МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РФ
ФЕДЕРАЛЬНОЕ ГОСУДАРСТВЕННОЕ БЮДЖЕТНОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ
УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ
«УФИМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ НЕФТЯНОЙ
ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ»

КАФЕДРА АВТОМАТИЗАЦИИ ТЕХНОЛОГИЧЕСКИХ ПРОЦЕССОВ И ПРОИЗВОДСТВ

Л.Н. Латышев

Основы силовой электроники
Учебное пособие

Уфа
2016

Автор:
Латышев Л.Н., к.т.н., доц. каф. АТПП
Рецензенты:
Коземаслов, Д.П., генеральный директор ЗАО Нефтепромавтоматика
Краснов А.Н., доцент каф. АТПП, канд. тех наук

В учебном пособии рассматривается структура и принцип действия
силовых электронных ключей, приводятся их характеристики и параметры и
анализируются основные схемы силовых преобразователей применяемых в
нефтегазовой промышленности.
Пособие предназначено для студентов дневной и заочной форм обучения
направления подготовки 21.05.06 «Нефтегазовая техника и технологии»
специализации № 6 «Системы автоматизации и управления в нефтегазовой
промышленности».

© Уфимский государственный нефтяной технический университет, 2016
© Латышев Л.Н.
2

Содержание
1 Силовые полупроводниковые ключи……………………………………...5
1.1Силовые диоды………………………………………………………...............5
1.1.1Статические параметры силовых диодов…………………………………..6
1.1.2Динамические параметры силовых диодов ……….…………….………...7
1.2 Тиристоры……………………………………………………………………10
1.2.1 Классификация тиристоров…………………………………………….....10
1.2.2 Диодный тиристор…………………………………………………………12
1.2.3 Триодный тиристор…………………………………………………...…...15
1.2.4 Симисторы………………………………………………………………....18
1.2.5 Запираемые тиристоры……………………………………………………20
1.2.6 Параметры тиристоров………………………………………………….....25
1.2.7 Защита тиристоров………………………………………………………...32
1.3 Силовые биполярные транзисторы……………………………………...….34
4 Силовые полевые транзисторы………………………………………..……..39
1.5 Биполярные транзисторы с изолированным затвором……………………43
1.6 Статический индукционный транзистор…………………………………...47
2 Преобразователи ведомые сетью……………………………………..……51
2.1 Выпрямители……………………………………………………………..….51
2.1.1 Однофазный выпрямитель со средней точкой………………………..…53
2.1.2 Однофазная мостовая схема выпрямителя……………………................55
2.1.3 Трехфазная схема выпрямителя с нулевой точкой………………...……57
2.1.4 Трехфазная мостовая схема выпрямителя…………………………...…..59
2.1.5 Сглаживающие фильтры……………………………………………...…...62
2.2 Управляемые выпрямители…………………………………………...…….70
2.2.1 Однофазный управляемый выпрямитель со средней точкой………...…71
2.2.2 Однофазные управляемые мостовые выпрямители………………….....80
2.3 Однофазный инвертор, ведомый сетью………………………………..…..88
2.3.1 Однофазный инвертор, ведомый сеть, со средней точкой…………...…90
2.3.2 Коммутационные процессы в ведомом сетью инверторе.…………..….93
2.4 Преобразователи переменного напряжения…………………………….....96
2.4.1Однофазный регулятор переменного напряжения
с фазовым способом регулирования……………………………………....96
3 Автономные преобразователи………………………………………….…107
3.1 Преобразователи постоянного напряжения………………..…………..…107
3.1.1 Понижающий широтно-импульсный преобразователь………………..109
3.1.2 Повышающий широтно-импульсный преобразователь……….............111
3.1.3 Повышающий широтно-импульсный преобразователь
с инверсией………………………………………………………...……...113
3.1.4 Реверсивные преобразователи постоянного напряжения………..……115
3.2 Автономные инверторы………………………………………………...….118
3.2.1 Автономный инвертор тока…………………………………………...…119
3.2.2 Однофазный автономный инвертор напряжения………………..……..123
3

4. Источники бесперебойного питания………………………………...…..127
4.1 Структурные схемы и принцип действия ИБП трех классов………...….130
Рекомендуемая литература.............................................................................134

4

1 Силовые полупроводниковые ключи
Полупроводниковый
ключ
должен
обеспечить
коммутацию
значительных токов и при этом выдерживать (блокировать) значительные
напряжения в закрытом состоянии. Разработчики силовых схем
преобразователей мечтают об идеальном ключе. Такой ключ должен при
нулевой мощности, потребляемой от схемы управления, мгновенно
переключать бесконечно большие токи и блокировать бесконечно большие
напряжения, иметь нулевые остаточные напряжения и токи утечки. Развитие
технологии силовых ключей привело к созданию ключей следующих
основных типов:
- силовые диоды,
- однооперационные тиристоры (SCR – Silicon Controlled Rectifier),
- полностью управляемые тиристоры (GTO – Gate Turn Off),
- биполярные силовые транзисторы (BPT – Bipolar Power Transistor),
- полевые силовые транзисторы (MOSFET –Metal Oxide Semiconductor Field
Effect Transistor),
- биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT – Insulated Gate
Bipolar Transistor),
- статические индукционные транзисторы (SIT – Static Induction Transistor).
1.1 Силовые диоды
К силовым относятся диоды рассчитанные на токи от 10 А и выше. В
настоящее время промышленность выпускает силовые диоды позволяющие
пропускать прямой ток до 5 кА и блокировать обратные напряжения до 6 ,5
кВ. Конструктивно силовой диод представляет собой кремневый диск
размером от 10 мм до 100 мм, толщиной 0,3 -06 мм (рисунок 1.1)

Рисунок 1.1 – Структура высоковольтного кремниевого диода
Особая конструкция диода объясняется необходимостью защиты от
высоких кратковременных обратных напряжений, возникающих при
коммутационных и аварийных режимах. Показанная структура обеспечивает
высокое пробивное напряжение, т.к. при приложении обратного напряжения
в слабо легированном n -слое возникает широкая область объемного заряда.
В проводящем состоянии n-слой заполняется поступающими из сильно
5

легированного р+ слоя подвижными носителями заряда, поэтому падение
напряжения невелико. Разрушение диода связано с лавинным пробоем p-n перехода на боковой поверхности кристалла. Поверхностный пробой
устраняют за счет создания косого среза на поверхности пластины
монокристалла и создания защитного кольца, которое получено путем
уменьшения концентрации акцепторной примеси
в кольцевой части
кристалла. Благодаря принятым мерам, напряженность электрического поля
в боковой поверхности будет меньше чем во внутренней области. При
возникновении перенапряжений лавинный пробой может произойти только
в объемной части кристалла, причем он носит лавинный характер. Силовые
диоды с такой структурой называют лавинными, они имеют на обратной
ветви падающий участок характерный для стабилитронов. Свойства диодов
описываются системой параметров, которые подразделяются на статические
и динамические. Статические параметры определяют свойства диода в
состоянии высокой проводимости (прямое включение) и в состоянии низкой
проводимости (обратное включение). А динамические отражают процесс
перехода от одного состояния к другому.
1.1.1 Статические параметры силовых диодов
Состояние высокой проводимости. Открытому состоянию диода
соответствует кривая 1 вольт-амперной характеристики диода, показанной на
рисунке 1.2.

Рисунок 1.2 – Вольт-амперная характеристика силового диода
Характеристика диода а этом участке аппроксимируется прямой
U a  U пор  I a Rd ,
где Rd -динамическое сопротивление диода

(1.1)


3
I П , I П ,
IП .
2
2
I П -максимально допустимое среднее значение тока, длительное время
протекающего через диод открытом состоянии. Основной нормирующий
показатель, по которому выбирается диод для реализации силовой схемы..
Аппроксимирующая прямая проводится через точки

6

Принятая аппроксимация позволяет легко определить импульсное
падение напряжения U Пm при протекании импульсного тока, близкого к
предельному, амплитудное значение которого при однополупериодной
форме равно
(1.2)
I am  I П .
Состояние низкой проводимости (при обратном включении)
соответствует кривая 2 (рисунок 1.2)
В состоянии низкой проводимости нормируются следующие величины:
U p - максимально допустимое рабочее импульсное напряжение. Это
наибольшее мгновенное значение напряжения, прикладываемое к диоду в
непроводящем состоянии, исключая повторяющиеся и неповторяющиеся
импульсные напряжения. Напряжение U p определяется питающей сетью без
учета переходных процессов в цепях.
U П - максимально допустимое повторяющееся импульсное
напряжение. Это наибольшее мгновенное значение напряжения,
прикладываемое к диоду в непроводящем состоянии, исключая
неповторяющиеся импульсные напряжения. Эти напряжения возникают за
счет переходных процессов, возникающих при коммутации токов. Они
появляются с частотой цепи.
U НП - максимально допустимое неповторяющееся импульсное
напряжение. Это наибольшее мгновенное значение напряжения,
прикладываемое к диоду в непроводящем состоянии. Их появление
хаотично, интервал между ними может быть до нескольких секунд. Они
появляются в результате кратковременных перенапряжений в питающей
сети, вызванных, например, грозовыми разрядами, аварийными
отключениями и другими внештатными ситуациями.
для обратной ветви диода U p  U П  U НП  U проб .
1.1.2 Динамические параметры силовых диодов
Динамические параметры диодов значительно сказываются на
эффективности работы силовых схем. Значительная мощность теряется на
диоде на интервале переключения из состояния низкой проводимости в
состояние высокой проводимости и наоборот. Переходные процессы
обусловлены инерционность, связанной с накоплением и рассасыванием
неосновных носителей заряда в базовой области (катодная область n-типа).
Схема для исследования динамических свойств показана на рисунке 1.3,а.
Она содержит источник прямоугольного напряжения, к которому через
резистор R подключен исследуемый диод VD. Процесс переключения
отображен на рисунке 1.3,b.

7

Рисунок 1.3 – Схема включения диода (а), переходные процессы в диодном
ключе (b)
При подаче на вход схемы прямоугольного импульса положительной
полярности от источника напряжения ток через диод будет нарастать в
течении времени tнар . Постепенное увеличение тока ia обусловлено
накоплением заряда, который распространяется по высокоомной базе
наполняя ее неосновными носителями, при этом сопротивление базовой
области постепенно уменьшается. Ток
в конце переходного процесса
принимает значение
Em  U пр
Im 
.
R
Напряжение ua при росте тока постепенно уменьшается до напряжения
соответствующее открытому состоянию
U пр  Em  I m  R .
При подаче на вход схемы прямоугольного импульса отрицательной
полярности ток практически мгновенно изменяет свое направление,
происходит рассасывания зарядов накопленных в предшествующем
состоянии, диод в этом интервале t рас остается открытым. После этого
интервала начинается процесс выключение диода, т.е. восстановление его
запирающих свойств. К концу интервала восстановления анодный ток равен
нулю, а напряжение на аноде равно Em . Время рассасывания t рас
определяет быстродействие диода. В качестве быстродействующих часто
используются диоды Шоттки, в которых pn – переход образуется на месте
контакта металл – полупроводник. Работа этих приборов основана на
переносе основных носителей заряда и отсутствует характерное для pn –
переходов накопление неосновных носителей заряда.

8

1.2 Тиристоры
Тиристор - это полупроводниковый прибор, который состоит из трех
или более электронно-дырочных переходов и может находиться в одном из
двух состояний: высокой проводимости (тиристор открыт) и низкой
проводимости (тиристор закрыт). В открытом состоянии тиристор
эквивалентен замкнутому электрическому контакту, в закрытом состоянии –
разомкнутому контакту. В иностранной литературе они называются Silicon
Controlled Rectifier (SCR).
1.2.1 Классификация тиристоров
Существует несколько разновидностей тиристоров, отличающиеся
способом управления. Их условные графические обозначения приведены на
рисунке 1.4.
Диодный тиристор (динистор) (рисунок 1.4,а) имеет два вывода: анод
и катод. Включение и выключение динистора производится по анодной цепи.
Для включения динистора необходимо, чтобы анодное напряжение было
больше некоторого напряжения переключения ( U a  U пер ), а выключение
происходит при анодном напряжении меньшем или равным нулю ( U a  0 ).

Рисунок 1.4 – Условно-графические обозначения тиристоров.
а – диодный тиристор, b –триодный тиристор однооперационный с
управлением относительно катода, , с –триодный тиристор
однооперационный с управлением относительно анода, d - триодный
тиристор двухоперационный.
Триодный тиристор (тринистор) (рисунок 1.4,b и c) отличается от
динистора наличием третьего вывода. Этот вывод называется управляющим
электродом. Они подразделяются на однооперационные тиристоры (рисунок
1.4,b и с) и двухоперационные тиристоры (рисунок 1.4,d).
Триодный
однооперационный
тиристор.
Существует
две
разновидности таких тиристоров
они
отличаются способом подачи
управляющего сигнала. Источник управляющего сигнала
может
подключаться на управляющий электрод относительно катода (рисунок
1.4,b) или относительно анода (рисунок 1.4, c).
Однооперационные тиристоры открываются по управляющему
электроду.
Условия
открытия
тиристора:
анодное
напряжение
9

положительное ( U a  0 ) и наличие короткого импульса, тока в цепи
управляющего электрода. Закрывается однооперационный тиристор по
аноду; выключение происходит при анодном напряжении меньшем или
равным нулю ( U a  0 ).
Двухоперационные тиристоры открываются и закрываются по
управляющему электроду. Условия открытия тиристора: анодное напряжение
положительное ( U a  0 ) и наличие короткого импульса тока втекающего в
управляющий электрод ( I упр  0 ). Закрывается двухоперационный тиристор
по управляющему электроду; выключение происходит коротким импульсом
тока, вытекающего из управляющего электрода ( I упр  0 ). Выключение
происходит также при анодном напряжении меньшем или равным нулю (
U a  0 ).
Симисторы представляют собой параллельно-встречное включение
двух динисторов "диак" (рисунок 1.5,а) или двух тринисторов
"триак"(рисунок 1.5,b).
Фототиристор. В отличие от обычного тиристора, фототиристор
имеет в корпусе окно для прохождения света. Тиристор можно открывать,
воздействуя импульсом светового потока. Существуют фотодинисторы
(рисунок 1.5,с) и фототринисторы (рисунок 1.5,d), в последнем случае
открытие тиристора возможно подачей электрического сигнала на
управляющий электрод.

Рисунок 1.5 - Условное графические обозначения.
а– симметричный динистор (диак),
b – симметричный тринистор (триак), с – фотодинистор, d– фототринистор,
е – тиристорная оптопара с фототиристором, f – тиристорная оптопара с
фотосимистором
Тиристорная оптопара. Тиристорная оптопара состоит из излучателя,
обычно это светодиод или светодинистор и приемника - это фототиристор
(рисунок 1.5,е) или фотосимистор (рисунок 1.5,f). Управление посредством
светового потока позволяет осуществить гальваническую развязку
низковольтной цепи управления с высоковольтной коммутируемой цепью.

10

1.2.2 Диодный тиристор
Диодный тиристор (динистор) – это тиристор, имеющий два вывода,
через которые проходит как основной ток, так и ток управления.
В основе структуры динистора лежит четырехслойная p-n-p-n структура,
показанная на рисунке 1.6.

Рисунок 1.6 - Структура динистора (а), двухтранзисторная модель
тиристора(b)
Четыре слоя полупроводника образуют три p-n перехода П1, П2 и П3.
Кроме них есть еще два омических перехода, один из которых между слоем
p1 и металлическим электродом, называемым анодом, а второй – между
слоем n2 и металлическим электродом, называемым катодом.
Свойства тиристора отображаются его вольтамперной характеристикой
(рисунок 1.7).

11

Рисунок 1.7 – Вольт-амперная характеристика динистора
Рассмотрим процессы в динисторе при подаче на него прямого
напряжения, то есть положительный потенциал на аноде, а отрицательный –
на катоде. В этом случае переходы П1 и П3 смещены в прямом направлении,
поэтому их называют эмиттерными, а переход П2 смещен в обратном
направлении и называется коллекторным. Таким образом, у динистора две
эмиттерные области (p1 и n2-эмиттеры) и две базовые области (n1 и p2базы). Эмиттерные области значительно сильнее легированы примесями, чем
базовые. Большая часть внешнего напряжения падает на закрытом
коллекторном переходе П2. Через тиристор протекает ток закрытого
коллекторного перехода П2 I k 0 , который создается
неосновными
носителями заряда областей р2 (электронами) и n1 (дырками), что
соответствует участку 1 вольтамперной характеристики динистора (рисунок
1.7). При достижении анодным напряжением значения U вкл происходит
лавинный пробой перехода П2, концентрация неосновных носителей лавинно
увеличивается, что приводит к росту анодного тока (участок 2). Носители
заряда, поступившие в области n1 и р2, не успевают рекомбинирововать и
накапливаются: электроны в n1 области, а дырки - в р2 области. Появившиеся
заряды компенсируют внешнее электрическое поле, наблюдается смена
полярности электрического поля, приложенного к переходу П2. Переход П2
открывается, и тиристор переходит в открытое состояние (участок 3). Этот
процесс протекает с большой скоростью, что объясняется положительной
внутренней обратной связью. Наличие связи можно установить, анализируя
двухтранзисторную модель (рисунок 1.6,b), Она состоит из двух
транзисторов: VT1 p-n-p типа и VT2 n-p-n типа. Эмиттерные переходы
12

тиристора являются эмиттерными переходами транзисторов, а коллекторный
переход тиристора является общим коллекторным переходом обоих
транзисторов. Слой n1 – это база VT1 и коллектор VT2, а слой p2 – база VT2 и
коллектор VT1, то есть коллекторный ток первого транзистора является
базовым током второго, и наоборот.
Анодный ток тиристора I a складывается из токов коллекторов
транзисторов VT1 и VT2

I a  I э1  I э2  I k1  I k 2

(1.3)

и определяется следующими выражениями:

I k1  1I э1  I k 0 ( p) ,

(1.4)

I k 2   2 I э2  I k 0 (n) ,

(1.5)

I a  (1   2 )I a  I k 0 ( p, n) ,

(1.6)

Ia 

I k 0 ( p, n)
,
1  (1   2 )

(1.7)

где I k0 ( p ) и I k0 (n) - дырочная и электронная составляющие обратного тока
через переход П2,
I k0 ( p, n) - суммарный обратный ток через переход П2,
1 и  2 - коэффициенты передачи по току транзисторов VT1 и VT2.
Последнее выражение позволяет показать, что при малых анодных
токах, когда 1   2  1 , (это объясняется рекомбинацией носителей заряда
в базовых областях), то I a  I k 0 . После пробоя при увеличении тока все
центры рекомбинации оказываются занятыми, 1   2  1, а I a   .
Процесс переключения форсируется положительной обратной связью.
Действительно, как видно из двухтранзисторной модели ток I k1 открывает
транзистор VT2, а ток I k 2 , в свою очередь, открывает транзистор VT1.
Участок 4 вольт-амперной характеристики (рисунок 1.7) соответствует
открытому состоянию тиристора. Все три p-n-перехода находятся под
прямым напряжением. Падение напряжения на открытом тиристоре равно
падению напряжения на одном p-n-переходе (диоде), т.к. напряжения на
переходах П2 и П3 имеют противоположную полярность и компенсируют
друг друга.
При обратном включении тиристора, когда к аноду приложен
отрицательный полюс, а к катоду - положительный полюс источника
13

переходы П1 и П3 оказываются под обратным напряжением, а П2 - под
прямым. Через тиристор протекает обратный ток p-n-перехода (участок 5).
При превышении обратного напряжения значения U проб происходит
возрастания тока (участок 6). Это объясняется пробоем перехода П1. Для
защиты тиристора от перенапряжений пробою придают лавинный характер,
такие тиристоры называют лавинными.
1.2.3 Триодный тиристор
Триодный тиристор (тринистор), отличается от диодного наличием
третьего электрода – управляющего. Управляющий сигнал может подаваться
относительно анода или относительно катода .
Управляющий электрод в первом случае имеет омический контакт с
областью р2 – это база транзистора VT2 (рисунок 1.8).

Рисунок 1.8 - Структура триодного тиристора управляемого относительно
катода и его эквивалентная схема
Для переключения тринистора из закрытого в открытое состояние тоже
необходимо накопление избыточных носителей заряда в базовых областях. В
динисторе при повышении анодного напряжения до U вкл накопление
неравновесных носителей заряда происходит из-за лавинного пробоя
коллекторного перехода. В тринисторе, имеющем дополнительный
управляющий вывод от базы р2, можно повысить уровень инжекции через
прилегающий к ней эмиттерный переход путем подачи на него
дополнительного прямого напряжения понижающего потенциальный барьер.
В цепи управляющего электрода возникает ток управления I уп , втекающий
в базу транзистора VT1. Таким образом, тиристор открывается при анодном
напряжении меньшем чем напряжение включения U вкл .
14

Управляющий электрод во втором случае имеет омический контакт с
областью n1 – это база транзистора VT1 (рисунок 1.9).

