случае контур называют последовательным, а во втором — параллельным.
Рассмотрим свойства последовательного колебательного контура (рис. 16.4).
Необходимо отметить, что хотя активное сопротивление потерь R распределено по всему контуру, на рисунке оно показано как самостоятельный сосредоточенный элемент, к которому отнесены все потери энергии.
Выясним, как изменяется ток I в последовательном контуре, если величина э. д. с. генератора переменного тока Е остается неизменной’, а частота генератора изменяется. Для этого напишем формулу закона Ома (пренебрегая
UL
Up
Рис. 16.4 Последовательный колебательный контур
304
внутренним сопротивлением генератора) для последовательного контура
I =---- Е — . (16.10)
Допустим, частота генератора настолько велика, что соТ^>~.
Тогда величина, стоящая в скобках в выражении (16.10), окажется достаточно большой, а ток в контуре малым. При уменьшении частоты генератора ток в контуре будет возрастать. Когда же (на более низких частотах) будет выполняться условие со/., то с дальнейшим уменьшением частоты ток вновь начнет уменьшаться.
Очевидно, что наибольшему значению тока в контуре соответствует условие
«,£ = Т. (16.11)
В этом случае ток в контуре
/max = 4’ (16J2)
Из выражения (16.11) можно найти частоту генератора, соответствующую максимальному значению тока в контуре,
со = , или f = —, (16.13)
VLC 2nVLC
Сравнивая выражения (16.5) и (16,13), легко заметить, что частота генератора со, соответствующая максимальному значению тока в контуре, совпадает с частотой собственных колебаний контура (оо. Это явление называют резонансом.
При резонансе последовательный контур представляет собой для генератора наименьшее, чисто активное сопротивление, равное по величине сопротивлению контура (16.12). Это означает, что при резонансе энергия генератора расходуется только на сопротивлении R, а магнитная энергия катушки полностью переходит в электрическую энергию конденсатора и наоборот. Именно поэтому колебания в контуре оказываются незатухающими.
Ток /тах = /рез, проходя через элементы последовательного контура, создает на каждом из них соответствующее напряжение
U L : /резЩ,/., UС = /рез R = /рез/?-
U)0G
Учитывая, что напряжения (7 л и Uc сдвинуты между собой по фазе на 180°, сумма этих напряжений равна нулю, а следовательно, падение напряжения на активном сопротивлении равно э. д. с. генератора:
Ur = /рез/? ~ Е,
30?
Рис. 16.5. Резонансные кривые <кхледовательногс контура:
а — зависимость тока в контуре от частоты; б — резонансные кривые контуров с разной добротностью; в — определение полосы пропускания контура по резонансной кривой
Интересная и очень важная особенность последовательного контура состоит в том, что при резонансе переменное напряжение на конденсаторе и на катушке может во много раз превышать по величине приложенную к контуру э. д. с. Действительно, отношение индуктивного и емкостнрго напряжения к э. д. с. генератора составляет:
UL _ /резм0/- = <j>aL = р _ „
Е /₽сз7? — R — — (16.14)
(Д _ _ щС _ О _ Q
Е ~~ ДезЯ - Е ~ R
Таким образом, при резонансе в последовательном контуре напряжение на каждом из реактивных элементов в<?раз превышает э. д. с. генератора. Поэтому резонанс в последовательном контуре называют резонансом напряжений. Это свойство колебательного контура позволяет использовать его для избирательного усиления высокочастотных электрических сигналов.
Наглядное представление о зависимости тока в контуре от частоты приложенного напряжения дает резонансная кривая контура (рис. 16.5, а).
Из рисунка видно, что хотя величина э д. с. генератора остается неизменной при изменениях частоты, величина тока в контуре различна для разных частот. Следовательно, если к контуру одновременно приложено несколько э. д. с. с разной частотой, то наибольшее значение тока будет соответствовать резонансной частоте. Токи .других частот будут иметь значительно меньшую величину (рис. 16.5, о). Это свойство контура называют избирательностью, или селективностью. Чем больше добротность контура, тем острее резонансная кривая и выше избирательность контура (рис. 16.5,6).
Одним из основных параметров колебательного контура является полоса пропускания II, под которой понимают спектр частот, в пределах которого токи в контуре отличаются от своего резонансного значения не больше чем в V2 раз. Полосу пропускания кон
тура можно определить графически, если провести на резонансной кривой горизонтальную линию на уровне
0,707/рез.
Графическое определение полосы пропускания контура (П = = 2Д/) иллюстрируется рис. 16.5, в.
Зависимость полосы пропускания контура от добротности определяется по формуле
П = 2Д/=4- (16.15)
ч
Например, контур с добротностью Q — 100, настроенный на частоту fn = 2000 кГц, имеет полосу пропускания П — 2Д/ = — — 20 кГц. Очевидно, что для получения узкой полосы
пропускания необходимо использовать контур с высокой добротностью, а для того чтобы получить широкую полосу пропускания, контур должен иметь низкую добротность.
16.3. Параллельный колебательный контур. Резонанс токов
Схема подключения генератора к параллельному колебательному контуру показана на рис. 16.6. Учитывая, что потери энергии в конденсаторе обычно невелики, отнесем все потери энергии в контуре к катушке индуктивности, сосредоточив в индуктивной ветви активное сопротивление R.
Обе ветви контура находятся под одинаковым напряжением. Ток /Общ, идущий от генератора, разветвляется на токи /г и /с:
I _________________
L V R2 -|- (wL)2 ’
1
Ic = Е == Е<лС. аС
(16.16)
(16.17)
Ток в индуктивной ветви отстает по фазе от напряжения Е на некоторый угол <р£, определяемый по формуле
costp. = ______ . =•. (16.18)
ь /Д2+(шЬ)2
Ток в емкостной ветви, наоборот, опережает напряжение на 90°; Построив векторную диаграмму для данного случая (рис. 16.7, а), видим, что ток генератора, проходящий в неразветвленной части цепи (/общ, рис. 16.7,, я), равен геометрической сумме векторов Il и 1с', он показан на рис. 16.7, а как диагональ параллелограмма, построенного на векторах II и 1с-
Очевидно, что вектор тока /Общ меньше, чем векторы токов в ветвях Il и 1с. Подбором емкости или индуктивности контура, т. е.
307
Рис. 16.6. Параллельный колебательный контур
Рис. 16.7. Векторные диаграммы параллельного колебательного контура: а — при неизменных токах в ветвях; б — при изменении тока в емкостной ветви
соответствующей настройкой контура, можно установить /о6щ наименьшей величины (рис. 16.7, б). Нетрудно убедиться, что в этом случае ток /ОбЩ min совпадает по фазе с приложенным к контуру напряжением Е.
Явление в параллельном контуре, при котором ток в нераз-ветвленной части цепи имеет наименьшее значение, а по фазе совпадает с напряжением генератора, называют резонансом токов. .
Как и при резонансе напряжений, условием резонанса токов
является равенство co0L яз —, т. е. резонанс тока наблюдается <вос
в параллельном контуре тогда, когда частота генератора равна частоте собственных колебаний контура /0 == —.
2л у LC
Рассмотрим основные свойства параллельного контура при резонансе.
Очевидно, что в момент резонанса контур оказывает генератору наибольшее и при этом чисто активное по своему характеру сопротивление. Необходимо отметить, что сопротивление параллельного контура при резонансе (/?р’ез) не равно сопротивлению потерь R. Сопротивление /?рез обычно превышает величину R в тысячи раз. Резонансное сопротивление параллельного контура (/?ре3) зависит от величины активного сопротивления R и соотношения величин L и С, т. е. от волнового сопротивления контура. Чем больше R, тем больше энергии расходуется в контуре и поступает в контур от генератора для поддержания незатухающих колебаний, т. е. ток /Общ min в неразветвленной цепи должен быть большим. Сле-£
довательно, чем больше R, тем Rpe3 = ------меньше.
'общ min
Зависимость резонансного сопротивления от волнового сопротивления р можно установить, сравнивая два контура, имеющие одинаковое сопротивление R и настроенные на одинаковую частоту. Предположим, что первый контур образован большой индуктивностью L1 и малой емкостью С1 (волновое сопротивле-
308
ние Pj = ~— велико), а второй контур образован малой индук-
тивностью £.2 и большой емкостью С2 (волновое сопротивление р2 ~ — мало) . Вместе с тем произведения L1Cl и L2C2 для
обоих контуров одинаковы и поэтому, как видно из формулы /0 = = —они настроены на одинаковые резонансные частоты.
2л уLC
Очевидно, что сопротивления емкостной и индуктивной ветвей у второго контура меньше, чем у первого ^cd0L2<; < ^-)
Поэтому ток во втором контуре больше, чем в первом. При этом в активном сопротивлении второго контура будет расходоваться больше энергии и, следовательно, от генератора будет поступать больший ток /общ min для поддержания незатухающих колебаний, чем в первом контуре. Таким образом, при неизменном R резонансное сопротивление параллельного контура тем больше, чем больше отношение , т. е. чем больше волновое сопротивление р = j/" .
Из приведенных соображений становятся понятными следующие расчетные соотношения для определения величины резонансного сопротивления параллельного контура
R - L - Р1 КРез RC ‘ ' R ’
где /?реа — резонансное сопротивление контура, Ом; L — индуктивность контура, Гн; С — емкость контура, Ф; R — активное сопротивление контура (сопротивление потерь), Ом.
Резонансное сопротивление параллельного контура зависит от добротности контура-, чем она выше, тем больше резонансное сопротивление. К этому выводу можно прийти, если в формулу (16.19) подставить значение = Q:
Ярез = PQ = RQ*. (16.20)
Найдем соотношение между величиной тока /общ min при резонансе и величиной тока в контуре = Вследствие того что
/общ. mln - = Q-p , . •
(16.19)
a
E
P‘ ’
получаем
II
'общ. mln 'общ. min
Таким образом, при резонансе в параллельном контуре ток в каждой из его ветвей приблизительно в Q раз превышает ток в
309
Рис. 16.8. Резонансные кривые параллельного контура
неразветвленной части цепи. Поэтому резонанс в параллельном контуре и получил название резонанса токов.
В электронных схемах явление резонанса токов используется очень часто. Практически в большинстве случаев параллельный контур применяют как сопротивление нагрузки в выходной цепи усилительного элемента избирательного усилителя. Сам усилительный элемент в этом случае может рассматриваться как генератор, имеющий опреде
ленное (иногда достаточно большое) внутреннее сопротивление. Понятно, что э. д. с., которую развивает генератор, распределяется между его внутренним сопротивлением и сопротивлением нагрузки. Для того чтобы значительная часть напряжения выделялась на нагрузочном сопротивлении, оно (это сопротивление) должно быть достаточно большой величины. Именно это и обеспечивается контуром при параллельном резонансе.
Избирательные свойства параллельного контура, как и последовательного, характеризуются резонансными кривыми. На рис. 16.8 показаны графики зависимости напряжения на контуре ((7К) и тока в неразветвленной части цепи (/Общ) от частоты генератора. При этом предполагается, что резонансное сопротивление контура намного больше внутреннего сопротивления генератора (/?рез /?,).
Пользуясь резонансными кривыми, можно определить полосу пропускания по току (2Д/Т) и по напряжению (2Д/Н) Полосой пропускания по току называют область частот, в пределах которой ток в неразветвленной цепи /Общ не превышает значения тока при резонансе /общ. min больше чем в К2 раз. Полосой пропускания по напряжению 2Д/Н называют спектр частот, в пределах которого напряжение на контуре UK меньше, чем напряжение на контуре при резонансе UK. рез не более чем в К2 раз.
Полосу пропускания по напряжению можно найти по формуле для определения полосы пропускания последовательного контура
2Д/„ = •
Но для параллельного контура значение добротности следует брать с учетом шунтирующего действия внутреннего сопротивления генератора
С' = -4-- (1В.21)
1 J- Рез
Яр
310
16.4. Связанные колебательные контуры
Во многих случаях необходимо передать энергию высокочастотных колебаний из одного контура в другой. Для этого надо, чтобы между колебательными контурами была связь, которая бы обеспечивала возможность такой передачи. Такне контуры получили название связанных.
Контур, который возбуждается генератором, называют первичным, а связанный с ним контур — вторичным. В зависимости от способа взаимного влияния контуров различают такие виды связи: трансформаторную (или индуктивную), автотрансформаторную и емкостную.
В случае трансформаторной связи (рис. 16.9, а) переменный магнитный потов катушки L1 наводит э. д. с. в катушке L2. Наведенная э. д. с, возбуждает колебания во вторичном контуре.
При автотрансформаторной связи (рис. 16.9, б) напряжение во вторичный контур снимается с части витков катушки LI (LCB).
Емкостная связь имеет две разновидности: внутреннюю и внешнюю. При внутренней связи (рис. 16.9, в) напряжение во вторичный контур снимается с конденсатора связи Сс|); при внешней емкостной связи (рис. 16.9,?), элементом связи также служит конденсатор Ссв. Ток, который поступает через емкость Ссв из первичного контура во вторичный, возбуждает колебания во вторичном контуре.
Степень связи контуров характеризуется коэффициентом связи К. Для наиболее распространенной схемы трансформаторной (индуктивной) связи (рнс. 16.9, а) коэффициент связи определяется по формуле
М
К = —— , • (16.22)
где М — коэффициент взаимоиндукции катушек; Llt L2 — индуктивности первичного и вторичного контуров.
Рассмотрим процесс вынужденных колебаний в контурах с трансформаторной связью.
Предположим, что каждый из контурен настроен на частоту со0, с которой изменяется э. д. с. генератора Е, т. е. в каждом из контуров выполняется условие резонанса напряжений. В этом случае ток проходящий в первичном контуре, совпадает пэ фазе'с напряжением Е. Этот ток создает на зажимах вторичного контура э. д. с. взаимоиндукции Ег
Е2 = ЦааМ.. (16.23)
Э. д. с. Е2 отстает по фазе от тока /, на угол 90°.
Рис. 16.9. Схемы связанны - контуров:
я ™ с трансформаторной связн о; б —с автотрансформаторной связью; a — с внутренней емкостной связью; ?—с- внешней емкостной связью
311
Л Tt Е
I 2
Рис. 16.10. Векторная диаграмма связанных контуров'
Рис. 16.11. Резонансные кривые связанных контуров
Под воздействием э. д. с. Е2 во вторичном контуре возникает ток /2. Из условия резонанса этот ток совпадает по фазе с э. д. с. £2
/2==|2 = Л^и (16 24)
К 2 *\2
Ток /2 в свою очередь создает на зажимах катушки L1 первичного контура э. д. с. взаимоиндукции:
Е' = /.сОоМ = Z, , (16.25)
Кг
которая отстает .по фазе от тока /2 на угол 90°. 1
На векторной диаграмме (рис. 16.10) токи 1Y и /2, а также напряжения Е, Е2 и Е' изображены в виде векторов. Из диаграммы видно, что э. д. с. Е и Е в первичном контуре направлены навстречу друг другу. Поэтому ток в первичном контуре равен
Е-Е' Ri
1
нли, с учетом (16.25),
(16.26)
вторичный
Е -
Р1 + «^‘ Аг
настроен в резонанс с частотой
Таким образом, когда генератора, его влияние на первичный контур можно рассматривать как внесение в первичный контур некоторого добавочного активного сопротивления, которое называется вносимым сопротивлением
ДР, = . (16.27)
“г
Очевидно, что в первичном контуре на вносимом сопротивлении Д7?! расходуется определенная мощность
ДР = /^ДРр (16.28)
Нетрудно доказать, что по величине мощность ДР равна мощности Р2, которая Передается во вторичный контур. В самом деле,
Полная мощность в первичном контуре
Ро= + = Pi + P2. (16.30)
312
Следовательно, из первичного контура во вторичный передается та часть мощности, которую составляет вносимое сопротивление от полного сопротивления первичного контура. Эта часть определяет величину коэффициента полезного действия связанных контуров
ДЯ,
ч = 7?7+и- . (,631)
Увеличивая связь между контурами, можно повысить к. п. д. связанных
контуров. Но вместе с тем сила тока в первичном контуре уменьшится (ввиду увеличения вносимого сопротивления), что в конечном итоге приведет к уменьшению полной мощности в первичном контуре. Из электротехники известно, что потребитель (в нашем случае вторичный контур) получает максимальную мощность тогда, когда сопротивление нагрузки (в данном случае___
вносимое сопротивление) равно собственному сопротивлению источника (т. е. сопротивлению /?х). Такая связь, при которой величина вносимого в первичный контур сопротивления равна собственному сопротивлению первичного контура (ARi = /?х), называется критической связью между контурами. Очевидно, что при критической связи к. п. д. связанных контуров составляет 50 %.
Выясним зависимость тока вторичного контура от частоты генератора при условии равенства собственных частот обоих контуров/01 = /02. Предположим вначале, что связь между контурами слабая. Вид резонансной кривой для этого случая показан на рис. 16.1Г(кривая /). Увеличим связь между контурами. Резонансное значение тока возрастет по сравнению с предыдущим случаем (кривая 2). При достижении критической связи между контурами ток/2 имеет наибольшее значение (кривая 3). При дальнейшем увеличении связи (выше критической) резонансные кривые становятся «двугорбыми» (рис. 16.11, кривые 4 и 5). Уменьшение величины тока /а на частоте резонанса f0 объясняется тем, что вносимое сопротивление Д/?х стало больше собственного сопротивления первичного контура /?х. Это приводит к резкому
уменьшению тока в первичном, а поэтому и во вторичном контурах. По мере
увеличения связи между контурами провал в резонансной кривой становится все более глубоким и расстояние между частотами, соответствующими «горбам», возрастает.
ной
тем
кия
Полоса пропускания связанных кривой на уровне . Как'
контуров определяется шириной резонапс-
видно из рис. 16.11, полоса пропускания
шире, чем сильнее связь между контурами. Наибольшая полоса пропуска-f
связанных контуров 2Д/тах равна 3,1 , т. е. приблизительно в 3 паза
превышает полосу пропускания каждого из контуров.
В случае критической связи полоса пропускания
2Д(кр = 1,41 (16.32)
Возможность изменения полосы пропускания подбором необходимой степени связи между контурами является важным преимуществом связанных контуров. Кроме того, изменяя связь между контурами, можно получить такую форму резонансной кривой, которая бы обеспечивала требуемую избирательность колебательной системы. Поэтому связанные контуры широко используются в разнообразных электронных устройствах, в частности в усилителях и генераторах высокочастотных колебаний.
16.5. Избирательные усилители
По принципу действия и схемному выполнению избирательные усилители можно разделить на: а) резонансные-, б) полосовые; в) усилители с обратной связью.
313
Рис 16J2. Схема резонансного транзисторного усилителя с автотрансформаторным включением контура
Рассмотрим некоторые типовые схемы избирательных усилителей.
Резонансные усилители. В резонансных усилителях нагрузкой выходной цепи усилительного элемента является параллельный колебательный контур, имеющий высокое сопротивление /?рез Для резонансной частоты /о и малое сопротивление для других частот. В резонансных усилителях транзистор может быть включен по схеме с общей базой, общим эмиттером и общим коллектором, однако в
большинстве случаев используется схема с общим эмиттером, обеспечивающая максимальное усиление по мощности с малым уровнем шумов.
Частотная характеристика резонансного усилителя определяется параметрами колебательного контура, причем избирательные свойства контура могут быть наиболее полно реализованы в схеме
усилителя при условии малого шунтирования контура выходным сопротивлением источника сигнала и входным сопротивлением"на-грузки. Известно, что транзистор имеет низкие входное и выходное сопротивления. Поэтому при построении схем транзисторных резонансных усилителей приходится считаться с шунтирующим действием этих сопротивлений на контур, ведущим к снижению коэффициента усиления каскада и ухудшению его избирательных свойств.
Для уменьшения влияния транзисторов (данного каскада и последующего) на контур в схемах резонансных усилителей, как правило, используют неполное включение контура в коллекторную цепь транзистора. Такое включение может быть достигнуто, например, с помощью автотрансформаторной схемы включения кон-iypa (рис. 16.12)1. Принципиально работа приведенной схемы и назначение большинства ее элементов (Ср, Rs и Rs, Ra, С а) не отличаются от схемы каскада усиления низкой частоты. Однако включение контура в коллекторную цепь придает каскаду избирательные свойства.
Эквивалентная схема каскада приведена на рис. 16.13.
Со стороны выхода транзистора и со стороны нагрузки в контур вносятся реактивные сопротивления, которые изменяют его резонансную частоту, а также вносятся активные сопротивления, которые увеличивают затухание контура и изменяют его полосу пропускания.
1 Помимо указанной схемы, в каскадах транзисторных резонансных усилителей находят применение схемы трансформаторной и емкостной связи контура с транзистором и с нагрузкой.
314
Резонансная частота усилителя определяется резонансной частотой эквивалентного контура:
f = _____.
° 2л]/ДС.кв
(16.33)
где
Сэкв — С 4~ С^/Пк + Снтц Скат См. (16.34) В выражении (16.34) С — собственная емкость контура; Ск —емкость транзистора; С„— емкость нагрузки; Скат— емкость катушки; Сы — емкость монтажа; тк — коэффициент подключения контура к-транзистору (тк = ;/1; та — коэффициент подключения контура
к нагрузке mH = I .
Эквивалентное резонансное сопротивление контура определяется выражением
2
r;
____1 .1 t ^рез. экв ^рез гк
Заданная полоса пропускания усилителя П обеспечивается определенной величиной эквивалентной добротности Q3KB контура:
П = (16.36)
^ЭКВ
Величину эквивалентной добротности можно найти из выражения Q^pea. экв ЭКВ — 7Г Г)КВ
где рэкв — эквивалентное волновое сопротивление контура:
Рэкв = -4-. (16.38)
“оОэкв
Коэффициент усиления каскада по напряжению на резонансной частоте приближенно можно рассчитать по формуле
Р^рез. 3KBWKmH ^г+^«х
(16.35)
(16.37)
*о =
где /?зк»гБ + гэ (1 + 0)— входное сопротивление каскада.
Элементы контура и его связь с выходом транзистора и с нагрузкой необходимо выбирать так, чтобы обеспечить настройку каскада на заданную частоту, а также получить требуемую полосу пропускания и нужное усиление.
(16.39)
ного каскада резонансного усилителя
315
Рис, 16.14. Упрощенная схема (a) (Rr — внутреннее сопротивление генератора напряжения; — сопротивление нагрузки; 7?д----отрицательное
дифференциальное сопротивление туннельного диода) и графическое пояснение (б) работы усилителя на туннельном диоде (/ — вольтамперная харак-
п теристика нагрузки;
2—вольтамперная характеристика туннельного диода; 3 — суммарная вольтамперная характеристика схемы)
При построении высокочастотных резонансных усилителей приходится считаться с тем, что в транзисторах имеется внутренняя обратная связь и, кроме того, в усилителе возникают паразитные обратные связи. При расстройке, т. е. на частотах выше и ниже резонансной, колебательный контур представляет собой комплексную нагрузку и вносит дополнительный фазовый сдвиг. В результате общий фазовый сдвиг между входным и выходиым^сигналами может оказаться таким, что в схеме возникнет положительная обратная связь и усилитель самовозбудится.
Для компенсации (нейтрализации) внутренней обратной связи в усилителе приходится вводить в схему внешнюю обратную связь с противоположным знаком, т. е. усложнять схему.
В схемах резонансных усилителей с успехом используются туннельные диоды. Рассмотрим работу туннельного диода в режиме усиления.
Как было показа! о в параграфе 6.6, если положение рабочей точки выбрать на падающем участке вольт-амперной характеристики, то туннельный диод будет обладать отрицательным дифференциальным сопротивлением (—7?д). Это свойство прибора широко используется для создания усилителей с относительно низким уровнем собственных шумов, успешно работающих в различных частотных диапазонах. Особенно перспективным является применение таких усилителей в диапазоне СВЧ.
На рис. 16.14, а приведена упрощенная эквивалентная схема усилителя на туннельном диоде. Допустим, что ключ SX замкнут (сопротивление из схемы исключено), тогда максимальная мощность, отдаваемая в нагрузку при условии RH = Rr, будет равна
Е~
Р„ = ^. (16-40)
Разомкнем ключ. Мощность, выделяющаяся в RH, составит
A, max = (^н + ^ Rn- (16-41)
316
Рис. 16.15. Принципиальная схема ре- Рис. 16.16. Схема полосового усили-зонансного усилителя на туннельном теля диоде
Из выражения (16.41) видно, что мощность в нагрузке при включении отрицательного сопротивления возрастает. При |—= — Ru — Rr
Е2
гн max — о — н-
На рис. 16.14, б приведены графические построения, при помощи которых можно проанализировать работу «последовательного» (R„ и —/?д включены последовательно) усилителя на туннельном диоде. При выборе рабочей точки Р на падающем участке суммарной вольт-амперной характеристики схемы небольшие изменения входного напряжения С/ая приводят к значительным изменениям тока в цепи и напряжения на выходе (на сопротивлении RH).
Большинство практических схем усилителей на туннельных диодах — резонансного типа. Одна из возможных схем такого усилителя приведена на рис. 16.15. Колебательный контур здесь образован катушкой^индуктивности L и емкостью Сд диода. Батарея Е совместно с резисторами Re и R задает рабочую точку по постоянному току. Дроссель Le блокирует источник питания по переменному току.
Современные усилители на туннельных диодах работают до частот порядка десятков гигагерц (X « 1 см).
Полосовые усилители. В отличие от резонансных полосовые усилители, как правило, имеют фиксированную настройку. Сопротивлением нагрузки таких усилителей является полосовой фильтр, представляющий собой обычно двухконтурную связанную систему с взаимоиндуктивной связью между контурами. Типовая схема полосового усилителя на транзисторе изображена на рис. 16.16.
Частотная характеристика полосового усилителя имеет форму, аналогичную резонансной кривой двух связанных контуров, и во многом зависит от степени связи между контурами (рис. 16.11).
Усилители с обратной связью. Резонансные и полосовые усилители дают хорошие результаты лишь при рабочей частоте порядка единиц килогерц и выше. На более низких частотах индуктивность резонансного контура оказывается чрезмерно большой и контур
317
Рис. 16.17. Схема простейшего RC-фильтра избирательного усилителя (а) и его резонансная характеристика (б)
a 5
усилители, предназначенные для
становится громоздким и дорогим. Катушка индуктивности та- кого контура содержит много витков тонкого провода и очень чувствительна к наводкам и помехам. Поэтому избирательные работы на частотах порядка сотен
герц и ниже, обычно строят с использованием частотно-избирательных фильтров типа RC в цепи отрицательной обратной связи.
На рис. 16.17, а приведена схема /?С-фильтра, элементы R1C1 которого ослабляют низшие частоты, а элементы R2C2 — высшие.
Поэтому коэффициент передачи фильтра К = -j— имеет макси-
ВХ
мальное значение только на одной частоте /0, а на частотах выше или ниже /0 коэффициент передачи сигнала со входа на выход резко уменьшается, частотная характеристика К = <р (/) такого фильтра показана на рис. 16.17, б.
Частота /0, на которой коэффициент передачи фильтра имеет
максимальное значение, определяется из соотношения
2л VR.R.C^
(16.42)
Эту частоту иногда называют квазирезонансной
Более совершенным является фильтр, состоящий из двух Т-образных /?С-цепочек (рис.16.18, а). Т-образные цепочки в этом фильтре состоят из таких элементов: первый — из конденсаторов Cl, С2 и резистора R3; второй — из резисторов Rl, R2 и конденсатора СЗ. Напряжение на выходе каждой из указанных Т-образных цепочек сдвинуто по фазе относительно входного напряжения. При этом напряжение на выходе первой Т-образной цепочки опережает входное напряжение, а напряжение на выходе второй Т-образной цепочки, наоборот, отстает от входного напряжения. Последнее обстоятельство позволяет при параллельном соединении двух
Рис. 16.18. Двойной Т-образный фильтр (а) и его частотная характеристика (б)
318
R1 R2
Рис. 16.19. Избирательный усилитель Т-образным мостом: а — схема; б — частотная характеристика
Л / 6
с ДВОЙНЫМ
7-образных RC-цепочек получить на выходе (на некоторой частоте) при определенных соотношениях величин элементов R и С равные по амплитуде, но противоположные по фазе напряжения. При этом результирующее напряжение на выходе двойного 7-образного фильтра равно нулю. Частотная характеристика такого фильтра приведена на рис. 16.18, б.
Квазирезонансная частота /0, на которой коэффициент передачи двойного 7-образного фильтра имеет наименьшее значение, зависит от величин элементов цепочек:
= 2л V‘ (16.43)
Часто используются симметричные 7-образные фильтры, у которых
Rt = R2 = 2R3 = R и = C2 = |3 = C.
Квазирезонансная частота такого фильтра
^:=2лЯC• (16.44)
На рис. 16.19, а изображена схема избирательного усилителя с двойным 7-образным фильтром в цепи отрицательной обратной связи. На квазирезонансной частоте f0 фильтр вносит максимальное затухание в сигнал, проходящий с выхода на вход. Поэтому глубина отрицательной обратной связи практически равна нулю и усиление сигнала оказывается максимальным. На частотах, отличающихся от квазирезонансной, затухание, вносимое фильтром, уменьшается. При этом усиливается отрицательная обратная связь и соответственно уменьшается усиление сигнала. Частотная характеристика такого усилителя (рис. 16.19, б) напоминает резонансную характеристику колебательного контура и, следовательно, приведен-
319
пая схема по своим свойствам подобна избирательному усилителю с нагрузкой в виде колебательного контура. Для того чтобы избежать влияния малого внутреннего сопротивления источника входного напряжения на фильтр, между входом усилителя и фильтром включают развязывающий резистор Rr (рис. 16.19, а). Величина сопротивления этого резистора составляет 1—2 МОм.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Назовите области применения избирательных усилителей. Приведите примеры устройств, в которых используются избирательные усилители.
2. Что такое избирательность по частоте?
3. Почему в качестве сопротивления нагрузки избирательных усилителей должны быть использованы частотно-зависимые цепи?
4. Чем отличается режим свободных колебаний в контуре от режима вынужденных колебаний?
5. Определите индуктивность катушки, которую нужно подключить к конденсатору емкостью 100 пф, чтобы частота свободных колебаний была 5 МГц.
6. Определите собственную частоту контура, если волновое сопротивление его 400 Ом, а индуктивность 8 мкГн.
7. Начертите векторные диаграммы последовательного контура при резонансе и при расстройке.
8. Объясните физический смысл явления резонанса в последовательном контуре.
9. Последовательный колебательный контур с параметрами L и С настроен на частоту питающего генератора. Как нужно изменить параметры контура, чтобы на той же частоте получить удвоенное напряжение на элементах контура (активное сопротивление контура считать неизменным)?
10. Проанализировать, как меняется полоса пропускания контура при перестройке его путем изменения емкости и индуктивности при условии, что активное сопротивление остается неизменным.
11. Резонансное сопротивление параллельного контура /?рез = 30 кОм, активное сопротивление /? — 5 Ом. Найти добротность контура.
