/
Автор: Гигов Х.И. Янков И.Я. Грозев Ж.З.
Теги: радиотехника електротехника инженерство електроника радиоелектроника
Год: 1990
Текст
ТЕХНИЧЕСКИ УНИВЕРСИТЕТ—ВАРНА
Христо Иванов Гигов Иван Янков Янко в
Жеко Запряиов Грозев
ИЗМЕРВАНИЯ
В
ЕЛЕКТРОНИКАТА
(Ръноводство за лабораторки упражнения)
ВАРНА
1990
ДОЦ.кТН.ИН*. ХРИСТО ИВАНОВ ГИГОВ Ст.ас.инж. ИВАН ЯНКОВ янков
ас.ин*. ЖЕКО ЗАПРЯНОВ ГРОЗЕВ
ИЗМЕРВАНИЯ
В
ЕЛЕКТРОНИКАТА
(Руководство за лаборатории упражнения)
ВАРНА
19 9 0
Ръководството за лаборатории упражнения по Измервания в елек-
трониката е предназначено за студентите от специалностите "Електрон-
на техника и никроелектроника* и "Изчислителна техника* и е съобра-
зено с учебните програми по едноименната дисциплина. МоЖе да се из-
ползува, също така, от студенти и дипломанти от други специалности,
работещи в областта на електронните измервания.
ПривеЖдат се принципите за построяване и действието на основни-
те електронни измервателни преобразузатели, а също така, методите за
измерване на най-ваЖните им статични и динамични параметри и паракте-
ристики.
Рецензенти:
Доц.ктн.инж. Д. В. Македонски, ВМЕИ - Варна
Доц.ктн.инж, Г. X. Енчев, ВМЕИ - Варна
УВОД
РъкОВОДСТВОТО ЗА ЛАбОРАТОРНИ УПРАЖНЕНИЯ ПО ДИСЦИПЛИНАТА
"ИЗМЕРВАНИЯ В ЕЛЕкТРОНИкАТА" Е ПРЕДНАЗНАЧЕНО ЗА СТУДЕНТИТЕ ОТ СПЕ-
ЦИАЛНОСТИТЕ "ЕЛЕкТРОННА ТЕХНИкА И МИкРОЕЛЕкТРОНИкА" И "Изчислителна
ТЕХникА" при ВМЕИ - Варна.
ТЕМИТЕ и СЪДЪРЖАНИЕТО НА ЛАбОРАТОРНИТЕ УПРАЖНЕНИЯ СА СЪОбРА-
ЗЕНИ С УЧЕбНИТЕ ПРОГРАМИ ПО ЕДНОИМЕННАТА ДИСЦИПЛИНА И ИМАТ ЗА ЦЕЛ
ДА ПОДПОМОГНАТ СТУДЕНТИТЕ В ОВЛАДЯВАНЕТО НА ЛЕкЦИОННИЯ МАТЕРИАЛ. ЗА-
ДАЧИТЕ НА ЛАбОРАТОРНИТЕ УПРАЖНЕНИЯ СА НАСОЧЕНИ кЪМ ПРИДОбИВАНЕ НА
ПРАкТИЧЕСкИ ЗНАНИЯ И УМЕНИЯ ЗА ПРАВИЛНО ПОСТАВЯНЕ И ПРОВЕЖДАНЕ НА
ИЗМЕРВАТЕЛНИЯ ЕкСПЕРИМЕНТ, А СЪЦО ТАкА ЗА АНАЛИЗ И СИНТЕЗ НА ИЗМЕР-
ВАТЕЛНИ ЕЛЕкТРОННИ ПРЕОбРАЗУВАТЕЛИ И УРЕДИ.
ВСЯкО ЛАбОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ СЪДЪРЖА ТЕОРЕТИЧНА ЧАСТ, ОПИСАНИЕ
НА ОПИТНАТА ПОСТАНОВкА, ЗАДАЧИ ЗА ИЗПЪЛНЕНИЕ И кОНТРОЛНИ ВЪПРОСИ. В
НАЧАЛОТО НА ВСЯкО УПРАЖНЕНИЕ Е ПОСОЧЕНА ЛИТЕРАТУРАТА, кОЯТО СЕ ПРЕ-
ПОРЪЧВА НА СТУДЕНТИТЕ ЗА РАЗШИРЕНА ПОДГОТОВкА ПО ДАДЕНАТА ТЕМА.
ОбЦАТА ЧАСТ И УПРАЖНЕНИЯ 1, 2, 3, 6, 8 И 9 СА НАПИСАНИ ОТ
доц.ктн.инЖ. Х.И. Гигов, упражнения 4, 5 и 7 - от ст.ас.инЖ. И.Я.
ЯнкОВ, А УПРАЖНЕНИЕ 10 - ОТ АС.ИНЖ. Ж.З.ГР03ЕВ. В РАЗРАбОТкАТА НА
УПРАЖНЕНИЕ 9 Е УЧАСТВУВАЛ И Н.С. ИНЖ. И.П. ПЕТЕВ.
АВТОРИТЕ ИЗкАЗВАТ бЛАГОДАРНОСТ НА РЕЦЕНЗЕНТИТЕ ДОЦ.кТН.ИНЖ.
Д. В. МАкЕДОнски и доц.ктн.инЖ. Г.Х. Енчев за направените конструк-
ТИВНИ ЗАбЕЛЕЖкИ И ПРЕПОРЪкИ кЪМ РЪкОПИСА.
АВТОРИТЕ ЦЕ ПРИЕМАТ С бЛАГОДАРНОСТ ВСИЧкИ кРИТИЧНИ бЕЛЕЖкИ И
ПРЕПОРЪкИ, конто бИХА ДОПРИНЕСЛИ ЗА ПОДОбРЯВАНЕ НА СЛЕДВАЦИТЕ ИЗДАНИЯ
НА РъкОВОДСТВОТО.
О Б III А ЧАСТ
1. Указания за провеЖдане на лабораторните
упражнения
За нормалното провекдане на лабораторните упражнения, студен-
тите следва да извършат следната предварителна подготовка: подробно
да разучат теоретичната част на упраокнението, като за целта изпол-
зуват и препоръчаната литература/ а също така, да се запознаят със
схемата на опитната постановка/ задачите и контролните вълроси към
упраЖнението.
Преди да започнат лабораторните упражнения/ на всппителното
занятие студенте преминават инструктаж по техника на безопасността
и се разписват в книгата за инструктаж.
Допускането на всеки студент до упражнение става само след
представяне на окончателно завършен протокол от предишното упражне-
ние и при готовност за упраЖнението/ която се установява чрез препит-
ване. Не се допуска отсъствие по неуваЖителни причини, а пропуснали-
те по уваЖителни причини лаборатории упражнения следва да ги прове-
дат допълнително, след предварителна уговорка с преподавателя/ воден
лабораторните упражнения.
Заверка на лабораторните упражнения студентът получава само
след провеЖдането и успешната защита на всички предвидени в програ-
мата лаборатории упражнения.
Преди изпълнението на експерименталните задачи/ студенте
трябва внимателно да обмислят и съставят план на експеримента,включ-
ващ и предварително теоретично решение на поставените задачи/ и
след обсъЖдане с преподавателя да пристъпят към самия експеримент.
Експеримент следва да се провеЖда внимателно, като се сле-
ди да не се създадат условия за повреда на опитната постановка и из-
мервателните уреди. Студенте носят материална отговорност за повре-
ди, причинени от тях поради невнимание или неправилна работа с измер-
вателните и техническите средства.
Протоколите (отчете) се изготвят индивидуално от всеки сту-
дент, като те трябва да отговарят на следните условия:
- на титулната страница да се поставят трите имена, Факултет-
ния номер, групата, курса и специалността на студента, а сыю така,
номера и наименованието на упраЖнението.
5
- съдърАанието на протокола вклпчва слепните основни части:
теоретична част, схема на опитната постановка и задачи на упраАне-
нието;
- изчисленията и експериментално получените резултати,свърза-
ни с изпълнението на задачите трябва да бъдат четливо написани и под-
редени в таблици, като обезателно се отбелязват измервателните еди-
ницу
- редът за оформяне на протокола трябва да следва реда на за-
дачите на упраАнението;
- в края на изпълнението на всяка задача трябва да се направят
изводи от проведените експерименти и изчисления;
- графиките на снетите зависимости да се чертаят с молив на ми-
лиметрова хартия.
II. ГРЕШкИ НА СРЕДСТВАТА ЗА I13MEPBAHE
Под измерване се разбира, в най-общия случай, способ за коли-
чествено познание на свойствата на Физичните обекти. Следователно,
измерването е информационен процес. Както е известно, информа-
ция е съвокупност от сведения, намаляваща началната неопределе-
ност на обекта. Едни от най-ваАните сведения за обектите са тези, за
количествените характеристики на техните свойства, които се получа-
ват чрез измерване.
Материалния носител на информацията е сигналът. Сиг-
налы на измервателната информация има информативен па-
ра м е т ъ р - параметър, функционално свързан с измерваната величи-
на. Параметрите на сигнала, които не са Функционално свързани с из-
мерваната величина се наричат неинФормативни.
В процеса на измерване се извършва един или друг вид преобразу-
ване на сигналите, носещи информация. Такива преобразувания, извършва-
щи се със зададена точност се наричат измервателни пре-
образувания.
С измервателния процес се цели получаването на резултата от
измерването във вид на именовано число (число, изразено в единиците
на измерваната величина) и оценка на точността, с която е получено
това число. Следователно, в края на измервателния процес се образу-
ва число, изразено по един или друг начин.
В общия случай, при измерването могатда иматмясто няколко ви-
да измервателни преобразувания. На първия етап от измерването моАе
да се осъществява аналогово преобразуване на
непрекъснати сигнали. След това е възмоАно да се извърши а н а л о-
6
го-цифрово п р е о б р а з у в а н е, при което се полу-
чава стойността на величината във вид на число. Ногат да имат, също
така и преобразувания на числата. В някои случаи е възмоЖно да се
извърши цифро-аналогово преобразуване на сигнала,
т.е., получаване на сигнал, информативния параметър на който е про-
порционален на резултата от измерването (на числото).
В частни случаи, едно или друго преобразуване моЖе да отсъст-
вува, но във всички случаи се осъществява аналого-цифрово преобразу-
ване. Последното се извършва или автоматически (в цифровите измерва-
телни уреди или в аналого—цифровите преобразуватели АЦП), или от чо-
века - при аналоговите уреди. В последний случай, операторът, по от-
четного устройство на аналоговия измервателен уред, отчита резултата
от измерването във вид на число, като по същество извършва (след
аналоговото преобразуване на входната величина в ъглово преместване)
измервателните операции сравнение, квантоване и кодиране, явяващи се
основни операции на аналого-цифрового преобразуване.
Всички измервания се извършват с помощта на средства за измер-
ване. Свойствата на последните се оценяват с характеристики, сред
които от особена ваЖност са метрологичните харак-
теристики, т.е. тези характеристики, от които зависи точност-
та на измерването. Важен отличителен признак на средствата за измер-
ване са техните нормирани метрологични характеристики, благодарение
на които моЖе да се извърши оценка на точността на измерването. Тъй
като последното е абсолютно необходимо за получаване на резултата от
измерването, определянето на метрологичните характеристики на сред-
ствата за измерване и тяхното нормиране е от особена ваЖност за измер-
вателната техника.
Една от най-ваЖните метрологични характеристики на средствата за
измерване е основната грешка на средствата за измерване. В общия слу-
чай, последната зависи от стойността на входната величина х и се из-
разява с многочленни формули. Действително, реалната характеристика
на преобразуване /?(*) се отличава от номиналната j*
и използувайки тяхното разложение в степенния ред на Маклорен:
у г = Л(6) * //* * /г +i ' (1)
Ь = /J*' * * fr * Ji ™
7
мо*ем да напишем израза за абсолптната грешка на уравнение™ на пре-
образу ване:
където:До - адитивна съставяша на грешката, независеша от входната
величина;
Ди=Гн.х - мултипликативна съставяша на абсолптната грешка, пропор-
иионална на първата стелен на входната величина;
квадратична съставяша на грешката, пропорционална на
квадрата от входната величина и т.н.
В практиката на измерванията е възприето съставящите на абсолют-
ната грешка (3), пропорционални на втората и по-високите степени на
входната величина да охарактеризирват обобшеното понятие "нелиней-
ност", при което, Формула (3) мо*е да се представи в следния по-обоб-
шен ВИД:
Д4 = Д« *Дн + Дчл (4)
където Днл - грешка от нелинейност.
От съществено значение за практиката е обособяването (изопира-
не то) на трите съставящи на грешката (4), тъй като методите за тяхна-
та корекция са различии. Следва да се има предвид, обаче, че разгра-
ничаването в реалния преобразувател на трите съставящи на грешката
е нееднозначна задача и нейното решение се определи от метода на
апроксимация на реалната характеристика на преобразуване. Последнего
се пояснява от Фиг. 1, където НХП - номинална характеристика на
преобразуване, а РХП - реална характеристика на преобразуване. Ако
РХП се апроксимира с права линия, съединяваща първата и последната
точка от същата, както е показано на фиг. 1-а, ще се получат едни
стойности за съставящите на абсолптната грешка, Ако, обаче, се избере
друг метод на апроксимация, например, по метода на най-малките квад-
оати, в общий случай ще се изменят и трите стойности на съставящите
До, Д„ ,д ил .От друга страна, методът за апроксимация на РХП
се определя от способа на настройка на "нулата" и "чувствителността*
на уреда или преобразувателя (способа за корекция на адитивната и
мултипликативната грешки), следователно, анализът на грешките е свър-
зан и със схемотехническите особености на даденото измервателно сред-
8
ство. Именно това определи необходимостта от съвместното разглейдане
на въпросите за схемотехниката на измервателните средства и техния
метрологичен анализ.
В общия случай компоненте на грешката ( Да , * Д« )
са случайни величини със систематични и центрирани съставящи. На Фиг.
1.6 е показан пример, от който се вийда, че при различии знаци на от-
делимте съставящи на грешката, общата грешка моЖе да се окайе малка,
докато при еднакви знаци - значително по-голяма.
Допълнителната грешка на СИ се определи от измененията на стой-
ността на параметрите, влизаыи в уравнението на преобразуване на СИ,
вследствие външни влиявши Фактори (температура, влайност, атмосферно
налягане, радиация и др.),
Ще разгледаме систематичната съставяща на сумарната допълнител-
на грешка на ИП от измененюто на неговите параметри, предполагайки
систематични отклоненияДа^ ,Д ...........на параметрите
а4 .... ап .3 този случай абсолютната стойност на сумарната греш-
ка при х = const ще бъде равна на пълното нарастване на функцията:
Д} =5-[х,(^*4а/(),...(Ал (5)
а нейната относителна стойност:
® а,п )
Тази формула се явява точна и вярна за всякакви отклонения на
параметрите^ но поради своята нелинейност место пъти се явява не
9
удобна за начисление.
В болшинството от случайте^ параметрите на звената на иП са
достатъчно стабилни във времето и спрямо влияещите величини, поради
което техните отклонения са относително малки. Имайки това в предвид,
се използват опростени формули за грешките. За тази цел, Функцията (УП)
се преобразува, разлагайки я в ред на Тейлор, като се пренебрегват
членовете от втори и по-висок ред. Така, абсолютната стойност на греш-
ката ще бъде равна, при х = const, на пълния диференциал на функция-
та:
където се определя за оиксирани стойности на аргументите .
Тъй като по условие х = const , то абсолютната стойност на
грешката е:
v
•• = (8)
ЭЛ/,
Относителната стойност на грешката:
х 21.4^1. (9)
f Щ J Wh J
След умножение и деление на всеки член на горното уравнение с л,
получаваме:
+ = (io
' Ц М X 7 4
където С ) - коефициент на влияние на относителна-
та грешка на параметъра а^върху сумарната грешка на ИП. Тук следва да
се отбелеЖи и това, че отношението има смисъла на чувствител-
ност на преобразувателя към влияещия параметър.
От израза ( 10 ) следва, че влияещите величини (параметри) няма
да внасят грешка, ако Cf= 0, С2= 0 , ... 0^= 0 или Г*, = 0, ?а2= 0,
..., Кап = 0. Последното изискване означава, че стойностите на влияещи-
те величини при градуировка на уреда и при измерването не се променят,
т.е. спазват се нормалните условия за работа на ИП. За реализация на
това изискване, отделните видове измервателни средства се снабдяват с
допълнителни устройства, позволяващи в процеса на измерванията периоди-
чески да се проверява и ако е необходимо, да се корегира градуировката
Така се постъпва, например, при компенсаторите за постоянен ток, при
проверката на работния им ток. Изискването за равенство на нула (или
близко до нула) на чувствителността към влияещите величини се отчита
10
на стадия на създаването на измервателното средство,, използувайки
особени конструкции, специални структурни схеми или допълнителни ус-
тройства, компеноиращи действието на влияещите величини, На такъв прин
цип са, например, астатичните измервателни механизми, уравновесяващи-
те ИП и др.
Допълнителните грешки могат да бъдат относително намалени и чрез
увеличаване на чувствителността на преобразувателя към входната вели-
чина у / х , Пълното отстраняване на действието на влияещите величини,
обаче, е невъзмокно или пък не се оправдава от икономическа или някак-
ва друга практична гледна точка, поради което се налага да се нормират
основните и допълнителните грешки на средствата за измерване.
Эпределянето на относителната стойност на пълния диференциал в
редица случаи моке да се опрости чрез предварително логаритмуване с
последваию диференциране на характеристиката на преобразуване на ИП.
В резултат се получава веднага относителната стойност на пълния дифе-
ренциал, равна на относителната стойност на сумарната грешка. Напри-
Э] а?
мер, ако у =-------—х, то
аз
tn у = tnfy *
[tn г) =. у.
f T *1 ъ л, Л
При условие, че X = tons! :
fi-t «= gfoz v- + Лг, -
* T *
Изчисляването на относителната сумарна грешка по такъв начин съществе-
но се опростява. Следва да се има в предвид, обаче, че при големи от-
клонения на параметрите, а така също при значителна нелинейност на за-
висимостта меЯсду изходната величина на ИП и неговите параметри е необ
ходимо да се провери допустимостта на линеаризацията, която се извърш-
ва при ползуването на приблиЖените формули, Такава проверка маке да се
извърши с помощта на относителната стойност на остатъчния член в реда
на Тейлор.
III. Основни структурни схеми на средствата за измерване
Броят на структурните схеми на средствата за измерване е твърде
голям. В основата на болшинството от тях, обаче, ле)кат схемите, пред-
ставени на Фиг, 2 и Фиг. 3 и различните им модификации. За схемата от
Фиг. 2 е характерно това, че входната величина преминава последовател-
но през редица измервателни преобразуватели, т.е. в едно направление
11
и че е отворена, Такива структури се наричат "структури с право прео-
бразуване*,
В структурата от Фиг. 3 се извършва сравнение'на изходния сиг-
нал } » приведен към входа с помощта на веригата от измервателни пре-
образуватели/ наричани *обратни* (Ji tJ± , "Jn ), с входния сиг-
нал X/ следователно, такава структура е затворена, Такива структури
се наричат *структури с уравновесяващо (компенсационно) преобразува-
не*,
Анализът на свойствата и особено на метрологичните възмоЖности
на двете основни структури е мощно средство за правилното проектиране
и използване на средствата за измерване.
Фиг, 2
Схемата на Фиг, 2а се състои от п основни преобразуватели ( Пг
П2 / П/7 ) и два входни преобразувателя (ВП^ и ВП2), Входните
сигнали X' и X" с помощта на входните преобразуватели се преобразуват
с меЖдинни сигнали Х-^ и Х^' , Преобразувателят П-^ преобразува сиг-
налите х/ и Х^' в сигнал Х2, който от своя страна последователно се
преобразува в меЖдинните сигнали Х3 , Х^ , ,.,ХЛ . Изходният пара-
метр на преобразувателя е величаната У.
Модифицираните варианти на структурната схема от Фиг, 2а се раз-
личават по следното. Първо, количеството входни сигнали в общия слу-
чай е гп -производно цяло число. В този случай преобразувателят
трябва да има m входа, Второ, всеки входен сигнал моЖе да бъде пред-
варително преобразуван от няколко последователно вклочени входни пре-
образувателя, Трето, не само преобразувателят , но и който и да е
от основните преобразуватели, моЖе да има по няколко входа, на конто
непосредствено или след предварително преобразуване постъпват различии
входни величини, Преобразувателят моЖе да има също така, няколко изхо-
12
да, които позволяват, например, едновременно да се наблюдава и реги-
стрира измерваната величина.
Примери за електроизмерителни уреди, построени по структурната
схема от фиг. 2а: еднофазни и многоФазни ватметри и електромери, по-
казващи електронни фазомери и цифрови честотомери, а също така всички
електроизмервателни уреди, построени на основата на електромеханичния
логомер. Тук се отнасят омметрите, електромеханичните Фазомери, често-
томери и фарадметри.
Във ватметрите и електромерите изходната величина Xj на преобра-
зу ват еля ГЦ се явява функция на произведението на входните величини
х/ и Х4" : в логометрите величината Х^ се явява функция на отношени-
ето на величините Х^' и Х*" ; в електронните Фазомери е пропорцио-
нална на Фазовата разлика между променливите сигнали X* и X/ . В елек-
тронните честотомери измерваният сигнал X/ управлява коефициентът на
предаване на звеното ГЦ ; х/ в този случай представлява честотата,
а Х|" - неизменно постоянно напреЖение. В цифровите честотомери прео-
бразу вателят ГЦ представлява електронен ключ, броят на импулсите на
изхода на който зависи от честотата на входните импулси ( л/ ) и от
времето за затваряне на ключа (Хр.
Ако средството за измерване има един входен сигнал х/ , то схе-
мата от фиг. 2а моЖе да бъде опростела и представена във вид на схема-
та от фиг. 26. Като примери на електроизмервателни уреди имащи струк-
турната схема, представена на Фиг. 26, могат да послужат аналоговите
показващи амперметри и волтметри. Например, измервания променлив ток
в амперметъра от изправителната система отначало, с помощта на шунта,
се преобразува в пад на напреЖение (преобразувател ГЦ ), след това,
променливото напреЖение с помощта на изправителя се преобразува в пос-
тоянен ток (преобразувател ГЦ ), който се преобразува в отклонение
на стрелката (преобразувател ГЦ ).
Чувствителността на средствата за измерване, имащи структурна
схема 26, моЖе да се представи във вида:
5 , (12)
ХЛ XAf 4^.4^ ХЛуу
където « *** ; $ .. ; Зп =
чувствителността на отделните звена.