Рисунок 1.9 – Структура триодного тиристора управляемого относительно
анода и его эквивалентная схема
Под действием управляющего напряжения E уп

создается ток I уп ,
вытекающий
из управляющего электрода. В тиристоре, имеющем
дополнительный управляющий вывод от базы n1, можно повысить уровень
инжекции через прилегающий к ней эмиттерный переход путем подачи на
него дополнительного прямого напряжения понижающего потенциальный
барьер. В результате потенциальный барьер уменьшается, что и приводит к
открытию перехода П2 . В этом случае также переключения тринистора в
открытое состояние происходит даже при небольшом анодном напряжении,
меньше чем U вкл .
Это положение отражается на вольтамперных характеристиках
триодного тиристора (рисунок 1.10).

15

Рисунок 1.10– Вольт-амперные характеристики триодного тиристора
При увеличении тока управления

от I уп1 до I уп3 напряжение

включения U вкл уменьшается. Это объясняется тем, что объемный заряд,
смещающий переход П2 в прямом направлении, создается, в основном, за
счет тока управления.
Анодный ток триодного тиристора с учетом тока управления
определяется выражением
Ia 

I k 0 ( p, n)  I уп
1  (1   2 )

.

(1.8)

Короткий импульс тока управления вводит в область р2 положительные
носители заряда, переход П2 открывается, возникает значительный анодный
ток, сумма коэффициентов передачи по току 1   2  1, а I a   . Ток
управления после открытия тиристора можно сделать равным нулю, но
тиристор останется открытым, т.к. объемный заряд поддерживается за счет
протекания анодного тока. Чтобы выключить тиристор, необходимо сделать
анодный ток меньше тока удержания I уд .
1.2.4 Симисторы
В цепях переменного напряжения для возможности коммутации тока в
обоих направлениях применяют симметричные динисторы (Diac) и
симметричные тринисторы (Triac). Diac – это аналог двух параллельных
встречно включенных динистора, triac - это аналог двух параллельных
встречно включенных тринистора.
Структурная схема симметричного тринистора показанна на рисунке 1.11.
Симметричный тринистор имеет два силовых электрода СЭ и СЭУ,
16

относительного последнего подается управляющий сигнал на управляющий
электрод УЭ. Верхняя часть структуры состоит из слоев p2, n4, n3. Крайние
слои металлизации электрически объединены и связаны с силовым выводом
СЭУ, в нижней части прибора металлизированный слой связывает слои n1 и
p1 и соединен с силовым выводом СЭ. Симметричный тринистор можно
представить в виде двух тринисторов, включенных параллельно встречно,
левый на рисунке управляется относительно анода, а правый относительно
катода.

Рисунок 1.11 – Структурная схема тринисторного симистора и его
эквивалентная схема
Предположим, что симистор закрыт и к силовому электроду СЭ
приложено напряжение положительной полярности. При этом переходы p1n2
и p2n3 смещены в прямом направлении, а переход n2p2 – в обратном, все
внешнее напряжение будет приложено к переходу n2p2. При подаче
положительного импульса напряжения к УЭ относительно СЭУ, переход
смещается в прямом направлении и инжектирует дырки в область р 2.
Отрицательный заряд компенсируется за счет поступивших дырок,
полярность зарядов на переходе меняет свой знак и переход p2n2 оказывается
под прямым напряжением и тиристор открывается. В результате протекания
дырочного тока за счет падения напряжения на области р 2 переход p2n2
остается открытым. В приборе действует внутренняя обратная связь. Это
явление хорошо прослеживается на эквивалентной схеме. При подаче
короткого положительного импульса открывается транзистор VT2, ток
коллектора которого является током базы транзистора VT1. Транзистор VT1
открывается, за счет тока его коллектора транзистор VT2 поддерживается
открытым, даже после прекращения действия запускающего импульса.
Предположим, что симистор закрыт и к силовому электроду СЭУ приложено
напряжение положительной полярности (показано в скобках). При этом
переходы p2n2 и p1n1 смещены в прямом направлении, а переход n2p1 – в
17

обратном, все внешнее напряжение будет приложено к переходу n2p1. При
подаче отрицательного импульса напряжения к УЭ относительно СЭУ,
переход p2n4 смещается в прямом направлении и инжектирует дырки в
область р2, что приводит к повышенной диффузии дырок в область n2.
Отрицательный заряд компенсируется за счет поступивших дырок,
полярность зарядов на переходе меняет свой знак и переход n2p1 оказывается
под прямым напряжением и тиристор открывается. В приборе также
действует положительная внутренняя обратная связь между транзисторами
VT3 и VT4, что позволяет сохранить открытое состояние симистора при
окончании управляющего импульса.
Чтобы выключить симистор, необходимо сделать анодный ток меньше тока
удержания I уд .
Вольт-амперные характеристики тиристоров образующих правую и
левую часть симистора симметричны (рисунок 1.12).

Рисунок 1.12 - Вольт-амперная характеристика симметричного тринистора
1.2.5 Запираемые тиристоры
Запираемый
тиристор
это
полностью
управляемый
полупроводниковый ключ, он отпирается и закрывается по сигналу,
подаваемому на управляющий электрод. В зарубежной литературе он
18

называется GTO (Gate Turn Off). Запираемый тиристор, как и обычный,
состоит из четырех слоев (рисунок 1.13).
Перед разработчиками силовых запираемых тиристоров встают две
задачи. Первая обеспечить равномерное распределение тока по
проводящему сечению кристалла при открытии ключа, что позволит
di
увеличить значение допустимой скорости нарастания анодного тока a dt . А
вторая - ускорить процесс выведения неосновных носителей заряда из
базовых областей p2 и n1, что позволит уменьшить время, необходимое для
восстановления запирающих свойств тиристора

Рисунок 1.13 – Структура запираемого тиристора
Для решения первой задачи катодный слой (рисунок 1.13) разбит на
несколько сотен равномерно распределенных элементарных ячеек,
соединенных параллельно. Это сделано для того, чтобы обеспечить
равномерное распределения тока по всему сечению полупроводника в
момент его включения и равномерное его снижение при выключении. Для
решения второй задачи базовый слой р2 соединяется с управляющим
электродом через большое число выводов (равное числу катодных ячеек),
которые также соединены параллельно и равномерно распределены по
сечению. Это обеспечивает улучшение условий выведения зарядов из
базовой области р2. В анодном слое формируются шунты (зоны
полупроводника n типа малого сечения). Шунты служат для улучшения
извлечения зарядов из базы n1, но используются в том случае, когда
параллельно тиристору включается обратный диод, т.к. шунты снижают
19

допустимое обратное напряжение. Таким образом, здесь сделано все, чтобы
обеспечить равномерное распределение тока по сечению тиристора и
уменьшить время выключения. Рассмотрим процессы включения и
выключения тиристоров, временная диаграмма показана на рисунке 1.14.

Рисунок 1.14 – Временная диаграмма процесса коммутации тока
в запираемом тиристоре
Включение тиристора происходит только при положительном анодном
напряжении. Переходы П1 и П3 смещены в прямом направлении, а П2
смещен в обратном направлении. Переходы П1 и П3 беспрепятственно
проводят ток, а к переходу П2 приложено обратное напряжение равное
анодному. Около этого перехода образуется зона, лишенная подвижных
носителей заряда, т.е. запирающий слой. Для того, чтобы включить тиристор,
к управляющему электроду относительно катода прикладывается
положительное напряжение и через переход П2 протекает ток включения I g .
Скорость нарастания тока управления

dig

должна быть достаточно
dt
большой, чтобы дырки, поступившие в область p2 , не успели
рекомбинировать, за счет этого создается объемный заряд  , смещающий
переход в прямом направлении. Тиристор включается. Во включенном
состоянии теоретически нет необходимости поддерживать ток I g , но для
устойчивой работы поддерживают небольшое значение тока.
Выключение тиристора при положительной полярности анодного
напряжения производится путем подачи на управляющий электрод
отрицательного напряжения. Оно вызывает ток выключения, протекание
которого ведет к рассасыванию основных носителей заряда области p2 .
Происходит рекомбинация дырок с электронами, поступившими из
управляющего электрода (интервал t1 ). После того, как заряд базовой
20

области p2 станет менее  min , ток анода резко уменьшается до
минимального значения I a min
(интервал t 2 ). На интервале t3
восстанавливаются запирающие свойства перехода П3. Время выключения
tвыкл зависит от амплитуды запирающего тока i g и скорости его нарастания,
которая ограничивается в значительной степени индуктивностью цепи
управления.
В блокирующем состоянии тиристор обычно поддерживается подачей
на управляющий переход отрицательного напряжения. В этом случае два
перехода П2 и П3 смещены в обратном направлении.
Использование тиристоров GTO требует применения специальных
защитных цепей (рисунок 1.15).

Рисунок 1.15 –Защитные цепи тиристора
Дроссель ограничивает скорость нарастания тока

di

, конденсатор
dt
уменьшает скорость нарастания положительного напряжения, резистор
ограничивает ток разряда конденсатора при включении тиристора, диод
шунтирует резистор в момент выключения тиристора.

Рисунок 1.16 – Система управления тиристором GTO
Система управления GTO (рисунок 1.16) состоит из генератора
управляющих импульсов (ГУИ), с которого через оптроны оп1 и оп2
управляющие сигналы подаются на электронные ключи. С помощью двух
21

источников Е1 и Е2 формируются открывающие и закрывающие импульсы
тока в цепи управляющего электрода. При включении ключа S1 создается
значительный ток, ограниченный резистором R1, по мере заряда
конденсатора ток снижается до минимального значения, необходимого для
поддержания тиристора в открытом состоянии. Для закрытия тиристора
ключ S1 отключается, а включается ключ S2, в цепи управляющего
электрода создается ток обратного направления.
Дальнейшее совершенствование управляемых тиристоров происходило в
двух направлениях: изменение конструкции прибора и изменение способа
выключения. Вывод управляющего электрода изготовлен в форме кольца,
опоясывающего корпус тиристора. Кольцо проходит сквозь керамический
корпус и контактирует внутри с ячейками управляющего электрода.
Полностью управляемый тиристор с кольцевым управляющим электродом
получил название Gate Commutated Thyristor (GCT) и стал современной
разновидностью GTO.
Отличие в способе управления GCT заключается в процессе
выключения тиристора. Ток управления I g делают равным или большим
анодного тока, причем ток I g нарастает с большой скоростью, чему
способствует
малая
индуктивность
управляющего
электрода.
Перераспределение токов в процессе выключения показано на рисунке 1.17.

Рисунок 1.17– Распределение токов в структуре тиристора в процессе
выключения
Весь анодный ток, проходящий через тиристор, отклоняется в систему
управления и достигает катода, минуя переход П3, он смещается в обратном
22

направлении и транзистор n-p-n закрывается. Изменение конструкции
тиристора и способа управления позволило значительно уменьшить время
выключения. У GTO время выключения составляет порядка 100 мкс,
скорость нарастания тока управления не более 40 А/мкс, а для GCT – 10 мкс
и 3000 А/мкс соответственно.
1.2.6 Параметры тиристоров
Параметры тиристоров описывают свойства прибора и определяют
области его применения. В системе параметров различают предельно
допустимые, по ним определяют возможность использования прибора в
конкретной ситуации. При превышении даже одного из предельных значений
возможен выход прибора из строя. Обычно эти предельные параметры
рассчитываются, исходя из конструкции прибора. Характеризующие
параметры измеряются прямо или косвенно, они определяют свойства
приборов и контролируются в процессе производства. Параметры
подразделяются на статические и динамические.
Статические - описывают свойства тиристоров в одном из
статических состояний: высокой проводимости или низкой проводимости.
Динамические - характеризуют процесс переключения, т.е. переход из
состояния низкой проводимости в состояние высокой проводимости и,
наоборот, переход из состояния высокой проводимости в состояние низкой
проводимости.
1.2.6.1. Статические параметры тиристоров
Рассмотрим работу тиристора в качестве ключа, который коммутирует
последовательно включенную активную нагрузку Rн (рисунок 1.18,а).

Рисунок 1.18 - Схема включения тиристора (а);
к определению статических состояний тиристора (b)
23

Для определения состояний тиристора построим нагрузочную прямую,
отображающую свойства активной нагрузки. Нагрузочная прямая строится
по двум точкам в соответствии с уравнением

ua  E  ia  Rн

(1.9)

при положительных и отрицательных значениях Е. Точки пересечения
нагрузочной прямой с вольт-амперной характеристикой дают возможные
статические состояния тиристора (рисунок 1.18, b).
Точка А – тиристор закрыт, анодный ток очень мал, практически все
напряжение приложено к тиристору в прямом направлении U a  E , может
достигать нескольких тысяч вольт.
Точка В – соответствует открытому состоянию тиристора; анодное
напряжение мало (обычно не более 2…2.5 В), а анодный ток может достигать
нескольких тысяч ампер.
Точка С - находится на участке с отрицательным динамическим
сопротивлением и является неустойчивой.
Точка D соответствует обратному включению тиристора (Е<0).
Статические параметры тиристора описывают статические состояния,
которые определены по вольт-амперной характеристике.
Состояние высокой проводимости (точка В) аналогичню открытому
состоянию диода, вольт-амперная характеристика имеет вид, показанный на
рисуноке 1.19.

Рисунок 1.19 - Вольт-амперная характеристика тиристора
в состоянии высокой проводимости
Характеристика тиристора, как и диода аппроксимируется прямой

U a  U пор  I a Rд .

24

3
IП .
2
2
I П -максимально допустимое среднее значение тока, длительное время
протекающего
через тиристор в открытом состоянии. Основной
нормирующий показатель, численное значение которого входит в
обозначение тиристора. I П определяется расчетным путем из предельной
температуры кристалла при протекании через прибор однополупериодного
тока частотой 50 Гц.
Принятая аппроксимация позволяет легко определить импульсное падение
напряжения на тиристоре U прm при протекании импульсного тока, близкого

Аппроксимирующая прямая проводится через точки



I П , I П ,

к предельному , амплитудное значение которого при однополупериодной
форме равно

I am  I П .

(1.10)

Значение U прm является классификационным параметром, по которому
тиристоры подразделяются на тиристоры с малыми и большими прямыми
напряжениями.
Состояния низкой проводимости точки А и D (рисунок 1.20). В этих
точках тиристор должен выдерживать подводимые напряжения. Он не
должен самопроизвольно переходить в состояние высокой проводимости или
пробоя.

Рисунок 1.20 - Вольт-амперная характеристика тиристора
в состоянии низкой проводимости
В состоянии низкой проводимости нормируются следующие величины:
U p - максимально допустимое рабочее импульсное напряжение. Это
наибольшее мгновенное значение напряжения, прикладываемое к тиристору
в непроводящем состоянии, исключая повторяющиеся и неповторяющиеся
импульсные напряжения. Напряжение U p определяется питающей сетью без
учета переходных процессов в цепях.
U П - максимально допустимое повторяющееся импульсное
напряжение. Это наибольшее мгновенное значение напряжения,
прикладываемое к тиристору в непроводящем состоянии, исключая
25

неповторяющиеся импульсные напряжения. Эти напряжения возникают за
счет переходных процессов, возникающих при коммутации токов. Они
появляются с частотой цепи.
U НП - максимально допустимое неповторяющееся импульсное
напряжение. Это наибольшее мгновенное значение напряжения,
прикладываемое к тиристору в непроводящем состоянии. Их появление
хаотично, интервал между ними может быть до нескольких секунд. Они
появляются в результате кратковременных перенапряжений в питающей
сети, вызванных, например, грозовыми разрядами, аварийными
отключениями и другими внештатными ситуациями.
На временной диаграмме, показанной на рисунке 1.21, видны различия в
определении максимально допустимых импульсных напряжений.
Перечисленные параметры связаны неравенствами:
для прямой ветви закрытого тиристора U p  U П  U пер ,
для обратной ветви тиристора U p  U П  U НП  U проб .
Обычно для тиристоров U П  0.75U проб , U p  0.8U П .

Рисунок 1.21 - К определению максимально допустимых
импульсных напряжений
Напряжение U П определяет класс тиристора по напряжению. Выделено 50
классов. U П =Кл*100. Например, если тиристор 7 класса по напряжению, то
U П =700 В.
1.2.6.2. Динамические параметры тиристоров. Динамические
параметры определяют процесс переключения тиристора из закрытого
состояния (точка А) в открытое состояние (точка В) под воздействием
импульса тока управления. Обратный переход из открытого состояния в
закрытое происходит у однооперационных тиристоров за счет изменения
полярности приложенного напряжения, а двухоперационных тиристорах - за
счет импульса управляющего тока противоположного направления.
Рассмотрим временные диаграммы процесса переключения тиристора
(рисунок 1.22).

26

Рисунок 1.22 - Временные диаграммы переключения тиристора
Процесс включения тиристора. Тиристор не может мгновенно
открыться, для перехода из состояния низкой проводимости в состояние
высокой проводимости требуется время tвкл , которое складывается из
времени задержки t зад и времени нарастания t нр . На интервале времени
задержки t зад накапливаются заряды на переходе П2, как только заряд
превысит некоторое критическое значении Qкр происходит смена
полярности
на
переходе
и
тиристор
начинает
t зад
Продолжительность
определяет
минимально
длительность импульса управления t у . Длительность

открываться.
необходимую
времени t нр

определяется как интервал, на котором ток увеличивается от 0.1 А до 0.9А,
где А – установившееся значение анодного тока тиристора в состоянии
высокой проводимости, которое зависит от сопротивления коммутируемой
нагрузки. В интервале t нр ток нарастает по экспоненте. Это объясняется тем,
что ток неравномерно распределяется по сечению кристалла. Первоначально
проводят области близкие к управляющему электроду, а затем ток
распространяется на другие области. Мгновенная плотность тока зависит от
скорости распространения проводящей области и от скорости нарастания
анодного тока, которая часто определяется параметрами коммутируемой
27

цепи. Повышенная плотность тока на начальной стадии процесса включения
вызывает локальный нагрев. Этот процесс усложняется неоднородностью
кристалла, что приводит к повышению температуры в некоторых точках, к
снижению сопротивления и к стягиванию тока в «шнуры». Плотность тока в
«шнурах» очень высокая, что вызывает прожег кристалла и выход тиристора
из строя. Для исключения этого эффекта скорость нарастания тока
ограничивается. Она не должна превышать критического значения скорости
нарастания анодного тока (di dt ) кр . Эта величина является динамическим
параметром тиристора. После завершения процесса включения тиристор
переходит в статический режим.
Процесс выключения тиристора. Для выключения тиристора
(однооперационного) необходимо поменять полярность источника питания,
т.е. приложить обратное напряжение. На временной диаграмме (рисунок
1.15) в момент времени t 0 подается обратное напряжение и ток начинает
убывать. В точке t1 ток становится равным нулю, но тиристор в интервале
tв 0 пропускает значительный обратный ток, который вызван рассасыванием
зарядов на переходах П1 и П3. Этот интервал называется временем
восстановления обратного сопротивления. Затем ток убывает по экспоненте,
на этом интервале происходит рекомбинация носителей заряда в переходе
П2. Если подать положительное напряжение на анод тиристора раньше, чем
пройдет интервал tв , тиристор самопроизвольно откроется.
Интервал времени от момента прохождения анодного тока через ноль
до момента, когда можно подавать положительное напряжение на анод
тиристора называется временем восстановления запирающих свойств.
Время восстановления запирающих свойств тиристора является весьма
важным динамическим параметром, оно определяет возможное
быстродействие силовых преобразователей.
Скорость нарастания прямого напряжения, определяемая внешней
цепью, не должна превышать критического значения du
. При
dt кр
превышении этого значения может произойти самопроизвольное включение
тиристора без подачи управляющего сигнала. Такое включение является
недопустимым и может привести к аварийной ситуации. Эффект du
dt
объясняется тем, что за счет емкостей p-n переходов возникает ток







ia  C 



при du

du
,
dt

 



(1.10)



≥ du
возникающий ток воспринимаемый областью p2 как ток
dt
dt кр
управления, приводит к самопроизвольному открытию тиристора.
28

1.2.7 Защита тиристоров
Режим работы тиристора в значительной степени определяется
внешними цепями. Для защиты тиристора от эффекта (di dt ) кр и (du dt ) кр
применяются специальные защитные (cнайберские) цепи (рисунок 1.23).