12. Определите добротность контура, если известно, что его резонансное сопротивление при параллельном резонансе больше резонансного сопротивления при последовательном резонансе в 10е раз.
13. Определите коэффициент взаимоиндукции двух связанных контуров, если коэффициент связи между ними 0,2, а индуктивности контуров 90 н 160 мкГн.
14. Почему форма резонансных кривых связанных контуров зависит от степени связи?
15. Почему в схеме резонансного усилительного каскада на транзисторе контур включается в коллекторную цепь не полностью (рис. 16.12)?
16. Объясните назначение элементов схемы резонансного усилителя, приведенной на рис. 16.12.
17. Составьте схему резонансного усилителя на полевом транзисторе.
18. Объясните физический смысл усиления сигнала в схеме усилителя на туннельном диоде.
19. Объясните назначение и принцип работы полосового усилителя.
20. Объясните свойства избирательного усилителя низкой частоты с резистивно-емкостной частотно-зависимой обратной связью. Что такое «ква-зирезоианс»?
21, Составьте перечень ключевых слов к параграфам 16.1, 16.2, 16.3 и 16.5.
320
Глава 17. УСИЛИТЕЛИ НА ЛИНЕЙНЫХ (АНАЛОГОВЫХ) ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
В отличие от логических ИМС, оперирующих с входными напряжениями, которые резко изменяют свою величину в соответствии с последовательностью импульсных сигналов, линейные (аналоговые) интегральные ИМС используются для преобразования непрерывных во времени сигналов по тем или иным параметрам (амплитуде, частоте, форме, длительности и т. д.). Функции, выполняемые аналоговыми ИМС, весьма разнообразны. К ним относятся: усиление, генерирование, модуляция, демодуляция, стабилизация, фильтрация и т. д. Соответственно, многообразна и номенклатура современных аналоговых ИМС. Следует отметить, что термин «аналоговая микросхема» является более общим, чем термин «линейная микросхема». Последний относится лишь к таким аналоговым ИМС, вольтамперная характеристика которых подчиняется линейной зависимости. Вполне понятно, что эта особенность линейных ИМС определяет их преимущественное использование в усилительной аппаратуре, где линейность усилительных элементов необходима для неискаженного усиления сигналов.
В данной главе будут рассмотрены схемотехнические особенности некоторых линейных интегральных ИМС, выяснены возможности построения на их основе усилителей различного назначения, приведены технические параметры наиболее распространенных серий аналоговых ИМС.
При изучении материала следует обратить внимание как на преемственность схемотехнических решений, принимаемых в дискретной и интегральной электронике, так и на своеобразие некоторых элементов ИМС, не имеющих аналогов в дискретной технике.
17.1. Дифференциальный усилитель как базовый элемент линейных ИМС
Наиболее типичной, универсальной схемой, используемой для построения разнообразных усилителей в микроисполнении, является схема однокаскадного дифференциального усилителя (ДУ). Первоначальные сведения о построении ДУ в дискретном исполнении приведены в параграфе 15.2 (рис. 15.4). В данном параграфе рассмотрим работу ДУ, используемого в интегральных ИМС.
На рио. 17.1 показана простейшая схема дифференциального усилителя, которая представляет собой балансный каскад, собранный на идентичных транзисторах и имеющий два входа и два выхода. Важным свойством дифференциального каскада является способность подавлять синфазный сигнал или синфазную помеху, т. е. такие напряжения, которые одновременно и одинаково воздействуют на оба входа. Это объясняется тем, что такие сигналы не нарушают баланса схемы и.не изменяют напряжение на выходе. Учитывая, что интегральная технология позволяет получать строго идентичные параметры транзисторов и резисторов, образующих
11 7-76
321
дифференциального усилителя в микроисполнении
плечи балансного каскада, можно утверждать, что помехоустойчивость ДУ оказывается весьма высокой. Схема реагирует лишь на разность входных напряжений. Отсюда и происходит название дифференциальный усилитель.
Качество работы схемы существенно зависит от величины резистора R5, включенного в эмиттерные цепи транзисторов. Через резистор R5 протекает сумма эмиттерных токов транзисторов VT1 и VT2. Создаваемое
этими токами напряжение является напряжением отрицательной обратной связи, которое через резисторы R3 и R4 подается на соответствующий вход каскада. Чем больше величина сопротивления резистора 7?5, тем глубже обратная связь и, как известно из гл. 14, тем более высокими качественными показателями обладает усилитель. Однако изготовление резистора с большим сопротивлением связано с заметным увеличением площади подложки интегральной микросхемы. Кроме того, с увеличением сопротивления резистора R5 (более сотен килоом) возрастает мощность, потребляемая от источника питания. Поэтому вместо высоко-
омного резистора в цепь эмиттеров включают последовательно соединенные резистор R5 (несколько килоом) и участок коллектор — эмиттер вспомогательного транзистора VT3 (рис. 17.2, а). Режим работы транзистора VT3 задается резисторами R5, R6 и R7. На рис. 17.2, б показана выходная характеристика транзистора, на которой отмечена рабочая точка Р. Внутреннее сопротивление транзистора постоянному току (в режиме покоя) может быть най-„ 17кэ
дено по формуле Raoct = При достаточно большом токе /Кр икР
это сопротивление оказывается незначительным и общее сопротивление в цепи эмиттеров будет определяться, главным образом, величиной резистора R5. При поступлении сигнала напряжение
на участке эмиттер — коллектор изменяется на некоторую величину
Рве. 17.2. Дифференциальный каскад с дополнительным транзистором: а — схема; б — графическое пояснение работы дополнительного транзистора
322
Рис. 17.3. Дифференциальный усилитель серии К1УТ221: а—схема; б — условное графическое обозначение
А(7Кэ, но ввиду пологости рабочего участка характеристики изме-
нения тока Д/к ПРИ этом оказываются незначительными. Поэтому
внутреннее сопротивление транзистора Rnep
^кэ Д7К
возрастает
и вместе с R5 образует высокоомный элемент в цепи отрицательной обратной связи. Диод VD компенсирует температурные изменения напряжения перехода эмиттер — база транзистора VT3. С уве-
личением температуры уменьшается сопротивление эмиттерного перехода транзистора, поэтому ток транзистора возрастает, а положение рабочей точки на характеристике оказывается неустойчивым. Наличие диода устраняет этот недостаток, так как сопротивление р-п перехода диода с повышением температуры уменьшается так же, как и сопротивление участка эмиттер — база транзистора VT3. Поэтому избыточный ток пройдет от источника Есы через диод, а режим работы транзистора стабилизируется.
Вместо диода в схему ДУ обычно включают транзистор в диодном включении (рис. 17.3, а). Дифференциальные усилители, имеющие структуру, подобную изображенной на рис. 17.3, а, выпускают в виде интегральных микросхем (например, К1УТ221, К1УТ181 и др.). Условное графическое обозначение такого усилителя приведено на рис. 17.3, б.
Обычно принципиальные электрические схемы электронных узлов и устройств в интегральном исполнении не имеют обозначений отдельных элементов. Однако сравнение схем, показанных на рис. 17.2, а и 17.3, а, убеждает в их практической идентичности. Резисторы в цепях баз балансных транзисторов выполняют в виде дискретных навесных деталей.
17.2. Операционные усилители на линейных ИМС
Термин операционный усилитель (ОУ) возник в аналоговой • вычислительной технике, где подобные усилители с соответствующими обратными связями применяются для выполнения различных математических операций (интегрирование, суммирование и т. д.).
И*
323
Рис. 17.4. Операционный усилитель типа 1УТ401А:
а —схема электрическая принципиальная; 0 условное графическое обо значение
Разработка ОУ в виде интегральных ИМС привела к существенному расширению функций таких усилителей. Поэтому в современном понимании операционный усилитель — это усилитель напряжения, имеющий в полосе частот от нуля до нескольких мегагерц коэффициент усиления порядка десятков и даже сотен тысяч.
Принципиальные схемы интегральных ОУ содержат, как правило, один, два или три каскада усиления напряжения (причем входной каскад всегда выполняется по дифференциальной схеме), выходной каскад (эмиттерный повторитель) и цепи согласования каскадов между собой.
В качестве примера на рис. 17.4, а приведена принципиальная схема усилителя К1УТ401. Он содержит три усилительных каскада. Первый усилительный каскад построен на транзисторах VT1 и VТЗ по симметричной дифференциальной схеме и имеет два симметричных входа (инверсный1 — 9 и прямой — 10). Этот каскад нагружен на два также симметричных входа второго балансного каскада на транзисторах VT4 и VT6 и коллекторные резисторы /?/, R3. Во втором каскаде нагрузочное сопротивление R8 включено только в одно плечо. Это позволяет перейти от симметричной схемы к несимметричной. Назначение транзисторов VT2 и VT5 (в диодном включении), а также резисторов R2, R5, R6 и R7 не отличается от аналогичных элементов схемы дифференциального усилителя, рассмотренного в параграфе 17.1. Эти элементы обеспечивают глубокую отрицательную обратную связь и тем самым стабилизируют работу усилителя.
Напряжение питания подается на выводы / и 7 (соответственно —t/н.п и Н-(/и.п). Вывод 4 — общий, остальные выводы используются для контроля режима или подключения внешних элементов
1 Инверсным (инвертирующим) называют такой вход усилителя, увеличение напряжения на котором приводит к уменьшению выходного напряжения. При увеличении входного напряжения, подаваемого на прямой (неин-вертирующнй) вход усилителя, выходное напряжение также увеличивается, 324
в зависимости от конкретного применения микросхемы. Обычно выходное напряжение снимается с вывода 5.
Особо следует рассмотреть работу выходного каскада. Дело в том, что отсутствие разделительных конденсаторов в схеме операционного усилителя может привести к появлению постоянной составляющей на выходе усилителя. Чтобы этого не произошло, используется так называемый усилитель амплитуды сигнала, или транслятор уровня, собранный на транзисторах VT7 и VT8. Благодаря включению резистора R9 между эмиттером транзистора V Т7 и коллектором транзистора VT8 снижение потенциала не сопровождается заметным уменьшением усиления. Так как резистор R9 и сопротивление коллекторного перехода транзистора VT8 образуют делитель с большим сопротивлением нижнего (транзисторного) плеча, сигнал почти без затухания поступает на базу транзистора VT9 выходного каскада. Компенсация температурного дрейфа напряжения эмиттер — база транзистора V Т8 обеспечивается транзистором VT5.
Выходной каскад на транзисторе VT9 выполнен по схеме эмиттерного повторителя. Он предназначен для усиления сигнала по мощности. Повышению усиления способствуют положительная обратная связь за счет передачи части выходного напряжения с делителя R10—R12 на эмиттер транзистора VT8. Часть напряжения синфазной помехи, которая просачивается на выход усилителя, по цепи отрицательной обратной связи воздействует на базу транзистора VT2, ослабляя действие помехи. Диод VD выполняет термокомпенсационные функции.
Благодаря использованию весьма сложной схемы выходного каскада удается обеспечить согласование выхода операционного усилителя с нагрузкой, сохранив при этом высокий коэффициент усиления и стабильность работы усилителя в широком диапазоне частот (до нескольких мегагерц).
К числу основных параметров операционных усилителей следует отнести:
напряжение источника питания С/И.п;
ток потребления /пот — значение тока, потребляемого микросхемой от источников питания в заданном режиме;
коэффициент усиления. напряжения KyU — отношение выходного напряжения микросхемы к входному напряжению;
средний входной ток /вх.ср— среднее арифметическое значение входных токов, протекающих через входы сбалансированной микросхемы (напряжение на выходе при этом равно нулю);
напряжение смещения Uctt — значение напряжения постоянного тока на входе микросхемы, при котором выходное напряжение равно нулю;
разность входных токов — разность значений токов, протекающих через входы микросхемы в заданном режиме;
коэффициент ослабления синфазных входных напряжений Лос.сф —отношение коэффициента усиления напряжения микросхемы к коэффициенту усиления синфазных входных напряжений;
325
выходное напряжение ивых\
входное сопротивление RBX — сопротивление со стороны любого входа, в то время как другой присоединен к земле;
выходное сопротивление — сопротивление усилителя со стороны выходного зажима в данном режиме,- когда напряжение на этом зажиме равно нулю;
скорость нарастания выходного напряжения 14/0ых— скорость изменения выходного напряжения микросхемы при воздействии импульса максимального входного напряжения прямоугольной формы;
максимальное синфазное входное напряжение £/сф.вх.тах — максимальное значение напряжений между каждым из входов микросхемы и общим выводом, амплитуды и фазы которых совпадают;
максимальное входное напряжение UBX. max — наибольшее значение входного напряжения усилителя, при котором выходное напряжение соответствует заданному значению;
сопротивление нагрузки RB — значение активного сопротивления, подключаемого к выходу операционного усилителя, при котором обеспечивается заданное усиление.
В качестве примера, иллюстрирующего порядок величин указанных параметров, приведем данные операционного усилителя 1УТ401А; Ua. п! (вывод 7) = + 6,3В; Uu. П2 (вывод 7) = —6,3В; /пот < 4,2 мА; Куи = 800 ... 4000; /вх < 5 мкА; UCM < ±7В; Д7ВХ < 1,5 мкА; ^с.сф>60дБ; 7/вых = ±ЗВ; RBX > 4 кОм; RBax <. 700 Ом; {7сф. вх. max < ±3 В; UBX -4~ 1,5 В; RB 5,1 кОм.
Условное графическое обозначение операционного усилителя типа 1УТ401А приведено на рис. 17.4,6.
17.3. Усилители низкой частоты и широкополосные усилители на ИМС
Учитывая высокие качественные показатели операционных усилителей в широкой полосе частот, их можно использовать не только в качестве УПТ, но и для выполнения универсальных функций апериодических широкополосных усилителей. Однако существует ряд серий линейных интегральных микросхем, специально предназначенных для использования в высококачественных усилительных устройствах широкого применения.
Для иллюстрации схемотехнических особенностей мощных УНЧ на рис. 17.5, а приведена принципиальная схема усилителя типа К1УС744. Схема состоит из входного, предоконечного и выходного каскадов. Входной сигнал подается через разделительный конденсатор на вывод 4. Основу входного каскада составляет дифференциальная пара транзисторов VT3 и VT6. Они обеспечивают требуемый режим по входу, стабильность параметров усилителя при изменениях температуры или питающих напряжений, а также удобство введения обратной связи. Предоконечный каскад выполнен на транзисторах VT9 и VTIO. Режим работы этого каскада задается транзисторами VT7 и VT8 в диодном включении и резисто-
326
ром R9. Двухтактный оконечный каскад содержит в каждом плече по два составных транзистора типа прп (VT14, VT15 и VT12, VT16). Для изменения фазы управляющего сигнала используется транзистор VT11 типа рпр. Это упрощает схему предоконечного и оконечного каскадов и согласование между ними.
Транзистор VT18 с резисторами R12 и R13 образуют цепь стабилизации усилителя. Для получения максимальной выходной мощности при минимальных искажениях и при высоком к. п. д. в оконечном каскаде при подключении конденсатора между выводами 6 и 8 используется положительная обратная связь. Отрицательная обратная связь по постоянному току через резистор R14 служит для стабилизации рабочей точки усилителя. Схема подключения внешних элементов к усилителю приведена на рис. 17.5,6.
Коэффициент усиления на нижних частотах определяется емкостью конденсатора С4. Емкость между выводом 4 и общей точкой схемы ограничивает верхний предел частотной характеристики.
32Z
Рис. 17.6. Широкополосный усилитель на полевых транзисторах (типа К1УС671); а — схема электрическая принципиальная: б —• условное графическое обозначение; в га* барнтный чертеж микросхемы в корпусе
Основные параметры усилителя К1УС744:
напряжение источника питания Uu п = 5,4...9,9 В;
максимальная выходная мощность Рвых_ max = 1 Вт;
коэффициент усиления напряжения Куц = 4...40;
выходное напряжение 17вых = 1,7...2 В;
диапазон частот А/ = 30.. .20 000 Гц;
коэффициент нелинейных искажений Я\,<2%;
входное сопротивление /?вх 10 кОм;
ток потребления (при £7ВХ а'О) /пот< 10 мА;
номинальное сопротивление нагрузки /?н = 4 Ом.
Рекомендуемые значения навесных элементов: С/ = 1 мкФ; R1 = 1,8 кОм; С2 = 50 мкФ; СЗ=200 мкФ; С4 — 100 мкФ; С5 = 1 мкФ. Значения сопротивлений резисторов R2 и R3 подбираются в зависимости от условий эксплуатации усилителя.
Примером построения схемы широкополосного интегрального усилителя на полевых транзисторах может служить схема на рис. 17.6, а.
Усилитель имеет следующие электрические параметры:
напряжение питания йи п = —12 ± 10 % В;
ток потребления /пот<5 мА;
верхняя граничная частота /в 100 кГц;
коэффициент усиления напряжения KyU = 500... 1300;
коэффициент нелинейных искажений (на частоте 1 кГц при выходном напряжении 1 В) Кг<5%;
входная емкость Свх <80 пФ;
выходное сопротивление Рвых < 20 кОм;
диапазон рабочих температур —45...+ 70° С.
Условное графическое обозначение усилителя приведено на рис. 17.6, б, а габаритный чертеж микросхемы в корпусе — на рис. 17.6, в.
17.4. Интегральные избирательные усилители
Для построения избирательных усилителей используются как полупроводниковые, так и гибридные ИМС. Последние позволяют подключать к микросхеме навесные конденсаторы и катушки индуктивности, входящие в состав колебательных контуров.
Характерной особенностью высокочастотных избирательных ИМС является 'Включение транзисторов по так называемой каскодной схеме. Под каскодом понимается схема, в которой два транзистора соединены последовательно такх что через них протекает один
328
и тот же ток. Существуют разнообразные способы соединения транзисторов, каждый из которых может быть включен по той или иной схеме (ОБ, ОЭ, ОК). Один из широко распространенных вариантов каскодной схемы (ОЭ — ОБ) приведен на рис. 17.7. В данной схеме входное напряжение подается на участок база — эмиттер транзистора VT1, включенного по схеме с ОЭ. Выходное напряжение снимается с участка коллектор— база транзистора.VT2, включенного по схеме с ОБ. Такое соединение мож
но рассматривать как ОДНО целое, т. е. как Рис. 17.7. Каскодная вариант составного транзистора. Очевидно, схема усилителя
что в данной схеме ток эмиттера тран-
зистора VT2 равен току коллектора транзистора VT1. Поэтому /кг = сс27э2 = А1 = “г (“1^91). Коэффициент-передачи эмиттерного тока в каскодной схеме
а = р- = ^i«2-'Э1
Поскольку значения и а2 близки к единице, можно заключить, что а = ага2 ненамного отличается от коэффициента передачи в одном транзисторе VT1. Следовательно, и коэффициент усиления напряжения в каскодной схеме практически не будет отличаться от коэффициента усиления обычного однотранзисторного каскада. Не давая выигрыша по коэффициенту усиления, каскод, однако, имеет важное преимущество по сравнению с простейшим усилителем. Это преимущество состоит в отсутствии связи между точкой выхода (коллектор транзистора VT2) и точкой входа (база Транзистора VT1), тогда как в простейшем усилителе такая паразитная обратная связь имеется (через емкость коллекторного перехода Ск и сопротивление гк). На высоких частотах подобная обратная связь нарушает устойчивость работы схемы и может привести к самовозбуждению усилителя. J
Развязка выхода и входа в каскодной схеме обусловлена тем, что промежуточная точка схемы (база транзистора VT2) находится под некоторым неизменным потенциалом, заданным источником напряжения смещения <7СМ. Выходное напряжение каскода вызывает протекание тока через емкость коллекторного перехода транзистора VT2. Однако этот ток замыкается через источник смещения и не попадает в коллекторную цепь транзистора VT 1. Поэтому между выходом и входом схемы обратная связь существенно уменьшается.
Схемотехнические особенности резонансного усилителя высокой частоты рассмотрим на примере микросхемы типа К2УС241 (рис. 17.8, а).
Усилитель предназначен для работы в диапазоне частот 0,15... 110 МГц. Микросхема выполнена на двух транзисторах, образую-
329
Рис. 17.8. Избирательный усилитель на ИМС типа К2УС241: а—схема электрическая принципиальная; б — условное графическое обозначение
щих каскод типа ОЭ — ОБ. Режим работы транзисторов по постоянному току задается делителем базового смещения /?/—R3 и резист орами R5, R6, включенными в цепь эмиттера транзистора VT1. Наличие выводов 5, 6’ и 7 позволяет регулировать сопротивление нижнего плеча делителя и менять смещение между эмиттером и базой входного транзистора. Поэтому микросхема может питаться от источников с напряжением 5,4—12 В, при этом потребляемая мощность не превышает 50 мВт.
В микросхеме предусмотрена возможность подачи базового смещения от внешнего источника t/CM = 3 В. В этом случае вывод 2 не соединяется с делителем R1—R3, а напряжение смещения подается через вывод 3 и резистор R4. Конденсатор С1 обеспечивает включение транзистора VT2 по схеме с ОБ, а конденсатор СЗ уменьшает обратную связь по переменной составляющей.
Входной сигнал подается на базу транзистора VT1 через выврд / а разделительный конденсатор С2. При необходимости в качестве входного можно использовать вывод 2. Нагрузка усилителя может быть апериодической или резонансной и включается между выводами 8 и 9 (рис. 17.8, б).
В диапазоне 0,15...30 МГц усилитель обеспечивает крутизну обобщенной вольтамперной характеристики схемы не ниже 30 мА/B, а на более высоких частотах рабочего диапазона порядка 12 мА7В. Входное сопротивление усилителя на частоте 10 МГц не менее 150 Ом. Неравномерность частотной характеристики не более 12 дБ.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Какие функции выполняют аналоговые ИМС в электронной аппаратуре?
2. Нарисуйте схему дифференциального усилителя и объясните назначение ее элементов.
3. Как объяснить подавление синфазного сигнала или помехи в дифференциальном усилителе? Является ли это достоинством схемы? Почему?
4. Объясните назначение и особенности цепи обратной связи в дифференциальном усилителе.
330
5. Почему дифференциальный усилитель считается базовым элементом многих аналоговых ИМС?
6. Какие электронные схемы могут быть построены на основе дифференциального усилителя? Приведите примеры таких схем, укажите их маркировку.
7. Расскажите о работе схемы операционного усилителя типа 1УТ401.
8. Найдите в справочнике [27; 28; 41} схему операционного усилителя типа К1УТ531, объясните особенности построения схемы и назначение ее элементов.
9. Дайте характеристику основным параметрам операционных усилителей. 10. Выпишите из справочника основные параметры усилителя типа К1УТ402.
Сравните их с параметрами усилителя 1УТ401А.
11. Расскажите о схемотехнических особенностях усилителей низкой частоты и широкополосных усилителей в интегральном исполнении.
12. Как работает каскодная схема? Почему каскодные схемы чаще всего применяют в высокочастотных избирательных усилителях?
13. Расскажите о работе избирательного усилителя на ИМС типа К2УС241. 14. Найдите в справочнике (27; 41) схемы усилителей типа 2УС191Б, 1УС752А, К2УС181, К1УС182Б. Объясните особенности их построения, приведите основные данные, характеризующие их работу.
15. Расскажите о назначении и особенностях схем усилителей К118УД1А, КН9УН2, К157УС2А, К153УД2, К174УН5, К224УПЗ..К198УТ1, К198УН1, К140УД1, 140УД13, К123УН1, К224УН17, К2УС242, К2УС283 [9, с. 160-178].
Глава 18. ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИИ
Электронный генератор — это устройство, преобразующее электрическую энергию источника постоянного тока в энергию незатухающих электрических колебаний требуемой формы, частоты и мощности.
В теоретическое обоснование работы автогенераторов большой вклад внесли советские ученые А. М. Ляпунов, Л. И. Мандельштам, Н. Д. Папалекси, А. А. Андронов, А. И. Берг, Ю. Б. Кобзарев и др.
По принципу работы различают генераторы с самовозбуждением (автогенераторы) и генераторы с внешним возбуждением, которые по существу являются усилителями мощности высокой частоты. Электронные автогенераторы подразделяются на автогенераторы синусоидальных (гармонических) колебаний и автогенераторы колебаний несинусоидальной формы, которые принято называть релаксационными (импульсными) автогенераторами.
В данной главе рассматриваются автогенераторы синусоидальных колебаний.
Являясь первоисточником электрических колебаний, генераторы с самовозбуждением широко используются в радиопередающих и радиоприемных (супергетеродинных) устройствах, в измерительной аппаратуре, в электронных вычислительных машинах, в устройствах телеметрии и т. д. Ниже приводится деление генераторов по диапазону генерируемых частот.
Тип генератора Низкочастотные Высокочастотные Сверхвысокочастотные
Диапазон частот
От 0,01 Гц до 100 кГц
От 100 кГц до 100 МГц
От 100 МГц и выше
331
Наиболее распространенные схемы автогенераторов содержат усилительный элемент и колебательную систему, связанные между собой цепью положительной обратной связи.
Ранее было показано, что любой усилитель может быть превращен в автогенератор, если его охватить положительной обратной связью и обеспечить выполнение условия РЛ 1. Для построения автогенератора синусоидальных колебаний обычно'используются два типа усилительных схем — резонансные усилители и усилители на резисторах. Автогенераторы, выполненные на основе схемы резонансного усилителя, часто называют автогенераторами типа LC, в автогенераторы, построенные на основе схемы усилителя на резисторах,— автогенераторами типа RC. Первые используются главным образом на высоких частотах, вторые — на низких.
В качестве усилительных элементов схем автогенераторов, используемых в устройствах электронной автоматики и вычислительной техники, наиболее широко применяются транзисторы и туннельные диоды.
При изучении данной главы необходимо выяснить следующие основные вопросы:
1. В чем состоит сущность физических процессов, происходящих в схемах автогенераторов?
2. Какими соображениями руководствуются при построении схем генераторов типа LC и RC, каковы функции входящих в них элементов?
3. Какими техническими показателями характеризуются автогенераторы?
4. Как обеспечить высокую стабильность частоты генерируемых колебаний?
18.1. Принцип равЪты транзисторного автогенератора типа LC
Известно много разновидностей схем транзисторных автогенераторов типа LC, но любая из них должна содержать:
колебательную систему (обычно колебательный контур), в которой возбуждаются требуемые незатухающие колебания;
источник электрической энергии, за счет которого в контуре поддерживаются незатухающие колебания;
транзистор, с помощью которого регулируется подача энергии от источника в контур;
элемент обратной связи, посредством которого осуществляется подача необходимого возбуждающего переменного напряжения из выходной цепи во входную.
Простейшая схема транзисторного генератора типа LC пока- -зана на рис. 18.1. Такая схема называется генератором с трансформаторной связью и используется обычно в диапазоне высоких частот.
Элементы Rs , Rs , RgU Сэ предназначены (так же, как и в усилителях) для обеспечения необходимого режима по постоянному 332
току и его термостабилизации. С помощью конденсатора СБ, емкостное сопротивление которого на высокой частоте незначительно, заземляется один конец базовой обмотки.
В момент включения источника питания в коллекторной цепи транзистора появляется ток /к, заряжающий конденсатор Ск колебательного контура. Так как к конденсатору подключена катушка Лк> то пос
ле заряда конденсатор начинает разряжаться на катушку. В результате обмена энергией между конденсатором и катушкой в контуре возникают свободные затухаю-
щие колебания, частота которых определяется параметрами кон-
тура и равна
2л 1/" L,,CW Т 1\ 1\
Рис. 18.1. Транзисторный автогенератор с трансформаторной связью
(18.1)
Переменный (колебательный) ток контура, проходя через катушку Лк> создает вокруг нее переменное магнитное поле. Вследствие этого в катушке обратной связи ЛБ, включенной в цепь базы транзистора, наводится переменное напряжение той же частоты, с которой происходят колебания в контуре. Это напряжение вызывает пульсацию тока коллектора, в котором появляется переменная составляющая.
Переменная составляющая коллекторного тока восполняет потери энергии в контуре, создавая на нем усиленное транзистором переменное напряжение. В свою очередь это приводит к новому нарастанию напряжения на катушке связи ЛБ, которое повлечет за собой новое нарастание амплитуды переменной составляющей тока коллектора и т. д.
Разумеется, нарастание коллекторного тока не происходит беспредельно — оно наблюдается лишь в пределах активного участка выходной характеристики транзистора (на участке насыщения, как известно, ток коллектора практически не меняется).Что же касается амплитуды колебаний в контуре, то ее рост ограничивается сопротивлением потерь контура, а также затуханием, вносимым в контур за счет протекания тока в базовой обмотке.
Незатухающие колебания в контуре автогенератора установятся лишь при выполнении двух основных условий, которые получили название условий самовозбуждения.
Первое из этих условий называют условием баланса фаз. Сущность его сводится к тому, что в схеме должна быть установлена именно положительная обратная связь между выходной и входной цепями транзистора. Только в этом случае создаются необходимые предпосылки для восполнения потерь энергии в контуре.
Поскольку резонансное сопротивление параллельного контура носит чисто активный характер, то при воздействии на базу сигнала с частотой, равной частоте резонанса, напряжение на коллекто
з5з
ре будет сдвинуто по фазе на 180° (как для обычного резистивного каскада усиления). Напряжение, наводимое на базовой катущке за счет тока /к, протекающего через контурную катушку Лк»
Ub = ±/®Л/к. (1S.2)
где М — коэффициент взаимоиндукции между катушками.
Очевидно, необходимо так выбрать направление намотки базовой катушки, чтобы Ub — —]а0М1к.- Только в этом случае общий фазовый сдвиг в цепи усилитель — обратная связь будет равен нулю: <рк + <р0 = 0, т. е. в схеме будет установлена положительная обратная связь.
Если же UE = +/(ooA1/k, то обратная связь окажется отрицательной и колебания в контуре прекратятся1.
Выполнение условия баланса фаз является необходимым, но недостаточным для самовозбуждения схемы. Второе условие самовозбуждения состоит в том, что для существования автоколебательного режима ослабление сигнала, вносимое цепью обратной связи, должно компенсироваться усилителем. Иными словами глубина положительной обратной связи должна быть такой, чтобы потери энергии в контуре восполнялись полностью.
При наличии положительной обратной связи в соответствии о формулой (14.15) коэффициент усиления составляет к - к дсв — ]_рК,
где Р — коэффициент передачи цепи обратной связи.
Для рассматриваемой схемы коэффициент £, показывающий, какая часть переменного напряжения контура подается на базу транзистора в установившемся режиме работы,
о _ UB _ _ М
(18.3)
где /к« — амплитуда тока в контуре автогенератора.
Учитывая, что усилитель с положительной обратной связью переходит в режим генерации при условии > 1, найдем значение коэффициента обратной связи, необходимое для самовозбуждения,
₽ > 4 • (18-4)
Коэффициент усиления схемы на резонансной частоте о учетом (16.39) приближенно можно считать равным
/121Э^рез ~ Л21эЯрез ,,0
^ + гЭ(1+Л21э)- (18‘5)
1 На практике выполнение условия баланса фаз достигается соответствующим включением концов катушек и £Б. При отсутствии самовозбуждения необходимо поменять местами концы катушки связи ДБ. При этом автогенератор должен самовоэбудиться, если в схеме нет других неисправностей.