Чувствителностите на отделните звена се изменят с течение на
времето и под въздействие на влияещи величини (външни Фактори),
Да определим как ще се измени общята чувствителност б на сред-
ството за измерване при изменение на чувствителностите на отделните
13
звена. За целта ще извършим операциите логаритмуване и дишеренциране
над уравнение ( 12 ) и ще преминем от безкрайно малките величини към
крайни нараствания. Ще получим:
я aSj а$п (13)
3 sn
За средствата за измерване, имащи линейна зависимост на изход-
ната величина от входната, относителната мултипликативна грешка
/н е равна на относителното изменение на чувствителността
л 3/5 • а абсолютната стойност на мултипликативната грешка е:
Дм = = Л--^-
Стойността на адитивната грешка на средствата за измерване,
структурата на които е изобразена на Фиг. 26, моЖе да се намери чрез
въвеЖдане в схемата на допълнителни външни сигналил*^
равни по модул на стойностите на адитивните грешки на съответните
звена. За оценка на влиянието на адитивните грешки на отделимте
звена върху адитивната грешка на средството за измерване ще приведем
тези грешки към входа на структурната схема. Сигналът длогдействува
непросредствено на входа на схемата; влиянието на сигнала отнесе-
но към входа на схемата, се намалява пъти, влиянието на сигнала
дхоп се намалява съответно 5а, ....5^_,пъти. Така, приведена
към входа, резултантната абсолютна адитивна грешка ще бъде:
Ду = + (14)
От получената зависимост, следва, че адитивната грешка на таки-
ва средства за измерване, в отличие от мултипликативната грешка, зави-
си от взаимного разполоЖение на преобразувателите. Също така, от (13)
и (14) следва, че в средствата за измерване с право преобразуване ста-
ва сумиране на грешките, внасяни от отделни преобразуватели. Затова,
тези средства за измерване имат, като правило, сравнително ниска точ-
ност.
Структурната схема на устройство с компенсационно преобразува-
не, показана на Фиг. 3, има две вериги: верига с право преобразуване,
състояща се от преобразуватели nf, , . ...,ПП и верига за обрат-
но преобразуване, съдърЖаща преобразу вателите^ , Вл, ... Вщ Сиг-
налът на изхода на веригата за обратно преобразуване е:
= (15)
14
където j _ коефициент на преобразуване на веригата на обратната
връзка,_/ = ЛЛц..Jmi - коеФициенти на преооразува-
не на звейата на обратната връзка.
На входа на веригата с право преобразуване става сравняване
(компенсация) меЯсду входната измервана величина X и сигнала на изхо-
да на веригата на отрицателната обратна връзка Лк • който трябва да
бъде однороден с величината X и задълЖително да има в установен ре-
Лим противоположен знак.
Фиг. 3
Це определим чувствителността на устройство™ , напре-
жението на входа на веригата с право преобразуване дХ = ,Х- X* .
Ако обозначим чувствителността на веригата за право преобразуване
чрез 5 , ще получим:
V - ,
откъдето
~ ~х~~ 7^ (16)
От (16) следва, че ако веригата с право преобразуване се обхване от
верига за отрицателна обратна връзка, чувствителността на устройство-
то ще се намали (1+^5 ) пъти.
Це определим мултипликативната грешка на устройство™, предизви-
кана от изменение на коефициентите на преобразуване 5и е> , За това,ще
извършим операциите логаритмуване и диференциране на уравнение ( 16 )
и ще преминем от безкрайно йалки величини към крайни нараствания, В
резултат на това ще имаме:
1 д5 _ ^6
So* 1 + 5 i
(17)
15
При то
as—~- A/- =—-----------------h (18)
1y5 5 j jyS S
Следователю, при (което обикновено се изпълнява на прак-
тика) съставната, получена от изменение™ на коефициентау , изцяло
влиза в резултантната грешка, а съставната, получена от измерение на
коефициента 5 , се намалява (1+у.5 ) пъти.
Обикновено, веригата на отрицателна обратна връзка се изпълнява
от стабилни пасивни елементи, например, от високостабилни резистори.
Вследствие на това, въвеЛдането на веригата на отрицателната обратна
връзка съществено намалява мултипликативната грешка на средствата за
измерване.
Адитивната грешка на устройство™ мо)ке да се намери чрез въвеЖ-
дане в структурната схема от фиг. 3 на допълнителни външни сигнали
дХоу , . равни по модул на величините на адитивните
грешки на звената за преобразуване, и допълнителни външни сигнали дх,»
...,дХпм > равни по модул на величините на адитивните грешки^
на звената от "веригата на отрицателната обратна връзка. Лриведената кы
входа на цялото устройство резултантна абсолютна адитивна грешка ще
бъде:
Д Хо = д Хо/ -» + А.*оэ + ... + й *оп 4.
1 (19)
Когато адитивната грешка на преобразувателите, образуваци веригата
на 00В, мо*е да бъде пренебрегната, уравнение™ (19) ще има вида:
ДХО « дхоу* лХу * лХоп (20)
5'
откъдето следва, че адитивната грешка дх<з не зависи от коефициента на
преобразуване на веригата на обратна връзка / , т.е. въвейдането на
веригата на обратна връзка не влияе на пригедената към входа адитивна
грешка.
Устройствата, имащи структурна схема, изобразена на Фиг. 3 могат
да имат чувствителност на правата верига, равна на безкрайност (ус-
тройства с астатична характеристика ) и равна на крайна величина (ус- .
тройства със статична характеристика). В устройствата с астатична ха-
рактеристика стойността на величинатадХ моЖе да се окаЖе както поло-
16
Жителна, така и отрицателна. Астатичната характеристика се Формира
чрез включване във веригата с право преобразуване на интегриращо зве-
но. В качеството на последното моЖе да се използува електродвигател.
при неизменна стойност на приложено™ напреЖение, ъгълът на завърта-
не на вала на електродвигателя е пропорционален на времето и при про-
дълЖително наблюдение се стреми към ьезкрайност. Тази особеност на
електродвигателя моЖе да се отчете, полагайки в (18) s = »*».
За средствата за измерване с астатична характеристика, адитив-
ните грешки на звената, разположени след интегрираыото звено, съглас-
но (10) не влияят на резултантната адитивна грешка на устройство™,
а мултипликативната грешка, както следва от (18) изцяло те се определя
от нестабилността на коефициента на предаване на веригата на обратна
връзка I
Вгкачеството на уреди с уравновесяваию преобразуване с астатич-
на характеристика могат да се посочат автоматичните регистриращи мос-
тове и постояннотоковите компенсатори.
Измервателните устройства с ръчно уравновесяване (мостове и ком-
пенсатори) също могат да се разглеЖдат като уреди с уравновесяваию
преобразуване с астатична характеристика. В качеството на устройство,
обезпечавашо астатична характеристика, в този случай се явява човекът.
В устройствата със статична характеристика, стойността на вход-
ната величина X по модул е винаги по-голяма от модула на величина-
та Xie . Статична характеристика имат, например, измервателните усил-
ватели в електронните и цифровите уреди.
Средствата за измерване могат да имат комбинирани структурни
схеми, когато един или няколкоелемента са обхванати от обратна връз-
ка. Пример на комбинирана схема е даден на Фиг.4.
ФИГ .4
Комбинирани структурни схеми имат електронните волтметри. Така
например, в последоватегиите в качеството на се използуват входни
делители и измервателни изправители; П2 и^ образуват измервателен
усилвател; представлява стрелкови измервателен уред.
1/
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
1Г 1
ИЗМЕРВАТЕЛНИ УСИЛВАТЕЛИ
Основною предназначение на усилвателите е усилването (увели-
чаването) на входната величина до необходимата стойност, следовател-
но, по същество, те представляват мащабни преобразуватели. Различа-
ваме слепните видове усилватели: на ток, мощност и напреЖение, като
последните имат най-голямо разпространение. Измервателен усилвател
- това е усилвател, имащ нормирани метрологични характеристики и па-
раметри. Най-ваЖните характеристики и параметри на измервателните
усилватели, подлеЖащи на нормиране, са: амплитудната характеристика
АХ, амплитудно-честотна характеристика АЧХ, фазово-честотна харак-
теристика ФЧХ, преходна характеристика ПХ, дрейф на нулата, коефици-
ент на усилване (чувствителност), входно и изходно сопротивления и
др.
Целта на настоящото лабораторно упражнение е запознаване с ос-
новните метрологични характеристики на измервателните усилватели и с
експерименталното им определяне.
I. Теоретична постановка ( вЖ. [1,27 )
1.1. Основни метрологични параметри и характеристики на
измервателните усилватели
Уравнението на преобразуване на усилвателя на напреЖение има
вида: uul4 = k UBx , където и - е коефициент на усилване на
усилвателя. в идеалния случай и е постоянна величина, но на практи-
ка, той се оказва зависим както от външни влияещи фактори (темпера-
тура, влаЖност, атмосферно налягане, радиация и др.), така и от па-
раметрите на входния сигнал (амплитуда, честота, Форма и др.). Освен
това, в реалните усилватели в уравнението на преобразуване се поява-
ва и постоянен член, причиняващ адитивна грешка на усилвателя (греш-
ка на нулата или още дрейф на нулата). В съответствие с казаното до
тук, реалното уравнение на преобразуване на усилвателя на напреЖение
има следния вид:
U„„= t.(и.,+ и.)
18
където U о - адитивната грешка (дрейф на нулата) на усилвателя,
приведена към входа му.
Амплитудната характеристика (фиг. 1) на идеалния усилвател е
линейна Функция, а на реалния усилвател се различава от линейната,
поради нелинейните характеристики на градивните активни елементи
(електронни лампи, транзистори или интегрални схеми), а при доста-
точно големи входни сигнали- поради ограничението, определено от
захранващото напреЖение.
Фиг. 1
Амплитудно-честотната характеристика (фиг. z а,б) представлява
зависимостта на коефициента на усилване от честотата на входния (си-
нусоидален) сигнал. В усилвателите на променливо напреЖение (фиг.2 б)
коефициентот на усилване намалява с намаляването на честотата в об-
ластта на ниските честоти. Това се обяснява с наличието на капацитив-
ни меЖдустъпални връзки, имащи свойството на неидеално диференциращо
звено.
В областта на високите честоти, както при усилвателите на пос-
тоянно (Фиг. 2-а), така и на променливо (фиг. 2-6) напреЖение, нама-
ляването на коефициента на усилване к се обяснява с шунтиращото
19
действие на входните, изходните и разпределените капацитети на усил-
вателните стьпала. Често пъти АЧХ се характеризира с лента на пропус-
кане (честотна лента), представляваща раз лика между горната ( 5» ) и
долната ( ) граници, на честотния диапазон, в който грешката на
коефициента на усилванедК не превишава зададената стойност.
За усилвателите на постоянно напреЖение е характерна нестабил-
ност, проявяваща се като бавно изменение на изходното напреЖение при
нулево входно напреЖение, предизвикващо адитивна грешка (грешка на
нулата, дрейф на нулата, фликер - шум). Дрейфът на нулата следва да
се отличава от така наречения "бял шум” на усилвателя, който има ши-
рок честотен спектър с постоянна интензивност в честотната облает
от (1 t 2)kHz до f, на честотната лента. Дрейфът на нулата е след-
ствие на изменението на захранващите напреЖения, на температурата на
околна.а среда, на стареенето на елементите и на други външни и вът-
решни флуктуационни явления.
Дрейфът на нулата е прието да се характеризира с напреЖението,
което трябва да се подаде на входа на усилвателя за да се получи из-
ходно напреЖение равно на нула, взето с обратен знак, Дрейфът на ну-
лата на усилвателя се определя от качеството на използуваните елемен-
ти, особено на тези, в първите (входните) стьпала на усилвателя,
Фазочестотната характеристика ФЧХ представлява зависимостта на
Фазата на изходния сигнал спрямо фазата на входния сигнал от честота-
та на последния.
Преходната характеристика ПХ на усилвателя се характеризира
най-често със скоростта на изменение (A IL»/At) на изходното напре-
Жение, при подаване на входа му скокообразно изменящо се напреЖение.
1.2. Основни разновидности на измервателните усилватели
на напреЖение
1.2.1. Инвертираш усилвател
Схемата на такъв усилвател е приведена на Фиг. За.
Фиг. 3
2С
Ако коефициентът на операционния усилвател ОУ не е безкрайно
голям и е равен на * , то за не имаме:
Ки» , <1>
където /= R</(R< + fG) коефициент на предаване на веригата
за паралелно отрицателна обратна връзка по напрекение.
Входного съпротивление на усилвателя от Фиг. 3-а се определя
по Формулата:
= Л” = (2)
А- ХВд К + 4
Тъй като обикновено /(н+i) то R»x«R<
За изходното съпротивление на сыпля усилвател имаме:
О А От I . — 1?\
Кизх ---------Um = const . О)
* Гизх/(К«
При изпълнение на условията и гил/(и4тйж)« j , то
К hjx ~ Гилх/р + К^) (Д)
l.z.2. Неинвертираш измервателен усилвател
Схемата на неинвентиращ усилвател е показана на схемата на
фиг. З-б.
Коефициентът на усилване на такъв усилвател.. с отчитане на ко-
ефициента на усилване на ОУ се определя по формулата:
kH, = -14t =(1<-±ЗЛ JSJL (5)
V» ' Ка J 1+К£
където /= R’/(^ + R*J - коефициент на предаване на последова-
телната отрицателна ооратна връзка по напрекение.
Входною съпротивление на неиннертирац усилвател се определя
по Формулата (при Яэ = 0):
Rax = ------
Гс« ♦ Re
където гч - синфазно входно съпротивление.
Re = Пх(1->КИ) (ЛлПЯх)
1 - /м <-♦
(6)
(7)
21
Me*- коефициента на подтискане на синфазния входен сигнал;
^ = нИ--4;ф) R<IU?i=R,RVtR, + R.)
Ako Me*»Kp » а MI₽t<K. Г|»? изразът (/) мо*е да се уп-
рости:
ReI'm. И + *Р)
Ако Мсф есравним С пр, това маке да доведе до увеличаване или
намаляване на Re, съответно на йь» , в зависимост от големината
и знак на Мс*>
Както се вюкда от Формулите (6) и (7), входного сопротивление
на неинвертиращия усилвател маке да бъде много голямо, като на прак-
тика се ограничава отгоре от стойността на >*с* (при Re-»o°).
Изходното съпротивление на неинвертиращият усилвател се опреде-
ля аналогично на инвертиращия - Формули (3) и (4).
1.2.3. Диференциален усилвател
Схемата на елементарен диференциален усилвател, построен с еди>
ОУ е показана на Фиг. 4.
Изходното напрекение на такъв усилвател маке да се определи,ка-
то се използуват резултатите, получени за инвертиращия и неинвертира-
щия усилвател - Формули (1) и (5). При това, изходното напреАение мо-
ле да се разглекда като сума от две независими съставящи, една от ко-
нто е обусловена от (А< , а другата от В този случай, пола-
гайки К = ОЭ ще ПОЛУЧИМ:
(8)
22
сьдето Ra /CRs+Ra) - коефициент на предаване на резистивния
делител, включен към неинвертиращия вход на диференциапния усилвател.
От (8) се виЖда, че за да се изменя изходното напреЖение пропор-
ционално на разликата ( Uxz - Ux-i ), е необходимо да се изпълни
условием:
в този случай:
(10)
1.3. Грешки на измервателните усилватели, построени с ОУ
Грешките на измервателните усилватели възникват преди всичко
поради неидеалностите на параметрите на ОУ и елементите, включвани
към него. Към тях се отнасят: крайната стойност на коефициента на
усилване к , входните токове ( , I- ), остатъчното напреЖение
е, , входните съпротивления и , изходното съпротивление
а също така, неточността на съпротивленията във веригата на
отрицателната обратна връзка. В повечето случаи тези грешки могат
да се корегират чрез начална регулировка на коефициента на усилване
и на началното ниво на входного напреЖение на усилвателя. Тогава
грешката ще се определя само от нестабилността (например, температу-
рната) на тези величини.
Основните грешки на измервателните усилватели могат да се раз-
делят на две грули: на мултипликативни и адитивни. Мултипликативните
съставящи се появяват вследствие изменением на резисторите, опреде-
лящи коефициента на усилване ( й< и Rz от Фиг. 3), а така също на
коефициента на усилване к коефициента на отслабване на синфазната
съставна мс> на входните съпротивления г»х и гц и др. Адитив-
ните съставящи са обусловени от изменением (дрейфа) на во и разли-
ката от входните токове дчх, от нестабилността на захранващото на-
преЖение.
1.3.1. Мултипликативни грешки
Грешката на коефициента на усилване на инвертиращия усилвател
се определя преди всичко от грешките на резисторите в обратната връз-
ка и моЖе да се определи от Формула (1):
23
Г ких ~
(11)
От Формулите (1) и (И)също така се вюкда, че не е важна толкова
стабилността на резисторите R.^ и Ri колкото стабилността на тях-
ното отношение . Освен от отношение™ Rx/R-i коефициентьт
на усилване на инвертиращия усилвател се определя още от коефициен-
та на усилване на ОУ <( к )' и от входного му съпротивление гвх
тьй като последнего се включва последователно с и заедно в пара-
лел с R4 и по такъв начин участвува в израза за коефициента на
обратната връзка / (Формула 1 ). С отчитане на тези два параметъ-
ра, изразът за Киу ше има вида:
където / = * R*/«« * R2/r.x + R3(i + R4/R^/r,xj
е коефициент на предаване на 00В, отчитащ и входного съпротивление Нет
ОУ. От (12) моАем да определим грешката от изменение™ на коефициента!
К :
Жиу(ггк) = -£*-.
и от изменението на гвх •
ГКиу ( Гг,х) = Гг,х .J— . Rj (14)
Мултипликативните грешки на неинвертиращия усилвател се опреде-
лят на практика по същите Формули (11), (13) и (14), както и за инвер-
тиращия усилвател. Действително, коефициентите на усилването на два-
та усилвателя се отличават само с 1, която при достатъчно голямо от-
ношение R2/r, моЖе да се пренебрегне.
Влияние™ на коефициента Мс4 за инвертиращия усилвател моЛе
да се пренебрегне, тьй като синфазного напреЖение при него Фактичес-
ки е равно на нула: = о. При неинвертиращия усилвател,
обаче, синфазного напреЖение е равно на входного, вследствие на кое-
то, коефициентьт м<_4 участвува в израза за к»? .С отчитане
на Мс« , коефициентьт на усилване на неинвертиращия усилвател ще
бъде:
(15)
R’ •f-0,5Mc| V йч '
24
Съответно, изменението на AM те води до греяка:
5кму(Гмс4) =-^с4 -12т7=4- (16)
1.3.2. Адитивни грешки
С отчитане на остатьчното напреЖение е0 и входните токове L+
и с- , изходното напреЖение на инвертиращия усилвател ще приеме
вида (при *—-оо );
'Л = ' °- -Й- К-)- (<• Д) 11/1
Както се виЖда от (17), е. се усилва ( 1 + Rx/R* ) пъти. От-
носителната грешка от ео ще се определи от израза:
'“>
При достатьчно голям коефициент на усилване е./их
При предварително извършена компенсация на е. , във формула
(17) и Формула (18) следва да се замести е. с изменението&е. (на-
пример, температурното изменение тке. [fV/’c] ).
Изменението на изходното напреЖение вследствие тока *- спо-
ред (1/) е равно на Rz.i_ . При Rs = Ri ^/(R^Rj) , токът '<+
ще предизвиква същото по модул изменение, но с обратен знак. Следо-
вателно, на изходното напреЖение в този случай ще оказва влияние са-
мо разликата . Относителната грешка моЖе да се определи по Фор-
мулата:
6" L/j (д(-)
д(7у(дй) _ _ д(..Йч
Uy "Ur.RJ’R,- U*
(19)
От (19) се виЖда, че не зависи от съпротивлението
я2 , т.е. от коефициента на усилване на усилвателя.
Адитивната грешка на инвертиращия усилвател от нестабилността
на захранващото напреЖение моЖе да се определи по Формула (18),като
в нея се замести е. с кгдЕ}
(zO)
Адитивните грешки на неинвертирашия усилвател се определят,на
практика, по същите Формули: (18), (19) и (20).
25
1.4. Особености на усилвателите на 1роменливо напреЖение
В случайте, когато трябва да се усипва само променливата със-
тавна на сигнала, на входа на усилвателя :е включва разделителен кон-
дензатор (Фиг. 5-а,б). В неинвертиращия усилвател (Фиг. 5-6) се включ
ва и разделителен кондензатор последоватеяно с резистора Я» с което
се сниЖава до 1 коефициентьт на усилване <а остатъчното напреЖение е.
на ОУ и по такъв начин се стабилизира режима на усилвателя по постоя-
нен ток.
Фиг. 5
Типичната АЧХ на усилвател за промеяливо напреЖение е показана
на Фиг. 5-в. За инвертиращия усилвател (фаг.5-а), комплексният коефи-
циент на усилване в областта на ниските честоти в случая на идеален
ОУ моЖе па се определи по формулата:
_ я* _ й-« /<»>т,
ки’’ " z, ~ *
Q
където т, = Q Съответно, АЧХ в )бластта на ниските честоти
се описва със съотношението:
|Киу| - £?
(22)
В областта на средните честоти (обл«ст II от Фиг. 5-в), която
се явява работна облает на усилвателя, честотната грешка от раздели-
телния кондензатор моЖе да се определи по'Формулата:
26
f Киу<~) _ 1 __ > (23)
Ra/R,
където cj "Су » -t
Аналогично моЖе да се покаЖе, че за неинвертиращия усилвател
честотната грешка от разделителните кондензатори в областта на сред-
ните честоти ще е равна:
~ ) <2«
4 Т Ri. /Rj 2 о>х ( Tt Т/ /
където ti - с-г*з
За да се повиши входного съпротивление и да се пониЖи честотна-
та грешка на неинвертиращия усилвател резисторът яэ се включва та-
ка, както е показано на фиг. 5-г. В този случай, към я* е приложена
само малка част от входного напреЖение, равна на сумата от диферен-
циалното входно напреЖение на ОУ (£<- е- » ) и напре-
Жението на кондензатора Cl (_ио sUn/ywCfR, ) или:
IM (z5)
Вследствие на това, еквивалентните стойности на R3 и тА във
Формула (z4) са значително по-големи от фактическите им стойности,
благодарение на което се увеличава входното съпротивление на усилва-
теля, а второто слагаемо в същата Формула значително намалява.
При приблизителни изчисления на честотната грешка на усилвате-
ля, определена от инерционността на ОУ, последният се моделира с
инерционно звено от I ред. Тогава,
К ~ U (26)
Времеконстантата на усилвателя т- моЖе ориентировъчно да се
определи, изхоЖдайки от единичната чесгота на усилване на избрания
ОУ. Доколкото:
то
<1
27
Комплексният коефициент на усилване на ОУ с ООО ще се определи:
> _ й__________к 1_________________
05 ~ 4 +К/ “l+K/’ ItjvTj/Cf + Kf) <27>
От (2/) се виЖда, че еквивалентната времеконстанта Ге =
на усилвателя с 00В е (1 +к^ ) пъти по-малка от времеконстантата на
използувания ОУ.
Знаейки У, и , моЯсе да се определи честотната грешка, пре-
дизвикана от инерционността на ОУ:
(£)‘ 1281
Мултипликативните грешки на усилвателя на променливо напреЖение,
определящи се от нестабилността на коефициента и и съпротивленията
Ri , Ri и г»« се изчисляват по аналогичните Формули за усилвате-
лите на постоянно напреЖение.