Рисунок 1.23 - Защитные цепи тиристора
Последовательно с нагрузкой и с тиристором включают линейный или
насыщающийся реактор, что позволяет уменьшить скорость нарастания тока.
При включении тиристора ток через него нарастает по экспоненте

ia 



t

E
(1  e  L ) ,
Rн

(1.11)

а скорость нарастания тока зависит от  L  L Rн
t

t



dia
E 1
E
E
L

 e
 e L t  0  .
dt Rн 
L
L

(1.12)

Индуктивность реактора должна быть больше минимальной
Lmin 

E
.
(di dt ) кр

(1.13)

Параллельно тиристору подключают RC цепь, что позволяет
уменьшить скорость нарастания анодного напряжения. При выключении
тиристора напряжение на входе цепи меняется от 0 до Е, а ток i ,
протекающий по RC цепи, определяется выражением

i

29



t

E
 (1  e  вык ) ,
Rн  R

(1.14)

L
,
R  Rн
при этом считается, что напряжение на конденсаторе в первый момент
времени согласно закону коммутации uc  0 .
Напряжение на аноде тиристора u a определяется выражением
где  вык 

ua  i  R 

t



RE
 (1  e  вык ) ,
Rн  R

(1.15)

а скорость нарастания анодного напряжения должна быть меньше
критической


t

dua
R  E R  Rн
ER

 e  вык t  0 
 (du dt ) кр .

Rн  R
L
L
dt

(1.16)

Сопротивление защитного резистора выбирается из неравенства

R

(du dt ) кр  L
,
E

(1.17)

а емкость конденсатора из неравенства

RC   вкл .

(1.18)

1.3 Силовые биполярные транзисторы
Современные силовые биполярные транзисторы изготавливаются на
основе монокристаллического кремния. Базовая ячейка транзистора n-p-n –
типа показана на рисунке 1.22.

30

Рисунок 1.22 – Структура базовой ячейки силового биполярного транзистора
Эмиттер состоит из нескольких частей, что позволяет снизить
сопротивление между базой и эмиттером, а также равномерно распределить
ток по всему проводящему сечению. Коллектор имеет две области: сильно
легированную n  и слабо легированную n  . Слабо легированная область
делает коллекторный
p-n переход широким и сдвинутым в область
коллектора, что повышает допустимое напряжение на коллекторе. Скосы на
кристалле позволяют уменьшить утечки по поверхности кристалла и снизить
напряженность электрического поля.
Рассмотрим работу транзистора в режиме ключа, на рисунке 1.23
показана схема транзисторного ключа (а) и выходная характеристика (b).

Рисунок 1.23 – Схема транзисторного ключа (а) и выходная характеристика
(b)
Проводя нагрузочную прямую в системе выходных характеристик
транзистора, получим две точки, определяющие режимы работы ключа. В
точке 1 транзистор закрыт (режим отсечки), коллекторный переход
31

находится под обратным напряжение, а напряжение на эмиттерном переходе
равно нулю. Часто для более полного и быстрого закрытия транзистора
напряжение база – эмиттер также делают отрицательным. Ток коллектора
равен нулю, а напряжение коллектор – эмиттер равно Ек , I к  0 , U кэ  Ек . В
точке 2 транзистор находится в открытом состоянии (режим насыщения),
коллекторный и эмиттерный переходы смещены в прямом направлении. В
этом случае, ток коллектора равен току насыщения I к  I кн , а напряжение на
коллекторе равно напряжению насыщения U кэ  U нас , U нас  Ек  I кн Rк  0 ,
которое обычно составляет несколько милливольт. Коллекторный переход
смещен в прямом направлении, т.к. U бк  U нас . Минимальное значение тока
базы, которое необходимо для того, чтобы обеспечить открытое состояние
транзистора, называют током базы насыщения I бн  I кн h21э . Для ускорения
процесса открытия транзистора ток базы делают больше тока базы
насыщения, превышение тока базы над минимальным значением оценивают
степенью насыщения
S

Iб
,
I бн

(1.19)

которая может быть от 1,1 до 3.
Переключение транзистора, переход из точки 1 в точку 2 происходит
достаточно быстро, т.е. в активной области нагрузочной прямой транзистор
находится минимальное время. Мощность, выделяемая на транзисторе
Рк  uк iк в точках 1 и 2, практически равна нулю, затраты энергии
происходят только в моменты переключения. Процесс переключения не
происходит мгновенно, на переключение затрачивается некоторое время,
которое определяет быстродействие ключа, т.е. его способность работать на
высоких частотах. Тогда становится понятным стремление разработчиков
повысить быстродействие ключей.
Рассмотрим переходные процессы, сопровождающие переключение
транзистора из закрытого состояния в открытое, и наоборот. Временная
диаграмма переключения транзистора показана на рисунке 1.24.

32

Рисунок 1.24 – Переходные процессы в транзисторном ключе
На интервале 0-1 на базу подано отрицательное напряжение,
транзистор закрыт, режим работы соответствует точке 1 нагрузочной
прямой. В момент времени 1 на вход подается передний фронт входного
напряжения амплитудой U вх1 , начинается рост тока коллектора, который
происходит по закону

ik t   h21э I б1 (1  e



t



),  

1



,

(1.20)

где   - предельная частота транзистора при схеме включения с общим
эмиттером.
Такой закон объясняется тем, что нарастание тока происходит
одновременно с накоплением заряда в базовой области.
За интервал времени 1-2 формируется передний фронт импульса тока, в
точке 2 ток ik (t ) достигает значение

I кн  h21э I б1 (1  e
33

t
 вкл


),

(1.21)

из этого выражения найдем
tвкл    ln

I б1
S
.
   ln
I б1  I бн
S 1

(1.22)

Из последнего выражения видно, что длительность процесса
включения уменьшается с увеличением степени насыщения S .
Ток ik (t ) , достигнув значения I кн , остается неизменным. После
открытия транзистора продолжается процесс накопления заряда в базовой
области. Этот процесс можно представить как рост тока ik (t ) (показан
пунктирной линией) до некоторого значения тока I б1h21э , которое называют
кажущимся, т.е. соответствующим накопленному заряду.
В момент времени 3 подается запирающее напряжение U вх2 , но ток не
изменяется, транзистор остается открытым еще некоторое время. Это
объясняется наличием избыточного заряда неосновных носителей в базовой
области, за счет которого транзистор удерживается в открытом состоянии.
Отрицательное входное напряжение приводит к смене направления базового
тока, однако, заряд мгновенно измениться не может, он уменьшается по
экспоненте до момента времени 4. В этой точке он соответствует току I кн .
Интервал времени 3-4 называют временем рассасывания неосновных
носителей в базовой области t р , его можно определить из уравнения

t p    ln S .

(1.23)

С момента времени 4 начинается процесс выключения транзистора tвыкл ,
длительность которого зависит от тока разряда I б 2
I I
(1.24)
tвыкл    ln б 2 бн .
Iб2
Увеличение быстродействия ключа на биполярном транзисторе связано с
противоречием. Для уменьшения включения необходимо увеличивать
степень насыщения S, однако это приведет к увеличению времени
рассасывания неосновных носителей.
Эта проблема решается путем формирования входного сигнала
специальной формы (рисунок 1.25).

34

Рисунок 1.25 – Форма входного сигнала

1.
2.

1.
2.

На интервале времени tвкл создается ток базы I б'  I бн , что приводит к
быстрому открытию транзистора, затем ток уменьшают до значения I б''  I бн .
Транзистор остается открытым, но накопление избыточного заряда не
происходит, таким образом, время рассасывания сводится к нулю.
Достаточно часто, импульсы такой формы используются и для управления
тиристорами. Небольшой ток в цепи управляющего электрода поддерживают
тиристор в открытом состоянии, исключая сбои в работе силовой схемы.
Преимущества ключей на биполярном транзисторе:
Малое остаточное напряжение на открытом ключе, напряжение насыщения
составляет доли вольт и не зависит от тока.
Мощность, рассеиваемая на открытом ключе, при U нас  constat ,
практически линейно зависит от тока насыщения I кн .
Недостатки ключей на биполярном транзисторе:
Малое быстродействие из-за эффекта рассасывания неосновных носителей в
области базы.
Значительная мощность затрачивается на управление транзисторным
ключом. Коэффициент передачи по току мощного транзистора не превышает
десяти ( h21э  10 ), что требует значительного тока в управляющей цепи.
Область применения ограничена диапазоном средних мощностей ( U кэ max 
600 В , I к max =50 А f  20 кГц), используется в преобразователях DC/DC и
AC/DC.
1.4 Полевые силовые транзисторы
МОП транзисторы, т.е. имеющие структуру метал – оксид –
полупроводник, управляются электрическим полем, получили название
MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). В качестве
силового ключа используются полевые транзисторы с индуцированным
вертикальным каналом (рисунок 1.26,а).

35

Рисунок 1.26 – Структура полевого транзистора с индуцированным
вертикальным каналом (а) и его эквивалентная схема (b)
Он представляет собой n –канальный транзистор, n области стока и
истока которого выполняются с повышенной концентрацией, что позволяет
снизить сопротивление открытого транзистора. При изготовлении полевого
транзистора с вертикальным каналом получается дополнительный
транзистор n   p  n  , который не находит практического применения.
Эквивалентная схема (рисунок 1.26,b) содержит биполярный транзистор,
резистор R2 равный объемному сопротивлению р области. Благодаря этому
сопротивлению биполярный транзистор заперт и не оказывает
существенного влияния на работу ключа. Значение резистора R1 в
эквивалентной схеме равно сопротивлению канала.
Рассмотрим схему ключа с учетом влияния междуэлектродных
емкостей (рисунок 1.27,а) и определим состояния ключа по выходной
характеристике транзистора (рисунок 1.27,b).

Рисунок 1.27 – Схема ключа на полевом транзисторе (а)
и выходная характеристика (b)

36

Нагрузкой схемы управления является входная емкость полевого
транзистора, она может достигать порядка нескольких тысяч пикофарад. При
открывании транзистора необходимо его входную емкость зарядить до
порогового напряжения, а при закрывании транзистора емкость следует
разрядить. Это приводит к увеличению длительности процессов коммутации.
Поэтому ключом следует управлять от источника с очень малым выходным
сопротивлением, положим его равным нулю. Тогда общая емкость,
подключенная к стоку, равна

Сс  Сн  См  Сси  Ссз ,

(1.25)

где Сн - емкость нагрузки,
С м - емкость монтажа,
Сси - емкость сток – исток,
Ссз - емкость сток – затвор.
Транзистор может находиться в двух устойчивых состояниях.
Транзистор закрыт, точка 1 на выходных характеристиках uвх  0 ,
Ic  0 , U cu  Ec , сопротивление канала Rкан  Ec   , общая емкость Сс
Ic
заряжена до значения Ес .
Транзистор открыт, точка 2 на выходных характеристиках uвх  U пор ,

Ic  Iсн  SUвх , Ucu  Uост , сопротивление канала Rкан 

Ес
, причем
I cн

Rкан  Rc .
Эквивалентная схема процесса коммутации и временная диаграмма
показаны на рисунке 1.28.

37

Рисунок 1.28 – Эквивалентная схема (а)
и временная диаграмма работы (b) ключа
При подаче положительного напряжения на вход ключа индуцируется
канал, и емкость Сс начинает разряжаться постоянным током I cн через
открытый канал, напряжение на стоке изменяется по закону
1
uc  Ec   idt ,
(1.26)
C
т.к. I cн - сonst, то
I t
uc  Ec  cн ,
C

(1.27)

если t  tвкл , тогда uc  0 .
Время включения ключа определяется как
E
tвкл  c C  RканС .
I cн

(1.28)

В процессе переключения линия 1-3 на выходных характеристиках (рисунок
1.28,b) перемещается параллельно до тех пор, пока точка 3 не окажется в
точке 2.
Рассмотрим процесс закрытия транзистора. Транзистор закрывается,
если uвх  0 , ток iк  0 , практически мгновенно ток становится равным
нулю, ключ S размыкается, начинается процесс заряда емкости Сс через
сопротивление Rc по закону
38



t

uc  Ec (1  e  ) , где   RcCc .

(1.29)

За время выключения tвыкл принимается интервал времени, за который
напряжение на стоке достигнет 90% от установившегося значения uc  0.9Ec

(1  e

t
 выкл



)  0.9 ,

tвыкл   ln10  2.3RcCc .

(1.30)
(1.31)

Сравнивая выражения времени включения и времени выключения, учитывая,
что Rc  Rкан , можно установить, что tвыкл  tвкл .
Область применения ограничена коммутируемым током 50 А, блокирующим
напряжением 500 В, частота коммутации100 кГц. Используется в
импульсных преобразователях DC/DC, AC/DC, DC/AC, например, в
источниках бесперебойного питания.
Преимущества силовых ключей на МОП транзисторах:
1. Высокое быстродействие, определяемое только временем заряда и разряда
емкости стока.
2. Малое потребление мощности в цепи управления, ток от схемы управления
протекает только в моменты заряда и разряда входной емкости ключа. Схема
управления часто реализуется в интегральном исполнении.
3. Возможно
параллельное соединение нескольких транзисторов. При
параллельном соединении проявляется эффект самовыравнивания токов,
протекающих через каждый транзистор. Сток и исток транзистора
изготовлены из сильно легированного полупроводника n – типа, который
имеет положительный ТКС. Если ток через один из транзисторов возрос, это
вызовет местный нагрев кристалла и увеличение сопротивления канала;
произойдет выравнивание токов по всем параллельно соединенным
транзисторам.
Основной недостаток – это большая мощность, выделяемая на
транзисторе в открытом состоянии, она пропорциональна квадрату тока.
Сравним мощность Рк , выделяемую на коллекторе биполярного
транзистора, у которого напряжение насыщения U кн величина постоянная,
не зависимая от тока Pк  U кн I кн = 0.1 В х 50А=5 ВА. Мощность, выделяемая
на стоке полевого транзистора, Рс  I 2cн Rкан =(50 А)2 х 0.1 Ом=250 ВА.
Сравнение явно не в пользу полевого транзистора.

39

1.5 Биполярные транзисторы с изолированным затвором
Стремление объединить в одном транзисторе положительные свойства
биполярного и полевого транзисторов привело к созданию биполярного
транзистора с изолированным затвором (БТИЗ), который в переводной
литературе называется IGBIT. Он имеет низкие потери мощности во
включенном состоянии, что характерно для биполярного транзистора.
Высокое входное сопротивление, малые затраты энергии на управление
ключом являются преимуществом полевых транзисторов. Структура
транзистора БТИЗ (рисунок 1.29) подобна структуре полевого силового
транзистора, но дополнена еще одним переходом.

Рисунок 1.29 – Структура биполярного транзистора с изолированным
затвором
Рассмотрев структуру можно выделить n – канальный полевой транзистор,
биполярные транзисторы прямой и обратной проводимости, и построить
эквивалентную схему (рисунок 1.30,а)

40

Рисунок 1.30 – Эквивалентная схема (а), условное графическое обозначение
(b) биполярного транзистора с изолированным затвором
Работу ключа можно объяснить с помощью эквивалентной схемы
(рисунок 1.30,а). Транзисторы VT1 и VT2 образуют двух транзисторную
модель тиристора, которая имеет глубокую положительную внутреннюю
обратную связь, т.к. ток базы каждого транзистора определяет ток
коллектора другого.

I э  I к1  I к 2  1I э   2 I э  I c .
Iэ 

Ic
,
1  (1   2 )

Ic  SU зи ,
Iэ 

SU зи
 S экU зи ,
1  (1   2 )

(1.32)
(1.33)
(1.34)
(1.35)

где Sэк - эквивалентная крутизна биполярного транзистора с изолированным
затвором, которая в десятки раз превышает крутизну МОП.
Другим достоинством БТИЗ является значительное снижение падения
напряжения на замкнутом ключе. Это объясняется тем, что сопротивление
канала шунтируется двумя насыщенными транзисторами, включенными
последовательно. Процесс включения БТИЗ можно разделить на два этапа:
открытие полевого транзистора и открытие транзисторов VT1, VT2.
Задержка в открытии полевого транзистора, в основном, определяется
зарядом входной
и проходной емкостей, а включения тиристорной
41

структуры VT1,VT2 происходит очень быстро под действием положительной
обратной связи.
При запирании транзистора первоначально закрывается полевой транзистор,
закрытие канала которого приводит к разрыву цепи ПОС и к закрытию
транзистора VT1, а затем - VT2. Быстродействие БТИЗ выше, чем
биполярных транзисторов, но меньше, чем полевых.
В настоящее время транзисторы БТИЗ выпускаются в виде модулей,
которые содержат несколько элементов (рисунок 1.31).

Рисунок 1.31 – Схемы модулей на БТИЗ транзисторах (а - БТИЗ транзистор с
инверсным диодом; b – однофазный полумост; с,d – прерыватели)
Кроме показанных модулей выпускаются анодные и катодные группы
трехфазных мостов и полный трехфазный мост.
Ток управления IGBT мал, поэтому цепь управления - драйвер
конструктивно компактна. Драйверы выпускают в интегральном исполнении
в виде микросхем специального назначения. Существуют драйверы анодных
и катодных ключей трехфазного моста, а также драйверы мостовых и
полумостовых модулей.
Наиболее
целесообразно
располагать
цепи
драйвера
в
непосредственной близости от силового ключа. Часто драйверы
выполняются в одном корпусе с модулем, образуя силовой гибридный
интегральный модуль (СГИМ). В гибридный модуль вводят элементы
защиты по току, напряжению и температуре кристалла, а также системы
диагностирования, обеспечивающие защиту от исчезновения управляющего
сигнала, одновременной проводимости в противоположных плечах силовой
схемы, исчезновения напряжения источника питания и других аварийных
явлений. Схема такого модуля показана на рисунке 1.32.

42

Рисунок 1.32 – Схема интеллектуального модуля однофазного
полумоста
В ряде случаев предусматривается система управления с широтноимпульсной модуляцией (ШИМ) и однокристальная ЭВМ. Такие модули
называют интеллектуальными, в зарубежной практике они получили
название Intelligent Power Modules (IPM).
1.6 Статический индукционный транзистор
Статический индукционный транзистор (СИТ) относится к мощным
полевым транзисторам. СИТ представляет собой полевой транзистор со
специфической формой и конструкцией управляющего p-n-перехода.
Структура транзистора(рисунок 1.33) со статической индукцией
характеризуется коротким вертикальным каналом и малым расстоянием от
истока до стока (100 мкм); повышение мощности СИТ обеспечивается
многоканальным строением структуры, малыми размерами областей затвора,
близких по форме к цилиндру (диаметром до 25 мкм). Именно поэтому СИТ
обладает выходными вольтамперными характеристиками, отличающимися от
стоковых вольтамперных характеристик обычных полевых транзисторов с
управляющим p-n-переходом.

43

Рисунок 1.33 – Структура статического индукционного транзистора
(а),
условное графическое обозначение (b)
Известно, что полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом и
МОП-транзисторы с горизонтальным каналом имеют в активной области
относительно пологую вольтамперную характеристику, характеризуемые
малой выходной проводимостью dIс/dUси. Другими словами, выходное
сопротивление таких транзисторов много больше сопротивления нагрузки.
При использовании подобного прибора в усилительном режиме транзистор
по отношению к внешней цепи представляется источником тока и плохо
согласовывается энергетически с мощной низкоомной нагрузкой.
Следовательно, мощные приборы должны характеризоваться большим
значением dIс/dUси, и, соответственно, с малым выходным сопротивлением.
Именно подобными стоковыми вольтамперными характеристиками обладает
статический индукционный транзистор (рисунок 1.34).