334
<s-h^(l+W(186)
Поэтому
о = М_______________
^К Л21Э^рез
Условие самовозбуждения, выраженное формулой (18.6), получило название условия баланса амплитуд.
Процесс возникновения, нарастания и установления колебательного режима транзисторного автогенератора (при выполнении условий баланса фаз и амплитуд) можно объяснить с помощью так назы-
^вх2
Рис. 18.2. Колебательная характеристика автогенератора
ваемой колебательной характеристики автогенератора, представляющей собой зависимость Г7ВЫХ =/(^вх). На рис. 18.2 изображены амплитудная характеристика собственно усилительного звена
^вых Г7ВХ
= ср и прямая линия, выражающая зависимость коэффи-
к =
циента передачи цепи обратной связи от величины входного напряжения р = тр?- — <р' (Г7ВХ) и характеризующая ослабляющее дейст-^ВЫХ
вие цепи обратной связи.
Предположим, что на вход транзистора поступает напряжение UBX 1. После усиления в К раз на выходе усилителя появится напряжение ивых 1. Это напряжение, ослабленное в Р раз, вызовет появление на входе напряжения (/вх 2, которое создаст на выходе новое, напряжение и т. д. Процесс будет продолжаться до тех пор, пока величина выходного сигнала не достигнет своего установившегося значения (точка Л), при котором выполняется условие р/С = = 1.
Из-за нелинейности характеристик транзистора амплитудная характеристика усилителя также оказывается нелинейной, т. е с ростом уровня выходного сигнала коэффициент усиления уменьшается. Именно поэтому амплитуда колебаний в контуре не может увеличиваться беспредельно и ограничивается на определенном уровне, соответствующем установившемуся режиму. Из рис. 18.2 видно, что после включения источника питания автоколебания возникают и развиваются при воздействии на вход транзистора любого, сколь угодно малого, напряжения, которое всегда имеется вследствие флуктуационных изменений режима работы схемы.
18.2. Энергетические показатели транзисторного автогенератора типа LC
Автогенератор может работать в разных режимах. Для характеристики режима служит коэффициент использования коллекторного напряжения £. Этот коэффициент равен отношению амплитуды
335
переменного напряжения на контуре С/к.,п к постоянному напряжению на коллекторе:
1 = ^2. (18.7)
ск
При | < 1 устанавливается недона-пряженный режим работы автогенератора. При § > 1 режим работы называют перенапряженным. При | as 1 генератор работает в так называемом критическом режиме. Обычно используется критический режим работы автогенератора. В этом случае автогенератор от-
Рнс. 18.3. Графики коэффи- Дает требуемую полезную мощность при пиентов разложения импуль- достаточно высоком к. п. д. Форма тока “в тока в коллекторной цепи автогенератора за-
висит от. режима работы. Если ток проходит на протяжении всего периода напряжения на входе, то колебания тока имеют синусоидальную форму и их называют колебаниями первого рода. Этот режим (подобный режиму А в усилителях) характеризуется малым к. п. д. и поэтому в автогенераторах используется редко. Более выгодным является режим колебаний второго рода с отсечкой коллекторного тока (подобный режиму В в усилителях).
Известно, что ток, имеющий форму импульсов, можно разложить в ряд Фурье и представить в виде суммы постоянного тока, переменного тока той же частоты, что и частота повторения импульсов (первая гармоника), переменного тока удвоенной частоты (вторая гармоника), а также переменных токов более высоких частот (высшие гармоники). Важно отметить, что именно первая гармоника тока /к1тсоздает на контуре автогенератора переменное напряжение требуемой частоты, амплитуда которого определяется по формуле
f/Km ~ ^Klm^pea-
Для токов других частот контур имеет малое сопротивление и токи этих частот проходят через контур, не создавая на нем заметного напряжения. Таким образом, несмотря на то что ток коллектора имеет форму, отличающуюся от синусоидальной, колебательное напряжение на контуре оказывается синусоидальным.
Амплитуду первой гармоники, а также величину постоянной составляющей импульсного тока можно найти с помощью коэффициентов разложения и а0, зависящих от угла отсечки (рис. 18.3)1.
Между амплитудным значением первой гармоники тока /к1«> постоянной составляющей /к пост и максимальным значением импульс-
1 Коэффициенты разложения импульсов тока в зависимости от угла отсечки были впервые предложены 4. И. Бергом.
336
Рис. 18.4. Идеализированные характеристики транзистора
ного тока /к max существуют такие соотношения:
I Kim — ОЦ/ К maxi
пост — К max-
(18.8)
(18.9)
Для анализа и расчета транзисторных генераторов допустимо пользоваться идеализированными (спрямленными) характеристиками транзисторов (рис. 18.4).
Одним из основных параметров транзистора, работающего в схеме генератора, является крутизна линии критического режима S,tp (рис. 18.4, а). У некоторых типов транзисторов SKp достигает сотен миллиампер на вольт и выше. Важными параметрами являются также крутизна характеристики тока коллектора
АД.
' пРи ”кэ = const
ас/БЭ
и напряжение среза Ес, определяемое для заданного рабочего напряжения на коллекторе икЭр= (/кЭ2(рис. 18.4, б). При работе транзисторов на высоких частотах существенное влияние оказывает время пробега тп носителей тока (электронов или дырок). Это время невелико и на сравнительно низких частотах им можно пренебречь, но с повышением частоты влияние его значительно усиливается. Влияние времени тп проявляется прежде всего в том, что заряды, инжектированные эмиттером в один и тот же момент времени, приходят к коллектору в разное время. Появляется рассеяние носителей тока, которое приводит к уменьшению коэффициента усиления транзистора потоку, тем более сильному, чем выше частота генерируемых колебаний. Инерционность носителей тока приводит также к возникновению между первой гармоникой коллекторного тока и колебательным напряжением на контуре фазового сдвига, зависящего от времени движения носителей тока.
Существенное влияние на работу транзисторного генератора в области высоких частот оказывают емкости эмиттерного и коллекторного р-п переходов транзистора.
337
18.3. Разновидности схем транзисторных автогенераторов
Помимо схемы с трансформаторной связью, широкое распространение в электронной аппаратуре получили так называемые трехточечные схемы с автотрансформаторной (рис. 18.5, а) и емкостной связью (рис. 18.5, б). Режим по постоянному току и его термоста-бплизацня осуществляются в приведенных схемах так же, как и в схеме рис. 18.1. По переменному току высокой частоты контур присоединяется к трем электродам транзистора — эмиттеру, базе, коллектору — тремя точками: Э, Б, К. В схеме, приведенной на рис. 18.5, а, отвод от соответствующего витка контурной катушки подключен к эмиттеру транзистора через малое внутреннее сопротивление источника питания.
Напряжение обратной связи (рис. 18.5, а) снимается с части витков контурной катушки (L2) и через конденсатор С1 поступает на базу транзистора. Поскольку знаки мгновенных напряжений на L1 и L2 относительно средней точки противоположны, т. е. сдвинуты между собой по фазе на 180°, а усилительный каскад поворачивает фазу еще на 180°, то обратная связь будет положительной, т. е. условие баланса фаз выполняется. Аналогично работает и схема, приведенная на рис. 18.5, б, только здесь напряжение обратной связи снимается с конденсатора СЗ.
Рис. 18.5 Трехточечные схемы автогенераторов:
а —• с автотрансформаторной свя-swyj б — с емкостной связью
Рис. 18.6. Двухтактная схема автогенератора
338
Для увеличения выходной мощности применяются двухтактные схемы автогенераторов, которые по существу представляют собой сочетание однотактных схем с общим контуром, общим питанием й другими общими элементами. Построение такой схемы иллюстрируется рис. 18.6.
18.4. Автогенераторы на туннельных диодах
Туннельный диод благодаря широкому частотному диапазону, малой потребляемой мощности и высокой температурной стабильности является наиболее перспективным прибором для построения миниатюрных, высокостабильных, широкодиапазонных автогенераторов. Недостатком генераторов иа туннельных диодах является малая выходная мощность, а также некоторая нестабильность работы нз-за разброса параметров современных туннельных диодов.
Наиболее полно преимущества туннельного диода удается использовать в генераторах диапазона СВЧ, особенно на частотах выше 1 ГГц, где из-за невозможности использования транзисторов приходилось использовать сложные, громоздкие и неэкономичные генераторы на клистронах, лампах бегущей и обратной волны н др. Современные туннельные диоды позволяют генерировать электрические колебания с частотами, до 100 ГГц.
Применение туннельного диода в схемах генераторов объясняется тем, что с помощью отрицательного сопротивления туннельного диода можно компенсировать потери в колебательном контуре и получить в нем незатухающие колебания. Поэтому рабочим участком вольтамперной характеристики туннельного диода является ее падающий участок. Ширина падающего участка характеристики туннельного диода обычно не превышает нескольких десятков милливольт. Поэтому амплитуда генерируемых колебаний в автогенераторе на туннельном диоде оказывается небольшой. Наибольшая величина выходной мощности, которую может развить туннельный диод, выражается соотношением
При этом рабочая точка перемещается от точки максимума (пика) вольтамперной характеристики диода до точки минимума (впадины). Вследствие нелинейности характеристики вблизи этих точек форма генерируемых колебаний может оказаться искаженной. Для уменьшения искажений приходится уменьшать рабочий участок характеристики, ограничиваясь его линейной частью. Однако это приводит к уменьшению отдаваемой мощности, которая практически не превышает нескольких сотен милливатт.
На рнс. 18.7, а приведена простейшая схема автогенератора на туннельном диоде. С помощью делителя R1R2 задается необходимое положение ра-
Рис. 18.7. Принципиальная (а) н эквивалентная (б) схемы простейшего автогенератора на туннельном диоде
Д-Л7
R2 —Е
Рис. 18.8. Схемы автогенераторов на туннельных диодах:
а — с последовательным питанием; б с параллельным питанием
339
бцчей точки; Колебательный контур образован катушкой L и собственной емкостью диода Сд. Эквивалентная схема такого генератора может быть представлена в виде цепи, изображенной на рис. 18.7, б. Здесь /?2 — общее активное сопротивление, учитывающее сопротивление делителя и сопротивление потерь контура. Условия самовозбуждения будут выполняться, если величина |—/?д| окажется достаточной, чтобы скомпенсировать потери в контуре, т. е.
(18.11)
Кроме того, необходимо, чтобы
L > Т?2 | -/?д 1 Сд. (18.12)
При этом схема самовозбуждается и генерирует колебания с частотой
1 / 1
/о = 2Й \/ LC~a~ LCn\-Rn\- (18J3)
На рис. 18.8 показаны две разновидности типовых схем автогенераторов на туннельных диодах. л
Следует обратить внимание на то, что туннельный диод — двухполюсник. Поэтому схема автогенератора на туннельном диоде проще, чем на транзисторе, так как отпадает необходимость внешней обратной связи. Здесь обратная связь заложена в самом физическом механизме работы диода и выражается в возникновении отрицательного сопротивления при правильном выборе рабочей точки на вольтамперной характеристике. Из-за отсутствия внешней цепи обратной связи и большой Крутизны падающего участка вольтамперной характеристики автогенераторы на туннельных диодах имеют ряд особенностей. Прежде всего источник питания должен обладать малым внутренним сопротивлением 7?и, чтобы рабочая точка могла попасть на падающий участок характеристики. Для этого необходимо выполнение условия
/?н<|-/?д|, (18.14)
где I —7?д — отрицательное сопротивление диода в рабочей точке. Из-за малой величины , —7?д | резонансное сопротивление контура также оказывается ма-
7?pe3 = m2Qp~(l,2 ... 1,6)|-/?д|, (18.15)
где т — коэффициент связи диода с контуром; Q — добротность контура; р — волновое сопротивление контура.
Малая величина резонансного сопротивления контура определяется слабой связью диода с контуром
<|8'Ч
Но для того чтобы контур обладал хорошими резонансными свойствами, необходимо иметь pQ > 1. Если считать допустимым pQ = 10...20 и принять Q = 100...200, то
р < (0,5 . . . 1) I-/?д |. (18.17)
Соотношения (18.14)—(18.17) используются для расчета контура автогенера-
тора на туннельном диоде. •
Схема на рис. 18.8, а получила название схемы с последовательным питанием диода (источник питания, контур и диод включены последовательно друг с другом). Напряжение источника питания обычно подается с помощью делителя. Для получения малого внутреннего сопротивления источника сопротивление резистора R1 следует выбирать из условия Rt < | —R |,
340
Схема на рис. 18.8, б называется схемой параллельного питания. Здесь источник питания, диод и контур включены между собой параллельно (диод и источник питания — по постоянному току, контур и диод — по переменному). Для устранения самовозбуждения в контуре C2LW последовательно с дросселем включается резистор R, сопротивление которого выбирается из условия R < |—/?д|. При параллельном питании постоянный ток источника не поступает в контур, что предотвращает бесполезный нагрев катушки кои-тура и способствует повышению стабильности генерируемой частоты.
18.5. Стабилизация частоты £С-генераторов
Важнейшим требованием, предъявляемым к автогенератору, является стабильность частоты генерируемых колебаний. Однако в процессе работы автогенератор подвергается различным влияниям, которые приводят к изменению его рабочей частоты. Основными причинами нестабильности частоты являются: изменения окружающей температуры, приводящие к изменению геометрических размеров-и электрических свойств деталей схемы; изменения напряжения источников питания; механическая вибрация и деформация деталей и др. Кроме того, на стабильность частоты влияют паразитные индуктивности и емкости схемы — междуэлектродные емкости усилительных элементов, изменяющиеся с изменением режима работы, индуктивности выводов электродов, емкости монтажа и т. д. Уменьшение влияния этих факторов достигается применением для изготовления деталей материалов, мало меняющих свои свойства при изменении температуры, экранировкой и герметизацией контуров, стабилизацией источников питания, рациональным монтажом и т. д. Однако этими методами нельзя обеспечить очень высокую стабильность частоты, которая часто необходима при измерениях, радиосвязи и т. п.
Наиболее эффективной мерой повышения устойчивости частоты автогенераторов типа LC является кварцевая стабилизация. Она основана на применении в схеме автогенератора кварцевых пластинок с сильно выраженным пьезоэлектрическим эффектом.
Если кварцевую пластинку сжать или растянуть, то на ее противоположных гранях появляются равные по величине, но разные по знаку электрические заряды. Величина их пропорциональна давлению, а знаки зависят от направления силы давления. Это явление носит название прямого пьезоэлектрического эффекта. Если же к граням пластинки кварца приложить электрическое напряжение, то пластинка будет сжиматься или растягиваться в зависимости от полярности приложенного напряжения. Это явление называется обратным пьезоэлектрическим эффектом.
Ценным свойством кварца является очень высокая стабильность частоты механических колебаний, которая определяется геометрическими размерами кварцевой пластинки и направлением деформации. Это свойство в сочетании с прямым пьезоэлектрическим эффектом, превращающим механические колебания в электрические, дает возможность использовать кварцевые пластинки для стабилизации частоты автогенератора. Эквивалентная схема кварцевой
341
Рис. 18.9- Эквивалентная схема кварцевой пластинки (а) н схема кварцевого автогенератора на туннельном диоде (б)
пластинки представлена на рис. 18.9, а..
Добротность такого эквивалентного последовательного контура достигает величины QKB = 104...10в. Поэтому фиксирующая способность квар
цевой колебательной системы оказывается очень высокой. Одна
из возможных схем кварцевого автогенератора показана на рис. 18.9, б.
Основное требование к такому автогенератору — генерирование колебании только на: частоте/кв, определяемой кварцем. Это означает, что в. автогенераторе не должны возникать колебания на других частотах и что. генерация должна срываться при удалении кварца из схемы. Однако подключать кварц непосредственно параллельно туннельному диоду нельзя, поскольку резонансное сопротивление кварца (как сопротивление последовательного контура при резонансе): в большинстве случаев меньше величины |—/?д;. В схеме, приведенной на рис. 18.9, б, на всех частотах, кроме частоты последовательного резонанса кварца, общее сопротивление потерь Rs таково, что условие самовозбуждения не выполняется.- На частоте последовательного резонанса кварца его активное сопротивление умеиыпаетея настолько, что резисторы R2 и R3 оказываются включенными параллельно. Общее сопротивление потерь в контуре при этом уменьшается, вследствие чего будут выполняться условия самовозбуждения и схема начнет генерировать колебания. Таким, образом, генерация возможна лишь на одной строго- фиксированной частоте, равной частоте собственных колебаний кварца. Очевидно-, что стабилизация частоты с помощью кварца затрудняется, если в процессе работы требуется перестраивать частоту генерируемых колебаний.. В эком случае надо иметь столько кварцевых пластин, сколько частот необходимо стабилизировать.
18.fr. Автогенераторы тип»'ЯС
Применение генераторов с колебательными контурами (типа LC) для генерирования колебаний с частотами меньше 15—20 кГц затруднено и неудобно из-за громоздкости контуров. В настоящее время для этих целей широко используются генераторы типа RC, в которых вместо колебательного коитура применяются избиратель-ные /?С-фижгрьЕ Генераторы типа RC могут генерировать весьма стабильные синусоидальные колебания в сравнительно широком диапазоне частот от долей герца до> сотен килогерц. Кроме того, они имеют малые габариты: и массу. Наиболее полно преимущества генераторов типа RC проявляются в области низких частот.
342
Структурная схема генератора синусоидальных колебаний типа RC яриведена на рис. 18.10.
Усилитель строится по обычной резистивной схеме. Для самовозбуждения усилителя, т. е. для превращения первоначально возникших колебаний в незатухающие, необходимо на вход усилителя подавать часть выходного напряжения, превышающую вход-
ВыхоО
Рис. 18.10. Структурная схема генератора типа RC
ное напряжение или равную ему по величине и совпадающую с ним по фазе, иными словами, охватить усилитель положительной обратной связью достаточной глубины. При непосредственном соединении выхода усилителя с его входом происходит самовозбуждение, однако форма генерируемых колебаний будет резко отличаться от синусоидальной, поскольку условия самовозбуждения будут одновременно выполняться для колебаний многих частот. Для получения синусоидальных колебаний необходимо, чтобы эти условия выполнялись только на одной определенной частоте и резко пару шались на всех других частотах. Эта задача решается с помощью фазовращающей цепочки, которая имеет несколько звеньев RC и служит для поворота фазы выходного напряжения усилителя на 180°. Изменение фазы зависит от числа звеньев п и равно
180°
<р =-------
ж п
(18.18)
В связи с тем что одно звено RC изменяет фазу на угол <р < 90°, минимальное число звеньев фазовращающей цепочки п = 3. В практических схемах генераторов обычно используют трехзвенные фазовращающие цепочки.
На рис. 18.11 изображены два варианта таких цепочек, получивших название соответственно «/^-параллель» и «С-параллель». Частота генерируемых синусоидальных колебаний для этих схем нри условии RT — R2 = /?а — R и С\ = С2 = С3 = С рассчитывается по следующим формулам:
для схемы на рис. 18.11, а:
(18.19)
f _ __1________ 0,-065 .
° ~ 2л /ёяё ~ RC ’
Рис. 18.11, Трехзвепньи фазовращающне цепочки. а — типа Д-параллель; б—>типа С-параллель
343
для схемы на рис. 18.11, 6:
_ /6 _О39
'» ~ 2лА>С — RC 1 (18.20)
Для обеспечения баланса амплитуд коэффициент усиления усилителя должен быть равен затуханию, вносимому фазовращающей цепочкой, через которую напряжение с выхода поступает на вход усилителя, или превышать его.
Расчеты показывают, что для приведенных схем затухание
W = ^ = 29. (18.21)
с/2
Следовательно, схемы с использованием трехзвенных фазовращающих цепочек, имеющих одинаковые звенья, могут генерировать синусоидальные колебания с частотой f0 лишь в том случае, если коэффициент усиления усилителя превышает 29.
В фазовращающей цепи с одинаковыми звеньями каждое последующее звено оказывает шунтирующее действие на предыдущее. Для уменьшения шунтирующего действия звеньев и снижения затухания в фазовращающей цепи обратной связи могут применяться так называемые прогрессивные цепочки. В этом случае сопротивление резистора каждого последующего звена выбирается в т раз больше сопротивления предыдущего звена, а емкости последующих звеньев во столько же раз уменьшаются:
₽2 =tnR1; R3 = m2R р _____£i. р _____£i
— т ’ Сз — тг •
(18.22)
(18.23)
Обычно величина т не превышает 4—5.
На рис. 18.12 приведена одна из возможных схем автогенератора типа RC с фазовращающей цепочкой.
С точки зрения обеспечения условия баланса фаз такой генератор можно было бы построить и на одном транзисторе (VT2) с общим эмиттером. Однако в этом случае цепочка обратной связи шунтирует резистор Rk усилительного транзистора и снижает его уси-
ление, а малое входное сопротивление транзистора резко увеличивает затухание в цепи обратной связи. Поэтому целесообразно разделить выход фазо-
Рис. 18.12. Схема транзисторного RC-генератора с фазовращающей цепью обратной связи
/Г выходу' усилителя
На вхоО усилителя
R1 Ulx
Рис. I8.13. Последовательно-параллельная избирательная цепочка
344
вращающей цепи и вход усилителя с помощью эмиттерного повторителя, собранного на транзисторе VT1.
Работа автогенератора начинается в момент включения источника питания. Возникающий при этом импульс коллекторного тока содержит широкий и непрерывный спектр частот, обязательно включающий в себя и необходимую частоту генерации. Благодаря выполнению условий самовозбуждения колебания этой частоты становятся незатухающими, тогда как колебания всех других частот, для которых условие баланса фаз не выполняется, быстро затухают.
Автогенераторы с фазовращающими цепями обычно применяются для генерации синусоидальных колебаний фиксированной частоты. Это связано с трудностью перестройки частоты в широком диапазоне. Диапазонные автогенераторы типа RC строятся несколько иначе. Рассмотрим этот вопрос более подробно.
Если усилитель поворачивает фазу входного сигнала на 2л (например, усилитель, имеющий четное число каскадов), то при охвате положительной обратной связью достаточной глубины он может генерировать электрические колебания без включения специальной фазовращающей цепочки. Для выделения требуемой частоты синусоидальных колебаний из всего спектра частот, генерируемых такой схемой, необходимо обеспечить выполнение условий самовозбуждения только для одной частоты. С этой целью в цепь обратной связи может быть включена последовательно-параллельная избирательная цепочка, схема которой приведена на рис. 18.13.
Определим свойства этой цепочки, рассматривая ее как делитель напряжения.
Между выходным и входным напряжениями существует очевидная зависимость •
^вых = £/вхг^. (18.24)
где = + '• —• ' С’ + Коэффициент передачи напряжения этой цепью _/А
А = ^ -----------------. (18.25)
1 LojCx + <оС2 + ш<Та]
На квазирезонансной частоте <в0 коэффициент передачи напряжения должен быть равен действительному числу. Эго возможно лишь в том случае, если сопротивления, выраженные соответствующей математической записью в числителе н знаменателе формулы (18.25), будут иметь одинаковый характер. Данное условие обеспе-
345
чивается лишь £ равна нулю, т. 1 том случае, если действительная часть знаменателя е. = (18:26)
Отсюда частота квазирезонанса <о0 = 1 (18.27) 0 V R1R2C1C2
или Ь = Л-1 • (18.28) 2л КедС,С,
Коэффициен' стогге г передачи напряжения на квазирезонансной ча- . i- <|8-29) (OqC] <Й0С2
Подставляя в формулу (18.29) значение из (18.27), получим ₽о = 4—С (18-30) + /?2 + с2
Считая = чения /0 и рв:. з = R и -= С2 = С, найдем окончательные зна- (18.32)
Затухание, вносимое рассматриваемой избирательной цепочкой на квазирезонансной частоте,
У =4 = 3. (18.33)
СВЫХ Ро
Это означает, что минимальный коэффициент усиления, при котором
удовлетворяется условие баланса амплитуд, также должен быть равен 3. Очевидно, что это
Рис, 18.14. Схема диапазонного /?С-генерагора
требование выполнить достаточно легко. Реальный транзисторный усилитель, имеющий два каскада (наименьшее четное число), позволяет получить усиление по напряжению, намного превышающее Ко = 3. Поэтому целесообразно
34$
наряду с положительной обратной связью ввести в усилитель отрицательную обратную связь, которая, снижая коэффициент усиления, вто же время существенно уменьшает возможные нелинейные искажения генерируемых колебаний. Принципиальная схема такого генератора приведена на рис. 18.14. Терморезистор RK в цепи эмиттера транзистора VT1 предназначен для стабилизации амплитуды выходного напряжения при изменении температуры. Регулировка частоты осуществляется с помощью спаренного потенциометра R1R2.
18.7. Генераторы синусоидальных колебаний на интегральных микросхемах
Для построения генераторов в микроисполнении используются аналоговые (линейные) усилительные ИМС, охваченные глубокой положительной обратной связью. Поэтому создание схемы генератора — типа LC или RC, по существу, сводится к выбору соответствующей аналоговой ИМС и подключению к ней дискретных элементов — АС-контура, .RC-цепочек, мостов и т. п. При этом принципы построения схем генераторов, рассмотренные в предыдущих параграфах, условия самовозбуждения, способы стабилизации частоты фактически остаются неизменными.
На рис. 18.15 приведена схема генератора синусоидальных колебаний с трансформаторной обратной связью, основой которой является дифференциальный каскад (ДУ). Колебательный контур включен между коллекторами транзисторов VT1 и VT2. Положительная обратная связь обеспечивается с помощью дополнительной
Рис. 18.15. Генератор типа LC на базе ИМС дифференциального усилителя
Рис. 18.16. Генераторы типа RC на базе ИМС дифференциального усилителя.
а— простейшая схема; б—схема с эмит-терными повторителями
347
обмотки LCB, напряжение с которой подается на вход дифференциального каскада. Выходные напряжения, снимаемые с коллекторов транзисторов VT1 и VT2 (несимметричные выходы), изменяются в противофазе. Это позволяет в случае необходимости снимать два гармонических сигнала, сдвинутых по фазе на 180°. При подключении внешней нагрузки между коллекторами транзисторов VT1 и VT2 (симметричный выход) амплитуда выходного напряжения увеличивается в два раза по сравнению с амплитудой напряжения схемы с несимметричным выходом. С целью уменьшения влияния внешней нагрузки на стабильность генерируемых колебаний и согласования генератора с нагрузкой выходное напряжение снимается через эмиттерный повторитель, собранный на транзисторе VT4.
В качестве базовых элементов (дифференциальных усилителей) могут быть использованы аналоговые ИМС различных серий' (например, К1УТ181А — К1УТ181В; 1УТ221 (Л, Б, В); К1УТ771 (Л, Б) и др.).
На основе микросхем ДУ могут быть получены различные варианты 7?С-автогенераторов. В качестве примера на рис. 18.16, а приведена схема с трехзвенной цепочкой типа «/^-параллель», которая включена между коллектором и базой транзистора VT1. Таким образом, собственно генератор собран на транзисторе VT1, а выходное напряжение снимается с коллектора транзистора VT2, что уменьшает влияние нагрузки на работу схемы.
Более высокие качественные показатели имеет схема RC-гене-
ратора, приведенная на рис. 18.16, б. Здесь на транзисторах VT4 и VT5 собраны эмиттерные повторители, подключенные соответственно к цепи обратной связи генератора (на транзисторе VT4) и к выходу схемы (на транзисторе VT5).
Подключая цепь обратной связи через эмиттерный повторитель, можно существенно улучшить условия самовозбуждения и характеристики схемы. При этом практически исключается влия-
ние входного сопротивления цепи обратной связи на коллекторную нагрузку транзистора V7'l. Как показали экспериментальные ис-
следования, коэффициент нелинейных искажений в диапазоне частот от 100 до 1000 Гц для схемы рис. 18.16, б не превышает 1,2 % (при амплитуде выходного напряжения порядка 1 В) [47].
R • R
При выполнении условий С. = С, = С3 = С; /?8=А?9= „3-. рвх 1 =
= R частота генерируемых колебаний определяется соотношением
2л V6RC ’
(18.34)
Высшая частота генерируемых колебаний определяется типом ИМС.
348
Контрольные вопросы и упражнения
1. Приведите примеры электронных устройств, в которых используются автогенераторы синусоидальных колебаний.
2. Чем отличаются электронные автогенераторы от усилителей?
3. Назовите основные элементы схемы автогенератора типа LC. Найдите правильный ответ:
1) фазовращающая цепочка;
2) транзистор;
3) последовательный колебательный контур;
4) источник питания;
5) параллельный колебательный контур;
6) элемент обратной связи.
4. Чем определяется частота генерируемых колебаний в генераторе типа /?С?
5. Объясните физический смысл условия баланса фаз.
6. Объясните физич.еский смысл условия баланса амплитуд.
7. Что такое колебательная характеристика автогенератора?
8. Какое из указанных, выражений соответствует выполнению условий самовозбуждения автогенератора? Найдите правильный ответ:
1)Р = К; 2) РХ<1; 3)₽К>1; 4)₽К>1; 5) Ксв = •
9. Чем ограничивается амплитуда генерируемых колебаний в генераторе типа Z.C?
10. Какой смысл имеют коэффициенты разложения импульсов тока?
11. Какими энергетическими параметрами характеризуются транзисторные автогенераторы?
12. Составьте индуктивную трехточечную схему транзисторного автогенератора с параллельным питанием и объясните назначение ее элементов.
13. Составьте трехточечную схему транзисторного автогенератора с последовательным питанием и объясните назначение ее элементов.
14. На чем основана возможность применения туннельных диодов в схемах автогенераторов?
15. Выведите формулу максимальной мощности автогенератора на туннельном диоде. Подсчитайте Ртак при использовании туннельного днода типа ЗИ201Л. - «
16. Объясните условия самовозбуждения автогенератора на туннельном диоде.
17. Составьте схему транзисторного кварцевого автогенератора и объясните ее работу
Рис. 18.17. Генератор на ИМС типа
а — принципиальная схема интегральной части ИМС; б схема подключения дискретных элементов
349
18, Почему количество звеньев в фазовращающей цепочке автогенератора типа RC должно быть не менее трех?
19. Составьте векторную диаграмму работы трехзвениой фазовращающей цепи.
20. Работа автогенератора типа LC начинается в момент включения источника питания и объясняется появлением затухающих колебаний в контуре, которые затем поддерживаются и усиливаются цепью положительной обратной связи. В генераторе типа RC нет колебательного контура. Каким же образом возникают колебания?
21. Объясните работу схемы транзисторного диапазонного автогенератора типа RC.
22. Объясните работу схем автогенераторов, построенных на базе ИМС дифференциального усилителя (ДУ).
23. На рнс. 18.17 приведена схема автогенератора на основе ИМС типа 2ГС191. Объясните назначение элементов схемы. Расскажите о ее работе [28; 41].