Адитивните грешки на усилвателя на променливо напреЖение зависят
само от шумовете и наводките. Остатъчното напреЖение в такива усилвате’
ли практически не внася грешки, тъй като то се предава на изхода с еди
нично усилване и, освен това, товарът на усилвателите на променливо
напреЖение често се съединява чрез разделителен кондензатор.
II. Описание на опитната постановка
Схемата на опитната постановка е дадена на фиг. 6. В качеството
на операционен усилвател се използува интегралната микросхема р'А74!
С помощта на делителя R/ t R8 се формира постоянно напреЖение, ко-
ето моЖе да се използува за определяне на коефициента на усилване на
усилвателите на постоянно напреЖение. Резисторите R5 и R6 служат за
задаване на различии товари на усилвателя при определяне на изходното
му съпротивление. Резисторът R9 се използува при определяне на вход-
ного съпротивление на усилвателите.
III. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучи схемата на лабораторната постановка и се нане-
сат върху принципната схема стойностите, типа и толеранса на елементи-
те й.
3.2. На базата на каталоЖни данни за операционния усилвател DA1
и на номиналните стойности на елементите да се изчислят основните па-
28
R7
Фиг. 6
раметри и характеристики на неинвертиращ постояннотоков усилвател.
3.3. Експериментално да се определят адитивната грешка, коефи-
циента на усилване, мултипликативната грешка и изходното съпротивле-
ние на неинвертиращ постояннотоков усилвател и получените резултати
се сравнят с теоретично изчисление.
ЗабелеЖка: Изходното съпротивление на усилвателя се определя
на базата на Формула (3) и товарните резистори ₽5 и R6. Изходното на
преЖение на усилвателя се измерва с цифров волтметър, а товарният
ток се определя на базата на измерените стойности на изходното напре-
Жение на усилвателя и номиналните стойности на резисторите R5 и Р6.
3.4. Да се снеме амплитудно-честотната характеристика на ин-
вертиращ променливотоков усилвател. Да се построй същата в логаритми-
чен мащаб за честотата и да се определят долната и горната граница
на честотата, при които усилването спада с 3dB. Получените резулта-
ти да се сравнят с теоретично изчислените.
3.5. Да се определи експериментално входното съпротивление на
неинвертиращ променливотоков усилвател с високо входно съпротивление
(Фиг. 5-г) и се сравни с теоретично изчисленото.
ЗабелеЖка: Входното съпротивление моЖе да се определи по след-
ната методика. Първоначално се задава с генератора входно напреЖение
Utx< в границите на линейната облает на амплитудната характеристи-
ка и равномерната част на амплитудно-честотната характеристика и се
измерва с цифровият волтметър изходното напреЖение Uusx-t. След това
на входа на усилвателя се включва последователно съпротивлението
29
₽9 и с генератора се задава ново входно напреЖение , при кое-
то изходното напреЖение на усилвателя да стане равно на Uu»x< . Вход
ното съпротивление се изчислява по формулата:
мкг Uurt
IV. Контролни въпроси
4.1. Кои са основните метрологични параметри и характеристики
на измервателните усилватели.
4.2. Кои са източниците на адитивна и мултипликативна грешка
на статичната амплитудна характеристика на различните видове измер-
вателни усилватели.
4.3. Кои са причините за неравномерност на амплитудночестотна-
та характеристика на усилвателите.
4.4. Кои са източниците на нелинейност на характеристиката на
преобразуване на усилвателите.
4.5. Да се изведе Формулата за експериментално определяне на
входного съпротивление на усилвателите - задача 3.5.
V. Приложение
Основни параметри на операционния усилвател^А744С
е0 = МлЫтУ > Чх.ср. ° (80+500) ПА;Д>1вх = (20t200)nA
%, вх д = (0,3+2,0) МЛ ) Свх = L4p F ; CMP »(70t90: d-B;
К3 = (30tl50)^V/\Z ; К = Z.10%2.105 ; = ±10t±13 V
. II - +12 V; = 75Д > P=0,5V/M
при RT > 2 кл-j u вх.макс. изх r ,r
£= 3MHZ ; TUo = 15rV,°C'- ТКД1 Bx. = 0,5"A /°C.
CMk = 20 1$ iMcf I 5 xc<f> = *100) ? »x. A
w X X
30
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
№ 2
БЪРЗОДЕЙСТВУВАЩ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ НА СРЕДНАТА
СТОЙНОСТ НА ПРОМЕНЛИВОТО НАПРЕЖЕНИЕ
В измервателната техника место се налага измерването или прео-
бразуването на средната ( <Lt ) или средната изправе-
на ( | Ux(t)| it ) стойности на променливото напреЖение с честота
/ = 1/Т. И в двата случая, обикновено, на изхода на преобразувателя
се поставя нискочестотен Филтьр, отделят постоянната съставна на сиг-
нала. При това, колкото по-високи са изискванията за минимално ниво
на пулсациите в изходното напреЖение на преобразувателя, толкова по-
голяма е времеконстантата на филтьра, и следователно, инерционността
на преобразувателя като цяло. Максимално бързодействие моЖе да се по-
стигне, ако се осъществят последователю функционалните преобразува-
ния "интегриране" и "деление", според формулите за средни стойности,
в рамките на периода на входното напреЖение. При зададена точност на
преобразуването, обаче, този метод се осъществява твърде сложно апа-
ратно.
При неголям диапазон на изменение на честотата на измерваното
напреЖение (2 до 3 пъти) компромисно решение на споменатите проблеми
моЖе да се постигне с използуването на Филтьр, построен във вид на ас-
татична затворена система с дискретизация на изходния сигнал синхрон-
но с пулсациите на входното напреЖение.
Целта на настоящего лабораторно упражнение е да се изследват
динамичните свойства и статичната характеристика на преобразуване на
преобразувател на средната стойност на променливото напреЖение с вре-
менна дискретизация на интеграла в правата верига.
I. Теоретична постановка (вЖ. [з] )
На фиг. 1 е представена блоковата схема на бързодействуващ пре-
образувател на средната изправена стойност на променливото напреЖение
в постоянно напреЖение.
Основните блокове на преобразувателя от Фиг. 1 са следните:
точен измервателен двуполупериоден изправител ДИ, двуходов интегратор
И, схема за извадка и запомняне СИЗ и формировател Ф. Интеграторы- И
31
ФИГ. 1
и схемата за извадка и запомняне СИЗ образуват затворена астатич-
на система с временна дискретизация на изходното напреЖение.
Действието на схемата е следното. Интеграторы И Формира на из-
хода си напреЖение, пропорционално на сумата от напреЖенията (|IUI )
от изхода на ДИ и U; от изхода на преобразувателя. Ключът К на СИЗ
се затваря за кратко времен необходимо за запомняне на напреЖението
Ни от 'запомнящия* кондензатор Сп. Затварянето на ключа К се из-
вършва по команда от Формирователя Ф през временни интервали., равни
на Т (периода на входного напреЖение |U.xl ). По такъв начин се ось-
ществява временната дискретизация на изходното напреЖение Uj , пред-
ставляващо същевременно и напреЖението на обратната връзка в затворе-
ната система.
При скокообразно изменение на средната стойност на входного
напреЖение в системата възниква преходен процес. при който изходно-
то напреЖение се изменя стъпаловидно с продълЖителност на всяка стъп-
ка, равна на Т. Ако преходният процес е затихващ. то в установен реЖю
изходното напреЖение е постоянно и интегралы от сумата на напреЖе-
нията на входа на интегратора за периода Т е равен на нула:
т т
J (|Ux| + Низх) d.t а У | Цх| clt * U j-T s 0
• •
следователно. изходното напреЖение (Jj те бъде равно на средната из
правена стойност на входното напреЖение Их :
U3 (2)
32
Ще определим съотношенията, определяй^ вида на преходния про-
нес на установяване на изходното напреЖение на преобразувателя при
скокообразно изменение на входното напреЖение.
Нека напреЖението на изхода на интегратора Um в края на п -тия
такт на преобразуване е равно на Un [о] , а изходното напреЖение на
преобразувателя Uj [п] ще бъде съответно:
U у [nJ = Kc.M4.Un[n] (3)
където Kru, - коефициент на предаване на схемата за извадка и запомня-
U У1 о
не СИЗ.
Да предположим, че в началото на [n + 1] -я такт входното на-
преЖение се е изменило със скок и е станало u«(t) Интегралът от
сумата на двете напреЖения, получен за времето на [п*1] -я период
на преобразуване се добавя към напреЖението ии[п] и се получава
ново напреЖение Un[n*lJ :
1/и[п + 1] = Un[n] - {|Um(t)| ♦ Uj[n])
съответно, изходното напреЖение на преобразувателя Uj[n*1]
ще бъде-
=Ксиэ.ии[пН] (5)
Замествайки (4) в (5) и отчитайки, че в течение на такта [п+1]
напреЖението на обратната връзка U^[nj остава постоянно, уравнение-
то (5) се преобразува по следния начин:
и,[пИ) = (б)
о
Лолученото уравнение (6) представлява линейно нееднородно дифе-
ренчно уравнение от пъови ред. ВъвеЖдаме означението:
S = - j|U»x<(t)|dt (/)
о
и, прилагайки дискретного преобразуване на Лаплас, преминаваме в прос-
транството на образите:
•*. ujh) -(< -Uj (г) = е* Uj[o] + £ •$ -fl- (s)
33
където иj[о] е величина/ определяща началните’условия.
Уравнение (8) след преобразуване моЖе да се представи по след-
ния начин:
Изразът (9) в пространство™ на оригиналите има следния вид:
и,и = 4- ^и,ю)-4-] о - (10)
замествайки_в (10) стойността на $ от (/) ще получим:
т ~
U>j[n] =-4-J|UM(t)|«Lt + ;11)
• о
първият член на дясната страна на израза (11) представлява
установената стойност на изходното напреЖение на преобразувателя,рав-
на на средната изправена стойност на входного напреЖение.
Вторият член на дясната страна представлява свободната съставк.
на преходния процес. При това, ако до изменението на входного напре-
Жение, преобразувателят е бил в установен режим, то
В този случай, сумата в големите скоои представлява нарастването на
средната стойност на входного напреЖение.
Характерът и продълЖителността на преходния процес зависят от
големината на разликата д= ((- Ако последната е равна на
нула, преходният процес завършва за един период Т, което съответству-1
ва на максимално възмоЖното бързодействие. Ако |д|<4 , то пре-
ходният процес завършва толкова по-бързо, колкого тази разлика е по-
близка до нулата. Така, ако ТКСИЗ/ т = о,5 (или 1,5) и UytoJ =0
то за завършване на преходния процес с грешка не по-гсляма от 0,1%
са достатъчни 10 периода на Т, тъй като (1-0,5)10 - 0,001.
Преходните процеси за различии стойности на ТКСИЗ/ т са изо-
бразени на Фиг. 2. Очевидно, че приизпълнениена условието д < О,
знакът на величината, определяща динамичната грешка на устройството
се изменя след всеки период на интегриране. При as-4 , т.е.при
Т > 2т/ксиз преходният процес на установяване на изходното напр
жение е незатихващ.
ЗА
По такъв начин, условието Т < 2Т/КСИЗ представлява услови-
ето за устойчивост на затворената система.
Грешката на разглеЖдания преобразувател в статичен режим основ-
но се определя от точността и стабилността на ДИ,й и от дрейфа на ну-
латана интегриращия усилвател 0У1. Към точността на СИЗ не се налагат
строги изисквания, тъй като последната се намира в правата верига на
затворената система. Не оказва влияние на точността в статичен режим
така също, и изменението на интегриращия кондензатор С. Изменението
на тези величини влияе само на динамичните характеристики, тьй като
се изменя стойността ТКСИЗ/ т
Тъй като усредняващото устройство на преобразувателя обеспечава
получаване на средната стойност на входното напреЖение за периода Т,
който е равен на периода на пулсаииите на това напреЖение, то послед-
ните се оказват напълно подгиснаги и отсъстват в изходното напреЖение.
Направените до тук изводи са валидни при условие, че честотата
на входното напреЖение е постоянна. Интерес представлява, също така,
анализът на бързодействието на такъв преобразувател при отклонение на
честотата от номиналната й стойност, което ще позволи да се оценят
възмоЖностите на преобразувателя в по-широк честотен диапазон.
При променлива честота на входното напреЖение според условието
за обезпечаване на устойчивостта на затворената система при Ксиз= 1
е необходимо винаги да се изпълнява неравенството: т > Твхтам /2,
където Твх mux = 1 //м т]П е максималната стойност на периода на
входното напреЖение.
Да разгледаме случая, когато диапазона на изменение на входната
честота е равна на z, т.е. Твхтах = zTBxrn,n . В този случай,
оптималната стойност на т ще лежи в интервала: ТвхГпт<т<тмтах
Стойността на т моЖе да се определи, изравнявайки на две1е
граници на честотния диапазон времената за завършване на преходния
процес на установяване на изходното напреЖение и големините на динамич
ните грешки. При това условие се получава следната система:
П<Твх.та.х = ПгТъх min
|<| — та» я | । _ Т»х. пйп (
където п, ил; - брой на периодите на установяване на изходното
напреЖение на границите на диапазона, определящи равни динамични греш-
ки при равни времена на преходния процес.
Замествайки в уравнение (12) стойностите на TBxmQX = 2TBXmin
35
и решавайки получената система, ще получим за оптималната времекон-
станта То :
То =(< + ^r-jTbxmin — 1,7T»xmln ,
а за максималната продъпкителност на преходния процес на установява-
не на изходното напреЖение с точност S = 0,12:
tпл = ГцТы-ЛЮХ =—;—------------•Тьх.твх я: ^.Тмпки = 4,7т 13)
От (13) се вижда, че при двукратен диапазон на изменение на чес
тотата на входното напреЖение при съответното оразмеряване на схемата
моЖе да се постигне бързодействие на преобразувателя на границите на
диапазона не по-малко от четири периода на минималната честота.
От казаното до тук следва, че използуването на астатични усред-
няващи устройства със синхронна дискретизация на интеграла в правата
верига за построяването на измервателни изправителни преобразуватели,
за средна стойност се явява ефективно средство за повишаване на тяхно
то бързодействие. На изхода на такива преобразуватели практически ня-
ма пулсации.
36
и. описание на опитната постановка
Схемата на опитната постановка е дадена на фиг. 3. С помощта
на операционните усилватели ОАИ:< *DA4:2 </** А747) диодите
vDi-b vd-ч е осъществен двуполупериодния изправител (преобразу-
вател по модул). Интеграторът е изпълнен на базата на операционния
усилвател DA2 (/*А741), а схемата за извадка и запомняне е в инте-
грално изпълнение (о АЗ-КР1100СК2). Формирователят е реализиран с
операционния усилвател t> А4 ( l М101А) и е осъществен по схемата
на инвертиращ компаратор. Ценеровият диод vd 8 обезпечава необхо-
димите нива за управление на РАЗ/ а ценеровите диоди VD6 иурт
ограничават нарастването на изходното напреЖение на D АЗ под допус-
тимого за РАЗ входно напреЖение. С помощта на транзистора V ТЬпрев-
ключващ с честота 50 Hz се "накъсва* входното напреЖение на пре-
образувателя с цел да се наблюдава преходния процес в системата на
екрана на осцилоскопа.
III. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучи принципната схема на опитната постановка и
се нанесат върху нея стойностите и типа на елементите.
3.2. Да се изчисли теоретично и се определи експериментално
оптималната честота А , при която преобразувателят има максимално
бързодействие (преходният процес затихва за един период на входното
напреЖение).
3.3. Да се наблюдава преходния процес при /#/о и се опреде-
лят експериментално честотните диапазона в които преходният процес
има апериодичен^ псевдопериодичен и незатихващ характер. Да се извър-
ши теоретична проверка.
3.4. Да се снемат експериментално времедиаграмите в хаоактерни-
те точки на преобразувателя в установен реЖим (транзисторът v Г1 е
запушен).
3.5. Да се снеме характеристиката на преобразуване на преобра-
зувателя при / = /0 и да се определи диапазона на линейно преобра-
зуване с максимално приведена грешка., зададена от преподавателя.
IV. Контролни въпроси
4.1. Какви са пътищата за измервателно преобразуване на средна-
та стойност на променливото напреЖение в постоянно.
4.2. Начертайте структурната схема на преобразувател на средна-
та стойност с временна дискретизация в правата верига и обяснете прин-
ципа му на действие.
4.3. От какво се определят точността и вида на преходния процес
в преобразувателите с временна дискретизация?
37
о
6,3 V
Фиг.
38
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
1Г 3
ЕЛЕКТРОННИ АНАЛОГОВ^ ЧЕСТОТОМЕРИ
Целта на настоящею упражнение е запознаване на студентите с
основните методи за построяване на електронни аналогови честотомери,
а също така с тяхните метрологични характеристики и схемотехнически
особености.
1, Теоретична постановка [2]
1,1. Общи сведения
Честотата е основен параметър на периодичните процеси и се оп-
ределя с броя периоди за единица време. Тя маке да бъде както постоян-
на, така и променлива във времето, във връзка с коею се формулират
следните стойности на честотата:
- моментна честота F (t ):
F(t)=^ = JL.£LL.t»r(t)l = 4o*-l-.fLWL я)
л# zjr oCtL J J oCt
кт пето o’lt' кръгова честота. a Ytt] - Флуктоация на Фазата,-
- средна честота Fav:
Fav=^=l_(F(t)^xfo*_l_[W-r(0)]sfo , (2)
Т j 2JTT
о
при Т — о- , каю Т е периодът за наблюдение или измерване.
На практика понятия!а средна и постоянна честота най-често се
отъэкдествяват, като се определя норма за относителната нестабилност
на средната честота.
Използуваният в практиката честотен диапазон е извънредно широк
- от 10 Е-6'В автоматиката) до 10 Е15 (в радиоелектрониката, физиката
и др,). Електронните аналогови честотомери се използуват за измерване
на честоти в диапазона от няколко десетки херца до няколко десетки ме-
гахерца.
1,2. Методи за построяване на електронните аналогови честотоме-
ри (ЕАЧ).
Каю неенергетична величина, честотата не маке да се измери
39
пряко, поради което се използват различии методи за измервателно пр«
образуване. При електронните аналогови честотомери в качеството на и
Формационен носител се използва периодична поредица от папреЖенови
или токови сигнали с моментна честота, равна на измерваната, а в ре-
зултат на измервателното преобразуване са разпространени два основн
метода за измервателно преобразуване - чрез усредняване на импулси с
постоянна волтсекундна или амперсекундна площ (метод с право преобоа
зуване) и резонансен метод (метод със сравнение).
1.2.1. Метод с право преобразуване
ЕАЧ с усредняване на импулси с постоянна волтсекундна площ реа
лизират структурата на Фиг. 1.& Принципът на действие се пояснява и
от времедиаграмите, дадени на Фиг. 1.6,
Ubx
Фиг. 1
Входнитеимпулси (Jbx с честота Ех запускат чакащия мултивибратор ЧМ
на изхода на който се Формира импулс Щ със зададена продълЖителнос
То. Импулсите Uj управляват електронния ключ ЕК така, че наизхода му
се формират импулси U2 със зададена продълЖителност То и зададена
амплитуда Uo (със зададена волтсекундна площ). Нискочестотният Филтъ
отделя постоянната съставна (средната стойност) на импулсната пореди
ца (J2: тх
Um4X = U2Ay =.А_ (iJzdt --LUqTq sToUqFx -Sq.Fx (3)
конто e пропорционална на входната честота Ex . Изходното напреЖение.
Umjix моЖе да се усили по-нататък с измервателен усилвател и да се из
мери със стрелкови измервателен уред, чиято скала да се градуира в
единиците на входната величина. В частния случай НЧФ в структурата н<
Фигура 1.а моЖе да отсъствува, а на негово място да се включи магните
електричен уред. Отклонението на последния, както е известно, е про-
порционално на средната стойност на протичащия през него ток.
40
Основните източници на грешка в структурата от Фиг,1,а са
нестабилността на ЧМВ (нестабилността не продълЖителността на То) и
нестабилността на параметрите на електронния ключ ЕК (остатъчно напре-
Жение, обэатни токове, остатъчни съпротивления, ограничена скорост
на преь'<лючване и др,), което довеЖда до нестабилност както на ампли-
тудата Но/ така и на продълЖителността на То, Намаляването на тези
грешки води до съществено услоЖняване на схемното решение на преоб-
разувателя.
Значително по-просто (при запазване на същите метрологични ха-
рактеристики) е схемно решение при ЕАЧ с постоянна амперсекундна плющ,
Най-разпространената разновидност на този ЕАЧ, наричан в практиката
още кондензаторен честотомер се пояснява от структурната схема и вре-
медиаграмите, дадени на фиг, 2,
Входните импулси Um с честота F* запускат чакащия мултивиб-
ратор ЧМВ, Изходните му импулси Lh с продълЖителност Т управляват
електронния ключ ЕК така, че образцовия кондензатор Со се включва
към опорното напреЖение Uo > а през паузата - към образцовия резис-
тор Ro , формираното върху Ro напреЖение постъпва към нискочестотен
Филтър НЧи, който отделя постоянната .(.средната) съставна:
= — ^О dt = -&> f @0 s Uq CqFx (А)
1* о ^5 Ъ
пропорционална на входната честота.
В частния случай Но и НЧФ могат да отсъствуват и на тяхно мяс-
то да се включи магнитоелектричен измервателен уред, скалата на който
да се градуира в единиците на входната величина.
От зависимостта (4) следва, че времето Т не влиза в уравнението
на преобразуване при условие, че преходният процес на заряда на Со до
Uo завършва практически напълно (Т>ЗАСо ). Следователно, не-
стабилността на ЧМВ не довеЖда до грешка, което води до упростяване
на неговото схемно решение, като в частния случай моЖе да се сведе до
прост формировател (по ниво) на входните импулси. Освен това*както се
виЖда от Фиг, 2, ЕК превключва токове, а не напреЖения както в случая
на фиг, 1, което също води до същественото му упростяване и намалява-
не на изискванията към него, Точността при такъв ЕАЧ се определя най-
вече от стабилността на ₽о, Со и Uo * което се обеспечава практичес-
ки сравнително лесно,
41
1,2,2. Метод със сравнение
Този метод се основава на сравнение™ на честотата на колебани
ята на изследвания източник със собствената честота на колебания на
резонансен кръг (фиг, 3):
Фиг. 3
йзменяйки капацитета на кондензатора С е възмоЖно, по показами-
ята на индикатора на резонанса ИР, да се настрои трептящия кръг LC в
резонанс, при който Fx~Fpeb = При известна стойност г
L , скалата на кондензатора С мо>ке да се градуира в единиците на
честотата. В качеството на ИР мо>ке да се използва, например, амплиту
ден волтметър, Резонансните честотомери имат неголяма точност и се
използуват за измерване привисоки честоти.