44

Рисунок 1.34 – Выходные характеристики СИТ
Принцип действия СИТ идентичен работе полевого транзистора с
управляемым p-n-переходом. При приложении отрицательного напряжения
вокруг канала формируется область пространственного заряда лишенная
подвижных носителей (ОПЗ) она простирается в глубину слаболегированной

зоны n  . При смыкании этих областей происходит отсечка проводящего
канала. СИТ может работать как при обратном смещении затвора (режим
полевого транзистора), так и при прямом смещении затвора (режим
биполярного транзистора). В результате смешанного управления открытый
транзистор управляется током затвора, который в этом случае работает как
база биполярного транзистора, а при запирании транзистора на затвор
подается обратное запирающее напряжение. В отличие от биполярного
транзистора обратное напряжение, подаваемое на затвор транзистора, может
достигать 30 В, что ускоряет процесс рассасывания неосновных носителей,
которые появляются в канале при прямом смещении затвора.
Имеются две разновидности СИТ-транзисторов.
Первая разновидность - просто СИТ-транзистор – это нормально
открытые приборы с управляющим p-n-переходом и каналом n-типа. В таком
приборе при нулевом напряжении на затворе цепь сток-исток находится в
проводящем состоянии, а перевод транзистора в непроводящее состояние
осуществляется при помощи напряжения Uзи отрицательной полярности,
подаваемого между затвором и истоком. В СИТ-транзисторе, в отличие от
обычных транзисторов с управляющим p-n-переходом на затвор можно
подавать и положительный потенциал, смещая p-n-переход в прямом
направлении; это дает возможность значительно снизить сопротивления
канала Rси, а, значит, пропускать через транзистор большие токи.
45

Другими словами, СИТ-транзистор может управляться, с одной
стороны как транзистор с управляющим p-n-переходом – при отрицательном
напряжении на затворе, с другой – как биполярный транзистор - при
положительном напряжении на затворе. Но следует учесть, что при работе в
режиме биполярного транзистора в цепи затвора возникают значительные
токи, т.к. коэффициент передачи по току обычно не больше 10.
Вторая разновидность отличается тем, что цилиндры, образующие
затвор располагаются настолько близко, что области пространственного
заряда смыкаются. Транзистор в исходном состоянии представляет собой
нормально разомкнутый контакт. Для поддержания ключа в закрытом
состоянии нет необходимости подавать смещающее напряжение. Для
перевода транзистора в состояние высокой проводимости на затвор подается
напряжение смещающее pn - переход в прямом направлении (в n канальном
транзисторе положительное). Затвор выполняет функцию базы в биполярном
транзисторе. Такие транзисторы называются биполярными статическими
индукционными транзисторами – БСИТ.
Сравнить свойства силовых полупроводниковых ключей можно по
таблице некоторых их параметров (таблице)
Таблица
Параметр
MOSFET BPT IGBT GTO, GCT SCR
Предельные напряжения, В 500
1200 4500 6000
10000
Предельные токи, А
50
800 1800 4000
4500
Частота коммутации, кГц
100
10
50
2
0.4
Падение напряжения
3.2
1.9
2.2
2.1
1.9
на открытом ключе
Самыми мощными ключами, но работающими только на низких частотах (до
400 Гц), являются однооперационные тиристоры SCR, они позволяют
управлять мощностями несколько десятков мега-вольтампер. Вторую
ступеньку занимают полностью управляемые тиристоры GTO и GCT с
частотой преобразования 2 кГц и коммутируемой мощностью несколько мега
вольт-ампер. Затем следует биполярный транзистор с изолированным
затвором IGBT. Он способен коммутировать мощности до одного мега вольтампера с частотой 50 кГц. Наибольшие достижения в развитии силовых
биполярных транзисторов (BPT) ограничены мощностями в несколько
десятков киловольт-ампер, частота коммутации до 10 кГц. Силовые полевые
транзисторы с изолированным затвором (MOSFET) находят применение при
мощностях до 10 кВА,
на частотах 100 кГц, при этом потребляя
минимальную мощность по цепи управления.

46

2 Преобразователи ведомые сетью
Преобразователи ведомые сетью - это такие, работа которых
определяется сетью переменного тока. Они подразделяются на выпрямители,
инверторы, преобразователи переменного напряжения.
Выпрямители преобразуют переменное напряжение питающей цепи в
постоянное напряжение. Часто бывают регулируемыми.
Ведомые сетью инверторы преобразуют постоянное напряжение в
переменное напряжение, частота которого определяется частотой сети, в
которую передается энергия от источника постоянного напряжения.
Мощность передаваемую в сеть возможно регулировать.
Регуляторы переменного напряжения позволяют регулировать
действующее значение напряжения, подводимого к нагрузке без изменения
его частоты.
Ведомые сетью преобразователи находят применение в питании
постоянным током различных промышленных объектов и установок, в
городском и железнодорожном транспорте, в бурении, на перекачивающих
станциях, в регулируемом электроприводе глубинных насосов и
вентиляторов.
2.1 Выпрямители
Большая часть потребителей энергии требуют для питания постоянного
напряжения. Источники питания преобразуют переменное напряжение
промышленной сети в постоянное напряжение. Источники питания
подразделяются:
- по функциональным возможностям на неуправляемые и управляемые
источники;
- по структуре на источники с непосредственным преобразованием и с
промежуточным преобразованием;
- по мощности на выпрямители малой, средней и большой мощности, хотя
последнее разделение весьма условно.
Основными элементами источника питания с непосредственным
преобразованием (рисунок 2.1,а) являются:
- трансформатор (Тр), который обеспечивает необходимое значение
выпрямленного напряжения, а также служит гальванической развязкой
между питающей сетью и нагрузкой;
- выпрямитель (В), с помощью которого обеспечивается однонаправленное
протекание тока в цепи нагрузки, в результате чего переменное напряжение
преобразуется в однополярное пульсирующее напряжение;
- сглаживающий фильтр (СФ) для уменьшения пульсаций напряжения
питания;

47

- стабилизатор (Ст) обеспечивает постоянство выходного напряжения при
изменении напряжения в питающей сети и мощности потребляемой
нагрузкой.

Рисунок 2.1 - Структурные схемы источников питания: а – с
непосредственным преобразованием; b – с промежуточным
преобразованием
Источник питания с промежуточным преобразованием (рисунок 2.1,b)
кроме названных элементов содержит инвертор (И), который преобразует
постоянное напряжение на выходе выпрямителя в переменное напряжение
высокой частоты (более 20 кГц). Такая структура позволяет заменить
трансформатор, работающий на низкой частоте и имеющий большой вес, на
высокочастотный
трансформатор
значительного
меньшего
веса.
Сглаживающий фильтр на высокой частоте при одинаковой эффективности
также имеет меньшие геометрические размеры. Инвертор, высокочастотный
трансформатор и выпрямитель (В2) образуют преобразователь постоянного
напряжения, который называют конвертором. Часто вводят обратную связь с
выхода источника на инвертор, что позволяет стабилизировать выходное
напряжение и исключить стабилизатор из схемы.
Выпрямителем называют устройство, преобразующее переменное
напряжение в постоянное напряжение. А точнее в однополярное, т.к.
напряжение на выходе выпрямителя представляет собой однополярные
импульсы косинусоидальной формы. Выпрямители подразделяются:
- по количеству фаз на однофазные, трехфазные и многофазные;
- по схемному решению на выпрямители с нулевой (средней) точкой и
мостовые;
- по мощности на выпрямители малой, средней и большой мощности, хотя
последнее разделение весьма условно.
Выпрямители большой мощности (сотни киловатт) применяются в
электроприводе постоянного тока, в системах возбуждения электрических
машин, в системах управления и регулирования электрической тяги на
железнодорожном транспорте, при передаче электроэнергии постоянным
током на дальние расстояния.
48

2.1.1 Однофазный выпрямитель со средней точкой
Однофазный выпрямитель со средней точкой (рисунок 11.2) является
одной из самых распространенных схем.

Рисунок 2.2 - Однофазный выпрямитель со средней точкой
Выпрямитель состоит из трансформатора, вторичная обмотка которого
имеет среднюю точку. В результате формируются два напряжения u21 и u22 ,
сдвинутые по фазе на 180 . Напряжения на секциях вторичной обмотки
трансформатора имеем
u21  u22  2U 2 sin t ,

(2.1)

где U 2 - действующее напряжение на одной секции вторичной обмотки
трансформатора.
Рассмотрим работу выпрямителя по временной диаграмме (рисунок
2.3).

49

Рисунок 2.3 - Временная диаграмма работы однофазного выпрямителя
со средней точкой
На интервале (0-1) открыт диод VD1, и напряжение u21 подключается
к нагрузке, в точке (1) диод закрывается, т.к. напряжение, приложенное к
нему, равно нулю. На интервале (1-2) открыт диод VD2, и напряжение u22
ud ,
подключается к нагрузке. На нагрузке формируется напряжение
состоящее из двух положительных полупериодов, среднее значение U d
которого определяется выражением

Ud 

1





2U 2 sin t  dt 

0

2 2U 2
.



(2.2)

Выпрямленное напряжение содержит ряд гармонических составляющих,
амплитуды которых можно определить из разложения ud (t ) в ряд Фурье
ud (t ) 

2 2

2
2
U 2 [1  sin 2t  sin 4t.....] .

3
15

(2.3)

Качество выпрямления оценивается коэффициентом пульсации К п как
отношение первой гармонической составляющей к среднему значению
выпрямленного напряжения
50

Кп 

U m1
2
2

 ,
Ud
m2  1 3

(2.4)

где m-число пульсов напряжения в течение периода, в данном случае m=2.
Ток через нагрузку равен сумме токов ia1 и ia 2 , проходящих через
каждый диод, при чисто активной нагрузке форма тока и напряжения
совпадают.
Среднее значение токов нагрузки I d , токов диодов I a1 и I a2 находится по
известному сопротивлению нагрузки Rн
Id 

Ud
,
Rн

I
I a1  I a 2  d .
2

(2.5)

Обратное напряжение на аноде диода равно сумме напряжений u21 и u22
принимает максимальное значение
U обр max  2U m  U d .

(2.6)

При расчете этой схемы диод выбирается по среднему значению тока
через диод, проверяется по допустимому обратному напряжению. Для случая
высокой частоты f сп  f1 , где f сп - частота спрямления, это такая
наибольшая частота, на которой проявляются выпрямительные свойства
диода.
2.1.2 Однофазная мостовая схема выпрямителя
Стремление упростить конструкцию трансформатора, необходимость в
бестрансформаторной схемы привело к разработке мостовой схемы
выпрямителя (рисунок 2.4).

51

Рисунок 2.4 - Мостовая схема однофазного выпрямителя
Трансформатор здесь не является обязательным элементом, как в схеме
выпрямителя со средней точкой. В зависимости от полярности токи через
нагрузку протекают поочередно через пару диодов VD1, VD3 или VD2,VD4.
Форма выпрямленного напряжения и форма тока через нагрузку аналогичны
схеме со средней точкой (рисунок 2.5).

Рисунок 2.5 - Временная диаграмма работы мостового однофазного
выпрямителя
Основные показатели этого выпрямителя также совпадают с показателями
выпрямителя со средней точкой
Ud 

Id 

1







2U 2 sin t  dt 

0

I
Ud
, I a1  I a 2  d ,
2
Rн

U обр max  U m 

52


2

Ud ,

2 2U 2
,



(11.7)

(11.8)

(11.9)

исключая обратное напряжение U обр max , которое в два раза меньше чем в
схеме со средней точкой.
2.1.3 Трехфазная схема выпрямителя с нулевой точкой
Трехфазный выпрямитель (рисунок 2.6,а) состоит из трансформатора с
вторичными обмотками, соединенными звездой, Первичные обмотки могут
соединяться звездой или треугольником.

Рисунок 2.6 - Схема трехфазного выпрямителя с нулевой точкой (а),
временная диаграмма работы выпрямителя (b)
Принцип действия схемы рассмотрим с помощью временных диаграмм
(рисунок 11.6,b). Токи через диоды протекают только при положительных
значениях фазных напряжений, однако, в открытом состоянии может
находиться только тот диод, для которого фазное напряжение выше, чем у
двух других. На интервале 1-2 открыт диод VD1, фазное напряжение U a
больше фазных напряжений U b и U c . В точке 2 диод VD1 закрывается, т.к.
фазное напряжение U b становится больше U a , и открывается диод VD2.
Таким образом, коммутация токов происходит при положительных
полуволнах в точках, где фазные напряжения равны. Интервал проводимости
каждого диода составляет 2π/3. Открытый диод подключает напряжение
соответствующей фазы к нагрузке. Напряжение на нагрузке ud формируется
из однополярных пульсирующих напряжений, представляющих собой
участки фазных напряжений u a , ub , u c . При чисто активной нагрузке формы
тока id и напряжения ud совпадают.
Среднее значение выпрямленного напряжения как
53

3
Ud 
2

 3



 3

2U 2 costdt 

3 6
U 2  1.17U 2 ,
2

(2.10)

где U 2 - действующее значение фазного напряжения во вторичной обмотке
трансформатора.
При заданном напряжении U d можно найти необходимое напряжение U 2
2
U2 
U d  0.85U d .
(2.11)
3 6
Коэффициент пульсации по первой гармонике составляет
U
2
2
К п  m1 
  0.25 ,
Ud
m2  1 8

(2.12)

в этом выражении m  3 , т.к. в период колебаний напряжения сети
укладывается три пульса. Первая гармоника пульсации имеет частоту
трехкратную частоте сети.
Обратное напряжение найдено как разность потенциалов анода и
катода. При проводящем диоде VD2 обратное напряжение будет равно
линейному напряжению uba , а при открытом диоде VD3 – линейному
напряжению uсa . При выборе диода следует учитывать, что максимальное
обратное напряжение равно амплитуде линейного вторичного напряжения
2
(2.13)
U обр max  2 3U 2  6U 2 
U d  2.09U d .
3
Средний ток диодов I a связан со средним значением тока нагрузки I d
U
I
(2.14)
Id  d , Ia  d .
Rd
3
Через

обмотки трансформатора протекают постоянные
I
составляющие тока I a  d , что приводит к появлению в каждом стержне
3
постоянного магнитного потока. Явление вынужденного подмагничивания
магнитопровода трансформатора
может привести к насыщению
магнитопровода. Поэтому трехфазная схема с нулевой точкой
самостоятельного значения не имеет, а является составной частью более
сложных схем выпрямителей. Это мостовые схемы и схемы с уравнительным
реактором.

54

вторичные

2.1.4 Трехфазная мостовая схема выпрямителя
Трехфазная мостовая схема выпрямителя (схема Ларионова) (рисунок
2.7,а) содержит выпрямительный мост. Нижнюю группу диодов, которые
соединены катодами, называют катодной группой, верхнюю группу диодов
называют анодной группой. Нагрузка включается между анодами и катодами
диодов.

Рисунок 2.7 - Схема трехфазного мостового выпрямителя (а);
временная диаграмма работы выпрямителя (b)
Эту схему можно рассматривать как последовательное включение двух схем
трехфазных выпрямителей с нулевой точкой. Одна из
этих схем
представлена анодной группой диодов (VD4,VD6,VD2), а вторая - катодной
группой диодов (VD1,VD3, VD5). Нумерация диодов в данной схеме носит не
случайный характер, а соответствует порядку включения их в работу. Ток
нагрузки создается под действием линейного напряжения, он протекает через
один из диодов катодной группы и один из диодов анодной группы (рисунок
2.7,b).
В катодной группе в открытом состоянии будет находиться тот из диодов,
фазное напряжение которого имеет наибольшую величину; в анодной группе
диодов в открытом состоянии будет находиться тот из диодов, фазное
напряжение которого имеет наименьшую величину (с учетом знака).
Следовательно, будет проводить та пара диодов, к которой в этот момент
приложено наибольшее линейное напряжение. На участке 1-2 временной
55

диаграммы наибольшее положительное напряжение имеет u a , подаваемое к
аноду диода, а наименьшее значение напряжения имеет ub , следовательно,
ток в этом промежутке протекает через диоды VD1 и VD6. Аналогично
можно проследить моменты включения и выключения диодов. Интервал
проводимости каждого из диодов 2 3 , а совместно пара диодов открыты на
интервале  3 . За период происходит шесть переключений, поэтому эту
схему называют «шестипульсной».
Среднее
значение
выпрямленного
напряжения
U d  U d1  U d 2
Ud 

3

 6

  6

2 3U 2 costdt 

3 6



U 2  2.34U 2 ,

(2.15)

где U 2 - действующее значение фазного напряжения во вторичной обмотке
трансформатора.
При заданном напряжении U d можно найти необходимое напряжение U 2

U2 



U d  0.425U d .
3 6
Коэффициент пульсации по первой гармонике составляет
Кп 

U m1
2
2


 0.057 ,
Ud
m 2  1 35

(2.16)

(2.17)

в этом выражении 6, т.к. в период колебаний напряжения сети укладывается
шесть пульсов. Первая гармоника пульсации имеет частоту шестикратную
частоте сети.
Обратное напряжение найдено как разность потенциалов анода и катода.
При выборе диода следует учитывать, что максимальное обратное
напряжение равно амплитуде линейного вторичного напряжения



U обр max  2 3U 2  6U 2  U d  1.045U d .
3

(2.18)

Средний ток диодов I a связан со средним значением тока нагрузки I d
Ud
I
, Ia  d .
(2.19)
Rd
3
Трехфазная мостовая схема выпрямителя имеет лучшие показатели, чем
трехфазная схема с нулевой точкой.
1. Действующее значение фазного напряжения U 2 на вторичной обмотке
трансформатора в два раза меньше, чем в схеме с нулевой точкой, при
одинаковых U d .
Id 

56

2. Коэффициент пульсации по первой гармонике значительно меньше, чем в
схеме с нулевой точкой.
3. Частота первой гармонической составляющей в два раза больше, чем в схеме
с нулевой точкой. Это упрощает задачу сглаживания выпрямленного
напряжения.
4. При реализации схемы требуются диоды с меньшим обратным допустимым
напряжением.
5. Среднее значение тока через вторичную обмотку трансформатора равно
нулю, т.к. токи, протекающие через диоды анодной и катодной групп,
противоположно направлены. Это исключает крайне нежелательный эффект
подмагничивания сердечника трансформатора.
2.1.5 Сглаживающие фильтры
Значительные
пульсации выпрямленного напряжения не
позволяют его использовать для непосредственного питания электронной
аппаратуры. Для уменьшения коэффициента пульсации используют
сглаживающие фильтры. В зависимости от элементов, которые входят в их
состав, фильтры подразделяют на простые фильтры С, L, Г-образные RC, LC
и комбинированные CRC, CLC. Наличие сглаживающего фильтра оказывает
существенное влияние на работу выпрямителя, нагрузкой которого он
является. Нагрузка может носить резистивно-емкостный или резистивноиндуктивный характер.
2.1.5.1.Емкостный фильтр. Для снижения пульсаций выпрямленного
напряжения параллельно нагрузке подключают конденсатор. На рисунке 2.8
приведена схема однофазного выпрямителя со средней точкой, на рисунке
2.9 - соответствующие ей кривые токов и напряжений.

Рисунок 2.8 - Схема однофазного выпрямителя со средней точкой
и емкостным фильтром
Действие емкостного фильтра основано на том, что конденсатор в
течение проводящего интервала запасает энергию, а затем отдает ее в
нагрузку, поддерживая выходное напряжение на уровне, близким к
постоянному.
57

В точке 1 (временной диаграммы) диод VD1 открывается, и
конденсатор С ф заряжается через малое сопротивление открытого диода
практически по синусоиде. В точке 2 диод закрывается, т.к. напряжение на
катоде его u c больше напряжения на аноде u21 и анодный ток ia1
прекращается. На интервале (2-4) конденсатор разряжается через нагрузку по
закону

uc (t )  U m (exp

t

ф

),

(2.20)

где  ф  Cф Rd .

Рисунок 2.9 - Временные диаграммы работы выпрямителя с емкостным
фильтром
В точке 3 напряжение на аноде диода u22 > u c , диод VD2 открывается и
возникает ток ia 2 , конденсатор вновь начинает заряжаться. Напряжение на
нагрузке принимает пилообразную форму. Ток через диоды протекает в
течение части положительного полупериода в интервале 2Ө , где Ө - угол
отсечки. При увеличении постоянной времени фильтра  ф  Cф Rd разряд
конденсатора будет проходить с меньшей скоростью, а напряжение ud будет
приближаться к постоянному напряжению.
Для расчета емкости фильтра при заданном коэффициенте пульсации
заменим истинную форму напряжения u c на пилообразную, как показано на
рисунке 11.10.

58

Рисунок 2.10 - К определению коэффициента пульсации выпрямленного
напряжения
После явных преобразований
t
t
uc  U m exp(  ) , если  ф  t , то uc  U m (1 
);

ф

ф

U T
T
T
при t  1 , uc  U m (1  1 ) , U  m 1 , U d  U m  U 2
2
2 ф
2 ф
найдем коэффициент пульсации
KП2 

U 2
1

,
U m  U 2 4 ф f1  1

(2.21)

где T1, f1 - период и частота первой гармонической составляющей
выпрямленного напряжения.
Расчет конденсатора из данной формулы дает завышенное значение
примерно на 5%, это вполне допустимо, т.к. технологический разброс при
изготовлении конденсаторов достигает 20%.
2.1.5.2 Индуктивный фильтр. Для уменьшения пульсаций тока и
напряжения последовательно с нагрузкой подключают катушку
индуктивности (дроссель). В этом случае нагрузка выпрямителя носит
резистивно-индуктивный характер. Аналогичный характер нагрузки
получим, используя выпрямитель для питания машины постоянного тока.
Схема однофазного выпрямителя со средней точкой с резистивноиндуктивной нагрузкой и временная диаграмма его работы показаны на
рисунках 2.11 и 2.12.