Глава 19. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
Значительная часть элементов электронных устройств потребляет электрическую энергию в виде постоянного тока. Источниками постоянного тока могут служить гальванические элементы, аккумуляторы, термоэлектрогенераторы, электромашины постоянного тока и выпрямители.
Наиболее распространенным источником постоянного тока является выпрямитель — устройство, преобразующее переменный ток в постоянный.
Выпрямитель в большинстве случаев состоит из следующих элементов (рис. 19.1):
силового трансформатора (или автотрансформатора), служащего для повышения или понижения напряжения сети до нужной величины;
одного или нескольких вентилей, обладающих односторонней проводимостью тока и выполняющих основную функцию выпрямителя — преобразование переменного тока в постоянный;
сглаживающего фильтра, уменьшающего пульсацию выпрямленного тока.
Во многих устройствах, где предъявляются повышенные требования к постоянству выпрямленного напряжения, а также при значительных колебаниях напряжения сети в сочетании с выпрямителями применяют стабилизаторы постоянного и переменного напряжения.
В схему выпрямителя, кроме этих основных элементов, могут входить различные вспомогательные устройства, предназначенные для регулировки выпрямленного напряжения, включения и выключения выпрямителя, защиты выпрямителя от повреждений при нарушениях нормального режима работы, контрольно-измерительные приборы и т. п.
Рис. 19.1. Структурная схема выпрямителя
350
В настоящее время используются- разнообразные типы выпрямителей, которые классифицируются по числу фаз выпрямляемого переменного тока, типу вентилей, схеме их включения и другим показателям.
Для питания различных узлов и блоков электронной аппаратуры наиболее часто применяются выпрямители, рассчитанные на небольшие мощности и работающие от однофазной сети переменного тока. Такие выпрямители называются однофазными. Они делятся на: а) однополупериодные, в которых ток через вентиль проходит только в течение одного полупериода переменного напряжения сети; б) двухполупериодные, в которых ток проходит через вентиль в течение обоих полупериодов; в) схемы с умножением напряжения.
Для выпрямления трехфазного тока применяются трехфазные выпрямители, которые обычно рассчитаны на получение относительно большой мощности (десятки киловатт). Эти выпрямители подключаются к сети с помощью трехфазных трансформаторов, вторичные обмотки которых имеют три или шесть фаз.
В современных выпрямителях в качестве вентилей чаще всего используются полупроводниковые диоды.
Основные вопросы, подлежащие рассмотрению в данной главе, можно свести к следующим:
1. В чем состоит сущность процессов выпрямления переменного тока и напряжения?
2. Какими соображениями руководствуются при построении выпрямительных схем?
3. По каким техническим показателям сравнивают выпрямительные схемы друг с другом?
4. Как работают сглаживающие фильтры? Из каких элементов они состоят?
19.1. Однополупериодные выпрямители
Схема однополупериодного выпрямителя с активной нагрузкой представлена на рис. 19.2, а. В этой схеме ток через вентиль и сопротивление нагрузки протекает только в течение половины периода переменного напряжения U& действующего на зажимах вторичной обмотки трансформатора. Как видно из рис. 19.2, б, такой ток имеет пульсирующий характер, т. е. протекает в одном направлении и изменяется по величине от максимального значения 1ъп.Ю нуля.
Показанная на рис. 19.2, б постоянная составляющая выпрямленного тока /0 представляет собой среднее значение тока, протекающего за период через сопротивление нагрузки Rn. Воспользовавшись графиком, приведенным на рис. 19.2, б, можно записать равенство
Т
2
/вТ = ргЛ. (19.1)
о
351
Если ток i2 изменяется по синусоидальному закону /2 = /2от sintoZ, то
т т
2 Т
I ir fi . Л , cos at п im
1гТ = I /2т sin atdt = /2ш —- = 2 ,
. . ' о .0
откуда
2/ I
/о=^==-^ = О,318/2т. (19.2)
Постоянную составляющую выпрямленного напряжения Ua на нагрузочном сопротивлении 7?н можно найти по закону Ома:
иа = /Л = 0,3l8/2mRH. (19.3)
Если пренебречь внутренним сопротивлением диода для прямого тока, то падение напряжения 12тКн можно считать равным максимальному напряжению на зажимах вторичной обмотки трансформатора:
= U2m-
Поэтому
Ц, = 0,318(/2т==^. (19.4)
Заменив амплитудное значение напряжения U2m его действующим значением (U2m = К2(./2), получим
(/0 = ^«0,451/2. (19.5)
Таким образом, постоянная составляющая выпрямленного напряжения Uo на нагрузке значительно меньше действующего напряжения иг на зажимах вторичной обмотки трансформатора. Обычно значение напряжения Ua так же, как величина тока /0, задается при расчете выпрямителя. Зная Uo, можно по формуле (19.5) найти требуемую величину переменного напряжения U2 иа зажимах вторичной обмотки силового трансформатора. Если напряжение сети (7С известно, то коэффициент трансформации си-352
лового трансформатора, необходимый для обеспечения заданного напряжения Uo на нагрузке, должен быть равен
« = (19.6)
Из рассмотрения работы схемы следует, что в отрицательный полупериод диод находится под напряжением, действующим на зажимах вторичной обмотки трансформатора. Следовательно, наибольшее обратное напряжение, приложенное к диоду, оказывается равным
t/o6p = t/2m = 3,14t/0, (19.7)
т. е. обратное напряжение на диоде более чем в 3 раза превышает выпрямленное напряжение на нагрузке.
Подбирая диод для работы в однополупериодной схеме, необходимо следить за тем, чтобы
Uобр. ДОП 6/обр = 3,141/0, (19.8)
где£/0бр.дОП—максимально допустимое обратное напряжение выбранного диода.
Если неравенство (19.8) не выполняется, необходимо либо взять диод с более высоким допустимым обратным напряжением, либо включить несколько однотипных диодов последовательно. Количество последовательно соединенных диодов подсчитывается по формуле
й = р-. (19.9)
^обр. дол
При подборе диода необходимо следить за тем, чтобы среднее значение тока /ср, который проходит через диод, не превышало допустимого среднего значения тока этого диода /ср. д0П, т. е.
/ср < /ср. доп- (19.10)
Среднее значение тока диода в однополупериодной схеме
/ср = /в. (19.11)
Поэтому необходимо, чтобы
/ср.Доп>/0. (19.12)
Если неравенство (19.12) не выполняется, то необходимо подобрать диод с более высоким значением /ср. доп или включить несколько однотипных диодов параллельно друг другу. Количество диодов определяют по формуле
(19.13)
'ср. доп
Из рис. 19.2, б видно, что напряжение на нагрузке достигает максимума один раз за период. Следовательно, частота пульсаций
1/2 12 7-76
353
напряжения на нагрузке в однополупериодной схеме равна частоте сети:
/п = /с. (19.14)
Величина пульсаций выпрямленного напряжения обычно характеризуется коэффициентом -пульсаций-.
*'п = %. (19.15),
где U„т — амплитуда переменной составляющей напряжения, изменяющегося с частотой повторения импульсов, т. е. амплитуда первой гармоники.
Для однополупериодной схемы амплитуда первой гармоники выпрямленного выражения составляет
Vnm-U-~ = ^= l,57t70. (19.16)
Подставив (19.16) в (19.15), получим
Кп = 1,57.
Такая большая величина коэффициента пульсации является основным недостатком однополупериодной схемы выпрямления. Кроме того, постоянная составляющая выпрямленного тока /0 в данной схеме значительно меньше действующего значения тока во вторичной обмотке трансформатора (/0 = 0,636/2).Это приводит к недостаточному использованию обмоток трансформатора по току. При больших значениях тока /0 силовой трансформатор оказывается очень громоздким. Поэтому однополупериодная схема выпрямления в современных выпрямительных устройствах применяется редко.
19.2. Двухполупериодная схема выпрямления с выводом средней точки
Двухполупериодные схемы выпрямления делятся на два вида: схемы с выводом средней точки вторичной обмотки силового трансформатора и мостовые схемы.
В схеме с выводом средней точки (рис. 19.3) вторичная обмотка силового трансформатора имеет три вывода: два — от концов обмотки А и Б и третий — от ее середины О. По существу данная схе-ма’представляет собой сочетание двух однополупериодных выпрямителей, работающих на общую нагрузку 7?н- По числу фаз вторичной обмотки трансформатора схему можно считать двухфазной, так как напряжения U'2 и U"2, подводимые к каждому диоду, равны по величине, но противоположны по фазе.
В один из полупериодов, когда конец обмотки Л положителен по отношению к среднему выводу, ток i2 проходит от вывода А через диод VD1, нагрузочное сопротивление Ян и замыкается через вторичную обмотку ОА в направлении от О к Л. В следующий
354
Рис. 19.3. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой: а — схема; б — график токов и напряжений
полупериод, когда вывод Б положителен по отношению к точке О, ток i” проходит от вывода Б через диод VD2, нагрузочное сопротивление /?н и замыкается через вторичную обмотку ОБ в направлении от О к Б. Через сопротивление нагрузки токи Г2 и i2 проходят в оба полу периода в одном и том же направлении, создавая на этом сопротивлении выпрямленное напряжение Uo.
На рис. 19.3, б приведены кривые выпрямленного напряжения и тока для двухполупериодной схемы со средней точкой. Из рисунка видно, что выпрямленные ток и напряжение имеют форму синусоидальных импульсов, повторяющихся в течение каждой половины периода. При одинаковых амплитудных значениях импульсов Uim постоянные составляющие тока и напряжения для двухполупериодной схемы оказываются в два раза больше, чем при однополупериодной выпрямлении. Поэтому с учетом соотношения (19.2) получим
Л = I hm = o.636/2m. (19.17)
Вследствие того, что выпрямленное напряжение UQ = I0RH, можно записать
Uo = 0,636/2тТ?„. (19.18)
Если пренебречь внутренним сопротивлением диода для прямого тока, то падение напряжения Z2m RH можно считать равным максимальному напряжению на зажимах каждой половины вторичной обмотки трансформатора, т. е.
limRn — О2т.
Поэтому
Uo = 0,636t/2m = 1 и2т. (19.19)
Заменив амплитудное значение напряжения U2m его действующим значением, получим
Uo = о,9(./2. (19.20)
Из схемы, приведенной на рис. 19.3, а, следует, что в течение того полупериода, когда работает диод VD1, «анод» диода VD2,
Чг 12*
355
соединенный с точкой Б вторичной обмотки, находится под отрицательным потенциалом. В io же время «катод» диода VD2 имеет положительный потенциал, равный потенциалу точки А вторичной обмотки (падением напряжения на проводящем диоде VD1 можно пренебречь). Следовательно, обратное напряжение, приложенное к диоду VD2, равно разности потенциалов между концами А и Б вторичной обмотки трансформатора. Максимальное значение этой разности потенциалов равно удвоенному амплитудному значению напряжения на одной половине вторичной обмотки трансформатора. Очевидно, при полной симметрии плеч двухполупериодной схемы такое же обратное напряжение в следующий полу период будет приложено к диоду ИО/. Таким образом, в рассматриваемой схеме
t/o6P = Жт = 2/2О2. (19.21)
Определив Uzm из (19.19) и подставив его в (19.21), получим
Uo6p = 2 = иол = 3,14О0. (19.22)
Это выражение показывает, что в двухполупериодной схеме максимальное обратное напряжение на диоде более чем в 3 раза превышает выпрямленное напряжение.
Среднее значение тока, проходящего через каждый диод, для двухполупериодной схемы
/ср = 0,5/о. (19.23)
Отсюда нетрудно заключить, что в двухполупериодной схеме величина тока, проходящего через каждый диод, в два раза меньше, чем в однополупериодной. Поэтому при одинаковом значении требуемого выпрямленного тока в двухполупериодной схеме можно использовать диоды, рассчитанные на меньшую величину допустимого тока, чем в однополупериодной схеме.
Действующее значение тока, проходящего через вторичную обмотку трансформатора, для двухполупериодной схемы составляет
/2 = 0,785/о. (19.24)
Эта величина действующего значения тока/2 в два раза меньше, чем в однополупериодной схеме. Следовательно, в двухполупериодной схеме значительно лучше, чем в однополупериодной, используются обмотки трансформатора по току, что позволяет уменьшить размеры и массу силового трансформатора.
Из рисунка 19.3, б видно, что напряжение на нагрузке достигает максимума два раза за период. Следовательно, частота пульсаций напряжения на нагрузке в двухполупериодной схеме равна удвоенной частоте сети:
7п = 2/с. (19.25)
Нетрудно доказать, что в двухполупериодной схеме (при полной симметрии плеч) ток первой гармоники в сопротивлении на
356
грузки отсутствует. Действительно, мгновенные значения токов первой гармоники каждого плеча и i" с учетом сдвига фаз на 180° между ними могут быть записаны в виде
t, — /j т s i п ,
t‘1 = Г\т sin (<о/ ± 180°).
Для нахождения тока первой гармоники в сопротивлении нагрузки необходимо сложить токи и i"„ (при этом будем считать, что вследствие симметрии схемы Цт = Г\т = /im)i
[sin mt -f- sin (<o/ -4- 180 )] = Iim (sin mi sincoZ) = 0.
(19.26)
Следовательно, колебания выпрямленного напряжения в данной схеме обусловлены второй гармоникой тока, изменяющейся с частотой 2/с и имеющей меньшую амплитуду по сравнению с первой гармоникой.
Для двухполупериодной схемы, работающей на чисто активную нагрузку,
К„ = 0,67. (19.27)
Следовательно, двухполупериодная схема дает более сглаженное выпрямленное напряжение, чем однополупериодная, что, однако, не исключает необходимости применения сглаживающих фильтров, а лишь позволяет существенно упростить их схему.
Необходимость осуществления вывода от середины вторичной обмотки является недостатком рассмотренной схемы, так как при этом усложняется трансформатор. Этот недостаток устранен в двухполупериодной мостовой схеме.
19.3. Двухполупериодная мостовая схема
Двухполупериодная мостовая схема выпрямителя приведена на рис. 19.4. В схему входят силовой трансформатор (без вывода средней точки) и четыре диода VD1—VD4, включенные по схеме моста. К одной диагонали моста присоединена вторичная обмотка трансформатора, к другой подключено нагрузочное сопротивление RK.
В один из полупериодов, когда потенциал точки А (рис. 19.4) положителен, а потенциал точки Б отрицателен, ток проходит от точки А через диод VD1, сопротивление нагрузки и диод VD3 к точке В. В следующий полупериод, когда полярность концов А и Б вторичной обмотки трансформатора поменяется, ток пройдет от точки Б через диод VD2, сопротивление нагрузки и диод VD4 к точке А. Направление тока, проходящего через нагрузочное сопротивление Ra, в течение обоих полупериодов остается неизменным. Поэтому, как и. в схеме со средней точкой, в рассматриваемой схеме имеет место двухполупериодное выпрямление.
На рис. 19.5 приведены диаграммы напряжений и токов в однофазной мостовой схеме выпрямителя. Под воздействием перемен-
357
Рис. 19.4. Мостовая двухпо-лупериодная схема выпрямления
Рис. 19.5. Графики напряжений и токов в мостовой схеме выпрямителя
ного синусоидального напряжения U2 (рис. J9.5, а) на зажимах вторичной обмотки трансформатора в работу поочередно включаются диоды VD1, VD3 и VD2, VD4. Форма токов, проходящих через эти диоды, показана на рис. 19.5, бив.
Возникшие в результате двухполупериодного выпрямления пульсирующий ток и напряжение на сопротивлении нагрузки, а также их постоянные составляющие /0 и Uo показаны на рис. 19.5, г.
В отличие от предыдущих схем ток /2 во вторичной обмотке трансформатора протекает в течение обоих полупериодов и является синусоидальным (рис. 19.5, д).
Из приведенных на рис. 19.5 диаграмм видно, что выпрямленный ток и напряжение в рассматриваемой схеме имеют такую же форму, как и в схеме со средней точкой. Поэтому для мостовой однофазной схемы оказываются справедливыми соотношения (19.17), (19.19) и (19.20).
Для получения заданного тока /0 и напряжения Uo напряжение на вторичной обмотке трансформатора в мостовой схеме должно иметь такое же значение, как напряжение на одной половине вторичной обмотки в схеме со средней точкой. Это позволяет прийти к выводу, что обратное напряжение, действующее на диод, в мостовой схеме в 2 раза меньше, чем в схеме со средней точкой. Действительно, в течение того полупериода, когда работают диоды VD1 и VD3, «анод» диода VD2, соединенный с точкой Б вторичной обмотки, имеет отрицательный потенциал. В то же время «катод» диода VD2 имеет положительный потенциал, равный потенциалу точки А вторичной обмотки трансформатора (падением напряжения на проводящем диоде VD1 можно пренебречь). Следовательно, максимальное значение обратного напряжения, приложенного к диоду VD2, равно амплитудному значению напряжения вторичной обмотки,
^обр = U2m = V'2U2.
(19.28)
358
Сравнив полученное выражение с выражением (19.21) и (19.22), получим
t/o6p= 1,571/0. (19.29)
Нетрудно видеть, что к диоду VD4 прикладывается такое же обратное напряжение, как к диоду VD2. Аналогичный результат можно получить и для диодов VD1 и VD3.
Среднее значение тока /ср, проходящего через каждый диод, можно найти по формуле (19.23)
^ср — 0,5/о.
Действующее значение тока /в, проходящего через каждый диод, можно найти по формуле (19.24)
/в = 0,785/,,.
Однако следует учесть, что ток через каждый диод в мостовой схеме проходит только в течение одного полупериода, в то время как ток во вторичной обмотке трансформатора проходит в течение всего периода (рис. 19.5). Очевидно, что для синусоидального тока с амплитудой hm действующее значение будет равно
I __ 12т
2 “
или, принимая во внимание соотношение (19.17),
/2=-^=1,Н/0. (19.30)
Так как мостовая схема является двухполупериодной, то частота пульсаций выпрямленного напряжения равна удвоенной частоте сети (/п = 2/с), а коэффициент пульсации так же, как и в схеме со средней точкой, равен
Кп = 0,67.
Мостовая схема получила широкое распространение в современных выпрямителях. Сохраняя все достоинства схемы со средней точкой, она имеет следующие специфические особенности:
1. Размеры и масса трансформатора меньше вследствие лучшего использования обмоток по току. Эта особенность мостовой схемы основана на том, что ток протекает в течение периода во всей вторичной обмотке трансформатора, а не в одной ее половине.
2. Конструкция трансформатора проще, так как не требуется специальный вывод от средней точки вторичной обмотки.
3. Обратное напряжение, приходящееся на один диод, вдвое меньше.
Необходимость использования в схеме четырех диодов вместо двух в схеме со средней точкой является недостатком мостовой схемы.
359
19.4. Схемы выпрямления с умножением напряжения
Для повышения выпрямленного напряжения на нагрузке при заданном напряжении на вторичной обмотке трансформатора или при отсутствии повышающего трансформатора с необходимым Коэффициентом трансформации применяют схемы выпрямления с умножением напряжения. В качестве дополнительных источников э. д. с., предназначенных для увеличения выходного напряжения, в этих схемах используют конденсаторы, периодически заряжаемые через диоды.
Простейшая схема выпрямителя с умножением напряжения приведена на рис. 19.6, а. Действует такая схема следующим образом. В течение положительного полупериода, когда потенциал точки А вторичной обмотки силового трансформатора положителен относительно точки Б, конденсатор С1 заряжается через диод VD1 до напряжения, равного амплитуде напряжения на вторичной обмотке трансформатора U->m- Во второй полу период, когда потенциал точки А становится отрицательным, а точки Б — положительным, вторичная обмотка трансформатора оказывается соединенной с конденсатором С1 таким образом, что напряжения на их зажимах складываются. Под воздействием этого суммарного напряжения конденсатор С2 через диод VD2 заряжается почти до удвоенного значения амплитудного напряжения на зажимах вторичной обмотки трансформатора 2{72т. В процессе заряда конденсатора С2 происходит разряд конденсатора С1. Затем процесс повторяется. При этом напряжение на сопротивлении нагрузки, подключенном параллельно конденсатору С2, пульсирует с частотой напряжения сети.
На рис. 19.6, б приведена схема с утроением напряжения. В положительный полупериод, когда потенциал точки А положителен относительно точки Б, конденсатор С1 заряжается через диод VD1 до напряжения U2)n. В следующий полупериод конденсатор С2 заряжается через диод VD2 до напряжения, равного сумме напряжений конденсатора С1 и вторичной обмотки трансформатора, т. е. примерно до напряжения Чи^т- Конденсатор С1 в это время разряжается. В последующий полупериод, когда происходит
Рис. 19.6. Схемы выпрямителей с умножением напряжения: а — с удвоением; б — с утроением
360
повторная зарядка конденсатора С1 через диод VD1, запертым окажется диод VD2 и конденсатор С2 разрядится через диод VD3 на конденсатор СЗ, зарядиЕ) его до напряжения 2672m- По окончании заряда конденсатора С1 (к концу третьего полупериода) сопротивление нагрузки окажется под суммарным напряжением конденсаторов С1 и С2, т. е. примерно под утроенным напряжением lhm-
По аналогии с рассмотренными схемами могут быть построены схемы с большей кратностью умножения напряжения — принципиально сколь угодно большой. Однако чем выше кратность умножения напряжения, тем больше диодов и конденсаторов должно быть в схеме и тем более высокие напряжения они должны выдерживать.
Схемы с умножением напряжения не могут обеспечить на нагрузке большой выпрямленный ток. Объясняется это тем, что при большом токе нагрузки конденсаторы, входящие в схему выпрямителя, должны иметь очень большую емкость. В противном случае они будут быстро разряжаться и пульсации напряжения на нагрузке станут недопустимо большими. Поэтому такие схемы применяются главным образом для получения высоких напряжений при малом токе нагрузки.
19.5. Трехфазные выпрямители
Трехфазные выпрямительные схемы применяются главным образом для питания потребителей большой мощности. Они равномерно нагружают сеть трехфазного тока и отличаются высоким коэффициентом использования силового трехфазного трансформатора. В современных устройствах промышленной электроники и электроавтоматики используются разнообразные схемы трехфазных выпрямителей. Наиболее типичной из них является простая трехфазная схема с нулевым выводом, Которая может быть использована как в автономном режиме, так и входить в состав более сложных выпрямителей трехфазного тока. Рассмотрим работу этой схемы в случае чисто активного характера нагрузки.
Трехфазная схема выпрямления с нулевым выводом (нулевой точкой) (рис. 19.7, а) состоит из трехфазного трансформатора Т, трех вентилей (или трех групп вентилей) и нагрузочного сопротивления 7?н. Первичная обмотка трансформатора может быть соединена звездой или треугольником, вторичная — только звездой. Катоды "вентилей VD1, VD2 и VD3, соединенные между собой, имеют положительный потенциал по отношениЕО к нагрузке 7?н; на нулевой точке трансформатора — отрицательный потенциал. В данной схеме через каждый из вентилей проходит ток в течение одной третьей части периода, когда напряжение на фазе трансформатора, в которую включен вентиль, выше напряжения двух других фаз, На рис. 19.7, б выпрямленное (пульсирующее) напряжение, образованное участками синусоид фазных напряжений, изображено более толстой линией. Нетрудно заметить, что, если в двухполупериодных выпрямителях напряжение и ток нагрузки изменялись от нуля до
13 7-76
361
Рис. 19.7. Схема трехфазного выпрямителя (а) и графики напряжения (б)
амплитудных значений, то в трехфазном выпрямителе пульсации тока и напряжения на нагрузке значительно меньше. Не приводя здесь строгого математического доказательства, укажем основные расчетные соотношения для трехфазного выпрямителя, работающего на чисто активную нагрузку, выпрямленное напряжение
//„ = = 0,827t/2m=l,17t/2; (19.31)
среднее значение выпрямленного тока и 3 J/ 317,
Ч=^=отп: . (19-32)
среднее значение тока вентиля
/ср = 1 (19.33)
максимальное значение обратного напряжения
t/обр. шах = ) 3(/2т = = 2,O9t/o; (19.34)
коэффициент пульсаций в этом случае
Кп « 0,25. (19.35)
Трехфазная схема выпрямления с нулевым выводом создает равномерную нагрузку на сеть трехфазного тока, имеет большую частоту и меньшую амплитуду пульсаций выпрямленного тока, чем однофазные схемы, что упрощает конструкцию сглаживающих фильтров. Эти схемы наиболее экономично работают при мощностях, не превышающих десятков киловатт.
19.6. Управляемые выпрямители
На практике в большинстве случаев выпрямительные установки должны обеспечивать возможность плавного регулирования выпрямленного напряжения UQ. Однако в мощных выпрямителях при
362
Рис. 19.8. Схема (а) и временная диаграмма выходного напряжения (б) однофазного однополупериодного управляемого выпрямителя
использовании обычных выпрямительных диодов (неуправляемых вентилей) такую регулировку осуществить весьма трудно. Значительно более широкие возможности дает использование в схемах выпрямления управляемых венти
лей — тиристоров.
На рис. 19.8, а приведена схема простейшего однофазного одно-’ полупериодного управляемого выпрямителя на тиристоре. Управ-
ление выпрямленным напряжением сводится к задержке во времени момента включения тиристора KS.no отношению к моменту естественного включения за счет напряжения, приложенного между его «анодом» и «катодом». Это осуществляется регулированием угла сдвига фаз между анодным напряжением и напряжением, подаваемым на управляющий электрод тиристора. Такой сдвиг фаз называют углом управления а. Управление величиной а в выпрямителе (рис. 19.8, б) производят с помощью фазовращающей цепочки R^R^C. В зависимости от сопротивления переменного резистора R1 угол управления а может изменяться в пределах от О до 90°, что позволяет плавно регулировать выпрямленное напряжение, которое показано на рис. 19.8, б штриховкой.
Очевидно, с увеличением угла а величина Uo уменьшается. При этом увеличиваются пульсации выпрямленного напряжения и уменьшается к. п. д. выпрямителя. Это является основным недостатком управляемых выпрямителей.
Рассмотренный принцип действия простейшего управляемого выпрямителя на тиристорах используется и при построении более сложных схем (двухполупериодных, мостовых, трехфазных).
Эти схемы отличаются от обычных (неуправляемых) выпрямительных схем, главным образом, применением специальных устройств управления работой тиристоров. Дело в том, что оптимальной формой управляющего сигнала для тиристоров является прямоугольный импульс малой длительности. Такая форма позволяет
уменьшить нагрев управляющего электрода в тиристоре, а также обеспечить четкое отпирание тиристора. Для создания таких управляющих импульсов, поступающих на тиристор с заданной последовательностью, используются разнообразные схемы генераторов импульсов и фазосдвигающих устройств, получивших название импульсно-фазовых систем управления.
3*
363
19.7. Сглаживающие фильтры
В большинстве случаев при питании электронной аппаратуры допускается весьма малая (порядка десятых, сотых и даже тысячных долей процента) пульсация выпрямленного напряжения. Между тем на выходе основных выпрямительных схем пульсация во много раз превышает допустимую. Для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения применяются сглаживающие фильтры.
Любой сглаживающий фильтр должен обеспечивать снижение пульсации выпрямленного напряжения до заданного уровня, т. е. должен обладать необходимым коэффициентом сглаживания q, величина которого определяется отношением
К„
q=^n, (19.36)
где Кп и Лп — коэффициенты пульсации до (Kn) и после (Кп) сглаживающего фильтра.
Основным требованием, предъявляемым к сглаживающему фильтру, является максимально возможное уменьшение переменных составляющих выпрямленного тока и напряжения в сопротивлении нагрузки. Вместе с тем при построении схем сглаживающих фильтров следует стремиться к тому, чтобы постоянная составляющая выпрямленного тока полностью прошла через сопротивление нагрузки, а потери постоянной составляющей выпрямленного напряжения в элементах фильтра были минимальными.
Для того чтобы на выходе выпрямителя получить напряжение с меньшими пульсациями, достаточно параллельно сопротивлению нагрузки 7?н включить конденсатор (рис. 19.9, а). В те промежутки времени, когда диод пропускает ток, конденсатор запасает электрическую энергию. Когда же к диоду приложено обратное напря
жение, конденсатор разряжается
Рис. 19.9. Схемы сглаживающих фильтров:
а _ простейший емкостной фильтр: б и в — фильтры типа LC; г и д — фильтры типа RC
на сопротивление нагрузки. Таким образом, через нагрузочное сопротивление ток проходит непрерывно, причем пульсации выпрямленного напряжения и тока значительно уменьшаются. В связи с этим схемы выпрямителей, используемые для питания сравнительно маломощной электронной аппаратуры, как правило, имеют на своем выходе конденсатор, который по существу является первым элементом сглаживающего фильтра.
Величину входной емкости сглаживающего фильтра, обеспечивающего пульсацию выпрямленного тока не более чем
364
на 10 % при частоте сети /с = 50 Гц, подсчитывают по формулам;
для однополупериодной схемы
с 50/<>
(19.37)
для двухполупериодной схемы со средней точкой и мостовой схемы
Со«2-^, (19.38)
и0
где Со — входная емкость фильтра, мкФ; /0 — выпрямленный ток, мА; Uo — выпрямленное напряжение, В.
Наиболее распространенные схемы сглаживающих фильтров приведены на рис. 19.9. Выбор той или иной схемы определяется величиной выпрямленного тока, проходящего через фильтр, и допустимым значением коэффициента пульсации выпрямленного напряжения на выходе фильтра.
В качестве последовательных элементов фильтров чаще всего используются индуктивности (дроссели) и активные сопротивления (резисторы). Параллельными элементами фильтра обычно слу-
жат конденсаторы.
Действие дросселя как элемента фильтра сводится к тому, что в нем теряется наибольшая доля переменной составляющей напряжения, так как его сопротивление Хлф = ы£ф стремятся выбрать значительно больше нагрузочного сопротивления RH. Для постоянной составляющей выпрямленного тока индуктивное сопротивление дросселя равно нулю. Следовательно, потери постоянной составляющей напряжения на дросселе обусловлены лишь его незначительным омическим сопротивлением и в большинстве случаев ими можно пренебречь.
Действие конденсатора как элемента фильтра сводится к тому,
что, шунтируя сопротивление нагрузки, он пропускает через себя
наибольшую долю переменной составляющей выпрямленного тока,
так как сопротивление ХС(Ь = стремятся выбрать значительно
меньше нагрузочного сопротивления /?н- Для постоянного тока сопротивление Хс^ бесконечно велико, поэтому постоянная состав
ляющая выпрямленного тока проходит в основном через сопротив-
ление нагрузки.
Произведение АфСф (в Гн • мкФ) в зависимости от необходимого коэффициента сглаживания определяется по формуле
£фСф = -2’5 ' 104 1}, (19.39)
т2/с
где fc — частота сети, Гц; т —"число фаз выпрямления (для однополупериодной схемы т = 1, для двухполупериодных схем т = 2).
365
Для наиболее распространенных двухполупериодных схем при частоте /с = 50 Гц
£фСф = 2>5(? + 1). .(19.40)
Величины Лф и Сф должны быть выбраны так, чтобы выполнялось условие
где (£>с — 2л/с — угловая частота сети.