2, Описание на опитната постановка
Принципната схема на опитната постановка е представена на Фиг
Тъй като входният сигнал за честотомера се предвиЖда да се взе-
ма от синусоидален генератор G , вместо чакащ мултивибратор в схема1
се предвиЖда по-елементарна схема на усилвател - ограничител (формир<
вател), реализиран с помощта на транзистора VT4 (ВС357) и ценеровия
диод VD2 (Д818Г), с конто се Формират импулси с коеФициент на запъл-
ване 0,5 и амплитуда~ ?I/. Образцовият кондензатор С1 се превключва
помощта на токовите (аналогови) ключове, оеализирани с помощта на ди(
42
ФИГ. 4
дите VD4 и VD5 , като се зареЖда през VD4 и се разреЖда през vt)5n
резистора Ай . Нискочестотният филтър е осъществен с помощта на кон-
дензатора СЗ, включен паралелно на резистора R*.
Транзисторът VTj и резисторът Rj са предназначени за подобряване
на работата на аналоговите ключове \ЛМи VD5. Нелинейността на диоди-
те VD4 и VD5 , изразена в нарастване на тяхното съпротивление при на-
маляването на напреЖението върху тях, довеЖда до разтегляне на преход-
ните процеси на заряд и разряд на прецизния кондензатор С1, като на
практика не могат да завършат напълно.
Последното е причина за възникване на допълнителни температурни
грешки и на грешка от нелинейност. За отстраняване на този неЖелан
еФект, съпротивленията на ключове се ограничават "отгоре* с помощта
на резистор Rj и прехода колектор-емитер на отпущения транзистор VT2.
Последният се отпушва при зареЖдане на С1 с помощта на диФеренциращата
верига.Операционният повторител, построен cDA4e предназначен за отстра-
няване на грешката от нелинейност. Действително, ако VM е свързан
с катода си към общата шина, образцовият кондензатор С1 се зареЖда до
константного напреЖение Uo на ценеровия диод VD2, а се разреЖда до из-
ходното напреЖение Мим* вследствие на което количествотоелектричество
на разряд на С1 ще бъде: Co(Uo - Umax) , а не на CoUo и Формула
!«> «.«ива вида: ия„ . Fx Ко(и0.иии)Со ,
ИЛИ (5)
₽ FxRa Ua^o/(4 ~Fw RoCo)
43
(5)
Както се виЖда от (5) така реализираният преобразувател е не-1
линеен. За корегиране на тази нелинейност се вювеЖда допълнителна поч
лоЖителна обратна връзка с операционния повторител DA4, с което на-
преЖението на заряд на С1 се изменя така, че количеството електричес-
тво на разряд на С1 върху fU се запазва постоянно и равно на и0Со.
На Фиг. 5.а и б са показани съответно еквивалентната схема и
времедиаграмите, изясняващи преходния процес в ЕАЧ от Фиг. 4, при eta
кообразно изменение на входната честота от 0 до f х = 1/Тх.
Фиг. 5
Обеспечавайки достатъчно малка времеконстанта на разряд на Со
във филтъра R и С можем да приемем, че реактивното съпротивление на
кондензатора С е много по-малко от съпротивлението R , поради което
практически цялото количествоелектричество на разряд ^=UoCo се
прехвърля в кондензатора С, предизвиквайки изменение на напреЖението
му С ди :
д U с Оо.Со/с , (6)
В установен режим на изхода на ЕАЧ се установява напреЖение
UjH)c относителна стойност на пулсации: 5Л = aU/Uj(<>o)
В моментите, непосредствено преди постъпването на импулсите
, на изхода на ЕАМ се формира решетъчната функция :
#г 1 -Тх/ас
U;[l]=4U. е
44
11*Го1 II/ T’‘/RC -2Тх/ЛС\
uj|2j=AU(e + е )
U-j [nJ = a U . Z (е )
i-1
Решетъчната функция I u[i] } i- 1,2 .. .n ... описва преход-
ния процес в ЕАЧ във функция от номера на поредния импулс на , При
п-оо установената стойност Uj[<x>J на изходното напреЖение ще бъде:
UjfooJ = Тх/йС) , ;7)
а приТх«К.С,е'’Тх//в£ моЖе да се разложи в степенен ред:
e-Tx/RC = ,Тх^с + 1/3’(Tx/RC)3+...
и пренебрегвайки членовете от II-ри и по-висок ред, получаваме за
изН:
1А [•“’J = д U. - (Jo = UqCq R..•(* (8)
4 т> С тх J
Относителната грешка от преходния процес в момента пЛх от
началото му се дава с израза:
«„ . и,н - и,М _ а-т>/«£ (9)
U(W »-С/тх
При зададена максимална грешка Элитах от (4) мокем да опре-
делим необходимия минимален брой тактови импулси птщи времето за
установяване на преходния процес със зададена точност:
"^nnmin =Пт4п-Т( (10)
От принципа на действие на ЕАЧ е очевидно, че за Физическата
реализуемост на преобразуването е необходимо периодът на входната че-
стота да не превишава времето за практическо довършване на преходния
процес, което въвеЖда ограничение отдолу на входната честота:
jAx min — —-— > —-—
Тхгпа.х ^^45
На базата на Формули (6) t (10) моЯсе да се извърши оразмерява
не на ЕАЧ.
3. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучи принципната схема на опитната постановка и да
се нанесат стойностите, типовете и толерансите на елементите. Да се
отбелеЖат точните елементи.
3.2. Да се снемат експериментално временните диаграми в характс
ните точки на преобразу вателя (L 2, Зий) в два режима без корекщ
на линейността на диодите УИ и VW(разкъсани връзки а - а' и в - вЛ
3.3. Да се снемат експериментално характеристиките на преобрази
ване в два режима: без корекция на нелинейността (осъществена връзкс
с - с') и с корекция на линейността (осъществена връзка с - с*), пр*
осъществена корекция на нелинейността на диодите VD4и VD5 .
3.4. На базата на получените в 3.3 резултати от експеримента де
се определят грешките от нелинейност в двата режима за един и същ дк
апазон на изменение на входната величина.
4. Контролни въпроси
4.1. Кои са разновидностите на метода с право преобразуване
на честота в напреЖение и по какво се различават?
4.2. Кои са източниците на грешки в структурите от Фиг. 1 и
Фиг. 2?
4.3. Как могат да се оормират импулси с постоянна амперсекунг
на площ по начин различен от този, посочен на фиг. 2?
4.4. Как се пояснява влиянието на нелинейността на диодите VD
и VD5 върху работата на преобразувателя? Как моЖе да се отстрани
това влияние?
4.5. На какво се дълЖи нелинейността на преобразувателя от Фу
4 и как се отстранява?
4,6. От какво се определят долната и горната граници навходн!
честотен диапазон на ЕАЧ?
46
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
№ 4
ИЗМЕРВАТЕЛНИ СИНУСОИДАЛНИ И РЕЛАКСАЦИОННИ
ГЕНЕРАТОРИ
За провеЖдане на изпитания и изследвания на различии електрон-
ни схеми и устройства са необходими източници на изпитателни сигнали.
С помощта на такива източници, които дават сигнали със зададени пара-
метри могат да се снемат амплитудно-честотни и преходни характеристи-
ки, да се градуират измервателни уреди, да се имитират входни сигна-
ли, да се измерват параметри на други сигнали и т.н.
Използуваните в практиката измервателни генератори се характе-
ризират с огромно разнообразие както по отношение на Формата, така
също и по отношение на честотата, амплитудата и мощността на сигна-
лите. Тук ще се ограничим само с разглеЖдането на нискочестотните
синусоидални генератори и на релаксационните генератори на сигнали
с Правоъгълна и триъгълна Форма.
Целта на настоящото упражнение е да се запознаят студентите с
принципа на действие на някои видове нискочестотни измервателни гене-
ратори на сигнали със синусоидална, триъгълна и правоъгълна форма,
както и с основните моменти при тяхното проектиране.
I. Теоретична постановка (вЖ. f2,4,6J )
1.1. Синусоидални генератори. Синусоидалните генератори служат
за получаване на синусоидални по Форма напреЖения с регулируема чес-
тота и амплитуда. Те се характеризират с малко изходно съпротивление,
което обикновено моЖе да се регулира с цел, съгласуването му с това
на товара. Основните блокове в структурата на нискочестотните синусо-
идални генератори са: задаващ генератор - генерира синусоидално на-
преЖение със стабилна амплитуда и честота, като последната моЖе
да се регулира; усилвател - усилва сигнала по амплитуда и по мощност,*
изходен блок - служи за регулиране на амплитудата или мощността на
сигнала, както и на изходното съпротивление на генератора. В някои
случаи синусоидалните генератори включват и уреди за измерване на
честотата и ефективната стойност на изходното напреЖение.
В зависимост от схемата на задаващия генератор се различават
три типа нискочестотни синусоидални генератори: LC - генератори,ге-
нератори на основата на биене на честоти (от хетеродинен тип) и РС-
генератори. Тъй като последните се характеризират с ло-просто устрой-
47
ство, по-малки габарити и по-добри метрологични характеристики, то
тук ще се ограничим само с разгле)кдането на най-разпространения от
тях - задаващ RC-генератор с мост на Вин.
Най-често, задаващият генератор (Фиг. 1) представлява неинвер
тиращ измервателен усилвател, в който е въведена допълнителна, мест
нозависима полоЛителна обратна връзка (ЛОВ). Схемата генерира напре
Жение със синусоидална Форма, при изпълнение на условието на хармон
ния баланс:
К^=К^ел = | (1)
където Ky=Kj^ е комплексният к
ефициент на усилване на усилвателя
а _ комплексният коефици
на предаване във веригата на ЛОВ.
Както е известно, условието (1)
се разлада на две:
- условие за баланс на амплитуд
те
= < (2)
- условие за баланс на Фазите
Г -2пЛ (п = 0,1,2.) (3)
Ако усилвателят е неинвертиращ, следва, че К^ = ка е реално
число. Следователно, трябва също да бъде реално (.т = 0). О
Фиг.1, следва, че
>t = Z^/(Z<+Z2) (4)
къдетс Z< = + 1/j«cl > Zz = + ]mCzR^)
Или след заместване:
Д___________________«2_________________
J R4 + R1 ♦ jCwCxRfRt - 1/gjCj)
Коефициентът р* става реално число, когато имагинерната част
на знаменателя му се нулира. Ако R1 = R2 = R и Cl = С2 = С, което
се изпълнява твърде често на практика, за честотата на генерираното
синусоидално напреЖение се получава:
48
fa = 1/27F^<CzR<R2 = 1/2ЖС }
(6)
а коефициентът на предаване във веригата за ПОВ е /+ = 1/3.
Необходимостта от стабилна амплитуда на изходното синусоидално
напреЖение изисква условието за баланс на амплитудите (2) да се из-
пълнява във всеки момент. За постигане на това не е достатъчно въвеЖ-
дането на силна отрицателна обратна връзка (00В) в измервателния
усилвател. За да се установи изходното напреЖение в линейната облает
от амплитудната характеристикана усилвателя, без да се достигат нели-
нейните зони, както и за да се осигу-
ри необходимата му стабилност, 00В
Фиг. 2
се прави нелинейна.
На Фиг. L е показана схемата на
RC-синусоидален генератор, изграден
на базата на операционен усилвател
(ОУ), в който е въведёна ООВ-резисто-
рите R3 и Р4. Нелинейност на 00В се
постига, като единият от резисторите
S3 или R4 е нелинеен - термистор,
лампа с наЖеЖаема Жичка и др. Необ-
ходимо е обаче, инерционната време-
константа на този нелинеен резис-
тор да бъдет«»г5Ттад = 5//mm, където /тш е най-ниската честота на
генерираното синусоидално напреЖение. При това положение този елемент
не деформира формата на протичация през него ток. Като се има предвид,
че термисторът има отрицателен температурен коефициент на съпротивле-
нието си (ТКС), а лампата с наЖеЖаема Жичка - положителен, моЖе да се
съобрази на мястото на кой от резисторите в 00В трябва да се включи
нелинейния резистор, за да се постигне еФект на стабилизация на из-
ходната амплитуда. Нека под действие на някаква причина изходното на-
прежение да нарастне. Това ще доведе до увеличаване на тока през ре-
зисторите РЗ и Р4, а следователно и до повишаване на тяхната темпера-
тура. За да се стабилизира амплитудата е необходимо 00В да се засили,
т.е. съпротивлението на резистора Р4 да нарастне, или това на РЗ да
намалее. Следователно, ако като нелинеен резистор се използува термис-
тор, то той трябва да се включи на мястото на резистора R3, а ако е
лампа с наЖеЖаема Жичка - на мястото на резистора R4.
Постигането на максимален ефект на стабилизация на амплитудата
зависи от правилния избор на работния режим на нелинейния резистор.
49
В специалната литература [2] е показано, че поради тези съобрайения
работната му точка трябва да се подбере в областта с максимална кри-
вина на характеристиката Р = / (I) (максимално изменение на чувстви-
телността 5=dR/dl).
Регулирането на честотата на изходното напреЖение обикновено
се осъществява чрез стъпално изменение на Cl = С2 и плавно изменение
на Rl = R2. Ясно е, че тяхната точност и стабилност определят една
от метрологичните характеристики на генератора. Вайно предимство на
RC-генераторите с мост на Вин са много малките им нелинейни изкривя-
вания (обикновено по-малко от О, IX). В някои случаи, за стабилизира-
не на амплитудата се използуват диодни ограничители, полеви транзис-
тори и т.н., конто, обаче, водят до известно увеличаване на нелиней-
ните изкривявания.
l.z. Релаксационни генератори. Релаксационните генератори слу-
жат за получаване на сигнали с правоъгълна, триъгълна, трионообразна
и др. Форми. В практиката съществува голямо многообразие от такива
генератори. Много често, чрез подходяща нелинейна верига /формироват
от триъгълното напреЖение се получава синусоидално, при което с помо
та на такива генератори, наречени функционални, се получават няколк
различни по форма напрейения (функции) с еднаква честота.
Схемата от фиг. 3 пояснява принципа на действие на такъв функ-
ционален генератор (ФГ).
Фиг. 3
ФГ съдърйа интегратор И, компаратор К и формировател Ф на сину
соидален сигнал. Ако разгледаме операционните усилвателиРА1 и£>А2 к
то идеални, то за напреЖението на изхода на интегратора е в сила:
t
(W t UC(O) . (7)
50
а в момента на сработване на компарато-
ра за напреЖенията Щ(1)и u,(t) се изпъл-
нява условието:
Ui(t) _ _ U«(t) (J)
При равенство на напреЖенията на поло-
Жително и отрицателно ограничение наРА2,
следва, че ua = tUor»
Работата на ФГ моЖе да се поясни с
времедиаграмите от фиг. 4. Нека начало-
то на разглеЖдането, t = о, да съвпада
с момента на преминаване на о А2 от отрицателно ограничение в полоЖи-
телно. Тогава, в момента t = о - преди разглеЖдането, напреЖението
на изхода на интегратора моЖе да се определи от (8), т.е.
ib(o-) = Uc(o-) = Uor₽ Ri/Рг
При това положение, за o<t<t« , напреЖението и#)е !
U.(t) = --t-( Ut(t)dt + |iUore=-^t +-^Uo
ЯС J Ki КС Яд
Л *
В момента t -ti напреЖението на изхода на интегратора дос-
тига Прага на сработване на компаратора, т.е и<(1)=-1/вг»Д</&и за
продьлЖителността Т^ на първия такт се получава:
Тх = ti - 0 = kPCPj/l?^.
По аналогичен начин за продьлЖителността Т2 на втория такт се
получава същия израз, откъдето за периода T на напреЖението се полу-
чава:
Т = Ti + Т2 = 4RCI?1/I?2
Със същата честота / = 1/Т се изменя и напреЖението на изхода
на компаратора, но то има правоъгълна Форма.
От триъгълното напреЖение с помощта на Формирователя Ф се по-
лучава синусоидално напреЖение. Формирането моЖе да се осъществи като
се използува нелинейността в характеристиките на биполярните или по-
левите транзистори или значително по-прецизно с помощта на диодно-ре-
зисторна матрица. На Фиг. 5-а е дадена полоЖителната полувълна на си-
нусоидален сигнал, който при зададена максимална грешка от апроксима-
ция моЖе да бъде апроксимиран с помощта на точно определен брой пра-
51
ви линии (в случая за изменение на аргумента от 0 до *7.2 зпроксима-
цията е осъществена с четири отсечки). Определянето на апроксимацион-
ните възли (Ui.eQ е сложна оптимизационна задача, която излиза извън
R3 VD3
из
U2
U1
-U1
-U2
-из
фиг. 5
обема на настоящия курс (решава се-числено), поради което тук приема-
ме, че те са известни. За да се преобразува входното триъгълно напре-
Жение, в напреЖение с Формата на апроксимиращата синусоидата крива е
достатьчно да се осъществи делител на напреЖение, чийто коефициент
на деление да се изменя когато входното напреЖение се изравни с на-
преЖенията Ui На Фиг. 5-6 е дадена една схемна реализация на та-
къв формировател. Действието на схемата моЖе да се поясни като се раз
гледа формирането на полоЖителната полувълна. Когато входното триъгъг
но напреЖение и»л е по-малко от първото опорно напреЖение и< ,т.е
о < (Хм < и< всички диоди са запушени и изходното напреЖение се опре-
деля от съпротивителния делител Ро - R , т.е. Цим = UmRo/(Ro<-R) ,
при което се формира отсечката ОА на апроксимиращата крива. Когато
u.stUxSUx диодът VD4 се отпушва и паралелно на резистора Ro се
включва R< , при което се получава отрезът АВ. По подобен начин,
когато (Хв« се изравни с опорните напреЖения их и се формират
съответно отрезите ВС(Ро// Pl II Р2)и CD'(/?»||R<||R«.||Ri) от апрок
симиращата крива. Аналогичен е процесът на формиране на отрицателната
полувълна, като тогава участвуват елементите с индекс ’прим". На прак
тика отпушването на диодите не става рязко, а плавно, което в случая
има положителен ефект на закръгляне на апроксимиращата №ива около
апроксимационните възли. Опорните напреЖения и,,-и,,и,и» и т.н
52
се реализират с помощта на нискоомни делители на напреЖение и стаби-
лизиран източник на напреЖение. По този начин моЖе да се Формира ка-
чествена синусоида, чийто коефициент на нелинейни изкривявания е под
2%, за честоти до 200 kHz [2] .
При оразмеряването на схемата на формирователя е удобно да се
използува метода на възловите потенциали, като уравнения се записват
за всеки един от участъците. Получава се система алгебрични уравнения
като броят на уравненията е равен на броя на неизвестните - съпротив-
ленията на резисторите RO.R4.R2 и т.н. За простота на анализа,
да приемем, че диодите VD4 , vdz и т.н. за идеални и да запишем
уравненията, съответствуващи на първите два участька. На фиг. 6 са
показани еквивалентните заместващи схеми на Ф за първите два участъ-
ка. По метода с възловите потенциали се получава:
- за първия участък
* ~в~) = Ч**-
' R R. / R
- за втория участък
Uw,(± + J- + J_) s Мй. + -й.
'R Ro R«/ R R<
(9)
(10)
Фиг. 6
Неизвестните величини в уравненията /9' и /ю/ са съпротивления-
та на резисторите Р, Со и R1. Р се избира от съобраЖения за допустимо
натоварване на източника на входното напреЖение, a Ro и Р1 се изчис-
ляват от горните уравнения.
11. Описание на опитната постановка
За провеЖдане на лабораторного упражнение са необходима лабо-
раторен макет на синусоидален генератор с мост на Вин и функционален
генератор, съпротивителна декада и електронен осцилоскоп.
На Фиг. 7 е показана електрическата схема на лабораторния ма-
кет. Той съдърЖа синусоидален генератор с мост на Вин и Функционален
53
генератор. За удобство при експерименталното изследване на синусоидам
ния генератор/ във веригата за ООВ на последний могат да се вклочват
или нелинейния резистор RK1 /термистор /Т8СЗМ/ или линейно съпротив-
ление (съпротивителната декада RP1). Функционалният генератор е реа-
лизиран по схемата от Фиг. 3/ като с помощта на декадного съпротивле-
ние РР2 е предвидена възмоЖност за регулиране на честотата на гене-
рираните напреЖения. За премахване влиянието на нестабилностите в на-
преЖенията на насищане на операционния усилвател раз върху работате
на ФГ са използувани диодите VD< ? VD4 . Като ключови елементи във
Формирователя ф са използувани транзисторите VT1 t VT6. чрез което
са осигурени по-добри параметри на Ф от показания на фиг. 5-6.
III. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучи принципната схема на опитната постановка и да
се нанесат върху нея стойностите на елементите. Да се отбелеЖат точни
те елементи.
3.4. Изследване на синусоидален генератор с мост на Вин.
3.2,1. Да се изчисли честотата на синусоидалните колебания при
зададени стойности на елементите.
3.2.2. Да се изчисли стойността на съпротивлението РР1 във вери-
гата на 00В/ при която ще има стабилна амплитуда на генерациите.
3.4.3. Опитно да се намери стойността на RPL при която се изпъл
ва условието за стабилна амплитуда на генерациите.
3.4.4. Да се включи нелинейният резистор RK1 във веригата на 00В
да се провери стабилността на амплитудата и да се измери честотата
на генерираното синусоидално напреЖение.
3.3. Изследване на ФГ
3.3.1. По зададена честота от ръководителя на упраЖнението да се
изчисли стойността на PPz.
3.3.4. Експериментално да се определи стойността на СР4/ при коя
то честотата на изходните сигнали е равна на зададената.
3.3.3. Да се снемат времедиаграмите на изходните напреЖения -
триъгълно. правоъгълно и синусоидално.
IV. Контролни въпроси
4.1. Каква е причината за възникване на автогенерация в една
затворена електрическа верига?
4.4. Какво е условието за стабилност на амплитудата на генера-
циите при синусоидалния генератор с мост на Вин и как то се осъществ
ва на практика? Какъв е знакът на ТКС на използувания в синусоидални
54
Фиг.
55
генератор (фиг. 7) нелинеен резистор?
4.3. Какви са възмоЖностите за регулиране на честотата и ампли-
тудата на изходния сигнал в синусоидалните генератори?
4.4. Кои са метрологичните характеристики на синусоидалните ге-
нератори и от кои параметри се определят?
4.5. Обяснете принципа на действие на Формирователя на триъгъль
напреЖение в синусоидално.
4.6. Как се вземат предвид реалните параметри на ключовите еле-
менти при оразмеряването на нискоомния делител?
4.7. Кои елементи определят метрологичните характеристики на
генерираните от ФГ напреЖения?
4.8. Какви възмоЖности за регулиране на амплитудата и честотат;
ю генерираните сигнали моЖе да предложите?