59

Рисунок 2.11 - Схема однофазного выпрямителя со средней точкой с
резистивно-индуктивной нагрузкой

Рисунок 2.12 - Временная диаграмма работы выпрямителя
На интервалах времени (0-1) и (1-2) поочередно открываются
соответствующие диоды VD1 и VD2. Напряжение ud формируется как сумма
положительных полуволн напряжений u21 и u22 . Из-за влияния
индуктивности дросселя ток в цепи получается сглаженным. Под действием
индуктивности ток id не спадает до нуля при нулевых значениях напряжения
ud . Дроссель в момент нарастания тока запасает энергию, а за тем отдает ее
в нагрузку, поддерживая ток на неизменном уровне. Если индуктивность
настолько велика, что L  Rd ток id остается постоянным, а анодные токи
iа1 , iа 2 диодов имеют форму прямоугольных импульсов. Ток i1 ,
потребляемый из сети, имеет форму разнополярных прямоугольных
импульсов.
60

Напряжение на нагрузке Rd повторяет форму тока, а среднее значение
напряжения на нагрузке U dн  U d , т.к. постоянная составляющая
напряжения практически без потерь передается через дроссель, который
имеет малое активное сопротивление.
U
Среднее значение тока в нагрузке I d  d , а среднее значение тока
Rd
I
через диод I a  d
2
Индуктивность как самостоятельный фильтр в источниках питания
используется редко, чаще в составе сложных фильтров.
2.1.5.3. Сглаживающие Г- образные фильтры. При анализе фильтров
считают, что на вход фильтра поступает постоянное напряжение, равное
среднему значению выпрямленного напряжения U d , и переменное
напряжение, амплитуда которого равна амплитуде первой гармонической
составляющей выпрямленного напряжения, а частота 1  mc , где m число пульсаций за период сетевого напряжения, с - частота сети питания.
Эквивалентная схема может быть представлена в виде, показанном на
рисунке 2.13, а.

Рисунок 2.13 -. К анализу работы сглаживающих фильтров:
а - эквивалентная схема Г-образного фильтра; b – индуктивный фильтр;
с – резистивно-емкостный фильтр; d – индуктивно-емкостный фильтр
В общем случае Г- образный фильтр представляет собой делитель
напряжения, он устанавливается между выпрямителем и нагрузкой.
Последовательно
включается
элемент,
который
имеет
большое
сопротивление для переменной составляющей тока и малое сопротивление
для постоянной составляющей. Параллельно включается элемент, который
61

имеет большую проводимость для переменной составляющей, малую
проводимость для постоянной составляющей тока.
Напряжение на выходе можно представить в виде суммы постоянной и
переменной составляющих. Постоянная составляющая напряжения
полностью передается в нагрузку

U d  U dн ,

(2.22)

а амплитуда U m1н переменной составляющей уменьшается за счет падения
напряжения на последовательном элементе Z
U m1н  U m1

если Y 

1
,
1  ZY

(2.23)

1
.
Rd

Коэффициент пульсации после фильтра К П 2 можно определить как
КП2 

U m1н U m1 1
.

U dн
Ud 1  ZY

(2.24)

Эффективность работы фильтра оценивается коэффициентом сглаживания.
U
К сгл - это отношение коэффициента пульсации до фильтра К П1  m1 к
Ud
коэффициенту пульсации после фильтра К П 2

Ксг  (1  ZY ) .

(2.25)

Индуктивный фильтр. Индуктивный фильтр можно представить в виде
Г-образного фильтра, если за параллельный элемент принять проводимость
нагрузки (рисунок 2.13, b). Коэффициент сглаживания легко получить,
используя последнее выражение
К сг  (1  ZY )  1 

1Lф
Rd

.

(2.26)

При расчете индуктивность фильтра выбирается настолько большой,
чтобы обеспечить непрерывность тока в нагрузке id . Это возможно при
выполнении условия

I m1  I d ,
62

(2.27)

где

амплитуда

I m1 -

I m1 

первой

гармоники

выпрямленного

тока

U m1
(1Lф ) 2  Rd 2

U
I d - среднее значение выпрямленного тока I d  d .
Rd
Резистивно-емкостный фильтр. Последовательный элемент фильтра
резистор, параллельный - конденсатор (рисунок 2.13, c).
Коэффициент сглаживания легко получить
К сг  (1  ZY )  1  1Сф Rф .

(2.28)

Емкость конденсатора С ф и сопротивление резистора Rф выбираются из
условий

R
1
 d;
1Сф 10

Rф  0.25Rd .

(2.29)

Фильтр используется редко при токах несколько миллиампер и
сопротивлении нагрузки несколько кОм.
Индуктивно-емкостный фильтр (рисунок 2.13, d). Коэффициент
сглаживания легко получить
К сг  (1  ZY )  1  12 LфСф .

(2.30)

Индуктивность дросселя при расчете выбирается так, чтобы обеспечить
непрерывность тока в нагрузке id . Это возможно при выполнении условия

I m1  I d ,

(2.31)

U m1 U d

,
1Lф Rd

(2.32)

откуда
R
Lф  K П1 d .

1

После выбора элементов фильтра проверяется отсутствие резонанса
1
1  2 рез 
.
LфСф
63

(2.33)

(2.34)

2.1.5.4 Внешние характеристики источников питания.Изменение
выходного напряжения источника питания при изменении потребляемого
тока отображается внешней характеристикой, т.е. зависимостью U d  F ( I d )
(рисунок 2.14).

Рисунок 2.14 - Внешняя характеристика источника питания:
1-без фильтра; 2- с емкостным фильтром;
3 – с индуктивно-емкостным фильтром
Вид внешней характеристики в основном зависит от схемы фильтра.
Рассмотрим три варианта: без фильтра, с емкостным фильтром, с индуктивно
емкостным фильтром.
Внешняя характеристика источника питания без фильтра на рисунке
11.14 (прямая 1) показывает, что с ростом тока I d напряжение U d
уменьшается. Это объясняется увеличением падения напряжения
на
элементах схемы: активных сопротивлениях обмоток трансформатора rтр и
на диодах выпрямителя U д
Ud 

2 2U 2



Внешняя

 ( I d rтр  Uд) .

характеристика

(2.35)
источника

питания

с

емкостным

фильтром на рисунке 11.14 (прямая 2) начинается со значения 2U 2 , т.к.
при нулевом токе I d конденсатор фильтра заряжается до амплитудного
значения напряжения на вторичной обмотке трансформатора u 2 . Прямая 2
имеет больший наклон. Уменьшение U d с ростом I d происходит по двум
причинам: за счет падения напряжения на элементах схемы и за счет
быстрого падения напряжения на конденсаторе при разряде большим током.
Внешняя характеристика выпрямителя с индуктивно-емкостным
фильтром на рисунке 2.14 (ломаная линия 3) показывает, что при малых
токах энергия, запасаемая в конденсаторе, больше, чем в катушке
64

индуктивности, и фильтр ведет себя как емкостной. При увеличении тока
выше I кр это положение меняется на обратное, и фильтр проявляется как
индуктивный.
2.2 Управляемые выпрямители
В большинстве случаев применения выпрямителей средней и большой
мощности приходится решать задачу управления средним значением
выпрямленного напряжения U d . Это обусловлено необходимостью
стабилизации напряжения на нагрузке в условиях изменения напряжения
питающей сети или тока нагрузки, а также регулирования напряжения на
нагрузке с целью обеспечения требуемого режима ее работы. Такие
выпрямители называются управляемыми.
Широкое применение для регулирования напряжения на нагрузке
получил фазовый способ, основанный на управлении во времени моментом
отпирания вентилей выпрямителя. Он базируется на использовании в схеме
выпрямителя управляемых вентилей (тиристоров и силовых транзисторных
ключей).
По числу фаз выпрямители подразделяются на однофазные, трехфазные и
многофазные. По схематике управляемые выпрямители подразделяются на
выпрямители со средней (нулевой) точкой и мостовые.
2.2.1 Однофазный управляемый выпрямитель со средней точкой
Рассмотрим схему однофазного управляемого выпрямителя со средней
точкой изображенную на рисунке 2.15.

Рисунок 2.15 – Схема однофазного управляемого выпрямителя
со средней точкой
65

Схема состоит из трансформатора, вторичная обмотка которого имеет
среднюю точку; двух тиристоров, момент открытия которых определяется
управляющими импульсами, поступающими со схемы управления СУ.
Момент поступления управляющих импульсов может быть сдвинут
относительно начала синусоиды напряжения на некоторый угол , который
называют углом управления.
2.2.1.1. Работа схемы на активную нагрузку. На схеме (рисунок 2.15)
ключ S1 замкнут, а S 2 разомкнут, выпрямитель работает на активную
нагрузку Rd . Работа схемы иллюстрируется временной диаграммой (рисунок
2.16).

Рисунок 2.16 - Временная диаграмма работы однофазного выпрямителя со
средней точкой и активной нагрузкой при >0

66

От источника питания к каждому тиристору приложено напряжение питания:
в интервале 0 -  положительное напряжение приложено к тиристору VT1, а к
вентилю VT2 - отрицательное напряжение. Но тиристор VT1 закрыт, так как с
системы управления не поступает импульс на управляющий электрод
(интервал 0-1). В момент времени 0<t<, то есть >0 (с задержкой на угол
 относительно момента перехода напряжения источника питания через
нуль) на управляющий электрод вентиля VT1 подается управляющий
импульс (точка 1) и тиристор VT1 открывается, через тиристор и нагрузку
u
начинает протекать ток id  d , равный току тиристора (интервал 1-2).
Rd
Тиристор VT1 будет находиться в проводящем состоянии до тех пор,
пока напряжение, приложенное к нему, не пройдет через нуль и не изменит
свою полярность, то есть тиристор VT1 выключится в момент времени
равное t=, в закрытом состоянии к нему прикладывается обратное
напряжение, равное отрицательному напряжению источника питания.
Начиная с момента времени t= (точка 2), оба тиристора находятся в
закрытом состоянии и напряжение ud=0. В момент времени t=+ (точка
3) управляющий импульс поступает на управляющий электрод тиристора
VT2 и открывает его, тогда через нагрузку течет ток, равный току тиристора
VT2.
Обратим особое внимание на характер изменения анодного напряжения
на одном из тиристоров u a1 (рис.2). На интервале 0-1 к тиристору VT1
приложено напряжение u 21 , на интервале 1-2 тиристор открыт, напряжение
на нем близко к нулю, а затем приложено напряжение u 21 , которое на
интервале 2-3
становится отрицательным. На интервале 3-4, когда
открывается тиристор VT2, к аноду тиристора VT1 будет приложена сумма
напряжений u 21 и u 22 . Обратное напряжение, приложенное к тиристору,
достигает значения 2U m , что следует учитывать при расчете схемы.
Из временной диаграммы на рисунке 14.2 видно, что между значениями
тока i1 и напряжения u1 существует сдвиг фаз. На этот сдвиг стоит обратить
внимание в виду того, что сдвиг фаз осуществляется даже при чисто
активной нагрузке.
Указанные процессы повторяются в каждом периоде. Возможность
осуществлять задержку по фазе моментов включения вентилей на
определенный угол  позволяет изменять среднее значение выходного
напряжения.
Зависимость напряжения U d от угла  называется регулировочной
характеристикой управляемого выпрямителя. Эта зависимость выражается
следующей формулой:

Ud 
67

1

 2U 2 sin tdt ,



(2.35)

и получим, что
1  cos 
Ud  Ud
,
2
0

где U d 0 

2 2



(2.36)

U 2 , – среднее значение напряжения на нагрузке при =0.

Среднее значение выпрямленного тока будет равно:
U
2 (1  cos  ) U 2
(2.37)
Id  d 

.
Rd

Rd
Среднее значение тока тиристоров связано с током id соотношением:

Ia 

Id
.
2

(2.38)

Формы выходного напряжения при различных углах  представлены на
рисунке 2.17.

Рисунок 2.17 – Формы выходного напряжения
при различных углах управления
2.2.1.2. Работа схемы на активно – индуктивную нагрузку. При
разомкнутом ключе S1 в схеме в цепь нагрузки включена индуктивность Ld ,
которая обычно исполняет
роль фильтра переменной составляющей
выпрямленного напряжения. Наличие в цепи нагрузки индуктивности Ld
существенно изменяет характер электромагнитных процессов в схеме. В
данном случае форма выпрямленного тока будет зависеть от индуктивности
Ld , частоты пульсаций выпрямленного напряжения , сопротивления Rd .
Индуктивность Ld согласно закону коммутации не позволяет мгновенно
изменяться току id , т.е. препятствует нарастанию тока и стремится удержать
68

его спад. Из временной диаграммы (рисунок 2.18) видно, что наличие
индуктивности в цепи постоянного тока при   0 изменяет характер
протекания тока через тиристоры. После открытия тиристора ток начинает
медленно нарастать, т.к. в это время происходит накопление энергии в
индуктивности.

Рисунок 2.18 – Временная диаграмма работы выпрямителя при активноиндуктивной нагрузке в режиме прерывистого тока
При прохождении напряжения на вторичной обмотке через ноль (точка
2) ток цепи открытого тиристора будет поддерживаться за счет энергии,
запасенной в индуктивности до момента снижения тока до нуля. Такой
режим называют режимом прерывистого тока. В выпрямленном напряжении
появится отрицательный выброс, интервал проводимости тиристора  будет
больше, чем    .
При увеличении индуктивности, энергии, запасенной в ней будет
достаточной, чтобы поддержать ток до момента открытия тиристора VT2
(рисунок 2.19. Ток носит непрерывный характер, интервал проводимости
тиристора  будет равен 

Рисунок 2.19 – Временная диаграмма работы выпрямителя при активноиндуктивной нагрузке в режиме непрерывного тока
Ld является характерным случаем при
Большая величина
использовании выпрямителя на практике. Управляемый выпрямитель часто
работает на электрическую машину постоянного тока, при этом справедливо
Ld Rd   . Ток через нагрузку становится постоянным, а через тиристор
- имеет прямоугольную форму, как показано на диаграмме (рисунок 2.20).
69

Рисунок 2.20 – Временная диаграмма работы однофазного выпрямителя
со средней точкой при активно-индуктивной нагрузке
Регулировочная
выражения

Ud 

характеристика

1  



 2U 2 sin t dt ,

U d  F ( ) ,

определяемая

из

(2.39)



описывается соотношением:

U d  U d 0 сos .

(2.40)
Токи вторичных обмоток трансформатора определяются токами
тиристоров VT1 и VT2. Первичный ток связан с вторичными токами
коэффициентом трансформации и имеет форму прямоугольных импульсов.
Фазовый сдвиг φ между питающим напряжением и первой гармонической
составляющей тока i1 будет равен α, что сказывается на уменьшении
коэффициента сдвига cosφ и на увеличении потерь вызванных потреблением
реактивной мощности.
2.2.1.3. Работа схемы при активно – индуктивной нагрузке с
подключенным нулевым диодом. При работе выпрямителя на активно –
индуктивную нагрузку, как видно из временных диаграмм, ток i1 отстает от
напряжения питания u1 на угол  . Это приводит к потреблению
выпрямителем от сети реактивной составляющей, что неблагоприятно
сказывается на энергетических показателях установки. Указанное явление
70

можно несколько ослабить, подключив к выходной цепи управляемого
выпрямителя диод, который называют нулевым диодом.
На схеме (рисунок 2.18) ключ S 2 замкнут, а ключ S1 разомкнут при этом
будем рассматривать работу схемы с условием, что

Ld

Rd

 .

Особенность работы схемы при нулевом диоде отличается от режима работы
при активно – индуктивной нагрузке, рассмотренной в предыдущем разделе.
Временная диаграмма работы схемы с нулевым диодом показана на рисунке
2.21.

Рисунок 2.21 – Временная диаграмма работы выпрямителя
с нулевым диодом
Отличие состоит в том, что в тот момент, когда полуволна напряжения
питания проходит через ноль и меняет свою полярность, тиристор, который
был открыт до этого момент, закрывается, а второй закрытый тиристор так и
остается закрытым до подачи на него положительного импульса со схемы
управления. В течение интервала времени равного , оба тиристора закрыты
и нет отрицательного участка напряжения u d . Это объясняется наличием
диода VD0., через который напряжение вторичной обмотки трансформатора
подается на проводящий тиристор в обратном направлении и запирает его,
что вызывает переход тока нагрузки id , в момент перехода вторичного
71

напряжения через ноль в цепь диода VD0, минуя тиристоры и обмотки
трансформатора.
Интервалы проводимости тиристоров VT1 и VT2 сокращаются до
значения  - , и кривая напряжения u d соответствует случаю при чисто
активной нагрузки. При построении временных диаграмм можно заметить,
что сдвиг фаз φ между током i1 (основной гармоникой) и напряжением u1
составляет половину угла  .
2.2.1.4. Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя.
Зависимость напряжения U d от угла  называется регулировочной
характеристикой управляемого выпрямителя.
Известно, что для активной нагрузки эта зависимость имеет вид
(рисунок 14.8) случай 1.

 1  cos  
Ud  Ud0
,
2


где U d 0 – среднее значение напряжения на нагрузке при  =0:
2 2
Ud0 
U2,


(2.41)

В случае чисто индуктивной нагрузки зависимость имеет вид (рисунок
14.8) случай 2

U d  U d 0 сos .

(2.42)

При смешанной нагрузке зависимость имеет вид (рисунок 14.8) случай
3,
это справедливо для режима прерывистого тока. Энергии, запасенной в
индуктивности не достаточно для поддержания тока при больших значениях
угла управления  и характеристика приближается к кривой (рисунок 2.22)
случай 1.

72

Рисунок 2.22 – Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя.
1-для случая Rd  0 , Ld  0 ; 2-для случая Rd  0, Ld  0 ;
3- для случая Rd  0, Ld  0
2.2.2 Однофазные управляемые мостовые выпрямители
Однофазный мостовой выпрямитель выполняется по аналогии со
схемой неуправляемого выпрямителя, в котором неуправляемые вентили
(диоды) заменены управляемыми (тиристорами). Существует несколько
разновидностей схем с симметричным и несимметричным управлением.
Рассмотрим работу схемы с симметричным управлением и резистивноиндуктивной нагрузкой, когда ток id идеально сглажен (рисунок 2.23).

Рисунок 2.23 – Схема однофазного управляемого мостового выпрямителя
с симметричным управлением
Временная диаграмма работы (рисунок 2.24) и регулировочные
характеристики мостовой схемы с симметричным управлением такие же,
как в однофазном выпрямителе со средней точкой
73

Рисунок 2.24 – Временные диаграммы однофазного управляемого мостового
выпрямителя с симметричным управлением
Отличие заключается в форме анодного напряжения U a1 на тиристоре.
Максимальное значение обратного напряжения на тиристоре в мостовой
схеме в два раза меньше, чем в схеме со средней точкой. Фазовый сдвиг
между первой гармоникой тока i1 и питающего напряжения u1 равен  .
Для устранения отрицательного выброса в выпрямленном напряжении
применяют мостовые схемы с несимметричным управлением (рисунок 2.25).

74

Рисунок 2.25 – Схема однофазного управляемого мостового выпрямителя с
несимметричным управлением (I вариант)
В этой схеме вместо тиристоров включены последовательно-встречно
диоды VD1 и VD 2 . Диаграмма работы однофазного управляемого мостового
выпрямителя с несимметричным управлением показана на рисунке 2.26.

Рисунок 2.26 – Временная диаграмма однофазного управляемого мостового
выпрямителя с несимметричным управлением
Режим работы схемы подобен режиму однофазной схемы со средней точкой
и нулевым диодом. На интервале 1-2 с приходом управляющего сигнала,
75

который сдвинут относительно начала синусоиды на угол  , открывается
тиристор VT1, ток id протекает через диод VD2. В момент прохождения
синусоиды питающего напряжения через ноль полярность напряжения
меняется, что приводит к запиранию диода VD2. Ток нагрузки id ,
поддерживаемый за счет энергии, накопленной в индуктивности, протекает
через тиристор VТ1 и диод VD1 (интервал 2-3). Цепь нагрузки оказывается
замкнутой через тиристор VT1 и диод VD1. Энергия от сети не потребляется,
ток в первичной обмотке трансформатора i1 равен нулю. В точке 3
открывается тиристор VT2, ток
id протекает через диод VD1. Это
происходит на интервале 3-4. В точке 3 закрывается диод VD1 и ток нагрузки
id , поддерживаемый за счет энергии, накопленной в индуктивности,
протекает через тиристор VТ2 и диод VD2 (интервал 4-5). Цепь нагрузки
оказывается замкнутой через тиристор VT2 и диод VD2, эти элементы
выполняют функцию нулевого диода. В схеме на интервале угла управления
 ток i1 в первичной обмотке трансформатора не протекает. Фазовый сдвиг
между первой гармоникой тока i1 и питающего напряжения u1 равен  / 2 .
Возможен другой вариант мостового выпрямителя с несимметричным
управлением, когда вместо тиристоров включают последовательно-согласно
два диода (рисунок 2.27).