Обычно в качестве конденсаторов фильтра используются электролитические конденсаторы, обладающие большой емкостью (порядка 10—40 мкФ). .Рабочее напряжение конденсатора должно превышать выпрямленное напряжение приблизительно в 1,5 раза.
Задаваясь значением Сф и пользуясь формулой (19.40), определяют индуктивность дросселя Ьф. Правильность расчета проверяют по формуле (19.41).
Для увеличения коэффициента сглаживания могут быть использованы двухзвенные фильтры, представляющие собой сочетание двух одинаковых Г-образных фильтров (рис. 19.9, в). При этом для практических расчетов можно считать, что коэффициент сглаживания двухзвенного фильтра равен произведению коэффициентов сглаживания каждого звена
Я = Я1Я2- (19.42)
Особенностью фильтров типа LC является незначительное пач дение постоянной составляющей выпрямленного напряжения на дросселе, что дает возможность применять такие фильтры в устройствах с относительно большим током нагрузки. Существенным недостатком их является большая масса дросселя, а также образование вокруг дросселя магнитных полей, влияющих на работу различных высокочувствительных узлов электронной аппаратуры.
Эти недостатки устраняются в фильтрах типа /?С (рис. 19.9, г и д). Т акие фильтры значительно дешевле фильтров типа LC, имеют малые размеры и массу. Однако их целесообразно применять при малых выпрямленных токах (порядка 10—15 мА) и не больших значениях коэффициента сглаживания. Это объясняется тем, что на активном сопротивлении Яф происходят потери как переменной, так и постоянной составляющих выпрямленного напряжения, что при больших токах нагрузки может привести к резкому уменьшению напряжения на выходе фильтра.
Произведение ЯфСф (в Ом • мкФ) определяются по формуле
₽фСф = 1А_^. (19.43)
ГГЧ с
Величину сопротивления выбирают из условия допустимого падения выпрямленного напряжения на фильтре, а мощность, 366
Рис. 19.10. Транзисторный сглаживающий фильтр:
а — выбор рабочей точки на выходной характеристике транзистора; 6 — схема
которую должно рассеивать сопротивление подсчитывают по формуле
Р = /оЯФ,
где /0 — выпрямленный ток, А; — сопротивление, Ом.
Кроме фильтров типа LC' и RC, широкое распространение получили транзисторные сглаживающие фильтры (рис. 19.10). Они имеют малые габариты и массу, не создают нежелательных магнитных полей, возникающих вокруг дросселя LC-фильтров, имеют меньшие потери выпрямленного напряжения по сравнению с фильтрами типа RC.
Рассмотрение выходной характеристики транзистора с общим эмиттером (рис. 19.10, а) показывает, что на пологой ее части сопротивление участка коллектор — эмиттер переменному току
больше, чем постоянному току в рабочей точке Р,
_ ^кэр кэ₽ /Кр
Поэтому транзистор можно использовать вместо дросселя фильтра. Одна из возможных схем транзисторного сглаживающего фильтра приведена на рис. 19.10, б.
Необходимо отметить, что при расчете выпрямителя надо учитывать характер сопротивления нагрузки, от которого во многом зависят расчетные соотношения. В реальных схемах выпрямителей сопротивление нагрузки редко бывает активным. Это связано с тем, что сглаживающий фильтр, включаемый между выпрямителем и потребителем, в принципе представляет собой реактивное сопротивление. Как было показано выше, чаще всего фильтр начинается с конденсатора. Поэтому характер нагрузки на выпрямитель обычно оказывается емкостным.
367
Основные расчетные соотношения для наиболее распространенных выпрямительных схем при емкостном характере нагрузки приведены в табл. 19.11.
Таблица 19.1. Основные соотношения для расчета выпрямителей при емкостном характере нагрузки
Параметр Схема выпрямления
Однополу-пернодная Двухполу-перкодная со средней точкой Двухполупериодная мостовая С удвоением напряжения
Максимальное обратное напряжение на вентиле (?обр 3,Шо 3,Ш0 1,5L/O 1,5L7O
Максимальное значение тока вентиля ^в max 7/0 3,5/0 3,5/0 7/0
Среднее значение тока вентиля /ср Л 0,57а 0,5/0
Действующее значение переменного напряжения вторичной обмотки трансформатора U2 1,Ш0 ий иа 0,5(/о
Действующее значение тока во вторичной обмотке трансформатора /2 2/о 'о 1,8/0 ' 3,6(0
Контрольные вопросы и упражнения
1. Почему большинство электронных устройств питается от источников постоянного напряжения?
2. Какие преимущества имеют выпрямители по сравнению с другими источниками питания?
3. Можно ли построить выпрямительную схему без силового трансформатора?
4. Можно ли построить выпрямительную схему без вентиля?
5. Можно ли эксплуатировать выпрямитель без сглаживающего фильтра?
6. Укажите основные технические показатели выпрямительных схем. Проведите сравнение выпрямительных схем по их основным параметрам.
7. Как подбирают вентили (диоды) для работы в схемах выпрямления?
8. Подберите полупроводниковые диоды для работы в мостовой схеме выпрямления, если Uo = 100 В; /0 = 30 мА.
9. Объясните физический смысл коэффициента пульсаций.
10. Какие из указанных ниже особенностей выпрямителей относятся к мостовой схеме при чисто активном характере нагрузки:
1) коэффициент пульсаций Кп = 0,67;
2) через вторичную обмотку трансформатора ток протекает в течение полупериода;
3) обратное напряжение, прикладываемое к диоду,
'>обр = 3,14С/0;
4) среднее значение тока, проходящего через каждый диод, равно
'ср = °-5/о;
1 Приведенные в табл. 19.1 соотношения дают лишь приблизительное представление о величинах токов и напряжений в цепях выпрямительных схем. Детальный расчет выпрямителей производится с учетом рекомендаций, указанных в специальной литературе [см., например, 9; 40].
368
5) схема позволяет получить на выходе выпрямленное напряжение, превышающее напряжение на вторичной обмотке силового трансформатора.
II. Составьте выпрямительную схему, позволяющую произвести умножение напряжения в 5 раз.
12. Нарисуйте графики, иллюстрирующие форму выпрямленного тока для однополупериодного выпрямителя, работающего на чисто активную и емкостную нагрузку.
13. Расскажите о работе трехфазных выпрямителей.
14. Приведите схему и объясните принцип работы управляемого выпрямителя. Какую функцию выполняет в этой схеме тиристор?
15. Рассчитайте входную емкость сглаживающего фильтра, обеспечивающего коэффициент пульсаций не более 10 %, для мостовой схемы по следующим данным: Uo = 10 В; 10 = 20 мА; /с = 50 Гц.
16. Укажите достоинства и недостатки сглаживающих ??С-фильтров по сравнению с фильтрами типа LC.
17. Рассчитайте элементы однозвенного Г-образного фильтра типа LC на выходе мостовой схемы выпрямления, если коэффициенты пульсаций до и после фильтра соответственно равны 10 и 0,1 %, а частота сети f = = 50 Гц. Укажите тип используемого конденсатора.
18. Объясните работу транзисторного сглаживающего фильтра. Какие требования следует предъявить к техническим показателям транзистора, работающего в этой схеме?
19. Целесообразно ли использовать/?С-фильтр, если выпрямитель рассчитан на получение выпрямленного тока /0 не менее 100 мА?
20. По структурной схеме, приведенной на рис. 19.1, составьте полную принципиальную электрическую схему выпрямителя, собранного по мостовой схеме и имеющего на выходе транзисторный сглаживающий фильтр.
Глава 20. СТАБИЛИЗАТОРЫ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Стабилизатором напряжения (тока) называется устройство, поддерживающее автоматически и с требуемой точностью напряжение (ток) на нагрузке при изменении дестабилизирующих факторов в обусловленных пределах.
Несмотря на применение сглаживающих фильтров, напряжение на сопротивлении нагрузки выпрямителя может изменяться. Это объясняется тем, что при сглаживании пульсаций фильтром уменьшается только неременная составляющая выпрямленного напряжения, а величина постоянной составляющей может изменяться и при колебаниях напряжения сети, и при изменении тока нагрузки. Для получения необходимой величины постоянного напряжения на сопротивлении нагрузки применяются стабилизаторы напряжения. В зависимости от места их включения в схему различают стабилизаторы напряжения постоянного и переменного тока. В первом случае стабилизатор включают между выпрямителем И нагрузочным сопротивлением, во втором случае — между источником переменного тока и выпрямителем.
Существуют два принципиально различных метода стабилизации напряжения: параметрический и компенсационный.
В параметрических стабилизаторах используются элементы е нелинейной зависимостью между током и напряжением (с нелинейной вольтамперной характеристикой). Такими элементами могут служить электронные лампы, транзисторы, ионные стабилитро
369
ны, дроссели и другие. Принцип действия параметрических стабилизаторов основан на изменении сопротивления (или других параметров) нелинейных элементов, входящих в их схему, при изменении приложенного к ним напряжения или проходящего через них тока.В результате перераспределения токов и напряжений между отдельными элементами схемы достигается стабилизация выходного напряжения или тока.
В параметрических стабилизаторах могут использоваться также кремниевые стабилитроны, варисторы, терморезисторы и некоторые другие приборы, рассмотренные в предыдущих главах.
Сущность компенсационного метода стабилизации- сводится к автоматическому регулированию выходного напряжения.
В электронной аппаратуре широкое применение находят устройства, позволяющие преобразовывать постоянный ток одного напряжения в постоянный ток другого (обычно более высокого) напряжения. Такие устройства получили название преобразователей напряжения.
При изучении материала данной главы необходимо выделить следующие основные вопросы:
1. В чем состоит принцип построения структурных, схем компенсационных стабилизаторов постоянного напряжения?
2. Какими техническими параметрами характеризуется работа стабилизаторов?
3. Как строятся наиболее типичные схемы стабилизаторов постоянного напряжения?
4. Каким образом можно стабилизировать величину перемен ного напряжения?
5. Как работает транзисторный преобразователь постоянного напряжения?
20.1. Структурные схемы компенсационных стабилизаторов
В компенсационных стабилизаторах производится сравнение фактической величины выходного напряжения с его заданной величиной и в зависимости от величины и знака рассогласования между ними автоматически осуществляется корректирующее воздействие на элементы стабилизатора, направленное на уменьшение этого рассогласования.
Схемы компенсационных стабилизаторов постоянного напряжения бывают последовательного и параллельного типов (рис. 20.1). Основными элементами таких стабилизаторов являются:
источник опорного (эталонного) напряжения (Э);
сравнивающий и усилительный элемент (СУ);
регулирующий элемент (Р).
В стабилизаторах последовательного типа (рис. 20.1, а) регулирующий элемент включен последовательно с источником входного напряжения t/BX и нагрузкой RH. Если по каким-либо причи-37о
Рис. 20.1. Структурные схемы компенсационных стабилизаторов: а — последовательного типа; б — параллельного типа
нам (например, из-за нестабильности £/вх или при изменении Дн) напряжение на выходе (/вых отклонилось от своего номинального значения, то разность эталонного и выходного напряжений изменяется, усиливается и воздействует на регулирующий элемент. При этом сопротивление регулирующего элемента автоматически меняется и напряжение [/вх распределяется между Р и /?„ таким образом, чтобы компенсировать происшедшие изменения напряжения на нагрузке.
В схеме параллельного стабилизатора компенсационного типа (рис. 20.1, б) при отклонении напряжения на выходе от номинального выделяется сигнал, равный разности эталонного и выходного напряжений, усиливается элементом СУ и воздействует на регулирующий элемент Р, включенный параллельно нагрузке. Ток регулирующего элемента /р изменяется. Поэтому на балластном сопротивлении Ре, включенном последовательно с RH, изменяется падение напряжения, а напряжение на выходе UBiiX — UBX — /вх/?б останется стабильным1.
Различие приведенных схем состоит в следующем. В последовательных стабилизаторах напряжение на регулирующем элементе возрастает при увеличении напряжения на нагрузке, а ток приблизительно равен току нагрузки. В параллельных стабилизаторах напряжение на регулирующем элементе не зависит от входного напряжения, а ток находится в прямой зависимости от напряжения на нагрузке.
Стабилизаторы параллельного типа имеют невысокий к. п. д. и применяются сравнительно редко. Для стабилизации повышенных напряжений и токов, а также при, переменных нагрузках обычно применяются стабилизаторы напряжения последовательного типа. Их недостатком является то, что при коротком замыкании на выходе к регулирующему элементу будет приложено все входное напряжение. Это обстоятельство необходимо учитывать при эксплуатации стабилизатора.
1 Стабилизация выходного напряжения происходит непрерывно и, благодаря использованию электронных элементов, очень быстро. Любые, даже самые незначительные, отклонения выходного напряжения от заданного номинального значения сразу же встречают противодействие схемы, тем более ёильйое, чем сильнее эти отклонения.
371
20.2. Основные параметры стабилизаторов
Основными параметрами, характеризующими стабилизатор, являются:
1. Коэффициент, стабилизации, представляющий собой отношение относительного изменения напряжения (тока) на входе к относительному изменению напряжения (тока) на выходе стабилизатора (при постоянном сопротивлении нагрузки).
Коэффициенты стабилизации по напряжению /Сст и и току /Сет / •
V А^вх А^вых ,оп , .
Лет и = -Г,— I 77-, (20.1)
°вх ивых
дс/вх д/вых
Лет/ (20.2)
ивх 1 вых
где (7ВХ и (/вых — номинальные напряжения на входе и выходе стабилизатора; Л(7ВХ и Д(/вых — изменение напряжений на входе и выходе стабилизатора; /вых — номинальный ток на выходе стабилизатора; Д/вых — отклонение выходного тока стабилизатора от номинального значения. Коэффициенты стабилизации служат основными критериями для выбора рациональной схемы стабилизатора и оценки ее параметров.
2. Выходное сопротивление, характеризующее изменение выходного напряжения при изменении тока нагрузки и неизменном входном напряжении,
Д(/вых
= при (7вХ = const. (20.3)
а7вых
Желательно, чтобы /?вых было небольшой величины. При этом уменьшается общее внутреннее сопротивление блока питания, что приводит к уменьшению падения напряжения на нем и способствует повышению устойчивости работы многокаскадных схем, питающихся от общего источника.
3. Коэффициент полезного действия, равный отношению мощности в нагрузке к номинальной входной мощности,
П = фф? . (20.4)
^вх'вх
4. Дрейф (допустимая нестабильность) выходного напряжения. Временной и температурный дрейф характеризуется величиной относительного или абсолютного изменения выходного напряжения за определенный промежуток времени или в определенном интервале температур.
20.3. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного напряжения компенсационного типа
Простейшая схема однокаскадного' стабилизатора последовательного типа без усилительного элемента приведена на рис. 20.2, а. Здесь опорным элементом, на котором создается эталонное напря
372
жение, является стабилитрон VD, а роль сравнивающего и регули-рующего/Элемента выполняет транзистор VT.
Выходное напряжение представляет собой разность между опорным напряжением и напряжением t/эв ((Аых = Uct — Пэб). В нормальном режиме, когда отсутствует дестабилизация, режим работы регулирующего транзистора выбирают так, чтобы он был не полностью открыт напряжением смещения эмиттер — база, которое обычно составляет величину порядка 0,1—0,3 В. Выходное напряжение при этом практически равно опорному напряжению (Uaax » 77ст). Предположим, что по каким-то причинам напряжение на выходе стабилизатора уменьшилось. Напряжение на стабилитроне, включенном между положительным полюсом источника напряжения и базой регулирующего транзистора, при этом практически не изменяется. Учитывая, что регулирующий транзистор фактически включен по схеме эмиттерного повторителя, уменьшение напряжения на сопротивлении нагрузки RK можно рассматривать как увеличение положительного потенциала эмиттера по отношению к базе. По этой причине сопротивление транзистора уменьшится и падение напряжения на сопротивлении нагрузки восстановится до первоначального (номинального) значения. Аналогично работает схема и при повышении выходного напряжения.
Определим основные параметры однокаскадного стабилизатора. Для этого воспользуемся эквивалентной схемой, приведенной на рис. 20.2, б. Выходное сопротивление стабилизатора равно выходному сопротивлению эмиттерного повторителя и при достаточно больших гк и Т?Б составит
/?вых = Гэ + . (20.5)
Коэффициент стабилизации по напряжению можно рассчитать по следующей приближенной формуле:
________ЛК________ ^вых
Яд + ГБ + ГЭ 0 + 0) ^вх
Рис. 20.2. Однокаскадный стабилизатор напряжения: а “ принципиальная схема; б — эквивалентная схема
373
Отношение можно записать в виде ^ВХ
^ВЫХ ВХ ^КЭ 1 о /ОЛ *7\
77~ —д------- = 1—6, (20.7)
'-'ВХ вх
О
где 6 = ------коэффициент, характеризующий использование вход-
ивх
ного напряжения.
Тогда выражение коэффициента стабилизации примет вид
Кст и Яд + 'Б+Кгэ(1+0) ° “ 6)' (20,8)
Для рассматриваемой схемы Кс?и ~ 150...300. Коэффициент полезного действия стабилизатора „ ^вых^вых ^вых^вых л = ' I ТГ = (/ +7в У и ’ (20-9)
J вх вх ' н ~ ивх
где 7дб — ток, протекающий через резистор 7?б-
При токах нагрузки /вых > Л?б = /ст + /б к. п. д. стабилизатора
11^1—6. (20.10)
Величину сопротивления 7?б можно рассчитать по формуле д' - Ucr
(20.11)
1 ст I 1 Б
На рис. 20.3 приведена схема последовательного транзисторного стабилизатора с усилителем в цепи обратной связи, отличающаяся более высоким коэффициентом стабилизации. В этой схеме транзистор VT2 является одновременно сравнивающим и усилительным элементом, а 'транзистор VT1 выполняет функции регулирующего элемента.
Напряжение между базой и эмиттером транзистора VT2 равно разности напряжений Uo„ и t/R2. Если по какой-либо причине напряжение на нагрузке возрастет, то увеличится напряжение t/R2, которое прйложено в прямом направлении к эмиттерному
Рнс. 20 3. Компенсационный стабилизатор напряжения с усилителем постоянного тока
переходу транзистора VT2. Вследствие этого увеличится эмиттерный и коллекторный токи данного транзистора. Проходя через резистор R1, коллекторный ток транзистора VT2 создаст на нем падение напряжения, которое по своей полярности является обратным для эмиттерного перехода транзистора VT1. Эмиттерный и коллекторный токи этого транзистора уменьшатся, что приведет к вос
374
становлению номинального напряжения на нагрузке. Точно так же можно проследить изменения токов при уменьшении напряжения на нагрузке.
Коэффициент стабилизации схемы определяется' по формуле
Knu^KT2yU-~, (20.12)
и вх
где Кт2 — коэффициент усиления усилителя постоянного тока на
транзисторе VT2\ у = тг——число, показывающее, во сколько раз ^ВЫХ
напряжение UR2 меньше напряжения (7ВыХ-
Выходное сопротивление стабилизатора с учетом внутреннего сопротивления 7?и источника напряжения на входе
РВЬ1х = ^^-Э. (20.13)
уЛт2
Из выражений (20.12) и (20.13) видно, что коэффициент стабилизации схемы тем больше, а выходное сопротивление тем меньше, чем больше коэффициент усиления усилителя Кп.
Величину К.Т2 приближенно можно найти по формуле
Кт2«Р2А, (20.14)
z<nx 2
где р2 — коэффициент усиления по току транзистора VT2- Rbk2 — входное сопротивление транзистора VT2.
Следовательно, для улучшения работы стабилизатора необходимо выбирать транзистор усилительного каскада с высоким коэффициентом усиления р, а в цепь коллектора этого транзистора включать высокоомный резистор R1.
В более сложных схемах стабилизаторов применяют многокаскадные усилители постоянного, тока. Такие стабилизаторы характеризуются высоким коэффициентом стабилизации (до 1000) и низким выходным сопротивлением (до десятых долей ома). Полупроводниковые стабилизаторы обычно применяются для стабилизации низких напряжений, например в блоках питания устройств, собранных на полупроводниковых приборах или микросхемах.
20.4. Стабилизаторы тока
В современных электронных схемах широко используются элементы, предназначенные для поддержания постоянства величины тока в тех или иных цепях. Эти элементы получили название стабилизаторов тока.
Простейшая, но широко распространенная в полупроводниковых и микроэлектронных устройствах схема транзисторного стабилизатора тока показана на рис. 20.4. В цепь эмиттера транзистора VT включен резистор R3, а между источником входного напряжения и базой этого транзистора через ограничительный резистор 7?б включен кремниевый стабилитрон VD. Задача за-
375
Рис. 20.4. Транзисторный стабилизатор тока
хлюпается в том, чтобы стабилизировать ток коллектора /к = /о-
Этот ток связан с током эмиттера и током базы транзистора зависимостью
/О = а/Э = /Э-/Б. (20.15)
Из схемы видно, что ток эмиттера
— . (20.16)
“э
Подставляя это выражение в формулу (20.15), получим
а (^СТ ~ ^эв) _ ^ст — ^ЭБ
(20.17)
откуда следует, что если напряжения на стабилитроне и на переходе эмиттер — база транзистора изменяются под воздействием дестабилизирующих факторов одинаково, то ток коллектора будет стабилизирован. Для этого, в частности, ТК(7 стабилитрона VD и перехода эмиттер — база транзистора VT должны быть равны, а резистор Л?э должен обладать минимальной величиной температурного коэффициента сопротивления.
Стабилизатор работает так. Допустим, что по той или иной причине ток эмиттера транзистора возрос. Тогда на резисторе /?э увеличивается падение напряжений, которое прикладывается через стабилитрон, напряжение на котором неизменно, к участку эмиттер — база (плюс на эмиттере, минус на базе). Такая полярность напряжения для транзистора типа прп приводит к увеличению сопротивления транзистора и восстановлению прежнего значения эмиттерного тока. При неизменной величине 1э ток коллектора /к = также останется неизменным.
20.5. Стабилизаторы постоянного напряжения в интегральном исполнении
Потребность в стабилизаторах для питания аппаратуры, выполненной на ИМС, привела к разработке специальных схем интегральных стабилизаторов напряжения. Обычно такие стабилизаторы используются в сочетании с дискретными элементами.
В качестве примера на рис. 20.5 приведена схема интегрального стабилизатора напряжения, собранного на ИМС типа К2ПП241. Стабилизатор обеспечивает питание маломощных нагрузок током до 4 мА при коэффициенте стабилизации не менее 5. При входном напряжении 5,4... 12 В стабилизированное напряжение составляет 3,3...3,9 В.
Стабилизатор состоит из опорного элемента (стабилитрона VD1, который подключается к микросхеме), усилителя на транзисторе VT2 и регулирующего элемента на транзисторе VT1. Входными за
376
жимами микросхемы являются выводы 2 и 3, выходными — 7 (или 9) и 3.
Более сложная схема интегрального стабилизатора постоянного напряжения приведена на рис. 20.6, а. Стабилизатор собран на ИМС типа К181 ЕН 1. Выходное напряжение стабилизатора лежит в пределах 3...15В при максимальном токе нагрузки до 150мА. Входное напряжение в зависимости от требуемого напряжения на нагрузке составляет 9...20 В. Коэффициент стабилизации не менее 200,
Рис. 20.5. Интегральный стабилизатор на ИМС типа К2ПП241
температурный дрейф выходного
напряжения не превышает 0,01 %/°C. Максимальная рассеиваемая мощность без теплоотвода при температуре окружающей среды — 10...+35 °C не ниже 500 мВт.
Рассмотрим особенности построения схемы стабилизатора. Источником опорного напряжения стабилизатора является стабилитрон VD3. Рабочая точка на его вольтамперной характеристике устанавливается с помощью токостабилизирующей ячейки, состоящей из транзисторов VT1, VT2, диодов VD1, VD2 и резисторов R1, R2. Опорное напряжение подается на схему сравнения через эмиттерный повторитель на транзисторе VT3. С помощью делителя на ре-вивторах R3—R5 и диода VD5, являющихся нагрузкой эмиттерного повторителя, осуществляется деление опорного напряжения до требуемого значения.
Усилитель цепи обратной связи стабилизатора и схема сравнения выполнены на транзисторах VT8, VT9 по дифференциальной
Рис. 20.6. Интегральный стабилизатор на ИМС типа К181ЕН1:
а —схема электрическая принципиальная; 6 — схема подключения рнешних дискретных элементов
377
схеме. На базу транзистора VT8 подается опорное напряжение, а на базу VT9 часть выходного напряжения. Управление регулирующими составными транзисторами VT6, VT7 осуществляется транзистором VT9 усилителя цепи обратной связи, коллекторная цепь которого с целью уменьшения пульсаций выходного напряжения и повышения коэффициента стабилизации питается через токостабилизирующую ячейку, состоящую из транзисторов VT4, VT5, диода VD4 и резистора R6. Схема включения стабилизатора приведена на рис. 20.6, б. Выходное напряжение устанавливается внешним делителем на резисторах R1 и R2. Ток делителя должен быть небольшим (порядка 1,5 мА). Для устранения самовозбуждения стабилизатора при работе в условиях повышенной температуры используется конденсатор С1, емкость которого выбирается в пределах от 100 до 1000 пФ. Емкость выходного конденсатора С2 можно изменять в пределах 0,1...200 мкФ.
Для защиты стабилизатора от короткого замыкания "используется транзистор VT10. Сопротивление резистора R3 схемы защиты определяется по формуле R3 = О,77(к • J„. max), где /и. тах— максимальный ток, отдаваемый в нагрузку, А; к = 1,2...2,0 — коэффициент, показывающий, во сколько раз ток короткого замыкания превышает максимальный рабочий ток. При работе микросхемы в широком диапазоне изменения температуры окружающей среды рекомендуется выбирать к й 2. Произведение к /н. тах не должно превышать предельно допустимого тока короткого замыкания, равного для данной микросхемы 400 мА [31].
Весьма перспективным направлением создания высокостабильных источников постоянного напряжения является использование устройств функциональной микроэлектроники. На рис. 20.7, а приведена схема маломощного функционального преобразователя переменного тока в постоянный, а на рис. 20.7, б — его экивива-лентная электрическая схема. Работа устройства основана на использовании явления Зеебека. Это явление заключается в том, что на концах цепи из разнородных проводников появляется термо-э. д. с., если спаи проводников находятся при разных температурах. Величина термо-э. д. с. зависит от физических свойств проводников и разности температур холодного и горячего спаев. Этот функциональный прибор состоит из соединенных в монолитное тело резистивной области 1, тонкой изолирующей области 2 и термоэлектрической области 3, являющейся полупроводником п-типа. На ре
Рис. 20.7. Схема маломощного функционального преобразователя переменного тока в постоянный (а) и его :к-Бивалентная электрическая схема (б)
378
зистивную область 1 подается выпрямляемое переменное напряжение. В этой области выделяется тепловая энергия, которая через тонкую изолирующую область 2 передается в верхнюю часть термоэлектрической области. Под действием полученной энергии электроны из верхней области начинают диффундировать в нижнюю, более холодную область полупроводника. В результате этого нижняя область полупроводника п-типа приобретает отрицательный, а верхняя область — положительный потенциал. Таким образом, на выходе получается постоянное напряжение. Вследствие тепловой инерции твердого тела выходное напряжение имеет малый уровень пульсаций и, следовательно, отпадает необходимость в сглаживающих фильтрах и стабилизаторах.
20.6. Стабилизаторы переменного напряжения
В современных блоках питания для стабилизации переменного напряжения сети обычно применяются электромагнитные стабилизаторы. В них используется параметрический метод стабилизации напряжения. В зависимости от типа нелинейного элемента электромагнитные стабилизаторы делятся на два основных вида: 1) стабилизаторы с насыщенным магнитным сердечником; 2) стабилизаторы с использованием резонанса токов или напряжений (ферро-резонансные стабилизаторы).
Стабилизаторы с насыщенным магнитным сердечником. В таких стабилизаторах используется нелинейность кривой намагничивания ферромагнитных материалов. Наиболее распространенная схема стабилизатора такого типа изображена на рис. 20.8, а.
Стабилизатор состоит из трансформатора специальной конструкции, представляющего собой трехстержневой сердечник,~на котором имеются три обмотки. На среднем стержне расположена первичная обмотка, на нее подается переменное стабилизируемое напряжение сети Uc. На левом стержне, сечение которого берется меньше среднего, расположена вторичная обмотка. Последовательно со вторичной обмоткой'включена компенсационная обмотка. Стержень, на котором расположена компенсационная обмотка, может перемещаться, изменяя величину зазора в магнитопроводе. Этим регулируется величина магнитного потока, пронизывающего витки компенсационной обмотки.
Напряжение компенсационной обмотки UK направлено навстречу напряжению вторичной обмотки и2. Поэтому напряжение на выходе стабилизатора
^вых = ^2 - ик-
Первичная и компенсационная обмотки работают в ненасыщенном режиме. Вторичная же обмотка за счет малого сечения сердечника работает в ре-
Рис. 20.8 Электромагнитный стабилизатор напряжения с насыщенным магнитным сердечником:
а — схема; б — графическое пояснение работы
б
Рис. 20.9. Феррорезонансмый парад
лельный контур:
а — схема; б — графическое пояснение феррорезонанса токов
379
жиме глубокого насыщения. Поэтому при изменении напряжения Uc напряжения иг и UK будут изменяться неодинаково.
При увеличении Uc от нуля до максимального значения вторичное напряжение U2 вначале резко возрастает, а затем — при достижении области насыщения— растет незначительно (рис. 20.8, б). В то же время напряжение UK компенсационной обмотки возрастает приблизительно пропорционально напряжению Uc, Данные трансформатора могут быть подобраны таким образом, чтобы в интересующем нас диапазоне колебаний напряжения Uc кривые U2 и UK имели одинаковый угол наклона а. Тогда выходное напряжение стабилизатора UBaii, равное разности U2 и UK, не будет зависеть от входного напряжения Uc.
К достоинствам разобранной схемы можно отнести: простоту конструкции, надежность в работе и безынерционность. Недостатками схемы являются: небольшие пределы стабилизации, искажение формы стабилизированного напряжения, низкие к. и. д. и cos <р, а также зависимость величины стабилизированного напряжения от частоты сети. Вследствие перечисленных недостатков стабилизаторов с насыщенным магнитным сердечником более широкое применение получили феррорезонансные стабилизаторы.
Феррорезонансные стабилизаторы. Нелинейным элементом в феррорезо-нансных стабилизаторах напряжения служит резонансный контур, состоящий нз насыщенного дросселя и емкости, причем контур может быть последовательным или параллельным. Практически более высокие коэффициент стабилизации и к. п. д. удается получить при параллельном включении дросселя и конденсатора, т. е. при феррорезонансе токов.
На рис. 20.9, а приведена схема феррорезонаисного параллельного контура. Предположим, что активным сопротивлением контура можно пренебречь, а частота напряжения сети остается все время неизменной: fc = = const. Будем изменять величину напряжения сети от нуля до максимума.