МММ
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
If 5
ЦИФРОЮ ИЗМЕРВАНЕ НА ЧЕСТОТНО-ВРЕМЕННИТЕ
ПАРАМЕТРИ НА СИГНАЛИТЕ
В измервателната техника и особено при дистанционно измерване,
твърде често се използуват синусоидални или импулсни сигнали, чиито
информативни параметри са честотата, Фазата, периоды- или продълЖите
ността на импулсите. Предимството на тези сигнали се състои в тяхна-
та висока шумоустойчивост, слабого влияние на канала за връзка върху
точността на измерване, възмоЖността за включване на голям брой пре-
образуватели, отдалечени на значителни разстояния, и простотата на
преобразуване в цифрова Форма. От друга страна, точността на измер-
ване на честотно-временните параметри на сигналите принципно моЖе
да бъде много висока и се обезпечава с прости средства. Ето зато,
циоровите честотомери и измервателите на временни интервали пред-
ставляват една от най-многобройните групп цисррови измервателни уреда
(ЦПУ).
56
Цента на настоящото упражнение е да се запознаят студентите
с основните структури за цифрово измерване на честота, период, про-
дълЖителност на импулси и Фазова разлика.
I. Теоретична постановка (вЖ. [5, 6, 7, в] )
1,1. Цифрови измерватели на временни интервали. Тези ЦИУ са пред-
назначени за измерване на периода на хармонични или импулсни сигнали
и на продьлЖителността на импулсите. В основата на измерването на вре.
менния интервал е заложен принципът на преброяването на броя периоди
То на импулсен сигнал с Образцова честота А , запълваии измерва-
ния интервал /период/ Тх.
На фиг. 1 са дадени структурната схема на ЦИУ за измерване на
период и времедиаграми поясняващи неговата работа. Схемата еъдържа:
усилвател-формировател УФ, който преобразува изследвания периодичен
сигнал U-x(t) в импулсен сигнал със сыция период Тх,- квариов гене-
ратор КГ, който генерира импулсен сигнал с Образцова честота У» > уп-
равляем ключ К, който пропуска импулси с Образцова честота към броя-
ча на импулси БИ; регистър-памети РП, запомнящи съдърЖанието на БИ;
цифрово отчетно устройство ЦОУ, което показва съдърЖанието на РП,- уп-
равлявашо устройство УУ, което управлява отделните блокове. УУ изпъл-
нява слепните функции: формира правоъгълни импулси с продълЖителност
равна на неизвестния период Тх за управление на К,- формира сигнал за
препис на съдърЖанието на БИ в РП,- формира сигнал за нулиране на БИ,
Фиг. 1
Количеството импулси, преброени от БИ за времето Тх е:
Nx =T«.fo =Тх /То
(1)
57
Периоды То на сигнала с честота к в случая представлява об-
разцовата величина, с която се сравнява измервания временен интервал
V
Най-общо, при ЦИУ са нал1ице статична д<л и динамична Да греш-
ки. Статичната грешка се формира от две съставящи: методична и инстру-
менталка. Методичната грешка, или грешката от квантоване д«ь, възник-
ва поради това, че изходната величина на ЦИУ моЯсе да приема само ог-
раничен брой стойности, отличаващи се една от друга със стойност рав-
на или кратна на кванта (периода То в случая). Инструменталната греш-
ка д и се Формира от грешките и нестабилността на образцовата величи-
на и на параметрите на възлите и елементите на ЦИУ,където се извършва
сравнението меЖду измерваната и образцовата величини.
Динамичната грешка Дд на ЦИУ, съию така е съставена от методич-
на грешка Ддм , обуславящи се от дискретизацията на входната величи-
на и зависеща от стъпката на дискретизация и от скоростта на изменена
на входната величина, и от инструменталка грешка дди , обуславяща се
от инерционности на отделимте възли и елементи на ЦИУ.
В ЦИУ за измерване на временни интервали статичната инструмента!
на грешка ще се определя главно от грешката на УФ и УУ при Формиране
на управляващия импулс с продълЖителност Тх и неточността и нестабил-
ността на образцовата честота /0 • При измерване на период и при нали
чие на кварцово стабилизиране на образцовата честота _/» , статичната
инструментална грешка моЖе да се направи достаточно малка. При това
положение, основна съставяща на сумарната статична грешка се явява
грешката от квантоване на временния интервал Тх. В този случай, кога-
то началото на интервала Тх не съвпада с момента на появяване на им-
пулса от КГ, грешката от квантоване ще бъде:
Д=То - (ati + Atj) (z)
и нейната максимална стойност не превишава То (Фиг. 1-6).
Наксималната относителна грешка от квантоване е
Sk» = ±T0/Tk = + 1//л (3)
Стойността на образцовата честота /• се определя от допустима-
та грешка при измерването на най-краткия временен интервал Тх. Ако п<
ради ограниченото бързодействие на брояча, по-нататъшното увеличаван:
на честота е невъзмоЖно, то за повишаване на точността се използува
синхронизация на началото на временния интервал Тх с импулсите на об1
разцовата честота (лЬ-о- ) и се прави допълнителна оценка на голем!
ната на интервала д12. 53
За намаляване на грешката от квантоване се използува също та-
ка усредняване на резултатите от измерване на п на брой периода Тх
Това се осъществява чрез преброяване на импулсите с Образцова често-
та за временен интервал, равен на п измервани периода Тх. Резултатът
от измерването се получава след разделяне на показанието на брояча на
л (обикновено, п = ют , къдетс гл е цяло полоЛително число, при
което операцията "деление*' се свеЛда до преместване на десетичната
запетая в резултата). Максималната относителна грешка от квантоване
в този случай ще бъде:
- ± То /п.Ъ
(4)
т.е. намалява се п пъти, но за сметка на п пъти увеличените време
за измерване и капацитет на брояча.
Измерването на продъл>кителност на импулси се извършва по анало-
гичен начин. В този случай УУ трябва да затваря К за време равно на
поодълЖителността на импулса. Трябва да се има лредвид, че намалява-
нето на грешката от квантоване в случая не моЛе да се осъществи чрез
усредняване. Освен това, неточността и нестабилността в работата на
УФ води до появата на значителна по стойност статична инструментал-
на грешка.
l.z. Цифрови честотомери. Цифровите честотомери ЦЧ слуЛат за
измерване на средната или моментната стойност на честотата на перио-
дичен сигнал, както и на абсолютного или относително отклонение на
честотата от номиналната й стойност.
Един от методите за цифрово измерване на средната стойност на
честотата се състои в това, да се определи броя на перйодате Тх на
сигнала с неизвестната честота /я . запълващи някакъв измервателен
временен интервал Т и .
В зависимост от алгоритъма на работа се различават ЦЧ без при-
лепване и ЦЧ с прилепване на измервателните интервали. На фиг. z са
дадени структурната схема и времедиаграмите на ЦЧ за средна стойност
без прилепване на измервателните интервали.
[ппппшиишллшишш^
Фиг. 2
На базата на генерирания от КГ импулсен сигнал с Образцова чес-
тота, УУ изработва правоъгълен импулс с продълЖителност Ти в течение
на който се затваря ключа К и импулсите с честота /х , получени от
входното напреЖение Их посредством усилвателя-Формировател УФ, пос-
тъпват в брояча на импулси БИ. След отваряне на клоча К следва нов
интервал от време Тп > за който съдърЖанието на БИ не се изменя и мо-
Же да бъде отчетено от оператора с помощта на цифрово-отчетного устрой
ство ЦОУ. За да се осыцествява правилно отброяване на импулсите, в на-
чалото на следващия измервателен временен интервал БИ трябва да бъде
нулиран, което се изпълнява от УУ. От времедиаграмите се виЖда, че ко-
личеството на импулсите, постъпили в БИ е пропорционално на неизвест-
ната честота, т.е.
Л/х =Тц/Тх = T„.fx (5)
От Фиг. z-б се виЖда, че поради несъвпадението на импулсите от
УФ с началото и края на образцовия измервателен временен интервал Тя
по същия начин, както и при измерването на период, се появява грешка
от квантоване, чиято максимална относителна стойност е:
± 1/Ти./х = ♦ f/A'x (6)
Предимства на ЦЧ без прилепване на измервателните интервали са
простотата на УУ и липсата на памет. Съществени негови недостатъци са
голямата дискретизация на входния сигнал (периодът надискретизация е
по-голям или равен на 2ТИ) и ограничаването на обхвата на честотомера
от капацитета на БИ, поради необходимостта на продьлЖителността на Ти
да бъде достатъчна за възприемане на информацията от оператора.
ЦЧ за средна стойност с прилепване на измервателните интервали
позволява периода на дискретизация да се сведе до Ти. На Фиг. 3 са
показани структурната схема и времедиаграмите на такъв честотомер. Ха-
рактерно за него е това, че измервателните временни интервали Ти са
разделени с малка пауза, необходима единствено за прехвърляне съдърЖа-
нието на БИ в регистъра-памети РП и нулиране на БИ. Тъй като след те-
зи две операции ЦЧ е готов за нов измервателен цикъл, то е необходимо
принудително генериране на следващия измервателен временен интервал.
Шо се отнася до показанието и грешката от квантоване, то за ЦЧ за сре|
на стойност с прилепване на измервателните интервали ваЖи казаното за
този без прилепване на интервалите.
Трябва да се отбелеЖи, че разгледаните ЦЧ за средна стойност
не са ефективни при ниски честоти, поради което в тези случаи е целе-
60
фиг. 3
съобразно да се използуват ЦЧ за моментна стойност, които измерват пе-
риода Тх, а честотата /л се получава по изчислителен път.
1.3. Цифрови фазомери. Цифровите Фазомери (ЦФ) се използуват пр»
изследване на различии импулсни устройства, при точни измервания на ъг
лови премествания, както и при снемане на амплитудно-честотни характе-
ристики на различии звена. В практиката се използуват цифрови Фазоме-
ри за моментна стойност Umi.C и цифрови Фазомери за средна стойност
ЦФСС на Фазовата разлика.
Принципът на действие на ЦФПС се състои в преобразуване на измес
ваната оазова разлика между две синусоидални или импулсни напреЖения
във временен интервал, който от своя страна се измерва по цифров път.
Фазовата разлика между две хармонични колебания се десринира по следниг
начин:
1“ = 2 J.Ty/Tx (7)
където Тх = 4 / /* е периода на колебанията, а *т - временната раз-
лика между колебанията.
На Фиг. 4 са дадени структурната схема и времедиаграми на 1ЮПС.
..зследваните сигнали U« и Ui постъпват на формирователите G1 и 02,
които генерират импулейте и u+ж, съответствуващи на моментите н<
еднопосочните преходи на сигналите през нулата. Тези импулси постъпва!
на УУ, което формира следните управляващи сигнали: Формира импулси с
продълЖителност Ту за управление на кл»ча К; Формира сигнал за препи<
в РЛ на отброените в 6И Nr импулса с Образцова честота/. : Формира
сигнал за нулиране на БИ. По аналогия с периодомерите следва, че:
Л/г = тг/. (8)
61
от където определяне Фазовата разлика Ъ
т.е.
Т, -KNf
(9)
ииг. 4
От (9) се виЖда, че за изнерване на Фазова разлика по този начин е
необходимо да се осигури едно от следните условия:
- постоянство на честотата/х , т.е. да се използува UU за фик-
сирана честота;
- постоянство на отношение™ на честотите ;
- да се измери честотата или периода на сигнала, т.е. /Vrx=/o.Tx
и Фазовата разлика да се изчисли по Формулата:
Тх = 2 7.Nf / А/тх
(1и)
Максималната абсолютна грешка от квантоване при измерване на Фазовата
разлика е:
Д к» =• iZT.fx/jo (М)
и е пропорционална на честотата на изследваните сигнали, поради което
честотният диапазон на ЦФПС се ограничава отгоре. За намаляване на
грешката от квантоване, респективно за увеличаване на честотния об-
хват, се използува ЦФСС, при който временният интервал Гг съответ-
ствуващ на измерваната фазова разлика, се усреднява за няколко перио-
да на сигналите (сумиращи или интегриращи Оазомери).
Представените структурни схеми на цифрови честотомери, фазоме-
ри и измерватели на временни интервали показват, че тези ЦПУ съдърЖат
много еднакви възли. Това позволява с минимални апаратурни загуои да
се създават универсалии уреди, измерващи (според избрания режим на
работа) честотата или периода на периодични сигнали, продълйителност-
та на временни интервали, отношение™ на честоти или периоди, зазова-
62
та разлика, броя на импулсите за определено време и др.
II. Описание на опитната постановка
1MHz
СИГ. 5
Лабораторният макет съдърАа всички необходими възли и елементи
за реализиране на описаните в теоретичната част цифрови структури за
измерване на честотно-временните параметри на сигналите.
На фиг. 5 е дадена електрическата схе-
ма на КГ. Той е реализиран на базата на
два двуходови логически елемента И - НЕ -
- 1/2x7400 /К155ЛАЗ/. КГ генерира правоъ-
гълни импулсни сигнали с честота 1ПНл .
С помощта на делителя на честота ДЧ
(Фиг. 6), изграден от шест десетични бро-
яча 7490 /К15511Е2/ се получават правоъгъл-
ни импулсни сигнали с честоти 1, 10, Ю2,
Ю3, 104, Ю5 и 106 HZ. ДЧ има вход R9
за установяване на всички тригери в със-
тояние 9, което се осъществява при подаване на логическа 1.
>6
Сиг. 6
За реализиране на УУ в лабораторния макет са включени още: броя-
чен тригер (използуван е 3 -К-тригер 7472) с потенциални установъчни
входове R и 5 , управлявани от ниво 0; два чакащи мултивибратора
/4121 /К155АГ1/ сработващи по отрииателния фронт на входния импулс и
генериращи единични импулси с продълкителност около 0,5/*$ ; инвер-
тор - 1/4x7400. Като управляем клоч моЛе да се използува наличният
двуходов логически елемент к - НЕ, 1/4x7400.
На фиг. 7 е дадена приниипната схема на бк, РП и ЦОУ. БИ е реа-
лизиран с четири асинхронни брояча 749G /К155ИЕ2/, като освен входа
63
а броене Cc e предвиден и вход за нулиране Ro (при подаване на ни-
ю 1).РП се състои от четири схеми 7475 /К155ТМ7), като в паметта се
1съществява при подаване на ниво 1 на входа за прение См. ЦОУ съдър)кг
дешифратор Дш - четири схеми 7446 (Р 146) - за преобразуване на запис
1ия в РП двоично-десетичен код в седемсегментен и индикация И - две
двойки седемсегментни индикатори - VQE24.
Фиг. 7
64
Тъй като за изпълнение на практические задачи са необходими
сигнали за измерване, в лабораторния макет е вклэчен и импулсен гене-
ратор. Неговата електрическа схема и времедиаграми са показани на фиг.
3. Той съдърЖа мултивибратор, осъществен с помощта на двачакащи мул-
тивибратора 741zl, като с помощта на потенциометрите ОРТ и ₽Pz могат
да се регулират продълЖителнсстите на импулса / t« / и паузата / t*/,
в напреЖението u<(t) . Чрез още два чакащи мултивибратора се получа-
ват импулсните напреЖения цдг) и u4(t) дефазирани едно спрямо друго
на време t, .
Фиг. 8
III. Задачи за изпълнение
3.1. На базата на наличните в лабораторния макет стандартни ло-
гически елементи, да се синтезират принципните схеми на УУ за автома-
тична работа на иифров местотомер (със и без прилепване на измерва-
телните интервали), иифров периодомер, иифров измервател на продълЖи-
телност на импулси и иифров Фазомер.
3.z. Да се реализират споменатите в т.1 Ш1У и да се проведат из-
мервания с тях при няколко различии стойности на входната величина и
изпълнение на условието за минимална грешка от квантоване.
65
3.3. За реализираните ЦИУ да се начертаят структурните схеми и
времедиаграмите на сигналите в характерните възли.
IV. Контролни въпроси
4.1. Какви предимства дава използуването на честотно-временните
параметри на сигналите като информативни?
4.2. Зато при измерване на продълЖителност на импулси несъвър-
шенствата на УФ водят до появата на значително по-голяма статична ин-
струментална грешка, отколкото при измерване на период?
ч.З. Каква е разликата ме>кду грешка от квантоване и грешка от
дискретизация?
4.4. Какви методи за намаляване на грешката от квантоване поз-
навате?
4.5. Защо при ЦЧ без прилепване на измервателните интервали об-
хватът на уреда се ограничава от капацитета на би?
4.6. Какво ограничава честотния обхват на разгледания в теоре-
тична га част ЦОИС?
МММ
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
N 6
ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ НА НАПРЕЖЕНИЕ В ЧЕСТОТА
Един от най-разпространените методи за построяване на цифрови
волтметри е този, с меЖдинно честотно преобразуване. При тези волтмет-
ри се реализира структура с право преобразуване, като входното напре-
Жение първо се преобразува в честота с помощта на измервателен преоб-
разувател на напреЖение в честота, след което, честотата се преобразу-
ва в код с помощта на цифров честотомер. Основният възел, определят
метрологичните характеристики на цифровите волтметри с меЖдинно честот
но преобразуване е преобразувателя на напреЖение в честота ПНЧ. Висо-
ките метрологични качества на честотния сигнал (висока шумоустойчивост
при пренасяне както на къси, така и на дълги разстояния, удобство за
галваническа развръзка, простота и точност на интегриране, дискрети-
зация, кодиране, комутиране и др.) са станали причина ПНЧ да полу-
66
чат и самостоятелно значение и понастоящем се произвеЖдат и в интеграл
но изпълнение.
Целта на настоящего упражнение е да се изучат принципите на по-
строяване и основните метрологични параметри и характеристики на най
разпространените структури на интегриращите преобразуватели на напре-
Жение в честота ПНЧ.
I. Теоретична постановка (вЖ. f9, 10, 11} )
Независимо от голямото схемно разнообразие, всички ПНЧ могат да
се класифицират в две групи: с адитивна и параметрична импулена
обратна връзка, принципно отличаващи се по своите метрологични възмоЖ-
ности.
На Фиг. 1-а е дадена структурната схемана един вариант на ПНЧ с
параметрична обратна връзка, а на фиг. 1-6 - времедиаграмите, пояснява
щи нейната работа.
Фиг. 1
Работата на схемата от Фиг. 1 се състои в следното. Под въздей-
ствие на входното напреЖение и» . напреЖението u-и на интегратора И
нараства по абсолютна стойност, като при достигане на опорного напре-
Жение Uon , компараторът К сработва и запуска чакащия мултивибратор
ЧГ.В. Последният изработва на изхода си импулс с продълЖителност to ,
конто нулира интегратора. След прекратяване на импулса to отново се
интегрира входното напреЖение до ново сравняване с опорного напреЖение
и т.н. По такъв начин при постоянно входно напреЖение, в схемата се
създават автоколебания с честота, пропорционална на входното напре-
Жение:
1 = и* ,
7 У Т Uon * to tlx Q)
67
където т - времеконстанта на интегратора.
От уравнение™ на преобразуване УП (1), се виЖда, че на такъв
преобразувател е присъща нелинейност, обуславяща се от крайната стой-
ност на времето to за нулиране на интегратора. Ако в реалния преоб-
разувател се обезпечи условието:
t. U»<«T.Uon.
то УП се линеаризира:
(3)
където = 1/x.Uon е номиналния коефициент на преобразуване на
ПНЧ.
Обезпечаването на условието (2) е възмоЖно по два способа -
чрез намаляване на to и чрез ограничаване на t)« отгоре (намаляване
на обхвата на преобразувателя). Тъй като за времето to е необходимо да
се извърши пълен разряд на кондензатора на интегратора, т.е. t0 >ЗхР
то не е възмоЖно същото да се направи безкрайно малко. Следователно,
в такъв преобразувател при зададена грешка от нелинейност се ограни-
чава обхватът на входното напреЖение.
Адитивната грешка на преобразувателя от фиг. 1 се определя прак-
тически само от адитивната грешка на интегратора (включващ в състава
си и устройство за нулиране), а мултипликативната - от стабилността
на параметрите Uon , т и te . Тези източници на грешки, както
и методичната грешка (нелинейността на уравнение™ на преобразуване)
са причина такива преобразуватели на напреЖение в честота да се изпол-
зуват в случайте, когато допустимата основна грешка е в границите от
0,5 t 1,5%.
Със значително по-високи метрологични възмоЖности са лреобразу-
вателите на напреЖение в честота с адитивна обратна връзка. При тези
преобразуватели е възмоЖно да се получи принципна линейност на УП и
инвариантност на последното спрямо редина параметри на преобразувате-
ля.
На Фиг. 2-а е показана структурната схема на ПНЧ с импулсна ади-
тивна отрицателна обратна връзка, а на Фиг. z-б - времедиаграмите,по-
ясняващи нейната работа.
Работата на схемата от Фиг. z се състои в следното. Под въздей-
ствие на входното напреЖение UM , изходното напреЖение на интеграто-
ра >> нараства, като при достигане на същото до прага на сработване
на компаратора К, последният сработва и запуска формирователя на им-
68
пулей със стабилна площ 0!<СП, който Формира на изхода си напреЖенов
импулс с обратна на входно напреЖение полярност и с постоянна волт-
секундна площ So . Очевидно^ че в установен режим интегралите за
периода на преобразуване от входното и компенсиращото и/ напреЖе-
ния са равни:
±.Ju,.<Lt « , (д)
• •
от където, при постоянно и, можем да определим изходната честота:
= -J- Ux “ Kh.Ux (5)
От уравнението на преооразуване о» се вижда, че преобразувате-
лят от Фиг. 2 е принципно линеен, в УП не влизат параметрите т и Uon
и мултипликативната грешка се определя само от стабилността на параме-
тра So .
Оормирането на импулс със стабилна площ е възмоЖно да се осъще-
стви по няколко способа. Най-разпространен е способът на Формиране на
импулс с постоянна площ, чрез разделно задаване на времетраенето на
импулса и неговата амплитуда, така, както е показано на фиг. 3-а,б,в.
В преобразувателя от фиг. 3-а, след превключването на компара-
тора се запуска чакащия мултивибратор ЧНВ, който изработва импулс
със стабилна продълЖителност te . За времето аналоговият к.юч АК
подсъединява резистора R2 към еталонното напреЖение , с което се
предизвиква разряд на интегриращия кондензатор С. Уравнението на пре-
69
Оиг. 3
образуване на този преобразувател е от вида:
/Л = тг*- ~f~ = Kh-Ux , (6)
от което се виЖда, че преобразувателят от Фиг. 5-а, в отличие от то-
зи от Фиг. 1-а е инвариантен спрямо праговото напреЖение иоп и капа-
цитета С на интегратора. Стабилността на такъв ПНЧ се определя от ста-
билността на отношението R 2/r 1, еталонното напреЖение Ue и еталонно-
то време t0 . При използуване на резистори с еднакви по знак и близки
по стойности температурни коефициенти на съпротивление, нестабилностт!