Рисунок 2.27 - Схема однофазного управляемого мостового выпрямителя с
несимметричным управлением (II вариант)
Для этого варианта предлагается
самостоятельно.

нарисовать временную диаграмму

2.2.2.1. Коммутация в однофазных выпрямителях средней и большой
мощности. Принципиальное отличие выпрямителей средней и большой
76

мощности от выпрямителей малой мощности - это влияние индуктивности
рассеяния, активные сопротивления обмоток rоб трансформатора
оказываются меньше индуктивного сопротивления Ls  rоб . Это
объясняется увеличением Ls при росте габаритов и уменьшении rоб , т.к.
обмотки трансформатора выполняются проводниками большего сечения.
Появление индуктивности в анодной цепи тиристоров сказывается на
процессе перехода тока нагрузки с одного тиристора на другой (процесс
коммутации). Ток при выключении тиристора убывает некоторое время, а
ток при включении тиристора возрастает примерно это же время, таким
образом, на некотором интервале времени оба тиристора остаются
открытыми. Этот интервал называется интервалом коммутации  .
Индуктивность в анодной цепи тиристора определяется выражением

La  Ls 2  ( Ls1  Lc )n 2 ,

(2.43)

где

Ls1 - индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора;
Ls 2 - индуктивность рассеяния вторичной обмотки трансформатора;
Lс - индуктивность сети.
Рассмотрим процесс коммутации
в однофазном управляемом
выпрямителе со средней точкой (рисунок 2.28) при чисто индуктивной
нагрузке.

Рисунок 2.28 - Схема однофазного выпрямителя со средней точкой
с индуктивностью в анодной цепи
На рисунке 2.29 показан процесс коммутации при   0 . Влияние
индуктивности La на процесс переключения проявляется в том, что при
открытии тиристора VT1 ток ia медленно нарастает, а ток
через
закрывающийся резистор медленно убывает
77

Рисунок 2.29 - Временная диаграмма процесса коммутации
Таким образом, на участке коммутации  оба тиристора находятся в
проводящем состоянии, создается ток ik в короткозамкнутом контуре,
который образован открытыми тиристорами и обмотками. Напряжение U d
на интервале коммутации равно нулю
u  u 22
u d  21
0.
(2.45)
2
Как видно из временной диаграммы (рисунок 14.15), напряжение U d 0
уменьшится на некоторую величину U
U d  U d 0  U ,

(2.46)

где U -обусловлен затемненной площадью

U 

1





0

2U 2 sin tdt 

2U 2



(1  cos  ) .

(2.47)

Чтобы найти cos  рассмотрим процесс коммутации, используя схему
(рисунок 2.30).

Рисунок 2.30 - К определению cos 
Задача сводится к определению тока ik
уравнения
78

из дифференциального

2 Lа dik
 ik 2rоб  u21  u22
dt

(2.48)

Ток ik имеет принужденную iпр и свободную iсв составляющие
ik  iпр  iсв ; iпр  I m sin(t   ) ; iсв  I m sin  e

Im 

r
 об t
Lа

;

(2.49)

2U m
L
2U 2
,   arctg a .

2 xа
xa
rоб

Учитывая, что La  rоб ,  
ik 


2

(2.50)

, получим

2U 2
(1  cos t ) .
xa

(2.51)

Ток ik - это ток тиристора VT1, I d  ik - это ток тиристора VT2. К
концу интервала коммутации t   , ток ik принимает значение I d
Id 

I x
2U 2
(1  cos  ) : (1  cos  )  d a .
xa
2U 2

...

(2.52)

Подставляя полученное выражение в выражение, определяющее U ,
найдем
I x
(2.53)
U  d a ,



в итоге получим
I x
Ud  Ud0  d a .



(2.54)

Рассмотрим подробнее временную диаграмму при угле управления
  0 (рисунок 2.31).

79

Рисунок 2.31 - Временная диаграмма работы однофазного выпрямителя
со средней точкой с учетом угла коммутации 
Угол проводимости тиристоров увеличивается на величину  , из
положительной полуволны высекается затемненная площадь, что приводит к
уменьшению среднего значения выпрямленного напряжения
I x
(2.55)
U d  U d 0 cos  d a .



Это выражение описывает внешнюю характеристику однофазного
выпрямителя со средней точкой (рисунок 2.32).

Рисунок 2.32 - Внешняя характеристика однофазного выпрямителя
80

со средней точкой с учетом процесса коммутации
В мостовой схеме однофазного выпрямителя при коммутации ток через
индуктивность меняет направление. Ток изменяется от - I d до + I d , поэтому
уравнение принимает вид
2I x
(2.56)
Ud  Ud0  d a ,



что приводит к увеличению угла наклона внешней характеристики.
2.3 Однофазный инвертор, ведомый сетью
Инвертированием называют процесс преобразования энергии
постоянного тока в энергию переменного тока. Инверторы, ведомые сетью,
осуществляют такое преобразование с передачей энергии в сеть переменного
тока, то есть решают задачу, обратную выпрямлению. Инверторы, ведомые
сетью, управляются сетью переменного тока, в которую энергию они отдают,
т.е. частота инвертирования определяется частотой сети.
Инверторы, ведомые сетью, нашли широкое применение в транспорте с
электроприводом, за счет них производится рекуперативное торможение, при
этом кинетическая энергия электрической машины, и связанной с ней
механической системы, преобразуется в электрическую и передается обратно
в электрическую сеть. В нефтяной промышленности в процессе бурения
нефтяных и газовых скважин спускоподъемные операции производятся с
помощью лебедки, которая приводится в движение электрической машиной
постоянного тока, питаемой от выпрямителя – инвертора. Потенциальная
энергия поднятого на поверхность инструмента (несколько километров
бурильных труб) при спуске преобразуется в электрическую
и
трансформируется в питающую электрическую сеть.

Рисунок 2.33 – Принцип передачи энергии между источниками
напряжения
Принцип передачи энергии
от одного источника к другому
иллюстрируется на рисунке 2.33,а. Если E2  E1 , то по цепи пойдет ток,
81

направление тока таково, что он вытекает из положительного полюса
источника E2 и втекает в положительный полюс источника E1 . Это
положение можно сформулировать таким образом: источником энергии
является тот генератор, у которого направления (фаза) напряжения и тока
совпадают, а потребителем энергии является тот генератор, у которого
направления (фаза) напряжения и тока противоположны.
В вентильных преобразователях ток может протекать только в одном
направлении. Для передачи энергии от E 2 к E1 (рисунок 2.33,б) необходимо
поменять полярность включения источников.
2.3.1 Однофазный инвертор, ведомый сеть, со средней точкой
Ведомые инверторы выполняют по тем же схемам, что и управляемые
выпрямители. На рисунке 2.34 представлен инвертор, ведомый сетью со
средней точкой трансформатора. В качестве источника инвертируемой
энергии принята машина постоянного тока ЭМ, работающая в режиме
генератора. Для того, чтобы передать энергию от электрической машины в
питающую сеть без изменения направления тока, следует изменить
полярность включения электрической машины на противоположную.

Рисунок 2.34 – Однофазный инвертор, ведомый сетью

82

Рисунок 2.35 – Временная диаграмма работы однофазного инвертора,
ведомого сетью
Рассмотрим работу инвертора для случая чисто индуктивной нагрузки
Ld
  , временная диаграмма показана на рисунке 2.35. Допустим, что
Rd
на интервале 0-1 открыт тиристор VT2, он остается открытым даже при
отрицательной полуволне напряжения u 22 , т.к. E м  u 22 , при этом ток от
электрической машины id втекает в конец обмотки с напряжением u 22 ,
имеющий положительный потенциал, а вытекает из положительного полюса
E м электрической машины. Таким образом, электрическая
машина
становится источником энергии, работает в режиме генератора, а обмотка
трансформатора - потребителем. В точке 1 подается отпирающий импульс со
сдвигом на угол α, открывается тиристор VT1 (U a1  0 ), напряжение скачком
переходит с кривой напряжения u 22 на кривую напряжения u 21 . При этом к
тиристору VT2 прикладывается обратное напряжение со всей вторичной
обмотки (плюс на катод, минус на анод), что приводит к запиранию
тиристора VT2 и переходу тока id на тиристор VT1. При большой величине
Ld ток I d  const , а токи тиристоров имеют форму прямоугольных
импульсов. Тиристор VT1 остается открытым на интервале 1-3 , на интервале
2-3 тиристор поддерживается открытым за счет электрической машины
E м  u 21 . На этом интервале ток id втекает в конец обмотки с напряжением
u 21 , имеющий положительный потенциал, а вытекает из положительного
полюса E м электрической машины. Таким образом, и в этом случае,
электрическая машина становится источником энергии, работает в режиме
83

генератора, а обмотка трансформатора - потребителем. Рассматривая ток i1 и
напряжение u1 , можно сделать вывод , что на участках 0-1 и 2-3 ток и
напряжение находятся в противофазе, следовательно, питающая сеть
является потребителем энергии.
Кривая u d дает мгновенные значения противо-э.д.с., которую
вырабатывает инвертор. Среднее значение противо-э.д.с. U d зависит от угла
     , который называется углом опережения открывания тиристоров

2 2U 2
1  
cos   U d 0 cos  .
U d ( ) 
 2U 2 sin t  dt = 


 
Если учесть, что      ,
регулировочной характеристики

U d ( )  U d 0 cos  .

то

получим

уравнение

(2.57)

обобщенной

(2.58)

Регулировочная
характеристика (рисунок 2.36) показывает, что если
   2 , напряжение на выходе преобразователя положительно и
преобразователь работает в режиме выпрямителя. Если    2 , напряжение
меняет знак и преобразователь переходит в режим инвертора. Таким
образом, преобразователь путем изменения  может переводиться из
выпрямительного режима в инверторный и обратно, при соответствующем
изменении полярности включения электрической машины. Наибольшее
значение противо-э.д.с. равное  U d 0 развивается при    ,   0 .
Однако уменьшать  меньше некоторого значения  min нельзя. На
интервале 3-4, который равен углу  , создается отрицательное напряжение,
запирающее тиристор. Этот интервал отводится на закрытие тиристора и
должен иметь длительность достаточную, чтобы тиристор восстановил свои
запирающие свойства

   min  tвост ,

(2.59)

где t вост - время восстановления запирающих свойств тиристора, является
одним из основных динамических параметров тиристоров.

84

Рисунок 2.36 – Обобщенная регулировочная характеристика
выпрямителя - инвертора
При нарушении этого неравенства открытый тиристор не успевает
восстановить свои запирающие свойства и при подаче положительного
напряжения он может самопроизвольно открыться. В этом случае оказутся
одновременно открытыми два вентиля, произойдет короткое замыкание
вторичной обмотки трансформатора, и тиристоры могут выйти из строя. Это
эффект называется опрокидыванием инвертора и является недопустимым
состоянием.
Вывод. Управляемый выпрямитель можно перевести в инвертирующий
режим, для чего необходимо установить угол управления  в пределах

    , и сменить полярность включения электрической машины. В этом
2
случае кинетическая энергия вращающейся электрической машины и
связанной с ней механической системы будет передаваться обратно в сеть
переменного тока.
2.3.2 Коммутационные процессы в ведомом сетью инверторе
Работа инвертора была рассмотрена без учета влияния индуктивности
рассеяния вторичной обмотки трансформатора. Однако, чаще всего в
инверторах средней и большой мощности следует ее учитывать (рисунок
2.37).

85

Рисунок 2.37 – Схема однофазного ведомого сетью инвертора с
индуктивностью в анодной цепи
В случаях, когда индуктивное сопротивление первичной обмотки
преобладает над активным сопротивлением, то переход тока с одного
тиристора на другой не может происходить мгновенно. Ток в одном из
тиристоров уменьшится , а в другом увеличится, и на некотором отрезке
времени  оба тиристора оказываются открытыми, а напряжение ud  0 , как
это показано на временной диаграмме (рисунок 2.38)

86

Рисунок 2.38 – Временная диаграмма работы однофазного ведомого сетью
инвертора, учитывающая процесс коммутации
Среднее значение противо-э.д.с., которое вырабатывает инвертор,
увеличится на величину затемненной площадки, площадь которой зависит от
угла коммутации  , а, следовательно, от тока I d . Из-за коммутации
уменьшится интервал  , на котором к тиристору прикладывается
отрицательное напряжение, закрывающее тиристор. Этот интервал отводится
на процесс закрытия тиристора      .
Зависимость U d ( )  F ( I d ) называется входной характеристикой
инвертора, ее выражение легко получить из уравнения выходной
характеристики выпрямителя

I x
U d  U d 0 cos  d a ,



(2.60)

заменив      получим

I x
U d  U d 0 cos   d a .



(2.61)

На рисунке 2.39 показана входная характеристика однофазного инвертора,
ведомого сетью.

Рисунок 2.39 – Входная характеристика однофазного инвертора,
ведомого сетью
Угол  определяет интервал времени, отводимый для запирания
тиристора, этот угол должен быть больше  min  tвост , в противном случае
произойдет опрокидывание инвертора. Каждому углу  соответствует свой
допустимый ток
I d . Значение допустимого тока определяется
ограничительной линией. Она строится по уравнению
87

I x
U d  U d 0 cos min  d a .



(2.62)

Точка пересечения ограничительной линии с входными характеристиками
позволяет найти максимально допустимый ток I d max при заданном угле
опережения  .
2.4 Преобразователи переменного напряжения
Тиристорные преобразователи (регуляторы) переменного напряжения
широко применяются
в электроприводе, также для питания
электротермических установок. Применение тиристоров для коммутации
статорных цепей асинхронных двигателей с короткозамкнутым ротором
позволяет решить задачу создания простого и надежного бесконтактного
асинхронного электропривода. Можно эффективно воздействовать на
процессы разгона, замедления, осуществлять интенсивное торможение и
точную остановку. Безыскровая коммутация, отсутствие подвижных частей,
высокая степень надежности позволяют применять тиристорные регуляторы
во взрывоопасных и агрессивных средах.
Регуляторы переменного напряжения по числу фаз подразделяются на
однофазные и трехфазные. По способу регулирования подразделяются на
фазовое,
ступенчатое,
фазо-ступенчатое,
широтно-импульсное
регулирование.
2.4.1 Однофазный регулятор переменного напряжения
с фазовым способом регулирования
Основным элементом однофазного регулятора является тиристорный
симистор, он представляет собой два встречно-параллельно включенных
тиристора, при помощи, которых нагрузка подсоединяется к цепи
переменного тока (рисунок 2.40).

88

Рисунок 2.40 – Схема однофазного регулятора переменного напряжения
Фазовые методы регулирования базируются на управлении
действующим значением переменного напряжения на нагрузке путем
изменения длительности открытого состояния одного из включенных
встречно-параллельно тиристоров в течение полупериода частоты сети. При
фазовом методе частота выходного напряжения соответствует частоте
питающей сети, а регулирование производится путем изменения формы
кривой выходного напряжения и тока. Форма тока зависит от характера
нагрузки. Рассмотрим простой случай, когда Lн  0 . Нагрузка чисто активная
характерная для электротермических установок и ламп накаливания.
Фазовое регулирование возможно с отстающим углом управления  ; с
опережающим углом управления  ; либо с тем и другим (двустороннее
фазовое управление).
Фазовое регулирование с отстающим углом управления. Временная
диаграмма (рисунок 2.41) иллюстрирует фазовое регулирование с отстающим
углом управления  . Тиристоры поочередно открываются в интервале
положительной полуволны напряжения, приложенного к их анодам в момент
прихода импульса тока i упр в цепь управляющего перехода. Тиристоры
закрываются в точках естественной коммутации  , 2 , 3 .

89

Рисунок 2.41 – Временная диаграмма фазового метода с отстающим углом
управления
Зависимость действующего значения напряжения на нагрузке U 2 от
угла управления  называется регулировочной характеристикой U 2  f ( ) ,
определяется из уравнения
U2 

1

(
 

2  U1 ) 2 sin 2 t  dt .

(2.63)

При нахождении интеграла учтем, что

t sin 2t
2
 sin t  dt  ( 2  4 )

(2.64)

Получим
U 2  U1

1



(   

sin 2
).
2

(2.65)

Как видно из временной диаграммы
угол сдвига первой
гармонической составляющей тока i1 , относительно питающего напряжения
90

1  0 . В этом заключается некоторый парадокс: нагрузка чисто активная, а
ток отстает от напряжения, что характерно для индуктивной нагрузки.
Фазовое регулирование с опережающим углом управления. Работа
регулятора с опережающим углом возможна только за счет принудительной
коммутации, когда тиристор закрывается в интервале положительной
полуволны питающего напряжения. Эту задачу решают заменой
однооперационных тиристоров на двухоперационные или на силовые
транзисторные ключи.

Рисунок 2.42 – Временная диаграмма фазового метода
с опережающим углом управления
Временная диаграмма (рисунок 2.42) иллюстрирует фазовое
регулирование с опережающим углом управления  . Тиристоры поочередно
открываются в начале положительной полуволны напряжения приложенного
к их анодам в момент прихода положительных импульсов тока i упр в цепь
управляющего перехода (точки 0,2,4). Тиристоры закрываются
с
опережением в момент прихода отрицательных импульсов тока i упр в цепь
управляющего перехода (точки 1,3). Таким образом, формируется
последовательность разнополярных импульсов напряжения, действующее
значение которой зависит от угла управления  , и определяется уравнением
регулировочной характеристики

91

U2 

1



 

2
2
 ( 2  U1) sin t  dt  U1

0

1



(   

sin 2
).
2

Как видно из временной диаграммы первая гармоническая
составляющая тока, потребляемая из сети, опережает напряжение 1  0 , что
говорит о том, что нагрузка носит емкостный характер.
Фазовое регулирование с
двухсторонним управлением. Работа
регулятора с двухсторонним фазовым управлением также возможна только
при принудительной коммутации. Временная диаграмма (рисунок 2.43)
иллюстрирует двухстороннее фазовое управление.

Рисунок 2.43 – Временная диаграмма фазового метода
с двухсторонним управлением
При двухстороннем управлении из синусоидального напряжения
выделяется центральная часть. Открытие тиристора происходит с
запаздыванием на угол  , а закрытие - с опережением на этот угол.
Коммутация происходит под действием управляющих импульсов тока.
Зависимость действующего значения выходного напряжения определяется
выражением
U2 

92

1



 

(



2  U1 ) 2 sin 2 t  dt  U1

1



(  2  sin 2 ) .

(2.66)

Форма тока, потребляемая от сети при чисто активной нагрузке,
совпадает с формой выходного напряжения. Фазовый сдвиг между
питающим напряжением и первой гармонической составляющей тока 1  0 .
Регулировочные характеристики рассмотренных преобразователей
показаны на рисунке 2.44.

Рисунок 2.44 – Регулировочные характеристики: 1 - с отстающим и с
опережающим углом управления; 2 - с двухсторонним управлением
Для всех случаев среднее значение тока через тиристор принимает
максимальное значение при   0 и равно

Ia 

2I 2
1 
,
I m sin tdt 

2 0
2

(2.67)

а максимальное значение обратного напряжения

U обр max  2U1 .

(2.68)

Часто нагрузкой регулятора переменного напряжения служит
асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором. Нагрузка носит
практически чисто индуктивный характер. На частоте сети индуктивное
сопротивление в сотни раз больше активной составляющей. В регуляторах,
работающих на индуктивную нагрузку, в основном применяются регуляторы
с отстающим углом управления. Это объясняется простотой управления и
возможностью использовать однооперационные тиристоры. При работе на
индуктивную нагрузку меняется форма токов, как показано на рисунке 2.45.