С ростом приложенного к контуру напряжения ток 1С в емкостной ветви будет увеличиваться прямо пропорционально напряжению Uc. Это видно из формулы
ис 1с=-~ = исиС.
(йС
При постоянных со и С ток /г изменяется'прямо пропорционально напряжению (7с. Поэтому вольтамперная характеристика конденсатора контура представляет собой прямую линию О А (рис. 20 .9,6). Ток в индуктивной ветви при увеличении Uc изменяется по кривой намагничивания ОБ, так как с ростом приложенного к контуру напряжения увеличивается магнитное насыщение дросселя, а его реактивное сопротивление уменьшается. Фаза тока в индуктивной ветви противоположна фазе емкостного тока.
Зависимость общего тока контура (тока в неразветвленной цепи) от приложенного напряжения изображается кривой ОБ, которая получается в результате сложения абсцисс емкостного и индуктивного токов с учетом их знаков. Из рис. 20.9, б видно, что в точке М кривая ОБ пересекает ось ординат. Это означает, что при определенном напряжении сети [7 токи в индуктивной и емкостной ветвях, будучи в противофазе, становятся равными друг другу по величине (7С = /др), вследствие чего общий ток контура уменьшается до нуля. При этих условиях в контуре наступает резонанс токов. Следует обратить внимание на то, что резонанс наступает только при вполне определенных значениях частоты /с и напряжения Uc сети.
Приведенный на рис. 20.9, б график соответствует идеальному контуру, в котором отсутствует активное сопротивление. В реальном контуре общий ток при резонансе не равен нулю. Поэтому вольтамперная характеристика реального контура имеет вид, изображенный на рис. 20.10. Для удобства график построен без учета фазы тока, т, е. характеристика размещена по одну
380
Рис. 20.10. Вольтамперная характеристика реального феррорезонансного контура
Рис. 20.11. Типовая схема феррорезонансного стабилизатора
сторону от оси ординат. Как видно из рис. 20.10, в момент резонанса, соответствующего точке М, общий ток контура /об отличается от нуля. Кроме того, очевидно, что вольтамперная характеристика параллельного контура нелинейна, а пологость ее горизонтальной части (участок МВ) весьма большая. Следовательно, применяя такой контур в качестве нелинейного элемента в параметрическом стабилизаторе, можно получить высокий коэффициент стабилизации напряжения.
Пределы стабилизации напряжения в феррорезонансных стабилизаторах значительно шире, чем в электромагнитных стабилизаторах с насыщенным магнитным сердечником. Объясняется это большой длиной рабочего участка МВ вольтамперной характеристики, который начинается почти у оси ординат (рис. 20.10).
По конструкции стабилизаторы напряжения с параллельным контуром могут быть весьма различными. Одна из возможных схем такого стабилизатора приведена на рис. 20.11.
Феррорезонансный стабилизатор состоит из насыщенного автотрансфор-' матора АТ и ненасыщенного дросселя L с двумя обмотками: основной И7оси и компенсационной U?K. Обмотка насыщенного автотрансформатора с конденсатором С образуют феррорезонансный параллельный контур, настроенный на частоту, близкую к частоте сети. Выходное напряжение 1/вьп[ равно разности между напряжением (/2, которое снимается с части витков автотрансформатора, и напряжением Uк компенсационной обмотки (рис. 20.11).
Феррорезонансные стабилизаторы могут поддерживать напряжение на выходе с точностью до ± 1 % при изменении входного напряжения на ±20 %, однако они очень чувствительны к изменениям частоты питающего напряжения. Обычно изменение частоты на 1—2 % вызывает изменение выходного напряжения на 2—3 %. К- п. д. феррорезонансных стабилизаторов составляет 60—70 %, однако низкий коэффициент мощности (cos <р = 0,6... —0,7) приводит к значительному повышению потребляемой от сети электроэнергии.
При использовании феррорезонансных стабилизаторов следует учитывать, что вокруг них в процессе работы образуется сильное магнитное поле рассеяния, которое может создать наводки на усилители и измерительную аппаратуру.
20.7. Преобразователи постоянного напряжения
Преобразователи постоянного напряжения используются как экономичные и компактные источники высокого напряжения для питания самых разнообразных электронных устройств, главным
361
Рис. 20.12. Структурная схема транзисторного преобразователя постоянного напряжения
образом переносных и миниатюрных. К. таким устройствам можно отнести портативные телевизоры, осциллографы, счетчики заряженных частиц, радиопередатчики и т. п. Мощность, получаемая от современных преобразователей напряжения, лежит в пределах от единиц до нескольких сотен ватт.
До недавнего времени для преобразования напряжения применялись главным образом электромеханические устройства. Однако эти устройства обладали рядом существенных недостатков: невысокой надежностью, малым сроком службы, низким к. п. д., большой массой и т. д. Указанные недостатки значительно снижали эксплуатационно-технические показатели той аппаратуры, в которой они применялись.
С помощью транзисторов оказалось возможным создать преобразователи постоянного напряжения, обладающие большими преимуществами перед электромеханическими преобразователями. Важнейшими из этих преимуществ являются: 1) более высокая надежность и больший срок службы из-за отсутствия механических контактов; 2) более высокий к. п. д. (порядка 70—90 %); 3) возможность осуществлять преобразование на частотах от нескольких сотен герц до 10—20 кГц, что позволяет существенно уменьшить размеры и массу трансформаторов и фильтров; 4) более высокая устойчивость к тряске и вибрации; 5) практически полное отсутствие акустических помех.
Существуют различные схемы преобразователей напряжения на транзисторах. Однако все они строятся по структурной схеме, приведенной на рис. 20.12. Основным элементом схемы любого транзисторного преобразователя является автогенератор, который, получая энергию от источника постоянного напряжения, вырабатывает переменное напряжение с требуемой амплитудой. Полученное переменное напряжение обычным путем выпрямляется и после соответствующей фильтрации поступает к нагрузке в виде выпрямленного напряжения необходимой величины.
На рис. 20.13 приведена наиболее распространенная двухтактная схема транзисторного преобразователя постоянного напряжения.
Автогенератор состоит из двух транзисторов, включенных по схеме с общим эмиттером, и трансформатора, имеющего коллекторную 1Гк, базовую и выходную 1ГВЫХ обмотки. Сердечник трансформатора выполнен из материала с прямоугольной петлей гистерезиса. Делитель напряжения R1R2 служит для запуска преобразователя при включении питающего напряжения Е. В этом случае на сопротивлении R1, шунтированном конденсатором С, появляется неболь-
382
Рис. 20.13. Двухтактная схема транзисторного преобразователя постоянного напряжения
шое отрицательное напряжение (порядка 0,5 В), которое прикладывается к базам транзисторов, вызывая отпирание какого-либо из них.
Допустим, что в некоторый момент времени открыт транзистор VT1, тогда напряжение Е (за вычетом небольшого падения напряжения на участке эмиттер — коллектор открытого транзистора) окажется приложенным к половине коллекторной обмотки IF(< и будет создавать на ней и на других обмотках э. д. с. с полярностью, указанной на схеме рис. 20.13 (знаки даны без скобок). При этом э. д. с. базовой обмотки 1Гб создает на базе транзистора VT1 отрицательное напряжение по отношению к эмиттеру, а э. д. с. обмотки IF б в этот момент создает на базе транзистора VT2 положительное напряжение по отношению к эмиттеру. Следовательно, в то время, когда транзистор VT1 открыт, транзистор VT2 заперт. Транзистор VT1 будет открыт до тех пор, пока магнитный поток в сердечнике трансформатора не достигнет величины насыщения. Так как в этот момент скорость изменения магнитного потока становится равной нулю (или очень малой), то э. д. с. во всех обмотках трансформатора также станет близкой к нулю. Происходящее при этом резкое уменьшение токов в обмотках вызывает появление в обмотках э. д. с. с противоположной полярностью (знаки в скобках на рис. 20.13). Теперь базовая обмотка IF б создает на базе транзистора VT2 отрицательное напряжение по отношению к эмиттеру, что приводит к отпиранию этого транзистора и возникновению тока в коллекторной обмотке в направлении, указанном пунктирной стрелкой. При этом возрастает э. д. с. базовой обмотки IFg, что приводит к дальнейшему увеличению коллекторного тока и т. д. Процесс протекает лавинообразно и очень быстро приводит транзистор VT2 в режим насыщения. В результате этого процесса почти все напряжение Е окажется приложенным к половине коллекторной обмотки W%- Таким образом, с помощью двух транзисторов осуществляется коммутация тока в коллекторной обмотке трансформатора, а напряжение на каждой половине обмотки имеет практически прямоугольную форму.
383
Возникшие на первичной обмотке трансформатора колебания напряжения трансформируются во вторичную (повышающую) обмотку и после выпрямления создают на нагрузке выходное постоянное напряжение заданной величины.
Контрольные вопросы и упражнения
1. Объясните назначение стабилизаторов напряжения и тока в схемах источников питания.
2. В чем состоит различие между стабилизаторами напряжения параметрического и компенсационного типа?
3. Составьте схему параметрического стабилизатора постоянного напряжения на кремниевом стабилитроне. Объясните принцип действия схемы, назначение элементов.
4. С какой целью в схемах компенсационных стабилизаторов напряжения используют источник опорного напряжения?
5. Объясните принцип построения структурных схем последовательного и параллельного стабилизаторов компенсационного типа.
6. Найдите коэффициент стабилизации по напряжению, если при изменении напряжения на входе на 10 % напряжение на выходе стабилизатора изменяется на 0,01 %.
7. Какое из указанных значений выходного сопротивления стабилизатора предпочтительнее? Найдите правильный ответ:
1) Явых = 3 Ом; 2) /?вых = 0,5 Ом; 3) 7?вых = 50 Ом;
4) ЯВых = 500 Ом; 5) *вЫх = 1 К°М- .
8. Напряжение и ток на выходе стабилизатора на 10 % меньше соответствующих величин на входе. Определите к. п. д. стабилизатора.
9, Объясните работу схемы транзисторного компенсациоииого стабилизатора без усилителя постоянного тока. Из каких соображений выбирают транзистор для работы в этой схеме?
10. Объясните работу транзисторного стабилизатора компенсационного типа с однокаскадным усилителем постоянного тока при изменении сопротивления нагрузки.
1'1 . Составьте схему транзисторного стабилизатора компенсационного типа, усилитель постоянного тока которого собран по дифференциальной схеме.
12. Какими соображениями следует руководствоваться при выборе стабилитрона для работы в схеме компенсационного транзисторного стабилизатора?
13. Расскажите о работе интегральных стабилизаторов постоянного напряжения.
14. Найдите в справочнике схему интегрального стабилизатора типа К142ЕН1, объясните ее построение, схему включения, приведите основные технические параметры.
15. Объясните назначение стабилизаторов переменного напряжения.
16. Как работает схема феррорезонансного стабилизатора переменного напряжения?
17. Объясните назначение и работу схемы транзисторного стабилизатора тока.
18. В портативных телевизорах и осциллографах часто используют преобразователи постоянного напряжения. С какой целью?
19. В каком режиме работают транзисторы в схеме двухтактного преобразователя постоянного напряжения?
20, Почему сердечник трансформатора преобразователя постоянного напря-
жения имеет прямоугольную петлю гистерезиса?
21. Нарисуйте графики, объясняющие работу двухтактного преобразователя постоянного напряжения.
22, Составьте перечень ключевых слов, относящихся к работе транзисторных стабилизаторов постоянного напряжения компенсационного типа.
384
Раздел V
УСТРОЙСТВА ОТОБРАЖЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
Глава 21. УСТРОЙСТВА ОТОБРАЖЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ НА ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫХ ТРУБКАХ
Построение сложных информационных систем с использованием ЭВМ связано с разработкой устройств визуального отображения информации и разнообразных индикаторов, с помощью которых оператор получает возможность следить за функционированием системы и оперативно корректировать ее работу.
Наиболее универсальные и распространенные устройства отображения информации (УОИ) основаны на использовании в качестве индикаторов электронно-лучевых трубок (ЭЛТ). Эти устройства (их часто называют дисплеем) позволяют преобразовывать информацию, представленную в цифровом коде, в изображения, наблюдаемые на экране ЭЛТ в виде текста, таблиц, графиков и т. д.
Для понимания работы весьма сложных устройств отображения информации на ЭЛТ необходимо, прежде всего, изучить особенности конструкции и принцип действия самой электронно-лучевой трубки — электровакуумного прибора, который находит самое широкое применение в телевидении, радиолокации, измерительной и вычислительной технике.
Электронно-лучевыми приборами называют электронные электровакуумные приборы, в которых используется поток электронов, сконцентрированный в форме луча или пучка лучей. Электроннолучевые приборы, предназначенные для получения видимого (оптического) изображения на экране, светящемся под действием электронов, или для регистрации получаемого изображения на светочувствительном слое, получили название электронно-графических электронных приборов. К ним относятся электронно-лучевые трубки, имеющие вытянутую в направлении луча форму баллона.
В Зависимости от способа фокусировки и отклонения электронного луча различают трубки:
1) с электростатическим управлением (электростатические), в которых электронный луч фокусируется и отклоняется электрическим полем;
2) с электромагнитным управлением (электромагнитные), в которых луч фокусируется и отклоняется магнитным полем;
3) с комбинированной системой фокусировки и отклонения электронного луча.
По функциональному назначению ЭЛТ делятся на следующие основные группы:
385
1) осциллографические трубки, служащие для наблюдения и снятия осциллограмм электрических сигналов. Эти трубки в основном применяются в измерительной технике;
2) индикаторные трубки, предназначенные для регистрации электрических сигналов в радиолокационных и радионавигационных устройствах;
3) кинескопы, предназначенные для преобразования электрического телевизионного сигнала в видимое изображение. Эти трубки с успехом используются также в устройствах вывода информации ЭВМ третьего и четвертого поколений;
4) запоминающие трубки, используемые для записи и хранения информации;
5) знакопечатающие трубки (характроны), предназначенные для воспроизведения на экране букв, цифр и других знаков с последующей регистрацией информации фотографическим способом;
6) электронно-оптические преобразователи (ЭОП), используемые для преобразования и усиления оптических изображений;
7) электронно-лучевые переключатели, предназначенные для коммутации электрических цепей с помощью электронного луча.
Особую группу электронно-лучевых приборов составляют передающие телевизионные трубки, предназначенные для преобразования оптического изображения в электрические телевизионные сигналы.
Несмотря на разнообразие и специфические особенности ЭЛТ разного типа, в основе их работы лежат некоторые общие закономерности, определяющие принципиальные возможности практического применения этих исключительно интересных и своеобразных приборов в различных отраслях технической электроники. В связи с этим при изучении данной главы нас будут интересовать, прежде всего, следующие вопросы:
1. Как устроены ЭЛТ, какие функции выполняют отдельные элементы их конструкции?
2. Как получить изображение сигнала на экране ЭЛТ?
3. Какими параметрами оценивается работа ЭЛТ?
4. Как реализуются функции ЭЛТ в устройствах отображения информации различного назначения?
21.1. Электронно-лучевые трубки с электростатическим управлением
Устройство и схема питания осциллографической электронно-лучевой трубки с электростатической фокусировкой и отклонением электронного луча показаны на рис. 21.1.
Основными частями трубки являются:
1) электронная пушка, создающая узкий электронный луч, направленный вдоль оси трубки;
2) отклоняющая система, назначением которой является изменение направления электронного луча;
386
Рис. 21.1. Устройство электронно-лучевой трубки с электростатическим управлением: J — катод; 2 — управляющий электрод (моду-лятор); 3— первый анод; 4— второй анод; 5 — аквадаг; 6 — экран
Рис. 21.2. Устройство катода и модулятора ЭЛТ:
1 — силовые линии электрического поля между катодом и модулятором; 2— фокус; 3 — ось трубки
3) экран, обладающий способностью светиться при бомбардировке его электронами луча.
Рассмотрим назначение и устройство отдельных элементов трубки.
Электронная пушка. Электронной пушкой, или электронным прожектором, называется система электродов, позволяющая получить направленный поток электронов (электронный луч). Помещается она в узкой удлиненной части колбы и состоит из подогревного катода, управляющего электрода и двух анодов.
Катод сделан в виде небольшого никелевого цилиндра, дно которого покрывается активированным слоем, испускающим при нагреве электроны. Обычно в электронно-лучевых трубках применяется оксидный катод. Вывод катода часто присоединяется внутри баллона к одному из концов нити накала. Вокруг катода располагается управляющий электрод (модулятор), выполненный в виде никелевого цилиндра с небольшим отверстием (диафрагмой), в донышке. На модулятор подается отрицательное относительно катода напряжение порядка нескольких десятков вольт. Под действием электрического поля, созданного этим напряжением, электроны прижимаются к оси трубки и сходятся в точку на некотором расстоянии от управляющего электрода (рис. 21.2, точка 2). Благодаря этому осуществляется предварительная фокусировка электронного луча. Кроме"того, электрическое поле между катодом и управляющим электродом, являясь тормозящим для электронов, отталкивает некоторые из них обратно на катод. Следовательно, регулируя величину отрицательного потенциала на модуляторе, можно изменять количество электронов, пролетающих через его диафрагму, т. е. изменять плотность электронного луча. Такая регулировка приводит к изменению яркости светящегося пятна на экране'трубки. Движение электронов от катода к экрану и дальнейшая фоку-сировка ИХ В узкий пучок обеспечивается системой двух анодов, выполненных в виде полых металлических цилиндров. Первый анод выполняется меньшего Диаметра, чем второй, и снабжается большим количеством диафрагм. Чтобы получить достаточные скорости движения электронов, на аноды подаются большие положи-
387
На электрон, попадающий в
Рис. 21.3. Фокусировка электронного луча с помощью системы двух анодов: а — электрическое поле между первым и вторым анодами; б -+ траектория движения электрона в фокусирующем поле анодов; в — оптический эквивалент системы двух анодов
тельные напряжения (на первый анод порядка нескольких сотен вольт, а на второй — порядка нескольких киловольт).
Для уяснения фокусирующего действия системы двух анодов рассмотрим рис. 21.3. Так как потенциал второго анода А 2 выше потенциала первого анода Alt то электрическое поле между ними будет направлено от второго анода к первому (рис. 21,3, а).
электрическое поле, действует
сила, направленная в каждой точке поля по касательной к силовой линии. Например, на электрон, находящийся в точке В, действует сила F, направленная по касательной к силовой линии электрического поля между первым и вторым анодами (рис. 21.3, б). Силу F можно разложить на две составляющие: продольную и поперечную F2. Продольная составляющая FT ускоряет движение электрона вдоль оси трубки, а поперечная F2 прижимает его к оси. В точке В' на участке второго анода продольная составляющая Рг по-прежнему ускоряет электрон в направлении экрана, но поперечная составляющая F,2 уже отклоняет его от оси.
Таким образом, действие системы анодов эквивалентно действию оптической системы из собирательной и рассеивающей линз (рис. 21.3, а). Поэтому фокусирующую систему анодов электронно-лучевой трубки иногда называют электростатической линзой. Необходимо подчеркнуть, что собирающее действие левой части электростатической линзы не равно рассеивающему действию правой части, так как скорость электрона в точке В на участке первого анода меньше, чем в точке В' на участке второго анода. Чем меньше скорость, тем дольше находится электрон в отклоняющем поле и тем больше испытываемое им отклонение, и
наоборот.
Следовательно, собирающее действие левой части больше рассеивающего действия правой части, и электроны будут сходиться в одной точке (Д') на оси трубки на некотором расстоянии от анодов. .Меняя величину напряжения на первом аноде, можно изме-
нять электрическое поле между анодами и тем самым перемещать точку фокуса вдоль оси трубки, добиваясь совмещения ее с поверхностью экрана. При этом на экране трубки получается резко очерченное светящееся пятно малого диаметра.
380
Рис. 21.4. Отклоняющие пластины электронно-лучевой трубки
Рис. 21.5. Пилообразное напряжение развертки
Отклоняющая система. На пути к экрану электронный луч проходит между двумя парами взаимно перпендикулярных отклоняющих пластин XX и YY, называемых электростатической отклоняющей системой (рис. 21.4).
Пластины XX отклоняют луч по горизонтали и называются поэтому горизонтально отклоняющими. Пластины YY, отклоняющие луч в вертикальном направлении, называются вертикально отклоняющими.
Если подать на каждую пару пластин постоянное напряжение, то электронный луч отклонится в сторону пластины, находящейся под положительным потенциалом. Когда на пластины подается переменное напряжение, перемещение светящегося пятна по экрану образует светящиеся линии.
Экран. Экран электронно-лучевой трубки представляет собой тонкий слой вещества (люминофора), способного светиться при бомбардировке электронами. К таким веществам относятся виллемит (сульфид цинка), вольфрамово-кислый кальций и др. В зависимости от состава люминофора может быть получено свечение различного цвета.
Оседая на экране, электроны создают на нем отрицательный заряд, который может возрасти до большой величины и нарушить нормальную работу трубки. Для предотвращения этого внутренняя поверхность колбы покрывается электропроводящим графитовым слоем (аквадагом'), соединенным со вторым анодом. К этому слою притягиваются вторичные электроны, испускаемые экраном под действием бомбардировки первичными электронами, чем и достигается отвод зарядов от экрана.
Получение изображения на экране ЭЛТ. Пусть имеется некоторое синусоидальное напряжение щ = Um sin at. Если его подвести к вертикально отклоняющим (сигнальным) пластинам, то под действием этого напряжения луч будет перемещаться вверх и вниз по экрану трубки, прочерчивая вертикальную линию. Для получения на экране изображения этой синусоиды (вместо вертикальной линии), т. е. для наблюдения изменения напряжения во времени, необходимо одновременно подать на горизонтально отклоняющие пластины напряжение, отклоняющее луч в горизонтальном направлении. Это напряжение имеет обычно пилообразную форму (рис. 21.5) и называется напряжением развертки. При ли-
389
Рис. 21.6. Принцип получения осциллограммы исследуемого синусоидального напряжения
нейном возрастании напряжения развертки (рис. 21.5, участок А Б) перемещение светящейся точки по экрану будет прямо пропорционально времени. Затем напряжение развертки резко падает до первоначального значения (участок БВ) и световое пятно почти мгновенно возвращается в исходное положение. Далее цикл изменения светового луча повторяется. Световую линию на экране, создаваемую этим напряжением, принимают за ось времени.
При одновременной подаче исследуемого синусоидального напряжения Uc на сигнальные пластины YY и пилообразного напряжения развертки Up на горизонтально отклоняющие (развертывающие) пластины XX электронный луч будет одновременно перемещаться в вертикальном направлении под действием Uc и в горизонтальном — под действием Пр. При этом луч будет прочерчивать на экране развернутую во времени диаграмму исследуемого синусоидального напряжения (рис. 21.6).
Для получения неподвижного изображения на экране необходимо, чтобы при каждом перемещении луча вдоль линии развертки на него действовали каждый раз в одних и тех же точках развертки одинаковые напряжения на сигнальных пластинах. Полное совпадение отдельных повторяющихся изображений получится в том случае, если период развертки будет равен целому числу периодов исследуемого напряжения, т. е.
Тр = пТс.
Это условие называется синхронизацией периода напряжения развертки с периодом напряжения исследуемого сигнала.
Параметры ЭЛТ, фднИМ ИЗ ОСНОВНЫХ ПАраМСТрОВ ЭЛСКТрОННО-лучевых трубок является чувствительность, показывающая, на сколько миллиметров перемешается луч по экрану при изменении напряжения на отклоняющих пластинах на 1 В. Чувствительность принято выражать в миллиметрах на вольт.
390
Рис. 21.7. К пояснению зависимости чувствительности ЭЛТ от ее конструктивных размеров
Математически чувствительность определяется по формуле
где S — чувствительность, мм7В; h — величина отклонения луча на экране трубки, мм; /х — длина отклоняющих пластин, мм; /2 — расстояние от середины пластины до экрана, мм; d — расстояние между пластинами, мм; £/а2 — напряжение на втором аноде, В.
Зависимость чувствительности от всех величин, входящих в данную формулу, нетрудно объяснить (рис. 21.7). С увеличением /1 электрон дольше летит в отклоняющем поле и поэтому получает большое отклонение. А при одном и том же угловом отклонении смещение светящегося пятна на экране возрастает с увеличением расстояния 12. Если же раздвинуть пластины, т. е. увеличить d, то напряженность поля между пластинами уменьшится и это вызовет уменьшение отклонения. Увеличение Ua<i также приводит к уменьшению отклонения, поскольку при этом возрастает скорость движения электронов между пластинами.
В современных электростатических трубках величина чувствительности находится в пределах 0,1—1 мм7В. Чувствительность трубки в горизонтальном (SJ и вертикальном (5Й) направлениях неодинакова, так как одна пара пластин расположена дальше от экрана, чем другая.
Помимо чувствительности, важнейшими параметрами ЭЛТ являются яркость свечения экрана и длительность послесвечения.
Яркость свечения экрана — это сила света, излучаемого 1 м2 светящейся поверхности экрана в направлении наблюдателя. Равномерно светящаяся поверхность площадью 1 м2, излучающая в направлении наблюдателя свет силой в одну свечу, имеет яркость одну канделу на квадратный метр (кд/м2). Яркость свечения экрана современных осциллографических ЭЛТ составляет несколько де-сятков кандел на квадратный метр,
Длительность послесвечения — это время, необходимое для спа Дания яркости свечения от первоначальной величины до минимального значения после прекращения электронной бомбардировки экрана.
391
Условно, в зависимости от состава люминофора, длительность послесвечения делят на пять групп:
1) менее 10-5 с — очень короткое послесвечение;
2) 10-5...10~2 с — короткое;
3) 10-2...0,1 с — среднее;
4) 0,1...16 с — длительное;
5) более 16с — очень длительное.
Одним из определяющих параметров осциллографических трубок, предназначенных для фотографирования с экрана быстропро-текающих процессов, является максимальная скорость записи осциллограмм. Величина ее, помимо режима питания, определяется эффективностью люминофора, его активностью к фотоэмульсии и плотностью тока в электронном пятне. Для повышения скорости записи используются трубки с дополнительным ускорением (послеускорением) электронов после прохождения ими отклоняющей системы. Трубки с послеускорением позволяют регистрировать осциллограммы при движении пятна на экране со скоростью порядка 10 000 км/с.
21.2. Электронно-лучевые трубки с магнитным управлением
Устройство электронно-лучевой трубки с магнитной фокусировкой и магнитным отклонением показано на рис. 21.8.
Электронная пушка состоит из катода К., модулятора М и анодов Ai и А2 (анод А 2 внутри баллона соединен с графитовым покрытием — аквадагом). К фокусирующей катушке (ФК) подводится постоянное напряжение, вследствие чего через нее проходит постоянный ток, создающий вокруг катушки неоднородное магнитное поле. Система отклонения состоит из отклоняющих катушек (ОК), расположенных перпендикулярно друг к другу и к оси трубки. Эти катушки создают магнитные поля, силовые линии которых взаимно перпендикулярны.
Принцип фокусировки электронного луча магнитным полем поясняется рис. 21.9.
Рис. 21.8. Устройство ЭЛТ с магнитным управлением
Рис. 21.9. Магнитная фокусировка электронного луча
392
Рис. 21 10. Отклоняющие ка-
тушки
Рис. 21.11. Отклонение электрона магнитным полем
Неоднородное магнитное поле ФК имеет осевую составляющую вектора индукции В2 и радиальную составляющую Вг. На электроны, влетающие в фокусирующее магнитное поле со скоростью Уо, действует сила
F = eV0Br, (21.2)
перпендикулярная как к вектору Vo, так и к вектору Вг и закручивающая электроны вокруг оси г. На рис. 21.9 эта сила не показана (она направлена перпендикулярно к плоскости рисунка). Вращение электрона вокруг оси г обусловливает появление силы взаимодействия электрона с осевой составляющей магнитного поля Вг. Эта сила (Fr) всегда направлена к оси г, и величина ее тем больше, чем дальше удален электрон or оси. Совместное действие сил F и Fr приводит к тому, что траектория электронов принимает вид спирали (см, параграф 1.3). Регулированием величины тока, протекающего через фокусирующую катушку, можно изменять величину магнитной индукции, а следовательно, силы Fr, добиваясь того, чтобы траектории электронов пересекались в плоскости экрана.
Для отклонения электронного луча по вертикали и горизонтали используются две пары катушек, расположенных взаимно перпендикулярно (рис. 21.10) и имеющих единую конструкцию, которая называется отклоняющей системой.
На рис. 21.11 показано магнитно?, поле отклоняющей катушки, силовые линии которого направлены в сторону наблюдателя перпендикулярно к плоскости чертежа. Электрон, попадающий в однородное магнитное поле со скоростью Уо, перпендикулярной к напряженности поля, движется по окружности, радиус которой определяется выражением
После выхода из поля катушек электрон будет двигаться к экрану по касательной к окружности в точке выхода и попадает на
14 7-76
393
Рис. 21.12. Одна из конструкций электронного прожектора кинескопа:
1 — подогреватель; 2 — катод; 3 — управляющий электрод (модулятор); * ускоряющий электрод; 6 — первый аноД1 6 — второй анод
экран в точку, удаленную от центра на некоторое расстояние. Очевидно, что величина отклонения луча от центра экрана тем больше, чем меньше радиус дуги окружности, по которой движутся электроны в отклоняющем поле, т. е. чем больше напряженность магнитного поля Н. При малых углах отклонения а величина отклонения связана с напряженностью отклоняющего поля зависимостью
<2М>
где / — протяженность магнитного поля; L — расстояние от центра отклоняющей системы от экрана; б/а2 — напряжение на втором аноде.
Сравнивая формулы 21.1 и 21.4, можно заметить, что при магнитном управлении величина отклонения луча обратно пропорциональна У U&, в то время как при электростатическом управлении величина отклонения обратно пропорциональна U^. Это означает, что при магнитном управлении чувствительность к отклонению меньше зависит от величины ускоряющего напряжения, чем при электростатическом. Вследствие этого в трубках с магнитным управлением удается получить угол отклонения а « 57°, а следовательно, большие отклонения 1г при небольшой длине трубки L.
Приемная телевизионная грубка (кинескоп) представляет собой стеклянную или металлостеклянную колбу, из которой выкачан воздух. В горловине трубки помещается электронный прожектор, состоящий из накаленного катода и системы аксиально-симметричных электродов, предназначенных для ускорения электронов и фокусировки электронного луча. Один из видов электронного прожектора кинескопа приведен на рис. 21.12. Конструкция и назначение катода, управляющего электрода и системы анодов аналогичны конструкции и назначению этих же электродов в осциллографических и индикаторных трубках. Ускоряющий, или экранирующий, электрод обычно выполняют в виде металлического диска с отверстием на пути движения электронов или в виде металлического цилиндра с одной или несколькими диафрагмами. Ускоряющий электрод относительно катода находится под положительным потенциалом (порядка нескольких сотен вольт). Телевизионный сигнал подается на модулятор трубки, что ведет к изменению силы тока луча и яркости свечения экрана в соответствии с изменениями мгновенных значений телевизионного сигнала.