на отношението R.2/R1 моЖе да се сведе до 10-5х/°С. От същия порядък
е и нестабилността на еталонното напреЖение 1Л> , ако се използуват
точни ценерови диоди (например, Д818Е или КС196А). Ако се използуват
чакащи мултивибратори с кварцова стабилизация, то нестабилността на
еталонното време моЖе да се сведе до (IO-4 t 1и'бх/°С). Следователно,
в най-добрия случай с ПНЧ от фиг. 3-а моЖе да се осъществи преобразу-:
ване с основна грешка, по-малка от 10"2%. |
Съществен проблем при реализиране на ПНЧ от Фиг. 3-а е осъще-
ствяването на аналогов напреЖенов ключ АК. Остатъчните параметри на Al
(остатъчно напреЖение или съпротивление на отворения ключ, утечните
токове на затворения ключ, паразитните импулси на управление на ключа;
и неговата инерционност) водят до поява на допълнителни грешки. Значив
70
телно по-просто и с по-малко допълнителни грешки се превключва ток,
поради което с практически по-високи метрологични възмоЖности е схе-
мата от Фиг. З-б. За тази схема е валидно следното уравнение на пре-
образуване:
(7)
Тъй като в схемата от Фиг. З-б се формира импулс със стабилна
амперсекундна площ, то резисторътЯ? не влиза в УП и не е необходимо
да се включва.
Схемите от Фиг. 3-а,б имат сравнително ниско входно съпротивле-
ние (равно на резистора R1). За повишаване на входното съпротивление
е възмоЖно да се използува схема на неинвертиращ интегратор, както
е показано на Фиг. 3-в. Нещо повече, в уравнението на преобразуване
на схемата от Фиг. 3-в не Фигурира и съпротивление на резистора R :
(8)
което повишава метрологичните възмоЖности на този тип ПНЧ.
импулс със стабилна амперсекундна площ моЖе да се формира и
чрез зареждане на еталонен кондензатор Со до еталонно напреЖение Uo.
както е показано на фиг. 3-г. За тази схема УП има вида:
А = -I-— U, = _L._L_.UX (9)
Uo.Co
при условие, че се обезпечава пълно завършване на преходните пронеси
на заряд и разряд на кондензатора Со.
Основни източници на грешки в схемата от Фиг. 3-г са: неидеал-
ността на диодите Д1 и Д2, който поради нелинейната си характеристика
в областта на ниските напреЖения не позволяват обеспечаването на пъ-
лен заряд и разряд на кондензатора С и остатъчните параметри на ана-
логовия клоч АК.
II. Описание на опитната постановка
Схемата на опитната постановка е дадена на Фиг. 4. В нея са
осъществени следните функционални блокове, позволяващи да се реали-
зират всички разновидности на ПНЧ, описани в теоретичната част: ин-
тегратор (на базата наРА2 ), компаратор (РАЗ), чакащ мултивибра-
тор ( DA4 ), напреЖенов аналогов клоч (VD3), формировател на импулси
със стабилно количество електричество ( VP4.VD5 ,R15,R16 иС7 ), из-
точник на ток с токови аналогови ключове (DA5,VT2,VD6-rVD8) и източ-
ници на опорни напреЖения -9V (УМОиУРП ).
71
За задаване на точни стойности на входното напреЖение, необ-
ходимо за снемане на ХП на преобразувателя се използуват точни декад-
ни сопротивления R4 и R2 . При осъществяване на условието
U0/(R3*R2)=const , R2 моЖе да се градуира в единиците на напреЖени
с точност, равна на точността на декадните сопротивления. Повторителя
( DA4 ) обезпечава ниско изходно сопротивление на източника на входи
НаПРе>1<Йнтеграторът е многовходов, като са предвидени возможности за
разреЖдане на кондензатора с помощта на VT1.
Компараторот е изполнен на базата на операционния усилвател
LM104 . с помощта на диода vol изходното му напреЖение при отрица-
телно ограничение се Фиксира на нулево ниво, а с помощта на положите/!
ната обратна врозка чрез СЗ се опезпечават стромни фронтове на прев-
ключване.
Чакащият мултивибратор е осоществен с помощта на интегралния
таймер 555, с който се формира импулс със стабилна продълЖителност
= 1,1(B12»R13).C4 и амплитуда около 10,5V.
С помощта на стабилитрона VD3 моЖе да се стабилизира амплитуда-
та на импулса от изхода на чакащия мултивибратор на ниво 9V, с което
върху VD3 се Формира импулс със стабилна волтсекундна площ.
Във формирователя на импулс със стабилно количество електричест
во диодитеурд и V05 са шунтирани съответно с резисторите Р15 и R1
с което се ограничава нарастването на правите съпротивления на диодит
и с това се обезпечава условие за пълно завършване на преходните про-
цеси на заряд и разряд на дозиращият кондензатор CZ.
Ьзточникът на ток е осъществен с операционния усилвател DA5 ,
регулиращия транзистор Т2 и ценеровия диод VD9 /Д818Е/. С помощта hi
диодите уоь и vdt , yds моЖе да се осъществи превключване на те
ка.
III. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучи принципната схема на опитната постановка и с<
нанесат върху нея стойностите на елементите й.
3.z. Да се синтезират по указание на преподавателя принципни
схеми на ПНЧ на базата на възлите от опитната постановка и се начис-
лят коефициентите на преобразуване.
3.3. Да се реализират схемите, синтезирани в т. 3.2, като се
снемат времедиаграмите в характерните точки.
3.4. При входно напреЖение равно на 1 волт да се определи ексш
риментално относителната грешка на преобразувателите от измененията
интегриращия кондензатор С1 и опорния временен интервал to Да се
анализират и пояснят резултатите.
72
Фиг. 4
3.5. За един от синтезираните преобразуватели да се снеме ха-
рактеристиката на преобразуване.
3.6. По данните от 3.5 да се определи: приведената грешка от
нелинейност и абсолютната адитивна грешка.
IV. Контролни въпроси
4.1. В какво се състои основного (принципното) различие меЛду
ПНЧ с параметрична и адитивна обратна връзка?
4.x. Кои са източниците на грешки в ПНЧ с параметрична обратна
връзка и как може да се намали тяхното влияние.
4.3. Обяснете физически ефекта на независимост на УП на ПНЧ с
адитивна обратна връзка от стойността на интегрирашия кондензатор и
стойността на прагово напреЖение на компаратора. От какви съобраЖения
следва да се избират стойностите на тези параметри?
4.4. От какво се определят адитивната и мултипликативната грешки
на ПНЧ с адитивна обратна връзка?
мим
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
* 7
ПРЕ05РАЗУВАТЕЛ НА R, С И L В ПЕРИОД
Измерването на параметрите ₽ , С и 1 се налага при използуване
на резистивни, капацитивни или индуктивни преобразуватели при измер-
ване на неелектрически величини, а също така и в електрониката и елек-
тротехниката, при настройка и ремонт на апаратите и при контрола на
радиодетайлите.
Цента на настоящото упражнение е да се запознаят студентите с ме
тод и принципна схема на преобразувател на параметри на електрическил
вериги в период и да определят метрологичните му показатели.
I. Теоретична постановка (вЖ. [5, 11] )
Сыиествуват два основни метода за преобразуване на параметрите
R , С и l - с право и с уравновесявашо преобразуване. Най-просто пс
първия метод параметрите Р , С их. се преобразу ват в напреЖение. В то*
зи случай измерваният двуполюсник се вклочва в измервателна верига,за-
хранвана от източник на образцовой или I . В зависимост от вида на
74
напреЖението (тока) - променливо или постоянно, напреЖителният пал
върху двуполюсника ще бъде Функционално свързан с параметрите ₽, С
и L или само с R . Разпространено е, също така, и преобразуване
на R , С и L в честотата на синусоидално напреЖение. За тази цел,
изследваният елемент се включва в честотно-зависима верига, определя-
ща честотата на колебанията на синусоидален генератор. Предимство в
случая са полоЖителните свойства на честотния изходен сигнал - висо-
ка иумоустойчивост, възмоЖност за предаване на големи разстояния,прос-
тота и висока точност на преобразуване в цифрова Форма и др. Значител-
но по-широко разпространение при измерване на R , С и L е намерил
методы с разгъващо преобразуване. Този метод е основан на формиране-
то на някаква разгъваша Функция, чийто аналитичен израз включва в се-
бе си измервания параметър, и на фиксирането на момента, в който тази
Функция достига предварително зададена стойност. Преобразувателите,
реализиращи този метод се отличават с висока точност, бързодействие,
пинейност на уравнението на преобразуване и удобство при преобразува-
не на изходния им сигнал (временен интервал, период или честота) в
код.
На Фиг. 1 е показана електрическата схема на един твърде разпро-
странен преобразувател на параметри на електрическите вериги в период
на импулсно напреЖение, реализиращ метода с разгъващо преобразуване.
Той се състои от интегратор, във времезадаващата верига на който е
включен елементът с неизвестния параметър Rx, Сх или L х и компаратор.
Действието на схемата няма да се разглеЖда подробно, тъй като
то е пояснено в лабораторно упражнение «е 3. Там е показано, че за пе-
риода Тх на изходното напреЖение на преобразувателя е в сила следното
равенство:
тх = Т1 + т2 “ «xWB2 (1>
75
Г.оЖе да се докаЖе, че когато във времезадаващите вериги на
интегратора са вклочени индуктивност и съпротивление (фиг. 1), пери-
одът на изходното напреЖение се описва с израза:
Rm. R1
(2)
Следователно, ако е неизвестен един от параметрите Рх, Сх или
Lx , то съответната характеристика на преобразуване (ХП) ще има
вида:
Тад ж ЧСо Км = Kr Rm . (3)
Т« =4R.^-Cx =КсСх • (4)
TlJ< = r7‘r7L* = KuL'
(5)
От изразите (3), (4) и (5) се виЖда, че съществен недостатьк на
този преобразувател е пониЖената му точност, вследствие участието на
неинформативните параметри Р1 и R2 в ХП. Действително, по метода с пъл
ния диференциал, за относителната грешка на преобразувателя се получа-
ва:
Тх Яч Ях
(6)
откъдето се виЖда, че нестабилностите на съпротивленията R1 и PZ
участвуват стопроцентово в общата грешка на преобразувателя.
За да се повиши точността на преобразувателя е удобно да се из-
ползува методът за корекция на грешката чрез промяна на знака на влия-
ещата величина. На фиг. z е дадена електрическата схема на преобразува
тел, в който е използуван този метод.
За да е възмоЖно изпълнението на у q ловией),сч> 35 е необходимо на-
преЖението на стабилизация на ценеровите диоди VD5 и VD6 да
бъде по-малко от Uor» на DAA От друга страна, ако и« е достаточно
голямо, при анализа на схемата диодите VD4 , VD2 , VD3 и VDA
могат да се разглеЖдат в първо приближение като идеални ключове. ВиЖ-
да се, че с тяхна помов се комутират местата на резисторите R1 и&2
като при полоЖително изходно напреЖение във веригата на обратната връз
ка на компаратора се включва R2 , а при отрицателно - R1. По този на-
чин през първия такт прагът на сработване на компаратора е Uct R4/R2
а през втория - UctR2/R1
Чрез подобен на изложения в лабораторно упражнение к 3 анализ,
за периода Тх на изходното напреЖение се получава
T,=2RxCx-*^ (/)
Ако ₽х и сх са инФормативни параметри, то за относителната греш-
ка на периода по метода с пълния|аиФеренциал се получава:
(8)
= Si.a (Гм - faa) =-^—.
*1,1
където $ vz представлява чувствителността на преобразувателя към неин-
Формативните параметри R1 и Pz, a Kj - коефициент на подтискане на
влиянието на неинформативните параметри.
От израза (8) се виЖда, че |S«.z|<1 т.е. при равни условия,
лреобразувателят на R, С и L в период, изграден по х схемата от фиг.
z, ще има по-добри метрологични показатели от този по фиг. 1. Още
повече, при ₽!-► R2 следва, т.е. създава се възмоЖност за
пълна инвариантност на схемата към въпросните неинформативни параметри
Отчитането на реалните параметри на диодите VDA^VDA не довеЖ-
да до съществени изменения в ХП, той като правите им съпротивления се
прибавят симетрично към съпротивленията R1 и Rz, а обратните им съпро-
тивления са няколко порядъка по-големи.
Трябва да се има предвид, че реалните параметри на DA1 налагат
някои ограничения върху диапазоните на преобразуваните Rx и пакси-
малната честота на изходния сигнал се определя от скоростта на нараст-
ване на изходното напреЖение на DA1 , която например за /М741 е 0,3
. Г|Инималното товарно съпротивление на същия е 1G00-/1 . Всичко
това изисква преобразуването Rx да не бъде по-малко от ЮОО^г, а
минималният период на изходния сигнал - не по-малък от liOfts .
77
Неудобството, което произтича от горните две изисквания се
отстранява, като в схемата на реалния преобразувател се включаз пос-
тоянни начални съпротивление Ро и капацитет Со, а преобразуваните ве-
личини 6Х и Сх се добавят към тях (съответно чрез последователю и па
ралелно включване). Става ясно, че разглеЖданите преобразуватели на
6 , С и L в период це имат някаква начална стойност на периода.
Следователно, при входна величина съпротивление и 61 = 62, тяхната
НХП ще има вида:
Tr(Rx) “Tro *Т»х =4C0Ro + AC»Rx = Kr(Ro +Rx), (9)
където Tro в началния период, обусловен от началното съпротивление R
В случай, че се преобразува капацитет:
Тс(Сж) =Тсо *Тсх “ Ro Со ♦ 4RoCx = Кс (Со * Сх) (10)
където Тсо е началния период, съответствуващ на началния капацитет CQ
Затруднението, което произтича от наличието на началния период
Тм и»*Тсо се преодолява на практика по следния начин. Чрез подходяще
настройка на 60 и Со се получава определена стойност за Tro(Tco) , «
в брояча на устройството, което измерва периода, първоначално се зап»
ва допълнителен код, съответствуващ на началния период . По този на-
чин, в края на измервателния цикъл съдърЖанието на брояча ще бъде
пропорционално на Т/?х или Тсх -частта от изходния период, съответ-
ствуваща на преобразувания параметър 6Х или Сх.
При преобразуване на индуктивности LM на реални бобини в ХП на
преобразувателя се появява нелинейност. Причина за това е омичното
им съпротивление Ru, поради което този преобразувател моЖе да се из-
ползува за преобразуване на индуктивности на бобини с достатъчно го-
лямо съотношение Lx/Rx
II. Описание на опитната постановка
За провеЖдане на лабораторного упражнение са необходима лабор?
торен макет на преобразувател на б , С и 1_ в период, съпротивителна I
кондензаторна декади, периодомер и електронен осцилоскоп.
На Фиг. Зе показана електрическата схема на лабораторния маке!
Янтеграторът е изпълнен на базата на операционния усилвател
f» А741, а компараторът на 1У0101А. С помощта на макета могат да се И
ализират преобразувателите от фиг. 1 и Фиг. z. Паралелно на резисто-
ра 61 моЖе да се включва резисторът 63, като по този начин сс ими
тира изменение на съпротивлението на първия спрямо номиналната му
стойност.
78
III. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучи принципната схема на опитната постановка и
да се нанесат върху нея стойностите на елементите. Да се отбелекат
точните елементи.
3.4. За преобразувателите от Фиг. 1 и фиг. 2 да се снеме зави-
симостта Ти = К (Их) за изменение на Сх от 0 до 100 к л през 10 ка
при номинален коефициент на преобразуване К»м = 66.10'9 5/л
3.3. Да се изчислят пълната приведена грешка Л*х (спрямо номи-
налната ХП) и приведената грешка от нелинейност Л»мм. Да се постро-
ят зависимостите=/Г11м) и .
- 3.4. За преобразувателя от фиг. 2 да се снеме зависимостта Тс»
= Тс<Сх> за изменение на Сх от 0 до lj»F през ОД pF при номинален
коефициент на преобразуване Ксн * 18120 s/F .
3.5. Да се изчислят пълната приведена грешка Лех и приведената
грешка от нелинейност Лемм. • Да се построят зависимостите Лех /(£*)
и Дсмел.(С») '
3.6. При условията на задача 3.4 и за Сх JpF за преобразу-
вателите от фиг. 1 и Фиг. t да се определят относителните грешки
на изходния период при изменение на неинформативния параметър Р1
с юх от номиналната му стойност. От получените резултати да се начис-
ли коефициента на подтискане на влиянието на неинформативните
параметри R1 и Pz върху относителната грешка на преобразувателя от
Фиг. 2.
79
IV. Контролни въпроси
4.1. Избройте предимствата и недостатъците на преобразувателите.
чийто изходен сигнал има за информативен параметъо честота или период,
4.2. Как ще влияв дрейфът на нулата на DA1 и DA2 върху
точността на преобразувателите от Фиг. 1 и фиг. 2?
4.3. В какво се състои методы за корекция на грешката чрез
промяна на знака на влияещата величина и какви други методи познавате'
4.4. Каква е разликата меЖду метода на пълния и този на логарит-
мичния диференциал при определяне на относителната грешка на преобра-
зуватели?
4.5. По какъв начин моЖе да се преодолев затруднением от нали-
чием на начална стойност на периода на изходния сигнал на размета-
ния преобразувател при използуването му в качеството на цифров Rte мер'
х х < и
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
№ 8
Ц.ЮРОВО-АНАЛОГОВН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ
Повсеместном приложение на цифровите изчислителни машини и мик-
ропроцесорите в автоматизираните технически системи е евързано с проб-
лема за тяхната връзка с обектите, параметрите на коим в повечето сл)
чаи се характеризират с непрекъснати (аналогови) величини. Последните
не е възмоЖно да се въвеЖдат непосредствено в цифровите устройства и
за това е необходимо аналоговите сигнали да се преобразуват в цифрови,
Тази операция се реализира от аналого-цифровите преобразуватели АЦП.
За обезпечаване на извеЖдането на информацията от процесора,не-
обходима за управление на обектите е необходимо да се извърши преобра-
зуване на цифровите сигнали в аналогови, каквито са повечето входни
сигнали на устройствата и уредите на автоматизираните системи за уп-
равление. Тази функция се изпълнява от цифро-аналоговите преобразува-
тели ЦАП.
В настоящем упражнение се разглеЖдат най-разпространените ме-
тоди за цифроаналогово преобразуване и се изеледват основните им ме-
трологични характеристики.
80
I. Теоретична постановка (в*. f7, 1OJ )
Принципът на цифроэнэлоговото преобразуване се заклччава в суми-
рането на аналогови величини, пропорционални на "теглата* на тези
разряди на входния цифров код, чиито разрядни коефициенти са равни
на единица (он). В зависимост от това, преобразува ли се цифро-
вият код непосредствеыо в изходната аналогова величина (напреЖение
или ток) или предварително се преобразува в меЖдинна величина (чес-
тота, относителна продълЖителност на импулса и др.) с последващото
преобразуване в изходната аналогова величина, различаваме ЦАП с пря-
ко и косвено преобразуване. ЦАП с пряко преобразуване, в зависимост
от алгоритъма на обработка на разрядите на входния код се подразде-
лят от своя страна на паралелни и последователни.
В даденото упражнение се разглеЖдат преки паралелни ЦДЛ, имащи
най-голямо разпространение в практиката.
Принципът на действие на поеките паралелни ЦАП е основан на су-
миране на еталонни токове In , съответствуваии на тег- .
лата на разрядите. Обикновено сумирането на токовете се извърюва с
операционен усилвател, напреЖението на изхода U) на който се оказ-
ва пропорционално на входния код . Така, за двоичен код:
Uj RotZaili » Ro» I©.^ «1-2 =RoiIe-Nx Q)
където ai - разрядни коефициенти на кода N» , определяли включ-
ване (при а» = 1) или изключване (приat • G) на съответния разряден
ток ( It .
It - еталонен ток на I -я разряд
I, - базов еталонен ток, от който се получават токовете
R0B - съпротивление в обратната връзка на операционния
усилвател ОУ, свързан по схемата на инвертиращ преобразувател на ток
в напреЖение.
В зависимост от начина на формиране на токовете It. ЦАП се разде-
лят на две групи - с резисторни матрици и с активни делители (генера-
тори) на базовия ток.
1.1. ЦАП с тегловни резистори
На Фиг. 1 е показана схема на ЦАП, която се състои от резисторна
матрица РИ, блок аналогови ключове (БАК), реализирани с р-канални по-
леви транзистори VT1 t VIп , съгласуващ блок СБ, изпълнен с ТТЛ -
схеми DD1 тррп с отворен колектор и операционен усиЛЬател DA1,
81
работещ в режим на сумиращ преобразувател на ток в напреЖение. Съпро-
тивленията на резисторите трябва да се изменят по следния закон:
Сиг. 1
Приа;= 1 на изхода на ©Di имаме нулев потенциал (изходният тран-
зистор на схемата е отпущен), който отпушва съответния полеви транзис-
тор VTi . Обратно, пру аг =0 изходният транзистор на dp i е запу-
шен, на входа на угг се подава ur> Uotc. (напреЖение на отсечка
на полевия транзистор), което запушва транзистора VTi.
По такъв начин, сумарният ток към инвертиращия вход на DAA се
оказва зависим от входния код:
Ix = (3)
изходното напреЖение Uj на DA4 в този случай ще бъде равно:
Um =Ro».I« = -Ue4“-/V«
• КО
(«)
При двоично-десетичния код отношението на тегловните резистори Ri
в рамките на една декада се определя от избрания код (l-z-4-8 или
l-z-4-z и т.н.), а при прехода от декада към декада опорният резистор
Ro се изменя 1G пъти.
82
кзточници на грешки в ЦАП с тегловни резистори са операционният
усилвател , източникът на опорно напреЖение и» , резисторы
тегловните резистори в Pi; и полевите транзистори ут4<-утл . От
уравнението на преобразуване (4) на ЦАП могат несложно да се полу-
чат изразите за приведената грешка от изменението на даденият влия-
ет параметър. Основен недостатък на ЦАП с тегловни резистори е ши-
рокият диапазон от номинали на резисторите в Pi i, което е неудобно
за интегралната технология на изработка. От друга страна, макар че
броят на резисторите е минимален, общата сума от съпротивленията на
тегловните резистори е твърде голяма и при голям орой разряди на ЦАП
за изработката на PN е необходима голяма плот, което също не е тех-
нологично.
1.x. ЦАП с резисторна матрица от типа R-2R. и източник
на опорно напреЖение Uo
При използуването в ЦАП на РИ от типа се използват са-
мо два номинала резистори, което има определени технологични предим-
ства. На Фиг. z е показана упростената (в областта на аналоговите
ключове и съгласуващия блок) схема на такъв ЦАП.
При включване на ключа К i (Qi = 1) към опорното напреЖение Uo,
напреЖението в i тия възел на РМ ще бъде Uc = U»/3 (считаме източ-
ника Uo 33 идеален), а напреЖението вл -тия възел: Un 1 *Ui/2r‘"t=
= Uo/3.2n"':no принципа на наслагването, при включване на произволен
брой'ключове към опорното напреЖение и© , за напреЖението в п -ия
възел ще получим:
Unt-EaiUnt • ас = -Ц^т Za-i2‘' (5)
И U1 Сж1 3*2
където a i, - 1 или 0, в зависимост от това, към и© или към общата шина
ли е включен ключът *•* Съответно, за изходното напреЖение Uj ще
имаме:
Um = -AlL.Unr ш_ -У»
• Лй 3.2" R
(6)
Сравнителният анализ на схемите показва, че грешките на ЦАП с РИ
от типа R-2R са аналогични на тези на ЦАП с тегловни резистори.