93

Рисунок 2.45 – Временная диаграмма работы
регулятора переменного напряжения при индуктивной нагрузке
По временной диаграмме можно проследить, что в точке 1 на тиристор
VT1 поступает управляющий импульс, который смещен относительно
напряжения на угол  . Тиристор открывается, и ток через индуктивность
начинает медленно возрастать (интервал 1-2). В индуктивности происходит
накопление энергии. В точке 2 тиристор остается открытым за счет тока,
который создает индуктивность (интервал 2-3), отдавая энергию в нагрузку.
Если не учитывать потери на активном сопротивлении нагрузки, то тиристор
будет открыт на интервале   2(   ) . В точке 4 открывается тиристор
VT2, он
будет открыт на интервале 4-6. Здесь на интервале 4-5
индуктивность запасает энергию, а на интервале 5-6 отдает ее в нагрузку.
Далее процессы повторяются. Если уменьшать  , то интервал проводимости

тиристоров увеличится, а при   , тиристоры будут открыты в течение
2
половины периода. Ток примет синусоидальную форму и будет сдвинут

относительно напряжения
(форма тока показана пунктиром).
2

94

Уравнение
U2 

2





регулировочной

2
2
 ( 2  U1) sin t  dt  U1



характеристики
2



(   

из этого уравнения видно, что при  

имеет

sin 2
),
2

вид

(2.69)



все напряжение U1 будет
2
приложено к нагрузке U 2  U1 . Минимальный угол, при котором тиристоры
открыты в течение  , называется критическим. При  



форма
2
напряжения и тока через нагрузку не изменяется. Регулировочная
характеристика для случая чисто индуктивной нагрузки показана на рисунке
2.46.

Рисунок 2.46 – Регулировочные характеристики: 1- с чисто активной
нагрузкой ( Rн  0, Lн  0 ); 2- с чисто индуктивной нагрузкой ( Rн  0, Lн  0 )
Трехфазный регулятор переменного напряжения с фазовым способом
управления состоит из трех однофазных регуляторов (рисунок 2.47).
Применяется способ регулирования с запаздывающим углом управления  ,
причем угол управления  в каждой фазе задается отдельно от момента
прохождения через ноль фазного напряжения.

95

Рисунок 2.47 - Трехфазный регулятор переменного напряжения
2.4.2 Ступенчатый метод регулирования
Для реализации ступенчатого метода регулирования необходимо применить
трансформатор с несколькими выводами от вторичной обмотки (рисунок
2.48).

Рисунок 2.48 – Схема регулятора переменного напряжения
со ступенчатым методом регулирования
С помощью симисторов нагрузка подсоединяется к одному из выводов
вторичной обмотки трансформатора. Напряжение на нагрузке остается
синусоидальным, т.к. тиристоры открываются и закрываются в моменты
перехода напряжений через ноль. Регулирование происходит ступенчато
(рисунок 2.49. а,b).

Рисунок 2.49 – Временная диаграмма работы регулятора
96

переменного напряжения со ступенчатым (a,b) и фазоступенчатым методом
регулирования (c)
Наименьшее напряжение u22 подводится к нагрузке, когда включаются
тиристоры VT1 и VT2 (рисунок 2.49,а), а наибольшее u21 - когда
включаются тиристоры VT3 и VT4 (рисунок 2.49,b).
Эта схема регулятора может быть использована и для фазоступенчатого
метода регулирования, в котором совместно используется фазовый и
ступенчатый методы регулирования (рисунок 2.49,с). Изменяя угол
управления  тиристоров VT3 и VT4, можно плавно регулировать
подводимое напряжение. Регулировочная характеристика определяется
выражением
U2 

1



(

0

U 22

1



( 

2  U 22 ) sin t  dt +
2

2

1



(



sin 2
1
sin 2
)  U 21
(   
).
2

2

2  U 21) 2 sin 2 t  dt ==

(2.70)

Широтно-импульсный метод регулирования основывается на
изменении числа периодов переменного напряжения, подводимого к
нагрузке, он может быть реализован по схеме (рисунок 16.11,а), где S –
электронный ключ, который может коммутировать напряжение под
действием управляющего сигнала.

Рисунок 2.50 – Схема широтно-импульсного преобразователя (а)
и временная диаграмма его работы (b)
Он используется в тех случаях, когда нагрузка обладает большой тепловой
инерцией. Например, печи сопротивления, лампы накаливания. Диаграмма
(рисунок 2.50,b) иллюстрирует принцип работы широтно-импульсного
регулятора. При замкнутом ключе S на интервале времени Т вкл к нагрузке
97

подводится мощность Рmax  U 22 Rн , при разомкнутом ключе S
на
интервале времени Т выкл подводимая мощность равна нулю. Средняя
мощность, отдаваемая в нагрузку, равна
Tвкл
.
(2.71)
Рср  Рmax
Tвкл  Tвыкл
Недостатком этого метода является наличие в потребляемом токе
низкочастотных пульсаций, возникающих в момент замыкания и размыкания
ключа.

98

3 Автономные преобразователи
Автономные преобразователи
- это такие, работа которых
определяется автономной схемой управления, не связанной с сетью. Они
подразделяются на конверторы и автономные инверторы (рисунок 3.1).

Рисунок 3.1 – Классификация автономных преобразователей
Преобразователи постоянного напряжения (конверторы) преобразуют
постоянное напряжение источника питания в постоянное напряжение,
которое отличается от напряжения источника питания номинальным
значением.
Автономные инверторы преобразуют постоянное напряжение в
переменное с регулируемой частотой, которая определяется автономной
схемой управления.
3.1 Преобразователи постоянного напряжения
Преобразователи постоянного напряжения в постоянное, требуемого
уровня, называют конверторами. Они применяются в тех случаях, когда
первичные источники энергии вырабатывают ее в виде постоянного
напряжения. К таким источникам относятся: солнечные батареи, работающие
на основе фотоэффекта, термоэлектрогенераторы, топливные элементы,
использующие
энергию
химических
реакций,
аккумуляторы
и
электромашинные генераторы постоянного напряжения. Для приведения
постоянных напряжений этих источников к требуемому уровню его
стабилизация и регулирование производится с помощью конверторов.
Достаточно часто на основе конверторов строятся бестрансформаторные
высоковольтные источники и импульсные стабилизаторы напряжения.
Работа преобразователя основана на периодическом подключении
источника E (рисунок 3.2) с помощью ключа S к нагрузке. Постоянное
напряжение преобразуется в импульсное , среднее значение которого можно
регулировать. Времена замкнутого (tи.- длительность импульса) и
разомкнутого (tп- длительность паузы) состояний ключа можно
автоматически изменять, воздействуя на него сигналами, поступающими из
системы управления СУ.
99

Рисунок 3.2 – Принцип действия ключевого преобразователя постоянного
напряжения
В результате на выходе будет приложено импульсное напряжение, форма
которого соответствует диаграмме, представленной на рисунке 3.3.
Очевидно, что среднее значение напряжения на нагрузке, формируемое
фильтром среднего значения Ф, будет зависеть от соотношения времен
замкнутого и разомкнутого состояний ключа S. Согласно определению
среднего значения напряжения можно записать
tИ

Etи
Et
1
U н   uвх t dt 
 и  Eftи  E ;
T 0
tи  t п
T

(3.1)

где Uн ─ среднее значение напряжения на нагрузке;
Т ─ период переключения ключа S;
f ─ частота переключения ключа;
t
  и ─ коэффициент заполнения.
T

Рисунок 3.3 – Диаграмма выходного напряжения импульсного
преобразователя
Изменяя коэффициент заполнения  , можно регулировать среднее значение
напряжения на нагрузке U н . Регулирование напряжения в рассматриваемой
схеме за счет изменения коэффициента заполнения можно рассматривать как
100

модуляцию входного напряжения ключом S. Наибольшее распространение
получила широтно-импульсная модуляция (ШИМ), когда tи — var, Т –const.
В широтно-импульсных преобразователях используется широтноимпульсная модуляция. По свойствам преобразователи подразделяются на
понижающие U н  E , повышающие U н  E и повышающие с инверсией
 Uн  E .
Поскольку напряжение после ключевого элемента носит явно
выраженный импульсный характер в ключевых преобразователях
устанавливаются фильтры, состоящие из реактивных элементовиндуктивностей и емкостей. Назначение выходных фильтров —
отфильтровать переменную составляющую напряжения, выделив среднее
значение напряжения, уменьшив тем самым коэффициент пульсаций
напряжения на нагрузке. Помимо выходных фильтров некоторые типы
преобразователей содержат входные фильтры, предназначенные для
уменьшения пульсаций тока, потребляемого от источника постоянного тока.
3.1.1 Понижающий широтно-импульсный преобразователь
Этот тип преобразователя называется понижающим, так как его
выходное напряжение не может превышать входное. В соответствии со
схемой (рисунок 3.4,a.) его называют преобразователем с последовательным
ключом.

Рисунок 3.4 – Понижающий преобразователь постоянного напряжения - а
и диаграмма его работы - b
Импульсное преобразование вызывает значительную пульсацию
выходного напряжения. Поэтому на выходе преобразователя для уменьшения
пульсаций, как правило, включают фильтр. Для рассматриваемой схемы
наиболее эффективным и распространенным, особенно при низкоомной
нагрузке, является L-фильтр. На рисунке 3.4,а представлена силовая часть
схемы преобразователя с L-фильтром, ключом S и обратным диодом VD.
Последний создает цепь протекания тока i2 при выключении ключа S. При
отсутствии диода VD будут возникать недопустимые перенапряжения на
ключе при его выключении, обусловленные возникновением противо-э.д.с.
101

e   Ldi L dt в индуктивности фильтра. В качестве ключа S могут
применяться все разновидности силовых транзисторных ключей и
запираемые тиристоры.
При работе преобразователя происходит периодическое изменение двух
состояний схемы. Первое состояние (интервал I) (рисунок 3.4,b)
соответствует включенному ключу S длительностью t И  T . На этом
интервале ток i1 протекает через индуктивность и нагрузку, диод VD заперт
обратным напряжением. За счет тока i1 в индуктивности накапливается
электромагнитная энергия. Второе состояние
(интервал II) при
выключенном состоянии ключа S в течение времени t П  T  t И  T 1    .
На этом интервале ток i2 создается за счет энергии, накопленной в
индуктивности на первом интервале, и протекает через диод VD.
Составим уравнения для I-го интервала, принимая ключ S, источник E
и реактор идеальными, а сопротивление нагрузки Rн малым,
di
E  L L  Uн ,
dt

(3.2)

и II –го интервала

di
U н  L L
dt

(3.3)

Учитывая, что изменение тока происходит по линейному закону, уравнения
можно переписать в виде
i
 Uн;
tи

(3.4)

 i
 Uн .
tп

(3.5)

EL

0L

Из этих уравнений следует, что U н  E , в соответствии с этим выражением
регулировочная характеристика имеет вид, показанный на рисунке 3.7,I.
3.1.2 Повышающий широтно-импульсный преобразователь
Этот
тип
преобразователя
называют
также
импульсным
преобразователем с параллельным ключом. Силовая часть схемы
преобразователя с параллельным ключом S и приведена на рисунке 3.5,а.
102

Рис.3.5 – Повышающий широтно-импульсный преобразователь- a,
диаграмма его работы - b
Принцип действия преобразователя основан на периодическом
накоплении энергии и передаче ее из индуктивности L в цепь и нагрузки RН.
Чередуются два состояния схемы: ключ S включен (интервал I), ключ S
выключен (интервал II). На интервале I при замкнутом ключе S ток
медленно нарастает, в реакторе L накапливается энергия, во II интервале при
разомкнутом ключе S ток i2 протекает через нагрузку, создавая в ней
пульсирующее напряжение.
Диаграммы, иллюстрирующие этот режим работы, показаны на
рисунке 3.5,b. Длительности интервалов I и II составляют tи  T и
t п  T 1    соответственно. Принимая ключ S, источник E и реактор
идеальными, а сопротивление нагрузки Rн малым, составим уравнения
для I-го интервала

di
EL L ,
dt

(3.6)

и II –го интервала

di
E  L L  Uн ,
dt

(3.7)

Учитывая, что изменение тока происходит по линейному закону, уравнения
можно переписать в виде
ЕL

EL

103

i
.
tи

 i
 Uн ;
tп

(3.8)

(3.9)

Из этих уравнений следует, что U н  E 1   , в соответствии с этим
выражением регулировочная характеристика имеет вид, показанный на
рисунке 3.7,II.
3.1.3 Повышающий широтно-импульсный преобразователь с инверсией
Этот тип преобразователя называется также преобразователем с
параллельным индуктивным накопителем. Такое название обусловлено
схемой включения реактора (рисунок 3.6,а). Реактор L накапливает энергию
при включенном состоянии ключа S, передает ее в нагрузку Rн .

Рисунок 3.6 – Повышающий широтно-импульсный преобразователь с
инверсией выходного напряжения- a, диаграмма его работы - b
Диаграммы токов и напряжений в схеме представлены на рисунке
3.6,b. При включенном ключе (интервал I) к реактору L приложено
напряжение Е и он накапливает энергию за счет протекания тока i1 . Диод VD
находится под обратным напряжением, он закрыт.Напряжение на нагрузке
равно нулю. Длительность этого интервала соответствует времени
включенного состояния ключа tи  T . При выключении ключа диод VD
переходит в проводящее состояние и энергия реактора поступает в нагрузку
(интервал II). Длительность интервала II соответствует времени
выключенного состояния ключа t п  T 1    . Принимая ключ S, источник E
и реактор идеальными, а сопротивление нагрузки Rн малым, составим
уравнения
для I-го интервала

di
EL L ,
dt

(3.10)

и для II –го интервала

di
U н  L L .
dt
104

(3.11)

Учитывая, что изменение тока происходит по линейному закону, уравнения
можно переписать в виде
ЕL

i
,
tи

Uн  L

 i
.
tп

(3.12)

(3.13)

Из этих уравнений следует, что U н   E 1   , в соответствии с этим
выражением регулировочная характеристика имеет вид показанный на
рисунке 3.7,III.
В повышающих преобразователях амплитуда импульса напряжения
на нагрузке стремится к бесконечности, но следует отметить, что в реальных
схемах потери мощности ограничивают выходное напряжение, но не
устраняют опасность выхода из строя элементов под воздействием
повышенного напряжения. Неблагоприятным в этом отношении является
режим холостого хода, когда нагрузка отсутствует.
Для уменьшения пульсаций в схемах повышающих преобразователей
параллельно нагрузке включают емкостный фильтр.

Рисунок 3.7– Регулировочные характеристики импульсных
преобразователей: понижающего - I, повышающего –II, повышающего с
инверсией –III

105

Промышленность
выпускает
преобразователи
постоянного
напряжения (конверторы, их еще называют преобразователи DC/DC)
различного назначения. Они отличаются по мощности, максимальному
напряжению, силовой схемой и схемой управления. Маломощные
преобразователи порядка нескольких десятков ватт выпускается в
интегральном исполнении. Вот данные одной из последних разработок
фирмы Analog Devise. Преобразователь построен по схеме ШИМ регулятора с постоянной частотой преобразования и обеспечивает ток
нагрузки до 2.5 А. Микросхема имеет силовой MOSFET-транзистор с
сопротивлением канала 150 мОм, что позволяет достичь КПД более 95%.
Выходное напряжение регулируется от 0.8 до 30 В, это дает возможность
использовать данную микросхему для питания микропроцессоров и для
получения стандартных напряжений от 3.3 до 30 В. Преобразователь
снабжен функцией плавного запуска с программируемой длительностью,
тепловой защитой и имеет опцию отключения при понижении входного
напряжения. Микросхема заключена в корпус с теплоотводящим
основанием.
3.1.4 Реверсивные преобразователи постоянного напряжения
В рассмотренных преобразователях полярность выходного напряжения
и направление тока остаются неизменным. Реверсивные преобразователи
позволяют не только регулировать среднее значение напряжения, но и
изменять его полярность. Они находят применение для регулирования
частоты и направления вращения двигателей постоянного тока.

Рисунок 3.8 – Схема реверсивного преобразователя постоянного
напряжения
Схема реверсивного преобразователя (рисунок 3.8) состоит из моста,
образованного тиристорами VT1 …VT4, параллельно которым включены
диоды VD1…VD4. Эти диоды служат нулевыми диодами, они обеспечивают
протекание тока, вызванного энергией, запасенной в индуктивной нагрузке
Ld при запирании тиристоров. Возможны два способа управления
тиристорами: симметричный и несимметричный.
Рассмотрим симметричный способ управления тиристорами, временная
диаграмма показана на рисунке 3.9.
106

На диаграмме сплошной утолщенной линией показаны интервалы
времени, на которых соответствующие тиристоры открыты. На интервале tи1
открыты тиристоры VT1 и VT3. Начиная с точки 1, через них протекает ток
iн .
В точке 2 открываются тиристоры VT2 и VT4, но ток через индуктивную
нагрузку не может мгновенно изменить направление. На интервале 2-3
протекает через диоды VD2 и VD4, и только в точке 3 ток меняет свое
направление. Он протекает через открытые тиристоры VT2 и VT4.

Рис.3.9–Диаграмма работы реверсивного преобразователя постоянного
напряжения при симметричном управлении: а -U н  0 ; b -U н  0
На нагрузке формируется напряжение
в виде прямоугольных
импульсов. Среднее значение импульсного напряжения можно найти как
разность средних значений положительных и отрицательных частей
импульса
Uн 

E
E
tи1  tи 2 .
T
T

(3.14)

При tи1  tи 2 напряжение U н  0 , а при tи1  tи 2 напряжение U н  0 .
Недостатком симметричного управления тиристорами являются
значительные пульсации выходного напряжения. Пульсации можно
уменьшить, исключив отрицательную часть в выходном напряжении. Это
обеспечивается в несимметричном способе управления тиристорами,
диаграмма работы для этого случая показана на рисунке 3.10.

107

Рисунок 3.10 – Диаграмма работы реверсивного
преобразователя постоянного напряжения при несимметричном управлении:
а -U н  0 ; b -U н  0
Для исключения отрицательной части в выходном напряжении (рисунке
3.10,а) тиристоры VT2 и VT4 постоянно закрыты, тиристор VT3 – постоянно
открыт. Напряжение на выходе U н  0 , оно регулируется за счет изменения
tи1 .
Для смены полярности выходного напряжения (рисунок 3.10,b) тиристоры
VT1 и VT3 закрывают, открывают тиристор VT4, напряжение на выходе
регулируется изменением длительности tи 2 .
3.2 Автономные инверторы
Автономными инверторами называют преобразователи постоянного
напряжения в переменное, работающие на автономную (отдельную)
нагрузку, не связанную с питающей сетью. Выходное напряжение инвертора
(форма, амплитуда и частота) определяется схемой преобразователя,
системой управления и режимом работы.
По характеру протекающих электромагнитных процессов автономные
инверторы делятся на автономные инверторы тока (АИТ), автономные
инверторы напряжения (АИН) и автономные резонансные инверторы (АИР).
Названия инверторов определяются характером потребляемой энергии от
источника постоянного напряжения. В АИН источник работает в режиме
источника эдс, АИТ в режиме источника тока, АИР занимает промежуточное
место. Нагрузка входит в состав колебательного контура, коммутируемый
ток носит колебательный характер. Они применяются на сравнительно
108

высоких частотах, и в основном в печах индукционного нагрева. В рамках
нашего курса их рассматривать не будем.
По
количеству
фаз
переменных
напряжений
инверторы
подразделяются на однофазные и многофазные.
Основные области применения:
- получение переменного напряжения, когда имеется только источник
постоянного напряжения (бортовая сеть самолетов, судов и ракет);
- в системах бесперебойного питания потребителей;
- в электротранспорте, который питается от контактной сети постоянного
тока, а электропривод осуществляется асинхронными двигателями с
короткозамкнутым ротором, а управление производится за счет изменения
частоты и амплитуды напряжения;
- в преобразователях постоянного напряжения с промежуточным звеном
повышенной частоты, используется в импульсных источниках питания;
- в преобразователях высокой частоты, применяемых в электротермии
(индукционный нагрев, плавка и закалка);
- в электроприводе глубинных насосов для регулирования числа оборотов,
следовательно, и производительности насосов.
3.2.1 Автономный инвертор тока
Самой распространенной схемой АИТ является симметричная мостовая
схема (рисунок 3.11). В нее входит инверторный мост на тиристорах
VT1….VT4, в диагональ которого включена активная нагрузка Rн и
параллельно ей - конденсатор С. Схемным признаком АИТ является наличие
дросселя с достаточно большой индуктивностью в цепи источника питания;
дроссель обеспечивает постоянство тока, потребляемого от источника
постоянного напряжения. При анализе этой схемы сделаем следующие
допущения Ld   , тиристоры идеальны по быстродействию, потери
энергии на элементах схемы отсутствуют. Работу схемы иллюстрирует
временная диаграмма (рисунок 3.12).