Современные кинескопы имеют электростатическую фокусировку и электромагнитное отклонение электронного луча. Отклонение 394
Рис. 21.13. Алюминирован ный экран
Отрицательные
УЭ Л
Рис. 21.14. Устройство ионной ловушки
электронного луча в кинескопах осуществляется пропусканием пилообразных токов через строчные и кадровые отклоняющие ка тушки. Отклонение луча по горизонтали называется строчной разверткой, а отклонение по вертикали — кадровой разверткой. При пропускании пилообразных токов через обе отклоняющие катушки на экране трубки образуется растр, состоящий из расположенных вплотную друг к другу горизонтальных строк. По стандарту, принятому в СССР и ряде стран, количество строк, на которые разбивается телевизионное изображение, равно 625. Яркость свечения различных точек растра пропорциональна величине сигнала, подаваемого на модулятор трубки.
Основные типы современных кинескопов имеют прямоугольную форму экрана с размером экрана по диагонали до 67 см и углом отклонения луча до 110°.
Экран трубки изготовляется из толстого высококачественного стекла, на внутреннюю поверхность которого наносят люминофор белого свечения. Длительность послесвечения его должна быть короткой, чтобы не происходило «размазывание» движущихся изображений. Требуемая яркость свечения экрана кинескопа зависит от условий наблюдения изображения. Для того чтобы на воспроизводимом изображении были хорошо различимы полутона в условиях нормально освещенной комнаты, достаточна яркость экрана от 50 до 120 кд7м2. Одним из важных параметров кинескопа является контрастность изображения на экране— отношение яркости наиболее освещенного элемента изображения к яркости наименее освещенного. При контрастности порядка 20—40 воспроизведение изображения можно считать достаточно хорошим.
Для повышения яркости и контрастности изображения в современных кинескопах используется алюминированный экран (рис. 21.13). Алюминирование экрана повышает яркость изображения за счет отражения света зеркально-гладкой алюминиевой пленкой. Алюминированные экраны имеют яркость свечения до 260 кд7м2.
В потоке отрицательно заряженных частиц, движущихся от катода к экрану, помимо электронов, обладающих небольшой массой, имеются отрицательные ионы с большой массой, которые плохо отклоняются магнитным полем и попадают на центральную
395-
часть экрана, разрушая его. Вследствие этого в центре экрана образуется темное пятно, называемое ионным. Ионное пятно появляется обычно через 100—200 ч работы и со временем все больше темнеет, делая трубку негригодной для пользования.
Надежной защитой люминофора от воздействия отрицательных ионов является пленка алюминия. Поэтому на алюминированных экранах ионное пятно не возникает. В трубках, у которых экран не алюминирован, для борьбы с возникновением ионного пятна применяют ионные ловушки. Устрэйство одной из таких ловушек показано на рис. 21.14. Электронная пушка устанавливается под углом к оси трубки, на горловину которой надевается постоянный магнит. Магнитное поле отклоняет электроны и направляет их вдоль оси трубки, а отрицательные ионы отклоняются слабо и попадают на анод трубки. Для нормальной работы трубки с ионной ловушкой требуется правильная установка магнита на горловине трубки, обеспечивающая наибольшее прохождение электронного луча через электронный прожектор.
Современные кинескопы применяются не только в телевидении. Все большую роль они играют в вычислительной технике. Характерной особенностью ЭВМ третьего и четвертого поколения является наличие у них устройств для ввода и вывода графических изображений. Устройство вывода, использующее для выполнения этой задачи электронно-лучевую трубку, получило название дисплей (от английского display — показывать, выставлять). Применение этих устройств облегчает общение человека с машиной, позволяет более наглядно представить обработанную ею информацию, а при необходимости оперативно вносить коррективы в исследуемый машиной процесс.
В связи с интенсивным развитием цветного телевидения все более широкое распространение получают цветные кинескопы..
Известно, что любой цвет может быть получен надлежащим смешением трех основных спектральных цветов — красного, зеленого и синего. В „связи с этим в основе цветного телевидения лежат следующие физические процессы:
1. Оптическое разложение многоцветного изображения на три одноцветных изобраткения — красное, зеленое и синее,
2. Преобразование трех одноцветных изображений в три электрических сигнала изображения.
3. Передача полученных сигналов по линии связи.
4. Преобразование электрических сигналов изображения в три одноцветных оптических изображения — красное, зеленое и синее.
5. Оптическое сложение трех одноцветных изображений в одно многоцветное.
Цветной кинескоп предназначай для выполнения последнего из указанных выше процессов. Устройство цветного кинескопа показано на рис. 21. 15,а. Внутри горловины трубки находятся три автономных электронных прожектора, установленных так, что их злектронные пучки сходятся на определенном расстоянии от экрана. В плоскости пересечения лучей расположена цветоотделительиая (теневая) маска, представляющая собой тонкий металлический лист слегка вогнутой формы, в котором сделано очень большое число круглых отверстий (так, например, в цветном кинескопе 59ЛКЗЦ в цветоотделительной маске сделано 550 000 отверстий диаметром 0,25 мм). Отверстия в маске получают фотохимическим путем. От точности расположения отверстий зависят четкость изображения и чистота его цветов.
396
Рис. 21.15. Цветной кинескоп:
а — схематическое устройство; б — элемент цветоотделительной маски и экран кинескопа (/—электронный прожектор для полученая красного цвета; 2 — электронный прожектор для получения зеленого цвета; 3 — электронный прожектор для получения синего цвета;
4 — цветоотделнтельная (теневая) маска; 5 — экран; S — отклоняющая система)
Экран цветного кинескопа состоит из очень большого числа люминесци-рующих ячеек. Число ячеек равно числу отверстий в цветоотделительной маске. Каждая ячейка экрана (триада) состоит из трех круглых элементов люминофоров, светящихся под действием электронной бомбардировки красным, зеленым и синим светом. Расположение элементов маски и экрана показано на рис. 21.15, б. Общее число люминесцирующнх элементов экрана очень велико — для трубки 59ЛКЗЦ оно равно 1 650 000.
Электронные лучи, излучаемые всеми тремя прожекторами, фокусируются на поверхности цветоотделительной маски, а затем, пройдя через отверстия в маске, вновь расходятся. Расстояние между маской и экраном подобрано так, чтобы после прохождения через отверстия электроны попали на элементы экрана, люминесцирующие красным, синим и зеленым цветом.
Из-за малости размеров светящихся элементов экрана глаз наблюдателя уже при небольшом удалении от экрана не воспринимает их раздельными, а воспринимает суммарное свечение всех ячеек, цвета которых зависят от интенсивности электронного луча каждого прожектора.
При включении генераторов разверток все три луча будут двигаться строка за строкой по экрану. При этом каждый электронный луч попадает только на люминесцирующие элементы соответствующего цвета.
Если на модуляторы всех трех электронных прожекторов подать равные по величине напряжения, соответствующие сигналам изображения, то цает-ные элементы экрана будут светиться одинаково и результирующий цвет будет восприниматься как белый. При равном увеличении или уменьшении напряжений на модуляторах яркость белого света будет изменяться. Следовательно, при подаче на модуляторы равных сигналов изображения можно получить все градации свечения экрана — от ярко-белого до черного, т. е. цветные кинескопы могут использоваться и для получения черно-белых изображений.
21.3. Запоминающие ЭЛТ
Запоминающими трубками, или потенциалоскопами, называются электронно-лучевые трубки, обладающие способностью преобразовывать электрические сигналы в электрические заряды, сохранять их в течение определенного времени, а затем воспроизводить.
Существуют различные конструкции запоминающих трубок. Один ИЗ наиболее распространенных вариантов показан на рис. 21.16. В трубке имеются катод 9, обычный электронный прожектор 8 и отклоняющие пластины 7. В широкой части баллона находится металлическая пластина 1 — сигнальный электрод, на который нанесен слой диэлектрика 2, образующий так называемую
397
Рис. 21.16. Запоминающая электронно-лучевая трубка
мишень. Перед мишенью помещены заземленная сетка 3 и кольцевой электрод — коллектор 5, находящийся под высоким положительным потенциалом относительно катода.
Входные сигналы, имеющие характер импульсов положительной или отрицательной полярности, подаются на сигнальный электрод. Выходные сигналы снимаются с сопротивления нагрузки /?н, включенного в цепь коллек-
тора.
При отсутствии входных сигналов электронный луч 6 под действием напряжения развертки последовательно перемещается с одного элемента мишени на другой. Попадая на элемент мишени, луч выбивает из него вторичные электроны, причем коэффициент вторичной эмиссии о обычно получается больше единицы. Вторичные электроны 4 устремляются к коллектору, снижая его потенциал. В то же время потенциал поверхности мишени, обращенной к прожектору, повышается из-за потери некоторого количества вторичных электронов. Обычно при отсутствии входного сигнала потенциал мишени приобретает некоторое равновесное значение, близкое к потенциалу коллектора. Потенциал противолежащей поверхности мишени равен потенциалу сигнального электрода.
Сигнальный электрод, толща диэлектрика и поверхность мишени могут рассматриваться как своеобразный конденсатор. Поэтому при подаче входных сигналов на сигнальный электрод, являющийся одной из обкладок этого конденсатора, потенциал поверхности мишени начнет изменяться во времени, следуя за напряжением сигнала. Пусть, например, на сигнальный электрод подается импульс положительной полярности. При этом потенциал сетки становится отрицательным относительно мишени. На коллектор, следовательно, уйдет меньшее число вторичных электронов, потенциал элемента мишени, на котором находится луч, снижается, и он приобретает некоторый заряд, пропорциональный емкости элемента и разности потенциалов на поверхностях диэлектрика.
После ухода электронного луча заряд на элементе мишени сохраняется, т. е. сигнал оказывается «записанным». Входные сигналы разворачиваются вс времени и наносятся на поверхность мишени в виде так называемого потенциального рельефа.
Для снятия (воспроизведения) записанных сигналов электронный луч развертывают по мишени при отсутствии сигнала на входе, т. е. при потенциале сигнального электрода, равном нулю. Попадая на элементы мишени, луч восстанавливает их потенциал до первоначального значения. При этом потенциальный рельеф стирается, а в цепи нагрузочного сопротивления появляются импульсы тока той или иной полярности, характеризующие сигналы, ранее записанные на элементах мишени.
398
В электронных вычислительных машинах с использованием двоичной системы счисления, когда любое число изображается комбинацией только двух знаков 0 и 1, запоминающая трубка может быть использована для хранения информации. При этом коду 1 соответствует положительное напряжение на сигнальном электроде, а следовательно, отрицательный заряд элемента мишени, а коду 0— отрицательное напряжение на сигнальном электроде, т. е. положительный заряд элемента мишени. Современные запоминающие трубки позволяют одновременно сохранять до нескольких десяткоз тысяч двоичных знаков.
21.4. Знакопечатающие ЭЛТ (характроны)
Конструкция характрона показана на рис. 21.17, а. Электронный луч, сфокусированный прожектором, состоящим из катода, модулятора, первого и второго анодов, попадает на специальный электрод— кодовую матрицу. Этот электрод располагается в плоскости, перпендикулярной к оси трубки на некотором расстоянии от прожектора, и представляет собой тонкую металлическую пластину, в которой вырезаны необходимые знаки (см. рис. 21.17, б). Для выбора на матрице нужного знака имеются пластины вертикального и горизонтального отклонения (выбирающие пластины), которые располагаются между электронным прожектором и матрицей. Выбор нужного знака производится путем подачи на выбирающие пластины напряжений, отклоняющих луч в определенную область матрицы. После матрицы луч с помощью фокусирующей катушки и второй (компенсирующей) отклоняющей системы вновь отклоняется к оси трубки. Далее луч попадает в отклоняющее магнитное поле катушки адресной системы, которая позволяет установить высвечиваемый знак в любой точке экрана.
В зависимости от назначения трубки экран может иметь разное время послесвечения. Высота высвечиваемого знака составляет 2 — 5 мм, толщина линий знака — 0,5 мм.
Характроны можно эффективно использовать в сочетании с ЭВМ. В устройстве вывода данных из вычислительной машины знакопечатающие трубки позволяют визуально наблюдать и считывать информацию в виде цифрового или буквенного текста, графиков со специальными пометками и т. п.
Еще более эффективно работают знакопечатающие трубки с двумя электронными прожекторами. В такой трубке дополнительный электронный прожектор используется для получения видеоизображения. Он расположен под небольшим углом (около 10°) к оси трубки, что позволяет отображать видео- и знаковую информацию без взаимных помех. Эти трубки используются в тех случаях, когда на одном экране необходимо получить сочетание изображения с различными знаками, характеризующими отдельные объекты данного изображения (например, в радиолокации, космическом телевидении и т. п.).
399
123458 7 8 9 10 11 12 13 14
ИСФПИФМ +
S T 4 3 2 I К I
/ У 0 7 6 5 и /
/ P (\ • 0 9 В Z
I Б E H П- Г x
Л - 2 A A A + ?
* Л \ \ — X
5
Рис. 21.17. Знакопечатающая грубка (характрон):
a — конструкция (/ —* катод; 2 — модулятор; 3 — первый анод; 4 — второй анод; 6» 6 выбирающие пластины: 7— фокусирующая катушка; Я—* матрица; 9, !0 — компенсирующие пластины; // — катушка адресной системы; 12 — колба; 13— ускоряющий электрод: 14 — дюминесцнрующнп экран); б — пример расположения знаков на матрице
21.5. Матричные индикаторы на ЭЛТ
К матричным системам отображения информации (МСОИ) относятся так называемые позиционные индикаторы и индикаторы «движущегося текста», или динамические табло. Характерной особенностью МСОИ первой группы является постоянство мест воспроизведения знаков на индикаторном поле, т. е. совокупность информационных знаков строго фиксирована в пространстве, и каждый из индуцируемых знаков занимает неизменную позицию на экране (табло). Матричные индикаторы второй группы позволяют создать иллюзию перемещающегося в пространстве изображения.
Одним из наиболее распространенных и перспективных индикаторов для матричного воспроизведения буквенно-цифровой и графической информации являются ЭЛТ.
В вычислительной технйке разработка подобных индикаторов идет по двум основным направлениям! первое — создание специа-
400
Рис. 21.18. Начертание знаков на экрана ЭЛТ штриховым (растровым) (<г); точечным (б) и функциональным (л) способами
»«» в
г е © в
*
а а » о I
лизированных «знаковых» ЭЛТ, конструкция которых предусматривает
а 5
индикацию определенных знаков-сим-
волов (типичной трубкой такого типа является характрон, рассмотренный в 21.4); второе направление связано с использованием стандартных ЭЛТ широкого назначения, в частности, теле-
визионных кинескопов, в которых заданная знакографическая и буквенно-цифровая информация воспроизводится на экране в соответствии с программой, заложенной в схему управления трубкой.
Устройства первого направления применяются, главным образом, в специализированных информационных системах, например, в радиолокации, управлении полетами самолетов и т. п., где имеется потребность в совмещении изображения с буквенно-цифровой и графической информацией. В вычислительных устройствах преимущественно используются МСОИ второго направления, прежде всего, из-за необходимости широкого варьирования знаков-символов и возможности применения стандартных телевизионных узлов.
Рассмотрим особенности работы знакографических дисплеев на телевизионных ЭЛТ, способы формирования контуров фигур на экране и структурную схему МСОИ на ЭЛТ.
Различают три основных способа формирования знаков и фигур на экране ЭЛТ: растровый (или штриховой), матричный (или точечный) и функциональный (или фигурный).
Растровый способ формирования знаков (рис. 21.18, а) характеризуется тем, что электронный луч движется при формировании любого знака по одной и той же траектории. В процессе движения луча по горизонтали его интенсивность изменяется (модулируется) в соответствии с заданной программой, заложенной в устройство управления трубкой. Наряду с разверткой луча по горизонтали (по строкам) осуществляется и перемещение луча по вертикали (кадровая развертка). Поэтому луч, переходя от строки к строке, высвечивает на каждой из них штрихи воспроизводимого знака. При этом на экране может располагаться несколько знаков, образующих определенный смысловой текст. При наблюдении штрихового изображения с некоторого расстояния оно практически воспринимается как сплошное.
Растровый способ, несмотря на определенные преимущества, связанные с использованием обычной телевизионной (строчной и кадровой) развертки, имеет и некоторые недостатки: трудности получения знаков высокого' качества (горизонтальные элементы знаков изображаются сплошными линиями, а вертикальные — прерывистыми), высокие требования к схемам синхронизации генера
торов разверток.
401
Рис. 21.19. к пояснению матричного (точечного) метода формирования знаков на экране ЭЛТ:
а — микрорастр: б — схема; в — временная диаграмма напряжения на горизонтальных отклоняющих пластинах; а—временная диаграмма напряжения иа вертикальных отклоняющих пластинах; д — временная диаграмма напряжения генератора подсвета
В значительной мере указанные недостатки устранены в матричном, или точечном, способе, получившем наибольшее распространение в технике дисплеев (рис. 21.18, б). Этот способ основан на разделении поля всего экрана на строго постоянные и фиксированные знакоместа, размещенные по строкам и столбцам. Каждое такое знакоместо представляет собой матрицу из дискретных точек, называемую микрорастром. Электронный луч, совершая сканирующее (возвратно-поступательное) перемещение по экрану, модулируется по заданной программе и высвечивает определенную совокупность дискретных точек, расположенных близко друг к другу и образующих контур воспроизводимого знака.
На рис. 21.19 приведена схема, поясняющая точечный способ получения изображения на экране ЭЛТ. Микрорастр в данном случае состоит из 35 точек (5 в каждой строке и 7 в каждом столбце). На рис. 21.19, а показан вид (5уквы «Ю», синтезируемой из отдельных точек; на рис. 21.19, б — схема реализации метода точечного микрорастра; на рис. 21.19, е, г и д—временные диаграммы, поясняющие принцип работы устройства.Под воздействием ступенчато изменяющихся напряжений U,. и Ut/ (рис. 21.19, в и г), поступающих
402
на отклоняющие пластины, электронный луч послеЛ тает все 35 точек микрорастра. Интенсивность электр. определяющая яркость свечения соответствующей трч. управляется по определенной программе с помощью спеь генератора, вырабатывающего прямоугольные импульсы i. (рис. 21.19, д). Высвечиваются лишь те точки микрорастра, ь рые попадает луч достаточной интенсивности. Чем ближе расп. жены точки знакоместа, тем менее заметны различия при переходе луча от точки к точке. В случае тесного расположения точек, когда расстояние между ними меньше площади пятна электронного луча на экране, контуры знака практически превращаются в сплошные линии без видимых следов структуры.
Функциональный способ формирования знаков основан на том, что электронный луч в своем движении по экрану вычерчивает контур знака или фигуры (рис. 21.18, в), как бы не отрываясь от него. Для этого на симметричную отклоняющую систему ЭЛТ должны подаваться управляющие напряжения, обеспечивающие перемещения луча по требуемому контуру. Суммарный путь луча по экрану при такой развертке оказывается намного короче, чем при телевизионной (когда луч совершает непрерывные перемещения по горизонтали и по вертикали). Это позволяет повысить частоту начертания знака, увеличить яркость изображения и предотвратить ощущение мелькания. Однако фигурное начертание букв и цифр требует более сложной аппаратуры управления или такого упрощения (стилизации) в их изображении, которое не исключает ложного восприятия информации [3; 25].
Контрольные вопросы и упражнения
1. Пользуясь справочником, укажите тип следующих электронно-лучевык приборов: 8ЛО29И, 35ЛМ1С, ЛН8, 59ЛКЗЦ, 67ЛК2Б.
2. Какие электронно-лучевые трубки изображены на рис. 21.20?
3. Расшифруйте цоколевку следующих ЭЛТ: 53ЛК6Б (рис. 21.21, а), 25ЛО51А (рис. 21.21, б), 18ЛМЗС (рис. 21.21, в), ЛН7 (рис. 21.21, г), 40ЛК2Ц (рис. 21.21, д).
4. Почему все электроды прожектора ЭЛТ изготовляются цилиндрической формы?
5. Почему в ЭЛТ применяют высокие напряжения на втором аноде электронного прожектора?
403
Рис. 21.21. Цоколевка типичных ЭЛТ
6. Начертите схему питания электродов прожектора электронно-лучевой трубки с электростатическим управлением. Рассчитайте резисторы делителя, от которого должны быть получены следующие напряжения: 1)0... —100 В; 2) + + 300...+ 500 В; 3) 2 кВ; ток делителя 2 мА. Определите полное напряжение источника питания. На какой из электродов трубки следует подать указанные выше напряжения?
7. Какой будет траектория светящейся точки на экране ЭЛТ, если напряжения, приложенные к отклоняющим пластинам, изменяются по закону
иу = sin <о/, их = Um cos cd/?
Найдите правильный вариатт ответа:
1) Эллипс.
2) Окружность.
3) Синусоида.
4) Прямая линия.
8. Изменится ли фокусировка луча в ЭЛТ с электростатическим управлением при изменении потенциала модулятора?
9. Какие из указанных ниже равенств удовлетворяют условию синхронизации напряжения развептки с напряжением исследуемого сигнала: 1)/р = 5/с; 2) /р = 0,2/г; .'.') /р = 3,5/с; 4) fc = 3,5/р; 5) /р = 0, Цс, где /р — частота пилообразною напряжения развертки; /с — частота исследуемого сигнала.
10. Во тьтметр электромагнп гной системы показал напряжение на отклоняющих пластинах, равное 23 В. На экране была видна светящаяся линия длиной 4,6 см. Найти чувствительность пластин, если подводимое напряжение синусоидальное.
II. На второй анод электронно-лучевой трубки подано напряжение 1000 В. Определить амплитуду напряжения, поданного на горизонтально отклоняющие пластины, если расстояние от экрана до середины этих пластин равно 0,3 м, длина пластин 0,02 м, расстояние между ними 0,4 см, а электронный луч вычертил га экране линию длиной в 4 см.
12. Укажите преимущества и недостатки магнитного отклонения по сравнению с электростатическим. Почему ЭЛТ с магнитным отклонением не применяются в осциллографии для исследования формы токов и напряжений высоких частот?
13. Для чего алюминируют экраны кинескопов?
14. Почему ионное пятно та экране кинескопа появляется быстрее при низких анодных напряжениях?
15. Как формируется потенциальный рельеф в запоминающих ЭЛТ?
16. Укажите функции выбирающих пластин в характроне.
17. Расскажите о способах формирования изображения фигур на экране ЭЛТ в матричных индикаторах.
18. Что называют микрорастром?
19. С какой целью используют устройства отображения информации (дисплеи) в вычислительной техг ике?
404
Глава 22. БУКВЕННО-ЦИФРОВЫЕ ИНДИКАТОРЫ
В устройствах отображения информации, наряду с электронно-лучевыми трубками, находят широкое применение разнообразные индикаторы, построенные на различной физической основе. Ретроспективный (обращенный к прошлому) и перспективный анализ развития индикаторных приборов позволяет выделить три этапа (три поколения) их развития.
Первое поколение характеризуется небольшим числом используемых физических явлений, относительно низкими значениями к. п. д. и яркости, большими габаритами, одноцветностью, высоким управляющим напряжением. Типичными представителями этого поколения являются газоразрядные и вакуумные (накальные и электролюминесцентные) индикаторы, которые все еще находят весьма широкое применение в электронной аппаратуре.
К типичным представителям второго поколения индикаторных приборов следует отнести полупроводниковые и жидкокристаллические индикаторы, а также многоразрядные люминесцентные и плазменные монодисплеи. Эти приборы характеризуются высокой яркостью свечения, экономичностью, повышенной информационной емкостью, многоцветностью, совместимостью с интегральными микросхемами. Переход от первого поколения ко второму стал возможным благодаря изучению и использованию новых физических явлений в полупроводниках и жидких кристаллах.
Третье поколение индикаторных приборов пока можно наметить лишь в наиболее общем виде. Предполагается, что это будут многоцветные голографические устройства плоской конструкции с достаточно большой (до 104 см2) рабочей площадью, высокой долговечностью (до 106 ч) и надежностью [20; 25; 32].
В данной главе рассматриваются особенности конструкции, принцип действия и основные эксплуатационные возможности индикаторов первых, двух поколений.
22.1. Газоразрядные индикаторы
Буквенно-цифровые газоразрядные индикаторы являются ионными приборами тлеющего разряда, в которых свечение газа в процессе ионизации используется для оптической индикации отображаемых символов.
Цифровые и знаковые газоразрядные индикаторы (типа ИН-1, ИН-2, ИН-4 и др.) конструктивно оформляются в виде стеклянного баллона, заполненного неоном под давлением порядка (4...5) X х 103 Па. В баллоне размещены один или два сетчатых анода и необходимое количество индикаторных проволочных катодов, выполненных в виде цифр (0...9), букв, символов и других знаков (запятая, минус, плюс и т. д.). Катоды индикатора имеют самостоятельные выводы и расположены один за другим на расстоянии около 1 мм. Устройство двуханодного цифрового индикатора показано на рис. 22.1, а. Подача напряжения между анодом и выбран-
405
Рис. 22.1. Цифровая индикаторная лампа: а — устройство; б — вид со стороны торцевой части колбы при включенной цифре
Рис. 22.2. Схема включе-ния газоразрядного цифрового индикатора
ным катодом вызывает тлеюший разряд между этими электродами, в результате чего символ начинает светиться. Свечение наблюдается через баллон прибора (рис. 22.1, б). Яркость свечения может достигать 200 кд/м2 и более.
Газоразрядные индикаторы выполняются как g торцевой, так в с боковой индикацией. Для устройств индикации с большим количеством десятичных знаков более предпочтительными оказываются лампы с боковой индикацией.
Схема включения газоразрядного цифрового индикатора приведена на рис. 22.2. Питающее напряжение подается на анод относительно одного из катодов. Если напряжение между анодом и одним нз катодов будет равным напряжению зажигания, в баллоне наблюдается разряд. Прикатодная область отличается ярким свечением газа и в смотровом окне хорсшо просматривается соответствующая цифра. Чтобы высветить другую цифру, необходимо подключить другой катод с помощью внешнего коммутирующего устройства.
Основными параметрами газоразрядных индикаторов являются! напряжение зажигания ((Л.заж); напряжение горения ((Лор); ток индикации — ток, при котором покрытые разрядным свечением цифры обеспечивают надежную визуальную индикацию (Лнд); наибольший рабочий ток (/пах); высота цифр (или других знаков); яркость свечения и др.
Наряду с рассмотренным т выше газоразрядными индикаторами с десятью изолированными катодами, высвечивающими отдельные знаки, все более широкое распространение получают многоразрядные плазменные дисплеи панельного типа. Один из вариантов такого индикатора представлен на рис. 22.3, а.
Электронная часть индикатора образована двумя металлическими решетками (электродами), формирующими изображение, которые укрепляются на прозрачных стеклянных пластинах. Пластины затем соединяются в горячем состоянии, а образованный плоский сосуд вакуумируется, заполняется газом и герметизируется. Экран представляет собой керамическую мозаичную пластину, в кото-400
Рис. 22.3. Основные конструктивные элементы (а) и схема устройства управления (б) плазменной панелью:
1 — стеклянные пластины; 2 — центральная мозаичная пластина; 3 — электроды; 51, 32 —< коммутаторы; G1 — генератор поддерживающего напряжения; G2 — генератор «пишущих* (стирающих) импульсов
рой сделано множество отверстий, образующих изолированные друг от друга разрядные промежутки.
Простая плоская конструкция подобных индикаторов (их толщина не превышает нескольких миллиметров) позволяет создать на их основе матричные экраны (плазменные панели), содержащие не менее 1О4...1О5 элементарных газоразрядных ячеек при разрешающей способности 10...20 лин/см. На экране могут высвечиваться различные символы, образы и даже целые картины.
Схема устройства управления такой панелью приведена на рис. 22.3, б. Высокочастотный экран питается двумя возбуждающими напряжениями от генераторов G1 и G2: синусоидальным опорным с частотой в несколько килогерц, поддерживающим разряд, и записывающим (или стирающим) в виде коротких прямоугольных импульсов, «поджигающих» ту или иную ячейку. Напряжения, вырабатываемые генераторами, подводятся к соответствующим шинам панели через специальные коммутаторы (S), позволяющие управлять формируемым изображением на экране. Устройства управления индикатором обычно собираются на интегральных микросхемах и монтируются на задней стороне панели. Для получения цветного изображения изготавливается прозрачная панель, каждый слой которой генерирует свечение определенного цвета (обычно красного, зеленого и синего), а требуемая цветность обеспечивается управлением яркостью свечения соответствующего слоя.
22.2. Вакуумные электролюминесцентные и накальные индикаторы
Основными недостатками газоразрядных индикаторов является необходимость использования для их работы сравнительно высоких напряжений, вызывающих зажигание соответствующего газового промежутка. Этот недостаток устранен в вакуумных электролюминесцентных индикаторах, получивших достаточно широкое распространение. Такие индикаторы внешне напоминают миниатюр-
407
Рис. 22.4. Вакуумный электролюминесцентный индикатор: а — устройство; б—внешний вид; в — комбинация анодов; г — цоко-легка
ные электронные лампы. Они представляют собой трехэлектродные приборы: электроны, испускаемые нагретым катодом, ускоряются в электрическом поле управляющей сетки и бомбардируют сегменты анода, покрытые люминофором. Устройство вакуумного люминесцентного индикатора иллюстрирует рис. 22.4, а. Внутри баллона последовательно один за другим расположены катод прямого накала 1, сетка 2 и несколько анодов — сегментов, расположенных в одной плоскости на общей керамической пластинке 3. Для более четкого ограничения контуров формируемого знака аноды прикрываются металлической пластинкой (маской) 4 с прорезями, расположенными против соответствующих анодов.
В зависимости от химического состава люминофора формируемые знаки могут быть разного цвета и различной яркости. Мощность, потребляемая вакуумными люминесцентными индикаторами, весьма невелика — доли ватт, питающее напряжение порядка 10...30 В. Выпускаемые в настоящее время вакуумные люминесцентные индикаторы предназначены для работы в цепях вывода информации, воспроизведения знаков в вычислительных и измерительных устройствах широкого применения.
Внешний вид, комбинация анодов и цоколевка выводов типичного вакуумного люминесцентного индикатора изображены на рис. 22.4, б, в и г.