Тъй като се оказва, че не е възмоЖно в общия случай да се получи
достатъчно удобен за използуване израз за грешката от изменението на
съпротивлението в Р.’Ъ то обикновено се ограничава с предположение™,
че максималната грешка възниква в случай, когато отклоненията на то-
ка на старшия разряд и на токовете на останалите разряди имат еднакви
83
ОМГ. L
знаци. В този случай изходният ток на Pfl не се различава максимално
от номиналната си стойност и относителната гренка не има следната
СТОЙНОСТ:
(£ V}) max £ -f-(7)
-Основен недостаток на ЦАП с Л-2И PH е трудната настройка
на Р.\. При това, следва да се отчита сопротивление™ на затворените
ключове, като последното налага използването на високоомни резисто-
ри в P'i. Друг недостаток на такива ЦАП е това, че при превключването
на клочовете се сменя лосоката на тока в резисторите на PH, което
лредизвиква презарекдане на паразитните капацитети на PH и от тук
- намаляване на бързодействието. Допълнителни гренки и технологич-
ни трудности създава при тези ЦАП и обстоятелството, че токовете
в разрядите силно зависят от кода.
1.3. ЦАП с A-2R резисторна матрица и еднакви
разрядим токове
Гренките, свързани с изменението на разрядните токове се отстра-
няват в голяма стелен в ЦАП с Я-2К PH и равни разрядни токове.
Схемата на такъв ЦАП е дадена на Фиг, з.
Схемата на оиг. 3 съдърАа източник на ток ( РА4 иУГОУТм)
диодни токови ключове ( YOi.VPi ), r-zr резисторна матрица и су-
миран усилвател (DA2,R<). Токовете в разрядите са еднакви и равни:
84
Зиг. 3
Il»I, = Ue/Re , (8)
което се постига с еднаквост на транзисторите VT1 ♦ VTn и емитер-
ните съпротивления R».
За всички източници на ток (VT1 t VTn 1 товарного им сълротив-
ление е еднакво и равно на 2.6/3. Затова, при включване на съответ-
ния ключ (о; • 1) нарастванетоA Ui на потенциала в съответния възел
i . определено от тока на източника It е равно:
дЩ = -J- R.lt »-J-R1* •
(9)
нарастването на потенциала във
ването на източника It (aUni)
възела п., определено от включ-
е 2г'-''лъти по-малко от лис:
AUnt«
(10)
Нарастването на входния ток на
ол 2, определено от това нараст-
ване на потенциала ве бъде:
. Т . дЦпС _ 1 у р-(п-О
Alni = •-
(11)
Сумарният входен ток на ра2 де бъде в този случай равен:
85
Vata..^-JL Ь
М » 2^-3 Г
М,
(L.)
а изходното напреЖение на М2
Uj =-Ix..Rob=--|~ jg--R«b.Afr =--f-•^•рг-Л'« • (13)
От уравнение™ на преобразуване (13) на такъв ЦАП се виждат из-
точниците на грешки ((Jo, R., )
Влиянието на останалите параметри на рдг моЖе да се оцени по Фо
мулата:
< Un Un
където Wn = ZR.Ix = = (z/3).R.l. - напреЖение н
възела n
Намаляването на грешките от остатъчните параметри моЖе да се из-
върши чрез компенсиране (външно) на ео и чрез включване на компенси
раню съпротивление между неинвертиращия вход на ь*2 и общата шина.
Влиянието на остатъчните параметри на ₽-*'• моЖе да се приведе
към еквивалентно изменение на I»
Влиянието на отклонение™ на опорните токове li. от номиналния
( Ь ) моЖе да се оцени на базата на Формули (11 и (13). Така,напре-
Жението на изхода на ЦАП, обусловено само от тока П ще бъде равно:
Uwt »2 , (15)
а относителната грешка от изменението му:
=3-R'e‘ 2'( -У1!- (16)
От (16) следва, че най-голяма грешка внася нестабилността на из-
точника на най-старшия разряд ( i-n ), поради което изискванията
към него са най-високи.
В ЦАП с равни източници на ток в разрядите са долустими неголемм
отклонения на съпротивленията на резисторите в Pii от техните номинал
стойности, тъй като те могат да бъдат компенсирани чрез съответната
регулировка на източниците на разрядни токове. Регулировката се осъ-
ществява по следния начин. Първоначално се осъществява изходно напр<
66
Жение съответствуващо на нулев входен код ( а;=о, с*1+п ),
като се компенсира остатъчното напреЖение на рдг . След това, после-
дователно се затварят клячовете на всички разряди (V1), като ос-
таналите ключове са отворени ) и се настройва съответния
токозадаващ резистор Йо вi -я източник на ток така, че на изхода на
ЦАП да се получи необходимого напреЖение = Uyn/2""£ •
Основно предимство на ЦАП от фиг. 3 пред този*от фиг. 2 е това,
че резисторите R могат да се изпълнят нискоомни, с което се нама-
лява влиянието на паразитните капацитети и с това се повишава бързо-
действието на ЦАП.
II. Описание на опитната постановка
Опитната постановка (Фиг. 4) представлява четирибитов ЦАП с R -
zR резисторна матрица и еднакви разрядни токове, йзточникът на ток
е осъществен с помощта на ценеровия диод vpj операционния усилва-
тел и транзисторите VTI »VT4. Токовите превключватели са осъще-
ствени с помощта на диодите vm vm и транзисторите VT5 t VT8.
Преобразувателят ток - напреЖение е реализиран на базата на операци-
онният усилвател DA2. С помощта на потенциометрите , ар-5
и RP6 моЖе да се извърши корекция съответно на нелинейността,ади-
тивната и мултипликативната грешки. С помощта на тактовия генератор
ТГ и двоичния брояч СТЮ се получава четирибитова кодова поредица
(8-4-2-1), с помощта на която моЖе да се определят динамичните ха-
рактеристики на ЦАП при положение на ключа Ко в "А* - автоматичен
режим. Предвиден е и ръчен режим на работа на ЦАП, като Желаната ко-
дова комбинация се задава с помощта на ключовете KI t К4 (при поло-
жение на ключа Ко в "Р" - ръчен режим).
III. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучат принципната схема и опитната постановка.
3.2. Да се нанесат стойностите на елементите на принципната схема.
3.3. Да се извърши корекщде на "нулата* и калибровка на 'коефи-
циента на преобразуване” и 'нелинейността* на ЦАП*в статичен режим.
3.4. Да се снеме статичната характеристика на преобразуване на
ЦАП и се определи грешката от нелинейност.
3.5. Да се определи времето за установяване и скоростта на на-
растване на изходното напреЖение на ЦАП.
87
*-15V
ОИГ. 4
1У.КОНТРОЛНИ ВЪПРОСИ
4.1. Каква е ролята на ЦАП в съвременната техника?
4.2. Кои са основните разновидности на ЦАП?
4.3. Какви са основните предимства и недостатъци на паралелнит^
ЦАП с тегловни резистори?
4.4. Какви са предимствата и недостатьците на паралелни ЦАП с
R-2R резисторна матрица?
4.5. Кои са основните метрологични характеристики и параметри
на ЦАП?
4.6. Кои са източниците на адитивна и мултипликативна грешка .
и на грешка от нелинейност в ЦАП от Фиг. 4.?
4./. По какъв начин могат да се отстранят или намалят грешките
на ЦАП с Р - 2R резисторна матрица и еднакви разрядни токове?
88
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
₽ 9
ЦИОРОВИ ВОЛТМЕТРИ С ДВУТАКТНО ИНТЕГРИРАНЕ
Целта на настояшото упражнение е да се запознаят студентите с
метода на аналого-цифрового преобразуване с двутактно интегриране, а
съшо така, със схемотехниката и метрологичните възмоЖности на инте-
грален АЦП КР572ПВ2 (J*<Ur»tl7107).
I. Теоретична постановка [1, 4 тб]
Аналого-цифровите преобразуватели с двутактно интегриране (АЦП
ДИ) заедно с АЦП с поразрядно кодиране са получили за сега най-широ-
ко разпространение. Основните характеристики на АЦГШН са високата
точност и шумозацитеност при неголямо бързодействие, поради което се
използуват главно в автономните измервателни уреди.
На фиг. 1 са представени упростената структурна схема и време-
диаграмите, поясняващи работата на АЦПДй.
Уиг.1
89
йзнервателното преобразуване в АЦПДИ се извършва в три такта:
нулев такт (пауза) Тп, първи такт (интегриране на измерваното напре-
Жение и*) То и втори такт (интегриране на опорното напреЖение lfe)Tx.
През нулевия такт електронните ключове...са отворени,
тригерите П и Т2, броячът на импулси E4I и делителят на честота ДЧ са
нулирани, а изходното напреЖение на интегратора е нула. При постъпва-
не на стартов импулс U« Т1 се обръца в *1", с което се затварят$и^и
sw*. , започва интегрирането на Ux, броенето на тактовите импулси
Ft от ДЧ и се Формира началото на първия такт. Краят на първия такт
се Формира при появяването на импулс на изхода на ДЧ след време То:
То “ Тг • — . Afc. (1)
където No - коефициент на деление ДЧ.
Импулсът от изхода на ДЧ едновременно с нулирането на Т1 обръ-
ша Т2 в '1* (SWi се затварят, a svty износе отварят) и Фор-
мира началото на втория такт, през време на който на входа на интегра-
тора И се подава опорното напреЖение Un с полярност, обратна на вход-
ното Цх , а на входа на Ы1 - тактовите импулси Ft. Краят на втория
такт сс Формира при достигането на изходното напреЖение до нулата,при
което нулевият орган НО обръща Т2 в 'O'* и се затваря 5W3 и . Про-
дълЖителността на втория такт Тх моЖе да се определи от следното урав-
нение: Тж
ии(0) + =0 (2)
о
където Т - времеконстанта на интегратора, а 11м (0) - начална
стойност на изходното напреЖение на интегратора:
Т0
и„(о) =-£[ Uxtt (3)
Т J
о
При постоянни (Ух и (Jr съвместното решение на (2) и (3) дава
следния резултат за Тх:
Тх =ToUx/Ur - Ujt/Fy.Un, (U)
от където се виЖда, че се извършва линейно аналогово преобразуване на
напрежението Ux във временен интервал Тх.
Аналого-цифровото преобразуване в този тип волтметри се извърш-
ва чрез квантоване и кодиране на Тх с помошта на тактовия генератор
90
тг на брома на импулси БИ, Така, през , затворен за времето Тх,
в би постьпват импулси:
Л'х = F-Дх - FT (Ло UxЕт) - ЛЬ «г/Уд (5)
Следователно, полученото число в БИ се оказва също строго
пропорционално на измерваното напреЖение Ux . Пеню повече, поради
това, че за Формирането на То и за квантоването на Тх се използва ед-
на и съща честота Ft , последната не участвува в уравнението на пре-
образуване (5). Следва да се отбелеЖи, обаче, че това твърдение е
вярно само при условие, че Ft не се променя за времето на два после-
дователни интервала То и Тх,
Основните източници на инструментална грешка, освен нестабил-
ността на Un са неидеалността на интегратора (нелинейност, адитивна
и мултипликативна грешки) и неравенство™ на съпротивленията на зат-
ворените ключове ЗЩ и SWj.
Методичната грешка на АЦПДИ се проявява в динамичен режим ка-
то грешка от дискретизация с интервал на дискретизация Tj «Тп тТвтТх.
Освен това, тьй като през вревето То на интегриране на входното на-
преЖение U* последното се променя, то записаното в БИ число ше бъде
пропорционално на средната стойност на Ux за интервала на интегрира-
не: т0
Nx =. Г Ux . (6)
Ml To J
който резултат се използва при съвместно решаване на (2), (3) и (5)
за и^х-слпзСи Ux • Ux(t) .
Уравнението на преобразуване (6) АЦПДй в динамичен режим опре-
деля принадлеЖността му към интегриращите преобразуватели. Характерна
особеност на АЦПДИ е това, че времето за интегриране (То) е Фиксирано,
което означава, че всички хармонични съставящи на входния сигнал, с
период Т « То/п ( п « 1,2,3...) се подтиснат напълно, като не участ-
вуват в резултата от измерването. Това свойство на АЦПДИ моЖе да се из-
ползува за повишаване на тяхната шумозащитеност. Така например, в по-
вечето случаи времето за интегриране То се прави равно -a 20ms , в
следствие на което шумовете (наводките) с промишлена честота (50Hz )
или кратните на нея, наслоЖени върху измервателния пос оянен сигнал се
подтискат напълно.
Посочените по-горе свойства на АЦПДИ позволяват да сепостигне
точност на преобразуване 0,01* и по-висока.
На <риг. 2 е показана опростената структурно-функционална схема
91
на интегриращия АЦПДИ КР572ПВ2 (7107).
АЦП съдърЖа: аналогова част (буферен операционен повторится А1,
интегратор с операционен усилвател А2, компаратор АЗ, възел за Форми-
ране на общ потенциал с операционен усилвател А4, система от ключове
) и цифрова част (блок за управление БУ, тактов генератор
ТГ, регистър броячи РБ, регистър памети РП и регистър дешифратори
PffiJ). Кикросхемата се доггълва с няколко резистора и кондензатора и
със седемсегментни светодиодни индикатори,
Времеконстантата на интегратора се определя от външните елементи
й.2 и С2 . Кондензаторът Ск се използва във веригата за корекция на
остатъчното напреЖение на усилвателите Al, А2 и АЗ. Върху кондензато-
ра с» се запомня външно опорно напреЖение Un . Елементите Rj и С»
определят честотата на тактовия генератор ТГ. на входа на АЦП моЖе да
се включи нискочестотен пасивен Филтър за изглаЖдане на входния
сигнал.
АЦП от фиг. 2 има галванически развързани диференциални входове
за измерваното и опорното напреЖение Ux и Un. Синфазните напреЖения,
съществуващи на входовете (изводи 30, 31, 35 и 36) практически не вли-
яят върху работата на АЦП. Отчитането на синфазните напреЖения се из-
вършва спрямо общия потенциал, присъствуващ на извод 32 (СОМ). Този
потенциал се задава с помощта на стабилитрона D и резисторитеR'иR"
и е с около 2,8V по-нисък спрямо полоЖителното захранващо напреЖение
V+. Повторителят на обшото напреЖение (А4) има различна товароспособ-
ност за втичащ и изтичащ ток 20mA и 20у<А съответно. Това дава въз-
моЖност при Желание да се съедини извод 32 (СОМ) с обща шина&Аф(из-
вод 21) на захранването и да се направи по такъв начин общия потенци-
ал равен на нула.
Разликата на напреЖенията между V+ и СОМ моЖе да се използва по
принцип, в качеството на опорно напреЖение Un на АЦП. Температурният
коефициент на тази разлика е около 10 Е (-4)/К. Включването, обаче на
светодиодни индикатори разсейва в интегралната схема мощност, която
зависи от броя на светещите сегменти на индикатора и което предизвик-
ва значителни изменения на температурата на кристала, в крайна сметка
- на непостоянството на гореспоменатата разлика.
АЦП от фиг. 2 реализира временната диаграма, дадена на Фиг.1.6,
т.е. измервателното преобразуване се извършва в три такта. Приемайки
условно тактовете Тп (пауза). То (интегриране на и» ) и ТХ (интегри-
ране на и*. ) съответно за нулев, първи и втори, то моЖем да индекси-
раме аналоговите ключове ? 5 и в зависимост от тяхното положе-
ние по време на трите такта.
В течение на нулевия такт се'затварят ключовете Sy и 5^,
92
a
Фи ». 2
с което се извършва автокорекция в АЦП. Със затваряне на ключовеи
5$ входовете на буферния усилвател и интегратора се присъединяват
към общия потенциал^ а изходът на компаратора се съединява с инверти-
ращия вход на операционния усилвател А2 на интегратора. В резултат
на това усилвателите А2 и АЗ се обхващат от сто процентова отрицател-
на обратна връзка/ с което тяхния общ коефициент на усилване става
равен на 1. На долната плоча на коректиращия кондензатор Ск се уста-
новява напреЖение/ равно на сумата от остатъчното напреЖение на усил-
вател А2 и приведеното остатъчно напреЖение на усилвател АЗ. На гор-
ната плоча на същия кондензатор се установява напреЖение/ равно на
остатъчното напреЖение на усилвателя А1. По такъв начин върху плочит*
на кондензатора Ск се запомня напреЖението на грешката/ обусловена от
остатъчните напреЖения и на трите усилвателя (А1 - АЗ). През време на
следващите два такта ключът се отваря и запомненото напреЖение
върху Ск се изваЖда от входния сигнал на А2. По такъв начин сумарното
остатъчно напреЖение на АЦП се намалява под 10j«V . По време на същия'
такт, през затворените ключове 5$ и кондензатора С* се зареЖда до
опорното напреЖение Un.
В течение на първия такт са затворени само ключовете и и
се извършва интегриране на входното напреЖение U* . ПродълЖителността
на този такт е равна на 1000 периода на тактовите импулси,
В края на първия такт по сигнала от изхода на компаратора АЗ бл
кът за управление БУ определя знака на входното напреЖение Цх. Ако
Ux>0 то сигналите на изхода на интегратора и компаратора са отрица-
телни, а ако Ux^O- полоЖителни. В зависимост от знака на Ux във втс
рия такт се затварят ключове и$? (при U»>0) или 5? и 5^0 (при
Ux<0), и, чсвен това, се затваря ключ 5$ . По такъв начин през в то-
рия такт се интегрира напреЖението Мц , като полярността на това нэпе
Жение се осъществява обратна на тази на входното напреЖение Ux . Про-
дълЖителността на втория такт се определя от времето/ в течение на I
ето напреЖението на изхода на интегратора се намали по абсолютна сто!
ноет до нула, който момент се фиксира от сработването на компаратора
АЗ . Тази продълЖителност,измерена чрез брой на периода на тактовил
импулси моЖе да се изменя от 0 до 2000 и именно това число представ-
лява резултата от преобразуването на АЦП (виЖ Формула 5).
Тактовите импулси в АЦП се изработват и се получават след деле-
ние на 4 на честотата Р» на тактовия генератор (р-г - F* /4) Честотата
на този генератор се определя от съотношението:1ъ=а.45,/|гд.с, Препоръч-
вания честотен диапазон е:Р» « 40 t 200 кНж . В този АЦП е възмоЖна
кварцова стабилизация на честотата на генератора/ като елементите С-э
и 6.^ отсъствуват/ а кварцовия кристал се евързва меЖду изводите 39-4(
94
Мо)ке да се използва и външна тактова честота, която се подава на из-
вод 40, като изводи 38 и 59 остават свободой.
Обшата продълЖителност на цикъла на преобразуване на АЦП е 4000.14
16000.Tr Така, ако се осъществи Р< • 40 kHz , то цикълът на прео-
бразуване е 0,4* , от тях То • 0.1* , Тх 0 t 0,2» и Тп - 9,3 г
г 0,1 * . Както бете отбелязано по-горе е Желателно да се използва та-
кава честота F*., при която продълЖителността на първия такт То е
кратна на периода на мреЖовото напреЖение (20 m* ), с което АЦП ста-
ва нечувствителен към наводки от мреЖата, наслоЖени към входното на-
преЖение.
Диапазонът на входното напреЖение на АЦП е от -2U< до +2U*.
Знаците и на изводите 31 и 30 означават следното: ако поляр-
ността на Ux съвпада с тези знаци, то резултатът от преобразуването
ще бъде положителен, а в обратния случай - отрицателен. Препоръчва се
опорного упражнение и*.да има стойност IV и 0,1V ПРИ IV,
диапазонът от входни напреЖения ще бъде +/- 1.999V, а при 11* « 0,1V
- +/- 0,1999V.
От уравнението на преобразуване (5) на АЦП, следва, че в първо
приближение времеконстантата на интегратора т () не оказва
влияние на резултата от измерването. Това, обаче, е вярно при условие,
че интеграторът и компараторът не излизат от линейната част на свои-
те характеристики на преобразуване. При свързване на АЦП по схемата
от Фигура 2 изходното напреЖение на интегратора не следва да превиша-
ва +/- 2V относно общия потенциал СОМ. Ако общият потенциал СОМ е
съединен с масата &АФ то се допуска двойно по голяма амплитуда на из-
менение на исходного напреЖение на интегратора. В частност се препо-
ръчва, при fT • 40kMz С2 да бъде O,lpf, a да е равно на 47к»
при Uxw *♦/-o.iv или 470капри Uxu*> +/- 2V .
Както беве казано по-горе, входовете Ux и Ua на АЦП са диферен-
циални и ако се използват като такива, напреЖението на която и да е
клема на тези входове трябва да се намира в границите между захранва-
щото напреЖение
Препоръчва се, обаче, ако е възмоЖно, нископотенциалните клеми
на тези входове да се свързват с общия потенциал СОМ, както това е
направено нафиг. 2.
На Фиг. 3 са показами още две схеми на включване на напреЖения-
та Ux и Un към АЦП КР372П62.
На фиг. З.а измерваното напреЖение Ux се подава спрямо общия
потенциал СОМ, а опорного напреЖение Un, получено с помощта на стаби-
литрона VO и потенциометъра R.J , няма обща точка с общия потенциал.
На Фиг. З.б UxhUr нямат обща точка с общия потенциал СОМ.
В този случай АЦП се използва за измерване на напреЖението на нерав-
95
новесие на резистивния ноет Тъй като захранващото напреЖен»
на моста в случая се използва за получаване на опорно напреЖение 1\
Фиг. 3
(с помощта на делителя кд; В? ), резултатът от измерването се
оказва инвариантен спрямо захранващото напреЖение на моста.
При реализирането на АЦП от тоци тип следва да се има в предвид
това, че към интегриращия кондензатор С2 се предявява изискването да
има малка диелектрична абсорбция. Така, според литературни данни,при
използването на керамични кондензатори грешката от нелинейност на АЦП
е от порядъка на 0,12, ако се използват полистеролни или полипропиле-
нови - съответно 0,012 и 0,0012. Препоръчва се да се използват кон-
дензатори българско производство тип ПС, П или МП, а съвет'ско произ-
водство - К/1-4 ИЛИ 5, К72П-6 или 9 и К73П-7 или 16.
Изходният код и съответните изходни стъпала на АЦП КР572ПВ2
обезлечават непосредствено управление на светодиодни индикатори с общ
анод, например от типа ААС324Б (СССР) или VQE24ГДР). ПроизвеЖда
се също така и АЦП КР572ПВ5 (7106), който се различава от КР572ПВ2
само по това, че изходите му са предназначени за управление на течно-
кристални индикатори.
11. Описание на опитната постановка
Принципната схема на опитната постановка е представена на фиг.4
В нея е използвана идеята на АЦП от фиг. З.б, с което отпада необхо-
димостта от използването на стабилен източник на напреЖение за форми-
ране на опорнонапреЖение U<. Входното напреЖение 1)х се задава с по-
мощта на резистора и външния потенциометър Ro. Опорното напре-
Жение се Формира от отрицателното захранваию напреЖение (-5V) с помом
та на резисторите 1Ци .