Рисунок 3.11 – Схема однофазного мостового АИТ
109

Рисунок 3.12 – Временная диаграмма работы однофазного АИТ
Пусть на интервале 1-2 открыты тиристоры VT1, VT3, тогда нагрузка с
параллельным конденсатором будет подключена к источнику тока I d .
Напряжение на нагрузке будет изменяться по экспоненте из-за заряда
конденсатора. К моменту 2 напряжение на конденсаторе будет иметь
полярность, показанную на рис.1. В точке 2 подается опирающий импульс на
VT2 и VT4. Цепь нагрузки оказывается замкнутой накоротко через открытые
тиристоры. Возникают два контура разряда: первый контур VT1-VT2, второй
контур VT3-VT4. В первом контуре ток разряда протекает на встречу
анодному току тиристора VT1, а во втором - на встречу анодному току
тиристора VT3. Анодные токи ia через тиристоры практически мгновенно
становятся равными нулю и тиристоры VT1 и VT3 закрываются. Ток
начинает протекать через тиристоры VT2 и VT4, направление тока id
меняется на противоположное. Напряжение на нагрузке из-за наличия
конденсатора начинает уменьшаться по экспоненте. Это напряжение
прикладывается к тиристорам в обратном направлении в течении времени
tвыкл , которое должно быть больше tвост , что позволяет тиристорам
восстановить свои запирающие свойства. В противном случае, после
110

прохождения напряжения uн через ноль может произойти повторное
включение тиристоров VT1 и VT3, тогда все четыре тиристора окажутся
открытыми. Это явление является аварийным и называется опрокидыванием
инвертора.
Форма, значение выходного напряжения и время отводимое на
запирание тиристоров tвыкл , зависят постоянной времени разряда
конденсатора через резистивную нагрузку   Ck Rн .
Рассмотрим процесс разряда емкости под действием тока I d

Рисунок 3.13 – К определению времени отводимого на закрытие тиристора
tвыкл
В соответствии с эквивалентной схемой (рисунок 3.13,а) запишем

I d  ic  iн ; I d  C

duн uн
.

dt
Rн

(3.15)

Решая полученное дифференциальное уравнение, получим

uн (t )  I d Rн (1  e



t



)  U0 ,

где U 0  начальное напряжение на конденсаторе при t  0
Если t  0 , то, как видно из рисунка 18.3,b

111

(3.16)

uн (0)  U 0  U нm , а при t  tи 

T
, u (t )  U нm .
2 н и

(3.17)

Подставляя в предыдущее выражение, получим

U нm 

I d Rн (1  e
2



uн (t )  I d Rн [(1  e



T
2

)

,


t



(3.18)

)

1 e
2

T
2

].

(3.19)

Пользуясь последним выражением, найдем tвыкл , как момент когда uн  0

(1  е





t выкл



)

t выкл   ln

(1  е
2

2
1 e



T
2

Т
2

.

)

 0,

(3.20)

(3.21)

Анализируя полученные выражения можно сказать, что при
увеличении сопротивления нагрузки Rн увеличивается амплитуда
напряжения на нагрузке U нm и время, отводимое на закрытие тиристора
tвыкл (рисунок 3.13,b). А при уменьшении сопротивления нагрузки Rн
уменьшается амплитуда напряжения на нагрузке U нm и время, отводимое на
закрытие тиристора tвыкл (рисунок 3.13,с). Оба случая нежелательны в
крайних проявлениях, т.к. при больших Rн возможен пробой тиристоров, а
при малых значениях Rн время, отводимое на выключение, оказывается
меньше времени восстановления запирающих свойств тиристоров
tвыкл  tвост , что может привести к опрокидыванию инвертора.
АИТ применяется при сравнительно постоянной нагрузке. Если
нагрузка носит индуктивный характер, то конденсатор Ск , который служит
для коммутации тиристоров, подбирается так, чтобы общее сопротивление
носило емкостной характер.

112

3.2.2 Однофазный автономный инвертор напряжения
Однофазный автономный инвертор напряжения (АИН) обычно
строится по симметричной мостовой схеме на полностью управляемых
тиристорах VT1….VT4 или транзисторных ключах (рисунок 3.14).

Рисунок 3.14 – Схема однофазного АИН
Параллельно тиристорам включены диоды VD1…VD4, которые служат
для возврата энергии, накопленной в индуктивности нагрузки Lн , обратно в
источник постоянного напряжения Ed . Источник Ed должен позволять
прохождение обратного тока; если это выпрямитель, то для обеспечения
возможности протекания реактивного тока обязательно ставиться
конденсатор. Наличие конденсатора является схемным признаком АИН.
Рассмотрим работу схемы по временной диаграмме (рисунок 3.15).
Тиристоры VT1 и VT3 открываются в точке 0 при подаче тока i уп в цепь
их управляющих электродов. К нагрузке подключается источник Ed . На
интервале 1-2 ток iн протекает через открытые тиристоры. Путь тока на
рисунке 18.4. показан сплошной линией. В точке 2 тиристоры VT1 и VT3
запираются, и открывается вторая пара тиристоров VT2 и VT4. Но ток через
индуктивную нагрузку не может мгновенно изменить направление. За счет
энергии, запасенной в индуктивности, на интервале 2-3 ток протекает через
диоды VD2 и VD4, путь тока показан пунктирной линией. Как видно, ток
втекает в положительный полюс источника Ed , следовательно, энергия от
нагрузки передается обратно в источник Ed . В точке 3 ток iн меняет
направление, он протекает через тиристоры VT2 и VT4. Далее процессы
повторяются. Ток id в цепи источника Ed становится знакопеременным, что
говорит о наличии энергообмена между источником и нагрузкой.

113

Рисунок 3.15 – Временная диаграмма работы АИН
Выражение для определения тока в цепи нагрузки можно получить, решая
дифференциальное уравнение
L

di н
 iн Rн  Ed  0 ;
dt

(3.22)

iн  iпр  icв ,

(3.23)


t

E
L
iпр (t  )  d , iсв  Ae  н , где  н  н .
Rн
Rн

(3.24)

Постоянную А найдем из начальных условий
iн (0)   I нm 

114

Ed
 A,
Rн

Т
E
iн ( )  I нm  d  Ae
2
Rн



T
2 н

,

(3.25)

А

2 Еd
Rн (1  е

Т

2 н

.

(3.26)

)

Максимальное значение тока нагрузки при t  T 2


Im 

T
2 н

Ed 1  e
.
T
Rн

1  e 2 н

(3.27)

Напряжение на выходе имеет прямоугольную форму и практически не
зависит от тока, регулировать его амплитуду можно только за счет изменения
эдс источника постоянного напряжения Ed . Гармонический состав
выходного напряжения определяется из разложения в ряд Фурье
4E
1
1
uн (t ) 
(sint  sin 3t  sin 5t …).
(3.28)

3
5
3.2.3 Автономный инвертор напряжения с широтно-импульсным
регулированием выходного напряжения
Регулирование действующего значения выходного напряжения
производят за счет широтно-импульсной модуляции (ШИМ). В течение
некоторого интервала  одновременно открыты пара анодных тиристоров
VT1,VT2 или пара катодных VT3, VT4. Нагрузка закорачивается и в
выходном напряжении появляется пауза, длительность которой можно
изменять. Диаграмма работы показана на рисунке 3.16.

115

Рисунок 3.16 – Временная диаграмма работы АИН с ШИМ
Как видно из временной диаграммы на нагрузке формируется переменное
напряжение, амплитуда первой гармонической составляющей которого
зависит от угла 
U m1 

4E



sin


2

.

(3.29)

АИН с широтно-импульсным модулированием используется в
генерировании синусоидальных напряжений. АИН управляется от
специального
ШИМ
контроллера
и
формирует
импульсную
последовательность с постоянным периодом, а длительность импульса
такова, что среднее значение импульса равно среднему значению
синусоидального напряжения за период следования импульсов (рисунок
3.17).

116

Рисунок 3.17 – Пример формы импульсной последовательности
выходного напряжения АИН при ШИМ
Трехфазную систему можно построить из трех однофазных
инверторов, у которых сигналы управления сдвинуты на угол 2 .
3
4 Источники бесперебойного питания
Источники бесперебойного электропитания (UPS – Uninterruptible
Power Supply) в настоящее время становятся неотъемлемой частью систем
АСУ ТП, что вызвано усложнением технологических процессов,
применением прецизионных датчиков, контроллеров для обработки, сбора и
хранения информации
и управления технологическим процессом.
Последнее, связано с достаточно низким качеством электроэнергии в
государственных энергосетях. Улучшения ситуации, несмотря на жесткость
стандартов, не ожидается, так как невозможно избежать соседства
чувствительного электронного оборудования с силовыми коммутаторами,
мощными полупроводниковыми (тиристорными и транзисторными)
преобразователями и регуляторами, электродвигателями и другими
подобными устройствами.
Промышленная сеть переменного тока считается соответствующей
нормам, когда нормированные или допустимые пределы изменения
действующего значения фазного напряжения составляют 187…242 В для
питания аппаратуры от сети общего назначения и 213…227 В для питания
аппаратуры связи от электросети общего назначения через устройства
регулирования с допустимым коэффициентом искажений не более 5% при
частоте 50Гц + 0,5%.
1.Обесточивание, вызванное срабатыванием автоматов защиты сети на
трансформаторной подстанции либо автоматов, установленных в
помещениях на местной электросети при ее перегрузке или авариях на сети
потребителей, вызванных выходом из строя питаемой аппаратуры, ошибками
при ее эксплуатации, молниями, авариями энергосистемы и т. д. Этот режим
может привести к потере данных в ОЗУ и КЭШ питаемой ЭВМ, разрушению
файловой структуры зачастую без возможности восстановления, а также
искажению или потере информации в системе связи.
2.Пики и всплески питающего напряжения выше допустимого
значения, вызванные молниями, статическим электричеством, повреждением
линий электропередач, остановкой работающих поблизости
117

электродвигателей, лифтов, компрессоров и т.п., приводящие к
невосстанавливаемой потере данных и возможному выходу из строя
питаемой ЭВМ.
3.Кратковременное превышение действующего напряжения выше
допустимого в течение времени до 2,5 с, вызванное работой поблизости
электродуговых и электрогидравлических установок, переключениями на
электроподстанции, ударами молнии, приводящее к сбоям без повреждения.
4.Длительное превышение действующего значения напряжения выше
допустимого (более 2,5 с), вызванное несовершенством местной схемы
электропитания предприятия (при использовании 3-х фазной сети
происходит неравномерная нагрузка фаз, являющаяся причиной так
называемого «перекоса фаз»), приводящее к перегрузке питаемой
аппаратуры.
5.Искажения формы питающего напряжения (радиочастотные шумы и
паразитная модуляция) за счет электрических колебаний с частотой 0,1 –
1000 МГц и амплитудой до 10 В, наложенные на основную кривую
напряжения. Вызваны они работой многих нелинейных нагрузок в одной
электросети (кондиционеры, лампы дневного освещения, устройства с
импульсными блоками питания) и приводят к сбоям в работе питаемой
аппаратуры связи без ее повреждений.
6.Кратковременное снижение действующего значения напряжения
ниже допустимого в течение времени до 2,5 с, вызванное перегрузкой сети в
связи с включениями близко расположенного мощного технологического
оборудования, приводящее к перегрузке и нарушениям в работе питаемой
аппаратуры, потере и искажению данных.
7.Длительное понижение действующего значения напряжения более
2,5 с ниже допустимого, вызванное перегрузкой энергосети, приводящее к
сокращению срока службы питаемой аппаратуры.
8.Долговременное уменьшение частоты питающей сети больше чем на
2,5 Гц. вызванное перегрузкой энергосистемы.
9.Коэффициент нелинейных искажений превышает допустимое
значение 5%, вызван мощным потребителем с нелинейной нагрузкой.
Категории технологических электроприемников по надежности
электроснабжения
определяются
соответствующими
нормами
проектирования по видам предприятий и сооружений связи.
К
I
категории
отнесены
электроприемники,
перерыв
в
электроснабжении которых может повлечь за собой перерыв связей и
вещания и, как следствие, – нарушение передачи важной информации. При
этом в особую группу I категории выделены электроприемники, перерыв в
электроснабжении которых может вызвать нарушение важнейших связей,
особо важных оповещений, а также расстройство сложного технологического
процесса, что может создать угрозу жизни людей.
Электроприемники I категории (в том числе особой группы)
разделяются на:
118

- электроприемники, требующие гарантированного электропитания и
допускающие кратковременные перерывы в подаче электроэнергии при
переходе на резервный источник электроснабжения или на резервное
электрооборудование;
- электроприемники, требующие бесперебойного электропитания и не
допускающие перерыва в подаче электроэнергии в любых режимах работы
электроустановок.
В целях устранения вышеперечисленных искажений качества
электроэнергии применяются различные варианты оборудования, которое
можно разбить на следующие классы:
- VFD (Voltage and Frequency Dependent) выходное напряжение и частота
зависят от входной цепи.
- VI (Voltage Independent) напряжение не зависит от входной цепи.
- VFI (Voltage and Frequency Independent) напряжение и частота не зависят от
напряжения сети.
Международная система классификации ИБП по стандарту IEC – 62049-3
предусматривает обозначение, состоящее из трех групп.
Первая группа символов это класс ИБП – обозначает зависимость
выходного сигнала от входного.
Вторая группа символов обозначает форму выходного сигнала ИБП.
SS –синусоидальная форма выходного сигнала при линейной и нелинейной
нагрузке.
ХХ несинусоидальная форма выходного сигнала при нелинейной нагрузке и
синусоидальная форма при линейной нагрузке.
YY- несинусоидальная форма выходного сигнала при любой нагрузке.
Третья группа символов состоит из трех цифр которые отражают
динамические характеристики ИБП при трех типах переходных процессов.
Первая цифра определяет свойства ИБП при нормальном режиме и при
переключении в автономный режим.
Вторая цифра определяет свойства ИБП при изменении линейной
нагрузки на 100%.
Третья цифра определяет свойства ИБП при изменении нелинейной
нагрузки на 100%.
Цифры в зависимости от качества ИБП могут принимать значения 1отлично; 2 – хорошо; 3 – удовлетворительно.
Самый лучший ИБП, который защищает потребителя от всех
возможных проблем в питающих сетях имеет обозначение VFI SS 111
4.1 Структурные схемы и принцип действия ИБП трех классов
ИБП класса VFD (off line по старой классификации) структурная
схема показана на рисунке 4.1.

119

Рисунок 4.1 - Структурная схема системы резервного питания VFD
В нормальном режиме
напряжение питающей сети подается
непосредственно на нагрузку через пассивный фильтр, который уменьшает
влияние кратковременных импульсных помех. При проблемах в сети выбросах, провалах,
кратковременных перебоях в питании ИБП
переключает
нагрузку на питание от аккумулятора, через инвертор.
Инвертор для удешевления ИБП делают по упрощенной схеме, поэтому
напряжение на его выходе существенно отличается от синусоидального.
Обычно имеет прямоугольную или трапециевидную форму.
В основном эти системы предназначены для защиты от возможных
аварийных режимов сети при невысоких требованиях к качеству выходного
напряжения и некритичностью нагрузки к временному интервалу перехода
работы системы на батареи.
Во время нормальной работы отсутствует стабилизация выходного
напряжения, так как питание нагрузки осуществляется непосредственно от
сети через входной помехоподавляющий фильтр, включающий в себя
радиочастотный фильтр и подавитель импульсов. Схема и теплоотвод
инвертора рассчитаны на кратковременный режим работы в случае
аварийной ситуации.
Основным достоинством данных систем является невысокая стоимость,
связанная с простотой схемотехнической реализации. Но эта простота
приводит к существенным недостаткам: 1) имеет место перерыв в
электроснабжении нагрузки при переходе на резервный источник (АБ); 2)
отсутствие стабилизации выходного напряжения в нормальном режиме, т. е.
при питании от сети; 3) недостаточная надежность, связанная с увеличением
тепловых нагрузок инвертора при повторно-кратковременных режимах его
работы; 4) нет полноценной защиты от всплесков питающего сетевого
напряжения при работе от сети; 5) поскольку выходное напряжение при
работе от батареи имеет прямоугольную или трапецеидальную форму вместо
синусоиды, что для питаемой аппаратуры не всегда приемлемо, данный тип
является самым дешевым вариантом построения источника. Основная
область применения
- защита некритичных нагрузок (например,
персональных компьютеров, других компонентов ИТ – систем. Они не
применимы для потребителей первого класса входящие в особую группу, т.е.
для питания оборудования узлов связи.
120

ИБП класса VI (line interactive) структурная схема представлена на
рисунке 4.2.

Рисунок 4.2 - Структурная схема системы резервного питания VI
ИБП класса VI обычно представляет собой усовершенствованный
источник класса VFD за счет применения трансформатора с
переключающими обмотками, он выполняет функцию стабилизатора
напряжения. ИБП этого класса обеспечивают нормальный режим работы
(нагрузка питается от сети)при более широком диапазоне изменения входных
напряжений, что снижает количество переходов на работу от аккумуляторов
и увеличивает срок их службы. Кроме того, обычно ИБП такого класса
создают квазисинусоидальную форму на выходе инвертора. Основная
область применения защита серверов компьютерных сетях. Мощность
выпускаемых ИБП этого класса ограничена величиной 2-3 кВА из-за массы
и стоимости применяемого трансформатора.

В ИБП класса VFI (online) (рисунок 4.3) питание нагрузки всегда
осуществляется от инвертора вне зависимости от состояния сети и в отличие
от предыдущих схем не происходит никаких переключений. Аккумуляторная
батарея в таких устройствах эксплуатируется в буферном режиме, что и дает
основание говорить о действительной бесперебойности.

121

Рисунок 4.3 - Структурная схема системы резервного питания VFI
Входной фильтр при таком построении необходим для того, чтобы
предотвратить проникновение электрических помех, возникающих при
работе схемы в питающую сеть, а также подавить импульсные наводки и
радиочастотные шумы, существующие в сети. В этой схеме используется
бестрансформаторногый импульсный высокочастотный стабилизированный
выпрямитель. Это позволило уменьшить габариты и вес, а также расширить
диапазон изменения напряжения питающей сети (до минимально допустимое
напряжение до 100 В). энергия в нагрузку поступает из электросети, а не от
батареи, что позволяет использовать последнюю фактически только при
полном пропадании напряжения в энергосети и, тем самым, экономить ее
ресурс.
Недостатками же построения данной системы являются: большие
габариты и масса устройства за счет применения низкочастотного выходного
трансформатора в инверторе; зачастую невысокая стабильность выходного
напряжения при питании от батареи, так как во многих случаях инвертор
работает без обратной связи, а стабилизируется только его входное
напряжение, высокий коэффициент гармоник выходного напряжения в связи
с тем, что на выходе инвертора формируется напряжение прямоугольной (с
паузой), трапецеидальной или ступенчатой формы.
Дальнейшее усовершенствование ИБП привело к разработке
источников с двойным преобразованием (рисунок 4.4)

Рисунок 4.4 - Структурная схема системы резервного питания с двойным
преобразованием
Для устранения указанных выше недостатков разработан вариант ИБП, в
котором используется дополнительное преобразование постоянного
напряжения АБ в постоянное, равное фактически амплитуде выходного
122

напряжения устройства. Это гарантирует хорошую стабилизацию
действующего значения выходного напряжения и частоты в любой ситуации,
а также защиту от всплесков входного напряжения, превышения и
понижения его сверх допустимых пределов изменения. Несмотря на
некоторое усложнение структурной схемы, разработанный принцип
позволяет снизить массу и габариты ИБП за счет использования ВЧ
инвертора с ВЧ трансформатором. Например, трансформатор на мощность 5
кВ А при частоте 50 Гц имеет массу 60 кг, такой же мощности
высокочастотный трансформатор на частоте 85 кГц - всего 4 кг.
Недостатками этой схемы являются: высокая стоимость, относительно
невысокие удельные характеристики устройства в связи со сложностью
схемы и использованием «крупногабаритного» выходного фильтра,
обеспечивающего синусоидальность выходного напряжения, невысокий КПД
при питании от сети, в связи с 4-кратным преобразованием электроэнергии.
Даже самые совершенные ИБП, снабженные дополнительными
подключаемыми батареями, могут обеспечить автономную работу не
более100 мин, а обычные не более 10 мин.. При длительном отключении
единственным вариантом является применение автономного
электрогенератора на жидком топливе.
Рекомендуемая литература
1. Розанов, Ю. К. Силовая электроника [Текст] : учеб. для вузов / Ю. К.
Розанов, М. В. Рябчицкий, А. А. Кваснюк. - 2-е изд., стер. - М. : Изд-во МЭИ,
2009. - 632 с.
2. Зиновьев, Г. С. Силовая электроника [Текст] : учеб. пособие для бакалавров /
Г. С. Зиновьев ; НГТУ. - 5-е изд., испр. и доп. – М. : Юрайт, 2012. - 667 с.
3. Латышев, Л. Н. Основы электроники [Текст] : курс лекций / Л. Н. Латышев ;
УГНТУ, ИДПО, каф. АПП. - Уфа : Реактив, 2008. - 384 с.

123