В развитии вакуумных индикаторов так же, как и газоразрядных, четко определился переход на создание многоразрядных матричных дисплеев. При этом, наряду с люминесцентными индикаторами, рассмотренными выше, могут быть использованы и так называемые накальные индикаторы, в которых используется свечение накаленных металлических (вольфрамовых) пленок, нанесен-
408
Рис. 22.5. Сегмент тонкопленочного накального индикатора:
/ — сапфировая подложка; 2 — тонкая вольфрамовая полоска (нить накала); 3 — утолщенны? вольфрамовые юкоподьоды; 4 — отверстие в сапфировой подложке
ных на изоляционную подложку. Последовательность операций при
изготовлении такого индикатора состоит в следующем (рис. 22.5). На тщательно отполированную сапфировую подложку осаждаю! вольфрамовую пленку достаточно большой толщины. Затем с лицевой стороны подложки в этой пленке методом фотолитографии формируют коммутационные дорожки (утолщенные вольфрамовые токопроводы) и тонкие вольфрамовые полоски (нити накала) соответствующей конфигурации. Далее с обратной стороны подложки
вытравливаются окна, в результате чего накальные тонкопленочные элементы оказываются подвешенными на сапфировых траверсах (держателях). Малое поперечное сечение накальных элементов и отсутствие контакта их поверхности с подложкой позволяют снизить потребляемую мощность до милливатт. Подобные индикаторы, размещенные в соответствующих вакуумных корпусах — панелях, обеспечивают очень высокую яркость свечения (что обязательно при сильной солнечной засветке) и высокие эксплуатационные характеристики (долговечность, температурную и радиационную стойкость, совместимость с интегральными микросхемами и др.). Таким образом, использование планарной технологии существенно изменяет подход к принципам разработки и конструктивному оформлению вакуумных индикаторов.
22.3. Полупроводниковые индикаторы
В полупроводниковых (твердотельных) индикаторах широкое применение находят светодиоды, обладающие высокой яркостью свечения, большим быстродействием и долговечностью. Индикаторы на светодиодах изготавливаются двух типов: сегментные (цифро вые) и матричные (универсальные). Сегментные цифровые индикаторы представляют собой комбинацию определенного числа светодиодов, расположенных таким образом, что при подаче напряжения на соответствующие выводы высвечиваются цифры 0...9. Один индикатор, содержащий семь диодов прямоугольной формы, способен высвечивать все цифры и некоторые буквы. Индикатор, содержащий шестнадцать диодов, позволяет воспроизводить практически неограниченное число знаков.
Габариты и цоколевка типичного светодиодного цифрового индикатора (КЛ104) показаны на рис. 22.6. Индикатор оформлен в металлическом корпусе, снабженном девятью штыревыми ножками для подключения питающих напряжений. Масса прибора — не более 7 г. Максимальный угол (относительно оптической оси),
409
0 18
Рис. 22.6. Габариты и цоколевка светодиодного цифрового индикатора
Рис. 22.7. Структура светодиодных индикаторов:
а, б — сегментного цифрового индикатора и его топологии; в — матричного цифро-буквенного индикатора
в
при котором возможно неискаженное считывание показаний индикатора, равен 60°. Цвет свечения — желтый.
Размеры рабочего кристалла светодиода малы — порядка 400 х 400 мкм. Поэтому излучающий кристалл — это светящаяся точка. Символы и цифры не должны быть менее 3 мм. Для увеличения масштаба светоизлучающего кристалла применяют линзы, рефлекторы, конические призмы (фоконы).
Структура сегментного цифрового индикатора показана на рис. 22.7, а. Этот индикатор позволяет воспроизводить все десять цифр и точку. Схема размещения диодов и их соединений на плате (топология) показана на рис. 22.7, б (светодиод, изображающий точку, обведен кружком).
Матричный индикатор (рис. 22.7, в) содержит 35 диодов (7 X 51 и позволяет воспроизводить все цифры, буквы и знаки стандартного кода для обмена информацией [3].
Управление светодиодами в индикаторах осуществляется с помощью ключевых схем. Пример такой схемы для случая управления десятиразрядным цифровым семисегментным дисплеем приведен на рис. 22.8. В этой схеме катоды (n-области) светодиодов одноименных сегментов всех разрядов соединены между собой. Поэтому для их подключения требуется всего семь внешних выводов. Так же соединены между собой аноды семи сегментов каждого разряда. В результате полное число внешних выводов десятиразрядного дисплея не превышает 17. Матричная структура управления не позволяет одновременно включать все строки (разряды), если цифры (наборы сегментов) отличаются друг от друга. Поэтому схема управ-
410
ления предусматривает временное разделение включения каждой из строк. С помощью распределителя в каждый данный момент к источнику тока подключается только один разряд индикатора. Одновременно на другую координату матрицы подают информацию, подлежащую отображению, в виде двоично-десятичного или какого-либо другого кода. В схеме дешифратора происходит преобразование входного, управляющего кода в позиционный (сегментный), т. е. подключение выбранного сегмента к источнику тока. Поразрядное включение матрицы осуществляется непрерывно. Поэтому в каждом цикле вклю-
Рис. 22.8. Структурная схема управления десятираарядиым семисегментным дисплеем
чения через выбранные сегменты каждого разряда протекает импульс тока, которому соответствует и импульс высвечивания соответствующего светодиода. Принципиальные электрические схемы распределителя и дешифратора содержат транзисторные ключи, позволяющие осуществлять бесконтактную быстродействующую коммутацию схемы.
В настоящее время разработаны светодиоды с перестраиваемым цветом свечения. Изменение цвета достигнуто благодаря формированию в одном приборе двух р-п переходов, один из которых позволяет получить зеленое свечение, а второй — красное. При одновременном возбуждении обоих переходов излучается желтый свет. Регулируя по величине токи через переходы, можно изменять цвет свечения от зеленовато-желтого до красновато-желтого. С помощью подобных светодиодов можно создать цветные устройства отображения информации, заменить кинескопы телевизоров достаточно большими плоскими экранами, позволяющими получать цветное изображение [6].
22.4. Жидкокристаллические индикаторы
Индикаторы на жидких кристаллах в последние годы все чаще применяются в разнообразной электронной аппаратуре. Эти индикаторы отличаются малыми габаритами,потребляют незначительную мощность (не более 100 мкВт) от низковольтных источников питания, обеспечивают высокую контрастность изображения даже при достаточно высоких уровнях засветки.
Жидкими кристаллами называют особую группу веществ, занимающих промежуточное положение между твердым и жидким состояниями. Эти вещества состоят из цепочечных, нитевидных
4.ИГ
I-Z/ . //////////,.///. //////////л YZZ^ZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZ
Рис. 22.9. Жидкокристаллическая ячейка;
а — неупорядоченная структура без поля; б — упорядоченная структ^ ря при наличии электрического поля
органических молекул, вытянутых в определенных направлениях (рис. 22.9, а). Они обладают текучестью подобно жидкостям, но имеют молекулярный порядок твердых веществ. При температуре 15...70 °C под действием электрического поля ориентация молекул изменяется, становится упорядоченной (рис. 22.9, б), а в веществе возникает специфический эффект динамического рассеивания света (как проходящего через вещество, так и отраженного). В результате этого коэффициент преломления изменяется, и жидкий кристалл, непрозрачный в нормальном состоянии, начинает пропускать свет. Поскольку жидкокристаллические ячейки сами не излучают свет, то они обычно используются совместно с каким-либо внешним источником света [32].
Конструкция элементарной жидкокристаллической ячейки достаточно проста (рис. 22.10). Она состоит из двух стеклянных пластин 2, покрытых с внутренней стороны слоем электропроводного материала (Зи 5), и расположенного между ними жидкого кристалла 1 толщиной 8...25 мкм. Один из электродов (3) (рис. 22.10) прозрачен, другой (5) (рис. 22.10) — может быть либо прозрачным, если индикатор работает на пропускание света, либо зеркальным, если индикатор работает на отражение. Электроды 3 и 5 разделяет изоляционная прокладка 4.
Рис. 22.10. Конструкция элементарного жидкокристаллического индикатора (жидкокристаллической ячейки):
/жидкий кристалл; 2 — стеклянные пластины; 3 прозрачный электрод; 4 изоляционная прокладка; 6 = прозрачный пли отражающий электрод
412
Рис. 22.11. Конструктивное оформление цифрового одноразрядного жидкокристаллического индикатора
Рис. 22.12. Конструкция многоразрядного жидкокристаллического индикатора (дисплея)
Для индикации цифр используются элементы, которые состоят из восьми сегментов (каждый сегмент — это элементарная жидкокристаллическая ячейка). Семь из них необходимы для воспроизведения десяти цифр, а восьмой сегмент предназначен для индикации запятой, отделяющей десятичные дроби от целых чисел (рис. 22.11). Для получения изображения той или иной цифры необходимо воздействовать с помощью электрического тока на определенные цифровые сегменты.
На рис. 22.12 показан многоразрядный индикатор на трех жидкокристаллических элементах. По существу, такой индикатор представляет собой простейший жидкокристаллический дисплей компактной плоской конструкции. Следует отметить, что, кроме цифровой индикации, на таком дисплее могут быть воспроизведены и более сложные знаки и символы.
Источники света, необходимые для работы индикаторов на жидких кристаллах, можно располагать как перед ними, так и по-
Направление намювения
25°... 45°
Зеркальная
Матово-черная пластина
Осветительная ч лампа
Рис. 22.14. Схема управления жидкокристаллическим индикатором
Рис. 22.13. Схемы, иллюстрирующие работу жидкокристаллической ячейки1
а — отражение света; б на пропускайте света
413
зади них. В первом случае позади цифровых сегментов устанавливают зеркальную пластину (рис. 22.13, а), свет отражается от нее и проходит через сегменты, прозрачность которых зависит от величины пропускаемого через них тока. При работе индикатора в отраженных лучах в качестве источника света можно использовать окружающее освещение.
Во втором случае источник света (миниатюрные лампы накаливания или люминесцентные излучатели) располагают так, как показано на рис. 22.13, б. Вместо зеркальной пластины используется матово-черная. Индикатор работает в проходящем свете. При использовании соответствующих фильтров можно получить цветное изображение тех или иных знаков.
Для управления 'работой жидкокристаллического индикатора необходимо устройство, подключающее питающее напряжение к тому или иному сегменту по заданной программе. С этой целью может быть использована схема, приведенная на рис. 22.14. Здесь к каждому сегменту подводится питающее напряжение только в том случае, если соответствующий управляющий транзистор открыт (на рисункеТйоказан только один транзистор VT7 седьмого сегмента). Между общим электродом (ОЭ) и плюсом источника питания включен ограничительный резистор с сопротивлением ₽огр = = 10... 100 кОм. С помощью высокоомных резисторов устанавливается необходимое для работы сегментов питающее напряжение (порядка 5 В). При отпирании транзистора соответствующий цифровой сегмент оказывается заземленным, на кристаллическую жидкость будет воздействовать полное напряжение питания, и она станет прозрачной, что приведет к высвечиванию той или иной цифры (знака, символа).
Контрольные вопросы и упражнения
1. Расскажите о назначении буквенно-цифровых индикаторов.
2. Укажите основные'этапы развития (поколения) индикаторных приборов и устройств.
Такие физические явления
кены в основу работы индикаторов на газоразрядных приборах?
4. Как устроен газоразрядный цифровой индикатор?
5. Объясните цоколевки газоразрядных индикаторов, приведенных на рис. 22.15. Выпишите из справочника [42] основные технические параметры данных приборов.
6. Как устроен дисплей на газоразрядных индикаторах?
7. Какие преимущества и недостатки имеют газоразрядные индикаторы?
8. Как устроены вакуумные люминесцентные индикаторы? На каких
физических явлениях основана их работа?
Рис. 22.15. Примеры цоколевки газоразрядных индикаторов (к вопросу 5)
414
9. Приведите параметры вакуумных люминесцентных индикаторов типа ИВ1—ИВ4.
10. Как устроены и работают вакуумные индикаторы накального типа? Почему они наиболее удобно совмещаются с интегральными микросхемами?
11. Дайте характеристику полупроводниковым индикаторам. Какие физические явления положены в основу пх работы?
12. Расскажите о работе светодиодов в качестве излучающих элементов полупроводниковых индикаторов.
13. Опишите конструкцию и объясните принцип действия дисплея на светодиодах .
14. Объясните работу схемы управления светодиодами в индикаторе матриЧ' ного типа [3].
15. Какими свойствами обладают жидкие кристаллы?
16. Как устроена жидкокристаллическая индикаторная ячейка?
17. Какуто конфигурацию следует придать жидкокристаллическим ячейкам для создания одноразрядного цифрового индикатора?
18, Как устроен жидкокристаллический дисплей?
19; Приведите схему управления жидкокристаллическим индикатором и объясните ее работу.
20, Сравните свойства и технические возможности буквенно-цифровых индикаторов различного типа.
21. Составьте перечень ключевых слов, относящихся к работе полупроводниковых и жидкокристаллических индикаторов.
СПИСОК РЕКОМЕНДУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. Алексенко А. Г. и др. Применение прецизионных аналоговых микросхем / А. Г. Алексенко, Е. А. Коломбет, Г. И. Стародуб.— 2-е изд., пере-раб. и доп.— М. : Радио и связь, 1985.-— 256 с.
2. Белянин П. Н. Промышленные роботы и их применение. Робототехника для машиностроения.— 2-е изд., перераб. и доп.— М. : Машиностроение, 1983,— 311 с.
3. Борисюк А. А. Матричные системы отображения информации.— К.: Техн1ка, 1980.— 223 с.
4. Браммер Ю. А., Пащук В. Н. Импульсная техника.— 5-е изд., перераб. и доп. — М. : Высш, шк., 1985.— 320 с.
5. Бруснецов Н. П. Микрокомпьютеры.— М.: Наука, 1985.— 208 с.
6. Быстров Ю. А. и др. Электронные приборы для отображения информации / Ю. А. Быстров, И. И. Литвак, Г.М. Персианов.— М. ; Радио и связь, 1985.— 240 с.
7. Викулин И. 44., Стафеев В. И. Физика полупроводниковых приборов,— М.: Сов. радио, 1980,— 296 с.
8. Волков В. ,41. и др. Микроэлектроника / В. М. Волков, А. А. Иванько, В. IO. Ланий.— К. : Техшка, 1983.— 263 с.
9. Гершунский Б. С. Справочник по расчету электронных схем,— К. : Вища шк. Головное изд-во, 1983.— 240 с.
10. Гилмор Ч. Введение в микропроцессорную технику : Пер. с англ.— М.: Мир, 1984.— 334 с.
И. Горобец А. И. и др. Справочник по конструированию радиоэлектронной аппаратуры (печатные узлы) / А. И. Горобец, А. И. Степаненко, В. М. Коронкевич,— К- : Техшка, 1985.— 312 с.
1 2. Громов Г. Р. Национальные информационные ресурсы: проблемы промышленной эксплуатации.— М. : Наука, 1985.— 240 с.
13. Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных устройствах.— Л. : Энергия, 1980.— 248 с.
14. Джолли У. П. Криоэлектроника.— М. : Мир, 1975.— 142 с.
15. Ефимов И. Е., Горбунов Ю. И., Козырь И. Д. Микроэлектроника,— М. : Высш, шк., 1978.— 312 с.
16. Ефимов И. Е., Козырь И. Д. Основы микроэлектроники.— М. : Связь, 1975,— 272 с.
17. Зайцев Ю. В. и др. Полупроводниковые термоэлектрические преобразователи / Ю. В. Зайцев, В. С. Громов, Т. С. Григораш.— М. : Радио и связь, 1985.— 120 с.
18. Зиновьев А. Л., Филиппов Л. И. Введение в специальность радиоинженера.— М. : Высш, шк., 1983.— 176 с.
19. Зуев В. А., Попов В. Г. Фотоэлектрические МДП-приборы.— М. : Радио и связь, 1983.— 160 с.
20. Иванов В. И. и др. Полупроводниковые оптоэлектронные приборы; Справочник / В. И. Иванов, А. И. Аксенов, А. М. Юшин; Под ред. Н, Н. Горюнова.— М. : Энергоатомиздат, 1984.— 184 с.
416
21. Иванов Р. Д. Магнитные металлические пленки в микроэлектронике. — М. : Сов. радио, 1980.— 192 с.
22. Источники вторичного электропитания / С. С. Букреев, В. А. Головацкия, Г. Н. Гулякович и др.; Под ред. Ю. И. Конева.— М. ; Радио и связь, 1983.— 280 с.
23. Каган Б. М. Электронные вычислительные машины и системы,— 2-е изд., перераб. и доп.— М. : Энергоагомиздат, 1985.— 552 с.
24. Конструирование и технология микросхем. Курсовое проектирование / Коледов Л. А., Волков В. А., Докучаев Н. И. и др.; Под ред. Л. А. Ко-ледова.— М. : Высш, шк., 1984.— 231 с.
25. Костюк В. И , Кодаков В. В. Системы отображения информации и инженерная психология.— К. : Вища шк. Изд-во при Киев, ун-те, 1977.— 192 с.
26. Кривоносов А. И. Оптоэлектронные устройства.— М. : Энергия, 1978.— 96 с.
27. Лавриненко В. Ю. Справочник по полупроводниковым приборам.— К. : Техн1ка, 1984.— 464 с.
28. Маклюков М. И., Протопопов В. А. Применение аналоговых интегральных микросхем в вычислительных устройствах.— М. : Энергия, 1980.— 160 с.
29. Мигдлип И. И., Чаповский М. 3. Интегральные микросхемы в радиоэлектронных устройствах.— 2-е изд., перераб. и доп.— К- : Техи1ка, 1985.— 208 с.
30. Милер М. Голография.— Л. : Машиностроение, 1979.— 248 с.
31. Назаров С. В. Транзисторные стабилизаторы напряжения.— М. . Энергия, 1980,— 96 с.
32. Пикин С. А., Блинов Л. AI. Жидкие кристаллы / Под ред. Л. Г. Аслама-зова.— М. : Наука, 1982.— 208 с.
33. Пономарев М. Ф. и др. Базовые матричные кристаллы: Проектирование специализированных БИС на их основе / М. Ф. Пономарев, Б. Г. Коноплев, А, В. Фомичев,— М.. Радио и связь, 1985.— 80 с.
34. Пономарев Л4. Ф. Конструкция и расчет микросхем и микроэлементов ЭВА.— М. ; Радио и связь, 1982.— 288 с.
35. Прангишвили И. В. Микропроцессоры и локальные сети микро-ЭВМ в распределенных системах управления.— М.: Энергоагомиздат, 1985.— 272 с.
36. Робототехника / IO. Д. Андрианов, Э. П. Бобриков, В. Н. Гончаренко и др.— М. : Машиностроение, 1984.— 288 с.
37. Руденко В. С., Сенько В. И., Трифонюк В. В. Основы промышленной электроники.— К. : Вища шк. Изд-во при Киев, ун-те, 1985.— 400 с.
38. Сапаров В. Е., Максимов И. А. Системы стандартов в электросвязи и радиоэлектронике.— М. ; Радио и связь, 1985.— 248 с.
39. Симонс Дж. ЭВМ пятого поколения: компьютеры. 90-х годов : Пер. с англ.— М. : Финансы н статистика, 1985.— 173 с.
40. Справочник ; Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры/ Г. С. Найвельт, К Б. Мазель, Ч. И. Хусаинов и др.— М. : Радио и связь, 1985,- 576 с.
41, Справочник по интегральным микросхемам / Под ред. Б. Ф. Тарабрииа.— М.:-Энергия, 1980.— 584 с.
42. Справочник по основам электронной техники / Под ред. Б. С. Гершуи-ского.— К. : Вища шк. Головное изд-во, 1979.— 392 с.
43. Справочник по цифровой вычислительной технике / Под ред. Б. Н. Малиновского.— К. : Гехн1ка, 1980,— 320 с.
44. Степаненко И. П. Основы микроэлектроники.— М, : Сов, радио, 1980.— 424 с.
45. Техника высококачественного звуковоспроизведения / Н. Е. Сухов, С. Д. Бать, В. В. Колосов и др.— К. : Техшка, 1985.— 160 с.
46. Федотов Я. А. Полупроводниковая электроника, год 2001.— М. : Сов. радио, 1975,— 104 с.
417
М. Функциональные устройства на микросхемах / В. 3. Найдеров, А. И. Голованов, 3. Ф. Юсупов и др.; Под ред. В. 3. Найдерова.— М. : Радио и связь, 1985.— 200 с.
48. Шемакин Ю. И. Введение в информатику.— М. : Финансы и статистика, 1985,— 190 с.
49. ЭВМ пятого поколения-. Концепции, проблемы, перспективы : Пер, с англ. / Под ред. Т. Мото—Ока; Предисл. Е. П. Велихова.— М. : Финансы и статистика, 1984.— 110 с.
50. Электроника : Прошлое, настоящее, будущее : Пер. с англ, / Под ред, В. И. Сифорова.— М. : Мир, 1980.— 296 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие................................................. , 3
Введение......................................................... 5
0.1. Роль электроники в народном хозяйстве.........................5
0.2. Электроника: прошлое, настоящее, будущее.................... 8
0.3. Как изучать электронику?......................................13
Раздел 1. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОННОЙ ТЕХНИКИ
Г лава 1. Основы электронной теории........................... . 15
1.1. Электроны в атоме. Основы зонной теории твердого тела .... 15
1.2. Работа выхода электронов.....................................22
1.3. Движение электронов в электрических и магнитных полях ... 25
1.4. Электрический ток в газе................................... 30
Г лава 2. Электрофизические свойства полупроводников..............32
2.1. Внутренняя структура полупроводников.........................33
2.2. Собственная проводимость полупроводников.....................34
2.3. Примесная проводимость полупроводников.......................38
2.4. Температурная зависимость проводимости примесных полупроводников ............................................................41
2.5. Дрейфовый и диффузионный токи в полупроводнике.............42
2.6. Электропроводность полупроводников в сильных электрических полях. Эффект Ганна...............................................44
2.7. Эффект Холла............................................... 47
Глава 3. Контактные и поверхностные явления в полупроводниках . . 49
3.1. Формирование контакта полупроводник — полупроводник. Электронно-дырочный переход...........................................50
3.2. Энергетическая диаграмма р-п перехода........................54
3.3. Свойства р-п перехода при наличии внешнего напряжения ... 54
3.4. Вольтамперная характеристика р-п перехода....................56
3.5. Температурные и частотные свойства р-п перехода.............,58
3.6. Туннельный эффект . . . ................................... 61
3.7. Гетеропереход ............................................. 64
3.8. Контакт металл — полупроводник. Переход Шоттки .... 65
3.9. Поверхностные явления в полупроводниках......................67
Глава 4. Оптические и фотоэлектрические явления в полупроводниках . . 70
4.1. Фотопроводимость в полупроводниках. Фоторезистивный эффект . 71
4.2. Фотоэффект в р-п переходе....................................73
4.3. Электромагиитиое излучение в полупроводниках. Лазеры ... 73
419
Раздел II. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Iлава 5. Полупроводниковые резисторы............................77
5.!. Терморезисторы.............................................78
5.2. Фоторезисторы..............................................81
5.3. Варисторы .................................................85
Глава 6. Полупроводниковые диоды................................88
6.1. Выпрямительные диоды.......................................89
6.2. Кремниевые стабилитроны....................................92
6Л. Высокочастотные диоды..................................... 94
6.4. Импульсные диоды...........................................97
6.5. Варикапы...................................................99
6.6. Туннельные диоды..........................................102
6.7. Фотодиоды............................................... 105
6.8. Светодиоды ............................................. 107
Глава 7. Транзисторы............................................НО
7. 1. Устройство биполярных транзисторов.......................,111
7.2. Принцип работы транзистора.................................114
74. Схемы включения транзистцэов...............................118
7-4- Статические характеристики транзистора ................... 121
7.5. Динамический режим работы транзистора.....................,124
7.6. Усилительные свойства транзисторов.........................126
7.7. Транзистор как активный четырехполюсник....................129
7.8. Температурные и частотные свойства транзистора.............133
7.9. Транзистор в режиме ключа................................ 135
7Л0. Эксплуатационные параметры транзистора................ , . 133
7.Н. Полевые транзисторы .................................... '39
7.12. Однопереходный транзистор (двухбазовый диод) ...... 143
7.13. Фототранзисторы . . . ....................................145
7.14. Четырехслойные полупроводниковые приборы (тиристоры) . . . 146
Раздел 111.ОСНОВЫ МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ
Глава 8. Гибридные интегральные микросхемы ......... 154
8.1. Конструктивные элементы шбридных ИМС.......................155
8.2. Пассивные элементы.........................................156
8.3. Бескорпусные полупроводниковые приборы.....................161
8.4. Основы проектирования и технологии изготовления гибридных ИМС 162
Глава 9. Полупроводниковые интегральные микросхемы..............169
9.1. Принципы изготовления полупроводниковых ИМС................170
9.2. Компоненты полупроводниковых ИМС......................... 172
9.3. Разработка топологии полупроводниковых ИМС ...... 177
9.4. Большие интегральные схемы............................... 179
9.5. Приборы с зарядовой связью в ИМС ..........................180
Глава 10. Функциональная микроэлектроника . ..................182
10.1. Оптоэлектроника...........................................183
10.2. Акустоэлектроника ...................................... 191
10.3. Магнетоэлектроника , , < , , > , , , , . . < . > 193
10.4. Криоэлектроника ........................................ 195
10.5. Хемотроника ............................................ 197
10.6. Диэлектрическая электроника...............................199
10.7. Функциональные устройства, основанные иа эффекте Ганна , . 200
10.8. Биоэлектроника.......................................... 201
420
Раздел IV. ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОННОЙ СХЕМОТЕХНИКИ
Глава 11. Логические потенциальные элементы ..............................204
11.1. Представление информации в цифровой вычислительной технике . 205
11.2. Основные логические операции........................................208
11.3. Простейшие логические схемы.........................................210
11.4. Логические интегральные микросхемы (классификация) . . .212
11.5. Характеонстики и параметры логических ИМС ...... 212
11.6. Логические ИМС типа ТЛНС, РТЛ и РЕТЛ...........................215
11.7. Логические ИМС тина ДТЛ...........................................217
11.8. Логические ИМС типа ТТЛ...........................................219
11.9. Логические ИМС с эмиттериыми связями (переключателя, гожа) . 221
11.10. Логические ИМС иа МДГ1 (МОП)-транзисторах .........................223
11.11. Логические ИМС с использованием оптоэлектронных элементов , 225
11.12. Краткая характеристика некоторых серий логических ИМС . . 225
Глава 12. Основные показатели работы усилителей...........................230
12.1. Классификация усилителей..................................230
12.2. Основные технические показатели усилителей ...... .232
Г iaea 13. Усилители низкой частоты.......................................242
13.1. Предварительные каскады усиления..........................242
13.2. Межкаскадные связи .................................................250
13.3. Выходные каскады усилителей (общая характеристика) . . . 253
1314. Однотактный выходной каскад...............................256
13.5. Двухтактные выходные каскады ..................................... 260
13.6. Широкополосные усилители ......................................... 265
Глава 11. Обратная связь в усилителях......................... 268
14.1. Влияние обратной связи на коэффициент усиления и входное сопротивление усилителя.....................................................270
14.2. Влияние отрицательной обратной связи на нелинейные н частотные искажения.................................................................273
14.3. Устойчивость усилителя с обратной связью ........ 275
14.4. Схемы усилителей с отрицательной обратной связью ..... 277
14.5. Паразитные обратные связи и способы их устранения .... 279
Глава 15. Усилители постоянного тока......................................282
15.1. Усилители постоянного тока прямого усиления.........................283
15.2. Балансные каскады УПТ...............................................286
15.3. Усилители постоянного гока с преобразованием...................... 289
15.4. Операционные (решающие) усилители...................................294
Глава 16. Колебательные цепи и избирательные усилители . .... 299
16.1. Свободные колебания в контуре.......................................300
16.2. Вынужденные колебания в контуре. Последовательный колебательный контур.......................................................... 304
16.3. Параллельный колебательный контур. Резонанс токов .... 307
16.4. Связанные колебательные контуры.....................................311
16.5. Избирательные усилители ............................................313
Глава 17. Усилители на линейных (аналоговых) интегральных микросхемах 321
17,1. Дифференциальный усилитель как базовый элемент линейных ИМС.......................................................................321
17.2. Операционные усилители на линейных ИМС.............................323
17.3. Усилители низкой частоты и широкополосные усилители на ИМС . 326
17,4, Интегральные избирательные усилители ..............................328
421
Глава 18. Генераторы синусоидальных колебаний...................331
18.1. Принцип работы транзисторного автогенератора типа LC . . . 332
18.2. Энергетические показатели транзисторного автогенератора типа
LC ............................................................ . 335
18.3. Разновидности схем транзисторных автогенераторов , , , , . 338
18.4. Автогенераторы на туннельных диодах 339
18.5. Стабилизация частоты £С’-генераторов 341
18.6. Автогенераторы типа R.C...................................342
18.7. Генераторы синусоидальных колебаний на интегральных микросхемах .........................................................347
Глава 19. Выпрямительные устройства.............................350
19.1. Однополупериодные выпрямители.............................351
19.2. Двухполупериодная схема выпрямления с выводом средней точки . 354
19.3. Двухполупериодная мостовая схема......................357
19.4. Схемы выпрямления с умножением напряжения.................360
19.5. Трехфазные выпрямители....................................361
19.6. Управляемые выпрямители ..................................362
19.7. Сглаживающие фильтры.................................. . 364
Г лава 20. Стабилизаторы и преобразователи ................... 369
20.1. Структурные схемы компенсационных стабилизаторов .... 370
20.2. Основные параметры стабилизаторов.........................372
20.3. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного напряжения компенсационного типа..............................................372
0.4. Стабилизаторы тока.........................................375
20.5. Стабилизаторы постоянного напряжения в интегральном исполнении ..........................................................376
20.6. Стабилизаторы переменного напряжения 379
20.7. Преобразователи постоянного напряжения.................. 381
Раздел V. УСТРОЙСТВА ОТОБРАЖЕНИЯ ИНФОРМАЦИИ
Глава 21. Устройства отображения информации на электронно-лучевых трубках.........................................................385
21.1. Электронно-лучевые трубки с электростатическим управлением . 386
21..2 . Электронно-лучевые трубки с магнитным управлением .... 392
21.3. Запоминающие ЭЛТ........................................ 397
21.4. Знакопечатающие ЭЛТ (характроны) . .......................399
21.5. Матричные индикаторы на ЭЛТ. ........................... 400
Глава 22. Буквенно-цифровые индикаторы........................ 405
22.1. Газоразрядные индикаторы..................................405
22.2. Вакуумные электролюминесцентные и накальные индикаторы , , 407
22.3. Полупроводниковые индикаторы..............................409
22.4. Жидкокристаллические индикаторы...........................411
Список рекомендуемой литературы.............................. . 416
Учебник
Борис Семенович Гершунскнй
Основы ЭЛЕКТРОНИКИ и микроэлектроники
Издание третье, переработанное и дополненное
Редактор Л. И. Мубаракшина
Художественное оформление
С. П. Духленко
Технический редактор
А. И. Омоховская
Корректор Л. М. Байбородина
Информ, бланк № 10875
Сдано в набор 18.11,86. Подп. в печать 24.08.87. БФ 26639. Формат 60х90'/и. Бумага типогр. № 3. Лнт. гарн. ВыС. печать. Печ. л. 26,5. Кр.-отт. 26,7э. Уч.-изд. л, 29,31. Тираж 45 000 экз. Изд. № 7730. Зак. № 7-76. Цена 1 р. 10 к.
Головное издательство издательского объединения «Вища школа», 253063, 1<иев-54, ул. Гоголевская, 7
Книжная фабрика им. М. В. Фрунзе, 310057, Харьков-57, ул. Донец-Захар-жевского, 6/8.