96
m R2 П2Ск 2XVQE24
Ся C3 R3
Фиг.4
Кондензаторите Cl и С4 са предназначени за изглаЖдане на пул-
сациите на входното Uxh опорното ОцнапреЖения. С помощта на външно
променливо напреЖение с промишлена честота (50Hz ) и резистора
R6 се Формира пулсираию входно напреЖение за изследване на шумоподтис-
кащите свойства на АЦП. С помощта на променливия резистор R." моЖе да
се променя в известии граници честотата на генератора FP. С помощта
на клоча П1 моЖе да се тества АЦП. Изходите на интегратора и тактовия
генератор са изведени съответно на контролните точки А и В. Предвиде-
на е възмоЖност за даване на късо на корегиращия кондензатор Ск с кое-
то се отстранява вътрешната автокорекция. На схемата е изобразено ус-
ловно свързването на индикаторите към АЦП. Цифровата маса (извод 21)
се свързва с отделен проводник непосредствено към масата на захранва-
щия източник, като по този начин токовете на цифровата част на АЦП и
индикаторите не смущава работата на аналоговата част на АЦП.
III. Задачи за изпълнение
3.1. Да се разучи принципната схема на опитната постановка и
се запищат типа, стойността и толеранса на елементите.
3.2. Да се изчисли стойността на опорното напреЖение (Ди се оп-
редели обхвата на АЦП.
3.3. Да се изчислят елементите от схемата Rj и Cj при зададена
тактова честота Ет= 40 kHz.
3.4. Да се изчислят R.a и С* по данните от 3.2 и 3.3.
3.5. Да се определи експериментално максималната стойност на при
ведената грешка от нелинейност на АЦП.
ЗабелеЖка: Грешката от нелинейност моЖе да се определи от експе-
рименталната зависимост където К»с - съпротивлението
между изводи ъ и с на потенциометъра я.о.
3.6. Да се извърши настройка на АЦП за максимално подтискане на
цумовете с промишлена честота.
ЗабелеЖка: Настройката се извършва с помощта на променливия ре-
зистор Rj при включено "шумовв* напреЖение като се търси мини-
мална нестабилност на показаниятана АЦП.
3.7. Да се определят адитивните грешки на АЦП при включена и из-
ключена автокорекция.
ЗабелеЖка: Автокорекцията се изключва чрез шунтоване на коректи-
рашия кондензатор Ск.
98
IV. Контролни въпроси
4.1. От какво се определят адитивната и мултипликативната греш-
ки в АЦП с двутактно интегриране?
4.2. От какви съобраЛения се определят стойността на тактовата
честота Ft и нейната стабилност?
4.3. Какво представлява методичната грешка на АЦПДИ?
4.4. Докажете независимостта на показанието на АЦП от захран-
ващото напреЛение (Фиг. З.б).
4.5. Изведете уравнението на преобразуване на АЦП от Фиг. 4.
99
ЛАБОРАТОРНО УПРАЖНЕНИЕ
I? 10
ГИКРОПРОЦЕСОРНИ ЦИФРОВИ ЧЕСТОТОМЕРИ
Използуването на микропроцесорните системи ППС в цифровите често-
томери позволява ла се автоматизира установяването на необходимите
честоти или временни интервали и извършването на изчислителните про-
цедури (в частност и определянето на честотата по периода й), да
се осъществи автоматично управление на всички блокове и се организи-
ра тяхното взаимодействие, да се обработват резултатите от измервани-
ята, да се осъществява автоматичен контрол, да се изобразяват или
представят резултатите от измерванията в удобна Форма, да се понижи
консумираната мощност и т.н.
Използуването на ППС не изключва включването в цифровия честото-
мер на стандарт блокове като Формировател на импулси, логически
елементи, делители на честота и др., но в сравнение с уредите с
твърда логика апаратната част е съкратена по обем и функции и отпа-
да необходимостта от комутация на блоковете на уреда, с цел промяна
нанеговата функция.
Целта на настоящото лабораторно упражнение е да се запознаят сту-
дентите с предимствата на микропроцесорните честотомери пред тези, с
твърда логика и с принципите на тяхното действие и построяване.
1. Теоретична постановка
Структурната схема на един сравнително прост вариант на микропро-
цесорен цифров честотомер е представена на Фиг. 1, където ВУ - вход-
но устройство, УДЧ - управляем делител на честота с програмно зада-
вай коефициент на деление п , ГТЧ - генератор на тактова честота
Ут , превключватели П1 и П2, ВС - временен селектор (схема "И"),
bit - брояч на импулси, ППС - микропроцесорна система и Л - дисплей.
Процедурата на измерване винаги започва с нулиране на брояча на
изпулси БИ и с измерването на периода на входния сигнал тл , при
което сигналът "режим" от iT»IC установява П1 и Пг в положение 1, а на
временния селектор ВС се подава тактова честота и временния интервал
л.т» . Едновременно с това, МПС задава по-малката от двете възмоЖни
стойности на коефициента на деление на ДЧ - гч , по този начин, в
брояча на импулси се пропускат V» =nf T,.yr импулси. Сигналите за
препълване и остатъчното двоично число в брояча на импулси Бл пос-
100
Фиг. 1
тъпват в НПС и след изчисляване на честотатаУ*= 1/т* = п^/^резулта-
тът се изобразява на екрана на дисплея.
Ако периодът Тх се окаЖе недостатьчно голям, за да се получи лре-
пълване в БИ, то НПС, запазвайки съиият режим на работа, установява
по-големия коефициент на деление ru и отново се извършва измерване
на периода Тх. Ако и в този случай не се получи препълване на БИ,г.ПС
преминава в режим на непосредствено (пряко) измерване на честотата,
като превключва П1 и flz в положение I, при което на ВС се подават
входната честота У» и Формирания от НПС измервателен интервал Ти
(I сек.). По този начин към БИ се пропускат импулси.
Фиксирането в БИ число и препълванията се възприемат от fine и след
обработка на резултатите се индицира честотата.
При наличието на НПС, в цифровите честотомери е възмоЖно да се
използуват по-слоЖни, но по-съвършени метрологично методи за цифро-
во измерване на честота. Така например е възмоЖно да се реализира
такъв алгоритъм на измерване на честотата, че в широки граници на
честотния диапазон да се запази достаточно малка и постоянна макси-
мална стойност на относителната грешка от квантоване. На фиг. 2 е
показана времедиаграмата, поясняваща такъв метод, а на Фиг. 3 -
структурната схема на иегова примерна реализация. Използуваните обоз-
начения на фиг. 3 са аналогични на тези, на Фиг. 1.
При метода от фиг. t се Формира временен интервал , който се
запълва от импулсите на входната честота при което се по-
лучава числото п :
П = дЙ.Л (1)
101
което се запомня. От еюомула (1) моЛе да се определи с относителн
гренка от квантоване
* -Ь- . -1
лЬ, zt,.
(z)
Именно тази грешка в дадения метод се намалява до зададена постоянна
стойност. За целта, едновременно с itj се формира втори временен интер-
вал лti с начало - първия (след началото над£») импулс на входната
честота и с край - първия след края на л it импулс на входната чес-
тота. По такъв начин, аЪ се оказва равен точно на и периода на
входната честота:
Фиг. z
A 11 = П . 1д
(3)
Зременният интервал a t2 се запълва с импулси с опорна честота Л
чийто ОройЛ' се запомня. Броят на импулсите = "/.//•<
откъдето:
/л = л././v
(4)
102
ФИГ. 3
Грешката от квантоване при измерването на честотата гри този
метод се определя, очевидно, от грешката от квантоване, при измерва-
не на временния интервал= л.т» Действително, от (3) моЖе да се
определи входната честота:
Л = — = — (5)
7 Тх At!
При достаточно малка грешка на определяне на временния интервал
аЪ > относителната грешка на определяне на честотата по Формула
(5) ше бъде:
• {6)
наксималната стойност на относителната грешка от квантоване три
измерване на дЪ е равна:
, . . Т" (7)
sltti) = ± *
откъдето, отчитайки (6) можем да запишем за грешката 57/х)
♦ Л? ~ (8)
тъй като дЪ =д*1
От Формула (8) се виЖда, че максималната стойност на относителна-
та грешка от квантоване при измерването на честотата по този метод
не зависи от честотата и е постоянна в целия Физически реализуем диа-
пазон на измерване.
103
11. Описание на опитната постановка
Тази опитна постановка реализира алгоритъма за измерване на че-
стота в широк честотен диапазон с постоянна относителна грешка от
квантоване. На Фигура 5 е представена блокова схема на опитната пос-
тановка. Тя се състои от четири идентични канала за измерване на че-
стота, интерфейсна карта (IC) и персонален компютър (PC). Поради пъл-
ната еднаквост на каналите за измерване на честота, по-нататък ше
разглейдаме само един от тях. Като основен елемент в каналите за из-
мерване на честота е използван Програмируемия Таймерен Модул (ПТМ)
СМ606. За да бъде по-добре разбран начина на действие на честотомера
е необходимо запознаване с устройството и работата на ПТМ СМ606.
На Фигура 6 е показана блоковата схема на структурата на СМ606.
За връзка с Микропроцесорната система ПТМ притейава следните
ИЗВОДИ:
Do -Ьт - изводи за двупосочна обняна на данни с три изходни
СЪСТОЯНИЯ;
CSO.CSi- входове за избор на чипа - чипа е избран акоС5о=0
и CSi =1 j
RSO-R-S2- входове за избор на регистър от чипа,-
й.е$ет - вход за начално установяване;
R./\v - вход за установяване посоката на обмен на данните;
IR.O. - изход с отворен колектор за заявка за прекъсване;
Е - вход за тактовата поредица на компютъра.
ПТМ съдърйа три независими един от друг таймера, чиито рейими
на работа се задават по прогоамен път. Входовете на таймерите могат
да бъдат програмно превключвани към тактовата поредица на микропро-
цесорната система (МПС) или към външни източници на импулсни сигнали.
Основатана ПТМ са три 16-битови извайдащи брояча. Чрез всеки
един от тях с помощта на допълнителни цифрови схеми (регистри, три-
гери и др.) е изграден по един таймер. Всеки брояч е разделен на две
относително самостоятелни части, по 8 бита всяка, наричани младши и
старши брояч. Тези 8-битови броячи са снабдени с 8-битови регистри,
в които микропроцесорът мойе да изпраша данни. ИнФормацията записана
в регистрите, при определени условия мойе да бъде прехвърляна авто-
матично в съответните броячи. Всеки 8-битов брояч заедно с принадле-
йащия му регистър образува брояч с програмируем коефициент на броене.
Старшия и младшия брояч на всеки таймер заедно с принадлейаците им
регистри могат да бъдат обединявани програмно в 16-битов брояч, разпо-
104
см
снэ
Ch4
Фиг. 5
Фиг. 6
105
лагац с 16-битов регистър. Всеки от трите таймера е с по два входа
за външни TTL сигнали, които могат да бъдат асинхронни или синхрон-
ии спрямо тактовата поредица на микропроцесорната система. Тези вхо-
дове са: - С за импулсни сигнали, всеки от които намалява с единица
съдърйанието на съответния брояч; & - за управление на функциите
на съответния таймер. Изводите 0 представляват изходи на таймерите.
Всеки таймер разполага с 8-битов управляваы регистър (УР). Чрез за-
пис на различна информация в този регистър се програмира режима на
работа и конфигурацията на съответния таймер. Основните рейими на
работа на таймерите са: непрекъснат рейим,рейим на сравняване на
честоти, рейим на сравняване на продълйителности, оейим на генерира-
не на единичен импулс. В таблици 1,2 и 3 е показана функцията на
всеки бит от управлявашите регистри. Тази информация е необходима
при програмиране на режима на работа на таймерите.
Таблица 1
УР1 УР2 УРЗ
бит 0 1 Разрешена работата на всички таймери (старт на ПТМ) Избран е УР1 На входа С на таймер 3 включен делител на 8
0 Програмно начално установяване Избран е УРЗ На входа С на таймер 3 не е вклю чен делител на 8
Таблица 2
Батове Рейим на работа и управление на прекъсването
Ь5_ м М-
d 0 0 Непрекъснат рейим - 1
0 и 1 Сравняване на честоти - 1
0 1 0 Непрекъснат рейим - 2
0 1 1 Сравняване на продълйителности - 1. Иэработва се пре- късване, ако продълйителността на инпулса на входа е no-малка от цикъла на брояча
1 0 1 Генериране на единичен импулс - 1
1 0 1 Сравняване на честоти - 2
1 1 и Генериране на единичен инпулс - 2
_1_ 1—. Сравняване на продълйителности - 2
106
Таблица 3
бит Предназначение Лог. стойност Функция
1 Задава източника на броячните им- пулей 1 Таймерът работи с им- пулсите подадени на .входа.С
0 Таймерът работи с им- пулсите от тактовата .[Иреаииа.нэ.МПС броячът е организиран като два 8-битови бро- яча
2 Задава конфигу- рацията на бро- ячите 1
0 Ьроячът е организиран като 16-битов
6 Разрешение на сиг- нала за прекъеване Q 1 -Забезнз.на.ЭП.нз.тзймеоа Разрешение на ЗП на тай- мера
7 Разрешение на съ- ответния изходен сигнал 0 Забрана на изходния .сигнал
1 Разрешение на изходния сигнал
В конкретного приложение на ПТМ се използват рейимите: Сравня-
ване на продълйителности - 1 и Генериране на единичен импулс - 1. Hie
се спреи малко по-подробно на тях.
Генериране на единичен импулс - продълйителността на импулса Ти
генериран от таймера ще бъде: Ти=-к.т<> • където: к е числото записа-
но в инФормационния регистър на брояча; т0 е периода на тактовата че-
стота. За тактова честота се избира програмно или тактовата поредица
на ГШС, или поредицата подадена на входа С на таймера. За да програми-
раме таймера за генериране на единичен импулс с продълЖителност Ти,
правим слелюто: 1) записваме в управлявашия регистър на съответния
таймер думата Х10100011, т.е.$АЗ; 2) записваме в информационните ре-
гистр и на таймера числото к; 3) стартираме ПТМ. Стартирането става
чрез запис на'О’ в бит 0 на УР1.
Сравняването на продълЖителности - таймерът сравнява продълЖи-
телността на импулса Их г подаден на вход 6 с времето за един
107
цикъл на броене на брояча при определена тактова честота. За да из-
мерим продълАитепността Тх на импулс подаден на входа G правим след-
НОТО:
1) Програмираме таймера в реким на сравняване на продълАителнос-
ти, т.е. записваме в управляващия регистър на съответния таймер дума-
та Х01011011 или |5В; 2) записваме някаква начална информация в ин-
Формационните регистри на таймера (примерно *ffff ); з) стартираме
ПТМ; ако продълАителността Тх на импулса Их е по-малка от цикъла на
брояча, при полоАителния фронт на импулса Их броячите спират и се
изработва заявка за прекъсване (ЗП); 4) след получаване на ЗП извли-
чаме съдърАанието на брояча.
СъдърАанието на брояча ще бъде: (броячите работят в
реким на изваАдане), където N е броя на импулсите от тактовата по-
редица "извадени" от началното съдърАание (примерно $ffff ) за
временния интервал Тх . Ако периодът на тактовата поредица е То то
Тх « д/ . То.
г»—1 _
р—I ПППППППП1---------------------
т».
17нн|||.11111111Н1|7|Ш1111111|111.
Оиг, 7
На Фиг. 7 са показами времедиаграмите поясняваци начинът на дей-
ствие на опитната постановка, а той е следният: таймер 1 е програмиран
в реАим на генериране на единичен импулс с определена продълЛителност
(примерно 50 тз ); таймери 2 и 3 са програмирани в ре>ким на сравняване
на продълЛителности. След стартирането с таймерите, таймер 1 генерира
импулс с програмираната продълЖителност t/| . От този импулс, чрез D-
тригера и входната поредица, чиято честота измерваме, се изработва
108
временен интервал синхронизиран с входната поредица (виЛ фиг.7),
От а изхода на D -тригера така изработен’ия импулс се подава на входо-
вете & на таймери 2 и 3. Ако продълЛителността на импулса t2 е по-
малка от цикъла на броячите, полоЛителният фронт на t 2 спира броячи-
те и се изработва заявка за прекъсване. От брояча на таймер 2 по вре-
ме на действието на t 2 се изва*дат А/ импулса на тактовата поредица
с еталонна честота Fo . За същото време от брояча на таймер 3 се из-
вайдат m импулса на входната поредица, чиято честота измерваме.Как-
то се виЛда от Фиг. 1, m»n-1 , където п е точният брой периоди
на входната поредица формирали t2. Микропроцесорът извлича съдърйа-
нието на броячите, намира А/и п и по иормула А изчислява стойността
на честотата
ИзлоЛеното до тук представлява един цикъл измерване по метода
описан в теоретичната част.
Ако използуваме броя m на импулсите извадени от брояча на тай-
мер 3 за времето t2 моЛем да получим стойността на F« по формулата:
Fx , т.е. пряко измерваме честотата.
Ако таймер 1 се програмира за работа с тактови импулси постъпва-
щи на входа С и на този вход се подале поредицата, чиято честота ще
измерваме, тогава на изхода 0 на таймер 1 ще получим импулс с продъл-
Лителност К.Тх, където К е числото записано в информационния регистър
на таймер 1. Измервайки тэзи продълЖителност чрез таймер 2 реализи-
раме метода за измерване на период.
Използването на микропроцесорна система разширява възмоЖностите
на постановката. Без промяна на схемного решение става възмоЛно реали-
зирането на различии методи за измерване на честотата. Както се виЛда,
чрез описаната постановка могат да бъдат осъществени както двата ос-
новни метода за измерване на честота, така и метода за измерване на
честота с постоянна грешка от квантоване описан в теоретичната част.
Програмното осигуряване моЛе да се раздели на 3 части: (РР1) -
подпрограма подготвяща и стартираща таймерите за всяко измерване, (IRQ)
- подпрограма обслуЛваща прекъсването и главна програма обслуЖваща ди-
алога и алгоритъма на измерването като цяло. На фиг. 8 са показани
блоковите схеми на програмите. В първи блок на главната програма ста-
ва избора на алгоритъм на измерване за всеки от каналите, както и из-
бор на продълйителността на и броя на измерваните периоди съ-
ответно. В блок 2 става нулирането на клетките от паметта, в които ще
бъде прехвърлено съдърйанието на броячите. В следващия блок извикваме
подпрограмата подготвяща и стартираща таймерите. В четвъртия блок става
изчисляване на стойностите на измерваните честоти, а в блок 5 индика-
109
ция на резултатите. В блок 6 се прави проверка има ли сигнал за край-
на измерването (натискане на клавиш 'space*) и ако няма такъв, цикъ-
лът се повтаря, Ако има сигнал за край, в седми блок програмата се
интересува искаме ли да променим началните параметри и ако отговаря
с “да” се връша към първи блок. В противен случай в блок 8 се отива
към ново измерване със старите параметри или изход от програмата. В
първи блок на подпрограмата подготвяща и стартираща измерването (РР1)
се извършва запис в управляващите регистри на таймерите, а в следва--
щия запис в информационните им регистри. В третия блок на подпрогра-
мата таймерите се стартират. В първи блок на подпрограмата обслу*ва-
ща прекъсването се прави проверка от кой таймер е постъпила заявката
за прекъсване. В следващия блок се прехвърлят данните от броячите на
таймера, подал заявката за прекъсване в паметта.
Фиг. 8
На Фиг. 9 е дадена принципната схема на единия канал, а на Фиг.
10 - пълната принципна схема на четириканалния честотомер.
III. Задачи за изпълнение
3.1. Определете обхватите на честотомерите, реализирани по три-
те метода при условия, зададени от преподавателя.
3.2. Определете измервателните диапазони на честотомерите, реа-
лизирани по трите метода, при зададена от преподавателя максимална,
относителна грешка от квантоване.
110
3.3. При условията, зададени в 3.1-да се извършат по 10 изме-
рения, разпределени равномерно в обхватите на честотомерите.
3.4. По данните, получени в 3.3 да се изчислят относителните
грешки от квантоване и се построй за всеки метод зависимостта на от-
носителната грешка от квантоване от входната величина.
IV. Контролни въпроси
4.1. Каква роля играе МПС в микропроцесорните цифрови честото-
мери?
4.2. Зато максималната грешка от квантоване при първия метод е
ограничена отгоре?
4.3. В какви граници се мени грешката от квантоване при първия
метод?
4.4. Как се измерва честотата по различии методи с опитната
постановка?
111
гтт
Фиг.
to
£ТТ
Фиг. 10
ЛИТЕРАТУРА
1. Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных ус-
тройствах. Л., Энергия, 1930; 1988 Г.
2. Станчев И. б. Електронни аналогови измервателни уреди. с.,
Т., 1921; 1989 Г.
3. Гутников В. С. Применние операционных усилителей в измеритель-
ной технике. Л., Энергия, 19/5.
4, Стоянов И. И. Измервания в електрониката и иэчислителната
техника. С., Т., 198/.
5. Попов К. А., Тауианов 3. П., Гигов X. И. Електрически измер-
вания. Варна, ВМЕИ, 198/ г.
6. йирский Г. Я. Электронные измерения, rt., Р. и связь, 1986.
/. Костов Ж. И. Цифрови измервателни уреои. С., Т., 1981.
8. Конов К. И. Импулсни и цифрови схеми с ПЛ-елементи. С.,Т.,
19/9.
9. Махнанов В. Д., Милохин Н. Г., Устройства честотного и время-
имлульсного преобразувания. М., Энергия, 19/0.
10. Адърски И. С., Костов Ж. И., Лазаров А. И, Аналого-цифрови
измервателни преобразуватели. С., Т., 1983.
11. Партяшин А. и., Шахов Э. К., Шляндин В. Н. Преобразуватели
электрических параметров для систем контроля и управления. Н.,Энер-
гия, 19/9.
114
СЪДЪРЖАНИЕ
УВОД ......................................................... А
Обша част .................................................... 5
ЛАЬОРАТОРНИ УПРАЖНЕНИЯ
1. Измерзателни усилватели ................................. 18
2. бързодействувам преобразувател на средна стойност ....... 31
3. Електронни аналогови честотомери ........................ 39
4. Измервателни синусоидални и релаксационни генератори .... 47
5. Цифрово измерване на честотно-временните параметри на сиг-
налите ...................................................... 56
6. Преобразувател на напреЖение в честота .................. 66
7. Преобразувател на & , L и С в период .................... 74
8. Цифрово-аналогови преобразуватели ....................... 80
9. Цифрови волтметри с двутактно интегриране ............... 89
10. Микропроцесорни честотомери ............................ 100
Литература ...............................................U4
115
ИЗМЕРВАНЕ В ЕЛЕКТРОТЕХНИКАТА
Р-ВО ЗА ЛАБ.У-НИЯ
Доц.ктн.инЖ. Хр.И.Гигов и колЕктив
ZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZ:
поръчкА № 205 Формат 16/60x64
ТИРАЖ - 1000 ПЕЧ.коли 7.25
ЦЕНА: изд.коли 6.76
zzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzzsz:
Печатано в ОФсетно печатна База при ТУ-Варна